(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
振動子に並列接続され、第一直流電流の入力により、前記振動子からの発振電圧に同期する増幅された出力電圧を出力するバッファ回路と、
前記出力電圧のレベルを前記出力電圧のレベルについて予め設定された設定電圧から減じた差分電圧に応じた電流値の第二直流電流を前記第一直流電流に加える電流調整回路と、
を備え、
前記設定電圧は、前記出力電圧から前記出力電圧に同期するクロック信号を出力するクロック信号出力回路が前記クロック信号を出力できる値に設定されており、
前記電流調整回路は、前記設定電圧に前記差分電圧を加えた加算電圧に応じた電流値の第三直流電流を生成する第一直流電流生成部と、前記設定電圧に応じた電流値の第四直流電流を生成する第二直流電流生成部と、を備え、前記第三直流電流から前記第四直流電流を除外した前記第二直流電流を生成し、
前記第一直流電流生成部は、前記加算電圧に応じた電流値の第五直流電流を生成する第一生成部と、前記第五直流電流に等しい電流値の前記第三直流電流を生成する第一電流ミラー回路とを備え、
前記第二直流電流生成部は、前記設定電圧に応じた電流値の第六直流電流を生成する第二生成部と、前記第六直流電流に等しい電流値の第七直流電流を生成する第二電流ミラー回路と、前記第七直流電流に等しい電流値の前記第四直流電流を生成する第三電流ミラー回路とを備え、
前記差分電圧の絶対値に応じた前記電流値の前記第二直流電流を前記第三電流ミラー回路の備える電界効果トランジスタのソース−ドレイン間を経由してグランドに流す場合がある、
発振回路。
【請求項２】
前記電流調整回路は、前記差分電圧が正の場合は前記差分電圧に応じた電流値の前記第二直流電流を前記第一直流電流に加え、前記差分電圧が負の場合は前記差分電圧の絶対値に応じた電流値の前記第二直流電流を前記第一直流電流から差し引く、請求項１に記載された発振回路。
【請求項３】
前記正の場合は及び前記負の場合が前記振動子の種類により生じる、請求項２に記載された発振回路。
【請求項４】
前記正の場合は及び前記負の場合が前記振動子の寄生容量の大きさにより生じる、請求項２又は請求項３に記載された発振回路。
【請求項５】
前記クロック信号出力回路をさらに備える、請求項１乃至請求項４のうちのいずれか一に記載された発振回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明はクロック信号の出力に関する。
【背景技術】
【０００２】
水晶発振回路はディジタル回路用のクロック信号発生器として広く用いられている。
【０００３】
図１は、一般的な発振回路の例である発振回路１５０の構成を表す概念図である。発振回路１５０は、バッファ回路１と、直流帰還用抵抗２と、負荷容量３及び４と、振動子５と、定電流源６と、クロック信号出力回路１０とを備える。
【０００４】
振動子５は固有の周波数で振動する電圧を発生する。振動子５は典型的には水晶振動子である。
【０００５】
バッファ回路１は一般的にはインバータである。バッファ回路１は、振動子５が発生する振動電圧と同じ周波数の、増幅された正弦波電圧を出力する。当該出力はクロック信号出力回路１０に入力されるとともに、正帰還により振動子５に入力される。当該入力により振動子５の振動が持続される。
【０００６】
定電流源６は、バッファ回路１に所定の電流値の直流の供給電流を入力する。当該供給電流は、バッファ回路１の備えるトランジスタに信号の増幅動作を行わせるとともに、バッファ回路１を流れる貫通電流（特許文献１の背景技術参照）を制限し、消費電力を抑える。
【０００７】
負荷容量３及び４は、振動子５が発生する振動電圧の周波数を調整する。
【０００８】
クロック信号出力回路１０は図示されないインバータ回路を備えている。そして、クロック信号出力回路１０は、当該インバータ回路により、バッファ回路１から入力された正弦波電圧を方形波形に変換し、クロック信号として、端子１１に出力する。
【０００９】
ここで、特許文献１は、圧電振動子と、振動電圧を増幅するインバータと、インバータの出力を波形整形して発振出力信号を出力するシュミットトリガー回路と、それらの電源に電流供給する定電流源とを備える発振回路を開示する。
【００１０】
また、特許文献２は、反転増幅回路の出力電圧に含まれる交流信号成分の振幅に対応した直流電圧を発生する制御回路を有し、直流電圧によって反転増幅回路の負荷駆動能力が連続的な値を取りながら常時制御される発振回路を有する集積回路装置を開示する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２００５−０４５６９５号公報
【特許文献２】特開昭５９−１１４９０８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
図１に表される発振回路１５０においては、定電流源６がバッファ回路１に供給する電流の電流値は、クロック信号出力回路１０によるクロック信号の出力が継続的、安定的に行われ、かつ発振回路１５０の消費電力が小さい値に最適化されている。しかしながら、当該最適化された電流値は、振動子５の種類により異なる値になる。その理由は、振動子５の種類によりその寄生容量が異なる場合があり、前記電流は当該寄生容量の充電にも使われることになるため、寄生容量の違いにより必要な電流が異なるためである。
【００１３】
当該寄生容量が大きいと、定電流源６からバッファ回路１への供給電流が一定の場合には、バッファ回路１の利得が低下する。その理由は概念的には次の通りである。すなわち、当該供給電流は、背景技術の項で説明したようにバッファ回路１が備えるトランジスタによる信号の増幅にも使われる。そして、供給電流が一定の場合、供給電流のうち寄生容量の充電に使われる分が増えると、トランジスタによる信号の増幅に用いられる分が減少する。そのため、バッファ回路１の利得が減少する。従い、バッファ回路１から出力される正弦波電圧の振幅が減少する。そして、正弦波電圧の振幅が小さすぎると、クロック信号出力回路１０はクロック信号を出力しない。クロック信号出力回路１０は、インバータ回路により、正弦波電圧がゼロレベルになるタイミングで電源電圧をオンオフすることによりクロック信号を生成する。しかしながら、よく知られているように、入力される正弦波電圧のレベルが低すぎると、インバータ回路は、正弦波電圧がゼロレベルになるタイミングで電源電圧をオンオフすることができなくなる。その場合、クロック信号出力回路１０は、クロック信号を出力しなくなる。
【００１４】
この問題を解決するためには、定電流源６からバッファ回路１に供給される電流の値を、振動子５の寄生容量の想定される値に合わせて、大き目に設定することが有効である。しかしながら、その場合、振動子５の寄生容量が小さい場合には、バッファ回路に不必要に大きい供給電流が入力されることになる。供給電流のうち不必要に大きい分の直流電流は、単に、発振回路１５０内において消費される。そのため、発振回路１５０の消費電力は不必要に大きくなる。
【００１５】
本発明は、振動子の種類が変わった場合にもクロック信号の出力を可能にし、かつ消費電力を抑え得る発振回路等の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の発振回路は、振動子に並列接続され、第一直流電流の入力により、前記振動子からの発振電圧に同期する増幅された出力電圧を出力するバッファ回路と、前記出力電圧のレベルを前記出力電圧について予め設定された設定電圧から減じた差分電圧に応じた電流値の第二直流電流を前記第一直流電流に加える電流調整回路と、を備え、前記設定電圧は、前記出力電圧から前記出力電圧に同期するクロック信号を生成するクロック信号出力回路が前記クロック信号を出力できる値に設定されている。
【発明の効果】
【００１７】
本発明の発振回路等は、振動子の種類が変わった場合にもクロック信号の出力を可能にし、かつ消費電力を抑え得る。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】一般的な発振回路の構成例を表す概念図である。
【図２】本実施形態の発振回路の構成例を表す概念図である。
【図３】電圧レベル設定回路及び電流調整回路の構成例を表す概念図である。
【図４】寄生容量が基準値よりも大きい振動子が接続された場合の各電圧及び電流の時間変化例を表すイメージ図である。
【図５】寄生容量が基準値よりも小さい振動子が接続された場合の各電圧及び電流の時間変化例を表すイメージ図である。
【図６】実施形態の発振回路の最小限の構成を表すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本実施形態の発振回路は、接続された振動子の寄生容量が基準値よりも大きい場合は、バッファ回路からクロック信号出力回路に出力される出力信号の振幅の設定電圧からの差に応じた電流を、バッファ回路への供給電流に加える。そして、前記発振回路は、前記出力信号の振幅を設定電圧に等しくする。それにより、前記発振回路は、接続された振動子の寄生容量が大きすぎる場合にも、前記クロック信号出力回路からのクロック信号の出力を可能にする。
【００２０】
前記発振回路は、また、接続された振動子の寄生容量が基準値よりも小さい場合には、バッファ回路からクロック信号出力回路に出力される出力信号の振幅の設定電圧からの差に応じた電流を、バッファ回路への供給電流から差し引く。そして、前記発振回路は、前記出力信号の振幅を設定電圧に等しくする。それにより、前記発振回路は、接続された振動子の寄生容量が小さすぎる場合に、供給電流の不必要に大きい分により消費される電力を抑え、省電力化を図る。
［構成と動作］
図２は、本実施形態の発振回路の例である発振回路１５０の構成を表す概念図である。図２に表される発振回路１５０は、図１に表される発振回路１５０が備える構成に加えて、電圧レベル設定回路８と、電流調整回路９とを備える。
【００２１】
端子１２には設定電圧が入力される。当該設定電圧は、バッファ回路１からクロック信号出力回路１０へ出力される端子Ａの正弦波電圧の電圧レベルである。当該設定電圧は、例えば、振動子５の寄生容量が標準的な値の場合に、クロック信号出力回路１０が安定的、継続的にクロック信号を出力し、かつ、定電流源６からバッファ回路１への供給電流が高すぎないように設定されている。
【００２２】
電圧レベル設定回路８は、前記設定電圧から端子Ａの正弦波電圧の振幅を減じた差分電圧に応じた電圧を電流調整回路９に入力する。
【００２３】
電流調整回路９は、前記正弦波電圧の振幅が前記設定電圧より大きい場合は、定電流源６からバッファ回路１に供給される電流の一部を、電流調整回路９を通してグランドに流す。それにより、電流調整回路９は、バッファ回路１への供給電流を減らす。供給電流はバッファ回路１からの正弦波電圧の増幅に用いられるものであり、供給電流が小さいほど、正弦波電圧の振幅は小さくなる。そのため、電流調整回路９は、バッファ回路１への供給電流を減らすことにより、正弦波電圧の振幅を低下させる。それにより、電流調整回路９は、前記正弦波電圧が前記設定電圧に等しくなるようにする。
【００２４】
一方、電流調整回路９は、前記正弦波電圧が前記設定電圧より小さい場合は、定電流源６からバッファ回路１に供給される電流に電流調整回路９からバッファ回路１に供給される電流を加える。それにより、電流調整回路９は、正弦波電圧の振幅を増大させる。それにより、電流調整回路９は、正弦波電圧の振幅が前記設定電圧に等しくなるようにする。
【００２５】
図３は、図２に表す電圧レベル設定回路８及び電流調整回路９の構成例を表す概念図である。
【００２６】
電圧レベル設定回路８は、ピークホールド回路８５と加減算回路８４とを備える。ピークホールド回路８５は、増幅回路８１とダイオード８２と容量８３と加減算回路８４とを備える。増幅回路８１はオペアンプである。ピークホールド回路８５の構成は周知の構成であり、良く知られているように、負帰還の作用により，図２に表すＡ端子を介してバッファ回路１から入力された正弦波電圧の振幅に相当する電荷を容量８３に蓄える。その結果、容量８３から、正弦波電圧の振幅に等しい値の直流電圧が、加減算回路８４に入力される。
【００２７】
ピークホールド回路８５は、図３に表される以外の他の構成であっても構わない。
【００２８】
加減算回路８４は、端子１２から入力された前述の設定電圧からピークホールド回路８５からの正弦波電圧の振幅の電圧を減じた減算電圧を、さらに、前記設定電圧に加算した加算電圧を、電流調整回路９に入力する。加減算回路８４としては、周知の構成を用いることができる。
【００２９】
前記減算電圧は、前記設定電圧が前記振幅の電圧よりも大きい場合には、正の値になる。その場合、前記加算電圧は、前記設定電圧よりも大きくなる。一方、前記減算電圧は、前記設定電圧が前記レベルよりも小さい場合には、負の値になる。その場合、前記加算電圧は、前記設定電圧よりも小さくなる。
【００３０】
電流調整回路９は、直流電流生成回路１１１及び１１２と、電流ミラー回路１２１、１２２及び１２３とを備える。端子１０３は、図示されない電流源に接続されている。
【００３１】
直流電流生成回路１１１は、増幅回路９１とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９３と抵抗９２とを備える。ここで、ＭＯＳＦＥＴは、ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ  ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ  ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒの略である。直流電流生成回路１１１の当該構成は周知のものである。直流電流生成回路１１１は、増幅回路９１のプラス入力端子に、電圧レベル設定回路８の加減算回路８４から入力された前述の加算電圧に応じた電流を下向きに流す。これにより、電流ミラー回路１２１のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９４にも同じ電流値の電流が下向きに流れる。
【００３２】
電流ミラー回路１２１は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９４及び９５を備える。電流ミラー回路１２１の図３に表される構成は周知のものである。電流ミラー回路１２１は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９４を流れる電流と等しい電流値の電流を、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９５を、端子Ｃに向けて下向きに流す。
【００３３】
一方、直流電流生成回路１１２は、増幅回路１０２とＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１０１と抵抗１００とを備える。直流電流生成回路１１２の当該構成は、直流電流生成回路１１１の構成と同様に、周知のものである。直流電流生成回路１１２は、増幅回路１０２のプラス入力端子に端子１２から入力された前述の設定電圧の値に比例する電流値の電流を下向きに流す。これにより、電流ミラー回路１２２のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９７にも同じ電流値の電流が下向きに流れる。
【００３４】
電流ミラー回路１２２は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９６及び９７を備える。電流ミラー回路１２２の図３に表される構成は、電流ミラー回路１２１の構成と同様に、周知のものである。電流ミラー回路１２２は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９７を流れる電流と等しい電流値の電流を、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９６を下向きに流す。
【００３５】
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９６を下向きに流れる電流は、電流ミラー回路１２３のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９９を下向きに流れる。
【００３６】
電流ミラー回路１２３は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９８及び９９を備える。電流ミラー回路１２３の図３に表される構成は、電流ミラー回路１２１及び１２２の構成と同様に、周知のものである。電流ミラー回路１２３は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９９を流れる電流と等しい電流値の電流を、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９８を、端子Ｃから下向きに流す。
【００３７】
以上により、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ９５は端子Ｃに向けて前記加算電圧に応じた電流を流し、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９８は端子Ｃからグランドに向けて前記設定電圧に応じた電流を流す。これにより、端子Ｃから図２に表される端子Ｂには、前記加算電圧と前記設定電圧との差である前記差分電圧に比例する電流が流れこむ。端子Ｂに流れ込む電流は、前記減算電圧が正の値の場合には、正の電流である。一方、端子Ｂに流れ込む電流は、前記減算電圧が負の値の場合には、負の電流である。ここで、端子Ｂに流れ込む電流が負であるということは、端子Ｂから電流が流れ出ることを意味する。端子Ｂから電流が流れ出た場合は、当該電流は、図３の端子Ｃを介して、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９８を通じて、グランドに流れる。
【００３８】
これらにより、図２に表す端子Ｂからバッファ回路１へは、定電流源から供給される電流に加えて、バッファ回路１からの正弦波電圧の振幅の電圧の設定電圧からの低下分に応じた電流値の電流が付加される。ここで、当該低下分が負の場合もあり得る。その場合は、図２に表す端子Ｂからバッファ回路１へは、定電流源から供給される電流から、前記低下分の絶対値に応じた電流値の電流が差し引かれる。
【００３９】
図４は、図２に表す発振回路１５０において、寄生容量の値が基準値よりも大きい振動子５が図２のように接続され、定電流源６によるバッファ回路１への電流供給が開始された場合の、各電圧及び電流の時間変化の例を表すイメージ図である。前記基準値は、バッファ回路１への供給電流が定電流源６からの出力電流に等しい場合に、バッファ回路１からの出力電圧のレベルが設定電圧に等しくなる容量値である。
【００４０】
図５に表される「設定電圧」は、図２及び図３の端子１２に入力される前述の設定電圧である。また、「バッファ回路１からの出力」は、図２に表すバッファ回路１からクロック信号出力回路１０に出力される正弦波電圧であり、端子Ａの電圧である。また、出力電圧の振幅は、当該正弦波電圧の極大値の包絡線の値であり、図３の端子Ｄの電圧である。
【００４１】
また、「電流調整回路９からの出力電流」は、電流調整回路９から端子Ｂに流れる電流である。また、「バッファ回路１への入力電流」は、図２の端子Ｂからバッファ回路に入力される供給電流であり、定電流源６から端子Ｂに流れる電流と電流調整回路９から端子Ｂに流れる電流との和である。また、「クロック信号出力回路１０からの出力電圧」は、図２のクロック信号出力回路１０から端子１１へ出力されるクロック信号の電圧である。
【００４２】
図４に表される時刻ｔａは、図２に表されるように振動子５が接続され、定電流源６からバッファ回路１への供給電流の入力が開始された直後の時刻である。時刻ｔａでは「出力電圧の振幅」は「設定電圧」と比較して顕著に低くなっている。これは、振動子５の寄生容量の大きさに対し供給電流が小さすぎるためである。背景技術の項で説明したように、供給電流は、バッファ回路１のトランジスタによる信号増幅に用いられるとともに、寄生容量の充電にも割り当てられる。そのため、寄生容量が大きいと、トランジスタによる信号増幅に割り当てられる分の供給電流が減少し、出力電圧の振幅は低下する。
【００４３】
時刻ｔａでは、「出力電圧の振幅」は「設定電圧」と比較して顕著に低いため、クロック信号出力回路１０は、「バッファ回路１からの出力電圧」からクロック信号を生成しない。そのため、「クロック信号出力回路１０からの出力電圧」はローレベルである。
【００４４】
図２及び図３に表される電圧レベル設定回路８は、「設定電圧」から「出力電圧の振幅」を減じた差分電圧を「設定電圧」に加えた加算電圧を電流調整回路９に入力する。これにより、電流調整回路９は出力電流を増やす。これにより、「バッファ回路１への入力電流」は増加する。
【００４５】
当該増加にともない、「出力電圧の振幅」は上昇する。
【００４６】
そして、時刻ｔｂになると、「設定電圧」から「出力電圧の振幅」を減じた差分電圧が十分に小さくなり、クロック信号出力回路１０から、「バッファ回路１からの出力電圧」の周期に等しい周期のクロック信号が出力される。そして、時刻ｔｃにおいて、「出力電圧の振幅」が「設定電圧」に等しくなる。その後は、クロック信号出力回路１０からのクロック信号の出力が継続される。
【００４７】
図５は、図２に表す発振回路１５０において、寄生容量が基準値より小さい振動子５が図２のように接続され、定電流源６によるバッファ回路１への電流供給が開始された場合の各電圧及び電流の時間変化の例を表すイメージ図である。ここで、基準値は、図４の場合と同じである。
【００４８】
ここで、図４に表される「設定電圧」は、図２及び図３の端子１２に入力される前述の設定電圧である。また、「バッファ回路１からの出力」は、図２に表すバッファ回路からクロック信号出力回路１０に出力される正弦波電圧であり、端子Ａの電圧である。また、「出力電圧の振幅」は、当該正弦波電圧の極大値の包絡線の電圧値であり、図３の端子Ｄの電圧である。
【００４９】
また、「電流調整回路９からの出力電流」は、電流調整回路９から端子Ｂに流れる電流である。ただし、図５に表される場合は、当該電流はゼロレベル以下であるので、当該電流の絶対値の電流が、端子Ｂから電流調整回路９に流れ出る。
【００５０】
また、「バッファ回路１への入力電流」は、図２の端子Ｂからバッファ回路に入力される電流であり、定電流源６から端子Ｂに流れる電流と電流調整回路９から端子Ｂに流れる電流との和である。また、「クロック信号出力回路１０からの出力電圧」は、図２のクロック信号出力回路１０から端子１１へ出力されるクロック信号の電圧である。
【００５１】
図５に表される時刻ｔｄは、図２に表すように振動子５が接続され、定電流源６からバッファ回路１への供給電流の供給が開始された直後の時刻である。時刻ｔｄでは、バッファ回路１への入力電流は十分に大きいため、「出力電圧の振幅」は「設定電圧」と比較して高くなっている。そのため、クロック信号出力回路１０は、「バッファ回路１からの出力電圧」からクロック信号を生成し、クロック信号出力回路１０からのはクロック信号が出力される。
【００５２】
ただし、時刻ｔｄでは、バッファ回路１への入力電流は不必要に大きい。そのため、不必要に大きすぎる電流である余剰電流に図２に表すバッファ回路１の電流経路の抵抗値を乗じた電力が、当該電流経路において不必要に消費される。すなわち、時刻ｔｄにおける状態は、発振回路１５０の消費電力が不必要に高い状態である。
【００５３】
図２及び図３に表される電圧レベル設定回路８は、「設定電圧」から「出力電圧の振幅」の電圧を減じた差分電圧を前記設定電圧に加えた加算電圧を電流調整回路９に送付する。そして、電流調整回路９は負の出力電流を負の方向に増やす。すなわち電流調整回路９は、端子Ｂから電流調整回路９を介してグランドに流れる電流を増やす。これにより、「バッファ回路１への入力電流」は減少する。
【００５４】
当該減少にともない、「出力電圧の振幅」は減少する。
【００５５】
そして、時刻ｔｅにおいて、「出力電圧の振幅」が「設定電圧」に等しくなる。「出力電圧の振幅」が「設定電圧」に等しいので、クロック信号出力回路１０からのクロック信号の出力は維持される。一方、時刻ｔｅにおいては、余剰電流はなくなっている。そのため、時刻ｔｅにおいては、発振回路１５０は、余剰電流による電力消費が抑えられ、消費電力が低い状態になっている。その後、クロック信号の出力と低消費電力とが両立する状態が持続される。
【００５６】
なお、端子Ｂから電流調整回路９を介してグランドに流れる電流は、図３の端子ＣからＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９８を介してグランドに流れる。従い、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９８のソース−ドレイン間の抵抗に応じた電力が消費される。しかしながら、一般にＭＯＳＦＥＴのソース−ドレイン間の抵抗は無視できるほど小さい。そのため、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ９８のソース−ドレイン間の抵抗での消費電力は無視できる。
［効果］
本実施形態の発振回路は、接続された振動子の寄生容量が基準値よりも大きい場合は、バッファ回路からクロック信号出力回路に出力される出力信号の振幅の設定電圧からの差に応じた電流を、バッファ回路への供給電流に加える。それにより、前記発振回路は、前記出力信号の振幅を設定電圧に等しくする。そのため、前記発振回路は、接続された振動子の寄生容量が大きい場合にも、前記クロック信号出力回路からのクロック信号の出力を可能にする。
【００５７】
前記発振回路は、また、接続された振動子の寄生容量が基準値よりも小さい場合には、バッファ回路からクロック信号出力回路に出力される出力信号の振幅の設定電圧からの差に応じた電流を、バッファ回路への供給電流から差し引く。それにより、前記発振回路は、前記出力信号の振幅を設定電圧に等しくする。そのため、前記発振回路は、接続された振動子の寄生容量が小さい場合に、供給電流の不必要に大きい分により消費される電力を抑え、省電力化を図る。
【００５８】
図６は、実施形態の発振回路の最小限の構成である発振回路１００ｘの構成を表すブロック図である。
【００５９】
発振回路１５０ｘは、バッファ回路１ｘと電流調整回路９ｘとを備える。
【００６０】
バッファ回路は、振動子に並列接続され、第一直流電流の入力により、前記振動子からの発振電圧に同期する増幅された出力電圧を出力する。
【００６１】
電流調整回路９ｘは、バッファ回路と、前記出力電圧のレベルを前記出力電圧について予め設定された設定電圧から減じた差分電圧に応じた電流値の第二直流電流を前記第一直流電流に加える。
【００６２】
前記設定電圧は、前記出力電圧に同期するクロック信号を出力するクロック信号出力部が前記クロック信号を前記出力電圧から出力できる値に設定されている。
【００６３】
発振回路１５０ｘは、上記構成により、前記出力電圧のレベルが前記設定電圧になるように前記第一直流電流の電流値を調整する。そのため、発振回路１５０ｘは、前記振動子の種類が変わった場合にも、前記クロック信号の出力を可能にする。
【００６４】
また、発振回路１５０ｘは、前記出力電圧の振幅が前記設定電圧より大きい場合は、前記第一直流電流の電流値を小さくする。これにより、発振回路１５０ｘは、消費電力を低下させる。
【００６５】
上記により、発振回路１５０ｘは、振動子５の種類が変わった場合にも前記クロック信号の出力を可能にし、かつ消費電力を抑え得る。
【００６６】
そのため、発振回路１５０ｘは、前記構成により、［発明の効果］の項に記載した効果を奏する。
【００６７】
以上、本発明の各実施形態を説明したが、本発明は、前記した実施形態に限定されるものではなく、本発明の基本的技術的思想を逸脱しない範囲で更なる変形、置換、調整を加えることができる。例えば、各図面に示した要素の構成は、本発明の理解を助けるための一例であり、これらの図面に示した構成に限定されるものではない。
【符号の説明】
【００６８】
１、１ｘ    バッファ回路
２    直流帰還用抵抗
３、４    負荷容量
５    振動子
６    定電流源
８    電圧レベル設定回路
９、９ｘ    電流調整回路
１０    クロック信号出力回路
１１、１２、１０３    端子
８１、９１、１０２    増幅回路
８２    ダイオード
８３    容量
８４    加減算回路
８５    ピークホールド回路
９２、１００    抵抗
９３、９８、９９、１０１    ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
９４、９５、９６、９７    ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
１５０、１５０ｘ    発振回路
１１１、１１２    直流電流生成回路
１２１、１２２、１２３    電流ミラー回路
【要約】      （修正有）【課題】振動子の種類が変わった場合にもクロック信号の出力を可能にし、かつ消費電力を抑え得る発振回路を提供する。【解決手段】発振回路１５０は、振動子５に並列接続され、第一直流電流の入力により、振動子５からの発振電圧に同期する増幅された出力電圧を出力するバッファ回路１と、出力電圧のレベルを出力電圧について予め設定された設定電圧から減じた差分電圧に応じた電流値の第二直流電流を前記第一直流電流に加える電流調整回路９と、を備える。設定電圧は、出力電圧から出力電圧に同期するクロック信号を生成するクロック信号出力回路１０がクロック信号を出力できる値に設定されている。【選択図】図２【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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