(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ランプに高周波電力を与える負荷回路（ＣＫ、ＣＲ、Ｌ１、Ｌ２）と、この負荷回路を作動させるための周波数発生器（Ｃ０、ＴＯ、ＴＵ）と、この周波数発生器を駆動するための駆動回路（Ｃｉ、ＣＰ、ＣＳ、ＬＰ、ＬＳ、ＴＲ）とを備えた低圧放電ランプの点灯回路において、
点灯回路は無電極式低圧放電ランプ（Ｅ）を点灯するために設計され、ランプを備えた負荷回路と駆動回路とを含み、
負荷回路（ＣＫ、ＣＲ、Ｌ１、Ｌ２）は直列振動回路（ＣＫ、ＣＲ、Ｌ２）とこの直列振動回路の共振コンデンサ（ＣＲ）に並列に位置しランプ（Ｅ）に高周波電力を与えるコイル（Ｌ１）を備えた枝路とを有し、共振コンデンサ（ＣＲ）はコイル（Ｌ１）と共に並列振動回路（Ｌ１、ＣＲ）を形成して、直列振動回路（ＣＫ、ＣＲ、Ｌ２）および並列振動回路（Ｌ１、ＣＲ）に所属し、
直列振動回路（ＣＫ、ＣＲ、Ｌ２）は、ランプ（Ｅ）に高周波電力を与えるコイル（Ｌ１）に直列に接続された電流制限コイル（Ｌ２）を含み、この電流制限コイル（Ｌ２）のインダクタンスはランプ（Ｅ）に高周波電力を与えるコイル（Ｌ１）のインダクタンスより小さく、
周波数発生器（Ｃ０、ＴＯ、ＴＵ）は供給電圧（Ｕ0）によって充電されるコンデンサ（Ｃ０）とこのコンデンサ（Ｃ０）から給電され直列に接続された２つのスイッチング素子（ＴＯ、ＴＵ）を有し、２つのスイッチング素子（ＴＯ、ＴＵ）の接続点（ＭＰ）と電流制限コイル（Ｌ２）との間に、直流分離ないし高周波結合コンデンサ（ＣＫ）が接続され、
駆動回路（Ｃｉ、ＣＰ、ＣＳ、ＬＰ、ＬＳ、ＴＲ）は、作動状態では直線的なＢ−Ｈ駆動磁界で、即ち非飽和領域で動作するように設計されたフェライトコア付き変圧器（ＬＰ、ＬＳ、ＴＲ）を有し、
点灯回路に自励制御を行い共振周波数で動作させることを特徴とする低圧放電ランプの点灯回路。
【請求項２】
７０ｋＨｚ以上の動作周波数を持つことを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項３】
駆動回路（Ｃｉ、ＣＰ、ＣＳ、ＬＰ、ＬＳ、ＴＲ）は、周波数発生器（Ｃ０、ＴＯ、ＴＵ）の電界効果トランジスタ（ＴＯ、ＴＵ）の少なくとも１つのゲートを駆動するために必要な電圧を、共振電圧を増大させることによって形成するように設計されていることを特徴とする請求項１又は２記載の回路。
【請求項４】
変圧器（ＬＰ、ＬＳ、ＴＲ）は共振電圧を増大させるために共振回路（ＬＳ、ＣＳ）に接続されていることを特徴とする請求項１乃至３の１つに記載の回路。
【請求項５】
駆動回路（Ｃｉ、ＣＰ、ＣＳ、ＬＰ、ＬＳ、ＴＲ）は、負荷回路（ＣＫ、ＣＲ、Ｌ１、Ｌ２）から電圧を取出し駆動回路を電圧によって駆動するように設計された装置（Ｃｉ）を有することを特徴とする請求項１乃至４の１つに記載の回路。
【請求項６】
周波数発生器（Ｃ０、ＴＯ、ＴＵ）はハーフブリッジ式またはフルブリッジ式として構成されていることを特徴とする請求項１記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ランプに高周波電力を与える負荷回路と、この負荷回路を作動するための周波数発生器と、この周波数発生器を駆動するための駆動回路とを備えた低圧放電ランプの点灯回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
低圧放電ランプは数十年前から広く普及しており、このランプのために相応する多数の点灯回路が知られている。本発明は、ランプに高周波電力を与える負荷回路と、この負荷回路を作動するための周波数発生器と、この周波数発生器を駆動するための駆動回路とを備えた低圧放電ランプの公知の点灯回路から出発している。
【０００３】
最近の重要な技術的開発は無電極式低圧放電ランプである。この放電ランプでは放電プラズマの点弧及び維持のために必要な電圧もしくは電力は電極がガラス球内に設置されていなくても放電ガスに与えられる。このことはガラス球の一部分を包囲しそれによって放電ガスに誘導電圧を与える特に閉ループのコイル鉄心によって行うことができる。無電極式低圧放電ランプのための他の技術的な細部は国際特許出願第ＰＣＴ／ＥＰ９６／０３１８０号明細書に記載されており、その開示内容は本件出願に十分取入れられるものとする。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、新しい無電極式低圧放電ランプを公知の点灯回路では点灯することができないという技術的な問題から出発している。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明による点灯回路は、ランプに高周波電力を与える負荷回路と、この負荷回路を作動させるための周波数発生器と、この周波数発生器を駆動するための駆動回路とを備えた低圧放電ランプの点灯回路において、
点灯回路は無電極式低圧放電ランプを点灯するために設計され、ランプを備えた負荷回路と駆動回路とを含み、
負荷回路は直列振動回路とこの直列振動回路の共振コンデンサに並列に位置しランプに高周波電力を与えるコイルを備えた枝路とを有し、共振コンデンサはコイルと共に並列振動回路を形成して、直列振動回路および並列振動回路に所属し、
直列振動回路は、ランプに高周波電力を与えるコイルに直列に接続された電流制限コイルを含み、この電流制限コイルのインダクタンスはランプに高周波電力を与えるコイルのインダクタンスより小さく、
周波数発生器は供給電圧によって充電されるコンデンサとこのコンデンサから給電され直列に接続された２つのスイッチング素子を有し、２つのスイッチング素子の接続点と電流制限コイルとの間に、直流分離ないし高周波結合コンデンサが接続され、
駆動回路は、作動状態では直線的なＢ−Ｈ駆動磁界で、即ち非飽和領域で動作するように設計されたフェライトコア付き変圧器を有し、
点灯回路に自励制御を行い共振周波数で動作させることことを特徴とする。
【０００６】
点灯回路に自励制御を行い共振周波数で動作させると、従来回路特に周波数発生器のＩＣ駆動部を備えた従来回路に比較して著しく“ソフトな”点灯方式を可能になる。このことは特に、駆動回路の電圧及び電流の時間変化が動作周波数の基本振動の正弦波形に極めて近似していることを意味する。
【０００７】
この“ソフトな”点灯様式によって回路の損失は明らかに低くなる。このことは特に周波数発生器のスイッチング素子のスイッチング損失に該当するが、しかしながらコイル鉄心の磁化損失等にも該当する。さらに高調波成分が少ないことは電磁的適合性に役立ち、しかも一方では電源供給への高調波成分の侵入に関して、他方では遮蔽容器を使用しないならば無線放射に関しても役立つ。
【０００８】
共振近辺で作動することの上述の利点は、本発明による回路が従来回路から知られている周波数（従来では約２０〜５０ｋＨｚ）より著しく高いランプの点弧及び連続点灯時の周波数用に特に設計されなければならないということを考慮すると一層重要になる。このような高い周波数から、放電に高周波電力を誘導的に与える際その都度の周波数に比例する誘導電圧が生ずる。このことは特に重要である。何故ならば、電極を省略することによって、電子仕事関数を低下させる電極被膜又は電極予熱によって電子放出による十分な事前のイオン化を生ぜしめることが同様に無くなるからである。この事前のイオン化はプラズマを点弧するための臨界的な場強度を明らかに低下させる。
【０００９】
高い動作周波数は好ましくは７０ｋＨｚ以上であり、２００ｋＨｚ以上ならばもっと良い。一般に一方では点弧作動と通常作動との相違によって、他方では温度が変化して放電の外部又は内部パラメータが変化した際の以下において説明する周波数変化によって動作周波数が変化し得るので、ここでは多数の動作周波数が問題となる。
【００１０】
高い動作周波数は、周波数発生器のスイッチング素子として、従来使用されていたバイポーラパワートランジスタの代わりに、電界効果トランジスタ特にＭＯＳ−ＦＥＴのような高速トランジスタを使用することを必要とする。トランジスタ損失を許容可能な範囲内に保持するために、バイポーラトランジスタは飽和領域内で作動させられ、このことから比較的長い再結合相を持ちバイポーラデバイスの特徴である電荷キャリヤの蓄積が生じる。このような再結合相又は蓄積時間は周波数の増大を妨げる。
【００１１】
このような欠点は電界効果トランジスタによって回避されるが、しかしながらこの電界効果トランジスタは駆動のために明らかに高い電圧レベル（シリコンバイポーラトランジスタの場合の０．７Ｖに対してＭＯＳ−ＦＥＴの場合には約４Ｖ）を必要とする。さらにこの電圧レベルはユニポーラトランジスタの感じとれるくらいの電荷キャリヤ蓄積がないので所望のスイッチオン期間全体に亘って維持されなければならない。本発明による実施態様によれば、必要なゲート電圧は、振動回路を共振近辺で励振することによって作られた電圧増大を電界効果トランジスタの駆動のために使用することによって形成される。ゲート電圧以上にならなければならない電圧の必要な時間的長さは共振電圧の振幅によって調整することができる。何故ならば、正弦波に近い電圧振動は２つの零点通過の間の相応する比較的長い期間にわたって振幅が比較的高い場合ゲート電圧の閾値以上になるからである。
【００１２】
本発明の他の実施態様は、例えば上述のゲート駆動電圧を供給する振動回路を励振することのできるフェライトコア付き変圧器を駆動回路内で使用することである。その場合、ゲート正弦波電圧のひずみ及び不所望な損失を回避するために、変圧器鉄心を非飽和領域で作動させることが重要であることが判明している。そのひずみは本発明による回路システムの“ソフトな”即ち正弦波に近い動作の妨げになる。その他に、ひずみはゲート駆動電圧に有害なひずみをもたらし、これがスイッチオンパルスの持続時間に影響する。特に、飽和に伴って現れるインダクタンスの減少によって零点通過間には不所望な“尖った”電圧波形が現れ、これがゲート駆動電圧に伝達される。
【００１３】
ゲート正弦波駆動の他の利点は、トランジスタのスイッチオフの直前に非常に小さなゲート電荷、即ち僅かなエネルギーがトランジスタに蓄積され、これがドレイン電流を非常に早く減少させ、それによりスイッチオフ損失が非常に小さくなる点である。
【００１４】
全体的に自由振動する共振近辺の回路システムを得るために、つまり点灯回路に自励制御を行い共振周波数で動作させるために、駆動回路用のエネルギーを負荷回路から取ることは有利である。電界効果トランジスタはバイポーラトランジスタに比べてむしろより電力の少ない電圧駆動を必要とするので、本発明は他の実施態様では例えばランプ電圧を取出すコンデンサによって電圧を負荷回路から取出すことを考えている。このことによって、高い動作周波数に起因して大きな負荷を与えられる変圧器鉄心の重大な損失問題と、全負荷電流が一次コイルに流れる通常の飽和変流器の場合のように大きな負荷を与えられるので鉄心の寸法を大きくする必要が無くなるという利点も得られる。
【００１５】
負荷回路自体の配線に関しては、本発明によれば“直並列的な”構成を選定することが特に考えられる。これによって、直列振動回路は、振動回路の一部分に並列に位置しランプに高周波電力を与えるコイルが設けられた枝路と組合わされる。点弧前にこの並列部分は少し減衰され、直列スイッチング回路は少し減衰した直列振動回路用に特有に作られた共振電圧増大を必要な点弧電圧の形成のために提供することができる。この点弧電圧は並列部分を介して取出され、放電へ誘導的に与えられる。点弧後、直列振動回路はプラズマ放電の変換された抵抗によって強く減衰され、ランプ内の電流制限に有利に役立つ。（このことは低圧放電ランプの負の微分抵抗のために重要である。）
【００１６】
直列振動回路内の電流制限コイル（通常ランプチョークコイルと称される）は作動状態では並列なランプコイルに高周波的にほぼ並列接続される。とりわけ電流制限コイルのインダクタンスがランプコイルのインダクタンスより小さい場合、上記直並列回路の等価インダクタンスへの従って直並列装置の共振周波数へのランプコイルインダクタンスの変動の影響は明らかに減少する。
【００１７】
このことは、例えば外気温度変動、ランプからの加熱等々によるランプコイル鉄心の温度変動が磁気特性（初透磁率及び振幅透磁率）、従ってランプコイルのインダクタンスへ非常に強く影響するので、利点となる。その結果生じた周波数離調はとりわけ固定周波数駆動の場合作動上の問題を生じ得る。装置の共振周波数は発生器の駆動周波数から遠く離れているので、例えばランプは特に低い又は特に高い温度の際にはもはや点弧できないということが起こり得る。小さなインダクタンスを有する電流制限コイルを直列振動回路に備えた上述の並列回路効果によってそのことが防がれる。ランプコイル鉄心内の温度変動の影響は、このランプコイル鉄心では結合係数のためにランプチョークコイルとは反対に空隙のないフェライトコア、即ちマイクロメータ範囲の出来るだけ小さな空隙を有する鉄心を使用しなければならないので、重要である。
【００１８】
さらに負荷回路、駆動回路及び周波数発生器から成る装置全体は、この“フィードバックループ”内への負荷回路内の周波数のずれを自動的に妨げるように設計することができる。例えば異常に低いランプコイル鉄心温度、従って非常に低いインダクタンスによって、負荷回路の共振周波数が高くなる、即ち本発明による自由振動回路システムの作動周波数全体が高くなる。それに結びついた低圧放電ランプ内の高い誘導電圧によって、この種のランプの特徴である電力減少及び相応する高さの放電電圧が生じる。この高い放電電圧に相応して電力発生器のスイッチング変圧器のゲート制御電圧振幅が直線的に増大し、この増大がスイッチングトランジスタの比較的長いスイッチオン時間を生ぜしめる。この比較的長いスイッチオン時間は電力発生器の動作周波数を低下させ、従ってランプ電力を相応して増大させる。本発明による自由振動共振駆動の特徴であるシステム全体の自己安定化作用が全体的に生じる。
【００１９】
本発明の利点はパラメータ変動に対する回路の大きな信頼性及び僅かな感応性だけにあるのではない。その他に大きな部品公差を許容することができ、このことによって特にランプコイルの鉄心におけるコスト上の利点が生ずる。
【００２０】
【実施例】
次に本発明を実施例に基づいて説明する。その際付加的に説明する技術的に細かい点は個々にも又は任意の組み合わせにおいても本発明とって重要である。
【００２１】
図１は無電極式低圧放電ランプの電子安定器の一部分としての本発明による点灯回路を示す。左側からこの回路の入力端に整流された供給電圧Ｕ0 が印加され、この供給電圧Ｕ0 によって蓄積電解コンデンサＣ０が充電される。この電解コンデンサから２つのＭＯＳ−ＦＥＴスイッチング素子ＴＯ、ＴＵ及び中間接続点ＭＰを備えた“Ｄ級”ハーフブリッジ式周波数発生器が給電される。このハーフブリッジ式周波数発生器は、その中間接続点と負の給電枝路（アース）との間に位置する直流分離ないし高周波結合コンデンサＣＫ、電流制限及び直列振動回路コイル（ランプチョークコイル）Ｌ２、直列回路共振コンデンサＣＲ、このコンデンサに並列に位置する結合コア付きランプコイルＬ１、回路の電力出力部としてその結合コアに接続された無電極式低圧放電ランプＥ等の順番に挙げた要素を備えた直並列負荷回路を作動する。
【００２２】
ランプコイル電圧ないし共振コンデンサ電圧Ｕ1 （アースされた負の給電枝路）は“Ｄ級”ハーフブリッジ式周波数発生器のための駆動回路の取出コンデンサＣi によって取出され、フェライトコアＴＲ、一次巻線ＬＰ及び２つの二次巻線ＬＳを備え直線的なＢ−Ｈ磁界で、即ち飽和領域から遠く離れたところで動作する変圧器に供給される。回路図における黒い点は変圧器ＴＲの巻線の各巻線始端を表している。二次巻線は逆向きに接続されている。変圧器は二次巻線ＬＳとＭＯＳ−ＦＥＴスイッチング素子ＴＯ又はＴＵの全ゲート容量ＣＧとからそれぞれ構成された２つの共振回路を励振する。ゲート容量はトランジスタ固有のものであり、工学的・物理的効果を減少させ、主として静的入力容量Ｃiss ならびにゲート−ドレイン間の動的に変わるミラー容量を含んでいる。
【００２３】
取出コンデンサＣi 及び一次巻線ＬＰを備えた駆動回路の取出枝路の同調のために、一次巻線ＬＰに並列に同調コンデンサＣＰが設けられている。同様に振動回路はＭＯＳ−ＦＥＴゲート駆動のために二次巻線ＬＳに並列に同調コンデンサＣＳを含んでいる。これらの同調コンデンサはゲート容量より小さく、ゲート共振周波数の微同調のためだけに使われる。これは上述した他の容量及びインダクタンスの尺度となるように予め定められる。
【００２４】
スイッチング特性、特にスイッチオフ損失を改善するために、抵抗ＲＧ、ディプレッション形トランジスタＴ１及びダイオードＤ３が使われる。逆直列に接続された保護用ツェナーダイオードＺはランプの点弧中ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート電圧を制限する。さらにこの回路は抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、ダイオードＤ２及びダイアックＤ１から形成された鋸歯状波発生器の形態で周波数発生器のための通常の始動回路を含んでおり、この鋸歯状波発生器は動作周波数で始動後ダイオードＤ２によって消弧される。抵抗ＲＳはその鋸歯状波発生器によって電力発生器を始動する前に中間接続点ＭＰに規定電位（正の供給電位）を予め与えるために使われる。
【００２５】
コンデンサＣＴは“台形コンデンサ”として知られており、ＭＯＳ−ＦＥＴスイッチング素子ＴＯ、ＴＵのスイッチング状態が変化した際の中間接続点ＭＰの電位跳躍の急峻度を制限する。
【００２６】
この回路を設計するために重要なことは共振周波数、従って点灯周波数の正しい同調である。負荷回路では容量ＣＫ、ＣＲ及びインダクタンスＬ２、Ｌ１が非減衰共振周波数ｆR を決定し、それに対して駆動回路の容量ＣＰ、Ｃi 、ＣＳならびに動的ゲート容量ＣＧ（図示されていない）及びインダクタンスＬＰ、ＬＳが全共振周波数ｆD を決める。点灯周波数ｆO （ランプ放電による減衰を持つ場合も持たない場合も同じ）は振動系の結合によって減衰によりずらされて点灯中の周波数ｆD とｆR との中間値として作られる。回路の作動及びランプの点灯のためにはランプを誘導性負荷として、即ち電流が遅れるように点灯することが必要であるので、周波数ｆD は周波数ｆR より大きく選定され、それにより動作周波数ｆO は如何なる場合でも負荷回路の共振周波数以上になる。このことは負荷を与えられていない（点弧前の）負荷回路に対してもまた負荷を与えられた負荷回路に対しても同様に当てはまる。
【００２７】
９５％以上の最適効率を可能にするような回路システムの出来るだけ正弦波に近い（“ソフトな”）全振動を達成するために、周波数ｆD 、ｆO 、ｆR をそれぞれ数パーセントだけ異ならせることが望まれている。しかしながら、相違が小さすぎると特に電力発生器の始動中ハーフブリッジを容量性作動（このことは本来望まれていない）する危険が含まれる。
【００２８】
所望の動作周波数に応じて、変圧器ＴＲの環状鉄心（トロイド）は、変圧器が非飽和領域で動作することができしかも約０．３Ｗ／ｃｍ3 の鉄心損失限界を出来るだけ越えないように横断面を設計しなければならない。
【００２９】
負荷回路の直並列構成（装置）は主として次の特色を有する。点弧前に直並列構成が主としてランプコイルＬ１の鉄心損失のみによって減衰され、それゆえ僅かに負荷を与えられた共振回路は点弧のために増大させた高い共振近辺の電圧を提供する。その際、電圧の約２．５乗で上昇するランプコイルＬ１内の鉄心磁気損失が基本的に制限的に作用する。発生器は制御された電圧源として振る舞う。ランプの点弧電圧を上回ると、（Ｌ１を持つ）負荷回路の並列部分はランプコイルＬ１の巻線によって変換されたプラズマ放電の実効抵抗を負荷として与えられ（Ｒ１＝Ｎ2 ・ＲＥ）、点灯周波数が高くなり、インダクタンスＬ２は電流制限ランプチョークコイルとして働き、それにより発生器は再び制御された電流源として振る舞う。その際安定な点灯は、発生器電流源の全交流電流抵抗が（Ｌ２によって決定されて）ランプ特性線の負の微分抵抗より常に大きいことを前提とする。
【００３０】
図２は周波数発生器の中間接続点での電圧ＵMP、負荷回路電流ＩL2及び下側（ｎチャネル）ＭＯＳ−ＦＥＴＴＵのゲート電圧ＵGateの時間特性線を概略的に示す。中間接続点ＭＰの電位は正の給電枝路の電位と負の給電枝路の電位とに交互になる。その際、両ＭＯＳ−ＦＥＴに並列に接続された台形コンデンサＣＴによって決定された移行時間ｔT が尺度として発生する。この移行時間は知られているように一方では電磁的適合性を改善するために設けられ、他方ではスイッチング損失を最少にするために設けられている。過度に高速に増大するドレイン−ソース間電圧は任意に高速に減少しないドレイン電流と強くオーバーラップし（“クロスオーバー”）、これからスイッチオフ電力損失が生ずる。台形コンデンサの両機能は、同じ働きをする他の回路要素によって置換することもできるが、本発明による回路の動作周波数を高める際非常に重要である。
【００３１】
内在ボディダイオードを含むＭＯＳ−ＦＥＴの導通状態は、一方では一番下の特性線においてゲート電圧がＭＯＳ−ＦＥＴの閾値電圧Ｕthr の下に位置する位相から構成され、他方では閾値電圧Ｕthr の上に位置してトランジスタが導通する位相から構成される。この時間範囲では負荷回路電流ＩL2は（負荷回路インピーダンスによって与えられた時定数でもって）単調に増大しながら流れる。しかしながら、装置の共振フィルタ作用によって、その装置内に含まれた高調波振動は主として図２に示された電流正弦波の基本波が支配的になるような強さの相対的減衰を生ずる。
【００３２】
ＭＯＳ−ＦＥＴを通る電流の流れは今述べた位相の前に、即ち閾値電圧Ｕthr に到達する前にＭＯＳ−ＦＥＴのいわゆる“ボディダイオード”を通る逆向きの電流の流れによって始まる。これによって中央の特性線に記入された時間的に前に位置する逆向き電流が流れる。この電流は下側トランジスタに対してはＩDU、上側トランジスタに対してはＩDOを付されている。チャネルが導通した際の本来のトランジスタ電流はＩTU、ＩTOを付されている。
【００３３】
切換位相ｔT の期間中、全部を合わせて正弦波に近くなる電流の“不足分”は台形コンデンサ及びトランジスタの出力容量ＣOSS 内へ流れる。
【００３４】
回路の機能を果たすために重要なことはトランジスタのチャネルが導通すること、即ち負荷電流ＩL2が符号を変える前に閾値電圧Ｕthr に到達することである。何故ならば、ボディダイオードは零点通過後の符号反転した電流を阻止するからである。
【００３５】
回路は上手く設計されている場合−３５℃〜＋５０℃の外気温度、−３５℃〜＋１２５℃の部品温度に適し、５０〜４５０Ｖの整流された供給電圧で作動することができ、２０〜１０００Ｗの電力用に設計することができる。動作周波数は１００ｋＨｚ〜３ＭＨＺである。上記の値は一時的な実験による結果を示し、決してこの値に制限されるものではないと理解するべきである。
【００３６】
図示の例ではランプコイルＬ1 とランプＥとの間には１つのフェライトカプラ（コイル環状鉄心）しか示されていない。ランプの電力が非常に高い場合（５００〜１０００Ｗ）点弧の問題が発生し、放電幾何形状が大きいか又はその他の点で問題がある場合均一性の問題が起こる。このような場合複数のフェライトカプラ、即ち複数のランプコイルが有効である。勿論、１つの電力発生器から給電される複数のランプも考えられる。
【００３７】
複数のランプコイル及びフェライトカプラの場合原理的に直列接続又は並列接続が可能である。しかしながら、特に高電力の場合には並列接続が好ましい。インダクタンス、電流、電圧には公知の計算法則が当てはまる。カプラのインダクタンスは出来るだけ等しくなければならない。
【００３８】
磁化電流を減少させるためにはランプコイルＬ１のインダクタンスを出来るだけ高くすることも重要である。このためには高透磁率を有しかつ初透磁率ならびに振幅透磁率の変化の少ないフェライト材料が使用されなければならず、しかも最小空隙及び高いパーミアンス係数を有するフェライト材料が適用されなければならない（冒頭で述べた負荷回路離調を惹き起こし得る透磁率の温度依存性がとりわけ重要である）。
【００３９】
フェライトカプラＬ１の磁化電流の減少は図１に記入されているようにカプラ電圧Ｕ1 とカプラ電流Ｉ1 との間の位相角φに非常に有利に作用する。この位相角φが小さい場合ｃｏｓφが大きくなり、放電に与えられる有効電力Ｐ1 ＝Ｕ1 Ｉ1 ｃｏｓφが高くなる。φが１０〜１５°であり、その結果ｃｏｓφが０．９５以上になる場合、或る一定の電力Ｐ1 の際には電流Ｉ1 を減少させることができることは明らかである。この小さな電流Ｉ1 は負荷電流ＩL2を小さくし、電力発生器全体内にこれによって生ぜしめられた小さな電流はシステム全体の損失を小さくしかつ効率を高くする。
【００４０】
カプラの磁性材料は所望の周波数範囲においては予想した鉄心温度（約１００〜１２０℃）の際に６０ｍＷ／ｃｍ3 以上の固有損失を発生しないように選定されなければならない。高いインダクタンスを有するが漏れインダクタンスの少ない閉ループ磁気回路は雑音防止及びシステム皮相電力の減少に役立つ。
【００４１】
上記の固有フェライト損失、カプラーコイルの適当な選定、ならびに出力値Ｕ1 、Ｉ1 、ｃｏｓφを用いて、９８〜９９％の非常に高いエネルギー伝達効率が達成され、フェライトカプラー内の損失は全伝送電力の１〜２％に過ぎない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示す回路図。
【図２】本発明の実施例の動作態様を容易に理解するための時間ダイアグラム。
【符号の説明】
ＴＯ、ＴＵ  ＭＯＳ−ＦＥＴスイッチング素子
ＭＰ  中間接続点
Ｃ０  蓄積電解コンデンサ
ＣＴ  コンデンサ
ＣＫ  直流分離もしくは高周波結合コンデンサ
ＣＲ  直列回路共振コンデンサ
Ｃｉ  取出コンデンサ
ＣＰ、ＣＳ  同調コンデンサ
Ｌ１  ランプコイル
Ｌ２  電流制限及び直列振動回路コイル（ランプチョークコイル）
ＴＲ  フェライトコア
ＬＰ  一次巻線
ＬＳ  二次巻線
Ｔ１  ディプレッション形トランジスタ
Ｚ  保護用ツェナーダイオード
Ｄ１  ダイアック
Ｄ２、Ｄ３  ダイオード
Ｒ１、ＲＳ、ＲＧ  抵抗
Ｅ  無電極形低圧放電ランプ
【図１】
0004261628.tif 000002
【図２】
0004261628.tif 000003