(57)【要約】  調整電流を電気負荷に供給するためのデバイスであって、所定の間隔（クロックサイクル）で、ｉ．所望の入力基準電圧と、ｉｉ．電子スイッチから得た帰還電圧とを受け取るように動作可能な電流制御器を備え、電流制御器が、帰還電圧と所望の入力基準電圧とを比較し、各クロックサイクルにおける電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を電気負荷に供給するように動作可能であり、スイッチオフ時間の計算が、通常の動作条件下でデバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように動作可能である、デバイスが開示される。【選択図】  図１
2016534704.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
調整電流を電気負荷に供給するためのデバイスであって、
ｉ．所望の入力基準電圧と
ｉｉ．電子スイッチから得た帰還電圧と
を受け取るように所定の間隔（クロックサイクル）で動作可能な電流制御器を備え、
前記電流制御器が、前記帰還電圧と前記所望の入力基準電圧とを比較し、各クロックサイクルにおける前記電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を前記電気負荷に供給するように動作可能であり、前記スイッチオフ時間の前記計算が、通常の動作条件下で前記デバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、デバイス。
【請求項２】
前記電子スイッチが金属酸化膜半導体電界効果トランジスタである、請求項１に記載のデバイス。
【請求項３】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最大動作電圧Ｖｒｅｆｈと比較される、請求項２に記載のデバイス。
【請求項４】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最小動作電圧Ｖｒｅｆｌと比較される、請求項２又は３に記載のデバイス。
【請求項５】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖｏｃｐと比較される、請求項１〜４のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項６】
一段フライバックコンバータ構成では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流ＩＬＥＤを決定し、
【数１】
2016534704.tif 000021
ここで、Ｔは各クロックサイクルの周期であり、ＴＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期であり、Ｒ１は前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最高帰還電圧であり、
Ｖｆｂｍが、以下の数式に基づいて決定され、
【数２】
2016534704.tif 000022
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、ＴＷは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間であり、ＴＷは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から前記電圧Ｖｆｂｌのトリガポイントまでの時間である、請求項１〜４のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項７】
一段フォワード構造、プッシュプル構成又は直流／直流ヒステリシス制御器では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流ＩＬＥＤを決定し、
【数３】
2016534704.tif 000023
ここで、Ｒ１は前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最高帰還電圧であり、
Ｖｆｂｍが、以下の数式に基づいて決定され、
【数４】
2016534704.tif 000024
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、ＴＷは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間であり、ＴＷは所定の時間パラメータである、請求項１〜４のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項８】
前記電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、
【数５】
2016534704.tif 000025
ここで、ＮＰはフライバックコンバータ構成における伝達インダクタ（又は変圧器）の一次巻線数であり、ＮＳは二次巻線数である、請求項６に記載のデバイス。
【請求項９】
前記電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、
【数６】
2016534704.tif 000026
ここで、Ｔは前記クロックサイクルの周期である、請求項７に記載のデバイス。
【請求項１０】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形し、
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である、請求項１〜９のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項１１】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形し、
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である、請求項１〜９のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項１２】
調整電流を電気負荷に供給するための方法であって、
所望の入力基準電圧と電子スイッチから得た帰還電圧とを電流制御器から所定の間隔で受け取るステップを含み、
前記電流制御器が、前記帰還電圧と前記所望の入力基準電圧とを比較し、前記所定の間隔の各々において前記電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を前記電気負荷に供給するように動作可能であり、前記スイッチオフ時間の前記計算が、通常の動作条件下で前記デバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、方法。
【請求項１３】
前記電子スイッチが金属酸化膜半導体電界効果トランジスタである、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最大動作電圧Ｖｒｅｆｈと比較される、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最小動作電圧Ｖｒｅｆｌと比較される、請求項１３又は１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖｏｃｐと比較される、請求項１２〜１５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１７】
一段フライバックコンバータ構成では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流ＩＬＥＤを決定し、
【数７】
2016534704.tif 000027
ここで、Ｔは各クロックサイクルの周期であり、ＴＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期であり、Ｒ１は前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最高帰還電圧であり、
Ｖｆｂｍが、以下の数式に基づいて決定され、
【数８】
2016534704.tif 000028
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、ＴＷは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間であり、ＴＷは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から前記電圧Ｖｆｂｌのトリガポイントまでの時間である、請求項１２〜１５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１８】
一段フォワード構造、プッシュプル構成又は直流／直流ヒステリシス制御器では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流ＩＬＥＤを決定し、
【数９】
2016534704.tif 000029
ここで、Ｒ１は前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最高帰還電圧であり、
Ｖｆｂｍが、以下の数式に基づいて決定され、
【数１０】
2016534704.tif 000030
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、ＴＷは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間であり、ＴＷは所定の時間パラメータである、請求項１２〜１５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１９】
前記電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、
【数１１】
2016534704.tif 000031
ここで、ＮＰはフライバックコンバータ構成における伝達インダクタ（又は変圧器）の一次巻線数であり、ＮＳは二次巻線数である、請求項１７に記載の方法。
【請求項２０】
前記電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、
【数１２】
2016534704.tif 000032
ここで、Ｔは前記クロックサイクルの周期である、請求項１８に記載の方法。
【請求項２１】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形し、
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である、請求項１２〜２０のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２２】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形し、
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である、請求項１２〜２０のいずれか一項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は駆動システムに関する。詳細には、本発明は、電流連続モードで動作可能なスイッチモード電源デバイスに関し、この文脈で説明される。
【背景技術】
【０００２】
以下の本発明の背景の説明は、本発明の理解を容易にすることだけが意図されている。説明は、本発明の優先日時点でいずれかの法域において参照する資料のいずれかが発行された、周知であった、又は当業者の一般的知識の一部であったことを確認するものでも、認めるものでもないことを理解されたい。
【０００３】
スイッチモード電源は、しばしば、１つ又は複数の適用例を駆動するのに利用される。特に、発光ダイオード（ＬＥＤ）ランプは、しばしば、制御回路によって駆動される。ＬＥＤは電流及び電圧変動に感受性があるので、ＬＥＤ制御回路の最も重要な目的の１つは、適切な電流を用意して、電源電圧又は負荷のばらつきの下でＬＥＤを駆動することである。
【０００４】
多くのＬＥＤスイッチモードベースの制御器には、ＬＥＤに入力された電流を調整するための手段としてＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）などの電子スイッチの使用が関与する。したがって、スイッチングの周波数及びオン／オフ時間の制御は、すべてのスイッチモードベースの制御器において考慮すべき重要なパラメータである。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
以下のうちの１つ又は複数を達成するためにＬＥＤドライバのスイッチング制御を改善することが持続的に必要とされている。
ｉ．コンデンサなどの構成要素の総数の低減
ｉｉ．各構成要素のフォームファクタの低減
ｉｉｉ．適正な過電圧／短絡保護
【０００６】
さらに、二次電圧帰還の種類の制御装置が変圧器又は誘導伝達要素に望ましくない負担をかけるので、それらの制御装置から脱却することも必要とされている。
【０００７】
したがって、上述の問題のうちの１つ又は複数を克服する、又は少なくともある程度改良することが本発明の目的である。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の態様によれば、調整電流を電気負荷に供給するためのデバイスであって、所定の間隔（クロックサイクル）で所望の入力基準電圧と電子スイッチから得た帰還電圧とを受け取るように動作可能な電流制御器を備え、電流制御器が、帰還電圧と所望の入力基準電圧とを比較し、各クロックサイクルにおける電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を電気負荷に供給するように動作可能であり、スイッチオフ時間の計算が、通常の動作条件下でデバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、デバイスが提供される。
【０００９】
電子スイッチはＭＯＳＦＥＴであることが好ましい。
【００１０】
帰還電圧は、各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定され、電圧比較器により最大動作電圧Ｖｒｅｆｈと比較されることが好ましい。
【００１１】
帰還電圧は、各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定され、電圧比較器により最小動作電圧Ｖｒｅｆｌと比較されることが好ましい。
【００１２】
帰還電圧は、各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖｏｃｐと比較されることが好ましい。
【００１３】
一段フライバックコンバータ構成では、電流制御器は、次の数式に基づいて調整電流ＩＬＥＤを決定することが好ましい。
【数１】
2016534704.tif 000003
ここで、Ｔは各クロックサイクルの周期であり、ＴＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期であり、Ｒ１はＭＯＳＦＥＴのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最高帰還電圧である。
また、Ｖｆｂｍは以下の数式に基づいて決定される。
【数２】
2016534704.tif 000004
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチオン時間であり、ＴＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間であり、ＴＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から電圧Ｖｆｂｌのトリガポイントまでの時間である。
【００１４】
一段フォワード構造、プッシュプル構成又はＤＣ（直流）／ＤＣ（直流）ヒステリシス制御器では、電流制御器は、次の数式に基づいて調整電流ＩＬＥＤを決定することが好ましい。
【数３】
2016534704.tif 000005
ここで、Ｒ１はＭＯＳＦＥＴのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最高帰還電圧である。
また、Ｖｆｂｍは以下の数式に基づいて決定される。
【数４】
2016534704.tif 000006
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチオン時間であり、ＴＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間であり、ＴＷは所定の時間パラメータである。
【００１５】
一段フライバックコンバータ構成では、電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧は、以下の数式に基づいて決定されることが好ましい。
【数５】
2016534704.tif 000007
ここで、ＮＰはフライバックコンバータ構成における伝達インダクタ（又は変圧器）の一次巻線数であり、ＮＳは二次巻線数である。
【００１６】
一段フォワード構造、プッシュプル構成又はＤＣ（直流）／ＤＣ（直流）ヒステリシス制御器では、電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧は、以下の数式に基づいて決定されることが好ましい。
【数６】
2016534704.tif 000008
ここで、Ｔはクロックサイクルの周期である。
【００１７】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形することが好ましい。
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である。
【００１８】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形することが好ましい。
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である。
【００１９】
本発明の第２の態様によれば、調整電流を電気負荷に供給するための方法であって、所望の入力基準電圧と電子スイッチから得た帰還電圧とを電流制御器から所定の間隔で受け取るステップを含み、電流制御器が、帰還電圧と所望の入力基準電圧とを比較し、所定の間隔の各々において電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を電気負荷に供給するように動作可能であり、スイッチオフ時間の計算が、通常の動作条件下でデバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、方法がある。
【００２０】
電子スイッチはＭＯＳＦＥＴであることが好ましい。
【００２１】
帰還電圧は、各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定され、電圧比較器により最大動作電圧Ｖｒｅｆｈと比較されることが好ましい。
【００２２】
帰還電圧は、各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定され、電圧比較器により最小動作電圧Ｖｒｅｆｌと比較されることが好ましい。
【００２３】
帰還電圧は、各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖｏｃｐと比較されることが好ましい。
【００２４】
一段フライバックコンバータ構成では、電流制御器は、次の数式に基づいて調整電流ＩＬＥＤを決定することが好ましい。
【数７】
2016534704.tif 000009
ここで、Ｔは各クロックサイクルの周期であり、ＴＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期であり、Ｒ１はＭＯＳＦＥＴのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最高帰還電圧である。
また、Ｖｆｂｍは以下の数式に基づいて決定される。
【数８】
2016534704.tif 000010
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチオン時間であり、ＴＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間であり、ＴＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から電圧Ｖｆｂｌのトリガポイントまでの時間である。
【００２５】
一段フォワード構造、プッシュプル構成又はＤＣ（直流）／ＤＣ（直流）ヒステリシス制御器では、電流制御器は、次の数式に基づいて調整電流ＩＬＥＤを決定することが好ましい。
【数９】
2016534704.tif 000011
ここで、Ｒ１はＭＯＳＦＥＴのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最高帰還電圧である。
また、Ｖｆｂｍは以下の数式に基づいて決定される。
【数１０】
2016534704.tif 000012
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチオン時間であり、ＴＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間であり、ＴＷは所定の時間パラメータである。
【００２６】
一段フライバックコンバータ構成では、電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧は、以下の数式に基づいて決定されることが好ましい。
【数１１】
2016534704.tif 000013
ここで、ＮＰはフライバックコンバータ構成における伝達インダクタ（又は変圧器）の一次巻線数であり、ＮＳは二次巻線数である。
【００２７】
一段フォワード構造、プッシュプル構成又はＤＣ（直流）／ＤＣ（直流）ヒステリシス制御器では、電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧は、以下の数式に基づいて決定されることが好ましい。
【数１２】
2016534704.tif 000014
ここで、Ｔはクロックサイクルの周期である。
【００２８】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形することが好ましい。
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である。
【００２９】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形することが好ましい。
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である。
【００３０】
次に、本発明を添付の図面を参照して例示だけとして説明する。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】本発明の実施形態による、ＡＣ（交流）／ＤＣ（直流）一段フライバックコンバータ構成の回路構成図である。
【図２】電子スイッチにおける電圧と時間との関係を示すグラフである。
【図３】本発明の別の実施形態による、ＤＣ（直流）／ＤＣ（直流）ヒステリシス制御器の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
本発明の他の配列が可能であり、したがって、添付の図面が本発明の前述の説明の一般性に取って代わると理解してはならない。
【００３３】
説明の文脈で、電流連続モード（ＣＣＭ）とは、エネルギー伝達インダクタ（又は変圧器）における電圧及び電流がスイッチングサイクルの間、決してゼロにならない動作モードをいう。これはスイッチングサイクルの途中に電圧及び電流がゼロになる電流不連続モード（ＤＣＭ）と対照的である。
【００３４】
本明細書全体を通して、特に指定のない限り、「電圧」及び「電流」への言及は電圧及び電流を指す。
【００３５】
本発明の実施形態によれば、及び図１を参照すると、一段フライバックコンバータ構成として実施されたＬＥＤドライバ１０がある。ＬＥＤドライバ１０は、交流電圧商用電源２０を備えた一次側と、制御回路３０と、電子スイッチ４０と、ＬＥＤ負荷９０を備えた二次側とを有する。
【００３６】
交流電圧商用電源２０は、ＡＣ（交流）電圧及び電流をＤＣ（直流）電圧及び電流に変換するのに必要なブリッジ整流器などの整流回路を備える。交流電圧商用電源２０からの整流されたＡＣ（交流）入力は、処理のために制御回路３０に供給される。
【００３７】
制御回路３０は、ＬＥＤ負荷９０に供給される電圧及び／又は電流を調整するために、一定の間隔をおいて（各間隔は所定のスイッチングサイクルに対応することができる）電子スイッチ４０のスイッチング時間を制御するように動作可能である。制御回路３０は、典型的には、集積回路（ＩＣ）であり、以下のヴェリログ（Ｖｅｒｉｌｏｇ）やＶＨＤＬなどのハードウェア記述言語（ＨＤＬ）又は当業者に周知の他のハードウェア記述言語のうちの１つ又は複数を使用してプログラムすることができる特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）であることがより好ましい。
【００３８】
電子スイッチ４０は、典型的には、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。ＭＯＳＦＥＴスイッチ４０のソースは、抵抗Ｒ１の一端に直列に接続されており、抵抗Ｒ１の他端は電気接地に接続されている。抵抗Ｒ１の値は、以下の式（１）に数学的に表現されるように、ＬＥＤ用に選択される出力電流ＩＬＥＤを決定するために重要である。
【００３９】
制御回路３０は、５つの入力を受け取るようにプログラムされ、構成される。すなわち、
（ａ．）入力電圧ＶＩＮ、
（ｂ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４０のソースで測定され、電圧比較器により最大許容動作電圧Ｖｒｅｆｈと比較されるＶｆｂｈ電圧値、
（ｃ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４０のソースで測定され、電圧比較器により最小許容動作電圧Ｖｒｅｆｌと比較されるＶｆｂｌ電圧値、
（ｄ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４０のソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖｏｃｐと比較されるＶｏｃｐ電圧値、及び
（ｅ．）ＭＯＳＦＥＴ４０のクロックサイクル及びスイッチング時間周期を決定するための１つ又は複数のタイマカウンタ。
【００４０】
説明した５つの入力に対して、制御回路３０は、ＬＥＤ負荷９０に供給される電流ＩＬＥＤを決定するように以下の式（１）を実施するためにデジタルアルゴリズム（ＡＳＩＣを使用してプログラム可能）を備える。
【数１３】
2016534704.tif 000015
………（１）
ここで、Ｔはスイッチングサイクルの周期であり、ＴＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期である。
【００４１】
電圧値Ｖｆｂｍは、数学的に表現された以下の式（２）を使用して計算される。
【数１４】
2016534704.tif 000016
………（２）
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期におけるＭＯＳＦＥＴ４０トランジスタのスイッチオン時間であり、ＴＷはＭＯＳＦＥＴ４０のスイッチオン信号からＶｆｂｌのトリガポイントまでの時間であり、ＴＷは使用されたＭＯＳＦＥＴ４０ハードウェアによって決まる。ＴＷが必要とされるのは、システムがＭＯＳＦＥＴ４０のスイッチオンとスイッチオフの間のスイッチング雑音を起こす傾向があるからである。値ＴＷをアルゴリズムに挿入することは、より精密な測定を行うことができるようにＬＥＤ駆動システムが安定した動作状態に達するまでの遅延を要因に入れるに等しい。
【００４２】
ＬＥＤ負荷９０の両端間の電圧は、数学的に次式として表現される式（３）に基づいて計算される。
【数１５】
2016534704.tif 000017
………（３）
ここで、ＮＰは伝達インダクタ（又は変圧器）Ｔ１の一次巻線数であり、ＮＳは二次巻線数である。
【００４３】
整流されたＡＣ（交流）出力をデジタル入力電圧信号ＶＩＮに変換するためにアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）３２を追加することができる。ＶＩＮを受け取ることに加えて、制御回路３０は、減光入力ＶＤＩＭを別のＡＤＣ３４から受け取るようにも動作可能であり得る。制御回路３０の非減光バージョンでは、ＶＤＩＭの出力がハードウェア記述言語コードを使用して内部的に配線で接続される。
【００４４】
制御回路３０の動作を式（１）及び（２）並びに図２を参照して以下のように説明する。
【００４５】
式（２）において、ＭＯＳＦＥＴ４０のスイッチオン時間ＴＯＮは、ＭＯＳＦＥＴ４０がＶｆｂｌにおいてトリガされる時間から電圧が正しい値（すなわち、Ｖｆｂｈとの比較に基づくＶｒｅｆｌ）に達し、電流がＶｆｂｌ／Ｒ１となる時間までの時間に基づいて得られる。比較器はトグルし、ＶｆｂｌからＶｆｂｈまでのＭＯＳＦＥＴのソース電圧にかかった時間は、ＴＯＮとして内部レジスタに記憶させられる。
【００４６】
ＭＯＳＦＥＴ４０のスイッチオフ時間ＴＯＦＦは、各クロックサイクルにおいてＡＳＩＣデジタルアルゴリズムを介して制御器３０によって設定され、又はあらかじめ定められる。あらかじめ定められたＴＯＦＦ時間により、ＬＥＤドライバ１０が確実に連続モードで動作することになる。ＴＯＦＦ時間は以下の規則（疑似コード）に基づいて調整される。
（ｉ．）ＴＷ時間の後、Ｖｒｅｆｌに対するＶｆｂｌの比較器の出力が低レベル状態にある場合、ＴＯＦＦ時間が低減される。
（ｉｉ．）ＴＷ時間の後、Ｖｒｅｆｌに対するＶｆｂｌの比較器の出力が高レベル状態にある場合、ＴＯＦＦ時間が増大される。
【００４７】
ＴＷは理想的にはＣＣＭの下での動作ではおよそ０となるはずであることを理解されたい。しかし、実際には、ＴＷの値は、電子スイッチ４０の初期スイッチオン周期の間、電子スイッチ４０によって発生された雑音により決して０とはならず、したがって、式（２）はＴＷの値及びスイッチング周期の開始時の対応する電圧Ｖｆｂｍを考慮に入れる働きをする。
【００４８】
各クロックサイクルにおいて、ＭＯＳＦＥＴがスイッチオフされた後、ＴＯＦＦの値が、システム全体を連続モードに維持するために、低減され又は増大される。ＴＯＦＦ時間の調整は、ＬＥＤ負荷、入力電圧ＶＩＮ、ＴＯＮ時間、及び伝達インダクタ（又は変圧器）Ｔ１のＮＳ／ＮＰ比によって決まることを式（３）に基づいて理解されたい。
【００４９】
電流測定による誤りを避けるために、説明した式（１）及び（２）を使用してＶｆｂｍ点を計算すべきである。
【００５０】
別の実施形態によれば、及び図３を参照すると、一段ＤＣ（直流）／ＤＣ（直流）ヒステリシス制御器として実施されるＬＥＤドライバ１００がある。ＬＥＤドライバ１００は、ＤＣ（直流）入力２００と、制御回路３００と、電子スイッチ４００と、ＬＥＤ負荷９００を備えた二次側とを備える。
【００５１】
ＤＣ（直流）入力２００は処理のために制御回路３００に供給される。
【００５２】
制御回路３００は、ＬＥＤ負荷９００に供給される電圧及び／又は電流を調整するために、一定の間隔（各間隔は所定のスイッチングサイクルに対応することができる）をおいて電子スイッチ４００のスイッチング時間を制御するように動作可能である。制御回路３００は、典型的には、集積回路（ＩＣ）であり、以下のヴェリログ（Ｖｅｒｉｌｏｇ）やＶＨＤＬなどのハードウェア記述言語（ＨＤＬ）又は当業者に周知の他のハードウェア記述言語のうちの１つ又は複数を使用してプログラムすることができる特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）であることがより好ましい。
【００５３】
電子スイッチ４００は、典型的には、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である。ＭＯＳＦＥＴスイッチ４００のソースは抵抗Ｒ１の一端に直列に接続され、抵抗Ｒ１の他端は電気接地に接続される。抵抗Ｒ１の値は、以下の式（１）にすでに数学的に表現されているように、ＬＥＤ用に選択される出力電流ＩＬＥＤを決定するために重要である。
【００５４】
制御回路３００は、５つの入力を受け取るようにプログラムされ、構成される。すなわち、
（ａ．）入力電圧ＶＩＮ、
（ｂ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４００のソースで測定され、電圧比較器により最大許容動作電圧Ｖｒｅｆｈと比較されるＶｆｂｈ電圧値、
（ｃ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４００のソースで測定され、電圧比較器により最小許容動作電圧Ｖｒｅｆｌと比較されるＶｆｂｌ電圧値、
（ｄ．）各スイッチングサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴ４００のソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖｏｃｐと比較されるＶｏｃｐ電圧値、及び
（ｅ．）ＭＯＳＦＥＴ４００のクロックサイクル及びスイッチング時間周期を決定するための１つ又は複数のタイマカウンタ（複数可）。
【００５５】
説明した５つの入力に対して、制御回路３００は、ＬＥＤ負荷９００に供給される電流ＩＬＥＤを決定するように以下の式（４）を実施するためにデジタルアルゴリズム（ＡＳＩＣを使用してプログラム可能）を備える。
【数１６】
2016534704.tif 000018
………（４）
ここで、Ｖｆｂｍは式（２）に基づいて計算される。方法はフォワード構造及びプッシュプル構成に適用され得ることを理解されたい。
【００５６】
ＬＥＤ負荷９００の両端間の電圧は、式（３）を使用して計算されたＶＬＥＤに基づく。
【００５７】
式（３）は、二次側のＬＥＤ負荷９０、９００からの任意の帰還を必要とせずにフライバック構造の電圧の計算を可能にする点が有利であることを理解されたい。そのような配列又は構成は、絶縁構成が使用されたとき、オプトカプラの使用を避ける。
【００５８】
説明した実施形態のいずれか又はすべてにおいて、入力電圧ＶＩＮの値を使用して、入力電流ＩＩＮを整形することができる。これは乗数変数αによるＶＩＮの乗算を使用して行われる。乗数変数αは、各クロックサイクルにおいてデジタルアルゴリズムによって調整することができる。これは、出力が異なる場合、電圧を異なる係数で乗算して、必要なＩＬＥＤを得ることに基づいている。
【００５９】
乗数変数αは、電流ＩＩＮの調整のためにＡＳＩＣに記憶させることができる。乗数αの値が高ければ高いほど、電流ＩＩＮが高くなる。乗数αは、比較器電圧Ｖｒｅｆｌ及びＶｒｅｆｈを確定するために使用することもできる。
【００６０】
例として、乗数値αが１の値に設定された場合、電圧Ｖｒｅｆｈ及びＶｒｅｆｌは、入力電圧ＶＩＮを追跡するように設定され、したがって、ＡＣ（交流）電源から来る入力信号と同相である。力率補正補償がＡＳＩＣ制御器のシステムアルゴリズムによって直接補償されるので、これは有用である。フライバック構造において、入力電流はパルスにされ、パルスはＭＯＳＦＥＴ４０、４００のスイッチオン時間に対応する。これらのパルスの積分により、当業者は入力電流ＩＩＮを計算することが可能になる。この入力電流ＩＩＮが入力ＡＣ（交流）信号と同相である場合、０．９８のような高い値のＰＦＣが達成され得る。
【００６１】
別の実施形態において、ＶＩＮとＩＩＮとの線形関係の代わりに、補償曲線をαパラメータにおいて実施し得る。二次関係は式（５）に数学的に表現されている。
【数１７】
2016534704.tif 000019
………（５）
【００６２】
ＩＩＮとＶＩＮとのより高い次数の関係も可能であり得る。
【００６３】
この補償曲線は、制御器３０、３００の内部ＲＯＭに記憶させることができる。構成によっては、電流ＩＩＮは、より良い力率を得るために又は各クロックサイクルにおいてデジタルアルゴリズムによって調整され得る他の電気的仕様（例えば、歪みレベル、電流中の許容リップルのレベル）に準拠するために電圧がより高い入力ＡＣ（交流）商用電源電圧の中央にある。
【００６４】
乗数変数αの値は、式（３）による出力電圧の変化に従って増加又は減少させることができる。
【００６５】
一例が、α＝２ならば、式（５）に示す関係に基づいて、出力電流の２倍が達成されることである。これにより、われわれは入力電圧のばらつき、出力負荷を補償することが可能になり、減光機能を有することが可能になる。
【００６６】
ブースト構造の場合、式（３）は次式のように変更できることをさらに理解されたい。
【数１８】
2016534704.tif 000020
………（３ａ）
【００６７】
本発明の別の実施形態において、制御器３０を使用して、電流ベースの制御の代わりに電圧ベースの制御を実施することができる。特に、式（３）及び式（３ａ）を電圧制御の対象とすることができる。
【００６８】
説明した実施形態の完全に網羅されていない適用例のいくつかは以下の通りであり得る。
ｉ．電圧調整用絶縁スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）。例えば、商用電源に接続された標準絶縁５Ｖ電源用。
ｉｉ．絶縁電池充電器。電圧及び電流が既知の値であるので、ドライバを絶縁構成で及びオプトカプラなしで良好な電池充電器として利用することができる。
ｉｉｉ．アナログ信号伝送、及び
ｉｖ．電力増幅器用オーディオ信号伝送
【００６９】
上記の発明は、説明した実施形態に限定されないことを当業者は理解されたい。特に、本発明の範囲から逸脱することなく以下の変更及び改良を加えることができる。
実施形態をＬＥＤ負荷９０、９００を参照して説明しているが、デバイスを使用して、ラップトップやコンピュータデバイスなどを含む他の種類の電気負荷に調整電流を供給できることを理解されたい。
１２ビットの分解能を有するＡＳＩＣ制御回路３０、３００を実施することができる。
【００７０】
上記の各実施形態において説明した特徴及び変更は、明示的に記載していない限り代替又は代用ではなく、記載した本発明の範囲内に含まれる、さらに他の実施形態を構成するために組み合わせることができることを当業者はさらに理解されたい。
【図１】
2016534704.tif 000033
【図２】
2016534704.tif 000034
【図３】
2016534704.tif 000035
【手続補正書】
【提出日】平成27年7月30日(2015.7.30)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
調整電流を電気負荷に供給するためのデバイスであって、
ｉ．所望の入力基準電圧と
ｉｉ．電子スイッチから得た帰還電圧と
を受け取るように所定の間隔（クロックサイクル）で動作可能な電流制御器を備え、
前記電流制御器が、前記帰還電圧と前記所望の入力基準電圧とを比較し、各クロックサイクルにおける前記電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を前記電気負荷に供給し、前記帰還電圧、前記スイッチオフ時間、スイッチオン時間、及び前記スイッチオン時間と各クロックサイクルにおいて前記電子スイッチで測定された最低帰還電圧との間の期間を用いて、前記調整電流を決定するように動作可能であり、前記スイッチオフ時間の前記計算が、通常の動作条件下で前記デバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、デバイス。
【請求項２】
前記電子スイッチが金属酸化膜半導体電界効果トランジスタである、請求項１に記載のデバイス。
【請求項３】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最大動作電圧Ｖｒｅｆｈと比較される、請求項２に記載のデバイス。
【請求項４】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最小動作電圧Ｖｒｅｆｌと比較される、請求項２又は３に記載のデバイス。
【請求項５】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖｏｃｐと比較される、請求項２〜４のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項６】
一段フライバックコンバータ構成では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流ＩＬＥＤを決定し、
【数１】
2016534704.tif 000036
ここで、Ｔは各クロックサイクルの周期であり、ＴＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期であり、Ｒ１は前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最高帰還電圧であり、
Ｖｆｂｍが、以下の数式に基づいて決定され、
【数２】
2016534704.tif 000037
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、ＴＷは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間である、請求項１〜４のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項７】
一段フォワード構造、プッシュプル構成又は直流／直流ヒステリシス制御器では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流ＩＬＥＤを決定し、
【数３】
2016534704.tif 000038
ここで、Ｒ１は前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最高帰還電圧であり、
Ｖｆｂｍが、以下の数式に基づいて決定され、
【数４】
2016534704.tif 000039
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、ＴＷは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間である、請求項１〜４のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項８】
前記電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、
【数５】
2016534704.tif 000040
ここで、ＮＰはフライバックコンバータ構成における伝達インダクタ（又は変圧器）の一次巻線数であり、ＮＳは二次巻線数である、請求項６に記載のデバイス。
【請求項９】
前記電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、
【数６】
2016534704.tif 000041
ここで、Ｔは前記クロックサイクルの周期である、請求項７に記載のデバイス。
【請求項１０】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形し、
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である、請求項１〜９のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項１１】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形し、
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である、請求項１〜９のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項１２】
調整電流を電気負荷に供給するための方法であって、
所望の入力基準電圧を電流制御器から受け取るステップと、
帰還電圧を電子スイッチから所定の間隔で得るステップとを含み、
前記電流制御器が、前記帰還電圧と前記所望の入力基準電圧とを比較し、前記所定の間隔の各々において前記電子スイッチのスイッチオフ時間の計算に基づいて調整電流を前記電気負荷に供給し、前記帰還電圧、前記スイッチオフ時間、スイッチオン時間、及び前記スイッチオン時間と各クロックサイクルにおいて前記電子スイッチで測定された最低帰還電圧との間の期間を用いて、前記調整電流を決定するように動作可能であり、前記スイッチオフ時間の前記計算が、通常の動作条件下で前記デバイスの電流連続モード（ＣＣＭ）を達成するように使用可能である、方法。
【請求項１３】
前記電子スイッチが金属酸化膜半導体電界効果トランジスタである、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最大動作電圧Ｖｒｅｆｈと比較される、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により最小動作電圧Ｖｒｅｆｌと比較される、請求項１３又は１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記帰還電圧が、各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定され、電圧比較器により安全電圧値Ｖｏｃｐと比較される、請求項１３〜１５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１７】
一段フライバックコンバータ構成では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流ＩＬＥＤを決定し、
【数７】
2016534704.tif 000042
ここで、Ｔは各クロックサイクルの周期であり、ＴＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期であり、Ｒ１は前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最高帰還電圧であり、
Ｖｆｂｍが、以下の数式に基づいて決定され、
【数８】
2016534704.tif 000043
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、ＴＷは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間である、請求項１２〜１５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１８】
一段フォワード構造、プッシュプル構成又は直流／直流ヒステリシス制御器では、前記電流制御器が、次の数式に基づいて前記調整電流ＩＬＥＤを決定し、
【数９】
2016534704.tif 000044
ここで、Ｒ１は前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最高帰還電圧であり、
Ｖｆｂｍが、以下の数式に基づいて決定され、
【数１０】
2016534704.tif 000045
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期における前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン時間であり、ＴＷは前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいて前記金属酸化膜半導体電界効果トランジスタのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間である、請求項１２〜１５のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１９】
前記電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、
【数１１】
2016534704.tif 000046
ここで、ＮＰはフライバックコンバータ構成における伝達インダクタ（又は変圧器）の一次巻線数であり、ＮＳは二次巻線数である、請求項１７に記載の方法。
【請求項２０】
前記電気負荷ＶＬＯＡＤの両端間の電圧が、以下の数式に基づいて決定され、
【数１２】
2016534704.tif 000047
ここで、Ｔは前記クロックサイクルの周期である、請求項１８に記載の方法。
【請求項２１】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形し、
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である、請求項１２〜２０のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２２】
以下の数式に基づいて入力電圧ＶＩＮを使用して入力電流ＩＩＮを整形し、
ＩＩＮ＝αＶＩＮ
ここで、αは乗数である、請求項１２〜２０のいずれか一項に記載の方法。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１３
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１３】
一段フライバックコンバータ構成では、電流制御器は、次の数式に基づいて調整電流ＩＬＥＤを決定することが好ましい。
【数１３】
2016534704.tif 000048
ここで、Ｔは各クロックサイクルの周期であり、ＴＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期であり、Ｒ１はＭＯＳＦＥＴのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最高帰還電圧である。
また、Ｖｆｂｍは以下の数式に基づいて決定される。
【数１４】
2016534704.tif 000049
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチオン時間であり、ＴＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００１４】
一段フォワード構造、プッシュプル構成又はＤＣ（直流）／ＤＣ（直流）ヒステリシス制御器では、電流制御器は、次の数式に基づいて調整電流ＩＬＥＤを決定することが好ましい。
【数１５】
2016534704.tif 000050
ここで、Ｒ１はＭＯＳＦＥＴのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最高帰還電圧である。
また、Ｖｆｂｍは以下の数式に基づいて決定される。
【数１６】
2016534704.tif 000051
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチオン時間であり、ＴＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間である。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００２４】
一段フライバックコンバータ構成では、電流制御器は、次の数式に基づいて調整電流ＩＬＥＤを決定することが好ましい。
【数１７】
2016534704.tif 000052
ここで、Ｔは各クロックサイクルの周期であり、ＴＯＦＦは各クロックサイクルにおけるスイッチオフ周期であり、Ｒ１はＭＯＳＦＥＴのソース抵抗であり、Ｖｆｂｈは各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最高帰還電圧である。
また、Ｖｆｂｍは以下の数式に基づいて決定される。
【数１８】
2016534704.tif 000053
ここで、ＴＯＮは各スイッチング周期におけるＭＯＳＦＥＴのスイッチオン時間であり、ＴＷはＭＯＳＦＥＴのスイッチオン信号から各クロックサイクルにおいてＭＯＳＦＥＴのソースで測定された最低帰還電圧Ｖｆｂｌまでの時間である。
【国際調査報告】
2016534704.tif 000054
2016534704.tif 000055
2016534704.tif 000056
2016534704.tif 000057