(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号からＬ出力信号レベルを有する第１の量子化信号を生成する前量子化器と、
第２の量子化信号を生成するために、デジタルパルス幅変調（ＰＷＭ）搬送波周波数ｆｐを有するＭ個の変調搬送波を用いるとともにオーバーサンプリング比（ＯＳＲ）Ｎに従って前記第１の量子化信号を変調するＰＷＭ回路であって、前記変調搬送波の数Ｍは、Ｌ／Ｎの２倍に実質的に等しい、ＰＷＭ回路と、
を備え、
前記デジタルパルス幅変調（ＰＷＭ）回路は、
【数１】
0006854915.tif 000065
によって表される出力信号
【数２】
0006854915.tif 000066
を生成し、ｎは、整数であり、
【数３】
0006854915.tif 000067
は、前記第１の量子化信号を示す、歪み軽減量子化器回路。
【請求項２】
前記１つ以上の搬送波の各々は、搬送波周波数ｆｐを有し、前記ＰＷＭ回路は、サンプリング周波数ｆｓによって前記第１の量子化信号をサンプリングし、前記オーバーサンプリング比Ｎは、ｆｓ／ｆｐによって表される、請求項１に記載の量子化器回路。
【請求項３】
前記前量子化器は、離散デルタ−シグマ（Δ−Σ）変調器である、請求項１に記載の量子化器回路。
【請求項４】
前記前量子化器は、パルス位置変調器である、請求項１に記載の量子化器回路。
【請求項５】
前記Ｎは、単位元よりも大きい、請求項１に記載の量子化器回路。
【請求項６】
前記Ｎは、ｆｓ／ｆｐの整数部分に対応する、請求項１に記載の量子化器回路。
【請求項７】
前記１つ以上の搬送波は、片側鋸歯信号、ダブルエッジ鋸歯信号、又は正弦波信号に基づく周期信号である、請求項１に記載の量子化器回路。
【請求項８】
入力信号からＬ出力信号レベルを有する第１の量子化信号を生成するステップと、
第２の量子化信号を生成するために、ＰＷＭ搬送波周波数ｆｐを有するＭ個の変調搬送波を用いるとともにオーバーサンプリング比（ＯＳＲ）Ｎに従って前記第１の量子化信号を変調するステップであって、前記変調搬送波の数Ｍは、Ｌ／Ｎの２倍に実質的に等しい、ステップと、
を含み、
前記第１の量子化信号を変調するデジタルパルス幅変調（ＰＷＭ）プロセスは、
【数４】
0006854915.tif 000068
によって表される出力信号
【数５】
0006854915.tif 000069
を生成し、ｎは、整数であり、
【数６】
0006854915.tif 000070
は、前記第１の量子化信号を示す、デジタル信号送信の歪み雑音を軽減する方法。
【請求項９】
前記第１の量子化信号を生成する前量子化器は、離散デルタ−シグマ（Δ−Σ）変調器である、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
入力信号の同相成分及び直交成分又は前記入力信号の振幅を有する入力データから前記入力信号を生成するパワーエンコーダと、
Ｌ出力信号レベルを有する第１の量子化信号を生成する前量子化器と、
第２の量子化信号を生成するために、パルス幅変調（ＰＷＭ）搬送波周波数ｆｐを有するＭ個の変調搬送波を用いるとともにオーバーサンプリング比（ＯＳＲ）Ｎに従って前記第１の量子化信号を変調するデジタルＰＷＭ回路であって、前記変調搬送波の数Ｍは、Ｌ／Ｎの２倍に実質的に等しい、デジタルＰＷＭ回路と、
前記第２の量子化信号をＲＦ周波数にアップコンバートするデジタル変調器と、
前記アップコンバートされた第２の量子化信号を増幅するスイッチモードパワー増幅器と、
前記増幅済みのアップコンバートされた第２の量子化信号を処理するバンドパスフィルタと、
前記処理された増幅済みのアップコンバートされた第２の量子化信号を送信するアンテナと、
を備え、
前記デジタルパルス幅変調（ＰＷＭ）回路は、
【数７】
0006854915.tif 000071
によって表される出力信号
【数８】
0006854915.tif 000072
を生成し、ｎは、整数であり、
【数９】
0006854915.tif 000073
は、前記第１の量子化信号を示す、デジタル送信機。
【請求項１１】
前記１つ以上の搬送波は、片側鋸歯信号、ダブルエッジ鋸歯信号、又は正弦波信号に基づく周期信号である、請求項１０に記載のデジタル送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタルワイヤレス送信に用いることができるデジタルパルス幅変調回路において信号歪みを低減する雑音軽減量子化器に関する。
【背景技術】
【０００２】
現代の通信システムでは、高データ送信レートに対する需要の結果、高スペクトル効率のための高度信号標準規格の使用に至っている。スイッチモード動作（switched-mode operation）において無線周波数（ＲＦ）パワー増幅器（ＰＡ）を利用する全デジタル送信機アーキテクチャ（ＡＤＴ）は、送信信号の良好な線形性を維持しつつも、高電力効率を達成するという有望な潜在能力を示している。高分解能ＲＦ入力信号を用いてスイッチモードパワー増幅器（ＳＭＰＡ：switched-mode power amplifiers）を駆動することは非常に困難であり、実用時には、スイッチモード動作のために調整するためにＳＭＰＡ入力の振幅分解能の低減が必要とされる。分解能の低減は、一般的には、電力符号化と呼ばれる手順を通して実行され、この場合、高分解能入力信号は、マルチレベル区分定ＳＭＰＡ駆動信号に変換される。
【０００３】
パルス幅変調（ＰＷＭ）は、ＰＡ駆動信号の分解能を低減するのに用いられる技術である。ＰＷＭは、ベースバンド入力信号をデジタルパルス列にマッピングし、この場合、入力信号の振幅情報は、パルスの時変幅に符号化される。この事例において、ＰＷＭの出力信号は、雑音成分として無限数の被変調高調波を含む。さらに、ＰＷＭがデジタルで実施される場合、入力信号及び出力信号の時間サンプリング性質によって引き起こされるスペクトルエイリアシング効果に起因して追加の帯域内雑音が生成される。一般に、これらの雑音成分は、入力信号のサンプリング比等の、回路内に用いられるパラメータを調整することによって低減される。しかしながら、そのような雑音低減スキームは、回路設計によって異なるので、デジタル信号送信において被変調高調波の雑音成分を低減する一貫した方法は存在しない。
【０００４】
それゆえ、デジタルワイヤレス送信の先進雑音シェーピング量子化方法及びアーキテクチャを、高効率を維持しつつ提供する必要がある。
【発明の概要】
【０００５】
いくつかの実施形態は、スペクトルエイリアシング効果が入力ベースバンド信号の追加の（隠れ）量子化として時間領域において顕在化し、ここで、ＰＷＭは、真の入力信号を感知せず、入力信号の量子化されたバージョンを感知するという認識に基づいている。この隠れ量子化は、全デジタルＰＷＭスキームの固有特性であり、デジタル化されたパルスＰＷＭ出力信号のサンプリングによって引き起こされるスイッチング時点の変位に起因している。換言すれば、主要なスペクトル歪みは、デジタルＰＷＭ入力信号の隠れ量子化に完全に起因しており、デジタルＰＷＭへの入力信号が適切に量子化された場合、追加のエイリアシング歪みは導入されず、デジタルＰＷＭの出力は、実質的にエイリアシングを伴わないもの（aliasing-free）となり得る。
【０００６】
デジタルパルス幅変調（ＰＷＭ）システムのスペクトル歪み雑音を実質的に最小化するために、デジタルＰＷＭシステムは、任意の分解能の入力信号からＬ個の出力信号レベルを有する第１の量子化信号を生成する前量子化器と、第２の量子化信号を生成するために、ＰＷＭ搬送波周波数ｆｐを有するＭ個の変調搬送波を用いるとともにオーバーサンプリング比（ＯＳＲ）Ｎに従って第１の量子化信号を変調するデジタルパルス幅変調（ＰＷＭ）回路であって、変調搬送波の数Ｍは、Ｌ／Ｎの２倍に実質的に等しい、ＰＷＭ回路とを備える。
【０００７】
別の実施形態は、デジタル信号送信に用いることができる、デジタルパルス幅変調回路における歪み雑音を軽減する方法を開示する。方法は、入力信号からＬ個の出力信号レベルを有する第１の量子化信号を生成するステップと、第２の量子化信号を生成するために、デジタルパルス幅変調（ＰＷＭ）回路を用いて、ＰＷＭ搬送波周波数ｆｐを有するＭ個の変調搬送波を用いるとともにオーバーサンプリング比（ＯＳＲ）Ｎに従って第１の量子化信号を変調するステップであって、変調搬送波の数Ｍは、Ｌ／Ｎの２倍に実質的に等しい、ステップとを含む。
【０００８】
さらにまた、別の実施形態は、信号送信に用いることができる、デジタルパルス幅変調回路において歪み雑音を軽減するデジタル送信機を開示する。デジタル送信機は、入力データ（入力信号の同相成分、直交成分又は入力信号の振幅）から入力信号を生成するパワーエンコーダを備え、このパワーエンコーダは、入力信号からＬ出力信号レベルを有する第１の量子化信号を生成する前量子化器と、第２の量子化信号を生成するために、パルス幅変調（ＰＷＭ）搬送波周波数ｆｐを有するＭ個の変調搬送波を用いるとともにオーバーサンプリング比（ＯＳＲ）Ｎに従って第１の量子化信号を変調するデジタルＰＷＭ回路であって、変調搬送波の数Ｍは、Ｌ／Ｎの２倍に実質的に等しい、デジタルＰＷＭ回路とを備える。
【０００９】
ここに開示されている実施形態は、添付図面を参照して更に説明される。示されている図面は、必ずしも一律の縮尺というわけではなく、その代わり、一般的に、ここに開示されている実施形態の原理を示すことに強調が置かれている。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１Ａ】本発明の実施形態による、直交被変調ＡＤＴアーキテクチャに基づく全デジタル送信機の一例を示す図である。
【図１Ｂ】本発明の実施形態による、バーストモードＡＤＴアーキテクチャに基づく全デジタル送信機の一例を示す図である。
【図２Ａ】アナログＰＷＭシステムの一例を示すブロック図である。
【図２Ｂ】入力信号及び出力信号の時間領域波形の一例を示す図である。
【図３】本発明の実施形態による、デジタルＰＷＭシステムの一例を示すブロック図である。
【図４Ａ】本発明の実施形態による、デジタルＰＷＭ入力ベースバンド信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図４Ｂ】本発明の実施形態による、デジタルＰＷＭ出力信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図５】本発明の実施形態による、前量子化器組み込みデジタルＰＷＭシステムを示すブロック図である。
【図６Ａ】本発明の実施形態による、前量子化器ベースバンド入力信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図６Ｂ】本発明の実施形態による、前量子化器組み込みデジタルＰＷＭシステムの出力信号
【数１】
0006854915.tif 000002
の例示のスペクトルを示す図である。
【図７】本発明の実施形態による、前量子化器出力信号レベルＬの異なる選択の場合の前量子化器組み込みデジタルＰＷＭシステムの出力信号
【数２】
0006854915.tif 000003
のスペクトルにおける帯域内雑音の種々のレベルを示す図である。
【図８】本発明の実施形態による、デジタル送信の雑音を低減する雑音軽減方法を示す図である。
【図９】本発明の実施形態による、全デジタル送信機の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
上記で明らかにされた図面は、ここに開示されている実施形態を記載しているが、この論述において言及されるように、他の実施形態も意図されている。この開示は、限定ではなく代表例として例示の実施形態を提示している。ここに開示されている実施形態の原理の範囲及び趣旨に含まれる非常に多くの他の変更及び実施形態を当業者は考案することができる。
【００１２】
本発明の様々な実施形態が、図面を参照して以下で説明される。図面は縮尺どおり描かれておらず、類似の構造又は機能の要素は、図面全体にわたって同様の参照符号によって表されることに留意されたい。図面は、本発明の特定の実施形態の説明を容易にすることのみを意図することにも留意されたい。図面は、本発明の網羅的な説明として意図されるものでもなければ、本発明の範囲を限定するものとして意図されるものでもない。
【００１３】
以下の説明は、例示的な実施形態のみを提供し、本開示の範囲も、適用範囲も、構成も限定することを意図していない。そうではなく、例示的な実施形態の以下の説明は１つ以上の例示的な実施形態を実施することを可能にする説明を当業者に提供する。添付の特許請求の範囲に明記されているような開示された主題の趣旨及び範囲から逸脱することなく要素の機能及び配置に行うことができる様々な変更が意図されている。
【００１４】
以下の説明では、実施形態の十分な理解を提供するために、具体的な詳細が与えられる。しかしながら、当業者は、これらの具体的な詳細がなくても実施形態を実施することができることを理解することができる。例えば、開示された主題におけるシステム、プロセス、及び他の要素は、実施形態を不必要な詳細で不明瞭にしないように、ブロック図形式の構成要素として示される場合がある。それ以外の場合において、よく知られたプロセス、構造、及び技法は、実施形態を不明瞭にしないように不必要な詳細なしで示される場合がある。
【００１５】
また、個々の実施形態は、フローチャート、フロー図、データフロー図、構造図、又はブロック図として描かれるプロセスとして説明される場合がある。フローチャートは、動作を逐次的なプロセスとして説明することができるが、これらの動作の多くは、並列又は同時に実行することができる。加えて、これらの動作の順序は、再配列することができる。プロセスは、その動作が完了したときに終了することができるが、論述されない又は図に含まれない追加のステップを有する場合がある。さらに、特に説明される任意のプロセスにおける全ての動作が全ての実施形態において行われ得るとは限らない。プロセスは、方法、関数、手順、サブルーチン、サブプログラム等に対応することができる。プロセスが関数に対応するとき、その関数の終了は、呼び出し側関数又はメイン関数へのその機能の復帰に対応することができる。
【００１６】
さらに、開示された主題の実施形態は、少なくとも一部は手動又は自動のいずれかで実施することができる。手動実施又は自動実施は、マシン、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、ミドルウェア、マイクロコード、ハードウェア記述言語、又はそれらの任意の組み合わせを用いて実行することもできるし、少なくとも援助することができる。ソフトウェア、ファームウェア、ミドルウェア又はマイクロコードで実施されるとき、必要なタスクを実行するプログラムコード又はプログラムコードセグメントは、マシン可読媒体に記憶することができる。プロセッサ（複数の場合もある）が、それらの必要なタスクを実行することができる。
【００１７】
回路はシステムと称される場合があり、ＰＷＭ搬送波信号はＰＷＭ参照信号と称される場合があり、ＰＷＭ搬送波周波数はＰＷＭ参照周波数と称される場合があり、ＰＷＭ閾値は定ＰＷＭ参照信号と称され得ることに留意されたい。
【００１８】
概説
本発明の実施形態は、デジタルワイヤレス送信に用いることができるデジタルパルス幅変調回路において信号歪みを低減する雑音軽減量子化器を提供することに関する。
【００１９】
本開示は、スペクトルエイリアシング効果が入力ベースバンド信号の追加の（隠れ）量子化として時間領域において顕在化し、ここで、ＰＷＭは、真の入力信号を感知せず、入力信号の量子化されたバージョンを感知するという認識に基づいている。この隠れ量子化は、全デジタルＰＷＭスキームの固有特性であり、デジタル化されたパルスＰＷＭ出力信号のサンプリングによって引き起こされるスイッチング時点の変位に起因している。換言すれば、主要なスペクトル歪みは、デジタルＰＷＭ入力信号の隠れ量子化に完全に起因しており、デジタルＰＷＭへの入力信号が適切に量子化された場合、追加のエイリアシング歪みは導入されず、デジタルＰＷＭの出力は、実質的にエイリアシングを伴わないものとなり得る。
【００２０】
本発明の態様によれば、デジタルパルス幅変調（ＰＷＭ）スキームを用いて、任意の分解能の離散時間ベースバンド信号を、有限分解能の離散時間信号に変換する方法及び量子化器回路が提供される。任意の分解能の離散時間ベースバンド信号を、高符号化効率及び高帯域内信号対雑音比を有するＲＦ信号に変換する送信機回路も提供される。
【００２１】
本発明の一実施形態によれば、雑音軽減量子化器回路は、任意の分解能の入力信号からＬ出力信号レベルを有する第１の量子化信号を生成する前量子化器と、Ｍ個の変調パルス幅変調（ＰＷＭ）搬送波を用いるとともにＮのオーバーサンプリング比（ＯＳＲ）に従って第１の量子化信号を変調して、（Ｍ＋１）出力レベルを有する第２の量子化信号を生成するデジタルＰＷＭ回路であって、変調搬送波の数Ｍは、Ｌ／Ｎの２倍（２Ｌ／Ｎ）に実質的に等しい、デジタルＰＷＭ回路とを備えることができる。
【００２２】
さらに、信号レベルの数Ｌ及びＰＷＭ搬送波の数Ｍ及びＯＳＲ  Ｎは、それぞれ、異なる整数によって示され、Ｌは、
【数３】
0006854915.tif 000004
によって求められ、ここで、
【数４】
0006854915.tif 000005
は、ＭＮ／２以下の最大整数を示している。
【００２３】
この事例において、１つ以上のＰＷＭ搬送波信号の各々は、搬送波周波数ｆｐを有することができ、ＰＷＭ回路は、サンプリング周波数ｆｓにおいて動作し、オーバーサンプリング比Ｎは、ｆｓ／ｆｐによって表される。例えば、ＯＳＲ  Ｎは、単位元よりも大きいものとすることができる。さらに、ｆｓ／ｆｐの比が分数を含む場合、Ｎは、ｆｓ／ｆｐの整数部分とすることができる。
【００２４】
いくつかの事例において、１つ以上のＰＷＭ参照信号の各々が対称参照信号である場合、前量子化器は、一様量子化信号を生成する。さらに、１つ以上の搬送波のうちの少なくとも１つが非対称参照信号又は定参照信号である場合、前量子化器は、非一様量子化信号を生成する。例えば、前量子化器は、離散デルタシグマ（Δ−Σ）変調器とすることができるか、又は、前量子化器は、パルス位置変調器とすることができる。
【００２５】
さらに、１つ以上のＰＷＭ参照信号は、片側（立ち下がりエッジ又は後エッジ）鋸歯信号、ダブルエッジ鋸歯信号、又は正弦波信号に基づく周期信号とすることができる。デジタルパルス幅変調（ＰＷＭ）回路は、
【数５】
0006854915.tif 000006
によって表される出力信号
【数６】
0006854915.tif 000007
を生成するように構成され、ここで、ｎは、整数であり、
【数７】
0006854915.tif 000008
は、第１の量子化入力信号を示している。
【００２６】
本発明のいくつかの実施形態によれば、以下で、搬送波ベース（ＣＢ）ダブルエッジ（ＤＥ）振幅スライシングマルチレベル（ＭＬ）パルス幅変調システムに関する一例が提供される。さらに、本発明の実施形態によるモデル、手順及び数学的処理は、ＰＷＭシーケンスにおける非線形歪みを打ち消す方法と称することができる。［この方法は、本開示において他のＰＷＭスキームとともに機能する。］
【００２７】
図１Ａは、本発明の実施形態による、直交被変調全デジタル送信機（ＡＤＴ）１０の一例を示す図である。送信機１０は、パワーエンコーダ１１と、デジタル変調器１２と、スイッチモードパワー増幅器（ＳＭＰＡ）１３と、バンドパスフィルタ１４と、アンテナ１５とを備える。この事例において、パワーエンコーダ１１は、本発明の実施形態によれば、入力ベースバンド信号の同相（Ｉ）部分と直交（Ｑ）部分とを受信して、符号化された同相信号と符号化された直交信号とをデジタル変調器１２に出力する。符号化されたＩ信号と符号化されたＱ信号とを受信した後、デジタル変調器１２は、事前設計された変調フォーマットに従ってマルチレベルデジタルＲＦ信号を生成して、ＳＭＰＡ１３に送信する。ＳＭＰＡ１３は、マルチレベルデジタルＲＦ信号を増幅して、バンドパスフィルタ１４に出力する。バンドパスフィルタ１４を通過することによって、所定の帯域範囲に従ってフィルタリングされた増幅ＲＦ信号がアンテナ１５を介して送信される。
【００２８】
図１Ｂは、本発明の実施形態による、バーストモードＡＤＴ送信機２０の一例を示す図である。バーストモードＡＤＴ送信機２０は、パワーエンコーダ２１と、デジタル変調器２２と、スイッチモードパワー増幅器（ＳＭＰＡ）２３と、バンドパスフィルタ２４と、アンテナ２５とを備える。この事例において、パワーエンコーダ２１は、本発明の実施形態によれば、入力ベースバンド信号の振幅（ａ）部分を受信して、符号化された振幅信号を出力する。符号化された振幅信号と位相信号とがデジタル変調器２２にフィードされる。位相θ信号と符号化されたａ信号とを受信した後、デジタル変調器２２は、事前設計された変調フォーマットに従ってマルチレベルＲＦデジタル信号を生成して、ＳＭＰＡ２３に送信する。ＳＭＰＡ２３は、マルチレベルＲＦデジタル信号を増幅して、バンドパスフィルタ２４に出力する。バンドパスフィルタ２４を通過することによって、所定の帯域範囲に従ってフィルタリングされた、増幅ＲＦ信号がアンテナ２５を介して送信される。
【００２９】
図１Ａ及び図１Ｂにおいてパワーエンコーダに関してより詳細に説明する前に、アナログパルス幅変調器（ＰＷＭ）において生成される雑音に関する主要ソースを検査するために、アナログＰＷＭの出力信号について検討する。３レベル出力を生成する一例が示され、その後、（Ｍ＋１）出力レベルについての分析式が与えられる。ここで、Ｍは、任意の正の整数である。アナログＰＷＭにおいて処理される信号の挙動を分析することによって、アナログＰＷＭの分析式をデジタルＰＷＭ回路に適用することによって、デジタルＰＷＭの先進雑音軽減スキームが導出される。
【００３０】
図２Ａは、アナログＰＷＭシステムの一例を示すブロック図である。アナログＰＷＭ２００は、入力信号ａ（ｔ）を受信して、出力ｘ（ｔ）を生成することが示される。図２Ｂは、本発明の実施形態による、入力信号及び出力信号の時間領域波形の一例を示す図である。
【００３１】
３レベルアナログＰＷＭの基本動作が図に示されている。上側の時間軸に入力信号ａ（ｔ）並びに搬送波信号ｃ１（ｔ）及びｃ２（ｔ）が示されており、下側の時間軸に出力ｘ（ｔ）が示されている。ＰＷＭ搬送波信号ｃ１（ｔ）及びｃ２（ｔ）は、ＰＷＭ搬送波ｃ１（ｔ）及びｃ２（ｔ）と称することができる。
【００３２】
０．５のピークツーピーク振幅を有する対称ダブルエッジ鋸歯信号が、ベースライン搬送波信号ｃ１（ｔ）及びｃ２（ｔ）として用いられる。この信号の基本周期及び基本周波数は、それぞれＴｐ及びｆｐと表記される。「搬送波周波数」という用語は、「パルス周波数」又は「参照周波数」という語と互換的に用いられる場合がある。連続搬送波ｃ１（ｔ）及びｃ２（ｔ）は、搬送波の１周期の半分だけ位相がシフトしているとともに、０．５だけ振幅がシフトしている。入力信号ａ（ｔ）は、搬送波ｃ１（ｔ）及びｃ２（ｔ）よりもはるかに低速に変化するものと仮定されるとともに、振幅が間隔（０，１）内に制約される。ＰＷＭ出力信号ｘ（ｔ）は、以下のように入力信号の振幅と搬送波信号の振幅とを比較することによって生成される。各時点ｔにおいて、ＰＷＭ出力は、入力信号ａ（ｔ）が搬送波ｃ１（ｔ）及びｃ２（ｔ）の双方よりも大きい場合、１に等しく、ｃ１（ｔ）のみよりも大きい場合、０．５に等しく、又は、これら双方以下である場合、０に等しい。これは、以下のように記述することができる。
【数８】
0006854915.tif 000009
【００３３】
また、出力信号ｘ（ｔ）は、図における下部の座標である。この動作は、４以上の出力レベル（すなわち、３つ以上の搬送波）を有するパルス幅変調器、及び０．５以外の値に制約された振幅に拡張することが可能である。ここで、３出力レベルの代わりに（Ｍ＋１）出力レベル（これは、Ｍ個の搬送波信号が存在することを示唆する）を有するアナログＰＷＭを検討する。出力ｘ（ｔ）は、以下のように表すことができることを示すことができる。
【数９】
0006854915.tif 000010
【００３４】
式（１）は、
【数１０】
0006854915.tif 000011
のように記述することができ、ここで、
【数１１】
0006854915.tif 000012
である。
【００３５】
式（１）から、アナログＰＷＭシステムの出力は、入力信号ａ（ｔ）に等しいベースバンド成分ｘ０（ｔ）と、ＰＷＭ搬送波周波数ｆｐの整数倍にある振幅被変調高調波ｘｋ（ｔ）との総和として記述することができることが導き出される。したがって、出力信号ｘ（ｔ）は、無限帯域幅からなり、そのような信号をサンプリングすることは、（サンプリング周波数の大きさにかかわらず）ベースバンドにおいて無限量のスペクトルエイリアシングをもたらすことが明らかである。なぜならば、元のスペクトルの全てのコピーは、ここでは、エイリアシングの全体レベルに寄与するためである。
【００３６】
上記の検討と同様に、雑音軽減スキームを導出するために、デジタルＰＷＭ回路の入力信号及び出力信号を分析する。この事例において、デジタルＰＷＭは、アナログＰＷＭの時間サンプリングバージョンと表される。
【００３７】
図３は、本発明の実施形態による、デジタルＰＷＭシステム３００の一例を示すブロック図である。アナログＰＷＭシステム２００とは違い、入力信号
【数１２】
0006854915.tif 000013
は、アナログＰＷＭシステム２００のべースバンド連続時間入力信号ａ（ｔ）と異なる。入力信号
【数１３】
0006854915.tif 000014
は、サンプリング周波数ｆｓにおいて入力信号ａ（ｔ）を一様にサンプリングすること（このステップは図示せず）によって生成された離散時間信号である。この事例において、デジタルＰＷＭシステム３００の出力信号
【数１４】
0006854915.tif 000015
も、サンプリング周波数ｆｓにおいてアナログＰＷＭシステム２００の出力信号ｘ（ｔ）を一様にサンプリングすることによって得られた離散時間信号である。出力信号
【数１５】
0006854915.tif 000016
は、以下で式（５）として検討される。いくつかの事例において、「サンプリング周波数」という用語は、「サンプリングレート」と称することができる。
【００３８】
以下の記載では、デジタルＰＷＭシステム３００のサンプリング周波数ｆｓは、ＰＷＭ搬送波周波数ｆｐの整数Ｎ倍によって表されることを前提とする。したがって、サンプリング周波数は、ｆｓ＝Ｎ・ｆｐによって表され、ここで、Ｎは、１より大きい整数である。いくつかの事例において、回路設計の要件に従って、サンプリング比ｆｓ／ｆｐは、非整数値とすることができる。そのような事例において、Ｎの値は、ｆｓ／ｆｐの比の整数部分を取り、ここで、Ｎは、デジタルＰＷＭのオーバーサンプリング比（ＯＳＲ）と呼ばれる。ここで、デジタルＰＷＭシステム３００の入力信号及び出力信号は、
【数１６】
0006854915.tif 000017
のように与えられ、なお、Ｔｓ＝１／ｆｓ＝１／（Ｎ・ｆｐ）は、サンプリング周期である。
【００３９】
式（１）及び式（４）から、デジタルＰＷＭ出力信号
【数１７】
0006854915.tif 000018
は、
【数１８】
0006854915.tif 000019
のように表すことができることが導出される。
【００４０】
式（５）における総和は、無限和であるが、異なり得る高調波の数は有限であり、Ｎに等しい。その上、
【数１９】
0006854915.tif 000020
は、実数値信号であるので、そのフーリエ変換は共役対称であり、独立高調波の数は、
【数２０】
0006854915.tif 000021
に等しい（ここで、
【数２１】
0006854915.tif 000022
は、α以下である最大整数を示す）。
【００４１】
信号
【数２２】
0006854915.tif 000023
を、以下のように定義する。全ての
【数２３】
0006854915.tif 000024
について、
【数２４】
0006854915.tif 000025
の場合、
【数２５】
0006854915.tif 000026
【００４２】
信号
【数２６】
0006854915.tif 000027
は、入力信号ａ［ｎ］の一様に量子化されたバージョンであることを見て取ることができ、ここで、この一様量子化は、
【数２７】
0006854915.tif 000028
レベルを用いて間隔（０，１）にわたって行われる。
【００４３】
（５）における無限和を再構成し、いくつかの分析的操作を行った後、出力信号
【数２８】
0006854915.tif 000029
は、
【数２９】
0006854915.tif 000030
と表すことができ、ここで、
【数３０】
0006854915.tif 000031
であり、
【数３１】
0006854915.tif 000032
は、
ｉ）Ｎ−奇数
【数３２】
0006854915.tif 000033
ｉｉ）Ｎ−偶数
【数３３】
0006854915.tif 000034
のように、Ｎが偶数であるのか又は奇数であるのかに依存する。
【００４４】
ここで、（３）において与えられるアナログＰＷＭ出力の記述と同様に、
【数３４】
0006854915.tif 000035
は、
【数３５】
0006854915.tif 000036
のベースバンド成分を示し、
【数３６】
0006854915.tif 000037
は、高次高調波である。したがって、連続時間式（１）の離散時間等価式は、以下のように記述することができる。
【数３７】
0006854915.tif 000038
【００４５】
式（１０）から、ＰＷＭ出力信号
【数３８】
0006854915.tif 000039
は、真の信号
【数３９】
0006854915.tif 000040
を感知するのではなく、その一様に量子化されたバージョン
【数４０】
0006854915.tif 000041
を感知することを見て取ることができる。本発明者らは、この現象を隠れ量子化（hidden quantization）と呼ぶことにする。この隠れ量子化は、全デジタルＰＷＭスキームの固有特性であることを強調することが重要である。ＰＷＭ出力信号は、定義によって、パルス信号（そのフーリエ級数係数は、ｓｉｎｃ関数である）であり、したがって、ＰＷＭ搬送波信号のうちの１つ以上の選択にかかわらず、（１０）に類似の式が成り立ち得る。量子化プロセスのパラメータは、この事例において、例えば、後エッジＰＷＭ  Ｌ＝ＭＮが実質的に成り立ち得るので、及び、正弦搬送波量子化プロセスが非一様であり得るので、変化する場合がある。このことを見て取る別の方法は、隠れ量子化が、デジタル化パルスＰＷＭ出力信号のサンプリングによって引き起こされる時点のスイッチの変位に起因することに留意することによるものである。したがって、上述した関係（式）は、他の全てのデジタルＰＷＭスキーム（シングルエッジ対ダブルエッジ、自然サンプリング対一様サンプリング、搬送波ベース対閾値ベース、正弦搬送波対鋸歯搬送波等）に同様に適用することができる。
【００４６】
前述したように、信号ｘ（ｔ）は、無限帯域幅を有し、それゆえ、サンプリングプロセスによって信号ｘ（ｔ）から出力信号
【数４１】
0006854915.tif 000042
を得た後にはエイリアシングが生じる。
【００４７】
図４Ａは、デジタルＰＷＭ３００に送信される２０ＭＨｚ帯域幅入力ベースバンド信号
【数４２】
0006854915.tif 000043
のスペクトルの一例を示す図である。この図は、十分な信号対雑音比（ＳＮＲ）を有する適切な低雑音信号が、入力信号としてデジタルＰＷＭ３００に導入されることを示している。
【００４８】
図４Ｂは、デジタルＰＷＭ３００から送信される出力信号
【数４３】
0006854915.tif 000044
のスペクトルの一例を示す図である。この事例において、出力信号
【数４４】
0006854915.tif 000045
は、式（５）によって与えられる。
【００４９】
このシミュレーションにおいて用いられるパラメータ条件及び信号条件の例は、以下のとおりである。約５５ｄＢのダイナミックレンジを有する、帯域幅２０ＭＨｚのベースバンド信号ａ（ｔ）をサンプリングすることによって得られた入力信号
【数４５】
0006854915.tif 000046
は、ＲＦ周波数ｆｃ＝２ＧＨｚ、Ｍ＋１＝５出力レベル、及びＮ＝４に等しいＯＳＲを有する（それゆえ、サンプリングレートはｆｓ＝Ｎ・ｆｃ＝８ＧＨｚである）、デジタルパルス幅変調器にフィードされる。
【００５０】
図において見て取ることができるように、信号
【数４６】
0006854915.tif 000047
のベースバンド部分において異常な量のエイリアシングが生じており、これは、
【数４７】
0006854915.tif 000048
によって占められるべきである。低周波数間隔（−５０ＭＨｚ，５０ＭＨｚ）が拡大されているスペクトルプロットから見て取ることができるように、
【数４８】
0006854915.tif 000049
のベースバンド成分は、約２５ｄＢのダイナミックレンジにわたって劣化しており、これは、信号
【数４９】
0006854915.tif 000050
に対して適用された隠れ量子化プロセスに起因する。複数の通信標準規格が、許容可能な出力ダイナミックレンジに対する非常に厳格な要件を課しており、これらの要件は、５０ｄＢ〜６０ｄＢ程度である。単純なデジタルＰＷＭシステムを用いてＰＡ駆動信号の分解能を低減させることは、明らかに、これらの要件をほとんど達成することができず、特に、これは、ハードウェア仕様がパラメータＭ及びＮに対して比較的低い上限を与える場合の高電力応用において当てはまる。
【００５１】
直観的には、サンプリングレート及び／又はＰＷＭにおけるレベルの数を増加させると、エイリアシング効果が低下し（より高いサンプリングレート）又は信号の振幅分解能が良好化する（デジタルＰＷＭにおけるより多くの出力レベル）ことに起因して、線形性能は高められることが明らかである。手法のうちの１つは、デジタルＰＷＭ３００を全デジタル送信機におけるパワー符号化器として用いるために、サンプリング周波数がＰＷＭの搬送波周波数よりも大きい大きさに設定されることである。
【００５２】
シミュレーション結果は、比Ｎ＝ｆｓ／ｆｃが過度に小さい場合（ここで、パルス幅変調器の出力レベルの数は、ハードウェア制約に起因して比較的小さいことが仮定される）、エイリアシングによって高レベルの帯域内歪みが導入されることを示している。一般に、これは、間隔（０，１）における任意の値を取る信号がデジタルＰＷＭ３００にフィードされることになる場合に真である。
【００５３】
ここで、式（１０）からの結果を念頭に置いて、この問題に目を向ける。周波数領域におけるエイリアシング効果は、時間におけるサンプリングに起因しているとともに、時間領域における隠れ量子化として顕在化することが判明している。したがって、ベースバンド歪みの主要部分は、デジタルＰＷＭ入力信号
【数５０】
0006854915.tif 000051
の隠れ量子化に完全に起因している。これは、デジタルＰＷＭ３００への入力信号
【数５１】
0006854915.tif 000052
が既に量子化されていたのであれば、隠れ量子化によって導入される追加の歪みを一切有しないデジタルＰＷＭ
【数５２】
0006854915.tif 000053
の出力を達成することが可能であるはずであることを暗示する。換言すれば、デジタルＰＷＭ
【数５３】
0006854915.tif 000054
の出力は、真にエイリアシングを伴わないものとなるはずである。デジタルＰＷＭ３００への入力信号
【数５４】
0006854915.tif 000055
の振幅が、隠れ量子化からのレベル数と厳密に一致するレベル数を有する一様量子化器の出力値に対応する場合、エイリアシングが生じないことを強調することが重要である。しかし、高分解能の真の入力信号の前量子化は、デジタルＰＷＭを用いるか否かにかかわらず、それ自体歪みを導入し、それゆえ、エイリアシングを伴わないデジタルＰＷＭの利得が目減りする可能性がある。しかし今や、本発明者らは、この量子化プロセス、モジュロ一様性及び量子化レベルの数（これらはともに、デジタルＰＷＭシステムのパラメータによって指定される）にわたる制御を有する。したがって、量子化雑音は、例えばデルタ−シグマ変調器（ＤＳＭ）又はパルス位置変調器（ＰＰＭ）、又は他の任意の雑音シェーピング量子化器を用いて、帯域外領域にシェーピングすることができ、デジタルＰＷＭ出力
【数５５】
0006854915.tif 000056
の帯域内歪みが制御される。これは、デジタルＰＷＭが後置される特別に設計された雑音シェーピング量子化器を用いた電力符号化は、非常に高いレベルの線形性を達成することができることを示唆する。
【００５４】
本発明の実施形態によれば、ＤＳＭとデジタルＰＷＭとの直列接続を含む歪み軽減量子化器は、ＤＳＭと、連続時間信号を出力するアナログＰＷＭとの直列接続からなる回路とは異なり、デジタル信号出力を提供する。換言すれば、本発明によるデジタルＰＷＭは、離散時間信号間のマップとしての役割を果たす。
【００５５】
したがって、そのような応用における検討下での全ての歪みは、入力信号サンプルからパルス出力デューティサイクルへの固有の非線形変換に起因するか、又は、ハードウェア分解能制約からのものであるかのいずれかである。デジタルＰＷＭにおいて、歪みは、このセクションにおいて詳述されるように、主に、サンプリングと対応するスペクトルエイリアシングとによって生成される。これら２つのＰＷＭスキームは双方とも、ＰＷＭシステムの制限が追加の帯域内歪みに関して出力において顕在化しないように、真の入力信号の分解能を低下させるとともに量子化誤差を制御するという同一の動機でＤＳＭを利用するものの、これらのスキームは、根本的に異なる動作に依拠する。
【００５６】
図５は、本発明の実施形態による、前量子化器組み込みデジタルＰＷＭシステム５０を示すブロック図である。前量子化器組み込みデジタルＰＷＭシステム５０は、前量子化器５１とデジタルＰＷＭ回路５２とを備えることができる。いくつかの事例において、前量子化器５１及びデジタルＰＷＭ回路５２は、異なるデジタル信号回路として別個に構成することができ、この場合、前量子化器５１とデジタルＰＷＭ回路５２とは、直列接続において構成される。さらに、組み込みデジタルＰＷＭシステム５０は、雑音軽減条件に基づくアルゴリズムを導入することによって、当該技術分野において既知の信号処理回路によって形成することができる。例えば、本開示における図５及び図８と、その対応する論述とを参照されたい。組み込みデジタルＰＷＭシステム５０は、デジタルＰＷＭ信号におけるスペクトル歪みを打ち消すのに用いられる。例えば、デジタルＰＷＭデバイス５２がＭ＋１＝５出力レベル（すなわち、Ｍ＝４搬送波）を有するように構成される場合、（図３Ｂの事例と同じように）搬送波周波数ｆｐ＝２ＧＨｚ、及びＮ＝４のオーバーサンプリング比を用いることができる。出力信号
【数５６】
0006854915.tif 000057
におけるスペクトル歪みを低減するために、前量子化器としてデルタ−シグマ変調器が用いられ、デルタ−シグマ変調器の出力レベルの数は、
【数５７】
0006854915.tif 000058
に等しくなるべきである。
【００５７】
図６Ａは、デジタルＰＷＭ３００との比較のための、前量子化器５１に送信される入力信号のスペクトルの一例を示す図であり、この図において、入力信号は、図４Ｂの入力信号と同一である。
【００５８】
図６Ｂは、本発明の実施形態による、前量子化器組み込みデジタルＰＷＭシステムの出力信号
【数５８】
0006854915.tif 000059
のスペクトルの一例を示す図である。
【００５９】
図６Ｂは、上記で規定されたパラメータの前量子化器５１及びデジタルＰＷＭ５２の場合の、そのブロック図が図５に示されるシステムの出力信号
【数５９】
0006854915.tif 000060
のスペクトルを示している。前量子化器組み込みデジタルＰＷＭシステム５０を励起するのに用いられる入力信号
【数６０】
0006854915.tif 000061
は、図３Ｂの例と同じ入力である。見て取ることができるように、信号
【数６１】
0006854915.tif 000062
のベースバンド部分は、ＤＳＭ出力信号
【数６２】
0006854915.tif 000063
のダイナミックレンジと等しい非常に高いダイナミックレンジ（５０ｄＢ周辺）を有し、このダイナミックレンジは、ＤＳＭの出力レベルの数の他のいずれの選択でも達成されることがない。
【００６０】
図７は、前量子化器５１の種々の出力信号レベルＬの場合の帯域内雑音レベルのスペクトルを示す図である。この事例において、出力信号レベルＬは、Ｌ＝３、８、１５及び１００によって変動する。帯域内歪みは、Ｌ＝８において最低であることが留意される。これは、前量子化器パラメータが最適化されるときに帯域内歪みが最小化されることを示している。換言すれば、ＤＳＭシステム及びＰＷＭシステムのパラメータの正しい選択によって、ダイナミックレンジを犠牲にすることなく低分解能のＰＷＭシーケンスを作成することが可能である。
【００６１】
図８は、本発明の実施形態による、デジタル送信の雑音を低減する雑音軽減方法を示す図である。雑音軽減方法８０は、図５に示す前量子化器組み込みデジタルＰＷＭシステム５０の前量子化器５１及びデジタルＰＷＭ回路５２の使用によって実行することができる。前量子化器５１は、前量子化器５１の入力インターフェース（図示せず）を介してステップＳ１において入力信号を受信し、ステップＳ２において入力信号からＬ出力信号レベルを有する第１の量子化信号を生成する。第１の量子化信号は、ステップＳ３においてデジタルＰＷＭ回路５２に送信され、デジタルＰＷＭ回路５２は、サンプリング周波数ｆｓにおいてオーバーサンプリング比Ｎに従ってＰＷＭ搬送波周波数ｆｐを有するＭ個の変調搬送波を用いて第２の量子化信号を生成する。いくつかの事例において、サンプリング周波数ｆｓは、サンプリングレートｆｓと称することができる。この事例において、デジタルＰＷＭ回路５２の出力信号レベルの数はＭ＋１である。前量子化器組み込みデジタルＰＷＭシステム５０は、変調搬送波の数Ｍ、オーバーサンプリング比Ｎ及び出力信号レベルＬの関係が
【数６３】
0006854915.tif 000064
によって表されるように構成されることが留意される。また、これらの量子化レベルは、入力信号ダイナミックレンジを一様に量子化することに対応することができることも留意される。第２の量子化信号は、ステップＳ４においてスイッチモードパワー増幅器（図５には示さず）に送信される。
【００６２】
さらに、雑音軽減方法８０は、雑音軽減プログラムとしてデジタル信号プロセッサ（図示せず）に接続されたメモリに記憶することができ、このデジタル信号プロセッサは、この雑音軽減プログラムを実施して、方法８０のステップに従って前量子化器組み込みデジタルＰＷＭシステム５０のデジタル信号雑音を軽減することができる。
【００６３】
図９は、本発明の実施形態による、全デジタル送信機９０の一例を示している。全デジタル送信機９０は、前量子化器９１と、デジタルプリディストータ９２と、パワーエンコーダ９３と、ＳＭＰＡ９４と、バンドパスフィルタ９５と、アンテナ９６とを備える。まず、前量子化器９１（例えば、デルタ−シグマ変調器）によって入力同相信号Ｉ及び直交信号Ｑが前量子化され、次に、デジタルプリディストータ９２は、前量子化器９１の出力を予歪して（pre-distorts）、信号線形性能を改善する。さらに、パワーエンコーダ９３は、上述したようにパワーエンコーディングを実行して、マルチレベルデジタル信号を生成する。これらのマルチレベルデジタル信号は、ＳＭＰＡ（スイッチモードパワー増幅器）９４を駆動するドライバーとして用いられる。バンドパスフィルタ９５は、ＳＭＰＡ９４によって増幅されたデジタル信号からアナログ信号を再構築するのに用いられる。再構築されたアナログ信号は、ワイヤレス通信のためにアンテナ９６からエアインターフェースに送信される。
【００６４】
本発明の上記で説明した実施形態は、多数の方法のうちの任意のもので実施することができる。例えば、実施形態は、ハードウェア、ソフトウェア又はそれらの組み合わせを用いて実施することができる。ソフトウェアで実施される場合、ソフトウェアコードは、単一のコンピュータに設けられるのか又は複数のコンピュータ間に分散されるのかにかかわらず、任意の適したプロセッサ又はプロセッサの集合体において実行することができる。そのようなプロセッサは、１つ以上のプロセッサを集積回路部品に有する集積回路として実装することができる。ただし、プロセッサは、任意の適したフォーマットの回路類を用いて実装することができる。
【００６５】
さらに、本発明の実施形態は、方法として具現化することができ、この方法の一例が提供されてきた。この方法の一部として実行される動作は、任意の適した方法で順序付けることができる。したがって、例示したものと異なる順序で動作が実行される実施形態を構築することができ、この順序は、いくつかの動作が例示の実施形態では順次的な動作として示されていても、それらの動作を同時に実行することを含むことができる。
【００６６】
請求項の要素を修飾する、特許請求の範囲における「第１」、「第２」等の序数の使用は、それ自体で、１つの請求項の要素の別の請求項の要素に対する優先順位も、優位性も、順序も暗示するものでもなければ、方法の動作が実行される時間的な順序も暗示するものでもなく、請求項の要素を区別するために、単に、或る特定の名称を有する１つの請求項の要素を、同じ（序数の用語の使用を除く）名称を有する別の要素と区別するラベルとして用いられているにすぎない。
【図１Ａ】
0006854915.tif 000074
【図１Ｂ】
0006854915.tif 000075
【図２Ａ】
0006854915.tif 000076
【図２Ｂ】
0006854915.tif 000077
【図３】
0006854915.tif 000078
【図４Ａ】
0006854915.tif 000079
【図４Ｂ】
0006854915.tif 000080
【図５】
0006854915.tif 000081
【図６Ａ】
0006854915.tif 000082
【図６Ｂ】
0006854915.tif 000083
【図７】
0006854915.tif 000084
【図８】
0006854915.tif 000085
【図９】
0006854915.tif 000086