(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１のバンドパスフィルタ回路と、
前記第１のバンドパスフィルタ回路よりも中心周波数が高い第２のバンドパスフィルタ回路と、
入力ポートと前記第１のバンドパスフィルタ回路の入力側との間に接続されたインダクタンス成分と、出力ポートと前記第１のバンドパスフィルタ回路の出力側との間に接続されたインダクタンス成分とを有する第１の相互誘導インダクタンスと、
前記第１のバンドパスフィルタ回路の入力側と前記第２のバンドパスフィルタ回路の入力側との間に接続されたインダクタンス成分と、前記第１のバンドパスフィルタ回路の出力側と前記第２のバンドパスフィルタ回路の出力側との間に接続されたインダクタンス成分とを有する第２の相互誘導インダクタンスとを備え、
前記第１の相互誘導インダクタンスにより前記第１のバンドパスフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合すると共に、前記第２の相互誘導インダクタンスにより前記第２のバンドパスフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合していることを特徴とするマルチバンドフィルタ回路。
【請求項２】
中心周波数が低い順に設けられた第１番目から第Ｎ番目(Ｎは２以上の整数)までの複数のバンドパスフィルタ回路と、第１番目から第Ｎ番目までの複数の相互誘導インダクタンスを備え、
入力ポートと前記第１番目のバンドパスフィルタ回路の入力側との間に前記第１番目の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分が接続され、出力ポートと前記第１番目のバンドパスフィルタ回路の出力側との間に前記第１番目の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分が接続され、前記第１番目の相互誘導インダクタンスにより前記第１番目のバンドパスフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合し、
第ｎ番目(ｎ＝１,…,Ｎ−１)のバンドパスフィルタ回路の入力側と第ｎ＋１番目のバンドパスフィルタ回路の入力側との間に前記第ｎ＋１番目の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分が接続され、前記第ｎ番目のバンドパスフィルタ回路の出力側と前記第ｎ＋１番目のバンドパスフィルタ回路の出力側との間に前記第ｎ＋１番目の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分が接続され、第ｎ＋１番目の相互誘導インダクタンスにより前記第ｎ＋１番目のバンドパスフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合していることを特徴とするマルチバンドフィルタ回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載のマルチバンドフィルタ回路において、
前記入力ポートと前記出力ポートの間がキャパシタンス成分によっても結合されているか、または、前記相互誘導インダクタンス間の対向する接続点どうしがキャパシタンス成分によって結合されているか、または、前記相互誘導インダクタンスを構成する２つのインダクタンス成分の中間点どうしがキャパシタンス成分によって結合されていることを特徴とするマルチバンドフィルタ回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１つに記載のフィルタ回路において、
前記相互誘導インダクタンスが、互いに所定の間隔をあけて概略平行に配置された２本の高周波伝送線路間の磁界結合によって実現されていることを特徴とするマルチバンドフィルタ回路。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか１つに記載のマルチバンドフィルタ回路を、超広帯域無線通信システムにおける電波干渉防止用のＲＦフィルタとして用いたことを特徴とする高周波通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の通過帯域を有するマルチバンドフィルタ回路およびそれを用いた高周波通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、本明細書においては、ディジタル無線通信等の高周波数帯システムを想定しているために、フィルタ特性は５０Ω系のＳパラメータのグラフで表している。そのフィルタ特性において、Ｓ１１パラメータは反射係数、Ｓ２１パラメータは透過係数である。また、Ｓ１１パラメータおよびＳ２１パラメータのグラフは全て、一般的な市販回路シミュレータ(EAGLEWARE社GENESYS７.０)を用いた理論計算結果である。
【０００３】
まず、マルチバンドフィルタ回路の説明に移る前に、基礎となるＢＰＦ(バンドパスフィルタ回路)の説明を行う。従来技術の最も基本的なＢＰＦの構造の一例を図１１に示す。
【０００４】
図１１は、高周波帯で実際に多用されている公知の回路構造であり、電界結合を主体とした共振器結合型のバンドパスフィルタ回路である。このバンドパスフィルタ回路は、例えば、総合電子出版「通信用フィルタ回路の設計とその応用」(非特許文献１)に開示された回路において、段間の直列キャパシタンスから始めて、段数ｎ＝２.５とした回路である。図１１において、１と２は共振器部分である。このバンドパスフィルタ回路の特性の一例を図１４に示しており、通過帯域の数は、１個のみである。この結果を得たときの回路定数は、Ｃ1g＝Ｃ2g＝５.４５１ｐＦ、Ｃ3g＝Ｃ5g＝１.３４３ｐＦ、Ｃ4g＝０.６７９ｐＦ、Ｌ1g＝Ｌ2g＝２.２６７ｎＨである。
【０００５】
図１１では、共振器部分１,２が２個しか無い最小構成の回路の場合を示したが、このようなバンドパスフィルタ回路では、段数の増減が容易に可能であることが公知である。以下の本明細書では、説明を簡略化するために共振器が２個の場合の回路図やシミュレーション結果しか載せていないが、本明細書で説明する従来技術および本発明は、共振器の個数によって制限されるものではない。
【０００６】
また、図１１では、集中定数素子(ＬとＣ)だけで組まれた理想的な等価回路の場合を示したが、この回路は分布定数回路によっても実現が容易であることが公知である。例えば図１２は、図１１における共振器部分１,２のみを、分布定数線路によるλ／４短絡共振器ＴＬ1h,ＴＬ2hによって置き換えた例である。また、図１３は、更に図１２におけるキャパシタンス素子Ｃ1h,Ｃ2h,Ｃ3hを分布定数線路間のギャップ容量２７,２８,２９で置き換え、またλ／４短絡線路共振器ＴＬ1h,ＴＬ2hの代わりにλ／２開放線路共振器２５,２６で置き換えた例である。図１３において、２１はセラミックやガラスエポキシ等の誘電体基板、２２は基板裏面のグランドパターン、２３と２４は基板表面に形成された金属配線パターンである。２３と２４は、図１３の場合、マイクロストリップ線路と呼ばれる高周波伝送線路を形成している。
【０００７】
以下の本明細書では、説明を簡略化するために、図１２や図１３のような分布定数線路形式での回路図やシミュレーション結果は省略している。しかし、本明細書で説明する従来技術および本発明は、図１１のような集中定数形式に制限されるものではない。
【０００８】
図１１〜図１３からも分かるように、共振器結合型のバンドパスフィルタ回路は、多くの派生的形態を有し、幅広く実用化されている技術である。これら全ての派生的を本明細書中で記述するのは不可能である。後に示す本発明の趣旨は、図７〜図９であり、バンドパスフィルタ回路部分の構造を図１１〜図１３にのみ限定するものではない。
【０００９】
本明細書で焦点としているのは、複数の通過帯域を有するようなフィルタ回路、いわゆるマルチバンドフィルタ回路である。
【００１０】
従来のマルチバンドフィルタ回路として図１５および図１６に示すものがある(例えば、特許文献１参照)。
【００１１】
図１５は、第１の従来技術のマルチバンドフィルタ回路の原理図を示している。この図１５に示すマルチバンドフィルタ回路は、中心周波数が異なる２つのバンドパスフィルタ回路３１,３２を並列に接続した構造になっている。単純に３１と３２を並列に直結したのではインピーダンス整合が取れず、フィルタ波形が崩れてしまうため、４つの移相回路３３,３４,３５,３６によって整合を取っている。この４つの移相回路３３,３４,３５,３６のために、一般的に図１５のマルチバンドフィルタ回路はサイズが大型化する傾向がある。
【００１２】
また、図１６は第２の従来技術のマルチバンドフィルタ回路の原理図を示している。この図１６に示すマルチバンドフィルタ回路は、中心周波数が異なる２つのバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１i,ＢＰＦ２iを並列に接続した構造になっている。ただし、図１５のマルチバンドフィルタ回路と比べると、個々のバンドパスフィルタ回路３１,３２の構造が異なる点と、移相回路のうち２個(３５,３６)までは削減されている点が異なる。しかしながら、移相回路のうち２個(３３,３４)は削減できずに残っており、回路の小型化を阻害する要因となっている。
【００１３】
【特許文献１】
特開２０００−１２４７０５号公報（第４図、第１３図、第２６図）
【非特許文献１】
小西良弘著、「通信用フィルタ回路の設計とその応用」、総合電子出版、第１版、p.２６、図２.２７(b)
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したような従来技術のマルチバンドフィルタ回路には、幾つかの問題がある。
【００１５】
第１の問題として、通過帯域の数を２個までは設けることができるが、３個以上に増やすことは容易ではない。例えば近年の携帯電話では、初期のＰＤＣ方式(８００ＭＨz帯)、後に拡張されたＰＤＣ方式(１.５ＧＨz帯)、Ｗ−ＣＤＭＡ方式(２ＧＨz帯)というように、３つ以上の周波数帯を利用するトリプルバンド型の端末が求められてきている。従来技術のマルチバンドフィルタ回路では、このような高周波通信装置に対応するのが困難である。
【００１６】
第２の問題として、後に示すように、フィルタ特性の急峻度が低いという問題がある。図１１に示したような単体のバンドパスフィルタ回路の場合には、その派生形態として、通過帯域近傍に減衰極を形成することで急峻度を高めるような設計方法が知られている。しかしながら、構造がより複雑なマルチバンドフィルタ回路の場合には、減衰極を自由に形成するような設計理論が確立されていないのが現状である。マルチバンドフィルタ回路の第２の従来技術(図１６)の場合は、特開２０００−１２４７０５号公報(特許文献１)において、計４個の減衰極が形成できることが示されている。しかしながら、この特開２０００−１２４７０５号公報を見れば分かる通り、減衰極は通過帯域から比較的離れた周波数帯にのみ形成できており、その結果として、急峻度(特に高域側の通過帯域近傍)はあまり高くなっていない。
【００１７】
第３の問題として、回路の小型化が難しいという問題がある。図１５に示す第１の従来技術のサイズが大きい問題については、特開２０００−１２４７０５号公報の中で指摘されている。また、図１６に示す第２の従来技術についても、既に本明細書中で指摘したように、位相調整用の２本の伝送線路ＴＬ31i,ＴＬ41iが削減できずに残っており、そのため、波長λが長くなる低い周波数帯においては、やはり回路の小型化が難しい。
【００１８】
そこで、本発明の第１の目的は、簡単な構成で複数の通過帯域の全てにおいてごく近傍に減衰極を形成することができる急峻度の高いマルチバンドフィルタ回路を提供することにある。
【００１９】
また、本発明の第２の目的は、通過帯域の数が３個以上に増えても簡単な構成で容易に対応できるマルチバンドフィルタ回路を提供することにある。
【００２０】
また、本発明の第３の目的は、特に１〜２ＧＨz程度の比較的低い周波数帯(波長λが長い周波数帯)においても回路の小型化ができるマルチバンドフィルタ回路を提供することにある。
【００２１】
また、本発明の第４の目的は、複数の周波数帯を用いるような通信方式において、装置全体の小型化,軽量化および通信品質改善を実現できる高周波通信装置を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するため、第１の発明のマルチバンドフィルタ回路は、第１のバンドパスフィルタ回路と、前記第１のバンドパスフィルタ回路よりも中心周波数が高い第２のバンドパスフィルタ回路と、入力ポートと前記第１のバンドパスフィルタ回路の入力側との間に接続されたインダクタンス成分と、出力ポートと前記第１のバンドパスフィルタ回路の出力側との間に接続されたインダクタンス成分とを有する第１の相互誘導インダクタンスと、前記第１のバンドパスフィルタ回路の入力側と前記第２のバンドパスフィルタ回路の入力側との間に接続されたインダクタンス成分と、前記第１のバンドパスフィルタ回路の出力側と前記第２のバンドパスフィルタ回路の出力側との間に接続されたインダクタンス成分とを有する第２の相互誘導インダクタンスとを備え、前記第１の相互誘導インダクタンスにより前記第１のバンドパスフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合すると共に、前記第２の相互誘導インダクタンスにより前記第２のバンドパスフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合していることを特徴とする。ここで、インダクタンス成分とは、コイルだけでなくインダクタンスを有する素子であればよい。なお、前記第１のバンドパスフィルタ回路の周波数帯域と第２のバンドパスフィルタ回路の周波数帯域は、互いに重なり合っていない。
【００２３】
前記構成のマルチバンドフィルタ回路によれば、簡単な構成で複数の通過帯域の全てにおいてごく近傍に減衰極を形成することができる急峻度の高い回路構造のマルチバンドフィルタ回路を実現できる。特に、１〜２ＧＨz程度の比較的低い周波数帯(波長λが長い周波数帯)においても回路の小型化ができる。
【００２４】
また、第２の発明のマルチバンドフィルタ回路は、中心周波数が低い順に設けられた第１番目から第Ｎ番目(Ｎは２以上の整数)までの複数のバンドパスフィルタ回路と、第１番目から第Ｎ番目までの複数の相互誘導インダクタンスを備え、入力ポートと前記第１番目のバンドパスフィルタ回路の入力側との間に前記第１番目の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分が接続され、出力ポートと前記第１番目のバンドパスフィルタ回路の出力側との間に前記第１番目の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分が接続され、前記第１番目の相互誘導インダクタンスにより前記第１番目のバンドパスフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合し、  第ｎ番目(ｎ＝１,…,Ｎ−１)のバンドパスフィルタ回路の入力側と第ｎ＋１番目のバンドパスフィルタ回路の入力側との間に前記第ｎ＋１番目の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分が接続され、前記第ｎ番目のバンドパスフィルタ回路の出力側と前記第ｎ＋１番目のバンドパスフィルタ回路の出力側との間に前記第ｎ＋１番目の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分が接続され、第ｎ＋１番目の相互誘導インダクタンスにより前記第ｎ＋１番目のバンドパスフィルタ回路の入出力間を飛越し磁界結合していることを特徴とする。ここで、インダクタンス成分とは、コイルだけでなくインダクタンスを有する素子であればよい。なお、前記複数のバンドパスフィルタ回路の周波数帯域は互いに重なり合っていない。
【００２５】
前記構成のマルチバンドフィルタ回路によれば、通過帯域の数が３個以上に増えても簡単な構成で容易に対応でき、複数の通過帯域の全てにおいてごく近傍に減衰極を形成することができる急峻度の高いマルチバンドフィルタ回路を実現できる。特に、１〜２ＧＨz程度の比較的低い周波数帯(波長λが長い周波数帯)においても回路の小型化ができる。
【００２６】
また、一実施形態のマルチバンドフィルタ回路は、前記入力ポートと前記出力ポートの間がキャパシタンス成分によっても結合されているか、または、前記相互誘導インダクタンス間の対向する接続点どうしがキャパシタンス成分によって結合されているか、または、前記相互誘導インダクタンスを構成する２つのインダクタンス成分の中間点どうしがキャパシタンス成分によって結合されていることを特徴とする。ここで、キャパシタンス成分とは、コンデンサだけでなくキャパシタンスを有する素子であればよい。
【００２７】
また、一実施形態のマルチバンドフィルタ回路は、前記相互誘導インダクタンスが、互いに所定の間隔をあけて概略平行に配置された２本の高周波伝送線路間の磁界結合によって実現されていても良い。
【００２８】
また、本発明の高周波通信装置は、本発明によるマルチバンドフィルタ回路を、超広帯域無線通信システムにおける電波干渉防止用のＲＦ(無線周波数)フィルタとして用いたことを特徴とする。
【００２９】
前記実施形態の高周波通信装置によれば、複数の周波数帯を用いるような通信方式において、装置全体の小型化,軽量化ができ、通信品質を改善できる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のマルチバンドフィルタ回路および高周波通信装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００３１】
(第１実施形態)
図７は、本発明による第１実施形態のマルチバンドフィルタ回路の構造原理図である。このマルチバンドフィルタ回路は、図７に示すように、中心周波数が低い順に設けられた第１番目から第Ｎ番目(Ｎは２以上の整数)までのバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１d〜ＢＰＦＮdと、第１番目から第Ｎ番目までの相互誘導インダクタンス１d〜Ｎdを備えており、このマルチバンドフィルタ回路の入力ポートＩＮと第１番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１dの入力側との間に第１番目の相互誘導インダクタンス１dの一方のインダクタンス成分を接続し、出力ポートＯＵＴと第１番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１dの出力側との間に第１番目の相互誘導インダクタンス１dの他方のインダクタンス成分を接続して、その第１番目の相互誘導インダクタンス１dにより第１番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１dの入出力間を飛越し磁界結合している。そして、第ｎ番目(ｎ＝１,…, Ｎ−１)のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ(ｎ)dの入力側と第ｎ＋１番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ(ｎ＋１)dの入力側との間に第ｎ＋１の相互誘導インダクタンス(ｎ＋１)dの一方のインダクタンス成分を接続し、第ｎ番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ(ｎ)dの出力側と第ｎ＋１番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ(ｎ＋１)dの出力側との間に第ｎ＋１の相互誘導インダクタンス(ｎ＋１)dの他方のインダクタンス成分を接続して、その第ｎ＋１の相互誘導インダクタンス(ｎ＋１)dにより第ｎ＋１番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ(ｎ＋１)dの入出力間を飛越し磁界結合している。そうして順次接続が繰り返されて、最後に、第Ｎ−１番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦＮ−１dの入力側と第Ｎ番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦＮdの入力側との間に第Ｎの相互誘導インダクタンスＮdの一方のインダクタンス成分を接続し、第Ｎ−１番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦＮ−１dの出力側と第Ｎ番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦＮdの出力側との間に第Ｎの相互誘導インダクタンスＮdの他方のインダクタンス成分を接続して、その第Ｎの相互誘導インダクタンスＮdにより第Ｎ番目のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦＮdの入出力間を飛越し磁界結合している。
【００３２】
図１は、Ｎ＝２の場合の、具体的な実現例である。図１において、入力ポートＩＮと第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１aの入力側との間に第１の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分Ｌ31aを接続し、出力ポートＯＵＴと第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１aの出力側との間に第１の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分Ｌ41aを接続して、その第１の相互誘導インダクタンスによって第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１aの入出力間を飛越し磁界結合している。前記第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１aの入力側と第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２aの入力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分Ｌ32aを接続し、第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１aの出力側と第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２aの出力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分Ｌ42aを接続して、その第２の相互誘導インダクタンスによって第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２aの入出力間を飛越し磁界結合している。
【００３３】
前記第１の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ31a,Ｌ41aは結合係数Ｋ1aで結ばれており、第２の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ32a,Ｌ42aは結合係数Ｋ2aで結ばれている。なお、第１の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ31a,Ｌ41aは黒点が同じ側にあり、インダクタンス成分Ｌ31a,Ｌ41aに流れる電流の向きが同じ向きの場合は相互インダクタンスは正となり、結合係数は正である。同様に、第２の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ32a,Ｌ42aは黒点が同じ側にあり、インダクタンス成分ＬＬ32a,Ｌ42aに流れる電流の向きが同じ向きの場合は相互インダクタンスは正となり、結合係数は正である。
【００３４】
また、前記第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１aは、３個の直列キャパシタンスＣ31a,Ｃ41a,Ｃ51aと、２個のＬＣ並列共振器(Ｃ11aとＬ11a、Ｃ21aとＬ21a)を交互に多段接続した構造である。第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２aは、３個の直列キャパシタンスＣ32a,Ｃ42a,Ｃ52aと、２個のＬＣ並列共振器(Ｃ12aとＬ12a、Ｃ22aとＬ22a)を交互に多段接続した構造である。
【００３５】
図１の第１実施形態のマルチバンドフィルタ回路は、第１の従来技術(図１５)や第２の従来技術(図１６)では必須だったような、移相回路あるいは位相線路を必要とはしていない。回路素子の全ては、低い周波数帯においては集中定数部品のみによって実現できる素子ばかりである。そのため、例えば携帯電話で多用されている１〜２ＧＨz帯のような比較的低い周波数帯(即ち波長λが長い周波数帯)においても、小型・軽量で回路を実現することが可能である。
【００３６】
図２は、図１のマルチバンドフィルタ回路の最適設計したときのシミュレーション結果の一例であり、その時の目標設計仕様は表１である。この結果を得た時の回路定数は、
Ｃ11a＝Ｃ21a＝６.８７３ｐＦ、Ｃ31a＝Ｃ51a＝４.５５３ｐＦ、Ｃ41a＝２.５１８ｐＦ、Ｌ11a＝Ｌ21a＝４.６１３ｎＨ、Ｌ31a＝Ｌ41a＝７.４２７ｎＨ、Ｋ11a＝０.１７、
Ｃ12a＝Ｃ22a＝５.３１ｐＦ、Ｃ32a＝Ｃ52a＝１.７５２ｐＦ、Ｃ42a＝０.８１７ｐＦ、Ｌ12a＝Ｌ22a＝２.１５５ｎＨ、Ｌ32a＝Ｌ42a＝６.７９７ｎＨ、Ｋ12a＝９.０８７e−３
であった。
【００３７】
【表１】
0004226390.tif 000002
【００３８】
図２のグラフでは、２つある通過帯域の両側近傍に夫々１つずつ、合計４個もの減衰極が発生している。しかもこれらの減衰極は、通過帯域内のインピーダンス整合を阻害することなく、通過帯域の極めて近傍にまで接近して配置することができている。この結果、急峻度の高いフィルタ特性が実現できており、表１の設計条件をほぼクリアできている。
【００３９】
(第２実施形態)
本発明のマルチバンドフィルタ回路の構造は、図７で示したように非常に規則的な構造になっている。そのため、フィルタ回路の数を増やして段数を増せば、容易に通過帯域の数を増やすことができる。
【００４０】
図３は、図１の本発明による第１実施形態のマルチバンドフィルタ回路において、通過帯域の数Ｎ＝３個に増やした場合の第２実施形態の具体的な実施例である。図３において、入力ポートＩＮと第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１bの入力側との間に第１の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分Ｌ31bを接続し、出力ポートＯＵＴと第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１bの出力側との間にに第１の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分Ｌ41bを接続して、その第１の相互誘導インダクタンスによって第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１bの入出力間を飛越し磁界結合している。前記第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１bの入力側と第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２bの入力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分Ｌ32bを接続し、第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１bの出力側と第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２bの出力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分Ｌ42bを接続して、その第２の相互誘導インダクタンスによって第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２bの入出力間を飛越し磁界結合している。さらに、前記第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２bの入力側と第３のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ３bの入力側との間に第３の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分Ｌ33bを接続し、第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２bの出力側と第３のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ３bの出力側との間にに第３の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分Ｌ43bを接続して、その第３の相互誘導インダクタによって第３のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ３bの入出力間を飛越し磁界結合している。
【００４１】
前記第１の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ31b,Ｌ41bは結合係数Ｋ1bで結ばれている。第２の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ32b,Ｌ42bは結合係数Ｋ2bで結ばれている。第３の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ33b,Ｌ43bは結合係数Ｋ3bで結ばれている。
【００４２】
前記第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１bは、３個の直列キャパシタンスＣ31b,Ｃ41b,Ｃ51bと、２個のＬＣ並列共振器(Ｃ11bとＬ11b、Ｃ21bとＬ21b)を交互に多段接続した構造である。第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２bは、３個の直列キャパシタンスＣ32b,Ｃ42b,Ｃ52bと、２個のＬＣ並列共振器(Ｃ12bとＬ12b、Ｃ22bとＬ22b)を交互に多段接続した構造である。第３のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ３bは、３個の直列キャパシタンスＣ33b,Ｃ43b,Ｃ53bと、２個のＬＣ並列共振器(Ｃ13bとＬ13b、Ｃ23bとＬ23b)を交互に多段接続した構造である。
【００４３】
図４は、図３のマルチバンドフィルタ回路の最適設計したときのシミュレーション結果の一例であり、その時の目標設計仕様は表２である。通過帯域が３つあり、また各々の低域側と高域側に合計６個もの減衰極が発生し、急峻なバンドパス特性が実現できていることが確認できる。この結果を得た時の回路定数は、
Ｃ11b＝Ｃ21b＝６.３５５ｐＦ、Ｃ31b=Ｃ51b=８.９９２ｐＦ、Ｃ41b＝３.１９１ｐＦ、Ｌ11b＝Ｌ21b＝８.０３９ｎＨ、Ｌ31b＝Ｌ41b＝５.７８９ｎＨ、Ｋ1b＝０.１９３、
Ｃ12b＝Ｃ22b＝３.７６７ｐＦ、Ｃ32b＝Ｃ52b＝２.８１３ｐＦ、Ｃ42b＝０.５７ｐＦ、Ｌ12b＝Ｌ22b＝４.１８ｎＨ、Ｌ32b＝Ｌ42b＝４.３０５ｎＨ、Ｋ2b＝８.９２８e−１５、
Ｃ13b＝Ｃ23b＝２.４４３ｐＦ、Ｃ33b＝Ｃ53b＝１.２３８ｐＦ、Ｃ43b＝０.２５ｐＦ、Ｌ13b＝Ｌ23b＝２.４４３ｎＨ、Ｌ33b＝Ｌ43b＝２.６７３ｎＨ、Ｋ3b＝３５.９４e−１５
であった。
【００４４】
【表２】
0004226390.tif 000003
【００４５】
(第３実施形態)
フィルタの設計仕様によっては、局所的に狭い周波数帯でのみ大きな減衰量を要求されることが少なくない。このような要求に対応するためには、減衰極の数はなるべく多く発生できた方が有利である。しかしながら、減衰極の数を増やすということは、トラップ回路を新たに追加するということを意味するため、一般的には回路が大規模化してしまう問題が生じる。これに対して、本発明の第３実施形態のマルチバンドフィルタ回路は、僅かに１個のキャパシタンスを追加するだけで、容易に減衰極の数を増やすことができる特徴がある。
【００４６】
図８は、このような本発明による第３実施形態のマルチバンドフィルタ回路の構造原理図である。このマルチバンドフィルタ回路は、図８に示すように、第１実施形態の図７に示すマルチバンドフィルタ回路と同一の構成にさらに入出力ポート間に飛越し結合キャパシタンスＣe１を追加したものである。
【００４７】
前記飛越し結合キャパシタンスの位置は、図８中のＣe１のように、入出力ポートＩＮ,ＯＵＴ間に接続しても良いし、相互誘導インダクタンスの対向する接続点どうしを接続するキャパシタンスでも良いし、図８中のＣe２のように相互誘導インダクタンスを構成する２つのインダクタンス成分の中間点どうしを接続するキャパシタンスでも良い。
【００４８】
図５は、前記第３実施形態のマルチバンドフィルタ回路がＮ＝２の場合の具体的な実現例である。図５において、入力ポートＩＮと第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１cの入力側との間に第１の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分Ｌ31cを接続し、出力ポートＯＵＴと第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１cの出力側との間に第１の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分Ｌ41cを接続して、その第１の相互誘導インダクタンスによって第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１cの入出力間を飛越し磁界結合している。前記第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１cの入力側と第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２cの入力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの一方のインダクタンス成分Ｌ32cを接続し、第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１cの出力側と第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２cの出力側との間に第２の相互誘導インダクタンスの他方のインダクタンス成分Ｌ42cを接続して、その第２の相互誘導インダクタンスによって第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２cの入出力間を飛越し磁界結合している。以上の全回路を合せた入出力ポートＩＮ,ＯＵＴの間は、キャパシタンス成分Ｃ6cによっても飛越し結合されている。
【００４９】
前記第１の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ31c,Ｌ41cは結合係数Ｋ1cで結ばれており、第２の相互誘導インダクタンスの２つのインダクタンス成分Ｌ32c,Ｌ42cは結合係数Ｋ2cで結ばれている。
【００５０】
前記第１のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ１cは、３個の直列キャパシタンスＣ31c,Ｃ41c,Ｃ51cと、２個のＬＣ並列共振器(Ｃ11cとＬ11c、Ｃ21cとＬ21c)を交互に多段接続した構造である。第２のバンドパスフィルタ回路ＢＰＦ２cは、３個の直列キャパシタンスＣ32c,Ｃ42c,Ｃ52cと、２個のＬＣ並列共振器(Ｃ12cとＬ12c、Ｃ22cとＬ22c)を交互に多段接続した構造である。
【００５１】
図６は、図５のマルチバンドフィルタ回路の最適設計したときのシミュレーション結果の一例であり、その時の目標設計仕様は表３である。２つある通過帯域のすぐ上下に隣接した周波数帯において、４０dBもの高減衰が必要になったと仮定している。図６のグラフを見ると、既に説明した図１の回路では４個だった減衰極が、僅かにＣ6cを１個追加するだけで、６個の減衰極にまで増えている。また、合計６個に増えた減衰極のうち、２個ずつ２組の減衰極が前記の高減衰帯域に配置され、その結果、局所的に減衰量を大幅に高めることに成功している。この結果を得た時の回路定数は、
Ｃ11c＝Ｃ21c＝７.１７４ｐＦ、Ｃ31c＝Ｃ51c＝２.１８９ｐＦ、Ｃ41c＝１.９２３ｐＦ、Ｌ11c＝Ｌ21c＝４.８４７ｎＨ、Ｌ31c＝Ｌ41c＝９.７６１ｎＨ、Ｋ11c＝０.１３４、
Ｃ12c＝Ｃ22c＝５.８３５ｐＦ、Ｃ32c＝Ｃ52c＝１.２１６ｐＦ、Ｃ42c＝０.７０３ｐＦ、Ｌ12c＝Ｌ22c＝２.２４８ｎＨ、Ｌ32c＝Ｌ42c＝５.５２ｎＨ、Ｋ12c＝０.０６７、
Ｃ6c＝０.２３１ｐＦ
であった。
【００５２】
【表３】
0004226390.tif 000004
【００５３】
(第４実施形態)
本発明のマルチバンドフィルタ回路においては、飛越し磁界結合を実現する手段として、図７のような集中定数的な相互誘導インダクタンス素子(１d〜Ｎd)に限定されるものではなく、それと等価な分布定数的な結合線路対を用いることも可能である。
【００５４】
図９は、そのような分布定数結合線路対(１f〜Ｎf)を用いた場合の本発明による第４実施形態のマルチバンドフィルタ回路のである。
【００５５】
図１０は、このような高周波伝送線路対の間の磁界結合の様子を示す模式図である。図１０において、１１はセラミック等の誘電体基板、１２は基板裏面のグランドパターン、１３と１４は基板表面に金属配線パターンによって形成された高周波伝送線路である。高周波伝送線路１３と１４の一部を図１０中の１５のように互いに所定の間隔をあけて概略平行に接近して配置することで、この部分が非常に短い寸法のコイル対(トランス回路)のように働き、磁界結合を主体とする電磁界結合が発生する。
【００５６】
(第５実施形態)
近年の各種無線通信システムにおいては、周波数資源の逼迫に伴って、複数の分離した周波数帯を割り当てられたような、いわゆるマルチバンドシステムが増えつつある。代表的な例としては、欧州の携帯電話システムであるＧＳＭ(８００ＭＨz帯)とＤＣＳ(１.８ＧＨz帯)の両方に対応した、いわゆるデュアルバンドの携帯電話がある。
【００５７】
以下、図１７および図１８において、３つの周波数帯(f１〜f３とする。)の全てに対応するトリプルバンドの従来の高周波通信装置の場合を例に説明し、図１９において、本発明による第５実施形態の高周波通信装置について説明する。
【００５８】
図１７は、従来技術によるトリプルバンドの高周波通信装置４０の模式的ブロック図である。説明を簡略化するため、送信回路系のみを取り出して図示している。図１７において、周波数帯f１の信号は、第１信号源４１aで生成され、第１アンプ４２aで増幅され、第１フィルタ４３aで帯域制限されて、第１アンテナ４４aから放射される。周波数帯f２の信号は、第２信号源４１bで生成され、第２アンプ４２bで増幅され、第２フィルタ４３bで帯域制限されて、第２アンテナ４４bから放射される。周波数帯f３の信号は、第３信号源４１cで生成され、第３アンプ４２cで増幅され、第３フィルタ４３cで帯域制限されて、第３アンテナ４４cから放射される。このように従来技術においては、１つの装置の内部に３つの周波数帯(f１〜f３)に対応した３つ回路系統が併存し、複雑で大規模な回路構造になっていた。
【００５９】
前記図１７の従来の高周波通信装置では、装置の大型化・重量化・高コスト化が避けられないため、３つの回路系統の間で可能な限り部品を共用しよう、という試みが続けられている。
【００６０】
また、図１８は、回路(アンプや信号源)を広帯域化することで、３つの周波数帯(f１〜f３)の間で回路の共用化を進めた従来の高周波通信装置５０のブロック図の例である。図１７と比べて、回路がかなり簡素化されている。
【００６１】
図１８において、広帯域信号源５１は３つの周波数帯(f１〜f３)の各信号を全て生成し、広帯域アンプ５２は３つの周波数帯(f１〜f３)の各信号を全て増幅できる。アンプ５２から先は、広帯域スイッチ５５によって回路系統が切り換えられる。周波数帯f１の信号は、第１フィルタ５３aで帯域制限され、第１アンテナ５４aから放射される。周波数帯f２の信号は、第２フィルタ５３bで帯域制限され、第２アンテナ５４bから放射される。周波数帯f３の信号は、第３フィルタ５３cで帯域制限され、第３アンテナ５４cから放射される。
【００６２】
図１８のように、回路を広帯域化することで複数の周波数帯(f１〜f３)の間で回路を共用化する方法は、回路の簡素化に大変有効なテクニックとして広く知られている。しかしながら、このような共用化テクニックが原理的に使えない部品が一つだけあり、それがフィルタ回路である。フィルタ部品は、信号を狭帯域に制限することに存在意義がある部品であり、前記の広帯域化の動向とは全く矛盾する部品だからである。
【００６３】
この矛盾を解消するために必要な部品が、マルチバンドフィルタ回路である。しかしながら、従来技術のマルチバンドフィルタ回路では、通過帯域を２つ(例えばf１とf２)有する回路構造(例えば図１５と図１６)は知られていたものの、本実施形態で注目しているようなトリプルバンドに対応できるような実用的な回路構造は知られていなかった。
【００６４】
本発明のマルチバンドフィルタ回路では、トリプルバンドのみならず、原理的には任意の数の周波数帯に対応したバンドパスフィルタ回路が構成できる。そのため、本発明を用いると、図１８よりも更に回路の共用化・簡素化を推し進めることが可能である。
【００６５】
図１９は、本発明を活用した第５実施形態の高周波通信装置６０の最終的なブロック図である。図１９に示す信号源６１とアンプ６２および広帯域(またはマルチバンド)アンテナ６４の各回路は広帯域化されて、３つの周波数帯(f１〜f３)の間で共用化されている。唯一狭帯域性が不可欠であるマルチバンドフィルタ回路６３については、図５に示すような、通過帯域を３つ有する場合の本発明の実施形態を用いることによって、１個のフィルタ回路を３つの周波数帯(f１〜f３)の間で共用化している。
【００６６】
このように、本発明のマルチバンドフィルタ回路をＲＦフィルタとして用いることによって、フィルタ回路単体の小型化のみならず、高周波通信装置全体のブロック図構成の簡素化が可能になる。これにより、小型・軽量・低コストの高周波通信装置が実現可能になる。
【００６７】
【発明の効果】
以上より明らかなように、本発明のマルチバンドフィルタ回路によれば、複数の通過帯域を有するマルチバンドフィルタ回路において、それら複数の通過帯域の近傍に多数の減衰極を発生させ、急峻度を改善することができる。特に、通過帯域と通過帯域の間の谷間に当たる阻止帯域内においても、減衰極を形成して急峻度を改善できる。またその際、極めて単純・小規模・少部品数な回路構造によって実現することができる。
【００６８】
近年の各種無線通信システムにおいては、周波数資源の逼迫に伴って、複数の分離した周波数帯を割り当てられたような、いわゆるマルチバンドシステムが増えつつある。このようなマルチバンドシステムにおいては、本発明のような小型・高性能なマルチバンドフィルタ回路をＲＦフィルタとして用いることによって、スイッチ回路等の数を減らす効果が期待でき、高周波通信装置全体の小型・簡素化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は本発明の第１実施形態のマルチバンドフィルタ回路の回路図である。
【図２】  図２は前記マルチバンドフィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図３】  図３は本発明の第２実施形態のマルチバンドフィルタ回路の回路図である。
【図４】  図４は前記マルチバンドフィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図５】  図５は本発明の第２実施形態のマルチバンドフィルタ回路の回路図である。
【図６】  図６は図５の回路のシミュレーション結果の一例である。
【図７】  図７は本発明の第１実施形態のマルチバンドフィルタ回路の構造模式図である。
【図８】  図８は本発明の第３実施形態のマルチバンドフィルタ回路の構造模式図である。
【図９】  図９は本発明の第４実施形態のマルチバンドフィルタ回路の構造模式図である。
【図１０】  図１０は高周波伝送線路間の磁界結合の仕組みを表す模式図である。
【図１１】  図１１は従来のバンドパスフィルタ回路の一例である。
【図１２】  図１２は前記マルチバンドフィルタ回路の別の一例である。
【図１３】  図１３は前記マルチバンドフィルタ回路の別の一例である。
【図１４】  図１４は前記マルチバンドフィルタ回路のシミュレーション結果の一例である。
【図１５】  図１５は第１の従来技術によるマルチバンドフィルタ回路のブロック図である。
【図１６】  図１６は第２の従来技術によるマルチバンドフィルタ回路のブロック図である。
【図１７】  図１７はトリプルバンドの高周波通信装置の送信側ブロック図である。
【図１８】  図１８はトリプルバンドの高周波通信装置の送信側ブロック図である。
【図１９】  図１９はこの発明の第５実施形態の高周波通信装置の送信側ブロック図である。
【符号の説明】
ＢＰＦ１a,ＢＰＦ２a,ＢＰＦ１b〜ＢＰＦ３b,ＢＰＦ１c,ＢＰＦ２c,ＢＰＦ１d,ＢＰＦＮ-1d,ＢＰＦＮd,ＢＰＦ１e,ＢＰＦＮ-1e,ＢＰＦＮe,ＢＰＦ１f,ＢＰＦＮ-1f,ＢＰＦＮf…バンドパスフィルタ回路
Ｃ11a〜Ｃ51a,Ｃ12a〜Ｃ52a,Ｃ11b〜Ｃ51b,Ｃ12b〜Ｃ52b,Ｃ13b〜Ｃ53b,Ｃ6c,Ｃe１,Ｃe２…キャパシタンス成分
Ｌ11a〜Ｌ41a,Ｌ12a〜Ｌ42a,Ｌ11b〜Ｌ41b,Ｌ12b〜Ｌ42b,Ｌ13b〜Ｌ43b,Ｌ11c〜Ｌ41c,Ｌ12c〜Ｌ42c…インダクタンス成分
Ｋ1a〜Ｋ2a,Ｋ1b〜Ｋ3b,Ｋ1c〜Ｋ2c…結合係数
１d,Ｎ-1d,Ｎd,１e,Ｎ-1e,Ｎe…相互誘導インダクタンス
１f,Ｎ-1f,Ｎf…高周波伝送線路対
１,２…共振器部分
１１,２１…誘電体基板
１２,２２…グランドパターン
１３,１４,２３,２４…マイクロストリップ線路
１５…磁界結合部分
２５,２６…λ／２開放線路共振器
２７,２８,２９…ギャップ容量
３１,３２…バンドパスフィルタ回路
３３,３４,３５,３６…移相回路
４０,５０,６０…高周波通信装置
４１a…第１信号源
４１b…第２信号源
４１c…第３信号源
４２a…第１アンプ
４２b…第２アンプ
４２c…第３アンプ
４３a,５３a…第１フィルタ
４３b,５３b…第２フィルタ
４３c,５３c…第３フィルタ
４４a,５４a…第１アンテナ
４４b,５４b…第２アンテナ
４４c,５４c…第３アンテナ
５１,６１…広帯域信号源
５２,６２…広帯域アンプ
５５…広帯域スイッチ
６３…マルチバンドフィルタ回路
６４…広帯域アンテナ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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