(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２つのシンボル間に生じうる遷移の理想的なエッジ形状が既知のものとして記憶されており（基準エッジ）、受信されたエッジがシンボルシーケンスの周波数の複数倍の値のサンプリング周波数によりサンプリングされてディジタル化される、
ディジタルシンボルシーケンスによって変調され、ノイズを有するチャネルを介して伝送される搬送波の復調方法において、
受信されたサンプリングエッジを検出するために、全サンプリング値を使用して少なくとも２つの基準エッジに対するそれぞれのユークリッド距離を形成し、最も低いユークリッド距離を有する基準エッジを選択する、
ことを特徴とするディジタルシンボルシーケンスによって変調された搬送波の復調方法。
【請求項２】
相互に連続する複数のエッジにビタビアルゴリズムを適用し、１シンボル期間中に受信されたエッジと基準エッジとのユークリッド距離をビタビアルゴリズムのトレリスブランチのコストとして処理する、請求項１記載の方法。
【請求項３】
ｎ／Ｔのサンプリング周波数およびＭ個の信号段階で基準エッジを全部でｎＭ2個だけ記憶された値により記述する、請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
変調を連続位相変調ＣＰＭ（continuous phase modulation）として行う、請求項１から３までのいずれか１項記載の方法。
【請求項５】
前記変調は２シンボル期間にわたって延在するコサイン信号（２ＲＣ−ＣＰＭ）の導出位相の数値形成を含む、請求項４記載の方法。
【請求項６】
ビタビアルゴリズムのトレリス深度は信号のＭ個の段階に相応する（ＮTrellis＝Ｍ）、請求項１から５までのいずれか１項記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、２つのシンボル間に生じうる遷移の理想的なエッジ形状が既知のものとして記憶されており（基準エッジ）、受信されたエッジがシンボルシーケンスの周波数の複数倍の値のサンプリング周波数によりサンプリングされてディジタル化される、ディジタルシンボルシーケンスによって変調されノイズを有するチャネルを介して伝送される搬送波の復調方法に関する。
【０００２】
データパケットを伝送するために特に連続位相変調法ＣＰＭが利用される。この場合位相状態が異なることにより、複数の（例えば４つの）異なるシンボルを伝送することができる。それぞれのシンボル長を有する矩形パルスでの変調によりきわめて広域のスペクトルが生じるので、２つのシンボル期間の長さにわたって延在するパルスによる変調が利用されることが多い。このパルスは急峻なエッジを回避するために）コサイン形状で表される。この種の変調は２ＲＣＣＰＭと称される。
【０００３】
コンファレンスレポート K.H.Tietgen, "Numerical Modulation Methods Applied in the FD/TDMA System S900D", Second Nordic Seminar on Digital Land Mobile Radio Communications, Stockholm, 1986 から、シンボルそのものを変調に使用するのではなく、２つの連続するシンボル間の既知のエッジを数値的に変調することが周知である。
【０００４】
図１にはこの周知の方法を使用するのに適した送信機のブロック回路図が示されている。グレイで示されたシステム部分は高いシステムクロックで動作する。
【０００５】
図２には４値のシンボルアルファベットについて、伝送すべきシンボルシーケンスのそれぞれ１つのシンボルから次のシンボルへの遷移で生じうるエッジが示されている。周知の変調法の概念は、（例えば）４段階の信号での長さ２Ｔのパルス形成時の瞬間周波数（すなわち時間にしたがって導出される位相）を、長さＴの１６個の可能エッジｆN（ｔ）の順列として記述することである。オーバラップを有してシフトされた基本パルスΣiｄ（ｉ）ｇ（ｔ−ｉＴ）を送信することに代えて、オーバラップのないエッジΣiｆN（ｔ−ｉＴ）のシーケンスを直接に送信することもできる。ここでそれぞれ隣接するシンボルｄ（ｉ）およびｄ（ｉ＋１）により、１６個のエッジのうちいずれをインターバルｉＴ≦Ｔ≦ｔ（ｉ＋１）Ｔで送信するかが決定される。
【０００６】
この種の手法は前掲の引用文献ではＣＰ−４ＦＳＫと称される。他の手法と比較して簡単化を図るために、以下ではこれをＮｕｍ２ＲＣ４ｓｔと称する。この手法は数値変調を行う４段階のプロセスによって導出され、エッジ形状は２つのシンボルにわたって持続する“raised cosinus”の適用に基づく。
【０００７】
このようにして変調されたデータシーケンスを受信するために、セミナーレポート D.E.Pfitzmann & H.P.Ketterling, "A new CP-4FSK sampling Demodulator for the FD/TDMA System S900D", Second Nordic Seminar on Digital Land Mobile Radio Communications, Stockholm, 1986 で受信機が提案されている。同様の受信機はドイツ連邦共和国特許出願第３６２８９９３号明細書からも公知である。
【０００８】
ここで説明されている受信機の動作手段は冒頭に言及した形式の方法である。ここに記載されている受信機によれば、受信されたエッジがシンボルシーケンスの周波数の複数倍の値のサンプリング周波数によりサンプリングされ、ディジタル化される。この場合では２つのシンボル間で例えば１６回のサンプリングが行われる。ディジタル化された値は相互に比較され、連続する２つの値の偏差が僅かであればシンボルの平均値として結論される。連続する値を平均することによりノイズ影響の消去が行われる。
【０００９】
従来のＣＭＰ受信機および復調法は"discriminator Integrate & Dump"とも称される。したがって以下で２つのシンボル長にわたって持続する"raised cosinus"の信号エッジ形状を使用する際には２ＲＣｄｓＩ＆Ｄの呼称を使用し、場合により２ｓｔ（２段階、２つのシンボルの意）または４ｓｔ（４段階、４つのシンボルの意）の添え字を用いて補完する。
【００１０】
一般に受信機に対してはそれぞれの個々のシンボルが確実に受信されることが望ましい。従来のＣＰＭ受信機のプロセスでは、実際の伝送チャネルによってノイズを付加された信号をフィルタリングする必要がある。通常のフィルタは積分器として動作し、例えば２つのシンボル期間にわたってノイズを平均化する。前述の２ＲＣ信号形状の場合、積分により符号間干渉（ＩＳＩと略する）が発生してしまう。符号間干渉を回避するために、ビタビアルゴリズムを受信されたシンボルシーケンスに適用することが知られている。その場合高い計算コストのかかる欠点があり、相応にハードウェアに大きな要求が課される。
【００１１】
ゆえに本発明の基礎となる課題は、冒頭に言及した形式の方法に基づいて僅かな計算コストでできる限り良好なエラーレートが得られる復調方法を提供することである。この手段により受信機の構造の複雑さが簡単化され、その際に“連続的位相変調法ＣＰＭ”の利点を放棄しなくてよい。すなわち簡単に、前述したような良好な帯域幅利用の点で大きな意義を有するコンパクトなスペクトルが得られる。
【００１２】
この課題の解決手段は、本発明によれば、受信されたサンプリングエッジを検出するために、全サンプリング値を使用して少なくとも２つの基準エッジに対するそのつどのユークリッド距離を形成し、最も低いユークリッド距離を有する基準エッジを選択することである。
【００１３】
前述の従来の受信機に比べて、この種の復調法では、評価すべきシンボルの代わりにこれらのシンボル間の遷移エッジが検出の中心に据えられる。エッジは複数回オーバーサンプリングされ、本来のエッジと比較される。続いて受信されたエッジからのユークリッド距離が最小となるエッジを有利なものとする判定が行われる。この判定はエッジごとに隣接のエッジとは無関係に行われるので、判定の仮説は必ずしもＣＰＭ信号の位相の導出の連続性を保証しない。
【００１４】
したがって有利には本発明の実施形態により、連続的な位相が使用される。
【００１５】
本発明によれば有利には、複数の連続するエッジシーケンスにビタビアルゴリズムが適用され、ここで１つのシンボル期間中に受信された複数のエッジと基準エッジとの各ユークリッド距離がビタビアルゴリズムのトレリスブランチのコストとして処理される。
【００１６】
ＣＰＭ変調法の特性はデータ信号のイコライジングがきわめて効率的に行えることである。
【００１７】
ビタビアルゴリズムをシンボルシーケンスに適用するのではなく、受信されたエッジに適用することにより受信されたデータシーケンスを最尤推定することが提案され、これにより状態の数が従来のイコライザに比べて係数Ｍだけ小さいモデルを使用することができる。ここでＭは信号の段階を表している。したがって必要な計算コストは低く維持され、これによりハードウェア構成のアトラクティビティが後述するように上昇する。
【００１８】
本発明を以下に図に即して詳細に説明する。図１にはディジタルシンボルシーケンスを搬送波上へ数値変調する送信機のブロック回路図が示されている。図２には２ＲＣパルスと４段階のシンボルアルファベットとを使用する場合（Ｎｕｍ２ＲＣ４ｓｔ）に２つの連続するシンボル間に生じうるエッジが示されている。図３には本発明の受信機のブロック回路図が示されている。図４には図２に類似した２段階の変調に対する表が示されている。図５には基準エッジおよび実際に受信されたエッジとコストの割り当てられたトレリスセグメントとが示されている。図６には２段階のＮｕｍ２ＲＣに対するシンボルエラーレートＳＥＲ（Symbol Error Rate）の曲線がビタビ検出を行った場合と行わなかった場合とについて示されている。図７には、図６に対比して、４段階のＮｕｍ２ＲＣに対するシンボルエラーレートＳＥＲ（Symbol Error Rate）の曲線がビタビ検出を行った場合と行わなかった場合とについて示されている。図８には、エッジをビタビ検出する本発明の方法と、従来のＣＰＭ復調法（Integrate & Dump）との比較が２段階の場合について示されている。図９には図８に対比される比較が４段階の場合について示されている。
【００１９】
図１にはディジタルシンボルシーケンスを数値変調する公知の送信機が示されている。この送信機のベースバンドモデルは、シリアルパラレル変換器Ｓ／Ｐ、主として図２の内容を記憶しているルックアップテーブルＬＵＴ、およびベースバンドＦＭ変調器から成る。
【００２０】
４段階の信号は入力ビットストリームからそれぞれ２つのビットを統合することにより得られる。１シンボル期間だけ遅延することにより、全部で４つのビットが図１に示されているルックアップテーブルＬＵＴをアドレシングする。このルックアップテーブルは図２に示された１６個のシンボル遷移ｆN（ｔ）を有する。基準値の数は自由に選択可能であるが、本明細書で前述した従来技術では１６個とされている。この数は、一方では良好なノイズ平均を達成するために多数の基準値が所望され、他方では計算コストを低く抑えるために少数の基準値が所望されるので、その妥協点となる。グレイで示された送信機の部分は高いシステムクロックで動作する。
【００２１】
図３には本発明の受信機が示されている。
【００２２】
ベースバンドモデルは帯域を制限するローパスＴＰ、寄生ＡＭ抑圧部を有するベースバンドＦＭ復調器、エッジ検出器、およびパラレルシリアル変換器Ｐ／Ｓから成る。高いシステムクロックで動作する受信機の部分はここでもグレイで示されている。
【００２３】
エッジ検出器ではエッジごとに、本発明により、最大の確率で送信エッジに相応するエッジが求められる。
【００２４】
図４には表のかたちで２段階の場合に生じうるエッジが示されており、この図は図５の考察の基礎となる。４段階またはより高い段階への拡張も一般に制限なしで可能である。
【００２５】
図５の左方のダイアグラムには実線でノイズを有する受信エッジが示されており、一点鎖線で図４の基準エッジが示されている（Ｎｕｍ２ＲＣ２ｓｔ）。エッジごとに求められた（例えば）１６個の値は、自乗差（ユークリッド距離）の和を形成するために使用される。最小のユークリッド距離（図５の右方）に基づいて、最大の確率で送信エッジに相応する基準エッジが識別される。検出された個々のエッジはそれぞれ２つのデータシンボル、すなわち出力シンボルおよび終了シンボルを定める。
【００２６】
本発明の有利な実施例によれば、検出されたシンボル遷移の安定性は最尤系列推定器により保証される（例えば有利にはビタビアルゴリズムを用いる）。したがって本発明によれば、ビタビアルゴリズムに対するコストとして受信エッジと有効な全ての基準エッジとの距離が利用される。このことは図５の右方にトレリスセグメントに基づいて示されている。ビタビ検出器はパラメータ、すなわちトレリス深度および遷移の数を利用している。トレリス深度（２ＲＣパルス形成：１シンボル期間の長さの記憶）は信号の段階Ｍに相応し、遷移の数はＭ2となる。これによりパスの統一長さは≧５シンボルで選択される。
【００２７】
プロセスを解りやすくするために次に２段階の場合について説明するが、一般にはこれに制限されない。
【００２８】
状態遷移とそこに発生するエッジとが図４の表に示されている。パスコストの総和の計算は一般の手段で行われる。実際の各状態ではパスコストは当該の状態につながるトレリスダイアグラムのブランチのコスト割り当て分とその起源とから計算される。最小値が求められ、これに基づくブランチが記憶される。トレリスセグメントの個々のブランチのコスト割り当て分は（前述したように）実際に受信されたノイズを有するエッジとモデルから求められた相応のエッジとの距離として計算される。
【００２９】
受信エッジと生じうるエッジとの距離は有利には自乗差（ユークリッド距離）の総和として計算される。ただし絶対差の総和または他の適切なキャリブレーションを使用することもできる。
【００３０】
エッジのコスト割り当て分の計算を数値を例示して説明する。図５には図４の表の−１から１のエッジが示されており、これらのエッジはノイズのために歪んでいる。生じうる全ての基準エッジとの距離は相応のエッジに入力され、図の右方では、当該の受信エッジに属するトレリスセグメントとして示されている。受信エッジの“距離”は−１から１のエッジのなかでは最小であるので、このトレリスセグメントにおいてはこの受信エッジが有効なブランチである。
【００３１】
全てのトレリスセグメントをスイープした後、トレリス構造におけるパスの判定が通常のように行われる。すなわち最小コストを有するパス、つまり受信されたエッジシーケンスに最も近いパスが選択される。判定されたパスからシンボルがモデルにより得られる。周知のビタビアルゴリズムとの相違点は、このビタビアルゴリズムがシンボルシーケンスに適用されるのではなく、エッジシーケンスに適用される点である。隣接する２つのエッジはそれぞれ１つのシンボルを共通に有することに基づいてシステムに内在するリダンダンシーにより、計算コストが著しく低減される。従来のビタビイコライザを使用する場合、シンボルシーケンスへの適用は符号間干渉ＩＳＩを消去することはできるものの、２つのシンボル期間に対して考慮すべき記憶長が増大してしまう。これにより状態の数がＭ倍に増大し、ひいては計算コストが大きく上昇する。これに対して本発明の方法およびＮｕｍ２ＲＣ受信機では、計算コストは係数Ｍだけ小さくなる。
【００３２】
４段階の場合では例えば、ビタビ検出を行う本発明のＮｕｍ２ＲＣ復調法では従来のＣＰＭ受信法に比べて１／４の計算コストしか必要ない。
【００３３】
図６〜図９には本発明の方法により得られる利点が示されている。
【００３４】
図６には本発明の復調法（Ｎｕｍ２ＲＣ２ｓｔ）と、同じ復調法でビタビアルゴリズムを図５のエッジシーケンスに付加的に適用する場合との対比が示されている。
【００３５】
図７には同様に４段階の場合での対比が示されている。高さ方向の軸線にはそれぞれのエラーレートＳＥＲ（Symbol Error Rate）が示されている。
【００３６】
図６と図７とを比較すると、４段階の場合のほうがエラーレートが著しく低下することが観察される。
【００３７】
図８、図９には受信エッジの付加的なビタビ検出を行う本発明の方法と、従来のＣＰＭ復調法とが比較されている。従来の方法では積分が１シンボルインターバルにわたっていわゆる“Integrate & Dump”として行われ、これによりチャネルノイズの平均化が達成される。この場合求められたシンボルに対して付加的にビタビアルゴリズムが適用され、これにより最も確率の高いシンボルシーケンスが識別され、符号間干渉が低減される。
【００３８】
図には本発明の方法の２段階の場合と４段階の場合とのエラーレートが示されており、後者のほうが僅かに劣化している。ただしここで考慮すべきは、図８の２段階の場合では計算コストは１／２になり、図９の４段階の場合では１／４の計算コストしか必要とならない点である。
【００３９】
したがって特に４段階の場合では受信機の構造は本発明の方法を使用して得られる。これによりハードウェアコストが著しく小さくなるので、低コストに製造できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ディジタルシンボルシーケンスを搬送波へ数値変調する送信機のブロック回路図である。
【図２】  ２ＲＣパルスと４段階のシンボルアルファベットとを使用する場合（Ｎｕｍ２ＲＣ４ｓｔ）に２つの連続するシンボル間に生じうるエッジを示す図である。
【図３】  本発明の受信機のブロック回路図である。
【図４】  図２に類似した２段階の変調に対する表である。
【図５】  基準エッジおよび実際に受信されたエッジとコストの割り当てられたトレリスセグメントとを示す図である。
【図６】  ２段階のＮｕｍ２ＲＣに対するシンボルエラーレートＳＥＲ（Symbol Error Rate）の曲線をビタビ検出を行った場合と行わなかった場合とについて示す図である。
【図７】  図６に対比して、４段階のＮｕｍ２ＲＣに対するシンボルエラーレートＳＥＲ（Symbol Error Rate）の曲線をビタビ検出を行った場合と行わなかった場合とについて示す図である。
【図８】  エッジをビタビ検出する本発明の方法と、従来のＣＰＭ復調法（Integrate & Dump）との比較を２段階の場合について示す図である。
【図９】  図８に対比される比較を４段階の場合について示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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