(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ボディーダイオードが内在された炭化珪素半導体電界効果トランジスタである半導体素子を備えた電力変換回路であって、
前記半導体素子と逆並列に接続された還流ダイオードを備え、
前記還流ダイオードの、該電力変換回路の前記半導体素子の最大定格電流以上の第１電流通電時のオン電圧Ｖ１ａが、前記ボディーダイオードの前記第１電流通電時のオン電圧Ｖ２ａ未満に設定される、
電力変換回路。
【請求項２】
前記還流ダイオードの、該電力変換回路の最大定格電流未満の第２電流通電時のオン電圧Ｖ１ｂが、前記ボディーダイオードの前記第２電流通電時のオン電圧Ｖ２ｂ以上に設定される、
請求項１に記載の電力変換回路。
【請求項３】
前記還流ダイオードの、該電力変換回路の前記第２電流通電時の通電開始電圧は、前記ボディーダイオードの前記第２電流通電時のオン電圧Ｖ２ｂより高い値に設定される、
請求項２に記載の電力変換回路。
【請求項４】
電源部からの電圧を昇圧して正負の母線に出力する昇圧コンバータを備えた電力変換回路であって、
前記昇圧コンバータは、
前記電源部に第１端が接続されるリアクトルと、
前記半導体素子としての第１半導体素子および第２半導体素子を有して、該第１半導体素子と該第２半導体素子との接続点に前記リアクトルの第２端が接続されるレグ部と、
正負の前記母線間に接続され、前記レグ部の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、備え、
前記還流ダイオードは、
前記第１半導体素子、前記第２半導体素子の少なくとも一方に逆並列に接続される、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換回路。
【請求項５】
前記還流ダイオードの前記第１電流通電時の前記オン電圧Ｖ１ａが、前記ボディーダイオードの前記第１電流通電時のオン電圧Ｖ２ａ未満であって、且つ、前記ボディーダイオードの通電開始電圧以上の電圧範囲内で設定される構成において、
前記第１電流は、前記母線が短絡状態、あるいは、前記電源部の正負極間が短絡状態である場合に、前記第１半導体素子と前記第２半導体素子との前記接続点に流れる電流であって、
前記第１電流が前記接続点に流れた際の、前記ボディーダイオードの通流電流値が、該ボディーダイオードの定格電流範囲内となるように、前記電圧範囲内における前記還流ダイオードの前記オン電圧Ｖ１ａの値が調整される、
請求項４に記載の電力変換回路。
【請求項６】
前記第１電流は、前記母線が短絡状態である場合に該電力変換回路に流れる電流であって、
前記第１半導体素子および前記第２半導体素子の内、ドレイン側が正側の前記母線に接続され、ソース側が前記リアクトルの前記第２端に接続される方にのみ、前記還流ダイオードが逆並列に接続され、該還流ダイオードはソフトリカバリダイオードである、
請求項４または請求項５に記載の電力変換回路。
【請求項７】
前記第１電流は、前記電源部の正負極間が短絡状態である場合に該電力変換回路に流れる電流であって、
前記第１半導体素子および前記第２半導体素子の内、ドレイン側が前記リアクトルの前記第２端に接続され、ソース側が負側の前記母線に接続される方にのみ、前記還流ダイオードが逆並列に接続され、該還流ダイオードはソフトリカバリダイオードである、
請求項４または請求項５に記載の電力変換回路。
【請求項８】
前記昇圧コンバータの出力側の正負の前記母線間に、昇圧された直流電圧を交流電圧に変換するインバータを備え、
前記第１半導体素子および前記第２半導体素子の内、ドレイン側が正側の前記母線に接続され、ソース側が前記リアクトルの前記第２端に接続される方にのみ、前記還流ダイオードが逆並列に接続される、
請求項４または請求項５に記載の電力変換回路。
【請求項９】
前記還流ダイオードの、前記第１電流通電時のオン電圧Ｖ１ａが、前記ボディーダイオードの通電開始電圧値未満に設定される、
請求項１に記載の電力変換回路。
【請求項１０】
前記還流ダイオードは、Ｓｉダイオードである、
請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換回路。
【請求項１１】
前記還流ダイオードは、ソフトリカバリダイオードである、
請求項１から請求項５、請求項８から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、電力変換回路に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
地球温暖化に代表される地球環境の急変に関わる問題、エネルギ資源利用に関わる問題などが議論されている昨今、環境に優しい自動車として、電気自動車（ＥＶ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）、ＨＥＶ（Ｈｙｂｒｉｄ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）、ＰＨＥＶ（Ｐｌｕｇ−ｉｎ  Ｈｙｂｒｉｄ  Ｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｖｅｈｉｃｌｅ）等のハイブリッド自動車が開発されている。
【０００３】
このような自動車は、従来の自動車にも搭載されていた、制御回路を動作させる補機用電池に加えて、充電された電力により走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池を搭載している。この場合、パワーエレクトロニクス技術の進歩を背景に、電動パワートレインコンポーネントの小型化、低コスト化が望まれている。例えば、電動パワートレインの要部を構成する昇圧コンバータなどの電力変換回路では、使用する半導体スイッチング素子に、炭化珪素半導体電界効果トランジスタ（Ｓｉｌｉｃｏｎ  Ｃａｒｂｉｄｅ半導体Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、以降Ｓｉｃ半導体ＦＥＴと称す）を使用することで磁性部品等を小型化し、製品の小型軽量化に貢献している。
【０００４】
しかしながら、電力変換回路にＳｉＣ半導体ＦＥＴを用いた場合において、ＦＥＴに内蔵するボディーダイオードによるバイポーラ動作により、ＳｉＣ半導体ＦＥＴの結晶劣化が進行する。ＳｉＣ半導体ＦＥＴの結晶劣化が進行した場合、ボディーダイオードのオン電圧が上昇し、さらにはＦＥＴそのものが破壊する可能性がある。その結果、安定した状態で動作する電力変換装置を得ることが困難になる。これを解決する手段として、以下のような構成の電力変換回路、あるいは、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのバイポーラ劣化抑制のためのバッファ層技術が開示されている。
【０００５】
即ち、従来の電力変換回路は、ＳｉＣ半導体ＦＥＴと逆並列に接続された還流ダイオードを備える。還流ダイオードの最大電流通電時におけるオン電圧を、ボディーダイオードが通電開始する電圧未満に設定される。これによりボディーダイオードが電流導通状態になることを阻止できる。また、最大電流は、電力変換回路中に流れる最大電流であり、例えば、インバータの基本波電流成分にリップル電流が重畳した波形におけるピーク値が電流最大瞬時値となる（例えば、特許文献１参照）。
【０００６】
また即ち、従来のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのバイポーラ劣化抑制のためのバッファ層技術では、キャリア寿命の短いバッファ層をＳｉＣエピタキシャル層、基板界面に挿入し、通電時に注入される過剰キャリア密度を減少させることで、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの劣化を抑制できる（例えば、非特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００７−３０５８３６号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】俵  武志、呂  民雅、宮里  真樹  共編：ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのバイポーラ劣化抑制のためのバッファ層技術
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、上記特許文献１に記載の従来の電力変換回路では、電力変換回路の定格電流の最大値以下の電流が流れた場合において、ＳｉＣ半導体ＦＥＴの劣化を抑制することができるものの、定格電流を超える過大な電流が流れた場合においては、ボディーダイオードに過大な電流が流れる恐れがあり、この場合、ＳｉＣ半導体ＦＥＴの結晶劣化が大幅に進行するという課題がある。
【００１０】
また、上記特許文献１に記載のバッファ層技術では、通電時に注入される過剰キャリア密度を減少させることでＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの結晶劣化の進行を抑制できる。しかしながら、バッファ層を挿入することで、ある程度の電流値までは結晶劣化の進行を抑制できるが、結晶劣化の進行を抑制できる電流値には限度がある。上記非特許文献１では、ＤＣ６００Ａ／ｃｍ２までの確認結果しか開示されていないため、例えば、電力変換回路の外部の機器、あるいは、回路経路上で短絡などが発生した場合、定格動作領域以上、つまり限度値以上の短絡電流が流れて、ＳｉＣ半導体ＦＥＴのボディーダイオードに過大な電流が流れた場合においては、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの結晶劣化が大幅に進行するという課題がある。
【００１１】
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、電力変換回路の定格動作領域を超える過大な電流が流れた際においても、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの大幅な結晶劣化の進行を抑制できる電力変換回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本願に開示される電力変換回路は、
ボディーダイオードが内在された炭化珪素半導体電界効果トランジスタである半導体素子を備えた電力変換回路であって、
前記半導体素子と逆並列に接続された還流ダイオードを備え、
前記還流ダイオードの、該電力変換回路の前記半導体素子の最大定格電流以上の第１電流通電時のオン電圧Ｖ１ａが、前記ボディーダイオードの前記第１電流通電時のオン電圧Ｖ２ａ未満に設定される、
ものである。
【発明の効果】
【００１３】
本願に開示される電力変換回路によれば、電力変換回路の定格動作領域を超える過大な電流が流れた際においても、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの大幅な結晶劣化の進行を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
【図１】実施の形態１による昇圧コンバータを備えた電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１による昇圧コンバータにおけるＳｉダイオードおよびボディーダイオードの電流電圧特性を示す図である。
【図３】実施の形態１による電力変換装置において昇圧コンバータに流れる短絡電流の電流経路を示す図である。
【図４】比較例の電力変換装置において昇圧コンバータに流れる短絡電流の電流経路を示す図である。
【図５】実施の形態１による昇圧コンバータにおけるＳｉダイオードおよびボディーダイオードの電流電圧特性を示す図である。
【図６】実施の形態１による昇圧コンバータの概略構成を示すブロック図である。
【図７】実施の形態１による昇圧コンバータの概略構成を示すブロック図である。
【図８】実施の形態１による昇圧コンバータにおけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの切替モードを説明するための図である。
【図９】実施の形態１による昇圧コンバータにおけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの切替モードを説明するための図である。
【図１０】実施の形態１による昇圧コンバータにおけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの切替モードを説明するための図である。
【図１１】実施の形態１による昇圧コンバータにおけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの切替モードを説明するための図である。
【図１２】実施の形態１による昇圧コンバータにおけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの切替モードを説明するための図である。
【図１３】実施の形態１による昇圧コンバータにおける効果を説明するための図である。
【図１４】実施の形態１による昇圧コンバータにおける効果を説明するための図である。
【図１５】実施の形態２による昇圧コンバータにおけるＳｉダイオードおよびボディーダイオードの電流電圧特性を示す図である。
【図１６】実施の形態３による昇圧コンバータを備えた電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１７】実施の形態３による昇圧コンバータを備えた電力変換装置の概略構成を示すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
実施の形態１．
図１は実施の形態１による昇圧コンバータ２０を備えた電力変換装置１００の概略構成を示すブロック図である。
本実施の形態１による電力変換装置１００は、電源部としての蓄電部１と、図示しないインバータなどの負荷との間に設けられて、蓄電部１と負荷との間で電力授受を行うものである。図１に示すように、電力変換装置１００は、蓄電部１からの電圧を変換する電力変換回路としての昇圧コンバータ２０と、この昇圧コンバータ２０を制御する制御部３０と、を備える。
【００１６】
昇圧コンバータ２０の入力側端子２０ａ１、２０ａ２には、蓄電部１の正極と負極がそれぞれ接続され、出力側端子２０ｂ１、２０ｂ２には負荷が接続される。
ここで、電力変換装置１００が電気自動車、ハイブリッド自動車等に適用された場合には、蓄電部１は代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。
【００１７】
昇圧コンバータ２０は、蓄電部１と並列に接続されて蓄電部１からのリプル電流を除去する入力用コンデンサ２と、この入力用コンデンサ２および蓄電部１の正極側に第１端が接続されるリアクトル３と、このリアクトル３の後段に設けられるレグ部１０と、このレグ部１０の後段において正負の母線１２ａ、１２ｂ間に接続されて、レグ部１０の出力電圧を平滑する平滑用コンデンサ１１と、を備える。
【００１８】
レグ部１０は、半導体素子としての炭化珪素半導体電界効果トランジスタであるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４（第１半導体素子）と、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５（第２半導体素子）とが直列接続されて構成される。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５には、それぞれ還流ダイオードとしてのＳｉ（Ｓｉｌｉｃｏｎ）ダイオード８、９が逆並列に接続される。
なお、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５に内蔵されるボディーダイオード６、７は、通常、ＭＯＳＦＥＴのＰウエルとドリフトｎ層とで形成される。
【００１９】
レグ部１０において、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５のドレイン端子は、正側の母線１２ａを介して平滑用コンデンサ１１の正極側に接続され、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のソース端子は負側母線１２ｂを介して平滑用コンデンサ１１の負極側と、入力用コンデンサ２の負極側に接続される。また、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５のソース端子とＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のドレイン端子とは互いに接続点１３において接続されており、この接続点１３はリアクトル３の第２端に接続される。
なお、本実施の形態１では、リアクトル３は蓄電部１の正極側に接続されているが、これに限るものではなくリアクトル３は蓄電部１の負極側に接続されても良い。
【００２０】
また、昇圧コンバータ２０の入力側端子２０ａ１、２０ａ２間には、蓄電部１からの入力電圧Ｖ１を検出する入力電圧検出回路３５ａが設けられる。また、昇圧コンバータ２０の出力側端子２０ｂ１、２０ｂ２間には、当該昇圧コンバータ２０の出力電圧Ｖ２を検出する出力電圧検出回路３５ｂが設けられる。
【００２１】
制御部３０は、入力電圧検出回路３５ａ、出力電圧検出回路３５ｂからの入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の電圧検出値をそれぞれ信号線３０ａ、３０ｂにより取得する。そして制御部３０は、検出された入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２に基づいて、制御線３１ａ、３１ｂにより、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５を設定されたデッドタイムを挟んでオン・オフ制御することで電圧変換を行う。
なお、本実施の形態の電力変換装置１００では、電流検出回路を設けない構成を示したが、電流検出回路を設ける構成としてもよい。
【００２２】
図２は、実施の形態１による昇圧コンバータ２０におけるＳｉダイオード８、９およびボディーダイオード６、７の電流電圧特性を示す図である。
図において、昇圧コンバータ２０の最大定格電流ＩＲａと、この最大定格電流ＩＲａ以上の電流である第１電流Ｉｆと、この最大定格電流未満の電流である第２電流Ｉｎとを示す。
【００２３】
この第１電流Ｉｆは、例えば、レグ部１０を中心として電力変換装置１００前段側部分となる蓄電部１において、この蓄電部１の正負極間が短絡状態である場合に、レグ部１０を流れる短絡電流である。あるいは、例えば、レグ部１０を中心として電力変換装置１００の後段側部分である負荷側において、母線１２ａ、１２ｂ間が短絡状態である場合に、レグ部１０を流れる短絡電流である。以降、この第１電流Ｉｆを短絡電流Ｉｆと称して用いる。また、第２電流Ｉｎは、昇圧コンバータ２０の定常動作領域においてリアクトル３に流れる定格電流である。
【００２４】
図２に示すように、本実施の形態のレグ部１０を構成するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５は、短絡電流Ｉｆ通電時のＳｉダイオード８、９の順方向電圧（オン電圧Ｖ１ａ）が、短絡電流Ｉｆ通電時のボディーダイオード６、７の順方向電圧（オン電圧Ｖ２ａ）未満となるように設定されている。
このようなＳｉダイオード８、９と、ボディーダイオード６、７との電流電圧特性の相対的関係の調整は、例えば、Ｓｉダイオード８、９の電流導通部の有効面積を変更すること等により実現できる。
【００２５】
次に、上記のように構成される本実施の形態の電力変換装置１００の基本的な概念およびその効果について、比較例を用いて説明する。
図３は、電力変換装置１００において、昇圧コンバータ２０に流れる短絡電流Ｉｆの電流経路を示す図である。
図４は、比較例の昇圧コンバータ２０Ｐにおいて、昇圧コンバータ２０に流れる短絡電流Ｉｆの電流経路を示す図である。
ここで、比較例の昇圧コンバータ２０ＰのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５Ｐにおいては、短絡電流Ｉｆ通電時のＳｉダイオード９Ｐのオン電圧が、短絡電流Ｉｆ通電時のボディーダイオード７Ｐのオン電圧未満に設定されていない構成であるとする。
【００２６】
図３に示すように、昇圧コンバータ２０の後段側の負荷が短絡すると、入力側の蓄電部１からリアクトル３を介して負荷側に流れる過大な短絡電流Ｉｆが発生する。制御部３０は、過大な短絡電流Ｉｆが発生しているため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５をオフする。しかし、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５をオフする直前までリアクトル３には過大な短絡電流Ｉｆが流れているため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５をオフした後も、リアクトル３は電流を流し続ける。
【００２７】
このとき、本実施の形態の昇圧コンバータ２０では、図２の電流電圧特性に示したように、短絡電流Ｉｆ通電時のＳｉダイオード９のオン電圧１Ａが、短絡電流Ｉｆ通電時のボディーダイオード７のオン電圧２Ａ未満に設定されている。そのため、リアクトル３に流れる過大な短絡電流Ｉｆの殆どはＳｉダイオード９を通る。
一方、比較例の昇圧コンバータ２０では、短絡電流Ｉｆ通電時のＳｉダイオード９Ｐのオン電圧が、短絡電流Ｉｆ通電時のボディーダイオード７Ｐのオン電圧未満に設定される構成ではない。そのため、リアクトル３に流れる過大な短絡電流ＩｆはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５Ｐのボディーダイオード７Ｐを通る。そのため、比較例の昇圧コンバータ２０Ｐでは、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５Ｐの結晶劣化が大幅に進行する。
【００２８】
ここで、図２に示すように、本実施の形態の昇圧コンバータ２０では、短絡電流Ｉｆ通電時のＳｉダイオード８、９のオン電圧Ｖ１ａは、ボディーダイオードの通電開始電圧Ｖｂｄ以上に設定されている。即ち、流れる短絡電流Ｉｆの殆どはＳｉダイオード８、９に流れるが、残りはボディーダイオード６、７に流れる。本実施の形態の電力変換装置１００では、この短絡電流Ｉｆが流れた際にボディーダイオード６、７に流れる電流が、ボディーダイオード６、７の定格電流範囲内となるように調整されている。
【００２９】
この調整としては、例えば、図２において電圧範囲Ｗとして示す、ボディーダイオード６、７の通電開始電圧Ｖｂｄと、短絡電流Ｉｆ通電時のボディーダイオード６、７のオン電圧Ｖ２ａとの間の電圧範囲Ｗ内で、短絡電流Ｉｆ通電時のＳｉダイオード９のオン電圧Ｖ１ａの値を調整することで行われる。これにより、過大な短絡電流Ｉｆが流れる場合でも、ボディーダイオード７に流れる電流を定格電流値以内に留められるため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５の大幅な結晶劣化の進行を抑制できる。
【００３０】
以上、短絡電流Ｉｆが流れた際に、その電流の一部を定格電流範囲内でボディーダイオード７にも流す構成を示したが、短絡電流Ｉｆの電流の一部をボディーダイオード７に流さない構成としてもよい。
図５は、実施の形態１による昇圧コンバータ２０におけるＳｉダイオード８、９およびボディーダイオード６、７の電流電圧特性の他の例を示す図である。
【００３１】
図５に示すように、短絡電流Ｉｆ通電時のＳｉダイオード９のオン電圧Ｖ１ａを、短絡電流Ｉｆ通電時のボディーダイオード７の通電開始電圧Ｖｂｄ未満に設定する。これにより、短絡電流Ｉｆをボディーダイオード７には流さない構成とできるため、ボディーダイオード７の結晶劣化の進行を確実に抑制できる。
【００３２】
上記電力変換装置１００では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５、６それぞれにＳｉダイオード８、９を逆並列に接続した構成を示した。しかしながらこれに限るものではなく、短絡故障する箇所が、レグ部１０を中心として電力変換装置１００の前段側あるいは後段側のどちらか一方のみと判っている場合は、以下の図６、７に示すように、短絡故障する場所に合わせて、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５のどちらか一方にのみ逆並列にＳｉダイオードを接続させればよい。
【００３３】
図６は、実施の形態１による昇圧コンバータ２０の変形例である昇圧コンバータ２０Ｅ１の概略構成を示すブロック図である。
図６は、昇圧コンバータ２０Ｅ１の後段側部分のみ短絡故障を担保する構成を示す場合であり、レグ部１０の上側アーム側のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５にのみ、Ｓｉダイオード９が逆並列に接続される。
【００３４】
図７は、実施の形態１による昇圧コンバータ２０の変形例である昇圧コンバータ２０Ｅ２の概略構成を示すブロック図である。
図７は、昇圧コンバータ２０Ｅ２の前段側部分のみ短絡故障を担保する構成を示す場合であり、レグ部１０の下側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４にのみ、Ｓｉダイオード８が逆並列に接続される。
【００３５】
まず、図７に示す昇圧コンバータ２０Ｅ２の構成では、電力変換装置１００の前段側が短絡故障（Ｖ１≒０Ｖ）となった場合、過大な短絡電流Ｉｆが、負荷側から入力側の方向にリアクトル３を流れる。ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、７をオフした後も、リアクトル３の作用により、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のソース側からドレイン側に短絡電流Ｉｆが流れるが、この短絡電流Ｉｆは主にＳｉダイオード８に流れる。
このように、電力変換装置１００において短絡故障が生じる場所に応じて、Ｓｉダイオードを接続するレグ部１０のアームを選択することにより、過大な電流によるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの結晶劣化の進行を抑制すると共に、Ｓｉダイオードの部品点数を削減して低コスト化を実現できる。
なお、図６に示す昇圧コンバータ２０Ｅ１の構成において、短絡電流Ｉｆが流れる電流経路は図３と同様であるため、説明を省略する。
【００３６】
また、以下に図８〜図１２を用いて説明するように、Ｓｉダイオード８、９は、ソフトリカバリタイプのダイオードを用いてもよい。
図８〜図１２は、実施の形態１による電力変換装置１００におけるレグ部１０を構成するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５の切替モードを説明するための図である。
【００３７】
本実施の形態１の電力変換装置１００では、力行動作における昇圧コンバータ２０のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５のオン、オフ状態に応じて、これら図８〜１１に示す４つの動作モード（ＭＯＤＥ１、ＭＯＤＥ２、ＭＯＤＥ３、ＭＯＤＥ４）が存在する。
【００３８】
図８に示すように、ＭＯＤＥ１は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４がオン、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５がオフの状態である。
図９に示すように、ＭＯＤＥ２は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４とＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５とが共にオフの状態である（デッドタイム期間）。
ここで、図２を参照すると、本実施の形態の昇圧コンバータ２０では、Ｓｉダイオード９の、定格電流Ｉｎ通電時のオン電圧Ｖ１ｂは、定格電流Ｉｎ通電時のボディーダイオード７のオン電圧Ｖ２ｂ未満に設定されている。よって、ＭＯＤＥ２において、リアクトル３に流れる定格電流はＳｉダイオード９に流れる。
【００３９】
図１０に示すように、ＭＯＤＥ３は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４がオフ、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５がオンの状態である。このとき、リアクトル３に流れる電流は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを通る。これは、Ｓｉダイオード９の電流電圧特性よりもＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５のオン抵抗値の方が小さいためである。
図１１に示すように、ＭＯＤＥ４は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４とＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５とが共にオフの状態である（デッドタイム期間）。このとき、リアクトル３に流れる電流はＳｉダイオード９に流れる。
【００４０】
次に、ＭＯＤＥ４からＭＯＤＥ１に切り替わるとき、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４をオンすると、図１２の点線に示すように、Ｓｉダイオード９に起因したリカバリ電流ＩＲｅが流れる。このとき、リカバリ電流ＩＲｅが大きい場合、リカバリ電流ＩＲｅが速い場合（ｄｉ／ｄｔが大きい）等では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のスイッチング損失が大きくなるだけでなく、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のドレインーソース間に発生するサージ電圧も大きくなる。
【００４１】
図１３は、Ｓｉダイオードにソフトリカバリタイプを用いた場合の、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のドレイン、ソース間に流れる電流Ｉｄｓ１と、ソフトリカバリタイプを用いない場合の、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のドレイン、ソース間に流れる電流Ｉｄｓ２とを示す図である。
本実施の形態では、Ｓｉダイオードに対してソフトリカバリタイプのダイオードを用いる構成としているため、図１３に示すように、このリカバリ電流を抑制して、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のスイッチング損失およびサージ電圧を抑制できる。
【００４２】
また、このように、Ｓｉダイオードに対してソフトリカバリタイプのダイオードを用いる構成においても、短絡故障する箇所が電力変換装置１００の前段側あるいは後段側であるか、どちらか一方のみと判っている場合は、レグ部１０の上側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５、下側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のいずれか一方にのみ、ソフトリカバリタイプのＳｉダイオードを接続する構成としてもよい。
以下、レグ部１０の上下アームの一方にのみ、ソフトリカバリタイプのＳｉダイオードを接続した際に得られるスイッチング損失およびサージ電圧の抑制効果について図を用いて説明する。
【００４３】
図１４は、実施の形態１による昇圧コンバータ２０において、レグ部１０の上側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５にのみソフトリカバリタイプのＳｉダイオード９を逆並列に接続した構成を示す概略構成図である。
図において、昇圧コンバータ２０の力行動作時における最大定格電流ＩＲｅ未満の定格電流Ｉｎの電流経路と、回生動作時の回生電流Ｉｚの電流経路とを示す。
【００４４】
図１４に示すように、昇圧コンバータ２０の力行動作時のデッドタイムにおいて、定格電流ＩｎはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５に逆並列に接続されたＳｉダイオード９を流れる。Ｓｉダイオード９はソフトリカバリタイプであるため、スイッチングの過渡期におけるＳｉダイオード９に起因するリカバリ電流によるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のスイッチング損失およびサージ電圧を抑制できる。
【００４５】
更に、昇圧コンバータ２０の回生動作時においては、レグ部１０の下側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４にはＳｉダイオードが接続されていないため、回生電流ＩｚはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のボディーダイオード６を流れる。こうして、スイッチングの過渡期におけるリカバリ電流は、レグ部１０の下側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４のボディーダイオード６に起因するリカバリ電流となる。ボディーダイオードの逆回復特性は、Ｓｉダイオードに比較して、リカバリ電流が小さくなる。そのため、レグ部１０の上側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５のスイッチング損失およびサージ電圧を抑制できる。
こうして、高効率で信頼性の高い電力変換装置の提供が可能となる。
【００４６】
上記のように構成された本実施の形態の電力変換回路は、
ボディーダイオードが内在された炭化珪素半導体電界効果トランジスタである半導体素子を備えた電力変換回路であって、
前記半導体素子と逆並列に接続された還流ダイオードを備え、
前記還流ダイオードの、該電力変換回路の最大定格電流以上の第１電流通電時のオン電圧Ｖ１ａが、前記ボディーダイオードの前記第１電流通電時のオン電圧Ｖ２ａ未満に設定される、
ものである。
【００４７】
このように、還流ダイオードの、電力変換回路の最大定格電流ＩＲａ以上の第１電流通電時のオン電圧Ｖ１ａが、ボディーダイオードの第１電流通電時のオン電圧Ｖ２ａ未満に設定される。このように、還流ダイオードとボディーダイオードの電流電圧特性の相対的な関係を調整することで、例えば、短絡時などに流れる過大な電流の殆どを還流ダイオード側に流し、ボディーダイオードに過大な電流が流れることを抑制できる。
こうして、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードの大幅な結晶劣化を抑制できるため、電力変換回路の動作を安定化させて信頼性を向上できる。また、過大な電流に対しても対応するようＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのバッファ層を大幅に厚くする構成ではないため、コスト削減効果を得られる。
【００４８】
また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換回路は、
電源部からの電圧を昇圧して正負の母線に出力する昇圧コンバータを備えた電力変換回路であって、
前記昇圧コンバータは、
前記電源部に第１端が接続されるリアクトルと、
前記半導体素子としての第１半導体素子および第２半導体素子を有して、該第１半導体素子と該第２半導体素子との接続点に前記リアクトルの第２端が接続されるレグ部と、
正負の前記母線間に接続され、前記レグ部の出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、備え、
前記還流ダイオードは、
前記第１半導体素子、前記第２半導体素子の少なくとも一方に逆並列に接続される、
ものである。
【００４９】
このように、直列接続された第１半導体素子（ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）と第２半導体素子（ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）との接続点にリアクトルが接続され、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをスイッチングさせることで電圧の昇圧を行う構成では、一般的には、定格を超える過大な電流が流れた場合にはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをオフする機構を設ける。しかしながら、実際には、過大な電流を検知するまでの遅延時間、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをオフするまでの遅延時間を考慮すると、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴがオフする頃には、リアクトルには過大な電流が流れているため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴをオフしたあとも、リアクトル３は直前まで流れていた過大な電流を流し続けようと働く。
本実施の形態の電力変換回路は、第１半導体素子、前記第２半導体素子の少なくとも一方に、還流ダイオードを逆並列に接続して、過大な電流の殆どを還流ダイオード側に流す構成としている。そのため、このようにリアクトルの作用により連続的に過大な電流が流れる場合でも、電流検知の遅延時間、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの制御応答、等の影響を受けることなく、確実にボディーダイオードに過大な電流が流れることを抑制できる。
【００５０】
また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換回路は、
前記還流ダイオードの前記第１電流通電時の前記オン電圧Ｖ１ａが、前記ボディーダイオードの前記第１電流通電時のオン電圧Ｖ２ａ未満であって、且つ、前記ボディーダイオードの通電開始電圧以上の電圧範囲内で設定される構成において、
前記第１電流は、前記母線が短絡状態、あるいは、前記電源部の正負極間が短絡状態である場合に、前記第１半導体素子と前記第２半導体素子との前記接続点に流れる電流であって、
前記第１電流が前記接続点に流れた際の、前記ボディーダイオードの通流電流値が、該ボディーダイオードの定格電流範囲内となるように、前記電圧範囲内における前記還流ダイオードの前記オン電圧Ｖ１ａの値が調整される、
ものである。
【００５１】
ここで、昇圧コンバータにおいて流れる定格を超える過大な電流として、昇圧回路において短絡が発生した際に流れる短絡電流がある。このように、昇圧コンバータにおいて流れる最大の電流である短絡電流が、直列接続されたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの接続点に流れた際のボディーダイオードの通流電流値を、このボディーダイオードの定格電流範囲内となるように、還流ダイオードのオン電圧Ｖ１ａの値を調整する。このように還流ダイオードとボディーダイオードの電流電圧特性の相対的な関係を調整することで、想定される最大の電流が昇圧コンバータに流れた際においても、ボディーダイオードに流れる電流を定格範囲内とできる。こうして、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードの大幅な結晶劣化を抑制でき、電力変換回路の信頼性を更に向上できる。
【００５２】
また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換回路は、
前記還流ダイオードは、Ｓｉダイオードである、
ものである。
【００５３】
このように、還流ダイオードに対して安価なＳｉダイオードを用いている。ここで、電力変換回路の外部の機器等の短絡故障等が生じた場合においては、場合によっては連鎖的に電力変換回路を用いた電力変換装置が故障する可能性がある。このとき、故障した外部機器の製品交換だけでなく、電力変換装置も製品交換するため、費用がかさんでしまう。
本実施の形態１に係る電力変換回路では、還流ダイオードに対して安価なＳｉダイオードを用いるため、このような外部機器の故障が発生して電力変換回路の交換が必要となる場合においても、余分に費用がかさむことはない。
【００５４】
また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換回路は、
前記還流ダイオードは、ソフトリカバリダイオードである、
ものである。
【００５５】
このように、還流ダイオードに対してソフトリカバリダイオードを用いる。
これにより、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのスイッチングの過渡期におけるＳｉダイオードに起因するリカバリ電流を抑制でき、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失およびサージ電圧を抑制できる。これにより電力変換回路の効率と信頼性とを更に向上できる。
【００５６】
また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換回路は、
前記第１電流は、前記母線が短絡状態である場合に該電力変換回路に流れる電流であって、
前記第１半導体素子および前記第２半導体素子の内、ドレイン側が正側の前記母線に接続され、ソース側が前記リアクトルの前記第２端に接続される方にのみ、前記還流ダイオードが逆並列に接続され、該還流ダイオードはソフトリカバリダイオードである、
ものである。
【００５７】
電力変換回路の後段側においてのみ短絡が生じる構成の場合では、このようにレグ部の上側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにのみ還流ダイオードを接続すれば、定格を超える過大な電流に対してもレグ部を構成するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの結晶劣化を抑制できる。これにより使用する還流ダイオードの点数を削減しつつ、過大な電流が流れた際におけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードの大幅な結晶劣化を抑制できる。
【００５８】
さらに、還流ダイオードをソフトリカバリダイオードとしているため、レグ部の下側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失およびサージ電圧を抑制できる。
さらに、レグ部の下側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴには、還流ダイオードを接続しない構成としている。そのため、上側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴが定常動作においてスイッチングした際、生じるリカバリ電流は、下側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードに起因するリカバリ電流となる。このように、電力変換回路の定常動作（低電流領域）においては、下側アームのボディーダイオードを通電させることにより、さらに損失を低減できる。
こうして、還流ダイオードの使用点数を減らしつつも、過大な電流が流れた際におけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードの大幅な結晶劣化を抑制できると共に、上下アーム共に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに流れるリカバリ電流を抑制することで、スイッチング損失の更なる大幅な低減が可能となる。
【００５９】
また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換回路は、
前記第１電流は、前記電源部の正負極間が短絡状態である場合に該電力変換回路に流れる電流であって、
前記第１半導体素子および前記第２半導体素子の内、ドレイン側が前記リアクトルの前記第２端に接続され、ソース側が負側の前記母線に接続される方にのみ、前記還流ダイオードが逆並列に接続され、該還流ダイオードはソフトリカバリダイオードである、
ものである。
【００６０】
このような構成とすることで、還流ダイオードの使用点数を減らしつつも、過大な電流が流れた際におけるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードの大幅な結晶劣化を抑制できると共に、上下アーム共に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに流れるリカバリ電流を抑制することで、スイッチング損失の更なる大幅な低減が可能となる。
【００６１】
また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換回路は、
前記還流ダイオードの、前記第１電流通電時のオン電圧Ｖ１ａが、前記ボディーダイオードの通電開始電圧値未満に設定される、
ものである。
【００６２】
このように、還流ダイオードとボディーダイオードの電流電圧特性の相対的な関係を調整することで、短絡時などに流れる過大な電流がボディーダイオードに流れることを確実に抑制できる。
【００６３】
実施の形態２．
以下、本願の実施の形態２を、上記実施の形態１と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図１５は、実施の形態２による昇圧コンバータ２０におけるＳｉダイオード８、９およびボディーダイオード６、７の電流電圧特性を示す図である。
図において、昇圧コンバータ２０の最大定格電流ＩＲａと、この最大定格電流ＩＲａ以上の短絡電流Ｉｆと、最大定格電流ＩＲａ未満の第２電流としての定格電流Ｉｎと、を示す。
【００６４】
本実施の形態では、Ｓｉダイオード８、９の、定格電流Ｉｎ通電時の順方向電圧（オン電圧Ｖ１ｂ）が、ボディーダイオード６、７の定格電流Ｉｎ通電時の順方向電圧（オン電圧Ｖ２ｂ）以上に設定される、
これにより、昇圧コンバータ２０の定格動作におけるデッドタイム期間中は、本実施の形態では、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５のボディーダイオード６、７に主に電流が流れる。そのため、スイッチング過渡期におけるリカバリ電流が低減されて、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４、５のスイッチング損失が低減される。
【００６５】
なお、上記では、Ｓｉダイオード８、９の、定格電流Ｉｎ通電時のオン電圧Ｖ１ｂが、ボディーダイオード６、７オン電圧Ｖ２ｂ以上に設定される構成を示したが、Ｓｉダイオード８、９の、定格電流Ｉｎ通電時の通電開始電圧Ｖｋが、ボディーダイオード８、９の定格電流Ｉｎ通電時のオン電圧Ｖ２ｂより高い値に設定される構成としてもよい。
この場合、定格動作中はＳｉダイオードには電流が流れず、デッドタイム期間中においてはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードにのみ電流が流れることで、更にリカバリ電流が手減されて、スイッチング損失の低減効果が高くなる。
【００６６】
上記のように構成された本実施の形態の電力変換回路は、
前記還流ダイオードの、該電力変換回路の最大定格電流未満の第２電流通電時のオン電圧Ｖ１ｂが、前記ボディーダイオードの前記第２電流通電時のオン電圧Ｖ２ｂ以上に設定される、
ものである。
【００６７】
このような構成の電力変換回路は、実施の形態１と同様の効果を奏し、還流ダイオードの、電力変換回路の最大定格電流ＩＲａ以上の第１電流通電時のオン電圧Ｖ１ａが、ボディーダイオードの第１電流通電時のオン電圧Ｖ２ａ未満に設定されるため、定格を超える過大な電流に起因するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの大幅な結晶劣化の進行を抑制でき、電力変換回路の信頼性を向上できる。
【００６８】
更に、還流ダイオードの、電力変換回路の最大定格電流未満の第２電流通電時のオン電圧Ｖ１ｂが、ボディーダイオードの第２電流通電時のオン電圧Ｖ２ｂ以上に設定されるため、電力変換回路の定常動作では、ボディーダイオード側に主に電流が流れる。そのため、定常動作におけるスイッチング損失およびサージ電圧を大幅に低減でき、更に高効率で信頼性の高い電力変換回路を提供できる。
【００６９】
また、上記のように構成された本実施の形態の電力変換回路は、
前記還流ダイオードの、該電力変換回路の前記第２電流通電時の通電開始電圧は、前記ボディーダイオードの前記第２電流通電時のオン電圧Ｖ２ｂより高い値に設定される、
ものである。
【００７０】
このように、還流ダイオードの、電力変換回路の第２電流通電時の通電開始電圧が、ボディーダイオードの第２電流通電時のオン電圧Ｖ２ｂより高い値に設定されるため、電力変換回路の定常動作では、ボディーダイオードにのみ電流を流す構成とできる。これにより、Ｓｉダイオードに起因するリカバリ損失が低減され、更に高効率で信頼性の高い電力変換回路を提供できる。
【００７１】
実施の形態３．
以下、本願の実施の形態３を、上記実施の形態１、２と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１、２と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図１６は、実施の形態３による電力変換装置３００の概略構成を示すブロック図である。
図１７は、実施の形態３による電力変換装置３００Ｅ１の概略構成を示すブロック図である。
【００７２】
本実施の形態３による電力変換装置３００は、実施の形態１と同様の構成の昇圧コンバータ２０と、制御部３０と、インバータ４０と、を備える。
また、負荷として、発電機、電動機等からなる電動回転機６０がインバータ４０の出力に接続される。
実施の形態１と同様に、昇圧コンバータ２０部の入力側に蓄電部１が接続される。
【００７３】
以下、インバータ４０の構成の詳細について説明する。
半導体スイッチング素子４１〜４８は、それぞれＳｉ（シリコン）半導体からなるＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）と、それに逆並列に接続されたＳｉ（シリコン）半導体からなるダイオードとで構成される。
【００７４】
インバータ４０は、平滑用コンデンサ１１の出力電圧Ｖ２を、３相交流電圧に変換し、３相出力端子Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに出力する。インバータの３相出力端子Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、電動回転機６０に接続されて三相交流電圧を供給する。
【００７５】
Ｕ相上アーム側の半導体スイッチング素子４１のＩＧＢＴのエミッタ端子は、３相出力端子Ｖｕに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ１１の正極側に接続されている。
Ｕ相下アーム側の半導体スイッチング素子４２のＩＧＢＴのエミッタ端子は、平滑用コンデンサ１１の負極側に接続され、そのコレクタ端子は、３相出力端子Ｖｕに接続されている。
Ｖ相上アーム側の半導体スイッチング素子４３のＩＧＢＴのエミッタ端子は、３相出力端子Ｖｖに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ１１の正極側に接続されている。
Ｖ相下アーム側の半導体スイッチング素子４４のＩＧＢＴのエミッタ端子は、平滑用コンデンサ１１の負極側に接続され、そのコレクタ端子は、３相出力端子Ｖｖに接続されている。
Ｗ相上アーム側の半導体スイッチング素子４５のＩＧＢＴのエミッタ端子は、３相出力端子Ｖｗに接続され、そのコレクタ端子は、平滑用コンデンサ１１の正極側に接続されている。
Ｗ相下アーム側の半導体スイッチング素子４６のＩＧＢＴのエミッタ端子は、平滑用コンデンサ１１の負極側に接続され、そのコレクタ端子は、３相出力端子Ｖｗに接続されている。
【００７６】
半導体スイッチング素子４１のＩＧＢＴは制御部３０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｕｈにより、スイッチング動作を行う。
半導体スイッチング素子４２のＩＧＢＴは制御部３０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｕｌにより、スイッチング動作を行う。
半導体スイッチング素子４３のＩＧＢＴは制御部３０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｖｈにより、スイッチング動作を行う。
半導体スイッチング素子４４のＩＧＢＴは制御部３０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｖｌにより、スイッチング動作を行う。
半導体スイッチング素子４５のＩＧＢＴは制御部３０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｗｈにより、スイッチング動作を行う。
半導体スイッチング素子４６のＩＧＢＴは制御部３０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｗｌにより、スイッチング動作を行う。
【００７７】
３相電流センサ３６ａ、３６ｂ、３６ｃは、インバータ４０の３相出力端子Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと電動回転機６０との間の３相交流の３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。
回転角センサＳｎｓθｍは、電動回転機６０の回転角θｍを検出する。
検出された３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと、回転角θｍは、信号線３０ｃ、３０ｄ、３０ｅ、３０ｆにより、それぞれ制御部３０に入力される。
また制御部３０の外部から、信号線４２ａ、４２ｂにより、電動回転機６０のトルク指令値Ｔｒｑ＊と、直流電圧指令値Ｖ２＊と、が制御部３０に入力される。
【００７８】
制御部３０は、電動回転機６０のトルクが、トルク指令値Ｔｒｑ＊と等しくなるように、インバータのゲート信号Ｇａｔｅｕｌ、Ｇａｔｅｕｈ、Ｇａｔｅｖｌ、Ｇａｔｅｖｈ、Ｇａｔｅｗｌ、Ｇａｔｅｗｈを制御する。また、制御部３０は、昇圧コンバータ２０の出力電圧Ｖ２が、直流電圧指令値Ｖ２＊と等しくなるように、昇圧コンバータ２０を制御する。このように、制御部３０は、インバータ４０の３相電流の制御と、昇圧コンバータ２０の出力電圧Ｖ２の制御とを行う。
【００７９】
ここで、本実施の形態に係る電力変換装置３００では、昇圧コンバータ２０のレグ部１０の下側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４と逆並列にＳｉダイオード８が接続されているが、上側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５にはＳｉダイオードは接続されていない構成である。このような構成の場合、昇圧コンバータ２０の後段のインバータ４０が短絡故障した場合は、上側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５のボディーダイオード７に過大な電流が流れてボディーダイオード７が故障に至る恐れがあるが、以下に説明する理由により上側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５に対してはＳｉダイオードを不要としている。
【００８０】
その理由として、本実施の形態に係る電力変換装置３００では、昇圧コンバータ２０とインバータ４０とがセットで構成されている。そのため、電力変換装置３００の後段において短絡が生じて、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５のボディーダイオード７が故障したとしても、あるいは、故障しなかったとしても、昇圧コンバータ２０とインバータ４０とはセットで交換されることになる。
よって、本実施の形態３に係る電力変換装置３００では、昇圧コンバータ２０後段の短絡故障についてはケアする必要性がなく、昇圧コンバータ２０より前段側の短絡故障についてのみケアすればよい。そのため、Ｓｉダイオードをレグ部１０の下側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ４に対してのみ接続する構成としている。
【００８１】
なお、Ｓｉダイオードをレグ部１０の上アーム側のＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ５に接続してもよいが、上記各実施の形態にて説明した通り、定常動作においては、リカバリ電流によるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのスイッチング損失を抑制するために、Ｓｉダイオードより、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴのボディーダイオードを使用した方がよい。そのため、コスト低減化を図るために、本実施の形態では、レグ部１０の下側アームのみＳｉダイオードを接続する構成としている。
【００８２】
なお、図１６に示した電力変換装置３００では、昇圧コンバータ２０とインバータ４０とを組み合わせた構成としているが、これに限るものではなく、例えば図１７に示すように、昇圧コンバータ２０と２つのインバータ４０ａ、４０ｂを組み合わせた構成でも良い。この場合、片方（例えば電動回転機６０ａ）は駆動用のモータであり、もう片方（例えば電動回転機６０ｂ）は発電用のモータとなる。
【００８３】
なお、上記各実施の形態で説明している昇圧コンバータは一石型のコンバータとしているがこれに限るものではなく、例えば、インターリーブ方式、３相インターリーブ方式等の複数の相からなる回路方式等でもよく、同等の効果を奏する。
【００８４】
上記のように構成された本実施の形態の電力変換回路は、
前記昇圧コンバータの出力側の正負の前記母線間に、昇圧された直流電圧を交流電圧に変換するインバータを備え、
前記第１半導体素子および前記第２半導体素子の内、ドレイン側が正側の前記母線に接続され、ソース側が前記リアクトルの前記第２端に接続される方にのみ、前記還流ダイオードが逆並列に接続される、
ものである。
【００８５】
このように、昇圧コンバータの出力側にインバータを備える構成の電力変換回路において、上側アームのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴには還流ダイオードを備えない構成とすることで、還流ダイオードの部品点数を削減しつつ、リカバリ損失を低減できる。これにより、電力変換回路の引コスト化、高効率化が可能となる。
【００８６】
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
【符号の説明】
【００８７】
１  蓄電部（電源部）、３  リアクトル、
４，５  ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（半導体素子、第１半導体素子、第２半導体素子）、
６，７  ボディーダイオード、８，９  Ｓｉダイオード（還流ダイオード）、
２０，２０Ｅ１，２０Ｅ２  昇圧コンバータ（電力変換回路）、１０  レグ部、
１１  平滑用コンデンサ、４０，４０ａ，４０ｂ  インバータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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