(57)【要約】本発明は、電圧の倍増のために、大体積のキャパシターを使わなければならなかった従来技術の問題点に対し、上記問題点を解決することができるパワータイプ倍電圧駆動回路であって、交流電源Ｊ１、片方向導通素子Ｄ１及び電荷蓄積素子Ｃが互いに直列に連結され、電荷蓄積素子Ｃを充電させる充電回路を構成し、電荷蓄積素子Ｃと片方向導通素子Ｄ３からなる並列回路が交流電源Ｊ１、負荷Ｒ及びスイッチ素子ＳＣＲと互いに直列に連結され、負荷Ｒを倍電圧駆動する負荷駆動回路を構成し、制御ユニットＫＺが、片方向導通素子Ｄ１を介して電荷蓄積素子Ｃを充電させた後、制御ユニットＫＺ、交流電源Ｊ１、電荷蓄積素子Ｃ及びスイッチ素子ＳＣＲの連携により交流電源Ｊ１のピーク電圧の１から２倍の範囲に調整された電圧で負荷Ｒを倍電圧駆動するように、交流電源Ｊ１の電圧を検出し、検出された電圧に基づいてスイッチ素子ＳＣＲの導通及び遮断を制御するパワータイプ倍電圧駆動回路を提供する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源Ｊ１、片方向導通素子Ｄ１及び電荷蓄積素子Ｃが互いに直列に連結され、電荷蓄積素子Ｃを充電させる充電回路を構成し、
電荷蓄積素子Ｃと片方向導通素子Ｄ３からなる並列回路が交流電源Ｊ１、負荷Ｒ及びスイッチ素子ＳＣＲと互いに直列に連結され、負荷Ｒを倍電圧駆動する負荷駆動回路を構成し、
制御ユニットＫＺが、片方向導通素子Ｄ１を介して電荷蓄積素子Ｃを充電させた後、制御ユニットＫＺ、交流電源Ｊ１、電荷蓄積素子Ｃ及びスイッチ素子ＳＣＲの連携により交流電源Ｊ１のピーク電圧の１から２倍の範囲で調整できる電圧で負荷Ｒを倍電圧駆動するように、交流電源Ｊ１の電圧を検出し、検出された電圧に基づいてスイッチ素子ＳＣＲの導通及び遮断を制御することを特徴とする
パワータイプ倍電圧駆動回路。
【請求項２】
前記片方向導通素子Ｄ１及び片方向導通素子Ｄ３はデバイス自体の特性により導通と遮断の制御を行う片方向導通素子または電気信号により導通と遮断を制御するスイッチ素子であることを特徴とする
請求項１に記載のパワータイプ倍電圧駆動回路。
【請求項３】
前記充電回路に直列に連結された電気抵抗Ｒ１をさらに含み、充電電流を限流することを特徴とする請求項１に記載のパワータイプ倍電圧駆動回路。
【請求項４】
スイッチ素子ＳＣＲは、サイリスタスイッチデバイス、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴのいずれか一つであることを特徴とする
請求項１に記載のパワータイプ倍電圧駆動回路。
【請求項５】
前記制御ユニットＫＺは、設定された条件または設定されたタイミングに応じて制御指令を出力して、前記スイッチ素子ＳＣＲを導通又は遮断させることができる任意のコントローラであることを特徴とする
請求項１に記載のパワータイプ倍電圧駆動回路。
【請求項６】
前記制御ユニットΚΖはＰＬＣ、マイクロコントローラ、可変抵抗容量遅延コントローラのいずれか一つであることを特徴とする
請求項５に記載のパワータイプ倍電圧駆動回路。
【請求項７】
前記電荷蓄積素子Ｃは電荷を蓄積することができる任意のコンデンサーであることを特徴とする
請求項１に記載のパワータイプ倍電圧駆動回路。
【請求項８】
片方向導通素子Ｄ２をさらに含み、前記片方向導通素子Ｄ２と電荷蓄積素子Ｃからなる直列回路は片方向導通素子Ｄ３と並列に連結することにより、電荷蓄積素子Ｃが有極性電解コンデンサーである場合に、電荷蓄積素子Ｃが逆充電されて絶縁破壊されることを防止できることを特徴とする
請求項１から７のいずれか一つに記載のパワータイプ倍電圧駆動回路。
【請求項９】
前記片方向導通素子Ｄ２はデバイス自体の特性により導通と遮断の制御を行う片方向導通素子または電気信号により導通と遮断を制御するスイッチ素子であることを特徴とする
請求項８に記載のパワータイプ倍電圧駆動回路。
【請求項１０】
請求項１から９のいずれか一つに記載のパワータイプ倍電圧駆動回路を適用した
電動式ネイルガン。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力電子分野に関し、特に、パワータイプ倍電圧駆動回路及びこれを使う電動式ネイルガンに関する。
【背景技術】
【０００２】
交流電源の電圧より高圧の電圧で電気機器を高速パルス駆動することが求められる場合、キャパシター倍電圧技術により所望の駆動電圧を得ることが多い。
【０００３】
従来のキャパシター倍電圧回路は、主に交流や脈動電源を使って整流素子などとキャパシター組を組み合わせることを介して、交流や脈動電源からキャパシター組を充電させることで、キャパシター組において交流や脈動電源ピーク電圧の数倍の直流電圧を発生して負荷を駆動する。
【０００４】
しかしながら、このような従来のキャパシター倍電圧回路においては、エネルギー貯蔵用キャパシター組におけるキャパシターの数は倍電圧の倍数より大きく、キャパシターの耐圧レベルは交流電源電圧ピークの２倍よりも大きいことが求められている、そのため、大きな駆動パワーを必要とする場合には、倍電圧回路にはずいぶんと大きな体積のキャパシターが用いられることになる。  
こうして、従来のキャパシター倍電圧回路におけるキャパシターの体積は大きくなり、これに伴って従来のキャパシター倍電圧回路の体積も大きくなる。  
一方、これはキャパシター倍電圧回路のコストの増加の要因になる。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明は、従来のキャパシター倍電圧回路において電圧の倍増を実現するために体積の大きいキャパシターを用いるという従来技術の問題点に対し、この問題点を解消できるパワータイプ倍電圧駆動回路及びこのパワータイプ倍電圧駆動回路を適用した電動式ネイルガンを提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明は、交流電源Ｊ１、片方向導通素子Ｄ１及び電荷蓄積素子Ｃが互いに直列に連結され、電荷蓄積素子Ｃを充電させる充電回路を構成し、電荷蓄積素子Ｃと片方向導通素子Ｄ３からなる並列回路が交流電源Ｊ１、負荷Ｒ及びスイッチ素子ＳＣＲと互いに直列に連結され、負荷Ｒを倍電圧駆動する負荷駆動回路を構成し、制御ユニットＫＺが、片方向導通素子Ｄ１を介して電荷蓄積素子Ｃを充電させた後、制御ユニットＫＺ、交流電源Ｊ１、電荷蓄積素子Ｃ及びスイッチ素子ＳＣＲの連携により交流電源Ｊ１のピーク電圧の１から２倍の範囲で調整できる電圧で負荷Ｒを倍電圧駆動するように、交流電源Ｊ１の電圧を検出し、検出された電圧に基づいてスイッチ素子ＳＣＲの導通及び遮断を制御することを特徴とするパワータイプ倍電圧駆動回路を提供する。
【０００７】
また、本発明は、上記パワータイプ倍電圧駆動回路を採用した電動式ネイルガンを提供する。
【発明の効果】
【０００８】
本発明のパワータイプ倍電圧駆動回路によると、交流電源Ｊ１の正（あるいは負）の半周期において電荷蓄積素子Ｃを充電させ、次の負（あるいは正）の半周期において交流電源Ｊ１の電圧と電荷蓄積素子Ｃにかかる電圧との和により負荷Ｒを駆動するので、電荷蓄積素子Ｃの耐圧レベルを大幅に低下させ、用いる電荷蓄積素子Ｃの体積を大きく減少することができ、本発明によるパワータイプ倍電圧駆動回路及び電動式ネイルガンのコストやサイズを低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
図面は、本発明をさらに説明するためのものであって明細書の一部となり、以下の発明を実施するための形態とともに本発明を説明するためのものであるが、本発明を限定するものではない。
【００１０】
【図１】図１は、本発明の一実施の形態に係るパワータイプ倍電圧駆動回路の回路図である。
【図２】図２は、本発明の他の実施の形態に係るパワータイプ倍電圧駆動回路の回路図である。
【図３】図３は、１２０Ｖの交流電力を使い、本発明に係るパワータイプ倍電圧駆動回路を適用することなく、電動式ネイルガンを駆動する場合の電源電圧、コイル作動電圧及びコイル作動電流のグラフである。
【図４】図４は、１２０Ｖの交流電力を使い、本発明に係るパワータイプ倍電圧駆動回路を適用して、電動式ネイルガンを駆動する場合の電源電圧、コイル作動電圧及びコイル作動電流のグラフである。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
以下、図面を参照しながら本発明の具体的な実施の形態について詳細に説明する。  
ここで記載された具体的な実施の形態は、本発明を説明するためのみであり、本発明に限定するものではないことを理解すべきである。
【００１２】
注意すべきことは、特に説明しない限り、以下に記載された「制御ユニット」という用語は設定された条件に応じてまたは設定されたタイミングに制御指令（例えば、パルス波形）を出力して、連結されたスイッチ素子を導通又は遮断させることができる任意のコントローラを意味し、例えば、ＰＬＣ、マイクロコントローラ、可変抵抗容量遅延コントローラなどである。  
以下に記載された「スイッチ素子」という用語は、電気信号により導通と遮断の制御を行うスイッチまたはデバイス自体の特性により導通と遮断の制御を行うスイッチを意味し、片方向スイッチでよい、例えば、両方向スイッチとダイオードが直列に連結されてなる片方向導通できるスイッチ、両方向スイッチでもよく、例えば、金属酸化物半導体効果トランジスター（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor、ＭＯＳＦＥＴ）又は逆並列続流ダイオード付きのＩＧＢＴやサイリスタスイッチデバイスでもよい。  
以下に記載された「片方向導通素子」という用語は、電気信号またはデバイス自体の特性により導通と遮断の制御を行って、その中で片方向のみに電流を流すように半導体素子を意味する。  
以下に記載された「電荷蓄積素子」という用語は電荷を蓄積できる任意の装置を意味し、例えばコンデンサーであることができる。
【００１３】
図１は、本発明の一実施の形態に係るパワータイプ倍電圧駆動回路の回路図である。  
図１に示されたように、この実施の形態によるパワータイプ倍電圧駆動回路においては、交流電源Ｊ１、片方向導通素子Ｄ１及び電荷蓄積素子Ｃが互いに直列に連結され、電荷蓄積素子Ｃを充電させる充電回路を構成し、電荷蓄積素子Ｃと片方向導通素子Ｄ３からなる並列回路が交流電源Ｊ１、スイッチ素子ＳＣＲ及び負荷Ｒと互いに直列に連結され、負荷Ｒを倍電圧駆動する負荷駆動回路を構成し、制御ユニットＫＺが、片方向導通素子Ｄ１を介して電荷蓄積素子Ｃを充電させた後、制御ユニットＫＺ、交流電源Ｊ１、電荷蓄積素子Ｃ及びスイッチ素子ＳＣＲの連携により交流電源Ｊ１のピーク電圧の１から２倍の範囲で調整できる電圧で負荷Ｒを倍電圧駆動するように、交流電源Ｊ１の電圧を検出し、検出された電圧に基づいてスイッチ素子ＳＣＲの導通及び遮断を制御する。
【００１４】
ここで、片方向導通素子Ｄ１及び片方向導通素子Ｄ３はデバイス自体の特性により導通と遮断の制御を行う片方向導通素子、例えば、ダイオードでもよく、電気信号により導通と遮断を制御する片方向導通素子、例えば、シリコン片方向スイッチ（ＳＵＳ、Silicon  Unidirectional  Switch）でもよく、その中で片方向のみに電流を流すように電気信号により導通と遮断の制御を行う素子、例えばＭＯＳＦＥＴ等でもよい。  
なお、片方向導通素子Ｄ１及びＤ３が電気信号により導通と遮断の制御を行うスイッチ素子（例えば、シリコン片方向スイッチ、ＭＯＳＦＥＴなど）である場合は、制御ユニットＫＺによりこれらの導通と遮断とを制御することができる。  
スイッチ素子ＳＣＲはサイリスタスイッチデバイス、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴなどのいずれか１つでよい。  
電荷蓄積素子Ｃ電荷を蓄積することができる任意のコンデンサー、例えば、電解コンデンサーでよい。  
制御ユニットＫＺはマイクロコントローラ、ＰＬＣ、可変抵抗容量遅延コントローラ等でよい。
【００１５】
図１に示されたパワータイプ倍電圧駆動回路の作動原理は以下のとおりである。  
交流電源Ｊ１が負の半周期において電荷蓄積素子Ｃを充電させると、片方向導通素子Ｄ１は導通され、制御ユニットＫＺはスイッチ素子ＳＣＲが遮断された状態にあるようにスイッチ素子ＳＣＲを制御する。  
このとき、負荷Ｒには、電流は流さない。  
制御ユニットＫＺが外部からの制御指令または当該制御ユニットＫＺの内部設定に応じて、交流電源Ｊ１の次のある正の半周期におけるある電圧Ｕｋにおいてスイッチ素子ＳＣＲを導通させるように制御する場合、負荷Ｒにかかる電圧は電荷蓄積素子Ｃにかかる電圧と交流電源Ｊ１の電圧Ｕｋとの和になる。
【００１６】
上述した作動原理に対する分析から分かるように、本発明によるパワータイプ倍電圧駆動回路における電荷蓄積素子Ｃの耐圧レベルは従来のキャパシター倍電圧駆動技術におけるコンデンサーの耐圧レベルの半分程度まで減少できるので、理論的には、同じ機能の電荷蓄積素子Ｃの体積は従来のキャパシター倍電圧駆動技術に用いられるコンデンサーの体積の１／４しかない。  
こうして、本発明によるパワータイプ倍電圧駆動回路における電荷蓄積素子Ｃの体積を大幅に減少し、本発明によるパワータイプ倍電圧駆動回路のコストやサイズを低減させ、本発明によるパワータイプ倍電圧駆動回路の携帯性を向上できる。
【００１７】
また、制御ユニットＫＺとスイッチ素子ＳＣＲとを組み合わせることにより、負荷Ｒの駆動電圧は１〜２倍の交流電源Ｊ１ピーク電圧の範囲で任意に調整できるようになる。  
即ち、まず、制御ユニットＫＺ内に制御ユニットＫＺがスイッチ素子ＳＣＲを導通させる時の交流電源Ｊ１の電圧を設定し、その後、本発明のパワータイプ倍電圧駆動回路が作動すると、制御ユニットＫＺは交流電源Ｊ１の電圧を検出し、検出された電圧が制御ユニットＫＺ内の設定値と等しい場合、制御ユニットＫＺはスイッチ素子ＳＣＲの導通を制御することで、負荷Ｒを駆動する。  
制御ユニットＫＺが交流電源Ｊ１のピーク電圧においてスイッチ素子ＳＣＲの導通を制御するように設定されると、スイッチ素子ＳＣＲが導通される時負荷Ｒにかかる瞬間的電圧は交流電源Ｊ１のピーク電圧の２倍と等しくなる。
【００１８】
注意すべきことは、周知するように、有極性電解コンデンサーの逆方向誘電性能は極めて悪く、逆充電されると、逆方向の電圧や電流により絶縁破壊されて、当該電解コンデンサーは損害されてしまう。  
従って、図１の電荷蓄積素子Ｃが有極性電解コンデンサーである場合、片方向導通素子Ｄ３は電荷蓄積素子Ｃの電荷が完全に釈放されるまでは遮断され、電荷蓄積素子Ｃの電荷が完全に釈放された後導通されることにより、交流電源Ｊ１が電荷蓄積素子Ｃを逆充電させて絶縁破壊することを避けることができる。
【００１９】
図２は、本発明の他の実施の形態に係るパワータイプ倍電圧駆動回路の回路図を示している。  
図２に示されたように、この実施の形態は図１に示された実施の形態の上に、片方向導通素子Ｄ２をさらに含み、片方向導通素子Ｄ２と電荷蓄積素子Ｃからなる直列回路が片方向導通素子Ｄ３と並列に連結されている。  
片方向導通素子Ｄ２は片方向導通素子Ｄ３と同一の素子であり、片方向導通素子Ｄ３が順方向導通されるときの電圧降下を補うことにより、電荷蓄積素子Ｃが逆充電されて絶縁破壊することを防止できる。
【００２０】
図２の片方向導通素子Ｄ２はデバイス自体の特性により導通と遮断の制御を行う片方向導通素子、例えば、ダイオードでもよく、電気信号により導通と遮断を制御する片方向導通素子、例えば、シリコン片方向スイッチでもよく、その中で片方向のみに電流を流すように電気信号により導通と遮断の制御を行う素子、例えばＭＯＳＦＥＴ等でもよい。  
なお、片方向導通素子Ｄ２が電気信号により導通と遮断の制御を行うスイッチ素子（例えば、シリコン片方向スイッチ、ＭＯＳＦＥＴなど）である場合は、制御ユニットＫＺにより片方向導通素子Ｄ２の導通と遮断を制御することができる。
【００２１】
図２に示されたパワータイプ倍電圧駆動回路の作動原理は以下のとおりである。
【００２２】
交流電源Ｊ１の負の半周期において片方向導通素子Ｄ１が導通され、電荷蓄積素子Ｃを充電させると、制御ユニットＫＺはスイッチ素子ＳＣＲが遮断された状態にあるようにスイッチ素子ＳＣＲを制御する。  
このとき、負荷Ｒには電流は流れない。  
従って、片方向導通素子Ｄ２、片方向導通素子Ｄ３も遮断されている。
【００２３】
制御ユニットＫＺが外部からの制御指令又は当該制御ユニットＫＺの内部設定に応じて交流電源Ｊ１の次の正の半周期におけるある電圧Ｕｋにおいてスイッチ素子ＳＣＲの導通を制御する場合、このとき、もし電荷蓄積素子Ｃの電荷が完全に釈放されていないのなら、片方向導通素子Ｄ３は遮断されている。  
電荷蓄積素子Ｃは片方向導通素子Ｄ２、交流電源Ｊ１、スイッチ素子ＳＣＲ、負荷Ｒ及び電荷蓄積素子Ｃからなる回路を介して負荷Ｒに電荷を釈放する。  
もし電荷蓄積素子Ｃの電荷が完全に釈放されているなら、片方向導通素子Ｄ３は導通されている。  
このとき、片方向導通素子Ｄ２およびＤ３がそれぞれ負荷Ｒと直列に連結されているため、交流電源Ｊ１は片方向導通素子Ｄ３を介して負荷Ｒに電力を提供するとともに、片方向導通素子Ｄ２、交流電源Ｊｌ、スイッチ素子ＳＣＲ、負荷Ｒ及び電荷蓄積素子Ｃからなる回路を介しても負荷Ｒに電力を提供する。  
しかし、このとき、片方向導通素子Ｄ２及びＤ３の等電圧降下特性のため、電荷蓄積素子Ｃが逆充電されることはない。  
こうして、電荷蓄積素子Ｃを保護し、寿命を長くする働きをすることになる。  
また、片方向導通素子Ｄ２、Ｄ３がダイオードである場合は、デバイス自体の特性により当該半周期において導通される。  
片方向導通素子Ｄ２、片方向導通素子Ｄ３が電気信号により導通と遮断の制御を行う片方向導通素子である場合は、制御ユニットＫＺやその他の制御ユニット（図示しない）により導通と遮断を制御して、片方向導通素子Ｄ２、片方向導通素子Ｄ３およびスイッチ素子ＳＣＲを同時に導通させることにより負荷Ｒを倍電圧駆動することができる。  
このとき、負荷Ｒにかかる電圧は電荷蓄積素子Ｃの電圧と交流電源Ｊ１の電圧Ｕｋとの和になり、同様に負荷Ｒを倍電圧駆動することができる。
【００２４】
また、周知するように、有極性電解コンデンサーの逆方向誘電性能は極めて悪く、逆充電されると、逆方向の電圧や電流により絶縁破壊されて、当該電解コンデンサーは損害されてしまう。  
従って、以上の図２の作動原理に対する分析から分かるように、電荷蓄積素子Ｃが有極性電解コンデンサーである場合、片方向導通素子Ｄ２と片方向導通素子Ｄ３からなる回路は交流電源Ｊ１が電荷蓄積素子Ｃを逆方向絶縁破壊することを避けることができる。
【００２５】
図２に示された片方向導通素子Ｄ２及び片方向導通素子Ｄ３のいずれもダイオードである場合を例にして、図２の回路図についてさらに詳細に説明する。  
交流電源Ｊ１の端子２の電位が交流電源Ｊ１の端子１の電位より高いと、電荷蓄積素子Ｃは充電され、制御ユニットＫＺはスイッチ素子ＳＣＲが遮断された状態にあるようにスイッチ素子ＳＣＲを制御し、交流電源Ｊ１の端子２の電位が端子１の電位より低いと、制御ユニットＫＺが外部からの制御指令または当該制御ユニットＫＺの内部設定に応じて交流電源Ｊ１が対応する電圧においてスイッチ素子ＳＣＲの導通を制御して負荷Ｒを駆動する期間において、片方向導通素子Ｄ２は導通される（ここで、電荷蓄積素子Ｃの電荷が完全に釈放されるまで、片方向導通素子Ｄ３は遮断されている）。  
この期間において、電荷蓄積素子Ｃが前の半周期において充電された電荷を完全に釈放した場合、片方向導通素子Ｄ３のバイパス作用と片方向導通素子Ｄ２及びＤ３の等圧降特性のため、このとき交流電源Ｊ１の端子２の電位が端子１の電位より低いにもかかわらず、電荷蓄積素子Ｃが逆方向絶縁破壊されることはなく、こうして、電荷蓄積素子Ｃを保護でき、寿命を長くすることができる。  
電荷蓄積素子Ｃが容量と体積との比の大きい有極性電解コンデンサーである場合、これは非常に重要である。  
有極性電解コンデンサーは非極性電荷蓄積素子に比べて、体積を減少し、コストを低減することができる。
【００２６】
また、図２に示されたように、本発明によるパワータイプ倍電圧駆動回路は、電荷蓄積素子Ｃを充電させる際に、限流する目的を達成するために、前記充電回路に直列に連結された電気抵抗Ｒ１をさらに含んでもよい。
【００２７】
また、図１及び図２に示された負荷Ｒは電気抵抗であるが、本発明によるパワータイプ倍電圧駆動回路は電気抵抗型の負荷に加えて、その他の負荷、例えばインダクタンス型の負荷、アーク型負荷及び電気抵抗とキャパシターとインダクターとを組み合わせた負荷などを駆動して、電磁弁、電磁石、瞬間加熱装置などを駆動することができることは言うまでもない。
【００２８】
また、注意すべきことは、図面に示された各片方向導通素子Ｄｌ、Ｄ２、Ｄ３はいずれもダイオードであるが、時系列の制御さえ適切なら、両方向スイッチを用いても本発明の目的を実現できることは、本業者にとって自明なことである。  
片方向導通素子Ｄ１が両方向導通が可能なＭＯＳＦＥＴである場合を例にすると、適切な時系列を使ってＭＯＳＦＥＴが交流電源Ｊ１の負（あるいは正）の半周期において導通され、正（あるいは負）の半周期において遮断されるようにＭＯＳＦＥＴを制御すれば、交流電源Ｊ１の負（あるいは正）の半周期において電荷蓄積素子Ｃを充電させ、正（あるいは負）の半周期において電荷蓄積素子Ｃの電圧と交流電源Ｊ１の電圧との和により負荷Ｒを駆動する目的を達成することができる。
【００２９】
以下、電磁ネイルガンに適用される場合を例にして、本発明によるパワータイプ倍電圧駆動回路の有益な効果を説明する。
【００３０】
レバー式電磁ネイルガンが作動するとき、高いコイル作動電圧で駆動（例えば、２２０Ｖ）した場合こそ、コイルは大きいコイル作動電流（７０Ａより大きい）を得ることができる。  
１２０Ｖの電源でレバー式電磁ネイルガンを駆動すると、電源の駆動力は顕著に不十分になり、コイル作動電流も５０Ａ程度しか得ることができない。  
詳細は図３の実測グラフを参照する。
【００３１】
しかし、本発明によるパワータイプ倍電圧駆動回路をレバー式電磁ネイルガンに適用すると、１２０Ｖの交流電源を使用する場合であっても、図４の実測のグラフに示されたように、同じく７０Ａのコイル作動電流を得ることができる。  
ここで、図４の駆動電圧ピークは図３の駆動電圧ピークの約一倍であり、駆動電流は図３の駆動電流の約１．５倍である。  
また、注意すべきことは、図３及び図４の電源電圧は電動式ネイルガンの電源接続端においての実測電圧であり、電動式ネイルガン自体の作動の干渉のため、理論上の正弦波形ではない。
【００３２】
以上では、本発明の好ましい実施の形態により本発明を詳細に説明したが、本発明の趣旨と範囲から逸脱することなく、本発明に対して様々な変形及び変更を行うことができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【国際調査報告】
2016509827.tif 000007
2016509827.tif 000008
2016509827.tif 000009
2016509827.tif 000010
2016509827.tif 000011
2016509827.tif 000012