(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
この直流電源からの直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路と、
このインバータ回路の出力電圧を昇圧する高電圧変圧器と、
この高電圧変圧器の出力電圧を整流する高電圧整流回路と、
この高電圧整流回路の出力電圧である直流の高電圧を印加してＸ線を放射するＸ線管と、
このＸ線管に印加される電圧（管電圧）を検出する管電圧検出器と、
この管電圧検出器によって検出された実際の管電圧を目標の管電圧に一致するように前記インバータ手段をフィードバック制御するフィードバック制御手段と、
このフィードバック制御手段によって前記インバータ手段を動作させる期間を設定するフィードバック制御期間設定手段と、
前記フィードバック制御手段を経由しないで前記インバータ手段を制御する非フィードバック制御手段と、
この非フィードバック制御手段によって前記インバータ手段を動作させる期間を設定する非フィードバック制御期間設定手段と、
透視時に、前記非フィードバック制御期間設定手段によって設定された非フィードバック制御期間の非フィードバック制御と前記フィードバック制御期間設定手段によって設定されたフィードバック制御期間のフィードバック制御とを所定周期繰り返して前記インバータ手段を動作するように制御する管電圧制御回路と、
を備えたことを特徴とするインバータ式Ｘ線高電圧装置。
【請求項２】
前記管電圧制御回路は、前記インバータ回路を形成する複数のスイッチング素子を制御するための制御信号の位相差が、前記非フィードバック制御期間の非フィードバック制御から前記フィードバック制御期間のフィードバック制御へと切り替わる際に、前記非フィードバック制御へ移行前のフィードバック制御の位相差となるまでに前記制御信号の位相差を段階的に制御することを特徴とする請求項１に記載のインバータ式Ｘ線高電圧装置。
【請求項３】
前記非フィードバック制御期間設定手段又はフィードバック制御期間設定手段は、前記高電圧変圧器を形成する鉄心を含む騒音源からの騒音を抑制するための周波数を設定することを特徴とする請求項１、２の何れか一項に記載のインバータ式Ｘ線高電圧装置。 
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ回路を用いてＸ線管に高電圧を印加するインバータ式Ｘ線高電圧装置に関し、特にインバータ回路及び高電圧変圧器の損失を低減し、その分それらの容量を小さくして全体として小型，軽量化を図ることができるインバータ式Ｘ線高電圧装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来技術によるインバータ式Ｘ線高電圧装置について説明する。インバータ回路から出力される高周波の交流電圧を高電圧変圧器で昇圧し、これを高電圧整流器で高電圧の直流に変換し、高電圧ケーブルを介してＸ線管に印加する。大出力が必要な装置では、インバータ回路の出力と高電圧変圧器との間にコンデンサを挿入し、このコンデンサと前記高電圧変圧器の漏れインダクタンスとの共振現象を利用する場合もある。なお、高電圧変圧器は、通常絶縁耐圧の確保と冷却を目的として高電圧整流器と共に絶縁油等を満たした高電圧変圧器タンク内に設置される。また、高電圧ケーブルは静電容量を持っており、これが管電圧の平滑作用をもたらす。管電圧の高精度，高安定化を図るために、実際の管電圧Ｖｘを検出し、これが目標値Ｖｒに一致するようにインバータ回路の位相差や周波数あるいはパルス幅を管電圧フィードバック制御回路で制御する。管電流はフィラメント加熱回路によってＸ線管のフィラメントの温度を調節することによって制御する。
【０００３】
上記構成の従来のＸ線高電圧装置においては、撮影時にも透視時にもインバータ回路は常に上記管電圧フィードバック制御による制御量で動作する。
【０００４】
このようなインバータ式Ｘ線高電圧装置を用いた最近の医用Ｘ線装置においては、診断能の高い、鮮鋭なＸ線写真を撮るために、Ｘ線高電圧装置には高精度で再現性の良い大電流，短時間制御が要求されており、立ち上がりが高速で脈動の無い管電圧波形が求められている。また、管電圧の立ち上がり、立ち下がりの高速化は写真効果の向上及び軟Ｘ線による被曝低減の意味からも強く要求されており、それらを実現する手段としてインバータ動作の高周波化が進んでいる。さらに、上記した性能面だけでなく、設置面積の縮減，小型軽量化，低価格化に対する要求が益々強まる一方であり、中でも高電圧変圧器が装置体積に占める割合は高く、高電圧変圧器を小型化するためにも高周波化が求められている。
【０００５】
そのため、近年インバータ回路の高周波化がますます進む傾向にあり、上記従来の方法では、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチング損失等によって生じるインバータ回路の電力損失や高電圧変圧器の損失が大きくなり、これによる発熱の処理が一層困難になりつつある。
【０００６】
特に、長時間連続でＸ線を曝射する透視時においては、前記インバータ回路のスイッチング素子や高電圧変圧器等の温度上昇を抑制するための冷却手段（インバータ回路の場合はヒートシンクや冷却用ファン，高電圧変圧器の場合は絶縁油等）が装置の小型化を阻害し、また同時に原価の上昇を招く等、改善が強く望まれてきた。
【０００７】
そこで、上記した透視時の発熱に対処する方法として提案されているものには、特開平０３−２３３８９８のように、管電圧が設定電圧に達した後、所定期間インバータを停止する間欠曝射を行う方法がある。しかし、この方法では間欠曝射周波数（インバータ回路が動作している期間とインバータ回路が停止している期間の繰り返しによる周波数）が可聴周波数領域に入るので、高電圧変圧器の鉄心の磁歪振動に起因する耳障りな騒音が大きくなってしまうという点に関して配慮がなされていなかった。
【０００８】
【発明が解決しようとしている課題】
上記従来装置では、以下のような課題及び改善されるべき点がある。
（１）近年のインバータ回路の動作周波数の高周波化に伴い、特に長時間連続でＸ線を曝射する透視時においては各部の温度上昇を抑制するための冷却装置（ヒートシンクや冷却用ファン等）が装置の小型化を阻害し、また同時に原価の上昇を招いており、改善が強く望まれてきた。
（２）上記（１）の課題に対し、特開平０３−２３３８９８に提案されている、管電圧が設定電圧に達した後、所定期間インバータ回路を停止する方法があるが、この方法では間欠曝射周波数が可聴周波数領域に入るので、高電圧変圧器の鉄心の磁歪振動に起因する耳障りな騒音が大きくなるという問題がある。
【０００９】
そこで、本発明の目的は、透視時のインバータ回路や高電圧変圧器等の電力損失を低減して冷却装置を簡素化し、より小型・軽量で安価であり、しかも耳障りな騒音の少ないインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、直流電源と、この直流電源からの直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路と、このインバータ回路の出力電圧を昇圧する高電圧変圧器と、この高電圧変圧器の出力電圧を整流する高電圧整流回路と、この高電圧整流回路の出力電圧である直流の高電圧を印加してＸ線を放射するＸ線管と、このＸ線管に印加される電圧（管電圧）を検出する管電圧検出器と、この管電圧検出器で検出した実際の管電圧を目標の管電圧に一致するように前記インバータ回路をフィードバック制御する管電圧制御回路とを備えてなるインバータ式Ｘ線高電圧装置において、前記管電圧制御回路は、前記インバータ回路をフィードバック制御をしないで所定期間動作させる非フィードバック制御期間設定手段と、前記インバータ回路を実際の管電圧と目標の管電圧とを一致させるフィードバック制御を所定期間動作させるフィードバック制御期間設定手段とを具備し、透視時に前記非フィードバック制御期間設定手段と前記フィードバック制御期間設定手段とで設定した非フィードバック制御期間とフィードバック制御期間に非フィードバック制御とフィードバック制御とを交互に繰り返して上記インバータ回路を動作させることによって達成される。上記非フィードバック制御期間設定手段により設定される非フィードバック制御期間のインバータ回路は、管電圧が最小値（ゼロではない）となる動作点で動作する。
【００１１】
また、上記インバータ回路が非フィードバック制御期間からフィードバック制御期間に移行する際、あるいは上記と逆の方向に移行する際、上記インバータ回路の動作点を徐々に変化させる。
【００１２】
このように構成することによって、透視時に、インバータ回路は上記フィードバック制御回路により、実際の管電圧が目標の管電圧に達した後、インバータ回路を所定期間（この期間を第１の期間と呼ぶ）、該インバータ回路の出力を最小（ゼロではない）にして動作させ、所定期間後に（この期間を第２の期間と呼ぶ）フィードバック制御を行って実際の管電圧を目標の管電圧に一致制御して、以下、透視中これを繰り返す。
【００１３】
このように、透視時にはインバータ回路を第１の期間，出力を最小（ゼロではない）にして動作させても管電圧はほとんど低下することなくほぼ目標値に保たれる。これは、透視時のＸ線管の等価抵抗が非常に大きく、これと高電圧ケーブルの静電容量とで決まる管電圧の放電時定数も非常に大きいためで、上記第１の期間内における前記高電圧ケーブルに蓄えられた電荷の放電量は微小で、これによる管電圧低下は診断上問題ないレベルである。したがって、透視時は、前記第１の期間に相当する分だけインバータ回路及び高電圧変圧器に発生する電力損失は少なくなり、冷却装置（ヒートシンクや冷却用ファン等）の大規模化を防ぎ、またこれにより原価の上昇を抑制することが可能になる。
【００１４】
また、インバータ動作周波数を可聴周波数以上とすれば、上記のようなインバータ回路の出力を所定期間最小にして動作させてもインバータ回路の実質上の動作周波数が可聴周波数まで低下することがないので、耳障りな騒音が発生しにくくなる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて詳細に説明する。
図２はインバータ式Ｘ線高電圧装置の構成図である。また、図１は本発明による第一の実施例によるインバータ回路の各スイッチング素子動作のタイミングシーケンスを示す。
【００１６】
このＸ線高電圧装置は、コンバータ回路からの直流電圧をインバータ回路を用いて高周波の交流電圧に変換し、その出力電圧を昇圧した後整流して直流電圧をＸ線管に供給してＸ線を放射するもので、図２の回路図に示される、コンバータ回路１と、インバータ回路２と、高電圧変圧器３と、高電圧整流器４と、高電圧ケーブル５と、Ｘ線管６と、管電圧検出器８と、ディジタル制御方式による管電圧フィードバック制御回路９等を備えて構成される。
【００１７】
次に、上記構成要素の機能についてそれぞれ簡単に説明する。上記コンバータ回路１は、直流電圧を供給する装置であり、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流の商用電源の電圧を整流すると共にコンデンサ等の平滑素子で平滑することによって直流電圧を得るようになっている。インバータ回路２は、上記コンバータ回路１から出力された直流電圧を受電して交流電圧に変換すると共にＸ線管に印加する電圧（以下管電圧）を制御するものである。高電圧変圧器３は、上記インバータ回路２からの交流電圧を昇圧するもので、その一次巻線がインバータ回路２の出力側に接続されている。Ｘ線管６は、上記高電圧整流回路４からの出力電圧を高電圧ケーブル５を介して印加しＸ線を放射するもので、高電圧整流回路４の出力側に接続されている。さらに、管電圧検出器８は、上記Ｘ線管６に印加される管電圧を検出してインバータ回路２への管電圧信号Ｖｘを送出するものであり、上記整流回路４の出力側にてＸ線管６の入力側に接続されている。そして、上記フィードバック制御回路９は、目標管電圧信号Ｖｒと上記管電圧検出器８で検出した管電圧信号Ｖｘを入力して目標管電圧信号Ｖｒと管電圧信号Ｖｘとを比較演算し上記Ｘ線管６の管電圧信号Ｖｘが目標の管電圧信号Ｖｒになるように上記インバータ回路２へ制御信号Ｓを送出するものである。
【００１８】
続いて本発明の要部であるインバータ回路２（位相差制御方式）の構成及び動作について詳細に説明する。本実施例において、インバータ回路２は４つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４（ここではゲートターンオフバイポーラトランジスタＩＧＢＴとこれと逆並列に接続されたダイオードで構成される４つのスイッチング素子）から成るフルブリッジ構成とされている。出力の制御には、ここでは図１中のＳ１に対するＳ４及びＳ２に対するＳ３の遅れ時間である位相差φを制御する位相シフトパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式が用いられている。この制御方式における位相差は通常、ゼロからインバータ動作周期（Ｔとする）の二分の一（Ｔ／２）の範囲で変化し、これにより出力が制御される。位相差をゼロとした場合、Ｓ１とＳ４及びＳ２とＳ３は全く同じタイミングで動作するが、この場合インバータ出力電圧（図２のＶｉｎｖ）の電圧・時間積が最大となるので管電圧が最大となる。また、位相差がＴ／２であれば、電力を負荷に送ることができず管電圧はゼロとなる。ただし、Ｘ線曝射中は例えばインバータ入力電圧（コンバータ回路１の出力電圧）の変動等に対して位相差を制御する必要があるが、その場合位相差が飽和する（位相差がゼロ、あるいはＴ／２となることを総じてここでは「飽和する」と表現する）と出力が制御不能となるので、通常この制御方式では位相差はゼロに近い正のある値（ＰＨＩ＿ＭＩＮとする）及び、Ｔ／２よりわずかに小さい値（ＰＨＩ＿ＭＡＸとする）が設定され、位相差が飽和しないよう、上記位相差の最小値ＰＨＩ＿ＭＩＮと最大値ＰＨＩ＿ＭＡＸの範囲で動作させる。
【００１９】
ところで、Ｘ線管６は電気回路的には管電圧を管電流で除算した値を持つ抵抗と見なすことができる。透視の場合、管電圧の範囲は通常４０ｋＶ〜１２５ｋＶ，管電流は０．５ｍＡ〜４．０ｍＡなので、等価的な負荷抵抗は１０ＭΩ以上と非常に大きい。従って、透視の場合、前記等価負荷抵抗と高電圧ケーブル５の静電容量とで決まる管電圧の放電時定数は極めて長く、そのため一定期間負荷であるＸ線管６に電力を供給しなくとも管電圧の低下は非常に僅かである。本発明における透視時のインバータ制御方式はこの点に着眼して考案したものである。本実施例においては、上記管電圧フィードバック制御回路９に、フィードバック制御をしないで所定期間動作させる非フィードバック制御期間設定手段と、実際の管電圧と目標の管電圧とを一致させるフィードバック制御を所定期間動作させるフィードバック制御期間設定手段とを設け、これらの設定手段を用いて透視時には以下のように動作させる。
【００２０】
すなわち、上記インバータ回路２は、透視時において管電圧が目標値に達した後、所定の期間位相差を上記の最大設定値ＰＨＩ＿ＭＡＸとして動作し、その後フィードバック制御を反映した位相差で所定の期間動作し、管電圧の振動が許容される所定の範囲内で上記二種類の動作（非フィードバックで位相差最大での動作，及びフィードバック動作）を繰り返すこととする。図１は、４周期に１度だけフィードバック動作を行う場合の例を示した。また、ここでの動作は図１の様に数周期に一度だけフィードバックするとは限らず、所定の周期連続でフィードバック制御動作を行い、その後上述した非フィードバック動作に移行し、また所定の周期フィードバック動作に戻り、これを順次繰り返すといった方法も可能である。例えば図３のように、１０周期連続でフィードバック動作を行い、その後３０周期連続で最大位相差で動作させ、それらを繰り返すといったような方法である。
【００２１】
要するに管電圧の脈動が許容範囲内であれば、この組合せは自由に調整でき、これは特にディジタル制御方式を用いれば簡単に実現できる。ただし、このように長い周期に渡って最大位相差での動作を行った直後にフィードバック動作に戻ると、実際の管電圧が目標値より下がっている状態からフィードバック制御でそれを目標値に近づけようとするので位相差が急激に変化することとなる。そうすると、１）インバータ電流のピーク値が大きくなる、２）高電圧変圧器の鉄心の偏磁の可能性が高くなる、また、３）鉄心の磁歪振動による騒音が増す等といった場合がある。これらの問題を回避するために、図４に示すように非フィードバック動作からフィードバック制御の動作に移行する際に、位相差を徐々に小さくしていきながら、前回の非フィードバック制御に移行する直前の位相差にまで変化させるという方法が有効である。さらに、上記と逆にフィードバック動作から非フィードバック動作に移行する際にも位相差を段階的に大きくすることにより、管電圧が下がる速度を制御できるので、そのような必要性があれば取り入れても構わない。
【００２２】
さらに、上記のように非フィードバック制御とフィードバック制御のシーケンスを最初から決定しない方法もある。これは、図５に示すように、非フィードバック制御の間に管電圧が徐々に下降するが、それを検出しながら、そのレベルが所定の値となった時点でフィードバック制御に移行するという方法である。この場合、勿論図４のように、非フィードバック動作とフィードバック動作の切替の際に位相差を段階的に変化させる方法を組み合わせることも可能である。
【００２３】
透視時において、上記のように制御される本発明のインバータ式Ｘ線高電圧装置では、インバータ出力電圧（Ｖｉｎｖ）の電圧・時間積が平均的に見れば従来と比べて大幅に小さくできる。これにより、スイッチング損失，高電圧変圧器３の浮遊容量に流れる電流、さらに高電圧変圧器の鉄損等が減少することになる。上記の諸々の結果は、主にインバータ回路の電流の減少として顕著に現れることになるが、この電流の減少は主に高電圧変圧器の漂遊負荷損の減少に寄与することとなる。
【００２４】
ここまでは、主回路各部の損失が低減される理由について述べてきたが、これについては、上記した特開平０３−２３３８９８号公報と基本的に同じ内容である。以下それらの間の相違点について述べる。特開平０３−２３３８９８号公報においては、インバータ回路を完全に停止する期間があり、この方法ではインバータの動作と停止の繰り返しによる間欠動作周波数が元々のインバータ動作周波数に対して実質上低下してしまうのに対して、本方式ではインバータは最大位相差ＰＨＩ＿ＭＡＸで動作を継続しているので、インバータ動作周波数は基本的には変化しないことになり、また非フィードバック動作とフィードバック動作の繰り返し動作による周波数は通常のインバータ動作周波数よりも非常に低くなって騒音は気にならないレベルになる。従って従来の方式を適用すると、実質上の周波数は可聴領域に入ってしまい、耳障りな騒音が発生してしまうことになるが、本発明では上記のような騒音は発生しにくいという利点がある。
【００２５】
本方式で騒音が僅かに発生したとしても、先述したように、本方式の管電圧制御をディジタル制御で行えば、図１で示した通り非フィードバック動作とフィードバック動作の切り換えをかなり自由に行える。このことは、騒音の周波数（音色）をかなりの自由度をもって変化させることができることを意味する。高電圧変圧器の鉄心等はある特定の周波数領域で動作させた場合に耳障りな騒音を発する場合が多いので、そのような周波数帯を意図的に避け、騒音が最小となる組合せを選定できるのは、本発明の大きな利点である。
【００２６】
なお、上記の実施例において、制御方法についても位相差制御に限らずパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式にも用いることができる。ただし、ＰＷＭ制御の場合には動作時のＰＷＭパルスの幅の最小値はゼロよりもやや大きい正の値とする事が必要となる。さらに、周波数制御による共振型インバータや共振型インバータ以外のインバータにも用いることもできる。また、インバータの種類もフルブリッジ型に限らずハーフブリッジ型のインバータにも適用可能である。また図１中の共振コンデンサは高電圧変圧器の漏れインダクタンス等の影響で負荷に十分電流が流れない場合に、それを改善するために挿入されたものであるが、動作原理上必ずしも必要なものではない。
【００２７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば以下の効果が得られる。
（１）インバータ回路の動作周波数を高周波化しても、インバータ回路のスイッチング素子等の温度上昇を抑制するための冷却装置（ヒートシンクや冷却用ファン等）の大規模化を防ぎ、また原価の上昇を抑制することが可能になる。
（２）インバータ回路の動作周波数を可聴周波数以上とすれば、管電圧が設定電圧に達した後所定期間インバータ回路を停止する特開平０３−２３３８９８号公報のようにインバータ回路の実質上の動作周波数（インバータ動作と停止の繰り返しによる動作周波数）が可聴周波数まで低下することがないので、耳障りな騒音が発生しにくい。
（３）たとえ、騒音が僅かに発生したとしても、その周波数（音色）を相当の自由度をもって変化させることができ、耳障りな騒音が発生する周波数帯を意図的に避けることができる。
【００２８】
以上の結果、電力損失を低減して冷却装置を簡素化し、より小型・軽量で安価であり、しかも耳障りな騒音の少ないインバータ式Ｘ線高電圧装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例によるインバータ回路の各スイッチ動作のタイミングシーケンス図である。
【図２】インバータ式Ｘ線高電圧装置の構成図である。
【図３】本発明の第２の実施例によるインバータ回路の各スイッチ動作のタイミングシーケンス図である。
【図４】本発明の第３の実施例によるインバータ回路の各スイッチ動作のタイミングシーケンス図である。
【図５】本発明の第４の実施例によるインバータ回路の各スイッチ動作のタイミングシーケンス図である。
【符号の説明】
１  コンバータ回路
２  インバータ回路
３  高電圧変圧器
４  高電圧整流器
５  高電圧ケーブル
６  Ｘ線管
８  管電圧検出器
９  管電圧フィードバック制御回路
１０  共振用コンデンサ
１１  平滑コンデンサ
【図１】
0004233640.tif 000002
【図２】
0004233640.tif 000003
【図３】
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【図４】
0004233640.tif 000005
【図５】
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