(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
保護継電器内のフィルタを用いて電力系統パラメータにおける電流を表す電流信号をフィルタリングする方法において、
入力電流信号を受信する過程と、
前記入力電流信号をフィードバック値により調整する過程と、
前記調整済み電流信号を比例利得値により増幅する過程と、
前記増幅された信号を出力信号として出力する過程と、
前記出力信号に基づいて前記入力電流信号から雑音を除去する過程とを有し、
前記フィードバック値は前記出力信号を積分することにより決定され、
前記雑音を除去する過程は、前記比例利得値をＫp 、前記積分利得値をＫi とするとき、 ＩＺ(t)＝ｉ(t)・Ｒ＋ ［Ｋp・Ｌ／（１＋Ｋp・Ｋi ∫ＩＺ(t)ｄｔ）］・ｉ(t)又は、
Ｋx ＝［２−Ｋｐ Ｋｉ Ｔ］／［２＋Ｋp Ｋi Ｔ］、Ａ＝Ｒ＋Ｌ・２・Ｋp ／［２＋Ｋp Ｋi Ｔ］、Ｂ＝Ｋx ・Ｒ−Ｌ・［２Ｋp ／（２＋Ｋp Ｋi Ｔ）］、及びサンプリング周期をＴとするとき、 Ｌmimic(t)＝Ａ・ｉ(t)＋Ｂ・ｉ(t-T)＋Ｋｘ・Ｌmimic(t-T)のいずれかを計算することにより実行される方法。
【請求項２】
前記出力信号は電圧信号である請求項１記載の方法。
【請求項３】
前記フィードバック値は積分利得値と乗算される請求項１又は２に記載の方法。
【請求項４】
前記調整する過程は、前記入力信号から前記フィードバック値を減算することにより実行される請求項１乃至３のいずれかに記載の方法。
【請求項５】
前記比例利得値はフィルタのカットオフ周波数の約０．１倍未満である請求項１乃至４のいずれかに記載の方法。
【請求項６】
前記積分利得値は比例利得値の約４０％未満である請求項１乃至５のいずれかに記載の方法。
【請求項７】
前記調整する過程に先立って、前記入力信号はインダクタンス係数と乗算される請求項１乃至６のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
電力系統における電流を表す電流入力信号をフィルタリングし、保護継電器に含まれるフィルタにおいて、
前記電力系統における電流を表す前記電流入力信号を受信する入力端子と、
前記電流入力信号をフィードバック値により調整する手段と、
前記調整済み入力信号を比例利得値により増幅し、その結果を出力信号として出力する増幅器と、
前記出力信号を積分して、前記フィードバック値を生成する積分器と、を具備し、
入力信号をｉ（ｔ）、電力系統と関連する抵抗をＲ、電力系統と関連するインダクタンスをＬ、前記比例利得値をＫp 、及び前記積分利得値をＫi とするとき、 ＩＺ(t)＝ｉ(t)・Ｒ＋ ［Ｋp・Ｌ／（１＋Ｋp・Ｋi ∫ＩＺ(t)ｄｔ）］・ｉ(t)を生成する手段又は、
Ｋx ＝［２−Ｋp Ｋｉ Ｔ］／［２＋Ｋｐ Ｋi Ｔ］、Ａ＝Ｒ＋Ｌ・２・Ｋｐ ／［２＋Ｋｐ Ｋｉ Ｔ］、Ｂ＝Ｋx ・Ｒ−Ｌ・[２Ｋp ／（２＋Ｋp Ｋi Ｔ）］であり、且つ入力信号をｉ（ｔ）、前記電力系統と関連する抵抗をＲ、前記電力系統と関連するインダクタンスをＬ、前記比例利得値をＫp 、前記積分利得値をＫi 、及びサンプリング周期をＴとするとき、関数 Ｌmimic(t)＝Ａ・ｉ(t)＋Ｂ・ｉ(t-T)＋Ｋｘ・Ｌmimic(t-T)を生成する手段を更に具備する、
フィルタ。
【請求項９】
前記積分器は前記フィードバック値を積分利得値と乗算する請求項８記載のフィルタ。
【請求項１０】
前記比例利得値はフィルタのカットオフ値の約０．１倍未満である請求項８又は９に記載のフィルタ。
【請求項１１】
前記積分利得値は前記比例利得値の約４０％未満である請求項８乃至１０のいずれかに記載のフィルタ。
【請求項１２】
前記入力信号は前記調整する手段に提供される前にインダクタンス係数と乗算される請求項８乃至１１のいずれかに記載のフィルタ。
【請求項１３】
Ｋx ＝［２−Ｋp Ｋｉ Ｔ］／［２＋Ｋｐ Ｋi Ｔ］、Ａ＝Ｒ＋Ｌ・２・Ｋｐ ／［２＋Ｋｐ Ｋｉ Ｔ］、Ｂ＝Ｋx ・Ｒ−Ｌ・[２Ｋp ／（２＋Ｋp Ｋi Ｔ）］であり、且つ入力信号をｉ（ｔ）、前記電力系統と関連する抵抗をＲ、前記電力系統と関連するインダクタンスをＬ、前記比例利得値をＫp 、前記積分利得値をＫi 、及びサンプリング周期をＴとするとき、関数 Ｌmimic(t)＝Ａ・ｉ(t)＋Ｂ・ｉ(t-T)＋Ｋｘ・Ｌmimic(t-T)を生成する手段を有している請求項８乃至１２のいずれかに記載のフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
電力系統障害を検出するために電力系統を監視する場合、一般的には、いくつかの診断ルーチン又は監視ルーチンを実行するように保護装置を構成する。そのようなルーチンの１つは、基本電流周波数成分が許容しうる範囲内又はエンベロープの中に入っているか否かを決定することを含む。すなわち、保護装置は、位相ごとに電力系統の電流信号の基本電力系統周波数成分を周期的に判定するように構成される。電流信号の基本周波数成分を位相ごとに判定したならば、各成分をあらかじめ選択された所望のエンベロープと比較する。判定された基本成分がエンベロープの中にあれば、その診断試験に合格となる。しかし、基本成分がエンベロープの中におさまらない場合には、その状態は障害又は他の問題が存在する可能性があることを示すと考えられる。そのような状態が持続する場合、保護装置は範囲外の成分と関連する回路を開成するように動作しても良い。回路が開成された後、設備の担当者は、通常、範囲外の電流成分を発生させた原因をつきとめて、それを修正し、次に、保護装置の回路遮断機構を閉成しなければならない。
【０００２】
障害の場所を正確に識別するために、例えば、基本電流成分を解析して、保護装置から障害までの距離を決定する。そのような解析を実施する場合、精度を改善するため、電流信号の基本電力系統周波数成分から減衰オフセットを除去することが望ましい。減衰オフセットは、通常、電力系統の遷移中に線路電流で起こり、その原因は線路における誘導インピーダンス及び抵抗インピーダンスの応答である。そのような減衰オフセットの修正に際しては、オフセットの時変性を補正しなければならない。減衰オフセットを除去したならば、電流信号の基本周波数成分を解析して、障害の場所を容易につきとめることが可能になる。
【０００３】
関数ＩＺ（ｔ）＝ｉ（ｔ）・Ｒ＋ｖ（ｔ）（尚、式中、ｖ（ｔ）＝Ｌ［ｄｉ（ｔ）／ｄｔ］）に従って送電線路の動作を数学的にモデリングした模擬回路及び模擬フィルタが知られている。この出力信号は、２つの項の和、すなわち、模擬抵抗と線路電流との積に比例する第１の項と、模擬インダクタンスと線路電流の時間微分との積に比例する第２の項との和である。上記の関数は一般に減衰オフセットを除去するために使用される。通常、各線路電流の基本電力系統周波数成分及び高調波を決定するときには、離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）が使用される。
【０００４】
模擬技法には限界がある。例えば、入力信号を微分すると、特にモータ駆動装置やサイクロコンバータなどの工業用装置においては、高周波数の高調波が増幅されてしまう。そのように高周波数高調波が増幅されると、その結果、偽電流スパイクが発生し、そのために保護継電器は不適正な時点でトリップされる。保護装置の速度が増すにつれて、この問題はより厄介なものになる。
【０００５】
デジタル構成の場合、模擬フィルタは、通常、２つの入力サンプルの微分に依存する。偽信号スパイクを補正するために、サンプリング周期を大きくすることにより微分利得を減少させている。しかし、サンプリング周期を大きくとると、フィルタの帯域幅が縮小されてしまいがちである。
【０００６】
その他の技法も知られている。例えば、オフセット修正を実行するために必要とされる計算の回数を少なくするために、米国特許第５，７９８，９３２号では、障害検出と、障害の場所の決定とを分割する方法を開示している。すなわち、この特許によれば、障害が存在するか否かを決定するときに、減衰オフセットを電流ベクトルから除去する必要はなく、電流ベクトルを使用して障害の場所を決定するときにのみ、減衰オフセットを除去すれば良いことが認められている。電流ベクトル値が生成されるように実行される処理ステップの順序を逆にし、その後、必要に応じて生成された電流ベクトル値から減衰オフセットを除去することにより、用途によっては計算の負担を著しく軽減することができる。
【０００７】
米国特許第５，７９６，６３０号では、１つには障害電流に存在すると思われる高調波成分の影響を取り除くことを意図した保護継電器システムを開示している。このシステムは、第１及び第２の電気的変数の少なくとも２つのサンプルデータの間の第１及び第２の差を示す第１及び第２の差電気変数データを出力するデジタルフィルタを含む。更に、システムは、第１及び第２の差電気変数データに関する直交ベクトルデータを示す第１及び第２の追加電気変数データを出力する追加フィルタを含む。システムは、電力系統の保護を実行すべきか否かを決定するように、あるサンプリング時間における第１及び第２の差電気変数データに基づいて電力系統の継電器動作の制御変数を計算する継電器制御装置を更に含む。
【０００８】
米国特許第４，５７７，２７９号では、オフセット補正を実行する方法及び装置を開示している。遷移指数雑音信号の影響は、正弦信号をサンプリングし、その正弦信号のいくつかのサイクルに対応するある時間間隔にわたる遷移を平均し、その時間間隔の中間点におけるサンプルから平均を減算することにより除去される。
【０００９】
オフセットを扱った上記の技法及びその他の技法は知られているが、いずれの技法も、偽信号スパイクを回避しつつ、保護継電器に供給される電力系統信号から雑音をフィルタリングする高速で信頼性が高く、且つ精密な技法とはなっていない。
【００１０】
【発明の概要】
以上の説明を考慮すると、電力系統の信号をフィルタリングする信頼性が高く、高速で、且つ精密な技法を提供することが望ましいであろう。更に、そのような技法は偽信号スパイクを回避することが望ましいであろう。また、そのような技法は様々に異なる用途に適用できると共に、アナログ回路でも、デジタル回路でも実現可能であることが望ましいであろう。
【００１１】
本発明は上記の課題に対処し、実施例によれば、低周波数信号を抑制するために従来の模擬フィルタの微分の代わりに擬似微分を利用するフィルタリング技法を提供することにより、更に別の利点を実現している。一実施例によれば、擬似微分器は順方向利得Ｋｐと、フィードバックループの積分器とから構成される。従って、本発明の一実施例の方法によれば、入力電気信号を受信し、フィードバック値により調整し（例えば、フィードバック値の分だけ減少させ）、増幅して、出力信号を発生する。その出力信号に基づいて、入力信号から雑音を除去する。フィードバック値は、出力信号を積分することにより決定される。
このように、本発明は、偽信号スパイクを回避しつつ、雑音をフィルタリングする高速で信頼性が高く、且つ精密な技法を提供する。
【００１２】
【詳しい説明】
以下の詳細な説明を添付の図面と関連させながら読むことにより、本発明をより明確に理解することができる。
【００１３】
そこで図１を参照すると、本発明の一実施例による擬似微分器１０のブロック線図が示されている。この例では、擬似微分器１０は、保護継電器に収納されるか、又はその他の方法によって保護継電器と動作上関連するフィルタに組み込まれている。信号Ｌ・ｉ（ｔ）は、保護継電器と関連する回線の電流にその回線と関連するインダクタンスＬを乗算した値を表す。この入力から、後述するフィードバックループにより発生されるフィードバック値を減算して、修正入力信号を発生する。修正入力信号は、比例利得値Ｋp を有する増幅器１０に供給され、そこで修正入力信号は値Ｋp と増幅され、増幅後の値は信号ｖ（ｔ）として出力される。この信号ｖ（ｔ）は従来のモデル式ＩＺ（ｔ）＝ｉ（ｔ）・Ｒ＋ｖ（ｔ）で使用され、従来の技法を使用してオフセット値を補正することができる。上記のフィードバックループは増幅信号を積分器１４に供給し、そこで、増幅信号は時間の経過に従って積分され、その積分信号に積分利得値Ｋi が乗算される。その後、積分された増幅信号を入力信号Ｌ・ｉ（ｔ）から減算することになる。
フィルタで実現される場合、擬似微分器は従来のモデル式ＩＺ（ｔ）＝ｉ（ｔ）・Ｒ＋ｖ（ｔ）（式中、ｖ（ｔ）は慣例としてＬ［ｄｉ（ｔ）／ｄｔ］）と同等であるものとする）の微分器の代わりに使用される。従って、図１の擬似微分器を使用するモデル式は次のようになる。
【００１４】
ＩＺ(t)＝ｉ(t)・Ｒ＋
［Ｋp・Ｌ／（１＋Ｋp・Ｋi ∫ＩＺ(t)ｄｔ）］・ｉ(t)
式中、Ｋp は比例利得、Ｋi は積分利得である。この数学モデルは抵抗器、コンデンサ及びその他の適切な構成要素を使用するアナログ回路で実現することができる。その一例を以下に説明する。比例利得値及び積分利得値を調整するように、各構成要素の値を選択できる。
【００１５】
本発明の１つの面によれば、例えば、台形方法を使用して上記の式を離散的時間領域に変換することにより、デジタル回路又は適切にプログラムされたプロセッサを使用してこの式を実現することができる。この方式を使用すると、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）に基づく模擬フィルタは次のようになる。
【００１６】
Ｌmimic(t)＝Ａ・ｉ(t)＋Ｂ・ｉ(t-T)＋Ｋx・Ｌmimic(t-T)
式中、Ｋx ＝［２−Ｋｐ Ｋｉ Ｔ］／［２＋Ｋp Ｋi Ｔ］、Ａ＝Ｒ＋Ｌ・２・Ｋp ／［２＋Ｋp Ｋi Ｔ］、Ｂ＝Ｋx ・Ｒ−Ｌ・［２Ｋp ／（２＋Ｋp Ｋi Ｔ）］、及びＴはサンプリング周期である。
【００１７】
係数Ａ及びＢはフィルタリングの微分利得を考慮に入れている。比例利得Ｋp が大きくなると、微分利得も大きくなり、フィルタリング応答の速度が増すことを理解すべきである。しかし、比例利得が大きいと、フィルタ出力にオーバシュートや、リンギングが発生する可能性もある。減衰を制御するために、積分利得Ｋi を調整することができる。積分利得を大きくすると、リンギング及び偽信号スパイク遷移を抑制できるが、フィルタの定常状態応答時間が長くなる。従って、様々に異なる用途に対して性能と定常状態応答時間を最適にするように、模擬フィルタを調整することができる。この実施例の模擬フィルタは、偽信号スパイクの発生を防止しつつ、直流オフセット又は他の雑音を抑制するために、信号を高速で、精密にフィルタリングすることが可能である。Ｋp はフィルタのカットオフ周波数の０．１倍未満であり、Ｋi はＫｐの４０％未満であるのが好ましい。
【００１８】
次に図２を参照すると、本発明の一実施例に従って入力信号をフィルタリングする方法を表すフローチャートが示されている。方法はステップ２０から始まる。ステップ２０では、入力信号をフィルタにより受信する。ステップＳ２２では、式ＩＺ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）・Ｒ＋ｖ（ｔ）に従って、電力系統の動作をモデリングする。尚、ｖ（ｔ）は図１に関連して説明した擬似微分器に従って生成される。先に挙げた適切な機能を生成するために、擬似微分器は、図３の例に示すようなアナログ回路で実現できるが、デジタル信号プロセッサを使用しても実現可能である。ステップ２４では、周知の技法に従って、直流オフセット又はその他の雑音の補正又は除去を実行する。
【００１９】
図３を参照すると、本発明による模擬フィルタ回路をアナログ構成で実現した例が示されている。回路３０は入力信号Ｖinを受信し、この信号を入力抵抗３２（Ｒi ）と、入力キャパシタンス３４（Ｃ）の第１の端子とに印加する。入力キャパシタンスＣの第２の端子は演算増幅器３６の第１の入力端子に接続し、演算増幅器３６の第２の入力端子は接地点に接続している。演算増幅器３６は出力信号Ｖout を発生し、この出力信号は帰還抵抗Ｒf を介して演算増幅器３６の第１の入力端子にフィードバックされる。この例では、Ｔ（ｊω）＝Ｖout（ｊω） ／Ｖin（ｊω）＝［ｊω・Ｒf ／Ｒi ］／［ｊω＋１／（Ｃ・Ｒi ）］である。この例では、Ｋp ＝Ｒf ／Ｒi 、Ｋi ・Ｋp ＝１／Ｃ・Ｒi であり、従って、Ｋi ＝１／Ｃ・Ｒf となる。また、ｊωは周波数領域を示すことを理解すべきである。
【００２０】
次に図４Ａ及び図４Ｂを参照すると、図４Ａは継電器により保護されている電力系統の一部を流れる線路電流を表す電流信号などの入力信号を示すグラフである。図４Ａの信号は減衰する直流オフセットを有する。図４Ｂは２つの波形を示し、その一方は図４Ａの入力信号を受信した従来の模擬フィルタの出力であり、もう一方は本発明の技法を取り入れた模擬フィルタである。この例では、Ｋp は０．９９５、Ｋi は０．４と設定されている。図４Ｂに明瞭に示されているように、従来の模擬フィルタ（「模擬」）は電圧スパイクを出力しているが、本発明の改良された模擬フィルタ（「新規模擬」）はそのようなスパイクを発生していない。
【００２１】
次に図５Ａ及び図５Ｂを参照すると、従来の模擬フィルタの振幅及び位相応答のボードダイヤグラムが示されている。図６Ａ及び図６Ｂは、本発明による模擬フィルタの振幅及び位相応答の図５Ａ及び図５Ｂにそれぞれ対応するボードダイヤグラムである。図５Ａ及び図５Ｂから、模擬フィルタは３０ｄＢ程度の高周波数成分を増幅することがわかり、図６Ａ及び図６Ｂからは、本発明による模擬フィルタは低周波数を抑制し、高周波数成分に対してはほぼ１の利得を有することがわかる。これらの波形は、本発明による模擬フィルタの性能の改善を明確に示すための方法の１つである。
【００２２】
以上、数多くの詳細の事項及び特定の事項を含めて説明したが、以上の説明は単に例示を目的としており、本発明を限定するものではない。本発明の範囲は、特許請求の範囲及びそれと法的に等価であるものに含まれる、上記の例に対し実施可能な多数の変形の全てを十分に包含するほどに広い。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施例による擬似微分器のブロック線図。
【図２】  本発明の一実施例に従って信号をフィルタリングする方法を示すフローチャート。
【図３】  本発明による模擬フィルタを実現するのに適するアナログ回路の概略回路図。
【図４】  Ａ及びＢは、従来の模擬フィルタ及び本発明の一実施例による模擬フィルタの入力信号及び出力応答を比較して示す波形図。
【図５】  Ａ及びＢは、従来の模擬フィルタの振幅及び位相応答をそれぞれ示すボード線図。
【図６】  Ａ及びＢは、本発明による模擬フィルタの一例の振幅及び位相応答をそれぞれ示すボード線図。
【符号の説明】
１０  擬似微分器
１２  増幅器
１４  積分器
３２  入力抵抗
３４  入力キャパシタンス
３６  演算増幅器
３８  フィードバック抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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