(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
指令信号と制御対象の出力との偏差を増幅し、前記制御対象へ入力する操作量を演算する制御部を備えたフィードバック制御装置であって、
前記制御部は、
前記指令信号の周波数で共振する第１の増幅器と、
比例演算又は比例積分演算を行う第２の増幅器と、
を備え、
前記第１の増幅器の伝達関数をＫ１（ｓ）で表し、
前記第２の増幅器の伝達関数をＫ２（ｓ）で表すとき、
前期制御部の伝達関数がＫ２（ｓ）（１−Ｋ１（ｓ））で表され、
前記第１の増幅器は、
前記指令信号の周波数に対する位相応答が負であり
前記指令信号の周波数よりも高周波域でゲインが単調減少である
ことを特徴とするフィードバック制御装置。
【請求項２】
前記第１の増幅器は、固有周波数が前記指令信号の周波数と一致する二次遅れ系であることを特徴とする請求項１に記載のフィードバック制御装置。
【請求項３】
前記第１の増幅器は、直流成分に対するゲインが０より大きく１未満であることを特徴とする請求項１又は２に記載のフィードバック制御装置。
【請求項４】
交流電源から出力される交流電力を直流電力に変換する電力変換器の制御装置であって、
前記制御装置は、
前記電力変換器の交流側に流すべき電流の目標値である電流指令値と、前記交流側の実際の電流との偏差に基づいて電圧補償量を生成する電流制御部を備え、
前記電流制御部は、請求項１から３の何れか１項に記載のフィードバック制御装置に具備される前記制御部を備え、
前記指令信号の周波数は前記交流電源の周波数であり、
前記操作量は前記電圧補償量である
ことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源から出力される交流電力を直流電力に変換する電力変換器の制御装置及びフィードバック制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電源に接続され、交流電力と直流電力とを相互に変換する電力変換器として、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）コンバータがある。ＰＷＭコンバータの役割は、大きく分けて二つある。一つは直流電圧の制御であり、もう一つは交流電流の制御である。以下、ＰＷＭコンバータを単に「コンバータ」と呼ぶ。【０００３】
コンバータが交流電流を制御する方式には、大きく分けて二つある。一つは、電源電圧の位相を基準とする回転座標変換によって、交流電流のフィードバック値を直流量の有効電流と無効電流に分離し、それらを直流量の指令値に追従させる方式である。もう一つは、正弦波状の電流指令値に対して、交流電流のフィードバック値を直接追従させる方式である。以下、前者を「ＤＣ−ＡＣＲ（Ｄｉｒｅｃｔ  Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）」と呼び、後者を「ＡＣ−ＡＣＲ（Ａｌｔｅｒｎａｔｅ  Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ａｕｔｏｍａｔｉｃ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）」と呼ぶ。一般的に、ＡＣ−ＡＣＲ方式では、比例（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ）制御器（以下「Ｐ制御器」と呼ぶ）又は比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ  Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御器（以下「ＰＩ制御器」と呼ぶ）が用いられる。下記特許文献１には、ＡＣ−ＡＣＲ方式の制御装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開平１１−３２４８６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ＤＣ−ＡＣＲ方式は、有効電流と無効電流を定常偏差なく制御できるという利点がある。しかしながら、ＤＣ−ＡＣＲ方式では、電源が単相交流の場合には、回転する瞬時電流ベクトルを定義するために、元の交流電流に対して９０°の位相差をもつ信号を準備する必要がある。この準備過程によって、信号の出力に遅れが生じる。このため、ＤＣ−ＡＣＲ方式には、制御応答を高く設計できないという欠点がある。また、ＤＣ−ＡＣＲ方式には、交流電流に重畳されるステップ状外乱を抑制できないという欠点もある。【０００６】
これに対し、ＡＣ−ＡＣＲ方式は、制御応答を高く設計し易く、ステップ状外乱に対する抑制性能も高い。しかしながら、ＡＣ−ＡＣＲ方式は、Ｐ制御器又はＰＩ制御器を使用するため、正弦波指令値に対しては定常偏差が残るという課題がある。【０００７】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ＡＣ−ＡＣＲ方式において、正弦波指令値に対する定常偏差を低減することができる電力変換器の制御装置及びフィードバック制御装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るフィードバック制御装置は、指令信号と制御対象の出力との偏差を増幅し、制御対象へ入力する操作量を演算する制御部を備える。制御部は、指令信号の周波数で共振する第１の増幅器と、比例演算又は比例積分演算を行う第２の増幅器とを備える。第１の増幅器の伝達関数をＫ１（ｓ）で表し、第２の増幅器の伝達関数をＫ２（ｓ）で表すとき、制御部の伝達関数は、Ｋ２（ｓ）（１−Ｋ１（ｓ））で表される。また、第１の増幅器は、指令信号の周波数に対する位相応答が負であり、指令信号の周波数よりも高周波域でゲインが単調減少である。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、ステップ状外乱に対する抑制性能を維持しつつ、正弦波指令値に対する定常偏差を低減することができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】実施の形態１に係る電力変換器の制御装置を含む駆動システムの構成図
【図２】図１に示される制御演算部の構成を示すブロック図
【図３】図２に示される電圧制御部の詳細構成を示すブロック図
【図４】実施の形態１によるコンバータの力行時の動作を説明するベクトル図
【図５】実施の形態１によるコンバータの回生時の動作を説明するベクトル図
【図６】実施の形態１による電流制御部を含む電流制御系を表すブロック線図
【図７】実施の形態１のコンバータにおける運転状態が力率１ではないときの力行時の動作を説明するベクトル図
【図８】実施の形態１による電流制御部の詳細構成を示すブロック図
【図９】二次遅れ系で構成した実施の形態１による第１の増幅器の周波数特性を表すボード線図
【図１０】実施の形態１による電流制御部を用いたときの効果の説明に供するボード線図
【図１１】比較例１による電流制御器の構成例を示すブロック図
【図１２】比較例１によるバンドパスフィルタの周波数特性を表すボード線図
【図１３】比較例１による電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性を示すボード線図
【図１４】比較例２による電流制御器の構成例を示すブロック図
【図１５】比較例２によるハイパスフィルタの周波数特性を表すボード線図
【図１６】比較例２による電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性を示すボード線図
【図１７】実施の形態１の制御演算部における演算機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図
【図１８】実施の形態１の制御演算部における演算機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図
【図１９】実施の形態１による電流制御部の第１の変形例を示す図
【図２０】実施の形態１による電流制御部の第２の変形例を示す図
【図２１】実施の形態１による電流制御部の第３の変形例を示す図
【図２２】実施の形態４に係るフィードバック制御装置の構成を示すブロック図
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換器の制御装置及びフィードバック制御装置について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。
【００１２】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換器の制御装置（以下、単に「制御装置」と呼ぶ）１０を含む駆動システム１００の構成図である。コンバータ２は、交流電源１から出力される交流電力を直流電力に変換する電力変換器である。負荷３は、コンバータ２によって制御される制御対象である。コンバータ２から見て、交流電源１の側を「交流側」と呼び、負荷３の側を「直流側」と呼ぶ。制御装置１０が後述するフィードバック制御装置を構成するとき、交流側における要部の出力が制御装置１０側にフィードバックされる。
【００１３】
コンバータ２によって変換された直流電力は、負荷３に供給される。負荷３は、コンバータ２から出力される直流電力を交流電力に変換する図示しないインバータと、インバータの交流電力によって駆動されるアクチュエータとを含む概念である。アクチュエータの一例は、モータである。
【００１４】
コンバータ２は、インピーダンス要素４を介して交流電源１と接続される。インピーダンス要素４には、交流電源１とコンバータ２とを接続する図示しない電気配線のインピーダンス要素、交流電源１の図示しない内部インピーダンス要素などが含まれる。
【００１５】
制御装置１０は、ＰＷＭ信号を生成する制御演算部１０ａを有する。制御演算部１０ａは、コンバータ２をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号を生成してコンバータ２を制御する。交流電源１の出力と、負荷３の出力との関係によって、交流電源１が出力する交流電力が負荷３に出力される場合もあれば、負荷３が出力する直流電力が交流電源１に出力される場合もある。即ち、コンバータ２は、交流電源１が出力する交流電力と負荷３が出力する直流電力とを相互に変換する機能を有する。なお、コンバータ２に関するＰＷＭ制御については、多くの公知文献が存在しており、ここでの詳細な説明は省略する。
【００１６】
図２は、図１に示される制御演算部１０ａの構成を示すブロック図である。図２に示される構成は、本実施の形態におけるコンバータ制御の概要を説明するための図である。
【００１７】
制御演算部１０ａは、図２に示されるように、位相演算部１１と、減算器１２，１４，１６と、電圧制御部１３と、電流制御部１５と、スイッチング指令生成部１７とを有する。以下、各部の動作について説明する。
【００１８】
位相演算部１１は、電源電圧ｖｓに基づいて電源電圧位相θを生成する。電源電圧ｖｓは、交流電源１の出力電圧である。電源電圧位相θは、電流指令値ｉｓ*を生成する際の基準位相である。電源電圧位相θは、電圧制御部１３に入力される。
【００１９】
減算器１２は、直流電圧指令値Ｅｄ*と、直流電圧Ｅｄとの偏差である直流電圧偏差ΔＥｄを生成する。直流電圧Ｅｄは、負荷３に印加される実際の直流電圧の検出値である。
【００２０】
電圧制御部１３は、直流電圧偏差ΔＥｄ及び電源電圧位相θに基づいて電流指令値ｉｓ*を生成する。電流指令値ｉｓ*は、コンバータ２の交流側に流すべき電流の目標値である。電流指令値ｉｓ*は、減算器１４に入力される。
【００２１】
減算器１４は、電流指令値ｉｓ*と交流電流ｉｓとの偏差である電流制御偏差Δｉｓを生成する。交流電流ｉｓは、コンバータ２に流出入する実際の交流電流の検出値である。電流制御偏差Δｉｓは、電流制御部１５に入力される。
【００２２】
電流制御部１５は、電流制御偏差Δｉｓに基づいて電圧補償量Δｖｃを生成する。電圧補償量Δｖｃの詳細については後述する。電圧補償量Δｖｃは、減算器１６に入力される。
【００２３】
減算器１６は、詳細は後述するフィードフォワード電圧ｖＦＦから電圧補償量Δｖｃを減算することで得られる交流電圧指令ｖｃ*を生成する。交流電圧指令ｖｃ*は、コンバータ２の交流側に出力すべき交流電圧の目標値である。なお、フィードフォワード電圧ｖＦＦの詳細については後述する。
【００２４】
スイッチング指令生成部１７は、交流電圧指令ｖｃ*に基づいてスイッチング指令ｓｗ*を生成する。スイッチング指令ｓｗ*は、コンバータ２をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ信号である。
【００２５】
なお、図２の減算器１６では、フィードフォワード電圧ｖＦＦに対して、電圧補償量Δｖｃが減算される。減算器１６において、電圧補償量Δｖｃが加算されるのではなく減算されているのは、交流電源１からコンバータ２に向かう方向を交流電流ｉｓの正と定義しているからである。即ち、電圧補償量Δｖｃの極性は、交流電流ｉｓの極性に応じて決定することができるものである。
【００２６】
図３は、図２に示される電圧制御部１３の詳細構成を示すブロック図である。電圧制御部１３は、図３に示されるように、単位正弦波生成部１３ａと、ＰＩ制御器１３ｂ（図３では「ＰＩ」と表記）と、乗算器１３ｃとを含む。
【００２７】
前述の通り、減算器１２は、直流電圧偏差ΔＥｄを生成する。ＰＩ制御器１３ｂは、直流電圧偏差ΔＥｄを増幅する。ＰＩ制御器１３ｂの出力は、電流指令値ｉｓ*の振幅に相当する直流量である。図３では、この直流量が｜ｉｓ*｜と表記されている。
【００２８】
単位正弦波生成部１３ａは、電源電圧ｖｓと同位相で振幅が１の単位正弦波ｓｉｎθを生成する。乗算器１３ｃは、直流量｜ｉｓ*｜に単位正弦波ｓｉｎθを乗算して電流指令値ｉｓ*を生成する。電流指令値ｉｓ*は、電圧制御部１３の出力である。電流指令値ｉｓ*は、電源電圧ｖｓの周波数で振動する交流量である。
【００２９】
次に、実施の形態１によるコンバータ２の動作について説明する。まず、図１において、電源電圧ｖｓと、交流電圧ｖｃと、交流電流ｉｓとの間には、次式の回路方程式が成り立つ。
【００３０】
【数１】
0006953640.tif 000002
【００３１】
上記（１）式において、「ｒ」はインピーダンス要素４における抵抗成分であり、「ｘ」はインピーダンス要素４におけるリアクタンス成分である。
【００３２】
また、上記（１）式をベクトル図に表記すると、図４及び図５のようになる。図４は、実施の形態１によるコンバータ２の力行時の動作を説明するベクトル図である。図５は、実施の形態１によるコンバータ２の回生時の動作を説明するベクトル図である。なお、図４及び図５は共に、電源電圧ｖｓと交流電流ｉｓとが互いに直交する成分を有さない、力率１の運転状態を示している。
【００３３】
力率１の運転状態において、力行時では、図４にも示されるように、電源電圧ｖｓと交流電流ｉｓとが同位相となる。このため、駆動システム１００における電力の流れは、交流電源１からコンバータ２の直流側へと向かう向きとなる。一方、力率１の運転状態において、回生時では、図５にも示されるように、電源電圧ｖｓと交流電流ｉｓとが逆位相となる。このため、駆動システム１００における電力の流れは、コンバータ２の直流側から交流電源１へと向かう向きとなる。
【００３４】
コンバータ２の動作原理は、交流電圧ｖｃの振幅及び位相を制御することで、インピーダンス要素４の両端電圧を制御し、交流電流ｉｓを所望の値に制御することにある。上記（１）式によると、所望の交流電流ｉｓが決まれば、電源電圧ｖｓと、インピーダンス要素４の抵抗成分ｒ及びリアクタンス成分ｘとを用いて、必要な交流電圧ｖｃを演算できる。この必要な交流電圧ｖｃを「フィードフォワード電圧」と呼び、前述の通り「ｖＦＦ」で表す。フィードフォワード電圧ｖＦＦは、次式で表される。
【００３５】
【数２】
0006953640.tif 000003
【００３６】
なお、上記（２）式において、電流指令値ｉｓ*の代わりに、交流電流ｉｓのフィードバック値を用いる方法もあるが、本実施の形態ではどちらにも限定しない。
【００３７】
ここで、図２の例では、コンバータ２への交流電圧指令ｖｃ*は、フィードフォワード電圧ｖＦＦから電圧補償量Δｖｃを減算したものとなっている。つまり、交流電圧指令ｖｃ*のうち大半はフィードフォワード電圧ｖＦＦの成分であり、未知の外乱、インピーダンス要素４のパラメータ誤差などの影響を抑制するように働く電圧補償量Δｖｃによって、電流制御部１５の出力が調整されることになる。
【００３８】
次に、実施の形態１による電流制御系について説明する。図６は、実施の形態１による電流制御部１５を含む電流制御系を表すブロック図である。図６に示される記号の意味は、以下の通りである。
【００３９】
Ｒ（ｓ）：指令信号（電流指令値ｉｓ*に対応）
Ｙ（ｓ）：出力（交流電流ｉｓに対応）
Ｅ（ｓ）：制御偏差（電流制御偏差Δｉｓに対応）
Ｋ（ｓ）：電流制御部１５の伝達関数
Ｐ（ｓ）：制御対象５２の伝達関数（インピーダンス要素４に対応）
【００４０】
制御対象５２の伝達関数は、インピーダンス要素４における抵抗成分をＲ、インダクタンス成分をＬとすると、Ｐ（ｓ）＝１／（Ｒ＋ｓＬ）なる一次遅れ系で表せる。「ｓ」はラプラス演算子である。なお、一般的に、抵抗成分Ｒに比べてインダクタンス成分Ｌの方が十分に大きいので、抵抗成分Ｒを無視し、Ｐ（ｓ）＝１／ｓＬとしてもよい。
【００４１】
ここで、電流制御系の動作の理解のため、電流制御部１５の制御器がＰ制御器であると仮定し、Ｋ（ｓ）＝Ｋｃとおく。このとき、指令信号Ｒ（ｓ）から制御偏差Ｅ（ｓ）までの伝達関数は、次式で表される。
【００４２】
【数３】
0006953640.tif 000004
【００４３】
また、電流制御系への入力は、正弦波入力を仮定し、ｒ（ｔ）＝ｓｉｎωｔと置く。ｒ（ｔ）は、電流制御系への入力信号の時間関数である。このとき、入力信号ｒ（ｔ）のラプラス変換Ｒ（ｓ）は、Ｒ（ｓ）＝ω／（ｓ２＋ω２）で与えられるので、制御偏差Ｅ（ｓ）は、次式で表される。
【００４４】
【数４】
0006953640.tif 000005
【００４５】
上記（４）式を変形すると次式が得られる。
【００４６】
【数５】
0006953640.tif 000006
【００４７】
更に、上記（５）式を逆ラプラス変換して時間波形を求めると、次式が得られる。
【００４８】
【数６】
0006953640.tif 000007
【００４９】
上記（６）式において、第３項は単調減少の指数関数であり、時間の経過と共にゼロに収束する。一方、第１項と第２項とはゼロにならず、振動周波数で振動し続ける。計算は省略するが、制御器をＰＩ制御にしても、制御偏差の振動項は消失しない。即ち、電流制御系には、制御偏差が残ることとなる。
【００５０】
また、入力信号ｒ（ｔ）が正弦波であるのに対し、制御偏差Ｅ（ｓ）の時間関数であるｅ（ｔ）には余弦波も含まれている。つまり、ｒ（ｔ）とｅ（ｔ）とは、異なる位相となっているので、ｒ（ｔ）とｙ（ｔ）も異なる位相となる。このことは、電流指令値ｉｓ*と交流電流ｉｓとの間の位相がずれ、力率が意図したとおりに制御されないことを意味している。
【００５１】
前述のフィードフォワード電圧ｖＦＦによって、電流制御系の制御偏差である電流制御偏差Δｉｓを低減することが期待される。しかしながら、フィードフォワード電圧ｖＦＦによる補償（ここでは、「フィードフォワード補償」と呼ぶ）は、未知の外乱、又は制御対象５２のパラメータ変動に対してはロバストではない。即ち、フィードフォワード補償は、未知の外乱、又は制御対象５２にパラメータ変動があると十分な効果が発揮されない。
【００５２】
電流制御系に電流制御偏差Δｉｓが生じるとき、問題となるのは力率が所望の値にならないことである。制御演算部１０ａにおいては、電圧制御部１３の働きで、直流電圧Ｅｄを一定に制御するために必要な有効電流の量は、偏差なく自動的に達成される。従って、電流制御偏差Δｉｓの影響は主に、無効電流量又は力率に反映されることになる。
【００５３】
次に、運転状態が力率１ではないときのコンバータ２の動作について説明する。図７は、実施の形態１のコンバータ２における運転状態が力率１ではないときの力行時の動作を説明するベクトル図である。なお、ここでは、図７に示されるように、電源電圧ｖｓに対して交流電流ｉｓの位相が遅れている場合を一例とする。
【００５４】
図７において、点Ａは交流電流ｉｓを発生させる交流電圧ｖｃ’のベクトルの終点であり、点Ｃは電流指令値ｉｓ*を発生させる交流電圧ｖｃのベクトルの終点である。図７のベクトル図から、コンバータ２の交流電圧出力を、ｖｃ’からｖｃへ変化させることができれば、所望の交流電流を達成できることが分かる。つまり、交流電流ｉｓを発生させる交流電圧ｖｃ’と、電流指令値ｉｓ*を発生させる交流電圧ｖｃとの差分が、電流制御部１５が出力すべき電圧補償量Δｖｃであると考えることができる。
【００５５】
次に、図７において、電圧補償量Δｖｃを構成する二つのベクトルに着目する。二つのベクトルの一方は、電流制御偏差Δｉｓと同位相のｒΔｉｓであり、二つのベクトルのもう一方は、電流制御偏差Δｉｓより９０度位相が進んだｊｘΔｉｓである。ここで、従来方式による電流制御部は、増幅器がＰ制御又はＰＩ制御で構成されている。このため、従来方式による電流制御部では、電流制御偏差Δｉｓと同位相又は遅れ位相の信号しか出力することができない。なお、従来方式による電流制御部の詳細な動作については、後述する。
【００５６】
図８は、実施の形態１による電流制御部１５の詳細構成を示すブロック図である。図８において、図２と同一又は同等の構成部には、同一の符号及び記号で示している。
【００５７】
電流制御部１５は、前述の通り、電流指令値ｉｓ*と交流電流ｉｓとの偏差である電流制御偏差Δｉｓを増幅し、電圧補償量Δｖｃを出力する制御部である。図８に示されるように、電流制御部１５は、第１の増幅器１５１と、減算器１５２と、第２の増幅器１５３とを有する。Ｋ１（ｓ）は第１の増幅器１５１の伝達関数であり、Ｋ２（ｓ）は第２の増幅器１５３の伝達関数である。
【００５８】
第１の増幅器１５１は、電流制御偏差Δｉｓを増幅する。減算器１５２は、電流制御偏差Δｉｓと第１の増幅器１５１の出力との差分を生成する。第２の増幅器１５３は、減算器１５２の出力、即ち電流制御偏差Δｉｓと第１の増幅器１５１の出力との差分を増幅する。
【００５９】
第２の増幅器１５３は、従来方式による電流制御部の増幅器と同じく、Ｐ制御器又はＰＩ制御器である。一方、第１の増幅器１５１は、以下の条件を満足する制御器である。
【００６０】
・電源電圧ｖｓの周波数で共振特性となる。
・電源電圧ｖｓの周波数で負の位相応答特性を有する。
・電源電圧ｖｓの周波数より高周波域でゲインが単調減少である。
【００６１】
このとき、実施の形態１による電流制御部１５の出力である電圧補償量Δｖｃは、次式で表される。
【００６２】
【数７】
0006953640.tif 000008
【００６３】
ここで、第２の増幅器１５３がＰ制御器であると仮定すると、上記（７）式の第１項は、電流制御偏差Δｉｓと同位相の信号となる。一方、上記（７）式の第２項は、負符号を含めると、電流制御偏差Δｉｓに対して進み位相になる。したがって、上記（７）式によれば、第１項が図７のベクトルＢＡに相当する電圧を補償するように動作し、第２項が図７のベクトルＣＢに相当する電圧を補償するように動作する。なお、第２の増幅器１５３をＰＩ制御器とする場合においても、ＰＩ制御器に用いる積分器の時定数が電源電圧ｖｓの周期よりも十分に大きければ、同様の関係が成り立つ。
【００６４】
また、一般的に、抵抗成分ｒよりも、リアクタンス成分ｘの方が十分に大きい。このため、図７の電圧補償量Δｖｃは、電流制御偏差Δｉｓと同位相の成分（ベクトルＢＡ）よりも、進み位相にある成分（ベクトルＣＢ）のほうが支配的である。従って、（７）式においても、第２項の方を支配的に機能させる必要がある。このことは、第１の増幅器１５１が電源電圧ｖｓの周波数において、共振特性となるように設計することで達成される。
【００６５】
さらに、第１の増幅器１５１が電源電圧ｖｓの周波数よりも高周波域で遮断特性を有することで、電流制御系の開ループ伝達関数において、当該周波数域のゲイン特性及び位相特性の変化を小さくできる。言い換えると、第２の増幅器１５３だけで電流制御系を構成したときと比較して、電流制御系の安定性が劣化するのを抑制できる。第１の増幅器１５１を備えたときの電流制御系の安定性については、公知の別の方式との比較を後述する。
【００６６】
ここで、再び、図７における電流制御偏差Δｉｓと、電圧補償量Δｖｃとの間の位相差δに着目する。位相差δはインピーダンス角を表しており、δ＝ｔａｎ−１（ｘ／ｒ）である。先にも述べたとおり、リアクタンス成分ｘは、抵抗成分ｒに比べて十分に大きいので、電圧補償量Δｖｃは、電流制御偏差Δｉｓに対して、ほぼ９０度進みの関係にある。従って、前述した第１の増幅器１５１の条件は、以下のように変更してもよい。
【００６７】
・電源電圧ｖｓの周波数で共振する。
・電源電圧ｖｓの周波数で−９０度の位相応答である。
・電源電圧ｖｓの周波数より高周波域でゲインが単調減少である。
【００６８】
上記のような条件を満足するには、第１の増幅器１５１を二次遅れ系で構成するのが簡単である。二次遅れ系は、比例ゲインをα、固有周波数をωｒ、減衰係数をζとして、次式の伝達関数で表現できる。
【００６９】
【数８】
0006953640.tif 000009
【００７０】
図９は、二次遅れ系で構成した実施の形態１による第１の増幅器１５１の周波数特性を表すボード線図である。図９には、例えば比例ゲインを１、固有周波数を１２０π［ｒａｄ／ｓ］（６０［Ｈｚ］の場合）としたときの実施の形態１による二次遅れ系の周波数特性が示されている。図９の例による二次遅れ系では、固有周波数である６０［Ｈｚ］において、ゲインは上段部に示されるように極大となり、位相応答は下段部に示されるように「−９０度」となる。また、上段部に示されるように、固有周波数よりも高周波域でゲインが単調減少となっている。従って、固有周波数を電源電圧ｖｓの周波数に一致させれば、電源電圧ｖｓの周波数で共振し、電源電圧ｖｓの周波数で「−９０度」の位相応答であり、電源電圧ｖｓの周波数より高周波域でゲインが単調減少である、という３つの条件が同時に達成される。
【００７１】
図１０は、実施の形態１による電流制御部１５を用いたときの効果の説明に供するボード線図である。図１０において、上段部及び下段部共に、実線は電流制御部１５を図８のように構成した実施の形態１における電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性であり、破線は電流制御部１５を第２の増幅器１５３のみで構成したときの電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性である。なお、破線は、実施の形態１の電流制御部１５と、後述する２つの比較例による電流制御部との差を説明するための基準特性として示している。また、図１０では、５００［μｓ」のむだ時間を仮定している。
【００７２】
図１０において、実施の形態１による電流制御系の開ループ伝達関数は、固有周波数である６０［Ｈｚ］において、ゲインが極大値となり、位相はほぼ０度となっている。このことは、電流指令値ｉｓ*に対して、電流制御偏差Δｉｓがほぼ同位相となることを意味している。このとき、電流指令値ｉｓ*と交流電流ｉｓとの位相差も解消されるので、力率が高精度に制御されるようになる。
【００７３】
ところで、電流制御部において、共振特性を持つ増幅器として、バンドパスフィルタを用いる手法が知られている。以下、この手法による電流制御器を「比較例１による電流制御器」、又は単に「比較例１」と呼ぶ。図１１は、比較例１による電流制御部１５Ａの構成例を示すブロック図である。比較例１による電流制御部１５Ａでは、図８に示される第１の増幅器１５１がバンドパスフィルタ１５４に置き替えられている。Ｂ（ｓ）は、バンドパスフィルタ１５４の伝達関数である。
【００７４】
また、図１１の電流制御部１５Ａでは、図８に示される減算器１５２が加算器１５５に変更されている。図８に示される減算器１５２は、電流制御偏差Δｉｓと第１の増幅器１５１の出力との差分を生成するのに対し、図１１に示される加算器１５５は、電流制御偏差Δｉｓにバンドパスフィルタ１５４の出力を加算している点に注意が必要である。なお、その他の構成については、図８と同一であり、同一の構成部には同一の符号及び記号で示している。
【００７５】
バンドパスフィルタ１５４の伝達関数Ｂ（Ｓ）は、比例ゲインをα、中心周波数をωｒ、減衰係数をζとして、次式で表すことができる。
【００７６】
【数９】
0006953640.tif 000010
【００７７】
上記（９）式において、「１／２ζ」は先鋭度、「２ζωｒ」はバンド幅とも呼ばれる。
【００７８】
次に、比較例１による電流制御部１５Ａを適用した電流制御系の周波数特性について説明する。なお、実施の形態１による電流制御部１５との比較の際の条件を同等とすべく、中心周波数ωｒは、電源電圧ｖｓの周波数に一致させる。
【００７９】
図１２は、比較例１によるバンドパスフィルタ１５４の周波数特性を表すボード線図である。図１２には、比例ゲインを１、中心周波数を１２０π［ｒａｄ／ｓ］（６０［Ｈｚ］）としたときのバンドパスフィルタ１５４の周波数特性が示されている。図１２の例によれば、中心周波数でゲインが極大となり、また、中心周波数において位相応答が「０度」である特性、即ち負ではない応答特性が示されている。
【００８０】
図１３は、比較例１による電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性を示すボード線図である。比較例１による開ループ伝達関数の周波数特性は、図１３の上段部及び下段部において、実線で示されている。また、図１３において、上段部及び下段部共に、破線は図１０の破線で示した基準特性である。
【００８１】
比較例１による開ループ伝達関数は、バンドパスフィルタ１５４の中心周波数において、ゲインが極大となり、位相はほぼ「−９０度」となっている。比較例１によれば、中心周波数で選択的にゲインを大きくできる。このため、実施の形態１と同様に、中心周波数の正弦波指令入力に対する制御偏差を小さくでき、力率が高精度に制御されるようになる。
【００８２】
しかしながら、図１３の下段部に示されるように、比較例１の特性は、基準特性と比較すると、中心周波数よりも低周波側では位相が進んでいるが、中心周波数よりも高周波側では位相遅れが大きくなっている。従って、高応答化のために、応答周波数（ゲイン交差周波数）が電源電圧ｖｓの周波数よりも高くなるように第２の増幅器１５３を設計すると、位相余裕が減少するという課題が生じる。ここで、「位相余裕」とは、開ループ伝達関数のボード線図において、ゲインが０ｄＢになる周波数での位相が−１８０度に対してどれだけ余裕があるかを示す量、即ち位相差である。なお、ゲインが０ｄＢになる周波数は、一般的に「応答周波数」又は「ゲイン交差周波数」と呼ばれている。
【００８３】
これに対し、上述した実施の形態１による電流制御部１５の場合、開ループ伝達関数の位相特性は、図１０の下段部に示されるように、基準特性に対して、位相を進める方向にしか変化しない。従って、実施の形態１によれば、電流制御系が高応答となるように設計した場合でも、十分な位相余裕を確保することができる。
【００８４】
また、共振特性を持つ増幅器を電流制御部に適用する別の手法として、ハイパスフィルタを用いる手法も知られている。以下、この手法による電流制御器を「比較例２による電流制御器」、又は単に「比較例２」と呼ぶ。図１４は、比較例２による電流制御部１５Ｂの構成例を示すブロック図である。比較例２による電流制御部１５Ｂでは、図８に示される第１の増幅器１５１がハイパスフィルタ１５６に置き替えられている。Ｃ（ｓ）は、ハイパスフィルタ１５６の伝達関数である。なお、図１４の電流制御部１５Ｂでは、図１１の電流制御部１５Ａと同様に、加算器１５５において、電流制御偏差Δｉｓにハイパスフィルタ１５６の出力が加算されている。その他の構成については、図８と同一であり、同一の構成部には同一の符号及び記号で示している。
【００８５】
ハイパスフィルタ１５６の伝達関数Ｃ（ｓ）は、比例ゲインをα、カットオフ周波数をωｒ、減衰係数をζとして、次式で表すことができる。
【００８６】
【数１０】
0006953640.tif 000011
【００８７】
次に、比較例２による電流制御部１５Ｂを適用した電流制御系の周波数特性について説明する。なお、実施の形態１による電流制御部１５との比較の際の条件を同等とすべく、カットオフ周波数ωｒは、電源電圧ｖｓの周波数に一致させる。
【００８８】
図１５は、比較例２によるハイパスフィルタ１５６の周波数特性を表すボード線図である。図１５には、比例ゲインを１、カットオフ周波数を１２０π［ｒａｄ／ｓ］（６０［Ｈｚ］）としたときのハイパスフィルタ１５６の周波数特性が示されている。図１５の例によれば、カットオフ周波数でゲインが極大となり、また、カットオフ周波数において位相応答が「＋９０度」である特性が示されている。
【００８９】
図１６は、比較例２による電流制御系の開ループ伝達関数の周波数特性を示すボード線図である。比較例２による開ループ伝達関数の周波数特性は、図１６の上段部及び下段部において、実線で示されている。また、図１６において、上段部及び下段部共に、破線は図１０及び図１３の破線で示した基準特性である。
【００９０】
比較例２による開ループ伝達関数は、ハイパスフィルタ１５６のカットオフ周波数において、ゲインが極大となり、位相はほぼ「０度」となっている。このことは、電流指令値ｉｓ*に対して、電流制御偏差Δｉｓがほぼ同位相となることを意味している。このとき、電流指令値ｉｓ*と交流電流ｉｓとの位相差も解消されるので、力率が高精度に制御されるようになる。
【００９１】
しかしながら、図１６の上段部に示されるように、比較例２の特性は、基準特性と比較すると、カットオフ周波数よりも高周波側では、増加する方向にゲインがオフセットしている。このとき、応答周波数（ゲイン交差周波数）は、基準特性と比較すると高周波側にシフトしている。従って、高応答化のために、応答周波数（ゲイン交差周波数）が電源電圧ｖｓの周波数よりも高くなるように第２の増幅器１５３を設計すると、ゲイン余裕と位相余裕が減少するという課題が生じる。
【００９２】
更に、第２の増幅器１５３のみで電流制御部を構成する場合、制御対象５２のインダクタンス成分Ｌの大きさに対応して、第２の増幅器１５３の比例ゲインを決定するだけで、容易に所望の応答周波数を達成することができる。一方、ハイパスフィルタ１５６を併用して電流制御部を構成する場合、ハイパスフィルタ１５６のパラメータと、第２の増幅器１５３のパラメータとが相互に影響して応答周波数が変化するので、制御器の設計が複雑になるという課題がある。
【００９３】
これに対し、上述した実施の形態１による電流制御部１５の場合、開ループ伝達関数のゲイン特性は、図１０の上段部に示されるように、基準特性に対して、固有周波数よりも高周波側でのオフセット量が小さい。従って、固有周波数よりも高周波側の制御応答が第２の増幅器１５３のパラメータだけで支配的に決まる。これにより、制御器の設計が容易な上、十分なゲイン余裕及び位相余裕を確保することができる。
【００９４】
以上説明したように、実施の形態１における電流制御部は、電力変換器の交流側に流すべき電流の目標値である電流指令値と交流側の実際の電流との偏差を増幅する。伝達関数がＫ１（ｓ）で表される第１の増幅器と、伝達関数がＫ２（ｓ）で表される第２の増幅器とにより、第１の増幅器及び第２の増幅器を含む全体の伝達関数がＫ２（ｓ）（１−Ｋ１（ｓ））で表される。そして、第１の増幅器は、少なくとも交流電源の周波数で共振し、第２の増幅器は比例演算又は比例積分演算を行う。これにより、ステップ状外乱に対する抑制性能を維持しつつ、正弦波指令値に対する定常偏差を低減することができる。
【００９５】
また、実施の形態１に係る制御装置において、第１の増幅器が電源電圧の周波数で負の位相応答特性を有し、電源電圧の周波数よりも高周波域でゲインが単調減少するものであれば、電流制御器における設計の容易性を確保しつつ、十分なゲイン余裕及び位相余裕を確保することができる。
【００９６】
次に、実施の形態１の制御演算部１０ａにおける演算機能を実現するためのハードウェア構成について、図１７及び図１８の図面を参照して説明する。図１７は、実施の形態１の制御演算部１０ａにおける演算機能を実現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１８は、実施の形態１の制御演算部１０ａにおける演算機能を実現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。
【００９７】
実施の形態１の制御演算部１０ａにおける演算機能の全部又は一部をソフトウェアで実現する場合には、図１７に示されるように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。
【００９８】
プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ  ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ  Ｄｉｓｃ）を例示することができる。
【００９９】
メモリ３０２には、制御演算部１０ａにおける演算機能の全部又は一部を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行することにより、コンバータ２に対するＰＷＭ制御を行うことができる。
【０１００】
また、図１７に示すプロセッサ３００及びメモリ３０２は、図１８のように処理回路３０３に置き換えてもよい。処理回路３０３は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｐｅｃｉｆｉｃ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｇａｔｅ  Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。
【０１０１】
実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１に係る制御装置１０の電流制御系における安定条件について考察する。まず、実施の形態１による電流制御部１５を適用した電流制御系の開ループ伝達関数は次式で表される。
【０１０２】
【数１１】
0006953640.tif 000012
【０１０３】
上記（１１）式において、分母多項式をＤ（ｓ）、分子多項式をＮ（ｓ）とおくと、電流制御系の閉ループ伝達関数は次式で表される。
【０１０４】
【数１２】
0006953640.tif 000013
【０１０５】
また、比例ゲインをＫｐ、積分時定数をＴｉとして、第２の増幅器１５３の伝達関数Ｋ２（ｓ）を次のようにおく。
【０１０６】
【数１３】
0006953640.tif 000014
【０１０７】
ここで、電流制御系の安定性を評価するために、電流制御系の特性多項式φ（ｓ）を求める。特性多項式φ（ｓ）は、次式で表される。
【０１０８】
【数１４】
0006953640.tif 000015
【０１０９】
上記（１４）式において、ａ０〜ａ４は、特性多項式φ（ｓ）の係数であり、αは第１の増幅器１５１の比例ゲインである。係数ａ０〜ａ４のうち、係数ａ２〜ａ４を表す式には負符号が含まれず、すべての定数が正である。従って、係数ａ２〜ａ４の値は正である。よって、電流制御系が安定であるためには、少なくとも多項式の係数ａ０，ａ１が正でなければならない。まず、ａ１＞０の条件より次式が得られる。
【０１１０】
【数１５】
0006953640.tif 000016
【０１１１】
また、ａ０＞０であるためには、α＜１であればよい。ここで、上記（１５）式の右辺の第２項及び第３項は明らかに正である。従って、電流制御系が安定であるための必要条件は、α＜１である。また、第１の増幅器１５１の位相応答を負とする条件は、α＞０である。以上の条件を踏まえると、第１の増幅器１５１の比例ゲインαは、０＜α＜１の範囲で設定するのが望ましい条件となる。ここで、境界条件であるα＝１を上記（１４）式へ代入し、ラウスの安定判別法に基づき多項式係数ａ０〜ａ４を評価すると、電流制御系は安定であることが確認できる。また、α＝０の場合は、第１の増幅器が無効となり従来の電流制御系と同じ構成に帰着する。したがって、第１の増幅器１５１の比例ゲインαを０＜α＜１の範囲に設定すれば、他の制御系を付加することなく、電流制御系の安定度を維持することができる。
【０１１２】
なお、伝達関数の周波数特性は、伝達関数のラプラス演算子をｓ＝ｊωと置き換えて計算すればよい。また、第１の増幅器１５１の伝達関数を表す（８）式は、ｓ＝０とすると比例ゲインαと一致する。このため、「第１の増幅器１５１の比例ゲインαを０＜α＜１の範囲に設定する」ということは、「直流成分に対するゲインを０＜α＜１の範囲に設定する」と言い換えてもよい。
【０１１３】
以上説明したように、実施の形態２に係る制御装置は、第１の増幅器の比例ゲインαが０＜α＜１の範囲に設定されるので、他の制御系を付加することなく、電流制御系の安定度を維持することができる。
【０１１４】
実施の形態３．
実施の形態３では、図８に示される実施の形態１による電流制御部１５の変形例について説明する。実施の形態１による電流制御部１５は、以下に示す変形例のように構成されていてもよい。
【０１１５】
図１９は、実施の形態１による電流制御部１５の第１の変形例を示す図である。図１９において、図８と同一又は同等の構成部には、同一の符号及び記号で示している。
【０１１６】
図１９に示される電流制御部１５Ｃにおいて、第２の増幅器１５３は、電流制御偏差Δｉｓを増幅する。また、第１の増幅器１５１を含む制御系は、第２の増幅器１５３の出力を増幅する。そして、減算器１５２によって、第２の増幅器１５３の出力と、第１の増幅器１５１の出力との差分が、電圧補償量Δｖｃとして出力される。
【０１１７】
図２０は、実施の形態１による電流制御部１５の第２の変形例を示す図である。図２０における電流制御部１５Ｄにおいて、図８と同一又は同等の構成部には、同一の符号及び記号で示している。
【０１１８】
図２０に示される電流制御部１５Ｄにおいて、第１の増幅器１５１は、電流制御偏差Δｉｓを増幅する。また、第２の増幅器１５３は二つあり、一方の第２の増幅器１５３ａは、電流制御偏差Δｉｓを増幅し、他方の第２の増幅器１５３ｂは、第１の増幅器１５１の出力を増幅する。そして、減算器１５７によって、一方の第２の増幅器１５３ａの出力と、他方の第２の増幅器１５３ｂの出力との差分が、電圧補償量Δｖｃとして出力される。
【０１１９】
図２１は、実施の形態１による電流制御部１５の第３の変形例を示す図である。図２１における電流制御部１５Ｅにおいて、図８と同一又は同等の構成部には、同一の符号及び記号で示している。
【０１２０】
図２１に示される電流制御部１５Ｅにおいても、第２の増幅器１５３は二つあり、一方の第２の増幅器１５３ａ及び他方の第２の増幅器１５３ｂは共に、電流制御偏差Δｉｓを増幅する。また、第１の増幅器１５１は、他方の第２の増幅器１５３ｂの出力を増幅する。そして、減算器１５７によって、一方の第２の増幅器１５３ａの出力と、第１の増幅器１５１の出力との差分が、電圧補償量Δｖｃとして出力される。
【０１２１】
図１９から図２１に示される第１から第３の変形例の何れにおいても、第２の増幅器１５３、若しくは第２の増幅器１５３ａ，１５３ｂは、Ｐ制御器又はＰＩ制御器である。また、第１の増幅器１５１は、実施の形態１と同様の条件を満足するものである。
【０１２２】
そして、図８及び図１９から図２１に示される電流制御部１５，１５Ｃ，１５Ｄ，１５Ｅは、何れも数式上で等価の次式の伝達関数で表すことができる。
【０１２３】
【数１６】
0006953640.tif 000017
【０１２４】
以上の説明のように、本発明による電流制御部は、第１の増幅器と、第２の増幅器と、減算器という３種類の制御器から構成される線形なシステムである。従って、交換則、分配則、又は結合則により等価変換できるものであれば、図８及び図１９から図２１に示される構成以外のものでもよい。即ち、本発明による電流制御部は、電流制御部の伝達関数が上記（１６）式の形式で表せるものであれば、どのような構成のものでもよい。
【０１２５】
実施の形態４．
図２２は、実施の形態４に係るフィードバック制御装置２０の構成を示すブロック図である。図２２は、図６に示される実施の形態１の電流制御系を、より一般化したフィードバック制御系のブロック線図に表したものである。なお、図２２において、図６及び図８と同一又は同等の構成部には、同一の符号及び記号で示している。
【０１２６】
図２２において、実施の形態４に係るフィードバック制御装置２０は、減算器１４と、制御部２４とを有する。制御部２４は、図６に示される電流制御部１５に対応する。制御部２４の出力側には制御対象２６があり、制御対象２６の出力であるモデル出力ｙが減算器１４にフィードバックされる。減算器１４は、指令信号ｒからモデル出力ｙを減算した制御偏差ｅを生成する。制御部２４は、制御偏差ｅを増幅し、制御対象２６に入力する操作量ｕを演算する。Ｋ（ｓ）は制御部２４の伝達関数であり、Ｐ（ｓ）は制御対象２６の伝達関数である。
【０１２７】
また、図２２において、制御部２４は、第１の増幅器２４１と、減算器２４２と、第２の増幅器２４３とを有する。第１の増幅器２４１は、図８に示される第１の増幅器１５１に対応し、減算器２４２は、図８に示される減算器１５２に対応し、第２の増幅器２４３は、図８に示される第２の増幅器１５３に対応する。Ｋ１（ｓ）は第１の増幅器２４１の伝達関数であり、Ｋ２（ｓ）は第２の増幅器２４３の伝達関数である。
【０１２８】
ここで、第１の増幅器２４１は、指令信号ｒが周波数ωｒで振動する正弦波信号のとき、以下の条件を満足する制御器であるとする。
【０１２９】
・周波数ωｒで共振特性となる。
・周波数ωｒで負の位相応答特性を有する。
・周波数ωｒより高周波域でゲインが単調減少である。
【０１３０】
また、実施の形態１と同様に、制御対象２６の伝達関数Ｐ（ｓ）が、一次遅れ形式として、Ｐ（ｓ）＝１／（Ｒ＋ｓＬ）で表され、且つ、制御対象２６のモデル定数が周波数ωｒの近辺でＲ<<ωｒＬが成り立つとする。このとき、第１の増幅器２４１は、次の条件を満足すればよい。
【０１３１】
・周波数ωｒで共振特性となる。
・周波数ωｒでの位相応答が−９０度である。
・周波数ωｒより高周波域でゲインが単調減少である。
【０１３２】
更に、上記の条件を満足する簡便な増幅器として、第１の増幅器２４１は、上記（８）式で表されるような二次遅れ系としてもよい。この場合、第１の増幅器２４１の比例ゲインであるαは、０＜α＜１の範囲とする。比例ゲインαをこの範囲内の値に設定すれば、フィードバック制御装置２０の制御系は、制御部２４によって安定化することができる。なお、第２の増幅器２４３は、実施の形態１と同様に、Ｐ制御器又はＰＩ制御器を用いる。
【０１３３】
このとき、図２２に示されるフィードバック制御系の開ループ伝達関数は、例えば図１０の実線で示されるような周波数特性となる。図１０において、周波数ωｒは、固有周波数に対応し、フィードバック制御系の開ループ伝達関数は、周波数ωｒにおいてゲインが極大値であり、位相はほぼ０度である。このことは、周波数ωｒで振動する指令信号ｒに対して、制御偏差ｅがほぼ同位相となることを意味し、このことは更に、モデル出力ｙが指令信号ｒに対してほぼ同位相となることを意味している。従って、モデル出力ｙの、指令信号ｒに対する追従性が向上することになる。
【０１３４】
また、図２２に示されるフィードバック制御系の開ループ伝達関数は、図１０の破線で示される特性、即ち、第２の増幅器２４３だけで制御部２４を構成した場合の特性と比較すると、周波数ωｒより高周波側におけるゲインの増加及び位相遅れがほとんどない。従って、周波数ωｒより高周波側における制御応答が、第２の増幅器２４３のパラメータだけで支配的に決まる。このため、実施の形態４に係るフィードバック制御装置２０は、制御部２４における設計の容易性を確保しつつ、十分なゲイン余裕及び位相余裕を確保することができる。
【０１３５】
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【０１３６】
１  交流電源、２  コンバータ、３  負荷、４  インピーダンス要素、１０  制御装置、１０ａ  制御演算部、１１  位相演算部、１２，１４，１６，１５２，１５７，２４２  減算器、１３  電圧制御部、１３ａ  単位正弦波生成部、１３ｂ  ＰＩ制御器、１３ｃ  乗算器、１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ，１５Ｄ，１５Ｅ  電流制御部、１７  スイッチング指令生成部、２０  フィードバック制御装置、２４  制御部、２６，５２  制御対象、１００  駆動システム、１５１，２４１  第１の増幅器、１５３，１５３ａ，１５３ｂ，２４３  第２の増幅器、１５４  バンドパスフィルタ、１５５  加算器、１５６  ハイパスフィルタ、３００  プロセッサ、３０２  メモリ、３０３  処理回路、３０４  インタフェース。
【図１】
0006953640.tif 000018
【図２】
0006953640.tif 000019
【図３】
0006953640.tif 000020
【図４】
0006953640.tif 000021
【図５】
0006953640.tif 000022
【図６】
0006953640.tif 000023
【図７】
0006953640.tif 000024
【図８】
0006953640.tif 000025
【図９】
0006953640.tif 000026
【図１０】
0006953640.tif 000027
【図１１】
0006953640.tif 000028
【図１２】
0006953640.tif 000029
【図１３】
0006953640.tif 000030
【図１４】
0006953640.tif 000031
【図１５】
0006953640.tif 000032
【図１６】
0006953640.tif 000033
【図１７】
0006953640.tif 000034
【図１８】
0006953640.tif 000035
【図１９】
0006953640.tif 000036
【図２０】
0006953640.tif 000037
【図２１】
0006953640.tif 000038
【図２２】
0006953640.tif 000039