(57)【要約】  【課題】    【解決手段】  ライン周波数正弦波ＡＣ電力を負荷に無線伝送する無線電力伝送回路であって、従来型回路の前記ライン周波数リップルフィルタが除去され、ＤＣ−ＡＣインバータがシンプルな極性反転回路によって取って代わる。前記ＡＣライン周波数ソース側の前記高周波ＡＣのエンベロープは、一定でなく、正弦半波の様態において前記ライン周波数で連続的に変化する。無線伝送は、先行技術が有する一定の振幅のエンベロープではなく、正弦半波で絶えず変化するエンベロープのみにより起きる。高周波整流および高周波リップルフィルタリングが、先行技術のように起きるが、前記リップルフィルタの時定数は、結果の波形が前記伝送側にある前記整流されたライン周波数電圧の正確な複製となるように、選択される。極性反転ステージが従来技術のＤＣ−ＡＣインバータに取って代わり、前記ライン周波数ＡＣを発生させる。  【選択図】      図３
2016540479.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ライン周波数交流電流（ＡＣ）を負荷に供給する無線電力伝送システムであって、
ライン周波数ソースＡＣを整流するライン周波数整流器と、
直流電流（ＤＣ）―ＡＣインバータであって、前記整流されたライン周波数ＡＣをエンベロープ変調された高周波ＡＣに変換するものであり、当該エンベロープ変調された高周波ＡＣは正弦半波の様態においてライン周波数レートで連続的に変化する振幅を有するものである、前記ＤＣ−ＡＣインバータと、
前記エンベロープ変調された高周波ＡＣを伝送する共振空隙無線伝送変成器と、
前記エンベロープ変調され伝送された高周波ＡＣを整流する高周波整流器と、
前記整流された高周波ＡＣをフィルタして整流されたライン周波数ＡＣにする高周波リップルフィルタと、
極性反転回路であって、前記整流された高周波ＡＣを半周期おきに反転させて、ライン周波数正弦波電圧波形を前記負荷への印加のため前記ライン周波数ＡＣとして生成するものである、前記極性反転回路と
を有する無線電力伝送システム。
【請求項２】
請求項１に記載のシステムにおいて、前記極性反転回路はエンベロープ検出器と極性検出器とを有し、当該エンベロープ検出器と極性検出器は前記エンベロープ変調された高周波ＡＣに応答して前記極性反転回路の極性反転タイミングを制御するものである、システム。
【請求項３】
請求項１に記載のシステムにおいて、前記高周波リップルフィルタの時定数は、前記整流されたライン周波数ＡＣが前記変成器の伝送側の前記ライン周波数整流器の出力部にある前記整流されたＡＣライン周波数電圧の正確な複製となるように、選択されるものである、システム。
【請求項４】
ライン周波数交流電流（ＡＣ）で負荷への無線電力伝送をする方法であって、
ライン周波数ソースＡＣを整流する工程と、
前記整流されたライン周波数ＡＣをエンベロープ変調された高周波ＡＣに変換する工程であって、当該エンベロープ変調された高周波ＡＣは正弦半波の様態においてライン周波数レートで連続的に変化する振幅を有するものである、前記変換する工程と、
前記エンベロープ変調された高周波ＡＣを共振空隙無線伝送変成器を通じて無線伝送する工程と、
前記エンベロープ変調され伝送された高周波ＡＣを整流する工程と、
前記整流された高周波ＡＣをフィルタして整流されたライン周波数ＡＣにする工程と、
前記整流された高周波ＡＣを半周期おきに反転させて、ライン周波数正弦波電圧波形を生成する工程と、
前記ライン周波数正弦波電圧波形を前記負荷に前記ＡＣライン周波数として印加する工程と
を有する方法。
【請求項５】
請求項４に記載の方法において、前記極性を反転する工程は、前記整流されたライン周波数ＡＣのエンベロープを検出する工程と、極性検出器を用いて前記整流されたライン周波数ＡＣの半周期毎の極性を反転する工程とを有するものである、方法。
【請求項６】
請求項４に記載の方法において、前記フィルタする工程の時定数は、前記整流されたライン周波数ＡＣが前記変成器の伝送側での前記整流する工程において存在する前記整流されたＡＣライン周波数電圧の正確な複製となるように、選択されるものである、方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本出願は、２０１３年１１月２７日付で出願された米国特許仮出願第６１／９０９，７２１号に基づく優先権を主張するものであり、この参照によりその全体を本明細書に組み込むものとする。
【０００２】
本発明は、共振誘導による電気エネルギーの伝送に関する。より具体的には、本発明は、ライン周波数正弦波交流を負荷へ最小限の回路計算量で供給する無線伝送方法に関する。
【背景技術】
【０００３】
誘導式電力伝送は複数の産業や市場に及び重要な様々な用途を有する。本明細書に含まれる開示は相対的に高い電力（１００ワットを超過する）を必要とする用途への本発明の利用を企図するものであるが、列挙しうる潜在的な電力用途はこれに限られるものではなく、本発明は広い範囲の電力需要に適用することができる。
【０００４】
図１は、先行技術の共振誘導電力伝送システムの概念図を示す。交流の電気エネルギー源が、緩く連結された空隙を有する変成器の一次側に印加される。前記変成器一次側および前記変成器二次側間の電磁結合はある割合の一次側エネルギーを変成器二次側に伝達するものであり、それは前記一次側からある距離までに消える。前記一次側によって生成される磁場の強さは、前記一次巻線に流れる電流に比例する。このために、共振を利用して前記一次巻線の電流の強さを上げ、またこのようにして、二次側へ接続または連結される一次巻線の磁場の一部の強さを最大化することは、非常に望ましい。
【０００５】
前記一次側からの磁束は前記二次巻線に電圧を誘導する。前記二次巻線が同様に共振した時に、最大の二次電流、また従って最大の電力伝送が起こる。その結果、２つの磁気的に結合した共振回路からなる２極共振回路になる。これらの共振回路は並列に配線されたインダクタおよびコンデンサーにより並列共振してもよく、または、直列に配線され直列共振してもよい。
【０００６】
共振誘導電力伝送は電力の無線移転手段を提供する。このような技術の最も一般的な用途にはバッテリーの無線式再充電がある。その最も一般的な構成では、ライン周波数５０〜６０Ｈｚの交流電流が電力系統から引かれ、直流電流に変換され、そして再び交流電流に変換されるが、ただしライン周波数よりはるかに高い周波数の交流電流に変換される。２０〜１００ｋＨｚの範囲の誘電伝送周波数が通常用いられる。ライン周波数から前記はるかに高い誘電伝送周波数への変換は、無線伝送誘電構成部品のサイズや重さを減らすのに必要である。
【０００７】
図１は、先行技術の共振誘導無線電力伝送システムの概念的なブロックダイアグラムである。交流ライン電流がライン周波数整流器１０によって整流され且つライン周波数リップルフィルタ１２によってリップルフィルタされて、前記交流ライン電流が直流に変換される。この直流は伝送変成器動作周波数で高周波交流電流を発生するＤＣ−ＡＣインバータ１４に印加される。伝送変成器１６は、一次および二次巻線を有する空芯変成器である。この図示において、それは、また、一次側および二次側の共振するコンデンサーを含む。伝送変成器１６の二次側において、誘導電流は、高周波整流器１８によって整流され且つ高周波数リップルフィルタ２０によってリップルフィルタされ、それにより、それを、負荷２２、一般的にはバッテリーに印加する直流に変換する。
【０００８】
図１には、また、前記システムの波形が前記機能ブロック間における接続部分に示されている。波形変換は以下のように進められる。ライン周波数ＡＣ→整流されたライン周波数ＡＣ→ＤＣ→高周波ＡＣ→整流された高周波数ＡＣ→ＤＣ。
【０００９】
図１に示す波形変換チェーンの最終結果は、直流であり、バッテリー充電のための多様な無線電力用途に使用される。しかしながら、一部の無線電力伝送用途において、所望の最終産物はライン周波数ＡＣであり、従来技術によれば、それは追加のＤＣ−ＡＣインバータ２４波形変換ステージを組み込むことによって実施され、先行技術として図２に示すように直流電流をライン周波数ＡＣ負荷２６への印加のために所望の周波数の交流電流に変換することができる。直流電流からライン周波数交流電流への変換方法については、様々な方法が当業者に知られている。最も基本的なアプローチは、直流電流をライン周波数方形波へ変換するものであり、当該方形波はその後、正弦波へフィルタされ、あるいはより一般的にはフィルタされずにサイン波の代わりに方形波調和成分が有する一部の有害な影響を伴ってＡＣ負荷２６へ印加される。
【００１０】
複数の代替的なＤＣ−ＡＣ変換方法が開発されており、それらは所望の正弦波ＡＣ電圧を様々な段階の精度のものに近づける。これらは、正、負、及びゼロ電圧間隔を有する方形波、複数の出力電圧レベルを有する階段波形、及びパルス幅変調波形を含み、これらは、十分な時間および振幅解像度が与えられれば、任意に好適な近似の正弦出力波形を発生させることができる。しかしながら、特別な設備なしに、これらのＤＣ−ＡＣ変換スキームによって提供されるＡＣ波形の周波数は、局所的に得られるものであり、前記ライン周波数とは同期しない。また、低歪み正弦波出力を発生させるＤＣ−ＡＣインバータは前記回路レベルで不可避的に複雑となってしまうため、他の制約も出てくる。本明細書に記載する発明は、これらの制約を回避するものである。
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、ライン周波数正弦波ＡＣ電力を負荷に無線伝送する無線電力伝送回路を提供することにより先行技術の上述した制約を解決するものであり、従来型回路の前記ライン周波数リップルフィルタが除去され、二次側ＤＣ−ＡＣインバータがシンプルな極性反転回路に代わる。前記ライン周波数リップルフィルタの除去により、一次側ＤＣ−ＡＣインバータによって発現する前記高周波ＡＣの前記エンベロープは、一定ではなく、正弦半波の様態で連続的に変換する。無線伝送は、先行技術のように起こるが、それは先行技術のような一定の振幅のエンベロープではなく、正弦半波で絶えず変化するエンベロープのみを伴う。高周波整流および高周波リップルフィルタリングは、先行技術のように起こるが、前記リップルフィルタの時定数は、結果の波形が前記伝送側にある前記整流されたライン周波数電圧の正確な複製となるように、選択される。極性反転ステージが従来技術のＤＣ−ＡＣインバータに代わり、前記ライン周波数ＡＣを発生させる。
【００１２】
例示的な一実施形態において、本発明は、ライン周波数ＡＣを負荷に供給する無線電力伝送システムであって、伝送側に、ライン周波数ソースＡＣを整流するライン周波数整流器、および、ＤＣ―ＡＣインバータであって、前記整流されたライン周波数ＡＣをエンベロープ変調された高周波ＡＣに変換するものであり、当該エンベロープ変調された高周波ＡＣは正弦半波の様態においてライン周波数レートで連続的に変化する振幅を有するものである前記ＤＣ−ＡＣインバータと、前記エンベロープ変調された高周波ＡＣを伝送する共振空隙無線伝送変成器と、受信側に、前記エンベロープ変調され伝送された高周波ＡＣを整流する高周波整流器と、前記整流された高周波ＡＣをフィルタして整流されたライン周波数ＡＣにする高周波リップルフィルタと、極性反転回路であって、前記整流された高周波ＡＣを半周期おきに反転させてライン周波数正弦波電圧波形を前記負荷への印加のため前記ＡＣライン周波数として生成するものである、前記極性反転回路とを有するシステムを提供する。この例示的な実施形態において、前記極性反転回路はエンベロープ検出器と極性検出器とを有し、当該エンベロープ検出器と極性検出器は前記エンベロープ変調された高周波ＡＣに応答して前記極性反転回路の極性反転タイミングを制御する。また、前記高周波リップルフィルタの時定数は、前記整流されたライン周波数ＡＣが前記変成器の伝送側における前記ライン周波数整流器の出力部にある前記整流されたＡＣライン周波数電圧の正確な複製となるように、選択される。
【００１３】
本発明はまた、ライン周波数交流電流（ＡＣ）で負荷へ無線電力伝送をする方法であって、ライン周波数ソースＡＣを整流する工程と、前記整流されたライン周波数ＡＣをエンベロープ変調された高周波ＡＣに変換する工程であって、当該エンベロープ変調された高周波ＡＣは正弦半波の様態においてライン周波数レートで連続的に変化する振幅を有するものである、前記変換する工程と、前記エンベロープ変調された高周波ＡＣを共振空隙無線伝送変成器を通じて無線伝送する工程と、前記エンベロープ変調され伝送された高周波ＡＣを整流する工程と、前記整流された高周波ＡＣをフィルタして整流されたライン周波数ＡＣにする工程と、前記整流された高周波ＡＣを半周期おきに反転させてライン周波数正弦波電圧波形を生成する工程と、前記ライン周波数正弦波電圧波形を前記負荷に前記ＡＣライン周波数として印加する工程とを有する方法を含む。例示的な一実施形態において、前記極性を反転する工程は、前記整流されたライン周波数ＡＣのエンベロープを検出する工程と、極性検出器を用いて前記整流されたライン周波数ＡＣの半周期毎の極性を反転する工程とを有する。また、前記フィルタする工程の時定数は、前記整流されたライン周波数ＡＣが前記変成器の伝送側での前記整流する工程において存在する前記整流されたＡＣライン周波数電圧の正確な複製となるように、選択される。
【図面の簡単な説明】
【００１４】
本発明の上述およびその他の有益な特徴および利点は、添付の図面と共に以下の詳細な説明から明らかになるであろう。
【図１】図１は、先行技術の共振誘導電力伝送システムの概念図であり、ライン周波数電力が入れられ、またＤＣ電力を負荷へ無線で供給することを示す。
【図２】図２は、先行技術の共振誘導電力伝送システムの概念図であり、ライン周波数電力が入れられ、またＤＣ電力を負荷へ無線で供給することを示す。このシステムは、図１に示すシステムと本質的に同一なものに、最終の６０ＨｚＤＣ−ＡＣインバータステージを伴うものである。
【図３】図３は、本発明におけるＡＣライン周波数電力の無線伝送装置の概念図である。
【図４】図４は、本発明におけるＡＣライン周波数電力の無線伝送装置の例示的な実施形態を示す。
【発明を実施するための形態】
【００１５】
本発明は、本開示の一部を構成する添付の図および例示と併せて以下の詳細な説明の参照により十分に理解されるであろう。本発明は、本明細書に記載および／または図示する特定の製品、方法、条件、またはパラメータに限られるものではなく、本明細書で使用する用語は、ただ例示として特定の実施形態を説明するためのものであり、請求項に記載した発明を限定することを意図するものではないことを理解されたい。同様に、可能な機構若しくは動作モード、または改良の理由に関するいかなる記載も例示のみを意味するものであり、また、本明細書で説明される発明は、このような提示した機構若しくは動作モード、または改良の理由一切の正確性または不正確性によって制限されないであろう。この記載を通じて、前記説明が方法およびこのような方法を実行するソフトウエアの両方を言及することが認識される。
【００１６】
次に、本発明の例示的な実施形態の詳細な説明を図３〜４を参照して説明する。この説明は、本発明において可能な実施の詳細な例示を提供するが、これらの詳細は例示を意図するものであり、本発明の範囲を定めるものではないことに留意されたい。
【００１７】
図３に、ライン周波数正弦波ＡＣ電力を負荷に無線伝送する装置の概念図を示す。先行技術からの第１の逸脱は、前記システムの伝送側で起こる。具体的には、従来型回路のライン周波数リップルフィルタ１２がなく、且つ、ＤＣ−ＡＣインバータ１４が、フィルタされた直流電流によってではなく、整流されたＡＣ波形によって動かされる。これは、高周波ＡＣのエンベロープが一定ではなく、正弦半波の様態において連続的に変化することを意味する。無線伝送は、先行技術が有するような一定の振幅のエンベロープではなく、前のように、正弦半波で絶えず変化するエンベロープのみにより起きる。高周波整流器１８による高周波整流および高周波リップルフィルタ２０による高周波リップルフィルタリングが、先行技術のように起きるが、前記リップルフィルタの時定数は、結果の波形が前記伝送側にある前記整流されたライン周波数電圧の正確な複製となるように、選択される。極性反転ステージ２８が図２に示す先行技術のＤＣ−ＡＣインバータ２４に取って代わる。
【００１８】
半周期おきの正弦半波（Ｅｖｅｒｙ  ｏｔｈｅｒ  ｈａｌｆ  -ｓｉｎｕｓｏｉｄ  ｈａｌｆ−ｃｙｃｌｅ）は、従来型の正弦波電圧を生成するため極性が反転させられる。極性反転タイミングは、図３に示すようにエンベロープ検出器３０および極性検出器３２によって実行されるエンベロープ検出機能によって制御される。エンベロープ検出器３０および極性検出器３２が前記無線通信される高周波ＡＣの整流された正弦半波振幅のエンベロープを用いるため、前記ライン周波数の負荷に印加される前記ライン周波数正弦波電圧は、前記伝送器に印加される前記ライン周波数波形の正確で瞬間的な複製である。
【００１９】
前記先行技術の前記ＤＣ−正弦波ＡＣ変換機能がシンプルな極性反転ステージに代わるため、更なる利点が生じる。結果として、複雑な正弦波近似法が必要なく、回路計算量が低減した好適な実施形態となる。
【００２０】
図４は、本発明の例示的な一実施形態を示す。例示されるように、交流のライン周波数電圧が、図示されるように配置されたダイオードＤｉｆを有するブリッジ整流器１０において整流される。
結果の整流された半サイン電圧波形が電源に印加され、トランジスタＱｈｂを有する従来型のＨブリッジ３４の接点を返す。前記Ｈブリッジ３４は、前記ライン周波数に対して高周波でスイッチし、正弦波エンベロープと、１００％正弦波変調で振幅変調された高周波搬送波である高周波搬送波とを有する電圧波形を生成する。この変調された波形は、共振空隙変成器１６の二次側への無線伝送のために当該変成器の一次側に印加される。ＬｐおよびＬｓは、一次および二次側巻線の自己インダクタンスである。Ｃｐは一次側共振コンデンサーであり、これはまた、ＤＣブロックコンデンサーとして機能する。Ｃｓは二次側共振コンデンサーである。前記変成器の二次側電圧は、ダイオードＤｈｆ、インダクタＬｆ、およびコンデンサーＣｆを有する高周波電圧整流器回路１８に印加される。インダクタＬｆおよびコンデンサーＣｆは、時定数が短いリップルフィルタ２０を有する。当該リップルフィルタ２０は、高周波リップル要素を除去する一方、前記ライン周波数エンベロープには本質的に影響を及ぼさない。結果の整流された半サイン電圧は、前記電源に印加され、極性反転機能を提供するトランジスタＱｐｂを有する第２のＨブリッジ回路３６の節点を返す。電圧比較器３８からのＨブリッジ制御電圧が高い時、極性反転Ｈブリッジ３６は極性を変化させることなく正で進む正弦半波波形を通過させる。逆に、電圧比較器３８からのＨブリッジ制御電圧がゼロの時、Ｈブリッジ３６は正弦半波波形を反転し、この方法でＡＣ負荷２６への印加のための前記出力波形の負の正弦半波部分を生成する。
【００２１】
極性反転制御信号は、共振空隙変成器二次巻線電圧のサンプルから始まる。この共振空隙変成器二次巻線電圧のサンプルは、分圧器として機能するコンデンサーＣｄによって得られるものである。前記変成器二次電圧のこの振幅スケールされたバージョンは、全波エンベロープ検出器３０として機能するダイオードＤｅｄを有するダイオードブリッジに印加される。エンベロープ検出された波形中の高周波リップルは、構成要素ＣｅおよびＲｅによって除去される。構成要素ＣｅよびＲｅは、前記エンベロープへの物質的な影響が非常に小さい時定数を有する高周波フィルタを構成する。前記エンベロープ検出され、高周波フィルタされた信号は、ＤＣブロックコンデンサーＣｂを通過し、ＤＣプルダウン抵抗Ｒｇを経て、電圧比較器３８の入力部へ入る。電圧比較器３８は、前記検出され、フィルタされ、ＤＣブロックされた波形が正の極性を有する場合、正の出力電圧を生成し、且つ、前記印加された波形が負の極性を有する場合、ゼロの出力電圧を生成する。この極性制御信号は、極性反転Ｈブリッジ３６に印加される時、整流器およびフィルタ構成要素Ｄｈｆ、Ｌｆ、及びＣｆによって供給される正弦半波電圧波形を、前記ＡＣ負荷２６に必要な連続した正弦波電圧に変換する。
【００２２】
様々な実施形態を上記で説明してきたが、それらはただ例示として示してきたものであり、限定のためのものではないことを理解されたい。上述したシステムおよび方法に付随の要素のいずれかは、上記で説明した所望の機能性のいずれかを採用してもよい。例えば、本発明の好適な実施形態は車両への電力の供給に関するが、これは多くの可能な用途のうちの一つに過ぎず、車両用途でないその他の実施形態も可能であることを理解されたい。従って、好適な実施形態の広さおよび範囲は上述した例示的な実施形態のいずれによっても限定されるべきではない。
【図１】
2016540479.tif 000003
【図２】
2016540479.tif 000004
【図３】
2016540479.tif 000005
【図４】
2016540479.tif 000006
【国際調査報告】
2016540479.tif 000007