(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘電体基板の１つの面に接地電極を形成し、誘電体基板の他の面に入出力用のパターン電極と誘電体基板の中心点に関して点対称に配置された渦巻き状の複数のパターン電極とを形成して構成されたフィルタにおいて、前記入出力用パターン電極と当該フィルタのパッケージとの間の静電容量を可変設定するための静電容量可変設定手段が設けられ、前記静電容量可変設定手段は、前記誘導体基板のパターン電極が配置される面とパッケージとの間に挿入するための絶縁体スペーサを所望の特性が得られる枚数だけ重ねてねじ止めして、前記誘導体基板のパターン電極と当該フィルタのパッケージとに一体化したことを特徴とするフィルタ。
【請求項２】
誘電体基板の１つの面に設置電極を形成し、誘電体基板の他の面に入出力用のパターン電極と誘電体基板の中心線に関して線対称に配置された渦巻き状の複数のパターン電極とを形成して構成されたフィルタにおいて、前記入出力用パターン電極と当該フィルタのパッケージとの間に静電容量を可変設定するための静電容量可変設定手段が設けられ、前記静電容量可変設定手段は、前記誘導体基板のパターン電極が配置される面とパッケージとの間に挿入するための絶縁体スペーサを所望の特性が得られる枚数だけ重ねてねじ止めして、前記誘導体基板のパターン電極と当該フィルタのパッケージとに一体化したことを特徴とするフィルタ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、フィルタに係り、特にマイクロストリップラインで構成したフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体や衛星通信分野においては、１ＧＨｚ程度、あるいは数ＧＨｚまでの高周波帯でのフィルタが必要となり、これらのフィルタはマイクロストリップラインで構成される。図４はそのようなフィルタの構成例を示しており、誘電体基板４１の一方の面には接地電極４４、４５が対向して形成され、４つのマイクロストリップライン共振器が形成され、これらが、電磁的に結合することにより、フィルタとして機能する。
【０００３】
また、移動体、衛星通信分野のいずれにおいても、フィルタ特性としてより低損失、シャープスカート化と共に小型化が要求されており、この小型化の要求に対して、図４のような従来の構成では、マイクロストリップライン共振器のパターン電極が直線であり、対向する長さが大く各電極同志の結合量が大きくなるため、各パターン電極間距離を大きく取る必要があり、基板面積が小さくできないという問題があった。このため、小型化を実現するために図５に示すフィルタが考案されている。図５において、誘電体基板５１の一方の面には接地電極（図示せず）が形成され、誘電体基板５１のもう一方の面には、渦巻き状のパターン電極５２、５３、５４、５５が形成され、相隣接するパターン電極同志を電磁結合させることで、マイクロストリップラインフィルタとして機能する。この型のパターン電極の結合長さは渦巻状電極の一辺であるため、図４に示した直線状のパターン電極に比べて対向する長さが短くなり、結合量が小さくなるため、パターン電極間距離を小さくでき、また、基板横手方向の長さも短くでき、従って基板面積を小さくできる利点がある。
【０００４】
上記した渦巻き状パターン電極を用いたフィルタの公知例としては、例えば対向するパターン電極の間に結合調整電極を設けてフィルタの周波数帯域幅を調整しやすいようにした「面実装フィルタ」が特開平８−９７６０４号に開示されている。また、図６に示したように、誘電体基板６１上の渦巻き状パターン電極６２、６３、６４、６５が、誘電体基板６１の中心点Ｃに対して点対称となるようにして、取り出し電極６６、６７のどちらかを入力とし、他方を出力としても同じフィルタ特性が得られるようにして実装作業を改善した「フィルタ」が特開平７−３３６１０４号に開示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
渦巻き状パターン電極を通常の導体の薄膜で形成すると、パターン電極を曲げることで、曲がり部からエネルギー放射が生じて共振器のＱ値が劣化することにより、通過域の挿入損失が増大し、シャープスカート特性を損ねるという問題が生じる。フィルタのシャープスカート化の要求には、フィルタの減衰域に極を設けることにより、より急峻なスカート特性を実現できるが、有極型フィルタを楕円関数型フィルタ等により実現するには、回路設計もその回路の製作過程も複雑になり、より簡単な構成のものが求められていた。
【０００６】
本発明の目的は、点対称に配置された渦巻き状パターン電極を用い、簡単な構成でシャープスカート化を実現し、更に挿入損失も低減したフィルタを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明は、誘電体基板の１つの面に接地電極を形成し、誘電体基板の他の面に入出力用のパターン電極と誘電体基板の中心点に関して点対称に配置された渦巻き状の複数のパターン電極とを形成して構成されたフィルタにおいて、
前記入出力用パターン電極と当該フィルタのパッケージとの間の静電容量を可変設定するための静電容量可変設定手段を設けたことを特徴とするフィルタを提供する。
【０００８】
また、本発明は、誘電体基板の１つの面に接地電極を形成し、誘電体基板の他の面に入出力用のパターン電極と誘電体基板の中心線に関して線対称に配置された渦巻き状の複数のパターン電極とを形成して構成されたフィルタにおいて、
前記入出力用パターン電極と当該フィルタのパッケージとの間の静電容量を可変設定するための静電容量可変設定手段を設けたことを特徴とするフィルタを提供する。
【０００９】
また、本発明は、前記の静電容量可変設定手段は、前記誘電体基板のパターン電極が配置される面とパッケージとの間に挿入するための１ないし複数のスペーサであることを特徴とするフィルタを提供する。
【００１０】
更に、本発明は、前記渦巻き状のパターン電極を高温超電導体の薄膜で形成したことを特徴とするフィルタを提供する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を説明する。まず本発明の特徴とするシャープスカート化を実現するための動作原理を述べる。図８（ａ）は、図５のパターン電極、即ち点対称でなく、線対称なパターン電極をもつフィルタの等価回路で、同図（ｂ）及び（ｃ）はその振幅特性及び位相特性を示している。図８（ａ）の共振器８２〜８５は、図５のパターン電極５２〜５５にそれぞれ相当する。キャパシタンス８０は、入出力端５６、５７とパッケージとの間に存在する静電容量及びパッケージ自体により形成される空洞共振器を表しており、その共振点はフィルタ通過帯域よりも高周波側にあるとしており、従ってフィルタの通過帯域とその近くの、減衰量の小さい範囲では上記パッケージの形成する共振器はキャパシタンスとして近似できる。
【００１２】
図８（ａ）の等価回路において、まず、キャパシタンス８０で橋絡結合された出力電圧は、入力電圧に比べ位相が９０°シフトした電圧が得られる。次に、共振器８２〜８５の間の結合を電流方向が互い違いになるように順次結合させると、共振器は１個あたり位相が入力電圧と出力電圧で−１８０°移るので、４段のフィルタの場合位相は−７２０°移ることになる。そのため、フィルタの位相特性は減衰域から通過域、減衰域へと低周波数から高周波数にかけて入力と出力の位相差が９０°移った電圧が得られる。こうして、全体として出力される電圧は、キャパシタンス８０により橋絡結合して出力される電圧と順次共振器を結合して出力される電圧を合成したものとなり、これら２つの電圧の位相差は減衰域でほぼ０°となる。従って、図８（ｂ）に示したように、共振器８２〜８５経由の出力ＶＡとキャパシタンス８０経由の出力ＶＢとの和電圧Ｖがフィルタ出力になる。この場合にはキャパシタンス８０の存在を考慮しても減衰局が形成されることはない。
【００１３】
一方、図７（ａ）は、図６の、点対称なパターン電極も１つのフィルタの等価回路で、同図（ｂ）及び（ｃ）はその振幅特性及び位相特性を示している。図７（ａ）の共振器７２〜７５は、図６のパターン電極６２〜６５に相当し、キャパシタンス７０は、図８の場合と同様に、入出力端６６、６７とパッケージとの間に存在する静電容量とパッケージにより形成されるインピーダンスの等価回路で、やはりキャパシタンスとして扱えるものとしている。
【００１４】
図７（ａ）の等価回路において、キャパシタンス７０は、入力電圧に比べ９０°シフトした出力電圧を生成する。一方、共振器７３、７４間の結合は図８（ａ）の場合とは逆、つまり同じ方向で結合しており、＋１８０°の位相推移となる。他の共振器間は図８（ａ）の場合と同じで逆方向結合となっている。従ってフィルタの位相特性は、減衰域から通過域、減衰域へと、低周波数から高周波数にかけて入力と出力の位相差が−９０°から−８１０°へ変化する。すなわち、フィルタの減衰域においては、出力電圧は入力電圧に比べ位相が−９０°シフトした電圧が得られる。こうして、全体として出力される電圧は、キャパシタンス７０により橋絡結合して出力される電圧と、順次共振器を結合して出力される電圧とが逆位相で合成される。従って、図７（ｂ）に示したように、共振器７２〜７５経由の出力ＶＣとキャパシタンス７０経由の出力ＶＤとの差電圧Ｖ′がフィルタ出力となり、電圧ＶＣとＶＤの振幅が等しくなる周波数において極が形成され、急峻な減衰特性が生じる。
【００１５】
本発明は、図６のような点対称パターン電極を用いたフィルタで、入出力端とパッケージ間の静電容量により生じるフィルタ伝達特性の極を意図的に利用し、所望の通過帯域の両端でのシャープスカート化を実現するものである。そのためには図７（ａ）のキャパシタンス７０の値を調整して、所望の周波数で図７（ｂ）のような極が形成されるように設計する必要がある。図１はそのためのキャパシタンスの調整方法の一例を示したものである。キャパシタンス７０は、パッケージの空洞の形状やサイズ、入出力用パターン電極のサイズ、空洞内の充填物により決まるが、図１は、誘電体基板２とパッケージ１との間にスペーサ１１、１２…を挿入し、これらを図示のように重ねてねじ止めする方法を示している。スペーサ１１、１２…は絶縁体で構成され、その厚さは薄くするほど細い容量調整ができ、これを所望の特性が得られる枚数だけ重ねる。各スペーサには四角形の穴１１Ａ、１２Ａがあいていて、パターン電極はこの穴の部分の誘電体基板２上に形成される。パターン電極は入（出）力端３のみを図示しているが、スペーサ１１のこの入出力端の部分に接する部分は図２のように切り欠いた構造、あるいは切り欠いた状態でも図１のように切り欠きのない構造でも選べるようにしてキャパシタンスの微調整を行うこともできる。また穴１１Ａ、１２Ａ…の一部又は全部を誘電体で構成してキャパシタンスを調整することもできる。むろんパッケージ等の四辺形のたて、よこ長でもが調整できる。
【００１６】
図３は別のキャパシタンスの調整方法を示したもので、フィルタ全体の外観で示したものである。この例では、パッケージ１′、誘電体基板２′の２つの辺を曲線状に構成したもので、この場合も図１と同様のスペーサや、内部の誘電体充填、各部サイズ等により細い調整が可能である。
【００１７】
以上では、入出力端とパッケージの間の静電容量とパッケージにより構成されるインピーダンスがキャパシタンスとみなせる場合について、極が生成される動作原理やその極の利用法を述べたが、前記インピーダンスがインダクタンスと見なせる場合は図５と図６のフィルタの立場は逆になる。即ち、前記インピーダンスによる位相推移量は−９０°になるので、図５のように誘電体基板中央で線対称なパターン電極をもち、共振器間の結合が常に逆特性の時に図７（ｂ）のような減衰極が生成され、逆に図６のように誘電体基板中央で点対称なパターン電極の場合には極は生成されない。従って、前記インピーダンスがインダクタンスと見なせるときは、図１〜３等で説明したのと同様に、このインダクタンス値を調整して所望のシャープスカート特性を実現すればよい。
【００１８】
また、以上の説明では４段のフィルタを例として説明したが、パターン電極の個数が偶数個であれば、同様に本発明を適用できることは明らかである。
【００１９】
次に、フィルタ挿入損失の低減方法を述べる。挿入損失は、前述のように、パターン電極の曲がり部からのエネルギー放射が原因で生じ、本発明のように渦巻き状パターン電極を用いるフィルタでは何らかの対策が望まれる。そのために、本発明では、近年その利用が容易となっている高温超電導体を渦巻き状パターン電極の形成に利用する（例えば上野祥樹「高温超電導薄膜の移動体通信基地局への応用」、ISTECジャーナルVOL.１２、Ｎｏ.１  １９９９参照）。図９（ａ）は、図５の構成で２ＧＨｚ帯のフィルタを設計したときの周波数特性をシミュレートした結果である。誘電体基板にＭｇＯ（誘電率ε＝９．８０）を用い、厚さを０．５ｍｍとすると、パターン電極幅は０．５ｍｍ、パターン電極サイズは９．２５ｍｍ×２．７５ｍｍ、パターン電極間隔（結合間隔）は２．７５ｍｍ〜１．２５ｍｍ程度になるため、基板サイズは４段であれば、概ね２０．０ｍｍ×２０．０ｍｍ×０．５ｍｍで構成できる。パッケージの空気層の厚さは３．０ｍｍとした。また、基板サイズに関しては従来の高温超電導体を用いない構成とほぼ同じである。シミュレーションはモーメント法による２．５次元の電磁界シミュレータを用いている。また、シミュレーションでは高温超電導体としてＹＢａ２Ｃｕ３Ｏ７．δを前提として完全導体のパラメータを使用した。図９（ａ）において、中心周波数２．０６ＧＨｚ、３ｄＢ帯域幅約１％、挿入損失約−０．５ｄＢの特性が得られている。
【００２０】
比較のため、図９（ｂ）に全ての電極部が導体（Ａｕ、金）で形成されている従来構成のフィルタの周波数特性のシミュレーション結果を示す。但し、電極パラメータ以外は図２の条件と同じとした。図９（ａ）（ｂ）を比較すると、高温超伝導体を用いた構成では、従来の構成に対して、挿入損失が１０数ｄＢ改善されており、従ってその分だけ帯域外減衰量も大きくとれていることがわかる。その理由としては、パターン電極の曲がり部に放射ロスが存在するものの、２ＧＨｚ帯において、高温超電導薄膜は従来の導体膜に比べ表面抵抗が数桁低く、その結果、マイクロストリップ共振器の無負荷Ｑ値を大きくできるためである。このような特性は、例えば、誘電体基板にＬａＡｌＯ３を用いても得られる。
【００２１】
図１０は、図６のフィルタで、入出力端とパッケージ間の静電容量由来の極が生じていて、かつパターン電極が全て高温超電導で構成されているときの周波数特性シミュレーション結果である。他の設計条件は図９の場合と同様である。図９（ａ）と図１０を比較すると、フィルタ特性の通過域では、両者とも同様な特性を示すが、スカート特性（帯域外減衰特性）では、両者には差異が見られる。即ち、図１０では図９（ａ）には見られなかった減衰極を持つ有極型フィルタの特性を示し、減衰極近傍ではかなり（２０ｄＢ程度）帯域外減衰特性が改善されていることがわかる。
【００２２】
【発明の効果】
本発明によれば、点対称型のパターン電極を偶数個配置したフィルタで、入出力端とパッケージ間の静電容量を利用することにより大きな減衰極を所望の周波数で持つようにでき、シャープスカート特性を簡単な構成で大幅に改善できる。さらにパターン電極を高温超電導体で構成することで、挿入損失の少ない、かつシャープスカート特性を持ったフィルタを実現できる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の特徴とするフィルタ入出力端とパッケージ間の静電容量及びパッケージで構成されるインピーダンスの調整方法を示す図である。
【図２】図１のスペーサの変形例である。
【図３】本発明の特徴とするフィルタ入出力端とパッケージ間の静電容量及びパッケージで構成されるインピーダンスの別の調整方法を示す図である。
【図４】従来のフィルタのパターン電極の構成例である。
【図５】渦巻き状パターン電極を持つフィルタの構成例である。
【図６】誘電体基板中央に関して点対称なパターン電極配置を持つフィルタの構成例である。
【図７】図６のフィルタの等価回路とその周波数特性の説明図である。
【図８】図５のフィルタの等価回路とその周波数特性の説明図である。
【図９】図５のフィルタでパターン電極を高温超電導体及び金で構成したときの特性例の比較図である。
【図１０】図６のフィルタでパターン電極を高温超電導体で構成したときの特性例である。
【符号の説明】
１、１′  パッケージ
２、２′  誘電体基板
３  入出力端
１１、１２  スペーサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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