(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振器信号と情報信号により変調された搬送信号とを混合する混合器及び前記情報信号をディジタル信号に変換するＡ/Ｄ変換器を有する受信機であって、
前記Ａ/Ｄ変換器は、連続時間ループフィルタの入力端に前記情報信号を結合する入力段と、前記ループフィルタの出力信号を量子化し、前記ディジタル信号を生成する量子化器と、前記ループフィルタの前記入力端に前記ディジタル信号をフィードバックするＤ/Ａ変換器とを有するシグマデルタ変調器であり、前記入力段は、前記混合器を有し、前記搬送信号を受ける第１入力端と、前記発振器信号を受ける第２入力端と、前記情報信号を前記ループフィルタに供給する、該ループフィルタの前記入力端に結合される出力端とを持ち
前記ループフィルタは、該ループフィルタの前記入力端の関連の端子に接続される反転入力端子及び非反転入力端子を持つ平衡積分器を有し、前記入力段は、前記搬送信号を平衡搬送信号に変換する手段と、前記発振器信号に応じて前記ループフィルタの前記入力端の前記関連の端子に前記平衡搬送信号を交互に結合及び交差結合する手段とを有することを特徴とする受信機。
【請求項２】
請求項１に記載の受信機であって、前記交互に結合及び交差結合する手段は、平衡搬送も信号を受けるように接続される共通ノード、逆位相で前記平衡搬送信号を受けるように接続される対応の入力ノード、及び関連のカスコードトランジスタを介して前記ループフィルタの前記入力端の前記関連の端子に結合される対応の出力ノードを持つ第１及び第２の差動トランジスタ対を有することを特徴とする受信機。
【請求項３】
請求項２に記載の受信機であって、前記共通ノードにバイアス電流を供給する、該共通ノードに結合される関連の出力枝を持つ第１カレントミラーと、前記関連の端子を介して前記交互に結合及び交差結合する手段にバイアス電流を供給する、関連のカスコードトランジスタを介して前記関連の端子に結合される関連の出力枝を持つ第２カレントミラーと、前記関連の端子における電圧を感知する手段と、前記感知手段に応じて、前記第１カレントミラー及び前記第２カレントミラーの前記関連の出力枝により供給される前記バイアス電流を制御する手段とを更に有することを特徴とする受信機。
【請求項４】
請求項３に記載の受信機であって、前記第１カレントミラーの他の出力枝に結合される共通ノード、前記Ｄ/Ａ変換器から平衡出力信号を受けるように接続される入力ノード及び関連のカスコードトランジスタを介して前記関連の端子に結合される出力ノードを持つ他の差動トランジスタ対を更に有することを特徴とする受信機。
【請求項５】
請求項４に記載の受信機であって、前記第２カレントミラーは、関連の他のカスコードトランジスタを介して前記関連の端子に結合される他の出力枝を有することを特徴とする受信機。
【請求項６】
請求項５に記載の受信機であって、前記感知手段は、前記関連の端子に接続される関連のゲートを持つＭＯＳランジスタを有することを特徴とする受信機。
【請求項７】
請求項６に記載の受信機であって、前記第１カレントミラーの入力枝に結合される出力枝及び他のＭＯＳトランジスタを介して前記ＭＯＳランジスタのドレインに結合される入力枝を持つ第３カレントミラーを更に有し、前記他のＭＯＳトランジスタは、ダイオード接続される他の第２ＭＯＳトランジスタのゲート電極に接続されるゲート電極を持ち、前記他の第２ＭＯＳトランジスタは、定バイアス電圧を受けるように接続されるゲート電極を持つ他の第３ＭＯＳトランジスタのドレインに前記第２カレントミラーの他の力枝を結合することを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
本発明は、発振器信号と情報信号により変調された搬送信号とを混合する混合器及び前記情報信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器を有する受信機に関する。
【０００２】
【背景技術】
図１は、従来のスーパーヘテロダイン式受信機のブロック図を示している。例として、ＧＳＭ（Global System for Mobile communication：欧州のデジタル携帯電話の統一システム規格）電話用の受信機が示されている。しかしながら、同様の技術は、例えば、ページング受信機又は無線受信機で用いられる。先ず、無線周波(RF)が、第１局部発振器信号ＬＯ１を用いて中間周波(IF)に混合される。その後、情報信号Ｉ及びＱが、二つの混合器ＭＸ２Ａ及びＭＸ２Ｂ並びに９０°の位相差を持つ第２局部発振器信号ＬＯ２Ａ及びＬＯ２Ｂを用いてベースバンド信号に個別にミックスダウンされる。アンチエイリアジングローパスフィルタＬＰＦを通った後、前記情報信号は、Ａ／Ｄ変換器によりディジタル域(digital domain)に変換される。この従来の受信機においては、ベースバンドへのミキシングダウン及び該ベースバンドのディジタル信号への変換が、混合器、ローパスフィルタ及びＡ／Ｄ変換器を必要とする。斯かる解決策は、上記スーパーヘテロダイン式受信機で用いられる受動フィルタはかなり高価であるためにコストがかかると言う不利な点を持つ。
【０００３】
【発明の開示】
本発明の目的は、従来の受信機の不利な点を軽減することにある。このため、冒頭段落で特定される受信機は、前記Ａ／Ｄ変換器が、連続時間ループフィルタの入力端に前記情報信号を結合する入力段と、前記ループフィルタの出力信号を量子化し、前記ディジタル信号を生成する量子化器と、前記ループフィルタの前記入力端に前記ディジタル信号をフィードバックするＤ／Ａ変換器とを有するシグマデルタ変換器であり、前記入力段は、前記混合器を有し、前記搬送信号を受ける第１入力端と、前記発振器信号を受ける第２入力端と、前記情報信号を前記ループフィルタに供給するための該ループフィルタの前記入力端に結合される出力端とを持つことを特徴とする。
【０００４】
本発明による試みは、アンチエイリアジングローパスフィルタを備えず混合器及びＡ／Ｄ変換用のシグマデルタ変調器を用いる。混合器の出力は、シグマデルタ変調器のループフィルタに直接供給される。アナログ信号をディジタル信号に変換するシグマデルタ変調器を用いることは、例えば、E.J. van der Zwan 及びE.C. Dijkmansによる文献”A 0.2-mW CMOS Sigma-Delta Modulator for Speech Coding with 80 dB Dynamic Range”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 31, No. 12, Dec. 1996から既知である。参照文献に述べられるシグマデルタ変調器の動作原理は、情報信号が、連続時間アナログフィルタ、サンプリング回路及びＤ／Ａ変換器を有するフィードバックループに供される、と言うことである。シグマデルタ変調器の出力信号は、高オーバーサンプリングレートにおけるビット流である。上記オーバーサンプリングされたビット流は、後続のディジタル処理に供される。この処理は、デシメーション(decimation)として知られる処理において前記情報信号の精密にデジタイズされた表現に該ビットストリームを変換する。参照文献のシグマデルタ変調器で用いられる連続時間アナログループフィルタは、良好なアンチエイリアジング特性を持つ。それ故、前述の受信機においてシグマデルタ変調器をＡ／Ｄ変換器として用いることにより、混合器とＡ／Ｄ変換器との間のローパスフィルタを省くことができる。その結果、部品数、チップ領域及び電力消費の少ない単純な混合器／シグマデルタ変調器構造が得られる。好ましい及び有利な実施例が、縦続請求項に規定されている。
【０００５】
本発明の上述の及び他の特徴及び利点が、添付の図を参照して本発明の例示的な実施例の以下の記載から明らかになるであろう。
【０００６】
【発明を実施するための最良の形態】
図において、対応する又は同様のフィーチャは、同一の参照記号により指示されている。
【０００７】
図１は、従来のスーパーヘテロダイン式受信機のブロック図を示している。例として、ＧＳＭ（Global System for Mobile communication：欧州のデジタル携帯電話の統一システム規格）電話用の受信機が示されている。しかしながら、同様の技術は、例えば、ページング受信機で用いられる。アンテナ２により受信され、フィルタがかけられ、増幅器４により増幅された無線周波(RF)信号は、先ず、第１局部発振器信号ＬＯ１を用いて中間周波(IF)に混合器ＭＸ１においてミックスダウンされる。その後、中間周波信号は、二つの混合器ＭＸ２Ａ及びＭＸ２Ｂ並びに９０°の位相差を持つ第２局部発振器信号ＬＯ２Ａ及びＬＯ２Ｂを用いてベースバンドＩ情報信号及びベースバンドＱ情報信号に個別にミックスダウンされる。アンチエイリアジングローパスフィルタＬＰＦＡ及びＬＰＦＢを通った後、前記情報信号は、Ａ／Ｄ変換器ＡＤＣＡ及びＡＤＣＢによりディジタル域(digital domain)に変換される。この従来の受信機においては、ベースバンド信号へのミキシングダウン及び該ベースバンド信号のディジタル信号への変換が、混合器、ローパスフィルタ及びＡ／Ｄ変換器を、前記信号Ｉ及びＱ各々に対して必要とする。ＧＳＭに関して、情報信号Ｉ及びＱの帯域幅はかなり低く、約１００ｋＨｚである。これは、約２００ｋＨｚのチャネル幅に至る。無線周波は約９００ＭＨｚであり、中間周波は約５０乃至１５０ＭＨｚである。故に、情報信号の帯域幅は、中間周波搬送周波数に対してかなり低い。
【０００８】
前述の文献から、連続時間ループフィルタを備えるシグマデルタ変調器は良好なアンチエイリアジング特性を持つ、と言うことが既知である。参照文献の原理に応じて混合器及びシグマデルタ変調器を統合することにより、ローパスフィルタＬＰＦＡ/ＬＰＦを省くことが可能である。このことは、図１の破線内に示される機能を実行するための単純な構造につながる。
【０００９】
図２に示される離散時間の具体例か、図３に示される連続時間ループフィルタを持つシグマデルタ変調器が後続する混合器ＭＸを考える。図２の構造においては、サンプリングが、変調器出力端において実行され、一方、図３の構造においては、サンプリングが、この場合においてはローパスフィルタであるループフィルタの後端において行われる。このシグマデルタ混合器は、減算器ＳＵＢ、量子化器Ｑが後続するループフィルタＦ、及び量子化器Ｑのデジタルデータ信号ＤＳを減算器ＳＵＢにフィードバックするＤ/Ａ変換器ＤＡＣから成る。
【００１０】
図２の構造、即ち、サンプリング回路が後続する混合器は、局部発振器周波数ＬＯ２がサンプリング周波数ｆｓの整数倍ではない場合にエイリアジングの問題を引き起こす。入力信号ＩＦが、周波数ｆｉｎ＝５１．２２ＭＨｚであり、局部発振器周波数ｆＬＯ２＝５１．２５ＭＨｚと直線的にミックスダウンされ、サンプリング周波数が、ｆＳ＝１２．８ＭＨｚであると仮定する。対象となっている帯域幅は、±１００ｋＨｚである。混合器の出力は、望ましいｆＬＯ２−ｆｉｎ＝３０ｋＨｚ成分を含有するが、ｆＬＯ２＋ｆｉｎ＝１０２．４７ＭＨｚ成分も含有する。この１０２．４７ＭＨｚ成分がｆＳ＝１２．８ＭＨｚでサンプリングされる場合、その結果として、ｆＬＯ２＋ｆｉｎ−８ｆＳ＝７０ｋＨｚにおける望ましくない帯域内成分が生じる。これは、図４に図示されている。図４は、４次シグマデルタ変調器を用いる図２の構造のディジタルデータ出力信号ＤＳのスペクトルを示す。正弦波よりも実施が容易である５１．２５ＭＨｚ方形波でミキシングが実行される場合、状況は一層悪くなる。その場合においては、方形波のより高次の高調波も考慮しなければならない。結果としてのスペクトルが図５に示されている。例えば、発振器周波数ｆＬＯ２の３次高調波は、３ｆＬＯ２−ｆｉｎ＝１０２．５３ＭＨｚにおける成分をもたらす。サンプリング周波数ｆＳ＝１２．８ＭＨｚでこの成分をサンプリングした場合、３ｆＬＯ２−ｆｉｎ−８ｆＳ＝１３０ｋＨｚにおける望ましくない帯域内成分が生じる。
【００１１】
しかしながら、これらの問題は、連続時間ループフィルタを備えるシグマデルタ変調器を用いる図３の構造において防止される。図６は、図５の例と同一の状況下での、即ち、入力信号ＩＦが、方形波発振器信号ＬＯ２と混合され、次いで、４次シグマデルタ変調器の入力端に供される状況下でのディジタルデータ出力信号ＤＳのスペクトルを示している。望ましくない周波数成分がディジタルデータ出力信号ＤＳのスペクトル内に現れず性能は良好である。このことは、エイリアジングの問題を引き起こさずに局部発振器周波数ｆＬＯ２と関係なくサンプリング周波数ｆＳを選択することができることを意味する。
【００１２】
図７は、図３の構造の第１の具体例を示している。シグマデルタ変調器は、基本的には、前述の文献から既知であるシグマデルタ変調器と同様の構造を持つ。ループフィルタの第１積分器Ｆ１のみを詳細に示す。該ループフィルタの残りＦ２は、より多くの積分器及び係数から成っても良く、斯くして、当該ループフィルタは如何なる次数及び／又は構造であっても良い。第１積分器Ｆ１は、平衡(balanced)入力及び出力を持ち、当該ループフィルタの第１入力端子ＩＴ１に接続される非反転入力及び当該ループフィルタの第２入力端子ＩＴ２に接続される反転入力を持つ。Ｄ／Ａ変換器ＤＡＣは、入力端子ＩＴ１及びＩＴ２に各々接続される平衡出力端ＤＡＣ１及びＤＡＣ２を持つ。混合器は、一組のスイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３及びＳＷ４として実施されている。入力端子ＬＯにおいて利用可能である方形波発振器信号ＬＯ２の第１半周期中、スイッチＳＷ１は抵抗Ｒ１を入力端子ＩＴ１に接続し、スイッチＳＷ４は抵抗Ｒ２を入力端子ＩＴ２に接続する。方形波発振器信号ＬＯ２の第２半周期中、スイッチＳＷ２は抵抗Ｒ１を入力端子ＩＴ２に接続し、スイッチＳＷ３は抵抗Ｒ２を入力端子ＩＴ１に接続する。駆動回路ＤＲＶＲの出力端ＩＦ１及びＩＦ２からの平衡ＩＦ搬送信号が抵抗Ｒ１及びＲ２に供される。平衡ＩＦ搬送信号は、抵抗Ｒ１及びＲ２により平衡電流に変換される。これら平衡電流は、スイッチＳＷ１乃至ＳＷ４により入力端子ＩＴ１及びＩＴ２に直接接続又は交差結合され、積分器Ｆ１において積分される。
【００１３】
図８は、図３の構造の他の具体例を示している。混合器は、それ自体は既知であり、ギルバートセル混合器(Gilbert cell mixer)としてしばしば参照されるＮＰＮ４トランジスタ構造Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３及びＴ４で実施されている。トランジスタＴ１及びＴ２は、第１差動対を形成し、第１共通ノードＣＮ１に接続されるエミッタを持つ。トランジスタＴ３及びＴ４は、第２共通ノードＣＮ２を備える第２差動対を形成する。ノードＩＦ１及びＩＦ２における平衡ＩＦ搬送信号が、共通ノードＣＮ１及びＣＮ２に供給される。局部発振器信号ＬＯ２は、一対の入力ノードＩＮ１及びＩＮ２に供給される。トランジスタＴ１及びＴ４のベースは、入力ノードＩＮ１に結合され、トランジスタＴ２及びＴ３のベースは、入力ノードＩＮ２に結合される。トランジスタＴ１及びＴ３のコレクタは共に、出力ノードＯＮ１に接続される。出力ノードＯＮ１は、シグマデルタ変調器のループフィルタの入力端子ＩＴ１に接続される。他の二つのトランジスタＴ２及びＴ４のコレクタは共に、出力ノードＯＮ２に接続される。出力ノードＯＮ２は、入力端子ＩＴ２に接続される。トランジスタＴ１乃至Ｔ４の構造は、図７におけるスイッチＳＷ１乃至ＳＷ４と同一の作用を持つ。出力ノードＯＮ１及びＯＮ２から流れるスイッチ平衡出力電流は、出力ノードＯＮ１及びＯＮ２の間に接続されるコンデンサＣにより積分される。スイッチングトランジスタＴ１乃至Ｔ４は、ミキシング機能を果たすだけでなく、シグマデルタ変調器の入力トランスコンダクタ(input transconductor)としての機能も果たす。これは、前記組み合わせの電力消費を低減し、部品数を減らす。図１に示されるＧＳＭ受信機における場合の様に、二つの斯様な構造が単一チップ上に製造される場合、二つのＩ及びＱ処理チャネル間のマッチングは非常に良好である。
【００１４】
図９は、図８の具体例のミキシング入力段のより詳細な回路図を示している。共通ノードＣＮ１及びＣＮ２は、カレントミラーＭ１の関連の出力枝Ｍ１Ａ及びＭ１Ｂからバイアス電流を受ける。カレントミラーＭ１は、負の供給端子ＶＮに接続される共通端子Ｍ１Ｅを持つ。平衡出力ＤＡＣ１及びＤＡＣ２は、トランジスタＴ５及びＴ６から成る他のＮＰＮ差動対を駆動する。このトランジスタ対の共通ノードＣＮ３は、カレントミラーＭ１の出力枝Ｍ１Ｃからバイアス電流を受ける。ＮＰＮカスコードトランジスタＴ７及びＴ８が、出力ノードＯＮ１及びＯＮ２と直列に各々挿入され、入力端子ＩＴ１及びＩＴ２において高出力インピーダンスレベルを与える。トランジスタＴ５のコレクタは、ＮＰＮカスコードトランジスタＴ９を介して入力端子ＩＴ１に接続され、トランジスタＴ６のコレクタは、ＮＰＮカスコードトランジスタＴ１０を介して入力端子ＩＴ２に接続され、再び入力端子ＩＴ１及びＩＴ２において高インピーダンスレベルを与える。高インピーダンスレベルは、積分コンデンサＣの低容量値でもって大きな積分時定数を可能にする。ＮＰＮカスコードトランジスタＴ７乃至Ｔ１０のコレクタは全て、第２カレントミラーＭ２の各々関連の出力枝Ｍ２Ａ、Ｍ２Ｂ、Ｍ２Ｃ及びＭ２Ｄに組み込まれる電流源トランジスタにより能動的に負荷される。第２カレントミラーＭ２は、正の供給端子ＶＰに接続される共通端子Ｍ２Ｇを持つ。出力枝Ｍ２Ａ、Ｍ２Ｂ、Ｍ２Ｃ及びＭ２Ｄは、ＰＮＰカスコードトランジスタＴ１１、Ｔ１２、Ｔ１３及びＴ１４により各々カスコードされ、カレントミラーＭ２の出力枝Ｍ２Ａ乃至Ｍ２Ｄに組み込まれる電流源トランジスタの出力インピーダンスを増加する。ＮＰＮカスコードトランジスタＴ７乃至Ｔ１０のベース及びＰＮＰカスコードトランジスタＴ１１乃至Ｔ１４のベースは、バイアス電圧発生器ＵＢから適切なバイアス電圧を受ける。
【００１５】
入力端子ＩＴ１及びＩＴ２は更に、該入力端子ＩＴ１及びＩＴ２における直流電圧を感知する二つのＮＭＯＳトランジスタＴ１５及びＴ１６のゲートに接続される。トランジスタＴ１５及びＴ１６のソースは、負の供給端子ＶＮに接続される。トランジスタＴ１５及びＴ１６のドレインは共に、ＮＭＯＳトランジスタＴ１７のチャネルを介して第３カレントミラーＭ３の入力枝Ｍ３Ａに結合される。第３カレントミラーＭ３は、第１カレントミラーＭ１の入力枝Ｍ１Ｄに接続される出力枝Ｍ３Ｂを持ち、正の供給端子ＶＰに接続される共通端子Ｍ３Ｃを持つ。ＮＭＯＳトランジスタＴ１８及びＴ１９は、ＮＭＯＳトランジスタＴ１５及びＴ１６のコピーである。トランジスタＴ１８及びＴ１９のゲートは共に、正の供給端子ＶＰ及び負の供給端子ＶＮの間に直列接続される抵抗Ｒ３及びＲ４から成る分圧器のタップに接続される。トランジスタＴ１８及びＴ１９のソースは、負の供給端子ＶＮに接続され、一方、これらトランジスタのドレインは共に、ダイオード接続されたＮＭＯＳトランジスタＴ２０を介して第２カレントミラーＭ２の出力枝Ｍ２Ｅに結合される。ＮＭＯＳトランジスタＴ２０は、ＮＭＯＳトランジスタＴ１７のコピーであり、該トランジスタＴ１７のゲートに接続されるゲートを持つ。第２カレントミラーＭ２は、抵抗Ｒ５を介して制御端子ＣＴに結合される入力枝Ｍ２Ｆを持つ。
【００１６】
端子ＩＴ１及びＩＴ２におけるＤＣレベルは、トランジスタＴ１５及びＴ１６により感知され、分圧器Ｒ３及びＲ４のタップにおける電圧により表されるレベルで保持される。バイアス電流の値を、制御端子ＣＴにおける制御電流により調整することが可能である。ＭＯＳトランジスタをセンストランジスタとして用いることは、如何なるＤＣ電流も端子ＩＴ１及びＩＴ２から該センストランジスタに流れ得ない、と言う利点を持つ。
【００１７】
ここで述べられた本発明の実施例は、例示であり、限定的に取られることを目論むものではない。種々の変形が、各請求項に規定される本発明の範囲から逸脱することなく当業者によりこれら実施例に対してなされても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、従来のスーパーヘテロダイン式ＧＳＭ受信機のブロック図である。
【図２】  図２は、離散時間シグマデルタ変調器が後続する混合器を示す。
【図３】  図３は、連続時間ループフィルタを備えるシグマデルタ変調器が後続する混合器を示す。
【図４】  図４は、離散時間シグマデルタ変調器が後続する直線混合器の出力スペクトルを示す。
【図５】  図５は、離散時間シグマデルタ変調器が後続する方形波混合器の出力スペクトルを示す。
【図６】  図６は、連続時間ループフィルタを備えるシグマデルタ変調器が後続する方形波混合器の出力スペクトルを示す。
【図７】  図７は、本発明に応じて成された受信機で用いる統合された混合器／シグマデルタ変調器の第１の具体例の回路図を示す。
【図８】  図８は、本発明に応じて成された受信機で用いる統合された混合器／シグマデルタ変調器の第２の具体例の回路図を示す。
【図９】  図９は、図８の第２の具体例の詳細なトランジスタ回路を示す。
【符号の説明】
ＭＸ：混合器
ＬＯ２：第２局部発振器信号
ＩＦ：中間周波
ＤＳ：ディジタル信号
ＤＲＶＲ：駆動回路
ＩＴ１、ＩＴ２：入力端
Ｆ１、Ｆ２：連続時間ループフィルタ
Ｑ：量子化器
ＤＡＣ：Ｄ／Ａ変換器
【図１】
0004233761.tif 000002
【図２】
0004233761.tif 000003
【図３】
0004233761.tif 000004
【図４】
0004233761.tif 000005
【図５】
0004233761.tif 000006
【図６】
0004233761.tif 000007
【図７】
0004233761.tif 000008
【図８】
0004233761.tif 000009
【図９】
0004233761.tif 000010