(57)【要約】  本出願は、ＬＥＤ照明方式に駆動電流を供給するためのドライバ回路を記載する。本発明は、特に、並列結合に接続されている複数のツェナーダイオードを利用する電流調整器デバイスとともに動作可能なＡＣ入力ドライバ回路に関する。ドライバ回路は、電流調整器にわたって一定の電流を維持するように動作可能であるフィードバック機構を備える。本発明の実施形態は、ＬＥＤリップル、したがって、その入力においてＡＣ電源に接続されているＬＥＤドライバから生じる光学的フリッカに対処することを模索する。
2016501436.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣ電源から調整されたＤＣ電流を負荷に提供するためのドライバ回路であって、負荷はＬＥＤ照明アセンブリを含み、前記ドライバ回路は、
整流器およびフライバックコンバータであって、前記整流器は使用時に、ＡＣ入力電圧を整流電圧に変換するように動作可能であり、整流電圧は前記フライバックコンバータに供給され、前記フライバックコンバータは使用時に、前記負荷に可変ＤＣ電圧を提供するように動作可能である、整流器およびフライバックコンバータと、
前記負荷の一部を形成する電流調整器であって、前記電流調整器は使用時に、ＬＥＤ照明アセンブリに直列接続される、電流調整器と、
前記電流調整器にわたって一定のＤＣ電圧を維持するように動作可能なフィードバック手段と
を備え、
前記電流調整器は、並列に接続されている複数のツェナーダイオードを備える電圧調整手段を備える、ドライバ回路。
【請求項２】
前記電流調整器は、第１の電流調整器回路および第２の電流調整器回路を備え、前記第１の電流調整器回路の出力は、前記第２の電流調整器回路に交差結合されており、前記第１の電流調整器回路および前記第２の電流調整器回路の各々は、
抵抗器およびトランジスタを備えるトランジスタ回路と、
前記電圧調整手段を形成する電圧調整器回路であって、前記電圧調整器回路は、調整電圧を前記それぞれのドライバ回路に与えるように動作可能であり、前記電圧調整器回路は、並列に接続されている複数のツェナーダイオードを備える、電圧調整器回路を含むものである、請求項１に記載のドライバ回路。
【請求項３】
各ツェナーダイオードは、同じ公称ツェナー電圧を有する、請求項１または２に記載のドライバ回路。
【請求項４】
前記電圧調整手段に含まれる前記ツェナーダイオードのツェナー電圧間に０．１Ｖ〜０．３Ｖの変動が存在する、請求項１〜３のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項５】
前記フィードバック手段は、使用時に、前記電流調整器と前記ＬＥＤ照明アセンブリとの間に位置するフィードバック点から、前記フライバックコンバータのコントローラへと接続される、請求項１〜４のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項６】
前記電源ユニットは、前記調整器にわたる前記動作電圧が以下によって与えられるように動作可能であり、
2016501436.tif 000026
式中、Ｖｋは前記調整器のニー電圧であり、Ｖｒｉｐは、前記電源ユニットによって与えられるピーク−ピークリップル電圧である、請求項１〜５のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項７】
前記電源ユニットは、ＶｒｉｐがＶｋ／２以下になるように動作可能である、請求項１〜６のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項８】
使用時に前記電流調整器に与えられる最小ＤＣ電圧（Ｖｒｅｇ（ｍｉｎ））は以下によって与えられ、
2016501436.tif 000027
式中、Ｖｋは前記電流調整器のニー電圧である、請求項１〜７のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項９】
２つの電流調整器が並列に設けられ、各電流調整器は、
第１の電流調整器回路および第２の電流調整器回路を備え、前記第１の電流調整器回路の出力は、前記第２の電流調整器回路に交差結合されており、前記第１の電流調整器回路および前記第２の電流調整器回路の各々は、
抵抗器およびトランジスタを備えるトランジスタ回路と、
前記電圧調整手段を形成し、調整電圧を前記それぞれのドライバ回路に与えるように動作可能である電圧調整器回路であって、前記電圧調整器回路は、並列に接続されている複数のツェナーダイオードを備える、電圧調整器回路と
を備える、請求項１〜８のいずれか一項に記載のドライバ回路。
【請求項１０】
各電流調整器は抵抗的に、使用時に、３５０ｍＡ〜７００ｍＡの範囲内の定電流を与えるように設定されている、請求項９に記載のドライバ回路。
【請求項１１】
ＬＥＤ照明アセンブリと、請求項１〜１０のいずれか一項に記載のドライバ回路とを備える照明装置であって、前記ＬＥＤ照明アセンブリは、前記負荷の一部を形成するために前記電流調整器と直列に接続されている、照明装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＬＥＤ照明方式に駆動電流を供給するためのドライバ回路に関する。特に、本発明は、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に記載のような電流調整器デバイスとともに動作可能なＡＣ入力ドライバ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
発光ダイオード（ＬＥＤ）のコストおよび信頼性の継続的な改善によって、ＬＥＤ技術は屋内照明および屋外照明の分野において広く採用されるようになってきているが、調整電流をＬＥＤ照明システムに供給するのに適したドライバ電子回路を提供することに課題がある。ＬＥＤ負荷に供給される駆動電流の変動が性能に悪影響を与える可能性があることが周知である。特に、電源または同様の供給源から単相交流電流（ＡＣ）入力をとる電源ユニット（ＰＳＵ）から電流を受け取るＬＥＤは、ＰＳＵの入力にまたはその付近に位置する整流器回路から発する波形のＡＣ成分の抑制が不完全である結果としてもたらされる残留「電圧リップル」の存在の影響を受けやすく、そのＡＣ成分は、上記電源または同様の供給源からのＡＣ電圧の２倍の周波数にある正弦波電圧の形態をとる。
【０００３】
ダイオードであるＬＥＤは、それらの動作領域において、電流による電圧の変化率として定義される、低い差動インピーダンスを呈する。この低い差動インピーダンスによって、電圧リップルの存在下で、ＬＥＤ内に相当レベルの電流リップルが生成されることになる。小量の電圧リップルに対して、対応するＬＥＤ電流リップルは以下のように表現され得ることが容易に示され得る。
2016501436.tif 000003
式（１）
【０００４】
式中、ΔＶｄｃ／Ｖｄｃは、ＰＳＵによって与えられる作動ＤＣ電圧の一部として表現されるＰＳＵからのピーク−ピーク電圧リップルであり、ΔＩｌｅｄ／Ｉｌｅｄは、作動ＬＥＤ電流の一部として表現されるピーク−ピークＬＥＤ電流リップルであり、Ｚｄは、リップル周波数におけるＬＥＤチェーンの差動インピーダンスである。ＬＥＤ照明用途のコンテキストにおいて最も重大な電圧リップル源は、ＰＳＵに対する入力において行われる全波整流である。このリップルは、電源ＡＣ周波数の２倍の周波数、そのため、１００〜１２０Ｈｚにおいて発生する。この周波数範囲内で、高い割合の成人健常者が、ＬＥＤ光フリッカ存在から生じるストロボ効果の影響を受けやすいことが、研究によって示されている。そのようなフリッカは、ＬＥＤ照明器具内に電流リップルが存在することによって生成される。
【０００５】
ＰＳＵ電圧リップルに対するＬＥＤ電流リップルの反応性は、ＬＥＤドライバが４０個の直列接続白色ＬＥＤから成るストリングに一定のＤＣ電流を提供するのに使用される、ＬＥＤベースの街路照明アセンブリに関する一例を参照することによって容易に示すことができる。各ＬＥＤは、通常の動作温度下で、ＬＥＤにわたる約３．５Ｖの電圧降下を有し、ＬＥＤストリングにわたる総電圧（Ｖｄｃ）は１４０Ｖになる。さらに、３．５Ｖにおいて動作する一般的な白色ＬＥＤは、０．５オーム程度の差動インピーダンスを有する。それゆえ、この説明例において、Ｚｄは約２０オームである。そのような用途に使用される一般的なＬＥＤ駆動電流は、３５０ｍＡまたは７００ｍＡである。
【０００６】
この説明例において、ＬＥＤドライバから発する電圧リップルがＶｄｃの１％ほどに低い場合、これは非常に高品質のＬＥＤドライバに特有の非常に低い値であるが、３５０ｍＡ動作について、結果としてのＬＥＤ電流リップルはＩｌｅｄの約２０％となり、７００ｍＡ動作についてはＩｌｅｄの約１０％となる。
【０００７】
ＬＥＤにおいて、光出力（光束）は電流に直接関連するという観点から、この電流リップルは光フリッカをもたらす可能性があり、これによって、オフィス照明、街路照明および工業用照明のような用途におけるＬＥＤ技術の受容性が制限される。事実、成人健常者の間では、たとえ非常に低いフリッカレベルであっても、フリッカから生じるストロボ効果の影響を受けやすいことが、最近の研究によって示されている。事実、１０％のフリッカ（１００Ｈｚにおける約２０％の電流リップルから生じる）の場合、成人健常者の約７５％がフリッカから生じるストロボ効果を検出し得ることが、研究によって示されている。そのようなフリッカのストロボ効果に対する感受性は、動きの知覚の快適さおよび正確さの両方が重要である用途、特に、照明されるシーンが動いている物体、振動している物体、または回転している物体を含む用途においてＬＥＤが広く採用される事に対して課題を提示している。
【０００８】
それゆえ、ＬＥＤ照明方式に駆動電流を供給するのに使用されるＡＣ入力駆動回路から発する電圧リップルを低減することが必要とされている。
【０００９】
この問題は以前から考察されており、ＡＣ電源の周期的な変動の結果として生じる光学的フリッカの問題に対処することを模索するＬＥＤドライバ回路を提供する試行が行われてきた。具体的には、上述したように、ＰＳＵの出力にまたはその付近にキャパシタンスを設けることが、ＰＳＵから生じる電圧リップルを、好ましくは数％のレベルまで平滑化する役割を果たす。
【００１０】
しかしながら、たとえば、コストおよび信頼性に関連する様々な理由から、特に街路、オフィスまたは工業用の照明器具内に利用されるＬＥＤ照明方式が、直列接続されたＬＥＤのストリングから構築されることが有利であることが多く、各ストリングには単一のドライバによって一定のＤＣ電流が与えられる。したがって、各ドライバが、ドライバが駆動しているＬＥＤストリングからの十分な光出力を生成することを保証するために、そのＤＣ出力電圧が多数（一般的には数十個）のＬＥＤを駆動するのに十分に高いことを保証することが必要である。この観点から、ＰＳＵから発する電圧リップルを平滑化するために使用される電気キャパシタが、たとえば、最大２００Ｖ以上の領域の相対的に高いＤＣ電圧に耐えることが可能であることが必要である。これによって、電解キャパシタが使用されることになり、電解キャパシタは、他のタイプのキャパシタと比較して、数百マイクロファラッド程度の高いキャパシタンス値を提供しながら、そのような電圧に耐えることが可能である。さらに、電圧リップルを最小値まで低減する必要があるため、高キャパシタンスを使用することが必要である。これは、少数の高い値の電解キャパシタ、または多数のより低い値の電解キャパシタのいずれかを使用することによって達成することができる。必要とされる全キャパシタンスを実現するのに使用されるそのようなキャパシタの数は、少なくとも一部には、各個々のキャパシタに関する最大許容リップル電流によって決定される。しかしながら、高い値の電解キャパシタまたはいくつかの低い値の電解キャパシタを使用することによって、予測されるキャパシタ故障率が増大し、これによって、ＰＳＵの統計的故障率が増大する。ＰＳＵの、または実際には任意の電気アセンブリの統計的故障率は通常、その逆数を使用することによって表現される。この逆数（１／（統計的故障率））は、アセンブリの平均故障間隔またはＭＴＢＦと称される。
【００１１】
それゆえ、前述したようにＬＥＤ電流リップルおよびフリッカを最小限に抑えることに加えて、ＬＥＤドライバのＭＴＢＦを改善することを視野に入れて、ＬＥＤドライバのＰＳＵ部分の出力において必要とされる電解キャパシタの数およびキャパシタンスを低減することを模索することも望ましい。好ましくは、高いＭＴＢＦ性能は、ＬＥＤドライバによって駆動されるＬＥＤのストリング内で生成される電流リップルを著しく損なうことなく達成されるべきである。事実、市場内では、ＬＥＤチェーン内のピーク−ピーク値が、ＬＥＤチェーンに与えられるＤＣ電流の約１％を超えず、それによって、直接およびストロボ効果によっての両方で検出可能なフリッカを大幅に低減し、可能であればなくすことを保証することが望ましい。
【００１２】
したがって、ＬＥＤドライバ内で使用するために設計されたＰＳＵは、特に街路、オフィスおよび工業用の照明市場を標的とするとき、２つの相反する目的に取り組むよう求められることが多い。一方では、ＰＳＵが、低い電圧リップルを与え、それによって、ＬＥＤ電流リップルおよび光学的フリッカを最小限に抑えることが望ましい。他方では、ＰＳＵが、低い予測統計的故障率に対応する高い信頼性を呈することが望ましい。これらの要件の前者によって、ＰＳＵの出力において高キャパシタンスを使用することが決定づけられることが多く、これによって、いくつかの電解キャパシタ、または高い値の電解キャパシタのいずれかまたは両方を使用することが決定づけられる。高い値の電解キャパシタまたはいくつかの低い値の電解キャパシタを使用することによって、そのようなＰＳＵの統計的に優位なサンプルの中で予測されるキャパシタ故障率が増大し、それによって、ＰＳＵの統計的故障率が増大する。
【００１３】
その開示全体が参照により本明細書に組み込まれる英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書において、入力電圧から調整電流を与えるための電流調整器が記載されている。英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に記載されている電流調整器は、並列に接続されているツェナーダイオードを備える電圧調整手段を備える。
【００１４】
英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書は、調整器を通る電流が、バイポーラトランジスタの降伏電圧によって規定される電圧制限内で、印加されるＤＣ電圧によらず実質的に一定になるとともに、その構成部品の特性の製造変動によらず一定になる新規の回路トポロジを記載している。ＡＣ入力ＰＳＵから生じる電圧リップルの存在を緩和するために、この高い差動インピーダンスを有利に利用することができると、本発明者は認識する。そのようなＰＳＵは有利には、好ましくは調整器がその最大効率でまたはその付近で動作することを可能にしながら、ＰＳＵが調整器と一体化され得るように構築されるべきである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書
【発明の概要】
【課題を解決するための手段】
【００１６】
本発明の第１の態様によれば、ＡＣ電源から調整ＤＣ電流を負荷に提供するためのドライバ回路が提供され、負荷はＬＥＤ照明アセンブリを含み、ドライバ回路は、整流器およびフライバックコンバータであって、整流器は使用時に、ＡＣ入力電圧を整流電圧に変換するように動作可能であり、整流電圧はフライバックコンバータに供給され、フライバックコンバータは使用時に、負荷に可変ＤＣ電圧を提供するように動作可能である、整流器およびフライバックコンバータと、負荷の一部を形成する電流調整器であって、電流調整器は使用時に、ＬＥＤ照明アセンブリに直列接続される、電流調整器と、電流調整器にわたって一定のＤＣ電圧を維持するように動作可能なフィードバック手段とを備え、電流調整器は、並列に接続されている複数のツェナーダイオードを備える電圧調整手段を備える。
【００１７】
好ましくは、整流器は、ＡＣ入力電圧を、ＤＣ電圧を含む全波整流電圧に変換するように動作可能な全波整流器であり、そのＤＣ電圧成分を含む全波整流電圧はフライバックコンバータに供給される。
【００１８】
本発明の実施形態は、ＰＳＵの出力キャパシタンスの値を最小限に抑えることを模索するため、ＰＳＵが、ピーク−ピーク間で数ボルト程度の出力電圧リップルを生成し、調整器の高差動インピーダンスに依拠してこのＰＳＵ電圧リップルの結果として生じる、ＬＥＤストリング内の電流リップルが有益に低減される手段を提供することが可能であることが有利である。したがって、本発明の実施形態は、好ましくは、電流調整器の高差動インピーダンスが、そうでなければ電圧リップルから生じることになるＬＥＤ電流リップルを緩和する役割を果たすように、電流調整器にわたって実質的に一定の電圧を維持するように、ＰＳＵが設計されるという点において有利である。
【００１９】
英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に記載されている電流調整器の主要な特徴は、ツェナーダイオードが同じ公称ツェナー電圧を呈するという点である。英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書の教示に従って構築される電流調整器は、標準ツェナーダイオード作製工程内で、公称値を中心とするツェナー電圧の標準的な変動が、並列結合内のツェナーダイオード間での電流共有を可能にするのに十分に小さいということを利用する。０．１Ｖ〜０．３Ｖの変動が好ましくは、電圧調整手段の複数のツェナーダイオードに含まれるツェナーダイオードのツェナー電圧間に存在し得ると規定することができる。
【００２０】
本発明の好適な実施形態によれば、各ツェナーダイオードは、同じ公称ツェナー電圧を有する。同じ公称ツェナー電圧を有するが、好ましくは、電圧調整手段の複数のツェナーダイオードに含まれるツェナーダイオードのツェナー電圧間には、０．１Ｖ〜０．３Ｖの変動が存在する。
【００２１】
英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に教示されている電流調整器の好適な実施形態は図１に示されており、第２の電流調整器回路Ｃ２に交差結合されている第１の電流調整器回路Ｃ１を備える。第１の電流調整器回路Ｃ１は、抵抗器Ｒ１およびバイポーラトランジスタＴ１を有するトランジスタ回路を備える。第１の電流調整器回路はまた、並列に接続されている複数のツェナーダイオードＺ１１、Ｚ１２．．．Ｚ１ｎを備える電圧調整器回路ＶＲＣ１をも備える。第２の電流調整器回路Ｃ２は、抵抗器Ｒ２およびバイポーラトランジスタＴ２を有するドライバ回路を備える。第２の電流調整器回路はまた、並列に接続されている複数のツェナーダイオードＺ２１、Ｚ２２．．．Ｚ２ｎを備える電圧調整器回路ＶＲＣ２をも備える。トランジスタは、ＮＰＮ型またはＰＮＰ型のシリコンバイポーラトランジスタを含む。トランジスタは、相補対を形成してもよく、たとえば、第１の電流調整器回路または第２の電流調整器回路のトランジスタがＰＮＰ型である一方、他方の電流調整器回路のトランジスタはＮＰＮ型である。第１のトランジスタ回路および／または第２のトランジスタ回路の抵抗器は一般的に、電流プログラミング抵抗器としての役割を果たすために変化するように動作可能である。
【００２２】
以前から提案されている電流調整器はＤＣ電圧レールから動作し、ＬＥＤまたはＬＥＤストリングを駆動するのに適した実質的に一定の電流を提供する。そのようなＤＣ入力電流調整器は有益には、電流の高い設定確度および低い熱係数で定電流を提供することができる。有利には、そのような電流調整器は、ＬＥＤ照明ドライバに適用可能な範囲にわたって電流を提供するようにプログラムすることができる。また、たとえば、３５０ｍＡ〜７００ｍＡ程度のより高い電流を提供しながら、また、好ましくは百万時間あたり０．６未満の故障の低い故障率も可能にするために、２つのそのような調整器をともに並列に接続することも可能である。これは有利には、１７００万時間を超えて、電流調整器のＭＴＢＦに対応する。
【００２３】
本発明の特定の好適な実施形態によれば、電流調整器は、第１の電流調整器回路および第２の電流調整器回路を備え、第１の電流調整器回路の出力は、上記第２の電流調整器回路に交差結合されており、第１の電流調整器回路および第２の電流調整器回路の各々は、抵抗器およびトランジスタを備えるトランジスタ回路と、上記電圧調整手段を形成する電圧調整器回路であって、電圧調整器回路は、調整電圧をそれぞれのドライバ回路に与えるように動作可能であり、上記電圧調整器回路は、並列に接続されている複数のツェナーダイオードを備える、電圧調整器回路とを備える。
【００２４】
好ましくは、調整器にわたる動作電圧は以下によって与えられる。
2016501436.tif 000004
【００２５】
式中、Ｖｋは調整器のニー電圧であり、Ｖｒｉｐは、ＰＳＵによって与えられるピーク−ピークリップル電圧である。
【００２６】
好ましくは、ＶｒｉｐはＶｋ／２以下である。
【００２７】
それゆえ、好ましくは、使用時に電流調整器に与えられる最小ＤＣ電圧（Ｖｒｅｇ（ｍｉｎ））は、以下によって与えられる。
2016501436.tif 000005
式中、Ｖｋは電流調整器のニー電圧である。
【００２８】
好ましくは、電流調整器は、２端子回路を含む。好ましくは、その／各電圧調整器回路のツェナーダイオードは、シリコンツェナーダイオードを含む。その／各電圧調整器回路のツェナーダイオードは、５．５Ｖ未満のツェナー電圧を呈してもよい。好ましくは、その／各電圧調整器回路のツェナーダイオードは、２．０Ｖ〜３．０Ｖのツェナー電圧を呈する。
【００２９】
好ましくは、その／各電流調整器回路の電圧調整器回路に含まれるツェナーダイオードのツェナー電圧は、以下のように選択される。
2016501436.tif 000006
式中、Ｉｚ，ｏｐｔは、温度によるツェナー電圧の変化率が電流調整器回路のトランジスタのベース−エミッタ電圧ｖｂｅに等しくなる電流であり、Ｎは、電圧調整器回路あたりのツェナーダイオード数である整数であり、Ｉｓｐｅｃは、温度係数が実質的にゼロになる電流調整器電流である。
【００３０】
本発明の実施形態は、一般的に、直列に接続されているＬＥＤストリングを備えるＬＥＤ照明アセンブリとともに提供されてもよいこと、または、ドライバ回路は、ＬＥＤ照明アセンブリへの接続もしくはＬＥＤ照明アセンブリとの一体化のために別個に提供されてもよいことは諒解されよう。
【００３１】
本発明の第２の態様によれば、ＬＥＤ照明アセンブリと、本発明の第１の態様によるドライバ回路とを備える照明装置が提供され、ＬＥＤ照明アセンブリは、負荷の一部を形成するために電流調整器と直列に接続される。
【００３２】
本発明をより良く理解し、それがどのように実行され得るかを示すために、ここで例として添付の図面を参照する。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に記載されている電流調整器の好適な実施形態を示す図である。
【図２】本発明の一実施形態によるＡＣ入力ＬＥＤドライバの概略図である。
【図３】英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に記載されている電流調整器の電流対電圧特性を示す図である。
【図４】以前から考察されているフライバックコンバータベースの電源ユニットの概略図である。
【図５】フライバックコンバータベースの電源ユニットを備える本発明の一実施形態におよるドライバを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
図２は、ＰＳＵに接続されているか、または、ＰＳＵと一体化されている電流調整器を組み込んだ、本発明の一実施形態によるＡＣ入力ＬＥＤドライバの概略図を示す。ＰＳＵの出力に配置されているキャパシタンスＣ０が、ＰＳＵからの電圧リップルを提供するための手段を提供する。
【００３５】
すでに説明したように、ドライバ全体の統計的故障率を最小限に抑えるために、このキャパシタンスが最小限に抑えられるべきであり、最小数の電解キャパシタによって提供されるべきである。ＬＥＤ照明および全般的な照明市場内の基本的要件は、ＡＣ入力ＬＥＤドライバが、百分率として表現される、出力電力と入力電力との比として定義される高レベルの効率で動作するべきであることである。これらの市場内のドライバに関する好適な最小限のレベルの効率は約８５％であり、特に好適なレベルは９０％である。図２に示すアーキテクチャによるドライバの全体的な効率は、以下によって与えられる。
2016501436.tif 000007
【００３６】
式中、μ（ＰＳＵ）はＰＳＵの効率であり、μ（Ｒｅｇ）は調整器の効率である。図２に示すように使用されるときの調整器の効率は、以下によって与えられる。
2016501436.tif 000008
【００３７】
式中、ＶｄｃはＰＳＵによって与えられるＤＣ電圧であり、Ｖｒｅｇは調整器にわたる電圧降下である。それゆえ、μ（Ｒｅｇ）は、Ｖｄｃの分数としてのＶｒｅｇを最小化することによって最大化される。これはＰＳＵに２つの要件を課す。第１に、Ｖｄｃは好ましくは、可能な限り高くあるべきであり、第２に、Ｖｒｅｇは可能な限り低くあるべきである。これらと同時に、調整器は、ＰＳＵの特性によって必要とされるように動作したままであるべきである。
【００３８】
図３は、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に開示されている電流調整器の電流対電圧特性を示す。特定のＶｒｅｇ値より上で、調整器によって引き込まれる電流、それゆえ、ＬＥＤストリングを通じて流れる電流は一定であり、特定の調整器設計によって決定される値Ｉｃに設定される。Ｖｒｅｇのこの最小動作値は調整器のニー電圧（Ｖｋ）として既知である。本発明の好適な実施形態は、Ｃ０の値を最小限に抑えることを模索するため、ＰＳＵが、許容可能な電圧リップルを生成し、調整器の高差動インピーダンスに依拠してこのＰＳＵ電圧リップルの結果として生じる、ＬＥＤストリング内の電流リップルが低減または最小化される手段を提供することが可能であることが有利である。これが行われるために、調整器にわたる動作電圧Ｖｒｅｇは好ましくは以下のようになるべきである。
2016501436.tif 000009
【００３９】
式中、ＶｒｉｐはＰＳＵによって与えられるピーク−ピークリップル電圧である。それゆえ、ＰＳＵが、調整器の高差動インピーダンスが、そうでなければ電圧リップルから生じることになるＬＥＤ電流リップルを緩和するために使用されるように、調整器にわたって実質的に一定の電圧を維持するように動作可能であることが好ましい。この上記定電圧は好ましくは、リップル電圧が上記高差動インピーダンスの影響を受けることを保証するために、調整器のニー電圧よりも十分に高くあるべきである。しかしながら、同時に、Ｖｒｅｇを最小化し、それによって、調整器の動作効率を最大化するために、Ｖｒｉｐの値は、Ｖｋの相当の分数を超えることを可能にされるべきではない。
【００４０】
参考のために、Ｖｒｉｐは好ましくはＶｋ／２以下である。これによって、相当の電圧リップルに対応しながら、調整器の動作電圧ＶｒｅｇがＶｋに近いことが保証される。それゆえ、この事例において、Ｖｒｅｇの最小値は以下のようになる。
2016501436.tif 000010
【００４１】
また、ＬＥＤドライバの全体的な効率の対応する最大値は、以下のようになる。
2016501436.tif 000011
【００４２】
参考文献１に開示されているアーキテクチャに基づく電流調整器のニー電圧Ｖｋは約６Ｖである。
【００４３】
ＬＥＤチェーンに送達される電力は以下によって与えられる。
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【００４４】
それゆえ、例として、ＬＥＤチェーンに送達される１２０ワットの出力電力を達成する７００ｍＡのＬＥＤ電流（並列に接続されている、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書、参考文献１に開示されている調整器の２つを含む調整器を使用して達成可能である）を仮定すると、ＰＳＵからの、１７９ＶのＤＣレール電圧が必要になる。さらに、この特定の例について、ＬＥＤドライバの８５％以上の全体的な効率を達成するには、ＰＳＵが８９％以上の効率を有することが必要になる。
【００４５】
図２に示すドライバアーキテクチャについて、ＬＥＤチェーン内のリップル電流を妨げる差動インピーダンスは、電流調整器のそれである。
【００４６】
英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に開示されているトポロジを利用した３５０ｍＡ電流調整器は、最大約２００Ｈｚの周波数において２ΚΩを超える差動インピーダンス（ｄＶ／ｄＩ）を送達することが可能である。それゆえ、そのような電流調整器は、３Ｖピーク−ピーク電圧リップルを有する、少なくとも１７９Ｖの最大ＤＣレール電圧とともに、調整器にわたる実質的に一定のＤＣ電圧を維持する機能をもたらすａｃ入力ｄｃ出力ＰＳＵと一体化されると、３５０ｍＡの定電流をＬＥＤストリングに送達することが可能なＬＥＤドライバがもたらされることになり、ピーク−ピークＬＥＤ電流リップルは０．４％ほどに低くなる。電流調整機器内の電流プログラミング抵抗器を変更することによって実現される同じＬＥＤドライバの７００ｍＡバージョンは、７００ｍＡのＬＥＤ駆動電流を送達し、ピーク−ピークＬＥＤ電流リップルは０．２％ほどに低くなる。
【００４７】
英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に開示されているＤＣ電流調整器のさらなる有利な特性は、キャパシタがないこと、トランジスタが少数であること（参考文献に開示されている回路の２つを備える、３５０ｍＡ調整器または７００ｍＡ調整器に対して４つ）、および、これらのトランジスタがバイポーラ型であることによって可能になる、その高いＭＴＢＦである。ＬＥＤドライバに一体化されるときにこの特性を最大限に利用するために、このアーク時間による調整器を、上記で概説した特性を保持するとともに、高いＭＴＢＦをも有するＰＳＵと組み合わせることが有益である。これを達成することは、調整器の高差動インピーダンスによって促進されるものとしての、少数のみの電解キャパシタをＰＳＵの出力において使用することによって部分的に可能になる。これは、一般的なスイッチモード電源について、当該技術分野においてスイッチモード回路の高効率動作をもたらすことが知られている高い最大ＤＣ出力電圧を使用することによってさらに可能になる。そのような高い効率によって、所与の出力電圧について、ＰＳＵ内のワット損が低くなり、それによって、同じ所与の出力電力に対する高いＭＴＢＦに寄与することになる。
【００４８】
所与の電力レベルおよび効率について高いＰＳＵ  ＭＴＢＦを達成することに対する第３の寄与要因は、ＰＳＵ内の構成要素総数を最小限に抑えることである。中程度の電力レベル（数百ワット）について、少ない構成要素総数でこれらの電力レベルを達成する一般的なスイッチモードＰＳＵは、フライバックコンバータに基づくものであることが既知である。
【００４９】
図４は、一定範囲の負荷電圧に対応するように構成されている、以前から考察されているフライバックコンバータベースのＰＳＵの概略図を示す。当業者には諒解されるように、この回路は、コントローラＣによって矩形電圧波形を、上記波形がＯＮ状態で過ごす時間の割合として定義されるデューティサイクルで印加することによって、コントローラＣによって制御されるＭｏｓｆｅｔ  Ｓのスイッチング作用を通じて変圧器Ｔの一次誘導コイルを連続的に充放電することによって動作し、その時間の間、Ｃによって与えられる電圧はＭｏｓｆｅｔをオンにするのに十分な正の値にある。ＰＳＵは、平滑化キャパシタＣｓに接続されているブリッジ整流器Ｂによって与えられる時間変動入力電圧Ｖｉｎからの電力を、時間変動出力電圧Ｖｏｕｔに伝達する手段を提供する。ＰＳＵの電圧伝達比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）は、主に、以下の関係に従って、スイッチングＭｏｓｆｅｔのデューティサイクルＤおよび変圧器の巻数比Ｎによって決定され、ここで、Ｎは変圧器の二次コイルの巻数と、変圧器の一次コイルの巻数との間の比である。
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【００５０】
フライバックコンバータトポロジを使用した電力供給は、通常、整流器から引込みされる電流が整流器によって供給される電圧と実質的に同相であることを保証するために、整流器の整流出力の各半サイクルの期間にわたって、スイッチングＭｏｓｆｅｔのデューティサイクルＤが、一般的にスイッチングの周波数とともに変化されるように操作されることが、当業者が読めば諒解されよう。式１０におけるＤの値は、Ｖｉｎが変化するとともに、その時間領域波形の各半サイクルにわたって、Ｍｏｓｆｅｔ  Ｓのスイッチング作用の周波数とともに変化する。ＶｏｕｔのＤＣ成分が低い（数十ボルト）場合、伝導しているスイッチング波形の期間の間は約１Ｖである、図３においてＤｏとして示されている出力ダイオードにわたる電圧降下は、出力電圧の相当の分数になり、それによって、この電圧降下を考慮に入れる必要がある。しかしながら、出力電圧が数十ボルト以上であるフライバックコンバータについて、この電圧降下の影響は無視される。
【００５１】
式９から、変動する負荷の結果として生じる変動する出力電圧に対応するために、Ｖｉｎのいかなる瞬時値についても、デューティサイクルＤが負荷の変動に応答して変化する必要がある。そのような変動は、少なくとも部分的に、ＬＥＤの直列ストリングを含む負荷の場合、温度の変化、もしくはストリング内のＬＥＤの数の変化、またはその両方に起因して発生することになる。
【００５２】
スイッチングＭｏｓｆｅｔのデューティサイクルの変更は、通常は光遮断器の形態をとるフィードバック素子Ｆを介してコントローラに電圧を供給し戻すことによって作動される。コントローラは、Ｆからの入力に応答して、Ｍｏｓｆｅｔのゲートに印加されるパルス幅変調電圧のデューティサイクルＤを変更し、それによって、Ｍｏｓｆｅｔがパルス幅変調電圧と同じデューティサイクルでオンおよびオフにスイッチングされるように構成される。
【００５３】
図５は、ＡＣ入力ＤＣ出力電源ユニットを備えるＬＥＤドライバを示し、出力ＤＣ電圧はフライバックコンバータによって制御され、ＰＳＵはロー側定電流調整器に接続されているか、またはロー側定電流調整器と一体化されており、上記調整器は、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に開示されているような電流調整器に基づく。
【００５４】
電流調整器３と組み合わせて使用されるとき、ＰＳＵ１は、電流調整器３にわたる定電圧Ｖｒｅｇを維持しながら、ストリング内のＬＥＤの数および温度によって決定されるものとしての、負荷のサイズに応答して変化するＤＣレール電圧（Ｖｒａｉｌ）を、ＬＥＤストリング２の先頭に与える必要がある。調整器３がＬＥＤストリング２と直列に接続されているということとともに、調整器３の電流調整作用に起因して、フィードバック制御機構を使用して調整器にわたる電圧降下Ｖｒｅｇを制御することによって、レール電圧Ｖｒａｉｌは、ＬＥＤストリング２にわたる電圧降下およびＶｒｅｇを合計することによって与えられる値をとる。ＬＥＤストリングにわたる電圧降下がＶｌｅｄと示される場合、Ｖｒａｉｌ＝Ｖｌｅｄ＋Ｖｒｅｇとなる。さらに、Ｖｒａｉｌの値は、すでに説明したように、スイッチングＭｏｓｆｅｔ４のデューティサイクル、変圧器５の巻数比Ｎ、および、入力電源整流器６によってフライバックコンバータに供給される整流電源入力電圧のＤＣ成分によって決定される。それゆえ、以下のようになる。
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【００５５】
また、Ｖｒｅｇは以下によって与えられる。
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【００５６】
それゆえ、図５におけるように、光遮断器７によってもたらされるフィードバック機構が図示されているように、一定のＶｒｅｇ値を維持するためにコントローラ８の出力のデューティサイクルＤを調整するために使用される場合、フィードバック機構は変動するＶｌｅｄ値に対応するための手段になる。図５のトポロジによる単一のＬＥＤドライバによって対応することができるＶｌｅｄ値の範囲は、巻数比Ｎの所与の値について、コントローラ９によって提供することができるデューティサイクルの範囲、スイッチングＭｏｓｆｅｔ４の熱ハンドリング特性、および、スイッチングＭｏｓｆｅｔ４のゲートに印加されるスイッチング波形の各ＯＦＦ部分の間にダイオード１０を介して充電される出力キャパシタ９の最大耐電圧を含むいくつかの要因によって決定される。
【００５７】
単一のキャパシタ、または複数のキャパシタの並列結合によって実現されてもよい出力キャパシタ９の値は、ＰＳＵからの必要とされる出力電圧リップルを参照することによって選択される。この電圧リップルは、以前の強化に従って、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に開示されているタイプの調整器をそのピークＤＣ効率近くで作動させるとき、３Ｖほどに高いものであり得る。Ｖｒｉｐのピーク−ピーク出力電圧リップルを与えるのに必要とされる出力キャパシタ９の値は、良好な近似に向けて、以下のように表現することができる。
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【００５８】
式中、ωは電源角周波数であり、それゆえ２×Π×ｆに等しく、ここで、英国ではｆ＝５０Ｈｚである。それゆえ、ＰＳＵの効率は８９％（μ（Ｄ）＝０．８９）の最小許容可能値に等しく、Ｖｒｉｐは３Ｖである場合、出力キャパシタ１１によって提供される最小キャパシタンスは７００ｍＡ動作について８３５μＦである。このキャパシタンス、またはわずかにより大きいものが実現されるが、各個々のキャパシタは、Ｖｒａｉｌの最大値よりも大幅に大きい定格電圧を有する必要がある。それゆえ、最大１７９Ｖの出力電圧における動作について、各キャパシタは、少なくとも３００Ｖにレーティングされるべきである。
【００５９】
Ｃｏを実現するために使用される並列キャパシタの数は、３００Ｖ以上の定格電圧で利用可能な、妥当な高品質の電解キャパシタについて、各キャパシタ内のリップル電流が、最大リップル電流を超えないことを保証することによって決定される。一般的なＣｏの妥当な具現化は、８８０μＦの総出力キャパシタンスを与える、４４０μＦ、３００Ｖのアルミニウム電解キャパシタの並列接続対である。
【００６０】
Ｖｌｅｄの値はストリング内のＬＥＤの数Ｎ、ＬＥＤストリング内を流れる電流Ｉｌｅｄ、およびＬＥＤ接合部温度Ｔｊの関数である。図５に示すトポロジによる回路の任意の特定の実施形態において、ＬＥＤ電流Ｉｌｅｄは、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に記載されているように、電流設定抵抗値を適切に選択することによってもたらされる、調整器３の電流設定機能によって決定される。それゆえ、図５における回路の任意の特定の実施形態において、Ｖｌｅｄの値は、ＮおよびＴｊの関数である。結果として、本発明の実施形態は有利には、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に開示されている電流調整器が、主要な電気構成要素の電圧および熱特性によって規定される範囲にわたって、変動するＬＥＤ負荷に対応するためにＡＣ入力ＬＥＤドライバに一体化され得る手段を提供する。したがって、本発明の実施形態は有利には、上記電流調整器をその最大効率においてまたはその最大効率近くで有益に操作しながら、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に開示されている電流調整器のリップル電流抑制、電流設定確度および熱追跡特性を活用するＬＥＤドライバの実現を可能にする。
【００６１】
説明例
以下の本発明の実施形態例は、説明を目的として提示されており、ＰＳＵ部分からの出力電圧、ＬＥＤストリングによって引き込まれる電流、ならびに電源電圧および周波数によって制約される多数の他の実施形態および説明例が達成可能であることが読者には諒解されるはずである。
【００６２】
本発明のこの例または任意の他の例を、ＬＥＤドライバのＰＳＵ部分および電流調整器部分の関連設計パラメータに関して説明する。
【００６３】
ドライバのＰＳＵ部分のピーク出力電圧は以下によって与えられる。
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【００６４】
式中、ＤｐはスイッチングＭｏｓｆｅｔのスイッチング作用のピークデューティサイクルであり、Ｖｉｎｐは全波整流単相電源電圧のピーク値であり、以下によって与えられる。
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【００６５】
式中、Ｖｒｍｓは二乗平均平方根電源電圧であり、ｖｄは、その間単一のダイオードが電流を伝導している電源入力の半サイクルの間の、整流器内の単一のダイオードにわたる電圧降下である。シリコン整流ダイオードの一般的なｖｄ値は約０．８Ｖである。
【００６６】
式１４におけるＶｏｐは、以下の式によって出力電圧のＤＣ成分Ｖｏに関係付けられる。
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【００６７】
それゆえ、最大ＰＳＵ出力電圧Ｖｏ，ｍａｘに対応するＤｐ（ピークＭｏｓｆｅｔスイッチングデューティサイクル）の値は、以下によって与えられる。
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【００６８】
本発明の実施形態によるＬＥＤドライバのＰＳＵ部分の説明例は、２の巻数比を有する変圧器を利用するとき、および、２３０ＶのＲＭＳ電源電圧から動作し、かつ１８０Ｖの最大出力電圧を与えることを必要とされるとき、その範囲に関してその最大Ｍｏｓｆｅｔデューティサイクルを定義され得る。
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【００６９】
出力キャパシタにおける対応する最大ピーク−ピークリップル電流は、以下のように、標準フライバックコンバータ設計によって与えられる。
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【００７０】
式中、Ｌｐは変圧器の一次のインダクタンスであり、ｆｓｗはコントローラによってＭｏｓｆｅｔに印加されるスイッチング波形の公称周波数である。０．７５ｍＨおよび２００ＫＨｚの一般的な値を使用すると、この例について、ピーク−ピークキャパシタリップル電流は３２６ｍＡに等しい。
【００７１】
すでに説明したように、最大出力電圧において３Ｖのピーク−ピーク出力電圧リップルを生成するために、７００ｍＡ電流調整器に接続されるとき、出力キャパシタンスは少なくとも８３５μＦである必要がある。キャパシタの数を最小限に維持するとともに、使用されるキャパシタの定格電圧を十分下回って動作しながら、任意の単一のキャパシタを通じて電流リップを最小限に抑える必要が有ることを所与として、この最小値よりも約５％大きい出力キャパシタンスは、並列に接続されている２つの４４０μＦ、３００Ｖ電解キャパシタによって最良に実現される。
【００７２】
図５に示すような、ＰＳＵに接続されている電流調整器は、本例の目的のために７００ｍＡの定電流を提供するように構成されてもよい。英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書の開示を使用すると、この特定の調整器は、並列に接続されている２つの調整器回路を使用して実現されることになり、そのような各調整器回路は、図１に示す形態をとり、上記図６を参照することによって、単一の調整器について以下のようになる。
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【００７３】
英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に与えられている関連設計式を使用し、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒとおくことによって、以下のようになる。
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【００７４】
結果として、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に与えられている値（ｖｂｅ≒０．７ＶおよびＶｚ＝３Ｖ）によれば、Ｒ＝１３Ωとなる。
【００７５】
英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に開示されているタイプの調整器の他の設計変数は、調整器の各々に使用される、各々が５ｍＡの基準電流において２．４Ｖのツェナー電圧を有するツェナーダイオードの数である。英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書において、これは、所与の調整器電流値について、調整電流の熱係数が実質的にゼロである必要があると仮定することによって決定される。各ダイオードを通る電流が好ましくは約１４．５ｍＡである必要がある、英国特許出願第１２１０５６１．５に概説されている手順に従って、３５０ｍＡの調整電流を有し実質的にゼロである電流の熱係数を有する単一の電流調整器を実現するには、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書において規定されているような、各「ツェナースタック」内の１２個のツェナーダイオードが必要になる。しかしながら、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書による電流調整器の一般的な事例について、調整電流の熱係数は、以下のような、英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書の式１８によって与えられる。
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【００７６】
式中、シリコンバイポーラトランジスタのベース−エミッタ電圧の熱係数δｖｂｅ／δＴは、良好な近似に向けて、−２．０ｍＶ／Ｋである。一般的な２．４Ｖシリコンツェナーダイオード（２．４Ｖは、５ｍＡの基準電流におけるＶｚの値である）の熱特性の検査から、最適なツェナー電流の２倍（２×１４．５ｍＡ＝２９ｍＡ）におけるδｖｂｅ／δＴの値は約−２．２ｍＶ／Ｋである。同じ一般的なシリコンダイオードについての、この電流におけるＶｚの値は３Ｖである。それゆえ、この説明例に使用される、３５０ｍＡ電流調整器の温度係数は、−８７ｐｐｍ／Ｋである。これは、電流の低い温度係数を維持しながら、この説明例内で使用される２つの３５０ｍＡ電流調整器の各々における「ツェナースタック」あたりのツェナーダイオードの数を１２から６に低減することができることを示している。
【００７７】
したがって、図５に示す修正フライバックコンバータトポロジによるＰＳＵを使用して、上記で規定された説明例が達成可能であり、電流調整器（３）は英国特許出願第１２１０５６１．５号明細書に開示されているような、２つの並列接続電流調整器回路の形態をとり、２３０Ｖ、５０Ｈｚ電源から駆動されるＰＳＵについて、Ｖｏｕｔ＝６０〜１８０Ｖであり、Ｄ，Ｍａｘ＝３０％であり、Ｎ＝２であり、Ｃｏは、２つの４４０μＦ、３００Ｖ定格電解キャパシタの形態をとり、ｆｓｗ＝２００ＫＨｚであり、変圧器の一次インダクタンスは０．７５ｍＨである。
【００７８】
電流調整器（３）内に含まれる２つの電流調整器回路の各々について、図１に示すような各ツェナースタックは、各々が５ｍＡの基準電流において２．４Ｖのツェナー電圧を有する６つのシリコンツェナーダイオードを備え、図１にＲ１およびＲ２として示す各抵抗器は、値１３Ωをとる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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