(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、オン時に前記トランスに正電圧を印加する第１半導体スイッチング素子およびオン時に前記トランスに負電圧を印加する第２半導体スイッチング素子を有して、前記トランスの一次側と直流電源との間に接続されて直流／交流間で電力変換するスイッチング回路と、整流ダイオード、平滑リアクトルおよび平滑コンデンサを有して、前記トランスの二次側と負荷との間に接続される整流回路とを備えて、前記直流電源からの電力を電力変換して前記負荷に供給する電力変換部と、
前記電力変換部を出力制御する制御部とを備えた電力変換装置において、
前記制御部は、
前記整流回路の出力電圧を第１タイミングで検出した第１検出値が指令値に追従するように前記第１、第２半導体スイッチング素子のＤｕｔｙ比を生成して前記第１、第２半導体スイッチング素子を制御する電圧制御部と、
前記トランスの偏磁を検出して、該偏磁を抑制するように前記第１、第２半導体スイッチング素子の前記Ｄｕｔｙ比を個別に補正する偏磁制御部とを備え、
前記偏磁制御部は、前記整流回路の出力電圧、前記平滑リアクトルの電流の少なくとも一方を、駆動周期の各周期内において半周期間隔の２回の第２タイミングで検出して、該２個の第２検出値の差に基づいて前記偏磁を検出する
電力変換装置。
【請求項２】
前記偏磁制御部は、前記第２タイミングを、前記電圧制御部の演算結果に基づいて決定する、請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電圧制御部は、前記出力電圧が１周期の平均値となる前記第１タイミングで前記第１検出値を取得し、
前記偏磁制御部は、前記第１タイミングと異なる第２タイミングで前記出力電圧を検出して前記第２検出値を取得する、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記偏磁制御部は、前記出力電圧のリプル電圧が最大となる前記第２タイミングで、前記出力電圧を検出して前記第２検出値を取得する、請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記偏磁制御部は、前記第１、第２半導体スイッチング素子が全オフとなる期間の中央である前記第２タイミングで、前記出力電圧を検出して前記第２検出値を取得する、請求項２または請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記偏磁制御部は、前記平滑リアクトルのリプル電流が最大または最小となる前記第２タイミングで、前記平滑リアクトルの電流を検出して前記第２検出値を取得する、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記偏磁制御部は、前記第１、第２半導体スイッチング素子がオンまたはオフするタイミングとなる前記第２タイミングで、前記平滑リアクトルの電流を検出して前記第２検出値を取得する、請求項１、請求項２、請求項６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記偏磁制御部は、前記第１半導体スイッチング素子のオン期間と前記第２半導体スイッチング素子のオン期間とで、前記平滑リアクトルの電流積分値の差分が０となるようにフィードフォワード項を演算して用いる、請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本願は、電力変換装置に関し、特に、正負の電圧が印加されるトランスを備えた電力変換装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
正負の電圧が印加されるトランスを備えた電力変換装置である絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの正負に印加される電圧の電圧時間積が異なるとトランスが偏磁し、電力変換機能が損なわれる事が知られている。
従来の電力変換装置では、トランスの二次端子から出力される二次電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２を整流する２つの整流部と、この２つの整流部によって整流される各直流電圧を個別かつ経時的に積分して求められる２つの電圧時間積を出力する積分部を備える。そして、２つの電圧時間積の偏差量が０になるように制御することでトランスの偏磁を抑制している（例えば特許文献１）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−５５８５８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来の電力変換装置では、トランスの二次電圧Ｖｓ１、Ｖｓ２をそれぞれ検出して２つの電圧時間積を得ることでトランスの偏磁を検出している。このため、電圧検出部と積分部がそれぞれ２個必要となり、また、トランスの二次巻線はセンタータップ式に限られるものであった。このため、装置構成の小型化を図るのが困難であり、設計上の自由度も小さいという問題点があった。【０００５】
本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、トランスの偏磁を信頼性良く抑制でき、かつ、装置構成の小型化、および設計上の自由度向上が可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本願に開示される電力変換装置は、トランスと、オン時に前記トランスに正電圧を印加する第１半導体スイッチング素子およびオン時に前記トランスに負電圧を印加する第２半導体スイッチング素子を有して、前記トランスの一次側と直流電源との間に接続されて直流／交流間で電力変換するスイッチング回路と、整流ダイオード、平滑リアクトルおよび平滑コンデンサを有して、前記トランスの二次側と負荷との間に接続される整流回路とを備えて、前記直流電源からの電力を電力変換して前記負荷に供給する電力変換部と、前記電力変換部を出力制御する制御部とを備える。前記制御部は、前記整流回路の出力電圧を第１タイミングで検出した第１検出値が指令値に追従するように前記第１、第２半導体スイッチング素子のＤｕｔｙ比を生成して前記第１、第２スイッチング素子を制御する電圧制御部と、前記トランスの偏磁を検出して、該偏磁を抑制するように前記第１、第２半導体スイッチング素子の前記Ｄｕｔｙ比を個別に補正する偏磁制御部とを備える。そして、前記偏磁制御部は、前記整流回路の出力電圧、前記平滑リアクトルの電流の少なくとも一方を、駆動周期の各周期内において半周期間隔の２回の第２タイミングで検出して、該２個の第２検出値の差に基づいて前記偏磁を検出するものである。
【発明の効果】
【０００７】
本願に開示される電力変換装置によれば、トランスの偏磁を信頼性良く抑制でき、かつ、装置構成の小型化、および設計上の自由度向上が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図２】実施の形態１による電力変換装置の制御部の機能ブロック図である。
【図３】実施の形態１によるゲート駆動信号の生成を説明する図である。
【図４】実施の形態１による電力変換装置における通常時の動作を説明するための動作波形図である。
【図５】実施の形態１による偏磁制御部の動作を説明するフローチャートである。
【図６】実施の形態１による電力変換装置における偏磁発生時の動作を説明するための動作波形図である。
【図７】実施の形態１による電力変換装置における偏磁発生時の動作を説明するための動作波形図である。
【図８】実施の形態１の別例による制御部の機能ブロック図である。
【図９】実施の形態２による電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図１０】実施の形態３による電力変換装置の概略構成を示す図である。
【図１１】実施の形態３による電力変換装置の制御部の機能ブロック図である。
【図１２】実施の形態３による電力変換装置における通常時の動作を説明するための動作波形図である。
【図１３】実施の形態３による偏磁制御部の動作を説明するフローチャートである。
【図１４】実施の形態３による電力変換装置における偏磁発生時の動作を説明するための動作波形図である。
【図１５】実施の形態３による電力変換装置における偏磁発生時の動作を説明するための動作波形図である。
【図１６】実施の形態４による電力変換装置における通常時の動作を説明するための動作波形図である。
【図１７】実施の形態４による電力変換装置における偏磁発生時の動作を説明するための動作波形図である。
【図１８】実施の形態４による電力変換装置における偏磁発生時の動作を説明するための動作波形図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
実施の形態１．
図１は、実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示す図である。
図１に示すように、電力変換装置１は、電力変換部２と、電力変換部２を出力制御する制御部３とを備えて、直流電源４からの直流電力（電圧Ｖ１）を電力変換して負荷５に直流電力（電圧Ｖ２）を供給する。
電力変換部２は、トランス６と、トランス６の一次側と直流電源４との間に接続されて直流／交流間で電力変換するスイッチング回路７と、トランス６の二次側と負荷５との間に接続される整流回路８とを備える。
【００１０】
スイッチング回路７は、入力コンデンサ９と、オン時にトランス６に正電圧を印加する第１半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴＱ１、ＭＯＳＦＥＴＱ４およびオン時にトランス６に負電圧を印加する第２半導体スイッチング素子としてのＭＯＳＦＥＴＱ２、ＭＯＳＦＥＴＱ３とを備える。この場合４つのＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４にてフルブリッジ回路が構成されるが、これに限るものではない。
以下、ＭＯＳＦＥＴＱ１、ＭＯＳＦＥＴＱ２、ＭＯＳＦＥＴＱ３、ＭＯＳＦＥＴＱ４は、単にＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と記載する。
【００１１】
入力コンデンサ９の正極は、Ｑ１、Ｑ３の各ドレイン端子に接続され、入力コンデンサ９の負極は、Ｑ２、Ｑ４の各ソース端子に接続される。Ｑ１のソース端子とＱ２のドレイン端子とが接続され、接続点がトランス６の一次側端子６ａに接続される。Ｑ３のソース端子とＱ４のドレイン端子とが接続され、接続点がトランス６の一次側端子６ｂに接続される。
【００１２】
整流回路８は、２つの整流ダイオード１０、１１、平滑リアクトル１２および平滑コンデ１３を備える。
トランス６は、センタータップ式の二次巻線を有して３つの二次側端子６ｃ、６ｄ、６ｅを有する。トランス６の二次側端子６ｃは整流ダイオード１０のアノード端子に接続され、トランス６の二次側端子６ｅは整流ダイオード１１のアノード端子に接続される。整流ダイオード１０、１１の各カソード端子は平滑リアクトル１２の一端に接続され、平滑リアクトル１２の他端は、平滑コンデンサ１３の一端に接続される。平滑コンデンサ１３の他端は、トランス６の二次側端子６ｄに接続される。
【００１３】
また、電力変換装置１は、さらに整流回路８の出力電圧Ｖ２を検出する電圧検出部２０を備える。電圧検出部２０は、平滑コンデンサ１３の電圧を、整流回路８の出力電圧Ｖ２として検出する。
制御部３は、電圧制御部１４および偏磁制御部１５を備え、電圧検出部２０の出力に基づいて、スイッチング回路７内のＱ１〜Ｑ４へのゲート駆動信号を生成して電力変換部２を出力制御する。
【００１４】
図２は、制御部３の機能ブロック図である。
図２に示すように、制御部３は、電圧制御部１４と偏磁制御部１５と補正部１６とゲート駆動信号生成部１７とを備える。電圧制御部１４は、整流回路８の出力電圧Ｖ２を後述する第１タイミングで検出して第１検出値Ｖ２Ａを取得し、フィードバック演算部１４１に入力する。フィードバック演算部１４１は、第１検出値Ｖ２Ａが、一定電圧である指令値Ｖ２＊に追従するようにＤｕｔｙ比Ｄを生成する。
【００１５】
偏磁制御部１５は、整流回路８の出力電圧Ｖ２を後述する２回の第２タイミングで検出して２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２を取得し、フィードバック演算部１５１に入力する。フィードバック演算部１５１は、２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差分が０に近づくように補正量αａ、αｂを生成する。例えば、２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差分が０に近づくように制御量αを演算し、補正量αａ、αｂは、（α／２、−α／２）あるいは（α、０）等、２個の補正量αａ、αｂの差がαとなるように生成する。
【００１６】
電圧制御部１４の出力と偏磁制御部１５の出力とは補正部１６に入力される。補正部１６は、２つの加算器１６ａ、１６ｂを備える。Ｄｕｔｙ比Ｄは、加算器１６ａにより補正量αａが加算されて補正され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１が生成される。同時に、Ｄｕｔｙ比Ｄは、加算器１６ｂにより補正量αｂが加算されて補正され、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２が生成される。
【００１７】
ゲート駆動信号生成部１７は、コンパレータ１７１、１７２を備える。コンパレータ１７１は、Ｄｕｔｙ比Ｄ１とキャリア波Ｃａ１とが入力され、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によりＱ１、Ｑ４へのゲート駆動信号Ｇ１を出力する。また、コンパレータ１７２は、Ｄｕｔｙ比Ｄ２とキャリア波Ｃａ２とが入力され、ＰＷＭ制御によりＱ２、Ｑ３へのゲート駆動信号Ｇ２を出力する。
【００１８】
図３は、ゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２の生成を説明する図である。図３に示すように、ゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２は、Ｄｕｔｙ比Ｄ１、Ｄ２とキャリア波Ｃａ１、Ｃａ２との比較により生成される。２つのキャリア波Ｃａ１、Ｃａ２は、位相を半周期Ｔ／２ずらした同波形のものである。
【００１９】
図４は、電力変換装置１における通常時の動作を説明するための動作波形図である。この場合、偏磁制御部１５が出力する補正量αａ、αｂは０で、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成される。
図４は、Ｑ１、Ｑ４のオンオフ信号と、Ｑ２、Ｑ３のオンオフ信号と、トランス６の一次側電圧Ｖｔｒと、平滑リアクトル１２の電流ＩＬと、平滑コンデンサ１３の電流ＩＣと、出力電圧Ｖ２とを示す。なお、Ｑ１、Ｑ４のオンオフ信号、およびＱ２、Ｑ３のオンオフ信号は、実際にオンオフしてトランス６に電圧印加するタイミングを示す信号であり、制御部３が生成するゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２と必ずしも一致しないものである。図４では、トランス６の偏磁が発生しない通常時を示すため、Ｑ１、Ｑ４のオンオフ信号、およびＱ２、Ｑ３のオンオフ信号は、ゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２と一致している。
【００２０】
図４に示すように、Ｑ１、Ｑ４がオンの期間は一次側電圧Ｖｔｒは正となり、Ｑ２、Ｑ３がオンの期間は一次側電圧Ｖｔｒは負となり、それに応じて電流ＩＬ、電流ＩＣおよび出力電圧Ｖ２のリプル成分が変動する。
上述した第１検出値Ｖ２Ａは、出力電圧Ｖ２が１周期の平均値となる第１タイミング、例えば位相０（ｔ０）、位相π（ｔ０１）で、半周期あるいは１周期毎に検出される。なお、この場合、Ｑ１、Ｑ４がオンするタイミングを位相０とし、第１タイミングｔ０、ｔ０１とする。
【００２１】
２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２は、出力電圧Ｖ２のリプル電圧が最大となる２回の第２タイミングｔ１、ｔ２で検出される。この２回の第２タイミングｔ１、ｔ２は、各周期内で半周期間隔であり、Ｑ１、Ｑ４とＱ２、Ｑ３とが共にオフする全オフ期間の中央である。
各周期内の第２タイミングｔ１、ｔ２は、以下の式（１）、（２）で表される。なお、Ｑ１、Ｑ４のオン時間とＱ２、Ｑ３のオン時間は同じｔｏｎであり、Ｔは駆動周期である。
【００２２】
ｔ１＝ｔｏｎ＋（Ｔ／２−ｔｏｎ）／２
＝（Ｔ／２＋ｔｏｎ）／２      ・・・（１）
ｔ２＝（３Ｔ／２−ｔｏｎ）／２      ・・・（２）
【００２３】
偏磁制御部１５は、Ｄｕｔｙ比Ｄにおけるゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２に基づいて、即ち、電圧制御部１４の演算結果に基づいて、第２タイミングｔ１、ｔ２を決定する。そして、この第２タイミングｔ１、ｔ２で電圧検出部２０の出力をサンプリングすることで２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２を取得する。
【００２４】
図５は、偏磁制御部１５の動作を説明するフローチャートである。
図５に示すように、偏磁制御部１５は、第２タイミングｔ１、ｔ２で検出された２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差分（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が０であるか否か判定する（ステップＳ１）。
（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が０である場合、トランス６の偏磁は発生無しと判断し、補正量αａ、αｂを共に０とする（ステップＳ２）。これにより制御部３では、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、通常時の電圧制御が継続される。
【００２５】
ステップＳ１において、（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が０でない場合、（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が正であるか否か判定する（ステップＳ３）。
（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が正である場合、トランス６に負側の偏磁が発生していると判断し、αａ＞０、αｂ＜０となる補正量αａ、αｂを決定する（ステップＳ４）。これにより制御部３では、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄより大きいＤｕｔｙ比Ｄ１に基づいてゲート駆動信号Ｇ１が生成され、Ｄｕｔｙ比Ｄより小さいＤｕｔｙ比Ｄ２に基づいてゲート駆動信号Ｇ２が生成される。そして、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が長く調整され、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短く調整されて、負側の偏磁が抑制される。
【００２６】
ステップＳ３において、（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が正でない場合、（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）は負であり、トランス６に正側の偏磁が発生していると判断し、αａ＜０、αｂ＞０となる補正量αａ、αｂを決定する（ステップＳ５）。これにより制御部３では、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄより小さいＤｕｔｙ比Ｄ１に基づいてゲート駆動信号Ｇ１が生成され、Ｄｕｔｙ比Ｄより大きいＤｕｔｙ比Ｄ２に基づいてゲート駆動信号Ｇ２が生成される。そして、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が短く調整され、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長く調整されて、正側の偏磁が抑制される。
【００２７】
なお、ステップＳ４、Ｓ５では、２個の補正量αａ、αｂを互いに逆極性のものを決定したが、上述したように一方を０としても良い。
【００２８】
図６、図７は、偏磁発生時の電力変換装置１の動作を説明するための動作波形図であり、特に、図６は正の偏磁発生時、図７は負の偏磁発生時の動作を示す。なお、補正量αａを０として制御量αをＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用した場合を示す。
図６に示すように、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、通常時の電圧制御が行われているときに、何らかの原因でスイッチングのタイミングがずれる等により正側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短くなり、第２タイミングｔ１、ｔ２で検出される出力電圧Ｖ２は、Ｑ２、Ｑ３のオン後の第２タイミングｔ２での値（Ｖ２Ｂ２）が、Ｑ１、Ｑ４のオン後の第２タイミングｔ１での値（Ｖ２Ｂ１）より高くなる。
【００２９】
偏磁発生後の第２タイミングｔ２にて、２個の第２検出値の差分（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が負となり偏磁が検出される。そして、偏磁が抑制されるように補正量αａ、αｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用されるため、Ｑ１、Ｑ４のオン時間は変化せず、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長くなるように調整されて、正側の偏磁が抑制される。
【００３０】
また図７に示すように、通常時の電圧制御が行われているときに、負側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長くなり、第２タイミングｔ１、ｔ２で検出される出力電圧Ｖ２は、Ｑ２、Ｑ３のオン後の第２タイミングｔ２での値（Ｖ２Ｂ２）が、Ｑ１、Ｑ４のオン後の第２タイミングｔ１での値（Ｖ２Ｂ１）より低くなる。
【００３１】
偏磁発生後の第２タイミングｔ２にて、２個の第２検出値の差分（Ｖ２Ｂ１−Ｖ２Ｂ２）が正となり偏磁が検出される。そして、偏磁が抑制されるように補正量αａ、αｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用されるため、Ｑ１、Ｑ４のオン時間は変化せず、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短くなるように調整されて、負側の偏磁が抑制される。
【００３２】
なお、偏磁発生時においても、第２タイミングｔ１、ｔ２は、Ｄｕｔｙ比Ｄに基づくｔｏｎにより決定されたタイミングであり、通常時と同様に第２検出値（Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２）を検出する。２回の第２タイミングｔ１、ｔ２は、通常時において、出力電圧Ｖ２のリプル電圧が最大となるタイミングであり、偏磁発生時には必ずしも出力電圧Ｖ２のリプル電圧が最大とはならない。
【００３３】
以上のように、この実施の形態では、偏磁制御部１５が、駆動周期Ｔの各周期内において半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１、ｔ２で整流回路８の出力電圧Ｖ２を検出して、該２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差に基づいてトランス６の偏磁を検出する。そして、２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差が小さくなるようにフィードバック制御して、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とを個別に補正して生成する。
このため、通常時の電圧制御に用いる電圧検出部２０を用いて２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２を取得してトランス６の偏磁検出を行うことができ、従来技術で示したように偏磁検出の為の電圧検出部および積分部を必要としない。このため、装置構成の小型化を図り、かつトランス６の偏磁を信頼性良く抑制できる。
また、トランス６の二次側で正負の電圧を個別に検出する必要が無いため、トランスの二次巻線をセンタータップ式に限る必要は無く、設計上の自由度が向上する。
【００３４】
また、偏磁制御部１５は、第２タイミングｔ１、ｔ２を、電圧制御部１４の演算結果に基づいて決定するため、偏磁検出に最適な第２タイミングｔ１、ｔ２を容易に決定できる。
【００３５】
また、高圧バッテリから低圧負荷に電力移行する車載搭載用の電力変換装置では、小型化の要求が厳しいものであるが、この実施の形態による電力変換装置１を適用すると、効果的に小型化を促進でき、かつ信頼性良く偏磁を抑制できるため、大きな効果が得られる。
【００３６】
なお、上記実施の形態では、フィードバック演算部１５１が演算した補正量αａ、αｂのみを用いてＤｕｔｙ比Ｄを補正したが、図８に示すように、フィードフォワード制御を併せて用いても良い。この場合、フィードフォワード演算部１８は、Ｑ１、Ｑ４のオン期間と、Ｑ２、Ｑ３のオン期間とで、平滑リアクトル１２の電流積分値の差分が０となるようにフィードフォワード項αｆを演算する。具体的には、第２タイミングｔ１、ｔ２および位相０、πでのタイミングｔ０、ｔ０１における平滑リアクトル１２の電流値ＩＬ−ｔ１、ＩＬ−ｔ２、ＩＬ−ｔ０、ＩＬ−ｔ０１と、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄとに基づいてフィードフォワード項αｆが以下の式（３）に示すように演算される。但し、Ｔは駆動周期である。
【００３７】
Ｘ＝（ＩＬ−ｔ０）＋（ＩＬ−ｔ１）
Ｙ＝（ＩＬ−ｔ０１）＋（ＩＬ−ｔ２）、とすると、
αｆ＝（（Ｙ−Ｘ）／（Ｙ＋Ｘ））・Ｄ・Ｔ        ・・・（３）
【００３８】
この場合、偏磁制御部１５ａは、補正量αａ、αｂをα／２、−α／２とし、加算器１５２にてαｆをα／２に加算してＤｕｔｙ比Ｄ１を生成するための補正量（α／２＋αｆ）を生成し、減算器１５３にてαｆを−α／２から減算してＤｕｔｙ比Ｄ２を生成するための補正量（−α／２−αｆ）を生成する。
なお、フィードバック演算部１５１が生成する２つの補正量αａ、αｂの一方のみ用いて他方を０とする場合は、フィードフォワード項αｆも２倍で生成して加算、減算の一方のみ用いる。
【００３９】
このように、Ｑ１、Ｑ４のオン期間とＱ２、Ｑ３のオン期間との電流ＩＬの積分値の差分が０となるように演算されたフィードフォワード項αｆがフィードバック項である補正量αａ、αｂと合成される。これにより、Ｄｕｔｙ比Ｄ１、Ｄ２を生成するための補正量を低減でき偏磁抑制に要する時間を短縮することができる。
【００４０】
また、上記実施の形態では、偏磁検出は２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差が０か否かで判定していたが、検出精度によって不感帯を設けても良い。
【００４１】
また、上記実施の形態では、電力変換部２に降圧形コンバータを用いたものを示したが、直流／直流変換が可能で、出力電圧を制御している回路方式であればよい。
【００４２】
また、上記実施の形態では、半導体スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いて説明したが、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ  Ｇａｔｅ  Ｂｉｐｏｌａｒ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、シリコンカーバイドＭＯＳＦＥＴ、窒化ガリウム高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）を用いても良く、同様の効果が得られる。
【００４３】
さらに、上記実施の形態では、キャリア波Ｃａ１、Ｃａ２に三角波を用いたが、のこぎり波または逆のこぎり波を用いても良く、同様の効果が得られる。
【００４４】
また、上記実施の形態では、半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１、ｔ２を上記式（１）、（２）で示すものとしたが、それに限るものではなく、出力電圧Ｖ２が平均値となるタイミングを外して、各周期内で半周期間隔で２回のタイミングであれば良い。その場合、第２タイミングｔ１、ｔ２の生成に、電圧制御部１４の演算結果を用いなくても良い。
さらにまた、半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１、ｔ２のペアを、１周期内に複数設けても良く、偏磁検出の精度を向上できる。
【００４５】
実施の形態２．
図９は、実施の形態１による電力変換装置の概略構成を示す図である。
図９に示すように、電力変換装置１ａは、電力変換部２ａと、電力変換部２ａを出力制御する制御部３とを備えて、直流電源４からの直流電力（電圧Ｖ１）を電力変換して負荷５に直流電力（電圧Ｖ２）を供給する。
電力変換部２ａは、トランス６と、トランス６の一次側と直流電源４との間に接続されて直流／交流間で電力変換するスイッチング回路７と、トランス６の二次側と負荷５との間に接続される整流回路８ａとを備える。
【００４６】
上記実施の形態１では、トランス６の二次巻線がセンタータップ式で３個の二次側端子６ｃ、６ｄ、６ｅを有するものとしたが、この実施の形態２では、トランス６の二次側端子６ｃ、６ｅは二次巻線両端の２個のみとする。また、整流回路８ａは、４個の整流ダイオード１０ａ、１０ｂ、１１ａ、１１ｂを備えたフルブリッジ回路、平滑リアクトル１２および平滑コンデンサ１３を備える。その他の構成は上記実施の形態１と同様である。
この場合、トランス６の二次側電圧が正の場合に、整流ダイオード１０ａ、１０ｂに電流が流れ、トランス６の二次側電圧が負の場合に、整流ダイオード１１ａ、１１ｂに電流が流れる。また、トランス６の二次側電圧がゼロ、即ち、電力伝送が無い期間に、全整流ダイオード１０ａ、１０ｂ、１１ａ、１１ｂが順バイアス状態で還流電流が流れる。
【００４７】
この実施の形態２による電力変換装置１ａでは、制御部３の構成および動作は上記実施の形態１と同様であり、同様の効果が得られる。即ち、偏磁制御部１５が、駆動周期Ｔの各周期内において半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１、ｔ２で整流回路８ａの出力電圧Ｖ２を検出して、該２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差に基づいてトランス６の偏磁を検出する。そして、２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２の差が小さくなるようにフィードバック制御して、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とを個別に補正して生成する。
このため、通常時の電圧制御に用いる電圧検出部２０を用いて２個の第２検出値Ｖ２Ｂ１、Ｖ２Ｂ２を取得してトランス６の偏磁検出を行うことができ、従来技術で示したように偏磁検出の為の電圧検出部および積分部を必要としない。このため、装置構成の小型化を図り、かつトランス６の偏磁を信頼性良く抑制できる。
【００４８】
なお、この場合も、フィードバック制御にフィードフォワード制御を併せて用いても良い。即ち、Ｑ１、Ｑ４のオン期間と、Ｑ２、Ｑ３のオン期間とで、平滑リアクトル１２の電流積分値の差分が０となるようにフィードフォワード項αｆを演算して用いる。これにより偏磁抑制に要する時間を短縮することができる。
【００４９】
実施の形態３．
図１０は、実施の形態３による電力変換装置の概略構成を示す図である。
図１０に示すように、電力変換装置１ｂは、実施の形態１と同様の電力変換部２と、電力変換部２を出力制御する制御部３ａとを備えて、直流電源４からの直流電力（電圧Ｖ１）を電力変換して負荷５に直流電力（電圧Ｖ２）を供給する。
また、電力変換装置１ｂは、実施の形態１と同様に、平滑コンデンサ１３の電圧（出力電圧Ｖ２）を検出する電圧検出部２０を備え、さらに、平滑リアクトル１２の電流ＩＬを検出する電流検出部２１を備える。
【００５０】
制御部３ａは、電圧制御部１４および偏磁制御部１５ｂを備え、電圧検出部２０の出力に基づいて、スイッチング回路７内のＱ１〜Ｑ４へのゲート駆動信号を生成して電力変換部２を出力制御する。
図１１は、制御部３ａの機能ブロック図である。
図１１に示すように、制御部３ａは、電圧制御部１４と偏磁制御部１５ｂと補正部１６とゲート駆動信号生成部１７とを備える。偏磁制御部１５ｂ以外の構成は、上記実施の形態１と同様であるため、適宜説明を省略する。
【００５１】
偏磁制御部１５ｂは、平滑リアクトル１２の電流ＩＬを２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで検出して２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２を取得し、フィードバック演算部１５４に入力する。フィードバック演算部１５４は、２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差分が０に近づくように補正量αａａ、αｂｂを生成する。補正量αａａ、αｂｂの決定は、上記実施の形態１と同様で有り、例えば、２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差分が０に近づくように制御量αを演算し、補正量αａａ、αｂｂは、（α／２、−α／２）あるいは（α、０）等、２個の補正量αａａ、αｂｂの差がαとなるように生成する。
【００５２】
電圧制御部１４の出力と偏磁制御部１５ｂの出力とは補正部１６に入力され、Ｄｕｔｙ比Ｄは、２個の補正量αａａ、αｂｂにより個別に補正されてＱ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１とＱ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが生成される。
【００５３】
図１２は、電力変換装置１ｂにおける通常時の動作を説明するための動作波形図である。この場合、偏磁制御部１５ｂが出力する補正量αａａ、αｂｂは０で、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、上記実施の形態１の図４で示す動作波形と同様の動作波形となる。
第１検出値Ｖ２Ａは、出力電圧Ｖ２が１周期の平均値となる第１タイミング、例えば位相０（ｔ０）、位相π（ｔ０１）で、半周期あるいは１周期毎に検出される。なお、この場合、Ｑ１、Ｑ４がオンするタイミングを位相０とし、第１タイミングｔ０、ｔ０１とする。
【００５４】
２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２は、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最大となる２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで検出される。この２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａは、各周期内で半周期間隔であり、Ｑ１、Ｑ４がオフするタイミングとＱ２、Ｑ３がオフするタイミングである。
各周期内の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａは、以下の式（４）、（５）で表される。なお、Ｑ１、Ｑ４のオン時間とＱ２、Ｑ３のオン時間は同じｔｏｎであり、Ｔは駆動周期である。
【００５５】
ｔ１ａ＝ｔｏｎ      ・・・（４）
ｔ２ａ＝ｔｏｎ＋Ｔ／２      ・・・（５）
【００５６】
偏磁制御部１５ｂは、Ｄｕｔｙ比Ｄにおけるゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２に基づいて、即ち、電圧制御部１４の演算結果に基づいて、第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａを決定する。そして、この第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで電流検出部２１の出力をサンプリングすることで２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２を取得する。
【００５７】
図１３は、偏磁制御部１５ｂの動作を説明するフローチャートである。
図１３に示すように、偏磁制御部１５ｂは、第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで検出された２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０であるか否か判定する（ステップＳＳ１）。
（ＩＬ１−ＩＬ２）が０である場合、トランス６の偏磁は発生無しと判断し、補正量αａ、αｂを共に０とする（ステップＳＳ２）。これにより制御部３ａでは、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、通常時の電圧制御が継続される。
【００５８】
ステップＳＳ１において、（ＩＬ１−ＩＬ２）が０でない場合、トランス６に偏磁が発生していると判断する。そして、まず正側の偏磁発生を仮定して、αａａ＜０、αｂｂ＞０となる補正量αａａ、αｂｂを決定する（ステップＳＳ３）。これにより制御部３ａでは、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄより小さいＤｕｔｙ比Ｄ１に基づいてゲート駆動信号Ｇ１が生成され、Ｄｕｔｙ比Ｄより大きいＤｕｔｙ比Ｄ２に基づいてゲート駆動信号Ｇ２が生成される。そして、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が短く調整され、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長く調整される。
【００５９】
次に、（ＩＬ１−ＩＬ２）の絶対値が減少したか否かを判定する。即ち、２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０に近づいて偏磁が抑制されているか否かを判定する（ステップＳＳ４）。
（ＩＬ１−ＩＬ２）の絶対値が減少した場合、仮定（正側の偏磁発生）が妥当と判断して、正側の偏磁を抑制する制御、即ち、αａａ＜０、αｂｂ＞０となる補正量αａａ、αｂｂを用いた偏磁抑制の制御を継続する（ステップＳＳ５）。
【００６０】
ステップＳＳ４において、（ＩＬ１−ＩＬ２）の絶対値が減少せず増加した場合、トランス６に負側の偏磁が発生していると判断し、αａａ＞０、αｂｂ＜０となる補正量αａａ、αｂｂを決定する（ステップＳＳ６）。これにより制御部３ａでは、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄより大きいＤｕｔｙ比Ｄ１に基づいてゲート駆動信号Ｇ１が生成され、Ｄｕｔｙ比Ｄより小さいＤｕｔｙ比Ｄ２に基づいてゲート駆動信号Ｇ２が生成される。そして、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が長く調整され、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短く調整されて、負側の偏磁が抑制される。
【００６１】
なお、２個の補正量αａａ、αｂｂを互いに逆極性のものを決定したが、上述したように一方を０としても良い。
【００６２】
図１４、図１５は、偏磁発生時の電力変換装置１ｂの動作を説明するための動作波形図であり、特に、図１４は負の偏磁発生時、図１５は正の偏磁発生時の動作を示す。なお、図１４では補正量αａａを０として制御量αをＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用した場合を示し、図１５では補正量αｂｂを０として制御量αをＤｕｔｙ比Ｄ１のみに適用した場合を示す。
【００６３】
図１４に示すように、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、通常時の電圧制御が行われているときに、何らかの原因でスイッチングのタイミングがずれる等により負側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長くなって負側の偏磁が発生する。偏磁が発生すると、平滑リアクトル１２の電流ＩＬは増大し、第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで検出される電流ＩＬは、タイミングが遅い第２タイミングｔ２ａでの値（ＩＬ２）が、第２タイミングｔ１ａでの値（ＩＬ１）より高くなる。
【００６４】
偏磁発生後の第２タイミングｔ２ａにて、２個の第２検出値の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０以外となり偏磁が検出される。そして、図１３で示したように、偏磁が抑制される方向の補正量αａａ、αｂｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用されるため、Ｑ１、Ｑ４のオン時間は変化せず、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短くなるように調整されて、負側の偏磁が抑制される。
【００６５】
また図１５に示すように、通常時の電圧制御が行われているときに、正側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が長くなって正側の偏磁が発生して、平滑リアクトル１２の電流ＩＬが増大する。第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで検出される電流ＩＬは、タイミングが遅い第２タイミングｔ２ａでの値（ＩＬ２）が、第２タイミングｔ１ａでの値（ＩＬ１）より高くなる。
偏磁発生後の第２タイミングｔ２ａにて、２個の第２検出値の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０以外となり偏磁が検出される。そして、図１３で示したように、偏磁が抑制される方向の補正量αａａ、αｂｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ１のみに適用されるため、Ｑ２、Ｑ３のオン時間は変化せず、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が短くなるように調整されて、正側の偏磁が抑制される。
【００６６】
なお、偏磁発生時においても、第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａは、Ｄｕｔｙ比Ｄに基づくｔｏｎにより決定されたタイミングであり、通常時と同様に第２検出値（ＩＬ１、ＩＬ２）を検出する。２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａは、通常時において、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最大となるタイミングであり、偏磁発生時には必ずしも電流ＩＬのリプル電流が最大とはならない。
【００６７】
以上のように、この実施の形態では、偏磁制御部１５ｂが、駆動周期Ｔの各周期内において半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａで平滑リアクトル１２の電流ＩＬを検出して、該２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差に基づいてトランス６の偏磁を検出する。そして、２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差が小さくなるようにフィードバック制御して、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とを個別に補正して生成する。
【００６８】
このように、平滑リアクトル１２の電流ＩＬを検出する電流検出部２１を用いて２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２を取得してトランス６の偏磁検出を行うことができる。このため偏磁検出のために正負それぞれの電圧あるいは電流を検出する必要は無く、従来技術で示したように偏磁検出の為の検出部および積分部を必要としない。このため、上記実施の形態１と同様に、装置構成の小型化を図り、かつトランス６の偏磁を信頼性良く抑制できる。
また、トランス６の二次側で正負の電圧あるいは電流を個別に検出する必要が無いため、トランスの二次巻線をセンタータップ式に限る必要は無く、設計上の自由度が向上する。
【００６９】
また、偏磁制御部１５ｂは、第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａを、電圧制御部１４の演算結果に基づいて決定するため、偏磁検出に最適な第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａを容易に決定できる。
【００７０】
実施の形態４．
上記実施の形態３では、半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１ａ、ｔ２ａを、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最大となるタイミングとしたが、それに限るものではない。この実施の形態４では、電流ＩＬのリプル電流が最小となるタイミングを第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂとする。その他の構成は上記実施の形態３と同様であり、即ち、図１０で示す電力変換装置１ｂの構成および図１１で示す制御部３ａの構成は、上記実施の形態３と同様である。
【００７１】
図１６は、この実施の形態による電力変換装置１ｂにおける通常時の動作を説明するための動作波形図である。この場合、偏磁制御部１５ｂが出力する補正量αａａ、αｂｂは０で、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、上記実施の形態１の図４で示す動作波形と同様の動作波形となる。
第１検出値Ｖ２Ａは、出力電圧Ｖ２が１周期の平均値となる第１タイミングｔ０、ｔ０１で、半周期あるいは１周期毎に検出される。
【００７２】
２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２は、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最小となる２回の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂで検出される。この２回の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、各周期内で半周期間隔であり、Ｑ１、Ｑ４がオンするタイミングとＱ２、Ｑ３がオンするタイミングである。
この場合、各周期内の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、第１タイミングｔ０、ｔ０１と同じであり、以下の式（６）、（７）で表される。なお、Ｔは駆動周期である。
【００７３】
ｔ１ｂ＝０      ・・・（６）
ｔ２ｂ＝Ｔ／２      ・・・（７）
【００７４】
この場合、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、電圧制御部１４の演算結果を用いる事無く容易に決定することができる。そして、この第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂで電流検出部２１の出力をサンプリングすることで２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２を取得する。
なお、Ｑ１、Ｑ４がオンするタイミングとＱ２、Ｑ３がオンするタイミングとが、位相０（ｔ０）、位相π（ｔ０１）に設定されていない場合は、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂを、電圧制御部１４の演算結果を用いて決定する。
【００７５】
そして、偏磁制御部１５ｂは、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂで検出された２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２に基づいて、上記実施の形態３と同様に偏磁を検出し抑制する。即ち、２個の第２検出値の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０以外となるときに偏磁を検出し、偏磁が抑制される方向の補正量αａａ、αｂｂを生成して、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄを補正する。
【００７６】
図１７、図１８は、偏磁発生時の電力変換装置１ｂの動作を説明するための動作波形図であり、特に、図１７は負の偏磁発生時、図１８は正の偏磁発生時の動作を示す。なお、図１７では補正量αａａを０として制御量αをＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用した場合を示し、図１８では補正量αｂｂを０として制御量αをＤｕｔｙ比Ｄ１のみに適用した場合を示す。
【００７７】
図１７に示すように、電圧制御部１４が生成するＤｕｔｙ比Ｄに基づいてゲート駆動信号Ｇ１、Ｇ２が生成され、通常時の電圧制御が行われているときに、何らかの原因でスイッチングのタイミングがずれる等により負側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が長くなって負側の偏磁が発生する。偏磁が発生すると、平滑リアクトル１２の電流ＩＬは増大し、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂで検出される電流ＩＬは、タイミングが遅い第２タイミングｔ２ｂでの値（ＩＬ２）が、第２タイミングｔ１ｂでの値（ＩＬ１）より高くなる。
【００７８】
偏磁発生後の第２タイミングｔ２ｂにて、２個の第２検出値の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０以外となり偏磁が検出される。そして、図１３で示したように、偏磁が抑制される方向の補正量αａａ、αｂｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ２のみに適用されるため、Ｑ１、Ｑ４のオン時間は変化せず、Ｑ２、Ｑ３のオン時間が短くなるように調整されて、負側の偏磁が抑制される。
【００７９】
また図１８に示すように、通常時の電圧制御が行われているときに、正側の偏磁が発生したとする。この場合、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が長くなって正側の偏磁が発生して、平滑リアクトル１２の電流ＩＬが増大する。第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂで検出される電流ＩＬは、タイミングが遅い第２タイミングｔ２ｂでの値（ＩＬ２）が、第２タイミングｔ１ｂでの値（ＩＬ１）より高くなる。
偏磁発生後の第２タイミングｔ２ｂにて、２個の第２検出値の差分（ＩＬ１−ＩＬ２）が０以外となり偏磁が検出される。そして、図１３で示したように、偏磁が抑制される方向の補正量αａａ、αｂｂが生成され、Ｑ１、Ｑ４のＤｕｔｙ比Ｄ１と、Ｑ２、Ｑ３のＤｕｔｙ比Ｄ２とが個別に生成されて偏磁抑制制御が開始される。この場合、制御量αがＤｕｔｙ比Ｄ１のみに適用されるため、Ｑ２、Ｑ３のオン時間は変化せず、Ｑ１、Ｑ４のオン時間が短くなるように調整されて、正側の偏磁が抑制される。
【００８０】
なお、偏磁発生時においても、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、通常時と同じタイミングであり、通常時と同様に第２検出値（ＩＬ１、ＩＬ２）を検出する。２回の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、通常時において、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最小となるタイミングであり、偏磁発生時には必ずしも電流ＩＬのリプル電流が最小とはならない。
【００８１】
以上のように、この実施の形態においても上記実施の形態３と同様に、平滑リアクトル１２の電流ＩＬを検出する電流検出部２１を用いて２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２を取得してトランス６の偏磁検出を行うことができる。このため上記実施の形態３と同様の効果が得られ、装置構成の小型化を図り、かつトランス６の偏磁を信頼性良く抑制でき、設計上の自由度も向上する。
【００８２】
なお、上記実施の形態３、４では、半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、平滑リアクトル１２の電流ＩＬのリプル電流が最大または最小となるタイミングとしたが、これに限るものではない。第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂは、各周期内で半周期間隔で２回のタイミングで、電流ＩＬのリプル電流の変化が検出できれば良い。その場合、第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂの生成に、電圧制御部１４の演算結果を用いなくても良い。
さらにまた、半周期間隔の２回の第２タイミングｔ１ｂ、ｔ２ｂのペアを、１周期内に複数設けても良く、偏磁検出の精度を向上できる。
【００８３】
また、上記実施の形態３、４による電力変換装置１ｂを、高圧バッテリから低圧負荷に電力移行する車載搭載用の電力変換装置に適用すると、効果的に小型化を促進でき、かつ信頼性良く偏磁を抑制できるため、大きな効果が得られる。
【００８４】
また、上記実施の形態３、４においても、偏磁検出は２個の第２検出値ＩＬ１、ＩＬ２の差が０か否かで判定していたが、不感帯を設けても良い。
【００８５】
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
【符号の説明】
【００８６】
１，１ａ，１ｂ  電力変換装置、２，２ａ  電力変換部、３，３ａ  制御部、４  直流電源、５  負荷、６  トランス、７  スイッチング回路、８，８ａ  整流回路、１０，１１  整流ダイオード、１０ａ，１０ｂ，１１ａ，１１ｂ  整流ダイオード、１２  平滑リアクトル、１３  平滑コンデンサ、１４  電圧制御部、１５，１５ａ，１５ｂ  偏磁制御部、１８  フィードフォワード演算部、２０  電圧検出部、２１  電流検出部、Ｄ，Ｄ１，Ｄ２  Ｄｕｔｙ比、Ｑ１，Ｑ４  第１半導体スイッチング素子、Ｑ２，Ｑ４  第２半導体スイッチング素子、ｔ０，ｔ０１  第１タイミング、ｔ１，ｔ２  第２タイミング、ｔ１ａ，ｔ２ａ  第２タイミング、ｔ１ｂ，ｔ２ｂ  第２タイミング、Ｔ  駆動周期、αａ，αｂ  補正量、αａａ，αｂｂ  補正量、αｆ  フィードフォワード項、Ｖ２Ａ  第１検出値、Ｖ２Ｂ１，Ｖ２Ｂ２  第２検出値、ＩＬ１，ＩＬ２  第２検出値。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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