(57)【要約】  連続位相周波数偏移キーイングを使用して変調された無線信号２を受信するように適合されたデジタルラジオ受信機である。該受信機は、搬送波周波数を有するアナログ無線信号２を受信するための手段と、前記搬送波周波数と公称搬送波周波数との間の周波数オフセットを推定するように構成された相関器と、前記周波数オフセットを補正するための手段と、各々が前記アナログ無線信号２からビットシーケンスを決定するための異なるビットパターンに対応する複数のフィルタ２０を含む整合フィルタバンク（ＭＦＢ）と、を備える。【選択図】図１
2016522604.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
連続位相周波数偏移キーイングを使用して変調された無線信号を受信するように適合されたデジタル無線受信機であって、前記受信機は、
搬送波周波数を有するアナログ無線信号を受信するための手段と、
前記キャリア周波数と公称キャリア周波数との間の周波数オフセットを推定するように配置された相関器と、
前記周波数オフセットを補正するための手段と、
各々が前記アナログ無線信号からビットシーケンスを決定するための異なるビットパターンに対応する複数のフィルタを含む整合フィルタバンクと、を備える
ことを特徴とするデジタル無線受信機。
【請求項２】
前記相関器は、オフセットデータ支援型フレーム及び周波数一括推定器である
ことを特徴とする、請求項１に記載のデジタル無線受信機。
【請求項３】
前記搬送波信号の周波数ドリフトを推定するように設けられたモジュールを備える
ことを特徴とする、請求項１または２に記載のデジタル無線受信機。
【請求項４】
前記モジュールは、ＭＦＢの所定のフィルタが整合フィルタとなる場合にそれによって決定される位相を、同数のハイビットとロービットとを受信した期間の後に、後続の整合時に決定される位相と比較して、前記周波数ドリフトを推定するように構成されている
ことを特徴とする、請求項３に記載のデジタル無線受信機。
【請求項５】
フィルタが整合し、かつ、同数のハイビットとロービットとを受信するたびに周波数ドリフトの推定を行なうように構成されている
ことを特徴とする、請求項４に記載のデジタル無線受信機。
【請求項６】
フィルタが整合するたびに前記位相をタイムスタンプとともに記録し、
前記フィルターが次回に整合すると、前回のチェック以降に同数のハイビットとロービットとが特定されたかどうかの確認を行なうように構成されている
ことを特徴とする、請求項４または請求項５に記載のデジタル無線受信機。
【請求項７】
前記期間が閾値時間を超えた場合には前記周波数ドリフトを推定しないように構成されている
ことを特徴とする、請求項１乃至請求項６のいずれかに記載のデジタル無線受信機。
【請求項８】
前記ドリフト推定値に基づいて前記搬送波周波数に補正を適用するように構成されている
ことを特徴とする、請求項３乃至請求項７のいずれかに記載のデジタル無線受信機。
【請求項９】
前記ドリフト推定値が、所定の最低値を上回るか、および／または、所定の最大値を下回る場合のみ前記補正を適用するように構成されている
ことを特徴とする、請求項８に記載のデジタル無線受信機。
【請求項１０】
前回の補正が適用されてから所定の最小時間が経過した場合のみ前記補正を適用するように構成されている
ことを特徴とする、請求項８または請求項９に記載のデジタル無線受信機。
【請求項１１】
フィルタ当たりのビット数をＫとすると、各ビットのＫ個の最新ビット観察結果を使用してビット判定を行なうように構成されている
ことを特徴とする、請求項１乃至請求項１０のいずれかに記載のデジタル無線受信機。
【請求項１２】
搬送波周波数を有し連続位相周波数偏移キーイングを使用して変調された無線信号を受信するように適合されたデジタル無線受信機であって、前記受信機は、
前記無線信号を受信するための手段と、
複数のフィルタを備え各々が前記信号のビットシーケンスを決定するための異なるビットパターンに対応している整合フィルタバンクと、を備え、
前記受信機は、前記フィルタの一つが一回目にビットパターンに整合したときに前記信号の位相に関連する情報を該フィルタから取得し、
該フィルタが二回目にビットパターンに整合したときに前記信号の位相に関連する情報を該フィルタから取得し、
前記一回目と前記二回目との間にあるビットシーケンスが同数のハイビットとロービットとを含む場合に、前記一回目に決定された位相と前記二回目に決定された位相との位相差を用いて、前記搬送波周波数の周波数ドリフトを推定するように構成されている
ことを特徴とするデジタル無線受信機。
【請求項１３】
フィルタが整合し、かつ、同数のハイビットとロービットとを受信するたびに周波数ドリフトの推定を行なうように構成されている
ことを特徴とする、請求項１２に記載のデジタル無線受信機。
【請求項１４】
フィルタが整合するたびに前記位相をタイムスタンプとともに記録し、
前記フィルターが次回に整合すると、前回のチェック以降に同数のハイビットとロービットとが特定されたかどうかの確認を行なうように構成されている
ことを特徴とする、請求項１２または請求項１３に記載のデジタル無線受信機。
【請求項１５】
前記期間が閾値時間を超えた場合には前記周波数ドリフトを推定しないように構成されている
ことを特徴とする、請求項１２乃至請求項１４のいずれかに記載のデジタル無線受信機。
【請求項１６】
前記ドリフト推定値に基づいて前記搬送波周波数に補正を適用するように構成されている
ことを特徴とする、請求項１２乃至請求項１５のいずれかに記載のデジタル無線受信機。
【請求項１７】
前記ドリフト推定値が、所定の最低値を上回るか、および／または、所定の最大値を下回る場合のみ前記補正を適用するように構成されている
ことを特徴とする、請求項１６に記載のデジタル無線受信機。
【請求項１８】
前回の補正が適用されてから所定の最小時間が経過した場合のみ前記補正を適用するように構成されている
ことを特徴とする、請求項１６または請求項１７に記載のデジタル無線受信機。
【請求項１９】
フィルタ当たりのビット数をＫとすると、各ビットのＫ個の最新ビット観察結果を使用してビット判定を行なうように構成されている
ことを特徴とする、請求項１２乃至請求項１８のいずれかに記載のデジタル無線受信機。
【請求項２０】
複数のビット周期を有しディジタル符号化された無線信号を受信するように適合されたデジタル無線受信機であって、前記受信機は、各ビット周期に対して、
ｉ）Ｋビット長の整合フィルタのバンクを前記信号に適用し、
ｉｉ）前記整合フィルタのどれが、前記ビット周期および直前のＫ-１個のビット周期の前記信号に最もよく整合するかを決定して記録するように構成されていて、
さらに、Ｋが奇数の場合はＫ個の整合したフィルタ、Ｋが偶数の場合はＫ-１個の整合したフィルタの過半数によって示されるビット値に基づいて出力ビット値を決定するように構成されている
ことを特徴とするデジタル無線受信機。
【請求項２１】
関連するビット周期を網羅するＫ個の記録済みフィルタ指数から直接に出力ビットを決定するように構成されている
ことを特徴とする、請求項２０に記載のデジタル無線受信機。
【請求項２２】
連続位相周波数偏移キーイングを使用して変調された無線信号を復号する方法であって、
搬送波周波数を有するアナログ無線信号を受信することと、
相関器を使用して、前記キャリア周波数と公称キャリア周波数との間の周波数オフセットを推定することと、
前記周波数オフセットを補正することと、
各々が異なるビットパターンに対応する複数のフィルタを含む整合フィルタバンク（ＭＦＢ）を使用して、前記アナログ信号からビットシーケンスを決定することと、を含む
ことを特徴とする方法。
【請求項２３】
前記相関器は、オフセットデータ支援型フレーム及び周波数一括推定器である
ことを特徴とする、請求項２２に記載の方法。
【請求項２４】
前記搬送波信号の周波数ドリフトを推定することを含む
ことを特徴とする、請求項２２または請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
前記ＭＦＢの所定のフィルタが整合フィルタとなる場合にそれによって決定される位相を、同数のハイビットとロービットとを受信した期間の後に、後続の整合時に決定される位相と比較して、前記周波数ドリフトを推定することを含む
ことを特徴とする、請求項２４に記載の方法。
【請求項２６】
フィルタが整合し、かつ、同数のハイビットとロービットとを受信するたびに周波数ドリフトの推定を行なうことを含む
ことを特徴とする、請求項２５に記載の方法。
【請求項２７】
フィルタが整合するたびに前記位相をタイムスタンプとともに記録することと、
前記フィルターが次回に整合すると、前回のチェック以降に同数のハイビットとロービットとが特定されたかどうかの確認を行なうことと、を含む
ことを特徴とする、請求項２４、請求項２５、または請求項２６に記載の方法。
【請求項２８】
前記期間が閾値時間を超えた場合には前記周波数ドリフトを推定しないことを含む
ことを特徴とする、請求項２４乃至請求項２７のいずれかに記載の方法。
【請求項２９】
前記ドリフト推定値に基づいて前記搬送波周波数に補正を適用することを含む
ことを特徴とする、請求項２４乃至請求項２８のいずれかに記載の方法。
【請求項３０】
前記ドリフト推定値が、所定の最低値を上回るか、および／または、所定の最大値を下回る場合のみ前記補正を適用することを含む
ことを特徴とする、請求項２９に記載の方法。
【請求項３１】
前回の補正が適用されてから所定の最小時間が経過した場合のみ前記補正を適用することを含む
ことを特徴とする、請求項２９または請求項３０に記載の方法。
【請求項３２】
フィルタ当たりのビット数をＫとすると、各ビットのＫ個の最新ビット観察結果を使用してビット判定を行なうことを含む
ことを特徴とする、請求項２２乃至請求項３１のいずれかに記載の方法。
【請求項３３】
連続位相周波数偏移キーイングを使用して変調された無線信号の周波数ドリフトを推定する方法であって、前記方法は、
搬送波周波数を有する前記無線信号を受信することと、
複数のフィルタを備え各々が異なるビットパターンに対応する整合フィルタバンクを使用して前記無線信号からビットシーケンスを決定することと、
前記フィルタの一つが一回目にビットパターンに整合するときに前記信号の位相に関連する情報を前記フィルタから取得することと、
前記フィルタが二回目にビットパターンに整合するときに前記信号の位相に関連する情報を前記フィルタから取得することと、
前記一回目と前記二回目との間にある前記ビットシーケンスが同数のハイビットとロービットとを含む場合に、前記一回目に決定された位相と前記二回目に決定された位相との位相差を用いて、前記搬送波周波数の周波数ドリフトを推定することと、を含む
ことを特徴とする方法。
【請求項３４】
フィルタが整合し、かつ、同数のハイビットとロービットとを受信するたびに周波数ドリフトの推定を行なうことを含む
ことを特徴とする、請求項３３に記載の方法。
【請求項３５】
フィルタが整合するたびに前記位相をタイムスタンプとともに記録することと、
前記フィルターが次回に整合すると、前回のチェック以降に同数のハイビットとロービットとが特定されたかどうかの確認を行なうことと、を含む
ことを特徴とする、請求項３３または請求項３４に記載の方法。
【請求項３６】
前記期間が閾値時間を超えた場合には前記周波数ドリフトを推定しないことを含む
ことを特徴とする、請求項３３乃至請求項３５のいずれかに記載の方法。
【請求項３７】
前記ドリフト推定値に基づいて前記搬送波周波数に補正を適用することを含む
ことを特徴とする、請求項３３乃至請求項３６のいずれかに記載の方法。
【請求項３８】
前記ドリフト推定値が、所定の最低値を上回るか、および／または、所定の最大値を下回る場合のみ前記補正を適用することを含む
ことを特徴とする、請求項３７に記載の方法。
【請求項３９】
前回の補正が適用されてから所定の最小時間が経過した場合のみ前記補正を適用することを含む
ことを特徴とする、請求項３７または請求項３８に記載の方法。
【請求項４０】
ディジタル符号化された無線信号を復号化する方法であって、
ａ）前記無線信号を受信することと、
ｂ）各ビット周期に対して
ｉ）Ｋビット長の整合フィルタのバンクを前記無線信号に適用することと、
ｉｉ）前記整合フィルタのどれが、前記ビット周期および直前のＫ-１個のビット周期の前記信号に最もよく整合するかを決定し記録することと、
ｃ）Ｋが奇数の場合はＫ個の整合したフィルタ、Ｋが偶数の場合はＫ-１個の整合したフィルタの過半数によって示されるビット値に基づいて出力ビット値を決定すること、とを含む
ことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル無線伝送信号を復号するための方法および装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタル無線通信では、入力するアナログ波形を離散的ビットシーケンスに変換する必要がある。通常、受信電波のベースバンド処理部は、同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号として知られている二つのベースバンド信号を受信する。理論的に言えば、Ｑ信号は、Ｉ信号と９０度位相がずれている。これらの信号は、複素平面内の単位円の周りを占める点とみなすことができる。
【０００３】
既知の構成（いわゆる弁別検出器等）においては、これらのベースバンド信号を取り出し、互いの位相角を計算して微分し、「実際の」波形を生成する。この波形を用いて、デジタル処理のために出力されるビットシーケンスを推定する。
【０００４】
受信波形からビットシーケンスを推定するための一つの知られた方法として、波形に整合フィルタバンクを適用することが挙げられる。これは、各々が一つ以上のビットに対応する波形に整合する、一連のフィルタを備えている。例えば、八つのフィルタからなるバンクにおいて、各フィルタは、三ビットのシーケンスを表す別々の波形に対応するものとする。そして、波形の特定の部分にどのフィルタが最も良く整合するかに応じて、三つのブロック単位でビットの決定が行なわれる。このアプローチは、上記の例では、三ビット長ごとの観察を通じた整合フィルタバンクに基づく、ビットの最適近傍（加法性白色ガウス雑音の）非コヒーレント最尤推定法であると言うことができる。
【０００５】
整合フィルタバンク手法は、理論的には良好な結果を出すことができる。しかし、この手法は、現実世界の無線通信の必然的な特徴である、搬送波周波数のドリフトやオフセットに対して、実際にはあまり耐性がないことを出願人は理解するに至った。 
【発明の概要】
【０００６】
本発明は、この問題に対処することを目的とし、第一の態様から見ると、連続位相周波数偏移キーイングを使用して変調された無線信号を受信するように適合されたデジタル無線受信機を提供するものであって、前記受信機は、搬送波周波数を有するアナログ無線信号を受信するための手段と、前記キャリア周波数と公称キャリア周波数との間の周波数オフセットを推定するように配置された相関器と、前記周波数オフセットを補正するための手段と、各々が異なるビットパターンに対応する複数のフィルタを含み前記アナログ信号からビットシーケンスを決定するための整合フィルタバンクと、を備える。
【０００７】
このように、本発明では、相関器を使用して、整合フィルタバンク（ＭＦＢ）を適用する前に搬送波周波数オフセットを推定することを、当業者であれば理解するであろう。こうすれば、周波数オフセット補正を適用することができるので、ＭＦＢの信頼性を向上させることができる。当業者によく知られるように、相関器を用いて、受信波形と、データパケットの一部の同期ビットを表す既知の波形との相互相関を計算することができる。相関器を使用して周波数オフセットを推定することは、ＭＦＢと組み合わせて使用すると特に有益であることを、出願人は発見するに至った。第一には、相関器は、検索操作や学習操作を行なう必要がないので、比較的高速に動作することができるという事実である。第二には、相関器は、周波数オフセットの推定値と同様にタイミングの推定値を提供することができるので、同期のためのプロトコルに限られた時間しか許されないＢｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）のような用途において有益である、迅速なタイミング同期を達成することができることである。第三には、相関器出力の有効な「ピーク」が有効なパケット（フレーム）同期としても作用することができるので、相関器は、パケット検出器にもなり得るということである。第四には、適切に設計された相関器は、低い信号対雑音比（ＳＮＲ）の下で十分に機能することができる、すなわち、相関器が制限要因とはならないことが分かったことである。
【０００８】
一連の実施形態において、相関器は、オフセットデータ支援型フレーム及び周波数一括推定器である。
【０００９】
周波数オフセットを推定し補正することができるので、ＭＦＢをより確実に適用することができるが、この信頼性は、時間の経過とともに、すなわち、データパケットが継続している期間全体に亘って、周波数オフセットに生じる変化である周波数ドリフトによって妨げられるものでもあることにも、出願人はさらに気が付いた。したがって、一連の実施形態において、受信機は前記搬送波信号の周波数ドリフトを推定するように設けられたモジュールを備える。出願人は、整合フィルタバンクを使用するときに入力信号の周波数ドリフトを推定するために、整合フィルタバンクによって提供される、入力信号に関係する位相情報の複数の観察結果を使用して周波数ドリフトを推定する、特に有益な構成を考案した。より具体的には、このような実施形態の受信機は、ＭＦＢの所定のフィルタが整合フィルタとなる場合にそれによって決定される位相を、同数のハイビットとロービットとを受信した期間の後に、後続の整合時に決定される位相と比較して、位相ドリフトを推定するように構成されている。後者の要件は、位相に与える変調の影響を除去するので、この期間に生じる残留位相シフトは、周波数ドリフトに起因するものであると言える。
【００１０】
このような構成は、それ自体で新規性があり進歩性があるので、第二の態様から見ると、本発明は、搬送波周波数を有し連続位相周波数偏移キーイングを使用して変調された無線信号を受信するように適合されたデジタル無線受信機を提供するものであって、前記受信機は、前記無線信号を受信するための手段と、複数のフィルタを備え各々が前記信号のビットシーケンスを決定するための異なるビットパターンに対応している整合フィルタバンクと、を備え、
前記受信機は、前記フィルタの一つが一回目にビットパターンに整合したときに前記信号の位相に関連する情報を該フィルタから取得し、該フィルタが二回目にビットパターンに整合したときに前記信号の位相に関連する情報を該フィルタから取得し、前記一回目と前記二回目との間にあるビットシーケンスが同数のハイビットとロービットとを含む場合に、前記一回目に決定された位相と前記二回目に決定された位相との位相差を用いて、前記搬送波周波数の周波数ドリフトを推定するように構成されている。
【００１１】
本発明のこの態様は、連続位相周波数偏移キーイングを使用して変調された無線信号の周波数ドリフトを推定する方法にまで及ぶものであって、前記方法は、
搬送波周波数を有する前記無線信号を受信することと、
複数のフィルタを備え各々が異なるビットパターンに対応する整合フィルタバンクを使用して前記無線信号からビットシーケンスを決定することと、
前記フィルタの一つが一回目にビットパターンに整合するときに前記信号の位相に関連する情報を前記フィルタから取得することと、
前記フィルタが二回目にビットパターンに整合するときに前記信号の位相に関連する情報を前記フィルタから取得することと、
前記一回目と前記二回目との間にあるビットシーケンスが同数のハイビットとロービットとを含む場合に、前記一回目に決定された位相と前記二回目に決定された位相との位相差を用いて、前記搬送波周波数の周波数ドリフトを推定することと、を含む。
【００１２】
前記受信機は、前記ドリフト推定値に基づいて前記搬送波周波数に補正を適用するように構成されていることが好ましい。
【００１３】
前記位相は、複素フィルタ出力の逆正接関数を計算することによって得ることができる。逆正接関数は、周知の座標回転デジタルコンピュータ（ＣＯＲＤＩＣ）アルゴリズムを用いて計算することができる。
【００１４】
前記位相は、前記ＭＦＢの前記フィルタの一つだけまたは一部について測定することができるが、それらのうちのどれを使用しても位相測定ができることが好ましい。こうすれば、ドリフト推定値をより頻繁に行なうことができる。同様に、必須ではないものの、フィルタが整合し、かつ、ビット数が同数であるたびに周波数ドリフトの推定を行なうことが好ましい。
【００１５】
前記一回目と前記二回目との間のビットシーケンスが同数のハイビットとロービットとを含まない場合は、そのような同等性を確保するために、前記二回目の整合とそれ以降の整合との位相比較を行なってもよい。
【００１６】
好ましい実施形態では、前記位相に対してフィルタが整合するたびにタイムスタンプが記録されるので、そのフィルターが次回に整合すると、前回のチェック以降に同数のハイビットとロービットとが特定されたかどうかの確認が行なわれる。もしそうであれば、位相差を使用して（それらの整合同士のタイムスタンプの差に伴って発生した）周波数ドリフトを推定することができる。
【００１７】
一連の実施形態において、前記期間に対する閾値時間を定義し、前記閾値時間を超えた場合にはドリフト推定が行われないようにしている。こうすれば、「ラップアラウンド」が発生することによって前記期間中に、すなわち、連続したフィルタ整合の間に、一周期以上の位相シフトが存在するリスクを低減することができる。前記閾値時間は、固定にすることも、以前の周波数ドリフト推定値を一つ以上利用して動的に決定することもできる。
【００１８】
一連の実施形態において、最大周波数ドリフト推定値を設定して、前記最大値を上回る推定値が得られた場合は無視されるようにしている。こうすることによって、「安全でない」推定値は使用されないことが保証される。このような値は、指数が非理想的に遷移した場合等に発生する可能性がある。
【００１９】
一連の実施形態において、最低周波数ドリフトを設定して、それを下回ると、計算効率のために、補正を行なわないようにしている。一連の実施形態において、最小時間閾値を設定して、前回の補正からの経過時間がこの閾値を下回る場合は補正を行わないようにしている。
【００２０】
上述した本発明の態様によれば、ＭＦＢを使用し、シーケンスの小区分ごとに特定のフィルターと整合させて、信号のビットシーケンスを決定している。三ビットのフィルタを使用する例では、可能性のある八個の三ビットシーケンスに対応するために、八個のフィルタを有するバンクが使用される。このようにフィルタバンクを使用する従来のやり方は、したがって、三ビットの各ブロックに対して最も近い整合フィルタを探すことである。もちろん、五ビットや七ビット等の他のフィルタ長を使用することもできる。しかし、出願人は、それぞれの個々のビットごとに、フィルタ長に対応する数の複数のビット観察結果があるという出願人の認識を利用した、ＭＦＢの改良された実装を考案した。フィルタ当たりのビット数をＫとすると、バンク内のフィルタ数は、２ｋである。一連の実施形態によれば、できるだけ早くビット決定を行なうのではなく、各ビットのＫ個の最新ビット観察結果を使用してビット判定を行なっている。理論的には、各観察結果は一致しているべきである。しかし、実用的な実装では、ノイズの影響により、それらがすべて一致している状態ではなくなる。単一の観察結果だけを使用してビット決定を行なう場合、ビット誤りとなる可能性がある。しかし、複数の観察結果を使用する場合は、最も一般的な決定を使用することができる。こうすれば、実質的には、各整合フィルタが所定のビットの割り当てに対して「投票」し、「多数決」を使用することができる。このようなやり方は、ノイズの存在下では、ＭＦＢの標準的な実装に比べてより安定している。
【００２１】
このようなやり方は、それ自体で新規性があって進歩性があるので、本発明のさらなる態様から見ると、本発明は、ディジタル符号化された無線信号を復号化する方法を提供するものであって、
ａ）前記無線信号を受信することと、
ｂ）各ビット周期に対して
ｉ）Ｋビット長の整合フィルタのバンクを前記無線信号に適用することと、
ｉｉ）前記整合フィルタのどれが、前記ビット周期および直前のＫ-１個のビット周期の前記信号に最もよく整合するかを決定し記録することと、
ｃ）Ｋが奇数の場合はＫ個の整合したフィルタ、Ｋが偶数の場合はＫ-１個の整合したフィルタの過半数によって示されるビット値に基づいて出力ビット値を決定すること、とを含む。
【００２２】
本発明は、上記方法を実行するように構成されたデジタル無線受信機にも及ぶ。
【００２３】
本発明のこの態様によれば、各整合したフィルタからビット値を推定することによって、各ビット周期ごとにＫ個のビット値推定値を得ることができる。出力されたビット値は、その後、過半数のそのような推定値に基づいて決定される。しかし、ここでは、関連するビット周期を網羅するＫ個の記録済みフィルタ指数から直接に出力ビットを決定することが好ましい。
【００２４】
フィルタ毎のビット数であるＫの値は、特定の実装に応じて選択することができる。一般的に、Ｋの値が大きくなるほど、ビット決定の精度は上がるが、整合フィルタバンクの複雑さも増す。一連の実施形態では、Ｋ＝３の値が使用されている、すなわち、整合フィルタバンクは八個の３ビットフィルタを備えている。出願人は、上述した「多数決」方式を採用することによって、５ビットフィルタで観察される結果に近い結果をそれに付随する複雑さがない状態で実現することができることを発見した。言い換えれば、所与のビット誤り率（ＢＥＲ）に対して、Ｋ＝５のＭＦＢを使用したときに十分となる値に近い信号対雑音比に耐えることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
本発明の実施形態について、付随する図面を参照しながら、ほんの一例として説明することにする。
【図１】本発明を具現化するデジタル受信機の概略系統図である。
【図２】本発明のいくつかの態様の「多数決」機能の概略図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
最初に図１を参照すると、概略構成図を見ることができる。左上隅に、アンテナで受信され、アナログデジタル変換および適切なデジタルフィルタリングステージを通過する信号を表す複素ベースバンドのサンプルを含む入力２が存在することが分かる。複素ベースバンド信号２は、モジュール８によって推定される搬送波周波数オフセットを補償するために、該信号に複素回転を行なう複素回転ブロック４に供給される（以下でより詳細に説明する）。
【００２７】
入力した複素ベースバンド信号２は、以下に説明するように、相関器を備え、タイミング回復、フレーム同期、および初期の周波数オフセット推定を実行する推定モジュール８にも供給される。このモジュール８からそれに対応する出力１０があり、複素回転を実行するために必要な累積位相角を複素回転ブロック４に供給する位相累積モジュール１２への入力となる。
【００２８】
周波数ドリフト推定モジュール１４も、以下でより詳細に説明するように、位相蓄積モジュール１２に入力１６を提供する。
【００２９】
複素回転ブロック４によって出力される波形６は、整合フィルタバンク１８に供給される。各Ｋビット長を有する合計２ｋ個のフィルタ２０がある。このように、Ｋ＝３の例を挙げれば、それぞれ三ビットからなる八個のフィルタ２０が存在することになる。入力信号６にフィルタ２０が適用されてから、後により詳細に説明するように、複素乗算が行なわれる。各フィルタ２０における乗算結果は、それぞれの加算ステージ２２で加算される。次のモジュール２４は、複素数値フィルタ出力の大きさによって与えられる、最大出力をどのフィルタ２０が与えるのか決定し、そのインデックスｉを入力２６として多数決モジュール２８に提供する。同じ情報が、入力３０として周波数ドリフト推定モジュール１４にも提供される。整合フィルタ出力Ｃｉの実際の値は、さらなる入力３２としてドリフト推定器１４に提供される。
【００３０】
推定モジュール８によって実行されるタイミング回復により、最大出力判定モジュール２４と多数決モジュール２８にストローブ出力３４が提供される。
【００３１】
多数決モジュール２８は、Ｋ個の過去のフィルタ指数に基づいて、次のビットの最良の推定値を決定し、出力３６から最終的に決定されたビットを出力する。このプロセスについても、以下でより詳細に説明する
【００３２】
簡潔に上述したシステムの動作をより詳細に説明することにする。
【００３３】
前述のように、入力信号２は、タイミング回復、フレーム同期、および初期周波数オフセット推定のために、相関器をベースにした推定モジュール８に渡される。
【００３４】
モジュール８に含まれる相関器は、受信されたシンボルのデータに関する知見を活用して、従来の遅延相関型の搬送波周波数オフセット推定器による推定に与える変調の影響を相殺する、データ支援（ＤＡ）・フレーム及び周波数一括推定器である。マイヤー等による「デジタル通信受信機：同期、チャネル推定および信号処理」、ジョンワイリー・アンド・サンズ社、１９９８の第８章に、この推定器がさらに詳しく説明され、使用可能な他のタイプの推定器についても説明されている。
【００３５】
2016522604.tif 000003
【００３６】
2016522604.tif 000004
【００３７】
なお、パケット検出ピークのサンプリング時間は、タイミング同期として機能する。式（２）〜（４）は、複素ベースバンドサンプルと、アップサンプリングされたパケットアドレスビットを構成するサンプリング値との間の複素相関を実行する。式（２）の有効なピークは、プログラム可能な閾値によって制限される。この閾値は、通常は０．７〜０．８の範囲に設定される。なお、式（４）を使用して式（２）にある相関ピークの大きさを正規化する。
【００３８】
2016522604.tif 000005
【００３９】
2016522604.tif 000006
2016522604.tif 000007
【００４０】
相関がある場合、すなわち、式（２）がピークとなるとき、搬送波周波数オフセットの推定値は有効である。したがって、この推定器は、搬送波周波数オフセットとタイミングを一括して推定する。Ｕ１＝１と仮定すると、式（６）の合計は、相関時のベースバンドサンプリング値Ｌ個のエネルギーを評価するものであることが分かる。この値は、式（２）のＰｎで正規化された後に、０．７〜０．８の範囲内にある一定の閾値と比較される。他の値を使用することもできたが、一例では、Ｄ＝１６の値を選択した。この場合の±２５０ｋＨｚの搬送波周波数オフセット推定範囲は、ほとんどの適用ケースでは十分であると考えられる高品質な５０ｐｐｍの仕様を処理する。  
【００４１】
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【００４２】
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【００４３】
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【００４４】
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【００４５】
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【００４６】
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【００４７】
当業者であれば理解できるであろうが、上述のビットの回復は、わずかな周波数オフセットしか存在しないことを前提としている。以前に記載した方法によれば初期オフセットを推定することができるが、実施例においては、パケットを受信している間は周波数オフセットを追跡し続けることも重要である。その理由の一つは、実際には、相関器モジュール８から初期周波数オフセットを推定することには、必然的になんらかの残差があるということである。もう一つの理由は、パケットの受信時に、送信機と受信機との間には通常はある程度の周波数ドリフトが存在することである。したがって、周波数ドリフトの補償を行なうことで、整合フィルタバンクを使用することによって実現できる性能上の優位性がすぐに損なわれてしまうのを防止することができる。
【００４８】
本明細書に記載の本発明の実施形態によれば、（変調効果について調整後の）整合フィルタバンク１８からの位相情報の連続的な観察結果を使用して、周波数オフセットを追跡する。
【００４９】
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【００５０】
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【００５１】
これまで、周波数オフセット補償のための相関器ベースの推定器や、整合フィルタの位相が周波数ドリフトを計算するために使用される整合フィルタバンクについて説明してきた。全ての実施形態において必須というわけではないが有益である整合フィルタバンクの改良判では、「多数決」モジュール２８を使用して、後述するような統計的に改善されたビット決定を行なう。
【００５２】
「多数決」モジュール２８は、各ビットに関する複数の観察が利用可能であるという事実を利用する。Ｋ＝３の例では、直近の三つの整合フィルタ状態遷移の履歴を見ることによって、同じビットに関する三つの観察結果が潜在的に利用可能である。 三つの状態遷移に亘って三つの列を連続して見ることで、最も一般的なもの、すなわち、二つか三つの遷移で示唆されるものを、ビットスライスを行なう前の「多数決」として選択することができるように、各々がビット決定を示唆することになる。
【００５３】
さらに詳しく説明するために、ここで図２を参照する。これは、Ｋ＝３のシステムにつき、八つの整合フィルタＳ１、・・・、Ｓ８および対応するビットシーケンス３８を示している。ビットが右からフィルタに入ると仮定すると、理想的な状態遷移は、図２の右側の図に示されている。動作を説明するために、例を挙げる。
【００５４】
最初に、ちょうどＳ１が選択されたものと仮定する。次のビット周期で、「１」がフィルタバンクに入る。したがって、最も可能性の高いフィルタ整合はＳ２となり、その後、次のビットが「０」であればＳ７が、次のビットが「１」であればＳ８が続く。現実にはもちろん「戻る」という分岐があるが、明瞭化のためにこれらは図示されていない。
【００５５】
図２は理論的な遷移をすべて示しているが、実際には、ノイズの影響を考慮すると他の「禁じられた」遷移が起こることもある。例えば、「１」が右から左に移動すると解釈される、Ｓ２−＞Ｓ５−＞Ｓ３という遷移があるかもしれない。この場合、三つのフィルタはすべて、ビットの値について「同意」する、すなわち、Ｓ２の右端のビットが「１」で、Ｓ５の中央のビットが「１」で、Ｓ３の左端のビットも「１」である。
【００５６】
起こり得る別の場合として、遷移がＳ２−＞Ｓ４−＞Ｓ３であるかもしれない。ここで、三つのフィルタの対応するビットはすべて同意というわけではなく、Ｓ２の右端のビットが「１」でＳ３の左端のビットも同様であるが、Ｓ４の中央のビットが「０」なので、不同意である。しかし、多数決原則の下では、フィルタの二つがビットが「1」であることに同意しているので、ビットは「１」として出力３６に出力される。
【００５７】
この原理はＫ＝３で説明しており、この数が、このタイプの観察結果平均化が効果的である最小のフィルタ次数であることが理解できるであろう。もちろん、Ｋ＝５、Ｋ＝７のような他のフィルタ次数を使用することも可能であり、それらを使えば、より良い結果を得ることが期待されるものの、実装の複雑さが増すという犠牲を払うことになる。もちろん、中間である、フィルタ次数が偶数のＫ＝４、６等を、例えば、同点票の均衡を破るために、一つの観察結果を抜かしたりして使用することができる。
【００５８】
なお、上述した本発明の実施形態は、重要な潜在的利点を有することを当業者であれば理解するであろう。しかし、本発明の範囲内で、多くの変形および変更が可能である。特に、多数決機能、周波数オフセット推定のための相関器ベースの推定器、および、周波数ドリフト推定のためのＭＦＢからの位相情報の全てを使用することは必須ではなく、これらの特徴のうち一つか二つをＭＦＢと組み合わせて使用することも考えられる。
【図１】
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【図２】
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【国際調査報告】
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