(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
予め定められた基準周期よりも長いパルス繰り返し周期と当該基準周期よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定するＰＲＩ制御部と、
前記複数組のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、
前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、前記外部空間から当該複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部と、
前記送受信部で受信された当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成する受信回路と、
前記複数の受信信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成する信号変換部と、
前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出する目標検出部と
を備えることを特徴とするレーダ装置。
【請求項２】
請求項１に記載のレーダ装置であって、前記複数組の各組は、前記基準周期に関して対称的な値をそれぞれ有するパルス繰り返し周期の組からなり、当該各組を構成するパルス繰り返し周期の平均値は前記基準周期と一致することを特徴とするレーダ装置。
【請求項３】
請求項２に記載のレーダ装置であって、当該各組は、連続する２つのパルス繰り返し周期からなることを特徴とするレーダ装置。
【請求項４】
請求項１から請求項３のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、前記信号変換部は、前記領域変換処理として離散フーリエ変換を実行することを特徴とするレーダ装置。
【請求項５】
請求項４に記載のレーダ装置であって、前記離散フーリエ変換は、高速フーリエ変換のアルゴリズムに基づいて実行されることを特徴とするレーダ装置。
【請求項６】
請求項４に記載のレーダ装置であって、前記離散フーリエ変換は、チャープｚ変換のアルゴリズムに基づいて実行されることを特徴とするレーダ装置。
【請求項７】
請求項１から請求項６のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、
前記信号変換部は、
前記複数組のパルス繰り返し周期の最大公約数を用いて前記複数の受信信号に対してパルスヒット方向にオーバサンプリングを実行することにより、各々が時間的に等間隔のデータ点を有する複数のオーバサンプル信号を生成するオーバサンプリング部と、
前記複数のオーバサンプル信号に対して前記領域変換処理を実行することにより前記複数の周波数領域信号を生成する領域変換部と
を含むことを特徴とするレーダ装置。
【請求項８】
請求項７に記載のレーダ装置であって、前記オーバサンプリング部は、前記複数組のパルス繰り返し周期の各パルス繰り返し周期ごとに、当該各パルス繰り返し周期を前記最大公約数で除算して得られる比率で前記オーバサンプリングを実行することを特徴とするレーダ装置。
【請求項９】
請求項１から請求項６のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、
前記信号生成回路は、
前記複数組のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで局部発振信号から複数のパルス信号を生成するパルス変調器と、
前記複数のパルス信号の各々にパルス内変調を施すことにより前記複数の送信パルス信号を生成するパルス内変調器と
を含み、
前記信号変換部は、
前記複数の受信信号に対して参照信号を用いた相関処理を実行することにより複数のパルス圧縮信号を生成する相関処理部と、
前記複数のパルス圧縮信号に対して前記領域変換処理を実行することにより前記複数の周波数領域信号を生成する領域変換部と
を含むことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１０】
請求項１から請求項６のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、
前記信号生成回路は、
前記複数組のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで局部発振信号から複数のパルス信号を生成するパルス変調器と、
前記複数のパルス信号の各々にパルス内変調を施すことにより前記複数の送信パルス信号を生成するパルス内変調器と
を含み、
前記信号変換部は、
前記複数の受信信号に対して参照信号を用いた相関処理を実行することにより複数のパルス圧縮信号を生成する相関処理部と、
前記複数組のパルス繰り返し周期の最大公約数を用いて前記複数のパルス圧縮信号に対してパルスヒット方向にオーバサンプリングを実行することにより、各々が時間的に等間隔のデータ点を有する複数のオーバサンプル信号を生成するオーバサンプリング部と、
前記複数のオーバサンプル信号に対して前記領域変換処理を実行することにより前記複数の周波数領域信号を生成する領域変換部と
を含むことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１１】
請求項１０に記載のレーダ装置であって、前記オーバサンプリング部は、前記複数組のパルス繰り返し周期の各パルス繰り返し周期ごとに、当該各パルス繰り返し周期を前記最大公約数で除算して得られる比率で前記オーバサンプリングを実行することを特徴とするレーダ装置。
【請求項１２】
請求項１から請求項６のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、前記信号生成回路は、周波数ホッピングにより発振周波数が変化する局部発振信号から前記複数の送信パルス信号を生成することを特徴とするレーダ装置。
【請求項１３】
一連のパルス繰り返し周期を設定し、かつ前記一連のパルス繰り返し周期の最大公約数を設定するＰＲＩ制御部と、
前記一連のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、
前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、前記外部空間から当該複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部と、
前記送受信部で受信された当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成する受信回路と、
前記複数の受信信号から複数の周波数領域信号を生成する信号変換部と、
前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出する目標検出部と
を備え、
前記信号変換部は、
前記最大公約数を用いて前記複数の受信信号に対してパルスヒット方向にオーバサンプリングを実行することにより、各々が時間的に等間隔のデータ点を有する複数のオーバサンプル信号を生成するオーバサンプリング部と、
前記複数のオーバサンプル信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより前記複数の周波数領域信号を生成する領域変換部と
を含むことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１４】
請求項１３に記載のレーダ装置であって、前記一連のパルス繰り返し周期は、等間隔ではないことを特徴とするレーダ装置。
【請求項１５】
請求項１３または請求項１４に記載のレーダ装置であって、前記信号変換部は、前記領域変換処理として、高速フーリエ変換のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行することを特徴とするレーダ装置。
【請求項１６】
請求項１３または請求項１４に記載のレーダ装置であって、前記信号変換部は、前記領域変換処理として、チャープｚ変換のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行することを特徴とするレーダ装置。
【請求項１７】
与えられた一連のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、前記外部空間から当該複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部とを備えたレーダ装置で実行される信号処理方法であって、
予め定められた基準周期よりも長いパルス繰り返し周期と当該基準周期よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定するステップと、
当該複数組のパルス繰り返し周期を前記一連のパルス繰り返し周期として前記信号生成回路に与えるステップと、
前記送受信部で受信された当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成するステップと、
前記複数の受信信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成するステップと、
前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出するステップと
を含むことを特徴とする信号処理方法。
【請求項１８】
請求項１７に記載の信号処理方法であって、前記複数組の各組は、前記基準周期に関して対称的な値をそれぞれ有するパルス繰り返し周期の組からなり、当該各組を構成するパルス繰り返し周期の平均値は前記基準周期と一致することを特徴とする信号処理方法。
【請求項１９】
与えられた一連のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、前記外部空間から当該複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部とを備えたレーダ装置で実行される信号処理方法であって、
前記一連のパルス繰り返し周期を設定するステップと、
前記一連のパルス繰り返し周期の最大公約数を設定するステップと、
前記送受信部で受信された当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成するステップと、
前記最大公約数を用いて前記複数の受信信号に対してパルスヒット方向にオーバサンプリングを実行することにより、各々が時間的に等間隔のデータ点を有する複数のオーバサンプル信号を生成するステップと、
前記複数のオーバサンプル信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成するステップと、
前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出するステップと
を含むことを特徴とする信号処理方法。
【請求項２０】
請求項１９に記載の信号処理方法であって、前記一連のパルス繰り返し周期は、等間隔ではないことを特徴とする信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、移動物体などの目標を検出するレーダ技術に関し、特に、コヒーレント積分を含む信号処理により目標を検出するレーダ技術に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
一般的なパルスドップラレーダは、パルス繰り返し周期（Ｐｕｌｓｅ  Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ  Ｉｎｔｅｒｖａｌ，ＰＲＩ）に基づいて複数のパルス波を送信し、その後、目標から当該複数のパルス波に対応する複数の反射波を受信して複数の受信信号を生成し、当該複数の受信信号を基に目標の相対速度（目標速度）を推定することができる。【０００３】
このようなパルスドップラレーダの中には、目標検出性能の向上を目的として、パルス波の送信間隔を不等間隔にするパルス毎スタガ（ｐｕｌｓｅ−ｔｏ-ｐｕｌｓｅ  ｓｔａｇｇｅｒ）方式を採用するものが知られている。しかしながら、パルス毎スタガ方式では、パルス繰り返し周期が一定ではない。これにより受信信号に位相変化が生じ、コヒーレント積分の際にエネルギーの損失（積分損失）が発生することがある。特許文献１（特開平６−２９４８６４号公報）には、パルス毎スタガ方式で動作しても、受信信号（受信ビデオ信号）に対してコヒーレント積分を実行する際の損失発生を回避することができるパルスドップラレーダが開示されている。特許文献１に開示されているパルスドップラレーダは、パルス繰り返し周期の値と目標速度の値とから受信信号の位相変化を予測し、その予測結果を用いて当該受信信号の位相を補正することにより積分損失の発生を回避している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平６−２９４８６４号公報（たとえば、図１を参照）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
上記したとおり、特許文献１に開示されているパルスドップラレーダでは、受信信号の位相を補正するために目標速度の値を必要とする。このため、目標速度の検出に失敗した場合、あるいは、目標速度の検出精度が低い場合には、積分損失が発生して目標検出性能を劣化させるという課題がある。【０００６】
上記に鑑みて本発明の目的は、目標速度の値を必要とせずに、積分損失を抑圧して目標検出性能の向上を図るレーダ装置及び信号処理方法を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明の一態様によるレーダ装置は、予め定められた基準周期よりも長いパルス繰り返し周期と当該基準周期よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定するＰＲＩ制御部と、前記複数組のパルス繰り返し周期に基づくタイミングで複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、前記外部空間から当該複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部と、前記送受信部で受信された当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成する受信回路と、前記複数の受信信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成する信号変換部と、前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出する目標検出部とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００８】
本発明の一態様によれば、予め定められた基準周期よりも長いパルス繰り返し周期と当該基準周期よりも短いパルス繰り返し周期との組が複数組設定されるので、信号変換部は、目標速度の値を必要とせずに、領域変換処理を実行する際の積分損失を抑圧することができる。これにより、目標検出性能を向上させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明に係る実施の形態１のレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態１の信号生成回路の構成例を概略的に示すブロック図である。
【図３】パルス繰り返し周期の設定例を示すグラフである。
【図４】パルス繰り返し周期の他の設定例を示すグラフである。
【図５】実施の形態１の受信回路の構成例を概略的に示すブロック図である。
【図６】実施の形態１のレーダ信号処理回路の動作手順を概略的に示すフローチャートである。
【図７】図７Ａは、パルス繰り返し周期がすべて同一の値に設定されたと仮定した場合に得られる周波数領域信号の位相状態の例を概略的に示す図であり、図７Ｂは、実施の形態１に係るパルス繰り返し周期が設定された場合に得られる周波数領域信号の位相状態の例を概略的に示す図である。
【図８】３種類の周波数領域信号のスペクトルの例を概略的に示すグラフである。
【図９】実施の形態１のＰＲＩ制御部及びレーダ信号処理回路の機能を実現するハードウェア構成例を示すブロック図である。
【図１０】本発明に係る実施の形態２のレーダ装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１１】実施の形態１におけるパルス圧縮信号とパルス繰り返し周期との間の関係を示す図である。
【図１２】実施の形態２のオーバサンプリング処理を説明するための図である。
【図１３】実施の形態２のレーダ信号処理回路の動作手順を概略的に示すフローチャートである。
【図１４】図１４Ａは、実施の形態１で生成された周波数領域信号のスペクトルの例を概略的に示す図であり、図１４Ｂは、実施の形態２で生成された周波数領域信号のスペクトルの例を概略的に示す図である。
【図１５】本発明に係る実施の形態３のレーダ装置の構成を概略的に示す図である。
【図１６】本発明に係る実施の形態４のレーダ装置の構成を概略的に示す図である。
【図１７】実施の形態４の信号生成回路の概略構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成及び同一機能を有するものとする。
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１のレーダ装置１の概略構成を示すブロック図である。図１に示されるようにレーダ装置１は、パルス繰り返し周期（Ｐｕｌｓｅ  Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ  Ｉｎｔｅｒｖａｌｓ，ＰＲＩｓ）Ｔｐｒｉ（ｈ）に基づくタイミングで複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を生成する信号生成回路１０と、当該複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）をアンテナ（空中線）１２に出力し、その後、当該複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）にそれぞれ対応する複数の反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）を受信する送受信部１１と、当該複数の反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）にアナログ信号処理を施して複数の受信アナログ信号Ｗ０（ｈ，ｔ）を生成し、当該複数のアナログ信号Ｗ０（ｈ，ｔ）を複数の受信ディジタル信号（受信ビデオ信号）Ｖ０（ｈ，ｍ）にそれぞれ変換する受信回路１３と、当該複数の受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）にディジタル信号処理を施して目標候補を検出するレーダ信号処理回路３０と、その検出結果を表示する表示器６０とを備えている。
【００１２】
また、レーダ装置１は、信号生成回路１０で使用されるパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）を設定するＰＲＩ制御部１４を備える。レーダ装置１の使用周波数帯としては、たとえば、ミリ波帯またはマイクロ波帯などの周波数帯を使用することが可能である。
【００１３】
送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ），反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）及び受信アナログ信号Ｗ０（ｈ，ｔ）について、変数ｔは時間を表し、変数ｈは、パルスヒット番号を表す０〜Ｈ−１の範囲内の整数であり、Ｈはパルスヒット数である。以下、パルスヒット番号ｈを「ヒット番号ｈ」という。また、受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）における変数ｍは、サンプリング番号を表す０〜Ｍ（ｈ）−１の範囲内の整数であり、Ｍ（ｈ）は、ヒット番号ｈに関するサンプリング点数である。
【００１４】
アンテナ１２は、送信パルス信号Ｔｘ（０，ｔ）〜Ｔｘ（Ｈ−１，ｔ）に応じた送信波Ｔｗを外部空間に放射することができ、その後、外部空間から戻ってきた反射波Ｒｗを受信する。送受信部１１は、アンテナ１２の受信出力に応じた反射波信号Ｒｘ（０，ｔ）〜Ｒｘ（Ｈ−１，ｔ）を受信回路１３に出力する。
【００１５】
図２は、実施の形態１の信号生成回路１０の構成例を概略的に示すブロック図である。図２に示されるように信号生成回路１０は、局部発振器２０、パルス生成器２１、パルス内変調器２２及び出力部２３を有する。局部発振器２０は、使用周波数帯の局部発振信号Ｌ０（ｔ）を生成し、局部発振信号Ｌ０（ｔ）をパルス生成器２１及び受信回路１３に出力する。
【００１６】
具体的には、局部発振器２０は、次式（１）で示されるような、或る観測期間（時刻ｔ＝０から時刻ｔ＝Ｔｏｂｓまでの期間）内に一定の送信周波数ｆ０を有する局部発振信号Ｌ０（ｔ）を生成することができる。
0006861906.tif 000002
ここで、ｔは時刻、ＡＬは局部発振信号Ｌ０（ｔ）の振幅、φ０は局部発振信号Ｌ０（ｔ）の初期位相、Ｔｏｂｓは観測期間の上限、ｊは虚数単位である。
【００１７】
図１に示されるＰＲＩ制御部１４は、パルス幅Ｔ０と一連のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）とをパルス生成器２１に供給する。図２に示されるパルス生成器２１は、パルス幅Ｔ０及びパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）に基づき、局部発振信号Ｌ０（ｔ）を変調して複数のパルス信号を連続的に生成することができる。
【００１８】
たとえば、ＰＲＩ制御部１４は、ｈ＝０，１，…，Ｈ−１について、予め定められた基準周期Ｔｐｒｉ，０とヒット番号ｈに関する変化量ΔＴｐｒｉ（ｈ）とに基づき、式（２）に示されるようなパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）を算出することができる。
0006861906.tif 000003
【００１９】
より具体的には、ＰＲＩ制御部１４は、基準周期Ｔｐｒｉ，０よりも長いパルス繰り返し周期と基準周期Ｔｐｒｉ，０よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定する。このようなパルス繰り返し周期の設定により、他のレーダシステムとの電波干渉を抑制することができる。たとえば、ＰＲＩ制御部１４は、基準周期Ｔｐｒｉ，０に関して対称的な値をそれぞれ有するパルス繰り返し周期の組を複数組設定し、各組を構成するパルス繰り返し周期の平均値が基準周期Ｔｐｒｉ，０と一致するようにすることができる。次式（３）は、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）の設定例を示す式である。
0006861906.tif 000004
【００２０】
式（３）において、ｋは０以上の整数、Ｋｐｒｉ（ｈ）は、ヒット番号ｈに関してパルス繰り返し周期（ＰＲＩ）を制御するための係数（以下「ＰＲＩ係数」ということがある。）を示す。式（３）によれば、ヒット番号ｈが偶数のときは（ｈ＝２ｋ）、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）は、（１＋Ｋｐｒｉ（ｈ））Ｔｐｒｉ，０の値をとり、ヒット番号ｈが奇数のときは（ｈ＝２ｋ＋１）、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）は、（１＋Ｋｐｒｉ（ｈ））Ｔｐｒｉ，０の値をとるように設定される。ＰＲＩ係数Ｋｐｒｉ（ｈ）は、ヒット番号ｈの値に関わらず一定値に設定されてもよいし、あるいは、ヒット番号ｈごとに個別の値に設定されてもよい。
【００２１】
図３及び図４は、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）の設定例を示すグラフである。図３及び図４のグラフにおいて、横軸は、ヒット番号ｈを示し、縦軸は、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）を示し、丸印がパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）の値を表している。図３の設定例では、式（３）のＰＲＩ係数Ｋｐｒｉ（ｈ）がヒット番号ｈの値に関わらず一定値に設定されている。このとき、式（２）の変化量ΔＴｐｒｉ（ｈ）は一定である。一方、図４の設定例では、式（３）のＰＲＩ係数Ｋｐｒｉ（ｈ）がヒット番号ｈごとに異なる値に設定されており、ヒット番号ｈの値が大きくなるほど、変化量ΔＴｐｒｉ（ｈ）（＝Ｋｐｒｉ（ｈ）×Ｔｐｒｉ，０）が大きな値となるように設定されている。受信信号同士（たとえば、受信アナログ信号同士）の干渉を防止する観点からは、図３に示されるパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）よりも、図４に示されるパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）のほうが好ましい。
【００２２】
本実施の形態のＰＲＩ制御部１４は、信号生成回路１０とは別の構成要素であるが、これに限定されるものではない。信号生成回路１０またはレーダ信号処理回路３０にＰＲＩ制御部１４が組み込まれてもよい。
【００２３】
次に、図２に示されるパルス生成器２１は、ＰＲＩ制御部１４によって設定されたパルス幅Ｔ０及び一連のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）（ｈ＝０，１，…，Ｈ−１）に基づき、局部発振信号Ｌ０（ｔ）を変調して複数のパルス信号Ｌｐｌｓ（ｈ，ｔ）（ｈ＝０，１，…，Ｈ−１）を生成することができる。
【００２４】
具体的には、パルス生成器２１は、パルス幅Ｔ０及び一連のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）（ｈ＝０，１，…，Ｈ−１）に基づき、局部発振信号Ｌ０（ｔ）を変調して、次式（４）に示される複数のパルス信号Ｌｐｌｓ（ｈ，ｔ）（ｈ＝０，１，…，Ｈ−１）を生成することができる。
0006861906.tif 000005
【００２５】
式（４）において、Ω［ｈ］は、次式（５）を満たす時刻ｔの集合である（ただし、Ｔｐｒｉ（−１）＝０）。
0006861906.tif 000006
【００２６】
なお、本実施の形態のＰＲＩ制御部１４は、信号生成回路１０とは別の構成要素であるが、これに限定されるものではない。信号生成回路１０またはレーダ信号処理回路３０にＰＲＩ制御部１４が組み込まれてもよい。
【００２７】
次に、パルス内変調器２２は、当該複数のパルス信号の各々にパルス内変調を施して複数のパルス内変調信号を送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）として生成する。出力部２３は、それら送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を送受信部１１に出力する。このとき、出力部２３は、送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）に増幅などの処理を施してもよい。具体的には、パルス内変調器２２は、先ず、次式（６）に従い、変調帯域幅Ｂ０を用いて、パルス信号Ｌｐｌｓ（ｈ，ｔ）を周波数変調するための変調制御信号Ｌｃｈｐ（ｈ，ｔ）を生成する。
0006861906.tif 000007
【００２８】
さらに、パルス内変調器２２は、次式（７）に示されるように、変調制御信号Ｌｃｈｐ（ｈ，ｔ）を用いて周波数変調されたパルス内変調信号、すなわち送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を生成することができる。
0006861906.tif 000008
【００２９】
アンテナ１２は、複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を送信波Ｔｗとして外部空間に放射し、その後、外部空間内の目標Ｔｇｔから戻ってきた反射波Ｒｗを受信することができる。送受信部１１は、次式（８）に示されるような反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）を出力することができる。
0006861906.tif 000009
【００３０】
式（８）において、ＡＲは、目標Ｔｇｔで反射された反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）の振幅、Ｒ０は初期目標相対距離、ｖは目標相対速度、τは１パルス内の時刻、ｃは光速である。また、Λ［ｈ］は、次式（９）を満たす時刻ｔの集合である。
0006861906.tif 000010
【００３１】
次に、受信回路１３の構成について説明する。図５は、受信回路１３の構成例を概略的に示すブロック図である。図５に示されるように受信回路１３は、ダウンコンバータ（混合器）２４、帯域フィルタ２５、増幅器２６、位相検波器２７及びＡ／Ｄ変換器２８を備えて構成されている。
【００３２】
図５に示されるダウンコンバータ２４は、反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）を、より低い周波数帯域（たとえば中間周波数帯域）のアナログ信号に変換する。帯域フィルタ２５は、当該アナログ信号をフィルタリングしてフィルタ信号を出力する。増幅器２６は、当該フィルタ信号を増幅して増幅信号を出力する。そして、位相検波器２７は、当該増幅信号を位相検波して同相成分と直交成分とからなる検波信号を受信アナログ信号Ｗ０（ｈ，ｔ）として生成する。次式（１０）は、受信アナログ信号Ｗ０（ｈ，ｍ）を表す式である。
0006861906.tif 000011
ここで、ＡＶは、受信アナログ信号Ｗ０（ｈ，ｔ）の振幅、右上添え字「＊」は複素共役を示す。局部発振信号Ｌ０＊（ｔ）は、局部発振信号Ｌ０（ｔ）の複素共役である。
【００３３】
Ａ／Ｄ変換器２８は、受信アナログ信号Ｗ０（ｈ，ｔ）を所定のサンプリング間隔Δｔでサンプリングすることで、次式（１１）に示されるような受信ディジタル信号（受信ビデオ信号）Ｖ０（ｈ，ｍ）を生成することができる。
0006861906.tif 000012
【００３４】
式（１１）において、ｍは、サンプリング番号を表す０〜Ｍ（ｈ）−１の範囲内の整数であり、Ψ［ｈ］は、次式（１２）の条件式を満たすサンプリング番号ｍの集合である。
0006861906.tif 000013
【００３５】
レーダ信号処理回路３０は、受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）にディジタル信号処理を施して目標候補を検出することができる。以下、図１及び図６を参照しつつ、レーダ信号処理回路３０の構成及び動作について説明する。図６は、実施の形態１のレーダ信号処理回路３０の動作手順を概略的に示すフローチャートである。
【００３６】
図１に示されるようにレーダ信号処理回路３０は、信号変換部４０及び目標検出部５０を備えている。信号変換部４０は、受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）に対して参照信号を用いた相関処理を施すことによりパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成する相関処理部４２と、複数のパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）に対して、所定のアルゴリズムに基づいてパルスヒット方向の離散フーリエ変換を実行することにより複数の周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）（ｈｆｆｔ＝０〜Ｈ−１）を生成する領域変換部４４とを有する。また、目標検出部５０は、周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）に基づいて目標候補を検出する目標候補検出部５１と、当該検出された目標候補に関する目標情報を算出する目標候補情報算出部５２とを有している。
【００３７】
先ず、相関処理部４２は、受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）が入力されると、受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）に対して参照信号Ｅｘ（ｍ）を用いた相関処理を実行することによりパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成する（ステップＳＴ１１）。具体的には、相関処理部４２は、参照信号Ｅｘ（ｍ）と受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）との間で相関演算を実行することによりパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成することができる。参照信号Ｅｘ（ｍ）としては、次式（１３）に示されるように変調制御信号Ｌｃｈｐ（ｈ，ｔ）の変調成分Ｂ０／（２Ｔ０）を有する参照信号が使用可能である。
0006861906.tif 000014
【００３８】
式（１３）において、ＡＥは、参照信号Ｅｘ（ｍ）の振幅であり、Φ［ｍ］は、次式（１４）の条件を満たすΔｔの集合である。
0006861906.tif 000015
【００３９】
たとえば、相関処理部４２は、次式（１５）に示すような畳み込み演算を実行することにより相関演算を実行すればよい。
0006861906.tif 000016
ここで、Ｍｐは、パルス内サンプリング点数である。なお、式（１５）で示される相関演算に代えて、公知の周波数領域の畳込み演算に基づく相関演算が実行されてもよい。
【００４０】
次に、領域変換部４４は、パルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）に対して、所定のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行して周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）を生成する（ステップＳＴ１３）。離散フーリエ変換は、次式（１６）で表される。
0006861906.tif 000017
ここで、ｈｆｆｔは、周波数領域のサンプリング番号、Ｈは、離散フーリエ変換点数である。
【００４１】
式（１１）〜（１５）を用いて式（１６）を変形すれば、次式（１７）が得られる。
0006861906.tif 000018
ここで、Ａは、周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）の振幅である。
【００４２】
式（１７）を整理すれば、次式（１８）を得ることができる。
0006861906.tif 000019
【００４３】
式（１８）の右辺は３つの項の積からなる。当該右辺の積のうち第３項の値の大きさが最大になれば、離散フーリエ変換の際に高い積分効率が得られる。当該第３項の値の大きさがほぼ最大になる条件は、次式（１９）のとおりである。
0006861906.tif 000020
【００４４】
式（１９）の左辺のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）の平均値が基準周期Ｔｐｒｉ，０とほぼ一致する場合、式（１９）は、次式（２０）となる。
0006861906.tif 000021
【００４５】
パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）の平均値が基準周期Ｔｐｒｉ，０とほぼ一致する１つの条件は、上記のとおり、基準周期Ｔｐｒｉ，０に関して対称的な値をそれぞれ有するパルス繰り返し周期の組を複数組設定することである。当該複数組の各組をなすパルス繰り返し周期の平均値は基準周期Ｔｐｒｉ，０と一致する。より具体的な例としては、式（３）が使用される場合に、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）の平均値を基準周期Ｔｐｒｉ，０とほぼ一致させることができる。
【００４６】
式（２０）の条件を満たすサンプリング番号ｈｆｆｔをｈｆｆｔ，ｐｅａｋと表すとすれば、サンプリング番号ｈｆｆｔ，ｐｅａｋは、次式（２１）に示すように表現される。
0006861906.tif 000022
【００４７】
したがって、周波数領域のサンプリング番号ｈｆｆｔ，ｐｅａｋについて高い積分効率が得られる。このとき、基準周期Ｔｐｒｉ，０に基づく周波数範囲は、次式（２２）の速度値ｖａｍｂ，０に基づいて算出可能である。
0006861906.tif 000023
【００４８】
ところで、各組をなすパルス繰り返し周期がそれぞれ完全に対称的な値を有していなくても、次式（２３）に示すようにパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）の平均値が基準周期Ｔｐｒｉ，０とほぼ一致するとの条件を満たすように、基準周期Ｔｐｒｉ，０よりも長いパルス繰り返し周期と基準周期Ｔｐｒｉ，０よりも短いパルス繰り返し周期との組が複数組設定されれば、高い効率で離散フーリエ変換に基づくコヒーレント積分を実行することが可能である。
0006861906.tif 000024
【００４９】
周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）の生成（図６のステップＳＴ１３）がなされた後は、目標候補検出部５１は、周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）の信号強度に基づいて目標候補を検出する（ステップＳＴ１５）。具体的には、たとえば、目標候補検出部５１は、公知のＣＡ−ＣＦＡＲ（Ｃｅｌｌ  Ａｖｅｒａｇｅ−Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｆａｌｓｅ  Ａｌａｒｍ  Ｒａｔｅ）処理を用いて目標候補を検出すればよい。たとえば、ＣＡ−ＣＦＡＲ処理では、誤警報確率Ｐｆａが一定値となるように最大の検出確率を得ることができるので、誤検出を制御することができ、雑音をなるべく検出せずに、周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）の信号強度に基づいて目標候補を検出することができる。
【００５０】
目標候補検出部５１は、検出された単数または複数の目標候補に割り当てられた目標候補番号ｎｔｇと、目標候補番号ｎｔｇに対応するサンプリング番号ｍ＝ｍｎｔｇと、目標候補番号ｎｔｇに対応する周波数領域のサンプリング番号ｈｆｆｔ＝ｈｆｆｔ，ｎｔｇとを目標候補情報算出部５２の出力することができる。説明の便宜上、目標候補番号ｎｔｇは、１〜Ｎｔｇの範囲内の整数をとるものとする。
【００５１】
次に、目標候補情報算出部５２は、目標候補に関する相対距離及び相対速度を算出し、当該相対距離及び相対速度を示すデータを表示器６０に出力する（図６のステップＳＴ１６）。具体的には、たとえば、目標候補情報算出部５２は、次式（２４）に従い、目標候補番号ｎｔｇとサンプリング番号ｍｎｔｇとに基づいてｎｔｇ番目の目標候補の相対距離Ｒ０，ｎｔｇを算出することができる。
0006861906.tif 000025
【００５２】
また、目標候補情報算出部５２は、次式（２５）に従い、ｎｔｇ番目の目標候補の相対速度Ｖ０，ｎｔｇを算出することができる。
0006861906.tif 000026
【００５３】
式（２５）において、Δｖｆｆｔは、次式（２６）に示されるような相対速度のサンプリング間隔である。
0006861906.tif 000027
【００５４】
目標候補情報算出部５２は、目標候補番号ｎｔｇ、相対距離Ｒ０，ｎｔｇ及び相対速度Ｖ０，ｎｔｇの組み合わせを目標情報として表示器６０に出力することができる。表示器６０は、当該目標情報を画面に表示することができる。
【００５５】
実施の形態１によれば、信号変換部４０は、目標検出部５０で検出された目標候補の相対速度を使用せずに、離散フーリエ変換を用いた領域変換処理を実行している。この場合でも、ＰＲＩ制御部１４は、基準周期Ｔｐｒｉ，０よりも長いパルス繰り返し周期と基準周期Ｔｐｒｉ，０よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定するので、周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）の信号強度を大きくすることができ、領域変換処理を実行する際の積分損失を抑圧することができる。これにより、目標検出性能を向上させることが可能である。
【００５６】
特に、図３及び図４に例示されるように、基準周期Ｔｐｒｉ，０に関して対称的な値をそれぞれ有する偶数番目及び奇数番目のパルス繰り返し周期の組が複数組設定され、各組を構成するパルス繰り返し周期の平均値が基準周期Ｔｐｒｉ，０と一致する場合には、積分損失の抑圧が可能となる。
【００５７】
図７Ａは、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）がすべて同一の値に設定されたと仮定した場合におけるパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）の位相状態の例を概略的に示す図である。これに対し、図７Ｂは、本実施の形態に係る式（３）に従ってパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）が設定された場合におけるパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）の位相状態の例を概略的に示す図である。図７Ａ及び図７Ｂのグラフにおいて、横軸は、パルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）の実数部Ｒｅを表し、縦軸は、パルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）の虚数部Ｉｍを表している。図７Ｂに例示されるように、パルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）の位相は、ヒット番号ｈが偶数の場合と、ヒット番号ｈが奇数の場合との両方または一方でほぼコヒーレントな状態となるので、積分効率の低下を抑制することができる。
【００５８】
図８は、３種類の周波数領域信号のスペクトルの例を概略的に示すグラフである。図８のグラフにおいて、横軸は、周波数に対応する速度を示し、縦軸は、電力を示している。図８において、実線は、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）がすべて同一の値に設定されたと仮定した場合に得られる周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）のスペクトルを表し、破線は、本実施の形態に係る式（３）に従ってパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）が設定された場合に得られる周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）のスペクトルを表している。また、一点鎖線は、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）がランダムに設定されたと仮定した場合に得られる周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）のスペクトルを表している。
【００５９】
パルス繰り返し周期がすべて同一の値に設定されたと仮定した場合には、図８に示されるように、完全なコヒーレント積分が実行されて電力Ｐｍａｘが得られる。パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）がランダムに設定されたと仮定した場合には、電力Ｐｒａｎｄは拡散する。これに対し、式（３）に従ってパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）が設定された場合には、電力Ｐｍａｘは得られないものの、閾値電力Ｐｔｈ以上の所望の電力Ｐ０を確保することができる。
【００６０】
この点に関し、ＰＲＩ制御部１４は、閾値電力Ｐｔｈ以上の所望の電力Ｐ０と所望の信号対雑音電力比ＳＮＲ０を確保するために、信号変換部４０は、式（２）の変化量ΔＴｐｒｉ（ｈ）を、次式（２７），（２８），（２９）を満たす値に設定することができる。
0006861906.tif 000028
0006861906.tif 000029
0006861906.tif 000030
【００６１】
式（２７）において、ΔＤｐｒｉは、変化量ΔＴｐｒｉ（ｈ）の上限値である。式（２９）において、ＳＮＲｍａｘは、図８の電力Ｐｍａｘとともに得られる信号対雑音電力比、ＳＮＲｒｎｄは、図８の電力Ｐｒａｎｄとともに得られる信号対雑音電力比、ＳＮＲｔｈは、図８の閾値電力Ｐｔｈとともに得られる信号対雑音電力比である。
【００６２】
以上に説明したように実施の形態１は、目標検出部５０で検出された目標候補の相対速度の値を必要とせずに、離散フーリエ変換を用いた領域変換処理を実行する際の積分損失を抑圧することができる。これにより、目標検出性能を向上させることが可能となる。したがって、所望の積分効率と高ＳＮＲを実現し、目標検出性能が向上したレーダ装置１を提供することができる。
【００６３】
なお、ＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０のハードウェア構成は、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）またはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などのＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）で実現されればよい。
【００６４】
図９は、ＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０の機能を実現するハードウェア構成例を示すブロック図である。図９に示される信号処理回路７０は、ＬＳＩで構成されたプロセッサ７１、入出力インタフェース７４、メモリ７２、記憶装置７３及び信号路７５を含んで構成されている。信号路７５は、プロセッサ７１、入出力インタフェース７４、メモリ７２、記憶装置７３及び信号路７５を相互に接続するためのバスである。プロセッサ７１は、入出力インタフェース７４を介して表示器６０及び受信回路１３と接続される。
【００６５】
メモリ７２は、たとえば、ＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０の機能を実現するためにプロセッサ７１によって実行されるべき各種プログラムコードを記憶するプログラムメモリ、プロセッサ７１がディジタル信号処理を実行する際に使用されるワークメモリ、及び、当該ディジタル信号処理で使用されるデータが展開される一時記憶メモリを含む。メモリ７２としては、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）及びＳＤＲＡＭ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）などの複数の半導体メモリが使用されればよい。
【００６６】
プロセッサ７１は、記憶装置７３にアクセスすることができる。記憶装置７３は、プロセッサ７１に対する設定データ及び信号データなどの各種データを蓄積するために使用される。記憶装置７３としては、たとえば、ＳＤＲＡＭなどの揮発性メモリ、ＨＤＤ（Ｈａｒｄ  Ｄｉｓｋ  Ｄｒｉｖｅ）またはＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ  Ｓｔａｔｅ  Ｄｒｉｖｅ）が使用可能である。なお、この記憶装置７３に、メモリ７２に記憶されるべきデータを蓄積しておくこともできる。
【００６７】
図９の例では、信号処理回路７０は、単一のプロセッサ７１を用いて実現されているが、これに限定されるものではない。互いに連携して動作する複数個のプロセッサを用いてＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０の機能が実現されてもよい。さらには、ＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０の機能のいずれかが専用のハードウェアで実現されてもよい。
【００６８】
実施の形態２．
図１０は、本発明に係る実施の形態２のレーダ装置２の構成を概略的に示すブロック図である。図１０に示されるようにレーダ装置２は、信号生成回路１０、送受信部１１、受信回路１３、レーダ信号処理回路３１及び表示器６０を備えている。本実施の形態のレーダ装置２の構成は、実施の形態１のレーダ信号処理回路３０に代えて図１０のレーダ信号処理回路３１を備える点と、実施の形態１のＰＲＩ制御部１４に代えて図１０のＰＲＩ制御部１５を備える点とを除いて、実施の形態１のレーダ装置１の構成と同じである。
【００６９】
本実施の形態のＰＲＩ制御部１５は、ＰＲＩ設定部１５ａ及びＧＣＤ設定部１５ｂを有する。ＰＲＩ設定部１５ａは、実施の形態１のＰＲＩ制御部１４と同様に、パルス幅Ｔ０と一連のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）とを信号生成回路１０に供給する。ＰＲＩ設定部１５ａは、基準周期Ｔｐｒｉ，０よりも長いパルス繰り返し周期と基準周期Ｔｐｒｉ，０よりも短いパルス繰り返し周期との組を複数組設定し、当該複数組のパルス繰り返し周期を一連のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）として信号生成回路１０に供給することができる。
【００７０】
ＧＣＤ設定部１５ｂは、ＰＲＩ設定部１５ａで設定された一連のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）の最大公約数ΔＴＧＣＤを設定し、当該最大公約数ΔＴＧＣＤを信号変換部４１に供給する。最大公約数ΔＴＧＣＤは、次式（３０）で表される。
0006861906.tif 000031
【００７１】
式（３０）において、ＧＣＤ（）は、Ｈ個のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）の最大公約数を与える演算子である。ＧＣＤ設定部１５ｂは、最大公約数ΔＴＧＣＤの設定値を算出してもよいし、あるいは、メモリに予め記憶されたデータ値を最大公約数ΔＴＧＣＤの設定値として使用してもよい。最大公約数ΔＴＧＣＤの値は、整数で表現されてもよく、あるいは、小数で表現されてもよい。また、最大公約数ΔＴＧＣＤの値は、積分損失の所望の抑圧量と所望の信号対雑音比とを得ることができる精度で算出されていればよい。
【００７２】
本実施の形態の信号変換部４１は、実施の形態１の信号変換部４０と同様に、受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）に対して参照信号を用いた相関処理を施すことによりパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成する相関処理部４２を備えている。
【００７３】
本実施の形態の信号変換部４１は、さらに、オーバサンプリング部４３と領域変換部４５とを備える。オーバサンプリング部４３は、ヒット番号ｈに関して時間的に不等間隔なＨ個のデータ点を有するパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）を、時間的に等間隔のＱ個のデータ点を有するオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）（ｈＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）に変換する機能を有している。サンプリング点数Ｑは、たとえば、次式（３１）で与えられる整数である。
0006861906.tif 000032
【００７４】
領域変換部４５は、Ｑ個のデータ点のパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）（ｈＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）に対してパルスヒット方向の離散フーリエ変換を実行することによりＱ個のデータ点の周波数領域信号ｆｄ，ＧＣＤ（ｈｆｆｔ，ｍ）（ｈｆｆｔ＝０〜Ｑ−１）を生成する。
【００７５】
ＰＲＩ制御部１５は、パルス波の送信間隔を不等間隔にするパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）を設定するので、受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）のＨ個のデータ点は、パルスヒット方向に関して時間的に不等間隔のデータ点となる。実施の形態１では、受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）から生成されるパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）のＨ個のデータ点も、パルスヒット方向に関して時間的に不等間隔のデータ点である。実施の形態１の領域変換部４４は、不等間隔のデータ点に対して離散フーリエ変換を実行することとなるので、十分な積分効率もしくは十分な演算精度が得られない場合がある。
【００７６】
そこで、実施の形態２のオーバサンプリング部４３は、最大公約数ΔＴＧＣＤを用いて、パルスヒット方向に関して時間的に不等間隔なＨ個のデータ点を有するパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）を、パルスヒット方向に関して時間的に等間隔のＱ個のデータ点を有するオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）（ｈＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）に変換する。
【００７７】
これにより、本実施の形態の領域変換部４５は、オーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）に対して精度の良い離散フーリエ変換を実行することができる。特に、高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）のアルゴリズムに基づいて離散フーリエ変換が実行される場合には、時間的に等間隔のデータ点が要求される。本実施の形態は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により、少ない演算量で積分効率の向上を実現することができる。
【００７８】
具体的には、オーバサンプリング部４３は、各パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）ごとに、上記式（３０）で与えられる最大公約数ΔＴＧＣＤを用いて、Ｔｐｒｉ（ｈ）／ΔＴＧＣＤの比率でオーバサンプリングを実行する。
【００７９】
今、同じサンプリング番号ｍについて、ヒット番号ｈが零のときのパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（０，ｍ）が、サンプリング番号ｈＧＣＤが零のときのオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（０，ｍ）と一致するものとする。非零のヒット番号ｈについては、サンプリング番号ｈＧＣＤが次式（３２）で示される範囲内に制限される場合を考える（ただし、Ｔｐｒｉ（−１）＝０）。
0006861906.tif 000033
【００８０】
式（３２）の条件下で、オーバサンプリング部４３は、同じサンプリング番号ｍについて、次式（３３）に従ってオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）を生成することができる。
0006861906.tif 000034
ここで、ｍｏｄ（ｘ，ｙ）は、整数ｘを整数ｙで除算したときの余りを与える剰余演算子である。
【００８１】
式（３２），（３３）によれば、サンプリング番号ｈＧＣＤに対応するパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）のサンプルが存在する場合（剰余演算子が零値を与える場合）には、パルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）が出力され、サンプリング番号ｈＧＣＤに対応するパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）のサンプルが存在しない場合（剰余演算子が非零の値を与える場合）には、零値が出力される。
【００８２】
図１１は、ヒット番号ｈ、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）及びパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）の間の関係を概略的に示す説明図である。パルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（０，ｍ），ＦＶ・Ｅｘ（１，ｍ），…，ＦＶ・Ｅｘ（Ｈ−１，ｍ）は、不等間隔のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０），Ｔｐｒｉ（１），…，Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）にそれぞれ対応している。図１２は、ヒット番号ｈ、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）、サンプリング番号ｈＧＣＤ及びオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）の間の関係を概略的に示す説明図である。図１２に示されるように、偶数番目のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）は、最大公約数ΔＴＧＣＤの３倍の長さを有し、奇数番目のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）は、最大公約数ΔＴＧＣＤの２倍の長さを有する。偶数番目のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）については、３倍の比率でオーバサンプリングが実行されるので、入力データ点数の３倍の出力データ点が生成される。奇数番目のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）については、２倍の比率でオーバサンプリングが実行されるので、入力データ点数の２倍の出力データ点が生成される。式（３２），（３３）によるオーバサンプリングが実行される場合、オーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（０，ｍ）〜ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（４，ｍ），は、次式のとおりとなる。
ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（０，ｍ）＝ＦＶ・Ｅｘ（０，ｍ）、
ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（１，ｍ）＝０、
ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（２，ｍ）＝０、
ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（３，ｍ）＝ＦＶ・Ｅｘ（１，ｍ）、
ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（４，ｍ）＝０。
【００８３】
なお、オーバサンプリング部４３は、式（３３）により得られたオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）をそのまま領域変換部４５に出力してもよいが、これに限定されるものではない。オーバサンプリング部４３は、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタなどのディジタルフィルタを使用して、式（３３）により得られたオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）にフィルタリングを施してフィルタ信号を算出し、当該フィルタ信号を領域変換部４５に出力してもよい。
【００８４】
次に、図１３は、実施の形態２のレーダ信号処理回路３１の動作手順を概略的に示すフローチャートである。以下、図１３を参照しつつ、本実施の形態のレーダ信号処理回路３１の動作について説明する。
【００８５】
先ず、実施の形態１の場合と同様に、相関処理部４２は、受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）が入力されると、受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）に対して参照信号Ｅｘ（ｍ）を用いた相関処理を実行することによりパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成する（ステップＳＴ１１）。
【００８６】
次に、オーバサンプリング部４３は、パルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）をオーバサンプリングすることにより、パルスヒット方向に関して時間的に等間隔のデータ点を有するオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）（ｈＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）を生成する（ステップＳＴ１２）。
【００８７】
その後、領域変換部４５は、オーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）またはチャープｚ変換（Ｃｈｉｒｐ  Ｚ−Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＣＺＴ）などの所定のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行して周波数領域信号ｆｄ，ＧＣＤ（ｈｆｆｔ，ｍ）を生成する（ステップＳＴ１４）。チャープｚ変換のアルゴリズムには、たとえば、ＢｌｕｅｓｔｅｉｎのＦＦＴアルゴリズムなどのＦＦＴを用いたアルゴリズムが使用されればよい。離散フーリエ変換は、次式（３４）で表される。
0006861906.tif 000035
【００８８】
式（３４）において、ｈｆｆｔは、周波数領域のサンプリング番号を表す０〜Ｑ−１の範囲内の整数であり、Ｑは、離散フーリエ変換点数である。
【００８９】
実施の形態１に係る式（２０）を導出する際の議論を適用すると、離散フーリエ変換の際に高い積分効率が得られる条件として、次式（３５）が成立する。
0006861906.tif 000036
【００９０】
式（３５）の条件を満たすサンプリング番号ｈｆｆｔをｈｆｆｔ，ｐｅａｋ，ＧＣＤと表すとすれば、サンプリング番号ｈｆｆｔ，ｐｅａｋ，ＧＣＤは、次式（３６）に示すように表現される。
0006861906.tif 000037
【００９１】
したがって、周波数領域のサンプリング番号ｈｆｆｔ，ｐｅａｋ，ＧＣＤについて高い積分効率が得られる。このとき、最大公約数ΔＴＧＣＤに基づく周波数範囲は、次式（３７）の速度値ｖａｍｂ，ＧＣＤに基づいて算出可能である。
0006861906.tif 000038
【００９２】
領域変換部４５は、ＦＦＴを用いた公知のチャープｚ変換（ＣＺＴ）のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行する場合には、所望のドップラ周波数範囲についてのみ離散フーリエ変換を実行することができるので、演算量の低減が可能となる。たとえば、次式（３８）に示されるように、速度値−ｖａｍｂ，０／２に対応する最小ドップラ範囲と速度値＋ｖａｍｂ，０／２に対応する最大ドップラ周波数との間の範囲について、ＣＺＴのアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行することにより周波数領域信号ｆｄ，ＧＣＤ（ｈｆｆｔ，ｍ）を生成してもよい。
0006861906.tif 000039
【００９３】
図１４Ａは、実施の形態１で生成された周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）のスペクトルの例を概略的に示す図であり、図１４Ｂは、実施の形態２で生成された周波数領域信号ｆｄ，ＧＣＤ（ｈｆｆｔ，ｍ）のスペクトルの例を概略的に示す図である。図１４Ａ及び図１４Ｂのグラフにおいて、横軸は、ドップラ周波数に対応する速度を示し、縦軸は、電力を示す。図１４Ａにおいて、実線は、積分損失がない場合に得られる周波数領域信号のスペクトルを表し、破線は、実施の形態１に係る周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）のスペクトルを表している。また、図１４Ｂにおいて、実線は、実施の形態２に係る周波数領域信号ｆｄ，ＧＣＤ（ｈｆｆｔ，ｍ）のスペクトルを表している。図１４Ａでは、最大電力Ｐｍａｘ未満で、閾値電力Ｐｔｈよりも大きい所望の電力Ｐ０が得られていることが分かる。図１４Ｂでは、最大電力Ｐｍａｘとほぼ等しい電力が得られている。
【００９４】
なお、実施の形態１でも、領域変換部４４は、公知のチャープｚ変換のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行してもよい。
【００９５】
ステップＳＴ１４の実行後は、目標候補検出部５１は、実施の形態１の場合と同様に、周波数領域信号ｆｄ，ＧＣＤ（ｈｆｆｔ，ｍ）の信号強度に基づいて目標候補を検出する（図１３のステップＳＴ１５）。このとき、目標候補検出部５１は、検出された単数または複数の目標候補に割り当てられた目標候補番号ｎｔｇと、目標候補番号ｎｔｇに対応するサンプリング番号ｍ＝ｍｎｔｇと、目標候補番号ｎｔｇに対応する周波数領域のサンプリング番号ｈｆｆｔ＝ｈｆｆｔ，ｎｔｇとを目標候補情報算出部５２の出力することができる。
【００９６】
次に、目標候補情報算出部５２は、実施の形態１の場合と同様に、目標候補に関する相対距離及び相対速度を算出し、当該相対距離及び相対速度を示すデータを表示器６０に出力する（図１３のステップＳＴ１６）。このとき、目標候補情報算出部５２は、次式（４０）に示されるサンプリング間隔Δｖｆｆｔを用いて、次式（３９）に従い、ｎｔｇ番目の目標候補の相対速度Ｖ０，ｎｔｇを算出することができる。
0006861906.tif 000040
0006861906.tif 000041
ここで、説明の便宜上、目標候補番号ｎｔｇは、１〜Ｎｔｇｔの範囲内の整数をとるものとする。
【００９７】
以上に説明したように実施の形態２は、パルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）の最大公約数ΔＴＧＣＤを用いて、パルスヒット方向に関して時間的に等間隔のデータ点を有するオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）を生成し、当該オーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）に対して離散フーリエ変換を実行するので、実施の形態１と比べると、さらなる積分損失の抑圧が可能となる。したがって、高い積分効率と高ＳＮＲとを実現するとともに、目標検出性能が向上したレーダ装置２を提供することができる。
【００９８】
なお、実施の形態２のＰＲＩ制御部１５及びレーダ信号処理回路３１のハードウェア構成は、ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどのＬＳＩで実現されればよい。実施の形態１の場合と同様に、実施の形態２のＰＲＩ制御部１５及びレーダ信号処理回路３１のハードウェア構成が、図９に示した信号処理回路７０で実現されてもよい。また、ＰＲＩ制御部１５は、信号生成回路１０とは別の構成要素であるが、これに限定されるものではない。信号生成回路１０またはレーダ信号処理回路３１にＰＲＩ制御部１５が組み込まれてもよい。
【００９９】
実施の形態３．
図１５は、本発明に係る実施の形態３のレーダ装置３の構成を概略的に示すブロック図である。本実施の形態のレーダ装置３の構成は、実施の形態３のＰＲＩ制御部１５に代えて図１５のＰＲＩ制御部１６を備える点を除いて、実施の形態３のレーダ装置２の構成と同じである。
【０１００】
本実施の形態のＰＲＩ制御部１６は、ＰＲＩ設定部１６ａ及びＧＣＤ設定部１６ｂを有する。ＰＲＩ設定部１６ａは、パルス幅Ｔ０と、等間隔ではない一連のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）とを信号生成回路１０に供給する。一連のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）は、基準周期Ｔｐｒｉ，０よりも長いパルス繰り返し周期と基準周期Ｔｐｒｉ，０よりも短いパルス繰り返し周期との組に限定されるものではない。たとえば、ＰＲＩ設定部１６ａは、ランダムまたは擬似ランダムな値をパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）の値として設定することができる。ここで、ＧＣＤ設定部１６ｂは、最大公約数ΔＴＧＣＤの設定値を算出してもよいし、あるいは、メモリに予め記憶されたデータ値を最大公約数ΔＴＧＣＤの設定値として使用してもよい。最大公約数ΔＴＧＣＤの値は、整数で表現されてもよく、あるいは、小数で表現されてもよい。また、最大公約数ΔＴＧＣＤの値は、積分損失の所望の抑圧量と所望の信号対雑音比とを得ることができる精度で算出されていればよい。
【０１０１】
ＧＣＤ設定部１６ｂは、実施の形態３のＧＣＤ設定部１５ｂと同様に、一連のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）の最大公約数ΔＴＧＣＤを設定し、当該最大公約数ΔＴＧＣＤを信号変換部４１のオーバサンプリング部４３に供給する。
【０１０２】
本実施の形態のオーバサンプリング部４３は、最大公約数ΔＴＧＣＤを用いて、パルスヒット方向に関して時間的に不等間隔なＨ個のデータ点を有するパルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）を、パルスヒット方向に関して時間的に等間隔のＱ個のデータ点を有するオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）（ｈＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）に変換する。本実施の形態の領域変換部４５は、実施の形態２と同様に、オーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）に対して、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のアルゴリズムまたはチャープｚ変換（ＣＺＴ）のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行して周波数領域信号ｆｄ，ＧＣＤ（ｈｆｆｔ，ｍ）を生成することができる。チャープｚ変換のアルゴリズムには、たとえば、ＢｌｕｅｓｔｅｉｎのＦＦＴアルゴリズムなどのＦＦＴを用いたアルゴリズムが使用されればよい。これにより、領域変換部４５は、オーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）に対して精度の良い離散フーリエ変換を実行することができる。
【０１０３】
以上に説明したように実施の形態３は、等間隔ではないパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（０）〜Ｔｐｒｉ（Ｈ−１）の最大公約数ΔＴＧＣＤを用いて、パルスヒット方向に関して時間的に等間隔のデータ点を有するオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）を生成し、当該オーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）に対して離散フーリエ変換を実行するので、積分損失の抑圧が可能となる。したがって、高い積分効率と高ＳＮＲとを実現するとともに、目標検出性能が向上したレーダ装置３を提供することができる。
【０１０４】
なお、実施の形態３のＰＲＩ制御部１６及びレーダ信号処理回路３１のハードウェア構成は、ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどのＬＳＩで実現されればよい。実施の形態１の場合と同様に、実施の形態３のＰＲＩ制御部１６及びレーダ信号処理回路３１のハードウェア構成が、図９に示した信号処理回路７０で実現されてもよい。また、ＰＲＩ制御部１６は、信号生成回路１０とは別の構成要素であるが、これに限定されるものではない。信号生成回路１０またはレーダ信号処理回路３１にＰＲＩ制御部１６が組み込まれてもよい。
【０１０５】
実施の形態４．
図１６は、本発明に係る実施の形態４のレーダ装置４の構成を概略的に示すブロック図である。本実施の形態のレーダ装置４の構成は、実施の形態１の信号生成回路１０に代えて信号生成回路１０Ａを有する点を除いて、実施の形態１のレーダ装置１の構成と同じである。図１７は、信号生成回路１０Ａの概略構成図である。信号生成回路１０Ａの構成は、実施の形態１の局部発振器２０に代えて、図１７に示される局部発振器２０Ａを有する点を除いて、実施の形態１の信号生成回路１０の構成と同じである。
【０１０６】
本実施の形態では、図１７に示される局部発振器２０Ａが、次式（４１）に示すような、周波数ホッピング（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｈｏｐｐｉｎｇ）により発振周波数が変化する局部発振信号Ｌ０（ｔ）を生成する。
0006861906.tif 000042
ここで、ｔは時刻、ＡＬは局部発振信号Ｌ０（ｔ）の振幅、ｆ０は中心周波数、ｈはヒット番号、Ｂ０は変調帯域幅、φ０は局部発振信号Ｌ０（ｔ）の初期位相、Ｔｏｂｓは観測期間の上限、ｊは虚数単位である。
【０１０７】
このとき、送受信部１１は、上記式（８）に代えて、次式（４２）に示されるような反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）を出力する。
0006861906.tif 000043
【０１０８】
本実施の形態の受信回路１３の構成は、実施の形態１の受信回路１３（図５）のそれと同じである。本実施の形態の受信回路１３の位相検波器２７は、上記式（１０）に代えて、次式（４３）に示されるような検波信号を受信アナログ信号Ｗ０（ｈ，ｔ）として生成することができる。
0006861906.tif 000044
【０１０９】
さらに、本実施の形態の受信回路１３のＡ／Ｄ変換器２８は、上記式（１１）に代えて、次式（４４）に示されるような受信ディジタル信号（受信ビデオ信号）Ｖ０（ｈ，ｍ）を生成することができる。
0006861906.tif 000045
【０１１０】
式（４４）は、昇順の周波数ホッピングがなされた場合に得られる式である。式（４４）の右辺の積のうちの第１項は、変調帯域幅Ｂ０とヒット番号ｈとの積を示すパラメータ「ｈＢ０」を含む。降順の周波数ホッピングがなされる場合には、パラメータ「ｈＢ０」は、「−ｈＢ０」に置き換えられる。
【０１１１】
このとき、領域変換部４４は、パルス圧縮信号ＦＶ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）に対して離散フーリエ変換を実行することにより、次式（４５）に示すような周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）を生成することができる。
0006861906.tif 000046
【０１１２】
実施の形態１の場合と同様に、式（４５）を変形すれば、次式（４６）が得られる。
0006861906.tif 000047
【０１１３】
式（４６）の右辺は３つの項の積からなる。当該右辺の積のうち第３項の値の大きさが最大になれば、離散フーリエ変換の際に高い積分効率が得られる。当該第３項の値の大きさがほぼ最大になる条件は、次式（４７）のとおりである。
0006861906.tif 000048
【０１１４】
式（４７）の左辺のパルス繰り返し周期Ｔｐｒｉ（ｈ）の平均値が基準周期Ｔｐｒｉ，０とほぼ一致する場合、式（４７）は、次式（４８）となる。
0006861906.tif 000049
【０１１５】
式（４８）の条件を満たすサンプリング番号ｈｆｆｔをｈｆｆｔ，ｐｅａｋと表すとすれば、サンプリング番号ｈｆｆｔ，ｐｅａｋは、次式（４９）に示すように表現される。
0006861906.tif 000050
【０１１６】
以上に説明したように実施の形態４では、周波数ホッピングが使用されるので、他のレーダシステムとの電波干渉をさらに抑制するとともに、他のレーダシステムの被探知性能を低下させるレーダ装置４を提供することができる。
【０１１７】
なお、実施の形態４のＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０のハードウェア構成は、ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどのＬＳＩで実現されればよい。実施の形態１の場合と同様に、実施の形態４のＰＲＩ制御部１４及びレーダ信号処理回路３０のハードウェア構成が、図９に示した信号処理回路７０で実現されてもよい。
【０１１８】
以上、図面を参照して本発明に係る実施の形態１〜４について述べたが、実施の形態１〜４は本発明の例示であり、実施の形態１〜４以外の様々な他の実施の形態もありうる。本発明の範囲内において、実施の形態１〜４の自由な組み合わせ、実施の形態１〜４の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。たとえば、実施の形態４の構成において、実施の形態２のオーバサンプリング部４３を組み込み、ＰＲＩ制御部１４に代えて実施の形態２のＰＲＩ制御部１５または実施の形態３のＰＲＩ制御部１６を組み込み、かつ、領域変換部４４に代えて実施の形態２の領域変換部４５を組み込んだ変形例もありうる。
【０１１９】
また、実施の形態１〜４の各々において、パルス内変調及び相関処理がない変形例もありうる。この場合、実施の形態１〜４のレーダ信号処理回路３０，３１は、相関処理部４２を有しないように変形される。また、実施の形態１または実施の形態４の領域変換部４４は、受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）に対して、所定のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行して周波数領域信号ｆｄ（ｈｆｆｔ，ｍ）を生成するように変形されればよい。さらに、実施の形態２または実施の形態３のオーバサンプリング部４３は、ヒット番号ｈに関して時間的に不等間隔なデータ点を有する受信ディジタル信号Ｖ０（ｈ，ｍ）（ｈ＝０〜Ｈ−１）を、時間的に等間隔のデータ点を有するオーバサンプル信号ＦＶ・Ｅｘ・ＧＣＤ（ｈＧＣＤ，ｍ）（ｈＧＣＤ＝０〜Ｑ−１）に変換すればよい。
【産業上の利用可能性】
【０１２０】
本発明に係るレーダ装置及び信号処理方法は、移動目標などの目標の相対位置及び相対速度を検出するレーダシステムに利用され得る。また、本願発明に係るレーダ装置は、地上に設置された状態、あるいは、航空機、人工衛星、車両もしくは船舶などの移動体に搭載された状態で使用され得る。
【符号の説明】
【０１２１】
１，２，３，４  レーダ装置、１０，１０Ａ  信号生成回路、１１  送受信部、１２  アンテナ、１３  受信回路、１４，１５，１６  ＰＲＩ制御部、２０  局部発振器、２１  パルス生成器、２２，２２Ａ  パルス内変調器、２３  出力部、２４  ダウンコンバータ、２５  帯域フィルタ、２６  増幅器、２７  位相検波器、２８  Ａ／Ｄ変換器、３０，３１  レーダ信号処理回路、４０，４１  信号変換部、４２  相関処理部、４４，４５  領域変換部、５０  目標検出部、５１  目標候補検出部、５２  目標候補情報算出部、６０  表示器、７０  信号処理回路、７１  プロセッサ、７２  メモリ、７３  記憶装置、７４  入出力インタフェース、７５  信号路、Ｔｇｔ  目標、Ｔｗ  送信波、Ｒｗ  反射波。
【図１】
0006861906.tif 000051
【図２】
0006861906.tif 000052
【図３】
0006861906.tif 000053
【図４】
0006861906.tif 000054
【図５】
0006861906.tif 000055
【図６】
0006861906.tif 000056
【図７】
0006861906.tif 000057
【図８】
0006861906.tif 000058
【図９】
0006861906.tif 000059
【図１０】
0006861906.tif 000060
【図１１】
0006861906.tif 000061
【図１２】
0006861906.tif 000062
【図１３】
0006861906.tif 000063
【図１４】
0006861906.tif 000064
【図１５】
0006861906.tif 000065
【図１６】
0006861906.tif 000066
【図１７】
0006861906.tif 000067