(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＳ−ＣＤＭＡ移動ステーション（１０４）であって、
通信信号を受信しかつ第１の信号を生成するための第１のアンテナ（１３０）、
通信信号を受信しかつ第２の信号を生成するための第２のアンテナ（１３２）、
前記第２のアンテナに結合され、前記第２の信号に応じて遅延された信号を生成する遅延要素（１４２）、
前記第１のアンテナおよび前記遅延要素に結合され、前記第１の信号および前記遅延された信号を加算して加算された信号を生成するための加算器（１４８）、
前記遅延要素と前記加算器との間に結合され、制御信号に応じて前記加算器を前記遅延要素から切り離すためのスイッチ（１４６）、
前記スイッチに結合され、前記加算された信号が所定の基準に適合しない場合に前記制御信号を生成する制御回路（１４４）、
を具備することを特徴とするＤＳ−ＣＤＭＡ移動ステーション（１０４）。
【請求項２】
前記加算器に結合され、組合わされた信号を受信するためのレーキ受信機（１１２）を具備し、該レーキ受信機は前記組合わされた信号におけるデータシンボルを検出するために複数のフィンガ（１２２，１２４，１２６，１２８）をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載のＤＳ−ＣＤＭＡ移動ステーション。
【請求項３】
前記所定の基準は、推定されたチャネル遅延広がりのプロフィールの関数であることを特徴とする請求項２に記載のＤＳ−ＣＤＭＡ移動ステーション。
【請求項４】
前記所定の基準は、合計のマルチパスエネルギに関して前記レーキ受信機によって受信されたマルチパスエネルギの尺度からなることを特徴とする請求項３に記載のＤＳ−ＣＤＭＡ移動ステーション。
【請求項５】
前記所定の基準は、前記レーキ受信機の全てのフィンガによって検出された総合的な受信信号電力に対する最も強い信号を受信したレーキ受信機のフィンガによって検出された受信信号電力の比率を含むことを特徴とする請求項３に記載のＤＳ−ＣＤＭＡ移動ステーション。
【請求項６】
前記遅延要素は、前記第２の信号を所定の遅延時間だけ遅延させて前記遅延された信号を生成することを特徴とする請求項１に記載のＤＳ−ＣＤＭＡ移動ステーション。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般的には通信システムに関する。より特定的には、本発明はダイレクトシーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡまたはＣＤＭＡ）通信システムおよびそのようなシステムにおける空間ダイバシティの使用に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＳ−ＣＤＭＡまたはＣＤＭＡ通信システムはセルラ電話システムとして実施されている。ＣＤＭＡシステムはシステムコントローラおよび少なくとも１つのベースステーションを含む。各々のベースステーションは固定された地理的領域またはセルに通信サービスを提供する。セルにおける移動ステーションはそのセルに対するベースステーションと通信する。移動ステーションとの通信は移動ステーションがセルの間で移動するに応じてベースステーションの間でハンドオフされる。そのようなシステムの１つの例はデュアルモード広帯域スペクトル拡散セルラシステムのためのＥＩＡ−ＴＩＡ暫定標準９５移動ステーション−ベースステーション適合性標準（“ＩＳ−９５”）に従うシステムである。
【０００３】
ＩＳ−９５システムを含むＣＤＭＡシステムにおいては、移動ステーションとベースステーションとの間の通信リンクはベースステーションから移動ステーションへの順方向リンク（ｆｏｒｗａｒｄ  ｌｉｎｋ）および移動ステーションからベースステーションへの逆方向リンク（ｒｅｖｅｒｓｅ  ｌｉｎｋ）を含む。コンシューマ製品としての、移動ステーションはその材料のコストおよび製造コストにおいて厳しく制限される。従って、移動ステーションは通常冗長なハードウエア要素および他の特徴機能（ｆｅａｔｕｒｅｓ）を省略する。例えば、そのような移動ステーションは受信機の感度を増大するために空間ダイバシティ技術を使用しておらず、それはそうすることは移動ステーションにおいて２つのアンテナおよび２つの無線周波（ＲＦ）信号処理経路またはパス、ならびにダイバシティ制御回路を必要とするからである。ベースステーションはそのコストにおいて制限されないから、ベースステーションは典型的には受信機の感度を改善するためそのようなダイバシティ技術および他のものを採用する。これは結果として移動ステーションの受信機よりも感度のよいベースステーション受信機、および不均衡な通信リンクを生じることになる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
１つの知られたＤＳ−ＣＤＭＡシステムは経路またはパスダイバシティ（ｐａｔｈ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）機能を提供する。ベースステーションは各々関連する遅延装置を備えた複数のアンテナを含む。時間遅延はベースステーションにおいてダイバシティ動作を提供する。それにもかかわらず、この従来のシステムは通信チャネルが、建物内、マイクロセルラ、無線構内交換（ＰＢＸ）システムのような、低い遅延広がり（ｄｅｌａｙ  ｓｐｒｅａｄ）を示す用途において使用するよう厳格に制限される。大きな遅延広がりを備えたチャネルにおいては、付加され遅延された放射が利益を与えるように（ａｄｖａｎｔａｇｅ）使用できず単に受信機におけるセル内妨害（ｉｎｔｒａｃｅｌｌ  ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）のレベルを増大するにすぎないため、従来のシステムの性能は悪化することになる。
【０００５】
従って、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける移動ステーション受信機のダイバシティのための改善された装置および方法が技術的に必要とされる。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の一態様では、ＤＳ−ＣＤＭＡ移動ステーション（１０４）が提供され、該ＤＳ−ＣＤＭＡ移動ステーションは、通信信号を受信しかつ第１の信号を生成するための第１のアンテナ（１３０）、通信信号を受信しかつ第２の信号を生成するための第２のアンテナ（１３２）、前記第２のアンテナに結合された遅延要素（１４２）であって、該遅延要素は前記第２の信号に応じて遅延された信号を生成するもの、前記第１のアンテナおよび前記遅延要素に結合され前記第１の信号および前記遅延された信号を加算するための加算器（１４８）、そして前記遅延要素と前記加算器との間に結合され制御信号に応じて前記加算器を前記遅延要素から選択的に切り離すためのスイッチ（１４６）、を具備することを特徴とする。
【０００７】
さらに、前記スイッチに結合され所定の基準に適合しない場合に前記制御信号を提供するための制御回路（１４４）を具備すると好都合である。
【０００８】
さらに、前記加算器に結合され組合わされた信号を受信するためのレーキ受信機（１１２）を具備し、該レーキ受信機は前記組合わされた信号におけるデータシンボルを検出するために複数のフィンガ（１２２，１２４，１２６，１２８）を具備するよう構成できる。
【０００９】
前記所定の基準は推定されたチャネル遅延広がりのプロフィールの関数とすることができる。
【００１０】
前記所定の基準は合計のマルチパスエネルギに関して前記レーキ受信機によって受信されたマルチパスエネルギの尺度からなるものとすることができる。
【００１１】
前記所定の基準は前記レーキ受信機の全てのフィンガによって検出された総合的な受信信号電力に対する最も強い信号を受信したレーキ受信機のフィンガによって検出された受信信号電力の比率を含むと好都合である。
【００１２】
前記遅延要素は前記第２の信号を所定の遅延時間だけ遅延させて前記遅延された信号を生成するよう構成できる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
新規であると考えられる、本発明の特徴は添付の特許請求の範囲に特定的に記載されている。本発明は、そのさらに他の目的および利点と共に、添付の図面と共に以下の詳細な説明を参照することにより最もよく理解することができ、いくつかの図面においては同じ要素を示すために同じ参照数字が使用されている。
【００１４】
次に図１を参照すると、通信システム１００は通信チャネル１０１によって通信信号を送信または伝送するベースステーション１０２、およびベースステーション１０２との無線通信のための移動ステーション１０４を含んでいる。移動ステーション１０４は、ベースステーション１０２を含む、複数のベースステーションと通信するためにダイレクトシーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）信号を受信しかつ送信するよう構成されている。図示された実施形態では、通信システム１００は、８００ＭＨｚで動作する、電気通信工業会／電子工業会（ＴＩＡ／ＥＩＡ）暫定標準ＩＳ−９５、「デュアルモード広帯域スペクトル拡散セルラシステムのための移動ステーション−ベースステーション適合性標準」に従って動作する。あるいは、通信システム１００は１８００ＭＨｚでのパーソナル通信システム（ＰＣＳ）システムを含む他のＤＳ−ＣＤＭＡシステムあるいは任意の他の適切なＤＳ−ＣＤＭＡシステムに従って動作することができる。
【００１５】
移動無線機の通信チャネル１０１は通常、各放射が独立のフェーディングを示す、いくつかの独立の認識または識別できる（ｄｉｓｃｅｒｎｉｂｌｅ）放射からなるものとしてモデル化される。通信チャネルの遅延広がりは送信機から受信機への各々の独立した経路の数および減衰度の尺度である。例えば、ある通信チャネルは２つの経路をもつかもしれず、１つは送信機から受信機へ直接にかつ第２のものは散乱物（ｓｃａｔｔｅｒｅｒ）から反射されたものである。これらの経路の長さが異なりかつ光の速度が有限であるから、これは、時間的に少しシフトした、送信信号の２つの複製（ｃｏｐｉｅｓ）が受信機においてみられるようにする。もしこれらの構成要素がチャネルの帯域幅の逆数（ｉｎｖｅｒｓｅ  ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）より大きな時間だけ分離しておれば、該放射は識別できる（ｄｉｓｃｅｒｎｉｂｌｅ）と称される。これらの放射の各々は振幅および位相における相関のない時変または時間的に変動する（ｔｉｍｅ  ｖａｒｙｉｎｇ）変化を有する。この時変プロセスはフェーディングと称される。フェーディングプロセスは各々のマルチパス放射の振幅における大きな変動を引き起こす。これらの変動は散乱の数多くの接近によって引き起こされる。これらの散乱は近くのものであるから、経路長の相違がチャネルの帯域幅の逆数のオーダの遅延を引き起こすには十分大きくなく従って識別できるものではない。しかしながら、経路長の相違は受信信号の相対位相に影響を与えるには十分大きなものである。従って、移動ステーションがベースステーションに関して移動すると、これらの反射の接近は時には建設的に（ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅｌｙ）かつ他の時には破壊的に（ｄｅｓｔｒｕｃｔｉｖｅｌｙ）加えられることになり、識別できる放射の振幅および位相の大きな変化を引き起こす。しばしば、これらの振幅および位相変動はレーリー（Ｒａｙｌｅｉｇｈ）分布に従いかつレーリーフェーディングと称される。このフェーディングの時間的相関は移動ステーションの速度およびキャリア信号の波長の関数である。
【００１６】
移動無線チャネルにおいては、個々の放射の相関のない統計的特性のためこれらの放射が適切に設計された受信機においてダイバシティ利得を提供するような方法で結合されるようにすることができる。以下に詳細に説明する、１つのそのような受信機構造はレーキ（ＲＡＫＥ）受信機である。
【００１７】
ベースステーション１０２はスペクトル拡散信号を移動ステーション１０４に送信する。トラフィックチャネル上のシンボルはウォルシュカバリング（Ｗａｌｓｈ  ｃｏｖｅｒｉｎｇ）として知られたプロセスにおいてウォルシュコード（Ｗａｌｓｈ  ｃｏｄｅ）を使用して拡散される。移動ステーション１０４のような各移動ステーションはベースステーション１０２によって独自のウォルシュコードを割り当てられ、従って各々の移動ステーションへのトラフィックチャネルの送信は他のすべての（ｅｖｅｒｙ  ｏｔｈｅｒ）移動ステーションへのトラフィックチャネルの送信に対して直交する。前記シンボルは、２６−２／３ｍｓごとに繰り返す短い疑似ランダムノイズ（ＰＮ）シーケンスまたはコードおよび、４１日ごとに反復する、長いＰＮシーケンスまたはコードを使用して拡散される。ベースステーションから移動ステーション１０４への無線周波（ＲＦ）リンク上の通信は拡散データシンボルの形式となっている。該データシンボルは２進位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）を使用して変調される。これは低いレートのデータシンボルを高いレートのシーケンスのチップ（ｃｈｉｐｓ）によって乗算することにより拡散される。該チップは４相位相シフトキーイングされた（ＱＰＳＫ）シーケンスからなり、そのためのデータは前記ウォルシュシーケンスおよび短いＰＮシーケンスの排他的ＯＲによって発生される。ＩＳ−９５システムのためのチャネルのデータレートは１９．２キロビット／秒でありかつチップレートは毎秒１．２２８８メガチップである。前記拡散利得（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ  ｇａｉｎ）はチャネルのビットレートに対するチップレートの比率でありかつ従ってＩＳ−９５に対しては６４である。結果として得られるＱＰＳＫシーケンスは伝送のために高周波ＲＦキャリアを直交または直角位相変調するために使用される。
【００１８】
トラフィックチャネルに加えて、ベースステーション１０２はパイロットチャネル、同期チャネルおよびページングチャネルを報知する。パイロットチャネルは、オールゼロからなる、ウォルシュコード０によってカバーされるオールゼロシーケンスを使用して形成される。パイロットチャネルは一般に到達範囲内のすべての移動ステーションによって受信されかつ移動ステーション１０２によってＣＤＭＡシステムの存在の識別、初期システム捕獲、アイドルモードハンドオフ、通信しているおよび妨害しているベースステーションの初期および遅延放射の識別、および同期、ページングおよびトラフィックチャネルのコヒーレント復調のために使用される。
【００１９】
ウォルシュカバリングに加えて、ベースステーションによって送信されるすべてのチャネルは、パイロットシーケンスとも称される、疑似ランダムノイズ（ＰＮ）シーケンスを使用して拡散される。拡散パイロットチャネルは無線周波（ＲＦ）キャリアを変調しかつベースステーション１０２によってサービスされる地理的領域またはセルにおける移動ステーション１０４を含むすべての移動ステーションに送信される。
【００２０】
移動ステーション１０４は入力段１０６、アナログフロントエンド１０８、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１１０とレーキ受信機１１２とサーチャ（ｓｅａｒｃｈｅｒ）受信機１１４とを含む受信経路またはパス、コンバイナ（ｃｏｍｂｉｎｅｒ）１１６、スライサ（ｓｌｉｃｅｒ）１１７、および送信経路回路１１８とデジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）１２０とデュプレクサ（ｄｕｐｌｅｘｅｒ）１２１とを含む送信経路を備えている。送信チャネルビットは送信経路回路１１８によって受信されかつベースステーション１０２への送信のために準備される。該送信ビットはＤＡＣ１２０によってアナログ信号に変換されかつアナログフロントエンド１０８によって処理される。前記アナログ信号はデュプレクサ１２１によって第１のアンテナ１３０に結合されかつ送信される。
【００２１】
前記入力段１０６はベースステーション１０２および近傍の他のベースステーョンからＲＦ信号を受信する。ベースステーション１０２から送信されたＲＦ信号は通信チャネル１０１によって変更された（ａｌｔｅｒｅｄ）後に受信される。この変更は前記送信信号のいくつかの時間遅延された複製の発生を含み、各々の遅延された信号はレーリーフェーディングによって独立に位相および振幅が変更されている。入力段１０６の構造および動作は後にさらに説明する。
【００２２】
前記受信されたＲＦ信号は入力段１０６によって電気信号に変換されかつアナログフロントエンド１０８に提供される。アナログフロントエンド１０８は該信号をろ波しかつＲＦ信号からベースバンド信号への変換を提供する。前記アナログベースバンド信号はＡＤＣ１１０に提供され、該ＡＤＣ１１０はそれらをさらに処理するためデジタルデータの等価な流れまたはストリームへと変換する。
【００２３】
レーキ受信機１１２は、受信機フィンガ１２２、受信機フィンガ１２４、受信機フィンガ１２６および受信機フィンガ１２８を含む、複数の受信機フィンガを含む。図示された実施形態では、レーキ受信機１１２は４つの受信機フィンガを含むが、任意の適切な数のフィンガを用いることができる。レーキ受信機の目的は通信チャネルに存在する識別できるマルチパス成分からの信号を建設的に（ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅｌｙ）結合して信号対雑音比（ＳＮＲ）を増大することである。
【００２４】
図２を参照すると、受信機フィンガ２００の構造が示されている。受信機フィンガ２００は可変遅延２０２、逆拡散装置またはデスプレッダ（ｄｅｓｐｒｅａｄｅｒ）２０４、デスプレッダ２０６、デスプレッダ２０８、複素共役回路２１０、積分器２１１、積分器２１２、乗算器２１４、およびチャネルメトリクス評価器または計算機（ｃｈａｎｎｅｌ  ｍｅｔｒｉｃｓ  ｅｖａｌｕａｔｏｒ）２１６を含む。
【００２５】
前記可変遅延２０２は入力２１８においてＡＤＣ１１０（図１）から入力データをかつ入力２２０においてサーチャ受信機１１４から遅延値（ｄｅｌａｙ  ｖａｌｕｅ）を受ける。前記入力データはフィンガ２００によって受信された個々のマルチパス放射に対応する。前記入力データは前記入力２２０における遅延値によって遅延される。受信機フィンガの各々における可変遅延２０２は放射を時間整列するよう動作する。最後に受信された放射はゼロまたは最小量だけ遅延される。各々の前に受信された放射は最後に受信された放射と入力データを時間整列するのに十分な量だけ遅延される。
【００２６】
遅延された入力データはデスプレッダ２０４に提供され、該デスプレッダ２０４はまた入力２２２においてその放射に対するウォルシュコードを受信する。デスプレッダ２０４はウォルシュコードの拡散効果を除去する。逆拡散されたデータ（ｄｅｓｐｒｅａｄ  ｄａｔａ）は次にデスプレッダ２０８に提供され、該デスプレッダ２０８はまた入力２２４においてショートＰＮコード（ｓｈｏｒｔ  ＰＮ  ｃｏｄｅ）を受信する。デスプレッダ（２０８）は該ショートＰＮコードの影響または効果を除去する。デスプレッダ２０８の出力は積分器２１２に提供され、該積分器２１２は１シンボル期間、すなわち、毎秒１９．２キロシンボルのレートの周期にわたりデータを積分する。積分器は１つのシンボルからのすべてのエネルギを積分しかつノイズおよび妨害を最も効果的に排除する。
【００２７】
デスプレッダ２０６はまた可変遅延２０２から遅延されたデータをかつ入力２２４からショートＰＮコードを受信する。デスプレッダ２０６、複素共役回路２１０および積分器２１１はパイロットチャネルを復元するよう動作しかつ従ってチャネル位相およびチャネル振幅の推定値または評価値を提供するよう動作する。
【００２８】
乗算器２１４はチャネル位相および振幅の推定値または計算値を積分器２１２からのシンボルと組み合わせる。これはシンボルに対してチャネルによって負わされたフェージング（ｐｈａｓｉｎｇ）を除去する。チャネルフェージング（ｃｈａｎｎｅｌ  ｐｈａｓｉｎｇ）は各放射に対して異なるから、すべてのチャネルフェージング効果を除去することにより、シンボルは位相コヒーレントにすることができる。さらに、シンボルを位相振幅（ｐｈａｓｅ  ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）で乗算することにより、該シンボルがチャネルの振幅により重み付けされるようになる。従って、より強く受信された放射は他のフィンガからの他の放射と組み合わせるためにより強く重み付けされる。重み付けされた、位相コヒーレントなシンボルはコンバイナ１１６（図１）に結合された出力２２６に提供される。
【００２９】
前記シンボル値はまたチャネルメトリクス評価器２１６に提供される。チャネルメトリクス評価器２１６は受信信号強度およびチャネル品質の他の尺度（ｍｅａｓｕｒｅｓ）のような、チャネルメトリクス（ｃｈａｎｎｅｌ  ｍｅｔｒｉｃｓ）を決定する。該チャネルメトリクスは出力２２８において提供され、該出力２２８はサーチャ受信機１１４（図１）に結合されている。
【００３０】
再び図１を参照すると、受信機フィンガは受信信号の最も強力な識別できるマチルパス成分の各々を時間および位相整列する。さらに、各々の成分は該成分の相対的強度によって重み付けされる。各々のマルチパス成分のタイミンング、位相および振幅はパイロット信号を調べることによって得ることができる。マルチパス成分のタイミングはサーチャ受信機１１４において受信されたパイロットを調べることにより復元される。サーチャ受信機１１４はすべての検出可能な放射を最も強力なものから最も弱いものへと階級付けかつＮの最も強力な放射をＮの利用可能なフィンガへと割り当てる。このプロセスはフィンガ割当と称されかつ１００ミリセカンドごとに一度のような周期的なベースで行うことができる。各々の放射に対する位相および振幅の推定値または評価値の決定は各フィンガにおいて個々に行われる。各々の成分はまた拡散シーケンスの共役（ｃｏｎｊｕｇａｔａ）によって乗算される。拡散シーケンスの共役による乗算は結果としてチャネル損傷がない場合における送信されたデータシーケンスの復元を行うことになる。
【００３１】
フィンガ１２２，１２４，１２６および１２８からの逆拡散された、時間および位相整列された、および重み付けされた信号は次にコンバイナ１１６において加算されて複合信号を形成する。時間および位相整列のため、各々の構成要素からの送信信号は建設的に加えられ、一方各々の信号からのノイズおよび妨害成分はランダムな様式で加えられることになる。前記重み付けは高い信号対ノイズおよび妨害比を有する強い信号がより弱い信号よりも加算に対しより強く寄与することを保証する。これは加算器の出力が常に理想的な想定の下で最も強いフィンガのものより高いＳＮＲを持つことを保証する。個々の識別できる放射は独立にフェードしているから、フェーディング（ｆａｄｉｎｇ）によって４つの放射がすべて同時に低い振幅、かつ従って低いＳＮＲを示す確率はいずれか１つの放射がそうなる確率よりもずっと低い。従って、レーキ受信機１１２は大きな遅延広がりを有するチャネルに存在するダイバシティを活用する効果的な手段を提供する。
【００３２】
コンバイナ１１６は各々のレーキ受信機フィンガからフィンガ出力を受ける。コンバイナ１１６は個々のフィンガ出力を組合せまたは結合して結合された信号を生成する。第１および第２のアンテナからの結合された信号は復調されて受信ＤＳ−ＣＤＭＡ信号を生成する。所定の基準に適合しない場合、第１のアンテナからの信号のみが結合されかつ復調される。コンバイナ１１６の出力はスライサ１１７に提供される。スライサ１１７は前記シンボルをビットに変換しかつサンプルレートからビットレートへのダウンコンバージョンまたはダウンサンプリングを提供する。前記サンプルレートは典型的にはチップレートの倍数であるＡＤＣ１１０のサンプルレートである。ＩＳ−９５システムにおいては、サンプルレートは典型的には毎秒１．２２８８メガチップのチップレートの８倍でありかつデータレートは毎秒１９．２キロシンボルである。ダウンコンバージョンは、受信機フィンガのような、他のステージにおいて同様に提供することもできる。スライサ１１７からの出力信号はその後移動ステーション１０４において処理される受信チャネルデータビットに対応する。実際にいくらかのまたはすべてのダウンコンバージョンはまた性能の喪失なしに積分器２１１および２１２の後に行うことができることが認識される。
【００３３】
サーチャ受信機１１４はベースステーション１０２を含む複数のベースステーションから移動ステーション１０４によって受信されたパイロット信号を検出する。サーチャ受信機１１４はまた受信機フィンガにおいて検出された各々の受信放射の受信信号強度（ＲＳＳ）のような、チャネルメトリクスを受信する。サーチャ受信機１１４は相対的な強度およびすべての受信放射の遅延を検出しかつ放射を複数のベースステーションから個々のフィンガへと所定のアルゴリズムに従って割り当てる。
【００３４】
前記入力段１０６は通信信号を受信しかつ第１の信号を生成する第１のアンテナ１３０および通信信号を受信しかつ第２の信号を生成する第２のアンテナ１３２を含む。第１のアンテナ１３０および第２のアンテナ１３２は各々複数の識別できる放射として通信信号を受信する。好ましくは、第１のアンテナ１３０および第２のアンテナ１３２は実質的に同じ電気的性能を提供しかつ移動ステーション１０４に適切に間隔をあけられて通信チャネル１０１を介してベースステーション１０２から送信された通信信号に対して経路またはパスダイバシティを提供する。２つのアンテナにおいて共通の放射によって経験されるレーリーフェーディングはアンテナの分離および／または偏波に関する伝統的な条件が適合しておれば高い相関を有することはない。
【００３５】
本発明によれば、入力段１０６はさらに第２のアンテナ１３２に結合された遅延要素１４２を含み、該遅延要素１４２は第２のアンテナ１３２からの第２の信号に応答して遅延された信号を生成する。遅延要素１４２は表面音響波（ＳＡＷ）フィルタ、セラミックフィルタまたは他の適切な装置を使用して製造される。数多くのそのような装置が容易に利用できる。遅延要素１４２は第２のアンテナ１３２からの第２の信号を所定の遅延時間だけ遅延させて遅延された信号を生成する。遅延要素の動作はさらに図３を参照して後に説明する。
【００３６】
図示された実施形態では、第１のアンテナ１３０はフィルタ１３４に結合されかつ第２のアンテナ１３２はフィルタ１３６に結合されている。フィルタ１３４の出力は低雑音増幅器１３８に結合されかつフィルタ１３６の出力は低雑音増幅器１４０に結合されている。フィルタ１３４、フィルタ１３６、低雑音増幅器１３８および低雑音増幅器１４０は結合されかつ加算器１４８の後に移動し、あるいは完全にまたは部分的に除去して部品コスト、製造コストおよび移動ステーション１０４の複雑さを低減することができる。しかしながら、これらの要素が図示のごとく使用される用途においては、入力段１０６の性能を強化することができる。
【００３７】
さらに、本発明によれば、入力段１０６は第１のアンテナ１３０および遅延要素１４２に結合され第１のアンテナ１３０からの第１の信号および遅延要素１４２からの遅延信号を加算するための加算器１４８を含む。加算器１４８は前記第１の信号および遅延信号を組合わせ、組合わされた信号または結合信号を生成する。加算器１４８は前記第１の信号および前記遅延信号を組合わせる任意の適切な要素によって置き換えることができる。レーキ受信機１１２が加算器１４８に結合されて前記組合わされた信号を受ける。
【００３８】
入力段１０６はさらにスイッチ１４６およびスイッチ制御回路１４４を含む。スイッチ１４６は遅延要素１４２と加算器１４８との間に結合されて制御信号に応じて加算器１４８を遅延要素１４２から選択的に切り離す。スイッチ制御回路１４４が前記スイッチに結合されて所定の基準に適合しない場合に前記制御信号を提供する。
【００３９】
図示された実施形態では、スイッチ１４６は単極単投（ｓｉｎｇｌｅ  ｐｏｌｅ，ｓｉｎｇｌｅ  ｔｈｒｏｗ）アナログスイッチとして示されている。しかしながら、加算器が選択的に前記第１の信号および前記遅延信号を加算するように任意の適切なＲＦスイッチング要素で置き換えることができる。あるいは、このスイッチングまたは切り換え動作は移動ステーション１０４の他の構成要素に移すこともできる。
【００４０】
スイッチ制御回路１４４はサーチャ受信機１１４に結合された入力１５０を有する。スイッチ制御回路１４４はサーチャ受信機１１４からチャネルメトリクス（ｃｈａｎｎｅｌ  ｍｅｔｒｉｃｓ）を受ける。該チャネルメトリクスはスイッチ制御回路１４４によってスイッチ１４６を制御するために使用される。例えば、いくつかの用途においては、サーチャ受信機１１４はレーキ受信機１１２の複数の受信機フィンガの各々におけるマルチパス放射の受信信号強度を検出する。そのような用途では、チャネルメトリクスはレーキ受信機１１２のフィンガにおいて受信されたマルチパス放射に対する受信信号強度に対応する。
【００４１】
図３（ａ）は、図１の通信システムにおける典型的な遅延広がり（ｄｅｌａｙｓｐｒｅａｄ）を示す。受信信号の遅延広がりは受信機において見られる全てのマルチパス放射のチャネル遅延および相対的信号強度である。図３（ａ）においては、移動無線チャネルの瞬時インパルス応答は、第１の放射３０２、第２の放射３０４および第３の放射３０６を含む、数多くの認識または識別できる放射としてモデル化することができる。図３（ａ）は平均放射電力対時間のプロットを示す。時間と共に、受信された放射の各々は独立のレーリープロセスによってモデル化される振幅変動を受ける。したがって、図３（ａ）の認識できるまたは識別できる放射の各々の信号レベルの平均値を遅延広がりプロフィールと称するのが一般である。同じ方位を有しかつ１波長だけ離れた２つの実質的に同じアンテナからの信号は高い確率で同じ遅延広がりプロフィールを持つことになる。しかしながら、該２つのアンテナからの共通の放射によって経験されるレーリーフェーディングはアンテナの間隔および偏波に関するある条件が適合すれば高度に相関することはない。
【００４２】
図３（ｂ）は本発明に係わる図１の移動ステーションのレーキ受信機によって見られる遅延広がりを示す。図３（ｂ）においては、第２のアンテナ１３２（図１）からの信号はΔだけ遅延されかつ第１のアンテナ１３０からの信号と組合わされ、結果として図示された組合わされた遅延広がりプロフィールを生じる。図３（ｂ）において、組合わされた遅延広がりプロフィールは第１のアンテナ１３０に起因する放射４０２、放射４０４および放射４０６、および第２のアンテナ１３２に起因する放射４０８、放射４１０および放射４１２を含む。第２のアンテナ１３２からの寄与分は遅延要素１４２によって規定される所定の時間遅延Δだけ遅延される。各々のアンテナからの認識できるまたは識別できる放射は独立であるから、図３（ａ）における各々の放射は独立したレーリーフェーディングを受ける。レーキ受信機を使用して第２のアンテナ１３２に起因するこれらの付加的な放射を建設的に組合わせることができる。これらの付加的な放射はコンバイナ１１６によって建設的に加えられてより大きなダイバシティを提供し結果として移動環境に典型的なチャネルに対して良好な性能を生じる。
【００４３】
移動ステーション１０４は２つのアンテナによって見られるフェーディングが高度に相関していない限りレーキ受信機においてマルチパスダイバシティの利益を示す。たとえ遅延広がりプロフィールが同じでなくても付加的な独立のフェーディングを受けた放射が加えられるからダイバシティの利益を実現するために、図３（ｂ）に示されるように、遅延広がりプロフィールは同じである必要はない。理想的には、第２のアンテナ１３２からの受信信号は最大の予期される遅延広がりより大きな時間遅延だけ遅延され第１のアンテナ１３０および第２のアンテナ１３２からの放射が同じ時点で加えられるのを防止する。そのような方法で一緒に加えられた２つのレーリープロセスは結果として２倍のエネルギを備えた単一のレーリープロセスとなる。これはレーキ受信機が２倍のエネルギを備えた１つの放射のみを見るようにさせ、ダイバシティ利得の多くを除去する。２つの放射が決してオーバラップまたは重複しないことを保証するため、遅延要素１４２は通信チャネル１０１において見られることが予期される最大の遅延より大きな遅延を提供することが必要であろう。より小さな遅延は２つのアンテナからの放射がときおり重複するためいくらかの性能の喪失のトレードオフと共に使用することができる。これは大抵の場合に受け入れ可能であるが、それはダイバシティによる最大の性能改善は１つまたは２つの大きなまたは有意の識別できる放射を備えたチャネルによって生じるためである。これらのチャネルにおいては、重複はまれに生じるのみであろう。実際に、チャネルの帯域幅の逆数ほどの小さな遅延、または１チップ期間、は受け入れ可能であろう。
【００４４】
本発明に係わる遅延および加算技術によって与えられる認識または識別可能なマルチパス成分の数を増大する利点は認識または識別できる放射の合計数がレーキ受信機１１２において使用されるフィンガの数より小さい限りにおいてのみ実現できる。このポイントに到達した後は、付加的な放射は利益を与えるために使用できずかつ実際に移動ステーション１０４によって見られるセル内（ｉｎｔｒａｃｅｌｌ）妨害のレベルを増大し、結果として性能の急速な低下を生じる。レーキフィンガより大きな数の認識または識別できる放射を備えたチャネルに対して観察されるセル内妨害に加えて、セル間（ｉｎｔｅｒｃｅｌｌ）妨害およびサーマルノイズの３ｄＢ増大が２つのアンテナからの加算器１４８における信号の加算によって観察される。ノイズレベルの増大は有意の信号エネルギがレーキ受信機フィンガに割当てられないポイントまでの付加的な独立の放射の統計的な利益がよりまさることになる。このポイントにおいて、加算器１４８によって組合わされる認識または識別可能な放射の数のさらなる増大は使用できずかつ増大したノイズおよび妨害レベルは性能を低下させることになる。
【００４５】
性能の低下はチャネルが高いレベルの認識または識別可能なマルチパスを有する場合に第２のアンテナ１３２を除去するためにスイッチ１４６を含めることによって避けられる。スイッチ１４６はこれらの状況において性能を単一アンテナ、第１のアンテナ１３０、のものに戻すことになる。
【００４６】
ダイバシティのないＤＳ−ＣＤＭＡ受信機の性能は一般にマルチパスがほとんどない場合に最も貧弱である。この性能はかなりのマルチパスが加えられたとき急速に改善する。本発明に係わるスイッチを備えた遅延および加算ダイバシティは認識または識別できる放射がほとんど存在しない場合にＤＳ−ＣＤＭＡシステムの性能を大幅に改善し、それ以外は性能に影響を与えない。したがって、このダイバシティ技術はＤＳ−ＣＤＭＡが通常良好に動作するチャネルにおいて性能を低下させることなくＤＳ−ＣＤＭＡが通常劣悪な性能となる場合に性能を大幅に改善することができる。さらに、マルチパスがほとんどない環境は非常に一般的なものであり、したがってこのダイバシティ技術は大きな割合の時間に大幅な性能改善を示すことになる。
【００４７】
次に図４を参照すると、本発明に係わる図１のシステムの動作を示す流れ図が示されている。図４は無線受信機におけるＤＳ−ＣＤＭＡ信号の受信の方法を示している。図４はまたは移動ＤＳ−ＣＤＭＡ無線受信機におけるダイバシティを提供するための方法を示している。該方法はステップ５０２で始まる。
【００４８】
ステップ５０４において、本ダイバシティ方法は第１の信号を受信するための第１のアンテナを提供するステップを含む。該方法は第１のアンテナにおいて第１の信号を受信する段階を含む。ステップ５０６において、該方法は第２の信号を受信するための第２のアンテナを提供するステップを含む。該第２のアンテナは第１のアンテナからある距離間隔を空けておりかつ、本受信方法においては、第２の信号を受信する。
【００４９】
ステップ５０８において、前記第２のマルチパス成分を含む、第２の信号が遅延され、遅延された信号または遅延されたマルチパス成分を生成する。ステップ５１０において、本方法は前記第１の信号および前記遅延された信号を組合わせて組合わされたまたは結合された信号を生成する段階を含む。本方法はさらに前記第１のマルチパス成分および前記遅延されたマルチパス成分を結合しまたは加算して、出力マルチパス成分を生成する段階を含む。
【００５０】
ステップ５１２において、本方法は所定の基準が適合しているか否かを判定する。該所定の基準は第２のアンテナおよび遅延が含められかつ遅延された信号が組合わされるべきかを判定するための任意の適切な標準またはアルゴリズムである。これは好ましくは推定または計算されたチャネル遅延広がりプロフィールの関数である。大きなまたは有意の識別可能な放射がほとんど存在しないか少ししか存在しない場合は、第２のアンテナはアクティブであろう。かなりの大きな認識または識別可能な放射が存在する場合、第２のアンテナはセル内妨害の増大および前に述べたセル間妨害およびノイズの増強を防止するため除去されることになる。好ましくは、この決定は容易に測定されるチャネル条件および復調器状態を使用して行なわれるべきである。
【００５１】
一例として、前記所定の基準は総合的なマルチパスエネルギに対するレーキ受信機によって受信されたマルチパスエネルギの尺度を含む。合計の受信された信号電力に対するレーキ受信機におけるフィンガに割当てられた放射の受信信号電力またはエネルギの比率が所定のしきい値より低下した場合、第２のアンテナからの寄与は前記スイッチをオープン状態にすることにより除去される。
【００５２】
他の例では、本方法はある最も強力な個々の受信信号の強度が合計の受信信号強度に対して所定の関係を有する場合に前記組合わせステップを中断する（ｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｎｇ）段階を含むことができる。この場合、前記所定の基準はレーキ受信機の全てのフィンガによって検出された合計の受信信号電力に対する最も強い信号を受信するレーキ受信機のフィンガによって検出される受信信号電力の比率を含む。この例では、前記比率は１００ミリセカンドごとのような、周期的に決定される。第２のアンテナはこの比率が７５パーセントより上の場合に含められ、かつ３５パーセントより低い場合に排除される。他のサンプル期間および比率もまた適切であり、かつシステムは必ずしも周期的なサンプルが有効になることを利用する必要はない。第２のアンテナのステータスの変更が排除される、１秒のような、所定の持続期間のデッド期間がいずれかの変更の後に含められるべきである。これは長い期間の平衡に到達することなくシステムによって「スラッシング（ｔｈｒａｓｈｉｎｇ）」あるいは絶えざる再調整が行なわれることを防止する。スラッシングは前記遅延広がりプロフィールの変化に応じてサーチャ受信機によってフィンガを再割当てするのに必要とされる時間のため避けられるべきである。このデッド期間はフィンガ割当ておよびサーチャ受信機１１４において使用されるサーチアルゴリズムの関数でありかつこれらのアルゴリズムが第２のアンテナの付加または除去によって引き起こされるマルチパス環境の突然の明白な変化の後に安定化できるようにするために必要とされる。いくつかの特性、パラメータおよびスイッチにおける状態の変化の後に短い時間の間これらのアルゴリズムによって使用される方法を変えることはこのデッドタイムに対する必要性を低減しまたは除去することが予期される。これらの比率および期間または周期は必ずしも固定されずかつ実際に評価または推定される車両速度、ソフトハンドオーバステータス、妨害レベル、または他の要因の関数として変えることができることに注意を要する。
【００５３】
もし前記スイッチ基準が適合すれば、ステップ５１４において、レーキ受信機のフィンガが個々のマルチパス成分に割当てられかつ受信信号が第１のアンテナおよび第２のアンテナ双方からの組合わされた信号を使用して復調される。もし前記スイッチ基準に適合しなければ、ステップ５１６において、第２のアンテナおよび遅延要素が、例えば、スイッチ１４６を開くことにより切り離される。レーキフィンガが次に割当てられかつ受信信号が第１のアンテナから受信された信号のみを使用して復調される。本方法はステップ５１８で終了する。
【００５４】
本発明のこの実施形態は２つのアンテナを使用するダイバシティ受信機について述べているが、この概念は容易に３つまたはそれ以上のアンテナに拡張できる。そのような実施形態においては、各々の付加的なアンテナは異なる遅延を持つことになる。前記スイッチは別個に、タンデムまたは縦列形式で、あるいはそれらの任意の組合わせによって制御できる。
【００５５】
【発明の効果】
以上から明らかなように、本発明はＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける移動ステーション受信機の改善されたダイバシティのための装置および方法を提供する。第２のアンテナは信号を受信し該信号は１つまたはそれ以上のチップ時間だけ遅延要素において遅延されかつ第１のアンテナからの遅延されない信号と組合わされる。認識または識別可能なマルチパスエネルギが受信信号エネルギの多くが割当てられたレーキ受信機フィンガにおいて対処するものでないポイントまで存在する場合、第２のアンテナが妨害のレベルの増大を避けるため切り離される。
【００５６】
本発明の特定の実施形態が示されかつ説明されたが、種々の変更を行なうことができる。したがって、添付の特許請求の範囲は本発明の真の精神および範囲内に入る全てのそのような変更および修正をカバーすることを意図している。
【図面の簡単な説明】
【図１】通信システムの構成を示すブロック図である。
【図２】レーキ受信機の１つのフィンガの構成を示すブロック図である。
【図３】図１のチャネル１０１のような典型的な通信チャネルにおける遅延広がり（ａ）および本発明に係わる図１の移動ステーションのレーキ受信機によって見られる遅延広がり（ｂ）を示す説明図である。
【図４】本発明に係わる図１のシステムの動作を説明するための流れ図である。
【符号の説明】
１００  通信システム
１０１  通信チャネル
１０２  ベースステーション
１０４  移動ステーション
１０６  入力段
１０８  アナログフロントエンド
１１０  アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）
１１２  レーキ受信機
１１４  サーチャ受信機
１１６  コンバイナ
１１７  スライサ
１１８  送信経路回路
１２０  デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）
１２１  デュプレクサ
１２２，１２４，１２６，１２８  受信機フィンガ
１３０  第１のアンテナ
１３２  第２のアンテナ
１３４，１３６  フィルタ
１３８，１４０  低雑音増幅器
１４２  遅延要素
１４４  スイッチ制御回路
１４６  スイッチ
１４８  加算器
２００  受信機フィンガ
２０２  可変遅延
２０４，２０６，２０８  デスプレッダ
２１０  複素共役回路
２１１，２１２  積分器
２１４  乗算器
２１６  チャネルメトリクス評価器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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