(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
低電圧ＤＣ電圧ネットワークに接続され得る負荷（ＲＬ）用の電子回路遮断器であって、該回路遮断器が入力端子（０Ｖ／２４Ｖ）と前記負荷（ＲＬ）との間に設けられるアセンブリから成り、該アセンブリが、電圧監視ユニット、電流監視ユニット、及び、半導体スイッチユニット、並びに、これらと関連付けられるコントローラを備える、電子回路遮断器において、
ＴＶＳダイオード（ＴＶＳ）と抵抗（Ｒ１）とから成る直列回路が前記入力端子（０Ｖ／２４Ｖ）に接続され、前記抵抗（Ｒ１）がマイクロコントローラ（μＣ）の第１のコネクタ（１）に対する接続部を有し、結果として前記抵抗（Ｒ１）で生じる電圧降下は、前記ＴＶＳダイオード（ＴＶＳ）で過電圧の結果として降伏電圧に達する場合、前記マイクロコントローラ（μＣ）に過電圧識別信号を与え、
前記マイクロコントローラ（μＣ）の第２のコネクタ（２）が第１の半導体スイッチユニット（ＭＯＳＦＥＴ；Ｍ１）に対する接続部を有し、前記第１の半導体スイッチユニット（ＭＯＳＦＥＴ；Ｍ１）が長尺なスイッチとして前記負荷（ＲＬ）と直列に接続され、前記過電圧識別信号が印加されると、前記マイクロコントローラ（μＣ）が前記第１の半導体スイッチユニット（ＭＯＳＦＥＴ；Ｍ１）を無効化し、電流監視ユニットとしてのシャント（Ｒｓｈｕｎｔ）が前記負荷（ＲＬ）と直列に形成され、前記シャント（Ｒｓｈｕｎｔ）における電圧降下が第３のコネクタ（３）を介して前記マイクロコントローラ（μＣ）によって解析され、閾値を超える識別された過電流の場合に、前記負荷（ＲＬ）が前記第１の半導体スイッチユニット（ＭＯＳＦＥＴ；Ｍ１）によってＯＦＦに切り換えられ、更に、ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタ（ＭＧＴ；ＩＧＢＴ）が前記入力端子（０Ｖ／２４Ｖ）間に接続され、このＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタ（ＭＧＴ；ＩＧＢＴ）の制御入力は、前記過電圧識別信号が印加されるときに前記ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタ（ＭＧＴ；ＩＧＢＴ）がスイッチＯＮ状態に設定可能であるように前記マイクロコントローラ（μＣ）の第４のコネクタ（４）に対する接続部を有し、
負の過電圧事象をそらすためのブロッキングダイオード（Ｄ１）が前記ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタ（ＭＧＴ；ＩＧＢＴ）と逆並列になるように設けられ、正の過電圧事象が前記ＴＶＳダイオード（ＴＶＳ）と抵抗（Ｒ１）との直列回路によって検出される、
ことを特徴とする電子回路遮断器。
【請求項２】
前記マイクロコントローラ（μＣ）の前記第２のコネクタ（２）と前記第１の半導体スイッチユニット（Ｍ１；ＭＯＳＦＥＴ）との間に第１のドライバ（Ｔ１；ＴＨＳ）が設けられることを特徴とする請求項１に記載の電子回路遮断器。
【請求項３】
前記マイクロコントローラ（μＣ）の前記第４のコネクタ（４）と前記ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタ（ＭＧＴ）の前記制御入力との間に第２のドライバ（Ｔ２）、好ましくは電気的に絶縁されたドライバが設けられることを特徴とする請求項１又は２に記載の電子回路遮断器。
【請求項４】
ＩＧＢＴとして形成される第２の半導体スイッチユニットが前記ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタ（ＭＧＴ）と並列に接続され、前記ＩＧＢＴの制御入力が前記マイクロコントローラ（μＣ）の前記第４のコネクタ（４）に対する接続部を有し、又は、前記ＩＧＢＴが前記ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタ（ＭＧＴ）に取って代わることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電子回路遮断器。
【請求項５】
前記ＩＧＢＴの前記制御入力が前記第２のドライバ（Ｔ２；Ｔｇａｌｖ）に接続されることを特徴とする請求項４及び２に記載の電子回路遮断器。
【請求項６】
大きな容量性負荷を駆動するために、前記第１の半導体スイッチユニット（Ｍ１）のスイッチＯＮ時間がＲＣ回路（ＲＧｖａｒｉ；ＣＧＳ）によって制御可能であることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載の電子回路遮断器。
【請求項７】
前記第１の半導体スイッチユニット（Ｍ）のゲートと前記マイクロコントローラ（μＣ）の前記第２のコネクタ（２）との間に位置される前記ＲＣ回路の抵抗（ＲＧｖａｒｉ）が調整可能であることを特徴とする請求項６に記載の電子回路遮断器。
【請求項８】
前記シャントにはオペアンプ（ＯＰＶ）が接続され、前記オペアンプ（ＯＰＶ）は、前記マイクロコントローラの前記第３のコネクタ（３）に対する接続部を有することを特徴とする請求項１から７のいずれか一項に記載の電子回路遮断器。
【請求項９】
短絡電流を制限するためにインダクタンス（Ｌｌｉｍｉｔ）が前記負荷（ＲＬ）に直列に接続されることを特徴とする請求項１から８のいずれか一項に記載の電子回路遮断器。
【請求項１０】
前記半導体スイッチユニット（Ｍ１）を作動させるための反応時間は、前記オペアンプ（ＯＰＶ）に設けられるＲ−Ｃ組み合わせ（Ｒｃ；Ｃｒ）によって予め規定できることを特徴とする請求項８に記載の電子回路遮断器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、低電圧ＤＣ電圧ネットワークに接続され得る負荷用の電子回路ブレーカに関し、この回路ブレーカは、入力端子と負荷との間に設けられるアセンブリから成り、アセンブリは、請求項１に記載の電圧監視ユニット、電流監視ユニット及び半導体スイッチユニット並びにこれらと関連付けられるコントローラを備える。
【背景技術】
【０００２】
様々な実施形態において、電子回路遮断器は最新技術の一部である。これらの回路遮断器の一般的な動作範囲は、１２Ｖ〜１００ＶＤＣ電圧の電圧クラスで最大２００Ａの範囲内である。
【０００３】
ＤＣ電圧ネットワーク及びＤＣ電圧ネットワークに接続される負荷を保護するために、バリスタ、ガスアレスタ、スパークギャップなどに基づく過電圧保護デバイスが更に知られている。既知のタイプの過電圧保護デバイスと電子回路遮断器とが非協調的に使用されれば、制御不能な問題が発生し、それにより、回路遮断器が意図せずに作動され、或いは、過電圧保護デバイスが不注意に応答し、したがって、許容できないほど長いダウンタイムがもたらされる。特に産業用途において、そのようなダウンタイムは回避されなければならない。これまでの通常の手動による保護デバイスの再起動を排除することも重要である。
【０００４】
これに関して、米国特許第５，８７５，０８７号明細書の文献は、電気システムを保護するための一体型制御器を伴う保護デバイスを示し、この文献には、自動リセットを伴うＡＣネットワークのための過電圧及び過電流の保護の組み合わせが開示される。米国特許第５，８７５，０８７号明細書によれば、過電流を検出するために電流センサが使用され、この電流センサは関連する電流データをデジタル制御ユニットに供給する。制御ユニットは、このデータを評価して、機械的なスイッチングデバイス又は熱的に作動可能なスイッチを駆動する。しかしながら、機械的又は熱的なスイッチングデバイスの使用は、許容できない長い反応時間をもたらす。
【０００５】
ドイツ特許出願公開第１０２０１５１０５４２６号明細書からは、充電式電気エネルギー蓄積デバイス用の安全装置が既に知られている。これに関して、異常なパラメータが存在する場合には、電流の流れを迅速に抑制又は遮断することができるようになっている。この場合、エネルギー消費量が安全装置のために削減されるようになっている。この明細書の教示によれば、電流の流れの一次的な可逆的抑制のための複数の半導体スイッチングユニットが、電流の流れ及び／又は電圧を監視する機能として使用される。電流の流れの不可逆的な抑制のために火工的に作動可能なスイッチングユニットが存在する。技術的支出及びそのような火工的に動作可能なスイッチングユニットの作動時間とは無関係に、負荷を電流供給源又は主電源に再接続することは不可能であるか又は多大な労力を伴うだけである。
【０００６】
これまでに知られている電子回路遮断器では、接続された負荷を８／２０μｓ又は１０／３５０μｓのパルス形状を伴う過渡的な過電圧から保護すると同時に発生する短絡電流から保護することは不可能である。これに関しては、ナノ秒範囲の反応時間が必要となる。同様に、低い応答電圧を実現できなければならない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】米国特許第５，８７５，０８７号明細書
【特許文献２】ドイツ特許出願公開第１０２０１５１０５４２６号明細書
【発明の概要】
【０００８】
したがって、以上から、本発明の課題は、低電圧ＤＣ電圧ネットワークに接続され得る負荷用の更に改良された電子回路遮断器であって、この電子回路遮断器は、機械的なスイッチング素子又はスイッチングデバイスを完全になくして、ナノ秒範囲の反応時間を保証することができる、電子回路遮断器を提案することである。その際、形成されるべき電子回路遮断器は、過電圧からの保護を保証するはずであるが、過電流からの保護も併せて保証するはずである。過電圧事象が終了すると、電子回路遮断器は、手動的介在を要することなく通常の動作状態へと自動的に切り替わるようになっている。
【０００９】
本発明の課題は、請求項１の特徴の組み合わせに係る電子回路遮断器によって解決され、従属請求項は少なくとも適切な構成及び更なる進展を含む。
【００１０】
本発明に係る回路遮断器では、それぞれの事象の評価がマイクロコントローラを使用した統合論理によって行われる。したがって、負荷短絡を過電圧事象とは別個に評価できる。過電圧事象に起因して回路遮断器の作動が引き起こされる場合には、その結果が保護されるべきシステム又は負荷の不具合にならないように過電圧後に回路遮断器をマイクロコントローラによってリセットすることができる。
【００１１】
したがって、本発明に係る解決策によれば、過電圧保護及び過電流保護を２つのスイッチングユニット又はデバイスによって実現する必要がもはやない。回路遮断器の作動後の外部システム判断がもはや不要である。同様に、応答した回路遮断器を外部から再度作動させる必要もない。
【００１２】
本発明に係る組み合わせは、例えば２４ボルトシステムのＤＣ電圧ネットワークにおいて要求される低い応答電圧を保証することに更に成功する。これらに関しては、高速スイッチングＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴが使用される。
【００１３】
本発明に係る解決策は、いわゆる電力交差から負荷を保護することに更に成功し、このことは、より高い電位から公称電圧へのクロストークを意味する。
【００１４】
電子回路遮断器は、入力端子と負荷との間に配置されるアセンブリから成る。これらのアセンブリは、電圧監視ユニット、電流監視ユニット、及び、半導体スイッチユニット、並びに、これらと関連付けられるコントローラを備える。
【００１５】
本発明によれば、ＴＶＳダイオードと抵抗とから成る直列回路が入力端子に接続される。抵抗とＴＶＳダイオードとの間の接続点には、マイクロコントローラの第１のコネクタが接続される。
【００１６】
過電圧の結果としてＴＶＳダイオードで降伏電圧に達すると、結果として抵抗Ｒ１で生じる電圧降下がマイクロコントローラの第１の接続部に信号を与える。この信号は過電圧識別信号として役立つ。
【００１７】
マイクロコントローラの第２のコネクタは、第１の半導体スイッチユニットに対する接続部を有する。
【００１８】
第１の半導体スイッチユニットは、長尺なスイッチとして、負荷に対して直列に設けられ、マイクロコントローラは、過電圧識別信号が印加されるときに第１のスイッチユニットを無効化する。
【００１９】
電流監視ユニットとして構成されるシャントが更に負荷に対して直列を成す。
【００２０】
シャントにおける電圧降下は、第３のコネクタを介してマイクロコントローラにより解析される。閾値を超える過電流が識別される場合には、好ましくはＭＯＳＦＥＴとして形成される半導体スイッチユニットによって負荷がＯＦＦに切り換えられる。
【００２１】
加えて、ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタが入力端子間に存在し、ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタの制御入力は、マイクロコントローラの第４のコネクタに対する接続部を有する。
【００２２】
過電圧信号が印加されると、ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタが第４のコネクタを介してスイッチＯＮ状態に設定される。
【００２３】
説明された回路遮断器の過電流機能は、負荷で短絡が生じるとき又は電流値が所定の閾値よりも大きいときにマイクロコントローラがこれをシャントにおける電圧降下によって識別して負荷をＯＦＦに切り換えるように実現される。しかしながら、このとき、負荷を再びＯＮに切り換えることが外部リセットにより自動的に行われてもよい。
【００２４】
過電圧が生じれば、負荷の両端間の電圧は、ダイオードＴＶＳの降伏電圧に達するまで上昇する。その結果として生じる抵抗での電圧降下は、マイクロコントローラのための過電圧識別信号として役立ち、その結果、マイクロコントローラは、過電圧が制限されるようにＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタを駆動する。
【００２５】
ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタと並列に、しかしそのようなサイリスタの代わりに、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）として形成される半導体スイッチが使用されてもよい。そのようなＩＧＢＴとは別に、ＭＯＳＦＥＴとして形成される第１の半導体スイッチユニットも、以下の関係にしたがって負荷の両端間の電圧を制限する。
Ｕｌｏａｄ＝Ｕｎ＋ＵＧ＋ＣＤＳ＊ｄｕ／ｄｔ
【００２６】
本発明の更なる進展によれば、マイクロコントローラの第２のコネクタと第１の半導体スイッチユニットとの間に第１のドライバが設けられる。
【００２７】
マイクロコントローラの第２のコネクタとＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタ又はＩＧＢＴの制御入力との間には、好ましくは電気的に絶縁されるように実現される第２のドライバが設けられる。
【００２８】
負荷における電圧が第１のドライバのゲート電圧を超えて上昇すれば、第１の半導体スイッチユニットに正のゲート−ソース間電圧がなくなり、その結果、第１の半導体スイッチユニットが自動的にＯＦＦに切り換えられる。したがって、負荷における電圧の更なる上昇は、ＭＯＳＦＥＴとして形成される第１の半導体スイッチユニットの容量（容量ＣＤＳ）の電圧変化を介してのみ可能である。過電圧がダイオードＴＶＳを介して検出された時点でマイクロコントローラが基本的にＭＯＳＦＥＴをＯＦＦに切り換える。識別された過電圧事象の完全な対処後にのみ、マイクロコントローラが自動的に負荷をＯＮに切り換え、それにより、不要なプラントダウンタイムが回避される。
【００２９】
既に述べたように、本発明によれば、電子回路遮断器は、電力交差又は他の恒久的若しくは一時的な電圧超過から保護するという目的を果たすこともできる。この場合、過電圧が存在するかどうかがＴＶＳダイオードを介して識別される。しかしながら、この過電圧は、過渡事象の場合と同様に１００μｓ〜２ｍｓの時間内に消失しない。したがって、その後にＩＧＢＴがＯＦＦに切り換えられると、ＴＶＳダイオードを介してマイクロコントローラに制御信号が再度印加される。幾度かのスイッチＯＦＦの試行後、例えば５〜１０ｍｓの時間後であってもＩＧＢＴが過電圧を処理できなければ、一時的な過電圧が提示される。そのような一時的な過電圧が識別される場合、マイクロコントローラは、ＩＧＢＴを恒久的なＯＮ状態に切り換え、したがって、上流側の受動安全素子Ｆ１を作動させる。
【００３０】
過電圧事象の終わりが解析されて決定された後、回路遮断器のＯＮ切り換えが再び自動的に行われる。これは、例えば、ＩＧＢＴ又はＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタが短時間で周期的にＯＦＦに切り換えられて、電圧経過の反応がＴＶＳダイオードとの直列回路を介して追跡されるという点において実現される。
【００３１】
本発明の更なる進展において、負の過電圧事象をそらすブロッキングダイオードが好ましくはＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタと逆並列になるように入力端子間に更に設けられてもよい。正の過電圧事象は、ＴＶＳダイオードと抵抗との直列回路によって検出される。
【００３２】
大きな容量性負荷を駆動するために、第１の半導体スイッチユニットのスイッチＯＮ時間がＲＣ回路によって制御可能である。
【００３３】
これに関連して、第１の半導体スイッチユニットのゲートとマイクロコントローラの第２のコネクタとの間に位置されるＲＣ回路の関連する抵抗が調整可能である。
【００３４】
オペアンプが電流監視ユニットのシャントに接続され、このオペアンプはマイクロコントローラの第３のコネクタに対する接続部を有する。
【００３５】
本発明の更なる進展では、短絡電流を制限するためにインダクタンスが負荷と直列に接続されてもよい。
【００３６】
第１の半導体スイッチユニットを作動させるための反応時間は、オペアンプに設けられるＲ−Ｃ組み合わせによって予め規定できる。
【００３７】
以下、典型的な実施形態に基づき、図に関連して本発明を更に詳しく説明する。
【図面の簡単な説明】
【００３８】
【図１】本発明の原理説明のためのブロック図を示す。
【図２】一方では過電圧保護のためのユニット、他方では過電流からの保護のためのユニットの例示を伴う本発明に係る更なる進展を示す（いずれの場合にも、フレームが破線により表される）。
【発明を実施するための形態】
【００３９】
関連するＤＣ電圧ネットワークの０Ｖ／２４Ｖの入力端子間には、ＴＶＳダイオードＴＶＳと抵抗Ｒ１との直列回路が古典的なヒューズＦ（図１）又はＦ１（図２）の下流側に存在する。
【００４０】
抵抗Ｒ１はマイクロコントローラμＣの第１のコネクタ１に対する接続部を有する。
【００４１】
過電圧によって引き起こされてＴＶＳダイオードＴＶＳにおける降伏電圧を超える事象の場合、結果として生じる電圧降下が抵抗Ｒ１において生じる。この電圧降下は、入力１を介してマイクロコントローラμＣにより検出され、過電圧識別信号として処理される。
【００４２】
マイクロコントローラμＣの第２のコネクタ２が第１の半導体スイッチユニットＭＯＳＦＥＴ；Ｍ１に対する接続部を有し、第１の半導体スイッチユニットＭＯＳＦＥＴ；Ｍ１は、長尺なスイッチとして負荷ＲＬに対して直列を成す。
【００４３】
マイクロコントローラμＣは、前述のように過電圧識別信号が印加されると、第１の半導体スイッチユニットＭＯＳＦＥＴ；Ｍ１をブロックする。
【００４４】
電流監視ユニットとしてのシャントＲｓｈｕｎｔが負荷ＲＬと直列に形成され、シャントにおける電圧降下は第３のコネクタ３を介してマイクロコントローラμＣによって解析され、また、閾値を超える識別された過電流の場合には、負荷ＲＬが第１の半導体スイッチユニットＭＯＳＦＥＴ；Ｍ１によってＯＦＦに切り換えられる。
【００４５】
更に、（図２の場合のような）ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタＭＧＴ又はＩＧＢＴが０Ｖ／２４Ｖの入力端子間に接続され、その制御入力はマイクロコントローラμＣの第４のコネクタ４に対する接続部を有し、それにより、過電圧識別信号が印加されると、ＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタＭＧＴ又はＩＧＢＴ（図２に破線で示される）をスイッチＯＮ状態に設定することができる。
【００４６】
マイクロコントローラμＣの第２のコネクタ２と第１の半導体スイッチユニットＭＯＳＦＥＴ；Ｍ１との間には、第１のドライバＴ１（図１）又はＴＨＳ（図２）が設けられる。
【００４７】
マイクロコントローラμＣの第４のコネクタ４とＭＧＴ又はＩＧＢＴの制御入力との間には、図２によれば好ましくは電気的に絶縁されるドライバＴｇａｌｖとして実現される第２のドライバＴ２が設けられる。
【００４８】
図２による実施形態によれば、負の過電圧事象をそらすために、ブロッキングダイオードＤ１がＭＯＳ−ＧＡＴＥサイリスタＭＧＴ又はＩＧＢＴと逆並列になるように更に存在する。正の過電圧事象は、ＴＶＳダイオードＴＶＳと抵抗Ｒ１との直列回路によって検出される。
【００４９】
第２の半導体スイッチユニットとしてＩＧＢＴを使用する実施形態では、ＩＧＢＴの制御入力が第２のドライバＴ２又はＴｇａｌｖに接続される。図１に象徴的に示されるように、ドライバＴ２は電流源に対する接続部を更に有してもよい。
【００５０】
大きな容量性負荷を駆動するために、第１の半導体スイッチユニットＭ１（図２参照）のスイッチＯＮ時間がＲＣ回路ＲＧｖａｒｉ；ＣＧＳによって制御可能である。
【００５１】
第１の半導体スイッチユニットＭ１のゲートとマイクロコントローラの第２のコネクタ２との間に存在するＲＣ回路の抵抗ＲＧｖａｒｉは、調整可能な抵抗として構成可能である。
【００５２】
オペアンプＯＰＶの２つの入力は、シャントに対して直接に接続されてもよく（図１参照）、或いは、更なるＲ−Ｃ組み合わせによって接続されてもよい。
【００５３】
これに関して、オペアンプＯＰＶには（図２に示されるように）オペアンプの入力端子間にコンデンサＣｒが形成され、また、オペアンプの入力とシャントとの間には抵抗Ｒｒが形成される。関連するＲ−Ｃ組み合わせの適切な選択により、第１の半導体スイッチユニットＭ１を作動させるための反応時間ｔｒｅａｃｔｉｏｎが予め規定されてもよい。
【００５４】
典型的な実施形態にしたがって実現される説明された電子回路遮断器を用いて、８〜４８Ｖの入力電圧範囲が２４Ｖの公称電圧でカバーされてもよい。例えば、１０Ａの値が公称電流として設定され、最大電流は調整可能である。容量性負荷は１５ｍＦの範囲に達する場合がある。
【００５５】
シャントで降下する電圧の解析とは別に、過電流事象がＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとの間の電圧降下によって検出されてもよい。ＭＯＳＦＥＴ  Ｍ１のゲート電圧はチャージポンプといわゆるハイサイドドライバＴＨＳとによって生成され、入力電圧よりも１２〜１５Ｖ高い電圧がスイッチＯＮ中に達成可能である。
【図１】
0006934949.tif 000002
【図２】
0006934949.tif 000003