(57)【要約】      （修正有）【課題】位相感知能力を備えた集積化マルチチャネルＲＦ回路を提供する。【解決手段】回路は２つ以上のＲＦチャネルを含み、各チャネルは入力ノード、移相器、および出力ノードを含む。各チャネルは、入力ノードにおいてＲＦ発振器信号を受信し、出力ノードにおいてＲＦ出力信号を提供する。回路はさらに、ＲＦチャネルの出力に結合され、ＲＦ出力信号の組み合わせを表す合成信号を生成するＲＦ合成回路と、ミキサーを含み、ＲＦ基準信号を使用して合成信号を受信し、ダウンコンバートする監視回路とを含む。こうして、ＲＦ出力信号の位相に依存するミキサー出力信号が生成される。【選択図】図５
0003222075.tif 000002
【実用新案登録請求の範囲】
【請求項１】
回路であって、
各チャネルが入力ノード、移相器（１０５）、および出力ノードを含むとともに、前記入力ノードにおいてＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））を受信し、前記出力ノードにおいてＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））を提供するように構成された２つ以上のＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）と；
前記ＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）の出力と結合されたＲＦ合成回路（１５０）であって、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の組み合わせを表す合成信号（ｓＳＵＰ（ｔ））を生成するように構成されたＲＦ合成回路（１５０）と；
ミキサー（１０７）を含む監視回路（１５０）であって、ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））を使用して前記合成信号（ｓＳＵＰ（ｔ））を受信し、ダウンコンバートし、これにより前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）に依存するミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を生成するように構成された監視回路（１５０）とを含む回路。
【請求項２】
前記監視回路は、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の前記位相および／もしくは振幅を示す情報または少なくとも２つの前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の位相間の位相差を示す情報を前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））に基づき判断するように構成される、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））は前記ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））から導出される、および／または前記ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））と同じ周波数を有する、請求項１に記載の回路。
【請求項４】
前記ＲＦ合成回路（１１０）は、チャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）毎に、カプラ（１０９）を含み、各カプラ（１０９）は、それぞれのチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）の出力へ結合されるとともに、前記それぞれのチャネルの前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の一定割合を前記監視回路（１５０）へ導くように構成される、請求項１〜３のいずれか一項に記載の回路。
【請求項５】
前記ＲＦ合成回路（１１０）は、前記カプラ（１０９）へ結合されたＲＦ電力合成器（１０８）であって、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の前記一定割合を受信するとともに前記合成信号（ｓＳＵＰ（ｔ））をミキサー（１０７）へ提供するように構成されたＲＦ電力合成器（１０８）を含む、請求項２に記載の回路。
【請求項６】
前記監視回路（１５０）は、前記ミキサー（１０７）へ結合された別の移相器（１０６）であって、前記ミキサー（１０７）により使用される前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の前記位相（φＴＳＧ［ｋ］）を判断するように構成された別の移相器（１０６）を含み；前記別の移相器（１０６）は前記ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））の前記位相を修正することにより前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））を提供するように構成される、請求項１〜５のいずれか一項に記載の回路。
【請求項７】
前記移相器（１０５）と結合された制御回路（１２０）であって、前記移相器（１０５）に起因する前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）を設定するおよび／または前記ミキサー（１０７）により使用される前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の位相（φＴＳＧ［ｋ］）を設定するように構成された制御回路（１２０）をさらに含む、請求項１〜６のいずれか一項に記載の回路。
【請求項８】
前記移相器（１０５）と結合された制御回路（１２０）であって、
第１の位相構成に従って前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）を設定することにより前記移相器（１０５）を構成すること；
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）が設定される前記構成を修正すること；ならびに
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の前記第１の位相構成および異なる修正構成の前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））をサンプリングするためにアナログデジタル変換器（３１）をトリガし、これにより一組のサンプリングされたミキサー出力（ｓＤＣ，０［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ］）を生成することを行うように構成された制御回路（１２０）をさらに含む、請求項１〜６のいずれか一項に記載の回路。
【請求項９】
前記構成を修正するために、前記制御回路（１２０）は所定方式に従って前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の１つまたは複数を変更または反転するように構成される、請求項８に記載の回路。
【請求項１０】
前記制御回路（１２０）はさらに、測定値（Ｍ０１［ｋ］，…，Ｍｃ［ｋ］）を取得するために前記サンプリングされたミキサー出力値（ｓＤＣ，０［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ］）の２つ以上を合成するように構成され、各測定値（Ｍ０１［ｋ］，…，Ｍｃ［ｋ］）は、特定ＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）の前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の前記振幅（ＡＴＸ０１，…，ＡＴＸｃ）および前記位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）に依存する、請求項８または９に記載の回路。
【請求項１１】
前記制御回路（１２０）はさらに、反復的に：
前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の位相（φＴＳＧ［ｋ］）または前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の前記第１の位相構成の位相（φＴＳＧ［ｋ］）の変更を開始すること；および
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）が設定される前記構成の前記修正を反復することであって、前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））の前記サンプリングをトリガする前記工程はこれにより、別の一組のサンプリングされたミキサー出力値（ｓＤＣ，０［ｋ＋１］，ｓＤＣ，１［ｋ＋１］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ＋１］）を生成する、反復することを行うように構成される、請求項８〜１０のいずれか一項に記載の回路。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれか一項に記載の回路が集積化された半導体チップを含む半導体装置。
【請求項１３】
方法であって、
ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））を受信する工程と；
前記ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））をＲＦ回路の２つ以上のＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）へ提供する工程であって、各チャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）は前記ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））に基づきＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））を生成し、各ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））は振幅（ＡＴＸ０１，…，ＡＴＸｃ）および位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）を有する、工程と；
前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の組み合わせを表す合成信号（ｓＳＵＰ（ｔ））を生成する工程と；
ミキサー（１０７）へ提供されたＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））を使用して前記合成信号（ｓＳＵＰ（ｔ））をダウンコンバートする工程であって、ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））は前記ダウンコンバートされた信号である、工程と；
前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の前記振幅（ＡＴＸ０１，…，ＡＴＸｎ）および／または位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）を示す推測値を取得するために前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を処理する工程と、を含む方法。
【請求項１４】
各チャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）は、前記チャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）に関連付けられた位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）を受信する移相器（１０５）を含み、各ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の前記位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）はそれぞれの位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）に依存し、前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を処理する工程は：
第１の位相構成に従って前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）を設定することにより前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）を構成する工程と；
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）が設定される前記構成を修正する工程と；
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の前記第１の位相構成および異なる修正構成の前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））をサンプリングし、これにより一組のサンプリングされたミキサー出力値（ｓＤＣ，０［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ］）を生成する工程とを含む、請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記構成を修正する工程は所定方式に従って前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の１つまたは複数を変更または反転する工程を含む、請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を処理する工程はさらに、測定値（Ｍ０１［ｋ］，…，Ｍｃ［ｋ］）を取得するために前記サンプリングされたミキサー出力値（ｓＤＣ，０［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ］）の２つ以上を合成する工程であって、各測定値（Ｍ０１［ｋ］，…，Ｍｃ［ｋ］）は、特定ＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）の前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の前記振幅（ＡＴＸ０１，…，ＡＴＸｃ）および前記位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）に依存する、工程を含む、請求項１４または１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を処理する工程はさらに、反復的に：
前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の位相（φＴＳＧ［ｋ］）または前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の前記第１の位相構成の位相（φＴＳＧ［ｋ］）を変更する工程と；
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）が設定される前記構成の前記修正を反復する工程であって、前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））の前記サンプリングはこうして、別の一組のサンプリングされたミキサー出力値（ｓＤＣ，０［ｋ＋１］，ｓＤＣ，１［ｋ＋１］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ＋１］）を生成する、工程とを含む、請求項１４〜１６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項１８】
請求項１〜１２のいずれか一項に記載の回路を含む半導体チップを含むレーダマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）であって：、
前記２つ以上のＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）は２つ以上の送信アンテナに動作可能に接続された送信チャネルであり、
前記ＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）は、ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｎ（ｔ））として周波数変調ＲＦレーダ信号を提供するように構成される、レーダマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）。
【請求項１９】
前記回路はさらに、それぞれがＲＦレーダ・エコー信号（ｙＲＦ（ｔ））を受信し、前記ＲＦレーダ・エコー信号（ｙＲＦ（ｔ））をベースバンドまたは中間周波数帯へダウンコンバートするように構成された１つまたは複数の受信チャネル（ＲＸ０１）を含む、請求項１８に記載のレーダＭＭＩＣ。
【請求項２０】
前記監視回路（１５０）は、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の送信および前記ＲＦレーダ・エコー信号（ｙＲＦ（ｔ））の受信中に、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｎ（ｔ））の前記位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）を示す前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を生成するように構成される、請求項１９に記載のレーダＭＭＩＣ。
【請求項２１】
方法であって、
ＲＦ試験信号をレーダ送信器回路へ提供する工程と；
ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を生成するために、ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））と、前記レーダ送信器回路のＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））を表すＲＦ試験信号（ｓＴＸｃ’（ｔ））とを混合する工程と、
一連の位相オフセットから位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）を反復的に選択する工程と、
前記ＲＦ試験信号（ｓＴＸｃ’（ｔ））および前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の少なくとも１つを位相シフトすることにより前記選択位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）を適用する工程と、
前記対応する一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）に関連付けられた一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）を生成するために前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））をサンプリングする工程と；
前記一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）からスペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）を計算する工程と；
前記スペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）に基づき、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））の位相（φＴＸｃ）を示す推定位相情報を計算する工程とを含む方法。
【請求項２２】
前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））の前記位相（φＴＸｃ）を示す前記推定位相情報を計算する工程は：
前記一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）から複素数スペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）を計算する工程と；
前記複素数スペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）の引数を計算する工程であって、前記引数は前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））の前記位相（φＴＸｃ）の推定値である、工程と
を含む、請求項２１に記載の方法。
【請求項２３】
前記一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）は、１つまたは複数の全位相回転にわたって分散された一連の均等に離間された位相である、請求項２１または２２に記載の方法。
【請求項２４】
一連の重み係数（ＷＮｋ）を提供する工程であって、前記重み係数（ＷＮｋ）は、前記一連の測定値（Ｍｃ［ｋ］）内の周期の数と前記一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）の長さとに依存する、工程をさらに含む、請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
前記一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）内に含まれる前記位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）は、９０度の間隔で均等に離間され、前記一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）の長さは４の整数倍である、請求項２１〜２４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２６】
前記一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）内に含まれる前記位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）は、前記シーケンスの前記長さにより除算された３６０度の整数倍に等しい間隔で均等に離間される、請求項２１〜２４のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２７】
前記選択位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）を適用する工程は：
前記ＲＦ試験信号（ｓＴＸｃ’（ｔ））を第１の位相シフト値（ΔφＴＸｃ［ｋ］）だけ位相シフトするために第１の移相器（１０５）を使用する工程と；
前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））を第２の位相シフト値（ΔφＴＳＧ［ｋ］）だけ位相シフトするために第２の移相器（１０６）を使用する工程とを含み、
前記位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）は前記第２の位相シフト値（ΔφＴＳＧ［ｋ］）と前記第１の位相シフト値（ΔφＴＸｃ［ｋ］）との差異に対応する、請求項２１〜２６のいずれか一項に記載の方法。
【請求項２８】
回路であって、
各チャネルが入力ノードおよび出力ノードを含むとともに、前記入力ノードにおいてＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））を受信し、前記出力ノードにおいてＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））を提供するように構成された１つまたは複数のＲＦチャネル（ＴＸｃ）と；
ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を生成するために、ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））と、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））を表すＲＦ試験信号（ｓＴＸｃ’（ｔ））とを混合するように構成されたミキサー（１０７）を含む監視回路（１５０）と；
一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）を提供するために前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））をサンプリングするように構成されたアナログデジタル変換器（３１）と；
前記アナログデジタル変換器（３１）へ結合された回路（１２０）であって：
１つまたは複数の移相器（１０５、１０６）を使用して前記ＲＦ試験信号（ｓＴＸｃ’（ｔ））および前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の少なくとも１つを位相シフトすることにより一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）を提供すること；
前記一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）からスペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）を計算すること；ならびに
前記スペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）に基づき前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））の前記位相（φＴＸｃ）を示す推定位相情報を計算することを行うように構成された回路（１２０）とを含む回路。
【考案の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本開示は高周波（ＲＦ回路）の分野に関し、特に多重ＲＦ出力チャネルを備えた多重チャネルＲＦ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
レーダ測距および速度センサなどの最近のレーダ装置は所謂モノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ：ｍｏｎｏｌｉｔｈｉｃ  ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  ｃｉｒｃｕｉｔ）で集積化され得る。レーダセンサは、例えば自動車部門において適用され得、例えば「適応クルーズコントロール」（ＡＣＣ：ａｄａｐｔｉｖｅ  ｃｒｕｉｓｅ  ｃｏｎｔｒｏｌ）システムまたは「レーダクルーズコントロール」システムなどの所謂高度運転手支援システム（ＡＤＡＳ：ａｄｖａｎｃｅｄ  ｄｒｉｖｅｒ  ａｓｓｉｓｔａｎｃｅ  ｓｙｓｔｅｍ）において使用される。このようなシステムは、前方を走行する他の自動車からの安全距離を維持するように自動車の速度を自動的に調整するために使用され得る。しかし、ＲＦ回路はまた、ＲＦ通信システムなどの多くの他の分野において使用される。
【０００３】
レーダＭＭＩＣ（時に、シングルチップレーダと呼ばれる）は、レーダ送受信器のＲＦフロントエンド（例えば局部発信器、電力増幅器、低雑音増幅器（ＬＮＡ：ｌｏｗ−ｎｏｉｓｅ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、ミキサーなど）、中間周波数（ＩＦ：ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）またはベースバンド信号のアナログ前処理（例えば、フィルタ、増幅器など）、およびアナログデジタル変換のすべての中核機能を１つの単一パッケージ内に取り込み得る。ＲＦフロントエンドは通常、特にビームステアリング技術、フェーズドアンテナアレイなどが使用される用途では、多重送受信チャネルを含む。レーダ用途では、フェーズドアンテナアレイが、入射ＲＦレーダ信号の入射角（「到着の方向」（ＤＯＡ：Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  Ａｒｒｉｖａｌ）とも呼ばれる）を感知するために採用され得る。
【０００４】
例えば、レーダ信号を放射するためにフェーズドアンテナアレイを使用する際、各出力チャネルに起因する位相シフトおよび／または振幅利得を知る必要がある。
【考案の概要】
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本明細書では、回路について説明する。一実施形態によると、本回路は、それぞれが入力ノード、移相器、および出力ノードを含む２つ以上のＲＦチャネルを含む。各チャネルは、入力ノードにおいてＲＦ発振器信号を受信し、出力ノードにおいてＲＦ出力信号を提供するように構成される。本回路はさらに、ＲＦチャネルの出力へ結合されたＲＦ合成回路であってＲＦ出力信号の組み合わせを表す合成信号を生成するように構成されたＲＦ合成回路と、ミキサーを含む監視回路であってＲＦ基準信号を使用することにより合成信号を受信し、ダウンコンバートするように構成された監視回路とを含む。このようにして、ＲＦ出力信号の位相に依存するミキサー出力信号が生成される。
【０００６】
別の実施形態によると、本回路は１つまたは複数のＲＦチャネルを含み、各チャネルは入力ノードと出力ノードを含み、各チャネルは入力ノードにおいてＲＦ発振器信号を受信し出力ノードにおいてＲＦ出力信号を提供するように構成される。本回路はさらに、ミキサー出力信号を生成するためにＲＦ基準信号とＲＦ出力信号を表すＲＦ試験信号とを混合するように構成されたミキサーを含む監視回路を含む。アナログデジタル変換器は一連のサンプル値を提供するためにミキサー出力信号をサンプリングするように構成される。本回路はアナログデジタル変換器へ結合される。本回路は、１つまたは複数の移相器を使用することによりＲＦ試験信号とＲＦ基準信号の少なくとも１つを位相シフトすることにより一連の位相オフセットを提供し、一連のサンプル値からスペクトル値を計算し、ＲＦ出力信号の位相を示す推定位相情報をスペクトル値に基づき計算するように構成される。
【０００７】
さらに、本明細書では方法について説明する。一実施形態によると、本方法は、ＲＦ発振器信号を受信する工程と、ＲＦ発振器信号をＲＦ回路の２つ以上のＲＦチャネルへ提供する工程とを含み、各チャネルはＲＦ発振器信号に基づきＲＦ出力信号を生成し、各ＲＦ出力信号は振幅および位相を有する。本方法はさらに、ＲＦ出力信号の組み合わせを表す合成信号を生成する工程と、ミキサーへ提供されたＲＦ基準信号を使用することにより合成信号をダウンコンバートする工程とを含む。ミキサー出力信号はダウンコンバートされた信号である。さらに、本方法は、ＲＦ出力信号の振幅および／または位相を示す推測値を取得するためにミキサー出力信号を処理する工程を含む。
【０００８】
別の実施形態によると、本方法は、ＲＦ試験信号をレーダ送信器回路へ提供する工程と、ミキサー出力信号を生成するためにＲＦ基準信号とレーダ送信器回路のＲＦ出力信号を表すＲＦ試験信号とを混合する工程とを含む。本方法はさらに、一連の位相オフセットから位相オフセットを選択する工程と、ＲＦ試験信号とＲＦ基準信号の少なくとも１つを位相シフトすることにより、選択された位相オフセットを適用する工程とを反復的に含む。ミキサー出力信号は対応する一連の位相オフセットに関連付けられた一連のサンプル値を生成するためにサンプリングされ、スペクトル値は一連のサンプル値から計算される。このスペクトル値に基づき、ＲＦ出力信号の位相を示す推定位相情報が計算され得る。
【０００９】
さらに、本明細書では、レーダマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）について説明する。一実施形態によると、レーダＭＭＩＣは、それぞれが入力ノード、移相器、および出力ノードを含む２つ以上の送信チャネルを含む。各送信チャネルは、入力ノードにおいてＲＦ発振器信号をＲＦ出力信号として受信し、出力ノードにおいて周波数変調ＲＦレーダ信号を提供するように構成される。ＭＭＩＣはさらに、ＲＦチャネルの出力へ結合されたＲＦ合成回路であってＲＦ出力信号の組み合わせを表す合成信号を生成するように構成されたＲＦ合成回路と、ミキサーを含む監視回路であってＲＦ基準信号を使用することにより合成信号を受信し、ダウンコンバートするように構成された監視回路とを含む。このように、ＲＦ出力信号の位相に依存するミキサー出力信号が生成される。
【００１０】
本考案は以下の添付図面および説明を参照することでより良く理解され得る。添付図面内の部品は必ずしも原寸に比例していなく、むしろ、本考案の原理を示すことに重点が置かれる。さらに、添付図面では、同様な参照符号は対応部分を示す。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】距離および／または速度測定のためのＦＭＣＷレーダシステムの動作原理を示す図である。
【図２】ＦＭＣＷレーダシステムにおいて使用されるＲＦ信号の周波数変調を示す２つのタイミングダイアグラムを含む。
【図３】ＦＭＣＷレーダ装置の基本構造を示すブロック図である。
【図４】図３のＦＭＣＷレーダ装置に含まれ得るアナログＲＦフロントエンドの一例を示す回路図である。
【図５】ＲＦ回路の２つ以上のＲＦチャネルに起因する位相遅れおよび利得を感知するために使用され得る監視回路の一例を示すブロック図である。
【図６】本明細書で説明される実施形態による回路を使用することによりマルチチャネルＲＦ回路のＲＦ出力信号の位相および信号振幅を測定するための測定シーケンスの一例を示す図である。
【図７】図５の回路の目的および機能をさらに詳細に示すタイミングダイアグラムを含む。
【図８】図５の例の１つの例示的実装形態を示すブロック図である。
【図９】多重ＲＦ出力信号を提供する多重ＲＦチャネル、ＲＦ出力信号の位相および振幅を感知するために使用され得る監視回路、および監視回路により行われ得る測定シーケンスを制御するための制御回路を備えたＲＦ回路の一般的例を示すブロック図である。
【図１０Ａ】ＲＦ出力チャネルの位相が図１のＲＦ回路における１測定サイクル中に連続的に反転され得る１つの方式を示す式を示す。
【図１０Ｂ】ＲＦ出力チャネルの位相が図１のＲＦ回路における１測定サイクル中に連続的に反転され得る１つの方式を示す式を示す。
【図１１Ａ】ＲＦ出力チャネルの位相が図１のＲＦ回路における１測定サイクル中に連続的に反転され得る図１０Ａ−Ｂの方式に等価な別の方式を示す式を示す。
【図１１Ｂ】ＲＦ出力チャネルの位相が図１のＲＦ回路における１測定サイクル中に連続的に反転され得る図１０Ａ−Ｂの方式に等価な別の方式を示す式を示す。
【図１２】様々なＲＦチャネルのＲＦ出力信号の振幅および位相を測定するための１つの例示的方法を示すフローチャートである。
【図１３】ＲＦ回路の２つ以上のＲＦチャネルに起因する位相遅れおよび利得を連続的に感知するために使用され得る監視回路の別の例を示すブロック図である。
【図１４】対応するスペクトル値を計算するために使用される一連の測定値および対応する重み係数の第１の例を示すダイアグラムを含む。
【図１５】対応するスペクトル値を計算するために使用される一連の測定値および対応する重み係数の第２の例を示すダイアグラムを含む。
【図１６】一連の測定値を取得する際に使用される様々な移相器設定を有する表を含む。
【図１７】一連の測定値を取得する際に使用される様々な移相器設定を有する表を含む。
【考案を実施するための形態】
【００１２】
本考案の実施形態はレーダ送信器または送受信器の文脈で以下に論述される。しかし、本考案はまた、例えばＲＦ通信装置のＲＦ送受信器などレーダと異なる用途において適用され得るということに留意すべきである。実際、多重ＲＦチャネルを有するほとんどいかなるＲＦ回路系も本明細書で説明される概念を利用し得る。
【００１３】
図１は従来の周波数変調連続波（ＦＭＣＷ：ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ  ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ−ｗａｖｅ）レーダシステム１を示す。本例では、別個の送信（ＴＸ）アンテナ５と受信（ＲＸ）アンテナ６とがそれぞれ使用される。しかし、送信アンテナと受信アンテナとが物理的に同じ（モノスタティックレーダ構成）となるように単一アンテナが使用され得るということに注意すべきである。送信アンテナは、例えば定期的線形周波数ランプ信号（周波数掃引またはチャープ信号とも呼ばれる）により周波数変調されるＲＦ信号ｓＲＦ（ｔ）を連続的に放射する。この送信信号ｓＲＦ（ｔ）はレーダ装置の測定範囲内のレーダチャネル内に見出されるターゲットＴにおいて後方散乱される。後方散乱信号ｙＲＦ（ｔ）は受信アンテナ６により受信される。描写された例では、後方散乱信号はｙＲＦ（ｔ）で表される。
【００１４】
図２は信号ｓＲＦ（ｔ）の上記周波数変調を示す。図２の第１のダイアグラムに示すように、信号ｓＲＦ（ｔ）は一連の「チャープ」（すなわち増加（アップチャープ）または低下（ダウンチャープ）を有する正弦波波形）で構成され得る。本例では、チャープの瞬間的周波数ｆ（ｔ）は規定時間スパンＴＲＡＭＰ内の開始周波数ｆＳＴＡＲＴから停止周波数ｆＳＴＯＰまで線型に増加する（図２の第２の図を参照）。このようなチャープもまた線形周波数ランプと呼ばれる。３つの同一線形周波数ランプが図２に示される。しかし、個々の周波数ランプ間の休止だけでなくパラメータｆＳＴＡＲＴ、ｆＳＴＯＰ、ＴＲＡＭＰもまた、レーダ装置１の実際の実装形態および使用に依存して変わり得るということに注意すべきである。実際には、周波数変動は、例えば線形（線形チャープ、周波数ランプ）、指数関数（指数関数チャープ）または双曲腺（双曲線チャープ）であり得る。
【００１５】
図３は、レーダ装置１（レーダセンサ）の例示的構造を示すブロック図である。同様な構造はまた、例えば無線通信システムなどの他の用途において使用されるＲＦ送受信器において見出され得るということに注意すべきである。したがって、少なくとも１つの送信アンテナ５（ＴＸアンテナ）と少なくとも１つの受信アンテナ６（ＲＸアンテナ）とがＲＦフロントエンド１０へ接続され、これらはモノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）で集積化され得る。ＲＦフロントエンド１０はＲＦ信号処理に必要とされるすべての回路部品を含み得る。このような回路部品は（必ずしもではないが）、例えば局部発信器（ＬＯ：ｌｏｃａｌ  ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）、ＲＦ電力増幅器、低雑音増幅器（ＬＮＡ：ｌｏｗ  ｎｏｉｓｅ  ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）、ラット・レース・カプラ（ｒａｔ−ｒａｃｅ−ｃｏｕｐｌｅｒ）およびサーキュレータなどの方向性カプラ、およびＲＦ信号（例えば、受信信号ｙＲＦ（ｔ）、図１を参照し）をベースバンドまたは中間周波数（ＩＦ）帯へダウンコンバージョンするためのミキサーを含み得る。アンテナアレイが単一アンテナの代わりに使用され得るということに注意すべきである。描写された例は別個のＲＸアンテナとＴＸアンテナとを有するバイスタティック（または擬似モノスタティック）レーダシステムを示す。モノスタティックレーダシステムの場合、単一アンテナまたは単一アンテナアレイが電磁気（レーダ）信号の受信と送信との両方のために使用され得る。この場合、方向性カプラ（例えばサーキュレータ）が、レーダチャネルから受信されるＲＦ信号からレーダチャネルへ送信されるＲＦ信号を分離するために使用され得る。実際には、レーダシステムはしばしば、レーダ・エコーが受信される方向（到着の方向：ＤｏＡ（ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ  ｏｆ  ａｒｒｉｖａ））の測定をとりわけ可能にするいくつかの送信チャネル（ＴＸ）および受信（ＲＸ）チャネルを含む。
【００１６】
周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダシステムの場合、ＴＸアンテナ５により放射される送信ＲＦ信号は約２０ＧＨｚ（例えば２４ＧＨｚ）〜約１００ＧＨｚ（例えば自動車用途における７７ＧＨｚ）の範囲内である。先に述べたように、ＲＸアンテナ６により受信されるＲＦ信号ｙＲＦ（ｔ）はレーダ・エコー（すなわち所謂レーダターゲットにおいて後方散乱される信号）を含む。受信ＲＦ信号ｙＲＦ（ｔ）は、ベースバンド（またはＩＦ帯）へダウンコンバートされ、さらに、ベースバンド信号のフィルタリングと増幅とを基本的に含むアナログ信号処理（ベースバンド信号処理チェーン２０、図３を参照）を使用することによりベースバンドにおいて処理される。ベースバンド信号は最終的に１つまたは複数のアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）３０を使用することによりデジタル化され、さらに、デジタルドメイン（例えばデジタルシグナルプロセッサＤＳＰ４０内に実装されたデジタル信号処理チェーン、図３を参照）において処理される。全体システムは、適切なファームウェアを実行するマイクロコントローラなどのプロセッサを使用して少なくとも部分的に実装され得るシステムコントローラ５０により制御される。ＲＦフロントエンド１０とアナログベースバンド信号処理チェーン２０（任意選択的にＡＤＣ３０）は単一ＭＭＩＣへ集積化され得る。しかし、いくつかの用途では、いくつかの部品はまた、２つ以上の集積回路間に分散され得る。
【００１７】
図４は、図３に示すレーダセンサに含まれ得るＲＦフロントエンド１０の１つの例示的実装形態を示す。図４はＲＦフロントエンドの基本構造を示す単純化回路図であるということに注意すべきである。用途に強く依存し得る実際の実装形態は当然、より複雑であり、いくつかのＲＸおよび／またはＴＸチャネルを含む。ＲＦフロントエンド１０は、図２を参照して上に説明したように周波数変調され得るＲＦ信号ＳＬＯ（ｔ）を生成する局部発信器１０１（ＬＯ）を含む。信号ＳＬＯ（ｔ）はＬＯ信号とも呼ばれる。レーダ用途では、ＬＯ信号は通常、ＳＨＦ（超高周波：Ｓｕｐｅｒ  Ｈｉｇｈ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）またはＥＨＦ（極高周波：Ｅｘｔｒｅｍｅｌｙ  Ｈｉｇｈ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）帯内にあり、例えば自動車用途では７６ＧＨｚ〜８１ＧＨｚである。
【００１８】
ＬＯ信号ＳＬＯ（ｔ）は受信信号経路だけでなく送信信号経路においても処理される。ＴＸアンテナ５により放射される送信信号ｓＲＦ（ｔ）（出射レーダ信号は、例えばＲＦ電力増幅器１０２を使用することによりＬＯ信号ＳＬＯ（ｔ）を増幅することにより生成される。増幅器１０２の出力はＴＸアンテナ５へ結合される。ＲＸアンテナ６により提供される受信信号ｙＲＦ（ｔ）（入射レーダ信号）はミキサー１０４へ導かれる。本例では、受信信号ｙＲＦ（ｔ）（すなわちアンテナ信号）はＲＦ増幅器１０３（利得ｇ）により予め増幅され、その結果、ミキサーはそのＲＦ入力ポートにおいて増幅信号ｇ・ｙＲＦ（ｔ）を受信する。ミキサー１０４はさらに、その基準入力ポートにおいてＬＯ信号ＳＬＯ（ｔ）を受信し、増幅信号ｇ・ｙＲＦ（ｔ）をベースバンドへダウンコンバートするように構成される。ミキサー出力におけるその結果のベースバンド信号はｙＢＢ（ｔ）で表される。ベースバンド信号ｙＢＢ（ｔ）はさらに、望ましくないサイドバンドおよびイメージ周波数も除去するための１つまたは複数のフィルタ（例えばバンドパス２１）だけでなく増幅器２２などの１つまたは複数の増幅器も基本的に含むアナログベースバンド信号処理チェーン２０（また図３を参照）により処理される。アナログデジタル変換器（図３参照）へ提供され得るアナログ出力信号はｙ（ｔ）で表される。デジタル出力信号（デジタルレーダ信号）のデジタル後処理のための様々な技術（例えば測距ドップラー（Ｒａｎｇｅ  Ｄｏｐｐｌｅｒ）解析）が知られており、したがって本明細書ではこれについてさらに説明しない。
【００１９】
本例では、ミキサー１０４はＲＦ信号ｇｙＲＦ（ｔ）（増幅されたアンテナ信号）をベースバンドへダウンコンバートする。それぞれのベースバンド信号（ミキサー出力信号）はｙＢＢ（ｔ）で表される。ダウンコンバージョンは、単一段で（すなわちＲＦ帯域からベースバンドへ）、または１つまたは複数の中間段を介し（ＲＦ帯域からＩＦ帯へ、そしてその後ベースバンドへ）達成され得る。図４の例の観点では、レーダ測定の質はＬＯ信号ｓＬＯ（ｔ）の質に強く依存することになるということは明白である。急峻でありかつ高度に線形な周波数ランプだけでなく低位相雑音もＬＯ信号ｓＬＯ（ｔ）の所望特性である。
【００２０】
図５は、多重ＲＦ出力信号を生成するための多重ＲＦチャネルを有するＲＦ回路の一例を示すブロック図である。本例では、レーダセンサの２つの送信チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２が１つの例示的用途として考察される。この概念はｃ個のチャネルを有するシステムへ一般化され得る。しかし、よりよく理解するために、２つのチャネルＴＸ０１、ＴＸ０２を有する１つの例示的実施形態について最初に図５〜８と式１〜２２を参照して説明するが、図９〜図１１および式２３〜２４はｃ個のチャネルＴＸ０１、ＴＸ０２，…，ＴＸｃを有する一般的実施形態に関する。さらに、以下に説明される概念はレーダ以外の用途において容易に採用され得るということが理解される。さらに、図５の回路は３個以上のチャネルへ容易に増強され得る（図７も参照）ということに注意すべきである。本例では、各チャネルＴＸ１、ＴＸ２は、局部発信器（局部発信器１０１、例えば図４参照）から提供され得るＲＦ発振器信号ｓＬＯ（ｔ）をその入力において受信するように構成される。各チャネルＴＸ１、ＴＸ２はチャネルに起因する全体位相遅れを操作するための移相器１０５を含み得る。チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２のＲＦ出力信号はそれぞれｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ）で表される。各チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２では、入力から出力までの信号経路は、位相遅れを引き起こし得る信号線と１つまたは複数の回路部品とを含む。結果として、出力信号は次のように書くことができる：
ｓＴＸ０１（ｔ）＝ＡＴＸ０１×ｃｏｓ（２πｆＬＯｔ＋φＴＸ０１＋ΔφＴＸ０１）    （１）
ｓＴＸ０２（ｔ）＝ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（２πｆＬＯｔ＋φＴＸ０２＋ΔφＴＸ０２）    （２）
したがって、変数ＡＴＸ０１、ＡＴＸ０２はＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ）の振幅を表し、周波数ｆＬＯはＲＦ発振器信号ｓＬＯ（ｔ）の周波数である。位相φＴＸ０１、φＴＸ０２は、移相器１０５を考慮しないチャネルＴＸ０１、ＴＸ０２に起因する位相遅れをそれぞれ表し、一方、ΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２は移相器１０５に起因する追加位相シフトを表す。
【００２１】
この時点で、振幅ＡＴＸ０１、ＡＴＸ０２だけでなく位相φＴＸ０１、φＴＸ０２もシステムの動作条件に強く依存するということに注意すべきである。例えば、チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２のどちらがアクティブであるかに依存して、チップ（例えばＭＭＩＣ）の温度はアクティブチャネルにおいて生じる電力損失に起因して変化するだろう。ＴＸ０１とＴＸ０２の両チャネルがアクティブである（すなわち、ＲＦ信号を出力している）と、温度は１つのチャネルＴＸ０１またはＴＸ０２だけがアクティブである場合と比較してはるかに高くなる。ＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ）の振幅および位相は温度依存である。例えば、振幅および位相測定の結果が適用されるビーム形成用途では、チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２の両方はアクティブであり（送信しており）、温度を特定値したがって特定振幅および位相値まで上昇させる。チャネル（ＴＸ０１またはＴＸ０２）の１つだけがアクティブである構成において測定される振幅および位相シフトは異なるものとなりしたがって正しくなくなるだろう（１つのアクティブチャネルだけの構成はビーム形成用途に似合わない）。したがって、チャネルの両方がアクティブである間に振幅および位相値の測定を可能にすることが重要かもしれない。
【００２２】
先に述べたように、各チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２は、ＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ）の位相に貢献する追加位相シフト値ΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２（位相遅れ）を生成するように構成された移相器１０５を含む。さらに、各チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２はＲＦ増幅器１０２（例えば電力増幅器ＰＡ）を含み得る。この場合、ＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ）の振幅ＡＴＸ０１、ＡＴＸ０２はＲＦ増幅器１０２の利得に依存する。１つの具体例によると、移相器１０５はＩＱ変調器（直交変調器とも呼ばれる同相／直交変調器：Ｉｎ−Ｐｈａｓｅ／Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ）を使用して実現され得る。デジタルアナログ変換器（図示せず）が、位相シフト値ΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２を表すデジタル値をＩＱ変調器により処理され得るアナログ信号へ変換するために使用され得る。
【００２３】
いくつかの用途（例えばシステムコントローラ５０またはレーダセンサの用途、図３を参照）では、様々なチャネルのＲＦ出力信号の位相（例えば互いに対するまたは基準位相に対する）を知ることが望ましいかもしれない。例えば、チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２はレーダセンサ装置の送信チャネルであり得、ＲＦ出力信号の位相は所望放射角を実現するために特定値へチューニングされることになる。チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２内に含まれる回路部品（例えば増幅器１０２）に起因する絶対位相遅延は、温度依存であり得、製造公差および経年劣化にも晒され得るので、それぞれの位相φＴＸ０１、φＴＸ０２はチューニングまたは監視される必要があり、これはチャネルＴＸ０１、ＴＸ０２内に含まれる移相器１０５により実現され得る。ＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ）の位相φＴＸ０１、φＴＸ０２を監視することができるために、位相φＴＸ０１、φＴＸ０２を感知してこれにより位相のあり得る調節不良を検出するために使用される監視回路１５０（例えば移相器１０６およびミキサー１０７を含む、図５参照）が設けられる。測定された位相φＴＸ０１、φＴＸ０２が所望設定から逸脱する場合には、移相器１０５は、追加位相シフトΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２を加えることによりこの逸脱を補償するために使用され得る。
【００２４】
図５に示す例では、ＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ）が傍受され、ＲＦ合成回路１１０へ提供される。ＲＦ合成回路１１０はＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ）を合成するように構成され得る。例えば、合成信号ｓＳＵＰ（ｔ）は次式のようなＲＦ出力信号の重ね合せであり得る：
ｓＳＵＰ（ｔ）＝ｇＳＵＰ×（ｓＴＸ０１（ｔ）＋ｓＴＸ０２（ｔ））    （３）
ここで、ｇＳＵＰは規定利得（通常は１より著しく小さい）である。しかし、本考察のために、ｇＳＵＰは、一般性を失うことなく、１であると仮定し得、したがって、合成信号は次式のように書くことができる：
ｓＳＵＰ（ｔ）＝ＡＴＸ０１×ｃｏｓ（２πｆＬＯｔ＋φＴＸ０１＋ΔφＴＸ０１）＋ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（２πｆＬＯｔ＋φＴＸ０２＋ΔφＴＸ０２）    （４）
【００２５】
監視回路１５０は、そのＲＦポートにおいて合成信号ｓＳＵＰ（ｔ）を受信するミキサー１０７を含み、ＲＦ発振器信号ｓＬＯ（ｔ）を使用して合成信号ｓＳＵＰ（ｔ）をダウンコンバートするように構成される。本実施形態のように、すべてのＲＦ信号は同じ周波数ｆＬＯを有するので、ミキサー出力信号は、ＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ）の位相φＴＸ０１＋ΔφＴＸ０１、φＴＸ０２＋ΔφＴＸ０２に依存するＤＣ値ｓＤＣ（ｔ）になる。本例では、ミキサー１０７は、ＲＦ発振器信号ｓＬＯ（ｔ）の位相シフトバージョンを受信し、したがって位相シフト発振信号は次式のように表され得る。
ｓＴＳＧ（ｔ）＝ＡＴＳＧ×ｃｏｓ（２πｆＬＯｔ＋φＴＳＧ）    （５）
ここで、ＡＴＳＧは既知信号振幅であり、φＴＳＧはミキサー１０７の基準ポートにおいて受信された信号ｓＴＳＧ（ｔ）の位相である。位相φＴＳＧは、上流側のミキサー１０７の基準ポートへ結合された移相器１０６により設定され得る。他の実施形態では、信号ｓＴＳＧ（ｔ）の周波数ｆＴＳＧはｆＬＯと異なり（すなわちｆＴＳＧ≠ｆＬＯ）得、その結果、ミキサー出力信号は、ＤＣ信号ではなく、むしろ差異ｆＬＯ−ｆＴＳＧに対応する周波数ｆＩＦを有する中間周波数（ＩＦ）信号ｓＩＦ（ｔ）である。
【００２６】
一般性を失うことなく、振幅ＡＴＳＧは２に等しいと仮定され、異なる振幅は測定された信号振幅のそれぞれのスケーリングを生じるだけである。式４、５、およびＡＴＳＧ＝２を使用すると、ミキサー１０７の出力ポートに提供されるミキサー出力信号ｓＤＣ（ｔ）は次式のように表され得る。
ｓＤＣ（ｔ）＝ｓＬＯ（ｔ）×ｓＳＵＰ（ｔ）＝（ＡＴＸ０１×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０１−ΔφＴＸ０１）＋ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０２−ΔφＴＸ０２））＋（ＡＴＸ０１×ｃｏｓ（４πｆＬＯｔ＋φＴＸ０１＋ΔφＴＸ０１）＋ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（４πｆＬＯｔ＋φＴＸ０２＋ΔφＴＸ０２））    （６）
ここで、倍周波数２ｆＬＯ（角周波数４πｆＬＯ）における振動を表す加数はミキサー帯域幅外にあるので無視され得る。したがって、ミキサー出力信号ｓＤＣ（ｔ）は次式ように書くことができる：
ｓＤＣ（ｔ）≒（ＡＴＸ１×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ１−ΔφＴＸ０１）＋ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０２−ΔφＴＸ０２））    （７）
したがって、ミキサー出力信号は、位相差φＴＳＧ−φＴＸ１−ΔφＴＸ０１、φＴＳＧ−φＴＸ２−ΔφＴＸ０２の余弦と、振幅ＡＴＸ１、ＡＴＸ２とに依存するＤＣ信号である。一般性を失うことなく、以降に説明されるミキサー出力信号ｓＤＣ（ｔ）の測定に関し、位相シフト値ΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２は０またはπｒａｄ（すなわち０または１８０度）のいずれかであると仮定される。本明細書で説明される例によると、測定は、サンプリング時刻ｔｋ，０、ｔｋ，１、ｔｋ，２においてミキサー出力信号ｓＤＣ（ｔ）の離散的サンプルを取得することによりなされ得る。指標ｋは測定サイクル（ｋ＝１，２，３，…）を表す。
【００２７】
ミキサー出力信号ｓＤＣ（ｔ）の測定されたＤＣ値（サンプル値）は、以下に説明するように、求められる位相値φＴＸ０１、φＴＸ０２および振幅値ＡＴＸ０１、ＡＴＸ０２を計算するために使用され得る。上述のように、位相φＴＳＧは監視回路１５０内に含まれる移相器１０６により設定され得る。位相φＴＳＧの規定値に関し、以下の３つの測定値が取得され得る。
ｓＤＣ（ｔｋ，０）＝（ＡＴＸ０１×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０１−０）＋ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０２−０））    （８）
ｓＤＣ（ｔｋ，１）＝（ＡＴＸ０１×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０１−０）＋ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０２−π））    （９）
ｓＤＣ（ｔｋ，２）＝（ＡＴＸ０１×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０１−π）＋ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０２−０））    （１０）
第１の値ｓＤＣ（ｔｋ，０）は測定時刻ｔ＝ｔｋ，０の式６に等しい。第２の値ｓＤＣ（ｔｋ，１）の測定に関し、１８０度（すなわちπｒａｄ）の追加位相シフトがチャネルＴＸ０２内で生成される。これは、チャネルＴＸ０２内の移相器１０５に起因する位相遅れを１８０度だけ一時的に増加することにより実現され得る。第３の値ｓＤＣ（ｔｋ，２）の測定に関し、１８０度（すなわちπｒａｄ）の追加位相シフトがチャネルＴＸ０１内で生成される。これは、チャネルＴＸ０１内の移相器１０５に起因する位相遅れを１８０度だけ一時的に増加することにより実現され得る（チャネルＴＸ０２と同じように）。したがって、２つのチャネルの本例では、３つのサンプルｓＤＣ（ｔｋ，０）、ｓＤＣ（ｔｋ，１）、ｓＤＣ（ｔｋ，２）が各測定サイクルにおいて取得される。後で示すように、ｃ個のチャネルを有する一般的例では、ｎ＋１個のサンプルが各測定サイクルにおいて取得される。しかし、２つのチャネルだけを有する本ケースでは、第３の測定は冗長であり、したがって任意選択であるということに留意すべきである。但し、第３の測定は測定値の信憑性チェックを可能にする。
【００２８】
ｃｏｓ（φ−π）≡ｃｏｓ（φ＋π）≡−ｃｏｓ（φ）    （１１）
上記識別子が式９、１０を簡単にするために使用され得る。したがって、第２、第３の値（式９、１０を参照）はそれぞれ以下の式で表され得る。
ｓＤＣ（ｔｋ，１）＝（ＡＴＸ０１×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０１）−ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０２））    （１２）
ｓＤＣ（ｔｋ，２）＝（−ＡＴＸ０１×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０１）＋ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０２））    （１３）
式８、１２および式８、１３を加算することで次の測定値を生じる。
Ｍ０１［ｋ］＝（ｓＤＣ（ｔｋ，０）＋ｓＤＣ（ｔｋ，１））＝２ＡＴＸ０１×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０１）    （１４）
Ｍ０２［ｋ］＝（ｓＤＣ（ｔｋ，０）＋ｓＤＣ（ｔｋ，２））＝２ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０２）    （１５）
上述のように、第３のサンプルｓＤＣ，２（ｔｋ）（式１５）の取得は、式８から式１２を減じることで式１５と同じ結果を生じるので本実施形態では冗長である：
Ｍ０２［ｋ］＝（ｓＤＣ（ｔｋ，０）−ｓＤＣ（ｔｋ，１））＝２ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（φＴＳＧ−φＴＸ０２）    （１６）
値Ｍ０１［ｋ］はチャネルＴＸ０１のＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）の位相差φＴＳＧ−φＴＸ０１および振幅ＡＴＸ０１だけに依存する。同様に、値Ｍ０２［ｋ］はチャネルＴＸ０２のＲＦ出力信号ｓＴＸ０２（ｔ）の位相差φＴＳＧ−φＴＸ０２および振幅ＡＴＸ０２だけに依存する。用語「測定値」または「サンプル値」は、実際には直接測定されないがサンプリングされたミキサー出力値ｓＤＣ（ｔｋ，０）、ｓＤＣ（ｔｋ，１）、ｓＤＣ（ｔｋ，２）に基づき計算された値Ｍ０１［ｋ］、Ｍ０２［ｋ］に対して使用されるということに注意すべきである。それにもかかわらず、これらの値Ｍ０１［ｋ］、Ｍ０２［ｋ］は、本明細書で説明された測定の（中間）結果と見なされ、したがってＲＦチャネルＴＸ０１，ＴＸ０２のＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ），ｓＴＸ０１（ｔ）のサンプルを表す「測定値」と呼ばれる。後で示されるように、ｃ個のチャネルＴＸ０１、ＴＸ０２，…，ＴＸｃを有する例ではｃ個の値Ｍ０１［ｋ］、Ｍ０２［ｋ］，…，Ｍｃ［ｋ］が計算され得る。
【００２９】
振幅ＡＴＸ０１、ＡＴＸ０２が別個に（例えばチャネルＴＸ０１、ＴＸ０２の出力へ結合された電力センサを使用することにより）測定されれば、求められる位相φＴＸ０１、φＴＸ０２は一測定サイクル内に取得される測定値Ｍ０１［ｋ］、Ｍ０２［ｋ］から直接計算され得る。しかし、測定は様々な値φＴＳＧに対して反復され得、Ｋ番目の測定サイクル内に移相器１０６により提供される位相値はφＴＳＧ［ｋ］で表される。したがって、式１４、１５の測定値は次のようになる。
Ｍ０１［ｋ］＝２ＡＴＸ０１×ｃｏｓ（φＴＳＧ［ｋ］−φＴＸ０１）    （１７）
Ｍ０２［ｋ］＝２ＡＴＸ０２×ｃｏｓ（φＴＳＧ［ｋ］−φＴＸ０２）    （１８）
理論的に、４つの測定値、例えば測定サイクルｋ、ｋ＋１内で取得されたＭ０１［ｋ］、Ｍ０２［ｋ］、Ｍ０１［ｋ＋１］、Ｍ０２［ｋ＋１］は、求められる位相φＴＸ０１、φＴＸ０２および振幅ＡＴＸ０１、ＡＴＸ０２を計算するのに十分だろう、但しφＴＳＧ［ｋ＋１］≠φＴＳＧ［ｋ］という条件で。実際には、複数の測定値は、様々な位相値φＴＳＧ［ｋ］に対し、複数の測定サイクル内で取得され、求められる位相φＴＸ０１、φＴＸ０２および振幅ＡＴＸ０１、ＡＴＸ０２を改善された精度で推定するために使用され得る。
【００３０】
図６のダイアグラムは一連の測定サイクルの測定値Ｍ０１［ｋ］、Ｍ０２［ｋ］を示す、ここで、φＴＳＧ［ｋ］＝ｋπ／５  ｋ＝０，１，…１０。すなわち、移相器１０６により提供される位相φＴＳＧは、零度から最大３６０度まで３６度ステップで増加される。測定値Ｍ０１［０］，Ｍ０１［１］，…，Ｍ０１［１０］は、信号モデルとして式１７をそして非線形最小２乗平均（ＬＭＳ：ｌｅａｓｔ  ｍｅａｎ  ｓｑｕａｒｅ）方法などの任意の好適な推定技術を使用することにより振幅ＡＴＸ０１および位相φＴＸ０１を推定するために使用され得る。同様に、測定値Ｍ０２［０］，Ｍ０２［２］，…，Ｍ０２［１０］は、信号モデルとして式１８を使用することにより振幅ＡＴＸ０２および位相φＴＸ０２を推定するために使用され得る。１つの具体例では、振幅および位相の推定のために高速フーリエ変換（ＦＦＴ）などのフーリエ変換アルゴリズムが使用される。この場合、位相φＴＳＧ［ｋ］は一定ステップサイズを使用することにより各測定サイクルにおいて増加され得る。代替的に、測定シーケンスが、等距離サンプリング点を取得するために再サンプリングされ得る。
【００３１】
図６に示す測定シーケンスはさらに図７のタイミングダイアグラムにより示される。図７は、監視回路１０５の移相器１０６、第１のチャネルＴＸ０１の移相器１０５、および第２のチャネルＴＸ０２の移相器１０５によりそれぞれ生成される位相シフト値ΔφＴＳＧ［ｋ］、ΔφＴＸ０１、およびΔφＴＸ０２を示すタイミングダイアグラムを含む。測定サイクルの開始時刻はｔｋで表され、移相器１０６により生成される対応する位相値はφＴＳＧ［ｋ］で表される、ここで、ｋ＝０，１，２，３等々。先の図６に示すように、位相φＴＳＧ［ｋ］は各測定サイクル内で増加される。本例では、ステップサイズは、π／５  ｒａｄ（すなわち３６度）、したがってφＴＳＧ［ｋ］＝ｋπ／５である。
【００３２】
ミキサー出力信号ｓＤＣ（ｔ）の３つのサンプル（すなわち、ｓ（ＤＣ，０）［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，ｓＤＣ，２［ｋ］）が各測定サイクルにおいてサンプリングされる、ここで、（式８−１０参照）
ｓＤＣ，０［ｋ］＝ｓＤＣ（ｔｋ）＝ｓＤＣ（ｔｋ，０）    （１９）
ｓＤＣ，１［ｋ］＝ｓＤＣ（ｔｋ＋Δｔ１）＝ｓＤＣ（ｔｋ，１）    （２０）
ｓＤＣ，２［ｋ］＝ｓＤＣ（ｔｋ＋Δｔ２）＝ｓＤＣ（ｔｋ，２）    （２１）
図７において、サンプリング時刻は測定サイクルｋ＝４に対して示される。チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２内の移相器１０５により生成される位相シフトΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２は、−サンプリング時刻ｔｋ＋Δｔ２において−チャネルＴＸ０２に起因する位相遅れが反転され（すなわちφＴＸ０２→φＴＸ０２±π）、一方、チャネルＴＸ０１に起因する位相遅れは不変のままであり、−サンプリング時刻ｔｋ＋Δｔ１において−チャネルＴＸ０１に起因する位相遅れが反転され（すなわちφＴＸ０１→φＴＸ０１±π）、チャネルＴＸ０２に起因する位相遅れは不変のままであるようなやり方で０とπｒａｄ（すなわち１８０度）を交互に切り替える。各測定サイクルにおいて取得される３つのサンプルは、例えば式１４、１５に従って測定値Ｍ０１［ｋ］、Ｍ０２［ｋ］を計算するために使用され得る。その後、測定値Ｍ０１［ｋ］、Ｍ０２［ｋ］（ここでｋ＝１，２，３，など）は、求められる振幅値ＡＴＸ０１、ＡＴＸ０２および位相値φＴＸ０１、φＴＸ０２を推定するために使用され得る。
【００３３】
時間スパンΔｔ１、Δｔ２は測定サイクルｋ全体にわたって必ずしも一定ではないということに注意すべきである。さらに、時刻ｔｋは、クロック信号に従って同期サンプリングする必要が無いので、必ずしも時間的に等距離でない。各測定サイクルにおいて、値ｓＤＣ，０［ｋ］は位相値φＴＳＧ［ｋ］が更新されるとサンプリングされ得、値ｓＤＣ，１［ｋ］は位相φＴＸ０２が反転されるとサンプリングされ得、値ｓＤＣ，２［ｋ］は、位相φＴＸ０１が反転され位相φＴＸ０２の反転が取り消されるとサンプリングされ得る。その後、位相値φＴＳＧ［ｋ］が更新され、次のサイクルが始まる（ｋ→ｋ＋１）。
【００３４】
図８は、図５の先の例の１つの例示的実装形態をさらに詳細に示す。図８の例は図５の先の例とほぼ同じであるが、ミキサー出力信号ｓＤＣ（ｔ）をデジタル化するために使用されるアナログデジタル変換器３１だけでなくＲＦ合成回路１１０の実装形態もさらに詳細に示される。本例によると、先の図５に示す合成回路１１０は、電力合成器１０８（例えば信号の線形合成を提供するウィルキンソン電力合成器）と方向性カプラ１０９（例えばラット・レース・カプラ、サーキュレータなど）とを使用して実現され、ここでは、１つのカプラは、各チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２内に配置され、それぞれの出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ）の電力の一定割合を電力合成器１０８の入力へ導くように構成される。カプラ１０９によりチャネルＴＸ０１、ＴＸ０２の出力において分岐された信号はｓＴＸ０１’（ｔ）、ｓＴＸ０２’（ｔ）で表される。ここで、ｓＴＸ０１’（ｔ）＝ｇｃｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２’（ｔ）＝ｇｃｓＴＸ０２（ｔ）、ｇｃは分岐された信号に関するカプラの透過係数である。通常、ｇｃは１より著しく小さく、一方、アンテナ信号に関する透過係数は約１である。電力合成器１０８は本質的に、入力信号の（例えば、スケーリングされた）合計を提供する。すなわち、
ｓＳＵＰ（ｔ）＝ｇＣＯＭＢ’×（ｓＴＸ０１’（ｔ）＋ｓＴＸ０２’（ｔ））＝ｇＳＵＰ×（ｓＴＸ０１（ｔ）＋ｓＴＸ０２（ｔ））    （２２）
ここで、利得ｇＳＵＰはｇＣＯＭＢ×ｇｃに等しい。したがって、合成信号ｓＳＵＰ（ｔ）はほぼ、チャネル出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ）の合計のスケーリングされたバージョンである（式３も参照）。しかし、上に述べたように、利得ｇＳＵＰは、一般性を失うことなく本論述では１であると仮定され得る。カプラ１０９とＲＦ電力合成器１０８により実現されるＲＦ合成回路１１０とは別に、図８の例は図５の例と同じであり、上記説明が参照される。
【００３５】
既に上に示したように、２つのチャネルＴＸ０１、ＴＸ０２に関する上述の概念はｃ個のチャネルＴＸ０１、ＴＸ０２，…，ＴＸｃへ容易に拡張され得る、ここで、ｃ＞２。この場合、ＲＦ合成回路１１０（図５を参照）またはＲＦ電力合成器１０８（図８を参照）はｃ個の入力を有する。または、いくつかの電力合成器が所望数のＲＦ信号を合成するためにカスケードされ得る。ＲＦ合成回路１１０の実装形態に関係なく、合成信号ｓＳＵＰ（ｔ）は、ＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ）の（スケーリングされた）重ね合せと見なされ得る。この状況が図９の例に示される。各測定サイクルにおいて使用され得る位相切換方式の例が図１０と図１１を参照して説明される。
【００３６】
図９の例によると、ＲＦ回路は、ＲＦ発振器信号ｓＬＯ（ｔ）と移相器１０５（図５を参照）のそれぞれの位相シフト値ΔφＴＸ０１，ΔφＴＸ０２，…，ΔφＴＸｃとを受信するとともにそれぞれのＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ）、ｓＴＸ０２（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ）を提供するように構成された複数のチャネルＴＸ０１，ＴＸ０２，…，ＴＸｃを含む。ＲＦ出力信号のそれぞれは、本明細書で説明された概念を使用して推定される振幅ＡＴＸ０１、ＡＴＸ０２，…，ＡＴＸｃおよび位相φＴＸ０１、φＴＸ０２，…，φＴＸｃにより特徴付けられる。すなわち、
【数１】
0003222075.tif 000003
上記合成信号ｓＳＵＰ（ｔ）は、図５と図８を参照して上に説明したように合成信号ｓＳＵＰ（ｔ）をダウンコンバートするように構成された監視回路１５０へ提供される。ミキサー出力信号ｓＤＣ（ｔ）はデジタル化されてデジタル信号として提供され得る。また図５を参照して説明したように、監視回路は、ダウンコンバージョンに使用されるＲＦ局部発振器信号ｓＴＳＧ（ｔ）の位相を判断する位相値φＴＳＧ［ｋ］を受信する（式５を参照）。
【００３７】
図９のＲＦ回路は例えば、（例えば埋め込み型）マイクロコントローラまたは同様な装置などのプログラム可能プロセッサを含み得る制御回路１２０を含み得る。コントローラ回路１２０により提供される機能はシステムコントローラ５０により（例えば完全にまたは部分的に）提供され得る（図３を参照）。追加的にまたはその代わりに、コントローラ回路１２０により提供される機能はＤＳＰ４０（図３を参照）により少なくとも部分的に提供され得る。したがって、図９のコントローラ回路１２０はシステムコントローラ５０および／またはＤＳＰ４０の機能の一部を表す。別の実施形態では、コントローラ回路１２０は、監視回路１５０、チャネルＴＸ０１、ＴＸ０２などと同じＭＭＩＣ内に実装され得るが、システムコントローラ５０から分離され得る。
【００３８】
上述のように、２つのチャネルの場合、各測定サイクルｋにおいて、３つのサンプルｓＤＣ，０［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，ｓＤＣ，２［ｋ］が取得され、そしてｃ個のチャネルｓＤＣ，０［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ］の場合はｃ＋１個のサンプルが取得される。理論的に、単一測定サイクルが、ｃ個のチャネルＴＸ０１，ＴＸ０２，…，ＴＸｃに関連付けられた位相値φＴＸ０１、φＴＸ０２、…φＴＸｃを判断するのに十分であり、少なくとも２つの測定サイクルが、位相値φＴＸ０１、φＴＸ０２，…，φＴＸｃおよびそれぞれの振幅値ＡＴＸ０１、ＡＴＸ０２，…，ＡＴＸｃを判断するために必要とされる。しかし、実際には、複数の測定サイクルが位相および振幅推定の質を改善するために行われる。１つの例示的実施形態では、各チャネルの位相および振幅値を推定するために６４点ＦＦＴ（高速フーリエ変換）アルゴリズムの使用を可能にする６４個の測定サイクルが行われる。
【００３９】
コントローラ回路１２０は、監視回路１５０の移相器１０６の位相値φＴＳＧ［ｋ］だけでなくチャネルＴＸ０１、ＴＸ０２，…，ＴＸｃの移相器１０５の位相シフト値ΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２，…，ΔφＴＸｃも提供するように構成され得る。さらに、制御回路は、所望サンプリング時刻（例えば、時刻ｔｋ，０＝ｔｋ、ｔｋ，１＝ｔｋ＋Δｔ１、ｔｋ，２＝ｔｋ＋Δｔ２など）において監視回路１５０内に含まれるアナログデジタル変換器３１をトリガするために使用されるトリガ信号ＳＴＲＩＧを生成し得る。特に、コントローラ回路１２０は、例えば図６、７に示す方式に従って複数の測定サイクル中のデータ取得を制御するように構成され得る。したがって、位相値φＴＳＧ［ｋ］は各測定サイクルｋにおいて更新され、ｃ＋１回の測定が各サイクルにおいてなされる。一実施形態によると、以下のｃ＋１個の値が各測定サイクルにおいてサンプリングされ得る：ｓＤＣ，０［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ］（図１０Ａも参照）。したがって、すべての位相シフト値ΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２，…，ΔφＴＸｃは、ｓＤＣ，０［ｋ］をサンプリングする際に規定位相構成（基準構成と呼ばれ、例えばすべての位相シフトが零へ設定され得る）に従って設定され、次に、第ｉ番目の位相シフト値ΔφＴＸｉを除くすべての位相シフト値ΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２，…，ΔφＴＸｎは、図１０Ａに示す方式に示されるようにｓＤＣ，ｉ［ｋ］（ここでｉ＝１，２，…，ｃ）をサンプリングする際に反転される（すなわち、１８０°だけ増加または減少される）。式１４、１５と同じように、測定値は各測定サイクルｋにおいて次のように判断され得る（図１０Ｂも参照）：
【数２】
0003222075.tif 000004
位相φＴＳＧ［ｋ］を階段状に増加することにより−各測定サイクルにおいて−ＲＦ出力信号ｓＴＸ０１（ｔ），ｓＴＸ０２（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ）のｋ個のサンプルが図６のダイアグラムに示すように判断され得、既知の推定アルゴリズムが、図５〜図７を参照して上に論述したように振幅ＡＴＸ０１、ＡＴＸ０２，…，ＡＴＸｃおよび位相φＴＸ０１、φＴＸ０２，…，φＴＸｃを推定するために使用され得る。
【００４０】
位相値φＴＳＧ［ｋ］を変動させることは移相器１０５のすべての位相シフト値ΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２，…，ΔφＴＸｃを同時に変動させることと等価であるということに注意すべきである（適用可能な場合には、位相反転に加えて）。これは例えば式２４から明らかであり、位相シフト値ΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２，…，ΔφＴＸｃがすべて１０°だけ減少されれば（すなわち、３５０°だけ増加されば）、例えばφＴＳＧ［ｋ］＝１０°はφＴＳＧ［ｋ］＝０°と同じ結果を生じる。すなわち、
ΔφＴＸｉ＝−φＴＳＧ［ｋ］（ここでｉ＝１，２，…，ｎ）であれば、
ＡＴＸｉ×ｃｏｓ（φＴＳＧ［ｋ］−φＴＸｉ）＝ＡＴＸｉ×ｃｏｓ（０−（φＴＸｉ＋ΔφＴＸｉ））    （２５）
換言すれば、移相器１０６の機能は移相器１０５により（共通に）提供され得、位相値φＴＳＧ［ｋ］を変更すること（これにより移相器１０５の位相シフト値ΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２，…，ΔφＴＸｃが設定される）は基準構成を変更するのと同じ効果があり得る。位相値φＴＳＧ［ｋ］を増加／減少することは、移相器１０５のすべての位相シフト値ΔφＴＸ０１、ΔφＴＸ０２，…，ΔφＴＸｃを同時に増加／減少することと理論的に等価であるが、第１の選択肢は、第２の選択肢が移相器１０５間の潜在的ミスマッチの影響をより受けやすいので、より良好な結果を生じ得るということにさらに注意すべきである。
【００４１】
ＲＦチャネルＴＸｉのＲＦ出力信号ｓＴＸｉ（ｔ）の振幅ＡＴＸｉおよび位相φＴＸｉを測定する上述の方法はさらに、図１０Ａ−Ｂ、図１１Ａ−Ｂの式方式および図１２のフローチャートを参照して以下に要約される。ｃ個のＲＦチャネルの場合、指標ｉは１〜ｃである。図１０Ａ−Ｂの式方式は、式８〜１０の一般化であり、どのように（ＲＦチャネルＴＸｉ内の移相器１０５へ提供される）位相シフト値ΔφＴＸｉが設定される構成が１つまたは複数の位相シフト値ΔφＴＸｉの反転により測定サイクルｋ中に変化するかを示す。上述のように、ＲＦ基準信号ｓＴＳＧ（ｔ）の基準構成（すなわち位相シフト値ΔφＴＸｉの初期設定）および位相φＴＳＧ［ｋ］は一測定サイクル中一定である（図１２、工程Ｓ１を参照）。
【００４２】
図１１の方式によると、ミキサー出力信号ｓＤＣ（ｔ）の第１のＤＣ値ＤＣ，０［ｋ］＝ｓＤＣ（ｔｋ，０）が位相シフト値ΔφＴＸｉの基準構成でサンプリングされる（図１２、工程Ｓ２を参照）。先に述べたように、一般性を失うことなく、基準構成はすべての位相シフト値ΔφＴＸｉが零となるように選択され得る。しかし、任意の他の構成が使用され得る。次に、位相シフト値ΔφＴＸｉが設定される構成は、１つまたは複数の位相シフト値ΔφＴＸｉの反転により所定方式に従って修正され（図１２、工程Ｓ３を参照）、ミキサー出力信号ｓＤＣ（ｔ）の別のＤＣ値ｓＤＣ，１［ｋ］は修正構成でサンプリングされる（図１２、工程Ｓ４を参照）。位相シフト値の反転はｒａｄ（１８０度）を加算または減算することにより実現され得る。図１０Ａに示すように、ΔφＴＸ１以外のすべての位相シフト値ΔφＴＸｉはＤＣ値ｓＤＣ，１［ｋ］をサンプリング中に反転され（πだけ増加／減少され）、ΔφＴＸ２以外のすべての位相シフト値ΔφＴＸｉはＤＣ値ｓＤＣ，２［ｋ］をサンプリング中に反転され、ΔφＴＸｊ以外のほぼすべての位相シフト値ΔφＴＸｉは、第ｊ番目のＤＣ値ｓＤＣ，ｊ［ｋ］（ここでｊ＝１，…，ｃ）をサンプリング中に反転される。構成の修正およびＤＣ値ｓＤＣ，ｊ［ｋ］のサンプリングは所定方式が完全に処理されるまで反復される（図１２、工程Ｓ５を参照）。
【００４３】
サンプリングされたＤＣ値ｓＤＣ，０［ｋ］とさらなるＤＣ値ｓＤＣ，１［ｋ］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ］は次に、チャネルＴＸｉのＲＦ出力信号ｓＴＸｉ［ｔ］のサンプルを表す測定値Ｍｉ［ｋ］を計算するために使用される（図１２、工程Ｓ６、ｉ＝１、２…、ｃを参照）。これらの計算は、式１７と１８の一般化である図１０Ｂに示される。したがって、ｉ番目の値Ｍｉ［ｋ］を計算するために、サンプリングされたＤＣ値ｓＤＣ，ｉ［ｋ］は、（位相シフト値ΔφＴＸｉの基準構成に対して取得される）第１の値ｓＤＣ，０［ｋ］へ加算される。測定が次のサイクルへ続けば（図１２、工程Ｓ７を参照）、位相は回転される（図１２、工程Ｓ８を参照）、これはＲＦ基準信号ｓＴＳＧ（ｔ）の位相φＴＳＧ［ｋ］を修正することにより（図７の第３の図に示すように）行われ得、上に説明したように基準構成を変更することと等価であり、これにより、（ＲＦチャネルＴＸｉ内の移相器１０５へ提供される）位相シフト値ΔφＴＸｉは、いかなる位相反転も適用される前にすべての位相シフト値ΔφＴＸｉ（ｉ＝１，…，ｃ）を等しく修正することにより設定される。これらの２つの選択肢の等価性は式２５を参照して上に説明した。
【００４４】
測定が規定数のサイクルｋ後に完了されれば、測定値Ｍｉ［ｋ］は、ＲＦチャネルＴＸｉのＲＦ出力信号ｓＴＸｉ［ｔ］の振幅ＡＴＸｉおよび位相φＴＸｉを推定するために使用される（図１２、工程Ｓ９を参照）。例えば、Ｋ回の測定サイクルが続いた後、そしてＫ（ｋ＝０，…，Ｋ−１）が２の累乗であれば、振幅ＡＴＸ０１および位相φＴＸ０１はＦＦＴアルゴリズムを使用することにより測定値Ｍ０１［ｋ］から推定され得、振幅ＡＴＸ０２および位相φＴＸ０２は測定値Ｍ０２［ｋ］などから推定され得る。
【００４５】
図１０Ａおよび１０Ｂに示す方式によると、第ｊ番目の位相シフト値ΔφＴＸｊを除くすべての位相シフト値ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃは、第ｊ番目のＤＣミキサー出力値ｓＤＣ，ｊ［ｋ］をサンプリング中に反転される。その結果、サンプリングされたＤＣ値ｓＤＣ，ｊ［ｋ］は対応する測定値Ｍｊ［ｋ］を取得するためにｓＤＣ，０［ｋ］へ加算される。図１１Ａおよび１１Ｂは、等価である別の方式を示す。図１１Ａによると、位相シフト値ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃは、不変であり（基準構成と比較して）、そして第ｊ番目のＤＣミキサー出力値ｓＤＣ，ｊ［ｋ］）をサンプリング中に反転される唯一の位相シフト値である第ｊ番目の位相シフト値ΔφＴＸｊを除いて反転されない。この結果、図１１Ｂに示すように、サンプリングされたＤＣ値ｓＤＣ，ｊ［ｋ］は対応する測定値Ｍｊ［ｋ］を取得するためにｓＤＣ，０［ｋ］から減算される。２つの方式の等価性は式１６に関して既に上に述べた。この等価性の結果として、図１０と図１１の２つの手法は混合され得、また等価であるべつの方式を生じる。２つのチャネルＴＸ０１、ＴＸ０２だけの場合、２つの手法は（公差および測定誤差を無視すると）理論的に同一であり、１つの測定を冗長にする（式１５および１６参照）。
【００４６】
説明した実施形態は、多重ＲＦチャネルの出力信号の位相および／または信号振幅の監視を可能にする概念を実現し、監視は位相同士および／または振幅同士がバランスされているかどうかの評価を可能にする。この文脈では、「バランスされた位相」は、ＲＦチャネル出力信号の位相が等しいまたは所定値だけ異なることを意味する。位相バランスはフェーズドアレーアンテナまたはビーム形成技術を使用する際に重要かもしれない。同様に、振幅バランスは通常、ＲＦチャネル出力信号の振幅が等しいまたは規定値に対応することを意味する。ＲＦチャネルがバランスされていなければ、制御回路（またはそれへ結合される任意の他の回路系）はＲＦチャネルをバランスさせるために対抗措置を開始し得る。上述の概念はオンチップで実現され得る、すなわち補足回路系だけでなく監視回路もＲＦチャネルと同じチップ（例えばＭＭＩＣ）上に実装され得るということに注意すべきである。
【００４７】
上述のように、求められる振幅および位相を測定値Ｍ０１［ｋ］、Ｍ０２［ｋ］，…，Ｍｃ［ｋ］から判断するためにＦＦＴアルゴリズムが使用され得る。または、離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）の特定実装形態が以下に論述されるように使用され得る。例えば図６と図７に示すように、位相回転は、ＲＦ基準信号ｓＴＳＧ（ｔ）の位相φＴＳＧ［ｋ］を一定増分だけ修正することにより行われ得る（図６、７を参照）。位相回転が２πの整数倍（例えば３６０°）をカバーする場合、求められる振幅および位相情報は離散スペクトルの単一周波数ビン内に含まれる。
【００４８】
例えば、位相φＴＳＧ［ｋ］が４測定サイクル内に９０°のステップで回転される場合（すなわち、φＴＳＧ［０］＝０、φＴＳＧ［１］＝π／２、φＴＳＧ［２］＝π、φＴＳＧ［３］＝３π／２）、測定値Ｍ０１［０］，…，Ｍ０１［３］（第１のチャネルＴＸ０１の）は一周期［０，２π］にわたって正確に分散され、測定値Ｍ０１［ｋ］の離散スペクトルのすべての周波数ビン（離散周波数値）は、指標ｎ＝１を有する第２のビン以外はほぼ零になる。いかなる雑音も存在しなければ、他の周波数ビンは正確に０となる。同様に、位相φＴＳＧ［ｋ］が８測定サイクル内に９０°のステップで回転される場合（すなわち、φＴＳＧ［０］＝０、φＴＳＧ［１］＝π／２、φＴＳＧ［２］＝π、φＴＳＧ［３］＝３π／２、φＴＳＧ［４］＝π，φＴＳＧ［５］＝５π／２、φＴＳＧ［６］＝３π，φＴＳＧ［７］＝７π／２）、測定値Ｍ０１［０］，…，Ｍ０１［７］は２周期［０，４π］を正確にカバーし、測定値Ｍ０１［ｋ］の離散スペクトルのすべての周波数ビン（離散周波数値）は、指標ｎ＝２を有する第３のビン以外ほぼ零になる。したがって、位相、振幅（そして、したがって信号電力）に関する求められる情報を取得するための非零周波数ビンだけを処理することで十分である。これは、全離散スペクトルの代わりに１つのスペクトル値だけが計算される必要があるので電力消費の低減と上記パラメータのより高速推定とをもたらす。スペクトル値はサンプル値を含むシーケンスの特定周波数成分の振幅および位相を示し得るということに注意すべきである。例えば、図１４と図１５に示すサンプル値に関し、スペクトル値は、それぞれの図に示す正弦波形の位相および振幅に対応する。
【００４９】
本明細書で説明された概念をさらに解析するために、シーケンスＭｃ［ｋ］の離散的フーリエ変換（ｃ番目のチャネルの測定値）が考察される：
【数３】
0003222075.tif 000005
ここで、複素重み係数ＷＮは次のように定義される（ｊは虚数単位である）：
ＷＮ＝ｅ−ｊ２π／Ｎ    （２７）
位相φＴＳＧ［ｋ］の位相回転が、２π／ＮのＮステップで一全回転（すなわち、間隔［０，２π］）をカバーすれば、求められる情報は第２の周波数ビン内に（すなわちＹ［１］内に）ある。この時点で、第１の周波数ビンＹ［０］はシーケンスＭｃ［ｋ］のＤＣオフセット（ほぼ零である）を含むということに注意すべきである。上に示すように、位相φＴＳＧ［ｋ］の位相回転が４π／ＮのＮステップで２全回転（すなわち、間隔［０，４π］）にわたって分散されれば、求められる情報は第３の周波数ビン内に（すなわちＹ［２］内に）ある。位相回転が３全回転をカバーすれば、求められる情報は第４の周波数ビンＹ［３］内にある、等々である。
【００５０】
以下の説明のために、位相φＴＳＧ［ｋ］の回転は２π／ＮのＮステップで一全回転をカバーし、当該の周波数ビンは第２の周波数ビンｎ＝１であるということを仮定する。この例では、第２の周波数ビンのスペクトル値Ｙ［１］は次のように計算され得る：
【数４】
0003222075.tif 000006
ここで、ＭｃはシーケンスＭｃ［ｋ］を含むベクトルを表し、ＷＮは重み付けＷＮｋ（ここでｋ＝０，１，…，Ｎ−１）を含むベクトルを表す。すなわち：
【数５】
0003222075.tif 000007
式２８では、上付き文字Ｔはその転置行列を表す。離散型フーリエ変換は式２９のベクトル乗算により置換され得るということが観察され得る。
【００５１】
一例によると、パラメータＮは２π／８（すなわち４５°）の位相増分の８（Ｎ＝８）として選択され得、これは、８測定サイクルがチャネルＴＸｃ毎に８つの測定値Ｍｃ［０］，…，Ｍｃ［７］を取得するために行われることを意味する。この例では、その結果の重みベクトルＷ８は次の単純構造を有する、
【数６】
0003222075.tif 000008
別の例によると、パラメータＮは２π／４（すなわち９０°）の位相増分の４（Ｎ＝４）として選択され得、これは、４測定サイクルがチャネルＴＸｃ毎に４つの測定値Ｍｃ［０］，…，Ｍｃ［４］を取得するために行われることを意味する。この例では、その結果の重みベクトルＷ４は次のさらに単純な構造を有する、
【数７】
0003222075.tif 000009
【００５２】
後者の例（式３１）ではいかなる乗算も行われる必要が無いということに注意すべきであり、第１の周波数ビンｎ＝１のスペクトル値Ｙ［１］は２つの単純加算／減算により取得され得る。すなわち、チャネルＴＸｃ毎に
【数８】
0003222075.tif 000010
上記式３２では、Ｒｅ｛・｝およびＩｍ｛・｝は複素数値スペクトル値Ｙ［１］の実数および虚数部を表す。シーケンスＭｃ［ｋ］（式２４を参照）の求められる振幅値２ＡＴＸｃはスペクトル値Ｙ［１］の大きさすなわち｜Ｙ［１］｜から判断され得、対応する位相値φＴＸｃ（チャネルＴＸｃの）は次の既知関係を使用して計算され得る：
【数９】
0003222075.tif 000011
φＴＸｃ＝ｔａｎ−１（Ｉｍ｛Ｙ［１］｝／Ｒｅ｛Ｙ［１］｝）    （３４）
【００５３】
一般的ケースでは、Ｎ回の複素数値乗算およびＮ−１回の複素数値加算がスペクトル値Ｙ［１］を計算するために必要であるということに注意すべきである。ここで、各複素数値乗算は２つの実数値乗算および２つの実数値加算を必然的に伴う。上に論述されたように、計算の回数はＮの特定値に対し著しく低下する。特にＮ＝４に対して、計算は些細になり、２つの実数値加算だけがスペクトル値Ｙ［１］を計算するために残る（式３２を参照）。４つの値（すなわちＮ＝４およびｋ＝０，…，３）だけに関するシーケンスＭｃ［ｋ］はチャネルの位相値を推定するのに十分かもしれないが、より多くの値を有するより長いシーケンス（例えばＮ＝８）はより良好な（より精密な）結果を生じ得る。式３０に示すように、重みベクトルＷＮ内の値はより高いパラメータＮに関しては些細ではない（ケースＮ＝４と比較して）。Ｎ＝８の場合、要素
【数１０】
0003222075.tif 000012
は予め計算された数値としてメモリ内に保管され得る。パラメータＮのより高い値（Ｎ＞８）に関し、より多くの要素が予め計算および保管される必要がある。
【００５４】
振幅および位相推定（またＮのより高い値の）の複雑性は、位相の２回以上の全回転をカバーする際に実現され得る。別の例によると、パラメータＮが４π／８（すなわち９０°）の位相増分に対して８（Ｎ＝８）と選択されれば、位相は２全回転にわたって分散される（すなわち２全回転がカバーされる）。したがって、８つの測定サイクルが、チャネルＴＸｃ毎に８つの測定値Ｍｃ［０］，…，Ｍｃ［７］を取得するために行われる。この例では、次のスペクトル値Ｙ［２］が重要であり、
【数１１】
0003222075.tif 000013
その結果の重みベクトルＷ８は次の単純構造を有する。
【数１２】
0003222075.tif 000014
Ｎ＝１６および８π／１６の増分に対して、位相の４全回転が行われ、当該スペクトル値はＹ［４］である、ここで、対応する重みベクトルＷ１６は些細なままである、すなわちＷ１６＝［ＷＮ４−ｋ］。
【００５５】
上記を要約すると、全スペクトルの計算（例えば、ＦＦＴアルゴリズムを使用した）は、測定されるシーケンスが全位相回転の整数倍をカバーすれば回避され得る（全回転は２πの回転すなわち３６０°を意味する）。すなわち、一連のＮ個の値（Ｎ測定サイクルにおいて取得された）に関し、サンプル間の位相増分は２π／Ｎの整数倍である。測定が一全位相回転にわたって分散されれば、第２の周波数ビンＹ［１］が重要である（Ｙ［０］はＤＣオフセットを表し、理想的には零である）。一般的に、測定がｕ全位相回転にわたって分散されれば、周波数ビンｕが重要である、すなわちＹ［ｕ］が重要である。先に述べたように、周波数ビンＹ［０］は、理想的には零であるＤＣオフセットを表す。重みベクトルＷＮは、サンプル間の位相増分がπ／２（９０°）に等しければ、些細になる。いずれの場合も、求められる周波数ビンのスペクトル値を判断するために必要とされる計算は、従来のＦＦＴアルゴリズムより少ない複雑性を有するハードウェアで非常に効率的に実施され得る。一例では、ハードウェア実施型（ｈａｒｄｗａｒｅ−ｉｍｐｌｅｍｅｎｔｅｄ）ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムが使用される。
【００５６】
整数の期間（すなわち整数回の全位相回転）をカバーする正弦波シーケンス（シーケンスＭ０１［ｋ］、Ｍ０２［ｋ］など）の位相および振幅を推定するためのここで説明される手法は、図５、８および９に示すシステムにおいて適用され得るだけでなく、個別チャネルの位相がその後（チャネル的に）測定される他のシステムにおいても適用され得るということに注意すべきである。このようなシステムの例を図１３に示す。
【００５７】
したがって、式２６〜３６を参照して上に説明した手法は、図５〜１９を参照して上に説明したように多重チャネルからのＲＦ出力信号が合成される例に限定されない。本手法は通常、正弦波波形を有する信号の位相および振幅値（例えばＭ０１［ｋ］、Ｍ０２［ｋ］など）を評価するために使用され得る。図１３は、多重ＲＦ出力信号を生成するための多重ＲＦチャネルを有するＲＦ回路の１つの別の例を示すブロック図を示す。図を単純に保つためにｃ個のチャネルの１つのチャネルＴＸｃだけが描写される。図８の例と同様に、局部発振器信号ｓＬＯ（ｔ）は、入力信号として監視回路１５０だけでなくＲＦチャネルＴＸｃへも提供される。先の例と同様に、ＲＦチャネルＴＸｃは局部発振器信号ｓＬＯ（ｔ）を位相シフトおよび増幅するために移相器１０５（位相シフトΔφＴＸｃ）と増幅器１０２とを含む。位相シフトおよび増幅された信号ｓＴＸｃ（ｔ）は、出力信号としてＲＦチャネルＴＸｃの出力ポートへ提供され、カプラ１０９は、スケーリングされた出力信号ｓＴＸｃ’（ｔ）として出力信号ｓＴＸｃ（ｔ）の一定割合を出力信号ｓＴＸｃ（ｔ）の位相および振幅の判断のために監視回路１５０へ提供するように構成されたＲＦチャネルＴＸｃ内に含まれる。スケーリングされた出力信号は、ｓＴＸｃ’（ｔ）で表され、出力信号ｓＴＸｃ（ｔ）の信号電力の一定割合を有する。
【００５８】
監視回路１５０は、局部発振器信号ｓＬＯ（ｔ）を位相シフトするように構成された移相器１０６（位相シフトΔφＴＳＧ）を含む。出力信号は基準信号ｓＴＳＧ（ｔ）で表される（式５を参照）。監視回路１５０はさらに、基準信号ｓＴＳＧ（ｔ）と（スケーリングされた）出力信号ｓＴＸｃ’（ｔ）とを混合するように構成されたミキサー１０７を含む。両信号ｓＴＳＧ（ｔ）とｓＴＸｃ’（ｔ）は同じ周波数ｆＬＯを有するので、ミキサー１０７の出力信号は、基準信号ｓＴＳＧ（ｔ）の位相に対する出力信号ｓＴＸｃ（ｔ）の位相を表すＤＣ信号ｓＤＣ（ｔ）である。式１と同じように、出力信号ｓＴＸｃ（ｔ）は次のように書くことができる：
ｓＴＸｃ（ｔ）＝ＡＴＸｃ×ｃｏｓ（２πｆＬＯｔ＋φＴＸｃ＋ΔφＴＸｃ）    （３７）
ここで、ΔφＴＸｃは移相器１０５に起因する位相シフトであり、φＴＸｃは局部発信器からＲＦチャネルＴＸｃの出力への信号経路内の別の回路部品に起因する位相シフトである。ＡＴＸｃは出力信号ｓＴＸｃ（ｔ）の振幅を表す。式６と７と同様に、ミキサー出力信号ｓＤＣ（ｔ）は次のように計算され得る：
ｓＤＣ（ｔ）≒ＡＴＸｃ×ｃｏｓ（φＴＳＧ−ΔφＴＸｃ−φＴＸｃ）    （３８）
本例では、１つの出力チャネルだけがアクティブであり、一方、他のチャネルはアクティブでなく、ＲＦ出力信号を生成していないということに留意すべきである。
【００５９】
アナログ信号ＤＣは、移相器１０６、１０５によりそれぞれ設定された様々な異なる位相シフト値φＴＳＧ、ΔφＴＸｃでサンプリングされ得る（例えばＡＤＣ３１により）。その結果の離散的シーケンスＭｃ［ｋ］のＫ番目サンプルは次式で表される。
【数１３】
0003222075.tif 000015
シーケンスＭｃ［ｋ］は本明細書では測定信号と呼ばれることがある、ここで、位相差φＴＳＧ［ｋ］−ΔφＴＸｃ［ｋ］は本明細書では位相オフセットΔφｃ［ｋ］と呼ばれることがある。位相オフセットΔφｃ［ｋ］は制御回路１２０により制御され得る移相器１０５、１０６によりもっぱら設定され得るということに注意すべきである。
【００６０】
位相オフセットΔφｃ［ｋ］が等距離位相ステップにだけ連続的に回転されれば、測定されるシーケンスＭｃ［ｋ］は、図６の例に示す信号と同様に離散的正弦波信号である。１位相ステップのサイズが２π／Ｎの整数倍であれば、Ｎは測定サイクルの数でありしたがってシーケンスＭｃ［ｋ］（すなわち、ｋ＝０，…，Ｎ−１）内のサンプルの数であれば、測定されるシーケンスＭｃ［ｋ］は１つまたは複数の全周期（すなわち２πの全位相回転）にわたって分散される。図１４のダイアグラム（ａ）は、８つのサンプルを有する測定されるシーケンスＭｃ［ｋ］（すなわち、ｋ＝０，…，Ｎ−１）を示し、これらのサンプルはベクトルＭｃの要素と見なされ得る（式２８を参照）。続く次の測定サイクルに関し、位相オフセットΔφｃ［ｋ］は２π／Ｎ＝π／４（すなわち４５°）だけ増加される。描写された例では、判断される位相φＴＸｃは１３π／９０（すなわち５２°）である。図１４のダイアグラム（ａ）からわかるように、余弦シーケンスの一全周期が取得され、したがって、当該位相および振幅情報は、上に説明したように対応する離散的フーリエ変換の第２の周波数ビンＹ［１］（周波数指標ｎ＝１）内にある。
【００６１】
式２７、３０を考慮すると、重み係数Ｗ８ｋはｅ−ｊｋπ／４に等しい。Ｗ８ｋの複素値は図１４のダイアグラム（ｂ）（ｋ＝０，…，７）で示される。描写された値は、式３０内に規定された重みベクトルＷ８の要素である。スペクトル値Ｙ［１］は式２８に従って計算され得、求められる位相φＴＸｃ値の推定は式３４に従ってスペクトル値Ｙ［１］から計算され得る。対応する振幅は式３３に従ってスペクトル値Ｙ［１］から計算され得る。
【００６２】
１つの実装形態によると、位相オフセットΔφｃ［ｋ］は２π（すなわち３６０°）の１つまたは複数の全回転をカバーするために階段状に回転され、したがってステップサイズは２π／Ｎの整数倍である。ここで、Ｎはサンプル（測定サイクル）の数である。式３９に定義されるように、位相オフセットΔφｃ［ｋ］＝φＴＳＧ［ｋ］−ΔφＴＸｃ［ｋ］は両方の移相器１０５、１０６により判断され得る。したがって、π／４の位相オフセットは、移相器１０６をφＴＳＧ［ｋ］＝π／４へ、そして移相器１０５をΔφＴＸｃ［ｋ］＝０へ設定することにより取得され得る。しかし、同じ位相シフトは、移相器１０６をφＴＳＧ［ｋ］＝π／２へ、そして移相器１０５をΔφＴＸｃ［ｋ］＝π／４へ設定することにより取得され得る。いくつかの実装形態では、位相シフトφＴＳＧ［ｋ］とΔφＴＸｃ［ｋ］の両方は、両方の移相器１０５、１０６の機能を試験するために特定位相オフセットΔφｃ［ｋ］を設定するように変動され得る。換言すれば、測定されるシーケンスＭｃ［ｋ］が期待正弦波サンプルに対応すれば、両方の移相器１０５、１０６は期待位相オフセットを提供し、正しく機能および動作しているということが判断され得る。
【００６３】
図１５のダイアグラム（ａ）は、８つのサンプルを有する測定されるシーケンスＭｃ［ｋ］（すなわち、ｋ＝０，…，Ｎ−１）の別の例を示す。ここで、これらのサンプルはベクトルＭｃの要素と見なされ得る（式３５を参照）。２つの連続測定サイクル間、位相オフセットΔφｃ［ｋ］は４π／Ｎ＝π／２（すなわち９０°）だけ増加された。先の例のように、求められる位相φＴＸｃは１３π／９０（すなわち５２°）である。図１５のダイアグラム（ａ）からわかるように、余弦シーケンスの２全周期が取得され、したがって、当該位相および振幅情報は上に説明したように、対応する離散的フーリエ変換の第３の周波数ビンＹ［２］（周波数指標ｎ＝２）内にある。式２７と３５を考慮すると、重み係数Ｗ８２ｋはｅ−ｊｋπ／２に等しい。再び、Ｗ８２ｋの複素値は図１５のダイアグラム（ｂ）（ここでｋ＝０，…７）に示される。描写された値は、式３６内に定義された重みベクトルＷ８の要素である。スペクトル値Ｙ［２］は式３５に従って計算され得、求められる位相φＴＸｃ値の推定値は式３４を考慮してスペクトル値Ｙ［２］から計算され得る。対応する振幅は式３３を考慮してスペクトル値Ｙ［１２］から計算され得る。
【００６４】
図１５に示す例は、図１４の先の例と同様に、測定されるシーケンスＭｃ［ｋ］の位相および振幅を推定するために同じ数のサンプルを使用するということに注意すべきである。しかし、重みベクトルＷ８は上に既に論述されたように図１５（式３６を参照）の例内のより単純な形式を取る。これは、位相オフセットΔφｃ［ｋ］のステップサイズがπ／２に等しく、π／２の整数倍の余弦が値０、１、−１だけを取り得るという事実による。したがって、重みベクトルＷ８の要素は１または−１のいずれかである虚数および実数部を有する。
【００６５】
上述のように、特定位相オフセットΔφｃ［ｋ］は両移相器１０５、１０６を使用して設定され得る。図１６と図１７に示す表は、図１５のダイアグラム（ａ）に示す手法に従って測定値Ｍｃ［ｋ］を連続的に取得する際に、均等に離間された位相オフセットΔφｃ［ｋ］を取得するための移相器１０５、１０５の２つの異なる設定を示す。図１６の例では、移相器１０５により生成される位相シフトΔφＴＸｃ［ｋ］は零のままであり、一方、位相回転はπ／２（すなわち９０°）だけ位相シフトΔφＴＳＧ［ｋ］を段階的に増加する移相器１０６によりもっぱら実現される。したがって、位相オフセットΔφｃ［ｋ］は、８つの測定値Ｍｃ［ｋ］（ここでｋ＝０，…，７）のシーケンスＭｃを取得する間に２全回転だけ回転される。別の例では、移相器１０５により生成される位相シフトΔφＴＸｃ［ｋ］は、第１の４つの測定値Ｍｃ［ｋ］（ここでｋ＝０，…，３）を取得する間零へ設定され、残りの測定値Ｍｃ［ｋ］（ここでｋ＝４，…，７）を取得する間π／４（すなわち４５°）へ設定される。同時に、移相器１０６により生成される位相シフトΔφＴＳＧ［ｋ］は、第１の４つの測定値Ｍｃ［ｋ］（ここでｋ＝０，…，３）を取得する間、零で始まり、π／２づつ段階的に増加され、残りの測定値Ｍｃ［ｋ］（ここでｋ＝４，…，７）を取得する間、π／４で始まり、π／２づつ増加される。この状況を図１７に示す。２π（すなわち３６０°）の位相オフセットおよび２πの整数倍は零の位相オフセットに対応するということが理解される。したがって、Ψ±２πをもたらす減算Δφｃ［ｋ］＝ΔφＴＳＧ［ｋ］−ΔφＴＸｃ［ｋ］は、Ψをもたらす減算Δφｃ［ｋ］＝ΔφＴＳＧ［ｋ］−ΔφＴＸｃ［ｋ］と同一である（ここで、Ψは任意の角度をとることができる）。
【００６６】
本考案は１つまたは複数の実装形態に関して示され説明されたが、代替および／または修正が、本考案の精神と添付特許請求範囲とから逸脱することなく、示された例に対してなされ得る。特に、上記説明した部品または構造（ユニット、アセンブリ、装置、回路、システムなど）により行われる様々な機能に関し、このような部品を説明するために使用される用語（「手段」への参照を含む）は、別途示さない限り、本考案の示された例示的実装形態における機能を行う開示された構造に構造的に等価でなくても説明した部品（例えば、機能的に等価である）の規定機能を行う任意の部品または構造に対応するように意図されている。
【符号の説明】
【００６７】
１  レーダシステム
５  ＴＸアンテナ
６  ＲＸアンテナ
１０  ＲＦフロントエンド
２０  ベースバンド信号処理チェーン
２１  バンドパスフィルタ
２２  増幅器
５０  システムコントローラ
１０１  局部発信器
１０２  ＲＦ電力増幅器
１０３  ＲＦ増幅器
１０４  ミキサー
１０５、１０６  移相器
１０８  ＲＦ電力合成器
１０９  カプラ
１１０  ＲＦ合成回路
１２０  制御回路
１５０  監視回路
ＡＴＳＧ  既知信号振幅
ＡＴＸ０１，ＡＴＸ０２  振幅
ΔφＴＸ０１，ΔφＴＸ０２  追加位相シフト
Δｔ１，Δｔ２  時間スパン
ｆ（ｔ）  周波数
ｆＬＯ  ＲＦ発振器信号の周波数
ｆＳＴＡＲＴ  開始周波数
ｆＳＴＯＰ  停止周波数
ｆＴＳＧ  周波数
φＴＳＧ  ＲＦ基準信号の位相
φＴＸ０１，φＴＸ０２  位相
ｇ  利得
ｇｘｙＲＦ（ｔ）  増幅信号
ｇｙＲＦ  ＲＦ信号
ｇＳＵＰ  規定利得
ＬＯ  局部発信器
ｋ  測定サイクル
Ｍ０１［０］，．．，Ｍ０１［７］  測定値
Ｍｃ  ベクトル
Ｍｃ［ｋ］  シーケンス
ＲＸ０１，ＲＸ０２  受信チャネル
ｓＤＣ  ミキサー出力信号値
ｓＬＯ（ｔ）  ＲＦ発振器信号
ｓＩＦ  中間周波数信号
ｓＲＦ  送信信号
ｓＴＳＧ（ｔ）  ＲＦ基準信号
ｓＴＸ０１，ｓＴＸ０２  ＲＦ出力信号
ＳＬＯ  ＬＯ信号
ｓＳＵＰ  合成信号
ｔｋ，０  サンプリング時刻
ｔｋ，１  サンプリング時刻
ｔｋ，２  サンプリング時刻
Ｔ  ターゲット
ＴＸ０１，ＴＸ０２  送信チャネル
ＷＮ  重み係数
ｙ  アナログ出力信号
ｙＢＢ  ベースバンド信号
ｙＲＦ（ｔ）  後方散乱信号
【図１】
0003222075.tif 000016
【図２】
0003222075.tif 000017
【図３】
0003222075.tif 000018
【図４】
0003222075.tif 000019
【図５】
0003222075.tif 000020
【図６】
0003222075.tif 000021
【図７】
0003222075.tif 000022
【図８】
0003222075.tif 000023
【図９】
0003222075.tif 000024
【図１０Ａ】
0003222075.tif 000025
【図１０Ｂ】
0003222075.tif 000026
【図１１Ａ】
0003222075.tif 000027
【図１１Ｂ】
0003222075.tif 000028
【図１２】
0003222075.tif 000029
【図１３】
0003222075.tif 000030
【図１４】
0003222075.tif 000031
【図１５】
0003222075.tif 000032
【図１６】
0003222075.tif 000033
【図１７】
0003222075.tif 000034
【手続補正書】
【提出日】令和1年5月9日(2019.5.9)
【手続補正１】
【補正対象書類名】実用新案登録請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【実用新案登録請求の範囲】
【請求項１】
回路であって、
各チャネルが入力ノード、移相器（１０５）、および出力ノードを含むとともに、前記入力ノードにおいてＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））を受信し、前記出力ノードにおいてＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））を提供するように構成された２つ以上のＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）と；
前記ＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）の出力と結合されたＲＦ合成回路（１１０）であって、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の組み合わせを表す合成信号（ｓＳＵＰ（ｔ））を生成するように構成されたＲＦ合成回路（１１０）と；
ミキサー（１０７）を含む監視回路（１５０）であって、ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））を使用して前記合成信号（ｓＳＵＰ（ｔ））を受信し、ダウンコンバートし、これにより前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）に依存するミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を生成するように構成された監視回路（１５０）とを含む回路。
【請求項２】
前記監視回路は、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の前記位相および／もしくは振幅を示す情報または少なくとも２つの前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の位相間の位相差を示す情報を前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））に基づき判断するように構成される、請求項１に記載の回路。
【請求項３】
前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））は前記ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））から導出される、および／または前記ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））と同じ周波数を有する、請求項１に記載の回路。
【請求項４】
前記ＲＦ合成回路（１１０）は、チャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）毎に、カプラ（１０９）を含み、各カプラ（１０９）は、それぞれのチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）の出力へ結合されるとともに、前記それぞれのチャネルの前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の一定割合を前記監視回路（１５０）へ導くように構成される、請求項１〜３のいずれか一項に記載の回路。
【請求項５】
前記ＲＦ合成回路（１１０）は、前記カプラ（１０９）へ結合されたＲＦ電力合成器（１０８）であって、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の前記一定割合を受信するとともに前記合成信号（ｓＳＵＰ（ｔ））をミキサー（１０７）へ提供するように構成されたＲＦ電力合成器（１０８）を含む、請求項４に記載の回路。
【請求項６】
前記監視回路（１５０）は、前記ミキサー（１０７）へ結合された別の移相器（１０６）であって、前記ミキサー（１０７）により使用される前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の位相（φＴＳＧ［ｋ］）を判断するように構成された別の移相器（１０６）を含み；前記別の移相器（１０６）は前記ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））の前記位相を修正することにより前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））を提供するように構成される、請求項１〜５のいずれか一項に記載の回路。
【請求項７】
前記移相器（１０５）と結合された制御回路（１２０）であって、前記移相器（１０５）に起因する位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）を設定するおよび／または前記ミキサー（１０７）により使用される前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の位相（φＴＳＧ［ｋ］）を設定するように構成された制御回路（１２０）をさらに含む、請求項１〜６のいずれか一項に記載の回路。
【請求項８】
前記移相器（１０５）と結合された制御回路（１２０）であって、
第１の位相構成に従って位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）を設定することにより前記移相器（１０５）を構成すること；
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）が設定される前記構成を修正すること；ならびに
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の前記第１の位相構成および異なる修正構成の前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））をサンプリングするためにアナログデジタル変換器（３１）をトリガし、これにより一組のサンプリングされたミキサー出力値（ｓＤＣ，０［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ］）を生成することを行うように構成された制御回路（１２０）をさらに含む、請求項１〜６のいずれか一項に記載の回路。
【請求項９】
前記構成を修正するために、前記制御回路（１２０）は所定方式に従って前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の１つまたは複数を変更または反転するように構成される、請求項８に記載の回路。
【請求項１０】
前記制御回路（１２０）はさらに、測定値（Ｍ０１［ｋ］，…，Ｍｃ［ｋ］）を取得するために前記サンプリングされたミキサー出力値（ｓＤＣ，０［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ］）の２つ以上を合成するように構成され、各測定値（Ｍ０１［ｋ］，…，Ｍｃ［ｋ］）は、特定ＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）の前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の振幅（ＡＴＸ０１，…，ＡＴＸｃ）および前記位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）に依存する、請求項８または９に記載の回路。
【請求項１１】
前記制御回路（１２０）はさらに、反復的に：
前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の位相（φＴＳＧ［ｋ］）または前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の前記第１の位相構成の位相（φＴＳＧ［ｋ］）の変更を開始すること；および
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）が設定される前記構成の前記修正を反復することであって、前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））の前記サンプリングをトリガすることはこれにより、別の一組のサンプリングされたミキサー出力値（ｓＤＣ，０［ｋ＋１］，ｓＤＣ，１［ｋ＋１］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ＋１］）を生成する、反復することを行うように構成される、請求項８〜１０のいずれか一項に記載の回路。
【請求項１２】
請求項１〜１１のいずれか一項に記載の回路が集積化された半導体チップを含む半導体装置。
【請求項１３】
請求項１〜１１のいずれか一項に記載の回路を含む半導体チップを含むレーダマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）であって：、
前記２つ以上のＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）は２つ以上の送信アンテナに動作可能に接続された送信チャネルであり、
前記ＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）は、ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｎ（ｔ））として周波数変調ＲＦレーダ信号を提供するように構成される、レーダマイクロ波集積回路（ＭＭＩＣ）。
【請求項１４】
前記回路はさらに、それぞれがＲＦレーダ・エコー信号（ｙＲＦ（ｔ））を受信し、前記ＲＦレーダ・エコー信号（ｙＲＦ（ｔ））をベースバンドまたは中間周波数帯へダウンコンバートするように構成された１つまたは複数の受信チャネル（ＲＸ０１）を含む、請求項１３に記載のレーダＭＭＩＣ。
【請求項１５】
前記監視回路（１５０）は、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の送信および前記ＲＦレーダ・エコー信号（ｙＲＦ（ｔ））の受信中に、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｎ（ｔ））の前記位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）を示す前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を生成するように構成される、請求項１４に記載のレーダＭＭＩＣ。
【請求項１６】
回路であって、
各チャネルが入力ノードおよび出力ノードを含むとともに、前記入力ノードにおいてＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））を受信し、前記出力ノードにおいてＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））を提供するように構成された１つまたは複数のＲＦチャネル（ＴＸｃ）と；
ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を生成するために、ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））と、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））を表すＲＦ試験信号（ｓＴＸｃ’（ｔ））とを混合するように構成されたミキサー（１０７）を含む監視回路（１５０）と；
一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）を提供するために前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））をサンプリングするように構成されたアナログデジタル変換器（３１）と；
前記アナログデジタル変換器（３１）へ結合された回路（１２０）であって：
１つまたは複数の移相器（１０５、１０６）を使用して前記ＲＦ試験信号（ｓＴＸｃ’（ｔ））および前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の少なくとも１つを位相シフトすることにより一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）を提供すること；
前記一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）からスペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）を計算すること；ならびに
前記スペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）に基づき前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））の位相（φＴＸｃ）を示す推定位相情報を計算することを行うように構成された回路（１２０）とを含む回路。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００６６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００６６】
本考案は１つまたは複数の実装形態に関して示され説明されたが、代替および／または修正が、本考案の精神と添付特許請求範囲とから逸脱することなく、示された例に対してなされ得る。特に、上記説明した部品または構造（ユニット、アセンブリ、装置、回路、システムなど）により行われる様々な機能に関し、このような部品を説明するために使用される用語（「手段」への参照を含む）は、別途示さない限り、本考案の示された例示的実装形態における機能を行う開示された構造に構造的に等価でなくても説明した部品（例えば、機能的に等価である）の規定機能を行う任意の部品または構造に対応するように意図されている。
なお、本考案は以下の条項を含む。
（条項１７）
方法であって、
ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））を受信する工程と；
前記ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））をＲＦ回路の２つ以上のＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）へ提供する工程であって、各チャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）は前記ＲＦ発振器信号（ｓＬＯ（ｔ））に基づきＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））を生成し、各ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））は振幅（ＡＴＸ０１，…，ＡＴＸｃ）および位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）を有する、工程と；
前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の組み合わせを表す合成信号（ｓＳＵＰ（ｔ））を生成する工程と；
ミキサー（１０７）へ提供されたＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））を使用して前記合成信号（ｓＳＵＰ（ｔ））をダウンコンバートする工程であって、ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））は前記ダウンコンバートされた信号である、工程と；
前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の前記振幅（ＡＴＸ０１，…，ＡＴＸｎ）および／または位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）を示す推測値を取得するために前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を処理する工程と、を含む方法。
（条項１８）
各チャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）は、前記チャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）に関連付けられた位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）を受信する移相器（１０５）を含み、各ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の前記位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）はそれぞれの位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）に依存し、前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を処理する工程は：
第１の位相構成に従って前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）を設定することにより前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）を構成する工程と；
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）が設定される前記構成を修正する工程と；
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の前記第１の位相構成および異なる修正構成の前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））をサンプリングし、これにより一組のサンプリングされたミキサー出力値（ｓＤＣ，０［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ］）を生成する工程とを含む、条項１７に記載の方法。
（条項１９）
前記構成を修正する工程は所定方式に従って前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の１つまたは複数を変更または反転する工程を含む、条項１８に記載の方法。
（条項２０）
前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を処理する工程はさらに、測定値（Ｍ０１［ｋ］，…，Ｍｃ［ｋ］）を取得するために前記サンプリングされたミキサー出力値（ｓＤＣ，０［ｋ］，ｓＤＣ，１［ｋ］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ］）の２つ以上を合成する工程であって、各測定値（Ｍ０１［ｋ］，…，Ｍｃ［ｋ］）は、特定ＲＦチャネル（ＴＸ０１，…，ＴＸｃ）の前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸ０１（ｔ），…，ｓＴＸｃ（ｔ））の前記振幅（ＡＴＸ０１，…，ＡＴＸｃ）および前記位相（φＴＸ０１，…，φＴＸｃ）に依存する、工程を含む、条項１８または１９に記載の方法。
（条項２１）
前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を処理する工程はさらに、反復的に：
前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の位相（φＴＳＧ［ｋ］）または前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）の前記第１の位相構成の位相（φＴＳＧ［ｋ］）を変更する工程と；
前記位相シフト値（ΔφＴＸ０１，…，ΔφＴＸｃ）が設定される前記構成の前記修正を反復する工程であって、前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））の前記サンプリングはこうして、別の一組のサンプリングされたミキサー出力値（ｓＤＣ，０［ｋ＋１］，ｓＤＣ，１［ｋ＋１］，…，ｓＤＣ，ｃ［ｋ＋１］）を生成する、工程とを含む、条項１８〜２０のいずれか一項に記載の方法。
（条項２２）
方法であって、
ＲＦ試験信号をレーダ送信器回路へ提供する工程と；
ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））を生成するために、ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））と、前記レーダ送信器回路のＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））を表すＲＦ試験信号（ｓＴＸｃ’（ｔ））とを混合する工程と、
一連の位相オフセットから位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）を反復的に選択する工程と、
前記ＲＦ試験信号（ｓＴＸｃ’（ｔ））および前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））の少なくとも１つを位相シフトすることにより前記選択位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）を適用する工程と、
前記対応する一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）に関連付けられた一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）を生成するために前記ミキサー出力信号（ｓＤＣ（ｔ））をサンプリングする工程と；
前記一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）からスペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）を計算する工程と；
前記スペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）に基づき、前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））の位相（φＴＸｃ）を示す推定位相情報を計算する工程とを含む方法。
（条項２３）
前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））の前記位相（φＴＸｃ）を示す前記推定位相情報を計算する工程は：
前記一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）から複素数スペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）を計算する工程と；
前記複素数スペクトル値（Ｙ［１］；Ｙ［２］）の引数を計算する工程であって、前記引数は前記ＲＦ出力信号（ｓＴＸｃ（ｔ））の前記位相（φＴＸｃ）の推定値である、工程と
を含む、条項２２に記載の方法。
（条項２４）
前記一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）は、１つまたは複数の全位相回転にわたって分散された一連の均等に離間された位相である、条項２２または２３に記載の方法。
（条項２５）
一連の重み係数（ＷＮｋ）を提供する工程であって、前記重み係数（ＷＮｋ）は、前記一連の測定値（Ｍｃ［ｋ］）内の周期の数と前記一連のサンプル値（Ｍｃ［ｋ］）の長さとに依存する、工程をさらに含む、条項２４に記載の方法。
（条項２６）
前記一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）内に含まれる前記位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）は、９０度の間隔で均等に離間され、前記一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）の長さは４の整数倍である、条項２２〜２５のいずれか一項に記載の方法。
（条項２７）
前記一連の位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）内に含まれる前記位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）は、前記シーケンスの前記長さにより除算された３６０度の整数倍に等しい間隔で均等に離間される、条項２２〜２５のいずれか一項に記載の方法。
（条項２８）
前記選択位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）を適用する工程は：
前記ＲＦ試験信号（ｓＴＸｃ’（ｔ））を第１の位相シフト値（ΔφＴＸｃ［ｋ］）だけ位相シフトするために第１の移相器（１０５）を使用する工程と；
前記ＲＦ基準信号（ｓＴＳＧ（ｔ））を第２の位相シフト値（ΔφＴＳＧ［ｋ］）だけ位相シフトするために第２の移相器（１０６）を使用する工程とを含み、
前記位相オフセット（Δφｃ［ｋ］）は前記第２の位相シフト値（ΔφＴＳＧ［ｋ］）と前記第１の位相シフト値（ΔφＴＸｃ［ｋ］）との差異に対応する、条項２２〜２７のいずれか一項に記載の方法。