(57)【要約】  直流的に絶縁された回路におけるサーミスタ（１０７）のような抵抗性素子によって経験された温度のような環境パラメータを測定するための、又は素子によって生じた電圧を測定するためのシステムについて説明する。システムは、電圧パルス発生器（１１４）を備える測定回路（１）を備える。測定回路は、多数の電圧パルスの後における測定回路中の第１のキャパシタ（１１４）の両端の安定な電圧（Ｖ１０４）が、直流的に絶縁された回路中の素子の両端に接続された第２のキャパシタ（１０６）の両端の安定な電圧（Ｖ１０６）に比例するように、直流的に絶縁された回路にフライバック変圧器（１０１）によって誘導的に接続される。第１及び第２のキャパシタの両端の安定な電圧は、電圧パルスのデューティサイクルを調整することにより調整可能である。
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
素子の抵抗をモニタリングするためのシステムであって、上記システムは、
１次インダクタと、上記１次インダクタの両端に電圧パルスを印加する電圧パルス発生器と、第１のキャパシタと、上記第１のキャパシタの両端に接続された第１の抵抗とを備える測定回路と、
２次インダクタと、第２のキャパシタと、上記第２のキャパシタの両端に接続された上記素子とを含む、直流的に絶縁された回路と、
上記第１のキャパシタの両端の電圧を測定する測定装置とを備え、
上記１次インダクタ及び上記２次インダクタは、磁心によって誘導的に結合されてフライバック変圧器を形成し、
上記直流的に絶縁された回路は、上記電圧パルスの継続時間において上記直流的に絶縁された回路を介して電流が第１の方向に流れることができず、上記電圧パルスの継続時間においてエネルギーが上記磁心に蓄えられ、パルス間において上記エネルギーは上記第１及び第２のキャパシタへ放出され、これにより、多数のパルスの後で、上記第１のキャパシタの両端の実質的に安定な電圧ＶＣ１が上記第２のキャパシタの両端の実質的に安定な電圧ＶＣ２に比例し、ＶＣ１が上記素子の抵抗を表すように構成されるシステム。
【請求項２】
ＶＣ１及びＶＣ２は上記電圧パルスのデューティサイクルに依存して可変である請求項１記載のシステム。
【請求項３】
ＶＣ１及びＶＣ２は上記電圧パルスのデューティサイクルに実質的に比例する請求項２記載のシステム。
【請求項４】
上記素子は、環境パラメータの変化が上記素子の抵抗の変化をもたらすように、上記環境パラメータをモニタリングするように構成される請求項１〜３のうちの１つに記載のシステム。
【請求項５】
上記素子はサーミスタであり、上記環境パラメータは温度である請求項４記載のシステム。
【請求項６】
素子によって生じた電圧をモニタリングするためのシステムであって、上記システムは、
１次インダクタと、上記１次インダクタの両端に電圧パルスを印加する電圧パルス発生器と、第１のキャパシタと、上記第１のキャパシタの両端に接続された第１の抵抗とを備える測定回路と、
２次インダクタと、第２のキャパシタと、上記第２のキャパシタの両端に接続された上記素子とを含む、直流的に絶縁された回路と、
上記第１のキャパシタの両端の電圧を測定する測定装置とを備え、
上記１次インダクタ及び上記２次インダクタは、磁心によって誘導的に結合されてフライバック変圧器を形成し、
上記直流的に絶縁された回路は、上記電圧パルスの継続時間において上記直流的に絶縁された回路を介して電流が第１の方向に流れることができず、上記電圧パルスの継続時間においてエネルギーが上記磁心に蓄えられ、パルス間において上記エネルギーは上記第１及び第２のキャパシタへ放出され、これにより、多数のパルスの後で、上記第１のキャパシタの両端の実質的に安定な電圧ＶＣ１が上記第２のキャパシタの両端の実質的に安定な電圧ＶＣ２に比例し、ＶＣ１が上記素子によって生じる電圧を表すように構成されるシステム。
【請求項７】
制御パラメータの変化がモニタリングされる電圧の変化をもたらすように、上記素子によって生じた電圧は上記制御パラメータを表す請求項６記載のシステム。
【請求項８】
上記制御パラメータは、既知の抵抗を流れる制御電流によって生じた可変電圧又は電圧の形式を有する制御信号である請求項７記載のシステム。
【請求項９】
ＶＣ１の測定値をモニタリングし、ＶＣ１から上記環境パラメータ又は制御パラメータの値を決定するように構成されたコントローラをさらに備える請求項４、５、７、又は８記載のシステム。
【請求項１０】
上記コントローラは上記電圧パルス発生器に接続され、上記コントローラは、上記素子が既知の一定値の上記パラメータを経験したときにＶＣ１を測定し、上記既知の値に対するＶＣ１の期待値からの誤差を計算し、ＶＣ１が上記期待値に一致するまで上記電圧パルスのデューティサイクルを調整することで、ＶＣ１と上記環境パラメータ又は制御パラメータとの関係を較正するように構成される請求項９記載のシステム。
【請求項１１】
上記コントローラは、ＶＣ１が上記期待値に一致するときのデューティサイクルを格納するように構成される請求項１０記載のシステム。
【請求項１２】
上記コントローラは、上記素子によって経験されたパラメータの２つ以上の既知の値に対してＶＣ１を較正し、各既知の値に対して必要なデューティサイクルを格納し、上記格納されたデューティサイクルを用いて、未知の値の上記環境パラメータ又は制御パラメータを測定するときに適切なデューティサイクルを選択するように構成される請求項１０又は１１記載のシステム。
【請求項１３】
上記システムは、
第２の測定回路と、
上記環境パラメータに応じて変動する抵抗、又は、それによって生じた電圧であって上記制御パラメータを表す電圧を有する第２の素子を備える、第２の直流的に絶縁された回路とを備え、
上記測定回路及び上記第２の測定回路の出力は差動増幅器を通過し、これにより、上記素子によって経験されたパラメータと、上記第２の素子によって経験されたパラメータとの差を決定する請求項９〜１２のうちの１つに記載のシステム。
【請求項１４】
上記システムは、
第２の測定回路と、
基準抵抗として使用可能な固定もしくは制御可能な抵抗、又は、それによって生じた電圧であって基準電圧として使用可能な固定もしくは制御可能な電圧を有する第２の素子を備える、第２の直流的に絶縁された回路とを備え、
上記測定回路及び上記第２の測定回路の出力は差動増幅器を通過し、これにより、上記素子の抵抗もしくは上記素子によって生じた電圧と、上記第２の素子の基準抵抗もしくは上記第２の素子によって生じた電圧との差を決定する請求項９〜１２のいずれかに記載のシステム。
【請求項１５】
上記コントローラは、既知の値の上記パラメータについて両方の回路のデューティサイクルに対する上記各測定回路の上記各キャパシタの両端の電圧における差、及び／又は、上記素子及び第２の素子によって経験された上記パラメータの間の差を較正するように構成される請求項１３又は１４記載のシステム。
【請求項１６】
上記電圧パルス発生器は、電圧源と、トランジスタのゲートに接続されたパルス発生器とを備える請求項１〜１５のうちの１つに記載のシステム。
【請求項１７】
上記測定回路は、上記電圧パルスの継続時間において第１のダイオードに逆バイアスが印加されるように、上記第１のキャパシタに直列に接続された上記第１のダイオードを備える請求項１〜１６のうちの１つに記載のシステム。
【請求項１８】
上記直流的に絶縁された回路は、上記第１の方向に電流が流れることを防止するように上記電圧パルスの継続時間において第２のダイオードに逆バイアスが印加されるように、上記第２のキャパシタに直列に接続された第２のダイオードを備える請求項１〜１７のうちの１つに記載のシステム。
【請求項１９】
直流的に絶縁された回路中の抵抗性素子によって経験された環境パラメータを測定するためのシステムであって、
上記システムは、電圧パルス発生器を備える測定回路を備え、
上記測定回路は、多数の電圧パルスの後における上記測定回路中の第１のキャパシタの両端の安定な電圧が、上記直流的に絶縁された回路中の上記素子の両端の接続された第２のキャパシタの両端の安定な電圧に比例するように、上記直流的に絶縁された回路にフライバック変圧器によって誘導的に接続され、上記第１及び第２のキャパシタの両端の上記安定な電圧は、上記電圧パルスのデューティサイクルを調整することにより調整可能であるシステム。
【請求項２０】
上記第１のキャパシタの両端の上記安定な電圧を測定することで上記環境パラメータを測定するように構成された請求項１９記載のシステム。
【請求項２１】
上記第１のキャパシタの両端の上記安定な電圧を一定に保持するデューティサイクルを測定することで上記環境パラメータを測定するように構成された請求項１９記載のシステム。
【請求項２２】
上記電圧パルスは数マイクロ秒のオーダーの平均幅を有する請求項１〜２１のうちの１つに記載のシステム。
【請求項２３】
上記電圧パルスは数十又は数百マイクロ秒のオーダーの周期を有する請求項１〜２２のうちの１つに記載のシステム。
【請求項２４】
直流的に絶縁された回路における抵抗性素子によって経験された環境パラメータを測定する際に使用される測定回路を較正する方法であって、上記直流的に絶縁された回路は変圧器によって上記測定回路に誘導的に接続され、
上記方法は、
既知の値の上記環境パラメータを上記抵抗性素子へ印加することと、
上記測定回路から上記変圧器へ複数の電圧パルスを印加することと、
上記測定回路におけるキャパシタの両端の電圧を測定することと、
上記測定された電圧が上記既知の値の環境パラメータの期待値より高いか、それとも低いかを決定することと、
上記測定された電圧が上記期待値に一致するまで、上記変圧器に印加される上記電圧パルスのデューティサイクルを調整することと、
上記既知の値の環境パラメータと、上記測定された電圧が上記期待値に一致するデューティサイクルとの間の相関を格納することとを含む方法。
【請求項２５】
直流的に絶縁された回路における素子によって生じた電圧によって表される制御パラメータを測定する際に使用される測定回路を較正する方法であって、上記直流的に絶縁された回路は変圧器によって上記測定回路に誘導的に接続され、
上記方法は、
既知の値の上記制御パラメータを上記素子へ印加することと、
上記測定回路から上記変圧器へ複数の電圧パルスを印加することと、
上記測定回路におけるキャパシタの両端の電圧を測定することと、
上記測定された電圧が上記既知の値の制御パラメータの期待値より高いか、それとも低いかを決定することと、
上記測定された電圧が上記期待値に一致するまで、上記変圧器に印加される上記電圧パルスのデューティサイクルを調整することと、
上記既知の値の制御パラメータと、上記測定された電圧が上記期待値に一致するデューティサイクルとの間の相関を格納することとを含む方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電圧における変動をモニタリングすることに適している、直流的に絶縁された（galvanically isolated）モニタリング回路に関する。この電圧は、他を除外するものではないが、特に、抵抗性素子における変動を決定するために、又は他の回路によって生じる電圧をモニタリングするために使用可能である。本発明は、特に、温度をモニタリングすること、又は、制御電圧又は制御電流をモニタリングすることに適している。
【背景技術】
【０００２】
多くの制御システムにおいて、温度の値をモニタリングし、その測定値を用いて、ファン、ポンプ、又はコンプレッサを駆動するモータの速度のような制御出力を調整することが重要である。
【０００３】
温度は、サーミスタ、すなわち温度によって変化する抵抗を有する素子を用いて測定することができる。負の温度係数の抵抗を有するサーミスタは、しばしば、ＮＴＣサーミスタと呼ばれる。
【０００４】
多くの場合、測定面又は測定媒体が露出され、この媒体における素子とのいかなる電気的な接触も、電気的なショックのリスクを回避するために交流電源から直流的に絶縁されなければならない。これが特に重要である一例は、水温の測定である。水はおそらくは地中の接地された銅管を介して流れるので、水中に配置されたサーミスタは、接地から直流的に絶縁されなければならない。
【０００５】
特許文献１は、サーミスタを測定値パルスへ誘導的に結合するために変圧器を使用することについて開示し、その使用された回路を図１に示す。この方法は、電圧パルスを印加している間、変圧器の両端の電圧降下を測定する。変圧器を流れる電流はサーミスタの抵抗の関数になり、また、変圧器の１次巻線に直列な追加の抵抗を使用することで、パルスの指定された部分の継続時間において変圧器の両端に生じる電圧の変動によって、サーミスタの抵抗におけるいかなる変動も検出することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】米国特許出願公開第２００２／０１５０１４０号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
このアプローチは、多数の問題点を有する。
【０００８】
１．変圧器の両端の電圧は、パルスの継続時間において大幅に変動し、したがって、信頼できる結果を取得するために測定点を非常に注意深く選択する必要がある。
２．変圧器の磁気結合及び等価回路は、ある変圧器と他の変圧器との間で大幅に変動する可能性があり、回路がシリーズ製造のための設計で使用される場合には大きな測定誤差を引き起こす。
３．安価なサーミスタには製造公差の大きな変動があるが、回路はサーミスタの挙動についての正確な知識に依存している。
【０００９】
直流的な絶縁を提供するために変圧器を使用することは、非常に簡単でありかつ低コストな方法である。しかしながら、簡単な変圧器は、その磁気的及び電気的な特性において大きな変動を有することが知られている。変圧器の１次巻線及び２次巻線の間の電気的な結合の大きさが、主に、１次巻線及び２次巻線における巻数によって決定されるが、巻線の抵抗、１次巻線及び２次巻線の間の漏れ、磁化インダクタンス、及び磁化電流はすべて、変圧器にわたって転送される信号に大きな変動を導入する。これは、製造公差が素子間の大幅な変動をもたらす低コスト変圧器において特に顕著になる。
【００１０】
同様の問題は産業用制御及びセンサシステムでも発生する。このシステムでは、国際的に受け入れられている標準的な制御又はフィードバック信号は、０〜１０Ｖの可変な電圧又は４〜２０ｍＡの可変な電流である。送信機装置は制御電圧又は制御電流を供給する。受信機装置は信号を測定し、それを測定して適切に応答する必要がある。そのようなシステムにおいて、１つ又は複数の受信機が、１つ又は複数の送信機を有する産業用制御システム内に設けられてもよい。従って、受信機が直流的に絶縁された接続を通じて信号をモニタリングできることが必要である。４〜２０ｍＡのループ電流は、抵抗を通過させることで電圧に変換可能である。２５０Ωの高精度抵抗が受信機抵抗として一般に使用され、これにより、４ｍＡにおいて１Ｖの電圧を発生し、２０ｍＡにおいて５Ｖの電圧を発生する。絶縁増幅器又はリニア光カプラを用いる半導体による解決方法を用いることができるが、典型的には、そのような回路は、回路の直流的に絶縁された側においても電源を必要とする。受信機が制御電圧、又は制御電流によって生じた電圧をモニタリングするための、簡単かつ低コストな回路が必要とされる。
【００１１】
したがって、測定されている環境パラメータ、電圧、又は抵抗に敏感であるが、素子の公差を補償することができる回路を提供することが望ましい。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
本発明の１つの態様によれば、素子の両端の電圧をモニタリングするためのシステムが提供される。この電圧は、上記素子によって生じた電圧であってもよく、又は、上記素子の電気抵抗を表すものであってもよい。上記システムは、測定回路、直流的に絶縁された回路、及び電圧測定装置を備える。上記測定回路は、１次インダクタと、上記１次インダクタの両端に電圧パルスを印加する電圧パルス発生器と、第１のキャパシタと、上記第１のキャパシタの両端に接続された第１の抵抗とを備える。直流的に絶縁された回路は、２次インダクタと、第２のキャパシタと、上記第２のキャパシタの両端に接続された上記素子とを含む。上記電圧測定装置は、上記第１のキャパシタの両端の電圧を測定するように構成される。上記１次インダクタ及び上記２次インダクタは、磁心によって誘導的に結合されてフライバック変圧器を形成する。上記直流的に絶縁された回路は、上記電圧パルスの継続時間において上記直流的に絶縁された回路を介して電流が第１の方向に流れることができないように構成される。上記電圧パルスの継続時間においてエネルギーが上記磁心に蓄えられ、パルス間において上記エネルギーは上記第１及び第２のキャパシタへ放出され、これにより、多数のパルスの後で、上記第１のキャパシタの両端の実質的に安定な電圧ＶＣ１が上記第２のキャパシタの両端の実質的に安定な電圧ＶＣ２に比例し、ＶＣ１が上記素子の抵抗、又は上記素子によって生じる電圧を表すように構成される。上記多数のパルスは、ほぼ一定のデューティサイクル、又は時間的にゆっくりとだけ変化するデューティサイクルを有することが期待される。
【００１３】
ＶＣ１及びＶＣ２は、上記電圧パルスのデューティサイクルに依存して可変であってもよく、オプションで、上記電圧パルスのデューティサイクルに実質的に比例する。
【００１４】
上記電圧パルス発生器は、電圧源と、トランジスタ（オプションで、ｍｏｓｆｅｔのような電界効果トランジスタ）のゲートに接続されたパルス発生器とを備える。
【００１５】
上記測定回路は、上記電圧パルスの継続時間において第１のダイオードに逆バイアスが印加されるように、上記第１のキャパシタに直列に接続された上記第１のダイオードを備えてもよい。上記直流的に絶縁された回路は、上記第１の方向に電流が流れることを防止するように上記電圧パルスの継続時間において第２のダイオードに逆バイアスが印加されるように、上記第２のキャパシタに直列に接続された第２のダイオードを備えてもよい。
【００１６】
上記素子は、環境パラメータの変化が上記素子の抵抗の変化をもたらすように、上記環境パラメータをモニタリングするように構成されてもよい。上記素子は、温度を測定するためのサーミスタであってもよい。
【００１７】
上記素子は、制御パラメータの変化がモニタリングされる電圧の変化をもたらすように、上記制御パラメータを表す電圧を生じてもよい。上記制御パラメータは、既知の抵抗を流れる制御電流によって生じた可変電圧又は電圧の形式を有する制御信号であってもよい。
【００１８】
上記システムは、ＶＣ１の測定値をモニタリングし、ＶＣ１から上記環境パラメータ又は制御パラメータの値を決定するように構成されたコントローラをさらに備えてもよい。オプションで、コントローラが電圧パルス発生器に接続され、ＶＣ１と環境パラメータ又は制御パラメータとの関係を較正するように構成される。上記較正は、上記素子が既知の一定値の上記パラメータを経験したときにＶＣ１を測定し、上記既知の値に対するＶＣ１の期待値からの誤差を計算し、ＶＣ１が上記期待値に一致するまで上記電圧パルスのデューティサイクルを調整することで達成されてもよい。上記コントローラは、ＶＣ１が上記期待値に一致するデューティサイクルを格納するように構成されてもよい。
【００１９】
上記コントローラは、上記素子によって経験されたパラメータの２つ以上の既知の値に対してＶＣ１を較正し、各既知の値に対して必要なデューティサイクルを格納し、上記格納されたデューティサイクルを用いて、未知の値の上記環境パラメータ又は制御パラメータを測定するときに適切なデューティサイクルを選択するように構成されてもよい。
【００２０】
したがって、本発明は、低コストな変圧器を使用して、測定される環境パラメータ又は制御パラメータに敏感な素子を直流的に絶縁する方法を提供する。本発明は、高価な回路なしで関心対象のパラメータの正確かつ一貫性のある測定を実施できるように、すべての素子の公差を実質的にゼロにする方法を実現できるようにする回路を含む。
【００２１】
別の特徴は、２つの素子間で正確な差動測定を実施できるようにするとことにある。各素子について異なる変圧器を使用することで、互いに独立した直流的な絶縁を提供し、また、測定回路から独立した直流的な絶縁を提供することができる。標準的な環境条件において２つのチャネル間の差動信号がゼロになるように、２つの変圧器の間及び２つの素子の間の特性変動を除去するための方法が提供される。
【００２２】
したがって、上記システムは、第２の測定回路と、上記環境パラメータに応じて変動する抵抗を有する第２の素子を備える第２の直流的に絶縁された回路とをさらに備えてもよい。上記測定回路及び上記第２の測定回路の出力は差動増幅器を通過し、これにより、上記素子によって経験されたパラメータと、上記第２の素子によって経験されたパラメータとの差を決定する。代替として、上記第２の素子は、パラメータに依存する素子の抵抗が固定の（又は既知の）基準抵抗を参照して測定されるように、固定又は制御可能な基準抵抗であってもよい。
【００２３】
上記コントローラは、既知の値の上記パラメータについて両方の回路のデューティサイクルに対する上記各測定回路の上記各キャパシタの両端の電圧における差、及び／又は、上記素子及び第２の素子によって経験された上記パラメータの間の差を較正するように構成されてもよい。
【００２４】
２つの素子によって生じた電圧を比較することによって２つの制御パラメータを比較するために、同様のアプローチが使用されてもよい。
【００２５】
本発明のもう１つの態様によれば、直流的に絶縁された回路における抵抗性素子によって経験された環境パラメータを測定するためのシステムが提供される。上記システムは、電圧パルス発生器を備える測定回路を備える。上記測定回路は、多数の電圧パルスの後における上記測定回路中の第１のキャパシタの両端の安定な電圧が、上記直流的に絶縁された回路中の上記素子の両端に接続された第２のキャパシタの両端の安定な電圧に比例するように、上記直流的に絶縁された回路にフライバック変圧器によって誘導的に接続される。第１及び第２のキャパシタの両端の安定な電圧は、電圧パルスのデューティサイクルを調整することにより調整可能である。上記環境パラメータは、上記第１のキャパシタの両端の安定な電圧を測定することで測定されてもよく、又は、上記環境パラメータが変化するとき上記第１のキャパシタの両端の安定な電圧を一定に保持するのに必要なデューティサイクルをモニタリングすることで測定されてもよい。
【００２６】
上記回路を数ｋＨｚで動作させるとき、上記電圧パルスは、数マイクロ秒のオーダーの平均幅、及び数十又は数百マイクロ秒のオーダーの周期を有してもよい。小型素子が有益である一部の用途において、回路はずっと高い周波数、例えば１ＭＨｚの高さまでの周波数及び１ＭＨｚより高い周波数で動作可能である。この場合、パルスは数マイクロ秒周期において数ナノ秒の幅を有する。
【００２７】
本発明のもう１つの態様によれば、直流的に絶縁された回路における抵抗性素子によって経験された環境パラメータを測定する際に使用される測定回路を較正する方法が提供される。上記直流的に絶縁された回路は変圧器によって上記測定回路に誘導的に接続される。上記方法は、既知の値の上記環境パラメータを上記抵抗性素子へ印加することと、上記測定回路から上記変圧器へ複数の電圧パルスを印加することと、上記測定回路におけるキャパシタの両端の電圧を測定することと、上記測定された電圧が上記既知の値の環境パラメータの期待値より高いか、それとも低いかを決定することと、上記測定された電圧が上記期待値に一致するまで、上記変圧器に印加される上記電圧パルスのデューティサイクルを調整することと、上記既知の値の環境パラメータと、上記測定された電圧が上記期待値に一致するデューティサイクルとの間の相関を格納することと含む。
【図面の簡単な説明】
【００２８】
【図１】従来技術に係る、サーミスタへ接続するための直流的に絶縁された回路を示す図である。
【図２】サーミスタを用いた、温度の直流的に絶縁された測定のための回路を示す図である。
【図３】一定温度に保持されたサーミスタを有する図２の回路を用いたときの、トランジスタのパルス幅に対する測定電圧の変動を示す図である。
【図４】図２の回路を用いたときの、温度に対する測定電圧の変動を示す図である。
【図５】図２の回路を較正するためのシステムを示すフローチャートである。
【図６】２つのチャネルを接続して差動測定システムを作る回路を示す図である。
【図７】制御電圧の直流的に絶縁された測定のための回路を示す。
【発明を実施するための形態】
【００２９】
ここで、本発明の好ましい実施形態について、添付の図面を参照して、例示としてのみ説明する。
【００３０】
図２は、測定回路１からサーミスタ１０７を直流的に絶縁するために使用される変圧器１０１を含む回路１００を示す。測定回路を破線のボックス１内に示し、直流的に絶縁されたセクションをボックス２に示す。測定回路はスイッチングトランジスタ１０２を含む。スイッチングトランジスタ１０２はＦＥＴであってもよく、又はバイポーラトランジスタであってもよい。トランジスタ１０２は、変圧器１０１の一次巻線１１１の第１の端子に接続される。一次巻線１１１の第２の端子は、直流電圧源１１３に接続されるように示される。ダイオード１０３のアノードも変圧器の第１の端子に接続され、ダイオード１０３のカソードはキャパシタ１０４の第１の端子に接続され、その第２の端子は直流電源１１３のゼロ端子に接続される。図２に示すように、キャパシタ１０４の両端の電圧を測定することを容易にするために、キャパシタの両端に分圧器１０８及び１０９が接続される。
【００３１】
代替の実施形態（図示せず）において、キャパシタ１０４の第２の端子は基準電圧に接続されてもよい。以下で説明するように、キャパシタ１０４の両端の電圧は温度を表す。
【００３２】
変圧器１０１の２次側における、直流的に絶縁されたセクションにおいて、ダイオード１０５及びキャパシタ１０６は、変圧器１０１の２次巻線１１２の両端に直列に接続されている。サーミスタ１０７は、測定される媒体に接触し、キャパシタ１０６の両端に接続される。
【００３３】
測定回路１は、トランジスタ１０２のゲートに接続されたパルス発生器１１４を含む。トランジスタ１０２のゲートにパルスを送ることで、変圧器１０１の一次巻線１１１の両端に電圧が印加される。正しい動作では、変圧器の２次側は、トランジスタ１０２が変圧器の一次巻線１１１へ電圧を印加しているとき、絶縁された回路２におけるダイオード１０５に逆バイアスが印加されるように接続される。これは、フライバック接続として電源回路において既知の接続方法であり、図２ではドット記法によって表される。一次巻線１１１に電圧パルスを印加している間、ダイオード１０３及び１０５のいずれにも電流は流れることができない。従って、このパルスを印加している間、エネルギーは変圧器の磁心に蓄えられる。従って典型的には、変圧器のコアが飽和しないように、パルス長は非常に短い。小さな変圧器を使用するために、典型的なパルス長は、数マイクロセカンドの長さまでであるが、より小さな変圧器及びより小さなキャパシタとともにより高い周波数のコントローラが使用されれば、わずか数ナノ秒であってもよい。
【００３４】
変圧器は、コアとして必ずしも磁性材料を必要とせず、プリント回路基板における近接して結合されたトラックによって製造されてもよい。そのような場合において、１つのパルス当たりに蓄えられるエネルギーがより小さいくなるので、より短いパルス及びより高い反復周波数を使用することが有益である。
【００３５】
トランジスタ１０２がオフされるパルスの末尾において、１次巻線及び２次巻線の両端の電圧は逆になり、コアにおける磁束は減少し始める。逆電圧は、ダイオード１０３及び１０５に順バイアスが印加されるようにする。ただし、これはキャパシタ１０４及び１０６の電圧に依存する。変圧器の電圧及び巻数比を均等化する傾向がある方法で、電流は、１次巻線及び２次巻線に分かれ、ダイオード１０３及び１０５を介して流れる。例えば、巻数比が１：１である場合、電流は変圧器の１次巻線及び２次巻線に分かれ、キャパシタ１０４又は１０６における電圧を均等化する。この均等化の効果は、キャパシタの値、又は各キャパシタに接続された負荷抵抗の値に無関係に生じる。各パルスの後のオフ時間の間、電圧は、変圧器のコアにおける磁束を低減させるように作用する。（オフ時間に対するパルス時間の比がすべて同じである）多数のパルスの後、キャパシタ１０４及び１０６における電圧は、安定な、ほぼ一定の値にそれぞれとどまるように、安定化する。いったんキャパシタが安定したとき、１次巻線から２次巻線に対する巻数比がＮ１：Ｎ２であり、キャパシタ１０４における電圧はＶ１０４であり、キャパシタ１０６における電圧はＶ１０６である場合、次式が成り立つ。
【００３６】
Ｖ１０４＝Ｖ１０６（Ｎ１／Ｎ２）
【００３７】
変圧器に送られたエネルギーは、トランジスタにパルスを印加することによって制御される。これは、与えられたパルス設定において、キャパシタ１０６における電圧Ｖ１０６が、その両端に接続されたサーミスタ１０７の抵抗値に依存することを意味する。従って、キャパシタ１０４における電圧Ｖ１０４は、温度に起因するサーミスタ１０７の抵抗の変化を直接的に反映する。キャパシタ１０４が変圧器１０１の一次側にあるので、キャパシタ１０４における電圧Ｖ１０４はここでは温度に依存し、直流的に絶縁されたサーミスタ１０７へのいかなる電気的な接続も必要とせずに測定可能である。
【００３８】
キャパシタ１０４における測定された電圧Ｖ１０４がサーミスタ抵抗におけるいかなる低下も追跡するように、測定回路におけるキャパシタ１０４の両端に接続された何らかの抵抗を有することが重要である。信号電圧が例えばＡ／Ｄ変換器において測定される正しい大きさになるように、キャパシタ１０４の両端に接続された抵抗が分割されて分圧器１０８及び１０９を作ることができる。
【００３９】
上述のように、変圧器１０１に送られたエネルギーは、トランジスタ１０２にパルスを印加することによって制御される。これは、与えられた抵抗のサーミスタ１０７について、多数のパルスの後では、キャパシタ１０６（及びキャパシタ１０４）の両端の安定な電圧と、パルス長（又は、より正確にはデューティサイクル）との間の、明確に定義された関係が存在することを意味する。パルスが、コアが飽和しないほど十分に短い限り、この関係がサーミスタ１０７の与えられた抵抗に対して線形であることが期待される。図３は、１０ｋＨｚのパルス周波数に対応する１００マイクロ秒の周期において、マイクロ秒を単位とする可変なパルス長で、キャパシタ１０４における測定可能な電圧の変動の例を示す。パルス長は典型的には数マイクロ秒であり、周期は典型的には数十又は数百マイクロ秒である。図３のデータは、１：１の巻数比、５００μΗの磁化インダクタンス、及び１００００Ωのサーミスタ抵抗を有する変圧器について計算された。
【００４０】
図４は、与えられたパルス長について、摂氏を単位とする温度の変動に対するキャパシタ１０４における測定に利用可能な電圧を示す。データは、２５°Ｃにおいて１０ｋΩの公称抵抗値を有する典型的なサーミスタを用いて、２％の固定パルス幅対周期の比（デューティサイクル）で計算される。この温度範囲にわたり、計算で使用されるサーミスタの抵抗は、２５°Ｃにおいて３５ｋΩから、３５°Ｃにおいて約６ｋΩに変化した。
【００４１】
低コストサーミスタでは、２５°Ｃにおいて公称抵抗値の＋／−５％の公差変動を有することが典型的である。変圧器は、同一の製造業者部品番号が選択される場合さえ、漏出及び磁化インダクタンスの変動を有する。すべての回路公差の影響は非常に大きくなり、名目上同様の回路間において受け入れがたい変動を生じさせる。この回路によって測定された電圧は、公称値から１０、２０、又は５０％さえも変動する可能性がある。
【００４２】
図２の回路の特徴は、変動の源に関係なく、１回の較正ですべての素子の公差を実質的に除去する、非常に簡単な較正を容易にするということである。これは、キャパシタの両端の安定な電圧が、パルス長及びサーミスタの抵抗に独立に依存するからである。従って、この回路は、低コストの素子の使用を可能にするが、較正の後に、より高い精度の素子に関連付けられた測定精度をもたらすことができる。適切な較正方法を図５に示して、以下のように進む。ここで、較正方法について説明する。
【００４３】
１．回路は、通常、マイクロコントローラ１１５とともに使用される。マイクロコントローラ１１５では、アナログ測定電圧をディジタル値に変換することができる。較正の簡単化のために、トランジスタ１０２に印加されるパルス長は制御可能であるべきである。
２．サーミスタ温度は、既知の較正温度において保持５０１されるべきである。これは、都合のよい、ただし既知の温度、例えば２０°Ｃ、又は恐らく０°Ｃの氷水であってもよい。
３．キャパシタ１０４の両端の電圧Ｖ１０４が決定５０２されるべきである。これは、キャパシタの両端の電圧を直接的に測定することで、又は、増幅器又は分圧器が使用される場合にその電圧の倍数又は比を測定することで、実現可能である。
４．もし回路が理想的な素子で構成される場合、測定値は、選択された温度における期待値と比較５０３されるべきである。測定値及び期待値の間の差は、誤差信号を生成するために使用される。
５．測定された電圧が期待値より高い場合、パルス発生回路に印加されるパルス幅を減少５０４させることで（又は、パルス間の時間を増大させることで）、誤差信号を減少させることができる。
６．測定された電圧が期待値より低い場合、パルス発生回路に印加されるパルス幅を増大５０５させることで（又は、パルス間の時間を減少させることで）、誤差信号を減少させることができる。
７．ある時間期間の後で、測定された電圧及び較正電圧の間の誤差信号がゼロになるまで、制御ループの出力がパルス幅対周期比を調整するように、誤差信号を比例及び積分制御ループに組み込むことが便利である。
８．この時、ゼロ又はほぼゼロの誤差信号を実現したパルス幅の値が格納され、これは、次の場合に電源がオンされるときに回路を駆動するために使用５０８することができる。この回路でマイクロコントローラ１１５を使用することの利点は、マイクロコントローラがこの動作の全体を実行できるということである。アナログ電圧はＡ／Ｄ変換器を用いて測定される。誤差はディジタル設定点に対してディジタル的に計算可能であり、比例及び積分コントローラはディジタル的に実装可能であり、パルス発生回路をハードウェアのパルス幅変調器で駆動可能であり、最後に、較正の後に使用されるパルス幅は不揮発性メモリに格納される。
９．経験的に、サーミスタの抵抗値の公称値に対する１０％の増加は、パルス幅を約５％の減少させることでゼロできることがわかった。
１０．回路は、さらに、期待される動作範囲にわたる追加の既知の温度で較正５０７されることが可能である。例えば、水温を測定するために使用される回路は、０°Ｃ及び１００°Ｃにおいて較正されてもよく、必要であれば、これらの間の追加の点で較正されてもよい。従って、測定された電圧対温度の必要な変動を生成するのに必要なパルス幅は、メモリに格納可能である。
１１．通常動作中に、回路は、格納されたパルス値の間に補間して、（モニタリングされた電圧によって測定された）動作の温度のために必要なパルス幅を生成することができる。
１２．このように、回路は、測定の分解能及び較正を動的に調整できるように、非線形特性を有することができる。
【００４４】
個々のパルス幅の無限に細かい制御が必要ではなく、離散パルス幅を組み合わせて中間の平均パルス幅を提供できることが認識される。例えば、幅２マイクロ秒及び２．１マイクロ秒の交替するパルスは、２．０５マイクロ秒の平均パルス幅にもたらす。３つごとに１つのパルスが幅２．１マイクロ秒を有する場合、平均幅は２．０３３マイクロ秒になり、他の場合も同様である。さらに、パルス幅を調整する代わりに、パルス周期が代わりに又はさらに変更されてもよく、実際には、キャパシタの両端の電圧を決定するのは電圧パルスのデューティサイクルである。
【００４５】
コントローラ１１５は、説明した機能がソフトウェアではなくハードウェアで実装される特定用途向け集積回路で実装されてもよい。
【００４６】
また、予め決められたパルス幅で動作して電圧Ｖ１０４をモニタリングすることより素子１０６の電圧Ｖ１０６及びしたがって抵抗を推定するのではなく、測定された電圧Ｖ１０４を一定値に保持するためにパルス幅を変動すること、及び、素子１０６の抵抗をモニタリングするために必要なパルス幅を使用することも可能であることが認識される。この処理は、上述した較正に非常に類似したものであり、コントローラ１１５によって動作するフィードバックループを必要とする。
【００４７】
図２の回路は、マルチチャネルシステムを作成するように拡張可能である。各チャネルは、既知の環境条件において既知の信号レベルを生成するために個々に較正可能であり、各チャネルは、アナログ・ディジタル変換器を有するマイクロコントローラを用いて測定可能である。その後、各チャネルの読み取り値を比較することで、差動測定又は相対測定を行うことができる。
【００４８】
一部の用途において、２つのチャネル測定値の間の差は、これら２つのチャネルにおける信号値の全体的な変動に比較して、非常に小さい可能性がある。そのような状況で、本発明に係る回路が較正可能であるという事実は、すべての従来技術に対する大きな優位点である。
【００４９】
広い測定範囲全体における正確な差動測定が必要とされる例は、ポンプ式の暖房装置である。この場合、フロー及びリターン配水管の温度を測定し、循環ポンプの速度を制御して暖房システムの効率を最適化することが有利である。測定される温度の範囲は５°Ｃから９０°Ｃまでである可能性があるが、フロー及びリターンの間の温度差は数分の１度である可能性がある。
【００５０】
回路が動作しなければならない環境条件の全範囲に比較して２つのチャネル間の環境測定値の差が非常に小さい状況では、図２のものに比較して拡張された回路構成がより適切である。図６に適切な回路を示す。
【００５１】
図６において、第１のチャネルの素子は、図２の単一チャネル回路の場合と符号及び目的において同一である。第２のチャネルは、同じ構成及び全体的動作原理を有する。第２のチャネルの素子は符号２ｘｘを有する。図６の各チャネルは図２の単一チャネル回路と同様の方法で動作するが、２つのチャネルの測定値の間の正確な差を取得する方法は異なる。この態様において本発明の方法が特に有益である。
【００５２】
２つのチャネルで、特に検出されるチャネル間の測定値の差が小さい場合、素子の公差に起因した測定電圧の変動は大きな課題である。サーミスタの抵抗１０７及び２０７を表す２つの電圧は、それぞれＶ１及びＶ２である。これらの２つの電圧はマイクロコントローラにおいて独立に測定可能であるが、差動増幅器を用いて差を決定し、差動測定の分解能を向上するために差を増幅するオプションを提供することが好ましい。図６において、差動増幅器は増幅器ブロック１１０によって表される。ブロック１１０の出力は関数Ａｖ（Ｖ２−Ｖ１）に従う。ここで、Ａｖは差動増幅器の電圧利得である。増幅の後、素子の公差に起因する誤差も増幅される。ここで、これらの誤差を除去する簡単な較正方法について説明する。
【００５３】
１．両方のサーミスタ１０７及び２０７は同じ温度で安定化させられるべきである。
２．マイクロコントローラ又は同様の回路（図６に示さず）からトランジスタ１０２及び２０２にパルスが印加される。
３．１つのチャネル（例えばトランジスタ２０２）に印加されるパルスは、固定された予め決められた長さに設定可能である。このパルス長は、電圧Ｖ１が動作温度とともに変化する必要がある場合、電圧Ｖ１がその利用可能な電圧範囲に適切に位置することを保証するように選択されるべきである。出力電圧Ｖ１の正確な値は、差動測定の精度にとって重大ではない。
４．その後、較正ルーチンは、同様の長さのパルス及びパルス周波数を第２のチャネルのトランジスタ１０２へ印加することで開始する。
５．その後、（存在する場合には増幅器の後段における）差動電圧が、通常、アナログ・ディジタル変換器を有するマイクロコントローラによって、測定される。
６．サーミスタが等しい温度にある条件下で差動電圧信号がゼロでない場合、差動電圧信号がゼロになるまで、トランジスタ１０２へのパルス長が増大されるか減少されるべきである。
７．図６に実装されるように、正の差動電圧信号は、両方のサーミスタが同じ温度であるにもかかわらず、Ｖ２からの出力がＶ１より高いことを意味する。従って、これらの条件下の測定された正の差動電圧は較正誤差である。
８．トランジスタ１０２へのパルス時間を増大することは、電圧Ｖ１を増大させ、かつ誤差を減少させる傾向がある。
９．簡単な積分コントローラ又は比例及び積分コントローラは、誤差を合計し、差動電圧信号をゼロにするようにトランジスタ１０２のパルス幅を調整することができる。
１０．この時、ゼロ誤差を実現したパルス幅の値が格納され、これは、次の場合に電源がオンされるときに回路を駆動するために使用することができる。この回路でマイクロコントローラを使用することの利点は、マイクロコントローラがこの動作の全体を実行できるということである。差動電圧信号（又は２つの個々の電圧）はＡ／Ｄ変換器を用いて測定される。誤差はゼロに対してディジタル的に計算可能であり、比例及び積分コントローラはディジタル的に実装可能であり、パルス発生回路をハードウェアのパルス幅変調器で駆動可能であり、最後に、２０２のために使用される標準的なパルス及び較正後に１０２のために使用されるパルス幅は不揮発性メモリに格納される。
【００５４】
較正後、サーミスタはアプリケーションの温度に追従することができ、温度の差は、大きな素子の公差を有する低コスト素子の使用にもかかわらず、驚くべき精度で検出可能である。
【００５５】
従って、図６の回路は、ぴったり一致した素子を使用することなく、非常に正確な差動温度測定を実現する。さらに、回路は、高価な絶縁された電源を必要とせずに、サーミスタへの完全な電気的絶縁を提供する。これは、サーミスタの両端の電圧が変圧器の一次側に反映される方法により実現される。この電圧は、変圧器の一次側では容易に測定されて較正されることが可能である。
【００５６】
増幅器を有する差動回路は、サーミスタのうちの１つを、較正温度においてサーミスタの値に近い値を有する固定抵抗で置き換えることで、より正確な単一チャネル回路として使用することもできる。
【００５７】
本発明の簡単さと、低コスト素子を使用可能であり、簡単な較正方法を用いて測定間の変動を容易にゼロにできる方法とを示すために、サーミスタを使用する温度測定回路が説明された。
【００５８】
同じ回路は、素子によって生じた電圧を測定することにも使用可能である。図７は、測定回路１から可変制御電圧３０１を直流的に絶縁するために使用される変圧器１０１を含む回路１００を示す。図２のように、測定回路を破線のボックス１内に示し、直流的に絶縁されたセクションをボックス２に示す。測定回路はスイッチングトランジスタ１０２を含む。スイッチングトランジスタ１０２はＦＥＴであってもよく、又はバイポーラトランジスタであってもよい。トランジスタ１０２は、変圧器１０１の一次巻線１１１の第１の端子に接続される。一次巻線１１１の第２の端子は、直流電圧源１１３に接続されるように示される。ダイオード１０３のアノードも変圧器の第１の端子に接続され、ダイオード１０３のカソードはキャパシタ１０４の第１の端子に接続され、その第２の端子は直流電源１１３のゼロ端子に接続される。図７では、図２のように、キャパシタ１０４の両端の電圧を測定することを容易にするために、キャパシタの両端に分圧器１０８及び１０９が接続される。
【００５９】
変圧器１０１の２次側における、直流的に絶縁されたセクションにおいて、ダイオード１０５及びキャパシタ１０６は、変圧器１０１の２次巻線１１２の両端に直列に接続されている。可変制御電圧３０１はキャパシタ１０６の両端に接続される。制御電圧は、０Ｖ及び１０Ｖの間の可変電圧によって制御情報が送信される産業用コントローラから受信されてもよい。代替として、制御電流が通過する受信抵抗の両端に可変制御電圧が生じてもよい。産業制御システムの制御電流は、典型的には、４ｍＡ及び２０ｍＡの間にある。一般に受け入れられている受信機抵抗は２５０Ωである。従って、４ｍＡの制御電流は、受信機抵抗の両端に１Ｖの電圧を生じる。２０ｍＡの制御電流は、受信機抵抗の両端に５Ｖの電圧を生じる。これらの図が例示的であり、回路は他の図でも動作することが認識される。図７では、可変制御電圧はソース電圧３０１によって表される。
【００６０】
本発明の前の実施例の場合のように、可変制御電圧の値はキャパシタ１０４の両端の電圧から推定可能である。回路の較正は、さらに上述のサーミスタの較正の説明と同様の方法で実施可能である。既知の制御電圧は、回路の直流的に絶縁された部分の端子に接続される。トランジスタ１０２にパルスが印加され、キャパシタ１０４の両端の安定な電圧Ｖ１０４が決定される。これは、キャパシタの両端の電圧を直接的に測定することで、又は、増幅器又は分圧器が使用される場合にその電圧の倍数又は比を測定することで、実現可能である。理想的には、正常範囲の制御電圧のうちの妥当な割合にわたってキャパシタ１０４の両端に生じた電圧を較正するために、制御電圧は変動されるべきである。
【００６１】
第１の既知の制御電圧における期待される測定の較正は、温度について図５に示した場合と同様の方法で実施することができる。パルス幅は、直流的に絶縁された端子に既知の制御電圧が印加されるときに期待される電圧が実現されるように、回路のすべての変動及び公差を考慮して調整可能である。別の既知の制御電圧でキャパシタ１０４において得られる電圧の測定は、測定された電圧の勾配及びオフセットの両方のデータを提供する。これらの較正値はコントローラ１１５に格納可能である。
【００６２】
較正の後、較正値から決定されたパルス幅及びデューティサイクルで回路を動作させ、キャパシタ１０４の両端の電圧又はその電圧から導出された電圧を測定することで、制御電圧の測定が実現される。キャパシタ１０４における電圧は制御電圧に直接的に関係し、従って、制御電圧は直流的に絶縁された測定回路によって決定可能である。
【００６３】
従って、本発明の回路は、非常に簡単な素子を使用しながら、かつ、回路間に存在する公差の変動にもかかわらず正確な測定値を生成する較正方法を使用しながら、制御電圧を測定するための簡単な直流的に絶縁された方法として使用可能である。
【００６４】
上述した実施形態からの変形例もまた本発明の範囲以内にあってもよいことが認識される。例えば、抵抗のモニタリングをともなう実施形態は、サーミスタを用いて温度を測定する文脈で説明された。しかしながら、抵抗の変化を生じる可能性がある任意のパラメータの測定値が同様の方法でモニタリングされてもよい。説明した測定法は可変抵抗又は電位差計を測定することにも使用可能である。多くの場合、制御回路への可変入力として電位差計を使用することが必要である。電位差計（１０７）の抵抗が変更されるとき、図２の回路においてサーミスタ１０７の代わりに電位差計を使用することは、抵抗１０９の両端の可変な絶縁された電圧を生成する。図６の回路を用いて、２つの電位差計の間、又は電位差計及び固定抵抗器の間の差動測定を実現することができる。図２及び図６に示すものに類似の回路を用いて容量の変化を測定することも可能であるかもしれない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【国際調査報告】
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