(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチを駆動する駆動装置であって、
前記半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、前記半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える第１の駆動電圧切替回路と、
前記第１の駆動電圧切替回路による前記半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、前記半導体スイッチをオフからオンに駆動する前記タイミングで前記半導体スイッチの駆動電圧を前記オン電圧に切替える第２の駆動電圧切替回路とを含む、半導体スイッチの駆動装置。
【請求項２】
前記オフ電圧は負の電圧、及び前記オン電圧は正の電圧であり、前記第１の調整電圧は前記オフ電圧より高く、前記しきい値電圧以下である、請求項１に記載の半導体スイッチの駆動装置。
【請求項３】
前記第１の調整電圧はゼロ電圧である、請求項１又は請求項２に記載の半導体スイッチの駆動装置。
【請求項４】
前記半導体スイッチは、位相シフトフルブリッジ回路を構成する半導体スイッチである、請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の半導体スイッチの駆動装置。
【請求項５】
前記位相シフトフルブリッジ回路は４個の前記半導体スイッチを含み、
前記半導体スイッチの駆動装置は、前記４個の前記半導体スイッチの各々を駆動する、請求項４に記載の半導体スイッチの駆動装置。
【請求項６】
前記所定時刻後で前記タイミングの前に、前記半導体スイッチの駆動電圧を前記第１の調整電圧より高く、前記オン電圧より低い第２の調整電圧に切替える第３の駆動電圧切替回路をさらに含む、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の半導体スイッチの駆動装置。
【請求項７】
前記半導体スイッチは窒化ガリウムスイッチである、請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の半導体スイッチの駆動装置。
【請求項８】
オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチを駆動する駆動装置であって、
前記半導体スイッチをオフにしてから所定時間経過した後、次に当該半導体スイッチをオンに駆動するタイミングまで、前記半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える第１の駆動電圧切替回路と、
前記第１の駆動電圧切替回路による前記半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、前記半導体スイッチをオンに駆動する前記タイミングで前記半導体スイッチの駆動電圧を前記オン電圧に切替える第２の駆動電圧切替回路とを含む、半導体スイッチの駆動装置。
【請求項９】
複数の半導体スイッチのスイッチングにより、入力された電力を変換した電力を出力する電力変換装置であって、
前記変換を実現するよう接続された複数の半導体スイッチ素子、インダクタンス素子、変圧器及び容量素子からなる電力変換回路と、
前記電力変換回路の前記複数の半導体スイッチの少なくとも１つを駆動する、請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の半導体スイッチの駆動装置とを含む、電力変換装置。
【請求項１０】
オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチの駆動方法であって、
前記半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、前記半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替えるステップと、
前記第１の調整電圧への前記半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、前記半導体スイッチをオフからオンに駆動する前記タイミングで前記半導体スイッチの駆動電圧を前記オン電圧に切替えるステップとを含む、半導体スイッチの駆動方法。
【請求項１１】
車体と、
前記車体に設けられ、第１の電圧で電力を蓄積し、出力する電池と、
前記車体に設けられ、前記第１の電圧より低い第２の電圧で動作する低電圧動作部と、
前記車体に、前記電池の出力を入力として受け、前記第２の電圧に変換して前記低電圧動作部に供給するように設けられた、請求項９に記載の電力変換装置とを含む、車両。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この開示は、半導体スイッチの駆動装置、駆動方法、電力変換装置、及び車両に関する。この出願は、２０１８年１１月１２日出願の日本出願第２０１８−２１２１５８号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。
【背景技術】
【０００２】
電気自動車（ＥＶ）、ハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）、及びプラグインハイブリッド電気自動車（ＰＨＥＶ）にはモータ駆動用の高圧電池（例えば３００Ｖ）から低圧電池（例えば１２Ｖ）又は低圧負荷に電力を供給するための、絶縁型の電力変換装置である降圧ＤＣ／ＤＣコンバータが搭載される。従来、この種の降圧ＤＣ／ＤＣコンバータにはシリコン（Ｓｉ）デバイス（Ｓｉ―ＭＯＳＦＥＴ）が半導体スイッチとして用いられて来た。しかし、近年は装置の高効率化及び小型化の目的でＧａＮ（窒化ガリウム）デバイスの搭載が検討されている。【０００３】
ＧａＮデバイスでは電子の移動が高速であるため、効率よくスイッチングが行えるという利点がある。しかしその一方で、しきい値電圧が低いため誤点弧しやすく、さらに通常のトランジスタと異なり、ボディダイオードを持たずソースとドレインが対称であるため逆導通によって損失が生ずるという問題がある。【０００４】
こうした問題を解決するための提案が後掲の特許文献１においてなされている。特許文献１に記載された技術は非絶縁チョッパ回路の駆動回路に関する。この回路は、電源とグランドとの間に直列に接続される２つのＧａＮデバイスを、デッドタイムを挟んで交互に一方をオン、他方をオフする回路である。この回路は、正電圧、ゼロ電圧、及び負電圧の３レベルを出力可能な３電圧出力回路を持つ。一方のＧａＮデバイス（第１のＧａＮデバイス）がオン、他方のＧａＮデバイス（第２のＧａＮデバイス）がオフの期間では、第２のＧａＮデバイスのゲートには負電圧が印加される。第１のＧａＮデバイスをオフさせてデッド期間に入ると、第１のＧａＮデバイスが逆導通する。そのため、この期間には第１のＧａＮデバイスのゲート電圧をゼロ電圧にして逆導通による損失の増加を抑制する。【０００５】
第２のＧａＮデバイスのゲート電圧がしきい値を超えてオンすると、第１のＧａＮデバイスのゲートに負電圧を印加する。これにより第１のＧａＮデバイスのセルフターンオフが防止される。【０００６】
その後、第２のＧａＮデバイスのターンオフが開始されると第１のＧａＮデバイスのドレイン−ソース間電圧が変化しセルフターンオンが発生してしまう。そのために、第１のＧａＮデバイスのゲートには負電圧を印加し続ける。しかし負電圧を印加し続けると、第１のＧａＮデバイスの逆導通による損失が増加してしまう。そこで、第２のＧａＮデバイスのゲート電圧がしきい値電圧を下回ったときに、第２のＧａＮデバイスのゲート電圧を正電圧に切替える。【０００７】
こうした制御により、ＧａＮデバイスの誤動作を防止しながら、ＧａＮデバイスの逆導通による損失を小さくできる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００８】
【特許文献１】特開２０１６−９２８８４号公報
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００９】
この開示の第１の局面に係る半導体スイッチの駆動装置は、オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチを駆動する駆動装置であって、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える第１の駆動電圧切替回路と、第１の駆動電圧切替回路による半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングで半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える第２の駆動電圧切替回路とを含む。【００１０】
この開示の第２の局面に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチのスイッチングにより、入力された電力を変換した電力を出力する電力変換装置であって、変換を実現するよう接続された複数の半導体スイッチ素子、インダクタンス素子、変圧器及び容量素子からなる電力変換回路と、電力変換回路の複数の半導体スイッチの少なくとも１つを駆動する、上記したいずれかの半導体スイッチの駆動装置とを含む。【００１１】
この開示の第３の局面に係る半導体スイッチの駆動方法は、オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチの駆動方法であって、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替えるステップと、第１の調整電圧への半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングで半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替えるステップとを含む。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】図１は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】図２は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおける各ＧａＮデバイスのゲート電圧の変化を時系列で示す図である。
【図３】図３は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおける各ＧａＮデバイスのゲート電圧の変化を時系列で示す図である。
【図４】図４は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード１における電流の流れを示す図である。
【図５】図５は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード２における電流の流れを示す図である。
【図６】図６は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード２´における電流の流れを示す図である。
【図７】図７は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード３における電流の流れを示す図である。
【図８】図８は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード４における電流の流れを示す図である。
【図９】図９は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード４´における電流の流れを示す図である。
【図１０】図１０は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード５における電流の流れを示す図である。
【図１１】図１１は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード５´における電流の流れを示す図である。
【図１２】図１２は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード６における電流の流れを示す図である。
【図１３】図１３は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード６´における電流の流れを示す図である。
【図１４】図１４は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード７における電流の流れを示す図である。
【図１５】図１５は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード８における電流の流れを示す図である。
【図１６】図１６は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのモード８´における電流の流れを示す図である。
【図１７】図１７は、この開示の第１の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのＧａＮデバイスのゲート電圧を制御するプログラムの制御構造を示すフローチャートである。
【図１８】図１８は、この開示の第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータにおける各ＧａＮデバイスのゲート電圧の変化を時系列で示す図である。
【図１９】図１９は、この開示の第１又は第２の実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータからなる電力変換回路を搭載した車両の電気的構成を示す概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
［本発明の実施形態の説明］
［開示が解決しようとする課題］
上記した特許文献１に記載された技術は非絶縁型の電力変換回路に関するものである。絶縁型の電力変換回路、特にフルブリッジ回路を用いた電力変換回路では、ＧａＮデバイスに対する寄生容量と駆動電流及び誘導電流を考慮に入れる必要があり、特許文献１に開示された技術をそのまま適用することは難しいという問題があった。最近では車両等に電力変換回路が利用されることが多く、こうした問題を解決することが望まれている。
【００１４】
それゆえにこの開示は、絶縁型の電力変換回路を効率よく動作させることが可能な半導体スイッチの駆動装置、駆動方法、電力変換装置及び車両を提供することを目的とする。
【００１５】
以下の説明及び図面では、同一の部品には同一の参照番号を付してある。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。なお、以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組合せても良い。
【００１６】
以下にこの開示の好適な実施態様を列記する。
【００１７】
（１）この開示の第１の局面に係る半導体スイッチの駆動装置は、オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチを駆動する駆動装置であって、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える第１の駆動電圧切替回路と、第１の駆動電圧切替回路による半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングで半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える第２の駆動電圧切替回路とを含む。
【００１８】
半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングでは半導体スイッチが逆導通する。この逆導通の期間に第１の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える。その後、第２の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える。逆導通時の２端子間の電位差が小さくなるため逆導通に伴う損失を低減できる。
【００１９】
（２）好ましくは、オフ電圧は負の電圧、及びオン電圧は正の電圧であり、第１の調整電圧はオフ電圧より高く、しきい値電圧以下である。
【００２０】
半導体スイッチのしきい値が低い場合、オフさせるために駆動電圧を負の電圧とする必要がある。駆動電圧がオフのままで半導体スイッチが逆導通すると損失が大きくなる。そこでこのときの駆動電圧を負電圧より高く、しきい値電圧より低い第１の調整電圧に切替えることで逆導通時の損失を低減できる。
【００２１】
（３）より好ましくは、第１の調整電圧はゼロ電圧である。第１の調整電圧をゼロ電圧とすることで、半導体スイッチの逆導通時の損失を容易に低減できる。
【００２２】
（４）さらに好ましくは、半導体スイッチは、位相シフトフルブリッジ回路を構成する半導体スイッチである。位相シフトフルブリッジ回路では４つの半導体スイッチの駆動電圧の位相をずらしながら切替える必要がある。これら半導体スイッチのいずれかにおいて上記したように駆動電圧を切替えることで、位相シフトフルブリッジ回路における半導体スイッチの逆導通に伴う損失を低減できる。
【００２３】
（５）好ましくは、位相シフトフルブリッジ回路は４個の半導体スイッチを含み、半導体スイッチの駆動装置は、４個の半導体スイッチの各々を駆動する。
【００２４】
半導体スイッチの全てにおいて上記したように駆動電圧を切替えることで、位相シフトフルブリッジ回路における半導体スイッチの逆導通に伴う損失を効率的に低減できる。
【００２５】
（６）より好ましくは、所定時刻後で半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの前に、半導体スイッチの駆動電圧を第１の調整電圧より高く、オン電圧より低い第２の調整電圧に切替える第３の駆動電圧切替回路をさらに含む。
【００２６】
半導体スイッチの逆導通時、その駆動電圧を複数の段階で階段状の調整電圧に変化させることによっても逆導通時の損失を低減できる。
【００２７】
（７）さらに好ましくは、半導体スイッチは窒化ガリウム（ＧａＮ）スイッチである。
【００２８】
ＧａＮスイッチではオフ時の駆動電圧が負電圧、オン時の駆動電圧が正電圧であって、しかもしきい値電圧が小さいため、上記した逆導通が生じやすく、調整電圧を用いることにより逆導通時の損失を効率的に低減できる。
【００２９】
（８）この開示の第２の局面に係る半導体スイッチの駆動装置は、オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチを駆動する駆動装置であって、半導体スイッチをオフにしてから所定時間経過した後、次に当該半導体スイッチをオンに駆動するタイミングまで、半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える第１の駆動電圧切替回路と、第１の駆動電圧切替回路による半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、半導体スイッチをオンに駆動するタイミングで半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える第２の駆動電圧切替回路とを含む。
【００３０】
半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングでは半導体スイッチが逆導通する。半導体スイッチをオフとしてから所定時間後からオンに駆動するタイミングまでの期間に、第１の駆動電圧切替回路が半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える。その後、第２の駆動電圧切替回路が半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える。逆導通時の２端子間の電位差が小さくなるため逆導通に伴う損失を低減できる。
【００３１】
（９）この開示の第３の局面に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチのスイッチングにより、入力された電力を変換した電力を出力する電力変換装置であって、変換を実現するよう接続された複数の半導体スイッチ素子、インダクタンス素子、変圧器及び容量素子からなる電力変換回路と、電力変換回路の複数の半導体スイッチの少なくとも１つを駆動する、上記したいずれかの半導体スイッチの駆動装置とを含む。
【００３２】
半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングでは半導体スイッチが逆導通する。この逆導通の期間に第１の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える。その後、第２の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える。逆導通時の２端子間の電位差が小さくなるため逆導通に伴う損失を低減できる。
【００３３】
（１０）この開示の第４の局面に係る半導体スイッチの駆動方法は、オフとオンとを切替えるしきい値電圧がシリコンデバイスのしきい値電圧より低く、ボディダイオードを持たない半導体スイッチの駆動方法であって、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングの直前の所定時刻に、半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替えるステップと、第１の調整電圧への半導体スイッチの駆動電圧の切替え後、半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングで半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替えるステップとを含む。
【００３４】
半導体スイッチをオフからオンに駆動するタイミングでは半導体スイッチが逆導通する。この逆導通の期間に第１の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオフ電圧とオン電圧との間の第１の調整電圧に切替える。その後、第２の駆動電圧切替回路により半導体スイッチの駆動電圧をオン電圧に切替える。逆導通時の２端子間の電位差が小さくなるため逆導通に伴う損失を低減できる。
【００３５】
（１１）この開示の第５の局面に係る車両は、車体と、この車体に設けられ、第１の電圧で電力を蓄積し、出力する電池と、車体に設けられ、第１の電圧より低い第２の電圧で動作する低電圧動作部と、電池の出力を入力として受け、第２の電圧に変換して低電圧動作部に供給するように車体に設けられた、上記した第３の局面に係る電力変換装置とを含む。
【００３６】
第３の局面に係る電力変換装置が電池の出力を第１の電圧から第２の電圧に降圧して定電圧動作部に供給する。電力変換装置で発生する電力損失が低減されるため、この車両では、電池に蓄積された電力を効率よく使用して低電圧動作部を動作させられる。
【００３７】
［開示の効果］
以上のようにこの開示によれば、絶縁型の電力変換回路を効率よく動作させることが可能な半導体スイッチの駆動装置、駆動方法、電力変換装置、及び車両を提供できる。
［本開示の実施形態の詳細］
この開示の実施形態に係る半導体スイッチの駆動装置、駆動方法、電力変換装置、及び車両の具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、この開示はこれらの例示に限定されるものではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
【００３８】
＜第１の実施形態＞
［構成］
図１は、この開示の第１の実施形態に係る位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０の回路図である。図１を参照して、この位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０は、変圧器ＴＲと、この変圧器ＴＲを中心とする一次側部分６０及び二次側部分６２と、一次側部分６０を構成する４つのＧａＮデバイス（ＧａＮ−ＨＥＭＴ）を駆動制御する制御回路６４と、制御回路６４により制御され、上記４つのＧａＮ−ＨＥＭＴのゲート電圧を制御するための、各々負電圧、正電圧及びゼロ電圧の３電圧を切替えて出力可能なパルス変圧器からなる３電圧出力回路８０、８２、８４及び８６を含む。
【００３９】
なお、ここでのゼロ電圧とは、基準となる電位を与える電圧のことをいう。負電圧とは、ゼロ電圧に対する電位差が負となる電圧のことをいう。正電圧とは、負電圧とは逆にゼロ電圧に対する電位差が正となる電圧のことをいう。電圧の単位としてはＶ（ボルト）を使用し、一般的にはゼロ電圧を０Ｖ等と表示する。
【００４０】
ＧａＮ―ＨＥＭＴはしきい値電圧が低く、オフ電圧が負電圧となるのでこの開示に好適である。ただし、ＧａＮ−ＨＥＭＴはボディダイオードを持たずソースとドレインが対称であるため、逆導通によって損失が生ずるという問題があることは前述したとおりである。以下の実施形態では、ＧａＮ−ＨＥＭＴを駆動する信号の電圧の切替を工夫することによりこの問題を解決している。
【００４１】
一次側部分６０は、高電圧の直流電圧（例えば４８〜３００Ｖ）が印加される２つの入力端子７２及び７４と、入力端子７２及び７４の間に接続されたコンデンサＣ０と、コンデンサＣ０と並列に、入力端子７２と入力端子７４との間に直列に接続されたＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ１及びＺ３と、同様に入力端子７２と入力端子７４との間に、コンデンサＣ０及びＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ１及びＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ３と並列に接続されたＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ２及びＺ４とを含む。ＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ１及びＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ２のソースは入力端子７２に接続されている。ＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ３及びＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ４のドレインは入力端子７４に接続されている。ＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ１のドレインとＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ３のソースとは互いに接続されている。同様にＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ２のドレインとＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ４のソースとは互いに接続されている。なお、以下の説明では、記載を簡潔にするために、ＧａＮ−ＨＥＭＴ  Ｚ１を単にＺ１と書く。Ｚ２、Ｚ３及びＺ４についても同様である。
【００４２】
Ｚ１及びＺ３の接点は変圧器ＴＲの一次側巻線の一方端子に接続され、変圧器ＴＲの一次側巻線の他方端子はＺ２及びＺ４の接点に接続されている。この変圧器ＴＲの一次側漏れインダクタンスＬ１が図１に示すように一次側巻線とＺ１及びＺ３の接点との間に直列に接続されていると考える。
【００４３】
また、Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４のソース−ドレイン間にはそれぞれ寄生容量Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３及びＣ４が存在している。記載を簡潔にするために、寄生容量Ｃ１を単にＣ１と各。Ｃ２、Ｃ３及びＣ４、前述のコンデンサＣ０、並びに後述の電解コンデンサＣ５についても同様である。
【００４４】
二次側部分６２は、出力端子７６及び７８に変圧器ＴＲの二次側巻線から降圧された直流電圧（例えば１２Ｖ）を取り出すように接続された４つのダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４と、出力端子７６及び７８の間に接続された電解コンデンサＣ５とを含む。変圧器ＴＲの二次側巻線の漏れインダクタンスＬ２はダイオードＤ１及びＤ３のカソードと出力端子７６との間に直列に接続されているものと考える。
【００４５】
位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０はさらに、制御回路６４がＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧の切替えのタイミングを決定するために利用する、入力端子７２と７４との間の電圧センサ６６、出力端子７６と７８との電圧センサ７０、及び一次側巻線を流れる電流を測定する電流センサ６８を含む。
【００４６】
＜従来の駆動方法＞
図２は、図１に示す一次側部分６０及び二次側部分６２を有する従来の位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータにおけるＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧の変化を動作モードとともに示す図である。図２を参照して、従来の位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータの動作モードにはモード１〜８が存在する。
【００４７】
モード１では駆動電圧波形１００及び１３０で示されるようにＺ１及びＺ４の駆動電圧がしきい値以上の正電圧となってＺ１及びＺ４がオンする。一方、駆動電圧波形１１０及び１２０で示されるようにＺ２及びＺ３の駆動電圧は負電圧であり、これらはオフしている。モード１の最後にＺ４の駆動電圧が駆動電圧波形１３２により示されるように負電圧に切替えられ、Ｚ４がオフする。
【００４８】
モード２ではＺ１の駆動電圧は正電圧のままでありＺ１はオンしている。Ｚ４の駆動電圧は負電圧となり、Ｚ４がオフしている。Ｚ２及びＺ３はオフのままである。モード２の最後にＺ２の駆動電圧が駆動電圧波形１１０により示されるように正電圧に切替えられＺ２がオンする。
【００４９】
モード３では駆動電圧波形１００及び１１２により示されるようにＺ１及びＺ２の駆動電圧が正電圧であり、これらはともにオンである。Ｚ３及びＺ４はオフのままである。モード３の最後にＺ１の駆動電圧が駆動電圧波形１０２により示されるように負電圧となり、Ｚ１はオフする。
【００５０】
モード４ではＺ１、Ｚ３及びＺ４がオフ、Ｚ２のみがオンである。すなわち、駆動電圧波形１０２、１２０及び１３２により示されるように、Ｚ１、Ｚ３及びＺ４のゲート電圧は負電圧となっており、駆動電圧波形１１２により示されるようにＺ２のゲート電圧が正電圧となっている。モード４の最後に駆動電圧波形１２２により示されるようにＺ３の駆動電圧が正電圧に切替えられ、Ｚ３がオンする。
【００５１】
モード５では、Ｚ１及びＺ４はオフ、Ｚ２及びＺ３がオンである。モード５の最後に駆動電圧波形１１４により示されるようにＺ２の駆動電圧が負電圧に切替えられＺ２がオフする。
【００５２】
モード６ではＺ１、Ｚ２及びＺ４がオフしており、Ｚ３のみがオンしている。モード６の最後に駆動電圧波形１３４により示されるように、Ｚ４の駆動電圧が正電圧に切替えられ、Ｚ４がオンする。
【００５３】
モード７ではＺ１及びＺ２がオフであり、Ｚ３及びＺ４がオンである。モード７の最後に駆動電圧波形１２４により示されるようにＺ３の駆動電圧が負電圧に切替えられ、Ｚ３がオフする。
【００５４】
モード８ではＺ１、Ｚ２及びＺ３がオフであり、Ｚ４のみがオンである。モード８の最後に駆動電圧波形１０４により示されるようにＺ１の駆動電圧が正電圧に切替えられ、Ｚ１がオンする。この結果、モード８の次はＺ１及びＺ４がオン、Ｚ２及びＺ３がオフというモード１の状態に戻る。
【００５５】
＜この実施形態の駆動方法＞
図３にこの実施形態により図１に示す位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０を駆動する際のＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧を示す。
【００５６】
《モード１》
モード１におけるＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧は従来技術と同じである。すなわち、駆動電圧波形１００及び１３０により示されるように、Ｚ１及びＺ４のゲート電圧は正電圧であり、Ｚ１及びＺ４がオンしている。一方、駆動電圧波形１６０及び１７０により示されるように、Ｚ２及びＺ３の駆動電圧は負電圧であり、Ｚ２及びＺ３はオフしている。
【００５７】
このときの電流の流れを図４に示す。図４を参照して、モード１では、電流は入力端子７２→Ｚ１→Ｌ１→ＴＲの一次側巻線→Ｚ４→入力端子７４という経路を流れる。変圧器ＴＲの一次側巻線には電流が流れている。このとき、Ｃ２が充電されている。モード１の終わりにＺ４がオフする。
【００５８】
《モード２》
図３に戻り、モード２の最初には、Ｚ１はオンのままであるが、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４はオフしている。このときの電流経路を図５に示す。
【００５９】
図５を参照して、変圧器ＴＲの一次側巻線を流れる電流を維持するために、Ｃ２が放電し、Ｃ４が充電される。この結果、電流は入力端子７２、Ｚ１、Ｌ１、変圧器ＴＲの一次側巻線を経てＺ４のソースに至り、Ｃ４を充電し、入力端子７４に至る。Ｃ２の放電が完了すると動作モードはモード２´となる。
【００６０】
《モード２´》
図６を参照して、Ｃ２の放電後、モード２´においてＺ２が逆導通し、電流はＺ１→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２という経路を流れる。このとき、図３の駆動電圧波形１６２により示されるように、Ｚ２の駆動電圧が負電圧から一旦ゼロ電圧となった後、モード２の終わりで駆動電圧波形１１２により示されるように正電圧となる。この結果、Ｚ２が逆導通している間のＺ２のソース−ドレイン間の電位差はＺ２に負の駆動電圧を印加しているときと比較して小さくなり、逆導通による損失が低減される。
【００６１】
《モード３》
モード３では、Ｚ１及びＺ２はオン、Ｚ３及びＺ４はオフとなる。これは従来技術の場合と同様である。モード３における電流経路を図７に示す。図７を参照して、このときの電流はＺ１→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２→Ｚ１となる。モード３の終わりに駆動電圧波形１００により示されるようにＺ１の駆動電圧が負電圧に切替えられ、Ｚ１がオフする。
【００６２】
《モード４》
モード４の最初は、Ｚ１はオフ、Ｚ２はオン、Ｚ３及びＺ４はオフである。このときの電流経路を図８に示す。図８を参照して、一次側巻線に流れる電流を維持するため、Ｃ３から放電され、Ｃ１が充電されることによりＺ１のドレイン→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２→入力端子７２の経路で電流が流れる。Ｃ３を放電後、Ｚ３が逆導通しＺ３に電流が流れる。このとき、駆動電圧波形１７２により示すように、Ｚ３の駆動電圧を負電圧からゼロ電圧に変える。これにより動作モードはモード４´となる。
【００６３】
《モード４´》
モード４´ではＺ３の駆動電圧がゼロ電圧となる。ソース−ドレイン間電圧の絶対値が小さくなるため、Ｚ３の逆導通による損失を低減できる。図９にモード４´における電流経路を示す。Ｚ３に電流が流れているため、電流は入力端子７４→Ｚ３→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２→入力端子７２の方向に流れる。モード４´の終わりに、図３において駆動電圧波形１２２により示すようにＺ３の駆動電圧が正電圧となる。
【００６４】
《モード５》
続くモード５では、Ｚ１及びＺ４がオフ、Ｚ２及びＺ３がオンとなる。これは従来技術におけるモード５と同様である。図１０にモード５における電流経路を示す。図１０を参照して、モード５では、電流は入力端子７４→Ｚ３→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２→入力端子７２の経路に流れる。この場合、変圧器ＴＲの一次側巻線には、電流の方向とは逆の電圧がかかっている。そのため、図１０に示す電流は速やかに小さくなり、図１１に示すように同じ経路で電流の向きが逆転する。これをモード５´とする。モード５（モード５´）の終わりには、図３の駆動電圧波形１１４により示すようにＺ２の駆動電圧が負電圧となり、Ｚ２がオフする。
【００６５】
《モード６》
図１２を参照して、モード６では、図３の駆動電圧波形１５０、１１４、１２２及び１８０からわかるように、Ｚ１、Ｚ２及びＺ４がオフ、Ｚ３がオンしている。変圧器ＴＲの一次側巻線を流れる電流を維持するため、電流は入力端子７２→Ｃ２→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３→入力端子７４の経路を通り、Ｃ２を充電し、Ｃ４を放電させる。Ｃ４の放電が完了した時点でＺ４が逆導通する。このとき、図３の駆動電圧波形１８２により示されるように、Ｚ４のゲート電圧をゼロ電圧に切替える。これにより動作モードは動作モード６´となる。
【００６６】
《モード６´》
図１３を参照して、モード６´では、Ｚ１及びＺ２がオフし、Ｚ３がオンし、Ｚ４が逆導通している。電流はＺ４→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３の経路を流れる。このモード６´ではＺ４のゲート電圧はゼロ電圧となっている。そのため、Ｚ４の逆導通による損失を低減できる。モード６´（モード６）の最後に、図３の駆動電圧波形１３４により示されるようにＺ４のゲート電圧が正電圧となり、Ｚ４がオンし、動作モードはモード７となる。
【００６７】
《モード７》
図３を参照して、モード７では駆動電圧波形１５０、１１４、１２２及び１３４により示されるように、Ｚ１及びＺ２のゲート電圧は負電圧、Ｚ３及びＺ４のゲート電圧は正電圧である。したがってＺ１及びＺ２はオフ、Ｚ３及びＺ４はオンである。
【００６８】
このときの電流経路を図１４に示す。図１４を参照して、モード７では、電流はＺ４→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３の経路を流れる。モード７の終わりにＺ３がオフしモード８となる。
【００６９】
《モード８》
モード８の最初では、図３の駆動電圧波形１５０、１１４、１２４及び１３４により示されるように、Ｚ１、Ｚ２及びＺ３のゲート電圧は負電圧、Ｚ４のゲート電圧は正電圧である。したがってＺ１、Ｚ２及びＺ３はオフし、Ｚ４のみがオンしている。図１５に示すように、電流は入力端子７４、Ｚ４、変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１という経路を流れ、Ｃ３を充電し、Ｃ１を放電する。Ｃ１が放電した後、Ｚ１が逆導通し、モード８´となる。
【００７０】
《モード８´》
モード８´では、図３の駆動電圧波形１５２により示されるように、Ｚ１のゲート電圧を調整しゼロ電圧とする。これによりＺ１の逆導通による損失を低減できる。モード８´（モード８）の終わりには図３の駆動電圧波形１０４により示されるようにＺ１のゲート電圧が正電圧となりＺ１が導通する。このときの電流経路を図１６に示す。
【００７１】
図１６を参照して、電流は入力端子７４→Ｚ４→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ１→入力端子７２という経路を経て流れる。このとき、変圧器ＴＲの一次側巻線には、電流の向きと逆向きに電圧がかかっている。そのためこの電流は急速に小さくなる。やがて電流の向きは図４に示すようになり、動作モードはモード１に復帰する
以下、上記したモード１〜モード８の動作を繰返す。
【００７２】
図１７に、上記した位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０の動作を制御するために制御回路６４が実行するプログラムの制御構造をフローチャート形式で示す。このプログラムは、図１に示す電圧センサ６６、電流センサ６８及び電圧センサ７０の出力を受け、入力端子７２及び７４間に直流電圧を受けて、出力端子７６及び７８間に安定した直流電圧を出力するよう、Ｚ１〜Ｚ４のオン・オフの位相シフト量を調整する。
【００７３】
図１７を参照して、このプログラムは、電圧センサ７０の出力により直流出力電圧を測定するステップ２００と、電圧センサ６６の出力により直流入力電圧を測定するステップ２０２と、電流センサ６８の出力により一次側巻線を流れる電流を測定するステップ２０４とを含む。
【００７４】
このプログラムはさらに、ステップ２００、２０２、及び２０４における測定結果に基づいて、指定された直流電圧を出力するよう位相シフト量を算出し、その位相シフト量に基づいてＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４のモード１〜モード８におけるオン、オフのタイミングを決定するステップ２０６と、ステップ２０６により決定されたオン、オフのタイミングをもとに、モード２´、４´、６´及び８´における駆動電圧波形１５２、１６２、１７２、及び１８２に示されるようにＺ１〜Ｚ４のゲート電圧をゼロ電圧に切替えるタイミングを決定するステップ２０８と、ステップ２０６及び２０８で決定されたタイミングを制御回路６４内の図示しない記憶装置に記憶するステップ２１０と、ステップ２０６及び２０８で決定されたタイミングに基づいて図１に示す３電圧出力回路８０、８２、８４及び８６を制御してステップ２００に制御を戻すステップ２１２とを含む。
【００７５】
［動作］
上記した構成を持つ位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０は以下のように動作する。図１７を参照して、位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０の制御回路６４は、位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０の動作中、図１７に制御構造を示すプログラムを繰返し実行する。
【００７６】
すなわち、ステップ２００で、電圧センサ７０の出力により直流出力電圧を測定し、ステップ２０２で電圧センサ６６の出力により直流入力電圧を測定し、ステップ２０４で電流センサ６８の出力により一次側巻線を流れる電流を測定する。制御回路６４はさらに、ステップ２００、２０２、及び２０４における測定結果に基づいて、ステップ２０６において、指定された直流電圧を出力するよう位相シフト量を算出し、その位相シフト量に基づいてＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４のモード１〜モード８におけるオン、オフのタイミングを決定する。ステップ２０６により決定されたオン、オフのタイミングをもとに、ステップ２０８において、モード２´、４´、６´及び８´における駆動電圧波形１５２、１６２、１７２、及び１８２に示されるようにＺ１〜Ｚ４のゲート電圧をゼロ電圧に切替えるタイミングを決定する。続くステップ２１０において、ステップ２０６及び２０８で決定されたタイミングを記憶装置に記憶する。そしてステップ２１２において、ステップ２０６及び２０８で決定されたタイミングに基づいて図１に示す３電圧出力回路８０、８２、８４及び８６を制御してＺ１〜Ｚ４の電源電圧を所定のタイミングで制御する。Ｚ１〜Ｚ４の制御が完了したらステップ２００に制御を戻し、次のサイクルの処理を行う。
【００７７】
この結果、既に図３を参照して説明したとおり、モード２の後半（モード２´）にＺ２がオフからオンになるタイミングで、オンになる直前にＺ２のゲート電圧が駆動電圧波形１６２により示されるように一旦ゼロ電圧に切替えられ、所定時間経過後に正電圧に切替えられる。その結果、この期間でのＺ２の逆導通による損失が低減される。同様に、モード４の後半（モード４´）にＺ３がオフからオンになる直前のタイミングで、駆動電圧波形１７２により示されるようにＺ３のゲート電圧が一旦ゼロ電圧に切替えられ、その後に正電圧に切替えられる。その結果、この期間でのＺ３の逆導通による損失が低減される。Ｚ４の場合も、モード６の後半（モード６´）のオフからオンになる直前のタイミングで駆動電圧波形１８２により示されるようにゲート電圧が一旦ゼロ電圧に切替えられ、その後正電圧に切替えられる。その結果、この期間におけるＺ４の逆導通による損失が低減される。さらに、Ｚ１についても、モード８の後半（モード８´）の、オフからオンになる直前のタイミングで駆動電圧波形１５２により示されるように、ゲート電圧が一旦ゼロ電圧に切替えられ、所定時間経過後に正電圧に切替えられる。その結果、この期間におけるＺ１の逆導通による損失が軽減される。
【００７８】
以上のようにこの実施形態によれば、絶縁型の位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、電流の経路を考慮し、ＧａＮデバイスのゲート電圧が負電圧から正電圧に変化するタイミングの直前にＧａＮデバイスが逆導通する際に、一旦ゲート電圧を負電圧からゼロ電圧に切替える。このようにゲート電圧を調整することで逆導通による損失を低減し、その後にゲート電圧を正電圧に切替える。したがって、絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、逆導通による損失を低減させることができる。
【００７９】
＜第２の実施形態＞
ＧａＮデバイスのゲート電圧をゼロ電圧に切替えるタイミングは、位相シフトのタイミングから逆算すればよく、通常の位相シフト制御を行う場合にＧａＮデバイスのゲート電圧が負電圧から正電圧に切替える直前の動作モード内であればどのようなタイミングでもよい。ただし、一定以上の効果を得るためには、その動作モードで少なくともある一定の期間だけはゼロ電圧がＧａＮデバイスのゲートに継続して印加されるようにすることが望ましい。例えば少なくともその動作モードの後半２／３より前にはゲート電圧をゼロ電圧とすることが望ましい。さらに好ましくは、ゲート電圧は動作モードの１／２より前、さらに好ましくは最初から１／３より前にゼロ電圧に切替え、動作モードの終了まで維持することが望ましい。
【００８０】
すなわち、ここでいう「直前」とは、ＧａＮデバイスのゲート電圧を負電圧にしてＧａＮデバイスをオフしてから所定時間経過した後、次にＧａＮデバイスのゲート電圧を正電圧にしてＧａＮデバイスをオンするタイミングまでの期間をいう。この間、ＧａＮデバイスのゲート電圧を負電圧と正電圧との間の調整電圧（ゼロ電圧）に維持する。その後、ＧａＮデバイスをオンに駆動するタイミングでＧａＮデバイスの駆動電圧をオン電圧に切替える。以下に説明する第２の実施形態は、第１の実施形態と比較して駆動電圧を調整電圧に維持する期間が長いことを特徴とする。
【００８１】
図１８にこの第２の実施形態により図１に示す位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０を駆動する際のＺ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧を示す。
【００８２】
《モード１》
図１８を参照して、モード１の開始時には、駆動電圧波形１００により示されるように、Ｚ１がオフからオンに切替わる。このとき、Ｚ１と対になる（Ｚ１と直列に接続された）デバイスであるＺ３には駆動電圧波形１７０により示されるように負電圧が印加されている。そのため、Ｚ３のドレイン−ソース間電圧の変化に伴うＺ３のセルフターンオンが防止できる。以下に説明するように、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４がオフからオンに切替わるときにも、それぞれと対になるデバイスであるＺ４、Ｚ１及びＺ２には負電圧が印加されており、それらのセルフターンオンが防止できる。
【００８３】
この後、モード１においては、駆動電圧波形１００及び１３０により示されるように、Ｚ１及びＺ４のゲート電圧は正電圧であり、Ｚ１及びＺ４がオンしている。一方、駆動電圧波形１６０及び１６２により示されるように、Ｚ２の駆動電圧は直前のモード（後述するモード８）の最初に負電圧からゼロ電圧に変化しており、モード１の間、ゼロ電圧に維持される。また駆動電圧波形１７０及び１７２により示されるように、Ｚ３の駆動電圧はモード１の最初には負電圧であり、モード１に入った後にゼロ電圧に変化する。したがってＺ３はオフしている。この実施形態では、駆動電圧波形１７０により示されるように、第１の実施形態と比較して、Ｚ３がオフしてから比較的短時間でＺ３の駆動電圧がゼロ電圧となる。モード１の終わりにはＺ４の駆動電圧が負電圧に切替えられ、Ｚ４がオフしモード２となる。
【００８４】
《モード２》
モード２の最初には、Ｚ１はオンのままであるが、Ｚ４はオフしている。Ｚ２及びＺ３の駆動電圧はゼロ電圧に維持されている。このときの電流経路は図５に示すものと同様である。モード２ではＣ２が放電し、Ｃ４が充電される。Ｃ２の放電が完了すると動作モードはモード２´となる。
【００８５】
《モード２´》
Ｃ２の放電後、モード２´においてＺ２が逆導通し、電流はＺ１→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２という経路を流れる。このとき、図１８の駆動電圧波形１６２により示されるように、Ｚ２の駆動電圧はゼロ電圧であって、モード２の終わりで駆動電圧波形１１２により示されるように正電圧となる。この結果、第１の実施形態と同様、Ｚ２が逆導通している間のＺ２のソース−ドレイン間の電位差はＺ２に負電圧を印加しているときと比較して小さくなり、逆導通による損失が低減される。
【００８６】
《モード３》
モード３では、Ｚ１及びＺ２はオン、Ｚ４はオフとなる。Ｚ３の駆動電圧はゼロ電位に維持される。モード３における電流経路は第１の実施形態と同様で図７に示すものとなる。モード３の終わりに駆動電圧波形１５０により示されるようにＺ１の駆動電圧が負電圧に切替えられ、Ｚ１がオフする。また駆動電圧波形１８２により示されるようにＺ４の駆動電圧が負電圧からゼロ電圧に切替えられる。
【００８７】
《モード４》
モード４の最初は、Ｚ１はオフ、Ｚ２はオンである。Ｚ３及びＺ４の駆動電圧はゼロ電圧である。このときの電流経路は第１の実施形態と同様で図８に示すものとなる。図８を参照して、一次側巻線に流れる電流を維持するため、Ｃ３から放電され、Ｃ１が充電されることによりＺ１のドレイン→Ｌ１→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｚ２→入力端子７２の経路で電流が流れる。Ｃ３を放電後、Ｚ３が逆導通しＺ３に電流が流れる。図１８において駆動電圧波形１７２により示すように、Ｚ３の駆動電圧は既にゼロ電圧となっている。これにより動作モードはモード４´となる。
【００８８】
《モード４´》
モード４´では逆導通によりＺ３に電流が流れる。しかしＺ３の駆動電圧がゼロ電圧であり、ソース−ドレイン間電圧の絶対値が小さくなるため、Ｚ３の逆導通による損失を低減できる。このモード４´における電流経路は第１の実施形態と同様、図９に示すものとなる。モード４´の終わりに、図１８において駆動電圧波形１２２により示すようにＺ３の駆動電圧を正電圧に切替える。
【００８９】
《モード５》
続くモード５の最初には、Ｚ１がオフ、Ｚ２及びＺ３がオンとなる。Ｚ４の駆動電圧はゼロ電圧である。このときの電流経路は第１の実施形態と同様、図１０に示すものとなる。駆動電圧波形１５０及び１５２により示されるように、Ｚ１の駆動電圧はモード５に入って短時間のうちにゼロ電圧に切替えられる。モード５では、図１０に示す電流は速やかに小さくなり、図１１に示すように同じ経路で電流の向きが逆転する。これをモード５´とする。モード５（モード５´）の終わりには、図１８の駆動電圧波形１１４により示すようにＺ２の駆動電圧が負電圧となり、Ｚ２がオフする。この結果、動作モードはノード６となる。
【００９０】
《モード６》
モード６では、図１８の駆動電圧波形１１４及び１２２からわかるように、Ｚ２がオフ、Ｚ３がオンしている。駆動電圧波形１５２及び１８２により示すように、Ｚ１及びＺ４の駆動電圧はゼロ電圧となっている。図１２に示すように変圧器ＴＲの一次側巻線を流れる電流を維持するため、第１の実施形態と同様、電流は入力端子７２→Ｃ２→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３→入力端子７４の経路を通り、Ｃ２を充電し、Ｃ４を放電させる。Ｃ４の放電が完了した時点でＺ４が逆導通する。このとき、図３の駆動電圧波形１８２により示されるように、Ｚ４のゲート電圧は既にゼロ電圧になっている。これにより動作モードは動作モード６´となる。
【００９１】
《モード６´》
モード６´では、Ｚ２がオフし、Ｚ３がオンし、Ｚ４が逆導通している。図１３に示すように電流はＺ４→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３の経路を流れる。このモード６´ではＺ４のゲート電圧はゼロ電圧となっている。そのため、Ｚ４の逆導通による損失を低減できる。モード６´（モード６）の最後に、図１８の駆動電圧波形１３４により示されるようにＺ４のゲート電圧が正電圧となり、Ｚ４がオンし、動作モードはモード７となる。
【００９２】
《モード７》
モード７では駆動電圧波形１１４、１２２及び１３４により示されるように、Ｚ２のゲート電圧は負電圧、Ｚ３及びＺ４のゲート電圧は正電圧である。また駆動電圧波形１５２により示されるようにＺ１の駆動電圧はゼロ電圧である。したがってＺ２はオフ、Ｚ３及びＺ４はオンである。
【００９３】
このときの電流経路は、第１の実施形態と同様、図１４に示すものとなる。図１４を参照して、モード７では、電流はＺ４→変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１→Ｚ３の経路を流れる。モード７の終わりにＺ３がオフしモード８となる。同時に、駆動電圧波形１６４により示されるようにＺ２の駆動電圧がゼロ電圧となる。
【００９４】
《モード８》
モード８の最初では、図１８の駆動電圧波形１２４及び１３４により示されるように、Ｚ３のゲート電圧は負電圧、Ｚ４のゲート電圧は正電圧である。したがってＺ３はオフし、Ｚ４のみがオンしている。Ｚ１及びＺ２の駆動電圧はゼロ電圧である。この場合も第１の実施形態と同様、図１５に示すように、電流は入力端子７４、Ｚ４、変圧器ＴＲの一次側巻線→Ｌ１という経路を流れ、Ｃ３を充電し、Ｃ１を放電する。Ｃ１が放電した後、Ｚ１が逆導通し、モード８´となる。
【００９５】
《モード８´》
モード８´では、図１８の駆動電圧波形１５２により示されるように、Ｚ１のゲート電圧は既にゼロ電圧となっている。これによりＺ１の逆導通による損失を低減できる。モード８´（モード８）の終わりには図１８の駆動電圧波形１０４により示されるようにＺ１のゲート電圧が正電圧となりＺ１が導通する。以後、モード１に戻って以上の動作が繰返される。
【００９６】
こうして、この実施形態では、Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の駆動電圧が負電圧となった後、比較的短い所定時間の経過後からそれらを導通させるタイミングまでの間、それらの駆動電圧を調整電圧であるゼロ電圧に維持する。この場合でも、Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３及びＺ４の逆導通時の損失を軽減できる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータを効率よく動作させることができる。
【００９７】
なお、第１及び第２の実施の形態のいずれにおいても、調整電圧としてはゼロ電圧が望ましい。しかしこの開示では、逆導通による電力損失を実質的に低減できるようなゼロ電圧近傍の電圧であれば、調整電圧は完全なゼロ電圧でなくともよい。例えば、調整電圧としては０±０．３Ｖ程度の範囲の任意の電圧を採用してもよい。
【００９８】
また、上記実施の形態では、ＧａＮデバイスのゲート電圧を負電圧に切替えて所定時間維持した後、正電圧に切替えるタイミングの直前までゲート電圧を調整電圧に維持し、調整電圧をさらに一定期間維持した後に正電圧に切替えている。しかしこの開示はそのような実施の形態には限定されない。例えばデバイスが逆導通するタイミングでゲート電圧を負電圧からその負電圧より高くゼロ電圧より低い調整電圧に切替える。所定時間経過した後、さらにゲート電圧をゼロ電圧に切替え、その後に正電圧に切替えるようにしてもよい。すなわち、ゲート電圧を負電圧からゼロ電圧に向けて複数段階の階段状に変化させ、その後に正電圧に切替えるようにしてもよい。この場合にも逆導通に伴う損失を軽減できる。
【００９９】
なお、この開示は上記実施の形態のように位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータにのみ適用可能なわけではない。絶縁型で同様にフルブリッジを採用したコンバータ、例えばＬＬＣ共振回路等についても適用可能である。
【０１００】
また、上記実施の形態では、ＧａＮデバイスをスイッチングに利用している。ＧａＮデバイスはオンとなるしきい値が低いため、上記したようにオフさせる期間ではゲート電圧を負電圧にする必要がある。そのため、ＧａＮデバイスが逆導通する際の損失が大きくなる傾向にある。しかしこの開示はＧａＮデバイスのみに対して適用可能なわけではない。ＧａＮデバイスと同様にしきい値電圧が低く、ソースとドレインとが対称なデバイスであって、逆導通する可能性があるものであれば、将来開発される可能性があるデバイスに対しても適用可能である。
【０１０１】
さらに、この開示は、このような特徴的な制御回路６４を備える電力変換装置として実現することができるだけでなく、かかる特徴的な処理をステップとする電力変換方法又は半導体スイッチ駆動方法として実現したり、かかるステップをコンピュータに実行させるためのプログラムとして実現したりすることができる。また、電力変換装置の一部又は全部を実現する半導体集積回路として実現したり、電力変換装置を含む電力変換システムとして実現したりすることができる。
【０１０２】
［車両］
上記実施の形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータからなる電力変換装置を搭載した車両の概略構成を図１９に示す。図１９を参照して、この車両２６０は、車輪等の、車両としての基本的構成を備えた車体２７０と、車体２７０に設けられた高圧電源（例えば４８〜３００Ｖ）となる高圧電池２８０と、高圧電池２８０から供給される電力により動作し、車体２７０の駆動力を提供したり、車両２６０の制動時に車両２６０が失う運動エネルギーを電力に変換して高圧電池２８０に供給したりするための発電機／駆動モータ２８２と、高圧電池２８０から供給される高圧の直流電圧により作動する高圧作動ユニット２８４と、低圧（例えば１２Ｖ）の電池２８８と、電池２８８から供給される低圧の電力により動作する補機２９０と、高圧電池２８０から供給される高圧の直流電力を例えば１２Ｖに降圧し、電池２８８および補機２９０等に供給するためのＤＣ／ＤＣコンバータ２８６とを含む。補機２９０は、電池２８８だけからではなく、ＤＣ／ＤＣコンバータ２８６からも電力供給を受ける。
【０１０３】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２８６として、上記実施の形態の説明において記載した位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０を用いる。そのため、この車両では電力変換の際の電力の損失が小さく、高圧電池２８０に蓄積される電力を有効に利用して補機を動作させられる。位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ５０に代えて、上記第２の実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータを用いてもよい。
【０１０４】
今回開示された実施の形態は全ての点で例示であって制限的なものではないと考えるべきである。この開示の範囲は、開示の詳細な説明の記載により示されるわけではなく、請求の範囲の各請求項によって示され、請求の範囲の文言と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１０５】
Ｃ０、Ｃ５  コンデンサ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４  寄生容量
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４  ダイオード
Ｌ１、Ｌ２  漏れインダクタンス
ＴＲ  変圧器
Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４  ＧａＮ−ＨＥＭＴ
５０  位相シフトフルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータ
６０  一次側部分
６２  二次側部分
６４  制御回路
６６、７０  電圧センサ
６８  電流センサ
７２、７４  入力端子
７６、７８  出力端子
８０、８２、８４、８６  ３電圧出力回路
１００、１０２、１０４、１１０、１１２、１１４、１２０、１２２、１２４、１３０、１３２、１３４、１５０、１５２、１６０、１６２、１６４、１７０、１７２、１８０、１８２  駆動電圧波形
２００、２０２、２０４、２０６、２０８、２１０、２１２  ステップ
２６０  車両
２７０  車体
２８０  高圧電池
２８２  発電機／駆動モータ
２８４  高圧作動ユニット
２８６  ＤＣ／ＤＣコンバータ
２８８  電池
２９０  補機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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