(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
抵抗とインダクタからなる三相誘導性負荷回路に対して、各相の前記インダクタのインダクタンスと高い先鋭度で直列共振周波数が各相間で近くなるキャパシタンスを有するキャパシタを各相に直列に接続することにより三相直列共振回路を構成し、
スイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したスイッチング回路からなるスイッチングアームを直列に接続したスイッチングレグを三個並列に接続した三相電圧形インバータ、あるいは、前記スイッチングレグを２組並列に接続して構成する単相電圧形インバータ回路の交流出力側に変圧器を介して構成する三相電圧形インバータを前記三相直列共振回路に接続して給電する主回路構成において、
各相の前記直列共振周波数に近い一定の周波数で、前記三相電圧形インバータをＰＷＭ制御することにより、各相の交流出力電圧を制御し、前記三相誘導性負荷回路に流れる電流を制御することによって、
前記三相直列共振回路の回路定数のばらつきによる各相間の電流のアンバランスを抑制し、前記三相電圧形インバータの動作電圧を下げることを特徴とする三相誘導性負荷電流制御法。
【請求項２】
請求項１記載の三相誘導性負荷電流制御法として、前記三相電圧形インバータにより、前記直列共振周波数にほぼ等しい一定の周波数の三相正弦波電流基準波形に三相の前記電流が一致するように三相電流瞬時値比較PWM制御することを特徴とする負荷電流瞬時値制御方式による三相誘導性負荷電流制御法。
【請求項３】
請求項１記載の三相誘導性負荷電流制御法として、三相の前記電流の大きさが、三相の電流基準値と一致する大きさとなるように前記三相電圧形インバータをＰＷＭ制御することを特徴とする負荷電流実効値制御方式による三相誘導性負荷電流制御法。
【請求項４】
請求項１記載の三相誘導性負荷電流制御法として、各相の前記電流の大きさが各相の電流基準値と一致する大きさとなるように前記三相電圧形インバータの方形波電圧の振幅を制御することを特徴とする負荷電流実効値制御方式による三相誘導性負荷電流制御法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、抵抗とインダクタからなる直列負荷回路を駆動する電圧形インバータ電源の装置容量の低減と制御システムの安定化に貢献する技術である。
【背景技術】
【０００２】
電気回路理論の基礎知識として、抵抗、インダクタおよびキャパシタが直列に接続された回路に対して、インダクタとキャパシタによる直列共振周波数と等しい周波数の交流電圧を加えると直列共振状態においては、インダクタ部とキャパシタ部におけるリアクタンス電圧降下が完全に相殺され、このとき流れる電流は印加した交流電圧を抵抗値で除した値となることは周知のことである。
【０００３】
そして、この共振回路定数が抵抗値をR,インダクタンスをL,キャパシタンスをCとおくとき、尖鋭度Qは、次式で与えられる。
【数１】
0006957061.tif 000002
【０００４】
そして、尖鋭度Qが高いとき、この回路に印加する交流電圧の周波数が共振周波数と一致するときは、LC直列共振によるフィルタ効果が極めて大きいため、印加電圧の基本波成分電圧を回路抵抗で除した印加電圧の基本波と同相の正弦波状の電流波形が流れる。
【０００５】
ところが、この場合は、印加する交流電圧の周波数が共振周波数と一致していないときの回路動作は、周波数偏差がプラスのときはインダクティブ動作、マイナスのときはキャパシティブ動作となり、電流振幅が大きく変化するとともに電流位相も遅れから進みの間で大きく変化する。
【０００６】
このため、尖鋭度Qが高い場合、L,C,Rによる直列共振回路の定数が少しでも変化すると、印加する交流電圧の周波数が共振周波数と一致できないので共振動作から外れることになる。
【０００７】
また、この場合はL,C,Rによる直列共振回路の定数が変化しなくても、印加する交流電圧の周波数が共振周波数から少しでもずれると共振動作から外れることになる。
【０００８】
このため、尖鋭度Qが高い場合、負荷インダクタンスと共振用キャパシタンスの直列共振による合成リアクタンス降下を完全に打ち消すことは難しいため、電圧形インバータで一定の周波数の電圧を発生させた電圧を印加することによっては、共振状態で安定に動作させられない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開昭６２−２５０８７４
【特許文献２】特許第６００４３０９号
【非特許文献１】大西、皆元著、「電源瞬時電力脈動低減方式LC併用形アクティブフィルタの容量低減」、電気学会論文誌D,Vol.113-D,No.6, pp.760-pp.767、1993.
【００１０】
直列共振回路を含むインバータの制御回路例としては、LC共振動動作を活用した幾多の制御回路が提案されているが、古いものの例として（特許文献１）を、比較的最近のものとして（特許文献２）を挙げた。
【００１１】
両特許文献は、共にLC共振動作のタイミングに合わせてインバータのスイッチング素子の制御法に関するものであり、スイッチングタイミング制御によるスイッチング損失の低減が特徴となっている。
【００１２】
一方、（非特許文献１）は、商用電源にLC並列共振回路を直列に接続してインバータを接続することによりインバータにかかる電圧を低減する制御手法を提案したものである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明では、抵抗とインダクタの直列負荷に給電するインバータの電圧を低減するために、キャパシタを直列に接続してインバータを接続することにより（非特許文献１）と同様に、直列キャパシタ回路部で電圧分担させることによりインバータにかかる電圧の抑制を目指すものである。
【００１４】
本回路構成において、（特許文献１，２）とは異なり、ハードスイッチングの自由度を活かした制御を行うもので、負荷インダクタと直列に接続するキャパシタによるリアクタンス降下は符号が異なるために、インバータ電源の周波数をそれらの共振周波数と一致させることができるので、互いのリアクタンス電圧降下を互いに相殺することができるので、インバータの出力電圧値は負荷抵抗部での電圧降下に等しい値に低く抑えることができる。
【００１５】
しかしながら、インバータの共振周波数は負荷回路のインダクタンス値と直列キャパシタンス値で決まるので、尖鋭度Qが高い場合は、これらの値が少しでも異なると、共振状態から大きく外れ、インバータの動作電圧、電流が大きく変動することとなる。
【００１６】
三相回路では、さらに各相の抵抗とインダクタからなる３組の直列負荷回路の回路定数のばらつきがあれば、各相の負荷回路の共振周波数も異なるので、三相インバータの出力周波数を定めることができず、三相回路としての共振状態を実現することができない。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
図１は、抵抗RoとインダクタンスLoからなる誘導性負荷に対して電源角周波数ωの交流電源電圧eaを接続したときの単相回路であり、交流電流iaが流れるとき抵抗Roでの電圧降下vRoとインダクタンスLoでの電圧降下vLoの合成電圧voが交流電源電圧eaとなる。
【００１８】
電力を消費させる抵抗負荷での電圧降下はvRoであるが、交流電流iaを流すためには、インダクタンスLoでの電圧降下vLoを含む高い電圧voを供給する必要がある。
【００１９】
そこで、この回路に直列にキャパシタンスCoを接続したときの交流回路図が図２であり、キャパシタンスCの容量性リアクタンスXcがインダクタンスLoの誘導性リアクタンスXLoと等しくなると、両リアクタンス降下は相殺されるので、交流電流iaを流すに必要な交流電源電圧eaは、抵抗負荷での電圧降下vRoと等しくなり、低く抑えることができる。
【００２０】
このときの、共振角周波数ωoは次式で与えられる。
【数２】
0006957061.tif 000003
【００２１】
ところが、直列に接続するキャパシタCがCoと異なるとき、それらの差が共振状態からの過不足分となるキャパシタンスΔCとしてさらに直列に接続されたこととなり、図３はこのときの等価回路を示している。
【００２２】
このとき、インダクタンスLoの誘導性リアクタンス降下とキャパシタCoの容量性リアクタンス降下は相殺されるが、差分キャパシタΔCによるリアクタンス降下による電圧降下が抵抗Roの電圧降下に加わるため、より高い交流電源電圧eaを加えることが必要となる。
【００２３】
このときの交流電源電圧eaは、抵抗での電圧降下vRoに等しい電圧eaoと差分キャパシタンスΔCでのリアクタンス降下を打ち消す電圧eacが加わることと等価となる。
【００２４】
図４は、差分キャパシタンスΔC が(a)小さかった場合と(b)大きかった場合における電圧ベクトル図を示している。
【００２５】
ここで、差分キャパシタンスΔCにおける電圧降下ΔVacを打ち消すための電圧Eacを含めた交流電源電圧Eaは、抵抗による電圧降下分の電圧EaoとΔVacのベクトル和で求められる。
【００２６】
そして、直列キャパシタンスＣによる容量性リアクタンスXcが共振リアクタンスXcoから±kcだけの差異があったとき次式で関係付けられる。
【数３】
0006957061.tif 000004
【００２７】
このとき、差分キャパシタンスΔCでのリアクタンス降下を補償する電圧Eacを含め、必要とされる交流電圧の大きさEaは、次式で示される。
【数４】
0006957061.tif 000005
【００２８】
ここで、抵抗による電圧降下は
【数５】
0006957061.tif 000006
【００２９】
また、差分キャパシタンスΔCによるリアクタンス電圧降下は
【数６】
0006957061.tif 000007
【００３０】
図５は、抵抗RoとインダクタLoによる直列負荷にキャパシタCを直列に接続した回路に対して交流電源を電圧形インバータで構成した回路構成を示している。
【００３１】
この回路で、尖鋭度Qがあまり高くないときには、負荷電流を検出して正弦波電基準電流波形との瞬時値比較によりインバータをＰＷＭ制御することにより必要な電流に瞬時値制御することができる。
【００３２】
一方、回路の尖鋭度Qが高いときは、ＬＣ共振フィルタ効果により、インバータで共振周波数と一致した方形波電圧を加えても正弦波電流を流すことができる。
【００３３】
電圧計インバータで方形波電圧のパルス幅制御や直流電圧制御によって、方形波出力電圧の基本波振幅を制御することによって、電流の大きさを制御することができる。
【００３４】
いずれの場合も、大きなインダクタンスを含む誘導性負荷に対して、直列共振が実現できる程度のキャパシタを回路に直列に入れることにより、インバータ電源の動作電圧を下げることができるとともに、回路定数の変動や動作周波数のわずかな差異があっても直列共振制御電源を安定に動作させることができる。
【００３５】
ここで、単相電圧形インバータの直流電圧をEdとすると、最大負荷電流Ｉａｍの大きさを決めるインバータの１８０度幅の方形波出力電圧の基本波成分電圧の振幅値Vsmは、フーリエ級数展開により次式で求められる。
【数７】
0006957061.tif 000008
【００３６】
この電圧が、数式５に示す負荷電流iaによる抵抗値Roでの電圧降下の最大値Eam
【数８】
0006957061.tif 000009
に等しいことから、完全共振時におけるインバータの動作電圧Edが求められる。
【００３７】
また、数式４に示す動作電圧の最大値Eam
【数９】
0006957061.tif 000010
から、過不足リアクタンス降下kcXcoがあるときのインバータの直流動作電圧が求められる。
【００３８】
次に、本発明による直列共振制御電源は、三相三線式回路の三相システムに対しても容易に構成制御することができる。
【００３９】
図６は、抵抗とインダクタの直列回路の三相スター結線負荷に対して、直列に共振用キャパシタを接続した三相回路に対する三相電圧形インバータを用いた直列共振制御電源を示している。
【００４０】
同図は、負荷回路に直列キャパシタを接続した回路の尖鋭度Qが高いときの制御システムを示しており、各相電流の大きさ（実効値）が各相の基準値と一致するように電圧形インバータをPWM制御することにより、インバータの動作電圧を低減させるとともに、共振回路定数に多少の変動があっても相電流毎の電圧制御がかけられるため、三相回路定数に多少のばらつきがあっても設定した共振周波数ωoで制御システムを安定に動作させることができる。
【００４１】
なお、三相回路においても負荷の尖鋭度Qが低いときは、交流電流波形は正弦波とはらないので、正弦波電流を流す必要がある場合は、各相電流の基準電流波形を正弦波として各相電流との瞬時値比較によりPWM制御をかけることで各相の回路定数のばらつきがあっても基準値一定の正弦は電流を得ることができる。
【００４２】
図７は、電圧形インバータとして三相ブリッジ形インバータ回路を用いた場合で、線間電圧波形が１２０度幅の方形波電圧のとき最大の基本波電圧振幅が得られる。
【００４３】
ここで、インバータの直流電圧をEdとすると、その基本波電圧の最大値Vmは、次式となる。
【数１０】
0006957061.tif 000011
【００４４】
そして、各相電圧の最大値Vmsは
【数１１】
0006957061.tif 000012
【００４５】
この数式と数式９より過不足リアクタンス降下kcXcoがあるときの三相インバータの直流動作電圧Edが決まる。
【００４６】
図８は、三相電圧形インバータを単相ブリッジ形電圧形インバータの出力に変圧器を介した出力を三組で構成したもので、主回路構成は複雑化するが変圧器を用いることにより負荷で必要とする電圧電流出力を容易に得ることができるとともに絶縁して各出力を得ることができる。
【００４７】
ここで、ここで、インバータの直流電圧をEdとすると、その基本波電圧の最大値Vmは、数式７で与えられるので、変圧比NTの変圧器を介した出力電圧の相電圧の最大値は
【数１２】
0006957061.tif 000013
【００４８】
これが数式９に示す過不足リアクタンス降下kcXcoがあるときの動作電圧の最大値に等しいいことから、インバータの直流動作電圧Ed/NTが求まる。
【発明の効果】
【００４９】
以上、本発明の直列共振制御電源では、負荷インダクティブ成分による大きなリアクタンス降下の大半を直列挿入したキャパシタによるリアクタンス降下により相殺させる上で、特に先鋭度が高い場合でも共振周波数付近での動作の安定性を図りながら装置容量の低減することが期待できる。
【００５０】
本発明の直列共振制御電源では、先鋭度が高い場合は、インバータの出力電圧が方形波であっても正弦波電流となるため、方形波電圧のパルス幅制御や直流電圧を制御する振幅制御システムを組むことで容易に構成することができる。
【００５１】
なお、本発明の直列共振制御電源では、先鋭度が高くない場合においても、動作周波数が高い場合は、抵抗とインダクタの直列回路に、直列にキャパシタだけでなくインダクタも付加することにより、先鋭度を高くすることにより、直列共振回路によるフィルタ作用によって回路の共振周波数付近でインバータを働かせることにより、インバータの出力電圧の波形を多パルス制御することなく大きさ制御した正弦波状の負荷電流を流すことができる。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】誘導性負荷回路
【図２】直列共振キャパシタによる誘導性負荷共振回路
【図３】共振過不足キャパシタ分離誘導性負荷共振回路
【図４】共振過不足キャパシタを含む電圧降下
【図５】電圧形インバータによる直列共振制御回路
【図６】三相電圧形インバータによる三相直列共振制御回路
【図７】三相ブリッジ形インバータで構成する三相直列共振制御回路
【図８】単相インバータと変圧器で構成した三相直列共振制御回路
【図９】負荷電流瞬時値制御方式直列共振制御電源システム
【図１０】負荷電流実効値制御方式直列共振制御電源システム
【図１１】負荷電流実効値制御方式三相直列共振制御電源システム
【図１２】負荷電流瞬時値制御方式直列共振制御電源のシミュレーション回路
【図１３】負荷電流瞬時値制御方式直列共振制御電源の基本動作波形
【図１４】共振キャパシタ不足時の負荷電流瞬時値制御電源の制御動作波形
【図１５】負荷電流実効値制御方式直列共振制御電源のシミュレーション回路
【図１６】負荷電流実効値制御方式直列共振制御電源の基本動作波形
【図１７】高直流電圧時の負荷電流実効値制御方式電源の制御動作波形
【図１８】超過共振キャパシタ接続時の負荷電流実効値制御方式電源の制御動作波形
【図１９】不足共振キャパシタ接続時の負荷電流実効値制御方式電源の制御動作波形
【図２０】共振周波数不変回路定数変化時の負荷電流実効値制御方式電源の制御動作波形
【図２１】負荷電流実効値制御方式三相直列共振制御電源のシミュレーション回路
【図２２】負荷電流実効値制御方式三相直列共振制御電源の基本動作波形
【図２３】超過共振キャパシタ接続時の負荷電流実効値制御方式三相電源の制御動作波形
【図２４】超過共振キャパシタ１相接続時の負荷電流実効値制御方式三相電源の制御動作波形
【図２５】不足共振キャパシタ接続時の負荷電流実効値制御方式三相電源の制御動作波形
【図２６】不足共振キャパシタ１相接続時の負荷電流実効値制御方式三相電源の制御動作波形
【発明を実施するための形態】
【００５３】
本発明による直列共振制御電源の単相システムおよび三相システムの主回路構成と制御システムを図９、図１０および図１１に示す。
【００５４】
図９および図１０は、抵抗とインダクタからなる直列負荷に対して直列にキャパシタを挿入して単相回路に対して、単相インバータで電流制御するシステムを示している。
【００５５】
図９は、回路の先鋭度が低く、正弦波電流を流すことが必要な場合は、正弦波基準電流iarと負荷電流iaが一致するようにインバータを瞬時比較PWM制御することにより、必要な大きさの正弦波電流を流すことができる。
【００５６】
これに対して、図１０は、回路の先鋭度が高い場合の制御システムを示しており、負荷電流の実効値Iarmsを検出してその大きさが一定の基準電流Iarと一致するように共振角周波数ωoで方形波電圧のパルス幅制御することにより出力電圧波形の基本波成分を制御することにより、インバータの動作電圧を抑えて安定に制御することができる。
【００５７】
三相システムでは、これら単相システムと同様に、回路の先鋭度が低い場合は電流の瞬時波形制御手法を、回路の先鋭度が高い場合は負荷電流の実効値制御手法の構成により、装置容量の低減を図りながら必要な電流制御することができる。
【００５８】
図１１は、三相ンバータの出力に抵抗とインダクティブの直列負荷回路が三組スター結線された三相負荷に接続され、各相電流の実効値を検出して、三相電流基準と一致するように三相インバータの各相単位で方形波のパルス幅制御を行う構成となっている。
【００５９】
各相電流が独立に制御されるため、三相負荷回路定数に多少のバラつきがあっても、各相毎に電流振幅制御がかけられるため、各相の過不足リアクタンスによる電圧降下の補償を含めて制御することができ、各相間での共振周波数のズレに対する問題を生じることなく安定に動作させることができる。
【００６０】
この場合も、直列キャパシタを接続した交流負荷回路の先鋭度が低く、正弦波電流を流す必要がある場合は、電流基準波形を三相正弦波として三相負荷電流との瞬時波形比較により三相インバータをPWM制御する制御システムを構成することで容易に制御することができる。
【００６１】
共振動作ができる付近の動作周波数でインバータを働かせるとき、単相システム、三相システムともに回路定数の変動を考慮して基準電流の大きさでの残存リアクタンス電圧降下と負荷抵抗での電圧降下より算出できる合成電圧以上の最大振幅値の電圧をインバータより出力する必要がある。
【００６２】
この時のインバータの直流電圧Edあるいは変圧器を含む場合はインバータの直流電圧Edと変圧器の変圧比NTを設計基準とする必要がある。
【００６３】
直列キャパシタンスを含む共振回路定数に変動がある場合には交流電圧値を高くすることが必要となるが、高くしすぎると出力電圧のパルス幅制御が狭くなるので、回路定数の許容変動幅をもとにインバータの動作電圧や変圧器を設計する必要がある。
【００６４】
以下には、本発明の直列共振制御電源の実施例として、１）単相電流瞬時値制御方式による制御システム（図９）、２）単相電流実効値制御方式による制御システム（図１０）および３）三相電流実効値制御方式による制御システム（図１１）に対する基本制御特性をシミュレーション解析結果より確認する。
【００６５】
【表１】
0006957061.tif 000014
表１には、以下に示す実施例でのシミュレーション解析で用いた抵抗とインダクティブの直列負荷回路の定数とリアクタンス降下を共振周波数1kHzで100％補償する直列共振キャパシタと±5％の変動がある直列キャパシタが接続された場合の容量性リアクタンスXcと誘導政リアクタンスXLoを示している。
【実施例１】
【００６６】
図１２は単相負荷瞬時電流制御による直列共振制御電源の制御システムのシミュレーション回路である。
【００６７】
図１３は、インバータの直流電圧２８Vとし、共振周波数fo=１kHzの正弦波電流を基準量として検出した負荷電流との瞬時比較制御を行なった時の基本動作波形を示している。
【００６８】
同図より、リアクタンス電圧降下とキャパシタンス電圧降下は逆相関係にあるため相殺されるので残存リアクタンス電圧降下は図に示すように小さくなるが、スイッチング制御波形を含む電圧波形がキャパシタCとインダクタLoでの電圧降下となり、抵抗負荷への電流は正弦波となっていることがわかる。
【００６９】
このときの電流波実効値は２００Aと設定した大きさの基準値に一致した正弦波電流が流れていることがわかる。
【００７０】
図１４は、インバータの直流電圧を３３Vと高くし、直列キャパシタによるリアクタンスが５％大きいときの動作波形であり、残存リアクタンス電圧降下をインバータで補償できており、直列キャパシタンスが完全共振状態からずれていていても安定に動作できることがわかる。
【実施例２】
【００７１】
図１５は、回路の先鋭度が高い場合として、負荷電流の実効値が基準値(200A)と一致するように方形波電圧のパルス幅を変えて基本波電圧の大きさを変えて実効電流を制御するシステムのシミュレーション回路を示している。
【００７２】
図１６は、インバータの直流電圧が２２Vと低くし、インバータの基本周波数を共振振周波数fo=１kHzで働かせ、負荷電流の大きさを基準電流実効値に一致するように方形波電圧のパルス幅制御したときの制御動作波形である。
【００７３】
同図より、回路の先鋭度Qが12以上と高いためインバータの出力電圧波形は方形波であるが、正弦波の負荷電流が流れることがわかる。
【００７４】
そして、直列共振動作状態にあるため、インバータは抵抗負荷での電圧降下に見合った電圧を出力すれば良いため、２２Vと非常に低い電圧で安定に制御できることが分かる。
【００７５】
次に、図１７はインバータの直流電圧を少し高く２６Vとして働かせた時の結果であり、同じ負荷回路に対してインバータの直流電圧を高くしているため、出力波形が図示するように方形波がパルス幅制御された結果、負荷電流は一定に保たれていることを示している。
【００７６】
図１８は、直列キャパシタによるリアクタンスが５％としたときに必要となるインバータの直流電圧２６Vとしたときの動作波形であり、90度位相が進んだ残存リアクタンス電圧降下をインバータで補償するため、高い出力電圧を出力するためパルス幅が広がり零電圧期間のない方形波電圧が出力された結果、一定の負荷電流を流すことができている。
【００７７】
図１９は、同じ動作電圧で直列キャパシタによるリアクタンスが５％小さいときの動作波形であり、90度位相が遅れた残存リアクタンス電圧降下がインバータによって補償されていることがわかる。
【００７８】
図２０は、直列キャパシタンスが５％大きくする一方で負荷のインダクタンスが５％小さくしたときのシミュレーション結果を示しており、この場合はLC積で決まる共振周波数は変わらないため、両リアクタンス降下は相殺され、残存リアクタンス電圧降下は生じないため、インバータの直流動作電圧は元の２２Vと低い値で動作できていることが分かる。
【実施例３】
【００７９】
図２１は、表1に示した誘導性負荷を３組スター結線し三相負荷に対して、直流電圧を３００Vとして、単相インバータを3個で変圧器を用いて三相インバータを構成した主回路と制御システムのシミュレーション回路である。
【００８０】
図２２は、変圧比NT=300/22の変圧器で三相負荷に接続したときの動作波形であり、電圧形インバータの出力電圧のパルス幅制御により三相平衡の正弦波電流が流れ、各相電流の大きさ（実効値）が200A一定に制御できていることが分かる。
【００８１】
図２３は、インバータの直流電圧は２６Vとして、直列キャパシタによるリアクタンスが各相で５％大きくしたときの動作波形であり、90度位相が進んだ残存リアクタンス電圧降下をインバータで補償するため、高い出力電圧を出力するためパルス幅が広がり零電圧期間のない方形波電圧が出力され、一定の負荷電流が流れていることがわかる。
【００８２】
図２４は、直列キャパシタによるリアクタンスがu 相のみ５％大きくしたときの動作波形であり、残存リアクタンス降下を補償する電圧を発生した結果、基準値の大きさの三相平衡正弦波電流を流れていることが分かる。
【００８３】
図２５は、直列キャパシタによるリアクタンスが各相で５％小さいときの動作波形であり、90度位相が遅れの残存リアクタンス電圧降下をインバータで補償制御出来ていることがわかる。
【００８４】
また、図２６は直列キャパシタによるリアクタンスがu 相のみ５％小さくしたときの動作波形であり、同様の優れた電流制御がかけられている。
【００８５】
以上、三相システムにおいても、直列キャパシタンスが５％程度の変動があっても変圧比が300/26程度の低い電圧でも直列共振制御電源として安定に動作できることがわかる。
【符号の説明】
【００８６】
１００ … インバータ直流電源
２００ … 電圧系インバータ
２１０ … 電圧計インバータの主回路
２２０ … インバータの出力変圧器
３００ … 直列キャパシタ
４００ … 抵抗とインダクティブの直列負荷
５００ … インバータの制御部
５１０ … 電流実効値検出部
５２０ …ＰＩ調節器
５３０ … ＰＷＭ制御信号発生部
【要約】      （修正有）【課題】電圧形インバータで抵抗とインダクタの誘導性負荷回路に給電するとき、抵抗負荷での電圧降下に比べてインダクタでの電圧降下が高い場合、動作電圧を高くしなければならず、動作周波数が、リアクタンス降下をキャパシタンス降下で抑制するときの共振周波数とずれると、正常な動作ができなくなり、三相回路においては各相間のバランス制御も難しくなるなどの課題がある。【解決手段】三相誘導性負荷回路と直列に接続するキャパシタとの共振周波数にほぼ等しい周波数の電圧を三相電圧形インバータから給電し、ＰＷＭ制御により各相電流を制御することによって、インダクタ部での電圧降下をキャパシタ部での電圧降下で打ち消すことによる残存リアクタンス電圧降下分を補償して、共振周波数の変動に対する電流のアンバランスの抑制と電源装置容量の低減を図る。【選択図】図１１【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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