(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
固定パルスパターン方式によって電力変換器を制御し、各相Ｎ種類あるいはＮ箇所の直流電圧に基づいて電圧を出力する電力変換システムであって、
パルスパターンにおける基本波１周期内でπ／２ごとに対称となるよう前記直流電圧を割り振り、かつ、基本波１周期目からＮ周期目において、パルスパターンにおける担当位置が一巡するよう前記直流電圧を割り振り、基本波Ｎ＋１周期目から２Ｎ周期目において、基本波１周期目からＮ周期目の逆順で前記直流電圧を割り振り、この総計が基本波２Ｎ周期で一巡する前記直流電圧の割り振りを定めたパルスパターンに基づいて、前記電力変換器のゲート信号を出力する固定パルスパターン変調部を備えたことを特徴とする電力変換システム。
【請求項２】
前記固定パルスパターン変調部は、
前記基本波２Ｎ周期のパルスパターンを１つの周期関数とみなした場合のフーリエ級数展開結果に基づき、基本波電圧誤差、高調波、基本波周波数以下の低周波脈動のうち少なくとも１つを低減するためのスイッチングの位相補償量を求め、前記位相補償量に基づきパルスパターンを定めることを特徴とする請求項１記載の電力変換システム。
【請求項３】
前記位相補償量は式（１５）により決定することを特徴とする請求項２記載の電力変換システム。
【数１５】
0006881648.tif 000026
【数１３】
0006881648.tif 000027
【数１４】
0006881648.tif 000028
Ｈn：電圧のｎ次高調波振幅
ｎ；高調波次数
ｍ：基本波何周期目のパルスパターンであるかを示す値
Ｎ：直流電圧数
ＶAm，ＶXm，ＶLm：Ａm’，Ｘm’，Ｌm’に関するスイッチングに割り振られた直流電圧
Ａm’，Ｘm’，Ｌm’：基本波１周期内のスイッチング位相に位相補償量を加算して２Ｎで除算した値
ＰA，ＰX，ＰL：各スイッチング位相でのレベル変化が正の場合＋１，レベル変化が負の場合−１となる値
Ａ，Ｘ，Ｌ：基本波周期内におけるスイッチング位相であり、Ｌが最終のスイッチング位相
【請求項４】
前記位相補償量は式（１８）により決定することを特徴とする請求項２記載の電力変換システム。
【数１８】
0006881648.tif 000029
【数１３】
0006881648.tif 000030
【数１４】
0006881648.tif 000031
Ｊn：電流評価関数
ｎ；高調波次数
ｍ：基本波何周期目のパルスパターンであるかを示す値
ｋ：負荷の考慮係数
Ｎ：直流電圧数
ＶAm，ＶXm，ＶLm：Ａm’，Ｘm’，Ｌm’に関するスイッチングに割り振られた直流電圧
Ａm’，Ｘm’，Ｌm’：基本波１周期内のスイッチング位相に位相補償量を加算して２Ｎで除算した値
ＰA，ＰX，ＰL：各スイッチング位相でのレベル変化が正の場合＋１，レベル変化が負の場合−１となる値
Ａ，Ｘ，Ｌ：基本波周期内におけるスイッチング位相であり、Ｌが最終のスイッチング位相
【請求項５】
前記電力変換器は、多重巻線トランスに接続され、相ごとに多直列に接続された複数のセルを有する直列多重インバータであり、
それぞれの前記直流電圧の値は、前記多重巻線トランスの実測の変圧比あるいは仕様変圧比に基づいて算出することを特徴とする請求項１〜４のうち何れかに記載の電力変換システム。
【請求項６】
それぞれの前記直流電圧の値は、直流電圧検出値に基づいて算出することを特徴とする請求項１〜４のうち何れかに記載の電力変換システム。
【請求項７】
各相Ｎ種類あるいはＮ箇所の直流電圧に基づいて電圧を出力する電力変換システムにおいて、固定パルスパターン方式によって電力変換器を制御する電力変換システムの制御方法であって、
固定パルスパターン変調部が、パルスパターンにおける基本波１周期内でπ／２ごとに対称となるよう直流電圧を割り振り、かつ、基本波１周期目からＮ周期目において、パルスパターンにおける担当位置が一巡するよう前記直流電圧を割り振り、基本波Ｎ＋１周期目から２Ｎ周期目において、基本波１周期目からＮ周期目の逆順で前記直流電圧を割り振り、この総計が基本波２Ｎ周期で一巡する前記直流電圧の割り振りを定めたパルスパターンに基づいて、前記電力変換器のゲート信号を出力することを特徴とする電力変換システムの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、固定パルスパターン方式によって電力変換器を制御し、各相Ｎ種類あるいはＮ箇所の直流電圧に基づいて電圧を出力する電力変換システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
入力された三相交流電圧を交流−直流変換器で直流電圧に変換し、直流電圧をインバータ（電力変換器）によって所望の周波数，振幅の交流電圧として出力するシステムを考える。
【０００３】
このようなシステムでは、電力変換器の出力について目標電圧をキャリア１周期で平均的に表現する三角波比較ＰＷＭが用いられることが多い。三角波キャリアの周波数が出力周波数と非同期である場合、この方式を非同期ＰＷＭ方式と呼ぶ。非同期ＰＷＭ方式はスイッチング周波数を一定に保つことができ、低周波数領域でも安定した制御を行いやすい利点がある。
【０００４】
しかし、出力電圧の最適化を目標として非同期ＰＷＭ方式以外の変調法を用いる場合があり、固定パルスパターン方式がその一例である。この固定パルスパターン方式では、評価指標に対して最適なパルスパターンを事前導出してテーブル化し、そのテーブル通りに電圧位相に同期したスイッチングを行う。
【０００５】
固定パルスパターン方式は、インバータ(直流−交流変換器)だけでなくコンバータ(交流−直流変換器)にも用いることができる。交流−直流変換器での固定パルスパターン方式として、例えば特許文献１のパルスパターン間における電流衝撃のない切替方法などの制御が考案されてきた。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特許第６２７０６９６号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１では直流電圧がばらついた場合の補償方法について言及されていない。
【０００８】
固定パルスパターン方式ではパルスパターンの事前導出について直流電圧がすべて理想値であることを前提としている。この前提は電力変換器構成によっては問題とならない。問題を生じない回路構成としては、直流電圧が共通である三相２レベルインバータ、直流電圧をＡＣ／ＤＣ変換器あるいはＤＣ／ＤＣ変換器によって厳密に制御するマルチレベルインバータ、といった構成がある。
【０００９】
しかし、直流電圧がばらつく構成、例えば直列多重インバータにおいて、特に多直列な単相インバータの各直流電圧を電源電圧の整流によって得るような構成では問題を生じる。
【００１０】
固定パルスパターン方式は各スイッチングで生じる高調波成分を別のスイッチングの高調波成分で打ち消すことで低ひずみ率の電圧を生成する。そのため、各スイッチングの電圧変化量の違いにより高調波成分のずれが生じ、打ち消されずにひずみとして表れてしまう。また、同じ理由から基本波電圧成分の誤差も生じる。
【００１１】
さらに、直列多重インバータのような多重構成では半導体素子寿命の向上のためにパルスパターンの各スイッチングを担当する素子を平均的に割り振ることが求められる。
【００１２】
これは各スイッチングにどの直流電圧が用いられるかが基本波周期ごとに異なることを意味する。その場合、直流電圧のばらつきが基本波電圧誤差・ひずみ増大として表れる具合が基本波周期ごとに変化し、基本波よりも低周波数の脈動が生じる。負荷が誘導性である場合には、低周波数の成分ほど電流脈動として表れやすく、直流電圧を平均的に割り振ることによる低周波数成分増大が最も顕著な問題となる。
【００１３】
出願人の知る限り、固定パルスパターン方式において直流電圧のばらつきがもたらす電圧ひずみ増大、ひいては電流脈動増大に関する対策例は存在しない。
【００１４】
以上示したようなことから、固定パルスパターン方式を用いた電力変換システムにおいて、直流電圧がばらついた場合の問題を補償することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、固定パルスパターン方式によって電力変換器を制御し、各相Ｎ種類あるいはＮ箇所の直流電圧に基づいて電圧を出力する電力変換システムであって、パルスパターンにおける基本波１周期内でπ／２ごとに対称となるよう前記直流電圧を割り振り、かつ、基本波１周期目からＮ周期目において、パルスパターンにおける担当位置が一巡するよう前記直流電圧を割り振り、基本波Ｎ＋１周期目から２Ｎ周期目において、基本波１周期目からＮ周期目の逆順で前記直流電圧を割り振り、この総計が基本波２Ｎ周期で一巡する前記直流電圧の割り振りを定めたパルスパターンに基づいて、前記電力変換器のゲート信号を出力する固定パルスパターン変調部を備えたことを特徴とする。
【００１６】
また、その一態様として、前記固定パルスパターン変調部は、前記基本波２Ｎ周期のパルスパターンを１つの周期関数とみなした場合のフーリエ級数展開結果に基づき、基本波電圧誤差、高調波、基本波周波数以下の低周波脈動のうち少なくとも１つを低減するためのスイッチングの位相補償量を求め、前記位相補償量に基づきパルスパターンを定めることを特徴とする。
【００１７】
また、その一態様として、前記位相補償量は式（１５）により決定することを特徴とする。
【００１８】
【数１５】
0006881648.tif 000002
【００１９】
【数１３】
0006881648.tif 000003
【００２０】
【数１４】
0006881648.tif 000004
【００２１】
Ｈn：電圧のｎ次高調波振幅
ｎ；高調波次数
ｍ：基本波何周期目のパルスパターンであるかを示す値
Ｎ：直流電圧数
ＶAm，ＶXm，ＶLm：Ａm’，Ｘm’，Ｌm’に関するスイッチングに割り振られた直流電圧
Ａm’，Ｘm’，Ｌm’：基本波１周期内のスイッチング位相に位相補償量を加算して２Ｎで除算した値
ＰA，ＰX，ＰL：各スイッチング位相でのレベル変化が正の場合＋１，レベル変化が負の場合−１となる値
Ａ，Ｘ，Ｌ：基本波周期内におけるスイッチング位相であり、Ｌが最終のスイッチング位相。
【００２２】
また、他の態様として、前記位相補償量は式（１８）により決定することを特徴とする。
【００２３】
【数１８】
0006881648.tif 000005
【００２４】
【数１３】
0006881648.tif 000006
【００２５】
【数１４】
0006881648.tif 000007
【００２６】
Ｊn：電流評価関数
ｎ；高調波次数
ｍ：基本波何周期目のパルスパターンであるかを示す値
ｋ：負荷の考慮係数
Ｎ：直流電圧数
ＶAm，ＶXm，ＶLm：Ａm’，Ｘm’，Ｌm’に関するスイッチングに割り振られた直流電圧
Ａm’，Ｘm’，Ｌm’：基本波１周期内のスイッチング位相に位相補償量を加算して２Ｎで除算した値
ＰA，ＰX，ＰL：各スイッチング位相でのレベル変化が正の場合＋１，レベル変化が負の場合−１となる値
Ａ，Ｘ，Ｌ：基本波周期内におけるスイッチング位相であり、Ｌが最終のスイッチング位相。
【００２７】
また、その一態様として、前記電力変換器は、多重巻線トランスに接続され、相ごとに多直列に接続された複数のセルを有する直列多重インバータであり、それぞれの前記各直流電圧の値は、前記多重巻線トランスの実測の変圧比あるいは仕様変圧比に基づいて算出することを特徴とする。
【００２８】
また、他の態様として、それぞれの前記各直流電圧の値は、直流電圧検出値に基づいて算出することを特徴とする。 
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、固定パルスパターン方式を用いた電力変換システムにおいて、直流電圧がばらついた場合の問題を補償することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】実施形態１〜３における電力変換システムを示す概略図。
【図２】直列多重インバータの回路構成を示す概略図。
【図３】基本波１周期分のパルスパターン例を示す図。
【図４】基本波３周期で一巡する直流電圧の割り振り例を示す図。
【図５】基本波６周期で一巡する直流電圧の割り振り例を示す図。
【図６】基本波６周期で一巡する直流電圧の割り振りの他例を示す図。
【図７】基本波６周期分の直流電圧割り振りを考慮したパルスパターンの周期関数を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
以下、本願発明における固定パルスパターン方式を用いた電力変換システムの実施形態１〜３を図１〜図７に基づいて詳述する。
【００３２】
［実施形態１］
図１に本実施形態１における電力変換システムの構成図を示す。図１は操作盤などから与えられた指令値に基づいて電力変換器（例えば、インバータ：以下、インバータと称する）３を動作させ、モータ等の負荷４における電流振幅・周波数の制御を行う電力変換システムを示している。
【００３３】
上位制御部１は、速度指令と検出電流を入力し、指令変調率と制御位相に関する情報を出力する。指令変調率と制御位相は固定パルスパターン変調部２に入力されテーブルに基づくパルス生成が行われる。固定パルスパターン変調部２はゲート信号を出力し、そのゲート信号によりインバータ３が駆動する。インバータ３はゲート信号にもとづく電圧をモータ等の負荷４に印加する。
【００３４】
このシステムは直流電圧ばらつき補償法を用いる代表的な構成であり、構成は図１に限定されない。例えば、上位制御部１に検出電流が入力されずともよく、上位制御部１にモータの位置情報をフィードバックしてもよく、交流電源に回生を行うコンバータのシステム構成、単相の構成、などでもよい。重要なのは、固定パルスパターン方式によって電力変換器３を運転する点である。
【００３５】
図２に直列多重インバータの回路構成を示す。交流電源５は多重巻線トランスＴｒを介して各セルＵ１，Ｕ２，…，ＵＮ，Ｖ１，Ｖ２，…，ＶＮ，Ｗ１，Ｗ２，…，ＷＮに入力される。各セルＵ１，Ｕ２，…，ＵＮ，Ｖ１，Ｖ２，…，ＶＮ，Ｗ１，Ｗ２，…，ＷＮは三相整流器と単相インバータを有する。多重巻線トランスＴｒから入力された三相交流は直流電圧Ｖｄｃに変換されたのち単相交流として出力される。そして、各セルＵ１，Ｕ２，…，ＵＮ，Ｖ１，Ｖ２，…，ＶＮ，Ｗ１，Ｗ２，…，ＷＮの出力は相ごとに多直列に接続されているので、負荷４には各セルＵ１，Ｕ２，…，ＵＮ，Ｖ１，Ｖ２，…，ＶＮ，Ｗ１，Ｗ２，…，ＷＮの出力を多重化した電圧が印加される。図２はＮ段の直列多重、すなわちセルを各相Ｎ直列にした構成であり、相電圧は最大２Ｎ＋１レベル、線間電圧は最大４Ｎ＋１レベルの運転ができる。
【００３６】
図２の直列多重インバータは本実施形態１の直流電圧ばらつき補償法を用いる回路構成の例であり、異なる回路構成であっても本実施形態１は用いることができる。例えば、ＮＰＣ（Ｎｅｕｔｒａｌ  ｐｏｉｎｔ  ｃｌａｍｐｅｄ）インバータ、およびＭＭＣ（Ｍｏｄｕｌａｒ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）などでもよい。重要なのは、各相２種類あるいは２箇所以上の直流電圧Ｖｄｃに基づいて出力電圧が生成される点である。
【００３７】
図２のような直列多重インバータにおいては、多重巻線トランスＴｒを経た電源電圧を単に整流することで直流電圧Ｖｄｃを得ており、電圧値を理想値に追従させるための機構は存在しない。そのため、多重巻線トランスＴｒの製造誤差などの問題により各セルの直流リンク部の直流電圧Ｖｄｃ(以下、「セルの直流電圧」や「直流電圧」と呼ぶ)が０．１％〜５．０％程度のばらつきを持つことが多い。
【００３８】
固定パルスパターン方式で直流電圧Ｖｄｃがばらついた値となる場合、スイッチングごとの電圧変化量が異なるため、パルスパターン設計通りの電圧生成とはならず、高調波増大、基本波電圧誤差増大、低周波脈動増大の問題を生じる。
【００３９】
本実施形態１では、この問題に対して複数周期分のパルスパターンの高調波成分を導出し、低周波脈動増大の問題を抑制できるような位相補償量を求める。この位相補償量に基づきスイッチングすることで、固定パルスパターン方式において直流電圧Ｖｄｃがばらついていても低周波脈動を軽減することができる。
【００４０】
パルスパターンは、通常、相電圧を基準にするため以下では１相のパルスパターンに注目して説明する。２相以上の構成では、位相補償量の算出を各相で行う。
【００４１】
ある相の相電圧出力に寄与する直流電圧Ｖｄｃを考える。これは、図２のＵ相の場合ならばセルＵ１，Ｕ２， …， ＵＮの直流電圧Ｖｄｃを意味する。このようなＮ種類の直流電圧Ｖｄｃについて、その値をＶｄｃ１，Ｖｄｃ２，…， ＶｄｃＮとおく。
【００４２】
まずは、従来の場合である基本波１周期分のパルスパターンを検討する。図３の周期関数をｆ’（θ）で表すとすると、フーリエ級数展開から式（１）となる。ただし、Ｈn’は電圧のｎ次高調波振幅であり、式（２）で表される。ｎは高調波次数，Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄはスイッチング位相である。ここでは、レベル１段分の電圧変化が直流電圧理想値Ｖｄｃであり、Ｖｄｃ＝Ｖｄｃ１＝Ｖｄｃ２＝…＝ＶｄｃＮを満たすものとしている。
【００４３】
【数１】
0006881648.tif 000008
【００４４】
【数２】
0006881648.tif 000009
【００４５】
式（１）からわかるように周期関数ｆ’（θ）には余弦成分が存在しない。これは、パルスパターンの点対称性による。また、正弦成分についても偶数次が存在しない。これも、パルスパターンが０≦θ≦π、そして−π≦θ≦０の範囲で線対称であることによる。
【００４６】
つまり、図３のパルスパターンはπ／２ごとに対称な周期関数を想定することで、あらかじめ多くの高調波成分を０に打ち消している。
【００４７】
式（２）を参考に高調波成分を算出し、基本波電圧振幅Ｈ1’を所望の値に保ちつつ高調波｜Ｈn’｜（ｎ＝３，５，…）を低減するよう適宜スイッチング位相Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄを調整することで低ひずみ率のパルスパターンを生成できる。
【００４８】
この際、低次高調波を優先して抑制するためにバイアスをかける、三相平衡を前提として３の倍数次の高調波は低減しないなどの処理を行ってもよい。
【００４９】
しかし、直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮがばらつく場合には各スイッチングを担当する直流電圧を対称的に配置しなければ、本来打ち消されるはずの余弦成分および偶数次正弦成分が打ち消されずに発生してしまう問題が生じる。また、対称的に配置したとしても式（２）は例えば式（３）のような形となり、Ｖｄｃ≠Ｖｄｃ１≠Ｖｄｃ２≠Ｖｄｃ３のもとで式（３）は式（２）と異なる値をとる。
【００５０】
基本波電圧振幅Ｈ1’は所望の電圧値からずれた値へと、高調波電圧振幅｜Ｈn‘｜（ｎ＝３，５，…）は０付近に低減していたものが０以外の値へと変化し、基本波電圧誤差増大、高調波増大を招く。
【００５１】
【数３】
0006881648.tif 000010
【００５２】
さらに、半導体素子損失の平均的な割り振り（以下、素子負荷分散と呼ぶ）を考えると、常に同じ直流電圧を用いることは許されず、式（３）だけでなく式（４）の形など異なる直流電圧値によるパルス生成が求められる。Ｖｄｃ１≠Ｖｄｃ２≠Ｖｄｃ３≠Ｖｄｃ４であれば、式（４）の値は式（３）と異なる。したがって、素子負荷分散によって基本波１周期ごとの基本波電圧誤差増大、高調波増大の程度が異なり、低周波脈動の原因となる。
【００５３】
【数４】
0006881648.tif 000011
【００５４】
これらの問題、特に低周波脈動の問題を解決するために、あらかじめ直流電圧の割り振りを考えた複数周期のパルスパターンを検討する。直流電圧がＶｄｃ１，Ｖｄｃ２，…，ＶｄｃＮの各相Ｎ種類あるいはＮ箇所ならばＮ周期でパルスパターンにおける各直流電圧の担当箇所を１巡できる。
【００５５】
以下では、簡単のためＮ＝３で説明を行う。
【００５６】
図４に基本波３周期で１巡する直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ３の割り振り例を示す。各スイッチングに対応する直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ３を黒実線、黒破線、点線で示した。図４は各直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ３のパルスパターンにおける担当箇所がループしており、素子負荷分散という意味では問題ない。しかし、図３の基本波１周期のパルスパターンでも述べたようにパルスパターンにおいては基本波周期のπ／２ごとの対称性が重要となる。図４は基本波１周期内では対称であるものの、基本波３周期全体ではＶｄｃ１≠Ｖｄｃ２≠Ｖｄｃ３のとき点対称とならず、余弦成分が発生してしまう。よって、図４は検討すべき高調波成分を無用に増やすため望ましくない。
【００５７】
図５に基本波６周期で１巡する直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ３の割り振り例を示す。図５では、図４の１周期目、２周期目、３周期目の後に図４の３周期目、２周期目、１周期目を配置している。図４と異なり６周期全体が点対称であるので正弦成分の考慮が必要ない。よって、Ｎ＝３の場合は基本波６周期のパルスパターンをもとに電圧成分の解析を行えば、無用の検討対象の増加なしに高調波の検討ができる。
【００５８】
Ｎ＝３以外の場合も、同様に対称性と素子負荷分散を考慮したＮ周期のパルスパターンを次のＮ周期で逆順に配置し、全体の２Ｎ周期の直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮの割り振りを１つの周期関数とみなす。このような直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮの割り振りでパルス生成を行うことにより、基本波１周期ごとの基本波電圧誤差増大、高調波増大の程度が異なることによる低周波脈動を打ち消すようなスイッチング位相を検討することができる。
【００５９】
ただし、図５の始めのＮ周期では簡易な例として各レベルを１つの直流電圧が担当する形で割り振りを定めたが、本実施形態１が対象とするのは対称性と素子負荷分散を考慮したパルスパターンであり、これに限らない。例えば、図６の基本波６周期の異なる割り振り例のように配置しても対称性と素子負荷分散を維持できる。
【００６０】
重要なのは基本波１周期のパルスパターン内でπ／２ごとに対称となるよう直流電圧を割り振ること、基本波１周期目〜Ｎ周期目において、パルスパターンにおける担当位置がＮ周期で１巡するよう各直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮを配置すること、基本波Ｎ＋１周期目〜２Ｎ周期目において、Ｎ周期目、Ｎ−１周期目、…、１周期目と基本波１周期目〜Ｎ周期目の逆順で直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮを割り振って、総計が基本波２Ｎ周期で一巡する直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮの割り振りを定めること、である。
【００６１】
ここで、Ｎ種類の直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮに対して基本波２Ｎ周期で１巡する直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮの割り振りを用いる場合の、２Ｎ周期分のパルスパターンにおける電圧成分をフーリエ級数展開で解析する。
【００６２】
基本波２Ｎ周期分を解析の１周期（−π≦θ≦π）とみなし、本来のパルスパターンの位相幅が１／２Ｎ倍されることに注意してスイッチング位相を定める。
【００６３】
図７に基本波６周期分の直流電圧Ｖｄｃ１〜Ｖｄｃ３の割り振りを考慮したパルスパターンの周期関数を示す。これは、図５のスイッチング位相を記載し、フーリエ級数展開対象を明確にしたものである。図５のパルスパターンのままでは電圧極性を逆に見ていることになるため図５とは電圧正負を逆に配置した。
【００６４】
ここで、Ａ1’，Ａ2’，Ａ3’，Ｂ3’，Ｃ3’，Ｄ3’という変数を用いているが、これは図３のような基本波１周期分のパルスパターン（スイッチング位相）に電圧誤差・高調波・および低周波脈動抑制のための位相補償量を加算したものである。Ａm’の場合は式（５）になる。ｍは何周期目のパルスパターンを対象としているかを示す。２Ｎ周期をフーリエ級数展開の対象とするため本来のパルスパターンの位相幅が１／２Ｎ倍される。θcAmはスイッチング位相Ａm’に対する位相補償量であり、０付近の値である。最大でも１０％程度の直流電圧ばらつきを補償するとすれば、絶対値でせいぜい０．１ｒａｄ未満の位相幅が想定される。Ｂm’，Ｃm’，Ｄm’の場合も式（５）と同様である。
【００６５】
【数５】
0006881648.tif 000012
【００６６】
図７のＡm’に関するスイッチングに注目してフーリエ級数展開を行うと式（６）、式（７）、式（８）になる。ａ0，ａn，ｂnはフーリエ係数である。対称性を意識して直流電圧を割り振ったことからａ0，ａnは０となる。つまり、定常成分と余弦成分は存在しない。ｂnの展開では適宜ｃｏｓ（ｘ）＝ｃｏｓ（−ｘ）であることや三角関数の加法定理を用いた。ただしＶAmはＡm’に関するスイッチングに割り振られた直流電圧であり、図７ではＶA1＝Ｖｄｃ１，ＶA2＝Ｖｄｃ３，ＶA3＝Ｖｄｃ２である。また、式（８）のＣmn’，Ｓmn’は式（９）、式（１０）で表される。
【００６７】
【数６】
0006881648.tif 000013
【００６８】
【数７】
0006881648.tif 000014
【００６９】
【数８】
0006881648.tif 000015
【００７０】
【数９】
0006881648.tif 000016
【００７１】
【数１０】
0006881648.tif 000017
【００７２】
Ｂm’，Ｃm’，Ｄm’についても同様の展開を行い、足し合わせることで電圧のｎ次高調波振幅Ｈnが式（１１）のように得られる。Ｄm’でのスイッチングはレベル変化の方向が逆なので式（４）の基本波１周期の場合と同様Ｄm’に関する項の極性は負である。ｎは高調波次数であるが、ここでは６周期分を１つの周期関数とみなしたためｎ＝６で本来のパルスパターンの基本波電圧を表すことに注意されたい。また、逆に言えばｎ＝１からｎ＝５までは基本波周波数以下の成分を考えており、直流電圧値およびその割り振り方によって生じる低周波数の脈動を考慮していることになる。
【００７３】
【数１１】
0006881648.tif 000018
【００７４】
直流電圧がいくつ存在するかが異なる場合、つまり一般的なＮの場合でも同様の議論で式（１２）のように電圧のｎ次高調波振幅Ｈnが求められる。ただし、Ｃmn，Ｓmnは式（１３），式（１４）である。
【００７５】
【数１２】
0006881648.tif 000019
【００７６】
【数１３】
0006881648.tif 000020
【００７７】
【数１４】
0006881648.tif 000021
【００７８】
さらに、異なるパルスパターンでも同様に電圧高調波を求められる。この場合は、スイッチング位相Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの個数増減、正負の変化が適宜行われるのみであり、式（１２）への影響としてはｃｏｓ（ｎＡm’）,ｓｉｎ（ｎＡm’）に相当する項が増減するのみである。よって、式（１５）となる。パルスパターンの正負を式（１６）で表されるＰXで示した。式（１５）では、スイッチング位相をＡ，…，Ｘ，…，Ｌで表し、最終のスイッチング位相を便宜上Ｌとした。当然、位相Ｌにパルスパターンのスイッチング位相の個数が１２個であると限定する意味はなく、位相の個数は自由な設定でよい。本実施形態１は直流電圧の種類数、パルスパターンに関わらず用いることができる。
【００７９】
【数１５】
0006881648.tif 000022
【００８０】
【数１６】
0006881648.tif 000023
【００８１】
したがって、式（１５）にもとづいて、ｎ＜２Ｎについて電圧のｎ次高調波振幅Ｈnを低減できるようにＡm’，Ｂm’，…の位相補償量θcAm，θcBm，…を最適化演算により設定すればよい。
【００８２】
ここで、直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮの値については直流電圧検出値から得ることができる。また、直接の検出をせずとも直列多重インバータの場合は多重巻線トランスの仕様あるいは実測の変圧比から直流電圧値を推定可能である。
【００８３】
なお、位相補償量θcAm，θcBm，…の最適化を行うスイッチング位相の数は２Ｎ周期のスイッチングすべてでなくともよく、１個以上の任意のスイッチング位相で最適化演算を行えばよい。位相補償量の設定後は固定パルスパターン変調部２のテーブル参照にて、該当する位相補償量だけ加算した位相をテーブル値とみなしてスイッチング処理を行えばよい。
【００８４】
以上により、低周波脈動を低減する固定パルスパターン方式の制御ができる。
【００８５】
本実施形態１のはじめに直列多重インバータの直流電圧ばらつきを述べたが、本実施形態１の内容は直流電圧値のみを考えればよく、回路構成は限定されない。つまり、一般の電力変換器について用いることが可能である。
【００８６】
以上示したように、本実施形態１によれば、式（１５）によって、直流電圧ばらつきを考慮したスイッチングの位相調整量を求め、それにもとづき固定パルスパターン方式の電圧パルス生成を行うことで、基本波よりも低周波数の脈動の低減を達成できる。
【００８７】
また、先行文献に対しては直流電圧のばらつきに対応できるという利点がある。
【００８８】
［実施形態２］
実施形態１では、電圧のｎ次高調波成分Ｈnのうちｎ＜２Ｎの成分を低減することで低周波脈動の抑制を検討した。本実施形態２では基本波電圧、および高調波についての検討を行う。
【００８９】
これらの問題は、導出した電圧のｎ次高調波成分Ｈnにより対応が可能である。電圧のｎ次高調波成分Ｈnはすべての高調波成分を表している。また、２Ｎ周期基準のパルスパターンにとっては本来のパルスパターンの基本波電圧も２Ｎ次高調波として確認できる。よって、本来のパルスパターンの基本波電圧、および高調波成分も式（１５）で考慮することができる。
【００９０】
実施形態１が対象としたｎ＜２Ｎの成分のほかに、ｎ＝２Ｎでは基本波電圧であるため所望の基本波電圧振幅になるよう、ｎ＞２Ｎについては高調波であるため０に近づくよう、位相補償量を最適化することで低周波脈動の低減だけでなく基本波電圧誤差の低減、高調波の低減も考慮した固定パルスパターン方式の制御を行うことができる。
【００９１】
なお、低周波脈動の補償を行わないことを選択してもよい。例えば、直流電圧値がばらつくことによる基本波電圧誤差の補償目的のみで式（１５）を用いてもよい。重要な問題への対処だけを考えた最適化により演算量の削減が期待される。
【００９２】
以上総合すると、式（１５）のｎ＝２Ｎにおける基本波電圧誤差、ｎ＜２Ｎにおける低周波脈動、ｎ＞２Ｎにおける高調波について少なくとも１つを低減するように位相補償量θcAm，θcBm，…を調整することで、所望の効果を重視し、かつ最低限の演算による最適化を行うことができる。
【００９３】
基本波１周期のパルスパターンの場合と同様に、対称性を考慮して基本波の偶数次について演算を省略する、三相平衡が保たれているときは３の倍数時の高調波は電流に現れないため高調波の低減対象から外す、などの処理を行ってもよい。
【００９４】
以上示したように、本実施形態２によれば、式（１５）によって、直流電圧ばらつきを考慮したスイッチング位相の調整量を求め、それにもとづき固定パルスパターン方式の電圧パルス生成を行うことで、電圧基本波誤差の低減、高調波の低減、基本波よりも低周波数の脈動の低減を達成できる。
【００９５】
先行文献に対しては、直流電圧のばらつきに対応できるという利点がある。
【００９６】
［実施形態３］
実施形態１では電圧高調波を検討したが、実際に低減したいのは電流脈動であることが多い。負荷が誘導性である場合には低周波数成分ほど電流に現れやすいため重みづけを設けることで電流脈動を低減しやすくなる。
【００９７】
本実施形態３は、重みづけの設定法を検討する。インダクタンスＬの負荷では、角周波数ωの電圧のｎ次高調波に対して電流の振幅は１／（ｎωＬ）倍となる。
【００９８】
したがって、電流評価関数Ｉnは式（１７）とすればよい。電圧のｎ次高調波成分Ｈnでｎπであった分母をｎ2πに設定した。
【００９９】
【数１７】
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【０１００】
ただし、負荷の性質によっては分母のｎが２乗であることが必ずしも最適の電流を与えないことがある。
【０１０１】
よって、負荷の考慮係数ｋを用いて式（１８）のＪnを電流評価関数とする。ｋは通常正の値であり、２．０が適正値である。低周波数の脈動をより強く抑えたい場合はｋ＝２．５やｋ＝３．０などと設定し、高調波ほど評価関数が小さく算出されるようにすればよい。
【０１０２】
【数１８】
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【０１０３】
以上より、基本波電圧誤差考慮以外の高調波、低周波脈動に関しては式（１８）の電流評価関数Ｊnを０に近づけるように位相補償量を定めれば、より電流脈動の低減に適した最適化ができる。
【０１０４】
以上示したように、式（１５）、式（１８）によって、直流電圧ばらつきを考慮したスイッチング位相の調整量を求め、それにもとづき固定パルスパターン方式の電圧パルス生成を行うことで、電圧基本波誤差の低減、高調波の低減、基本波よりも低周波数の脈動の低減、実施形態１よりも高精度な電流脈動低減を達成できる。
【０１０５】
先行文献に対しては、直流電圧のばらつきに対応できるという利点がある。
【０１０６】
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。
【符号の説明】
【０１０７】
１…上位制御部
２…固定パルスパターン変調部
３…電力変換器（インバータ）
４…負荷
５…交流電源
Ｔｒ…多重巻線トランス
Ｕ１〜ＵＮ，Ｖ１〜ＶＮ，Ｗ１〜ＷＮ：セル
【要約】
【課題】固定パルスパターン方式を用いた電力変換システムにおいて、直流電圧がばらついた場合の問題を補償する。
【解決手段】固定パルスパターン変調部２において、パルスパターンの基本波１周期内でπ／２ごとに対称となるよう直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮを割り振る。また、基本波１周期目からＮ周期目において、パルスパターンにおける担当位置が一巡するよう直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮを割り振り、基本波Ｎ＋１周期目から２Ｎ周期目において、基本波１周期目からＮ周期目の逆順で直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮを割り振る。この総計が基本波２Ｎ周期で一巡する直流電圧Ｖｄｃ１〜ＶｄｃＮの割り振りを定めたパルスパターンに基づいて、電力変換器３のゲート信号を出力する。
【選択図】図６【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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