(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信システムにおいて、６ＧＨｚを超える周波数帯域で動作する端末が同期信号及び物理放送チャネル（ＳＳ／ＰＢＣＨ）ブロックを受信する方法であって、
（ｉ）１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックグループに関連する第１情報、及び（ｉｉ）前記１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックグループのそれぞれのうちの１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックに関連する第２情報を含むシステム情報を受信するステップと、
前記第１情報及び前記第２情報に基づいて前記ＳＳ／ＰＢＣＨブロックを受信するステップと、を含み、
前記第１情報は、８ビットの長さを有するビットマップの形式であり、前記１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックグループを前記端末に通知し、それぞれにおいて、前記１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックが送信され、
前記第２情報は、前記１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックグループのそれぞれのうちの前記送信された１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックを前記端末に通知し、
前記第２情報は、８ビットの長さを有するビットマップの形式であり、前記第１情報により通知された前記１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックグループに対して共通に使用され、
前記送信された１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックのそれぞれは、主同期信号（ＰＳＳ）、補助同期信号（ＳＳＳ）及びＰＢＣＨ信号を含む、同期信号及び物理放送チャネルブロック受信方法。
【請求項２】
前記第１情報内の値１は、前記ＳＳ／ＰＢＣＨブロックが送信されることを示す、請求項１に記載の同期信号及び物理放送チャネルブロック受信方法。
【請求項３】
前記第２情報内の値０は、対応するＳＳ／ＰＢＣＨブロックが送信されないことを示し、値１は、前記対応するＳＳ／ＰＢＣＨブロックが送信されることを示す、請求項１に記載の同期信号及び物理放送チャネルブロック受信方法。
【請求項４】
前記第２情報は、前記送信された１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックの数を含む、請求項１に記載の同期信号及び物理放送チャネルブロック受信方法。
【請求項５】
前記システム情報は、システム情報ブロック（ＳＩＢ）内で受信される、請求項１に記載の同期信号及び物理放送チャネルブロック受信方法。
【請求項６】
前記端末は、ＰＢＣＨ、ＰＳＳ及びＳＳＳに対する受信機会が連続するシンボル内にあり、ＳＳ／ＰＢＣＨブロックを形成すると仮定する、請求項１に記載の同期信号及び物理放送チャネルブロック受信方法。
【請求項７】
無線通信システムにおいて、同期信号及び物理放送チャネル（ＳＳ／ＰＢＣＨ）ブロックを受信する６ＧＨｚを超える周波数帯域で動作する端末であって、
送受信機と、
前記送受信機と動作可能に接続されるプロセッサと、を備え、
前記プロセッサは、
（ｉ）１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックグループに関連する第１情報、及び（ｉｉ）前記１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックグループのそれぞれのうちの１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックに関連する第２情報を含むシステム情報を受信するように前記送受信機を制御し、
前記第１情報及び前記第２情報に基づいて前記ＳＳ／ＰＢＣＨブロックを受信するように前記送受信機を制御するよう構成され、
前記第１情報は、８ビットの長さを有するビットマップの形式であり、前記１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックグループを前記端末に通知し、それぞれにおいて、前記１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックが送信され、
前記第２情報は、前記１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックグループのそれぞれのうちの前記送信された１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックを前記端末に通知し、
前記第２情報は、８ビットの長さを有するビットマップの形式であり、前記第１情報により通知された前記１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックグループに対して共通に使用され、
前記送信された１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックのそれぞれは、主同期信号（ＰＳＳ）、補助同期信号（ＳＳＳ）及びＰＢＣＨ信号を含む、端末。
【請求項８】
前記第１情報内の値１は、前記ＳＳ／ＰＢＣＨブロックが送信されることを示す、請求項７に記載の端末。
【請求項９】
前記第２情報内の値０は、対応するＳＳ／ＰＢＣＨブロックが送信されないことを示し、値１は、前記対応するＳＳ／ＰＢＣＨブロックが送信されることを示す、請求項７に記載の端末。
【請求項１０】
前記第２情報は、前記送信された１つ以上のＳＳ／ＰＢＣＨブロックの数を含む、請求項７に記載の端末。
【請求項１１】
前記システム情報は、システム情報ブロック（ＳＩＢ）内で受信される、請求項７に記載の端末。
【請求項１２】
前記端末は、ＰＢＣＨ、ＰＳＳ及びＳＳＳに対する受信機会が連続するシンボル内にあり、ＳＳ／ＰＢＣＨブロックを形成すると仮定する、請求項７に記載の端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、同期信号を受信する方法及びそのための装置に関し、より詳細には、副搬送波間隔に応じて定められる同期信号候補のうち、実際に送信される同期信号のインデックスを指示して、これに基づいて同期信号を受信する方法、及びそのための装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
時代の流れによってより多くの通信装置がより大きな通信容量を要求することになり、既存のＬＴＥシステムに比べて向上した無線広帯域通信である次世代５Ｇシステムが要求されている。ＮｅｗＲＡＴと呼ばれるこの次世代５Ｇシステムは、Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｍｏｂｉｌｅ  ＢｒｏａｄＢａｎｄ（ｅＭＢＢ）／Ｕｌｔｒａ−ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ  ａｎｄ  ｌｏｗ−ｌａｔｅｎｃｙ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ（ＵＲＬＬＣ）／Ｍａｓｓｉｖｅ  Ｍａｃｈｉｎｅ−Ｔｙｐｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ｍＭＴＣ）などに通信シナリオが区分される。
【０００３】
ここで、ｅＭＢＢはＨｉｇｈ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ、Ｈｉｇｈ  Ｕｓｅｒ  Ｅｘｐｅｒｉｅｎｃｅｄ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅ、Ｈｉｇｈ  Ｐｅａｋ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり、ＵＲＬＬＣはＵｌｔｒａ  Ｒｅｌｉａｂｌｅ、Ｕｌｔｒａ  Ｌｏｗ  Ｌａｔｅｎｃｙ、Ｕｌｔｒａ  Ｈｉｇｈ  Ａｖａｉｌａｂｉｌｉｔｙなどの特性を有する次世代移動通信シナリオであり（ｅ．ｇ．，Ｖ２Ｘ、Ｅｍｅｒｇｅｎｃｙ  Ｓｅｒｖｉｃｅ、Ｒｅｍｏｔｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）、ｍＭＴＣはＬｏｗ  Ｃｏｓｔ、Ｌｏｗ  Ｅｎｅｒｇｙ、Ｓｈｏｒｔ  Ｐａｃｋｅｔ、Ｍａｓｓｉｖｅ  Ｃｏｎｎｅｃｔｉｖｉｔｙの特性を有する次世代移動通信シナリオである（ｅ．ｇ．，ＩｏＴ）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、同期信号を受信する方法及びそのための装置を提供しようとする。
【０００５】
本発明が遂げようとする技術的課題は、以上で言及した技術的課題に制限されず、言及していない他の技術的課題は、以下の発明の詳細な説明から本発明が属する技術分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の実施例による無線通信システムにおいて、端末が同期信号を受信する方法であって、主同期信号、補助同期信号及び物理放送チャネル信号で構成された同期信号ブロックの候補同期信号ブロック位置を所定数にグループした複数の同期信号ブロックグループのうち、少なくとも１つの送信同期信号ブロックを含む１つ以上の同期信号ブロックグループを指示する同期信号ブロックグループ指示子を含むメッセージを受信して、前記メッセージに基づいて、前記少なくとも１つの送信同期信号ブロックを受信することを含むことができる。
【０００７】
特に、前記１つ以上の同期信号ブロックグループに含まれた前記少なくとも１つの送信同期信号ブロックを指示する第１の同期信号ブロック指示子をさらに含むことができる。
【０００８】
また、前記メッセージは、前記端末が特定値を超える周波数帯域において動作する場合、受信されることができる。
【０００９】
また、前記端末が特定値以下の周波数帯域において動作する場合、各ビットが１つの候補同期信号ブロック位置に対応するビットマップを用いて、前記特定値以下の周波数帯域において送信同期信号ブロックが送信される位置を指示する第２の同期信号ブロック指示子を受信して、前記第２の同期信号ブロック指示子に基づいて同期信号ブロックを受信することができる。
【００１０】
また、前記同期信号ブロックグループ指示子は、ビットマップを用いて、前記１つ以上の同期信号ブロックグループを指示することができる。
【００１１】
また、前記第１の同期信号ブロック指示子は、前記１つ以上の同期信号ブロックグループに含まれた前記少なくとも１つの送信同期信号ブロックの数に関する情報であることができる。
【００１２】
また、前記第１の同期信号ブロック指示子は、前記１つ以上の同期信号ブロックグループ内における、前記少なくとも１つの送信同期信号ブロックの位置を指示することができる。
【００１３】
また、前記少なくとも１つの送信同期信号ブロックを受信することは、前記少なくとも１つの送信同期信号ブロックに対応するリソースにおいて、前記少なくとも１つの送信同期信号ブロックの他の信号は受信しないことができる。
【００１４】
また、各ビットが１つの候補同期信号ブロック位置に対応するビットマップを用いて、前記少なくとも１つの送信同期信号ブロックが送信される位置を指示する第２の同期信号ブロック指示子をさらに受信して、前記第１の同期信号ブロックグループ指示子と前記第２の同期信号ブロック指示子の情報がかち合う場合、前記第２の同期信号ブロック指示子に基づいて、前記少なくとも１つの送信同期信号ブロックを受信することができる。
【００１５】
また、前記第１の同期信号ブロックグループ指示子によって指示可能な同期信号ブロックグループの数と、前記第１の同期信号ブロック指示子によって指示可能な送信同期信号ブロックの数との積は、前記第２の同期信号ブロック指示子によって指示可能な送信同期信号ブロックの数に対応することができる。
【００１６】
本発明による無線通信システムにおいて、同期信号を受信する端末は、基地局と無線信号を送受信するＲＦモジュール、および前記ＲＦモジュールと接続して、主同期信号、補助同期信号及び物理放送チャネル信号で構成された同期信号ブロックの候補同期信号ブロック位置を所定数にグループした複数の同期信号ブロックグループのうち、少なくとも１つの送信同期信号ブロックを含む１つ以上の同期信号ブロックグループを指示する同期信号ブロックグループ指示子を含むメッセージを受信して、前記メッセージに基づいて、前記少なくとも１つの送信同期信号ブロックを受信するプロセッサを含むことができる。
【００１７】
特に、前記メッセージは、前記１つ以上の同期信号ブロックグループに含まれた前記少なくとも１つの送信同期信号ブロックを指示する第１の同期信号ブロック指示子をさらに含むことができる。
【００１８】
また、前記メッセージは、前記端末が特定値を超える周波数帯域において動作する場合、受信されることができる。
【００１９】
また、前記端末が特定値以下の周波数帯域において動作する場合、前記プロセッサは、各ビットが１つの候補同期信号ブロック位置に対応するビットマップを用いて、前記特定値以下の周波数帯域において送信同期信号ブロックが送信される位置を指示する第２の同期信号ブロック指示子を受信して、前記第２の同期信号ブロック指示子に基づいて同期信号ブロックを受信することができる。
【００２０】
また、前記同期信号ブロックグループ指示子は、ビットマップを用いて前記１つ以上の同期信号ブロックグループを指示することができる。
【００２１】
本発明の実施例による無線通信システムにおいて、端末が周波数測定を行う方法であって、主同期信号、補助同期信号及び物理放送チャネル信号で構成された同期信号ブロックの候補同期信号ブロック位置のうち、送信同期信号ブロックを含む少なくとも１つの候補同期信号ブロックを指示する同期信号ブロック指示子を受信して、前記少なくとも１つの候補同期信号ブロックに対応する送信同期信号ブロックを用いて、前記送信同期信号ブロックが送信された周波数と関連する測定を行うことができる。
【００２２】
このとき、前記同期信号ブロック指示子は、ビットマップを用いて、前記少なくとも１つの候補同期信号ブロックを指示することができる。
【００２３】
本発明による無線通信システムにおいて、周波数を測定する端末であって、基地局と無線信号を送受信するＲＦモジュール、および前記ＲＦモジュールと接続して、主同期信号、補助同期信号及び物理放送チャネル信号で構成された同期信号ブロックの候補同期信号ブロック位置のうち、送信同期信号ブロックを含む少なくとも１つの候補同期信号ブロックを指示する同期信号ブロック指示子を受信して、前記少なくとも１つの候補同期信号ブロックに対応する送信同期信号ブロックを用いて、前記送信同期信号ブロックが送信された周波数と関連する測定を行うプロセッサを含むことができる。
【００２４】
このとき、前記同期信号ブロック指示子は、ビットマップを用いて、前記少なくとも１つの候補同期信号ブロックを指示することができる。
【発明の効果】
【００２５】
本発明によれば、同期信号候補が一定数以上であっても、少ないビット数で送信される同期信号のインデックスを指示することができ、シグナリングオーバーヘッドを減少させることができる。
【００２６】
本発明で得られる効果は以上に言及した効果に制限されず、言及しなかった他の効果は下記の記載から本発明が属する当該技術分野における当業者に明確に理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
【図１】３ＧＰＰ無線接続網の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコル（Ｒａｄｉｏ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）の制御プレーン（Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｐｌａｎｅ）及びユーザプレーン（Ｕｓｅｒ  Ｐｌａｎｅ）構造を示す図である。
【図２】３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。
【図３】ＬＴＥシステムで用いられる無線フレームの構造を例示する図である。
【図４】ＬＴＥシステムで用いられる同期信号（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ｓｉｇｎａｌ，ＳＳ）の送信のための無線フレームの構造を例示する図である。
【図５】ＬＴＥシステムで用いられる下りリンク無線フレームの構造を例示する図である。
【図６】ＬＴＥシステムで用いられる上りリンクサブフレームの構造を示す図である。
【図７】ＴＸＲＵとアンテナ要素の接続方式の一例を示す図である。
【図８】自己完備型（Ｓｅｌｆ−ｃｏｎｔａｉｎｅｄ）サブフレームの構造の一例を示す図である。
【図９】同期信号シーケンスをリソース要素にマッピングする実施例を説明するための図である。
【図１０】主同期信号シーケンスを生成する実施例を説明するための図である。
【図１１】本発明の実施例によって、同期信号を送信したときの検出性能及びＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）性能を測定した結果を説明するための図である。
【図１２】本発明の実施例によって、同期信号を送信したときの検出性能及びＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）性能を測定した結果を説明するための図である。
【図１３】本発明の実施例によって、同期信号を送信したときの検出性能及びＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ  ｔｏ  Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）性能を測定した結果を説明するための図である。
【図１４】同期信号内にＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨがマルチフレックスされる実施例を説明するための図である。
【図１５】同期信号内にＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨがマルチフレックスされる実施例を説明するための図である。
【図１６】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。
【図１７】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。
【図１８】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。
【図１９】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。
【図２０】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。
【図２１】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。
【図２２】同期信号バースト及び同期信号バースト集合の構成方法を説明するための図である。
【図２３】同期信号をインデックスする方法、及びそのインデックスを指示する方法を示す図である。
【図２４】同期信号をインデックスする方法、及びそのインデックスを指示する方法を示す図である。
【図２５】同期信号をインデックスする方法、及びそのインデックスを指示する方法を示す図である。
【図２６】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図２７】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図２８】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図２９】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図３０】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図３１】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図３２】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図３３】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図３４】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図３５】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図３６】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図３７】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図３８】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図３９】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図４０】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図４１】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図４２】本発明の実施例による性能を測定した結果を示す図である。
【図４３】同期信号及び下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明するための図である。
【図４４】同期信号及び下りリンク共通チャネルのための帯域幅を設定する実施例を説明するための図である。
【図４５】本発明の一実施例による通信装置のブロック構成図の例示である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下に添付の図面を参照して説明された本発明の実施例から、本発明の構成、作用及び他の特徴が容易に理解されるであろう。以下に説明される実施例は、本発明の技術的特徴が３ＧＰＰシステムに適用された例である。
【００２９】
本明細書ではＬＴＥシステム及びＬＴＥ−Ａシステムを用いて本発明の実施例を説明するが、これは例示に過ぎず、本発明の実施例は、上述した定義に該当するいかなる通信システムにも適用可能である。
【００３０】
また、本明細書では、基地局をＲＲＨ（ｒｅｍｏｔｅ  ｒａｄｉｏ  ｈｅａｄ）、ｅＮＢ、ＴＰ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｐｏｉｎｔ）、ＲＰ（ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ  ｐｏｉｎｔ）、中継機（ｒｅｌａｙ）などを含む包括的な名称として使うことができる。
【００３１】
図１は、３ＧＰＰ無線接続網の規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮの間の無線インターフェースプロトコル（Ｒａｄｉｏ  Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ  Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）の制御プレーン（Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｐｌａｎｅ）及びユーザプレーン（Ｕｓｅｒ  Ｐｌａｎｅ）の構造を示す図である。制御プレーンは端末（Ｕｓｅｒ  Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）とネットワークが呼を管理するために用いる制御メッセージが送信される通路を意味する。ユーザプレーンはアプリケーション階層で生成されたデータ、例えば、音声データ又はインターネットパケットデータなどが送信される通路を意味する。
【００３２】
第１の層である物理層は、物理チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を用いて上位層に情報送信サービス（Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｔｒａｎｓｆｅｒ  Ｓｅｒｖｉｃｅ）を提供する。物理層は上位にある媒体接続制御（Ｍｅｄｉｕｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）層とは送信チャネル（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して連結される。この送信チャネルを介して媒体接続制御層と物理層の間でデータが移動する。送信側と受信側の物理層の間では物理チャネルを介してデータが移動する。物理チャネルは時間と周波数を無線リソースとして活用する。具体的には、物理チャネルは、下りリンクにおいて、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調され、上りリンクにおいては、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｃａｒｒｉｅｒ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調される。
【００３３】
第２の層である媒体接続制御（Ｍｅｄｉｕｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＭＡＣ）層は、論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して上位層である無線リンク制御（Ｒａｄｉｏ  Ｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＬＣ）層にサービスを提供する。第２の層のＲＬＣ層は信頼性のあるデータ送信を支援する。ＲＬＣ層の機能はＭＡＣ内部の機能ブロックにより具現できる。第２の層のＰＤＣＰ層は帯域幅が狭い無線インターフェースにおいてＩＰｖ４或いはＩＰｖ６のようなＩＰパケットを効率的に送信するために不要な制御情報を減らすヘッダ圧縮（Ｈｅａｄｅｒ  Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ）の機能を果たす。
【００３４】
第３の層である最下部に位置する無線リソース制御（Ｒａｄｉｏ  Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＲＣ）層は、制御プレーンでのみ定義される。ＲＲＣ層は無線ベアラ（Ｒａｄｉｏ  Ｂｅａｒｅｒ）の設定、再設定及び解除に関連して論理チャネル、送信チャネル及び物理チャネルの制御を担当する。無線ベアラは端末とネットワークの間のデータ伝達のために第２の層により提供されるサービスを意味する。このために、端末とネットワークのＲＲＣ層は互いにＲＲＣメッセージを交換する。端末とネットワークのＲＲＣ層の間にＲＲＣ連結（ＲＲＣ  Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ）がある場合、端末はＲＲＣ連結状態（Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ  Ｍｏｄｅ）となり、そうではない場合はＲＲＣ休止状態（Ｉｄｌｅ  Ｍｏｄｅ）となる。ＲＲＣ層の上位にあるＮＡＳ（Ｎｏｎ−Ａｃｃｅｓｓ  Ｓｔｒａｔｕｍ）層は、セッション管理（Ｓｅｓｓｉｏｎ  Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）と移動性管理（Ｍｏｂｉｌｉｔｙ  Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）などの機能を果たす。
【００３５】
ネットワークから端末にデータを送信する下り送信チャネルとしては、システム情報を送信するＢＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ページングメッセージを送信するＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する下りＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。下りマルチキャスト又は放送サービスのトラフィック又は制御メッセージの場合、下りＳＣＨを介して送信され、又は特の下りＭＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を介して送信されることもできる。なお、端末からネットワークにデータを送信する上り送信チャネルとしては、初期制御メッセージを送信するＲＡＣＨ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを送信する上りＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ）がある。送信チャネルの上位にありかつ送信チャネルにマッピングされる論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）としては、ＢＣＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＣＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＣＣＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＣＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＴＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ  Ｔｒａｆｆｉｃ  Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。
【００３６】
図２は、３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらを用いた一般的な信号送信方法を説明する図である。
【００３７】
端末は、電源がオンになったり新たにセルに進入した場合は、基地局と同期を取るなどの初期セル探索（Ｉｎｉｔｉａｌ  ｃｅｌｌ  ｓｅａｒｃｈ）作業を行う（Ｓ２０１）。このために、端末は基地局から主同期チャネル（Ｐｒｉｍａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｐ−ＳＣＨ）及び副同期チャネル（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｓ−ＳＣＨ）を受信することによって基地局と同期を取り、セルＩＤなどの情報を得ることができる。その後、端末は基地局から物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｂｒｏａｄｃａｓｔ  Ｃｈａｎｎｅｌ）を受信してセル内の放送情報を得ることができる。なお、端末は初期セル探索段階において下りリンク参照信号（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  Ｓｉｇｎａｌ；ＤＬ  ＲＳ）を受信して下りリンクチャネル状態を確認することができる。
【００３８】
初期セル探索を終了した端末は、物理下りリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）及び該ＰＤＣＣＨに載せられた情報によって物理下りリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＳＣＨ）を受信することによって、より具体的なシステム情報を得ることができる（Ｓ２０２）。
【００３９】
一方、基地局に最初に接続したか或いは信号送信のための無線リソースがない場合は、端末は、基地局に対して任意接続過程（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ；ＲＡＣＨ）を行うことができる（Ｓ２０３〜Ｓ２０６）。このために、端末は、物理任意接続チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＲＡＣＨ）を介して特定シーケンスをプリアンブルとして送信し（Ｓ２０３及びＳ２０５）、ＰＤＣＣＨ及び対応するＰＤＳＣＨを介してプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる（Ｓ２０４及びＳ２０６）。競合ベースのＲＡＣＨの場合、さらに衝突解決手順（Ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ  Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ  Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。
【００４０】
上述した手順を行った端末は、その後、一般的な上り／下りリンク信号送信の手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信（Ｓ２０７）及び物理上りリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｓｈａｒｅｄ  Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ）／物理上りリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ）の送信（Ｓ２０８）を行う。特に、端末は、ＰＤＣＣＨを介して下りリンク制御情報（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）を受信する。ここで、ＤＣＩは、端末に対するリソース割り当て情報などの制御情報を含み、その使用目的に応じてフォーマットが互いに異なる。
【００４１】
一方、端末が上りリンクを通じて基地局に送信したり又は端末が基地局から受信したりする制御情報は、下り／上りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｉｎｄｅｘ）、ＲＩ（Ｒａｎｋ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）などを含む。３ＧＰＰ  ＬＴＥシステムの場合、端末は上述したＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩなどの制御情報をＰＵＳＣＨ及び／又はＰＵＣＣＨを介して送信することができる。
【００４２】
図３は、ＬＴＥシステムで用いられる無線フレームの構造を例示する図である。
【００４３】
図３を参照すると、無線フレーム（ｒａｄｉｏ  ｆｒａｍｅ）は１０ｍｓ（３２７２００×Ｔｓ）の長さを有し、１０個の均等なサイズのサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）で構成されている。それぞれのサブフレームは１ｍｓの長さを有し、２個のスロット（ｓｌｏｔ）で構成されている。それぞれのスロットは０．５ｍｓ（１５３６０×Ｔｓ）の長さを有する。ここで、Ｔｓはサンプリング時間を表し、Ｔｓ＝１／（１５ｋＨｚ×２０４８）＝３．２５５２×１０−８（約３３ｎｓ）で表示される。スロットは時間領域において複数のＯＦＤＭシンボルを含み、周波数領域において複数のリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ｂｌｏｃｋ；ＲＢ）を含む。ＬＴＥシステムにおいて一つのリソースブロックは１２個の副搬送波×７（６）個のＯＦＤＭシンボルを含む。データの送信される単位時間であるＴＴＩ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  Ｔｉｍｅ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ）は一つ以上のサブフレーム単位で定めることができる。上述した無線フレームの構造は例示に過ぎず、無線フレームに含まれるサブフレームの数、サブフレームに含まれるスロットの数、又はスロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は様々に変更されてもよい。
【００４４】
図４は、ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａベースの無線通信システムにおいて、同期信号（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ｓｉｇｎａｌ，ＳＳ）の送信のための無線フレームの構造を例示する図である。特に、図３は、周波数分割デュプレックス（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｄｕｐｌｅｘ，ＦＤＤ）において同期信号及びＰＢＣＨの送信のための無線フレームの構造を例示するものであり、図５（ａ）は、正規ＣＰ（ｎｏｒｍａｌ  ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ）として設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの送信位置を示す図であり、図５（ｂ）は、拡張ＣＰ（ｅｘｔｅｎｄｅｄ  ＣＰ）として設定された無線フレームにおいてＳＳ及びＰＢＣＨの送信位置を示す図である。
【００４５】
以下、図４を参照して、ＳＳをより具体的に説明する。ＳＳは、ＰＳＳ（Ｐｒｉｍａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ）とＳＳＳ（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ）とに区分される。ＰＳＳは、ＯＦＤＭシンボル同期、スロット同期などの時間ドメイン同期及び／又は周波数ドメイン同期を得るために用いられ、ＳＳＳは、フレーム同期、セルグループＩＤ及び／又はセルのＣＰ設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）（即ち、正規ＣＰ又は拡張ＣＰの使用情報）を得るために用いられる。図４を参照すると、ＰＳＳとＳＳＳは、毎無線フレームの２つのＯＦＤＭシンボルでそれぞれ送信される。具体的に、ＳＳは、インター−ＲＡＴ（ｉｎｔｅｒ  ｒａｄｉｏ  ａｃｃｅｓｓ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）測定を容易にするために、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）フレームの長さである４．６ｍｓを考慮して、サブフレーム０の第１番目のスロットとサブフレーム５の第１番目のスロットでそれぞれ送信される。特に、ＰＳＳは、サブフレーム０の第１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の第１番目のスロットの最後のＯＦＤＭシンボルでそれぞれ送信され、ＳＳＳは、サブフレーム０の第１番目のスロットの最後から第２番目のＯＦＤＭシンボルとサブフレーム５の第１番目のスロットの最後から第２番目のＯＦＤＭシンボルでそれぞれ送信される。当該無線フレームの境界は、ＳＳＳによって検出できる。ＰＳＳは、当該スロットの最後のＯＦＤＭシンボルで送信され、ＳＳＳは、ＰＳＳ直前のＯＦＤＭシンボルで送信される。ＳＳの送信ダイバーシティ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）方式は、単一アンテナポート（ｓｉｎｇｌｅ  ａｎｔｅｎｎａ  ｐｏｒｔ）のみを用いて、標準では特に定義していない。
【００４６】
ＰＳＳは５ｍｓごとに送信されるため、ＵＥはＰＳＳを検出することで、当該サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうち１つであることが分かるが、当該サブフレームがサブフレーム０とサブフレーム５のうちいずれなのかは具体的に分かることができない。よって、ＵＥは、ＰＳＳのみでは無線フレームの境界が認知できない。即ち、ＰＳＳのみではフレーム同期が得られない。ＵＥは一無線フレームにおいて２回送信されるものの、互いに異なるシーケンスとして送信されるＳＳＳを検出することで無線フレームの境界を検出する。
【００４７】
ＰＳＳ／ＳＳＳを用いたセル（ｃｅｌｌ）探索過程を行い、ＤＬ信号の復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）及びＵＬ信号の送信を正確な時点に行うのに必要な時間及び周波数パラメータを決定したＵＥは、また、ｅＮＢからＵＥのシステム設定（ｓｙｓｔｅｍ  ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に必要なシステム情報を取得してこそ、前記ｅＮＢと通信することができる。
【００４８】
システム情報は、マスタ情報ブロック（Ｍａｓｔｅｒ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ，ＭＩＢ）及びシステム情報ブロック（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ，ＳＩＢ）によって設定される（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）。各システム情報ブロックは、機能的に関連したパラメータの集合を含み、含むパラメータに応じてマスタ情報ブロック（Ｍａｓｔｅｒ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ，ＭＩＢ）及びシステム情報ブロックタイプ１（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ  Ｔｙｐｅ  １，ＳＩＢ１）、システム情報ブロックタイプ２（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ  Ｔｙｐｅ  ２，ＳＩＢ２）、ＳＩＢ３〜ＳＩＢ１７に区分できる。
【００４９】
ＭＩＢは、ＵＥがｅＮＢのネットワーク（ｎｅｔｗｏｒｋ）に初期接続（ｉｎｉｔｉａｌ  ａｃｃｅｓｓ）するのに必須の、最も頻繁に送信されるパラメータを含む。ＵＥは、ＭＩＢをブロードキャストチャネル（例えば、ＰＢＣＨ）を介して受信することができる。ＭＩＢには、下りリンクシステム帯域幅（ｄｌ-Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ，ＤＬ  ＢＷ）、ＰＨＩＣＨ設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）、システムフレームナンバー（ＳＦＮ）が含まれる。よって、ＵＥは、ＰＢＣＨを受信することで、明示的（ｅｘｐｌｉｃｉｔ）に、ＤＬ  ＢＷ、ＳＦＮ、ＰＨＩＣＨ設定に関する情報が分かる。一方、ＰＢＣＨ受信によってＵＥが暗示的（ｉｍｐｌｉｃｉｔ）に分かる情報としては、ｅＮＢの送信アンテナポートの数がある。ｅＮＢの送信アンテナ数に関する情報は、ＰＢＣＨのエラー検出に用いられる１６−ビットＣＲＣ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  Ｃｈｅｃｋ）に送信アンテナ数に対応するシーケンスをマスク（例えば、ＸＯＲ演算）して、暗示的にシグナルリングされる。
【００５０】
ＳＩＢ１は、他のＳＩＢの時間ドメインスケジューリングに関する情報のみならず、特定のセルがセル選択に適したセルであるか否かを判断するのに必要なパラメータを含む。ＳＩＢ１はブロードキャストシグナリング又は専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）シグナリングによってＵＥに受信される。
【００５１】
ＤＬ搬送波周波数と当該システム帯域幅は、ＰＢＣＨが運ぶＭＩＢによって得ることができる。ＵＬ搬送波周波数及び当該システム帯域幅は、ＤＬ信号であるシステム情報によって得られる。ＭＩＢを受信したＵＥは、当該セルに対して格納された有効なシステム情報がないと、システム情報ブロックタイプ２（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋＴｙｐｅ２，ＳＩＢ２）が受信されるまで、ＭＩＢ内のＤＬ  ＢＷの値をＵＬ−帯域幅（ＵＬ  ＢＷ）に適用する。例えば、ＵＥは、システム情報ブロックタイプ２（ＳｙｓｔｅｍＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｌｏｃｋＴｙｐｅ２，ＳＩＢ２）を取得して、前記ＳＩＢ２内のＵＬ−搬送波周波数及びＵＬ−帯域幅情報によってＵＥがＵＬ送信に使用可能な全体のＵＬシステム帯域を把握することができる。
【００５２】
周波数ドメインにおいて、ＰＳＳ／ＳＳＳ及びＰＢＣＨは、実際のシステム帯域幅とは関係なく、当該ＯＦＤＭシンボルにおいてＤＣ副搬送波を中心として、左右３個ずつ、全６個のＲＢ、即ち、全７２個の副搬送波内でのみ送信される。よって、ＵＥは、ＵＥに設定された（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）下りリンク送信帯域幅とは関係なく、ＳＳ及びＰＢＣＨを検出（ｄｅｔｅｃｔ）或いは復号（ｄｅｃｏｄｅ）できるように設定される（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅｄ）。
【００５３】
初期セル探索を終えたＵＥは、ｅＮＢへの接続を完了するために、任意接続過程（ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。このために、ＵＥは、物理任意接続チャネル（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｒａｎｄｏｍ ａｃｃｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌ，ＰＲＡＣＨ）を通じてプリアンブル（ｐｒｅａｍｂｌｅ）を送信し、ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨを通じてプリアンブルへの応答メッセージを受信することができる。競合ベースの任意接続（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ  ｂａｓｅｄ  ｒａｎｄｏｍ  ａｃｃｅｓｓ）の場合、更なるＰＲＡＣＨの送信、またＰＤＣＣＨ及びＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨのような衝突解決手順（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ  ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ  ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）を行うことができる。
【００５４】
上述したような手順を行ったＵＥは、その後、一般的な上りリンク／下りリンク信号送信手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信及びＰＵＳＣＨ／ＰＵＣＣＨ送信を行うことができる。
【００５５】
上述した任意接続過程は、任意接続チャネル（ｒａｎｄｏｍ  ａｃｃｅｓｓ  ｃｈａｎｎｅｌ，ＲＡＣＨ）過程とも呼ばれる。任意接続過程は、初期接続、上りリンク同期調整、リソース割り当て、ハンドオーバーなどの用途など様々に用いられる。任意接続過程は、競合−ベース（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ-ｂａｓｅｄ）過程と、専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）（即ち、非−競合−ベース）過程とに分類できる。競合−ベースの任意接続過程は、初期接続を含んで一般的に用いられ、専用任意接続過程はハンドオーバーなどに制限的に用いられる。競合−ベースの任意接続過程において、ＵＥはＲＡＣＨプリアンブルシーケンスを任意に（ｒａｎｄｏｍｌｙ）選択する。よって、複数のＵＥが同時に同一のＲＡＣＨプリアンブルシーケンスを送信することが可能であり、これによって、その後に衝突解決手順が必要となる。一方、専用任意接続過程において、ＵＥはｅＮＢが当該ＵＥに唯一に割り当てたＲＡＣＨプリアンブルシーケンスを用いる。よって、他のＵＥとの衝突なく任意接続過程を行うことができる。
【００５６】
競合−ベースの任意接続過程は、以下の４ステップを含む。以下、ステップ１〜４で送信されるメッセージのそれぞれをメッセージ１〜４（Ｍｓｇ１〜Ｍｓｇ４）と称することができる。
【００５７】
−  ステップ１：ＲＡＣＨプリアンブル（ｖｉａ  ＰＲＡＣＨ）（ＵＥ  ｔｏ  ｅＮＢ）
【００５８】
−  ステップ２：任意接続応答（ｒａｎｄｏｍ  ａｃｃｅｓｓ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ，ＲＡＲ）（ｖｉａ  ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（ｅＮＢ  ｔｏ  ＵＥ）
【００５９】
−  ステップ３：レイヤ２／レイヤ３メッセージ（ｖｉａ  ＰＵＳＣＨ）（ＵＥ  ｔｏ  ｅＮＢ）
【００６０】
−  ステップ４：衝突解決（ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ  ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）メッセージ（ｅＮＢ  ｔｏ  ＵＥ）
【００６１】
専用任意接続過程は、以下の３ステップを含む。以下、ステップ０〜２で送信されるメッセージのそれぞれは、メッセージ０〜２（Ｍｓｇ０〜Ｍｓｇ２）と称する。任意接続過程の一部としてＲＡＲに対応する上りリンク送信（即ち、ステップ３）を行うこともできる。専用任意接続過程は、基地局がＲＡＣＨプリアンブル送信を命令するためのＰＤＣＣＨ（以下、ＰＤＣＣＨオーダー（ｏｒｄｅｒ））を用いてトリガされることができる。
【００６２】
−  ステップ０：専用シグナリングによるＲＡＣＨプリアンブル割り当て（ｅＮＢ  ｔｏ  ＵＥ）
【００６３】
−  ステップ１：ＲＡＣＨプリアンブル（ｖｉａ  ＰＲＡＣＨ）（ＵＥ  ｔｏ  ｅＮＢ）
【００６４】
−  ステップ２：任意接続応答（ＲＡＲ）（ｖｉａ  ＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨ）（ｅＮＢ  ｔｏ  ＵＥ）
【００６５】
ＲＡＣＨプリアンブルを送信した後、ＵＥは予め−設定された時間ウィンドー内で任意接続応答（ＲＡＲ）の受信を試みる。具体的に、ＵＥは、時間ウィンドー内でＲＡ−ＲＮＴＩ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  ＲＮＴＩ）を有するＰＤＣＣＨ（以下、ＲＡ−ＲＮＴＩ  ＰＤＣＣＨ）（例えば、ＰＤＣＣＨにおいてＣＲＣがＲＡ−ＲＮＴＩでマスクされる）の検出を試みる。ＲＡ−ＲＮＴＩ  ＰＤＣＣＨ検出時に、ＵＥは、ＲＡ−ＲＮＴＩ  ＰＤＣＣＨに対応するＰＤＳＣＨ内に、ＵＥのためのＲＡＲが存在するか否かを確認する。ＲＡＲは、ＵＬ同期化のためのタイミングオフセット情報を示すタイミングアドバンス（ｔｉｍｉｎｇ  ａｄｖａｎｃｅ, ＴＡ）情報、ＵＬリソース割り当て情報（ＵＬグラント情報）、仮り端末識別子（例えば、ｔｅｍｐｏｒａｒｙ  ｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ, ＴＣ−ＲＮＴＩ）などを含む。ＵＥは、ＲＡＲ内のリソース割り当て情報及びＴＡ値に応じてＵＬ送信（例えば、Ｍｓｇ３）を行うことができる。ＲＡＲに対応するＵＬ送信にはＨＡＲＱが適用される。したがって、ＵＥは、Ｍｓｇ３を送信した後、Ｍｓｇ３に対応する受信応答情報（例えば、ＰＨＩＣＨ）を受信することができる。
【００６６】
任意接続プリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルは、物理層において長さＴＣＰの循環前置（ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ）及び長さＴＳＥＱのシーケンスからなる。ＴＣＰのＴＳＥＱは、フレーム構造と任意接続設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に依存する。プリアンブルフォーマットは上位層によって制御される。ＲＡＣＨプリアンブルはＵＬサブフレームから送信される。任意接続プリアンブルの送信は、特定の時間及び周波数リソースに制限（ｒｅｓｔｒｉｃｔ）される。このようなリソースをＰＲＡＣＨリソースと呼び、ＰＲＡＣＨリソースは、インデックス０が無線フレームにおいて低い番号のＰＲＢ及びサブフレームに対応するように、前記無線フレーム内のサブフレーム番号と、周波数ドメインにおいてＰＲＢの増加順に番号付けられる。任意接続リソースがＰＲＡＣＨ設定インデックスによって定義される（３ＧＰＰ  ＴＳ  ３６．２１１標準文書を参照）。ＰＲＡＣＨ設定インデックスは（ｅＮＢによって送信される）上位層信号によって与えられる。
【００６７】
ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムにおいて任意接続プリアンブル、即ち、ＲＡＣＨプリアンブルのための副搬送波間隔（Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ  Ｓｐａｃｉｎｇ）は、プリアンブルフォーマット０〜３の場合は１．２５ｋＨｚであり、プリアンブルフォーマット４の場合は７．５ｋＨｚであると規定される（３ＧＰＰ  ＴＳ  ３６．２１１を参照）。
【００６８】
図５は、下りリンク無線フレームにおいて一つのサブフレームの制御領域に含まれる制御チャネルを例示する図である。
【００６９】
図５を参照すると、サブフレームは１４個のＯＦＤＭシンボルで構成されている。サブフレーム設定によって先頭の１乃至３個のＯＦＤＭシンボルは制御領域として用いられ、残り１３〜１１個のＯＦＤＭシンボルはデータ領域として用いられる。同図で、Ｒ１乃至Ｒ４は、アンテナ０乃至３に対する基準信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  Ｓｉｇｎａｌ（ＲＳ）又はＰｉｌｏｔ  Ｓｉｇｎａｌ）を表す。ＲＳは、制御領域及びデータ領域を問わず、サブフレーム内に一定のパターンで固定される。制御チャネルは、制御領域においてＲＳの割り当てられていないリソースに割り当てられ、トラフィックチャネルもデータ領域においてＲＳの割り当てられていないリソースに割り当てられる。制御領域に割り当てられる制御チャネルには、ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｆｏｒｍａｔ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ  ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｈｙｂｒｉｄ−ＡＲＱ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ  ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｄｏｗｎｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ＣＨａｎｎｅｌ）などがある。
【００７０】
ＰＣＦＩＣＨは物理制御フォーマット指示子チャネルで、毎サブフレームごとにＰＤＣＣＨに用いられるＯＦＤＭシンボルの個数を端末に知らせる。ＰＣＦＩＣＨは、最初のＯＦＤＭシンボルに位置し、ＰＨＩＣＨ及びＰＤＣＣＨに優先して設定される。ＰＣＦＩＣＨは４個のＲＥＧ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ｅｌｅｍｅｎｔ  Ｇｒｏｕｐ）で構成され、それぞれのＲＥＧはセルＩＤ（Ｃｅｌｌ  ＩＤｅｎｔｉｔｙ）に基づいて制御領域内に分散される。一つのＲＥＧは４個のＲＥ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ  Ｅｌｅｍｅｎｔ）で構成される。ＲＥは、１副搬送波×１ＯＦＤＭシンボルで定義される最小物理リソースを表す。ＰＣＦＩＣＨ値は帯域幅によって１〜３又は２〜４の値を指示し、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ  Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ）で変調される。
【００７１】
ＰＨＩＣＨは、物理ＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ−Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｒｅｐｅａｔ  ａｎｄ  ｒｅｑｕｅｓｔ）指示子チャネルで、上りリンク送信に対するＨＡＲＱ  ＡＣＫ／ＮＡＣＫを運ぶために用いられる。即ち、ＰＨＩＣＨは、ＵＬ  ＨＡＲＱのためのＤＬ  ＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報が送信されるチャネルを表す。ＰＨＩＣＨは、１個のＲＥＧで構成され、セル特定（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）にスクランブル（ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）される。ＡＣＫ／ＮＡＣＫは１ビットで指示され、ＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）で変調される。変調されたＡＣＫ／ＮＡＣＫは拡散因子（Ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  Ｆａｃｔｏｒ；ＳＦ）＝２又は４で拡散される。同一のリソースにマッピングされる複数のＰＨＩＣＨは、ＰＨＩＣＨグループを構成する。ＰＨＩＣＨグループに多重化されるＰＨＩＣＨの個数は、拡散コードの個数によって決定される。ＰＨＩＣＨ（グループ）は周波数領域及び／又は時間領域においてダイバーシティ利得を得るために３回反復（ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ）される。
【００７２】
ＰＤＣＣＨは物理下りリンク制御チャネルで、サブフレームにおける先頭のｎ個のＯＦＤＭシンボルに割り当てられる。ここで、ｎは１以上の整数で、ＰＣＦＩＣＨによって指示される。ＰＤＣＣＨは一つ以上のＣＣＥで構成される。ＰＤＣＣＨは、送信チャネルであるＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ  ｃｈａｎｎｅｌ）及びＤＬ−ＳＣＨ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ−ｓｈａｒｅｄ  ｃｈａｎｎｅｌ）のリソース割り当てに関する情報、上りリンクスケジューリンググラント（Ｕｐｌｉｎｋ  Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ  Ｇｒａｎｔ）、ＨＡＲＱ情報などを各端末又は端末グループに知らせる。ＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ  ｃｈａｎｎｅｌ）及びＤＬ−ＳＣＨ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ−ｓｈａｒｅｄ  ｃｈａｎｎｅｌ）はＰＤＳＣＨを通じて送信される。したがって、基地局と端末は一般に、特定の制御情報又は特定のサービスデータ以外は、ＰＤＳＣＨを通じてデータをそれぞれ送信及び受信する。
【００７３】
ＰＤＳＣＨのデータがいずれの端末（一つ又は複数の端末）に送信されるものか、これら端末がどのようにＰＤＳＣＨデータを受信してデコードしなければならないかに関する情報などは、ＰＤＣＣＨに含まれて送信される。例えば、特定ＰＤＣＣＨが「Ａ」というＲＮＴＩ（Ｒａｄｉｏ  Ｎｅｔｗｏｒｋ  Ｔｅｍｐｏｒａｒｙ  Ｉｄｅｎｔｉｔｙ）でＣＲＣマスクされており、「Ｂ」という無線リソース（例えば、周波数位置）及び「Ｃ」というＤＣＩフォーマット、即ち、送信形式情報（例、送信ブロックサイズ、変調方式、コーディング情報など）を用いて送信されるデータに関する情報が、特定サブフレームで送信されると仮定する。この場合、セル内の端末は、自身が持っているＲＮＴＩ情報を用いて検索領域でＰＤＣＣＨをモニタ、即ち、ブラインドデコードし、「Ａ」のＲＮＴＩを持っている一つ以上の端末があると、これらの端末はＰＤＣＣＨを受信し、受信したＰＤＣＣＨの情報に基づいて「Ｂ」と「Ｃ」によって指示されるＰＤＳＣＨを受信する。
【００７４】
図６は、ＬＴＥシステムで用いられる上りリンクサブフレームの構造を示す図である。
【００７５】
図６を参照すると、上りリンクサブフレームは、制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ＣＨａｎｎｅｌ）が割り当てられる領域と、ユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｓｈａｒｅｄ  ＣＨａｎｎｅｌ）が割り当てられる領域とに区別される。サブフレームにおいて中間部分がＰＵＳＣＨに割り当てられ、周波数領域においてデータ領域の両側部分がＰＵＣＣＨに割り当てられる。ＰＵＣＣＨ上で送信される制御情報は、ＨＡＲＱに用いられるＡＣＫ／ＮＡＣＫ、下りリンクチャネル状態を示すＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＭＩＭＯのためのＲＩ（Ｒａｎｋ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、上りリンクリソース割り当て要請であるＳＲ（Ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ  Ｒｅｑｕｅｓｔ）などがある。一つの端末に対するＰＵＣＣＨは、サブフレーム内の各スロットで互いに異なる周波数を占める一つのリソースブロックを使用する。即ち、ＰＵＣＣＨに割り当てられる２個のリソースブロックはスロット境界で周波数ホッピング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｈｏｐｐｉｎｇ）する。特に、図６は、ｍ＝０のＰＵＣＣＨ、ｍ＝１のＰＵＣＣＨ、ｍ＝２のＰＵＣＣＨ、ｍ＝３のＰＵＣＣＨがサブフレームに割り当てられるとしている。
【００７６】
以下、チャネル状態情報（ｃｈａｎｎｅｌ  ｓｔａｔｅ  ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ，ＣＳＩ）の報告について説明する。現在、ＬＴＥ標準では、チャネル状態情報無しで運用される開ループ（ｏｐｅｎ-ｌｏｏｐ）ＭＩＭＯと、チャネル状態情報に基づいて運用される閉ループ（ｃｌｏｓｅｄ-ｌｏｏｐ）ＭＩＭＯという２つの送信方式が存在する。特に、閉ループＭＩＭＯでは、ＭＩＭＯアンテナの多重化利得（多重化ｇａｉｎ）を得るために、基地局及び端末のそれぞれは、チャネル状態情報に基づいてビームフォーミングを行うことができる。基地局は、チャネル状態情報を端末から得るために、端末にＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  ＣＨａｎｎｅｌ）又はＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ  Ｕｐｌｉｎｋ  Ｓｈａｒｅｄ  ＣＨａｎｎｅｌ）を割り当てて、下りリンク信号に対するチャネル状態情報（ＣＳＩ）をフィードバックするように命令する。
【００７７】
ＣＳＩは、ＲＩ（Ｒａｎｋ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｉｎｄｅｘ）、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｑｕａｌｉｔｙ  Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）の３つの情報に大別される。先ず、ＲＩは、上述のように、チャネルのランク情報を示し、端末が同一の周波数−時間リソースによって受信できるストリーム数を意味する。また、ＲＩは、チャネルの長期フェーディング（ｌｏｎｇ  ｔｅｒｍ  ｆａｄｉｎｇ）によって決定されるため、通常、ＰＭＩ、ＣＱＩ値よりも長い周期で基地局にフィードバックされる。
【００７８】
次に、ＰＭＩはチャネルの空間特性を反映した値であって、ＳＩＮＲなどのメートル（ｍｅｔｒｉｃ）を基準として端末が選好するプリコーディング行列インデックスを示す。最後に、ＣＱＩはチャネルの強度を示す値であって、通常、基地局がＰＭＩを用いるときに得られる受信ＳＩＮＲのことを意味する。
【００７９】
３ＧＰＰ  ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、基地局は、複数のＣＳＩプロセスをＵＥに設定して、各プロセスに対するＣＳＩが報告される。ここで、ＣＳＩプロセスは、基地局からの信号品質の特定のためのＣＳＩ−ＲＳリソースと干渉測定のためのＣＳＩ−ＩＭ（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）リソース、即ち、ＩＭＲ（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ  ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ  ｒｅｓｏｕｒｃｅ）で構成される。
【００８０】
Ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ  Ｗａｖｅ（ｍｍＷ）では波長が短くなるため、同一面積に多数のアンテナ要素の設置が可能である。具体的には、３０ＧＨｚ帯域において波長は１ｃｍであって、４  ｂｙ  ４ｃｍのパネル（ｐａｎｅｌ）に０．５ｌａｍｂｄａ（波長）間隔で２Ｄ（ｄｉｍｅｎｓｉｏｎ）配列である全６４（８×８）のアンテナ要素を設けることができる。これにより、ｍｍＷ分野における最近の動向では、多数のアンテナ要素を使用してＢＦ（ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ）利得を上げてカバレッジを増加させたり、スループット（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）を増加させたりすることを試みている。
【００８１】
このとき、アンテナ要素別に送信パワー及び位相の調節ができるように、ＴＸＲＵ（Ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ  Ｕｎｉｔ）を備えると、周波数リソース別に独立したビームフォーミングが可能である。しかし、１００余個の全てのアンテナ要素にＴＸＲＵを設けることは費用面で実効性に乏しいという問題がある。従って、１つのＴＸＲＵに多数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相シフタ（ａｎａｌｏｇ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔｅｒ）でビーム方向を調節する方式が考えられている。かかるアナログビームフォーミング方式では全帯域において１つのビーム方向のみが形成できるので、周波数選択的なビームフォーミングができないというデメリットがある。
【００８２】
デジタルＢＦとアナログＢＦの中間形態として、Ｑ個のアンテナ要素より少ない数のＢ個のＴＸＲＵを有するハイブリッドＢＦが考えられる。この場合、Ｂ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナ要素の接続方式によって差はあるが、同時に送信可能なビームの方向はＢ個以下に制限される。
【００８３】
図７は、ＴＸＲＵとアンテナ要素の接続方式の一例を示す図である。
【００８４】
図７（ａ）は、ＴＸＲＵがサブアレイ（ｓｕｂ−ａｒｒａｙ）に接続された方式を示している。この場合、アンテナ要素は１つのＴＸＲＵにのみ接続される。これとは異なり、図６（ｂ）は、ＴＸＲＵが全てのアンテナ要素に接続された方式を示している。この場合、アンテナ要素は全てのＴＸＲＵに接続される。図６において、Ｗはアナログ位相シフタにより乗じられる位相ベクトルを示す。即ち、Ｗによってアナログビームフォーミングの方向が決定される。ここで、ＣＳＩ−ＲＳアンテナポートとＴＸＲＵとのマッピングは１−ｔｏ−１又は１−ｔｏ−多である。
【００８５】
より多い通信機器がより大きい通信容量を要求することにより、既存のＲＡＴ（ｒａｄｉｏ  ａｃｃｅｓｓ  ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）に比べて向上した無線広帯域通信に対する必要性が台頭しつつある。また、複数の機器及びモノを連結していつでもどこでも様々なサービスを提供する大規模（ｍａｓｓｉｖｅ）ＭＴＣ（Ｍａｃｈｉｎｅ  Ｔｙｐｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）が次世代通信において考慮される主なイッシュの１つである。のみならず、信頼度（ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ）及びレイテンシ（ｌａｔｅｎｃｙ）に敏感なサービス／ＵＥを考慮した通信システムデザインが提示されている。これを考慮した次世代ＲＡＴの導入が論議されており、本発明では、便宜のために、Ｎｅｗ  ＲＡＴと称する。
【００８６】
ＴＤＤシステムにおいてデータ送信レイテンシを最小化するために５世代Ｎｅｗ  ＲＡＴでは、図８のような自己完備型（Ｓｅｉｆ−ｃｏｎｔａｉｎｅｄ）サブフレームの構造を考慮している。図８は、自己完備型サブフレームの構造の一例を示す図である。
【００８７】
図８において、斜線領域は下りリンク制御領域を示し、黒塗り領域は上りリンク制御領域を示す。表示のない領域は、下りリンクデータ送信のために用いられてよく、上りリンクデータ送信のために用いられてもよい。この構造の特徴は、１つのサブフレームにおいて下りリンク送信と上りリンク送信とが順次に行われ、サブフレーム内で下りリンクデータを送信して、上りリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫを受信することもできる。結果として、データ送信エラーが発生したとき、データの再送信までかかる時間を減らすことになり、これによって最終データ伝達のレイテンシを最小化することができる。
【００８８】
このような自己完備型サブフレーム構造において、基地局とＵＥが送信モードから受信モードに切り替えられる過程、又は受信モードから送信モードに切り替えられる過程のためには、時間間隙（ｔｉｍｅ  ｇａｐ）が必要である。そのために、自己完備型サブフレーム構造において、下りリンクから上りリンクに切り替えられる時点の一部のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌ；ＯＳ）がＧＰ（ｇｕａｒｄ  ｐｅｒｉｏｄ）として設定される。
【００８９】
ＮｅｗＲＡＴをベースとして動作するシステムにおいて、構成／設定が可能な上述した自己完備型サブフレームタイプの一例として、少なくとも以下のような４つのサブフレームタイプが考えられる。
【００９０】
−  下りリンク制御区間＋下りリンクデータ区間＋ＧＰ＋上りリンク制御区間
【００９１】
−  下りリンク制御区間＋下りリンクデータ区間
【００９２】
−  下りリンク制御区間＋ＧＰ＋上りリンクデータ区間＋上りリンク制御区間
【００９３】
−  下りリンク制御区間＋ＧＰ＋上りリンクデータ区間
【００９４】
以下、本発明の実施例による同期信号を生成する方法及び同期信号インデックスを指示する方法について説明する。
【００９５】
１．パラメータ集合と基本副搬送波間隔
【００９６】
ＳＳブロックのためのパラメータ集合は、以下のように定義される。
【００９７】
−  副搬送波間隔（帯域幅）
【００９８】
１５ｋＨｚ（ｕｐ  ｔｏ  ５ＭＨｚ）、３０ｋＨｚ（ｕｐ  ｔｏ  １０ＭＨｚ）、１２０ｋＨｚ（ｕｐ  ｔｏ  ４０ＭＨｚ）、２４０ｋＨｚ（ｕｐ  ｔｏ  ８０ＭＨｚ）
【００９９】
また、ＰＢＣＨ送信のために２４ＲＢが割り当てられることを考慮すれば、１５ｋＨｚ副搬送波のための４．３２ＭＨｚの送信帯域幅と、１２０ｋＨｚ副搬送波のための３４．５６ＭＨｚが求められる。また、６ＧＨｚまでの周波数範囲では、ＮＲのための最の搬送波帯域幅は５ＭＨｚであり、６ＧＨｚから５２．６ＧＨｚまでの周波数範囲では、ＮＲのための最小の搬送波帯域幅が５０ＭＨｚに定められた。
【０１００】
よって、上述のように、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、１５ｋＨｚの副搬送波間隔を基本ニューマロロジー（ｄｅｆａｕｌｔ  ｎｕｍｅｒｏｌｏｇｉｅｓ）と決定して、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔を基本ニューマロロジーと決定することができる。より正確には、６ＧＨｚから５２．６ＧＨｚ周波数範囲までは、１２０ｋＨｚの副搬送波間隔を基本ニューマロロジーと決定することができる。しかし、６ＧｈｚでのＰＳＳ／ＳＳＳベースの１５ｋＨｚ副搬送波の検出性能に対しては、丁寧に近づく必要がある。
【０１０１】
また、ＮＲ−ＳＳ送信のためのより大きい副搬送波間隔、例えば、３０ｋＨｚ又は２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を導入する可能性を考慮してもよい。
【０１０２】
２．送信帯域幅及びＮＲ−ＳＳシーケンスＲＥマッピング
【０１０３】
図９を参照すると、ＬＴＥにおいてＰＳＳ／ＳＳＳシーケンスをＲＥにマッピングする方法と同様に、ＮＲ−ＳＳシーケンスは、送信帯域幅の中心部分に位置するＲＥにマッピングされることができ、送信帯域幅の端部に位置する一部のＲＥはガード副搬送波（Ｇｕａｒｄ  Ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）として予約（ｒｅｓｅｒｖｅｄ）され得る。例えば、１２ＲＢがＮＲ−ＳＳ送信のために用いられる場合、１２７ＲＥがＮＲ−ＳＳシーケンスのために用いられ、１７ＲＥは予約される。この場合、ＮＲ−ＳＳシーケンスの６４番目の要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）はＮＲ−ＳＳ送信帯域幅の中央副搬送波にマッピングされ得る。
【０１０４】
一方、ＮＲ−ＳＳシーケンスをＲＥにマッピングすることを考慮すれば、ＮＲ−ＳＳ送信のために、１５ｋＨｚ副搬送波の場合、２．１６ＭＨｚの送信帯域幅が用いられることを仮定することができる。また、副搬送波間隔が整数倍に増加すると、ＮＲ−ＳＳ帯域幅も同じ整数倍に増加する。
【０１０５】
即ち、ＮＲ−ＳＳのための帯域幅は、副搬送波間隔に応じて、以下のように定義される。
【０１０６】
−  副搬送波間隔が１５ｋＨｚである場合、ＮＲ−ＳＳ帯域幅は２．１６ＭＨｚであり得る。
【０１０７】
−  副搬送波間隔が３０ｋＨｚである場合、ＮＲ−ＳＳ帯域幅は４．３２ＭＨｚであり得る。
【０１０８】
−  副搬送波間隔が１２０ｋＨｚである場合、ＮＲ−ＳＳ帯域幅は１７．２８ＭＨｚであり得る。
【０１０９】
−  副搬送波間隔が２４０ｋＨｚである場合、ＮＲ−ＳＳ帯域幅は３４．５６ＭＨｚであり得る。
【０１１０】
３．ＮＲ−ＰＳＳシーケンス設計
【０１１１】
ＮＲシステムでは、１０００個のセルＩＤを区分するために、ＮＲ−ＰＳＳシーケンスの数は３個に定義され、各々のＮＲ−ＰＳＳに対応するＮＲ−ＳＳＳの仮説値（ｈｙｐｏｔｈｅｓｉｓ）の数は３３４個に定義される。
【０１１２】
ＮＲ−ＰＳＳ設計のためには、タイミング曖昧性、ＰＡＰＲ及び検出複雑性などを考慮する必要がある。タイミング曖昧性を解決するために、周波数ドメインのＭ−シーケンスを用いてＮＲ−ＰＳＳシーケンスを生成することができる。しかし、Ｍ−シーケンスを用いてＮＲ−ＰＳＳシーケンスを生成する場合、相対的に高いＰＡＰＲ特性を有することができる。よって、ＮＲ−ＰＳＳを設計するとき、低いＰＡＰＲ特性を有する周波数ドメインＭ−シーケンスを研究する必要がある。
【０１１３】
一方、ＮＲ−ＰＳＳシーケンスとして、修正されたＺＣシーケンスが考慮できる。特に、４個のＺＣシーケンスを時間ドメイン上において連続して配置することで生成する方法の場合、タイミング曖昧性の問題を解決することができ、低いＰＡＰＲ特性を有することができ、検出複雑性を減少させることができる。特に、ＮＲシステムでは、端末が多重シーケンス及びＬＴＥに比べて広い送信帯域幅を有するＮＲ−ＰＳＳを検出するために、検出複雑性が増加せざる得ないため、検出複雑性を減少させることは、ＮＲ−ＰＳＳ設計において非常に重要である。
【０１１４】
上記内容に基づいて、２つのＮＲ−ＰＳＳシーケンスが考えられる。
【０１１５】
（１）低いＰＡＰＲ特性を有する周波数Ｍ−シーケンス
【０１１６】
−  多項式：ｇ（ｘ）＝ｘ７＋ｘ６＋ｘ４＋ｘ＋１（初期ポリシフトレジスタ値：１００００００）
【０１１７】
−  Ｃｙｃｌｉｃ  Ｓｈｉｆｔ：０，３１，７８
【０１１８】
（２）時間ドメイン上において連続した４個のＺＣシーケンス
【０１１９】
−  ３１長さのＺＣシーケンス（ルーツインデックス：{１,３０}，{７,２４}，{４,２７}）
【０１２０】
−  シーケンス生成のための数式
【０１２１】
【数１】
0006842548.tif 000002
【０１２２】
図１０は、時間ドメイン上において連続した４個のＺＣシーケンスを用いて、ＮＲ−ＰＳＳを生成する方法を簡単に説明するための図である。図１０を参照すると、Ｎ個のサブシンボルをＳ１，Ｓ２，  ....  ，Ｓｎというとき、ＩＦＦＴする前にＳ１，Ｓ２，  ....  ，Ｓｎのシーケンスを連結（ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｉｏｎ）して、全体のシーケンス長さでＤＦＴ  （Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）スプレディングを行った後、副搬送波によって、Ｎ個のサブシンボルのそれぞれに対応する複数のシーケンスをマッピングした後、ＩＦＦＴを行えば、帯域外放出（ｏｕｔ  ｏｆ  ｂａｎｄ  ｅｍｉｓｓｉｏｎ）の問題なく、ＮＩＦＦＴ長さの時間ドメインシーケンスを得ることができる。
【０１２３】
４．ＮＲ−ＳＳＳシーケンス設計
【０１２４】
ＮＲ−ＳＳＳシーケンスは、１つの長いシーケンスで生成され、３３４個の仮説値（ｈｙｐｏｔｈｅｓｉｓ）を生成するために、異なる多項式を有する２個のＭ−シーケンスの結合で生成される。例えば、第１のＭ−シーケンスのための循環シフト（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｓｈｉｆｔ）値が１１２であり、第２のＭ−シーケンスのための循環シフト値が３である場合、全３３６個の仮説値（ｈｙｐｏｔｈｅｓｉｓ）を取得することができる。この場合、ＮＲ−ＰＳＳのためのスクランブリングシーケンスも第３のＭ−シーケンスを適用して取得することができる。
【０１２５】
５ｍｓ／１０ｍｓのように、比較的に短い周期のＮＲ−ＳＳバースト集合（ＮＲ−ＳＳ  ｂｕｒｓｔ  ｓｅｔ）が設定される場合、ＮＲ−ＳＳバースト集合は、２個の１０ｍｓ無線フレーム（ｒａｄｉｏ  ｆｒａｍｅ）において複数回送信され得る。
【０１２６】
よって、複数回送信されるＮＲ−ＳＳバースト集合のための互いに異なるＮＲ−ＳＳＳシーケンスが導入される場合、即ち、ＮＲ−ＳＳバースト集合が送信される度に、互いに異なるＮＲ−ＳＳＳシーケンスを使用する場合、ＵＥは、基本周期内に送信される複数のＮＲ−ＳＳバースト集合のそれぞれを区分できる。
【０１２７】
例えば、基本周期内にＮＲ−ＳＳバースト集合が４回送信される場合、第１のＮＲ−ＳＳバースト集合にはＮＲ−ＳＳＳシーケンスのオリジナル集合が適用され、第２、３、４のＮＲ−ＳＳバースト集合に対して、オリジナル集合とは異なるＮＲ−ＳＳＳシーケンスが使用されると見なされる。また、異なるＮＲ−ＳＳＳシーケンス集合が２個用いられる場合、第１、３のＮＲ−ＳＳＳバースト集合に対して１個のＮＲ−ＳＳＳシーケンス集合が用いられ、第２、４のＮＲ−ＳＳＳバースト集合に対して、その他の１個のＮＲ−ＳＳＳシーケンス集合が用いられる。
【０１２８】
ＮＲシステムにおいて定義したＮＲ−ＳＳＳシーケンスは、長さが１２７であるＭ−シーケンスを２個定義して、各々のＭ−シーケンスに含まれた要素の積によって最終シーケンスを生成する。
【０１２９】
即ち、ＮＲ−ＳＳＳシーケンスは、ＮＲ−ＰＳＳによって与えられたスクランブリングシーケンスであってもよく、その長さは１２７であってもよい。また、次の数式２によって決定される。
【０１３０】
［数２］
ｄ（ｎ）＝ｓ１,ｍ（ｎ）ｓ２,ｋ（ｎ）ｃｚ（ｎ）ｆｏｒ  ｎ＝０，..，１２６  ａｎｄ  ｚ＝０，１
【０１３１】
ここで、２個の１０ｍｓ無線フレームの第１のＳＳバースト集合で送信されるＮＲ−ＳＳＳのためにｚ＝０を用いることができる。また、上述した第２、３、４のＳＳバースト集合で送信されるＮＲ−ＳＳＳのためにｚ＝１を用いることができる。
【０１３２】
このとき、前記ｓ１,ｍ（ｎ）及びｓ２,ｋ（ｎ）は、次の数式３によって決定される。
【０１３３】
［数３］
ｓ１,ｍ（ｎ）＝Ｓ１（（ｎ＋ｍ）ｍｏｄ１２７），
ｓ２,ｋ（ｎ）＝Ｓ２（（ｎ＋ｋ）ｍｏｄ１２７）
【０１３４】
ここで、ｍ＝ＮＩＤ１ｍｏｄ１１２，Ｋ＝ｆｌｏｏｒ（ＮＩＤ１／１１２），ｋ＝ＣＳ２（Ｋ），０≦ＮＩＤ１≦３３３，ＣＳ２∈{４８，６７，１２２}と定義することができる。
【０１３５】
最終的に、Ｓ１及びＳ２を求めるために、Ｓｒ（ｉ）＝１−２ｘ（ｉ），０≦ｉ≦１２６，ｒ＝１，２と定義することができ、このとき、ｘ（ｉ）に対する多項式は、次の数式４によって定義することができる。
【０１３６】
［数４］
ｘ（ｊ＋７）＝（ｘ（ｊ＋３）＋ｘ（ｊ））ｍｏｄ２，ｒ＝１
ｘ（ｊ＋７）＝（ｘ（ｊ＋３）＋ｘ（ｊ＋２）＋ｘ（ｊ＋１）＋ｘ（ｊ））ｍｏｄ２，ｒ＝２
【０１３７】
ここで、ｘ（ｉ）のための初期条件は、
【０１３８】
ｘ（０）＝ｘ（１）＝ｘ（２）＝ｘ（３）＝ｘ（４）＝ｘ（５）＝０，ｘ（６）＝１であってもよく、０≦ｊ≦１１９の値を有することができる。
【０１３９】
ここで、ＳＳＳのプリアンブル及び中間アンブル（ｍｉｄ−ａｍｂｌｅ）信号として、Ｃ０（ｎ）及びＣ１（ｎ）の２個のスクランブリングシーケンスをそれぞれ用いることができる。この２個のスクランブリングシーケンスはＰＳＳに依存して、次の数式５のように、Ｍ−シーケンスであるＣ（ｎ）に２個の異なる循環シフトを適用して定義することができる。
【０１４０】
［数５］
ｃｚ（ｎ）＝Ｃ（（ｎ＋ｐ）ｍｏｄ１２７）
ｗｈｅｒｅ，ｐ＝ＣＳ１（ＮＩＤ２＋３・ｚ），ＣＳ１∈{２３，６９，１０３，６４，１２４，２４}，ＮＩＤ2∈{０，１，２}
【０１４１】
ここで、Ｃ（ｉ）＝１−２ｘ（ｉ）であり、０≦ｉ≦１２６と定義することができ、このとき、ｘ（ｉ）に対する多項式は、次の数式６によって定義することができる。
【０１４２】
［数６］
ｘ（ｊ＋７）＝（ｘ（ｊ＋５）＋ｘ（ｊ＋４）＋ｘ（ｊ＋３）＋ｘ（ｊ＋２）＋ｘ（ｊ＋１）＋ｘ（ｊ））ｍｏｄ２
【０１４３】
ここで、ｘ（ｉ）のための初期条件は、ｘ（０）＝ｘ（１）＝ｘ（２）＝ｘ（３）＝ｘ（４）＝ｘ（５）＝０，ｘ（６）＝１であり、０≦ｊ≦１１９の値を有することができる。
【０１４４】
ここで、上述した実施例による性能測定結果を説明する。ＮＲ−ＰＳＳの性能測定のための本実験において、３つのＮＲ−ＰＳＳ設計方法を考慮した。１）周波数ドメインＭ−シーケンス（従来のＰＳＳシーケンス）、２）低いＰＡＰＲを有するＭ−シーケンス、３）４個のＺＣシーケンスを時間領域で連結したシーケンス。
【０１４５】
また、ＮＲ−ＳＳＳに対する測定は、本発明で提案したＮＲ−ＳＳＳシーケンスを用いた。
【０１４６】
５．上述したＮＲ−ＰＳＳシーケンス設計による測定結果
【０１４７】
ＰＡＰＲ及びＣＭ
【０１４８】
上述した３つのタイプのＮＲ−ＰＳＳシーケンスに対するＰＡＰＲ及びＣＭの測定結果は、以下の表１の通りである。
【０１４９】
【表１】
0006842548.tif 000003
【０１５０】
この結果によれば、４個のＺＣシーケンスを時間領域で連結したシーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳのＰＡＰＲ／ＣＭは、Ｍ−シーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳのＰＡＰＲ／ＣＭよりも低い。一方、低いＰＡＰＲを有するＭ−シーケンスと周波数領域Ｍ−シーケンスとを比較すると、低いＰＡＰＲを有するＭ−シーケンスのＰＡＰＲ／ＣＭが周波数領域Ｍ−シーケンスのＰＡＰＲ／ＣＭよりも低い。一方、ＰＡＰＲ／ＣＭは電力増幅器の値段を決定する重要な要素であるため、ＰＡＰＲ／ＣＭの低いＮＲ−ＰＳＳ設計を考慮する必要がある。
【０１５１】
結果として、ＰＡＰＲ／ＣＭの観点からして、ＺＣシーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳは、Ｍ−シーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳより良い性能測定結果を示し、低いＰＡＰＲを有するＭ−シーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳは、周波数領域Ｍ−シーケンスのＮＲ−ＰＳＳよりも良い性能測定結果を示す。
【０１５２】
誤検知率（Ｍｉｓｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ｒａｔｅ）
【０１５３】
図１１は、上述したそれぞれのＮＲ−ＰＳＳの誤検知率に対する測定評価を示す図である。図１１より、それぞれのＮＲ−ＰＳＳ設計の性能は類似するレベルであることが分かる。但し、図１２よりは、４個のＺＣシーケンスを連結したシーケンスが最低の検出複雑性を有することが分かる。
【０１５４】
具体的に、図１２より、４個のＺＣシーケンスを連結したシーケンス及び周波数ドメインシーケンスは類似する検出性能を示す。このとき、４個のＺＣシーケンスを連結したシーケンスの検出複雑性がより低いというメリットがある。また、上述したＮＲ−ＰＳＳシーケンスが類似する検出複雑性を有していると仮定すると、４個のＺＣシーケンスを連結したシーケンスがＭ−シーケンスよりも優れた性能を提供する。
【０１５５】
結果として、同一の検出複雑性を有しているという仮定下、ＺＣシーケンスに基づくＮＲ−ＰＳＳ設計検出性能が周波数ドメインＭ−シーケンスの検出性能よりも良い性能を提供する。
【０１５６】
６．上述したＮＲ−ＳＳＳシーケンス設計による測定結果
【０１５７】
ここで、ＮＲ−ＳＳＳシーケンス数による検出性能を比較する。性能測定のために、従来のＳＳＳシーケンスと、本発明によって提案されたＮＲ−ＳＳＳを比較する。
【０１５８】
ＮＲ−ＳＳＳシーケンス設計に対する簡単な情報は、以下のようである。
【０１５９】
１）単一セットのＮＲ−ＳＳＳ（ＮＲ−ＰＳＳシーケンス当たり３３４個の仮説を有する）
【０１６０】
２）２つのセットのＮＲ−ＳＳＳ（ＮＲ−ＰＳＳシーケンス当たり６６８個の仮説を有する）
【０１６１】
図１３を参照すると、ＮＲ−ＳＳＳシーケンスの仮説が２倍に増加しても、特に性能の低下が観察できない。よって、基本周期内でＳＳバースト集合の境界を検出するために、ＮＲ−ＳＳＳの追加セットの導入を考慮してもよい。
【０１６２】
一方、図１１乃至図１３による測定実験に用いられたパラメータは、以下の表２のようである。
【０１６３】
【表２】
0006842548.tif 000004
【０１６４】
７．ＳＳブロック構成
【０１６５】
ＰＢＣＨのペイロードサイズが最大８０ｂｉｔｓである場合、ＳＳブロック送信のために全４個のＯＦＤＭシンボルを用いることができる。一方、ＮＲ−ＰＳＳ、ＮＲ−ＳＳＳ、ＮＲ−ＰＢＣＨを含むＳＳブロックにおけるＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨの時間位置について論議する必要がある。初期アクセス状態において、ＮＲ−ＰＢＣＨは精密な時間／周波数追跡のための基準信号として用いることができる。推定精度を向上させるために、ＮＲ−ＰＢＣＨのための２個のＯＦＤＭシンボルはできる限り遠い距離に位置することが効率的である。よって、本発明では、図１４（ａ）のように、ＳＳブロックの１番目及び４番目のＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ送信に用いられることを提案する。これによって、ＮＲ−ＰＳＳに対しては第２のＯＦＤＭシンボルが割り当てられ、ＮＲ−ＳＳＳに対しては第３のＯＦＤＭシンボルを用いることができる。
【０１６６】
一方、ＮＲ−ＳＳがセル測定又はセル検出のために送信されるとき、ＮＲ−ＰＢＣＨ及びＳＳブロック時間インデックス表示をいずれも送信する必要はない。この場合、ＳＳブロックは、図１４（ｂ）のように、２個のＯＦＤＭシンボルで構成され、１番目のＯＦＤＭシンボルは、ＮＲ−ＰＳＳに割り当てられ、２番目のＯＦＤＭシンボルは、ＮＲ−ＳＳＳに割り当てられる。
【０１６７】
図１５（ａ）を参照すると、ＮＲ−ＰＢＣＨは２８８ＲＥｓ内に割り当てられ、これは２４個のＲＢで構成される。一方、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳのシーケンスは長さが１２７であるため、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ送信に１２個のＲＢが必要である。即ち、ＳＳブロック構成の場合、ＳＳブロックは２４個のＲＢ内に割り当てられる。また、１５、３０、６０ｋＨｚなどの異なるニューマロロジー間のＲＢグリッド整列のためにも２４ＲＢ内にＳＳブロックが割り当てられることが好ましい。また、ＮＲでは、１５ＭＨｚサブキャリア間隔に２５ＲＢが定義できる５ＭＨｚの最小帯域幅を仮定するため、ＳＳブロック送信に２４ＲＢが用いられる。また、ＮＲ−ＰＳＳ／ＳＳＳはＳＳブロックの中間に位置すべきであり、これはＮＲ−ＰＳＳ／ＳＳＳが７番目から１８番目のＲＢ内に割り当てられることを意味することができる。
【０１６８】
一方、図１５（ａ）のように、ＳＳブロックを構成する場合、１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔において、端末のＡＧＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ）動作に問題が生じる可能性がある。即ち、１２０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔の場合、ＡＧＣ動作によって、ＮＲ−ＰＳＳの検出が完全に行われない可能性があり、これによって、以下の２つの実施例のように、ＳＳブロック構成を変更することを考慮してもよい。
【０１６９】
（実施例１）ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ
【０１７０】
（実施例２）ＰＢＣＨ−ＰＳＳ−ＰＢＣＨ−ＳＳＳ−ＰＢＣＨ
【０１７１】
即ち、ＰＢＣＨシンボルをＳＳブロックの開始部分に位置付け、ＰＢＣＨシンボルをＡＧＣ動作のためのダミー（Ｄｕｍｍｙ）シンボルとして使用することで、端末のＡＧＣ動作がより円滑に行われるようにすることができる。
【０１７２】
一方、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨは、図１５（ｂ）のように割り当てられてもよい。即ち、０番目のシンボルにＮＲ−ＰＳＳが割り当てられ、ＮＲ−ＳＳＳは２番目のシンボルに割り当てられることができる。また、ＮＲ−ＰＢＣＨは、１乃至３番目のシンボルに割り当てられるが、このとき、１番目のシンボル及び３番目のシンボルはＮＲ−ＰＢＣＨが専用としてマッピングされることができる。換言すれば、１番目のシンボル及び３番目のシンボルにはＮＲ−ＰＢＣＨのみがマッピングされ、２番目のシンボルにはＮＲ−ＳＳＳとＮＲ−ＰＢＣＨが共にマッピングされてもよい。
【０１７３】
８．ＳＳバースト構成
【０１７４】
本発明では、スロットにおいてＳＳブロック送信が可能なＯＦＤＭシンボルを決定する方法について説明する。ＣＰタイプは、ＵＥ−Ｓｐｅｃｉｆｉｃシグナリングと共に、半静的に設定されるが、ＮＲ−ＰＳＳ／ＳＳＳは正規ＣＰを支援することができる。これにより、初期接続において、ＣＰ検出の問題を解決することができる。
【０１７５】
しかし、ＮＲシステムでは、０．５ｍｓ境界ごとに拡張ＣＰを含むことができる。即ち、ＳＳブロックがスロット内又はスロット間に位置しているとき、ＳＳブロックの中間が０．５ｍｓ境界にあり得る。この場合、ＳＳブロック内において、ＮＲ−ＰＳＳ及び／又はＮＲ−ＳＳＳのうち、異なる長さのＣＰを適用することができる。このとき、ＵＥが正規ＣＰをＮＲ−ＰＳＳ及び／又はＮＲ−ＳＳＳに適用すると仮定した上でＮＲ−ＳＳ検出を行う場合、検出性能が低下する可能性がある。よって、ＮＲでは、ＳＳブロックが０．５ｍｓ境界を越えないように設計する必要がある。
【０１７６】
図１６は、ＴＤＤのときのＳＳバースト構成の例を示す図である。ＮＲシステムでは、ＤＬ制御チャネルは、スロット及び／又はミニスロット内の最初のＯＦＤＭシンボルに位置して、ＵＬ制御チャネルは、最後に送信されたＵＬシンボルに位置することができる。よって、スロット内に位置したＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御チャネルの衝突を避けるために、ＳＳブロックはスロットの中間に位置することができる。
【０１７７】
ＳＳバースト集合内のＳＳブロックの最大数は、周波数範囲に応じて決定される。また、ＳＳブロック数の候補値は、周波数範囲に応じて決定される。なお、本発明では、図１６のＳＳバースト構成例に基づいて、ＳＳバースト集合内でＳＳブロック送信に必要な全体の時間間隔を提案しようとする。
【０１７８】
【表３】
0006842548.tif 000005
【０１７９】
表３に示されたように、ＮＲ−ＳＳ送信のために、３０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を導入すると、ＳＳブロックが最大２ｍｓ以内に送信されることが予想できる。しかし、ＮＲ−ＳＳ送信のための基本副搬送波間隔は、１５ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚであるため、３０ｋＨｚ及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を導入するためには、より広い最小システム帯域幅、例えば、３０ｋＨｚの副搬送波間隔に対しては１０ＭＨｚ、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔に対しては８０ＭＨｚを導入することを論議する必要がある。ＮＲが６ＧＨｚ以下で５ＭＨｚ、６ＧＨｚで５０ＭＨｚの最小システム帯域幅のみを支援すると判断する場合、１５ｋＨｚと１２０ｋＨｚの副搬送波間隔に応じてＳＳバーストセットを設計しなければならない。また、ＳＳブロックの最大数が６ＧＨｚ以下では８個、６ＧＨｚ以上では６４個であると仮定すると、ＳＳブロック送信に必要な時間は４ｍｓであるため、システムのオーバーヘッドが非常に大きい。また、ＳＳブロック送信のための全体の時間間隔が短い方が、ネットワークの省エネルギー及びＵＥ測定の観点から好ましいため、ＳＳブロック送信のための割り当ての候補位置は、Ｎｍｓ時間保持時間（例えば、Ｎ＝０．５，１，２）内に定義される必要がある。
【０１８０】
９．ＳＳバースト集合構成
【０１８１】
ＳＳバーストセット構成として、図１７のように、ＳＳバースト周期に応じて２つのタイプが考えられる。１つは、図１７（ａ）の局部タイプであって、全てのＳＳブロックがＳＳバーストセット内で連続して送信される一方、他の１つは、図１７（ｂ）の分散タイプであって、ＳＳバーストはＳＳバーストセット周期内で周期的に送信される。
【０１８２】
ＩＤＬＥ  ＵＥのための省エネルギー及び周波数間（ｉｎｔｅｒ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）測定のための効率性の観点から、局部タイプのＳＳバーストの場合、分散アタイプのＳＳバーストの場合よりメリットがある。よって、局部タイプのＳＳバーストを支援することがさらに好ましい。
【０１８３】
一方、図１７（ａ）のように、局部タイプでＳＳバーストセットを構成する場合、ＳＳバーストセットがマッピングされるシンボル区間の間に上りリンク信号が送信できなくなる。特に、ＳＳブロックが配置される副搬送波間隔が大きくなるほど、シンボルサイズはこれに反比例して狭くなるため、上りリンク信号が送信できないシンボル区間がより多くなり、ＳＳブロックが配置される副搬送波間隔が一定以上である場合、一定間隔にＳＳバースト間に上りリンク送信のためのシンボルを空けておく必要がある。
【０１８４】
図１８は、ＳＳブロックを配置する副搬送波間隔が１２０ｋＨｚであるときと、２４０ｋＨｚであるときとのＳＳバーストセット構成を示している、図１８を参照すると、１２０ｋＨｚと２４０ｋＨｚの副搬送波を有するとき、４個のＳＳバースト単位で一定間隔を空けてＳＳバーストを構成する。即ち、０．５ｍｓ単位に０．１２５ｍｓの上りリンク送信のためのシンボル区間を空けて、ＳＳブロックを配置する。
【０１８５】
ところが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲において、６０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信のために用いられることがある。即ち、図１９のように、ＮＲではデータ送信のための６０ｋＨｚの副搬送波間隔と、ＳＳブロック送信のための１２０ｋＨｚ又は２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がマルチフレックスできる。
【０１８６】
一方、図１９の箱形に示した箇所によると、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔のＳＳブロックと、６０ｋＨｚ副搬送波間隔のデータがマルチフレックスされて、１２０ｋＨｚ副搬送波間隔のＳＳブロックと、６０ｋＨｚ副搬送波間隔のＧＰと下りリンク制御領域間の衝突又は重畳が発生することが分かる。ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域の衝突は出来る限り避けることが好ましいため、ＳＳバースト及びＳＳバーストセット構成の修正が求まれる。
【０１８７】
本発明では、これを解決するためのＳＳバースト構成の修正として、２つの実施例を提案する。
【０１８８】
第一の実施例は、図２０のように、ＳＳバーストフォーマット１とＳＳバーストフォーマット２の位置を変更する方法である。即ち、図２０の箱形内のＳＳバーストフォーマット１とフォーマット２とを交換することで、ＳＳブロックとＤＬ／ＵＬ制御領域間の衝突が発生しないようにすることができる。換言すれば、ＳＳバーストフォーマット１が６０ｋＨｚ副搬送波間隔のスロットの前部に位置して、ＳＳバーストフォーマット２が６０ｋＨｚ副搬送波間隔のスロットの後部に位置する。
【０１８９】
上述した実施例をまとめると、以下のように表現できる。
【０１９０】
１）１２０  ＫＨｚ  ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ  ｓｐａｃｉｎｇ
【０１９１】
−  ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  {４,  ８,  １６,  ２０,  ３２,  ３６,  ４４,  ４８}  ＋  ７０＊ｎ.  Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６  ＧＨｚ,  ｎ＝０,  ２,  ４,  ６。
【０１９２】
−  ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  {２,  ６,  １８,  ２２,  ３０,  ３４,  ４６,  ５０}  ＋  ７０＊ｎ.  Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６  ＧＨｚ,  ｎ＝１,  ３,  ５,  ７。
【０１９３】
２）２４０  ＫＨｚ  ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ  ｓｐａｃｉｎｇ
【０１９４】
−  ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  {８,  １２,  １６,  ２０,  ３２,  ３６,  ４０,  ４４,  ６４,  ６８,  ７２,  ７６,  ８８,  ９２,  ９６,  １００}  ＋  １４０＊ｎ.  Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６  ＧＨｚ,  ｎ＝０,  ２
【０１９５】
−  ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  {４,  ８,  １２,  １６,  ３６,  ４０,  ４４,  ４８,  ６０,  ６４,  ６８,  ７２,  ９２,  ９６,  １００,  １０４}  ＋  １４０＊ｎ.  Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６  ＧＨｚ,  ｎ＝１,  ３
【０１９６】
第ニの実施例は、図２１のように、ＳＳバーストセット構成を変更する方法である。即ち、ＳＳバーストセットは、ＳＳバーストセットの開始境界と６０ｋＨｚ副搬送波間隔スロットの開始境界が整列されるように、即ち、一致するように構成することができる。
【０１９７】
具体的に、ＳＳバーストは、１ｍｓ間に局部的に配置されるＳＳブロックによって構成される。よって、１ｍｓ間に１２０ｋＨｚ副搬送波間隔のＳＳバーストは１６個のＳＳブロックを有して、２４０ｋＨｚ副搬送波間隔のＳＳバーストは３２個のＳＳブロックを有することになる。このようにＳＳバーストを構成すると、ＳＳバースト間に６０ｋＨｚの副搬送波間隔を基準として、１個のスロットがギャップ（ｇａｐ）として割り当てられる。
【０１９８】
上述した第ニの実施例をまとめると、以下のようである。
【０１９９】
１）１２０  ＫＨｚ  ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ  ｓｐａｃｉｎｇ
【０２００】
−  ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  {４,  ８,  １６,  ２０}  ＋  ２８＊ｎ.  Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６  ＧＨｚ,  ｎ＝０,  １,  ２,  ３,  ５,  ６,  ７,  ８,  １０,  １１,  １２,  １３,  １５,  １６,  １７,  １８。
【０２０１】
２）２４０  ＫＨｚ  ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ  ｓｐａｃｉｎｇ
【０２０２】
−  ｔｈｅ  ｆｉｒｓｔ  ＯＦＤＭ  ｓｙｍｂｏｌｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｃａｎｄｉｄａｔｅ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋｓ  ｈａｖｅ  ｉｎｄｅｘｅｓ  {８,  １２,  １６,  ２０,  ３２,  ３６,  ４０,  ４４}  ＋  ５６＊ｎ.  Ｆｏｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ  ｌａｒｇｅｒ  ｔｈａｎ  ６  ＧＨｚ,  ｎ＝０,  １,  ２,  ３,  ５,  ６,  ７,  ８。
【０２０３】
１０．５ｍｓ区間内で実際に送信されるＳＳ／ＰＢＣＨブロックを指示する方法（Ｔｈｅ  ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  ａｃｔｕａｌｌｙ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｗｉｔｈｉｎ  ５ｍｓ  ｄｕｒａｔｉｏｎ）  
【０２０４】
ＮＲシステムにおいて、初期接続過程を行うために、ＳＳバースト集合周期内（例えば、５ｍｓ）のＳＳブロック送信のための候補位置を特定することができる。また、実際に送信されたＳＳブロックの位置がＣＯＮＮＥＣＴＥＤ／ＩＤＬＥモードでＵＥに通知されることができる。この場合、ネットワークは、ネットワーク状態に応じてリソースを活用できる柔軟性を有することができるが、実際に使用されたＳＳブロックを通知する構成方法に応じてＳＳバースト集合を設定する柔軟性は異なり得る。例えば、実際に送信されたＳＳブロックの個別位置情報（例えば、ＳＳブロック又はＳＳバーストに対するビットマップ）がＵＥに設定可能であれば、局部タイプ及び分散タイプがいずれもネットワーク状態に応じて動作することができる。また、このような個別位置情報は、測定関連情報を示す他のＳＩに含まれてもよい。
【０２０５】
また、ネットワーク設定によって、ＳＳバースト集合の周期を変更して、ＵＥへの測定タイミング／保持時間の情報を提供することができる。しかし、ＳＳバーストセット周期性が変更されるとき、ＳＳブロック送信の候補位置を決定する必要があるが、本発明では、ＳＳブロック送信の位置決定方法について、以下のように２つの実施例を提案する。
【０２０６】
（実施例１）ネットワークは基本周期に対する候補位置の仮定を用いることができる。
【０２０７】
（実施例２）ネットワークは測定区間内にＳＳブロックを送信する実際の位置を指示することができる。
【０２０８】
即ち、ＮＲシステムでは、基本周期に応じて、ＳＳバースト集合構成を設計することができる。また、ＳＳバースト集合周期及び測定保持時間がネットワークによって指示されるとき、ＳＳバースト設定によって、ＳＳバースト集合構成が仮定されることができる。例えば、ネットワークからの指示がない場合、測定のためのＳＳバースト集合周期としてＵＥが５ｍｓ周期を仮定するというとき、５ｍｓ周期に対してＳＳバースト集合を構成することができる。また、このようなＳＳバースト集合構成は、基本周期（例えば、２０ｍｓ）及びネットワーク設定された周期（例えば、５、１０、２０、４０、８０、１６０ｍｓ）の場合にも用いられる。
【０２０９】
一方、ＳＳバーストセット構成のより効率的なリソース活用のために、ネットワークは測定保持時間内にＳＳブロックを送信するための実際の位置を指示することができる。例えば、基本周期の場合、ＮＲ−ＳＳ及びＮＲ−ＰＢＣＨは、ＳＳバースト集合周期内に送信されなければならない。一方、基本周期よりも長い周期の場合、測定のためにＮＲ−ＳＳのみが送信されることができる。ネットワークがＳＳブロック送信のための実際の位置を設定可能である場合、ＮＲ−ＰＢＣＨに割り当てられた未使用のリソースがデータ／制御チャネルに割り当てられてもよい。また、基本周期よりも短い周期の場合、ネットワークは、ＳＳバースト集合内のＳＳブロックのうち一部のＳＳブロックを選択して、実際に用いられるＳＳブロックを設定することができる。
【０２１０】
一方、ネットワーク環境に応じてＳＳブロック送信のための候補の数は制限されてもよい。例えば、ＳＳブロックが配置される副搬送波間隔によって候補の数が異なり得る。この場合、実際に送信されるＳＳブロックの位置をＣＯＮＮＥＣＴＥＤ／ＩＤＬＥモードでＵＥに通知することができる。このとき、実際に送信されるＳＳブロックの位置を通知するＡｃｔｕａｌ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、サービングセルのためにはリソース活用の目的、例えば、レートマッチングの用途として用いられ、隣接セルのためには当該リソースに関連する測定の目的として用いられる。
【０２１１】
サービングセルに関連して、ＵＥが未送信のＳＳブロックを正確に認知できる場合、ＵＥは未送信のＳＳブロックの候補リソースによってページング又はデータのような他の情報を受信可能であることを認知することができる。このようなリソースの柔軟性のために、サービングセルで実際に送信されるＳＳブロックは正確に指示される必要がある。
【０２１２】
即ち、ＳＳブロックが送信されるリソースでは、ページング又はデータのような他の情報を受信することができないため、実際にＳＳブロックが送信されないＳＳブロックによって他のデータ又は他の信号を受信して、リソース活用の効率性を高めるために、ＵＥはＳＳブロックが実際に送信されないＳＳブロック候補を認知する必要がある。
【０２１３】
よって、サービングセルにおいて実際に送信されるＳＳブロックを正確に指示するために、４、８又は６４ビットのフルビットマップ情報が求められる。このとき、ビットマップに含まれるビットサイズは、各周波数範囲において最大に送信可能なＳＳブロックの数に応じて決定されることができる。例えば、５ｍｓ区間において実際に送信されるＳＳブロックを指示するために、３ＧＨｚから６ＧＨｚの周波数範囲では８ビットが求められ、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６４ビットが求められる。
【０２１４】
サービングセルにおいて実際に送信されるＳＳブロックのためのビットは、ＲＭＳＩ又はＯＳＩで定義することができ、このＲＭＳＩ／ＯＳＩはデータ又はページングのための設定情報を含む。Ａｃｔｕａｌ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎは、下りリンクリソースのための設定と関連するため、ＲＭＳＩ／ＯＳＩが実際に送信されるＳＳブロック情報を含むことに帰結できる。
【０２１５】
一方、隣接セル測定のために隣接セルのＡｃｔｕａｌ  ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ  ＳＳ／ＰＢＣＨ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎが求められる場合がある。但し、リストされたセル（ｌｉｓｔｅｄ  ｃｅｌｌ）が多い場合、フルビットマップタイプの指示子は、シグナリングオーバーヘッドを過度に増加させる恐れがある。よって、シグナリングオーバーヘッドを減少させるために、多様に圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。一方、隣接セルの測定だけではなく、シグナリングオーバーヘッドを減少させるために、サービングセルが送信するＳＳブロックのための指示子として圧縮されたタイプの指示子を考慮してもよい。換言すれば、後述するＳＳブロック指示子は、隣接セル及びサービングセルの実際に送信されるＳＳブロック指示のために使用されることができる。また、上述のように、ＳＳバーストは各副搬送波による１つのスロットに含まれたＳＳブロックのグループを意味してもよいが、後述する実施例に限って、ＳＳバーストはスロットには関係なく、所定数のＳＳブロックをグループしたＳＳブロックグループを意味してもよい。
【０２１６】
図２２を参照して、そのうちいずれか１つの実施例によると、ＳＳバーストが８個のＳＳブロックで構成されると仮定する場合、６４個のＳＳブロックが位置可能な６ＧＨｚ以上の帯域で全８個のＳＳバーストが存在することができる。
【０２１７】
ここで、ＳＳブロックをＳＳバーストでグループすることは、６４ビットの全体ビットマップを圧縮するためである。６４ビットのビットマップ情報の代わりに、実際に送信されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示する８ビット情報を使用することができる。仮に、８ビットのビットマップ情報がＳＳバースト＃０を指示する場合、ＳＳバースト＃０は、実際に送信されるＳＳブロックを１つ以上含むことができる。
【０２１８】
ここで、ＵＥにＳＳバースト当たり送信されるＳＳブロックの数をさらに指示するための追加情報を考慮してもよい。追加情報によって指示されるＳＳブロックの数だけ各ＳＳバーストに局部的にＳＳブロックが存在してもよい。
【０２１９】
よって、追加情報によって指示されるＳＳバースト当たり実際に送信されるＳＳブロックの数、及び実際に送信されるＳＳブロックを含むＳＳバーストを指示するためのビットマップを組み合わせて、ＵＥは、実際に送信されるＳＳブロックを推定することができる。
【０２２０】
例えば、以下の表４のように指示されることを仮定することができる。
【０２２１】
【表４】
0006842548.tif 000006
【０２２２】
即ち、表４によると、８ビットのビットマップによってＳＳバースト＃０、＃１、＃７にＳＳブロックが含まれていることが分かり、追加情報によって各ＳＳバーストに４個のＳＳブロックが含まれていることが分かるため、結局、ＳＳバースト＃０、＃１、＃７の前に４個の候補位置によってＳＳブロックが送信されることを推定することができる。
【０２２３】
一方、上述した例とは異なり、追加情報もビットマップ形式で伝達することで、ＳＳブロックが送信される位置の柔軟性を持たせることができる。
【０２２４】
例えば、ＳＳバースト送信に関する情報はビットマップで指示して、ＳＳバースト内に送信されるＳＳブロックをその他のビットで指示する方法がある。
【０２２５】
即ち、全６４個のＳＳブロックを各々８個のＳＳバースト（即ち、ＳＳブロックグループ）に区分して、８ビットのビットマップ送信としていずれのＳＳバーストが使用されるかを端末に知らせる。図２２のようにＳＳバーストを定義すると、副搬送波間隔が６０ｋＨｚであるスロットとマルチプレックスする場合、ＳＳバーストと６０ｋＨｚの副搬送波を有するスロットの境界が整列されるというメリットがある。よって、ビットマップでＳＳバーストｏｎ／ｏｆｆを指示すると、６Ｇｈｚ以上の周波数帯域では、全ての副搬送波間隔に対してスロット単位でＳＳブロックの送信可否を端末が認知することができる。
【０２２６】
ここで、上述した例示と異なる点は、追加情報をビットマップ方式で知らせることである。この場合、各々のＳＳバーストに含まれた８個のＳＳブロックに対してビットマップ情報を送信しなければならないため、８ビットが必要であり、当該追加情報は全てのＳＳバーストに共通して適用される。例えば、ＳＳバーストに対するビットマップ情報によって、ＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１が使用されることが指示されて、ＳＳブロックに対する追加ビットマップ情報によって、ＳＳバーストにおいて１番目と５番目のＳＳブロックが送信されることが指示された場合、ＳＳバースト＃０とＳＳバースト＃１はいずれも１番目と５番目のＳＳブロックが送信され、実際に送信されるＳＳブロックの全数は４個となる。
【０２２７】
一方、いくつかの隣接セルはセルリストに含まれていなくてもよいが、セルリストに含まれていない隣接セルは、実際に送信されるＳＳブロックのための基本フォーマット（ｄｅｆａｕｌｔ  ｆｏｒｍａｔ）を使用する。このような基本フォーマットを使用することで、ＵＥは、リストに含まれていない隣接セルに対する測定を行うことができる。このとき、上述した基本フォーマットは予め定義されるか、ネットワークによって設定されることができる。
【０２２８】
一方、サービングセルで送信される実際に送信されるＳＳブロックに関する情報と、隣接セルで送信される実際に送信されるＳＳブロックに関する情報とがかち合う場合、端末はサービングセルで送信されるＳＳブロック情報を優先して、実際に送信されるＳＳブロックに関する情報を取得することができる。
【０２２９】
即ち、実際に送信されるＳＳブロックに関する情報がフルビットマップタイプと、グルーピングタイプで受信された場合、フルビットマップタイプの情報の精度が高い可能性が高いため、フルビットマップタイプの情報を優先して、ＳＳブロック受信に利用することができる。
【０２３０】
１１．時間インデックス指示のための信号及びチャネル
【０２３１】
ＳＳブロック時間インデックスの指示は、ＮＲ−ＰＢＣＨによって伝達される。時間インデックス指示がＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ、スクランブリングシーケンス、ＣＲＣ、リダンダンシバージョンなどＮＲ−ＰＢＣＨの一部に含まれると、指示がＵＥに安全に伝達される。しかし、時間インデックス指示がＮＲ−ＰＢＣＨの一部に含まれる場合、隣接セルＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングの更なる複雑さをもたらす。一方、隣接セルに対するＮＲ−ＰＢＣＨのデコーディングが可能であるが、これはシステム設計における必須事項ではない。また、いずれの信号及びチャネルがＳＳブロック時間インデックス指示を伝達することに適するかに関する更なる論議が必要である。
【０２３２】
ターゲットセルにおいて、ＳＳブロック時間インデックス情報は、システム情報伝達、ＰＲＡＣＨプリアンブルなどのような初期アクセスに関するチャネル／信号に対する時間リソース割り当ての参照情報として使用されるはずであるため、ＳＳブロック時間インデックス情報は、ＵＥに安全に送信されなければならない。一方、隣接セルの測定のために、時間インデックスはＳＳブロックレベルのＲＳＲＰ測定に使用される。この場合には、非常に正確なＳＳブロック時間インデックス情報は要らないこともある。
【０２３３】
本発明では、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳがＳＳブロック時間インデックスを伝達するための信号として用いられることを提案する。また、ＮＲ−ＰＢＣＨの一部に時間インデックス指示を含ませることを提案する。これによって、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳからＳＳブロック時間インデックスを検出することができ、検出されたインデックスはＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングによって確認できる。また、隣接セルの測定のために隣接セルに対するＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳからインデックスを得ることができる。
【０２３４】
時間インデックス指示は、以下の２つの実施例によって構成することができる。
【０２３５】
（実施例１）ＳＳバースト集合における全てのＳＳブロックの各々にインデックスを付与する単一インデックス方法。
【０２３６】
（実施例２）ＳＳバーストインデックスとＳＳブロックインデックスの組み合わせでインデックスを付与する多重インデックス方法。
【０２３７】
仮に、実施例１のような単一インデックス方法が適用される場合、ＳＳバースト集合周期内の全てのＳＳブロックの数を表現するために、数多いビットが必要である。この場合、ＮＲ−ＰＢＣＨに対するＤＭＲＳシーケンス及びスクランブリングシーケンスはＳＳブロック指示を指示することが好ましい。
【０２３８】
一方、実施例２のような多重インデックス方法が適用される場合、インデックス指示のための設計の柔軟性が提供可能である。例えば、ＳＳバーストインデックス及びＳＳブロックインデックスは、いずれも単一チャネルに含まれることができる。また、各々のインデックスは互いに異なるチャネル／信号によって個別的に送信されてもよい。例えば、ＳＳバーストインデックスはＮＲ−ＰＢＣＨのコンテンツ又はスクランブリングシーケンスに含まれてもよく、ＳＳブロックインデックスはＮＲ−ＰＢＣＨのＤＭＲＳシーケンスによって伝達されてもよい。
【０２３９】
１１．ＳＳブロック時間インデックス
【０２４０】
本発明では、ネットワーク及びＵＥの省エネルギーのために、ＳＳバースト集合がより短い保持時間（例えば、２ｍｓ）内に構成されることを提案する。この場合、ＳＳブロックは、周期（例えば、５、１０、２０、４０、８０、１６０ｍｓ）に関係なく、ＳＳバースト集合周期内に位置することができる。図２３は、１５ｋＨｚ副搬送波間隔の場合のＳＳブロックインデックスの例示を提供する。
【０２４１】
図２３を参照して、ＳＳブロックインデックスを説明する。ＳＳブロックの最大数をＬと定義するとき、ＳＳブロックのインデックスは０でＬ−１である。また、ＳＳブロックインデックスはＯＦＤＭシンボルインデックス及びスロットインデックスから導出される。また、ＳＳバースト集合は、隣接した２つのスロットに位置する４個のＳＳブロックで構成されることができる。よって、ＳＳブロックのインデックスは０から３までであり、スロットインデックスは０と１で定義する。また、ＳＳブロックは４個のＯＦＤＭシンボルで構成され、ＳＳブロック内の２個のＯＦＤＭシンボルはＰＢＣＨ送信のために使用される。この場合、ＰＢＣＨ送信のためのＯＦＤＭシンボルのインデックスは０と２である。図２３（ａ）のように、ＳＳブロックのインデックスは、ＯＦＤＭシンボルとスロットのインデックスから導出される。例えば、スロット＃１及びＯＦＤＭシンボル＃２で送信されたＳＳブロックは、インデックス３にマッピングされる。
【０２４２】
図２３（ｂ）のように、ＮＲシステムでは、ネットワークがＳＳバースト集合の周期を設定することができる。また、５、１０ｍｓのように、短い周期を設定することができる。この場合、ＳＳブロック送信がより多く割り当てられることができる。ＳＳブロックのインデックスは、ＳＳバースト集合の設定された周期内で識別されることができる。図２３（ｃ）のように、５ｍｓの周期性を有する場合、設定された周期内で４個のＳＳブロックを送信することができ、基本周期内で全１６個のＳＳブロックが送信されることができる。この場合、ＳＳブロックのインデックスは、デフォルト周期内で繰り返すことができ、１６個のＳＳブロックのうち、４個のＳＳブロックは、同一のインデックスを有することができる。
【０２４３】
１２．ＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ
【０２４４】
ＮＲシステムでは、ＲＡＮ２の応答ＬＳに基づいて、ＭＩＢのペイロードサイズの拡張が予想される。ＮＲシステムで予想されるＭＩＢペイロードサイズ及びＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツは以下のようである。
【０２４５】
１）ペイロード：６４ビット（４８ビット情報、１６ビットＣＲＣ）
【０２４６】
２）ＮＲ−ＰＢＣＨコンテンツ:
【０２４７】
−  ＳＦＮ／Ｈ−ＳＦＮの少なくとも一部
【０２４８】
−  共通検索空間に関する設定情報
【０２４９】
−  ＮＲ搬送波の中心周波数情報
【０２５０】
ＵＥは、セルＩＤ及びシンボルタイミング情報を検出した後、ＳＦＮ、ＳＳブロックインデックス、ハーフフレームタイミングのようなタイミング情報の一部、時間／周波数の位置のような共通制御チャネルに関する情報、帯域幅、ＳＳブロックの位置のような帯域幅パート（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  ｐａｒｔ）情報、ＳＳバーストセット周期及び実際に送信されたＳＳブロックインデックスのようなＳＳバーストセット情報などを含むＰＢＣＨからネットワークアクセスのための情報を取得することができる。
【０２５１】
５７６ＲＥという制限された時間／周波数リソースのみがＰＢＣＨのために占有されるため、ＰＢＣＨには必須情報が含まれる必要がある。また、可能であれば、必須情報又は追加情報をさらに含ませるために、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳのような補助信号を使用することができる。
【０２５２】
（１）ＳＦＮ（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｆｒａｍｅ  Ｎｕｍｂｅｒ）
【０２５３】
ＮＲでは、システムフレームナンバー（ＳＦＮ）を定義して、１０ｍｓ間隔を区別することができる。また、ＬＴＥシステムと同様に、ＳＦＮのために０と１０２３の間のインデックスを導入することができ、このインデックスは、明示的にビットを用いて指示するか、暗示的な方式で示すことができる。
【０２５４】
ＮＲでは、ＰＢＣＨ  ＴＴＩが８０ｍｓであり、最小ＳＳバースト周期が５ｍｓである。よって、最大１６倍のＰＢＣＨが８０ｍｓ単位で送信されることができ、各送信に対して異なるスクランブリングシーケンスがＰＢＣＨエンコードされたビットに適用可能である。ＵＥはＬＴＥ  ＰＢＣＨデコーディング動作と同様に、１０ｍｓ間隔を検出することができる。この場合、ＳＦＮの８つの状態がＰＢＣＨスクランブリングシーケンスによって暗示的に表示され、ＳＦＮ表示のための７ビットがＰＢＣＨ内容に定義されることができる。
【０２５５】
（２）ラジオフレーム内のタイミング情報
【０２５６】
ＳＳブロックインデックスは、搬送波周波数の範囲に応じて、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンス及び／又はＰＢＣＨコンテンツに含まれたビットによって明示的に指示されることができる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数帯域に対しては、ＳＳブロックインデックスの３ビットがＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスでのみ伝達される。また、６ＧＨｚ以上の周波数帯域に対して、ＳＳブロックインデックスの最下位３ビットは、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスで表示され、ＳＳブロックインデックスの最上位３ビットは、ＰＢＣＨコンテンツによって伝達される。また、ハーフフレームの境界はＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスによって伝達される。即ち、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲に限って、ＳＳブロックインデックスのための最大３ビットがＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。
【０２５７】
（３）ＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するための情報
【０２５８】
ＮＲでは、ＳＳブロックはネットワークアクセスのための情報の提供のみならず、動作測定のためにも使用することができる。特に、広帯域ＣＣ動作のためには、測定のために多重ＳＳブロックを送信することができる。
【０２５９】
しかし、ＲＭＳＩがＳＳブロックの送信される全ての周波数位置から伝達されることは不要である可能性がある。即ち、リソース活用の効率性のために、ＲＭＳＩが特定の周波数位置によって伝達されてもよい。この場合、初期接続手順を行うＵＥは、検出された周波数位置でＲＭＳＩが提供されるか否かを認識することができない。この問題を解決するために、検出された周波数領域のＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別するためのビットフィールドを定義する必要がある。一方では、ビットフィールド無しにＰＢＣＨに対応するＲＭＳＩがないことを識別可能な方法を考える必要もある。
【０２６０】
このために、ＲＭＳＩが存在しないＳＳブロックは、周波数ラスタ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｒａｓｔｅｒ）で定義されない周波数位置から送信されるようにする。この場合、初期接続手順を行うＵＥは、ＳＳブロックが検出できないため、上述した問題点を解決することができる。
【０２６１】
（４）ＳＳバーストセット周期性及び実際に送信されるＳＳブロック
【０２６２】
測定のためにＳＳバーストセット周期性及び実際に送信されたＳＳブロックに関する情報が指示されてもよい。よって、このような情報は、セル測定及びｉｎｔｅｒ／ｉｎｔｒａセルの測定のために、システム情報に含まれることが好ましい。即ち、ＰＢＣＨコンテンツにおいて上述した情報を定義する必要はない。
【０２６３】
（５）ペイロードサイズ
【０２６４】
ＰＢＣＨのデコーディング性能を考慮して、［表５］のように、最大６４ビットのペイロードサイズを仮定することができる。
【０２６５】
【表５】
0006842548.tif 000007
【０２６６】
１３．ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブリング
【０２６７】
ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスのタイプとシーケンス初期化について説明する。ＮＲにおいてＰＮシーケンスを使用することを考慮してもよいが、ＬＴＥシステムで定義された長さ３１のゴールドシーケンスをＮＲ−ＰＢＣＨシーケンスとして使用することに深刻な問題が発生しない以上、ＮＲ−ＰＢＣＨスクランブリングシーケンスとしてゴールドシーケンスを再使用することが好ましい。
【０２６８】
また、スクランブリングシーケンスは、少なくともＣｅｌｌ−ＩＤによって初期化することができ、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳによって指示されたＳＳブロックインデックスの３ビットがスクランブリングシーケンスの初期化に使用されることができる。また、ハーフフレーム指示子がＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ又は他の信号によって表示される場合、ハーフフレーム指示子もスクランブリングシーケンスの初期化のためのシード値として使用できる。
【０２６９】
１４．送信方法及びアンテナポート
【０２７０】
ＮＲシステムにおいて、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信は単一アンテナポートに基づいて行われる。また、単一アンテナポートに基づく送信の場合、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のための方式として、以下のような実施例を考慮することができる。
【０２７１】
（実施例１）ＴＤ−ＰＶＳ（ｔｉｍｅ  ｄｏｍａｉｎ  ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  ｖｅｃｔｏｒ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）方式
【０２７２】
（実施例２）循環遅延ダイバーシティ（Ｃｙｃｌｉｃ  Ｄｅｌａｙ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＣＤＤ）方式
【０２７３】
（実施例３）周波数領域プリコーディングベクトルスイッチング（ＦＤ−ＰＶＳ）方式
【０２７４】
この送信方式によれば、ＮＲ−ＰＢＣＨは送信ダイバーシティ利得及び／又はチャネル推定性能利得を得ることができる。一方、ＴＤ−ＰＶＳ及びＣＤＤは、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために考慮できるが、一方、ＦＤ−ＰＶＳは、チャネル推定損失によって、全般的な性能損失が発生するために好ましくない。
【０２７５】
また、ＮＲ−ＳＳとＮＲ−ＰＢＣＨに対するアンテナポートの仮定について説明すると、初期接続状態において、ＮＲシステムは、ＮＲ−ＳＳ及びＮＲ−ＰＢＣＨ送信のためのネットワークの柔軟性を提供するために、ＮＲ−ＳＳ及びＮＲ−ＰＢＣＨを互いに異なるアンテナポートによって送信することが考えられる。但し、ネットワーク設定によって、ＵＥはＮＲ−ＳＳ及びＮＲ−ＰＢＣＨのアンテナポートが同一又は異なると仮定することもできる。
【０２７６】
１５．ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭ−ＲＳ設計
【０２７７】
ＮＲシステムでは、ＤＭＲＳがＮＲ−ＰＢＣＨの位相参照のために導入される。また、全てのＳＳブロックにＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨが存在して、ＮＲ−ＰＳＳ／ＮＲ−ＳＳＳ／ＮＲ−ＰＢＣＨが位置するＯＦＤＭシンボルは、単一ＳＳブロック内で連続する。しかし、ＮＲ−ＳＳＳとＮＲ−ＰＢＣＨとの送信方式が異なると仮定する場合、ＮＲ−ＰＢＣＨ復調のための参照信号としてＮＲ−ＳＳＳの使用は仮定できない。よって、ＮＲシステムでは、ＮＲ−ＰＢＣＨ復調のための参照信号としてＮＲ−ＳＳＳが使用されないという仮定下でＮＲ−ＰＢＣＨを設計する必要がある。
【０２７８】
ＤＭＲＳ設計のためには、ＤＭＲＳオーバーヘッド、時間／周波数位置及びスクランブリングシーケンスを考慮する。
【０２７９】
全般的なＰＢＣＨ復号化性能は、チャネル推定性能及びＮＲ−ＰＢＣＨ符合化率によって決定できる。ＤＭＲＳ送信のためのＲＥの数は、チャネル推定性能とＰＢＣＨコーディング率の間にトレードオフ（ｔｒａｄｅ−ｏｆｆ）を有するため、ＤＭＲＳに適する数のＲＥを探す必要がある。例えば、ＤＭＲＳに対してＲＢ当たり４個のＲＥが割り当てられるとき、より良い性能が提供できる。２個のＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために割り当てられるとき、ＤＭＲＳのために１９２個のＲＥが使用され、ＭＩＢ送信のための３８４個のＲＥが使用される。この場合、ペイロードサイズが６４ビットであると仮定すると、ＬＴＥ  ＰＢＣＨと同一のコーディング速度である１／１２のコーディング速度が得られる。
【０２８０】
また、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために複数のＯＦＤＭシンボルが割り当てられるとき、いずれのＯＦＤＭシンボルがＤＭＲＳを含ませるかが問題となるが、残留周波数のオフセットによる性能低下を防ぐために、ＮＲ−ＰＢＣＨが位置する全てのＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳを配置することが好ましい。よって、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のための全てのＯＦＤＭシンボルにＤＭＲＳが含まれる。
【０２８１】
一方、ＮＲ−ＰＢＣＨが送信されるＯＦＤＭシンボル位置に対して、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳが時間／周波数追跡ＲＳとして用いられ、ＤＭＲＳを含む２個のＯＦＤＭシンボルの間が遠いほど精密な周波数追跡に有利であるため、１番目のＯＦＤＭシンボル及び４番目のＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために割り当てられる。
【０２８２】
また、これによるＤＭＲＳの周波数位置は、セルＩＤによってシフト可能な周波数ドメインにおけるインタリービングによるマッピングを仮定することができる。均等に分散されたＤＭＲＳパターンは、１−Ｄチャネル推定の場合に最適な性能を提供するＤＦＴベースのチャネル推定が使用できるというメリットがある。また、チャネル推定性能を高めるために、広帯域ＲＢバンドリングが使用されてもよい。
【０２８３】
ＤＭＲＳシーケンスの場合、ゴールドシーケンスのタイプによって定義された擬似ランダム（ｐｓｅｕｄｏ  ｒａｎｄｏｍ）シーケンスを使用することができる。ＤＭＲＳシーケンスの長さは、ＳＳブロック当たりＤＭＲＳに対するＲＥの数で定義されることができ、また、ＤＭＲＳシーケンスはＳＳバースト集合のデフォルト周期である２０ｍｓ内でＣｅｌｌ−ＩＤ及びスロット番号／ＯＦＤＭシンボルインデックスによって生成されることができる。また、ＳＳブロックのインデックスは、スロット及びＯＦＤＭシンボルのインデックスに基づいて決定されることができる。
【０２８４】
一方、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳは、１００８個のセルＩＤ及び３ビットのＳＳブロックインデックスによってスクランブルされる必要がある。これは、ＤＭＲＳシーケンスの仮説数によって検出性能を比較した場合、３ビットの検出性能がＤＭＲＳシーケンスの仮説数に最も適するためである。しかし、４〜５ビットの検出性能も性能の損失がほとんどないため、４〜５ビットの仮説数を用いても関係ない。
【０２８５】
換言すれば、ＤＭＲＳシーケンスは、セルＩＤ、ＳＳバーストセット内のＳＳブロックインデックス及びハーフフレーム境界（Ｈａｌｆ  ｆｒａｍｅ  ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）によって初期化できる。具体的な初期化式は、以下の［数７］のようである。
【０２８６】
【数７】
0006842548.tif 000008
【０２８７】
ここで、
0006842548.tif 000009
は、ＳＳブロックグループ内のＳＳブロックインデックスであり、
0006842548.tif 000010
セルＩＤである場合、ＨＦは｛０，１｝の値を有するハーフフレーム指示子インデックスである。
【０２８８】
ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳシーケンスは、ＬＴＥ  ＤＭＲＳシーケンスと同様に、長さ３１のゴールドシーケンスを使用するか、長さ７又は８のゴールドシーケンスをベースとして生成され得る。
【０２８９】
一方、長さ３１のゴールドシーケンスと長さ７又は８のゴールドシーケンスを用いる場合の検出性能が類似するため、本発明では、ＬＴＥ  ＤＭＲＳのように、長さ３１のゴールドシーケンスを使用することを提案するが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では３１より長いゴールドシーケンスを考慮してもよい。
【０２９０】
また、ＤＭＲＳシーケンス生成のための変調タイプとしてＢＰＳＫとＱＰＳＫを考慮することができるが、ＢＰＳＫとＱＰＳＫの検出性能は類似するものの、ＱＰＳＫコリレーション性能がＢＰＳＫより優れるため、ＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンス生成の変調タイプとしてより適切である。
【０２９１】
１５．ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳパターン設計
【０２９２】
ＤＭＲＳの周波数位置に関連して、２つのＤＭＲＳ  ＲＥマッピング方法を考慮することができる。固定的ＲＥマッピング方法は、周波数ドメイン上でＲＳマッピング領域を固定させるものであり、可変的ＲＥマッピング方法は、Ｖｓｈｉｆｔ方法を用いてセルＩＤによってＲＳ位置をシフトするものである。このような可変的ＲＥマッピング方法は、干渉を任意化して、さらなる性能利得が得られるというメリットがあり、可変的ＲＥマッピング方法を用いることがより好ましいと考えられる。
【０２９３】
可変的ＲＥマッピングを詳しく説明すると、ハーフフレーム内に含まれた複素変調シンボル
0006842548.tif 000011
は、［数８］によって定義される。
【０２９４】
【数８】
0006842548.tif 000012
【０２９５】
ここで、ｋ、ｌは、ＳＳブロック内に位置する副搬送波とＯＦＤＭシンボルインデックスを示す。一方、
0006842548.tif 000013
によって決定されてもよい。
【０２９６】
また、性能向上のために、ＲＳ電力ブーストが考えられるが、ＲＳ電力ブーストとＶｓｈｉｆｔを共に使用する場合、干渉ＴＲＰ（Ｔｏｔａｌ  Ｒａｄｉａｔｅｄ  Ｐｏｗｅｒ）からの干渉は減少することができる。また、ＲＳ電力ブーストの検出性能利得を考慮すれば、ＰＤＳＣＨ  ＥＰＲＥ対参照信号ＥＰＲＥの比は、−１．２５ｄＢが好ましい。
【０２９７】
１６．ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ  ｂｏｕｎｄａｒｙ  Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ
【０２９８】
ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩは８０ｍｓであり、ＳＳバースト集合のデフォルト周期は２０ｍｓである。これはＮＲ−ＰＢＣＨがＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ内で４回送信されることを意味する。ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ内でＮＲ−ＰＢＣＨが繰り返されるとき、ＴＴＩの境界を指示する必要がある。例えば、ＬＴＥ  ＰＢＣＨと同様に、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ境界はＮＲ−ＰＢＣＨのスクランブリングシーケンスによって指示されることができる。
【０２９９】
また、図２４を参照すると、ＮＲ−ＰＢＣＨのスクランブリングシーケンスは、Ｃｅｌｌ−ＩＤ及びＴＴＩ境界指示によって決定されることができる。ＳＳバースト集合周期が複数の値を有することができるため、ＴＴＩ境界指示に対するインデックスの数は、ＳＳバースト集合周期に応じて変更可能である。例えば、デフォルト周期性（即ち、２０ｍｓ）のためには、４個のインデックスが必要であり、より短い周期（即ち、５ｍｓ）のためには、１６個のインデックスが必要である。
【０３００】
一方、ＮＲシステムは、単一ビーム及び多重ビーム送信をいずれも支援する。複数のＳＳブロックがＳＳバースト集合周期内で送信されるとき、複数のＳＳブロックのそれぞれに対するＳＳブロックインデックスが割り当てられる。Ｉｎｔｅｒ−ｃｅｌｌのためのＳＳブロック間のランダム化のためには、ＳＳブロックに関するインデックスによってスクランブリングシーケンスを決定しなければならない。例えば、ＳＳブロックのインデックスがスロット及びＯＦＤＭシンボルのインデックスから導出される場合、ＮＲ−ＰＢＣＨのスクランブリングシーケンスは、スロット及びＯＦＤＭシンボルのインデックスによって決定される。
【０３０１】
また、ネットワークが５、１０ｍｓのように、ＳＳバースト集合に短い周期を設定する場合、ＳＳバースト集合は同一の時間の間にさらに多く送信されることができる。この場合、ＵＥはデフォルト周期内で送信されるＮＲ−ＰＢＣＨのＴＴＩ境界に対して曖昧性を有する可能性がある。デフォルト周期よりも短い周期のためのＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ境界指示のために、デフォルト周期よりも短い周期のためのＮＲ−ＰＢＣＨの他のスクランブリングシーケンスを考慮することができる。例えば、５ｍｓのＳＳバーストセットの周期が仮定される場合、ＮＲ−ＰＢＣＨに対する１６個のスクランブリングシーケンスが適用される。これは、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＴＴＩ内でＮＲ−ＰＢＣＨ送信の正確な境界を示せるというメリットがある。一方、ＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングに対するブラインド検出複雑性が増加する。よって、ＮＲ−ＰＢＣＨのブラインドでコーディング複雑性を減らすために、デフォルト周期を有するＮＲ−ＳＳＳと、デフォルト周期内で追加に送信されるＮＲ−ＳＳＳとを区別するために、互いに異なるＮＲ−ＳＳＳシーケンスを適用することを考慮してもよい。
【０３０２】
１７．時間インデックス指示方法
【０３０３】
図２５を参照すると、時間情報はＳＦＮ（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｆｒａｍｅ  Ｎｕｍｂｅｒ）、ハーフフレーム（Ｈａｌｆ  ｆｒａｍｅ）間隔、ＳＳブロック時間インデックスを含む。各時間情報は、ＳＦＮのための１０ビット、ハーフフレームのための１ビット、ＳＳブロック時間インデックスのための６ビットで表現される。このとき、ＳＦＮのための１０ビットのうち一部はＰＢＣＨコンテンツに含まれてもよい。また、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳはＳＳブロックインデックスのための６ビットのうち３ビットを含むことができる。
【０３０４】
図２５に示された時間インデックス指示方法の実施例は、以下のようである。
【０３０５】
-  実施例１：Ｓ２  Ｓ１（ＰＢＣＨ  ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｓ０  Ｃ０（ＰＢＣＨ  ｃｏｎｔｅｎｔｓ）
【０３０６】
-  実施例２：Ｓ２  Ｓ１  Ｓ０（ＰＢＣＨ  ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｃ０（ＰＢＣＨ  ｃｏｎｔｅｎｔｓ）
【０３０７】
-  実施例３：Ｓ２  Ｓ１（ＰＢＣＨ  ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｓ０  Ｃ０（ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ）
【０３０８】
-  実施例４：Ｓ２  Ｓ１  Ｓ０（ＰＢＣＨ  ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）＋Ｃ０（ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ）
【０３０９】
ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳによってハーフフレーム指示子が伝達される場合、５ｍｓごとにＰＢＣＨデータを結合することで、更なる性能向上がもたらせる。よって、実施例３及び４のように、ハーフフレーム指示子のための１ビットがＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳによって伝達されることができる。
【０３１０】
実施例３及び４を比較すると、実施例３は、ブラインドデコーディング回数を減らすことができるが、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳ性能の損失をもたらす可能性がある。仮に、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳがＳ０、Ｃ０、Ｂ０、Ｂ１、Ｂ２を含む５ビットを優れた性能で伝達できる場合、実施例３が時間指示方法として適切である。しかし、上述した５ビットをＰＢＣＨ  ＤＭＲＳが優れた性能で伝達できない場合、実施例４が時間指示方法として適切である。
【０３１１】
上述のように、ＳＦＮの最上位７ビットはＰＢＣＨコンテンツに含ませて、最下位２ビット又は３ビットをＰＢＣＨスクランブリングによって伝達することができる。また、ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳにＳＳブロックインデックスの最下位３ビットを含ませて、ＰＢＣＨコンテンツにＳＳブロックインデックスの最上位３ビットを含ませることができる。
【０３１２】
さらに、隣接セルのＳＳブロック時間インデックスを取得する方法が考えられるが、ＤＭＲＳシーケンスによるデコーディングがＰＢＣＨコンテンツによるデコーディングよりも良好な性能を発揮するため、各５ｍｓ期間内でＤＭＲＳシーケンスを変更することで、ＳＳブロックインデックスの３ビットを送信することができる。
【０３１３】
一方、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＳＳブロック時間インデックスはもっぱら隣接セルのＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳのみを用いて送信することができるが、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では、６４個のＳＳブロックインデックスをＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツによって区分して指示するため、ＵＥは隣接セルのＰＢＣＨをデコードする必要がある。
【０３１４】
しかし、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳ及びＰＢＣＨコンテンツを共にデコードすることは、ＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングをさらに複雑にして、ＰＢＣＨ−ＤＭＲＳのみを用いるよりＰＢＣＨのデコーディング性能を減少させる可能性がある。よって、隣接セルのＳＳブロックを受信するためにＰＢＣＨをデコードすることが難しい可能性がある。
【０３１５】
よって、隣接セルのＰＢＣＨをデコードする代わりに、隣接セルのＳＳブロックインデックスに関する設定をサービングセルが提供することが考えられる。例えば、サービングセルは、ターゲット隣接セルのＳＳブロックインデックスの最上位３ビットに関する設定を提供して、ＵＥはＰＢＣＨ−ＤＭＲＳによって最下位３ビットを検出する。また、上述した最上位３ビットと最下位３ビットを組み合わせて、ターゲット隣接セルのＳＳブロックインデックスを取得することができる。
【０３１６】
１８．Ｓｏｆｔ  Ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ
【０３１７】
ＮＲシステムは、効率的なリソース活用及びＰＢＣＨカバレッジのために、少なくともＳＳバースト集合に対するワイズソフトコンバイニング（ｗｉｓｅ  ｓｏｆｔ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）を支援する必要がある。ＮＲ−ＰＢＣＨが毎８０ｍｓごとにアップデートされ、ＳＳバースト集合が２０ｍｓのデフォルト周期ごとに送信されるため、ＮＲ−ＰＢＣＨデコーディングに対して少なくとも４倍のソフトコンバイニングが可能である。また、ＳＳバースト集合がデフォルト周期よりも短い周期を指示されるとき、より多いＯＦＤＭシンボルがＰＢＣＨのためのソフトコンバイニングに用いられる。
【０３１８】
１９．ＰＢＣＨ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ｎｅｉｇｈｂｏｕｒｉｎｇ  ｃｅｌｌ  ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ
【０３１９】
隣接セルの測定のために、ＵＥが隣接セルのＮＲ−ＰＢＣＨをデコードすべきかが問題となるが、隣接セルのデコーディングは、ＵＥの複雑性を増加させるため、不要な複雑性を増加させないことが好ましい。よって、ＮＲ−ＰＢＣＨ設定の場合、ＵＥは隣接セルの測定のために、隣接セルＮＲ−ＰＢＣＨをデコードする必要がないと仮定する。
【０３２０】
一方、ＳＳブロックインデックスが特定タイプの信号によって伝達されると、ＵＥは信号検出を行い、隣接セルのＳＳブロックインデックスを取得することができ、これはＵＥの複雑性を減少させることができる。一方、特定タイプの信号は、ＮＲ−ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳが用いられてもよい。
【０３２１】
２０．測定結果評価
【０３２２】
ここで、ペイロードサイズ、送信方式及びＤＭＲＳによる性能測定結果を説明する。このとき、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために２４個のＲＢを有する２個のＯＦＤＭシンボルが使用されると仮定する。また、ＳＳバースト集合（即ち、１０、２０、４０、８０ｍｓ）は複数の周期を有することができ、インコードされたビットが８０ｍｓ内に送信されると仮定する。
【０３２３】
（１）ペイロードサイズ及びＮＲ−ＰＢＣＨリソース
【０３２４】
図２６は、ＭＩＢペイロードサイズ（例えば、６４、８０ｂｉｔｓ）による評価結果を示す。ここで、３８４個のＲＥとＤＭＲＳのための１９２個のＲＥが２個のＯＦＤＭシンボルと２４個のＲＢ内で用いられると仮定する。また、単一アンテナポートベースの送信方式、即ち、ＴＤ−ＰＶＳが用いられることを仮定する。
【０３２５】
図２６を参照すると、２０ｍｓ周期のＮＲ−ＰＢＣＨは−６ｄＢ  ＳＮＲで１％のエラー率を示す。また、６４ビットのペイロードの場合、８０ビットのペイロードケースよりも０．８ｄＢの利得を有することが分かる。よって、６４ビットと８０ビットとの間のペイロードサイズが仮定される場合、ＮＲＲ−ＰＢＣＨ（即ち、−６ｄＢ  ＳＮＲで１％ＢＬＥＲ）の性能要件は、２４ＲＢ及び２個のＯＦＤＭシンボルを用いて満たされる。
【０３２６】
（２）送信方式
【０３２７】
図２７は、ＴＤ−ＰＶＳ及びＦＤ−ＰＶＳのように、ＮＲ−ＰＢＣＨ送信方式による評価結果を提供する。プリコーダーは、ＴＤ−ＰＶＳに対する毎ＰＢＣＨ送信サブフレームごとに（例えば、２０ｍｓ）及びＦＤ−ＰＶＳに対する全てのＮ個のＲＢｓ（例えば、Ｎは６）で循環する。また、図２７において、ＳＳバースト集合の多様な周期（即ち、１０、２０、４０、８０ｍｓ）及び８０ｍｓ内でＳＳバースト集合にわたるＮＲ−ＰＢＣＨのソフトコンバイニングを仮定する。
【０３２８】
図２７のように、ＴＤ−ＰＶＳ（Ｔｉｍｅ−Ｄｏｍａｉｎ  Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ  Ｖｅｃｔｏｒ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）方式はチャネル推定の性能に優れて、周波数ドメインプリコーディングベクトルスイッチング（ＦＤ−ＰＶＳ）よりも優れた性能を見せる。ここで、非常に低いＳＮＲ領域では、送信ダイバーシティ利得よりチャネル推定性能が重要であることが分かる。
【０３２９】
（３）ＤＭＲＳ  Ｄｅｎｓｉｔｙ
【０３３０】
低いＳＮＲ領域において、チャネル推定性能の向上は、復調性能向上ための重要な要素である。しかし、ＮＲ−ＰＢＣＨのＲＳ密度が増加する場合、チャネル推定性能は改善されるが、コーディング速度は減少する。よって、チャネル推定性能とチャネルコーディング利得を折衝するために、ＤＭＲＳ密度によってデコーディング性能を比較する。図２８は、ＤＭＲＳ密度に対する例示である。
【０３３１】
図２８（ａ）は、シンボル当たり２ＲＥをＤＭＲＳのために使用して、図２８（ｂ）は、シンボル当たり４ＲＥを使用して、図２８（ｃ）は、シンボル当たり６ＲＥをＤＭＲＳのために使用する。また、本評価は、単一ポートベースの送信方式（即ち、ＴＤ−ＰＶＳ）が使用されることを仮定した。
【０３３２】
図２８は、単一アンテナポートベースの送信に対するＤＭＲＳパターンに対する実施例である。図２８を参照すると、周波数領域におけるＤＭＲＳ位置は、参照信号間の同じ距離を維持するものの、ＲＳ密度は変更する。また、図２９では、ＤＭＲＳの参照信号密度による性能結果を示す。
【０３３３】
図２９のように、図２８（ｂ）のＮＲ−ＰＢＣＨデコーディング性能は、チャネル推定性能に優れているため、図２８（ａ）の性能より優秀である。一方、図２８（ｃ）は、コーディング速度損失の効果がチャネル推定性能向上の利得よりも大きいため、図２８（ｂ）よりも性能が良くない。上述のように、シンボル当たり４ＲＥのＲＳ密度で設計するのが最も適切である。
【０３３４】
（４）ＤＭＲＳ  ｔｉｍｅ  ｐｏｓｉｔｉｏｎ  ａｎｄ  ＣＦＯ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ
【０３３５】
ＮＲシステムが自己完備型（Ｓｅｌｆ−Ｃｏｎｔａｉｎｅｄ）ＤＭＲＳを支援する場合、ＮＲ−ＰＢＣＨに対して自己完備型ＤＭＲＳを用いて微細周波数オフセット追跡を行うことができる。周波数オフセット推定精度は、ＯＦＤＭシンボル距離に依存するため、図３０のように、３つのタイプのＮＲ−ＰＢＣＨシンボル間隔を仮定することができる。
【０３３６】
図３０に示した各ＮＲ−ＰＢＣＨシンボル間隔によるＣＦＯ推定は、−６ｄＢのＳＮＲで行われ、サブフレーム内で１０％ＣＦＯ（１．５ｋＨｚ）のサンプルが適用された。また、シンボル当たり４個のＲＥは、独立したＲＳとして用いられ。ＰＢＣＨが送信されるシンボルに含まれている。
【０３３７】
図３１及び図３２は異なるＮＲ−ＰＢＣＨシンボル間隔による推定されたＣＦＯのＣＤＦを示す。図３１及び図３２から分かるように、１．５ｋＨｚのＣＦＯは、両方とも±２００Ｈｚの誤差範囲内でＵＥの９０％まで良好に推定され、ＮＲ−ＰＢＣＨシンボル間隔で少なくとも２シンボルを導入する場合、９５％のＵＥが±２００Ｈｚであり、ＵＥの９０％は、両方とも±１００Ｈｚ以内のエラーを示す。
【０３３８】
ＣＦＯによる位相オフセットは、間隔が大きくなるにつれて大きくなり、ＰＢＣＨシンボル間の間隔が大きい方がＣＦＯ推定性能が良いため、ノイズ抑制（ｎｏｉｓｅ  ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ）のように、位相オフセットを容易に測定することができる。また、平均ウィンドーが大きい場合、ＣＦＯ推定の精度を高めることができる。
【０３３９】
ここで、ＤＭＲＳシーケンスの仮説の数、変調タイプ、シーケンス生成及びＤＭＲＳ  ＲＥマッピングによるＳＳブロックインデックスの検出性能を説明する。本測定結果では、２４ＲＢに２個のＯＦＤＭシンボルがＮＲ−ＰＢＣＨ送信のために使用されたと仮定する。また、ＳＳバーストセットの多重周期を考慮してもよく、この周期は、１０ｍｓ、２０ｍｓ又は４０ｍｓであってもよい。
【０３４０】
（５）ＤＭＲＳシーケンス仮説の数
【０３４１】
図３３は、ＳＳブロックインデックスによる測定結果を示す。ここで、２４ＲＢ及び２個のＯＦＤＭシンボルにおいてＤＭＲＳのために１４４ＲＥが使用され、情報のために４３２ＲＥが使用された。また、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンス（例えば、長さ３１のゴールドシーケンス）及びＱＰＳＫが使用されたと仮定する。
【０３４２】
図３３を参照すると、３〜５ビットの検出性能を２回蓄積して測定するとき、−６ｄＢで１％のエラー率を示す。よって、３〜５ビットの情報は、検出性能の観点からＤＭＲＳシーケンスに対する仮説数として使用することができる。
【０３４３】
（６）変調タイプ
【０３４４】
図３４〜図３５は、ＢＰＳＫとＱＰＳＫを比較した性能測定結果である。本実験において、ＤＭＲＳ仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスをベースとし、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰの電力レベルと同一である。
【０３４５】
図３４〜図３５を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫの性能が類似していることが分かる。よって、ある変調タイプをＤＭＲＳシーケンスのための変調タイプとして使用しても、性能測定の観点からは大した差がない。しかし、図３６を参照すると、ＢＰＳＫとＱＰＳＫを使用した場合、各コリレーション特性が異なることが分かる。
【０３４６】
図３６を参照すると、ＢＰＳＫはＱＰＳＫよりコリレーション振幅が０．１以上の領域にさらに多く分布する。よって、多重セル環境を考慮すれば、ＤＭＲＳの変調タイプとしてＱＰＳＫを使用することが好ましい。即ち、コリレーション特性の側面からはＱＰＳＫがＤＭＲＳシーケンスに適宜な変調タイプである。
【０３４７】
（７）ＰＢＣＨ  ＤＭＲＳのシーケンス生成
【０３４８】
図３７〜図３８は、ＤＭＲＳシーケンス生成による測定結果を示す。ＤＭＲＳシーケンスは、多項式の次数３０以上の長いシーケンス又は多項式の次数８以下の短いシーケンスをベースとして生成することができる。また、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、干渉ＴＲＰの電力レベルはサービングＴＲＰと同一であると仮定する。
【０３４９】
図３７〜図３８を参照すると、短いシーケンスベース生成の検出性能と、長いシーケンスベース生成の検出性能が類似していることが分かる。
【０３５０】
（８）ＤＭＲＳ  ＲＥマッピング
【０３５１】
図３９は、ＲＥマッピング方法による性能測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対する仮説は３ビットであり、ＤＭＲＳシーケンスは長いシーケンスをベースとし、干渉ＴＲＰ電力レベルはサービングＴＲＰと同一である。また、ただ１つの干渉源のみが存在する。
【０３５２】
図３９のように、可変ＲＥマッピングを使用する場合、干渉がランダムに分散する効果が得られる。よって、可変ＲＥマッピングの検出性能が固定ＲＥマッピング性能よりも優秀である。
【０３５３】
図４０は、ＲＳ電力ブーストを使用した場合の測定結果を示す。ここで、ＤＭＲＳに対するＲＥ送信電力は、ＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力より約１．７６ｄＢ高いと仮定する。可変ＲＥマッピングとＤＭＲＳ電力ブーストを共に使用する場合、他のセルの干渉が減少する。図４０のように、ＲＳ電力ブーストを適用した性能は、ＲＳパワーブーストのない場合よりも２〜３ｄＢの利得を有する。
【０３５４】
一方、ＲＳ電力ブーストは、ＰＢＣＨデータに対するＲＥ送信電力を減少させる。よって、ＲＳ電力ブーストはＰＢＣＨ性能に影響を与えることができる。図４１〜図４２は、ＲＳ電力ブーストのある場合とＲＳ電力ブーストのない場合のＰＢＣＨ性能を測定した結果である。ここで、ＳＳバーストセットの周期は４０ｍｓと仮定して、エンコードされたビットは８０ｍｓ以内に送信されることを仮定する。
【０３５５】
ＰＢＣＨデータに対するＲＥの送信電力が減少する場合、性能損失が発生する可能性がある。しかし、ＲＳ電力増加によってチャネル推定性能が向上するため、復調性能を向上させることができる。よって、図４１〜図４２のように、２つの場合の性能がほぼ同一である。よって、ＰＢＣＨデータに対するＲＥの送信電力損失の影響はチャネル推定性能の利得によって補完されることができる。
【０３５６】
以下の［表６］は、上述した性能測定のために使用されたパラメータの仮定値である。
【０３５７】
【表６】
0006842548.tif 000014
【０３５８】
２１．下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰ（Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  ｐａｒｔ）
【０３５９】
ＬＴＥの初期接続手順は、ＭＩＢ（Ｍａｓｔｅｒ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  Ｂｌｏｃｋ）によって構成されたシステム帯域幅内で動作する。また、ＰＳＳ／ＳＳＳ／ＰＢＣＨはシステム帯域幅の中心を基準として整列されている。また、共通検索空間は、システム帯域幅内で定義され、システム帯域幅内で割り当てられたＰＤＳＣＨによって伝達され、Ｍｓｇ１／２／３／４に対するＲＡＣＨ手順はシステム帯域幅内で動作する。
【０３６０】
一方、ＮＲシステムは、広帯域ＣＣにおける動作を支援するが、ＵＥが全ての広帯域ＣＣにおいて必要な動作を行うための能力（Ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ）を有するように具現することは、コスト面から非常に難しい問題である。よって、システム帯域幅において初期接続手順を円滑に行うように具現することは難しい。
【０３６１】
この問題を解決するために、図４２のように、ＮＲは初期接続動作のためのＢＷＰを定義することができる。ＮＲシステムでは、各ＵＥに対応するＢＷＰ内でＳＳブロック送信、システム情報伝達、ページング及びＲＡＣＨ手順のための初期接続手順を行うことができる。また、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰは、少なくとも１つの主コンポーネント搬送波において共通検索空間を有する１つのＣＯＲＥＳＥＴを含むことができる。
【０３６２】
よって、少なくともＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨメッセージ２／４に関する下りリンク制御情報は、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴで送信され、下りリンク制御情報に関わる下りリンクデータチャネルは下りリンクＢＷＰ内に割り当てられる。また、ＵＥは、このＵＥに対応するＢＷＰ内でＳＳブロックが送信されることが予想できる。
【０３６３】
即ち、ＮＲでは、少なくとも１つの下りリンクＢＷＰが下りリンク共通チャネル送信のために使用されることができる。ここで、下りリンク共通チャネルに含まれる信号は、ＳＳブロック、 共通検索空間を有するＣＯＲＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ＯＳＩ、ページング、ＲＡＣＨメッセージ２／４などのためのＰＤＳＣＨなどがある。
【０３６４】
（１）ニューマロロジー
【０３６５】
ＮＲでは、１５、３０、６０及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信に用いられる。よって、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰ内のＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨに対するニューマロロジーは、データ送信のために定義されたニューマロロジーの中から選択することができる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲に対しては、１５ｋＨｚ、３０ｋＨｚ及び６０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上を選択することができ、６ＧＨｚ〜５２．６ＧＨｚの周波数範囲に対しては６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔のうち１つ以上を選択することができる。
【０３６６】
しかし、６ＧＨｚ以下の周波数範囲では、ＵＲＬＬＣサービスのために、６０ｋＨｚの副搬送波間隔が予め定義されているため、６０ｋＨｚの副搬送波間隔は、６ＧＨｚ以下の周波数範囲におけるＰＢＣＨ送信に適しない。よって、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で下りリンク共通チャネル送信のために１５ｋＨｚ及び３０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用することができ、６ＧＨｚ以上の周波数範囲では６０ｋＨｚ及び１２０ｋＨｚの副搬送波間隔を使用することができる。
【０３６７】
一方、ＮＲでは、ＳＳブロック送信のために、１５、３０、１２０及び２４０ｋＨｚの副搬送波間隔を支援する。ＳＳブロックと共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴ及びＲＭＳＩ、ページング、ＲＡＲに対するＰＤＳＣＨのような下りリンクチャネルに対して、同一の副搬送波間隔が適用されると仮定することができる。よって、このような仮定を適用すると、ＰＢＣＨコンテンツにニューマロロジー情報を定義する必要がなくなる。
【０３６８】
逆に、下りリンク制御チャネルに対する副搬送波間隔の変更が必要となる場合がある。例えば、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔が６ＧＨｚ以上の周波数帯域においてＳＳブロック送信に適用される場合、２４０ｋＨｚの副搬送波間隔がデータ送信に対して定義されていないため、副搬送波間隔の変更がデータ送信に必要である。よって、データ送信のために、ＳＣＳを変更することができ、ＰＢＣＨコンテンツに１ビット指示子によってこれを指示することができる。搬送波周波数の範囲によって、１ビット指示子は｛１５ｋＨｚ、３０ｋＨｚ｝又は｛６０ｋＨｚ、１２０ｋＨｚ｝と解釈することができる。また、表示された副搬送波間隔は、ＲＢグリッドの参照ニューマロロジーとみなすことができる。
【０３６９】
（２）下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰの帯域幅
【０３７０】
ＮＲシステムにおいて、下りリンク共通チャネルに対するＢＷＰの帯域幅がネットワークが動作するシステム帯域幅と同一である必要はない。即ち、ＢＷＰの帯域幅は、システム帯域幅より狭くてもよい。即ち、帯域幅は、搬送波の最小帯域幅より広い必要があるが、ＵＥの最小帯域幅より広くてはいけない。
【０３７１】
よって、下りリンク共通チャネル送信のためのＢＷＰは、ＢＷＰの帯域幅がＳＳブロックの帯域幅より広く、各周波数範囲において動作可能な全てのＵＥの特定の下りリンク帯域幅と等しいか、又は小さいように定義することができる。例えば、６ＧＨｚ以下の周波数範囲で搬送波の最小帯域幅は５ＭＨｚと定義され、ＵＥの最小帯域幅は２０ＭＨｚと仮定することができる。この場合、下りリンク共通チャネルの帯域幅は、５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲で定義されてもよい。
【０３７２】
（３）帯域幅設定
【０３７３】
図４４は、帯域幅設定の例示を示す。
【０３７４】
ＵＥは、セルＩＤ検出及びＰＢＣＨデコーディングを含む初期同期化手順の間にＳＳブロックの帯域幅内で信号の検出を試みる。その後、ＵＥは、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内において次の初期接続手順を続けて行うことができる。即ち、ＵＥは、システム情報を取得して、ＲＡＣＨ手順を行うことができる。
【０３７５】
一方、ＳＳブロックに対する帯域幅と下りリンク共通チャネルに対する帯域幅間の相対的な周波数位置のための指示子がＰＢＣＨコンテンツに定義されることができる。相対的な周波数位置の指示を単純化するために、複数のＳＳブロックに対する帯域幅は、下りリンク共通チャネルに対する帯域幅内でＳＳブロックを位置させる候補位置であり得る。
【０３７６】
例えば、ＳＳブロックの帯域幅が５ＭＨｚであり、下りリンク共通チャネルの帯域幅が２０ＭＨｚであると仮定すると、下りリンク共通チャネルのための帯域幅内においてＳＳブロックを探すための４個の候補位置を定義することができる。
【０３７７】
２２．ＣＯＲＥＳＥＴ設定
【０３７８】
（１）ＣＯＲＥＳＥＴ情報とＲＭＳＩスケジューリング情報
【０３７９】
ＲＭＳＩに対するスケジューリング情報を直接指示するより、ネットワークがＲＭＳＩスケジューリング情報を含むＣＯＲＥＳＥＴ情報をＵＥに送信することがより効率的である。即ち、ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ＣＯＲＥＳＥＴ及び周波数位置に対する帯域幅のような周波数リソースに関する情報を指示することができる。また、開始ＯＦＤＭシンボル、保持時間及びＯＦＤＭシンボルの数のような時間リソースに関する情報は、ネットワークリソースを柔軟に利用するためにさらに設定されてもよい。
【０３８０】
また、共通探索空間モニタリング周期、保持時間及びオフセットに関する情報もＵＥ検出の複雑さを減少させるために、ネットワークからＵＥへ送信されてもよい。
【０３８１】
一方、送信タイプ及びＲＥＧバンドリングサイズは、共通検索空間のＣＯＲＥＳＥＴによって固定されてもよい。ここで、送信タイプは、送信される信号がインタリーブされているか否かによって区分されてもよい。
【０３８２】
（２）スロットに含まれたＯＦＤＭシンボルの数
【０３８３】
スロットにおけるＯＦＤＭシンボル数又は６ＧＨｚ以下の搬送波周波数の範囲に関連して、７ＯＦＤＭシンボルスロット及び１４ＯＦＤＭシンボルスロットのような２つの候補を考慮する。仮に、ＮＲシステムにおいて、６ＧＨｚ以下の搬送波周波数の範囲のために２つタイプのスロットをいずれも支援することに決定する場合、共通検索空間を有するＣＯＲＥＳＥＴの時間リソース表示のために、スロットタイプに対する指示方法を定義する必要がある。
【０３８４】
（３）ＰＢＣＨコンテンツのビットサイズ
【０３８５】
ＰＢＣＨコンテンツにおいて、ニューマロロジー、帯域幅及びＣＯＲＥＳＥＴ情報を表示するために、［表７］のように、約１４ビットを指定することができる。
【０３８６】
【表７】
0006842548.tif 000015
【０３８７】
図４５を参照すると、通信装置４５００は、プロセッサ４５１０、メモリ４５２０、ＲＦモジュール４５３０、ディスプレイモジュール４５４０、及びユーザインターフェースモジュール４５５０を備えている。
【０３８８】
通信装置４５００は説明の便宜のために示されたもので、一部のモジュールは省略されてもよい。また、通信装置４５００は必要なモジュールをさらに備えてもよい。また、通信装置４５００において一部のモジュールはより細分化したモジュールに区分されてもよい。プロセッサ４５１０は、図面を参照して例示した本発明の実施例に係る動作を実行するように構成される。具体的に、プロセッサ４５１０の詳細な動作は、図１乃至図４４に記載された内容を参照すればよい。
【０３８９】
メモリ４５２０は、プロセッサ４５１０に接続し、オペレーティングシステム、アプリケーション、プログラムコード、データなどを格納する。ＲＦモジュール４５３０は、プロセッサ４５１０に接続し、基底帯域信号を無線信号に変換したり、無線信号を基底帯域信号に変換する機能を果たす。そのために、ＲＦモジュール４５３０は、アナログ変換、増幅、フィルタリング及び周波数アップ変換又はこれらの逆過程を行う。ディスプレイモジュール４５４０は、プロセッサ４５１０に接続し、様々な情報をディスプレイする。ディスプレイモジュール４５４０は、特に制限されるものではなく、ＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ  Ｃｒｙｓｔａｌ  Ｄｉｓｐｌａｙ）、ＬＥＤ（Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）、ＯＬＥＤ（Ｏｒｇａｎｉｃ  Ｌｉｇｈｔ  Ｅｍｉｔｔｉｎｇ  Ｄｉｏｄｅ）のような周知の要素を用いることができる。ユーザインターフェースモジュール４５５０は、プロセッサ４５１０に接続し、キーパッド、タッチスクリーンなどのような周知のユーザインターフェースの組合せで構成可能である。
【０３９０】
以上説明してきた実施例は、本発明の構成要素及び特徴を所定形態に結合したものである。各構成要素又は特徴は、別の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮しなければならない。各構成要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合しない形態で実施することもでき、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施例を構成することもできる。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更されてもよい。ある実施例の一部構成や特徴は、他の実施例に含まれてもよく、他の実施例の対応する構成又は特徴に取り替わってもよい。特許請求の範囲において明示的な引用関係にない請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正により新しい請求項として含めたりできるということは明らかである。
【０３９１】
本文書で基地局によって行われるとした特定動作は、場合によってはその上位ノード（ｕｐｐｅｒ  ｎｏｄｅ）によって行われることもある。即ち、基地局を含む複数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ  ｎｏｄｅｓ）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる様々な動作は、基地局又は基地局以外の他のネットワークノードによって行われ得ることは明らかである。基地局は、固定局（ｆｉｘｅｄ  ｓｔａｔｉｏｎ）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮｏｄｅＢ（ｅＮＢ）、アクセスポイント（ａｃｃｅｓｓ  ｐｏｉｎｔ）などの用語にしてもよい。
【０３９２】
本発明に係る実施例は、様々な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェア又はそれらの結合などによって具現することができる。ハードウェアによる具現では、本発明の一実施例は、一つ又はそれ以上のＡＳＩＣｓ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  ｓｐｅｃｉｆｉｃ  ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌ  ｓｉｇｎａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ｄｉｇｉｔａｌ  ｓｉｇｎａｌ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ｌｏｇｉｃ  ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（ｆｉｅｌｄ  ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ｇａｔｅ  ａｒｒａｙｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどによって具現することができる。
【０３９３】
ファームウェアやソフトウェアによる具現では、本発明の一実施例は、以上で説明された機能又は動作を実行するモジュール、手順、関数などの形態で具現されてもよい。ソフトウェアコードは、メモリユニットに記憶され、プロセッサによって駆動可能である。メモリユニットは、プロセッサの内部又は外部に設けられ、公知の様々な手段によってプロセッサとデータを交換することができる。
【０３９４】
本発明は、本発明の特徴から逸脱しない範囲で別の特定の形態に具体化できるということが当業者にとっては自明である。したがって、上記の詳細な説明は、いずれの面においても制限的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付の請求項の合理的な解釈によって決定すべきであり、本発明の等価的範囲内における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【０３９５】
上述のような同期信号を受信する方法及びそのための装置は、５世代ＮｅｗＲＡＴシステムに適用される例を中心として説明したが、５世代ＮｅｗＲＡＴシステムの他にも様々な無線通信システムに適用することができる。
【図１（Ａ）】
0006842548.tif 000016
【図１（Ｂ）】
0006842548.tif 000017
【図２】
0006842548.tif 000018
【図３】
0006842548.tif 000019
【図４（ａ）】
0006842548.tif 000020
【図４（ｂ）】
0006842548.tif 000021
【図５】
0006842548.tif 000022
【図６】
0006842548.tif 000023
【図７（ａ）】
0006842548.tif 000024
【図７（ｂ）】
0006842548.tif 000025
【図８】
0006842548.tif 000026
【図９】
0006842548.tif 000027
【図１０】
0006842548.tif 000028
【図１１】
0006842548.tif 000029
【図１２】
0006842548.tif 000030
【図１３】
0006842548.tif 000031
【図１４（ａ）】
0006842548.tif 000032
【図１４（ｂ）】
0006842548.tif 000033
【図１５（ａ）】
0006842548.tif 000034
【図１５（ｂ）】
0006842548.tif 000035
【図１６】
0006842548.tif 000036
【図１７（ａ）】
0006842548.tif 000037
【図１７（ｂ）】
0006842548.tif 000038
【図１８（ａ）】
0006842548.tif 000039
【図１８（ｂ）】
0006842548.tif 000040
【図１９】
0006842548.tif 000041
【図２０】
0006842548.tif 000042
【図２１（ａ）】
0006842548.tif 000043
【図２１（ｂ）】
0006842548.tif 000044
【図２２】
0006842548.tif 000045
【図２３（ａ）】
0006842548.tif 000046
【図２３（ｂ）】
0006842548.tif 000047
【図２３（ｃ）】
0006842548.tif 000048
【図２４】
0006842548.tif 000049
【図２５】
0006842548.tif 000050
【図２６】
0006842548.tif 000051
【図２７】
0006842548.tif 000052
【図２８】
0006842548.tif 000053
【図２９】
0006842548.tif 000054
【図３０（ａ）】
0006842548.tif 000055
【図３０（ｂ）】
0006842548.tif 000056
【図３０（ｃ）】
0006842548.tif 000057
【図３１】
0006842548.tif 000058
【図３２】
0006842548.tif 000059
【図３３】
0006842548.tif 000060
【図３４】
0006842548.tif 000061
【図３５】
0006842548.tif 000062
【図３６】
0006842548.tif 000063
【図３７】
0006842548.tif 000064
【図３８】
0006842548.tif 000065
【図３９】
0006842548.tif 000066
【図４０】
0006842548.tif 000067
【図４１】
0006842548.tif 000068
【図４２】
0006842548.tif 000069
【図４３】
0006842548.tif 000070
【図４４】
0006842548.tif 000071
【図４５】
0006842548.tif 000072