(57)【要約】  本発明は、動電型ラウドスピーカと、第一及び第二補償フィルタと、を有する動電型ラウドスピーカ組立体に関する。動電型ラウドスピーカは、透磁性構造の空隙内において配置されたボイスコイルと、透磁性構造の一部分の周りにおいて巻回された補償コイルと、を有する。組立体の第一補償フィルタは、ボイスコイルに印加するためのボイスコイル補償信号を生成するべく、第一周波数応答により、ラウドスピーカ組立体へのオーディオ入力信号をフィルタリングするように構成されている。組立体の第二補償フィルタは、補償コイルに印加するための第二補償信号を生成するべく、第二周波数応答により、ラウドスピーカ組立体へのオーディオ入力信号をフィルタリングするように構成されている。第一及び第二周波数応答は、動電型ラウドスピーカの空隙内の磁束変調が抑制されるように、既定のオーディオ周波数レンジに跨って、ボイスコイル電流によって生成される空隙内の時変又はＡＣ磁束を抑制するように構成されている。
2016539562.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
動電型ラウドスピーカ組立体であって、
その内部において配置された空隙を有する透磁性構造及び該透磁性構造及び空隙を通じて一定又はＤＣ磁束を生成するように構成された磁束生成器を有する磁気回路と、該空隙内において配置されたボイスコイルを有する運動可能なダイアフラム組立体と、補償信号に従って該空隙内において補償磁束を生成するべく該透磁性構造の一部分の周りにおいて巻回された補償コイルと、を有する動電型ラウドスピーカと、
該ボイスコイルに印加するためのボイスコイル補償信号を生成するべく、第一周波数応答により、該ラウドスピーカ組立体へのオーディオ入力信号をフィルタリングするように構成された第一補償フィルタと、
該補償コイルに印加するための第二補償信号を生成するべく、第二周波数応答により、該ラウドスピーカ組立体への該オーディオ入力信号をフィルタリングするように構成された第二補償フィルタと、
を具備し、該第一及び第二周波数応答は、該動電型ラウドスピーカの該空隙内の磁束変調が抑制されるように、既定のオーディオ周波数レンジに跨って、ボイスコイル電流によって生成される該空隙内の時変又はＡＣ磁束を抑制するように構成されている、動電型ラウドスピーカ組立体。
【請求項２】
それぞれ、該ボイスコイル補償フィルタ及び該第二補償フィルタの該第一及び第二周波数応答のそれぞれは、実質的に時間に伴って変化しない、請求項１に記載の動電型ラウドスピーカ組立体。
【請求項３】
それぞれ、該第一及び第二補償フィルタの該第一及び第二周波数応答のそれぞれは、その休止位置からの該ダイアフラム組立体の瞬間的な変位に従って適応型又は時変型である、請求項１に記載の動電型ラウドスピーカ組立体。
【請求項４】
該第一補償フィルタの該第一周波数応答ＴVC及び該第二補償フィルタの該第二周波数応答ＴFCは、次式に準拠した周波数応答を有し、
ＴVC＝１＋（Ｈ21Ｈμ,1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21）      （１１ａ）
ＴFC＝−（Ｈ11Ｈμ,1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21）        （１１ｂ）
ここで、
Ｈ11は、該既定のオーディオ周波数レンジに跨るボイスコイルアドミッタンス伝達関数であり、
Ｈ21は、該既定のオーディオ周波数レンジに跨る該補償コイルの該第二補償信号と該ボイスコイル内の電流との間の伝達関数であり、
Ｈμ,1は、該既定のオーディオ周波数レンジに跨る該ボイスコイル補償信号と該ボイスコイル及び該補償コイルと共通した磁束によって生成される相互インダクタンスを表す磁化インダクタンスとの間の伝達関数であり、
Ｈμ,2は、該既定のオーディオ周波数レンジに跨る該補償コイルの該第二補償信号と磁化インダクタンスとの間の伝達関数である、
請求項１から請求項３までのいずれか一項に記載の動電型ラウドスピーカ組立体。
【請求項５】
該ボイスコイル補償信号と該ボイスコイルとの間において挿入された第一電力増幅器又はバッファと、
該第二補償フィルタの出力と該補償コイルとの間において挿入された第二電力増幅器又はバッファと、
を更に具備する、請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載の動電型ラウドスピーカ組立体。
【請求項６】
該ボイスコイルは、１Ω〜１００ΩのＤＣ抵抗を有し、且つ、該補償コイルは、０．５Ω〜５０ΩのＤＣ抵抗を有する、請求項１から請求項５までのいずれか一項に記載の動電型ラウドスピーカ組立体。
【請求項７】
既定のサンプルレートにおいて該オーディオ入力信号をデジタルオーディオ入力信号に変換するように構成された第一アナログ−デジタルコンバータを更に具備し、該第一及び第二補償フィルタのそれぞれは、デジタルフィルタを具備する、請求項１から請求項６までのいずれか一項に記載の動電型ラウドスピーカ組立体。
【請求項８】
該磁束生成器は、該透磁性構造を通じて該一定又はＤＣ磁束を生成するように構成された少なくとも一つの永久磁石を具備する、請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載の動電型ラウドスピーカ組立体。
【請求項９】
請求項１から請求項８までのいずれか一項に記載の動電型ラウドスピーカ組立体を具備する音響再生システム。
【請求項１０】
動電型ラウドスピーカの空隙内の磁束変調を抑制する方法であって、
該動電型ラウドスピーカの該空隙内において磁束を生成するステップと、
第一周波数応答を有する第一補償フィルタを該動電型ラウドスピーカのボイスコイルに結合するステップと、
第二周波数応答を有する第二補償フィルタを該動電型ラウドスピーカの透磁性構造の一部分の周りにおいて巻回された補償コイルに結合するステップと、
ボイスコイル補償信号を該ボイスコイルに、且つ、第二補償信号を該補償コイルに、供給するべく、オーディオ信号供給源からのオーディオ入力信号を第一及び第二補償フィルタのそれぞれに印加するステップと、
既定のオーディオ周波数レンジに跨って、ボイスコイル電流によって生成される該空隙内の時変又はＡＣ磁束を抑制するべく、該第一及び第二周波数応答を調節するステップと、
これにより、該空隙内の磁束変調を抑制するステップと、
を具備する方法。
【請求項１１】
較正手順において該第一及び第二周波数応答を調節するステップを具備し、
該較正手順は、
該既定のオーディオ周波数レンジに跨って、ボイスコイルアドミッタンス関数Ｈ11を判定するステップと、
該既定のオーディオ周波数レンジに跨る該補償コイルの該第二補償信号と該ボイスコイル内の電流との間の伝達関数Ｈ21を判定するステップと、
該既定のオーディオ周波数レンジに跨る該ボイスコイル補償信号と該ボイスコイル及び補償コイルと共通した磁束によって生成される相互インダクタンスを表す磁化インダクタンスとの間の伝達関数Ｈμ,1を判定するステップと、
該既定のオーディオ周波数レンジに跨る該補償コイルの該第二補償信号と該磁化インダクタンスの間の伝達関数Ｈμ,2を判定するステップと、
次式に従って、該第一補償フィルタの該第一周波数応答ＴFC及び該第二補償フィルタの該第二周波数応答ＴVCを調節するステップと、
ＴVC＝１＋（Ｈ21Ｈμ,1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21）       （１１ａ）
ＴFC＝−（Ｈ11Ｈμ,1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21）        （１１ｂ）
を具備する、請求項１０に記載の動電型ラウドスピーカの空隙内の磁束変調を抑制する方法。
【請求項１２】
そのセンタリングされた又はバイアスされていない位置からの該ダイアフラム組立体の瞬間的な変位に従って、時間に伴って、それぞれ、該第一及び第二補償フィルタの該第一及び第二周波数応答のそれぞれを最適に調節するステップ、を具備する、請求項１０に記載の磁束変調を抑制する方法。
【請求項１３】
既知のインダクタンスを有する磁界ピックアップコイルを該空隙内に挿入し、且つ、該ボイスコイル補償信号に対する該磁界ピックアップコイルの第一応答信号を計測することにより、該伝達関数Ｈμ,1を判定するステップと、
該磁界ピックアップコイルを該空隙内に挿入し、且つ、該第二補償信号に対する該磁界ピックアップコイルの第二応答信号を計測することにより、該伝達関数Ｈμ,2を判定するステップと、
を具備する、請求項１１に記載の磁束変調を抑制する方法。
【請求項１４】
ボイスコイル電流と補償コイル電流との個々の組合せに応答してボイスコイル上の複数の力値を計測するべく、力トランスデューサを該ボイスコイルに結合するステップと、
次式に従って、該ボイスコイル上の該計測された力値に対する該ボイスコイル電流及び該補償コイル電流の力の寄与を分離することにより、該伝達関数Ｈμ,1及びＨμ,2を判定するべく、該ボイスコイル及び補償コイルの電流を独立的に変化させるステップと、
ＦL＝Ｂｌ・ｉ＝ｂＬμｉμｉ＝ｂＬμ（ｉ2＋（１／Ｋ）ｉ2ｉ）
を具備する、請求項１１に記載の磁束変調を抑制する方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、動電型ラウドスピーカと、第一及び第二補償フィルタと、を有する動電型ラウドスピーカ組立体に関する。動電型ラウドスピーカは、透磁性構造の空隙内に配置されたボイスコイルと、透磁性構造の一部分の周りにおいて巻回された補償コイルと、を有する。組立体の第一補償フィルタは、ボイスコイルに印加するためのボイルコイル補償信号を生成するべく、第一周波数応答により、ラウドスピーカ組立体へのオーディオ入力信号をフィルタリングするように構成されている。組立体の第二補償フィルタは、補償コイルに印加するための第二補償信号を生成するべく、第二周波数応答により、ラウドスピーカ組立体へのオーディオ入力信号をフィルタリングするように構成されている。第一及び第二周波数応答は、動電型ラウドスピーカの空隙内の磁束変調が抑制されるように、既定のオーディオ周波数レンジに跨って、ボイスコイル電流によって生成される空隙内の時変又はＡＣ磁束を抑制するように構成されている。
【背景技術】
【０００２】
本発明は、動電型ラウドスピーカの空隙内の磁束変調を抑制又は除去する補償コイルを有する動電型ラウドスピーカ組立体に関する。動電型ラウドスピーカの音響品質を特徴付け得る要因の一つが、歪んでいない音響を生成するその能力である。再生された音響における歪アーチファクトの供給源がラウドスピーカ装置の非線形性に起因していることは周知である。これらの非線形性は、例えば、力係数の変位依存性、ダイアフラムのコンプライアンス、又はボイスコイルのインダクタンスなどであってもよい。これらの非線形性のうち、空隙内の磁束変調が、主要な歪の供給源のうちの一つを表している。この影響を低減するための最も一般的な従来技術による技法は、いくつかの高度な導電性を有するリングをラウドスピーカの鉄構造内において取り付けるというものである[1]（非特許文献１）。これらの導電性リングは、ボイスコイルと結合された変圧器のように振る舞い、且つ、ボイスコイルが配置された空隙内のＡＣ磁束に抗するべく試みる磁束を生成することが可能であり、且つ、これにより、磁束変調を低減することができる。
【０００３】
特許文献１は、磁気回路の空隙内に配置されたボイスコイルを有する動電型ラウドスピーカを開示している。ラウドスピーカは、磁気回路の中心磁極の周りにおいて巻回されると共に空隙の外側に位置した静的な補償コイルを有する。この補償コイルは、両方によって生成される正味のＡＣ磁束がゼロ又は実質的にゼロになるように、ボイスコイルによって生成される磁束に抗する磁束を生成するべく試みる。この補償コイルは、ボイスコイルと直列で、但し、反対位相において、電気的に接続されている。
【０００４】
本発明は、能動的に制御された付加的な固定コイル又は補償コイルにより、このタイプの磁束歪を抑制又は好ましくは完全に除去する能動的な方法を有する。動電型ラウドスピーカ内における磁束変調の抑制のための付加的なコイルの使用については、先程言及した特許文献１に加えて、参考文献[2]、[3]（非特許文献２、３）にも開示されている。これらの参考文献においては、補償コイルは、ラウドスピーカの空隙内に配置されているが、これは、通常の空隙の小さな寸法と、空隙内において高磁束密度を生成するという所望と、の観点において、多数の理由から、実際的ではない。その一方において、特許文献１によって開示されている補償コイルは、特に、運動するインピーダンス成分を本質的に有する変位可能なボイスコイルのインピーダンスと静的な補償コイルのインピーダンスとの間における不整合に起因し、任意の重要なオーディオ周波数レンジに跨る磁束変調を事実上キャンセルことができない。
【０００５】
補償コイルの配置の柔軟な選択と、既定のオーディオ周波数レンジに跨って磁束変調を抑制する正確な方法と、を許容する更に一般的なラウドスピーカ組立体及び磁束変調抑制方法を提供することが非常に重要であると共に価値を有する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】英国特許第２２３５３５０号明細書
【非特許文献】
【０００７】
【非特許文献１】Knud Thorborg, Andrew D. Unruh, Electrical Equivalent Circuit Model for Dynamic Moving-Coil Transducers Incorporating a Semiconductor, J. Audio Eng. Soc, vol. 56, pp. 696- 709 (2008).
【非特許文献２】Marco Carlisi, Mario Di Cola, Andrea Manzini, An Alternative Approach to Minimize Inductance and Related Distortions in Loudspeakers, presented at the 118th Convention of the Audio Engineering Society, Barcelona Spain, (2005).
【非特許文献３】Daniele Ponteggia, Marco Carlisi, Andrea Manzini, Electrical Circuit Model For a Loudspeaker with an Additional Fixed Coil in the Gap, presented at the 128th Convention of the Audio Engineering Society, London UK, (2010).
【発明の概要】
【０００８】
本発明の第一の態様は、動電型ラウドスピーカを有する動電型ラウドスピーカ組立体に関する。動電型ラウドスピーカは、
その内部に配置された空隙を有する透磁性構造及び透磁性構造及び空隙を通じて一定又はＤＣ磁束を生成するように構成された磁束生成器を有する磁気回路と、
空隙内に配置されたボイスコイルを有する運動可能なダイアフラム組立体と、
補償信号に従って空隙内において補償磁束を生成するべく、透磁性構造の一部分の周りにおいて巻回された補償コイルと、
を有し、且つ、
動電型ラウドスピーカ組立体は、
ボイスコイルに印加するためのボイスコイル補償信号を生成するべく、第一周波数応答により、ラウドスピーカ組立体へのオーディオ入力信号をフィルタリングするように構成された第一補償フィルタと、
補償コイルに印加するための第二補償信号を生成するべく、第二周波数応答により、ラウドスピーカ組立体へのオーディオ入力信号をフィルタリングするように構成された第二補償フィルタと、
を更に有し、
この場合に、第一及び第二周波数応答は、動電型ラウドスピーカの空隙内の磁束変調が抑制されるように、既定のオーディオ周波数レンジに跨って、ボイスコイル電流によって生成される空隙内の時変又はＡＣ磁束を抑制するように構成されている。
【０００９】
当業者は、この動電型ラウドスピーカ組立体は、Ｈｉ−Ｆｉ又は拡声用途用の大きなウーファから携帯電話機及びラップトップコンピュータなどの携帯型演算又は通信装置用の小型の広帯域ラウドスピーカにまで至る、様々なインピーダンス、寸法、及び出力定格を有する様々な動電型ラウドスピーカを有してもよいことを理解するであろう。
【００１０】
ボイスコイル及び補償コイルの個々の補償信号の周波数応答を適合させるための第一及び第二補償フィルタの適用は、２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚのレンジ又は１００Ｈｚ〜１０ｋＨｚのレンジなどの広いオーディオ周波数レンジに跨って正確な磁束変調抑制を提供する能力を有する。例えば、添付図面を参照して以下に詳述されている特定の較正計測値に基づいた第一及び第二周波数応答の適切な選択により、補償コイル及びボイスコイルのそれぞれのコイルの様々な位置及び電気特性においてボイスコイル電流によって生成される空隙内のＡＣ磁束を事実上抑制することができる。
【００１１】
運動可能なダイアフラム組立体は、本発明の特定の実施形態においては、弾性を有するエッジサスペンションを介して動電型ラウドスピーカのフレームに装着され得るダイアフラムを有する。代替実施形態においては、ダイアフラムは、ダイアフラム材料がサスペンションを形成するように、動電型ラウドスピーカのフレームに直接的に装着されてもよい。ボイスコイル及び補償コイルの巻線及びＤＣ抵抗の個々の数は、ラウドスピーカの特定のタイプに応じて変化することになる。いくつかの有用な実施形態においては、ボイスコイルのＤＣ抵抗は、２Ω〜３２Ωなどのように、１Ω〜１００Ωの範囲であり、且つ、補償コイルのＤＣ抵抗は、例えば、１Ω〜２５Ωなどのように、０．５Ω〜５０Ωの範囲である。ボイスコイルのＤＣ抵抗は、上述の抵抗レンジによって示唆されているように、いくつかの実施形態においては、補償コイルのＤＣ抵抗と同一であってもよく、且つ、その他の実施形態においては、異なっていてもよい。ボイスコイル及び補償コイルの巻線の数は、例えば、それぞれ、第一及び第二補償フィルタの第一及び第二周波数応答の特性に応じて、同一であってもよく、或いは、異なっていてもよい。
【００１２】
補償コイルは、原則的に、透磁性構造の任意の場所において配置されてもよいが、補償コイルの寸法によって決定される様々な機械的制約に起因し、当然のことながら、その他のものよりも、特定の位置が相対的に実際的なものとなり得る。一実施形態においては、補償コイルは、透磁性構造の中心磁極の周りにおいて巻回されており、その理由は、この中心磁極が、多くの場合に、通常のラウドスピーカ設計における補償コイルの配置のために、容易にアクセス可能であるからである。
【００１３】
通常の動作において音響再生のために動電型ラウドスピーカ組立体に印加されるオーディオ入力信号は、ラジオ、ＣＤプレーヤ、ネットワークプレーヤ、ＭＰ３プレーヤなどのような適切なオーディオ供給源から供給される発話及び／又は音楽を有してもよい。又、オーディオ供給源は、到来する音響に応答してリアルタイムマイクロフォン信号を生成するマイクロフォンを有してもよい。
【００１４】
当業者は、第一及び第二補償フィルタのそれぞれは、アナログフィルタ又はデジタルフィルタ、或いは、これらの両方の組合せを有してもよいことを理解するであろう。第一及び第二補償フィルタのそれぞれがデジタルフィルタを有する場合には、オーディオ入力信号は、オーディオ信号供給源からデジタルフォーマットにおいて提供されてもよい。デジタルオーディオ入力信号は、第一及び第二補償フィルタに直接的に印加可能なフォーマットを有してもよく、或いは、フォーマット変換を必要としてもよい。デジタルオーディオ入力信号は、例えば、ＩＩＣ又はＳＰＩなどの標準化されたシリアルデータ通信プロトコルに従ってフォーマットされてもよく、或いは、Ｉ2Ｓ、ＳＰＤＩＦなどのようなデジタルオーディオプロトコルに従ってフォーマットされてもよい。この代替肢においては、オーディオ入力信号は、アナログフォーマットにおいて提供されてもよく、且つ、第一及び第二デジタル補償フィルタへの印加の前に、組立体のアナログ−デジタルコンバータにより、サンプリングされると共に適切なデジタルフォーマットに変換されてもよい。当業者は、第一及び第二デジタル補償フィルタは、ラウドスピーカ組立体上において統合された又はこれに対して動作可能に結合されたソフトウェアプログラム可能なマイクロプロセッサ又はＤＳＰ上においてフィルタルーチン又はプログラムとして実装されてもよいことを理解するであろう。フィルタルーチン又はプログラムは、マイクロプロセッサ又はＤＳＰのプログラムメモリ内において保存された実行可能なプログラム命令の組を有する。
【００１５】
好適な一実施形態によれば、それぞれ、第一及び第二補償フィルタの第一及び第二周波数応答のそれぞれは、実質的に時間に伴って変化していない。この実施形態は、設計を単純化し、且つ、補償フィルタの複雑さを極小化する。或いは、この代わりに、それぞれ、第一及び第二補償フィルタの第一及び第二周波数応答のそれぞれは、例えば、その休止位置又はバイアスされていない位置からのダイアフラム組立体の瞬間的な変位に従って時間と共に変化するなどのように、適応型又は時変型であってもよい。
【００１６】
動電型ラウドスピーカ組立体の好適な実施形態によれば、第一補償フィルタの第一周波数応答ＴVC及び第二補償フィルタの第二周波数応答ＴFCは、個々の周波数応答が次式に準拠するように、選択されており、
ＴVC＝１＋（Ｈ21Ｈμ,1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21）      （１１ａ）
ＴFC＝−（Ｈ11Ｈμ，1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21）      （１１ｂ）
ここで、
Ｈ11は、既定のオーディオ周波数レンジに跨るボイスコイルアドミッタンス伝達関数であり、
Ｈ21は、既定のオーディオ周波数レンジに跨る補償コイルの第二補償信号とボイスコイル内の電流との間の伝達関数であり、
Ｈμ,1は、既定のオーディオ周波数レンジに跨るボイスコイルのボイスコイル補償信号とボイスコイル及び補償コイルと共通した磁束によって生成される相互インダクタンスを表す磁化インダクタンスとの間の伝達関数であり、
Ｈμ,2は、既定のオーディオ周波数レンジに跨る補償コイルの第二補償信号と磁化インダクタンスとの間の伝達関数である。
【００１７】
第一及び第二補償フィルタの出力は、これらのフィルタのうちのそれぞれのフィルタの出力インピーダンスがボイスコイル及び補償コイルの個々のインピーダンスと適切に整合されている場合には、ボイスコイル及び補償コイルに直接的に結合されてもよい。或いは、この代わりに、第一電力増幅器又はバッファが、ボイスコイル補償信号とボイスコイルとの間において挿入されてもよく、且つ、第二電力増幅器又はバッファが、第二補償フィルタの出力と補償コイルとの間に挿入されてもよい。第一及び第二電力増幅器又はバッファのそれぞれは、例えば、高い電力変換効率を有するパルス密度変調（Pulse Density Modulation：ＰＤＭ）やパルス幅変調（Pulse Width Modulation：ＰＷＭ）出力増幅器などのスイッチング型又はＤ級増幅器を有してもよい。これは、電池によって電力供給される携帯型通信装置において使用される特に有利な特徴である。この代替肢においては、第一及び第二電力増幅器のそれぞれは、Ａ級又はＡＢ級のような従来の非スイッチング型電力増幅器トポロジーを有してもよい。電力増幅器又はバッファを有するこれらの実施形態は、多くの場合に、ボイスコイル及び補償コイルの個々のインピーダンスの柔軟な選択を許容することになり、その理由は、通常の電力増幅器又はバッファの出力インピーダンスが、実際的なコイルインピーダンスとの比較において、小さいからである。電力増幅器又はバッファのうちのそれぞれの電力増幅器又はバッファの出力インピーダンスは、例えば、０．１Ωを下回ってもよい。
【００１８】
ボイスコイルは、１Ω〜１００ΩのＤＣ抵抗を有してもよく、且つ、補償コイルは、０．５Ω〜５０ΩのＤＣ抵抗を有してもよい。ボイスコイルのインピーダンスレンジは、様々な実際的なラウドスピーカ設計をカバーすることになる。
【００１９】
第一及び第二補償フィルタのそれぞれが、上述のように、デジタルフィルタを有する場合には、動電型ラウドスピーカ組立体は、既定のサンプルレートにおいてオーディオ入力信号をデジタルオーディオ入力信号に変換するように構成された第一アナログ−デジタルコンバータを有してもよい。サンプルレート又はサンプリング周波数は、１６ｋＨｚ、３２ｋＨｚ、４４．１ｋＨｚ、４８ｋＨｚ、９６ｋＨｚなどのように、標準化されたデジタルオーディオ周波数であってもよい。この代替肢においては、オーディオ入力信号は、第一アナログ−デジタルコンバータが不要となるように、既定のサンプルレートを有するデジタルフォーマットにおいて提供されてもよい。
【００２０】
磁束生成器は、透磁性構造を通じて一定又はＤＣ磁束を生成するように構成された少なくとも一つの永久磁石を有してもよい。
【００２１】
本発明の第二の態様は、先行する請求項のいずれか一項に記載の動電型ラウドスピーカ組立体を有する音響再生システムに関する。音響再生システムは、組み込まれた電源を有する能動型のラウドスピーカと、個々の動電型ラウドスピーカに結合された一つ又は複数の電力増幅器と、を有してもよい。
【００２２】
本発明の第三の態様は、動電型ラウドスピーカの空隙内の磁束変調を抑制する方法に関し、この方法は、
動電型ラウドスピーカの空隙内において磁束を生成するステップと、
第一周波数応答を有する第一補償フィルタを動電型ラウドスピーカのボイスコイルに結合するステップと、
第二周波数応答を有する第二補償フィルタを動電型ラウドスピーカの透磁性構造の一部分の周りにおいて巻回された補償コイルに結合するステップと、
ボイスコイル補償信号をボイスコイルに、且つ、第二補償信号を補償コイルに、供給するべく、オーディオ信号供給源からのオーディオ入力信号をボイスコイル補償フィルタ及び第二補償フィルタのそれぞれに印加するステップと、
既定のオーディオ周波数レンジに跨って、ボイスコイル電流によって生成される空隙内の時変又はＡＣ磁束を抑制し、これにより、空隙内の磁束変調を抑制するべく、第一及び第二周波数応答を調節するステップと、
を有する。
【００２３】
第一及び第二周波数応答の調節は、好ましくは、
既定のオーディオ周波数レンジに跨るボイスコイルアドミッタンス関数Ｈ11を判定するステップと、
既定のオーディオ周波数レンジに跨る補償コイルの第二補償信号とボイスコイル内の電流との間の伝達関数Ｈ21を判定するステップと、
既定のオーディオ周波数レンジに跨るボイスコイル補償信号とボイスコイル及び補償コイルと共通した磁束によって生成される相互インダクタンスを表す磁化インダクタンスとの間の伝達関数Ｈμ,1を判定するステップと、
既定のオーディオ周波数レンジに跨る補償コイルの第二補償信号と磁化インダクタンスとの間の伝達関数Ｈμ,2を判定するステップと、
次式に従って、第一補償フィルタの第一周波数応答ＴVC及び第二補償フィルタの第二周波数応答ＴFCを調節するステップと、
ＴVC＝１＋（Ｈ21Ｈμ,1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21）      （１１ａ）
ＴFC＝−（Ｈ11Ｈμ,1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21）        （１１ｂ）
を有する較正手順により、又はこの手順において、実行される。
【００２４】
較正手順における伝達関数Ｈμ,1及びＨμ,2の判定は、いくつかの異なる方法によって実行されもよい。一実施形態によれば、伝達関数Ｈμ,1及びＨμ,2は、既知のインダクタンスを有する磁界ピックアップコイル及びインダクタを空隙内に挿入し、且つ、ボイスコイル補償信号に対する磁界ピックアップコイルの第一応答信号を計測することにより、伝達関数Ｈμ,1を判定するステップと、
磁界ピックアップコイル又はインダクタを空隙内に挿入し、且つ、第二補償信号に対する磁界ピックアップコイルの第二応答信号を計測することにより、伝達関数Hμ,2を判定するステップと、
によって判定されている。
【００２５】
較正手順の一代替実施形態は、
ボイスコイル電流と補償コイル電流の個々の組合せに応答してボイスコイル上の複数の力値を計測するべく、力トランスデューサを音声コイルに結合するステップと、
次式に従って、ボイスコイル上の計測された力の値に対するボイスコイル電流及び補償コイル電流の力の寄与を分離することにより、伝達関数Ｈμ,1及びＨμ,2を判定するべく、ボイスコイル及び補償コイル電流を独立的に変化させるステップと、
ＦL＝Ｂｌ・ｉ＝ｂＬμｉμｉ＝ｂＬμ（ｉ2＋（１／Ｋ）ｉ2ｉ）
により、伝達関数Ｈμ,1及びＨμ,2を判定している。
【００２６】
磁束変調を抑制する方法は、そのセンタリングされた又はバイアスされていない位置からのダイアフラム組立体の瞬間的な変位に従って、時間に伴って、それぞれ、第一及び第二補償フィルタの第一及び第二周波数応答のそれぞれを最適に調節するステップを有してもよい。
【図面の簡単な説明】
【００２７】
添付図面との関連において、本発明の好適な実施形態について更に詳細に説明することとする。
【００２８】
【図１】本発明の第一実施形態によるラウドスピーカ組立体のコンポーネントとして使用するのに適した補償コイルを有する動電型ラウドスピーカの等価電気回路図である。
【図２】Ａ）は、本発明の第一実施形態によるラウドスピーカ組立体の概略ブロックダイアグラムを示し、Ｂ）は、本発明の第二実施形態によるラウドスピーカ組立体の概略ブロックダイアグラムを示す。
【図３】磁束変調の抑圧の実験による検証に使用される単純な磁気回路の概略図である。
【図４】補償コイルを有する動電型ラウドスピーカの計測された伝達関数の四つのグラフを示す。
【図５】補償コイルを有する動電型ラウドスピーカの計測された伝達関数の四つの更なるグラフを示す。
【図６】ボイスコイル用の第一補償フィルタの判定された周波数応答及び補償コイル用の第二補償フィルタの判定された周波数応答を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
図１は、本発明の第一実施形態による後述するラウドスピーカ組立体のコンポーネントとして適した固定又は補償コイルを有する動電型ラウドスピーカの等価電気回路図１００である。以下の説明においては、わかりやすさを目的として、ラウドスピーカの永久磁石は、ラウドスピーカの磁気回路内の永久磁石の起磁力を表すＤＣ電流を補償又は固定コイルに供給することにより、置換されていることに留意されたい。図面に示されているように、ボイスコイル等価回路１０３のボイスコイルインピーダンスは、補償コイルにボイスコイルを接続する変圧器と直列状態における抵抗器Ｒ、インダクタンスＬ1、機械システムに起因した逆起電力ＢＩ＊ｕにより、モデル化されている（従来の通常のラウドスピーカの通常のモデルである）。補償コイル等価回路１０５の補償コイルは、抵抗器Ｒ2及びインダクタＬ2を有する類似のインピーダンスを有する。機械システム１０７の等価回路が、ボイスコイル及び補償コイルの等価回路１０３、１０５の上方に示されている。変圧器は、インダクタンスＬuと並列に配置されたｕ1及びｕ2によって示されている理想的な変圧器により、モデル化されている。理想的な変圧器ｕ1及びｕ2は、その入力及び出力における電圧及び電流を以下の関係によって結合しており、
ｕ1／ｕ2＝Ｋ          （１ａ）
ｉ1／ｉ2＝−１／Ｋ    （１ｂ）
ここで、Ｋは、変圧器の利得であり、これは、理想的には、一次及び二次コイルの巻線の数の比率によって付与され、Ｋ＝Ｎ１＝Ｎ２である。Ｌμは、磁化インダクタンスと呼称され、ボイスコイル及び補償コイルと、即ち、両方のコイルと、共通した磁束によって生成される相互インダクタンスを表している。その一方において、Ｌ1及びＬ2は、それぞれ、ボイスコイル及び補償コイルの漏れインダクタンスである。これらは、両方のコイルの磁束漏洩を、即ち、共通していない磁束を、表している。従って、磁束は、フリンジ磁界が存在しないと仮定することにより、相互磁束である。ボイスコイル及び補償コイルの磁束漏洩は、Ｌ1及びＬ2により、電気回路内において既に考慮されていることから、ホプキンソンの法則は、この磁気回路について、次式のように表現されてもよく、
Ｎ1ｉ＝Ｎ2ｉ2＝Ｒφ      （２）
ここで、Ｒは、磁気回路の磁気抵抗である。これは、磁気コア及び空隙の磁気抵抗とラウドスピーカの磁気回路内の任意の永久磁石の磁気抵抗の両方の影響を含むことになろう。図１のボイスコイル回路１０３に注目した場合に、キルヒホッフの電流法則は、ｉ＝ｉ1＋ｉμと規定している。
【００３０】
この式を（２）及び（１ｂ）と共に使用することにより、次式が得られる。
φ＝（Ｎ1ｉμ）／Ｒ
磁束密度は、フリンジ磁界の影響が無視可能であるという仮定の下に、ボイスコイルが配置されている空隙の断面積Ａｇを除算することにより、簡単に取得することができる。従って、ラウドスピーカの力係数は、Ｌμ＝Ｎ１2／Ｒであることを知ることにより、ｉμ及びＬμの観点において、次式のように表現することが可能であり、
Ｂｌ＝（（Ｌμｉμ）／（Ｎ1Ａg））ｌ＝ｉμＬμｂ
ここで、ｂは、しばしば取得するのが困難である幾何学的な値にのみに依存している（力係数の式の有効長さｌを考慮されたい）。ｉμは、ボイスコイル内の電流に依存していることから、この力係数の式を使用することにより、システム内において非線形性が導入されることになる。この非線形性は、磁束変調を表しており、即ち、空隙の全体を通じたＢ磁界が、一定ではなく、ボイスコイル電流によって生成されるＡＣ磁界成分を有しているというメカニズムを表している。
【００３１】
この結果、ボイスコイル上において作用するローレンツ力の式に注目することにより、次式のとおりである。
ＦL＝Ｂｌ・ｉ＝ｂＬμｉμｉ＝ｂＬμ（ｉ2＋（１／Ｋ）ｉ2ｉ）
この式において、右手側の第一項は、磁束変調に起因した非線形歪を表しており、第二項は、求めようとする一定の力である。ｉμが一定であれば、この非線形歪の影響が除去されることになるであろうことが明らかである。
【００３２】
この回路は、渦電流の効果を考慮してはおらず、且つ、ラウドスピーカの等価回路を更に生成するための回路の改善されたモデルについては、参考文献［１］及び［２］（非特許文献１及び２）において見出すことができる。
【００３３】
以上において、追加コイルを有するスピーカの回路の実装とフラックス変調歪とに関する説明を終了し、いまや、磁束変調補償のための技法について紹介することができる。以下における「ハット（＾）」表記は、複素表記を示している。これは、モデル化された動電型ラウドスピーカが基本的に線形であることを仮定しており、これは、少なくとも小さなレベルのオーディオ入力信号の場合に実現することができる仮定である。又、この条件は、飽和していない際の磁気回路によって充足される。従って、ラウドスピーカは、次式のようなシステムとして見なすことが可能であり、
＾ｉ＝＾ＥinＨ11＋＾ＥfＨ21       （７ａ）
＾ｉ2＝＾ＥinＨ12＋＾ＥfＨ22       （７ｂ）
＾ｉμ＝＾ＥinＨμ,1＋＾ＥfＨμ,2    （７ｃ）
ここで、伝達関数Ｈは、電流と入力電圧＾Ｅin（Ｅinの上部にハット表記（＾）を付けたものの代替表現を表す。以下同じ。）及び＾Ｅfの間の比率を表している。例えば、Ｈ11は、＾Ｅfがゼロに設定された際に、比率Ｈ11＝＾ｉ／＾Ｅinによって取得することができる。これは、単に、ボイスコイルインピーダンスの逆数Ｈ11＝ＺVC-1であり、且つ、Ｈ22は、補償コイルインピーダンスの逆数となろう。伝達関数Ｈ21及びＨ12は、変圧器の動作に起因したものであり、即ち、ボイスコイルと補償コイルのうちの一方のコイル内の生成器が、他方のコイル内において電流を誘発することになるということに起因したものである。
【００３４】
＾ｅが、装置による再生対象の電気オーディオ信号であると仮定することにより、式（７ｂ）において、＾Ｅinは、次式に等しくなるように選択され、
＾Ｅin＝＾ｅ−＾Ｅf（Ｈ21／Ｈ11）      （８）
一次側における電流は、Ｈ11によって乗算された式＾ｉ1＝＾ｅとなる。従って、二次電流の影響がキャンセルされることになる。いまや、磁化電流が強制的にゼロになってもよく、即ち、＾ｉμ＝０となってもよく、これは、磁束変調を回避するべく、ＡＣ磁束成分が磁気回路及び空隙内において望ましくないことを意味している。
【００３５】
式（８）を式（７ｃ）と組み合わせることにより、次式のように、補償コイル内における必要な補償を演算することができる。
＾Ｅf＝Ｅf,DC−（（Ｈ11Ｈμ,1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21））＾ｅ    （９）
この式においては、ＤＣ成分Ｅf,DCが再度導入されており、これは、ラウドスピーカの永久磁石によって生成されるＤＣ磁束を単純に表し得ることに留意されたい。最終的に、式（８）は、再度、次式のように表現することができる。
＾Ｅin＝＾ｅ＋（Ｈ21Ｈμ,1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21）＾ｅ      （１０）
【００３６】
式（１０）及び式（９）は、コイルの間の干渉を回避すると共に空隙内のＡＣ磁束をキャンセルするべく使用されるトータルな補償システムを表している。従って、式（１０）及び（９）は、補償コイルとボイスコイルとの間の干渉を回避すると共に空隙内のＡＣ磁束をキャンセルするべく適用されるトータルな補償システム又はメカニズムを表している。従って、このメカニズムは、本発明の第一実施形態に従って、図２Ａ）に示されている動電型ラウドスピーカ組立体上において概略的に示されているように、第一補償フィルタ２０６をボイスコイル２０８と直列に配置するステップと、第二補償フィルタ２０４を補償コイル２０２と直列に配置するステップと、を有する。ボイスコイル補償フィルタ及び第二補償フィルタ２０６、２０４の個々の伝達関数は、次式のように表現することが可能であり、
ＴVC＝１＋（Ｈ21Ｈμ,1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21）      （１１ａ）
ＴFC＝−（Ｈ11Ｈμ,1）／（Ｈμ,2Ｈ11−Ｈμ,1Ｈ21）        （１１ｂ）
ここで、ＴVCは、第一補償フィルタ２０６の伝達関数であり、ＴFCは、第二補償フィルタ２０４の伝達関数である。
【００３７】
図２Ａ）に示されている単純化された動電型ラウドスピーカ組立体２００は、その内部に配置された空隙２０３を有する透磁性構造２０１を有する磁気回路を有する。磁束生成器が、ＤＣ電圧源Ｅf,DCによって概略的に示されており、これは、透磁性構造２０１の脚部の周りにおいて巻回された補償コイル２０２内においてＤＣ電流を生成し、且つ、これにより、透磁性構造２０１を通じて、且つ、空隙２０３内において、一定のＤＣ磁束を誘発する。又、動電型ラウドスピーカは、空隙２０３内において配置されたボイスコイル２０８を有する運動可能なダイアフラム組立体（図示されてはいない）をも有する。運動可能なダイアフラム組立体は、通常の方式により、適切なエッジサスペンションを介して動電型ラウドスピーカのフレーム（図示されてはいない）に機械的に接続されてもよい。動電型ラウドスピーカ組立体は、第一補償フィルタ２０６の周波数応答ＴVCにより、ラウドスピーカ組立体に印加されるオーディオ入力信号＾ｅをフィルタリングするように構成された上述の第一補償フィルタ２０６を有する。この結果、ボイスコイル補償信号Ｅinが、オーディオ入力信号から導出され、且つ、ボイスコイル２０８に印加される。動電型ラウドスピーカ組立体２００は、第二補償フィルタ２０４の周波数応答ＴFCにより、オーディオ入力信号＾ｅをフィルタリングするように構成された上述の第二補償フィルタ２０４を更に有する。この結果、第二補償信号が、オーディオ入力信号から導出され、且つ、補償コイル２０２に印加される。以上において詳述したように、それぞれ、第一及び第二補償フィルタ２０６、２０６の第一及び第二周波数応答は、ボイスコイル電流によって生成される空隙２０３内の時変又はＡＣ磁束が、特定のオーディオ周波数レンジに跨って、抑制されるか、或いは、好ましくは、実質的に除去されるように、設計又は構成されている。これにより、空隙内の磁束変調が抑制される。オーディオ周波数レンジは、対象のラウドスピーカ組立体の用途固有の要件に応じて変化してもよい。オーディオ周波数レンジは、いくつかの用途においては、２０Ｈｚ〜２０ｋＨｚの範囲であってもよく、且つ、その他の用途においては、１００Ｈｚ〜１０ｋＨｚ又は１００Ｈｚ〜１ｋＨｚなどのような相対的に小さな範囲であってもよい。
【００３８】
図２Ｂ）は、この動電型ラウドスピーカ組立体２５０の別の実施形態を示している。動電型ラウドスピーカ組立体２５０のこの単純化された概略図は、その内部において配置された空隙２５３を有する透磁性構造２５１を有する磁気回路を有する。磁気回路２５１の永久磁石２５５は、透磁性構造２５１を通じて、且つ、空隙２５３内において、一定のＤＣ磁束を生成する。又、動電型ラウドスピーカは、空隙２５３内において配置されたボイスコイル２５８を有する運動可能なダイアフラム組立体（図示されてはいない）をも有する。運動可能なダイアフラム組立体は、通常の方式により、適切なエッジサスペンションを介して動電型ラウドスピーカのフレーム（図示されてはいない）に機械的に接続されてもよい。それぞれ、第一及び第二補償フィルタ２５６、２５４についての上述の内容に加えて、この実施形態は、第一電力増幅器又はバッファＡ１と、第二電力増幅器又はバッファＡ２と、を有する。第一電力増幅器又はバッファＡ１は、第一（又は、ボイスコイル）補償信号Ｅinとボイスコイル２５８との間において挿入されている。第二電力増幅器又はバッファＡ２は、第二補償信号Ｅfと補償コイル２５２との間において挿入されている。第一及び第二電力増幅器の追加により、第一及び第二電力増幅器は、オーディオ入力信号＾ｅを供給している信号供給源又は生成器に、これらのコイルのうちのそれぞれのコイルの多くの場合に相対的に小さなインピーダンスを伴って負荷が印加されないように、十分な駆動電流を個々のコイルに供給することができる。ボイスコイル２５８のＤＣインピーダンスは、通常のラウドスピーカ設計の場合には、１〜１００Ωの範囲であってもよく、且つ、補償コイル２５２のＤＣインピーダンスは、０．５〜１００Ωの範囲であってもよい。ボイスコイル２５８のＤＣインピーダンスは、補償コイル２５２のＤＣインピーダンスと実質的に等しくしてもよく、或いは、例えば、２倍だけ大きいなどのように、これを上回っていてもよい。
【００３９】
本発明者らは、フラックス変調抑制又は補償技法を試験するべく使用される磁気回路を示す図３に示されている実験用の磁気回路３００を使用することにより、磁気回路内の磁束変調を抑制する上述の動電型ラウドスピーカ組立体及び方法を実験によって検証した。磁気回路は、厚さが８ｍｍであり、且つ、幅が２ｃｍである未処理の鉄バーなどの強磁性材料を有し得る透磁性コア３５０を有する。鉄バーのなんらかの運動を回避するべく、アルミニウムフレーム（図示されてはいない）が使用されている。磁気回路は、ＤＣ磁束を生成するための永久磁石３５５を更に有する。５００回の巻線巻回から製造された補償コイルと、３００回の巻線巻回を有する固定ボイスコイルと、によって形成された透磁性コア３５０上に配置された二つの固定コイルが存在している。磁界ピックアップコイル３５４が、空隙３５３の内部に配置されている。ｉμは、直接的には計測できないが、Ｂ＊Ｉに正比例することが判明していることから、その代わりに、磁束は、その内部において誘発される試験電圧を介して、ピックアップコイル３５４によって計測される。この試験電圧は、記録及び処理のために計測システムに印加される。ピックアップコイル３５４は、既知のＢ磁界を生成するヘルムホルツコイルによって較正した。Bruel & Kjaer PULSE measurement system などの適切に構成されたコンピュータ化された計測システムを使用し、上述の伝達関数Ｈ11、Ｈ21、Ｈμ,1、及びＨμ,2のすべてを計測した。ボイスコイルアドミッタンス伝達関数Ｈ11の集合体が、約３Ｈｚ〜３ｋＨｚの周波数レンジに跨って、図４のグラフ４０１ａ、ｂ上において示されている。上述のように、これは、ボイスコイルインピーダンスのちょうど逆数であり、これにより、伝達関数は、低周波数の場合には、ボイスコイルのＤＣ抵抗によって決定され、且つ、高周波数の場合には、ボイスコイルインダクタンスによって決定されるという周知の振る舞いを実証している。
【００４０】
補償コイルの第二補償信号とボイスコイル内の電流との間の伝達関数Ｈ21の集合体が、図４のグラフ４１１ａ、ｂ上において示されている。これらのグラフは、帯域通過フィルタとして振る舞う変圧器の動作を示している。インダクタンスを変化させることに伴う主要な効果は、この場合にも、振幅のシフトである。相対的にあまり顕著ではないが、別の効果は、高周波数側のカットオフ周波数の増大である。
【００４１】
上述の計測された伝達関数は、いずれも、ゼロのボイスコイル変位「０ｍｍ」について、即ち、ボイスコイルが、空隙内においてセンタリングされた状態において、取得された個々の曲線である。
【００４２】
ボイスコイルのボイスコイル補償信号とボイスコイル及び補償コイルと共通した磁束によって生成される相互インダクタンスを表す磁化インダクタンスとの間の伝達関数Ｈμ,1の計測された集合体が、約３Ｈｚ〜３ｋＨｚの周波数レンジに跨って、図５のグラフ５０１ａ、ｂ上において示されている。補償コイルに印加された第二補償信号と磁化インダクタンスとの間の計測された伝達関数Ｈμ,2が、約３Ｈｚ〜３ｋＨｚの周波数レンジに跨って、図５のグラフ５１１ａ、ｂ上において示されている。これらの伝達関数は、いずれも、「０ｍｍ」表記によって示されているゼロのボイスコイル変位について得られた個々の曲線である。
【００４３】
最後に、図６のグラフ６０１ａ、ｂは、約３Ｈｚ〜３ｋＨｚの周波数レンジに跨って、ボイスコイル用の第一補償フィルタの判定又は演算された周波数応答ＴVCを示している。図６のグラフ６１１ａ、ｂは、約３Ｈｚ〜３ｋＨｚの周波数レンジに跨って、補償コイル用の第二補償フィルタの判定又は演算された周波数応答ＴFCを示している。相対的に高い周波数においては、補償コイルに印加される第二補償信号の振幅は、１０ｄＢ超に到達するべく、グラフ６１１ａの０ｄＢラインの上方において振幅が増大していることが明らかである。これは、特に、ラウドスピーカ上において高い音響圧力レベルにおいて再生する際の潜在的な課題を表すことが可能であり、その理由は、補償コイルに印加される第二補償信号のレベルは、望ましい磁束抑制を十分に活用するべく、ボイスコイルに印加される補償信号を約１０ｄＢだけ上回っていることを要するからである。但し、この課題は、相対的に小さな補償コイルの設計により、克服されることが可能であり、その理由は、この実験による計測において使用されている補償コイルは、５００個の巻線と、５．５Ωの抵抗と、を有するからである。補償コイルの巻線の数を低減することが可能であり、これにより、高周波数における補償コイルのインピーダンスが低減され、且つ、従って、相対的に低レベルの磁束補償用の補償信号が必要とされることになろう。更には、補償コイルを形成するべく、相対的に太いワイヤを使用することが可能であり、その結果、これらの二つの要因の間の最良のトレードオフが見出されることになろう。
【００４４】
又、伝達関数Ｈ11、Ｈ21、Ｈμ,1、及びＨμ,2に対する空隙内のボイスコイルの位置又は変位の依存性を計測し、且つ、第一及び第二補償フィルタの個々の周波数応答ＴVC及びＴFCに対する結果的に得られる影響を調査した。これらの計測値を取得するべく、ボイスコイルと共に、ピックアップコイルを空隙内において運動させた。従って、これらの伝達関数は、いずれも、上述のように、ボイスコイルが０ｍｍの変位において位置決めされた状態において、且つ、次いで、グラフ４０１ａ、ｂ、４１１ａ、ｂ、５０１ａ、ｂ、５１１ａ、ｂ、６０１ａ、ｂ、及び６１１ａ、ｂのそれぞれのグラフ上における曲線の個々の集合体によって示されているように、−３ｍｍ、−１ｍｍ、＋１ｍｍ、及び＋３ｍｍというボイスコイルの変位において、反復的に計測された。グラフ６０１ａ、ｂ及び６１１ａ、ｂ上の第一及び第二補償フィルタの演算された周波数応答 ＴVC 及び ＴFC の調査により、これらの伝達関数がボイスコイル変位の関数として変化していることが明らかである。この結果、これらの周波数応答が、その休止位置からのボイスコイル及びダイアフラム組立体の瞬間的な変位に従って変化するように、空隙内の磁束変調の更なる最適化された抑制において、第一及び第二補償フィルタの適応型周波数応答を利用することができよう。
【００４５】
最後に、補償及びボイスコイルのそれぞれに、上述の式１１ａ及び式１１ｂを使用して伝達関数から算出され得る第一及び第二補償フィルタによって付与される位相及び振幅を有する正弦波入力を供給することにより、空隙内における磁束変調の抑制を検証した。２０Ｈｚ、２２０Ｈｚ、及び２ｋＨｚという三つの異なる試験周波数におけるコイルに対する印加の前に、オーディオ入力信号をフィルタリングするための補償フィルタを伴って、且つ、これを伴うことなしに、磁束変調の抑制のいくつかの計測を実行した。これらの試験周波数において、２３ｄＢ〜５３．５ｄＢという磁束変調の非常に大きな低減の計測が得られた。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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2016539562.tif 000010
2016539562.tif 000011