(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コヒーレント源（Ｌ）を含むコヒーレントライダーによって生成される信号を処理する方法（８０）であって、
−  それぞれ第１の検出組立体（Ｄ１）及び第２の検出組立体（Ｄ２）で第１のビート信号（Ｓｂ１）及び第２のビート信号（Ｓｂ２）を生成するステップ（１００、１１０）であって、各ビート信号は、前記コヒーレント源によって生成される局部発振器信号（ＳＯＬ）と、前記ライダーによって照明される対象によって後方散乱される信号（Ｓｉｇ）との間の干渉によって生成され、その後、前記ビート信号をデジタル化する、ステップと、
−  複数のｎ個の時間間隔（ｔｉ）について、前記第１及び第２のビート信号間の相互相関の周波数領域への変換からｎ個のそれぞれのスペクトル密度値（ＳＰＤｉ）を判定するステップ（１２０）と、
−  前記ｎ個のスペクトル密度値（ＳＰＤｉ）からスペクトル密度の平均値（＜ＳＰＤ＞）を判定するステップ（１３０）と、
−  前記スペクトル密度の前記平均値から対象位置情報を判定するステップ（１４０）と
を含む方法。
【請求項２】
ｎ個のスペクトル密度値を判定する前記ステップ（１２０）は、
−  前記第１のビート信号の前記周波数領域への変換（ＦＴｉ（Ｓｂ１））の第１の値を判定するサブステップと、
−  前記第２のビート信号の前記周波数領域への変換の共役（ＦＴｉ（Ｓｂ２）＊）の第２の値を判定するサブステップと
を含み、前記スペクトル密度値は、前記第１及び第２の値の積から判定される、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記コヒーレント源（Ｌ）は、周期的に周波数変調され、それにより、前記局部発振器信号（ＳＯＬ）は、平均値（ｆ０）と、前記源を変調することによって生成される変調周波数（ｆｍｏｄ（ｔ））との和からなる局部発振器周波数（ｆＯＬ（ｔ））を有し、前記変調周波数は、変調期間（ＴＦＯ）にわたって周期的であり、前記時間間隔（ｔｉ）は、前記変調期間以下であり、前記処理方法は、前記スペクトル密度の前記平均値から前記対象の距離（ｄ）に関する情報を判定することを含むステップを更に含む、請求項１又は２に記載の処理方法。
【請求項４】
前記変調周波数の各変調期間（ＴＦＯ）は、それぞれｎ個の周波数傾斜（αｉ）を有するｎ個の線形部分を含み、ｎは、２以上である、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
−  コヒーレント源（Ｌ）と、
−  前記コヒーレント源によって生成される光信号を放出するデバイス（ＤＥ）及びライダーによって照明される対象（Ｔ）によって後方散乱される信号を受信するデバイス（ＤＲ）と、
−  それぞれ第１のビート信号（Ｓｂ１）及び第２のビート信号（Ｓｂ２）を生成するように構成される第１の検出組立体（Ｄ１）及び第２の検出組立体（Ｄ２）であって、各ビート信号は、前記コヒーレント源によって生成される局部発振器信号（ＳＯＬ）と、前記対象（Ｔ）によって後方散乱される信号（Ｓｉｇ）との間の干渉によって生成される、第１の検出組立体（Ｄ１）及び第２の検出組立体（Ｄ２）と、
−  前記第１及び第２のビート信号をデジタル化するように構成され、且つ複数のｎ個の時間間隔（ｔｉ）について、前記第１及び第２のビート信号間の相互相関の周波数領域への変換に対応するｎ個のスペクトル密度値（ＳＰＤｉ）を判定するように構成される処理ユニット（ＵＴ）と
を含み、
−  前記処理ユニットは、
＊前記ｎ個の計算スペクトル密度値からスペクトル密度の平均値を判定することと、
＊前記スペクトル密度の前記平均値から対象位置情報を判定することと
を行うように更に構成される、コヒーレントライダーシステム（１３）。
【請求項６】
前記処理ユニット（ＵＴ）と同期化され、且つ前記コヒーレント源（Ｌ）を周期的に周波数変調するように構成される変調デバイス（ＷＦＣ）を更に含み、それにより、前記局部発振器信号（ＳＯＬ）は、平均値（ｆ０）と、前記源を変調することによって生成される変調周波数（ｆｍｏｄ（ｔ））との和からなる局部発振器周波数（ｆＯＬ（ｔ））を有し、前記変調周波数は、変調期間（ＴＦＯ）にわたって周期的であり、各期間は、それぞれｎ個の周波数傾斜（αｉ）を有するｎ個の線形部分を含み、ｎは、２以上であり、
前記処理ユニット（ＵＴ）は、前記時間間隔ｔｉが前記変調期間以下であるように、且つ前記スペクトル密度の前記平均値から前記対象の距離（ｄ）に関する情報を判定するように更に構成される、請求項５に記載のコヒーレントライダーシステム（１３）。
【請求項７】
前記第１及び／又は第２の検出組立体（Ｄ１、Ｄ２）は、第１の検出器（ＰＤ１、ＰＤ１’）及び第２の検出器（ＰＤ２、ＰＤ２’）をそれぞれ含む平衡検出器であり、
前記第１の検出器（ＰＤ１、ＰＤ１’）は、前記局部発振器信号（ＳＯＬ）と前記後方散乱信号（Ｓｉｇ）との間の差を受信し、
前記第２の検出器（ＰＤ２、ＰＤ２’）は、前記局部発振器信号（ＳＯＬ）と前記後方散乱信号（Ｓｉｇ）との和を受信し、
前記第１及び第２のビート信号（Ｓｂ１、Ｓｂ２）は、それぞれ前記第１の検出組立体（Ｄ１）の前記第１の検出器（ＰＤ１）及び前記第２の検出器（ＰＤ２）と、前記第２の検出組立体（Ｄ２）の前記第１の検出器（ＰＤ１’）及び第２の検出器（ＰＤ２’）とによって受信される強度間の差から生成される、請求項５又は６に記載のライダーシステム。
【請求項８】
前記第１及び第２の検出組立体（Ｄ１、Ｄ２）は、前記信号の各々によってたどられる経路の、前記検出組立体までの長さが実質的に等しいように配置される、請求項５〜７のいずれか一項に記載のライダーシステム。
【請求項９】
コンピュータプログラム製品であって、前記コンピュータプログラムは、請求項１〜４のいずれか一項に記載の処理方法のステップが実行されることを可能にするコード命令を含む、コンピュータプログラム製品。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コヒーレントライダーの分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
コヒーレントライダーの原理は、先行技術で周知であり、図１に例示されている。コヒーレントライダーは、コヒーレント光波（赤外線、可視又は近紫外線領域）を放出するコヒーレント源Ｌ（典型的にはレーザー）と、大量の空間を照明することができる放出デバイスＤＥと、対象Ｔによって後方散乱された光波の一部を収集する受信デバイスＤＲとを含む。後方散乱波のドップラー周波数シフトｖＤｏｐは、対象Ｔの視線速度ｖに左右される。
ｖＤｏｐ＝２ｖ／λ（λは、レーザーの波長である）
【０００３】
受信時、信号周波数ｆｓの受信後方散乱光波Ｓｉｇと、局部発振器周波数ｆＯＬを有する、（局部発振器（フランス語では「ｏｓｃｉｌｌａｔｅｕｒ  ｌｏｃａｌ」）のための）「ＯＬ」波と呼ばれる放出波ＳＯＬの一部とを混合する。これらの２つの波の干渉を光検出器Ｄによって検出し、検出器から出力された電気信号は、受信パワー及び局部発振器パワーに比例する項に加えて、ビート信号Ｓｂという名称の発振項を有する。処理ユニットＵＴは、この信号をデジタル化し、信号から対象Ｔの位置に関する情報を引き出す。この対象位置情報は、好ましくは、速度ｖに関する情報、及び／又は位置に関する情報（後述の１つの特定の放出信号を有する）、又は更に存在及び／若しくは振動に関する情報である。
【０００４】
好ましくは、処理ユニットＵＴは、ゼロ周波数に中心がある狭帯域でビート信号Ｓｂを電子的にフィルタリングする。
【０００５】
コヒーレントライダーにおいて、好ましくは、放出デバイス及び受信デバイスは、例えば、図２に例示のような同じ光学部品（モノスタティックライダー）を使用する。この特徴により、優れた機械的安定性を得ることができ、長距離大気乱流、同時に発生する入射波及び後方散乱波の伝搬経路の影響が減少する。
【０００６】
放出される光信号を増幅器ＥＤＦＡによって増幅し、次に放出のための単一モード光ファイバーＦＭで移送する。放出及び受信チャンネルは、同じ光学部品Ｏを使用し、循環器Ｃを用いて分離される。この光信号は、例えば、好ましくは増幅器ＥＤＦＡの前に位置決めされた（但し、局部発振器の経路上に位置決めされ得る）音響光学変調器を用いて任意選択的に周波数シフトされ得る。遅延線ＬＲは、増幅器ＥＤＦＡの後に配置された光学構成要素の欠陥（循環器Ｃのクロストーク、放出／受信光学部品Ｏの反射防止処理の欠陥など）をＲＦ領域でフィルタリグすることができるように、局部発振器及び放出信号の光路を等しくすることができる。
【０００７】
ビート信号は、関心対象Ｓ及び雑音Ｂの成分を含む。
Ｓｂ＝Ｓ＋Ｂ
【０００８】
検出されると、ビート信号は、標本化周波数でデジタル化される。
【０００９】
速度情報を引き出すために、デジタル化ビート信号の変換、典型的にはフーリエ変換を周波数領域及び所与の時間間隔で計算し、次にこの変換のノルム（絶対値の二乗）に対応するスペクトルパワー密度（ＳＰＤ）を判定する。
ＳＰＤ＝｜ＦＴ［Ｓ＋Ｂ］｜２
【００１０】
関心対象の信号は、ピークＰ（図３ａ〜図３ｅに例示）からなる。更に、ＳＰＤは、正確に寸法決定されたライダーについて、光子ショット雑音（局部発振器のパワーに関するショット雑音とも言われる検出光子の到達の統計的性質に関する雑音。後方散乱対象によって生成された信号は、局部発振器信号に対して非常に弱く、局部発振器信号の光子ショット雑音のみが要因である）に対応する雑音「レベル」を有する。
【００１１】
光子ショット雑音Ｂｐｈは、下記のように表され得る。
Ｂｐｈ＝２．ｅ．η．Ｐｏｐｔ．ＢＡ
ここで、ｅは、電子の電荷であり、ηは、検出器の効率であり、Ｐｏｐｔは、検出器に入射する光パワーであり、ＢＡは、検出器のタイプにより０．１Ｈｚ〜１００ＭＨｚに典型的に含まれるスペクトルパワー密度の解析の帯域である。
【００１２】
スペクトル領域で表される場合のこの雑音は、不規則変動を有する。
−  平均又は期待値Ｂ０に対応する基準線、
−  （１つ又は複数の周波数ピークを検出するシステムの能力に関連する）ライダーの感度を制限する分散Ｖ。
【００１３】
ライダーにアクセス可能なダイナミックレンジに与えられたより良好な可読性を達成するために、雑音スペクトルパワー密度の平均によって正規化されたスペクトル密度ＳＰＤＮを計算して、対数尺度で表現する。
【数１】
0006935506.tif 000002
【００１４】
従来、雑音の特徴である２つの量は、下記のように定義される。
−  雑音の分散Ｖに対するピークＰのパワーとして定義される信号対雑音比（ＳＮＲ）
ＳＮＲ＝Ｐ／Ｖ
−  雑音の平均に対するピークの値として定義されるピークのコントラストＣ
Ｃ＝Ｐ／Ｂ０
【００１５】
雑音を低減するために、ＳＰＤ（又はＳＰＤＮ）のｎ個の計算値をｎ個の時間間隔ｔｉで実行して平均をとる。雑音の不規則な特徴のために、ｎ個のＳＰＤ値にわたる平均の計算は、雑音の分散Ｖを減少することができることが知られており、期待値（平均値）ではない。
【００１６】
平均値を計算するために使用される値の数ｎに応じた正規化スペクトル密度ＳＰＤＮの変動を図３ａ〜図３ｅに例示する。図３ａ、図３ｂ、図３ｃ、図３ｄ及び図３ｅは、それぞれｎ＝１、ｎ＝２、ｎ＝５、ｎ＝１０及びｎ＝２０に対応する。ピークＰは、雑音から徐々に生じる。更に、雑音の分散Ｖは、減少し、平均値ではない。従って、ＳＮＲは、ｎに比例する一方、コントラストは、一定のままである。
【００１７】
上述の先行技術処理に関して、ｎが増加し、分散Ｖが減少し、従ってＳＮＲが増加する場合、これにより検出性能が向上する一方、ｎに無関係である期待値が減少せず、コントラストは、処理によって向上されない。
【００１８】
詳細には、フーリエ変換の標本を中心複素確立変数によって説明する。従って、ピリオドグラム（基本スペクトルパワー密度）は、指数関数的に減衰する変動（次数２のχ２−分布）を有し、ｎ個の独立ピリオドグラムの累積を次数２ｎのχ２−分布（次数２ｎの不完全ガンマ関数である累積分布関数）によって説明する。次数２ｎのχ２−分布の期待値は、２ｎであり、その分散は、４ｎである。
【００１９】
ｎ個のピリオドグラムをパワーで平均化する（累積をｎで割る、従って各スペクトルパワー密度をｎで割る）ことにより、雑音の分散をｎ２で割る。従って、ｎ個のスペクトルパワー密度ＳＰＤｉの平均パワーの分散は、１／ｎに比例する（又は標準偏差は、１／二乗根（ｎ）に比例する）が、その期待値は、ｎに無関係である。
【００２０】
光子ショット雑音を制限する１つの方法は、局部発振器のパワーを制限することである。しかし、これは、ライダーの感度も減少する。なぜなら、パワーの減少は、ピークの強度も減少させるからである。更に、ビート信号のパワーは、局部発振器のパワーに比例するため、信号対雑音比は、局部発振器のパワーに無関係である。
【００２１】
最終スペクトルパワー密度から、１つ又は複数のピークに対応する１つ又は複数の周波数を判定し、対象の軸上速度ｖに関する情報及び任意選択的に対象の距離ｄに関する情報（以下の周波数変調を参照されたい）を従来の方法で推定する。
【００２２】
平衡検出を使用してコヒーレント源の強度雑音ＢＯＬを除去することが先行技術で知られている。この雑音は、レーザー空洞への外部崩壊及び自然放出の結果である。この雑音の分散は、局部発振器ＰＯＬのパワーの二乗に比例する。
【数２】
0006935506.tif 000003
【００２３】
これを実行するために、例えば図４に例示のような２つの検出器ＰＤ１及びＰＤ２から形成される平衡検出器Ｄを使用する。図４に例示の方法で信号ＳＯＬ及びＳｉｇを２つの検出器に分散させ、２つの検出器によって受信された強度間の差を下記のように判定する。
【数３】
0006935506.tif 000004
ここで、ηは、検出器の効率である。
【００２４】
強度Ｉを下記のように計算する。
Ｉ＝ＩＰＤ１−ＩＰＤ２＝η（Ｓｉｇ．ＳＯＬ＋Ｓｉｇ．ＢＯＬ）
このようにしてレーザーの強度雑音の影響を減少させる。強度雑音は、局部発振器に関連する信号ＳＯＬよりも弱いため、積Ｓｉｇ．ＢＯＬは、Ｓｉｇ．ＳＯＬに比べて無視できる。従って、ビートＳｉｇ．ＳＯＬが抽出される。
【００２５】
このタイプの平衡検出器は、２つのチャンネルに分割される強度を正確に平衡させることができる結合器の結合度及び２つのフォトダイオードの感度の両方を必要とする。平衡検出器を任意のタイプのライダー、より詳細には任意のタイプのコヒーレントライダーで使用し得る。しかし、平衡検出器は、コヒーレント源の強度雑音のみを減少させ、局部発振器の検出から生じる光子ショット雑音を減少させない。
【００２６】
先行技術の解決策は、ライダー距離測定／速度測定で知られており、この解決策は、周波数変調を用いたライダーシステムを製造することを含む。ライダーにおける従来のこの技法は、ファイバーレーザー源で行われている進歩のために現在特に関心がある。周波数変調により、時間／周波数解析は、速度ｖだけでなく、距離ｄも抽出することができる（局部発振器に対して対象によって後方散乱された信号の遅延τｏは、距離ｄに依存する）。更に、このタイプのライダーは、レーザー風速測定機能を実行することができる。
【００２７】
平衡検出器Ｄ（検出器ＰＤ１及び検出器ＰＤ２を含む）を使用する周波数変調を用いたライダーの光学的アーキテクチャの例を図５に例示する。処理ユニットＵＴと同期化されるモジュールＷＦＣによって制御される波形という名称のプリセット機能ｆｍｏｄ（ｔ）に従って局部発振器ｆＯＬ（ｔ）の周波数を変調するように、コヒーレント源を周波数変調する。従って、局部発振器の周波数は、下記のように表され得る。
ｆＯＬ（ｔ）＝ｆ０＋ｆｍｏｄ（ｔ）
ここで、ｆ０は、レーザーＬの平均周波数である。
【００２８】
周波数変調を用いたコヒーレントライダーの例は、文献“Ｌｉｄａｒ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｆｏｒ  ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ  ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｓａｆｅ  ｌａｎｄｉｎｇ  ｏｎ  ｐｌａｎｅｔａｒｙ  ｂｏｄｉｅｓ”Ｆａｒｚｉｎ  Ａｍｚａｊｅｒｄｉａｎ  ｅｔ  ａｌ，Ｐｒｏｃ．ＳＰＩＥ  ８１９２，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｐｈｏｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｉｍａｇｉｎｇ  ２０１１：Ｌａｓｅｒ  Ｓｅｎｓｉｎｇ  ａｎｄ  Ｉｍａｇｉｎｇ；ａｎｄ  Ｂｉｏｌｏｇｉｃａｌ  ａｎｄ  Ｍｅｄｉｃａｌ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ  ｏｆ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｓｅｎｓｉｎｇ  ａｎｄ  Ｉｍａｇｉｎｇ，８１９２０２（Ａｕｇｕｓｔ  １９，２０１１）に記載されている。局部発振器の周波数ｆＯＬを期間ＴＦＯの２つの周波数傾斜α０及びα１に従って周期的に線形変調する。図６は、局部発振器周波数ｆＯＬ（ｔ）及び信号周波数ｆＳ（ｔ）の経時変動を例示する。図６ａに例示のように、周波数ｆＳ（ｔ）の後方散乱信号は、測定ゾーン（対象Ｔ）への伝搬のために時間τだけ時間的にシフトされ、従って対象の距離ｄに関連し、局部発振器周波数ｆＯＬ（ｔ）に対するドップラー効果のために値ｖＤｏｐだけ周波数シフトされる。
【００２９】
検出ビート信号Ｓｂは、正の周波数成分ｆＳ−ｆＯＬを有する。図６ｂは、ｆＳ−ｆＯＬの経時変動を例示する。この周波数差は、下記の式によって対象の距離ｄ及び視線速度ｖに直接関連する特性周波数ｖα０及びｖα１で時間に応じて２連の平坦域を含むことが分かる。
【数４】
0006935506.tif 000005
【００３０】
ビート信号Ｓｂの２つの特性周波数ｖα０、ｖα１を測定することにより、例えば上述のようなフーリエ変換を実行することによりｄ及びｖを抽出する。
【００３１】
更に、当業者は、ファイバー端に対する反射によって発振器信号ＳＯＬを標本化する、図７に例示のコヒーレントライダーアーキテクチャについて知っている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００３２】
【非特許文献１】“Ｌｉｄａｒ  ｓｙｓｔｅｍｓ  ｆｏｒ  ｐｒｅｃｉｓｉｏｎ  ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｓａｆｅ  ｌａｎｄｉｎｇ  ｏｎ  ｐｌａｎｅｔａｒｙ  ｂｏｄｉｅｓ”Ｆａｒｚｉｎ  Ａｍｚａｊｅｒｄｉａｎ  ｅｔ  ａｌ，Ｐｒｏｃ．ＳＰＩＥ  ８１９２，Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ  ｏｎ  Ｐｈｏｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｉｍａｇｉｎｇ  ２０１１：Ｌａｓｅｒ  Ｓｅｎｓｉｎｇ  ａｎｄ  Ｉｍａｇｉｎｇ；ａｎｄ  Ｂｉｏｌｏｇｉｃａｌ  ａｎｄ  Ｍｅｄｉｃａｌ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ  ｏｆ  Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ  Ｓｅｎｓｉｎｇ  ａｎｄ  Ｉｍａｇｉｎｇ，８１９２０２（Ａｕｇｕｓｔ  １９，２０１１）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００３３】
本発明の１つの目的は、局部発振器信号の検出から生じる光子ショット雑音を減少することができ、平衡検出器の使用に適合し、任意のコヒーレントライダーで実施可能なビート信号処理方法及び特定の関連検出アーキテクチャを提供することにより、上述の欠点を軽減することである。
【課題を解決するための手段】
【００３４】
本発明の１つの主題は、コヒーレント源を含むコヒーレントライダーによって生成される信号を処理する方法であって、
−  それぞれ第１の検出組立体及び第２の検出組立体で第１のビート信号及び第２のビート信号を生成するステップであって、各ビート信号は、コヒーレント源によって生成される局部発振器信号と、ライダーによって照明される対象によって後方散乱される信号との間の干渉によって生成され、その後、これらのビート信号をデジタル化する、ステップと、
−  複数のｎ個の時間間隔について、第１及び第２のビート信号間の相互相関の周波数領域への変換からｎ個のそれぞれのスペクトル密度値を判定するステップと、
−  前記ｎ個のスペクトル密度値からスペクトル密度の平均値を判定するステップと、
−  前記スペクトル密度の平均値から対象位置情報を判定するステップと
を含む方法である。
【００３５】
一実施形態によれば、ｎ個のスペクトル密度値を判定するステップは、
−  第１のビート信号の周波数領域への変換の第１の値を判定するサブステップと、
−  第２のビート信号の周波数領域への変換の共役の第２の値を判定するサブステップと
を含み、スペクトル密度値は、第１及び第２の値の積から判定される。
【００３６】
１つの変型形態によれば、コヒーレント源は、周期的に周波数変調され、それにより、局部発振器信号は、平均値と、源を変調することによって生成される変調周波数との和からなる局部発振器周波数を有し、変調周波数は、変調期間にわたって周期的であり、時間間隔は、変調期間以下であり、処理方法は、スペクトル密度の平均値から対象の距離に関する情報を判定することを含むステップを更に含む。
【００３７】
好ましくは、変調周波数の各変調期間は、それぞれｎ個の周波数傾斜を有するｎ個の線形部分を含み、ｎは、２以上である。
【００３８】
更に、本発明は、
−  コヒーレント源と、
−  コヒーレント源によって生成される光信号を放出するデバイス及びコヒーレントライダーによって照明される対象によって後方散乱される信号を受信するデバイスと、
−  それぞれ第１のビート信号及び第２のビート信号を生成するように構成される第１の検出組立体及び第２の検出組立体であって、各ビート信号は、コヒーレント源によって生成される局部発振器信号と、対象によって後方散乱される信号との間の干渉によって生成される、第１の検出組立体及び第２の検出組立体と、
−  第１及び第２のビート信号をデジタル化するように構成され、且つ複数のｎ個の時間間隔について、第１及び第２のビート信号間の相互相関の周波数領域への変換に対応するｎ個のスペクトル密度値を判定するように構成される処理ユニットと
を含み、
−  処理ユニットは、
＊ｎ個の計算スペクトル密度値からスペクトル密度の平均値を判定することと、
＊スペクトル密度の平均値から対象位置情報を判定することと
を行うように更に構成される、コヒーレントライダーシステムに関する。
【００３９】
一実施形態によれば、本発明によるコヒーレントライダーシステムは、処理ユニットと同期化され、且つコヒーレント源を周期的に周波数変調するように構成される変調デバイスを更に含み、それにより、局部発振器信号は、平均値と、源を変調することによって生成される変調周波数との和からなる局部発振器周波数を有し、変調周波数は、変調期間にわたって周期的であり、各期間は、それぞれｎ個の周波数傾斜を有するｎ個の線形部分を含み、ｎは、２以上である。処理ユニットは、時間間隔ｔｉが変調期間以下であるように、且つスペクトル密度の平均値から対象の距離に関する情報を判定するように更に構成される。
【００４０】
１つの好ましい変型形態によれば、第１及び／又は第２の検出組立体は、第１の検出器及び第２の検出器をそれぞれ含む平衡検出器であり、第１の検出器は、局部発振器信号と後方散乱信号との間の差を受信し、第２の検出器は、局部発振器信号と後方散乱信号との和を受信する。
【００４１】
第１及び第２のビート信号は、それぞれ第１の検出組立体の第１の検出器及び第２の検出器と、第２の検出組立体の第１の検出器及び第２の検出器とによって受信される強度間の差から生成される。
【００４２】
好ましくは、第１の検出組立体及び／又は第２の検出組立体は、信号の各々によってたどられる経路の、前記検出組立体までの長さが実質的に等しいように配置される。
【００４３】
本発明の他の特徴、目的及び利点は、限定されない一例として与えられる添付図面を参照して下記の詳細な説明を読むことで明白になるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００４４】
【図１】既に参照されており、先行技術によるコヒーレントライダーの原理を説明する。
【図２】既に参照されており、モノスタティックライダーのアーキテクチャを例示する。
【図３ａ】既に参照されており、正規化ビート信号のパワー密度を例示し、平均値を計算するために使用される値の数ｎに応じた前記パワー密度の変動を例示する。
【図３ｂ】既に参照されており、正規化ビート信号のパワー密度を例示し、平均値を計算するために使用される値の数ｎに応じた前記パワー密度の変動を例示する。
【図３ｃ】既に参照されており、正規化ビート信号のパワー密度を例示し、平均値を計算するために使用される値の数ｎに応じた前記パワー密度の変動を例示する。
【図３ｄ】既に参照されており、正規化ビート信号のパワー密度を例示し、平均値を計算するために使用される値の数ｎに応じた前記パワー密度の変動を例示する。
【図３ｅ】既に参照されており、正規化ビート信号のパワー密度を例示し、平均値を計算するために使用される値の数ｎに応じた前記パワー密度の変動を例示する。
【図４】既に参照されており、平衡検出の原理を例示する。
【図５】既に参照されており、周波数変調を用いたコヒーレントライダーの光学的アーキテクチャを例示する。
【図６ａ】既に参照されており、局部発振器及び信号周波数の経時変動を例示する。
【図６ｂ】既に参照されており、ビート信号の正の成分の経時変動を例示する。
【図７】当業者に既知の別のコヒーレントライダーアーキテクチャを例示する。
【図８】本発明によるコヒーレントライダーによって生成される信号を処理する方法を例示する。
【図９】本発明による処理方法の１つの好ましい実施形態を示す。
【図１０ａ】図３ａ、図３ｂ、図３ｃ、図３ｄ及び図３ｅがそれぞれｎ＝１、ｎ＝２、ｎ＝５、ｎ＝１０及びｎ＝２０に対応する、ｎに応じた正規化スペクトル密度の変動の例を示す。
【図１０ｂ】図３ａ、図３ｂ、図３ｃ、図３ｄ及び図３ｅがそれぞれｎ＝１、ｎ＝２、ｎ＝５、ｎ＝１０及びｎ＝２０に対応する、ｎに応じた正規化スペクトル密度の変動の例を示す。
【図１０ｃ】図３ａ、図３ｂ、図３ｃ、図３ｄ及び図３ｅがそれぞれｎ＝１、ｎ＝２、ｎ＝５、ｎ＝１０及びｎ＝２０に対応する、ｎに応じた正規化スペクトル密度の変動の例を示す。
【図１０ｄ】図３ａ、図３ｂ、図３ｃ、図３ｄ及び図３ｅがそれぞれｎ＝１、ｎ＝２、ｎ＝５、ｎ＝１０及びｎ＝２０に対応する、ｎに応じた正規化スペクトル密度の変動の例を示す。
【図１０ｅ】図３ａ、図３ｂ、図３ｃ、図３ｄ及び図３ｅがそれぞれｎ＝１、ｎ＝２、ｎ＝５、ｎ＝１０及びｎ＝２０に対応する、ｎに応じた正規化スペクトル密度の変動の例を示す。
【図１１ａ】周波数ｆＯＬ（ｔ）及びｆＳ（ｔ）の経時変動を例示する。
【図１１ｂ】４傾斜の場合に対するｆＳ−ｆＯＬの経時変動を例示する。
【図１２】先行技術による単一検出器によって検出されたビート信号の、ｄＢで表された正規化スペクトルパワー密度の例を示す。
【図１３】図１２と同じ場合に対する、２つの検出組立体によって検出されたビート信号の、ｄＢで表された正規化スペクトルパワー密度及び本発明による処理方法で計算された正規化スペクトルパワー密度を示す。
【図１４】本発明によるコヒーレントライダーシステムを概略的に示す。
【図１５】本発明によるコヒーレントライダーシステムの好ましい変型形態を概略的に示す。
【図１６】平衡検出に適合する、本発明によるコヒーレントライダーシステムの好ましい変型形態を概略的に示す。
【発明を実施するための形態】
【００４５】
本発明を説明する前に、本発明の良好な理解に必要である、当業者に既知の特定の数学的概念が想起される。
【００４６】
時間依存関数Ｓ（ｔ）のフーリエ変換ＦＴ、例えば周波数領域への変換は、下記のように定義される。
【数５】
0006935506.tif 000006
【００４７】
２つの複素時間依存関数Ｓ１（ｔ）及びＳ２（ｔ）の畳み込みの積は、下記のように定義される。
【数６】
0006935506.tif 000007
【００４８】
Ｓは、複素数である。
Ｓ＝Ｒｅ（Ｓ）＋ｉＩｍ（Ｓ）及びＳ＊＝Ｒｅ（Ｓ）−ｉＩｍ（Ｓ）
【００４９】
Ｓ１及びＳ２の相互相関関数も下記のように定義され、
【数７】
0006935506.tif 000008
そのフーリエ変換は、下記の通りである。
【数８】
0006935506.tif 000009
【００５０】
Ｓ１及びＳ２が時間シフト内で同じである場合、相関関数は、最大である。その結果、
【数９】
0006935506.tif 000010
は、このシフトに対応するτｏの値に対して最大である。
【００５１】
本発明によるコヒーレント源Ｌを含むコヒーレントライダーによって生成される信号を処理する方法８０を図８に概略的に示す。
【００５２】
方法は、第１の検出組立体Ｄ１を用いて第１のビート信号Ｓｂ１を生成するステップ１００を含む。ビート信号Ｓｂ１は、コヒーレント源によって生成される局部発振器信号ＳＯＬと、ライダーによって照明される対象によって後方散乱される信号Ｓｉｇとの間の干渉によって生成される。
【００５３】
次に、ステップ１００では、信号Ｓｂ１を標本化周波数でデジタル化する。
【００５４】
同様に、ステップ１１０は、第２の検出組立体Ｄ２を用いて第２のビート信号Ｓｂ２を生成することを含む。ビート信号Ｓｂ２は、コヒーレント源によって生成される局部発振器信号ＳＯＬと、ライダーによって照明される対象によって後方散乱される信号Ｓｉｇとの間の干渉によって生成される。次に、信号Ｓｂ２をデジタル化する。
【００５５】
Ｓｂ１及びＳｂ２を生成するために、以下に例示するように、各信号Ｓｉｇ及びＳＯＬを検出組立体Ｄ１及びＤ２に向ける。
【００５６】
次に、複数のｎ個の時間間隔ｔｉ（添え字ｉは、１〜ｎで変わる）について、ステップ１２０は、第１のビート信号Ｓｂ１（ｔ）と第２のビート信号Ｓｂ２（ｔ）との間の相互相関の周波数領域への変換からｎ個の対応するスペクトル密度値ＳＰＤｉを判定する。
【００５７】
所与の時間間隔ｔｉについて、この演算は、対象の時間間隔ｔｉで式（１）によって定義される相関関数ＣＳｂ１Ｓｂ２の周波数領域への変換を実行することを含む。
【００５８】
典型的に、例えば、式（２）によって指定されるＣＳｂ１Ｓｂ２のフーリエ変換、即ちデジタル的に高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を対象の時間間隔ｔｉで実行する。
【００５９】
１つの変型形態によれば、計算スペクトル密度ＳＰＤｉは、時間依存ビート信号の周波数変換に直接対応する。
【数１０】
0006935506.tif 000011
【００６０】
各ビート信号Ｓｂ１、Ｓｂ２を、関心対象の信号Ｓ１、Ｓ２及び対応する検出Ｄ１、Ｄ２によって生成される光子ショット雑音成分Ｂ１、Ｂ２に分解し得る。
Ｓｂ１＝Ｓ１＋Ｂ１及びＳｂ２＝Ｓ２＋Ｂ２
【００６１】
別の変型形態によれば、計算スペクトル密度ＳＰＤｉは、雑音正規化スペクトル密度ＳＰＤＮｉに対応する。
【数１１】
0006935506.tif 000012
【００６２】
次に、ステップ１３０では、時間間隔ｔｉについて判定されたｎ個のスペクトル密度値ＳＰＤｉから、スペクトル密度の平均値＜ＳＰＤ＞を判定する。
【００６３】
好ましくは、下記のように線形平均をとる。
【数１２】
0006935506.tif 000013
【００６４】
最後に、ステップ１４０では、前記スペクトル密度の平均値から対象位置情報を判定する。この対象位置情報は、好ましくは、速度ｖに関する情報、及び／又は位置に関する情報（後述の特定の放出信号を有する）、又は更に単純存在及び／若しくは振動（必ずしも移動しない対象の振動の固有モードの検出）に関する情報である。
【００６５】
本発明による方法８０に関して、先行技術のように単一検出信号からＦＦＴのノルムを計算するのではなく、２つの異なる検出器によって生成される２つのビート信号の相関で周波数変換を実行し、この周波数変換を複数の時間間隔ｔｉについて実行する。
【００６６】
この信号処理方法及び関連二重検出は、雑音レベルを平均化によって減少することができ、この減少は、分散及び平均値の両方に影響を及ぼす。詳細には、各検出器における雑音は、局部発振器のパワーに関連するショット雑音に主に関連するため、各検出器における雑音は、他方の検出器における雑音と基本的に相関関係がない。なぜなら、雑音は、各検出組立体Ｄ１及びＤ２への光子の統計的到達に関連するからである。
【００６７】
対照的に、関心対象の信号Ｓ１、Ｓ２は、同じである。２つの検出器によって生成された信号の相互相関を計算することにより、平均値への雑音の寄与は、平均スペクトル密度の数ｎに応じて減少する。
【００６８】
より正確には、各時間間隔ｔｉについて下記を典型的に計算する。
【数１３】
0006935506.tif 000014
【００６９】
Ｓ１及びＳ２は、同じ源によって生成され、（時間シフト内で）等しい一方、Ｂ１又はＢ２を有するＳ１又はＳ２の相互相関は、有効最大値を含まないため、Ｓ１及びＳ２は、非常に高い相関関係がある。
【００７０】
従って、ｎ回の反復にわたって平均を計算した後、下記のような平均は、（期待値及び分散で）０になる傾向がある。
【数１４】
0006935506.tif 000015
詳細には、ｎ回の反復（ｎ個の時間間隔ｔｉ）にわたる平均化は、上述のクロス積を生じ、振幅の減少が見られる。結局、Ｓ１とＳ２との間の相互相関のフーリエ変換に対応する関心対象の成分のみが残る。
【００７１】
より正確には、積ＦＴ（Ｓ１）．ＦＴ（Ｓ２）＊の正の実部のみが関心対象である。負の虚部も、平均の数に応じて減少する寄生項の一部を形成する。
【００７２】
雑音レベルに関するコントラストＣが大幅に増加するため、雑音の期待値（及びその分散）の減少は、関心対象のピークの検出を容易にする。従って、ライダーの範囲内での大幅な増加が得られる。
【００７３】
１つの好ましい変型形態によれば、実際に、時間間隔ｔｉでＦＦＴにより、演算をデジタル的に実行し、下記が得られる。
ＳＰＤｉ＝ＦＦＴｔｉ（Ｓ１＋Ｂ１）．ＦＦＴｔｉ（Ｓ２＋Ｂ２）＊
ＳＰＤｉ＝ＦＦＴ（Ｓ１）．ＦＦＴ（Ｓ２）＊＋ＦＦＴ（Ｓ１）．ＦＦＴ（Ｂ２）＊＋ＦＦＴ（Ｂ１）．ＦＦＴ（Ｓ２）＊＋
ＦＦＴ（Ｂ１）．ＦＦＴ（Ｂ２）＊
【００７４】
同様に、ｎ回の反復にわたる平均後、関心対象の項ＦＦＴ（Ｓ１）．ＦＦＴ（Ｓ２）＊のみが同様の振幅を保存し、残りの項では振幅の減少が見られる。
【００７５】
詳細には、ＳＰＤｉの平均のノルムの二乗の期待値を計算した場合、下記の通りである。
【数１５】
0006935506.tif 000016
【００７６】
この和において雑音Ｂ１及びＢ２が中心複素分布を有するという事実のため、雑音Ｂ１及びＢ２を含む項を下記の形式で記述し得る。
【数１６】
0006935506.tif 000017
ここで、ａｉ及びφｉは、タイプＦＦＴ（Ｓ１）．ＦＦＴ（Ｂ２）＊又はＦＦＴ（Ｂ１）．ＦＦＴ（Ｓ２）＊の積を含む項の振幅及び位相である。
【００７７】
下記であることを示すことができる。
【数１７】
0006935506.tif 000018
この優関数は、明らかにｎに応じて０に減少する。
【００７８】
図９に例示の１つの好ましい実施形態によれば、スペクトル密度ＳＰＤｉのｎ個の値を判定するステップ１２０は、各時間間隔ｔｉについて、第１のビート信号の周波数領域への変換ＦＴｉ（Ｓｂ１）の第１の値を判定することを含むサブステップ１２１と、第２のビート信号の周波数領域への変換の共役ＦＴｉ（Ｓｂ２）＊の第２の値を判定することを含むサブステップ１２２とを含み、スペクトル密度の値は、第１及び第２の値の積から計算される。
【００７９】
詳細には、ＳＰＤｉ、第１及び第２のビート信号間の相互相関の周波数領域への変換を計算するために、時間に応じて相互相関を計算してから計算関数の周波数変換を実行するか、又は各検出ビート信号の周波数変換（又はその共役）を計算してその変換の積をとることができる。計算速度を最適化するために、後者の計算方法を選択することが好ましい。
【００８０】
１つの変型形態によれば、各ＳＰＤｉは、前記積と直接等しい。
ＳＰＤｉ＝ＦＴｉ（Ｓｂ１）．ＦＴｉ（Ｓｂ２）＊
【００８１】
別の好ましい変型形態によれば、各ＳＰＤｉは、対応する雑音によって正規化されたフーリエ変換の積と等しい。
ＳＰＤＮｉ＝ＦＴｉ（Ｓｂ１）／Ｂ１．ＦＴｉ（Ｓｂ２）＊／Ｂ２
Ｂ１及びＢ２に対するノルムの場合
【００８２】
これにより、本発明がない状態で使用されるものに関して、ＳＰＤＮｉの利用に信号処理を適合させる必要がない。特に、ＳＰＤＮｉからの距離及び速度の計算は、単一検出器アーキテクチャでＳＮＲを用いて使用されるものと厳密に同じである。
【００８３】
図１０は、本発明による信号処理方法８０を用いた、図３の場合と同様の場合に対するｎに応じた正規化スペクトル密度ＳＰＤＮの変動の例を示す。図３ａ、図３ｂ、図３ｃ、図３ｄ及び図３ｅは、それぞれｎ＝１、ｎ＝２、ｎ＝５、ｎ＝１０及びｎ＝２０に対応する。
【００８４】
ピークＰは、雑音から生じ、下記の挙動が観察される。
−  雑音の分散は、１／ｎに比例して連続的に減少する（従って、ＳＮＲは、１／ｎに比例して減少する）。
−  雑音の平均は、１／ｎに比例して減少する。従って、コントラストは、ｎに比例して増加する。
【００８５】
信号処理方法８０は、周波数変調を用いたライダーに適合する。
【００８６】
従って、一実施形態によれば、本発明による方法８０が適用されるコヒーレントライダーのコヒーレント源Ｌは、周期的に周波数変調され、それにより、局部発振器信号ＳＯＬは、平均値ｆ０と、源を変調することによって生成される変調周波数ｆｍｏｄ（ｔ）との和からなる局部発振器周波数ｆＯＬ（ｔ）を有し、変調周波数は、変調期間ＴＦＯ（以下の図１１を参照されたい）にわたって周期的である。この場合、ｔｉ中に所与の周波数傾斜を保存するために、時間間隔ｔｉは、変調期間以下である。
【００８７】
処理方法８０は、従来の先行技術方法を用いて、スペクトル密度の平均値から対象の距離ｄに関する情報を判定することを含むステップを更に含む。方法８０により、周波数ピークの検出の感度を高めることができ、従って機器の範囲を広げることができる。
【００８８】
好ましくは、各変調期間は、それぞれｎ個の周波数傾斜αｉを有するｎ個の線形部分を含み、ｎは、２以上である。２傾斜信号を使用することが、先行技術で知られている。
【００８９】
任意のエイリアシングに関する不明確さをなくすために、４つの周波数傾斜α０、α１、α２、α３を有する波形を使用することが好ましい。詳細には、４つの特性周波数の判定は、２つの未知数（ｖ及びｄ）を有する４つの式の系となる。
【数１８】
0006935506.tif 000019
【００９０】
これにより、冗長性を得ることができ、従って式の１つを、任意のスペクトルエイリアシングに関する不明確さをなくすために使用することができ、別の式を信頼パラメータとして使用することができる。この信頼パラメータは、例えば、周波数ｖαｉと距離及び視線速度との間の反転の剰余であり得る。最小二乗技法、任意選択的に反復再加重最小二乗（ＩＲＬＳ）技法を用いてこの反転を得ることができる。
【００９１】
図１１ａは、周波数ｆＯＬ（ｔ）及びｆＳ（ｔ）の経時変動を例示し、より明確にするためにレーザーＬの平均光周波数ｆ０が引かれている。図１１ｂは、４傾斜の場合に対するｆＳ−ｆＯＬの経時変動を例示する。周波数のこの経時変動は、４つの特性周波数に対応する４つの平坦域を有することが図１０ｂで分かる。
【００９２】
図１２は、２５０７ｍに位置し、２００ｍ／ｓで移動している対象の場合に対応する、先行技術による単一検出器Ｄによって検出されたビート信号の、ｄＢで表され、ｎ＝３００及びｔｉ＝１６．３μｓで平均化された正規化スペクトルパワー密度ＳＰＤＮを例示する。周波数ｆｍｏｄは、下記の傾斜値（光周波数ｆ０＝１．５５μｍのレーザー）を有する。
α０＝２ＭＨｚ／μｓ
α１＝−２ＭＨｚ／μｓ
α２＝３ＭＨｚ／μｓ
α３＝−３ＭＨｚ／μｓ
【００９３】
それぞれ４つの特性周波数ｖα０、ｖα１、ｖα２及びｖα３に対応する４つのピークＰ０、Ｐ１、Ｐ２及びＰ３を検出する。
【００９４】
フーリエ変換の計算中に２つの成分を生成する検出ビート信号の本性のために、これらのピークは、対称的である。
【００９５】
図１３は、本発明による方法８０、即ち２つの検出組立体Ｄ１及びＤ２によって検出されたビート信号Ｓ１及びＳ２の相互相関のフーリエ変換を用いて計算された、上述と同じ場合に対する、ｄＢで表され、ｎ＝３００及びｔｉ＝１６．３μｓで平均化された正規化パワー密度ＳＰＤＮを例示する。
【００９６】
図１３及び図１２の比較により、この例において下記に留意されたい。
−  信号ピークの減少。信号ＳＯＬ及びＳｉｇの一部（ここでは半分）を各検出組立体に送信する必要があるため、この減少は、信号及び局部発振器が１／２になることに関連する。
−  雑音レベルの分散Ｖ、従って標準偏差の減少、この例では０．０２４から０．００５に移行する、即ちパワーで６ｄＢの減少。信号対雑音比ＳＮＲは、図１２の場合と同じままである。
−  雑音レベルに関するコントラストＣの大幅な増加。この例では、５．６ｄＢから２８．８ｄＢに移行する、即ち２３．２ｄＢの増加。
【００９７】
先行技術によって実行される計算に関して、本発明による方法８０を実施する、１つのＦＦＴの代わりに２つのＦＦＴを実行することが望ましく、これは、計算時間を僅かに増加させる。実際に、ビート信号が到達したときにビート信号をリアルタイムでデジタル化し、複数の時間間隔ｔｉについて信号処理計算もリアルタイムで実行する。
【００９８】
特に雑音レベル、より詳細には基準線があまり知られていない場合又は雑音レベルが（１つの変調期間ＴＦＯの規模でも）時間に応じて変化する場合（これは、多くの場合に該当する）、（新しい検出アーキテクチャに関連する）この新しい処理方法８０により、ライダーの感度向上を得ることができる。
【００９９】
本発明による方法は、特に下記の用途のための、弱信号を検出することを目的とするコヒーレントライダーシステムなどの任意のコヒーレントライダーシステムに適用可能である。
−  長距離の距離測定／速度測定
−  高度測定
−  レーザー風速測定
【０１００】
更に、本発明は、
−  コヒーレント源Ｌと、
−  コヒーレント源によって生成される光信号を放出するデバイスＤＥ及びコヒーレントライダーによって照明される対象Ｔによって後方散乱される信号を受信するデバイスＤＲと、
−  コヒーレント源によって生成される局部発振器信号ＳＯＬと、対象Ｔによって後方散乱される信号Ｓｉｇとの間の干渉によって生成される第１のビート信号Ｓｂ１を生成するように構成される第１の検出組立体Ｄ１と、
−  コヒーレント源によって生成される局部発振器信号ＳＯＬと、対象Ｔによって後方散乱される信号Ｓｉｇとの間の干渉によって生成される第２のビート信号Ｓｂ２を生成するように構成される第２の検出組立体Ｄ２と、
−  第１及び第２のビート信号をデジタル化するように構成され、且つ上述の本発明による方法、好ましくは変型形態及び実施形態を実施するように構成される処理ユニットＵＴと
を含むコヒーレントライダーシステム１３（図１４に例示）に関する。
【０１０１】
従って、処理ユニットＵＴは、
−  複数のｎ個の時間間隔ｔｉについて、第１及び第２のビート信号間の相互相関の周波数領域への変換に対応するｎ個のスペクトル密度値ＳＰＤｉを判定することと、
−  ｎ個の計算スペクトル密度値ＳＰＤｉからスペクトル密度の平均値＜ＳＰＤ＞を判定することと、
−  スペクトル密度の平均値から対象位置情報を判定することと
を行うように構成される。
【０１０２】
本発明によるライダー１３は、第１のチャンネル上の信号の一部を第１の検出組立体に向け、第２のチャンネル上の信号の別の一部を第２の検出組立体に向けるために、局部発振器信号及び後方散乱信号を２つのチャンネル上で分散させることができる光学構成要素又は統合光学部品を含むとことが理解される。
【０１０３】
特に周波数が経時変化する場合、２つのチャンネルで同じ位相を保証するように、局部発振器と混合した後、検出組立体Ｄ１及びＤ２に信号を送信する目的で信号を分離することが好ましい。
【０１０４】
信号を検出組立体Ｄ１及びＤ２に分散させる光学的アーキテクチャに関して、特別の予防策を取らない場合、信号ＳＯＬ及びＳｉｇが再結合され且つ検出の準備ができている基準点ＰＲＥＦから、第１及び第２の検出組立体にそれぞれ到達するために信号ＳＯＬ及びＳｉｇによってたどられる経路は、異なる。その後、得られるビート信号Ｓｂ１及びＳｂ２は、時間的にシフトされる。周波数変調の場合、このシフトは、減少される相関積のフーリエ変換の計算中に得られるピークの振幅となる。
【０１０５】
この欠点を軽減するために、好ましくは、例えば図１５に例示のように、第１の検出組立体Ｄ１及び第２の検出組立体Ｄ２は、検出信号ＳＯＬ及びＳｉｇの各々によってたどられる経路の、基準面又は点ＰＲＥＦからの長さが実質的に等しいように配置される。この場合、ビート信号Ｓｂ１及びＳｂ２は、時間的に等しい。
Ｓｂ１（ｔ）＝Ｓｂ２（ｔ）
【０１０６】
Ｄ１及びＤ２までＳＯＬ及びＳｉｇによってたどられる経路間の差が、ビート信号の周波数の逆数と等しい時間間隔中に光が進む距離よりも非常に短い場合、この条件を厳密に満たす。
【０１０７】
例えば、１０ｎｓの期間に対応する１００ＭＨｚのビート周波数の場合、好ましくは、経路は、３０ｃｍよりも非常に短い。
【０１０８】
一実施形態によれば、本発明によるライダーシステム１３は、処理ユニット（ＵＴ）と同期化され、且つコヒーレント源Ｌを周期的に周波数変調するように構成される変調デバイスＷＦＣを更に含み、それにより、局部発振器信号ＳＯＬは、平均値ｆ０と、コヒーレント源を変調することによって生成される変調周波数ｆｍｏｄ（ｔ）との和からなる局部発振器周波数ｆＯＬ（ｔ）を有し、変調周波数は、変調期間ＴＦＯで周期的であり、周波数変調の各期間は、それぞれｎ個の周波数傾斜αｉを有するｎ個の線形部分を含み、ｎは、２以上である。
【０１０９】
この実施形態において、処理ユニットは、時間間隔ｔｉが変調期間ＴＦＯ以下であるように、且つスペクトル密度の平均値から対象の距離ｄに関する情報を判定するように更に構成される。
【０１１０】
本発明による周波数変調を用いたこのようなコヒーレントライダー１３の光学的アーキテクチャの例を図１６に例示する。
【０１１１】
本発明によるライダー１３は、平衡検出モードで検出組立体Ｄ１及びＤ２の使用に適合する。従って、周波数変調を用いたライダーの限定されない場合に対して、図１４にも例示の一実施形態によれば、第１の検出組立体Ｄ１及び／又は第２の検出組立体Ｄ２は、平衡検出を実行するように構成される第１の検出器（Ｄ１のためのＰＤ１、Ｄ２のためのＰＤ１’）及び第２の検出器（Ｄ１のためのＰＤ２、Ｄ２のためのＰＤ２’）をそれぞれ含む平衡検出器である。
【０１１２】
従って、第１の検出器ＰＤ１、ＰＤ１’は、局部発振器信号ＳＯＬと後方散乱信号Ｓｉｇとの間の差に比例する信号を受信し、第２の検出器ＰＤ２、ＰＤ２’は、局部発振器信号ＳＯＬと後方散乱信号Ｓｉｇとの和を受信する。
【０１１３】
この構成において、第１のビート信号Ｓｂ１は、第１の検出組立体Ｄ１の第１の検出器ＰＤ１及び第２の検出器ＰＤ２によって受信される強度間の差から生成され、第２のビート信号Ｓｂ２は、第２の検出組立体Ｄ２の第１の検出器ＰＤ１’及び第２の検出器ＰＤ２’によって受信される強度間の差から生成される。
【０１１４】
本発明によるシステム、より詳細には、処理ユニットＵＴが含む各計算モジュールは、ソフトウェア及び／又はハードウェアの形態をとり得る。各モジュールは、特にプロセッサ及びメモリからなり得る。プロセッサは、汎用プロセッサ、特定プロセッサ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）又はフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）であり得る。
【０１１５】
更に、本発明は、本発明による処理方法のステップが実行されることを可能にするコード命令を含むコンピュータプログラム製品に関する。
【図１】
0006935506.tif 000020
【図２】
0006935506.tif 000021
【図３ａ】
0006935506.tif 000022
【図３ｂ】
0006935506.tif 000023
【図３ｃ】
0006935506.tif 000024
【図３ｄ】
0006935506.tif 000025
【図３ｅ】
0006935506.tif 000026
【図４】
0006935506.tif 000027
【図５】
0006935506.tif 000028
【図６ａ】
0006935506.tif 000029
【図６ｂ】
0006935506.tif 000030
【図７】
0006935506.tif 000031
【図８】
0006935506.tif 000032
【図９】
0006935506.tif 000033
【図１０ａ】
0006935506.tif 000034
【図１０ｂ】
0006935506.tif 000035
【図１０ｃ】
0006935506.tif 000036
【図１０ｄ】
0006935506.tif 000037
【図１０ｅ】
0006935506.tif 000038
【図１１ａ】
0006935506.tif 000039
【図１１ｂ】
0006935506.tif 000040
【図１２】
0006935506.tif 000041
【図１３】
0006935506.tif 000042
【図１４】
0006935506.tif 000043
【図１５】
0006935506.tif 000044
【図１６】
0006935506.tif 000045