(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ワイヤレス通信の無線周波数（ＲＦ）送信機であって、
複数の互いに重複しない周波数帯域上で送信されることになるベースバンドシンボルの複数の系列を受信する複数の入力ポートと、
ベースバンドシンボルの前記複数の系列を変調及び符号化し、ベースバンドシンボルの前記複数の系列を搬送する前記複数の互いに重複しない周波数帯域を含む、被符号化マルチバンド信号を生成する電力符号器と、
前記被符号化マルチバンド信号を増幅し、増幅された被符号化マルチバンド信号を生成する第１の電力増幅器と、
前記被符号化マルチバンド信号及びベースバンドシンボルの前記複数の系列から、第１のノイズ軽減信号を生成する第１のノイズキャンセラーと、
前記増幅された被符号化マルチバンド信号及び前記第１のノイズ軽減信号を合成し、ＲＦマルチバンド信号を生成する第１の電力結合器と、
前記ＲＦマルチバンド信号を送信するアンテナと、
を備え、
前記第１のノイズキャンセラーは第１のデジタル加算器を備え、該第１のデジタル加算器は、前記被符号化マルチバンド信号を、逆演算によって逆符号を有する逆符号の被符号化マルチバンド信号に変換し、前記逆符号の被符号化マルチバンド信号をベースバンドシンボルの前記複数の系列と合成し、
前記第１のデジタル加算器に接続され、デジタルアップコンバージョン混合法を用いて、ベースバンドシンボルの前記複数の系列を所定のキャリア周波数信号に変調するデュアルバンド直交変調器を更に備える
ＲＦ送信機。
【請求項２】
前記第１の電力結合器において、前記増幅された被符号化マルチバンド信号及び前記第１のノイズ軽減信号を位置合わせするために、前記電力符号器と前記第１の電力増幅器との間に第１のデジタル遅延ユニットが配置される、請求項１に記載のＲＦ送信機。
【請求項３】
前記第１のデジタル遅延ユニットは、前記第１のノイズキャンセラーにおいて引き起こされる所定の時間遅延を補償するために、前記被符号化マルチバンド信号に該所定の時間遅延を適用する、請求項２に記載のＲＦ送信機。
【請求項４】
前記第１の電力結合器は、前記増幅された被符号化マルチバンド信号及び前記第１のノイズ軽減信号を合成する非対称電力結合器であり、前記増幅された被符号化マルチバンド信号の電力レベル及び前記第１のノイズ軽減信号の電力レベルは異なる、請求項１に記載のＲＦ送信機。
【請求項５】
前記第１のノイズキャンセラーは、デジタル利得ユニットと、該デジタル利得ユニットに接続される粗量子化器とを備え、該デジタル利得ユニットは、データオーバーフローを回避するために、デュアルバンド直交変調器の出力を前記粗量子化器の所定の入力範囲内に制御し、該粗量子化器は前記第１のデジタル加算器の出力信号を量子化する、請求項１に記載のＲＦ送信機。
【請求項６】
前記第１のノイズキャンセラーは第２の電力増幅器を備え、該第２の電力増幅器は、前記粗量子化器の出力信号を増幅し、該第２の電力増幅器の出力電力は、前記第１の電力増幅器の出力電力より低い、請求項５に記載のＲＦ送信機。
【請求項７】
前記第２の電力増幅器の分解能は前記第１の電力増幅器の分解能より高い、請求項６に記載のＲＦ送信機。
【請求項８】
前記第１のノイズキャンセラーは前記電力符号器から引き起こされるノイズ信号を低減する、請求項１に記載のＲＦ送信機。
【請求項９】
前記第１のノイズ軽減信号は、前記電力符号器から引き起こされるノイズ信号の逆符号のノイズ成分を含む、請求項１に記載のＲＦ送信機。
【請求項１０】
第２のノイズ軽減信号を生成する第２のノイズキャンセラーであって、該第２のノイズ軽減信号は前記第１のノイズキャンセラー内で生成された複数の信号を用いて生成される、第２のノイズキャンセラーと、
前記第１のノイズ軽減信号及び前記第２のノイズ軽減信号を合成する第２の電力結合器と、
を更に備える、請求項１に記載のＲＦ送信機。
【請求項１１】
第３のノイズ軽減信号を生成する第３のノイズキャンセラーであって、該第３のノイズ軽減信号は前記第２のノイズキャンセラー内で生成された複数の信号を用いて生成される、第３のノイズキャンセラーと、
前記第２のノイズ軽減信号及び前記第３のノイズ軽減信号を合成する第３の電力結合器と、
を更に備える、請求項１０に記載のＲＦ送信機。
【請求項１２】
ノイズ軽減信号を生成するノイズ軽減デバイスであって、
ベースバンドシンボルの複数の系列を、デジタルアップコンバージョン混合を用いて、所定のキャリア周波数信号に変調するデュアルバンド直交変調器と、
前記所定のキャリア周波数信号と、ベースバンドシンボルの前記複数の系列を搬送する複数の互いに重複しない周波数帯域を含む被符号化マルチバンド信号とを合成し、第１の合成信号を生成する第１のデジタル加算器と、
前記第１のデジタル加算器の前記第１の合成信号を所定の出力範囲内に制御する第１のデジタル利得ユニットと、
前記第１のデジタル利得ユニットからの前記第１の合成信号を第１の所定のビットを有する第１の被量子化信号に量子化する第１の粗量子化器と、
前記第１の被量子化信号を増幅し、該増幅された第１の被量子化信号を第１のノイズ軽減信号として送信する第１の電力増幅器と、
を備え、
前記第１のデジタル加算器は、前記所定のキャリア周波数信号と合成する前に、前記被符号化マルチバンド信号を、逆演算によって逆符号を有する逆符号の被符号化マルチバンド信号に変換する、
ノイズ軽減デバイス。
【請求項１３】
前記第１の粗量子化器と前記第１の電力増幅器との間に配置される第１のデジタル遅延ユニットであって、該第１のデジタル遅延ユニットは前記第１の被量子化信号に所定の遅延時間を加算する、第１のデジタル遅延ユニットと、
第２のノイズ軽減信号を生成する第２段のノイズキャンセラーであって、
該第２段のノイズキャンセラーは、
前記第１のデジタル利得ユニットの出力信号及び前記第１の被量子化信号を合成し、第２の合成信号を生成する第２のデジタル加算器と、
前記第１のデジタル加算器からの前記第２の合成信号を第２の所定の出力範囲内に制御する第２のデジタル利得ユニットと、
前記第２のデジタル利得ユニットからの前記第２の合成信号を第２の所定のビットを有する第２の被量子化信号に量子化する第２の粗量子化器と、
前記第２の被量子化信号を増幅し、該増幅された第２の被量子化信号を第２のノイズ軽減信号として送信する第２の電力増幅器と、
を備える、第２段のノイズキャンセラーと、
前記第１のノイズ軽減信号及び前記第２のノイズ軽減信号を合成する非対称電力結合器と、
を更に備える、請求項１２に記載のノイズ軽減デバイス。
【請求項１４】
前記第２の電力増幅器の出力電力は、前記第１の電力増幅器の出力電力より低い、請求項１３に記載のノイズ軽減デバイス。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は帯域間キャリアアグリゲーション（ＣＡ：carrier aggregation）デジタル送信機に関し、より詳細には、多段帯域外ノイズキャンセラーを備える帯域間ＣＡデジタル送信機に関する。
【背景技術】
【０００２】
ワイヤレス通信のための無線周波数（ＲＦ：radio frequency）デジタル送信機（ＤＴＸ：digital transmitter）は、デジタルベースバンドと、後続のアナログ／ＲＦフロントエンドとからなる従来の無線送信機と比べていくつかの利点を有する。ＤＴＸでは、デジタル−アナログインターフェースがアンテナ寄りに配置されるので、関与するアナログ構成要素の数が少ない。また、ＤＴＸは、デジタル信号処理によって有効にされるマルチモード及びマルチバンド動作を通してシステム自由度を向上させる。それゆえ、ＤＴＸは、ワイヤレス基地局及びモバイルアプリケーションの両方にとって利点がある。
【０００３】
ワイヤレスデータレートを高めるために、かつスペクトルを有効利用しながらネットワークカバレッジを改善するために、同時マルチバンド（ＣＭＢ：concurrent multi-band）伝送方法が開発された。例えば、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ：long-term evolution）通信規格は、送信機と受信機との間で複数の互いに重複しない周波数帯域を同時に送信及び受信するために、不連続帯域間キャリアアグリゲーション（ＩＢ−ＣＡ：inter-band carrier aggregation）を規定する。最近になって、不連続ＣＭＢ伝送のためのＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸへの関心が高まってきているが、これについて、システム設計者は、実験的実現において大きな課題に直面している。
【０００４】
ΔΣ変調に基づくＣＭＢ（ＣＭＢ−ＤＳＭ）技法によれば、ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸは、スプリアストーンを生じることなく、優れたダイナミックレンジを達成できるようになるが、ＣＭＢ−ＤＳＭ技法は、帯域外ノイズの量が多いという難点がある。
【０００５】
特許文献１において、不連続ＣＭＢ−ＤＳＭを用いるＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸに関してノイズキャンセレーション技法が論じられたが、高次のマルチバンドＲＦ出力フィルター（ＭＢ−ＲＦＯＦ：multi-band RF output filter）を不要にするか、又はＭＢ−ＲＦＯＦ設計要件を大幅に緩和するには、帯域外ノイズの抑圧が不十分である。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】米国特許第９，２９４，０７９号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
したがって、ＭＢ−ＲＦＯＦを使用することなく、帯域外ノイズを十分に低減するノイズキャンセラーを備える無線周波数（ＲＦ）デジタル送信機を実現することが必要とされている。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
いくつかの実施形態は、ワイヤレス通信のノイズ信号が無線周波数（ＲＦ）送信機によって実現されるという事実の認識に基づく。ＲＦ送信機は、複数の互いに重複しない周波数帯域上で送信されることになるベースバンドシンボルの複数の系列を受信する複数の入力ポートと、ベースバンドシンボルの複数の系列を変調及び符号化し、ベースバンドシンボルの複数の系列を搬送する複数の互いに重複しない周波数帯域を含む、被符号化マルチバンド信号を生成する電力符号器と、被符号化マルチバンド信号を増幅し、増幅された被符号化マルチバンド信号を生成する第１の電力増幅器と、被符号化マルチバンド信号及びベースバンドシンボルの複数の系列から、第１のノイズ軽減信号を生成する第１のノイズキャンセラーと、増幅された被符号化マルチバンド信号及び第１のノイズ軽減信号を合成し、ＲＦマルチバンド信号を生成する第１の電力結合器と、ＲＦマルチバンド信号を送信するアンテナとを備える
【０００９】
さらに、いくつかの実施形態は、ワイヤレス通信のノイズ信号がノイズ軽減デバイスによって低減されるという事実の認識及び理解に基づく。したがって、１つの実施形態は、ノイズ軽減信号を生成するノイズ軽減デバイスを開示する。ノイズ軽減デバイスは、ベースバンドシンボルの複数の系列を、デジタルアップコンバージョン混合を用いて、所定のキャリア周波数信号に変調するデュアルバンド直交変調器と、所定のキャリア周波数信号と、ベースバンドシンボルの複数の系列を搬送する複数の互いに重複しない周波数帯域を含む被符号化マルチバンド信号とを合成し、第１の合成信号を生成する第１のデジタル加算器と、第１のデジタル加算器の第１の合成信号を所定の出力範囲内に制御する第１のデジタル利得ユニットと、第１のデジタル利得ユニットからの第１の合成信号を第１の所定のビットを有する第１の被量子化信号に量子化する第１の粗量子化器と、第１の被量子化信号を増幅し、増幅された第１の被量子化信号を第１のノイズ軽減信号として送信する第１の電力増幅器とを備える。
【００１０】
ここに開示されている実施形態は、添付図面を参照して更に説明される。示されている図面は、必ずしも一律の縮尺というわけではなく、その代わり、一般的に、ここに開示されている実施形態の原理を示すことに強調が置かれている。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】帯域間ＣＡデジタル送信機（ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ）のブロック図である。
【図２】ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸの出力スペクトルに関するシミュレーション結果の図である。
【図３】本開示の実施形態による、多段帯域外ノイズキャンセラー（ＭＳＯＢ−ＮＣ：multi-stage out-of-band noise canceller）を有するＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸのブロック図である。
【図４】本開示の実施形態による、ＭＳＯＢ−ＮＣを備えるＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸの出力スペクトルに関するシミュレーション結果の図である。
【図５】本開示の実施形態による、ＭＳＯＢ−ＮＣの一段の実施態様の図である。
【図６】本開示の実施形態による、ＭＳＯＢ−ＮＣの二段の実施態様の図である。
【図７】本開示の実施形態による、ＭＳＯＢ−ＮＣの三段の実施態様の図である。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
上記で明らかにされた図面は、ここに開示されている実施形態を記載しているが、この論述において言及されるように、他の実施形態も意図されている。この開示は、限定ではなく代表例として例示の実施形態を提示している。ここに開示されている実施形態の原理の範囲及び趣旨に含まれる非常に多くの他の変更及び実施形態を当業者は考案することができる。
【００１３】
本発明の様々な実施形態が、図面を参照して以下で説明される。図面は縮尺どおり描かれておらず、類似の構造又は機能の要素は、図面全体にわたって同様の参照符号によって表されることに留意されたい。図面は、本発明の特定の実施形態の説明を容易にすることのみを意図することにも留意されたい。図面は、本発明の網羅的な説明として意図されるものでもなければ、本発明の範囲を限定するものとして意図されるものでもない。加えて、本発明の特定の実施形態と併せて説明される態様は、必ずしもその実施形態に限定されず、本発明の任意の他の実施形態において実施することができる。
【００１４】
以下の説明では、実施形態の十分な理解を提供するために、具体的な詳細が与えられる。しかしながら、当業者は、これらの具体的な詳細がなくても実施形態を実施することができることを理解することができる。例えば、開示された主題におけるシステム、プロセス、及び他の要素は、実施形態を不必要な詳細で不明瞭にしないように、ブロック図形式の構成要素として示される場合がある。それ以外の場合において、よく知られたプロセス、構造、及び技法は、実施形態を不明瞭にしないように不必要な詳細なしで示される場合がある。さらに、様々な図面における同様の参照符号及び名称は、同様の要素を示す。
【００１５】
また、個々の実施形態は、フローチャート、フロー図、データフロー図、構造図、又はブロック図として描かれるプロセスとして説明される場合がある。フローチャートは、動作を逐次的なプロセスとして説明することができるが、これらの動作の多くは、並列又は同時に実行することができる。加えて、これらの動作の順序は、再配列することができる。プロセスは、その動作が完了したときに終了することができるが、論述されない又は図に含まれない追加のステップを有する場合がある。さらに、特に説明される任意のプロセスにおける全ての動作が全ての実施形態において行われ得るとは限らない。プロセスは、方法、関数、手順、サブルーチン、サブプログラム等に対応することができる。プロセスが関数に対応するとき、その関数の終了は、呼び出し側関数又はメイン関数へのその機能の復帰に対応することができる。
【００１６】
本開示の実施形態によれば、マルチバンドＲＦ出力フィルター（ＭＢ−ＲＦＯＦ）を使用しない、不連続帯域間キャリアアグリゲーションデジタル送信機（ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ）が提供される。
【００１７】
本開示は、図１及び図２を用いて帯域外ノイズに関する多段ノイズシェーピング（ＭＡＳＨ：multi-stage noise shaping）技法の問題に言及するために、ΔΣ変調（ＤＳＭ：delta-sigma modulation）のためのＭＡＳＨ技法について論じることになる。
【００１８】
図１は、帯域間キャリアアグリゲーションデジタル送信機（ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ）１００のブロック図を示す。ＩＢ−ＣＡ−ＤＴＸ１００は、高帯域同相／直交相（Ｉ／Ｑ）シンボル１１０及び低帯域Ｉ／Ｑシンボル１１５を受信する入力ポートと、デジタル変調器１２０と、電力符号器１３０と、Ｓ級デジタル電力増幅器（ＰＡ：power amplifier）１４０と、マルチバンドＲＦフィルター１５０と、送信アンテナ１６０とを備える。
【００１９】
ＩＢ−ＣＡ−ＤＴＸ１００は、高帯域Ｉ／Ｑシンボル１１０及び低帯域Ｉ／Ｑシンボル１１５の系列を、デジタル変調器１２０を使用することによって、高分解能デジタルＲＦ信号１２５の系列に変換する。
【００２０】
デジタル変調器１２０は、２つの入力ポートを介して、高帯域Ｉ／Ｑシンボル１１０及び低帯域Ｉ／Ｑシンボルを受信し、信号変換プロセス後に、高分解能デジタルＲＦ信号１２５を電力符号器１３０に送信する。電力符号器１３０は、高分解能デジタルＲＦ信号１２５の系列を低分解能デジタルＲＦ信号（マルチレベルデジタル信号）１３５に変換する。
【００２１】
電力符号器１３０は、ΔΣ変調（ＤＳＭ）、パルス幅変調（ＰＷＭ：pulse-width modulation）、パルス位置変調（ＰＰＭ：pulse-position modulation）及びアウトフェージング変調の回路モジュールを含む。
【００２２】
Ｓ級ＤＰＡ（デジタル電力増幅器）１４０は、広帯域幅の入力整合回路網（図示せず）を有し、一方、高効率Ｓ級動作を達成できるように、狭帯域の出力整合回路網を有する。高い電力効率を得るために、Ｓ級ＤＰＡ１４０は、ＧａＮ  ＨＥＭＴ及びＩｎＧａＡｓ  ＨＢＴ等の化合物半導体において実現される。
【００２３】
マルチバンドＲＦ出力フィルター（ＭＲＦＯＦ）１５０は、Ｓ級ＤＰＡ１４０からの帯域外放射を減衰させる。送信アンテナ１６０は更なる帯域外減衰を与えるが、ワイヤレス通信規格によって要求される送信スペクトルマスクを満たすために、更なるノイズ低減が必要になる。ＭＲＦＯＦ１５０はＳ級ＤＰＡ出力１４５を取り扱うので、挿入損失は最小化されるべきである。それゆえ、電力符号器１３０の１つの設計目標は、挿入損失が低い低次ＭＲＦＯＦを使用できるように、帯域外放射を最小化することである。
【００２４】
ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸからＭＢ−ＲＦＯＦを取り除くために、又はＭＢ−ＲＦＯＦを単極又は二極のローパスＲＦフィルターに置き換えるために、ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸは、ノイズキャンセレーション（ＮＣ：noise cancellation）技法を使用することができる。本開示のいくつかの実施形態は、ＭＳＯＢ−ＮＣが、ＣＭＢ−ＤＳＭに基づく不連続ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸを用いて、著しい量の帯域外ノイズキャンセレーションを達成できるという事実の認識に基づく。
【００２５】
マルチレベルＣＭＢ−ＤＳＭでは、ＭＳＯＢ−ＮＣが逆位相帯域外量子化ノイズを生成し、そのノイズが、非対称電力結合器（ＡＰＣ：asymmetric power combiner）によって、Ｓ級デジタル電力増幅器（ＤＰＡ）出力に加算される。従来の対称なウィルキンソン電力結合器と比べて、ＡＰＣは、より高い電力効率でノイズキャンセレーションを達成する。
【００２６】
本開示の実施形態によれば、ＭＳＯＢ−ＮＣについての設計上の検討事項は、段数、及び各段における量子化器の分解能である。理論的には、二段ＭＳＯＢ−ＮＣは、高分解能量子化器及び高分解能ＲＦ  ＤＡＣを用いて完全なノイズキャンセレーションを達成することができる。２〜３ビットまでの量子化器分解能を選択することによって、ＲＦ  ＤＡＣ設計を緩和することができる。ノイズキャンセラーの追加の段を加えることによって、低い分解能の量子化器でも、優れたノイズキャンセレーション性能を達成することができる。
【００２７】
さらに、帯域外ノイズキャンセラーのモジュール式の実施態様は、同じノイズキャンセラーを連結することによって縦続接続し、多段アーキテクチャにすることができる。この場合、ＯＢ−ＮＣの多段実施態様は、高分解能の量子化器を備える一段ＯＢ−ＮＣ実施態様に比べて、電力消費量を節約することができる。例えば、１０ビット量子化器を備える一段ＯＢ−ＮＣは、５ビット量子化器をそれぞれ備える二段ＯＢ−ＮＣに等価である。これは、ノイズキャンセレーション信号を生成するために、単一の１０ビットデジタル／アナログコンバーター（ＤＡＣ：digital-to-analog converter）の代わりに、二段ＯＢ−ＮＣは２つの５ビットＤＡＣを使用することを意味する。１ビット分解能を高めることは、通常、４倍以上の電力消費量を必要とするので、２つの５ビットＤＡＣの電力消費量は、単一の１０ビットＤＡＣより著しく小さい。
【００２８】
本開示の実施形態によれば、不連続ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸに関するＭＳＯＢ−ＮＣは、帯域内ノイズ抑圧技法を同時に適用することを制限しない。したがって、ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸは帯域内ノイズ抑圧及び帯域外ノイズキャンセレーションの両方を備えるように設計することができ、帯域内ＳＮＲを改善すると同時に、ＲＦ出力フィルター要件を緩和することができる。
【００２９】
図２は、ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ１００内のＭＲＦＯＦ１５０の出力ポート１５５において得られる出力スペクトルに関するシミュレーション結果を示す。Ｓ級ＤＰＡ１４０は、低帯域チャネル２１５及び高帯域チャネル２２５を同時に送信する。図に示されるように、ノイズレベルは、低帯域チャネル２１５及び高帯域チャネル２２５の帯域内領域においてＭＲＦＯＦ１５０によって低減される。しかしながら、ＳＮＲを改善するために、依然として、帯域外放射２１０、２２０及び２３０を更に減衰させる必要がある。
【００３０】
したがって、本開示のいくつかの実施形態は、ＭＲＦＯＦ１５０の設計複雑度を緩和し、挿入損失を低減しながら、帯域外放射２１０、２２０、２３０を著しく低減するシステム及び方法を提供する。本開示のいくつかの実施形態において、ＭＲＦＯＦ１５０は、ＩＢ−ＣＡ−ＤＴＸ１００から除外することができる。
【００３１】
本開示の実施形態によれば、ワイヤレス通信の無線周波数（ＲＦ）送信機は、複数の互いに重複しない周波数帯域上で送信されることになるベースバンドシンボルの複数の系列を受信する複数の入力ポートと、ベースバンドシンボルの複数の系列を変調及び符号化し、ベースバンドシンボルの複数の系列を搬送する複数の互いに重複しない周波数帯域を含む、被符号化マルチバンド信号を生成する電力符号器と、被符号化マルチバンド信号を増幅し、増幅された被符号化マルチバンド信号を生成する第１の電力増幅器と、被符号化マルチバンド信号及びベースバンドシンボルの複数の系列から、第１のノイズ軽減信号を生成する第１のノイズキャンセラーと、増幅された被符号化マルチバンド信号及び第１のノイズ軽減信号を合成し、ＲＦマルチバンド信号を生成する第１の電力結合器と、ＲＦマルチバンド信号を送信するアンテナとを備える。上記の構成の例が、以下の図を用いて論じられることになる。
【００３２】
図３は、本開示の実施形態による、ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ３００のブロック図を示す。ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ３００は、同時マルチバンドΔΣ変調（ＣＭＢ−ＤＳＭ）電力符号器３２０と、多段帯域外ノイズキャンセラー（ＭＳＯＢ−ＮＣ）３２５と、デジタル遅延ユニット（回路）３３５と、Ｓ級デジタルＰＡ３４０と、非対称電力結合器３５５と、デュプレクサー／ダイプレクサーアンテナ３６０とを備える。ＭＳＯＢ−ＮＣ３２５は、一段以上の帯域外ノイズキャンセラー（回路）によって形成することができる。
【００３３】
電力符号器３２０は、同時マルチバンドΔΣ変調（ＣＭＢ−ＤＳＭ）に基づいて、入力シンボル（信号）を符号化する。この場合、電力符号器３２０は、高帯域Ｉ／Ｑシンボル３１０及び低帯域Ｉ／Ｑシンボル３１５の系列を含む入力信号を、低分解能デジタルＲＦシンボル３３０の系列に変換する。低分解能デジタルＲＦシンボル３３０は、デジタル遅延ユニット３３５及びＭＳＯＢ−ＮＣ３２５に送信される。
【００３４】
ＭＳＯＢ−ＮＣ３２５は、高帯域Ｉ／Ｑシンボル３１０及び低帯域Ｉ／Ｑシンボル３１５を、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器３２０から受信された低分解能デジタルＲＦシンボル３３０と比較し、ノイズキャンセリング信号３５０を生成する。ノイズキャンセリング信号は、ノイズ軽減信号と呼ばれる場合もある。
【００３５】
例えば、ＭＳＯＢ−ＮＣ３２５は、低分解能デジタルＲＦシンボル３３０を、逆演算に基づいて逆符号を有するように変換し、逆符号の低分解能デジタルＲＦシンボルを、高帯域Ｉ／Ｑシンボル３１０及び低帯域Ｉ／Ｑシンボル３１５の系列と合成する。変換された低分解能デジタルＲＦシンボルは、逆符号の低分解能デジタルＲＦシンボル３３０’（図示せず）と呼ばれる場合もある。この場合、逆符号の低分解能デジタルＲＦシンボル３３０’は、高帯域Ｉ／Ｑシンボル３１０及び低帯域Ｉ／Ｑシンボル３１５の系列の逆符号の信号成分と、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器３２０によって引き起こされるノイズ信号の逆符号のノイズ成分とを含む。
【００３６】
したがって、逆符号の低分解能デジタルＲＦシンボル３３０’が高帯域Ｉ／Ｑシンボル３１０及び低帯域Ｉ／Ｑシンボル３１５の系列と加算される（合成される）と、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器３２０によって引き起こされるノイズ信号に対して逆符号のノイズ成分を抽出する（取得する）ことができる。結果として、ノイズキャンセリング信号３５０は、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器３２０によって引き起こされるノイズ信号の逆符号のノイズ成分を含む。
【００３７】
Ｓ級デジタルＰＡの出力３４５は、低分解能デジタルＲＦシンボル３３０の系列と、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器３２０によって生成されるノイズ信号とを含み、出力３４５がＡＰＣ３５５によってノイズキャンセリング信号３５０と合成されると、低分解能デジタルＲＦシンボル３３０の系列の信号成分に影響を及ぼすことなく、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器３２０によって引き起こされるノイズ信号のノイズ成分を著しく低減することができる。
【００３８】
このプロセスにおいて、ＭＳＯＢ−ＮＣ３２５は、低分解能デジタルＲＦシンボル３３０のダウンコンバージョンか、ベースバンドＩＱシンボルの２つの系列のアップコンバージョンかのいずれかの比較を実行することができる。このコンバージョンは時間遅延を導入するので、ノイズキャンセリング信号３５０は時間遅延を含み、Ｓ級ＤＰＡより遅れる。
【００３９】
デジタル遅延ユニット３３５は、ＭＳＯＢ−ＮＣ３２５によって導入される時間遅延が補償されるように、低分解能デジタルＲＦシンボル３３０に所定の遅延時間を適用することによって、ノイズキャンセレーション信号３５０をＳ級ＤＰＡ３４０の出力３４５と位置合わせするように構成される。時間遅延は固定され（一定値であり）、デジタルクロックによって正確に規定されるので、遅延時間３３５の較正は不要である。ＭＳＯＢ−ＮＣ３２５の設計から、デジタル遅延ユニット３３５における時間遅延は、フリップフロップに基づくレジスターファイルを使用する簡単な実施態様が許されるように、或る決まった設計を有することができる。
【００４０】
図２において論じられたような、Ｓ級ＤＰＡ１４０と同様に、Ｓ級ＤＰＡ３４０の出力３４５は、ＡＰＣ３５５に入る前に、同時デュアルバンドチャネル（チャネル信号）２１５、２２５と、望ましくない帯域外放射（信号レベル）２１０、２２０、２３０とを含む。ＡＰＣ３５５は、異なる電力レベルを有する信号を合成できることに留意されたい。ノイズキャンセリング信号３５０が、ＡＰＣ３５５によって、Ｓ級ＤＰＡ３４０の出力３４５と合成されると、帯域外放射２１０、２２０、２３０を著しく低減することができ、それが図４において論じられる。
【００４１】
本開示の実施形態によれば、ＡＰＣ３５５の出力３５６（ＡＰＣ出力３５６）にノイズキャンセレーションが十分に適用されるので、ＡＰＣ出力３５６はデュプレクサー、ダイプレクサー又はアンテナ３６０に直接接続することができる。この回路構成は、ＳＮＲ特性を改善し、ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ回路を簡単にすることに関して著しい利点を与えることができる。
【００４２】
図４は、本開示の実施形態による、ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ３００内のＡＰＣ３５５の出力ポート３５６における出力スペクトルに関するシミュレーション結果を示す実験結果である。Ｓ級ＤＰＡ３４０は、低帯域チャネル４１５及び高帯域チャネル４２５を同時に送信することがわかる。図２の帯域外放射２１０、２２０、２３０に比べて、帯域外放射４１０、４２０、４３０は、ＭＳＯＢ−ＮＣ３２５によって生成されるノイズキャンセリング信号３５０によって著しく抑圧される。ノイズは約２０ｄＢだけ低減され、結果として、図に示されるような優れたＳＮＲがもたらされる。
【００４３】
図３に示されるように、ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ３００は、一段のＭＳＯＢ−ＮＣ３２５を含むが、二段又は三段のＭＳＯＢ−ＮＣを使用することによって、ノイズ抑圧効果の大きさを更に改善することができ、結果として、図１の事例とは対照的に、ＡＰＣ３５５は、ＡＰＣ３５５の出力においてＭＲＦＯＦ（マルチバンドＲＦフィルター）を用いることなく、デュプレクサー、ダイプレクサー又はアンテナ３６０のいずれかをドライブすることができる。さらに、場合によっては、送信スペクトルマスクに関する通信規格要件に応じて、ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ３００内の非対称電力結合器３５５とデュプレクサー／ダイプレクサー／アンテナ３６０との間に更なるＭＲＦＯＦ（図示せず）が追加される場合があるが、ＭＳＯＢ−ＮＣ３２５によって帯域外放射が抑圧されることから、ＭＲＦＯＦの複雑度及び挿入損失を著しく低減することができる。
【００４４】
図３の多段帯域外ノイズキャンセラー（ＭＳＯＢ−ＮＣ）が、図５を用いて後に更に詳細に論じられる。説明の便宜上、図３に示される同一の構成要素が異なる番号を付されることに留意されたい。
【００４５】
図５は、本開示の実施形態による、ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ５００のブロック図を示す。ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ５００は、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器５２０と、デュアルバンドデジタル直交変調器（ＤＢ−ＤＱＭ）５２５と、ＭＳＯＢ−ＮＣ５３０と、デジタル遅延ユニット５３５と、Ｓ級デジタルＰＡ５４５と、非対称電力結合器５５５と、デュプレクサー／ダイプレクサーアンテナ５６０とを備える。図３において論じられる多段帯域外ノイズキャンセラーの動作が、ＤＢ−ＤＱＭ５２５及びＭＳＯＢ−ＮＣ５３０を用いて更に詳細に論じられる。ＭＳＯＢ−ＮＣ５３０は単一のＯＢ−ＮＣを含み、一段帯域外ノイズキャンセラー５３０（一段ＯＢ−ＮＣ５３０）と呼ぶことができる。ＭＳＯＢ−ＮＣ５３０は、デジタル加算器５３２と、デジタル利得ユニット５３４と、粗量子化器５３６と、低電力ＰＡ５３８とを備え、デジタル利得ユニット５３４及び粗量子化器５３６はデジタル論理回路から形成することができる。
【００４６】
デュアルバンドデジタル直交変調器（ＤＢ−ＤＱＭ）５２５は、高帯域のベースバンドＩ／Ｑシンボル５１０及び低帯域のベースバンドＩ／Ｑシンボル５１５を変調し、デジタルアップコンバージョン混合（デジタルアップコンバージョン混合法）を用いて、対応するキャリア出力信号Ｙ０を生成する。デジタル混合のハードウェア実施態様はマルチプレクサーを含み、マルチプレクサーが時間遅延を導入する。
【００４７】
一段ＯＢ−ＮＣ５３０は、マルチバンドベースバンドシンボル（変調された高帯域Ｉ／Ｑシンボル及び低帯域Ｉ／Ｑシンボル）５１０、５１５をＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器５２０によって生成される低分解能デジタルＲＦシンボル５２２（出力Ｖ０）と比較することによって、ノイズキャンセリング信号５４０を生成する。ＯＢ−ＮＣ５３０は最初に、デジタル加算器５３２を用いて、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器５２０の出力Ｖ０をＤＢ−ＤＱＭ５２５からの出力Ｙ０と比較する。例えば、デジタル加算器５３２は、低分解能デジタルＲＦシンボル５２２を、逆演算によって逆符号を有するように変換し、結果として、逆符号の低分解能デジタルＲＦシンボルが生じる。この変換（逆演算）は、図中のマイナス符号によって示される。
【００４８】
逆符号の低分解能デジタルＲＦシンボルは、変調された高帯域Ｉ／Ｑシンボル５１０及び低帯域Ｉ／Ｑシンボル５１５の、逆符号の信号成分を含み、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器５２０によって引き起こされるノイズ信号に対する逆のノイズ成分を含む。
【００４９】
出力信号Ｙ０が、高帯域のベースバンドＩ／Ｑシンボル５１０及び低帯域のベースバンドＩ／Ｑシンボル５１５の信号成分を含むので、逆符号の低分解能デジタルＲＦシンボル５２２’がデジタル加算器５３２において出力信号に加算されると、逆符号の出力５２２の逆符号のノイズ成分を得ることができる。したがって、ノイズキャンセリング信号５４０は、低分解能デジタルＲＦシンボル５２２に対する逆符号のノイズ成分を含む。
【００５０】
デジタル加算器５３２の出力が、量子化器５３６のデータのオーバーフローを回避するために量子化器５３６の所定の入力範囲内に制御されるように、量子化器５３６のためのデジタル利得ユニット５３４のデジタル利得が選択される。低電力ＰＡ５３８の利得は、ノイズキャンセレーションを最大化できるように選択される。この場合、Ｓ級デジタルＰＡ５４５の出力電力は、低電力ＰＡ５３８の出力電力より大きい。さらに、低電力ＰＡ５３８の分解能は、Ｓ級デジタルＰＡ５４５の分解能より高い。ノイズキャンセリング信号５４０は非対称電力結合器５５５に送信され、それにより、Ｓ級デジタルＰＡ５４５からの出力信号５５０のノイズ信号は、ノイズキャンセリング信号５４０と合成されることによって実質的に低減（補償）される。ノイズキャンセリング後の信号が、非対称電力結合器５５５からデュプレクサー／ダイプレクサーアンテナ５６０に送信される。場合によっては、回路設計の要件に応じて、非対称電力結合器５５５とデュプレクサー／ダイプレクサーアンテナ５６０との間にマルチバンドＲＦフィルター（図示せず）が追加される場合がある。
【００５１】
本開示の実施形態によれば、ノイズ軽減信号を生成するノイズ軽減デバイスは、ベースバンドシンボルの複数の系列を、デジタルアップコンバージョン混合を用いて、所定のキャリア周波数信号に変調するデュアルバンド直交変調器と、所定のキャリア周波数信号と、ベースバンドシンボルの複数の系列を搬送する複数の互いに重複しない周波数帯域を含む被符号化マルチバンド信号とを合成し、第１の合成信号を生成する第１のデジタル加算器と、第１のデジタル加算器の第１の合成信号を所定の出力範囲内に制御する第１のデジタル利得ユニットと、第１のデジタル利得ユニットからの第１の合成信号を第１の所定のビットを有する第１の被量子化信号に量子化する第１の粗量子化器と、第１の被量子化信号を増幅し、増幅された第１の被量子化信号を第１のノイズ軽減信号として送信する第１の電力増幅器とを備える。
【００５２】
場合によっては、デジタル加算器は、所定のキャリア周波数信号と合成する前に、被符号化マルチバンド信号を、逆演算によって逆符号を有する逆符号の被符号化マルチバンド信号に変換する。
【００５３】
さらに、ノイズ軽減デバイスは、第１の粗量子化器と第１の電力増幅器との間に配置される第１のデジタル遅延ユニットであって、この第１のデジタル遅延ユニットは第１の被量子化信号に所定の遅延時間を加算する、第１のデジタル遅延ユニットと、第２のノイズ軽減信号を生成する第２段のノイズキャンセラーとを備えることができる。この場合、第２段のノイズキャンセラーは、第１のデジタル利得ユニットの出力信号及び第１の被量子化信号を合成し、第２の合成信号を生成する第２のデジタル加算器と、第１のデジタル加算器からの第２の合成信号を第２の所定の出力範囲内に制御する第２のデジタル利得ユニットと、第２のデジタル利得ユニットからの第２の合成信号を第２の所定のビットを有する第２の被量子化信号に量子化する第２の粗量子化器と、第２の被量子化信号を増幅し、増幅された第２の被量子化信号を第２のノイズ軽減信号として送信する第２の電力増幅器と、第１のノイズ軽減信号及び第２のノイズ軽減信号を合成する非対称電力結合器とを備える。上記の構成の一例が図６を用いて論じられることになる。
【００５４】
図６は、本開示の実施形態による、ＭＳＯＢ−ＮＣ６００の二段の実施態様のブロック図を示す。ＭＳＯＢ−ＮＣ６００の二段の実施態様は、デュアルバンドデジタル直交変調器６２０（ＤＢ−ＤＱＭ６２０）と、低電力ＡＰＣ６６５と、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器６７０と、デジタル遅延ユニット６７４と、Ｓ級デジタルＰＡ６７６（メインＳ級デジタル電力増幅器）と、メインＡＰＣ６８０とを使用することによって実行される。
【００５５】
ＭＳＯＢ−ＮＣ６００は、第１段のＯＢ−ＮＣ６３０及び第２段のＯＢ−ＮＣ６６０を含む。メインＡＰＣ６８０の出力は、ノイズキャンセリング後の信号を送信するために、デュプレクサー／ダイプレクサーアンテナ（図示せず）に接続される。
【００５６】
デジタル遅延ユニット６７４及びＳ級デジタルＰＡ６７６を用いて、６７０によって生成された信号６７２を操作する。デジタル遅延ユニット６７４は所定の遅延した信号６７５を生成し、低電力ＡＰＣ６６５からのノイズキャンセレーション信号６６６と位置合わせするように、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器６７０の出力信号６７２に適用される。遅延した信号６７５は、その後、デジタルＰＡ６７６によって増幅され、６７８の高い振幅の信号が、ＡＰＣ６８０において、信号６６６と合成される。
【００５７】
ＭＳＯＢ−ＮＣ６００は、マルチバンドベースバンドＩ／Ｑシンボル６１０、６１５を、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器６７０によって生成された低分解能デジタルＲＦシンボルＶ０と比較することによって、ノイズキャンセレーション信号６６６を生成する。第１段のＯＢ−ＮＣ６３０は、デジタル加算器６３２と、デジタル利得ユニット６３６と、粗量子化器６３８と、デジタル遅延ユニット６３４と、低電力ＰＡ６４０とを備え、デジタル遅延ユニット６３４、デジタル利得ユニット６３６及び粗量子化器６３８はデジタル論理回路から形成することができる。さらに、第２段のＯＢ−ＮＣ６６０は、デジタル加算器６５２と、デジタル利得ユニット６５６と、粗量子化器６５８と、デジタル遅延ユニット６５４と、低電力ＰＡ６５０とを備え、デジタル遅延ユニット６５４、デジタル利得ユニット６５６及び粗量子化器６５８はデジタル論理回路から形成することができる。さらに、デジタル遅延ユニット６５４のプロセスは後続の段のＭＳＯＢ−ＮＣのために実行されるので、ＭＳＯＢ−ＮＣがＯＢ−ＮＣの２つの段しか含まないとき、デジタル遅延ユニット６５４のプロセスはスキップすることができるか、又はデジタル遅延ユニット６５４を除外することができる。
【００５８】
デジタル遅延ユニット（回路）６３４を除いて、第１段のＯＢ−ＮＣ６３０は、図５の一段ＯＢ−ＮＣ５３０と同じように動作する。デジタル遅延ユニット６３４は、出力６４５が第２段のＯＢ−ＮＣ６６０の出力６５５と位置合わせされるように、第１段のＯＢ−ＮＣ６３０の出力６４５を遅延させる。
【００５９】
第２段のＯＢ−ＮＣ６６０は、第１段のＯＢ−ＮＣ６３０から引き起こされる量子化ノイズを低減する。量子化ノイズは粗量子化器６３８において引き起こされるので、粗量子化器６３８に入る前のデジタル利得ユニット６３６からの信号出力Ｙ１と、粗量子化器６３８からの信号出力Ｖ１とを、第２段のＯＢ−ＮＣ６６０のデジタル加算器５３２において用いて（加算して）、第１段のＯＢ−ＮＣ６３０の信号の逆符号の量子化ノイズ成分として、量子化ノイズ成分を抽出する。デジタル加算器６５２において、信号出力Ｖ１は、負の符号を有するように変換され、Ｙ１の信号出力と加算される。信号Ｙ１は、粗量子化器６３８によって引き起こされるノイズ成分を含まないので、デジタル加算器６５２において処理した後に、量子化ノイズの逆符号のノイズ成分を得ることができる。逆符号のノイズ成分は、デジタル利得ユニット６５６、粗量子化器６５８、デジタル遅延ユニット６５４及び低電力ＰＡ６５０を通して処理され、量子化ノイズキャンセリング信号出力６５５になる。量子化ノイズキャンセリング信号出力６５５は、第２の出力６５５と呼ぶことができる。
【００６０】
デジタル利得６５６及び粗量子化器６５８等のデジタル算術演算の高速の実施態様はパイプライン式デジタルロジック（図示せず）によって実行される場合があるので、第２段のＯＢ−ＮＣ６６０は、更なる時間遅延を導入する。低電力ＰＡ６５０が、量子化器６５８とのインターフェースを構成するデジタル／アナログコンバーター（ＤＡＣ）プロセスを必要とする場合には、ＤＡＣプロセスも更なる時間遅延を導入する。第２段のＯＢ−ＮＣ６６０において引き起こされるデジタル遅延及びアナログ遅延はいずれも、第１段のＯＢ−ＮＣ６３０のデジタル遅延ユニット６３４によって較正される。
【００６１】
低電力ＡＰＣ６６５は、第１段のＯＢ−ＮＣ６３０の第１の出力６４５を第２段のＯＢ−ＮＣ６６０の第２の出力６５５と合成する。結果として、低電力ＡＰＣ６６５は出力６６６を送信し、その信号は、ＡＰＣ６８０において合成されるときに、メインＳ級ＤＰＡ６７６の出力信号６７８とともに、より実効的なノイズキャンセレーションを達成することができる。さらに、ＡＰＣ６８０におけるノイズキャンセレーション後の信号（図示せず）はドライブされ、メイン高電力ＡＰＣ６８０から出力される。
【００６２】
図７は、本開示の実施形態による、三段ＭＳＯＢ−ＮＣ７７０を備える、ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ７００のブロック図を示す。
【００６３】
ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸ７００は、ＣＭＢ−ＤＳＭ電力符号器７２０と、デジタル遅延ユニット７３０と、メインＳ級デジタルＰＡ７４０と、メイン高電力非対称電力結合器（高電力ＡＰＣ）７５０と、デュプレクサー／ダイプレクサーアンテナ７６０とを備える。三段ＭＳＯＢ−ＮＣ７７０は、デュアルバンドデジタル直交変調器（ＤＢ−ＤＱＭ）７７１と、第１段のＯＢ−ＮＣ７７２と、第２段のＯＢ−ＮＣ７７３と、第３のＯＢ−ＮＣ７７４と、第１の低電力ＡＰＣ７７６と、第２の低電力ＡＰＣ７７７とを備える。
【００６４】
三段ＭＳＯＢ−ＮＣ７７０内の各ＯＢ−ＮＣが、Ｎビット量子化器（図示せず）を有するとき、ＯＢ−ＮＣ段の数が１だけ増えるにつれて、量子化ノイズに起因する帯域外放射が６ＮｄＢだけ抑圧されると推定することができる。例えば、２ビット量子化器が使用されるとき、更なるＯＢ−ＮＣ段が追加されるにつれて、帯域外量子化ノイズに関して１２ｄＢの更なる抑圧を得ることができる。デジタル遅延ユニット７３０は、三段ＭＳＯＢ−ＮＣからのノイズキャンセレーション信号７７５がＳ級ＤＰＡ７４０の出力７４５と位置合わせされるように調整される。ＯＢ−ＮＣ段の数が増えるにつれて、同期のために更なる時間遅延を加算するように、デジタル遅延７３０が選択される。それゆえ、メインＳ級ＤＰＡ７４０前のデジタル遅延τ、第１段のＯＢ−ＮＣのデジタル遅延τ１、第２段のＯＢ−ＮＣのデジタル遅延τ２及び第３段のＯＢ−ＮＣのデジタル遅延τ３に関して、以下の関係（１）が成り立つ。
τ３＜τ２＜τ１＜τ  （１）
【００６５】
この場合、第１段のＯＢ−ＮＣ７７２は、ＡＰＣ７７６において第１段のＯＢ−ＮＣ７７２の出力信号及びＡＰＣ７７７の出力信号を位置合わせするために、第１段のデジタル遅延ユニット（図示せず）を備える。さらに、第２段のＯＢ−ＮＣ７７３は、ＡＰＣ７７７において第２段のＯＢ−ＮＣ７７３の出力信号及び第３のＯＢ−ＮＣ７７４の出力信号を位置合わせするために、第２段のデジタル遅延ユニット（図示せず）を備える。
【００６６】
本発明の実施形態によれば、この関係は、４段以上を有するＭＳＯＢ−ＮＣに拡張することができる。図１のＣＭＢ−ＤＳＭに基づくＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸの場合、ＭＲＦＯＦ１５０が著しい挿入損失を導入する場合がある。それゆえ、ＭＳＯＢ−ＮＣに関する段数を決定する１つの方法は、メイン高電力ＡＰＣ７５０の出力において帯域外放射の十分なキャンセレーションを与え、それゆえ、ＭＲＦＯＦが不要である、最小の段数を選択することである。
【００６７】
場合によっては、ＭＳＯＢ−ＮＣのそのような最小の段数を決定するために、量子化器分解能をあらかじめ決定することができる。量子化器分解能を決定する１つの方法は、所与のシステム電力バジェットを満たすことができるような最大量子化器分解能を選択することである。ＣＭＢ−ＤＳＭのオーバーサンプリングレートが与えられるとき、１ビットだけ分解能を上げるのに、ノイズキャンセレーション信号を生成する低電力ＰＡに量子化器出力を接続するデジタル／アナログコンバーター（ＤＡＣ）の電力消費量を４倍にする必要がある場合がある。
【００６８】
本開示の実施形態によれば、ノイズキャンセレーションのためのＡＢ級低電力ＰＡをドライブするのに、ＤＡＣを使用するのを不要にすることができる。この場合、低電力ＰＡ自体を別のＳ級ＤＰＡとして実現することができる。ＩＢ−ＣＡ  ＤＴＸのためのＭＳＯＢ−ＮＣは非常に広い帯域幅を必要とするので、低電力Ｓ級ＤＰＡの分解能も限られるが、その分解能は、メイン高電力Ｓ級ＤＰＡの分解能より高くすることができる。
【００６９】
本発明の上記の実施形態は数多くの方法のいずれかにおいて実現することができる。例えば、それらの実施形態は、ハードウェア、ソフトウェア又はその組み合わせを用いて実現することができる。ソフトウェアにおいて実現されるとき、そのソフトウェアコードは、単一のコンピューター内に設けられるにしても、複数のコンピューター間に分散されるにしても、任意の適切なプロセッサ、又はプロセッサの集合体において実行することができる。そのようなプロセッサは集積回路として実現することができ、集積回路コンポーネント内に１つ以上のプロセッサが含まれる。しかしながら、プロセッサは、任意の適切な構成の回路を用いて実現することができる。
【００７０】
また、本発明の実施形態は方法として具現することができ、その一例が提供されてきた。その方法の一部として実行される動作は、任意の適切な方法において順序化することができる。したがって、例示的な実施形態において順次の動作として示される場合であっても、例示されるのとは異なる順序において動作が実行される実施形態を構成することもでき、異なる順序は、いくつかの動作を同時に実行することを含むことができる。
【００７１】
請求項要素を修飾するために特許請求の範囲において「第１の」、「第２の」のような序数の用語を使用することは、それだけで、或る請求項要素が別の請求項要素よりも優先度が高いこと、優位であること、若しくは上位にあることを暗示するのでも、又は方法の動作が実行される時間的な順序を暗示するのでもなく、請求項要素を区別するために、或る特定の名称を有する１つの請求項要素を（序数用語を使用しなければ）同じ名称を有する別の要素から区別するラベルとして単に使用される。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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