(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の交流電源から供給される第１の交流電圧を直流電圧に変換する順変換器と、
前記順変換器の直流出力電圧を平滑化するコンデンサと、
前記コンデンサの端子間電圧を第２の交流電圧に変換する逆変換器と、
一方端子が前記第２の交流電圧を受け、他方端子が負荷に接続される第１のスイッチと、
一方端子が第２の交流電源から供給される第３の交流電圧を受け、他方端子が前記負荷に接続される第２のスイッチと、
前記第１の交流電源と前記順変換器の間に流れる交流電流を検出する第１の電流検出器と、
負荷電流を検出する第２の電流検出器と、
前記第１および第２のスイッチを制御する第１の制御部と、
前記第１および第２の電流検出器の検出結果に基づいて前記順変換器を制御する第２の制御部とを備え、
前記第１の制御部は、
（ｉ）前記負荷に前記第２の交流電圧を供給する第１のモード時には、前記第１のスイッチをオンさせるとともに前記第２のスイッチをオフさせ、
（ｉｉ）前記負荷に前記第３の交流電圧を供給する第２のモード時には、前記第２のスイッチをオンさせるとともに前記第１のスイッチをオフさせ、
（ｉｉｉ）前記第１および第２のモードのうちのいずれか一方のモードから他方のモードに切換える切換期間には、前記第１および第２のスイッチをオンさせて前記負荷に前記第２および第３の交流電圧を供給する第３のモードを実行するように構成され、
前記第２の制御部は、
（ｉｖ）前記第１および第２のモード時には、前記コンデンサの端子間電圧が第１の参照電圧になるように、前記第１の参照電圧と前記コンデンサの端子間電圧との偏差に応じた値の第１のフィードバック成分と、前記負荷電流に第１のゲインを乗じて得られる第１のフィードフォワード成分とを含む第１の交流電流を前記第１の交流電源から前記順変換器に流し、
（ｖ）前記切換期間には、前記コンデンサの端子間電圧が第２の参照電圧になるように、前記第２の参照電圧と前記コンデンサの端子間電圧との偏差に応じた値の第２のフィードバック成分と、前記負荷電流に前記第１のゲインよりも小さな第２のゲインを乗じて得られる第２のフィードフォワード成分とを含む第２の交流電流を前記第１の交流電源から前記順変換器に流すことにより、
前記コンデンサの端子間電圧が前記第１および第２の参照電圧よりも高い上限電圧を超えることを防止するように構成される、無停電電源装置。
【請求項２】
前記第２の制御部は、前記第２の参照電圧を前記第１の参照電圧よりも高く設定することにより、前記第１および第２の交流電源のうちのいずれか一方の交流電源から前記コンデンサを介して他方の交流電源に循環電流が流れることを防止するように構成される、請求項１に記載の無停電電源装置。
【請求項３】
前記第１および第２の交流電源の各々は、中性点に対して星形接続された三相の交流電源を含み、
前記第１および第２の交流電源の中性点はともに接地され、
前記第１〜第３の交流電圧の各々は三相交流電圧を含み、
前記第１のスイッチは、前記第２の交流電圧に含まれる三相交流電圧を受ける３つの一方端子と、前記負荷に接続される３つの他方端子とを含み、
前記第２のスイッチは、前記第３の交流電圧に含まれる三相交流電圧を受ける３つの一方端子と、前記負荷に接続される３つの他方端子とを含み、
前記第１の参照電圧は、前記第１の交流電圧のピーク値の２倍の電圧よりも低く、
前記第２の参照電圧は、前記第１の交流電圧のピーク値の２倍の電圧以上である、請求項２に記載の無停電電源装置。
【請求項４】
前記第１の交流電源は商用交流電源であり、
前記第２の交流電源は発電機である、請求項３に記載の無停電電源装置。
【請求項５】
さらに、前記第１および第２のモードのうちのいずれか一方のモードを選択する選択部と、
前記選択部によって選択されるモードが一方のモードから他方のモードに変更されたことに応じて切換指令信号を出力する信号発生回路と、
前記切換指令信号に応答して、第１の時間、第２の時間、および第３の時間を順次計測するタイマーとを備え、
前記切換期間において前記第１の制御部は、前記タイマーによって前記第１の時間が計測されてから前記第２の時間が計測されるまで前記第３のモードを実行し、
前記切換期間において前記第２の制御部は、前記切換指令信号が出力されてから前記タイマーによって前記第３の時間が計測されるまで、前記第２の交流電流を前記第１の交流電源から前記順変換器に流す、請求項２に記載の無停電電源装置。
【請求項６】
前記第２の制御部は、
前記第１および第２のモード時には前記第１のゲインを出力し、前記切換指令信号が出力されてから前記タイマーによって前記第３の時間が計測されるまで前記第２のゲインを出力するゲイン発生回路と、
前記第１および第２のモード時には前記第１の参照電圧を出力し、前記切換指令信号が出力されてから前記タイマーによって前記第３の時間が計測されるまで前記第２の参照電圧を出力する参照電圧発生回路と、
前記コンデンサの端子間電圧を検出する電圧検出器とを含み、
前記第２の制御部は、
前記負荷電流と前記ゲイン発生回路から出力されるゲインとの積に基づいて前記第１および第２のフィードフォワード成分を求め、
前記参照電圧発生回路の出力電圧と前記電圧検出器の検出値との偏差に基づいて前記第１および第２のフィードバック成分を求める、請求項５に記載の無停電電源装置。
【請求項７】
さらに、前記第１の交流電源の健全時には、前記順変換器によって生成された直流電力を電力貯蔵装置に蓄え、前記第１の交流電源の停電時には、前記電力貯蔵装置の直流電力を前記逆変換器に供給する双方向チョッパを備える、請求項１に記載の無停電電源装置。
【請求項８】
第１の交流電源から供給される第１の交流電圧を直流電圧に変換する順変換器と、
前記順変換器の直流出力電圧を平滑化するコンデンサと、
前記コンデンサの端子間電圧を第２の交流電圧に変換する逆変換器と、
一方端子が前記第２の交流電圧を受け、他方端子が負荷に接続される第１のスイッチと、
一方端子が第２の交流電源から供給される第３の交流電圧を受け、他方端子が前記負荷に接続される第２のスイッチと、
前記第１の交流電源と前記順変換器との間に流れる交流電流を検出する第１の電流検出器と、
負荷電流を検出する第２の電流検出器と、
前記第１および第２のスイッチを制御する第１の制御部と、
前記第１および第２の電流検出器の検出結果に基づいて前記順変換器を制御する第２の制御部とを備え、
前記第１の制御部は、
（ｉ）前記負荷に前記第２の交流電圧を供給する第１のモード時には、前記第１のスイッチをオンさせるとともに前記第２のスイッチをオフさせ、
（ｉｉ）前記負荷に前記第３の交流電圧を供給する第２のモード時には、前記第２のスイッチをオンさせるとともに前記第１のスイッチをオフさせ、
（ｉｉｉ）前記第１および第２のモードのうちのいずれか一方のモードから他方のモードに切換える切換期間には、前記第１および第２のスイッチをオンさせて前記負荷に前記第２および第３の交流電圧を供給する第３のモードを実行するように構成され、
前記第２の制御部は、
（ｉｖ）前記コンデンサの端子間電圧が参照電圧になるように、前記参照電圧と前記コンデンサの端子間電圧との偏差に応じた値のフィードバック成分と、前記負荷電流にゲインを乗じて得られるフィードフォワード成分とを含む交流電流を前記第１の交流電源から前記順変換器に流し、
（ｖ）前記コンデンサの端子間電圧が前記参照電圧を超えた場合には、前記コンデンサの端子間電圧と前記参照電圧の差に応じて前記ゲインを減少させることにより、
前記コンデンサの端子間電圧が前記参照電圧よりも高い上限電圧を超えることを防止するように構成される、無停電電源装置。
【請求項９】
前記第２の制御部は、
前記第１および第２のモード時には、前記参照電圧を第１の電圧値に設定し、
前記切換期間には、前記参照電圧を前記第１の電圧値よりも高い第２の電圧値に設定することにより、
前記第１および第２の交流電源のうちのいずれか一方の交流電源から前記コンデンサを介して他方の交流電源に循環電流が流れることを防止するように構成される、請求項８に記載の無停電電源装置。
【請求項１０】
前記第１および第２の交流電源の各々は、中性点に対して星形接続された三相の交流電源を含み、
前記第１および第２の交流電源の中性点はともに接地され、
前記第１〜第３の交流電圧の各々は三相交流電圧を含み、
前記第１のスイッチは、前記第２の交流電圧に含まれる三相交流電圧を受ける３つの一方端子と、前記負荷に接続される３つの他方端子とを含み、
前記第２のスイッチは、前記第３の交流電圧に含まれる三相交流電圧を受ける３つの一方端子と、前記負荷に接続される３つの他方端子とを含み、
前記第１の電圧値は、前記第１の交流電圧のピーク値の２倍の電圧よりも低く、
前記第２の電圧値は、前記第１の交流電圧のピーク値の２倍の電圧以上である、請求項９に記載の無停電電源装置。
【請求項１１】
前記第１の交流電源は商用交流電源であり、
前記第２の交流電源は発電機である、請求項１０に記載の無停電電源装置。
【請求項１２】
さらに、前記第１および第２のモードのうちのいずれか一方のモードを選択する選択部と、
前記選択部によって選択されるモードが一方のモードから他方のモードに変更されたことに応じて切換指令信号を出力する信号発生回路と、
前記切換指令信号に応答して、第１の時間、第２の時間、および第３の時間を順次計測するタイマーとを備え、
前記切換期間において前記第１の制御部は、前記タイマーによって前記第１の時間が計測されてから前記第２の時間が計測されるまで前記第３のモードを実行し、
前記切換期間において前記第２の制御部は、前記切換指令信号が出力されてから前記タイマーによって前記第３の時間が計測されるまで、前記参照電圧を前記第２の電圧値に設定する、請求項９に記載の無停電電源装置。
【請求項１３】
前記第２の制御部は、
前記コンデンサの端子間電圧が前記参照電圧よりも低い場合には、前記ゲインを第１の値に設定し、前記コンデンサの端子間電圧が前記参照電圧よりも高い場合には、前記コンデンサの端子間電圧と前記参照電圧の差に応じて前記ゲインを減少させることにより、前記ゲインを前記第１の値よりも小さな第２の値に設定するゲイン発生回路と、
前記第１および第２のモード時には前記参照電圧を前記第１の電圧値に設定し、前記切換指令信号が出力されてから前記タイマーによって前記第３の時間が計測されるまで前記参照電圧を前記第１の電圧値よりも高い第２の電圧値に設定する参照電圧発生回路と、
前記コンデンサの端子間電圧を検出する電圧検出器とを含み、
前記第２の制御部は、
前記負荷電流と前記ゲイン発生回路によって設定された前記ゲインとを乗算して前記第１および第２のフィードフォワード成分を求め、
前記参照電圧発生回路によって設定された前記参照電圧と前記電圧検出器の検出値との偏差に基づいて前記第１および第２のフィードバック成分を求める、請求項１２に記載の無停電電源装置。
【請求項１４】
さらに、前記第１の交流電源の健全時には、前記順変換器によって生成された直流電力を電力貯蔵装置に蓄え、前記第１の交流電源の停電時には、前記電力貯蔵装置の直流電力を前記逆変換器に供給する双方向チョッパを備える、請求項８に記載の無停電電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は無停電電源装置に関し、特に、インバータから負荷に交流電力を供給するインバータ給電モードと、バイパス交流電源から負荷に交流電力を供給するバイパス給電モードと、インバータおよびバイパス交流電源の両方から負荷に交流電力を供給するラップ給電モードと有する無停電電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
たとえば特許第６５３３３５７号公報（特許文献１）には、インバータ給電モード、バイパス給電モード、およびラップ給電モードを有する無停電電源装置が開示されている。この無停電電源装置は、商用交流電源から供給される第１の交流電圧を直流電圧に変換する順変換器と、順変換器の直流出力電圧を平滑化するコンデンサと、コンデンサの端子間電圧を第２の交流電圧に変換する逆変換器と、一方端子が第２の交流電圧を受け、他方端子が負荷に接続される第１のスイッチと、一方端子がバイパス交流電源から供給される第３の交流電圧を受け、他方端子が負荷に接続される第２のスイッチとを備える。【０００３】
インバータ給電モード時には、第１のスイッチがオンされるとともに第２のスイッチがオフされる。バイパス給電モード時には、第２のスイッチがオンされるとともに第１のスイッチがオフされる。ラップ給電モード時には、第１および第２のスイッチがともにオンされる。ラップ給電モードは、インバータ給電モードとバイパス給電モードとを切換える切換期間に実行される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第６５３３３５７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
一般に、このような無停電電源装置では、参照電圧とコンデンサの端子間電圧との偏差に応じた値のフィードバック成分を含む交流電流を商用交流電源から順変換器に流すことにより、コンデンサの端子間電圧を参照電圧に維持する。この方法では、負荷電流が急変した場合にもコンデンサの端子間電圧を参照電圧に維持するためには、フィードバック成分を高速に制御する必要がある。しかし、フィードバック成分を高速に制御すると、制御が不安定になるという問題がある。【０００６】
その対策として、フィードバック成分と、負荷電流に応じた値のフィードフォワード成分とを含む交流電流を商用交流電源から順変換器に流すことにより、コンデンサの端子間電圧を参照電圧に維持する方法が考えられる。この方法によれば、フィードバック成分を低速に制御することにより、制御の安定化を図るとともに、フィードフォワード成分を導入することにより、負荷電流の急変に対応することができる。【０００７】
しかし、この方法では、ラップ給電モード時においてバイパス交流電源と逆変換器の両方から負荷電流が供給されると、逆変換器の出力よりも順変換器の出力の方が大きくなり、コンデンサの端子間電圧が上昇するという問題がある。コンデンサの端子間電圧が上限電圧を超えると、無停電電源装置の運転が停止され、負荷の運転が停止されてしまう。【０００８】
それゆえに、この発明の主たる目的は、コンデンサの端子間電圧を安定に制御し、コンデンサの端子間電圧が上限電圧を超えることを防止することが可能な無停電電源装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この発明に係る無停電電源装置は、順変換器と、コンデンサと、逆変換器と、第１のスイッチと、第２のスイッチと、第１の電流検出器と、第２の電流検出器と、第１の制御部と、第２の制御部とを備える。順変換器は、第１の交流電源から供給される第１の交流電圧を直流電圧に変換する。コンデンサは、順変換器の直流出力電圧を平滑化する。逆変換器は、コンデンサの端子間電圧を第２の交流電圧に変換する。第１のスイッチの一方端子は第２の交流電圧を受け、その他方端子は負荷に接続される。第２のスイッチの一方端子は第２の交流電源から供給される第３の交流電圧を受け、その他方端子は負荷に接続される。第１の電流検出器は、第１の交流電源と順変換器との間に流れる交流電流を検出する。第２の電流検出器は、負荷電流を検出する。第１の制御部は、第１および第２のスイッチを制御する。第２の制御部は、第１および第２の電流検出器の検出結果に基づいて順変換器を制御する。【００１０】
第１の制御部は、負荷に第２の交流電圧を供給する第１のモード時には、第１のスイッチをオンさせるとともに第２のスイッチをオフさせる。第１の制御部は、負荷に第３の交流電圧を供給する第２のモード時には、第２のスイッチをオンさせるとともに第１のスイッチをオフさせる。第１の制御部は、第１および第２のモードのうちのいずれか一方のモードから他方のモードに切換える切換期間には、第１および第２のスイッチをオンさせて負荷に第２および第３の交流電圧を供給する第３のモードを実行する。【００１１】
第２の制御部は、第１および第２のモード時には、コンデンサの端子間電圧が第１の参照電圧になるように、第１の参照電圧とコンデンサの端子間電圧との偏差に応じた値の第１のフィードバック成分と、負荷電流に第１のゲインを乗じて得られる第１のフィードフォワード成分とを含む第１の交流電流を第１の交流電源から順変換器に流す。第２の制御部は、切換期間には、コンデンサの端子間電圧が第２の参照電圧になるように、第２の参照電圧とコンデンサの端子間電圧との偏差に応じた値の第２のフィードバック成分と、負荷電流に第１のゲインよりも小さな第２のゲインを乗じて得られる第２のフィードフォワード成分とを含む第２の交流電流を第１の交流電源から順変換器に流す。第２の制御部は、コンデンサの端子間電圧が第１および第２の参照電圧よりも高い上限電圧を超えることを防止するように構成される。
【発明の効果】
【００１２】
この発明に係る無停電電源装置では、フィードバック成分とフィードフォワード成分を含む交流電流を順変換器に流入させるので、フィードバック成分を低速に制御することによって制御の安定化を図るとともに、フィードフォワード成分によって負荷電流の急変に対応することができる。また、切換期間にはフィードフォワード成分を減少させるので、第３のモード時にコンデンサの端子間電圧が上限電圧を超えることを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】この発明の実施の形態１による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】図１に示したコンバータおよびインバータの構成を示す回路図である。
【図３】図１に示した商用交流電源の構成を示す等価回路図である。
【図４】図１に示したバイパス交流電源の構成を示す等価回路図である。
【図５】図３に示した商用交流電源の三相交流電圧と図４に示したバイパス交流電源の三相交流電圧との関係を示す図である。
【図６】ラップ給電モード時に流れる循環電流を説明するための回路ブロック図である。
【図７】ラップ給電モード時に流れる循環電流を説明するための他の回路ブロック図である。
【図８】ラップ給電モード時の問題点を説明するための回路ブロック図である。
【図９】図１に示した制御装置の要部を示すブロック図である。
【図１０】図９に示した制御部１４の構成を示す回路ブロック図である。
【図１１】図１０に示した直流電圧制御回路の構成を示す回路ブロック図である。
【図１２】図９に示した制御装置の動作を示すタイムチャートである。
【図１３】図９に示した制御装置の動作を示す他のタイムチャートである。
【図１４】この発明の実施の形態２による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図である。
【図１５】図１４に示した直流電圧制御回路の構成を示す回路ブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図１において、この無停電電源装置は、コンデンサＣ１〜Ｃ６，Ｃｄ、リアクトルＬ１〜Ｌ６、電流検出器ＣＴ１〜ＣＴ６、コンバータ１、直流正母線Ｌｐ、直流負母線Ｌｎ、双方向チョッパ２、インバータ３、スイッチＳ１〜Ｓ６、操作部４、および制御装置５を備える。
【００１５】
この無停電電源装置は、商用交流電源６およびバイパス交流電源７から商用周波数の三相交流電力を受け、負荷８に商用周波数の三相交流電力を供給する。商用交流電源６（第１の交流電源）は、交流出力端子６ａ〜６ｃにそれぞれ三相交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１（第１の交流電圧）を出力する。商用交流電源６の中性点端子６ｄは接地電圧ＧＮＤを受ける。
【００１６】
三相交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の瞬時値は、制御装置５によって検出される。制御装置５は、商用交流電源６の交流出力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１に基づいて、商用交流電源６の停電が発生したか否かを検出する。
【００１７】
バイパス交流電源７（第２の交流電源）は、交流出力端子７ａ〜７ｃにそれぞれ三相交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２（第２の交流電圧）を出力する。バイパス交流電源７の中性点端子７ｄは接地電圧ＧＮＤを受ける。三相交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の瞬時値は、制御装置５によって検出される。負荷８の交流入力端子８ａ〜８ｃは、無停電電源装置から三相交流電圧を受ける。負荷８は、無停電電源装置から供給される三相交流電力によって駆動される。
【００１８】
コンデンサＣ１〜Ｃ３の一方電極はそれぞれ商用交流電源６の交流出力端子６ａ〜６ｃに接続され、それらの他方電極は互いに接続される。リアクトルＬ１〜Ｌ３の一方端子はそれぞれ商用交流電源６の交流出力端子６ａ〜６ｃに接続され、それらの他方端子はコンバータ１の３つの入力ノードにそれぞれ接続される。
【００１９】
コンデンサＣ１〜Ｃ３およびリアクトルＬ１〜Ｌ３は交流フィルタＦ１を構成する。交流フィルタＦ１は、低域通過フィルタであり、商用交流電源６からコンバータ１に商用周波数の交流電流を流し、コンバータ１から商用交流電源６にスイッチング周波数の信号が流れることを防止する。電流検出器ＣＴ１〜ＣＴ３は、それぞれリアクトルＬ１〜Ｌ３に流れる交流電流Ｉ１〜Ｉ３を検出し、検出値を示す信号を制御装置５に与える。
【００２０】
コンバータ１の正側出力ノードは、直流正母線Ｌｐを介してインバータ３の正側入力ノードに接続される。コンバータ１の負側出力ノードは、直流負母線Ｌｎを介してインバータ３の負側入力ノードに接続される。コンデンサＣｄは、母線Ｌｐ，Ｌｎ間に接続され、母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣを平滑化させる。直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御装置５によって検出される。
【００２１】
コンバータ１は、制御装置５によって制御され、商用交流電源６から三相交流電力が正常に供給されている場合（商用交流電源６の健全時）には、商用交流電源６からの三相交流電力を直流電力に変換する。コンバータ１によって生成された直流電力は、母線Ｌｐ，Ｌｎを介して双方向チョッパ２およびインバータ３に供給される。
【００２２】
商用交流電源６からの三相交流電力の供給が停止された場合（商用交流電源６の停電時）には、コンバータ１の運転は停止される。交流フィルタＦ１およびコンバータ１は、商用交流電源６からの三相交流電力を直流電力に変換する「順変換器」の一実施例に対応する。電流検出器ＣＴ１〜ＣＴ３は、商用交流電源６から順変換器に流れる交流電流を検出する「第１の電流検出器」の一実施例に対応する。
【００２３】
双方向チョッパ２は、制御装置５によって制御され、商用交流電源６の健全時には、コンバータ１によって生成された直流電力をバッテリＢ１に蓄え、商用交流電源６の停電が発生したことに応じて、バッテリＢ１の直流電力を母線Ｌｐ，Ｌｎを介してインバータ３に供給する。バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置５によって検出される。
【００２４】
インバータ３は、制御装置５によって制御され、コンバータ１および双方向チョッパ２から供給される直流電力を商用周波数の三相交流電力に変換する。
【００２５】
インバータ３の３つの出力ノードは、それぞれリアクトルＬ４〜Ｌ６の一方端子に接続される。リアクトルＬ４〜Ｌ６の他方端子はそれぞれスイッチＳ１〜Ｓ３の一方端子に接続され、スイッチＳ１〜Ｓ３の他方端子はそれぞれ負荷８の３つの交流入力端子８ａ〜８ｃに接続される。スイッチＳ１〜Ｓ３は「第１のスイッチ」の一実施例に対応する。コンデンサＣ４〜Ｃ６の一方電極はそれぞれリアクトルＬ４〜Ｌ６の他方端子に接続され、コンデンサＣ４〜Ｃ６の他方電極はともにコンデンサＣ１〜Ｃ３の他方電極に接続される。
【００２６】
コンデンサＣ４〜Ｃ６およびリアクトルＬ４〜Ｌ６は交流フィルタＦ２を構成する。交流フィルタＦ２は、低域通過フィルタであり、インバータ３から負荷８に商用周波数の交流電流を流し、インバータ３から負荷８にスイッチング周波数の信号が流れることを防止する。換言すると、交流フィルタＦ２は、インバータ３から出力される三相矩形波電圧を正弦波状の三相交流電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに変換する。
【００２７】
インバータ３および交流フィルタＦ２は、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣを三相交流電圧Ｖａ〜Ｖｃに変換する「逆変換器」の一実施例に対応する。三相交流電圧Ｖａ〜Ｖｃの瞬時値は、制御装置５によって検出される。
【００２８】
スイッチＳ４〜Ｓ６の一方端子はそれぞれバイパス交流電源７の交流出力端子７ａ〜７ｃに接続され、それらの他方端子はそれぞれ負荷８の交流入力端子８ａ〜８ｃに接続される。スイッチＳ１〜Ｓ６は、制御装置５によって制御される。スイッチＳ４〜Ｓ６は「第２のスイッチ」の一実施例に対応する。
【００２９】
電流検出器ＣＴ４は、スイッチＳ１，Ｓ４の他方端子と負荷８の交流入力端子８ａとの間に流れる交流電流Ｉ４を検出し、検出値を示す信号を制御装置５に与える。電流検出器ＣＴ５は、スイッチＳ２，Ｓ５の他方端子と負荷８の交流入力端子８ｂとの間に流れる交流電流Ｉ５を検出し、検出値を示す信号を制御装置５に与える。電流検出器ＣＴ６は、スイッチＳ３，Ｓ６の他方端子と負荷８の交流入力端子８ｃとの間に流れる交流電流Ｉ６を検出し、検出値を示す信号を制御装置５に与える。電流検出器ＣＴ４〜ＣＴ６は、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６を検出する「第２の電流検出器」の一実施例に対応する。
【００３０】
インバータ３によって生成される三相交流電力を負荷８に供給するインバータ給電モード（第１のモード）時には、制御装置５は、スイッチＳ１〜Ｓ３をオンさせるとともにスイッチＳ４〜Ｓ６をオフさせる。
【００３１】
バイパス交流電源７からの三相交流電力を負荷８に供給するバイパス給電モード（第２のモード）時には、制御装置５は、スイッチＳ１〜Ｓ３をオフさせるとともにスイッチＳ４〜Ｓ６をオンさせる。インバータ３およびバイパス交流電源７の両方からの三相交流電力を負荷８に供給するラップ給電モード（第３のモード）時には、制御装置５は、スイッチＳ１〜Ｓ６をオンさせる。
【００３２】
操作部４（選択部）は、無停電電源装置の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部４を操作することにより、無停電電源装置の電源をオンおよびオフしたり、自動運転モード、バイパス給電モード、およびインバータ給電モードのうちのいずれかのモードを選択することが可能となっている。
【００３３】
制御装置５は、操作部４からの信号、商用交流電源６の交流出力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１、交流入力電流Ｉ１〜Ｉ３、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣ、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢ、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６、交流出力電圧Ｖａ〜Ｖｃ、バイパス交流電源７の交流出力電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２などに基づいて無停電電源装置全体を制御する。
【００３４】
すなわち、制御装置５は、交流入力電流Ｉ１〜Ｉ３、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣ、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６などに基づいてコンバータ１を制御する。インバータ給電モードとバイパス給電モードには、制御装置５は、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１（第１の参照電圧）になるように、参照電圧ＶＤＣｒ１とコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ１−ＶＤＣに応じた値の第１のフィードバック成分と、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６にゲインＫ１（第１のゲイン、たとえば１．０）を乗算して得られる第１のフィードフォワード成分とを含む三相交流電流Ｉ１〜Ｉ３を商用交流電源６からコンバータ１に流す。
【００３５】
また、インバータ給電モードとバイパス給電モードのうちのいずれか一方のモードから他方のモードに切換える切換期間には、制御装置５は、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１よりも高い参照電圧ＶＤＣｒ２（第２の参照電圧）になるように、参照電圧ＶＤＣｒ２とコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ２−ＶＤＣに応じた値の第２のフィードバック成分と、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６にゲインＫ１よりも小さなゲインＫ２（第２のゲイン、たとえば０．７）を乗算して得られる第２のフィードフォワード成分とを含む三相交流電流Ｉ１〜Ｉ３を商用交流電源６からコンバータ１に流す。
【００３６】
切換期間において、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１よりも高い参照電圧ＶＤＣｒ２になるようにコンバータ１を制御するのは、商用交流電源６とバイパス交流電源７の間に循環電流が流れることを防止するためである。
【００３７】
参照電圧ＶＤＣｒ１は、商用交流電源６の三相交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のピーク値の２倍の電圧よりも低い電圧に設定されている。参照電圧ＶＤＣｒ２は、商用交流電源６の三相交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のピーク値の２倍の電圧以上の電圧に設定されている。参照電圧ＶＤＣｒ１，ＶＤＣｒ２と循環電流との関係については後で詳細に説明する（図２〜図７）。
【００３８】
負荷電流Ｉ４〜Ｉ６にゲインＫを乗算して得られるフィードフォワード成分を含む三相交流電流Ｉ１〜Ｉ３をコンバータ１に流すのは、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６の変動に対するコンバータ１の応答速度を高めるためである。このフィードフォワード成分を導入することにより、フィードバック成分の制御を低速で行なうことが可能となり、制御の安定化を図ることができる。
【００３９】
また、切換期間において、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６にゲインＫ１よりも小さなゲインＫ２を乗算して得られる第２のフィードフォワード成分を含む三相交流電流Ｉ１〜Ｉ３をコンバータ１に流すのは、ラップ給電モード時にコンバータ１の入力（すなわちコンバータ１の出力）がインバータ３の出力よりも大きくなってコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１，ＶＤＣｒ２よりも高い上限電圧ＶＤＣＨを超えることを防止するためである。コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが上限電圧ＶＤＣＨを超えると、無停電電源装置の運転が停止されて、負荷８の運転が停止されてしまう。ラップ給電モード時にコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが上昇する理由については後述する（図８）。
【００４０】
また、制御装置５は、商用交流電源６の健全時には、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるように双方向チョッパ２を制御し、商用交流電源６の停電時には、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１になるように双方向チョッパ２を制御する。さらに、制御装置５は、インバータ３の交流出力電圧Ｖａ〜Ｖｃがバイパス交流電源７の交流出力電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２になるようにインバータ３を制御する。
【００４１】
ここで、この無停電電源装置の動作について簡単に説明する。商用交流電源６の健全時において操作部４を用いて自動運転モードが選択された場合には、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１になるように、第１のフィードバック成分および第１のフィードフォワード成分を含む三相交流電流Ｉ１〜Ｉ３が商用交流電源６からコンバータ１に流される。第１のフィードフォワード成分をコンバータ１に流すことにより、コンバータ１を安定に制御するとともに、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６の変動に応答してコンバータ１を高速に制御することができる。
【００４２】
また、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるように双方向チョッパ２が制御され、交流出力電圧Ｖａ〜Ｖｃがそれぞれバイパス交流電源７の交流出力電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２になるようにインバータ３が制御される。
【００４３】
また、スイッチＳ１〜Ｓ３がオンされるとともにスイッチＳ４〜Ｓ６がオフされ、インバータ３が交流フィルタＦ２およびスイッチＳ１〜Ｓ３を介して負荷８に接続される。これにより、交流出力電圧Ｖａ〜ＶｃがスイッチＳ１〜Ｓ３を介して負荷８に供給され、負荷８が駆動される。
【００４４】
商用交流電源６の停電が発生した場合には、コンバータ１の運転が停止され、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１になるように双方向チョッパ２が制御され、交流出力電圧Ｖａ〜Ｖｃがそれぞれバイパス交流電源７の交流出力電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２になるようにインバータ３が制御される。
【００４５】
バッテリＢ１の直流電力が消費され、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢが下限電圧に到達した場合には、双方向チョッパ２およびインバータ３の運転が停止される。したがって、商用交流電源６の停電が発生した場合でも、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢが下限電圧に到達するまでの期間は負荷８の運転を継続することができる。
【００４６】
また、商用交流電源６の健全時において操作部４を用いてインバータ給電モードが選択された場合には、上記自動運転モード時と同様に、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１になるようにコンバータ１が制御され、バッテリＢ１の端子間電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるように双方向チョッパ２が制御される。また、交流出力電圧Ｖａ〜Ｖｃがそれぞれバイパス交流電源７の交流出力電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２になるようにインバータ３が制御され、スイッチＳ１〜Ｓ３がオンされるとともにスイッチＳ４〜Ｓ６がオフされる。
【００４７】
インバータ給電モード時において操作部４を用いてバイパス給電モードが選択された場合には、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１よりも高い参照電圧ＶＤＣｒ２になるように、第２のフィードバック成分および第２のフィードフォワード成分を含む三相交流電流Ｉ１〜Ｉ３が商用交流電源６からコンバータ１に流される。
【００４８】
ＶＤＣ＝ＶＤＣｒ２になると、所定時間だけラップ給電モードが実行され、全スイッチＳ１〜Ｓ６がオンされ、インバータ３およびバイパス交流電源７の両方から負荷８に三相交流電力が供給される。このとき、ＶＤＣ＝ＶＤＣｒ２となっているので、無停電電源装置に循環電流が流れることはない。また、第１のフィードフォワード成分よりも小さな第２フィードフォワード成分をコンバータ１に流すことにより、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが上限電圧ＶＤＣＨを超えることを防止することができる。
【００４９】
ラップ給電モードが終了すると、スイッチＳ１〜Ｓ３がオフされてスイッチＳ４〜Ｓ６のみがオンされる。また、コンバータ１が制御されてコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１に下げられ、インバータ給電モードからバイパス給電モードへの切換が完了する。バイパス給電モードでは、バイパス交流電源７からスイッチＳ４〜Ｓ６を介して負荷８に三相交流電力が供給され、負荷８が駆動される。バイパス給電モード時には、たとえば、コンバータ１、双方向チョッパ２、インバータ３、バッテリＢ１などの修理、定期点検などが行なわれれる。
【００５０】
また、バイパス給電モード時において操作部４を用いてインバータ給電モードが選択された場合には、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１よりも高い参照電圧ＶＤＣｒ２になるように、第２のフィードバック成分および第２のフィードフォワード成分を含む三相交流電流Ｉ１〜Ｉ３が商用交流電源６からコンバータ１に流される。
【００５１】
ＶＤＣ＝ＶＤＣｒ２になると、所定時間だけラップ給電モードが実行され、全スイッチＳ１〜Ｓ６がオンされ、インバータ３およびバイパス交流電源７の両方から負荷８に三相交流電力が供給される。このとき、ＶＤＣ＝ＶＤＣｒ２となっているので、無停電電源装置に循環電流が流れることはない。また、第１のフィードフォワード成分よりも小さな第２フィードフォワード成分をコンバータ１に流すことにより、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが上限電圧ＶＤＣＨを超えることを防止することができる。
【００５２】
ラップ給電モードが終了すると、スイッチＳ４〜Ｓ６がオフされてスイッチＳ１〜Ｓ３のみがオンされ、コンバータ１によってコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１に下げられて、バイパス給電モードからインバータ給電モードへの切換が完了する。
【００５３】
次に、このような無停電電源装置に流れる循環電流と参照電圧ＶＤＣｒ１，ＶＤＣｒ２との関係について詳細に説明する。図２は、コンバータ１およびインバータ３の構成を示す回路図である。図２において、コンバータ１は、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）Ｑ１〜Ｑ６およびダイオードＤ１〜Ｄ６を含む。ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のコレクタはともに直流正母線Ｌｐに接続され、それらのエミッタはそれぞれ入力ノード１ａ，１ｂ，１ｃに接続される。
【００５４】
入力ノード１ａ，１ｂ，１ｃは、それぞれリアクトルＬ１〜Ｌ３（図１）の他方端子に接続される。ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６のコレクタはそれぞれ入力ノード１ａ，１ｂ，１ｃに接続され、それらのエミッタはともに直流負母線Ｌｎに接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６に逆並列に接続される。
【００５５】
ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４はそれぞれゲート信号Ａ１，Ｂ１によって制御され、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ５はそれぞれゲート信号Ａ２，Ｂ２によって制御され、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ６はそれぞれゲート信号Ａ３，Ｂ３によって制御される。ゲート信号Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３は、それぞれゲート信号Ａ１，Ａ２，Ａ３の反転信号である。
【００５６】
ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３は、それぞれゲート信号Ａ１，Ａ２，Ａ３が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ａ１，Ａ２，Ａ３が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６は、それぞれゲート信号Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。
【００５７】
ゲート信号Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ２，Ｂ２の各々は、パルス信号列であり、ＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）信号である。ゲート信号Ａ１，Ｂ１の位相とゲート信号Ａ２，Ｂ２の位相とゲート信号Ａ３，Ｂ３の位相とは、基本的には１２０度ずつずれている。ゲート信号Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ３，Ｂ３は、制御装置５によって生成される。たとえば、交流入力電圧Ｖｕ１のレベルが交流入力電圧Ｖｖ１のレベルよりも高い場合は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ５がオンされ、入力ノード１ａからＩＧＢＴＱ１、直流正母線Ｌｐ、コンデンサＣｄ、直流負母線Ｌｎ、およびＩＧＢＴＱ５を介して入力ノード１ｂに電流が流れ、コンデンサＣｄが充電される。
【００５８】
逆に、交流入力電圧Ｖｖ１のレベルが交流入力電圧Ｖｕ１のレベルよりも高い場合は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４がオンされ、入力ノード１ｂからＩＧＢＴＱ２、直流正母線Ｌｐ、コンデンサＣｄ、直流負母線Ｌｎ、およびＩＧＢＴＱ４を介して入力ノード１ａに電流が流れ、コンデンサＣｄが充電される。他の場合も同様である。
【００５９】
ゲート信号Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ３，Ｂ３によってＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々を所定のタイミングでオンおよびオフさせるとともに、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々のオン時間を調整することにより、入力ノード６ａ〜６ｃに与えられた三相交流電圧を直流電圧ＶＤＣ（コンデンサＣｄの端子間電圧）に変換することが可能となっている。
【００６０】
インバータ３は、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６およびダイオードＤ１１〜Ｄ１６を含む。ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３のコレクタはともに直流正母線Ｌｐに接続され、それらのエミッタはそれぞれ出力ノード３ａ，３ｂ，３ｃに接続される。出力ノード３ａ，３ｂ，３ｃは、それぞれリアクトルＬ４〜Ｌ６（図１）の一方端子に接続される。ＩＧＢＴＱ１４〜Ｑ１６のコレクタはそれぞれ出力ノード３ａ，３ｂ，３ｃに接続され、それらのエミッタはともに直流負母線Ｌｎに接続される。ダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６に逆並列に接続される。
【００６１】
ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４はそれぞれゲート信号Ｘ１，Ｙ１によって制御され、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１５はそれぞれゲート信号Ｘ２，Ｙ２によって制御され、ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１６はそれぞれゲート信号Ｘ３，Ｙ３によって制御される。ゲート信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３は、それぞれゲート信号Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３の反転信号である。
【００６２】
ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３は、それぞれゲート信号Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。ＩＧＢＴＱ１４〜Ｑ１６は、それぞれゲート信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３が「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｙ１，Ｙ２，Ｙ３が「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。
【００６３】
ゲート信号Ｘ１，Ｙ２，Ｘ３，Ｙ１，Ｘ２，Ｙ３の各々は、パルス信号列であり、ＰＷＭ信号である。ゲート信号Ｘ１，Ｙ１の位相とゲート信号Ｘ２，Ｙ２の位相とゲート信号Ｘ３，Ｙ３の位相とは、基本的には１２０度ずつずれている。ゲート信号Ｘ１，Ｙ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｘ３，Ｙ３は、制御装置５によって生成される。
【００６４】
たとえば、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１５がオンすると、直流正母線ＬｐがＩＧＢＴＱ１１を介して出力ノード３ａに接続されるとともに、出力ノード３ｂがＩＧＢＴＱ１５を介して直流負母線Ｌｎに接続され、出力ノード３ａ，３ｂ間に正電圧が出力される。
【００６５】
また、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１４がオンすると、直流正母線ＬｐがＩＧＢＴＱ１２を介して出力ノード３ｂに接続されるとともに、出力ノード３ａがＩＧＢＴＱ１４を介して直流負母線Ｌｎに接続され、出力ノード３ａ，３ｂ間に負電圧が出力される。
【００６６】
ゲート信号Ｘ１，Ｙ１，Ｘ２，Ｙ２，Ｘ３，Ｙ３によってＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６の各々を所定のタイミングでオンおよびオフさせるとともに、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６の各々のオン時間を調整することにより、母線Ｌｐ，Ｌｎ間の直流電圧ＶＤＣを三相交流電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに変換することが可能となっている。
【００６７】
図３は、商用交流電源６の構成を示す等価回路図である。図３において、商用交流電源６は、中性点端子６ｄに対して星形接続（Ｙ接続）された３相の交流電源６Ｕ，６Ｖ，６Ｗを含む。交流電源６Ｕは、交流出力端子６ａと中性点端子６ｄとの間に接続され、交流出力端子６ａに交流電圧Ｖｕ１を出力する。交流電源６Ｖは、交流出力端子６ｂと中性点端子６ｄとの間に接続され、交流出力端子６ｂに交流電圧Ｖｖ１を出力する。交流電源６Ｗは、交流出力端子６ｃと中性点端子６ｄとの間に接続され、交流出力端子６ｃに交流電圧Ｖｗ１を出力する。
【００６８】
交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の各々は商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）で正弦波状に変化する。交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のピーク値（実効値の√２倍）は同一であり、それらの位相は１２０度ずつずれている。交流電源６Ｕ，６Ｖ，６Ｗは、たとえば、商用交流電源６の最終段の三相変圧器に含まれる最終段の三相の巻線に対応している。
【００６９】
図４は、バイパス交流電源７の構成を示す等価回路図である。図４において、バイパス交流電源７は、中性点端子７ｄに対して星形接続された３相の交流電源７Ｕ，７Ｖ，７Ｗを含む。交流電源７Ｕは、交流出力端子７ａと中性点端子７ｄとの間に接続され、交流出力端子７ａに交流電圧Ｖｕ２を出力する。交流電源７Ｖは、交流出力端子７ｂと中性点端子７ｄとの間に接続され、交流出力端子７ｂに交流電圧Ｖｖ２を出力する。交流電源７Ｗは、交流出力端子７ｃと中性点端子７ｄとの間に接続され、交流出力端子７ｃに交流電圧Ｖｗ２を出力する。
【００７０】
交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の各々は商用周波数で正弦波状に変化する。交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２のピーク値は同一であり、それらの位相は１２０度ずつずれている。交流電源７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、たとえば、自家発電機の三相のコイルに対応している。
【００７１】
インバータ給電モードおよびバイパス給電モードでは、バイパス交流電源７の交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の位相（およびピーク値）は、それぞれ商用交流電源６の交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の位相（およびピーク値）に一致している。この状態では、無停電電源装置に循環電流は流れない。
【００７２】
しかし、ラップ給電モードでは、スイッチＳ１〜Ｓ３またはスイッチＳ４〜Ｓ６をオンしたときにバイパス交流電源７の負荷電流が大きく変動し、交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の位相、ピーク値が変動する。このため、交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２がそれぞれ交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１に一致しなくなる。
【００７３】
図５（Ａ）〜（Ｃ）は、商用交流電源６の交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１とバイパス交流電源７の交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２との関係を示す図である。交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の各々は、ベクトル表示されている。交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の位相は１２０度ずつずれ、交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の位相は１２０度ずつずれている。図５（Ａ）は、交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の位相がそれぞれ交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の位相に一致している場合を示している。    
【００７４】
図５（Ｂ）は、交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の位相がそれぞれ交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の位相よりも６０度遅れている場合を示している。たとえば、交流電圧Ｖｕ１の位相と交流電圧Ｖｗ２の位相とは１８０度ずれている。交流電圧Ｖｕ１が正のピーク値となり、交流電圧Ｖｗ２が負のピーク値となったとき、交流電圧Ｖｕ１と交流電圧Ｖｗ２の差の電圧ΔＶ１２＝Ｖｕ１−Ｖｗ２は、交流電圧Ｖｕ１，Ｖｗ２のピーク値の和となる。逆に、交流電圧Ｖｕ１が負のピーク値となり、交流電圧Ｖｗ２が正のピーク値となったとき、交流電圧Ｖｗ２と交流電圧Ｖｕ１の差の電圧ΔＶ２１＝Ｖｗ２−Ｖｕ１は、交流電圧Ｖｕ１，Ｖｗ２のピーク値の和となる。
【００７５】
図５（Ｃ）は、交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の位相がそれぞれ交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｖ１の位相よりも６０度進んでいる場合を示している。たとえば、交流電圧Ｖｕ１の位相と交流電圧Ｖｖ２の位相とは１８０度ずれている。交流電圧Ｖｕ１が正のピーク値となり、交流電圧Ｖｖ２が負のピーク値となったとき、交流電圧Ｖｕ１と交流電圧Ｖｖ２の差の電圧ΔＶ１２＝Ｖｕ１−Ｖｖ２は、交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ２のピーク値の和となる。逆に、交流電圧Ｖｕ１が負のピーク値となり、交流電圧Ｖｖ２が正のピーク値となったとき、交流電圧Ｖｖ２と交流電圧Ｖｕ１の差の電圧ΔＶ２１＝Ｖｖ２−Ｖｕ１は、交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ２のピーク値の和となる。
【００７６】
もし、ラップ給電モード時において、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のピーク値と交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２のピーク値との和よりも小さい場合には、次のような問題が発生する。たとえば、図５（Ｂ）で示したように、交流電圧Ｖｕ１，Ｖｗ２の位相が１８０度ずれ、交流電圧Ｖｕ１，Ｖｗ２の差の電圧ΔＶ１２＝Ｖｕ１−Ｖｗ２が交流電圧Ｖｕ１，Ｖｗ２のピーク値の和となった場合、図６で示される経路に循環電流ＩＣが流れる。
【００７７】
すなわち、交流電源６Ｕの一方端子（交流出力端子６ａ）からコンバータ１の入力ノード１ａ、ダイオードＤ１（図２）、直流正母線Ｌｐ、コンデンサＣｄ、直流負母線Ｌｎ、ダイオードＤ１６（図２）、インバータ３の出力ノード３ｃ、交流電源７Ｗ、中性点端子７ｄ、接地電圧ＧＮＤのライン、および中性点端子６ｄを介して交流電源６Ｕの他方端子に至る経路に循環電流ＩＣが流れてしまう。なお、図６では、図面および説明の簡単化のため、フィルタＦ１，Ｆ２、オンされたスイッチＳ１〜Ｓ６などの図示は省略されている。
【００７８】
逆に、交流電圧Ｖｗ２，Ｖｕ１の差の電圧ΔＶ２１＝Ｖｗ２−Ｖｕ１が交流電圧Ｖｕ１，Ｖｗ２のピーク値の和となった場合、図７で示される経路に循環電流ＩＣが流れる。すなわち、交流電源７Ｗの一方端子（交流出力端子７ｃ）からインバータ３の出力ノード３ｃ、ダイオードＤ１３（図２）、直流正母線Ｌｐ、コンデンサＣｄ、直流負母線Ｌｎ、ダイオードＤ４（図２）、コンバータ１の入力ノード１ａ、交流電源６Ｕ、中性点端子６ｄ、接地電圧ＧＮＤのライン、および中性点端子７ｄを介して交流電源７Ｗの他方端子に至る経路に循環電流ＩＣが流れる。
【００７９】
循環電流ＩＣが流れると、循環電流ＩＣによってコンデンサＣｄが充電され、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが上限電圧ＶＤＣＨを超え、制御装置５によって異常が発生したと判別されて無停電電源装置の運転が停止され、負荷８の運転が停止される場合がある。また、電流検出器ＣＴ１〜ＣＴ６の検出値が上限電流ＩＨを超え、制御装置５によって異常が発生したと判別されて無停電電源装置の運転が停止され、負荷８の運転が停止される場合がある。
【００８０】
そこで、本実施の形態１では、ラップ給電モード時には、交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のピーク値と交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２のピーク値との和の電圧以上の参照電圧ＶＤＣｒ２にコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣを設定することにより、無停電電源装置に循環電流ＩＣが流れることを防止している。
【００８１】
また、本実施の形態１では、インバータ給電モード時およびバイパス給電モード時には、交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のピーク値と交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２のピーク値との和の電圧よりも低い参照電圧ＶＤＣｒ１にコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣを設定することにより、消費電力の低減化、効率の向上を図っている。
【００８２】
バイパス交流電源７が安定している場合には、バイパス交流電源７の交流出力電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２は商用交流電源６の交流出力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１に一致しているので、交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のピーク値と交流電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２のピーク値との和の電圧は、交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のピーク値の２倍の電圧に等しい。また、交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１のピーク値は同じ値である。
【００８３】
たとえば、交流電圧Ｖｕ１の実効値は２７７Ｖであり、そのピーク値は３９２Ｖである。交流電圧Ｖｕ１のピーク値の２倍の電圧は７８４Ｖである。参照電圧ＶＤＣｒ１は、７８４Ｖよりも低い７５０Ｖに設定される。参照電圧ＶＤＣｒ２は、７８４Ｖよりも高い９２０Ｖに設定される。なお、参照電圧ＶＤＣｒ２は、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣの上限値ＶＤＣＨ（たとえば１０００Ｖ）よりも低い値に設定される。
【００８４】
この結果、ラップ給電モード時に、たとえば、交流電圧Ｖｕ１が正のピーク値（＋３９２Ｖ）となり、交流電圧Ｖｗ２が負のピーク値（−３９２Ｖ）となった場合でも、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣ＝ＶＤＣｒ２（９２０Ｖ）が交流電圧Ｖｕ１，Ｖｗ２のピーク値の和の電圧（７８４Ｖ）よりも高いので、ダイオードＤ１，Ｄ１６（図２）がオンせず、循環電流ＩＣは流れない。
【００８５】
逆に、交流電圧Ｖｕ１が負のピーク値（−３９２Ｖ）となり、交流電圧Ｖｗ２が正のピーク値（＋３９２Ｖ）となった場合でも、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣ＝ＶＤＣｒ２（９２０Ｖ）が交流電圧Ｖｕ１，Ｖｗ２のピーク値の和の電圧（７８４Ｖ）よりも高いので、ダイオードＤ１３，Ｄ４（図２）がオンせず、循環電流ＩＣは流れない。循環電流ＩＣが流れないので、過電流やコンデンサＣｄの過電圧が検出されて無停電電源装置の運転が停止され、負荷８の運転が停止されることはない。
【００８６】
次に、各給電モードにおけるコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣの制御方法について説明する。図８（Ａ）〜（Ｃ）は、それぞれバイパス給電モード、ラップ給電モード、およびインバータ給電モードを示す回路ブロック図である。図面および説明の簡単化を図るため、三相のうちの一相に関連する部分のみが示され、スイッチＳ１〜Ｓ６のうちのスイッチＳ１，Ｓ４のみが示されている。また、交流フィルタＦ１，Ｆ２、電流検出器ＣＴ１〜ＣＴ６などの図示は省略されている。
【００８７】
バイパス給電モード時には図８（Ａ）に示すように、スイッチＳ４がオンされるとともにスイッチＳ１がオフされ、バイパス交流電源７からスイッチＳ４を介して負荷８に負荷電流Ｉ４が供給される。また、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１になるようにコンバータ１が制御され、参照電圧ＶＤＣｒ１とコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ１−ＶＤＣに応じた値の第１のフィードバック成分ＩＦＢ１と、負荷電流Ｉ４にゲインＫ１を乗算することによって得られる第１のフィードフォワード成分ＩＦＦ１＝Ｋ１×Ｉ４とを含む電流Ｉ１＝ＩＦＢ１＋ＩＦＦ１＝ＩＦＢ１＋Ｋ１×Ｉ４が商用交流電源６からコンバータ１に流される。
【００８８】
この場合、第１のフィードフォワード成分ＩＦＦ１をコンバータ１に流すことにより、第１のフィードバック成分ＩＦＢ１の応答速度を小さく設定してコンデンサの端子間電圧ＶＤＣを安定に制御するとともに、負荷電流Ｉ４の変動に応答してコンデンサの端子間電圧ＶＤＣを高速に制御することができる。コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１に充電された状態では、第１のフィードバック成分ＩＦＢ１と第１のフィードフォワード成分ＩＦＦ１とが相殺され、コンバータ１の入力電流Ｉ１はほぼ０Ａになっている。
【００８９】
バイパス給電モードからインバータ給電モードに切換える切換期間に、ラップ給電モードが実行される。ラップ給電モード時には図８（Ｂ）に示すように、スイッチＳ１，Ｓ４がともにオンされる。スイッチＳ１がオンされると、バイパス交流電源７（たとえば発電機）の負荷が急変してバイパス交流電源７の出力電圧の周波数が変動し、バイパス交流電源７の出力電圧とインバータ３の出力電圧との位相がずれ、それらの位相差に応じた割合でインバータ３およびバイパス交流電源７の両方から負荷８に電流Ｉ４が供給される。図８（Ｂ）では、負荷電流Ｉ４の６０％がインバータ３から供給され、負荷電流Ｉ４の４０％がバイパス交流電源７から供給されている場合が示されている。
【００９０】
インバータ３から負荷８に電流が流れると、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが低下し、コンバータ１の入力電流Ｉ１が増大される。この場合に、バイパス給電モード時と同様に、商用交流電源６からコンバータ１に電流Ｉ１＝ＩＦＢ１＋Ｋ１×Ｉ４を流すと、コンバータ１の入力電流Ｉ１がインバータ３の出力電流０．６×Ｉ４よりも過大になり、フィードバック制御が追随できず、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ２よりも上昇し、上限電圧ＶＤＣＨを超える恐れがある。
【００９１】
そこで、本実施の形態１では、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣの上昇を防止するため、ラップ給電モード時には、コンバータ１の入力電流Ｉ１のフィードフォワード成分を減少させる。すなわち、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ２になるようにコンバータ１が制御され、参照電圧ＶＤＣｒ２とコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ２−ＶＤＣに応じた値の第２のフィードバック成分ＩＦＢ２と、負荷電流Ｉ４にゲインＫ１（たとえば１．０）よりも小さなゲインＫ２（０．７）を乗算することによって得られる第２のフィードフォワード成分ＩＦＦ２とを含む電流Ｉ１＝ＩＦＢ２＋ＩＦＦ２＝ＩＦＢ２＋Ｋ２×Ｉ４が商用交流電源６からコンバータ１に流される。
【００９２】
これにより、コンバータ１の入力電流Ｉ１がインバータ３の出力電流０．６×Ｉ４よりも過大になることを防止し、コンバータ１の出力電圧ＶＤＣ（すなわちコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣ）が参照電圧ＶＤＣｒ２よりも高い上限電圧ＶＤＣＨを超えてしまうことを防止することができる。
【００９３】
インバータ給電モード時には図８（Ｃ）に示すように、スイッチＳ１がオンされるとともにスイッチＳ４がオフされ、インバータ３からスイッチＳ１を介して負荷８に負荷電流Ｉ４が供給される。コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１になるようにコンバータ１が制御され、参照電圧ＶＤＣｒ１とコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ１−ＶＤＣに応じた値の第１のフィードバック成分ＩＦＢ１と、負荷電流Ｉ４にゲインＫ１を乗算することによって得られる第１のフィードフォワード成分ＩＦＦ１＝Ｋ１×Ｉ４とを含む電流Ｉ１＝ＩＦＢ１＋ＩＦＦ１＝ＩＦＢ１＋Ｋ１×Ｉ４が商用交流電源６からコンバータ１に流される。
【００９４】
この場合、第１のフィードフォワード成分ＩＦＦ１をコンバータ１に流すことにより、第１のフィードバック成分ＩＦＢ１の応答速度を小さくしてコンデンサの端子間電圧ＶＤＣを安定に制御するとともに、負荷電流Ｉ４の変動に応答してコンデンサの端子間電圧ＶＤＣを高速に制御することができる。
【００９５】
なお、インバータ給電モードからラップ給電モードを介してバイパス給電モードに切換える場合も、同様に制御される。ただし、ラップ給電モードからバイパス給電モードに切換えた場合に、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが上昇したときには、コンバータ１の運転は停止される。コンバータ１の運転が停止されても、バイパス交流電源７からスイッチＳ４を介して負荷８に電流Ｉ４が供給され、負荷８の運転は継続される。
【００９６】
次に、コンバータ１およびスイッチＳ１〜Ｓ６の制御方法について説明する。図９は、制御装置５のうちのコンバータ１およびスイッチＳ１〜Ｓ６の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図９において、制御装置５は、信号発生回路１１、タイマー１２、および制御部１３，１４を含む。
【００９７】
操作部４（図１）は、無停電電源装置の使用者によってインバータ給電モードが選択された場合には、モード選択信号ＭＳを「Ｌ」レベルにし、バイパス給電モードが選択された場合には、モード選択信号ＭＳを「Ｈ」レベルにする。信号発生回路１１は、操作部４からのモード選択信号ＭＳの立ち上がりエッジおよび立下りエッジの各々に応答して、切換指令信号ＰＣを所定時間だけ「Ｈ」レベルに立ち上げる。
【００９８】
タイマー１２は、切換指令信号ＰＣの立ち上がりエッジに応答して、第１の時間Ｔ１、第２の時間Ｔ２、および第３の時間Ｔ３を順次計測する。また、タイマー１２は、切換指令信号ＰＣの立ち上がりエッジから第３の時間Ｔ３まで、切換信号φＣを活性化レベルの「Ｈ」レベルにする。さらに、タイマー１２は、第１の時間Ｔ１から第２の時間Ｔ２まで、オーバーラップ指令信号φＯＬを活性化レベルの「Ｈ」レベルにする。
【００９９】
制御部１３は、モード選択信号ＭＳおよびオーバーラップ指令信号φＯＬに従ってスイッチＳ１〜Ｓ６を制御する。モード選択信号ＭＳおよびオーバーラップ指令信号φＯＬがともに「Ｌ」レベルである場合、制御部１３は、スイッチＳ１〜Ｓ３をオンさせるとともにスイッチＳ４〜Ｓ６をオフさせる。制御部１３は「第１の制御部」の一実施例に対応する。
【０１００】
オーバーラップ指令信号φＯＬが「Ｈ」レベルである場合、制御部１３は全スイッチＳ１〜Ｓ６をオンさせる。モード選択信号ＭＳが「Ｈ」レベルであり、オーバーラップ指令信号φＯＬが「Ｌ」レベルである場合、制御部１３は、スイッチＳ４〜Ｓ６をオンさせるとともにスイッチＳ１〜Ｓ３をオフさせる。
【０１０１】
制御部１４は、交流入力電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１、三相入力電流Ｉ１〜Ｉ３、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６、および直流電圧ＶＤＣに基づいて動作し、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒに一致するように、コンバータ１を制御する。制御部１４は「第２の制御部」の一実施例に対応する。
【０１０２】
図１０は、制御部１４の構成を示す回路ブロック図である。図１０において、制御部１４は、参照電圧発生回路２０、電圧検出器２１，２８、減算器２２，２６Ａ〜２６Ｃ、直流電圧制御回路２３、正弦波発生回路２４、乗算器２５Ａ〜２５Ｃ、電流制御回路２７、加算器２９Ａ〜２９Ｃ、ＰＷＭ回路３０、およびゲート回路３１を含む。
【０１０３】
参照電圧発生回路２０は、タイマー１２からの切換信号φＣに基づいて参照電圧ＶＤＣｒを出力する。切換信号φＣが非活性化レベルの「Ｌ」レベルである場合には、参照電圧ＶＤＣｒは参照電圧ＶＤＣｒ１に設定される。切換信号φＣが活性化レベルの「Ｈ」レベルである場合には、参照電圧ＶＤＣｒは参照電圧ＶＤＣｒ２に設定される。
【０１０４】
電圧検出器２１は、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣを検出し、その検出値を示す信号を出力する。減算器２２は、参照電圧発生回路２０によって生成される参照電圧ＶＤＣｒから電圧検出器２１の出力信号によって示されるコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣを減算し、参照電圧ＶＤＣｒと直流電圧ＶＤＣの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ−ＶＤＣを求める。
【０１０５】
直流電圧制御回路２３は、偏差ΔＶＤＣ、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６、および切換信号φＣに基づいて、コンバータ１の入力電流Ｉ１〜Ｉ３を指令するための電流指令値Ｉｃを生成する。図１１は、直流電圧制御回路２３の構成を示す回路ブロック図である。図１１において、直流電圧制御回路２３は、ＰＩ（Proportional-Integral）制御回路４１、実効値演算部４２、ゲイン発生回路４３、乗算器４４、および加算器４５を含む。
【０１０６】
ＰＩ制御回路４１は、偏差ΔＶＤＣの比例積分演算を行なうことにより、偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ−ＶＤＣに応じた値のフィードバック成分Ｉｆｂを求める。フィードバック成分Ｉｆｂは、次式（１）で表される。
【０１０７】
【数１】
0006980934.tif 000002
【０１０８】
偏差ΔＶＤＣが増大するとフィードバック成分Ｉｆｂが増大して偏差ΔＶＤＣが減少し、偏差ΔＶＤＣが減少するとフィードバック成分Ｉｆｂが減少して偏差ΔＶＤＣがなくなるように、フィードバック制御が行なわれる。
【０１０９】
実効値演算部４２は、電流検出器ＣＴ４〜ＣＴ６の出力信号によって示される負荷電流Ｉ４〜Ｉ６の実効値Ｉｅを求め、その実効値Ｉｅを示す信号を出力する。ゲイン発生回路４３は、切換信号φＣに従ってゲインＫを出力する。切換信号φＣが「Ｌ」レベルである場合には、ゲインＫはゲインＫ１に設定される。切換信号φＣが「Ｈ」レベルである場合には、ゲインＫはゲインＫ１よりも小さなゲインＫ２に設定される。
【０１１０】
乗算器４４は、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６の実効値ＩｅにゲインＫを乗算して、電流指令値Ｉｃのフィードフォワード成分Ｉｆｆ＝Ｋ×Ｉｅを生成する。加算器４５は、フィードバック成分Ｉｆｂとフィードフォワード成分Ｉｆｆとを加算して電流指令値Ｉｃ＝Ｉｆｂ＋Ｉｆｆを生成する。
【０１１１】
本実施の形態１では、電流指令値Ｉｃにフィードフォワード成分Ｉｆｆを導入するので、フィードバック成分Ｉｆｂの比例ゲインＫｐを比較的小さな値に設定して、ＰＩ制御の安定化を図ることができる。
【０１１２】
再び図１０を参照して、正弦波発生回路２４は、商用交流電源６からの三相交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１と同相の三相正弦波信号を生成する。乗算器２５Ａ〜２５Ｃは、それぞれ三相正弦波信号に電流指令値Ｉｃを乗算して、三相電流指令値Ｉ１ｃ〜Ｉ３ｃを生成する。
【０１１３】
減算器２６Ａは、電流指令値Ｉ１ｃと電流検出器ＣＴ１により検出された交流電流Ｉ１との偏差ΔＩ１＝Ｉ１ｃ−Ｉ１を算出する。減算器２６Ｂは、電流指令値Ｉ２ｃと電流検出器ＣＴ２により検出された交流電流Ｉ２との偏差ΔＩ２＝Ｉ２ｃ−Ｉ２を算出する。減算器２６Ｃは、電流指令値Ｉ３ｃと電流検出器ＣＴ３により検出された交流電流Ｉ３との偏差ΔＩ３＝Ｉ３ｃ−Ｉ３を算出する。
【０１１４】
電流制御回路２７は、偏差ΔＩ１，ΔＩ２，ΔＩ３の各々が０となるように電圧指令値Ｖ１ａ，Ｖ２ａ，Ｖ３ａを生成する。電流制御回路２７は、たとえば、偏差ΔＩ１，ΔＩ２，ΔＩ３を比例制御または比例積分制御することにより電圧指令値Ｖ１ａ，Ｖ２ａ，Ｖ３ａを生成する。電圧検出器２８は、商用交流電源６からの三相交流電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の瞬時値を検出し、それらの検出値を示す信号を出力する。
【０１１５】
加算器２９Ａは、電圧指令値Ｖ１ａと電圧検出器２８により検出された交流電圧Ｖｕ１とを加算して電圧指令値Ｖ１ｃを生成する。加算器２９Ｂは、電圧指令値Ｖ２ａと電圧検出器２８により検出された交流電圧Ｖｖ１とを加算して電圧指令値Ｖ２ｃを生成する。加算器２９Ｃは、電圧指令値Ｖ３ａと電圧検出器２８により検出された交流電圧Ｖｗ１とを加算して電圧指令値Ｖ３ｃを生成する。
【０１１６】
ＰＷＭ回路３０は、電圧指令値Ｖ１ｃ〜Ｖ３ｃに基づいて、コンバータ１を制御するためのＰＷＭ制御信号φ１〜φ３を生成する。ゲート回路３１は、ＰＷＭ制御信号φ１〜φ３に基づいてゲート信号Ａ１，Ｂ１，Ａ２，Ｂ２，Ａ２，Ｂ２（図２）を生成する。
【０１１７】
このように制御することにより、インバータ給電モード時およびバイパス給電モードには、コンデンサＶｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１になるように、参照電圧ＶＤＣｒ１とコンデンサの端子間電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ１−ＶＤＣに応じた値の第１のフィードバック成分と、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６にゲインＫ１を乗じて得られる第１のフィードフォワード成分とを含む交流電流Ｉ１〜Ｉ３を商用交流電源６からコンバータ１に流すことができる。
【０１１８】
また、切換期間には、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ２になるように、参照電圧ＶＤＣｒ２とコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ２−ＶＤＣに応じた値の第２のフィードバック成分と、負荷電流Ｉ４〜Ｉ６にゲインＫ１よりも小さなゲインＫ２を乗じて得られる第２のフィードフォワード成分とを含む交流電流Ｉ１〜Ｉ３を商用交流電源６からコンバータ１に流すことができる。
【０１１９】
図１２（Ａ）〜（Ｉ）は、図９に示した制御装置５の動作を示すタイムチャートである。図１２（Ａ）はモード選択信号ＭＳの波形を示し、図１２（Ｂ）は切換指令信号ＰＣの波形を示し、図１２（Ｃ）は切換信号φＣの波形を示し、図１２（Ｄ）はオーバーラップ指令信号φＯＬの波形を示している。
【０１２０】
また、図１２（Ｅ）はゲインＫを示し、図１２（Ｆ）は参照電圧ＶＤＣｒを示し、図１２（Ｇ）はコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣを示し、図１２（Ｈ）はスイッチＳ１〜Ｓ３の状態を示し、図１２（Ｉ）はスイッチＳ４〜Ｓ６の状態を示している。図１２（Ａ）〜（Ｉ）では、インバータ給電モードからバイパス給電モードに切換える場合の動作が示されている。
【０１２１】
時刻ｔ０では、インバータ給電モードが実行されており、モード選択信号ＭＳ、切換指令信号ＰＣ、切換信号φＣ、およびオーバーラップ指令信号φＯＬはともに「Ｌ」レベルにされている。また、ゲインＫはゲインＫ１にされ、参照電圧ＶＤＣｒは参照電圧ＶＤＣｒ１にされ、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣは参照電圧ＶＤＣｒ１にされ、スイッチＳ１〜Ｓ３はオンされ、スイッチＳ４〜Ｓ６はオフされている。
【０１２２】
ある時刻ｔ１において操作部４を用いてバイパス給電モードが選択されると、モード選択信号ＭＳが「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられ、信号発生回路１１によって切換指令信号ＰＣが所定時間だけ「Ｈ」レベルに立ち上げられる。切換指令信号ＰＣの立ち上がりエッジに応答して、タイマー１２が第１の時間Ｔ１、第２の時間Ｔ２、および第３の時間Ｔ３を順次計測し、計時結果に基づいて切換信号φＣおよびオーバーラップ指令信号φＯＬを生成する。
【０１２３】
切換信号φＣは、切換指令信号ＰＣの立ち上がりエッジ（時刻ｔ１）から第３の時間Ｔ３（時刻ｔ４）まで「Ｈ」レベルにされる。オーバーラップ指令信号φＯＬは、第１の時間Ｔ１（時刻ｔ２）から第２の時間Ｔ２（時刻ｔ３）まで「Ｈ」レベルにされる。
【０１２４】
切換信号φＣが「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられると（時刻ｔ１）、ゲインＫがゲインＫ１からゲインＫ２に下げられ、参照電圧ＶＤＣｒが参照電圧ＶＤＣｒ１から参照電圧ＶＤＣｒ２に上げられ、制御部１４によってコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ２になるようにコンバータ１が制御される。
【０１２５】
コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ２になっている期間内に、ラップ指令信号φＯＬが「Ｈ」レベルにされてラップ給電モードが実行される。ラップ指令信号φＯＬが「Ｈ」レベルに立ち上げられると（時刻ｔ２）、スイッチＳ４〜Ｓ６がオンされる。このとき、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ２に上げられているので、循環電流ＩＣ（図６、図７）が流れることはない。また、ゲインＫがゲインＫ２に下げられているので、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが上昇することが防止される。ラップ指令信号φＯＬが「Ｌ」レベルに立ち上げられると（時刻ｔ３）、スイッチＳ１〜Ｓ３がオフされ、ラップ給電モードが終了する。
【０１２６】
切換信号φＣが「Ｌ」レベルに立ち下げられると（時刻ｔ４）、ゲインＫがゲインＫ２からゲインＫ１に上げられるとともに参照電圧ＶＤＣｒが参照電圧ＶＤＣｒ１に下げられ、コンデンサＣｄが放電される。コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１になると、インバータ給電モードからバイパス給電モードへの切換えが完了する。
【０１２７】
図１３（Ａ）〜（Ｉ）は、図９に示した制御装置５の動作を示す他のタイムチャートであって、図１２（Ａ）〜（Ｉ）と対比される図である。図１３（Ａ）〜（Ｉ）では、バイパス給電モードからインバータ給電モードに切換える場合の動作が示されている。
【０１２８】
時刻ｔ０では、バイパス給電モードが実行されており、モード選択信号ＭＳは「Ｈ」レベルにされ、切換指令信号ＰＣ、切換信号φＣ、およびオーバーラップ指令信号φＯＬはともに「Ｌ」レベルにされている。また、ゲインＫはゲインＫ１にされ、参照電圧ＶＤＣｒは参照電圧ＶＤＣｒ１にされ、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣは参照電圧ＶＤＣｒ１にされ、スイッチＳ１〜Ｓ３はオフされ、スイッチＳ４〜Ｓ６はオンされている。
【０１２９】
ある時刻ｔ１において操作部４を用いてインバータ給電モードが選択されると、モード選択信号ＭＳが「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げられ、信号発生回路１１によって切換指令信号ＰＣが所定時間だけ「Ｈ」レベルに立ち上げられる。切換指令信号ＰＣの立ち上がりエッジに応答して、タイマー１２が第１の時間Ｔ１、第２の時間Ｔ２、および第３の時間Ｔ３を順次計測し、計時結果に基づいて切換信号φＣおよびオーバーラップ指令信号φＯＬを生成する。
【０１３０】
切換信号φＣは、切換指令信号ＰＣの立ち上がりエッジ（時刻ｔ１）から第３の時間Ｔ３（時刻ｔ４）まで「Ｈ」レベルにされる。オーバーラップ指令信号φＯＬは、第１の時間Ｔ１（時刻ｔ２）から第２の時間Ｔ２（時刻ｔ３）まで「Ｈ」レベルにされる。
【０１３１】
切換信号φＣが「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに立ち上げられると（時刻ｔ１）、ゲインＫがゲインＫ１からゲインＫ２に下げられ、参照電圧ＶＤＣｒが参照電圧ＶＤＣｒ１から参照電圧ＶＤＣｒ２に上げられ、制御部１４によってコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ２になるようにコンバータ１が制御される。
【０１３２】
コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ２になっている期間内に、ラップ指令信号φＯＬが「Ｈ」レベルにされてラップ給電モードが実行される。ラップ指令信号φＯＬが「Ｈ」レベルに立ち上げられると（時刻ｔ２）、スイッチＳ１〜Ｓ３がオンされる。このとき、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ２に上げられているので、循環電流ＩＣ（図６、図７）が流れることはない。また、ゲインＫがゲインＫ２に下げられているので、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが上昇することが防止される。ラップ指令信号φＯＬが「Ｌ」レベルに立ち上げられると（時刻ｔ３）、スイッチＳ４〜Ｓ６がオフされ、ラップ給電モードが終了する。
【０１３３】
切換信号φＣが「Ｌ」レベルに立ち下げられると（時刻ｔ４）、ゲインＫがゲインＫ２からゲインＫ１に上げられるとともに参照電圧ＶＤＣｒが参照電圧ＶＤＣｒ１に下げられ、コンデンサＣｄが放電される。コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１になると、バイパス給電モードからインバータ給電モードへの切換えが完了する。
【０１３４】
以上のように、本実施の形態１では、フィードバック成分とフィードフォワード成分を含む交流電流Ｉ１〜Ｉ３をコンバータ１に流入させるので、フィードバック成分を低速に制御して制御の安定化を図るとともに、フィードフォワード成分によって負荷電流Ｉ４〜Ｉ６の急変に対応することができる。また、インバータ給電モードとバイパス給電モードとを切換える切換期間には、ゲインＫを減少させてフィードフォワード成分を減少させるので、ラップ給電モード時にコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが上限電圧ＶＤＣＨを超えることを防止することができる。
【０１３５】
また、切換期間には、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが参照電圧ＶＤＣｒ１よりも高い参照電圧ＶＤＣｒ２になるようにコンバータ１を制御することにより、コンデンサＣｄなどを含む経路に循環電流ＩＣが流れることを防止する。したがって、商用交流電源６の中性点端子６ｄおよびバイパス交流電源７の中性点端子７ｄがともに接地された場合でも、循環電流ＩＣが流れることを防止することができる。
【０１３６】
なお、この実施の形態１では、切換信号φＣに応答してフィードバック成分のゲインＫを制御し、切換期間においてゲインＫをゲインＫ１よりも小さなゲインＫ２に設定したが、これに限るものではなく、ラップ指令信号φＯＬに応答してゲインＫを制御し、ラップ給電モード時だけゲインＫをゲインＫ２に設定しても構わない。
【０１３７】
［実施の形態２］
図１４は、この発明の実施の形態２による無停電電源装置の要部を示す回路ブロック図であって、図１０と対比される図である。図１４を参照して、この無停電電源装置が実施の形態１の無停電電源装置と異なる点は、直流電圧制御回路２３が直流電圧制御回路２３Ａで置換されている点である。
【０１３８】
直流電圧制御回路２３Ａは、図１５に示すように、直流電圧制御回路２３のゲイン発生回路４３をゲイン発生回路４３Ａで置換したものである。ゲイン発生回路４３Ａは、参照電圧ＶＤＣｒとコンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣとの偏差ΔＶＤＣ＝ＶＤＣｒ−ＶＤＣが０である場合には、ゲインＫをゲインＫ１（第１の値）に設定する。またゲイン発生回路４３Ａは、偏差ΔＶＤＣが０を超えた場合には、偏差ΔＶＤＣに応じてゲインＫを減少させることにより、ゲインＫをゲインＫ１よりも小さなゲインＫｃ（第２の値）に設定する。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。
【０１３９】
以上のように、この実施の形態２では、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが上昇して偏差ΔＶＤＣが増大した場合には、ゲインＫを減少させてフィードフォワード成分を減少させるので、ラップ給電モード時だけでなくインバータ給電モード時およびバイパス給電モード時においても、コンデンサＣｄの端子間電圧ＶＤＣが上限電圧ＶＤＣＨを超えることを防止することができる。
【０１４０】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１４１】
Ｃ１〜Ｃ６，Ｃｄ  コンデンサ、Ｌ１〜Ｌ６  リアクトル、ＣＴ１〜ＣＴ６  電流検出器、１  コンバータ、Ｌｐ  直流正母線、Ｌｎ  直流負母線、２  双方向チョッパ、３  インバータ、Ｓ１〜Ｓ６  スイッチ、４  操作部、５  制御装置、６  商用交流電源、６ｄ，７ｄ  中性点端子、６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ，７Ｕ，７Ｖ，７Ｗ  交流電源、７  バイパス交流電源、８  負荷、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１１〜Ｑ１６  ＩＧＢＴ、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ１１〜Ｄ１６  ダイオード、１１  信号発生回路、１２  タイマー、１３，１４  制御部、２０  参照電圧発生回路、２１，２８  電圧検出器、２２，２６Ａ〜２６Ｃ  減算器、２３，２３Ａ  直流電圧制御回路、２４  正弦波発生回路、２５Ａ〜２５Ｃ，４４  乗算器、２７  電流制御回路、２９Ａ〜２９Ｃ，４５  加算器、３０  ＰＷＭ回路、３１  ゲート回路、４１  ＰＩ制御回路、４２  実効値演算部、４３，４３Ａ  ゲイン発生回路。
【要約】
この無停電電源装置では、コンデンサ（Ｃｄ）の端子間電圧（ＶＤＣ）が参照電圧（ＶＤＣｒ）になるように、それらの偏差（ΔＶＤＣ）に応じた値のフィードバック成分と、負荷電流（Ｉ４〜Ｉ６）にゲイン（Ｋ）を乗じて得られるフィードフォワード成分とを含む交流電流（Ｉ１〜Ｉ３）をコンバータ（１）に流入させる。インバータ給電モード時およびバイパス給電モード時には、ゲイン（Ｋ）を第１のゲイン（Ｋ１）に設定し、インバータ給電モードとバイパス給電モードとを切換える切換期間には、ゲイン（Ｋ）を第１のゲイン（Ｋ１）よりも小さな第２のゲイン（Ｋ２）に設定することにより、ラップ給電モード時にコンデンサ（Ｃｄ）の端子間電圧（ＶＤＣ）が上限電圧（ＶＤＣＨ）を超えることを防止する。【図１】
0006980934.tif 000003
【図２】
0006980934.tif 000004
【図３】
0006980934.tif 000005
【図４】
0006980934.tif 000006
【図５】
0006980934.tif 000007
【図６】
0006980934.tif 000008
【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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