(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第一端部と第二端部を有し、前記第一端部が交流電源に接続されるリアクトルと、
前記リアクトルの前記第二端部に接続され、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、
前記交流電源の電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部で検出された電流値に応じて前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記電流検出部で過去に検出された電流値である第１の電流値と前記電流検出部で新たに検出した電流値である第２の電流値とのみを用いて前記第２の電流値が検出されたタイミングより後のタイミングの前記交流電源の電流の予測値を算出し、前記予測値を用いて前記スイッチング素子のオンオフを制御する電力変換装置。
【請求項２】
前記制御部は、前記電流値の極性が正の場合、前記電流値が増加中に前記予測値を算出する頻度より、前記電流値が減少中に前記予測値を算出する頻度を高くする、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記電流値の極性が負の場合、前記電流値が減少中に前記予測値を算出する頻度より、前記電流値が増加中に前記予測値を算出する頻度を高くする、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記第２の電流値がゼロのときは前記予測値を算出しない、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記予測値の絶対値が電流閾値以下の場合、前記電流の極性に応じて制御しているスイッチング素子のうちオンされているスイッチング素子をオフにする、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記制御部は、前記予測値の絶対値が電流閾値以上の場合、前記電流値の絶対値が前記電流閾値になる時間を算出する、
請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記制御部は、推定された時間までに、前記電流の極性に応じて制御しているスイッチング素子のうちオンされているスイッチング素子をオフにする、
請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
モータを駆動するモータ駆動装置であって、
請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置から出力される直流電力を交流電力に変換して前記モータへ出力するインバータと、
を備えるモータ駆動装置。
【請求項９】
モータと、
請求項８に記載のモータ駆動装置と、
を備える空気調和機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機に関する。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング素子で構成されたブリッジ回路を用いて、供給された交流電力を直流電力に変換して出力する電力変換装置がある。電力変換装置は、スイッチング素子をオンオフすることで、交流電力の電圧を昇圧する昇圧動作、及び交流電力を整流する同期整流動作を行うことができる。【０００３】
特許文献１には、電力変換装置が、交流電源から供給される交流電力の電圧、及び交流電源に流れる電流に応じて、４つのスイッチング素子のうち、２つのスイッチング素子を電圧の極性に応じて制御し、他の２つのスイッチング素子を電流の極性に応じて制御する技術が開示されている。特許文献１に記載の電力変換装置は、電流の極性が正の場合、電流の極性に応じて制御する２つのスイッチング素子のうち、電流値の絶対値が判定値ａ以上になると一方のスイッチング素子をオンし、電流値の絶対値が判定値ａより小さい判定値ｂ以下になると一方のスイッチング素子をオフする。また、特許文献１に記載の電力変換装置は、電流の極性が負の場合、電流の極性に応じて制御する２つのスイッチング素子のうち、電流値の絶対値が判定値ａ以上になると他方のスイッチング素子をオンし、電流値の絶対値が判定値ｂ以下になると他方のスイッチング素子をオフする。特許文献１に記載の電力変換装置は、２つの判定値を用いることで、スイッチング素子のオン期間を長くして効率を向上している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１８−７３２６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１に記載の電力変換装置は、電流値の絶対値が判定値ａよりも小さい判定値ｂ以下になるとスイッチング素子をオフにする。そのため、特許文献１に記載の電力変換装置は、判定値ｂの設定次第では、スイッチング素子をオフにする処理が遅れると電流値がゼロになってからオフすることになり、同期整流動作において直流電圧側から交流電源側への逆流電流が発生する可能性がある、という問題があった。【０００６】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、逆流電流の発生を抑制しつつ、同期整流動作において効率を向上可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、第一端部と第二端部を有し、第一端部が交流電源に接続されるリアクトルと、リアクトルの第二端部に接続され、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するブリッジ回路と、交流電源の電流を検出する電流検出部と、電流検出部で検出された電流値に応じてスイッチング素子のオンオフを制御する制御部と、を備え、制御部は、電流検出部で過去に検出された電流値である第１の電流値と電流検出部で新たに検出した電流値である第２の電流値とのみを用いて第２の電流値が検出されたタイミングより後のタイミングの交流電源の電流の予測値を算出し、予測値を用いてスイッチング素子のオンオフを制御する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明に係る電力変換装置は、逆流電流の発生を抑制しつつ、同期整流動作において効率を向上できる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図
【図２】ＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図
【図３】電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図
【図４】電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第１の図
【図５】電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図
【図６】電源電流の絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置に流れる電流の経路を示す第２の図
【図７】実施の形態１に係る電力変換装置において制御部がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図
【図８】実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が、電源電流検出部で次に検出される電流値の予測値を算出する処理を示す図
【図９】実施の形態１に係る電力変換装置の制御部が電源電流の極性に応じてオンオフを制御するスイッチング素子に対する処理を示すフローチャート
【図１０】実施の形態１に係る電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図
【図１１】実施の形態２に係る電力変換装置の制御部がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図
【図１２】実施の形態３に係るモータ駆動装置の構成例を示す図
【図１３】実施の形態４に係る空気調和機の構成例を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１０】
以下に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び空気調和機を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００１１】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１００の構成例を示す図である。電力変換装置１００は、ブリッジ回路３を用いて、交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷５０に印加する交流直流変換機能を有する電源装置である。図１に示すように、電力変換装置１００は、リアクタ２と、ブリッジ回路３と、平滑コンデンサ４と、電源電圧検出部５と、電源電流検出部６と、母線電圧検出部７と、制御部１０とを備える。リアクタ２は、第１端部と第２端部とを備え、第１端部が交流電源１に接続される。
【００１２】
ブリッジ回路３は、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子が２つ直列接続されたアームを２つ備え、２つのアームが並列接続された回路である。具体的には、ブリッジ回路３は、第１の回路である第１のアーム３１と、第２の回路である第２のアーム３２とを備える。第１のアーム３１は、直列接続されるスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２を備える。スイッチング素子３１１には寄生ダイオード３１１ａが形成される。寄生ダイオード３１１ａは、スイッチング素子３１１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３１２には寄生ダイオード３１２ａが形成される。寄生ダイオード３１２ａは、スイッチング素子３１２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。
【００１３】
第２のアーム３２は、直列接続されたスイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２を備える。第２のアーム３２は、第１のアーム３１に並列接続される。スイッチング素子３２１には寄生ダイオード３２１ａが形成される。寄生ダイオード３２１ａは、スイッチング素子３２１のドレインとソースとの間に並列接続される。スイッチング素子３２２には寄生ダイオード３２２ａが形成される。寄生ダイオード３２２ａは、スイッチング素子３２２のドレインとソースとの間に並列接続される。寄生ダイオード３２１ａ，３２２ａのそれぞれは、還流ダイオードとして使用されるダイオードである。
【００１４】
詳細には、電力変換装置１００は、それぞれが交流電源１に接続される第１の配線５０１及び第２の配線５０２と、第１の配線５０１に配置されるリアクタ２とを備える。また、第１のアーム３１は、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子３１１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子３１２と、第１の接続点５０６を有する第３の配線５０３とを備える。スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２は、第３の配線５０３により直列に接続される。第１の接続点５０６には第１の配線５０１が接続される。第１の接続点５０６は、第１の配線５０１及びリアクタ２を介して、交流電源１に接続される。第１の接続点５０６は、リアクタ２の第２端部に接続される。
【００１５】
第２のアーム３２は、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子３２１と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子３２２と、第２の接続点５０８を備える第４の配線５０４とを備え、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３２２は、第４の配線５０４により直列に接続される。第２の接続点５０８には第２の配線５０２が接続される。第２の接続点５０８は、第２の配線５０２を介して交流電源１に接続される。なお、ブリッジ回路３は、少なくとも１つ以上のスイッチング素子を備え、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換できればよい。
【００１６】
平滑コンデンサ４は、ブリッジ回路３、詳細には第２のアーム３２に並列接続されるコンデンサである。ブリッジ回路３では、スイッチング素子３１１の一端が平滑コンデンサ４の正側に接続され、スイッチング素子３１１の他端とスイッチング素子３１２の一端とが接続され、スイッチング素子３１２の他端が平滑コンデンサ４の負側に接続されている。
【００１７】
スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２は、ＭＯＳＦＥＴで構成される。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２には、窒化ガリウム（Gallium  Nitride：ＧａＮ）、炭化珪素（Silicon  Carbide：ＳｉＣ）、ダイヤモンドまたは窒化アルミニウムといったワイドバンドギャップ（Wide  Band  Gap：ＷＢＧ）半導体で構成されたＭＯＳＦＥＴを用いることができる。スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２にＷＢＧ半導体を用いることにより、耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるため、モジュールの小型化が可能となる。ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高いため、放熱部の放熱フィンの小型化も可能になる。
【００１８】
制御部１０は、電源電圧検出部５、電源電流検出部６及び母線電圧検出部７からそれぞれ出力される信号に基づいて、ブリッジ回路３のスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を動作させる駆動パルスを生成する。電源電圧検出部５は、交流電源１の出力電圧の電圧値である電源電圧Ｖｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。電源電流検出部６は、交流電源１から出力される電流の電流値である電源電流Ｉｓを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電流検出部である。電源電流Ｉｓは、交流電源１とブリッジ回路３との間に流れる電流の電流値である。母線電圧検出部７は、母線電圧Ｖｄｃを検出し、検出結果を示す電気信号を制御部１０へ出力する電圧検出部である。母線電圧Ｖｄｃは、ブリッジ回路３の出力電圧を平滑コンデンサ４で平滑した電圧である。制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、及び母線電圧Ｖｄｃに応じてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。なお、制御部１０は、電源電圧Ｖｓ、電源電流Ｉｓ、及び母線電圧Ｖｄｃのうち、少なくとも１つを用いてスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御してもよい。
【００１９】
次に、実施の形態１に係る電力変換装置１００の基本的な動作を説明する。以下では、交流電源１の正側すなわち交流電源１の正極端子に接続されるスイッチング素子３１１，３２１を、上側スイッチング素子と称する場合がある。また、交流電源１の負側すなわち交流電源１の負極端子に接続されるスイッチング素子３１２，３２２を、下側スイッチング素子と称する場合がある。
【００２０】
第１のアーム３１では、上側スイッチング素子と下側スイッチング素子は相補的に動作する。すなわち、上側スイッチング素子及び下側スイッチング素子のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。第１のアーム３１を構成するスイッチング素子３１１，３１２は、後述するように、制御部１０により生成される駆動信号であるＰＷＭ（Pulse  Width  Modulation）信号により駆動される。ＰＷＭ信号に従ったスイッチング素子３１１，３１２のオンまたはオフの動作を、以下ではスイッチング動作とも呼ぶ。交流電源１及びリアクタ２を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３１２はともにオフとなる。以下では、平滑コンデンサ４の短絡をコンデンサ短絡と称する。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源１に電流が回生される状態である。
【００２１】
第２のアーム３２を構成するスイッチング素子３２１，３２２は、制御部１０により生成される駆動信号によりオンまたはオフとなる。スイッチング素子３２１，３２２は、基本的には、交流電源１から出力される電圧の極性である電源電圧極性に応じてオンまたはオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２はオンであり、かつ、スイッチング素子３２１はオフであり、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１はオンであり、かつ、スイッチング素子３２２はオフである。なお、図１では、制御部１０からブリッジ回路３へ向かう矢印でスイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御する駆動信号、及びスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する前述のＰＷＭ信号を示している。
【００２２】
次に、実施の形態１におけるスイッチング素子の状態と実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、本説明の前に、ＭＯＳＦＥＴの構造について、図２を参照して説明する。
【００２３】
図２は、ＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図２には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示される。ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図２に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。すなわち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。
【００２４】
ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図２の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、ｐ型の領域６０３に形成される寄生ダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。
【００２５】
図３は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第１の図である。図３では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオフである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流動作が行われる。なお、図３では、オンしているスイッチング素子を丸印で示している。以降の図においても同様とする。
【００２６】
図４は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第１の図である。図４では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２２がオフである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子３１２、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３２１ａ及び寄生ダイオード３１２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３２１及びスイッチング素子３１２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、同期整流動作が行われる。
【００２７】
図５は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が正のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第２の図である。図５では、電源電圧極性が正であり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオンであり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオフである。この状態では、交流電源１、リアクタ２、スイッチング素子３１２、スイッチング素子３２２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１２ａ及び寄生ダイオード３２２ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。
【００２８】
図６は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きく、かつ、電源電圧極性が負のとき、実施の形態１に係る電力変換装置１００に流れる電流の経路を示す第２の図である。図６では、電源電圧極性が負であり、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１がオンであり、スイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２がオフである。この状態では、交流電源１、スイッチング素子３２１、スイッチング素子３１１、リアクタ２、交流電源１の順序で電流が流れ、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。このように、実施の形態１では、寄生ダイオード３１１ａ及び寄生ダイオード３２１ａに電流が流れるのではなく、スイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１のそれぞれのチャネルに電流が流れることで、電源短絡経路が形成される。
【００２９】
制御部１０は、以上に述べた電流経路の切替えを制御することで、電源電流Ｉｓ及び母線電圧Ｖｄｃの値を制御できる。電力変換装置１００は、電源電圧極性が正のときは図３に示す負荷電力供給モードと図５に示す電源短絡モードとを連続的に切り替え、電源電圧極性が負のときは図４に示す負荷電力供給モードと図６に示す電源短絡モードとを連続的に切り替えることで、母線電圧Ｖｄｃの上昇、電源電流Ｉｓの同期整流などの動作を実現する。具体的には、制御部１０は、ＰＷＭによるスイッチング動作を行うスイッチング素子３１１，３１２のスイッチング周波数を、電源電圧Ｖｓの極性に応じたスイッチング動作を行うスイッチング素子３２１，３２２のスイッチング周波数よりも高くして、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２のオンオフを制御する。以降の説明において、スイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を区別しない場合は単にスイッチング素子と称することがある。同様に、寄生ダイオード３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａを区別しない場合は単に寄生ダイオードと称することがある。
【００３０】
次に、制御部１０が、スイッチング素子をオンオフするタイミングについて説明する。図７は、実施の形態１に係る電力変換装置１００において制御部１０がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図である。図７において横軸は時間である。図７において、Ｖｓは電源電圧検出部５で検出される電源電圧Ｖｓであり、Ｉｓは電源電流検出部６で検出される電源電流Ｉｓである。図７では、スイッチング素子３１１，３１２が、電源電流Ｉｓの極性に応じてオンオフが制御される電流同期のスイッチング素子であることを示し、スイッチング素子３２１，３２２が、電源電圧Ｖｓの極性に応じてオンオフが制御される電圧同期のスイッチング素子であることを示す。また、図７において、Ｉｔｈは電流閾値を示す。なお、図７では交流電源１から出力される交流電力の１周期を示しているが、制御部１０は、他の周期においても図７に示す制御と同様の制御を行うものとする。
【００３１】
制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子３２２をオンし、スイッチング素子３２１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子３２１をオンし、スイッチング素子３２２をオフする。なお、図７では、スイッチング素子３２２がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２１がオフからオンになるタイミングとが同じタイミングであるが、これに限定されない。制御部１０は、スイッチング素子３２２がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２１がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子３２１，３２２がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。同様に、制御部１０は、スイッチング素子３２１がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子３２２がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子３２１，３２２がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。
【００３２】
制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以上になると、スイッチング素子３１１をオンする。その後、制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が小さくなり、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈより小さくなると、スイッチング素子３１１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以上になると、スイッチング素子３１２をオンする。その後、制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が小さくなり、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈより小さくなると、スイッチング素子３１２をオフする。
【００３３】
制御部１０は、電源電流Ｉｓの絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下の場合には、上側スイッチング素子のスイッチング素子３１１及びスイッチング素子３２１が同時にオンしないように制御し、また、下側スイッチング素子のスイッチング素子３１２及びスイッチング素子３２２が同時にオンしないように制御する。これにより、制御部１０は、電力変換装置１００においてコンデンサ短絡を防止できる。
【００３４】
ここで、電力変換装置１００は、実際には、電源電流Ｉｓを連続して検出しているのではなく、制御周期毎に電源電流Ｉｓを検出する。すなわち、電力変換装置１００は、制御周期単位の電源電流Ｉｓの検出では、電源電流Ｉｓが電流閾値Ｉｔｈになる瞬間を正確に検出できない場合がある。そのため、本実施の形態では、制御部１０は、電源電流検出部６で前回検出された電流値である第１の電流値と電源電流検出部６で今回検出した電流値である第２の電流値とを用いて、電源電流検出部６で次に検出される電流値の予測値を算出する。前回検出された第１の電流値は、電源電流検出部６で過去に検出された電流値であり、今回検出された第２の電流値は、電源電流検出部６で新たに検出された電流値である。制御部１０は、算出した予測値に応じて、スイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する。このように、制御部１０は、電源電流検出部６で検出された過去の電流値を用いてスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御する。
【００３５】
図８は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０が、電源電流検出部６で次に検出される電流値の予測値を算出する処理を示す図である。また、図８は、図７に示す電源電流Ｉｓに対して、電力変換装置１００に流れる実際の電源電流と、電力変換装置１００で検出される電源電流Ｉｓとを示している。図８は、図７に示す電源電流Ｉｓのうち、電源電流Ｉｓの極性が正の部分を示している。図８において、横軸は時間を示し、縦軸は電流値を示す。図８において、Ｉｔｈは電流閾値を示す。Ｉｄ（ｎ−１）は、ｎ−１回目の制御タイミングの際に電源電流検出部６で検出された電流値であり、前述の第１の電流値に相当する。Ｉｄ（ｎ）は、ｎ回目の制御タイミングの際に電源電流検出部６で検出された電流値であり、前述の第２の電流値に相当する。Ｉｅ（ｎ）は、ｎ回目の制御タイミングの時点で制御部１０が電源電流検出部６で次に検出される電流値を予測したものであり、前述の予測値に相当する。Ｔｓは、電源電流検出部６が電流値を検出する周期であり、前述の制御周期である。このような場合、制御部１０は、次の式（１）を用いて予測値Ｉｅ（ｎ）を算出することができる。
【００３６】
Ｉｅ（ｎ）＝Ｉｄ（ｎ）＋（（Ｉｄ（ｎ）−Ｉｄ（ｎ−１））／Ｔｓ）×Ｔｓ  …（１）
【００３７】
式（１）において、（（Ｉｄ（ｎ）−Ｉｄ（ｎ−１））／Ｔｓ）は、ｎ−１回目の制御タイミングからｎ回目の制御タイミングまでの期間における電源電流Ｉｓの変化を直線近似したときの傾きである。制御部１０は、電流値Ｉｄ（ｎ−１）、電流値Ｉｄ（ｎ）、及び電源電流検出部６が電流値を検出する制御周期Ｔｓを用いて算出した値を、電流値Ｉｄ（ｎ）に加算して予測値Ｉｅ（ｎ）を算出する。なお、式（１）については、次の式（２）のように変形させることができる。
【００３８】
Ｉｅ（ｎ）＝Ｉｄ（ｎ）＋（Ｉｄ（ｎ）−Ｉｄ（ｎ−１））  …（２）
【００３９】
すなわち、制御部１０は、電流値Ｉｄ（ｎ）に、電流値Ｉｄ（ｎ）と電流値Ｉｄ（ｎ−１）との差分を加算することで、予測値Ｉｅ（ｎ）を算出することができる。なお、制御部１０は、式（１）または式（２）の右辺のように計算して求めた値に対して、規定された係数を乗算したものを予測値Ｉｅ（ｎ）としてもよい。これにより、制御部１０は、電源電流Ｉｓの変化が急峻な場合にも対応することができる。
【００４０】
図９は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の制御部１０が電源電流Ｉｓの極性に応じてオンオフを制御するスイッチング素子３１１，３１２に対する処理を示すフローチャートである。一例として、電源電流Ｉｓの極性が正の場合について説明する。制御部１０は、予測値Ｉｅ（ｎ）を算出する（ステップＳ１）。制御部１０における予測値Ｉｅ（ｎ）の算出方法は前述のとおりである。制御部１０は、予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値と電流閾値Ｉｔｈとを比較する（ステップＳ２）。制御部１０は、予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下の場合（ステップＳ３：Ｙｅｓ）、次に電源電流検出部６が検出する電流値の絶対値は電流閾値Ｉｔｈ以下であるとして、電流の極性に応じて制御しているスイッチング素子のうちオンされているスイッチング素子３１１をオフにする（ステップＳ４）。制御部１０は、予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が電流閾値Ｉｔｈより大きい場合（ステップＳ３：Ｎｏ）、次に電源電流検出部６が検出する電流値の絶対値は電流閾値Ｉｔｈより大きいとして、電流の極性に応じて制御しているスイッチング素子のうちオンされているスイッチング素子３１１をオンのままとする（ステップＳ５）。制御部１０は、電源電流Ｉｓの極性が負の場合、スイッチング素子３１２を対象にして、上記同様の処理を行う。なお、制御周期Ｔｓについては、制御部１０で算出される予測値Ｉｅ（ｎ）が、−Ｉｔｈ≦Ｉｅ（ｎ）≦Ｉｔｈになる程度に電源電流検出部６が電流値を検出する間隔とする。
【００４１】
制御部１０は、次に電源電流検出部６で検出される電流値の予測値Ｉｅ（ｎ）を算出することによって、予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下になる場合、実際に電力変換装置１００に流れる電流の電流値の絶対値が電流閾値Ｉｔｈになる前にスイッチング素子をオフすることができる。すなわち、電力変換装置１００は、制御遅延によるスイッチング素子をオフするタイミングが遅れることによる、平滑コンデンサ４から交流電源１への逆流電流の発生を防止することができる。そのため、電力変換装置１００を使用するユーザは、電流閾値Ｉｔｈを従来よりも小さな値に設定することができる。これにより、電力変換装置１００は、高精度な同期整流動作を実現することができる。また、電力変換装置１００は、電流の極性に応じて制御するスイッチング素子３１１，３１２をオンする期間を長くすることができ、効率の低下を抑制し、損失を低減して高効率なシステムを得ることができる。
【００４２】
なお、制御部１０は、算出した予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値と電流閾値Ｉｔｈとを比較してスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御していたが、これに限定されない。制御部１０は、頻繁に電源電流検出部６が電流値を検出するような制御周期Ｔｓであれば、算出した予測値Ｉｅ（ｎ）がゼロになったか否かでスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御してもよい。具体的には、制御部１０は、算出した予測値Ｉｅ（ｎ）がゼロになった場合、または電流値Ｉｄ（ｎ）と異なる極性になった場合、電流の極性に応じて制御しているスイッチング素子のうちオンされているスイッチング素子をオフにする。予測値Ｉｅ（ｎ）が電流値Ｉｄ（ｎ）と異なる極性になった場合とは、電流値Ｉｄ（ｎ）が正で予測値Ｉｅ（ｎ）が負の場合、または、電流値Ｉｄ（ｎ）が負で予測値Ｉｅ（ｎ）が正の場合である。
【００４３】
ここで、スイッチング素子の構成について説明する。電力変換装置１００において、スイッチング素子のスイッチング速度を速くする方法の１つに、スイッチング素子のゲート抵抗を小さくする方法が挙げられる。ゲート抵抗が小さくなる程、ゲート入力容量への充放電時間が短くなり、ターンオン期間及びターンオフ期間が短くなるため、スイッチング速度が速くなる。
【００４４】
しかしながら、ゲート抵抗を小さくすることでスイッチング損失を低減するには限界がある。そこで、スイッチング素子を、ＧａＮまたはＳｉＣといったＷＢＧ半導体で構成することにより、１回のスイッチング当りの損失を更に抑制することができ、より一層効率が向上し、かつ、高周波スイッチングが可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクタ２の小型化が可能となり、電力変換装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング速度が向上して、スイッチング損失が抑制されるため、スイッチング素子が正常な動作を継続できるような放熱対策を簡素化できる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング周波数を十分に高い値、例えば１６ｋＨｚ以上にすることができるため、スイッチングに起因する騒音を抑制できる。
【００４５】
また、ＧａＮ半導体は、ＧａＮ層と窒化アルミニウムガリウム層との界面に２次元電子ガスが生じ、この２次元電子ガスにより、キャリアの移動度が高い。このため、ＧａＮ半導体を用いたスイッチング素子は、高速スイッチングを実現可能である。ここで、交流電源１が、５０Ｈｚ／６０Ｈｚの商用電源である場合、可聴域周波数は、１６ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの範囲、すなわち商用電源の周波数の２６６倍から４００倍までの範囲となる。ＧａＮ半導体は、この可聴域周波数より高い周波数でスイッチングする場合に好適である。半導体材料として主流である珪素（Ｓｉ）で構成されたスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２を、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数で駆動した場合、スイッチング損失の比率が大きくなり、放熱対策が必須となる。これに対して、ＧａＮ半導体で構成されたスイッチング素子３１１，３１２，３２１，３２２は、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数、具体的には２０ｋＨｚより高いスイッチング周波数で駆動した場合でも、スイッチング損失が非常に小さい。そのため、放熱対策が不要になり、または放熱対策のために利用される放熱部材のサイズを小型化でき、電力変換装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクタ２の小型化が可能になる。なお、雑音端子電圧規格の測定範囲にスイッチング周波数の１次成分が入らないようにするため、スイッチング周波数は、１５０ｋＨｚ以下とすることが好ましい。
【００４６】
また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて静電容量が小さいため、スイッチングに起因するリカバリ電流の発生が少なく、リカバリ電流に起因する損失及びノイズの発生を抑制できるため、高周波スイッチングに適している。
【００４７】
なお、ＳｉＣ半導体はＧａＮ半導体に比べてオン抵抗が小さいため、第２のアーム３２よりも、スイッチング回数が多い第１のアーム３１のスイッチング素子３１１，３１２は、ＧａＮ半導体で構成し、スイッチング回数が少ない第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２は、ＳｉＣ半導体で構成してもよい。これにより、ＳｉＣ半導体及びＧａＮ半導体のそれぞれの特性を最大限に生かすことができる。また、ＳｉＣ半導体を、第１のアーム３１よりも、スイッチング回数が少ない第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２に利用することで、スイッチング素子３２１，３２２の損失の内、導通損失が占める割合が多くなり、ターンオン損失及びターンオフ損失が小さくなる。従って、スイッチング素子３２１，３２２のスイッチングに伴う発熱の上昇が抑制され、第２のアーム３２を構成するスイッチング素子３２１，３２２のチップ面積を相対的に小さくでき、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体を有効に活用できる。
【００４８】
また、スイッチング回数が少ない第２のアーム３２のスイッチング素子３２１，３２２には、スーパージャンクション（Super  Junction：ＳＪ）−ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴのメリットである低オン抵抗を生かしつつ、静電容量が高くリカバリが発生しやすいというデメリットを抑制できる。また、ＳＪ−ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＷＢＧ半導体を用いる場合に比べて、第２のアーム３２の製造コストを低減できる。
【００４９】
また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、ジャンクション温度が高温でも動作が可能である。そのため、ＷＢＧ半導体を用いることにより、第１のアーム３１及び第２のアーム３２を、熱抵抗が大きい小型のチップでも構成できる。特に、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体は、小型のチップに利用した方が低コスト化を実現できる。
【００５０】
また、ＷＢＧ半導体は、１００ｋＨｚ程度の高周波で駆動した場合でも、スイッチング素子で発生する損失の増加が抑制されるため、リアクタ２の小型化による損失低減効果が大きくなり、広い出力帯域、すなわち広い負荷条件において、高効率なコンバータを実現できる。
【００５１】
また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、アーム間の損失の偏りによるスイッチングの発熱許容レベルが高いため、高周波駆動によるスイッチング損失が発生する第１のアーム３１に好適である。
【００５２】
つづいて、電力変換装置１００が備える制御部１０のハードウェア構成について説明する。図１０は、実施の形態１に係る電力変換装置１００が備える制御部１０を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部１０は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。
【００５３】
プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Central  Processing  Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital  Signal  Processor）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Large  Scale  Integration）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Random  Access  Memory）、ＲＯＭ（Read  Only  Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable  Programmable  Read  Only  Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically  Erasable  Programmable  Read-Only  Memory）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Digital  Versatile  Disc）でもよい。
【００５４】
以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、電源電流検出部６で前回検出された電流値Ｉｄ（ｎ−１）と電源電流検出部６で今回検出した電流値Ｉｄ（ｎ）とを用いて、電源電流検出部６で次に検出される電流値の予測値Ｉｅ（ｎ）を算出する。制御部１０は、算出した予測値Ｉｅ（ｎ）に応じて、スイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御することとした。これにより、電力変換装置１００は、逆流電流の発生を抑制しつつ、同期整流動作において効率を向上することができる。
【００５５】
図８に示すように、制御部１０は、電流値の極性が正の場合において、電流値が増加中であっても、予測値Ｉｅ（ｎ）を算出してもよい。同様に、制御部１０は、電流値の極性が負の場合において、電流値が減少中であっても、予測値Ｉｅ（ｎ）を算出してもよい。
【００５６】
なお、制御部１０は、図８の例では、一定間隔の制御周期Ｔｓで予測値Ｉｅ（ｎ）を算出していたが、これに限定されない。図８の例では、電流値が増加中の状況では、電源電流検出部６で次に検出される電流値の絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下になることはないと想定される。すなわち、制御部１０は、電流値が増加中の状況では、頻繁に予測値Ｉｅ（ｎ）を算出する必要はない。そのため、制御部１０は、電流値の極性が正の場合、電流値が増加中に予測値Ｉｅ（ｎ）を算出する頻度より、電流値が減少中に予測値Ｉｅ（ｎ）を算出する頻度を高くする。同様に、制御部１０は、電流値の極性が負の場合、電流値が減少中に予測値Ｉｅ（ｎ）を算出する頻度より、電流値が増加中に予測値Ｉｅ（ｎ）を算出する頻度を高くする。これにより、制御部１０は、処理負荷を低減することができる。
【００５７】
また、制御部１０は、電流値Ｉｄ（ｎ）がゼロのときは予測値Ｉｅ（ｎ）を算出しなくてもよい。予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が既に電流閾値Ｉｔｈ以内のため、制御部１０においてスイッチング素子をオフする処理に影響しないためである。この場合も同様に、制御部１０は、処理負荷を低減することができる。
【００５８】
また、電力変換装置１００で使用されるスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用する場合について説明したが、一例であり、これに限定されない。スイッチング処理の遅延によって逆流電流が発生する可能性のあるスイッチング素子であれば、ＭＯＳＦＥＴ以外のスイッチング素子にも、本実施の形態の処理を適用することが可能である。
【００５９】
また、本実施の形態では、電力変換装置１００の制御部１０が、電源電流検出部６で検出された電流値を用いて次に電源電流検出部６で検出される電流値を予測していたが、これに限定されない。制御部１０は、同様の手法を用いて、電源電圧検出部５で検出された電圧値を用いて次に電源電圧検出部５で検出される電圧値を予測することも可能である。
【００６０】
なお、本実施の形態では、制御部１０は、電源電圧Ｖｓの極性に応じてスイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御し、電源電流Ｉｓの極性に応じてスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御していたが、これに限定されない。制御部１０は、電源電圧Ｖｓの極性に応じてスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御し、電源電流Ｉｓの極性に応じてスイッチング素子３２１，３２２のオンオフを制御してもよい。
【００６１】
実施の形態２．
実施の形態１では、電力変換装置１００において、制御部１０は、算出した予測値Ｉｅ（ｎ）に応じてスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御していた。そのため、制御部１０は、実際に電力変換装置１００に流れる電流の電流値の絶対値が電流閾値Ｉｔｈより大きい場合でも、早めにスイッチング素子３１１，３１２をオフしてしまうことがあった。実施の形態２では、制御部１０は、電力変換装置１００に流れる電流の電流値の絶対値が電流閾値Ｉｔｈになる時間を推定し、推定した時間でスイッチング素子３１１，３１２をオフする。
【００６２】
実施の形態２において、電力変換装置１００の構成は、図１に示す実施の形態１のときの構成と同様である。実施の形態２では、制御部１０は、予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以上になった場合、予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が電流閾値Ｉｔｈと同一の場合を除いて、予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が電流閾値Ｉｔｈになる時間を推定する。実施の形態１で説明した式（１）において、予測値Ｉｅ（ｎ）を電流閾値Ｉｔｈに置き換え、経過時間を示す最後の制御周期Ｔｓを予測値Ｉｅ（ｎ）が電流閾値Ｉｔｈになる時間を示す推定時間Ｔｉｔｈに置き換えると、次の式（３）のようになる。
【００６３】
Ｉｔｈ＝Ｉｄ（ｎ）＋（（Ｉｄ（ｎ）−Ｉｄ（ｎ−１））／Ｔｓ）×Ｔｉｔｈ  …（３）
【００６４】
式（３）から、推定時間Ｔｉｔｈを求める式（４）を得ることができる。
【００６５】
Ｔｉｔｈ＝（（Ｉｄ（ｎ）−Ｉｔｈ）／（Ｉｄ（ｎ−１）−Ｉｄ（ｎ）））×Ｔｓ  …（４）
【００６６】
制御部１０は、予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下になった場合、ｎ回目の制御タイミングの時点から推定時間Ｔｉｔｈが経過した後、電流の極性に応じて制御しているスイッチング素子のうちオンされているスイッチング素子をオフする制御を行う。または、制御部１０は、予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下になった場合、ｎ回目の制御タイミングの時点から推定時間Ｔｉｔｈまでに、電流の極性に応じて制御しているスイッチング素子のうちオンされているスイッチング素子をオフする制御を行う。図１１は、実施の形態２に係る電力変換装置１００の制御部１０がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図である。制御部１０は、図１１に示すタイミング、すなわちｎ回目の制御タイミングの時点から推定時間Ｔｉｔｈが経過した後にスイッチング素子をオフにできるように、例えば、制御周期Ｔｓを生成する制御信号を用いる。制御部１０は、例えば、制御周期Ｔｓをカウントするスイッチング用のタイマを用いて制御信号を生成する。制御部１０は、例えば、検出された電流値からコンペアマッチ用電源電流を生成し、コンペアマッチ用電源電流と制御信号とを用いてコンペアマッチを行う。コンペアマッチ用電源電流は、電源電流Ｉｓが増加中は電流値が制御信号と交差しないレベルに設定された信号である。制御部１０は、コンペアマッチ用電源電流と制御信号とが重なるタイミングで、スイッチング素子３１１をオフする。制御部１０は、電流値が正の極性の場合、電流値が増加する間はコンペアマッチを行わないようにしてもよい。
【００６７】
なお、制御部１０が、予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下になった場合にＴｉｔｈを算出する例について説明したが、これに限定されない。制御部１０は、予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下になる前からＴｉｔｈを算出してもよい。
【００６８】
また、制御部１０は、算出した予測値Ｉｅ（ｎ）がゼロになったか否かでスイッチング素子３１１，３１２のオンオフを制御している場合には、予測値Ｉｅ（ｎ）がゼロになる推定時間Ｔ０を算出する。具体的には、式（４）において「Ｉｔｈ」を「０」に置き換えることで、次の式（５）を得ることができる。
【００６９】
Ｔ０＝（Ｉｄ（ｎ）／（Ｉｄ（ｎ−１）−Ｉｄ（ｎ）））×Ｔｓ  …（５）
【００７０】
以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００において、制御部１０は、算出した予測値Ｉｅ（ｎ）の絶対値が電流閾値Ｉｔｈ以下になる場合、電力変換装置１００に流れる電流の電流値の絶対値が電流閾値Ｉｔｈになる時間を推定し、推定した時間でスイッチング素子をオフすることとした。これにより、電力変換装置１００は、逆流電流の発生を抑制しつつ、実施の形態１と比較してさらに同期整流動作において効率を向上することができる。
【００７１】
実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態１，２で説明した電力変換装置１００を備えるモータ駆動装置について説明する。
【００７２】
図１２は、実施の形態３に係るモータ駆動装置１０１の構成例を示す図である。モータ駆動装置１０１は、負荷であるモータ４２を駆動する。モータ駆動装置１０１は、実施の形態１，２の電力変換装置１００と、インバータ４１と、モータ電流検出部４４と、インバータ制御部４３とを備える。インバータ４１は、電力変換装置１００から供給される直流電力を交流電力に変換してモータ４２へ出力することにより、モータ４２を駆動する。なお、モータ駆動装置１０１の負荷がモータ４２である場合の例を説明しているが、一例であり、インバータ４１に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ４２以外の機器でもよい。
【００７３】
インバータ４１は、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）をはじめとするスイッチング素子を、３相ブリッジ構成または２相ブリッジ構成とした回路である。インバータ４１に用いられるスイッチング素子は、ＩＧＢＴに限定されず、ＷＢＧ半導体で構成されたスイッチング素子、ＩＧＣＴ（Integrated  Gate  Commutated  Thyristor）、ＦＥＴ（Field  Effect  Transistor）またはＭＯＳＦＥＴでもよい。
【００７４】
モータ電流検出部４４は、インバータ４１とモータ４２との間に流れる電流を検出する。インバータ制御部４３は、モータ電流検出部４４で検出された電流を用いて、モータ４２が所望の回転数にて回転するように、インバータ４１内のスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ信号を生成してインバータ４１へ印加する。インバータ制御部４３は、制御部１０と同様に、プロセッサ及びメモリにより実現される。なおモータ駆動装置１０１のインバータ制御部４３と、電力変換装置１００の制御部１０は、１つの回路で実現してもよい。
【００７５】
電力変換装置１００がモータ駆動装置１０１に用いられる場合、ブリッジ回路３の制御に必要な母線電圧Ｖｄｃが、モータ４２の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ４２の回転数が高回転になる程、インバータ４１の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ４１の出力電圧の上限は、インバータ４１への入力電圧、すなわち電力変換装置１００の出力である母線電圧Ｖｄｃにより制限される。インバータ４１からの出力電圧が、母線電圧Ｖｄｃにより制限される上限を超えて飽和する領域を過変調領域と呼ぶ。
【００７６】
このようなモータ駆動装置１０１において、モータ４２が低回転の範囲、すなわち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させる必要はない。一方、モータ４２が高回転となった場合には、母線電圧Ｖｄｃを昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ４２の運転範囲を高回転側に拡大できる。
【００７７】
また、モータ４２の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ４２が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下するため、インバータ４１内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ４２の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ４２の巻線の巻数は適切な値に設定される。
【００７８】
以上説明したように、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減され、信頼性が高く高出力のモータ駆動装置１０１を実現できる。
【００７９】
実施の形態４．
実施の形態４では、実施の形態３で説明したモータ駆動装置１０１を備える空気調和機について説明する。
【００８０】
図１３は、実施の形態４に係る空気調和機７００の構成例を示す図である。空気調和機７００は、冷凍サイクル装置の一例であり、実施の形態３のモータ駆動装置１０１及びモータ４２を備える。空気調和機７００は、圧縮機構８７及びモータ４２を内蔵した圧縮機８１と、四方弁８２と、室外熱交換器８３と、膨張弁８４と、室内熱交換器８５と、冷媒配管８６とを備える。空気調和機７００は、室外機が室内機から分離されたセパレート型空気調和機に限定されず、圧縮機８１、室内熱交換器８５及び室外熱交換器８３が１つの筐体内に設けられた一体型空気調和機でもよい。モータ４２は、モータ駆動装置１０１により駆動される。
【００８１】
圧縮機８１の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構８７と、圧縮機構８７を動作させるモータ４２とが設けられる。圧縮機８１、四方弁８２、室外熱交換器８３、膨張弁８４、室内熱交換器８５及び冷媒配管８６に冷媒が循環することにより、冷凍サイクルが構成される。なお、空気調和機７００が備える構成要素は、冷凍サイクルを備える冷蔵庫または冷凍庫といった機器にも適用可能である。
【００８２】
また、実施の形態４では、圧縮機８１の駆動源にモータ４２が利用され、モータ駆動装置１０１によりモータ４２を駆動する構成例を説明した。しかしながら、空気調和機７００が備える不図示の室内機送風機及び室外機送風機を駆動する駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。また、室内機送風機、室外機送風機及び圧縮機８１の駆動源にモータ４２を適用し、当該モータ４２をモータ駆動装置１０１で駆動してもよい。
【００８３】
また、空気調和機７００では、出力が定格出力の半分以下である中間条件、すなわち低出力条件での運転が年間を通じて支配的であるため、中間条件での年間の消費電力への寄与度が高くなる。また、空気調和機７００では、モータ４２の回転数が低く、モータ４２の駆動に必要な母線電圧Ｖｄｃは低い傾向にある。このため、空気調和機７００に用いられるスイッチング素子は、パッシブな状態で動作させることがシステム効率の面から有効である。従って、パッシブな状態から高周波スイッチング状態までの幅広い運転モードで損失の低減が可能な電力変換装置１００は、空気調和機７００にとって有用である。上述した通り、インタリーブ方式ではリアクタ２を小型化できるが、空気調和機７００では、中間条件での運転が多いため、リアクタ２を小型化する必要がなく、電力変換装置１００の構成及び動作の方が、高調波の抑制、電源力率の面で有効である。
【００８４】
また、電力変換装置１００は、スイッチング損失を抑制できるため、電力変換装置１００の温度上昇が抑制され、不図示の室外機送風機のサイズを小型化しても、電力変換装置１００に搭載される基板の冷却能力を確保できる。従って、電力変換装置１００は、高効率であると共に４．０ｋＷ以上の高出力の空気調和機７００に好適である。
【００８５】
また、本実施の形態によれば、電力変換装置１００を用いることによりアーム間の発熱の偏りが低減されるため、スイッチング素子の高周波駆動によるリアクタ２の小型化を実現でき、空気調和機７００の重量の増加を抑制できる。また、本実施の形態によれば、スイッチング素子の高周波駆動により、スイッチング損失が低減され、エネルギー消費率が低く、高効率の空気調和機７００を実現できる。
【００８６】
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
【符号の説明】
【００８７】
１  交流電源、２  リアクタ、３  ブリッジ回路、４  平滑コンデンサ、５  電源電圧検出部、６  電源電流検出部、７  母線電圧検出部、１０  制御部、３１  第１のアーム、３２  第２のアーム、４１  インバータ、４２  モータ、４３  インバータ制御部、４４  モータ電流検出部、５０  負荷、８１  圧縮機、８２  四方弁、８３  室外熱交換器、８４  膨張弁、８５  室内熱交換器、８６  冷媒配管、８７  圧縮機構、１００  電力変換装置、１０１  モータ駆動装置、２０１  プロセッサ、２０２  メモリ、３１１，３１２，３２１，３２２  スイッチング素子、３１１ａ，３１２ａ，３２１ａ，３２２ａ  寄生ダイオード、５０１  第１の配線、５０２  第２の配線、５０３  第３の配線、５０４  第４の配線、５０６  第１の接続点、５０８  第２の接続点、６００  半導体基板、６０１，６０３  領域、６０２  酸化絶縁膜、６０４  チャネル、７００  空気調和機。
【図１】
0006987268.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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