(57)【要約】  本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、ビデオ信号を符号化してビデオエレメンタリーストリームを生成するビデオ符号化部と、前記ビデオ信号に対応するキャプション信号に基づいて、キャプションデータ及びキャプションサービス情報を生成するキャプションデータ発生部と、前記ビデオエレメンタリーストリーム、前記キャプションデータ、及び前記キャプションサービス情報をパケット化し、前記ビデオエレメンタリーストリームとは独立したストリームで前記キャプションデータをパケット化するパケット生成部と、前記パケット化されたビデオエレメンタリーストリーム及びキャプションデータを放送信号で伝送する送信部とを含む。【選択図】図１５５
2016534657.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ビデオ信号を符号化してビデオエレメンタリーストリームを生成するビデオ符号化部と、
前記ビデオ信号に対応するキャプション信号に基づいて、キャプションデータ及びキャプションサービス情報を生成するキャプションデータ発生部と、
前記ビデオエレメンタリーストリーム、前記キャプションデータ、及び前記キャプションサービス情報をパケット化し、前記ビデオエレメンタリーストリームと独立したストリームで前記キャプションデータをパケット化するパケット生成部と、
前記パケット化されたビデオエレメンタリーストリーム及びキャプションデータを放送信号で伝送する送信部と、
を含む、放送信号送信装置。
【請求項２】
前記キャプションデータ発生部は、前記キャプション信号を、キャプションデータ構造体、キャプションチャネルパケット、及び分割されたキャプションチャネルパケットのうち一つの構造で生成する、請求項１に記載の放送信号送信装置。
【請求項３】
前記パケット生成部は、前記キャプションデータをインターネット網を介して伝送するキャプションＩＰパケット及び放送網を介して伝送するキャプションＴＳパケットのうち一つに前記キャプションデータをパケット化する、請求項１に記載の放送信号送信装置。
【請求項４】
前記送信部は、前記パケット化されたビデオエレメンタリーストリームをインバンドで伝送し、
前記パケット化されたキャプションデータをインバンド及びアウトオブバンドのうち一つの伝送経路で伝送する、請求項１に記載の放送信号送信装置。
【請求項５】
前記キャプションサービス情報は、前記放送信号のプログラムマップテーブル（ＰＭＴ）又はイベント情報テーブル（ＥＩＴ）に含まれる、請求項１に記載の放送信号送信装置。
【請求項６】
前記キャプションサービス情報は、前記キャプションデータが前記キャプションデータ構造体、前記キャプションチャネルパケット、及び前記分割されたキャプションチャネルパケットのうちいずれの構造であるかを示すキャプション構造情報及び前記キャプションデータをキャプションＩＰパケット及びキャプションＴＳパケットのうちいずれの形態にパケット化するかを示すキャプション伝送方式情報を含む、請求項１に記載の放送信号送信装置。
【請求項７】
前記キャプションチャネルパケット及び前記分割されたキャプションチャネルパケットに含まれる少なくとも一つのキャプションデータ構造体は、それぞれのキャプションチャネルパケット及び分割されたキャプションチャネルパケット内で同一のタイムズテンプを有する、請求項２に記載の放送信号送信装置。
【請求項８】
前記分割されたキャプションチャネルパケットは、キャプションチャネルパケットが少なくとも一つのグループに分割されたものであり、
前記分割されたキャプションチャネルパケットに含まれるそれぞれの前記キャプションチャネル構造体は同一のタイムスタンプを有する、請求項２に記載の放送信号送信装置。
【請求項９】
放送信号を受信する受信部と、
前記放送信号からビデオエレメンタリーストリームをデコーティングしてビデオフレームを生成するＡ／Ｖデコーダ（Ａ／Ｖ  ｄｅｃｏｄｅｒ）と、
前記放送信号からＰＳＩ／ＰＳＩＰ情報をデコーティングしてキャプションサービス情報を生成するシステム情報プロセッサ（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と、
前記ビデオエレメンタリーストリームとは独立したストリームでパケット化されたキャプションデータを受信し、前記パケット化されたキャプションデータをデコーティングしてキャプションデータを生成するパケット化キャプションプロセッサ（Ｐａｃｋｅｔｉｚｅｄ  ｃａｐｔｉｏｎ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と、
前記キャプションサービス情報に基づいて前記キャプションデータをデコーディングし、前記キャプションデータのタイムスタンプを抽出するキャプションデコーダ（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｄｅｃｏｄｅｒ）と
前記タイムスタンプに基づいて前記ビデオフレームとキャプションデータを同期化させるシンクロナイザー（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｒ）と、
を含む、放送信号受信装置。
【請求項１０】
前記キャプションデータの構造は、キャプションデータ構造体、キャプションチャネルパケット、及び分割されたキャプションチャネルパケットのうち一つである、請求項９に記載の放送信号受信装置。
【請求項１１】
前記パケット化されたキャプションデータは、前記キャプションデータをインターネット網を介して伝送するキャプションＩＰパケット及び放送網を介して伝送するキャプションＴＳパケットのうち一つである、請求項９に記載の放送信号受信装置。
【請求項１２】
前記受信部は、前記パケット化されたビデオエレメンタリーストリームをインバンドで受信し、
前記パケット化されたキャプションデータをインバンド及びアウトオブバンドのうち一つの伝送経路で受信する、請求項９に記載の放送信号受信装置。
【請求項１３】
前記キャプションサービス情報は、前記放送信号のプログラムマップテーブル（ＰＭＴ）又はイベント情報テーブル（ＥＩＴ）に含まれる、請求項９に記載の放送信号受信装置。
【請求項１４】
前記キャプションサービス情報は、前記キャプションデータが前記キャプションデータ構造体、前記キャプションチャネルパケット、及び前記分割されたキャプションチャネルパケットのうちいずれの構造であるかを示すキャプション構造情報、及び前記キャプションデータがキャプションＩＰパケット及びキャプションＴＳパケットのうちいずれの形態にパケット化されるかを示すキャプション伝送方式情報を含む、請求項９に記載の放送信号受信装置。
【請求項１５】
前記キャプションチャネルパケット及び前記分割されたキャプションチャネルパケットに含まれる少なくとも一つのキャプションデータ構造体は、それぞれのキャプションチャネルパケット及び分割されたキャプションチャネルパケット内で同一のタイムズテンプを有する、請求項１０に記載の放送信号受信装置。
【請求項１６】
前記分割されたキャプションチャネルパケットは、キャプションチャネルパケットが少なくとも一つのグループに分割されたものであり、
前記分割されたキャプションチャネルパケットに含まれるそれぞれの前記キャプションチャネル構造体は同一のタイムスタンプを有する、請求項１０に記載の放送信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、放送信号伝送装置、放送信号受信装置、放送信号伝送方法、及び放送信号受信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
デジタルＴＶキャプション放送（ＤＴＶＣＣ）は、ＮＴＳＣのＶＢＩ  Ｌｉｎｅ  ２１に乗せるキャプション（ＣＥＡ−６０８）とは違い、論理データチャネルを介してキャプションデータを伝送する。プログラム当たりに９６００ｂｐｓのデータ量を割り当てることができ、様々な言語の字幕及び様々な段階の可読レベル（ｒｅａｄｉｎｇ  ｌｅｖｅｌ）の字幕を同時に伝送することができ、‘ＣＥＡ−６０８’データストリームの全体を伝送することもできる。
【０００３】
次世代放送システムには、キャプションデータを効率的に伝送するための方法及びキャプションデータを効率的に再生するための方法が必要である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
本発明が遂げようとする技術的課題は、前述した問題点を解決するためのものであり、ビデオストリームと別にキャプションデータを伝送することによって、キャプションデータの伝送効率及び再生効率を得ることにある。
【０００５】
本発明が遂げようとする他の技術的課題は、キャプションデータをキャプションチャネルパケット又は分割されたキャプションチャネルパケット単位で伝送することによって、キャプションデータの伝送効率及び再生効率を得ることにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
前述した技術的課題を解決するための本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、ビデオ信号を符号化してビデオエレメンタリーストリームを生成するビデオ符号化部と、前記ビデオ信号に対応するキャプション信号に基づいて、キャプションデータ及びキャプションサービス情報を生成するキャプションデータ発生部と、前記ビデオエレメンタリーストリーム、前記キャプションデータ、及び前記キャプションサービス情報をパケット化し、前記ビデオエレメンタリーストリームとは独立したストリームで前記キャプションデータをパケット化するパケット生成部と、前記パケット化されたビデオエレメンタリーストリーム及びキャプションデータを放送信号で伝送する送信部とを含むことができる。
【０００７】
好適には、前記キャプションデータ発生部は、前記キャプション信号をキャプションデータ構造体、キャプションチャネルパケット、及び分割されたキャプションチャネルパケットのうち一つの構造で生成することができる。
【０００８】
好適には、前記パケット生成部は、前記キャプションデータをインターネット網を介して伝送するキャプションＩＰパケット及び放送網を介して伝送するキャプションＴＳパケットのうち一つにパケット化することができる。
【０００９】
好適には、前記送信部は、前記パケット化されたビデオエレメンタリーストリームをインバンドで伝送し、前記パケット化されたキャプションデータをインバンド及びアウトオブバンドのうち一つの伝送経路で伝送することができる。
【００１０】
好適には、前記キャプションサービス情報は、前記放送信号のプログラムマップテーブル（ＰＭＴ）又はイベント情報テーブル（ＥＩＴ）に含まれてもよい。
【００１１】
好適には、前記キャプションサービス情報は、前記キャプションデータが前記キャプションデータ構造体、前記キャプションチャネルパケット、及び前記分割されたキャプションチャネルパケットのうちいずれの構造であるかを示すキャプション構造情報、及び前記キャプションデータをキャプションＩＰパケット及びキャプションＴＳパケットのうちいずれの形態にパケット化するかを示すキャプション伝送方式情報を含むことができる。
【００１２】
好適には、前記キャプションチャネルパケット及び前記分割されたキャプションチャネルパケットに含まれる少なくとも一つのキャプションデータ構造体は、それぞれのキャプションチャネルパケット及び分割されたキャプションチャネルパケット内で同一のタイムズテンプを有することができる。
【００１３】
好適には、前記分割されたキャプションチャネルパケットは、キャプションチャネルパケットが少なくとも一つのグループに分割されたものであり、前記分割されたキャプションチャネルパケットに含まれるそれぞれの前記キャプションチャネル構造体は同一のタイムスタンプを有することができる。
【００１４】
前述した技術的課題を解決するための本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、放送信号を受信する受信部と、前記放送信号からビデオエレメンタリーストリームをデコーティングしてビデオフレームを生成するＡ／Ｖデコーダ（Ａ／Ｖ  ｄｅｃｏｄｅｒ）と、前記放送信号からＰＳＩ／ＰＳＩＰ情報をデコーティングしてキャプションサービス情報を生成するシステム情報プロセッサ（Ｓｙｓｔｅｍ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と、前記ビデオエレメンタリーストリームとは独立したストリームでパケット化されたキャプションデータを受信し、前記パケット化されたキャプションデータをデコーティングしてキャプションデータを生成するパケット化キャプションプロセッサ（Ｐａｃｋｅｔｉｚｅｄ  ｃａｐｔｉｏｎ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と、前記キャプションサービス情報に基づいて前記キャプションデータをデコーディングし、前記キャプションデータのタイムスタンプを抽出するキャプションデコーダ（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｄｅｃｏｄｅｒ）と、前記タイムスタンプに基づいて前記ビデオフレームとキャプションデータを同期化させるシンクロナイザー（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｒ）とを含むことができる。
【００１５】
好適には、前記キャプションデータの構造は、キャプションデータ構造体、キャプションチャネルパケット、及び分割されたキャプションチャネルパケットのうち一つであってもよい。
【００１６】
好適には、前記パケット化されたキャプションデータは、前記キャプションデータをインターネット網を介して伝送するキャプションＩＰパケット及び放送網を介して伝送するキャプションＴＳパケットのうち一つであってもよい。
【００１７】
好適には、前記受信部は、前記パケット化されたビデオエレメンタリーストリームをインバンドで受信し、前記パケット化されたキャプションデータをインバンド及びアウトオブバンドのうち一つの伝送経路で受信することができる。
【００１８】
好適には、前記キャプションサービス情報は、前記放送信号のプログラムマップテーブル（ＰＭＴ）又はイベント情報テーブル（ＥＩＴ）に含まれてもよい。
【００１９】
好適には、前記キャプションサービス情報は、前記キャプションデータが前記キャプションデータ構造体、前記キャプションチャネルパケット、及び前記分割されたキャプションチャネルパケットのうちいずれの構造であるかを示すキャプション構造情報、及び前記キャプションデータがキャプションＩＰパケット及びキャプションＴＳパケットのうちいずれの形態にパケット化されるかを示すキャプション伝送方式情報を含むことができる。
【００２０】
好適には、前記キャプションチャネルパケット及び前記分割されたキャプションチャネルパケットに含まれる少なくとも一つのキャプションデータ構造体は、それぞれのキャプションチャネルパケット及び分割されたキャプションチャネルパケット内で同一のタイムズテンプを有することができる。
【００２１】
好適には、前記分割されたキャプションチャネルパケットは、キャプションチャネルパケットが少なくとも一つのグループに分割されたものであり、前記分割されたキャプションチャネルパケットに含まれるそれぞれの前記キャプションチャネル構造体は同一のタイムスタンプを有することができる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、ビデオストリームとは別のストリームでキャプションデータを送信する場合に、効率的にキャプションデータを伝送し、効率的にキャプションデータを再生することができる。
【００２３】
本発明によれば、キャプションデータをキャプションチャネルパケット又は分割されたキャプションチャネルパケット単位で伝送することによって、キャプションデータの伝送効率及び再生効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
本発明の更なる理解を提供するために含まれ、本出願に含まれてその一部を構成する添付の図面は、本発明の原理を説明する詳細な説明と共に本発明の実施例を示す。
【図１】本発明の一実施例に係る、次世代放送サービス（ｆｕｔｕｒｅ  ｂｒｏａｄｃａｓｔ  ｓｅｒｖｉｃｅ）のための放送信号送信装置の構造を示す図である。
【図２】本発明の一実施例に係るインプットフォーマッティング（ｉｎｐｕｔ  ｆｏｒｍａｔｔｉｎｇ）モジュールを示す図である。
【図３】本発明の他の実施例に係るインプットフォーマッティング（ｉｎｐｕｔ  ｆｏｒｍａｔｔｉｎｇ）モジュールを示す図である。
【図４】本発明の更に他の実施例に係るインプットフォーマッティング（ｉｎｐｕｔ  ｆｏｒｍａｔｔｉｎｇ）モジュールを示す図である。
【図５】本発明の一実施例に係るコーディングアンドモジュレーション（ｃｏｄｉｎｇ  ＆  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）モジュールを示す図である。
【図６】本発明の一実施例に係るフレームストラクチャ（ｆｒａｍｅ  ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）モジュールを示す図である。
【図７】本発明の一実施例に係るウェーブフォームジェネレーション（ｗａｖｅｆｏｒｍ  ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）モジュールを示す図である。
【図８】本発明の一実施例に係る次世代放送サービスのための受信装置の構造を示す図である。
【図９】本発明の一実施例に係るシンクロナイゼーションアンドデモジュレーション（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ＆  ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）モジュールを示す図である。
【図１０】本発明の一実施例に係るフレームパーシング（ｆｒａｍｅ  ｐａｒｓｉｎｇ）モジュールを示す図である。
【図１１】本発明の一実施例に係るデマッピングアンドデコーディング（ｄｅｍａｐｐｉｎｇ  ＆  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）モジュールを示す図である。
【図１２】本発明の一実施例に係るアウトプットプロセッサ（ｏｕｔｐｕｔ  ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を示す図である。
【図１３】本発明の他の実施例に係るアウトプットプロセッサ（ｏｕｔｐｕｔ  ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）を示す図である。
【図１４】本発明の他の実施例に係るコーディングアンドモジュレーション（ｃｏｄｉｎｇ  ＆  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）モジュールを示す図である。
【図１５】本発明の他の実施例に係るデマッピングアンドデコーディング（ｄｅｍａｐｐｉｎｇ  ＆  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）モジュールを示す図である。
【図１６】シグナルスペースダイバーシチ（Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｐａｃｅ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＳＳＤ）を考慮していない場合において、インターリーバの組合せを示す概念図である。
【図１７】本発明に係る、ブロックタイムインターリーバ（ｂｌｏｃｋ  ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）と対角タイムインターリーバ（ｄｉａｇｏｎａｌ  ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）のカラムワイズ書き込み（ｃｏｌｕｍｎ−ｗｉｓｅ  ｗｒｉｔｉｎｇ）動作を示す図である。
【図１８】シグナルスペースダイバーシチ（ｓｉｇｎａｌ  ｓｐａｃｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＳＳＤ）を考慮していない場合において、インターリーバの組合せのうちの第１シナリオ（Ｓ１）を示す概念図である。
【図１９】シグナルスペースダイバーシチ（ｓｉｇｎａｌ  ｓｐａｃｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＳＳＤ）を考慮していない場合において、インターリーバの組合せのうちの第２シナリオ（Ｓ２）を示す概念図である。
【図２０】シグナルスペースダイバーシチ（ｓｉｇｎａｌ  ｓｐａｃｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＳＳＤ）を考慮していない場合において、インターリーバの組合せのうちの第３シナリオ（Ｓ３）を示す概念図である。
【図２１】シグナルスペースダイバーシチ（ｓｉｇｎａｌ  ｓｐａｃｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＳＳＤ）を考慮していない場合において、インターリーバの組合せのうちの第４シナリオ（Ｓ４）を示す概念図である。
【図２２】本発明の一実施例に係るランダムジェネレータ（ｒａｎｄｏｍ  ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）の構造を示す図である。
【図２３】本発明の一実施例に係るランダムジェネレータを示す図である。
【図２４】本発明の他の実施例に係るランダムジェネレータを示す図である。
【図２５】本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリービング過程を示す図である。
【図２６】本発明の一実施例に係るフリケンシーデインターリービング過程を示す概念図である。
【図２７】本発明の一実施例に係るフリケンシーデインターリービング過程を示す図である。
【図２８】本発明の一実施例に係るデインターリービングされたメモリインデックスの生成過程を示す図である。
【図２９】本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリービング過程を示す図である。
【図３０】本発明の一実施例に係るスーパーフレーム構造（ｓｕｐｅｒ−ｆｒａｍｅ  ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）を示す図である。
【図３１】本発明の一実施例に係るプリアンブル挿入ブロックを示す図である。
【図３２】本発明の一実施例に係るプリアンブル構造を示す図である。
【図３３】本発明の一実施例に係るプリアンブル検出器を示す図である。
【図３４】本発明の一実施例に係る相関性（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）検出器を示す図である。
【図３５】本発明の一実施例に係るスクランブリングシーケンスが用いられた結果を示すグラフである。
【図３６】本発明の他の実施例に係るスクランブリングシーケンスが用いられた結果を示すグラフである。
【図３７】本発明の更に他の実施例に係るスクランブリングシーケンスが用いられた結果を示すグラフである。
【図３８】本発明の更に他の実施例に係るスクランブリングシーケンスが用いられた結果を示すグラフである。
【図３９】本発明の更に他の実施例に係るスクランブリングシーケンスが用いられた結果を示すグラフである。
【図４０】本発明の一実施例に係るシグナリング情報インターリービング過程を示す図である。
【図４１】本発明の他の実施例に係るシグナリング情報インターリービング過程を示す図である。
【図４２】本発明の一実施例に係るシグナリングデコーダを示す図である。
【図４３】本発明の一実施例に係るシグナリングデコーダの性能を示すグラフである。
【図４４】本発明の更に他の実施例に係るプリアンブル挿入ブロックを示す図である。
【図４５】本発明の一実施例に係るプリアンブルにおいてシグナリングデータの構造を示す図である。
【図４６】一実施例に係るプリアンブル上で伝送されたシグナリングデータを処理する過程を示す図である。
【図４７】一実施例に係る時間領域で反復されるプリアンブル構造を示す図である。
【図４８】本発明の一実施例に係るプリアンブル検出器及びプリアンブル検出器に含まれた相関性検出器を示す図である。
【図４９】本発明の他の実施例に係るプリアンブル検出器を示す図である。
【図５０】本発明の一実施例に係るプリアンブル検出器及びプリアンブル検出器に含まれたシグナリングデコーダを示す図である。
【図５１】本発明の一実施例に係る放送システムのフレーム構造を示す図である。
【図５２】本発明の一実施例に係るＤＰを示す図である。
【図５３】本発明の一実施例に係るタイプ１のＤＰを示す図である。
【図５４】本発明の一実施例に係るタイプ２のＤＰを示す図である。
【図５５】本発明の一実施例に係るタイプ３のＤＰを示す図である。
【図５６】本発明の一実施例に係るＲＢを示す図である。
【図５７】本発明の一実施例に係るＲＢのフレームマッピング過程を示す図である。
【図５８】本発明の一実施例に係るタイプ１のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【図５９】本発明の一実施例に係るタイプ２のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【図６０】本発明の一実施例に係るタイプ３のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【図６１】本発明の他の実施例に係るタイプ１のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【図６２】本発明の更に他の実施例に係るタイプ１のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【図６３】本発明の更に他の実施例に係るタイプ１のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【図６４】本発明の他の実施例に係るタイプ２のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【図６５】本発明の更に他の実施例に係るタイプ２のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【図６６】本発明の他の実施例に係るタイプ３のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【図６７】本発明の更に他の実施例に係るタイプ３のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【図６８】本発明の一実施例に係るシグナリング情報を示す図である。
【図６９】本発明の一実施例に係る、ＤＰ個数によるＰＬＳのビットの数を示すグラフである。
【図７０】本発明の一実施例に係るＤＰのデマッピング過程を示す図である。
【図７１】本発明の更に他の実施例によって、ＦＥＣエンコーダモジュールでＰＬＳデータに対してＬＤＰＣエンコーディングを行うために適用可能な３つのタイプの親コード（ｍｏｔｈｅｒ  ｃｏｄｅ）の例示的な構造を示す図である。
【図７２】本発明の更に他の実施例によって、ＬＤＰＣエンコーディングに用いられる親コードタイプを選択し、ショートニング（ｓｈｏｒｔｅｎｉｎｇ）のサイズを決定する過程を示すフローチャートである。
【図７３】本発明の更に他の実施例に係る、アダプテーションパリティ（ａｄａｐｔａｔｉｏｎ  ｐａｒｉｔｙ）のエンコーディング過程を示す図である。
【図７４】本発明の更に他の実施例によって、ＦＥＣエンコーダモジュールに入力されたＰＬＳデータをＬＤＰＣエンコーディングする前に、入力されたＰＬＳデータを分離するためのペイロード分割モード（ｐａｙｌｏａｄ  ｓｐｌｉｔｔｉｎｇ  ｍｏｄｅ）を示す図である。
【図７５】本発明の更に他の実施例に係る、フレームストラクチャモジュール（１２００）によってＰＬＳ反復を行い、フレームを出力する過程を示す図である。
【図７６】本発明の更に他の実施例に係る信号フレーム構造を示す図である。
【図７７】本発明の更に他の実施例に係る放送信号伝送方法を示すフローチャートである。
【図７８】本発明の更に他の実施例に係る放送信号受信方法を示すフローチャートである。
【図７９】本発明の更に他の実施例に係るウェーブフォームジェネレーションモジュール及びシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールを示す図である。
【図８０】本発明の一実施例に係る、ＣＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＳＰとＣＰ  ｎｏｔ ｂｅａｒｉｎｇ ＳＰの定義を示す図である。
【図８１】本発明の一実施例に係る参照インデックステーブルを示す図である。
【図８２】ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１で参照インデックステーブルを構成する概念を示す図である。
【図８３】本発明の一実施例に係る、ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１で参照インデックステーブルを生成する方法を示す図である。
【図８４】本発明の一実施例に係る、ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２で参照インデックステーブルを構成する概念を示す図である。
【図８５】ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２で参照インデックステーブルを生成する方法を示す図である。
【図８６】本発明の一実施例に係る、ポジションマルチプレクシング方式を用いてＣＰパターン生成方法＃３で参照インデックステーブルを生成する方法を示す図である。
【図８７】パターン反転（ｒｅｖｅｒｓａｌ）方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１で参照インデックステーブルを構成する概念を示す図である。
【図８８】本発明の一実施例に係る、パターン反転方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１で参照インデックステーブルを生成する方法を示す図である。
【図８９】本発明の一実施例に係る、パターン反転方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２で参照インデックステーブルを構成する概念を示す図である。
【図９０】本発明の一実施例に係る受信モードに関連した情報を示すテーブルである。
【図９１】本発明の一実施例に係る放送信号の帯域幅を示す図である。
【図９２】本発明の一実施例に係る伝送パラメータを含むテーブルである。
【図９３】本発明の一実施例に係る有効信号帯域幅（ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ  ｓｉｇｎａｌ  ｂａｎｄｗｉｄｔｈ，ｅＢＷ）を最適化するための伝送パラメータを含むテーブルである。
【図９４】本発明の他の実施例に係る、ｅＢＷを最適化するための伝送パラメータを含むテーブルである。
【図９５】本発明の更に他の実施例に係る、ｅＢＷを最適化するための伝送パラメータを含むテーブルである。
【図９６】本発明の更に他の実施例に係る伝送パラメータを示す図である。
【図９７】本発明の一実施例に係る伝送（Ｔｘ）信号のＰＳＤ（Ｐｏｗｅｒ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｄｅｎｓｉｔｙ）を示すグラフである。
【図９８】本発明の他の実施例に係る、受信モードに関連した情報を示すテーブルである。
【図９９】本発明の一実施例に係る、最大チャネル推定範囲とガードインターバルとの関係を示す図である。
【図１００】本発明の一実施例に係るパイロットパラメータを定義したテーブルを示す図である。
【図１０１】本発明の他の実施例に係るパイロットパラメータを定義したテーブルを示す図である。
【図１０２】本発明の一実施例に係るＳＩＳＯパイロットパターンを示す図である。
【図１０３】本発明の一実施例に係るＭＩＸＯ−１パイロットパターンを示す図である。
【図１０４】本発明の一実施例に係るＭＩＸＯ−２パイロットパターンを示す図である。
【図１０５】本発明の一実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング構成図である。
【図１０６】本発明の一実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方式を示す図である。
【図１０７】本発明の一実施例に係るｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ  ＱＡＭによるＩ又はＱ側のＰＡＭグリッドを示す図である。
【図１０８】本発明の一実施例に係る、非均等６４ＱＡＭにマッピングされたシンボルにＰＨ−ｅＳＭ  ＰＩ方式を適用する時のＭＩＭＯエンコーディング入出力を示す図である。
【図１０９】本発明の実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方式の性能を比較したグラフである。
【図１１０】本発明の実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方式の性能を比較したグラフである。
【図１１１】本発明の実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方式の性能を比較したグラフである。
【図１１２】本発明の実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方式の性能を比較したグラフである。
【図１１３】本発明に係るＱＡＭ−６の実施例を示す図である。
【図１１４】本発明に係る５／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の実施例を示す図である。
【図１１５】本発明に係る６／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の実施例を示す図である。
【図１１６】本発明に係る７／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の実施例を示す図である。
【図１１７】本発明に係る８／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の実施例を示す図である。
【図１１８】本発明に係る９／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の実施例を示す図である。
【図１１９】本発明に係る１１／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の実施例を示す図である。
【図１２０】本発明に係る１２／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の実施例を示す図である。
【図１２１】本発明に係る１３／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の実施例を示す図である。
【図１２２】本発明の更に他の実施例に係るヌルパケット削除ブロック（１６０００）を示す図である。
【図１２３】本発明の更に他の実施例に係るヌルパケット挿入ブロック（１７０００）を示す図である。
【図１２４】本発明の一実施例に係るヌルパケット拡散（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）方法を示す図である。
【図１２５】本発明の一実施例に係るヌルパケットオフセット方法を示す図である。
【図１２６】本発明の一実施例に係るヌルパケット拡散方法を示すフローチャートである。
【図１２７】本発明の実施例に係るＱＣ−ＩＲＡ  ＬＤＰＣコードのパリティチェックマトリクスを示す図である。
【図１２８】本発明の実施例に係るＱＣ−ＩＲＡ  ＬＤＰＣコードを用いたエンコーディングプロセスを示す図である。
【図１２９】本発明の実施例に係るパリティチェックマトリクスパーミュテーションプロセスを示す図である。
【図１３０】本発明の実施例に係るパリティチェックマトリクスのアドレスのテーブルを示す図である。
【図１３１】本発明の他の実施例に係るパリティチェックマトリクスのアドレスのテーブルを示す図である。
【図１３２】本発明の実施例に係るＱＣ−ＩＲＡ  ＬＤＰＣコードをシーケンシャルにデコーティングする方法を示す図である。
【図１３３】本発明の実施例に係るＬＤＰＣエンコーダを示す図である。
【図１３４】本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバの動作を示す図である。
【図１３５】本発明の一実施例に係るｂａｓｉｃ ｓｗｉｔｃｈ ｍｏｄｅｌ ｆｏｒ ＭＵＸ ａｎｄ ＤＥＭＵＸ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅｓを示す図である。
【図１３６】本発明の一実施例に係るシングルスーパーフレームに適用されるフリケンシーインターリービングの概念図を示す。
【図１３７】本発明の一実施例に係るシングルスーパーフレームに適用されるフリケンシーインターリービングのロジカルオペレーションメカニズムを示す図である。
【図１３８】本発明の一実施例に係るシングルスーパーフレームに適用されるフリケンシーインターリービングのロジカルオペレーションメカニズムの数式を示す図である。
【図１３９】本発明の一実施例に係るメモリバンクの動作を示す図である。
【図１４０】本発明の一実施例に係るフリケンシーデインターリービング過程を示す図である。
【図１４１】従来技術に係るファイルフォーマット（Ｆｉｌｅ  Ｆｏｒｍａｔ）＃１を示す図である。
【図１４２】従来技術に係るファイルフォーマット（Ｆｉｌｅ  Ｆｏｒｍａｔ）＃２を示す図である。
【図１４３】従来技術に係るファイルフォーマットを用いてメディアデータを再生する過程を示す図である。
【図１４４】本発明の一実施例に係るストリームフォーマットを示す図である。
【図１４５】本発明の一実施例に係るストリームフォーマットの処理過程を示す図である。
【図１４６】本発明の一実施例に係るストリームフォーマットを用いたメディアデータ再生過程を示す図である。
【図１４７】本発明の一実施例に係るファイルフォーマットトランスレータ（Ｆｉｌｅ  Ｆｏｒｍａｔ  Ｔｒａｎｓｌａｔｏｒ）を用いたストリームフォーマットの処理過程を示す図である。
【図１４８】本発明の一実施例に係るファイルフォーマットトランスレータを用いたメディアデータ再生過程を示す図である。
【図１４９】本発明の一実施例に係るストリームフォーマットを用いたメディアデータ接近及び復号化要請過程を示す図である。
【図１５０】本発明の一実施例に係るストリームフォーマットをＲＴＰパケットで伝送する例を示す図である。
【図１５１】本発明の一実施例に係るストリーミングサービスを用いてメディアデータを伝送する方法を示す。
【図１５２】本発明の一実施例に係るストリーミングサービスを用いてメディアデータを受信する方法を示す。
【図１５３】本発明の一実施例に係るＤＴＶＣＣ放送のプロトコルモデルを示す図である。
【図１５４】本発明の一実施例に係る、放送信号送信装置がビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）と同じストリームでキャプションデータを伝送する方法を示す図である。
【図１５５】本発明の一実施例に係る放送信号送信装置の構成を示す図である。
【図１５６】本発明の一実施例に係る放送信号送信装置がキャプションデータをキャプションデータ構造体の形式で伝送する場合のＴＳパケットのレイヤー（Ｌａｙｅｒ）構成を示す図である。
【図１５７】本発明の一実施例に係る、ｎａｌ＿ｕｎｉｔ（）、ｎａｌ＿ｕｎｉｔ＿ｈｅａｄｅｒ（）、及びｓｅｉ＿ｒｂｓｐ（）のｓｙｎｔａｘを示す図である。
【図１５８】本発明の一実施例に係る、ｓｅｉ＿ｍｅｓｓａｇｅ（）及びｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｒｅｇｉｓｔｅｒｅｄ＿ｉｔｕ＿ｔ＿ｔ３５（）の構文（ｓｙｎｔａｘ）を示す図である。
【図１５９】本発明の一実施例に係るＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）及びＭＰＥＧ＿ｃｃ＿ｄａｔａ（）の構文を示す図である。
【図１６０】本発明の一実施例に係るキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の構文を示す図である。
【図１６１】本発明の一実施例に係る、放送信号受信装置がキャプションデータをデコーティングする過程を示す図である。
【図１６２】本発明の一実施例に係る、放送信号受信装置がキャプションデータを該当のビデオフレームにマッピングする方法を示す図である。
【図１６３】本発明の一実施例に係る、放送信号送信装置がビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）とは別のストリームでキャプションデータを伝送する方法を示す図である。
【図１６４】本発明の一実施例に係る、ビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）とは別のストリームでキャプションデータを伝送する場合におけるＩＰパケットのレイヤー構成を示す図である。
【図１６５】本発明の一実施例に係る、ビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）とは別のストリームでキャプションデータを伝送する場合におけるＴＳパケットのレイヤー構成を示す図である。
【図１６６】本発明の一実施例に係る放送信号受信装置の構成を示す図である。
【図１６７】本発明の一実施例に係る、放送信号受信装置がキャプションデータをデコーティングする過程を示す図である。
【図１６８】本発明の一実施例に係る、放送信号受信装置がキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）形態のキャプションデータをビデオフレームにマッピングする方法を示す図である。
【図１６９】本発明の一実施例に係る、放送信号受信装置が分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）形態のキャプションデータをビデオフレームにマッピングする方法を示す図である。
【図１７０】本発明の一実施例に係る、放送信号送信装置がＯｕｔ  ｏｆ  Ｂａｎｄでキャプションデータを送信する方法を示す図である。
【図１７１】本発明の一実施例に係るキャプションサービスデスクリプタ（Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ）の構文を示す図である。
【図１７２】本発明の一実施例に係るキャプションフォーマット情報の値が指示する意味を示す図である。
【図１７３】本発明の一実施例に係るキャプションデリバリーデスクリプタの構文を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、添付の図面及び添付の図面に記載された内容を参照して本発明の実施例を詳しく説明するが、本発明がこれらの実施例に制限されたり限定されるわけではない。
【００２６】
本明細書で使われる用語は、本発明での機能を考慮するとともに、可能な限り現在広く使われている一般的な用語を選択したが、これは当該分野に従事する技術者の意図又は慣例又は新しい技術の出現などによって変更されてもよい。また、特定の場合、出願人が任意に選定した用語もあり、この場合、該当する発明の説明の部分でその意味を記載するものとする。したがって、本明細書で使われる用語は、単純な用語の名称ではなく、その用語が持つ実質的な意味と本明細書の全般にわたる内容に基づいて解釈されなければならないことは明らかである。
【００２７】
本明細書でいう‘シグナリング（ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）’とは、放送システム、インターネット放送システム及び／又は放送／インターネット融合システムで提供されるサービス情報（Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎと、  ＳＩ）を伝送／受信することを意味する。サービス情報は、現存する各放送システムで提供される放送サービス情報（例えば、ＡＴＳＣ−ＳＩ及び／又はＤＶＢ−ＳＩ）を含む。
【００２８】
本明細書でいう‘放送信号’とは、地上波放送、ケーブル放送、衛星放送、及び／又はモバイル放送の他にも、インターネット放送、ブロードバンド放送、通信放送、データ放送及び／又はＶＯＤ（Ｖｉｄｅｏ  Ｏｎ  Ｄｅｍａｎｄ）などの両方向放送で提供される信号及び／又はデータを含む概念と定義する。
【００２９】
本明細書でいう‘ＰＬＰ’とは、物理層に属するデータを送信する一定のユニットを意味する。したがって、本明細書で‘ＰＬＰ’と命名された内容は、‘データユニット’又は‘データパイプ（ｄａｔａ  ｐｉｐｅ）’に言い換えてもよい。
【００３０】
デジタル放送（ＤＴＶ）サービスで活用される有力なアプリケーション（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ）の一つとして、放送網とインターネット網との連動によるハイブリッド放送サービスを選ぶことができる。ハイブリッド放送サービスは、地上波放送網を介して伝送される放送Ａ／Ｖ（Ａｕｄｉｏ／Ｖｉｄｅｏ）コンテンツと関連したエンハンスメントデータ（ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ  ｄａｔａ）或いは放送Ａ／Ｖコンテンツの一部をインターネット網を介して実時間で伝送し、ユーザにとって様々なコンテンツを経験することができる。
【００３１】
本発明の目的は、ＩＰパケット、ＭＰＥＧ−２ＴＳパケット、及び次世代デジタル放送システムにおいて他の放送システムに適用可能なパケットをカプセル化（ｅｎｃａｐｓｕｌａｔｉｎｇ）し、それらのパケットが物理層に伝送されるようにする方法を提供することにある。また、本発明は、同一のヘッダーフォーマットを用いたｌａｙｅｒ−２シグナリング伝送方法を提案する。
【００３２】
以下に説明する内容は、装置によって具現することができる。例えば、以下の過程をシグナリングプロセッサ、プロトコルプロセッサ、プロセッサ及び／又はパケット発生部によって実行することができる。
【００３３】
本発明は、次世代放送サービスのための放送信号を送受信できる装置及び方法を提供する。本発明の一実施例に係る次世代放送サービスは、地上波放送サービス、モバイル放送サービス及びＵＨＤＴＶサービスなどを含む概念である。本発明の一実施例に係る送信装置及び方法は、地上波放送サービスのためのベース（ｂａｓｅ）プロファイル、モバイル放送サービスのためのハンドヘルド（ｈａｎｄｈｅｌｄ）プロファイル、ＵＨＤＴＶサービスのためのアドバンスド（ａｄｖａｎｃｅｄ）プロファイルに分類できる。この場合、ベースプロファイルは、地上波放送サービス及びモバイル放送サービスの両方のためのプロファイルとして用いられてもよい。すなわち、ベースプロファイルは、モバイルプロファイルを含むプロファイルの概念を定義するために用いられてもよい。これは設計者の意図によって変更されてもよい。
【００３４】
本発明は、上述した次世代放送サービスのための放送信号を非ＭＩＭＯ（ｎｏｎ−ＭＩＭＯ，Ｍｕｌｔｉ  Ｉｎｐｕｔ  Ｍｕｌｔｉ  Ｏｕｔｐｕｔ）方式又はＭＩＭＯ方式で処理することを一実施例とすることができる。本発明の一実施例に係る非ＭＩＭＯ方式は、ＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉ  Ｉｎｐｕｔ  Ｓｉｎｇｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）方式、ＳＩＳＯ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｓｉｎｇｌｅ  Ｏｕｔｐｕｔ）方式などを含むことができる。
【００３５】
以下では、ＭＩＳＯ又はＭＩＭＯの多重アンテナは、説明の便宜のために２個のアンテナを取り上げて説明するが、このような本発明の説明は、２個以上のアンテナを使用するシステムに適用されてもよい。
【００３６】
図１は、本発明の一実施例に係る次世代放送サービスのための放送信号送信装置の構造を示す図である。
【００３７】
本発明の一実施例に係る次世代放送サービスのための放送信号送信装置は、インプットフォーマッティングモジュール１０００、コーディングアンドモジュレーションモジュール１１００、フレームストラクチャモジュール１２００、ウェーブフォームジェネレーションモジュール１３００及びシグナリングジェネレーションモジュール１４００を含むことができる。以下、送信装置の各モジュールの動作を中心に説明する。
【００３８】
図１を参照すると、本発明の一実施例に係る次世代放送サービスのための放送信号送信装置は、入力信号としてＭＰＥＧ−ＴＳストリーム、ＩＰストリーム（ｖ４／ｖ６）及びＧＳ（Ｇｅｎｅｒｉｃ  ｓｔｒｅａｍ）を受け取ることができる。また、入力信号を構成する各ストリームの構成に関する管理情報（ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ  ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を受信し、受信した管理情報を参照して最終的な物理層（ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｌａｙｅｒ）信号を生成することができる。
【００３９】
本発明の一実施例に係るインプットフォーマッティングモジュール１０００は、インプットストリームを、コーディング及びモジュレーションを行うための基準、サービス、又はサービスコンポーネント基準によって分けて複数のロジカルデータパイプ（ｌｏｇｉｃａｌ  ｄａｔａ  ｐｉｐｅｓ）（又は、データパイプ又はＤＰデータ）として出力することができる。データパイプは、サービスデータ又は関連したメタデータを送信する物理層のロジカルチャネル（ｌｏｇｉｃａｌ  ｃｈａｎｎｅｌ）であり、一つ又は複数のサービス又はサービスコンポーネントを伝送することができる。また、各データパイプを介して伝送されるデータをＤＰデータと呼ぶことができる。
【００４０】
また、本発明の一実施例に係るインプットフォーマッティングモジュール１０００は、生成されたそれぞれのデータパイプをコーディング及びモジュレーションを行うために必要なブロック単位に分け、伝送効率を高めたりスケジューリングをするために必要な過程を行うことができる。インプットフォーマッティングモジュール１０００の動作に関する具体的な内容は後述する。
【００４１】
本発明の一実施例に係るコーディングアンドモジュレーションモジュール１１００は、インプットフォーマッティングモジュール１０００から受信したそれぞれのデータパイプに対してＦＥＣ（ｆｏｒｗａｒｄ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）エンコーディングを行い、伝送チャネルで発生しうるエラーを放送信号受信装置で補正（ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）できるようにする。また、本発明の一実施例に係るコーディングアンドモジュレーションモジュール１１００は、ＦＥＣ出力ビットデータをシンボルデータに変換してインターリービングを行い、チャネルによるバーストエラー（ｂｕｒｓｔ  ｅｒｒｏｒ）を補正することができる。図１に示すように、２つ以上のＴｘアンテナを介してデータを伝送するために、本発明の一実施例に係るコーディングアンドモジュレーションモジュール１１００は、処理したデータを分け、各アンテナ出力のためのデータ経路（ｄａｔａ  ｐａｔｈ）で出力することができる。
【００４２】
本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール１２００は、コーディングアンドモジュレーションモジュール１１００から出力されたデータを、信号フレームにマッピングすることができる。本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール１２００は、インプットフォーマッティングモジュール１０００から出力されたスケジューリング情報を用いてマッピングを行うことができ、追加的なダイバーシチ利得（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｇａｉｎ）を得るために、信号フレーム内のデータに対してインターリービングを行うことができる。
【００４３】
本発明の一実施例に係るウェーブフォームジェネレーションモジュール１３００は、フレームストラクチャモジュール１２００から出力された信号フレームを、伝送可能な形態の信号に変換することができる。この場合、本発明の一実施例に係るウェーブフォームジェネレーションモジュール１３００は、伝送装置の検出のためにプリアンブルシグナル（又は、プリアンブル）を信号に挿入し、伝送チャネルを推定して歪みを補償できるように参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  ｓｉｇｎａｌ）を挿入することができる。また、本発明の一実施例に係るウェーブフォームジェネレーションモジュール１３００は、多重経路受信によるチャネルディレースプレッド（ｃｈａｎｎｅｌ  ｄｅｌａｙ  ｓｐｒｅａｄ）の影響を相殺させるためにガードインターバル（ｇｕａｒｄ  ｉｎｔｅｒｖａｌ）を提供し、この区間に特定シーケンスを挿入することができる。また、本発明の一実施例に係るウェーブフォームジェネレーションモジュール１３００は、付加的に、出力信号のＰＡＰＲ（ｐｅａｋ−ｔｏ−ａｖｅｒａｇｅ  ｐｏｗｅｒ  ｒａｔｉｏ）のような信号特性を考慮して効率的な伝送に必要な過程を行うことができる。
【００４４】
本発明の一実施例に係るシグナリングジェネレーションモジュール１４００は、入力された管理情報（ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ  ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）、及びインプットフォーマッティングモジュール１０００、コーディングアンドモジュレーションモジュール１１００及びフレームストラクチャモジュール１２００で発生した情報を用いて最終的な物理層シグナリングを生成する。したがって、本発明の一実施例に係る受信装置は、シグナリング情報をデコーティングして、受信した信号をデコーティングすることができる。
【００４５】
上述したように、本発明の一実施例に係る次世代放送サービスのための放送信号送信装置は、地上波放送サービス、モバイル放送サービス及びＵＨＤＴＶサービスなどを提供することができる。したがって、本発明の一実施例に係る次世代放送サービスのための送信装置は、互いに異なるサービスのための信号を時間領域でマルチプレクシングして伝送することができる。
【００４６】
図２乃至図４は、図１で説明した本発明の実施例に係るインプットフォーマッティングモジュール１０００を示す図である。以下、各図について説明する。
【００４７】
図２は、本発明の一実施例に係るインプットフォーマッティングモジュールを示す図である。
【００４８】
図２は、インプット信号がシングルインプットストリームである場合のインプットフォーマッティングモジュールを示す。
【００４９】
図２を参照すると、本発明の一実施例に係るインプットフォーマッティングモジュールは、モードアダプテーションモジュール２０００及びストリームアダプテーションモジュール２１００を含むことができる。
【００５０】
図２に示すように、モードアダプテーションモジュール２０００は、インプットインターフェース（ｉｎｐｕｔ  ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）ブロック２０１０、ＣＲＣ−８エンコーダブロック２０２０、及びＢＢヘッダー挿入（ＢＢ  ｈｅａｄｅｒ  ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）ブロック２０３０を含むことができる。以下、モードアダプテーションモジュール２０００の各ブロックについて説明する。
【００５１】
インプットインターフェースブロック２０１０は、入力されたシングルインプットストリームを、後にＦＥＣ（ＢＣＨ／ＬＤＰＣ）を行うためのベースバンド（ｂａｓｅｂａｎｄ，ＢＢ）フレーム長のデータに分けて出力することができる。
【００５２】
ＣＲＣ−８エンコーダブロック２０２０は、各ＢＢフレームデータに対してＣＲＣエンコーディングを行ってリダンダンシーデータ（ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ  ｄａｔａ）を追加することができる。
【００５３】
その後、ＢＢヘッダー挿入ブロック２０３０は、モードアダプテーションタイプ（Ｍｏｄｅ  Ａｄａｐｔａｔｉｏｎ  Ｔｙｐｅ）（ＴＳ／ＧＳ／ＩＰ））、ユーザーパケット長（Ｕｓｅｒ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｌｅｎｇｔｈ）、データフィールド長（Ｄａｔａ  Ｆｉｅｌｄ  Ｌｅｎｇｔｈ）、ユーザーパケットシンクバイト（Ｕｓｅｒ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｓｙｎｃ  Ｂｙｔｅ）、データフィールド内におけるユーザーパケットシンクバイトのスタートアドレス（Ｓｔａｒｔ  Ａｄｄｒｅｓｓ  ｏｆ  Ｕｓｅｒ  Ｐａｃｋｅｔ  Ｓｙｎｃ  Ｂｙｔｅ  ｉｎ  Ｄａｔａ  Ｆｉｅｌｄ）、高効率モードインジケータ（Ｈｉｇｈ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ  Ｍｏｄｅ  Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、インプットストリーム同期化フィールド（Ｉｎｐｕｔ  Ｓｔｒｅａｍ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  Ｆｉｅｌｄ）などの情報を含むヘッダーをＢＢフレームに挿入することができる。
【００５４】
図２に示すように、ストリームアダプテーションモジュール２１００は、パディング挿入（ｐａｄｄｉｎｇ  ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）ブロック２１１０及びＢＢスクランブラ（ｓｃｒａｍｂｌｅｒ）ブロック２１２０を含むことができる。以下、ストリームアダプテーションモジュール２１００の各ブロックについて説明する。
【００５５】
パディング挿入ブロック２１１０は、モードアダプテーションモジュール２０００から受信したデータがＦＥＣエンコーディングに必要な入力データ長よりも小さい場合、データにパディングビットを挿入し、必要な入力データ長として出力することができる。
【００５６】
ＢＢスクランブラブロック２１２０は、入力されたビットストリームをＰＲＢＳ（Ｐｓｅｕｄｏ  Ｒａｎｄｏｍ  Ｂｉｎａｒｙ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）でＸＯＲ演算してランダム化を行うことができる。
【００５７】
上述した各ブロックは省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【００５８】
図２に示すように、インプットフォーマッティングモジュールは、最終的に、データパイプをコーディングアンドモジュレーションモジュールに出力することができる。
【００５９】
図３は、本発明の他の実施例に係るインプットフォーマッティングモジュールを示す図である。
【００６０】
図３は、入力された信号が複数のインプットストリーム（ｉｎｐｕｔ  ｓｔｒｅａｍｓ）である場合におけるインプットフォーマッティングモジュールのモードアダプテーションモジュール３０００を示す図である。
【００６１】
複数のインプットストリームを処理するためのインプットフォーマッティングモジュールのモードアダプテーションモジュール３０００は、各インプットストリームを独立して処理することができる。
【００６２】
図３を参照すると、複数のインプットストリームのストリームをそれぞれ処理するためのモードアダプテーションモジュール３０００は、インプットインターフェース（ｉｎｐｕｔ  ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）ブロック、インプットストリームシンクロナイザー（ｉｎｐｕｔ  ｓｔｒｅａｍ  ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｒ）ブロック３１００、遅延補償（ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ  ｄｅｌａｙ）ブロック３２００、ヌルパケット削除（ｎｕｌｌ  ｐａｃｋｅｔ  ｄｅｌｅｔｉｏｎ）ブロック３３００、ＣＲＣ−８エンコーダブロック、及びＢＢヘッダー挿入ブロックを含むことができる。以下、モードアダプテーションモジュール３０００の各ブロックについて説明する。
【００６３】
インプットインターフェースブロック、ＣＲＣ−８エンコーダブロック及びＢＢヘッダー挿入ブロックの動作は、図２で説明したブロックの動作に対応するので説明を省略する。
【００６４】
インプットストリームシンクロナイザーブロック３１００は、ＩＳＣＲ（Ｉｎｐｕｔ  Ｓｔｒｅａｍ  Ｃｌｏｃｋ  Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）情報を伝送し、放送信号受信装置でＴＳ或いはＧＳストリームを復元するために必要なタイミング（ｔｉｍｉｎｇ）情報を発生させることができる。
【００６５】
遅延補償ブロック３２００は、伝送装置でタイミング情報を含むデータの処理によるデータパイプ間遅延が発生した場合、受信装置で同期を合わせるように、入力データを遅延させて出力することができる。
【００６６】
ヌルパケット削除ブロック３３００は、入力データから、不要に伝送された入力ヌルパケットを除去し、除去された位置に基づいて、除去されたヌルパケットの個数を入力データに挿入して伝送することができる。
【００６７】
上述したブロックは省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【００６８】
図４は、本発明の更に他の実施例に係るインプットフォーマッティングモジュールを示す図である。
【００６９】
具体的に、図４は、入力信号が複数のインプットストリームに該当する場合、インプットフォーマッティングモジュールのストリームアダプテーションモジュールを示す図である。
【００７０】
入力信号が複数のインプットストリームに該当する場合におけるインプットフォーマッティングモジュールのストリームアダプテーションモジュールは、スケジューラ（ｓｃｈｅｄｕｌｅｒ）４０００、１−フレーム遅延（１−ｆｒａｍｅ  ｄｅｌａｙ）ブロック４１００、インバンドシグナリング又はパディング挿入（Ｉｎ−ｂａｎｄ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ  ｏｒ  ｐａｄｄｉｎｇ  ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）ブロック４２００、物理層シグナリング生成（ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｌａｙｅｒ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ  ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）ブロック４３００、及びＢＢスクランブラ（ｓｃｒａｍｂｌｅｒ）ブロック４４００を含むことができる。以下、ストリームアダプテーションモジュールの各ブロックについて説明する。
【００７１】
スケジューラ４０００は、デュアル極性（ｄｕａｌ  ｐｏｌａｒｉｔｙ）を有する多重アンテナを使用するＭＩＭＯシステムのためのスケジューリングを行うことができる。また、スケジューラ４０００は、図１で説明したコーディングアンドモジュレーションモジュール内のビット・ツー・セルデマックス（ｂｉｔ  ｔｏ  ｃｅｌｌ  ｄｅｍｕｘ）ブロック、セルインターリーバ（ｃｅｌｌ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）ブロック、タイムインターリーバ（ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）ブロックなどの各アンテナ経路のための信号処理ブロックで用いられるパラメータを発生させることができる。
【００７２】
１−フレーム遅延ブロック４１００は、データパイプ内に挿入されるインバンドシグナリング情報のために次のフレームに対するスケジューリング情報が現在フレームで伝送され得るように、入力データを１伝送フレームだけ遅延させることができる。
【００７３】
インバンドシグナリング又はパディング挿入ブロック４２００は、１伝送フレームだけ遅延されたデータに、遅延されていない物理層シグナリング（ｐｈｙｓｉｃａｌ  ｌａｙｅｒ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ，ＰＬＳ）−ダイナミックシグナリング（ｄｙｎａｍｉｃ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）情報を挿入することができる。この場合、インバンドシグナリング又はパディング挿入ブロック４２００は、パディングのための空間がある場合にパディングビットを挿入したり、インバンドシグナリング情報をパディング空間に挿入することができる。また、スケジューラ４０００は、インバンドシグナリング情報とは別に、現在フレームに対するＰＬＳ−ダイナミックシグナリング情報を出力することができる。したがって、後述するセルマッパー（ｃｅｌｌ  ｍａｐｐｅｒ）は、スケジューラ４０００から出力されたスケジューリング情報に基づいて入力セルをマッピングすることができる。
【００７４】
物理層シグナリング生成ブロック４３００は、インバンドシグナリング情報を除いて、伝送フレームのプリアンブルシンボル（ｐｒｅａｍｂｌｅ  ｓｙｍｂｏｌ）で伝送されたり、データシンボル（ｄａｔａ  ｓｙｍｂｏｌ）で拡散されて伝送される物理層シグナリングデータを生成することができる。この場合、本発明の一実施例に係る物理層シグナリングデータは、シグナリング情報と呼ぶこともできる。また、本発明の一実施例に係る物理層シグナリングデータは、ＰＬＳ−プレ（ｐｒｅ）情報とＰＬＳ−ポスト（ｐｏｓｔ）情報とに区別できる。ＰＬＳ−プレ情報は、ＰＬＳ−ポスト情報をエンコーディングするために必要なパラメータ及び静的ＰＬＳシグナリングデータ（ｓｔａｔｉｃ  ＰＬＳ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ  ｄａｔａ）を含むことができ、ＰＬＳ−ポスト情報は、データパイプをエンコーディングするために必要なパラメータを含むことができる。上述したデータパイプをエンコーディングするために必要なパラメータは、静的ＰＬＳシグナリングデータ（ｓｔａｔｉｃ  ＰＬＳ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ  ｄａｔａ）と動的ＰＬＳシグナリングデータ（ｄｙｎａｍｉｃ  ＰＬＳ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ  ｄａｔａ）とに区別されてもよい。静的ＰＬＳシグナリングデータは、スーパーフレーム（ｓｕｐｅｒ−ｆｒａｍｅ）に含まれた全てのフレームに共通して適用可能なパラメータであり、スーパーフレーム単位で変更されてもよい。動的ＰＬＳシグナリングデータは、スーパーフレームに含まれたフレームごとに別々に適用可能なパラメータであり、フレーム単位で変更されてもよい。したがって、受信装置は、ＰＬＳ−プレ情報をデコーティングしてＰＬＳ−ポスト情報を取得し、ＰＬＳ−ポスト情報をデコーティングして所望のデータパイプをデコーティングすることができる。
【００７５】
ＢＢスクランブラブロック４４００は、最終的に、ウェーブフォームジェネレーションブロック（ｗａｖｅｆｏｒｍ  ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ  ｂｌｏｃｋ）の出力信号のＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）値が低くなるようにＰＲＢＳ（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｒａｎｄｏｍ  Ｂｉｎａｒｙ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を発生させ、これを入力ビットストリームとＸＯＲ演算させることができる。図４に示すように、ＢＢスクランブラブロック４４００のスクランブリングは、データパイプ及びＰＬＳ情報の両方に適用することができる。
【００７６】
上述したブロックは、設計者の意図によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【００７７】
図４に示すように、ストリームアダプテーションモジュールは、最終的に、各データパイプをコーディングアンドモジュレーションモジュールに出力することができる。
【００７８】
図５は、本発明の一実施例に係るコーディングアンドモジュレーションモジュールを示す図である。
【００７９】
図５のコーディングアンドモジュレーションモジュールは、図１で説明したコーディングアンドモジュレーションモジュール１１００の一実施例に該当する。
【００８０】
上述したように、本発明の一実施例に係る次世代放送サービスのための放送信号送信装置は、地上波放送サービス、モバイル放送サービス及びＵＨＤＴＶサービスなどを提供することができる。
【００８１】
本発明の一実施例に係る次世代放送サービスのための送信装置が提供するサービスの特性によってＱｏＳ（ｑｕａｌｉｔｙ  ｏｆ  ｓｅｒｖｉｃｅ）が異なるため、各サービスに対応するデータが処理される方式も異ならなければならない。したがって、本発明の一実施例に係るコーディングアンドモジュレーションモジュールは、入力されたデータパイプに対して、それぞれの経路別にＳＩＳＯ、ＭＩＳＯ及びＭＩＭＯ方式を独立して適用し、独立して処理することができる。結果的に、本発明の一実施例に係る次世代放送サービスのための送信装置は、各データパイプで伝送するサービス又はサービスコンポーネント別にＱｏＳを調整することができる。
【００８２】
したがって、本発明の一実施例に係るコーディングアンドモジュレーションモジュールは、ＳＩＳＯ方式のための第１ブロック５０００、ＭＩＳＯ方式のための第２ブロック５１００、ＭＩＭＯ方式のための第３ブロック５２００、及びＰＬＳ−プレ／ポスト情報を処理するための第４ブロック５３００を含むことができる。図５に示すコーディングアンドモジュレーションモジュールは一実施例に過ぎず、設計者の意図によって、コーディングアンドモジュレーションモジュールは第１ブロック５０００及び第４ブロック５３００だけを含んでもよく、第２ブロック５１００及び第４ブロック５３００だけを含んでもよく、第３ブロック５２００及び第４ブロック５３００だけを含んでもよい。すなわち、設計によって、コーディングアンドモジュレーションモジュールは各データパイプを同一に又は別々に処理するためのブロックを含むことができる。
【００８３】
以下、コーディングアンドモジュレーションモジュールの各ブロックについて説明する。
【００８４】
第１ブロック５０００は、入力されたデータパイプをＳＩＳＯ処理するためのブロックであり、ＦＥＣエンコーダ（ｅｎｃｏｄｅｒ）ブロック５０１０、ビットインターリーバ（ｂｉｔ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）ブロック５０２０、ビット・ツー・セルデマックス（ｂｉｔ  ｔｏ  ｃｅｌｌ  ｄｅｍｕｘ）ブロック５０３０、コンステレーションマッパー（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  ｍａｐｐｅｒ）ブロック５０４０、セルインターリーバ（ｃｅｌｌ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）ブロック５０５０、及びタイムインターリーバ（ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）ブロック５０６０を含むことができる。
【００８５】
ＦＥＣエンコーダブロック５０１０は、受信装置が伝送チャネル上で発生した誤りを補正できるように、入力されたデータパイプに対してＢＣＨエンコーディング及びＬＤＰＣエンコーディングを行ってリダンダンシーを追加することができる。
【００８６】
ビットインターリーバブロック５０２０は、伝送チャネル上で発生しうるバーストエラー（ｂｕｒｓｔ  ｅｒｒｏｒ）に対して強じん性を有するように、ＦＥＣエンコーディングが行われたデータのビットストリームをインターリービング規則によってインターリービングすることができる。したがって、ＱＡＭシンボルにディープフェージング（ｄｅｅｐ  ｆａｄｉｎｇ）或いはイレージャー（ｅｒａｓｕｒｅ）が加えられた場合、各ＱＡＭシンボルにはインターリービングされたビットがマッピングされているため、全コードワード（ｃｏｄｅｗｏｒｄ）ビットにおいて連続したビットに誤りが発生することを防止することができる。
【００８７】
ビット・ツー・セルデマックスブロック５０３０は、入力されたビットストリームの順序及びコンステレーションマッピング規則の両方を考慮して、ＦＥＣブロック内の各ビットが適切な強じん性（ｒｏｂｕｓｔｎｅｓｓ）をもって伝送されるように、入力ビットストリームの順序を決定して出力することができる。
【００８８】
ビットインターリーバブロック５０２０は、ＦＥＣエンコーダブロック５０１０とコンステレーションマッパーブロック５０４０との間に位置し、受信装置のＬＤＰＣデコーディングを考慮して、ＦＥＣエンコーダブロック５０１０で行ったＬＤＰＣエンコーディングの出力ビットを、コンステレーションマッパーの互いに異なる信頼性（ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ）及び最適の値を有するビットポジションと連結付けることができる。したがって、ビット・ツー・セルデマックスブロック５０３０は、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【００８９】
コンステレーションマッパーブロック５０４０は、入力されたビットワード（ｂｉｔ  ｗｏｒｄ）を一つのコンステレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）にマッピングすることができる。この場合、コンステレーションマッパーブロックは追加的にローテーションアンドＱ−ディレー（ｒｏｔａｔｉｏｎ  ＆  Ｑ−ｄｅｌａｙ）を行うことができる。すなわち、コンステレーションマッパーブロックは、入力されたコンステレーションをローテーション角（ｒｏｔａｔｉｏｎ  ａｎｇｌｅ）によってローテーションした後にイン−フェーズ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）成分とクワドラチャ−フェーズ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）成分とに分け、クワドラチャ−フェーズ成分だけを任意の値にディレーさせることができる。その後、ペアを成すイン−フェーズ成分とクワドラチャ−フェーズ成分を用いて、新しいコンステレーションに再マッピングすることができる。
【００９０】
また、コンステレーションマッパーブロック５０４０は、最適のコンステレーションポイントを探すために、２次元平面上のコンステレーションポイントを動かすことができる。この過程によってコーディングアンドモジュレーションモジュール１１００のキャパシティー（ｃａｐａｃｉｔｙ）を最適化することができる。また、コンステレーションマッパーブロック５０４０は、ＩＱバランスドコンステレーションポイント（ＩＱ−ｂａｌａｎｃｅｄ  ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  ｐｏｉｎｔｓ）及びローテーション方式を用いて上述の動作を行うことができる。コンステレーションマッパーブロック５０４０は、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【００９１】
セルインターリーバブロック５０５０は、１個のＦＥＣブロックに該当するセルをランダムに混ぜて出力し、各ＦＥＣブロックに該当するセルが各ＦＥＣブロックごとに異なる順序で出力されるようにすることができる。
【００９２】
タイムインターリーバブロック５０６０は、複数のＦＥＣブロックに属するセルを互い混ぜて出力することができる。したがって、各ＦＥＣブロックのセルはタイムインターリービングデプス（ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｄｅｐｔｈ）分の区間内に分散して伝送され、ダイバーシチ利得（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｇａｉｎ）を得ることができる。
【００９３】
第２ブロック５１００は、入力されたデータパイプをＭＩＳＯ処理するためのブロックであり、図５に示すように、第１ブロック５０００と同様に、ＦＥＣエンコーダブロック、ビットインターリーバブロック、ビット・ツー・セルデマックスブロック、コンステレーションマッパーブロック、セルインターリーバブロック及びタイムインターリーバブロックを含むことができる。ただし、ＭＩＳＯプロセッシング（ＭＩＳＯ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）ブロック５１１０をさらに含むという点で、第１ブロック５０００と異なる。第２ブロック５１００は、第１ブロック５０００と同一に入力動作からタイムインターリーバ動作までの過程を行うので、同じブロックに関する説明は省略する。
【００９４】
ＭＩＳＯプロセッシングブロック５１１０は、入力されたセルに対して伝送ダイバーシチ（ｔｒａｎｓｍｉｔ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）を提供するＭＩＳＯエンコーディングマトリクス（ｍａｔｒｉｘ）によってエンコーディングを行い、ＭＩＳＯプロセッシングされたデータを２つの経路を通じて出力することができる。本発明の一実施例に係るＭＩＳＯプロセッシングは、ＯＳＴＢＣ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｓｐａｃｅ  ｔｉｍｅ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｉｎｇ）／ＯＳＦＢＣ（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  ｓｐａｃｅ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｂｌｏｃｋ  ｃｏｄｉｎｇ、Ａｌａｍｏｕｔｉ  ｃｏｄｉｎｇともいう）を含むことができる。
【００９５】
第３ブロック５２００は、入力されたデータパイプをＭＩＭＯ処理するためのブロックであり、図５に示すように、第２ブロック５１００と同様に、ＦＥＣエンコーダブロック、ビットインターリーバブロック、ビット・ツー・セルデマックスブロック、コンステレーションマッパーブロック、セルインターリーバブロック及びタイムインターリーバブロックを含むことができる。ただし、ＭＩＭＯプロセッシングブロック５２２０を含むという点で、第２ブロック５１００のデータ処理過程が異なる。
【００９６】
すなわち、第３ブロック５２００では、ＦＥＣエンコーダブロック及びビットインターリーバブロックは、第１及び２ブロック５０００，５１００と機能は異なっても、基本的な役割は同一である。
【００９７】
ビット・ツー・セルデマックスブロック５２１０は、ＭＩＭＯプロセッシングの入力ビットストリームの個数と同じ個数の出力ビットストリームを生成して、ＭＩＭＯプロセッシングのためのＭＩＭＯ経路を通じて出力することができる。この場合、ビット・ツー・セルデマックスブロック５２１０は、ＬＤＰＣとＭＩＭＯプロセッシングの特性を考慮して受信装置のデコーディング性能を最適化するように設計されてもよい。
【００９８】
コンステレーションマッパーブロック、セルインターリーバブロック、タイムインターリーバブロックもその機能は異なってもよいが、基本的な役割は、第１及び２ブロック５０００，５１００で説明した役割と同一である。また、図５に示すように、コンステレーションマッパーブロック、セルインターリーバブロック、タイムインターリーバブロックは、ＭＩＭＯプロセッシングのためのＭＩＭＯ経路の個数分だけ存在することができる。この場合、コンステレーションマッパーブロック、セルインターリーバブロック、タイムインターリーバブロックは、各経路を通じて入力されるデータに対してそれぞれ同一に動作してもよく、独立して動作してもよい。
【００９９】
ＭＩＭＯプロセッシングブロック５２２０は、入力された２つの入力セルに対してＭＩＭＯエンコーディングマトリクスを用いてＭＩＭＯプロセッシングを行い、ＭＩＭＯプロセッシングされたデータを２つの経路を通じて出力することができる。本発明の一実施例に係るＭＩＭＯエンコーディングマトリクスは、空間多重化（ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、ゴールデンコード（Ｇｏｌｄｅｎ  ｃｏｄｅ）、フル−レートフル−ダイバーシチコード（Ｆｕｌｌ−ｒａｔｅ  ｆｕｌｌ−ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｃｏｄｅ）、線形分散符号（Ｌｉｎｅａｒ  ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ  ｃｏｄｅ）などを含むことができる。
【０１００】
第４ブロック５３００は、ＰＬＳ−プレ／ポスト情報を処理するためのブロックであり、ＳＩＳＯ又はＭＩＳＯプロセッシングを行うことができる。
【０１０１】
第４ブロック５３００に含まれたビットインターリーバブロック、ビット・ツー・セルデマックスブロック、コンステレーションマッパーブロック、セルインターリーバブロック、タイムインターリーバブロック及びＭＩＳＯプロセッシングブロックなどは、上述した第２ブロック５１００のブロックと機能は異なってもよいが、基本的な役割は同一である。
【０１０２】
第４ブロック５３００に含まれたショートニング／パンクチャリングされたＦＥＣエンコーダ（Ｓｈｏｒｔｅｎｅｄ／ｐｕｎｃｔｕｒｅｄ  ＦＥＣ  ｅｎｃｏｄｅｒ）ブロック５３１０は、入力データの長さがＦＥＣエンコーディングを行うために必要な長さよりも短い場合に備えたＰＬＳ経路のためのＦＥＣエンコーディング方式を用いてＰＬＳデータを処理することができる。具体的に、ＦＥＣエンコーダブロックは、入力ビットストリームに対してＢＣＨエンコーディングを行い、その後、ノーマルＬＤＰＣ（ｎｏｒｍａｌ  ＬＤＰＣ）エンコーディングに必要な入力ビットストリームの長さだけゼロパディング（ｚｅｒｏ  ｐａｄｄｉｎｇ）をし、ＬＤＰＣエンコーディングをした後にパディングしたゼロ値を除去することで、有効コードレート（ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ  ｃｏｄｅｒａｔｅ）がデータパイプレートと等しくなるように又は低くなるようにパリティビットをパンクチャリング（ｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇ）することができる。
【０１０３】
上述した第１ブロック５０００乃至第４ブロック５３００に含まれたブロックは、設計者の意図によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【０１０４】
図５に示すように、コーディングアンドモジュレーションモジュールは、最終的に、各経路別に処理されたデータパイプ、ＰＬＳ−プレ情報、ＰＬＳ−ポスト情報をフレームストラクチャモジュールに出力することができる。
【０１０５】
図６は、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュールを示す図である。
【０１０６】
図６に示すフレームストラクチャモジュールは、図１で説明したフレームストラクチャモジュール１２００の一実施例に該当する。
【０１０７】
本発明の一実施例に係るフレームストラクチャブロックは、少なくとも一つのセル−マッパー（ｃｅｌｌ−ｍａｐｐｅｒ）６０００、少なくとも一つのディレー補償（ｄｅｌａｙ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）モジュール６１００、及び少なくとも一つのブロックインターリーバ（ｂｌｏｃｋ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）６２００を含むことができる。セル−マッパー６０００、ディレー補償モジュール６１００及びブロックインターリーバ６２００の個数は変更されてもよい。以下、フレームストラクチャブロックの各モジュールについて説明する。
【０１０８】
セル−マッパー６０００は、コーディングアンドモジュレーションモジュールから出力されたＳＩＳＯ、ＭＩＳＯ又はＭＩＭＯ処理されたデータパイプに対応するセル、データパイプ間に共通して適用可能なコモンデータ（ｃｏｍｍｏｎ  ｄａｔａ）に対応するセル、ＰＬＳ−プレ／ポスト情報に対応するセルを、スケジューリング情報によって信号フレームに割り当てることができる。コモンデータは、全部又は一部のデータパイプ間に共通に適用可能なシグナリング情報を意味し、特定データパイプで伝送することができる。コモンデータを伝送するデータパイプをコモンデータパイプ（ｃｏｍｍｏｎ  ｄａｔａ  ｐｉｐｅ）と呼ぶことができ、これは、設計者の意図によって変更可能である。
【０１０９】
本発明の一実施例に係る送信装置が２個の出力アンテナを使用し、上述したＭＩＳＯプロセッシングでアラモウチコーディング（Ａｌａｍｏｕｔｉ  ｃｏｄｉｎｇ）を使用する場合、アラモウチコーディングによる直交性（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌｉｔｙ）を維持するために、セル−マッパー６０００はペア−ワイズセルマッピング（ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ  ｃｅｌｌ  ｍａｐｐｉｎｇ）を行うことができる。すなわち、セル−マッパー６０００は、入力セルに対して連続した２つのセルを１つの単位として処理してフレームにマッピングすることができる。したがって、各アンテナの出力経路に該当する入力経路内の、ペアを成すセルは、伝送フレーム内において互いに隣接した位置に割り当てられてもよい。
【０１１０】
ディレー補償ブロック６１００は、次の伝送フレームに対する入力ＰＬＳデータセルを１フレームだけ遅延して、現在伝送フレームに該当するＰＬＳデータを取得することができる。この場合、現在フレームのＰＬＳデータは、現在信号フレーム内のプリアンブル部分で伝送されればよく、次の信号フレームに対するＰＬＳデータは、現在信号フレーム内のプリアンブル部分又は現在信号フレームの各データパイプにおけるインバンドシグナリングで伝送されればよい。これは、設計者の意図によって変更可能である。
【０１１１】
ブロックインターリーバ６２００は、信号フレームの単位となる伝送ブロック内のセルをインターリービングすることによって追加的なダイバーシチ利得を得ることができる。また、ブロックインターリーバ６２００は、上述したペア−ワイズマッピングが行われた場合、入力セルに対して連続した２つのセルを１つの単位として処理してインターリービングを行うことができる。したがって、ブロックインターリーバ６２００から出力されるセルは、同じ２つの連続したセルであってもよい。
【０１１２】
ペア−ワイズマッピング及びペア−ワイズインターリービング（ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）が行われる場合、少なくとも一つのセル−マッパーと少なくとも一つのブロックインターリーバは、それぞれの経路を通じて入力されるデータに対して同一に動作してもよく独立して動作してもよい。
【０１１３】
上述したブロックは、設計者の意図によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【０１１４】
図６に示すように、フレームストラクチャモジュールは、ウェーブフォームジェネレーションモジュールに少なくとも一つの信号フレームを出力することができる。
【０１１５】
図７は、本発明の一実施例に係るウェーブフォームジェネレーションモジュールを示す図である。
【０１１６】
図７に示すウェーブフォームジェネレーションモジュールは、図１で説明したウェーブフォームジェネレーションモジュール１３００の一実施例に該当する。
【０１１７】
本発明の一実施例に係るウェーブフォームジェネレーションモジュールは、図６で説明したフレームストラクチャモジュールから出力された信号フレームを受信して出力するためのアンテナの個数だけ信号フレームを変調して伝送することができる。
【０１１８】
具体的に、図７に示すウェーブフォームジェネレーションモジュールは、ｍ個のＴｘアンテナを使用する送信装置のウェーブフォームジェネレーションモジュールの実施例であり、ｍ個の経路だけ入力されたフレームを変調して出力するためのｍ個の処理ブロックを含むことができる。ｍ個の処理ブロックはいずれも同一の処理過程を行うことができる。以下では、ｍ個の処理ブロックのうち、最初の処理ブロック７０００の動作を中心に説明する。
【０１１９】
最初の処理ブロック７０００は、参照信号挿入及びＰＡＰＲリダクション（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  ｓｉｇｎａｌ  ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ  ＆  ＰＡＰＲ  ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ）ブロック７１００、インバースウェーブフォームトランスフォーム（Ｉｎｖｅｒｓｅ  ｗａｖｅｆｏｒｍ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ブロック７２００、ＰＡＰＲリダクションインタイム（ＰＡＰＲ  ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ  ｉｎ  ｔｉｍｅ）ブロック７３００、ガードシーケンス挿入（Ｇｕａｒｄ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ  ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）ブロック７４００、プリアンブル挿入（ｐｒｅａｍｂｌｅ  ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）ブロック７５００、ウェーブフォームプロセッシング（ｗａｖｅｆｏｒｍ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）ブロック７６００、他のシステム挿入（ｏｔｈｅｒ  ｓｙｓｔｅｍ  ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）ブロック７７００、及びＤＡＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ａｎａｌｏｇ  Ｃｏｎｖｅｔｅｒ）ブロック７８００を含むことができる。
【０１２０】
参照信号挿入及びＰＡＰＲリダクションブロック７１００は、各信号ブロックごとに、定められた位置に参照信号を挿入し、時間領域におけるＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｒａｔｉｏ）値を下げるためにＰＡＰＲリダクションスキーム（ｒｅｄｕｃｔｉｏｎ  ｓｃｈｅｍｅ）を適用することができる。本発明の一実施例に係る放送送受信システムがＯＦＤＭシステムである場合、参照信号挿入及びＰＡＰＲリダクションブロック７１００は、アクティブサブキャリア（ａｃｔｉｖｅ  ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）の一部を使用しないで保存する方法を用いることができる。また、参照信号挿入及びＰＡＰＲリダクションブロック７１００は、放送送受信システムによって、ＰＡＰＲリダクションスキームを選択的特徴として用いなくてもよい。
【０１２１】
インバースウェーブフォームトランスフォームブロック７２００は、伝送チャネルの特性及びシステム構造を考慮して、伝送効率及び柔軟性が向上する方式で入力信号を変換して出力することができる。本発明の一実施例に係る放送送受信システムがＯＦＤＭシステムである場合、インバースウェーブフォームトランスフォームブロック７２００は、逆ＦＦＴ演算（Ｉｎｖｅｒｓｅ  ＦＦＴ  ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）を用いて周波数領域の信号を時間領域に変換する方法を利用することができる。また、本発明の一実施例に係る放送送受信システムがシングルキャリアシステム（ｓｉｎｇｌｅ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｓｙｓｔｅｍ）である場合、インバースウェーブフォームトランスフォームブロックは、ウェーブフォームジェネレーションモジュール内で使用されなくてもよい。
【０１２２】
ＰＡＰＲリダクションブロック７３００は、入力された信号に対して時間領域でＰＡＰＲを下げるための方法を適用することができる。本発明の一実施例に係る放送送受信システムがＯＦＤＭシステムである場合、ＰＡＰＲリダクションブロック７３００は簡単に、最大振幅（ｐｅａｋ  ａｍｐｌｉｔｕｄｅ）をクリッピング（ｃｌｉｐｐｉｎｇ）する方法を利用することもできる。また、ＰＡＰＲリダクションブロック７３００は選択的なブロックであり、本発明の一実施例に係る放送送受信システムによって使用されなくてもよい。
【０１２３】
ガードシーケンス挿入ブロック７４００は、伝送チャネルのディレースプレッド（ｄｅｌａｙ  ｓｐｒｅａｄ）による影響を最小化するために、隣接した信号ブロック間にガードインターバル（ｇｕａｒｄ  ｉｎｔｅｒｖａｌ）を提供し、必要な場合、特定シーケンスを挿入することができる。したがって、受信装置は同期化やチャネル推定を容易に行うことができる。本発明の一実施例に係る放送送受信システムがＯＦＤＭシステムである場合、ガードシーケンス挿入ブロック７４００は、ＯＦＤＭシンボルのガードインターバル区間にサイクリックプレフィックス（ｃｙｃｌｉｃ  ｐｒｅｆｉｘ）を挿入することができる。
【０１２４】
プリアンブル挿入ブロック７５００は、受信装置がターゲットシステム信号（ｔａｒｇｅｔ  ｓｙｓｔｅｍ  ｓｉｇｎａｌ）を迅速で効率的に取得できるように、送受信装置間に約束された既知タイプ（ｋｎｏｗｎ  ｔｙｐｅ）の信号（プリアンブル又はプリアンブルシンボル）を伝送信号に挿入することができる。本発明の一実施例に係る放送送受信システムがＯＦＤＭシステムに対応する場合、プリアンブル挿入ブロック７５００は、複数のＯＦＤＭシンボルで構成された信号フレームを定義し、毎信号フレームの開始部分にプリアンブルシンボルを挿入することができる。すなわち、プリアンブルは、基本的なＰＬＳデータを伝送することができ、フレームの開始部分に位置する。
【０１２５】
ウェーブフォームプロセッシングブロック７６００は、入力されたベースバンド信号に対して、チャネルの伝送特性に合うようにウェーブフォームプロセッシングを行うことができる。ウェーブフォームプロセッシングブロック７６００は、一実施例として、伝送信号の帯域外放出（ｏｕｔ−ｏｆ−ｂａｎｄ  ｅｍｉｓｓｉｏｎ）の基準を得るためにＳＲＲＣ（ｓｑｕａｒｅ−ｒｏｏｔ−ｒａｉｓｅｄ  ｃｏｓｉｎｅ）フィルタリング（ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）を行うこともできる。また、本発明の一実施例に係る放送送受信システムがマルチキャリアシステムである場合、ウェーブフォームプロセッシングブロック７６００は使用されなくてもよい。
【０１２６】
他のシステム挿入ブロック７７００は、同じＲＦ信号帯域幅内で互いに異なる２つ以上の放送サービスを提供する放送送受信システムのデータを共に伝送できるように、複数の放送送受信システムの信号を時間領域でマルチプレクシングすることができる。この場合、互いに異なる２つ以上のシステムとは、互いに異なる放送サービスを伝送するシステムのことを意味する。互いに異なる放送サービスは、地上波放送サービス、モバイル放送サービスなどを意味することができる。また、各放送サービスに関連したデータは、互いに異なるフレームで伝送されてもよい。
【０１２７】
ＤＡＣブロック７８００は、入力されたデジタル信号をアナログ信号に変換して出力することができる。ＤＡＣブロック７８００から出力された信号は、ｍ個の出力アンテナを介して伝送することができる。本発明の一実施例に係る送信アンテナは、垂直（ｖｅｒｔｉｃａｌ）又は水平極性（ｈｏｒｉｚｏｎｔａｌ  ｐｏｌａｒｉｔｙ）を有することができる。
【０１２８】
また、上述したブロックは、設計者の意図によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【０１２９】
図８は、本発明の一実施例に係る、次世代放送サービスのための放送信号受信装置の構造を示す図である。
【０１３０】
本発明の一実施例に係る次世代放送サービスのための受信装置は、図１で説明した次世代放送サービスのための送信装置に対応し得る。本発明の一実施例に係る次世代放送サービスのための受信装置は、シンクロナイゼーションアンドデモジュレーション（ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ  ＆  ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）モジュール８０００、フレームパーシング（ｆｒａｍｅ  ｐａｒｓｉｎｇ）モジュール８１００、デマッピングアンドデコーディング（ｄｅｍａｐｐｉｎｇ  ＆  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）モジュール８２００、アウトプットプロセッサ（ｏｕｔｐｕｔ  ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）８３００、及びシグナリングデコーディング（ｓｉｇｎａｌｉｎｇ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）モジュール８４００を含むことができる。以下、受信装置の各モジュールの動作について説明する。
【０１３１】
シンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュール８０００は、ｍ個の受信アンテナを介して入力信号を受信し、受信装置に対応するシステムに対する信号検出及び同期化を行い、送信装置で行った方式の逆過程に該当する復調を行うことができる。
【０１３２】
フレームパーシングモジュール８１００は、入力された信号フレームに対してパーシングし、ユーザの選択したサービスを伝送するデータを抽出することができる。フレームパーシングモジュール８１００は、送信装置でインターリービングを行った場合、これに対する逆過程としてデインターリービングを行うことができる。この場合、抽出すべき信号及びデータの位置は、シグナリングデコーディングモジュール８４００から出力されたデータをデコーティングし、送信装置で行ったスケジューリング情報などを復元して取得することができる。
【０１３３】
デマッピングアンドデコーディングモジュール８２００は、入力信号をビットドメインデータに変換した後、必要な場合にデインターリービング過程を行うことができる。デマッピングアンドデコーディングモジュール８２００は、伝送効率のために適用されたマッピングに対してデマッピングを行い、伝送チャネル上で発生したエラーに対してデコーディングを用いてエラー補正（ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を行うことができる。この場合、デマッピングアンドデコーディングモジュール８２００は、シグナリングデコーディングモジュール８４００から出力されたデータをデコーティングして、デマッピングとデコーディングに必要な伝送パラメータを取得することができる。
【０１３４】
アウトプットプロセッサ８３００は、送信装置で伝送効率を高めるために適用した様々な圧縮／信号処理過程の逆過程を行うことができる。この場合、アウトプットプロセッサ８３００は、シグナリングデコーディングモジュール８４００から出力されたデータから必要な制御情報を取得することができる。アウトプットプロセッサ８３００の最終出力は、送信装置に入力された信号に該当し、ＭＰＥＧ−ＴＳ、ＩＰストリーム（ｖ４又はｖ６）及びＧＳ（ｇｅｎｅｒｉｃ  ｓｔｒｅａｍ）であってもよい。
【０１３５】
シグナリングデコーディングモジュール８４００は、復調された信号からＰＬＳ情報を取得することができる。上述したように、フレームパーシングモジュール８１００、デマッピングアンドデコーディングモジュール８２００及びアウトプットプロセッサ８３００は、シグナリングデコーディングモジュール８４００から出力されたデータを用いて当該モジュールの機能を行うことができる。
【０１３６】
図９は、本発明の一実施例に係るシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールを示す図である。
【０１３７】
図９に示すシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールは、図８で説明したシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールの一実施例に該当する。また、図９に示すシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールは、図７で説明したウェーブフォームジェネレーションモジュールの逆動作を行うことができる。
【０１３８】
図９に示すように、本発明の一実施例に係るシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールは、ｍ個のＲｘアンテナを使用する受信装置のシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールの実施例であり、ｍ個の経路分だけ入力された信号を復調して出力するためのｍ個の処理ブロックを含むことができる。ｍ個の処理ブロックはいずれも同一の処理過程を行うことができる。以下では、ｍ個の処理ブロックのうち、最初の処理ブロック９０００の動作を中心に説明する。
【０１３９】
最初の処理ブロック９０００は、チューナー９１００、ＡＤＣブロック９２００、プリアンブル検出器（ｐｒｅａｍｂｌｅ  ｄｅｃｔｅｃｔｏｒ）９３００、ガードシーケンス検出器（ｇｕａｒｄ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ  ｄｅｔｅｃｔｏｒ）９４００、ウェーブフォームトランスフォーム（ｗａｖｅｆｏｒｍ  ｔｒａｎｓｍｆｏｒｍ）ブロック９５００、時間／周波数同期（Ｔｉｍｅ／ｆｒｅｑ  ｓｙｎｃ）ブロック９６００、参照信号検出器（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  ｓｉｇｎａｌ  ｄｅｔｅｃｔｏｒ）９７００、チャネル等化部（Ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）９８００、及びインバースウェーブフォームトランスフォーム（Ｉｎｖｅｒｓｅ  ｗａｖｅｆｏｒｍ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）ブロック９９００を含むことができる。
【０１４０】
チューナー９１００は、所望の周波数帯域を選択し、受信した信号の大きさを補償してＡＤＣブロック９２００に出力することができる。
【０１４１】
ＡＤＣブロック９２００は、チューナー９１００から出力された信号をデジタル信号に変換することができる。
【０１４２】
プリアンブル検出器９３００は、デジタル信号に対して、受信装置に対応するシステムの信号であるか否かを確認するために、プリアンブル（又は、プリアンブル信号又はプリアンブルシンボル）を検出することができる。この場合、プリアンブル検出器９３００は、プリアンブルを介して受信される基本的な伝送パラメータを復号することができる。
【０１４３】
ガードシーケンス検出器９４００は、デジタル信号内のガードシーケンスを検出することができる。時間／周波数同期ブロック９６００は、検出されたガードシーケンスを用いて時間／周波数同期化を行うことができ、チャネル等化部９８００は、検出されたガードシーケンスを用いて受信／復元されたシーケンスからチャネルを推定することができる。
【０１４４】
ウェーブフォームトランスフォームブロック９５００は、送信装置でインバースウェーブフォームトランスフォームが行われた場合、それに対する逆変換過程を行うことができる。本発明の一実施例に係る放送送受信システムがマルチキャリアシステムである場合、ウェーブフォームトランスフォームブロック９５００は、ＦＦＴ変換過程を行うことができる。また、本発明の一実施例に係る放送送受信システムがシングルキャリアシステムである場合、受信された時間領域の信号が周波数領域で処理されたり、時間領域で全て処理される場合、ウェーブフォームトランスフォームブロック９５００は使用されなくてもよい。
【０１４５】
時間／周波数同期ブロック９６００は、プリアンブル検出器９３００、ガードシーケンス検出器９４００、参照信号検出器９７００の出力データを受信し、検出された信号に対してガードシーケンス抽出、ブロックウィンドウポジショニング（ｂｌｏｃｋ  ｗｉｎｄｏｗ  ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ）を含む時間同期化及びキャリア周波数同期化を行うことができる。このとき、周波数同期化のために、時間／周波数同期ブロック９６００は、ウェーブフォームトランスフォームブロック９５００の出力信号をフィードバックすることができる。
【０１４６】
参照信号検出器９７００は、受信された参照信号を検出することができる。したがって、本発明の一実施例に係る受信装置は、同期化又はチャネル推定（ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）を行うことができる。
【０１４７】
チャネル等化部９８００は、ガードシーケンス又は参照信号から、各Ｔｘアンテナから各Ｒｘアンテナまでの伝送チャネルを推定し、推定されたチャネルを用いて各受信データに対するチャネル等化（ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）を行うことができる。
【０１４８】
インバースウェーブフォームトランスフォームブロック９９００は、効率的な同期及びチャネル推定／等化のためにウェーブフォームトランスフォームブロック９５００がウェーブフォームトランスフォームを行った場合、再び元来の受信データドメインに復元する役割を担うことができる。本発明の一実施例に係る放送送受信システムがシングルキャリアシステムである場合、ウェーブフォームトランスフォームブロック９５００は同期／チャネル推定／等化を周波数領域で行うためにＦＦＴを行うことができ、インバースウェーブフォームトランスフォームブロック９９００は、チャネル等化がなされた信号に対してＩＦＦＴを行って、伝送されたデータシンボルを復元することができる。本発明の一実施例に係る放送送受信システムがマルチキャリアシステムである場合、インバースウェーブフォームトランスフォームブロック９９００は使用されなくてもよい。
【０１４９】
また、上述したブロックは、設計者の意図によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【０１５０】
図１０は、本発明の一実施例に係るフレームパーシングモジュールを示す図である。
【０１５１】
図１０に示すフレームパーシングモジュールは、図８で説明したフレームパーシングモジュールの一実施例に該当する。また、図１０に示すフレームパーシングモジュールは、図６で説明したフレームストラクチャモジュールの逆動作を行うことができる。
【０１５２】
図１０に示すように、本発明の一実施例に係るフレームパーシングモジュールは、少なくとも一つのブロックデインターリーバ（ｂｌｏｃｋ  ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）１００００、及び少なくとも一つのセルデマッパー（ｃｅｌｌ  ｄｅｍａｐｐｅｒ）１０１００を含むことができる。
【０１５３】
ブロックデインターリーバ１００００は、ｍ個のＲｘアンテナの各データ経路から入力されてシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールで処理されたデータに対して、各信号ブロック単位でデータに対するデインターリービングを行うことができる。この場合、図８で説明したように、送信装置でペア−ワイズインターリービングが行われた場合、ブロックデインターリーバ１００００は、各入力経路に対して連続した２つのデータを１つのペアとして処理することができる。したがって、ブロックデインターリーバ１００００は、デインターリービングを行った場合にも、連続した２つの出力データを出力することができる。またブロックデインターリーバ１００００は、送信装置で行ったインターリービング過程の逆過程を行って元来のデータ順で出力することができる。
【０１５４】
セルデマッパー１０１００は、受信した信号フレームから、コモンデータに対応するセル、データパイプに対応するセル、及びＰＬＳデータに対応するセルを抽出することができる。必要な場合、セルデマッパー１０１００は、複数の部分として分散して伝送されたデータを併合（ｍｅｒｇｉｎｇ）して一つのストリームとして出力することができる。また、図６で説明したように、送信装置で２つの連続したセル入力データが１つのペアとして処理されてマッピングされた場合、セルデマッパー１０１００は、それに該当する逆過程として、連続した２つの入力セルを１つの単位として処理するペア−ワイズセルデマッピングを行うことができる。
【０１５５】
また、セルデマッパー１０１００は、現在フレームで受信したＰＬＳシグナリングデータに対して、それぞれＰＬＳ−プレ及びＰＬＳ−ポスト情報をそれぞれ抽出して出力することができる。
【０１５６】
上述したブロックは、設計者の意図によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【０１５７】
図１１は、本発明の一実施例に係るデマッピングアンドデコーディング（ｄｅｍａｐｐｉｎｇ  ＆  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）モジュールを示す図である。
【０１５８】
図１１に示すデマッピングアンドデコーディングモジュールは、図８で説明したデマッピングアンドデコーディングモジュールの一実施例に該当する。また、図１１に示すデマッピングアンドデコーディングモジュールは、図５で説明したコーディングアンドモジュレーションモジュールの逆動作を行うことができる。
【０１５９】
上述したように、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置のコーディングアンドモジュレーションモジュールは、入力されたデータパイプに対してそれぞれの経路別にＳＩＳＯ、ＭＩＳＯ及びＭＩＭＯ方式を独立して適用して処理することができる。したがって、図１１に示すデマッピングアンドデコーディングモジュールも同様に、送信装置に対応して、フレームパーシングモジュールから出力されたデータをそれぞれＳＩＳＯ、ＭＩＳＯ、ＭＩＭＯ方式によって処理するためのブロックを含むことができる。
【０１６０】
図１１に示すように、本発明の一実施例に係るデマッピングアンドデコーディングモジュールは、ＳＩＳＯ方式のための第１ブロック１１０００、ＭＩＳＯ方式のための第２ブロック１１１００、ＭＩＭＯ方式のための第３ブロック１１２００、及びＰＬＳプレ／ポスト情報を処理するための第４ブロック１１３００を含むことができる。図１１に示すデマッピングアンドデコーディングモジュールは一実施例に過ぎず、設計者の意図によって、デマッピングアンドデコーディングモジュールは、第１ブロック１１０００及び第４ブロック１１３００だけを含んでもよく、第２ブロック１１１００及び第４ブロック１１３００だけを含んでもよく、第３ブロック１１２００及び第４ブロック１１３００だけを含んでもよい。すなわち、設計者の意図によって、デマッピングアンドデコーディングモジュールは各データパイプを同一に又は独立して処理するためのブロックを含むことができる。
【０１６１】
以下、デマッピングアンドデコーディングモジュールの各ブロックについて説明する。
【０１６２】
第１ブロック１１０００は、入力されたデータパイプをＳＩＳＯ方式で処理するためのブロックであり、タイムデインターリーバ（ｔｉｍｅ  ｄｅ−ｉｎｅｔｅｒｌｅａｖｅｒ）ブロック１１０１０、セルデインターリーバ（ｃｅｌｌ  ｄｅ−ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）ブロック１１０２０、コンステレーションデマッパー（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  ｄｅｍａｐｐｅｒ）ブロック１１０３０、セル・ツー・ビットマックス（ｃｅｌｌ  ｔｏ  ｂｉｔ  ｍｕｘ）ブロック１１０４０、ビットデインターリーバ（ｂｉｔ  ｄｅ−ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）ブロック１１０５０、及びＦＥＣデコーダ（ｄｅｃｏｄｅｒ）ブロック１１０６０を含むことができる。
【０１６３】
タイムデインターリーバブロック１１０１０は、図５で説明したタイムインターリーバブロック５０６０の逆過程を行うことができる。すなわち、タイムデインターリーバブロック１１０１０は、時間領域でインターリービングされた入力シンボルを元来の位置にデインターリービングすることができる。
【０１６４】
セルデインターリーバブロック１１０２０は、図５で説明したセルインターリーバブロック５０５０の逆過程を行うことができる。すなわち、セルデインターリーバブロック１１０２０は、一つのＦＥＣブロック内で拡散されたセルの位置を元来の位置にデインターリービングすることができる。
【０１６５】
コンステレーションデマッパーブロック１１０３０は、図５で説明したコンステレーションマッパーブロック５０４０の逆過程を行うことができる。すなわち、コンステレーションデマッパーブロック１１０３０は、シンボル領域の入力信号をビット領域のデータにデマッピングすることができる。また、コンステレーションデマッパーブロック１１０３０は、ハードデシジョン（ｈａｒｄ  ｄｅｃｉｓｉｏｎ）を行って、決定されたビットデータを出力することもでき、ソフトデシジョン（ｓｏｆｔ  ｄｅｃｉｓｉｏｎ）値又は確率値に該当する各ビットのＬＬＲ（Ｌｏｇ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  ｒａｔｉｏ）を出力することもできる。仮に送信装置で追加的なダイバーシチ利得を得るためにローテーションされたコンステレーションを適用した場合、コンステレーションデマッパーブロック１１０３０は、それに相応する２次元ＬＬＲデマッピング（２−Ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ  ＬＬＲ  ｄｅｍａｐｐｉｎｇ）を行うことができる。このとき、コンステレーションデマッパーブロック１１０３０は、ＬＬＲを計算する時、送信装置でＩ又はＱ成分に対して適用したディレー値が補償され得るように計算を行うことができる。
【０１６６】
セル・ツー・ビットマックスブロック１１０４０は、図５で説明したビット・ツー・セルデマックスブロック５０３０の逆過程を行うことができる。すなわち、セル・ツー・ビットマックスブロック１１０４０は、ビット・ツー・セルデマックスブロック５０３０でマッピングされたビットデータを、元来のビットストリームに復元することができる。
【０１６７】
ビットデインターリーバブロック１１０５０は、図５で説明したビットインターリーバブロック５０２０の逆過程を行うことができる。すなわち、ビットデインターリーバブロック１１０５０は、セル・ツー・ビットマックスブロック１１０４０から出力されたビットストリームを元通りの順でデインターリービングすることができる。
【０１６８】
ＦＥＣデコーダブロック１１０６０は、図５で説明したＦＥＣエンコーダブロック５０１０の逆過程を行うことができる。すなわち、ＦＥＣデコーダブロック１１０６０は、ＬＤＰＣデコーディング及びＢＣＨデコーディングを行って、伝送チャネル上で発生したエラーを補正することができる。
【０１６９】
第２ブロック１１１００は、入力されたデータパイプをＭＩＳＯ処理するためのブロックであり、図１１に示すように、第１ブロック１１０００と同一に、タイムデインターリーバブロック、セルデインターリーバブロック、コンステレーションデマッパーブロック、セル・ツー・ビットマックスブロック、ビットデインターリーバブロック及びＦＥＣデコーダブロックを含むことができる。ただし、ＭＩＳＯデコーディングブロック１１１１０をさらに含む点で、第１ブロック１１０００と異なる。第２ブロック１１１００は、第１ブロック１１０００と同様にタイムデインターリービング動作から出力動作までの過程を行うので、当該ブロックに関する説明は省略する。
【０１７０】
ＭＩＳＯデコーディングブロック１１１１０は、図５で説明したＭＩＳＯプロセッシングブロック５１１０の逆過程を行うことができる。本発明の一実施例に係る放送送受信システムがＳＴＢＣを用いたシステムである場合、ＭＩＳＯデコーディングブロック１１１１０はアラモウチデコーディング（Ａｌａｍｏｕｔｉ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）を行うことができる。
【０１７１】
第３ブロック１１２００は、入力されたデータパイプをＭＩＭＯ処理するためのブロックであり、図１１に示すように、第２ブロック１１１００と同一に、タイムデインターリーバブロック、セルデインターリーバブロック、コンステレーションデマッパーブロック、セル・ツー・ビットマックスブロック、ビットデインターリーバブロック、及びＦＥＣデコーダブロックを含むことができる。ただし、ＭＩＭＯデコーディングブロック１１２１０を含む点で、第２ブロック１１１００と異なる。第３ブロック１１２００に含まれたタイムデインターリーバ、セルデインターリーバ、コンステレーションデマッパー、セル・ツー・ビットマックス、ビットデインターリーバブロックの動作は、第１及び第２ブロック１１０００，１１１００に含まれた該当のブロックの動作と具体的な機能は異なってもよいが、基本的な役割は同一である。
【０１７２】
ＭＩＭＯデコーディングブロック１１２１０は、ｍ個のＲｘアンテナ入力信号に対して、セルデインターリーバの出力データを入力として受け、図５で説明したＭＩＭＯプロセッシングブロック５２２０の逆過程としてＭＩＭＯデコーディングを行うことができる。ＭＩＭＯデコーディングブロック１１２１０は、最適のデコーディング性能を得るためにＭＬデコーディング（Ｍａｘｉｍｕｍ  ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）を行ってもよく、複雑度を減少させたスペアデコーディング（Ｓｐｈｅｒｅ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）を行ってもよい。又は、ＭＩＭＯデコーディングブロック１１２１０は、ＭＭＳＥ検出を行ったり、これと共に反復デコーディング（ｉｔｅｒａｔｉｖｅ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）を行って、向上したデコーディング性能を確保することができる。
【０１７３】
第４ブロック１１３００は、ＰＬＳ−プレ／ポスト情報を処理するためのブロックであり、ＳＩＳＯ又はＭＩＳＯデコーディングを行うことができる。第４ブロック１１３００は、図５で説明した第４ブロック５３００の逆過程を行うことができる。
【０１７４】
第４ブロック１１３００に含まれたタイムデインターリーバ、セルデインターリーバ、コンステレーションデマッパー、セル・ツー・ビットマックス、ビットデインターリーバブロックの動作は、第１乃至第３ブロック１１０００，１１１００，１１２００に含まれた該当のブロックの動作と具体的な機能は異なってもよいが、基本的な役割は同一である。
【０１７５】
第４ブロック１１３００に含まれたショートニング／パンクチャリングされたＦＥＣデコーダ（Ｓｈｏｒｔｅｎｅｄ／Ｐｕｎｃｔｕｒｅｄ  ＦＥＣ  ｄｅｃｏｄｅｒ）１１３１０は、図５で説明したＦＥＣエンコーダブロック５３１０の逆過程を行うことができる。すなわち、ＦＥＣデコーダ１１３１０は、ＰＬＳデータの長さによってショートニング／パンクチャリング（ｓｈｏｒｔｅｎｉｎｇ／ｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇ）して受信されたデータに対してデショートニング／デパンクチャリング（ｄｅｓｈｏｒｔｅｎｉｎｇ／ｄｅ−ｐｕｎｃｔｕｒｉｎｇ）を行った後、ＦＥＣデコーディングを行うことができる。この場合、データパイプに用いられたＦＥＣデコーダをＰＬＳデータにも同様に使用することができ、よって、ＰＬＳデータだけのための別途のＦＥＣデコーダハードウェアが不要であり、容易なシステム設計及び効率的なコーディングを行うことができる。
【０１７６】
上述したブロックは、設計者の意図によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【０１７７】
図１１に示すように、本発明の一実施例に係るデマッピングアンドデコーディングモジュールは、各経路別に処理されたデータパイプ及びＰＬＳ情報をアウトプットプロセッサに出力することができる。
【０１７８】
図１２及び図１３は、本発明の一実施例に係るアウトプットプロセッサを示す図である。
【０１７９】
図１２は、本発明の一実施例に係るアウトプットプロセッサを示す図である。
【０１８０】
図１２に示すアウトプットプロセッサは、図８で説明したアウトプットプロセッサの一実施例に該当する。また、図１２に示すアウトプットプロセッサは、デマッピングアンドデコーディングモジュールから出力されたシングルデータパイプを受信してシングルアウトプットストリームを出力するためのものであり、図２で説明したインプットフォーマッティングモジュールの逆動作を行うことができる。
【０１８１】
図１２に示すアウトプットプロセッサは、ＢＢデスクランブラ（ｄｅｓｃｒａｍｂｌｅｒ）ブロック１２０００、パディング除去（Ｐａｄｄｉｎｇ  ｒｅｍｏｖａｌ）ブロック１２１００、ＣＲＣ−８デコーダブロック１２２００、及びＢＢフレームプロセッサ（ＢＢ  ｆｒａｍｅ  ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ブロック１２３００を含むことができる。
【０１８２】
ＢＢデスクランブラブロック１２０００は、入力されたビットストリームに対して送信装置で使用したものと同じＰＲＢＳを発生させ、これをビットストリームとＸＯＲ演算してデスクランブリングを行うことができる。
【０１８３】
パディング除去ブロック１２１００は、送信端で必要に応じて挿入したパディングビットを除去することができる。
【０１８４】
ＣＲＣ−８デコーダブロック１２２００は、パディング除去ブロック１２１００から受信されたビットストリームに対してＣＲＣデコーディングを行い、ブロックエラーを確認することができる。
【０１８５】
ＢＢフレームプロセッサブロック１２３００は。ＢＢフレームヘッダーで伝送された情報をデコーディングし、デコーディングされた情報を用いてＭＰＥＧ−ＴＳ、ＩＰストリーム（ｖ４又はｖ６）又はジェネリックストリーム（ｇｅｎｅｒｉｃ  ｓｔｒｅａｍ）を復元することができる。
【０１８６】
上述したブロックは、設計者の意図によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【０１８７】
図１３は、本発明の他の実施例に係るアウトプットプロセッサを示す図である。
【０１８８】
図１３に示すアウトプットプロセッサは、図８で説明したアウトプットプロセッサの一実施例に該当する。また、図１３に示すアウトプットプロセッサは、デマッピングアンドデコーディングモジュールから出力されたマルチプルデータパイプを受信する場合に該当する。マルチプルデータパイプに対するデコーディングは、複数のデータパイプに共通して適用可能なコモンデータ及びこれと関連したデータパイプを併合してデコーティングする場合、又は受信装置が複数個のサービス或いはサービスコンポーネント（スケーラブル映像サービス（ｓｃａｌａｂｌｅ  ｖｉｄｅｏ  ｓｅｒｖｉｃｅ）を含む）を同時にデコーティングする場合を含むことができる。
【０１８９】
図１３に示すアウトプットプロセッサは、図１２で説明したアウトプットプロセッサの場合と同様に、ＢＢデスクランブラブロック、パディング除去ブロック、ＣＲＣ−８デコーダブロック、及びＢＢフレームプロセッサブロックを含むことができる、各ブロックは、図１２で説明したブロックの動作と具体的な動作は異なってもよいが、基本的な役割は同一である。
【０１９０】
図１３に示すアウトプットプロセッサに含まれたデジッターバッファー（Ｄｅ−ｊｉｔｔｅｒ  ｂｕｆｆｅｒ）ブロック１３０００は、複数のデータパイプ間の同期化のために送信装置によって挿入されたディレーを、復元されたＴＴＯ（ｔｉｍｅ  ｔｏ  ｏｕｔｐｕｔ）パラメータによって補償することができる。
【０１９１】
また、ヌルパケット挿入（ｎｕｌｌ  ｐａｃｋｅｔ  ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）ブロック１３１００は、復元されたＤＮＰ（ｄｅｌｅｔｅｄ  ｎｕｌｌ  ｐａｃｋｅｔ）情報を参照して、ストリームにおいて除去されたヌルパケットを復元することができ、コモンデータを出力することができる。
【０１９２】
ＴＳクロック再生成（ＴＳ  ｃｌｏｃｋ  ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）ブロック１３２００は、ＩＳＣＲ（Ｉｎｐｕｔ  Ｓｔｒｅａｍ  Ｔｉｍｅ  Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）情報に基づいて出力パケットの時間同期を復元することができる。
【０１９３】
ＴＳ再結合（ＴＳ  ｒｅｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）ブロック１３３００は、ヌルパケット挿入ブロック１３１００から出力されたコモンデータ及びこれと関連したデータパイプを再結合（ｒｅｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）して元来のＭＰＥＧ−ＴＳ、ＩＰストリーム（ｖ４又はｖ６）或いはジェネリックストリーム（ｇｅｎｅｒｉｃ  ｓｔｒｅａｍ）として復元して出力することができる。ＴＴＯ、ＤＮＰ、ＩＳＣＲ情報は。ＢＢフレームヘッダーを通じて取得することができる。
【０１９４】
インバンドシグナリングデコーダ（Ｉｎ−ｂａｎｄ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ  ｄｅｃｏｄｅｒ）ブロック１３４００は、データパイプの各ＦＥＣフレーム内パディングビットフィールド（ｐａｄｄｉｎｇ  ｂｉｔ  ｆｉｅｌｄ）で伝送されるインバンド物理層シグナリング情報をデコーティングして出力することができる。
【０１９５】
図１３に示すアウトプットプロセッサは、ＰＬＳ−プレ経路とＰＬＳ−ポスト経路によって入力されるＰＬＳ−プレ情報及びＰＬＳ−ポスト情報をそれぞれＢＢデスクランブリングし、デスクランブリングされたデータに対してデコーディングを行って、元来のＰＬＳデータを復元することができる。復元されたＰＬＳデータは、受信装置に含まれたシステム制御部に伝達され、システム制御部は、受信装置のシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュール、フレームパーシングモジュール、デマッピングアンドデコーディングモジュール、及びアウトプットプロセッサモジュールに必要なパラメータを提供することができる。
【０１９６】
上述したブロックは、設計者の意図によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【０１９７】
図１４は、本発明の他の実施例に係るコーディングアンドモジュレーションモジュールを示す図である。
【０１９８】
図１４に示すコーディングアンドモジュレーションモジュールは、図１及び５で説明したコーディングアンドモジュレーションモジュールの他の実施例に該当する。
【０１９９】
図１４に示すコーディングアンドモジュレーションモジュールは、図５で説明したように、各データパイプを介して伝送するサービス又はサービスコンポーネント別にＱｏＳを調整するために、ＳＩＳＯ方式のための第１ブロック１４０００、ＭＩＳＯ方式のための第２ブロック１４１００、ＭＩＭＯ方式のための第３ブロック１４２００、及びＰＬＳ−プレ／ポスト情報を処理するための第４ブロック１４３００を含むことができる。また、本発明の一実施例に係るコーディングアンドモジュレーションモジュールは、上述したように、設計者の意図によって各データパイプを同一に又は独立して処理するためのブロックを含むことができる。図１４に示す第１ブロック乃至第４ブロック１４０００〜１４３００は、図５で説明した第１ブロック乃至第４ブロック５０００〜５３００と類似している。
【０２００】
ただし、第１ブロック乃至第３ブロック１４０００〜１４２００に含まれたコンステレーションマッパーブロック１４０１０の機能が、図５の第１ブロック乃至第３ブロック５０００〜５２００に含まれたコンステレーションマッパーブロック５０４０の機能と異なるという点、第１ブロック乃至第４ブロック１４０００〜１４３００のセルインターリーバ及びタイムインターリーバとの間にローテーション及びＩ／Ｑインターリーバ（ｒｏｔａｔｉｏｎ  ＆  Ｉ／Ｑ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）ブロック１４０２０が存在するという点、及びＭＩＭＯ方式のための第３ブロック１４２００の構成が図５に示すＭＩＭＯ方式のための第３ブロック５２００の構成と異なるという点で相違する。以下では、図１４に示す第１ブロック乃至第４ブロック１４０００〜１４３００と、図５で説明した第１ブロック乃至第３ブロック５０００〜５２００との上述した相違点を中心に説明する。
【０２０１】
図１４に示すコンステレーションマッパーブロック１４０１０は、入力されたビットワードをコンプレックスシンボルにマッピングすることができる。ただし、図５に示すコンステレーションマッパーブロック５０４０とは違い、コンステレーションローテーションを行わなくてもよい。図１４に示すコンステレーションマッパーブロック１４０１０は、上述したように、第１ブロック乃至第３ブロック１４０００〜１４２００に共通して適用されてもよい。
【０２０２】
ローテーションアンドＩ／Ｑインターリーバブロック１４０２０は、セルインターリーバから出力されたセルインターリービングされたデータの各コンプレックスシンボルのイン−フェーズ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）とクワドラチャ−フェーズ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）コンポーネントを独立してインターリービングしてシンボル単位で出力することができる。ローテーションアンドＩ／Ｑインターリーバブロック１４０２０の入力データ及び出力シンボルの個数は２個以上であり、これは設計者の意図によって変更可能である。また、ローテーションアンドＩ／Ｑインターリーバブロック１４０２０は、イン−フェーズ成分に対してはインターリービングを行わなくてもよい。
【０２０３】
ローテーションアンドＩ／Ｑインターリーバブロック１４０２０は、上述したように、第１ブロック乃至第４ブロック１４０００〜１４３００に共通して適用されてもよい。この場合、ローテーションアンドＩ／Ｑインターリーバブロック１４０２０がＰＬＳ−プレ／ポスト情報を処理するための第４ブロック１４３００に適用されるか否かは、上述したプリアンブルでシグナリングすることができる。
【０２０４】
ＭＩＭＯ方式のための第３ブロック１４２００は、図１４に示すように、Ｑ−ブロックインターリーバ（Ｑ−ｂｌｏｃｋ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）ブロック１４２１０及びコンプレックスシンボルジェネレータ（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｓｙｍｂｏｌ  ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）ブロック１４２２０を含むことができる。
【０２０５】
Ｑ−ブロックインターリーバブロック１４２１０は、ＦＥＣエンコーダから受信した、ＦＥＣエンコーディングが行われたＦＥＣブロックのパリティ部分に対してパーミュテーション（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）を行うことができる。これによって、ＬＤＰＣ  Ｈマトリクスのパリティ部分を、情報部分のようにサイクリック構造（ｃｙｃｌｉｃ  ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）にすることができる。Ｑ−ブロックインターリーバブロック１４２１０は、ＬＤＰＣ  ＨマトリクスのＱサイズを有する出力ビットブロックの順序をパーミュテーションした後、行−列ブロックインターリービング（ｒｏｗ−ｃｏｌｕｍｎ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）を行って最終ビットストリームを生成して出力することができる。
【０２０６】
コンプレックスシンボルジェネレータブロック１４２２０は、Ｑ−ブロックインターリーバブロック１４２１０から出力されたビット列を受信して、コンプレックスシンボルにマッピングして出力することができる。この場合、コンプレックスシンボルジェネレータブロック１４２２０は、少なくとも２つの経路を通じてシンボルを出力することができる。これは設計者の意図によって変更可能である。
【０２０７】
上述したブロックは、設計者の意図によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【０２０８】
図１４で説明したように、本発明の他の実施例に係るコーディングアンドモジュレーションモジュールは、各経路別に処理されたデータパイプ、ＰＬＳ−プレ情報、ＰＬＳ−ポスト情報をフレームストラクチャモジュールに出力することができる。
【０２０９】
図１５は、本発明の他の実施例に係るデマッピングアンドデコーディングモジュールを示す図である。
【０２１０】
図１５に示すデマッピングアンドデコーディングモジュールは、図１１で説明したデマッピングアンドデコーディングモジュールの他の実施例に該当する。また、図１５に示すデマッピングアンドデコーディングモジュールは、図１４で説明したコーディングアンドモジュレーションモジュールの逆動作を行うことができる。
【０２１１】
図１５に示すように、本発明の他の実施例に係るデマッピングアンドデコーディングモジュールは、ＳＩＳＯ方式のための第１ブロック１５０００、ＭＩＳＯ方式のための第２ブロック１５１００、ＭＩＭＯ方式のための第３ブロック１５２００、及びＰＬＳ−プレ／ポスト情報を処理するための第４ブロック１５３００を含むことができる。また、本発明の一実施例に係るデマッピングアンドデコーディングモジュールは、上述したように、設計者の意図によって各データパイプを同一に又は独立して処理するためのブロックを含むことができる。図１５に示す第１ブロック乃至第４ブロック１５０００〜１５３００は、図１１で説明した第１ブロック乃至第４ブロック１１０００〜１１３００と類似している。
【０２１２】
ただし、第１ブロック乃至第４ブロック１５０００〜１５３００のタイムデインターリーバ及びセルデインターリーバとの間にＩ／Ｑデインターリーバアンドデロテーション（Ｉ／Ｑ  ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ  ａｎｄ  ｄｅｒｏｔａｔｉｏｎ）ブロック１５０１０が含まれているという点、第１ブロック乃至第３ブロック１５０００〜１５２００に含まれたコンステレーションデマッパーブロック１５０２０の機能が、図１１の第１ブロック乃至第３ブロック１１０００〜１１２００に含まれたコンステレーションデマッパーブロック１１０３０の機能と異なる点、及びＭＩＭＯ方式のための第３ブロック１５２００の構成が図１１に示すＭＩＭＯ方式のための第３ブロック１１２００の構成と異なる点において相違している。以下では、図１１と同じブロックに関する説明は省略し、上述した相違点を中心に説明する。以下では、図１５に示す第１ブロック乃至第４ブロック１５０００〜１５３００と図１１で説明した第１ブロック乃至第４ブロック１１０００〜１１３００との上述した相違点を中心に説明する。
Ｉ／Ｑデインターリーバアンドデロテーションブロック１５０１０は、図１４で説明したローテーションアンドＩ／Ｑインターリーバブロック１４０２０の逆過程を行うことができる。すなわち、Ｉ／Ｑデインターリーバアンドデロテーションブロック１５０１０は、送信装置でＩ／Ｑインターリービングされて伝送されたＩ及びＱコンポーネントに対してそれぞれデインターリービングを行うことができ、復元されたＩ／Ｑコンポーネントを有するコンプレックスシンボルをさらにデロテーションして出力することができる。
【０２１３】
Ｉ／Ｑデインターリーバアンドデロテーションブロック１５０１０は、上述したように、第１ブロック乃至第４ブロック１５０００〜１５３００に共通して適用されてもよい。この場合、Ｉ／Ｑデインターリーバアンドデロテーションブロック１５０１０がＰＬＳ−プレ／ポスト情報を処理するための第４ブロック１５３００に適用されるか否かは、上述したプリアンブルでシグナリングすることができる。
【０２１４】
コンステレーションデマッパーブロック１５０２０は、図１４で説明したコンステレーションマッパーブロック１４０１０の逆過程を行うことができる。すなわち、コンステレーションデマッパーブロック１５０２０は、デロテーションを行わず、セルデインターリービングされたデータに対してデマッピングを行うことができる。
【０２１５】
ＭＩＭＯ方式のための第３ブロック１５２００は、図１５に示すように、コンプレックスシンボルパーシング（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｓｙｍｂｏｌ  ｐａｒｓｉｎｇ）ブロック１５２１０及びＱ−ブロックデインターリーバ（Ｑ−ｂｌｏｃｋ  ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）ブロック１５２２０を含むことができる。
【０２１６】
コンプレックスシンボルパーシングブロック１５２１０は、図１４で説明したコンプレックスシンボルジェネレータブロック１４２２０の逆過程を行うことができる。すなわち、コンプレックスデータシンボルをパーシングし、ビットデータにデマッピングして出力することができる。この場合、コンプレックスシンボルパーシングブロック１５２１０は、少なくとも２つの経路を通じてコンプレックスデータシンボルを受け取ることができる。
【０２１７】
Ｑ−ブロックデインターリーバブロック１５２２０は、図１４で説明したＱ−ブロックインターリーバブロック１４２１０の逆過程を行うことができる。すなわち、Ｑ−ブロックデインターリーバブロック１５２２０は、行−列デインターリービング（ｒｏｗ−ｃｏｌｕｍｎ  ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）によってＱサイズブロックを復元した後、パーミュテーションされた各ブロックの順序を元通りの順に復元した後、パリティデインターリービングを通じてパリティビットの位置を元通りに復元して出力することができる。
【０２１８】
上述したブロックは、設計者の意図によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を有する他のブロックに代替されてもよい。
【０２１９】
図１５に示すように、本発明の他の実施例に係るデマッピングアンドデコーディングモジュールは、各経路別に処理されたデータパイプ及びＰＬＳ情報をアウトプットプロセッサに出力することができる。
【０２２０】
上述したように、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置及び送信方法は、同じＲＦチャネル内で互いに異なる放送送受信システムの信号をマルチプレクシングして伝送することができ、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置及び受信方法は、それに対応して信号を処理することができる。したがって、本発明の一実施例に係る放送信号送受信システムは、柔軟な（ｆｌｅｘｉｂｌｅ）放送送受信システムを提供することができる。
【０２２１】
図１６は、シグナルスペースダイバーシチ（Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｐａｃｅ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＳＳＤ）を考慮していない場合において、本発明の一実施例に係るインターリーバの組合せを示す図である。
【０２２２】
ＳＳＤを考慮していない場合に、インターリーバの組合せは、図示された４個のシナリオ（Ｓ１〜Ｓ４）で表すことができる。それぞれのシナリオは、前述したセルインターリーバ、タイムインターリーバ及び／又はブロックインターリーバを含むことができる。
【０２２３】
本発明は、上記のインターリーバの組合せに限定されず、インターリーバが代替、削除、追加された様々な追加の組合せを提案することができる。このような追加的インターリーバの組合せは、システム性能、受信機動作、メモリの複雑度、強じん性（ｒｏｂｕｓｔｎｅｓｓ）などを考慮して決定されてもよい。例えば、４個のシナリオにおいてそれぞれセルインターリーバが省略された新しいシナリオがさらに提案されてもよい。この追加的シナリオは、図面に説明されていないが、本発明の範囲に属し、そのシナリオの動作は、それぞれの構成インターリーバの動作を合わせたものと同一であってもよい。
【０２２４】
図１６で、対角タイムインターリーバ（ｄｉａｇｏｎａｌ  ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）及びブロックタイムインターリーバ（ｂｌｏｃｋ  ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）は、前述したタイムインターリーバに対応するインターリーバであってもよい。また、同図で、ペアワイズフリケンシーインターリーバ（ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）は、前述したブロックインターリーバに対応するインターリーバであってもよい。それぞれのインターリーバは、既存に用いられたセルインターリーバ、タイムインターリーバ及び／又はブロックインターリーバであってもよく、本発明が新しく提案したセルインターリーバ、タイムインターリーバ及び／又はブロックインターリーバであってもよい。前述した４個のシナリオは、既存のインターリーバと新しく提案されたインターリーバとの組合せを含むことができる。図１６で陰影処理されたインターリーバは、新しく提案されたインターリーバを意味してもよく、既存の他の役割や機能を有するインターリーバを意味してもよい。
【０２２５】
【表１】
2016534657.tif 000003
【０２２６】
上記の表は、前述した４個のシナリオで使用可能な様々なインターリーバを示している。“タイプ（Ｔｙｐｅｓ）”項目は、各インターリーバのタイプを定義する。例えば、セルインターリーバはタイプＡ及び／又はタイプＢインターリーバを含むことができ、ブロックタイムインターリーバもタイプＡ及び／又はタイプＢインターリーバを含むことができる。“開発現況（Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ  Ｓｔａｔｕｓ）”項目は、各インターリーバのタイプ別開発状態を意味することができる。例えば、タイプＡセルインターリーバは、本発明によって新しく提案されたセルインターリーバであり、タイプＢセルインターリーバは、既存に用いられたセルインターリーバであることを意味することができる。“インターリービングシード変化（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｓｅｅｄ  ｖａｒｉａｔｉｏｎ）”項目は、各インターリーバのインターリービングシードが変化し得るか否かを示し、“はい”の場合、変化し得ることを意味できる。“シングルメモリデインターリービング（ｓｉｎｇｌｅ  ｍｅｍｏｒｙ  ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）”項目は、各インターリーバに対応するデインターリーバがシングルメモリデインターリービングを提供するか否かを示すことができる。“はい”の場合、シングルメモリデインターリービングが提供されることを意味できる。
【０２２７】
タイプＢセルインターリーバは、既存技術（Ｔ２、ＮＧＨ）で用いられているフリケンシーインターリーバに該当し、タイプＡブロックタイムインターリーバはＤＶＢ−Ｔ２に対応し、タイプＢブロックタイムインターリーバはＤＶＢ−ＮＧＨで用いられているインターリーバに該当し得る。
【０２２８】
【表２】
2016534657.tif 000004
【０２２９】
上記の表は、タイプＡセルインターリーバ、タイプＢセルインターリーバ、フリケンシーインターリーバについて説明する。前述したように、フリケンシーインターリーバは、前述したブロックインターリーバに対応し得る。
【０２３０】
セルインターリーバの基本的な動作は、表１に示したとおりである。セルインターリーバは、一つのＦＥＣブロックに該当する複数のセルに対してインターリービングを行ってその結果を出力することができる。このとき、各ＦＥＣブロックに該当するセルは、各ＦＥＣブロックごとに異なる順序で出力されてもよい。セルデインターリーバは、一つのＦＥＣブロック内でインターリービングされたセルの位置を元の位置にデインターリービングすることができる。セルインターリーバ及びセルデインターリーバは、前述したように省略されてもよく、同一又は類似の機能を有する他のブロック／モジュールに代替されてもよい。
【０２３１】
タイプＡセルインターリーバは、本発明が新しく提案するインターリーバであり、各ＦＥＣブロックに対して互いに異なるインターリービングシード（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｓｅｅｄ）を適用してインターリービングを行うことができる。具体的に、一つのＦＥＣブロックに該当するセルを所定の周期によってインターリービングして出力することができる。タイプＡセルデインターリーバは、シングルメモリを用いてデインターリービングを行うことができる。
【０２３２】
タイプＢセルインターリーバは、既存技術（Ｔ２，ＮＧＨ）においてフリケンシーインターリーバ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）として用いられたインターリーバをセルインターリーバとして用いて具現することができる。タイプＢセルインターリーバは、一つのＦＥＣブロックに該当するセルをインターリービングして出力することができる。タイプＢセルインターリーバは、偶数（ｅｖｅｎ）ＦＥＣブロックと奇数（ｏｄｄ）ＦＥＣブロックに対してそれぞれ異なるインターリービングシードを適用してインターリービングを行うことができる。これによって、タイプＢセルインターリーバは、タイプＡセルインターリーバと比較すると、各ＦＥＣブロックごとに異なるインターリービングシードを適用するという短所を有する。タイプＢセルデインターリーバは、シングルメモリを用いてデインターリービングを行うことができる。
【０２３３】
一般的なフリケンシーインターリーバは、前述したブロックインターリーバに対応し得る。ブロックインターリーバ（すなわち、フリケンシーインターリーバ）の基本的な動作は、前述したとおりである。ブロックインターリーバは、伝送（Ｔｘ）フレームの単位となる伝送（Ｔｘ）ブロックに含まれたセルをインターリービングして追加的なダイバーシチ利得（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｇａｉｎ）を得ることができる。ペアワイズブロックインターリーバは、連続した２つのセルを１つの単位として処理してインターリービングを行うことができる。したがって、ペアワイズブロックインターリーバの出力セルは、互いに連続して配列される２つの連続セルであってもよい。これらの出力セルは、２つのアンテナ経路におけると同様に動作してもよく、互いに独立して動作してもよい。
【０２３４】
一般的なブロックデインターリーバ（フリケンシーデインターリーバ）の動作も、前述したブロックデインターリーバの基本的な動作と同一であってもよい。 ブロックデインターリーバは、ブロックインターリーバの動作の逆過程を行って、元来のデータ順序を復元することができる。ブロックデインターリーバは、各伝送ブロック（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｂｌｏｃｋ，ＴＢ）単位でデータに対するデインターリービングを行うことができる。送信側でペアワイズブロックインターリーバが用いられた場合、ブロックデインターリーバは、各入力経路の連続した２つのデータをペア（ｐａｉｒ）としてデインターリービングを行うことができる。連続した２つのデータをペアとしてデインターリービングが行われる場合、出力データは連続した２つのデータであってもよい。ブロックインターリーバ及びブロックデインターリーバは、前述したように省略されてもよく、同一又は類似の機能を有する他のブロック／モジュールに代替されてもよい。
【０２３５】
ペアワイズフリケンシーインターリーバ（ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）は、本発明が提案する新しいフリケンシーインターリーバであってもよい。この新しいフリケンシーインターリーバは、前述したブロックインターリーバの基本的な動作が変形された動作を行うことができる。この新しいフリケンシーインターリーバは、実施例によって、毎ＯＦＤＭシンボルに対して異なるインターリービングシードを適用して動作することができる。更に他の実施例によって、ＯＦＤＭシンボルをペア（ｐａｉｒ）にしてインターリービングを行うこともできる。この場合、１つのＯＦＤＭシンボルペアごとに異なるインターリービングシードを適用することができる。すなわち、ペアとしたＯＦＤＭシンボルには同一のインターリービングシードを適用することができる。ＯＦＤＭシンボルペアは、連続した２つのＯＦＤＭシンボルを束ねて具現することができる。ＯＦＤＭシンボルの２つのデータキャリアをペアにしてインターリービングが行われてもよい。
【０２３６】
新しいフリケンシーインターリーバは、２つのメモリを用いてインターリービングを行うことができる。この場合、偶数番目のペアは第１メモリを用いて、奇数番目のペアは第２メモリを用いてインターリービングされてもよい。ペアワイズフリケンシーデインターリーバは、シングルメモリを用いてデインターリービングを行うことができる。ここで、ペアワイズフリケンシーデインターリーバは、新しいフリケンシーインターリーバに対応する新しいフリケンシーデインターリーバを意味することができる。
【０２３７】
【表３】
2016534657.tif 000005
【０２３８】
上記の表は、タイプＡブロックタイムインターリーバ、タイプＢブロックタイムインターリーバ、タイプＡ対角タイムインターリーバ、タイプＢ対角タイムインターリーバについて説明する。対角タイムインターリーバ（ｄｉａｇｏｎａｌ  ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）及びブロックタイムインターリーバ（ｂｌｏｃｋ  ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）は、前述したタイムインターリーバに対応するインターリーバであってもよい。
【０２３９】
一般的なタイムインターリーバは、複数個のＦＥＣブロックに対応するセルを互いに混ぜて出力する過程を行うことができる。タイムインターリービングを通じて各ＦＥＣブロック内のセルはタイムインターリービング深さ（ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｄｅｐｔｈ）だけ分散して伝送されてもよい。タイムインターリービングを通じてダイバーシチ利得（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｇａｉｎ）を得ることができる。一般的なタイムデインターリーバは、タイムインターリーバの動作の逆過程を行うことができる。タイムデインターリーバは、時間領域でインターリービングされたセルを元の位置にデインターリービングすることができる。タイムインターリーバ及びタイムデインターリーバは、前述したように省略されてもよく、同一又は類似の機能を有する他のブロック／モジュールに代替されてもよい。
【０２４０】
表に掲げているブロックタイムインターリーバは、既存技術（Ｔ２，ＮＧＨ）で用いられたタイムインターリーバと類似の動作を行うことができる。このうち、タイプＡブロックタイムインターリーバは、一つの入力ＦＥＣブロックに対してインターリービング深さ（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｄｅｐｔｈ）が２以上であるインターリーバを意味することができる。また、タイプＢブロックタイムインターリーバは、一つの入力ＦＥＣブロックに対してインターリービング深さが１であるインターリーバを意味することができる。ここで、インターリービング深さは、カラムワイズ書き込み（ｃｏｌｕｍｎ−ｗｉｓｅ  ｗｒｉｔｉｎｇ）の周期を意味することができる。
【０２４１】
表に掲げている対角タイムインターリーバは、本発明が新しく提案するタイムインターリーバであってもよい。対角タイムインターリーバは、前述したブロックタイムインターリーバとは違い、対角方向に読み取り（ｒｅａｄｉｎｇ）動作を行うことができる。すなわち、対角タイムインターリーバは、カラムワイズ書き込み動作を行ってＦＥＣブロックをメモリに保存し、ダイアゴナルワイズ読み取り（ｄｉａｇｏｎａｌ−ｗｉｓｅ  ｒｅａｄｉｎｇ）動作を行って、メモリに保存されたセルを読むことができる。ここで用いられるメモリは、実施例によって２個であってもよい。ダイアゴナルワイズ読み取り動作は、メモリに保存されたインターリービングアレイにおいて所定の間隔をおいて対角線方向に離れているセルを読んで行く動作を意味することができる。このようなダイアゴナルワイズ読み取り動作によってインターリービングがなされる。対角タイムインターリーバは、ツイステッドロー−カラムブロックインターリーバ（ｔｗｉｓｔｅｄ  ｒｏｗ−ｃｏｌｕｍｎ  ｂｌｏｃｋ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）と呼ぶこともできる。
【０２４２】
このうち、タイプＡ対角タイムインターリーバは、一つの入力ＦＥＣブロックに対してインターリービング深さ（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｄｅｐｔｈ）が２以上であるインターリーバを意味することができる。また、タイプＢ対角タイムインターリーバは、一つの入力ＦＥＣブロックに対してインターリービング深さが１であるインターリーバを意味することができる。ここで、インターリービング深さは、カラムワイズ書き込みの周期を意味することができる。
【０２４３】
図１７は、本発明に係るブロックタイムインターリーバ及び対角タイムインターリーバのカラムワイズ書き込み動作を示す図である。
【０２４４】
タイプＡブロックタイムインターリーバとタイプＡ対角タイムインターリーバのカラムワイズ書き込み動作は、同図に示すように、インターリービング深さが２以上であってもよい。
【０２４５】
タイプＢブロックタイムインターリーバとタイプＢ対角タイムインターリーバのカラムワイズ書き込み動作は、同図に示すように、インターリービング深さが１であってもよい。
【０２４６】
図１８は、シグナルスペースダイバーシチ（ｓｉｇｎａｌ  ｓｐａｃｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＳＳＤ）を考慮していない場合において、インターリーバの組合せのうちの第１シナリオ（Ｓ１）を示す概念図である。
【０２４７】
同図の（ａ）は、第１シナリオによるインターリービング構造を示す。第１シナリオのインターリービング構造は、タイプＢセルインターリーバ、タイプＡ又はタイプＢ対角タイムインターリーバ、及び／又はペアワイズフリケンシーインターリーバ（ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）を含むことができる。ここで、ペアワイズフリケンシーインターリーバは、前述した新しいフリケンシーインターリーバであってもよい。
【０２４８】
タイプＢセルインターリーバは、１個のＦＥＣブロックに該当するセルをランダムに混ぜて出力することができる。このとき、各ＦＥＣブロックに該当するセルは、各ＦＥＣブロックごとに異なる順序で出力されてもよい。タイプＢセルインターリーバは、前述したように、奇数番目及び偶数番目の入力ＦＥＣブロックに対してそれぞれ異なるインターリービングシードを適用してインターリービングを行うことができる。このようなセルインターリービングは、データをメモリに書き込む（ｗｒｉｔｉｎｇ）動作を行うと同時に、データをメモリから読み取る（ｒｅａｄｉｎｇ）動作を行うことによって実現することができる。
【０２４９】
タイプＡ及びタイプＢ対角タイムインターリーバは、複数個のＦＥＣブロックに属するセルに対してカラムワイズ書き込み（ｃｏｌｕｍｎ  ｗｉｓｅ  ｗｒｉｔｉｎｇ）動作と対角方向読み取り（ｄｉａｇｏｎａｌ  ｗｉｓｅ  ｒｅａｄｉｎｇ）動作を行うことができる。このような対角タイムインターリービングを通じて各ＦＥＣブロック内で異なる位置に置かれたセルは、ダイアゴナルインターリービング深さ（ｄｉａｇｏｎａｌ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｄｅｐｔｈ）だけの区間内で分散して伝送されることによって、ダイバーシチ利得（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｇａｉｎ）を得ることができる。
【０２５０】
その後、対角タイムインターリーバの出力は、前述したセルマッパーなどの他のブロック／モジュールを通過してペアワイズフリケンシーインターリーバに入力されてもよい。ここで、ペアワイズフリケンシーインターリーバは、新しいフリケンシーインターリーバであってもよい。したがって、ペアワイズフリケンシーインターリーバ（新しいフリケンシーインターリーバ）は、ＯＦＤＭシンボルに含まれたセルをインターリービングして追加的なダイバーシチ利得を提供することができる。
【０２５１】
同図の（ｂ）は、第１シナリオによるデインターリービング構造を示す。第１シナリオのデインターリービング構造は、（ペアワイズ）フリケンシーデインターリーバ、タイプＡ又はタイプＢ対角タイムデインターリーバ、及び／又はタイプＢセルデインターリーバを含むことができる。ここで、ペアワイズフリケンシーデインターリーバは、前述した新しいフリケンシーデインターリーバに相応し得る。ペアワイズフリケンシーデインターリーバは、新しいフリケンシーインターリーバ動作の逆過程でデータのデインターリービングを行うことができる。
【０２５２】
その後、ペアワイズフリケンシーデインターリーバの出力は、前述したセルデマッパーなどの他のブロック／モジュールを通過してタイプＡ及びタイプＢ対角タイムデインターリーバに入力されてもよい。タイプＡ対角タイムデインターリーバは、タイプＡ対角タイムインターリーバの動作の逆過程を行うことができる。タイプＢ対角タイムデインターリーバは、タイプＢ対角タイムインターリーバの動作の逆過程を行うことができる。このとき、タイプＡ及びタイプＢ対角タイムデインターリーバは、シングルメモリを用いてタイムデインターリービングを行うことができる。
【０２５３】
タイプＢセルデインターリーバは、一つのＦＥＣブロック内でインターリービングされたセルの位置を元の位置にデインターリービングすることができる。
【０２５４】
図１９は、シグナルスペースダイバーシチ（ｓｉｇｎａｌ  ｓｐａｃｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＳＳＤ）を考慮していない場合において、インターリーバの組合せのうちの第２シナリオ（Ｓ２）を示す概念図である。
【０２５５】
同図の（ａ）は、第２シナリオによるインターリービング構造を示す。第２シナリオのインターリービング構造は、タイプＡセルインターリーバ、タイプＡ又はタイプＢブロックタイムインターリーバ、及び／又はペアワイズフリケンシーインターリーバを含むことができる。ここで、ペアワイズフリケンシーインターリーバは、前述した新しいフリケンシーインターリーバであってもよい。
【０２５６】
タイプＡセルインターリーバは、前述したように、毎入力ＦＥＣブロックごとに異なるインターリービングシードを適用してインターリービングを行うことができる。
【０２５７】
タイプＡ及びタイプＢブロックタイムインターリーバは、前述したように、複数個のＦＥＣブロックに属するセルをカラムワイズ書き込み（ｃｏｌｕｍｎ  ｗｉｓｅ  ｗｒｉｔｉｎｇ）動作及びローワイズ読み取り（ｒｏｗ−ｗｉｓｅ  ｒｅａｄｉｎｇ）動作を通じてインターリービングを行うことができる。他の位置に置かれたセルは、インターリービング深さ（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｄｅｐｔｈ）だけの区間内で分散して伝送されることによって、ダイバーシチ利得（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｇａｉｎ）を得ることができる。
【０２５８】
その後、ブロックタイムインターリーバの出力は、前述したセルマッパーなどの他のブロック／モジュールを通過してペアワイズフリケンシーインターリーバに入力されてもよい。ここで、ペアワイズフリケンシーインターリーバは、前述した新しいフリケンシーインターリーバであってもよい。したがって、ペアワイズフリケンシーインターリーバ（新しいフリケンシーインターリーバ）は、ＯＦＤＭシンボル内のセルをインターリービングすることによって追加的なダイバーシチ利得を提供することができる。
【０２５９】
同図の（ｂ）は、第２シナリオによるデインターリービング構造を示す。第２シナリオのデインターリービング構造は、（ペアワイズ）フリケンシーデインターリーバ、タイプＡ又はタイプＢ対角タイムデインターリーバ、及び／又はタイプＡセルデインターリーバを含むことができる。ここで、ペアワイズフリケンシーデインターリーバは、前述した新しいフリケンシーデインターリーバに相応し得る。
【０２６０】
ペアワイズフリケンシーデインターリーバは、前述した新しいフリケンシーインターリーバの動作の逆過程を行ってデータに対するデインターリービングを行うことができる。
【０２６１】
その後、ペアワイズフリケンシーデインターリーバの出力は、前述したセルデマッパーなどの他のブロック／モジュールを通過してタイプＡ、タイプＢブロックタイムデインターリーバに入力されてもよい。タイプＡブロックタイムデインターリーバは、タイプＡブロックタイムインターリーバの動作の逆過程を行うことができる。タイプＢブロックタイムデインターリーバは、タイプＢブロックタイムインターリーバの動作の逆過程を行うことができる。このとき、タイプＡ又はタイプＢブロックタイムデインターリーバは、シングルメモリを用いてタイムデインターリービングを行うことができる。
【０２６２】
タイプＡセルデインターリーバは、一つのＦＥＣブロック内でインターリービングされたセルの位置を元の位置にデインターリービングすることができる。
【０２６３】
図２０は、シグナルスペースダイバーシチ（Ｓｉｇｎａｌ  Ｓｐａｃｅ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＳＳＤ）を考慮していない場合において、インターリーバの組合せのうちの第３シナリオ（Ｓ３）を示す概念図である。
【０２６４】
同図の（ａ）は、第３シナリオによるインターリービング構造を示す。第３シナリオのインターリービング構造は、タイプＡセルインターリーバ、タイプＡ又はタイプＢ対角タイムインターリーバ、及び／又はペアワイズフリケンシーインターリーバを含むことができる。ここで、ペアワイズフリケンシーインターリーバは、前述した新しいフリケンシーインターリーバであってもよい。
【０２６５】
タイプＡセルインターリーバ、タイプＡ、タイプＢ対角タイムインターリーバ及びペアワイズフリケンシーインターリーバの動作は、前述した図面の動作と同一にすることができる。
【０２６６】
同図の（ｂ）は、第３シナリオによるデインターリービング構造を示す。第３シナリオのデインターリービング構造は、（ペアワイズ）フリケンシーデインターリーバ、タイプＡ又はタイプＢ対角タイムデインターリーバ、及び／又はタイプＡセルデインターリーバを含むことができる。ここで、ペアワイズフリケンシーデインターリーバは、前述した新しいフリケンシーデインターリーバに相応し得る。
【０２６７】
ペアワイズフリケンシーデインターリーバ、タイプＡ、タイプＢ対角タイムデインターリーバ、及びタイプＡセルデインターリーバの動作は、前述したとおりである。
【０２６８】
図２１は、シグナルスペースダイバーシチ（ｓｉｇｎａｌ  ｓｐａｃｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ，ＳＳＤ）を考慮していない場合において、インターリーバの組合せのうちの第４シナリオ（Ｓ４）を示す概念図である。
【０２６９】
同図の（ａ）は、第４シナリオによるインターリービング構造を示す。第４シナリオのインターリービング構造は、タイプＡ又はタイプＢ対角タイムインターリーバ、及び／又はペアワイズフリケンシーインターリーバを含むことができる。ここで、ペアワイズフリケンシーインターリーバは、前述した新しいフリケンシーインターリーバであってもよい。
【０２７０】
タイプＡ、タイプＢ対角タイムインターリーバ及びペアワイズフリケンシーインターリーバの動作は、前述したとおりである。
【０２７１】
同図の（ｂ）は、第４シナリオによるデインターリービング構造を示す。第４シナリオのデインターリービング構造は、（ペアワイズ）フリケンシーデインターリーバ、及び／又はタイプＡ又はタイプＢ対角タイムデインターリーバを含むことができる。ここで、ペアワイズフリケンシーデインターリーバは、前述した新しいフリケンシーデインターリーバに相応し得る。
【０２７２】
ペアワイズフリケンシーデインターリーバ及びタイプＡ又はタイプＢ対角タイムデインターリーバの動作は、前述したとおりである。
【０２７３】
図２２は、本発明の一実施例に係るランダムジェネレータ（ｒａｎｄｏｍ  ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）の構造を示す図である。
【０２７４】
図２２は、ランダムジェネレータがＰＰ方式を用いて初期オフセット値を生成する場合を示す。
【０２７５】
本発明の一実施例に係るランダムジェネレータは、レジスター３２０００及びＸＯＲ演算器３２１００を含むことができる。一般に、ＰＰ方法は、１，．．．，２ｎ−１の値をランダムに出力することができる。したがって、本発明の一実施例に係るランダムジェネレータは、０を含む２ｎ個のシンボルインデックスを出力し、レジスターシフティング（ｓｈｉｆｔｉｎｇ）過程のためのレジスター初期値を設定するためにレジスターリセット過程を行うことができる。
【０２７６】
本発明の一実施例に係るランダムジェネレータは、ＰＰ方式のための各原始多項式（ｐｒｉｍｉｔｉｖｅ  ｐｏｌｙｎｏｍｉａｌ）ごとに異なるレジスター及びＸＯＲ演算器を含むことができる。
【０２７７】
下記の表４は、前述したＰＰ方式のための原始多項式、及びレジスターリセット過程とレジスターシフティング過程のためのリセット値及び初期値を示す。
【０２７８】
【表４】
2016534657.tif 000006
【０２７９】
上記の表は、ｎ次原始多項式（ｎ＝９，…，１５）に対応するレジスターリセット値とレジスター初期値を示す。上記の表に示すように、ｋ＝０は、レジスターリセット値を意味し、ｋ＝１は、レジスター初期値を意味する。また、２≦ｋ≦２n−１は、シフトされたレジスター値を意味する。
【０２８０】
図２３は、本発明の一実施例に係るランダムジェネレータを示す図である。
【０２８１】
図２３は表４のｎ次原始多項式でｎが９乃至１２日時ランダムジェネレータの構造を示す。
【０２８２】
図２４は、本発明の他の実施例に係るランダムジェネレータを示す図である。
【０２８３】
図２４は、表４のｎ次原始多項式においてｎが１３乃至１５である時のランダムジェネレータの構造を示す。
【０２８４】
図２５は、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリービング過程を示す図である。
【０２８５】
図２５は、本発明の一実施例によって、放送信号受信機にシングルメモリが適用された場合、全体シンボルの個数が１０であり、１個のシンボルに含まれたセルの個数が１０であり、ｐが３である場合のフリケンシーインターリービング過程を示す。
【０２８６】
図２５の（ａ）は、ＲＰＩ方式を用いて出力された各シンボルの出力値を示す。特に、各ＯＦＤＭシンボルの第１メモリインデックス値、すなわち、０，７，４，１，８…を、前述したＲＰＩのランダムジェネレータで生成された初期オフセット値として設定することができる。インターリービングメモリインデックスに示された数字は、各シンボルに含まれたセルがインターリービングされて出力される順序を表す。
【０２８７】
図２５の（ｂ）は、入力されたＯＦＤＭシンボルのセルを、生成されたインターリービングメモリインデックスを用いてシンボル単位でインターリービングした結果を示す。
【０２８８】
図２６は、本発明の一実施例に係るフリケンシーデインターリービング過程を示す概念図である。
【０２８９】
図２６は、放送信号受信機にシングルメモリが適用された場合のフリケンシーデインターリービング過程を示す図であり、１個のシンボルに含まれたセルの個数が１０である実施例を示す。
【０２９０】
本発明の一実施例に係る放送信号受信機（又は、フレームパーシングモジュール又はブロックインターリーバ）は、前述した周波数インターリービングによってインターリービングされたシンボルを、入力順で順次に書き込む過程（ｗｒｉｔｉｎｇ）によってデインターリービングメモリインデックスを生成し、読み取る過程（ｒｅａｄｉｎｇ）によって、デインターリービングされたシンボルを出力することができる。このとき、本発明の一実施例に係る放送信号受信機は、読み取る過程を行ったデインターリービングメモリインデックスに書き込む過程を行うことができる。
【０２９１】
図２７は、本発明の一実施例に係るフリケンシーデインターリービング過程を示す図である。
【０２９２】
図２７では、本発明の一実施例によって、全体シンボルの個数が１０であり、１個のシンボルに含まれたセルの個数が１０であり、ｐが３である場合のデインターリービング過程を示す。
【０２９３】
図２７の（ａ）は、本発明の一実施例によってシングルメモリに入力されるシンボルを示す図である。同図の（ａ）に示すシングルメモリ入力シンボルは、各入力シンボル別にシングルメモリに保存された値を意味する。このとき、各入力シンボル別にシングルメモリに保存された値は、以前シンボルに対して読み取りを行いながら現在入力されるシンボルセルに対して順次に書き込みを行って得た結果を示す。
【０２９４】
図２７の（ｂ）は、デインターリービングメモリインデックスを生成する過程を示す図である。
【０２９５】
デインターリービングメモリインデックスは、シングルメモリに保存された値をデインターリービングするために用いられるインデックスであり、デインターリービングメモリインデックスに示された数字は、各シンボルに含まれたセルがデインターリービングされて出力される順序を示す。
【０２９６】
以下では、前述したフリケンシーデインターリービング過程を、図面に示すシンボルのうち、＃０及び＃１入力シンボルを中心に説明する。
【０２９７】
本発明の一実施例に係る放送信号受信機は、＃０入力シンボルをシングルメモリに順次に書き込む過程を行う。その後、本発明の一実施例に係る放送信号受信機は、＃０入力シンボルをデインターリービングするために、０，３，６，９…の順で、前述したデインターリービングメモリインデックスを順次に生成することができる。
【０２９８】
その後、本発明の一実施例に係る放送信号受信機は、生成されたデインターリービングメモリインデックスによってシングルメモリに書き込まれた（又は、保存された）＃０入力シンボルを読む過程を行う。既に用いられた値は保存する必要がないので、新しく入力される＃１シンボルをさらに順次に書き込むことができる。
【０２９９】
その後、＃０入力シンボルに対して読み取る過程と＃１入力シンボルに対して書き込む過程が全て完了すると、書き込まれた＃１入力シンボルをデインターリービングするためにデインターリービングメモリインデックスを生成することができる。この場合、本発明の一実施例に係る放送信号受信機はシングルメモリを使用するので、放送信号送信機で適用した毎シンボルに適用されたインターリービングパターンを用いてインターリービングを行うことはできない。その後、入力されるシンボルは同じ方式でデインターリービング処理されてもよい。
【０３００】
図２８は、本発明の一実施例に係るデインターリービングされたメモリインデックスの生成過程を示す図である。
【０３０１】
特に、図２８は、本発明の一実施例に係る放送信号受信機がシングルメモリを使用するので、放送信号送信機で適用した毎シンボルに適用されたインターリービングパターンを用いてインターリービングを行うことのできない場合における新しいインターリービングパターンを生成する方法を示している。
【０３０２】
図２８の（ａ）は、ｊ番目の入力シンボルのデインターリービングメモリインデックスを示す図であり、（ｂ）は、上述したデインターリービングメモリインデックスの生成過程を数式と共に示す図である。
【０３０３】
図２８の（ｂ）に示すように、各入力シンボルのＲＰＩ変数を使用することを一実施例とすることができる。
【０３０４】
＃０入力シンボルのデインターリービングメモリインデックス生成過程は、放送信号送信機におけると同様に、ＲＰＩの変数としてｐ＝３，Ｉ0＝０を使用することを一実施例とすることができる。＃１入力シンボルの場合、ＲＰＩの変数として、ｐ2＝３ｘ３、Ｉ0＝１を使用することを一実施例とすることができ、＃２入力シンボルの場合、ＲＰＩの変数として、ｐ3＝３ｘ３ｘ３、Ｉ0＝７を使用することを一実施例とすることができる。また、＃３入力シンボルの場合、ＲＰＩの変数としてｐ4＝３ｘ３ｘ３ｘ３、Ｉ0＝４を使用することを一実施例とすることができる。
【０３０５】
すなわち、本発明の一実施例に係る放送信号受信機は、各シングルメモリに保存されたシンボルをデインターリービングするために、ＲＰＩのｐ値及び初期オフセット値を毎シンボルごとに変更して効果的にデインターリービングを行うことができる。また、毎シンボルに用いられるｐ値は、ｐのべき乗で容易に導出することができ、初期オフセット値は、親インターリービングシード（ｍｏｔｈｅｒ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｓｅｅｄ）を用いて順次に取得することができる。以下、初期オフセット値を算出する方法を説明する。
【０３０６】
＃０入力シンボルで用いられる初期オフセット値は、Ｉ0＝０と定義することを一実施例とすることができる。＃１入力シンボルで用いられる初期オフセット値はＩ0＝１であり、この値は、＃０入力シンボルに対するデインターリービングメモリインデックス生成過程で７番目に生成された値と同一である。すなわち、本発明の一実施例に係る放送信号受信機は、＃０入力シンボルに対するデインターリービングメモリインデックスを生成する過程で上記値を保存して使用することができる。
【０３０７】
＃２入力シンボルで用いられる初期オフセット値はＩ0＝７であり、この値は、＃１入力シンボルに対するデインターリービングメモリインデックス生成過程で４番目に生成された値と同一である。＃３入力シンボルで用いられる初期オフセット値はＩ0＝４であり、この値は、＃２入力シンボルに対するデインターリービングメモリインデックス生成過程で１番目に生成された値と同一である。
【０３０８】
したがって、本発明の一実施例に係る放送信号受信機は、各シンボルに用いられる初期オフセット値に該当する値を、以前シンボルのデインターリービングメモリインデックスを生成する過程で保存して使用することができる。
【０３０９】
結果的に、上述した方法は、次の数式で表現することができる。
【０３１０】
〔数式１〕
【数１】
2016534657.tif 000007
【０３１１】
この場合、各初期オフセット値に該当する値の位置は、上記の数式１から容易に誘導することができる。
【０３１２】
本発明の一実施例に係る放送信号送信機は、２つの隣接したセルを１つのセルとして認識して周波数インターリービングを行うことができる。これをペアワイズインターリービングと呼ぶことができる。この場合、２つの隣接したセルを一つのセルと見なしてインターリービングが行われるので、メモリインデックスを生成する回数が半分に減るという長所がある。
【０３１３】
下記の数式２は、ペアワイズＲＰＩを示す。
【０３１４】
〔数式２〕
【数２】
2016534657.tif 000008
【０３１５】
下記の数式３は、ペアワイズデインターリービング方法を示す。
【０３１６】
〔数式３〕
【数３】
2016534657.tif 000009
【０３１７】
図２９は、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリービング過程を示す図である。
【０３１８】
図２９は、前述したフリケンシーインターリーバによって、複数のＯＦＤＭシンボルを含む互いに異なる互いに素（ｒｅｌａｔｉｖｅ  ｐｒｉｍｅ）を用いてダイバーシチ性能を改善するためのインターリービング方法を示す。
【０３１９】
すなわち、図２９に示すように、互いに素の値は毎フレーム／スーパーフレームごとに変更されて周波数ダイバーシチ性能をより一層改善するように、特に、反復されるインターリービングパターンを避けるようにする。
【０３２０】
本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、デコーディングされたＤＰデータを出力処理することができる。より具体的に、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、ヘッダー圧縮モードによってデコーディングされたＤＰデータ内の各データパケットのヘッダーを圧縮解除し、データパケットを再結合することができる。具体的な内容は、図１６乃至図３２で説明する。
【０３２１】
図３０は、本発明の一実施例に係るスーパーフレーム構造（ｓｕｐｅｒ−ｆｒａｍｅ  ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）を示す図である。
【０３２２】
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、複数の放送サービスに対応するデータを運ぶ複数のスーパーフレームを順次に伝送することができる。
【０３２３】
図３０に示すように、互いに異なるタイプのフレーム１７１００とＦＥＦ（ｆｕｔｕｒｅ  ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ  ｆｒａｍｅ）１７１１０は時間領域でマルチプレクシングされ、スーパーフレーム１７０００で伝送されてもよい。本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、上述したように、フレーム単位で互いに異なる放送サービスの信号をマルチプレクシングして、同じＲＦチャネルで伝送することができる。互いに異なる放送サービスは、その特性及び目的によって互いに異なる受信条件及びカバレッジを要求することができる。したがって、信号フレームは、互いに異なる放送サービスのデータを伝送するためにタイプ別に分類することができ、各信号フレームに含まれたデータは、互いに異なる伝送パラメータによって処理されてもよい。また、信号フレームは、信号フレームで伝送される放送サービス別に、異なるＦＦＴサイズ及びガードインターバルを有することができる。図３０に示すＦＥＦ１７１１０は、次世代新しい放送サービスシステムに利用可能なフレームである。
【０３２４】
本発明の一実施例に係る互いに異なるタイプの信号フレーム１７１００は、設計者の意図によってスーパーフレームに割り当てられてもよい。特に、互いに異なるタイプの信号フレーム１７１００は、マルチプレクシングされたパターンで反復的に割り当てられてもよい。又は、同じタイプの複数の信号フレームがスーパーフレームに順次に割り当てられた後、互いに異なるタイプの信号フレームがスーパーフレームに順次に割り当てられてもよい。信号フレーム割り当て方式は、設計者の意図によって変更可能である。
【０３２５】
図３０に示すように、各信号フレームは、プリアンブル１７２００、エッジ（ｅｄｇｅ）データＯＦＤＭシンボル１７２１０、及び複数のデータＯＦＤＭシンボル１７２２０を含むことができる。
【０３２６】
プリアンブル１７２００は、該当の信号フレームと関連したシグナリング情報、例えば、伝送パラメータを伝送することができる。すなわち、プリアンブルは、基本ＰＬＳデータを伝送し、信号フレームの開始部分に位置する。また、プリアンブル１７２００は、図１で説明したＰＬＳデータを伝送することができる。すなわち、プリアンブルは、基本ＰＬＳデータのみを伝送してもよく、基本ＰＬＳデータと図１で説明したＰＬＳデータを併せて伝送してもよい。プリアンブルで伝送される情報は設計者によって変更可能である。プリアンブルで伝送されるシグナリング情報をプリアンブルシグナリング情報と呼ぶことができる。
【０３２７】
エッジデータＯＦＤＭシンボル１７２１０は、該当のフレームの先頭部分又は末尾に位置するＯＦＤＭシンボルであり、データシンボルの全てのパイロットキャリアでパイロットを伝送するために用いられてもよい。エッジデータＯＦＤＭシンボルは、周知のデータシーケンス又はパイロットの形態であってもよい。エッジデータＯＦＤＭシンボル１７２１０の位置は設計者によって変更可能である。
【０３２８】
複数のデータＯＦＤＭシンボル１７２２０は、放送サービスのデータを伝送することができる。
【０３２９】
図３０に示すプリアンブル１７２００は、各信号フレームの開始を示す情報を含み、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、プリアンブル１７２００を検出して該当の信号フレームの同期を合わせることができる。また、プリアンブル１７２００は、該当の信号フレームのデコーディングのための周波数同期化及び基本伝送パラメータに関する情報を含むことができる。
【０３３０】
したがって、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、スーパーフレームでマルチプレクシングされた互いに異なるタイプの信号フレームを受信しても、各信号フレームのプリアンブルをデコーティングして信号フレームを区別し、所望の放送サービスを取得することができる。
【０３３１】
すなわち、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、時間領域でプリアンブル１７２００を検出し、該当の信号が本発明の一実施例に係る放送信号送受信システムに存在するか否かを確認することができる。その後、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、プリアンブル１７２００から信号フレーム同期化のための情報を取得し、周波数オフセットを補償することができる。また、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、プリアンブル１７２００で伝送されたシグナリング情報をデコーティングして、該当の信号フレームのデコーディングのための基本伝送パラメータを取得することができる。その後、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、該当の信号フレームで伝送された放送サービスデータを得るためのシグナリング情報をデコーティングし、所望の放送サービスデータを得ることができる。
【０３３２】
図３１は、本発明の一実施例に係るプリアンブル挿入ブロックを示す図である。
【０３３３】
図３１に示すプリアンブル挿入ブロックは、図７で説明したプリアンブル挿入ブロック７５００の一実施例に該当し、図３０で説明したプリアンブルを生成することができる。
【０３３４】
図３１に示すように、本発明の一実施例に係るプリアンブル挿入ブロックは、シグナリングシーケンス選択ブロック１８０００、シグナリングシーケンスインターリービングブロック１８１００、マッピングブロック１８２００、スクランブリングブロック１８３００、キャリア割り当てブロック１８４００、キャリア割り当てテーブルブロック１８５００、ＩＦＦＴブロック１８６００、ガード（ｇｕａｒｄ）挿入ブロック１８７００、及びマルチプレクシングブロック１８８００を含むことができる。各ブロックは設計者の意図によって修正されてもよく、プリアンブル挿入ブロックに含まれなくてもよい。以下、プリアンブル挿入ブロックの各ブロックについて説明する。
【０３３５】
シグナリングシーケンス選択ブロック１８０００は、プリアンブルで伝送されるシグナリング情報を受信し、それに適したシグナリングシーケンスを選択することができる。
【０３３６】
シグナリングシーケンスインターリービングブロック１８１００は、シグナリングシーケンス選択ブロック１８０００によって選択されたシグナリングシーケンスによって、入力されたシグナリング情報を伝送するためのシグナリングシーケンスをインターリービングすることができる。具体的な内容は後述する。
【０３３７】
マッピングブロック１８２００は、インターリービングされたシグナリング情報を、変調方式を用いてマッピングすることができる。
【０３３８】
スクランブリングブロック１８３００は、マッピングされたデータにスクランブリングシーケンスを掛けることができる。
【０３３９】
キャリア割り当てブロック１８４００は、キャリア割り当てテーブルブロック１８５００から出力された活性キャリア（ａｃｔｉｖｅ  ｃａｒｒｉｅｒ）位置情報を用いて、スクランブリングブロック１８３００から出力されたデータを所定のキャリア位置に割り当てることができる。
【０３４０】
ＩＦＦＴブロック１８６００は、キャリア割り当てブロック１８４００で割り当てられて出力されたデータを、時間領域でＯＦＤＭ信号に変換することができる。
【０３４１】
ガード挿入ブロック１８７００は、このＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入することができる。
【０３４２】
マルチプレクシングブロック１８８００は、ガード挿入ブロック１８７００から出力された信号と、図７で説明したガードシーケンス挿入ブロック７４００から出力された信号ｃ（ｔ）とをマルチプレクシングして出力信号ｐ（ｔ）を出力することができる。出力信号ｐ（ｔ）は、図７で説明したウェーブフォームプロセッシングブロック７６００に入力されてもよい。
【０３４３】
図３２は、本発明の一実施例に係るプリアンブル構造を示す図である。
【０３４４】
図３２に示すプリアンブルは、図３１で説明したプリアンブル挿入ブロックで生成することができる。
【０３４５】
本発明の一実施例に係るプリアンブルは、時間領域でプリアンブル信号の構造を有し、スクランブリングされたサイクリックプレフィックス部分（ｓｃｒａｍｂｌｅｄ  ｃｙｃｌｉｃ  ｐｏｓｔｆｉｘ  ｐａｒｔ）１９０００、及びＯＦＤＭシンボル１９１００を含むことができる。また、本発明の一実施例に係るプリアンブルは、ＯＦＤＭシンボル、及びスクランブリングされたサイクリックポストフィクス部分（ｓｃｒａｍｂｌｅｄ  ｃｙｃｌｉｃ  ｐｏｓｔｆｉｘ  ｐａｒｔ）を含むことができる。この場合、スクランブリングされたサイクリックポストフィクス部分は、スクランブリングされたプレフィックスとは違い、ＯＦＤＭシンボルの後に続き、スクランブリングされたサイクリックプレフィックスの生成過程と同じ過程を通じて生成されてもよい。これについしては後述する。スクランブリングされたサイクリックプレフィックス部分の位置及び生成過程は、設計者の意図によって変更されてもよい。
【０３４６】
図３２に示す、スクランブリングされたサイクリックプレフィックス部分１９０００は、ＯＦＤＭシンボルのスクランブリング部分又は全体ＯＦＤＭシンボルによって生成され、ガードインターバルとして用いられてもよい。
【０３４７】
したがって、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、周波数同期化が行われず、受信された放送信号に周波数オフセットが存在しても、サイクリックプレフィックス形態のガードインターバルを用いてガードインターバル相関性（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を用いてプリアンブルを検出することができる。
【０３４８】
また、本発明の一実施例に係るスクランブリングされたサイクリックプレフィックス形態のガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルにスクランブリングシーケンス（又は、シーケンス）を掛けて（又は、結合して）生成することができる。又は、本発明の一実施例に係るスクランブリングされたサイクリックプレフィックス形態のガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルをスクランブリングシーケンス（又は、シーケンス）でスクランブリングして生成することができる。本発明の一実施例に係るスクランブリングシーケンスは任意のタイプの信号であってもよく、これは設計者の意図によって変更可能である。
【０３４９】
本発明の一実施例に係るスクランブリングされたサイクリックプレフィックス形態のガードインターバルを生成する方法は、次のような長所を有する。
【０３５０】
第一に、ガードインターバルを一般的なＯＦＤＭシンボルと区別してプリアンブルを容易に検出することができる。上述したように、スクランブリングされたサイクリックプレフィックス形態のガードインターバルは、スクランブリングシーケンスでスクランブリングして生成され、一般的なＯＦＤＭシンボルと区別される。この場合、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置がガードインターバル相関性（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を行うと、一般的なＯＦＤＭシンボルによる相関性ピーク（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  ｐｅａｋ）無しでプリアンブルによる相関性ピークのみが生成されるため、プリアンブルを容易に検出することができる。
【０３５１】
第二に、本発明の一実施例に係るスクランブリングされたサイクリックプレフィックス形態のガードインターバルが用いられる場合、危険な遅延問題を解決することができる。例えば、ＯＦＤＭシンボルの持続期間Ｔｕによって遅延された多重経路干渉が存在する場合に放送信号受信装置がガードインターバル相関性を行うとき、多重経路による相関性値が常に存在することから、プリアンブル検出性能が低下しうる。しかし、本発明の一実施例に係るガードインターバル相関性を行う場合、前述したようにスクランブリングされたサイクリックプレフィックスによるピークのみが生成されるため、放送信号受信装置は多重経路による相関性値に影響を受けないでプリアンブルを検出することができる。
【０３５２】
最後に、持続波（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  ｗａｖｅ，ＣＷ）干渉の影響を防ぐことができる。受信された信号がＣＷ干渉を含む場合、放送信号受信装置がガードインターバル相関性を行うとき、ＣＷによって発生したＤＣ成分が常に存在するので、受信装置の信号検出性能及び同期化性能が低下しうる。しかし、本発明の実施例に係るスクランブリングされたサイクリックプレフィックス形態のガードインターバルを使用すると、ＣＷによって発生したＤＣ成分をスクランブリングシーケンスで平均するので、ＣＷの影響を予防することができる。
【０３５３】
図３３は、本発明の一実施例に係るプリアンブル検出器を示す図である。
【０３５４】
図３３に示すプリアンブル検出器は、図９で説明したシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールに含まれたプリアンブル検出器９３００の一実施例に該当し、図３０で説明したプリアンブルを検出することができる。
【０３５５】
図３３に示すように、本発明の一実施例に係るプリアンブル検出器は、相関性検出器２００００、ＦＦＴブロック２０１００、ＩＣＦＯ（ｉｎｔｅｇｅｒ  ｃａｒｒｉｅｒ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｏｆｆｓｅｔ）推定器２０２００、キャリア割り当てテーブルブロック２０３００、データ抽出器２０４００、及びシグナリングデコーダ２０５００を含むことができる。各ブロックは設計者の意図によって修正されてもよく、プリアンブル検出器に含まれなくてもよい。以下、プリアンブル検出器の各ブロックの動作を中心に説明する。
【０３５６】
相関性検出器２００００は、上述したプリアンブルを検出し、フレーム同期、ＯＦＤＭシンボル同期、タイミング情報及びＦＣＦＯ（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｏｆｆｓｅｔ）を推定することができる。具体的な内容は後述する。
【０３５７】
ＦＦＴブロック２０１００は、相関性検出器２００００から出力されたタイミング情報を用いて、プリアンブルに含まれたＯＦＤＭシンボル部分を周波数領域信号に変換することができる。
【０３５８】
ＩＣＦＯ推定器２０２００は、キャリア割り当てテーブルブロック２０３００から出力された活性キャリアの位置情報を受信し、ＩＣＦＯ情報を推定することができる。
【０３５９】
データ抽出器２０３００は、ＩＣＦＯ推定器２０２００から出力されたＩＣＦＯ情報を受信して、活性キャリアに割り当てられたシグナリング情報を抽出することができ、シグナリングデコーダ２０５００は、抽出されたシグナリング情報をデコーティングすることができる。
【０３６０】
したがって、一実施例に係る放送信号受信装置は、前述した過程を通じてプリアンブルによって伝送されたシグナリング情報を得ることができる。
【０３６１】
図３４は、本発明の一実施例に係る相関性検出器を示す図である。
【０３６２】
図３４に示す相関性検出器は、図３３で説明した相関性検出器の一実施例に該当する。
【０３６３】
本発明の一実施例に係る相関性検出器は、ディレー（ｄｅｌａｙ）ブロック２１０００、コンジュゲート（ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）ブロック２１１００、乗算器（ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）、コリレータ（ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ）ブロック２１２００、ピークサーチ（ｐｅａｋ  ｓｅａｒｃｈ）ブロック２１３００、及びＦＣＦＯ推定器ブロック２１４００を含むことができる。以下、相関性検出器の各ブロックの動作を中心に説明する。
【０３６４】
相関性検出器のディレーブロック２１０００は、入力信号ｒ（ｔ）をプリアンブル内のＯＦＤＭシンボルの持続期間Ｔｕだけ遅延させることができる。
【０３６５】
コンジュゲートブロック２１１００は、遅延された信号ｒ（ｔ）に対するコンジュゲーション（ｃｏｎｊｕｇａｔｉｏｎ）を行うことができる。
【０３６６】
乗算器は、信号ｒ（ｔ）にコンジュゲートされた信号ｒ（ｔ）を掛けて信号ｍ（ｔ）を生成することができる。
【０３６７】
コリレータブロック２１２００は、入力された信号ｍ（ｔ）とスクランブリングシーケンスとを関連付けて（ｃｏｒｒｅｌａｔｅ）、デスクランブリングされた信号ｃ（ｔ）を生成することができる。
【０３６８】
ピークサーチブロック２１３００は、コリレータブロック２１２００から出力された信号ｃ（ｔ）のピークを検出することができる。この場合、プリアンブルに含まれたスクランブリングされたサイクリックプレフィックスは、スクランブリングシーケンスによってデスクランブリングされるので、スクランブリングされたサイクリックプレフィックスのピークが生成されてもよい。しかし、スクランブリングされたサイクリックプレフィックス以外の、多重経路によって発生するＯＦＤＭシンボル又はコンポーネントはスクランブリングシーケンスによってスクランブリングされるので、多重経路によって発生するＯＦＤＭシンボル又はコンポーネントのピークは発生しない。したがって、ピークサーチブロック２１３００は信号ｃ（ｔ）のピークを容易に検出することができる。
【０３６９】
ＦＣＦＯ推定器ブロック２１４００は、入力された信号のフレーム同期及びＯＦＤＭシンボル同期を取り、ピークに対応する相関性値からＦＣＦＯ情報を推定することができる。
【０３７０】
上述したように、本発明の一実施例に係るスクランブリングシーケンスは、任意の信号であってもよく、設計者の意図によって変更可能である。
【０３７１】
図２１乃至図２５は、チャープ−ライク（ｃｈｉｒｐ−ｌｉｋｅ）シーケンス、バランスド（ｂａｌａｎｃｅｄ）ｍ−シーケンス、ザドフチュー（Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕ）シーケンス及びバイナリチャープ−ライク（ｂｉｎａｒｙ  ｃｈｉｒｐ−ｌｉｋｅ）シーケンスが本発明の一実施例に係るスクランブリングシーケンスとして用いられる場合の結果を示す図である。
【０３７２】
以下、各図について説明する。
【０３７３】
図３５は、本発明の一実施例に係るスクランブリングシーケンスが用いられた結果を示すグラフである。
【０３７４】
図３５のグラフは、本発明の一実施例に係るスクランブリングシーケンスがチャープ−ライクシーケンスである場合の結果を示す。チャープ−ライクシーケンスは、数式４によって計算することができる。
【０３７５】
〔数式４〕
【数４】
2016534657.tif 000010
【０３７６】
数式４に示すように、チャープ−ライクシーケンスは、１つの周期に該当する４個の互いに異なる周波数のサイン曲線（ｓｉｎｕｓｏｉｄ）を連結して生成することができる。
【０３７７】
図３５に示すように、（ａ）は、本発明の一実施例に係るチャープ−ライクシーケンスの波形を示すグラフである。
【０３７８】
（ａ）に示す第１波形２２０００は、チャープ−ライクシーケンスの実数部（ｒｅａｌ  ｎｕｍｂｅｒ  ｐａｒｔ）を示し、第２波形２２１００は、チャープ−ライクシーケンスの虚数部（ｉｍａｇｉｎａｒｙ  ｎｕｍｂｅｒ  ｐａｒｔ）を示す。チャープ−ライクシーケンスの持続期間は１０２４個のサンプルに該当し、実数部シーケンスと虚数部シーケンスとの平均は０である。
【０３７９】
図３５の（ｂ）は、チャープ−ライクシーケンスが用いられる場合、図２０及び図２１で説明したコリレータブロックから出力された信号ｃ（ｔ）の波形を示すグラフである。
【０３８０】
チャープ−ライクシーケンスは、互いに異なる周期を有する信号で構成されるので、危険な遅延は発生しない。また、チャープ−ライトシーケンスの相関性特性はガードインターバル相関性に類似しているので、既存の放送信号送受信システムのプリアンブルと明確に区別される。したがって、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、プリアンブルを容易に検出することができる。また、チャープ−ライクシーケンスは、正しいシンボルタイミング情報を提供することができ、ｍ−シーケンスのようなデルタ−ライク（ｄｅｌｔａ−ｌｉｋｅ）相関性特性を有するシーケンスと比較して、多重経路チャネル上のノイズに強靭（ｒｏｂｕｓｔ）である。また、チャープ−ライトシーケンスを用いてスクランブリングを行うと、元来の信号よりも多少増加した帯域幅を有する信号を生成することが可能である。
【０３８１】
図３６は、本発明の他の実施例に係るスクランブリングシーケンスが用いられた結果を示すグラフである。
【０３８２】
図３６のグラフは、バランスドｍ−シーケンスがスクランブリングシーケンスとして用いられた場合に得られたグラフである。本発明の一実施例に係るバランスドｍ−シーケンスは、数式５によって算出することができる。
【０３８３】
〔数式５〕
【数５】
2016534657.tif 000011
【０３８４】
本発明の一実施例によって、バランスドｍ−シーケンスは、１０２３個のサンプルに該当する長さを有するｍ−シーケンスに、‘＋１’の値を有するサンプルを足して生成することができる。バランスドｍ−シーケンスの長さは、１０２４個のサンプルであり、一実施例に係るその平均は‘０’である。バランスドｍ−シーケンスの長さと平均は設計者の意図によって変更されてもよい。
【０３８５】
図３６に示すように、（ａ）は、本発明の一実施例に係るバランスドｍ−シーケンスの波形を示すグラフであり、（ｂ）は、バランスドｍ−シーケンスが用いられた場合、図２０及び図２１で説明したコリレータブロックから出力された信号ｃ（ｔ）の波形を示すグラフである。
【０３８６】
本発明の一実施例に係るバランスドｍ−シーケンスの波形が用いられる場合、プリアンブル相関性特性はデルタ関数に該当するので、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、受信された信号に対してシンボル同期化を容易に行うことができる。
【０３８７】
図３７は、本発明の更に他の実施例に係るスクランブリングシーケンスが用いられた結果を示すグラフである。
【０３８８】
図３７のグラフは、ザドフチューシーケンスがスクランブリングシーケンスとして用いられた場合に得られたグラフである。本発明の一実施例に係るザドフチューシーケンスは、数式６によって算出することができる。
【０３８９】
〔数式６〕
【数６】
2016534657.tif 000012
【０３９０】
本発明の一実施例によって、ザドフチューシーケンスは、１０２３個のサンプルに該当する長さを有し、ｕ値として２３を有することができる。ザドフチューシーケンスの長さとｕ値は設計者の意図によって変更されてもよい。
【０３９１】
図３７に示すように、（ａ）は、本発明の一実施例に係るザドフチューシーケンスが用いられる場合、図２０及び図２１で説明したコリレータブロックから出力された信号ｃ（ｔ）の波形を示すグラフである。
【０３９２】
図３７に示すように、（ｂ）は、本発明の一実施例に係るザドフチューシーケンスのイン−フェーズ（ｉｎ−ｐｈａｓｅ）波形を示すグラフであり、（ｃ）は、本発明の一実施例に係るザドフチューシーケンスのクワドラチャフェーズ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｐｈａｓｅ）波形を示すグラフである。
【０３９３】
本発明の一実施例に係るザドフチューシーケンスが用いられる場合、プリアンブル相関性特性はデルタ関数に該当するので、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、受信された信号に対してシンボル同期化を容易に行うことができる。また、受信された信号のエンベロープ（ｅｎｖｅｌｏｐｅ）は周波数領域でも時間領域でも一定である。
【０３９４】
図３８は、本発明の更に他の実施例に係るスクランブリングシーケンスが用いられた結果を示すグラフである。図３８のグラフは、バイナリチャープ−ライクシーケンスの波形を示す。バイナリチャープ−ライクシーケンスは、本発明に係るスクランブリングシーケンスとして使用可能な信号の一実施例である。
【０３９５】
〔数式７〕
【数７】
2016534657.tif 000013
【０３９６】
バイナリチャープ−ライクシーケンスは、数式７で示すことができる。数式７で示した信号は、バイナリチャープ−ライクシーケンスの一実施例である。
【０３９７】
バイナリチャープ−ライクシーケンスは、前述したチャープ−ライクシーケンスを構成する各信号値の実数部と虚数部が‘１’と‘−１’の２つの値だけを有するように量子化されたシーケンスである。発明の更に他の実施例に係るバイナリチャープ−ライクシーケンスは、‘−０．７０７（−１を２の平方根で割った値）’及び‘０．７０７’（１を２の平方根で割った値）の２つの信号値だけを有する実数部と虚数部を有することができる。バイナリチャープ−ライクシーケンスの実数部と虚数部の量子化された値は、設計者の意図によって変更されてもよい。数式７で、ｉ［ｋ」は、シーケンスを構成する各信号の実数部を示し、ｑ［ｋ」は、シーケンスを構成する各信号の虚数部を示す。
【０３９８】
バイナリチャープ−ライクシーケンスは、次のような長所を有する。第一に、バイナリチャープ−ライクシーケンスは、互いに異なる周期を有する信号で構成されるので、危険な遅延を発生させない。第二に、バイナリチャープ−ライクシーケンスは、ガードインターバル相関性と類似の相関性特性を有するので、既存の放送システムと比較して、正しいシンボルタイミング情報を提供し、ｍ−シーケンスのようなデルタライク相関性特性を有するシーケンスに比べて、多重経路チャネル上でより高いノイズ抵抗性を有する。第三に、バイナリチャープ−ライクシーケンスを用いてスクランブリングが行われると、元来の信号と比較して帯域幅がより小さく増加する。第四に、バイナリチャープ−ライクシーケンスは、バイナリレベルシーケンスであるから、チャープ−ライクシーケンスを使用すると、複雑度の減少した受信機を設計することができる。
【０３９９】
バイナリチャープ−ライクシーケンスの波形を示すグラフにおいて、実線は実数部に該当する波形を表し、点線は虚数部に該当する波形を表す。バイナリチャープ−ライクシーケンスの実数部と虚数部の波形はいずれも、チャープ−ライクシーケンスとは違い、矩形波（ｓｑｕａｒｅ  ｗａｖｅ）に該当する。
【０４００】
図３９は、本発明の更に他の実施例に係るスクランブリングシーケンスが用いられた結果を示すグラフである。このグラフは、バイナリチャープ−ライクシーケンスが用いられた場合、前述したコリレータブロックから出力された信号ｃ（ｔ）の波形を示す。グラフにおいて、ピークはサイクリックプレフィックスによる相関性ピークであってもよい。
【０４０１】
図３１で説明したように、本発明の一実施例に係るプリアンブル挿入ブロックに含まれたシグナリングシーケンスインターリービングブロック１８１００は、シグナリングシーケンス選択ブロック１８０００によって選択されたシグナリングシーケンスによって、入力シグナリング情報を伝送するためのシグナリングシーケンスをインターリービングすることができる。
【０４０２】
以下、本発明の一実施例に係るシグナリングシーケンスインターリービングブロック１８１００がプリアンブルの周波数領域でシグナリング情報をインターリービングする方法を説明する。
【０４０３】
図４０は、本発明の一実施例に係るシグナリング情報インターリービング過程を示す図である。
【０４０４】
図１７で説明した本発明の一実施例に係るプリアンブルは、１Ｋシンボルのサイズを有することができ、１Ｋシンボルを構成するキャリアのうち、３８４個の活性キャリアだけが用いられてもよい。プリアンブルのサイズ又は用いられる活性キャリアの個数は、設計者の意図によって変更可能である。プリアンブルで伝送されるシグナリングデータは、２つのシグナリングフィールド、すなわち、Ｓ１及びＳ２で構成される。
【０４０５】
図４０に示すように、本発明の一実施例に係るプリアンブルによって伝送されたシグナリング情報は、Ｓ１のビットシーケンス及びＳ２のビットシーケンスを介して伝送されてもよい。
【０４０６】
本発明の一実施例に係るＳ１のビットシーケンス及びＳ２のビットシーケンスはそれぞれ、プリアンブルに含まれたシグナリング情報（又は、シグナリングフィールド）を伝送するために活性キャリアに割り当て可能なシグナリングシーケンスを表す。
【０４０７】
具体的に、Ｓ１は、３−ビットシグナリング情報を伝送することができ、６４−ビットシーケンスが２回反復される構造とすることができる。また、Ｓ１は、Ｓ２の前と後に位置してもよい。Ｓ２は、シングル２５６−ビットシーケンスであり、４−ビットシグナリング情報を伝送することができる。本発明の一実施例によって、Ｓ１とＳ２のビットシーケンスは０から始まって順番で表現されてもよい。したがって、図４０に示すように、Ｓ１の最初のビットシーケンスは、Ｓ１（０）と表現でき、Ｓ２の最初のビットシーケンスはＳ２（０）と表現できる。これは、設計者の意図によって変更可能である。
【０４０８】
Ｓ１は、図３０で説明したスーパーフレームに含まれた信号フレームを識別するための情報を伝送することができる。例えば、ＳＩＳＯによって処理された信号フレーム、ＭＩＳＯによって処理された信号フレーム、又はＦＥを指示する情報を伝送することができる。Ｓ２は、現在信号フレームのＦＦＴサイズに関する情報、スーパーフレームにマルチプレクシングされたフレームが同じタイプであるか否かを示す情報などを伝送することができる。Ｓ１及びＳ２によって伝送可能な情報は、設計によって変更可能である。
【０４０９】
図４０に示すように、本発明の一実施例に係るシグナリングシーケンスインターリービングブロック１８１００は、周波数領域で、Ｓ１とＳ２を、所定の位置に該当する活性キャリアに順次に割り当てることができる。
【０４１０】
本発明の一実施例では、３８４個のキャリアが存在し、０から始まって順次的な番号と表現される。したがって、本発明の一実施例に係る最初のキャリアは、図４０に示すように、ａ（０）と表現することができる。図４０で、無色の活性キャリアは、３８４個のキャリアのうち、Ｓ１又はＳ２が割り当てられないヌル（ｎｕｌｌ）キャリアである。
【０４１１】
図４０に示すように、Ｓ１のビットシーケンスは、ａ（０）乃至ａ（６３）の活性キャリアのうち、ヌルキャリア以外の活性キャリアに割り当てることができ、Ｓ２のビットシーケンスは、ａ（６４）乃至ａ（３１９）の活性キャリアのうち、ヌルキャリア以外の活性キャリアに割り当てることができ、Ｓ１のビットシーケンスは、ａ（３２０）乃至ａ（３８３）の活性キャリアのうち、ヌルキャリア以外の活性キャリアに割り当てることができる。
【０４１２】
図４０に示すインターリービング方法によれば、放送信号受信装置は、多重経路干渉によって周波数選択的フェージング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  ｆａｄｉｎｇ）が発生すると、フェージングに影響を受ける特定シグナリング情報はデコーティングしなくてもよく、フェージング周期は、特定シグナリング情報が割り当てられる領域に集中する。
【０４１３】
図４１は、本発明の他の実施例に係るシグナリング情報インターリービング過程を示す図である。
【０４１４】
図４１に示すシグナリング情報インターリービング過程によれば、本発明の一実施例に係るプリアンブルによって伝送されるシグナルリンク情報は、Ｓ１のビットシーケンス、Ｓ２のビットシーケンス及びＳ３のビットシーケンスを介して伝送されてもよい。プリアンブルで伝送されるシグナリングデータは、３個のシグナリングフィールド、すなわち、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３で構成される。
【０４１５】
図４１に示すように、本発明の一実施例に係るＳ１のビットシーケンス、Ｓ２のビットシーケンス及びＳ３のビットシーケンスはそれぞれ、プリアンブルに含まれたシグナリング情報（又は、シグナリングフィールド）を伝送するために活性キャリアに割り当てられ得るシグナリングシーケンスである。
【０４１６】
具体的に、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３はそれぞれ、３−ビットシグナリング情報を伝送することができ、６４−ビットシーケンスが２回反復される構造を有することができる。したがって、図４０で説明した実施例と比較して、２−ビットシグナリング情報をさらに伝送するとができる。
【０４１７】
また、Ｓ１とＳ２はそれぞれ、図４０で説明したシグナリング情報を伝送することができ、Ｓ３は、ガード長さ（ガードインターバル長さ）に対するシグナリング情報を伝送することができる。Ｓ１、Ｓ２及びＳ３によって伝送されたシグナリング情報は、設計によって変更可能である。
【０４１８】
図４１に示すように、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３のビットシーケンスは、０から始まって順次に、すなわち、Ｓ１（０）、…のように表現することができる。本実施例では、３８４個のキャリアが存在し、０から始まって順次的な番号と、すなわちｂ（０）、．．．のように表現される。これは、設計者の意図によって変更可能である。
【０４１９】
図４１に示すように、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３は、周波数領域で所定の位置に該当する活性キャリアに順次に反復して割り当てられてもよい。
【０４２０】
具体的に、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３のビットシーケンスは、数式８によって、ｂ（０）乃至ｂ（３８３）の活性キャリアのうち、ヌルパケット以外の活性キャリアに順次に割り当てられてもよい。
【０４２１】
〔数式８〕
【数８】
2016534657.tif 000014
【０４２２】
図４１に示すインターリービング方法によれば、図４０で説明したインターリービング方法に比べて、より多量のシグナリング情報を伝送することが可能である。多重経路干渉によって周波数選択的フェージングが発生しても、シグナリング情報が割り当てられる領域でフェージング周期が均等に分布するので、放送信号受信装置はシグナリング情報を一定にデコーディングすることができる。
【０４２３】
図４２は、本発明の一実施例に係るシグナリングデコーダを示す図である。
【０４２４】
図４２に示すシグナリングデコーダは、図３３に示すシグナリングデコーダの一実施例に該当し、デスクランブラ２７０００、デマッパー２７１００、シグナリングシーケンスデインターリーバ２７２００及びＭＬ（ｍａｘｉｍｕｍ  ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）検出器２７３００を含むことができる。以下、シグナリングデコーダの各ブロックを中心に説明する。
【０４２５】
デスクランブラ２７０００は、データ抽出器から出力された信号をデスクランブリングすることができる。このとき、デスクランブラ２７０００は、データ抽出器から出力された信号にスクランブリングシーケンスを掛けてデスクランブリングを行うことができる。本発明の一実施例に係るスクランブリングシーケンスは、図２１、図２２、図２３、図２４及び図２５で説明したシーケンスのいずれか一つに該当し得る。
【０４２６】
デマッパー２７１００は、デスクランブラ２７０００から出力された信号を、ソフト値（ｓｏｆｔ  ｖａｌｕｅ）を有する出力シーケンスにデマッピングすることができる。
【０４２７】
シグナリングシーケンスデインターリーバ２７２００は、図２５及び図２６で説明したインターリービング過程の逆過程に該当するデインターリービングを行って、一定にインターリービングされたシーケンスを、連続したシーケンスとして元通りの順で再配列することができる。
【０４２８】
ＭＬ検出器２７３００は、シグナリングシーケンスデインターリーバ２７２００から出力されたシーケンスを用いてプリアンブルシグナリング情報をデコーティングすることができる。
【０４２９】
図４３は、本発明の一実施例に係るシグナリングデコーダの性能を示すグラフである。
【０４３０】
図４３のグラフは、完全な同期化、１サンプルディレー（ｓａｍｐｌｅ  ｄｅｌａｙ）、０ｄＢ及び２７０度シングルゴースト（ｓｉｎｇｌｅ  ｇｈｏｓｔ）の条件で、シグナリングデコーダの性能を、デコーディング確率とＳＮＲとの関係で示している。
【０４３１】
具体的に、第１、第２及び第３曲線２８０００はそれぞれ、図４０で説明したインターリービング方法を採用した場合、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３に対するシグナリングデコーダのデコーディング性能を示す曲線であり、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３が活性キャリアに順次に割り当てられて伝送される場合を示す。第４、第５及び第６曲線２８１００はそれぞれ、図４１で説明したインターリービング方法を採用した場合、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３に対するシグナリングデコーダのデコーディング性能を示す曲線であり、Ｓ１、Ｓ２及びＳ３が周波数領域で反復的に所定の位置に該当する活性キャリアに順次に割り当てられて伝送される場合を示す。図４３を参照すると、図４０で説明したインターリービング方法によって処理された信号がデコーディングされるとき、フェージングによって大きく影響を受ける領域に対するシグナリングデコーディング性能と、フェージングによって影響を受けない領域に対するシグナリングデコーディング性能との間に大きな差があることがわかる。
【０４３２】
図４４は、本発明の更に他の実施例に係るプリアンブル挿入ブロックを示す図である。
【０４３３】
図４４に示すプリアンブル挿入ブロックは、図１１で説明したプリアンブル挿入ブロック７５００の更に他の実施例に該当する。
【０４３４】
図４４に示すように、プリアンブル挿入ブロックは、リードマラー（Ｒｅｅｄ  Ｍｕｌｌｅｒ）エンコーダ２９０００、データフォーマッタ（ｄａｔａ  ｆｏｒｍａｔｔｅｒ）２９１００、サイクリックディレー（ｃｙｃｌｉｃ  ｄｅｌａｙ）ブロック２９２００、インターリーバ２９３００、ＤＱＰＳＫ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）／ＤＢＰＳＫ（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ  ｂｉｎａｒｙ  ｐｈａｓｅ  ｓｈｉｆｔ  ｋｅｙｉｎｇ）マッパー２９４００、スクランブラ２９５００、キャリア割り当てブロック２９６００、キャリア割り当てテーブルブロック２９７００、ＩＦＦＴブロック２９８００、スクランブリングされたガード挿入（ｓｃｒａｍｂｌｅｄ  ｇｕａｒｄ  ｉｎｓｅｒｔｉｏｎ）ブロック２９９００、プリアンブルリピータ（ｒｅｐｅａｔｅｒ）２９９１０、及びマルチプレクシングブロック２９９２０を含むことができる。各ブロックは、設計者の意図によって修正されてもよく、プリアンブル挿入ブロックに含まれなくてもよい。以下、プリアンブル挿入ブロックの各ブロックの動作を中心に説明する。
【０４３５】
プリアンブルによって伝送されるシグナリング情報を受信し、シグナリング情報に対してリードマラーエンコーディングを行うことができる。リードマラーエンコーディングを行う場合、直交シーケンス又は図３１で説明したシーケンスを用いたシグナリングに比べて性能を改善することができる。
【０４３６】
データフォーマッタ２９１００は、リードマラーエンコーディングが行われたシグナリング情報のビットを受信し、ビットをフォーマットして反復及び配列することができる。
【０４３７】
ＤＱＰＳＫ／ＤＢＰＳＫマッパー２９４００は、フォーマットされたシグナリング情報のビットをＤＱＰＳＫ又はＤＢＰＳＫによってマッピングして出力することができる。
【０４３８】
ＤＱＰＳＫ／ＤＢＰＳＫマッパー２９４００がフォーマットされたシグナリング情報のビットをＤＢＰＳＫによってマッピングする場合、サイクリックディレーブロック２９２００の動作は省略されてもよい。インターリーバ２９３００は、フォーマットされたシグナリング情報のビットを受信して周波数インターリービングを行い、インターリービングされたデータを出力することができる。この場合、インターリーバの動作は設計によって省略されてもよい。
【０４３９】
ＤＱＰＳＫ／ＤＢＰＳＫマッパー２９４００がフォーマットされたシグナリング情報のビットをＤＱＰＳＫによってマッピングする場合、データフォーマッタ２９１００は、フォーマットされたシグナリング情報のビットを、図４４に示す経路Ｉを通じてインターリーバ２９３００に出力することができる。
【０４４０】
サイクリックディレーブロック２９２００は、データフォーマッタ２９１００から出力されたフォーマットされたシグナリング情報のビットに対してサイクリックディレー（ｃｙｃｌｉｃ  ｄｅｌａｙ）を行った後、図４４に示す経路Ｑを通じてインターリーバ２９３００に出力することができる。サイクリックＱディレーが行われる場合、周波数選択的フェージングチャネル上の性能が改善される。
【０４４１】
インターリーバ２９３００は、経路Ｉ及び経路Ｑを通じて受信した、シグナリング情報及びサイクリックＱディレーされたシグナリング情報に対して周波数インターリービングを行い、インターリービングされた情報を出力することができる。この場合、インターリーバ２９３００の動作は設計によって省略されてもよい。
【０４４２】
数式６及び数式７は、入力情報及び出力情報間の関係、又はＤＱＰＳＫ／ＤＢＰＳＫマッパー２９４００が、入力されたシグナリング情報をＤＱＰＳＫ及びＤＢＰＳＫによってマッピングするときのマッピング規則を示す。
【０４４３】
図４４に示すように、ＤＱＰＳＫ／ＤＢＰＳＫマッパー２９４００の入力情報は、ｓi［ｉｎ］及びｓq［ｎ］と表現することができ、ＤＱＰＳＫ／ＤＢＰＳＫマッパー２９４００の出力情報は、ｍi［ｉｎ］及びｍq［ｎ］と表現することができる。
【０４４４】
〔数式９〕
【数９】
2016534657.tif 000015
【０４４５】
〔数式１０〕
【数１０】
2016534657.tif 000016
【０４４６】
スクランブラ２９５００は、ＤＱＰＳＫ／ＤＢＰＳＫマッパー２９４００から出力されたマッピングされたシグナリング情報を受信してスクランブリングシーケンスと乗算することができる。
【０４４７】
キャリア割り当てブロック２９６００は、キャリア割り当てテーブルブロック２９７００から出力された位置情報を用いて、スクランブラ２９５００によって処理されたシグナリング情報を所定のキャリアに割り当てることができる。
【０４４８】
ＩＦＦＴブロック２９８００は、キャリア割り当てブロック２９６００から出力されたキャリアを、時間領域でＯＦＤＭ信号に変換することができる。
【０４４９】
スクランブリングされたガード挿入ブロック２９９００は、ＯＦＤＭ信号にガードインターバルを挿入してプリアンブルを生成することができる。本発明の一実施例に係るガードインターバルは、図３２で説明したスクランブリングされたサイクリックプレフィックス形態のガードインターバルに該当してもよく、図３２で説明した方法によって生成することができる。
【０４５０】
プリアンブルリピータ２９９１０は、信号フレームにおいてプリアンブルを反復的に配列することができる。本発明の一実施例に係るプリアンブルは、図３２で説明したプリアンブル構造を有することができ、１つの信号フレームで１回だけ伝送されるものであってもよい。
【０４５１】
プリアンブルリピータ２９９１０が一つの信号フレームにおいてプリアンブルを反復的に割り当てる場合、ＯＦＤＭシンボル領域とスクランブリングされたサイクリックプレフィックス領域とが分離されてもよい。プリアンブルは、前述したように、スクランブリングされたサイクリックプレフィックス領域とＯＦＤＭシンボル領域とを含むことができる。本明細書では、プリアンブルリピータ２９９１０によって反復的に割り当てられたプリアンブルを、プリアンブルと呼ぶこともできる。反復されたプリアンブル構造は、ＯＦＤＭシンボル領域とスクランブリングされたサイクリックプレフィックス領域とが交互に反復された構造であってもよい。又は、反復されたプリアンブル構造は、ＯＦＤＭシンボル領域が割り当てられ、スクランブリングされたプレフィックス領域が連続して２回以上割り当てられた後、ＯＦＤＭシンボルが割り当てられた構造であってもよい。また、反復されたプリアンブル構造は、スクランブリングされたサイクリックプレフィックス領域が割り当てられ、ＯＦＤＭシンボル領域が連続して２回以上割り当てられた後、スクランブリングされたサイクリックプレフィックス領域が割り当てられた構造であってもよい。プリアンブル検出性能のレベルは、ＯＦＤＭシンボル領域又はスクランブリングされたサイクリックプレフィックス領域の反復回数、及びＯＦＤＭシンボル領域及びスクランブリングされたプレフィックス領域が割り当てられる位置を調整して制御するすることができる。
【０４５２】
一つのフレームにおいて同一のプリアンブルが反復される場合、放送信号受信装置は、ＳＮＲが低い場合にもプリアンブルを安定して検出し、シグナリング情報をデコーティングすることができる。
【０４５３】
マルチプレクシングブロック２９９２０は、プリアンブルリピータ２９９１０から出力された信号と、図７で説明したガードシーケンス挿入ブロック７４００から出力された信号ｃ（ｔ）とをマルチプレクシングして出力信号ｐ（ｔ）を出力することができる。信号ｐ（ｔ）は、図７で説明したウェーブフォームプロセッシングブロック７６００に入力されてもよい。
【０４５４】
図４５は、本発明の一実施例に係るプリアンブル内のシグナリングデータの構造を示す図である。
【０４５５】
具体的に、図４５は、周波数領域において本発明の一実施例に係るプリアンブル上で伝送されるシグナリングデータの構造を示す。
【０４５６】
図４５に示すように、（ａ）及び（ｂ）は、図４４で説明したデータフォーマッタ２９１００がリードマラーエンコーダ２９０００によって行われたリードマラーエンコーディングのコードブロックの長さによってデータを反復したり割り当てる実施例を示す。
【０４５７】
データフォーマッタ２９１００は、リードマラーエンコーダ２９０００から出力されたシグナリング情報をコードブロック長に基づいて活性キャリアの個数に対応するように反復したり、上記反復無しでシグナリング情報を配列することができる。（ａ）及び（ｂ）は、活性キャリアの個数が３８４個である場合に該当する。
【０４５８】
したがって、同図の（ａ）に示すように、リードマラーエンコーダ２９０００で６４ビットブロックのリードマラーエンコーディングを行う場合、データフォーマッタ２９１００は、同一のデータを６回反復することができる。リードマラーエンコーディングに１次（ｆｉｓｔ  ｏｒｄｅｒ）リードマラーコードが用いられる場合、シグナリングデータは７ビットであってもよい。
【０４５９】
同図の（ｂ）に示すように、リードマラーエンコーダ２９０００で２５６ビットブロックのリードマラーエンコーディングを行う場合、データフォーマッタ２９１００は、２５６ビットコードブロックにおける前部の１２８ビット又は後部の１２４ビットを反復したり、１２８個の偶数番目のビット又は１２４個の奇数番目のビットを反復することができる。このとき、リードマラーエンコーディングに１次リードマラーコードが用いられる場合、シグナリングデータは８ビットであってもよい。
【０４６０】
図４４で説明したように、データフォーマッタ２９１００によってフォーマットされたシグナリング情報は、サイクリックディレーブロック２９２００及びインターリーバ２９３００によって処理されたり、サイクリックディレーブロック２９２００及びインターリーバ２９３００による処理無しでＤＱＰＳＫ／ＤＢＰＳＫマッパー２９４００によってマッピングされ、スクランブラ２９５００によってスクランブリングされてキャリア割り当てブロック２９６００に入力されてもよい。
【０４６１】
図４５に示すように、（ｃ）は、一実施例に係るキャリア割り当てブロック２９６００でシグナリング情報を活性キャリアに割り当てる方法を示す図である。（ｃ）に示すように、ｂ（ｎ）は、データが割り当てられるキャリアを表し、発明の一実施例においてキャリアの個数は３８４個であってもよい。同図の（ｃ）に示すキャリアのうち、彩色処理されたキャリアは活性キャリアを表し、彩色処理されていないキャリアは、ヌルキャリアを表す。図４５の（ｃ）に示す活性キャリアの位置は、設計によって変更可能である。
【０４６２】
図４６は、一実施例に係るプリアンブル上で伝送されたシグナリングデータを処理する過程を示す図である。
【０４６３】
プリアンブルで伝送されたデータは、複数個のシグナリングシーケンスを含むことができる。各シグナリングシーケンスは、７ビットであってもよい。シグナリングシーケンスの個数とサイズは、設計者の意図によって変更可能である。
【０４６４】
同図で、（ａ）は、プリアンブルで伝送されたシグナリングデータが１４ビットである場合、一実施例に係るシグナリングデータ処理過程を示す図である。このとき、プリアンブルで伝送されたシグナリングデータは、２つのシグナリングシーケンスを含むことができ、それぞれ、シグナリング１及びシグナリング２と呼ぶ。シグナリング１及びシグナリング２は、前述したシグナリングシーケンスＳ１及びＳ２に該当する。
【０４６５】
シグナリング１とシグナリング２はそれぞれ、上述したリードマラーエンコーダによって６４ビットリードマラーコードにエンコーディングされてもよい。同図で、（ａ）は、リードマラーエンコーディングされたシグナリングシーケンスブロック３２０１０，３２０４０を示す。
【０４６６】
エンコーディングされたシグナリング１及びシグナリング２のシグナリングシーケンスブロック３２０１０，３２０４０は、前述したフォーマッタによって３回反復されてもよい。同図で、（ａ）は、シグナリング１の反復されたシグナリングシーケンスブロック３２０１０，３２０２０，３２０３０、及びシグナリング２の反復されたシグナリングシーケンスブロック３２０４０，３２０５０，３２０６０を示す。リードマラーエンコーディングされたシグナリングシーケンスブロックは６４ビットであるから、３回反復されたシグナリング１及びシグナリング２の各シグナリングシーケンスブロックは１９２ビットとなる。
【０４６７】
６個のブロック３２０１０，３２０２０，３２０３０，３２０４０，３２０５０，３２０６０で構成されたシグナリング１及びシグナリング２は、前述したキャリア割り当てブロックによって３８４個のキャリアに割り当てられてもよい。同図の（ａ）で、ｂ（０）は最初のキャリアであり、ｂ（１）及びｂ（２）はキャリアである。本発明の一実施例によって、ｂ（０）からｂ（３８３）までの３８４個のキャリアが存在する。同図に示すキャリアのうち、彩色されたキャリアは活性キャリアを意味し、彩色されていないキャリアは、ヌルキャリアを意味する。活性キャリアは、シグナリングデータが割り当てられるキャリアを示し、ヌルキャリアは、シグナリングデータが割り当てられないキャリアを示す。本明細書で、活性キャリアをキャリアと呼ぶことができる。シグナリング１のデータとシグナリング２のデータとが交互にキャリアに割り当てられてもよい。例えば、ｂ（０）にシグナリング１のデータが割り当てられ、ｂ（７）にシグナリング２のデータが割り当てられ、ｂ（２４）にシグナリング１のデータが割り当てられてもよい。活性キャリア及びヌルキャリアの位置は、設計者の意図によって変更可能である。
【０４６８】
同図で、（ｂ）は、プリアンブルで伝送されたシグナリングデータが２１ビットである場合、シグナリングデータ処理過程を示す。この場合、プリアンブルで伝送されたシグナリングデータは、３個のシグナリングシーケンスを含むことができ、これをそれぞれ、シグナリング１、シグナリング２及びシグナリング３と呼ぶことができる。シグナリング１、シグナリング２及びシグナリング３は、前述したシグナリングシーケンスＳ１、Ｓ２及びＳ３に該当し得る。
【０４６９】
シグナリング１、シグナリング２及びシグナリング３はそれぞれ、上述したリードマラーエンコーダによって６４ビットリードマラーコードにエンコーディングされてもよい。同図で、（ｂ）は、リードマラーエンコーディングされたシグナリングシーケンスブロック３２０７０，３２０９０，３２１１０を示す。
【０４７０】
エンコーディングされたシグナリング１、シグナリング２及びシグナリング３のシグナリングシーケンスブロック３２０７０，３２０９０，３２１１０は、前述したフォーマッタによって２回反復されてもよい。同図で、（ｂ）は、シグナリング１の反復されたシグナリングシーケンスブロック３２０７０，３２０８０、シグナリング２の反復されたシグナリングシーケンスブロック３２０９０，３２１００、及びシグナリング３の反復されたシグナリングシーケンスブロック３２１１０，３２１２０を示す。リードマラーエンコーディングされたシグナリングシーケンスブロックは６４ビットであるから、シグナリング１、シグナリング２及びシグナリング３の各シグナリングシーケンスブロックは１２８ビットとなる。
【０４７１】
６個のブロック３２０７０，３２０８０，３２０９０，３２１００，３２１１０，３２１２０で構成されたシグナリング１、シグナリング２及びシグナリング３は、前述したキャリア割り当てブロックによって３８４個のキャリアに割り当てられてもよい。同図の（ｂ）で、ｂ（０）は最初のキャリアであり、ｂ（１）及びｂ（２）はキャリアである。本発明の一実施例では、ｂ（０）からｂ（３８３）までの３８４個のキャリアが存在する。同図に示すキャリアのうち、彩色されたキャリアは活性キャリアを意味し、彩色されていないキャリアはヌルキャリアを意味する。活性キャリアは、シグナリングデータが割り当てられるキャリアを表し、ヌルキャリアは、シグナリングデータが割り当てられないキャリアを表す。シグナリング１のデータ、シグナリング２及びシグナリング３のデータは交互にキャリアに割り当てられてもよい。例えば、ｂ（０）にシグナリング１のデータが割り当てられ、ｂ（７）にシグナリング２のデータが割り当てられ、ｂ（２４）にシグナリング１のデータが割り当てられ、ｂ（３１）にシグナリング１のデータが割り当てられてもよい。活性キャリア及びヌルキャリアの位置は、設計者の意図によって変更可能である。
【０４７２】
同図の（ａ）及び（ｂ）に示すように、シグナリングデータキャパシティーとデータ保護レベル間の折衝（ｔｒａｄｅ  ｏｆｆ）は、ＦＥＣエンコーディングされたシグナリングデータブロックの長さを調整して達成することができる。すなわち、シグナリングデータブロック長さが増加すると、シグナリングデータキャパシティーが増加するが、データフォーマッタによる反復回数とシグナリングデータ保護レベルは低くなる。したがって、様々なシグナリングキャパシティーを選択することができる。
【０４７３】
図４７は、一実施例に係る時間領域で反復されるプリアンブル構造を示す図である。
【０４７４】
上述したように、プリアンブルリピータは、データとスクランブリングされたガードインターバルとを交互に反復することができる。以下の説明で、基本プリアンブルは、データ領域がスクランブリングされたガードインターバルの次にくる構造を意味する。
【０４７５】
同図で、（ａ）は、プリアンブル長が４Ｎである場合、基本プリアンブルが２回反復される構造を示す図である。（ａ）の構造を有するプリアンブルは基本プリアンブルを含むので、プリアンブルを、高い信号対雑音比（ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−ｎｏｉｓｅ  ｒａｔｉｏ，ＳＮＲ）を有する環境では一般受信機によっても検出することができ、低いＳＮＲを有する環境では反復される構造を用いて検出することができる。（ａ）の構造は、シグナリングデータが当該構造で反復されるので、受信機のデコーディング性能を向上させることができる。
【０４７６】
同図で、（ｂ）は、プリアンブル長が５Ｎである場合のプリアンブル構造を示す図である。（ｂ）の構造は、データから始まり、その次にガードインターバルとデータが交互に割り当てられる。このような構造は、（ａ）の構造に比べて、データがより多い回数（３Ｎ）で反復されるので、受信機のプリアンブル検出性能及びデコーディング性能を向上させることができる。
【０４７７】
同図で、（ｃ）は、プリアンブル長が５Ｎである場合のプリアンブル構造を示す図である。（ｂ）の構造とは違い、（ｃ）の構造は、ガードインターバルから始まり、その次にデータとガードインターバルが交互に割り当てられる。（ｃ）の構造は、プリアンブル長が（ｂ）の構造と同一であるが、（ｂ）の構造に比べて、より少ないデータ反復回数（２Ｎ）を有するため、（ｃ）の構造は受信機のデコーディング性能を低下させうる。しかし、（ｃ）のプリアンブル構造は、データ領域がスクランブリングされたガードインターバルの後にくるため、フレームが一般フレームと同様に始まるという長所がある。
【０４７８】
図４８は、本発明の一実施例に係るプリアンブル検出器、及びプリアンブル検出器に含まれた相関性検出器を示す図である。
【０４７９】
図４８は、時間領域で反復されたプリアンブル構造を示した前述の図面のうち、（ｂ）のプリアンブル構造に対して前述のプリアンブル検出器の一実施例を示す。
【０４８０】
本実施例に係るプリアンブル検出器は、相関性検出器３４０１０、ＦＦＴブロック３４０２０、ＩＣＦＯ推定器３４０３０、データ抽出器３４０４０及び／又はシグナリングデコーダ３４０５０を含むことができる。
【０４８１】
相関性検出器３４０１０は、プリアンブルを検出することができる。相関性検出器３４０１０は、２つのブランチ（ｂｒａｎｃｈ）を含むことができる。上述した反復されたプリアンブル構造は、スクランブリングされたガードインターバルとデータ領域とが交互に割り当てられる構造であってもよい。ブランチ１は、プリアンブル内でスクランブリングされたガードインターバルがデータ領域の前に位置する周期（ｐｅｒｉｏｄ）の相関性を得るために使用することができる。ブランチ２は、プリアンブル内でデータ領域がスクランブリングされたガードインターバルの前に位置する周期の相関性を得るために使用することができる。
【０４８２】
データ領域とスクランブリングされたガードインターバルとが反復される時間領域における反復されるプリアンブル構造を示した上記図面のうち（ｂ）のプリアンブル構造では、スクランブリングされたガードインターバルがデータ領域の前に位置する周期が２回現れ、データ領域がスクランブリングされたガードインターバルの前に位置する周期が２回現れる。したがって、ブランチ１とブランチ２のそれぞれにおいて、２つの相関性ピーク（ｐｅａｋ）が生成され得る。各ブランチで生成された２つの相関性ピークは合算されてもよい。各ブランチに含まれたコリレータ（ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ）は、合算された相関性ピークをスクランブリングシーケンスと相互関連（ｃｏｒｒｅｌａｔｅ）付けることができる。相互関連付けられたブランチ１とブランチ２のピークは合算されてもよく、ピーク検出器は、合算されたブランチ１とブランチ２のピークからプリアンブル位置を検出し、ＯＦＤＭシンボルタイミング同期化及び部分周波数オフセット同期化（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｏｆｆｓｅｔ  ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ）を行うことができる。
【０４８３】
ＦＦＴブロック３４０２０、ＩＣＦＯ推定器３４０３０、データ抽出器３４０４０及びシグナリングデコーダ３４０５０は、上述した該当のブロックと同一に動作すればよい。
【０４８４】
図４９は、本発明の他の実施例に係るプリアンブル検出器を示す図である。
【０４８５】
図４９に示すプリアンブル検出器は、図９及び図２０で説明したプリアンブル検出器９３００の他の実施例に該当し、図４４で説明したプリアンブル挿入ブロックに該当する動作を行うことができる。
【０４８６】
図４９に示すように、本発明の他の実施例に係るプリアンブル検出器は、図３３で説明したプリアンブル検出器と同様に、相関性検出器、ＦＦＴブロック、ＩＣＦＯ推定器、キャリア割り当てテーブルブロック、データ抽出器、及びシグナリングデコーダ３１１００を含むことができる。ただし、図４９に示すプリアンブル検出器は、プリアンブル結合器（ｃｏｍｂｉｎｅｒ）３１０００を含む点で、図３３に示すプリアンブル検出器と区別される。各ブロックは、設計によって修正されてもよく、プリアンブル検出器から省略されてもよい。
【０４８７】
以下では、図３３で説明したプリアンブル検出器におけると同じブロックに関する説明は省略し、プリアンブル結合器３１０００とシグナリングデコーダ３１１００の動作を中心に説明する。
【０４８８】
プリアンブル結合器３１０００は、ｎ個のディレーブロック３１０１０及び加算器３１０２０を含むことができる。プリアンブル結合器３１０００は、図４４で説明したプリアンブルリピータ２９９１０が一つの信号フレームに同一のプリアンブルを反復的に割り当てる場合、受信された信号を結合して信号特性を向上させることができる。
【０４８９】
図４９に示すように、ｎ個のディレーブロック３１０１０は、反復されたプリアンブルを結合するために、各プリアンブルをｐ*ｎ−１だけ遅延させることができる。ここで、ｐはプリアンブル長を表し、ｎは反復回数を表す。
【０４９０】
加算器３１０２０は、遅延されたプリアンブルを結合することができる。
【０４９１】
シグナリングデコーダ３１１００は、図４２で説明したシグナリングデコーダの更に他の実施例に該当するものであり、図４４で説明したプリアンブル挿入ブロックに含まれたリードマラーエンコーダ２９０００、データフォーマッタ２９１００、サイクリックディレーブロック２９２００、インターリーバ２９３００、ＤＱＰＳＫ／ＤＢＰＳＫマッパー２９４００及びスクランブラ２９５００の動作の逆動作を行うことができる。
【０４９２】
図４９に示すように、シグナリングデコーダ３１１００は、デスクランブラ３１１１０、ディファレンシャル（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）デコーダ３１１２０、デインターリーバ３１１３０、サイクリックディレーブロック３１１４０、ｌ／Ｑ結合器（ｃｏｍｂｉｎｅｒ）３１１５０、データデフォーマッタ（ｄｅｆｏｒｍａｔｔｅｒ）３１１６０、及びリードマラーデコーダ３１１７０を含むことができる。
【０４９３】
デスクランブラ３１１１０は、データ抽出器から出力された信号をデスクランブリングすることができる。
【０４９４】
ディファレンシャルデコーダ３１１２０は、デスクランブリングされた信号を受信し、デスクランブリングされた信号に対してＤＢＰＳＫ又はＤＱＰＳＫデマッピングを行うことができる。
【０４９５】
具体的に、放送信号送信装置でＤＱＰＳＫマッピングが行われた信号を受信する場合、ディファレンシャルデコーダ３１１２０は、ディファレンシャルデコーディングされた（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ−ｄｅｃｏｄｅｄ）信号をπ／４だけフェーズローテーション（ｐｈａｓｅ−ｒｏｔａｔｉｏｎ）することができる。したがって、ディファレンシャルデコーディングされた信号は、イン−フェーズ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）成分とクワドラチャ−フェーズ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅ）成分とに区分され得る。
【０４９６】
放送信号受信装置でインターリービングを行った場合、デインターリーバ３１１３０は、ディファレンシャルデコーダ３１１２０から出力された信号をデインターリービングすることができる。
【０４９７】
放送信号受信装置でサイクリックディレーを行った場合、サイクリックディレーブロック３１１４０は、サイクリックディレーの逆過程を行うことができる。
【０４９８】
ｌ／Ｑ結合器３１１５０は、デインターリービングされた又は遅延された信号のＩ及びＱ成分を結合することができる。
【０４９９】
放送信号送信装置でＤＢＰＳＫマッピングが行われた信号を受信する場合、ｌ／Ｑ結合器３１１５０は、デインターリービングされた信号のＩ成分のみを出力することができる。
【０５００】
データデフォーマッタ３１１６０は、ｌ／Ｑ結合器３１１５０から出力された信号のビットを結合してシグナリング情報を出力することができる。リードマラーデコーダ３１１７０は、データデフォーマッタ３１１６０から出力されたシグナリング情報をデコーティングすることができる。
【０５０１】
したがって、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、上述した過程を通じて、プリアンブルによって伝送されたシグナリング情報を取得することができる。
【０５０２】
図５０は、本発明の一実施例に係るプリアンブル検出器及びプリアンブル検出器に含まれたシグナリングデコーダを示す図である。
【０５０３】
図５０は、上述したプリアンブル検出器の一実施例を示す。
【０５０４】
本実施例に係るプリアンブル検出器は、相関性検出器３６０１０、ＦＦＴブロック３６０２０、ＩＣＦＯ推定器３６０３０、データ抽出器３６０４０、及び／又はシグナリングデコーダ３６０５０を含むことができる。
【０５０５】
相関性検出器３６０１０、ＦＦＴブロック３６０２０、ＩＣＦＯ推定器３６０３０及びデータ抽出器３６０４０は、上述した対応ブロックと同じ動作を行うことができる。
【０５０６】
シグナリングデコーダ３６０５０は、プリアンブルをデコーティングすることができる。本実施例に係るシグナリングデコーダ３６０５０は、データ平均モジュール（ｄａｔａ  ａｖｅｒａｇｅ  ｍｏｄｕｌｅ）３６０５１、デスクランブラ３６０５２、ディファレンシャルデコーダ３６０５３、デインターリーバ３６０５４、サイクリックディレー３６０５５、ｌ／Ｑ結合器３６０５６、データデフォーマッタ３６０５７、及び／又はリードマラーデコーダ３６０５８を含むことができる。
【０５０７】
データ平均モジュール３６０５１は、プリアンブルでデータブロックを反復した場合、反復されたデータブロックの平均を算出して信号特性を向上させることができる。例えば、時間領域で反復されたプリアンブル構造を示した上記図面の（ｂ）に示すように、データブロックが３回反復される場合、データ平均モジュール３６０５１は、３個のデータブロックの平均を算出して信号特性を向上させることができる。データ平均モジュール３６０５１は、平均を取ったデータを次のモジュールに出力することができる。
【０５０８】
デスクランブラ３６０５２、ディファレンシャルデコーダ３６０５３、デインターリーバ３６０５４、サイクリックディレー３６０５５、ｌ／Ｑ結合器３６０５６、データデフォーマッタ３６０５７、及びリードマラーデコーダ３６０５８は、上述した対応するブロックと同じ動作を行うことができる。
【０５０９】
図５１は、本発明の一実施例に係る放送システムのフレーム構造を示す図である。
【０５１０】
上述したフレームストラクチャモジュールに含まれたセルマッパーは、入力されたＳＩＳＯ、ＭＩＳＯ又はＭＩＭＯ処理されたＤＰデータを伝送するセル、コモンＤＰを伝送するセル、及びＰＬＳデータを伝送するセルを、スケジューリング情報によって信号フレームに配置することができる。その後、生成された信号フレームを連続して伝送することができる。
【０５１１】
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置及び送信方法は、同じＲＦチャネル内で互いに異なる放送送受信システムの信号をマルチプレクシングして伝送することができ、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置及び受信方法は、それに対応して信号を処理することができる。したがって、本発明の一実施例に係る放送信号送受信システムは、柔軟な（ｆｌｅｘｉｂｌｅ）放送送受信システムを提供することができる。
【０５１２】
したがって、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、放送サービスに関連したデータを伝達する複数のスーパーフレームを順次に伝送することができる。
【０５１３】
図５１（ａ）は、本発明の一実施例に係るスーパーフレームを示し、図５１（ｂ）は、本発明の一実施例に係るスーパーフレームの構成を示す。図５１（ｂ）に示すように、スーパーフレームは、複数個の信号フレームとＮＣＦ（ｎｏｎ−ｃｏｍｐａｔｉｂｌｅ  ｆｒａｍｅ）を含むことができる。本発明の一実施例に係る信号フレームは、上述したフレームストラクチャモジュールで生成された物理層端のＴＤＭ（ｔｉｍｅ  ｄｉｖｉｓｉｏｎ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号フレームであり、ＮＣＦは、将来に新しい放送サービスシステムのために利用可能なフレームである。
【０５１４】
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、一つのＲＦでＵＨＤ、Ｍｏｂｉｌｅ、ＭＩＳＯ／ＭＩＭＯなどの様々なサービスを同時に提供するために、各サービスをフレーム単位でマルチプレクシングして伝送することができる。異なる放送サービスには、各放送サービスの特性及び目的によって、それぞれ異なる受信環境、送信過程などが要求されてもよい。
【０５１５】
したがって、異なるサービスを信号フレーム単位で伝送することができ、各信号フレームは、伝送されるサービスによって異なるフレームタイプと定義されてもよい。また、各信号フレームに含まれたデータは、互いに異なる伝送パラメータを用いて処理されてもよく、信号フレームは、各信号フレームが伝送する放送サービスによって、異なるＦＦＴサイズ及びガードインターバルを有することができる。
【０５１６】
したがって、図５１（ｂ）に示すように、互いに異なるサービスを伝送する互いに異なるタイプの信号フレームは、一つのスーパーフレームにおいてＴＤＭ方式でマルチプレクシングされて伝送されてもよい。
【０５１７】
本発明の一実施例に係るフレームタイプは、ＦＦＴモード、ガードインターバルモード及びパイロットパターンの組合せと定義することができ、フレームタイプに関する情報は、信号フレーム内のプリアンブル部分を用いて伝送することができる。具体的な内容は後述する。
【０５１８】
また、スーパーフレームに含まれた信号フレームの構成は、上述したＰＬＳでシグナルすることができ、スーパーフレーム単位で変更可能である。
【０５１９】
図５１（ｃ）は、各信号フレームの構成を示す図である。各信号フレームは、プリアンブル、ヘッド（ｈｅａｄ）／テール（ｔａｉｌ）エッジシンボル（ＥH／ＥT）、一つ以上のＰＬＳシンボル、及び複数個のデータシンボルを含むことができる。このような構成は設計者の意図によって変更可能である。
【０５２０】
プリアンブルは、信号フレームの先頭に位置し、放送システムと各信号フレームのタイプを識別するための基本伝送パラメータ及び同期化のための情報などを伝送することができる。したがって、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、信号フレームのプリアンブルをまず最初に検出して、当該放送システム及びフレームタイプを識別し、選択的に受信機タイプに対応する放送信号を受信してデコーディングすることができる。
【０５２１】
ヘッド／テールエッジシンボルは、各信号フレームのプリアンブルの後／信号フレームの末尾に位置すればよい。本発明では、エッジシンボルがプリアンブルの後に位置する場合、ヘッドエッジシンボルと呼ぶことができ、エッジシンボルが信号フレームの末尾に位置する場合、テールエッジシンボルと呼ぶことができる。エッジシンボルの名称、位置又は個数は設計者の意図によって変更可能である。ヘッド／テールエッジシンボルは、プリアンブル設計の自由度及び互いに異なるフレームタイプを有する信号フレームのマルチプレクシングを支援するために、各信号フレームに挿入することができる。エッジシンボルは、周波数補間（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｏｎｌｙ  ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）及びデータシンボル間の時間補間（ｔｉｍｅ  ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）を可能にするために、データシンボルに比べてより多いパイロットを含むことができる。したがって、エッジシンボルのパイロットパターンは、データシンボルのパイロットパターンよりも密集度が高い。
【０５２２】
ＰＬＳシンボルは、上述したＰＬＳデータを伝送するためのものであり、追加的なシステム情報（例えば、ネットワークトポロジ（ｔｏｐｏｌｏｇｙ）／設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）、ＰＡＰＲ使用など）、フレームタイプＩＤ／構成情報、及び各ＤＰを抽出してデコーディングするために必要な情報を含むことができる。
【０５２３】
データシンボルは、ＤＰデータを伝送するためのものであり、上述したセルマッパーは複数のＤＰをデータシンボルに配置することができる。
【０５２４】
以下では、本発明の一実施例に係るＤＰを説明する。
【０５２５】
図５２は、本発明の一実施例に係るＤＰを示す図である。
【０５２６】
上述したように、信号フレームのデータシンボルは、複数のＤＰを含むことができる。本発明の一実施例に係るＤＰは、信号フレーム内のマッピング方式（又は、配置方式）によってタイプ１乃至タイプ３に区別できる。
【０５２７】
図５２（ａ）は、信号フレームのデータシンボルにマッピングされたタイプ１のＤＰを示し、図５２（ｂ）は、信号フレームのデータシンボルにマッピングされたタイプ２のＤＰを示し、図５２（ｃ）は、信号フレームのデータシンボルにマッピングされたタイプ３のＤＰを示す。図５２（ａ）乃至図５２（ｃ）は、信号フレームのデータ部分だけを示しており、横軸は時間軸、縦軸は周波数軸を意味する。以下、タイプ１乃至タイプ３のＤＰを説明する。
【０５２８】
図５２（ａ）に示すように、タイプ１のＤＰは、信号フレーム内にＴＤＭ方式でマッピングされるＤＰを意味する。
【０５２９】
すなわち、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール（又は、セルマッパー）は、タイプ１のＤＰを信号フレームにマッピングする場合、該当のＤＰセルを周波数軸方向にマッピングすることができる。具体的に、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール（又は、セルマッパー）は、ＤＰ０のセルを周波数軸方向にマッピングでき、一つのＯＦＤＭシンボルが全て埋められると、さらに次のＯＦＤＭシンボルに移動して周波数軸方向にＤＰ０のセルを連続的にマッピングすることができる。ＤＰ０のセルが全てマッピングされると、ＤＰ１、ＤＰ２のセルも同一の方式で信号フレームにマッピングすることができる。この場合、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール（又は、セルマッパー）は、ＤＰ間に任意の間隔をおいてセルをマッピングすることができる。
【０５３０】
タイプ１のＤＰは、ＤＰのセルが時間軸で最大限に密集してマッピングされるので、他のタイプのＤＰに比べて、受信機の動作時間を最小化することができる。したがって、タイプ１のＤＰは、バッテリーによって動作するハンドヘルドデバイス又はポータブルデバイスのように、パワーセービングが優先して考慮されなければならない放送信号受信装置に該当のサービスを伝送するに適している。
【０５３１】
図５２（ｂ）に示すように、タイプ２のＤＰは、信号フレーム内にＦＤＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式でマッピングされるＤＰを意味する。
【０５３２】
すなわち、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール（又は、セルマッパー）は、タイプ２のＤＰを信号フレームにマッピングする場合、該当ＤＰセルを時間軸方向にマッピングすることができる。具体的に、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール（又は、セルマッパー）は、ＤＰ０のセルを一つのＯＦＤＭシンボルの１番目の周波数で時間軸にまずマッピングすることができる。その後、ＤＰ０のセルが時間軸上で信号フレームの最後のＯＦＤＭシンボルまでマッピングされると、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール（又は、セルマッパー）は、さらに最初のＯＦＤＭシンボルの２番目の周波数からＤＰ０のセルを同じ方式でマッピングすることができる。
【０５３３】
タイプ２のＤＰは、セルが時間的に最大限に広く分布して伝送されるので、他のタイプのＤＰに比べてタイムダイバーシチを取得するのに適している。しかし、タイプ１のＤＰに比べてタイプ２のＤＰを抽出するための受信機の動作時間が長いため、パワーセービングが得難い。したがって、タイプ２のＤＰは、電源供給が安定している固定された放送信号受信装置に該当のサービスを伝送するのに適している。
【０５３４】
タイプ２のＤＰは、各ＤＰのセルが特定周波数に集中するので、周波数選択チャネル（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｓｅｌｅｃｔｉｖｅ  ｃｈａｎｎｅｌ）環境下の受信機は、特定ＤＰを受信するにおいて問題がありうる。したがって、セルマッピングの後、シンボル単位でフリケンシーインターリービングを適用すると、周波数ダイバーシチを追加的に得ることができ、上述した問題点を解決することができる。
【０５３５】
図５２（ｃ）に示すように、タイプ３のＤＰは、タイプ１のＤＰ及びタイプ２のＤＰの中間的な形態であり、信号フレーム内にＴＦＤＭ（Ｔｉｍｅ  ＆  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式でマッピングされるＤＰを意味する。
【０５３６】
本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール（又は、セルマッパー）は、タイプ３のＤＰを信号フレームにマッピングする場合、該当の信号フレームを均等に分割し、各分割された領域をスロット（ｓｌｏｔ）と定義し、該当のスロット内でのみ時間軸に沿って該当のＤＰのセルを時間軸方向にマッピングすることができる。
【０５３７】
具体的に、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール（又は、セルマッパー）は、ＤＰ０のセルを一番目のＯＦＤＭシンボルの一番目の周波数で時間軸にまずマッピングすることができる。その後、ＤＰ０のセルが時間軸上スロットの最後のＯＦＤＭシンボルまでマッピングされると、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール（又は、セルマッパー）はさらに、一番目のＯＦＤＭシンボルの二番目の周波数からＤＰ０のセルを同じ方式でマッピングすることができる。
【０５３８】
この場合、信号フレームを分割するスロットの個数及び長さによってタイムダイバーシチ及びパワーセービングの折衝が可能である。例えば、信号フレームを少ない数のスロットに分割すると、スロットの長さが長くなるので、タイプ２のＤＰのようにタイムダイバーシチを得ることができる。仮に信号フレームを多い数のスロットに分割すると、スロットの長さが短くなるので、タイプ１のＤＰのようにパワーセービング効果を得ることができる。
【０５３９】
図５３は、本発明の一実施例に係るタイプ１のＤＰを示す図である。
【０５４０】
図５３は、上述したスロットの個数によるタイプ１のＤＰを信号フレームにマッピングする実施例を示す図である。具体的に、図５３（ａ）は、スロットの個数が１である場合のタイプ１のＤＰのマッピング結果を示し、図５３（ｂ）は、スロットの個数が４である場合のタイプ１のＤＰのマッピング結果を示す。
【０５４１】
本発明の一実施例に係る放送信号受信装置で信号フレーム内にマッピングされた各ＤＰのセルを抽出するためには、各ＤＰのタイプ情報、各ＤＰごとにＤＰの最初のセルがマッピングされるアドレスを示すＤＰスタートアドレス（ｓｔａｒｔ  ａｄｄｒｅｓｓ）情報、及び信号フレームに割り当てられる各ＤＰのＦＥＣブロック個数情報などのシグナリング情報が必要である。
【０５４２】
したがって、図５３（ａ）に示すように、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、各ＤＰ別にＤＰの最初のセルがマッピングされるアドレスを示すＤＰスタートアドレス情報（例えば、ＤＰ０＿Ｓｔ，ＤＰ１＿Ｓｔ，ＤＰ２＿Ｓｔ，ＤＰ３＿Ｓｔ，ＤＰ４＿Ｓｔ）などを含むシグナリング情報を伝送することができる。
【０５４３】
図５３（ｂ）は、信号フレームが４個のスロットに分割された場合のタイプ１のＤＰをマッピングした結果を示す。各スロットにマッピングされたＤＰのセルは周波数方向にマッピングされてもよい。上述したように、スロットの個数が多いと、一つのＤＰに該当するセルは一定間隔で分散してマッピングされるので、タイムダイバーシチを得ることができる。しかし、一つの信号フレームにマッピングされる一つのＤＰのセルは、スロットの個数で割ると余があるので、各スロットごとにマッピングされた一つのＤＰのセルの個数は異なってもよい。したがって、これを考慮してマッピングルール（ｒｕｌｅ）を設定すると、各スロットごとに各ＤＰの最初のセルがマッピングされるアドレスは、信号フレーム内の任意の位置になり得る。具体的なマッピング方法は後述する。また、信号フレームが複数個のスロットに分割された場合、放送信号受信装置で該当のＤＰのセルを取得するためには、スロットの個数を示す情報が必要である。本発明では、スロットの個数を示す情報をＮ＿Ｓｌｏｔと表現できる。したがって、図５３（ａ）における信号フレームのスロット個数は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝１、図５３（ｂ）の信号フレームにおけるスロット個数はＮ＿Ｓｌｏｔ＝４と表現することができる。
【０５４４】
図５４は、本発明の一実施例に係るタイプ２のＤＰを示す図である。
【０５４５】
上述したように、タイプ２のＤＰセルは、時間軸方向にマッピングされ、該当のＤＰのセルが時間軸上信号フレームの最後のＯＦＤＭシンボルまでにマッピングされると、該当のＤＰのセルはさらに、最初のＯＦＤＭシンボルの二番目の周波数から同じ方式でマッピングされてもよい。
【０５４６】
図５３で説明したように、タイプ２のＤＰの場合にも、放送信号受信装置で信号フレーム内にマッピングされた各ＤＰのセルを抽出するためには、各ＤＰのタイプ情報、各ＤＰごとにＤＰの最初のセルがマッピングされるアドレスを示すＤＰスタートアドレス情報、及び該当の信号フレームに割り当てられる各ＤＰのＦＥＣブロック個数情報が必要である。
【０５４７】
したがって、図５４に示すように、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、各ＤＰ別にＤＰの最初のセルがマッピングされるアドレスを示すＤＰスタートアドレス情報（例えば、ＤＰ０＿Ｓｔ，ＤＰ１＿Ｓｔ，ＤＰ２＿Ｓｔ，ＤＰ３＿Ｓｔ，ＤＰ４＿Ｓｔ）を伝送することができる。また、図５４はスロットが１個である場合であり、図５４の信号フレームのスロット個数はＮ＿Ｓｌｏｔ＝１と表現されてもよい。
【０５４８】
図５５は、本発明の一実施例に係るタイプ３のＤＰを示す図である。
【０５４９】
上述したように、タイプ３のＤＰは、信号フレーム内にＴＦＤＭ（Ｔｉｍｅ  ＆  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式でマッピングされるＤＰであって、タイムダイバーシチを所望のレベルに制限したり付与しながらパワーセービング効果が要求される場合に使用することができる。タイプ３のＤＰに対しては、タイプ２のＤＰと同様に、ＯＦＤＭシンボル単位でフリケンシーインターリービングを適用して周波数ダイバーシチを得すことができる。
【０５５０】
図５５（ａ）は、１個のＤＰを１個のスロットにマッピングする場合の信号フレームを示し、図５５（ｂ）は、１個のＤＰを少なくとも２つのスロットにマッピングする場合の信号フレームを示す。図５５の（ａ）及び（ｂ）はいずれもスロットが４個である場合であり、信号フレームのスロット個数はＮ＿Ｓｌｏｔ＝４と表現されてもよい。
【０５５１】
また、図１８及び図１９に示すように、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、各ＤＰ別にＤＰの最初のセルがマッピングされるアドレスを示すＤＰスタートアドレス情報（例えば、ＤＰ０＿Ｓｔ，ＤＰ１＿Ｓｔ，ＤＰ２＿Ｓｔ，ＤＰ３＿Ｓｔ，ＤＰ４＿Ｓｔ）を伝送することができる。
【０５５２】
図５５（ｂ）の場合、図５５（ａ）とは異なるタイムダイバーシチを得ることができる。この場合、追加的なシグナリング情報が必要である。
【０５５３】
図１８乃至図２０で説明したように、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、各ＤＰ別にＤＰの最初のセルがマッピングされるアドレスを示すＤＰスタートアドレス情報（ＤＰ０＿Ｓｔ，ＤＰ１＿Ｓｔ，ＤＰ２＿Ｓｔ，ＤＰ３＿Ｓｔ，ＤＰ４＿Ｓｔ）などを含むシグナリング情報を伝送することができる。この場合、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、最初にマッピングされるＤＰ０に対してのみＤＰスタートアドレス情報を伝送し、残りのＤＰに対しては、ＤＰ０のスタートアドレス情報を基準にオフセット値を伝送することもできる。仮に各ＤＰが均等にマッピングされる場合、各ＤＰがマッピングされる間隔は同一であるので、受信機は、最初のＤＰの開始位置に関する情報とオフセット値を用いて各ＤＰの開始位置を取得することができる。具体的に、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置がＤＰ０のスタートアドレス情報に基づいて一定のサイズのオフセット情報を伝送する場合、本発明の一実施例に係る受信装置は、ＤＰ０のスタートアドレス情報に上述したオフセット情報を足してＤＰ１の開始位置を求めることができる。同一の方式で、本発明の一実施例に係る受信装置は、ＤＰ０のスタートアドレス情報に上述したオフセット情報を２回足してＤＰ２の開始位置が算出できる。仮に各ＤＰが均等にマッピングされていないと、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、ＤＰ０のスタートアドレス情報とＤＰ０の開始位置を基準に各ＤＰの間隔を示すオフセット値（ＯＦＦＳＥＴ  １，ＯＦＦＳＥＴ  ２，…）を伝送することができる。この場合、各オフセット値は同一でも異なってもよい。また、オフセット値は、図６８で後述するＰＬＳシグナリング情報又はインバンドシグナリング情報に含まれて伝送されてもよい。これは、設計者の意図によって変更可能である。
【０５５４】
以下では、本発明の一実施例に係るリソースブロック（ｒｅｓｏｕｒｃｅ  ｂｌｏｃｋ，ＲＢ）を用いたＤＰマッピング方法について説明する。
【０５５５】
ＲＢは、ＤＰをマッピングするための一定単位のブロックであり、本発明では、これをデータマッピングユニットと呼ぶことができる。ＲＢベースのリソース割り当て（ｒｅｓｏｕｒｃｅ  ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）は、ＤＰスケジューリング及びパワーセーブコントロールを直観的且つ容易に処理できるという長所がある。本発明の一実施例に係るＲＢは、設計者の意図によって名称が変更されてもよく、ＲＢのサイズはビットレート粒子性（ｂｉｔ−ｒａｔｅ  ｇｒａｎｕｌａｒｉｔｙ）が問題とならない範囲内で自由に設定されてもよい。
【０５５６】
以下、本発明では、各ＲＢのサイズを、ＯＦＤＭシンボル内で実際にデータを伝送できる活性キャリアの個数（Ｎｕｍｂｅｒ  Ｏｆ  Ａｃｔｉｖｅ  ｃａｒｒｉｅｒｓ，ＮｏＡ）の整数倍又は整数で割った値であることを一実施例とすることができる。これは、設計者の意図によって変更可能である。ＲＢのサイズが大きくなると、リソース割り当てが簡単になり得る。しかし、ＲＢのサイズは、実際に支援可能なビットレートの最小単位を示すので、適切に考慮して決定されなければならない。
【０５５７】
図５６は、本発明の一実施例に係るＲＢを示す図である。
【０５５８】
図５６は、ＤＰ０のＦＥＣブロックが１０個である場合、ＲＢを用いてＤＰ０が信号フレームにマッピングされる実施例を示す図である。ＤＰ０の伝送パラメータとして、ＬＤＰＣブロックの長さが６４Ｋ、ＱＡＭモジュレーション値が２５６ＱＡＭであり、信号フレームのＦＦＴモードが３２Ｋであり、スキャッタド（ｓｃａｔｔｅｒｅｄ）パイロットパターンがＰＰ３２−２（すなわち、キャリアを運搬するパイロットの間隔がＤｘ＝３２、一つのスキャッタドパイロットシーケンスを構成するシンボルの個数がＤｙ＝２である場合）である場合を、一例として説明する。この場合、ＦＥＣブロックのサイズは、８１００個のセルに該当し、ＮｏＡは２７５８４と仮定することができる。仮に、ＲＢのサイズを、ＮｏＡを４で割った値と仮定をすれば、ＲＢのサイズは６８９６個のセルに該当し、ＲＢのサイズはＬ＿ＲＢ＝ＮｏＡ／４と表現することができる。
【０５５９】
この場合、ＦＥＣブロックのサイズとＲＢのサイズをセル単位で比較すると、“１０ｘＦＥＣブロックのサイズ＝１１ｘＲＢのサイズ＋５１４４個のセル”の関係が成立する。したがって、１０個のＦＥＣブロックをＲＢ単位で一つの信号フレームにマッピングするために、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュール（又は、セルマッパー）は、１０個のＦＥＣブロックのデータを１１個のＲＢに順にマッピングして、現在の信号フレームに１１個のＲＢをマッピングし、５１４４個のセルに該当する残りの部分を、次のＦＥＣブロックと共に次の信号フレームにマッピングすることができる。
【０５６０】
図５７は、本発明の一実施例に係るＲＢのフレームマッピング過程を示す図である。
【０５６１】
具体的に、図５７は、連続的な信号フレームを伝送する場合を示す図である。
【０５６２】
可変的なビットレートを支援する場合、一つの信号フレームで伝送可能なＦＥＣブロックの個数は各信号フレームごとに異なってもよい。
【０５６３】
図５７（ａ）は、信号フレームＮで伝送されるＦＥＣブロックの個数が１０である場合、信号フレームＮ＋１で伝送されるＦＥＣブロックの個数が９である場合、及び信号フレームＮ＋２で伝送されるＦＥＣブロックの個数が１１である場合をそれぞれ示す図である。
【０５６４】
図５７（ｂ）は、信号フレームＮにマッピングされるＲＢが１１個である場合、信号フレームＮ＋１にマッピングされるＲＢが１１個である場合、及び信号フレームＮ＋２にマッピングされるＲＢが１３個である場合をそれぞれ示す図である。
【０５６５】
図５７（ｃ）は、各ＲＢが信号フレームＮ、信号フレームＮ＋１及び信号フレームＮ＋２にマッピングされた結果を示す図である。
【０５６６】
図２２の（ａ）及び（ｂ）に示すように、信号フレームＮで伝送されるＦＥＣブロックの個数が１０である場合、１０個のＦＥＣブロックのサイズは１１個のＲＢのサイズに５１４４個のセルを合算したものと同一であるので、図５７（ｃ）に示すように、１１個のＲＢは信号フレームＮにマッピングされて伝送されてもよい。
【０５６７】
また、図５７（ｂ）の中央の図面に示すように、残り５１４４個のセルは、信号フレームＮ＋１にマッピングされる１１個のＲＢのうち、最初のＲＢの開始部分を構成するようになる。したがって、“５１４４個のセル＋９個のＦＥＣブロックのサイズ＝１１ＲＢのサイズ＋２１８８個のセル”の関係が成立するので、信号フレームＮ＋１には１１ＲＢがマッピングされて伝送され、残り２１８８個のセルは、信号フレームＮ＋２にマッピングされる１３個のＲＢのうち、最初のＲＢの開始部分を構成するようになる。同様の方式で、“２１８８個のセル＋１１個のＦＥＣブロックのサイズ＝１３個のＲＢのサイズ＋１６４０個のセル”の関係が成立するので、信号フレームＮ＋２には１３個のＲＢがマッピングされて伝送され、残り１６４０個のセルは、次の信号フレームにマッピングされて伝送される。ＦＥＣブロックのサイズとＮｏＡとが同一でないことから、ダミーセルを挿入してもよいが、図５７に示す方法による場合、ダミーセルを挿入する必要がないので、実質的なデータをより効率的に伝送することができる。また、各信号フレームにマッピングされるＲＢは、信号フレームにマッピングされる前にタイムインターリービング又はこれと類似の処理過程を経てもよいが、これは設計者の意図によって変更可能である。
【０５６８】
以下では、上述したＤＰのタイプによってＲＢ単位でＤＰを信号フレームにマッピングする方法を説明する。
【０５６９】
具体的に、本発明では複数個のＤＰが全ての信号フレーム内で可用のＲＢに割り当てられた場合と、一部ＲＢにのみ割り当てられた場合とに分けてＲＢマッピング方法を説明する。本発明では、ＤＰの個数は３、１個の信号フレーム内のＲＢの個数は８０、ＲＢのサイズはＮｏＡを４で割った場合を一実施例とし、それぞれ、次のように表現することができる。
【０５７０】
ＤＰの個数、Ｎ＿ＤＰ＝３
１個の信号フレーム内のＲＢの個数、Ｎ＿ＲＢ＝８０
ＲＢのサイズ、Ｌ＿ＲＢ＝ＮｏＡ／４
【０５７１】
また、本発明では、複数個のＤＰ（ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２）が１個の信号フレーム内で可用のＲＢに割り当てられた場合として、ＤＰ０は３１個のＲＢ、ＤＰ１は１５個のＲＢ、ＤＰ２は３４個のＲＢを埋めた場合を一実施例とし、次のように表現できる。
【０５７２】
｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛３１，１５，３４｝
また、本発明では、複数個のＤＰ（ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２）が１個の信号フレーム内で一部のＲＢにのみ割り当てられた場合として、ＤＰ０は７個のＲＢ、ＤＰ１は５個のＲＢ、ＤＰ２は６個のＲＢを埋めた場合を一実施例とし、次のように表現できる。
【０５７３】
｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛７，５，６｝
以下の図２３乃至図２５は、ＤＰのタイプによるＲＢマッピングを示す。
【０５７４】
本発明では各ＤＰのタイプによるＲＢマッピングルールを説明するために次の値を定義することを一実施例とすることができる。
【０５７５】
Ｌ＿Ｆｒａｍｅ：１個の信号フレーム内のＯＦＤＭシンボルの個数、
Ｎ＿Ｓｌｏｔ：１個の信号フレーム内のスロットの個数、
Ｌ＿Ｓｌｏｔ：１個のスロット内のＯＦＤＭシンボルの個数、
Ｎ＿ＲＢ＿Ｓｙｍ：１個のＯＦＤＭシンボル内のＲＢの個数、
Ｎ＿ＲＢ：１個の信号フレーム内のＲＢの個数。
【０５７６】
図５８は、本発明の一実施例に係るタイプ１のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【０５７７】
図５８は１個の信号フレームを示し、横軸は時間軸を意味し、縦軸は周波数軸を意味する。時間軸上信号フレームの先頭に位置した彩色されたブロックは、プリアンブル及びシグナリングのための領域である。上述したように、本発明の一実施例に係る複数個のＤＰは、信号フレームのデータシンボル部分にＲＢ単位でマッピングすることができる。
【０５７８】
図５８に示す信号フレームは、２０個のＯＦＭＤシンボルで構成されており（Ｌ＿Ｆｒａｍｅ＝２０）、４個のスロットを含んでいる（Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝４）。また、１個のスロットは５個のＯＦＤＭシンボルを含んでおり（Ｌ＿Ｓｌｏｔ＝５）、１個のＯＦＤＭシンボルは４個のＲＢに均等に分割されている（Ｎ＿ＲＢ＿Ｓｙｍ＝４）。したがって、１個の信号フレーム内の全ＲＢの個数はＬ＿Ｆｒａｍｅ＊Ｎ＿ＲＢ＿Ｓｙｍであって、８０に該当する。
【０５７９】
図５８の信号フレーム内に表示された各数字は、信号フレーム内でＲＢが割り当てられる順序を意味する。タイプ１のＤＰは、周波数軸方向に順次にマッピングされるので、ＲＢの割り当て順序も周波数軸で連続して増加することがわかる。ＲＢが割り当てられる順序が決定されると、各ＤＰは時間順に最終割り当てられたＲＢにマッピングされてもよい。ＲＢが当該信号フレーム内に実際にマッピングされるアドレス（ＲＢ  ｍａｐｐｉｎｇ  ａｄｄｒｅｓｓ）をｊとすれば、ｊは、０からＮ＿ＲＢ−１までの値を有することができる。この場合、ＲＢ入力順序（ＲＢ  ｉｎｐｕｔ  ｏｒｄｅｒ）をｉと定義すれば、図５８に示すように、ｉは、０，１，２，．．．，Ｎ＿ＲＢ−１までの値を有することができる。Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝１である場合、ＲＢマッピングアドレスとＲＢ入力順序は同一であるので（ｊ＝ｉ）、入力されるＲＢを順にｊの昇順でマッピングすることができる。Ｎ＿Ｓｌｏｔ＞１の場合は、当該信号フレームにマッピングすべきＲＢを、Ｎ＿Ｓｌｏｔの個数に分割してマッピングすることができる。この場合、図５８の下段における数式と表現されたマッピングルールによってＲＢをマッピングすることができる。
【０５８０】
図５９は、本発明の一実施例に係るタイプ２のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【０５８１】
図５９に示す信号フレームは、図５８と同様に、２０個のＯＦＭＤシンボルで構成されており（Ｌ＿Ｆｒａｍｅ＝２０）、４個のスロットを含んでいる（Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝４）。また、１個のスロットは５個のＯＦＤＭシンボルを含んでおり（Ｌ＿Ｓｌｏｔ＝５）、１個のＯＦＤＭシンボルは４個のＲＢに均等に分割されている（Ｎ＿ＲＢ＿Ｓｙｍ＝４）。したがって、１個の信号フレーム内の全ＲＢの個数はＬ＿Ｆｒａｍｅ＊Ｎ＿ＲＢ＿Ｓｙｍであって、８０に該当する。
【０５８２】
図５８と関連して上述したように、ＲＢが当該信号フレーム内に実際にマッピングされるアドレス（ＲＢ  ｍａｐｐｉｎｇ  ａｄｄｒｅｓｓ）をｊとすれば、ｊは、０からＮ＿ＲＢ−１までの値を有することができる。タイプ２のＤＰは時間軸方向に順次にマッピングされるので、ＲＢの割り当て順序も時間軸方向に連続して増加することがわかる。ＲＢの割り当てられる順序が決定されると、各ＤＰは、時間順に最終割り当てられたＲＢにマッピングされてもよい。
【０５８３】
ＲＢ入力順序ｉは、図５８で説明したように、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝１の場合はｊ＝ｉに該当し、入力されるＲＢを順にｊの昇順でマッピングすることができる。Ｎ＿Ｓｌｏｔ＞１の場合は、当該信号フレームにマッピングするＲＢをＮ＿Ｓｌｏｔの個数に分割してマッピングすることができる。この場合、図５９の下段における数式と表現されたマッピングルールによってＲＢをマッピングすることができる。
【０５８４】
図５８及び図５９に示すマッピングルールを表現する数式は、ＤＰのタイプによる違いはないが、タイプ１のＤＰは周波数軸方向にマッピングされ、タイプ２のＤＰは時間軸方向にマッピングされるので、マッピング方向の違いによって異なる特性のＲＢマッピング結果を現れる。
【０５８５】
図６０は、本発明の一実施例に係るタイプ３のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【０５８６】
図６０に示す信号フレームは、図５８及び図５９と同様に、２０個のＯＦＭＤシンボルで構成されており（Ｌ＿Ｆｒａｍｅ＝２０、４個のスロットを含んでいる（Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝４）。また、１個のスロットは５個のＯＦＤＭシンボルを含んでおり（Ｌ＿Ｓｌｏｔ＝５）、１個のＯＦＤＭシンボルは４個のＲＢに均等に分割されている（Ｎ＿ＲＢ＿Ｓｙｍ＝４）。したがって、１個の信号フレーム内の全ＲＢの個数はＬ＿Ｆｒａｍｅ＊Ｎ＿ＲＢ＿Ｓｙｍであって、８０に該当する。
【０５８７】
タイプ３のＤＰのＲＢマッピングアドレスは、図６０の下段における数式によって導出されてもよい。すなわち、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝１の場合、タイプ３のＤＰのＲＢマッピングアドレスはタイプ２のＤＰのＲＢマッピングアドレスと同一である。タイプ２のＤＰとタイプ３のＤＰは時間軸方向に順次にマッピングされる点では同一であるが、タイプ２のＤＰの場合、当該信号フレームの一番目の周波数の最後までマッピングされた後に、さらに一番目のＯＦＤＭシンボルの二番目の周波数から順次にマッピングされ、タイプ３のＤＰの場合、当該スロットの一番目の周波数の最後までマッピングされると、さらに当該スロットの一番目のＯＦＤＭシンボルの二番目の周波数から時間軸方向に順次にマッピングされる点で異なる。このような相違点から、タイプ３のＤＰを使用する場合、Ｌ＿Ｓｌｏｔによってタイムダイバーシチを制限し、Ｌ＿Ｓｌｏｔ単位でパワーセービングを得ることができる。
【０５８８】
図６１は、本発明の他の実施例に係るタイプ１のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【０５８９】
図６１の（ａ）は、タイプ１のＤＰ０，１，２が１個の信号フレーム内で利用可能なＲＢに割り当てられた場合のＲＢマッピング順序を示し、図６１の（ｂ）は、タイプ１のＤＰ０，１，２が１個の信号フレーム内で分割されて各スロットに含まれたＲＢに割り当てられた場合のＲＢマッピング順序を示す。信号フレーム内に表示された番号は、各ＲＢが割り当てられる順序を表し、ＲＢの割り当てられる順序が決定されると、各ＤＰは時間順に最終割り当てられたＲＢにマッピングされてもよい。
【０５９０】
図６１の（ａ）は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝１であり、｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛３１，１５，３４｝である場合のＲＢマッピング順序を示す。
【０５９１】
具体的に、ＤＰ０は、周波数軸方向に各ＲＢの順序でＲＢにマッピングされ、一つのＯＦＤＭシンボルに全てマッピングされると、時間軸上の次のＯＦＤＭシンボルに周波数軸方向に順次にマッピングされてもよい。したがって、ＤＰ０が０から３０までのＲＢにマッピングされると、ＤＰ１は連続して３１から４５までのＲＢにマッピングされ、ＤＰ２は４６から７９までのＲＢにマッピングされてもよい。
【０５９２】
本発明の一実施例に係る放送信号受信装置で該当のＤＰがマッピングされたＲＢを抽出するためには、各ＤＰのタイプ情報（ＤＰ＿Ｔｙｐｅ）、均等分割されたスロットの個数（Ｎ＿Ｓｌｏｔ）が必要であり、各ＤＰ別ＤＰスタートアドレス（ｓｔａｒｔ  ａｄｄｒｅｓｓ）情報（ＤＰ＿ＲＢ＿Ｓｔ）、信号フレームにマッピングされる各ＤＰ別ＦＥＣブロックの個数情報（ＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ）、及び最初のＲＢ内にマッピングされたＦＥＣブロックのスタートアドレス（ｓｔａｒｔ  ａｄｄｒｅｓｓ）情報（ＤＰ＿ＦＥＣ＿Ｓｔ）などを含むシグナリング情報が必要である。
【０５９３】
したがって、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、上述したシグナリング情報を併せて伝送することができる。
【０５９４】
図６１の（ｂ）は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝４であり、｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛３１，１５，３４｝である場合のＲＢマッピング順序を示す。
【０５９５】
具体的に、図６１の（ｂ）は、ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２をそれぞれ分割（ｐａｒｔｉｔｉｏｎ）した後、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝１である場合と同じ方法で各スロットごとに順次にＤＰをＲＢ単位でマッピングした結果を示す。図６１の下段は、各ＤＰのＲＢを分割するためのルール（ｒｕｌｅ）を表現する数式を示している。同図の数式で、各パラメータｓ、Ｎ＿ＲＢ＿ＤＰ、Ｎ＿ＲＢ＿ＤＰ（ｓ）は、次のように定義することができる。
【０５９６】
ｓ：スロットインデックス（Ｓｌｏｔ  ｉｎｄｅｘ）、ｓ＝０，１，２，．．．，Ｎ＿Ｓｌｏｔ−１
Ｎ＿ＲＢ＿ＤＰ：１個の信号フレームにマッピングされるＤＰのＲＢの個数
Ｎ＿ＲＢ＿ＤＰ（ｓ）：スロットインデックスｓのスロットにマッピングされるＤＰのＲＢの個数
【０５９７】
本発明の一実施例に係るＤＰ０のＮ＿ＲＢ＿ＤＰ＝３１であるから、図６１に示す数式によれば、１番目のスロット内にマッピングされるＤＰ０のＲＢの個数はＮ＿ＲＢ＿ＤＰ（０）＝８、２番目のスロット内にマッピングされるＤＰ０のＲＢの個数はＮ＿ＲＢ＿ＤＰ（１）＝８、３番目のスロット内にマッピングされるＤＰ０のＲＢの個数はＮ＿ＲＢ＿ＤＰ（２）＝８、及び４番目のスロット内にマッピングされるＤＰ０のＲＢの個数はＮ＿ＲＢ＿ＤＰ（３）＝７となり得る。本発明では、各スロットごとに分割されてマッピングされるＤＰ０の個数を｛８，８，８，７｝と表現できる。
【０５９８】
同様の方式により、ＤＰ１は｛４，４，４，３｝に、ＤＰ２は｛９，９，８，８｝にそれぞれ分割されてもよい。
【０５９９】
各スロット別に分割されたＤＰを当該スロット内で順次にマッピングすることができ、マッピング方式は、上述したＮ＿Ｓｌｏｔ＝１の場合と同一である。この場合、全てのスロットを均等に埋めるために、当該ＤＰごとに、他のＤＰのＲＢが少なく割り当てられたスロットのうち、スロットインデックスｓが少ないスロットから順次にＤＰがマッピングされてもよい。
【０６００】
ＤＰ１の場合、ＤＰ０のＲＢはｓ＝０，１，２，３の順で｛８，８，８，７｝に分割されて各スロットにマッピングされるので、スロットインデックスｓ＝３のスロットにＤＰ０のＲＢが最も少なくマッピングされたことがわ分かる。したがって、ＤＰ１のＲＢは、ｓ＝３，０，１，２の順で｛４，４，４，３｝に分割されて各スロットにマッピングされてもよい。同様の方式で、ＤＰ０及びＤＰ１のＲＢはスロットインデックスｓ＝２及び３であるスロットに最も少なく割り当てられたが、ｓ＝２の場合がより少ないので、ＤＰ２のＲＢはｓ＝２，３，０，１の順で｛９，９，８，８｝に分割されて各スロットにマッピングされてもよい。
【０６０１】
図６２は、本発明の更に他の実施例に係るタイプ１のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【０６０２】
図６２は、上述したタイプ１のＤＰのＲＢマッピングアドレスを同一に適用した場合の実施例を示す。図６２の下段には、上述したＲＢマッピングアドレスを表現する数式が示されている。図６２のマッピング方法と過程は、図６１で説明したものと異なるが、マッピング結果は同一であるので、同じ特性を有するマッピングが可能である。図６２のマッピング方法によれば、一つの数式だけでもＮ＿Ｓｌｏｔの値に関係なくＲＢマッピングを行うことができる。
【０６０３】
図６３は、本発明の更に他の実施例に係るタイプ１のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【０６０４】
図６３の（ａ）は、タイプ１のＤＰ０，１，２が１個の信号フレーム内で一部のＲＢにのみ割り当てられた場合のＲＢマッピング順序を示し、図６３の（ｂ）は、タイプ１のＤＰ０，１，２が１個の信号フレーム内で分割されて各スロットに含まれた一部のＲＢにのみ割り当てられた場合のＲＢマッピング順序を示す。信号フレーム内に表示された番号は、各ＲＢが割り当てられる順序を示し、ＲＢの割り当てられる順序が決定されると、各ＤＰは、時間順で最終割り当てられたＲＢにマッピングされてもよい。
【０６０５】
図６３の（ａ）は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝１であり、｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛７，５，６｝である場合のＲＢマッピング順序を示す。
【０６０６】
具体的に、ＤＰ０は、周波数軸方向に各ＲＢの順序によってＲＢにマッピングされ、一つのＯＦＤＭシンボルに全てマッピングされると、時間軸上で次に位置するＯＦＤＭシンボルに周波数軸方向に順次にマッピングされてもよい。したがって、ＤＰ０が０から６までのＲＢにマッピングされると、ＤＰ１は、連続して７から１１までのＲＢにマッピングされ、ＤＰ２は１２から１７までのＲＢにマッピングされてもよい。
【０６０７】
図６３の（ｂ）は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝４であり、｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛７，５，６｝である場合のＲＢマッピング順序を示す。
【０６０８】
図６３の（ｂ）は、図６１で説明したＲＢを分割するためのルールによって各ＤＰのＲＢを分割して信号フレームにマッピングした実施例を示す。具体的な過程は上述したそれと同一であるので省略する。
【０６０９】
図６４は、本発明の他の実施例に係るタイプ２のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【０６１０】
図６４の（ａ）は、タイプ２のＤＰ０，１，２が１個の信号フレーム内で利用可能なＲＢに割り当てられた場合のＲＢマッピング順序を示し、図６４の（ｂ）は、タイプ２のＤＰ０，１，２が１個の信号フレーム内で分割されて、各スロットに含まれたＲＢに割り当てられた場合のＲＢマッピング順序を示す。信号フレーム内に表示された番号は、各ＲＢが割り当てられる順序を表し、ＲＢの割り当てられる順序が決定されると、各ＤＰは、時間順で最終割り当てられたＲＢにマッピングされてもよい。
【０６１１】
図６４の（ａ）は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝１であり、｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛３１，１５，３４｝である場合のＲＢマッピング順序を示す。
【０６１２】
タイプ２のＤＰのＲＢは、当該信号フレームの１番目の周波数の最後までマッピングされた後に、さらに１番目のＯＦＤＭシンボルの２番目の周波数から順次にマッピングされるのでタイムダイバーシチを得ることができる。したがって、ＤＰ０が時間軸上で０から１９までのＲＢにマッピングされた後、２番目の周波数の２０から３０までのＲＢにマッピングされると、ＤＰ１は、同様の方式で３１から４５までのＲＢにマッピングされ、ＤＰ２は４６から７９までのＲＢにマッピングされてもよい。
【０６１３】
本発明の一実施例に係る放送信号受信装置で該当のＤＰがマッピングされたＲＢを抽出するためには、各ＤＰのタイプ情報（ＤＰ＿Ｔｙｐｅ）、均等分割されたスロットの個数（Ｎ＿Ｓｌｏｔ）が必要であり、各ＤＰ別ＤＰスタートアドレス情報（ＤＰ＿ＲＢ＿Ｓｔ）、信号フレームにマッピングされる各ＤＰ別ＦＥＣブロックの個数情報（ＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ）、及び最初のＲＢ内にマッピングされたＦＥＣブロックのスタートアドレス情報（ＤＰ＿ＦＥＣ＿Ｓｔ）などを含むシグナリング情報が必要である。
【０６１４】
したがって、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、上述したシグナリング情報を併せて伝送することができる。
【０６１５】
図６４の（ｂ）は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝４であり、｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛３１，１５，３４｝である場合のＲＢマッピング順序を示す。
【０６１６】
図６４の（ｂ）の最初の信号フレームは、図６１で説明した各ＤＰのＲＢを分割するためのルールによってＲＢマッピングを行った結果を示し、図６４の（ｂ）の２番目の信号フレームは、上述したタイプ２のＤＰのＲＢマッピングアドレスを同一に適用した場合のＲＢマッピングを行った結果を示す。上記の両場合のマッピング方法と過程は異なるが、マッピング結果は同一であるので、同じ特性を有するマッピングが可能である。この場合、一つの数式だけでもＮ＿Ｓｌｏｔの値に関係なくＲＢマッピングを行うことができる。
【０６１７】
図６５は、本発明の更に他の実施例に係るタイプ２のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【０６１８】
図６５の（ａ）は、タイプ２のＤＰ０，１，２が１個の信号フレーム内で一部のＲＢにのみ割り当てられた場合のＲＢマッピング順序を示し、図６５の（ｂ）は、タイプ２のＤＰ０，１，２が１個の信号フレーム内で分割されて、各スロットに含まれた一部のＲＢにのみ割り当てられた場合のＲＢマッピング順序を示す。信号フレーム内に表示された番号は、各ＲＢが割り当てられる順序を表し、ＲＢの割り当てられる順序が決定されると、各ＤＰは、時間順で最終割り当てられたＲＢにマッピングされてもよい。
【０６１９】
図６５の（ａ）は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝１であり、｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛７，５，６｝である場合のＲＢマッピング順序を示す。
【０６２０】
具体的に、ＤＰ０は、時間軸方向に各ＲＢの順序によってＲＢにマッピングされてもよい。したがってＤＰ０が０から６までのＲＢにマッピングされると、ＤＰ１は、連続して７から１１までのＲＢにマッピングされ、ＤＰ２は、１２から１７までのＲＢにマッピングされてもよい。
【０６２１】
図６５の（ｂ）は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝４であり、｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛７，５，６｝である場合のＲＢマッピング順序を示す。
【０６２２】
図６５の（ｂ）は、図６１で説明した各ＤＰのＲＢを分割するためのルールによって各ＤＰのＲＢを分割してマッピングした信号フレームの実施例を示す。具体的な過程は上述したのと同一なので省略する。
【０６２３】
図６６は、本発明の他の実施例に係るタイプ３のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【０６２４】
図６６の（ａ）は、タイプ３のＤＰ０，１，２がそれぞれ１個の信号フレーム内で分割されて、各スロットに含まれたＲＢに割り当てられた場合のＲＢマッピング順序を示し、図６６の（ｂ）は、タイプ１のＤＰ０，１，２がそれぞれ１個の信号フレーム内で分割されて、各スロットに含まれた一部のＲＢに割り当てられた場合のＲＢマッピング順序を示す。信号フレーム内に表示された番号は、各ＲＢが割り当てられる順序を表し、ＲＢの割り当てられる順序が決定されると、各ＤＰは、時間順で最終割り当てられたＲＢにマッピングされてもよい。
【０６２５】
図６６の（ａ）は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝４であり、｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛３１，１５，３４｝である場合のＲＢマッピング順序を示す。
【０６２６】
図６６の（ａ）の一番目の信号フレームは、上述したタイプ３のＤＰのＲＢマッピングアドレスをそのまま適用した場合の実施例を示す。図６６の（ａ）の二番目の信号フレームは、ＤＰのＲＢの個数がスロットを超えた場合、スロット割り当て順序を変更してタイムダイバーシチを取得できる場合の実施例を示す。具体的に、図６６の（ａ）の二番目の信号フレームは、図６６の（ａ）の一番目の信号フレームの一番目のスロットに割り当てられたＤＰ０のＲＢ個数が超過された場合、残りＤＰ０のＲＢを三番目のスロットに割り当てた場合の実施例に該当する。
【０６２７】
図６６の（ｂ）は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝４であり、｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛７，５，６｝である場合のＲＢマッピング順序を示す。
【０６２８】
また、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置で該当のＤＰがマッピングされたＲＢを抽出するためには、各ＤＰのタイプ情報（ＤＰ＿Ｔｙｐｅ）、均等分割されたスロットの個数（Ｎ＿Ｓｌｏｔ）が必要であり、各ＤＰ別ＤＰスタートアドレス情報（ＤＰ＿ＲＢ＿Ｓｔ）、信号フレームにマッピングされる各ＤＰ別ＦＥＣブロックの個数情報（ＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ）、及び最初のＲＢ内にマッピングされたＦＥＣブロックのスタートアドレス情報（ＤＰ＿ＦＥＣ＿Ｓｔ）などを含むシグナリング情報が必要である。
【０６２９】
したがって、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、上述したシグナリング情報を併せて伝送することができる。
【０６３０】
図６７は、本発明の更に他の実施例に係るタイプ３のＤＰのＲＢマッピングを示す図である。
【０６３１】
図６７は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ＝１であり、｛ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２｝＝｛７，５，６｝である場合のＲＢマッピングを示す図である。図６７に示すように、各ＤＰのＲＢは、信号フレーム内の任意のブロック単位でマッピングされてもよい。この場合、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置で該当のＤＰがマッピングされたＲＢを抽出するためには、上述したシグナリング情報の他に、追加的なシグナリング情報が必要である。
【０６３２】
したがって、本発明では、各ＤＰのＤＰ終了アドレス情報（ＤＰ＿ＲＢ＿Ｅｄ）をさらに伝送することを一実施例とすることができる。したがって、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、ＤＰのＲＢを任意ブロック単位でマッピングし、上述したシグナリング情報を伝送することができ、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、上述したシグナリング情報に含まれたＤＰ＿ＲＢ＿Ｓｔ情報及びＤＰ＿ＲＢ＿Ｅｄ情報を用いて、任意のブロック単位でマッピングされた当該ＤＰのＲＢを検出してデコーディングを行うことができる。このような方式を用いる場合、自由なＲＢマッピングが可能なので、各ＤＰ別に異なる特性を有するＲＢマッピングを行うことができる。
【０６３３】
具体的に、図６７に示すように、ＤＰ０のＲＢは、タイプ２のＤＰのようにタイムダイバーシチを得るために、時間軸方向に該当のブロック内にマッピングされてもよく、ＤＰ１のＲＢは、タイプ１のＤＰのようにパワーセービング効果を得すために、周波数軸方向に該当のブロック内にマッピングされてもよい。また、ＤＰ２のＲＢは、タイプ３のＤＰのようにタイプダイバーシチとパワーセービングを考慮して、該当のブロック内にマッピングされてもよい。
【０６３４】
また、ＤＰ１の場合のようにＲＢが該当のブロック内に全てマッピングされない場合でも、上述したＤＰ＿ＦＥＣ＿Ｓｔ情報、ＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ情報、ＤＰ＿ＲＢ＿Ｓｔ情報、及びＤＰ＿ＲＢ＿Ｅｄ情報などのシグナリング情報を利用すると、放送信号受信装置は、取得しようとするＲＢの位置を正確に把握できるので、効率的な放送信号送受信が可能である。
【０６３５】
図６８は、本発明の一実施例に係るシグナリング情報を示す図である。
【０６３６】
図６８は、上述したＤＰタイプによるＲＢマッピングと関連したシグナリング情報を示す図である。この情報は、ＰＬＳを用いたシグナリング（以下、ＰＬＳシグナリングという。）又はインバンドシグナリングで伝送することができる。
【０６３７】
具体的に、図６８の（ａ）は、ＰＬＳで伝送される場合のシグナリング情報を示し、図６８の（ｂ）は、インバンドシグナリングで伝送される場合のシグナリング情報を示す。
【０６３８】
図６８に示すように、ＤＰタイプによるＲＢマッピングと関連したシグナリング情報は、Ｎ＿Ｓｌｏｔ情報、ＤＰ＿Ｔｙｐｅ情報、ＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ情報、ＤＰ＿ＲＢ＿Ｓｔ情報、ＤＰ＿ＦＥＣ＿Ｓｔ情報、及びＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ情報を含むことができる。
【０６３９】
ＰＬＳで伝送されるシグナリング情報とインバンドシグナリングで伝送されるシグナリング情報は同一である。ただし、ＰＬＳは、サービス取得のために該当の信号フレームに含まれた全てのＤＰの情報を含んでいるので、Ｎ＿Ｓｌｏｔ情報及びＤＰ＿Ｔｙｐｅ情報以外のシグナリング情報は、各ＤＰに関する情報を定義するためのＤＰループ内で定義されてもよい。一方、インバンドシグナリングは、該当のＤＰを取得するために用いられるので、各ＤＰに対して伝送され、各ＤＰに関する情報を定義するためのＤＰループが必要でない点が異なる。以下、各シグナリング情報を簡略に説明する。
【０６４０】
Ｎ＿Ｓｌｏｔ情報：１個の信号フレーム内の分割されたスロットの個数を示すための情報であって、２ビットのサイズを有することができる。本発明の一実施例に係るスロットの個数は、１，２，４，８であってもよい。
【０６４１】
ＤＰ＿Ｔｙｐｅ情報：ＤＰのタイプを示すための情報であり、ＤＰのタイプは上述したタイプ１、タイプ２及びタイプ３のいずれか一つであってもよい。これは、設計者の意図によって拡張可能であり、３ビットのサイズを有することもできる。
【０６４２】
ＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ＿Ｍａｘ情報：該当のＤＰのＦＥＣブロックの最大値又はそれに準ずる値を示す情報であって、１０ビットのサイズを有することができる。
【０６４３】
ＤＰ＿ＲＢ＿Ｓｔ情報：該当のＤＰの最初のＲＢアドレスを示す情報であり、ＲＢのアドレスは各ＲＢ単位で表現されてもよい。８ビットのサイズを有することができる。
【０６４４】
ＤＰ＿ＦＥＣ＿Ｓｔ情報：信号フレームにマッピングされる該当のＤＰのＦＥＣブロックの最初のアドレスを示す情報であり、ＦＥＣブロックのアドレスはセル（ｃｅｌｌ）単位で表現されてもよい。１３ビットのサイズを有することができる。
【０６４５】
ＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ情報：信号フレームにマッピングされる該当のＤＰのＦＥＣブロックの個数又はこれに準する値を示す情報であり、１０ビットのサイズを有することができる。
【０６４６】
上述したシグナリング情報は、信号フレームの長さ、タイムインターリービングのサイズ、ＲＢのサイズなどを考慮して、設計者の意図によって名称、サイズなどが変更されてもよい。
【０６４７】
上述したように、ＰＬＳシグナリングとインバンドシグナリングは各用途によって相違があるので、より効率的な伝送のために、ＰＬＳシグナリング及びインバンドシグナリングのそれぞれに対して、次のような方法でシグナリング情報を省略することもできる。
【０６４８】
第一に、ＰＬＳの場合、該当の信号フレームに含まれた全てのＤＰの情報を含んでいる。したがって、各ＤＰが、ＤＰ０，ＤＰ１，ＤＰ２，．．．のように順次に該当の信号フレーム内にもれなくマッピングされる場合、放送信号受信装置は一定の計算を行ってＤＰ＿ＲＢ＿Ｓｔ情報を取得することができる。この場合、ＤＰ＿ＲＢ＿Ｓｔ情報を省略することができる。
【０６４９】
第二に、インバンドシグナリングの場合、放送信号受信装置は、該当のＤＰのＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ情報を用いて、次の信号フレームのＤＰ＿ＦＥＣ＿Ｓｔ情報を取得することができる。したがって、ＤＰ＿ＦＥＣ＿Ｓｔ情報を省略することができる。
【０６５０】
第三に、インバンドシグナリングの場合、該当のＤＰのマッピングに影響を与えるＮ＿Ｓｌｏｔ情報、ＤＰ＿Ｔｙｐｅ情報、ＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ＿Ｍａｘ情報の変更があると、該当の情報が変更されるか否かを示す１ビット信号を用いたり、これを伝送することができる。この場合、追加的なＮ＿Ｓｌｏｔ情報、ＤＰ＿Ｔｙｐｅ情報、ＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ＿Ｍａｘ情報を省略することができる。
【０６５１】
すなわち、ＰＬＳではＤＰ＿ＲＢ＿Ｓｔ情報を省略することができ、インバンドシグナリングではＤＰ＿ＲＢ＿Ｓｔ情報及びＤＰ＿Ｎ＿Ｂｌｏｃｋ情報以外のシグナリング情報を省略することができる。これは、設計者の意図によって変更可能である。
【０６５２】
図６９は、本発明の一実施例に係る、ＤＰ個数によるＰＬＳのビット数を示すグラフである。
【０６５３】
具体的に、図６９は、ＤＰの個数が増加するにつれて、ＤＰタイプによるＲＢマッピングと関連したシグナリング情報がＰＬＳで伝送される場合のＰＬＳシグナリングのためのビット数、すなわち、ＰＬＳシグナリングビット数の増加度を示すグラフである。
【０６５４】
点線は、関連した全てのシグナリング情報を伝送する場合（デフォルトシグナリング（ｄｅｆａｕｌｔ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ））であり、実線は、上述した一定シグナリング情報を省略して伝送する場合（エフィシエントシグナリング（Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ））を意味する。ＤＰの個数が増加するにつれて、あるタイプのシグナリング情報が省略されると、節約されるビットの個数が線形的に増加することが確認できる。
【０６５５】
図７０は、本発明の一実施例に係るＤＰのデマッピング過程を示す図である。
【０６５６】
図７０の上段に示すように、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、連続した信号フレーム３５０００，３５１００を伝送することができる。各信号フレームの構成は、上述したものと同一である。
【０６５７】
上述したように、放送信号送信装置でＲＢ単位で各タイプによるＤＰを該当の信号フレームにマッピングして伝送する場合、放送信号受信装置は、上述したＤＰタイプによるＲＢマッピングに関連したシグナリング情報を用いて、該当のＤＰを取得することができる。
【０６５８】
上述したように、ＤＰタイプによるＲＢマッピングに関連したシグナリング情報は、信号フレームのＰＬＳ３５０１０で伝送されてもよく、インバンドシグナリング３５０２０で伝送されてもよい。図７０の（ａ）は、ＰＬＳ３５０１０で伝送されるＤＰタイプによるＲＢマッピングに関連したシグナリング情報を示し、図７０の（ｂ）は、インバンドシグナリング３５０２０で伝送されるＤＰタイプによるＲＢマッピングに関連したシグナリング情報を示す。インバンドシグナリング３５０２０は、該当のＤＰに含まれたデータと共にコーディング、モジュレーション、タイムインターリービングなどの処理が行われるので、信号フレーム内のデータシンボルの一部の領域に含まれるものと表示されてもよい。各シグナリング情報に関する説明は、上述したとおりであるので省略する。
【０６５９】
図７０に示すように放送信号受信装置は、ＰＬＳ３５０１０に含まれたＤＰタイプによるＲＢマッピングに関連したシグナリング情報を取得し、該当の信号フレーム３５０００にマッピングされたＤＰをデマッピングして取得することができる。また、放送信号受信装置は、インバンドシグナリング３５０２０で伝送されるＤＰタイプによるＲＢマッピングに関連したシグナリング情報を取得し、次の信号フレーム３５１００にマッピングされたＤＰをデマッピングすることができる。
【０６６０】
ＰＬＳ保護及び構造（反復）
図７１は、本発明の更に他の実施例によってＦＥＣエンコーダモジュールでＰＬＳデータに対してＬＤＰＣエンコーディングを行うために適用可能な３つのタイプの親コード（ｍｏｔｈｅｒ  ｃｏｄｅ）の例示的な構造を示す図である。
【０６６１】
上述したＰＬＳ生成モジュール４３００から出力されたＰＬＳ−プレデータ及びＰＬＳ−ポストデータは、ＢＢスクランブラモジュール４４００に個別的に入力される。以下の説明で、ＰＬＳ−プレデータ及びＰＬＳ−ポストデータをＰＬＳデータと総称することができる。ＢＢスクランブラモジュール４４００は、初期化を行って、入力されたＰＬＳデータをランダマイジングすることができる。ＢＢスクランブラモジュール４４００は、フレームに位置して伝送されるＰＬＳデータをフレーム単位で初期化することができる。
【０６６２】
フレームに位置して伝送されるＰＬＳが複数のフレームに関する情報を含む場合、ＢＢスクランブラモジュール４４００は、ＰＬＳデータをフレーム単位で初期化することができる。その一例としてＰＬＳ反復フレーム構造を次に説明する。本発明の一実施例によって、ＰＬＳ反復は、現在フレームに対するＰＬＳデータと次のフレームに対するＰＬＳデータとを現在フレームで共に伝送するためのフレーム構成方式を意味する。ＰＬＳ反復を適用する場合、ＢＢスクランブラモジュール４４００は、現在フレームに対するＰＬＳデータと次のフレームに対するＰＬＳデータを個別的に初期化することができる。以下、ＰＬＳ反復について詳しく説明する。
【０６６３】
ＢＢスクランブラモジュール４４００は、フレーム単位で初期化されたＰＬＳ−プレデータ及びＰＬＳ−ポストデータに対してランダマイジングを行うことができる。
【０６６４】
ランダマイジングされたＰＬＳ−プレデータ及びＰＬＳ−ポストデータは、コーディングアンドモジュレーションモジュール５３００に入力される。ランダマイジングされたＰＬＳ−プレデータ及びＰＬＳ−ポストデータはそれぞれ、コーディングアンドモジュレーションモジュール５３００に含まれたＦＥＣエンコーダモジュール５３１０に入力されてもよい。ＦＥＣエンコーダモジュール５３１０は、入力されたＰＬＳ−プレデータ及びＰＬＳ−ポストデータに対してＢＣＨエンコーディング及びＬＤＰＣエンコーディングをそれぞれ行うことができる。したがってＦＥＣエンコーダモジュール５３１０は、ＦＥＣエンコーダモジュール５３１０に入力されたランダマイジングされたＰＬＳ−プレデータ及びランダマイジングされたＰＬＳ−ポストデータに対してそれぞれＬＤＰＣエンコーディングを行うことができる。
【０６６５】
ＢＣＨエンコーディングによってＦＥＣエンコーダモジュール５３１０に入力されてランダマイジングされたＰＬＳデータにＢＣＨパリティが追加されて、ＬＤＰＣエンコーディングが行われてもよい。ＬＤＰＣエンコーディングは、ＢＣＨパリティを含む入力データのサイズ（以下、ＬＤＰＣエンコーダモジュールに入力されたデータのサイズをＮ＿ＢＣＨと呼ぶ。）によって、情報部分（以下、情報部分のサイズをＫ＿ｌｄｐｃと呼ぶ。）内で互いに異なるサイズを有する親コードタイプのいずれか一つに基づいて行われてもよい。ＦＥＣエンコーダモジュール５３１０は、Ｋ＿ｌｄｐｃとＮ＿ＢＣＨのサイズの差３６０１０に該当するＬＤＰＣ親コードの情報部分のデータを０又は１にショートニングし、パリティ部分に含まれたデータの一部をパンクチャリングして、ショートニングされた／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードを出力することができる。ＬＤＰＣエンコーダモジュールは、ショートニング／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードに基づいて、入力されたＰＬＳデータ又はＢＣＨ−エンコーディングされたＰＬＳデータに対してＬＤＰＣエンコーディングを行って出力することができる。
【０６６６】
ここで、ＢＣＨエンコーディングは設計者の意図によって省略可能である。ＢＣＨエンコーディングが省略される場合、ＦＥＣエンコーダモジュール５３１０は、ＦＥＣエンコーダモジュール５３１０に入力されたＰＬＳデータをエンコーディングしてＬＤＰＣ親コードを生成することができる。ＦＥＣエンコーダモジュール５３１０は、Ｋ＿ｌｄｐｃ及びＰＬＳデータ間のサイズ差３６０１０に該当する、生成されたＬＤＰＣ親コードの情報部分のデータを０又は１にショートニングし、且つパリティ部分に含まれたデータの一部分をパンクチャリングし、ショートニングされた／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードを出力することができる。ＦＥＣエンコーダモジュール５３１０は、ショートニングされた／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードに基づいて、入力されたＰＬＳデータをＬＤＰＣエンコーディングして出力することができる。
【０６６７】
図７１（ａ）は、親コードタイプ１の構造を例示する。ここで、親コードタイプ１は、１／６のコードレートを有する。図７１（ｂ）は、親コードタイプ２の構造を例示する。ここで、親コードタイプ２は１／４のコードレートを有する。図７１（ｃ）は、親コードタイプ３の構造を例示する。ここで、親コードタイプ３は１／３のコードレートを有する。
【０６６８】
図７１に示すように、各親コードは、情報部分及びパリティ部分を含む。本発明の一実施例によって、親コードの情報部分３６００に該当するデータのサイズは、ｓｉｚｅ  ｏｆ  Ｋ＿ｌｄｐｃと定義することができる。親コードタイプ１、親コードタイプ２及び親コードタイプ３のＫ＿ｌｄｐｃは、それぞれ、ｋ＿ｌｄｐｃ１、ｋ＿ｌｄｐｃ２及びｋ＿ｌｄｐｃ３と呼ぶことができる。
【０６６９】
以下では、図７１（ａ）に示す親コードタイプ１に基づいてＦＥＣエンコーダモジュールで行われるＬＤＰＣエンコーディング過程を説明する。以下の説明で、エンコーディングはＬＤＰＣエンコーディングを意味することができる。
【０６７０】
ＢＣＨエンコーディングが適用される場合、親コードの情報部分は、ＢＣＨパリティビットを含み、ＦＥＣエンコーダモジュールのＬＤＰＣエンコーダモジュールに入力されるＢＣＨエンコーディングされたＰＬＳデータを含むことができる。
【０６７１】
ＢＣＨエンコーディングが適用されない場合、親コードの情報部分は、ＦＥＣエンコーダモジュールのＬＤＰＣエンコーダモジュールに入力されたＰＬＳデータを含むことができる。
【０６７２】
ＦＥＣエンコーダモジュールに入力されたＰＬＳデータのサイズは、伝送される付加的な情報（管理情報）のサイズ、及び伝送パラメータのデータのサイズによって変更されてもよい。ＦＥＣエンコーダモジュールは、ＢＣＨエンコーディングされたＰＬＳデータに“０”ビットを挿入することができる。ＢＣＨエンコーディングが行われない場合、ＦＥＣエンコーダモジュールは、ＰＬＳデータに“０”ビットを挿入することができる。
【０６７３】
本発明は、更に他の実施例によって上述したＬＤＰＣエンコーディングを行うために用いられる３つのタイプの専用（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ）親コードを提供することができる。ＦＥＣエンコーダモジュールは、ＰＬＳデータのサイズによって親コードを選択することができ、ＰＬＳデータのサイズによってＦＥＣエンコーダモジュールで選択された親コードを、専用親コードと呼ぶことができる。ＦＥＣエンコーダモジュールは、選択された専用親コードに基づいてＬＤＰＣエンコーディングを行うことができる。
【０６７４】
本発明の一実施例によって、親コードタイプ１のＫ＿ｌｄｐｃ１のサイズ３６０００は、親コードタイプ２のＫ＿ｌｄｐｃ２のサイズの１／２及び親コードタイプ３のＫ＿ｌｄｐｃ３のサイズの１／４と仮定することができる。親コードタイプのＫ＿ｌｄｐｃのサイズ間の関係は、設計者の意図によって変更可能である。設計者は、Ｋ＿ｌｄｐｃのサイズが小さい親コードを設計して、低いコードレートを有するようにすることができる。様々なサイズを有するＰＬＳデータの一定のシグナリング保護レベルを維持するためには、ＰＬＳデータが小さいほど、ショートニング及びパンクチャリング後の有効コードレート（ｃｏｄｅ  ｒａｔｅ）を下げなければならない。有効コードレートを減少させるために、Ｋ＿ｌｄｐｃが小さい親コードのパリティ比率を増加させることができる。
【０６７５】
ＰＬＳデータが大きすぎるため、ＦＥＣエンコーダモジュールが複数の親コードタイプの一つに基づいてエンコーディングできない場合、エンコーディングのためにＰＬＳデータを複数個に分割することができる。ここで、各ＰＬＳデータ部分を、分割された（ｆｒａｇｍｅｎｔｅｄ）ＰＬＳデータと呼ぶことができる。ＰＬＳデータが大きすぎるため、ＦＥＣエンコーダモジュールが複数の親コードタイプの一つに基づいてエンコーディングできない場合、ＦＥＣエンコーダモジュールがＰＬＳデータをエンコーディングする上述の過程は、分割されたＰＬＳデータをそれぞれエンコーディングする過程に代替されてもよい。
【０６７６】
ＦＥＣエンコーダモジュールで親コードタイプ１をエンコーディングする時、非常に低いＳＮＲ（ｓｉｇｎａｌ  ｔｏ  ｎｏｉｓｅ  ｒａｔｉｏ）環境でシグナリング保護レベルを確保するために、ペイロード分割（ｐａｙｌｏａｄ  ｓｐｌｉｔｔｉｎｇ）を行うことができる。親コードタイプ１のパリティの長さは、ペイロード分割モードを実行するための部分３６０２０によって増加しうる。以下、親コード選択方法及びペイロード分割モードについて詳しく説明する。
【０６７７】
ＦＥＣエンコーダモジュールが、Ｋ＿ｌｄｐｃのサイズが大きい単一の親コードタイプに基づいて様々なサイズのＰＬＳデータをエンコーディングする場合、コーディング利得が急に減少しうる。例えば、上述したＦＥＣエンコーダモジュールがショートニングデータ部分を決定する方法（例えば、Ｋ＿ｌｄｐｃ−Ｎ＿ＢＣＨ）を用いてショートニングを行う場合、Ｋ＿ｌｄｐｃが一定であるため、サイズの小さいＰＬＳデータのショートニング程度が、サイズの大きいＰＬＳデータに比べて大きくなる。
【０６７８】
上述した問題を解決するために、本発明の一実施例に係るＦＥＣエンコーダモジュールは、ＰＬＳデータによって、複数の親コードタイプのうち最適のコーディング利得が得られる親コードタイプを別々に適用することができる。
【０６７９】
本発明の一実施例に係るＦＥＣエンコーダモジュールは、最適のコーディング利得を得るために、ＦＥＣエンコーダモジュールによってショートニングされる部分を制限することができる。ＦＥＣエンコーダモジュールがショートニングを行うショートニング部分のサイズ３６０１０を各親コードのＫ＿ｌｄｐｃ３６０００の一定割合に制限するので、各ＰＬＳデータの専用親コードのコーディング利得を一定に維持することができる。本実施例は、Ｋ＿ｌｄｐｃの５０％までショートニングが行われ得る例を示す。したがって、上述したＦＥＣエンコーダモジュールが、ショートニングデータ部分をＫ＿ｌｄｐｃとＮ＿ＢＣＨの差と決定する時、Ｋ＿ｌｄｐｃとＮ＿ＢＣＨとの差がＫ＿ｌｄｐｃの１／２よりも大きい場合、ＦＥＣエンコーダモジュールは、ＦＥＣエンコーダモジュールでショートニングされるデータ部分のサイズを、Ｋ＿ｌｄｐｃ−Ｎ＿ＢＣＨではなくＫ＿ｌｄｐｃ＊１／２と決定することができる。
【０６８０】
ＦＥＣエンコーダモジュールが図３６（ｂ）及び図３６（ｃ）で説明した親コードタイプ２及び親コードタイプ３に基づいて行うＬＤＰＣエンコーディング過程は、図７１（ａ）で説明した親コードタイプ１に基づいてＦＥＣエンコーダモジュールが行う上述したＬＤＰＣエンコーディング過程と同じ方式で行われてもよい。
【０６８１】
ＦＥＣエンコーダモジュールは、単一親コードに基づいて様々なサイズのＰＬＳデータをエンコーディングして最適のコーディング利得を得ることによって、拡張されたＬＤＰＣコードに基づいてエンコーディングを行うことができる。
【０６８２】
しかし、上述したように、拡張されたＬＤＰＣコードに基づいてエンコーディングを行う時に得られるコーディング利得は、それぞれ異なるサイズのＰＬＳデータに最適化された専用親コードに基づいてエンコーディングを行う時に得られるコーディング利得よりも略０．５ｄＢだけ小さい。したがって、本発明の一実施例に係るＦＥＣエンコーダモジュールがＰＬＳデータによって親コードタイプ構造を選択してＰＬＳデータをエンコーディングする場合、リダンダンシー（ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ）データは減少し、同じ受信性能を保障し得るＰＬＳシグナリング保護を設計することができる。
【０６８３】
図７２は、本発明の更に他の実施例によってＬＤＰＣエンコーディングに用いられる親コードタイプを選択し、ショートニング（ｓｈｏｒｔｅｎｉｎｇ）のサイズを決定する過程を示すフローチャートである。
【０６８４】
以下、ＦＥＣエンコーダモジュールが、ＬＤＰＣエンコーディングが行われるＰＬＳデータ（ペイロードサイズ）によって親コードタイプを選択し、ショートニングを決定する過程について説明する。以下の説明では、下記の全動作がＦＥＣエンコーダモジュールによって行われると仮定する。
【０６８５】
ＬＤＰＣエンコーディングモードが一般（ｎｏｒｍａｌ）モードであるかペイロード分割モードどあるか確認する（Ｓ３７０００）。ＬＤＰＣエンコーディングモードがペイロード分割モードである場合、ＰＬＳデータに関係なく親コード１が選択されればよく、ショートニングは親コードタイプ１のＫ＿ｌｄｐｃ（ｋ＿ｌｄｐｃ１）に基づいて決定される（Ｓ３７０６０）。ペイロード分割モードの詳細は後述する。
【０６８６】
ＬＤＰＣエンコーディングモードが一般モードである場合、ＦＥＣエンコーダモジュールは、ＰＬＳデータに基づいて親コードタイプを選択する。以下、一般モードでＦＥＣエンコーダモジュールによって親コードタイプを選択する過程を説明する。
【０６８７】
Ｎｕｍ＿ｌｄｐｃは、一つのＰＬＳデータに含まれ得る分割されたＰＬＳデータの個数を意味する。Ｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃは、ＦＥＣエンコーダモジュールに入力される分割されたＰＬＳデータのサイズを意味する。Ｎｕｍ＿ｌｄｐｃ３は、エンコーディングのために入力されたＰＬＳデータのサイズ（ペイロードサイズ）をｋ＿ｌｄｐｃ３で割った値の切り上げ値と決定することがてきる。ｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ３の値は、ＰＬＳデータのサイズ（ペイロードサイズ）を、決定されたｎｕｍ＿ｌｄｐｃ３で割った値の切り上げ値と決定することができる（Ｓ３７０１０）。ｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ３の値がｋ＿ｌｄｐｃ２よりも大きく、ｋ＿ｌｄｐｃ３以下の範囲にあるかを決定する（Ｓ３７０２０）。ｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ３がｋ＿ｌｄｐｃ２よりも大きく、ｋ＿ｌｄｐｃ３以下の範囲にある場合、親コードタイプ３が決定される。この場合、ｋ＿ｌｄｐｃ３とｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ３との差値に基づいてショートニングのサイズを決定することができる（Ｓ３７０２１）。
【０６８８】
ｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ３の値がｋ＿ｌｄｐｃ２よりも大きく、ｋ＿ｌｄｐｃ３以下の範囲内にない場合、ＰＬＳデータのサイズ（図７２で“ペイロードサイズ”と表示する。）をｋ＿ｌｄｐｃ２で割った値の切り上げ値がｎｕｍ＿ｌｄｐｃ２として決定される。ｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ２の値は、ＰＬＳデータ（ペイロードサイズ）を、決定されたｎｕｍ＿ｌｄｐｃ２で割った値の切り上げ値と決定されてもよい（Ｓ３７０３０）。ｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ２の値がｋ＿ｌｄｐｃ１よりも大きく、ｋ＿ｌｄｐｃ２以下の範囲にあるか決定する（Ｓ３７０４０）。ｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ２の値がｋ＿ｌｄｐｃ１よりも大きく、ｋ＿ｌｄｐｃ２以下の範囲内にある場合、親コードタイプ２が決定される。この場合、ｋ＿ｌｄｐｃ２とｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ２との差値に基づいてショートニングのサイズを決定することができる（Ｓ３７０４１）。
【０６８９】
ｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ２の値がｋ＿ｌｄｐｃ１よりも大きく、ｋ＿ｌｄｐｃ２以下の範囲内にない場合、ＰＬＳデータのサイズ（ペイロードサイズ）をｋ＿ｌｄｐｃ１で割った値の切り上げ値をｎｕｍ＿ｌｄｐｃ１として決定する。ｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ１の値は、ＰＬＳデータのサイズ（ペイロードサイズ）を決定されたｎｕｍ＿ｌｄｐｃ１で割った値の切り上げ値と決定されてもよい（Ｓ３７０５０）。この場合、親コードタイプ１が決定され、ショートニングのサイズはｋ＿ｌｄｐｃ１とｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃ１との差値に基づいて決定されてもよい（Ｓ３７０６０）。
【０６９０】
上述したｎｕｍ＿ｌｄｐｃ及びｉｓｉｚｅ＿ｌｄｐｃは、ＰＬＳデータによって異なる値を有することができる。しかし、親コードタイプによるｋ＿ｌｄｐｃ１、ｋ＿ｌｄｐｃ２及びｋ＿ｌｄｐｃ３は、ＰＬＳデータのサイズに影響を受けず、一定の値を有する。
【０６９１】
図７３は、本発明の更に他の実施例に係るアダプテーションパリティ（ａｄａｐｔａｔｉｏｎ  ｐａｒｉｔｙ）のエンコーディング過程を示す図である。
【０６９２】
図７３（ａ）は、ＬＤＰＣエンコーディングのためにＦＥＣエンコーダモジュールに入力されたＰＬＳデータの例を示す。
【０６９３】
図７３（ｂ）は、エンコーディングを行った後、ショートニング及びパンクチャリングを行う前のＬＤＰＣコードを示す。
【０６９４】
図７３（ｃ）は、ＦＥＣエンコーダモジュールから出力されるＬＤＰＣコードであり、ＬＤＰＣエンコーディング、ショートニング及びパンクチャリング３８０１０が行われたコード（以下、ショートニングされた／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードという。）を示す。
【０６９５】
図７３（ｄ）は、本発明の更に他の実施例によってＦＥＣエンコーダモジュールでＬＤＰＣエンコーディング、ショートニング及びパンクチャリングが行われたＬＤＰＣコードにアダプテーションパリティ３８０１１を追加して出力されたコードの構造を例示する。ここで、ＦＥＣエンコーダモジュールでアダプテーションパリティ３８０１１をショートニング／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードに追加してコードを出力する方式を、アダプテーションパリティ方式という。
【０６９６】
シグナリング保護レベルを維持するために、ＦＥＣエンコーダモジュールは、ＰＬＳデータにＬＤＰＣエンコーディング及びショートニングを行った後、一部のパリティビットに対してパンクチャリング３８０１０を行って、ショートニング／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードを出力する。劣悪な受信環境では、シグナリング保護レベルが放送システムによって一定に維持された強じん性、すなわち、一定のターゲットＴＯＶ（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ  ｏｆ  ｖｉｓｉｂｉｌｉｔｙ）がより強化されなければならない。本発明の一実施例によって、シグナリング保護レベルを強化するために、アダプテーションパリティビットをショートニング／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードに追加してＬＤＰＣコードを出力することができる。ＬＤＰＣエンコーディング後にパンクチャリングされたパリティビット３８０１０のうち一部のパリティビット３８０１１は、アダプテーションパリティビットとして決定されてもよい。
【０６９７】
図７３（ｃ）は、有効コードレートがおよそ１／３である場合の基本ターゲットＴＯＶを示す。本発明の一実施例に係るＦＥＣエンコーダモジュールがアダプテーションパリティビット３８０１１を追加する場合、実際にパンクチャリングされたパリティビットは減少しうる。図７３（ｄ）に示すように、ＦＥＣエンコーダモジュールはアダプテーションパリティビットを追加して有効コードレートをおよそ１／４に調整することができる。本発明の一実施例によって、ＬＤＰＣエンコーディングに用いられる親コードは、追加的にアダプテーションパリティビット３８０１１を取得するために、一定個数のパリティビットを含むことができる。したがって、アダプテーションパリティエンコーディングに用いられる親コードのコードレートは、元来の親コードのコードレートよりも低く設計されてもよい。
【０６９８】
ＦＥＣエンコーダモジュールは、任意的にパンクチャリングされたパリティビットの個数を減少させて、ＬＤＰＣコードに含まれる追加されたパリティ３８０１１を出力することができる。時間的に早いフレームにＬＤＰＣコードに含まれて出力された追加されたパリティ３８０１１を含めることでダイバーシチ利得を得ることができる。図７３（ｂ）で、親コードの情報部分の終わりはショートニングされ、親コードのパリティ部分の終わりはパンクチャリングされる。しかし、これは一実施例に過ぎず、親コード内のショートニング及びパンクチャリング部分は設計者の意図によって変更可能である。
【０６９９】
図７４は、本発明の更に他の実施例によってＦＥＣエンコーダモジュールに入力されたＰＬＳデータをＬＤＰＣエンコーディングする前に、入力されたＰＬＳデータを分離するためのペイロード分割モード（ペイロード分割モード）を示す図である。以下の説明で、ＦＥＣエンコーダモジュールに入力されたＰＬＳデータをペイロードと呼ぶことができる。
【０７００】
図７４（ａ）は、ＬＤＰＣエンコーディングのためにＦＥＣエンコーダモジュールに入力されるＰＬＳデータの一例を示す。
【０７０１】
図７４（ｂ）は、ペイロードの各分割された部分にＬＤＰＣエンコーディングを行って得たＬＤＰＣコードの構造を例示する。図７４（ｂ）に示すＬＤＰＣコードの構造は、ショートニング／パンクチャリングを行う前の構造である。
【０７０２】
図７４（ｃ）は、本発明の更に他の実施例に係るＦＥＣエンコーダモジュールから出力されるショートニング／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードの構造を例示する。図７４（ｃ）に示すショートニング／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードの構造は、ＦＥＣエンコーダモジュールにペイロード分割モードが適用される時に出力されるショートニング／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードの構造である。
【０７０３】
ペイロード分割（ｐａｙｌｏａｄ  ｓｐｌｉｔｔｉｎｇ）は、シグナリングに対する一定のターゲットＴＯＶよりも強化された強じん性を得るために、ＦＥＣエンコーダモジュールによって行われる。
【０７０４】
図７４（ｂ）に示すように、ペイロード分割モードは、ＦＥＣエンコーダモジュールでＬＤＰＣエンコーディング前にＰＬＳデータを分割し、分割された各ＰＬＳデータに対してＬＤＰＣエンコーディングを行うモードである。
【０７０５】
図７４（ｃ）に示すように、ペイロード分割モードでは、入力されたＰＬＳデータに対してＦＥＣエンコーダモジュールで提供された親コードタイプのうち、最も低いコードレートを有する親コード（例えば、この実施例の親コードタイプ１）のみを用いてエンコーディング及びショートニング／パンクチャリングを行うことができる。
【０７０６】
上記では、ＦＥＣエンコーダモジュールがＰＬＳデータのサイズに基づいて３つの親コードタイプのいずれかを選択し、選択された親コードタイプに基づいてＬＤＰＣエンコーディングを行ってシグナリング保護レベルを調整する方法について説明した。しかし、ＦＥＣエンコーダモジュールによって提供される親コードタイプのうち、最も高いコードレートを有する親コードタイプ（例えば、この実施例の親コードタイプ３）が選択される場合、シグナリング保護レベルは制限されてもよい。この場合、ＦＥＣエンコーダモジュールは、ペイロード分割モードをＰＬＳデータに適用し、ＰＬＳデータごとに、ＦＥＣエンコーダモジュールで提供される親コードタイプのうち、コードレートの最も低い親コードタイプのみを用いてＬＤＰＣエンコーディングを行って、シグナリング保護レベルを低く調整することができる。ペイロード分割モードを利用する場合、ＦＥＣエンコーダモジュールは、ショートニング後、強化されたターゲットＴＯＶによって、パンクチャリングされたデータを調整することができる。
【０７０７】
前述した本発明の実施例によって、ＦＥＣエンコーダモジュールがＬＤＰＣエンコーディングにペイロード分割モードを利用しない場合、ショートニング／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードの有効コードレートは、およそ１／３であった。しかし、図７４（ｃ）で、ＦＥＣエンコーダモジュールによってペイロード分割モードが適用された出力ＬＤＰＣコードの有効コードレートは、およそ１１／６０である。したがって、ペイロード分割モードが適用される出力ＬＤＰＣコードの有効コードレートを減少させることができる。
【０７０８】
図７４（ｂ）では、情報部分の末尾にショートニングが行われ、ＬＤＰＣコードのパリティ部分の末尾がパンクチャリングされる。しかし、これは単に一実施例に過ぎず、ＬＤＰＣコード内のショートニング及びパンクチャリング部分は設計者の意図によって変更可能である。
【０７０９】
図７５は、本発明の更に他の実施例に係るフレームストラクチャモジュール１２００によってＰＬＳ反復を行い、フレームを出力する過程を示す図である。
【０７１０】
本発明の更に他の実施例によって、フレームストラクチャモジュールによって行われたＰＬＳ反復は、１フレーム２以上のフレームに関する情報を含む２つ以上のＰＬＳデータを含むフレーム構造方式に該当する。
【０７１１】
以下、本発明の一実施例に係るＰＬＳ反復について説明する。
【０７１２】
図７５（ａ）は、ＦＥＣエンコーダモジュールによってエンコーディングされた複数のＰＬＳデータの構造を例示する。
【０７１３】
図７５（ｂ）は、フレームストラクチャモジュールによるＰＬＳ反復によって複数のエンコーディングされたＰＬＳデータを含むフレームの構造を例示する。
【０７１４】
図７５（ｃ）は、現在フレームのＰＬＳデータと次のフレームのＰＬＳデータを含む現在フレームの構造を例示する。
【０７１５】
具体的に、図７５（ｃ）は、ｎ番目のフレーム（現在フレーム）のＰＬＳデータ（ＰＬＳ ｎ）とｎ＋１番目のフレーム（次のフレーム）のＰＬＳデータ４００００、及びｎ＋１番目のフレーム（現在フレーム）のＰＬＳデータ（ＰＬＳ ｎ＋１）とｎ＋２番目のフレーム（次のフレーム）のＰＬＳデータを含むｎ＋１番目のフレームの構造を例示する。以下、図７５を参照して具体的に説明する。
【０７１６】
図７５（ａ）は、ｎ番目のフレームに対するＰＬＳ ｎ、ｎ＋１番目のフレームに対するＰＬＳ ｎ＋１、及びｎ＋２番目のフレームに対するＰＬＳ ｎ＋２がエンコーディングされる構造を例示する。本発明の更に他の実施例に係るＦＥＣエンコーダモジュールは、静的（ｓｔａｔｉｃ）ＰＬＳシグナリングデータ及び動的（ｄｙｎａｍｉｃ）ＰＬＳシグナリングデータを共にエンコーディングしてＬＤＰＣコードを出力することができる。ｎ番目のフレームのフィジカル（ｐｈｙｓｉｃａｌ）シグナリングデータを含むＰＬＳ ｎは、静的ＰＬＳシグナリングデータ（“ｓｔａｔ”と表示）、動的ＰＬＳシグナリングデータ（“ｄｙｎ”と表示）、及びパリティデータ（“ｐａｒｉｔｙ”と表示）を含むことができる。同様に、ｎ＋１番目のフレーム及びｎ＋２番目のフレームのフィジカルシグナリングデータを含むＰＬＳ ｎ＋１及びＰＬＳ ｎ＋２はそれぞれ、静的ＰＬＳシグナリングデータ（“ｓｔａｔ”と表示）、動的ＰＬＳシグナリングデータ（“ｄｙｎ”と表示）及びパリティデータ（“ｐａｒｉｔｙ”と表示）を含むことができる。図７５（ａ）で、Ｉは静的ＰＬＳシグナリングデータ及び動的ＰＬＳシグナリングデータを含み、Ｐはパリティデータを含む。
【０７１７】
図７５（ｂ）は、図７５（ａ）に示すデータを分割してフレームにデータを位置させるためのＰＬＳフォーマッティング（ｆｏｒｍａｔｔｉｎｇ）の一例を示す。
【０７１８】
送信機から伝送されたＰＬＳデータが、各フレームに対してＰＬＳデータが変更されるか否かによって分割されて、フレームごとに変更されないリダンダンシー（ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ）データを除いて伝送される場合、受信機は、より一層高いＰＬＳデコーディング性能を有することができる。したがって、ＰＬＳ ｎ及びＰＬＳ ｎ＋１がＰＬＳ反復によってｎ番目のフレームにマッピングされる場合、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュールは、ＰＬＳ ｎの静的ＰＬＳシグナリングデータで反復されるＰＬＳ ｎ＋１の静的ＰＬＳシグナリングデータを除いた、ＰＬＳ ｎ＋１の動的ＰＬＳシグナリングデータ及びＰＬＳ ｎ＋１のパリティデータを含むように、ＰＬＳ ｎ＋１を分割することができる。フレームストラクチャモジュールが現在フレーム内で次のフレームのＰＬＳデータを伝送するための分割方式を、ＰＬＳフォーマッティングと呼ぶことができる。
【０７１９】
ここで、フレームストラクチャモジュールがｎ番目のフレームにマッピングされるＰＬＳ ｎ＋１を分割するとき、ＰＬＳ ｎ＋１のパリティデータは、図７５（ａ）に示すパリティデータ（“Ｐ”と表示）の一部と決定されてもよく、そのサイズはスケーラブルに（ｓｃａｌａｂｌｙ）変更可能である。ＰＬＳフォーマッティングによってフレームストラクチャモジュールによって決定される現在フレームで伝送される次のフレームのＰＬＳデータのパリティビットを、スケーラブルパリティと呼ぶことができる。
【０７２０】
図７５（ｃ）は、図７５（ｂ）で分割されたデータがｎ番目のフレーム及びｎ＋１番目のフレームに位置する例を示す。
【０７２１】
各フレームは、プリアンブル、ＰＬＳ−プレ、ＰＬＳ及びサービスデータ（“Ｄａｔａ ｎ”と表示）を含むことができる。以下では、図７５（ｃ）に示す各フレームの具体的な構造について説明する。図７５（ｃ）に示すｎ番目のフレームは、プリアンブル、ＰＬＳ−プレ、エンコーディングされたＰＬＳ ｎ、エンコーディングされたＰＬＳ ｎ＋１（４００００）の一部及びサービスデータ（“Ｄａｔａ ｎ”と表示）を含むことができる。同様に、ｎ＋１番目のフレームは、プリアンブル、ＰＬＳ−プレ、エンコーディングされたＰＬＳ ｎ＋１（４００１０）、エンコーディングされたＰＬＳ ｎ＋２の一部及びサービスデータ（“Ｄａｔａ ｎ＋１”と表示）を含むことができる。以下の説明で、本発明の一実施例によって、プリアンブルはＰＬＳ−ｐｒｅを含むことができる。
【０７２２】
図７５（ｃ）で、ｎ番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１は、ｎ＋１番目のフレームに含まれたものと異なる。ｎ番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１（４００００）は、ＰＬＳフォーマッティングによって分割され、静的ＰＬＳシグナリングデータを含まないが、ＰＬＳ ｎ＋１（４００１０）は、静的ＰＬＳシグナリングデータを含む。
【０７２３】
スケーラブルパリティが決定されると、フレームストラクチャモジュールは、受信機でｎ＋１番目のフレームを受信する前に、ｎ番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１をデコーティングできるように、ｎ番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１（４００００）の強じん性を維持でき、ｎ番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１（４００００）及びｎ＋１番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１（４００１０）がｎ＋１番目のフレームでデコーディングされる場合、ダイバーシチ利得が得られると見なすことができる。
【０７２４】
ｎ番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１（４００００）のパリティビットが増加する場合、ｎ＋１番目のフレームに含まれたデータ（Ｄａｔａ ｎ＋１）は、ｎ＋１番目のフレームが受信される前に、ｎ番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１（４００００）をデコーティングして得たデータに基づいて、速くデコーディングされてもよい。一方、ＰＬＳ ｎ＋１（４００００）に含まれたスケーラブルパリティが増加し、データ伝送が非効率的になることもある。また、ｎ＋１番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１（４００１０）をデコーディングするためのダイバーシチ利得を得るために、ＰＬＳ ｎ＋１（４００００）の小さいスケーラブルパリティがｎ番目のフレームで伝送される場合、ｎ＋１番目のフレームを受信する前に、ｎ番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１（４００００）をあらかじめデコーティングして、ｎ＋１番目のフレームに含まれたサービスデータ（Ｄａｔａ ｎ＋１）を速くデコーティングするという効果が減少しうる。
【０７２５】
受信機が向上したダイバーシチ利得を得るようにするために、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュールは、ＰＬＳフォーマッティング過程でｎ番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１（４００００）のパリティの構成をｎ＋１番目のフレームに含まれたＰＬＳ ｎ＋１（４００１０）のパリティと可能な限り異なるように決定することができる。
【０７２６】
例えば、ＰＬＳ ｎ＋１のパリティ（Ｐ）が５ビットを含む場合、フレームストラクチャモジュールは、ｎ番目のフレームに含まれ得るＰＬＳ ｎ＋１のスケーラブルパリティを２番目及び４番目のビットと決定し、ｎ＋１番目のフレームに含まれ得るＰＬＳ ｎ＋１のスケーラブルパリティを、１番目、３番目及び５番目のビットと決定することができる。このようにフレームストラクチャモジュールがスケーラブルパリティビットを重複しないように決定すると、ダイバーシチ利得だけでなく、コーディング利得も得ることができる。本発明の更に他の実施例によって、フレームストラクチャモジュールがＰＬＳフォーマッティングを行う場合、ＬＤＰＣデコーディングをする前に、反復的に伝送された情報に対してソフトコンバイニング（ｓｏｆｔ−ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）をして、受信機のダイバーシチ利得を極大化することができる。
【０７２７】
図７５に示すフレーム構造は単なる本発明の一実施例に過ぎず、設計者の意図によって変更可能である。ｎ番目のフレームにおけるＰＬＳ ｎ及びＰＬＳ ｎ＋１（４００００）の順序は、一実施例に過ぎず、設計者の意図によってＰＬＳ ｎ＋１（４００００）がＰＬＳ ｎの前に位置してもよい。これは、ｎ＋１番目のフレームにも同一に適用可能である。
【０７２８】
図７６は、本発明の更に他の実施例に係る信号フレーム構造を示す図である。
【０７２９】
図７６（ａ）に示す信号フレーム４１０１０及び４１０２０はそれぞれ、プリアンブル（Ｐ）、ヘッド／テールエッジシンボル（ＥH／ＥT）、一つ以上のＰＬＳシンボル（ＰＬＳ）及び複数のデータシンボル（“ＤＡＴＡ Ｆｒａｍｅ Ｎ”及び“ＤＡＴＡ Ｆｒａｍｅ Ｎ＋１”と表示）を含むことができる。これは、設計者の意図によって変更可能である。図４１（ａ）及び図４１（ｂ）の各信号フレーム内に表示された“Ｔ＿Ｓｙｎｃ”は、受信機がプリアンブルで取得した情報に基づくＰＬＳデコーディングのための安定した同期化を得るために必要な時間を意味する。以下、Ｔ＿Ｓｙｎｃ時間を確保するためにフレームストラクチャモジュールがＰＬＳ部分を割り当てる方法について説明する。
【０７３０】
プリアンブルは、各信号フレームの先頭に位置し、放送システム及び信号フレームのタイプを識別するための基本伝送パラメータ、同期化のための情報、フレームに含まれた信号の変調及びコーディングに関する情報などを伝送することができる。基本伝送パラメータは、ＦＦＴサイズ、ガードインターバル情報、パイロットパターン情報などを含むことができる。同期化のための情報は、キャリア及び位相（ｐｈａｓｅ）、シンボルタイミング及びフレーム情報を含むことができる。したがって、本発明の更に他の実施例に係る放送信号受信装置は、まず、信号フレームのプリアンブルを検出し、放送システム及びフレームタイプを識別し、選択的に受信機タイプに対応する放送信号を受信及びデコーティングすることができる。
【０７３１】
また、受信機は、検出されてデコーディングされたプリアンブルの情報を用いてシステム情報を取得し、追加的に同期化過程を行って、ＰＬＳデコーディングのための情報を取得することができる。受信機は、プリアンブルをデコーティングして取得した情報に基づいてＰＬＳデコーディングを行うことができる。
【０７３２】
上述したプリアンブルの機能を果たすために、プリアンブルは、サービスデータよりも何ｄＢも高い強じん性で伝送されてもよい。また、プリアンブルは、同期化過程前に検出してデコーディングされなければならない。
【０７３３】
図７６（ａ）は、ＰＬＳシンボルがプリアンブルシンボル又はエッジシンボル（ＥH）に続いてマッピングされる信号フレームの構造を示す。受信機は、Ｔ＿Ｓｙｎｃに該当する時間後に同期化を完了するので、ＰＬＳシンボルを受信した直後にＰＬＳシンボルをデコーディングしなくてもよい。この場合、一つ以上の信号フレームを受信するための時間は、受信機が受信されたＰＬＳデータをデコーティングするまで遅延されてもよい。信号フレームのＰＬＳシンボルが受信される前に同期化が完了してない場合、バッファーを使用してもよいが、複数個のバッファーを必要とするという問題が発生しうる。
【０７３４】
図７６（ｂ）に示す信号フレーム４１０３０及び４１０４０もそれぞれ、図７６（ａ）に示すシンボル（Ｐ、ＥH、ＥT、ＰＬＳ及びＤＡＴＡ Ｆｒａｍｅ Ｎ）を含むことができる。
【０７３５】
本発明の更に他の実施例に係るフレームストラクチャモジュールは、迅速なサービス取得及びデータデコーディングのために信号フレーム４１０３０又は４１０４０のヘッドエッジシンボル（ＥH）とＰＬＳシンボル（ＰＬＳ）との間にＰＬＳオフセット部分４１０３１又は４１０４２を構成することができる。フレームストラクチャモジュールが信号フレームにＰＬＳオフセット部分４１０３１又は４１０４２を構成する場合、プリアンブルは、ＰＬＳオフセット情報（ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔ）を含むことができる。本発明の一実施例によって、ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値は、ＰＬＳオフセット部分を構成するために用いられたＯＦＤＭシンボルの長さと定義されてもよい。
【０７３６】
信号フレームにおける構成されたＰＬＳオフセット部分によって、受信機は、プリアンブルの検出及びデコーディングのための時間に該当するＴ＿Ｓｙｎｃを保障することができる。
【０７３７】
以下、ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値を決定する方法について説明する。
【０７３８】
信号フレーム内のＯＦＤＭシンボルの長さをＴ＿Ｓｙｍｂｏｌと定義する。信号フレームがエッジシンボル（ＥH）を含まない場合、ＰＬＳオフセット（ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値）を含むＯＦＤＭシンボルの長さは、Ｔ＿Ｓｙｎｃ／Ｔ＿Ｓｙｍｂｏｌの上限値（又は、切り上げ値）以上の値と決定されてもよい。
【０７３９】
信号フレームがエッジシンボル（ＥH）を含む場合、ＰＬＳ＿オフセットを含むＯＦＤＭシンボルの長さは、（Ｔ＿Ｓｙｎｃ／Ｔ＿Ｓｙｍｂｏｌの上限値（又は、切り上げ値））−１以上の値と決定されてもよい。
【０７４０】
したがって、受信機は、プリアンブルを検出及びデコーティングして取得したＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値を含むデータに基づいて、受信された信号フレームの構造が把握できる。ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値が０である場合、本発明の一実施例に係る信号フレームは、ＰＬＳシンボルがプリアンブルシンボルに連続して順次にマッピングされる構造を有することが確認できる。又は、ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値が０であり、信号フレームがエッジシンボルを含む場合、受信機は、信号フレームがエッジシンボル及びＰＬＳシンボルがプリアンブルシンボルに連続して順次にマッピングされる構造を有することがわかる。
【０７４１】
フレームストラクチャモジュールは、ＰＬＳオフセット部分４１０３１をデータシンボル（ＤＡＴＡ Ｆｆｒａｍｅ Ｎ）又はＰＬＳシンボル（ＰＬＳ）にマッピングされるように構成できる。したがって、図７６（ｂ）に示すように、フレームストラクチャモジュールは、以前フレーム（例えば、フレームＮ−１）のデータがマッピングされるデータシンボルをＰＬＳオフセット部分に割り当てることができる。又は、図７６（ｂ）に示してはいないが、フレームストラクチャモジュールは、次のフレームのＰＬＳデータがマッピングされるＰＬＳシンボルをＰＬＳオフセット部分に割り当てることができる。
【０７４２】
フレームストラクチャモジュールは、プリアンブルのシグナリングビットを減少させるために、ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔに対し一つ以上の量子化（ｑｕａｎｔｉｚａｔｉｏｎ）演算を行うことができる。
【０７４３】
以下、フレームストラクチャモジュールがＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの２ビットを、シグナルされるプリアンブルに割り当てる例を中心に説明する。
【０７４４】
ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値が“００”である場合、ＰＬＳオフセット部分の長さは０である。これは、ＰＬＳデータが、プリアンブルの直後に信号フレーム又はエッジシンボルが存在する場合、エッジシンボルの直後の信号フレームにマッピングされることを意味する。
【０７４５】
ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値が“０１”である場合、ＰＬＳオフセット部分の長さは、１／４*Ｌ＿Ｆｒａｍｅである。ここで、Ｌ＿Ｆｒａｍｅは、一つのフレームに含まれ得るＯＦＤＭシンボルの個数を意味する。
【０７４６】
ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値が“１０”である場合、ＰＬＳオフセット部分の長さは、２／４*Ｌ＿Ｆｒａｍｅである。
【０７４７】
ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値が“１１”である場合、ＰＬＳオフセット部分の長さは、３／４*Ｌ＿Ｆｒａｍｅである。
【０７４８】
上述したフレームストラクチャモジュールでＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値及びＰＬＳオフセット部分の長さを決定する方法は一実施例に過ぎず、その用語及び値は、設計者の意図によって変更可能である。
【０７４９】
上述したように、図７６は、プリアンブルの検出及びデコーディング後に、同期化のために複数のＯＦＤＭシンボル（ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔ）に該当する時間がかかる場合のフレーム構造を示している。プリアンブルが検出されてデコーディングされた後、受信機は、連続型パイロット（ｃｏｎｔｉｎｕａｌ  ｐｉｌｏｔ）及びガードインターバルのような情報に基づいて複数のＯＦＤＭシンボル（ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔ）を受信するための時間に対して、整数（ｉｎｔｅｇｅｒ）周波数オフセット、部分（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ）周波数オフセット及びサンプリング周波数オフセットを補償することができる。
【０７５０】
以下、本発明の一実施例に係るフレームストラクチャモジュールがＰＬＳオフセット部分を信号フレームに割り当ててＴ＿Ｓｙｎｃを確保する場合に得られる効果について説明する。
【０７５１】
信号フレームがＰＬＳオフセット部分を含む場合、受信機にかかる受信チャネルスキャニング時間及びサービスデータ取得時間が減少しうる。
【０７５２】
具体的に、受信機で検出してデコーディングしたプリアンブルと同じフレーム内のＰＬＳ情報をフレーム受信時間内でデコーディングできるので、チャネルスキャニング時間を減少させることができる。次世代放送システムでは様々なシステムがＴＤＭを用いてフィジカルフレームでデータを伝送してもよく、このため、チャネルスキャニングの複雑度が増加する。このように、本発明の一実施例によってＰＬＳオフセット部分が割り当てられる信号フレームの構造が用いられる場合、チャネルスキャニング時間をより一層減少させることができる。
【０７５３】
また、ＰＬＳオフセット部分が割り当てられない信号フレームの構造（図７６（ａ））と比較して、ＰＬＳオフセット部分が割り当てられる信号フレームの構造（図７６（ｂ））では、受信機が信号フレームの長さとＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔ部分の長さとの差に該当するサービスデータ取得時間利得を期待することができる。
【０７５４】
上述したＰＬＳオフセット部分の割り当て効果は、受信機が受信されたプリアンブルシンボルと同じフレームでＰＬＳデータをデコーティングできない場合に得ることができる。フレームストラクチャモジュールは、ＰＬＳオフセット部分を割り当てることなくプリアンブル及びエッジシンボルをデコーディングするように設計可能な場合、ＰＬＳ＿ｏｆｆｓｅｔの値は０に設定されてもよい。
【０７５５】
図７７は、本発明の更に他の実施例に係る放送信号伝送方法を示すフローチャートである。
【０７５６】
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、一つ以上の放送サービスコンポーネントを伝送するためのサービスデータをエンコーディングすることができる（Ｓ４２０００）。放送サービスコンポーネントは、固定された受信機のための放送サービスコンポーネントに該当し、各放送サービスコンポーネントはフレーム単位で伝送されてもよい。エンコーディング方法は上述したとおりである。
【０７５７】
その後、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、ショートニング及びパンクチャリングに基づいてフィジカルシグナリングデータをＬＤＰＣコードにエンコーディングすることができる。ここで、フィジカルシグナリングデータは、フィジカルシグナリングデータのサイズに基づいて決定されたコードレートに基づいてエンコーディングされる（Ｓ４２０１０）。本発明の一実施例に係る放送信号送信装置でコードレートを決定してフィジカルシグナリングデータをエンコーディングするために、図３６乃至図３９で説明したように、ＬＤＰＣエンコーダモジュールは、ショートニング／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードに基づいて、入力されたＰＬＳデータ又はＢＣＨエンコーディングされたＰＬＳデータに対してＬＤＰＣエンコーディングを行って、ＬＤＰＣエンコーディングされたＰＬＳデータを出力することができる。ＬＤＰＣエンコーディングは、ＢＣＨパリティを含む入力されたフィジカルシグナリングデータによって異なるコードレートを有する親コードタイプのいずれか一つに基づいて行われてもよい。
【０７５８】
その後、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、エンコーディングされたサービスデータをコンステレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）にマッピングすることができる（Ｓ４２０２０）。マッピング方法は、図１６乃至図３５で説明したとおりである。
【０７５９】
その後、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、プリアンブルデータ、フィジカルシグナリングデータ及びマッピングされたサービスデータを含む少なくとも一つの信号フレームを形成する（Ｓ４２０３０）。本発明の一実施例に係る放送信号送信装置が信号フレームを形成するために、図４０及び図４１で説明したように、単一フレームに２つ以上のフレームに関する情報を含む２つ以上のフィジカルシグナリングデータを含めるＰＬＳ反復が用いられてもよい。また、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、信号フレームにマッピングされた現在フレームに対するフィジカルシグナリングデータの前部にオフセット部分を構成し、以前フレームのサービスデータ又は次のフレームのフィジカルシグナリングデータをオフセット部分にマッピングすることができる。
【０７６０】
その後、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、ＯＦＤＭを用いて、形成された信号フレームを変調することができる（Ｓ４２０４０）。
【０７６１】
その後、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、変調された信号フレームを運ぶ一つ以上の放送信号を伝送することができる（Ｓ４２０５０）。
【０７６２】
図７８は、本発明の更に他の実施例に係る放送信号受信方法を示すフローチャートである。
【０７６３】
図７８の放送信号受信方法は、図７７と関連して説明した放送信号送信方法の逆過程に該当する。
【０７６４】
本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、一つ以上の放送信号を受信することができる（Ｓ４３０００）。その後、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、ＯＦＤＭを用いて受信された放送信号を復調することができる（Ｓ４３０１０）。
【０７６５】
その後、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、復調された放送信号から少なくとも一つの信号フレームをパーシングすることができる。ここで、放送信号からパーシングされた信号フレームは、プリアンブルデータ、フィジカルシグナリングデータ及びサービスデータを含むことができる（Ｓ４３０２０）。本発明の一実施例に係る放送信号送信装置で信号フレームを形成するために、図７５及び図７６で説明したように、単一フレームに２つ以上のフレームに関する情報を含む２つ以上のフィジカルシグナリングデータを含めるＰＬＳ反復を用いることができる。また、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、信号フレームにマッピングされた現在フレームに対するフィジカルシグナリングデータの前部にオフセット部分を構成し、以前フレームのサービスデータ又は次のフレームのフィジカルシグナリングデータをオフセット部分にマッピングすることができる。このとき、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、ＬＤＰＣに基づいてフィジカルシグナリングデータをデコーティングすることができる。ここで、フィジカルシグナリングデータは、フィジカルシグナリングデータのサイズに基づいて決定されたコードレートに基づいてエンコーディングされたショートニング／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードである（Ｓ４３０３０）。コードレートを決定してフィジカルシグナリングデータをデコーディングするために、図７１乃至図７４で説明したように、ＬＤＰＣデコーダモジュールは、ショートニング／パンクチャリングされたＬＤＰＣコードに基づいて、入力されたＰＬＳデータ又はＢＣＨエンコーディングされたＰＬＳデータをＬＤＰＣデコーティングして出力することができる。ＬＤＰＣデコーディングは、ＢＣＨパリティを含むフィジカルシグナリングデータのサイズによって、異なるコードレートに基づいて行うことができる。
【０７６６】
その後、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、信号フレームに含まれたサービスデータをデマッピングすることができる（Ｓ４３０４０）。
【０７６７】
その後、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、一つ以上の放送サービスコンポーネントを伝送するサービスデータをデコーティングすることができる（Ｓ４３０５０）。
【０７６８】
図７９は、本発明の更に他の実施例に係るウェーブフォームジェネレーションモジュール及びシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールを示す図である。
【０７６９】
図７９（ａ）は、本発明の更に他の実施例に係るウェーブフォームジェネレーションモジュールを示す。ウェーブフォームジェネレーションモジュールは、前述したウェーブフォームジェネレーションモジュールに該当し得る。本発明の更に他の実施例に係るウェーブフォームジェネレーションモジュールは、新しい参照信号挿入及びＰＡＰＲリダクションブロックを含むことができる。新しい参照信号挿入及びＰＡＰＲリダクションブロックは、前述した参照信号挿入及びＰＡＰＲリダクションブロックに該当し得る。
【０７７０】
本発明は、各信号ブロックの所定の位置に挿入されたＣＰ（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  ｐｉｌｏｔ）パターンを生成する方法を提供する。また、本発明は、低キャパシティーメモリ（ＲＯＭ）を用いてＣＰを作動させる方法を提供する。本発明に係る新しい参照信号挿入及びＰＡＰＲリダクションブロックは、本発明で提供されたＣＰパターンの生成及び作動方法によって動作すればよい。
【０７７１】
図７９（ｂ）は、本発明の更に他の実施例に係るシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールを示す。シンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールは、前述したシンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールに該当し得る。シンクロナイゼーションアンドデモジュレーションモジュールは、新しい参照信号検出器を含むことができる。新しい参照信号検出器は、前述した参照信号検出器に該当し得る。
【０７７２】
本発明に係る新しい参照信号検出器は、本発明で提供するＣＰの生成及び作動方法によってＣＰを用いて受信機の動作を行うことができる。ＣＰは、受信機の同期化に用いられてもよい。新しい参照信号検出器は、受信された参照信号を検出して、受信機の同期化又はチャネル推定を助けることができる。ここで、同期化は、粗い（ｃｏａｒｓｅ）自動周波数制御（ａｕｔｏ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｃｏｎｔｒｏｌ，ＡＦＣ）、微細（ｆｉｎｅ）ＡＦＣ及び／又は共通位相エラー訂正（ｃｏｍｍｏｎ  ｐｈａｓｅ  ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ，ＣＰＥ）を通じて行われてもよい。
【０７７３】
送信機では、ＯＦＤＭシンボルの様々なセルがレファレンス（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）情報を通じて変調されてもよい。レファレンス情報は、パイロットと呼ぶこともできる。パイロットは、ＳＰ（分散型パイロット（ｓｃａｔｔｅｒｅｄ  ｐｉｌｏｔ））、ＣＰ（連続型パイロット（ｃｏｎｔｉｎｕａｌ  ｐｉｌｏｔ））、エッジパイロット、ＦＳＳ（ｆｒａｍｅ  ｓｉｇｎａｌｉｎｇ  ｓｙｍｂｏｌ）パイロット、ＦＥＳ（ｆｒａｍｅ  ｅｄｇｅ  ｓｙｍｂｏｌ）パイロットなどを含むことができる。各パイロットは、パイロットタイプ又はパターンによって特定のブースティングされた（ｂｏｏｓｔｅｄ）電力レベルで伝送されてもよい。
【０７７４】
ＣＰは、前述したパイロットの一つであってもよい。少ない量のＣＰは、ＯＦＤＭシンボル内にランダムに分布して作動されてもよい。この場合、メモリでＣＰポジション情報が保存されるインデックステーブルが効率的である。インデックステーブルは、参照インデックステーブル、ＣＰセット、ＣＰグループなどと呼ぶことができる。ＣＰセットは、ＦＦＴサイズ及びＳＰパターンによって決定されてもよい。
【０７７５】
ＣＰは、各フレームに挿入されてもよい。具体的に、ＣＰは、各フレームのシンボルに挿入されてもよい。ＣＰは、インデックステーブルによるＣＰパターンで挿入されてもよい。しかし、インデックステーブルは、ＳＰパターンが多様化され、活性キャリアの数（ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  ａｃｔｉｖｅ  ｃａｒｒｉｅｒｓ，ＮＯＣ）が増加することによって増加しうる。
【０７７６】
このような問題を解決するために、本発明は、低キャパシティーメモリを用いてＣＰを作動させる方法を提供する。本発明は、パターン反転方式及びポジションマルチプレクシング方式を提供する。これらの方法によって、受信機に必要な記憶容量を低減させることができる。
【０７７７】
ＣＰパターンの設計概念は、次のとおりである。各ＯＦＤＭシンボル内の活性データキャリアの数（ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  ａｃｔｉｖｅ  ｄａｔａ  ｃａｒｒｉｅｒｓ，ＮＯＡ）は一定に維持される。一定のＮＯＡは、所定のＮＯＣ（又は、ＦＦＴモード）及びＳＰパターンに従うことができる。
【０７７８】
ＣＰパターンは、２つの条件、すなわち、シグナリング情報の減少及びタイムインターリーバとキャリアマッピング間の相互作用の単純化を確認するために、ＮＯＣ及びＳＰパターンに基づいて変更されてもよい。
【０７７９】
次に、ＳＰ−ｂｅａｒｉｎｇキャリア及びｎｏｎ−ＳＰ−ｂｅａｒｉｎｇキャリアに位置するＣＰが公正に選択されてもよい。このような選択過程は、周波数選択的チャネルに対して行われてもよい。選択過程は、ＣＰがスペクトル上で略均等な分布をもってランダムに分布することができる。ＮＯＣが増加するにつれてＣＰポジションの数は増加しうる。これは、ＣＰのオーバーヘッドを保存する役割を担うことができる。
【０７８０】
以下、パターン反転方式について簡略に説明する。ＮＯＣで使用可能なＣＰパターン又はＳＰパターンは、インデックステーブルに基づいて生成されてもよい。ＣＰポジション値は、最も小さいＮＯＣを基準にインデックステーブルに羅列されてもよい。インデックステーブルを参照インデックステーブルと呼ぶこともできる。ここで、ＣＰポジション値はランダムに配置されてもよい。大きいＮＯＣの場合、インデックステーブルは、インデックステーブルの分布パターンを逆にして拡張されてもよい。拡張は、従来の技法による単純反復で得られない場合がある。一実施例によって、サイクリックシフティングがインデックステーブルの分布パターンの反転に先立って行われてもよい。パターン反転方式によれば、低キャパシティーメモリを用いてもＣＰが作動できる。パターン反転方式は、ＮＯＣ及びＳＰモードに適用されてもよい。また、パターン反転方式によってＣＰポジションはスペクトル上にランダムに均等に分布することができる。パターン反転方式の詳細は後述する。
【０７８１】
以下、ポジションマルチプレクシング方式について簡略に説明する。パターン反転方式と同様に、ＮＯＣ又はＳＰパターンに利用可能なＣＰパターンをインデックステーブルに基づいて生成することができる。第一に、ＣＰをインデックステーブルに整列することができる。このインデックステーブルを参照インデックステーブルと呼ぶことができる。インデックステーブルは、全てのＮＯＣモードに使用／適用されるように十分に大きなサイズに設計することができる。その後、インデックステーブルは、任意のＮＯＣに対しＣＰポジションがスペクトル上でランダムに均等に分布するように、様々な方法でマルチプレクシングされてもよい。ポジションマルチプレクシング方式の詳細は、後述する。
【０７８２】
図８０は、本発明の一実施例に係るＣＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＳＰとＣＰ ｎｏｔ ｂｅａｒｉｎｇ ＳＰの定義を示す図である。
【０７８３】
パターン反転方式及びポジションマルチプレクシング方式に関する説明に先立って、ランダムＣＰポジション生成器について説明する。パターン反転方式及びポジションマルチプレクシング方式はランダムＣＰポジション生成器を必要とすることができる。
【０７８４】
ランダムＣＰポジション生成器に対していくつかの仮定が必要である。第一に、ＣＰポジションは、所定のＮＯＣでＰＮ生成器によってランダムに選択されると仮定することができる。すなわち、ＣＰポジションは、ＰＲＢＳ生成器を用いてランダムに生成されて参照インデックステーブルに提供されると仮定することができる。各ＯＦＤＭシンボル内のＮＯＡは一定に維持されると仮定することができる。各ＯＦＤＭシンボル内のＮＯＡは、ＣＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＳＰ及びＣＰ ｎｏｔ ｂｅａｒｉｎｇ ＳＰを適宜選択して一定に維持されてもよい。
【０７８５】
図８０で、彩色されていない部分は、ＣＰ ｎｏｔ ｂｅａｒｉｎｇ ＳＰを示し、彩色された部分はＣＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＳＰを示す。
【０７８６】
図８１は、本発明の一実施例に係る参照インデックステーブルを示す図である。
【０７８７】
図８１に示す参照インデックステーブルは、前述した仮定を用いて生成された参照インデックステーブルであってもよい。参照インデックステーブルは、８Ｋ ＦＦＴモード（ＮＯＣ：６８１７）及びＳＰモード（Ｄｘ：２，Ｄｙ：４）を考慮する。図８１（ａ）に示すインデックステーブルは、図８１（ｂ）に示すグラフと表現されてもよい。
【０７８８】
図８２は、ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１で参照インデックステーブルを構成する概念を示す図である。
【０７８９】
以下、ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１について説明する。
【０７９０】
参照インデックステーブルを生成するとき、インデックステーブルは、所定のサイズを有するサブインデックステーブルに区分されてもよい。サブインデックステーブルに、互いに異なるＰＮ生成器（又は、互いに異なるシード（ｓｅｅｄ））を用いてＣＰポジションを生成することができる。図８２は、８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋ  ＦＦＴモードを考慮した参照インデックステーブルを示す。すなわち、８Ｋ ＦＦＴモードの場合、ＰＮ１によって１個のサブインデックステーブルが生成されてもよい。１６Ｋ ＦＦＴモードの場合、ＰＮ１及びＰＮ２によって２個のサブインデックステーブルがそれぞれ生成されてもよい。ＣＰポジションは、前述した仮定に基づいて生成されてもよい。
【０７９１】
例えば、１６Ｋ ＦＦＴモードが支援される場合、全てのＣＰポジションを分布させるために、ＰＮ１及びＰＮ２生成器で得たＣＰポジション値が順次に配列されてもよい。３２Ｋ ＦＦＴモードが支援される場合、全てのＣＰポジションを分布させるために、ＰＮ３及びＰＮ４生成器で得たＣＰポジション値がさらに配列されてもよい。
【０７９２】
したがって、ＣＰは、スペクトル上にランダムに均等に分布することができる。また、ＣＰポジション間の相関関係特性が提供されてもよい。
【０７９３】
図８３は、本発明の一実施例に係るポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１で参照インデックステーブルを生成する方法を示す図である。
【０７９４】
本実施例で、ＣＰポジション情報は、Ｄｘ＝３及びＤｙ＝４のＳＰパターンを考慮して生成されてもよい。また、本実施例は８Ｋ／１６Ｋ／３２Ｋ ＦＦＴモード（ＮＯＣ：１８１７／１３６３３／２７２６５）において具現されてもよい。
【０７９５】
ＣＰポジション値は、基本モードのように、８Ｋ ＦＦＴモードを用いてサブインデックステーブルに保存されてもよい。１６Ｋ又はそれ以上のＦＦＴモードが支援される場合、サブインデックステーブルは保存された基本サブインデックステーブルに追加されてもよい。追加されたサブインデックステーブルの値は、保存された基本サブインデックステーブルに所定の値を追加したり、基本サブインデックステーブルをシフトさせて得ることができる。
【０７９６】
サブインデックステーブル（ＰＮ１、ＰＮ２及びＰＮ３）の最後に提供されたＣＰポジション値は、該当のサブインデックステーブルを拡張する時に必要な値を意味する。すなわち、ＣＰポジション値は、マルチプレクシングのための値であってもよい。サブインデックステーブルの最後に提供されたＣＰポジション値を、図８３で楕円で表示した。
【０７９７】
サブインデックステーブルの最後に提供されたＣＰポジション値ｖは、次の通り表現することができる。
【０７９８】
〔数式１１〕
【数１１】
2016534657.tif 000017
【０７９９】
ここで、ｖは、Ｄｘ・Ｄｙの整数倍ｉと表すことができる。８Ｋ ＦＦＴモードが適用される場合、サブインデックステーブル（ＰＮ１）の最後のポジション値は適用されなくてもよい。１６Ｋ ＦＦＴモードが適用される場合、サブインデックステーブル（ＰＮ１）の最後のポジション値は適用されるが、サブインデックステーブル（ＰＮ２）の最後のポジション値は適用されなくてもよい。同様に、３２Ｋ ＦＦＴモードが適用される場合、サブインデックステーブル（ＰＮ１、ＰＮ２及びＰＮ３）の最後のポジション値が全て適用されてもよい。
【０８００】
ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１において、前述したマルチプレクシングルール（ｒｕｌｅ）は、下の式で表現することができる。下の式は、所定の参照インデックステーブルから各ＦＦＴモードに用いられるＣＰポジションを生成するための数式であってもよい。
【０８０１】
〔数式１２〕
【数１２】
2016534657.tif 000018
【０８０２】
数式１２は、所定の参照インデックステーブルに基づいて各ＦＦＴモードに用いられるＣＰポジションを生成するための数式であってもよい。ここで、ＣＰ＿８Ｋ、ＣＰ＿１６Ｋ、ＣＰ＿３２Ｋはそれぞれ、８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋ ＦＦＴモードにおけるＣＰパターンを示し、ＰＮ＿１／２／３／４はそれぞれ、サブインデックステーブル名称を示す。ＳPN_1/2/3/4はそれぞれ、サブインデックステーブル（ＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３及びＰＮ４）のサイズを示し、α１／２／３は、追加されたＣＰポジションを均等に分布させるためのシフティング値を示す。
【０８０３】
ＣＰ＿８Ｋ（ｋ）及びＣＰ＿１６Ｋ（ｋ）で、ｋは、ＳPN1−１及びＳPN12−１に制限される。ここで、上述したように、最後のＣＰポジション値ｖは除外されるので、−１が追加される。
【０８０４】
図８４は、本発明の一実施例に係るポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２で参照インデックステーブルを構成する概念を示す図である。
【０８０５】
以下、ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２について説明する。
【０８０６】
ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２は、ＦＦＴモードによるＣＰパターンが支援されるように行われてもよい。ＣＰパターン生成方法＃２は、ＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３及びＰＮ４がマルチプレクシングされて、各ＦＦＴモードに適したＣＰを支援するように行われてもよい。ここで、ＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３及びＰＮ４はサブインデックステーブルであり、互いに異なるＰＮ生成器によって生成されたＣＰポジションで構成される。ＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３及びＰＮ４は、ＣＰポジション値がランダムに均等に分布するシーケンスと仮定されてもよい。参照インデックステーブルは、前述したポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１と類似な方法によって生成されてもよいが、具体的なマルチプレクシング方式はＣＰパターン生成方法＃１と相違してもよい。
【０８０７】
パイロット密度（ｄｅｎｓｉｔｙ）ブロックは、Ｎblkと表示することができる。同じ帯域幅で割り当てられたパイロット密度ブロック（Ｎblk）の個数は、ＦＦＴモードによって変更されてもよい。すなわち、８Ｋ ＦＦＴモードの場合、パイロット密度ブロック（Ｎblk）が１個割り当てられ、１６Ｋ ＦＦＴモードの場合、パイロット密度ブロック（Ｎblk）が２個割り当てられ、３２Ｋ ＦＦＴモードの場合、パイロット密度ブロック（Ｎblk）が４個割り当てられてもよい。ＰＮ１乃至ＰＮ４は、ＦＦＴモードによって割り当てられた領域でマルチプレクシングされてＣＰパターンを生成することができる。
【０８０８】
ＰＮ１乃至ＰＮ４は、ランダムで均等のＣＰ分布がなされるように生成されてもよい。したがって、任意の特定チャネルに対する影響を緩和することができる。特に、ＰＮ１は、該当のＣＰポジション値が８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋの物理スペクトルで同じ位置に配置されるように設計されてもよい。この場合、単純なＰＮ１を用いて同期化のための受信アルゴリズムを具現することができる。
【０８０９】
また、ＰＮ１乃至ＰＮ４は、優れた交差相関（ｃｒｏｓｓ  ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性及び自己相関（ａｕｔｏ  ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性を有するように設計されてもよい。
【０８１０】
１６Ｋ ＦＦＴモードでＣＰポジションが追加的に決定されるＰＮ２の場合、ＰＮ２が８Ｋ ＦＦＴモードで決定されたＰＮ１の位置に対して優れた自己相関特性及び均等な分布特性を有するようにＣＰポジションが決定されてもよい。同様に、３２Ｋ ＦＦＴモードでＣＰポジションが追加的に決定されるＰＮ３及びＰＮ４の場合、１６Ｋ ＦＦＴモードで決定されたＰＮ１及びＰＮ２の位置に基づいて自己相関特性及び均等な分布特性が最適化されるようにＣＰポジションが決定されてもよい。
【０８１１】
ＣＰは、スペクトルの両端の所定の部分に配置されなくてもよい。したがって、ＩＣＦＯ（ｉｎｔｅｇｒａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｄｙ  ｏｆｆｓｅｔ）が生成される時、一部のＣＰの損失を減らすことが可能である。
【０８１２】
図８５は、ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２で参照インデックステーブルを生成する方法を示す図である。
【０８１３】
８Ｋ ＦＦＴモードの場合にはＰＮ１が生成され、１６Ｋ ＦＦＴモードの場合にはＰＮ１及びＰＮ２が生成され、３２Ｋ ＦＦＴモードの場合にはＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３及びＰＮ４が生成されてもよい。生成過程は、所定のマルチプレクシングルールによって行われてもよい。
【０８１４】
図８５は、８Ｋ ＦＦＴモードに基づいて１個のパイロット密度ブロック（Ｎblk）で示し得る領域に、１６Ｋ ＦＦＴモードの場合に２個のパイロット密度ブロック（Ｎblk）が含まれ、３２Ｋ ＦＦＴモードの場合には４個のパイロット密度ブロック（Ｎblk）が含まれ得ることを示している。各ＦＦＴモードによって生成されるＰＮは、ＣＰパターンを生成するためにマルチプレクシングされてもよい。
【０８１５】
８Ｋ ＦＦＴモードの場合、ＰＮ１を用いてＣＰパターンを生成することができる。すなわち、ＰＮ１は、８Ｋ ＦＦＴモードにおけるＣＰパターンである。
【０８１６】
１６Ｋ ＦＦＴモードの場合、ＣＰパターンを生成するために、ＰＮ１は、１番目のパイロット密度ブロック（第１Ｎblk）に配置され、ＰＮ２は、２番目のパイロット密度ブロック（第２Ｎblk）に配置されてもよい。
【０８１７】
３２Ｋ ＦＦＴモードの場合、ＣＰパターンを生成するために、ＰＮ１は第１パイロット密度ブロック（第１Ｎblk）に配置され、ＰＮ２は第２パイロット密度ブロック（第２Ｎblk）に配置され、ＰＮ３は第３パイロット密度ブロック（第３Ｎblk）に配置され、ＰＮ４は第４パイロット密度ブロック（第４Ｎblk）に配置されてもよい。本実施例で、ＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３及びＰＮ４が順次に配置される場合、ＰＮ２は、１６Ｋ ＦＦＴモードと類似のスペクトル位置にＣＰを挿入するために、第３パイロット密度ブロック（第３Ｎblk）に配置されてもよい。
【０８１８】
ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２において、前述したマルチプレクシングルールは、下の式で示すことができる。下の式は、所定の参照インデックステーブルから、各ＦＦＴモードに用いられるＣＰポジションを生成するための数式であってもよい。
【０８１９】
〔数式１３〕
【数１３】
2016534657.tif 000019
【０８２０】
数式１３は、所定の参照インデックステーブルに基づいて、各ＦＦＴモードに用いられるＣＰポジションを生成するための数式であってもよい。ここで、ＣＰ＿８Ｋ、ＣＰ＿１６Ｋ、ＣＰ＿３２Ｋはそれぞれ、８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋ ＦＦＴモードにおけるＣＰパターンを表し、ＰＮ１乃至ＰＮ４は、シーケンスを表す。このシーケンスは、４個の擬似ランダムシーケンス（ｐｓｅｕｄｏ  ｒａｎｄｏｍ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ）であってもよい。また、ｃｅｉｌ（Ｘ）は、Ｘの天井関数（ｃｅｉｌｉｎｇ  ｆｕｎｃｔｉｏｎ）であって、Ｘより大きい又は等しい整数のうち、最小値を出力する関数を表し、ｍｏｄ（Ｘ，Ｎ）は、ＸをＮで割った余を出力し得るモジューロ関数である。
【０８２１】
１６Ｋ ＦＦＴモード及び３２Ｋ ＦＦＴモードの場合、ＰＮ１乃至ＰＮ４のシーケンスが、各ＦＦＴモードによって決定されたオフセット位置でマルチプレクシングされてもよい。上の式で、オフセット値は、基本Ｎblkの所定の整数倍のモジューロ演算値で表すことができる。オフセット値は、互いに異なる値であってもよい。
【０８２２】
図８６は、本発明の一実施例に係るポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃３で参照インデックステーブルを生成する方法を示す図である。
【０８２３】
本実施例で、ＰＮ１乃至ＰＮ４を、ＣＰポジション値がランダムに均等に分布するシーケンスと仮定することができる。また、ＰＮ１乃至ＰＮ４は、上述したように、８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋに対する相関（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）特性及び均等な分布特性を満たすように最適化されてもよい。
【０８２４】
本実施例は、チャネル推定のための分散型（ｓｃａｔｔｅｒｅｄ）パイロットパターンに関する。また、本実施例は、周波数方向への距離（Ｄｘ）が８であり、時間方向への距離（Ｄｙ）が２である場合に関する。本実施例は、他のパターンにも適用可能である。
【０８２５】
上述したように、８Ｋ ＦＦＴモードの場合にはＰＮ１が生成され、１６Ｋ ＦＦＴモードの場合にはＰＮ１及びＰＮ２が生成され、３２Ｋ ＦＦＴモードの場合にはＰＮ１、ＰＮ２、ＰＮ３及びＰＮ４が生成されてもよい。生成過程は、所定のマルチプレクシングルールによって行われてもよい。
【０８２６】
図８６は、８Ｋ ＦＦＴモードに基づいて、１個のパイロット密度ブロック（Ｎblk）で示し得る領域に、１６Ｋ ＦＦＴモードの場合に２個のパイロット密度ブロック（Ｎblk）が含まれ、３２Ｋ ＦＦＴモードの場合には４個のパイロット密度ブロック（Ｎblk）が含まれ得ることを示している。
【０８２７】
各ＦＦＴモードによって生成されるＰＮは、ＣＰパターンを生成するためにマルチプレクシングされてもよい。各ＦＦＴモードで、ＣＰはＳＰと重複して配置（ＳＰ  ｂｅａｒｉｎｇ）されてもよく、又はＳＰと重複しないように配置（ｎｏｎ−ＳＰ  ｂｅａｒｉｎｇ）されてもよい。本実施例で、ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰ又はｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰ配置のためのマルチプレクシングルールは、周波数領域で同じ位置にパイロットを配置するために適用されてもよい。
【０８２８】
ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇの場合、ＰＮ１乃至ＰＮ４は、ＣＰポジションがＳＰオフセットパターンに対してランダムに均等に分布するように配置されてもよい。ここで、ＰＮ１乃至ＰＮ４はＳＰ ｂｅａｒｉｎｇセットを形成するシーケンスである。ＰＮ１乃至ＰＮ４は、各ＦＦＴモードに対するマルチプレクシングルールによって配置されてもよい。すなわち、１６Ｋ ＦＦＴモードの場合、ＰＮ１に追加されたＰＮ２は、ＰＮ１が配置されるＳＰオフセットパターンと異なる位置に配置されてもよい。ＰＮ２に対するポジションオフセットは、ＰＮ２がＰＮ１が配置されるＳＰオフセットパターンと異なる位置に配置されるように設定されたり、関係表現を通じて決定されたパターンでＰＮ２が配置されてもよい。同様に、３２Ｋ ＦＦＴモードの場合、ＰＮ３及びＰＮ４は、ＰＮ１及びＰＮ２がＳＰオフセットパターンと異なる位置に配置されるように構成されてもよい。
【０８２９】
ｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇの場合、ＰＮ１乃至ＰＮ４は、関係表現によって配置されてもよい。ここで、ＰＮ１乃至ＰＮ４は、ｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇセットを形成するシーケンスであってもよい。
【０８３０】
ポジションマルチプレクシング方式を用いたＣＰパターン生成方法＃３において、前述したマルチプレクシングルールは、次のような式で示すことができる。下の式は、所定の参照インデックステーブルから、各ＦＦＴモードに用いられるＣＰポジションを生成するための数式であってもよい。
【０８３１】
〔数式１４〕
【数１４】
2016534657.tif 000020
【０８３２】
〔数式１５〕
【数１５】
2016534657.tif 000021
【０８３３】
〔数式１６〕
【数１６】
2016534657.tif 000022
【０８３４】
上の各式は、所定の参照インデックステーブルに基づいて、各ＦＦＴモードに用いられるＣＰポジションを生成するための数式であってもよい。ここで、ＣＰ＿８Ｋ、ＣＰ＿１６Ｋ、ＣＰ＿３２Ｋはそれぞれ、８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋ ＦＦＴモードにおけるＣＰパターンを表し、ＣＰsp＿８Ｋ、ＣＰsp＿１６Ｋ、ＣＰsp＿３２Ｋはそれぞれ、８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋ ＦＦＴモードにおけるＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰパターンを表す。ＣＰnonsp＿８Ｋ、ＣＰnonsp＿１６Ｋ、ＣＰnonsp＿３２Ｋはそれぞれ、８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋ ＦＦＴモードにおけるｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰパターンを表し、ＰＮ１ｓｐ、ＰＮ２ｓｐ、ＰＮ３ｓｐ及びＰＮ４ｓｐは、ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇパイロットのためのシーケンスを表す。このシーケンスは、４個の擬似ランダムシーケンスであってもよい。このシーケンスは、ＳＰ ｂｅｉｎｇセットに含まれてもよい。ＰＮ１ｎｏｎｓｐ、ＰＮ２ｎｏｎｓｐ、ＰＮ３ｎｏｎｓｐ及びＰＮ４ｎｏｎｓｐは、ｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇパイロットのためのシーケンスを表す。このシーケンスは、４個の擬似ランダムシーケンスであって、ｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇセットに含まれてもよい。また、α１６Ｋ,、α１３２Ｋ、α２３２Ｋ、β１６Ｋ、β１３２Ｋ及びβ２３２Ｋは、ＣＰポジションオフセットを表す。
【０８３５】
数式１４で示すように、ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰパターンはそれぞれ、  ＰＮ１ｓｐ, ＰＮ２ｓｐ、ＰＮ３ｓｐ及びＰＮ４ｓｐを用いて生成されてもよい。ｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇパターンは、数式１５で示すように、ＰＮ１ｎｏｎｓｐ、ＰＮ２ｎｏｎｓｐ、ＰＮ３ｎｏｎｓｐ及びＰＮ４ｎｏｎｓｐを用いて生成されてもよい。数式１６で示すように、各ＦＦＴモードのＣＰパターンは、ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰパターン及びｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰパターンで構成されてもよい。すなわち、参照インデックステーブルを生成するために、ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰインデックステーブルをｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰインデックステーブルに追加することができる。結局、ｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰインデックステーブル及びＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰインデックステーブルによってＣＰ挿入が行われてもよい。ここで、ｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰポジション値は、共通ＣＰセットと呼ぶことができ、ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰポジション値は、追加的なＣＰセットと呼ぶことができる。
【０８３６】
上述したように、ＣＰポジションオフセットは、マルチプレクシングのためにあらかじめ決定された値であってもよい。ＣＰポジションオフセットは、ＦＦＴモードによらず同じ周波数に割り当てられてもよく、ＣＰ特性を訂正するために用いられてもよい。
【０８３７】
図８７は、パターン反転（ｒｅｖｅｒｓａｌ）方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１で参照インデックステーブルを構成する概念を示す図である。
【０８３８】
以下、パターン反転方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１について説明する。
【０８３９】
上述したように、参照インデックステーブルを生成する時、インデックステーブルは、所定のサイズを有するサブインデックステーブルに分けることができる。サブインデックステーブルは、互いに異なるＰＮ生成器（又は、互いに異なるシード）用いて生成されたＣＰポジションを含むことができる。
【０８４０】
パターン反転方式において、８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋ ＦＦＴモードで必要な２つのサブインデックステーブルは、２つの互いに異なるＰＮ生成器によって生成されてもよい。３２Ｋ ＦＦＴモードで追加的に必要な２つのサブインデックステーブルは、あらかじめ生成された２つのサブインデックステーブルを反転させて生成することができる。
【０８４１】
すなわち、１６Ｋ ＦＦＴモードが支援される場合、ＰＮ１及びＰＮ２によるＣＰポジションを順次に配列してＣＰポジション分布を得ることができる。しかし、３２Ｋ ＦＦＴモードが支援される場合には、ＰＮ１及びＰＮ２によるＣＰポジションを反転させてＣＰポジション分布を得ることができる。
【０８４２】
したがって、３２Ｋ ＦＦＴモードのＣＰインデックステーブルは、１６Ｋ ＦＦＴモードのＣＰインデックステーブルを含むことができる。また、１６Ｋ ＦＦＴモードのＣＰインデックステーブルは、８Ｋ ＦＦＴモードのＣＰインデックステーブルを含むことができる。一実施例によって、３２Ｋ ＦＦＴモードのＣＰインデックステーブルは保存されてもよく、８Ｋ及び１６Ｋ ＦＦＴモードのＣＰインデックステーブルは、３２Ｋ ＦＦＴモードのＣＰインデックステーブルから選択／抽出して生成されてもよい。
【０８４３】
前述したパターン反転方式によって、ＣＰポジションは、スペクトル上でランダムに均等に分布することができる。また、前述したポジションマルチプレクシング方式と比較して、必要な参照インデックステーブルを減らすことができる。また、受信機に必要なメモリ記憶容量を減少させることができる。
【０８４４】
図８８は、本発明の一実施例に係るパターン反転方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１で参照インデックステーブルを生成する方法を示す図である。
【０８４５】
本実施例で、ＣＰポジション情報は、Ｄｘ＝３及びＤｙ＝４であるＳＰパターンを考慮して生成することができる。また、本実施例は、８Ｋ／１６Ｋ／３２Ｋ ＦＦＴモード（ＮＯＣ：１８１７／１３６３３／２７２６５）において具現されてもよい。
【０８４６】
ＣＰポジション値は、基本モードのように、８Ｋ ＦＦＴモードを用いてサブインデックステーブルに保存されてもよい。１６Ｋ又はそれ以上のＦＦＴモードが支援される場合、サブインデックステーブルは、保存された基本サブインデックステーブルに追加されてもよい。追加されたサブインデックステーブルの値は、保存された基本サブインデックステーブルに所定の値を追加したり、基本サブインデックステーブルをシフトさせて得ることができる。
【０８４７】
３２Ｋ ＦＦＴモードインデックステーブルは、ＰＮ１及びＰＮ２のサブインデックステーブルを反転させて得たサブインデックステーブルを用いて生成することができる。
【０８４８】
ＰＮ１及びＰＮ２サブインデックステーブルの最後に提供されたＣＰポジション値は、該当のサブインデックステーブルが拡張される時に必要な値を示すことができる。すなわち、ＣＰポジション値は、マルチプレクシングのための値であってもよい。サブインデックステーブルの最後に提供されたＣＰポジション値を図８３では楕円で表示した。
【０８４９】
サブインデックステーブルの最後に提供されたＣＰポジション値ｖは、次のように表現することができる。
【０８５０】
〔数式１７〕
【数１７】
2016534657.tif 000023
【０８５１】
ここで、ｖは、Ｄｘ・Ｄｙの整数倍ｉで表すことができる。８Ｋ ＦＦＴモードが適用される場合、サブインデックステーブル（ＰＮ１）の最後のポジション値は適用されなくてもよい。１６Ｋ ＦＦＴモードが適用される場合、サブインデックステーブル（ＰＮ１）の最後のポジション値は適用されるが、サブインデックステーブル（ＰＮ２）の最後のポジション値は適用されなくてもよい。
【０８５２】
３２Ｋ ＦＦＴモードに対するインデックステーブルは、１６Ｋ ＦＦＴモードに対するインデックステーブル及び１６Ｋ ＦＦＴモードに対するインデックステーブルを反転させたインデックステーブルを用いて生成することができる。したがって、サブインデックステーブル（ＰＮ１）の最後のポジション値は２回使用することができ、サブインデックステーブル（ＰＮ２）の最後のポジション値は１回だけ使用することができる。
【０８５３】
サブインデックステーブルの拡張時には、実施例によって、ｖによる拡張は、必要であってもよく、不要であってもよい。すなわち、ｖ無しでサブインデックステーブルを拡張／反転させる実施例が可能である。
【０８５４】
パターン反転方式を用いたＣＰパターン生成方法＃１で、前述したマルチプレクシングルールは、下の式で示すことができる。下の式は、所定の参照インデックステーブルから、各ＦＦＴモードに用いられるＣＰポジションを生成するための数式であってもよい。
【０８５５】
〔数式１８〕
【数１８】
2016534657.tif 000024
【０８５６】
数式１８によって各ＦＦＴモードのＣＰパターンを生成することができる。ここで、シンボルは、上述したシンボルと同一であってもよい。βは、８Ｋ ＦＦＴモードのＮＯＡに最も近似する整数を表す。すなわち、ＮＯＡが６８１７のとき、βは６８１６であってもよい。
【０８５７】
【数１９】
2016534657.tif 000025
【０８５８】
図８９は、本発明の一実施例に係るパターン反転方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２で参照インデックステーブルを構成する概念を示す図である。
【０８５９】
以下、パターン反転方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２について説明する。
【０８６０】
上述したように、参照インデックステーブルを生成する時、インデックステーブルを、所定のサイズを有するサブインデックステーブルに分けることができる。サブインデックステーブルは、互いに異なるＰＮ生成器（又は、互いに異なるシード）を用いて生成されたＣＰポジションを含むことができる。
【０８６１】
上述したように、８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋ ＦＦＴモードで必要な２つのサブインデックステーブルは、２つの互いに異なるＰＮ生成器によって生成することができる。３２Ｋ ＦＦＴモードで追加的に必要な２つのサブインデックステーブルは、あらかじめ生成された２つのサブインデックステーブルを反転させて生成することができる。しかし、パターン反転方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２は、単に、あらかじめ生成された２つのサブインデックステーブルを反転させるものではなく、サイクリックシフティング（ｃｙｃｌｉｃ−ｓｈｉｆｔｉｎｇ）パターンで必要な２個のサブインデックステーブルを生成することができる。実施例よって、サイクリックシフティング動作に先立って反転動作が発生してもよい。又は、実施例によって、サイクリックシフティングの代わりに単純にシフティングが行われてもよい。
【０８６２】
したがって、３２Ｋ ＦＦＴモードにおけるＣＰインデックステーブルは、１６Ｋ ＦＦＴモードのＣＰインデックステーブルを含むことができる。また、１６Ｋ ＦＦＴモードのＣＰインデックステーブルは、８Ｋ ＦＦＴモードのＣＰインデックステーブルを含むことができる。一実施例によって、３２Ｋ ＦＦＴモードにおけるＣＰインデックステーブルを保存し、３２Ｋ ＦＦＴモードにおけるＣＰインデックステーブルから、８Ｋ及び１６Ｋ ＦＦＴモードにおけるＣＰインデックステーブルを選択／抽出して、８Ｋ及び１６Ｋ ＦＦＴモードにおけるＣＰインデックステーブルを生成することができる。
【０８６３】
上述したように、１６Ｋ ＦＦＴモードが支援される場合、ＰＮ１及びＰＮ２によるＣＰポジション値を順次に配列してＣＰポジション分布を得ることができる。しかし、パターン反転方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２によって、３２Ｋ ＦＦＴモードが支援される場合、ＰＮ１及びＰＮ２によるＣＰポジション値はサイクリックシフティングして反転され、ＣＰポジション分布を得ることができる。
【０８６４】
パターン反転方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２によって、ＣＰポジションは、スペクトル上にランダムに均等に分布することができる。また、前述したポジションマルチプレクシング方式と比較して、必要な参照インデックステーブルを減らすことができる。また、受信機に必要なメモリ記憶容量を減少させることができる。
【０８６５】
パターン反転方式を用いたＣＰパターン生成方法＃２において、前述したマルチプレクシングルールは、下の式で示すことができる。下の式は、所定の参照インデックステーブルから、各ＦＦＴモードに用いられるＣＰポジションを生成するための数式であってもよい。
【０８６６】
〔数式１９〕
【数２０】
2016534657.tif 000026
【０８６７】
数式１９によって各ＦＦＴモードのＣＰパターンを生成することができる。ここで、シンボルは、上述のシンボルと同一であってもよい。βは、８Ｋ ＦＦＴモードのＮＯＡに最も近似する整数を表す。すなわち、ＮＯＡが６８１７のとき、βは６８１６であってもよい。γ１／２は、サイクリックシフト値である。
【０８６８】
【数２１】
2016534657.tif 000027
【０８６９】
ＣＰパターンは、前述したＣＰパターン生成方法と異なる方法で生成されてもよい。他の実施例によって、一定ＦＦＴサイズのＣＰセット（ＣＰパターン）は、他のＦＦＴサイズのＣＰセットから有機的に又は従属的に生成することができる。この場合、全体ＣＰセット又はＣＰセットの一部は、生成過程のベースとなり得る。例えば、３２Ｋ ＦＦＴモードのＣＰセットからＣＰポジションを選択／抽出して、１６Ｋ ＦＦＴモードのＣＰセットを生成することができる。同様の方式により、３２Ｋ ＦＦＴモードのＣＰセットからＣＰポジションを選択／抽出して、８Ｋ ＦＦＴモードのＣＰセットを生成することができる。
【０８７０】
他の実施例によって、ＣＰセットは、ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰポジション及び／又はｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰポジションを含むことができる。Ｎｏｎ−ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰポジションは、共通ＣＰセットと呼ぶこともできる。ＳＰ ｂｅａｒｉｎｇ ＣＰポジションは、追加的なＣＰセットと呼ぶこともできる。すなわち、ＣＰセットは、共通ＣＰセット及び／又は追加的なＣＰセットを含むことができる。共通ＣＰセットのみがＣＰセットに含まれる場合を、一般（ｎｏｒｍａｌ）ＣＰモードと呼ぶことができる。ＣＰセットが共通ＣＰセット及び追加的なＣＰセットの両方を含む場合を、拡張されたＣＰモードと呼ぶことができる。
【０８７１】
共通ＣＰセットの値は、ＦＦＴサイズによって異なってもよい。実施例によって、共通ＣＰセットは、前述したパターン反転方式及び／又はポジションマルチプレクシング方式によって生成することができる。
【０８７２】
追加的なＣＰセットの値は、ＳＩＳＯ又はＭＩＭＯのような伝送方法によって異なってもよい。モバイル受信のように追加的な強じん性が必要な状況又は他の理由で、追加的なＣＰポジションがＣＰセットに追加されてもよい。
【０８７３】
結局、ＣＰセット（参照インデックステーブル）によってＣＰ挿入を行うことができる。
【０８７４】
一実施例に係る放送信号送信装置又は前述したウェーブフォームトランスフォームブロック７２００は、フレームストラクチャモジュール１２００で生成された信号フレームにパイロットを挿入し、伝送（Ｔｘ）パラメータを用いて放送信号をＯＦＤＭ変調することができる。本実施例に係る伝送パラメータをＯＦＤＭパラメータと呼ぶこともできる。
【０８７５】
本発明は、次世代送受信（Ｔｘ／Ｒｘ）システムのための伝送（Ｔｘ）帯域に含まれたスペクトルマスクレファレンス（ｓｐｅｃｔｒｕｍ  ｍａｓｋ  ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）を満たし、Ｔｘ効率を極大化させ、様々な受信シナリオに適用することのできるＴｘパラメータを提案する。
【０８７６】
図９０は、本発明の一実施例に係る受信モードに関連した情報を示すテーブルである。
【０８７７】
図９０のテーブルは、次世代放送送受信システムの受信モードによるネットワーク構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）を含む。
【０８７８】
上述したように、本発明の一実施例に係る受信モードは、固定されたループトップ（Ｆｉｘｅｄ  Ｒｏｏｆｔｏｐ）とハンドヘルドポータブル（Ｈａｎｄｈｅｌｄ  ｐｏｒｔａｂｌｅ）環境とに区別され、各環境による代表チャネルを決定することができる。
【０８７９】
また、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、上述した受信モードによって伝送モードを決定することができる。すなわち、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、放送サービスの特性（すなわち、受信モード）によって、放送サービスデータを非ＭＩＭＯ方式（ＭＩＳＯ及びＳＩＳＯ方式）又はＭＩＭＯ方式で処理することができる。したがって、各伝送モードに対する放送信号は、該当の処理方式に対応する伝送チャネルを介して送受信することができる。
【０８８０】
この場合、各伝送モードによる放送信号は信号フレーム単位に区別して伝送されることを一実施例とすることができる。また、各信号フレームは複数のＯＦＤＭシンボルを含むことができ、各ＯＦＤＭシンボルは、上述したプリアンブル（又は、プリアンブルシンボル）及び放送信号に対応するデータを伝送する複数のデータシンボルで構成されてもよい。
【０８８１】
図９０のテーブルの左列は、上述した３つの受信モードを示す。
【０８８２】
固定されたループトップ環境の場合、放送信号受信装置は、地上１０ｍ以上の高さに位置するループトップアンテナ（ｒｏｏｆｔｏｐ  ａｎｔｅｎｎａ）を介して放送信号を受信することができる。したがって、直接的な経路（ｄｉｒｅｃｔ  ｐａｔｈ）が確保されるので、Ｒｉｃｉａｎチャネル（Ｒｉｃｉａｎ  ｃｈａｎｎｅｌ）を代表的に使用し、ドップラー（Ｄｏｐｐｌｅｒ）の影響が少なく、指向性アンテナ（ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ  ａｎｔｅｎｎａ）使用によってチャネルのディレースプレッド（ｄｅｌａｙ  ｓｐｒｅａｄ）の範囲が制限されうる。
【０８８３】
ハンドヘルドポータブル環境及びハンドヘルドモバイル環境の場合、放送信号受信装置は、地上１．５ｍ以下の高さに位置する全方向性アンテナ（ｏｍｉ−ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ  ａｎｔｅｎｎａ）を介して放送信号を受信することができる。この場合、反射波に基づく伝送チャネル環境としてＲａｙｌｅｉｇｈチャネル（Ｒａｙｌｅｉｇｈ  ｃｈａｎｎｅｌ）を代表的に使用し、指向性アンテナよりも長いチャネルのディレースプレッドの範囲を確保することができる。
【０８８４】
また、ハンドヘルドポータブル環境の場合、屋内／屋外の受信環境として、成人歩行速度のような移動性を考慮して低いレベルのドップラー環境を支援することができる。図９０に示すハンドヘルドポータブル環境の場合、固定環境と歩行者（ｐｅｄｅｓｔｒｉａｎ）環境とに区別されてもよい。
【０８８５】
一方、ハンドヘルドモバイル環境の場合、高いドップラー環境を支援し得るように、受信者の歩行速度の他、自動車、電車などの車両移動速度も考慮しなければならない。
【０８８６】
図９０のテーブルの右列は、各受信モードによるネットワーク構成を示す。
【０８８７】
ネットワーク構成は、ネットワーク構造を意味することができる。本発明の一実施例に係るネットワーク構成は、ネットワーク内周波数運用方式によって、複数個の周波数で構成されるＭＦＮ（Ｍｕｌｔｉ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）と一つの周波数で構成されるＳＦＮ（Ｓｉｎｇｌｅ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）とに区別可能である。
【０８８８】
ＭＦＮは、広い地域で多い周波数を用いて放送信号を伝送するネットワーク構造であり、同一地域に位置している複数個の伝送タワー（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ  ｔｏｗｅｒ）、又は放送信号送信機は、互いに異なる周波数で放送信号を伝送することができる。この場合、ネットワーク内の地形、地物などによって発生する自然的なエコー（ｎａｔｕｒａｌ  ｅｃｈｏ）によるディレースプレッドが形成されうる。また、放送信号受信機は、一つの電波のみを受信するように設計されるので、受信品質は、受信した電波のサイズによって決定され得る。
【０８８９】
ＳＦＮは、同じ地域に位置した複数個の放送信号送信機が同じ周波数で同じ放送信号を伝送できるネットワーク構造を意味する。この場合、追加的な人為的エコー（ｍａｎ−ｍａｄｅ  ｅｃｈｏ）によって伝送チャネルの最大ディレースプレッド（ｍａｘｉｍｕｍ  ｄｅｌａｙ  ｓｐｒｅａｄ）が長くなる。また、受信する電波と妨害する周波数の電波間の相互比率、遅延時間などによって受信品質が影響を受けることがある。
【０８９０】
伝送パラメータを決定する際に、ガードインターバルの値は、シンボル間干渉（ｉｎｔｅｒ  ｓｙｍｂｏｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）を最小化するために、伝送チャネルの最大ディレースプレッドを考慮して決定することができる。ガードインターバルは、伝送される放送信号に付加的に挿入されるリダンダントデータ（ｒｅｄｕｎｄａｎｔ  ｄａｔａ）であるから、全体伝送電力効率を考慮してＳＮＲ損失を最小化するように、全体シンボルデューレーション（ｓｙｍｂｏｌ  ｄｕｒａｔｉｏｎ）を設計しなければならない。
【０８９１】
図９１は、本発明の一実施例に係る放送信号の帯域幅を示す図である。
【０８９２】
図９１を参照すると、本発明の一実施例に係る放送信号の帯域幅は、ウェーブフォームトランスフォーム帯域幅（ｗａｖｅｆｏｒｍ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ  ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）と同一であり、ウェーブフォームトランスフォーム帯域幅は、チャネル帯域幅（ｃｈａｎｎｅｌ  ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）とスペクトルマスクを含むことができ、チャネル帯域幅は、信号帯域幅（ｓｉｇｎａｌ  ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）を含むことができる。本発明の一実施例に係る伝送パラメータは、次世代放送送受信システムに割り当てられた該当のチャネル帯域幅内で隣接チャネルの干渉を最小化するために要求されるスペクトルマスクを満足させながら、該当の放送信号の帯域幅内で伝送効率を最大化するために設計されなければならない。また、上述したウェーブフォームジェネレーションモジュール１３００が入力信号を変換するとき、複数の搬送波を使用できるので、伝送パラメータは、ウェーブフォームトランスフォーム帯域幅（ｗａｖｅｆｏｒｍ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ  ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）で用いられた副搬送波の個数によって各副搬送波の間隔を構成又は調整し、時間領域における全シンボルの長さを決定し、次世代放送送受信システムの受信シナリオに適した伝送モードを分類して、これに基づいて設計することができる。
【０８９３】
図９２は、一実施例に係る伝送パラメータを含むテーブルである。
【０８９４】
図９２の（Ａ）は、上述した受信モード及びネットワーク構成による伝送パラメータとして用いられるガードインターバルの値を示すテーブルであり、図９２の（Ｂ）は、上述した受信モード及びネットワーク構成による伝送パラメータとして用いられる車両速度（ｖｅｈｉｃｌｅ  ｓｐｅｅｄ）の値を示すテーブルである。
【０８９５】
上述したように、ガードインターバルは、受信シナリオによってネットワーク構成及び受信アンテナの環境に基づく最大ディレースプレッドを考慮して設計することができる。
【０８９６】
伝送パラメータとしての車両速度は、受信シナリオの区別によって、ネットワーク構成及び受信アンテナの環境を考慮して設計、決定することができる。
【０８９７】
本発明では、次世代放送送受信システムの設計最適化のために、ガードインターバル（又は、エレメンタリーガードインターバル）及び車両速度を設定し、最適化スケーリングファクター（ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｓｃａｌｉｎｇ  ｆａｃｔｏｒ）を用いて伝送パラメータを最適化する方法を提案する。
【０８９８】
本発明の一実施例に係る信号フレームに含まれたシンボル（又は、ＯＦＤＭシンボル）は特定デューレーションの間に伝送され得る。また、各シンボルは、アクティブシンボルデューレーション長に該当するユースフルパート（ｕｓｅｆｕｌ  ｐａｒｔ）に対応するガードインターバル領域及びガードインターバルを含むことができる。この場合、ガードインターバル領域はユースフル領域の前に位置してもよい。
【０８９９】
（Ａ）に示すように、本発明の一実施例に係るガードインターバルは、上述した受信モード別に、ＮG_a1，ＮG_a2，…、ＮG_b1，ＮG_b2，…、ＮG_c1，ＮG_c2，…、ＮG_d1，ＮG_d2，…、ＮG_e1，ＮG_e2，…、ＮG_f1，ＮG_f2，…、ＮG_g1，ＮG_g2，…、ＮG_h1，ＮG_h2，…に設定されてもよい。
【０９００】
（Ａ）に示すガードインターバル（ａ）及び（ｂ）は、本発明の一実施例に係る次世代放送送受信システムに適用され得るガードインターバルの実施例を意味する。具体的に、ガードインターバル（ａ）は２５μｓ、ガードインターバル（ｂ）は３０μｓを、エレメンタリーガードインターバルとして設定した場合の実施例を示す。上述した実施例で、ネットワーク構造に基づく最適化及び伝送信号の伝送効率及びＳＮＲ損失を最適化するための最適化スケーリングファクターを、Ｌalpha1、Ｌalpha2、Ｌbeta1、又はＬbeta2に設定する。
【０９０１】
（Ｂ）に示すように本発明の一実施例に係る車両速度は、上述した受信モード別に、ｑｕａｓｉ ｓｔａｔｉｃ、＜Ｖp_a1ｋｍ／ｈ、＜Ｖp_b1ｋｍ／ｈ、Ｖm_a1ｋｍ／ｈ〜Ｖm_a2ｋｍ／ｈ、又はＶm_b1ｋｍ／ｈ〜Ｖm_b2ｋｍ／ｈに設定されてもよい。
【０９０２】
また、（Ｂ）に示す車両速度（ａ）は、本発明の一実施例に係る次世代放送送受信システムに適用され得る車両速度の実施例である。
【０９０３】
本実施例によって、各受信シナリオによってエレメンタリー車両速度（ｅｌｅｍｅｎｔａｒｙ  ｖｅｈｉｃｌｅ  ｓｐｅｅｄ）を、ｑｕａｓｉ−ｓｔａｔｉｃ、３ｋｍ／ｈ、３ｋｍ／ｈ〜２００ｋｍ／ｈに設定し、ネットワーク構造による最適化及び伝送信号の伝送効率及び時変（ｔｉｍｅ−ｖａｒｉａｎｔ）チャネル推定を最適化するための最適化スケーリングファクターを、Ｖalpha1、Ｖalpha2、Ｖbeta1、Ｖbeta1に設定した実施例を示す。
【０９０４】
以下の式は、本発明で最適化された伝送信号の有効信号帯域幅（ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ  ｓｉｇｎａｌ  ｂａｎｄｗｉｄｔｈ、以下、ｅＢＷという。）を決定するための数式である。
【０９０５】
〔数式２０〕
【数２２】
2016534657.tif 000028
【０９０６】
上記の数式２０で、Ｎwaveform_scalingは、ウェーブフォームスケーリングファクターを表し、Ｎpilotdensityは、パイロット密度スケーリングファクター（ｐｉｌｏｔ  ｄｅｎｓｉｔｙ  ｓｃａｌｉｎｇ  ｆａｃｔｏｒ）を表し、ＮeBWは、有効信号帯域幅スケーリングファクターを表し、αは、付加的な帯域幅ファクター（ａｄｄｉｔｉｏｎａｌ  ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  ｆａｃｔｏｒ）を表す。また、Ｆｓは、サンプリング周波数を表す。
【０９０７】
本発明では、チャネル帯域幅によるスペクトルマスクに最適化された有効信号帯域幅（ｅＢＷ）を決定するために、上述したファクターを最適化パラメータ（又は、最適パラメータ）として使用することができる。具体的に、本発明の数式によれば、ウェーブフォームトランスフォーム帯域幅（サンプリング周波数）を調整して伝送パラメータの伝送効率を極大化させることができる。以下、数式に表された各ファクターを具体的に説明する。
【０９０８】
ウェーブフォームスケーリングファクターは、ウェーブフォーム変換に用いられる搬送波の帯域幅によるスケーリング値である。本発明の一実施例に係るウェーブフォームスケーリングファクターは、ＯＦＤＭの場合、ＮＦＦＴ（ｎｏｎｅｑｕｉｓｐａｃｅｄ  ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の長さに比例する任意の値に設定されてもよい。
【０９０９】
パイロット密度スケーリングファクターは、参照信号挿入及びＰＡＰＲリダクションブロック７１００で挿入された参照信号の定められた位置によって設定される値であり、参照信号の密度によって設定されてもよい。
【０９１０】
有効信号帯域幅スケーリングファクターは、伝送チャネル帯域幅内のスペクトルマスクの規定を満足させながら、伝送信号の帯域幅を最大化させ得る任意の値に設定されてもよい。これによって、最適のｅＢＷを設計することができる。
【０９１１】
付加的な帯域幅ファクターは、伝送信号帯域幅に必要な付加的な情報及び構造を調整するために任意の値に設定されてもよい。また、付加的な帯域幅ファクターは、参照信号を挿入して、スペクトルのエッジ（ｅｄｇｅ）チャネル推定性能（ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）を改善するために用いられてもよい。
【０９１２】
ＮｏＣ（Ｎｕｍｂｅｒ  ｏｆ  Ｃａｒｒｉｅｒ）は、信号帯域幅で伝送されるキャリアの総個数であり、数式の中括弧に含まれた数式で示すことができる。
【０９１３】
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、変換に用いられる副搬送波の個数によって、有効信号帯域幅（ｅＢＷ）を最適化するための伝送パラメータを使用することができる。また、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、上述した有効信号帯域幅スケーリングファクターを、有効信号帯域幅（ｅＢＷ）を最適化するための伝送パラメータとして使用することができる。
【０９１４】
有効信号帯域幅（ｅＢＷ）スケーリングファクターは、所定の参照信号のパイロット密度単位で拡張し、スペクトルマスクに対して最適化された最大値に設定されてもよい。この場合、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、パイロット密度単位によって、発生可能な曖昧な部分のウェーブフォームトランスフォーム帯域幅（すなわち、サンプリング周波数）を調整することによって、スペクトルマスクに対するｅＢＷスケーリングファクターを決定することができる。
【０９１５】
図９３は、本発明の一実施例に係るｅＢＷを最適化するための伝送パラメータを含むテーブルである。
【０９１６】
図９３に示す伝送パラメータは、６ＭＨｚチャネル帯域幅に対してＦＣＣ（Ｆｅｄｅｒａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｃｏｍｍｉｓｓｉｏｎ）スペクトルマスクを満たすと同時に、ＯＦＤＭ方式に基づいて次世代放送システムのｅＢＷを最適化することができる。
【０９１７】
（Ａ）は、上述した本発明の一実施例に係るガードインターバル（ａ）及び車両速度（ａ）に対して設定される伝送パラメータ（例示（Ａ）参照）を示し、（Ｂ）は、ガードインターバル（ｂ）及び車両速度（ｂ）に対して設定される伝送パラメータ（例示（Ｂ）参照）を示す。
【０９１８】
（Ａ’）は、上述した（Ａ）によって設定されたＦＦＴ及びＧＩモードの結合のためのＧＩデューレーションの実施例を示すテーブルであり、（Ｂ’）は、上述した（Ｂ）によって設定されたＦＦＴ（ＮＦＦＴ）及びＧＩモードの結合のためのＧＩデューレーションの実施例を示すテーブルである。
【０９１９】
（Ａ）及び（Ｂ）に示す伝送パラメータは、３つのＦＦＴモード（すなわち、８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋ）に対して設定されているが、必要によって、他のＦＦＴモード（すなわち、１Ｋ／２Ｋ／４Ｋ／６４Ｋ ＦＦＴモード）にも適用可能である。また、（Ａ）及び（Ｂ）は、各ＦＦＴモードによって適用できる最適化スケーリングファクターの様々な実施例を示している。
【０９２０】
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、（Ａ）及び（Ｂ）に示す伝送パラメータ、受信シナリオ及びネットワーク構成を考慮して参照信号を時間及び周波数領域に挿入することができ、参照信号は、同期化及びチャネル推定のための付加的な情報として用いられてもよい。
【０９２１】
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、ガードインターバルに対するチャネル推定範囲の比率を考慮して参照信号の密度（Ｎｐｉｌｏｔｄｅｎｓｉｔｙ）と最適化されたｅＢＷを設定することができる。また、本発明の一実施例に係るウェーブフォームスケーリングファクターは、各ＦＦＴモードに対するＦＦＴサイズに比例して決定されてもよい。
【０９２２】
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、ウェーブフォームトランスフォームによってＩＦＦＴでガードバンドとして用いられるヌルキャリアを除いた残りのキャリアの総個数が決定されると、ウェーブフォームトランスフォーム帯域幅（すなわち、サンプリング周波数）を調整して、スペクトルマスクを超えない最大信号帯域幅を決定することができる。サンプリング周波数は、最適化された信号帯域幅を決定し、ＯＦＤＭシンボルデューレーションとサブキャリア間隔（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ  ｓｐａｃｉｎｇ）を決定するために用いられてもよい。したがってサンプリング周波数は、前述したガードインターバル及び車両速度の伝送チャネル及び受信シナリオだけでなく、伝送信号の効率及びＳＮＲ損失などを全て考慮して決定されてもよい。同図の（Ａ）は、Ｆｓの値が２２１／３２ＭＨｚに設定された実施例を示し、（Ｂ）は、Ｆｓの値が（１７５３／２５６）ＭＨｚに設定された実施例を示す。
【０９２３】
（Ａ）及び（Ｂ）に示すｆｃは、ＲＦ信号の中心周波数（ｃｅｎｔｒａｌ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を表し、Ｔｕは、アクティブシンボルデューレーションを表す。
【０９２４】
図９４は、本発明の他の実施例に係るｅＢＷを最適化するための伝送パラメータを含むテーブルである。
【０９２５】
（Ａ）は、図９３の（Ａ）と同じ伝送パラメータ（例示（Ａ））を示すテーブルである。（Ｂ）は、図９３の（Ｂ）のテーブルの他の実施例であり、ガードインターバル（ｂ）及び車両速度（ｂ）に対して設定される伝送パラメータ（例示（Ｂ−１））を示すテーブルである。
【０９２６】
また、（Ａ’）は、（Ａ）によって設定されたＦＦＴ及びＧＩモードの結合のためのＧＩデューレーションの実施例を示すテーブルであり、（Ｂ’）は、上述した（Ｂ）によって設定されたＦＦＴ及びＧＩモードの結合のためのＧＩデューレーションの実施例を示すテーブルである。
【０９２７】
図９４に示す各伝送パラメータの機能及び値は、図９４の（Ｂ）の中間列のＴｕ値が、図９３の（Ｂ）とは違い、２３９２．６に変更された点以外は図９３と同一であり、便宜上、具体的な説明は省略する。
【０９２８】
図９５は、本発明の更に他の実施例に係るｅＢＷを最適化するための伝送パラメータを含むテーブルである。
【０９２９】
（Ａ）は、図９４の（Ｂ）の他の実施例を示すテーブルである。具体的に、（Ａ）は、Ｆｓの値が２１９／３２ＭＨｚに設定された場合の伝送パラメータ（例示（Ｂ−２））を示すテーブルである。（Ｂ）は、上述した（Ａ）の概念によって設定されたＦＦＴ及びＧＩモードの結合のためのＧＩデューレーションの実施例を示すテーブルである。
【０９３０】
（Ａ）に表された伝送パラメータは、図９４の（Ｂ）に示す伝送パラメータと比較すると、ｆｃ、Ｔｕ値は増加したが、ｅＢＷ値は減少した。この場合、ｅＢＷ値は、チャネル帯域幅に対して因数として設定可能な特定値に設定されることを一実施例とすることができる。
【０９３１】
図９６は、本発明の更に他の実施例に係る伝送パラメータを示す。
【０９３２】
図９６の（Ａ）からわかるように、スケーリングファクターと、５，７，８ＭＨｚのチャネル帯域幅に該当するＦｓ値の設定を６ＭＨｚのＦｓ値を基準に計算したスケーリングファクターとの積に換算して導出した結果を示す。スケーリングファクターはチャネル帯域幅の比率に該当し得る。
【０９３３】
図９６の（Ｂ）は、図９３乃至図９５で説明したｅＢＷを最適化するための伝送パラメータを示すテーブルである。
【０９３４】
具体的に（Ｂ）の上段に位置したテーブルは、図９３の（Ａ）及び図９４の（Ｂ）で説明した５、６、７、８ＭＨｚのチャネル帯域幅に該当する伝送パラメータを示す。
【０９３５】
（Ｂ）の中段に位置したテーブルは、図９４の例示（Ｂ−１）の５、６、７、８ＭＨｚのチャネル帯域幅に該当する伝送パラメータを示す。
【０９３６】
（Ｂ）の下段に位置したテーブルは、図９５の例示（Ｂ−２）の５、６、７、８ＭＨｚのチャネル帯域幅に該当する伝送パラメータを示す。
【０９３７】
（Ａ）の第２行は、（Ｂ）の上段に位置したテーブルにおいて各チャネル帯域幅に該当するＦｓ値の設定を、６ＭＨｚのＦｓ値を基準にして計算したスケーリングファクターの積で換算して導出した結果を示す。
【０９３８】
（Ａ）の第３行は、（Ｂ）の中段に位置したテーブルにおいて各チャネル帯域幅に該当するＦｓ値の設定を、６ＭＨｚのＦｓ値を基準にして計算したスケーリングファクターの積で換算して導出した結果を示し、（Ａ）の第３行は、（Ｂ）の下段に位置したテーブルにおいて各チャネル帯域幅に該当するＦｓ値の設定を、６ＭＨｚのＦｓ値を基準にして計算したスケーリングファクターの積で換算して導出した結果を示す。
【０９３９】
図９７は、本発明の一実施例に係る伝送（Ｔｘ）信号のＰＳＤ（Ｐｏｗｅｒ  Ｓｐｅｃｔｒａｌ  Ｄｅｎｓｉｔｙ）を示すグラフである。
【０９４０】
図９７は、チャネル帯域幅が６ＭＨｚである場合、上述した伝送パラメータを用いて計算された伝送信号のＰＳＤを示す。
【０９４１】
（Ａ）の左グラフは、図９３乃至図９４で説明した例示（Ａ）のＦＣＣスペクトルマスクに対して最適化された伝送信号のＰＳＤを示し、（Ａ）の右グラフは、左グラフの一部を拡大した結果を示す。
【０９４２】
（Ｂ）の左グラフは、図９３で説明した例示（Ｂ）のＦＣＣスペクトルマスクに対して最適化された伝送信号のＰＳＤを示し、（Ｂ）の右グラフは、左グラフの一部を拡大した結果を示す。
【０９４３】
（Ａ）及び（Ｂ）の右グラフに示すように、各グラフは、ＦＣＣスペクトルマスクの規定を指す線、及び８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋのそれぞれに該当する伝送パラメータを用いて導出された伝送信号のＰＳＤを指示する線を示している。
【０９４４】
図９７に示すように、伝送信号の効率を最適化するためには、ターゲットスペクトルマスクのブレークポイント（ｂｒｅａｋｐｏｉｎｔ）で各伝送信号のＰＳＤはスペクトルマスクの限界点（ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）を超える必要はない。また、必要な場合、帯域外放出（ｏｕｔ  ｏｆ  ｂａｎｄ  ｅｍｉｓｓｉｏｎ）伝送信号のＰＳＤは、ベースバンドフィルターによって制限されてもよい。
【０９４５】
図９８は、本発明の他の実施例に係る受信モードに関連した情報を示すテーブルである。
【０９４６】
図９８は、図９０の受信モードに関連した情報を示すテーブルの他の実施例を示しており、各受信モードに該当するネットワーク構成、ＦＦＴ値（ＮＦＦＴ）、ガードインターバル及び車両速度を示すテーブルである。ガードインターバル及び車両速度は、図９２で説明したとおりである。
【０９４７】
固定されたループトップ環境は時変伝送チャネル環境に該当し、ドップラー影響が少ないので、１６Ｋ、３２Ｋなどの大きいサイズのＦＦＴを用いることができる。また、ネットワーク構成に適したガードインターバル及び参照信号などのリダンダンシー（ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ）比率に対してデータの効率を上げるデータ伝送をすることができる。
【０９４８】
ハンドヘルドポータブル環境の場合、屋内／屋外の受信環境であって、成人歩行速度のような移動性を考慮して低いレベルのドップラー環境が支援されてもよく、高い周波数敏感度を支援可能な８Ｋ、１６Ｋ、３２ＫなどのＦＦＴを利用することができる。
【０９４９】
ハンドヘルドモバイル環境の場合、受信者の歩行速度の他、車両、電車などの移動速度も考慮しなければならないことから、高いドップラー環境を支援し、相対的に低い周波数敏感度を支援可能な４Ｋ、８Ｋ、１６ＫなどのＦＦＴを利用することができる。
【０９５０】
また、本発明の一実施例に係るガードインターバルは、各受信別ネットワーク構成を考慮して、同一レベルのカバレッジ（ｃｏｖｅｒａｇｅ）を支援できるように設定されてもよい。
【０９５１】
以下では、上述した伝送パラメータの実施例に基づいて、伝送チャネル推定のための参照信号としてのパイロットパターン及びパイロットモードを提案する。
【０９５２】
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置又は上述したウェーブフォームトランスフォームブロック７２００は、フレームストラクチャモジュール１２００で生成された信号フレームに対してパイロットを挿入し、伝送パラメータを用いて放送信号をＯＦＤＭ変調することができる。ＯＦＤＭシンボルに含まれた様々なセルは、レファレンス情報（すなわち、パイロット）を用いて変調されてもよい。この場合、パイロットは、放送信号受信機で既に知っている情報を伝送するために用いられ、各パイロットは、パイロットパターンで指定された特定されたパワーレベルで伝送されてもよい。
【０９５３】
本発明の一実施例に係るパイロットは、フレーム同期化、周波数及び時間同期化、チャネル推定などのために用いられてもよい。
【０９５４】
本発明の一実施例に係るパイロットモードは、伝送パラメータのオーバーヘッドを減らし、最適化された放送信号を伝送するために設定されるパイロットを指示するための情報である。上述したパイロットパターン及びパイロットモードは、上述した受信モード及びネットワーク構成に対して同一に適用されてもよい。また、本発明の一実施例に係るパイロットパターン及びパイロットモードは、信号フレーム内のデータシンボルに対して適用されてもよい。
【０９５５】
図９９は、本発明の一実施例に係る最大チャネル推定範囲とガードインターバルとの関係を示す図である。
【０９５６】
上述したように、数式２０は、伝送信号の有効信号帯域幅を決定するためのものであり、最適化パラメータとしてパイロット密度スケーリングファクターを使用することができる。この場合、数式２０は、ＳＩＳＯチャネル推定のためのパイロット信号の時間、周波数の配置及びデータ効率と関連したパイロット密度、Ｄｘ、Ｄｙの値を最適化して決定することができる。
【０９５７】
パイロット密度は、時間及び周波数領域のパイロット間の距離の積に該当し、シンボル内パイロットが占めるパイロットオーバーヘッドは、パイロット密度の逆数に該当する。
【０９５８】
Ｄｘは、周波数領域でパイロット間の距離を意味し、Ｄｙは、時間領域でパイロット間の距離を意味する。Ｄｙは、最大許容ドップラースピード（ｍａｘｉｍｕｍ  ｔｏｌｅｒａｂｌｅ  Ｄｏｐｐｌｅｒ  ｓｐｅｅｄ）を決定するために用いることができる。したがって、Ｄｙは、受信シナリオの分類によって決定された車両速度を反映して最適化された値と決定することができる。
【０９５９】
上述したように、パイロット密度は、パイロットオーバーヘッドを決定するために用いることができ、Ｄｘ、Ｄｙの値は、伝送チャネルの状態及び伝送効率を考慮して設定することができる。
【０９６０】
図９９に示す最大チャネル推定範囲（ＴＣｈＥｓｔ）は、上述した伝送パラメータＴｕをＤｘで割った値によって決定することができる。
【０９６１】
最大チャネル推定範囲内には、一定の長さを有するガードインターバル、プレエコー領域（ｐｒｅ−ｅｃｈｏ  ｒｅｇｉｏｎ）及びポストエコー領域（ｐｏｓｔ−ｅｃｈｏ  ｒｅｇｉｏｎ）を含まれてもよい。
【０９６２】
与えられたガードインターバルと最大チャネル推定範囲の比率は、ガードインターバルを推定するためのチャネル推定範囲の余裕（ｍａｒｇｉｎ）を意味する。チャネル推定範囲の余裕値がガードインターバルの長さを超える場合、超える値はそれぞれ、プレエコー領域及びポストエコー領域に割り当てられてもよい。プレエコー領域及びポストエコー領域は、ガードインターバルの長さを外れたチャネルインパルス応答（ｃｈａｎｎｅｌ  ｉｍｐｕｌｓｅ  ｒｅｓｐｏｎｓｅ）を推定するために用いることができ、同期化過程で発生しうるタイミングエラーの推定又は補償のために用いられる領域として用いることができる。しかし、余裕のサイズが大きくなると、パイロットオーバーヘッドを増加させ、伝送効率を減少させうる。
【０９６３】
図１００及び図１０１は、上述したガードインターバル（Ａ）、（Ｂ）及び車両速度によるパイロットパラメータを定義したテーブルを示す。以下、図１００及び図１０１に示す各テーブルについて具体的に説明する。
【０９６４】
図１００は、本発明の一実施例に係るパイロットパラメータを定義したテーブルを示す図である。
【０９６５】
図１００は、上述したガードインターバル（Ａ）及び車両速度によるパイロットパラメータを示す図であり、（Ａ）は、ＳＩＳＯ及びＭＩＸＯ伝送チャネルに用いられるパイロットパターンを示すテーブルであり、（Ｂ）は、ＳＩＳＯ及びＭＩＸＯ伝送チャネルに用いられるパイロットパターンの構成を示し、（Ｃ）は、ＭＩＸＯ伝送チャネルに用いられるパイロットパターンの構成を示すテーブルである。
【０９６６】
具体的に、（Ａ）は、それぞれのパイロット密度値に対して決定されたパイロットパターン及び各パイロットパターンごとにＳＩＳＯ及びＭＩＸＯ伝送チャネルのそれぞれにおいて定義されたＤｘ及びＤｙ値を示す。本実施例に係るパイロットパターンはＰＰ５−４と表示されてもよく、１番目の数字はＤｘの値を表し、 ２番目の数字はＤｙ値を表す。同一のパイロット密度でＤｘの値が小さくなると、パイロットパターンは一層長いディレースプレッドを支援することができる。Ｄｙの値が小さくなると、パイロットパターンはより一層速いドップラー環境に適応的に対応することができる。
【０９６７】
（Ｂ）及び（Ｃ）は、ガードインターバルのデューレーションとＦＦＴ値によるパイロットパターン構成を含むテーブルである。具体的に、（Ｂ）及び（Ｃ）に示す各テーブルの第１行に示す数字は、ガードインターバルのデューレーションを表し、第１列は、図９３乃至図９６で説明したＦＦＴ値（ＮＦＦＴ）を表すことができる。（Ｂ）と（Ｃ）は、ＭＩＸＯ場合のパイロットパターンの構成を示すという点では同一であるが、（Ｂ）は、パイロットオーバーヘッドが相対的に大きいＭＩＸＯ−１パイロットパターンを示し、（Ｃ）は、移動性が相対的に小さいＭＩＸＯ−２パイロットパターンを示すという点で相違する。
【０９６８】
上述した（Ｂ）及び（Ｃ）に示すガードインターバルのデューレーションは、図９９で説明したガードインターバルの長さと同じ概念であり、最大ディレースプレッドを考慮して２５μｓ、５０μｓ、１００μｓ、２００μｓ、及び４００μｓの値を使用し、ＦＦＴサイズは、上述した８Ｋ、１６Ｋ及び３２Ｋに設定されることを一実施例とすることができる。
【０９６９】
また、（Ａ）に示すように、Ｄｘの値は、ガードインターバルのデューレーション及びＦＦＴサイズを考慮して５、１０、２０、４０、８０、又は１６０に設定することができる。この場合、基本値であるエレメンタリーＤｘ値５は、各伝送モードによって変動可能な値と定義することができ、上述したチャネル推定範囲の余裕値（ｍａｒｇｉｎ）を２０％程度考慮して設定することができる。本発明のチャネル推定範囲の余裕値は、図９２の（Ａ）及び（Ｂ）に示すように、ＭＦＮではＬalpha1、ＳＦＮではＬalpha2の値を用いて調整されることを一実施例とすることができる。
【０９７０】
Ｄｙの値は、受信シナリオと受信シナリオによる伝送モードによって設定されてもよい。したがって、Ｄｙ値は、ＳＩＳＯ又はＭＩＸＯ伝送チャネルによって互いに異なる値に設定されてもよい。図面に示すように、Ｄｙは、ＳＩＳＯ伝送チャネルの場合、２，４，８の値に設定されることを一実施例とすることができる。
【０９７１】
ＭＩＸＯ伝送チャネルは、パイロットオーバーヘッドが大きいＭＩＸＯ−１バージョンと、移動性が小さいＭＩＸＯ−２バージョンとに区別されるので、Ｄｙ値は各バージョンによって異なるように設定されてもよい。
【０９７２】
パイロットオーバーヘッドが大きいＭＩＸＯ−１バージョンは、パイロットオーバーヘッドを増加させて、ＳＩＳＯ伝送チャネルと同じネットワーク構成において同一の最大ディレースプレッド及び最大モバイル速度を支援するためのものである。この場合、Ｄｙの値は、ＳＩＳＯ伝送チャネルと同一に、２、４又は８の値に設定されてもよい。すなわち、ＭＩＸＯ−１伝送チャネルは、上述したハンドヘルドポータブル環境の他、ハンドヘルドモバイル環境にも適用可能である。
【０９７３】
移動性が小さいＭＩＸＯ−２バージョンは、モバイル速度支援において多少損害があっても、ＳＩＳＯ伝送チャネルと同じカバレッジ（ｃｏｖｅｒａｇｅ）及びキャパシティ（ｃａｐａｃｉｔｙ）を保障するためのものである。この場合、Ｄｙの値は、４、８、又は１６の値に設定されてもよい。
【０９７４】
図１０１は、本発明の他の実施例に係るパイロットパラメータを定義したテーブルである。
【０９７５】
図１０１は、上述したガードインターバル（Ｂ）及び車両速度によるパイロットパラメータを示す図であり、（Ａ）は、ＳＩＳＯ及びＭＩＸＯ伝送チャネルに用いられるパイロットパターンを示すテーブルであり、（Ｂ）は、ＳＩＳＯ及びＭＩＸＯ伝送チャネルに用いられるパイロットパターンの構成を示し、（Ｃ）は、ＭＩＸＯ伝送チャネルに用いられるパイロットパターンの構成を示すテーブルである。
【０９７６】
図１０１に示すパイロットパラメータの機能及び内容は、図１００と同一であり、便宜上、その具体的な内容は省略する。
【０９７７】
ＭＩＸＯ（ＭＩＳＯ、ＭＩＭＯ）伝送チャネル推定のためのパイロットの構造及び位置は、上述したパイロットパターンを通じて設定することができる。本発明では、各伝送チャネルを分離するためのパイロットエンコーディング方式としてヌリングエンコーディング（ｎｕｌｌｉｎｇ  ｅｎｃｏｄｉｎｇ）及びアダマールエンコーディング（Ｈａｄａｍａｒｄ  ｅｎｃｏｄｉｎｇ）方式を利用することを一実施例とすることができる。
【０９７８】
次の数式２１は、ヌリングエンコーディング方式を示すために用いることができる。
【０９７９】
〔数式２１〕
【数２３】
2016534657.tif 000029
【０９８０】
ヌリングエンコーディング方式は、各チャネルを推定する上でチャネル干渉がなく、チャネル推定誤りを最小化でき、シンボルタイミング同期化の利用時に独立したチャネルを容易に推定することができる。しかし、チャネル推定利得を誘導するためにパイロットの利得を増幅させなければならず、時変チャネルに基づくパイロットによる隣接データのＩＣＩ（Ｉｎｔｅｒ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の影響が相対的に大きい。また、パイロット配置によって各チャネルに割り当てられるパイロットの位置が互いに異なる場合、有効（ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ）データのＳＮＲが各シンボルごとに変化しうる。上述した本発明の一実施例に係るＭＩＸＯ−１パイロットパターンは、ヌリングエンコーディング方式の場合にも効果的に用いることができ、以下、その具体的な内容を説明する。
【０９８１】
次の数式を、ヌリングエンコーディング方式を示すために用いることができる。
【０９８２】
〔数式２２〕
【数２４】
2016534657.tif 000030
【０９８３】
アダマールエンコーディングの場合、簡単な線形計算によってチャネル推定が可能であり、ヌリングエンコーディング方式に比べて、ノイズ平均（ｎｏｉｓｅ  ａｖｅｒａｇｅ）効果による利得を得ることができる。しかし、独立チャネルを求める過程で生じるチャネル推定の誤りが他のチャネルに影響を及ぼすことがあり、パイロットを用いたシンボルタイミング同期化に模倣性（ａｍｂｉｇｕｉｔｙ）が発生しうる。
【０９８４】
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、ＭＩＸＯパイロットエンコーディング方式として、上述した２つのエンコーディング方式を、既に設定されたモードに対応して受信シナリオ及び伝送チャネルの状態によって設定することができる。本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、既に設定されたモードでチャネル推定を行うことができる。
【０９８５】
図１０２は、本発明の一実施例に係るＳＩＳＯパイロットパターンを示す図である。
【０９８６】
図１０２に示すパイロットパターンは、図１０１のパイロット密度が３２に設定された場合のＳＩＳＯパイロットパターンを示す。
【０９８７】
上述したように、パイロットは、信号フレームのデータシンボル領域に挿入されてもよい。同図で、パイロットパターンの横軸は周波数軸を表し、縦軸は時間軸を表す。また、パイロットパターンの両端に連続的に配置されたパイロットは、チャネル推定時に発生するスペクトルエッジで歪みを補償するために挿入された参照信号を表す。
【０９８８】
具体的に、（Ａ）は、パイロットパターンがＰＰ４−８である場合を示し、（Ｂ）は、パイロットパターンがＰＰ８−４である場合を示し、（Ｃ）は、パイロットパターンがＰＰ１６−２である場合を示す。言い換えると、（Ａ）に示すように、パイロットは周波数軸において４個のキャリア単位で周期的に入力され、各パイロットは時間軸において８個のシンボル単位で入力されてもよい。（Ｂ）及び（Ｃ）も、同様の方式で入力されたパイロットのパターンを示す。
【０９８９】
図１０１に示す他のパイロット密度に対するパイロットパターンは、同図のＤｘ、Ｄｙの値を調整して示すことができる。
【０９９０】
図１０３は、本発明の一実施例に係るＭＩＸＯ−１パイロットパターンを示す図である。
【０９９１】
図１０３のパイロットパターンは、図１０１のパイロット密度が３２に設定された場合のＭＩＸＯ−１パイロットのパターンを示す図であり、送信アンテナが２個存在する場合に用いられる。
【０９９２】
上述したように、同図に示すパイロットパターンの横軸は周波数軸を表し、縦軸は時間軸を表す。また、パイロットパターンの両端に連続的に配置されたパイロットは、チャネル推定時に発生するスペクトルエッジで歪みを補償するために挿入された参照信号であってもよい。
【０９９３】
具体的に、（Ａ）は、パイロットパターンがＰＰ４−８である場合を示し、（Ｂ）は、パイロットパターンがＰＰ８−４である場合を示し、（Ｃ）は、パイロットパターンがＰＰ１６−２である場合を示す。
【０９９４】
本発明では、各ＭＩＸＯ伝送チャネルを区別するために、各伝送チャネルで伝送されるパイロットを周波数領域で隣接するように配置することを一実施例とすることができる。この場合、１つのＯＦＤＭシンボル内で２つの伝送チャネルに割り当てられたパイロットの個数は同一である。
【０９９５】
同図に示すように、本発明の一実施例に係るＭＩＸＯ−１パイロットパターンは、同期を推定するための参照信号が配置される場合にも、チャネル推定パイロットの次にはデータ信号を配置して、同じキャリアにおいて信号間相関性を下げ、同期推定性能に影響がないという長所がある。
【０９９６】
また、本発明の一実施例に係るＭＩＸＯ−１パイロットパターンの場合、放送信号送信装置が上述のヌリングエンコーディング方式でパイロットエンコーディングを行う場合にも、各送信アンテナに同一の伝送電力を有する放送信号の送出が可能であるため、伝送信号の変形（ｖａｒｉａｔｉｏｎ）を補償するための追加的な装置又はモジュール無しで放送信号を伝送することができる。すなわち、本発明の一実施例に係るＭＩＸＯ−１パイロットパターンを使用する場合、パイロットエンコーディング方式に影響を受けず、パイロットエンコーディング方式によってパイロットのパワーを調整して、放送信号受信装置におけるチャネル推定性能を極大化させることができる。
【０９９７】
図１０１で説明した他のパイロット密度に対するパイロットパターンは、同図のＤｘ、Ｄｙの値を調整して示すことができる。
【０９９８】
図１０４は、本発明の一実施例に係るＭＩＸＯ−２パイロットパターンを示す図である。
【０９９９】
図１０４に示すパイロットパターンは、図１０１のパイロット密度が３２に設定された場合に用いられるＭＩＸＯ−２パイロットパターンを示す図であり、送信アンテナが２個である場合に用いられる。
【１０００】
上述したように、同図に示すパイロットパターンの横軸は周波数軸を表し、縦軸は時間軸を表す。また、パイロットパターンの両端に連続的に配置されたパイロットは、チャネル推定時に発生するスペクトルエッジで歪みを補償するために挿入された参照信号であってもよい。
【１００１】
具体的に、（Ａ）は、パイロットパターンがＰＰ４−１６である場合を示し、（Ｂ）は、パイロットパターンがＰＰ８−８である場合を示し、（Ｃ）は、パイロットパターンがＰＰ１６−４である場合を示す。
【１００２】
上述したように、本発明の一実施例に係るＭＩＸＯ−２パイロットパターンは、ＳＩＳＯ伝送チャネルの場合と同じキャパシティ、パイロットオーバーヘッド及びカバレッジを支援する代わりに、支援される移動性を半分に下げるためのものである。
【１００３】
ＵＨＤＴＶサービスを支援しなければならない受信シナリオでは、伝送チャネルが準静的であるから、大きな問題が発生しない。本発明の一実施例に係るＭＩＸＯ−２パイロットパターンは、ＵＨＤＴＶサービスを支援しなければならない受信シナリオにおいてデータ伝送効率を極大化するために用いることができる。
【１００４】
図１０１で説明した他のパイロット密度に対するパイロットパターンは、同図のＤｘ、Ｄｙの値を調整して示すことができる。
【１００５】
図１０５は、本発明の一実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング構成図である。
【１００６】
本発明の一実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方式は、放送信号伝送に対して最適化されている。ＭＩＭＯ技術は、キャパシティー増大が得られる有望な方法であるが、チャネル特性に依存する。特に、放送の場合、チャネルの強いＬＯＳコンポーネント又は互いに異なる信号伝搬特性による２つのアンテナ間の受信信号電力の差が、ＭＩＭＯからキャパシティー利得を得ることを難しくすることがある。本発明の一実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方式は、ＭＩＭＯ出力信号のうち一つに対するローテーションベースのプリコーディング及び位相ランダム化によって、このような問題を克服する。ＭＩＭＯエンコーディングは、送信機と受信機の両側で少なくとも２つのアンテナを必要とする２×２ＭＩＭＯシステムのためのものであってもよい。
【１００７】
アドバンスドプロファイルフレーム（ａｄｖａｎｃｅｄ  ｐｒｏｆｉｌｅ  ｆｒａｍｅ）にはＭＩＭＯ処理が必要でありうるが、これは、アドバンスドプロファイルフレーム内の全てのＤＰがＭＩＭＯエンコーダ（又は、ＭＩＭＯエンコーディングモジュール）によって処理されることを意味する。ＭＩＭＯ処理は、ＤＰレベルで適用されてもよい。コンステレーションマッパー出力ペア（ｐａｉｒ）であるＮＵＱ（ｅ１，ｉ及びｅ２，ｉ）は、ＭＩＭＯエンコーダの入力として提供されてもよい。ペアとなったＭＩＭＯエンコーダ出力（ｇ１，ｉ及びｇ２，ｉ）は、同じキャリアｋ及びそれらの各送信アンテナのＯＦＤＭシンボルｌで伝送されてもよい。
【１００８】
同構成図は、ＭＩＭＯエンコーディングブロックを示し、ここで、ｉは、同じＸＦＥＣＢＬＯＣＫのセルペアのインデックスであり、Ｎｃｅｌｌｓは、１個のＸＦＥＣＢＬＯＣＫ当たりのセルの個数である。
【１００９】
図１０６は、本発明の一実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方法を示す図である。
【１０１０】
ＭＩＭＯを利用すると、放送／通信システムがより多いデータを伝送することができる。しかし、チャネル環境によってＭＩＭＯのチャネルキャパシティーが変わることがある。また、送信アンテナと受信アンテナ間の電力差が出たり、チャネル間相関性が高い場合、ＭＩＭＯ性能が低下しうる。
【１０１１】
二重極性（ｄｕａｌ  ｐｏｌａｒ）ＭＩＭＯを使用する場合、垂直／水平極性の伝搬特性によって２つの成分が異なる電力比で受信機に到達されることがある。すなわち、二重極性ＭＩＭＯを使用する場合、垂直及び水平アンネ間に電力不均衡が発生しうる。ここで、二重極性ＭＩＭＯとは、アンテナの垂直／水平極性を利用するＭＩＭＯを意味することができる。
【１０１２】
また、送信及び受信アンテナ間のＬＯＳ環境によってチャネル成分間の相関性が高くなりうる。
【１０１３】
本発明は、ＭＩＭＯ使用時に発生する問題点を解決するためのＭＩＭＯエンコーディング／デコーディング技術、すなわち、相関性のあるチャネル環境又は電力不均衡チャネル環境に適した技術を提案する。ここで、相関性のあるチャネル環境は、ＭＩＭＯが用いられる場合において、チャネルキャパシティーを低下させ、システムの動作を妨害する環境であってもよい。
【１０１４】
特に、本発明はＭＩＭＯエンコーディング方式において、既存のＰＨ−ｅＳＭ方式の他に、ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式とＦＤＦＤ（ｆｕｌｌ−ｒａｔｅ  ｆｕｌｌ−ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式を提案する。提案された方式は、受信機の複雑度及び電力不均衡チャネル環境を考慮したＭＩＭＯエンコーディング方式であってもよい。この２つのＭＩＭＯエンコーディング方式は、アンテナ極性構成を制限しない。
【１０１５】
ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、受信機側で比較的低い複雑度増加をもってキャパシティー増大を提供することができる。ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、ＦＲ−ＳＭ（ｆｕｌｌ−ｒａｔｅ  ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、ＦＲ−ＳＭ方法、ＦＲ−ＳＭエンコーディングプロセスなどと呼ぶこともできる。ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式において、Ｏ（Ｍ２）の複雑度をもって電力不均衡を克服するために回転角が最適化される。ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式では、送信アンテナ間の空間電力不均衡に効果的に対応することが可能である。
【１０１６】
ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式の受信機側で比較的大きい複雑度増加をもってキャパシティー増大及び付加的なダイバーシチ利得を提供することができる。ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、ＦＲＦＤ−ＳＭ（ｆｕｌｌ−ｒａｔｅ  ｆｕｌｌ−ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｓｐａｔｉａｌ  ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）、ＦＲＦＤ−ＳＭ方法、ＦＲＦＤ−ＳＭエンコーディングプロセスなどと呼ぶことができる。ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式では、Ｏ（Ｍ４）の複雑度を追加して追加的な周波数ダイバーシチ利得が得られる。ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式と違い、ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式では、送信アンテナ間の電力不均衡だけでなく、キャリア間の電力不均衡にも効果的に対応することが可能である。
【１０１７】
ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式及びＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式はそれぞれ、Ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用されるＭＩＭＯエンコーディング方式であってもよい。ここで、Ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたということは、Ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭを用いてコンステレーションマッピングが行われるということを意味することができる。Ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭは、ＮＵ ＱＡＭ、ＮＵＱなどと呼ぶこともできる。ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式及びＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、ＱＡＭ（ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭ）又はＮｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍコンステレーションにマッピングされたシンボルにも適用可能である。ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用されるＭＩＭＯエンコーディング方式は、ＱＡＭ（ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭ）にマッピングされたシンボルに適用されるＭＩＭＯエンコーディング方式に比べて、電力不均衡状況においてコードレート別に、より優れたＢＥＲ性能を示すことができる。
【１０１８】
また、ＰＨ−ｅＳＭ方式もｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭに適用されてもよい。したがって、本発明は、ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用されるＰＨ−ｅＳＭ方式を追加的に提案する。
【１０１９】
以下、コンステレーションマッピングについて説明する。
【１０２０】
コンステレーションマッパーの場合、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ−１６、ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭ（ＮＵＱ−６４、ＮＵＱ−２５６、ＮＵＱ−１０２４）又はｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍコンステレーション（ＮＵＣ−１６、ＮＵＣ−６４、ＮＵＣ−２５６、ＮＵＣ−１０２４）を用いて、ベース及びハンドヘルドプロファイル内のビットインターリーバからの各セルワード（ｃ0,l，ｃ1,l，…，ｃηmod-1,l）又はアドバンスドプロファイル内のセルワードデマルチプレクサからのセルワード（ｄi,0,l，ｄi,1,l，…，ｄi,ηmod-1,l，ここで、ｉ＝１、２）を変調して、電力正規化（ｐｏｗｅｒ−ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ）コンステレーションポイントｅlを提供することができる。
【１０２１】
このようなコンステレーションマッピングは、ＤＰに対してのみ適用される。ＰＬＳ１及びＰＬＳ２に対するコンステレーションマッピングは異なってもよい。
【１０２２】
ＱＡＭ−１６及びＮＵＱは正方形である反面、ＮＵＣは任意の形状を有する。各コンステレーションを９０度の倍数で回転させると、回転したコンステレーションは元来のコンステレーションと重なる。このような‘ロケーションセンス（ｒｏｔａｔｉｏｎ−ｓｅｎｓｅ）’対称特性は、実数成分と虚数成分のキャパシティー及び平均電力を互いに同一にする。ＮＵＱ及びＮＵＣはいずれも、各コードレートに対して特定に定義され、特定の一つがＰＬＳ２内のパラメータ（ＤＰ＿ＭＯＤ）によってシグナリングされる。複素平面にマッピングされた各コードレートに対する形状は、後述する。以下、ＰＨ−ｅＳＭ方式及びＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式について説明する。ＰＨ−ｅＳＭ方式及びＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式に用いられるＭＩＭＯエンコーディング数式は、次のように表現される。
【１０２３】
〔数式２３〕
【数２５】
2016534657.tif 000031
【１０２４】
すなわち、上の数式は、Ｘ＝ＰＳと表すことができる。ここで、Ｓ1及びＳ2は、入力シンボルのペア（ｐａｉｒ）を意味することができる。ここで、Ｐは、ＭＩＭＯエンコーディング行列を意味することができる。ここで、Ｘ1及びＸ2は、ＭＩＭＯエンコーディングが適用された、ペアを成すＭＩＭＯエンコーダ出力を意味することができる。
【１０２５】
上の数式で、ｅｊφ（ｑ）は、次のように表現されてもよい。
【１０２６】
〔数式２４〕
【数２６】
2016534657.tif 000032
【１０２７】
他の実施例によれば、ＰＨ−ｅＳＭ方式及びＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式に用いられるＭＩＭＯエンコーディング数式は、次のように表現されてもよい。
【１０２８】
〔数式２５〕
【数２７】
2016534657.tif 000033
【１０２９】
ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、２つの段階を含むことができる。第一の段階は、回転行列に２個の送信アンテナ経路に対する入力シンボルのペアを掛けることであり、第二の段階は、送信アンテナ２に対するシンボルに複素位相回転（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｐｈａｓｅ  ｒｏｔａｔｉｏｎ）を適用することである。
【１０３０】
伝送された２個のシンボル（例えば、ＱＡＭシンボル）Ｓ1及びＳ2を用いて、伝送される信号Ｘ1及びＸ2を生成することができる。ＯＦＤＭを使用する送受信システムの場合、伝送される周波数搬送波（ｆ1）上でＸ1（ｆ1）、Ｘ2（ｆ2）が伝送されてもよい。Ｘ1は送信アンテナ１を介して伝送され、Ｘ2は送信アンテナ２を介して伝送されてもよい。したがって、２つの送信アンテナ間に電力不均衡が存在しても、最小の損失で効率的な伝送が可能である。
【１０３１】
このとき、ＰＨ−ｅＳＭ方式がＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用される場合、ａ値は、ＱＡＭ次数によって次のように定めることができる。これは、ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルにＰＨ−ｅＳＭ方式が適用される時のａ値であってもよい。
【１０３２】
〔数式２６〕
【数２８】
2016534657.tif 000034
【１０３３】
このとき、ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式がＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用される場合、ａ値は、ＱＡＭ次数によって次のように定めることができる。これは、ＱＡＭ（ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭ）にマッピングされたシンボルにＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式が適用される時のａ値であってもよい。
【１０３４】
〔数式２７〕
【数２９】
2016534657.tif 000035
【１０３５】
このとき、ａ値は、Ｘ1、Ｘ2が相関性が最大である（ｆｕｌｌｙ  ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ）チャネルを通じて受信されてデコーディングされる場合において、ユークリッド距離（Ｅｕｃｌｉｄｅａｎ  ｄｉｓｔａｎｃｅ）及びハミング距離（Ｈａｍｍｉｎｇ  ｄｉｓｔａｎｃｅ）を考慮したとき、放送／通信システムが良好なＢＥＲ性能を得るようにする値であってもよい。また、ａ値は、Ｘ1、Ｘ2が受信側でそれぞれ独立してデコーディングされる場合において（すなわち、Ｘ1でＳ1、Ｓ2をデコーディングする場合及びＸ2でＳ1、Ｓ2をデコーディングする場合において）、ユークリッド距離及びハミング距離を考慮したとき、良好なＢＥＲ性能が得られるようにする値であってもよい。
【１０３６】
ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩは、ａ値が電力不均衡状況に最適化しているという点がＰＨ−ｅＳＭと異なる。すなわち、ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩは、回転角値が電力不均衡状況に最適化されている。特に、ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩは、ＰＨ−ｅＳＭに比べて、ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用する際に、ａ値が最適化されていてもよい。
【１０３７】
前述したａ値は例示に過ぎず、実施例によって変更されてもよい。
【１０３８】
ＰＨ−ｅＳＭ方式及びＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式に用いられる受信機は、前述したＭＩＭＯエンコーディング数式を用いて信号をデコーティングすることができる。このとき、受信機は、ＭＬ、Ｓｕｂ−ＭＬ（Ｓｐｈｅｒｅ）デコーディングなどを用いて信号をデコーティングすることができる。
【１０３９】
以下、ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式について説明する。ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式に用いられるＭＩＭＯエンコーディング数式は、次のとおりである。
【１０４０】
〔数式２８〕
【数３０】
2016534657.tif 000036
【１０４１】
Ｘ1、Ｘ2の２個のアンテナを使用することによって、空間ダイバーシチ（ｓｐａｔｉａｌ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）を得ることができる。また、ｆ1、ｆ2の２種の周波数を使用することによって、周波数ダイバーシチを得ることができる。
【１０４２】
本発明に係る他の実施例によれば、ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式に用いられるＭＩＭＯエンコーディング数式は、次のように表現することもできる。
【１０４３】
〔数式２９〕
【数３１】
2016534657.tif 000037
【１０４４】
ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、ＭＩＭＯ出力シンボルペアを２個提供するために、入力としてＮＵＱシンボル（又は、Ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭシンボル又はＮＵＣシンボル）を２個取ることができる。
【１０４５】
ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、受信機に、より多いデコーディング複雑度を要求するか、より良い性能を示すことができる。ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式によれば、送信機は、４個の送信シンボルＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を用いて伝送される信号Ｘ1（ｆ1）、Ｘ2（ｆ1）、Ｘ1（ｆ2）、Ｘ2（ｆ2）を生成する。このとき、ａ値は、前述したＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式に用いられたａ値と同じ値を使用することができる。これは、ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭがＱＡＭ（ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭ）にマッピングされたシンボルに適用される場合におけるａ値であってもよい。
【１０４６】
ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩのＭＩＭＯエンコーディング数式は、前述したＰＨ−ｅＳＭ ＰＩのＭＩＭＯエンコーディング数式と違い、周波数キャリアｆ1、ｆ2を使用することができる。これによって、ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、送信アンテナ間電力不均衡の他、キャリア間電力不均衡にも効果的に対処することができる。
【１０４７】
ＭＩＭＯエンコーディングと関連して、周波数ダイバーシチを追加的に得るための構造として、Ｇｏｌｄｅｎコードなどを挙げることができる。本発明に係るＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、Ｇｏｌｄｅｎコードに比べて複雑度は低い一方、周波数ダイバーシチを得ることができるという長所がある。
【１０４８】
図１０７は、本発明の一実施例に係るｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭによるＩ又はＱ側のＰＡＭグリッドを示す図である。
【１０４９】
前述したＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ及びＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩは、ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用することができる。ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭは、ＱＡＭ（ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭ）と違い、ＰＡＭグリッドの値をＳＮＲ別に調整して、より多いキャパシティーを得る変調方式であってもよい。このｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルにＭＩＭＯを適用して、より多い利得を得ることができる。この場合、ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩとＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩのエンコーディング数式は変わらないが、ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩとＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩがｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用される場合、新しい‘ａ’値が必要である。この新しい‘ａ’値は、次のような数式によって得ることができる。
【１０５０】
〔数式３０〕
【数３２】
2016534657.tif 000038
【１０５１】
この新しい‘ａ’値は、ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩとＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩがｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用される場合のａ値であってもよい。
【１０５２】
同図のように、ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭに用いられたＩ或いはＱ側のＰＡＭグリッドを定義し、このグリッドの１番目に大きい値Ｐmと２番目に大きい値Ｐm-1を用いて新しい‘ａ’を得ることができる。送信アンテナで伝送される信号は、この新しい‘ａ’値を用いて、単独でデコーディングされるのに適してもよい。
【１０５３】
新しい‘ａ’値を生成するための数式で、ｂは、サブコンステレーション分離因子（ｓｕｂ−ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ  ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ  ｆａｃｔｏｒ）である。ｂ値を調整して、ＭＩＭＯエンコーディングされた信号に存在するようになるサブコンステレーション間の間隔を調整することができる。ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭの場合、コンステレーション間の距離（或いは、サブコンステレーション間の距離）が変更されるので、ｂという変数が必要である。ｂ値の例として（√２）／２を挙げることができる。この値は、コンステレーション上の最も電力が大きい地点とその隣接地点を基準にハミング距離とユークリッド距離によって得ることができる。
【１０５４】
ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭの場合、ＳＮＲ（或いは、ＦＥＣのコードレート）別に最適化されたグリッド値を使用するので、サブコンステレーション分離因子‘ｂ’も、ＳＮＲ（或いは、ＦＥＣのコードレート）別に最適化された値を使用することができる。すなわち、ＭＩＭＯエンコーディング後に伝送されるコンステレーションのキャパシティー（ｃａｐａｃｉｔｙ）を、‘ｂ’値及びＳＮＲ（或いは、ＦＥＣのコードレート）によって分析して、特定ＳＮＲ（ターゲットＳＮＲ）で最大のキャパシティーを提供する‘ｂ’を見つけることができる。
【１０５５】
【数３３】
2016534657.tif 000039
【１０５６】
【数３４】
2016534657.tif 000040
【１０５７】
【数３５】
2016534657.tif 000041
【１０５８】
上述したように、ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ及びＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩは、ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用されてもよい。同様に、ＰＨ−ｅＳＭも、ｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用されてもよい。この場合、ＰＨ−ｅＳＭ方式によって‘ａ’値を定めることができる。‘ａ’値を定める数式は、次のとおりである。
【１０５９】
〔数式３１〕
【数３６】
2016534657.tif 000042
【１０６０】
この新しい‘ａ’値は、ＰＨ−ｅＳＭがｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用される場合のａ値であってもよい。
【１０６１】
ｂは、上述したように、サブコンステレーション分離因子である。上述したように、‘ｂ’値は、エンコーディングされたコンステレーションのキャパシティー分析を通じて、各ＳＮＲ（或いは、ＦＥＣのコードレート）に合わせて最適化することができる。
【１０６２】
【数３７】
2016534657.tif 000043
【１０６３】
【数３８】
2016534657.tif 000044
【１０６４】
【数３９】
2016534657.tif 000045
【１０６５】
以下、ＳＮＲ（或いは、ＦＥＣのＣｏｄｅ−ｒａｔｅ）別に最適化されたＮＵ−ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用されるＭＩＭＯエンコーディング方式（ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ及びＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ）において、ＮＵ−ＱＡＭ及びＭＩＭＯエンコーディングパラメータ‘ａ’を決定する方法について説明する。
【１０６６】
ＳＮＲ（或いは、ＦＥＣ  ｃｏｄｅ−ｒａｔｅ）別に、ＮＵ−ＱＡＭにマッピングされたシンボルにＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ及びＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩを適用するためには、次のような２つの要素を考慮しなければならない。第一に、シェーピング（ｓｈａｐｉｎｇ）利得を得るために、ＳＮＲ別に最適化されたＮＵ−ＱＡＭを見つけなければならない。第二に、ＳＮＲ別に最適化された各ＮＵ−ＱＡＭでＭＩＭＯエンコーディングパラメータ‘ａ’値を決定しなければならない。
【１０６７】
キャパシティー分析によって、各ＳＮＲ別に適合したＭＩＭＯエンコーディング方式（ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ及びＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ）、ＮＵ−ＱＡＭ及びＭＩＭＯエンコーディングパラメータを次のように決定することができる。ここで、キャパシティーはＢＩＣＭキャパシティーを意味することができる。各ＳＮＲ別に適合したＮＵ−ＱＡＭ及びＭＩＭＯエンコーディングパラメータを決定する過程は、相関性を有する（ｃｏｒｒｅｌａｔｅｄ）チャネル及び電力不均衡チャネルを考慮して行うことができる。
【１０６８】
仮に、ＭＩＭＯチャネルにおけるキャパシティー分析に対する演算量が収容可能であれば、ターゲットＳＮＲで最大のキャパシティーを提供する最適化されたＭＩＭＯ用ＮＵ−ＱＡＭを決定することが可能である。
【１０６９】
仮に演算量が収容可能でないと、ＳＩＳＯに最適化されたＮＵ−ＱＡＭを用いてＭＩＭＯ用ＮＵ−ＱＡＭが決定されてもよい。まず、各ＳＮＲ（或いは、ＦＥＣコードレート）別にＳＩＳＯに最適化されたＮＵ−ＱＡＭに対して、非電力不均衡ＭＩＭＯチャネル環境でＢＥＲ性能比較が行われてもよい。ＢＥＲ性能比較によって、ＳＩＳＯに最適化されたＮＵ−ＱＡＭ（ＦＥＣコードレート５／１５、６／１５、．．．．１３／１５）のうち、ＭＩＭＯ用ＮＵ−ＱＡＭが決定されてもよい。例えば、１２ｂｐｃｕ（ＮＵ−６４ＱＡＭ＋ＮＵ−６４ＱＡＭ）のコードレート５／１５におけるＭＩＭＯ用コンステレーションは、ＳＩＳＯコードレート５／１５に該当するＮＵ−６４ＱＡＭに設定されてもよい。また、例えば、ＭＩＭＯ ＦＥＣコードレート６／１５のコンステレーションの場合、ＳＩＳＯ ＦＥＣコードレート５／１５のコンステレーションであってもよい。すなわち、ＳＩＳＯ ＦＥＣコードレート５／１５のコンステレーションは、ＭＩＭＯ ＦＥＣコードレート６／１５に適合したコンステレーションであってもよい。
【１０７０】
一旦、ＮＵ−ＱＡＭが決定されると、これに基づいて電力不均衡ＭＩＭＯチャネルでキャパシティー分析を通じて、ＳＮＲ別に最適化されたＭＩＭＯエンコーディングパラメータ‘ａ’を決定することができる。例えば、１２ｂｐｃｕ、５／１５コードレート環境で、ａ値は０．１５７１であってもよい。
【１０７１】
以下、ａ値によるＭＩＭＯエンコーディングの性能測定について説明する。性能測定のためにＢＩＣＭキャパシティーを測定することができる。この作業を通じて、ＢＩＣＭキャパシティーを最大化できるａ値が決定される。
【１０７２】
ＢＩＣＭキャパシティーは、次のような数式で表現することができる。
【１０７３】
〔数式３２〕
【数４０】
2016534657.tif 000046
【１０７４】
〔数式３３〕
【数４１】
2016534657.tif 000047
【１０７５】
〔数式３４〕
【数４２】
2016534657.tif 000048
【１０７６】
ここで、ｐ（ｂi＝０＝ｐ（ｂi＝１）＝０．５である。また、ｐ（Ｓ＝Ｍｊ）＝１／Ｍ2、ｐ（φ）＝１／πである。ここで、Ｓ∈｛コンステレーションサイズ｝であり、Ｍはコンステレーションサイズを意味することができる。
【１０７７】
ここで、Ｙは、次のように表現されてもよい。
【１０７８】
〔数式３５〕
【数４３】
2016534657.tif 000049
【１０７９】
すなわち、Ｙ＝ＨPIＸ＋ｎである。ここで、ｎは、ＡＷＧＮであってもよい。Ｘは、前述したように、Ｘ＝ＰＳと表現されてもよい。ＢＩＣＭキャパシティーは、ＡＷＧＮ及びＩＩＤ（ｉｎｄｉｖｉｄｕａｌｌｙ  ｉｄｅｎｔｉｃａｌｌｙ  ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ）入力を仮定することができる。また、ψは、ユニフォームランダム変数（ｕｎｉｆｏｒｍ  ｒａｎｄｏｍ  ｖａｒｉａｂｌｅ）を意味することができる。ＭＩＭＯ使用時に発生しうる相関性を有するチャネル環境及び電力不均衡チャネル環境を考慮するために、上の数式のようなＨPIを仮定することができる。このとき、α値は、電力不均衡（ＰＩ）因子であり、ＰＩによって、ＰＩ ９ｄＢ：０．３５４８１７、ＰＩ ６ｄＢ：０．５０１１８７、又はＰＩ ３ｄＢ：０．７０７１１の値を有することができる。ここで、Ｍｊ∈｛コンステレーションセット｜ｂｉ＝ｊ｝であってもよい。
【１０８０】
この数式から、ａ値によるＢＩＣＭキャパシティーを測定し、最適のａ値を決定することができる。
【１０８１】
すなわち、ＭＩＭＯエンコーディングパラメータを決定する方法は、次のように２つの段階を含むことができる。
【１０８２】
段階１．ＳＩＳＯ ＦＥＣコードレートのコンステレーションに対してＢＥＲ性能比較を通じて、見つけようとするＭＩＭＯ ＦＥＣコードレートの最適の性能を有するＮＵ−ＱＡＭを選定する。
【１０８３】
段階２．段階１で求めたＮＵ−ＱＡＭに基づいて、前述したＢＩＣＭキャパシティー分析を通じて、最適の性能を有するエンコーディングパラメータ‘ａ’を決定することができる。
【１０８４】
次の表にコードレート別、コンステレーションによるａ値を示している。これは、本発明に係るａ値の一実施例に過ぎない。
【１０８５】
【表５】
2016534657.tif 000050
【１０８６】
ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、１６Ｋ及び６４Ｋ ＦＥＣＢＬＯＣＫで８ｂｐｃｕ及び１２ｂｐｃｕに対して適用することができる。ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、チャネル利用別ビットの値とＦＥＣＢＬＯＣＫのコードレートの各結合に対して、上記の表で定義されたＭＩＭＯエンコーディングパラメータを使用することができる。示されたＭＩＭＯパラメータテーブルに対応する具体的なコンステレーションを、以下に説明する。
【１０８７】
上記の表は、各コードレート別に最適化されたコンステレーション及びＭＩＭＯエンコーディングパラメータａ値を示している。例えば、ＭＩＭＯエンコーディングにおいて１２ｂｐｃｕ及び６／１５のコードレートの場合、ＳＩＳＯエンコーディングにおいてコードレートが５／１５である場合に用いられるＮＵＱ−６４のコンステレーションを用いることができる。すなわち、ＭＩＭＯエンコーディングの１２ｂｐｃｕ、コードレート６／１５の場合には、ＳＩＳＯエンコーディングのコードレート５／１５のコンステレーションが最適値であってもよい。ここで、‘ａ’値は０．１３９６であってもよい。
【１０８８】
【表６】
2016534657.tif 000051
【１０８９】
１０ｂｐｃｕ ＭＩＭＯの場合、ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、上記の表で定義されたＭＩＭＯエンコーディングパラメータを利用することができる。このパラメータは、水平伝送と垂直伝送との間に電力不均衡（例えば、現在米国のエリプティカルポールネットワーク（Ｅｌｌｉｐｔｉｃａｌ  ｐｏｌｅ  ｎｅｔｗｏｒｋ）で６ｄＢ）があるときに特に有用である。ＱＡＭ−１６は、伝送電力が意図的に低減する送信アンテナに対して用いられてもよい。以下、示されたＭＩＭＯパラメータテーブルに対応する具体的なコンステレーションについて説明する。
【１０９０】
ＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式は、チャネル使用別ビット値とＦＥＣＢＬＯＣＫのコードレートの各結合に対して上記の表で定義されたＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式のＭＩＭＯエンコーディングパラメータを使用することができる。
【１０９１】
上記の表における‘ａ’値は、ユークリッド距離及びハミング距離を考慮して決定可能な値であり、コードレート及びコンステレーションにおいて最適の‘ａ’値である。したがって、優れたＢＥＲ性能を得ることができる。
【１０９２】
図１０８は、本発明の一実施例に係るｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ６４ ＱＡＭにマッピングされたシンボルにＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ方式を適用する場合において、ＭＩＭＯエンコーディング入力／出力を示す図である。
【１０９３】
本発明の一実施例に係るＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩをｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ ＱＡＭにマッピングされたシンボルに適用する場合においても、同図と類似の入力／出力ダイヤグラムを得ることができる。前述した新しい‘ａ’値とＭＩＭＯエンコーディング数式のエンコーディング行列を利用すると、ＭＩＭＯエンコーダの入力、出力によって同図のようなコンステレーションを得ることができる。
【１０９４】
同図のＭＩＭＯエンコーダ出力には、サブコンステレーションが位置してもよい。このとき、サブコンステレーション間の間隔は、前述したサブコンステレーション分離因子‘ｂ’によって定めることができる。ＭＩＭＯエンコーディングされたコンステレーションはｎｏｎ−ｕｎｉｆｏｒｍ特性を維持していてもよい。
【１０９５】
図１０９は、本発明の一実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方式の性能を比較したグラフである。
【１０９６】
同グラフは、８ｂｐｃｕ／屋外環境で、ＭＩＭＯエンコーディング方式によるキャパシティーを比較したグラフである。本発明のＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ及びＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩは、既存の他の方式のＭＩＭＯエンコーディング（ＧＣなど）に比べて、キャパシティー側面でより良い性能を見せる。これは、同じ環境で他のＭＩＭＯ技術に比べて、より効率的な伝送が可能であるということを意味する。
【１０９７】
図１１０は、本発明の一実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方式の性能を比較したグラフである。
【１０９８】
同グラフは、８ｂｐｃｕ／屋外／ＨＰＩ９環境で、ＭＩＭＯエンコーディング方式によるキャパシティーを比較したグラフである。本発明のＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ及びＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩは、既存のＭＩＭＯエンコーディング方式（ＳＭ、ＧＣ、ＰＨ−ｅＳＭなど）に比べて、キャパシティー側面でより良い性能を見せる。これは、同じ環境で他のＭＩＭＯ技術に比べて、より効率的な伝送が可能であるということを意味する。
【１０９９】
図１１１は、本発明の一実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方式の性能を比較したグラフである。
【１１００】
同グラフは、８ｂｐｃｕ／屋外／ランダムＢＩ、ＴＩ環境で、ＭＩＭＯエンコーディング方式によるＢＥＲを比較したグラフである。本発明のＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ及びＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩは、既存のＭＩＭＯエンコーディング方式（ＧＣなど）に比べて、ＢＥＲ側面でより良い性能を見せる。これは、同じ環境で他のＭＩＭＯ技術に比べて、より効率的な伝送ができるということを意味する。
【１１０１】
図１１２は、本発明の一実施例に係るＭＩＭＯエンコーディング方式の性能を比較したグラフである。
【１１０２】
同グラフは、８ｂｐｃｕ／屋外／ＨＰＩ９／ランダムＢＩ、ＴＩ環境で、ＭＩＭＯエンコーディング方式によるＢＥＲを比較したグラフである。本発明のＰＨ−ｅＳＭ ＰＩ及びＦＲＦＤ ＰＨ−ｅＳＭ ＰＩは、既存のＭＩＭＯエンコーディング方式（ＳＭ，ＧＣ，ＰＨ−ｅＳＭなど）に比べて、キャパシティー側面でより良い性能を見せる。これは、同じ環境で他のＭＩＭＯ技術に比べて、より効率的な伝送ができるということを意味する。
【１１０３】
図１１３は、本発明に係るＱＡＭ−６の一実施例を示す図である。
【１１０４】
同図は、前述したＱＡＭ−１６のコンステレーション形状を複素平面に示したものである。同図は、全てのコードレートに対するＱＡＭ １６のコンステレーション形状を示している。
【１１０５】
図１１４は、本発明に係る５／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の一実施例を示す図である。
【１１０６】
同図は、５／１５コードレートに対するＱＡＭ−６４のコンステレーション形状を複素平面に示している。
【１１０７】
図１１５は、本発明に係る６／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の一実施例を示す図である。
【１１０８】
同図は、６／１５コードレートに対するＱＡＭ−６４のコンステレーション形状を複素平面に示している。
【１１０９】
図１１６は、本発明に係る７／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の一実施例を示す図である。
【１１１０】
同図は、７／１５コードレートに対するＱＡＭ−６４のコンステレーション形状を複素平面に示している。
【１１１１】
図１１７は、本発明に係る８／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の一実施例を示す図である。
【１１１２】
同図は、８／１５コードレートに対するＱＡＭ−６４のコンステレーション形状を複素平面に示している。
【１１１３】
図１１８は、本発明に係る９／１５及び１０／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の一実施例を示す図である。
【１１１４】
同図は、９／１５及び１０／１５コードレートに対するＱＡＭ−６４のコンステレーション形状を複素平面に示している。
【１１１５】
図１１９は、本発明に係る１１／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の一実施例を示す図である。
【１１１６】
同図は、１１／１５コードレートに対するＱＡＭ−６４のコンステレーション形状を複素平面に示している。
【１１１７】
図１２０は、本発明に係る１２／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の一実施例を示す図である。
【１１１８】
同図は、１２／１５コードレートに対するＱＡＭ−６４のコンステレーション形状を複素平面に示している。
【１１１９】
図１２１は、本発明に係る１３／１５コードレートに対するＮＵＱ−６４の一実施例を示す図である。
【１１２０】
同図は、１３／１５コードレートに対するＱＡＭ−６４のコンステレーション形状を複素平面に示している。
【１１２１】
図１２２は、本発明の更に他の実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００を示す図である。
【１１２２】
図１２２の上部は、図３と関連して上述したインプットフォーマッティングモジュールのモードアダプテーションモジュールの更に他の実施例を示す図であり、図１２２の下部は、モードアダプテーションモジュールに含まれたヌルパケット削除ブロック１６０００の特定ブロックを示す図である。
【１１２３】
上述したように、複数の入力ストリームを処理するためのインプットフォーマッティングモジュールのモードアダプテーションモジュールは、入力ストリームを個別的に処理することができる。
【１１２４】
図１２２に示すように、複数の入力ストリームをそれぞれ処理するためのモードアダプテーションモジュールは、プレープロセッシング（ｐｒｅ−ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）ブロック（スプリッター（ｓｐｌｉｔｔｅｒ））、インプットインターフェースブロック、インプットストリームシンクロナイザーブロック、遅延補償ブロック、ヘッダー圧縮ブロック、ヌルデータ再使用ブロック、ヌルパケット削除ブロック、及びＢＢフレームヘッダー挿入ブロックを含むことができる。インプットインターフェースブロック、インプットストリームシンクロナイザーブロック、遅延補償ブロック及びＢＢフレームヘッダー挿入ブロックの動作は、図３で説明したとおりであり、その具体的な説明は省略する。
【１１２５】
プレープロセッシングブロックは、入力されたＴＳ、ＩＰ、ＧＳストリームを複数のサービス又はサービスコンポーネント（オーディオ、ビデオなど）ストリームに分割することができる。また、ヘッダー圧縮ブロックは、ヘッダー圧縮モードに基づいて、入力された信号のヘッダーを圧縮することができる。本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、伝送前に入力されたヌルパケットを削除し、その位置に基づいて、削除されたヌルパケットの個数情報を挿入することができる。一部のＴＳ入力ストリーム又は分割されたＴＳストリームは、ＣＢＲ ＴＳストリーム内にＶＢＲ（ｖａｒｉａｂｌｅ  ｂｉｔ−ｒａｔｅ）サービスを収容するために、ヌルパケットを多く有することができる。この場合、不要な伝送オーバーヘッドを避けるために、ヌルパケットを識別して伝送しなくてもよい。受信機では、伝送時に挿入された削除されたＤＮＰフィールドを参照して、削除されたヌルパケットが元の位置に正確に再挿入され、一定のビット率を確保して、タイムスタンプ（ＰＣＲ）アップデートを避けることができる。
【１１２６】
図１２２の下部に示すように、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、ＰＣＲパケットチェックブロック１６１００、ＰＣＲ領域チェックブロック１６２００、ヌルパケット削除ブロック１６３００及びヌルパケット拡散ブロック１６４００を含むことができる。以下、各ブロックの動作について説明する。
【１１２７】
ＰＣＲパケットチェックブロック１６１００は、入力されたＴＳパケットがデコーディングタイミングの同期化のためのＰＣＲを含むか否かを決定することができる。本発明では、ＰＣＲを含むＴＳパケットをＰＣＲパケットと呼ぶことができる。
【１１２８】
決定の結果、ＰＣＲが検出されると、ＰＣＲパケットチェックブロック１６１００は、ＰＣＲの位置を変更することなくヌルパケットの位置を変更することができる。
【１１２９】
ＰＣＲ領域チェックブロック１６２００は、ＰＣＲパケットを含むＴＳパケットを確認し、同じサイクルの範囲（すなわち、ＰＣＲ領域）内にヌルパケットが存在するか否か決定することができる。本発明で、ＰＣＲを含むか否かを決定する期間を、ヌルパケット位置再構成可能領域と呼ぶことができる。
【１１３０】
ヌルパケット削除ブロー１６３００は、入力されたＴＳパケット間に含まれたヌルパケットを確認することができる。
【１１３１】
ヌルパケット拡散ブロック１６４００は、ＰＣＲ領域チェックブロック１６２００から出力されたＰＣＲ領域情報内にヌルパケットを拡散させることができる。
【１１３２】
本発明は、ヌルパケットの位置を変更する方法の例として、ヌルパケットを収集する方法とヌルパケットを分配する方法を提案する。
【１１３３】
図１２３は、本発明の更に他の実施例に係るヌルパケット挿入ブロック１７０００を示す図である。
【１１３４】
図１２３の上部は、図１３で説明したアウトプットプロセッサの更に他の実施例を示す図であり、図１２３の下部は、アウトプットプロセッサに含まれたヌルパケット挿入ブロック１７０００の特定ブロックを示す図である。
【１１３５】
図１２３に示すアウトプットプロセッサは、図１２２で説明したモードアダプテーションモジュールで行われた過程の逆過程を行うことができる。
【１１３６】
図１２３に示すように、本発明の一実施例に係るアウトプットプロセッサは、ＢＢフレームヘッダーパーサ（ｐａｒｓｅｒ）ブロック、ヌルパケット挿入ブロック、ヌルデータリジェネレータ（ｎｕｌｌ  ｄａｔａ  ｒｅｇｅｎｅｒａｔｏｒ）ブロック、ヘッダー圧縮解除ブロック、デジッターバッファーブロック、ＴＳクロック再生成ブロック、及びＴＳ再結合ブロックを含むことができる。各ブロックの動作は、図１２２のブロックの動作の逆過程に該当するので、その具体的な説明は省略する。
【１１３７】
図１２３の下部に示すヌルパケット挿入ブロック１７０００は、図１２２のヌルパケット削除ブロック１６０００で行われた上述した動作の逆過程を行うことができる。
【１１３８】
図１２３に示すように、ヌルパケット挿入ブロック１７０００は、ＤＮＰチェックブロック１７１００、ヌルパケット挿入ブロック１７２００及びヌルパケットジェネレータブロック１７３００を含むことができる。
【１１３９】
ＤＮＰチェックブロック１７１００は、ＤＮＰを確認して、削除されたヌルパケットの個数に関する情報を取得することができる。ヌルパケット挿入ブロック１７２００は、ＤＮＰチェックブロック１７１００から出力される削除されたヌルパケットの個数に関する情報を受信し、削除されたヌルパケットを挿入することができる。この場合、挿入されるヌルパケットは、ヌルパケットジェネレータブロック１７３００によってあらかじめ挿入されていてもよい。
【１１４０】
図１２４は、本発明の一実施例に係るヌルパケット拡散（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ）方法を示す図である。
【１１４１】
図１２４の（ａ）は、ヌルパケット拡散方法を利用する前のＴＳパケットを示し、図１２４の（ｂ）は、ヌルパケット拡散方法を利用した後のＴＳパケットを示す。
【１１４２】
図１２４の（ｃ）は、ヌルパケット拡散方法に基づいてＤＮＰ１及びＤＮＰ２を表現する数式を示す。
【１１４３】
図１２４の（ａ）に示すように、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、入力されたＴＳパケットがデコーディングタイミングの同期化のためのＰＣＲを含むか否かを決定することができる。すなわち、ヌルパケット位置再構成可能領域情報が取得されると、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、該当の期間に含まれたヌルパケットの総個数（ＮNP）及び伝送されるデータパケットの総個数（ＮTSP）をカウントする。図１２４の（ａ）に示すように、データパケットの総個数は８であり、ヌルパケットの総個数は９５８に該当する。ＡＶＲｎＰは、該当の期間内におけるデータパケット間で分離可能なヌルパケットの平均個数を意味する。図１２４の（ａ）に示すように、該当の期間におけるＡＶＲｎＰは１１９．７５である。
【１１４４】
その後、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、出力されたＰＣＲ領域情報内にヌルパケットを拡散することができる。すなわち、ヌルパケットが削除される場合、ヌルパケットが削除された位置にヌルパケットの個数を示すＤＮＰが挿入される。本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、ＤＮＰ１及びＤＮＰ２を計算することによってヌルパケット拡散を行うことができる。図１２４の（ｂ）は、ＤＮＰ１及びＤＮＰ２に基づいて拡散されたヌルパケットを示す。ＤＮＰ１は、図１２４の（ｃ）に示す数式に基づいて、１乃至ＮＴＳＰ−１ ＴＳパケットに対応するように挿入されたＤＮＰ値と、伝送されるデータパケットの総個数（ＮTSP）を用いて計算することができる。ＤＮＰ１は、上述したヌルパケットの平均個数の整数値を有することができる。
【１１４５】
また、ＤＮＰ２は、図１２４の（ｃ）に示す数式に基づいて、ＤＮＰ１によって処理されていない余として計算されてもよい。ＤＮＰ２は、ＤＮＰ１以上の値を有することができ、最後のＴＳパケットの前又はヌルパケット位置再構成可能領域の末尾に挿入されてもよい。
【１１４６】
図１２４に示すヌルパケット拡散方法は、ＴＳパケット分割によって生成されたヌルパケットに対する最大ＤＮＰ値が３００を超える場合、上述した問題点をより効率的に解決することができる。
【１１４７】
図１２５は、本発明の一実施例に係るヌルパケットオフセット方法を示す図である。
【１１４８】
ヌルパケットの個数が多すぎる場合、図１２４で説明したヌルパケット拡散方法を用いても、その数は最大ＤＮＰ値を超えることがある。
【１１４９】
すなわち、入力されたＴＳストリームを、図１２５の（ａ）に示すように分割すると、複数のヌルパケットが生成されうる。具体的に、複数のＴＳストリームを一つの大きいＴＳストリームに結合する場合、１個のＴＳストリームが成分レベルによって分割されたり、又はＵＤサービスでのように、大きいＴＳストリームがビデオパケットとオーディオパケットとに分割されると、ヌルパケットは周期的に挿入されてもよい。連続したＴＳパケットを有する分割されたＴＳストリーム又はＴＳ入力ストリーム及び削除されたヌルパケットは、ＢＢフレームのペイロードにマッピングされてもよい。ＢＢフレームは、ＢＢフレームヘッダー及びペイロードを含む。
【１１５０】
この場合、上述したように、ヌルパケットの個数が、図１２５の（ｂ）に示すように多すぎると、一部の場合、ＤＮＰ値は２９０以上となりうる。
【１１５１】
したがって、図１２５の（ｃ）に示すように、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、ＢＢフレームのペイロードに挿入されるＴＳパケットを決定し、ＤＮＰオフセットとして最も基本的なＤＮＰ値を決定することができる。
【１１５２】
本発明の一実施例によって、ＤＮＰオフセットは、同じＢＢＦに属する最小のＤＮＰ個数である。ＤＮＰオフセットは、ＢＢフレームヘッダーで伝送されてもよい。したがって、ＴＳパケットの前に挿入されるＤＮＰの個数が減少し、効率的なＴＳパケット伝送を具現することができ、より多いヌルパケットを削除することができる。
【１１５３】
したがって、図１２５の（ｃ）に示すように、ＤＮＰオフセットの値は１１５であり、１番目のＤＮＰは、ａ値が０であり、２番目のＤＮＰは、ａ値として、元来の値２９０から１１５を引いた１７５を有する。続いて、他のＤＮＰにも同様の原理を適用することができる。
【１１５４】
図１２６は、本発明の一実施例に係るヌルパケット拡散方法を示すフローチャートである。
【１１５５】
本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、分析のために入力されたＴＳパケットをパーシングすることができる（Ｓ２００００）。この場合、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、ＴＳパケットを、上述したヌルパケット位置再構成可能領域の単位でパーシングすることができる。
【１１５６】
その後、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、該当のヌルパケット位置再構成可能領域にＰＣＲ情報が存在するか否か決定することができる（Ｓ２０１００）。この場合、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、入力されたＴＳパケットのヘッダー内のアダプテーションフィールドのＰＣＲフラグを確認し、ＰＣＲ情報が存在するか否か決定することができる。
【１１５７】
決定の結果、ＰＣＲ値が存在すると、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、ヌルパケット拡散のためのカウンター及び関連値を初期化し（Ｓ２０２００）、入力されたデータＴＳパケットの個数及びヌルパケットの個数をカウントすることができる（Ｓ２０３００）。その後、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、ＰＣＲパケットが存在するかを決定することができる（Ｓ２０４００）。ＰＣＲ値が存在しないと決定された場合、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、続けてヌルパケットの個数及びデータＴＳパケットの個数をカウントすることができる（Ｓ２０３００）。
【１１５８】
ＰＣＲ値が存在すると決定された場合、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、ヌルパケット拡散を行うことができる（Ｓ２０５００）。この場合、本発明の一実施例に係るヌルパケット削除ブロック１６０００は、上述したＤＮＰ１及びＤＮＰ２値を計算し、該当の値が最大ＤＮＰ値を超える場合、上述したヌルパケットオフセット方法を利用することができる。
【１１５９】
図１２７は、ＱＣ−ＩＲＡ（ｑｕａｓｉ−ｃｙｃｌｉｃ  ｉｒｒｅｇｕｌａｒ  ｒｅｐｅａｔ  ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ）ＬＤＰＣコード（ｃｏｄｅ）のパリティチェックマトリクス（ｐａｒｉｔｙ  ｃｈｅｃｋ  ｍａｔｒｉｘ）を示す図である。
【１１６０】
上述したＬＤＰＣエンコーダは、パリティチェックマトリクスを用いてＬＤＰＣエンコーディングブロックのパリティをエンコーディングすることができる。
【１１６１】
本発明のパリティチェックマトリクスは、ＱＣ−ＩＲＡ（ｑｕａｓｉ−ｃｙｃｌｉｃ  ｉｒｒｅｇｕｌａｒ  ｒｅｐｅａｔ  ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ）ＬＤＰＣコードのパリティチェックマトリクスであり、Ｈ ｍａｔｒｉｘと呼ばれるｑｕａｓｉ−ｃｙｃｌｉｃ ｍａｔｒｉｘの構造を有することができ、Ｈｑｃと表示されてもよい。
【１１６２】
（ａ）は、本発明の一実施例に係るパリティチェックマトリクスを示す。（ａ）に示すように、本発明のパリティチェックマトリクスは、横Ｑｘ（Ｋ＋Ｍ）、縦ＱｘＭサイズのマトリクスであり、情報部分（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  ｐａｒｔ）とパリティ部分（ｐａｒｉｔｙ  ｐａｒｔ）を含むことができる。情報部分は横ＱｘＫ、縦ＱｘＭサイズのマトリクスを含み、パリティ部分は、横ＱｘＭ、縦ＱｘＭサイズのマトリクスを含むことができる。この場合、ＬＤＰＣコードレートは、Ｋ／（Ｋ＋Ｍ）値に該当する。
【１１６３】
本発明の一実施例に係るパリティチェックマトリクスは、ランダムに分布した１と０を含むことができ、１をエッジ（ｅｄｇｅ）と呼ぶことができる。また、パリティチェックマトリクスの１の位置、すなわち、各エッジの位置は、横Ｑ、縦Ｑサイズのサブマトリクス単位ごとに、循環移動（ｃｉｒｃｕｌａｎｔ  ｓｈｉｆｔ）されたアイデンティティマトリクス（ｉｄｅｎｔｉｔｙ  ｍａｔｒｉｘ）形態で表現されてもよい。すなわち、サブマトリクスは、１と０だけを含むＱｘＱサイズの循環移動されたアイデンティティマトリクスと表現されてもよい。具体的に、本発明のサブマトリクスは、循環移動回数によって１の位置が異なる
【数４４】
2016534657.tif 000052
などのＩxと表現されることを一実施例とすることができる。また、本発明の一実施例に係るサブマトリクスの個数は（Ｋ＋Ｍ）＊Ｍ個とになり得る。
【１１６４】
（ｂ）は、サブマトリクスを表現する循環移動されたアイデンティティママトリクスＩxの実施例を示す。
【１１６５】
Ｉxの下付文字ｘに該当する数字は、循環移動されたアイデンティティママトリクスの列が左側に循環移動された回数を表す。したがって、Ｉ1は、左に１回、Ｉ2は左に２回循環移動されたアイデンティティママトリクスであることを意味する。また、カラムの総個数であるＱだけ循環移動されたアイデンティティママトリクスであるＩQは、循環的（ｃｉｒｃｕｌａｎｔ）特性によって、Ｉ0と同じマトリクスとなり得る。
【１１６６】
Ｉ0+2は、該当のサブマトリクスが２個の循環移動されたアイデンティティママトリクスが重なったマトリクスであることを意味する。この場合、該当のサブマトリクスは、０回循環移動されたアイデンティティママトリクスと２回循環移動されたアイデンティティママトリクスとが重なったサブマトリクスである。
【１１６７】
【数４５】
2016534657.tif 000053
はＩ1と同一であるが、サブマトリクスの最後の列にあるエッジ、すなわち、１が除去された循環移動されたアイデンティティママトリクスを意味する。
【１１６８】
また、ＱＣ−ＩＲＡ ＬＤＰＣコードのパリティチェックマトリクスのパリティ部分は、Ｉ0と
【数４６】
2016534657.tif 000054
のサブマトリクスのみを含むことができ、Ｉ0のサブマトリクスの位置は固定されてもよい。（ａ）に示すように、Ｉ0サブマトリクスは、パリティ部分の対角線方向に階段状に分布することができる。
【１１６９】
パリティチェックマトリクスのエッジは、該当の行（ｃｈｅｃｋｓｕｍ  ｎｏｄｅ）と列（ｖａｒｉａｂｌｅ  ｎｏｄｅ）が物理的に連結されているということを意味する。この場合、各列（ｖａｒｉａｂｌｅ  ｎｏｄｅ）に含まれた１の個数をｄｅｇｒｅｅと表現でき、列ごとに同一又は異なるｄｅｇｒｅｅを有することができる。したがって、これらのエッジは、サブマトリクス単位でまとめて表記するＩxの数量、位置、及びｘ値は、ＱＣ−ＩＲＡ ＬＤＰＣエンコーディング性能を決定する重要な要因であり、各コードレートごとに固有な値が決定されてもよい。
【１１７０】
また、（ｃ）は、本発明の一実施例に係るパリティチェックマトリクスのベースマトリクスを示す。ベースマトリクスは、各サブマトリクスを表現するＩxのｘ値を無視し、Ｉxの数量と位置だけを特定数字で表示したマトリクスである。（ｃ）に示すように、ベースマトリクスは、横（Ｋ＋Ｍ）、縦Ｍサイズを有し、Ｈｂａｓｅと表示されてもよい。また、該当のサブマトリクスを表現するＩxが重なったマトリクスでない場合、該当のサブマトリクスの位置は１と表示されてもよい。仮に、サブマトリクスがＩ0+2と表現された場合、該当りサブマトリクスは２個の循環移動されたアイデンティティママトリクスが重なったマトリクスであるから、１個の循環移動されたアイデンティティママトリクスと表現されるサブマトリクスと区別する必要がある。この場合、当該サブマトリクスの位置は、循環移動されたアイデンティティママトリクスが重なった個数である２と表示されてもよい。同様の方法で、Ｎ個の循環移動されたアイデンティティママトリクスが重なったサブマトリクスの場合、当該サブマトリクスの位置はＮと表示されてもよい。
【１１７１】
図１２８は、本発明の一実施例に係るＱＣ−ＩＲＡ（ｑｕａｓｉ−ｃｙｃｌｉｃ  ｉｒｒｅｇｕｌａｒ  ｒｅｐｅａｔ  ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ）ＬＤＰＣコードのエンコーディング過程を示す図である。
【１１７２】
ＱＣ−ＩＲＡ（ｑｕａｓｉ−ｃｙｃｌｉｃ  ｉｒｒｅｇｕｌａｒ  ｒｅｐｅａｔ  ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ）ＬＤＰＣコードのエンコーディングは、既存のシーケンシャルエンコーディング（ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ  ｅｎｃｏｄｉｎｇ）と違い、サブマトリクス単位でエンコーディングを行うことができるので、演算の複雑性が減るという効果を奏する。
【１１７３】
（ａ）は、本発明の一実施例に係るＱＣ−ＩＲＡパリティチェックマトリクスをＱＣオームで整列した結果を示す。上述したＱＣ−ＩＲＡパリティチェックマトリクスは、ＱＣオームで整列すれば、６個の領域（Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ及びＴ）に）分けられ得る。Ｑ×Ｋ長の情報ベクトルｓ，Ｑ長のパリティベクトルｐ１及びＱ×（Ｍ−１）長のパリティベクトルｐ２を利用すると、コードワードｘは、ｘ＝｛ｓ，ｐ１，ｐ２｝と表現されてもよい。
【１１７４】
Ｒｉｃｈａｒｄｓｏｎのエフィシエントエンコーディング数式（ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  ｅｎｃｏｄｉｎｇ  ｍａｔｈ  ｆｉｇｕｒｅ）を利用すると、ＱＣオームで整列されたパリティチェックマトリクスから直接ｐ１，ｐ２を求め、コードワードｘを得ることができる。Ｒｉｃｈａｒｄｓｏｎのエフィシエントエンコーディング数式は、次のとおりである。
【１１７５】
〔数式３６〕
【数４７】
2016534657.tif 000055
【１１７６】
（ｂ）は、上述した数式によって導出したφ及びφ-1マトリクスを示す。
【１１７７】
（ｂ）に示すように、φ-1は、上記のように、ｌｅｆｔ  ｌｏｗ  ｔｒｉａｎｇｕｌａｒ（ｓｕｂ）ｍａｔｒｉｘと表現することができる。その後、φ-1と情報ベクトルｓを、上述した数式によって演算すると、パリティベクトルｐ１を導出することができる。その後、ｓとｐ１を上述した数式によって演算すると、パリティベクトルｐ２を得ることができる。ＱＣ−ＩＲＡパリティチェックマトリクスをＲｉｃｈａｒｄｓｏｎのエフィシエントエンコーディング数式によってエンコーディングすると、Ｑ×Ｑサブマトリクスの特性の上、少なくともＱ個のパリティノードに対して同時にパラレル（ｐａｒａｌｌｅｌ）に演算することができる。
【１１７８】
図１２９乃至図１３２は、本発明の一実施例に係るＱＣ−ＩＲＡ ＬＤＰＣコードのシーケンシャルエンコーディング過程を示す図である。これは、上述したＬＤＰＣエンコーディング過程に対応し得る。
【１１７９】
図１２９は、同図は、本発明の一実施例に係るパリティチェックマトリクス（ｐａｒｉｔｙ  ｃｈｅｃｋ  ｍａｔｒｉｘ）のパーミュテーション（ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）過程を示す図である。
【１１８０】
（ａ）は、ＱＣオームで整列されたＱＣ−ＩＲＡ ＬＤＰＣのｐａｒｉｔｙ ｃｈｅｃｋ ｍａｔｒｉｘ Ｈ1マトリクスを示す。この場合、同図に示すように、Ｈ1マトリクスのパリティ部分は階段状に分布したサブマトリクスを含むことができる。これは、上述したＱＣ−ＩＲＡ ＬＤＰＣのパリティチェックマトリクスと同一である。本発明では、シーケンシャルエンコーディングを容易に行うために、Ｈ1マトリクスの行（ｒｏｗ）及び列（ｃｏｌｕｍｎ）を移動させてＨ2マトリクスに変形することを一実施例とすることができる。
【１１８１】
（ｂ）は、変形されたマトリクスＨ2マトリクスを示す。同図に示すように、Ｈ2マトリクスのパリティ部分は、二重対角（ｄｕａｌ  ｄｉａｇｏｎａｌ）マトリクスを含むことができる。この場合、適用される行及び列パーミュテーション数式は、次のとおりである。
【１１８２】
〔数式３７〕
【数４８】
2016534657.tif 000056
【１１８３】
上述したパーミュテーション数式によれば、Ｈ1マトリクスのｒｘ番目のｒｏｗは、Ｈ2マトリクスのｒｙ番目のｒｏｗに移動することができ、Ｈ1マトリクスのｃｘ番目の列は、Ｈ2マトリクスのｃｙ番目の列に移動することができる。この場合、列置換（ｃｏｌｕｍｎ  ｐｅｒｍｕｔａｔｉｏｎ）は、パリティ演算区間（ＱＫ≦ｃｘ≦Ｑ（Ｋ＋Ｍ）−１）に対してのみ適用されてもよく、パーミュテーションが適用されてもＬＤＰＣコードの特性を維持することができる。
【１１８４】
図１３０は、本発明の一実施例に係るパリティチェックマトリクスのアドレス（ａｄｄｒｅｓｓｅｓ  ｏｆ  ｐａｒｉｔｙ  ｃｈｅｃｋ  ｍａｔｒｉｘ）を示すテーブルである。
【１１８５】
同図に示すテーブルは、コードワード長１６２００、コードレートは１１／１５であるパリティチェックマトリクス（Ｐａｒｉｔｙ  ｃｈｅｃｋ  ｍａｔｒｉｘ又はＨ  ｍａｔｒｉｘ）を表現するテーブルである。同図のテーブルは、パリティチェックマトリクス内で１のアドレスを表すことができる。これを、パリティチェックマトリクスのアドレス（ａｄｄｒｅｓｓｅｓ  ｏｆ  ｐａｒｉｔｙ  ｃｈｅｃｋ  ｍａｔｒｉｘ）と呼ぶことができる。
【１１８６】
テーブルの（ａ）は、Ｈマトリクス（ｍａｔｒｉｘ）又はコードワードの長さをサブマトリクスの長さに分けた場合に発生するブロックを示すｉを示している。本発明の一実施例に係るサブマトリクスは、３６０×３６０のサイズを有するマトリクスであり、コードワードの長さは１６２００であるから、ブロックの個数は１６２００を３６０で割った４５となり得る。また、各ブロックは、０から順次に増加する数字で表現されてもよい。したがって、ｉは、０から４４までの値を有することができる。また、ｉは、各ブロックに含まれた最初の列に対応する情報ビット（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  ｂｉ）を示することができる。
【１１８７】
テーブルの（ｂ）は、各ブロック内の最初の列に含まれた１（又は、エッジ）の位置（又は、アドレス）を示す。
【１１８８】
Ｈマトリクスは、Ｈマトリクスの全行（ｒｏｗ）と列（ｃｏｌｕｍｎ）値を用いたＨ（ｒ，ｃ）と表現されてもよい。次の数式１１は、Ｈ（ｒ，ｃ）を導出するための数式である。
【１１８９】
〔数式３８〕
【数４９】
2016534657.tif 000057
【１１９０】
数式のｘ（ｉ，ｊ）は、同図のテーブルにおけるｉ行番のｊ番目の値を意味する。具体的に、ｘ（０，０）＝２９５，ｘ（０，１）＝３６４，ｘ（１，０）＝１であってもよい。これは、Ｈマトリクス内のｉ行目の１が位置する行（ｒｏｗ）の位置と同一である。この場合、ｒとｃの最大値はそれぞれ、４３１９、１６１９９であってもよい。
【１１９１】
ＬＤＰＣコードの性能は、パリティチェックマトリクスの各ノードのｄｅｇｒｅｅ分布、パリティチェックマトリクスの各‘１’或いはエッジの位置によるｇｉｒｔｈ、ｃｙｃｌｅ特性、ｃｈｅｃｋ ｎｏｄｅとｖａｒｉａｂｌｅ ｎｏｄｅの連結関係などによって可変してもよい。同図のＨマトリクスは、コードワード１６２００、Ｑ＝３６０、コードレート＝１１／１５である場合のｎｏｄｅ  ｄｅｇｒｅｅ分布を最適化し、最適化されたｄｅｇｒｅｅ分布、Ｑ、コードレートなどの条件下で‘１’或いはエッジの位置を最適化したものである。
【１１９２】
同図のテーブルによって構成されたＨマトリクスは、上述したＱＣ−ＩＲＡ ＬＤＰＣ構造を有する。また、数式から導出されたＨ（ｒ，ｃ）を用いてＨqcを得ることができ、ＨqcからベースマトリクスＨbaseを導出することができる。
【１１９３】
また、本発明の一実施例に係るＨマトリクスは、同図のテーブルにおける各ｘ（ｉ）の長さ（或いは、該当するｖａｒｉａｂｌｅ ｎｏｄｅのｄｅｇｒｅｅ）のようなｄｅｇｒｅｅ分布を有する、異なる形態のＨマトリクスを含むことができる。また、該当のＨマトリクスを用いて送信機でエンコーディングを行う場合、前述したＱＣ−ＩＲＡ ＬＤＰＣのためのエフィシエントエンコーディング方法を用いることができる。
【１１９４】
したがって、提案されたＨマトリクスを利用すると、送信側ではエンコーディング性能に優れていながらも、複雑度が低く、収率（Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）の高いエンコーダを具現することができ、受信側では、Ｑを用いてパラレルデコーディング（ｐａｒａｌｌｅｌ  ｄｅｃｏｄｉｎｇ）が３６０レベルまで可能であり、収率（Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ）の高い受信機を効果的に設計することができる。
【１１９５】
次の表７は、ｄｅｇｒｅｅ分布を示す。
【１１９６】
【表７】
2016534657.tif 000058
【１１９７】
すなわち、同図に示すように、ｉが０乃至６である場合、すなわち、０番目のブロック乃至６番目のブロック内の１の個数はいずれも１２である。したがって可変ノード数値（Ｖａｒｉａｂｌｅ  ｎｏｄｅ  ｄｅｇｒｅｅ）が１２である場合、同一のｄｅｇｒｅｅを有するブロックの個数は、７と表示される。同様の方法で、ｉが３３乃至４４である場合、すなわち、３３番目のブロック乃至４４番目のブロック内の１の個数はいずれも２である。したがって、可変ノード数値が２である場合、同じｄｅｇｒｅｅを有するブロックの個数は１２と表示される。上述したように、Ｈマトリクスのパリティ部分は、対角線方向の階段状に分布したＩ0と表現されるサブマトリクスだけを含むので、可変ノード数値はいつも２となる。したがって可変ノード数値の値が２であるブロックはパリティ部分に該当するブロックであることがわかる。また、各可変ノード数値に該当する実際可変ノード（ｖａｒｉａｂｌｅ  ｎｏｄｅ）の個数は、表に示したブロックの個数にサブマトリクスのＱ値を掛けて得ることができる。
【１１９８】
図１３１は、本発明の他の実施例に係るパリティチェックマトリクスのアドレス（ａｄｄｒｅｓｓｅｓ  ｏｆ  ｐａｒｉｔｙ  ｃｈｅｃｋ  ｍａｔｒｉｘ）を示すテーブルである。
【１１９９】
同図のテーブルは、上述したＨ1マトリクスが変換されたＨ2マトリクスを示すテーブルである。
【１２００】
シーケンシャルエンコーディングではパリティ演算区間で用いられるエッジは一般に、数式で表現されるので、テーブルでは省略されてもよい。すなわち、パリティ部分に該当するｄｅｇｒｅｅ ２値を有する２７個のブロックは、テーブルで表現されない。
【１２０１】
上述したように、マトリクスが変換されても性質はそのまま維持されるので、ｎｏｄｅ ｄｅｇｒｅｅ特性、ｃｙｃｌｅ、ｇｉｒｔｈ、チェックノードと可変ノード間の連結関係などはいずれも同一に維持される。したがって、同じエンコーディング性能を得ることができ、このテーブルによるＨ2マトリクスを用いてシーケンシャルエンコーディングを行うことができる。
【１２０２】
図１３２は、本発明の一実施例に係るＱＣ−ＩＲＡ ＬＤＰＣコードをシーケンシャルエンコーディングする方法を示す図である。
【１２０３】
上述したパーミュテーション過程によってパリティチェックマトリクスがＨ2マトリクス形態に変形されると、シーケンシャルエンコーディング（ｓｅｑｕｅｎｔｉａｌ  ｅｎｃｏｄｉｎｇ）は、コードワードの情報ビット（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  ｂｉｔ）を用いた各パリティチェックサム（パリティ  ｃｈｅｃｋｓｕｍ）のアップデート過程とパリティチェックサムの間のチェックサムアップデート（ｃｈｅｃｋｓｕｍ  ｕｐｄａｔｅ）過程によって行われてもよい。
【１２０４】
同図に示すように、コードワードは、ＱＫ個の情報ビットとＱＭ個のパリティチェックサムで表現されてもよい。情報ビットは該当の位置によってｉzと表現されてもよく、パリティチェックサムはｐsと表現されてもよい。
【１２０５】
情報ビットを用いた各パリティチェックサムのアップデート過程は、次の数式３９で表現されてもよい。
【１２０６】
〔数式３９〕
【数５０】
2016534657.tif 000059
【１２０７】
ここで、ｉzは、ｚ番目の情報ビットを意味し、ｐwは、ｉzを用いてアップデートすべきパリティチェックサムを意味する。数式で、（１）は、ｗ番目の行に該当するパリティチェックサムｐwが、ｚ番目の情報ビットｉzとＸＯＲ演算によってアップデートされることを意味する。数式で、（２）は、上述したＨ2マトリクスを示しているテーブルを用いてｗの位置を計算する数式である。このとき、ｖは、Ｈ2マトリクスを示しているテーブル上で表示された各行に該当する数字を意味する。上述したように、Ｈ2マトリクスを示しているテーブル上の行は、Ｈマトリクス又はコードワードの長さをサブマトリクスの長さで割った場合に発生するブロックの位置に該当する。したがって、同図に示す情報処理区間（Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｐｅｒｉｏｄ）をサブマトリクスの長さであるＱで割った後、毎Ｑ番目に該当するｉzに対応する行別に数字を読む。情報処理区間における情報ビットを用いてチェックサムアップデート過程が完了すると、バリティ処理区間（ｐａｒｉｔｙ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｐｅｒｉｏｄ）のチェックサムアップデート過程が行われてもよい。パリティ処理区間のチェックサムアップデート過程は、次の数式４０で表現することができる。
【１２０８】
〔数式４０〕
【数５１】
2016534657.tif 000060
【１２０９】
Ｓが０である場合、パリティチェックサムはそのままパリティｐ0値になり、ｐ1からｐQM-1までのパリティ値は、順次に、直前のパリティ値とのＸＯＲ演算によって導出されてもよい。
【１２１０】
図１３３は、本発明の一実施例に係るＬＤＰＣデコーダを示す図である。
【１２１１】
本発明の一実施例に係るＬＤＰＣデコーダ７００は、可変ノードアップデートブロック７１０、チェックノードアップデートブロック７２０、バレルシフト（ｂａｒｒｅｌ  ｓｈｉｆｔ）ブロック７３０、及びチェックサムブロック７４０を含むことができる。以下、各ブロックについて説明する。
【１２１２】
可変ノードブロック７１０は、ＬＤＰＣデコーダの入力とチェックノードブロックからのエッジを通じて伝達されるメッセージを用いてＨマトリクスの各可変ノードをアップデートすることができる。
【１２１３】
チェックノードアップデートブロック７２０は、可変ノードからエッジを通し伝達されるメッセージを用いてＨマトリクスのチェックノードをアップデートすることができる。本発明の一実施例に係るノードアップデートアルゴリズムは、ｓｕｍ ｐｒｏｄｕｃｔ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ、ｂｅｌｉｅｆ−ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ、ｍｉｎ−ｓｕｍ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ、ｍｏｄｉｆｉｅｄ ｍｉｎ−ｓｕｍ ａｌｇｏｒｉｔｈｍなどを含むことができ、これは設計者の意図によって変更可能である。また、ＱＣ−ＩＲＡ ＬＤＰＣの特性の上、可変ノードとチェックノード間のエッジ連結関係がＱ×Ｑ循環アイデンティティマトリクス（ｃｉｒｃｕｌａｎｔ  ｉｄｅｎｔｉｔｙ  ｍａｔｒｉｘ）の形態で現れるので、可変ノードとチェックノードアップデートブロック間のメッセージをパラレルにＱ個ずつ同時に処理することができる。バレルシフトブロック７３０は、循環連結（ｃｉｒｃｕｌａｎｔ  ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）を調節することができる。
【１２１４】
チェックサムブロック７４０は、オプショナルブロックであり、毎可変ノードアップデート時に、デコーディングメッセージ（ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｍｅｓｓａｇｅ）をハードデシジョン（ｈａｒｄ  ｄｅｃｉｓｉｏｎ）してパリティチェックサム演算を行うことによって、誤り訂正（ｅｒｒｏｒ  ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）のために必要なデコーディング反復（ｄｅｃｏｄｉｎｇ  ｉｔｅｒａｔｉｏｎ）回数を減らすことができる。この場合、本発明の一実施例に係るＬＤＰＣデコーダ７００は、チェックサムブロック７４０がデコーディングメッセージ（ｃｏｄｉｎｇ  ｍａｓｓａｇｅ）をハードデシジョンしても、最終ＬＤＰＣデコーディング出力をソフトデシジョン（ｓｏｆｔ  ｄｅｃｉｓｉｏｎ）によって出力することができる。
【１２１５】
以下では、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリービング過程について説明する。
【１２１６】
１個のＯＦＤＭシンボルで動作する本発明のブロックインターリーバ６２００の目的は、フレームストラクチャモジュール１２００から受信されたデータセルをランダムにインターリービングしてフリケンシーダイバーシチを提供することである。一つの信号フレーム（又は、フレーム）で最大のインターリービング利得を得るために、２つの連続したＯＦＤＭシンボルで構成されたＯＦＤＭシンボルペアごとに異なるインターリービングシード（ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｓｅｅｄ）を使用する。
【１２１７】
上述したブロックインターリーバ６２００は、信号フレームの単位となる伝送ブロック内のセルをインターリービングして追加的なダイバーシチ利得を得ることができる。本発明の一実施例に係るブロックインターリーバ６２００は、フリケンシーインターリーバと呼ぶことができ、これは設計者の意図によって変更可能である。本発明のブロックインターリーバ６２００は、少なくとも一つのＯＦＤＭシンボルに対して互いに異なるインターリービングシードを適用したり、複数のＯＦＤＭシンボルを含むフレームに対して互いに異なるインターリービングシードを適用することを一実施例とすることができる。
【１２１８】
本発明では、上述したフリケンシーインターリービング方法をランダムフリケンシーインターリービング（ｒａｎｄｏｍ ＦＩ）と呼ぶことができる。
【１２１９】
また、本発明のｒａｎｄｏｍ ＦＩは、複数個のＯＦＤＭシンボルを含む信号フレームが複数個含まれたスーパーフレーム構造に適用されることを一実施例とすることができる。
【１２２０】
上述したように、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置又は放送信号送信装置内のフリケンシーインターリーバは、少なくとも一つのＯＦＤＭシンボル、すなわち、各ＯＦＤＭシンボル又はペアを成す２つのＯＦＤＭシンボル（ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ  ＯＦＤＭシンボル）ごとに異なるインターリービングシード（又は、ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ  ｐａｔｔｅｒｎ）を適用してｒａｎｄｏｍ ＦＩを行うので、周波数ダイバーシチを得ることができる。また、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、各信号フレームごとに異なるインターリービングシードを適用してｒａｎｄｏｍ ＦＩを行うことによって、追加的な周波数ダイバーシチを得ることができる。
【１２２１】
したがって、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置又はフリケンシーインターリーバは、２つのメモリバンクを用いて、連続した１対のＯＦＤＭシンボル（ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ  ＯＦＤＭシンボル）単位でフリケンシーインターリービングを行うピンポン（ｐｉｎｇ−ｐｏｎｇ）フリケンシーインターリーバ構造を有することができる。以下では、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバのインターリービング動作を、ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ｓｙｍｂｏｌ ＦＩ（又は、ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＦＩ）又はｐｉｎｇ−ｐｏｎｇ ＦＩ（ｐｉｎｇ−ｐｏｎｇ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）と呼ぶことができる。上述したインターリービング動作はｒａｎｄｏｍ ＦＩの実施例に該当し、呼称は、設計者の意図によって変更されてもよい。
【１２２２】
偶数番目のｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルと奇数番目のｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルは、異なるＦＩメモリバンクを通じて不連続的にインターリービングすることができる。また、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、各メモリバンクに入力される連続した１対のＯＦＤＭシンボルに対して任意のインターリービングシードを用いて読み取り及びｗ書き込み動作を同時に行うことができる。具体的な動作については後述する。
【１２２３】
また、スーパーフレーム内の全てのＯＦＤＭシンボルを合理的且つ効率的にインターリービングするための論理的なフリケンシーインターリービング動作として、本発明では基本的にインターリービングシードが１対のＯＦＤＭシンボル単位で変化することを一実施例とすることができる。
【１２２４】
この場合、本発明のインターリービングシードは、任意のランダム発生器又は複数のランダム発生器の組合せで構成されたランダム発生器で発生することを一実施例とすることができる。また、本発明では、効率的なインターリービングシード変化のために、一つのメインインターリービングシードを循環移動（ｃｙｃｌｉｃ−ｓｈｉｆｔｉｎｇ）して様々なインターリービングシードを生成することを一実施例とすることができる。この場合、循環移動ルールは、ＯＦＤＭシンボルと信号フレーム単位を考慮して階層的に定義することができる。これは、設計者意図によって変更可能であり、具体的な内容は後述する。
【１２２５】
また、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、上述したランダムフリケンシーインターリービングの逆過程を行うことができる。この場合、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置又は放送信号受信装置のフリケンシーデインターリーバは、ダブルメモリ（ｄｏｕｂｌｅ−ｍｅｍｏｒｙ）を使用するピンポン構造を使用せず、連続した入力ＯＦＤＭシンボルに対してシングルメモリ（ｓｉｎｇｌｅ−ｍｅｍｏｒｙ）でデインターリービングを行うことができる。したがって、メモリ使用効率性を増加させることができる。また、読み取り及び書き込み動作が要求され、これを、シングルメモリデインターリービング（ｓｉｎｇｌｅ−ｍｅｍｏｒｙ  デインターリービング）動作と称する。このようなデインターリービング方式は、メモリ使用側面で非常に効率的である。
【１２２６】
図１３４は、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバの動作を示す図である。
【１２２７】
図１３４は、送信機で２つのメモリバンクを用いたフリケンシーインターリーバの基本動作を示す図であり、受信機でシングルメモリデインターリービングを可能にする。
【１２２８】
上述したように、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、ピンポンインターリービング（ｐｉｎｇ−ｐｏｎｇ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ） 動作を行うことができる。
【１２２９】
一般的に、ピンポンインターリービング動作は、２つのメモリバンクによって達成される。提案するＦＩ動作で２つのメモリバンクは、各ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルのためのものである。
【１２３０】
インターリービングのための最大のメモリＲＯＭ（Ｒｅａｄ  Ｏｎｌｙ  Ｍｅｍｏｒｙ）サイズは、最大ＦＦＴサイズの略２倍である。送信側においてＲＯＭのサイズの増加は、受信側に比べてその重要性が多少低い。
【１２３１】
上述したように、偶数番目のｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルと奇数番目のｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルは互いに異なるＦＩメモリバンクで不連続的にインターリービングすることができる。すなわち、１番目（偶数の）ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルは１番目のバンクでインターリングビングされるが、２番目（奇数の）ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルは２番目のバンクでインターリービングされる方式で行われる。各ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルに対して一つのインターリービングシードが用いられる。インターリービングシード及び読み取り−書き込み（又は、書き込み−読み取り）動作に基づいて２つのＯＦＤＭシンボルが順次にインターリービングされる。
【１２３２】
本発明の一実施例に係る読み取り−書き込み動作は、衝突無しで同時になされる。本発明の一実施例に係る書き込み−読み取り動作は、衝突無しで同時になされる。
【１２３３】
図１３４は、上述したフリケンシーインターリーバの動作を示す。同図に示すように、フリケンシーインターリーバは、ｄｅｍｕｘ １６０００、２つのメモリバンク（ｍｅｍｏｒｙ  ｂａｎｋ−Ａ １６１００、ｍｅｍｏｒｙ  ｂａｎｋ−Ｂ１ ６２００）、及びｄｅｍｕｘ １６３００を含むことができる。
【１２３４】
まず、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルＦＩのために入力された連続したＯＦＤＭシンボルにデマルチプレクシング処理を行うことができる。その後、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、１個のインターリービングシードを用いて各メモリバンクＡ及びＢで読み取り−書き込みＦＩ動作を行う。図１６に示すように、各ＯＦＤＭシンボル対に対して２つのメモリバンクが用いられる。動作方式において、１番目（偶数）のＯＦＤＭシンボル対はメモリバンク−Ａでインターリービングされ、２番目（奇数番号）のＯＦＤＭシンボル対はメモリバンク−Ｂでインターリービングされるなど、ＡとＢで交互にインターリービングされる。
【１２３５】
その後、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは順次的ＯＦＤＭシンボル伝送のためにｐｉｎｇ−ｐｏｎｇ ＦＩ出力に対してマルチプレクシング処理を行うことができる。
【１２３６】
図１３５は、本発明の一実施例に係るｂａｓｉｃ ｓｗｉｔｃｈ ｍｏｄｅｌ ｆｏｒ ＭＵＸ ａｎｄ ＤＥＭＵＸ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅｓを示す。
【１２３７】
図１３５は、上述したｐｉｎｇ−ｐｏｎｇ ＦＩ構造においてｍｅｍｏｒｙ−ｂａｎｋ−Ａ／−Ｂの入出力に適用されたＤＥＭＵＸとＭＵＸの簡単な動作を示す。
【１２３８】
ＤＥＭＵＸ及びＭＵＸは、順次に入力されたＯＦＤＭシンボルをインターリービングするように制御し、出力されたＯＦＤＭシンボル対をー伝送するようにそれぞれ制御することができる。各ＯＦＤＭシンボル対ごとに異なるインターリービングシードを使用する。
【１２３９】
以下では、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリービングの読み取り−書き込み動作を説明する。
【１２４０】
本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、１個のインターリービングシードを選択したり使用することができ、１番目及び２番目のＯＦＤＭシンボルに対してそれぞれ書き込み及び読み取りする動作時に、インターリービングシードを使用することができる。すなわち、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、選択した一つの任意インターリービングシードを、ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルの１番目のＯＦＤＭシンボルに対して書き込みする動作に使用し、２番目のＯＦＤＭシンボルに対しては読み取り動作に使用することによって、効果的にインターリービングすることができる。事実上、２つのＯＦＤＭシンボルに異なるインターリービングシードをそれぞれ適用することを意味する。
【１２４１】
本発明の一実施例に係る読み取り−書き込み動作具体的な内容は、次のとおりである。
【１２４２】
１番目のＯＦＤＭシンボルに対して、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、（インターリービングシードによって）メモリにランダム書き込みを行った後、線形（ｌｉｎｅａｒ）読み取りを行うことができる。同時に、２番目のＯＦＤＭシンボルに対して、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、（１番目のＯＦＤＭシンボルに対する線形読み取り動作に影響を受けて）メモリで線形書き込みを行うことができる。また、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、その後、（インターリービングシードによって）ランダム読み取りを行うことができる。
【１２４３】
上述したように、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、複数個の信号フレームを時間軸上で連続的に伝送することができる。本発明では、一定時間に伝送される信号フレームの集合をスーパーフレームと呼ぶことができる。したがって、一つのスーパーフレームはＮ個の信号フレームを含むことができ、各信号フレームは複数個のＯＦＤＭシンボルを含むことができる。
【１２４４】
図１３６は、本発明の一実施例に係るシングルスーパーフレームに適用されるフリケンシーインターリービングの概念図である。
【１２４５】
本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、一つの信号フレーム内でｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルごとにインターリービングシードを変更（シンボルインデックスリセット）し、各フレームによって一つの信号フレームで用いられるインターリービングシードを変更（フレームインデックスリセット）することができる。本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、スーパーフレームでインターリービングシードを変更（スーパーフレームインデックスリセット）することができる。
【１２４６】
したがって、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、スーパーフレーム内の全ＯＦＤＭシンボルを合理的に且つ効率的にインターリービングすることができる。
【１２４７】
図１３７は、本発明の一実施例に係るシングルスーパーフレームに適用されるフリケンシーインターリービングのロジカルオペレーションメカニズム（ｌｏｇｉｃａｌ  ｏｐｅｒａｔｉｏｎ  ｍｅｃｈａｎｉｓｍ）を示す図である。
【１２４８】
図１３７は。図１３６で説明した一つのスーパーフレーム内に用いられるインターリービングシードを効果的に変えるためのフリケンシーインターリーバのロジカルオペレーションメカニズムと関連パラメータを示す。
【１２４９】
上述したように、本発明では、一つのメインインターリービングシードを任意のオフセットだけ循環移動して様々なインターリービングシードを効率的に生成することができる。同図に示すように、本発明では、上述したオフセットを毎フレーム及び毎ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルごとに別々に生成して、それぞれ異なるインターリービングシードを生成することを一実施例とすることができる。以下、ロジカルオペレーションメカニズムを説明する。
【１２５０】
図面の下段ブロックに示すように、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、入力されるフレームインデックスを用いて、各信号フレームごとにフレームオフセットをランダムに発生させることができる。本発明の一実施例に係るフレームオフセットは、フリケンシーインターリーバに含まれたフレームオフセットジェネレータによって生成されてもよい。この場合、各フレームごとに適用され得るフレームオフセットは、スーパーフレームインデックスがリセットされると、スーパーフレームインデックスによって識別される各スーパーフレーム内の各信号フレームに対して発生する。
【１２５１】
図面の中間に位置しているブロックに示すように、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、入力されるシンボルインデックスを用いて、各信号フレームに含まれた各ＯＦＤＭシンボルに適用するためのシンボルオフセットをランダムに発生させることができる。本発明の一実施例に係るシンボルオフセットは、フリケンシーインターリーバに含まれたシンボルオフセットジェネレータによって生成されてもよい。この場合、各シンボルに対するシンボルオフセットは、フレームインデックスがリセットされると、フレームインデックスによって識別される各信号フレーム内のシンボルに対して発生する。また、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、毎ＯＦＤＭシンボルに対してメインインターリービングシードをシンボルオフセットだけ循環移動して様々なインターリービングシードを生成することができる。
【１２５２】
その後、図面の上段に位置しているブロックに示すように、本発明の一実施例に係るフリケンシーインターリーバは、入力されるセルインデックスを用いて、各ＯＦＤＭシンボルに含まれたセルに対してｒａｎｄｏｍ ＦＩを行うことができる。本発明の一実施例に係るｒａｎｄｏｍ ＦＩパラメータは、フリケンシーインターリーバに含まれたｒａｎｄｏｍ ＦＩジェネレータによって生成されてもよい。
【１２５３】
図１３８は、本発明の一実施例に係るシングルスーパーフレームに適用されるフリケンシーインターリービングのロジカルオペレーションメカニズムの数式を示す。
【１２５４】
具体的に、図１３８は、上述したフレームオフセットパラメータ、シンボルオフセットパラメータ及び各ＯＦＤＭに含まれたセルに適用されるｒａｎｄｏｍ ＦＩのパラメータの関係を示す。同図に示すように、毎ＯＦＤＭシンボルに用いられるオフセットは、上述したフレームオフセットジェネレータ及び上述したシンボルオフセットジェネレータの階層的な構造を通じて発生する。この場合、フレームオフセットジェネレータ及びシンボルオフセットジェネレータは、任意のランダムジェネレータを用いて設計することができる。
【１２５５】
図１３９は、本発明の一実施例に係るメモリバンクの動作を示す。
【１２５６】
上述したように、本発明の一実施例に含まれた２つのメモリバンクは、上述した過程を通じて発生した任意のインターリービングシードを、各ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルに適用することができる。また、各メモリバンクは、毎ｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルごとにインターリービングシードを変えてもよい。
【１２５７】
図１４０は、本発明の一実施例に係るフリケンシーデインターリービング過程を示す図である。
【１２５８】
本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、シングルメモリを用いて、上述したフリケンシーインターリービング過程の逆過程を行うことができる。同図は、入力された連続したＯＦＤＭシンボルに対するシングルメモリデインターリービング（ＦＤＩ）を示す。
【１２５９】
基本的に、フリケンシーデインターリービング動作は、フリケンシーインターリービング動作の逆過程に従う。シングルメモリを利用する場合、それ以上の過程は必要でない。
【１２６０】
同図の左側に示すｐａｉｒ−ｗｉｓｅ ＯＦＤＭシンボルが連続的に入力されると、同図の右側に示すように、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、シングルメモリを用いて上述した読み取り及び書き込み動作を行うことができる。この場合、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置は、メモリインデックスを生成して、放送信号送信装置で行ったフリケンシーインターリービング（書き込み及び読み取り）の逆過程に対応するフリケンシーデインターリービング（読み取り及び書き込み）を行うことができる。本質的に、提案するｐａｉｒ−ｗｉｓｅ  ｐｉｎｇ−ｐｏｎｇ  ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ構造によって利点が発生する。
【１２６１】
図１乃至図１５２に関する説明を、以下の図１５３乃至図１７３に適用することができる。
【１２６２】
図１５３は、本発明の一実施例に係るＤＴＶＣＣ放送のプロトコルモデルを示す図である。
【１２６３】
本発明の一実施例に係るキャプションデータの伝送は、‘ＣＥＡ−７０８−Ｅ’標準で記述する階層構造に従っており、伝送階層（ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  ｌａｙｅｒ）、パケット階層（ｐａｃｋｅｔ  ｌａｙｅｒ）、サービス階層（ｓｅｒｖｉｃｅ  ｌａｙｅｒ）、コーディング階層（ｃｏｄｉｎｇ  ｌａｙｅｒ）、解釈階層（ｉｎｔｅｒｐｒｅｔａｔｉｏｎ  ｌａｙｅｒ）の５つの階層を含むことができる。各階層に対する放送信号受信装置のクローズドキャプション処理などの細部事項は、‘ＣＥＡ−７０８−Ｅ’標準の‘３ Ｃａｐｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｌａｙｅｒｅｄ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ’に従えばよい。
【１２６４】
ＤＴＶＣＣ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ  Ｃｌｏｓｅｄ  Ｃａｐｔｉｏｎｉｎｇ）は、デジタルＴＶクローズドキャプション放送規格、すなわち、ＣＥＡ−７０８−Ｅ標準のことを指す。デジタルＴＶクローズドキャプション（ＤＴＶＣＣ）は、論理データチャネルを介してキャプションデータを伝送することができる。デジタルＴＶクローズドキャプション（ＤＴＶＣＣ）は、少なくとも一つの言語のキャプション及び少なくとも一つの可読レベル（ｒｅａｄｉｎｇ  ｌｅｖｅｌ）のキャプションを同時に伝送することができる。クローズドキャプション放送とは、テレビ映像と統合されない別個のテキストデータを送出し、テレビ受信機で選択的にこのテキストをキャプションとして表出できるようにする放送サービスを指す。
【１２６５】
本発明の一実施例に係るキャプションデータの構造は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）のうち一つであってもよい。キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））及びキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）は‘ＣＥＡ−７０８−Ｅ’標準に定義されている。分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）は、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）が少なくとも一つのグループに分割されたものを指す。
【１２６６】
本発明の一実施例に係るキャプションデータの伝送方式は、キャプションデータが、ビデオストリームと別途のＰＩＤ値を有するキャプションＴＳパケットに含まれて伝送されてもよく、キャプションデータが、ビデオストリームと別途のキャプションＩＰパケットに含まれて伝送されてもよい。
【１２６７】
本発明の一実施例に係るキャプションデータの伝送経路は、キャプションデータが、ビデオストリームが伝送されるインバンドで伝送されてもよく、アウトオブバンドで伝送されてもよい。
【１２６８】
このように、キャプションデータをビデオストリーム以外の別途のストリームで分離伝送したり、別個の経路を通じて伝送すると、キャプションデータのデコーディング及び再生効率を高めることができる。
【１２６９】
図１５４は、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置がビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）のようなストリームでキャプションデータを伝送する方法を示す図である。
【１２７０】
図１５４を参照すると、放送信号送信装置は、キャプションデータをビデオストリームに含めることができる（Ｓ５１１０５）。その後、放送信号送信装置は、ビデオストリームを符号化してビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）を生成することができる（Ｓ５１１１０）。その後、放送信号送信装置は、ビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）をパケット化して少なくとも一つのビデオＴＳパケットを生成することができる。その後、放送信号送信装置は、キャプションデータが含まれたビデオＴＳパケットを多重化して放送信号を生成し、放送信号を伝送することができる（Ｓ５１１１５）。
【１２７１】
放送信号受信装置は放送信号を受信し、放送信号をキャプションデータが含まれたビデオＴＳパケットとその他の情報として逆多重化することができる（Ｓ５１１２０）。その後、放送信号受信装置は、ビデオＴＳパケットをデコーティングし、ビデオ信号及びキャプションデータを生成することができる（Ｓ５１１２５）。また、放送信号受信装置は、ビデオ信号及びキャプションデータを同期化して表現することができる。
【１２７２】
以下では、放送信号送信装置がビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）にキャプションデータを含めて伝送し、放送信号受信装置がそれを受信して表現することについて具体的に説明する。
【１２７３】
図１５５は、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置の構成を示す図である。
【１２７４】
図１５５を参照すると、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、キャプションデータ発生部５１１２２、ユーザーデータ発生部１１２４、ＰＳＩ／ＰＳＩＰ発生部５１１２６、ビデオ符号化部５１１３４、パケット生成部５１１３６、及び／又は送信部５１１６０を含むことができる。
【１２７５】
キャプションデータ発生部５１１２２は、内部又は外部の装置から、ネットワーク又は記録媒体を介して、タイムコーディングされたキャプション信号を受信し、ビデオ信号に対応するキャプション信号に基づいてキャプションデータを生成することができる。例えば、キャプションデータの構造は、‘ＣＥＡ−７０８−Ｅ’標準に定義された少なくとも一つのキャプションチャネルパケット（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐａｃｋｅｔ）を含むことができる。実施例によって、キャプションデータ発生部５１１２２は、キャプション信号をキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、及び分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）のいずれか一つの構造を有するキャプションデータを生成することができる。また、キャプションデータ発生部５１１２２は、キャプションサービスの類型と属性を示すキャプションサービス情報を生成することができる。キャプションサービス情報は、放送信号においてプログラムマップテーブル（ＰＭＴ）又はイベント情報テーブル（ＥＩＴ）に含まれてもよい。また、キャプションサービス情報は、キャプションデータがキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、及び分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）のうちどの構造であるかを示すキャプション構造情報、及びキャプションデータをキャプションＩＰパケット及びキャプションＴＳパケットのうちどの形態でパケット化するかを示すキャプション伝送方式情報を含むことができる。
【１２７６】
ユーザーデータ発生部５１１２４は、ビデオ符号化部５１１３４がビデオ信号を符号化する際にシーケンスレベル、ＧＯＰレベル、又はピクチャーレベルで挿入する拡張データ及びユーザーデータを生成することができる。例えば、ユーザーデータはＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）を含むことができ、ＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）はキャプションデータを含むことができる。
【１２７７】
ユーザーデータ発生部５１１２４は、キャプションデータ発生部５１１２２から少なくとも一つのキャプションチャネルパケットを受信し、ユーザーデータを生成することができる。例えば、ユーザーデータは、少なくとも一つのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、少なくとも一つの分割されたキャプションデータパケット（ＦＣＣＰ）、及び少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を含むことができる。実施例によって、キャプションデータ発生部５１１２２が少なくても一つのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、少なくとも一つの分割されたキャプションデータパケット（ＦＣＣＰ）、及び少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を生成することができる。
【１２７８】
ユーザーデータがキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）である場合、ユーザーデータ発生部５１１２４は、キャプションデータ発生部５１１２２から伝達されたキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）を分割せず、そのままユーザーデータとして出力する。
【１２７９】
ユーザーデータが分割されたキャプションデータパケット（ＦＣＣＰ）である場合、ユーザーデータ発生部５１１２４は、キャプションデータ発生部５１１２２から伝達されたそれぞれのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）を分割し、少なくとも一つの分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）を生成することができる。この場合、一つのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）は、少なくとも一つの分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）に分散されて配置されてもよい。また、それぞれの分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）は、少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を含むことができる。
【１２８０】
ユーザーデータがキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））である場合、ユーザーデータ発生部５１１２４は、‘ＣＥＡ−７０８−Ｅ’標準に定義されたのと同じ構造にキャプションチャネルパケットを分割し、少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を生成することができる。この場合、一つのキャプションチャネルパケットは、少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））に分散して配置されてもよい。
【１２８１】
各キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、２バイトのバイト対（ｂｙｔｅ  ｐａｉｒ）を含むことができる。バイト対（ｂｙｔｅ  ｐａｉｒ）は、１バイトの第１クローズドキャプションデータ（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）及び１バイトの第２クローズドキャプションデータ（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）を含むことができる。
【１２８２】
ユーザーデータ発生部５１１２４は、少なくとも一つのユーザーデータを‘ＡＴＳＣ Ａ／５３’標準の‘６．２．３ＡＴＳＣ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｕｓｅｒ Ｄａｔａ Ｓｅｍａｎｔｉｃｓ’で定義するＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）に挿入することができる。例えば、ユーザーデータ発生部５１１２４は、少なくとも一つのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、少なくとも一つの分割されたキャプションデータパケット（ＦＣＣＰ）、及び少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））をＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）に挿入することができる。
【１２８３】
ＰＳＩ／ＰＳＩＰ発生部５１１２６は、キャプションデータ発生部５１１２２からキャプションサービス情報を受信し、プログラム仕様情報（ＰＳＩ）及びプログラム及びシステム情報プロトコル（ＰＳＩＰ）データを生成することができる。ＰＳＩＰ内にあるプログラムマップテーブル（ＰＭＴ）又はイベント情報テーブル（ＥＩＴ）には、キャプションサービス情報を記述するためのキャプションサービスデスクリプタ（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ）及びキャプションデリバリーデスクリプタ（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｄｅｌｉｖｅｒｙ  Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｒ）を含むことができる。例えば、キャプションサービスデスクリプタは、キャプションデータの構造及び伝送方式に関する情報を含むことができる。キャプションデリバリーデスクリプタは、キャプションデータが別のチャネルで伝送される時に具体的な情報を含むことができる。キャプションサービスデスクリプタ及びキャプションデリバリーデスクリプタについては後述する。
【１２８４】
ビデオ符号化部５１１３４は、ビデオ信号及びユーザーデータを受信し、あらかじめ定められた標準によって符号化してビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）を生成することができる。例えば、ビデオ符号化部５１１３４は、‘Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ ＩＴＵ−Ｔ Ｈ．２６５（ＨＥＶＣ）’標準と‘Ａ／５３Ｐａｒｔ４’標準によってビデオ信号を符号化することができる。しかし、ビデオ符号化部５１１３４は、Ｈ．２６４／ＡＶＣ標準、ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−２のＭＰＥＧ−２標準、又はその他の方式でビデオ信号を符号化することができる。
【１２８５】
ビデオ符号化部５１１３４は、ユーザーデータ発生部５１１２４からユーザーデータを受信し、これをユーザーデータ領域に含めた後にビデオ信号を符号化することができる。例えば、ユーザーデータ領域は、‘Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ ＩＴＵ−Ｔ Ｈ．２６５（ＨＥＶＣ）’標準のＳＥＩ（Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔａｌ  Ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）ＲＢＳＰ（Ｒａｗ  Ｂｙｔｅ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｐａｙｌｏａｄ）のペイロード及び‘ＩＳＯ／ＩＥＣ１３８１８−２のＭＰＥＧ−２’標準のピクチャーヘッダー領域を含むことができる。また、ユーザーデータはＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）を含むことができる。
【１２８６】
ビデオ符号化部５１１３４は、ユーザーデータ発生部５１１２４からＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）を受信し、ユーザーデータ領域にＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）を含めてビデオ信号を符号化することができる。例えば、ビデオ符号化部５１１３４は、ユーザーデータ発生部５１１２４から少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を受信し、少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を‘Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ ＩＴＵ−Ｔ Ｈ．２６５（ＨＥＶＣ）’標準の‘７．３Ｓｙｎｔａｘ ｉｎ ｔａｂｕｌａｒ ｆｏｒｍ’によってＳＥＩ（Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔａｌ  Ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）ＲＢＳＰ（Ｒａｗ  Ｂｙｔｅ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｐａｙｌｏａｄ）のペイロードに挿入することができる。実施例によって、ビデオ符号化部５１１３４は、ユーザーデータ発生部５１１２４から少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ＣＣＰ）及び分割されたキャプションデータ構造体（ＦＣＣＰ）のいずれか一つを受信し、ＳＥＩ（Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔａｌ  Ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）ＲＢＳＰ（Ｒａｗ  Ｂｙｔｅ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｐａｙｌｏａｄ）のペイロードに挿入することができる。
【１２８７】
その後、ビデオ符号化部５１１３４は、ビデオ信号を符号化してビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）を生成することができる。
【１２８８】
パケット生成部５１１３６は、ビデオ符号化部５１１３４からキャプションデータが含まれたビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）を受信し、ビデオストリームをパケット化して、少なくとも一つのパケット化されたエレメンタリーストリーム（ＰＥＳ）を生成することができる。実施例によって、ビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）はキャプションデータを含んでもよく、キャプションデータを含まなくてもよい。
【１２８９】
パケット生成部５１１３６は、ＰＳＩ／ＰＳＩＰ発生部５１１２６からＰＳＩ／ＰＳＩＰ情報を受信し、ＰＳＩ／ＰＳＩＰ情報をパケット化して、少なくとも一つのセクション（Ｓｅｃｔｉｏｎ）を生成することができる。セクションは、ＰＳＩ／ＰＳＩＰ情報を伝送するための形式である。
【１２９０】
パケット生成部５１１３６は、パケット化されたエレメンタリーストリーム（ＰＥＳ）及びセクション（Ｓｅｃｔｉｏｎ）をそれぞれ分割して、少なくとも一つのビデオＴＳパケット（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  Ｓｔｒｅａｍ  Ｐａｃｋｅｔ）及びＰＳＩ／ＰＳＩＰ  ＴＳパケットを生成することができる。
【１２９１】
パケット生成部５１１３６は、ビデオエレメンタリーストリーム、キャプションデータ、及びキャプションサービス情報をパケット化するが、ビデオエレメンタリーストリームとは独立したストリームとしてキャプションデータをパケット化することができる。パケット生成部５１１３６は、ユーザーデータ発生部５１１２４からキャプションデータの含まれたユーザーデータを受信し、ビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）とは独立してユーザーデータをパケット化してキャプションＴＳパケット又はキャプションＩＰパケットを生成することができる。実施例によって、パケット生成部５１１３６は、キャプションデータ発生部５１１２２から少なくとも一つのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、少なくとも一つの分割されたキャプションデータパケット（ＦＣＣＰ）、及び少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））のいずれか一つを直接受信し、パケット化してキャプションＴＳパケット又はキャプションＩＰパケットを生成することができる。キャプションＴＳパケットは、キャプションデータを放送網を介して伝達可能な形態のパケットを意味し、キャプションＩＰパケットは、キャプションデータをインターネット網を介して伝達可能な形態のパケットを意味する。
【１２９２】
キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）、パケット化されたエレメンタリーストリーム（ＰＥＳ）、及びセクション（Ｓｅｃｔｉｏｎ）のサイズはＴＳパケットのサイズよりも大きい場合があり、この場合、パケット生成部５１１３６は、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）、パケット化されたエレメンタリーストリーム（ＰＥＳ）、及びセクション（Ｓｅｃｔｉｏｎ）を、少なくとも一つのＴＳパケットに分割して配置することができる。例えば、ＴＳパケットのサイズは１８８バイトであってもよい。
【１２９３】
多重化部（図示せず）は、パケット生成部５１１３６から少なくとも一つのビデオＴＳパケット及び少なくとも一つのＰＳＩ／ＰＳＩＰ ＴＳパケットを受信し、それらを多重化することができる。また、キャプションデータがビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）とは別のストリームで伝送される時には、多重化部（図示せず）は、パケット生成部５１１３６から少なくとも一つのビデオＴＳパケット又は少なくとも一つのキャプションＴＳパケットを受信し、それらを多重化することができる。図１５５では、放送信号送信装置が一つのチャネルを伝送するが、これに限定されず、複数チャネルの放送信号を多重化して多重プログラムＴＳを生成する別途の伝送マルチプレクサがさらに設けられてもよい。
【１２９４】
チャネル符号化及び変調部（図示せず）は、伝送チャネルで雑音によって発生しうる誤りを受信機で検出して訂正できるように、伝送ストリームをエラー訂正符号化することができる。また、チャネル符号化及び変調部は、エラー訂正符号化された伝送ストリームを、放送信号送信装置が採択している変調方式によって変調することができる。例えば、変調方式は、８−ＶＳＢ変調方式であってもよい。
【１２９５】
送信部５１１６０は、変調された放送信号をチャネル特性に合わせて伝送することができる。例えば、送信部５１１６０は、パケット化されたビデオエレメンタリーストリーム及びキャプションデータを放送信号として伝送することができる。送信部５１１６０は、少なくとも一つのビデオＴＳパケット、少なくとも一つのキャプションＴＳパケット、少なくとも一つのキャプションＩＰパケット、及び少なくとも一つのＰＳＩ／ＰＳＩＰ ＴＳパケットをチャネル特性に合わせて伝送することができる。また、送信部５１１６０は、パケット化されたビデオエレメンタリーストリームをインバンドで伝送し、パケット化されたキャプションデータをインバンド又はアウトオブバンドのいずれかの伝送経路で伝送することができる。
【１２９６】
図１５５では送信部５１１６０がパケット生成部５１１３６から直接データを受信しているが、実施例によって、多重化部、チャネル符号化及び変調部が追加されてもよい。
【１２９７】
図１５６は、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置がキャプションデータをキャプションデータ構造体の形式で伝送する場合のＴＳパケットのレイヤー（Ｌａｙｅｒ）構成を示す図である。
【１２９８】
図１５６を参照すると、放送信号送信装置は、キャプションデータを‘ＣＥＡ−７０８−Ｅ’標準に定義されたキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の形態で、‘ＡＴＳＣ Ａ／５３’標準の‘６．２．３ＡＴＳＣ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｕｓｅｒ Ｄａｔａ Ｓｅｍａｎｔｉｃｓ’で定義するＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）に挿入することができる。
【１２９９】
例えば、ＭＰＥＧ−２ビデオ‘ＩＳＯ−ＩＥＣ１３８１８−２’標準によってキャプションデータを伝送する場合、放送信号送信装置は、ＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）の形態で、‘ＡＴＳＣ Ａ／５３’標準のＰｉｃｔｕｒｅ  Ｕｓｅｒ  Ｄａｔａに、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を挿入することができる。ただし、これに限定されず、放送信号送信装置は各ビデオエンコーディング規格によってビデオストリームにキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を挿入することもできる。
【１３００】
以下では、‘Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ ＩＴＵ−Ｔ Ｈ．２６５（ＨＥＶＣ）’標準によってキャプションデータを伝送する場合、放送信号送信装置がＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）の形態で、‘Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ ＩＴＵ−Ｔ Ｈ．２６５（ＨＥＶＣ）’標準の‘７．３Ｓｙｎｔａｘ ｉｎ ｔａｂｕｌａｒ ｆｏｒｍ’によってＳＥＩ（Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔａｌ  Ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）ＲＢＳＰ（Ｒａｗ  Ｂｙｔｅ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｐａｙｌｏａｄ）のペイロードにキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を挿入することを前提として説明する。
【１３０１】
放送信号送信装置は、ＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）を‘Ｒｅｃｏｍｍｅｎｄａｔｉｏｎ ＩＴＵ−Ｔ Ｈ．２６５（ＨＥＶＣ）’標準の‘７．３Ｓｙｎｔａｘ ｉｎ ｔａｂｕｌａｒ ｆｏｒｍ’によってＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿ＵｎｉｔのＳＥＩ（Ｓｕｐｐｌｅｍｅｎｔａｌ  Ｅｎｈａｎｃｅｍｅｎｔ  Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）ＲＢＳＰ（Ｒａｗ  Ｂｙｔｅ  Ｓｅｑｕｅｎｃｅ  Ｐａｙｌｏａｄ）のペイロードに挿入することができる。
【１３０２】
その後、放送信号送信装置は、ＰＥＳ及びＴＳを用いてビデオＴＳパケットを生成することができる。
【１３０３】
この場合、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、同じ伝送チャネル内でビデオストリームと共に伝送される。
【１３０４】
以下では、図１５７乃至図１６０を参照して、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置がキャプションデータをキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の形式でビデオストリームに含める方法を説明する。
【１３０５】
図１５７は、本発明の一実施例に係るｎａｌ＿ｕｎｉｔ（）、ｎａｌ＿ｕｎｉｔ＿ｈｅａｄｅｒ（）、及びｓｅｉ＿ｒｂｓｐ（）の構文を示す図である。
【１３０６】
本発明の一実施例に係る放送信号送信装置は、Ａｃｃｅｓｓ＿Ｕｎｉｔ＿Ｄｅｌｉｍｉｔｅｒ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔ（）、Ｐｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔ（）、及びＶＣＬ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔ（）を順次に伝送することができる。また、放送信号送信装置は、ＶＰＳ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔ（）、ＳＰＳ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔ（）、及びＰＰＳ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔ（）を追加的に伝送することができる。この時、放送信号送信装置は、キャプションデータをＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔ（）に含めて伝送することができる。
【１３０７】
図１５７を参照すると、ｎａｌ＿ｕｎｉｔ（）は、ｎａｌ＿ｕｎｉｔ＿ｈｅａｄｅｒ（）及びｒｂｓｐ＿ｂｙｔｅ［］を含むことができる。ｎａｌ＿ｕｎｉｔ＿ｈｅａｄｅｒ（）は、ｎａｌ＿ｕｎｉｔ（）のヘッダー部分の情報を含むフィールドである。
【１３０８】
ｎａｌ＿ｕｎｉｔ＿ｈｅａｄｅｒ（）は、ｎａｌ＿ｕｎｉｔ＿ｔｙｐｅを含むことができる。ｎａｌ＿ｕｎｉｔ＿ｔｙｐｅは、ｎａｌ＿ｕｎｉｔ（）の類型情報を含むフィールドである。
【１３０９】
ｎａｌ＿ｕｎｉｔ＿ｔｙｐｅが‘３９’の値を有すると、ｎａｌ＿ｕｎｉｔ（）の類型は、Ｐｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔを指示することができる。また、ｒｂｓｐ＿ｂｙｔｅ［」は、ｓｅｉ＿ｍｅｓｓａｇｅ（）を指示することができる。
【１３１０】
図１５８は、本発明の一実施例に係るｓｅｉ＿ｍｅｓｓａｇｅ（）及びｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｒｅｇｉｓｔｅｒｅｄ＿ｉｔｕ＿ｔ＿ｔ３５（）の構文を示す図である。
【１３１１】
図１５８の一番目のテーブルを参照すると、本発明の一実施例に係るｓｅｉ＿ｍｅｓｓａｇｅ（）のｓｙｎｔａｘが示されている。
【１３１２】
ｓｅｉ＿ｍｅｓｓａｇｅ（）は、ｐａｙｌｏａｄＴｙｐｅ及びｓｅｉ＿ｐａｙｌｏａｄ（）を含むことができる。ｐａｙｌｏａｄＴｙｐｅは、ｓｅｉ＿ｍｅｓｓａｇｅ（）のペイロードの類型を示すフィールドである。ｓｅｉ＿ｐａｙｌｏａｄ（）は、ｓｅｉ＿ｍｅｓｓａｇｅ（）のペイロードの情報を示すフィールドである。
【１３１３】
ｐａｙｌｏａｄＴｙｐｅが“４”の値を有すると、ｓｅｉ＿ｐａｙｌｏａｄ（）は、ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｒｅｇｉｓｔｅｒｅｄ＿ｉｔｕ＿ｔ＿ｔ３５（）を指示することができる。
【１３１４】
図１５７の下段部を参照すると、本発明の一実施例に係るｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｒｅｇｉｓｔｅｒｅｄ＿ｉｔｕ＿ｔ＿ｔ３５（）のｓｙｎｔａｘが示されている。
【１３１５】
ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｒｅｇｉｓｔｅｒｅｄ＿ｉｔｕ＿ｔ＿ｔ３５（）は、キャプションデータ伝送のためのＳＥＩ＿ＲＢＳＰのペイロード形式を指示することができる。ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｒｅｇｉｓｔｅｒｅｄ＿ｉｔｕ＿ｔ＿ｔ３５（）は、ｉｔｕ＿ｔ＿ｔ３５＿ｃｏｕｎｔｒｙ＿ｃｏｄｅ、ｉｔｕ＿ｔ＿ｔ３５＿ｐｒｏｖｉｄｅｒ＿ｃｏｄｅ、ｕｓｅｒ＿ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ、及びｕｓｅｒ＿ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ（）を含むことができる。
【１３１６】
ｉｔｕ＿ｔ＿ｔ３５＿ｃｏｕｎｔｒｙ＿ｃｏｄｅは、‘ＩＴＵ−Ｔ Ｔ．３５’標準の‘Ａｎｎｅｘ  Ａ  Ｌｉｓｔ  ｏｆ  ｃｏｕｎｔｒｙ  ｏｒ  ａｒｅａ  ｃｏｄｅｓ  ｆｏｒ  ｎｏｎｓｔａｎｄａｒｄ  ｆａｃｉｌｉｔｉｅｓ  ｉｎ  ｔｅｌｅｍａｔｉｃ  ｓｅｒｖｉｃｅｓ’に定義されている国コードを示すフィールドである。例えば、韓国の国コードは‘０ｘ６１’の値を有することができ、米国の国コードは‘０ｘＢ５’の値を有することができる。
【１３１７】
ｉｔｕ＿ｔ＿ｔ３５＿ｐｒｏｖｉｄｅｒ＿ｃｏｄｅは、０ｘ００３１の値を有するフィールドである。
【１３１８】
ｕｓｅｒ＿ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒは、０ｘ４７４１３９３４（“ＧＡ９４”）の値を有することができる。ｕｓｅｒ＿ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒが０ｘ４７４１３９３４（“ＧＡ９４”）の値を有すると、ｕｓｅｒ＿ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ（）のｓｙｎｔａｘは、‘ＡＴＳＣ Ａ／５３’標準の‘６．２．３ＡＴＳＣ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｕｓｅｒ Ｄａｔａ Ｓｅｍａｎｔｉｃｓ’で定義するＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）の形式に従う。すなわち、放送信号送信装置は、ＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）の形態でＳＥＩ＿ＲＢＳＰのペイロードにキャプションデータを乗せて伝送することができる。
【１３１９】
図１５９は、本発明の一実施例に係るＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）及びＭＰＥＧ＿ｃｃ＿ｄａｔａ（）の構文を示す図である。
【１３２０】
図１５９の一番目のテーブルを参照すると、本発明の一実施例に係るＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）のｓｙｎｔａｘが示されている。
【１３２１】
ＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）は、‘ＡＴＳＣ Ａ／５３’標準の‘６．２．３ＡＴＳＣ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｕｓｅｒ Ｄａｔａ Ｓｅｍａｎｔｉｃｓ’で定義するＡＴＳＣユーザーデータである。ＡＴＳＣ＿ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ（）は、ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｔｙｐｅ＿ｃｏｄｅ及びｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｔｙｐｅ＿ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ（）を含むことができる。
【１３２２】
ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｔｙｐｅ＿ｃｏｄｅは、ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｔｙｐｅ＿ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ（）に輸送（ｔｒａｎｓｆｅｒ）されるデータの種類を示すフィールドである。例えば、ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｔｙｐｅ＿ｃｏｄｅが‘０ｘ０３’値を有すると、キャプションデータがｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｔｙｐｅ＿ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ（）に輸送されることを示すことができる。
【１３２３】
ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｔｙｐｅ＿ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ（）は、ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｔｙｐｅ＿ｃｏｄｅの値によってデータを輸送できるフィールドである。例えば、ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｔｙｐｅ＿ｃｏｄｅが‘０ｘ０３’値を有すると、ｕｓｅｒ＿ｄａｔａ＿ｔｙｐｅ＿ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ（）は、‘ＡＴＳＣ Ａ／５３’標準の‘Ｔａｂｌｅ６．９’のようにキャプションデータであることを示すＭＰＥＧ＿ｃｃ＿ｄａｔａ（）を輸送することができる。
【１３２４】
図１５９の二番目のテーブルを参照すると、本発明の一実施例に係るＭＰＥＧ＿ｃｃ＿ｄａｔａ（）のｓｙｎｔａｘが示されている。
【１３２５】
ＭＰＥＧ＿ｃｃ＿ｄａｔａ（）は、‘ＡＴＳＣ Ａ／５３’標準の‘Ｐａｒｔ４，６．２．３．１’節の‘Ｔａｂｌｅ６．１０’に定義された構文（ｓｙｎｔａｘ）に従うことができる。ＭＰＥＧ＿ｃｃ＿ｄａｔａ（）は、ｃｃ＿ｄａｔａ（）及びｍａｒｋｅｒ＿ｂｉｔｓを含むことができる。
【１３２６】
ｃｃ＿ｄａｔａ（）は、キャプションデータを伝送するフィールドであり、キャプションデータ構造体と表現できる。キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））については後述する。
【１３２７】
図１６０は、本発明の一実施例に係るキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の構文を示す図である。
【１３２８】
図１６０を参照すると、放送信号送信装置は、‘ＣＥＡ−７０８−Ｅ’標準の‘４．３ＤＴＶ ｃｃ＿ｄａｔａ（）Ｓｙｎｔａｘ  ａｎｄ  Ｓｅｍａｎｔｉｃｓ’で定義しているｃｃ＿ｄａｔａ（）を介してキャプションデータを伝送することができる。
【１３２９】
“ｐｒｏｃｅｓｓ＿ｃｃ＿ｄａｔａ＿ｆｌａｇ”は、ｃｃ＿ｄａｔａ（）構造体の残りのフィールドの有効性を示す。‘１’であれば、ｃｃ＿ｄａｔａ（）構造体は有効なクローズドキャプションデータを含む。‘０’の値を有する場合、ｃｃ＿ｄａｔａ（）構造体は、有効なクローズドキャプションデータを含まない。ｐｒｏｃｅｓｓ＿ｃｃ＿ｄａｔａ＿ｆｌａｇが‘０’の値を有する場合、デコーダがｃｃ＿ｄａｔａ（）構造体の内容を捨てることと予想される。
【１３３０】
“ｚｅｒｏ＿ｂｉｔ”は、このような構造体の以前バージョンとの逆互換性（ｂａｃｋｗａｒｄｓ  ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）を維持するように‘０’に設定される。
【１３３１】
“ｃｃ＿ｃｏｕｎｔ”は、０〜３１範囲の５ビット符号なし（ｕｎｓｉｇｎｅｄ）整数であり、このフィールドに続く“ｆｏｒ”ループの反復回数を示す。クローズドキャプションペイロードデータの１６ビットは、ｓｙｎｔａｘエレメントであるｃｃ＿ｄａｔａ＿１及びｃｃ＿ｄａｔａ＿２の各対で伝送される。
【１３３２】
“ｏｎｅ＿ｂｉｔ”は、この構造体の以前バージョンとの逆互換性を維持するように‘１’に設定される。
【１３３３】
“ｃｃ＿ｖａｌｉｄ”は、これに続くクローズドキャプションデータの２つのバイトの有効性を示す。ｃｃ＿ｖａｌｉｄが‘１’の値を有する場合、続くクローズドキャプションデータの２つのバイトが解釈される。ｃｃ＿ｖａｌｉｄが‘０’の値を有する場合、続くクローズドキャプションデータの２バイトは何の意味も持たないが、ビット対であるｃｃ＿ｔｙｐｅは意味を有する。
【１３３４】
“ｃｃ＿ｔｙｐｅ”は、これに続くクローズドキャプションデータの２つのバイトのタイプを知らせる。例えば、“ｃｃ＿ｔｙｐｅ”フィールドが‘１０’の値を有する場合、２バイトのキャプションデータがＤＴＶＣＣキャプションチャネルパケットデータであることを示し、‘１１’の値を有する場合、新しいＤＴＶＣＣキャプションチャネルパケットの開始を示す。
【１３３５】
“ｃｃ＿ｄａｔａ＿１”は、２つのデータバイトのうち１番目のバイトである。
【１３３６】
“ｃｃ＿ｄａｔａ＿２”は、２つのデータバイトのうち２番目のバイトである。これらは一緒にバイト対を形成する。
【１３３７】
“ｒｅｓｅｒｖｅｄ”は、現在定義されておらず意味を有しなく、デフォルト値でエンコーディングされる。この標準の将来のバージョンは、このような“ｒｅｓｅｒｖｅｄ”に対して他の値を使用することもできる。
【１３３８】
図１６１は、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置がキャプションデータをデコーティングする過程を示している。
【１３３９】
放送信号受信装置は、ビデオストリームをデコーディングすることができる（Ｓ５１２０５）。例えば、ビデオストリームはＨＥＶＣビデオストリームであってもよい。
【１３４０】
その後、放送信号受信装置は、ビデオストリームに含まれたＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔからキャプションデータを検出することができる（Ｓ５１２１０）。放送信号受信装置は、パーサを用いてキャプションデータを抽出することができる。
【１３４１】
その後、放送信号受信装置は、次のキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を取得することができる（Ｓ５１２１５）。
【１３４２】
ｃｃ＿ｄａｔａ（）は、２個のヘッダーバイトから始まる。ヘッダーバイトの次には、３個のバイトが反復されてもよい。３個のバイトのうち一番目のバイトは、ｃｃ＿ｖａｌｉｄ及びｃｃ＿ｔｙｐｅを含むことができる。３個のバイトのうち一番のバイトは、次にくる２バイト（ｂｙｔｅ）のバイト対（ｂｙｔｅ−ｐａｉｒｓ）のデータ類型を定義する。
【１３４３】
その後、放送信号受信装置は、キャプションチャネルパケットの開始部分を検出することができる（Ｓ５１２２０）。
【１３４４】
例えば、ｃｃ＿ｖａｌｉｄの値が“１”であり、ｃｃ＿ｔｙｐｅの値が“１１”であれば、放送信号受信装置は、キャプションチャネルパケットの開始を指示し、次の段階（Ｓ５１２２５）に進行できる。ｃｃ＿ｖａｌｉｄが“１”の場合、次にくる２バイトのクローズドキャプションデータは有効である。また、ｃｃ＿ｔｙｐｅが“１１’であれは、キャプションチャネルパケットの開始を指示する。
【１３４５】
ｃｃ＿ｖａｌｉｄの値が“１”でないか、ｃｃ＿ｔｙｐｅの値が“１１”でないと、放送信号受信装置はＳ５１２１５段階に進行し、次のキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を読むことができる。
【１３４６】
放送信号受信装置がパケットの開始部分を確認すると、放送信号受信装置は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））のバイト対（ｂｙｔｅ−ｐａｉｒｓ）を集めてキャプションチャネルパケット（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐａｃｋｅｔ）を生成することができる（Ｓ５１２２５）。
【１３４７】
例えば、ｃｃ＿ｖａｌｉｄの値が“１”であり、ｃｃ＿ｔｙｐｅの値が“１１”であれば、第１クローズドキャプションデータ（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）は、キャプションチャネルパケットのヘッダーを示し、第２クローズドキャプションデータ（ｃｃ＿ｄａｔａ＿２）は、キャプションチャネルパケットのデータを示す。また、ｃｃ＿ｖａｌｉｄの値が“１”であり、ｃｃ＿ｔｙｐｅの値が“１０”であれば、第１クローズドキャプションデータ（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）及び第２クローズドキャプションデータ（ｃｃ＿ｄａｔａ＿２）はキャプションチャネルパケットのデータを示す。
【１３４８】
その後、放送信号受信装置は、次のキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を読むことができる（Ｓ５１２３０）。放送信号受信装置は、少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を読み、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））のバイト対（ｂｙｔｅ−ｐａｉｒｓ）を集めて、パケットの最後の部分までキャプションチャネルパケット（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐａｃｋｅｔ）を生成することができる。
【１３４９】
その後、放送信号受信装置は、キャプションチャネルパケットの最後の部分を確認することができる（Ｓ５１２３５）。ｃｃ＿ｖａｌｉｄの値及びｃｃ＿ｔｙｐｅの値がキャプションチャネルパケットの最後であることを指示すると、放送信号受信装置は、次の段階（Ｓ５１２４０）に進行できる。例えば、ｃｃ＿ｖａｌｉｄの値が“０”であり、ｃｃ＿ｔｙｐｅの値が“１１”であれば、放送信号受信装置は、キャプションチャネルパケットの最後であることを指示することができる。
【１３５０】
ｃｃ＿ｖａｌｉｄの値が“０”でないか、ｃｃ＿ｔｙｐｅの値が“１１”でなければ、放送信号受信装置は、キャプションチャネルパケットの最後でないことを指示し、Ｓ５１２２５段階に進行できる。
【１３５１】
放送信号受信装置がキャプションチャネルパケットの生成を完了すると、放送信号受信装置は、キャプションチャネルパケットからＳｅｒｖｉｃｅ＿ｂｌｏｃｋ（）を抽出し、ｓｅｒｖｉｃｅ＿ｎｕｍｂｅｒによってキャプションサービスを管理することができる（Ｓ５１２４０）。
【１３５２】
サービスブロックヘッダー（Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｈｅａｄｅｒ）は、サービス番号とサービスブロックサイズデータを含むことができる。
【１３５３】
キャプションチャネルサービスは、キャプションチャネルストリーム内の仮想サブチャネル（ｖｉｒｔｕａｌ  ｓｕｂ−ｃｈａｎｎｅｌ）であり、６個の標準サービスと５７個の拡張サービスを含む最大６３個のサービスを提供することができる。放送信号受信装置は、各キャプションの特徴ごとにサービスナンバーを付与することができる。例えば、第１キャプションサービスは、第１言語のためのキャプションサービスを指示し、第２キャプションサービスは、第１言語が翻訳された第２言語のためのキャプションサービスを指示することができる。
【１３５４】
その後、放送信号受信装置は、該当のキャプションサービスのＢｌｏｃｋ ｄａｔａを抽出することができる（Ｓ５１２４５）。
【１３５５】
各サービスブロックは、１〜３１バイトのサービスブロックデータを含むことができる。
【１３５６】
その後、放送信号受信装置は。ＤＴＶＣＣ Ｃｏｄｅ Ｓｅｔ Ｍａｐｐｉｎｇを用いて各バイト単位でデコーディングを行うことができる（Ｓ５１２５０）。
【１３５７】
放送信号受信装置は、サービスブロックデータをバイト単位でデコーディングして、サービスデータ及び命令語（ｃｏｍｍａｎｄ）を取得することができる。また、放送信号受信装置は、コード空間コントロール（ｃｏｄｅ−ｓｐａｃｅ  ｃｏｎｔｒｏｌ）、キャプション命令語（ｃａｐｔｉｏｎ  ｃｏｍｍａｎｄｓ）、及びキャプション文字及び記号（ｃａｐｔｉｏｎ  ｃｈａｒａｃｔｅｒｓ  ａｎｄ  ｓｙｍｂｏｌｓ）を取得することができる。
【１３５８】
その後、放送信号受信装置は、キャプションデータを画面に出力することができる（Ｓ５１２５５）。
【１３５９】
放送信号受信装置がキャプションデータをビデオフレームにマッピングする方法は、図１６２で追加的に説明するものとする。
【１３６０】
図１６２は、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置がキャプションデータを該当のビデオフレームにマッピングする方法を示す図である。
【１３６１】
図１６２を参照すると、放送信号送信装置がキャプションデータをキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の形態で送信した場合、放送信号受信装置がキャプションデータを該当のビデオフレームにマッピングする方法が示されている。
【１３６２】
放送信号受信装置は、ビデオストリームを受信し、ビデオストリームを用いてビデオフレームを生成することができる。また、放送信号受信装置は、ビデオストリームと同じ伝送チャネルでキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））形態のキャプションデータを受信することができる。
【１３６３】
それぞれのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、対応するそれぞれのビデオフレームと同じタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する。したがって、放送信号受信装置は、一連の命令語で構成されたキャプションデータを、タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）で定義された時間に表現することができる。放送信号受信装置は、各キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））のキャプションデータを、１対１に対応するそれぞれのビデオフレームにマッピングすることができる。
【１３６４】
例えば、放送信号受信装置は、第１キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ１）から第Ｎキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ  Ｎ）までにそれぞれ含まれたキャプションデータを、それぞれ対応する第１ビデオフレーム（Ｆｒａｍｅ１）から第Ｎビデオフレーム（Ｆｒａｍｅ  Ｎ）にマッピングすることができる。
【１３６５】
図１６３は、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置がビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）とは別のストリームでキャプションデータを伝送する方法を示す図である。
【１３６６】
図１６３を参照すると、放送信号送信装置は、キャプションデータをパケット化し、少なくとも一つのパケット化されたキャプションデータを生成することができる（Ｓ５２１０２）。キャプションデータの類型は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、及び分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）のいずれか一つとすることができる。パケット化されたキャプションデータは、キャプションＴＳパケット及びキャプションＩＰパケットのいずれか一つであってもよい。
【１３６７】
放送信号送信装置は、ビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）をパケット化し、少なくとも一つのビデオＴＳパケットを生成することができる（Ｓ５２１０４）。
【１３６８】
その後、放送信号送信装置は、パケット化されたキャプションデータとビデオＴＳパケットを多重化して放送信号を生成し、放送信号を伝送することができる（Ｓ５２１０６）。
【１３６９】
放送信号受信装置は放送信号を受信し、放送信号を、パケット化されたキャプションデータとビデオＴＳパケットとに逆多重化することができる（Ｓ５２１０８）。その後、放送信号受信装置は、ビデオＴＳパケットをデコーティングしてビデオ信号を生成することができる（Ｓ５２１１０）。また、放送信号受信装置は、パケット化されたキャプションデータをデコーティングしてキャプションデータを生成することができる（Ｓ５２１１４）。その後、放送信号受信装置は、ビデオ信号及びキャプションデータを同期化させてマッピングすることができる（Ｓ５２１１８）。
【１３７０】
以下では、放送信号送信装置が、ビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）以外の別のストリームにキャプションデータを含めて伝送し、放送信号受信装置がこれを受信してマッピングすることについて具体的に説明する。
【１３７１】
図１６４は、本発明の一実施例に係るビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）とは別のストリームでキャプションデータを伝送する場合のＩＰパケットのレイヤー構成を示す図である。
【１３７２】
Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｆｏｒｍａｔ
キャプションデータの基本的なデータ構造は、一般に、‘ＣＥＡ−７０８−Ｅ’に明示された方法をそのまま従うことができる。キャプションデータの構造は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、及び分割されたキャプションデータパケット（ＦＣＣＰ）のいずれか一つとすることができる。
【１３７３】
＜キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））＞
キャプションデータの構造は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））であってもよい。キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、図８で説明した内容と同一なので、具体的な説明を省略する。
【１３７４】
＜キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）＞
キャプションデータの構造は、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ，Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐａｃｋｅｔ）であってもよい。
【１３７５】
キャプションチャネル内でキャプションデータは、エンコーディング前にキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の形態で構成される。キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）は、少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を含むことができる。各キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）に含まれるキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の数は可変してもよい。キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）に関する細部事項は、‘ＣＥＡ−７０８−Ｅ’標準の‘５ＤＴＶＣＣ Ｐａｃｋｅｔ Ｌａｙｅｒ’に従う。
【１３７６】
【表８】
2016534657.tif 000061
【１３７７】
表８は、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の構造を示している。表８を参照すると、ｎバイトのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）は、１バイトのＣＣＰヘッダー（ＣＣＰ  Ｈｅａｄｅｒ）とｎ−１バイトのＣＣＰデータ（ＣＣＰ  Ｄａｔａ）とから構成される。ＣＣＰヘッダーは、シーケンスナンバー（Ｓｅｑ．Ｎｏ．）及びパケットサイズコード（Ｐａｃｋｅｔ  Ｓｉｚｅ）を含む。
【１３７８】
【表９】
2016534657.tif 000062
【１３７９】
表９は、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の構文を示している。表９を参照すると、“ｓｅｑｕｅｎｃｅ＿ｎｕｍｂｅｒ”は、損失したパケットが存在するか否かを決定できるように、０〜３の範囲で循環して定められる２ビットデータである。
【１３８０】
“ｐａｃｋｅｔ＿ｓｉｚｅ＿ｃｏｄｅ”は、ヘッダーバイトを含むキャプションチャネルパケットに存在するバイト対（ｂｙｔｅ  ｐａｉｒ）の数を示す６ビットデータである。
【１３８１】
“ｐａｃｋｅｔ＿ｄａｔａ＿ｓｉｚｅ”は、上記の表でＦｏｒループの反復回数を示す。
【１３８２】
“ｐａｃｋｅｔ＿ｄａｔａ［］”は、キャプションデータを保存するフィールドである。ｐａｃｋｅｔ＿ｄａｔａ［］は、少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を含むことができる。
【１３８３】
＜分割されたキャプションデータパケット（ＦＣＣＰ）＞
キャプションデータの構造は、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ，Ｆｒａｇｍｅｎｔｅｄ  Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐａｃｋｅｔ）であってもよい。キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）は、少なくとも一つの分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）に分割されてもよい。したがって、一つのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）は、少なくとも一つの分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）に分散して配置されてもよい。また、それぞれの分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）は少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を含むことができる。
【１３８４】
【表１０】
2016534657.tif 000063
【１３８５】
表１０は、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）の構文を示している。表１０を参照すると、“ｆｃｃｐ＿ｔｙｐｅ”は、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）がキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の最初のバイトを含むか、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の最後のバイトを含むかを示すフィールドである。
【１３８６】
すなわち、互いに異なるタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する２つのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）は、一つの分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）に同時に配置することはできない。例えば、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）がキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の最初のバイトを含むと、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）の最初のバイトは、必ず、該当するキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の最初のバイトとならなければならない。分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）がキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の最後のバイトを含むと、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）の最後のバイトは、必ず、該当するキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の最後のバイトとならなければならない。
【１３８７】
“ｆｃｃｐ＿ｓｉｚｅ”は、上記の表においてＦｏｒループの反復回数を示す。
【１３８８】
“Ｆｃｃｐ＿ｐａｃｋｅｔ＿ｄａｔａ［］”は、キャプションデータを保存するフィールドである。Ｆｃｃｐ＿ｐａｃｋｅｔ＿ｄａｔａ［］は、少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を含むことができる。
【１３８９】
【表１１】
2016534657.tif 000064
【１３９０】
表１１は、ｆｃｃｐ＿ｔｙｐｅの値が有する意味を示す。例えば、ｆｃｃｐ＿ｔｙｐｅの値が‘０１’であれば、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）はキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の最後のバイトを含む。ｆｃｃｐ＿ｔｙｐｅの値が‘１０’であれば、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）はキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の最初のバイトを含む。ｆｃｃｐ＿ｔｙｐｅの値が‘１１’であれば、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）はキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の最初のバイト及び最後のバイトを全て含む。
【１３９１】
Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｄｅｌｉｖｅｒｙ  Ｐａｔｈ
放送信号送信装置がビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）にキャプションデータをキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の形態で含めるのと違い、放送信号送信装置は、ビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）とは別途のストリームでキャプションデータを、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、分割されたキャプションデータパケット（ＦＣＣＰ）、及びキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（）のいずれか一つの形態で直接Ｐｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔに含めることができる。
【１３９２】
図１６４の（ａ）を参照すると、キャプションデータの構造がキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））である場合のＩＰパケットのレイヤー構成が示されている。
【１３９３】
ＩＰ（Ｉｎｔｅｒｎｅｔ  Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）は、インターネット上であるコンピュータから他のコンピュータにデータを送るために用いる通信プロトコルである。ＩＰパケットは、インターネット上での基本伝送単位を表し、ＩＰデータグラムと表現されてもよい。ＩＰパケットのペイロードは、ＵＤＰを伝送することができる。ＵＤＰ（Ｕｓｅｒ  Ｄａｔａｇｒａｍ  Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）は、インターネット上で互いに情報をやりとりする時、情報を送るという信号又は受けるという信号の手順を省き、送る側から一方的にデータを伝達する通信プロトコルである。ＵＤＰパケットのペイロードは、ＲＴＰを伝送することができる。
【１３９４】
ＲＴＰ（Ｒｅａｌ−ｔｉｍｅ  Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）は、インターネット上で実時間でビデオやオーディオパケットを送受信するための伝送階層通信プロトコルである。ＲＴＰパケットのペイロードはＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔを含むことができ、オーディオ及びビデオデータを伝送することができる。
【１３９５】
ＲＴＰパケットのヘッダーは、負荷タイプ（Ｐａｙｌｏａｄ  ｔｙｐｅ）及びタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を含むことができる。負荷タイプ（Ｐａｙｌｏａｄ  ｔｙｐｅ）は、オーディオ又はビデオエンコーディングの類型を示すことができる。また、負荷タイプ（Ｐａｙｌｏａｄ  ｔｙｐｅ）は、ＲＴＰ ｐａｙｌｏａｄに‘ＣＥＡ−７０８−Ｅ’標準で定義するキャプションデータが含まれることを示すことができる。また、負荷タイプ（Ｐａｙｌｏａｄ  ｔｙｐｅ）は、ユーザーデータのキャプションデータの構造が、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、分割されたキャプションデータパケット（ＦＣＣＰ）、及びキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））のうちどれかを示すことができる。タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）は、発送時刻のような特定の時刻を示す。例えば、放送信号送信装置は、放送信号受信装置がデータを適切な時間内に再生できるように、データにタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）情報を追加することができる。
【１３９６】
図１６４の（ａ）を参照すると、放送信号送信装置は。キャプションデータをキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の構造でＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔに挿入し、ＵＤＰ及びＲＴＰを用いてキャプションＩＰパケットを生成することができる。キャプションＩＰパケットは、インターネット上でキャプションデータを含む基本伝送単位である。その後、放送信号送信装置は、生成されたキャプションＩＰパケットを放送信号に伝送することができる。この場合、それぞれのビデオフレームに対応するそれぞれのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が個別的に伝送される。
【１３９７】
このとき、放送信号送信装置は、ＲＴＰに含まれたタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）フィールドとビデオフレームのＰＴＳ情報を用いてビデオフレームとキャプションデータを同期化させることができる。ＰＴＳ（Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ  Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）は、ビデオ及びオーディオの同期化のための表現時刻を示す。
【１３９８】
結果的に、それぞれのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、対応するそれぞれのビデオフレームと同じタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有することができる。
【１３９９】
一方、放送信号受信装置は、一連の命令語で構成されたキャプションデータを、タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）で定義された時間に表現することができる。放送信号受信装置は、各キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））と１対１に対応するそれぞれのビデオフレームにマッピングすることができる。
【１４００】
図１６４の（ｂ）を参照すると、キャプションデータの構造がキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）である場合のＩＰパケットのレイヤー構成が示されている。
【１４０１】
放送信号送信装置は、キャプションデータをキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の構造でＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔに挿入し、ＵＤＰ及びＲＴＰを用いてキャプションＩＰパケットを生成することができる。その後、放送信号送信装置は、生成されたキャプションＩＰパケットに基づいて放送信号を生成し、放送信号を伝送することができる。この場合、少なくとも一つのビデオフレームにそれぞれ対応する少なくとも一つのキャプションデータ構造（ｃｃ＿ｄａｔａ（））がキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の構造で同時に伝送される。
【１４０２】
このとき、放送信号送信装置は、ＲＴＰに含まれたタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）フィールドとビデオフレームのＰＴＳ情報を用いてビデオフレームとキャプションデータを同期化させることができる。
【１４０３】
結果的に、各キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）内の全てのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、各キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）内で同じタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有することになり、同じタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が、タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）で定義された時間に同時にビデオフレームにマッピングされてもよい。このとき、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）内で同じタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する全てのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、対応する少なくとも一つのビデオフレームのうち、最初のビデオフレームにマッピングされてもよい。
【１４０４】
図１６４の（ｃ）を参照すると、キャプションデータの構造が、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）である場合のＩＰパケットのレイヤー構成が示されている。
【１４０５】
放送信号送信装置は、キャプションデータを、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）の構造でＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔに挿入し、ＵＤＰ及びＲＴＰを用いてキャプションＩＰパケットを生成することができる。その後、放送信号送信装置は、生成されたキャプションＩＰパケットに基づいて放送信号を生成し、放送信号を伝送することができる。この場合、少なくとも一つのビデオフレームにそれぞれ対応する少なくとも一つのキャプションデータ構造（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）の構造で同時に伝送される。
【１４０６】
このとき、放送信号送信装置は、ＲＴＰに含まれたタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）フィールドとビデオフレームのＰＴＳ情報を用いて、ビデオフレームとキャプションデータを同期化させることができる。
【１４０７】
結果的に、各分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）内の全てのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、各分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）内で同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有することになり、同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有するキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が、タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）で定義された時間に同時にビデオフレームにマッピングされてもよい。このとき、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）内で同じタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する全てのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、対応する少なくとも一つのビデオフレームのうち、最初のビデオフレームにマッピングされてもよい。
【１４０８】
図１６５は、本発明の一実施例に係るビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）とは別のストリームでキャプションデータを伝送する場合のＴＳパケットのレイヤー構成を示す図である。
【１４０９】
Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｆｏｒｍａｔ
キャプションデータの構造は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、及び分割されたキャプションデータパケット（ＦＣＣＰ）のいずれか一つとすることができる。キャプションデータの構造に関する内容は、図１６４で上述した内容と同一なので具体的な説明を省略する。
【１４１０】
Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｄｅｌｉｖｅｒｙ  Ｐａｔｈ
放送信号送信装置がビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）にキャプションデータをキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の形態で含めるのと違い、放送信号送信装置は、ビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）とは別途のストリームでキャプションデータを、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、分割されたキャプションデータパケット（ＦＣＣＰ）、及びキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（）のいずれか一つの形態で直接Ｐｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔに含めることができる。
【１４１１】
図１６５の（ａ）を参照すると、キャプションデータの構造がキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））である場合のＴＳパケットのレイヤー構成が示されている。
【１４１２】
ＴＳ（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  Ｓｔｒｅａｍ）は、複数の放送プログラムを多重化したビットストリームである。ＴＳパケットは、１８８バイトの固定長のパケットであってもよい。ＴＳパケットのペイロードは、ＰＥＳ又はセクション形式のデータを含むことができる。ＰＥＳ（Ｐａｃｋｅｔｉｚｅｄ  Ｅｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｓｔｒｅａｍ）は、圧縮されたビデオ又はオーディオデータのビットストリームをプログラム多重化及び同期化させて、可変長さの大きいパケット単位でパケット化させたＰＥＳパケットが連続するストリームである。ＰＥＳパケットのペイロードは、Ｐｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔ（）を含むことができ、オーディオ及びビデオデータを伝送することができる。
【１４１３】
ＰＥＳパケットのヘッダーは、ビデオ及びオーディオの同期化のためにデコーディングされた信号を再生する時刻を示すＰＴＳ（Ｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ  Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を含むことができる。
【１４１４】
図１６５の（ａ）を参照すると、放送信号送信装置は、キャプションデータをキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の構造でＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔに挿入し、ＰＥＳを用いてキャプションＴＳパケットを生成することができる。キャプションＴＳパケットは、伝送網でキャプションデータを伝送する基本伝送単位である。その後、放送信号送信装置は、生成されたキャプションＴＳパケットを放送信号で伝送することができる。この場合、それぞれのビデオフレームに対応するそれぞれのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が個別的に伝送される。
【１４１５】
このとき、放送信号送信装置は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が含まれたＰＥＳパケットのＰＴＳ情報及びビデオストリームが含まれたＰＥＳパケットのＰＴＳ情報を用いて、ビデオフレームとキャプションデータを同期化させることができる。実施例によって、ＰＴＳ情報をタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）と表現してもよい。
【１４１６】
結果的に、それぞれのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、対応するそれぞれのビデオフレームと同じタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有することができる。
【１４１７】
一方、放送信号受信装置は、一連の命令語で構成されたキャプションデータを、タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）で定義された時間に表現することができる。放送信号受信装置は、各キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））と１対１に対応するそれぞれのビデオフレームにマッピングすることができる。
【１４１８】
図１６４の（ｂ）を参照すると、キャプションデータの構造がキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）である場合のＴＳパケットのレイヤー構成が示されている。
【１４１９】
放送信号送信装置は、キャプションデータをキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の構造でＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔに挿入し、ＰＥＳを用いてキャプションＴＳパケットを生成することができる。その後、放送信号送信装置は、生成されたキャプションＴＳパケットに基づいて放送信号を生成し、放送信号を伝送することができる。この場合、少なくとも一つのビデオフレームにそれぞれ対応する少なくとも一つのキャプションデータ構造（ｃｃ＿ｄａｔａ（））がキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の構造で同時に伝送される。
【１４２０】
放送信号受信装置は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が含まれたＰＥＳパケットのＰＴＳ情報及びビデオストリームが含まれたＰＥＳパケットのＰＴＳ情報を用いて、ビデオフレームとキャプションデータを同期化させることができる。
【１４２１】
結果的に、各キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）内の全キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、各キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）内で同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有することになり、同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が、タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）で定義された時間に同時にビデオフレームにマッピングされてもよい。このとき、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）内で同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する全てのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、対応する少なくとも一つのビデオフレームのうち、最初のビデオフレームにマッピングされてもよい。
【１４２２】
図１６４の（ｃ）を参照すると、キャプションデータの構造が分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）である場合のＴＳパケットのレイヤー構成が示されている。
【１４２３】
放送信号送信装置は、キャプションデータを分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）の構造でＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔに挿入し、ＰＥＳを用いてキャプションＴＳパケットを生成することができる。その後、放送信号送信装置は、生成されたキャプションＴＳパケットに基づいて放送信号を生成し、放送信号を伝送することができる。この場合、少なくとも一つのビデオフレームにそれぞれ対応する少なくとも一つのキャプションデータ構造（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）の構造で同時に伝送される。
【１４２４】
このとき、放送信号送信装置は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が含まれたＰＥＳパケットのＰＴＳ情報及びビデオストリームが含まれたＰＥＳパケットのＰＴＳ情報を用いて、ビデオフレームとキャプションデータを同期化させることができる。
【１４２５】
結果的に、各分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）内の全キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、各分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）内で同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有することになり、同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有するキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が、タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）で定義された時間に同時にビデオフレームにマッピングされてもよい。このとき、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）内で同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する全てのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、対応する少なくとも一つのビデオフレームのうち、最初のビデオフレームにマッピングされてもよい。
【１４２６】
図１６６は、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置の構成を示す図である。
【１４２７】
放送信号受信装置は、上述した放送信号を受信して放送信号を再生することができる。図１６６に開示された放送信号受信装置の各構成要素は、図１５４、図１６１、図１６３、図１６７、及び図１７０に示す放送信号受信方法を行うことができる。
【１４２８】
図１６６を参照すると、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置はＴｕｎｅｒ ＆ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ５３１０２、ＶＳＢ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１０４）、ＴＰ Ｄｅｍｕｘ ５３１０６、Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１０８、Ａ／Ｖ ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１０、Ｖｉｄｅｏ Ｃｏｄｉｎｇ Ｌａｙｅｒ ５３１１２、Ｎｏｎ−ＶＣＬ ５３１１４、Ｃａｐｔｉｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１６、Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｒ ５３１１８、Ｇｒａｐｈｉｃ Ｅｎｇｉｎｅ ５３１２０、ＯＳＤ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１２２、ミキサー５３１２４、Ｐｏｓｔ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｅｎｇｉｎｅ ５３１２６、ＩＰ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｉ／Ｆ ５３１２８、及び／又はＰａｃｋｅｔｉｚｅｄ ｃａｐｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１３０を含むことができる。
【１４２９】
受信部は、放送信号を受信することができる。受信部は、パケット化されたビデオエレメンタリーストリームをインバンドで受信し、パケット化されたキャプションデータをインバンド及びアウトオブバンドのいずれか一つの伝送経路で受信することができる。実施例によって、ＲＦ ｃｈａｎｎｅｌ Ｉ／Ｆ及びＩＰ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｉ／Ｆ ５３１２８は放送信号を受信することができる。
【１４３０】
Ｔｕｎｅｒ ＆ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ５３１０２は、ＲＦ ｃｈａｎｎｅｌ Ｉ／Ｆを介して入力される少なくとも一つの放送信号から、ユーザの選局したいずれか一チャネルの放送信号を選択し、出力することができる。また、Ｔｕｎｅｒ ＆ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ ５３１０２は、選択された放送信号を復調し、復調された信号に対してエラー訂正復号化を行ってトランスポートストリーム（ＴＳ）を出力することができる。
【１４３１】
ＶＳＢ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１０４は、復調したデジタルデータを復号して、ＡＴＳＣメインサービスとＡＴＳＣ Ｍ／Ｈサービスを復元することができる。
【１４３２】
ＴＰ Ｄｅｍｕｘ ５３１０６は、トランスポートストリーム（ＴＳ）を逆多重化してビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）、オーディオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）、キャプションＴＳパケット、及びＰＳＩ／ＰＳＩＰ情報を抽出することができる。
【１４３３】
Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１０８は、ＴＰ Ｄｅｍｕｘ ５３１０６からＰＳＩ／ＰＳＩＰ情報を受信し、ＰＳＩ／ＰＳＩＰ情報をパーシングしてメモリ（図示せずされること）又はレジスターに保存することによって、保存された情報に基づいて放送が再生されるようにすることができる。Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１０８は、ＰＳＩ／ＰＳＩＰ情報をデコーティングしてキャプションサービス情報を生成することができる。ＰＳＩＰのＰＭＴ又はＥＩＴには、キャプションサービスの類型及び属性を記述するキャプションサービス情報がキャプションサービスデスクリプタ及びキャプションデリバリーデスクリプタ形態で含まれており、Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１０８は、このキャプションサービス情報をＣａｐｔｉｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１６に提供することによって、Ｃａｐｔｉｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１６がそれに基づいてキャプションデータを復号化できるようにする。
【１４３４】
Ａ／Ｖ ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１０は、オーディオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）をデコーティングしてデジタルオーディオビットストリームを出力することができる。オーディオビットストリームは、デジタル−アナログ変換器（図示せず）によってアナログオーディオ信号に変換され、増幅器（図示せず）によって増幅された後、スピーカー（図示せず）から出力される。
【１４３５】
また、Ａ／Ｖ ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１０は、Ｖｉｄｅｏ Ｃｏｄｉｎｇ Ｌａｙｅｒ ５３１１２でビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）をデコーティングしてビデオフレームを生成することができる。
【１４３６】
また、Ａ／Ｖ ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１０は、Ｎｏｎ−ＶＣＬ ５３１１４で拡張／ユーザーデータを復号化して、キャプションデータであるキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を抽出することができる。Ｎｏｎ−ＶＣＬ ５３１１４は、ユーザーデータ領域又はＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔ（）を含むことができる。
【１４３７】
Ａ／Ｖ ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１０の復号化過程は、Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１０８によって確認されるパケットＩＤ（ＰＩＤ）に基づいて行われてもよい。
【１４３８】
ＩＰ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｉ／Ｆ ５３１２８は、インターネット網でデータを受信し、キャプションＩＰパケットを生成することができる。
【１４３９】
Ｐａｃｋｅｔｉｚｅｄ ｃａｐｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１３０は、ビデオエレメンタリーストリームとは独立したストリームでパケット化されたキャプションデータを受信し、パケット化されたキャプションデータをデコーティングしてキャプションデータを生成することができる。Ｐａｃｋｅｔｉｚｅｄ ｃａｐｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１３０は、ＩＰ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｉ／Ｆ ５３１２８からキャプションＩＰパケットを受信し、ＴＰ Ｄｅｍｕｘ ５３１０６からキャプションＴＳパケットを受信することができる。Ｐａｃｋｅｔｉｚｅｄ ｃａｐｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１３０は、キャプションデータをパケット化される前のキャプションデータ構造の形態に復元することができる。例えば、キャプションデータがキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、及び分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）のいずれか一つにパケット化されたとすれば、Ｐａｃｋｅｔｉｚｅｄ ｃａｐｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１３０は、キャプションＩＰパケット又はキャプションＴＳパケットをデコーティングして、パケット化する前のキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、及び分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）のいずれか一つを生成することができる。
【１４４０】
Ｃａｐｔｉｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１６は、キャプションサービス情報に基づいてキャプションデータをデコーディングし、キャプションデータのタイムスタンプを抽出することができる。Ｃａｐｔｉｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１６は、Ａ／Ｖ ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１０からキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を受信し、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の第１クローズドキャプションデータ（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）及び第２クローズドキャプションデータ（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）を蓄積してキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）を生成することができる。実施例によって、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、Ａ／Ｖ ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１０からキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）又は分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）を受信することができる。
【１４４１】
また、Ｃａｐｔｉｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１６は、Ｐａｃｋｅｔｉｚｅｄ ｃａｐｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１３０からキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を受信し、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の第１クローズドキャプションデータ（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）及び第２クローズドキャプションデータ（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）を蓄積してキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）を生成することができる。Ｃａｐｔｉｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１６は、Ｐａｃｋｅｔｉｚｅｄ ｃａｐｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１３０からキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）又は分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）を受信することができる。
【１４４２】
また、Ｃａｐｔｉｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１６は、Ｓｙｓｔｅｍ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１０８からキャプションサービス情報を受信し、キャプションサービス情報に基づいてキャプションパケットデータのパケットを解除して各サービスに対してサービスブロックデータを復元することができる。
【１４４３】
また、Ｃａｐｔｉｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１６は、サービスブロックデータを復号化して解釈することができる。
【１４４４】
また、Ｃａｐｔｉｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１６は、解釈されたサービスブロックデータ及びその他の情報に基づいてキャプション表示情報を生成することができる。
【１４４５】
Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｒ ５３１１８は、タイムスタンプに基づいてビデオフレームとキャプションデータを同期化させることができる。Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｒ ５３１１８は、Ａ／Ｖ ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１０からビデオフレームのＰＴＳ情報を受信し、Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｒ ５３１１８は、ビデオフレームとキャプションデータを同期化させてキャプション同期化情報を生成することができる。実施例によって、Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｒ ５３１１８は、Ｐａｃｋｅｔｉｚｅｄ ｃａｐｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１３０からタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）又はＰＴＳ情報を受信することができる。実施例によって、ＰＴＳ情報をタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）と統一して表現してもよい。例えば、Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｒ ５３１１８は、ＲＴＰに含まれたタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）フィールドとビデオフレームのＰＴＳ情報を用いて、ビデオフレームとキャプションデータを同期化させることができる。また、Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｒ ５３１１８は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が含まれたＰＥＳパケットのＰＴＳ情報、及びビデオストリームが含まれたＰＥＳパケットのＰＴＳ情報を用いて、ビデオフレームとキャプションデータを同期化させることができる。
【１４４６】
Ｇｒａｐｈｉｃ Ｅｎｇｉｎｅ ５３１２０は、Ｃａｐｔｉｏｎ Ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１６からキャプション表示情報を受信し、キャプション表示情報に基づいてビデオ映像に対するキャプションビットマップを生成することができる。そのために、Ｇｒａｐｈｉｃ Ｅｎｇｉｎｅ ５３１２０は、まず、ビデオ情報及び抽出されたキャプションデータに基づいてビデオ映像に対するキャプションビットマップを生成することができる。
【１４４７】
ＯＳＤ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１２２は、キャプションビットマップを受信し、キャプションビットマップに基づいて、画面にディスプレイ可能な形態のキャプションＯＳＤ情報を生成することができる。
【１４４８】
ミキサー ５３１２４は、Ａ／Ｖ ｄｅｃｏｄｅｒ ５３１１０からビデオフレームを受信し、Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｒ ５３１１８からキャプション同期化情報を受信し、ＯＳＤ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ５３１２２からキャプションＯＳＤ情報を受信することができる。ミキサー ５３１２４は、キャプション同期化情報に基づいて、受信されたビデオフレーム及びキャプションＯＳＤ情報を結合して、キャプションＯＳＤ情報が結合されたビデオフレームを生成することができる。
【１４４９】
Ｐｏｓｔ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｅｎｇｉｎｅ ５３１２６は、キャプションＯＳＤ情報が結合されたビデオフレームを、ディスプレイ部（図示せず）にディスプレイ可能に処理することができる。例えば、Ｐｏｓｔ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｅｎｇｉｎｅ ５３１２６は、入力される映像のフレームレート（Ｆｒａｍｅ  ｒａｔｅ）を変換して、ディスプレイ部（図示せず）の出力形態に合わせてフォーマットを変更することができる。
【１４５０】
図１６７は、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置がキャプションデータをデコーティングする過程を示す図である。
【１４５１】
図１６７で示す放送信号送信方法のうち、図１６１で説明した方法と同じ方法は、上述したのと同一なので具体的な説明を省略する。
【１４５２】
放送信号受信装置は、キャプションデータが含まれたＩＰ Ａｄｄｒｅｓｓ及びＵＤＰ ｐｏｒｔ ｎｕｍｂｅｒを把握することができる。また、放送信号受信装置は伝送ストリームのＰＩＤ値を把握することができる（Ｓ５２２０２）。
【１４５３】
その後、放送信号受信装置は、キャプションＩＰパケット又はキャプションＴＳパケットをパーシングすることができる（Ｓ５２２０４）。放送信号受信装置は、パーサを用いてキャプションデータを抽出することができる。
【１４５４】
その後、放送信号受信装置は、ＲＴＰ又はＰＥＳに含まれたＰｒｅｆｉｘ＿ＳＥＩ＿ＮＡＬ＿Ｕｎｉｔ（）からキャプションデータを検出することができる（Ｓ５２２０６）。例えば、キャプションデータの構造は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、及び分割されるキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）のいずれか一つの形態であってもよい。
【１４５５】
その後、放送信号受信装置は、少なくとも一つのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）又は少なくとも一つの分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）を集めることができる（Ｓ５２２０８）。
【１４５６】
例えば、キャプションデータの構造がキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））の形態であれば、放送信号受信装置は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））のバイト対（ｂｙｔｅ−ｐａｉｒｓ）を集めてキャプションチャネルパケット（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐａｃｋｅｔ）を生成することができる。また、キャプションデータの構造が分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）の形態であれば、放送信号受信装置は、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）を集めてキャプションチャネルパケット（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｐａｃｋｅｔ）を生成することができる。その後、放送信号受信装置は、少なくとも一つのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）を集めることができる。
【１４５７】
その後、放送信号受信装置がキャプションデータの取得を完了すると、放送信号受信装置は、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）又は分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）からＳｅｒｖｉｃｅ＿ｂｌｏｃｋ（）を抽出し、ｓｅｒｖｉｃｅ＿ｎｕｍｂｅｒによってキャプションサービスを管理することができる（Ｓ５２２１０）。
【１４５８】
サービスブロックヘッダー（Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｂｌｏｃｋ  Ｈｅａｄｅｒ）は、サービス番号とサービスブロックサイズデータを含むことができる。
【１４５９】
その後、放送信号受信装置は、該当のキャプションサービスのブロックデータを抽出することができる（Ｓ５２２１２）。
【１４６０】
その後、放送信号受信装置は、ＤＴＶＣＣ Ｃｏｄｅ Ｓｅｔ Ｍａｐｐｉｎｇを用いて各バイト単位でデコーディング行うことができる（Ｓ５２２１４）。
【１４６１】
放送信号受信装置は、サービスブロックデータをバイト単位でデコーディングしてサービスデータ及び命令語（ｃｏｍｍａｎｄ）を取得することができる。また、放送信号受信装置は、コード空間コントロール（ｃｏｄｅ−ｓｐａｃｅ  ｃｏｎｔｒｏｌ）、キャプション命令語（ｃａｐｔｉｏｎ  ｃｏｍｍａｎｄｓ）、及びキャプション文字と記号（ｃａｐｔｉｏｎ  ｃｈａｒａｃｔｅｒｓ  ａｎｄ  ｓｙｍｂｏｌｓ）を取得することができる。
【１４６２】
その後、放送信号受信装置は、キャプションデータを画面に出力することができる（Ｓ５２２１６）。
【１４６３】
放送信号受信装置がキャプションデータをビデオフレームにマッピングする方法は、図１６８及び図１６９でさらに説明する。
【１４６４】
図１６８は、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置がキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）形態のキャプションデータをビデオフレームにマッピングする方法を示す図である。
【１４６５】
図１６８を参照すると、放送信号送信装置がキャプションデータをキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の形態で送信した場合、放送信号受信装置がキャプションデータをビデオフレームにマッピングする方法が示されている。
【１４６６】
放送信号受信装置は、ビデオストリームを受信し、ビデオストリームに基づいてビデオフレームを生成することができる。また、放送信号受信装置は、ビデオストリームとは独立したチャネルでキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）形態のキャプションデータを受信することができる。例えば、放送信号受信装置は、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）形態のキャプションデータをインターネット網又はビデオストリームとは別途のストリームを介して受信することができる。
【１４６７】
それぞれのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）は、少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を含むことができる。各キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）内の全キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、各キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）内で同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有することになり、同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が、タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）で定義された時間に同時にビデオフレームにマッピングされてもよい。このとき、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）内で同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する全てのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、対応する少なくとも一つのビデオフレームのうち最初のビデオフレームにマッピングされてもよい。
【１４６８】
この構造は、一つの字幕画面を構成するデータを同時に出力する場合に用いることができる。すなわち、２個の文章で構成された字幕を出力する時、各文章の出力時間を同一にしようとする場合、２個の文章に該当するデータを一つのＣＣＰで構成することができる。
【１４６９】
例えば、第１キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ＿１）は、第１キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）、第２キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿２）、及び第３キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿３）を含むことができる。第１キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）乃至第３キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿３）は、第１ビデオフレーム（Ｆｒａｍｅ＿１）乃至第３ビデオフレーム（Ｆｒａｍｅ＿１）にそれぞれ対応するキャプションデータであり、同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する。したがって、第１キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）乃至第３キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿３）は同時に第１ビデオフレームにマッピングされてもよい。同様の方法で、第Ｎキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿Ｎ）及び第Ｎ＋１キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿Ｎ＋１）は、第Ｎビデオフレーム（Ｆｒａｍｅ＿Ｎ）に同時にマッピングされてもよい。
【１４７０】
図１６９は、本発明の一実施例に係る放送信号受信装置が分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）形態のキャプションデータをビデオフレームにマッピングする方法を示す図である。
【１４７１】
図１６９を参照すると、放送信号送信装置がキャプションデータをキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）の形態で送信した場合、放送信号受信装置がキャプションデータをビデオフレームにマッピングする方法が示されている。
【１４７２】
放送信号受信装置はビデオストリームを受信し、ビデオストリームを用いてビデオフレームを生成することができる。また、放送信号受信装置は、ビデオストリームとは独立したチャネルを介して分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）形態のキャプションデータを受信することができる。例えば、放送信号受信装置は、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）形態のキャプションデータを、インターネット網を介して又はビデオストリームとは別途のストリームで受信することができる。
【１４７３】
少なくとも一つの分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）が集まって一つのキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）を構成することができる。また、各分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）は少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））を含むことができる。各分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）内の全てのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、各分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）内で同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有することになり、同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する少なくとも一つのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））が、タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）で定義された時間に同時にビデオフレームにマッピングされてもよい。このとき、分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）内で同一のタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する全てのキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））は、対応する少なくとも一つのビデオフレームのうち最初のビデオフレームにマッピングされてもよい。
【１４７４】
この構造は、一つの字幕画面を構成するデータに対して部分的に時間差をおいて出力をする場合に用いることができる。すなわち、２個の文章で構成された字幕を出力する時、各文章の出力時間を異ならせようとする場合、各文章に該当するデータを別のＦＣＣＰで構成することができる。
【１４７５】
例えば、第１分割されたキャプションチャネルパケット（Ｆｒａｍｅ＿１）及び第２分割されたキャプションチャネルパケット（Ｆｒａｍｅ＿２）は、第１キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ＿１）を構成することができる。また、第１分割されたキャプションチャネルパケット（Ｆｒａｍｅ＿１）は第１キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）及び第２キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿２）を含むことができ、第２分割されたキャプションチャネルパケット（Ｆｒａｍｅ＿２）は第３キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿３）を含むことができる。第１キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）及び第２キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿２）は、第１ビデオフレーム（Ｆｒａｍｅ＿１）及び第２ビデオフレーム（Ｆｒａｍｅ＿２）にそれぞれ対応するキャプションデータであり、同じタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）を有する。したがって、第１キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿１）及び第２キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿２）は、タイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）で定義された時間に同時に第１ビデオフレームにマッピングされてもよい。同様の方法で、第Ｎキャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿Ｎ）及び第Ｎ＋１キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ＿Ｎ＋１）は、第Ｎビデオフレーム（Ｆｒａｍｅ＿Ｎ）に同時にマッピングされてもよい。
【１４７６】
図１７０は、本発明の一実施例に係る放送信号送信装置がアウトオブバンド（Ｏｕｔ  ｏｆ  Ｂａｎｄ）でキャプションデータを伝送する方法を示す図である。
【１４７７】
図１７０を参照すると、放送信号送信装置は、ビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）をパケット化して少なくとも一つのビデオＴＳパケットを生成することができる（Ｓ５３１０２）。その後、放送信号送信装置は、少なくとも一つのビデオＴＳパケット及びその他の情報を多重化して放送信号を生成し、放送信号をインバンド（Ｉｎ−Ｂａｎｄ）で伝送することができる（Ｓ５３１０４）。インバンド（Ｉｎ−Ｂａｎｄ）シグナリングとは、メタデータ及び制御情報を、ビデオ信号と同じバンド又はチャネルで伝送することをいう。
【１４７８】
放送信号受信装置は放送信号を受信し、放送信号を少なくとも一つのビデオＴＳパケット及びその他の情報に逆多重化することができる（Ｓ５３１０６）。その後、放送信号受信装置は、少なくとも一つのビデオＴＳパケットをデコーティングしてビデオ信号を生成することができる（Ｓ５３１０８）。
【１４７９】
一方、放送信号送信装置は、キャプションデータをパケット化し、パケット化されたキャプションデータを生成することができる（Ｓ５３１２２）。キャプションデータの類型は、キャプションデータ構造体（ｃｃ＿ｄａｔａ（））、キャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）、及び分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）のうち一つであってもよい。また、パケット化されたキャプションデータは、キャプションＩＰパケット及びキャプションＴＳパケットを含むことができる。
【１４８０】
その後、放送信号送信装置は、少なくとも一つのキャプションデータ、キャプションサービス情報、及びその他の情報を多重化して放送信号を生成し、放送信号をアウトオブバンド（Ｏｕｔ−Ｏｆ−Ｂａｎｄ）で伝送することができる（Ｓ５３１２４）。アウトオブバンド（Ｏｕｔ−Ｏｆ−Ｂａｎｄ）シグナリングとは、メタデータ及び制御情報を、ビデオ信号とは別のバンド、チャネル、又は媒体で伝送することをいう。例えば、キャプションデータは、地上波放送、衛別放送、及びケーブル放送のうち一つで伝送されてもよい。
【１４８１】
放送信号受信装置は、アウトオブバンド（Ｏｕｔ−Ｏｆ−Ｂａｎｄ）で放送信号を受信し、放送信号をキャプションＩＰパケット又はキャプションＴＳパケット、キャプションサービス情報、及びその他の情報に逆多重化することができる（Ｓ５３１２６）。
【１４８２】
放送信号受信装置は、キャプションＩＰパケット又はキャプションＴＳパケットをデコーティングしてキャプションデータを生成することができる（Ｓ５３１２８）。その後、放送信号受信装置は、ビデオ信号及びキャプションデータを同期化させることができる（Ｓ５３１３０）。例えば、放送信号受信装置は、ビデオフレームのＰＴＳ情報とキャプションデータのタイムスタンプ（Ｔｉｍｅ  Ｓｔａｍｐ）又はＰＴＳ情報に基づいて、ビデオ信号とキャプションデータを同期化させることができる。
【１４８３】
図１７１は、本発明の一実施例に係るキャプションサービスデスクリプタ（Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ）の構文を示す図である。
【１４８４】
図１７１を参照すると、拡張されたキャプションサービスデスクリプタ（Ｅｘｔｅｎｄｅｄ  Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ）が示されており、簡単にキャプションサービスデスクリプタ（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ）と表現することができる。
【１４８５】
字幕サービスディレクトリーは、字幕サービスの類型及び属性を記述するものであり、キャプションサービスデスクリプタ（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ）で表現される。放送信号送信装置は、字幕伝送チャネルでキャプションデータを伝送し、プログラムマップテーブル（ＰＭＴ）又はイベント情報テーブル（ＥＩＴ）でキャプションサービスデスクリプタ（ｃａｐｔｉｏｎ  ｓｅｒｖｉｃｅ  ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ）を伝送することができる。キャプションサービスデスクリプタは、キャプションサービスを含むイベントに対する字幕形式（ｃａｐｔｉｏｎ  ｔｙｐｅ）及び言語コードのようなキャプション情報を提供することができる。
【１４８６】
“ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ＿ｔａｇ”は、デスクリプタのタイプを識別する８ビットフィールドである。ｃａｐｔｉｏｎ＿ｓｅｒｖｉｃｅ＿ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ（）の場合、その値は０ｘ８６。
【１４８７】
“ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ＿ｌｅｎｇｔｈ”は、ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ＿ｌｅｎｇｔｈの直後に続くデスクリプタのバイトの個数である。
【１４８８】
“ｎｕｍｂｅｒ＿ｏｆ＿ｓｅｒｖｉｃｅｓ”は、１〜１６範囲の符号なし５ビット整数であり、関連したＥＩＴイベントに存在するクローズドキャプションサービスの個数を示す。
【１４８９】
“ｆｏｒ”ループの各反復は、ＣＥＡ−７０８で指定されたＤＴＶ伝送チャネル内にサブストリームとして存在する一つの６０８データストリーム又は一つのＣＥＡ−７０８デジタルクローズドキャプションサービスを示す。
【１４９０】
“ｌａｎｇｕａｇｅ”は、サービスのＬＡＮＧＵＡＧＥであり、ＩＳＯ６３９．２／Ｂ当たり３文字言語コードとして符号化される。各文字はＩＳＯ８８５９−１（ＩＳＯ Ｌａｔｉｎ−１）によって８ビットに符号化されて２４ビットフィールドに順に挿入される。ｄｉｇｉｔａｌ＿ｃｃフラグの値が‘０’であれば、このフィールドは意味を持たない。
【１４９１】
“ｄｉｇｉｔａｌ＿ｃｃ”は、ＴＹＰＥ ＯＦ ＳＥＲＶＩＣＥであり、１ビットに符号化され、‘０’の値は“６０８”を示し、‘１’の値は“７０８”を示す。
【１４９２】
“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｓｅｒｖｉｃｅ＿ｎｕｍｂｅｒ”は、ＳＥＲＶＩＣＥ ＮＵＭＢＥＲであり、０〜６３の範囲で６ビット符号なし整数値として符号化される。“ｄｉｇｉｔａｌ＿ｃｃ”フラグがクリア（ｃｌｅａｒ）されると、このフィールドは意味を持たない。“ｄｉｇｉｔａｌ＿ｃｃ”の値が‘１’であれば、０の値は禁止される。
【１４９３】
“ｅａｓｙ＿ｒｅａｄｅｒ”は、１ビットに符号化され、その値が‘１’なら、クローズドキャプションサービスがＥＡＳＹ ＲＥＡＤＥＲタイプであることを示す。“ｄｉｇｉｔａｌ＿ｃｃ”フラグがクリアされると、このフィールドは意味を持たない。
【１４９４】
“ｗｉｄｅ＿ａｓｐｅｃｔ＿ｒａｔｉｏ”は、１ビットに符号化され、その値が‘０’なら、４：３を示し、‘１’なら１６：９を示す。“ｄｉｇｉｔａｌ＿ｃｃ”フラグの値が‘０’であれば、このフィールドは意味を持たない。
【１４９５】
“Ｃａｐｔｉｏｎ＿ｆｏｒｍａｔ”は、キャプションデータの構造及び伝送方式を示すフィールドである。“Ｃａｐｔｉｏｎ＿ｆｏｒｍａｔ”は、キャプションフォーマット情報と表現されてもよい。
【１４９６】
“Ｃａｐｔｉｏｎ＿ｄｅｌｉｖｅｒｙ＿ｐａｔｈ＿ｆｌａｇ”は、キャプションデータの伝送経路を示すフィールドである。“Ｃａｐｔｉｏｎ＿ｄｅｌｉｖｅｒｙ＿ｐａｔｈ＿ｆｌａｇ”は、キャプション伝送経路フラグと表現されてもよい。例えば、“Ｃａｐｔｉｏｎ＿ｄｅｌｉｖｅｒｙ＿ｐａｔｈ＿ｆｌａｇ”の値が‘１’なら、同一のチャネルでキャプションデータが伝送されてもよい。例えば、“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｆｏｒｍａｔ”が‘１１１’である場合、“Ｃａｐｔｉｏｎ＿ｄｅｌｉｖｅｒｙ＿ｐａｔｈ＿ｆｌａｇ”の値は‘１’を示すことができる。
【１４９７】
図１７２は、本発明の一実施例に係るキャプションフォーマット情報の値が表す意味を示す図である。
【１４９８】
キャプションフォーマット情報は、キャプションサービスデスクリプタ（Ｃａｐｔｉｏｎ  Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒ）に含まれた“Ｃａｐｔｉｏｎ＿ｆｏｒｍａｔ”の情報を意味することができる。
【１４９９】
例えば、“０００”は、キャプションデータの構造はキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）であり、キャプションデータの伝送方式は、キャプションデータが別途のＰＩＤ値を有するキャプションＴＳパケットに含まれて伝送されることを示すことができる。
【１５００】
“００１”は、キャプションデータの構造は分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）であり、キャプションデータの伝送方式は、キャプションデータが別途のＰＩＤ値を有するキャプションＴＳパケットに含まれて伝送されることを示すことができる。
【１５０１】
“０１０”は、キャプションデータの構造はキャプションデータ構造（ｃｃ＿ｄａｔａ（））であり、キャプションデータの伝送方式は、キャプションデータが別途のＰＩＤ値を有するキャプションＴＳパケットに含まれて伝送されることを示すことができる。
【１５０２】
“１００”は、キャプションデータの構造はキャプションチャネルパケット（ＣＣＰ）であり、キャプションデータの伝送方式は、キャプションデータが別途のキャプションＩＰパケットに含まれて伝送されることを示すことができる。
【１５０３】
“１０１”は、キャプションデータの構造は分割されたキャプションチャネルパケット（ＦＣＣＰ）であり、キャプションデータの伝送方式は、キャプションデータが別途のキャプションＩＰパケットに含まれて伝送されることを示すことができる。
【１５０４】
“１１０”は、キャプションデータの構造はキャプションデータ構造（ｃｃ＿ｄａｔａ（））であり、キャプションデータの伝送方式は、キャプションデータが別途のキャプションＩＰパケットに含まれて伝送されることを示すことができる。
【１５０５】
“１１１”は、キャプションデータの構造はキャプションデータ構造（ｃｃ＿ｄａｔａ（））であり、キャプションデータの伝送方式は、キャプションデータがビデオエレメンタリーストリーム（ＥＳ）に含まれて伝送されることを示すことができる。
【１５０６】
図１７３は、本発明の一実施例に係るキャプションデリバリーデスクリプタの構文を示す図である。
【１５０７】
“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈ”は、キャプションデータが伝送される経路を示すことができる。“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈ”は、キャプション伝送経路情報と表現されてもよい。例えば、‘００’はｒｅｓｅｒｖｅｄであり、’０１’である場合は、同じチャネルを介して伝送されることを示し、’１０’である場合は、ＩＰを介して伝送されることを示す。また、‘１１’である場合は、他のチャネルを介してキャプションデータが伝送されることを示すことができる。
【１５０８】
“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｄｅｌｉｖｅｒｙ＿ｉｎｆｏ＿ｌｅｎｇｔｈ”は、ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈ＿ｄｅｔａｉｌ＿ｉｎｆｏ＿ｂｙｔｅのサイズをバイト数単位で示す。
【１５０９】
“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈ＿ｄｅｔａｉｌ＿ｉｎｆｏ＿ｂｙｔｅ（）”は、“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈ”及び“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｆｏｒｍａｔ”の値に基づいてデータを含むフィールドである。ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈが‘０１（同一チャネル）’であり、Ｃａｐｔｉｏｎ Ｓｅｒｖｉｃｅ Ｄｅｓｃｒｉｐｔｏｒのｃａｐｔｉｏｎ＿ｆｏｒｍａｔフィールドが‘０００’，‘００１’、及び‘０１０’のうち一つの値を有する場合、“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈ＿ｄｅｔａｉｌ＿ｉｎｆｏ＿ｂｙｔｅ（）”は、キャプションデータが含まれたＴＳパケットのＰＩＤ情報を含むことができる。また、ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈが‘１０’である場合、“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈ＿ｄｅｔａｉｌ＿ｉｎｆｏ＿ｂｙｔｅ（）”は、（ＩＰ  ｎｅｔｗｏｒｋ）キャプションデータが伝送されるＩＰアドレス、ＵＤＰポート番号情報を含むことができる。又は、“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈ＿ｄｅｔａｉｌ＿ｉｎｆｏ＿ｂｙｔｅ（）”は、キャプションデータを受信できるＵＲＩ情報を含むことができる。ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈが‘１１’である場合（異なるチャネルを指示）には、“ｃａｐｔｉｏｎ＿ｐａｔｈ＿ｄｅｔａｉｌ＿ｉｎｆｏ＿ｂｙｔｅ（）”は、キャプションデータが伝送されるｎｅｔｗｏｒｋ＿ｔｙｐｅ情報（ケーブル、衛別など）及びｏｐｅｒａｔｏｒ ＩＤ（事業者識別番号）、ｎｅｔｗｏｒｋ＿ｉｄ（ネットワーク識別番号）、ｓｅｒｖｉｃｅ＿ｎｕｍｂｅｒ（又は、チャネル識別情報−ｍａｊｏｒ及びｍｉｎｏｒ ｃｈａｎｎｅｌ ｎｕｍｂｅｒに代替可能）、ｔｒａｎｓｐｏｒｔ＿ｓｔｒｅａｍ＿ｉｄ、ｓｏｕｒｃｅ＿ｉｄ情報を含むことができる。
【１５１０】
前述した段階は設計によって省略されてもよく、類似又は同一の機能を実行する段階に代替されてもよい。
【１５１１】
説明の便宜のため、各図を区別して説明したが、各図に開示した実施例を組み合わせて新しい実施例として具現するように設計することも可能である。そして、通常の技術者の必要に応じて、以前に説明された実施例を実行するためのプログラムが記録されているコンピュータで読み出し可能な記録媒体を設計することも、本発明の権利範囲に属する。
【１５１２】
本発明に係る装置及び方法は、上述した実施例の構成及び方法が限定的に適用されるものではなく、上述した実施例は、様々な変形が可能なように、各実施例の全部又は一部が選択的に組み合わされて構成されてもよい。
【１５１３】
一方、本発明に係る方法を、ネットワークデバイスに具備された、プロセッサが読み出し可能な記録媒体に、プロセッサが読み出し可能なコードとして具現することができる。プロセッサが読み出し可能な記録媒体は、プロセッサによって読み出されるデータが記憶されるいかなる種類の記録装置をも含む。プロセッサが読み出し可能な記録媒体の例には、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＣＤ−ＲＯＭ、磁気テープ、フロッピーディスク、光データ記憶装置などがあり、また、インターネットを介した伝送などのようなキャリアウェーブの形態で具現されるものも含む。また、プロセッサが読み出し可能な記録媒体は、ネットワークで接続されたコンピュータシステムに分散されて、分散方式でプロセッサが読み出し可能なコードが記憶され、実行されてもよい。
【１５１４】
当該技術の分野における熟練した当業者にとっては、下記の特許請求の範囲に記載された本発明の思想及び領域から逸脱しない範囲内で本発明を様々に修正及び変更させることができるということが理解されるであろう。したがって、本発明の範囲は特許請求の範囲に現れ、それと同等な範囲内にある変更はいずれも本発明の範囲に含まれるものと解釈しなければならない。
【１５１５】
そして、当該明細書では、物の発明及び方法の発明の両方が説明されており、必要に応じて、両発明の説明は補充的に適用されてもよい。
〔実施例〕
【１５１６】
様々な実施例が、本発明を実施するための形態において説明されている。
【産業上の利用可能性】
【１５１７】
本発明は、一連の放送信号提供分野で利用可能である。当該技術の分野における熟練した当業者にとっては、下記の特許請求の範囲に記載された本発明の思想及び領域から逸脱しない範囲内で本発明を様々に修正及び変更させることができるということが理解されるであろう。したがって、添付した請求項及び等価的範囲内における修正及び変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。
【図１】
2016534657.tif 000065
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８（ａ）】
2016534657.tif 000092
【図２８（ｂ）】
2016534657.tif 000093
【図２９】
2016534657.tif 000094
【図３０】
2016534657.tif 000095
【図３１】
2016534657.tif 000096
【図３２】
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【図３３】
2016534657.tif 000098
【図３４】
2016534657.tif 000099
【図３５】
2016534657.tif 000100
【図３６】
2016534657.tif 000101
【図３７】
2016534657.tif 000102
【図３８】
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【図３９】
2016534657.tif 000104
【図４０】
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【図４１】
2016534657.tif 000106
【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
2016534657.tif 000110
【図４６】
2016534657.tif 000111
【図４７】
2016534657.tif 000112
【図４８】
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【図４９】
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【図５０】
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【図５１】
2016534657.tif 000116
【図５２】
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【図５３】
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【図５４】
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【図５５】
2016534657.tif 000120
【図５６】
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【図５７】
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【図５８】
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【図５９】
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【図６０】
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【図６１】
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【図６２】
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【図６３】
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【図６４】
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【図６５】
2016534657.tif 000130
【図６６】
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【図６７】
2016534657.tif 000132
【図６８（ａ）】
2016534657.tif 000133
【図６８（ｂ）】
2016534657.tif 000134
【図６９】
2016534657.tif 000135
【図７０】
2016534657.tif 000136
【図７１】
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【図７２】
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【図７３】
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【図７４】
2016534657.tif 000140
【図７５】
2016534657.tif 000141
【図７６（ａ）】
2016534657.tif 000142
【図７６（ｂ）】
2016534657.tif 000143
【図７７】
2016534657.tif 000144
【図７８】
2016534657.tif 000145
【図７９】
2016534657.tif 000146
【図８０】
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【図８１】
2016534657.tif 000148
【図８２】
2016534657.tif 000149
【図８３】
2016534657.tif 000150
【図８４】
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【図８５】
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【図８６】
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【図８７】
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【図８８】
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【図８９】
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【図９０】
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【図９１】
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【図９２】
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【図９３】
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【図９４】
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【図９５】
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【図９６】
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【図９７】
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【図９８】
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【図９９】
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【図１００】
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【図１０１】
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【図１０２】
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【図１０３】
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【図１０４】
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【図１０５】
2016534657.tif 000172
【図１０６】
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【図１０７】
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【図１０８】
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【図１０９】
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【図１１０】
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【図１１１】
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【図１１２】
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【図１１３】
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【図１１４】
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【図１１５】
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【図１１６】
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【図１１７】
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【図１１８】
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【図１１９】
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【図１２０】
2016534657.tif 000187
【図１２１】
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【図１２２】
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【図１２３】
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【図１２４】
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【図１２５】
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【図１２６】
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【図１２７】
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【図１２８】
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【図１２９】
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【図１３０】
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【図１３１】
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【図１３２】
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【図１３３】
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【図１３４】
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【図１３５】
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【図１３６】
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【図１３７】
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【図１３８】
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【図１３９】
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【図１４０】
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【図１４１】
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【図１４２】
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【図１４３】
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【図１４４】
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【図１４５】
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【図１４６】
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【図１４７】
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【図１４８】
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【図１４９】
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【図１５０】
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【図１５１】
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【図１５２】
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【図１５３】
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【図１５４】
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【図１５５】
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【図１５６】
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【図１５７】
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【図１５８】
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【図１５９】
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【図１６０】
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【図１６１】
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【図１６２】
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【図１６３】
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【図１６４】
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【図１６５】
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【図１６６】
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【図１６７】
2016534657.tif 000234
【図１６８】
2016534657.tif 000235
【図１６９】
2016534657.tif 000236
【図１７０】
2016534657.tif 000237
【図１７１】
2016534657.tif 000238
【図１７２】
2016534657.tif 000239
【図１７３】
2016534657.tif 000240
【国際調査報告】
2016534657.tif 000241
2016534657.tif 000242
2016534657.tif 000243
2016534657.tif 000244