(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相の交流電源からの交流電圧を全波整流する整流回路、
前記整流回路の入力側と出力側の少なくとも一方に接続されるインダクタ、
前記整流回路の出力端に接続される第１コンデンサ、
前記第１コンデンサと並列接続され、直流出力を交流変換するインバータ、
リレーと限流手段とが並列接続され、前記限流手段を経由する経路と前記限流手段の両端を短絡した経路との間で、前記交流電源から前記第１コンデンサへの電流経路を切り替える電流経路切替回路、
前記インバータと前記電流経路切替回路の動作を制御する制御部、および
第２コンデンサと、前記第２コンデンサに並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第２コンデンサと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとの並列回路に直列接続されたダイオードを有し、前記第１コンデンサと並列接続されるエネルギーバッファ回路、
を備え、
前記第１コンデンサは、
前記インダクタとで構成したＬＣフィルタとしての共振周波数が、前記交流電源の周波数の２倍成分よりも高く、かつ前記インバータのスイッチング周波数から前記インバータの出力電流周波数の３倍成分を差し引いた側波帯成分よりも低くなるように、コンデンサ容量が設定されており、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２コンデンサに蓄積されたエネルギーを用いて、前記制御部の電源用と、前記電流経路切替回路を駆動させるための電力を出力することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
単相の交流電源からの交流電圧を全波整流する整流回路、
前記整流回路の入力側と出力側の少なくとも一方に接続されるインダクタ、
前記整流回路の出力端に接続される第１コンデンサ、
前記第１コンデンサと並列接続され、直流出力を交流変換するインバータ、
リレーと限流手段とが並列接続され、前記限流手段を経由する経路と前記限流手段の両端を短絡した経路との間で、前記交流電源から前記第１コンデンサへの電流経路を切り替える電流経路切替回路、
前記インバータと前記電流経路切替回路の動作を制御する制御部、および
第２コンデンサと、前記第２コンデンサに並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第２コンデンサと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとの並列回路に直列接続されたダイオードを有し、前記第１コンデンサと並列接続されるエネルギーバッファ回路、
を備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記制御部の電源として機能し、
前記制御部は、前記第２コンデンサの電圧に基づいて前記電流経路切替回路を前記限流手段を経由する経路から、前記限流手段の両端を短絡した経路に切り替える制御を行うことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
単相の交流電源からの交流電圧を全波整流する整流回路、
前記整流回路の入力側と出力側の少なくとも一方に接続されるインダクタ、
前記整流回路の出力端に接続される第１コンデンサ、
前記第１コンデンサと並列接続され、直流出力を交流変換するインバータ、
リレーと限流手段とが並列接続され、前記限流手段を経由する経路と前記限流手段の両端を短絡した経路との間で、前記交流電源から前記第１コンデンサへの電流経路を切り替える電流経路切替回路、
前記インバータと前記電流経路切替回路の動作を制御する制御部、および
第２コンデンサと、前記第２コンデンサに並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第２コンデンサと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとの並列回路に直列接続されたダイオードを有し、前記第１コンデンサと並列接続されるエネルギーバッファ回路、
を備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記制御部の電源として機能し、
前記制御部は、前記第２コンデンサの電圧が基準値より小さい場合に電圧異常と判断して、前記電流経路切替回路を前記限流手段の両端を短絡した経路から、前記限流手段を経由する経路に切り替えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記交流電源の電圧が基準値より小さい場合に電圧異常と判断して、前記電流経路切替回路を前記限流手段の両端を短絡した経路から、前記限流手段を経由する経路に切り替えることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記第１コンデンサの電圧が基準値より小さい場合に電圧異常と判断して、前記電流経路切替回路を前記限流手段の両端を短絡した経路から、前記限流手段を経由する経路に切り替えることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに印加される電圧が基準値より小さい場合に電圧異常と判断して、前記電流経路切替回路を前記限流手段の両端を短絡した経路から、前記限流手段を経由する経路に切り替えることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、連続して前記電圧異常と判断した回数を計数する計数部を備え、
前記回数が所定回数を超えるまで、前記限流手段の両端を短絡した状態で前記電流経路を保持することを特徴とする請求項３から６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第２コンデンサは、前記第１コンデンサよりもコンデンサ容量が大きいことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項９】
冷媒を圧縮する圧縮機、および
前記圧縮機を駆動する請求項１から８のいずれか１項に記載の電力変換装置を備えたことを特徴とする空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、電力変換装置および空気調和機に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
モータを駆動する電力変換装置として、様々な回路方式が提案されている。なかでも、小型化のため、電解コンデンサを用いないコンデンサレスインバータと称される主コンデンサの容量が小さな電力変換装置が用いられることがある。しかし、主コンデンサの容量が小さくなることで、コンデンサの電荷を蓄える機能が低下するため、系統異常時、モータ動作変更時、インバータトリップ時等に過電圧になりやすく、素子耐圧を超え、破壊してしまう恐れがある。【０００３】
そこで、直列接続されたダイオードとコンデンサを主コンデンサに対して並列接続することで、主コンデンサの見かけ上の容量を増加させ、過電圧を抑制する方式が提案されている（例えば特許文献１参照。）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１１−２４３２１号公報（段落００２１〜００３１、図１〜図５）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、提案された方式では、リレーをオフからオンに切り替えるための電力を確保するために、コンデンサレスインバータ用の整流器とは別に、常時電源に接続されている整流回路が別途必要となり、部品点数の増加を招く。また、別途設けた整流回路に常時電流が流れるため、損失の増大が懸念される。とりわけ、交流電源から主コンデンサへの電流経路に限流する手段が存在しないため、交流電源からの電力供給が停止されたのちに再開されるとき、主コンデンサにかかる電圧が増大するため、耐圧を超えて故障を生じるおそれがあった。【０００６】
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、最小限の素子点数で、損失を増大させることなく、信頼性の高い電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本願に開示される電力変換装置は、単相の交流電源からの交流電圧を全波整流する整流回路、前記整流回路の入力側と出力側の少なくとも一方に接続されるインダクタ、前記整流回路の出力端に接続される第１コンデンサ、前記第１コンデンサと並列接続され、直流出力を交流変換するインバータ、リレーと限流手段とが並列接続され、前記限流手段を経由する経路と前記限流手段の両端を短絡した経路との間で、前記交流電源から前記第１コンデンサへの電流経路を切り替える電流経路切替回路、前記インバータと前記電流経路切替回路の動作を制御する制御部、および第２コンデンサと、前記第２コンデンサに並列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記第２コンデンサと前記ＤＣ／ＤＣコンバータとの並列回路に直列接続されたダイオードを有し、前記第１コンデンサと並列接続されるエネルギーバッファ回路、を備え、前記第１コンデンサは、前記インダクタとで構成したＬＣフィルタとしての共振周波数が、前記交流電源の周波数の２倍成分よりも高く、かつ前記インバータのスイッチング周波数から前記インバータの出力電流周波数の３倍成分を差し引いた側波帯成分よりも低くなるように、コンデンサ容量が設定されており、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第２コンデンサに蓄積されたエネルギーを用いて、前記制御部の電源用と、前記電流経路切替回路を駆動させるための電力を出力することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本願に開示される電力変換装置によれば、制御部の電源として機能するエネルギーバッファ回路と、交流電源から第１コンデンサへの電流経路に限流手段を経由するか否かを切り替える回路と、を備えるようにしたので、最小限の素子点数で、損失を増大させることなく、信頼性の高い電力変換装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施の形態１にかかる電力変換装置の構成を説明するための回路ブロック図である。
【図２】図２Ａ、および図２Ｂと図２Ｃは、それぞれ、一般的なインバータにおける第１コンデンサ電流のＦＦＴ結果を示す図、およびコンデンサ容量の異なるインバータでの、第１コンデンサ電圧の変動と交流電源電流の変動を示す時間軸を合わせた波形図である。
【図３】図３Ａと図３Ｂは、それぞれ実施の形態１にかかる電力変換装置のエネルギーバッファ回路、変形例にかかる電力変換装置のエネルギーバッファ回路の構成を説明するための回路図である。
【図４】実施の形態１にかかる電力変換装置の交流電源電圧に応じた制御動作を説明するためのフローチャートである。
【図５】実施の形態１にかかる電力変換装置の交流電源電圧に応じた別の制御動作を説明するためのフローチャートである。
【図６】実施の形態１にかかる電力変換装置の効果を確認するための、一部を等価回路に置換した模擬回路を説明するための回路ブロック図である。
【図７】図７Ａ〜図７Ｄそれぞれは、比較例にかかるコンデンサレスインバータにおいて、電圧が供給停止し、復帰したときの、交流電源電圧、リレー信号、第１コンデンサ電圧、および第２コンデンサ電圧の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。
【図８】図８Ａ、および図８Ｂと図８Ｃは、簡略回路での第１コンデンサとインダクタの定数の組み合わせを示す表形式の図、および簡略回路において、それぞれ電圧供給が停止した状態から復帰したときの交流電源電圧の変化と、定数の組み合わせに応じた第１コンデンサ電圧の変化を示す時間軸を合わせた波形図である。
【図９】図９Ａ〜図９Ｄそれぞれは、比較例にかかる電力変換装置において、短時間の電圧の供給停止があったときの、交流電源電圧、リレー信号、第１コンデンサ電圧、および第２コンデンサ電圧の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。
【図１０】図１０Ａ〜図１０Ｅそれぞれは、実施の形態１にかかる電力変換装置において、電圧が供給停止し、復帰したときの、交流電源電圧、交流電源電圧の絶対値と基準値、リレー信号、第１コンデンサ電圧、および第２コンデンサ電圧の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。
【図１１】実施の形態２にかかる電力変換装置の第１コンデンサ電圧に応じた制御動作を説明するためのフローチャートである。
【図１２】図１２Ａ〜図１２Ｅそれぞれは、実施の形態２にかかる電力変換装置において、電圧が供給停止し、復帰したときの、交流電源電圧、第１コンデンサ電圧とその基準値、リレー信号、第１コンデンサ電圧、および第２コンデンサ電圧の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。
【図１３】実施の形態３にかかる電力変換装置の第２コンデンサ電圧に応じた制御動作を説明するためのフローチャートである。
【図１４】図１４Ａ〜図１４Ｅそれぞれは、実施の形態３にかかる電力変換装置において、電圧が供給停止し、復帰したときの、交流電源電圧、第２コンデンサ電圧とその基準値、リレー信号、第１コンデンサ電圧、および第２コンデンサ電圧の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。
【図１５】各実施の形態にかかる電力変換装置の制御部の構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
実施の形態１．
図１〜図１０は、実施の形態１にかかる電力変換装置の構成および動作について説明するためのものであり、図１は電力変換装置の構成を説明するための回路ブロック図、図２は大容量のコンデンサを有する一般的なインバータにおける第１コンデンサ電流のＦＦＴ結果を示す図（図２Ａ）、および一般的なインバータとコンデンサレスインバータでの、第１コンデンサ電圧の変動（図２Ｂ）と交流電源電流の変動（図２Ｃ）を示すタイミングを合わせた波形図である。そして、図３はエネルギーバッファ回路の構成を説明するための回路図（図３Ａ）と、変形例にかかるエネルギーバッファ回路の構成を説明するための回路図（図３Ｂ）である。
【００１１】
図４は電力変換装置の交流電源電圧に応じたリレーの制御動作を説明するためのフローチャート、図５は電力変換装置の交流電源電圧に応じた別の制御動作を説明するためのフローチャートである。また、図６は電力変換装置の効果を確認するための、限流手段、エネルギーバッファ回路のうちのＤＣ／ＤＣコンバータ、およびインバータ部分を等価回路に置換した模擬回路を説明するための回路ブロック図である。
【００１２】
そして、図７は比較例として、図６の構成でリレーをオンに固定した状態で使用した場合において、電圧の供給停止と、復帰があったときの、それぞれ交流電源電圧（図７Ａ）、リレー信号（図７Ｂ）、第１コンデンサ電圧（図７Ｃ）、および第２コンデンサ電圧（図７Ｄ）の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。さらに、図８はＬＣ共振半周期の電圧復帰時の過電圧への影響を検討するためのもので、簡略回路での第１コンデンサとインダクタの定数の組み合わせを示す表形式の図（図８Ａ）、および簡略回路において、それぞれ電圧供給が停止した状態から復帰したときの交流電源電圧の変化（図８Ｂ）と、条件ごとの第１コンデンサ電圧の変化（図８Ｃ）を示す時間軸を合わせた波形図である。
【００１３】
また、図９は比較例にかかる電力変換装置において、短時間（０．１２ｓ）の電圧の供給停止があったときの、それぞれ交流電源電圧（図９Ａ）、リレー信号（図９Ｂ）、第１コンデンサ電圧(図９Ｃ）、および第２コンデンサ電圧（図９Ｄ）の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。一方、図１０は本実施の形態１にかかる電力変換装置において、電圧の供給停止と、復帰があったときの、それぞれ交流電源電圧(図１０Ａ）、交流電源電圧の絶対値と基準値（図１０Ｂ）、リレー信号(図１０Ｃ）、第１コンデンサ電圧（図１０Ｄ）、および第２コンデンサ電圧（図１０Ｅ）の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。
【００１４】
電力変換装置１は、図１に示すように、電力源である交流電源８０と、負荷であるモータ９０の間に接続され、交流電源８０の電圧を整流し、所望の交流電圧に変換してモータ９０を駆動させるものである。そして、交流電圧を全波整流する整流回路５と、直流電力を交流変換するインバータ８と、交流電源８０と整流回路５との間に接続されるインダクタ４と、整流回路５とインバータ８に並列接続される第１コンデンサ７と、インバータ８の動作を制御する制御部９とを備えている。さらに、交流電源８０とインダクタ４との間に接続され、制御部９の制御により開閉制御されるリレー３と、リレー３と並列接続された限流手段２を備えるとともに、整流回路５と第１コンデンサ７に並列接続されたエネルギーバッファ回路６を備えている。
【００１５】
整流回路５は、単相のダイオードブリッジ構成であり、交流電圧を全波整流し、直流に変換する。ここではダイオードとしているが、代わりにスイッチング素子を用いた構成でも構わない。限流手段２は、抵抗、またはＰＴＣサーミスタ（Positive Temperature Coefficient thermistor）といった電流を限流する機能を有するものであればよい。インダクタ４は、磁性体を用いたインダクタ、または、配線等に含まれる寄生のインダクタンス成分で構成される。なお、コンデンサレスインバータは、インバータ制御により高調波電流抑制制御を行うため、容量の大きい電解コンデンサで構成される一般的なインバータと比べ、インダクタの誘導係数（インダクタンス）を小さくできる特徴がある。
【００１６】
整流回路５の出力には、第１コンデンサ７、エネルギーバッファ回路６、インバータ８が並列接続される。ここで、リレー３、限流手段２、インダクタ４を整流回路５の入力側に接続するとしたが、整流回路５の出力側に設けてもよい。例えば、交流電源８０に、並列接続されたリレー３と限流手段２を接続し、リレー３の残りの一端を整流回路５に接続する。整流回路５の出力の正側にインダクタ４の一端を接続し、インダクタ４の残りの一端を第１コンデンサ７、エネルギーバッファ回路６、インバータ８の正側に接続することも可能である。
【００１７】
第１コンデンサ７は大容量の電解コンデンサではなく、小容量のフィルムコンデンサ、セラミックコンデンサ等で構成される。コンデンサレスインバータは単相交流電源の場合、系統電流高調波低減および力率改善するために、交流電源周波数の２倍の周波数で母線電圧およびモータ電流を変動させ、インバータ制御する。
【００１８】
ここで、一般的な大容量の第１コンデンサとインダクタで構成されたインバータの第１コンデンサ電流Ｉｃ１をＦＦＴ（Fast Fourier Transform）解析すると、図２Ａのように、周波数（横軸）に応じた電流強度の分布を得ることができる。具体的には、交流電源周波数ｆｓの２倍成分（２ｆｓ）と、インバータのスイッチング周波数ｆｓｗの２倍成分（２ｆｓｗ）、およびスイッチング周波数ｆｓｗの側波帯成分が得られる。側波帯成分は、スイッチング周波数ｆｓｗとインバータの出力電流周波数ｆｍの３倍成分（３ｆｍ）によって、ｆｓｗ−３ｆｍ、ｆｓｗ＋３ｆｍで表すことができる。
【００１９】
しかし、コンデンサレスインバータでは、交流電源周波数ｆｓの２倍成分（２ｆｓ）でモータ電流を脈動させるため、ｆｓｗ−３ｆｍ以上の周波数の電流のみ、インダクタと第１コンデンサで減衰させる。そのため、コンデンサレスインバータでの第１コンデンサの容量（第１コンデンサ容量Ｃ１）は、ＬＣフィルタのカットオフ周波数、すなわち共振周波数Ｆ（＝１／（２π（ＬＣ１）１／２）を基準とすると、式（１）を満足するように選定される。ただし、Ｌはインダクタ４の誘導係数である。
1／(4π2Ｌ(fsw-3fm)2)＜ Ｃ１ ＜1／（16π2Ｌfs2)   （１）
【００２０】
なお式（１）は、共振周波数Ｆが、交流電源周波数ｆｓの２倍成分（２ｆｓ）よりも高く、かつインバータ８のスイッチング周波数ｆｓｗからインバータ８の出力電流周波数ｆｍの３倍成分を差し引いた側波帯成分（ｆｓｗ―３ｆｍ）よりも低いことを示している。
【００２１】
ここで、コンデンサレスインバータにおいて力率改善・電源高調波抑制制御を用いてモータ駆動した場合、概略図ではあるが図２Ｂ、図２Ｃのような第１コンデンサ電圧Ｖｃ１と電源電流Ｉｓの波形となる。図２Ｂ、図２Ｃは電力の入出力が大きい条件であり、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１は交流電源周波数ｆｓの２倍成分を、例えば最大値が最小値の２倍より小さくなる程度までは平滑しない。参考として、一般的な電解コンデンサで構成されるインバータの第１コンデンサ電圧Ｖｃ１は変動が小さく、ほぼ一定とみなせる。
【００２２】
なお、コンデンサレスインバータにおいて、力率を０．９６以上とするには、第１コンデンサ７の電圧（第１コンデンサ電圧Ｖｃ１）の最大値が最小値の２倍以上になるように設計すればよい。第１コンデンサ容量Ｃ１の値としては、例えば、交流電源電圧Ｖｓが２２０Ｖでインバータ出力電力が１ｋＷ前後のコンデンサレスインバータ回路では、一般的には、数μＦ〜数十μＦの範囲が想定される。
【００２３】
インバータ８の出力には、負荷であるモータ９０が接続される。制御部９を構成する回路には、リレー３およびインバータ８の制御に必要なセンサ値が入力され、リレー３およびインバータ８を構成するスイッチング素子をオンオフさせる信号を出力する。
【００２４】
エネルギーバッファ回路６は、図３Ａに示すように、ダイオード６１、コンデンサ（第２コンデンサ６２）、ＤＣ／ＤＣコンバータ６３で構成される。エネルギーバッファ回路６の正側（Ｐ）からダイオード６１のアノードが接続され、ダイオード６１のカソードに第２コンデンサ６２の正側が接続される。第２コンデンサ６２の負側とエネルギーバッファ回路６の負側（Ｎ）が接続される。
【００２５】
ＤＣ／ＤＣコンバータ６３は、第２コンデンサ６２と並列接続され、出力電力は制御部９、インバータ８、およびリレー３を駆動させる駆動回路に供給される。なお、本実施の形態では第２コンデンサ６２にＤＣ／ＤＣコンバータ６３を並列接続しているが、追加で他の回路を並列接続してもよい。例えば、電力変換装置１が、空気調和機の圧縮機を回すモータの駆動制御を行うものであるならば、室外機のファン用の変換器等が並列接続する回路としてあげられる。
【００２６】
第２コンデンサ６２は、インバータ８が過電流等で全オフした際に、モータ９０および交流電源８０にあるインダクタンス成分に蓄えられたエネルギーが第１コンデンサ７に移動し、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が過電圧となるのを抑制する機能をもつ。これは、全オフ後に第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が第２コンデンサ電圧Ｖｃ２と同じになると、両コンデンサが並列接続された構成になるので、見かけ上の容量が大きくなり、電圧の上昇が抑制されるからである。
【００２７】
また、第２コンデンサ６２は前述したＤＣ／ＤＣコンバータ６３、あるいはファン用の変換器といった電力変換器の入力電圧を安定させる機能も兼ねている。したがって、第２コンデンサ６２は第１コンデンサ７より大きな容量が必要となる。そのため、本願では、図３Ａ、あるいは後述する図３Ｂで示す構成をエネルギーバッファ回路６と称している。なお、第２コンデンサ６２に並列接続される電力変換器に必要な電力は、モータ９０の消費電力より小さい。そのため、電源周期ごとの充電時間も短く、流入する電流も小さいので、エネルギーバッファ回路６を追加してもコンデンサレスインバータの制御には、影響を及ぼさない。
【００２８】
エネルギーバッファ回路の変形例．
エネルギーバッファ回路６としては図３Ａで示す形態に限ることなく、図３Ｂに示すように、さらに抵抗６５とスイッチング素子６４を追加してもよい。追加した抵抗６５とスイッチング素子６４は直列接続されており、第１コンデンサ７と並列接続される。図３Ａで説明した構成では、第２コンデンサ６２によって過電圧を抑制していたが、変形例の構成では、スイッチング素子６４をオンすることで、抵抗６５にエネルギーを消費させ過電圧を抑制させることもできる。したがって、第２コンデンサ６２の容量が全オフ後の過電圧によって決められている場合、図３Ａの構成に比べ、容量を小さく設定することが可能である。なお、抵抗６５とスイッチング素子６４は、インバータ８が減速制御する際に生じる回生電力を消費するために用いてもよい。
【００２９】
上述したように、エネルギーバッファ回路６は、インバータ全オフ後の過電圧防止、あるいは第２コンデンサ６２に並列接続された電力変換器の入力電圧を安定させるために用いる。しかし、それらの必要がない場合は第２コンデンサ６２の容量を小さくする、もしくはダイオード６１と第２コンデンサ６２を削除し、第１コンデンサ７にＤＣ／ＤＣコンバータ６３等を並列接続するようにしてもよい。つまり、ＤＣ／ＤＣコンバータ６３、ファン用の変換器といった電力変換器単独でエネルギーバッファ回路６を構成してもよい。
【００３０】
モータ９０を駆動させる際、電力変換装置１を交流電源８０に接続後、限流手段２を介して第１コンデンサ７および第２コンデンサ６２を充電し、ＤＣ／ＤＣコンバータ６３に電力を供給する。その後、リレー３をオフからオンに切り替え、インバータ８の動作を適宜制御することで、モータ９０を所望の動作状態で駆動させることができる。このとき、交流電源８０に瞬時停電等が生じ、電圧供給が停止した際の、制御部９に組み込まれているリレー３をオンからオフに切り替える制御動作について、図４のフローチャートを用いて説明する。
【００３１】
まず、交流電源電圧Ｖｓを検出し（ステップＳ１１０）、検出した交流電源電圧Ｖｓの絶対値（｜Ｖｓ｜）とリレー３の切り替えを判断するための異常電圧閾値Ｖｓｔｈとを比較する（ステップＳ１２０）。交流電源電圧Ｖｓの絶対値が異常電圧閾値Ｖｓｔｈ以上であれば（ステップＳ１２０で「Ｎｏ」）、再度、交流電源電圧Ｖｓを検出するフロー（ステップＳ１１０）に戻る。
【００３２】
一方、交流電源電圧Ｖｓの絶対値が異常電圧閾値Ｖｓｔｈより小さければ（ステップＳ１２０で「Ｙｅｓ」）、電圧異常信号を出力（ステップＳ４１０）し、ラッチ機能によりその信号を固定（ステップＳ５１０）する。そして、リレー３をオンからオフへと切り替えるためのリレーオフ信号（リレー信号Ｓｒ）を出力し（ステップＳ５２０）、一連の動作を終了する。
【００３３】
リレー３を再度オフからオンに切り替える際は、交流電圧が正常に印加されていることを、交流電源電圧Ｖｓ、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２などに基づいて判断し、正常であればラッチ機能を解除する。その後、リレー３をオフからオンに切り替え、モータ９０を駆動させる。
【００３４】
異常電圧閾値Ｖｓｔｈは、検出した交流電源電圧Ｖｓおよび想定される交流電源電圧最小値Ｖｓｍｉｎから導出される。まず検出した交流電源電圧Ｖｓより、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)の適用、またはゼロクロスを判定することによって、交流電源位相θを算出する。その後、交流電源位相θ、交流電源電圧最小値Ｖｓｍｉｎ、任意の所定値ｋｓを用いて、式（２）によって求めることができる。
【００３５】
【数１】
0006949271.tif 000002
【００３６】
なお、任意の所定値ｋｓは、検出電圧値の誤差、系統インピーダンスによる交流電源電圧Ｖｓの歪、検出系へ重畳するノイズ等を考慮して設定される。ここで、任意の所定値ｋｓは固定値としているが、交流電源電圧Ｖｓはゼロクロス付近で電圧の傾きが大きくなるため、式（２）で定義した異常電圧閾値Ｖｓｔｈを用いた異常検出方式では、ゼロクロス付近で誤検知しやすくなる。そのためゼロクロス付近では、任意の所定値ｋｓの値を大きくする、異常電圧判定をしない、交流電圧の傾きから異常を検知する等、他の方式を用いてもよい。
【００３７】
別の制御動作例．
別の動作例として図５に示すフローチャートを用いて説明する。図５に示す動作例では、図４で説明した動作例に対し、電圧異常信号出力（ステップＳ４１０）後の動作が異なり、カウンタが付加されている。カウンタを付加し、異常電圧閾値Ｖｓｔｈより低くなる状態を所定回数検知することを条件とすることで、誤検知への耐性強化、過電圧の影響とならない瞬時的な電圧低下による停止を防ぐことが可能である。過電圧の影響とならない瞬時的な電圧低下の時間については、後ほど説明することとし、別の動作例について説明する。
【００３８】
この動作例においても、まず、交流電源電圧Ｖｓを検出し（ステップＳ１１０）、検出した交流電源電圧Ｖｓの絶対値とリレー３の切り替えを判断するための異常電圧閾値Ｖｓｔｈとを比較する（ステップＳ１２０）。交流電源電圧Ｖｓの絶対値が異常電圧閾値Ｖｓｔｈ以上であれば（ステップＳ１２０で「Ｎｏ」）、異常カウンタの値をリセットし（ステップＳ４４０）、交流電源電圧Ｖｓを検出するフロー（ステップＳ１１０）に戻る。
【００３９】
一方、交流電源電圧Ｖｓの絶対値が異常電圧閾値Ｖｓｔｈより小さければ（ステップＳ１２０で「Ｙｅｓ」）、電圧異常信号を出力（ステップＳ４１０）し、異常カウンタをカウントアップする（ステップＳ４２０）。そのつぎに、カウント値と異常判定値Ｃｘとを比較する（ステップＳ４３０）。カウント値が異常判定値Ｃｘ以下の場合（ステップＳ４３０で「Ｎｏ」）は、交流電源電圧Ｖｓを検出するフローに戻る。一方、カウント値が異常判定値より大きい場合は（ステップＳ４３０で「Ｙｅｓ」）、図４と同様、ラッチ機能により電圧異常信号を固定（ステップＳ５１０）する。そして、リレー３をオンからオフへと切り替えるためのリレーオフ信号（リレー信号Ｓｒ）を出力し（ステップＳ５２０）、一連の動作を終了する。
【００４０】
つぎに、本実施の形態にかかる電力変換装置１の構成に基づく効果について、一部を等価回路に置き換えた図６に示す模擬回路を用いて動作確認した結果について説明する。ここでは、交流電源電圧実効値を２２０Ｖ、周波数を５０Ｈｚ、限流手段２を模擬する抵抗２Ｅの抵抗値を３０Ω、インダクタ４の誘導係数を３００μＨ、第１コンデンサ容量Ｃ１を５μＦとする。そして、第２コンデンサ６２の容量（第２コンデンサ容量Ｃ２）を第１コンデンサ容量Ｃ１の２０倍の１００μＦ、インバータ８とモータ９０を模擬する抵抗８Ｅの抵抗値を３０Ω、ＤＣ／ＤＣコンバータ６３を模擬する抵抗６３Ｅの抵抗値を１．６ｋΩとしている。また、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が印加される素子と、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２が印加される素子の耐圧Ｖｔを４００Ｖとする。
【００４１】
まず、比較例として、図６の模擬回路においてリレー３をオンの状態で固定したままとの条件（リレー制御動作なし）で、電圧の供給停止が発生し、電圧が復帰した際の波形を図７に示す。図７Ａには交流電源電圧Ｖｓの波形、図７Ｂにはリレー信号Ｓｒの波形、図７Ｃには第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の波形、図７Ｄには第２コンデンサ電圧Ｖｃ２の波形を示している。図７Ａに示すように、交流電源電圧Ｖｓは０．１秒の時点で停止し、０．２秒の時点で電圧復帰するようにしている。ここで、インバータ８およびモータ９０を模擬した抵抗８Ｅは、０．２秒の時点で開放の状態にするようにしている。
【００４２】
比較例においては、系統異常の際にリレー３をオンからオフに切り替える、つまり電流経路を限流手段２側に切り替える機能を有していないため、図７Ｂに示すように、リレー信号Ｓｒは常にオンの状態（１．０Ｖ）となっている。つまり、交流電源８０から第１コンデンサ７への電流経路が、限流作用の無いリレー３を通り、限流手段２の両端を短絡した経路に固定されている。その際、図７Ｃ、図７Ｄに示すように、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１および第２コンデンサ電圧Ｖｃ２は、電圧復帰後に電圧ピークが耐圧Ｖｔ（４００Ｖ）を超え、４４４Ｖまで上昇している。したがって、エネルギーバッファ回路６があったとしても、比較例のように、リレー３をオンにしたままの場合、素子耐圧を超えて、破壊を招く恐れがある。
【００４３】
この過電圧はインダクタ４と第１コンデンサ７、および第２コンデンサ６２の共振によって発生するもので、インダクタ４とコンデンサのＬＣ共振の半周期が短いほど過電圧になりやすい。つまり、コンデンサレスインバータのような、インダクタ４と小容量のコンデンサで構成される電力変換装置１で発生しやすい現象である。そのため、電解コンデンサのような容量の大きなコンデンサで構成されるインバータでは、その影響は少ない。
【００４４】
例えば、図６で説明した回路のうち、交流電源８０と整流回路５とインダクタ４と第１コンデンサ７のみで構成される簡略回路で、第１コンデンサ７とインダクタ４の定数の組み合わせ（条件）を図８Ａに示すように変更した場合の挙動について検討する。なお、図８Ａにおいて、条件１から条件４に進むにしたがって、第１コンデンサ容量Ｃ１とインダクタ４の誘導係数が小さくなり、それに伴ってＬＣ共振半周期も短くなっている。そして、条件３、４は図７で説明したコンデンサレスインバータに対応する条件、条件１、２はコンデンサ容量の大きな一般的なインバータに対応する条件となっている。
【００４５】
図８Ｂに示すように、交流電源が停止（０Ｖ）した状態から、０．０２秒の時点で電圧復帰したとし、上記条件ごとの第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の変化について検討する。なお、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１は、電圧復帰前（０〜０．０２秒）に１５０Ｖの初期電圧があるとしている。電圧復帰後の第１コンデンサ電圧Ｖｃ１は、図８Ｃに示すように、条件の番号が大きくなるほど、つまりＬＣ共振半周期が短くなるほど、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の電圧上昇が大きくなっている。もちろん、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の初期電圧、あるいは復帰時の交流電源電圧Ｖｓの電圧波形によって、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の最大値は変化するが、ＬＣ共振の半周期が交流電源周期（２０ｍｓ）の１／５以下（条件３、条件４）となると、ＬＣ共振による過電圧の影響は大きくなる。
【００４６】
つぎに、電圧停止の時間が短かった場合の電圧上昇について検討する。図６の模擬回路において、上述した比較例と同様に、リレー３をオンの状態で固定したままの条件で、短時間（０．０２秒）の電圧の供給停止が発生した際の波形を図９に示す。図９Ａには交流電源電圧Ｖｓの波形、図９Ｂにはリレー信号Ｓｒの波形、図９Ｃには第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の波形、図９Ｄには第２コンデンサ電圧Ｖｃ２の波形を示している。
【００４７】
図９Ａに示すように、０．１秒の時点で電圧供給が停止し、０．０２秒後（０．１２秒の時点）に電圧復帰した場合について確認する。図９Ｂに示すようにリレー３をオンで固定したままであるにもかかわらず、図９Ｃ、図９Ｄに示すように、復帰後の電圧ピークが、停止期間が０．１秒の場合（図７：４４４Ｖ）よりも低い３４４Ｖにとどまっている。これは、負荷の大きさにもよるが、第２コンデンサ容量Ｃ２の第１コンデンサ容量Ｃ１に対する容量比が大きくなるほど、電圧復帰後の電圧ピークが、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２に依存する傾向が高くなるからである。電圧ピークＶｐｅａｋは、電圧復帰直前の系統電圧Ｖｓｉｎｉと第２コンデンサ電圧Ｖｃ２ｉｎｉより、式（３）のように表すことができる。
【００４８】
Ｖｐｅａｋ＝２Ｖｓｉｎｉ−Ｖｃ２ｉｎｉ    （３）
ただし、式（３）は、交流電源８０の周期に対して、電源復帰から第1コンデンサ電圧Ｖｃ１がピークになるまでの時間が非常に短い場合に成り立つ。
【００４９】
なお、第２コンデンサ容量Ｃ２を第１コンデンサ容量Ｃ１と同程度まで下げた場合は、第1コンデンサ電圧Ｖｃ１と第２コンデンサ電圧Ｖｃ２のうち、電圧復帰直前の電圧が低い方が式（３）のＶｃ２ｉｎｉとなる。したがって、第２コンデンサ容量Ｃ２を下げると、すぐに電圧が下がるため、電圧復帰のタイミングが早かったとしても過電圧となる可能性がある。以上より、図５のフローチャートで説明したように、連続して複数回の異常値を検出したときに、リレー３を切り替える際は、異常判定値Ｃｘを第１コンデンサ容量Ｃ１および第２コンデンサ容量Ｃ２に基づいて設定すればよい。カウント機能を設けることで、誤検出の防止だけではなく、過電圧レベルとならない瞬時停電では、リレー３を切り替えないようにすることも可能となる。
【００５０】
つぎに、実施の形態１にかかる電力変換装置１において、図７で説明した比較例と同じ条件である電圧の供給停止が発生し、電圧が復帰した際の波形を図１０に示す。図１０Ａは図７Ａに対応する交流電源電圧Ｖｓの波形、図１０Ｂは交流電源電圧の絶対値｜Ｖｓ｜と基準値（異常電圧閾値Ｖｓｔｈ）の波形、図１０Ｃは図７Ｂに対応するリレー信号Ｓｒの波形、図１０Ｄは図７Ｃに対応する第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の波形、図１０Ｅは図７Ｄに対応する第２コンデンサ電圧Ｖｃ２の波形を示している。図１０Ａに示すように、交流電源電圧Ｖｓは０．１秒の時点で停止し、０．２秒の時点で電圧復帰するようにしている。
【００５１】
ここで、インバータ８およびモータ９０を模擬した抵抗８Ｅは、リレー３をオンからオフに切り替えるタイミング（０．１秒時点）で開放の状態にするようにしており、図４のフローチャートを用いてリレー３を切り替えるようにしている。また、交流電源電圧最小値Ｖｓｍｉｎとして２００Ｖ、任意の所定値ｋｓとして４０Ｖを式（２）に当てはめると、交流電源電圧の絶対値｜Ｖｓ｜の変化に伴う異常電圧閾値Ｖｓｔｈは、図１０Ｂに示すようになる。
【００５２】
なお、本例では、交流電源８０が停止した状態においても、位相θが、供給停止前と同様に進むと仮定して異常電圧閾値Ｖｓｔｈを変化させているがこれに限ることはない。例えば、停止時はθを０とみなして、一定値に固定するようにしてもよい。後述する図１２Ｂについても同様である。
【００５３】
０．１秒時点で電圧供給が停止した直後、交流電源電圧の絶対値｜Ｖｓ｜が異常電圧閾値Ｖｓｔｈより小さくなり、図１０Ｃに示すように、リレー３がオンからオフに切り替わる。つまり、交流電源８０から第１コンデンサ７への電流経路が、限流手段２の両端を短絡した経路から限流手段２を経由する経路に切り替わる。その後、リレー３がオフの状態のまま０．２秒時点で電圧が復帰する。その際、図１０Ｄ、図１０Ｅに示すように、電圧復帰後の第１コンデンサ電圧Ｖｃ１および第２コンデンサ電圧Ｖｃ２の電圧ピークは耐圧Ｖｔ（４００Ｖ）より小さな２８８Ｖとなり、耐圧電圧以内に収まっている。
【００５４】
ここで、リレー３と並列に限流手段２を設けず、エネルギーバッファ回路６の第２コンデンサ６２とダイオード６１との間に限流手段を設けることでも、再突入時の電流を制限し、過電圧を抑制することは可能である。しかし、この構成とした場合、モータ駆動時に常に抵抗（限流手段）に電流が流れるため、損失増加を招いてしまう。また、リレー３がオフ状態の場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ６３に電力を供給することができず、別途整流手段を設ける必要があるため、素子数が増加する。そのため、本願の各実施の形態にかかる電力変換装置１では、第２コンデンサ６２とダイオード６１の間に限流手段となる抵抗素子を設けていない。
【００５５】
あるいは、ダイオード６１と第２コンデンサ６２の間に並列接続された限流手段とリレーを設けるようにすれば、モータ駆動時に損失を発生させないようにできる。しかし、この構成とした場合には、系統から第１コンデンサ７までの充電経路に限流手段が存在しなくなるため、各実施の形態にかかる電力変換装置１で開示する構成に比べて、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が大きくなりやすくため留意する必要である。
【００５６】
つまり、本実施の形態１にかかる電力変換装置１では、制御部９の電源として機能するエネルギーバッファ回路６と、交流電源８０から第１コンデンサ７への電流経路に限流手段２を経由するか否かを切り替える電流経路切替回路（リレー３と限流手段２との並列回路）と、を設けるようにした。そのため、最小限の素子点数で、損失を増大させることなく、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の過電圧を防止して信頼性が高くなる。
【００５７】
実施の形態２．
上記実施の形態１においては、交流電源電圧の大きさに基づいてリレーを制御する例について説明した。本実施の形態２においては、第１コンデンサ電圧の大きさに基づいてリレーを制御する例について説明する。図１１と図１２は本実施の形態２にかかる電力変換装置について説明するためのもので、図１１は電力変換装置の第１コンデンサ電圧に応じたリレーの制御動作を説明するためのフローチャートである。
【００５８】
そして、図１２は本実施の形態２にかかる電力変換装置において、電圧の供給停止と、復帰があったときの、それぞれ交流電源電圧(図１２Ａ）、第１コンデンサ電圧と基準値（図１２Ｂ）、リレー信号（図１２Ｃ）、第１コンデンサ電圧（図１２Ｄ）、および第２コンデンサ電圧（図１２Ｅ）の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。なお、電力変換装置およびエネルギーバッファ回路の構成については基本的に実施の形態１と同様であり、同様部分についての説明を省略するとともに、実施の形態１で用いた図１、図３、および図６を援用する。
【００５９】
本実施の形態２においても、交流電源８０に瞬時停電等が生じ、電圧供給が停止した際の、制御部９に組み込まれているリレー３をオンからオフに切り替える制御動作について、図１１のフローチャートを用いて説明する。
【００６０】
まず、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１を検出し（ステップＳ２１０）、検出した第１コンデンサ電圧Ｖｃ１とリレー３の切り替えを判断するための基準値（異常電圧閾値Ｖｃ１ｔｈ）とを比較する（ステップＳ２２０）。第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が異常電圧閾値Ｖｃ１ｔｈ以上であれば（ステップＳ２２０で「Ｎｏ」）、再度、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１を検出するフロー（ステップＳ２１０）に戻る。
【００６１】
一方、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が異常電圧閾値Ｖｃ１ｔｈより小さければ（ステップＳ２２０で「Ｙｅｓ」）、図４と同様に、電圧異常信号を出力（ステップＳ４１０）し、ラッチ機能によりその信号を固定（ステップＳ５１０）する。そして、リレー３をオンからオフへと切り替えるためのリレーオフ信号（リレー信号Ｓｒ）を出力し（ステップＳ５２０）、一連の動作を終了する。
【００６２】
リレー３を再度オフからオンに切り替える際は、交流電圧が正常に印加されていることを、交流電源電圧Ｖｓ、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２などに基づいて判断し、正常であればラッチ機能を解除する。その後、リレー３をオフからオンに切り替え、モータ９０を駆動させる。
【００６３】
異常電圧閾値Ｖｃ１ｔｈは、検出した第１コンデンサ電圧Ｖｃ１および想定される交流電源電圧最小値Ｖｓｍｉｎから導出される。まず検出した第１コンデンサ電圧Ｖｃ１のピーク値から、交流電源位相θを導出する。コンデンサレスインバータは、電解コンデンサで構成されるインバータより、コンデンサ容量が非常に小さいため、系統電源電圧の最大値と第１コンデンサ電圧Ｖｃ１がほぼ一致する特徴がある。これを利用して、交流電源位相θを算出する。
【００６４】
ここで、実動作条件においては、インバータ８のスイッチング動作、および第２コンデンサ６２の充電動作によって、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の波形は歪む。そのため、フィルタ等で歪み成分を除去し、フィルタ付加によって遅れが発生する場合は、進み補償をすればよい。なお、実施の形態１のように交流電源電圧Ｖｓを直接検知して交流電源位相θを求めてもよい。
【００６５】
交流電源位相θが得られれば、異常電圧閾値Ｖｃ１ｔｈは、交流電源位相θ、交流電源電圧最小値Ｖｓｍｉｎ、任意の所定値ｋｃを用いて、式（４）によって求めることができる。
【００６６】
【数２】
0006949271.tif 000003
【００６７】
なお、任意の所定値ｋｃは、検出電圧値の誤差、系統インピーダンスによる交流電源電圧Ｖｓの歪、コンデンサ容量による電圧遅れ、検出系へ重畳するノイズ等を考慮して設定される。ここで、任意の所定値ｋｃは固定値としているが、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１はゼロクロス付近で電圧の傾きが大きくなるため、式（４）で定義した異常電圧閾値Ｖｃ１ｔｈを用いた異常検出方式では、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が低い領域で誤検知しやすくなる。
【００６８】
そのため、低い電圧領域では任意の所定値ｋｃの値を大きくする、異常電圧判定をしない、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の傾きから異常を検知する等の対策をしてもよい。また、図５のフローチャートのステップＳ４１０〜Ｓ４４０で説明したように、カウンタ機能を付加するようにしてもよい。
【００６９】
つぎに、本実施の形態２にかかる電力変換装置１の構成に基づく効果について、実施の形態１と同様、図６に示す模擬回路を用いて動作確認した結果について説明する。ここでも、交流電源電圧実効値を２２０Ｖ、周波数を５０Ｈｚ、限流手段２を模擬する抵抗２Ｅの抵抗値を３０Ω、インダクタ４の誘導係数を３００μＨ、第１コンデンサ容量Ｃ１を５μＦとする。そして、第２コンデンサ容量Ｃ２を第１コンデンサ容量Ｃ１の２０倍の１００μＦ、インバータ８とモータ９０を模擬する抵抗８Ｅの抵抗値を３０Ω、ＤＣ／ＤＣコンバータ６３を模擬する抵抗６３Ｅの抵抗値を１．６ｋΩとしている。また、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が印加される素子と、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２が印加される素子の耐圧Ｖｔを４００Ｖとする。
【００７０】
そして、実施の形態２にかかる電力変換装置１において、実施の形態１の比較例における図７で説明した例と同じ条件で、電圧の供給停止が発生し、電圧が復帰した際の波形を図１２に示す。図１２Ａは図７Ａに対応する交流電源電圧Ｖｓの波形、図１２Ｂは図１０Ｂに対応する第１コンデンサ電圧Ｖｃ１と基準値（異常電圧閾値Ｖｃ１ｔｈ）の波形、図１２Ｃは図７Ｂに対応するリレー信号Ｓｒの波形、図１２Ｄは図７Ｃに対応する第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の波形、図１２Ｅは図７Ｄに対応する第２コンデンサ電圧Ｖｃ２の波形を示している。図１２Ａに示すように、交流電源電圧Ｖｓは０．１秒の時点で停止し、０．２秒の時点で電圧復帰するようにしている。
【００７１】
ここで、インバータ８およびモータ９０を模擬した抵抗８Ｅは、リレー３をオンからオフに切り替えるタイミング（０．１秒時点）で開放の状態にするようにしており、図１３のフローチャートを用いてリレー３を切り替えるようにしている。また、交流電源電圧最小値Ｖｓｍｉｎとして２００Ｖ、任意の所定値ｋｃとして４０Ｖを式（４）に当てはめると、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の変化に伴う異常電圧閾値Ｖｃ１ｔｈは、図１２Ｂに示すようになる。
【００７２】
０．１秒時点で電圧供給停止した直後、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が異常電圧閾値Ｖｃ１ｔｈより小さくなり、図１２Ｃに示すように、リレー３がオンからオフに切り替わる。その後、リレー３がオフの状態のまま０．２秒時点で電圧が復帰する。その際、図１２Ｄ、図１２Ｅに示すように、電圧復帰後の第１コンデンサ電圧Ｖｃ１および第２コンデンサ電圧Ｖｃ２の電圧ピークは耐圧Ｖｔ（４００Ｖ）より小さな２８８Ｖとなり、耐圧電圧以内に収まっている
【００７３】
以上より、実施の形態１と同様に、制御部９の電源となるエネルギーバッファ回路６を設け、限流手段２と並列配置したリレー３のオンオフを基準値に基づいて制御することで、部品点数を増大させることなく、過電圧を防止できるコンデンサレスインバータを形成できることが分かる。一般的なインバータ制御では、系統電圧を検出する必要はないが、第１コンデンサ電圧検出は必須である。したがって、本実施の形態２では、インバータ制御用の第１コンデンサ電圧検出と兼ねることができるため、実施の形態１に対して、検出用素子を低減することができる。
【００７４】
実施の形態３．
本実施の形態３においては、交流電源に異常があるか否か、つまりリレーをオンオフ制御するための検出対象を第２コンデンサ電圧にしたことが、実施の形態１あるいは２と異なっている。図１３と図１４は本実施の形態３にかかる電力変換装置について説明するためのもので、図１３は電力変換装置の第２コンデンサ電圧に応じたリレーの制御動作を説明するためのフローチャートである。
【００７５】
そして、図１４は本実施の形態３にかかる電力変換装置において、電圧の供給停止と、復帰があったときの、それぞれ交流電源電圧(図１４Ａ）、第２コンデンサ電圧と基準値（図１４Ｂ）、リレー信号（図１４Ｃ）、第１コンデンサ電圧（図１４Ｄ）、および第２コンデンサ電圧（図１４Ｅ）の変化を示す、時間軸を合わせた波形図である。なお、電力変換装置およびエネルギーバッファ回路の構成については、実施の形態３においても、基本的に実施の形態１と同様であり、同様部分についての説明を省略するとともに、実施の形態１で用いた図１、図３、および図６を援用する。
【００７６】
本実施の形態３においても、交流電源８０に瞬時停電等が生じ、電圧供給が停止した際の、制御部９に組み込まれているリレー３をオンからオフに切り替える制御動作について、図１３のフローチャートを用いて説明する。
【００７７】
まず、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２を検出し（ステップＳ３１０）、検出した第２コンデンサ電圧Ｖｃ２とリレー３の切り替えを判断するための基準値（異常電圧閾値Ｖｃ２ｔｈ）とを比較する（ステップＳ３２０）。第２コンデンサ電圧Ｖｃ２が異常電圧閾値Ｖｃ２ｔｈ以上であれば（ステップＳ３２０で「Ｎｏ」）、再度、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２を検出するフロー（ステップＳ３１０）に戻る。
【００７８】
一方、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２が異常電圧閾値Ｖｃ２ｔｈより小さければ（ステップＳ３２０で「Ｙｅｓ」）、図４と同様に、電圧異常信号を出力（ステップＳ４１０）し、ラッチ機能によりその信号を固定（ステップＳ５１０）する。そして、リレー３をオンからオフへと切り替えるためのリレーオフ信号（リレー信号Ｓｒ）を出力し（ステップＳ５２０）、一連の動作を終了する。
【００７９】
リレー３を再度オフからオンに切り替える際は、交流電圧が正常に印加されていることを、交流電源電圧Ｖｓ、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２などに基づいて判断し、正常であればラッチ機能を解除する。その後、リレー３をオフからオンに切り替え、モータ９０を駆動させる。なお、本実施の形態３においても、図５のフローチャートのステップＳ４１０〜Ｓ４４０で説明したように、カウンタ機能を付加するようにしてもよい。
【００８０】
異常電圧閾値Ｖｃ２ｔｈは、想定される交流電源電圧最大値Ｖｓｍａｘ、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１または第２コンデンサ電圧Ｖｃ２が印加される素子の耐圧Ｖｔから、式（５）を用いて算出することができる。
Ｖｃ２ｔｈ＝２Ｖｓｍａｘ−Ｖｔ      （５）
【００８１】
つぎに、本実施の形態３にかかる電力変換装置１の構成に基づく効果について、実施の形態１、２と同様、図６に示す模擬回路を用いて動作確認した結果について説明する。ここでも、交流電源電圧実効値を２２０Ｖ、周波数を５０Ｈｚ、限流手段２を模擬する抵抗２Ｅの抵抗値を３０Ω、インダクタ４の誘導係数を３００μＨ、第１コンデンサ容量Ｃ１を５μＦとする。そして、第２コンデンサ容量Ｃ２を第１コンデンサ容量Ｃ１の２０倍の１００μＦ、インバータ８とモータ９０を模擬する抵抗８Ｅの抵抗値を３０Ω、ＤＣ／ＤＣコンバータ６３を模擬する抵抗６３Ｅの抵抗値を１．６ｋΩとしている。また、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が印加される素子と、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２が印加される素子の耐圧Ｖｔを４００Ｖとする。
【００８２】
そして、実施の形態３にかかる電力変換装置１において、実施の形態１の比較例における図７で説明した例と同じ条件で、電圧の供給停止が発生し、電圧が復帰した際の波形を図１４に示す。図１４Ａは図７Ａに対応する交流電源電圧Ｖｓの波形、図１４Ｂは図１０Ｂに対応する第２コンデンサ電圧Ｖｃ２と基準値（異常電圧閾値Ｖｃ２ｔｈ）の波形、図１４Ｃは図７Ｂに対応するリレー信号Ｓｒの波形、図１４Ｄは図７Ｃに対応する第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の波形、図１４Ｅは図７Ｄに対応する第２コンデンサ電圧Ｖｃ２の波形を示している。図１４Ａに示すように、交流電源電圧Ｖｓは０．１秒の時点で停止し、０．２秒の時点で電圧復帰するようにしている。
【００８３】
ここで、インバータ８およびモータ９０を模擬した抵抗８Ｅは、リレー３をオンからオフに切り替えるタイミング（０．１秒時点）で開放の状態にするようにしており、図１３のフローチャートを用いてリレー３を切り替えるようにしている。また、交流電源電圧最大値Ｖｓｍａｘを３１１Ｖ、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が印加される素子と、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２が印加される素子の耐圧Ｖｔを４００Ｖとし、式（５）に当てはめると、異常電圧閾値Ｖｃ２ｔｈは、図１４Ｂに示すように一定値（２２２Ｖ）になる。
【００８４】
０．１秒時点で電圧供給停止した後、０．０５秒余り経過した０．１５６秒時点で第２コンデンサ電圧Ｖｃ２が異常電圧閾値Ｖｃ２ｔｈより小さくなり、図１３Ｃに示すように、リレー３がオンからオフに切り替わる。その後、リレー３がオフの状態のまま０．２秒時点で電圧が復帰する。その際、図１４Ｄ、図１４Ｅに示すように、電圧復帰後の第１コンデンサ電圧Ｖｃ１および第２コンデンサ電圧Ｖｃ２の電圧ピークは耐圧Ｖｔ（４００Ｖ）より小さな２８８Ｖとなり、耐圧電圧以内に収まっている。
【００８５】
以上より、実施の形態１、２と同様に、制御部９の電源として機能するエネルギーバッファ回路６を設け、限流手段２と並列配置したリレー３のオンオフを基準値に基づいて制御することで、少ない部品点数で、過電圧を防止できるコンデンサレスインバータを形成できる。なお、例えば、第２コンデンサ６２を省略した場合、あるいは第２コンデンサ６２がある場合でも、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２に代えて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６３に印加される電圧を検出するようにしてもよい。
【００８６】
なお、上述した各実施の形態で例示した電力変換装置１は、負荷としてのモータ９０を駆動させる装置であるが、負荷が空気調和機の冷媒を圧縮するための圧縮機を回すモータの場合でも適用可能であることは言うまでもない。つまり、上述した各実施の形態で例示した電力変換装置１は、例えば圧縮機を駆動することができる。このような適用例では、従来は必要とされていた大容量のコンデンサを採用する必要はなく、インバータのコンデンサを小容量化できる。
【００８７】
また、従来の方式では、第１コンデンサ７に対応する主コンデンサの容量が小さくなることで、コンデンサの電荷を蓄える機能が低下し、系統異常時、モータ動作変更時、インバータトリップ時等の故障時に過電圧になりやすくなっていた。そのため、素子耐圧を超えて故障に至ることを防止するため、耐圧仕様の高い素子を使用する必要があった。しかし、本願の電力変換装置１では、少ない部品点数でコンデンサレスインバータを構成し、過電圧を防止することができる。したがって、空気調和機に本願の電力変換装置１を採用すれば、低コストであってもでも安定して圧縮機を駆動制御できる。
【００８８】
なお、本願の電力変換装置１を構成する制御部９は、ハードウエアの一例を図１５に示すように、プロセッサ１０１と記憶装置１０２を備えたひとつのハードウエア１００によって構成することも考えられる。記憶装置は図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ１０１は、記憶装置１０２から入力されたプログラムを実行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ１０１にプログラムが入力される。また、プロセッサ１０１は、演算結果等のデータを記憶装置１０２の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。
【００８９】
また、本願は、様々な例示的な実施の形態および実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は、特定の実施の形態で開示した構成の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。したがって、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態で開示した構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
【００９０】
以上のように、各実施の形態にかかる電力変換装置１によれば、単相の交流電源８０からの交流電圧を全波整流する整流回路５、整流回路５の入力側と出力側の少なくとも一方に接続されるインダクタ４、整流回路５の出力端に接続される第１コンデンサ７、第１コンデンサ７と並列接続され、直流出力を交流変換するインバータ８、リレー３と限流手段２とが並列接続され、限流手段２を経由する経路と限流手段２の両端を短絡した経路との間で、交流電源８０から第１コンデンサ７への電流経路を切り替える電流経路切替回路、インバータ８と電流経路切替回路の動作を制御する制御部９、および制御部９の電源として機能するＤＣ／ＤＣコンバータ６３を有し、第１コンデンサ７と並列接続されるエネルギーバッファ回路６、を備えるように構成したので、制御部９の電源を別途設ける必要がなく、かつ電源として機能する第２コンデンサ６２がバッファ機能を有するので、限流手段２による損失が抑えられ、かつ第１コンデンサ電圧Ｖｃ１が耐圧Ｖｔを超えることがない。その結果、最小限の素子点数で、損失を増大させることなく、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の過電圧を防止して信頼性が高くなる。
【００９１】
とくに、エネルギーバッファ回路６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６３に並列接続され、第１コンデンサ７よりもコンデンサ容量が大きな第２コンデンサ６２を有しているように構成すれば、電圧の安定化能力が高く、より一層第１コンデンサ電圧Ｖｃ１の過電圧を防止することができる。
【００９２】
そして第１コンデンサ７は、インダクタ４とで構成したＬＣフィルタとしての共振周波数Ｆが、交流電源の周波数（交流電源周波数ｆｓ）の２倍成分（２ｆｓ）よりも高く、かつインバータ８のスイッチング周波数ｆｓｗからインバータ８の出力電流周波数ｆｍの３倍成分（３ｆｍ）を差し引いた側波帯成分（ｆｓｗ−３ｆｍ）よりも低くなるように、第１コンデンサ容量Ｃ１が設定されている。つまり電力変換装置１はいわゆるコンデンサレスインバータであるので、上述した構成による効果が顕著に顕れる。
【００９３】
制御部９は、交流電源８０に電圧低下があったと判断すると、電流経路を限流手段２を介する経路に切り替えるので、通常運転時は限流手段２による損失がなく、電圧復帰時の異常電圧を効果的に抑制することができる。
【００９４】
電圧低下の有無を、交流電源電圧Ｖｓに基づいて判断することで、交流電源８０の異常を確実に検知できる。
【００９５】
あるいは、電圧低下の有無を、第１コンデンサ電圧Ｖｃ１に基づいて判断することでも、交流電源８０の異常を確実に検知できる。
【００９６】
またあるいは、電圧低下の有無を、第２コンデンサ電圧Ｖｃ２、あるいは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６３に印加される電圧に基づいて判断することでも、交流電源８０の異常を確実に検知できる。
【００９７】
制御部９は、連続して電圧低下と判断した回数を計数する計数部を備え、回数が所定回数を超えるまで、限流手段２を介さない状態で電流経路を保持するようにすれば、誤検知を防止できる。あるいは、過電圧の問題が生じ難い短期間の供給停止に対して、限流手段２を介することなく、効率の高い制御を継続できる。
【００９８】
また、冷媒を圧縮する圧縮機、および圧縮機を駆動する上述した電力変換装置１を備えた空気調和機を構成すれば、低コストで信頼性の高く、高効率な空気調和機を実現できる。
【符号の説明】
【００９９】
１：電力変換装置、  ２：限流手段（電流経路切替回路）、  ３：リレー（電流経路切替回路）、  ４：インダクタ、  ５：整流回路、  ６：エネルギーバッファ回路、  ６１：ダイオード（整流素子）、  ６２：第２コンデンサ、６３：ＤＣ／ＤＣコンバータ、  ６４：スイッチング素子、  ６５：抵抗、  ８０：交流電源、  ９０：モータ（負荷）、  Ｓｒ：リレー信号、  Ｃ１：第１コンデンサ容量、  Ｃ２：第２コンデンサ容量、  Ｖｃ１：第１コンデンサ電圧、  Ｖｃ１ｔｈ：異常電圧閾値（基準値）、  Ｖｃ２：第２コンデンサ電圧、  Ｖｃ２ｔｈ：異常電圧閾値（基準値）、  Ｖｓ：交流電源電圧、  Ｖｓｔｈ：異常電圧閾値（基準値）。
【要約】
単相の交流電源（８０）からの交流電圧を全波整流する整流回路（５）、整流回路（５）の入力側と出力側の少なくとも一方に接続されるインダクタ（４）、整流回路（５）の出力端に接続される第１コンデンサ（７）、第１コンデンサ（７）と並列接続され、直流出力を交流変換するインバータ（８）、リレー（３）と限流手段（２）とが並列接続され、限流手段（２）を経由する経路と限流手段（２）の両端を短絡した経路との間で、交流電源（８０）から第１コンデンサ（７）への電流経路を切り替える電流経路切替回路、インバータ（８）と電流経路切替回路の動作を制御する制御部（９）、および制御部（９）の電源として機能するＤＣ／ＤＣコンバータ（６３）を有し、第１コンデンサ（７）と並列接続されるエネルギーバッファ回路（６）、を備えたことを特徴とする。【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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