(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータと、
バッテリからの直流電圧を電圧変換する電圧変換器と、
前記電圧変換器からの直流電圧を平滑化して前記インバータに入力するコンデンサと、
前記バッテリから前記電圧変換器に流れるバッテリ電流を検出する電流検出器と、
前記バッテリの放電時間を計測するカウンタと、
前記電圧変換器を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、計測された前記バッテリの放電時間が放電許容時間を超えたときに、前記電圧変換器を停止させるように構成され、
前記制御部は、前記電流検出器の出力に基づき、前記バッテリの放電時に前記バッテリ電流が閾値を超えたときには、前記バッテリ電流が大きくなるほど前記放電許容時間が短くなるように前記放電許容時間を設定する、電源装置。
【請求項２】
前記バッテリの電圧を検出する電圧検出器をさらに備え、
前記制御部は、前記バッテリの放電時間が前記放電許容時間を超えたとき、または、検出された前記バッテリの電圧が放電終止電圧を下回ったときに、前記電圧変換器を停止させる、請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータをさらに備え、
前記制御部は、前記商用交流電源の正常時、前記コンバータから前記バッテリに充電するように前記電圧変換器を制御する一方で、前記商用交流電源の停電時、前記バッテリから前記インバータへ放電するように前記電圧変換器を制御する、請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記電圧変換器は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が印加されるリアクトルとを含む、請求項１から３のいずれか１項に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は、電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特開２０１１−７２１５５号公報（特許文献１）には、交流電源が正常時は、交流電力を直流電力に変換し、かつ直流電力を交流電力に変換する電力変換器を介して負荷に交流電力を供給するとともにバッテリを充電する無停電電源装置が開示される。無停電電源装置は、交流電源が停電時は、電力変換器を介してバッテリの放電電力を負荷に供給するように構成される。無停電電源装置は、バッテリの放電電圧が放電終止電圧以下となったときに、バッテリの放電を停止させる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−７２１５５号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記無停電電源装置において、電力変換器は、バッテリの直流電圧を電圧変換する電圧変換器（昇降圧チョッパ）と、電圧変換器により生成された直流電圧を平滑化するためのコンデンサとを有している。バッテリの放電中は、電圧変換器に含まれるスイッチング素子のスイッチング制御に応じてコンデンサの充放電が繰り返されることにより、コンデンサには周期的に増減するリプル電流が流れる。このリプル電流が発生すると、コンデンサの内部では、ＥＳＲ（Equivalent  Series  Resistance：等価直列抵抗）に発生する電力損失によりコンデンサが発熱する。【０００５】
バッテリの放電中に負荷に供給される電力が増えると、コンデンサに充放電される電力も増えるため、コンデンサのリプル電流も大きくなる。その結果、コンデンサのＥＳＲにおける発熱が増大してコンデンサの温度が上昇することにより、コンデンサの性能劣化を促進させる可能性がある。【０００６】
本開示はこのような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、電圧変換器からの直流電圧を平滑化するコンデンサを備えた電源装置において、コンデンサの温度上昇を抑制することである。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本開示に係る電源装置は、インバータと、電圧変換器と、コンデンサと、電流検出器と、カウンタと、制御部とを備える。インバータは、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。電圧変換器は、バッテリからの直流電圧を電圧変換する。コンデンサは、電圧変換器からの直流電圧を平滑化してインバータに入力する。電流検出器は、バッテリから電圧変換器に流れるバッテリ電流を検出する。カウンタは、バッテリの放電時間を計測する。制御部は、電圧変換器を制御する。制御部は、計測されたバッテリの放電時間が放電許容時間を超えたときに、電圧変換器を停止させるように構成される。制御部は、電流検出器の出力に基づき、バッテリの放電時にバッテリ電流が閾値を超えたときには、バッテリ電流が大きくなるほど放電許容時間が短くなるように放電許容時間を設定する。
【発明の効果】
【０００８】
本開示によれば、電圧変換器からの直流電圧を平滑化するコンデンサを備えた電源装置において、コンデンサの温度上昇を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施の形態に係る電源装置が適用される無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】商用交流電源の停電時における電力の流れを説明するための図である。
【図３】図１に示した双方向チョッパの構成例を示す回路ブロック図である。
【図４】商用交流電源の停電時における双方向チョッパの動作を説明するための波形図である。
【図５】図１に示した双方向チョッパを制御する制御部の構成を示す回路ブロック図である。
【図６】バッテリ電流の平均値と放電許容時間との関係を模式的に示す図である。
【図７】実施の形態２に係る無停電電源装置における双方向チョッパを制御する制御部の構成を示す回路ブロック図である。
【図８】バッテリの放電特性の一例を模式的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下、本開示の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。
【００１１】
［実施の形態１］
（無停電電源装置の構成）
図１は、実施の形態に係る電源装置が適用される無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。無停電電源装置１は、商用交流電源２１からの三相交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して負荷２２に供給するものである。図１では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（例えばＵ相）に対応する部分の回路のみが示されている。
【００１２】
図１において、無停電電源装置１は、交流入力端子Ｔ１、交流出力端子Ｔ２およびバッテリ端子Ｔ３を備える。交流入力端子Ｔ１は、商用交流電源２１から商用周波数の交流電力を受ける。交流出力端子Ｔ２は、負荷２２に接続される。負荷２２は、交流電力によって駆動される。バッテリ端子Ｔ３は、バッテリ２３に接続される。バッテリ２３は、直流電力を蓄える。
【００１３】
無停電電源装置１は、さらに、電磁接触器２，８，１４，１６、電流検出器３，１１、コンデンサ４，９，１３、リアクトル５，１２、コンバータ６、双方向チョッパ７、インバータ１０、半導体スイッチ１５、操作部１７、および制御装置１８を備える。
【００１４】
電磁接触器２およびリアクトル５は、交流入力端子Ｔ１とコンバータ６の入力ノードとの間に直列接続される。コンデンサ４は、電磁接触器２とリアクトル５の間のノードＮ１に接続される。電磁接触器２は、無停電電源装置１の使用時にオンされ、たとえば無停電電源装置１のメンテナンス時にオフされる。
【００１５】
ノードＮ１に現れる交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。交流入力電圧Ｖｉの瞬時値に基づいて、停電の発生の有無などが判別される。電流検出器３は、ノードＮ１に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置１８に与える。
【００１６】
コンデンサ４およびリアクトル５は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源２１からコンバータ６に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ６で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源２１に通過することを防止する。
【００１７】
コンバータ６は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、三相交流電力を直流電力に変換（順変換）して直流ラインＬ１に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転は停止される。コンバータ６の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。
【００１８】
コンデンサ９は、直流ラインＬ１に接続され、直流ラインＬ１の電圧を平滑化させる。直流ラインＬ１に現れる直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。直流ラインＬ１は双方向チョッパ７の高電圧側ノードに接続され、双方向チョッパ７の低電圧側ノードは電磁接触器８を介してバッテリ端子Ｔ３に接続される。
【００１９】
電磁接触器８は、無停電電源装置１の使用時はオンされ、たとえば無停電電源装置１およびバッテリ２３のメンテナンス時にオフされる。バッテリ端子Ｔ３に現れるバッテリ２３の端子間電圧（以下、「バッテリ電圧」とも称する）ＶＢの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。
【００２０】
双方向チョッパ７は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ６によって生成された直流電力をバッテリ２３に蓄え、停電時は、バッテリ２３の直流電力を、直流ラインＬ１を介してインバータ１０に供給する。双方向チョッパ７は「電圧変換器」の一実施例に対応する。
【００２１】
双方向チョッパ７は、直流電力をバッテリ２３に蓄える場合は、直流ラインＬ１の直流電圧ＶＤＣを降圧してバッテリ２３に与える。また、双方向チョッパ７は、バッテリ２３の直流電力をインバータ１０に供給する場合は、バッテリ電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１に出力する。直流ラインＬ１は、インバータ１０の入力ノードに接続されている。
【００２２】
インバータ１０は、制御装置１８によって制御され、コンバータ６または双方向チョッパ７から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力する。すなわち、インバータ１０は、通常時にはコンバータ６から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、停電時にはバッテリ２３から双方向チョッパ７を介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ１０の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。
【００２３】
インバータ１０の出力ノード１０ａはリアクトル１２の一方端子に接続され、リアクトル１２の他方端子（ノードＮ２）は電磁接触器１４を介して交流出力端子Ｔ２に接続される。コンデンサ１３は、ノードＮ２に接続される。
【００２４】
電流検出器１１は、インバータ１０の出力電流Ｉｏの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置１８に与える。ノードＮ２に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。
【００２５】
リアクトル１２およびコンデンサ１３は、低域通過フィルタを構成し、インバータ１０で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ２に通過させ、インバータ１０で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ２に通過することを防止する。インバータ１０、リアクトル１２、およびコンデンサ１３は逆変換器を構成する。
【００２６】
電磁接触器１４は、制御装置１８によって制御され、インバータ１０によって生成された交流電力を負荷２２に供給するインバータ給電モード時にはオンされ、商用交流電源２１からの交流電力を負荷２２に供給するバイパス給電モード時にはオフされる。
【００２７】
半導体スイッチ１５は、サイリスタを含み、交流入力端子Ｔ１と交流出力端子Ｔ２との間に接続される。電磁接触器１６は、半導体スイッチ１５に並列接続される。半導体スイッチ１５は、制御装置１８によって制御され、通常はオフされ、インバータ１０が故障した場合は瞬時にオンし、商用交流電源２１からの交流電力を負荷２２に供給する。半導体スイッチ１５は、オンしてから所定時間経過後にオフする。
【００２８】
リアクトル１２およびコンデンサ１３は、低域通過フィルタを構成し、インバータ１０で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ２に通過させ、インバータ１０で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ２に通過することを防止する。
【００２９】
電磁接触器１４は、制御装置１８によって制御され、インバータ給電モード時にはオンされ、バイパス給電モード時にはオフされる。
【００３０】
電磁接触器１６は、インバータ給電モード時にはオフされ、バイパス給電モード時にはオンされる。また、電磁接触器１６は、インバータ１０が故障した場合にオンし、商用交流電源２１からの交流電力を負荷２２に供給する。つまり、インバータ１０が故障した場合は、半導体スイッチ１５が瞬時に所定時間だけオンするとともに電磁接触器１６がオンする。これは、半導体スイッチ１５が過熱されて破損するのを防止するためである。
【００３１】
操作部１７は、無停電電源装置１の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部１７を操作することにより、無停電電源装置１の電源をオンおよびオフしたり、バイパス給電モードおよびインバータ給電モードのうちのいずれか一方のモードを選択することが可能となっている。
【００３２】
制御装置１８は、例えばマイクロコンピュータなどで構成することが可能である。一例として、制御装置１８は、図示しないメモリおよびＣＰＵ（Central  Processing  Unit）を内蔵し、メモリに予め格納されたプログラムをＣＰＵが実行することによるソフトウェア処理によって、後述する制御動作を実行することができる。あるいは、当該制御動作の一部または全部について、ソフトウェア処理に代えて、内蔵された専用の電子回路などを用いたハードウェア処理によって実現することも可能である。
【００３３】
制御装置１８は、操作部１７からの信号、交流入力電圧Ｖｉ、交流入力電流Ｉｉ、直流電圧ＶＤＣ、バッテリ電圧ＶＢ、交流出力電流Ｉｏ、および交流出力電圧Ｖｏなどに基づいて無停電電源装置１全体を制御する。すなわち、制御装置１８は、交流入力電圧Ｖｉの検出値に基づいて停電が発生したか否かを検出し、交流入力電圧Ｖｉの位相に同期してコンバータ６およびインバータ１０を制御する。
【００３４】
さらに制御装置１８は、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、直流電圧ＶＤＣが所望の参照電圧ＶＤＣｒになるようにコンバータ６を制御し、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転を停止させる。
【００３５】
さらに制御装置１８は、通常時は、バッテリ電圧ＶＢが所望の参照電圧ＶＢｒになるように双方向チョッパ７を制御し、停電時は、直流電圧ＶＤＣが所望の参照電圧ＶＤＣｒになるように双方向チョッパ７を制御する。
【００３６】
次に、この無停電電源装置１の動作について説明する。商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時において、インバータ給電モードが選択されると、半導体スイッチ１５および電磁接触器１６がオフするとともに、電磁接触器２，８，１４がオンする。
【００３７】
商用交流電源２１から供給される交流電力は、コンバータ６によって直流電力に変換される。コンバータ６によって生成された直流電力は、双方向チョッパ７によってバッテリ２３に蓄えられるとともに、インバータ１０に供給される。インバータ１０は、コンバータ６から供給される直流電力を交流電力に変換して負荷２２に供給する。負荷２２は、インバータ１０から供給される交流電力によって駆動される。
【００３８】
図２は、商用交流電源２１の停電時における電力の流れを説明するための図である。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止されると、すなわち停電が発生すると、コンバータ６の運転が停止され、バッテリ２３の直流電力が双方向チョッパ７によってインバータ１０に供給される。インバータ１０は、双方向チョッパ７からの直流電力を交流電力に変換して負荷２２に供給する。したがって、バッテリ２３に直流電力が蓄えられている期間、負荷２２の運転を継続することができる。
【００３９】
具体的には、制御装置１８は、バッテリ電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１に出力するように、双方向チョッパ７を制御する。制御装置１８は、さらに、直流ラインＬ１から供給される直流電力を商用周波数の三相交流電力に変換するように、インバータ１０を制御する。これにより、図２において矢印で示されるように、バッテリ２３の直流電力は商用周波数の三相交流電力に変換され、電磁接触器１４を介して負荷２２に供給される。なお、コンバータ６の運転は停止されている。制御装置１８は、バッテリ２３の残容量が予め定められた下限値に達したときには、双方向チョッパ７およびインバータ１０の運転を停止させる。これにより、無停電電源装置１は負荷２２への給電を終了する。
【００４０】
図３は、図１に示した双方向チョッパ７の構成例を示す回路ブロック図である。図３において、双方向チョッパ７とインバータ１０との間には、正側の直流ラインＬ１および負側の直流ラインＬ２が接続されている。コンデンサ９は、直流ラインＬ１，Ｌ２間に接続されている。
【００４１】
商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、双方向チョッパ７は、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧ＶＤＣを降圧してバッテリ２３に与える。双方向チョッパ７は、コンバータ６によって生成された直流電力をバッテリ２３に蓄える。
【００４２】
一方、商用交流電源２１の停電が発生すると、双方向チョッパ７は、バッテリ電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１，Ｌ２間に出力する。双方向チョッパ７は、バッテリ２３の直流電力を、直流ラインＬ１を介してインバータ１０に供給する。
【００４３】
双方向チョッパ７は、入力ノード７ａ，７ｂ、出力ノード７ｃ，７ｄ、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）Ｑ１，Ｑ２、ダイオードＤ１，Ｄ２およびリアクトル２５を有する。ＩＧＢＴおよびダイオードは「スイッチング素子」の一実施例に対応する。スイッチング素子は、任意の自己消弧型の半導体スイッチング素子に対して、ＦＷＤ（Freewheeling  Diode）を逆並列に接続することよって構成することができる。
【００４４】
入力ノード７ａはバッテリ２３の正極に接続され、入力ノード７ｂはバッテリ２３の負極に接続される。入力ノード７ｃは直流ラインＬ１に接続され、入力ノード７ｄは直流ラインＬ２に接続される。
【００４５】
ＩＧＢＴＱ１のコレクタは直流ラインＬ１に接続され、そのエミッタはＩＧＢＴＱ２のコレクタに接続される。ＩＧＢＴＱ２のエミッタは直流ラインＬ２に接続される。リアクトル２５は、入力ノード７ａとＩＧＢＴＱ１のエミッタ（ＩＧＢＴＱ２のコレクタ）との間に接続される。ＩＧＢＴＱ１およびＩＧＢＴＱ２は、制御装置１８により、所定のスイッチング周波数にて交互にオンオフするように制御される。
【００４６】
図４は、商用交流電源２１の停電時における双方向チョッパ７の動作を説明するための波形図である。図４において、ＩＢはバッテリ電流を示し、Ｉ１はダイオードＤ１に流れる電流を示す。Ｉ２はインバータ１０に入力される電流を示し、Ｉ３はコンデンサ９に流れる電流を示す。図４には、ＩＧＢＴＱ２のオンオフによる電流ＩＢ，Ｉ１〜Ｉ３および直流電圧ＶＤＣの時間的変化が模式的に示されている。
【００４７】
商用交流電源２１の停電時には、双方向チョッパ７は、バッテリ電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１，Ｌ２間に出力する。具体的には、ＩＧＢＴＱ２がオンされた期間に応じてバッテリ電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１，Ｌ２間に出力する。ＩＧＢＴＱ２のオンオフの１周期Ｔは、ＩＧＢＴＱ２がオンされる期間ｔＯＮと、ＩＧＢＴＱ２がオフされる期間ｔＯＦＦとの和に相当する。１周期Ｔはスイッチング周波数により決まる。１周期Ｔに占める期間ｔＯＮの比率は「オンデューティ」とも称される。
【００４８】
ＩＧＢＴＱ２がオンされる期間ｔＯＮにおいてリアクトル２５に電力が蓄積され、ＩＧＢＴＱ２がオフされる期間ｔＯＦＦにおいてリアクトル２５に蓄積された電力が直流ラインＬ１，Ｌ２間に出力される。ＩＧＢＴＱ２のオンデューティを大きくすることによりリアクトル２５に蓄積される電力が大きくなるため、より高電圧を出力することができる。したがって、ＩＧＢＴＱ２のオンデューティを制御することで、直流電圧ＶＤＣを、バッテリ電圧ＶＢを下限値として、ＩＧＢＴの素子耐圧などを基に設定された上限値までの任意の電圧に制御することができる。これにより、インバータ１０の入力電圧ＶＤＣを負荷２２の動作状態に応じて可変されることが可能となる。
【００４９】
コンデンサ９においては、ＩＧＢＴＱ２がオンされる期間ｔＯＮにおいて、電流Ｉ１がゼロとなるため、コンデンサ９に蓄えられている電力がインバータ１０に供給される。このコンデンサ９の放電により、コンデンサ９の端子間電圧（直流電圧ＶＤＣに相当）が低下する。期間ｔＯＮでは、電流Ｉ３と電流Ｉ２とは同じ大きさとなる。
【００５０】
一方、ＩＧＢＴＱ２がオフされる期間ｔＯＦＦにおいては、リアクトル２５から出力された電力によってコンデンサ９が充電されるため、コンデンサ９の端子間電圧（直流電圧ＶＤＣに相当）が増加する。期間ｔＯＦＦでは、電流Ｉ１は電流Ｉ２と電流Ｉ３との和に等しくなる。
【００５１】
なお、コンデンサ９に流れる電流Ｉ３の波形において、面積Ｓ１はコンデンサ９に蓄積される電荷に相当し、面積Ｓ２はコンデンサ９から放電される電荷に相当する。面積Ｓ１と面積Ｓ２とは基本的に等しくなる。
【００５２】
ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２のスイッチング制御に応じてコンデンサ９の充放電が繰り返されることにより、コンデンサ９には周期的に増減するリプル電流が流れる。なお、リプル電流が増減する周期は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２の制御周期に一致している。コンデンサ９の内部では、ＥＳＲ（Equivalent  Series  Resistance：等価直列抵抗）とリプル電流との積で与えられる電圧が発生する。この電圧は、電圧変動として直流電圧ＶＤＣに重畳する。リプル電流が発生すると、コンデンサ９のＥＳＲに発生する電力損失により、コンデンサ９が発熱する。
【００５３】
商用交流電源２１の停電時には、インバータ１０から負荷２２に供給される電力が増えるに従って、コンデンサ９に充放電される電力も増大する。双方向チョッパ７は、ＩＧＢＴＱ２のオンデューティを大きくすることにより、リアクトル２５に蓄積される電力を増大させる。このような状況では、コンデンサ９のリプル電流も大きくなるため、コンデンサ９のＥＳＲに発生する損失が増大する。この損失による発熱によってコンデンサ９の温度が上昇することにより、コンデンサ９の性能劣化を促進させる可能性がある。
【００５４】
そこで、本実施の形態に係る無停電電源装置１では、商用交流電源２１の停電時には、負荷２２に対して、コンデンサ９の温度上昇を考慮した電力供給を行なう構成とする。これにより、コンデンサ９の性能劣化を抑制する。
【００５５】
図５は、図１に示した双方向チョッパ７を制御する制御部の構成を示す回路ブロック図である。制御部は、制御装置１８に含まれている。図５において、無停電電源装置１は、電流検出器３０および電圧検出器３２，３４をさらに備える。
【００５６】
電流検出器３０は、バッテリ２３に流れる電流（以下、「バッテリ電流」とも称する）ＩＢの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号ＩＢを制御部に与える。電圧検出器３２は、直流ラインＬ１，Ｌ２間に現れる直流電圧ＶＤＣの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号ＶＤＣを制御部に与える。電圧検出器３４は、バッテリ電圧ＶＢの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号ＶＢを制御部に与える。
【００５７】
制御部は、減算器５０、補償器５２、デューティ比変換回路５４、平均回路（ＡＶＧ）６０、設定部６２、放電時間カウンタ６４、および比較器６６を有する。
【００５８】
減算器５０は、参照電圧ＶＤＣｒと、電圧検出器３２により検出される直流電圧ＶＤＣとの偏差を演算する。
【００５９】
補償器５２は、直流電圧ＶＤＣを参照電圧ＶＤＣｒに一致させるための制御量を演算する。補償器５２は、例えば、減算器５０により演算された偏差の比例項および積分項を含む制御演算を実行する。補償器５２は、算出された制御量を、電圧指令値としてデューティ比変換回路５４に与える。
【００６０】
デューティ比変換回路５４は、補償器５２から与えられる電圧指令値と、電圧検出器３２からの信号ＶＤＣと、電圧検出器３４からの信号ＶＢとに基づいて、直流電圧ＶＤＣを電圧指令値に設定するためのデューティ比を演算する。デューティ比変換回路５４は、その演算したデューティ比に基づいて、双方向チョッパ７のＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をオンオフするための制御信号Ｇ１，Ｇ２を生成する。デューティ比変換回路５４は、生成した制御信号Ｇ１，Ｇ２を、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２へそれぞれ出力する。
【００６１】
平均回路６０は、電流検出器３０からの信号ＩＢを受ける。平均回路６０は、信号ＩＢに基づいて、双方向チョッパ７の１スイッチング周期Ｔにおけるバッテリ電流ＩＢの平均値ＩＢＡＶＧを演算し、その演算した平均値ＩＢＡＶＧを設定部６２へ出力する。
【００６２】
設定部６２は、平均回路６０から与えられる平均値ＩＢＡＶＧに基づいて、放電許容時間ＤＴｌｉｍを設定する。放電許容時間ＤＴｌｉｍは、商用交流電源２１の停電時における、バッテリ２３の放電時間の限界値である。詳細には、設定部６２は、図６に示されるバッテリ電流の平均値ＩＢＡＶＧと放電許容時間ＤＴｌｉｍとの関係に従って、放電許容時間ＤＴｌｉｍを設定する。
【００６３】
図６は、バッテリ電流の平均値ＩＢＡＶＧと放電許容時間ＤＴｌｉｍとの関係を模式的に示す図である。図６において、横軸はバッテリ電流の平均値ＩＢＡＶＧを表し、縦軸は放電許容時間ＤＴｌｉｍを表す。
【００６４】
図６を参照して、バッテリ電流の平均値ＩＢＡＶＧが予め設定した閾値Ｉｔｈを超えると、平均値ＩＢＡＶＧが大きいほど、放電許容時間ＤＴｌｉｍは短くなる。これは、負荷２２に供給される電力が増えるに従って、平均値ＩＢＡＶＧも大きくなることに基づいている。詳細には、双方向チョッパ７のＩＧＢＴＱ２がオンされる期間ｔＯＮにおいて、バッテリ電流ＩＢは、リアクトル２５およびダイオードＤ１を経由して、コンデンサ９に流れ込むとともに、インバータ１０に入力される。そのため、負荷２２に供給される電力が増えてインバータ１０に入力される電流Ｉ２が大きくなるに従って、バッテリ電流ＩＢも大きくなる。したがって、制御部は、バッテリ電流の平均値ＩＢＡＶＧをモニタすることにより、負荷２２に供給される電力の増加を判定する。
【００６５】
図６の関係は、平均値ＩＢＡＶＧを有するバッテリ電流ＩＢが連続して流れた場合に、ＥＳＲで発生する損失によって上昇したコンデンサ９の温度が、コンデンサ９の性能劣化を生じさせる所定の許容温度を超えないように設定される。図６の関係では、平均値ＩＢＡＶＧが閾値Ｉｔｈ未満であるときの放電時間は一定としている。言い換えれば、閾値Ｉｔｈは、閾値Ｉｔｈに等しい平均値ＩＢＡＶＧを有するバッテリ電流ＩＢを連続して流しても、コンデンサ９の温度が許容温度を超えることがないように設定される。
【００６６】
設定部６２は、図６に示されるバッテリ電流の平均値ＩＢＡＶＧと放電許容時間ＤＴｌｉｍとの関係を予め放電許容時間設定用マップとして図示しない記憶領域に格納しておき、平均回路６０から平均値ＩＢＡＶＧが与えられると、当該マップを用いて放電許容時間ＤＴｌｉｍを設定する。
【００６７】
なお、図６に示される関係は、予めバッテリ電流ＩＢを連続して流したときのコンデンサ９の温度を検出し、その検出した温度とコンデンサ９の性能劣化の温度特性とに基づいて実験的に求めておくことができる。あるいは、コンデンサ９のＥＳＲに発生する損失を算出することによって解析的に求めるようにしてもよい。
【００６８】
そして、設定部６２は、図６の関係に従って放電許容時間ＤＴｌｉｍを設定すると、その設定した放電許容時間ＤＴｌｉｍを比較器６６に出力する。
【００６９】
放電時間カウンタ６４は、バッテリ２３の放電時間ＤＴを計測する。商用交流電源２１が停電してバッテリ２３の放電が開始されると、放電時間カウンタ６４は、放電時間ＤＴを計測し、計測した放電時間ＤＴを比較器６６に与える。
【００７０】
比較器６６は、放電時間カウンタ６４により計測される放電時間ＤＴが、放電許容時間ＤＴｌｉｍを超えているか否かを判定する。このとき、放電時間ＤＴが放電許容時間ＤＴｌｉｍを超えていない場合には、比較器６６は、コンデンサ９の温度が所定の許容温度を下回っており、コンデンサ９の性能が劣化する可能性が低いと判断する。そして、比較器６６は、Ｌ（論理ロー）レベルに非活性された信号ＳＴＰをデューティ比変換回路５４へ出力する。信号ＳＴＰは、双方向チョッパ７の動作を停止させるための信号である。
【００７１】
一方、放電時間ＤＴが放電許容時間ＤＴｌｉｍを超えている場合には、比較器６６は、コンデンサ９の温度が所定の許容温度以上であって、コンデンサ９の性能が劣化する可能性が高いと判断する。そして、比較器６６は、Ｈ（論理ハイ）レベルに活性化された信号ＳＴＰをデューティ比変換回路５４へ出力する。
【００７２】
デューティ比変換回路５４は、比較器６６から信号ＳＴＰを受けると、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をオフさせるための制御信号ＧＢを生成してＩＧＢＴＱ１，Ｑ２へ出力する。制御信号ＧＢを受けてＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がともにオフすることによって双方向チョッパ７の昇圧動作が停止すると、バッテリ２３の放電も停止される。
【００７３】
図６の関係に従って、バッテリ電流の平均値ＩＢＡＶＧが閾値Ｉｔｈを超えると、平均値ＩＢＡＶＧが大きいほど、放電許容時間ＤＴｌｉｍは短くなる。これにより、高負荷時には、平均値ＩＢＡＶＧが大きくなるため、放電時間ＤＴが短くなる。その結果、コンデンサ９の温度上昇を抑えてコンデンサ９の性能劣化を抑制することができる。
【００７４】
なお、放電許容時間設定用マップは、図６に示したものに限らず、バッテリ電流の平均値ＩＢＡＶＧが大きいほど、放電許容時間ＤＴｌｉｍが短くなっていればよい。
【００７５】
以上説明したように、実施の形態１に係る電源装置においては、バッテリ２３の直流電圧を電圧変換する双方向チョッパ７および、双方向チョッパ７の出力電圧を平滑化してインバータ１０に出力するコンデンサ９を備えた構成において、バッテリ電流が閾値を超えたときには、バッテリ電流が大きくなるほど放電許容時間を短くする。これにより、コンデンサ９における電力損失が大きくなるほど、バッテリ２３の放電時間が短縮されるため、コンデンサ９の温度上昇を抑えてコンデンサ９の性能劣化を抑制することができる。
【００７６】
［実施の形態２］
図７は、実施の形態２に係る無停電電源装置における双方向チョッパ７を制御する制御部の構成を示す回路ブロック図である。制御部は、制御装置１８に含まれている。
【００７７】
図７に示す制御部は、図５に示した制御部に対して、比較器７０、タイマ７２および論理和回路７４を追加したものである。よって、共通する部分についての詳細な説明は省略する。
【００７８】
比較器７０は、電圧検出器３４によって検出されるバッテリ電圧ＶＢが、予め設定された放電終止電圧ＶＬを下回っていないか否かを判定する。放電終止電圧ＶＬは、安全に放電を行なえる放電電圧の最低値に基づいて設定することができる。なお、最低値を過ぎて放電すると、バッテリ２３の蓄電性能の低下に繋がるおそれがある。
【００７９】
図８は、バッテリ２３の放電特性の一例を模式的に示す図である。図８において、横軸は放電時間を表し、縦軸はバッテリ電圧ＶＢを表す。
【００８０】
図８に示すように、商用交流電源２１の停電時には、バッテリ２３を放電して負荷２２に電力が供給される。バッテリ２３の放電が進行するに従って、バッテリ電圧ＶＢが徐々に低下する。バッテリ２３がある程度まで放電すると、バッテリ電圧ＶＢは急激に低下する。図中の波形ｋ１〜ｋ３は、バッテリ２３の放電電流の大きさが互いに異なる。波形ｋ１が最も放電電流が大きく、波形ｋ３が最も放電電流が小さい。バッテリ２３の放電電流が大きくなると、バッテリ電圧ＶＢの低下が速くなる。
【００８１】
商用交流電源２１の停電時に負荷２２に供給される電流が増えるに従って、上述したように、コンデンサ９のリプル電流が増えるとともに、バッテリ２３の放電電流が増える。バッテリ２３の放電電流が大きくなると、バッテリ電圧ＶＢの低下が速くなる。そのため、放電時間ＤＴが放電許容時間ＤＴｌｉｍに達するまでにバッテリ電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＬに達する場合が起こり得る。
【００８２】
そのため、実施の形態２では、バッテリ２３の放電時間ＤＴが、バッテリ電流の平均値ＩＢＡＶＧに応じて設定された放電許容時間ＤＴｌｉｍを超えたとき、または、バッテリ電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＬを下回ったときに、双方向チョッパ７の昇圧動作を停止することにより、バッテリ２３の放電を停止させる構成とする。
【００８３】
具体的には、図７において、比較器７０は、バッテリ電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＬより高い場合、Ｌレベルの信号ＤＥＴを出力する。バッテリ電圧ＶＢが低下し、バッテリ電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＬを下回ると、比較器７０は、Ｈレベルに活性化された信号ＤＥＴを出力する。タイマ７２は、比較器７０の出力信号ＤＥＴがＬレベルからＨレベルに遷移すると、信号ＤＥＴがＨレベルに維持される時間を計測する。タイマ７２による計測値が所定の閾値に達したとき、Ｈレベルの信号ＤＥＴを論理和回路７４の一方端子に入力する。
【００８４】
論理和回路７４の他方端子には、比較器６６の出力信号が入力される。論理和回路７４は、タイマ７２の出力信号ＤＥＴと比較器６６の出力信号ＳＴＰとの論理和に基づいて、信号ＳＴＰ１を生成し、生成した信号ＳＴＰ１をデューティ比変換回路５４へ出力する。信号ＳＴＰ１は、双方向チョッパ７の動作を停止させるための信号である。
【００８５】
具体的には、論理和回路７４は、比較器６６の出力信号ＳＴＰがＨレベルのとき、または、タイマ７２の出力信号ＤＥＴがＨレベルのときに、Ｈレベルに活性化された信号ＳＴＰ１を出力する。すなわち、論理和回路７４は、放電時間ＤＴが放電許容時間ＤＴｌｉｍを超えている場合、または、バッテリ電圧ＶＢが放電終止電圧ＶＬを下回っている場合に、Ｈレベルの信号ＳＴＰ１をデューティ比変換回路５４へ出力するように構成される。
【００８６】
デューティ比変換回路５４は、論理和回路７４から信号ＳＴＰ１を受けると、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ２をオフさせるための制御信号ＧＢを生成してＩＧＢＴＱ１，Ｑ２へ出力する。制御信号ＧＢを受けてＩＧＢＴＱ１，Ｑ２がともにオフすることによって双方向チョッパ７の昇圧動作が停止すると、バッテリ２３の放電も停止される。
【００８７】
以上説明したように、実施の形態２に係る電源装置においては、バッテリ電流が閾値を超えたときには、バッテリ電流が大きくなるほど放電許容時間が短くなるよう放電許容時間を設定するとともに、バッテリ２３の放電時間が放電許容時間を超えたとき、または、バッテリ電圧が放電終止電圧を下回ったときに双方向チョッパ７を停止することにより、バッテリ２３の放電を停止させる。
【００８８】
これによると、バッテリ２３の放電によるコンデンサ９の温度上昇を抑えるとともに、バッテリ２３の過放電を抑えることができる。その結果、コンデンサ９およびバッテリ２３の性能劣化を抑制することができる。
【００８９】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００９０】
１  無停電電源装置、２，８，１４，１６  電磁接触器、３，１１，３０  電流検出器、４，９，１３  コンデンサ、５，１２，２５  リアクトル、６  コンバータ、７  双方向チョッパ、１０  インバータ、１５  半導体スイッチ、１７  操作部、１８  制御装置、２１  商用交流電源、２２  負荷、２３  バッテリ、３２，３４  電圧検出器、５０  減算器、５２  補償器、５４  デューティ比変換回路、６０  平均回路、６２  設定部、６４  放電時間カウンタ、６６，７０  比較器、７２  タイマ、７４  論理和回路、Ｔ１  交流入力端子、Ｔ２  交流出力端子、Ｔ３  バッテリ端子、Ｌ１，Ｌ２  直流ライン、Ｑ１，Ｑ２  ＩＧＢＴ、Ｄ１，Ｄ２  ダイオード。
【要約】
電源装置は、インバータ（１０）と、電圧変換器（７）と、コンデンサ（９）と、電流検出器（３０）と、カウンタ（６４）と、制御部（１８）とを備える。インバータ（１０）は、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。電圧変換器（７）は、バッテリ（２３）からの直流電圧を電圧変換する。コンデンサ（９）は、電圧変換器（７）からの直流電圧を平滑化してインバータ（１０）に入力する。電流検出器（３０）は、バッテリ（２３）から電圧変換器（７）に流れるバッテリ電流を検出する。カウンタ（６４）は、バッテリ（２３）の放電時間を計測する。制御部（１８）は、計測されたバッテリ（２３）の放電時間が放電許容時間を超えたときに、電圧変換器（７）を停止させるように構成される。制御部（１８）は、電流検出器（３０）の出力に基づき、バッテリ（２３）の放電時にバッテリ電流が閾値を超えたときには、バッテリ電流が大きくなるほど放電許容時間が短くなるように放電許容時間を設定する。【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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