(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信システムにおいて動作する端末（ＵＥ）により行われる方法であって、
基地局（ＢＳ）から、特定パターンに基づいて設定された復調参照信号（ＤＭＲＳ）を受信するステップと、
前記ＤＭＲＳを用いてデータをデコードするステップと、を含み、
前記ＤＭＲＳは、（ｉ）特定アンテナポート、及び（ｉｉ）他のアンテナポートに基づく少なくとも１つのその他のＤＭＲＳが、前記基地局からその他の端末に送信される１つ又は２つの時間軸シンボルに基づいて、前記基地局から前記端末に送信され、
前記ＤＭＲＳは、前記特定パターンに関連するコード分割多重化（ＣＤＭ）に基づいて、前記１つ又は２つの時間軸シンボルにマッピングされ、
前記ＣＤＭは、周波数軸上に第１ＣＤＭ又は時間軸上に第２ＣＤＭの少なくとも１つを含み、
位相推定のための参照信号（ＰＴＲＳ）が前記基地局から前記端末に送信されることに基づいて、前記第２ＣＤＭに適用される直交カバーコード（ＯＣＣ）の数は１に制限され、
前記第２ＣＤＭに関連するただ１つのＯＣＣが適用されることに基づいて、前記ＤＭＲＳ及び前記少なくとも１つのその他のＤＭＲＳは、周波数分割多重化（ＦＤＭ）に基づいて、２つの時間軸シンボルにマッピングされる、方法。
【請求項２】
前記ＤＭＲＳが位置するシンボルの数は、最大アンテナポート数に基づいて、１又は２に決定される、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ＤＭＲＳが１つの時間軸シンボル上に位置する場合、前記ＤＭＲＳは前記第１ＣＤＭを利用してマッピングされる、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記ＤＭＲＳが２つの時間軸シンボル上に位置する場合、前記ＤＭＲＳは前記第２ＣＤＭを利用してマッピングされる、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記基地局から、前記第２ＣＤＭが前記ＤＭＲＳのマッピングに適用されるか否かに対する情報を含むダウンリンク制御情報（ＤＣＩ）を受信するステップをさらに含み、
前記第２ＣＤＭが適用されることを前記ＤＣＩが示す場合、前記ＤＭＲＳは前記第１ＣＤＭ及び前記第２ＣＤＭを利用してマッピングされる、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記第１ＣＤＭが適用される場合、前記基地局から前記第１ＣＤＭの長さを示す信号を受信するステップをさらに含み、
前記第２ＣＤＭが適用されるか否かは前記第１ＣＤＭの前記の長さによって決定される、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記特定パターンは、前記ＤＭＲＳが前記基地局から前記端末に送信される周波数帯域の特性に基づいて決定される、請求項１に記載の方法。
【請求項８】
無線通信システムにおいて動作するよう構成された端末（ＵＥ）であって、
無線ユニットと、
前記無線ユニットと機能的に結合されるよう構成されたプロセッサと、を含み、
前記プロセッサは、
基地局（ＢＳ）から、特定パターンに基づいて設定された復調参照信号（ＤＭＲＳ）を受信し、
前記ＤＭＲＳを用いてデータをデコードするよう更に構成され、
前記ＤＭＲＳは、（ｉ）特定アンテナポート、及び（ｉｉ）他のアンテナポートに基づく少なくとも１つのその他のＤＭＲＳが、前記基地局からその他の端末に送信される１つ又は２つの時間軸シンボルに基づいて、前記基地局から前記端末に送信され、
前記ＤＭＲＳは、前記特定パターンに関連するコード分割多重化（ＣＤＭ）に基づいて、前記１つ又は２つの時間軸シンボルにマッピングされ、
前記ＣＤＭは、周波数軸上に第１ＣＤＭ又は時間軸上に第２ＣＤＭの少なくとも１つを含み、
位相推定のための参照信号（ＰＴＲＳ）が前記基地局から前記端末に送信されることに基づいて、前記第２ＣＤＭに適用される直交カバーコード（ＯＣＣ）の数は１に制限され、
前記第２ＣＤＭに関連するただ１つのＯＣＣが適用されることに基づいて、前記ＤＭＲＳ及び前記少なくとも１つのその他のＤＭＲＳは、周波数分割多重化（ＦＤＭ）に基づいて、２つの時間軸シンボルにマッピングされる、端末。
【請求項９】
前記ＤＭＲＳが位置するシンボルの数は、最大アンテナポート数に基づいて、１又は２に決定される、請求項８に記載の端末。
【請求項１０】
前記ＤＭＲＳが１つの時間軸シンボル上に位置する場合、前記ＤＭＲＳは前記第１ＣＤＭを利用してマッピングされる、請求項８に記載の端末。
【請求項１１】
前記ＤＭＲＳが２つの時間軸シンボル上に位置する場合、前記ＤＭＲＳは前記第２ＣＤＭを利用してマッピングされる、請求項８に記載の端末。
【請求項１２】
前記プロセッサは、前記基地局から、前記第２ＣＤＭが前記ＤＭＲＳのマッピングに適用されるか否かに対する情報を含むダウンリンク制御情報（ＤＣＩ）を受信するよう更に構成され、
前記第２ＣＤＭが適用されることを前記ＤＣＩが示す場合、前記ＤＭＲＳは前記第１ＣＤＭ及び前記第２ＣＤＭを利用してマッピングされる、請求項８に記載の端末。
【請求項１３】
前記第１ＣＤＭが適用される場合、前記基地局から前記第１ＣＤＭの長さを示す信号が受信され、
前記第２ＣＤＭは、前記第１ＣＤＭの前記の長さによって適用される、請求項８に記載の端末。
【請求項１４】
前記特定パターンは、前記ＤＭＲＳが前記基地局から前記端末に送信される周波数帯域の特性に基づいて決定される、請求項８に記載の端末。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信システムに関し、より詳細に、無線通信システムにおいてデータのデコーディングのための復調参照信号（Demodulation Reference Signal：ＤＭＲＳ）の生成及びこれを送受信するための方法及び装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
移動通信システムは、ユーザの活動性を保障しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは、音声だけでなくデータサービスまで領域を拡張し、現在では、爆発的なトラフィックの増加によってリソースの不足現象が引き起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。
【０００３】
次世代移動通信システムの要求条件は、大きく爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たりの送信率の画期的な増加、大幅増加した接続デバイス数の収容、非常に低いエンドツーエンド遅延（End-to-End Latency）、高エネルギー効率をサポートできなければならない。このために、多重続性（Dual Connectivity）、大規模多重入出力（Ｍａｓｓｉｖｅ  ＭＩＭＯ：Massive Multiple Input Multiple Output）、全二重（In-band Full Duplex）、非直交多重接続（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal Multiple Access）、超広帯域（Super wideband）サポート、端末ネットワーキング（Device Networking）等、多様な技術が研究されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明は、データのデコーディングのための復調参照信号（Demodulation Reference Signal：ＤＭＲＳ）の生成及び送受信のための方法及び装置を提供するに目的がある。
【０００５】
また、本発明は、ドップラー効果（Doppler Effect） によるＣＰＥ（Common Phase Error）／ＣＦＯ（Carrier Frequency Offset）値を推定するためのＤＭＲＳの生成及び送受信のための方法及び装置を提供することに目的がある。
【０００６】
また、本発明は、参照信号の送信によるオーバーヘッドとチャネル推定性能の間のトレードオフ（trade-off）を考慮した復調参照信号のマッピングパターンを提供することに目的がある。
【０００７】
また、本発明は、復調参照信号を送信するためのポートの数を拡張するための多重化方法を提供することに目的がある。
【０００８】
また、本発明は、周波数軸及び時間軸上にコード分割多重化（Code Division Multiplexing）方式を用いて参照信号をマッピングする方法を提供することに目的がある。
【０００９】
また、本発明は、復調参照信号を送信するためのポートの数を拡張するための多重化及びそれを繰り返す方法を提供することに目的がある。
【００１０】
本明細書で達成しようとする技術的課題は以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しない更に他の技術的課題は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
具体的に、本発明の一実施形態による端末のデコーディング（Decoding）方法は、基地局から特定パターンに応じて設定された復調参照信号（Demodulation Reference Signal：ＤＭＲＳ）をＤＭＲＳシンボルを介して基地局から受信するステップ、前記復調参照信号は、特定アンテナポート上で送信され、他のアンテナポート上で送信される少なくとも１つの他の復調参照信号と同一の１つ又は２つの時間軸シンボル上に位置し、前記復調参照信号は、前記１つ又は２つの時間軸シンボルに周波数軸上に第１ＣＤＭ（Code Division multiplexing）又は時間軸上に第２ＣＤＭのうち少なくとも１つを利用してマッピングされ、前記特定パターンは前記復調参照信号が送信される周波数帯域の特性によって決定され、及び前記復調参照信号を用いて前記データをデコードするステップを含む。
【００１２】
また、本発明において、前記復調参照信号は、送信層の数、ポートインデックス、ランク又は最大送信ポート数のうち少なくとも１つに基づいて前記１つ又は２つの時間軸シンボル上に位置する。
【００１３】
また、本発明において、前記復調参照信号が１つの時間軸シンボル上に位置する場合、前記復調参照信号は前記第１ＣＤＭを利用してマッピングされる。
【００１４】
また、本発明において、前記復調参照信号が２つの時間軸シンボル上に位置する場合、前記復調参照信号は前記第２ＣＤＭを利用してマッピングされる。
【００１５】
また、本発明は、前記基地局から前記第２ＣＤＭが適用されるか否か示す信号を受信するステップをさらに含み、前記信号が前記第２ＣＤＭが適用されることを示す場合、前記復調参照信号は前記第１ＣＤＭ及び前記第２ＣＤＭを利用してマッピングされる。
【００１６】
また、本発明は、前記第１ＣＤＭが適用される場合、前記基地局から前記第１ＣＤＭの長さを示す信号を受信するステップをさらに含み、前記第２ＣＤＭが適用されるか否かは前記第１ＣＤＭの前記長さによって決定される。
【００１７】
また、本発明において、前記復調参照信号が前記第１ＣＤＭ及び第２ＣＤＭを利用してマッピングされる場合、前記第２ＣＤＭに適用される直交カバーコード（Orthogonal Cover Code：ＯＣＣ）のタイプは、前記基地局により少なくとも１つのタイプに限定される。
【００１８】
また、本発明は、前記基地局から前記少なくとも１つのタイプを示す信号を受信するステップをさらに含む。
【００１９】
また、本発明は、外部と無線信号を送信及び受信する無線ユニット（Radio Frequency Unit）、及び前記無線ユニットと機能的に結合しているプロセッサを含み、前記プロセッサは、基地局から特定パターンに応じて設定された復調参照信号（Demodulation Reference Signal：ＤＭＲＳ）をＤＭＲＳシンボルを介して基地局から受信し、前記復調参照信号は、特定アンテナポート上で送信され、他のアンテナポート上で送信される少なくとも１つの他の復調参照信号と同一の１つ又は２つの時間軸シンボル上に位置し、前記復調参照信号は、前記１つ又は２つの時間軸シンボルに周波数軸上に第１ＣＤＭ（Code Division multiplexing）又は時間軸上に第２ＣＤＭのうち少なくとも１つを利用してマッピングされ、前記特定パターンは、前記復調参照信号が送信される周波数帯域の特性によって決定され、前記復調参照信号は、前記１つ又は２つの時間軸シンボルに周波数軸上に第１ＣＤＭ（Code Division multiplexing）又は時間軸上に第２ＣＤＭのうち少なくとも１つを利用してマッピングされ、前記復調参照信号を利用して前記データをデコードする端末を提供する。
【発明の効果】
【００２０】
本発明は、ＤＭＲＳを介してドップラー効果（Doppler Effect） によるＣＰＥ（Common Phase Error）及びＣＦＯ（Carrier Frequency Offset）値を推定してデータをデコードすることができるという効果がある。
【００２１】
また、本発明は、高ドップラー（High Doppler） 環境において、追加的なＤＭＲＳを介してチャネルを推定することができるという効果がある。
【００２２】
また、本発明は、参照信号の送信によるオーバーヘッドとチャネル推定性能の間のトレードオフ（trade-off）を考慮して復調参照信号をマッピングすることにより、端末の状況に応じてＤＭＲＳのパターンを変更することができるという効果がある。
【００２３】
また、本発明は、周波数軸だけでなく、時間軸上にもコード分割多重化方式を用いることにより、復調参照を送信するためのポートの数を拡張することができるという効果がある。
【００２４】
また、本発明は、多重化及び繰り返しを用いて参照信号をマッピングすることにより、復調参照信号を送信するためのポートの数を拡張することができるという効果がある。
【００２５】
本発明で得ることができる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及しない更に他の効果は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部に含まれる、添付図は、本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。
【００２７】
【図１】本発明が適用できる無線通信システムにおいて無線フレームの構造を示す。
【図２】本発明が適用できる無線通信システムにおいて１つのダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（resource grid）を例示した図である。
【図３】本発明が適用できる無線通信システムにおいてダウンリンクサブフレームの構造を示す。
【図４】本発明が適用できる無線通信システムにおいてアップリンクサブフレームの構造を示す。
【図５】本発明が適用できる無線通信システムにおいてダウンリンクリソースブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。
【図６】本発明が適用できるｍｍＷａｖｅを使用する通信システムにおいて利用されるリソース領域構造の一例を示す。
【図７】本明細書で提案する復調参照信号のパターンの一例を示す。
【図８】本明細書で提案する復調参照信号のパターンの一例を示す。
【図９】本明細書で提案する繰り返しパターンを利用してＤＭＲＳをマッピングする方法の一例を示す図である。
【図１０】本明細書で提案する繰り返しパターンを利用してＤＭＲＳをマッピングする方法の一例を示す図である。
【図１１】本明細書で提案する繰り返しパターンを利用してＤＭＲＳをマッピングする方法の一例を示す図である。
【図１２】本明細書で提案する繰り返しパターンを利用してＤＭＲＳをマッピングする方法の一例を示す図である。
【図１３】本明細書で提案する繰り返しパターンを利用してＤＭＲＳをマッピングする方法の一例を示す図である。
【図１４】本明細書で提案する復調参照信号を生成して送信する方法の一例を示すフローチャートである。
【図１５】本明細書で提案する復調参照信号を受信してデータをデコードする方法の一例を示すフローチャートである。
【図１６】本発明が適用されできる無線装置の内部ブロック図の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２８】
以下、本発明にかかる好ましい実施の形態を添付された図面を参照して詳細に説明する。添付された図面と共に以下に開示する詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのものであり、本発明が実施されうる唯一の実施の形態を示すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的細部事項を含む。しかしながら、当業者は、本発明がこのような具体的細部事項がなくても実施できることを理解すべきである。
【００２９】
いくつかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されるか、または各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図形式で示されることができる。
【００３０】
本明細書において基地局は、端末と直接的に通信を行うネットワークの終端ノード（terminal node）としての意味を有する。本文書において基地局により行われると説明された特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（upper node）により行われても良い。即ち、基地局を含む複数のネットワークノード（network nodes）からなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる多様な動作は、基地局または基地局以外の他のネットワークノードにより行われうることは明らかである。「基地局（ＢＳ：Base Station）」は、固定局（fixed station）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮＢ（evolved-NodeB）、ＢＴＳ（base transceiver system）、アクセスポイント（ＡＰ：Access Point）などの用語により代替されることができる。また、「端末（Terminal）」は、固定されるか、または移動性を有することができ、ＵＥ（User Equipment）、ＭＳ（Mobile Station）、ＵＴ（user terminal）、ＭＳＳ（Mobile subscriber Station）、ＳＳ（Subscriber Station）、ＡＭＳ（Advanced Mobile Station）、ＷＴ（Wireless terminal）、ＭＴＣ（Machine-Type Communication）装置、Ｍ２Ｍ（Machine-to-Machine）装置、Ｄ２Ｄ（Device-to-Device）装置などの用語に代替されることができる。
【００３１】
以下、ダウンリンク（ＤＬ：downlink）は、基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：uplink）は、端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクにおける送信機は、基地局の一部で、受信機は、端末の一部でありうる。アップリンクにおける送信機は、端末の一部で、受信機は、基地局の一部でありうる。
【００３２】
以下の説明において用いられる特定用語は、本発明の理解に役立つために提供されたものであり、このような特定用語の使用は、本発明の技術的思想から外れない範囲内で他の形態に変更されることができる。
【００３３】
以下の技術は、ＣＤＭＡ（code division multiple access）、ＦＤＭＡ（frequency division multiple access）、ＴＤＭＡ（time division multiple access）、ＯＦＤＭＡ（orthogonal frequency division multiple access）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（single carrier frequency division multiple access）、ＮＯＭＡ（non-orthogonal multiple access）などのような多様な無線接続システムに利用されることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（universal terrestrial radio access）またはＣＤＭＡ２０００のような無線技術（radio technology）により具現化されることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（global system for mobile communications）／ＧＰＲＳ（general packet radio service）／ＥＤＧＥ（enhanced data rates for GSM evolution）のような無線技術により具現化されることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（evolved UTRA）などのような無線技術により具現化されることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（universal mobile telecommunications system）の一部である。３ＧＰＰ（3rd generation partnership project）ＬＴＥ（long term evolution）は、Ｅ−ＵＴＲＡを使用するＥ−ＵＭＴＳ（evolved UMTS）の一部であり、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（advanced）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である。
【００３４】
本発明の実施の形態は、無線接続システムであるＩＥＥＥ ８０２、３ＧＰＰ及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられることができる。即ち、本発明の実施の形態のうち、本発明の技術的思想を明確にあらわすために、説明しないステップまたは部分は、前記文書により裏付けられることができる。また、本文書に開示しているすべての用語は、前記標準文書により説明されることができる。
【００３５】
説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａを中心に記述するが、本発明の技術的特徴がこれに制限されるのではない。
【００３６】
本発明が適用できる無線通信システム一般
【００３７】
図１は、本発明が適用できる無線通信システムにおいて無線フレームの構造を示す。
【００３８】
３ＧＰＰ  ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａでは、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）に適用可能なタイプ１無線フレーム（radio frame）構造とＴＤＤ（Time Division Duplex）に適用可能なタイプ２の無線フレーム構造をサポートする。
【００３９】
図１において無線フレームの時間領域での大きさは、Ｔ＿ｓ＝１／（１５０００＊２０４８）の時間単位の倍数で表現される。ダウンリンク及びアップリンク送信は、Ｔ＿ｆ＝３０７２００＊Ｔ＿ｓ＝１０ｍｓの区間を有する無線フレームから構成される。
【００４０】
図１の（ａ）は、タイプ１無線フレームの構造を例示する。タイプ１無線フレームは、全二重（full duplex）及び半二重（half duplex）ＦＤＤに全部適用されることができる。
【００４１】
無線フレーム（radio frame）は、１０個のサブフレーム（subframe）から構成される。１つの無線フレームは、Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長の２０個のスロットから構成され、各スロットは、０から１９までのインデックスが付与される。１つのサブフレームは、時間領域（time domain）において連続的な２個のスロット（slot）から構成され、サブフレームｉは、スロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。１つのサブフレームを送信するのにかかる時間をＴＴＩ（transmission time interval）という。例えば、１つのサブフレームの長さは１ｍｓで、１つのスロットの長さは０．５ｍｓでありうる。
【００４２】
ＦＤＤでアップリンク送信及びダウンリンク送信は、周波数ドメインにおいて区分される。全二重ＦＤＤに制限がないことに対し、半二重ＦＤＤ動作において端末は、同時に送信及び受信することができない。
【００４３】
１つのスロットは、時間領域において複数のＯＦＤＭ（orthogonal frequency division multiplexing）シンボルを含み、周波数領域において複数のリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）を含む。３ＧＰＰ  ＬＴＥは、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを使用するので、ＯＦＤＭシンボルは、１つのシンボル区間（symbol period）を表現するためのものである。ＯＦＤＭシンボルは、１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボル又はシンボル区間ということができる。リソースブロック（Resource Block）は、リソース割り当て単位で、１つのスロットにおいて複数の連続的な副搬送波（subcarrier）を含む。
【００４４】
図１の（ｂ）は、タイプ２フレーム構造（frame structure type 2）を示す。
【００４５】
タイプ２無線フレームは、各１５３６００＊Ｔ＿ｓ＝５ｍｓの長さの２個のハーフフレーム（half frame）から構成される。各ハーフフレームは、３０７２０＊Ｔ＿ｓ＝１ｍｓ長さの５個のサブフレームから構成される。
【００４６】
ＴＤＤシステムのタイプ２フレーム構造においてアップリンク−ダウンリンク構成（uplink-downlink configuration）は、すべてのサブフレームに対してアップリンクとダウンリンクが割り当てされる（または予約される）かどうかを表す規則である。
【００４７】
表１は、アップリンク−ダウンリンク構成を表す。
【００４８】
【表１】
0006888116.tif 000002
【００４９】
表１を参照すると、無線フレームの各サブフレーム別に、「Ｄ」は、ダウンリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｕ」は、アップリンク送信のためのサブフレームを表し、「Ｓ」は、ＤｗＰＴＳ（Downlink Pilot Time Slot）、保護区間（ＧＰ：Guard Period）、ＵｐＰＴＳ（Uplink Pilot Time Slot）３とおりのフィールドから構成されるスペシャルサブフレーム（special subframe）を表す。
【００５０】
ＤｗＰＴＳは、端末での初期セル探索、同期化またはチャネル推定に使用される。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャネル推定と端末のアップリンク送信同期を合せるのに使用される。ＧＰは、アップリンクとダウンリンクとの間にダウンリンク信号の多重経路遅延によりアップリンクで生じる干渉を除去するための区間である。
【００５１】
各サブフレームｉは、各Ｔ＿ｓｌｏｔ＝１５３６０＊Ｔ＿ｓ＝０．５ｍｓ長のスロット２ｉ及びスロット２ｉ＋１から構成される。
【００５２】
アップリンク−ダウンリンク構成は、７通りに区分されることができ、各構成別にダウンリンクサブフレーム、スペシャルサブフレーム、アップリンクサブフレームの位置及び／または個数が異なる。
【００５３】
ダウンリンクからアップリンクに変更される時点またはアップリンクからダウンリンクに転換される時点を転換時点（switching point）という。転換時点の周期性（Switch-point periodicity）はアップリンクサブフレームとダウンリンクサブフレームが転換される様相が同一に反復される周期を意味し、５ｍｓまたは１０ｍｓが全てサポートされる。５ｍｓダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合にはスペシャルサブフレームＳはハーフ−フレーム毎に存在し、５ｍｓダウンリンク−アップリンク転換時点の周期を有する場合には最初のハーフ−フレームのみに存在する。
【００５４】
全ての構成において、０番、５番サブフレーム、及びＤｗＰＴＳは、ダウンリンク送信のみのための区間である。ＵｐＰＴＳ及びサブフレームサブフレームに直ちに続くサブフレームは常にアップリンク送信のための区間である。
【００５５】
このようなアップリンク−ダウンリンク構成は、システム情報として基地局と端末が全て知っていることができる。基地局はアップリンク−ダウンリンク構成情報が変わる度に構成情報のインデックスのみを送信することによって、無線フレームのアップリンク−ダウンリンク割り当て状態の変更を端末に知らせることができる。また、構成情報は一種のダウンリンク制御情報であって、他のスケジューリング情報と同様にＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）を介して送信されることができ、放送情報としてブロードキャストチャネル（broadcast channel）を介してセル内の全ての端末に共通に送信されることもできる。
【００５６】
表２は、スペシャルサブフレームの構成（ＤｗＰＴＳ／ＧＰ／ＵｐＰＴＳの長さ）を示す。
【００５７】
【表２】
0006888116.tif 000003
【００５８】
図１の例示による無線フレームの構造は、１つの例示に過ぎず、無線フレームに含まれる副搬送波の数またはサブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、多様に変更されることができる。
【００５９】
図２は、本発明が適用できる無線通信システムにおいて１つのダウンリンクスロットに対するリソースグリッド（resource grid）を例示した図である。
【００６０】
図２を参照すると、１つのダウンリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含む。ここで、１つのダウンリンクスロットは、７個のＯＦＤＭシンボルを含み、１つのリソースブロックは、周波数領域で１２個の副搬送波を含むのを例示的に述べているが、これに限定されるものではない。
【００６１】
リソースグリッド上において各要素（element）をリソース要素（resource element）といい、１つのリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）は、１２×７個のリソース要素を含む。ダウンリンクスロットに含まれるリソースブロックの数Ｎ＾ＤＬは、ダウンリンク送信帯域幅（bandwidth）に従属する。
【００６２】
アップリンクスロットの構造は、ダウンリンクスロットの構造と同一でありうる。
【００６３】
図３は、本発明が適用できる無線通信システムにおいてダウンリンクサブフレームの構造を示す。
【００６４】
図３を参照すると、サブフレーム内の第１番目のスロットで前の最大３個のＯＦＤＭシンボルが制御チャネルが割り当てられる制御領域（control region）で、残りのＯＦＤＭシンボルは、ＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel）が割り当てられるデータ領域（data region）である。３ＧＰＰ  ＬＴＥで使用されるダウンリンク制御チャネルの一例としてＰＣＦＩＣＨ（Physical Control Format Indicator Channel）、ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）、ＰＨＩＣＨ（Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel）などがある。
【００６５】
ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの第１番目のＯＦＤＭシンボルから送信され、サブフレーム内に制御チャネルの送信のために使用されるＯＦＤＭシンボルの数（すなわち、制御領域の大きさ）に関する情報を運ぶ。ＰＨＩＣＨは、アップリンクに対する応答チャネルで、ＨＡＲＱ（Hybrid Automatic Repeat Request）に対するＡＣＫ（Acknowledgement）／ＮＡＣＫ（Not-Acknowledgement）信号を運ぶ。ＰＤＣＣＨを介して送信される制御情報をダウンリンク制御情報（ＤＣＩ：downlink control information）という。ダウンリンク制御情報は、アップリンクリソース割り当て情報、ダウンリンクリソース割り当て情報または任意の端末グループに対するアップリンク送信（Ｔｘ）パワー制御命令を含む。
【００６６】
ＰＤＣＣＨは、ＤＬ−ＳＣＨ（Downlink Shared Channel）のリソース割り当て及び送信フォーマット（これをダウンリンクグラントともいう。）、ＵＬ−ＳＣＨ（Uplink Shared Channel）のリソース割り当て情報（これをアップリンクグラントともいう。）、ＰＣＨ（Paging Channel）でのページング（paging）情報、ＤＬ−ＳＣＨでのシステム情報、ＰＤＳＣＨで送信されるランダムアクセス応答（random access response）のような上位レイヤ（upper-layer）制御メッセージに対するリソース割り当て、任意の端末グループ内の個別端末に対する送信パワー制御命令の集合、ＶｏＩＰ（Voice over IP）の活性化などを運ぶことができる。複数のＰＤＣＣＨは制御領域内で送信されることができ、端末は複数のＰＤＣＣＨをモニタリングすることができる。ＰＤＣＣＨは、１つまたは複数の連続的なＣＣＥ（control channel elements）の集合で構成される。ＣＣＥは、無線チャネルの状態に従う符号化率（coding rate）をＰＤＣＣＨに提供するために使われる論理的割り当て単位である。ＣＣＥは、複数のリソース要素グループ（resource element group）に対応する。ＰＤＣＣＨのフォーマット及び使用可能なＰＤＣＣＨのビット数はＣＣＥの数とＣＣＥにより提供される符号化率間の連関関係によって決定される。
【００６７】
基地局は、端末に送信しようとするＤＣＩによってＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報にＣＲＣ（Cyclic Redundancy Check）を付ける。ＣＲＣにはＰＤＣＣＨの所有者（owner）や用途によって固有な識別子（これをＲＮＴＩ（Radio Network Temporary Identifier）という。）がマスキングされる。特定の端末のためのＰＤＣＣＨであれば、端末の固有な識別子、例えばＣ−ＲＮＴＩ（Cell-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。または、ページングメッセージのためのＰＤＣＣＨであれば、ページング指示識別子、例えばＰ−ＲＮＴＩ（Paging-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。システム情報、より具体的にシステム情報ブロック（ＳＩＢ:system information block）のためのＰＤＣＣＨであれば、システム情報識別子、ＳＩ−ＲＮＴＩ（system information RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。端末のランダムアクセスプリアンブルの送信に対する応答であるランダムアクセス応答を指示するために、ＲＡ−ＲＮＴＩ（random access-RNTI）がＣＲＣにマスキングできる。
【００６８】
図４は、本発明が適用できる無線通信システムにおいてアップリンクサブフレームの構造を示す。
【００６９】
図４を参照すると、アップリンクサブフレームは、周波数領域で制御領域とデータ領域とに分けることができる。制御領域には、アップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control Channel）が割り当てられる。データ領域は、ユーザデータを運ぶＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared Channel）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、１つの端末は、ＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に送信しない。
【００７０】
１つの端末に対するＰＵＣＣＨには、サブフレーム内にリソースブロック（ＲＢ：Resource Block）対が割り当てられる。ＲＢ対に属するＲＢは、２個のスロットの各々において互いに異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢ対は、スロット境界（slot boundary）から周波数跳躍（frequency hopping）されるという。
【００７１】
参照信号（ＲＳ：Reference Signal）
【００７２】
無線通信システムにおけるデータは無線チャネルを介して送信されるので、信号は送信中に歪曲できる。受信端で歪曲された信号を正確に受信するために、受信された信号の歪曲はチャネル情報を用いて補正されなければならない。チャネル情報を検出するために送信側と受信側全て知っている信号送信方法と信号がチャネルを介して送信される時に歪曲された程度を用いてチャネル情報を検出する方法を主に用いる。前述した信号をパイロット信号または参照信号（ＲＳ：reference signal）という。
【００７３】
また、最近、大部分の移動通信システムでパケットを送信する時、今まで１つの送信アンテナと１つの受信アンテナを使用したことから脱皮、多重送信アンテナと多重受信アンテナを採択して送受信データ効率を向上させることができる方法を使用する。多重入出力アンテナを用いてデータを送受信する時、信号を正確に受信するために送信アンテナと受信アンテナの間のチャネル状態が検出されなければならない。従って、各送信アンテナは個別的な参照信号を有しなければならない。
【００７４】
移動通信システムで、ＲＳはその目的によって２つに大別できる。チャネル情報獲得のための目的のＲＳとデータ復調のために使われるＲＳがある。前者はＵＥがダウンリンクへのチャネル情報を獲得することにその目的があるので、広帯域に送信されなければならず、特定サブフレームでダウンリンクデータを受信しないＵＥでもそのＲＳを受信し測定できなければならない。また、これはハンドオーバーなどの測定などのためにも使われる。後者は基地局がダウンリンクを送る時に該当リソースに共に送るＲＳであって、ＵＥは該当ＲＳを受信することによって、チャネル推定を行うことができ、従って、データを復調できるようになる。このＲＳはデータが送信される領域に送信されなければならない。
【００７５】
下向き参照信号は、セル内の全ての端末が共有するチャネル状態に対する情報獲得及びハンドオーバーなどの測定などのための１つの共通参照信号（CＲＳ：common RS）と特定端末のみのためにデータ復調のために使われる専用参照信号（ＤＲＳ：dedicated RS）がある。このような参照信号を用いて復調（demodulation）とチャネル測定（channel measurement）のための情報を提供することができる。即ち、ＤＲＳはデータ復調用のみに使われて、ＣＲＳはチャネル情報獲得及びデータ復調の２つの目的に全て使われる。
【００７６】
受信側（即ち、端末）は、ＣＲＳからチャネル状態を測定し、ＣＱＩ（Channel Quality Indicator）、ＰＭＩ（Precoding Matrix Index）及び／又はＲＩ（Rank Indicator）のようなチャネル品質と関連した指示子を送信側（即ち、基地局）にフィードバックする。ＣＲＳは、セル特定基準信号（cell-specific RS）ともいう。一方、チャネル状態情報（ＣＳＩ：Channel State Information）のフィードバックと関連した参照信号をＣＳＩ−ＲＳと定義することができる。
【００７７】
ＤＲＳは、ＰＤＳＣＨ上のデータ復調が必要な場合、リソース要素を通じて送信できる。端末は、上位層を通じてＤＲＳの存否を受信することができ、相応するＰＤＳＣＨがマッピングされた時のみ有効である。ＤＲＳを端末特定参照信号（UE-specific RS）または復調参照信号（ＤＭＲＳ：Demodulation RS）ということができる。
【００７８】
図５は、本発明が適用できる無線通信システムにおけるダウンリンクリソースブロック対にマッピングされた参照信号パターンを例示する。
【００７９】
図５を参照すると、参照信号がマッピングされる単位でダウンリンクリソースブロック対は時間領域で１つのサブフレーム×周波数領域で１２個の副搬送波で示すことができる。即ち、時間軸（ｘ軸）上で１つのリソースブロック対は一般循環前置（normal CP：normal Cyclic Prefix）の場合、１４個のＯＦＤＭシンボルの長さを有し（図５（ａ）の場合）、拡張循環前置（extended CP：extended Cyclic Prefix）の場合、１２個のＯＦＤＭシンボルの長さを有する（図５（ｂ）の場合）。リソースブロック格子で、‘０’、‘１’、‘２’、及び‘３’と記載されたリソース要素ＲＥｓは、各々アンテナポートインデックス‘０’、‘１’、‘２’、及び‘３’のＣＲＳの位置を意味し、‘Ｄ’と記載されたリソース要素はＤＲＳの位置を意味する。
【００８０】
以下、ＣＲＳに対してより詳しく記述すると、ＣＲＳは物理的アンテナのチャネルを推定するために使われて、セル内に位置した全ての端末に共通的に受信できる参照信号として全体周波数帯域に分布される。即ち、このＣＲＳは、cell-specificなシグナルであって、広帯域に対して毎サブフレーム毎に送信される。また、ＣＲＳはチャネル品質情報（ＣＳＩ）及びデータ復調のために利用できる。
【００８１】
ＣＲＳは、送信側（基地局）でのアンテナ配列によって多様なフォーマットで定義される。３ＧＰＰ  ＬＴＥシステム（例えば、リリーズ−８）では基地局の送信アンテナ個数によって最大４個のアンテナポートに対するＲＳが送信される。ダウンリンク信号送信側は単一の送信アンテナ、２つの送信アンテナ、及び４個の送信アンテナのように、３種類のアンテナ配列を有する。例えば、基地局の送信アンテナの個数が２つの場合、０番と１番アンテナポートに対するＣＲＳが送信され、４個の場合、０〜３番のアンテナポートに対するＣＲＳが各々送信される。
【００８２】
基地局が単一の送信アンテナを使用する場合、単一アンテナポートのための参照信号が配列される。
【００８３】
基地局が２つの送信アンテナを使用する場合、２つの送信アンテナポートのための参照信号は時分割多重化（ＴＤＭ：Time Division Multiplexing）及び／又は周波数分割多重化（ＦＤＭ：Frequency Division Multiplexing）方式を用いて配列される。即ち、２つのアンテナポートのための参照信号は各々が区別されるために互いに異なる時間リソース及び／又は互いに異なる周波数リソースが割り当てられる。
【００８４】
その上、基地局が４個の送信アンテナを使用する場合、４個の送信アンテナポートのための参照信号はＴＤＭ及び／又はＦＤＭ方式を用いて配列される。ダウンリンク信号の受信側（端末）により測定されたチャネル情報は単一の送信アンテナ送信、送信ダイバーシティ、閉鎖ループ空間多重化（closed-loop spatial multiplexing）、開放ループ空間多重化（open-loop spatial multiplexing）または多重ユーザ−多重入出力アンテナ（Multi-User MIMO）のような送信方式を用いて送信されたデータを復調するために使用できる。
【００８５】
多重入出力アンテナがサポートされる場合、参照信号が特定のアンテナポートから送信される時、前記参照信号は参照信号のパターンによって特定されたリソース要素の位置に送信され、他のアンテナポートのために特定されたリソース要素の位置に送信されない。即ち、互いに異なるアンテナの間の参照信号は互いに重ならない。
【００８６】
リソースブロックにＣＲＳをマッピングする規則は、次の通り定義される。
【００８７】
【数１】
0006888116.tif 000004
【００８８】
数式１で、ｋ及びｌは各々副搬送波インデックス及びシンボルインデックスを示し、ｐはアンテナポートを示す。
0006888116.tif 000005
は１つのダウンリンクスロットでのＯＦＤＭシンボルの数を示し、
0006888116.tif 000006
はダウンリンクに割り当てられた無線リソースの数を示す。ｎｓはスロットインデックスを示し、
0006888116.tif 000007
はセルＩＤを示す。ｍｏｄはモモジュロ（modulo）演算を示す。参照信号の位置は周波数領域で
0006888116.tif 000008
によって変わる。
0006888116.tif 000009
はセルＩＤに従属するので、参照信号の位置はセルによって多様な周波数偏移（frequency shift）値を有する。
【００８９】
より具体的に、ＣＲＳを通じてチャネル推定性能を向上させるためにＣＲＳの位置はセルによって周波数領域で偏移できる。例えば、参照信号が３個の副搬送波の間隔で位置する場合、１つのセルでの参照信号は３ｋ番目の副搬送波に割り当てられ、他のセルでの参照信号は３ｋ＋１番目の副搬送波に割り当てられる。１つのアンテナポートの観点から参照信号は周波数領域で６個のリソース要素間隔で配列され、更に他のアンテナポートに割り当てられた参照信号とは３個のリソース要素間隔で分離される。
【００９０】
時間領域で参照信号は各スロットのシンボルインデックス０から始めて、同一間隔（constant interval）で配列される。時間間隔は循環前置長さによって異なるように定義される。一般循環前置の場合、参照信号はスロットのシンボルインデックス０と４に位置し、拡張循環前置の場合、参照信号はスロットのシンボルインデックス０と３に位置する。２つのアンテナポートのうち、最大値を有するアンテナポートのための参照信号は１つのＯＦＤＭシンボル内に定義される。従って、４個の送信アンテナ送信の場合、参照信号アンテナポート０と１のための参照信号はスロットのシンボルインデックス０と４（拡張循環前置の場合、シンボルインデックス０と３）に位置し、アンテナポート２と３のための参照信号はスロットのシンボルインデックス１に位置する。アンテナポート２と３のための参照信号の周波数領域での位置は２番目のスロットで互いに取り替えられる。
【００９１】
以下、ＤＲＳに対してより詳しく記述すると、ＤＲＳはデータを復調するために使われる。多重入出力アンテナ送信で特定の端末のために使われる先行符号化（precoding）加重値は、端末が参照信号を受信した時、各送信アンテナで送信された送信チャネルと結合されて相応するチャネルを推定するために変更無しで使われる。
【００９２】
３ＧＰＰ  ＬＴＥシステム（例えば、リリーズ−８）は最大に４個の送信アンテナをサポートし、ランク１ビームフォーミング（beamforming）のためのＤＲＳが定義される。ランク１ビームフォーミングのためのＤＲＳは、またアンテナポートインデックス５のための参照信号を示す。
【００９３】
リソースブロックにＤＲＳをマッピングする規則は、次の通り定義される。数式２は一般循環前置である場合を示し、数式３は拡張循環前置である場合を示す。
【００９４】
【数２】
0006888116.tif 000010
【００９５】
【数３】
0006888116.tif 000011
【００９６】
数式２及び３で、ｋ及びｌは各々副搬送波インデックス及びシンボルインデックスを示し、ｐはアンテナポートを示す。
0006888116.tif 000012
は周波数領域でリソースブロックサイズを示し、副搬送波の数にて表現される。
0006888116.tif 000013
は物理リソースブロックの数を示す。
0006888116.tif 000014
はＰＤＳＣＨ送信のためのリソースブロックの周波数帯域を示す。ｎｓはスロットインデックスを示し、
0006888116.tif 000015
はセルＩＤを示す。ｍｏｄはモモジュロ（modulo）演算を示す。参照信号の位置は周波数領域で
0006888116.tif 000016
によって変わる。
0006888116.tif 000017
はセルＩＤに従属するので、参照信号の位置はセルによって多様な周波数偏移（frequency shift）値を有する。
【００９７】
ＬＴＥシステムの進化発展した形態のＬＴＥ−Ａシステムで、基地局のダウンリンクで最大８個の送信アンテナをサポートできるようにデザインされなければならない。従って、最大８個の送信アンテナに対するＲＳやはりサポートされなければならない。ＬＴＥシステムで、ダウンリンクＲＳは最大４個のアンテナポートに対するＲＳのみ定義されているので、ＬＴＥ−Ａシステムで基地局が４個以上最大８個のダウンリンク送信アンテナを有する場合、これらアンテナポートに対するＲＳが追加的に定義され、デザインされなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳは前述したチャネル測定のためのＲＳとデータ復調のためのＲＳの２種類が全てデザインされなければならない。
【００９８】
ＬＴＥ−Ａシステムをデザインするに当たって、重要な考慮事項のうちの１つはbackward compatibility、即ちＬＴＥ端末がＬＴＥ−Ａシステムでもなんの無理無しでよく動作しなければならず、システムもこれをサポートしなければならないということである。ＲＳ送信観点から見た時、ＬＴＥで定義されているＣＲＳが全帯域に毎サブフレーム毎に送信される時間−周波数領域で追加的に最大８個の送信アンテナポートに対するＲＳが追加的に定義されなければならない。ＬＴＥ−Ａシステムで、既存のＬＴＥのＣＲＳのような方式により最大８個の送信アンテナに対するＲＳパターンを毎サブフレーム毎に全帯域に追加するようになれば、ＲＳオーバーヘッドが大き過ぎるようになる。
【００９９】
従って、ＬＴＥ−Ａシステムで新しくデザインされるＲＳは２種類に大別されるが、ＭＣＳ、ＰＭＩなどの選択のためのチャネル測定の目的のＲＳ（ＣＳＩ−ＲＳ：Channel State Information-RS、Channel State Indication-RSなど）と８個の送信アンテナに送信されるデータ復調のためのＲＳ（ＤＭ−ＲＳ：Data Demodulation-RS）である。
【０１００】
チャネル測定の目的のＣＳＩ−ＲＳは既存のＣＲＳがチャネル測定、ハンドオーバーなどの測定などの目的と同時に、データ復調のために使われることとは異なり、チャネル測定本位の目的のためにデザインされる特徴がある。勿論、これもまたハンドオーバーなどの測定などの目的に使用されることもできる。ＣＳＩ−ＲＳがチャネル状態に対する情報を得る目的でのみ送信されるので、ＣＲＳとは異なり、毎サブフレーム毎に送信されなくてもよい。ＣＳＩ−ＲＳのオーバーヘッドを減らすためにＣＳＩ−ＲＳは時間軸上で間歇的に送信される。
【０１０１】
データ復調のために、該当時間−周波数領域でスケジューリングされたＵＥに専用的（dedicated）にＤＭＲＳが送信される。即ち、特定ＵＥのＤＭ−ＲＳは該当ＵＥがスケジューリングされた領域、即ちデータの受信を受ける時間−周波数領域のみに送信されるものである。
【０１０２】
ＬＴＥ−Ａシステムで、ｅＮＢは全てのアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを送信しなければならない。最大８個の送信アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを毎サブフレーム毎に送信することはオーバーヘッドがあまり大きいという短所があるので、ＣＳＩ−ＲＳは毎サブフレーム毎に送信されず、時間軸で間歇的に送信されなければ、そのオーバーヘッドを減らすことができない。即ち、ＣＳＩ−ＲＳは１サブフレームの整数倍の周期を有して周期的に送信されるか、または特定送信パターンで送信できる。この際、ＣＳＩ−ＲＳが送信される周期やパターンはｅＮＢが設定することができる。
【０１０３】
ＣＳＩ−ＲＳを測定するためにＵＥは必ず自身が属したセルの各々のＣＳＩ−ＲＳアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳの送信サブフレームインデックス、送信サブフレーム内でＣＳＩ−ＲＳリソース要素（ＲＥ）時間−周波数位置、そしてＣＳＩ−ＲＳシーケンスなどに対する情報を知っていなければならない。
【０１０４】
ＬＴＥ−ＡシステムにｅＮＢはＣＳＩ−ＲＳを最大８個のアンテナポートに対して各々送信しなければならない。互いに異なるアンテナポートのＣＳＩ−ＲＳ送信のために使われるリソースは、互いに直交（orthogonal）しなければならない。１つのｅＮＢが互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを送信する時、各々のアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを互いに異なるＲＥにマッピングすることによってＦＤＭ／ＴＤＭ方式によりこれらのリソースをorthogonalに割り当てることができる。または、互いに異なるアンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳを互いにorthogonalなコードにマッピングさせるＣＤＭ方式により送信することができる。
【０１０５】
ＣＳＩ−ＲＳに関する情報をｅＮＢが自身のセルＵＥに知らせる時、まず各アンテナポートに対するＣＳＩ−ＲＳがマッピングされる時間−周波数に対する情報を知らせなければならない。具体的に、ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレーム番号、またはＣＳＩ−ＲＳが送信される周期、ＣＳＩ−ＲＳが送信されるサブフレームオフセットであり、特定アンテナのＣＳＩ−ＲＳ  ＲＥが送信されるＯＦＤＭシンボル番号、周波数間隔（spacing）、周波数軸でのＲＥのオフセットまたはシフト値などがある。
【０１０６】
超高周波帯域を利用した通信システム
【０１０７】
ＬＴＥ（Long Term Evolution）／ＬＴＥ−Ａ（LTE Advanced）システムにおいては、端末と基地局のオシレータの誤差値を要求事項（requirement）と規定し、以下のように記述する。
【０１０８】
−端末機(ＵＥ)側周波数エラー（UE side frequency error）（in TS 36.101）
【０１０９】
端末機(ＵＥ)変調搬送周波数は、１つのタイムスロット（０．５  ｍｓ）において観測したとき、Ｅ−ＵＴＲＡノードＢから受信した搬送周波数と比較して±０．１ＰＰＭの範囲内で正確でなければならない（The UE modulated carrier frequency shall be accurate to within±0.1 PPM observed over a period of one time slot（0.5 ms）compared to the carrier frequency received from the E-UTRA Node B）。
【０１１０】
−ｅＮＢ側周波数エラー（eNB side frequency error）（in TS 36.104） 
【０１１１】
周波数エラーは、実際ＢＳ送信周波数と指定された周波数との間の差に対する尺度である（Frequency error is the measure of the difference between the actual BS transmit frequency and the assigned frequency.）。
【０１１２】
一方、基地局の種類によるオシレータ正確度は、以下の表３のようである。
【０１１３】
【表３】
0006888116.tif 000018
【０１１４】
従って、基地局と端末間のオシレータの最大差は±０．１ｐｐｍであり、一方向に誤差が発生した場合、最大０．２ｐｐｍのオフセット値が発生することがある。このようなオフセット値は、中心周波数と乗算されることにより各中心周波数に合うＨｚ単位に変換される。
【０１１５】
一方、ＯＦＤＭシステムにおいては、ＣＦＯ値が周波数トーン間隔により異なって現れ、一般に大きなＣＦＯ値であっても周波数トーン間隔が十分大きいＯＦＤＭシステムにおいて与える影響は相対的に小さい。従って、実際ＣＦＯ値（絶対値）は、ＯＦＤＭシステムに影響を与える相対的な値で表現される必要があり、これを正規化されたＣＦＯ（normalized CFO）という。正規化されたＣＦＯは、ＣＦＯ値を周波数トーン間隔で割った値で表現され、以下の表４は、各中心周波数とオシレータの誤差値に対するＣＦＯと正規化されたＣＦＯを示す。
【０１１６】
【表４】
0006888116.tif 000019
【０１１７】
表４において中心周波数が２ＧＨｚである場合（例えば、ＬＴＥ Ｒｅｌ−８／９／１０）は周波数トーン間隔（１５ｋＨｚ）を仮定し、中心周波数が３０ＧＨｚ、６０ＧＨｚである場合は、周波数トーン間隔を１０４．２５ｋＨｚを使用することにより、各中心周波数に対してドップラー効果を考慮した性能劣化を防止した。前記表２は単なる例示に過ぎず、中心周波数に対して他の周波数トーン間隔が使用できることは自明である。
【０１１８】
一方、端末が高速で移動する状況や高周波数帯域において移動する状況では、ドップラー拡散（Doppler spread）現象が大きく発生する。ドップラー拡散は、周波数領域における拡散を誘発し、結果的に受信機の立場から受信信号の歪曲を発生させる。ドップラー拡散は
0006888116.tif 000020
で表現されることができる。ここで、ｖは端末の移動速度であり、λは送信される電波の中心周波数の波長を意味する。θは受信される電波と端末の移動方向間の角度を意味する。以下では、θが０である場合を前提にして説明する。
【０１１９】
ここで、コヒーレンス時間（coherence time)は、ドップラー拡散と反比例する関係にある。もし、コヒーレンス時間を時間領域においてチャネル応答の相関関係（correlation）値が５０％以上である時間間隔と定義する場合、
0006888116.tif 000021
で表現される。無線通信システムにおいては、ドップラー拡散に対する数式とコヒーレンス時間に対する数式間の幾何平均（geometric mean）を示す以下の数式４が主に利用される。
【０１２０】
【数４】
0006888116.tif 000022
【０１２１】
図６は、本発明が適用できるｍｍＷａｖｅを使用する通信システムにおいて利用されるリソース領域構造の一例を示す。
【０１２２】
ｍｍＷａｖｅのような超高周波帯域を利用する通信システムは、従来のＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａ通信システムとは物理的性質が異なる周波数帯域を使用する。これによって、超高周波帯域を利用する通信システムにおいては、従来の通信システムで利用されるリソース領域の構造と異なる形態のリソース構造が論議されている。図６は、新しい通信システムのダウンリンクリソース構造の例を示す。
【０１２３】
横軸に１４個のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）のシンボルと縦軸に１２個の周波数トーンで構成されるＲＢ（Resource block）対（RB pair）を考慮するとき、最初の２つ（又は、３つ）のＯＦＤＭシンボル１３１０は従来と類似して制御チャネル（例えば、ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel））に割り当てられ、次の１つから２つのＯＦＤＭシンボル６２０はＤＭＲＳ（DeModulation Reference Signal）が割り当てられ、残りのＯＦＤＭシンボル６３０はデータチャネル（例えば、ＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel））が割り当てられる。
【０１２４】
一方、図６のようなリソース領域構造において前述したＣＰＥ（又は、ＣＦＯ）推定のためのＰＣＲＳ又はＰＮＲＳ又はＰＴＲＳは、データチャネルが割り当てられる領域６３０の一部ＲＥ（Resource Element）に載って端末に送信されることができる。このような信号は、位相雑音を推定するための信号であり、前述したようにパイロット信号でもあり得るし、データ信号が変更されるか複製された信号でもあり得る。
【０１２５】
本発明は、ダウンリンク又はアップリンクにおいてチャネル推定のためのＤＭＲＳを送信する方法を提案する。
【０１２６】
図７及び図８は、本明細書で提案する復調参照信号のパターンの一例を示す。
【０１２７】
図７及び図８に示すように、チャネルを推定するための復調参照信号は、最大アンテナポートの数によって１つのシンボル又は２つのシンボルにマッピングされることができる。
【０１２８】
具体的に、アップリンクＤＭＲＳ及びダウンリンクＤＭＲＳは、以下の方法で生成されてリソース領域にマッピングされることができる。図７は、タイプ１に応じて物理リソースにマッピングされたアップリンク又はダウンリンクＤＭＲＳの一例を示し、図８は、タイプ２に応じて物理リソースにマッピングされたアップリンク又はダウンリンクＤＭＲＳの一例を示す。
【０１２９】
ＰＵＳＣＨに対する復調参照信号（Demodulation reference signal for PUSCH
【０１３０】
ダウンリンクＤＭＲＳの生成のための参照信号シーケンスｒ（ｍ）は、ＰＵＳＣＨに対する変換プリコーディング（transform precoding）が許容されない場合、下記の数式５により生成される。
【０１３１】
このとき、ＰＵＳＣＨに対する変換プリコーディングが許容されない場合の一例として、ＣＰ−ＯＦＤＭ方式の送信信号を生成する場合があり得る。
【０１３２】
【数５】
0006888116.tif 000023
【０１３３】
ここで、ｃ（ｉ）は、疑似ランダムシーケンス（the pseudo-random sequence）を意味する。
【０１３４】
もし、ＰＵＳＣＨに対する変換プリコーディング（transform precoding）が許容される場合、参照信号シーケンスｒ（ｍ）は以下の数式６により生成される。
【０１３５】
このとき、ＰＵＳＣＨに対する変換プリコーディングが許容される場合の一例として、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式の送信信号を生成する場合があり得る。
【０１３６】
【数６】
0006888116.tif 000024
【０１３７】
生成されたＰＵＳＣＨのＤＭＲＳは、図８及び図９に示したことと上位層パラメータにより与えられたタイプ１又はタイプ２に応じて物理リソースにマッピングされる。
【０１３８】
このとき、ＤＭＲＳは、アンテナポートの数によって単一シンボル（single symbol）又は二重シンボル（double symbol）にマッピングされることができる。
【０１３９】
もし、変換プリコーディングが許容されない場合、参照信号シーケンスｒ（ｍ）は、下記の数式７により物理リソースにマッピングされることができる。
【０１４０】
【数７】
0006888116.tif 000025
【０１４１】
数式７において、ｌはＰＵＳＣＨ送信の開始に相対的に定義され、
0006888116.tif 000026
は、下記の表５及び表６により与えられる。
【０１４２】
下記の表５は、タイプ１に対するＰＵＳＣＨのＤＭＲＳのためのパラメータの一例を示す。
【０１４３】
【表５】
0006888116.tif 000027
【０１４４】
下記の表６は、タイプ２に対するＰＵＳＣＨのＤＭＲＳのためのパラメータの一例を示す。
【０１４５】
【表６】
0006888116.tif 000028
【０１４６】
下記の表７は、上位層パラメータＵＬ＿ＤＭＲＳ＿ｄｕｒによる時間領域インデックス
0006888116.tif 000029
とサポートされるアンテナポート
0006888116.tif 000030
の一例を示す。
【０１４７】
【表７】
0006888116.tif 000031
【０１４８】
下記の表８は、ＰＵＳＣＨのＤＭＲＳの開始位置
0006888116.tif 000032
の一例を示す。
【０１４９】
【表８】
0006888116.tif 000033
【０１５０】
ＰＤＳＣＨに対する復調参照信号（Demodulation reference signals for PDSCH）
【０１５１】
ダウンリンクＤＭＲＳの生成のための参照信号シーケンスｒ（ｍ）は、下記の数式８により生成される。
【０１５２】
【数８】
0006888116.tif 000034
【０１５３】
ここで、ｃ（ｉ）は、疑似ランダムシーケンス（the pseudo-random sequence）を意味する。
【０１５４】
生成されたＰＤＳＣＨのＤＭＲＳは、図８及び図９に示したことと上位層のパラメータにより与えられたタイプ１又はタイプ２に応じて物理リソースにマッピングされる。
【０１５５】
このとき、参照信号シーケンスｒ（ｍ）は、下記の数式９により物理リソースにマッピングされることができる。
【０１５６】
【数９】
0006888116.tif 000035
【０１５７】
数式９において、ｌはスロットの開始に相対的に定義され、
0006888116.tif 000036
は、下記の表１１及び表１２により与えられる。
【０１５８】
時間軸インデックス
0006888116.tif 000037
及びサポートするアンテナポート
0006888116.tif 000038
は、下記の表１２によって上位層パラメータであるＤＬ＿ＤＭＲＳ＿ｄｕｒによって異なる。
0006888116.tif 000039
はマッピングのタイプに応じて表１３で与えられた上位層パラメータＤＬ＿ＤＭＲＳ＿ａｄｄ＿ｐｏｓによって変わる：
【０１５９】
−ＰＤＳＣＨマッピングタイプＡについて：上位層パラメータＤＬ＿ＤＭＲＳ_ｔｙｐｅＡ＿ｐｏｓが３のようである場合、
0006888116.tif 000040
であり、そうでない場合は、
0006888116.tif 000041
である。
【０１６０】
−ＰＤＳＣＨマッピングタイプＢについて：
0006888116.tif 000042
はＤＭＲＳがスケジューリングされたＰＤＳＣＨリソース内の１番目のＯＦＤＭシンボルにマッピングされる。
【０１６１】
下記の表９は、ＰＤＳＣＨのＤＭＲＳ構成タイプ１に対するパラメータの一例を示す。
【０１６２】
【表９】
0006888116.tif 000043
【０１６３】
下記の表１０は、ＰＤＳＣＨのＤＭＲＳ構成タイプ２に対するパラメータの一例を示す。
【０１６４】
【表１０】
0006888116.tif 000044
【０１６５】
下記の表１１は、ＰＤＳＣＨ ＤＭＲＳのＤｕｒａｔｉｏｎであるｌ’の一例を示す。
【０１６６】
【表１１】
0006888116.tif 000045
【０１６７】
下記の表１２は、ＰＤＳＣＨのＤＭＲＳの開始位置の一例を示す。
【０１６８】
【表１２】
0006888116.tif 000046
【０１６９】
ＮＲシステムにおいては、前述したようにＯＦＤＭシンボル単位でＤＭＲＳを定義している。また、速いデコーディング速度をサポートするためにスロットの前方のシンボルにＤＭＲＳを位置させる。
【０１７０】
このようにスロットの前方のシンボルに位置するＤＭＲＳは、ｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄｅｄ ＤＭＲＳと称する。
【０１７１】
本発明においては、このように速いデコーディングのためにスロットの前方のシンボルに位置するＤＭＲＳを第１ＤＭＲＳ又はｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄｅｄ ＤＭＲＳと称する。しかしながら、高ドップラー（High Doppler）環境の場合、１つのスロット（又は、サブフレーム）内でチャネル変化量が大きいため、前方のシンボルに設定されたＤＭＲＳのみを用いて適切なチャネル補償をすることが難しい。
【０１７２】
従って、このような問題点を解決するために、追加的なＤＭＲＳを設定できるが、本発明においてはこのようなＤＭＲＳを第２ＤＭＲＳ又はａｄｄｉｔｉｏｎａｌ ＤＭＲＳと称する。
【０１７３】
図９ないし図１３は、本明細書で提案する繰り返しパターンを利用してＤＭＲＳをマッピングする方法の一例を示す図である。
【０１７４】
図９ないし図１３に示すように、ＤＭＲＳを送信するために使用されるアンテナポートの数が一定数以上である場合、基地局は、同一のマッピングパターンを繰り返してＤＭＲＳをリソースにマッピングすることができる。
【０１７５】
図９及び図１０は、最大８つのＤＭＲＳポートをサポートするためのＤＭＲＳマッピングパターンの例を示す。図９の（ａ）ないし（ｃ）は、１つのＯＦＤＭシンボルを利用してＤＭＲＳをマッピングするマッピングパターンの一例を示し、図１０の（ａ）ないし（ｃ）は、２つのＯＦＤＭシンボルを利用してＤＭＲＳをマッピングするマッピングパターンの一例を示す。
【０１７６】
具体的に、図９の（ａ）ないし（ｂ）は、長さ４に該当する周波数領域のＣＤＭと相異なる２つのリソースを利用するＦＤＭを利用して８つのＤＭＲＳポートをサポートする場合の例を示す。
【０１７７】
それに対して、図９の（ｃ）は、長さ２に該当する周波数領域のＣＤＭと相異なる４つのリソースを利用するＦＤＭを利用して８つのＤＭＲＳポートをサポートする場合の例を示す。
【０１７８】
図１０の（ａ）は、長さ２に該当する時間領域のＣＤＭと相異なる４つのリソースを利用するＦＤＭを利用して８つのＤＭＲＳポートをサポートする場合の例を示す。それに対して、図１０の（ｂ）は、長さ２に該当する周波数領域のＣＤＭと相異なる２つのリソースを利用するＦＤＭとＴＤＭを利用して８つのＤＭＲＳポートをサポートする例を示す。
【０１７９】
図１０の（ｃ）は、同一のパターンを繰り返す繰り返しパターンを利用してＤＭＲＳをマッピングする例を示す。
【０１８０】
図１０の（ｃ）において、ＤＭＲＳマッピングパターンは２つのＯＦＤＭシンボルで構成されているが、実際８つのＤＭＲＳポートは１つのＯＦＤＭシンボル内において構成され、これを利用した繰り返し構造で構成される。
【０１８１】
具体的に、長さ４に該当する周波数領域のＣＤＭと相異なる２つのリソースを利用するＦＤＭを利用して８つのＤＭＲＳポートがサポートされることができる。
【０１８２】
以下、図９の（ａ）をパターン５、（ｂ）をパターン６、（ｃ）をパターン７、図１０の（ａ）をパターン８、（ｂ）をパターン９、（ｃ）をパターン１０と称する。
【０１８３】
図１１は、図９及び図１０の各マッピングパターンに対するスペクトル効率（spectral efficiency：ＳＥ）性能の一例を示す図である。
【０１８４】
図１１に示すように、８つのＤＭＲＳポートをサポートする場合は、２つのＯＦＤＭシンボルを利用してマッピングパターンを構成するパターン８及びパターン１０が１つのＯＦＤＭシンボルで構成されたマッピングパターンと比較してより良いＳＥ性能を示すことを確認することができる。
【０１８５】
このとき、２つのＯＦＤＭシンボルを利用するパターン９の場合は、１つのＯＦＤＭシンボルで構成されたパターンと類似して性能が劣化して現れることを確認することができる。
【０１８６】
これは、パターン９は、ＴＤＭを利用するため、２つのＯＦＤＭシンボルを利用する他のパターンに比べて参照信号（reference signal：ＲＳ）のエネルギーが小さいからであると類推することができる。
【０１８７】
すなわち、パターン８とパターン１０の場合、８つのポートに対して２つのＯＦＤＭシンボルを利用してＤＭＲＳをマッピングするため、ＲＳエネルギーを高めることができるので、チャネル係数推定に利得がある。
【０１８８】
また、チャネル係数推定の利得により階層間の干渉が減少して、結果的にＲＳオーバーヘッドが増加するにもかかわらずＳＥ観点で性能が向上することができる。
【０１８９】
このとき、２つのＯＦＤＭシンボルを利用するパターン８とパターン１０のうち、パターン１０は、位相雑音の影響が大きい高周波キャリア（high carrier frequency）（ｍｍＷａｖｅ）帯域にさらに適合したマッピングパターンになることができる。
【０１９０】
具体的には、パターン８の場合、時間領域のＣＤＭを利用する。しかしながら、位相雑音の影響により隣接したＯＦＤＭのシンボル間に位相差が発生すると、パターン８のように隣接したＯＦＤＭのシンボル間に同一のチャネルを仮定する時間領域のＣＤＭを利用するパターンの場合に性能が劣化する可能性がある。
【０１９１】
それに対して、パターン１０の場合は、隣接したＯＦＤＭシンボル間に同一のパターンを利用する繰り返し構造であるため、位相雑音によるエラーを推定して補償することができる。具体的には、隣接したＯＦＤＭのシンボル間の位相差を推定し、推定した位相差を補償してチャネルを推定することにより、チャネル推定性能に劣化を誘発する可能性のあるエラーを事前に補償することができる。
【０１９２】
従って、ＤＭＲＳを送信するためのアンテナポートの数が特定数を超過する場合、ＤＭＲＳは繰り返しパターンを利用してリソースにマッピングされることができる。
【０１９３】
具体的には、ＤＭＲＳの送信のためのアンテナポートの数が特定数以上である場合、基地局は、周波数領域にＣＤＭ長さを増加させ、時間領域において同一のパターンを繰り返して使用することができる。
【０１９４】
本発明のまた他の実施形態としては、送信周波数によってＤＭＲＳのマッピングパターンを決定することができる。
【０１９５】
具体的に、高周波帯域においては位相雑音の影響により時間領域へのＣＤＭ性能の劣化が発生する可能性がある。従って、高周波帯域において、位相雑音によるＣＰＥを推定及び補償することができ、十分なＲＳエネルギーを提供してチャネル推定性能を向上させる繰り返しパターンが優先されることができる。
【０１９６】
例えば、最大アンテナポートの数が１２個である場合、ＤＭＲＳは、図１２に示すようにマッピングされることができる。
【０１９７】
すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルにおいて最大１２個のＤＭＲＳポートをサポートできるように構成されたマッピングパターンが隣接ＯＦＤＭシンボルにおいて繰り返されるように定義することができる。
【０１９８】
前記例において、１つのＯＦＤＭシンボルにおいて複数のＤＭＲＳポート数をサポートするために、周波数領域におけるＣＤＭ長さが増加した。これは、遅延拡散（delay spread） が長いチャネルの場合、周波数選択性（frequency selectivity） が大きいチャネルによりチャネル推定性能が劣化する可能性がある。
【０１９９】
しかしながら、高周波帯域の場合、大きな経路減殺、強い直進性、小さな透過率など電波特性がよくない。また、大きな経路減殺を補完するためにビーム形成技術とともに使われるので、高周波帯域のチャネルは遅延拡散（delay spread）が小さい。従って、繰り返し構造のＤＭＲＳパターンは、高周波帯域に適したマッピングパターンといえる。
【０２００】
従って、送信周波数帯域と当該周波数帯域において好まれるＤＭＲＳパターンを関連付けて決定して周波数帯域によってチャネル推定性能を向上させることができる。
【０２０１】
本発明のまた他の実施形態として、周波数領域のＣＤＭ長さに応じて時間領域のＣＤＭを適用するか否かを決定するか、時間領域のＣＤＭに適用されるＯＣＣコードの種類を制限することができる。
【０２０２】
例えば、図１０の（ａ）の例のように、長さ２に該当する時間領域のＣＤＭと相異なる４つのリソースを利用するＦＤＭを利用して８つのＤＭＲＳポートをサポートすることができる。それに対して、同一の８つのＤＭＲＳポートをサポートするために、図１０の（ｃ）に示すように長さ４に該当する周波数領域のＣＤＭと相異なる２つのリソースを利用するＦＤＭで構成された繰り返しパターンを利用することができる。
【０２０３】
高周波領域の場合、位相雑音の影響により時間領域のＣＤＭはチャネル推定性能に劣化を誘発する。従って、高周波領域の場合は、前述した８つのＤＭＲＳポートをサポートする２つのマッピングパターンのうち周波数領域のＣＤＭ長さが長く、これを繰り返させるパターン、すなわち、図１０の（ｃ）に示すパターンを利用して位相雑音の影響を推定し、チャネル推定時にこれを補償することができる。
【０２０４】
前記例のように、周波数領域のＣＤＭ長さに応じて時間領域のＣＤＭ適用可否が変わり、ＤＭＲＳマッピングパターンが変わり得る。このように、周波数領域のＣＤＭ長さを基準にＤＭＲＳマッピングパターン及び時間領域のＣＤＭ適用可否を基地局が端末に設定することができる。
【０２０５】
繰り返しパターンを用いてＤＭＲＳをマッピングする場合、パターンを繰り返すか否かは、時間領域のＣＤＭオン／オフで示すか、ＣＤＭに適用されるＯＣＣコードの制限で示すことができる。
【０２０６】
例えば、図１３の（ａ）に示すように、周波数領域に長さ３のＣＤＭが適用され、時間領域に長さ２のＣＤＭが適用される場合、時間領域において使用される長さ２のＯＣＣコードは［＋１, ＋１］、［＋１, −１］のようである。
【０２０７】
この場合、ＤＭＲＳパターンにおいて多重化されるポートの数は計１２ポートになり得るが、時間領域のＯＣＣコードを１つだけ使用する場合、計６ポートに対する多重化が可能である。
【０２０８】
このとき、ＯＣＣコード［＋１, ＋１］だけを用いるように制限する場合、繰り返しパターンを使用するのと同じ効果を得ることができる。
【０２０９】
すなわち、図１３の（ａ）に示すように周波数領域においてＣＤＭ長さが３である場合、時間領域において長さ２のＯＣＣコードを利用して計１２ポートを多重化することができる。
【０２１０】
このとき、図１３の（ｂ）及び（ｃ）のように、周波数領域のＣＤＭ長さが４以上である場合、時間領域のＣＤＭをオフするか、ＯＣＣコードの種類を１つに制限して繰り返しパターンを使用するのと同一の効果を発生させることができる。
【０２１１】
この場合、基地局は、時間領域においてＣＤＭを適用するか否か又はＣＤＭに適用されるＯＣＣコードの種類に対する制限を、上位層シグネリング（例えば、ＲＣ、ＭＡＣ ＣＥなど）又はＤＣＩのいずれか１つを介して明示的に端末に通知することができる。
【０２１２】
または、基地局は、周波数領域のＣＤＭの長さを上位層シグナリング又はＤＣＩのうち少なくとも１つを介して通知することができ、端末は、基地局から送信されたＣＤＭ長さに基づいて時間領域にＣＤＭを適用するか否か又はＣＤＭに適用されるＯＣＣコードの制限を認識することができる。
【０２１３】
本発明のまた他の実施形態として、基地局は、上位層シグネリング又はＤＣＩを介して時間領域におけるＣＤＭオン／オフの可否又は時間領域においてＣＤＭに適用されるＯＣＣコードの種類を端末に通知することができる。
【０２１４】
例えば、基地局は、端末に直接的にＰＨＹ層やＤＣＩを介して時間領域におけるＯＣＣ長さを通知することができる。
【０２１５】
この場合、時間領域ＯＣＣコードに対する制限がない場合、計１２ポートをサポートしなければならないが、制限がある場合、計６ポートのみをサポートするようになるので、表す情報の量が減少する。
【０２１６】
ＤＣＩでこのような情報を通知する場合、端末は、ＤＭＲＳパターンのＯＣＣコードの制限有無を認識することができるため、ＣＰＥ及びＣＦＯを推定した後、推定された値を補償したＤＭＲＳを受信することができる。
【０２１７】
もし、基地局が時間領域におけるＣＤＭオン／オフの可否又は時間領域においてＣＤＭに適用されるＯＣＣコードの種類を端末に明示的に通知しない場合、端末は、送信周波数、位相雑音による位相誤差の推定のためのＰＴＲＳ送信可否、ＭＣＳ、又は階層の数に基づいて時間領域に他のＯＣＣコードを有する他の端末とのＭＵペアリング（pairing）がされなかったと仮定することができる。
【０２１８】
端末が前記提案された仮定を満足する場合、それぞれのＤＭＲＳに示すＣＰＥによるＤＭＲＳシンボル間の位相差を補償した後、連接するＤＭＲＳシンボルのコンバイニング（combining）を行う受信動作を行うことができる。
【０２１９】
例えば、端末がｍｍＷａｖｅ帯域の送信周波数を使用し、ＭＣＳが２５６ＱＡＭを使用する場合、連接するＤＭＲＳシンボル間の位相差の補償後に連接するＤＭＲＳをコムパイニングする過程を行うことができる。
【０２２０】
前記提案の例のように、明示的なシグナリングがない場合も、端末に伝達される他の情報を利用して基地局は時間領域に同一のＯＣＣコードのみを使用するようにスケジューリングすることができる。
【０２２１】
この場合、特定環境において端末がＭＵペアリングされない状況も仮定してＤＭＲＳを受信できるようにして位相雑音による劣化を防止し、チャネル推定を行うことができる。
【０２２２】
図１４は、本明細書で提案する復調参照信号を生成して送信する方法の一例を示すフローチャートである。
【０２２３】
図１４に示すように、基地局は、疑似ランダムシーケンスに基づいて参照信号シーケンスを生成する（Ｓ１４０１０）。このとき、復調参照信号は、前述したｆｒｏｎｔ−ｌｏａｄｅｄ ＤＭＲＳであり得る。
【０２２４】
以後、基地局は、生成された参照信号シーケンスを特定パターンに応じて１つ又は２つの時間軸シンボルにマッピングする（Ｓ１４０２０）。このとき、基地局は、特定パターンに応じて生成された参照信号シーケンスを１つ又は２つの時間軸シンボルにマッピングすることができ、特定パターンは、図７ないし図１３で説明したパターンのうち１つであり得る。
【０２２５】
特定パターンは、前記復調参照信号が送信される周波数帯域の特性によって決定されることができる。
【０２２６】
復調参照信号は、図７ないし図１３に示したように、１つ又は２つの時間軸シンボルに周波数軸及び／又は時間軸にＣＤＭを介して多重化されてマッピングされることができる。
【０２２７】
このとき、時間軸上に適用されるＣＤＭを第１ＣＤＭといい、周波数軸上に適用されるＣＤＭを第２ＣＤＭという。
【０２２８】
以後、基地局は、１つ又は２つの時間軸シンボルのマッピングに基づいて復調参照信号を生成し、生成された復調参照信号を相異なるアンテナポートを利用して端末に送信する（Ｓ１４０３０、Ｓ１４０４０）。
【０２２９】
このとき、復調参照信号シーケンスは、同一の時間軸シンボル上にマッピングされてそれぞれ特定のアンテナポート上で送信され、復調参照信号は、他のアンテナポート上で送信される少なくとも１つの他の復調参照信号と同一の時間軸シンボル上に位置する。
【０２３０】
図１５は、本明細書で提案する復調参照信号を受信してデータをデコードする方法の一例を示すフローチャートである。
【０２３１】
図１５に示すように、端末は、基地局から特定パターンに応じて設定された復調参照信号（Demodulation Reference Signal：ＤＭＲＳ）をＤＭＲＳシンボルを介して基地局から受信する（Ｓ１５０１０）。
【０２３２】
前記復調参照信号は、特定アンテナポート上で送信され、他のアンテナポート上で送信される少なくとも１つの他の復調参照信号と同一の１つ又は２つの時間軸シンボル上に位置することができる。
【０２３３】
また、前記復調参照信号は、図７ないし図１３に示したように、１つ又は２つの時間軸シンボルに周波数軸及び／又は時間軸にＣＤＭを介して多重化されてマッピングされることができる。
【０２３４】
このとき、時間軸上に適用されるＣＤＭを第１ＣＤＭといい、周波数軸上に適用されるＣＤＭを第２ＣＤＭという。
【０２３５】
特定パターンは、図７ないし図１３で示したパターンの１つであり得るし、復調参照信号が送信される周波数帯域の特性によって決定されことができる。
【０２３６】
以後、端末は、受信された復調参照信号を利用してデータをデコードすることができる（Ｓ１５０２０）。
【０２３７】
図１６は、本発明が適用できる無線装置の内部ブルロクドの一例を示す図である。
【０２３８】
ここで、前記無線装置は基地局及び端末であり得るし、基地局はマクロ基地局及びスモール基地局を全て含む。
【０２３９】
図１６に示すように、基地局１６１０及びＵＥ１６２０は、通信部（送受信部、ＲＦユニット）１６１３、１６２３、プロセッサ１６１１、１６２１、及びメモリ１６１２、１６２２を含む。
【０２４０】
これ以外にも、前記基地局及びＵＥは、入力部及び出力部をさらに含んでもよい。
【０２４１】
通信部１６１３、１６２３、プロセッサ１６１１、１６２１、入力部、出力部、及びメモリ１６１２、１６２２は、本明細書で提案する方法を行うために機能的に連結されている。
【０２４２】
通信部（送受信部又はＲＦユニット）１６１３、１６２３は、ＰＨＹプロトコル（Physical Layer Protocol）から生成された情報を受信すると、受信した情報をＲＦスペクトル（Radio-Frequency Spectrum）に移し、フィルタリング（Filtering）、増幅（Amplification）などを行ってアンテナに送信する。また、通信部は、アンテナで受信されるＲＦ信号（Radio Frequency Signal）をＰＨＹプロトコルにおいて処理可能な帯域に移し、フィルタリングを行う機能をする。
【０２４３】
また、通信部は、このような送信と受信機能を切り替えるためのスイッチ（Switch）機能を含んでもよい。
【０２４４】
プロセッサ１６１１、１６２１は、本明細書で提案された機能、過程及び／又は方法を実現する。無線インタフェースプロトコルの層は、プロセッサにより実現されることができる。
【０２４５】
前記プロセッサは、制御部、コントローラ、制御ユニット、コンピュータなどで表現されることもできる。
【０２４６】
メモリ１６１２、１６２２は、プロセッサと接続されて、アップリンクリソース割り当て方法を行うためのプロトコルやパラメータを保存する。
【０２４７】
プロセッサ１６１１、１６２１は、ＡＳＩＣ（Application-Specific Integrated Circuit）、他のチップセット、論理回路及び／又はデータ処理装置を含むことができる。メモリは、ＲＯＭ（Read-Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、フラッシュメモリ、メモリカード、記憶媒体、及び／又は他の記憶装置を含むことができる。通信部は、無線信号を処理するためのベースバンド回路を含むことができる。実施形態がソフトウェアで実現されるとき、前述した手法は前述した機能を行うモジュール（過程、機能など）で実現されることができる。
【０２４８】
モジュールは、メモリに記憶され、プロセッサにより行われることができる。メモリは、プロセッサの内部又は外部にあり、周知の様々な手段でプロセッサと接続される。
【０２４９】
出力部（ディスプレイ部又は表示部）は、プロセッサにより制御され、キー入力部で発生するキー入力信号及びプロセッサからの各種情報信号とともに、前記プロセッサから出力される情報を出力する。
【０２５０】
さらに、説明の便宜のために各図面を分けて説明したが、各図面に述べられている実施形態を併合して新しい実施形態を実現するように設計することも可能である。また、当業者の必要に応じて、以前に説明された実施形態を実行するためのプログラムが記録されているコンピュータで読み取り可能な記録媒体を設計することも本発明の権利範囲に属する。
【０２５１】
本明細書による参照信号を送受信するための方法は、前記に説明された実施形態の構成と方法が限定的に適用されるのではなく、前記実施形態は様々な変形ができるように、各実施形態の全部又は一部が選択的に組み合わされて構成されることもできる。
【０２５２】
一方、本明細書の参照信号を送受信するための方法は、ネットワークデバイスに備えられたプロセッサが読み取ることのできる記録媒体にプロセッサが読み取ることのできるコードとして実現することが可能である。プロセッサが読み取ることのできる記録媒体は，プロセッサによって読み取られることのできるデータが記憶されるすべての種類の記録装置を含む。プロセッサが読み取ることのできる記録媒体の例としては，ＲＯＭ，ＲＡＭ，ＣＤ−ＲＯＭ，磁気テープ，フロッピーディスク，光データ記憶装置などがあり，また，インターネットを介した送信などのようなキャリアウェーブの形態で実現されることも含む。また，プロセッサが読み取ることのできる記録媒体は，ネットワークで接続されたコンピュータシステムに分散されて，分散方式によってプロセッサが読み取ることのできるコードが記憶され，実行することができる。
【０２５３】
また、以上では本発明の好ましい実施形態に対して図示及び説明したが、本明細書は特定の実施形態に限定されず、請求範囲で請求する本発明の要旨から逸脱することなく、当該発明が属する技術分野で通常の知識を有する者により多様な変形実施が可能であることは勿論であり、このような変形実施は本発明の技術的思想や見通しから個別的に理解されてはならない。
【０２５４】
そして、当該明細書では物の発明と方法発明が全て説明されており、必要によって両発明の説明は補充的に適用できる。
【産業上の利用可能性】
【０２５５】
本発明の無線通信システムにおいてＲＲＣ接続方法は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステムに適用される例を中心に説明したが、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ−Ａシステム以外にも多様な無線通信システムに適用することが可能である。
【図１】
0006888116.tif 000047
【図２】
0006888116.tif 000048
【図３】
0006888116.tif 000049
【図４】
0006888116.tif 000050
【図５】
0006888116.tif 000051
【図６】
0006888116.tif 000052
【図７（ａ）】
0006888116.tif 000053
【図７（ｂ）】
0006888116.tif 000054
【図８（ａ）】
0006888116.tif 000055
【図８（ｂ）】
0006888116.tif 000056
【図９（ａ）】
0006888116.tif 000057
【図９（ｂ）】
0006888116.tif 000058
【図９（ｃ）】
0006888116.tif 000059
【図１０（ａ）】
0006888116.tif 000060
【図１０（ｂ）】
0006888116.tif 000061
【図１０（ｃ）】
0006888116.tif 000062
【図１１】
0006888116.tif 000063
【図１２】
0006888116.tif 000064
【図１３】
0006888116.tif 000065
【図１４】
0006888116.tif 000066
【図１５】
0006888116.tif 000067
【図１６】
0006888116.tif 000068