(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源からの入力電圧を選択された昇圧倍率で昇圧し、発光素子の駆動電圧を出力する昇圧回路と、
第１電界効果トランジスタを有し、上記昇圧回路の出力端子に接続される上記発光素子の電流値を制御する定電流回路と、
この定電流回路内の第１電界効果トランジスタと整合した第２電界効果トランジスタを用い、上記定電流回路内の定電流制御された第１電界効果トランジスタのゲート・ドレイン間電圧を監視する監視回路と、
この監視回路の判定結果に基づき、上記昇圧回路の昇圧倍率を切り替える信号を当該昇圧回路に供給する昇圧倍率選択回路と、を含んでなることを特徴とする発光素子駆動装置。
【請求項２】
複数の発光素子に対して配置された複数の定電流回路を有し、上記監視回路は、当該複数の定電流回路のそれぞれに設けたことを特徴とする請求項１記載の発光素子駆動装置。
【請求項３】
上記昇圧倍率選択回路は、電源電圧を入力し、この入力電圧が低下したときにも昇圧倍率を切り替えることを特徴とする請求項１又は２記載の発光素子駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は発光素子駆動装置、特に携帯式の各種装置等に使用される発光素子（ＬＥＤ）を点灯駆動するために使用され、電源から入力した電圧を昇圧する発光素子駆動装置の構成に関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話やＰＤＡ（Personal Digital Assistant）等の携帯装置には、例えば液晶表示部のバックライトとして或いは着信表示等のためにＬＥＤ（発光ダイオード）が使用されており、この種の携帯装置では、電源としてリチウムイオン電池が多く用いられている。この電池の出力電圧は、充電状態により変化し、通常２．７Ｖ〜４．２Ｖ程度であるが、ＬＥＤの駆動電圧として、電池の出力電圧よりも高い電圧が必要となる場合がある。そこで、電池電圧よりも高い電圧が必要となる場合は、チャージポンプ回路等の昇圧型の電源回路を用いて電池電圧を昇圧し、負荷回路であるＬＥＤを駆動するために必要な電圧を得るようにしている（下記特許文献１等）。
【０００３】
また、ＬＥＤの発光輝度は、ＬＥＤに流れる電流に応じて決まるため、チャージポンプ回路（昇圧回路）でＬＥＤを駆動する際には、ＬＥＤの駆動経路上に定電流回路を接続して、ＬＥＤに流れる電流を一定に保ち、その発光輝度を安定化させることが一般的に行われる。
【０００４】
図５には、従来の発光素子駆動装置の一例が示されており、この従来例では、電源１に、入力電圧ＶＩＮを昇圧するチャージポンプ回路２及び昇圧倍率選択回路３が設けられ、上記チャージポンプ回路２に、複数の発光ダイオードLED1 〜LEDｎが並列接続される。これら複数のLED1 〜LEDｎのそれぞれには、定電流回路４−１〜４−ｎが設けられ、この定電流回路４−１〜４−ｎは、ｎチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタＭ1 、抵抗Ｒ1 、オペアンプ（比較器）５、基準電圧ＶREF1 を出力する第１基準電圧源６を有する。また、発光ダイオードLED1 〜LEDｎのカソード端子電圧を入力し、昇圧倍率選択のための信号を出力するコンパレータ７−１〜７−ｎ及び基準電圧ＶREF2 を出力する第２基準電圧源８が設けられる。
【０００５】
このような発光素子駆動装置によれば、チャージポンプ回路２で入力電圧ＶＩＮが昇圧され、その出力電圧ＶＯＵＴが発光ダイオードLED1 〜LEDｎのそれぞれに供給されており、
この際に、発光ダイオードLED1 〜LEDｎに流れる順方向電流ＩLED1 〜ＩLEDnが定電流回路４−１〜４−ｎによって制御される。このＩLEDnは、ＩLEDn＝ＶREF1 ／Ｒｎで設定される。
【０００６】
そして、コンパレータ７−１〜７−ｎでは、発光ダイオードLED1 〜LEDｎのカソード端子電圧と基準電圧ＶREF2 が比較され、この比較出力が昇圧倍率選択回路３へ出力されており、これによって昇圧倍率が１倍、１．５倍、２倍に切り替えられる。また、この昇圧倍率選択回路３は、入力電圧ＶＩＮも入力して監視しており、この入力電圧ＶＩＮの低下が検出されたとき、上記の昇圧倍率が切り替えられる。このような従来の構成においては、チャージポンプ回路２で昇圧される出力電圧ＶＯＵＴを低く設定することにより、定電流回路４−１〜４−ｎで発生する負担電圧を低減し、電源電力の消費効率を改善している。
【０００７】
しかし、上記従来の発光素子駆動装置のチャージポンプ回路２では、入力電圧ＶＩＮの１倍、１．５倍或いは２倍のような離散的な出力電圧しか発生できないので、入力電圧ＶＩＮが変化するとき、発光ダイオードLED1 〜LEDｎを駆動するために必要な最低電圧以上の出力電圧ＶＯＵＴが供給されることがあり、電力の消費効率が低下するという問題がある。即ち、出力電圧ＶＯＵＴとLED1 〜LEDｎの順方向電圧との差は、余剰電圧であり、この余剰電圧は定電流回路４−１〜４−ｎの負担電圧として消費され、これによって消費効率が低下する。
【特許文献１】特開２００６−２５４６４１号公報
【特許文献２】特許第３７５９１３４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
一方、上記出力電圧と発光ダイオードの順方向電圧との差の観点ではないが、上記従来の発光素子駆動装置においては、上記コンパレータ７−１〜７−ｎの第２基準電圧ＶREF2 について、定電流回路４の構成要素の製造ばらつきや特性変化等を考慮したマージン分だけ高く設定する必要があり、これによって電源電力の消費効率が低下するという問題があった。即ち、図４に示されるように、電界効果トランジスタＭ1 が飽和領域で動作する最小のドレイン・ソース間電圧をＶDS-SATとすると、発光ダイオードLED1 〜LEDｎのカソード端子電圧として、最低でもＶREF１ ＋ＶDS-SATの電圧があれば、正常動作することが可能である。
【０００９】
しかし、実際には、
ａ）第１基準電圧源（ＶREF1 ）６、第２基準電圧源（ＶREF2 ）８、抵抗Ｒ1 、電界効果トランジスタＭ1 及びオペアンプ５のオフセット電圧の製造ばらつきや温度による特性
変化等の影響、
ｂ）第１基準電圧ＶREF1 或いはＲ1 の値を変えることにより、定電流回路４での電流設定値を変更した場合の影響、
を考慮する必要があるため、第２基準電圧ＶREF2 については、上記のＶREF１ ＋ＶDS-SATに対してマージン電圧を加算しなければならず、その結果、定電流回路４−１〜４−ｎへの負担電圧が増えることになり、消費効率を最大限に改善することができない。
【００１０】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、発光素子のカソード端子電圧を監視する場合の基準電圧に対し、定電流回路の構成要素の製造ばらつきや温度による特性変化等を考慮したマージン電圧分を加算する必要がなく、電源の消費効率を最大限に改善することができる発光素子駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記目的を達成するために、請求項１の発明に係る発光素子駆動装置は、電源からの入力電圧を選択設定された昇圧倍率で昇圧し、発光素子の駆動電圧を出力する昇圧回路と、第１電界効果トランジスタを有し、上記昇圧回路の出力端子に接続される上記発光素子の電流値を制御する定電流回路と、この定電流回路内の第１電界効果トランジスタと整合した第２電界効果トランジスタを用い、上記定電流回路内の定電流制御された第１電界効果トランジスタのゲート・ドレイン間電圧（電位差）を監視する監視回路と、この監視回路の判定結果に基づき、上記昇圧回路の昇圧倍率を切り替える信号を当該昇圧回路に供給する昇圧倍率選択回路と、を含んでなることを特徴とする。
請求項２に係る発明は、複数の発光素子に対して配置された複数の定電流回路を有し、上記監視回路は、当該複数の定電流回路のそれぞれに設けたことを特徴とする。
請求項３に係る発明は、上記昇圧倍率選択回路では、電源電圧を入力し、この電源電圧が低下したときにも昇圧倍率を切り替えることを特徴とする。
【００１２】
本発明の構成によれば、監視回路として、定電流回路内の第１電界効果トランジスタと整合する（同一特性の）第２電界効果トランジスタを用いることで、発光素子へ流れる電流を一定に保つための定電流回路内の第１電界効果トランジスタのゲート・ドレイン間電圧ＶＧＤ１が検出され、このＶＧＤ１と監視回路としての第２電界効果トランジスタの閾値電圧ＶＴＨ２が比較され、この比較結果によって、昇圧倍率が選択設定される。このようなＶＧＤ１とＶＴＨ２との比較による発光素子のカソード端子電圧の監視によれば、従来のように、定電圧回路内の第１基準電圧源、抵抗、電界効果トランジスタ、オペアンプの製造のばらつき（個体差）或いはこれら素子の温度による特性変化が現れず、また第１基準電圧源、抵抗を可変にした場合でも、その影響がなく、更に第２基準電圧源も用いないので、監視の基準電圧に対しマージン電圧分を加算する必要がなくなる。
【００１３】
上記請求項３の発明によれば、発光素子のカソード端子電圧の監視と電源からの入力電圧の監視の両方によって、昇圧倍率が選択されることになり、昇圧電圧の供給が効率的に行われる。
【発明の効果】
【００１４】
本発明の発光素子駆動装置によれば、発光素子のカソード端子電圧を監視する場合の基準電圧に対して、定電流回路を構成する第１基準電圧源、抵抗、電界効果トランジスタ、オペアンプ等の各要素の製造ばらつきや温度特性変化等を考慮したマージン電圧分を加算する必要がなく、また第２基準電圧源を用いないので、電源の消費効率を最大限に改善することが可能になるという効果がある。
また、監視回路の電界効果トランジスタが定電流回路の電界効果トランジスタと整合する（同一特性となる）ので、各トランジスタ等の個体差や温度特性変化の影響を受けることなく、消費効率の向上を図ることができる。また、従来のコンパレータ等の構成と比較すると、電界効果トランジスタと定電流源だけで構成できるので、従来よりも少ない素子数で装置を製作することが可能になる。
【００１５】
上記請求項２の発明によれば、個別の監視により全ての発光素子について木目の細かい電力の供給ができ、発光素子の順方向電圧にばらつきがある場合や異なる順方向電圧を持つ発光素子を並列駆動する場合でも、必要な最小電圧を供給し、全体の消費効率を良好に改善することができる。
上記請求項３の発明によれば、発光素子のカソード端子電圧の監視と電源電圧の監視の両方によって、昇圧電圧の供給が効率的に行われ、実用的な装置を得ることができるという利点がある。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１６】
図１には、本発明の参考例に係る発光素子駆動装置の構成が示されており、図１に示されるように、参考例では、リチウムイオン電池等の電源１に、コンデンサＣ1 を介してチャージポンプ回路（昇圧回路）２及び昇圧倍率選択回路３が設けられ、この昇圧倍率選択回路３は１倍、１．５倍、２倍の倍率を選択し、チャージポンプ回路２は選択設定された倍率で入力電圧ＶＩＮを昇圧する。このチャージポンプ回路２には、コンデンサＣ2 を介して複数の発光ダイオードLED1 〜LEDｎが並列接続され、これら複数のLED1 〜LEDｎのそれぞれに、定電流回路４−１〜４−ｎが設けられる。この定電流回路４−１〜４−ｎには、ｎチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタＭ1 、抵抗Ｒ1 、オペアンプ（比較器）５、基準電圧ＶREF1 を出力する第１基準電圧源６が設けられる。
【００１７】
そして、発光ダイオードLED1 〜LEDｎのカソード端子が接続される上記電界効果トランジスタＭ1 のゲート端子とドレイン端子を接続し、このゲート・ドレイン間電圧（電位差）ＶＧＤを監視するＶＧＤ監視回路１０−１〜１０−ｎが設けられる。このＶＧＤ監視回路１０−１〜１０−ｎは、例えば図５で示したようなコンパレータを用い、電界効果トランジスタＭ1 のＶＧＤ１を、このトランジスタＭ1 の閾値電圧ＶＴＨ１と同等の基準電圧と比較することにより、電界効果トランジスタＭ1 が飽和領域で動作して定電流性を維持しているかを判定し、この判定結果によって、昇圧倍率の切替え信号を昇圧倍率選択回路３へ出力する。
【００１８】
即ち、電界効果トランジスタＭ1 が飽和領域で動作し、定電流性を維持するためには、
ＶＤＳ１  ＞  ＶＤＳ−ＳＡＴ  …  （１）
を満足すればよい。また、ｎチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタＭ1 において、以下の関係式が成り立つ。
ＶＤＳ−ＳＡＴ  ＝  ＶＧＳ１−ＶＴＨ１  …  （２）
ＶＤＳ１     ＝  ＶＧＳ１ −ＶＧＤ１  …  （３）
ここで、ＶＤＳ１はトランジスタＭ1 のドレイン・ソース間電圧、ＶDS-SATは電界効果トランジスタＭ1 が飽和領域で動作する最小のドレイン・ソース間電圧、ＶＧＳ１はトランジスタＭ1 のゲート・ソース間電圧、ＶＧＤ１はトランジスタＭ1 のゲート・ドレイン間電圧、ＶＴＨ１はトランジスタＭ1 の閾値電圧である。
【００１９】
そして、上記数式（１）〜（３）式を整理すると、
ＶＧＤ１  ＜  ＶＴＨ１  …  （４）
が得られる。
この数式（４）により、トランジスタＭ1 のゲート・ドレイン間電圧ＶＧＤ１がトランジスタＭ1 の閥値電圧ＶＴＨ１より高い（ＶＧＤ１＞ＶＴＨ１）ときは、飽和領域で動作していないことが判定できることが分かる。
【００２０】
そこで、参考例では、ＶＧＤ監視回路１０−１〜１０−ｎにより、ｎチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタＭ1 の動作状態を判定し、その判定結果に基づいて、チャージポンプ回路２の昇圧倍率を切り替える。即ち、ＶＧＤ１がＶＴＨ１より高いとき、昇圧倍率を上げるための切替え信号が昇圧倍率選択回路３へ出力され、この昇圧倍率選択回路３によって昇圧倍率が切り替えられる。
【００２１】
また、参考例では、入力電圧ＶＩＮが上記昇圧倍率選択回路３へ供給されており、この入力電圧ＶＩＮの低下も同時に監視し、チャージポンプ回路２での昇圧倍率の切替えを判定している。即ち、入力電圧ＶＩＮが発光ダイオードLED1 〜LEDｎを駆動するために必要な電圧より高いときには、入力電圧ＶＩＮがチャージポンプ回路２で昇圧されることなく、そのまま発光ダイオードLED1 〜LEDｎへ供給される。一方、入力電圧ＶＩＮが必要な駆動電圧より低いときには、入力電圧ＶＩＮがチャージポンプ回路２で昇圧され、発光ダイオードLED1 〜LEDｎへ供給される。
【００２２】
上記ＶＧＤ監視回路１０−１〜１０−ｎの動作により、従来使用していた第２基準電圧源（ＶREF2 ）８、定電流回路４−１〜４−ｎ内の第１基準電圧源（ＶREF1 ）５、抵抗Ｒ1 についての特性、電界効果トランジスタＭ1 及びオペアンプ５のオフセット電圧等の特性について製造のばらつきがある場合、或いはこれら特性が温度変化等で変動した場合でも、常に定電流回路４−１〜４−ｎの最小の負担電圧を検出するように働き、また第１基準電圧ＶREF1 或いはＲ1 の値を変えることで電流設定値を変更した場合でも、常に定電流回路４−１〜４−ｎの最小の負担電圧を検出するように働くので、消費効率を改善することができる。
【００２３】
即ち、従来では、上記回路要素の製造ばらつきや温度特性変化の影響がコンパレータの入力電圧（LEDのカソード端子電圧）に現れる構成であったのに対し、本発明は、上記回路要素の製造ばらつきや温度特性変動が監視する信号に影響しない形となる。従って、従来のように、監視信号を比較するための基準電圧（ＶREF2 ）に上記回路要素を考慮したマージン電圧分を加算する必要がなく、消費効率を良好に改善することができる。
【００２４】
更に、発光ダイオードLED1 〜LEDｎの順方向電圧にばらつきがある場合や異なる順方向電圧を持つ発光ダイオードLED1 〜LEDｎを並列駆動する場合でも、最大の順方向電圧を持つ発光ダイオードLED1 〜LEDｎを検出し、必要最小限の昇圧倍率の電圧を供給するので、消費効率を良好に改善することが可能となる。
【００２５】
図２には、実施例に係る発光素子駆動装置の構成が示されており、この実施例は、ＶＧＤ監視回路に、電界効果トランジスタ（第１電界効果トランジスタ）Ｍ1 と整合したｎチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ（第２電界効果トランジスタ）Ｍ2 を用いたものである。図２において、ＶＧＤ監視回路１２−１〜１２−ｎは、定電流回路４−１〜４−ｎ内の電界効果トランジスタＭ1 のドレイン端子にソース端子が接続され、かつこのトランジスタＭ1 のゲート端子にゲート端子が接続され、トランジスタＭ1 と整合した電界効果トランジスタＭ2 と、この電界効果トランジスタＭ2 のソース端子に接続した定電流源Ｉ1 とから構成される。このトランジスタＭ2 とＭ1 の整合とは、同じ製造条件で製造され、閥値電圧の製造時のばらつきや温度変化等の諸特性が同一（Ｍ2 の閥値電圧をＶＴＨ２とすると、ＶＴＨ２＝ＶＴＨ１）であることを意味する。
【００２６】
このようなＶＧＤ監視回路１２−１〜１２−ｎによれば、トランジスタＭ1 のゲート・ドレイン間電圧ＶＧＤ１を検出し、このＶＧＤ１とトランジスタＭ2 の閾値電圧ＶＴＨ２とを比較することにより、昇圧倍率切替えの判定が実行される。このことは、上述のように、ＶＴＨｌ＝ＶＴＨ２であるから、トランジスタＭ1 のゲート・ドレイン間電圧ＶＧＤ１とトランジスタＭ1 の閾値電圧ＶＴＨ１を比較していることと等価となる。
【００２７】
即ち、ＶＧＤ１＜ＶＴＨ２のときには、トランジスタＭ2 はオフしており、トランジスタＭ1 は飽和領域で動作して定電流性を維持しているが、発光ダイオードLED1 〜LEDｎのカソード端子電圧が下がるにつれて、監視しているゲート・ドレイン間電圧ＶＧＤ１は高くなり、ＶＧＤ１＞ＶＴＨ２となったとき、トランジスタＭ2 はオンし、昇圧倍率を切り替えるための判定信号が昇圧倍率選択回路３へ出力される。これにより、昇圧倍率選択回路３が例えば１．５倍から２倍へ切り替えた昇圧倍率を選択するので、チャージポンプ回路２からは、２倍まで昇圧された電圧が発光ダイオードLED1 〜LEDｎへ供給される。
【００２８】
図３には、参考例及び実施例における入力電圧ＶＩＮに対する出力電圧ＶＯＵＴの特性が示されており、例えば入力電圧ＶＩＮが３．７５Ｖまで下がったとき、入力電圧ＶＩＮを監視する昇圧倍率選択回路３によって、１倍から１．５倍へ切り替えられ、更に２．５Ｖまで下がったときには、ＶＧＤ監視回路１０−１〜１０−ｎ，１２−１〜１２−ｎから昇圧倍率を上げるための切替え信号が昇圧倍率選択回路３へ出力され、この昇圧倍率選択回路３によって、上記１．５倍から２倍へ切り替えられる。この１．５倍から２倍への切替えは、従来では、矢示１００に示されるように、２．５Ｖよりも高い電圧で行われており、実施例の方が低い入力電圧ＶＩＮで発光ダイオードLED1 〜LEDｎを駆動できることになる。
【００２９】
上述の実施例では、ＶＧＤ監視回路１２−１〜１２−ｎにて、トランジスタＭ1 のゲート・ドレイン間電圧ＶＧＤ１と比較するために必要となる基準電圧をトランジスタＭ1 と整合したトランジスタＭ2 の閾値電圧ＶＴＨ２で実現することにより、ＶＧＤ監視回路１２−１〜１２−ｎの基準電圧ＶＴＨ２が製造ばらつきや温度変化等により変動した場合でも、常に定電流回路４−１〜４−ｎの最小の負担電圧を検出するように働き、消費効率の改善が可能となる。更に、ＶＧＤ監視回路１２−１〜１２−ｎが、トランジスタＭ2 と定電流源Ｉ1 のみで構成されるので、従来の装置或いは参考例と比較すると、より少ない素子数で構成でき、チップ面積も低減できるので、製造コストが安価になるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の参考例に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。
【図２】実施例に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。
【図３】参考例及び実施例の発光素子駆動装置における入力電圧に対する出力電圧の特性を示す図である。
【図４】定電流制御されたＭＯＳ電界効果トランジスタの動作特性を示す図である。
【図５】従来の発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
【００３１】
１…電源、                  ２…チャージポンプ回路、
３…昇圧倍率選択回路、      ４−１〜４−ｎ…定電流回路、
５…オペアンプ、            ６…第１基準電圧源、
１０−１〜１０−ｎ，１２−１〜１２−ｎ…ＶＧＤ監視回路、
Ｍ1 ，Ｍ2 …ｎチャネルＭＯＳ電解効果トランジスタ、
Ｉ1 …定電流源。
【図１】
0005004700.tif 000002
【図２】
0005004700.tif 000003
【図３】
0005004700.tif 000004
【図４】
0005004700.tif 000005
【図５】
0005004700.tif 000006