(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の直流電源と変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う高電圧側スイッチング回路と、第２の直流電源と前記変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う低電圧側スイッチング回路と、前記各スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、を含み、前記第１及び第２の直流電源間で電力の授受を行う双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記高電圧側スイッチング回路は、
第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第１の上下アームと、
第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第２の上下アームと、
前記第１及び第２の上下アームと前記第１の直流電源とに並列接続された第１の平滑コンデンサと、
前記第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点との間に接続された、共振コンデンサと共振リアクトルと前記変圧器の一次巻線との直列接続体と、を含み、
前記低電圧側スイッチング回路は、
前記第２の直流電源及び前記変圧器の二次巻線に接続された、複数のスイッチング素子を含む第１のスイッチング素子群と、
前記第１のスイッチング素子群及び／又は前記変圧器の二次巻線に接続された平滑リアクトルと、
一端を前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子の一端に接続され、他端を前記平滑リアクトルの一端に接続されるとともに、前記第２の直流電源に並列接続された第２の平滑コンデンサと、
前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子に接続された、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第２のスイッチング素子群とクランプコンデンサとを備えた電圧クランプ回路と、を含み、
前記制御回路は、
前記第１の上アームスイッチング素子及び第２の下アームスイッチング素子が共にオン状態である期間に、前記第２のスイッチング素子群のうちオフ状態のスイッチング素子をオンに切り替える第１切り替え手段と、
前記第１切り替え手段によりオンに切り替えられたスイッチング素子をオン状態に保ったまま前記第１の下アームスイッチング素子及び第２の上アームスイッチング素子をオンに切り替える第２切り替え手段と、を含む、
ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記制御回路は、
前記第１切り替え手段によりオンに切り替えられたスイッチング素子をオン状態に保ったまま前記第１の下アームスイッチング素子及び第２の上アームスイッチング素子をオンに切り替え、前記一次巻線に流れる電流の向きが反転した後に、前記オン状態のスイッチング素子をオフに切り替える手段をさらに含む、
ことを特徴とする請求項１に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記制御回路は、
前記第１の下アームスイッチング素子及び第２の上アームスイッチング素子が共にオン状態である期間に前記第２のスイッチング素子群のオフ状態のスイッチング素子をオンに切り替える第３切り替え手段と、
前記第３切り替え手段によりオンに切り替えられたスイッチング素子をオン状態に保ったまま前記第１の上アームスイッチング素子及び第２の下アームスイッチング素子をオンに切り替える第４切り替え手段と、をさらに含む、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記第３切り替え手段によりオンに切り替えられたスイッチング素子をオン状態に保ったまま前記第１の上アームスイッチング素子及び第２の下アームスイッチング素子をオンに切り替え、前記一次巻線に流れる電流の向きが反転した後に、前記オン状態のスイッチング素子をオフに切り替える手段をさらに含む、
ことを特徴とする請求項３に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第１又は第３切り替え手段によりオンに切り替えられたスイッチング素子がオン状態の期間に、前記共振リアクトルと前記共振コンデンサとの直列接続体に前記第１の直流電源の実質的に２倍の電圧を印加する、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項６】
第１の直流電源と変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う高電圧側スイッチング回路と、第２の直流電源と前記変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う低電圧側スイッチング回路と、前記各スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、を含み、前記第１及び第２の直流電源間で電力の授受を行う双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記高電圧側スイッチング回路は、
第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第１の上下アームと、
第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第２の上下アームと、
前記第１及び第２の上下アームと前記第１の直流電源とに並列接続された第１の平滑コンデンサと、
前記第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点との間に接続された、共振コンデンサと共振リアクトルと前記変圧器の一次巻線との直列接続体と、を含み、
前記低電圧側スイッチング回路は、
前記第２の直流電源及び前記変圧器の二次巻線に接続された、複数のスイッチング素子を含む第１のスイッチング素子群と、
前記第１のスイッチング素子群及び／又は前記変圧器の二次巻線に接続された平滑リアクトルと、
一端を前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子の一端に接続され、他端を前記平滑リアクトルの一端に接続されるとともに、前記第２の直流電源に並列接続された第２の平滑コンデンサと、
前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子に接続された、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第２のスイッチング素子群とクランプコンデンサとを備えた電圧クランプ回路と、を含み、
前記制御回路は、
前記第１の直流電源にエネルギーを供給する期間に前記第１及び第２の上又は下アームスイッチング素子の１つをオンに切り替える手段と、
前記第２の直流電源から前記平滑リアクトルにエネルギーを蓄積する期間からエネルギーを放出する期間へ切り替えるタイミングと、オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子をオフに切り替えるタイミングとを、前記第１の直流電源に供給するエネルギーに応じて制御する制御手段と、を含む、
ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項７】
前記制御手段は、オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子をオフに切り替え、前記一次巻線に流れる電流の向きが反転した後に、オン状態の前記第１のスイッチング素子群のスイッチング素子をオフに切り替え、前記平滑リアクトルのエネルギーを蓄積から放出へ切り替える、
ことを特徴とする請求項６に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項８】
前記制御手段は、オン状態の前記第１のスイッチング素子群のスイッチング素子をオフに切り替えてから、オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子をオフに切り替え前記第１の直流電源にエネルギーが供給されるまでの時間を制御して、前記第１の直流電源に供給されるエネルギーの量を調整する、ことを特徴とする請求項６に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項９】
前記制御回路は、
前記第１の直流電源にエネルギーが供給される期間に前記第１及び第２の上又は下アームスイッチング素子のうち２つをオンに切り替える手段と、
前記一次巻線に流れる電流の向きが反転してから、オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子の一方をオフに切り替える手段と、
オン状態の前記第１のスイッチング素子群のスイッチング素子をオフに切り替えて前記平滑リアクトルのエネルギー状態を蓄積から放出へ切り替えた後に、オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子をオフに切り替える手段と、をさらに含む、
ことを特徴とする請求項６に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１０】
前記第１のスイッチング素子群は、第５乃至第８のスイッチング素子を含み、
前記第２のスイッチング素子群は、第９のスイッチング素子を含み、
前記電圧クランプ回路は、前記第９のスイッチング素子と前記クランプコンデンサとの直列接続体を含み、
前記低電圧側スイッチング回路は、
前記第５及び第６のスイッチング素子を直列接続した第３の上下アームと、
前記第７及び第８のスイッチング素子を直列接続した第４の上下アームと、を含み、
前記第５及び第６のスイッチング素子の直列接続点と、前記第７及び第８のスイッチング素子の直列接続点との間に前記二次巻線を接続し、前記第３及び第４の上下アームと前記電圧クランプ回路とを並列に接続し、前記電圧クランプ回路の一端に前記平滑リアクトルの一端を接続し、前記平滑リアクトルの他端に前記第２の平滑コンデンサの一端を接続し、前記第２の平滑コンデンサの他端に前記電圧クランプ回路の他端を接続した、
ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
前記第１のスイッチング素子群は、第５及び第６のスイッチング素子を含み、
前記第２のスイッチング素子群は、第７及び第８のスイッチング素子を含み、
前記電圧クランプ回路は、前記第７及び第８のスイッチング素子のそれぞれの一端と前記クランプコンデンサの一端とを接続して構成され、
前記二次巻線は、第１の二次巻線の一端と第２の二次巻線の一端との接続体を備え、
前記低電圧側スイッチング回路は、前記第１の二次巻線の他端に前記第５のスイッチング素子の一端と前記第７のスイッチング素子の他端とを接続し、前記第２の二次巻線の他端に前記第６のスイッチング素子の一端と前記第８のスイッチング素子の他端とを接続し、前記クランプコンデンサの他端に前記第５のスイッチング素子の他端と前記第６のスイッチング素子の他端とを接続し、前記第５、第６のスイッチング素子の接続点と前記第１、第２の二次巻線の接続点との間に、前記平滑リアクトルと前記第２の平滑コンデンサとの直列接続体を接続した、
ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１２】
前記第１のスイッチング素子群は、第５及び第６のスイッチング素子を含み、
前記第２のスイッチング素子群は、第７及び第８のスイッチング素子を含み、
前記電圧クランプ回路は、前記第７のスイッチング素子の一端と前記第８のスイッチング素子の一端と前記クランプコンデンサの一端とを接続して構成され、
前記平滑リアクトルは、第１の平滑リアクトルの一端と第２の平滑リアクトルの一端とが接続して構成され、
前記低電圧側スイッチング回路は、前記二次巻線の一端に前記第５のスイッチング素子の一端と前記第７のスイッチング素子の他端と前記第１の平滑リアクトルの他端とを接続し、前記二次巻線の他端に前記第６のスイッチング素子の一端と前記第８のスイッチング素子の他端と前記第２の平滑リアクトルの他端とを接続し、前記クランプコンデンサの他端に前記第５のスイッチング素子の他端と前記第６のスイッチング素子の他端とを接続し、前記第５、第６のスイッチング素子の接続点と前記第１、第２の平滑リアクトルの接続点との間に、前記第２の平滑コンデンサを接続した、
ことを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１３】
前記クランプコンデンサと前記第２の平滑コンデンサとを接続した、
ことを特徴とする請求項１乃至１２のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１４】
前記共振リアクトルは、前記変圧器の漏れインダクタンスと配線インダクタンスとを備え、前記一次巻線と前記二次巻線とにそれぞれ直列接続され、磁気的に結合された第１、第２、及び第３の共振リアクトルを含み、
前記共振コンデンサは、前記一次巻線と前記二次巻線とにそれぞれ直列接続された第１、第２、及び第３の共振コンデンサを含む、
ことを特徴とする請求項１乃至１３のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１５】
前記各スイッチング素子に、逆並列接続されたダイオードと、並列接続されたスナバコンデンサとを備えた、
ことを特徴とする請求項１乃至１４のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項１６】
第１の直流電源と変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う高電圧側スイッチング回路と、第２の直流電源と前記変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う低電圧側スイッチング回路と、前記各スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、を含み、
前記高電圧側スイッチング回路は、
第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第１の上下アームと、
第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第２の上下アームと、
前記第１及び第２の上下アームと前記第１の直流電源とに並列接続された第１の平滑コンデンサと、
前記第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点との間に接続された、共振コンデンサと共振リアクトルと前記変圧器の一次巻線との直列接続体と、を含み、
前記低電圧側スイッチング回路は、
前記第２の直流電源及び前記変圧器の二次巻線に接続された、複数のスイッチング素子を含む第１のスイッチング素子群と、
前記第１のスイッチング素子群及び／又は前記変圧器の二次巻線に接続された平滑リアクトルと、
一端を前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子の一端に接続され、他端を前記平滑リアクトルの一端に接続されるとともに、前記第２の直流電源に並列接続された第２の平滑コンデンサと、
前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子に接続された、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第２のスイッチング素子群とクランプコンデンサとを備えた電圧クランプ回路と、を含むＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、
前記第１の上アームスイッチング素子及び第２の下アームスイッチング素子が共にオン状態である期間に、前記第２のスイッチング素子群のうちオフ状態のスイッチング素子をオンに切り替えるステップと、
前記オンに切り替えられたスイッチング素子をオン状態に保ったまま前記第１の下アームスイッチング素子及び第２の上アームスイッチング素子をオンに切り替えるステップと、を含む、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
【請求項１７】
第１の直流電源と変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う高電圧側スイッチング回路と、第２の直流電源と前記変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う低電圧側スイッチング回路と、前記各スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、を含み、
前記高電圧側スイッチング回路は、
第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第１の上下アームと、
第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第２の上下アームと、
前記第１及び第２の上下アームと前記第１の直流電源とに並列接続された第１の平滑コンデンサと、
前記第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点との間に接続された、共振コンデンサと共振リアクトルと前記変圧器の一次巻線との直列接続体と、を含み、
前記低電圧側スイッチング回路は、
前記第２の直流電源及び前記変圧器の二次巻線に接続された、複数のスイッチング素子を含む第１のスイッチング素子群と、
前記第１のスイッチング素子群及び／又は前記変圧器の二次巻線に接続された平滑リアクトルと、
一端を前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子の一端に接続され、他端を前記平滑リアクトルの一端に接続されるとともに、前記第２の直流電源に並列接続された第２の平滑コンデンサと、
前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子に接続された、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第２のスイッチング素子群とクランプコンデンサとを備えた電圧クランプ回路と、を含むＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、
前記第１の直流電源にエネルギーを供給する期間に前記第１及び第２の上又は下アームスイッチング素子の１つをオンに切り替える第１のステップと、
前記第２の直流電源から前記平滑リアクトルにエネルギーを蓄積する期間からエネルギーを放出する期間へ切り替える第２のステップと、
オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子をオフに切り替える第３のステップと、を含み、
前記第１の直流電源に供給するエネルギーに応じて、前記第２のステップと第３のステップとのタイミングを制御する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
【請求項１８】
請求項１乃至９のいずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに含まれる制御回路の制御処理を、エネルギーの伝達方向、入力電圧、入力電流、出力電圧、及び出力電流に応じて選択的に切り替える
ことを特徴とする双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、絶縁機能を有する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータと、その制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、地球環境保全への意識の高まりから、効率が高いハイブリッド自動車の普及が進められている。ハイブリッド自動車は、走行モーター駆動用の主バッテリと補機駆動用の補機バッテリをもつ。これら電圧が異なる２つのバッテリ間で電力を相互に供給できれば、車両電源システムの設計自由度を増すことができる。
【０００３】
特許文献１には、電圧が異なる２つの電源間で双方向に電力を変換する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。特許文献１に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、高圧側の電圧型回路と、チョークコイルを有する低圧側の電流型回路とをトランスを介して接続している。高圧側回路のスイッチング素子を動作させることで高圧側電源から低圧側電源へ電力を供給し、また、低圧側回路のスイッチング素子を動作させることで低圧側電源から高圧側電源へ電力を供給する。
【０００４】
さらに特許文献２には、スイッチング素子とコンデンサの直列接続体を含む電圧クランプ回路を低圧側回路に接続した双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。特許文献２に記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、電圧クランプ回路により降圧動作時に循環電流による損失を低減する。また、昇降圧動作時に低圧側回路におけるサージ電圧の発生を防止してスイッチング素子の耐圧を低減し、高効率で小型な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【特許文献１】特開２００２−１６５４４８号公報
【特許文献２】特開２００６−１８７１４７号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
特許文献１に開示された従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、降圧動作時に循環電流による損失で効率の低下を招くほか、昇降圧動作時に低圧側回路で生じるサージ電圧により、スイッチング素子の耐圧を高くする必要があり、小型・高効率化の障害となっていた。
【０００６】
また、特許文献２に開示された従来の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータでは、昇圧動作時に昇圧電圧比・出力電力が大きい場合には、やはり低圧側回路のスイッチング素子の耐圧を高くする必要があり、小型・高効率化の障害となっていた。
【０００７】
本発明の目的の１つは、昇圧動作時に昇圧電圧比・出力電力が大きい場合においても、低圧側回路のスイッチング素子に印加される電圧を低減し、小型・高効率な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【０００８】
また、本発明の他の目的の１つは、降圧動作時においても小型で大きな電力を出力できる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の直流電源と変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う高電圧側スイッチング回路と、第２の直流電源と前記変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う低電圧側スイッチング回路と、前記各スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、を含み、前記第１及び第２の直流電源間で電力の授受を行う双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記高電圧側スイッチング回路は、第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第１の上下アームと、第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第２の上下アームと、前記第１及び第２の上下アームと前記第１の直流電源とに並列接続された第１の平滑コンデンサと、前記第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点との間に接続された、共振コンデンサと共振リアクトルと前記変圧器の一次巻線との直列接続体と、を含み、前記低電圧側スイッチング回路は、前記第２の直流電源及び前記変圧器の二次巻線に接続された、複数のスイッチング素子を含む第１のスイッチング素子群と、前記第１のスイッチング素子群及び／又は前記変圧器の二次巻線に接続された平滑リアクトルと、一端を前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子の一端に接続され、他端を前記平滑リアクトルの一端に接続されるとともに、前記第２の直流電源に並列接続された第２の平滑コンデンサと、前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子に接続された、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第２のスイッチング素子群とクランプコンデンサとを備えた電圧クランプ回路と、を含み、前記制御回路は、前記第１の上アームスイッチング素子及び第２の下アームスイッチング素子が共にオン状態である期間に、前記第２のスイッチング素子群のうちオフ状態のスイッチング素子をオンに切り替える第１切り替え手段と、前記第１切り替え手段によりオンに切り替えられたスイッチング素子をオン状態に保ったまま前記第１の下アームスイッチング素子及び第２の上アームスイッチング素子をオンに切り替える第２切り替え手段と、を含む、ことを特徴とする。
【００１０】
また、本発明の一態様では、前記制御回路は、前記第１切り替え手段によりオンに切り替えられたスイッチング素子をオン状態に保ったまま前記第１の下アームスイッチング素子及び第２の上アームスイッチング素子をオンに切り替え、前記一次巻線に流れる電流の向きが反転した後に、前記オン状態のスイッチング素子をオフに切り替える手段をさらに含む、ことを特徴とする。
【００１１】
また、本発明の一態様では、前記制御回路は、前記第１の下アームスイッチング素子及び第２の上アームスイッチング素子が共にオン状態である期間に前記第２のスイッチング素子群のオフ状態のスイッチング素子をオンに切り替える第３切り替え手段と、前記第３切り替え手段によりオンに切り替えられたスイッチング素子をオン状態に保ったまま前記第１の上アームスイッチング素子及び第２の下アームスイッチング素子をオンに切り替える第４切り替え手段と、をさらに含む、ことを特徴とする。
【００１２】
また、本発明の一態様では、前記制御回路は、前記第３切り替え手段によりオンに切り替えられたスイッチング素子をオン状態に保ったまま前記第１の上アームスイッチング素子及び第２の下アームスイッチング素子をオンに切り替え、前記一次巻線に流れる電流の向きが反転した後に、前記オン状態のスイッチング素子をオフに切り替える手段をさらに含む、ことを特徴とする。
【００１３】
また、本発明の一態様では、前記第１又は第３切り替え手段によりオンに切り替えられたスイッチング素子がオン状態の期間に、前記共振リアクトルと前記共振コンデンサとの直列接続体に前記第１の直流電源の実質的に２倍の電圧を印加する、ことを特徴とする。
【００１４】
また、本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の直流電源と変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う高電圧側スイッチング回路と、第２の直流電源と前記変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う低電圧側スイッチング回路と、前記各スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、を含み、前記第１及び第２の直流電源間で電力の授受を行う双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記高電圧側スイッチング回路は、第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第１の上下アームと、第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第２の上下アームと、前記第１及び第２の上下アームと前記第１の直流電源とに並列接続された第１の平滑コンデンサと、前記第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点との間に接続された、共振コンデンサと共振リアクトルと前記変圧器の一次巻線との直列接続体と、を含み、前記低電圧側スイッチング回路は、前記第２の直流電源及び前記変圧器の二次巻線に接続された、複数のスイッチング素子を含む第１のスイッチング素子群と、前記第１のスイッチング素子群及び／又は前記変圧器の二次巻線に接続された平滑リアクトルと、一端を前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子の一端に接続され、他端を前記平滑リアクトルの一端に接続されるとともに、前記第２の直流電源に並列接続された第２の平滑コンデンサと、前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子に接続された、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第２のスイッチング素子群とクランプコンデンサとを備えた電圧クランプ回路と、を含み、前記制御回路は、前記第１の直流電源にエネルギーを供給する期間に前記第１及び第２の上又は下アームスイッチング素子の１つをオンに切り替える手段と、前記第２の直流電源から前記平滑リアクトルにエネルギーを蓄積する期間からエネルギーを放出する期間へ切り替えるタイミングと、オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子をオフに切り替えるタイミングとを、前記第１の直流電源に供給するエネルギーに応じて制御する制御手段と、を含む、ことを特徴とする。
【００１５】
また、本発明の一態様では、前記制御手段は、オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子をオフに切り替え、前記一次巻線に流れる電流の向きが反転した後に、オン状態の前記第１のスイッチング素子群のスイッチング素子をオフに切り替え、前記平滑リアクトルのエネルギーを蓄積から放出へ切り替える、ことを特徴とする。
【００１６】
また、本発明の一態様では、前記制御手段は、オン状態の前記第１のスイッチング素子群のスイッチング素子をオフに切り替えてから、オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子をオフに切り替え前記第１の直流電源にエネルギーが供給されるまでの時間を制御して、前記第１の直流電源に供給されるエネルギーの量を調整する、ことを特徴とする。
【００１７】
また、本発明の一態様では、前記制御回路は、前記第１の直流電源にエネルギーが供給される期間に前記第１及び第２の上又は下アームスイッチング素子のうち２つをオンに切り替える手段と、前記一次巻線に流れる電流の向きが反転してから、オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子の一方をオフに切り替える手段と、オン状態の前記第１のスイッチング素子群のスイッチング素子をオフに切り替えて前記平滑リアクトルのエネルギー状態を蓄積から放出へ切り替えた後に、オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子をオフに切り替える手段と、をさらに含む、ことを特徴とする。
【００１８】
また、本発明の一態様では、前記第１のスイッチング素子群は、第５乃至第８のスイッチング素子を含み、前記第２のスイッチング素子群は、第９のスイッチング素子を含み、前記電圧クランプ回路は、前記第９のスイッチング素子と前記クランプコンデンサとの直列接続体を含み、前記低電圧側スイッチング回路は、前記第５及び第６のスイッチング素子を直列接続した第３の上下アームと、前記第７及び第８のスイッチング素子を直列接続した第４の上下アームと、を含み、前記第５及び第６のスイッチング素子の直列接続点と、前記第７及び第８のスイッチング素子の直列接続点との間に前記二次巻線を接続し、前記第３及び第４の上下アームと前記電圧クランプ回路とを並列に接続し、前記電圧クランプ回路の一端に前記平滑リアクトルの一端を接続し、前記平滑リアクトルの他端に前記第２の平滑コンデンサの一端を接続し、前記第２の平滑コンデンサの他端に前記電圧クランプ回路の他端を接続した、ことを特徴とする。
【００１９】
また、本発明の一態様では、前記第１のスイッチング素子群は、第５及び第６のスイッチング素子を含み、前記第２のスイッチング素子群は、第７及び第８のスイッチング素子を含み、前記電圧クランプ回路は、前記第７及び第８のスイッチング素子のそれぞれの一端と前記クランプコンデンサの一端とを接続して構成され、前記二次巻線は、第１の二次巻線の一端と第２の二次巻線の一端との接続体を備え、前記低電圧側スイッチング回路は、前記第１の二次巻線の他端に前記第５のスイッチング素子の一端と前記第７のスイッチング素子の他端とを接続し、前記第２の二次巻線の他端に前記第６のスイッチング素子の一端と前記第８のスイッチング素子の他端とを接続し、前記クランプコンデンサの他端に前記第５のスイッチング素子の他端と前記第６のスイッチング素子の他端とを接続し、前記第５、第６のスイッチング素子の接続点と前記第１、第２の二次巻線の接続点との間に、前記平滑リアクトルと前記第２の平滑コンデンサとの直列接続体を接続した、ことを特徴とする。
【００２０】
また、本発明の一態様では、前記第１のスイッチング素子群は、第５及び第６のスイッチング素子を含み、前記第２のスイッチング素子群は、第７及び第８のスイッチング素子を含み、前記電圧クランプ回路は、前記第７のスイッチング素子の一端と前記第８のスイッチング素子の一端と前記クランプコンデンサの一端とを接続して構成され、前記平滑リアクトルは、第１の平滑リアクトルの一端と第２の平滑リアクトルの一端とが接続して構成され、前記低電圧側スイッチング回路は、前記二次巻線の一端に前記第５のスイッチング素子の一端と前記第７のスイッチング素子の他端と前記第１の平滑リアクトルの他端とを接続し、前記トランス二次巻線の他端に前記第６のスイッチング素子の一端と前記第８のスイッチング素子の他端と前記第２の平滑リアクトルの他端とを接続し、前記クランプコンデンサの他端に前記第５のスイッチング素子の他端と前記第６のスイッチング素子の他端とを接続し、前記第５、第６のスイッチング素子の接続点と前記第１、第２の平滑リアクトルの接続点との間に、前記第２の平滑コンデンサを接続した、ことを特徴とする。
【００２１】
また、本発明の一態様では、前記クランプコンデンサと前記第２の平滑コンデンサとを接続した、ことを特徴とする。
【００２２】
また、本発明の一態様では、前記共振リアクトルは、前記変圧器の漏れインダクタンスと配線インダクタンスとを備え、前記一次巻線と前記二次巻線とにそれぞれ直列接続され、磁気的に結合された第１、第２、及び第３の共振リアクトルを含み、前記共振コンデンサは、前記一次巻線と前記二次巻線とにそれぞれ直列接続された第１、第２、及び第３の共振コンデンサを含む、ことを特徴とする。
【００２３】
また、本発明の一態様では、前記各スイッチング素子に、逆並列接続されたダイオードと、並列接続されたスナバコンデンサとを備えた、ことを特徴とする。
【００２４】
また、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、第１の直流電源と変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う高電圧側スイッチング回路と、第２の直流電源と前記変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う低電圧側スイッチング回路と、前記各スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、を含み、前記高電圧側スイッチング回路は、第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第１の上下アームと、第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第２の上下アームと、前記第１及び第２の上下アームと前記第１の直流電源とに並列接続された第１の平滑コンデンサと、前記第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点との間に接続された、共振コンデンサと共振リアクトルと前記変圧器の一次巻線との直列接続体と、を含み、前記低電圧側スイッチング回路は、前記第２の直流電源及び前記変圧器の二次巻線に接続された、複数のスイッチング素子を含む第１のスイッチング素子群と、前記第１のスイッチング素子群及び／又は前記変圧器の二次巻線に接続された平滑リアクトルと、一端を前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子の一端に接続され、他端を前記平滑リアクトルの一端に接続されるとともに、前記第２の直流電源に並列接続された第２の平滑コンデンサと、前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子に接続された、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第２のスイッチング素子群とクランプコンデンサとを備えた電圧クランプ回路と、を含むＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、前記第１の上アームスイッチング素子及び第２の下アームスイッチング素子が共にオン状態である期間に、前記第２のスイッチング素子群のうちオフ状態のスイッチング素子をオンに切り替えるステップと、前記オンに切り替えられたスイッチング素子をオン状態に保ったまま前記第１の下アームスイッチング素子及び第２の上アームスイッチング素子をオンに切り替えるステップと、を含む、ことを特徴とする。
【００２５】
また、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、第１の直流電源と変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う高電圧側スイッチング回路と、第２の直流電源と前記変圧器との間に接続され、直流／交流相互間に電力変換を行う低電圧側スイッチング回路と、前記各スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のオン／オフを制御する制御回路と、を含み、前記高電圧側スイッチング回路は、第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第１の上下アームと、第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とを直列接続した第２の上下アームと、前記第１及び第２の上下アームと前記第１の直流電源とに並列接続された第１の平滑コンデンサと、前記第１の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点と、前記第２の上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との直列接続点との間に接続された、共振コンデンサと共振リアクトルと前記変圧器の一次巻線との直列接続体と、を含み、前記低電圧側スイッチング回路は、前記第２の直流電源及び前記変圧器の二次巻線に接続された、複数のスイッチング素子を含む第１のスイッチング素子群と、前記第１のスイッチング素子群及び／又は前記変圧器の二次巻線に接続された平滑リアクトルと、一端を前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子の一端に接続され、他端を前記平滑リアクトルの一端に接続されるとともに、前記第２の直流電源に並列接続された第２の平滑コンデンサと、前記第１のスイッチング素子群に含まれるスイッチング素子に接続された、少なくとも１つのスイッチング素子を含む第２のスイッチング素子群とクランプコンデンサとを備えた電圧クランプ回路と、を含むＤＣ−ＤＣコンバータを制御する制御方法であって、前記第１の直流電源にエネルギーを供給する期間に前記第１及び第２の上又は下アームスイッチング素子の１つをオンに切り替える第１のステップと、前記第２の直流電源から前記平滑リアクトルにエネルギーを蓄積する期間からエネルギーを放出する期間へ切り替える第２のステップと、オン状態の前記上又は下アームスイッチング素子をオフに切り替える第３のステップと、を含み、前記第１の直流電源に供給するエネルギーに応じて、前記第２のステップと第３のステップとのタイミングを制御する、ことを特徴とする。
【００２６】
また、本発明に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法は、上記いずれかに記載の双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに含まれる制御回路の制御処理を、エネルギーの伝達方向、入力電圧、入力電流、出力電圧、及び出力電流に応じて選択的に切り替えることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２７】
本発明の望ましい実施態様によれば、昇圧動作時に昇圧電圧比・出力電力が大きい場合においても、低圧側回路のスイッチング素子に印加される電圧を低減し、小型・高効率な双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【００２８】
また、本発明の望ましい実施態様によれば、降圧動作時においても小型で大きな電力を出力できる双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。
【００２９】
本発明によるその他の目的と特徴は、以下に述べる実施例の中で明らかにする。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付している。また、本実施形態においては、スイッチング素子には、一例としてＩＧＢＴとＭＯＳＦＥＴを用いることとするが、これらに限られるものではない。また、オン状態のスイッチング素子の電圧またはダイオードの順方向降下電圧と同等程度かそれ以下の電圧をゼロ電圧とする。
【００３１】
図１は、本発明の実施の形態に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５の回路構成図である。図１において、高圧側の電源１０には、平滑コンデンサ１２、負荷１４、ＩＧＢＴ１０１のエミッタとＩＧＢＴ１０２のコレクタとを接続して成る第１のスイッチングアーム、ＩＧＢＴ１０３のエミッタとＩＧＢＴ１０４のコレクタとを接続して成る第２のスイッチングアームが並列に接続されている。
【００３２】
ＩＧＢＴ１０１〜１０４のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すように、ダイオード１１１〜１１４がそれぞれ接続されている。ここで、ＩＧＢＴの代わりにＭＯＳＦＥＴを用いた場合は、ダイオード１１１〜１１４としてボディダイオードを用いてもよい。また、ＩＧＢＴ１０１〜１０４のコレクタ−エミッタ間には、スナバコンデンサ１２１〜１２４がそれぞれ接続されている。
【００３３】
ＩＧＢＴ１０１とＩＧＢＴ１０２との接続点と、ＩＧＢＴ１０３とＩＧＢＴ１０４との接続点との間に、トランス３０の一次巻線３１と共振リアクトル２０と共振コンデンサ２２とが直列接続されている。ここで、共振リアクトル２０は、トランス３０の漏れインダクタンスおよび配線インダクタンスで代替してもよい。
【００３４】
低圧側の電源４０には、平滑コンデンサ４２と、負荷４４とが並列に接続されている。トランス３０の二次巻線３２の一端と二次巻線３３の一端と平滑リアクトル４６の一端とが接続され、平滑リアクトル４６の他端は電源４０の正極に接続されている。二次巻線３２の他端はＭＯＳＦＥＴ２０１のドレインに接続され、二次巻線３３の他端はＭＯＳＦＥＴ２０２のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ２０１のソースとＭＯＳＦＥＴ２０２のソースとが電源４０の負極に接続されている。
【００３５】
ＭＯＳＦＥＴ２０３のドレインと、ＭＯＳＦＥＴ２０４のドレインと、クランプコンデンサ４８の一端とが接続されて成る電圧クランプ回路は、ＭＯＳＦＥＴ２０３のソースがＭＯＳＦＥＴ２０１のドレインに接続され、ＭＯＳＦＥＴ２０４のソースがＭＯＳＦＥＴ２０２のドレインに接続され、クランプコンデンサ４８の他端が電源４０の負極に接続されている。
【００３６】
ＭＯＳＦＥＴ２０１〜２０４のドレイン−ソース間には、ソース側からドレイン側へ電流を流すように、ダイオード２１１〜２１４がそれぞれ接続されている。ここで、ダイオード２１１〜２１４としてＭＯＳＦＦＥＴのボディダイオードを利用することもできる。また、ＭＯＳＦＥＴ２０１〜２０４のドレイン−ソース間には、スナバコンデンサがそれぞれ接続されていてもよい。
【００３７】
ＩＧＢＴ１０１〜１０４と、ＭＯＳＦＥＴ２０１〜２０４は、制御回路１００によってスイッチング制御される。制御回路１００には、電圧センサ５１〜５４及び電流センサ６１〜６３が接続されている。
【００３８】
詳細な動作説明に先立って、図１の回路図における電圧、電流を定義する。まず、ＩＧＢＴ１０１〜１０４のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖ（１０１）〜Ｖ（１０４）は、コレクタを正とし、ゲート−ソース間電圧Ｖｇ（１０１）〜Ｖｇ（１０４）はゲートを正とする。また、ＩＧＢＴ１０１〜１０４と、それぞれ並列に接続されたダイオード１１１〜１１４とに流れる合成電流は、ＩＧＢＴ１０１〜１０４のコレクタからエミッタへ流れる向きを正とし、それぞれＩ（１０１）〜Ｉ（１０４）とする。
【００３９】
ＭＯＳＦＥＴ２０１〜２０４のドレイン−ソース間電圧Ｖ（２０１）〜Ｖ（２０４）はドレインを正とし、ゲート−ソース間電圧Ｖｇ（２０１）〜Ｖｇ（２０４）はゲートを正とする。また、ＭＯＳＦＥＴ２０１〜２０４と、それぞれ並列に接続されたダイオード２１１〜２１４とに流れる合成電流は、ＭＯＳＦＥＴ２０１〜２０４のドレインからソースへ流れる向きを正とし、それぞれＩ（２０１）〜Ｉ（２０４）とする。
【００４０】
共振コンデンサ２２の電圧Ｖ（２２）と、共振リアクトル２０の電圧Ｖ（２０）と、一次巻線３１の電圧Ｖ（３１）とは、第２のスイッチングアームから第１のスイッチングアームへ向く向きを正とする。また、共振リアクトル２０に流れる電流Ｉ（２０）は、第１のスイッチングアームから第２のスイッチングアームへ流れる向きを正とする。
【００４１】
クランプコンデンサ４８に流れる電流Ｉ（４８）は、ＭＯＳＦＥＴ２０３，２０４との接続点から電源４０の負極へ流れる向きを正とする。また、電源４０の負極を基準としたＭＯＳＦＥＴ２０３，２０４のドレインの電圧を、クランプコンデンサ４８の電圧Ｖ（４８）とする。
【００４２】
平滑リアクトル４６の電流Ｉ（４６）の向きは、次のように定義しておく。電源１０のエネルギーを電源４０へ送る降圧動作の場合には、二次巻線３２と二次巻線３３との接続点から電源４０の正極へ流れる向きを正とし、電源４０のエネルギーを電源１０へ送る昇圧動作の場合には、電源４０の正極から二次巻線３２と二次巻線３３との接続点へ流れる向きを正とする。また、平滑リアクトル４６の電圧Ｖ（４６）の向きは、降圧動作と昇圧動作とのそれぞれの場合において、平滑リアクトル４６の電流Ｉ（４６）を正の向きに加速する向きを正とする。
【００４３】
以下、図を参照しながら本発明の実施の形態に係る双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５の動作を詳細に説明する。ただし、電源１０のエネルギーを電源４０へ送る動作を降圧動作とし、電源４０のエネルギーを電源１０へ送る動作を昇圧動作とする。
【００４４】
まず、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５による降圧動作について説明する。
【００４５】
［降圧動作１］
図２は、降圧動作１を説明する電圧・電流波形図である。以下、この図２を参照しながら、降圧動作１を詳細に説明する。ただし、図２において、ａ１〜ｈ１は、期間ａ１〜ｈ１を表す。
【００４６】
（期間ａ１）
まず、期間ａ１では、ＩＧＢＴ１０１，１０４がオン状態、ＩＧＢＴ１０２，１０３がオフ状態であり、電源１０の電圧が、ＩＧＢＴ１０１，１０４、共振コンデンサ２２、共振リアクトル２０を介してトランス３０の一次巻線３１に印加されている。ＭＯＳＦＥＴ２０２，２０３はオフ状態であり、二次巻線３２に生じた電圧が、電源４０、ダイオード２１１を介して平滑リアクトル４６に印加され電流Ｉ（４６）が徐々に増加し、電源４０にエネルギーが供給される。また、二次巻線３２、３３に生じた電圧が、ダイオード２１４、２１１を介してクランプコンデンサ４８に印加され、クランプコンデンサ４８は充電される。
【００４７】
電流Ｉ（２０１），Ｉ（２０４）は負であるが、このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０４をオン状態とすれば、ダイオード２１１，２１４に流れる電流をＭＯＳＦＥＴ２０１，２０４へ分流することで損失を低減できる。このように、ＭＯＳＦＥＴと逆並列接続されたダイオード、またはＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに、ダイオードの順方向電流が流れるとき、このＭＯＳＦＥＴをオン状態として損失を低減することを、以下、同期整流とする。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０４をオンしておく（ゼロ電圧スイッチング）。
【００４８】
（期間ｂ１）
期間ｂ１では、ＩＧＢＴ１０４をオフし、その後ＩＧＢＴ１０３をオンする。ＩＧＢＴ１０４をオフすると、ＩＧＢＴ１０４を流れていた電流Ｉ（２０）は、スナバコンデンサ１２４を充電しつつスナバコンデンサ１２３を放電し、電圧Ｖ（１０３）がゼロ電圧に達するとダイオード１１３が導通する。このとき、ＩＧＢＴ１０３をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。電流Ｉ（２０）は、共振リアクトル２０、一次巻線３１、ダイオード１１３、ＩＧＢＴ１０１、共振コンデンサ２２を通る経路で還流する。このように、一次巻線３１を流れる電流を、以後、循環電流とする。
【００４９】
ＭＯＳＦＥＴ２０４はオン状態であり、また、電流Ｉ（２０１）は負であり電圧Ｖ（２０１）はゼロ電圧であるから、クランプコンデンサ４８の電圧Ｖ（４８）は、二次巻線３２、３３に印加される。一次巻線３１に生じた電圧は、共振リアクトル２０に印加され、電流Ｉ（２０）を徐々に減少させる。このため、循環電流が減少し、循環電流が流れる経路で損失するエネルギーを低減できる。循環電流の減少に伴い、クランプコンデンサ４８の放電電流は増加していく。このとき、二次巻線３２には電圧が生じているため、期間ａ１と同様に、平滑リアクトル４６に電圧が印加され電流Ｉ（４６）が徐々に増加し、電源４０にエネルギーが供給される。
【００５０】
（期間ｃ１）
期間ｃ１では、ＭＯＳＦＥＴ２０４をオフし、その後ＭＯＳＦＥＴ１０２をオンする。ＭＯＳＦＥＴ２０４をオフすると、クランプコンデンサ４８の放電は終了し、循環電流の減少も緩やかになる。しかし、共振コンデンサ２２には電荷がたまっており、循環電流を減少させる向きに電圧を生じているため、循環電流は緩やかに減少していく。また、ＭＯＳＦＥＴ２０４を流れていた電流は、ダイオード２１２へ転流する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオンすれば同期整流となる。
【００５１】
平滑リアクトル４６に蓄積されているエネルギーは、電源４０に供給され、電流Ｉ（４６）は徐々に減少していく。期間ａ１では、電流Ｉ（４６）は、ダイオード２１１（ＭＯＳＦＥＴ２０１）と二次巻線３２を通る経路を流れていたが、期間ｂ１で循環電流を低減したため、期間ｃ１では、ダイオード２１２（ＭＯＳＦＥＴ２０２）と二次巻線３３を通る経路にも分流している。循環電流を低減するほど、この２つの経路に均等に電流が分流するようになるため、導通損失を低減できる。
【００５２】
循環電流を低減するほど導通損失を低減できるが、後述の期間ｄ１において、ＩＧＢＴ１０２がゼロ電圧スイッチングするためには、ある程度の循環電流を残しておかなければならない。ＩＧＢＴ１０２がゼロ電圧スイッチングするために必要な循環電流値は、電源１０の電圧（電圧センサ５１）と、共振コンデンサ２２の静電容量と、共振リアクトル２０のインダクタンスと、スナバコンデンサ１２１〜１２４の静電容量と、ＩＧＢＴ１０１と１０２とのデッドタイム（またはＩＧＢＴ１０３と１０４とのデッドタイム）とから演算することができる。
【００５３】
循環電流を上記演算した循環電流値になるよう制御するためには、ＭＯＳＦＥＴ２０４のオフタイミングを正確に決めなければならない。このタイミングは、上記でＩＧＢＴ１０２がゼロ電圧スイッチングするために必要な循環電流値を求めるために使用した情報の他、電源４０の電圧（電圧センサ５２）と、平滑リアクトル４６の電流Ｉ（４６）（電流センサ６２）と、トランス３０の巻数比とから、ＩＧＢＴ１０４とＭＯＳＦＥＴ２０４のオフ時間遅れとに基づいて演算することができる。または、フルブリッジの入力電流である電流センサ６１と、循環電流である電流センサ６３とからの測定値に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ２０４のオフタイミングを決定してもよい。
【００５４】
（期間ｄ１）
期間ｄ１では、ＩＧＢＴ１０１をオフし、その後ＩＧＢＴ１０２をオン、ＭＯＳＦＥＴ２０１をオフする。ＩＧＢＴ１０１をオフすると、ＩＧＢＴ１０１を流れていた循環電流は、スナバコンデンサ１２１を充電しつつスナバコンデンサ１２２を放電し、電圧Ｖ（１０２）がゼロ電圧に達するとダイオード１１２が導通する。このとき、ＩＧＢＴ１０２をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。また、期間ｄ１が終わるまでに、ＭＯＳＦＥＴ２０１をオフしておく。循環電流は、ダイオード１１２、共振コンデンサ２２、共振リアクトル２０、一次巻線３１、ダイオード１１３を流れ、電源１０へ流れる。共振リアクトル２０には、電源１０の電圧が印加され、循環電流は減少していく。
【００５５】
ＩＧＢＴ１０２，１０３はオン状態であるから、循環電流がゼロに達した後は、逆向きに循環電流が増加していく。これに伴い、ダイオード２１１（ＭＯＳＦＥＴ２０１）と二次巻線３２を通る電流は減少し、ダイオード２１２（ＭＯＳＦＥＴ２０２）と二次巻線３３を通る電流が増加していく。二次巻線３２を通る電流がゼロに達する（二次巻線３３を通る電流が電流Ｉ（４６）に達する）前に、ＭＯＳＦＥＴ２０１をオフしておく。
【００５６】
（期間ｅ１）
期間ｅ１では、ＭＯＳＦＥＴ２０３をオンする。二次巻線３２を通る電流がゼロに達すると、ダイオード２１１は逆導通した後、逆回復する。この逆導通中に流れていた電流は、逆回復後、ダイオード２１３に転流する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０３をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。
【００５７】
ダイオード２１１が逆回復すると、ＭＯＳＦＥＴ２０１のドレイン電圧が上昇するから、これを電圧センサ５３で検出して、ＭＯＳＦＥＴ２０３をオンすることもできる。
【００５８】
また、電圧クランプ回路を備えない従来のコンバータ回路では、ダイオード２１１が逆回復すると、ＭＯＳＦＥＴ２０１のドレイン電圧にサージが発生することがあるが、この実施の形態では、クランプコンデンサ４８がサージの発生を抑えている。
【００５９】
電源１０の電圧が、ＩＧＢＴ１０２，１０３、共振コンデンサ２２、共振リアクトル２０を介してトランス３０の一次巻線３１に印加されている。ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０４はオフ状態であり、二次巻線３３に生じた電圧が、電源４０、ダイオード２１２を介して平滑リアクトル４６に印加され電流Ｉ（４６）が徐々に増加し、電源４０にエネルギーが供給される。また、二次巻線３２，３３に生じた電圧が、ダイオード２１３、２１２を介してクランプコンデンサ４８に印加され、クランプコンデンサ４８は充電される。
【００６０】
この期間ｅ１は、期間ａ１の対称動作である。以降、期間ｆ１〜ｈ１の後、期間ａ１へ戻る。期間ｆ１〜ｈ１は、期間ｂ１〜ｄ１の対称動作であるため、詳細な説明は省略する。
【００６１】
上述の期間ａ１，ｅ１において、共振コンデンサ２２は、一次巻線３１に印加される電圧を大きくする向きに電圧を生じるため、共振コンデンサ２２は、出力電力を大きくする効果を奏する。
【００６２】
また、上述の通り、ダイオード２１１，２１２が逆回復するとき、電圧クランプ回路がサージ電圧の発生を抑制する。したがって、電圧クランプ回路には、ダイオード２１１，２１２、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２として、耐圧が低い素子を利用できる効果がある。
【００６３】
上述の通り、循環電流があることにより、ＩＧＢＴ１０１，１０２をオンするときのゼロ電圧スイッチングが実現できる。したがって、軽負荷時には循環電流が小さくなることから、このゼロ電圧スイッチングが難しくなる。この問題を解決するために、例えば、上述の期間ｂ１，ｃ１において、ＩＧＢＴ１０４をオフするよりも先に、ＭＯＳＦＥＴ２０４をオフし、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオンすれば、循環電流が増加するため、軽負荷においてもＩＧＢＴ１０１をオンするときのゼロ電圧スイッチングが実現できる。ＭＯＳＦＥＴ２０２のオンと、ＩＧＢＴ１０４のオフは、どちらが先でもよい。ここで、ＭＯＳＦＥＴ２０４をオフすれば、その遮断電流はダイオード２１２へ転流するから、ＭＯＳＦＥＴ２０２のオンもゼロ電圧スイッチングを実現できる。期間ｆ１、ｇ１も同様である。これにより、この動作方法には、軽負荷時においても効率を高める効果がある。
【００６４】
以上説明した降圧動作１では、ＩＧＢＴ１０１と１０４が同時にオン状態である期間の時間的割合と、ＩＧＢＴ１０２と１０３が同時にオン状態である期間の時間的割合とを変化させて、出力電力を調整する。この時間的割合をデューティという。このデューティが大きくなるほど、大きな電力を出力することができる。したがって、この降圧動作１では、ＩＧＢＴ１０１と１０４のオン／オフ状態が一致し、ＩＧＢＴ１０２と１０３のオン／オフ状態が一致したとき、すなわちデューティが最大のときに、最も出力電力が大きくなる。この状態よりもさらに出力電力を大きくする場合には、以下説明する降圧動作２を適用する。
【００６５】
［降圧動作２］
図３は、降圧動作２を説明する電圧・電流波形図である。以下、この図３を参照しながら、降圧動作２を詳細に説明する。ただし、図３において、ａ２〜ｆ２は、期間ａ２〜ｆ２を表す。
【００６６】
（期間ａ２）
期間ａ２の動作は、上述した降圧動作１の期間ａ１と同様であり、詳細な説明は省略する。
【００６７】
（期間ｂ２）
上述の通り、この降圧動作２では、ＩＧＢＴ１０１と１０４のオン／オフ状態が一致する。ＩＧＢＴ１０１，１０４をオフすると、電流Ｉ（２０）は、スナバコンデンサ１２１を充電しつつスナバコンデンサ１２２を放電し、スナバコンデンサ１２４を充電しつつスナバコンデンサ１２３を放電する。電圧Ｖ（１０２）がゼロ電圧に達するとダイオード１１２が導通し、電圧Ｖ（１０３）がゼロ電圧に達するとダイオード１１３が導通する。このとき、ＩＧＢＴ１０２，１０３をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。
【００６８】
電流Ｉ（２０）は、ダイオード１１２、共振コンデンサ２２、共振リアクトル２０、一次巻線３１、ダイオード１１３を流れ、電源１０へ流れる。ＭＯＳＦＥＴ２０４はオン状態であり、また、電流Ｉ（２０）１は負であり電圧Ｖ（２０１）はゼロ電圧であるから、クランプコンデンサ４８の電圧Ｖ（４８）は、二次巻線３２、３３に印加される。電源１０の電圧が、共振リアクトル２０に印加され、電流Ｉ（２０）は減少していく。このとき、共振リアクトル２０には、一次巻線３１に生じた電圧も加算して印加されるため、電流Ｉ（２０）の減少スピードは、降圧動作１の期間ｂ１、ｄ１よりも速い。ここで、一次巻線３１に生じる電圧は、電源１０の電圧と同程度である。また、共振コンデンサ２２にも、一次巻線３１に生じる電圧と同じ向きに電圧が生じており、共振リアクトル２０には、電源１０の電圧の２倍以上の電圧が印加されている。
【００６９】
ＩＧＢＴ１０２，１０３はオン状態であるから、電流Ｉ（２０）がゼロに達した後は、逆向きに電流Ｉ（２０）の大きさが増加していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０４はオン状態であり、二次巻線３２には電圧が生じているため、期間ａ２と同様に、平滑リアクトル４６に電圧が印加され電流Ｉ（４６）が徐々に増加し、電源４０にエネルギーが供給される。
【００７０】
（期間ｃ２）
ＭＯＳＦＥＴ２０４をオフすると、クランプコンデンサ４８の放電は終了し、一次巻線３１の電圧が、共振リアクトル２０に加算して印加されなくなるため、電流Ｉ（２０）の大きさの増加は緩やかになる。また、ＭＯＳＦＥＴ２０４を流れていた電流は、ダイオード２１２へ転流する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオンすれば同期整流となる。
【００７１】
平滑リアクトル４６に蓄積されているエネルギーは、電源４０に供給され、電流Ｉ（４６）は徐々に減少していく。
【００７２】
ダイオード２１１（ＭＯＳＦＥＴ２０１）と二次巻線３２を通る電流は減少し、ダイオード２１２（ＭＯＳＦＥＴ２０２）と二次巻線３３を通る電流が増加していく。二次巻線３２を通る電流がゼロに達する（二次巻線３３を通る電流が電流Ｉ（４６）に達する）前に、ＭＯＳＦＥＴ２０１をオフしておく。
【００７３】
（期間ｄ２）
期間ｄ２の動作は、降圧動作１の期間ｅ１と同様であり、詳細な説明は省略する。この期間ｄ２は、期間ａ２の対称動作である。以降、期間ｅ２、ｆ２の後、期間ａ２へ戻る。期間ｅ２、ｆ２は、期間ｂ２、ｃ２の対称動作であるため、詳細な説明は省略する。
【００７４】
この降圧動作２においても、降圧動作１と同様に、共振コンデンサ２２には、出力電力を大きくする効果がある。また、電圧クランプ回路には、ダイオード２１１，２１２、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２として、耐圧が低い素子を利用できる効果がある。
【００７５】
この降圧動作２では、期間ａ２、ｄ２の期間のみならず、期間ｂ２、ｅ２の期間においても、平滑リアクトル４６に正の電圧を印加すること、および、共振リアクトル２０に電源１０の２倍以上の電圧を印加し電流Ｉ（２０）の変化率を大きくして期間ａ２、ｄ２の期間を長くすることが特徴である。特に、電流Ｉ（２０）の極性が反転してもなお、共振リアクトル２０に電源１０の２倍以上の電圧を印加することが特徴である。なお、共振コンデンサ２２を備えない場合には、共振リアクトル２０に印加される電圧は、電源１０の２倍程度となる。これらの結果として、降圧動作１の最大出力電力よりも大きい電力を出力できることが、最大のメリットである。
【００７６】
この降圧動作２では、上述の通り、ＩＧＢＴ１０１と１０４のオン／オフ状態が一致し、ＩＧＢＴ１０２と１０３のオン／オフ状態が一致しており、デューティが最大である。したがって、期間ｂ２、ｅ２の期間の長さを変化させる、つまり、ＭＯＳＦＥＴ２０３，２０４のオフタイミングを変化させることにより、出力電力を調整する。
【００７７】
ＭＯＳＦＥＴ２０３，２０４のオフタイミングを遅らせるほど、出力電力は大きくなる。このオフタイミングは、ダイオード２１１，２１２が逆回復するタイミングの前後まで遅らせることができる。ダイオード２１１，２１２の逆回復を検出する電圧センサ５３、５４の信号により、ＭＯＳＦＥＴ２０３，２０４のオフタイミングを決定することもできる。この場合、期間ｃ２，ｆ２は存在しなくなる。
【００７８】
次に、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５による昇圧動作について説明する。
【００７９】
［昇圧動作１］
図４は、昇圧動作１を説明する電圧・電流波形図である。以下、この図４を参照しながら、昇圧動作１を詳細に説明する。ただし、図４において、Ａ１〜Ｆ１は、期間Ａ１〜Ｆ１を表す。
【００８０】
（期間Ａ１）
まず、期間Ａ１では、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２がオン状態、ＭＯＳＦＥＴ２０３，２０４がオフ状態である。電源４０の電圧が、二次巻線３２、３３、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２を介して平滑リアクトル４６に印加され、電源４０のエネルギーを平滑リアクトル４６に蓄積している。
【００８１】
また、ＩＧＢＴ１０３がオン状態、ＩＧＢＴ１０１，１０２，１０４がオフ状態であり、ＩＧＢＴ１０３、一次巻線３１、共振リアクトル２０、共振コンデンサ２２、ダイオード１１１を通る経路で循環電流が流れている。共振コンデンサ２２には電荷が蓄積されており、循環電流を増加させる向きに電圧を生じているため、循環電流は徐々に増加している。
【００８２】
（期間Ｂ１）
ＭＯＳＦＥＴ２０２、ＩＧＢＴ１０３をオフすると、ＭＯＳＦＥＴ２０２を流れていた電流は、ダイオード２１４を流れてクランプコンデンサ４８を充電する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０４をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。ＩＧＢＴ１０３を流れていた循環電流は、スナバコンデンサ１２３を充電しつつスナバコンデンサ１２４を放電し、電圧Ｖ（１０４）がゼロ電圧に達するとダイオード１１４が導通する。このとき、ＩＧＢＴ１０４をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。
【００８３】
二次巻線３２、３３には、クランプコンデンサ４８の電圧Ｖ（４８）が印加される。一次巻線３１に生じた電圧から電源１０の電圧を減じた電圧が、共振リアクトル２０に印加され、電流Ｉ（２０）の大きさは増加していく。電流Ｉ（２０）は、ダイオード１１４、一次巻線３１、共振リアクトル２０、共振コンデンサ２２、ダイオード１１１を流れ、電源１０へ流れ込み、電源１０にエネルギーが供給される。平滑リアクトル４６に蓄積されたエネルギーが放出され、電流Ｉ（４６）は減少していく。
【００８４】
電流Ｉ（２０）の大きさの増加に伴い、クランプコンデンサ４８の充電電流は減少していき、やがて放電に転じる。
【００８５】
（期間Ｃ１）
ＭＯＳＦＥＴ２０４をオフすると、ＭＯＳＦＥＴ２０４に流れていたクランプコンデンサ４８の放電電流はダイオード２１２を導通する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。
【００８６】
二次巻線３２、３３には、クランプコンデンサ４８の電圧Ｖ（４８）が印加されなくなるため、一次巻線３１に電圧が生じなくなり、共振リアクトル２０には、電源１０の電圧が印加され、電流Ｉ（２０）の大きさは減少していく。これに伴い、電流Ｉ（２０２）の向きは、負から正に転じる。
【００８７】
また、期間Ａ１と同様に、電源４０の電圧が平滑リアクトル４６に印加され、電源４０のエネルギーを平滑リアクトル４６に蓄積している。
【００８８】
（期間Ｄ１）
ＩＧＢＴ１０４がオン状態、ＩＧＢＴ１０１がオフ状態であるから、電流Ｉ（２０）がゼロになると、まず、ダイオード１１１が逆導通する。その後、逆回復するとスナバコンデンサ１２１が充電しつつスナバコンデンサＣ１０２が放電し、電圧Ｖ（１０２）がゼロ電圧に達するとダイオード１１２が導通する。このダイオード１１１の逆導通からダイオード１１２の導通までの期間に、共振リアクトル２０に蓄積された電源１０のエネルギーは、ダイオード１１２、共振コンデンサ２２、共振リアクトル２０、一次巻線３１、ＩＧＢＴ１０４を通る経路で流れる循環電流となる。共振コンデンサ２２には電荷が蓄積されており、循環電流を増加させる向きに電圧を生じているため、循環電流は徐々に増加していく。
【００８９】
また、期間Ａ１と同様に、電源４０の電圧が平滑リアクトル４６に印加され、電源４０のエネルギーを平滑リアクトル４６に蓄積している。
【００９０】
この期間Ｄ１は、期間Ａ１の対称動作である。以降、期間Ｅ１、Ｆ１の後、期間Ａ１へ戻る。期間Ｅ１、Ｆ１は、期間Ｂ１、Ｃ１の対称動作であるため、詳細な説明は省略する。
【００９１】
期間Ａ１〜Ｃ１において、ＩＧＢＴ１０１をオンし、期間Ｄ１〜Ｆ１において、ＩＧＢＴ１０２をオンすれば、同期整流となる。
【００９２】
期間Ｂ１において、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオフするときに流れている循環電流の向きは、期間Ｂ１、Ｃ１で電源１０へエネルギーを送るときに流れる向きである。したがって、この循環電流が大きいほど大きな出力電力を得やすい。また、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオフするときの電流Ｉ（２０２）は小さくなり、ＭＯＳＦＥＴ２０２がオフするときに損失するエネルギーを低減できる。しかし、この電流Ｉ（２０２）を遮断することによってクランプコンデンサにエネルギーが蓄積され、このエネルギーを用いて期間Ｃ１にてＭＯＳＦＥＴ２０２をオンするときにゼロ電圧スイッチングできるため、循環電流が大きいほどＭＯＳＦＥＴ２０２をオンするときのゼロ電圧スイッチングが難しくなる。期間Ｅ１も同様である。
【００９３】
したがって、軽負荷時にはこの遮断する電流が小さいために、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオンするときのゼロ電圧スイッチングが難しくなる。この問題を解決するために、例えば、期間Ｂ１で、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオフするよりも先にＩＧＢＴ１０３をオフすれば、循環電流が低減または逆流するため、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオフするときに遮断する電流が大きくなり、軽負荷においてもＭＯＳＦＥＴ２０２をオンするときにゼロ電圧スイッチングを実現できる。期間Ｅ１も同様である。これにより、この動作方法には、軽負荷時においても効率を高める効果がある。
【００９４】
これとは逆に、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオフした後にＩＧＢＴ１０３をオフすれば、大きな出力電力を得ることができる。期間Ｅ１も同様である。これを昇圧動作２として後述する。
【００９５】
昇圧動作１では、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２のオン期間の時間的割合（オンデューティ）を変化させて、出力電力を調整する。オンデューティを大きくすれば、クランプコンデンサ４８の電圧Ｖ（４８）が高くなり、一次巻線３１に生じる電圧も大きくなるため、出力電力が大きくなる。ただし、クランプコンデンサ４８、ＭＯＳＦＥＴ２０１〜２０４、ダイオード２１１〜２１４に印加される電圧は、電源４０の電圧とオンデューティ、および配線インダクタンスとＭＯＳＦＥＴ２０１〜２０４の遮断電流により決まる。したがって、これらの素子に印加される電圧を抑えるために、オンデューティの増大には上限がある。オンデューティが上限にもかかわらず、さらに出力電力を大きくする場合には、後述する昇圧動作２を適用する。
【００９６】
［昇圧動作２］
図５は、昇圧動作２を説明する電圧・電流波形図である。以下、この図５を参照しながら、昇圧動作２を詳細に説明する。ただし、図５において、Ａ２〜Ｈ２は、期間Ａ２〜Ｈ２を表す。
【００９７】
（期間Ａ２）
期間Ａ２の動作は、昇圧動作１の期間Ａ１と同様であり、詳細な説明は省略する。
【００９８】
（期間Ｂ２）
ＭＯＳＦＥＴ２０２をオフすると、ＭＯＳＦＥＴ２０２を流れていた電流は、ダイオード２１４を流れてクランプコンデンサ４８を充電する。このとき、ＭＯＳＦＥＴ２０４をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。
【００９９】
昇圧動作１の期間Ｂ１と同様に、一次巻線３１に電圧が生じるが、昇圧動作１の期間Ｂ１と異なり、ＩＧＢＴ１０３はオン状態である。したがって、一次巻線３１の電圧から電源１０の電圧を減じない電圧が、共振リアクトル２０に印加されるため、昇圧動作１の期間Ｂ１よりも速いスピードで電流Ｉ（２０）の大きさは増加していく。このとき、電流Ｉ（２０）は、期間Ａ２と同じ循環電流の経路を流れる。
【０１００】
平滑リアクトル４６に蓄積されたエネルギーが放出され、電流Ｉ（４６）は減少していく。
【０１０１】
（期間Ｃ２）
ＩＧＢＴ１０３をオフすると、ＩＧＢＴ１０３を流れていた循環電流は、スナバコンデンサＣ１０３を充電しつつスナバコンデンサ１２４を放電し、電圧Ｖ（１０４）がゼロ電圧に達するとダイオード１１４が導通する。このとき、ＩＧＢＴ１０４をオンする（ゼロ電圧スイッチング）。
【０１０２】
期間Ｂ２と同様に、一次巻線３１には電圧が生じている。電流Ｉ（２０）は、ダイオード１１４、一次巻線３１、共振リアクトル２０、共振コンデンサ２２、ダイオード１１１を流れ、電源１０へ流れ込み、電源１０にエネルギーが供給される。平滑リアクトル４６に蓄積されたエネルギーが放出され、電流Ｉ（４６）は減少していく。
【０１０３】
電流Ｉ（２０）の大きさの増加に伴い、クランプコンデンサ４８の充電電流は減少していき、やがて放電に転じる。
【０１０４】
（期間Ｄ２）
期間Ｄ２の動作は、昇圧動作１の期間Ｃ１と同様であり、詳細な説明は省略する。
【０１０５】
（期間Ｅ２）
期間Ｅ２の動作は、昇圧動作１の期間Ｄ１と同様であり、詳細な説明は省略する。この期間Ｅ２は、期間Ａ２の対称動作である。以降、期間Ｆ２〜Ｈ２の後、期間Ａ２へ戻る。期間Ｆ２〜Ｈ２は、期間Ｂ２〜Ｄ２の対称動作であるため、詳細な説明は省略する。
【０１０６】
昇圧動作２では、ＩＧＢＴ１０３、１０４のオフタイミングを変化させて、期間Ｂ２、Ｆ２の期間の長さを変化させることにより、出力電力を調整する。ＩＧＢＴ１０３、１０４のオフタイミングを遅らせれば、期間Ｃ２、Ｇ２における電流Ｉ（２０）の変化率が小さくなり、共振リアクトルＬによる電圧降下が抑制され、出力電力が大きくなる。ただし、ＩＧＢＴ１０３、１０４のオフタイミングを遅らせることにより出力電力を増加していくと、電流Ｉ（２０）のピーク値が大きくなる。また、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２の遮断電流が大きくなり、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２のドレインに、電圧クランプ回路で抑制しきれないサージ電圧が生じて、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２に印加される電圧が高くなる。これらのことから、遅らせることができるＩＧＢＴ１０３、１０４のオフタイミングには上限がある。
【０１０７】
この昇圧動作２よりもさらに出力電力を大きくする場合には、予め流しておく循環電流を大きくすることが効果的であり、後述する昇圧動作３を適用する。
【０１０８】
［昇圧動作３］
図６は、昇圧動作３を説明する電圧・電流波形図である。以下、この図６を参照しながら、昇圧動作３を詳細に説明する。ただし、図６において、Ａ３〜Ｈ３は、期間Ａ３〜Ｈ３を表す。
【０１０９】
（期間Ａ３）
期間Ａ３の動作は、昇圧動作２の期間Ａ２と同様であり、詳細な説明は省略するが、より大きな循環電流が流れている。また、ＩＧＢＴ１０１がオン状態である。
【０１１０】
（期間Ｂ３）
期間Ｂ３の動作は、昇圧動作２の期間Ｂ２と同様であり、詳細な説明は省略する。
【０１１１】
（期間Ｃ３）
期間Ｃ３の動作は、昇圧動作２の期間Ｃ２と同様であり、詳細な説明は省略する。
【０１１２】
（期間Ｄ３）
電流Ｉ（２０）の大きさは減少していき、ゼロになるまでは、昇圧動作２の期間Ｄ２と同様であり、詳細な説明は省略する。その後、ＩＧＢＴ１０１，１０４はオン状態であるから、電流Ｉ（２０）は、向きが反転して増加していき、共振リアクトル２０には、電源１０のエネルギーが蓄積される。
【０１１３】
（期間Ｅ３）
ＩＧＢＴ１０１をオフすると、電流Ｉ（２０）は、スナバコンデンサ１２１を充電しつつスナバコンデンサ１２２を放電し、電圧Ｖ（１０２）がゼロ電圧に達するとダイオード１１２が導通する。このときＩＧＢＴ１０２をオンすれば、ゼロ電圧スイッチングとなる。その他の動作は、昇圧動作２の期間Ｅ２と同様であり、詳細な説明は省略する。
【０１１４】
この期間Ｅ３は、期間Ａ３の対称動作である。以降、期間Ｆ３〜Ｈ３の後、期間Ａ３へ戻る。期間Ｆ３〜Ｈ３は、期間Ｂ３〜Ｄ３の対称動作であるため、詳細な説明は省略する。
【０１１５】
昇圧動作３では、期間Ｄ３、Ｈ３の期間の長さを変化させる、つまり、ＩＧＢＴ１０１と１０２のオフタイミングを変化させることにより、出力電力を調整する。ＩＧＢＴ１０１と１０２のオフタイミングを遅らせれば、期間Ａ３、Ｅ３における循環電流が増加して、出力電力が大きくなる。
【０１１６】
以上のように、昇圧動作１〜３では、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２をオフするときに遮断する電流のエネルギーを電圧クランプ回路が蓄積し、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２のドレイン電圧に、サージ電圧が発生することを抑制している。したがって、電圧クランプ回路には、ダイオード２１１，２１２、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２として、耐圧が低い素子を利用できる効果がある。
【０１１７】
また、循環電流が流れる期間において、共振コンデンサ２２には、循環電流を増加させる向きに電圧を生じている。したがって、共振コンデンサ２２には、出力電力を大きくする効果がある。
【０１１８】
また、上述した降圧動作１及び２、そして昇圧動作１，２及び３をそれぞれ切り替えて動作させることとしてよい。以下には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５の降圧動作及び昇圧動作の切替えについて説明する。
【０１１９】
降圧動作１、２の切替えについて説明する。まず、軽負荷時には降圧動作１を適用する。上述の、ＩＧＢＴ１０３をオフする前にＭＯＳＦＥＴ２０３をオフし、ＩＧＢＴ１０４をオフする前にＭＯＳＦＥＴ２０４をオフして、循環電流を増加させる動作とする。負荷の増加に伴い、デューティが増加していく。また、ＩＧＢＴ１０３のオフタイミングとＭＯＳＦＥＴ２０３のオフタイミングの時間差と、ＩＧＢＴ１０４のオフタイミングとＭＯＳＦＥＴ２０４のオフタイミングの時間差が短くなっていき、やがてこの時間差はなくなる。さらに負荷が増加していくと、循環電流を低減させるために、ＩＧＢＴ１０３をオフした後にＭＯＳＦＥＴ２０３をオフし、ＩＧＢＴ１０４をオフした後にＭＯＳＦＥＴ２０４をオフさせる動作となる。さらに負荷が増加していくと、デューティが増加していき、やがてデューティが最大となる。この状態よりもさらに負荷が増加する場合には、降圧動作２を適用する。具体的には、ＩＧＢＴ１０３をオフしてからＭＯＳＦＥＴ２０３をオフするまでの時間と、ＩＧＢＴ１０４をオフしてからＭＯＳＦＥＴ２０４をオフするまでの時間を長くしていく。
【０１２０】
次に、昇圧動作１、２、３の切替えについて説明する。まず、軽負荷時には昇圧動作１を適用する。上述の、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオフする前にＩＧＢＴ１０３をオフし、ＭＯＳＦＥＴ２０１をオフする前にＩＧＢＴ１０４をオフして、循環電流を低減または逆流させる動作とする。負荷の増加に伴い、ＭＯＳＦＥＴ２０１，２０２のオンデューティが増加していく。また、ＭＯＳＦＥＴ２０２のオフタイミングとＩＧＢＴ１０３のオフタイミングの時間差と、ＭＯＳＦＥＴ２０１のオフタイミングとＩＧＢＴ１０４のオフタイミングの時間差が短くなっていき、やがてこの時間差はなくなる。さらに負荷が増加していくと、オンデューティが上限に達する。オンデューティに上限がある理由は、昇圧動作１の説明で既に記した。この状態よりもさらに負荷が増加する場合には、昇圧動作２を適用する。具体的には、ＭＯＳＦＥＴ２０２をオフしてからＩＧＢＴ１０３をオフするまでの時間と、ＭＯＳＦＥＴ２０１をオフしてからＩＧＢＴ１０４をオフするまでの時間を長くしていく。さらに負荷が増加していくと、この時間の長さが上限に達する。この時間の長さに上限がある理由は、昇圧動作２の説明で既に記した。この状態よりもさらに負荷が増加する場合には、昇圧動作３を適用する。
【０１２１】
これら複数の動作の共通点は、共振リアクトル２０に流れる電流Ｉ（２０）を操るように、ＩＧＢＴ１０１〜１０４、ＭＯＳＦＥＴ２０１〜２０４を操作することである。
【０１２２】
このように、本発明の実施の形態による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ５では、降圧動作と昇圧動作の両方の場合において、負荷状態に応じて複数の動作を切替えることにより、軽負荷においても高効率で、小型・高出力の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを実現できることが特徴である。
【０１２３】
なお、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、例えば、低電圧側のスイッチング回路に、カレントダブラ同期整流回路を採用してもよいし、低電圧側のスイッチング回路のスイッチング素子をフルブリッジの構成にする等、本発明を種々の回路構成に適用してよいのはもちろんのことである。
【図面の簡単な説明】
【０１２４】
【図１】本発明の実施の形態による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作１を説明する電圧・電流波形図である。
【図３】本発明の実施の形態による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの降圧動作２を説明する電圧・電流波形図である。
【図４】本発明の実施の形態による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作１を説明する電圧・電流波形図である。
【図５】本発明の実施の形態による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作２を説明する電圧・電流波形図である。
【図６】本発明の実施の形態による双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作３を説明する電圧・電流波形図である。
【符号の説明】
【０１２５】
５  双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ、１０  電源、１２  平滑コンデンサ、１４  負荷、１６  、１８  ２０  共振リアクトル、２２  共振コンデンサ、３０  トランス、３１  一次巻線、３２，３３  二次巻線、４０  電源、４２  平滑コンデンサ、４４  負荷、４６  平滑リアクトル、４８  クランプコンデンサ、５１〜５４  電圧センサ、６１〜６３  電流センサ、１００  制御回路、１０１〜１０４  スイッチング素子（ＩＧＢＴ）、１１１〜１１４  ダイオード、１２１〜１２４  スナバコンデンサ、２０１〜２０４  スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）、２１１〜２１４  ダイオード。
【図１】
0004378400.tif 000002
【図２】
0004378400.tif 000003
【図３】
0004378400.tif 000004
【図４】
0004378400.tif 000005
【図５】
0004378400.tif 000006
【図６】
0004378400.tif 000007