(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
磁力計（１００）であって、
第１の増幅器装置（２０）に信号（ＶＢ）を供給する測定変換器（１０）と、
加算素子（２２）であって、該加算素子（２２）の出力において、前記第１の増幅器装置（２０）の出力信号レンジが、定めたように動かされている、前記加算素子（２２）と、
を含み、
前記加算素子（２２）の出力信号は、第２の増幅器装置（２１）によって、定められたように増幅され、
前記第２の増幅器装置（２１）によって、増幅係数（Ａ）を提供し、該増幅係数（Ａ）が、値１に加えて、別のパラメータ化された値、好ましくは２ｎをとることができ、
前記第２の増幅器装置（２１）の出力信号は、ローパスフィルタ（３０）に供給され、
前記ローパスフィルタ（３０）の出力信号は、アナログデジタル変換器（４０）に供給され、
前記アナログデジタル変換器（４０）の出力信号は、補正部（５０）に供給され、
結果信号（Ｖ）を形成するために、前記アナログデジタル変換器（４０）の前記出力信号を、前記第２の増幅器装置（２１）の前記増幅係数（Ａ）に対応する補正係数（Ａ＊）によって除算し、
前記除算から得られた商に、前記第１の増幅器装置（２０）の前記出力信号レンジの定めた前記動きにその大きさが対応するデジタル補正信号（Ｖｍｓｂ＊）を加算する、磁力計（１００）。
【請求項２】
前記加算素子（２２）は、前記第１の増幅器装置（２０）の第１段（２０ａ）と、前記第１の増幅器装置（２０）の第２段（２０ｂ）と、の間に配置したことを特徴とする、請求項１に記載の磁力計（１００）。
【請求項３】
前記加算素子（２２）は、前記第１の増幅器装置（２０）の後に配置したことを特徴とする、請求項１に記載の磁力計（１００）。
【請求項４】
前記第２の増幅器装置（２１）は、機能的に少なくとも部分的に前記ローパスフィルタ（３０）に組み込まれることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の磁力計（１００）。
【請求項５】
前記第１の増幅器装置（２０）の前記出力信号（Ｉ）の前記出力信号レンジは、電気的な補正電流（Ｉｍｓｂ）によって定めたように縮小されていることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の磁力計（１００）。
【請求項６】
前記電気的な補正電流（Ｉｍｓｂ）は、前記第１の増幅器装置（２０）の前記出力信号（Ｉ）のレベルに依存して、前記増幅係数（Ａ）の数値に従って分けられることを特徴とする、請求項５に記載の磁力計（１００）。
【請求項７】
磁力計（１００）を読み取る方法であって、
測定変換器（１０）の出力信号（ＶＢ）を第１の増幅器装置（２０）に供給するステップと、
前記第１の増幅器装置（２０）の出力信号（Ｉ）のレンジを定めたように動かすステップと、
第２の増幅器装置（２１）を用いて、前記出力信号（Ｉ）の縮小された前記レンジを定めたように大きくするステップと、
前記第２の増幅器装置（２１）によって、増幅係数（Ａ）を提供するステップであって、該増幅係数（Ａ）が、値１に加えて、別のパラメータ化された値、好ましくは２ｎをとることができる、ステップと、
ローパスフィルタ（３０）を使用して、増幅し減衰した前記残余信号の高周波成分を除去するステップと、
アナログデジタル変換器（４０）を使用して、フィルタリングされた前記信号を変換するステップと、
前記アナログデジタル変換器（４０）の後段に接続された補正部（５０）を使用して結果信号（Ｖ）を形成するステップであって、前記増幅した残余信号が、前記第２の増幅器装置（２１）の前記増幅係数（Ａ）に対応する補正係数（Ａ＊）によって除算し、前記除算から得られた商に、前記第１の増幅器装置（２０）の前記出力信号レンジの前記定めた動きにその大きさが対応するデジタル補正値（Ｖｍｓｂ＊）を加算する、ステップと、
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、磁力計に関する。さらに、本発明は、磁力計から読み取る方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
磁気変換器がホイートストンブリッジとして実装された磁力計では、典型的な読取段が、フロントエンド増幅器と、アンチエイリアス・フィルタと、アナログデジタル変換器と、信号処理のためのデジタルフィルタと、を含む。
【０００３】
R.Schreier、G.Temesによる「Understanding Delta-Sigma Data Converters」（Wiley Interscience,２００５年）には、デルタシグマコンバータの基本原理が開示されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明の課題は、雑音電力に関して改良した磁力計を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本発明の課題は、第１の観点によれば、
−第１の増幅器装置に信号を供給する測定変換器と、
−加算素子であって、当該加算素子の出力では第１の増幅器装置の出力信号の出力信号レンジが所定のように縮小されている、上記加算素子と、
を有する磁力計であって、
加算素子の出力信号は、第２の増幅器装置によって所定のように増幅可能であり、
第２の増幅器装置の出力信号は、ローパスフィルタに供給され、
ローパスフィルタの出力信号は、アナログデジタル変換器に供給され、
アナログデジタル変換器の出力信号は、補正部に供給され、
結果信号を形成するために、アナログデジタル変換器の出力信号が、第２の増幅器装置の所定の増幅係数に対応する補正係数によって除算され、当該除算から得られた商には、第１の増幅器装置の出力信号の所定の減衰にその大きさが対応するデジタル補正信号が加算される、上記磁力計によって解決する。
【０００６】
入力信号を定めたように減衰させることによって、入力信号のダイナミックを縮小し、これにより有利に、残余信号をより大きく増幅させることが可能となる。このようにして有利に、アナログデジタル変換器の雑音電力の、出力信号への影響を低減することが可能である。
【０００７】
第２の観点によれば、磁力計を読み取る方法であって、以下のステップ、即ち、
−測定変換器の出力信号を第１の増幅器装置に供給するステップと、
−第１の増幅器装置の出力信号のレンジを所定のように縮小するステップと、
−第２の増幅器装置を用いて、出力信号の縮小されたレンジを定めたように大きくするステップと、
−ローパスフィルタを使用して、増幅し減衰した残余信号の高周波成分を除去するステップと、
−アナログデジタル変換器を用いて、フィルタリングした信号を変換するステップと、
−アナログデジタル変換器の後に接続された補正部を用いて結果信号を形成するステップであって、増幅した残余信号を、第２の増幅器装置の定めた増幅係数に対応する補正係数によって除算し、該除算から得られた商に、第１の増幅器装置の出力信号の定めた減衰にその大きさが対応するデジタル補正値を加算する、上記形成するステップと、
を有する、上記方法によって解決する。
【０００８】
磁力計の好適な実施形態は、従属請求項の発明の主題である。
【０００９】
磁力計の有利な実施形態は、加算素子が第１の増幅器装置の第１段と、第１の増幅器装置の第２段と、の間に配置したことを特徴とする。このようにして有利に、第１の増幅器装置の増幅効果の分散が達成される。
【００１０】
磁力計の他の有利な実施形態は、加算素子を第１の増幅器装置の後に配置したことを特徴とする。このようにして、信号は、外部から印加される「人口的なオフセット」によって定められたように減衰させるときには、既に完全に増幅されている。
【００１１】
磁力計の他の有利な実施形態は、第１の利得値に加えて、他のパラメータ化可能な利得値、好ましくは２ｎを提供することを特徴とする。これにより２つの利得値が提供可能であり、この２つの利得値を使って磁力計の２種類の読取ステップを実行し、最終結果は、特定の読取ステップの結果の調整によってもたらされる。
【００１２】
磁力計の他の有利な実施形態では、第１の増幅器装置を、機能的に少なくとも部分的にローパスフィルタに組み込むことを提供する。このようにして、有利に、ハードウェアコストの最適化を達成することができる。
【００１３】
磁力計の他の有利な実施形態では、第１の増幅器装置の出力信号の出力信号レンジを、電気的な補正電流によって定めたように縮小することを提供する。これにより、後で大きく増幅し得るように入力信号のダイナミックレンジを減少させるための簡単な方法を提供する。
【００１４】
磁力計の他の有利な発展形態では、電気的な補正電流が、第１の増幅器装置の出力信号のレベルに依存して、増幅係数の数値に従って分けられることを提供する。これにより、入力信号を定めたように減衰させるための具体的な設計措置が可能となる。
【００１５】
以下では、本発明を、更なる別の特徴及び利点によって、複数の図を用いて詳細に説明する。同一又は機能的に同一の構成要素は同じ符号を有する。より分かりやすくなるように、全ての符号を図面の全てでは示さない。
【００１６】
開示する方法の特徴は、対応して開示する装置の特徴からも同様に明らかとなり、その逆もまた然りである。このことは特に、磁力計に該当する特徴、技術的利点及び実現が、同じように、磁力計を読み取る方法に該当する対応する実現、特徴及び利点から明らかとなり、その逆もまた然りであることを意味する。
【図面の簡単な説明】
【００１７】
【図１】従来の磁力計のブロック図を示す。
【図２】提案する磁力計の第１の実施形態のブロック図を示す。
【図３】提案する磁力計の第２の実施形態のブロック図を示す。
【図４】磁力計の入力信号の動的な減衰を説明するための図を示す。
【図５】磁力計を読み取る方法の基本的なフローを示す。
【発明を実施するための形態】
【００１８】
図１は、従来の磁力計１００の簡略化したブロック図を示している。測定変換器（英語：transducer）１０が示され、これは、好ましくは、地磁気信号Ｂを電圧ＶＢに変換する地磁気信号Ｂ用の磁気変換器の形態にある。測定変換器１０は、ホイートストンブリッジで接続されており、その出力信号ＶＢは、好ましくはフロントエンド増幅器の形態の第１の増幅器装置２０に供給される。第１の増幅器装置２０の出力は、ローパスフィルタ３０（例えば、アンチエイリアス・フィルタ）の入力と接続されており、ローバスフィルタ３０は、入力信号から高周波成分をフィルタリングにより除去する。ローバスフィルタ３０の出力は、アナログデジタル変換器４０の入力と接続されており、アナログデジタル変換器４０は、デジタル結果信号Ｖへの変換を実行する。この場合、アナログデジタル変換器４０の出力で、デジタルデータが、磁力計１００のユーザが設定可能な出力データレートＯＤＲ（英語：output data rate）で出力される。
【００１９】
雑音及び電力に関する要求に依存して、アナログデジタル変換器４０が信号全体で最も大きな割合で雑音電力をもたらすケースが発生する可能性があるが、ここで、最も大きな割合による雑音電力は、測定変換器１０に由来するのが望ましいであろう。即ち、磁力計１００の電子部品が、固有の技術的制約に対応して実現可能な測定変換器１０の性能を著しく低下させることはない。
【００２０】
供給する電力を増大させることによって、アナログデジタル変換器４０のこの雑音電力を低減することが可能である。但し、この目的のために、雑音電力の実効値において√（２）
の低減係数を実現するために、電力を２倍にする必要がある。シグマデルタコンバータの特別なケースでは、１ビット量子化器アーキテクチャに関する構造的な変形も考慮できるが、これには通常、より大きな実現コストが必要となる。
【００２１】
測定変換器１０のために、任意のホイートストンブリッジ技術を利用することが可能である。１つのバージョンが、例えば、ＴＭＲ技術（英語：tunneling magnetoresistance technology、トンネル磁気抵抗技術）であり、これは更に、１／ｆ雑音のレベルをかなり低減する。
【００２２】
本発明の核となる着想は、磁力計１００の読取段の効率の改善であり、以下でより詳細に説明する。
【００２３】
本発明では、有利に、アナログデジタル変換器４０に由来する雑音電力の著しい低減を、地磁気入力信号の特定の特徴を利用して、チップ面及び電力の比較的僅かな使用によって実現する。地球磁場の地磁気入力信号は、比較的大きなゆっくりとしか変化しない一定成分と、比較的小さな可変成分と、を有することを特徴としている。
【００２４】
図２は、提案する磁力計１００の第１の実施形態を示している。ここで、第１の増幅器装置２０は２つの段２０ａ、２０ｂに分かれていることが分かるが、第１段２０ａは、相互コンダクタンス増幅器として構成され、第２段２０ｂは、トランス抵抗増幅器として構成される。
【００２５】
２つの段２０ａ、２０ｂの間では、加算素子２２に、信号源６０の補正電流Ｉｍｓｂを減算的に供給する。ここで、補正電流Ｉｍｓｂは、磁場ＢＦＳのフルレベルに対応するフルの入力信号ＩＦＳの所定の割合（例えば、０、±１／４、±２／４、±３／４）を表す。ＢＦＳは、磁気入力信号Ｂの特定のレベル値である。加算素子２２の後、残る残余信号を、第２の増幅器装置２１によって、所定の可変的な（例えばプログラム可能な）増幅係数Ａ（英語：gain factor、利得係数）で増幅する。増幅係数Ａは、公称値１に加えて、他の所定値、例えば４、８、１６、好ましくは２ｎを取ることが可能であり、これにより、必要なハードウェアの設計が容易になる。増幅係数Ａは、アナログ領域における物理的な値を表し、これにより必然的に、ある程度の統計的変動を含む。
【００２６】
信号源６０が提供する電気的な補正電流Ｉｍｓｂを、得られた残余信号（Ｉ−Ｉｍｓｂ）が第２の増幅器装置２１によって有利に大きく増幅され得るように、大きさを定め、これにより、磁力計１００の雑音電力全体で占める、アナログデジタル変換器４０の雑音電力の割合を有利に相当低減する。アナログデジタル変換器４０の出力では、補正部５０によって、加算素子２２で減算された成分をデジタル領域において再び加算し、これにより、磁力計１００の結果信号Ｖを得る。
【００２７】
結果的として、アナログ領域で補正電流Ｉｍｓｂの減算を行い、続いてデジタル領域で補正電流Ｉｍｓｂを機能的に見て再び加算する、磁力計１００のための読取段をこのようにして実現する。
【００２８】
以下では、磁力計１００の読取サイクルの間にこの目的のために必要となるステップをより詳細に説明する。
【００２９】
磁力計１００の読み取りは、機能的に異なる２つの読取ステップで行う。タイプ１の読取ステップでは、以下の演算を実行する。
【数１】
0006880199.tif 000002
但し、
Ａ…第１の増幅器装置２１のアナログ増幅係数
Ｉｍｓｂ…電気的な補正電流
【００３０】
タイプ１の読取ステップでは、補正電流Ｉｍｓｂを用いた減衰を設けない信号処理を行う。この場合、第１の出力信号Ｖ１は、以下の数式に従って定まる。即ち、
【数２】
0006880199.tif 000003
但し、パラメータは以下のとおり：
Ｉ…加算素子２２の電気的な入力電流
ＶＢ…測定変換器１０の電気的な出力電圧
Ｒ１…相互コンダクタンス増幅器２０ａの抵抗
Ｒ２…トランス抵抗増幅器２０ｂの抵抗
【００３１】
【数３】
0006880199.tif 000004
但し、
ＩＦＳ…フルの磁気入力信号に対応する電流
ｋ…｛０,±１,±２,±３…±Ａ−１｝の範囲内の係数
【００３２】
タイプ２の読取ステップの結果として、第２の出力信号Ｖ２は、以下の数式によって定まる。
【数４】
0006880199.tif 000005
【００３３】
タイプ２の読取ステップでは、電気的な補正電流Ｉｍｓｂにより減衰させた信号を、増幅係数Ａの第２の所定値によって増幅する。
【００３４】
最終的な読取ステップによって、タイプ２の読取ステップの結果に対する特定の補正を、２つのパラメータＡ＊、Ｖｍｓｂ＊を用いて行い、これにより、結果信号Ｖが以下のように定まる。
【数５】
0006880199.tif 000006
但し、パラメータは以下のとおり：
Ａ＊…タイプ２の読取ステップの間のデジタル補正係数
Ｖｍｓｂ＊…デジタル補正値
【００３５】
数式（６）に係る演算は、補正部５０によってデジタル領域において実行し、ここで、Ａ＊は、アナログ領域の増幅係数Ａの物理的な値に可能な限り最も良く対応する固定の数値を表す。好適に、Ａ＊は、４、８、１６等の数値、好ましくは２ｎを有する。
【００３６】
有利に、このようにして、アナログデジタル変換器４０により生成される雑音電力のＲＭＳ値（二乗平均平方根値）を、係数Ａ２（即ち、Ａ＝４の場合は１６倍）で低減することができる。但し、このためには、数式（６）に係るデジタル補正値Ｖｍｓｂ＊を十分な精度で提供することが必要である。
【００３７】
デジタル補正値Ｖｍｓｂ＊を定めるためには、周期的に可能な限り短い間隔で連続的に実行う２つの読取ステップが必要であり、この場合、タイプ１の読取ステップとタイプ２の読取ステップとを１回ずつ実行する。ここで、加算を実行し、その後にそれら和の算術平均を取る。ここでいう数学的な平均化は、山括弧が付いた以下の数式（７）で表される。
【００３８】
デジタル補正値Ｖｍｓｂ＊の上記の平均化計算は、数学的に以下のように示す。
【００３９】
【数６】
0006880199.tif 000007
【００４０】
但し、パラメータは以下のとおり：
Ｎ…Ｖｍｓｂ＊の平均値が形成されるサンプルの数
Ｖｔｍ２…時点ｔｍでのタイプ２の読取ステップの結果
Ｖｔｍ１…時点ｔｍでのタイプ１の読取ステップの結果
ｔｍ…時点
ｍ…指数
Ｖｍｓｂ…Ｉｍｓｂに対応するアナログ電圧補正値
【００４１】
時点ｔｍは均等に分散されており、好ましくはアナログデジタル変換器４０の出力データレートＯＤＲに対応して分散されているが、このことは必ずしも必要ではない。
【００４２】
この時間平均では、このようにして、デジタル補正値Ｖｍｓｂの、フィルタリングを施した値が、以下の数式に従って得られる。
【数７】
0006880199.tif 000008
【００４３】
このような形態によるデジタル補正値Ｖｍｓｂ＊の差分的な決定には、以下のような利点がある。
ａ）磁気信号が、各読取ステップにおいて、信号Ｖ２及び信号Ｖ１の中に比例して存在しており、Ｖ２及びＶ１からの減算によってアナログ補正値Ｖｍｓｂへと低減される。これにより、入力信号の磁気的成分が除去され、このことは、磁気的成分の小さな帯域幅によっても同様に可能である。
ｂ）温度依存性が、出力信号Ｖｍｓｂから完全に除去される。何故なら、温度−帯域幅は、磁気的な帯域幅よりも遥かに小さいからである。
ｃ）１／ｆ雑音の入力が出力信号Ｖｍｓｂから部分的に除去され、改善されるほどより短い間隔で、タイプ１の読取ステップとタイプ２の読取ステップとが互いに連続する。
ｄ）白色雑音が、Ｖｍｓｂ＊の平均化の時間又はローパスフィルタ３０の帯域幅に対応して、出力信号Ｖｍｓｂから部分的に除去される。
【００４４】
アナログ補正電流Ｉｍｓｂによってある程度の雑音が導入される可能性があるが、適切なディメンジョニングによって、この雑音を、磁力計１００の読取段の先行するステージからの雑音よりも十分に小さく抑えることが可能である。
【００４５】
以下では、図３を用いて、磁力計１００のための提案する読取段の代替的な実施形態を説明するが、この代替的な読取段の機能形態は、図２の構成の機能形態と原理上対応している。
【００４６】
図３は、磁力計１００の基本ブロック図において、アナログ補正電流Ｉｍｓｂの印加を、上記タイプ１の読取ステップの実行時と同じ増幅係数Ａを有する第２の増幅器装置２１の入力で実行することを示している。３つの抵抗Ｒ２が接続された加算素子２２が、増幅器素子２１内にあることが分かる。しかしながら、値０．５×Ｒ２又は２×Ｒ２を有する抵抗を接続することも考えられるであろう。というのは、比例係数に基づき、第２の増幅器装置２１の増幅効果は何も変わらないからである。この場合、信号源６０によって電圧Ｖｍｓｂが提供され、電圧Ｖｍｓｂによって、電気的な補正電流Ｉｍｓｂが加算素子２２へ流れ、その際に、以下のことが成り立つ。
【数８】
0006880199.tif 000009
【００４７】
上記代替的な変形例による磁力計１００の利点は、完全な増幅Ａが、電気的な補正電流Ｉｍｓｂの印加に関連しての雑音の導入の前に既に行われており、これにより、補正電流Ｉｍｓｂの雑音電力の影響が低減されることである。
【００４８】
上述のタイプ１の読取ステップは、好ましくは、アナログデジタル変換器４０の出力データレートＯＤＲの周期の約１０％の間に行い、タイプ２の読取ステップは、好ましくは、アナログデジタル変換器４０の出力データレートＯＤＲの周期の約５０％〜約６０％の間に行う。出力データレートの周期の長さが例えば１０ｍｓとすると、このことは、約１ｍｓの間のタイプ１の読取ステップの実施、そして約５ｍｓ〜約６ｍｓの間のタイプ２の読取ステップの実施に相当する。
【００４９】
加算素子２２の入力信号Ｉを、定めたように減衰させるためのアナログ補正電流Ｉｍｓｂの決定を、以下に詳細に説明する。
【００５０】
最初の段階において、第１の出力信号Ｖ１を、タイプ１の読取ステップによって定める。
【００５１】
ここで、係数ｋを、以下の条件を満たすように設定する。
【数９】
0006880199.tif 000010
但し、
Ｖｍｓｂ＝ｋ×ＩＦＳ／４    …Ａ＝４の場合のアナログ補正値
【００５２】
磁力計１００の通常駆動の間に、タイプ１の読取ステップにおいて、第１の出力信号Ｖ１のための値を定め、その際に以下のことが成り立つ。
【数１０】
0006880199.tif 000011
但し、
ｋ＊＝ｋ±１…ｋの隣の値
Δ…磁気入力信号の所定の閾値
【００５３】
結果として、これにより係数ｋの動的な決定を行い、この動的な決定原理は以下で図４を用いて詳細に説明する。
【００５４】
図４のｘ軸には、加算素子２２に入る電気的入力信号Ｉを、スケーリングして示しており、この電気的入力信号Ｉは、磁力計１００の磁気的な入力信号に重ねて描いている。このことは図４のグラフでは、ｘ軸上に示した磁束密度Ｂに対する電気的入力信号Ｉの依存性によって示されている。
【００５５】
入力電流Ｉの可能な最大レベル（図４ではＩＦＳとして示す）が、係数ｋの数値１、２、３に対応して、互いに等間隔で置かれた３つの部分値ＩＦＳ／４、２ＩＦＳ／４、３ＩＦＳ／４に分かれていることが分かる。
【００５６】
分かるように、上記の部分値を中心として半径Δを有する円を示している。円の内側への入力電流Ｉの移行においては、係数ｋの上記数値の変更によって変更された数値になり、このようにして、電気的な補正電流Ｉｍｓｂの大きさが、上記の数式（３）に従って変更される。
【００５７】
図４の下側部分では、時間と共に増大する入力電流Ｉを示しており、これにおいて、時間的に連続して、（磁気入力信号について値２０００μＴを超えたときの）値０から値１への係数ｋの変化、（磁気入力信号について値４５００μＴを超えたときの）値１から値２への係数ｋの変化、（磁気入力信号について値７０００μＴを超えたときの）値２から値３への係数ｋの変化が示されている。値ＩＦＳ＝１００００μＴは、磁気入力信号のフルレベルに対応し、本例では所定の閾値Δは５００μＴである。
【００５８】
図４の上側部分では、入力信号Ｉの経時的な低減を示しており、これにより、係数ｋの数値が連続的に、３から２へと、さらにその後に１へと変化する。
【００５９】
結果として、各有効な係数ｋに対応して補正電流Ｉｍｓｂの大きさが定められ、これにより、最終的な読取ステップにおいて、デジタル補正値Ｖｍｓｂ＊が、上記の数式（７）に従って周期的に定められる。
【００６０】
この場合に問題となり得ることは、係数ｋの変更が起きた瞬間に、数式（７）に係るデジタル補正値Ｖｍｓｂ＊の平均化によって誤った値を与えるということである。これは、上記の時点で、デジタル補正値Ｖｍｓｂ＊がまだ必要とされる数の多くの読取ステップを介して平均化されておらず、読取ステップがたった一度しか実行されていないことに起因する。これにより結果として、望ましくないジャンプが出力信号Ｖのビット電流に発生し得る。
【００６１】
上記の欠陥を解消するために、係数ｋの切り替えが起こる出力データレートＯＤＲの周期内で、タイプ１の読取ステップの回数を増やすことが考えられる。
【００６２】
上記の欠陥を解消するための他の可能な方法として、第２の閾値Δ’を定めることが考えられる。この場合、ある値から第２の所定の閾値Δ’の範囲内の次の値への係数ｋの移行においては、外部にはまだ係数ｋを用いて定めた出力信号Ｖの値を出力するが、内部では、デジタル補正値Ｖｍｓｂ＊の計算を、既に変更した係数ｋを用いて行う。結果的に、このことは、デジタル補正値Ｖｍｓｂ＊を定めるための、上記の数式（７）に係る平均化の新たな開始を意味している。
【００６３】
図４では、例示的に、入力電流の値２ＩＦＳ／４を中心とする、増大させた閾値の半径Δ’を有する円を示している。例えば右側から進んで、入力電流Ｉの値が下がるとすぐに、３から２への係数ｋの変更が生じる。
【００６４】
しかしながら、ここで、入力電流Ｉの値が閾値Δ’の範囲内でかつ閾値Δの範囲外にある場合、出力信号Ｖは、まだ係数ｋ＝３により定めるが、内部での目的のために、係数ｋ＝２を用いたタイプ２の読取ステップを既に実行し、このようにして、デジタル補正値Ｖｍｓｂ＊のための十分な回数の平均化を可能とする。磁力計１００の出力信号Ｖのデジタルデータの改良が、このようにして有利にサポートされる。
【００６５】
数学的には、第２に挙げたアプローチは、Ａ＝４の場合について以下のように表すことができる。
【数１１】
0006880199.tif 000012
【００６６】
数式（１２）の条件が満たされる場合には、デジタル補正値Ｖｍｓｂ＊の平均化の上記の新たな開始を行う。
【００６７】
時間的にほぼ一定の大きなオフセット成分（およそ、周波数＜１Ｈｚ）に重畳された、振幅が小さい（約５０μＴ）低周波成分（およそ、周波数＜５０Ｈｚ）の典型的な適用環境（例えば、オフセット＞＞５０μＴ）における、地磁気信号又は地球磁場の信号の特定の特性に基づいて、係数ｋが決定される際の先に説明した動的な移行は、実際にはめったに起こらないだろう。
【００６８】
提案する磁力計１００は、地球磁場の上記の特定の特性に基づき、例えば、携帯端末（例えば携帯電話）において、コンパス用途のために実装可能である。
【００６９】
しかしながら、提案する磁力計１００は、類似した特性を有する任意の他の入力信号を測定するためにも利用することが可能であり、例えば、気体濃度、気体成分等を検知するための気体センサ信号を読み取るために利用することが可能である。
【００７０】
図５は、磁力計１００を読み取る方法の基本的なシーケンスを示している。
【００７１】
ステップ２００において、測定変換器１０の出力信号ＶＢを第１の増幅器装置２０に供給する。
【００７２】
ステップ２１０において、第１の増幅器装置２０の出力信号Ｉのレンジの定めた縮小を実行する。
【００７３】
ステップ２２０において、第２の増幅器装置２１を用いて、出力信号Ｉの上記縮小したレンジの所定の増幅を実行する。
【００７４】
ステップ２３０において、ローバスフィルタ３０を用いて、増幅し減衰させた残余信号の高周波成分を除去する。
【００７５】
ステップ２４０において、アナログデジタル変換器４０を用いて、そのフィルタリングした信号の変換を実行する。
【００７６】
ステップ２５０において、結果信号Ｖを、アナログデジタル変換器４０の後段に接続された補正部５０を用いて形成し、ここで、増幅した残余信号を、第２の増幅器装置２１の所定の増幅係数Ａに対応する補正係数Ａ＊によって除算し、この除算から得られた商に対し、第１の増幅器装置２０の出力信号の定めた減衰にその大きさが対応するデジタル補正値Ｖｍｓｂ＊を加算する。
【００７７】
以上、具体的な実施例によって本発明を説明してきたが、当業者は、先に開示しておらず又は部分的にしか開示していない実施形態も、本発明の趣旨から逸脱することなく実現できるであろう。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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