(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力側がリアクトルを介して交流電源に接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続され、交流を直流に変換するコンバータ回路と、前記コンバータ回路の交流電流を検出する電流検出回路と、前記コンバータを制御する制御手段を備えたコンバータ装置において、
前記コンバータ回路の起動前に、前記電流検出回路で検出した電流を制御系位相により回転座標（ｄｑ軸座標）へ変換し、ｄ軸電流成分から直流成分を抽出し、前記直流成分が０もしくは所定値になるように周波数調整分を算出し、前記周波数調整分と制御系の周波数初期値を加算することにより制御系周波数を算出し、該算出した制御系周波数を前記交流電源の周波数として推定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項２】
請求項１において、
前記算出した制御系周波数を積分することにより制御系位相を算出し、該算出した制御系位相を前記交流電源の位相として推定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項３】
請求項２において、
前記算出した制御系位相に位相補償量を加算することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項４】
請求項２において、
前記直流成分が０もしくは所定値になるように周波数調整分を算出するために、比例補償器、もしくは積分比例補償器を使用することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項５】
請求項３において、
サンプル＆ホールドを用いて前記制御系の周波数の初期値を周期的に更新することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項６】
請求項２において、
前記制御系周波数もしくは前記ｄ軸電流分量の直流成分が所定時間以上、安定するか否かにより、電源の相順を推定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項７】
請求項１において、
前記直流成分が０もしくは所定値になるようにした後に、ｑ軸電流の直流成分から前記コンバータ装置の入力電流の有効成分を推定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項８】
請求項７において、
コンバータ回路の直流電圧を検出し、前記直流電圧の検出値により、電源電圧を推定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項９】
請求項７において、
前記推定した入力電流の有効成分（Ｉq）と前記直流電圧の検出値を用いて、
下記近似演算式により、前記電源電圧の相電圧振幅値（Ｖs）を推定することを特徴とするコンバータ装置。
Ｖs＝（Ｅdc＋Ｋi×Ｉq）×０.６
ここで、Ｋiが演算用定数（電源電圧の定格値により調整する）。
【請求項１０】
請求項７において、
前記推定した電源電圧と、前記推定した入力電流の有効成分により、入力電力を計算し、直流負荷の大きさを推定することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１１】
請求項１０において、
前記推定した直流負荷の大きさ，前記推定した入力電流の有効成分、もしくは前記推定した入力電流の大きさが、所定値より大きい場合、前記コンバータ装置を起動することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１２】
請求項１において、
前記コンバータ装置が起動前に、前記コンバータ回路を構成するスイッチング素子群のうち、上アームのスイッチング素子群もしくは下アームのスイッチング素子群にオン・オフ制御信号与え、前記オン・オフ信号のパルス幅を調整することにより、前記平滑コンデンサの直流電圧を所定値に制御することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１３】
入力側がリアクトルを介して交流電源に接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続され、交流を直流に変換するコンバータ回路と、前記コンバータ回路の交流電流を検出する電流検出回路と、前記コンバータを制御する制御手段を備えたコンバータ装置において、
前記コンバータ回路の起動前に、前記電流検出回路から検出した電流信号を制御系位相により回転座標（ｄｑ軸座標）へ変換し、ｄ軸電流成分から直流成分を抽出し、前記直流成分が０もしくは所定値になるように周波数調整分を算出し、前記周波数調整分と制御系の周波数初期値を加算することにより制御系周波数を算出し、前記周波数を積分することにより制御系位相を算出し、前記制御系位相をフィードバックすることにより前記交流電源の位相，周波数，相順，電源電圧，入力電流、又は、直流負荷の大きさを推定するコンバータ装置。
【請求項１４】
請求項１３において、
推定した情報を用いて、制御系の初期値を設定し、前記スイッチング素子群のオン・オフ動作により直流電圧を所定値まで昇圧した後の短時間に、
無効電力分量（ｄ軸）の出力電圧指令を０、有効電力分量（ｑ軸）の出力電圧指令を電源電圧に固定して、前記交流検出回路から検出した電流信号により制御系の位相微調整を行うことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１５】
請求項１４において、
前記交流電流検出回路から検出した電流信号を回転座標（ｄｑ軸座標）へ変換し、ｄ軸電流成分（ｉdc）の正負符号から、制御系の位相と電源電圧の実位相との前後関係を判断し、かつ前記ｄ軸電流成分の大きさ（｜ｉdc｜）から下記式により位相調整量（｜Δθ｜）を算出して、
0004909857.tif 000006
ここで、Ｖs：電源電圧振幅値、ｆs：電源周波数、Ｌ：交流リアクトルのインダクタンス。
前記位相調整量（｜Δθ｜）と前記ｄ軸電流成分（ｉdc）の正負符号を用いて、制御系位相の微調整を行うことを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１６】
請求項１５において、
前記位相調整量を、前記ｄ軸電流の大きさが所定値以上の場合、所定の調整ステップ値とし、前記ｄ軸電流の大きさが所定値未満の場合、０として制御系位相の微調整を行い、起動時過電流過電圧を抑えることを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１７】
請求項１５において、
前記制御系位相の微調整を行う同時に、位相調整量を位相補償量に累算して、次回起動時に、前記位相補償量を用いることにより、起動時初期位相誤差を低減することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１８】
請求項１４において、
前記コンバータ装置が起動前に、前記コンバータ回路を構成するスイッチング素子群のうち、上アームのスイッチング素子群もしくは下アームのスイッチング素子群にオン・オフ制御信号与え、前記オン・オフ信号のパルス幅を調整することにより、前記平滑コンデンサの直流電圧を所定値に昇圧することを特徴とするコンバータ装置。
【請求項１９】
請求項１８において、
前記コンバータ装置が起動時に、請求項１３記載の推定処理、請求項１８記載の昇圧処理，請求項１４記載の位相微調整，通常の運転、の順番で行うことを特徴とするコンバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流を直流に変換するコンバータ装置及びモジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
交流から直流に変換するための電力変換器から発生する高調波電流を非常に小さくできる電力変換器としてＰＷＭコンバータ装置が普及している。
【０００３】
ＰＷＭコンバータ装置は入力側の交流電源との間にリアクトルを接続し、出力側の直流端子間に平滑コンデンサと負荷が接続されている。そこで、電源側から負荷側へ電力供給する場合、電源電圧と同位相で正弦波状の入力電流が流れるようにＰＷＭコンバータを制御する。また、負荷側から電源側に電力を回生する場合、電源電圧と逆位相で正弦波状の入力電流が流れるようにＰＷＭコンバータを制御する。
【０００４】
具体的には、平滑コンデンサの直流電圧が所定値になるように入力電流の振幅指令を与え、電源電圧位相に同期した電流指令値として、この指令値に入力電流検出値が一致するようにＰＷＭコンバータの交流入力電圧を制御している。
【０００５】
このようにＰＷＭコンバータを制御するには、電源電圧位相，直流電圧及びコンバータへの入力電流の検出が不可欠である。
【０００６】
上記正弦波ＰＷＭコンバータの開発は古くから行われており、多数の方式が提案されている。
【０００７】
ここで、電源電圧センサや位相センサを用いない電源電圧位相センサレス制御方式として、特開２００６−２５５８７号公報と平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」が提案されている。上記制御方式は、電源電圧位相を検出することなく電源電圧位相に同期した正弦波電流を流すことが可能である。
【０００８】
【特許文献１】特開２００６−２５５８７号公報
【非特許文献１】平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
特開２００６−２５５８７号公報は、ＰＷＭコンバータ起動前に、電源電圧のゼロクロス信号を検出し、ＰＬＬ制御器を用いて制御系位相を再現して、ＰＷＭコンバータ起動後に、電源電圧位相センサレス制御に切り替える方式を開示している。この方式によれば、起動後の制御に電源位相センサが要らないが、起動時の位相情報を検出するために、電源電圧のゼロクロス信号検出回路とＰＬＬ制御器が必要である。
【００１０】
また、平成６年電気学会論文誌Ｄ部門１１４巻１２号記載の「電源電圧センサレス三相ＰＷＭコンバータの一方式」は、ＰＷＭコンバータ起動時の電源電圧初期位相の検出にはＰＷＭコンバータを適当な位相でスイッチング動作を行い、そこで得られる電圧，電流情報を用いて電源電圧位相を推定する方式である。
【００１１】
このため、上記スイッチング動作時に過電流にならないような配慮が必要であり、高性能な電流センサや制御マイコンも必要となり、使用する用途（製品）によっては、上記方法が適用できない場合が有る。
【００１２】
さらに、ＰＷＭコンバータを起動する時、負荷がある場合、ダイオード整流モードからＰＷＭ制御モードへ切り替えることが必要であるが、ダイオード整流電圧が電源電圧のピーク値までしか充電できないので、起動時コンバータの入力電圧指令が大きい場合、過変調になり、小さい場合、交流リアクトルへの印加電圧差が大きくなって、過電流になる現象が発生する。
【００１３】
また、電源電圧変動により電源電圧が定格値から外れている場合、起動時にＰＷＭコンバータの交流入力電圧と電源電圧との差が大きくなり、過電流や過電圧が発生しやすくなる。特に、ＰＷＭコンバータと交流電源との間のリアクトルのインダクタンスが小さいほど、起動時過電流・過電圧になりやすくなる。
【００１４】
本発明の目的は、上記課題を解決し、電源電圧センサや位相センサを用いずに、交流電源の位相，周波数，相順，負荷をダイオード整流動作時に流れる交流電流により推定し、電源電圧を直流電圧と負荷電流により推定し、更に昇圧動作により事前に直流電圧を昇圧して、安定した起動が出来るコンバータ装置及びモジュールを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明の一つの特徴は、入力側がリアクトルを介して交流電源に接続され、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続され、交流を直流に変換するコンバータ回路と、前記コンバータ回路の交流電流を検出する電流検出回路と、前記コンバータを制御する制御手段を備えたコンバータ装置であって、前記コンバータ回路の起動前に、前記電流検出回路で検出した電流を用いて前記交流電源の周波数，位相、又は、相順を推定することを特徴とすることである。
【００１６】
なお、その他の特徴は本願発明の特許請求の範囲に記載のとおりである。
【発明の効果】
【００１７】
本発明を用いることにより、電源電圧センサや位相センサが不要となり、コンバータ装置及びモジュールの小型化，低コスト化が図れる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１８】
以下図面に沿って実施例を説明する。
【実施例１】
【００１９】
（全体の構成）
図１は本発明の実施例の交流を直流に変換するコンバータ装置である。
【００２０】
図１に示す通り、コンバータ装置は、三相の交流電源１にリップルフィルタ２とリアクトル３を介して接続されたコンバータ回路４と、前記コンバータ回路４の直流出力端子に接続された平滑コンデンサ５と、前記コンバータ回路４を制御する制御部６と、コンバータ回路の電源側電流である交流電流を検出する電流検出回路７ａ，７ｂと直流電圧検出回路８から構成されている。尚、制御部６はマイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。
【００２１】
（制御系の構成）
図２に、前記コンバータ装置における、通常運転時の制御部６内のコンバータ制御に関する構成図を示す。
【００２２】
前記直流電圧検出回路８からの電圧信号（Ｅd）と直流電圧指令値（Ｅd*）の偏差から電圧制御器１０を用いて有効電流指令値（ｉqc*）を作成する。また、入力電流の無効電流成分を最小化するために無効電流指令値（ｉdc*）は０にしている。
【００２３】
（指令電圧演算処理）
指令電圧演算処理は、検出された交流電流（ｉu，ｉv）を３／２変換器１４でｄｃ−ｑｃ軸座標上の値（ｉdc，ｉqc）へ変換し、それぞれの指令値（ｉdc*，ｉqc*）との偏差を求め、ベクトル制御器１１を介して指令電圧（Ｖd*，Ｖq*）を算出する。
【００２４】
ここで、図３に示す通り、本実施例では、電源の実位相をｄ−ｑ座標軸、制御系の位相をｄｃ−ｑｃ座標軸で表記する。また、二つの座標軸の位相差をΔθと表記する。電源電圧センサや位相センサを用いない場合、制御系の位相は、位相推定器１２を用いて、電源の実位相と一致になるように調整する。
【００２５】
算出した指令電圧（Ｖd*，Ｖq*）と位相推定器１２からの位相情報（θdc）を用いて、２／３変換回路１３により三相指令電圧（Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*）を算出する。
【００２６】
上記位相推定器１２内の処理は、特許文献１に開示する電源センサレス制御法を用いているので、詳細説明は省略する。
【００２７】
但し、上記制御系において、コンバータ装置が起動時に、制御系の位相情報（θdc）の初期値，電源周波数，相順など情報が分らなければ、起動時過電流・過電圧が発生する恐れがある。そこで、以下、電源の位相，周波数及び相順を推定する方法について説明する。
【００２８】
（起動条件）
先ず、本実施例のコンバータ装置の起動条件（前提条件）について説明する。
【００２９】
前記コンバータ装置の起動条件としては、コンバータ装置の起動前に、すでに直流側に負荷があることを前提とし（モータ駆動装置の場合、モータが回転している状態）、コンバータ装置は、単なるダイオード整流器としての動作をしているものとする。言い換えると、直流側の負荷に応じたダイオード整流電流が流れていることが本実施例の前提条件である。
【００３０】
（位相，周波数，相順の推定方法）
以下は、コンバータ装置が起動する前のダイオード整流電流信号から電源位相，周波数，相順及び負荷の推定方法について説明する。
【００３１】
（位相調整制御系の構成）
図４に、ダイオード整流電流信号による制御系位相と周波数の自動調整ブロック図に示し、図７に位相調整制御のシミュレーション結果を示す。
【００３２】
まずは、前記電流検出回路７ａ，７ｂからの交流電流検出値（ｉu，ｉv）と制御系位相（θdc）を用いて、３／２変換器１４により、ｄｃ−ｑｃ軸電流成分（ｉdc，ｉqc）を求める。
【００３３】
ここで、ダイオード整流の場合、電源電流は、図７（ａ）に示す波形のように、歪んでいるので、図７（ｂ）に示す通り、ｄｃ軸電流（ｉdc）のリップル成分が大きい。また、制御系位相（θdc）が電源位相（θd）と一致していない場合（制御前）、ｄｃ軸電流の直流分量（ローパスフィルタ：ＬＰＦ出力値）が０ではない。
【００３４】
次に、平均処理１６において、ｄｃ軸電流の直流成分を取り出し、参考値ｉdc*（＝０）と比較する。上記電流誤差がなくなるように比例補償器１７を用いて、周波数の調整分（Δωs）を算出する。
【００３５】
ここで、上記平均処理１６では、ＬＰＦ或いは移動平均処理を利用して、直流電流成分を抽出している。
【００３６】
最後に、調整された制御系周波数（ωs＝ωs*＋Δωs）を積分器１８に通すことにより、制御系位相（θdc）を出力する。出力された制御系位相（θdc）は、検出電流の３／２座標変換に使用する。
【００３７】
（位相誤差の補償）
ここで、ダイオード整流時には、電源電流が交流側のリアクトルや直流コンデンサの影響を受けるため、ｄｃ軸電流の直流分量の理論値は０ではない。言い換えると、上記位相検出値に多少誤差が残る。そこで、以下の二つの方法で、位相の検出誤差を低減する。
【００３８】
方法１：図５に示すように、上記制御系位相に、位相補償量（Δθc）を加算することにより、位相の検出誤差を抑制している。図５では、積分器１８出力をθ′dcとし、位相補償量（Δθc）を加算した後の値を制御系位相（θdc）としている。
【００３９】
なお、一般的に、ダイオード整流器のＤＰＦ（Displacement Power Factor）値が約０.９２〜０.９６であるため（交流側のリアクトルのインダクタンス値及び負荷電流の大きさにより変わる）、上記位相補償量（Δθc）は１６°〜２３°に設定すれば良い。但し、検出精度を高くする必要がある場合、交流側のリアクトル及び負荷の大きさより調整する、もしくは実験により決定する。また、後述する位相微調整処理を利用すれば、毎回起動時に位相補償量（Δθc）の自動修正ができるので、事前に１６°〜２３°の範囲で適当にしても構わない。
【００４０】
方法２：図６に示すように、ｄｃ軸電流の直流参考値（ｉdc*）が０ではなく、所定値Ｉdc0に設定する。
【００４１】
上記電流参考値の所定値は、ダイオード整流電流の無効電流成分に対応する。但し、上記無効電流成分の大きさは、直流側負荷の大きさにより変わる。位相検出誤差を低減するために、上記ダイオード整流電流の無効電流成分と直流負荷の対応関係に基づいて、テーブルや近似式を用いて、上記電流参考値の所定値をオンラインで調整すれば良い。
【００４２】
図７に示すシミュレーション結果から判るように、上記閉ループにより、ｄｃ軸電流の直流成分が０に収束すると同時に、図７（ｄ）に示す通り、制御系位相は電源位相と一致するように調整される。（図７（ｃ）に制御系位相と電源位相の位相差を示している）
【００４３】
（周波数検出法）
次に電源周波数の検出方法について説明する。
【００４４】
商用電力系統には、周波数が５０Ｈｚと６０Ｈｚの電源がある。コンバータ装置単体で電源周波数の自動判別ができれば、事前に電源周波数の設定が要らない。
【００４５】
図４〜図６の制御系で、ｄｃ軸電流の直流成分が０に収束する同時に、制御系周波数の調整も同時にできるので、この調整結果から、電源周波数の判別ができる。但し、電源周波数の調整分（Δωs）が比例補償器で算出されるので、定常誤差がある。
【００４６】
ここで、位相と周波数の検出精度を高くするために、図４〜図６の制御系の比例補償器の代わりに、積分比例補償器（ＰＩ補償器）を採用すれば、位相の定常偏差と周波数誤差を低減できる。特に、マイコンの発振器クロック誤差や電源周波数誤差がある場合、その影響を抑えることができる。但し、この方法は、マイコンでＰＩ補償処理及びＰＩゲインの設計が必要となる。
【００４７】
図８に、積分比例補償器（ＰＩ補償器）のかわりに、サンプル＆ホールド２３を用いて、調整された制御系電源周波数（ωs＝ωs*＋Δωs）から、制御系周波数の初期値（ωs*）を周期的に修正する方式を示す。
【００４８】
制御系周波数の初期値（ωs*）が電源周波数の調整分（Δωs）で更新されるので、調整分（Δωｓ）が段々０まで収束する。また、調整分（Δωs）が０に収束すれば、制御系周波数が電源周波数と一致していると判断できる。ここで、制御系周波数の初期値（ωs*）は、５５［Ｈｚ］もしくは５０［Ｈｚ］〜６０［Ｈｚ］の範囲で適当な値を設定して構わない。
【００４９】
図４〜図６で説明した動作と異なる部分は、上記サンプル＆ホールド２３部分のみであるので、その他の動作説明は省略する。
【００５０】
図８に示す制御構成を用いることにより、図４に示す制御構成より、調整時間を短くすることができる。また、ＰＩ補償処理や制御ゲインの調整が不要なので、汎用性が高い。
【００５１】
（相順検出法）
次に電源の相順の検出方法について説明する。
【００５２】
コンバータ装置の入力側の電源結線順番によって、正順と逆順のケースがある。コンバータ装置の入力端子の結線相順が制御系内部相順と一致しなければ、起動時過電流や正常な制御ができなくなる恐れがある。
【００５３】
そこで、相順の簡単な判定方法として、上記で説明した制御構成（図４〜図６や図８）を用いて電源の相順を判定する方法を説明する。
【００５４】
上記制御構成では、ｄｃ軸電流の直流成分が０もしくは所定値になるように、周波数を調整して制御位相を電源位相に一致させている。
【００５５】
しかし、本動作は、制御系で予め設定されている相順と電源の相順が一致している場合に成り立つ動作であり、一致していない場合は、ｄｃ軸電流の直流成分や周波数が収束（安定）しない。
【００５６】
そこで、上記現象（収束しない）を用いて、電源位相の相順判定を行う。言い換えると、ｄｃ軸電流の直流成分や周波数が収束（安定）した場合、制御系の相順と一致しているので、正順と判定し、収束（安定）しなかった場合、制御系の相順と一致していないので、逆順と判定する。
【００５７】
逆順と判定した場合は、速やかに、制御系位相の進み方向を逆にして位相と周波数を再検出する。
【００５８】
ここで、具体的な安定判別方法としては、上記制御位相調整を所定時間に前記制御系の周波数もしくはｄｃ軸電流分量の直流成分が安定するか否かで行っている。
【００５９】
このような処理により、事前に電源の相順が分らなくても、コンバータ装置の正常な起動と制御ができる。言い換えると、コンバータ装置の入力端子の結線順番を指定しなくて、任意にしても良い。
【００６０】
（入力有効電流の推定）
次にコンバータの入力電流の有効電流成分の推定について説明する。
【００６１】
上記方法（図４〜図６や図８の制御構成）でｄｃ−ｑｃ軸電流と制御系周波数が収束した後に、ｄｃ−ｑｃ軸電流の直流成分から入力電流の有効電流成分を推定できる。
【００６２】
言い換えると、ｄｃ軸電流（無効電流成分）が０になるように制御系位相を調整しているので、その時のｑｃ軸電流は有効電流成分となる。
【００６３】
（電源電圧の推定方法）
次に電源電圧の推定方法について説明する。
【００６４】
普通は、商用電源の電圧は定格値±１０％以内で変動することがある。そのため、電源電圧を検出しない本方式では、定格値を初期値に設定すると、電源電圧変動があった場合、コンバータの出力電圧指令初期値に誤差が生じ、起動時過大な電流が流れる恐れがある。また、後述する位相微調整処理時に、位相調整の精度にも影響がある。そこで、電源電圧の推定を行う方式を説明する。
【００６５】
（電源電圧と直流電圧の関係）
三相ダイオード整流器の直流電圧（Ｅdc）は、一定負荷以上の場合（電流連続モード）、電源の相電圧振幅値（Ｖs）との関係は次式で表われる。
【００６６】
【数１】
0004909857.tif 000002
【００６７】
従って、電源の相電圧振幅値は上式より、検出した直流電圧から簡単に求められる。
【００６８】
【数２】
0004909857.tif 000003
【００６９】
（直流負荷の影響）
しかし、交流リアクトルや電源インピダンスなどの影響で、入力電流が変化すると、電源電圧の変動が無くても、直流電圧が図９に示す直流電圧変動曲線２４のように変動する。そこで、入力電流の大きさを用いて、（２）式に電源電圧推定値の補償成分を追加すれば、この影響を抑えられる。また、演算処理を簡単化するために、起動前のｑｃ軸電流と直流電圧の関係を直線２５に線形近似すると、実際の演算式は（３）式となる。
【００７０】
【数３】
0004909857.tif 000004
ここで、Ｋiは近似直線の傾きである。
【００７１】
よって、（３）式を用いて、電源電圧を推定する。
【００７２】
ダイオード整流した直流電圧に、周期的なリップル成分があるので、検出精度を高めるために、実際には検出した直流電圧信号をローパスフィルタや周期平均処理している。
【００７３】
また、上記推定した電源電圧を用いて、電源の過電圧や欠電圧設定値との比較により、コンバータの起動前に電源の過電圧や欠電圧の判断ができる。
【００７４】
（負荷推定）
なお、本実施例では、コンバータ装置の負荷が所定値以上ないと動作させない設定としている。上記推定した有効電流成分と電源電圧の積を計算し、コンバータの交流側の入力電力を求めれば、負荷が消費している電力が推定できる。
【００７５】
上記推定した直流負荷を所定値と比較し、所定値以上になると、コンバータ装置を起動させる。
【００７６】
当然、前記推定した入力電流の有効電流成分や検出した交流電流の大きさ（実効値、平均値、振幅値など）を所定値と比較し、コンバータ装置の起動を判断しても構わない。
【００７７】
（昇圧処理）
次にコンバータ起動時の直流昇圧方法について説明する。
【００７８】
ＰＷＭコンバータを起動する時、負荷がある場合、ダイオード整流モードからＰＷＭ制御モードへ切り替えることが必要である。しかし、ダイオード整流モードでは、直流電圧は電源電圧のピーク値以下となるため、コンバータ起動時にＰＷＭ制御が過変調になり、過電流になる恐れがある。特に、交流リアクトルのインダクタンスが小さく直流コンデンサ容量が大きいほど過大な突入電流が流れる。
【００７９】
そこで、コンバータ起動前に突入電流が流れない、もしくは、小さくなるように、平滑コンデンサ５に充電しておく昇圧動作を行う。直流電圧を所定値まで昇圧すれば、上記起動時過電流を低減できる。
【００８０】
そこで、前記コンバータ回路４において、下アームもしくは上アームの各スイッチング素子だけオン・オフ制御信号を与え、直流電圧を所定値（突入電流が抑制される電圧値）まで徐々に昇圧させる。ただし、昇圧中の過電流や過電圧を避けるために、上記各スイッチング素子に与える通流率を徐々に増加させ、直流電圧検出値が所定値になると、前記通流率を固定する。
【００８１】
（位相微調整）
以上説明した位相，周波数，相順，負荷，電源電圧の推定方法を用いて、制御系の初期値を設定して、コンバータ装置の起動ができる。
【００８２】
しかし、電源環境（電源ノイズや電圧歪みなど）やコンバータ装置の回路定数のバラツキなどに起因して、実際に推定した制御系位相に多少誤差が生じる。
【００８３】
特に、交流リアクトルのインダクタンス値を小さくすると、推定位相の誤差が一定範囲以上になると、起動時の過電流が発生する恐れがある。
【００８４】
そこで、コンバータが起動直後に、検出した電流情報を用いて、制御系位相を微調整する方法について説明する。
【００８５】
（出力指令の作成方法）
図１０に、位相微調整時のコンバータの制御系を示す。図１０は、図２に示す制御構成の一部（位相推定処理周辺）を抜き出して記載したものであり、図２の位相推定器１２を位相微調整器２６に変更した構成となっている。
【００８６】
位相微調整処理中、三相コンバータの出力は、以下のように制御する。
（１）制御系位相微調整以外のフィードバック制御をしない。
（２）三相コンバータのｄｃ−ｑｃ軸出力指令値Ｖd*＝０，Ｖq*＝Ｖsとする。ここで
、Ｖsは前記推定した電源電圧の相電圧振幅値である。
（３）前記推定した制御系位相（θdc）を用いて、ｄｃ−ｑｃ軸出力指令値（Ｖd*，Ｖ        q*）を三相指令値へ逆変換して、各相のＰＷＭ制御信号を作成する。
（４）前記推定した電源周波数を用いて、位相増分量を算出して、前記制御系位相（θ        dc）を更新する。
【００８７】
図１１と図１２に電源電圧とコンバータ出力電圧の位相差がある場合の（振幅が等しいと仮定する）電源位相軸（ｄ−ｑ軸）及び制御系位相軸（ｄｃ−ｑｃ軸）の電圧電流ベクトル図を示す。図に示すように、位相差（Δθ）がある場合、電源電流のｄｃ−ｑｃ軸座標のｄｃ軸分量ｉdcの正負は、位相差（Δθ）の正負と一致する。逆にいうと、ｄｃ軸電流ｉdcの正負から、コンバータ電圧位相（制御系位相）の進みと遅れの判断ができる。
【００８８】
（位相調整方法）
よって、検出したｄｃ軸電流を利用して、制御系位相θdcの微調整を行う。
【００８９】
また、図１１と図１２により、ｄｃ軸電流の大きさ（｜ｉdc｜）と位相差の大きさ（｜Δθ｜）の関係は、次式である。
【００９０】
【数４】
0004909857.tif 000005
ここで、Ｖs：電源電圧振幅値，ｆs：電源周波数，Ｌ：交流リアクトルのインダクタンス。
【００９１】
よって、検出したｄｃ軸電流の正負と大きさから、位相差（Δθ）の正負と大きさを算出できる。
【００９２】
しかし、上記位相差（Δθ）の大きさの算出式が複雑なので、演算処理能力が低いマイコンを採用する場合、実用が難しい。そのために、以下のような方法で制御系位相を簡単に調整できる。
（１）推定した制御系位相を用いて、検出した交流電流をｄｃ−ｑｃ軸へ変換する。
（２）ｄｃ軸電流ｉdc＞（＋Ｉdc_lim）の場合、制御系位相にΔθ0を加算する；
ｉdc＜（−Ｉdc_lim）の場合、制御系位相にΔθ0を減算する；
（−Ｉdc_lim）＜ｉdc＜（＋Ｉdc_lim）の場合、何もしない。
ここで、Ｉdc_limは、位相調整用電流リッミタ値である。即ち、ｄｃ軸電流の        絶対値がこの値以下の場合、位相差が小さいので、位相調整が不要と判断する。        Δθ0は一回の位相調整ステップ量である。この値は、位相微調整処理の１周期        に対応の位相増分量に設定すれば良い。
（３）上記方法で調整した位相を用いて、ｄｃ−ｑｃ軸出力指令値（Ｖd*＝０，Ｖq*＝        Ｖs）を三相指令値へ逆変換して、各相のＰＷＭ制御信号を出力する。
（４）上記調整は短時間内、数回繰返す。
（５）上記位相調整結果をまとめて起動時の位相補償量として保存する。次の起動時は        、推定した制御系位相に前回保存した位相補償量を直接加算することにより、初        期位相誤差の低減ができる。
【００９３】
（起動シーケンスの説明）
以上、位相，周波数，相順，負荷，電源電圧の推定方法及び起動直後の位相微調整方法について説明してきた。以上の方法により、起動時過電流や過電圧を抑制することは可能であるが、更に抑制するためには、起動シーケンスが重要である。
【００９４】
本実施例の起動シーケンスとしては、「推定処理」→「昇圧」→「位相微調整」→「通常運転」の順である。図１３に本実施例の起動シーケンスに従って動作させた時のシミュレーション結果を示す。起動時過電流や過電圧が発生せず、滑らかな起動が行われている。
【００９５】
以下、各状態の処理内容を説明する。
【００９６】
Ｉ．推定処理
コンバータが停止状態で、入力交流電流と直流電圧を検出し、先に説明した電源位      相，周波数，相順，電源電圧及び負荷の大きさ推定処理を行う。起動条件（電源位      相と周波数推定処理が終了、且つ推定負荷が所定値以上）をクリアすると、「昇圧      」処理へ行く。
【００９７】
II．昇圧
直流コンデンサの充電処理を行う。コンバータ回路４の下アームもしくは上アーム      の各スイッチング素子だけオン・オフ制御信号を与え、直流電圧を設定値まで徐々      に昇圧させる。また、昇圧中に、検出した位相と周波数を用いて、制御系位相を更      新する。
III．位相微調整
直流電圧が昇圧設定値に達したら、先に説明した通り、ｄｃ−ｑｃ軸の出力電圧指      令を固定しながら、検出電流を用いて、制御系位相の微調整を行い、位相誤差を更      に低減する。また、位相誤差の低減により、小型の交流リアクトルを用いても、起      動時過電流の抑制ができる。
IV．通常運転
制御系位相を微調整した後は、図２に示す通常の電源電圧位相センサレス制御へ切      り替える。
【００９８】
（発明の効果）
本発明を利用すれば、交流電圧や位相センサが省略できるので、制御基板の小型化とコストの低減ができる。また、短時間でスムーズな（過電圧，過電流現象なし）起動できるコンバータ装置を提供することができる。
【実施例２】
【００９９】
本発明の第２の実施例を図１４を用いて説明する。本実施例は、第１実施例の三相コンバータ装置をモジュール化したものである。
【０１００】
モジュールの回路構成は、第１の実施例の図１と同様である。図１４に、制御基板１０１とパワー素子（パワーモジュール）１０２から構成される、実際のモジュールのハード回路の１例を示す。
【０１０１】
ここで、図１の交流電流検出回路７ａ，７ｂ，直流電圧検出回路８，コンバータ制御部６（１チップマイコン）とコンバータ回路４は、図１４の制御基板１０１上で集中され、パワー素子と、１つのモジュール内に納められている形態となっている。
【０１０２】
ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。尚、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。
【０１０３】
本発明によると、電源電圧センサや位相センサを使用せず、安価な回路構成のコンバータ装置において、小型な交流リアクトルを採用しても、短時間でスムーズな（過電圧，過電流現象なし）起動できるコンバータモジュールを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】本発明の第１の実施例を示すコンバータ装置の構成図。
【図２】本発明の第１の実施例のコンバータ制御ブロック図。
【図３】電源の実位相座標軸と制御系座標軸の説明図。
【図４】ダイオード整流電流信号による制御系周波数及び位相の自動調整ブロック図。
【図５】位相誤差の補償方法１の説明図。
【図６】位相誤差の補償方法２の説明図。
【図７】本発明の制御系位相の推定効果を示す一例の電流と位相変動波形。
【図８】本発明の制御系周波数自動調整方法の説明図。
【図９】ダイオード整流電圧と入力電流の関係図。
【図１０】位相微調整時のコンバータの制御ブロック図。
【図１１】電源位相軸と制御系位相軸の電圧電流ベクトル図。
【図１２】電源位相軸と制御系位相軸の電圧電流ベクトル図。
【図１３】本発明の起動シーケンスを示す電圧電流波形。
【図１４】本発明の第２の実施例を示すモジュールの構成図。
【符号の説明】
【０１０５】
１  交流電源
２  リップルフィルタ
３  リアクトル
４  コンバータ回路
５  平滑コンデンサ
６  制御部
７ａ，７ｂ  交流電流検出回路
８  直流電圧検出回路
９  負荷
１０  電圧制御器
１１  ベクトル制御器
１２  位相推定器
１３  ２／３変換器
１４  ３／２変換器
１５  ＰＷＭ制御器
１６  ローパスフィルタもしくは平均処理器
１７  比例・積分制御器もしくは積分制御器
１８  積分器
１９  ｄｃ軸電流
２０  ｄｃ軸電流の直流成分
２１  電源電圧の実位相
２２  制御系位相
２３  サンプル＆ホールド
２４  直流電圧変動曲線
２５  直流電圧変動の近似直線
２６  位相微調整器
１０１  制御基板
１０２  半導体素子（パワーモジュール）
【図１】
0004909857.tif 000007
【図２】
0004909857.tif 000008
【図３】
0004909857.tif 000009
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
0004909857.tif 000018
【図１３】
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【図１４】
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