(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源（１）の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路（３）と、交流電源（１）と整流回路（３）との間に接続された第１リアクトル（２ｕ）（２ｖ）（２ｗ）と、整流回路（３）の出力端子間に互いに直列接続された１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）と、前記第１リアクトル（２ｕ）（２ｖ）（２ｗ）と１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）の中点との間を短絡すべく設けられた第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）とを含む電力変換装置であって、
電源の半周期に前記第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を複数回、かつ奇数回スイッチング動作させるとともに、電源の半周期におけるスイッチング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動作との中間点を基準として対称となるようにスイッチング動作させる第１スイッチング制御手段（７）を含むことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記第１スイッチング制御手段（７）は、高調波電流成分を所望の値にすべく、スイッチングパターンを決定して第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるものである請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記第１スイッチング制御手段（７）は、相電圧の電源ゼロクロス点を含む６０°期間内で第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるものである請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１スイッチング制御手段（７）は、負荷情報に応じて第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるタイミングを変化させるものである請求項１から請求項３の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記第１スイッチング制御手段（７）は、電源電圧に応じて第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるタイミングを変化させるものである請求項１から請求項３の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１スイッチング制御手段（７）は、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるタイミングを変化させるものである請求項１から請求項３の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第１スイッチング制御手段（７）は、電源電圧変動、もしくは負荷変動に応じてスイッチングパターンを変化させるものである請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記第１スイッチング制御手段（７）は、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、スイッチングパターンを変化させるものである請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記第１スイッチング制御手段（７）は、前記１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）のそれぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとで第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）を動作させるタイミングを変化させるものである請求項１から請求項８の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）のそれぞれに、第２スイッチング手段（１０ａ）（１０ｂ）、ダイオード（１０ｃ）（１０ｄ）および第２リアクトル（１０ｅ）からなる降圧チョッパ回路を接続し、２つの第２スイッチング手段（１０ａ）（１０ｂ）を交互に動作させる第２スイッチング制御手段（１０ｈ）をさらに含む請求項１から請求項９の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記第２スイッチング制御手段（１０ｈ）は、降圧チョッパ回路の出力電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、２つの第２スイッチング手段（１０ａ）（１０ｂ）のオン時間を変化させるものである請求項１０に記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記第２スイッチング制御手段（１０ｈ）は、前記１対のコンデンサ（４ａ）（４ｂ）のそれぞれの電圧が平衡となるように、２つの第２スイッチング手段（１０ａ）（１０ｂ）のオン時間を変化させるものである請求項１０または請求項１１に記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）は、１対づつのダイオードの直列回路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回路と並列にスイッチング素子を接続してなるものである請求項１から請求項１２の何れかに記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記第１スイッチング手段（５ｕ）（５ｖ）（５ｗ）は、１対のダイオードの直列回路と１対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並列接続してなるものである請求項１から請求項１２の何れかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は電力変換装置に関し、さらに詳細にいえば、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、交流電源と整流回路との間に接続されたリアクトルと、整流回路の出力端子間に互いに直列接続された１対のコンデンサと、前記リアクトルと１対のコンデンサの中点との間を短絡すべく設けられた第１スイッチング手段とを含む電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、電源高調波規制に対応すべくＰＷＭコンバータ回路が提案されている。
【０００３】
このＰＷＭコンバータ回路は、例えば図２５中（ａ）に示すように６個のスイッチング素子を用いたものであり、入力電流を高周波スイッチングで制御するため、入力電流に高調波成分を含まないように、しかも入力力率を１に制御することが可能である。具体的には、このＰＷＭコンバータの各相の等価回路は図２５中（ｃ）に示すようになるので、コンバータ入力電圧ｖｕを正弦波状にすれば、入力電流ｉｕに高調波成分が含まれなくなる。すなわち、電圧ベクトル図は図２５中（ｄ）に示すようになる。したがって、例えば、「三相ＰＷＭコンバータのパラメータ変動を考慮した電流制御法」、竹下隆晴、岩崎誠、松井信行、電学論Ｄ，１０７巻１１号，昭６２に示されているような方式で、コンバータ入力電圧のＰＷＭパターンを作成し、コンバータ入力電圧を正弦波状の波形として入力電流の高調波成分の低減を達成することができる。
【０００４】
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
図２５中（ａ）に示す構成のＰＷＭインバータ回路を採用した場合には、図２５中（ｂ）に入力電流波形および入力電圧波形を示すように、高周波スイッチングに伴う効率の低下、ノイズの増加を招くとともに、制御の複雑化、コストの増加を招くという不都合がある。
【０００５】
また、３相交流電源電圧が２００Ｖ系の場合、整流回路の出力電圧は２８０Ｖ程度となり、４００Ｖ系の場合、整流回路の出力電圧は５６０Ｖ程度となるので、インバータおよびモータを交流電源電圧に合わせて設計し、開発する必要がある。さらに、４００Ｖ系の交流電源に接続されたインバータからは、スイッチング動作によって生じるサージ電圧が大きくなるとともに、発生ノイズも大きくなるため、ノイズフィルタが大型化し、高価になってしまう。
【０００６】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、大形のリアクトルを不要とし、しかも入力力率の改善および高調波電流の抑制を達成することができる電力変換装置を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の電力変換装置は、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、交流電源と整流回路との間に接続された第１リアクトルと、整流回路の出力端子間に互いに直列接続された１対のコンデンサと、前記第１リアクトルと１対のコンデンサの中点との間を短絡すべく設けられた第１スイッチング手段とを含むものであって、
電源の半周期に前記第１スイッチング手段を複数回、かつ奇数回スイッチング動作させるとともに、電源の半周期におけるスイッチング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動作との中間点を基準として対称となるようにスイッチング動作させる第１スイッチング制御手段を含むものである。
【０００９】
請求項２の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、高調波電流成分を所望の値にすべく、スイッチングパターンを決定して第１スイッチング手段を動作させるものを採用するものである。
【００１０】
請求項３の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、相電圧の電源ゼロクロス点を含む６０°期間内で第１スイッチング手段を動作させるものを採用するものである。
【００１１】
請求項４の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、負荷情報に応じて第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するものである。
【００１２】
請求項５の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、電源電圧に応じて第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するものである。
【００１３】
請求項６の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するものである。
【００１４】
請求項７の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、電源電圧変動、もしくは負荷変動に応じてスイッチングパターンを変化させるものを採用するものである。
【００１５】
請求項８の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、スイッチングパターンを変化させるものを採用するものである。
【００１６】
請求項９の電力変換装置は、前記第１スイッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそれぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとで第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するものである。
【００１７】
請求項１０の電力変換装置は、前記１対のコンデンサのそれぞれに、第２スイッチング手段、ダイオードおよび第２リアクトルからなる降圧チョッパ回路を接続し、２つの第２スイッチング手段を交互に動作させる第２スイッチング制御手段をさらに含むものである。
【００１８】
請求項１１の電力変換装置は、前記第２スイッチング制御手段として、降圧チョッパ回路の出力電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、２つの第２スイッチング手段のオン時間を変化させるものを採用するものである。
【００１９】
請求項１２の電力変換装置は、前記第２スイッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそれぞれの電圧が平衡となるように、２つの第２スイッチング手段のオン時間を変化させるものを採用するものである。
【００２０】
請求項１３の電力変換装置は、前記第１スイッチング手段として、１対づつのダイオードの直列回路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回路と並列にスイッチング素子を接続してなるものを採用するものである。
【００２１】
請求項１４の電力変換装置は、前記第１スイッチング手段として、１対のダイオードの直列回路と１対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並列接続してなるものを採用するものである。
【００２９】
【作用】
請求項１の電力変換装置であれば、交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、交流電源と整流回路との間に接続された第１リアクトルと、整流回路の出力端子間に互いに直列接続された１対のコンデンサと、前記第１リアクトルと１対のコンデンサの中点との間を短絡すべく設けられた第１スイッチング手段とを含む装置を用いて電力変換を行うに当たって、
第１スイッチング制御手段によって、電源の半周期に前記第１スイッチング手段を複数回、かつ奇数回スイッチング動作させるとともに、電源の半周期におけるスイッチング波形を、最初のスイッチング動作と最後のスイッチング動作との中間点を基準として対称となるようにスイッチング動作させることができる。
【００３０】
したがって、高周波スイッチングに伴う、回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こすことなく、また、大形のリアクトルを用いることなく、安価な構成で、高入力力率化、および低高調波電流化を達成することができる。
【００３１】
請求項２の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、高調波電流成分を所望の値にすべく、スイッチングパターンを決定して第１スイッチング手段を動作させるものを採用するのであるから、高調波規格に適合させることができるほか、請求項１と同様の作用を達成することができる。
【００３２】
請求項３の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、相電圧の電源ゼロクロス点を含む６０°期間内で第１スイッチング手段を動作させるものを採用するのであるから、複数個の第１スイッチング手段を同時動作させる必要がなくなり、第１スイッチング手段の制御を簡単化することができるほか、請求項１または請求項２と同様の作用を達成することができる。
【００３３】
請求項４の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、負荷情報に応じて第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するのであるから、負荷変動による入力力率の低下を防止し、高調波成分を一定に保つことができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００３４】
請求項５の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、電源電圧に応じて第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するのであるから、負荷変動による入力力率の低下を防止することができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００３５】
請求項６の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するのであるから、電源電圧や負荷が変動しても、高入力力率、低高調波電流を保つことができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００３６】
また、インバータが所望する直流電圧に制御することによって、モータの効率改善や、空気調和機においては運転範囲の拡大を達成することができる。
【００３７】
請求項７の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、電源電圧変動、もしくは負荷変動に応じてスイッチングパターンを変化させるものを採用するのであるから、電源電圧や負荷変動が発生した場合であっても入力力率の低下を防止することができるほか、請求項１または請求項２と同様の作用を達成することができる。
【００３８】
請求項８の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、直流電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、スイッチングパターンを変化させるものを採用するのであるから、負荷が変動した場合であっても、直流電圧を一定に制御することができるほか、請求項１または請求項２と同様の作用を達成することができる。
【００３９】
また、インバータが所望する直流電圧に制御することによって、モータの効率改善や、空気調和期においては運転範囲の拡大を達成することができる。
【００４０】
請求項９の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそれぞれの電圧が平衡となるように、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとで第１スイッチング手段を動作させるタイミングを変化させるものを採用するのであるから、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡になることを防止することができるほか、請求項１から請求項８の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００４１】
請求項１０の電力変換装置であれば、前記１対のコンデンサのそれぞれに、第２スイッチング手段、ダイオードおよび第２リアクトルからなる降圧チョッパ回路を接続し、２つの第２スイッチング手段を交互に動作させる第２スイッチング制御手段をさらに含むのであるから、簡単に直流電圧を１／２にすることができるほか、請求項１から請求項９の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００４２】
請求項１１の電力変換装置であれば、前記第２スイッチング制御手段として、降圧チョッパ回路の出力電圧を直流電圧指令値と一致させるべく、２つの第２スイッチング手段のオン時間を変化させるものを採用するのであるから、電源電圧が変動した場合であっても、安定した直流電圧を出力することができるほか、請求項１０と同様の作用を達成することができる。
【００４３】
請求項１２の電力変換装置であれば、前記第２スイッチング制御手段として、前記１対のコンデンサのそれぞれの電圧が平衡となるように、２つの第２スイッチング手段のオン時間を変化させるものを採用するのであるから、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡になることを防止することができるほか、請求項１０または請求項１１と同様の作用を達成することができる。
【００４４】
請求項１３の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング手段として、１対づつのダイオードの直列回路を互いに並列接続してなるとともに、両直列回路と並列にスイッチング素子を接続してなるものを採用するのであるから、請求項１から請求項１２の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００４５】
請求項１４の電力変換装置であれば、前記第１スイッチング手段として、１対のダイオードの直列回路と１対のスイッチング素子の直列回路とを互いに並列接続してなるものを採用するのであるから、請求項１から請求項１２の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００５４】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明の電力変換装置の実施の態様を詳細に説明する。
【００５５】
図１はこの発明の電力変換装置の一実施態様を示す電気回路図である。
【００５６】
この電力変換装置は、３相交流電源１の各相に第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを介して３相整流回路３の各相入力端子を接続し、３相整流回路３の出力端子間に、互いに等しい容量の１対のコンデンサ４ａ、４ｂを直列接続しているとともに、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの直列回路と並列に負荷を接続している。
【００５７】
そして、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの中点と３相整流回路３の各相入力端子との間にそれぞれスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗを接続している。
【００５８】
また、３相交流電源１の少なくとも１相の出力電圧を入力として電源ゼロクロスを検出する電源ゼロクロス検出部６と、検出された電源ゼロクロスを入力として所定の演算処理を行って各相のスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗに対するスイッチングパターンを決定し、スイッチング指令を出力する制御部７と、スイッチング指令を入力としてスイッチ駆動信号を出力する駆動回路８とを有している。
【００５９】
ただし、図２に示すように、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの直列回路と並列にコンデンサ４ｃを接続する構成を採用してもよく、また、図３に示すように、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの中点とスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗとの間にコンデンサ４ｄを接続する構成を採用してもよい。
【００６０】
上記の構成の電力変換回路において、各相のスイッチ５ｕ、５ｖ、５ｗを、それぞれ電源半周期の間にＭ回（Ｍ＝３、５、７、・・・）動作させ、かつ、３相整流回路３の各相の入力端子（Ｕ、Ｖ、Ｗ）と直流電圧の中点（Ｏ）との電位差が９０°を境にして対称波形となり、１８０°を境にして正負対称波形となるように動作させる（Ｕ相のみを示す図４参照）ことによって（換言すれば、スイッチングパターンを、電源半周期における最初のスイッチングから最後のスイッチングまでの中間点を基準として対称に設定することによって）、高周波スイッチングに伴う、回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こすことなく、また大形のリアクトルを用いることなく、安価に高入力力率、低高調波電流を実現することができる（図５参照）。
【００６１】
この波形をフーリエ級数展開すると、数１、数２で表される。
【００６２】
【数１】
0004337316.tif 000002
【００６３】
【数２】
0004337316.tif 000003
【００６４】
ここで、ｋはＭ（ｃｏｓ項の項数）まで変化する。ａｎ（ｎ＝１、３、５、７、・・・）は、ｎ＝１のとき基本波成分を、ｎ≧３のとき各高調波成分を、それおｚれ表し、基本波成分と制御したい高調波成分に適切な値を代入すれば、所望の値に制御することが可能になる。例えば、Ｍ＝３のとき、基本波成分とｎ１、ｎ２次高調波成分は、数３で表される。
【００６５】
【数３】
0004337316.tif 000004
【００６６】
そこで、例えば、図９に示すフローチャートにより連立方程式の解以外のパラメータ（図中のｆ１、ｆ５、ｆ７）を導出し、数３に示すような連立方程式の近似解を「Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａ」などの演算用ソフトウエアなどを用いて導出する。
【００６７】
そして、この近似解を用い、その解から描ける波形をフーリエ級数展開し、高調波成分が高調波規格を満足するか否かの確認を行う。
【００６８】
このようにして求めたスイッチングパターンを用いれば、高調波規格に適合させることができる。
【００６９】
次いで、スイッチング回数を５回に設定し、スイッチング回数を１回に設定した場合とを対比する。
【００７０】
図６に示すように、スイッチング回数を１回に設定した場合には、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定すればＩＥＣ規格を満足することができないが、１８ｍＨに設定することによりＩＥＣ規格を満足することができる。これに対して、スイッチング回数を５回に設定した場合には、図７に示すように、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定しても、１８ｍＨに設定してもＩＥＣ規格を満足することができる。
【００７１】
また、図８に示すとおり、スイッチング回数の増加に伴って第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを小型化できることが分かる。
【００７２】
次いで、図９のフローチャートを説明する。
【００７３】
ステップＳＰ１において、製品仕様から定格電源電圧Ｖｓおよび定格電流（基本波成分）Ｉｓ１を決定し、ステップＳＰ２において、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗのリアクトル定数Ｌｓおよび直流電圧値ＶＤＣを仮設定する。そして、ステップＳＰ３において、定格電源電圧Ｖｓ、定格電流Ｉｓ１、およびリアクトル定数Ｌｓから電源電圧に対する、コンバータ入力電圧（基本波成分）Ｖｓ１の位相差δを算出する。ここで、コンバータ入力電圧Ｖｓ１およびコンバータ入力電圧Ｖｓ１の位相差δは、図１０中（ａ）に示す等価回路、および図１０中（ｂ）に示すベクトル図に示すように与えられるのであるから、これらを算出することは可能である。
【００７４】
次いで、ステップＳＰ４において、制御可能なコンバータ入力電圧｛例えば、スイッチング回数が３の場合には、２成分（例えば、５、７次）｝の高調波成分を設定する。具体的には、例えば、高調波電流Ｉ＊の目標値にマージンεを乗算して設定する。
【００７５】
そして、ステップＳＰ５において、ステップＳＰ３で求めたコンバータ入力電圧の基本波成分Ｖｓ１と、ステップＳＰ４で設定した５、７次高調波成分ｆ５、ｆ７を数３に代入して連立方程式数４を立てる。ただし、数５。
【００７６】
【数４】
0004337316.tif 000005
【００７７】
【数５】
0004337316.tif 000006
【００７８】
ステップＳＰ６において、数４の連立方程式の近似解α１、α５、α７を「Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃａ」などの演算用ソフトウエアなどを用いて導出する。
【００７９】
算出された近似解α１、α５、α７を数２に代入し、コンバータ入力電圧の高調波成分（１１次から３９次の成分）を求める。
【００８０】
そして、ステップＳＰ８において、求められた全ての高調波成分の絶対値が対応する目標値未満であるか否かを判定する。
【００８１】
ステップＳＰ８において何れかの高調波成分の絶対値が対応する目標値以上であると判定された場合には、ステップＳＰ９において、７次高調波成分の符号を判定する。そして、符号が正であれば、ステップＳＰ９ａにおいて、符号を変更し、再びステップＳＰ６の処理を行う（すなわち、符号を変更して再度計算する）。逆に、符号が負であれば、再びステップＳＰ４の処理を行う（すなわち、高調波成分の設定を変更して再度計算する）。
【００８２】
ステップＳＰ８において求められた全ての高調波成分の絶対値が対応する目標値未満であると判定された場合には、ステップＳＰ１０において、シミュレーションを行い、ステップＳＰ１１において、シミュレーション結果から高調波電流および直流電圧値を算出し、ステップＳＰ１２において、高調波電流が目標値を、直流電圧値が設定値を満足するか否かを判定し（図１１参照）、満足していると判定された場合には、そのまま一連の処理を終了する。
【００８３】
逆に、ステップＳＰ１２において、高調波電流が目標値を満足していないか、および／または直流電圧値が設定値を満足していないと判定された場合には、再びステップＳＰ２の処理を行う（すなわち、直流電圧値ＶＤＣ、リアクトル定数Ｌｓの設定を変更して再度計算する）。
【００８４】
また、上記の実施態様において、図１２に示すように、各相のスイッチングを行う期間を電源ゼロクロス点を含む６０°（α１≦３０°）以内に設定することが好ましく、複数個のスイッチを同時に動作させることがなくなり、制御を簡単化することができる。
【００８５】
図１３はこの発明の電力変換装置の他の実施態様を示す電気回路図である。
【００８６】
この電力変換装置が図１の電力変換装置と異なる点は、負荷に流れる電流を入力として負荷情報を検出する負荷情報検出部７ａ、および波形記憶部７ｂをさらに含む点、および制御部７として、電源ゼロクロス検出信号、負荷情報検出信号、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミングを負荷に応じて変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
【００８７】
この実施態様を採用した場合には、負荷情報を検出し、電源電圧のゼロクロス点を基準として、図１４に示すように、負荷に応じてスイッチングタイミングを変化させることができ、ひいては、負荷変動による入力力率（ＰＦ）の低下を防止して高調波成分を一定に保つことができる（図１５参照）。
【００８８】
さらに説明する。
【００８９】
軽負荷時のベクトル図は図１６中（ａ）に示すとおりであり、重負荷時のベクトル図は図１６中（ｂ）に示すとおりである。すなわち、負荷の変動に応じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の基本波成分Ｉｓ１が基本波電圧Ｖｓと同相となるように、電源電圧に対するコンバータ入力電圧Ｖｓ１の位相差δ（オンタイミング）を制御すればよい（図１７参照）。
【００９０】
図１８はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【００９１】
この電力変換装置が図１３の電力変換装置と異なる点は、電源電圧を検出する電源電圧検出部７ｃをさらに含む点、および制御部７として、電源電圧検出信号、電源ゼロクロス検出信号、負荷情報検出信号、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミングを電源電圧にも応じて変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
【００９２】
この実施態様を採用した場合には、電源電圧に応じてスイッチングタイミングを変化させることができ、ひいては、図１９に示すように、負荷変動による入力力率の低下を防止することができる。
【００９３】
さらに説明する。
【００９４】
低電圧時のベクトル図は図２０中（ａ）に示すとおりであり、高電圧時のベクトル図は図２０中（ｂ）に示すとおりである。すなわち、電源電圧の変動に応じて位相差δが変化するのであるから、入力電流の基本波成分Ｉｓ１が電源電圧Ｖｓと同相となるように、電源電圧に対するコンバータ入力電圧Ｖｓ１の位相差δ（オンタイミング）を制御すればよい。
図２１はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【００９５】
この電力変換装置が図１の電力変換装置と異なる点は、負荷として、モータ９ａを駆動するインバータ９を採用した点、直流電圧を検出する直流電圧検出部７ｄをさらに含む点、波形記憶部７ｂをさらに含む点、駆動回路９ｂを介してインバータ９を制御するインバータ制御回路９ｃに直流電圧指令値を供給する直流電圧指令値供給部９ｄからの直流電圧指令値を制御部７に供給する点、および、電源ゼロクロス検出信号、直流電圧検出信号、直流電圧指令値、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、スイッチングタイミングを直流電圧検出値が直流電圧指令値に一致するように変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
【００９６】
この実施態様を採用した場合には、直流電圧を検出し、検出した直流電圧値が、電源電圧や負荷の状態に応じて、予め設定された直流電圧指令値に一致するようにスイッチングタイミングを変化させることができ、ひいては、電源電圧や負荷が変動した場合であっても、高入力力率、低高調波電流を保つことができる。
【００９７】
そして、インバータ９の所望する直流電圧に制御することができ、ひいては、モータの効率改善、空気調和機においては運転エリアの拡大を達成することができる。
【００９８】
図２２はこの発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【００９９】
この電力変換装置が図１８の電力変換装置と異なる点は、負荷情報検出部７ａに代えて、１対のコンデンサ４ａ、４ｂのそれぞれの端子間電圧を検出するコンデンサ電圧検出部７ｅを採用した点、および、制御部７として、電源電圧検出信号、電源ゼロクロス検出信号、各コンデンサの端子間電圧、および記憶された波形信号を入力として所定の演算を行い、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとでスイッチングタイミングを変化させるべくスイッチング指令を出力するものを採用する点のみである。
【０１００】
この実施態様を採用した場合には、１対のコンデンサ４ａ、４ｂそれぞれの端子間電圧を検出し、相電圧の立ち上がりと立ち下がりとでスイッチング素子を動作させるタイミングを変化させることができ（図２３参照）、ひいては、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデンサ４ａ、４ｂの端子間電圧を平衡にすることができる。
【０１０１】
また、数２におけるａｎをａｎ／ｓとおき、この変数ｓを変化させて、基本波成分に対して制御する高調波成分が一定となる連立方程式の多数の解（スイッチングパターン）を求め、これらの解を用いることが可能であり、図２４に示すように、負荷情報に基づくスイッチングパターンの変更をも行うことにより、負荷が変動した場合であっても、直流電圧を一定に制御することができる。
【０１５４】
【発明の効果】
請求項１の発明は、高周波スイッチングに伴う、回路効率の低下や発生ノイズの増加を引き起こすことなく、また、大形のリアクトルを用いることなく、安価な構成で、高入力力率化、および低高調波電流化を達成することができるという特有の効果を奏する。
【０１５５】
請求項２の発明は、高調波規格に適合させることができるほか、請求項１と同様の効果を奏する。
【０１５６】
請求項３の発明は、複数個の第１スイッチング手段を同時動作させる必要がなくなり、第１スイッチング手段の制御を簡単化することができるほか、請求項１または請求項２と同様の効果を奏する。
【０１５７】
請求項４の発明は、負荷変動による入力力率の低下を防止し、高調波成分を一定に保つことができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏する。
【０１５８】
請求項５の発明は、電源電圧による入力力率の低下を防止することができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏する。
【０１５９】
請求項６の発明は、電源電圧や負荷が変動しても、高入力力率、低高調波電流を保つことができるほか、請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６０】
請求項７の発明は、電源電圧や負荷変動が発生した場合であっても入力力率の低下を防止することができるほか、請求項１または請求項２と同様の効果を奏する。
【０１６１】
請求項８の発明は、負荷が変動した場合であっても、直流電圧を一定に制御することができるほか、請求項１または請求項２と同様の効果を奏する。
【０１６２】
請求項９の発明は、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡になることを防止することができるほか、請求項１から請求項８の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６３】
請求項１０の発明は、簡単に直流電圧を１／２にすることができるほか、請求項１から請求項９の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６４】
請求項１１の発明は、電源電圧が変動した場合であっても、安定した直流電圧を出力することができるほか、請求項１０と同様の効果を奏する。
【０１６５】
請求項１２の発明は、電源電圧が不平衡な場合であっても、１対のコンデンサの電圧が不平衡になることを防止することができるほか、請求項１０または請求項１１と同様の効果を奏する。
【０１６６】
請求項１３の発明は、請求項１から請求項１２の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６７】
請求項１４の発明は、請求項１から請求項１２の何れかと同様の効果を奏する。
【０１７４】
請求項２１の発明は、圧縮機駆動用のインバータ、モータのみならず、ファンモータ駆動用のインバータ、モータを特別に設計、開発する必要をなくするとともに、サージ電圧、発生ノイズを低減できるほか、請求項１９と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の電力変換装置の一実施態様を示す電気回路図である。
【図２】この発明の電力変換装置の一変更例を示す電気回路図である。
【図３】この発明の電力変換装置の他の変更例を示す電気回路図である。
【図４】各部の波形を示す図である。
【図５】相電圧波形、入力電流波形、およびスイッチ５ｕ用の駆動信号を示す図である。
【図６】スイッチング回数を１回に設定した場合において、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨ、１８ｍＨに設定した時の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す図である。
【図７】スイッチング回数を５回に設定した場合において、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨ、１８ｍＨに設定した時の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す図である。
【図８】第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１８ｍＨに設定し、かつスイッチング回数を１回に設定した場合、第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１３ｍＨに設定し、かつスイッチング回数を３回に設定した場合、および第１リアクトル２ｕ、２ｖ、２ｗを１０ｍＨに設定し、かつスイッチング回数を５回に設定した場合の高調波電流およびＩＥＣ規格を示す図である。
【図９】図１の電力変換装置の処理を説明するフローチャートである。
【図１０】等価回路およびベクトル図を示す図である。
【図１１】高調波電流とＩＥＣ規格とを示す図である。
【図１２】各相のスイッチングを行う期間を電源ゼロクロス点を含む６０°（α１≦３０°）以内に設定した場合における駆動信号を示す図である。
【図１３】この発明の電力変換装置の他の実施態様を示す電気回路図である。
【図１４】相電圧、及び軽負荷時、重負荷時のスイッチ駆動信号を示す図である。
【図１５】負荷変動時の入力力率特性を示す図である。
【図１６】軽負荷時、重負荷時のベクトル図である。
【図１７】相電圧波形、およびスイッチ駆動信号を示す図である。
【図１８】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【図１９】電源電圧変動時の入力力率特性を示す図である。
【図２０】低電圧時、高電圧時のベクトル図である。
【図２１】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【図２２】この発明の電力変換装置のさらに他の実施態様を示す電気回路図である。
【図２３】相電圧波形およびスイッチ駆動信号波形を示す図である。
【図２４】相電圧波形および軽負荷時、重負荷時のスイッチ駆動信号波形を示す図である。
【図２５】従来のＰＷＭコンバータを示す図である。
【符号の説明】
１  交流電源    ２ｕ、２ｖ、２ｗ  第１リアクトル
３  ３相整流回路    ４ａ、４ｂ  コンデンサ
５ｕ、５ｖ、５ｗ  スイッチ    ７  制御部
１０ａ、１０ｂ  スイッチング素子
１０ｃ、１０ｄ  ダイオード    １０ｅ  第２リアクトル
１０ｈ  降圧制御部    １４  降圧回路
１４ａ  スイッチング素子    １４ｂ  第２のリアクトル
１４ｄ  ダイオード    １５  ３相インバータ
１６  モータ    １７  制御部
１９  直流電圧検出部    ２０  直流電圧設定値保持部
２１  インバータ制御部    ２３  圧縮機
２５  ファンモータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
0004337316.tif 000022
【図１７】
0004337316.tif 000023
【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図３６】
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【図２５】
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