(57)【要約】方法は、まず、符号化されたデータを生成するために前進型誤り訂正（ＦＥＣ）符号化器を用いてデータを符号化することによって光通信のためにデータを変調し、符号化されたデータは、ブロック符号化されたデータを表す符号語間のリー距離が増大するようにブロック符号化されたデータを生成するためにブロック符号化器を用いて符号化される。ブロック符号化されたデータは、コンスタレーション点間のユークリッド距離が増大するように、マッピングされたデータを生成するためにマッピングされる。その後、マッピングされたデータは、送信機において光チャネルのための変調信号へと変調される。
2016521465.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光通信のためにデータを変調する方法であって、
符号化されたデータを生成するために、前進型誤り訂正（ＦＥＣ）符号化器を用いてデータを符号化することと、
前記符号化されたデータを、ブロック符号化されたデータを生成するために、前記ブロック符号化されたデータを表すコンスタレーション点間のリー距離が増大するようにブロック符号化器を用いて符号化することと、
マッピングされたデータを生成するために、前記コンスタレーション点間のユークリッド距離が増大するように、前記ブロック符号化されたデータをマッピングすることと、
送信機において、前記マッピングされたデータを、光チャネルのための変調信号に変調することと
を備える、方法。
【請求項２】
前記ブロック符号化器は非２値符号を用いる、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ブロック符号化器は非線形２値符号を用いる、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記ブロック符号化器は４値ブロック符号を用いる、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記マッピングは、偏波、位相、時間、周波数、波長、空間モード、およびファイバーコア
を含む直交基底の任意の組み合わせを用いる、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記データを再生するために、受信機において、前記変調信号を復調し、デマッピングし、ブロック復号し、ＦＥＣ復号することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
光通信のためにデータを変調するシステムであって、
データから符号化されたデータを生成するよう構成される、前進型誤り訂正（ＦＥＣ）符号化器と、
ブロック符号化されたデータを表すコンスタレーション点間のリー距離が増大するようにブロック符号化されたデータを生成するよう構成される、ブロック符号化器と、
前記コンスタレーション点間のユークリッド距離が増大するように、マッピングされたデータを前記ブロック符号化されたデータから生成するよう構成される、マッパーと、
前記マッピングされたデータを、光チャネルのための変調信号に変調するよう構成される、送信機と
を備える、システム。
【請求項８】
前記ブロック符号化器は非２値符号を用いる、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記ブロック符号化器は非線形２値符号を用いる、請求項７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は概して光信号を変調することに関し、より具体的には、信頼性のある光ファイバ通信のために複数次元で光信号を変調することに関する。
【背景技術】
【０００２】
光コヒーレント通信システムは、自然に、４次元（４Ｄ：four-dimensional）信号コンスタレーションを用いた変調に適している。４次元変調形式は、従来の形式、例えば二重偏波４値位相シフトキーイング（ＤＰ−ＱＰＳＫ：dual-polarization quaternary phase-shift keying）および１６値直交振幅変調（ＤＰ−１６ＱＡＭ：DP 16-ary quadrature amplitude modulation）等と比較して著しい利得を達成することができる。偏波切替ＱＰＳＫ（ＰＳ−ＱＰＳＫ：Polarization-switched QPSK）およびセット分割１２８値ＱＡＭ（ＳＰ−１２８ＱＡＭ：set-partitioned 128-ary QAM）が実際的な４Ｄコンスタレーションとして知られており、これらは漸近電力効率（asymptotic power efficiency）でそれぞれ１．７６ｄＢおよび２．４３ｄＢの利得を達成可能である。前進型誤り訂正（ＦＥＣ：forward-error correction）によって１．５ｄＢまでの利得が達成可能である。より高次元の変調形式がいくつか知られているが、増大する複雑さのために、光通信へのそれらの応用は４Ｄのケースに制限されていた。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
本発明の各実施形態は、信頼性のある光ファイバ通信のために光信号を変調する方法およびシステムを提供する。本方法は、データを表す高次元格子上のコンスタレーション点間のハミング距離およびユークリッド距離を増加させるために短ブロック符号を用いることができる。一実施形態では、本方法は２４次元（２４Ｄ）超立方体格子について拡張ゴレイ符号を用いるか、または８Ｄ超立方体格子においてパリティ符号を用いる。他の次元については、立方格子コンスタレーションとともに既知の準完全符号（near perfect code)を用いることができる。別の実施形態は、最密（densest）超球格子コンスタレーション上の非線形符号を用いる。
【０００４】
無線通信および記憶システムにおける単純な誤り訂正のためのこれらの符号の従来の使用ではなく、本方法は、これらの符号をその距離属性のために活用する。各符号は、基本コンスタレーション（base constellation）上のハミング距離を最大化する。すなわち、基本コンスタレーションについて、立方格子（例えば、格子の各次元上の２値位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ：binary phase-shift keying）の基本コンスタレーション）上において、ハミング距離はユークリッド距離の平方に線形に比例する。
【０００５】
一実施形態では、拡張ゴレイ符号が準完全符号の例として用いられ、この符号はそのレートに対して最大利得を有し、優れた性能を提供する。本方法は、１ビット毎秒毎ヘルツ／偏波（b/s/Hz/pol）のスペクトル効率を達成するために、拡張ゴレイ符号の符号語を２４Ｄ超立方体にマッピングする。本明細書において、この形式は、１２ビット２４Ｄゴレイ符号化超立方体（12b-24D-GCHC:12-bit 24D Golay coded hypercube）と呼ばれる。
【０００６】
この変調信号では、加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ：additive white Gaussian noise）に対する許容度（tolerance)は、二重偏波２値ＰＳＫ（ＤＰ−ＢＰＳＫ：dual-polarization binary PSK）よりも、１０−３のビット誤り率（ＢＥＲ：bit-error-rate）で３ｄＢ良く、１０−２のＢＥＲで１．９ｄＢ良い。非線形ファイバ通信では、本方法は、少なくとも、ＤＰ−ＢＰＳＫに比較して４ｄＢの、またＤＰ−ＱＰＳＫに比較して８ｄＢの、最大許容可能スパン損失（maximal tolerable span loss）を増加させることができる。
【０００７】
我々の以前の研究では、まず、符号化されたデータを生成するために、前進型誤り訂正（ＦＥＣ）符号化器を用いてデータを符号化することにより、光通信のためにデータが変調される。データはさらに、ブロック符号化されたデータを表す符号語間のハミング距離が増大するように、ブロック符号化されたデータを生成するために２値ブロック符号化器によって符号化される。ブロック符号化されたデータは、コンスタレーション点間のユークリッド距離が増大するように、マッピングされたデータを生成するためにマッピングされる。その後、マッピングされたデータは、送信機において、光チャネルのために変調信号へと変調される。
【０００８】
ここでは、我々は、高レベルブロック符号化に基づく高次元変調を用いることによって、高スペクトル効率のために高次元変調を用いる。
【図面の簡単な説明】
【０００９】
【図１】本発明の実施形態による、光信号を変調するシステムおよび方法のブロック図である。
【図２】本発明の実施形態によるマッピングのブロック図である。
【図３】本発明の実施形態による従来の符号化の性能を比較する図である。
【図４】本発明の実施形態による従来の符号化の性能を比較する図である。
【図５】本発明の実施形態による従来の符号化の性能を比較する図である。
【図６Ａ】本発明の実施形態による、格子ベース符号化のブロック図例マッピング（block diagram example mapping）である。
【図６Ｂ】本発明の実施形態による、格子ベース符号化のブロック図例マッピングである。
【図６Ｃ】本発明の実施形態による、格子ベース符号化のブロック図例マッピングである。
【図７Ａ】本発明の実施形態による、光送信機のブロック図である。
【図７Ｂ】本発明の実施形態による、変調器のフロー図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図１は、本発明の実施形態による光信号を変調するシステムおよび方法を示す。システムは、光ファイバチャネル１５０によって受信機２００に接続される送信機１００を含む。
【００１１】
送信機において、ソース１０１からのデータは、外部符号化される（outer encoded)（１１０）。この外部符号化器（outer encoder)は、前進型誤り訂正（ＦＥＣ）冗長性を付加する（１１５）。その後、外部符号化器の出力にブロック符号化器が適用され、符号化データが生成される（１２５）。ブロック符号化は、データを表すコンスタレーション点間のハミング距離を増大させるように設計される。マッパー１３０は、コンスタレーション点間のユークリッド距離を増大させ、マッピングされたデータを生成する（１３５）。その後、この符号（マッピングされたデータの形式）は、光チャネル１５０を介して伝送される変調信号に変調されてもよい（１４０）。伝送は、高密度（dense)波長分割多重（ＷＤＭ：wavelength-division multiplexing）、マルチモード空間多重、マルチコア空間多重、サブキャリアシグナリング、シングルキャリアシグナリング、およびこれらの組み合わせを用いることができる。
【００１２】
受信機において、データを再生するために、送信機の各ステップが逆の順序で実行され、これにおいて、変調信号が復調され、デマッピングされ、ブロック復号され、ＦＥＣ復号される。具体的には、受信した光変調信号にフロントエンド処理２１０およびチャネル等化２２０が適用される。データシンク１０２のためにデータを再生するため、外部復号２４０に軟判定情報を供給するためにブロック決定２３０が行われる。
【００１３】
ゴレイ符号化超立方体を用いた２４Ｄ変調
２４次元（２４Ｄ）形式で変調された光信号を４Ｄ光チャネル上で送信するために、我々は２４Ｄ直交信号ベクトルを４Ｄ光キャリアにマッピングする。そうするために、我々は、直交する次元として、同相、直交相、偏波および時間を考える。
【００１４】
図２は、２４Ｄ基底ベクトル（Ｄ１，…，Ｄ２４）の４Ｄキャリアへの時間領域におけるマッピングの例を示す。ただしＥＸＩは水平偏波上の光キャリアの同相成分であり、ＥＸＱは水平偏波上の光キャリアの直交相成分であり、ＥＹＩは垂直偏波上の同相成分であり、ＥＹＱは垂直偏波上の直交相成分である。
【００１５】
ゴレイ符号化された超立方体コンスタレーション、すなわち、各次元が他の全次元から独立な±１の値を有し、かつ、各次元が独立にビットラベリングされるコンスタレーションでは、コンスタレーション点間のユークリッド距離の平方はハミング距離に線形に比例する。したがって、我々はコンスタレーション点間のハミング距離およびユークリッド距離を増大させるために設計された符号を用いる。この効果を利用して、我々は、２４Ｄ超立方体のサブセットを決定するために拡張ゴレイ符号を用いる。その後、このサブセットが我々のコンスタレーションを決定する。
【００１６】
拡張ゴレイ符号は、１２ビットの情報を、最小ハミング距離を持つ２４ビットの語に符号化する。この符号は無線通信および記憶における誤りを訂正するために適切な復号行列とともに用いられてきたが、我々は、前進型誤り訂正（ＦＥＣ）復号器のための軟情報を維持するために、２４Ｄにおける最尤（ＭＬ：maximum-likelihood）決定を取る。
【００１７】
２４Ｄにおける１２ビット語に対する従来のＭＬ決定は、通常は非常に複雑であるが、我々はそのような形式、例えば、相関メトリック計算に基づく、乗算器を用いない手順の低複雑度復調を用いる。別の実施形態では、ブロック決定は、ブロック符号のグラフィカル表現（ファクターグラフ）上の軟情報確率伝搬（soft-information belief propagation）を用いることによって行うことができる。また、複雑度を低減するために、格子復号または球復号を用いることも可能である。これによって、短ブロックサイズおよび実時間処理のための、本発明の実際的な実装が可能となる。
【００１８】
１２ｂ−２４Ｄ−ＧＣＨＣでは、２４Ｄ超立方体上の可能な２２４個の点のうちからの、正当な拡張ゴレイ符号語に対応する２１２個の点が我々のコンスタレーション点となる。２４Ｄ超立方体と比較して、ユークリッド距離の平方の最小値は、８のファクターだけ増大する。これは、ＤＰ−ＱＰＳＫのそれと同一の性能を有する。一方で、ビット毎の平均エネルギーは２倍となる。したがって、漸近電力効率は、２４Ｄ超立方体に比較して６ｄＢだけ増加する。このコンスタレーションは超立方体のサブセットなので、送信機および受信機は、ＤＰ−ＱＰＳＫ変調に関して用いられるものと同様とすることができる。
【００１９】
図３は、１２ｂ−２４Ｄ−ＧＣＨＣ、ＤＰ−ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫ、ＰＳ−ＱＰＳＫ、および１２ｂ−２４Ｄリーチ格子について、雑音感度に関して、加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネル上のビット誤り率（ＢＥＲ）性能をｄＢ単位で比較する。驚くべきことに、予期しない結果として、雑音感度は、ＤＰ−ＢＰＳＫ／ＱＰＳＫと比較して、１０−３のＢＥＲで３ｄＢ減少し、１０−２のＢＥＲで１．５ｄＢ減少する。これは漸近電力効率の点で最適な４Ｄ形式であり、ＤＰ−ＱＰＳＫに対して１０−３のＢＥＲで１ｄＢの利得を有し１０−２のＢＥＲで０．６ｄＢだけ利得を有するＰＳ−ＱＰＳＫと比較して非常に好ましく対比される。加えて、１２ｂ−２４Ｄ−ＧＣＨＣは、リーチ格子（２４Ｄにおいて最密の既知格子）の球状切り取り（spherical cutting）に基づく１２ビット２４Ｄコンスタレーションよりも優れた性能を有する。ＤＰ−ＱＰＳＫと比較しての１２ｂ−２４Ｄリーチの性能利得は、１０−３のＢＥＲで２．８ｄＢであり、１０−２のＢＥＲで１．６ｄＢである。これは、このような高次元変調ではラベリングおよび詰め込み（packing)の最適化が困難であり、線形符号を持つ我々の超立方体格子がその困難性を解消できるということを示す。
【００２０】
図４は、スパン毎のインライン分散補償９５％を伴う１０−３の目標ＢＥＲを持つ５０スパン伝送リンクに対するスパン損失バジェット（span loss budget）を示す。図５は、インライン分散補償がないものを示す。
【００２１】
シングルパリティチェック符号化された超立方体を用いた８Ｄ変調
別の実施形態は、８Ｄ超立方体格子変調に対してハミング距離を増大させるためにシングルパリティチェック符号を用いる。８ビット符号化語を生成するために、７ビットデータがブロック符号化器によって符号化される。各ビットが次元毎にＢＰＳＫによって変調され、その後、４Ｄ光キャリアにマッピングされた８次元ＢＰＳＫ。復号器手順は直前の実施形態と同じである。８Ｄ変調の利点は、符号化器および復号器の双方における複雑度が低いことである。
【００２２】
準完全ブロック符号を用いた、より高次元の超立方体格子変調
別の実施形態は、準完全ブロック符号を用いる。これは、目標データレートおよび次元に対する超立方体格子上で可能な最大のハミング距離を提供する。準完全ブロック符号は、線形および非線形符号、または準完全符号の組み合わせを含む。超立方体格子を用いると、ハミング距離の増大がユークリッド距離の増大につながる可能性がある。より高次元の格子変調は、線形および非線形雑音のもとで、信号に対するより良い復号を達成することができる。
【００２３】
代替的な実施形態では、我々は最密超球格子を用いてコンスタレーションを４Ｄ光キャリアにマッピングする。高次元格子点上で最も近い点を順次選択するために、貪欲球切り取り（greedy sphere cutting）によってブロック符号が設計される。
【００２４】
高次元格子コンスタレーションの光キャリアへのマッピング
高次元格子コンスタレーションをマッピングするために、図６Ａに示すもの以外のマッピング方法を用いることが可能である。他の実施形態として、図６Ｂおよび６Ｃにマッピングの例を示す。図６Ｂは、各偏波信号が独立となり、よって望ましくない偏波歪みに対してより耐性があるという利点を有する。図６Ｃは、正確な４Ｄ信号生成器が不要であるという利益を有する。
【００２５】
別の実施形態では、複数次元コンスタレーションをマッピングするために、他の直交基底、例えば種々の周波数領域サブキャリア、波長、種々のファイバコアおよび空間モード、等を用いることができる。コンスタレーションは、変調方式、例えば直交振幅変調（ＱＡＭ）および位相シフトキーイング（ＰＳＫ）等によって変調されたデータを表し得る。コンスタレーションは、サンプリング時刻における複素平面内の複数次元散乱図としてデータを表す。
【００２６】
１２の空間および偏波モードを持つ２４Ｄチャネル上の光通信のための空間分割多重もまた、２４Ｄゴレイ符号化変調に適している。この好適な実施形態では、我々は、時間的に連続する６個の４Ｄシンボルを含む２４Ｄ基底を用いる。他の可能なマッピングは、線形領域において同様の性能を有する。
【００２７】
ＢＥＲを最小化するためのラベリング最適化
ブロック符号化された格子変調は、ＢＥＲを最小化する保証はないが、複数のビットに関する最小ユークリッド距離を最大化することができる。本発明では、目標信号対雑音比（ＳＮＲ：signal to noise ratio）でのＢＥＲのユニオン限界を最小化するために、ペア毎誤り確率行列の固有値分解が用いられる。本方法は、まず、すべての可能な格子コンスタレーション間のペア毎誤り確率を決定する。グラフスペクトル技法を用いて、非負行列（すなわち、ペア毎誤り確率テーブル）の固有値分解により、少数のみの支配的な固有ベクトルを取得することができる。各固有ベクトルは、符号によりビットラベリングを分割することができる。固有セット分割の後、ＢＥＲを最小化するためにラベリングを精緻化するためにシミュレーテッドアニーリング（ＳＡ）が用いられる。
【００２８】
高次元格子変調に対するＦＥＣ最適化
本発明の方法は、異なる変調に対して異なるＦＥＣ符号を用いる。ＬＤＰＣ符号の外部情報転送（ＥＸＩＴ：extrinsic information transfer）チャート解析を用いると、種々の高次元変調についてエッジ度分布（edge degree distribution）を最適化することができる。本発明は、従来のようにＥＸＩＴ曲線をフィットさせるのではなく、実際的な有限反復復号のために相互情報軌跡（mutual information trajectory）を用いる。一実施形態では、ＦＥＣ符号は、他の代数的符号（ＢＣＨ符号およびリード・ソロモン（ＲＳ）符号）の連結を伴うＬＤＰＣ符号を有することができる。ＬＤＰＣ最適化は、度分布（degree distribution）を設計するための代数的符号の誤り訂正能力を直接的に考慮する。この変更は、高ＳＮＲ領域におけるＥＸＩＴ曲線の収束の制約を排除することによって、性能を改善することができる。
【００２９】
性能をさらに改善するために、一実施形態は、軟判定情報１３５をＦＥＣ復号器から短ブロック符号化変調復号器へとフィードバックする。このターボ反復は、複雑度が増加する可能性はあるが、残存誤りを低減することができる。
【００３０】
高次元変調形式設計および４値ブロック符号化
図７Ａは、１２ビット符号（ｂ１，…，ｂ１２）について８Ｄ変調を用いる光送信機の例を示す。
【００３１】
各ビットは、直列・並列変換７０１のために符号化器から受信される。これに、（Ｄ１，…，Ｄ８）への変調７０２、４Ｄマッピング７０３、およびデジタル・アナログ変換７０４が続き、これがローパスフィルタリング（ＬＰＦ）される（７０５）。フィルタリングされた信号は、送信（ＴＸ）レーザ７０７のためにＩ／Ｑ変調される（７０６）。
【００３２】
ｐ＝１２ビット／シンボルに対するさらなる詳細では、高次元変調が、ｐ桁の符号化された２値符号語を、Ｎ次元空間において２ｐ個の点へとマッピングし、ｐ／Ｎビット、シンボルまたは次元のスペクトル効率（ＳＥ：spectral efficiency）を与える。このように、本設計は、（ｉ）Ｎ次元空間における２ｐ個のコンスタレーション点の位置と、（ｉｉ）対応するｐ桁の２値ラベリングとの決定を構成する。
【００３３】
「スーパーシンボル」内の、直列に割り当てられた複数の単純なサブ形式（serially allocated multiple simple sub-formats）の形のハイブリッド変調は、高次元変調のための一手法である。サブ形式の比率は、所与のｐ／Ｎ（ただしＮはスーパーシンボルのサイズによって決まる）に対して調整され、各サブ形式の各コンスタレーションによって、目標ビット誤り率（ＢＥＲ）に対して調整された平均電力をもってコンスタレーションが形成される。ここで、我々は、ＤＰ−ＱＰＳＫおよびＤＰ−８ＱＡＭサブ形式によって得られるハイブリッド変調形式を考え、これは１〜１．５／ビット、シンボルまたは次元の総合ＳＥを与える。
【００３４】
別の高次元変調は球状格子切り取りであり、これにおいて、平均コンスタレーションエネルギーを最小化するために、Ｎ次元空間内の無限サイズ最密格子から２ｐ個のシンボル点が決定される。各コンスタレーション点の、対応する２値ラベリングのために、従来のＤＰ送信機の内部でランダム探索法が用いられ、球状格子切り取り変調はサイズ２ｐ／Ｎのルックアップテーブルにより実装される。
【００３５】
短レングスブロック符号が、第３の高次元変調手法を構成する。一例は、レングス４の２値シングルパリティチェック符号による４−Ｄ  ＰＳ−ＱＰＳＫの実装である。ｌ信号レベル／次元を想定すると、ブロック符号は、目標ＳＥに対してブロック長Ｎおよびメッセージ長ｐ／ｌを有する。
【００３６】
ここで、４値ブロック符号に焦点を絞り、我々はｌ＝４に限定し、これは２ビット／シンボル／次元よりも小さいＳＥを与える。コンスタレーションの最小ユークリッド距離が、２値ブロック符号化変調に対する符号の最小ハミング距離に依存することと同様である。４値符号については、我々は最大最小リー距離（maximum minimum Lee distance）を持つ符号を選択する。リー距離は、ｑ値アルファベット｛１，…，ｑ−１｝（ただしサイズｑ≧２）上の、等しい長さｎの２つのストリングｘ１ｘ２…ｘｎとｙ１ｙ２…ｙｎとの間の距離である。これはメトリックであり、次のように定義される。
【００３７】
【数１】
2016521465.tif 000003
【００３８】
ｑ＝２の場合、リー距離はハミング距離と一致する。しかしながら、この場合には我々は２値符号以外の符号に関心がある。
【００３９】
最尤復調の複雑度はＯ（Ｎ・２ｐ）でスケーリングするので、十分に小さいＮが望ましい。
【００４０】
４値ブロック符号化高次元変調の例は、図７Ｂに示す各ステージを含む。この例は、図７Ａに示すような１２ビット７１０を用いる。
【００４１】
１）４値シンボルマッピング７２０：符号化されたビットｂ７１０は、４ＰＡＭグレイマッパー関数
【００４２】
【数２】
2016521465.tif 000004
【００４３】
によって４値シンボルｓ７２５にマッピングされる（７２０）。
【００４４】
２）４値ブロック符号化７３０：４値シンボルブロック符号７３０に、冗長性が、
【００４５】
【数３】
2016521465.tif 000005
【００４６】
７４０として付加される。ただしＱは、最小リー距離ｈを持つ４値［Ｎ，ｐ／２，ｈ］符号に対応する４値生成行列である。
【００４７】
３）Ｉ／Ｑマッピング７５０：ゼロ平均４値符号化ブロック
【００４８】
【数４】
2016521465.tif 000006
【００４９】
は、複素コンスタレーション点７６０としてＩ／Ｑ次元にマッピングされる。
【００５０】
発明の効果
線形伝搬効果が支配的な低発信電力領域では、４値ブロック符号化形式および球状格子切り取り形式は、加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネルから期待されるように、ハイブリッド変調形式に対して０．５ｄＢまでの利得を提供する。非線形性の支配下では、とくに比較的高いＳＥについて、性能改善がより大きくなる。
【００５１】
ＤＰ−８ＱＡＭは非線形性から著しく被害を受けるが、ＤＰ−ＱＰＳＫは高雑音マージンおよび低ピーク対平均電力比のため非線形性に耐性がある。したがって、ハイブリッド変調形式は、達成可能な最適性能がより悪くなり、高信号電力に対する感受性がより高くなる。
【００５２】
これに対し、４値ブロック符号化形式および球状格子切り取り形式は、より高い雑音マージンおよび非線形性許容度を有し、同じＳＥでのハイブリッド変調形式と比較すると、最適スパン損失バジェットに対して１．３ｄＢまでの改善を与える。球状格子切り取り変調は、ＳＥの多くのケースに対する最適発信電力まで、４値符号化変調と同様の性能を有するよう観測可能である。しかしながら、球状格子切り取り変調形式は、非常に不均一な電力分布を有し、結果として、最適発信電力を超えると非線形性に著しい感受性を生じる。
【００５３】
要約すると、４値ブロック符号化変調形式は、低い実装複雑度、高い雑音マージンおよび高い非線形許容度を有し、これらの符号を、超長距離システムに近づきつつある次世代容量のための候補としている。
【図１】
2016521465.tif 000007
【図２】
2016521465.tif 000008
【図３】
2016521465.tif 000009
【図４】
2016521465.tif 000010
【図５】
2016521465.tif 000011
【図６Ａ】
2016521465.tif 000012
【図６Ｂ】
2016521465.tif 000013
【図６Ｃ】
2016521465.tif 000014
【図７Ａ】
2016521465.tif 000015
【図７Ｂ】
2016521465.tif 000016
【手続補正書】
【提出日】平成27年10月9日(2015.10.9)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
光通信のためにデータを変調する方法であって、
符号化されたデータを生成するために、前進型誤り訂正（ＦＥＣ）符号化器を用いてデータを符号化することと、
前記符号化されたデータを、ブロック符号化されたデータを生成するために、前記ブロック符号化されたデータを表すコンスタレーション点間のリー距離が、同じマッピングを用いて符号化しない場合のコンスタレーションに比べて増大するようにブロック符号化器を用いて符号化することと、
マッピングされたデータを生成するために、前記コンスタレーション点間のユークリッド距離が、同じマッピングを用いて符号化しない場合のコンスタレーションに比べて増大するように、前記ブロック符号化されたデータをマッピングすることと、
送信機において、前記マッピングされたデータを、光チャネルのための、４次元またはそれよりも高次の変調信号に変調することと
を備える、方法。
【請求項２】
前記ブロック符号化器は非２値符号を用いる、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記ブロック符号化器は非線形２値符号を用いる、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記ブロック符号化器は４値ブロック符号を用いる、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記マッピングは、偏波、位相、時間、周波数、波長、空間モード、およびファイバーコア
を含む直交基底の任意の組み合わせを用いる、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記データを再生するために、受信機において、前記変調信号を復調し、デマッピングし、ブロック復号し、ＦＥＣ復号することをさらに備える、請求項１に記載の方法。
【請求項７】
光通信のためにデータを変調するシステムであって、
データから符号化されたデータを生成するよう構成される、前進型誤り訂正（ＦＥＣ）符号化器と、
ブロック符号化されたデータを表すコンスタレーション点間のリー距離が、同じマッピングを用いて符号化しない場合のコンスタレーションに比べて増大するようにブロック符号化されたデータを生成するよう構成される、ブロック符号化器と、
前記コンスタレーション点間のユークリッド距離が、同じマッピングを用いて符号化しない場合のコンスタレーションに比べて増大するように、マッピングされたデータを前記ブロック符号化されたデータから生成するよう構成される、マッパーと、
前記マッピングされたデータを、光チャネルのための、４次元またはそれよりも高次の変調信号に変調するよう構成される、送信機と
を備える、システム。
【請求項８】
前記ブロック符号化器は非２値符号を用いる、請求項７に記載のシステム。
【請求項９】
前記ブロック符号化器は非線形２値符号を用いる、請求項７に記載のシステム。
【国際調査報告】
2016521465.tif 000017
2016521465.tif 000018
2016521465.tif 000019