(57)【要約】電力エンコーダーが、入力信号を包絡線信号及び位相変調信号に分割する振幅位相スプリッターと、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて包絡線信号を歪ませ、歪み包絡線信号を生成する前置補償ユニットとを備える。また、この電力エンコーダーは、歪み包絡線信号を位相変調信号と結合して歪み入力信号を生成するデジタルコンバーターと、歪み入力信号を変換関数に従って変調して変調信号を生成するパルス幅変調器（ＰＷＭ）と、変調信号を増幅するスイッチモード電力増幅器とを備える。ルックアップテーブルは、変換関数の非線形マッピングを記憶し、歪み入力信号と変調信号との間の関係は非線形である。
2016530738.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を包絡線信号及び位相変調信号に分割する振幅位相スプリッターと、
ルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて前記包絡線信号を歪ませ、歪み包絡線信号を生成する前置補償ユニットであって、前記ルックアップテーブルは、変換関数の非線形マッピングを記憶する、前置補償ユニットと、
前記歪み包絡線信号を前記位相変調信号と結合して歪み入力信号を生成するデジタルコンバーターと、
前記歪み入力信号を前記変換関数に従って変調して変調信号を生成するパルス幅変調器（ＰＷＭ）であって、前記歪み入力信号と前記変調信号との間の関係は非線形である、パルス幅変調器（ＰＷＭ）と、
前記変調信号を増幅するスイッチモード電力増幅器と、
を備える電力エンコーダー。
【請求項２】
前記前置補償ユニットは、前記変換関数を用いて変換された前記歪み包絡線信号の歪みデータ点の値が、前記包絡線信号の対応するデータ点に対して線形となるように、前記ＬＵＴを用いて前記歪みデータ点を選択する
請求項１に記載の電力エンコーダー。
【請求項３】
前記ＬＵＴは、順方向マッピングを用いて、前記変換関数を入力データ点のセットに適用することによって求められ、前記歪みデータ点は、前記包絡線信号の前記データ点の逆方向マッピングによって、前記包絡線信号の前記データ点に等しい前記変換関数の出力に対応する前記変換関数への入力を選択することによって求められる
請求項２に記載の電力エンコーダー。
【請求項４】
前記ＰＷＭは、無線周波数（ＲＦ）ＰＷＭ（ＲＦＰＷＭ）であり、前記デジタルコンバーターは、前記変調信号がＲＦパルス列となるように、ＲＦ搬送波信号を用いて前記歪み包絡線信号及び前記位相変調信号をアップコンバートする
請求項１に記載の電力エンコーダー。
【請求項５】
前記ＰＷＭは、中間周波数（ＩＦ）ＰＷＭ（ＩＦＰＷＭ）であり、前記デジタルコンバーターは、前記変調信号がＩＦパルス列となるように、ＩＦ搬送波信号を用いて前記歪み包絡線信号及び前記位相変調信号をアップコンバートする
請求項１に記載の電力エンコーダー。
【請求項６】
前記ＩＦパルス列を無線周波数（ＲＦ）パルス列に変換し、該ＲＦパルス列を前記スイッチモード電力増幅器に送出する第２のデジタルアップコンバーター、
を更に備える請求項５に記載の電力エンコーダー。
【請求項７】
前記ＰＷＭは、少なくとも５つのレベルを有する少なくともマルチレベルＰＷＭである
請求項１に記載の電力エンコーダー。
【請求項８】
前記ＰＷＭは、固定閾値のセットに基づいて変調するマルチレベルＰＷＭである
請求項１に記載の電力エンコーダー。
【請求項９】
各固定閾値は、前記入力信号の一部分の確率密度関数（ＰＤＦ）に基づいている
請求項８に記載の電力エンコーダー。
【請求項１０】
前記歪み入力信号のフレームを記憶するメモリと、
前記フレーム内のデータから前記ＰＤＦを求め、該ＰＤＦを積分して累積分布関数（ＣＤＦ）の曲線を生成し、該曲線に基づいて各固定閾値の値を選択するプロセッサと、
を更に備える請求項９に記載の電力エンコーダー。
【請求項１１】
前記プロセッサは、前記歪み入力信号のフレームごとに、前記固定閾値のセット、前記変換関数、及び前記ＬＵＴを求める
請求項１０に記載の電力エンコーダー。
【請求項１２】
前記スイッチモード電力増幅器のフィードバック誤差を求めるデジタルダウンコンバーターと、
前記入力信号を前記前置補償ユニットに送出する前に、前記フィードバック誤差を用いて前記入力信号を訂正する結合器と、
を更に備える請求項１に記載の電力エンコーダー。
【請求項１３】
マルチレベルパルス幅変調器（ＰＷＭ）を用いてデータを変調する方法であって、
変換関数の非線形マッピングを記憶するルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて入力信号を歪ませて、歪み入力信号を生成することと、
前記ＰＷＭを用いて前記変換関数に従って前記歪み入力信号を変調して、変調信号を生成することと、
前記変調信号を増幅することと、
を含むマルチレベルパルス幅変調器を用いてデータを変調する方法。
【請求項１４】
前記歪ませることは、
前記入力信号の一部分の確率密度関数（ＰＤＦ）に基づいて前記ＰＷＭの閾値のセットを求めることと、
前記閾値のセットに従って前記変換関数を求めることと、
前記変換関数を前記入力信号に適用することによって前記ＬＵＴを求めることと、
前記歪み入力信号の各データ点が、前記入力信号のデータ点に等しい前記変換関数の出力に対応する前記変換関数への入力に等しくなるように、前記ＬＵＴを用いる前記入力信号の前記データ点の逆方向マッピングを用いて前記歪み入力信号を求めることと、
を含む請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記入力信号のフレームのセットについて前記歪ませることを繰り返すこと、
を更に含む請求項１４に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、包括的には、電力増幅器の線形化に関し、より詳細には、マルチレベルデジタルパルス幅変調エンコーダーの線形化に関する。
【背景技術】
【０００２】
ダイレクトデジタルＲＦ送信機（ＴＸ）は、デジタルアナログＲＦ送信機と比較して幾つかの利点を有する。ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、アンテナの近くにデジタルアナログインターフェースを配置し、このため、必要とされるアナログ構成要素がより少なくなる。同相（Ｉ）信号及び直交位相（Ｑ）信号の不整合、局部発振器リーク、画像歪みのような一般的なアナログ問題は、大部分軽減することができ、回避することさえできる。ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、機敏なデジタル信号処理によって可能にされたマルチモード動作及びマルチ帯域動作を通じてシステム柔軟性も高める。加えて、ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、その本質がデジタルフレンドリーであり、高速化及び高密度化しているデジタル処理、高レベルの集積化を利用する。このため、ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、無線基地局及びモバイルアプリケーションの双方にとって利益を有する。
【０００３】
ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、再構成帯域通過フィルター（ＢＰＦ：ｂａｎｄ−ｐａｓｓ  ｆｉｌｔｅｒ）に加えてＤＳＭ（デルタシグマ変調：ｄｅｌｔａ  ｓｉｇｍａ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、ＰＷＭ（パルス幅変調：ｐｕｌｓｅ  ｗｉｄｔｈ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）、及びＰＰＭ（パルス位置変調：ｐｕｌｓｅ  ｐｏｓｉｔｉｏｎ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の特定の電力符号化方式を用いるクラスＤ電力増幅器又はクラスＳ電力増幅器等のスイッチングモード電力増幅器（ＳＭＰＡ：ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ｍｏｄｅ  ｐｏｗｅｒ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を備える。
【０００４】
現代の無線通信システムの厳格な線形性要件を満たすために、従来のＳＭＰＡタイプの送信機のほとんどは、電力エンコーダーとしてデルタシグマ変調器（ＤＳＭ：ｄｅｌｔａ−ｓｉｇｍａ  ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）を用いる。そのような変調器の例には、帯域通過デルタシグマ変調（ＢＰＤＳＭ：ｂａｎｄ−ｐａｓｓ  ｄｅｌｔａ−ｓｉｇｍａ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）に基づくクラスＳ電力増幅器が含まれる。これについては、例えば、特許文献１、特許文献２、特許文献３、特許文献４を参照されたい。ＤＳＭは、フィードバックループを有する雑音シェーピング関数である。これは、帯域外スペクトルに対する帯域内雑音を増加させる可能性がある。帯域内信号対雑音比（ＳＮＲ：ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ  ｒａｔｉｏ）は、６０ｄＢよりも大きくなる可能性がある。
【０００５】
高い帯域内ＳＮＲが望まれるが、近傍帯域（ｎｅａｒ  ｂａｎｄ）量子化雑音が突然増加する可能性がある。したがって、フィルタリングされたＲＦ信号をスペクトル放出マスクと整合させるには、極めて高いＱ値（ｑｕａｌｉｔｙ  ｆａｃｔｏｒ）の帯域通過フィルター（ＢＰＦ）が必要とされる。さらに、ＤＳＭに基づくダイレクトデジタルＲＦ送信機は、電力エンコーダーの低い電力符号化効率に起因して、全体の電力を非効率にする可能性がある。
【０００６】
電力の観点から、無線周波数（ＲＦ：ｒａｄｉｏ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）電力増幅器（ＰＡ：ｐｏｗｅｒ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）は、送信機内で最も多くのエネルギーを消費する。この送信機の主な利点は、ＳＭＰＡが、常にＯＮ（飽和）動作領域とＯＦＦ（カットオフ）動作領域との間にあり、高いピーク効率を達成するということである。しかしながら、第３世代（３Ｇ）及び第４世代（４Ｇ）のセルラー移動通信システムに一般的である一定でない包絡線信号が単一ビットのデジタル化信号に符号化される場合、電力符号化効率として定義されるデジタル化信号の電力全体にわたる帯域内電力は低い。なぜならば、量子化雑音の発生が不可避であり、システム線形性の仕様から必要とされる雑音シェーピング関数に起因して周波数領域全体にわたり広く拡散されるからである。この雑音信号もＳＭＰＡによって増幅されるので、不要な雑音電力が浪費され、これによって、過度な電力損失及び総ＴＸ効率の劣化の双方が引き起こされる。
【０００７】
低電力符号化効率は、デルタシグマ電力符号化方式における雑音シェーピングに由来している。このため、幾つかの従来の符号化方式は、様々なパルス幅変調（ＰＷＭ）技法を用いて、電力符号化効率に対処している。例えば、ＰＷＭに基づく幾つかの新たな高効率電力符号化方式は、ＲＦＰＷＭアーキテクチャ及び３レベル有極性（ｐｏｌａｒ）ＰＷＭアーキテクチャを含む。ＰＷＭ量子化の本来的な非線形性のために、線形性能は、エンコーダーにおいて劣化する。双方の電力符号化方式は、アナログ高速比較器を用いて構築され、これらの比較器は、比較される基準信号として、より高い周波数の三角波形又はのこぎり波形を用いる。時間変化する閾値電圧に起因して、双方の方式について前置補償された関連ブロックを構築することが非常に厳しい要求である。
【０００８】
特許文献５は、３レベルＰＷＭ電力符号化方式のプリエンファシス線形化ブロックを開示している。このプリエンファシスブロックは、ＲＦＰＷＭ電力符号化の変換関数（ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）の逆関数を用いる。このプリエンファシスブロックの出力は、ＲＦＰＷＭエンコーダーの入力に送出される。理想的には、プリエンファシスは、ＲＦＰＷＭエンコーダーによる非線形性を訂正することができる。しかしながら、これは、逆関数が存在しかつ解析的に導出することができるときにしか可能でない。
【０００９】
例えば、特許文献５のシステムは、比較的単純な３レベルＰＷＭを用い、そのため、逆関数を求めることができる。しかしながら、３レベルよりも多くのレベル、例えば、５レベルＲＦＰＷＭ符号化の場合、変換関数は、非常に複雑になる可能性があるので、その逆関数の解を導出することができず、これによって、プリエンファシスブロックを構築することが困難になる。したがって、この方法は、複雑な符号化を必要とする高周波数伝送には適していない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００３／０２１０７４６号
【特許文献２】米国特許出願公開第２００６／０１８８０２７号
【特許文献３】欧州特許出願公開第２０６３５３６号
【特許文献４】米国特許第７，８２５，７２４号
【特許文献５】欧州特許出願公開第２５７５３０９号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
したがって、新たな線形化方法、特に、マルチレベルの高い電力符号化効率の電力エンコーダーが要求されている。
【００１２】
本発明の幾つかの実施の形態の１つの目的は、ダイレクトデジタルＲＦ送信機の線形性を補償することであり、例えば、広い帯域幅の高いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ  ｐｏｗｅｒ  ｒａｔｉｏ）の無線通信信号の仕様を満たすことである。更なる目的は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ：ｌｏｏｋ−ｕｐ−ｔａｂｌｅ）に基づくデジタル前置補償（ＤＰＤ：ｄｉｇｉｔａｌ  ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）をダイレクトデジタルＲＦ送信機内の電力エンコーダーに提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１３】
本発明の幾つかの実施の形態は、パルス幅変調器（ＰＷＭ）の変換関数（ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）は非線形であるが、入力データは電力エンコーダーによって線形にマッピングされなければならないという認識に基づいている。さらに、マッピングの非線形性は、変換関数に依存し、常に解析的に求めることができるとは限らない。
【００１４】
幾つかの実施の形態は、変換関数をデータに適用して、電力エンコーダーに入力されたデータと電力符号化によって出力されたデータとの間のマッピング、例えばルックアップテーブル（ＬＵＴ）を作成することによって、マッピングの非線形性を実験的に求めることができるという認識に基づいている。ＰＷＭの変換関数が前置補償された信号を入力信号に対して線形の値に変換するように、所定の非線形性マッピングに基づいて入力信号を前置補償することが可能であるということが更に認識されている。
【００１５】
有利には、これらの実施の形態は、電力エンコーダーのレベルの制限及び他の複雑さがない。例えば、本発明の１つの実施の形態は、少なくとも５つのレベルを有するマルチレベルＰＷＭによって用いることができる。
【００１６】
したがって、１つの実施の形態は、入力信号を包絡線信号及び位相変調信号に分割する振幅位相スプリッターと、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて包絡線信号を歪ませ、歪み包絡線信号を生成する前置補償ユニットであって、ルックアップテーブルは、変換関数の非線形マッピングを記憶する、前置補償ユニットと、歪み包絡線信号を位相変調信号と結合して歪み入力信号を生成するデジタルコンバーターと、歪み入力信号を変換関数に従って変調して変調信号を生成するパルス幅変調器（ＰＷＭ）であって、歪み入力信号と変調信号との間の関係は非線形である、パルス幅変調器（ＰＷＭ）と、変調信号を増幅するスイッチモード電力増幅器と、を備える、電力エンコーダーを開示する。
【００１７】
別の実施の形態は、マルチレベルパルス幅変調器（ＰＷＭ）を用いてデータを変調する方法を開示する。この方法は、変換関数の非線形マッピングを記憶するルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて入力信号を歪ませて、歪み入力信号を生成することと、ＰＷＭを用いて変換関数に従って歪み入力信号を変調して、変調信号を生成することと、変調信号を増幅することと、を含む。
【００１８】
この実施の形態の幾つかの変形形態では、歪ませることは、入力信号の一部分の確率密度関数（ＰＤＦ）に基づいてＰＷＭの閾値のセットを求めることと、閾値のセットに従って変換関数を求めることと、変換関数を入力信号に適用することによってＬＵＴを求めることと、歪み入力信号の各データ点が、入力信号のデータ点に等しい変換関数の出力に対応する変換関数への入力に等しくなるように、ＬＵＴを用いる入力信号のデータ点の逆方向マッピングを用いて歪み入力信号を求めることと、を含む。必要に応じて、歪ませることは、入力信号のフレームのセットについて繰り返すことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１Ａ】本発明の幾つかの実施形態による線形化を用いた電力エンコーダーのブロック図である。
【図１Ｂ】幾つかの実施形態によるプリエンファシス線形化方法のブロック図である。
【図１Ｃ】１つの実施形態による線形化マッピングの一例を示す図である。
【図２】ルックアップテーブルの作成及び探索のブロック図である。
【図３】図２に示すようなルックアップテーブルに基づく本ダイレクトデジタルＲＦ送信機線形化方法の回路概略図である。
【図４Ａ】本発明の幾つかの実施形態による固定閾値のセットを求める概略図である。
【図４Ｂ】本ダイレクトデジタルＲＦ送信機線形化方法のフローチャートである。
【図５】本発明の幾つかの実施形態によるダイレクトデジタルＲＦ送信機のブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
高度化されたスイッチモード電力増幅器（ＳＭＰＡ）、例えばクラスＳ増幅器は、重要な電力増幅器アーキテクチャのうちの１つとなっている。理論上の高い電力効率性及び動作柔軟性の利益は、ソフトウェア定義無線（ＳＤＲ：ｓｏｆｔｗａｒｅ−ｄｅｆｉｎｅｄ  ｒａｄｉｏ）における次世代のダイレクトデジタル無線周波数（ＲＦ）送信機（ＴＸ）を可能にすることができる。
【００２１】
ダイレクトデジタルＲＦ送信機は、クラスＳ増幅器を利用して、デルタシグマ変調器（ＤＳＭ）、パルス幅変調器（ＰＷＭ）、又はパルス位置変調器（ＰＰＭ）のような電力エンコーダーを介して生成された高速パルス列を増幅する。通常、高Ｑ値（＞５００）帯域通過フィルター（ＢＰＦ）は、信号をアナログＲＦに再構成して戻すのに用いられる。とりわけ、ガリウム窒素（ＧａＮ）ＲＦトランジスター技術の最近の進歩によって、このアーキテクチャは、特にピコ／マクロ基地局セルラーアプリケーションにおいてより多くの注目を得ている。
【００２２】
パルス幅変調器（ＰＷＭ）は、スイッチング増幅器に用いられ、例えば、無線通信ネットワーク又は有線通信ネットワークにおいてエアインターフェースを介して送信される無線信号の増幅に用いられる高効率のスイッチング電力増幅器に用いられる。原理上、ＰＷＭは、連続した振幅及び限られた帯域幅を有する信号の時間連続信号への理想的な変換を可能にする。
【００２３】
しかしながら、ＰＷＭは、本来的に非線形であり、この結果、変調信号の歪みをもたらす。このため、信号の必要とされる完全性／線形性を維持するために、特に、帯域内雑音フロア及び帯域外画像複製を抑制するために、本発明の幾つかの実施形態は、データ信号をその量子化前に前置補償する。
【００２４】
図１Ａは、本発明の幾つかの実施形態によるプリエンファシス線形化を有する電力エンコーダーの概略図１０を示している。振幅位相スプリッター１１は、入力信号１１を包絡線信号１１１及び位相変調信号１０９に分割する。包絡線信号１１１は入力信号の振幅を表し、位相変調信号１０９は入力信号の位相を表す。前置補償ユニット１２は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて包絡線信号１１１を歪ませ、歪み包絡線信号１２１を生成する。
【００２５】
本発明の幾つかの実施形態は、ＰＷＭの変換関数は非線形であるが、入力信号、例えば包絡線信号は電力エンコーダーによって線形にマッピングされなければならないという認識に基づいている。さらに、マッピングの非線形性は、変換関数に依存し、常に解析的に求めることができるとは限らない。
【００２６】
幾つかの実施形態は、変換関数を入力データに適用して、電力エンコーダーに入力されたデータと電力符号化によって出力されたデータとの間のマッピング、例えばＬＵＴを作成することによって、マッピングの非線形性を実験的に求めることができるという認識に基づいている。ＰＷＭの変換関数が前置補償されたデータを入力データに対して線形の値に変換するように、所定の非線形性マッピングに基づいて入力データを前置補償することが可能であるということが更に認識された。そのために、ルックアップテーブルは、以下でより詳細に説明するように、パルス幅変調器（ＰＷＭ）１４によって変調に用いられる変換関数の非線形マッピングを記憶する。
【００２７】
入力信号の振幅のみを訂正しなければならないので、デジタルコンバーター１３は、歪み包絡線信号１２１を位相変調信号１０９と結合されて、歪み入力信号１３１を生成する。次に、ＰＷＭ１４は、この歪み入力信号を変換関数に従って変調して、変調信号１４１を生成し、スイッチモード電力増幅器（ＳＭＰＡ）１５は、この変調信号１４１を増幅して、電力符号化信号１５１を生成する。歪み入力信号と変調信号との間の関係は非線形である。しかしながら、歪み入力信号は、ＰＷＭの変換関数に基づいて歪みを受けているので、元の入力信号と変調信号との間の関係は、実質的に線形である。
【００２８】
１つの実施形態では、ＰＷＭは、無線周波数（ＲＦ）ＰＷＭ（ＲＦＰＷＭ）であり、デジタルコンバーターは、変調信号がＲＦパルス列となるように、ＲＦ搬送波信号を用いて、歪み包絡線信号及び位相変調信号をアップコンバートする。代替的な実施形態では、ＰＷＭは、中間周波数（ＩＦ：ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）ＰＷＭ（ＩＦＰＷＭ）であり、デジタルコンバーターは、変調信号がＩＦパルス列となるように、ＩＦ搬送波信号を用いて、歪み包絡線信号及び位相変調信号をアップコンバートする。この実施形態は、ＩＦパルス列を無線周波数（ＲＦ）パルス列に変換して、このＲＦパルス列をＳＭＰＡに送出する第２のデジタルアップコンバーターも備えることができる。
【００２９】
図１Ｂは、幾つかの実施形態によるプリエンファシス線形化方法のブロック図を示している。本方法は、プロセッサ１００によって実行することができる。マッピング、例えばＬＵＴ１３５が、順方向マッピングを用いて、変換関数を入力データ点のセットに適用することによって求められる（１３０）。例えば、プロセッサは、変換関数１０５を入力のデータ点１１５のセットに適用して、出力データ１２５を生成する（１２０）。この変換関数は、振幅対振幅（ＡＭ−ＡＭ）変換関数とすることができる。ＬＵＴ１３５は、入力１１０と変換の出力１２５との間のマッピングとして求められる（１３０）。
【００３０】
対照的に、歪みデータは、包絡線信号のデータ点に等しい変換関数の出力に対応する変換関数への入力を、ＬＵＴ１３５を用いて選択する（１４０）ことによって、包絡線信号のデータ点の逆方向マッピングによって求められる。
【００３１】
例えば、電力エンコーダーによる処理のために受信された入力データは、ＬＵＴ１３５を用いて歪みを受け（１４０）、歪みデータが生成される。この歪みデータ１４５は、その後、電力エンコーダーによって符号化され、入力データに対して線形である符号化データが生成される。逆方向マッピングは、歪み入力信号１４５の各データ点が、入力信号のデータ点に等しい変換関数の出力に対応する変換関数への入力に等しくなるように、入力信号のデータ点のセットについて実行される。
【００３２】
図１Ｃは、１つの実施形態によるＬＵＴ１３５を用いた逆方向マッピングの一例を示している。ＬＵＴ１３５は、変換の出力Ｙを入力Ｘにマッピングする。本発明の様々な実施形態は、電力符号化の前にＬＵＴ１３５を用いて入力信号を前置補償する。例えば、包絡線信号のデータ点ｙ’１３６は、値ｘ’１３８にマッピングされる（１３７）。値１３８は、歪み包絡線信号の対応するデータ点の前置補償された値であり、包絡線信号のデータ点１３６と変調信号の対応する点との間の線形マッピングを生成する目的で変調される。
【００３３】
図２は、本発明の幾つかの実施形態によるルックアップテーブル（ＬＵＴ）２４を求める方法の図を示している。幾つかの実施形態では、ＬＵＴ２４は、入力信号の一部分ごと、例えばフレームごとに適応的に求められる。ＬＵＴ２４を作成するために、マルチレベル量子化器のＡＭ−ＡＭ変換関数２３が最初に導出される必要がある。一般的な（２Ｎ＋１）レベル量子化器の場合、振幅対振幅（ＡＭ−ＡＭ）変換関数は、以下の式とすることができる。
【数１】
2016530738.tif 000003
ここで、ａ（ｔ）は、入力データの包絡線であり、Ｖｔｈｉは第ｉ閾値であり、１≦ｉ＜ｊ≦Ｎであるとき、Ｖｔｈｉ＜Ｖｔｈｊである。
【００３４】
次に、実施形態は、離散的なＬＵＴをインデックス付けする。出力ベクトルＹは、定義された入力ベクトルＸを用いてＡＭ−ＡＭ関数から計算された結果であり、例えば、固定ステップ、例えば０．００１を用いてＶｔｈ１から１に計算された結果である。この手順は、包絡線の正規化２１の後にインデックス２２を作成することによって行われる。ここでは、ＬＵＴ２４は、包絡線入力Ｙ’を用いて逆に探索が行われ、最も近い前置補償された出力Ｘ’を選択する。別のゲインブロック２５が、前置補償された出力を再正規化して、次の電力エンコーダーの入力とすることができる。
【００３５】
ＬＵＴ２４は、エンコーダーの非線形性の逆の挙動を記述するように構成することができ、この逆の挙動は、式（１）に記述されている。前置補償手順は、探索されたＬＵＴ値に従って課すことができる。このＬＵＴ探索アルゴリズムは、理論的には、量子化レベル数に制限がなく、このことは、解析的な逆関数に基づく前置補償方式を上回る利点である。
【００３６】
図３は、本発明の一実施形態によるＳＭＰＡ非線形性を考慮する方法のブロック図を示している。ダイレクトデジタルＲＦ送信機線形化方法３０は、マルチレベル電力エンコーダー３５及びスイッチモード電力増幅器（ＳＭＰＡ）３７の双方の線形化を含む。この送信機歪み訂正の主要な部分は、２つの加算器３９、振幅位相スプリッター３１、ルックアップテーブル３２、デジタルエンコーダー３４、及びデジタルダウンコンバーター（ＤＤＣ：ｄｉｇｉｔａｌ  ｄｏｗｎ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）３８を備える高速デジタル論理集積回路（好ましくはＡＳＩＣ）によって実現される。デジタルエンコーダー３４内には、２つの周波数アップコンバーター３３及び３６、並びにマルチレベル中間周波数（ＩＦ）パルス幅変調器（ＭＬ−ＩＦＰＷＭ）３５がある。
【００３７】
本発明の幾つかの実施形態は、ＰＷＭ入力搬送波を中間周波数（ＩＦ）に下げ、次いで、パルス幅変調器によってＩＦ信号を符号化することによって、時間領域量子化が拡張され、量子化の大きさが増大するという認識に基づいている。このため、現在のデジタルプロセッサのアクセス可能なクロックレートは、この電力符号化アルゴリズムを実施することができ、スイッチモード電力増幅器（ＳＭＰＡ）へのダイレクトデジタル出力が実現可能になる。
【００３８】
第１のアップコンバーター３３は、前置補償された包絡線をＩＦに変換し、次いで、ＭＬ−ＩＦＰＷＭ３５に供給する。符号化結果は、第２のアップコンバーター３６によって無線周波数（ＲＦ）に更にアップコンバートされる。好ましい実施形態の送信機３０では、電力増幅器３７は、マルチレベルパルス列を入力として受け取り、必要な帯域内情報を含む高速パルス列信号を増幅するスイッチング電力増幅器（好ましくは、クラスＳのＰＡモジュール）である。
【００３９】
ＳＭＰＡ３７の出力の一部分は、デジタルダウンコンバーター（ＤＤＣ）３８に連結され、再びデジタル化される。このデジタルダウンコンバーターは、ＲＦ信号をダウンコンバートして、フィードバックデータとしてベースバンドに戻す。入力データは、遅延ブロック３１０を通じてこのフィードバックと整列させることができる。下側の結合器３９１は、誤差データ３９２を求める。この誤差データは、上側の結合器３９３によって入力データから事前に取り去られ、訂正されたデータ３９４が生成される。このフィードバックループは、スイッチモード電力増幅器（ＳＭＰＡ）３７の歪みを訂正する。訂正されたデータの包絡線は、振幅位相スプリッター３１（好ましくは、ＣＯＲＤＩＣユニット）によって計算される。ブロックルックアップテーブル３２は、この包絡線を前置補償して、ＭＬ−ＩＦＰＷＭ３５の歪みを訂正する。
【００４０】
図４Ａは、本発明の幾つかの実施形態による、各送信されるフレーム又はサブフレームに適応的である固定閾値のセットを求める方法の概略図を示している。本方法は、メモリ４２に接続されたプロセッサ４０によって実施することができる。フレームのベースバンド入力データ４１は、ベクトル又はアレイとしてメモリ４２に記憶される。その後、プロセッサ４０は、フレーム内のデータから確率密度関数（ＰＤＦ：ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ  ｄｅｎｓｉｔｙ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）４４を求める（４３）。このＰＤＦは積分されて（４５）、累積分布関数（ＣＤＦ：ｃｕｍｕｌａｔｉｖｅ  ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）の曲線４６が生成される。ＣＤＦ曲線４６から、閾値４８のセットが選択される。例えば、ＣＤＦ曲線は等間隔になっている。このプロセスは、フレームごとに適応的に繰り返され（４９）、閾値４８のセットが最適化された状態を維持することを確保する。
【００４１】
図４Ｂは、本発明の別の実施形態による線形化方法のフローチャート４００を示している。この実施形態は、入力データと、フィードバック４１０を用いて求められた誤差４０９とを差し引くことによって、訂正されたデータを求め（４０１）、この訂正されたデータの包絡線を抽出する（４０２）。この包絡線の確率密度関数（ＰＤＦ）４０３及び累積分布関数（ＣＤＦ）４０４が求められる。ＣＤＦを所与として、量子化レベルごとの閾値のセットが、ＣＤＦ曲線から選択される（４０５）。ＡＭ−ＡＭ変換関数４０６及びＬＵＴ４０７が、上記で説明したように求められ、ＬＵＴ４０７の探索を通じて入力データの包絡線を前置補償するのに用いられる（４０８）。これらのステップは、フレームごとに適応的に繰り返されて、電力符号化効率が常に最適化されることが確保される。電力エンコーダー４１２は、前置補償されたデータを符号化し、送信のために電力増幅器４１１に出力する。電力の小部分をフィードバックして（４１０）、電力増幅器４１１に起因した歪み誤差を計算することもできる。
【００４２】
図５は、幾つかの実施形態によるダイレクトデジタルＲＦ送信機５０のブロック図を示している。これらの実施形態では、ＬＵＴに基づく前置補償ブロックが、エンコーダーの前に配置されて、線形性を更に補償する。エンコーダーの後には、４位相ＬＯが用いられて、ＩＦ  ＩＱ信号をＲＦ帯域にアップコンバートする。したがって、この実施形態は、低減されたサンプリングレートにおいて２段階デジタルアップコンバートを行うものである。これは、パイプラインアーキテクチャであるので、これらの実施形態は、並列実施を用いて、より高い時間領域量子化を得るためにサンプリングレートを高め、所望の線形性を達成することができる。
【００４３】
入力データは複合的であり、同相（Ｉ）経路及び直交位相（Ｑ）経路の双方を含む。この複合入力は、座標回転デジタルコンピューター（ＣＯＲＤＩＣ：ｃｏｏｄｉｎａｔｅ  ｒａｔａｔｉｏｎ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｃｏｍｐｕｔｅｒ）ブロック５１によって処理されて、直交座標データが極座標データ（すなわち、包絡線（ＥＮＶ）及び位相θ）に変換される。ＬＵＴ前置補償ユニット５２は、非線形ＭＬ−ＩＦＰＷＭ５４の電力エンコーダーの線形性訂正用にＥＮＶを前置補償することが可能である。この出力はＰＲＥと示されている。位相変調器５６は、ＩＦ搬送波周波数（例えば、ＬＴＥアプリケーションの場合、１００ＭＨｚ）において位相変調（ＰＭ）ＩＱ信号（ＬＯＩＦＩ及びＬＯＩＦＱ）を生成した。２つのＩＦデジタルアップコンバーター（ＤＵＣ）５３は、ＰＲＥをそれぞれＬＯＩＦＩ及びＬＯＩＦＱと混合する。
【００４４】
ＩＦ  ＤＵＣ５３の出力ＩＦＩ及びＩＦＱは、例えば図３に示す２つのＭＬ−ＩＦＰＷＭ電力エンコーダー５４によって符号化される。生成されたパルス列は、ＰＷＭＩ及びＰＷＭＱである。デジタルアップコンバーターの別のセットが、ＰＷＭＩ及びＰＷＭＱをそれぞれＬＯＲＦＩ｛１，０，−１，０，．．．｝及びＬＯＲＦＱ｛０，１，０，−１，．．．｝と混合する。これらの結果は、結合器５５によって出力ＲＦｉｎに加えられ（すなわち、ＲＦｉｎ＝ＰＷＭＩ・ＬＯＲＦＩ＋ＰＷＭＱ・ＬＯＲＦＱ）、次いで、マッパー５７が、マルチレベルＲＦｉｎを制御ビット信号に変換する。
【００４５】
通常、（２Ｍ−１）レベルのパルス列は、Ｍビットの制御ビットを必要とし、例えば、３レベルＩＦＰＷＭ信号の場合には２ビットと必要とし、５レベルＩＦＰＷＭ信号の場合には３ビットを必要とする。Ｍビットの制御ビットは、５９における電力増幅器（例えば、クラスＳのＰＡ）のスイッチ（例えば、ＧａＮトランジスターを用いる）を制御する２値スイッチング信号ＳＷ（０：Ｍ−１）である。マルチビット入力に適合するために、電力増幅器は、３レベル信号の場合にはＨブリッジで構成することもできるし、５レベル信号の場合には並列化Ｈブリッジで構成することもできる。
【００４６】
電力増幅器の出力からのフィードバックも設けることができる。このフィードバックは、電力増幅器によって導入された非線形性を特徴付けるために少量の電力を入力に連結して戻す。電力増幅器の前には、マルチビット入力を同期させるとともに、電力増幅器の入力電力要件に達するように或る増幅も提供するバッファードライバー５８が必要とされる。５９内では、クリーンアナログＲＦｏｕｔを送信するために、帯域外量子化雑音をフィルタリングする帯域通過再構成フィルター（ＢＰＦ）をＳＭＰＡモジュールに含めることもでき、例えば、ＢＰＦ又は別に設計された追加のエネルギーリサクルブロック（例えば、広帯域ＲＦ−ＤＣ整流器）が、それらの不要なスペクトル成分に関連したＲＦ電力をリサイクルして、ＳＭＰＡ  ＤＣ電源に戻すことができる。ＲＦｏｕｔは、アンテナによる送信に適している。他の従来の送信機構成要素及び受信機構成要素、例えば、電力反射の影響を除去するアイソレーターも用いることができる。
【図１Ａ】
2016530738.tif 000004
【図１Ｂ】
2016530738.tif 000005
【図１Ｃ】
2016530738.tif 000006
【図２】
2016530738.tif 000007
【図３】
2016530738.tif 000008
【図４Ａ】
2016530738.tif 000009
【図４Ｂ】
2016530738.tif 000010
【図５】
2016530738.tif 000011
【手続補正書】
【提出日】平成28年1月20日(2016.1.20)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１６】
したがって、１つの実施の形態は、入力信号を包絡線信号及び位相変調信号に分割する振幅位相スプリッターと、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて包絡線信号を歪ませ、歪み包絡線信号を生成する前置補償ユニットであって、ルックアップテーブルは、変換関数の非線形マッピングを記憶する、前置補償ユニットと、歪み包絡線信号を位相変調信号と結合して歪み入力信号を生成するデジタルコンバーターと、歪み入力信号を変換関数に従って変調して変調信号を生成するパルス幅変調器（ＰＷＭ）であって、歪み入力信号と変調信号との間の関係は非線形である、パルス幅変調器（ＰＷＭ）と、変調信号を増幅するスイッチモード電力増幅器と、を備え、前置補償ユニットは、変換関数を用いて変換された歪み包絡線信号の歪みデータ点の値が、包絡線信号の対応するデータ点に対して線形となるように、ＬＵＴを用いて歪みデータ点を選択し、ＬＵＴは、順方向マッピングを用いて、変換関数を入力データ点のセットに適用することによって求められ、歪みデータ点は、包絡線信号のデータ点の逆方向マッピングによって、包絡線信号のデータ点に等しい変換関数の出力に対応する変換関数への入力を選択することによって求められる、電力エンコーダーを開示する。
【手続補正２】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を包絡線信号及び位相変調信号に分割する振幅位相スプリッターと、
ルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて前記包絡線信号を歪ませ、歪み包絡線信号を生成する前置補償ユニットであって、前記ルックアップテーブルは、変換関数の非線形マッピングを記憶する、前置補償ユニットと、
前記歪み包絡線信号を前記位相変調信号と結合して歪み入力信号を生成するデジタルコンバーターと、
前記歪み入力信号を前記変換関数に従って変調して変調信号を生成するパルス幅変調器（ＰＷＭ）であって、前記歪み入力信号と前記変調信号との間の関係は非線形である、パルス幅変調器（ＰＷＭ）と、
前記変調信号を増幅するスイッチモード電力増幅器と、
を備え、
前記前置補償ユニットは、前記変換関数を用いて変換された前記歪み包絡線信号の歪みデータ点の値が、前記包絡線信号の対応するデータ点に対して線形となるように、前記ＬＵＴを用いて前記歪みデータ点を選択し、
前記ＬＵＴは、順方向マッピングを用いて、前記変換関数を入力データ点のセットに適用することによって求められ、前記歪みデータ点は、前記包絡線信号の前記データ点の逆方向マッピングによって、前記包絡線信号の前記データ点に等しい前記変換関数の出力に対応する前記変換関数への入力を選択することによって求められる
電力エンコーダー。
【請求項２】
前記ＰＷＭは、無線周波数（ＲＦ）ＰＷＭ（ＲＦＰＷＭ）であり、前記デジタルコンバーターは、前記変調信号がＲＦパルス列となるように、ＲＦ搬送波信号を用いて前記歪み包絡線信号及び前記位相変調信号をアップコンバートする
請求項１に記載の電力エンコーダー。
【請求項３】
前記ＰＷＭは、中間周波数（ＩＦ）ＰＷＭ（ＩＦＰＷＭ）であり、前記デジタルコンバーターは、前記変調信号がＩＦパルス列となるように、ＩＦ搬送波信号を用いて前記歪み包絡線信号及び前記位相変調信号をアップコンバートする
請求項１に記載の電力エンコーダー。
【請求項４】
前記ＩＦパルス列を無線周波数（ＲＦ）パルス列に変換し、該ＲＦパルス列を前記スイッチモード電力増幅器に送出する第２のデジタルアップコンバーター、
を更に備える請求項３に記載の電力エンコーダー。
【請求項５】
前記ＰＷＭは、少なくとも５つのレベルを有する少なくともマルチレベルＰＷＭである
請求項１に記載の電力エンコーダー。
【請求項６】
前記ＰＷＭは、固定閾値のセットに基づいて変調するマルチレベルＰＷＭである
請求項１に記載の電力エンコーダー。
【請求項７】
各固定閾値は、前記入力信号の一部分の確率密度関数（ＰＤＦ）に基づいている
請求項６に記載の電力エンコーダー。
【請求項８】
前記歪み入力信号のフレームを記憶するメモリと、
前記フレーム内のデータから前記ＰＤＦを求め、該ＰＤＦを積分して累積分布関数（ＣＤＦ）の曲線を生成し、該曲線に基づいて各固定閾値の値を選択するプロセッサと、
を更に備える請求項７に記載の電力エンコーダー。
【請求項９】
前記プロセッサは、前記歪み入力信号のフレームごとに、前記固定閾値のセット、前記変換関数、及び前記ＬＵＴを求める
請求項８に記載の電力エンコーダー。
【請求項１０】
前記スイッチモード電力増幅器のフィードバック誤差を求めるデジタルダウンコンバーターと、
前記入力信号を前記前置補償ユニットに送出する前に、前記フィードバック誤差を用いて前記入力信号を訂正する結合器と、
を更に備える請求項１に記載の電力エンコーダー。
【請求項１１】
マルチレベルパルス幅変調器（ＰＷＭ）を用いてデータを変調する方法であって、
変換関数の非線形マッピングを記憶するルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて入力信号を歪ませて、歪み入力信号を生成することと、
前記ＰＷＭを用いて前記変換関数に従って前記歪み入力信号を変調して、変調信号を生成することと、
前記変調信号を増幅することと、
を含み、
前記歪ませることは、
前記入力信号の一部分の確率密度関数（ＰＤＦ）に基づいて前記ＰＷＭの閾値のセットを求めることと、
前記閾値のセットに従って前記変換関数を求めることと、
前記変換関数を前記入力信号に適用することによって前記ＬＵＴを求めることと、
前記歪み入力信号の各データ点が、前記入力信号のデータ点に等しい前記変換関数の出力に対応する前記変換関数への入力に等しくなるように、前記ＬＵＴを用いる前記入力信号の前記データ点の逆方向マッピングを用いて前記歪み入力信号を求めることと、
を含む
マルチレベルパルス幅変調器を用いてデータを変調する方法。
【請求項１２】
前記入力信号のフレームのセットについて前記歪ませることを繰り返すこと、
を更に含む請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
入力信号を包絡線信号及び位相変調信号に分割する振幅位相スプリッターと、
ルックアップテーブル（ＬＵＴ）を用いて前記包絡線信号を歪ませ、歪み包絡線信号を生成する前置補償ユニットであって、前記ルックアップテーブルは、変換関数の非線形マッピングを記憶する、前置補償ユニットと、
前記歪み包絡線信号を前記位相変調信号と結合して歪み入力信号を生成するデジタルコンバーターと、
前記歪み入力信号を前記変換関数に従って変調して変調信号を生成するパルス幅変調器（ＰＷＭ）であって、前記歪み入力信号と前記変調信号との間の関係は非線形である、パルス幅変調器（ＰＷＭ）と、
前記変調信号を増幅するスイッチモード電力増幅器と、
を備え、
前記ＰＷＭは、固定閾値のセットに基づいて変調するマルチレベルＰＷＭであり、
各固定閾値は、前記入力信号の一部分の確率密度関数（ＰＤＦ）に基づいており、
前記歪み入力信号のフレームを記憶するメモリと、
前記フレーム内のデータから前記ＰＤＦを求め、該ＰＤＦを積分して累積分布関数（ＣＤＦ）の曲線を生成し、該曲線に基づいて各固定閾値の値を選択するプロセッサと、
を更に備える
電力エンコーダー。
【国際調査報告】
2016530738.tif 000012
2016530738.tif 000013