(57)【要約】  調節可能な出力電力バックオフを備えた逐次型広帯域ドハティ電力増幅器は、広帯域HF信号を受け取る入力を有し、広帯域HF信号は波高率を定義する平均電力レベルとピーク電力レベルを有する。更に、入力信号を増幅する第１の増幅器枝であって主に低電力レベルおよび少なくとも平均電力レベルに対する増幅を提供する第１の増幅器枝と、入力信号を増幅する第２の増幅器枝であって主にピーク電力レベルに対する増幅を提供する第２の増幅器枝とを有する。第１の増幅器枝の出力はインピーダンスインバータを介して第２の増幅器枝の出力に接続され、接続点は負荷と実質的にインピーダンスが整合された態様で直接接続される。第１および第２の増幅器枝はそれぞれ供給電圧を有し、供給電圧の少なくとも一つは増幅する信号の波高率に応じて可変である。２つの増幅器枝を介した信号の伝播の時間は動作範囲内において実質的に同一である。【選択図】  図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
調節可能な出力電力バックオフを備えた逐次型広帯域ドハティ電力増幅器であって、
少なくとも一つの広帯域HF信号を受け取るための少なくとも一つの入力(I1, I2; RFin)であって、前記広帯域HF信号(RFin)は少なくとも平均電力レベル(Pavg)とピーク包絡線電力レベル(PEP)を有し、前記平均電力レベル(Pavg)と前記ピーク包絡線電力レベル(PEP)は波高率C=PEP/Pavgを定義する、少なくとも一つの入力(I1, I2; RFin)と、
入力された前記信号(I1)を増幅するための第１の増幅器枝であって、低電力レベルおよび少なくとも前記平均電力レベル(Pavg)に対する増幅を実質的に提供する第１の増幅器枝と、
入力された前記信号(I2)を増幅するための少なくとも一つの第２の増幅器枝であって、前記ピーク包絡線電力レベル(PEP)に対する増幅を実質的に提供する第２の増幅器枝と、を有し、
前記第１の増幅器枝の出力はインピーダンスインバータ(ZT)を介して前記第２の増幅器枝の出力に接続され、それらの接続点(CN)は負荷(Z0)と実質的にインピーダンスが整合された態様で直接接続され、
前記第１の増幅器枝と前記第２の増幅器枝はそれぞれ供給電圧を有し、該供給電圧の少なくとも一つは増幅されるべき前記信号の前記波高率に応じて可変であり、
少なくとも２つの前記増幅器枝を介した信号の伝播の遅延は動作範囲内において実質的に同一である、逐次型広帯域ドハティ電力増幅器。
【請求項２】
前記第１の増幅器枝により検出される出力インピーダンス(Zc)は次の数式
【数１０】
2016536854.tif 000012
に示す関係に略対応し、該数式において、BOは出力電力バックオフでの動作モードを示し、PEPはピーク包絡線電力(PEP)での動作モードを示し、αは、前記各増幅器枝の飽和の場合の該各増幅器枝の電流Ip|sat、Ic|sat、前記各増幅器枝の前記各供給電圧VDD,p, VDD,c、および、前記各増幅器枝のニー電圧Vk,p、Vk,cから次の数式
【数１１】
2016536854.tif 000013
により求められる、請求項１に記載の逐次型広帯域ドハティ電力増幅器。
【請求項３】
一つまたは複数の広帯域HF信号(RF)を受け取るためのちょうど１つの入力と、
前記一つまたは複数の広帯域HF信号(RF)を前記第１の増幅器枝および前記第２の増幅器枝に分配するための少なくとも一つのパワースプリッタ(DIV)と、を更に有する請求項１または請求項２に記載の逐次型広帯域ドハティ電力増幅器。
【請求項４】
前記インピーダンスインバータ(ZT)は、４分の１波長の位相シフトを利用可能とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の逐次型広帯域ドハティ電力増幅器。
【請求項５】
前記第２の増幅器枝に検出される出力インピーダンス(Zp)は次の数式
【数１２】
2016536854.tif 000014
に示す関係に略対応し、該数式において、BOは出力電力バックオフでの動作モードを示し、PEPはピーク包絡線電力(PEP)での動作モードを示し、βは次の数式
【数１３】
2016536854.tif 000015
により表され、該数式において、αは、前記各増幅器枝の飽和の場合の該各増幅器枝の電流Ip|sat、Ic|sat、前記各増幅器枝の前記各供給電圧VDD,p、VDD,c、および、前記各増幅器枝のニー電圧Vk,p、Vk,cから次の数式
【数１４】
2016536854.tif 000016
により求められる、請求項１〜４のいずれか一項に記載の逐次型広帯域ドハティ電力増幅器。
【請求項６】
前記第１の増幅器枝および前記第２の増幅器枝の間の引き継ぎ点(BO)は、前記各増幅器枝の前記各供給電圧VDD,p、VDD,c、および、前記各増幅器枝のニー電圧Vk,p、Vk,cから、次の数式
【数１５】
2016536854.tif 000017
に示す関係に略対応し、
前記引き継ぎ点(BO)は可変である、請求項１〜５のいずれか一項に記載の逐次型広帯域ドハティ電力増幅器。
【請求項７】
負荷(Z0)の変調を介する、前記第１の増幅器枝および前記第２の増幅器枝の間の引き継ぎ点(BO)は、次の数式
【数１６】
2016536854.tif 000018
に示す関係に略対応し、
前記引き継ぎ点(BO)は可変である、請求項１〜６のいずれか一項に記載の逐次型広帯域ドハティ電力増幅器。
【請求項８】
ピーク包絡線電力の平均電力に対する比は6dBより大きい、請求項１〜７のいずれか一項に記載の逐次型広帯域ドハティ電力増幅器。
【請求項９】
ピーク包絡線電力の平均電力に対する比は、6dBから12dBまで調節可能である、請求項１〜８のいずれか一項に記載の逐次型広帯域ドハティ電力増幅器。
【請求項１０】
利用可能な帯域幅は500MHz以上である、請求項１〜９のいずれか一項に記載の逐次型広帯域ドハティ電力増幅器。
【請求項１１】
前記第１の増幅器枝の出力は、インピーダンスインバータ(ZT)を介して前記第２の増幅器枝の出力に接続され、少なくとも一つの他のインピーダンスインバータを介して第３の増幅器枝の出力に接続される、請求項１〜１０のいずれか一項に記載の逐次型広帯域ドハティ電力増幅器。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれか一項に記載の逐次型広帯域ドハティ電力増幅器を移動無線通信システムにおいて使用する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、調節可能な出力電力バックオフを備えた逐次型広帯域ドハティ電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば、W-CDMA、WiMax、またはLTE等に基づく最新の無線通信システムが、スペクトルの効率的な利用による高データレートの提供を目的として開発されている。
このことは一般に、その目的のために用いられる複数の複合変調形式によって達成される。注目すべきは、これらの複合変調形式が、平均電力(Pavg)に対するピーク包絡線電力(PEP)のPAR(peak-to-average power ratio: ピーク電力対平均電力比)が約6〜12dBの大きさのオーダーというように高い信号を使用することである。
【０００３】
無線通信技術の多くの領域において、伝送特性の線形性は中核的要件の1つである。特にデジタル通信システムにおいてこれは極めて重要である。
送信器における非線形性は、他の加入者または他の送信サービスの接続品質を害する好ましくない放射を促進する。
加えて、ユーザー自身の接続の質にマイナスの影響を及ぼす歪みが非線形性によって引き起こされる。
【０００４】
従来、この問題は、平均出力電力に対し高周波出力段を過大なものとすることで対処された。例えば、必要な線形性を保証するために10dB以上の出力電力保留(バックオフ、BO)とすることは珍しくない。
このようにシステムを過大なものとすることには多くの欠点がある。1つの問題として、製造コストがより高くなる。別の問題として、出力が低くなる、すなわち、バックオフが大きくなるほど、送信器の効率が急速に低下する。効率が低下する程、電力ロスが増加する。結果として生じる残留熱を発散させるために、それに見合う冷却装置を準備しなければならない。
【０００５】
例えば、基地局には冷却ユニットを設置しなければならず、冷却ユニットを定常的に運転させると、基地局の電力バランスを低下させ、更なる冷却能力の組み込みを必要とすることとなる。そのため、今日の基地局の効率の典型的な値は、しばしば1桁のパーセントの範囲にある。
【０００６】
これまで、この問題に対処するために多大な努力が払われた。
とりわけ、エンベロープ・エリミネーション・アンド・リストレーション(EER)、アウトフェージング、LINC(非線形成分を利用した線形増幅)、能動負荷変調などの様々なアプローチが行われた。
しかしながら、これらのアプローチは複雑であり、他の電力増幅器の代替として現存のシステムへ容易に統合することができず、それどころか、大規模な適合を必要とする。
【０００７】
ところで、いわゆるドハティ電力増幅器に基づく他のアプローチは、いわゆる対称ドハティ電力増幅器を使用する場合には6dBのみのバックオフを示す。そのため、バックオフの要求が更に高いシステムには使用できない。
これはいわゆる非対称ドハティ電力増幅器でのみ可能である。しかしそれは、一般に、効率、増幅および／または帯域幅を犠牲とすることによってのみ達成できる。広帯域の非対称ドハティ電力増幅器も同様に、6dBの大きさのオーダーの出力電力バックオフを提供するものと概ね見なせる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
最近のアプローチがディジタルドハティ電力増幅器のために存在するのは事実であるが、それらは未だに２つのコヒーレント信号の振幅および位相の独立制御を必要とする点で非常に複雑であるという特徴がある。
そこで、広帯域で利用可能で変更容易なより高いバックオフを作り出せる増幅器であって、それにより、異なる変調処理に対してより良い平均効率を提供できる増幅器を提供することが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的は、請求項1に記載の調節可能な出力電力バックオフを備えた逐次型広帯域ドハティ電力増幅器により達成される。更なる有利な実施形態は、特に従属請求項の発明の主題を構成する。
以降においては図を参照して、より詳細に本発明を説明する。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は本発明の実施形態に先立つ概略のブロック図を示す。
【図２】図２は、dBmで示す出力電力に対する例示のドレイン効率を、インピーダンスインバータZTの異なる値ごとに、パーセントで示す。
【図３】図３は、dBmで示す出力電力に対する例示のドレイン効率を、第１および第２の増幅器枝の供給電圧比VD,c/VD,pの異なる値ごとに、パーセントで示す。
【図４】図４は本発明の一実施形態に係る例示の負荷変調および対応するドレイン電流を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
図１は本発明の実施形態に係る概略のブロック図を示す。
この調節可能な出力電力バックオフを備えた逐次型広帯域ドハティ電力増幅器は、少なくとも１つの広帯域HF信号を受け取るための少なくとも１つの入力を有する。
図１では、例えば、広帯域HF信号RFは、第１の入力I1および第２の入力I2で利用可能となる。
広帯域HF信号または広帯域HF信号RFは、少なくとも平均電力レベル(Pavg)およびピーク包絡線電力レベル(PEP)を有し、平均電力レベルおよびピーク包絡線電力レベルは波高率C=PEP/Pavgを定義する。
【００１２】
任意であるが、図１に示すように、広帯域HF信号RFinは、２つの入力I1、I2に対して１つの(あるいは複数の)パワースプリッタDIVにより利用可能とすることができる。
更に、本発明による逐次型ドハティ電力増幅器は、入力信号を増幅するための第１の増幅器枝を有し、第１の増幅器枝は、低い電力レベルおよび少なくとも平均の電力レベルに対する増幅を実質的に提供する。
【００１３】
この増幅器枝は、例えば図１の上半分(ほぼ破線より上)に示され、例えば、GaN(窒化ガリウム)をベースとするHEMT(高電子移動度トランジスタ)（例えば、6WのGaN HEMT)中の増幅器としてとして具体化することができる。例えば、この第１の増幅器枝はキャリアAB級増幅器であってもよい。
【００１４】
更に、本発明による逐次型ドハティ電力増幅器は、入力信号を増幅するための少なくとも１つ第２の増幅器枝を有し、第２の増幅器枝は、ピーク包絡線電力レベルに対する増幅を実質的に提供する。
この増幅器枝は、例えば図１の下半分(ほぼ破線より下)に示され、例えば、GaN(窒化ガリウム)をベースとするHEMT(高電子移動度トランジスタ)(例えば、10WのGaN HEMT)中の増幅器としてとして具体化することができる。例えば、この第２の増幅器枝はC級増幅器であってもよい。
【００１５】
本発明の実施形態においては、Zcで示す第１の増幅器枝の出力は、Zpで示す第２の増幅器枝の出力と、インピーダンスインバータZTを介して接続点CNで接続される。
インピーダンスインバータZTは集中した要素として描かれるが、必要に応じて、他の変形（特にインピーダンスインバータネットワーク）としても準備することができる。接続点CNはインピーダンスを実質的に一致させた態様で負荷Z0に直接接続される。
【００１６】
第１の増幅器枝および第２の増幅器枝はそれぞれ供給電圧を有し、それらの供給電圧のうちの少なくとも１つは、増幅されるべき信号の波高率に応じて可変であり、それにより２つの供給電圧の比率を可変とすることができる。
更に、本発明による逐次型ドハティ電力増幅器は、少なくとも２つの増幅器枝を通じた信号の伝播遅延が、動作範囲内で実質的に同一となるように具体化される。
そのような構成により、500MHzおよびそれ以上の帯域幅、ならびに、少なくとも6dB〜12dBおよびそれ以上の調節可能な出力電力バックオフを容易に生み出せる。
【００１７】
本発明による逐次型ドハティ電力増幅器においては、第１の増幅器枝(キャリア)の大きさは実質的に、第１の増幅器枝が最適な負荷で作動するときに、第１の増幅器枝が所定の出力電力バックオフで飽和するように決定される。入力電力が更に増加する場合、第２の増幅器枝は信号の増幅をより多く引き受ける。この移行は第１の増幅器の出力におけるインピーダンスの能動負荷変調によって起こる。このインピーダンスは、入力電力が増加するにつれて連続的に減少する。その結果、負荷に供給される電力全体に対する第１の増幅器枝の有効な寄与が減少する。その後、第１の増幅器枝(キャリア)の寄与は、全体的な構成における最大電力においてはかなり小さいものとなる。また、出力電力の大部分は第２の増幅器枝または他の増幅器枝によって利用可能となる。
【００１８】
その結果、能動負荷変調の領域内で、第１の増幅器枝と、第２および／またはその他の増幅器枝との間での穏やかな移行が利用可能となる。
これを成し遂げるために、第１増幅器枝は、第２および／または他の増幅器枝から接続点CNで実質的に隔離されなければならない。
言い換えれば、第１増幅器枝から見た、飽和時のインピーダンスZTは、接続点CNに関して高くなければならない。これにより、広帯域の第１の増幅器枝と広帯域の第２の増幅器枝および／または他の増幅器枝を組み合わせることができ、広い帯域幅上で所望の出力電力バックオフを利用可能とすることができる。
【００１９】
低減されたインピーダンス変換比率により、本発明による逐次型ドハティ電力増幅器は、負荷Z0への出力側におけるインピーダンスマッチングネットワークを必要としない。これにより回路のサイズが大幅に縮小され、そのようなインピーダンスマッチングネットワークの主要な特性、あるいは、寄生効果によりもたらされる利用可能な帯域幅に対する悪影響が回避される。
【００２０】
特に、適切なパワースプリッタDIVの使用により、第１の増幅器枝を飽和状態で動作可能とすることを保証できる。この目的のために、本発明の一実施形態においては、逐次型ドハティ電力増幅器は、例えば3dBのパワースプリッタDIVを備えることができる。その結果、両方の増幅器枝は、それぞれの入力I1、I2で同じパワーのHF信号RFを受け取る。
【００２１】
図１に示す実施形態では、接続点CNから見た、第１の増幅器枝に関する仮想インピーダンスZc(図１を参照)に対する結果は次のとおりである。
【数１】
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ただし、BOは出力電力バックオフでの動作モードを示し、PEPはピーク包絡線電力（PEP）での動作モードを示す。αは、各増幅器枝が飽和の場合の各増幅器枝の電流Ip|sat、Ic|sat、各増幅器枝の供給電圧VDD,p、VDD,c、および各増幅器枝のニー電圧Vk,p、Vk,c（肩電圧）から、次式により導き出すことができる。
【数２】
2016536854.tif 000004
【００２２】
図１に示す実施形態では、接続点CNから見た、第２の増幅器枝に関する仮想インピーダンスZp(図１を参照)に対する結果は次のとおりである。
【数３】
2016536854.tif 000005
ただし、BOは出力電力バックオフにおける動作モードを示し、PEPはピーク包絡線パワー(PEP)での動作モードを示すものとする。βは、次式により示される。
【数４】
2016536854.tif 000006
ここで、αは、各増幅器枝が飽和の場合の各増幅器枝の電流Ip|sat、Ic|sat、各増幅器枝の供給電圧VDD,p、VDD,c、および各増幅器枝のニー電圧Vk,p、Vk,cから、次式により導き出すことができる。
【数５】
2016536854.tif 000007
【００２３】
インピーダンスインバータZTの特性も次式により導き出せる。
【数６】
2016536854.tif 000008
ただし、BO(dB)は、次式により特定の出力電力バックオフとして決定される。
【数７】
2016536854.tif 000009
【００２４】
第２の増幅器枝(ピーク)に加え、更に多くの増幅器枝を備える場合、第１の増幅器枝(キャリア)との関係において、第２および他の増幅器枝の各々は同様の状況が得られる。
【００２５】
逐次型広帯域ドハティ電力増幅器は、例えば入力側オフセットラインOLi、および／または出力側オフセットラインOLoのように、更に他の構成部品を持つことができ、また、それぞれの増幅器枝内に、入力マッチング回路網INM1、INM2や負荷伝送回路網LTN1、LTN2を備えることができ、それらに対しては、必要な位相シフトPCN（例えば、インピーダンスインバータZTのλ/4と類似のλ/4位相シフト）等のタスクを割り当てることもできる。ただし、これらの要素は本発明の理解のために必要ではない。これらの要素は、必要に応じて、増幅器枝中の信号の伝播の遅延がほぼ同一となることを保証し、それにより非線形性を防ぐ。
【００２６】
上述のとおり、本発明の構成によれば、単一の入力信号RFinを用いて、負荷変調を備えるドハティ増幅を達成することができる。
本発明の構成は、このように既存の概念に容易に統合でき、新しい設計を必要とせずに、従前の電力増幅器に取って代わることができる。
更に、調節可能な出力電力バックオフが利用可能となる。
【００２７】
出力電力バックオフの程度は、インピーダンスインバータZTおよび／または第１の増幅器枝および第２の増幅器枝の同じかまたは異なる供給電圧に応じて調節可能である(例えば、前提として、後者のニー電圧は約0Vである)。これにより、上記の式によって容易に出力電力バックオフBOを適用できる。
【００２８】
図２は、dBmで示す出力に対するドレイン効率を、インピーダンスインバータZTの異なる値ごとにパーセントで示す。ここから分かるように、インピーダンスインバータの抵抗ZTが増えるほど、ドレイン効率は上昇し、また、特性の最大値はより発散し、それによって、出力電力バックオフBOは、先行技術による既知の解決策よりも容易に高い値を達成できる。更に、このように、インピーダンスインバータZTによる調節も容易に行い得る。
【００２９】
図２の場合には、例として62.5Ωが、約500MHzの帯域幅で、ZTに対して約10dBの値を生み出す。この帰結として、１に近づく傾向のある好ましい低インピーダンス変換比率が得られ、したがって、大きな帯域幅を可能とする。
図２から分かるように、入力側の電力が増加すると、第２の増幅器枝が徐々に引き受け分を増やす。ドレイン効率の第１の最大値は第１の増幅器枝によって実質的に決定される一方、第２の増幅器枝は実質的に第２の(境界)最大値を決定する。
【００３０】
図３は、dBmで示す出力電力に対するドレイン効率を、第１および第２の増幅器枝への供給電圧の異なる比率VD,c/VD,pごとにパーセントで示す。例として、ここでは、第２の増幅器枝の(ドレインバイアス電圧の)供給電圧VD,pは一定のままとして、出力電力バックオフBOは、第１の増幅器枝の変動する供給電圧VD,c(ドレインバイアス電圧)のみで達成されるものとする。もちろん、それに代えて、第２の増幅器枝の供給電圧VD,pを変化させ第１の増幅器枝の供給電圧VD,cを一定のままとしてもよく、あるいは、両方の供給電圧を適切に調整することも可能である。
ただし、特に達成が簡単であるため、第１の増幅器枝を調整することが好ましい。
【００３１】
図３の場合には、例えば62.5ΩのインピーダンスインバータZTおよび一定の供給電圧VD,p=30Vの仮定の下では、供給電圧の比率VD,c/VD,pが下がるにつれ、出力電力バックオフが増加することが分かる。
【００３２】
このことを背景に、例としての設計プロセスを次のように概説することができる。
最初に、第１の増幅器枝は広帯域に設定される。それにより、第１の増幅器枝はほぼ最大の効率Pc,satを達成する。このPc,satは、定義された負荷Z0(例えば50Ω)のための完全な逐次型広帯域ドハティ電力増幅器の所望の出力電力バックオフにほぼ相当する。これはほぼ値Zcの決定に相当する。図２においては、例えば、Pc,satは低い方の最大値に相当する。
【００３３】
次に、別のステップで、第２の増幅器枝は広帯域に設定される。それにより、第２の増幅器枝は最大効率Pp,satに達する。このPp,satは、βZ0システムのための完全な逐次型広帯域ドハティ電力増幅器の最小の出力電力に相当し、あるいはZpの決定にほぼ相当する。図２では、例えば、Pp,satは上限の(境界の)最大値に相当する。
【００３４】
次に、２つの増幅器枝はインピーダンスインバータZTを用いて互いに接続される。そのために、例えばストリップラインとして、上記の式によって得られたインピーダンスZTのλ/4導波路を使用できる。
必要に応じて別の最適化を、例えば供給電圧および／またはインピーダンスインバータZTといったパラメーターに基づき行なうことができる。
【００３５】
この結果、次のような構成が得られる。下記構成は例示を目的として記述される。第１の増幅器枝では、例として6WのGaN HEMT増幅器が使用される一方、10WのGaN HEMT増幅器が第２の増幅器枝で使用される。第１の増幅器枝にバイアス電圧VG,c=-2.8Vを印加し、ドレイン電圧VD,c=12Vとする。第２の増幅器枝にバイアス電圧VG,p=-6Vを印加し、ドレイン電圧VD,p=30Vとする。これら２つの増幅器枝は、10dBの出力電力バックオフのためインピーダンスインバータZT=62.5Ω(上記の計算規則による)を介して接続される。２つの増幅器枝のドレイン電流が飽和時にほぼ同一となる仮定、すなわち、Ip,sat=Ic,satという仮定の下では、α=3.5およびβ=1.4と決定でき、それらから、次の各値が得られる。
【数８】
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【数９】
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【００３６】
更に、これは図４と一致している。図４は、dBmで示す出力電力に対し、接続点CNから見た負荷変調Z1T、Zp、Zc、および、各増幅器枝の各ドレイン電流を示す。
【００３７】
これにより、ピーク包絡線電力の平均電力に対する比が6dBより大きな逐次型広帯域ドハティ電力増幅器を製造することが可能となる。特に、ピーク包絡線電力の平均電力に対する比が6dBから12dBまで調節可能な逐次型広帯域ドハティ電力増幅器を製造することが可能となる。
【００３８】
本発明においては、広帯域とは、300MHz以上、特に500MHz以上の帯域幅として理解される。
設計思想を確認するため、以上概説した方法により、10Wで500MHz以上の帯域幅と10dBの出力電力バックオフを備える電力増幅器を製造した。1.8GHz〜2.4GHzの周波数レンジにわたり8〜11dBで調節可能な出力電力バックオフを備える期待されたドハティの振る舞いが実証できた。65%以上のドレイン効率が300MHzの周波数レンジにおいて達成され、58%以上のドレイン効率が飽和時の500MHzの周波数レンジにおいて達成された。2.1GHzで7.5dBのPARを備えた例示の10MHz広帯域LTE信号であっても、32.7dBmの平均出力電力、-44.2/-48.7dBcの隣接チャネル漏洩比(ACLR)にて、約53%のドレイン効率が達成された。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
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