(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスイッチング駆動信号によるスイッチング動作によってＤＣの入力電圧を他のＤＣ電圧の出力電圧に変換する複数段のコンバータと、
前記複数段のコンバータの前記スイッチング動作を制御する前記複数のスイッチング駆動信号を生成する制御部と、
を備える電源装置であって、
前記制御部は、
前記出力電圧を計測した計測出力電圧値と基準電圧との誤差を求める誤差増幅器と、
前記誤差を減少する変調を行って共通のフィードバック信号を生成する変調器と、
前記共通のフィードバック信号に基づき前記複数のスイッチング駆動信号を生成し、前記複数段のコンバータへそれぞれ供給する複数の駆動回路と、
を有することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
前記変調器は、
前記誤差をパルス幅変調して前記共通のフィードバック信号を生成するパルス幅変調器により構成されていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
前記変調器は、
前記誤差を周波数変調して前記共通のフィードバック信号を生成する周波数変調器により構成されていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】
前記変調器は、
前記誤差を位相変調して前記共通のフィードバック信号を生成する位相変調器により構成されていることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項５】
複数のスイッチング駆動信号によるスイッチング動作によってＤＣの入力電圧を他のＤＣ電圧の出力電圧に変換する複数段のコンバータと、
前記複数段のコンバータの前記スイッチング動作を制御する前記複数のスイッチング駆動信号を生成する制御部と、
を備える電源装置であって、
前記制御部は、
前記出力電圧を計測した計測出力電圧値と基準電圧との誤差を求める誤差増幅器と、
前記誤差を減少する変調をそれぞれ行って複数のフィードバック信号を生成する複数の変調器と、
前記複数のフィードバック信号からそれぞれの前記複数のスイッチング駆動信号を生成し、前記複数段のコンバータへそれぞれ供給する複数の駆動回路と、
を有することを特徴とする電源装置。
【請求項６】
前記複数の変調器は、
前記誤差をパルス幅変調して前記複数のフィードバック信号を生成する複数のパルス幅変調器により構成されていることを特徴とする請求項５記載の電源装置。
【請求項７】
前記複数のパルス幅変調器は、
異なる複数の搬送波により前記誤差をそれぞれパルス幅変調し、前記誤差の大きさに応じてデューティ比が変化する前記複数のフィードバック信号を生成するものである、
ことを特徴とする請求項６記載の電源装置。
【請求項８】
前記複数の変調器は、
前記誤差を周波数変調して前記複数のフィードバック信号を生成する複数の周波数変調器により構成されていることを特徴とする請求項５記載の電源装置。
【請求項９】
前記複数の周波数変調器は、
異なる複数の搬送波により前記誤差をそれぞれ周波数変調し、前記誤差の大きさに応じて周波数が変化する前記複数のフィードバック信号を生成するものである、
ことを特徴とする請求項８記載の電源装置。
【請求項１０】
前記複数の変調器は、
前記誤差を位相変調して前記複数のフィードバック信号を生成する複数の位相変調器により構成されていることを特徴とする請求項５記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換回路（例えば、ＤＣ（直流））電圧を他のＤＣ電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータ等）が複数段接続された電源装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、ＤＣ／ＤＣコンバータ等の電源装置では、入出力電圧変換比が大きい場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ等が複数段接続された回路が用いられている。【０００３】
図８は、電力変換回路（例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ）が複数段接続された従来の電源装置を示す構成図である。【０００４】
この電源装置は、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎが供給される入力端子１と、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを送出する出力端子２と、を有している。入力端子１と出力端子２との間には、複数段（例えば、３段）のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１，１０−２，１０−３が接続されている。各段のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１，１０−２，１０−３には、制御部２０−１，２０−２，２０−３がそれぞれ接続されている。【０００５】
初段の制御部２０−１は、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１のＤＣ出力電圧Ｖａを計測した計測出力電圧値と基準電圧との誤差を減少するようなスイッチング駆動信号Ｓ１を出力して、そのＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１のスイッチング動作を制御している。同様に、２段目の制御部２０−２は、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ２０−２のＤＣ出力電圧Ｖｂを計測した計測出力電圧値と基準電圧との誤差を減少するようなスイッチング駆動信号Ｓ２を出力して、そのＤＣ／ＤＣコンバータ１０−２のスイッチング動作を制御している。更に、最終段の制御部２０−３は、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ２０−３のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを計測した計測出力電圧値と基準電圧との誤差を減少するようなスイッチング駆動信号Ｓ３を出力して、そのＤＣ／ＤＣコンバータ１０−３のスイッチング動作を制御している。このような構成により、入力端子１に入力されたＤＣ入力電圧Ｖｉｎを所望のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔに変換して、出力端子２から出力している。【０００６】
例えば、特許文献１には、２段のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１，１０−２が接続された電源装置が開示されている。この電源装置では、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−２をスイッチングするためのスイッチング駆動信号Ｓ２を、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１を制御するための制御部２０−１へフィードバック（帰還）して、そのＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１のスイッチング動作を制御する構成になっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００３−１９９３３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかしながら、従来の図８の電源装置では、各段のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１，１０−１，１０−３の出力電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｏｕｔが固定のため、入出力電圧の変動が大きい場合に、次のような課題があった。【０００９】
例えば、入力電圧Ｖｉｎが大きく変動した場合は、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１の入出力電圧差が大きくなり、又、負荷変動等によって出力電圧Ｖｏｕｔが大きく変動した場合は、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−３の入出力電圧差が大きくなる。そのため、各段のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１，１０−２，１０−３内のスイッチング素子の電圧／電力的なストレスがアンバランス（不均衡）になるので、ストレスが大きく掛かる初段のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−１と最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ１０−３との損失が大きくなり、電圧変換効率も低下するという課題があった。【００１０】
このような課題は、特許文献１の技術を用いたとしても、構成を複雑化することなく解決することが困難であった。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明のうちの第１発明は、複数のスイッチング駆動信号によるスイッチング動作によってＤＣの入力電圧を他のＤＣ電圧の出力電圧に変換する複数段のコンバータと、前記複数段のコンバータの前記スイッチング動作を制御する前記複数のスイッチング駆動信号を生成する制御部と、を備える電源装置である。【００１２】
ここで、前記第１発明の前記制御部は、前記出力電圧を計測した計測出力電圧値と基準電圧との誤差を求める誤差増幅器と、前記誤差を減少する変調を行って共通のフィードバック信号を生成する変調器と、前記共通のフィードバック信号に基づき前記複数のスイッチング駆動信号を生成し、前記複数段のコンバータへそれぞれ供給する複数の駆動回路と、を有することを特徴とする。【００１３】
本発明のうちの第２発明は、複数のスイッチング駆動信号によるスイッチング動作によってＤＣの入力電圧を他のＤＣ電圧の出力電圧に変換する複数段のコンバータと、前記複数段のコンバータの前記スイッチング動作を制御する前記複数のスイッチング駆動信号を生成する制御部と、を備える電源装置である。【００１４】
ここで、前記第２発明の前記制御部は、前記出力電圧を計測した計測出力電圧値と基準電圧との誤差を求める誤差増幅器と、前記誤差を減少する変調をそれぞれ行って複数のフィードバック信号を生成する複数の変調器と、前記複数のフィードバック信号からそれぞれの前記複数のスイッチング駆動信号を生成し、前記複数段のコンバータへそれぞれ供給する複数の駆動回路と、を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１５】
本発明のうちの第１発明の電源装置によれば、最終段のコンバータの出力電圧から誤差増幅器で誤差を求め、この誤差から変調器により生成したフィードバック信号に基づき、各段のコンバータのスイッチング動作を連動するようにしている。そのため、比較的簡単な構成にて、各段のコンバータの電圧・電力的なストレスのバランスをとることができ、各段のコンバータの損失の低減と電圧変換効率の向上を図ることができる。【００１６】
更に、第２発明の電源装置によれば、最終段のコンバータの出力電圧から誤差増幅器で誤差を求め、この誤差に基づき、複数段のコンバータのスイッチング動作を個別制御しているので、効率特性・損失特性を実際の動作条件、環境条件、及び実装条件等に合わせて最適に調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】図１は本発明のうちの第１発明の実施例１における電源装置を示す概略の回路図である。
【図２】図２は図１中のスイッチング駆動信号のデューティ比を示す波形図である。
【図３】図３は本発明のうちの第２発明の実施例２における電源装置を示す概略の回路図である。
【図４】図４は図３中のスイッチング駆動信号のデューティ比を示す波形図である。
【図５】図５は図４の変形例である傾斜違いの例を示すデューティ比の波形図である。
【図６】図６は本発明のうちの第２発明の実施例３における電源装置を示す概略の回路図である。
【図７】図７は図６中のスイッチング駆動信号のデューティ比を示す波形図である。
【図８】図８は従来の電源装置を示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。
【実施例１】
【００１９】
（実施例１の構成）
図１は、本発明のうちの第１発明の実施例１における電源装置を示す概略の回路図である。【００２０】
この電源装置は、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎが供給される正極側入力端子３１ａ及び負極側入力端子３１ｂと、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを送出する正極側出力端子３２ａ及び負極側出力端子３２ｂと、を有している。入力端子３１ａ，３１ｂと出力端子３２ａ，３２ｂとの間には、複数段（例えば、３段）のコンバータ（例えば、チョッパ方式の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ）４０−１，４０−２，４０−３が接続されている。３段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３には、共通の制御部５０が接続されている。【００２１】
各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３は、同一の回路構成であり、制御部５０から供給される複数（例えば、３つ）のスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２，Ｓｃｏｍ３によるスイッチング動作によって、入力電圧Ｖｉｎを所望の出力電圧ｏｕｔに変換する回路である。【００２２】
初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１は、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１によるスイッチング動作によって、入力電圧Ｖｉｎを降圧してＤＣ出力電圧Ｖ１を生成し、この出力電圧Ｖ１を２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２へ出力する回路である。初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１は、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１によりオン／オフ動作するスイッチング素子（例えば、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ、これを以下「ＭＯＳＦＥＴ」という。）４１、ダイオード４２、チョークコイル４３、及びコンデンサ４４により構成されている。ＭＯＳＦＥＴ４１及び逆方向のダイオード４２は、入力端子３１ａ及び３１ｂ間に、直列に接続されている。ダイオード４２のカソード及びアノード間には、チョークコイル４３及びコンデンサ４４が直列に接続されている。【００２３】
２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２は、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ２によるスイッチング動作によって、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１の出力電圧Ｖ１を降圧してＤＣ出力電圧Ｖ２を生成し、この出力電圧Ｖ２を最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３へ出力する回路である。この２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２は、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１と同様に、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ２によりオン／オフ動作するＭＯＳＦＥＴ４１、ダイオード４２、チョークコイル４３、及びコンデンサ４４により構成されている。【００２４】
最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３は、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ３によるスイッチング動作によって、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２の出力電圧Ｖ２を降圧して所望の出力電圧Ｖｏｕｔを生成し、この出力電圧Ｖｏｕｔを出力端子３２ａ，３２ｂから出力する回路である。この最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３は、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１と同様に、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ３によりオン／オフ動作するＭＯＳＦＥＴ４１、ダイオード４２、チョークコイル４３、及びコンデンサ４４により構成されている。【００２５】
出力端子３２ａには、電圧計測器５４が接続されている。電圧計測器５４は、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを計測して、この出力電圧Ｖｏｕｔよりも低い計測出力電圧値ＶＯを制御部５０へ出力するものであり、例えば、分圧抵抗回路等により構成されている。【００２６】
制御部５０は、誤差増幅器５１、変調器（例えば、パルス幅変調器）５２、及び複数（例えば、３個）の駆動回路５３−１，５３−２，５３−３を有し、プログラム制御可能な中央処理装置（以下「ＣＰＵ」という。）等を有するプロセッサや、個別回路により構成されている。【００２７】
誤差増幅器５１は、電圧計測器５４で計測された計測出力電圧値ＶＯと、目標となる基準電圧Ｖｔｈと、の誤差を求めてその誤差を増幅した誤差信号（例えば、誤差電圧）Ｖｅｒを出力する回路であり、この出力側に、パルス幅変調器５２が接続されている。パルス幅変調器５２は、誤差電圧Ｖｅｒを搬送波（例えば、三角波）ＴＷでパルス幅変調し、その誤差電圧Ｖｅｒが減少するような共通のフィードバック信号ＦＢｃｏｍを生成する回路である。【００２８】
パルス幅変調器５２は、例えば、三角波ＴＷを発生する三角波発振器５２ａと、誤差電圧Ｖｅｒと三角波ＴＷとを比較してその誤差電圧Ｖｅｒが減少するようなフィードバック信号ＦＢｃｏｍを生成する比較器５２ｂと、により構成されている。比較器５２ｂの出力側には、３個の駆動回路５３−１，５３−２，５３−３が分岐接続されている。３個の駆動回路５３−１，５３−２，５３−３は、同一の回路構成であり、フィードバック信号ＦＢｃｏｍに基づき３つのスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２，Ｓｃｏｍ３を生成し、各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３内のＭＯＳＦＥＴ４１のゲートへそれぞれ供給する回路であり、トランジスタ等で構成されている。【００２９】
（実施例１の動作）
図２は、図１中のスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２，Ｓｃｏｍ３のデューティサイクルであるデューティ比Ｄを示す波形図であり、横軸は誤差電圧Ｖｅｒ（Ｖ）、縦軸はデューティ比Ｄ（＝信号のオン期間／信号の周期）である。３つのスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２，Ｓｃｏｍ３のデューティ比Ｄは、それぞれ、誤差電圧Ｖｅｒが大きくなると、これに比例して、最低デューティ比Ｄｍｉｎ（≧０％）から最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）へ向かって大きくなっている。【００３０】
図１の電源装置において、例えば、一定のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを出力するための定電圧制御動作を説明する。【００３１】
先ず、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎが入力端子３１ａ，３１ｂに印加されると、３段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３は、以下のように動作する。【００３２】
初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１では、駆動回路５３−１から供給されるスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１により、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。ＭＯＳＦＥＴ４１がオンすると、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎの入力端子３１ａ→チョークコイル４３→コンデンサ４４→入力端子３１ｂ、の経路で電流が流れ、チョークコイル４３にエネルギーが蓄えられる。次に、ＭＯＳＦＥＴ４１がオフすると、チョークコイル４３は、電流を保とうとして起電力を発生させる。この起電力により、チョークコイル４３→コンデンサ４４→ダイオード４２、の経路で電流が流れる。【００３３】
これにより、コンデンサ４４の電極から、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎが降圧されたＤＣ出力電圧Ｖ１が出力される。ＭＯＳＦＥＴ４１をオン／オフ動作させるスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１のデューティ比Ｄにより、ＤＣ出力電圧Ｖ１が所定の電圧に降下される。スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１のデューティ比Ｄが大きいと、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が長くなって出力電圧Ｖ１が上がり、デューティ比Ｄが小さいと、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が短くなって出力電圧Ｖ１が下がる。そのため、デューティ比Ｄの制御により、所定の出力電圧Ｖ１が生成され、この出力電圧Ｖ１が２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２へ出力される。【００３４】
２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２では、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１と同様に、駆動回路５３−２から供給されるスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ２により、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２から、ＤＣ入力電圧Ｖ１が降圧された所定のＤＣ出力電圧Ｖ２が出力される。スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ２のデューティ比Ｄは、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１のデューティ比Ｄと同一の値に設定されているので、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１と同一の比率で、ＤＣ出力電圧Ｖ１が降下されてＤＣ出力電圧Ｖ２が生成され、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３へ出力される。【００３５】
最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３は、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２と同様に、駆動回路５３−３から供給されるスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ３により、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３から、ＤＣ入力電圧Ｖ２が降圧された所望のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ３のデューティ比Ｄは、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１のデューティ比Ｄと同一の値に設定されているので、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１と同一の比率で、ＤＣ出力電圧Ｖ２が降下されて最終段のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが生成され、出力端子３２ａ，３２ｂから出力される。【００３６】
次に、図１中の制御部５０の動作を説明する。【００３７】
出力端子３２ａ，３２ｂのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは、電圧計測器５４で計測され、そのＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔよりも低い計測出力電圧値ＶＯが誤差増幅器５１へ与えられる。誤差増幅器５１では、計測出力電圧値ＶＯと目標となる基準電圧Ｖｔｈとの誤差を求め、その誤差を増幅した誤差電圧Ｖｅｒをパルス幅変調器５２内の比較器５２ｂへ出力する。比較器５２ｂは、誤差電圧Ｖｅｒと、三角波発振器５２ａで発生された三角波ＴＷと、を比較し、その誤差電圧Ｖｅｒを三角波ＴＷで変調して、誤差電圧Ｖｅｒが減少するような共通のフィードバック信号ＦＢｃｏｍを生成し、３個の駆動回路５３−１，５３−２，５３−３へ与える。【００３８】
初段の駆動回路５３−１では、フィードバック信号ＦＢｃｏｍを駆動し、図２に示すように、誤差電圧Ｖｅｒに比例したディーティ比Ｄのスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１を生成する。生成されたスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１により、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１内のＭＯＳＦＥＴ４１が、前記デューティ比Ｄでオン／オフ動作する。これにより、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１の降圧動作によって、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧に降下される。例えば、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１のデューティ比Ｄが小さいと、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が短く、オフ時間が長くなるため、電圧降下が大きい。スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１のデューティ比Ｄが大きいと、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が長く、オフ時間が短くなるため、電圧降下が小さい。このようにして降圧されたＤＣ出力電圧Ｖ２は、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２へ出力される。【００３９】
同様に、２段目の駆動回路５３−２では、フィードバック信号ＦＢｃｏｍを駆動し、図２に示すように、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１のデューティ比Ｄと同一のデューティ比Ｄのスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ２を生成する。生成されたスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ２により、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２内のＭＯＳＦＥＴ４１が、前記デューティ比Ｄでオン／オフ動作する。これにより、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２の降圧動作によって、ＤＣ出力電圧Ｖ１が所定の電圧に降下され、この降圧されたＤＣ出力電圧Ｖ２が最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３へ出力される。【００４０】
最終段の駆動回路５３−３は、フィードバック信号ＦＢｃｏｍを駆動し、図２に示すように、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２のデューティ比Ｄと同一のデューティ比Ｄを有するスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ３を生成する。生成されたスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ３により、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３内のＭＯＳＦＥＴ４１が、前記デューティ比Ｄでオン／オフ動作する。これにより、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３の降圧動作によって、ＤＣ出力電圧Ｖ２が所定の電圧に降下され、基準電圧Ｖｔｈと一致するＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが生成されて、出力端子３２ａ，３２ｂから出力される。このような定電圧制御により、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎの変動や、出力端子３２ａ，３２ｂに接続される図示しない負荷の変化によるＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔの変動に関わらず、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｔｈに保持される。【００４１】
（実施例１の効果）
本実施例１の電源装置によれば、次の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のような効果がある。【００４２】
（ａ）  最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔから誤差増幅器５１で誤差電圧Ｖｅｒを求め、パルス幅変調器５２により生成した共通のフィードバック信号ＦＢｃｏｍに基づき、各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３のスイッチング動作を連動するようにしているので、３段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３の特性を任意に調整できる。これにより、ＤＣ入力電圧ＶｉｎやＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが大きく変動した場合でも、各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３の電圧・電力的なストレスのバランスをとることができる。【００４３】
（ｂ）  本実施例１では、特に、各駆動回路５３−１，５３−２，５３−３から出力されるスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２，Ｓｃｏｍ３のデューティ比Ｄを同一にしている。そのため、各ＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３のＤＣ出力電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖｏｕｔが比例関係を持つことになるので、ＤＣ入力電圧ＶｉｎやＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが大きく変動した場合でも、各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３の電圧・電力的なストレスを、比較的簡単な構成で、容易にバランスさせることができる。しかも、本実施例１の電源装置では、３段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３が接続され、各ＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３のデューティ比Ｄの変化が１／√３になる。そのため、実効電流を低減できて各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３の電圧変換の損失を低減でき、この結果、電圧変換効率を向上できる。【００４４】
（ｃ）  従来の図８の電源装置では、複数（例えば、３個）の制御部２０−１，２０−２，２０−３が必要であった。しかし、本実施例１では、複数のスイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２，Ｓｃｏｍ３を連動させているので、例えば、ＣＰＵを有するプロセッサ等で構成された１個の制御部５０によるプログラム制御が可能であり、従来のような複数のプログラム制御の競合がないため、安定的な動作が可能である。【００４５】
（ｄ）  部品実装の制約から、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３の構成部品のサイズが異なることがある。このような場合、本実施例１では、電圧ストレスや損失ストレスを調整できるようになるため、部品温度や電圧ディレーティング（遅延）の制限を、同時に成り立たせることが可能になる。
【実施例２】
【００４６】
（実施例２の構成）
図３は、本発明のうちの第２発明の実施例２における電源装置を示す概略の回路図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。【００４７】
本実施例２の電源装置では、実施例１と同様の３段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３と、実施例１の制御部５０とは構成の異なる制御部５０Ａと、を備えている。【００４８】
電源装置は、スイッチング動作によってＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３が発熱するため、例えば、その発熱を冷却するためのファンが設けられる。ファンに近い場所に、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１が設置され、ファンから離れた場所に、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２が設置され、更に、ファンから最も遠い場所に、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３が設置されていると仮定する。ファンに近いＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１ほど、電力的ストレスに強い。【００４９】
制御部５０Ａは、３段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３のスイッチング動作を個別制御するための３つのスイッチング駆動信号Ｓ１１〜Ｓ１３を生成するものである。この制御部５０Ａは、実施例１と同様の誤差増幅器５１と、実施例１とは異なる３個のパルス幅変調器５２−１，５２−２，５２−３と、実施例１と同様の３個の駆動回路５３−１，５３−２，５３−３と、を有し、プログラム制御可能なＣＰＵ等を有するプロセッサや、個別回路により構成されている。【００５０】
誤差増幅器５１は、実施例１と同様に、電圧計測器５４で計測されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔの計測出力電圧値ＶＯと、目標となる基準電圧Ｖｔｈと、の誤差を求めてその誤差を増幅した共通の誤差電圧Ｖｅｒを出力する回路であり、この出力側に、実施例１とは異なる３個のパルス幅変調器５２−１，５２−２，５２−３が分岐接続されている。【００５１】
３個のパルス幅変調器５２−１，５２−２，５２−３は、同一の電位又は異なる電位の三角波ＴＷ１，ＴＷ２，ＴＷ３によって、共通の誤差電圧Ｖｅｒをそれぞれパルス幅変調し、その誤差電圧Ｖｅｒの値が減少するような個別のフィードバック信号ＦＢ１，ＦＢ２，ＦＢ３をそれぞれ生成する回路である。個別のフィードバック信号ＦＢ１，ＦＢ２，ＦＢ３は、同一又は異なるデューティ比Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を有している。【００５２】
異なる電位の三角波ＴＷ１，ＴＷ２，ＴＷ２の例として、三角波ＴＷ１は、振幅の最小値が０Ｖ、最大値が０．３Ｖである。三角波ＴＷ２は、振幅の最小値が０．３Ｖ、最大値が０．６Ｖである。更に、三角波ＴＷ３は、振幅の最小値が０．６Ｖ、最大値が１．０Ｖである。異なるデューティ比Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の例として、デューティ比Ｄ１は、最小デューティ比Ｄｍｉｎが０％以上（Ｄｍｉｎ≧０％）、最大デューティ比Ｄｍａｘが１００％以下（Ｄｍａｘ≦１００％）である。２つのデューティ比Ｄ２，Ｄ３は、それぞれ、最小デューティ比Ｄｍｉｎが０％よりも大きく（Ｄｍｉｎ＞０％）、最大デューティ比Ｄｍａｘが１００％以下（Ｄｍａｘ≦１００％）である。【００５３】
パルス幅変調器５２−１は、三角波ＴＷ１を発生する三角波発振器５２ａ１と、三角波ＴＷ１と誤差電圧Ｖｅｒとを比較してフィードバック信号ＦＢ１を生成する比較器５２ｂ１と、により構成されている。同様に、パルス幅変調器５２−２は、三角波ＴＷ２を発生する三角波発振器５２ａ２と、三角波ＴＷ２と誤差電圧Ｖｅｒとを比較してフィードバック信号ＦＢ２を生成する比較器５２ｂ２と、により構成されている。更に、パルス幅変調器５２−３は、三角波ＴＷ３を発生する三角波発振器５２ａ３と、三角波ＴＷ３と誤差電圧Ｖｅｒとを比較してフィードバック信号ＦＢ３を生成する比較器５２ｂ３と、により構成されている。【００５４】
３個の比較器５２ｂ１，５２ｂ２，５２ｂ３の出力側には、実施例１と同様の３個の駆動回路５３−１，５３−２，５３−３がそれぞれ接続されている。３個の駆動回路５３−１，５３−２，５３−３は、同一の回路構成であり、３つのフィードバック信号ＦＢ１，ＦＢ２，ＦＢ３からそれぞれ３つのスイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３を生成し、各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１〜４０−３内のＭＯＳＦＥＴ４１のゲートへそれぞれ供給する回路であり、トランジスタ等で構成されている。３つのフィードバック信号ＦＢ１，ＦＢ２，ＦＢ３と、これらから生成された３つのスイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３と、はそれぞれ同一のデューティ比Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を有している。【００５５】
（実施例２の動作）
図４は、図３中のスイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３のデューティ比Ｄを示す波形図であり、横軸は誤差電圧Ｖｅｒ（Ｖ）、縦軸はデューティ比Ｄである。【００５６】
図４において、ファンに近い場所に設置された初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１をスイッチングするためのスイッチング駆動信号Ｓ１１のデューティ比Ｄ１は、誤差電圧Ｖｅｒが０Ｖから０．３Ｖの間、誤差電圧Ｖｅｒの大きさに比例して最小デューティ比Ｄｍｉｎ（≧０％）から最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）へ向かって大きくなり、誤差電圧Ｖｅｒが０．３Ｖから１．０Ｖの間、最大デューティ比Ｄｍａｘに維持される。【００５７】
ファンから離れた場所に設置された２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２をスイッチングするためのスイッチング駆動信号Ｓ１２のデューティ比Ｄ２は、誤差電圧Ｖｅｒが０Ｖから０．３Ｖの間、最小デューティ比Ｄｍｉｎ（＞０％）に維持され、誤差電圧Ｖｅｒが０．３Ｖから０．６Ｖの間、誤差電圧Ｖｅｒの大きさに比例して最小デューティ比Ｄｍｉｎ（＞０％）から最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）へ向かって大きくなり、誤差電圧Ｖｅｒが０．６Ｖから１．０Ｖの間、最大デューティ比Ｄｍａｘに維持される。【００５８】
更に、ファンに遠い場所に設置された最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３をスイッチングするためのスイッチング駆動信号Ｓ１３のデューティ比Ｄ３は、誤差電圧Ｖｅｒが０Ｖから０．６Ｖの間、最小デューティ比Ｄｍｉｎ（＞０％）に維持され、誤差電圧Ｖｅｒが０．６Ｖから０．９Ｖの間、誤差電圧Ｖｅｒの大きさに比例して最小デューティ比Ｄｍｉｎ（＞０％）から最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）へ向かって大きくなり、誤差電圧Ｖｅｒが０．９Ｖから１．０Ｖの間、最大デューティ比Ｄｍａｘに維持される。【００５９】
例えば、図３の電源装置の制御部５０Ａにより、一定のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを出力するための定電圧制御動作を説明する。【００６０】
出力端子３２ａ，３２ｂから出力されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは、電圧計測器５４で計測され、その出力電圧Ｖｏｕｔよりも低い計測出力電圧値ＶＯが誤差増幅器５１へ与えられる。誤差増幅器５１では、計測出力電圧値ＶＯと目標となる基準電圧Ｖｔｈとの誤差を求め、その誤差を増幅した共通の誤差電圧Ｖｅｒを、３個のパルス幅変調器５２−１，５２−２，５２−３へそれぞれ与える。これにより、パルス幅変調器５２−１，５２−２，５２−３が動作する。【００６１】
誤差電圧Ｖｅｒが０Ｖから０．３Ｖの間の小さな電圧値の場合（即ち、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔの値が目標電圧値付近の場合）、ファンに近い初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１に対応するパルス幅変調器５２−１では、比較器５２ｂ１により、０Ｖから０．３Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒが、振幅の最小値が０Ｖ、最大値が０．３Ｖの三角波ＴＷ１によってパルス幅変調され、その誤差電圧Ｖｅｒが減少するようなフィードバック信号ＦＢ１が生成される。生成されたフィードバック信号ＦＢ１は、駆動回路５３−１により、デューティ比Ｄ１（Ｄｍｉｎ≦Ｄ１≦Ｄｍａｘ）のスイッチング駆動信号Ｓ１１が生成され、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１へ供給される。【００６２】
ファンから離れた２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２に対応するパルス幅変調器５２−２では、０Ｖから０．３Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒと、振幅の最小値が０．３Ｖ、最大値が０．６Ｖの三角波ＴＷ２と、が比較器５２ｂ２に入力される。しかし、比較器５２ｂ２の２つの入力電圧値が異なるので、比較動作が行われない。そのため、駆動回路５３−２から、デューティ比Ｄ２が０％付近（＞０％）のスイッチング駆動信号Ｓ１２が出力され、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２へ供給される。【００６３】
同様に、ファンに遠い最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３に対応するパルス幅変調器５２−３では、０Ｖから０．３Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒと、振幅の最小値が０．６Ｖ、最大値が１．０Ｖの三角波ＴＷ３と、が比較器５２ｂ３に入力される。しかし、比較器５２ｂ３の２つの入力電圧値が異なるので、比較動作が行われない。そのため、駆動回路５３−３から、デューティ比Ｄ３が０％付近（＞０％）のスイッチング駆動信号Ｓ１３が出力され、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３へ供給される。【００６４】
初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１では、デューティ比Ｄ１（Ｄｍｉｎ≦Ｄ１≦Ｄｍａｘ）のスイッチング駆動信号Ｓ１１によって、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。これにより、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１の降圧動作によって、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧に降下される。例えば、スイッチング駆動信号Ｓ１１のデューティ比Ｄ１が小さいと、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が短く、オフ時間が長くなるため、電圧降下は小さい。スイッチング駆動信号Ｓ１１のデューティ比Ｄ１が大きいと、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が長く、オフ時間が短くなるため、電圧降下は大きい。このようにして降圧されたＤＣ出力電圧Ｖ２は、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２へ出力される。【００６５】
２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２では、０％付近の最小デューティ比Ｄｍｉｎ（＞０％）のスイッチング駆動信号Ｓ１２によって、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。しかし、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が短く、オフ時間が長いので、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２の電圧降下は小さい。そのため、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２から、ＤＣ出力電圧Ｖ１よりも少し電圧が降下したＤＣ出力電圧Ｖ２が、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３へ出力される。【００６６】
最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３では、０％付近の最小デューティ比Ｄｍｉｎ（＞０％）のスイッチング駆動信号Ｓ１３によって、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。しかし、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が短く、オフ時間が長いので、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３の電圧降下は小さい。そのため、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３から、目標となる基準電圧Ｖｔｈに一致したＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力端子３２ａ，３２ｂから出力される。【００６７】
誤差増幅器５１から出力される誤差電圧Ｖｅｒが０．３Ｖから０．６Ｖの間の電圧値の場合、パルス幅変調器５２−１では、０．３Ｖから０．６Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒと、振幅の最小値が０Ｖ、最大値が０．３Ｖの三角波ＴＷ１と、が比較器５２ｂ１に入力される。しかし、比較器５２ｂ１の２つの入力電圧値が異なるので、比較動作が行われない。そのため、駆動回路５３−１から、１００％付近の最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）のスイッチング駆動信号Ｓ１１が出力され、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１へ供給される。【００６８】
パルス幅変調器５２−２では、比較器５２ｂ２により、０．３Ｖから０．６Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒが、振幅の最小値が０．３Ｖ、最大値が０．６Ｖの三角波ＴＷ２によってパルス幅変調され、その誤差電圧Ｖｅｒが減少するようなフィードバック信号ＦＢ２が生成される。生成されたフィードバック信号ＦＢ２は、駆動回路５３−２により、デューティ比Ｄ２（Ｄｍｉｎ＜Ｄ２≦Ｄｍａｘ）のスイッチング駆動信号Ｓ１２が生成され、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２へ供給される。【００６９】
更に、パルス幅変調器５２−３では、０．３Ｖから０．６Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒと、振幅の最小値が０．６Ｖ、最大値が１．０Ｖの三角波ＴＷ３と、が比較器５２ｂ３に入力される。しかし、比較器５２ｂ３の２つの入力電圧値が異なるので、比較動作が行われない。そのため、駆動回路５３−３から、デューティ比Ｄ３が０％付近（＞０％）のスイッチング駆動信号Ｓ１３が出力され、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３へ供給される。【００７０】
初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１では、１００％付近の最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）のスイッチング駆動信号Ｓ１１によって、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。これにより、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１の降圧動作によって、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧に降下される。例えば、スイッチング駆動信号Ｓ１１のデューティ比Ｄ１が大きいので、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が長く、電圧降下は大きい。このようにして降圧されたＤＣ出力電圧Ｖ２は、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２へ出力される。【００７１】
２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２では、デューティ比Ｄ２（Ｄｍｉｎ＜Ｄ２≦Ｄｍａｘ）のスイッチング駆動信号Ｓ１２によって、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。これにより、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２の降圧動作によって、ＤＣ入力電圧Ｖ１が所定の電圧に降下される。例えば、スイッチング駆動信号Ｓ１２のデューティ比Ｄ２が小さいと、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が短く、オフ時間が長くなるため、電圧降下は小さい。スイッチング駆動信号Ｓ１２のデューティ比Ｄ２が大きいと、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が長く、オフ時間が短くなるため、電圧降下は大きい。このようにして降圧されたＤＣ出力電圧Ｖ２は、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３へ出力される。【００７２】
最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３では、０％付近の最小デューティ比Ｄｍｉｎ（＞０％）のスイッチング駆動信号Ｓ１３によって、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。しかし、ＭＯＳＦＥＴ４１のオン時間が短く、オフ時間が長いので、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３の電圧降下は小さい。そのため、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３から、目標となる基準電圧Ｖｔｈに一致したＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力端子３２ａ，３２ｂから出力される。【００７３】
誤差増幅器５１から出力される誤差電圧Ｖｅｒが０．６Ｖから１．０Ｖの間の電圧値の場合、パルス幅変調器５２−１では、０．６Ｖから１．０Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒと、振幅の最小値が０Ｖ、最大値が０．３Ｖの三角波ＴＷ１と、が比較器５２ｂ１に入力される。しかし、比較器５２ｂ１の２つの入力電圧値が異なるので、比較動作が行われない。そのため、駆動回路５３−１から、１００％付近の最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）のスイッチング駆動信号Ｓ１１が出力され、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１へ供給される。【００７４】
パルス幅変調器５２−２では、０．６Ｖから１．０Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒと、振幅の最小値が０．３Ｖ、最大値が０．６Ｖの三角波ＴＷ２と、が比較器５２ｂ２に入力される。しかし、比較器５２ｂ２の２つの入力電圧値が異なるので、比較動作が行われない。そのため、駆動回路５３−２から、１００％付近の最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）のスイッチング駆動信号Ｓ１２が出力され、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２へ供給される。【００７５】
パルス幅調器５２−３では、比較器５２ｂ３により、０．６Ｖから１．０Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒが、振幅の最小値が０．６Ｖ、最大値が１．０Ｖの三角波ＴＷ３によってパルス幅変調され、その誤差電圧Ｖｅｒが減少するようなフィードバック信号ＦＢ３が生成される。生成されたフィードバック信号ＦＢ３は、駆動回路５３−３により、デューティ比Ｄ３（Ｄｍｉｎ＜Ｄ３≦Ｄｍａｘ）のスイッチング駆動信号Ｓ１３が生成され、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３へ供給される。【００７６】
初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１では、１００％付近の最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）のスイッチング駆動信号Ｓ１１によって、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。これにより、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１の降圧動作によって、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧に降下される。降圧されたＤＣ出力電圧Ｖ２は、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２へ出力される。【００７７】
２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２では、１００％付近の最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）のスイッチング駆動信号Ｓ１２によって、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。これにより、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２の降圧動作によって、ＤＣ入力電圧Ｖ１が所定の電圧に降下される。降圧されたＤＣ出力電圧Ｖ２は、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３へ出力される。【００７８】
最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３では、デューティ比Ｄ３（Ｄｍｉｎ＜Ｄ３≦Ｄｍａｘ）のスイッチング駆動信号Ｓ１３によって、ＭＯＳＦＥＴ４１がオン／オフ動作する。これにより、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３の降圧動作によって、ＤＣ入力電圧Ｖ２が所定の電圧に降下される。そのため、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３から、目標となる基準電圧Ｖｔｈに一致したＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力端子３２ａ，３２ｂから出力される。【００７９】
このような定電圧制御により、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎの変動や、出力端子３２ａ，３２ｂに接続される図示しない負荷の変化によるＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔの変動に関わらず、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｔｈに保持される。【００８０】
（実施例２の変形例）
図５は、図４の傾斜違いの例を示すデューティ比Ｄの波形図であり、横軸は誤差電圧Ｖｅｒ（Ｖ）、縦軸はデューティ比Ｄである。
各三角波ＴＷ１，ＴＷ２，ＴＷ２における振幅の最小値及び最大値を変えることにより、スイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３のデューティ比Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３における立ち上がり傾斜角度を任意に変えることができる。【００８１】
（実施例２の効果）
図３に示すように、ファンに近いＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１ほど、電力的ストレスに強い。又、スイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３のデューティ比Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３が０％に近くなるにつれて各ＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３内のＭＯＳＦＥＴ４１の実効電流が増えるため、電力的ストレスが大きくなる。そこで、本実施例２の電源装置では、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔから誤差増幅器５１で誤差電圧Ｖｅｒを求め、この誤差電圧Ｖｅｒに基づき、複数段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３のスイッチング動作を個別制御している。【００８２】
そのため、実施例１と同様に、ＤＣ入力電圧ＶｉｎやＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが大きく変動した場合でも、各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３の電圧・電力的なストレスのバランスをとることができる。しかも、複数のスイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３を、例えば、ＣＰＵを有するプロセッサ等で構成された１個の制御部５０Ａにより生成しているので、安定的な動作が可能である。【００８３】
特に、本実施例２によれば、スイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３のデューティ比Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３を変化させる領域（即ち、誤差電圧Ｖｅｒの変化範囲）や、そのデューティ比Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の変化傾斜も任意に設定可能である。従って、電圧変換効率特性・損失特性を実際の動作条件、環境条件、及び実装条件等に合わせて最適に調整することができる。
【実施例３】
【００８４】
（実施例３の構成）
図６は、本発明のうちの第２発明の実施例３における電源装置を示す概略の回路図であり、実施例２を示す図３中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。【００８５】
本実施例３の電源装置では、図３に示す実施例２の制御部５０Ａに代えて、構成の異なる制御部５０Ｂが設けられている。【００８６】
制御部５０Ｂは、実施例２と同様の誤差増幅器５１と、実施例２とは異なる３個のパルス幅変調器５２−１Ｂ，５２−２Ｂ，５２−３Ｂと、実施例２と同様の３個の駆動回路５３−１，５３−２，５３−３と、を有し、プログラム制御可能なＣＰＵ等を有するプロセッサや、個別回路により構成されている。【００８７】
各パルス幅変調器５２−１Ｂ，５２−２Ｂ，５２−３Ｂは、電位の異なる三角波ＴＷ１Ｂ，ＴＷ２Ｂ，ＴＷ３Ｂをそれぞれ発生する三角波発振器５２ａ１Ｂ，５２ａ２Ｂ，５２ａ３Ｂと、実施例２と同様に誤差電圧Ｖｅｒと三角波ＴＷ１Ｂ，ＴＷ２Ｂ，ＴＷ３Ｂとをそれぞれ比較してその誤差電圧Ｖｅｒが減少するようなフィードバック信号ＦＢ１，ＦＢ２，ＦＢ３をそれぞれ生成する比較器５２ｂ１，５２ｂ２，５２ｂ３と、により構成されている。【００８８】
三角波発振器５２ａ１Ｂが発生する三角波ＴＷ１Ｂは、例えば、振幅の最小値が０Ｖ及び最大値が０．２Ｖの波形と、振幅の最小値が０．４Ｖ及び最大値が０．６Ｖの波形と、が切り替わるようになっている。同様に、三角波発振器５２ａ２Ｂが発生する三角波ＴＷ２Ｂは、振幅の最小値が０Ｖ及び最大値が０．２Ｖの波形と、振幅の最小値が０．６Ｖ及び最大値が０．８Ｖの波形と、が切り替わるようになっている。更に、三角波発振器５２ａ３Ｂが発生する三角波ＴＷ３Ｂは、振幅の最小値が０Ｖ及び最大値が０．２Ｖの波形と、振幅の最小値が０．８Ｖ及び最大値が１．０Ｖの波形と、が切り替わるようになっている。その他の構成は、実施例２と同様である。【００８９】
（実施例３の動作）
図７は、図６中のスイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３のデューティ比Ｄを示す波形図であり、横軸は誤差電圧Ｖｅｒ（Ｖ）、縦軸はデューティ比Ｄである。【００９０】
図７において、ファンに近い場所に設置された初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１をスイッチングするためのスイッチング駆動信号Ｓ１１のデューティ比Ｄ１は、誤差電圧Ｖｅｒが０Ｖから０．２Ｖの間、誤差電圧Ｖｅｒの大きさに比例して最小デューティ比Ｄｍｉｎ（≧０％）から中間デューティ比Ｄｉｍ（Ｄｍｉｎ＜Ｄｉｍ＜Ｄｍａｘ）へ向かって大きくなり、誤差電圧Ｖｅｒが０．２Ｖから０．４Ｖの間、中間デューティ比Ｄｉｍに維持され、誤差電圧Ｖｅｒが０．４Ｖから０．６Ｖの間、誤差電圧Ｖｅｒの大きさに比例して中間デューティ比Ｄｉｍから最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）へ向かって大きくなり、誤差電圧Ｖｅｒが０．６Ｖから１．０Ｖの間、最大デューティ比Ｄｍａｘに維持される。【００９１】
同様に、ファンから離れた場所に設置された２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２をスイッチングするためのスイッチング駆動信号Ｓ１２のデューティ比Ｄ２は、誤差電圧Ｖｅｒが０Ｖから０．２Ｖの間、誤差電圧Ｖｅｒの大きさに比例して最小デューティ比Ｄｍｉｎ（＞０％）から中間デューティ比Ｄｉｍ（Ｄｍｉｎ＜Ｄｉｍ＜Ｄｍａｘ）へ向かって大きくなり、誤差電圧Ｖｅｒが０．２Ｖから０．６Ｖの間、中間デューティ比Ｄｉｍに維持され、誤差電圧Ｖｅｒが０．６Ｖから０．８Ｖの間、誤差電圧Ｖｅｒの大きさに比例して中間デューティ比Ｄｉｍから最大デューティ比Ｄｍａｘ（≦１００％）へ向かって大きくなり、誤差電圧Ｖｅｒが０．８Ｖから１．０Ｖの間、最大デューティ比Ｄｍａｘに維持される。【００９２】
更に、ファンに遠い場所に設置された最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３をスイッチングするためのスイッチング駆動信号Ｓ１３のデューティ比Ｄ３は、誤差電圧Ｖｅｒが０Ｖから０．２Ｖの間、誤差電圧Ｖｅｒの大きさに比例して最小デューティ比Ｄｍｉｎ（＞０％）から中間デューティ比Ｄｉｍ（Ｄｍｉｎ＜Ｄｉｍ＜Ｄｍａｘ）へ向かって大きくなり、誤差電圧Ｖｅｒが０．２Ｖから０．８Ｖの間、中間デューティ比Ｄｉｍに維持され、誤差電圧Ｖｅｒが０．８Ｖから１．０Ｖの間、誤差電圧Ｖｅｒの大きさに比例して中間デューティ比Ｄｉｍから最大デューティ比Ｄｍａｘへ向かって大きくなっている。【００９３】
例えば、図６の電源装置の制御部５０Ｂにより、一定のＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔを出力するための定電圧制御動作を説明する。【００９４】
出力端子３２ａ，３２ｂから出力されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは、実施例２と同様に、電圧計測器５４で計測され、その出力電圧Ｖｏｕｔよりも低い計測出力電圧値ＶＯが誤差増幅器５１へ与えられる。誤差増幅器５１では、計測出力電圧値ＶＯと目標となる基準電圧Ｖｔｈとの誤差を求め、その誤差を増幅した共通の誤差電圧Ｖｅｒを、３個のパルス幅変調器５２−１Ｂ，５２−２Ｂ，５２−３Ｂへそれぞれ与える。これにより、パルス幅変調器５２−１Ｂ，５２−２Ｂ，５２−３Ｂが動作する。【００９５】
誤差電圧Ｖｅｒが０Ｖから０．２Ｖの間の小さな電圧値の場合（即ち、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔの値が目標電圧値付近の場合）、ファンに近い初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１に対応するパルス幅変調器５２−１Ｂでは、比較器５２ｂ１により、０Ｖから０．２Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒが、振幅の最小値が０Ｖ、最大値が０．２Ｖの三角波ＴＷ１Ｂによってパルス幅変調され、その誤差電圧Ｖｅｒが減少するようなフィードバック信号ＦＢ１が生成される。生成されたフィードバック信号ＦＢ１は、駆動回路５３−１により、デューティ比Ｄ１（Ｄｍｉｎ≦Ｄ１≦Ｄｉｍ）のスイッチング駆動信号Ｓ１１が生成され、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１へ供給される。【００９６】
ファンから離れた２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２に対応するパルス幅変調器５２−２Ｂでは、比較器５２ｂ２により、０Ｖから０．２Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒが、振幅の最小値が０Ｖ、最大値が０．２Ｖの三角波ＴＷ２Ｂによってパルス幅変調され、その誤差電圧Ｖｅｒが減少するようなフィードバック信号ＦＢ２が生成される。生成されたフィードバック信号ＦＢ２は、駆動回路５３−２で駆動され、デューティ比Ｄ２（Ｄｍｉｎ＜Ｄ２≦Ｄｉｍ）のスイッチング駆動信号Ｓ１２が生成され、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２へ供給される。【００９７】
同様に、ファンに遠い最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３に対応するパルス幅変調器５２−３Ｂでは、比較器５２ｂ３により、０Ｖから０．２Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒが、振幅の最小値が０Ｖ、最大値が０．２Ｖの三角波ＴＷ３Ｂによってパルス幅変調され、その誤差電圧Ｖｅｒが減少するようなフィードバック信号ＦＢ３が生成される。生成されたフィードバック信号ＦＢ３は、駆動回路５３−３で駆動され、デューティ比Ｄ３（Ｄｍｉｎ＜Ｄ３≦Ｄｉｍ）のスイッチング駆動信号Ｓ１３が生成され、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３へ供給される。【００９８】
各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３では、等しいデューティ比Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３（Ｄｍｉｎ≦Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３≦Ｄｍａｘ）のスイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３によって、各ＭＯＳＦＥＴ４１がそれぞれオン／オフ動作する。これにより、３段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３の降圧動作によって、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧に降下され、目標となる基準電圧Ｖｔｈに一致したＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力端子３２ａ，３２ｂから出力される。【００９９】
誤差電圧Ｖｅｒが０．２Ｖから０．４Ｖの間の電圧値の場合、パルス幅変調器５２−１Ｂ，５２−２Ｂ，５２−３Ｂでは、０．２Ｖから０．４Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒと、振幅の最小値が０Ｖ、最大値が０．２Ｖの三角波ＴＷ１Ｂ，ＴＷ２Ｂ，ＴＷ３Ｂと、が比較器５２−１Ｂ，５２−２Ｂ，５２−３Ｂにそれぞれ入力される。しかし、各比較器５２ｂ１，５２ｂ２，５２ｂ３の２つの入力電圧値が異なるので、比較動作が行われない。そのため、各駆動回路５３−１，５３−２，５３−３から、中間デューティ比Ｄｉｍ（Ｄｍｉｎ≦Ｄｉｍ≦Ｄｍａｘ）のスイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３がそれぞれ出力され、各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３へそれぞれ供給される。【０１００】
各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３では、等しいデューティ比Ｄｉｍのスイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３によって、各ＭＯＳＦＥＴ４１がそれぞれオン／オフ動作する。これにより、３段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３の降圧動作によって、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧に降下され、目標となる基準電圧Ｖｔｈに一致したＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力端子３２ａ，３２ｂから出力される。【０１０１】
誤差電圧Ｖｅｒが０．４Ｖから０．６Ｖの間の電圧値の場合、パルス幅変調器５２−１Ｂ，５２−２Ｂ，５２−３Ｂでは、各三角波発振器５２ａ１Ｂ，５２ａ２Ｂ，５２ａ３Ｂから発生する三角波ＴＷ１Ｂ，ＴＷ２Ｂ，ＴＷ３Ｂの波形が切り替わる。三角波ＴＷ１Ｂでは、振幅の最小値が０．４Ｖ、最大値が０．６Ｖの波形に切り替わり、三角波ＴＷ２Ｂでは、振幅の最小値が０．６Ｖ、最大値が０．８Ｖの波形に切り替わり、更に、三角波ＴＷ３Ｂでは、振幅の最小値が０．８Ｖ、最大値が１．０Ｖの波形に切り替わる。【０１０２】
そのため、パルス幅変調器５２−１Ｂでは、比較器５２ｂ１により、０．４Ｖから０．６Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒが、振幅の最小値が０．４Ｖ、最大値が０．６Ｖの三角波ＴＷ１Ｂによってパルス幅変調され、その誤差電圧Ｖｅｒが減少するようなフィードバック信号ＦＢ１が生成される。生成されたフィードバック信号ＦＢ１は、駆動回路５３−１により、デューティ比Ｄ１（Ｄｉｍ≦Ｄ１≦Ｄｍａｘ）のスイッチング駆動信号Ｓ１１が生成され、初段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１へ供給される。【０１０３】
これに対して、パルス幅変調器５２−２Ｂでは、０．４Ｖから０．６Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒと、振幅の最小値が０．６Ｖ、最大値が０．８Ｖの三角波ＴＷ２Ｂと、が比較器５２ｂ２に入力される。しかし、比較器５２ｂ２の２つの入力電圧値が異なるので、比較動作が行われない。そのため、駆動回路５３−２から、中間デューティ比Ｄｉｍ（Ｄｍｉｎ＜Ｄｉｍ＜Ｄｍａｘ）に等しいデューティ比Ｄ２のスイッチング駆動信号Ｓ１２が出力され、２段目のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−２へ供給される。【０１０４】
同様に、パルス幅変調器５２−３Ｂでは、０．４Ｖから０．６Ｖの間の誤差電圧Ｖｅｒと、振幅の最小値が０．８Ｖ、最大値が１．０Ｖの三角波ＴＷ３Ｂと、が比較器５２ｂ３に入力される。しかし、比較器５２ｂ３の２つの入力電圧値が異なるので、比較動作が行われない。そのため、駆動回路５３−３から、中間デューティ比Ｄｉｍに等しいデューティ比Ｄ３のスイッチング駆動信号Ｓ１３が出力され、最終段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−３へ供給される。【０１０５】
これにより、各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３では、各デューティ比Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３のスイッチング駆動信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３によって、各ＭＯＳＦＥＴ４１がそれぞれオン／オフ動作する。これにより、３段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３の降圧動作によって、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎが所定の電圧に降下され、目標となる基準電圧Ｖｔｈに一致したＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔが出力端子３２ａ，３２ｂから出力される。【０１０６】
誤差電圧Ｖｅｒが０．６Ｖから０．８Ｖの間の電圧値、更に、０．８Ｖから１．０Ｖの間の電圧値の場合も、上記と略同様の動作が行われる。【０１０７】
（実施例３の効果）
本実施例３によれば、三角波ＴＷ１Ｂ，ＴＷ２Ｂ，ＴＷ３Ｂの波形を切り替えるようにしたので、実施例２に比べて、電圧変換効率特性・損失特性を実際の動作条件、環境条件、及び実装条件等に適合させて、より最適に調整することができる。【０１０８】
（実施例１、２、３の変形例）
本発明は、上記実施例１、２、３に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のようなものがある。【０１０９】
（ａ）  図１、図３、図６において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３は、図示以外の複数の段数に変更しても良い。又、各段のＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３は、チョッパ方式の降圧型ＤＣ／ＤＣコンバータであるが、これを、チョッパ方式の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ、変圧器を用いた絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、ＬＬＣコンバータ等の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータ等といった他のコンバータに置き換えても良い。この置き換えにより、上記実施例１、２、３と略同様の作用効果を奏することができる。【０１１０】
（ｂ）  比較器５２ｂ，５２ｂ１，５２ｂ２，５２ｂ３に入力する三角波ＴＷ，ＴＷ１，ＴＷ２，ＴＷ３，ＴＷ１Ｂ，ＴＷ２Ｂ，ＴＷ３Ｂは、のこぎり波等の他の搬送波を使用しても良い。【０１１１】
（ｃ）  図２、図４、図５及び図７において、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２，Ｓｃｏｍ３，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３のデューティ比Ｄ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３の立ち上がり波形は、誤差電圧Ｖｅｒの大きさに比例して直線状に変化しているが、２次関数、指数関数等の曲線変化であっても良い。【０１１２】
（ｄ）  前記（ａ）において、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ４０−１，４０−２，４０−３を、ＬＬＣコンバータ等の電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータに置き換えた場合、制御部５０，５０Ａ，５０Ｂ内のパルス幅変調器５２，５２−１，５２−２，５２−３，５２−１Ｂ，５２−２Ｂ，５２−３Ｂは、周波数変調器（例えば、パルス周波数変調器）又は位相変調器等に置き換えることが望ましい。【０１１３】
パルス周波数変調器は、入力される誤差信号（例えば、誤差電圧）Ｖｅｒの大小により、出力されるフィードバック信号ＦＢｃｏｍ，ＦＢ１，ＦＢ２，ＦＢ３の周波数が変化する変調器であり、例えば、誤差電圧Ｖｅｒを周波数変換する電圧／周波数変換回路と、その変換された周波数と搬送波とを比較してフィードバック信号ＦＢｃｏｍ又はＦＢ１，ＦＢ２，ＦＢ３を生成する周波数比較器と、により構成される。パルス周波数変調器を使用する場合には、図２、図４、図５、及び図７の波形図において、縦軸は、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２，Ｓｃｏｍ３，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３のデューティ比Ｄに代えて、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２，Ｓｃｏｍ３，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３の周波数に置き換えれば、実施例１、２、３と略同様の作用効果を奏することができる。【０１１４】
又、位相変調器は、入力される誤差信号（例えば、誤差電圧）Ｖｅｒの大小により、出力されるフィードバック信号ＦＢｃｏｍ，ＦＢ１，ＦＢ２，ＦＢ３の位相が変化する変調器であり、例えば、誤差電圧Ｖｅｒを位相変換する電圧／位相変換回路と、その変換された位相と基準波とを比較してフィードバック信号ＦＢｃｏｍ又はＦＢ１，ＦＢ２，ＦＢ３を生成する位相比較器と、により構成される。位相変調器を使用する場合には、図２、図４、図５、及び図７の波形図において、縦軸は、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２，Ｓｃｏｍ３，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３のデューティ比Ｄに代えて、スイッチング駆動信号Ｓｃｏｍ１，Ｓｃｏｍ２，Ｓｃｏｍ３，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３の位相に置き換えれば、実施例１、２、３と略同様の作用効果を奏することができる。
【符号の説明】
【０１１５】
４０−１，４０−２，４０−３      ＤＣ／ＤＣコンバータ
５０，５０Ａ，５０Ｂ      制御部
５１      誤差増幅器
５２，５２−１，５２−２，５２−３，５２−１Ｂ，５２−２Ｂ，５２−３Ｂ
パルス幅変調器
５２ａ，５２ａ１，５２ａ２，５２ａ３，５２ａ１Ｂ，５２ａ２Ｂ，５２ａ３Ｂ      三角波発振器
５２ｂ，５２ｂ１，５２ｂ２，５２ｂ３      比較器
５４      電圧計測器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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