(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ステレオ和信号（Ｕｓ（ｚ））とステレオ差信号（Ｕｄ（ｚ））からなるステレオ信号の雑音除去方法において、
雑音パワー推定値に対する差信号パワー推定値の比の第１の重み特性（Ａ）から得られる第１信号と、差信号パワー推定値に対する和信号パワー推定値の比の第２の重み特性（Ｂ）から得られる第２信号とを乗算することによって、重み付け信号を算出し、
ステレオ差信号（Ｕｄ（ｚ））の信号対雑音比が悪いほど小さい値に決定される第１の減衰係数（Ｈｄｅｎ）に前記重み付け信号を乗算して第２の減衰係数（Ｈａｔｔ）を算出し、
第２の減衰係数（Ｈａｔｔ）でステレオ差信号（Ｕｄ（ｚ））を減衰させ、
減衰されたステレオ差信号（Ｕｄｅｎ（ｚ））とステレオ和信号（Ｕｓ（ｚ））を混合し、
前記第１及び第２の重み特性（Ａ，Ｂ）は、受信電界強度、雑音パワー推定値、またはマルチパス指示信号のうちの少なくともいずれかに基づいて決定されることを特徴とする、雑音除去方法。
【請求項２】
上記雑音パワー推定値は、それぞれ重み付け（β，γ）され、それぞれ和信号パワー推定値及び差信号パワー推定値から減算され、それぞれの信号パワー推定値の信頼度が高められることを特徴とする、請求項１に記載の雑音除去方法。
【請求項３】
コンピュータに、
雑音パワー推定値に対する差信号パワー推定値の比の第１の重み特性（Ａ）から得られる第１信号と、差信号パワー推定値に対する和信号パワー推定値の比の第２の重み特性（Ｂ）から得られる第２信号とを乗算することによって、重み付け信号を算出し、
ステレオ差信号（Ｕｄ（ｚ））の信号対雑音比が悪いほど小さい値に決定される第１の減衰係数（Ｈｄｅｎ）に前記重み付け信号を乗算して第２の減衰係数（Ｈａｔｔ）を算出し、
第２の減衰係数（Ｈａｔｔ）でステレオ差信号（Ｕｄ（ｚ））を減衰させ、
減衰されたステレオ差信号（Ｕｄｅｎ（ｚ））とステレオ和信号（Ｕｓ（ｚ））を混合させる、コンピュータプログラムであって、
前記第１及び第２の重み特性（Ａ，Ｂ）は、受信電界強度、雑音パワー推定値、またはマルチパス指示信号のうちの少なくともいずれかに基づいて決定されることを特徴とする、コンピュータプログラム。
【請求項４】
第２の減衰係数（Ｈａｔｔ）でステレオ差信号（Ｕｄ（ｚ））を減衰させ、減衰されたステレオ差信号（Ｕｄｅｎ（ｚ））とステレオ和信号（Ｕｓ（ｚ））を混合する雑音除去装置であって：
雑音パワー推定値に対する差信号パワー推定値の比の第１重み特性（Ａ）および差信号パワー推定値に対する和信号パワー推定値の比の第２重み特性（Ｂ）を算出する除算器（１、３）と、
ステレオ差信号（Ｕｄ（ｚ））の信号対雑音比が悪いほど小さい値に決定される第１の減衰係数（Ｈｄｅｎ）に、第１の重み特性（Ａ）から得られる第１信号と、差信号パワー推定値に対する和信号パワー推定値の比の第２の重み特性（Ｂ）から得られる第２信号とを乗算することによって算出される重み付け信号を乗算して第２の減衰係数（Ｈａｔｔ）を算出する重み付け手段と；
を備え、
前記第１及び第２の重み特性（Ａ，Ｂ）は、受信電界強度、雑音パワー推定値、またはマルチパス指示信号のうちの少なくともいずれかに基づいて決定される、雑音除去装置。
【請求項５】
上記重み付け手段は、所定の第１の重み特性（Ａ）を用いて雑音パワー推定値に対する差信号パワー推定値の比を重み付けする少なくとも１つの第１のフィルタ及び／又は非線形処理回路（２）を備えることを特徴とする請求項４記載の雑音除去装置。
【請求項６】
上記重み付け手段は、所定の第２の重み特性（Ｂ）を用いて、差信号パワー推定値に対する和信号パワー推定値の比を重み付けする少なくとも１つの第２の線形フィルタ及び／又は非線形処理回路（４）を備えることを特徴とする請求項４記載の雑音除去装置。
【請求項７】
第１の重み係数（β）により上記雑音パワー推定値を重み付けする少なくとも１つの第１の乗算器（５）と、
和信号パワー推定値から上記重み係数（β）により重み付けされた雑音パワー推定値を減算する少なくとも１つの第１の減算器（６）と、
第２の重み係数（γ）により上記雑音パワー推定値を重み付けする少なくとも１つの第２の乗算器（７）と、
差信号パワー推定値から上記重み係数（γ）により重み付けされた雑音パワー推定値を減算する少なくとも１つの第２の減算器（８）と、
を備える請求項４乃至６いずれか１項記載の雑音除去装置。
【請求項８】
上記ステレオ差信号（Ｕｄ（ｚ））をサブバンドに分割する第１の分析フィルタバンク（１０）と、
減衰されたサブバンドの上記ステレオ差信号（Ｕｄ（ｚ））に基づいて、上記減衰されたステレオ差信号（Ｕｄｅｎ（ｚ））を再構築する合成フィルタバンク（１１）と、
ステレオ和信号（Ｕｓ（ｚ））を上記ステレオ差信号のサブバンドに対応するサブバンドに分割する第２の分析フィルタバンク（１２）と、を備え、
各サブバンドの上記ステレオ差信号（Ｕｄ（ｚ））に対する各重み係数（Ｈａｔｔ）は、該ステレオ差信号のサブバンド、対応する上記ステレオ和信号のサブバンド及び上記雑音信号（ＵｈＱ（ｚ））の内容に基づいて決定されることを特徴とする請求項４乃至７いずれか１項記載の雑音除去装置。
【請求項９】
上記雑音信号（ＵｈＱ（ｚ））を上記ステレオ差信号のサブバンドに対応するサブバンドに分割する第３のフィルタバンク（１３）を備え、上記ステレオ差信号の各サブバンドに対する各重み係数（Ｈａｔｔ）は、該ステレオ差信号のサブバンド、対応する上記ステレオ和信号のサブバンド及び上記雑音信号のサブバンドの内容に基づいて決定されることを特徴とする請求項８記載の雑音除去装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ステレオ信号の雑音除去方法及びこの雑音除去方法に基づいて動作するステレオ信号雑音除去装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周波数変調（frequency modulation：以下、ＦＭという。）放送方式は、現在、世界で最も重要な放送方式である。長年に亘るアナログ放送受信機の開発の結果、現在は非常に高性能な受信機が市販されている。新たな技術により、ＦＭ放送信号受信のための新たなアルゴリズムを使用することができるようになっている。特に、デジタルシグナルプロセッサ（digital signal processor：以下、ＤＳＰという。）の処理能力が高まり、製造コストが低下したため、ＦＭ及び振幅変調（amplitude modulation：以下、ＡＭという。）等のアナログ放送信号をデジタル的に処理することができるようになっている。アナログ放送方式に対してデジタル信号処理を導入することには、様々な利点がある。例えば、各機能を１つの集積回路（integrated circuit：以下、ＩＣという。）に集積することにより、受信機の大きさを小さくことができ、また、デジタルラジオモンデアル（Digital Radio Mondiale：ＤＲＭ）やデジタルオーディオ放送（Digital Audio Broadcasting：ＤＡＢ）等のデジタル放送方式を同じ大規模集積回路（large scale integrated circuit：以下、ＬＳＩという。）に集積することもできるようになっている。
【０００３】
ＦＭ放送においては、ステレオ多重信号（multiplex signal）が周波数変調される。ステレオ多重信号のスペクトルを図２に示す。ステレオ多重信号は、ステレオ和信号（sum signal）と、振幅変調され、搬送波が抑圧された差信号（difference signal）からなる。ステレオ和信号は、左＋右（Ｌ＋Ｒ）のオーディオ信号情報を表し、差信号は、左−右（Ｌ−Ｒ）のオーディオ信号情報を表す。振幅変調された差信号を復調するために、ステレオ多重信号にはパイロット搬送波が重畳されている。
【０００４】
携帯型ＦＭ受信機では、受信状態が頻繁に悪化する。現在のＦＭ受信機は、電界強度（field strength）及びマルチパス検出に基づき、約２０．７ｄＢの信号対雑音比（signal to noise ratio：以下、ＳＮ比という。）を得るために、ステレオ受信からモノラル受信に切り換える機能を有している。このような雑音除去法は、周波数復調器の出力雑音パワースペクトル密度（frequency demodulator output noise power spectral density）が周波数の２乗に比例して高くなり、すなわち、モノラル信号はステレオ和信号に等しい周波数帯域で伝送されるが、ステレオ差信号はより高い周波数帯域で伝送され、モノラル信号に含まれる雑音はステレオ差信号の雑音よりも少ないという事実に基づいている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ステレオ信号からモノラル信号への切換は、ユーザに違和感を与えるため、多くの携帯型ＦＭ受信機は、ステレオ信号からモノラル信号への移行をスライド方式で切り換える機能を有している。このようなステレオ信号からモノラル信号へのスライド方式の切換は、例えば、ドイツ特許公報ＤＥ４４００８６５Ｃ２号に開示されている。この文献に基づく技術では、ステレオのチャンネル分離（channel separation）は、番組の種類に関する情報及び信号内の雑音レベル及び／又は周波数変調ＲＦ信号の電界強度に応じて、連続的に低減される。さらに、欧州特許公開公報０９５５７３２Ａ１号には、ステレオ差信号を幾つかのサブバンドに分割し、各サブバンド毎に独立して、ステレオ信号とモノラル信号の混合、すなわちステレオ差信号の相対的な低減が行われている。このように周波数を選択してステレオ信号とモノラル信号を混合することにより、特にＲＦ信号が振幅が小さく受信された場合に、ＳＮ比、及びＦＭ受信機のチャンネル分離が向上する。しかしながら、上述の方式は、いずれも主に受信状態に応じてステレオ信号とモノラル信号を混合することにより雑音を低減するものであり、この結果、チャンネル分離の効果が不必要に低下してしまうことも多い。
【０００６】
本発明は上述の課題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、チャンネル分離の効果を不必要に低下させることなく、空間的歪みを効果的に抑制する雑音除去方法及び雑音除去装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上述の課題を解決するために、本発明に係る雑音除去方法は、ステレオ和信号とステレオ差信号からなるステレオ信号の雑音除去方法において、少なくとも１つの減衰係数によるステレオ差信号の減衰に基づいて、ステレオ信号とモノラル信号を混合し、ステレオ差信号の振幅を考慮して少なくとも１つの減衰係数を重み付けし、ステレオ差信号を減衰させる第２の減衰係数を決定する。
【０００８】
また、上述の課題を解決するために、本発明に係る雑音除去装置は、少なくとも１つの減衰係数によるステレオ差信号の減衰に基づいてステレオ信号とモノラル信号を混合して、ステレオ信号の雑音を除去する雑音除去装置において、ステレオ差信号の振幅を考慮して少なくとも１つの減衰係数を重み付けし、ステレオ差信号を減衰させる第２の減衰係数を決定する重み付け手段を備える。
【０００９】
すなわち、本発明では、ステレオ差信号の振幅を用いて、「従来の」（第１の）減衰係数を重み付けし、実際にステレオ差信号を減衰させる、すなわち、ステレオ信号とモノラル信号の混合の度合い又は左右のチャンネル分離の強さを決定する（第２の）減衰係数を算出する。したがって、ステレオ差信号の振幅が小さい場合に生じるオーディオ信号の空間感覚的な歪みが抑制される。
【００１０】
ステレオ和信号とステレオ差信号からなるステレオ信号の雑音を除去する本発明の雑音除去方法は、ステレオ信号からモノラル信号への単純なスライド式の切換を行うドイツ特許公報ＤＥ４４００８６５Ｃ２号に開示された手法、又は周波数で選択的にステレオ信号とモノラル信号の混合を行う欧州特許公開公報０９５５７３２Ａ１号に開示された手法と組み合わせることもできる。本願出願人により出願された欧州特許公開公報０９５５７３２Ａ１号は、参照により本願に組み込まれるものとする。
【００１１】
特に好ましい組合せとしては、本発明は、本願出願人による欧州特許出願番号００１２４４６６．４号に開示されている人間の聴覚システムのマスキング効果に基づく周波数で選択的にステレオ信号とモノラル信号の混合により特徴付けられ、この出願は、参照により本願に組み込まれるものとする。なお、本発明は、この欧州特許出願番号００１２４４６６．４号に開示されている好ましい実施の形態及び添付された請求の範囲との組合せに限定されるものではなく、上述のように、ステレオ信号とモノラル信号のスライド式の混合に基づく雑音除去を実行するこの他の全ての方式とともに実現することができる。
【００１２】
本発明に基づく雑音除去方法は、好ましくは、ステレオ差信号のサブバンドの減衰に基づいて、周波数で選択的にステレオ信号とモノラル信号を混合し、各サブバンドの減衰は、各サブバンド信号を考慮して、少なくともステレオ差信号のサブバンドを考慮して行うとよく、さらに、雑音除去装置によっては、対応するステレオ和信号のサブバンド及び／又は雑音信号のサブバンドを考慮して減衰を行うものもある。
【００１３】
さらに、本発明では、好ましくは、少なくとも１つの「従来の」第１の減衰係数は、雑音パワー推定値に対する差信号パワー推定値の比に基づいて決定される。これにより、ステレオ差信号の振幅が雑音パワーより僅かに大きいのみである場合に、オーディオ信号に歪みが生じることを回避できる。この処理により、特に、例えばニュース等、モノラル番組における歪みが低減される。
【００１４】
この場合、少なくとも１つの「従来の」第１の減衰係数の重みは、雑音パワー推定値に対する差信号パワー推定値の比の第１の重み特性（characteristic weighting）に基づいて決定してもよい。さらに、少なくとも１つの「従来の」第１の減衰係数は、雑音パワー推定値に対する和信号パワー推定値の比に基づいて決定してもよい。ステレオ和信号の振幅がステレオ差信号の振幅より著しく大きい場合、オーディオ信号は殆どモノラル信号となる。したがって、この処理により、ステレオ情報が少ないオーディオ信号における空間効果の歪みを回避することができる。
【００１５】
この場合、少なくとも１つの従来の第１の減衰係数の重みは、雑音パワー推定値に対する和信号パワー推定値の比の第２の重み特性に基づいて決定してもよい。
【００１６】
第１及び／又は第２の重み特性は、受信電界強度及び／又は雑音パワー推定値及び／又はマルチパス指示信号（multipath indication）に基づいて決定してもよい。もちろん、例えば欧州特許出願番号００１２４４６６．４に開示されているように、受信機周囲の背景雑音、例えば自動車からの雑音を考慮してもよい。
【００１７】
さらに、好ましくは、雑音パワー推定値を和信号パワー推定値及び差信号パワー推定値から減算し、各信号パワー推定値の信頼度を高めてもよい。特に、雑音パワー推定値、和信号パワー推定値及び差信号パワー推定値の移動平均値を用いてもよい。和信号パワー推定値及び差信号パワー推定値から雑音パワー推定値を減算する前に、雑音パワー推定値に重み付けを行い、これによりＦＭ変調多重信号の雑音パワースペクトル密度を考慮するようにしてもよい。特に、異なる重み係数を用いて、ステレオ和信号の雑音パワーがステレオ差信号の雑音パワーより小さい場合を考慮するようにしてもよい。
【００１８】
さらに、本発明においては、雑音パワー推定値は、好ましくは、異なるアタック及び／又はホールド及び／又はディケイ時定数を用いて線形又は非線形フィルタにより雑音をフィルタリングすることにより決定してもよい。この場合、アタック及び／又はホールド及び／又はディケイ時定数は、雑音パワー推定値及び／又はチャンネルに依存していてもよい。
【００１９】
オーディオ信号の可聴歪みを最小化するために、各減衰係数に加算される各（可変）係数により、ステレオ差信号の減衰量を大きくしてもよい。この係数は、受信電界強度及び／又は雑音パワー推定値及び／又は受信機の周囲の背景雑音等のパラメータに応じて決定してもよい。算出される係数が負になる場合、負の減衰係数が生じることを回避するために、リミッタを追加するとよい。
【００２０】
さらに、各減衰係数を算出するために使用する各ステレオ和信号及びステレオ差信号は、信号パワー推定値が０より小さくなることを回避するため、重み付けされた雑音が減算された後、０以上又は０より大となるように制限される。
【００２１】
さらに、「従来の」第１の減衰係数、すなわちステレオ差信号の振幅を考慮した重み付けが行われていない減衰係数は、ステレオ差信号の振幅に依存する特定の係数により重み付けされる前に０から１の間の値となるように制限され、これにより、ステレオ差信号が増幅されることを回避する。この特定の係数は、受信電界強度及び／又は雑音パワー推定値及び／又は受信機の周囲の背景雑音等のパラメータに応じて決定してもよい。
【００２２】
また、上述の課題を解決するために、本発明に係るコンピュータプログラム製品は、コンピュータ、デジタルシグナルプロセッサ又はこれらに類する装置により実行されて、上述の雑音除去方法を実行するコンピュータプログラムを有する。
【００２３】
また、上述した本発明に係る雑音除去装置の重み付け手段は、雑音パワー推定値に対する差信号パワー推定値の比を算出する少なくとも１つの第１の除算器を備えていてもよい。この場合、重み付け手段は、所定の第１の重み特性を用いて雑音パワー推定値に対する差信号パワー推定値の比を重み付けする少なくとも１つの第１のフィルタ及び／又は非線形処理回路を備えていてもよい。
【００２４】
これに代えて又はこれに加えて、重み付け手段は、差信号パワー推定値に対する和信号パワー推定値の比を算出する少なくとも１つの第２の除算器を備えていてもよい。この場合、重み付け手段は、所定の第２の重み特性を用いて、差信号パワー推定値に対する和信号パワー推定値の比を重み付けする少なくとも１つの第２の線形フィルタ及び／又は非線形処理回路を備えていてもよい。
【００２５】
さらに、本発明に係る雑音除去装置は、第１の重み係数により雑音パワー推定値を重み付けする少なくとも１つの第１の乗算器と、和信号パワー推定値から重み係数により重み付けされた雑音パワー推定値を減算する少なくとも１つの第１の減算器と、第２の重み係数により雑音パワー推定値を重み付けする少なくとも１つの第２の乗算器と、差信号パワー推定値から重み係数により重み付けされた雑音パワー推定値を減算する少なくとも１つの第２の減算器とを備えていてもよい。
【００２６】
これに代えて又はこれに加えて、本発明に係る雑音除去装置は、異なるアタック及び／又はホールド及び／又はディケイ時定数を有し、雑音信号をフィルタリングすることにより雑音パワー推定値を算出する少なくとも１つの非線形フィルタを備えていてもよい。また、通信チャンネルに応じて、この非線形フィルタを線形フィルタに置換してもよい。
【００２７】
これに代えて又はこれに加えて、本発明に係る雑音除去装置は、ステレオ差信号をサブバンドに分割し、ステレオ差信号のサブバンドの減衰に基づいて、ステレオ信号とモノラル信号を周波数で選択的に混合する第１の分析フィルタバンクと、ステレオ差信号の可能な全ての減衰されたサブバンドに基づいて、減衰されたステレオ差信号を再構築する合成フィルタバンクと、ステレオ和信号をステレオ差信号のサブバンドに対応するサブバンドに分割する第２の分析フィルタバンクと、雑音信号をステレオ差信号のサブバンドに対応するサブバンドに分割する第３のフィルタバンクとを備えていてもよく、ステレオ差信号の各サブバンドに対する各重み係数は、ステレオ差信号のサブバンド自身、対応するステレオ和信号のサブバンド及び雑音信号のサブバンドの内容に基づいて決定してもよい。雑音信号をサブバンドに分割する第３のフィルタバンクは、省略してもよく、この場合、全てのサブバンド信号に対し共通の雑音指示信号が用いられる。これにより、雑音除去装置における演算パワー要求が低減されるが、これに伴い雑音除去性能も低下する。
【００２８】
本発明に基づく周波数で選択的に雑音除去装置を実現する場合、各サブバンドについて個別に減衰係数を算出するため、各サブバンド毎にフィルタバンク以外の上述した全ての構成要素が必要である。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る雑音除去方法及び雑音除去装置について、図面を参照して詳細に説明する。
【００３０】
本発明に基づいて、ステレオ差信号の振幅、すなわち各サブバンドを考慮して、音響心理的誘因（psychoacoustically motivated）によりステレオ信号とモノラル信号の混合を行うＦＭ放送用デジタル受信機の構成を図１に示す。本発明は、欧州特許出願番号００１２４４６６．４号に開示されている雑音除去方法及び雑音除去装置と組み合わせて実現することができる。しかしながら、本発明はそのような形態に限定されるものではない。
【００３１】
このデジタル受信機は、図１に示すように、アンテナで受信されたＲＦ信号を中間周波数信号やベースバンド信号にダウンコンバートするフロントエンド回路１４と、ダウンコンバートされたステレオ放送信号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタル（analogue to digital：以下、Ａ／Ｄという。）変換及びＩＱ生成器１５と、ステレオ放送信号を復調するＦＭ復調器１６とを備える。受信されたステレオ放送信号は、フロントエンド回路１４で増幅及びダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換及びＩＱ生成器１５でデジタル信号に変換された後、ＦＭ復調器１６に供給される。そして、ＦＭ復調器１６は、図２に示すようなスペクトルを有するステレオ多重信号を出力する。このステレオ多重信号は、第３の低域通過フィルタ（low pass filter：以下、ＬＰＦという。）２０に供給され、第３のＬＰＦ２０は、ステレオ和信号Ｕｓ（ｚ）を第１の遅延器２２を介してマトリクス回路２１に供給する。マトリクス回路２１には、フィルタリングされた、すなわち周波数で選択的に減衰されたステレオ差信号Ｕｄｅｎ（ｚ）も供給されており、マトリクス回路２１は、左チャンネルの出力信号Ｕｌ（ｚ）及び右チャンネルの出力信号Ｕｒ（ｚ）を出力する。
【００３２】
ＦＭ復調器１６から出力されたステレオ多重信号は、デジタル位相ロックループ（digital phase locked loop circuit：以下、ＤＰＬＬという。）１７にも供給されており、ＤＰＬＬ１７は、３８ｋＨｚのサブキャリアと同相のＩ信号を第２のミキサ１８に供給する。第２のミキサ１８には、ステレオ多重信号も供給されており、第２のミキサ１８は、振幅変調されたステレオ多重信号を復調し、復調されたステレオ多重信号は、第２のＬＰＦ１９によりフィルタリングされ、これにより、ステレオ差信号Ｕｄ（ｚ）が得られる。ＤＰＬＬ１７は、更に３８ｋＨｚのサブキャリアに直交したＱ信号を第１のミキサ６に供給する。第１のミキサ６には、ステレオ多重信号も供給されており、第１のミキサ６から出力信号は、第１のＬＰＦ７でフィルタリングされ、これにより、ステレオ差信号の直交成分ＵｈＱ（ｚ）が得られる。ステレオ差信号の直交成分ＵｈＱ（ｚ）は、ステレオ信号に含まれている雑音を表している。
【００３３】
ステレオ和信号Ｕｓ（ｚ）、ステレオ差信号Ｕｄ（ｚ）及びステレオ差信号の直交成分ＵｈＱ（ｚ）は、例えば、欧州特許出願番号００１２４４６６．４号に開示されているように、人間の聴覚の臨界帯域（critical bandwidth）に等しい帯域を有する複数のフィルタを用いて、信号及び雑音パワーの算出のためにサブバンドフィルタリングされる。もちろん、フィルタバンクをこの他の構成により実現してもよい。上述のように、ステレオ差信号の直交成分ＵｈＱ（ｚ）のサブバンドフィルタリングは行わなくてもよい。この場合、性能が若干低下する。
【００３４】
説明を簡単にするために、図１には、１つのサブバンドに関する回路のみを示す。ここでは、第１のサブバンドに関する回路の全ての構成要素の符号には、下付き文字１を付し、減衰係数（attenuation factors）にも符号（１）を付している。
【００３５】
ステレオ差信号Ｕｄ（ｚ）をフィルタリングする第１の分析フィルタバンク（analysis filter bank）１０のＮ個の出力信号は、それぞれ第２の遅延器２３１〜２３Ｎを介して、それぞれ第１の乗算器４０１〜４０Ｎに供給される。第１の乗算器４０１〜４０Ｎは、遅延されたステレオ差信号のサブバンドをそれぞれ対応する（第２の）減衰係数Ｈａｔｔ（１）〜Ｈａｔｔ（Ｎ）によって重み付けした後、合成フィルタバンク（synthesis filter bank）１１に供給する。合成フィルタバンク１１は、ノイズ除去された、すなわち周波数で選択的に重み付けされたステレオ差信号Ｕｄｅｎ（ｚ）を再構築してマトリクス回路２１に供給する。
【００３６】
以下、各（第２の）減衰係数Ｈａｔｔ（１）〜Ｈａｔｔ（Ｎ）の算出方法について説明する。なお、この具体例では、「１」の符号が付されたＮ個のサブバンドの第１のサブバンドに使用される減衰係数Ｈａｔｔ（１）について説明する。この他のサブバンド、すなわち第２〜第Ｎのサブバンドも第１のサブバンドの処理に用いる回路と同様の回路を必要とするが、これらは図１には示していない。
【００３７】
まず、オーディオサブバンド信号の移動平均信号パワー（moving average signal power）及び移動平均雑音パワー（moving average noise power）を算出する。各フィルタは、例えばアタック（attack）Ｔａ、ホールド（hold）Ｔｈ及びディケイ（decay）Ｔｄの時定数が可変の線形フィルタ又は非線形フィルタであり、基本的には、自乗器（squaring unit）と、その後段に設けられた各フィルタとから構成される。
【００３８】
オーディオサブバンド信号に対応する移動平均差信号パワー（moving average difference signal power）は、それぞれ第２の移動平均フィルタにより得られる。第２の移動平均フィルタは、図１に示すように、第２の自乗器２６１と、その後段に設けられた第２の線形フィルタ２７１とを備える。第１の分析フィルタバンク１０は、第２のＬＰＦ１９からのステレオ差信号Ｕｄ（ｚ）をサブバンドに分割して、符号１が付されたサブバンドに対応する出力信号を第２の自乗器２６１に供給する。第２の自乗器２６１は、このサブバンドの信号、すなわち複素ベースバンド信号を、その絶対値を算出するために自乗して、第２の線形フィルタ２７１に供給する。第２の線形フィルタ２７１は、自乗されたサブバンドの信号をフィルタリングする。
【００３９】
オーディオサブバンド信号に対応する移動平均和信号パワーは、第３の移動平均フィルタにより得られる。第３の移動平均フィルタは、図１に示すように、第３の自乗器２４１と、その後段に設けられた第３の線形フィルタ２５１とを備える。第２のフィルタバンク１２は、第３のＬＰＦ２０からのステレオ和信号Ｕｓ（ｚ）を、第１の分析フィルタバンク１０がステレオ差信号Ｕｄ（ｚ）を分割するのと同じ手法により、サブバンドに分割して、第３の自乗器２４１に供給する。第３の自乗器２４１は、このサブバンドの信号を自乗して、第３の線形フィルタ２５１に供給する。第３の線形フィルタ２５１は、自乗されたサブバンドの信号をフィルタリングする。
【００４０】
オーディオサブバンド信号に対応する移動平均雑音パワーは、それぞれ移動平均フィルタ（moving average filter）により得られる。移動平均フィルタは、図１に示すように、第１の自乗器４１１と、その後段に設けられた非線形フィルタ又は線形フィルタ９１とを備える。第３の分析フィルタバンク１３は、第１のＬＰＦ７からのステレオ差信号の直交成分ＵｈＱ（ｚ）を、第１の分析フィルタバンク１０に対応するサブバンドに分割し、すなわち第１の分析フィルタバンク１０により生成されたサブバンドに対応するサブバンドの信号を生成して、第１の自乗器４１１に供給する。第１の自乗器４１１は、サブバンドの信号を自乗して、線形フィルタ９１に供給する。線形フィルタ９１は、自乗されたサブバンドの信号をフィルタリングする。ここで、第３の分析フィルタバンク１３の各出力信号は、全て複素ベースバンド信号であることが望ましい。
【００４１】
移動平均雑音パワーは、第１の乗算器５１において第１の重み係数β１により重み付けされた後、第１の減算器６１に供給され、第１の減算器６１は、第３の線形フィルタ２５１からの移動平均和信号パワーから、この重み付けされた移動平均雑音パワーを減算する。また、移動平均雑音パワーは、第２の乗算器７１において第２の重み係数γ１により重み付けされた後、第２の減算器８１に供給され、第２の減算器８１は、第２の線形フィルタ２７１からの移動平均差信号パワーから、この重み付けされた移動平均雑音パワーを減算する。
【００４２】
第１の減算器６１の出力信号は、第１のリミッタ２８１に供給され、第１のリミッタ２８１は、第１の減算器６１の出力信号を０以上（≧０）に制限し、第２の減算器８１の出力信号は、第２のリミッタ２９１に供給され、第２のリミッタ２９１は、第２の減算器８１の出力信号を０より大（＞０）となるように制限する。これにより、信号パワー推定値が０より小さくなることが回避される。そして、第２のリミッタ２９１の出力信号は、第４の乗算器３２１に供給され、第４の乗算器３２１は、第２のリミッタ２９１の出力信号を第３の重み係数α１によって重み付して、第１の加算器３３１に供給する。第１の加算器３３１は、この重み付けられた信号と第１のリミッタ２８１の出力信号を加算して、移動平均信号パワーを生成する。第３の重み係数α１による重み付けは、特に低い信号対雑音比において、オーディオサブバンド信号の移動平均信号パワーの算出における誤差を回避するためであり、第３の重み係数αの値は０≦α≦１であり、この具体例では０≦α１≦１の範囲をとり、上述のように、受信状態に応じて決定される。
【００４３】
各サブバンドのマスキングの絶対閾値を考慮するために、第１の加算器３３１からの移動平均信号パワーは、第４の乗算器３４１に供給され、第４の乗算器３４１は、移動平均信号パワーに１／Ｍ１を乗算することにより、移動平均信号パワーを変数Ｍ１で除算する。上述のように、この変数Ｍｎは、受信状態及び／又はステレオ差信号の信号対雑音比に基づいて決定される。
【００４４】
オーディオ信号の各重み付けされた移動平均信号パワーは、それぞれ第３の除算器３５１に供給され、第３の除算器３５１は、重み付けされた移動平均信号パワーを対応する移動平均雑音パワーによって除算して、自乗平方根算出器３６１に供給し、自乗平方根算出器３６１は、移動平均雑音パワーに対する移動平均信号パワーの比の自乗平方根を求める。第２の加算器３７１は、この自乗平方根の値に訂正係数（correcting factor）χ１を加算し、その結果得られる信号を、第３のリミッタ３８１に供給し、第３のリミッタ３８１は、その信号を０≦σ１≦１に制限する。ここで、σ１は、受信状態、例えば対応するサブバンド差信号の「従来の」（第１の）減衰係数Ｈｄｅｎ、この具体例ではＨｄｅｎ（１）を算出するために用いられる電界強度等に基づいて決定される。また、ステレオ差信号の減衰を大きくする訂正係数χ１は、オーディオ信号における可聴雑音歪み（audible noise distortions）を最小化するために用いられる。なお、受信状態が良好であれば、訂正係数χ１は、雑音除去によるアーテファクト（artefacts）の発生を回避するために、ステレオ差信号の減衰を小さくし、又は制限するために用いることもできる。
【００４５】
上述のように、「従来の」（第１の）減衰係数Ｈｄｅｎの値は、０〜１の間の値となるように制限されている。受信状態が非常に悪い場合、制御信号を１より小さい値に制限することにより、ステレオ効果の変調の効果が減少する。したがって、本発明では、この制限を、上述のように、受信状態及び／又はステレオ差信号の信号対雑音比に基づいて決定するようにしている。
【００４６】
サブバンド差信号の振幅を考慮するために、すなわちステレオ差信号の振幅が小さい場合に生じるオーディオ信号の空間感覚的な歪みを抑制するために、第５の乗算器３９１により、「従来の」（第１の）減衰係数Ｈｄｅｎの値に重み付け信号を乗算し、すなわち「従来の」（第１の）減衰係数Ｈｄｅｎの値を重み付けして、本発明に基づく（第２の）減衰係数Ｈａｔｔ（１）を決定する。欧州特許出願番号００１２４４６６．４号に開示されている減衰係数、すなわち上述の説明における（第１の）減衰係数Ｈｄｅｎは、移動平均信号推定値から移動平均雑音推定値を減算しているので、より信頼度が高い値となる。
【００４７】
「従来の」（第１の）減衰係数Ｈｄｅｎから（第２の）減衰係数Ｈａｔｔを算出するための重み付け信号は、以下のようにして得られる。
・第１の除算器１１において、第２のリミッタ２９１の出力信号を第１の線形フィルタ９１の出力信号により除算し、すなわち雑音パワー推定値に対する差信号パワー推定値の比を表す信号を生成し、第１の除算器１１の出力信号を第１のフィルタ回路２１において、第１のフィルタ特性（characteristic）（Ａ１）によりフィルタリングし、これにより得られた信号を第４のリミッタ３０１により１以下に値に制限する。フィルタ特性Ａ１は、フィルタ機能を有する又は有さない非線形処理回路を含んでいてもよい。
・第２の除算器３１において、第１のリミッタ２８１の出力信号を第２のリミッタ２９１の出力信号により除算し、すなわち差信号パワー推定値に対する和信号パワー推定値の比を表す信号を生成し、第２の除算器３１の出力信号を第２のフィルタ回路４１において、第２のフィルタ特性Ｂ１によりフィルタリングし、これにより得られた信号を第５のリミッタ３１１により１以下に値に制限する。フィルタ特性Ｂ１は、フィルタ機能を有する又は有さない非線形処理回路を含んでいてもよい。
・第６の乗算器４２１において、第４のリミッタ３０１の出力信号と第５のリミッタ３１１の出力信号とを乗算する。
【００４８】
図１に示す第１の遅延器２２は、遅延係数μｓを有し、フィルタリング全体、すなわち分析フィルタバンクから合成フィルタバンクまでのグループ遅延を等化し、これにより、ステレオ和信号Ｕｓ（ｚ）及び雑音除去されたステレオ差信号Ｕｄｅｎ（ｚ）が時間的に対応する。第２の遅延器２３１は、遅延係数μｃｔｒを有し、減衰係数を算出するために必要なフィルタ、すなわち分析フィルタバンクの後から合成フィルタバンクの前までのグループ遅延を等化し、これにより、ステレオ差信号を遅延させて、算出された減衰係数に対応させている。
【００４９】
フィルタバンクのサブバンド帯域幅及び具体的構成は、例えば、欧州特許出願番号００１２４４６６．４号にも開示されているように、例えば１９９５年ウィリー・アンド・サンズ（Whiley & Sons）発行、エヌ・ジェイ・フリッジ（N.J.Fliege）著「マルチレートデジタル信号処理（Multirate Digital Signal Processing）」に開示されている相補フィルタバンク（complementary filter bank）と、１９８３年、プレンティス−ホール（Prentice-Hall）発行、アール・イー・クロチエール（R.E.Crochiere）及びエル・アール・ラビナ（L.R.Rabiner）著、「マルチレートデジタル信号処理（Multirate Digital Signal Processing）」に開示されているような補間ＤＦＴフィルタバンク（interpolated DFT filter banks）との組合せとして選択してもよい。
【００５０】
さらに、欧州特許出願番号００１２４４６６．４号にも開示されているように、上述の要求を満たすこの他のフィルタバンクを用いてもよい。
【００５１】
【発明の効果】
以上のように、本発明に係る雑音除去方法は、ステレオ和信号とステレオ差信号からなるステレオ信号の雑音除去方法において、少なくとも１つの減衰係数によるステレオ差信号の減衰に基づいて、ステレオ信号とモノラル信号を混合し、ステレオ差信号の振幅を考慮して少なくとも１つの減衰係数を重み付けし、ステレオ差信号を減衰させる第２の減衰係数を決定する。これにより、チャンネル分離の効果を不必要に低下させることなく、空間的歪みを効果的に抑制することができる。
【００５２】
また、本発明に係る雑音除去装置は、少なくとも１つの減衰係数によるステレオ差信号の減衰に基づいてステレオ信号とモノラル信号を混合する雑音除去装置において、ステレオ差信号の振幅を考慮して少なくとも１つの減衰係数を重み付けし、ステレオ差信号を減衰させる第２の減衰係数を決定する重み付け手段を備える。これにより、チャンネル分離の効果を不必要に低下させることなく、空間的歪みを効果的に抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したＦＭ放送用デジタル受信機の構成を示すブロック図である。
【図２】ステレオ多重信号のスペクトルを示す図である。
【符号の説明】
１  第１の除算器、２  第１のフィルタ、３  第２の除算器、４  第２のフィルタ、５  第１の乗算器、６  第１の減算器、７  第２の乗算器、８  第２の減算器、９  線形又は非線形フィルタ、１０  第１の分析フィルタバンク、１１  合成フィルタバンク、１２  第２の合成フィルタバンク
【図１】
0004262947.tif 000002
【図２】
0004262947.tif 000003