(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、
帯域通過フィルタと該帯域通過フィルタの後ろに配置された高域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記高域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、
前記高域通過フィルタの遮断周波数を、前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定したこと
を特徴とする信号受信回路。
【請求項２】
前記帯域通過フィルタと高域通過フィルタの間に増幅器を配置したことを特徴とする請求項１記載の信号受信回路。
【請求項３】
前記フィルタ回路部の少なくとも前記高域通過フィルタを平衡出力型としたことを特徴とする請求項１記載の信号受信回路。
【請求項４】
前記帯域通過フィルタと増幅器と高域通過フィルタを、平衡型回路で構成したことを特徴とする請求項２記載の信号受信回路。
【請求項５】
周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、
第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された第２の帯域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、
前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したこと
を特徴とする信号受信回路。
【請求項６】
前記フィルタ回路部の前記第１の帯域通過フィルタと前記第２の帯域通過フィルタの間に増幅器を配置したことを特徴とする請求項５記載の信号受信回路。
【請求項７】
前記第１の帯域通過フィルタを表面弾性波フィルタにて構成したことを特徴とする請求項５記載の信号受信回路。
【請求項８】
周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、
平衡出力型の第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された平衡増幅器と該平衡増幅器の後ろに配置された、平衡出力型の第２の帯域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、
前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したこと
を特徴とする信号受信回路。
【請求項９】
前記第１の帯域通過フィルタを表面弾性波フィルタにて構成したことを特徴とする請求項８記載の信号受信回路。
【請求項１０】
周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む高周波の伝送信号と局部発信信号とを混合し中間周波信号に変換するチューナ部と、
帯域通過フィルタと該帯域通過フィルタの後ろに配置された増幅器と該増幅器の後ろに配置された高域通過フィルタを含む直列回路で成り、前記チューナ部からの中間周波信号をフイルタリングして所要帯域の信号を抽出するフィルタ回路部と、
前記フィルタ回路部からの信号をアナログ・デジタル変換によってデジタル変換して復調する復調部とを具備し、
前記フィルタ回路部は、前記高域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置するとともに、前記高域通過フィルタの遮断周波数を、前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定したこと
を特徴とする信号受信装置。
【請求項１１】
前記帯域通過フィルタを表面弾性波フィルタにて構成したことを特徴とする請求項１０記載の信号受信装置。
【請求項１２】
前記フィルタ回路部の少なくとも前記高域通過フィルタを平衡出力型としたことを特徴とする請求項１０記載の信号受信装置。
【請求項１３】
前記フィルタ回路部の帯域通過フィルタと増幅器と高域通過フィルタを、平衡型回路にて構成したことを特徴とする請求項１０記載の信号受信装置。
【請求項１４】
周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む高周波の伝送信号と局部発信信号とを混合し中間周波信号に変換するチューナ部と、
第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された増幅器と該増幅器の後ろに配置された第２の帯域通過フィルタを含む直列回路で成り、前記チューナ部からの中間周波信号をフイルタリングして所要帯域の信号を抽出するフィルタ回路部と、
前記フィルタ回路部からの信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調する復調部とを具備し、
前記フィルタ回路部は、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置するとともに、前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したこと
を特徴とする信号受信装置。
【請求項１５】
前記第１の帯域通過フィルタを表面弾性波フィルタにて構成したことを特徴とする請求項１４記載の信号受信装置。
【請求項１６】
前記フィルタ回路部の少なくとも前記第２の帯域通過フィルタを平衡出力型としたことを特徴とする請求項１４記載の信号受信装置。
【請求項１７】
前記フィルタ回路部の前記第１の帯域通過フィルタと前記増幅器と前記第２の帯域通過フィルタを、平衡型回路にて構成したことを特徴とする請求項１４記載の信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、地上波放送、ＣＡＴＶ放送、衛星放送などにおける主にデジタル変調された信号（ＯＦＤＭ、８ＶＳＢ、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫなど）を受信するのに用いられる信号受信回路及び信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、衛星波、地上波、ケーブルなどによるデジタル放送が実施されつつある。図8は、従来のデジタル変調された高周波信号を選局して復調する受信回路のブロック図である。
【０００３】
図8において、デジタル変調された高周波信号（以下、ＲＦ信号）は、チューナ部２０の入力端子１に入力される。入力端子１に入力されたＲＦ信号は、利得制御回路２、増幅器３、及びバンドパスフィルタ４を介してミキサー５に供給され、このミキサー５で局部発振器６からの局部発振信号と混合され、中間周波信号に変換される。
【０００４】
ミキサー５からの中間周波信号（ＩＦ信号）は、バンドパスフィルタ７及び増幅器８を介して復調部３０に供給される。復調部３０は、アナログ・デジタル変換回路９（Ａ/Ｄコンバータ９）とデジタル復調回路１０を有し、Ａ／Ｄコンバータ９でＩＦ信号をデジタル信号に変換し、復調回路１０でデジタル復調した後、誤り訂正回路（図示せず）で誤り訂正し、出力端子１１にトランスポートストリーム（ＴＳ）として出力する。
【０００５】
また、Ａ／Ｄコンバータ９からのデジタル信号はレベル検出回路１２に入力される。レベル検出回路１２は入力ＲＦ信号を利得制御するため、入力レベルに応じたレベル減衰量を設定する制御電圧データを出力する。この制御電圧データはデジタル・アナログ変換回路１３（Ｄ／Ａコンバータ１3）によってアナログ信号に変換されＡＧＣ電圧発生回路１４に出力する。ＡＧＣ電圧発生回路１４は、上記アナログ信号に変換された制御電圧データをもとに前記利得制御回路２を制御するＡＧＣ電圧ＶAGCを発生する。
【０００６】
このような従来の信号受信回路において、前記バンドパスフィルタ７として一般的にＳＡＷフィルタ（表面弾性波フィルタ）が用いられ、不要周波数帯域の信号を除去するようにしている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の信号受信回路において、前記バンドパスフィルタ７を構成するＳＡＷフィルタは、不要帯域の周波数信号を除去するために有効であるが、そのフィルタ特性は図9に示すような特性を有しており、所望の帯域付近の抑圧比は大きいが、広帯域に亘って抑圧比を大きくすることはできない。
【０００８】
このため、ＳＡＷフィルタの通過帯域よりも低い周波数のノイズ、スプリアス等がＳＡＷフィルタの後段に混入した場合、復調部３０で復調エラーを起こしてしまう。またバンドパスフィルタ７とＡ／Ｄコンバータ９間の増幅器８等でノイズを発生する場合があり、復調エラーの要因となっていた。
【０００９】
また特開平１０−２８５０６７号には、チューナ部でＩＦ信号に変換した信号をＳＡＷフィルタ及び低域通過フィルタを介して検波回路に入力する回路が示されており、低域通過フィルタのカットオフ周波数をＩＦ周波数の２倍以下に設定し、ＳＡＷフィルタを通過した高次周波数成分が検波回路に漏洩するのを防止することでビットエラーレートの劣化を改善するようにしている。
【００１０】
しかしながら、このようにＳＡＷフィルタの後段に低域通過フィルタを挿入しても、低域通過フィルタの遮断周波数やＳＡＷフィルタの通過帯域よりも低い周波数のノイズやスプリアスが、ＳＡＷフィルタの後段に混入した場合、復調エラーを起こすことがあつた。
【００１１】
本発明は、このような問題点に鑑み、復調エラーを起こす要因を除去し、ビットエラーレートの少ない受信回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、帯域通過フィルタと該帯域通過フィルタの後ろに配置された高域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記高域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、前記高域通過フィルタの遮断周波数を、前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定したことを特徴とする信号受信回路である。
【００１３】
また請求項５に記載の発明は、周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された第２の帯域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したことを特徴とする信号受信回路である。
【００１４】
さらに請求項８に記載の発明は、周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む伝送信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、平衡出力型の第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された平衡増幅器と該平衡増幅器の後ろに配置された、平衡出力型の第２の帯域通過フィルタの直列回路を含むフィルタ回路部を、前記伝送信号が供給される入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置し、前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したことを特徴とする信号受信回路である。
【００１５】
このような信号受信回路によれば、ノイズやスプリアスによる影響をフィルタ回路部によって抑圧することができる。
【００１６】
また請求項１０に記載の発明は、周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む高周波の伝送信号と局部発信信号とを混合し中間周波信号に変換するチューナ部と、帯域通過フィルタと該帯域通過フィルタの後ろに配置された増幅器と該増幅器の後ろに配置された高域通過フィルタを含む直列回路で成り、前記チューナ部からの中間周波信号をフイルタリングして所要帯域の信号を抽出するフィルタ回路部と、前記フィルタ回路部からの信号をアナログ・デジタル変換によってデジタル変換して復調する復調部とを具備し、前記フィルタ回路部は、前記高域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置するとともに、前記高域通過フィルタの遮断周波数を、前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定したことを特徴とする信号受信装置である。
【００１７】
また請求項１４に記載の発明は、周波数多重化された複数チャンネルのデータを含む高周波の伝送信号と局部発信信号とを混合し中間周波信号に変換するチューナ部と、第１の帯域通過フィルタと該第１の帯域通過フィルタの後ろに配置された増幅器と該増幅器の後ろに配置された第２の帯域通過フィルタを含む直列回路で成り、前記チューナ部からの中間周波信号をフイルタリングして所要帯域の信号を抽出するフィルタ回路部と、前記フィルタ回路部からの信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復調する復調部とを具備し、前記フィルタ回路部は、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の前に位置するように配置するとともに、前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下であって、前記周波数多重化された前記複数チャンネルのデータを含む前記伝送信号の各チャンネルの占有周波数帯域幅の各１／２のうちの最も高い周波数以上に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したことを特徴とする信号受信装置である。
【００１８】
以上のような信号受信装置においても、ノイズやスプリアスによる影響をフィルタ回路部によって抑圧することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。図１は本発明の信号受信回路の一実施形態を示すブロック図であり、図１においてＩＦ信号の出力端とＡ／Ｄコンバータ９との間のフィルタ回路部４０に特徴を有している。以下図８と同一部分には同一符号を記して説明する。
【００２０】
図１において、デジタル変調された高周波信号（以下、ＲＦ信号）は、チューナ部２０の入力端子１に入力される。入力端子１に入力されたＲＦ信号は、利得制御回路２、増幅器３、及びバンドパスフィルタ４を介してミキサー５に供給され、このミキサー５で局部発振器６からの局部発振信号と混合され、中間周波信号に変換される。
【００２１】
ミキサー５からの中間周波信号（ＩＦ信号）は、フィルタ回路部４０に供給される。このフィルタ回路部４０は、帯域通過フィルタ４１（ＢＰＦ４１）、増幅器４２、及び高域通過フィルタ４２（ＨＰＦ４２）から成り、この高域通過フィルタ４２の出力が復調部３０に供給されるようになっている。
【００２２】
復調部３０は、アナログ・デジタル変換回路９（Ａ/Ｄコンバータ９）とデジタル復調回路１０を有し、Ａ／Ｄコンバータ９でＩＦ信号をデジタル信号に変換し、復調回路１０でデジタル復調した後、誤り訂正回路（図示せず）で誤り訂正し、出力端子１１にトランスポートストリーム（ＴＳ）として出力する。
【００２３】
また、Ａ／Ｄコンバータ９からのデジタル信号はレベル検出回路１２に入力される。レベル検出回路１２は入力ＲＦ信号を利得制御するため、入力レベルに応じたレベル減衰量を設定する制御電圧データを出力する。この制御電圧データはデジタル・アナログ変換回路１３（Ｄ／Ａコンバータ１３）によってアナログ信号に変換されＡＧＣ電圧発生回路１４に出力する。ＡＧＣ電圧発生回路１４は、上記アナログ信号に変換された制御電圧データをもとに前記利得制御回路２を制御するＡＧＣ電圧ＶAGCを発生する。
【００２４】
このような本発明の信号受信回路において、前記フィルタ回路部４０のＢＰＦ４１及びＨＰＦ４３の周波数特性は図２のようになっている。図２において、ＡはＢＰＦ４１の通過特性を示し、ＢはＨＰＦ４３の通過特性を示している。
【００２５】
この図２において、周波数ｆｃはＨＰＦ４３の遮断周波数、ｆsLはＢＰＦ４１の低域側遮断周波数、ｆsHはＢＰＦ４１の高域側遮断周波数、ｆsbwはＢＰＦ４１の通過帯域幅（＝ｆsH−ｆsL）をそれぞれ示しており、ＨＰＦ４３の遮断周波数ｆcは図２のｆbからｆsLの間（Ｘ）に設定している。
【００２６】
上記周波数ｆbは、伝送信号の占有帯域周波数幅をｆbwとし、ＢＰＦ４１の通過周波数帯域幅をｆsbwとしたとき、それらの１／２の周波数（ｆbw／２又はｆsbw／２）の高い方をｆbとしている。例えば伝送されてくる或るチャンネル信号の占有帯域周波数幅ｆbwが６ＭＨｚであり、ＢＰＦ４１の通過帯域幅ｆsbwが６．５ＭＨｚであった場合、ｆbは（６．５／２）ＭＨｚとなる。
【００２７】
前記フィルタ回路部４０のＢＰＦ４１及びＨＰＦ４３の周波数特性を図２のような特性にすることで、仮に増幅器４２からノイズが発生したり、増幅器４２に復調部３０でデジタル復調するときに発生するサンプリング信号の飛び込みや回り込みによるスプリアスが重畳されても、ＨＰＦ４３の遮断周波数ｆc以下においてこれを抑圧することができる。
【００２８】
この結果、Ａ／Ｄコンバータ９によりデジタル符合化するときに、サンプリング時のノイズ加算を減少させることができ、ビットエラーレートが小さく劣化の少ない受信処理を行なうことができる。
【００２９】
なお、上記ｆbを伝送信号の占有帯域周波数幅ｆbwの１／２、或いはＢＰＦ４１の通過周波数帯域幅ｆsbwの１／２の周波数に設定したのは、デジタル復調回路１０の復調出力の帯域幅が上記帯域幅ｆbw又はｆsbwの約１／２になるためであり、復調出力成分が増幅器４２に漏洩したときにそれをＨＰＦ４３で抑圧すことができる。
【００３０】
また、データ放送のように１つの周波数帯域幅内に複数チャンネルのデータが周波数分割により多重化されて伝送される信号を受信する場合は、ＨＰＦ４３の遮断周波数ｆcを図３のように設定すればよい。即ち、図３において、ｆtbwは、周波数分割方式の１チャンネルあたりの周波数帯域幅を示しており、ＢＰＦ４１の特性はこの帯域幅ｆtbwをカバーする通過特性を有し、ＨＰＦ４３の遮断周波数ｆcは図２のｆbからｆsLの間（Ｘ）に設定している。
【００３１】
上記周波数ｆbは、各チャンネルの周波数帯域幅をそれぞれｆcbw1〜ｆcbwnとしたとき、それらの１／２の周波数（ｆcbw1／２、ｆcbw2／２…ｆcbwn／２）のうち最も高い周波数をｆbとしている。即ち、データ放送のように各チャンネルにより１チャンネルあたりの周波数帯域幅が異なる場合は、最も広い帯域幅の１／２の周波数をｆbとしている。
【００３２】
次に本発明の第２の実施形態について、図５を参照して説明する。この実施形態では、フィルタ回路部４０を、帯域通過フィルタ４１１（ＢＰＦ４１１）と増幅器４２１と高域通過フィルタ４３１（ＨＰＦ４１３）で構成しており、これらＢＰＦ４１１、増幅器４２１、ＨＰＦ４３１を平衡型回路で構成した点に特徴がある。
【００３３】
即ち、図１のミキサー５からのＩＦ周波数信号は、ＢＰＦ４１１で所要の帯域幅に制限された後、平衡出力される。この平衡出力信号は平衡増幅器４２１で所望の電圧又は電力に増幅され、平衡ＨＰＦ４３１に入力される。そしてこの平衡ＨＰＦ４３１で不要なノイズ、スプリアスが除去された信号はＡ／Ｄコンバータに９に平衡入力されデジタル信号に符合化されるものである。
【００３４】
なお、ＢＰＦ４１１とＨＰＦ４３１の通過特性は、図２又は図３で説明したものと同様である。また平衡型の帯域通過フィルタ４１１としては、ＳＡＷフィルタが適しており、平衡型増幅器４２１としては差動増幅器が適している。
【００３５】
このように、フィルタ回路部４０を平衡型として構成することにより、平衡増幅器４２１で同位相ノイズが発生したり、又は復調部３０でデジタル復調するときに発生するサンプリング信号の飛び込みや回り込みによる同位相スプリアスが重畳されても、平衡２端子回路の特性として同位相成分は相殺することができるため、Ａ／Ｄコンバータ９により符号化するときに、サンプリング時のノイズ加算を減少させることができる。
【００３６】
さらに本発明の第３の実施形態について、図６を参照して説明する。この実施形態では、フィルタ回路部４０を、帯域通過フィルタ４１２（ＢＰＦ４１２）と増幅器４２２と帯域通過フィルタ４３２（ＢＰＦ４３２）で構成しており、ＢＰＦ４１２をＳＡＷフィルタで構成した点に特徴がある。
【００３７】
図６において、前記フィルタ回路部４０のＢＰＦ４１２及びＢＰＦ４３２の周波数特性は図４のようになっている。図４において、Ａ１はＢＰＦ４１２の通過特性を示し、Ｂ１はＢＰＦ４３２の通過特性を示している。
【００３８】
この図４において、ｆsLはＢＰＦ４１２の低域側遮断周波数、ｆsHはＢＰＦ４１２の高域側遮断周波数、ｆsbwはＢＰＦ４１２の通過帯域幅（＝ｆsH−ｆsL）をそれぞれ示している。また周波数ｆcLはＢＰＦ４３２の低域遮断周波数、周波数ｆcHはＢＰＦ４３２の高域遮断周波数である。
【００３９】
また、ｆbは図２と同様に、伝送信号の占有帯域周波数幅をｆbwとし、ＢＰＦ４１２の通過周波数帯域幅をｆsbwとしたとき、それらの１／２の周波数（ｆbw／２又はｆsbw／２）の高い方をｆbとしており、ＢＰＦ４３２の低域遮断周波数ｆcLは図４のｆbからｆsLの間（Ｘ1）に設定している。
【００４０】
またデータ放送のように１つの周波数帯域幅内に複数チャンネルのデータが周波数分割により多重化されて伝送される信号を受信する場合は、ＢＰＦ４３２の低域遮断周波数ｆcLを図３と同様に設定すればよい。即ち、各チャンネルの周波数帯域幅をそれぞれｆcbw1〜ｆcbwnとしたとき、それらの１／２の周波数（ｆcbw1／２、ｆcbw2／２…ｆcbwn／２）のうち最も高い周波数をｆbとし、このｆbと前記ｆsLの間にＢＰＦ４３２の低域遮断周波数ｆcLを設定すればよい。
【００４１】
前記フィルタ回路部４０のＢＰＦ４１２及びＢＰＦ４３２の周波数特性を図４のような特性にすることで、仮に増幅器４２２からノイズが発生したり、増幅器４２２に復調部３０でデジタル復調するときに発生するサンプリング信号の飛び込みや回り込みによるスプリアスが重畳されても、ＢＰＦ４３２の低域遮断周波数ｆcL以下、及び高域遮断周波数ｆcH以上においてこれを抑圧することができる。
【００４２】
この結果、Ａ／Ｄコンバータ９によりデジタル符合化するときに、サンプリング時のノイズ加算を減少させることができ、ビットエラーレートが小さく劣化の少ない受信処理を行なうことができる。
【００４３】
次に本発明の第４の実施形態について、図７を参照して説明する。この実施形態では、フィルタ回路部４０を、帯域通過フィルタ４１３（ＢＰＦ４１３）と増幅器４２３と帯域通過フィルタ４３３（ＢＰＦ４３３）で構成しており、これらＢＰＦ４１３、増幅器４２３、ＢＰＦ４３３を平衡型回路で構成し、ＢＰＦ４１３をＳＡＷフィルタで構成した点に特徴がある。
【００４４】
即ち、図７の構成は、ミキサー５からのＩＦ周波数信号が、ＳＡＷフィルタで成るＢＰＦ４１３で所要の帯域幅に制限されて平衡出力され、次段の平衡増幅器４２３で所望の電圧又は電力に増幅された後、平衡ＢＰＦ４３３に入力されるものである。そしてこの平衡ＢＰＦ４３３で不要なノイズ、スプリアスが除去された信号はＡ／Ｄコンバータに９に平衡入力されデジタル信号に符合化されるものである。
【００４５】
なお、ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４３３の通過特性は、図６で説明したものと同様である。このように、フィルタ回路部４０を平衡型として構成することにより、平衡増幅器４２３で同位相ノイズが発生したり、又は復調部３０でデジタル復調するときに発生するサンプリング信号の飛び込みや回り込みによる同位相スプリアスが重畳されても、平衡２端子回路の特性として同位相成分は相殺することができるため、Ａ／Ｄコンバータ９により符号化するときに、サンプリング時のノイズ加算を減少させることができる。
【００４６】
なお、以上の説明では入力された高周波信号を周波数変換して中間周波信号を得るシングルコンバージョンチューナ２０を用いた例について述べたが、高周波信号をアップ・ダウンコンバータ回路により周波数変換するダブルコンバージョン式のチューナを用いた方式にも適用できることは言うまでもない。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、Ａ／Ｄコンバータ９の前段において高域通過フィルタ又は帯域通過フィルタを配置したことにより、増幅器からノイズが発生したり、増幅器に復調部からのスプリアスが重畳されても、高域通過フィルタ又は帯域通過フィルタり抑圧することができ。したがって、Ａ／Ｄコンバータ９によりデジタル符合化するときに、サンプリング時のノイズ加算を減少させることができ、ビットエラーレートが小さく劣化の少ない受信処理を行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態による信号受信回路を示すブロック図。
【図２】図１のフィルタ回路部４０の特性を説明する周波数特性図。
【図３】図１のフィルタ回路部４０の別の特性を説明する周波数特性図。
【図４】図５のフィルタ回路部４０の特性を説明する周波数特性図。
【図５】本発明の第２の実施の形態による信号受信回路を示すブロック図。
【図６】本発明の第３の実施の形態による信号受信回路を示すブロック図。
【図７】本発明の第４の実施の形態による信号受信回路を示すブロック図。
【図８】従来の信号受信回路を示すブロック図。
【図９】従来のＢＰＦ７の特性を説明する周波数特性図。
【符号の説明】
９…Ａ／Ｄコンバータ
２０…チューナ部
３０…復調部
４０…フィルタ回路部
４１、４１１、４１２、４１３…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
４２、４２１、４２２、４２３…増幅器
４３、４３１…高域通過フィルタ（ＨＰＦ）
４３２、４３３…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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