(57)【要約】従来の整流回路の出力における基本周波数および高調波周波数に含まれる未整流ＡＣ電力を収集するための高調波収集回路設計。【選択図】図３
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ−ＤＣ変換器回路の出力において未変換ＡＣ信号を収集するための電気回路であって、
前記ＡＣ−ＤＣ変換器回路の前記出力と電気的に連通し、入力および出力を有するＤＣブロッキング電気回路または回路素子と、
入力および出力を有するインピーダンス整合回路または回路素子であって、前記インピーダンス整合回路または回路素子の前記入力は前記ＤＣブロッキング電気回路または回路素子の前記出力と電気的に連通する、インピーダンス整合回路または回路素子と、
入力および出力を有する整流回路または回路素子であって、前記整流回路または回路素子の前記入力は前記インピーダンス整合電気回路または回路素子の前記出力と電気的に連通する、整流回路または回路素子と、
入力および出力を有するＡＣブロッキング回路または回路素子であって、前記ＡＣブロッキング回路または回路素子の前記入力は、前記未変換ＡＣ信号の方向を前記ＤＣブロッキング電気回路または回路素子に向かせるために前記ＡＣ−ＤＣ変換器回路の前記出力と電気的に連通する、ＡＣブロッキング回路または回路素子と
を備える電気回路。
【請求項２】
前記ＡＣ−ＤＣ変換器回路は整流器回路であり、前記未変換ＡＣ信号は未整流ＡＣ信号である、請求項１に記載の電気回路。
【請求項３】
前記ＡＣブロッキング回路または回路素子の前記出力は、前記整流回路または回路素子の前記出力と電気的に連通し、前記ＡＣブロッキング回路または回路素子の前記出力と前記整流回路または回路素子の前記出力とが、未変換ＡＣ信号を収集するための前記電気回路の前記出力を形成する、請求項１に記載の電気回路。
【請求項４】
前記未変換ＡＣ信号は、基本周波数の倍数である周波数を有する高調波信号である、請求項１に記載の電気回路。
【請求項５】
前記未変換ＡＣ信号の一つは、前記ＡＣ−ＤＣ変換器回路の前記出力に漏洩したＲＦ信号である、請求項１に記載の電気回路。
【請求項６】
前記ＤＣブロッキング電気回路または回路素子はコンデンサである、請求項１に記載の電気回路。
【請求項７】
前記ＤＣブロッキング電気回路または回路素子はハイパスフィルタである、請求項１に記載の電気回路。
【請求項８】
前記ＡＣブロッキング回路または回路素子は誘導子である、請求項１に記載の電気回路。
【請求項９】
前記ＡＣブロッキング回路または回路素子はローパスフィルタである、請求項１に記載の電気回路。
【請求項１０】
前記ＡＣ−ＤＣ変換器回路は従来の整流器回路である、請求項１に記載の電気回路。
【請求項１１】
前記ＡＣブロッキング回路または回路素子は、基本信号および高調波信号が接地に短絡されることを防ぐ、請求項１に記載の電気回路。
【請求項１２】
未変換ＡＣ信号を収集するための前記電気回路と直列に、未変換ＡＣ信号を収集するための第２の電気回路をさらに備える、請求項１に記載の電気回路。
【請求項１３】
第１のＡＣ−ＤＣ変換器回路の出力における未変換ＡＣ信号を収集するための電気回路であって、
前記第１のＡＣ−ＤＣ変換器回路の前記出力と電気的に連通し、入力および出力を有するＤＣブロッキング電気回路または回路素子と、
入力および出力を有するインピーダンス整合回路または回路素子であって、前記インピーダンス整合回路または回路素子の前記入力は前記ＤＣブロッキング電気回路または回路素子の前記出力と電気的に連通する、インピーダンス整合回路または回路素子と、
入力および出力を有する第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路または回路素子であって、前記第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路または回路素子の前記入力は前記インピーダンス整合電気回路または回路素子の前記出力と電気的に連通する、第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路または回路素子と、
入力および出力を有するＡＣブロッキング回路または回路素子であって、前記ＡＣブロッキング回路または回路素子の前記入力は、前記未変換ＡＣ信号の方向を前記ＤＣブロッキング電気回路または回路素子に向かせるために前記第１のＡＣ−ＤＣ変換器回路の前記出力と電気的に連通する、ＡＣブロッキング回路または回路素子と
を備える電気回路。
【請求項１４】
前記第１および第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路は整流器回路であり、前記未変換ＡＣ信号は未整流ＡＣ信号である、請求項１３に記載の電気回路。
【請求項１５】
前記ＡＣブロッキング回路または回路素子の前記出力は、前記第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路または回路素子の前記出力と電気的に連通し、前記ＡＣブロッキング回路または回路素子の前記出力と前記第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路または回路素子の前記出力とが、未変換ＡＣ信号を収集するための前記電気回路の前記出力を形成する、請求項１３に記載の電気回路。
【請求項１６】
前記ＡＣブロッキング回路または回路素子は、基本信号および高調波信号が接地に短絡されることを防ぐ、請求項１３に記載の電気回路。
【請求項１７】
未変換ＡＣ信号を収集するための前記電気回路と直列に、未変換ＡＣ信号を収集するための第２の電気回路をさらに備える、請求項１３に記載の電気回路。
【請求項１８】
前記第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路または回路素子は、基本信号および高調波信号をＤＣに変換する、請求項１３に記載の電気回路。
【請求項１９】
前記インピーダンス整合回路または回路素子は、最大ＤＣ出力を生じるように構成される、請求項１３に記載の電気回路。
【請求項２０】
第１のＡＣ−ＤＣ変換器回路の出力における未変換ＡＣ信号を収集するための電気回路であって、
前記第１のＡＣ−ＤＣ変換器回路の前記出力と電気的に連通し、入力および出力を有するＤＣブロッキング電気回路または回路素子と、
入力および出力を有するインピーダンス整合回路または回路素子であって、前記インピーダンス整合回路または回路素子の前記入力は前記ＤＣブロッキング電気回路または回路素子の前記出力と電気的に連通する、インピーダンス整合回路または回路素子と、
入力および出力を有する第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路または回路素子であって、前記第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路または回路素子の前記入力は前記インピーダンス整合電気回路または回路素子の前記出力と電気的に連通する、第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路または回路素子と
を備え、前記第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路または回路素子の前記出力は、前記第１のＡＣ−ＤＣ変換器回路の入力に流れ込みフィードバックループを形成する、電気回路。
【請求項２１】
入力および出力を有するＡＣブロッキング回路または回路素子であって、前記ＡＣブロッキング回路または回路素子の前記入力は、前記未変換ＡＣ信号の方向を前記ＤＣブロッキング電気回路または回路素子に向かせるために前記第１のＡＣ−ＤＣ変換器回路の前記出力と電気的に連通する、ＡＣブロッキング回路または回路素子
をさらに備える、請求項２０に記載の電気回路。
【請求項２２】
前記第１および第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路は整流器回路であり、前記未変換ＡＣ信号は未整流ＡＣ信号である、請求項２０に記載の電気回路。
【請求項２３】
前記第２のＡＣ−ＤＣ変換器回路または回路素子は、基本信号および高調波信号をＤＣに変換する、請求項２０に記載の電気回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、その全体が参照によって本明細書に組み込まれる、２０１３年１２月１２日に出願された米国特許仮出願第６１／９１５，２３７号に対する優先権を主張するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の整流回路設計は、交流（ＡＣ）信号を直流（ＤＣ）信号に変換する。たとえば周囲ＲＦ信号など低ＡＣ電力の場合、低バリアショットキーダイオードがしばしば用いられる。ＡＣ−ＤＣ変換の帯域幅および効率は、ＡＣ電力レベル、ダイオード特性、および負荷インピーダンスに関連する。またダイオード特性は、周波数、入力電力レベル、および出力電流にも依存する。
【０００３】
全てのダイオードが非ゼロ閾値電圧および非線形Ｉ−Ｖ特性を伴う理想的なものではないので、整流回路の出力は、所望のＤＣ信号に加えて多くの高調波信号を含む。本発明の典型的な実施形態は一般に、従来の整流回路の出力における（基本周波数および高調波周波数に含まれる）未整流ＡＣ電力を収集するための新しい高調波収集回路設計に関する。本発明は従来の整流回路と同様の問題を有する他の種類の従来のＡＣ−ＤＣ変換器回路にも用いられ得ることが理解される。したがって本発明は、整流効率を改善するとともに従来の整流回路の上限周波数を拡大することができ、それによって７００ＭＨｚから２５００ＭＨｚのＧＳＭ（グローバルシステムフォーモバイルコミュニケーション）やＷｉ−Ｆｉに用いられるより高い周波数でのラジオ周波数（ＲＦ）信号からの効率的なエネルギ収集を可能にする。
【０００４】
ＲＦエネルギ収集における最も重要な構成要素の１つは、ＲＦ信号をＤＣ電力に変換する整流器である。低バリアショットキーダイオードは、低いターンオン電圧、小さい抵抗、および小さい接合容量であるため、低電力かつ高周波数の整流回路におけるスイッチとしてしばしば用いられる。しかし、周囲ＲＦハーベスタの一般的な変換効率は、ダイオード抵抗における抵抗損失、およびダイオードの非線形Ｉ−Ｖ特性および整流プロセスによって生じる高調波における未整流エネルギによって６０％を下回る。（未整流信号／エネルギは、整流回路によってＤＣ信号／エネルギに変換されていないＡＣ信号／エネルギである。他の種類のＡＣ−ＤＣ変換器回路も本発明とともに用いられ得る。）５０％を上回る整流効率は、ほとんどの周囲ＲＦ信号の場合のように低ＲＦ入力電力レベルを実現することが非常に難しく、インピーダンス整合、入力電力レベル、周波数、および負荷インピーダンスの最適な条件下でのみ実現され得る。出力高調波は、従来の整流設計において浪費されるエネルギの２０％相当を含むことが文献に示されている。
【０００５】
整流ダイオードの非線形特性によって生じる高調波に含まれるＲＦエネルギを収集できるということに加えて、本発明の新しい回路は、入力ＲＦ信号の一部が接合容量を介してダイオードをバイパスする、整流ダイオードの上限周波数における整流効率を改善することもできる。これによって、従来の整流器の出力において基本周波数の未整流ＲＦ信号が生じる。そのようなＲＦ信号は、大きなＤＣホールドコンデンサによって接地に短絡され、ゆえに浪費される。
【０００６】
本明細書において開示されるものは、従来の整流回路の出力における未整流信号を変換する典型的な高調波ハーベスタ回路設計である。代替実施形態において、本発明のハーベスタ回路は、従来の整流回路の出力と入力とを接続し、それによってフィードバックループ回路を形成する。ハーベスタ回路トポロジの変形例の追加の実施形態は、様々な構成の整流ダイオード、フィルタ、およびインピーダンス整合回路から成る。
【０００７】
上述した新しい特徴および利点に加えて、他の利益が、以下の図面および典型的な実施形態の説明から容易に明らかになるであろう。
【０００８】
以下の例示的な実施形態の詳細な説明は、その一部を形成する添付図面を参照する。詳細な説明は、典型的な実施形態として説明を提供する。本発明の主旨から逸脱することなく本発明の範囲を包含する機械的および電気的変化を有する他の実施形態が用いられ得ることを理解すべきである。
【０００９】
上述した特徴に加えて、本発明の他の態様は、いくつかの図にわたり類似の参照番号が同一または同等の特徴を指す、以下の図面および典型的な実施形態の説明から容易に明らかになるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】単一の２．４５ＧＨｚのトーン入力を伴う標準的なグライナッヘル倍電圧回路である。
【図２】図１に示す標準的なグライナッヘル倍電圧回路の出力電力スペクトルである。
【図３】本発明の高調波ハーベスタ回路ブロックが追加されたグライナッヘル倍電圧回路である。動作周波数は２．４５ＧＨｚである。
【図４】図３に示す高調波ハーベスタ回路ブロックの出力電力スペクトルである。
【図５】５．８ＧＨｚの入力を用いる代替実施形態の標準的なグライナッヘル倍電圧回路の出力電力スペクトルである。
【図６】５．８ＧＨｚの入力を用いる図３の１つの高調波ハーベスタ回路の出力電力スペクトルである。
【図７】複数の高調波ハーベスタをカスケード状に接続する本発明の典型的な実施形態を示す。この実施形態における動作周波数は５．８ＧＨｚである。
【図８】単一または複数の高調波ハーベスタをループバック構成で接続する本発明の典型的な実施形態を示す。
【図９ａ】図３の設計に基づく単一高調波ハーベスタ設計を実現する典型的な回路を示す。
【図９ｂ】高調波ハーベスタがない場合の測定された変換効率（実線）と比較した、入力電力の関数としての測定された変換効率（点線）と、組立て回路基板とを示す。
【図１０】高調波ハーベスタ回路のＡＤＳ回路モデル実現の例を示す。
【図１１】図８の典型的な回路実施形態を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
本発明の典型的な実施形態は、最終的なＤＣ出力電力対入力ＲＦ電力の比として定義されるＲＦ−ＤＣ変換効率の改善に向けられる。シミュレートされた結果は全て、市販のＡｄｖａｎｃｅｄ  Ｄｅｓｉｇｎ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ｃｉｒｃｕｉｔ  Ｄｅｓｉｇｎ  Ｃｏｏｋｂｏｏｋを用いて得られた。
【００１２】
図１を参照すると、ＲＦ信号をＤＣ電力に変換するために一般的に用いられる標準的なグライナッヘル倍電圧回路の典型的な実施形態が示される。単一の２．４５ＧＨｚトーンＲＦソースが−１０ｄＢｍの電力レベルで左から回路に入る。ソースに戻る反射を最小限にするための単一スタブチューナから成るインピーダンス整合回路がそれに続く。コンデンサＣ１は、ＤＣ信号がＲＦソースへ向かうことを防ぐと同時に、ソースからのＲＦ信号が通過することを可能にするためのものである。次に、ＳＭＳ７６３０低バリアショットキーダイオードである２つの整流ダイオードＤ１およびＤ２がある。整流された出力ＤＣ信号レベルは、電荷保持コンデンサＣ２によって平滑化される。出力は、右側において１Ｋ抵抗器に接続される。理想的には、全てのＲＦエネルギがＤＣ電力に変換されなければならず、ダイオード抵抗に対する多少の抵抗損失を除いてほぼ１００％の高い変換効率を有することが望ましい。低バイアス電圧条件下で動作する全てのダイオードは、周囲ＲＦエネルギ収集の場合のように、非線形Ｉ−Ｖ特性を有する。これによって、基本周波数の倍数である周波数を有する高調波信号が生じる。さらに、ダイオードのＰＮ接合にわたる有限接合容量は、入力ＲＦ信号のごく一部しか出力に漏洩させない。漏洩の量は周波数とともに増加する。したがって、実際の整流回路、すなわち「整流器」の出力は、ＤＣのみならずそれ以上を含む。これは、整流器の出力において観察される電力スペクトルを示す図２によって明示される。これは、−１０ｄＢｍのＲＦソースから生じるＤＣ電力量に基づいて基本周波数および高調波周波数に存在する大きな電力を示し、変換効率は約２４．８％である。
【００１３】
図３は、図１に示す従来の整流器１２の出力に追加される高調波ハーベスタ１０ブロックの典型的な実施形態を示す。この典型的な実施形態における高調波ハーベスタ回路ブロックは、ＤＣブロッキングコンデンサＣ２  １４、続いてインピーダンス整合ネットワーク回路１６（ＩＭＮ２）、整流ダイオードＤ３  １８、および基本信号および高調波信号がＣ３を通り接地に短絡されることを防ぐＲＦブロッキング誘導子Ｌ１  ２０から成る。
【００１４】
図３において、Ｄ２の出力における基本周波数および高調波周波数に存在する未整流ＲＦエネルギは、ＲＦブロッキング誘導子Ｌ１によって阻止され、ＤＣブロッキングコンデンサＣ２、（好適にはＩＭＮ１とは異なる）インピーダンス整合回路ＩＭＮ２、および（一実施形態においてはＤ１およびＤ２と同一であるが必ずしも同一でなくてもよい）整流ダイオードＤ３から成る高周波ハーベスタ回路へ向け直される。
【００１５】
図４に示すＶｏｕｔにおいて観察される図３の計算された出力電力スペクトルは、基本周波数および高調波周波数における電力レベルが高調波ハーベスタ回路によって著しく低減されていることを示す。このエネルギの一部は、高調波ハーベスタ回路ブロックによってＤＣに変換されている。その結果、変換効率は２４．８％から４０％に増加する。
【００１６】
代替実施形態において、より高度な周波数制御を提供するために更なる構成要素が追加され得る。たとえば単一のコンデンサＣ２の代わりに単純なハイパスフィルタが用いられてよく、単一の誘導子Ｌの代わりに単純なローパスフィルタが用いられてよい。これらの電気回路素子は、より高度なフィルタリングを実現するためにより複雑なＬ／Ｃ回路に置き換えられてもよい。
【００１７】
図１に対する代替実施形態において、入力信号の周波数は２．４５ＧＨｚから５．８ＧＨｚに増加し、より多くのＲＦエネルギがＤ１およびＤ２の接合容量から漏洩することにより低下した変換効率を明示する。図５の出力電力スペクトルにおける出力ＤＣ電力レベルと、図２において得られた２．４５ＧＨｚの出力ＤＣ電力レベルとを比較すると、大幅なＤＣ電力の低下が示される。この場合における変換効率は１６％である。
【００１８】
図３に対する代替実施形態において、入力信号の周波数は、２．４５ＧＨｚから５．８ＧＨｚに増加する。図６における出力電力スペクトルは、ＤＣ電力が図５におけるＤＣ電力と比べて増加していることを示す。その結果得られる変換効率は、１６％から２２％に増加する。
【００１９】
図７は、特に各高調波ハーベスタの出力が非ＤＣ成分を未だ有し得るような高漏洩状況において、より多くの電力をＤＣに収集するために複数の高調波ハーベスタ２２をカスケード（直列）状に接続する本発明の典型的な実施形態を示す。各高調波ハーベスタ回路における追加のダイオードはより多くの抵抗損失をももたらし、変換効率を低下させるので、高調波ハーベスタの数は最小限に保つことが重要である。
【００２０】
図８は、単一または複数の高調波ハーベスタをループバック２４構成に接続する本発明の典型的な実施形態を示す。この構成は、複数の回路を用いずに複数の高調波ハーベスタ実施形態と同等であるので、図７に示す直列構成と比べてサイズおよびコストが抑えられる。図８における回路の高調波ハーベスタ部分を囲む点線は、本発明のハーベスタ回路（たとえば図３、７のハーベスタ回路）が図８におけるフィードバックループとして用いられ得ることを示す一般表現である（たとえば、図３および７のハーベスタ回路のフィードバックループとしての使用は、整流器Ｄ２の入力へのループバックを実行することを必要とする）。図１１は、図８のフィードバックループ回路の１つの典型的な実施形態を示す。
【００２１】
図９（ａ）は、（図３の設計に基づく）単一の高調波ハーベスタ設計を実現する典型的な回路を示す。図９（ｂ）は、高調波ハーベスタがない場合の測定された変換効率（実線）と比較した、入力電力の関数としての測定された変換効率（点線）と、組立て回路基板とを示す。この場合、高調波収集は、−５ｄＢｍを上回る入力電力に関して変換効率を５％から１８％増加させる。
【００２２】
図１０は、高調波ハーベスタ回路のＡＤＳ回路モデル実現の例を示す。回路のインピーダンス整合ネットワークＩＭＮ部分２６は、伝送路ＴＬ６９およびＴ字接合Ｔ９の部分、および短絡スタブＴＬ６８から成る。設計の最適化中、ＡＤＳは、最大ＤＣ出力を生じるＴＬ６９およびＴＬ６８の最適長さを自動的に模索する。
【００２３】
本発明の特定の実施形態が詳しく上述されたが、本発明の範囲はそのような開示によって限定されるとみなされてはならず、以下の特許請求の範囲によって明示されるような本発明の主旨から逸脱することなく変更が可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９ａ】
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【図９ｂ】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
2016540485.tif 000015