(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流回路と三相交流回路との間で電力変換を行う電力変換器と、該電力変換器を出力制御する制御装置とを備え、
前記電力変換器は、互いに接続され該接続部が前記三相交流回路の各相に接続される２つのアームを、相毎に共通の直流端子間に備え、前記各アームは、それぞれ複数の半導体スイッチング素子および直流コンデンサから成る複数の変換器セルを直列接続して構成され、
前記制御装置は、
前記電力変換器の前記各アーム毎に、前記複数の変換器セルの出力電圧指令を生成する電圧指令生成部を備え、
少なくとも一つの前記アーム内の複数の前記直流コンデンサの電圧和から当該アームに対する前記出力電圧指令を差し引いて制御余裕を算出し、
前記各アーム毎に、前記複数の変換器セルの出力電圧に対する基礎指令を生成し、前記三相交流回路の基本波周波数の３倍の周波数成分を有する零相電圧指令を、交流電圧１周期における、前記制御余裕の最小値と前記出力電圧指令の最小値とのうち小さい方の最小値が増大するように位相調整した後、前記基礎指令に重畳することにより前記出力電圧指令を生成する、
電力変換装置。
【請求項２】
前記制御装置は、交流電圧１周期において、前記アームに対する前記制御余裕の前記最小値となり得る第１極小値と、前記出力電圧指令の前記最小値となり得る第２極小値とを検出し、検出された前記第１極小値と前記第２極小値とに基づいて前記零相電圧指令を位相調整する、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
交流電圧１周期において、少なくとも１つの前記第１極小値が第１半周期内に、少なくとも１つの前記第２極小値が第２半周期内にあり、
前記制御装置は、前記第１極小値および前記第２極小値の中から、前記第１半周期の前半および前記第２半周期の前半の範囲内で最小の第３極小値と、前記第１半周期の後半および前記第２半周期の後半の範囲内で最小の第４極小値とを抽出し、前記第３極小値と前記第４極小値との偏差に基づいて前記零相電圧指令を位相調整する、
請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御装置は、前記全アームに対してそれぞれ前記第１極小値と前記第２極小値とを検出し、検出された前記第１極小値および前記第２極小値の中から、１つの前記第３極小値と、１つの前記第４極小値とを抽出する、
請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第３極小値は前記零相電圧指令の位相の増加に応じて増大し、前記第４極小値は前記零相電圧指令の位相の減少に応じて増大する、
請求項３または請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御装置は、前記第３極小値と前記第４極小値との前記偏差が設定値よりも小さいとき、前記零相電圧指令の位相を変化させない、
請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御装置は、
前記各アーム毎に前記制御余裕を算出し、
交流電圧１周期を６分割した各区間において、前記複数のアーム内から、前記制御余裕が交流電圧１周期の前記最小値となり得る第１アーム、第２アーム、および前記出力電圧指令が交流電圧１周期の前記最小値となり得る第３アーム、第４アームを予め設定し、
前記各区間毎に、前記第１アームにおける前記制御余裕を検出してその最小値を第１値とし、前記第２アームにおける前記制御余裕を検出してその最小値を第２値とし、前記第３アームの前記出力電圧指令を検出してその最小値を第３値とし、前記第４アームの前記出力電圧指令を検出してその最小値を第４値とし、
交流電圧の設定された位相において、前記第１値〜前記第４値に基づいて前記零相電圧指令を位相調整する、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記各区間において設定される前記第１アーム〜前記第４アームにおいて、前記第１アームは、当該区間の前記制御余裕が前記零相電圧指令の位相の増加に応じて増大し、前記第２アームは、当該区間の前記制御余裕が前記零相電圧指令の位相の減少に応じて増大し、前記第３アームは、当該区間の前記出力電圧指令が前記零相電圧指令の位相の増加に応じて増大し、前記第４アームは、当該区間の前記出力電圧指令が前記零相電圧指令の位相の減少に応じて増大するものであり、
前記制御装置は、
前記６分割した全区間における前記第１値、前記第２値、前記第３値および前記第４値のそれぞれの最小値を第１最小値、第２最小値、第３最小値および第４最小値とし、
前記第１最小値および前記第３最小値の中で小さい方の値と、前記第２最小値および前記第４最小値の中で小さい方の値とを抽出し、抽出された２つの値の偏差に基づいて前記零相電圧指令を位相調整する、
請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御装置は、前記偏差が設定値よりも小さいとき、前記零相電圧指令の位相を変化させない、
請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記制御装置は、位相調整時点までの連続検出期間において、前記第１、第２アームにおける前記制御余裕および前記第３、第４アームの前記出力電圧指令を検出し、前記連続検出期間は少なくとも交流電圧の１周期とする、
請求項７から請求項９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記制御装置は、前記連続検出期間を交流電圧の整数倍周期とし、前回の位相調整時点から前記連続検出期間の開始時点まで、前記第１、第２アームにおける前記制御余裕および前記第３、第４アームの前記出力電圧指令の検出を停止する期間を設ける、
請求項１０に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、電力系統などの高圧用途に用いられる電力変換装置において、エネルギ蓄積要素をそれぞれ備える複数台の変換器セルを直列多重接続して構成するマルチレベル変換器の実用化が図られている。これらの変換器はＭＭＣ（Ｍｏｄｕｌａｒ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｃоｎｖｅｒｔｅｒ）方式、または、ＣＭＣ（Ｃａｓｃａｄｅｄ  Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式などと呼ばれる。【０００３】
ところで、一般的なインバータ、コンバータを用いて三相交流を変換する、例えば、特許文献１記載の従来の電力変換装置では、電力系統の不平衡が検出された際に、相毎に正弦波状の基礎信号を生成し、各基礎信号に３次調波を重畳させて相毎の電圧指令信号を生成している。これにより、電圧指令のピークを抑え、直流電圧の利用率を向上させることができる。【０００４】
また、特許文献２記載の従来の電力変換装置は、ＭＭＣ方式の電力変換装置であり、上記特許文献１記載の制御と同様に、基本波の第３次調波を重畳した零相電圧を交流回路に出力する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１８−１４８６０号公報
【特許文献２】国際特許公報ＷＯ２０１７／０４６９０８号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上記ＭＭＣ方式の従来の電力変換装置では、アーム毎に異なるコンデンサを備え、各アームの電力脈動が各コンデンサに流入出する。このため、コンデンサの容量、あるいは運転条件によって、各アームのコンデンサに電圧脈動が生じ、直流電圧の利用率を向上できないことがあった。【０００７】
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、直流電圧の利用率を確実に向上できる、ＭＭＣ方式の電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本願に開示される電力変換装置は、直流回路と三相交流回路との間で電力変換を行う電力変換器と、該電力変換器を出力制御する制御装置とを備える。前記電力変換器は、互いに接続され該接続部が前記三相交流回路の各相に接続される２つのアームを、相毎に共通の直流端子間に備え、前記各アームは、それぞれ複数の半導体スイッチング素子および直流コンデンサから成る複数の変換器セルを直列接続して構成される。前記制御装置は、前記電力変換器の前記各アーム毎に、前記複数の変換器セルの出力電圧指令を生成する電圧指令生成部を備え、少なくとも一つの前記アーム内の複数の前記直流コンデンサの電圧和から当該アームに対する前記出力電圧指令を差し引いて制御余裕を算出し、前記各アーム毎に、前記複数の変換器セルの出力電圧に対する基礎指令を生成し、前記三相交流回路の基本波周波数の３倍の周波数成分を有する零相電圧指令を、交流電圧１周期における、前記制御余裕の最小値と前記出力電圧指令の最小値とのうち小さい方の最小値が増大するように位相調整した後、前記基礎指令に重畳することにより前記出力電圧指令を生成するものである。
【発明の効果】
【０００９】
本願に開示される電力変換装置によれば、直流電圧の利用率を確実に向上できる、ＭＭＣ方式の電力変換装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図２】実施の形態１による変換器セルの構成例を示す図である。
【図３】実施の形態１による変換器セルの構成例を示す図である。
【図４】実施の形態１による制御装置のメイン制御部を示すブロック図である。
【図５】実施の形態１による制御装置のアーム制御部を示すブロック図である。
【図６】実施の形態１による零相電圧指令生成部を示すブロック図である。
【図７】第１比較例によるアームのコンデンサ電圧合計とアーム電圧指令との関係を示す波形図である。
【図８】第２比較例によるアームのコンデンサ電圧合計とアーム電圧指令との関係を示す波形図である。
【図９】実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。
【図１０】実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。
【図１１】実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。
【図１２】実施の形態１による電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。
【図１３】実施の形態１によるアーム電圧指令および制御余裕を示す波形図である。
【図１４】実施の形態３による電力変換装置の各検出区間および零相電圧指令の位相更新を示す波形図である。
【図１５】実施の形態３による電力変換装置の各アームのアーム電圧指令および制御余裕を示す波形図である。
【図１６】実施の形態３による電力変換装置の各検出区間毎に設定される検出アームを示す図である。
【図１７】実施の形態３による電力変換装置の動作を説明するフローチャートである。
【図１８】実施の形態３による電力変換装置の動作を説明するフローチャートである。
【図１９】実施の形態３による電力変換装置の零相電圧指令の位相更新を示す波形図である。
【図２０】実施の形態４による電力変換装置の零相電圧指令の位相更新を示す波形図である。
【図２１】実施の形態４による電力変換装置の動作を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
実施の形態１．
図１は実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示す図である。
図に示すように、電力変換装置１は、主回路である電力変換器１０と電力変換器１０を出力制御する制御装置２０とを備え、三相交流回路としての交流系統２と直流回路４との間に接続される。
電力変換器１０は、共通の直流端子である正極直流端子５Ｐと、負極直流端子５Ｎとの間に、互いに並列に接続された複数のレグ回路１００ｕ、１００ｖ、１００ｗ（総称する場合または任意のものを示す場合、レグ回路１００と記載する）を備える。
【００１２】
レグ回路１００は、交流を構成する複数相（この場合、Ｕ、Ｖ、Ｗの三相）の各々に設けられる。レグ回路１００は、交流系統２と直流回路４との間に接続され交流と直流との間で電力変換を行う。レグ回路１００ｕ、１００ｖ、１００ｗにそれぞれ設けられた交流入力端子６は、変圧器３を介して交流系統２に接続される。
【００１３】
各レグ回路１００に共通に接続された正極直流端子５Ｐおよび負極直流端子５Ｎは、直流回路４に接続される。直流回路４は、例えば、直流送電網などを含む直流電力系統または他の電力変換装置などが用いられる。前者の場合、ＨＶＤＣ（高圧直流送電）システムが構成される。また後者の場合、２台の電力変換装置を連結することになり、定格周波数などが異なる２つの交流系統の間を接続するためのＢＴＢ（Ｂａｃｋ  ｔｏ  Ｂａｃｋ）システムが構成される。
【００１４】
レグ回路１００ｕは、正極直流端子５Ｐから交流入力端子６までのＵ相上アームＰｕと、負極直流端子５Ｎから交流入力端子６までのＵ相下アームＮｕとを備える。レグ回路１００ｖは、正極直流端子５Ｐから交流入力端子６までのＶ相上アームＰｖと、負極直流端子５Ｎから交流入力端子６までのＶ相下アームＮｖとを備える。レグ回路１００ｗは、正極直流端子５Ｐから交流入力端子６までのＷ相上アームＰｗと、負極直流端子５Ｎから交流入力端子６までのＷ相下アームＮｗとを備える。
即ち、各相の上アームＰｕ、Ｐｖ、Ｐｗと各相の下アームＮｕ、Ｎｖ、Ｎｗとが直列接続され、その接続点が各相の交流入力端子６となる。
【００１５】
各レグ回路１００ｕ、１００ｖ、１００ｗは、同様の構成を有するので、以下、Ｕ相のレグ回路１００ｕを代表として説明する。
アームＰｕは、複数（Ｎ個）の変換器セル１１と、リアクトル１２Ｐとを直列接続して構成される。同様に、アームＮｕは、複数（Ｎ個）の変換器セル１１と、リアクトル１２Ｎとを直列接続して構成される。
リアクトル１２Ｐが挿入される位置は、アームＰｕ内のいずれの位置であっても良く、リアクトル１２Ｎが挿入される位置は、アームＮｕ内のいずれの位置であっても良い。
なお、リアクトル１２Ｐ、１２Ｎは、それぞれ複数個あっても良く、各リアクトルのインダクタンス値は互いに異なっていても良い。また、リアクトル１２Ｐ、１２Ｎのいずれか一方のみを設けて、他方を省略しても良い。
【００１６】
この場合、交流入力端子６は、変圧器３を介して交流系統２に接続されるものを示したが、変圧器３の代わりに、連系リアクトルを介して交流系統２に接続される構成としても良い。
【００１７】
また、各相の交流入力端子６に代えて、レグ回路１００ｕ、１００ｖ、１００ｗにそれぞれ一次巻線を設け、この一次巻線と磁気結合する二次巻線を介してレグ回路１００ｕ、１００ｖ、１００ｗが変圧器３に電気的に接続するようにしても良い。この場合、各相の一次巻線をリアクトル１２Ｐ、１２Ｎとしても良い。
すなわち、各相の上アームＰｕ、Ｐｖ、Ｐｗと各相の下アームＮｕ、Ｎｖ、Ｎｗとは、交流入力端子６または上記一次巻線など、各接続部により互いに接続され、該各接続部を介して電気的に交流系統２と接続される。
【００１８】
電力変換装置１は、さらに、制御に使用される電気量（電流、電圧など）を計測する各検出器として、直流電圧検出器７Ｐ、７Ｎと、各アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗにそれぞれ設けられたアーム電流検出器８と、交流電圧検出器９Ａと、交流電流検出器９Ｂとを備える。これらの検出器による信号は、信号線を介して制御装置２０に入力される。
なお、信号線は、例えば光ファイバによって構成される。図１では、簡便のために、各検出器から制御装置２０に入力される信号の信号線は、一部まとめて図示している。同様に、制御装置２０および各変換器セル１１間で入出力される信号の信号線についても、一部まとめて図示している。各変換器セル１１と制御装置２０との間の信号線は、送信用と受信用とが別個に設けられても良い。
【００１９】
以下、各検出器について具体的に説明する。
直流電圧検出器７Ｐは、正極直流端子５Ｐの直流電圧ＶｄｃＰを検出する。直流電圧検出器７Ｎは、負極直流端子５Ｎの直流電圧ＶｄｃＮを検出する。直流電圧ＶｄｃＰと直流電圧ＶｄｃＮとの差を直流電圧Ｖｄｃとする。
【００２０】
各アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗにそれぞれ設けられたアーム電流検出器８は、各アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗに流れるアーム電流ＩＰｕ、ＩＮｕ、ＩＰｖ、ＩＮｖ、ＩＰｗ、ＩＮｗをそれぞれ検出する。以下の説明では、アーム電流ＩＰｕ、ＩＰｖ、ＩＰｗを総称して上アーム電流ＩＡＰと記載し、アーム電流ＩＮｕ、ＩＮｖ、ＩＮｗを総称して下アーム電流ＩＡＮと記載し、上アーム電流ＩＡＰと下アーム電流ＩＡＮとを総称してアーム電流ＩＡと記載する。
【００２１】
交流電圧検出器９Ａは、交流系統２のＵ相の交流電圧Ｖａｃｕ、Ｖ相の交流電圧Ｖａｃｖ、およびＷ相の交流電圧Ｖａｃｗを検出する。以下の説明では、Ｖａｃｕ、Ｖａｃｖ、およびＶａｃｗを総称してＶａｃと記載する。
交流電流検出器９Ｂは、交流系統のＵ相の交流電流Ｉａｃｕ、Ｖ相の交流電流Ｉａｃｖ、およびＷ相の交流電流Ｉａｃｗを検出する。以下の説明では、Ｉａｃｕ、Ｉａｃｖ、およびＩａｃｗを総称してＩａｃと記載する。
【００２２】
図２および図３は、電力変換器１０内の各変換器セル１１の構成例を示す図である。
図２に示す変換器セル１１は、ハーフブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。
この変換器セル１１は、それぞれダイオードＤが逆並列接続された２つのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を直列接続して形成した直列体と、直流コンデンサ１３と、電圧検出器１４と、バイパススイッチ１５と、を備える。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列体と直流コンデンサ１３とは並列接続される。
【００２３】
この場合、スイッチング素子Ｑ２の両端子が変換器セル１１の入出力端子１１Ａ、１１Ｂとなる。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作により直流コンデンサ１３の両端電圧Ｖｃ、または零電圧を出力する。例えば、スイッチング素子Ｑ１がオン、かつスイッチング素子Ｑ２がオフのときに、直流コンデンサ１３の両端電圧Ｖｃが出力される。スイッチング素子Ｑ１がオフ、かつスイッチング素子Ｑ２がオンのときに、零電圧が出力される。
【００２４】
電圧検出器１４は、直流コンデンサ１３の両端電圧Ｖｃを検出する。バイパススイッチ１５は、入出力端子１１Ａ、１１Ｂ間に接続される。例えば交流系統２の異常時にバイパススイッチ１５をオンすることにより、変換器セル１１が短絡され、変換器セル１１内のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を過電流から保護する。
【００２５】
図３に示す変換器セル１１は、フルブリッジ構成と呼ばれる回路構成を有する。この変換器セル１１は、それぞれダイオードＤが逆並列接続された２つのスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４を直列接続して形成した第１直列体と、同様に、それぞれダイオードＤが逆並列接続された２つのスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を直列接続して形成した第２直列体と、直流コンデンサ１３と、電圧検出器１４と、バイパススイッチ１５と、を備える。スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の第１直列体と、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の第２直列体と、直流コンデンサ１３とは並列接続される。
【００２６】
この場合、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の第１直列体の中点と、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６の第２直列体の中点とが、変換器セル１１の入出力端子１１Ａ、１１Ｂとなる。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のスイッチング動作により直流コンデンサ１３の正負の両端電圧Ｖｃ、または零電圧を出力する。
また、図２に示される変換器セル１１と同様に、電圧検出器１４は、直流コンデンサ１３の両端電圧Ｖｃを検出する。バイパススイッチ１５は、入出力端子１１Ａ、１１Ｂ間に接続される。
【００２７】
図２および図３に示される変換器セル１１内の、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には、例えば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＧＣＴ（Ｇａｔｅ  Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ  Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ）あるいはサイリスタなどの自己消弧型の半導体スイッチング素子が用いられる。また、直流コンデンサ１３には、フィルムコンデンサが主に用いられる。
以降の説明では、図２に示されるハーフブリッジ構成の変換器セル１１を用いるものとする。
【００２８】
なお、変換器セル１１は、上述した構成以外でも良く、例えば、クランプトダブルセルと呼ばれる回路構成などを適用しても良い。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６および直流コンデンサ１３についても、上述したものに限定されない。
【００２９】
次に、制御装置２０の構成について説明する。
上述したように、制御装置２０には、それぞれ検出値である直流電圧ＶｄｃＰ、ＶｄｃＮと、各アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗのアーム電流ＩＡと、各相の交流電圧Ｖａｃと、各相の交流電流Ｉａｃと、各変換器セル１１のコンデンサ電圧Ｖｃとが入力される。そして、これらの入力情報に基づいて、各変換器セル１１のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動するゲート信号ｇｓ１、ｇｓ２を生成して出力する。
【００３０】
制御装置２０では、上記入力情報から、直流電圧Ｖｄｃおよび直流電流Ｉｄｃが演算され、さらに各相の循環電流Ｉｃｃｕ、Ｉｃｃｖ、Ｉｃｃｗが演算される。以下の説明では、Ｉｃｃｕ、Ｉｃｃｖ、およびＩｃｃｗを総称してＩｃｃと記載する。
なお、各相の循環電流Ｉｃｃは交流側、および直流側には流れず、電力変換器１０内を循環する電流であり、以下のように表される。
Ｉｃｃ＝（ＩＡＰ＋ＩＡＮ）／２−Ｉｄｃ／３
【００３１】
図４は、制御装置２０のメイン制御部２０Ａを示すブロック図であり、図５は、制御装置２０のアーム制御部２０Ｂを示すブロック図である。
制御装置２０は、メイン制御部２０Ａと、各アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗに対してそれぞれ設けられたアーム制御部２０Ｂとを備える。図５では、アームＮｕに対するアーム制御部２０Ｂを図示している。
【００３２】
図４に示すように、メイン制御部２０Ａは、直流制御部２１と、循環電流制御部２２と、交流制御部２３と、アーム電圧指令生成部２４と、零相電圧指令生成部２５と、アーム変調指令生成部２６とを備える。さらに、メイン制御部２０Ａは、コンデンサ電圧合計部２７と、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ  Ｌｏｃｋｅｄ  Ｌｏｏｐ）部２８とを備える。
【００３３】
直流制御部２１には、直流電圧Ｖｄｃと直流電流Ｉｄｃとが入力され、これらに基づいて、直流電圧指令Ｖｄｃ＊を生成する。生成された直流電圧指令Ｖｄｃ＊は、アーム電圧指令生成部２４に入力される。
循環電流制御部２２には、各相の循環電流Ｉｃｃが入力され、循環電流Ｉｃｃに基づいて各相の循環電圧指令Ｖｃｃｕ＊、Ｖｃｃｖ＊、Ｖｃｃｗ＊を生成する。以下の説明では、Ｖｃｃｕ＊、Ｖｃｃｖ＊およびＶｃｃｗ＊を総称してＶｃｃ＊と記載する。生成された各相の循環電圧指令Ｖｃｃ＊は、アーム電圧指令生成部２４に入力される。
【００３４】
交流制御部２３には、各相の交流電圧Ｖａｃと各相の交流電流Ｉａｃとが入力され、これらに基づいて、各相の交流電圧指令Ｖａｃｕ＊、Ｖａｃｖ＊、Ｖａｃｗ＊を生成する。以下の説明では、Ｖａｃｕ＊、Ｖａｃｖ＊およびＶａｃｗ＊を総称してＶａｃ＊と記載する。生成された各相の交流電圧指令Ｖａｃ＊は、アーム電圧指令生成部２４に入力される。
【００３５】
アーム電圧指令生成部２４には、直流電圧指令Ｖｄｃ＊、各相の交流電圧指令Ｖａｃ＊および各相の循環電圧指令Ｖｃｃ＊が入力され、さらに、零相電圧指令生成部２５が生成する零相電圧指令Ｖｏ＊が入力される。そして、アーム電圧指令生成部２４は、各アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗの出力電圧指令としてのアーム電圧指令ＶＡＰｕ＊、ＶＡＮｕ＊、ＶＡＰｖ＊、ＶＡＮｖ＊、ＶＡＰｗ＊、ＶＡＮｗ＊（総称する場合、アーム電圧指令ＶＡ＊と記載）を生成する。
【００３６】
まず、直流電圧指令Ｖｄｃ＊、各相の交流電圧指令Ｖａｃ＊および各相の循環電圧指令Ｖｃｃ＊に基づく基礎指令が生成され、この基礎指令に零相電圧指令Ｖｏ＊が重畳されてアーム電圧指令ＶＡ＊が生成される。
例えば、Ｕ相のアーム電圧指令ＶＡＰｕ＊、ＶＡＮｕ＊は以下の式（１）、（２）で表される。なお、Ｖ相、Ｗ相についても、同様である。
ＶＡＰｕ＊＝Ｖｄｃ＊−Ｖａｃｕ＊＋Ｖｃｃｕ＊−Ｖｏ＊    ・・・（１）
ＶＡＮｕ＊＝Ｖｄｃ＊＋Ｖａｃｕ＊＋Ｖｃｃｕ＊＋Ｖｏ＊    ・・・（２）
【００３７】
コンデンサ電圧合計部２７は、各変換器セル１１のコンデンサ電圧Ｖｃを得て、アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗ毎にコンデンサ電圧合計ＶｃＡＰｕ、ＶｃＡＮｕ、ＶｃＡＰｖ、ＶｃＡＮｖ、ＶｃＡＰｗ、ＶｃＡＮｗ（総称する場合、コンデンサ電圧合計ＶｃＡと記載）を算出する。なお、各変換器セル１１のコンデンサ電圧Ｖｃは、各アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗのアーム制御部２０Ｂが、それぞれＮ個収集する。
【００３８】
ＰＬＬ部２８は、各相の交流電圧Ｖａｃから位相θｓを抽出する。例えば、Ｕ相の交流電圧Ｖａｃｕは、振幅Ｖｐを用いて、Ｖａｃｕ＝Ｖｐ・ｓｉｎθｓで表される。
零相電圧指令生成部２５には、各相の交流電圧指令Ｖａｃ＊、各アーム電圧指令ＶＡ＊、各アームのコンデンサ電圧合計ＶｃＡおよび位相θｓが入力され、零相電圧指令Ｖｏ＊を生成する。なお、零相電圧指令生成部２５の詳細については後述する。
【００３９】
アーム変調指令生成部２６には、各アーム電圧指令ＶＡ＊および各アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗのコンデンサ電圧合計ＶｃＡが入力され、アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗ毎にアーム変調指令ＫＡＰｕ＊、ＫＡＮｕ＊、ＫＡＰｖ＊、ＫＡＮｖ＊、ＫＡＰｗ＊、ＫＡＮｗ＊（総称する場合、アーム変調指令ＫＡ＊と記載）を生成する。
【００４０】
上述したように、制御装置２０は、アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗ毎にそれぞれ同様のアーム制御部２０Ｂを備える。以下、アームＮｕのアーム制御部２０Ｂについて説明する。
図５に示すように、アーム制御部２０Ｂは、アームＮｕ内の変換器セル１１毎に、該変換器セル１１を個別に制御するセル制御部２９を備える。アーム制御部２０Ｂには、アームＮｕの情報として、アーム変調指令生成部２６からのアーム変調指令ＫＡＮｕ＊と、コンデンサ電圧合計部２７からのコンデンサ電圧合計ＶｃＡＮｕと、検出されたアーム電流ＩＮｕとが入力される。これらの入力情報は、各変換器セル１１を制御するセル制御部２９にもそれぞれ入力される。
【００４１】
各セル制御部２９は、以下のように動作する。
セル制御部２９の制御対象の変換器セル１１では、電圧検出器１４によりコンデンサ電圧Ｖｃが検出され、コンデンサ電圧Ｖｃはセル制御部２９に入力される。また、検出されたコンデンサ電圧Ｖｃは、セル制御部２９からメイン制御部２０Ａのコンデンサ電圧合計部２７にも出力される。
セル制御部２９は、制御対象の変換器セル１１のコンデンサ電圧Ｖｃが、アームＮｕ内のコンデンサ電圧の平均値（ＶｃＡＮｕ／Ｎ）に近づくように、変換器セル１１を制御する。
【００４２】
より具体的には、セル制御部２９は、コンデンサ電圧の平均値（ＶｃＡＮｕ／Ｎ）と当該コンデンサ電圧Ｖｃとの偏差、およびアーム電流ＩＮｕから制御量を算出し、該制御量をアーム変調指令ＫＡＮｕ＊に重畳してアーム変調指令ＫＡＮｕ＊を補正する。そして、セル制御部２９は、補正後のアーム変調指令ＫＡＮｕ＊に基づいて、各変換器セル１１のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動するゲート信号ｇｓ１、ｇｓ２を生成して出力する。
【００４３】
なお、上述した制御装置２０の説明では、簡便のために、アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗ毎のコンデンサ電圧合計ＶｃＡをバランスさせる制御を省略したものを示したが、相間、あるいはアーム間の直流電圧をバランスさせる制御を付加しても良い。
【００４４】
図６は、零相電圧指令生成部２５を示すブロック図である。
図６に示すように、零相電圧指令生成部２５には、各相の交流電圧指令Ｖａｃ＊、各アーム電圧指令ＶＡ＊、各アームのコンデンサ電圧合計ＶｃＡおよび位相θｓが入力され、零相電圧指令Ｖｏ＊を生成する。この場合、交流電圧の基本波周波数の３倍の周波数成分を有する零相電圧指令Ｖｏ＊が、位相調整されて生成される。そして、上述したように、零相電圧指令Ｖｏ＊が基礎指令に重畳されてアーム電圧指令ＶＡ＊が生成される。
【００４５】
零相電圧指令Ｖｏ＊は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相共通の値であり、理論上、出力される相間の交流電圧には影響を与えない。また、零相電圧指令Ｖｏ＊が、交流電圧の基本波周波数の３倍の周波数成分を有するため、交流電圧Ｖａｃが平衡であり、各アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗに含まれる変換器セル１１の健全数（動作している変換器セル１１の数）が等しい時、各相の瞬時電力は平衡になる。
【００４６】
零相電圧指令生成部２５に入力される交流電圧指令Ｖａｃ＊は、零相電圧指令生成部２５内の零相電圧生成部３０および基準位相生成部３１に入力される。
基準位相生成部３１は、変圧器３およびリアクトル１２Ｐ（または１２Ｎ）による電圧降下による、交流電圧の位相ずれθｖ（以下、単に位相θｖと記載する場合もある）を検出し、位相調整部３２に入力する。基準位相生成部３１から出力される位相θｖに基づいて、交流電圧指令Ｖａｃ＊の基準位相は（θｓ＋θｖ）となる。
【００４７】
位相調整部３２には、各アーム電圧指令ＶＡ＊、各アームのコンデンサ電圧合計ＶｃＡおよび位相θｓが、さらに入力され、零相電圧指令Ｖｏ＊の位相を調整するための調整位相θｏ（以下、単に位相θｏと記載する場合もある）を決定する。
零相電圧生成部３０は、交流電圧指令Ｖａｃ＊と位相θｓ、θｖ、θｏとに基づいて零相電圧指令Ｖｏ＊を生成する。
【００４８】
循環電流Ｉｃｃ＝０の時、Ｕ相下アームＮｕに対するアーム電圧指令ＶＡＮｕ＊は、上記式（２）に基づいて、以下の式（３）で表される。
ＶＡＮｕ＊＝Ｖｄｃ＊＋Ｖａｃｕ＊＋Ｖｏ＊    ・・・（３）
【００４９】
ここで、Ｖｄｃ＊＝Ｖｄｃ／２
Ｖａｃｕ＊＝Ｖｐ・ｓｉｎ（θｓ＋θｖ）
であり、零相電圧指令Ｖｏ＊は、定数ａを用いて以下の式（４）で表される。
Ｖｏ＊＝ａ・Ｖｐ・ｓｉｎ３（θｓ＋θｖ＋θｏ）    ・・・（４）
【００５０】
そして、上記式（３）は以下の式（５）に変形できる。
ＶＡＮｕ＊＝（Ｖｄｃ／２）＋Ｖｐ・ｓｉｎ（θｓ＋θｖ）＋ａ・Ｖｐ・ｓｉｎ３（θｓ＋θｖ＋θｏ）    ・・・（５）
【００５１】
ところで、ＭＭＣ構成でない一般的な２レベルの三相の電力変換装置では、三相一括に共通の直流コンデンサが接続されている。このため、各相で発生する電力脈動は打ち消されて直流コンデンサの電圧は、ほぼ脈動せず一定である。このような場合では、重畳される零相電圧指令の位相調整は必要なく、即ち、調整位相θｏ＝０で、交流出力電圧のピークを小さくできる。なお、スイッチングにより直流コンデンサに電力が流入出するが、スイッチング周波数は高周波数であるため、無視できる。
ＭＭＣ構成の電力変換装置においても、仮に直流コンデンサの電圧が脈動せずほぼ一定であれば同様であり、第１比較例として以下に示す。
【００５２】
図７は、第１比較例によるアームのコンデンサ電圧合計とアーム電圧指令との関係を示す波形図である。第１比較例は、この実施の形態１による電力変換装置１と同様の構成で、直流コンデンサの電圧が脈動せずほぼ一定と仮定した場合の例である。
図７に示すように、アームのコンデンサ電圧合計ＶｃＡαは一定となる。アームの出力電圧を制御するために、基礎指令ＶＡα＊に零相電圧指令が重畳されてアーム電圧指令ＶＡβ＊が生成される。この場合、零相電圧指令の位相調整は必要なく、上記式（４）および（５）においてθｏ＝０とした零相電圧指令Ｖｏ＊およびアーム電圧指令ＶＡＮｕ＊（ＶＡβ＊）が用いられる。
【００５３】
第１比較例では、位相調整無しの零相電圧指令が重畳されたアーム電圧指令ＶＡβ＊は、ピークが抑えられていることが分かる。この場合、ａ＝１／６とすることで、必要な出力電圧範囲を約１３％低減できる。
【００５４】
この実施の形態１によるＭＭＣ構成の電力変換装置１は、ＨＶＤＣシステムあるいはＢＴＢシステムに用いられ、実際には、各アームに発生する電力脈動がそのまま各変換器セル１１の直流コンデンサ１３に流入出する。例えば、Ｕ相下アームであるアームＮｕのアーム電流ＩＮｕは以下の式（６）で表される。なお、Ｉｐは振幅、φは力率を表す。
ＩＮｕ＝−Ｉｄｃ／３＋Ｉｐ・ｓｉｎ（θｓ＋φ）    ・・・（６）
【００５５】
アームＮｕに流入出する瞬時電力ｐＮｕは、上記式（５）で示すアーム電圧指令ＶＡＮｕ＊と、上記式（６）で示すアーム電流ＩＮｕとの積で求められ、以下の式（７）で表される。但し、式（５）において、零相電圧指令Ｖｏ＊の重畳による瞬時電力ｐＮｕに与える影響は小さく、簡単のため０とした。
ｐＮｕ＝（Ｖｄｃ・Ｉｐ／２）・ｓｉｎ（θｓ＋φ）−（Ｖｐ・Ｉｄｃ／３）・ｓｉｎ（θｓ＋θｖ）−（Ｖｐ・Ｉｐ／２）・ｃｏｓ（２θｓ＋θｖ＋φ）    ・・・（７）
【００５６】
上記式（７）により、交流系統２の基本波と等しい周波数、または２倍の周波数の電力脈動がアームＮｕに流入出することが分かる。アームＮｕ内の直流コンデンサ１３におけるｔ＝０に対する電力脈動ΔＷＮｕは以下の式（８）で表される。但し、θｓ＝ωｔである。
ΔＷＮｕ＝−（Ｖｄｃ・Ｉｐ／２ω）・ｃｏｓ（θｓ＋φ）＋（Ｖｐ・Ｉｄｃ／３ω）・ｃｏｓ（θｓ＋θｖ）−（Ｖｐ・Ｉｐ／４ω）・ｓｉｎ（２θｓ＋θｖ＋φ）    ・・・（８）
【００５７】
この電力脈動ΔＷＮｕによって、アームＮｕのコンデンサ電圧合計ＶｃＡＮｕは脈動し、アームＮｕが出力可能な電圧も時間変動する。コンデンサ電圧合計ＶｃＡの脈動は、直流コンデンサ１３の静電容量が小さくなる程大きくなる。
コンデンサ電圧合計ＶｃＡが時間変動する場合に、上記第１比較例と同様に、位相調整無しの零相電圧指令が重畳されたアーム電圧指令ＶＡβ＊を用いる場合を、第２比較例として以下に示す。
【００５８】
図８は、第２比較例によるアームのコンデンサ電圧合計とアーム電圧指令との関係を示す波形図である。第２比較例は、この実施の形態１による電力変換装置１と同様の構成で、直流コンデンサ１３の電圧が脈動する場合であって、上記第１比較例で用いた同様の零相電圧指令、即ち位相調整無しの零相電圧指令を用いた場合の例である。基礎指令ＶＡα＊およびアーム電圧指令ＶＡβ＊は、図７で示した第１比較例の場合と同じで、アームのコンデンサ電圧合計ＶｃＡが脈動している。
【００５９】
第２比較例では、コンデンサ電圧合計ＶｃＡの値と０との間である出力電圧範囲にアーム電圧指令ＶＡβ＊が収まらず、結果として電圧が出力できない領域がある。
また、各変換器セル１１は、個別に制御され、その出力電圧は多少増減することがある。さらに、各変換器セル１１のコンデンサ電圧Ｖｃにはスイッチングによる脈動分が重畳され、出力可能な電圧範囲が多少変化することもある。
これらのことから、アーム電圧指令は、出力電圧範囲内に余裕を有して収まる事が望ましい。
【００６０】
この実施の形態では、零相電圧指令Ｖｏ＊を位相調整することで、コンデンサ電圧合計ＶｃＡの値と０との間である出力電圧範囲内にアーム電圧指令ＶＡ＊を余裕を有して収める。この場合、制御装置２０は、出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕が、大きくなるように零相電圧指令Ｖｏ＊の調整位相θｏを変化させる。
【００６１】
零相電圧指令Ｖｏ＊の位相調整について、以下に詳述する。
アームの出力電圧範囲（０〜ＶｃＡ）に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕には、上限値ＶｃＡまでの上余裕σＵと、下限値０までの下余裕σＬとが有る。なお、上余裕σＵは本願の制御余裕である。いずれの余裕も瞬時値であって、上余裕σＵは、コンデンサ電圧合計ＶｃＡからアーム電圧指令ＶＡ＊を差し引いた値であり、下余裕σＬはアーム電圧指令ＶＡ＊と同値である。
【００６２】
アームの出力電圧範囲（０〜ＶｃＡ）に対してアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕を大きくするには、交流電圧１周期において、上余裕σＵの最小値σＵｍｉｎと、下余裕σＬの最小値σＬｍｉｎとの双方を、なるべく大きくする必要がある。このため、交流電圧１周期における、２つの最小値σＵｍｉｎ、σＬｍｉｎの小さい方が増大するように零相電圧指令Ｖｏ＊の調整位相θｏを変化させる。
【００６３】
図９は、電力変換装置の動作を説明する各部の波形図である。図９には、コンデンサ電圧合計ＶｃＡ、アーム電圧指令ＶＡ＊、上余裕σＵ、下余裕σＬおよび零相電圧指令Ｖｏ＊が示される。この場合、零相電圧指令Ｖｏ＊の調整位相θｏを増加させた場合を示し、零相電圧指令Ｖｏ＊ａ、アーム電圧指令ＶＡ＊ａ、上余裕σＵａおよび下余裕σＬａは、それぞれ位相調整前の波形である。
なお、ここでは、アームＮｕについての波形を示した。コンデンサ電圧合計ＶｃＡ、アーム電圧指令ＶＡ＊、上余裕σＵおよび下余裕σＬは、適宜、コンデンサ電圧合計ＶｃＡＮｕ、アーム電圧指令ＶＡＮｕ＊、上余裕σＵＮｕおよび下余裕σＬＮｕに読み替える。
【００６４】
交流系統２から直流回路４に正の電力を送電する場合、アームＮｕのコンデンサ電圧合計ＶｃＡＮｕは、上記（８）式より以下のように脈動する。即ち、コンデンサ電圧合計ＶｃＡＮｕは、０≦θｓ≦π／２の範囲で負の方向の脈動が重畳され、π／２≦θｓ≦πの範囲では正の方向の脈動が重畳される。
零相電圧指令Ｖｏ＊の調整位相θｏが０の場合、アーム電圧指令ＶＡＮｕ＊は、θｓ＝π／３、２π／３において極大値となる。このため、θｓ＝π／３周辺では、コンデンサ電圧合計ＶｃＡＮｕが小さく出力可能な電圧範囲が小さく、上余裕σＵＮｕも小さくなる。また、θｓ＝２π／３周辺では、コンデンサ電圧合計ＶｃＡＮｕが大きく出力可能な電圧範囲が大きく、上余裕σＵＮｕも大きくなる。
【００６５】
上記式（５）で示したアーム電圧指令ＶＡＮｕ＊において、必要な出力電圧範囲を、ａ＝１／６の場合に効果的に低減できることが知られており、以下の式（９）で表すことができる。
ＶＡＮｕ＊＝（Ｖｄｃ／２）＋Ｖｐ・ｓｉｎ（θｓ＋θｖ）＋（１／６）・Ｖｐ・ｓｉｎ３（θｓ＋θｖ＋θｏ）    ・・・（９）
【００６６】
上記式（９）に基づいて、アームＮｕの上余裕σＵＮｕおよび下余裕σＬＮｕを演算すると、以下の式（１０）、式（１１）で表される。
σＵＮｕ＝ＶｃＡＮｕ−（（Ｖｄｃ／２）＋Ｖｐ・ｓｉｎ（θｓ＋θｖ）＋（１／６）・Ｖｐ・ｓｉｎ３（θｓ＋θｖ＋θｏ））    ・・・（１０）
σＬＮｕ＝（Ｖｄｃ／２）＋Ｖｐ・ｓｉｎ（θｓ＋θｖ）＋（１／６）・Ｖｐ・ｓｉｎ３（θｓ＋θｖ＋θｏ）    ・・・（１１）
【００６７】
零相電圧指令Ｖｏ＊の調整位相θｏ（＝ωｔ）は変化するもので、上記式（１０）、式（１１）を調整位相θｏで微分すると以下の式（１２）、式（１３）が得られる。但し、式（１０）内のＶｃＡＮｕは、零相電圧指令Ｖｏ＊による影響が小さいため無視する。
σＵＮｕ／ｄｔ＝−（１／２）・Ｖｐ・ｃｏｓ３（θｓ＋θｖ＋θｏ）    ・・・（１２）
σＬＮｕ／ｄｔ＝（１／２）・Ｖｐ・ｃｏｓ３（θｓ＋θｖ＋θｏ）    ・・・（１３）
【００６８】
式（１２）、式（１３）から、図９に示すように、調整位相θｏを増加させると、θｓ＋θｖ＝π／３付近（領域Ｘ１）における上余裕σＵＮｕは増大し、θｓ＋θｖ＝２π／３付近（領域Ｘ２）における上余裕σＵＮｕは減少する。また、θｓ＋θｖ＝４π／３付近（領域Ｘ３）における下余裕σＬＮｕは増大し、θｓ＋θｖ＝５π／３付近（領域Ｘ４）における下余裕σＬＮｕは減少する。
また、逆に調整位相θｏを低減させると、θｓ＋θｖ＝π／３付近（領域Ｘ１）における上余裕σＵＮｕは減少し、θｓ＋θｖ＝２π／３付近（領域Ｘ２）における上余裕σＵＮｕは増大する。また、θｓ＋θｖ＝４π／３付近（領域Ｘ３）における下余裕σＬＮｕは減少し、θｓ＋θｖ＝５π／３付近（領域Ｘ４）における下余裕σＬＮｕは増大する。
【００６９】
このように、零相電圧指令Ｖｏ＊の位相調整により、基準位相（θｓ＋θｖ）に基づく領域Ｘ１あるいは領域Ｘ２で得られる、上余裕σＵの最小値σＵｍｉｎと、領域Ｘ３あるいは領域Ｘ４で得られる、下余裕σＬの最小値σＬｍｉｎとを変化させる。その際、２つの最小値σＵｍｉｎ、σＬｍｉｎの小さい方が増大するように調整位相θｏを変化させることで、出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕を大きくする。
図９に示す場合では、位相調整前に、領域Ｘ１で得られる上余裕σＵａの最小値σＵｍｉｎが、領域Ｘ４で得られる下余裕σＬａの最小値σＬｍｉｎより小さいため、調整位相θｏを増加させて上余裕σＵａの最小値σＵｍｉｎを増大させている。
【００７０】
領域Ｘ１、領域Ｘ３では、調整位相θｏの増加に応じて余裕（上余裕σＵまたは下余裕σＬ）が増大し、領域Ｘ２、Ｘ４では、調整位相θｏの増加に応じて余裕（上余裕σＵまたは下余裕σＬ）が減少する。このため、出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕が最も大きくなる場合は、領域Ｘ１における上余裕σＵの最小値と、領域Ｘ３における下余裕σＬの最小値との小さい方が、領域Ｘ２における上余裕σＵの最小値と、領域Ｘ４における下余裕σＬの最小値との小さい方に一致する時である。
【００７１】
図１０〜図１２は、それぞれ電力変換装置の動作を説明する各部の波形図であり、いずれも、出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕が最も大きくなる場合を示している。各図には、図９と同様に、コンデンサ電圧合計ＶｃＡ、アーム電圧指令ＶＡ＊、上余裕σＵ、下余裕σＬおよび零相電圧指令Ｖｏ＊が示される。図１０および図１１では、零相電圧指令Ｖｏ＊の調整位相θｏを増加させた場合を示し、零相電圧指令Ｖｏ＊ａ、アーム電圧指令ＶＡ＊ａ、上余裕σＵａおよび下余裕σＬａは、それぞれ位相調整前の波形である。図１２では、調整位相θｏを変化させずに維持した場合を示し、位相調整前の零相電圧指令Ｖｏ＊ａは零相電圧指令Ｖｏ＊と重なる。
【００７２】
なお、図１０〜図１２の場合も、アームＮｕについての波形を示すもので、コンデンサ電圧合計ＶｃＡ、アーム電圧指令ＶＡ＊、上余裕σＵおよび下余裕σＬは、適宜、コンデンサ電圧合計ＶｃＡＮｕ、アーム電圧指令ＶＡＮｕ＊、上余裕σＵＮｕおよび下余裕σＬＮｕに読み替える。また、図示は省略するが、図９と同様に、基準位相（θｓ＋θｖ）がπ／３付近、２π／３付近、４π／３付近、５π／３付近を、それぞれ領域Ｘ１、領域Ｘ２、領域Ｘ３、領域Ｘ４とする。
【００７３】
図１０に示す場合では、領域Ｘ１で得られる上余裕σＵの最小値σＵｍｉｎと、領域Ｘ４で得られる下余裕σＬの最小値σＬｍｉｎとが等しくなるように調整位相θｏを増加させた場合である。この場合、領域Ｘ１における上余裕σＵの最小値が、領域Ｘ３における下余裕σＬの最小値よりも小さく、領域Ｘ２における上余裕σＵの最小値よりも領域Ｘ４における下余裕σＬの最小値が小さい。そして、領域Ｘ１における上余裕σＵの最小値（σＵｍｉｎ）と、領域Ｘ４における下余裕σＬの最小値（σＬｍｉｎ）とを比較し、この場合、調整位相θｏを増加させる。これにより、σＵｍｉｎを増大させてσＬｍｉｎを減少させ、σＵｍｉｎとσＬｍｉｎとを等しくしている。
【００７４】
図１１に示す場合では、領域Ｘ１における上余裕σＵの最小値と、領域Ｘ２における上余裕σＵの最小値とが等しく最小値σＵｍｉｎとなるように、調整位相θｏを増加させた場合である。この場合、領域Ｘ１における上余裕σＵの最小値が、領域Ｘ３における下余裕σＬの最小値よりも小さく、領域Ｘ２における上余裕σＵの最小値が、領域Ｘ４における下余裕σＬの最小値（σＬｍｉｎ）よりも小さい。そして、領域Ｘ１における上余裕σＵの最小値と、領域Ｘ２における上余裕σＵの最小値とを比較し、この場合、調整位相θｏを増加させる。これにより、領域Ｘ１における上余裕σＵの最小値を増大させ、領域Ｘ２における上余裕σＵの最小値を減少させ、双方の値を等しく最小値σＵｍｉｎとしている。
【００７５】
図１２に示す場合では、領域Ｘ３における下余裕σＬの最小値と、領域Ｘ４における下余裕σＬの最小値とが等しく最小値σＬｍｉｎとなる場合である。この場合、領域Ｘ１における上余裕σＵの最小値（σＵｍｉｎ）よりも、領域Ｘ３における下余裕σＬの最小値が小さく、領域Ｘ２における上余裕σＵの最小値よりも、領域Ｘ４における下余裕σＬの最小値が小さい。そして、領域Ｘ３における下余裕σＬの最小値と、領域Ｘ４における下余裕σＬの最小値とを比較し、この場合、双方の値が等しく最小値σＬｍｉｎであるため、調整位相θｏを変化させない。
【００７６】
制御装置２０では、電力変換器１０における直流コンデンサ１３の静電容量、交流電圧Ｖａｃ、あるいは直流電圧Ｖｄｃ等、回路定数および電力変換器１０の運転状態によつて、上述した手法が適用され、出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕が最も大きくなるように調整位相θｏを変化させる。
【００７７】
以下、調整位相θｏの具体的な調整方法について図１３に基づいて説明する。
図１３は、アームＮｕにおける、アーム電圧指令（下余裕σＬ）および制御余裕（上余裕σＵ）を示す波形図である。
図１３に示すように、アームＮｕでは、交流電圧１周期において、上余裕σＵは、その最小値となる得る第１極小値σＵα、σＵβを、０≦θｓ＋θｖ＜πである第１半周期の範囲で１つ、または２つ有する。また、下余裕σＬは、その最小値となる得る第２極小値σＬα、σＬβを、π≦θｓ＋θｖ＜２πである第２半周期の範囲で１つ、または２つ有する。この場合、第１極小値σＵα、σＵβが第１半周期の範囲で２つ、第２極小値σＬα、σＬβが第２半周期の範囲で２つある場合を図示している。
【００７８】
ここで、第１極小値σＵαは、第１半周期の前半（０≦θｓ＋θｖ＜π／２）で、θｓ＋θｖ＝π／３付近（領域Ｘ１）の値（大きさＵ１）であり、第１極小値σＵβは、第１半周期の後半（π／２≦θｓ＋θｖ＜π）で、θｓ＋θｖ＝２π／３付近（領域Ｘ２）の値（大きさＵ２）である。また、第２極小値σＬαは、第２半周期の前半（π≦θｓ＋θｖ＜３π／２）で、θｓ＋θｖ＝４π／３付近（領域Ｘ３）の値（大きさＬ１）であり、第２極小値σＬβは、第２半周期の後半（３π／２≦θｓ＋θｖ＜２π）で、θｓ＋θｖ＝５π／３付近（領域Ｘ４）の値（大きさＬ２）。
【００７９】
制御装置２０では、零相電圧指令生成部２５の位相調整部３２が、まず、上余裕σＵおよび下余裕σＬを監視し、交流電圧１周期の中で、第１極小値σＵα、σＵβおよび第２極小値σＬα、σＬβを検出する。検出する方法としては、例えばサンプリング周期３周期において、上余裕σＵあるいは下余裕σＬが連続して前周期の値より大きくなった時に検出する。
【００８０】
次に、検出した第１極小値σＵα、σＵβおよび第２極小値σＬα、σＬβの中から、第１半周期の前半および第２半周期の前半の範囲内で最小の第３極小値を抽出する。即ち、第１極小値σＵαと第２極小値σＬαとを比較し、小さい方の値を第３極小値として抽出する。
同様に、第１半周期の後半および第２半周期の後半の範囲内で最小の第４極小値を抽出する。即ち、第１極小値σＵβと第２極小値σＬβとを比較し、小さい方の値を第４極小値として抽出する。
【００８１】
なお、第３極小値の抽出に用いる２つの極小値（第１極小値σＵα、第２極小値σＬα）の、どちらか一方の極小値が無い場合は、検出された他方の極小値を第３極小値とする。同様に、第４極小値の抽出に用いる２つの極小値（第１極小値σＵβ、第２極小値σＬβ）の、どちらか一方の極小値が無い場合は、検出された他方の極小値を第４極小値とする。
そして、第４極小値から第３極小値を差し引いて偏差を求め、偏差が正の時、零相電圧指令Ｖｏ＊の調整位相θｏを増加させ、偏差が負の時、調整位相θｏを減少させる。
この場合、Ｕ１＜Ｌ２＜Ｕ２＜Ｌ１、とすると、第３極小値はＵ１（第１極小値σＵα）、第４極小値はＬ２（第２極小値σＬβ）となり、偏差は正であるため調整位相θｏを増加させる。
【００８２】
調整位相θｏの増減に関しては、一定値ずつ変化させても良いし、あるいは積分制御等を用いても良い。また、予め設定値を設け、第４極小値から第３極小値を差し引いた偏差が設定値よりも小さい場合は、調整位相θｏを変化させず固定しても良い。これにより、外乱等でアームのコンデンサ電圧合計ＶｃＡあるいはアーム電圧指令ＶＡ＊が僅かに変化するたびに、調整位相θｏが頻繁に変化することを防止できる。このため、調整位相θｏの頻繁な変化により新たな外乱が生じて調整位相θｏが収束不可になることがなく、調整位相θｏを信頼性良く制御できる。
【００８３】
この実施の形態では、以上のように調整位相θｏを増減調整することで零相電圧指令Ｖｏ＊を位相調整する。これにより、コンデンサ電圧合計ＶｃＡが脈動しても、コンデンサ電圧合計ＶｃＡに基づく出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕を大きくすることができ、直流電圧の利用率を確実に向上させることができる。
【００８４】
なお、上述した位相調整は、Ｕ相下アームＮｕのアーム電圧指令ＶＡ＊について調整位相θｏを調整したものを示したが、それにより得られる零相電圧指令Ｖｏ＊は全てのアームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗに共通に用いられる。交流系統２が三相平衡であることを前提とすれば、６つのアームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗの内、少なくとも１つに対して調整位相θｏのための演算を行えば良く、全アームに対して出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕を大きくすることができ、直流電圧の利用率を確実に向上させることができる。
【００８５】
実施の形態２．
上記実施の形態１では、零相電圧指令Ｖｏ＊の位相調整の演算を１つのアームに対して行うものを示した。
この実施の形態２では、電力変換器１０に含まれる６つの全アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗに対して、交流電圧一周期ごとに、上余裕σＵ、下余裕σＬの第１極小値σＵα、σＵβおよび第２極小値σＬα、σＬβを、各６個ずつ検出する。そしてそれぞれ６個の検出値の中で、最小の第１極小値σＵαｍｉｎ、σＵβｍｉｎおよび第２極小値σＬαｍｉｎ、σＬβｍｉｎを抽出する。
【００８６】
その後の手法は、上記実施の形態１と同様である。即ち、第１極小値σＵαｍｉｎ、σＵβｍｉｎおよび第２極小値σＬαｍｉｎ、σＬβｍｉｎの中から、第１極小値σＵαｍｉｎと第２極小値σＬαｍｉｎとを比較し、小さい方の値を第３極小値として抽出する。同様に、第１極小値σＵβｍｉｎと第２極小値σＬβｍｉｎとを比較し、小さい方の値を第４極小値として抽出する。
そして、第４極小値から第３極小値を差し引いて偏差を求め、偏差が正の時、零相電圧指令Ｖｏ＊の調整位相θｏを増加させ、偏差が負の時、調整位相θｏを減少させる。
【００８７】
このように調整位相θｏを増減調整することで零相電圧指令Ｖｏ＊を位相調整する。これにより、コンデンサ電圧合計ＶｃＡが脈動しても、コンデンサ電圧合計ＶｃＡに基づく出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕を大きくすることができ、直流電圧の利用率を確実に向上させることができる。
【００８８】
交流系統１は、基本的には三相平衡であるが、実際には三相平衡で無い場合がある。また、電力変換器１０のいずれかのアーム内の変換器セル１１が故障した場合、その変換器セル１１をバイパススイッチ１５によりバイパスして運転する。その場合、そのアームは、他の正常アームに比べて、出力可能な変換器セル１１の数が少なくなり、出力可能な電圧が小さくなると共に、直流コンデンサ１３の数も少なくなるため、コンデンサ電圧合計ＶｃＡの脈動も大きくなる。このため、故障した変換器セル１１を含むアームは、他の正常アームに比べて、出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕が小さくなる傾向がある。
【００８９】
この実施の形態では、上述したように、全アームの上余裕σＵ、下余裕σＬを監視し、全アームの第１極小値σＵα、σＵβおよび第２極小値σＬα、σＬβに基づいて、位相調整の演算を行う。このため、交流系統２の三相平衡が崩れた場合、各アームに対する主回路定数のバラツキ、あるいは電力変換器１０のアームの変換器セル１１の健全数にバラツキがある場合にも、電力変換装置１全体として、出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕を大きくすることができる。即ち、ある一つのアームの余裕を改善する一方で、他のアームの余裕が悪化する等の不具合がなく、全アームに対して、出力電圧範囲内に余裕を有してアーム電圧指令ＶＡ＊を収め、信頼性良く、直流電圧の利用率を確実に向上させることができる。
【００９０】
実施の形態３．
上記実施の形態１、２では、零相電圧指令Ｖｏ＊の位相調整の為に、アームの上余裕σＵおよび下余裕σＬを監視し、交流電圧１周期の中で、第１極小値σＵα、σＵβおよび第２極小値σＬα、σＬβを検出した。
この実施の形態では、上余裕σＵおよび下余裕σＬの極値を検出せず、分割された区間内の最小値を用いる。なお、零相電圧指令Ｖｏ＊の位相調整以外については、上記実施の形態１と同様である。
【００９１】
図１４は、電力変換装置の各検出区間および零相電圧指令の位相更新を示す波形図である。図に示すように、交流系統２の一周期をＰＨ＝０〜５の各検出区間であるＰＨ区間に６分割し、設定された位相、θｓ＋θｖ＋θｏ＝π／２＋２ｍπ（ｍは整数）のタイミングＴを位相調整時点として調整位相θｏを更新する。調整位相θｏの更新前（θｏ＝θ１）のθｓ＋θｖ＋θｏと更新後（θｏ＝θ１＋Δθｏ）のθｓ＋θｖ＋θｏとが、図示されている。
制御装置２０では、零相電圧指令生成部２５の位相調整部３２が、各ＰＨ区間（ＰＨ＝０〜５）の、設定されたアームの上余裕σＵ、下余裕σＬを監視して上余裕最小値と下余裕最小値とを検出し、タイミングＴにて調整位相θｏを演算して更新する。
【００９２】
以下、この実施の形態による調整位相θｏの調整方法について、図１５〜図１８に基づいて詳細に説明する。
図１５は、電力変換装置の各アームのアーム電圧指令（下余裕σＬ）および制御余裕（上余裕σＵ）を示す波形図である。
図１５では、０≦θｓ＋θｖ＋θｏ≦２πにおける各アームＰｕ、Ｎｕ、Ｐｖ、Ｎｖ、Ｐｗ、Ｎｗの上余裕σＵ、下余裕σＬの波形を示している。但し、簡単のため、更新タイミングＴ（θｓ＋θｖ＋θｏ＝π／２）でθｏは変化していない。
【００９３】
θｓ＋θｖ＋θｏ＝π／２のタイミングを、ＰＨ＝０のＰＨ区間の開始点とする。アームＮｕでは、上余裕σＵが最小値となり得る第１瞬時値σＵ１、第２瞬時値σＵ２は、それぞれＰＨ＝５、ＰＨ＝０のＰＨ区間であり、下余裕σＬが最小値となり得る第１瞬時値σＬ１、第２瞬時値σＬ２は、それぞれＰＨ＝２、ＰＨ＝３のＰＨ区間である。残りのＰＨ区間であるＰＨ＝１、４の区間では、アーム電圧指令ＶＡ＊（下余裕σＬ）の交流成分が０を通る。
このように、各アームについて、それぞれ、上余裕σＵが最小値となり得る第１瞬時値σＵ１、第２瞬時値σＵ２に対応するＰＨ区間と、下余裕σＬが最小値となり得る第１瞬時値σＬ１、第２瞬時値σＬ２に対応するＰＨ区間とがある。
【００９４】
なお、上記式（１２）、式（１３）から、調整位相θｏを増加させると、上余裕σＵの第１瞬時値σＵ１は増大し、第２瞬時値σＵ２は減少する。また、下余裕σＬの第１瞬時値σＬ１は増大し、第２瞬時値σＬ２は減少する。
逆に、調整位相θｏを低減させると、上余裕σＵの第１瞬時値σＵ１は減少し、第２瞬時値σＵ２は増大する。また、下余裕σＬの第１瞬時値σＬ１は減少し、第２瞬時値σＬ２は増大する。
【００９５】
ＰＨ＝０〜５のそれぞれのＰＨ区間に対して、上余裕σＵの第１瞬時値σＵ１、第２瞬時値σＵ２および下余裕σＬの第１瞬時値σＬ１、第２瞬時値σＬ２の４種の瞬時値が、それぞれ異なるアームで検出される。図１５を参照すると、例えば、ＰＨ＝０のＰＨ区間では、アームＰｕにおいて下余裕σＬの第２瞬時値σＬ２が、アームＮｕにおいて上余裕σＵの第２瞬時値σＵ２が、アームＰｗにおいて上余裕σＵの第１瞬時値σＵ１が、アームＰｕにおいて下余裕σＬの第１瞬時値σＬ１が、検出される。
【００９６】
このように、各ＰＨ区間について、それぞれ、上余裕σＵの第１瞬時値σＵ１、第２瞬時値σＵ２および下余裕σＬの第１瞬時値σＬ１、第２瞬時値σＬ２の４種の瞬時値が検出されるアームである第１アーム〜第４アームが決まる。
図１６は、電力変換装置の各検出区間毎に設定される検出アームを示す図である。制御装置２０では、零相電圧指令生成部２５の位相調整部３２が、各ＰＨ区間毎に、上記４種の瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２にそれぞれ対応する第１アーム〜第４アームが予め設定された情報を、例えば図１６に示すようなテーブルで保持する。そして、保持された情報に従い、各ＰＨ区間において、設定された第１〜第４アームの瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２を検出する。
【００９７】
図１７および図１８は、電力変換装置の動作を説明するフローチャートである。この場合、制御装置２０内の零相電圧指令生成部２５の位相調整部３２による、零相電圧指令Ｖｏ＊の位相調整、即ち調整位相θｏの演算および更新の動作について説明する。
まず、位相調整部３２は、交流系統２からの交流電圧Ｖａｃの位相θｓ（＝ωｔ）、交流電圧Ｖａｃとアーム電圧指令ＶＡ＊の交流分との位相ずれθｖおよび調整位相θｏを用いて、ＰＨ＝０のＰＨ区間を認識する（ステップＳ００）。
【００９８】
次に、第１アーム〜第４アームが設定された保持情報を参照して、ＰＨ＝０のＰＨ区間について、第１アーム、第２アームの上余裕σＵの瞬時値（第１瞬時値σＵ１、第２瞬時値σＵ２）と、第３アーム、第４アームの下余裕σＬの瞬時値（第１瞬時値σＬ１、第２瞬時値σＬ２）とを検出する（ステップＳ０１）。
次に、θ＊＝θｓ＋θｖ＋θｏとして、ＰＨ＝０かつθ＊≧５π／６となるかを判定し、Ｎｏの場合、ステップＳ０１に戻る（ステップＳ０２）。
ステップＳ０２において、Ｙｅｓの場合、ステップＳ０１で検出したＰＨ区間（ＰＨ＝０）内の各瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２の各最小値σＵ１ｍｉｎ、σＵ２ｍｉｎ、σＬ１ｍｉｎ、σＬ２ｍｉｎを第１値、第２値、第３値、第４値として記憶する（ステップＳ０３）。その後、ＰＨ区間をＰＨ＝１の区間とする（ステップＳ０４）。
【００９９】
次に、第１アーム〜第４アームが設定された保持情報を参照して、ＰＨ＝１のＰＨ区間について、第１アーム、第２アームの上余裕σＵの瞬時値（第１瞬時値σＵ１、第２瞬時値σＵ２）と、第３アーム、第４アームの下余裕σＬの瞬時値（第１瞬時値σＬ１、第２瞬時値σＬ２）とを検出する（ステップＳ０５）。
次に、θ＊＝θｓ＋θｖ＋θｏとして、ＰＨ＝１かつθ＊≧７π／６となるかを判定し、Ｎｏの場合、ステップＳ０５に戻る（ステップＳ０６）。
ステップＳ０６において、Ｙｅｓの場合、ステップＳ０５で検出したＰＨ区間（ＰＨ＝１）内の各瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２の各最小値σＵ１ｍｉｎ、σＵ２ｍｉｎ、σＬ１ｍｉｎ、σＬ２ｍｉｎを第１値、第２値、第３値、第４値として記憶する（ステップＳ０７）。その後、ＰＨ区間をＰＨ＝２の区間とする（ステップＳ０８）。
【０１００】
次に、上記ステップ０４〜ステップ０８の４ステップを、ＰＨを１ずつ増加させ、θ＊の範囲もπ／３ずつ増加させて繰り返し、ＰＨ区間をＰＨ＝５の区間とする（ステップＳ２０）。そして、ＰＨ＝５のＰＨ区間について、同様に、各瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２を検出する（ステップＳ２１）。
次に、θ＊＝θｓ＋θｖ＋θｏとして、ＰＨ＝５かつθ＊≧π／２となるかを判定し、Ｎｏの場合、ステップＳ２１に戻る（ステップＳ２２）。
【０１０１】
ステップＳ２２において、Ｙｅｓの場合、ステップＳ２１で検出したＰＨ区間（ＰＨ＝５）内の各瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２の各最小値σＵ１ｍｉｎ、σＵ２ｍｉｎ、σＬ１ｍｉｎ、σＬ２ｍｉｎを検出して第１値、第２値、第３値、第４値として記憶する（ステップＳ２３）。続いて、各ＰＨ区間にて記憶された最小値σＵ１ｍｉｎ、σＵ２ｍｉｎ、σＬ１ｍｉｎ、σＬ２ｍｉｎに基づいて調整位相θｏを演算して更新し（ステップＳ２４）、ステップＳ００に戻って、ＰＨ区間をＰＨ＝０の区間とする。
【０１０２】
ステップＳ２４における調整位相θｏの演算は、以下のように行う。ＰＨ＝０〜５の全ＰＨ区間のσＵ１ｍｉｎ、σＵ２ｍｉｎ、σＬ１ｍｉｎ、σＬ２ｍｉｎのそれぞれ６個のデータの各最小値を第１最小値σＵ１ｍ、第２最小値σＵ２ｍ、第３最小値σＬ１ｍ、第４最小値σＬ２ｍとする。そして、第１最小値σＵ１ｍと第３最小値σＬ１ｍとを比較し、小さい方の値σＵＬ１を抽出し、同様に、第２最小値σＵ２ｍと第４最小値σＬ２ｍとを比較し、小さい方の値σＵＬ２を抽出する。
続いて、抽出されたσＵＬ２からσＵＬ１を差し引いて偏差を求め、偏差が正の時、零相電圧指令Ｖｏ＊の調整位相θｏを増加させ、偏差が負の時、調整位相θｏを減少させる。
調整位相θｏの増減に関しては、一定値ずつ変化させても良いし、あるいは積分制御等を用いても良い。
【０１０３】
なお、予め設定値を設け、抽出されたσＵＬ２からσＵＬ１を差し引いた偏差が設定値よりも小さい場合は、調整位相θｏを変化させず固定しても良い。これにより、外乱等でアームのコンデンサ電圧合計ＶｃＡあるいはアーム電圧指令ＶＡ＊が僅かに変化するたびに、調整位相θｏが頻繁に変化することを防止でき調整位相θｏを信頼性良く制御できる。
【０１０４】
この実施の形態では、以上のように調整位相θｏを増減調整することで零相電圧指令Ｖｏ＊を位相調整する。これにより、コンデンサ電圧合計ＶｃＡが脈動しても、コンデンサ電圧合計ＶｃＡに基づく出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕を大きくすることができ、直流電圧の利用率を確実に向上させることができる。
また、全アームの上余裕σＵ、下余裕σＬの瞬時値情報を用いて、最も小さい余裕（σＵ、σＬ）が大きくなるように、調整位相θｏを増減調整する。このため、交流系統２の三相平衡が崩れた場合、各アームに対する主回路定数のバラツキ、あるいは電力変換器１０のアームの変換器セル１１の健全数にバラツキがある場合にも、電力変換装置１全体として、出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕を大きくすることができる。
【０１０５】
また、この実施の形態では、各ＰＨ区間毎に予め設定された第１アーム〜第４アームの情報に基づいて、上余裕σＵの第１最小値σＵ１ｍ、第２最小値σＵ２ｍおよび下余裕σＬの第３最小値σＬ１ｍ、第４最小値σＬ２ｍを検出して、出力電圧範囲に対するアーム電圧指令ＶＡ＊の余裕を大きくするように零相電圧指令Ｖｏ＊を位相調整した。
このため、上記実施の形態１、２で示したような、上余裕σＵ、下余裕σＬの極小値σＵα、σＵβ、σＬα、σＬβを検出する必要が無い。上余裕σＵ、下余裕σＬの各極小値は、着目する範囲内の有無あるいは数が一定ではなく、また、極小値の検出自体、上余裕σＵ、下余裕σＬの波形の山谷を把握して行うため複雑である。
この実施の形態では、上余裕σＵ、下余裕σＬの極小値を用いずに、容易に高い信頼性で零相電圧指令Ｖｏ＊の位相調整を可能にする。
【０１０６】
実施の形態４．
この実施の形態では、上記実施の形態３と同様に、各ＰＨ区間毎に予め設定された第１アーム〜第４アームの情報に基づいて、上余裕σＵの第１最小値σＵ１ｍ、第２最小値σＵ２ｍおよび下余裕σＬの第３最小値σＬ１ｍ、第４最小値σＬ２ｍを検出して、調整位相θｏを増減調整するものである。
上記実施の形態３では、交流系統２の一周期毎のタイミングＴにて調整位相θｏを更新しようとするが、この実施の形態では、上余裕σＵ、下余裕σＬの各瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２の検出を停止する期間を設けて、調整位相θｏの更新間隔を拡げる。
【０１０７】
以下、この実施の形態４による調整位相θｏの更新について、上記実施の形態３との比較に基づいて説明する。
図１９は、上記実施の形態３による電力変換装置の零相電圧指令の位相更新を示す波形図である。また、図２０は、この実施の形態４による電力変換装置の零相電圧指令の位相更新を示す波形図である。
最初の更新タイミングＴはθｓ＋θｖ＋θｏ＝π／２であり、調整位相θｏの更新前（θｏ＝θ１）のθｓ＋θｖ＋θｏと更新後（θｏ＝θ１＋Δθｏ）のθｓ＋θｖ＋θｏとが、図示されている。
【０１０８】
図１９にて示す上記実施の形態３では、次の更新タイミングＴはθｓ＋θｖ＋θ１＋Δθｏ＝π／２＋２πのタイミングとなる。すなわち、θｓ＋θｖ＋θ１＝π／２−Δθｏ＋２πのタイミングである。Δθｏが正の場合、π／２−Δθｏ≦θｓ＋θｖ＋θ１＜π／２の期間４０で、各瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２の検出ができず、結果的に上余裕σＵの第１最小値σＵ１ｍ、第２最小値σＵ２ｍおよび下余裕σＬの第３最小値σＬ１ｍ、第４最小値σＬ２ｍの信頼性が劣化する。
【０１０９】
これに対し、図２０にて示すこの実施の形態４では、各瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２を連続して検出する期間４１と、各瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２の検出を停止する期間４２とを設ける。連続検出期間４１が終了してタイミングＴ（θｓ＋θｖ＋θｏ＝π／２）にて調整位相θｏがθ１からθ１＋Δθｏに更新される。そして、π／２≦θｓ＋θｖ＋θ１＜π／２−Δθｏ＋２πの検出停止期間４２を経て、連続検出期間４１に移行し、次の更新タイミングＴ（θｓ＋θｖ＋θ１＝π／２−Δθｏ＋４π）まで各瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２が１周期連続して検出される。そして、次の更新タイミングＴにて調整位相θｏがθ１＋Δθｏからθ１＋Δθｏ＋ΔθｏＡに更新され、検出停止期間４２に移行する。
【０１１０】
図２１は、この実施の形態４による電力変換装置の動作を説明するフローチャートである。この場合、制御装置２０内の零相電圧指令生成部２５の位相調整部３２による、零相電圧指令Ｖｏ＊の位相調整、即ち調整位相θｏの演算および更新の動作について説明する。
まず、０または１である判定信号Ｃａｌを初期値１とする（ステップＳ１００）。
次に、判定信号Ｃａｌが０か１かを判別し（ステップＳ１０１）、判定信号Ｃａｌが１の場合、上記実施の形態３で示したステップＳ００〜ステップＳ２４の処理を行って、各ＰＨ区間にて記憶された最小値σＵ１ｍｉｎ、σＵ２ｍｉｎ、σＬ１ｍｉｎ、σＬ２ｍｉｎに基づいて調整位相θｏを演算して更新し（ステップＳ１０２）、判定信号Ｃａｌを０にし（ステップＳ１０３）、ステップＳ１０１に戻る。
【０１１１】
ステップＳ１０１において、判定信号Ｃａｌが０の場合、ＰＨ区間をＰＨ＝０の区間とし（ステップＳ１０４）、θ＊＝θｓ＋θｖ＋θｏとして、ＰＨ＝０かつθ＊≧５π／６となるかを判定し、Ｙｅｓになるまで判定処理を繰り返す（ステップＳ１０５）。Ｙｅｓの場合、ＰＨ区間をＰＨ＝１の区間とする（ステップＳ１０６）。
続いて、θ＊＝θｓ＋θｖ＋θｏとして、ＰＨ＝１かつθ＊≧７π／６となるかを判定し、Ｙｅｓになるまで判定処理を繰り返す（ステップＳ１０７）。Ｙｅｓの場合、ＰＨ区間をＰＨ＝２の区間とする（ステップＳ１０８）。
【０１１２】
上記ステップ１０７およびステップ１０８の２ステップを、ＰＨを１ずつ増加させ、θ＊の範囲もπ／３ずつ増加させて繰り返し、ＰＨ区間をＰＨ＝５の区間とする（ステップＳ１２０）。そして、θ＊＝θｓ＋θｖ＋θｏとして、ＰＨ＝５かつθ＊≧π／２となるかを判定し、Ｙｅｓになるまで判定処理を繰り返す（ステップＳ１２１）。Ｙｅｓの場合、判定信号Ｃａｌを１にし（ステップＳ１２２）、ステップＳ１０１に戻る。
【０１１３】
このように、判定信号Ｃａｌを用い、判定信号Ｃａｌが１の場合に連続検出期間４１とし、判定信号Ｃａｌが０の場合に検出停止期間４２とする。これにより、各瞬時値σＵ１、σＵ２、σＬ１、σＬ２の連続検出期間４１を１周期連続した期間にすることができ、上余裕σＵの第１最小値σＵ１ｍ、第２最小値σＵ２ｍおよび下余裕σＬの第３最小値σＬ１ｍ、第４最小値σＬ２ｍを信頼性良く取得して位相調整の信頼性が向上する。
【０１１４】
なお、連続検出期間４１は、交流電圧の一周期としたが、整数倍周期であれば良い。
また、連続検出期間４１が少なくとも交流電圧の一周期あれば、必ずしも検出停止期間４２を設けなくても良い。
【０１１５】
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
【符号の説明】
【０１１６】
１  電力変換装置、２  交流系統、４  直流回路、５Ｐ，５Ｎ  直流端子、６  交流入力端子、１０  電力変換器、１１  変換器セル、２４  アーム電圧指令生成部、１３  直流コンデンサ、２０  制御装置、２５  零相電圧指令生成部、３２  位相調整部、４１  連続検出期間、４２  検出停止期間、Ｐｕ，Ｎｕ，Ｐｖ，Ｎｖ，Ｐｗ，Ｎｗ  アーム、ＶＡ＊，ＶＡＰｕ＊，ＶＡＮｕ＊，ＶＡＰｖ＊，ＶＡＮｖ＊，ＶＡＰｗ＊，ＶＡＮｗ＊  アーム電圧指令、Ｖｏ＊  零相電圧指令、ＶｃＡ，ＶｃＡＰｕ，ＶｃＡＮｕ，ＶｃＡＰｖ，ＶｃＡＮｖ，ＶｃＡＰｗ，ＶｃＡＮｗ  コンデンサ電圧合計、σＵ  上余裕、σＬ  下余裕、σＵｍｉｎ  上余裕の最小値、σＬｍｉｎ  下余裕の最小値、σＵα，σＵβ  第１極小値、σＬα，σＬβ  第２極小値、σＵ１，σＵ２  上余裕の瞬時値、σＬ１，σＬ２  下余裕の瞬時値、σＵ１ｍｉｎ  第１値、σＵ２ｍｉｎ  第２値、σＬ１ｍｉｎ  第３値、σＬ２ｍｉｎ  第４値、σＵ１ｍ  第１最小値、σＵ２ｍ  第２最小値、σＬ１ｍ  第３最小値、σＬ２ｍ  第４最小値、θｏ  調整位相、Ｔ  位相調整のタイミング。
【要約】
電力変換器（１０）は、直流端子（５Ｐ，５Ｎ）間に相毎に２つのアームを備え、前記各アームは複数の変換器セル（１１）を直列接続して構成される。制御装置（２０）は、各アーム毎に、前記複数の変換器セル（１１）のアーム電圧指令（ＶＡ＊）を生成するアーム電圧指令生成部（２４）を備える。アーム電圧指令（ＶＡ＊）は、交流の基本波周波数の３倍の周波数成分を有する零相電圧指令（Ｖｏ＊）が重畳されて生成され、零相電圧指令（Ｖｏ＊）は、変換器セル（１１）内の直流コンデンサ（１３）の電圧とアーム電圧指令（ＶＡ＊）とに基づいて位相調整される。【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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