(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側電力用ダイオードPD1（PD3,PD5）及び負側電力用ダイオードPD2（PD4,PD6）が正側直流端子Ｐ及び負側直流端子Ｎ間でブリッジ接続されて成り、交流電源SUPに交流リアクトルＬsを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器RECと、
正側直流端子Ｐ及び前記交流端子間で直列接続された第１及び第２の正側自己消弧素子Su1,Su2（Sv1,Sv2、Sw1,Sw2）、これら第１及び第２の正側自己消弧素子Su1,Su2（Sv1,Sv2、Sw1,Sw2）に逆並列接続された第１及び第２の正側高速ダイオードDu1,Du2（Dv1,Dv2、Dw1,Dw2）、第１及び第２の正側自己消弧素子Su1,Su2（Sv1,Sv2、Sw1,Sw2）の共通接続点と中性接続点Ｏとの間に介挿された正側クランプダイオードDu5（Dv5、Dw5）とで正側アームが形成されると共に、前記交流端子及び負側直流端子Ｎ間で直列接続された第１及び第２の負側自己消弧素子Su3,Su4（Sv3,Sv4、Sw3,Sw4）、これら第１及び第２の負側自己消弧素子Su3,Su4（Sv3,Sv4、Sw3,Sw4）に逆並列接続された第１及び第２の負側高速ダイオードDu3,Du4（Dv3,Dv4、Dw3,Dw4）、第１及び第２の負側自己消弧素子Su3,Su4（Sv3,Sv4、Sw3,Sw4）の共通接続点と中性接続点Ｏとの間に介挿された負側クランプダイオードDu6（Dv6、Dw6）とで負側アームが形成され、更に、前記電力用ダイオード整流器RECの交流端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬaを介して交流端子が接続され、３レベルの交流電圧の出力を可能とする電圧形自励式電力変換器NPCと、
前記電圧形自励式電力変換器NPCの第１及び第２の正側自己消弧素子Su1,Su2（Sv1,Sv2、Sw1,Sw2）並びに第１及び第２の負側自己消弧素子Su3,Su4（Sv3,Sv4、Sw3,Sw4）に対してスイッチング制御信号gu1〜gu4（gv1〜gv4、gw1〜gw4）を出力する電力変換器制御回路PTCと、
前記正側直流端子Ｐ及び中性接続点Ｏ間、並びに前記中性接続点Ｏ及び負側直流端子Ｎ間にそれぞれ接続され、力行時には負荷装置LOADに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置LOADから電力供給を受ける正側直流平滑コンデンサCd1及び負側直流平滑コンデンサCd2と、
を備え、
更に、前記電圧形自励式電力変換器NPCは、前記第１の負側自己消弧素子Su3（Sv3、Sw3）、及び前記第２の正側自己消弧素子Su2（Sv2、Sw2）のそれぞれのスイッチング動作により発生するリカバリ電流につき、前記第１及び第２の正側高速ダイオードDu1,Du2（Dv1,Dv2、Dw1,Dw2）から正側電力用ダイオードPD1（PD3,PD5）への転流、及び前記第１及び第２の負側高速ダイオードDu3,Du4（Dv3,Dv4、Dw3,Dw4）から負側電力用ダイオードPD2（PD4,PD6）への転流を促進するため、前記第１の正側高速ダイオードDu1（Dv1、Dw1）及び第２の負側高速ダイオードDu4（Dv4、Dw4）の電位をそれぞれ正側及び負側に上昇させる正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段を有するものである、
ことを特徴とするハイブリッド式電力変換装置。
【請求項２】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPからの入力電流Ｉsを制御することにより、直列接続された前記正側直流平滑コンデンサCd1及び負側直流平滑コンデンサCd2に印加される和電圧Ｖdを制御するものである、
ことを特徴とする請求項１記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPからの入力電流Ｉsの制御を、前記交流電源SUPの電圧に対して交流側端子電圧Ｖcの位相角φを調整し、且つそのときの交流側端子電圧Ｖcについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御により行うものである、
ことを特徴とする請求項２記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項４】
前記固定パルス位相制御に用いるパルスパターンの固定パルス数が、１パルス、３パルス、５パルスのいずれかである、
ことを特徴とする請求項３記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項５】
前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、前記第１の正側高速ダイオードDu1（Dv1、Dw1）及び第２の負側高速ダイオードDu4（Dv4、Dw4）にそれぞれ直列接続される正側直列抵抗Ｒa1（Ｒa3,Ｒa5）及び負側直列抵抗Ｒa2（Ｒa4,Ｒa6）である、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項６】
前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流電圧源Ｅo1及び負側補助直流電圧源Ｅo2である、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項７】
前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2である、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項８】
前記正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2にそれぞれ放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を接続した、
ことを特徴とする請求項７記載のハイブリッド式電力変換装置。
【請求項９】
前記正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2に蓄積された電力を前記正側直流平滑コンデンサCd1及び負側直流平滑コンデンサCd2に回生する正側電力回生回路ＣＨ1及び負側電力回生回路ＣＨ2を設けた、
ことを特徴とする請求項７記載のハイブリッド式電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置については、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている（例えば、特許文献１参照）。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという欠点がある。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動するという欠点もある。
【０００３】
そこで、電圧形自励式電力変換器により電力変換を行う方式が採用されることがある（例えば、特許文献２参照）。図１６は、電圧形自励式電力変換器として電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）を用いた従来の電力変換装置の構成図である。図中、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電源SUPの端子、Lsは交流リアクトル、CNVはＰＷＭコンバータ（電圧形自励式電力変換器）、Cdは直流平滑コンデンサ，INVは３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、Ｍは交流電動機、PTCは電力変換器制御回路をそれぞれ示す。
【０００４】
この電力変換器制御回路PTCは、比較器C1，C2、電圧制御補償器Ｇｖ(S)，乗算器ＭＬ，電流制御補償器Ｇｉ(S)、及びパルス幅変調制御回路PWMCを有している。図中、破線で囲まれた部分はＲ，Ｓ，Ｔの各相用の回路であり、図ではＲ相部分のみを詳しく示しているが、Ｓ相及びＴ相も同様に構成されている。但し、Ｓ相及びＴ相の各乗算器ＭＬの下側入力端子にはSin｛ωt＋（2/3）π｝，Sin｛ωt−（2/3）π｝が入力される。
【０００５】
ＰＷＭコンバータCNVは、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。すなわち、電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄとの偏差は制御補償器Ｇｖ(S)で増幅され、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとされる。乗算器ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波sinωｔと入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとが乗算され、これがＲ相の電流指令値Ｉｒ＊とされる。
【０００６】
Ｒ相電流指令値Ｉｒ＊とＲ相電流検出値Ｉｒとが比較され、その偏差が電流制御補償器Ｇｉ(S)で反転増幅される。通常、比例増幅が使われ、Ｇｉ(S)＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。Ｇｉ(S)の出力である電圧指令値ｅｒ＊＝−Ｋｉ×（Ｉｒ＊−Ｉｒ）がＰＷＭ制御回路PWMCに入力され、コンバータCNVのＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ２のゲート信号ｇ１，ｇ２が生成される。
【０００７】
ＰＷＭ制御回路PWMCは、電圧指令値ｅｒ＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）とを比較し、ｅｒ＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ２はオフ）、ｅｒ＊＜Ｘのときは、素子Ｓ２をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータCNVのＲ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅｒ＊に比例した電圧を発生する。
【０００８】
Ｉｒ＊＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉｒ＊＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は正の値となり、Ｉｒを減少させる。故に、Ｉｒ＊＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相，Ｔ相の電流も同様に制御される。
【０００９】
また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。すなわち、Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが交流電源SUPから直流平滑コンデンサCdに供給されることになる。この結果。Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１０】
逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサCdの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１１】
ＶＶＶＦインバータINV及び交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサCdを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサCdのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサCdにもどすため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにPWMコンバータCNVによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御されるため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力が供給され、回生運転時では回生エネルギーに見合った有効電力が交流電源側に回生されることになる。
【００１２】
このように、PWMコンバータを用いた従来装置によれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１３】
【特許文献１】
特開平８−２４２５０２号公報（第４頁、図２）
【特許文献２】
特開平７−７９５６７号公報（第１８頁、図１）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、しゃ断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもそのしゃ断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題がある。
【００１５】
このように、従来装置では、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）を用いた場合、ダイオード整流器を用いた場合に比べるとコストが高く、過負荷耐量も大きく出来ないという難点がある。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題もあった。
【００１６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための手段として、請求項１記載の発明は、正側アーム及び負側アームをそれぞれ形成する正側電力用ダイオードPD1（PD3,PD5）及び負側電力用ダイオードPD2（PD4,PD6）が正側直流端子Ｐ及び負側直流端子Ｎ間でブリッジ接続されて成り、交流電源SUPに交流リアクトルＬsを介して交流端子が接続される電力用ダイオード整流器RECと、正側直流端子Ｐ及び前記交流端子間で直列接続された第１及び第２の正側自己消弧素子Su1,Su2（Sv1,Sv2、Sw1,Sw2）、これら第１及び第２の正側自己消弧素子Su1,Su2（Sv1,Sv2、Sw1,Sw2）に並列接続された第１及び第２の正側高速ダイオードDu1,Du2（Dv1,Dv2、Dw1,Dw2）、第１及び第２の正側自己消弧素子Su1,Su2（Sv1,Sv2、Sw1,Sw2）の共通接続点と中性接続点Ｏとの間に介挿された正側クランプダイオードDu5（Dv5、Dw5）とで正側アームが形成されると共に、前記交流端子及び負側直流端子Ｎ間で直列接続された第１及び第２の負側自己消弧素子Su3,Su4（Sv3,Sv4、Sw3,Sw4）、これら第１及び第２の負側自己消弧素子Su3,Su4（Sv3,Sv4、Sw3,Sw4）に並列接続された第１及び第２の負側高速ダイオードDu3,Du4（Dv3,Dv4、Dw3,Dw4）、第１及び第２の負側自己消弧素子Su3,Su4（Sv3,Sv4、Sw3,Sw4）の共通接続点と中性接続点Ｏとの間に介挿された負側クランプダイオードDu6（Dv6、Dw6）とで負側アームが形成され、更に、前記電力用ダイオード整流器RECの交流端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬaを介して交流端子が接続され、３レベルの交流電圧の出力を可能とする電圧形自励式電力変換器NPCと、前記電圧形自励式電力変換器NPCの第１及び第２の正側自己消弧素子Su1,Su2（Sv1,Sv2、Sw1,Sw2）並びに第１及び第２の負側自己消弧素子Su3,Su4（Sv3,Sv4、Sw3,Sw4）に対してスイッチング制御信号gu1〜gu4（gv1〜gv4、gw1〜gw4）を出力する電力変換器制御回路PTCと、前記正側直流端子Ｐ及び中性接続点Ｏ間、並びに前記中性接続点Ｏ及び負側直流端子Ｎ間にそれぞれ接続され、力行時には負荷装置LOADに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置LOADから電力供給を受ける正側直流平滑コンデンサCd1及び負側直流平滑コンデンサCd2と、を備え、更に、前記電圧形自励式電力変換器NPCは、前記第１の負側自己消弧素子Su3（Sv3、Sw3）、及び前記第２の正側自己消弧素子Su2（Sv2、Sw2）のそれぞれのスイッチング動作により発生するリカバリ電流につき、前記第１及び第２の正側高速ダイオードDu1,Du2（Dv1,Dv2、Dw1,Dw2）から正側電力用ダイオードPD1（PD3,PD5）への転流、及び前記第１及び第２の負側高速ダイオードDu3,Du4（Dv3,Dv4、Dw3,Dw4）から負側電力用ダイオードPD2（PD4,PD6）への転流を促進するため、前記第１の正側高速ダイオードDu1（Dv1、Dw1）及び第２の負側高速ダイオードDu4（Dv4、Dw4）の電位をそれぞれ正側及び負側に上昇させる正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段を有するものである、ことを特徴とする。
【００１８】
上記のように、電力用ダイオード整流器RECと３レベル出力が可能な自励式電力変換器（以下、３レベル出力電力変換器と呼ぶことがある）NPCとを組み合わせることによりハイブリッド式電力変換装置を構成することができる。この装置に適用できる交流の相数は、主として３相又は単相であるが、これらの相数に限定しなければならないわけではなく、その他の相数のものも含まれる。
【００１９】
例えば、相数が３の３相ハイブリッド式電力変換装置のＵ相につきにつき考えてみると、この３レベル出力電力変換器NPCは、通常、４個の自己消弧素子Su1〜Su4と４個の逆並列ダイオードDu1〜Du4及び２個のクランプ用高速ダイオードDu5，Du6で構成され、自己消弧素子Su1〜Su4を次のように２個ずつオンさせることにより、交流側電圧ＶｃＵとして、３レベルの電圧を出力する。ただし、直流平滑コンデンサCd1とCd2に印加される電圧は、それぞれ、Vd1＝Vd2＝Vd／2とする。
【００２０】
Su1とSu2がオン（Su3とSu4はオフ）のとき、ＶｃＵ＝＋Ｖｄ／2
Su2とSu3がオン（Su1とSu4はオフ）のとき、ＶｃＵ＝０
Su3とSu4がオン（Su1とSu2はオフ）のとき、ＶｃＵ＝−Ｖｄ／2
Ｖ相，Ｗ相も同様になる。
【００２１】
リカバリー電流抑制リアクトルLaは、３レベル出力電力変換器NPCの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器RECの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。Laは数10μＨのインダクタンス値で、通常の交流リアクトルLsと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００２２】
３レベル出力電力変換器NPCを構成する自己消弧素子Su1，Su4に逆並列接続される高速ダイオードDu1，Du4の電位は、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段によりそれぞれ正側及び負側に上昇させられる。
【００２３】
自己消弧素子Su3に電流が流れているとき、例えば、電流が、La→Su3→Du6→中点Oに流れているとき、当該素子Su3をオフすると、その電流はまず高速ダイオードDu2，Du1に流れるが、正側高速ダイオード電位上昇手段により高速ダイオードDu2，Du1に逆バイアス電圧が印加され、Du2，Du1の電流が減少し、電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で高速ダイオードDu2，Du1から電力用ダイオードPD1への転流が完了する。
【００２４】
また、自己消弧素子Su2に電流が流れているとき、例えば、電流が中点O→Du5→Su2→Laに流れているとき、当該素子Su2をオフすると、その電流はまず高速ダイオードDu4，Du3に流れるが、負側高速ダイオード電位上昇手段により高速ダイオードDu4，Du3に逆バイアス電圧が印加され、当該Du4，Du3の電流が減少し、電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で高速ダイオードDu4，Du3から電力用ダイオードPD2への転流が完了する。
【００２５】
この動作は、自己消弧素子Su2，Su3がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、リカバリ電流抑制リアクトルＬaのインダクタンス分と正側高速ダイオード電位上昇手段又は負側高速ダイオード電位上昇手段のインピダンス分とで決まる時定数に比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなるので、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００２６】
正側高速ダイオード電位上昇手段を付加することにより、等価的に高速ダイオードDu1，Du2のオン電圧降下を増やす効果を得ることができ、電力用ダイオードPD1のオン電圧降下Vfaが前記高速ダイオードDu1，Du2のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００２７】
本発明では、力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器RECに流れるように制御することにより、３レベル出力電力変換器NPCのしゃ断電流を小さく抑えている。当該３レベル出力電力変換器NPCは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御するもので、常に入力力率＝１付近で運転される。故に、３レベル出力電力変換器NPCを構成する自己消弧素子のスイッチングを、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流を小さくできる。
【００２８】
一方、回生運転時は、大部分の電流が３レベル出力電力変換器NPCの自己消弧素子に流れる。しかし、回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、自己消弧素子のスイッチングを電流ゼロ点付近で行うようにすることにより、素子のしゃ断電流は小さく抑えることが可能となる。
【００２９】
これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で低コストの３レベル出力ハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３０】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPからの入力電流Ｉsを制御することにより、直列接続された前記正側直流平滑コンデンサCd1及び負側直流平滑コンデンサCd2に印加される和電圧Ｖdを制御するものである、ことを特徴とする。
【００３１】
電力変換装置の交流側端子を交流リアクトルLsを介して交流電源SUPに接続し、かつ直流側端子に負荷装置LOADを接続することにより、交流／直流電力変換装置として機能するようになる。負荷装置LOADが電力を消費することにより、直流平滑コンデンサCd1,Cd2に印加される電圧の和Ｖｄは低下するが、その分交流電源SUPから供給される入力電流Ｉｓの有効分を増やすことにより、直流電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ＊に一致するように制御される。また、負荷装置LOADが、例えば、インバータと交流電動機とで構成されるような場合、電動機に回生ブレーキをかけると、そのエネルギーが一旦直流平滑コンデンサCd1,Cd2に蓄積されるため、当該直流電圧の和Ｖｄは上昇する。このとき、入力電流Ｉｓの位相を反転させることにより有効電力が交流電源SUPに戻され、やはり、直流和電圧Ｖｄは電圧指令値Ｖｄ＊に一致するように制御される。これにより、電力回生が可能で、直流電圧安定化が図られ、高力率・高効率な経済的なハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３２】
請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPからの入力電流Ｉsの制御を、前記交流電源SUPの電圧に対して交流側端子電圧Ｖcの位相角φを調整し、且つそのときの交流側端子電圧Ｖcについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御により行うものである、ことを特徴とする。
【００３３】
電力変換器制御回路PTCは、３レベル出力電力変換器NPCを固定されたパルスパターンで動作させ、前記交流電源SUPの電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより入力電流Ｉｓを制御している。３レベル出力電力変換器NPCは、固定パルスパターンで、交流電源電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、変換器の交流側端子電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、交流リアクトルＬｓに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｓ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。
【００３４】
電源電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｓの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／2又は、π−φ／2となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／2）となる。また、入力電流Ｉｓと３レベル出力電力変換器NPCの交流側端子電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／2又は、π＋φ／2となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／2）となる。位相角φは、入力電流Ｉｓと交流リアクトルＬｓの値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝30°程度で、力率はｃｏｓ15°＝0.966となる。
【００３５】
３レベル出力電力変換器NPCを固定パルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、３レベル出力電力変換器NPCを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストのハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【００３６】
請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記固定パルス位相制御に用いるパルスパターンの固定パルス数が、１パルス、３パルス、５パルスのいずれかである、ことを特徴とする。
【００３７】
固定パルス数を多くするほど高調波の低減には有効であり、通常は、３パルス、５パルス等の奇数で設定される。
【００３８】
請求項５記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、前記第１の正側高速ダイオードDu1（Dv1、Dw1）及び第２の負側高速ダイオードDu4（Dv4、Dw4）にそれぞれ直列接続される正側直列抵抗Ｒa1（Ｒa3,Ｒa5）及び負側直列抵抗Ｒa2（Ｒa4,Ｒa6）である、ことを特徴とする。
【００３９】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、高速ダイオードに直列接続される抵抗を用いることができる。そして、自己消弧素子Su3に電流が流れているとき、例えば、電流が、La→Su3→Du6→中点Oに流れているとき、当該素子Su3をオフすると、その電流はまず高速ダイオードDu2，Du1に流れるが、直列抵抗Ra1の電圧降下により高速ダイオードDu2，Du1に逆バイアス電圧が印加され、Du2，Du1の電流が減少し、電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で高速ダイオードDu2，Du1から電力用ダイオードPD1への転流が完了する。
【００４０】
また、自己消弧素子Su2に電流が流れているとき、例えば、電流が中点O→Du5→Su2→Laに流れているとき、当該素子Su2をオフすると、その電流はまず高速ダイオードDu4，Du3に流れるが、直列抵抗Ra2の電圧降下により高速ダイオードDu4，Du3に逆バイアス電圧が印加され、当該Du4，Du3の電流が減少し、電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で高速ダイオードDu4，Du3から電力用ダイオードPD2への転流が完了する。
【００４１】
この動作は、自己消弧素子Su2，Su3がスイッチングする度に行われる。転流の時間は、時定数Ｔ＝La／Raに比例し、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードに流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることが可能となる。
【００４２】
直列抵抗Ra1は等価的に高速ダイオードDu1，Du2のオン電圧降下を増やす効果があり、電力用ダイオードPD1のオン電圧降下Vfaが前記高速ダイオードDu1，Du2のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４３】
請求項６記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流電圧源Ｅo1及び負側補助直流電圧源Ｅo2である、ことを特徴とする。
【００４４】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流電圧源を用いることができる。そして、自己消弧素子Su3に電流が流れているとき、例えば、電流がLa→S3→Du5→中点Oに流れているとき、当該素子Su3をオフすると、その電流はまず高速ダイオードDu2，Du1に流れるが、正側補助直流電圧源Eo1により高速ダイオードDu2，Du1に逆バイアス電圧が印加され、当該Du2，Du1の電流が減少し、電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で高速ダイオードDu2，Du1から電力用ダイオードPD1への転流が完了する。
【００４５】
また、自己消弧素子Su2に電流が流れているとき、例えば、電流が中点O→Du5→Su2→Laに流れているとき、当該素子Su2をオフすると、その電流はまず高速ダイオードDu4，Du3に流れるが、負側補助直流電圧源Eo2により高速ダイオードDu4，Du3に逆バイアス電圧が印加され、当該Du4，Du3の電流が減少し、電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で高速ダイオードDu4，Du3から電力用ダイオードPD2への転流が完了する。
【００４６】
この動作は、自己消弧素子Su2，Su3がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩとした場合、転流の時間は、Δｔ＝La×（Ｉ／Eo）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードDu1〜Du4に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００４７】
補助直流電圧源Eo1，Eo2は、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギーを吸収し、高速ダイオードDu1〜Du4から電力用ダイオードPD1，PD2への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードPD1，PD2のオン電圧降下Vfaが前記高速ダイオードDu1〜Du4のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を確保することができる。
【００４８】
請求項７記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段は、正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2である、ことを特徴とし、また、請求項８記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2にそれぞれ放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を接続した、ことを特徴とする。
【００４９】
高速ダイオード電位上昇手段としては種々のものを用いることができ、例えば、補助直流平滑コンデンサを用いることができる。そして、自己消弧素子Su3に電流が流れているとき、例えば、電流がLa→Su3→Du6→中点Oに流れているとき、当該素子Su3をオフすると、その電流はまず高速ダイオードDu2，Du1に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサCo1により高速ダイオードDu2，Du1に逆バイアス電圧が印加され、当該Du2，Du1の電流が減少し、電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で高速ダイオードDu2，Du1から電力用ダイオードPD1への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉ２が、第１の補助直流平滑コンデンサCo1に、（1／2）Co1×Ｖ２のエネルギーとして、蓄えられる。放電抵抗Ro1は、コンデンサCo1のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００５０】
また、自己消弧素子Su2に電流が流れているとき、例えば、電流が中点O→Du5→Su2→Laに流れているとき、当該素子Su2をオフすると、その電流はまず高速ダイオードDu4，Du3に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサCo2により高速ダイオードDu4，Du3の電流が減少し、電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で高速ダイオードDu4，Du3から電力用ダイオードPD2への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉ２が、第２の補助直流平滑コンデンサCo2に、（1／2）Co2×Ｖ２のエネルギーとして、蓄えられる。同様に、放電抵抗Ro2は、コンデンサCo2のエネルギーを消費し、次の転流に備える。
【００５１】
この動作は、自己消弧素子Su2，Su3がスイッチングする度に行われる。ここで、LaとCo1（又はCo2）の共振回路と考えると、リアクトルLaのエネルギーがコンデンサCo1（又はCo2）に移る時間Δｔ1は、共振周波数ｆｒに対し、
Δｔ1＝１／（４・ｆｒ）＝（π／2）√（La×Co1）
となる。すなわち、素子Su2又はSu3がオフしてからΔｔ1後にリアクトルLaの電流Ｉａはゼロになる。例えば、La＝20μH，Co1＝2000μFとした場合、Δｔ1＝314μsecとなる。当該転流時間Δｔ1を短くすれば、高速ダイオードDu1〜Du4に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００５２】
補助直流平滑コンデンサCo1，Co2は、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギーを吸収し、高速ダイオードDu1〜Du4から電力用ダイオードPD1，PD2への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードPD1，PD2のオン電圧降下Vfaが高速ダイオードDu1〜Du4のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための十分な電圧を確保することができる。
【００５３】
請求項９記載の発明は、請求項７記載の発明において、前記正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2に蓄積された電力を前記直流平滑コンデンサCdに回生する正側電力回生回路ＣＨ1及び負側電力回生回路ＣＨ2を設けた、ことを特徴とする。
【００５４】
補助直流平滑コンデンサに一定以上のエネルギーが蓄積されたときは、これを放出させる必要がある。請求項８記載の発明では、このエネルギーを放出する手段として放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を用いていたが、請求項９記載の発明では、放出するエネルギーを平滑コンデンサCdに回生して有効利用するようにしている。
【００５５】
そして、自己消弧素子Su3に電流が流れているとき、例えば、電流がLa→Su3→Du6→中点Oに流れているとき、当該素子Su3をオフすると、その電流はまず高速ダイオードDu2，Du1に流れるが、正側補助直流平滑コンデンサCo1により高速ダイオードDu2，Du1に逆バイアス電圧が印加され、当該Du2，Du1の電流が減少し、電力用ダイオードPD1の電流が増加していく。これを転流とよぶ。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で高速ダイオードDu2，Du1から電力用ダイオードPD1への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉa２が、正側補助直流平滑コンデンサCo1に、（1／2）Co1×Ｖo２のエネルギーとして、蓄えられる。正側回生回路CH1は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサCo1に蓄えられたエネルギーを、主直流平滑コンデンサCd1に回生し、当該コンデンサCo1に印加される電圧Vo1をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５６】
また、自己消弧素子Su2に電流が流れているとき、例えば、電流が中点O→Du5→Su2→Laに流れているとき、当該素子Su2をオフすると、その電流はまず高速ダイオードDu4，Du3に流れるが、負側補助直流平滑コンデンサCo2により高速ダイオードDu4，Du3の電流が減少し、電力用ダイオードPD2の電流が増加していく。リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流がゼロになった時点で高速ダイオードDu4，Du3から電力用ダイオードPD2への転流が完了する。このとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉa２が、負側補助直流平滑コンデンサCo2に、（1／2）Co2×Ｖo２のエネルギーとして、蓄えられる。
【００５７】
同様に、負側回生回路CH2は、例えば、昇圧チョッパ回路で構成され、コンデンサCo2に蓄えられたエネルギーを、主直流平滑コンデンサCd2に回生し、コンデンサCo2に印加される電圧Vo2をほぼ一定に保つように制御する。これにより、次の転流に備える。
【００５８】
この動作は、自己消弧素子Su2，Su3がスイッチングする度に行われる。素子の遮断電流をＩ、補助直流平滑コンデンサCo1，Co2に印加される電圧をEcoとした場合、前記転流の時間は、Δｔ＝La×（Ｉ／Eco）で決定され、当該転流時間を短くすれば、高速ダイオードDu1〜Du4に流れる実効電流も小さくなり、電流定格の小さいダイオードで済ませることができる。
【００５９】
補助直流平滑コンデンサCo1，Co2に印加される電圧Eco1，Eco2は、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギーを吸収し、高速ダイオードDu1〜Du4から電力用ダイオードPD1，PD2への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードPD1のオン電圧降下Vfaが高速ダイオードDu1〜Du4のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための電圧を十分に確保することができる。
【００６０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図に基づき説明する。但し、図１５と同様の構成要素には同一符号を付し、重複した説明は適宜省略することがある。図１は、第１の実施形態の要部構成を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側直列抵抗Ｒa1及び負側直列抵抗Ｒa2を用いた場合の構成を示している。なお、この図１では、交流電源SUP、負荷装置LOAD、電力変換器制御回路PTC等の図示を省略しており、また、電力用ダイオード整流器REC及び電圧形自励式電力変換器CNVを構成する電力用ダイオード及び自己消弧素子等については一対の正側及び負側の素子のみを図示して図面を簡略化している。このように図面を簡略化している理由には、図１の構成が、単相交流のにのみ適用するわけではなく、単相及び３相の双方、更にはそれ以外の多相交流に対しても適用可能であることが含まれている。
【００６１】
図１に示したハイブリッド式電力変換装置は、直列接続された正側及び負側の直流平滑コンデンサCd1，Cd2と、当該直流平滑コンデンサCd1，Cd2の直列回路の正側端子P及び負側端子Ｎとの間に接続された正側及び負側の自己消弧素子Su1〜Su4の直列回路と、カソード端子が正側端子Pに接続され、アノード端子が交流端子Uに接続された正側電力用ダイオードPD1と、カソード端子が交流端子Uに接続され、アノード端子が負側端子Ｎに接続された負側電力用ダイオードPD2と、第１の正側自己消弧素子Su1に逆並列接続された第１の正側高速ダイオードDu1と正側直列抵抗抵抗Ra1の直列回路と、第２の正側自己消弧素子Su2に逆並列接続された第２の正側高速ダイオードDu2と、第１の負側自己消弧素子Su3に逆並列接続された第１の負側高速ダイオードDu3と、第２の負側自己消弧素子Su4に逆並列接続された第２の負側高速ダイオードDu4と負側直列抵抗Ra2の直列回路と、カソード端子が第１の正側自己消弧素子Su1と第２の正側自己消弧素子Su2の接続点X1に接続され、アノード端子が直流平滑コンデンサCd1,Cd2の共通接続点である中性接続点Ｏに接続された正側クランプダイオードDu5と、アノード端子が第１の負側自己消弧素子Su3と第２の負側自己消弧素子Su4の接続点X3に接続され、カソード端子が直流平滑コンデンサCd1,Cd2の共通接続点である中性接続点Ｏに接続された負側クランプダイオードDu6と、交流側端子Uと第２の正側自己消弧素子Su2及び第１の負側自己消弧素子Su3の接続点X2との間に接続されたリカバリ電流抑制リアクトルLaと、を具備している。
【００６２】
そして、電力用ダイオードPD1,PD2が電力用ダイオード整流器RECを構成し、自己消弧素子Su1〜Su4、高速ダイオードDu1〜Du4、直列抵抗Ｒa1,Ｒa2、及びクランプダイオードDu5,Du6が電圧形自励式電力変換器NPCを構成している。
【００６３】
なお、出願人は、上記の直列抵抗Ｒa1,Ｒa2が付加されていない構成（但し、３レベル出力電力変換器ではなく２レベル出力電力変換器を用いた構成である）を特願２００１−２７９９８１号により先行技術として既に提案している。この先行技術の構成では、電力用ダイオードと高速ダイオードとの間で順方向電圧降下分にあまり差がない場合には、自己消弧素子がオフしたときにリカバリ電流抑制リアクトルに流れる電流を速やかに減衰させることができなかった。図１の構成は、このような先行技術の欠点を是正しようとするものである。
【００６４】
リカバリ電流抑制リアクトルLaは、自己消弧素子Su1〜Su4のいずれかがオンしたとき、電力用ダイオードPD1，PD2に過大なリカバリ電流が流れ込むのを抑える役目をする。
【００６５】
例えば、電流Ｉｓが電力用ダイオードPD1を介して流れていたとき、自己消弧素子Su3がオンすると、前記電流ＩｓはU→La→Su3→Du6→Oに移っていく。このとき、電力用ダイオードPD1は内部キャリアが消滅するまで時間がかかり、すぐにオフすることはできず、その間、P→PD1→La→Su3→Du6→Oの経路で、リカバリ電流が流れる。リアクトルLaは当該リカバリ電流を抑える役目をする。当該リアクトルLaが無い場合には、過大なリカバリ電流がPD1及び自己消弧素子Su3に流れて、ときには当該素子PD1やSu3を壊すこともある。
【００６６】
電流Ｉｓの方向が反転して電力用ダイオードPD2を介して流れているときに、自己消弧素子Su2がオンした場合にも、同様に、リアクトルLaによりPD2のリカバリ電流を抑えることができる。リアクトルLaの値は、電力用ダイオードの特性にもよるが、数10μＨ程度が適当と考えられる。
【００６７】
次に、高速ダイオードDu1〜Du4と、それに直列接続された抵抗Ra1，Ra2の役割を説明する。電流Ｉｓが図１の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Su3をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→Su3→Oの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Su3をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードDu2→Du1→抵抗Ra1を介して流れることになる。
【００６８】
PD1の順方向電圧降下をVfa、Du1とDu2の順方向電圧降下の和をVfbとした場合、抵抗Ra1による電圧降下はＩａ×Ra1となるので、リアクトルLaには、VLa＝Vfb＋Ｉａ×Ra1−Vfaの逆電圧が印加される。
【００６９】
Vfa＝Vfbとした場合、リアクトルLaの電流Ｉａは、時定数Ｔ＝La／Ra1で減少していく。例えば、La＝20μH，Ra1＝0.1Ωとした場合、電流Ｉａは、時定数Ｔ＝200μsecで減衰する。リアクトルLaの電流Ｉａが減少した分だけ電力用ダイオードPD1の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子Su3がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。時定数Ｔ＝La／Ra1を長くすると、リアクトルLaの電流Ｉａは次にSu3がオンするまでに、十分に小さくならず、入力電流ＩｓをPD1とD1で分担することになる。
【００７０】
次に、自己消弧素子Su3がオンしたときに、高速ダイオードDu1，Du2にも電流が流れていると、当該高速ダイオードDu1，Du2にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードPD1に比べると、高速ダイオードDu1，Du2の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【００７１】
抵抗Ra1を大きくすると、時定数Ｔ＝La／Ra1は短くなり、高速ダイオードDu1，Du2に流れる電流の時間も短くなる。すると、Su3がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードPD1に流れ、高速ダイオードDu1，Du2に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードDu1，Du2の電流容量を小さくすることができ、しかも、Su3がオンするときには、Du1，Du2の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【００７２】
しかし、自己消弧素子Su3がオフしたとき、抵抗Ra1には、Ｉａ×Ra1の電圧が発生し、その電圧が直流電圧Ｖｄ２＝Ｖｄ／２に加えて素子Su3に印加される。例えば、Ｖｄ＝1500V，Ｉａ＝1000A，Ra1＝1Ωとした場合、素子Su3のオフ時に印加される電圧は、（1500V／２）＋1000V＝1750Vとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Su3の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、時定数Ｔ＝La／Ra1と、電圧降下Ｉａ×Ra1を考慮しながら、最適な抵抗Ra1を選択することが肝心となる。
【００７３】
入力電流Ｉｓが、図１と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Su2及び高速ダイオードDu3，Du4及び抵抗Ra2を含めて同様な動作をする。
【００７４】
図２は、第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。図中、SUPは３相交流電源、Lsは交流リアクトル、RECは電力用ダイオード整流器、NPCは３レベル出力電力変換器、Cd1，Cd2は正側及び負側の直流平滑コンデンサ，LOADは負荷装置（図１５のインバータINV及び交流電動機Mに相当）を示している。
【００７５】
リカバリ電流抑制リアクトルLaは、３レベル出力電力変換器NPCの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器RECの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。通常Laは数10μＨのインダクタンス値で、交流リアクトルLsと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。
【００７６】
図３は、図２における３レベル出力電力変換器NPCに対する制御を行う電力変換器制御回路PTCの構成図である。この図に示すように、電力変換器制御回路PTCは、比較器C1，C2、加算器AD、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)、電流制御補償回路Ｇｉ(S)、フィードフォワード補償器ＦＦ、リミッタ回路LIM、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路PLL、位相制御回路PHCを有している。
【００７７】
この電力変換器制御回路PTCでは、直流平滑コンデンサCd1，Cd2に印加される和電圧Ｖｄ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２を検出し、比較器C1により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ(S)により、積分又は比例増幅し、加算器ADに入力する。一方、負荷装置LOADが消費する直流電流ＩＬｏａｄを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ADに入力する。加算器ADの出力をリミッタ回路LIMを介して、電源SUPから供給される有効電流の指令値Ｉｑ＊を作る。座標変換器Zは、電源SUPから供給される３相入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。
【００７８】
比較器C2により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑとを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ(S)により増幅して、位相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路PLLは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路PHCに入力する。位相制御回路PHCは、前記位相角指令値φ*と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて中性点クランプ式電力変換器NPCの自己消弧素子Su1〜Su4，Sv1〜Sv4，Sw1〜Sw4のゲート信号gu1〜gu4，gv1〜gv4，gw1〜gw4を発生する。
【００７９】
図１及び図２、図３に示したハイブリッド式電力変換装置は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御する。図４は、このときの制御動作を説明するための電圧・電流ベクトル図である。
【００８０】
図４において、Ｖｓは電源電圧、Ｖｃはハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧、Ｉｓは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｓは交流リアクトルＬｓによる電圧降下分（ただし、交流リアクトルＬｓの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｓの関係がある。
【００８１】
電源電圧Ｖｓの波高値とハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器TRを設置し、その２次電圧をＶｓとして、波高値を合わせる。
【００８２】
入力電流Ｉｓは、電源電圧Ｖｓに対するハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓはゼロとなり、入力電流Ｉｓもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｓ・Ｉｓの電圧が増加し、入力電流Ｉｓもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｓは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｓに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。
【００８３】
一方、ハイブリッド式電力変換装置の交流側端子電圧をＶｃ’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｓも負となり、入力電流はＩｓ’のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｓは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流側端子電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩｓは破線に沿ってＩｓ’の方向に変化する。
【００８４】
そして、図２及び図３において、有効電流Ｉｑは次のように制御される。すなわち、Ｉｑ＊＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(S)の出力φ＊が増加し、入力電流Ｉｓを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉｑ＊＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(S)の出力φ＊が減少し又は負の値になり、入力電流Ｉｓを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。
【００８５】
また、直流平滑コンデンサCd1,Cd2に印加される電圧Ｖｄ＝Ｖd1＋Ｖd2は次のように制御される。すなわち、Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)の出力が増加し、上記のようにＩｑ＊＝Ｉｑに制御されるので、有効電力が交流電源SUPから直流平滑コンデンサCd1，Cd2に供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)の出力が減少し又は負の値となり、有効電力が直流平滑コンデンサＣｄから交流電源SUP側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００８６】
図２及び図３の装置では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑＦＦ＊＝ｋ1・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ADに入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄの変動を抑えている。
【００８７】
図５は、図３における位相制御回路PHCの構成図である。図中、AD1〜AD3は加減算器、PTN1〜PTN3はパルスパターン発生器を示す。加減算器AD1〜AD3は、位相信号θｒ，θｓ，θｔから前記位相角指令値φ*を引き算し、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔを作る。当該新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。
【００８８】
パルスパターン発生器PTN1〜PTN3は、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号gu1〜gu4、gv1〜gv4、gw1〜gw4を発生する。そして、このパルスパターン発生器PTN1は、位相信号θｃｒに対するＲ相素子Su1〜Su4のパルスパターンをテーブル関数として記憶している。
【００８９】
図６は、このパルスパターン及びこれに基づく１パルス動作時の各信号波形を示す波形図である。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。
【００９０】
すなわち、入力θｃｒに対し、次のようなゲート信号gu1〜gu4を出力し、３レベル出力変換器NPCの交流側端子電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、次のようになる。
【００９１】
０≦θｃｒ＜θ１  の範囲で、gu1＝０，gu2＝gu3＝１，gu4＝０（Su2とSu3：オン，Su1とSu4：オフ）となり、Ｖｃｒ＝０となる。ここで、θ１は角度δだけずれている。
【００９２】
θ１≦θｃｒ＜θ２  の範囲で、gu1＝gu2＝１，gu3＝gu4＝０（Su1とSu2：オン，Su3とSu4：オフ）となり、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄｃ／２となる。
【００９３】
θ２≦θｃｒ＜θ３  の範囲で、gu1＝０，gu2＝gu3＝１，gu4＝０（Su2とSu3：オン，Su1とSu4：オフ）となり、Ｖｃｒ＝０となる。
【００９４】
θ３≦θｃｒ＜θ４  の範囲で、gu1＝gu2＝０，gu3＝gu4＝１（Su1とSu2：オフ，Su3とSu4：オン）となり、Ｖｃｒ＝−Ｖｄｃ／２となる。
【００９５】
θ４≦θｃｒ＜２π  の範囲で、gu1＝０，gu2＝gu3＝１，gu4＝０（Su2とSu3：オン，Su1とSu4：オフ）となり、Ｖｃｒ＝０となる。
【００９６】
すなわち、変換器NPCは３レベルの出力電圧を発生することができ、２レベル出力変換器に比較すると、入力電流Ｉｒの高調波は小さくなる。
【００９７】
角度δを一定にした場合、直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流側端子電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。
【００９８】
図７は、図６のパルスパターンでハイブリッド式電力変換装置を動作させた場合のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。
【００９９】
図７は力行運転時の動作波形を示すもので、変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ISu1〜ISu4はＲ相の自己消弧素子Su1〜Su4の電流を、IDu1〜IDu4は逆並列ダイオード（高速ダイオード）Du1〜Du4の電流を、IDu5，IDu6はクランプ用高速ダイオードDu5，Du6の電流を、IPD1，IPD2は電力用ダイオードPD1，PD2の電流を、それぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図２と図７を用いて説明する。
【０１００】
−φ＜θｃｒ＜−φ／２の期間では、Ｉｒ＜０で、自己消弧素子Su3とSu4がオン（Su1とSu2はオフ）しているので、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２となり、電力用ダイオードPD2を介して電流Ｉｒが流れている。
【０１０１】
次に、−φ／２＜θｃｒ＜θ４’の期間で、電流Ｉｒ＞０となり、素子Su3とSu4がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒは、リアクトルLa→自己消弧素子Su3，Su4を介して流れるようになる。
【０１０２】
さらに、θ４’＜θｃｒ＜θ１の期間で、素子Su2とSu3がオン（Su1とSu4はオフ）し、Ｖｃｒ＝０となり、入力電流Ｉｒは、La→自己消弧素子Su3→クランプ用ダイオードDu6の経路を流れる。
【０１０３】
次に、θ１＜θｃｒ＜π−φ／２の期間では、電流Ｉｒ＞０で、素子Su1とSu2がオン（Su3とSu4はオフ）となるので、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２となり、電流Ｉｒは、まず、高速ダイオードDu1とDu2及び直列抵抗Ra1を介して流れる。このとき、リアクトルLaの電流Ｉaは、抵抗Ra1により時定数Ｔ＝La／Ra1で減衰していく。電流Ｉaが減少すると、電力用ダイオードPD1に、IPD1＝Ｉｒ−Ｉaの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉa＝０，IPD1＝Ｉｒとなる。
【０１０４】
π−φ／２＜θｃｒ＜θ２の期間では、入力電流はＩｒ＜０となるので、前記電力用ダイオードPD1の電流IPD1はゼロとなり、入力電流Ｉｒは、リアクトルLa及び自己消弧素子Su1とSu2を介して流れる。このとき、当該電力用ダイオードPD1にはリカバリ電流はほとんど流れない。
【０１０５】
次に、θ２＜θｃｒ＜θ３の期間で、素子Su2とSu3がオン（Su1とSu4はオフ）し、Ｖｃｒ＝０となり、電流はＩｒ＜０で、中点O→クランプ用ダイオードDu5→自己消弧素子Su2→リアクトルLaの経路で流れる。
【０１０６】
次に、θ３＜θｃｒ＜２π−φ／２の期間では、入力電流はＩｒ＜０で、素子Su3とSu4がオン（Su1とSu2はオフ）し、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２となり、電流Ｉｒはまず、直列抵抗Ra2と高速ダイオードDu3，Du4を介して流れる。このとき、リアクトルLaの電流Ｉaは、抵抗Ra2により時定数Ｔ＝La／Ra2で減衰していく。電流Ｉaが減少すると、電力用ダイオードPD2に、IPD2＝Ｉｒ−Ｉaの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉa＝０，IPD2＝Ｉｒとなる。この動作を繰り返す。Ｓ相，Ｔ相も同様である。
【０１０７】
この場合、自己消弧素子Su1とSu4がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘ１は、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ１＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２−δ）となる。例えば、φ＝20°，δ＝8°の場合、Ｉｍａｘ１＝0.0349×Ｉｓ(peak)  となる。
【０１０８】
また、自己消弧素子Su2とSu3がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘ２は、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ２＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２＋δ）となる。例えば、φ＝20°，δ＝8°の場合、Ｉｍａｘ１＝0.309×Ｉｓｍ  となる。
【０１０９】
図８は、回生運転時の動作波形（Ｒ相）を示すもので、変換器の交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｒは、電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。このとき、ISu1〜ISu4はＲ相の自己消弧素子Su1〜Su4の電流を、IDu1〜IDu4は逆並列ダイオード（高速ダイオード）Du1〜Du4の電流を、IDu5，IＤu6はクランプ用ダイオード（高速ダイオード）Du5，Du6の電流を、IPD1，IPD2は電力用ダイオードの電流を、それぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図２と図８を用いて説明する。
【０１１０】
まず、−δ＜θｃｒ＜θ１の期間では、電流Ｉｒ＞０で、素子Su2とSu3がオン（Su1とSu4はオフ）しているので、Ｖｃｒ＝０となり、電流Ｉｒは、リアクトルLa→自己消弧素子Su3→クランプ用ダイオードDu6→中点Oの経路を流れている。
【０１１１】
次に、θ１＜θｃｒ＜φ／２の期間では、入力電流Ｉｒ＞０で、素子Su1とSu2がオン（Su3とSu4はオフ）するので、交流側端子電圧はＶｃｒ＝＋Ｖｄ／２となり、電流Ｉｒは、まず、高速ダイオードDu1，Du2と直列抵抗Ra1を介して流れる。このとき、リアクトルLaの電流Ｉaは、抵抗Ra1により時定数Ｔ＝La／Ra1で減衰していく。電流Ｉaが減少すると、電力用ダイオードPD1に、IPD1＝Ｉｒ−Ｉaの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉa＝０，IPD1＝Ｉｒとなる。
【０１１２】
φ／２＜θｃｒ＜θ２の期間では、入力電流Ｉｒ＜０となり、素子Su1とSu2がオン（Su3とSu4はオフ）しているので、交流側端子電圧はＶｃｒ＝＋Ｖｄ／２で、電流Ｉｒは自己消弧素子Su1とSu2及びリアクトルLaを介して流れる。
【０１１３】
さらに、θ２＜θｃｒ＜θ３の期間では、電流Ｉｒ＜０で、素子Su2とSu3がオン（Su1とSu4はオフ）するので、Ｖｃｒ＝０となり、電流Ｉｒは、中点O→クランプ用ダイオードDu5→自己消弧素子Su2→リアクトルLaの経路で流れる。
【０１１４】
次に、θ３＜θｃｒ＜π＋φ／２の期間では、電流Ｉｒ＜０で、素子Su3とSu4がオン（Su1とSu2はオフ）するので、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２となり、電流Ｉｒは、まず、直列抵抗Ra2と高速ダイオードDu3，Du4を介して流れる。このとき、リアクトルLaの電流Ｉaは、抵抗Ra2により時定数Ｔ＝La／Ra2で減衰していく。電流Ｉaが減少すると、電力用ダイオードPD2に、IPD2＝Ｉｒ−Ｉaの電流が流れはじめ、最終的に、Ｉa＝０，IPD2＝Ｉｒとなる。
【０１１５】
π＋φ／２＜θｃｒ＜θ４の期間では、電流Ｉｒ＞０となり、素子Su3とSu4がオン（Su1とSu2はオフ）しているので、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２で、電流Ｉｒは自己消弧素子Su3とSu4を介して流れる。この動作を繰り返す。Ｓ相，Ｔ相も同様である。
【０１１６】
回生運転時、自己消弧素子Su1とSu4がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘ２は、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ２＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２＋δ）となる。また、自己消弧素子Su2とSu3がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘ１は、入力電流の波高値をＩｓｍとした場合、Ｉｍａｘ１＝Ｉｓｍ×ｓｉｎ（φ／２−δ）となる。
【０１１７】
従って、回生運転時の入力電流Ｉｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子Su1〜Su4のしゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【０１１８】
力行，回生全てのモードで考えると、自己消弧素子Su1〜Su4がしゃ断する最大電流は、上記Ｉｍａｘ１又はＩｍａｘ２うち、大きい方の値となる。
【０１１９】
以上のように、本発明のハイブリッド式電力変換装置は、自己消弧素子Su2又はSu3がオフしたとき、抵抗Ra1及びRa2の作用により、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流は徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードDu1〜Du4から電力用ダイオードPD1，PD2にスムースに移っていく。その転流時間は、時定数Ｔ＝La／Raに関係し、当該直列抵抗Ra1，Ra2の値を大きくすれば、転流時間を短縮できる。しかし、自己消弧素子Su2やSu3がオフしたとき、Ｉa×Raの電圧が直流電圧Ｖｄに加算されて当該自己消弧素子Su2，Su3に印加され、その分、耐圧の高い素子が必要になる。故に、上記時定数Ｔと素子耐圧を考慮して直列抵抗Ra1，Ra2を選択する必要がある。
【０１２０】
以上のように、本発明の電力変換装置は、電力用ダイオード整流器RECと３レベル出力電力変換器NPCを組み合せることにより、入力電流Ｉｒの電流リプルを小さく抑えることができ、高調波の少ない電力変換装置を提供できる。また、変換器力率≒１付近で運転するため、自己消弧素子のしゃ断電流容量が小さいものを用意すればよく、コストの安いハイブリッド式電力変換装置を提供できる。
【０１２１】
図９は、第２の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流電圧源Ｅo1及び負側補助直流電圧源Ｅo2を用いた場合の構成を示している。この正側補助直流電圧源Ｅo1及び負側補助直流電圧源Ｅo2としては、例えば、バッテリーのような、充放電可能な２次電池などが用いられる。なお、図９は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅo1，Ｅo2を用いた以外は図１の構成と同じであるため、図１において既述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１２２】
次に、高速ダイオードDu1〜Du4と、それに直列接続された補助直流電圧源Eo1，Eo2の動作・役割を説明する。電流Ｉｓが図９の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Su3をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→Su3→Oの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Su3をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードDu2→Du1→補助直流電圧源Eo1を介して流れることになる。
【０１２３】
PD1の順方向電圧降下をVfa、Du1とDu2の順方向電圧降下の和をVfbとした場合、リアクトルLaには、VLa＝Vfb＋Eo1−Vfaの逆電圧が印加される。
【０１２４】
Vfa＝Vfbとした場合、リアクトルLaの電流は、Ｉａｏ−（Eo1／La）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉａｏ＝1000A，La＝20μH，Eo1＝200Vとした場合、時間Δｔ＝0.1msecで電流Ｉａはゼロになる。
【０１２５】
リアクトルLaの電流Ｉａが減少した分だけ電力用ダイオードPD1の電流IPD1＝Ｉｓ−Ｉａが増加し、次に自己消弧素子Su3がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。
【０１２６】
補助直流電圧源の電圧Eo1を低くすると、リアクトルLaの電流Ｉａは次にSu3がオンするまでに、十分に小さくならず、入力電流ＩｓをPD1とDu1，Du2で分担することになる。次に、自己消弧素子Su3がオンしたときに、高速ダイオードDu1，Du2にも電流が流れていると、当該高速ダイオードDu1，Du2にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードPD1に比べると、高速ダイオードDu1，Du2の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１２７】
補助直流電圧源の電圧Eo1を高くすると、転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードDu1，Du2に流れる電流の時間も短くなる。すると、Su3がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードPD1に流れ、高速ダイオードDu1，Du2に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードDu1，Du2の電流容量を小さくすることができ、しかも、Su3がオンするときには、Du1，Du2の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。しかし、自己消弧素子Su3がオフしたとき、補助直流電圧源の電圧Eo1が直流電圧Ｖｄ２＝Ｖｄ／２に加えて素子Su3に印加される。例えば、Ｖｄ＝1500V，Eo1＝1000Vとした場合、素子Su3のオフ時に印加される電圧は、（1500V／２）＋1000V＝1750Vとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Su3の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流電圧源Eo1の電圧を選択することが肝心となる。
【０１２８】
入力電流Ｉｓが、図９と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Su2及び高速ダイオードDu3，Du4及び補助直流電圧源Eo2を含めて同様な動作をする。
【０１２９】
図１０は、第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、各相の高速ダイオードDu1，Dv1，Dw1のカソード端子は、補助直流電圧源Eo1の正側端子に接続されており、各相下側アームの自己消弧素子Su3，Sv3，Sw3がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流電圧源Eo1を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD1，PD3，PD5を介して流すようにしている。
【０１３０】
同様に、各相の高速ダイオードDu4，Dv4，Dw4のアノード端子は、補助直流電圧源Eo2の負側端子に接続されており、各相上側アームの自己消弧素子Su2，Sv2，Sw2がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流電圧源Eo2を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD2，PD4，PD6を介して流すようにしている。
【０１３１】
補助直流電圧源Eo1，Eo2は、リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギーを吸収し、高速ダイオードDu1〜Du4から電力用ダイオードPD1，PD2への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードPD1のオン電圧降下Vfaが高速ダイオードDu1〜Du4のオン電圧降下Vfbと接近している場合でも、転流のための十分な電圧を確保することができる。
【０１３２】
この図１０の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流電圧源Ｅo1，Ｅo2を用いた以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１３３】
図１１は、第３の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2を用い、更に、これらコンデンサＣo1，Ｃo2に放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を接続した場合の構成を示している。図１１は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣo1，Ｃo2を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を並列接続した以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１３４】
次に、高速ダイオードDu1〜Du4と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサCo1，Co2及び、当該補助コンデンサCo1，Co2にそれぞれ並列接続された放電抵抗Ro1，Ro2の役割を説明する。電流Ｉｓが図１１の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Su3をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→Su3→Oの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Su3をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードDu2→Du1→補助直流平滑コンデンサCo1の経路を流れることになる。当該コンデンサCo1に印加される電圧Vo1は、Laの蓄積エネルギーがCo1に移ると考えて、
（1／2）La×Ｉａ２＝（1／2）Co1×Vo1２
の関係が成り立ち、Vo1＝Ｉａ×√（La／Co1）まで上昇する。例えば、Ｉａ＝1000A，La＝20μH，Co1＝2000μF  とした場合、Vo1＝100V  となる。この電圧Vo1は、自己消弧素子Su1,Su2の耐圧に影響を与えるので、当該電圧Vo1があまり高くならないようにコンデンサCo1の容量を決める。
【０１３５】
ここで、LaとCo1により共振回路が形成されていると考えると、リアクトルLaのエネルギーがコンデンサCo1に移る時間Δｔ1は、共振周波数ｆｒ＝１／｛２π√（La×Co1）｝に対し、
Δｔ1＝１／（４・ｆｒ）＝（π／2）√（La×Co1）＝314μsec
となる。すなわち、素子S2がオフしてからΔｔ1後にリアクトルLaの電流Ｉａはゼロになる。
【０１３６】
リアクトルLaの電流Ｉａの減少に伴い、電力用ダイオードPD1の電流IPD1＝Ｉｓ−Ｉａが増加し、次に自己消弧素子Su3がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。従って、高速ダイオードD1に流れる電流ID1（平均値）は小さく、電流容量の小さなもので済む。また、自己消弧素子Su3が次にオンするまでに、当該高速ダイオードDu1，Du2の電流は十分小さくなっており、再び素子Su3がオンしたとき、高速ダイオードDu1，Du2にはリカバリ電流がほとんど流れない利点がある。
【０１３７】
コンデンサCo1に蓄えられた電圧Vo1は、放電抵抗Ro1により放電し、次のスイッチングに備える。その放電時定数は、Ｔo＝Ro1×Co1となり、例えば、Co1＝2000μF，Ro1＝１Ωとすると、Ｔo＝２msec  となる。
【０１３８】
以上のように、電力用ダイオードPD1の順方向電圧降下Vfaと高速ダイオードDu1＋Du2の順方向電圧降下Vfbとの間にあまり差が無い場合でも、素子Su3がオフしたときにリカバリ電流抑制リアクトルLaの電流を速やかに減衰させ、高速ダイオードDu1，Du2から電力用ダイオードPD1への転流を実現することができる。
【０１３９】
入力電流Ｉｓが、図１１と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Su2及び高速ダイオードDu3，Du6と補助直流平滑コンデンサCo2及び放電抵抗Ro2を含めて同様な動作をする。
【０１４０】
図１２は、第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、各相の高速ダイオードDu1，Dv1，Dw1のカソード端子は、補助直流平滑コンデンサCo1の正側端子に接続されており、各相下側アームの自己消弧素子Su3，Sv3，Sw3がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流平滑コンデンサCo1を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD1，PD3，PD5を介して流すようにしている。
【０１４１】
同様に、高速ダイオードDu4，Dv4，Dw4のアノード端子は、補助直流平滑コンデンサCo2の負側端子に接続されており、上側アームの自己消弧素子Su2，Sv2，Sw2がそれぞれオフしたときに、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを補助直流平滑コンデンサCo2を介して流すことにより、当該電流Ｉａｒ，Ｉａｓ，Ｉａｔを速やかに減衰させ、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの大部分を電力用ダイオードPD2，PD4，PD6を介して流すようにしている。
【０１４２】
補助直流平滑コンデンサCo1，Co2は、前記リカバリ電流抑制リアクトルLaのエネルギーを吸収し、高速ダイオードDu1〜Du4から電力用ダイオードPD1，PD2への転流をスムースに行う役目をする。故に、電力用ダイオードPD1，PD2のオン電圧降下Vfaが前記高速ダイオードDu1〜Du4のオン電圧降下Vfbと近似している場合でも、転流のための十分な電圧を確保することができる。
【０１４３】
この図１２の構成も、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣo1，Ｃo2を用い、更にこれらに放電抵抗Ｒo1，Ｒo2を並列接続した以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１４４】
図１３は、第４の実施形態の要部を示す説明図であり、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び補助直流平滑コンデンサＣo2を用い、更に、これらコンデンサＣo1，Ｃo2に蓄積された電力を正側及び負側の直流平滑コンデンサCd1,Cd2に回生する正側回生回路ＣＨ1及び負側回生回路ＣＨ2を設けた場合の構成を示している。図１３は、正側及び負側の高速ダイオード電位上昇手段として正側及び負側の補助直流平滑コンデンサＣo1，Ｃo2を用い、これらに蓄積された電力をＣＨ1，ＣＨ2によりCd1,Cd2に回生するようにしたこと以外は図１の構成と同じであるため、図１において記述した構成及び動作については極力重複した説明を省略することとする。
【０１４５】
図１３において、昇圧チョッパ回路CH1は、自己消弧素子Q1，環流ダイオードDch1及び直流リアクトルLo1で構成され、補助直流平滑コンデンサCo1に蓄えられたエネルギーを正側直流平滑コンデンサCd1に回生するようになっている。同様に、昇圧チョッパ回路CH2は、自己消弧素子Q2，環流ダイオードDch2及び直流リアクトルLo2で構成され、負側補助直流平滑コンデンサCo2に蓄えられたエネルギーを直流平滑コンデンサCd1に回生するようになっている。
【０１４６】
次に、高速ダイオードDu1〜Du4と、それに直列接続された補助直流平滑コンデンサCo1，Co2及び、当該補助コンデンサCo1，Co2に蓄えられたエネルギーを主直流平滑コンデンサCd1，Cd2に回生する昇圧チョッパCH1，CH2の動作を説明する。
【０１４７】
電流Ｉｓが図１３の矢印の向きに流れているとき、自己消弧素子Su3をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→Su3→Du6→Oの経路に流れる。この状態から次に、当該自己消弧素子Su3をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードDu2→Du1→Co1を介して流れることになる。当該直流平滑コンデンサCo1の容量を十分大きな値にした場合、前記自己消弧素子S2のスイッチングの度に、リアクトルLaのエネルギー（1／2）La×Ｉａ２が、当該補助直流平滑コンデンサCo1に移り、徐々に当該補助コンデンサCo1に印加される電圧Vo1が増加する。
【０１４８】
昇圧チョッパ回路CH1は、補助直流平滑コンデンサCo1の印加電圧Vo1がほぼ一定になるように、当該補助直流平滑コンデンサCo1のエネルギーを主直流平滑コンデンサCd1に回生する。すなわち、自己消弧素子Q1をオンすると、Co1（＋）→Q1→Lo1→Co1（−）の経路で電流が流れ、直流リアクトルLo1の電流を増加させる。
【０１４９】
次いで、素子Q1をオフすると、直流リアクトルLo1の電流は、Lo1→Cd1→Dch1の経路で流れるようになり、Lo1のエネルギーは主直流平滑コンデンサCd1に回生される。補助コンデンサCo1に印加される電圧Vo1が指令値Vo*より大きくなった場合は、直流リアクトルLo1の電流を増加させ、回生電力を増やす。逆に、補助コンデンサCo1に印加される電圧Vo1が指令値Vo*より小さくなった場合は、直流リアクトルLo1の電流を減少させ、回生電力を減らす。このようにして、補助直流平滑コンデンサCo1に印加される電圧Vo1をほぼ一定に保つことができる。すなわち、補助直流平滑コンデンサCo1は補助直流電圧源Vo1と考えることができる。
【０１５０】
また、電流Ｉｓが図１３の矢印の向きに流れているとき、前述したように、自己消弧素子S2をオンすると、当該電流Ｉｓは、U→La→S2→Ｎの経路に流れ、この状態から次に、当該自己消弧素子S2をオフすると、リカバリ電流抑制リアクトルLaに流れていた電流Ｉａは、高速ダイオードD1と補助直流平滑コンデンサCo1（補助直流電圧源Vo1）を介して流れることになる。このとき、電力用ダイオードPD1の順方向電圧降下をVfa、高速ダイオードDu1とDu2の順方向電圧降下をVfbとした場合、リアクトルLaには、VLa＝Vo1＋Vfb−Vfaの逆電圧が印加される。
【０１５１】
Vfa＝Vfbとした場合、リアクトルLaの電流Ｉａは、Ｉａｏ−（Vo1／La）×Δｔで、直線的に減少し、ゼロに至る。例えば、Ｉａｏ＝1000A，La＝20μH，Vo1＝200Vとした場合、時間Δｔ＝0.1msecで電流Ｉａはゼロになる。
【０１５２】
リアクトルLaの電流Ｉａの減少に伴い、電力用ダイオードPD1の電流（Ｉｓ−Ｉａ）が増加し、次に自己消弧素子Su3がオンするまでには、入力電流Ｉｓの大部分は、電力用ダイオードPD1を介して流れるようになる。補助直流平滑コンデンサCo1に印加される電圧Vo1の電圧を低くすると、上記転流時間Δｔが長くなり、リアクトルLaの電流Ｉａは次にSu3がオンするまでに、十分に小さくはならず、入力電流Ｉｓを電力用ダイオードPD1と高速ダイオードDu1，Du2で分担することになる。次に、自己消弧素子Su3がオンしたときに、高速ダイオードDu1，Du2にも電流が流れていると、当該高速ダイオードDu1，Du2にもリカバリ電流が流れる。しかし、電力用ダイオードPD1に比べると、高速ダイオードDu1，Du2の内部キャリアの消滅時間は短く、リカバリ電流も小さいので、大きな問題にはならない。
【０１５３】
補助直流平滑コンデンサCo1に印加される電圧Vo1を高くすると、転流時間Δｔは短くなり、高速ダイオードDu1，Du2に流れる電流の時間も短くなる。すると、Su3がオフのとき、大部分の電流は電力用ダイオードPD1に流れ、高速ダイオードDu1，Du2に流れる電流の平均値はわずかな値となる。故に、高速ダイオードDu1，Du2の電流容量を小さくすることができ、しかも、次にSu3がオンするときには、Du1，Du2の電流は十分に小さくなっているので、リカバリ電流はほとんど流れない。
【０１５４】
しかし、自己消弧素子Su3がオフしたとき、補助直流平滑コンデンサCo1の印加電圧Vo1が主直流電圧Ｖｄ／２に加えて素子Su3に印加される。例えば、Ｖｄ＝1500V，Vo1＝1000Vとした場合、素子Su3のオフ時に印加される電圧は、750V＋1000V＝1750Vとなってしまう。すなわち、自己消弧素子Su3の耐圧を上げなければならなくなる。このことから、転流時間Δｔと、自己消弧素子の耐圧を考慮しながら、最適な補助直流平滑コンデンサCo1の電圧Vo1を選択することが肝心となる。
【０１５５】
入力電流Ｉｓが、図１３と反対向きに流れているときは、リアクトルLaは電力用ダイオードPD2のリカバリ電流を抑制する役目を果たし、自己消弧素子Su2及び高速ダイオードDu3，Du4と補助直流平滑コンデンサCo2を含めて同様な動作をする。
【０１５６】
以上のように、電力用ダイオードPD1，PD2の順方向電圧降下Vfaと高速ダイオードDu1〜Du4の順方向電圧降下Vfbがあまり差が無い場合でも、素子Su2やSu3がオフしたとき、リカバリ電流抑制リアクトルLaの電流を減衰させ、高速ダイオードDu1〜Du4から電力用ダイオードPD1，PD2への速やかな転流を実現することができる。
【０１５７】
図１４は、第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図である。すなわち、正側昇圧チョッパ回路CH1は、自己消弧素子Q1，環流ダイオードDch1及び直流リアクトルLo1で構成され、正側補助直流平滑コンデンサCo1に蓄えられたエネルギーを正側直流平滑コンデンサCd1に回生するようになっている。同様に、負側昇圧チョッパ回路CH2は、自己消弧素子Q2，環流ダイオードDch2及び直流リアクトルLo2で構成され、負側補助直流平滑コンデンサCo2に蓄えられたエネルギーを負側直流平滑コンデンサCd2に回生するようになっている。
【０１５８】
この図１４の構成も、正側高速ダイオード電位上昇手段及び負側高速ダイオード電位上昇手段として正側補助直流平滑コンデンサＣo1及び負側補助直流平滑コンデンサＣo2を用い、更に、これらコンデンサＣo1，Ｃo2に蓄積された電力を直流平滑コンデンサCd1,Cd2に回生する正側回生回路ＣＨ1及び負側回生回路ＣＨ2を設けたこと以外は図２の構成と同じである。したがって、その他の構成及び動作については図２において既述しているため、重複した説明を省略することとする。
【０１５９】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図２】本発明の第１の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図３】図２における３レベル出力電力変換器NPCに対する制御を行う電力変換器制御回路PTCの構成図。
【図４】図１及び図２、図３の構成において行われる固定パルス位相制御の動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。
【図５】図３における位相制御回路PHCの構成図。
【図６】１パルスパターンの固定パルス位相制御に基づく図１又は図２の制御動作を説明するための波形図。
【図７】図６のパルスパターンにより力行運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図８】図６のパルスパターンにより回生運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図９】本発明の第２の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１０】本発明の第２の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１１】本発明の第３の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１２】本発明の第３の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１３】本発明の第４の実施形態の要部構成を示す説明図。
【図１４】本発明の第４の実施形態を３相交流用に限定した場合の構成図。
【図１５】従来装置の構成図。
【符号の説明】
SUP  交流電源
REC  電力用ダイオード整流器
NPC  ３レベル出力電力変換器（電圧形自励式電力変換器）
PTC  電力変換器制御回路
Cd1  正側直流平滑コンデンサ
Cd2  負側直流平滑コンデンサ
LOAD  負荷装置
Ｌs  交流リアクトル
Ｌa  リカバリ電流抑制リアクトル
O  中性接続点
PD1,PD3,PD5  正側電力用ダイオード
PD2,PD4,PD6  負側電力用ダイオード
Su1（Sv1、Sw1）  第１の正側自己消弧素子
Su2（Sv2、Sw2）  第２の正側自己消弧素子
Su3（Sv3、Sw3）  第１の負側自己消弧素子
Su4（Sv4、Sw4）  第２の負側自己消弧素子
Du1（Dv1、Dw1）  第１の正側高速ダイオード
Du2（Dv2、Dw2）  第２の正側高速ダイオード
Du3（Dv3、Dw3）  第１の負側高速ダイオード
Du4（Dv4、Dw4）  第２の負側高速ダイオード
Du5（Dv5、Dw5）  正側クランプダイオード
Du6（Dv6、Dw6）  負側クランプダイオード
Ra1,Ra3,Ra5  正側直列抵抗（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Ra2,Ra4,Ra6  負側直列抵抗（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Eo1  正側補助直流電圧源（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Eo2  負側補助直流電圧源（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Co1  正側補助直流平滑コンデンサ（正側高速ダイオード電位上昇手段）
Co2  負側補助直流平滑コンデンサ（負側高速ダイオード電位上昇手段）
Ro1,Ro2  放電抵抗
CH1  正側電力回生回路
CH2  負側電力回生回路
gu1〜gu4（gv1〜gv4、gw1〜gw4）  ゲート信号（スイッチング制御信号）
INV  インバータ
M  交流電動機
【図１】
0004221212.tif 000002
【図２】
0004221212.tif 000003
【図３】
0004221212.tif 000004
【図４】
0004221212.tif 000005
【図５】
0004221212.tif 000006
【図６】
0004221212.tif 000007
【図７】
0004221212.tif 000008
【図８】
0004221212.tif 000009
【図９】
0004221212.tif 000010
【図１０】
0004221212.tif 000011
【図１１】
0004221212.tif 000012
【図１２】
0004221212.tif 000013
【図１３】
0004221212.tif 000014
【図１４】
0004221212.tif 000015
【図１５】
0004221212.tif 000016