(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と、全波整流器と、平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサと閉路を作る、トランスの１次巻線と主スイッチ素子からなる直列回路と、前記主スイッチ素子の制御電極に接続された発振制御回路を備えたフライバックコンバータにおいて、同じ電極どうしを向かい合わせて直列接続した第１のダイオードと第２のダイオードからなる直列回路を前記交流電源に並列に接続し、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの接続点と前記平滑コンデンサの所定の端子の間に第３のダイオードを接続し、前記第１のダイオードと前記第２のダイオードの接続点と、前記１次巻線と前記主スイッチ素子の接続点の間に第１のスナバコンデンサを接続し、これによって交流入力電流の導通角を広げ、力率を改善したことを特徴とする高力率フライバックコンバータ。
【請求項２】
前記第１のスナバコンデンサに直列に補助スイッチ素子を挿入し、前記補助スイッチ素子に並列に第４のダイオードを接続し、前記発振制御回路の出力信号を所定の時間遅らせて前記補助スイッチ素子の制御電極に送る遅延回路を付加したことを特徴とする請求項１記載の高力率フライバックコンバータ。
【請求項３】
前記発振制御回路が、前記１次巻線に電磁的に結合している正帰還巻線を備えた自励発振型の発振制御回路であり、前記正帰還巻線と前記主スイッチ素子の制御電極の間に可飽和インダクタを直列に挿入したことを特徴とする請求項１記載のフライバックコンバータ。
【請求項４】
前記発振制御回路が、前記１次巻線と電磁的に結合している正帰還巻線を備えた自励発振型の発振制御回路であり、前記正帰還巻線と前記主スイッチ素子の制御電極の間に可飽和インダクタを直列に挿入し、前記第１のスナバコンデンサに直列にＭＯＳＦＥＴを挿入し、前記ＭＯＳＦＥＴに並列に第２のスナバコンデンサを接続し、前記１次巻線に電磁的に結合している補助巻線を巻いてその両端を抵抗を介して前記ＭＯＳＦＥＴのゲートとソースに各々接続したことを特徴とする請求項１記載の高力率フライバックコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に力率改善回路を有するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は従来方式の１例を示す回路図である。図８において、交流電源３１の交流電圧はブリッジ整流器１２によって全波整流され、リアクトル２４とダイオード２３を通り平滑コンデンサ１３に充電される。平滑コンデンサ１３の直流電圧は、主スイッチ素子１５のオン・オフの繰り返しによって、トランス１４の１次巻線１４ａに断続して加わる。主スイッチ素子１５のオン期間に１次巻線１４ａに流れる電流は２次側の負荷に電力を供給する負荷電流とトランス１４のコアを励磁する励磁電流からなっているが、励磁電流によってコアに蓄積された励磁エネルギは主スイッチ素子１５がターンオフするときに１次巻線１４ａとスナバコンデンサ２２とダイオード２３からなる閉回路を流れ、スナバコンデンサ２２を充電し、電荷の形でエネルギを蓄積する。主スイッチ素子１５がオフ状態からターンオンするときに、スナバコンデンサ２２の電荷は主スイッチ素子１５とブリッジ整流器１２と交流電源３１とリアクトル２４からなる閉回路を流れる。このとき交流電源３１の交流電圧の絶対値が平滑コンデンサ１３の電圧より低いときにも交流電流が流れる。一般的なコンデンサインプット型整流回路では平滑コンデンサの電圧に対し交流電圧の絶対値が低い区間では交流電流が流れることがなく、そのために交流電流の導通角が狭くなって力率が低下するが、図８の回路では主スイッチ素子１５がターンオンする度に交流電流が流れるので導通角が広がり力率が改善される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
図８の回路において、主スイッチ素子１５がターンオンしている間にスナバコンデンサ２２とリアクトル２４からなる直列共振回路に電流が流れるが、ブリッジ整流器１２が電流を一方向にだけ流すので、ゼロから立ち上がり、ゼロで終わる半波の電流共振が起きる。しかし、主スイッチ素子１５のオン期間が共振周期の２分の１より短いときは、共振は不完全な状態で終わり、交流入力電流の導通角が狭くなり、また、主スイッチ素子１５のターンオフ時に１次巻線１４ａに生じるサージ電圧を抑えるスナバコンデンサ２２の効果も低くなる。
【０００４】
そのため、スイッチ素子のオン期間が入力電圧と負荷電流によって大きく変わるフライバックコンバータに応用することが困難であった。そこで本発明はスイッチ素子のオン期間ではなく、オフ期間に生じる共振電流を利用してスナバコンデンサに共振電流を流し、これによってスイッチ素子のオン期間が短いときにも、交流入力電流の導通角を広げ、かつ、スナバコンデンサの効果を下げることのない高力率フライバックコンバータを提供することを目的としている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は、交流電源と、全波整流器と、平滑コンデンサと、この平滑コンデンサと閉路を作る、トランスの１次巻線と主スイッチ素子からなる直列回路と、主スイッチ素子の制御電極に接続された発振制御回路を備えたフライバックコンバータにおいて、同じ電極どうしを向かい合わせて直列接続した第１のダイオードと第２のダイオードからなる直列回路を交流電源に並列に接続し、第１のダイオードと第２のダイオードの接続点と平滑コンデンサの所定の端子の間に第３のダイオードを接続し、更に第１のダイオードと第２のダイオードの接続点と１次巻線と主スイッチ素子の接続点の間に第１のスナバコンデンサを接続した。
【０００６】
第１のダイオードと第２のダイオードのカソードどうしが向かい合わせになっているときは、第３のダイオードのカソードが平滑コンデンサの正側端子に接続される。また、第１のダイオードと第２のダイオードのアノードどうしが向かい合わせになっているときは、第３のダイオードのアノードが平滑コンデンサの負側端子に接続される。
【０００７】
主スイッチ素子がオン状態からターンオフすると、トランスの励磁エネルギによって第１のスナバコンデンサが充電される。トランスの励磁エネルギがゼロになってから主スイッチ素子がターンオンするまでの不連続区間では第１のスナバコンデンサとトランスの１次巻線によって共振が生じ、初め第１のスナバコンデンサの電荷が放電し、不連続区間が共振の半周期より長ければ再び充電する。そして、主スイッチ素子がターンオンするときに第１のスナバコンデンサに電荷が残っていれば主スイッチ素子を流れて放電する。
【０００８】
このように、主スイッチ素子のターンオフからターンオンまでの間に第１のスナバコンデンサを往復する電流が少なくても１回あるので、必ず交流電源に電流が流れる。この交流電流は交流電源の電圧に関係なく、主スイッチ素子のスイッチング毎に流れるので交流入力電流の導通角が広がり力率が改善される。
【０００９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明に、第１のスナバコンデンサの電流が往復する回路に補助スイッチ素子を直列に挿入し、この補助スイッチ素子に並列に第４のダイオードを接続し、主スイッチ素子の発振制御回路の信号を所定の時間遅らせて補助スイッチ素子の制御電極に加える遅延回路を付加し、これによって次の効果をもたらす。第１のスナバコンデンサを放電する方向の電流は第４のダイオードによっていつでも流れることができるが、第１のスナバコンデンサを充電する方向の電流は主スイッチ素子がターンオフしたのち補助スイッチ素子がターンオフするまでの間だけに限られているので、第１のスナバコンデンサは主スイッチ素子がターンオフしたときだけ充電され、不連続区間では放電だけが行われる。その結果、主スイッチ素子がターンオンするときに第１のスナバコンデンサは最も低い電圧になっているので、主スイッチ素子のターンオンのときの第１のスナバコンデンサの放電によるロスが改善される。
【００１０】
上に示した補助スイッチ素子と第４のダイオードと遅延回路による効果は、電流不連続モードの他励式スイッチング電源のソフトスイッチング回路（特許第２８３５８９９号）によって本出願人が先に提供している。
【００１１】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明の発振制御回路がトランスの正帰還巻線を備えた自励発振型で、正帰還巻線と主スイッチ素子の制御電極の間に可飽和インダクタを直列に挿入し、これによって次の効果をもたらす。可飽和インダクタは飽和するまでは高いインピーダンスを持ち飽和後はゼロに近いインピーダンスまで下がるので、パルス信号を遅延させる。トランスの励磁エネルギがゼロになってから主スイッチ素子がターンオンするまでに、可飽和インダクタの遅延作用によって時間を要するようになると、第１のスナバコンデンサと１次巻線による共振期間も長くなるが、可飽和インダクタによる遅延時間を適当に選ぶことにより、第１のスナバコンデンサの電圧が最も低くなったところで主スイッチ素子をターンオンさせることができるのでスナバコンデンサの電荷が主スイッチ素子を流れて放電することによるロスが改善される。
【００１２】
上に示した可飽和インダクタによる効果は、自励式スイッチング電源のソフトスイッチング回路（実用新案登録第２５６０２０８号）によって本出願人が先に提供している。
【００１３】
請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明の発振制御回路がトランスの正帰還巻線を備えた自励発振型で、正帰還巻線と主スイッチ素子の制御電極の間に可飽和インダクタを直列に挿入し、第１のスナバコンデンサに直列にＭＯＳＦＥＴを挿入し、ＭＯＳＦＥＴに並列に第２のスナバコンデンサを接続し、トランスに補助巻線を巻いてその両端を抵抗を介してＭＯＳＦＥＴのゲートとソースに各々接続した。これによって、次の効果をもたらす。ＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間に加わる信号は主スイッチ素子の制御電極に加わる信号と位相が反転しているので、主スイッチ素子がオン期間のときはＭＯＳＦＥＴがオフ状態で、主スイッチ素子がオフ期間のときはＭＯＳＦＥＴがオン状態である。ここで、主スイッチ素子のオン期間とはトランス１次巻線の励磁エネルギが直線的に増加している間の時間を指し、主スイッチ素子のオフ期間とはトランス１次巻線の励磁エネルギが直線的に減少している間を指している。不連続区間はオフ期間でもオン期間でもないが、主スイッチ素子はオフ状態である。トランスの励磁エネルギがゼロになってから主スイッチ素子がターンオンするまでの不連続区間において、主スイッチ素子がオフ状態のまま、ＭＯＳＦＥＴはオン状態からオフ状態に変わる。
【００１４】
不連続区間において第１のスナバコンデンサの電圧は共振によって下がるが、１次巻線を流れる電流は共振によって増加している。ＭＯＳＦＥＴは補助巻線の電圧がＭＯＳＦＥＴのゲートしきい値になる付近でターンオフするが、そのとき主スイッチ素子は可飽和インダクタの遅延効果でまだターンオンしていない。そのため、それまで第１のスナバコンデンサと１次巻線によって作られていた直列共振回路は、第１のスナバコンデンサと第２のスナバコンデンサからなる直列合成容量と１次巻線によって作られる直列共振回路に変わる。第２のスナバコンデンサの容量を第１のスナバコンデンサの容量に比べて十分小さくしておけば、１次巻線に流れている電流の勢いが残っているので、第２のスナバコンデンサは第１のスナバコンデンサに等しい電圧まで充電される。第２のスナバコンデンサと第１のスナバコンデンサが互いに等しい電圧になったときに主スイッチ素子両端の電圧がゼロになるが、可飽和インダクタによる遅延を適当に選ぶことによって、このとき主スイッチ素子をターンオンさせることができ、第１のスナバコンデンサが主スイッチ素子を流れて放電することによるロスをゼロにすることができる。
【００１５】
上に示した可飽和インダクタと第１のスナバコンデンサに直列に挿入されたＭＯＳＦＥＴとＭＯＳＦＥＴに並列に接続された第２のスナバコンデンサによる効果は、部分共振型自励式スイッチング電源の低損失化回路（特願平１０−２９１２７４）によって本出願人が先に提供している。
【００１６】
【発明の実施の形態】
請求項１記載の発明の実施の形態を、実施例を示す図１と図２と、図１の主要部の波形を示す図３を参照して説明する。図１において、主スイッチ素子１５はオン・オフを繰り返しており、オン期間にトランス１４の１次巻線１４ａに電流が流れてトランスに励磁エネルギが蓄積され、オフ期間にその励磁エネルギの大部分は２次巻線１４ｂによって電流として取り出され、ダイオード１７とコンデンサ１８によって整流平滑されて直流電圧になって負荷１９に供給される。主スイッチ素子１５のターンオフ直後に励磁エネルギの一部は第１のスナバコンデンサ４と第３のダイオード３と１次巻線１４ａからなる閉路を流れて第１のスナバコンデンサ４を充電する。図１に示した実施例は電流不連続モードのフライバックコンバータであるが、励磁エネルギが放出し切ってからスイッチ素子がオン期間に入るまでに不連続区間と呼ばれる時間があるので、不連続区間では、第１のスナバコンデンサ４と１次巻線１４ａによって次に示す共振が起きる。
【００１７】
励磁エネルギの放出が完了して空になると第１のスナバコンデンサ４の電荷は図１の中に点線で示した第１のダイオード１かまたは第２のダイオード２と第１のスナバコンデンサ４と１次巻線１４ａと平滑コンデンサ１３とブリッジ整流器１２と交流電源からなる閉路を流れて放電する。すなわち、第１のスナバコンデンサ４の放電によって交流電源３１に電流が流れるが、この電流は不連続区間に必ず流れるので交流電流の導通角が広がり力率が改善される。図３に示した第１のスナバコンデンサ４の電流の正側が第３のダイオード３を流れる電流である。斜線を引いた負側は第１のダイオード１か第２のダイオード２のいずれかを流れる電流であり、これが交流電流の導通角を広げる。
【００１８】
図２では第１のダイオード１と第２のダイオード２の向きが図１と逆になり、かつ第３のダイオード３が接続される平滑コンデンサ１３の端子も反対側になっている。図２において、第１のスナバコンデンサ４の放電は第３のダイオード３と第１のスナバコンデンサ４と１次巻線１４ａと平滑コンデンサ１３が作る閉路で行われるが、主スイッチ素子１５がターンオフしたときに励磁エネルギの放出によって第１のスナバコンデンサ４が充電される電流は、図２の中に点線で示した第１のダイオード１かまたは第２のダイオード２と交流電源３１とブリッジ整流器１２と１次巻線１４ａと第１のスナバコンデンサ４からなる閉路を流れる。すなわち、第１のスナバコンデンサ４を充電する電流によって交流電源３１に電流が流れるので交流電流の導通角が広がり力率が改善される。
【００１９】
請求項２記載の発明の実施の形態を、実施例を示す図４と、回路の主要部の波形を示す図５を参照して説明する。図４において、主スイッチ素子１５は発振制御回路１６の信号を受けてオン・オフを繰り返しており、補助スイッチ素子５は発振制御回路１６の信号を遅延回路６を通して受けるので主スイッチ素子１５に遅れてオン・オフを繰り返している。主スイッチ素子１５がオン状態からターンオフしたとき、補助スイッチ素子５はまだオン状態になっているため、トランス１４の励磁エネルギは１次巻線１４ａと補助スイッチ素子５と第１のスナバコンデンサ４と第１のダイオード１かまたは第２のダイオード２と交流電源３１とブリッジ整流器１２からなる閉路を流れ、第１のスナバコンデンサ４を充電する。
【００２０】
遅延回路６の遅延時間は第１のスナバコンデンサ４の充電が済むまでの短期間であるので、不連続区間になったときは補助スイッチ素子５はオフ状態になっている。しかし、補助スイッチ素子５に並列に第４のダイオード７が接続されているので、第１のスナバコンデンサ４は第４のダイオード７と１次巻線１４ａと平滑コンデンサ１３と第３のダイオード３からなる閉路を流れて放電する。この放電は補助スイッチ素子５がオフ状態であるため直列共振電流になり、ゼロで立ち上がりゼロに戻ったところで止まる。よって、第１のスナバコンデンサ４の電圧は不連続区間の間は最も下がったところで維持され、主スイッチ素子１５がターンオンするときに第１のスナバコンデンサ４に残っている電荷は少なく、その放電によるロスは小さい。
【００２１】
図５に示した第１のスナバコンデンサ４の電流の斜線を引いた正側が第１のダイオード１か第２のダイオード２のいずれかを流れて交流電流の導通角を広げる。負側は第４のダイオード７を流れる電流であり、大部分は不連続区間に流れてエネルギを平滑コンデンサ１３に戻し、主スイッチ素子１５がターンオンするときに残りが流れる。図５の不連続区間において、周期の長い共振の後で短い周期の共振が続いているが、これは、補助スイッチ素子５及び第４のダイオード７の電極間に存在する浮遊容量による。
【００２２】
請求項３記載の発明の実施の形態を、実施例を示す図６を参照して説明する。図６において、主スイッチ素子１５のオン期間の間にトランス１４に励磁エネルギが蓄積され、オフ期間にその励磁エネルギは２次巻線１４ｂを介して負荷側に放出され、またその一部は第１のスナバコンデンサ４を充電する。第１のスナバコンデンサ４を充電する電流は第１のダイオード１か第２のダイオード２のいずれかを通り、交流電源３１とブリッジ整流器１２と１次巻線１４ａを通るが、このとき交流入力電流が流れるので導通角が広がる。励磁エネルギの放出が終わるとトランス１４の各巻線が自ら起こす電圧がゼロになり、１次巻線１４ａには第１のスナバコンデンサ４の電圧と平滑コンデンサ１３の電圧の差が加わり、第１のスナバコンデンサ４と１次巻線１４ａと平滑コンデンサ１３と第３のダイオード３による直列共振が始まる。また、同時に主スイッチ素子１５の制御電極にはコンデンサ２０に蓄積されている電圧が加わるので主スイッチ素子１５はターンオンに向かう。第１のスナバコンデンサ４と１次巻線１４ａによる直列共振がどの程度進んでから主スイッチ素子１５がターンオンするかは制御電極に直列に挿入されている可飽和インダクタ８によるが、共振の半周期後、すなわち、第１のスナバコンデンサ４の電圧が最も下がったときに主スイッチ素子１５がターンオンように可飽和インダクタ８が選ばれている。これによって、第１のスナバコンデンサ４の電荷の大部分が平滑コンデンサ１３に回生されるので第１のスナバコンデンサ４の電荷が主スイッチ素子１５を流れることによって生じるロスが改善される。この効果を利用することにより、第１のスナバコンデンサ４の容量をロスをそれ程増やすことなく上げることができるので、主スイッチ素子１５のターンオフ時に第１のスナバコンデンサ４を流れる電流が大きくなり導通角がより広くなる。
【００２３】
請求項４記載の発明の実施の形態を、実施例を示す図７を参照して説明する。図７において、ＭＯＳＦＥＴ９が無い状態を仮定したときの動作は第１のスナバコンデンサ４と第２のスナバコンデンサ１１の直列合成容量が図６の第１のスナバコンデンサ４に相当すると考えることができる。ＭＯＳＦＥＴ９が入ることによって、次の違いが生じる。補助巻線１４ｄがＭＯＳＦＥＴ９のゲートに送る信号は正帰還巻線１４ｃが主スイッチ素子１５の制御電極に送る信号と逆位相になり、主スイッチ素子１５がオン期間のときはＭＯＳＦＥＴ９はオフ状態になり、主スイッチ素子１５がオフ期間のときはＭＯＳＦＥＴ９はオン状態になる。しかし、不連続区間は、主スイッチ素子１５はオフ状態であるがＭＯＳＦＥＴ９にとってはオン状態からオフ状態に変わる遷移期である。主スイッチ素子１５がターンオンする前にＭＯＳＦＥＴ９がターンオフすると、直列共振を構成するコンデンサの容量は第１のスナバコンデンサ４の容量から第１のスナバコンデンサ４と第２のスナバコンデンサ１１の直列合成容量に変わる。そして、第２のスナバコンデンサ１１の容量を第１のスナバコンデンサ４の容量に対して十分小さく選んでおくと、ＭＯＳＦＥＴ９のターンオフ直前に１次巻線１４ａに流れていた電流に引きずられる形で第２のスナバコンデンサ１１が充電され、短い間に第１のスナバコンデンサ４の電圧に等しい値に達する。このとき第１のスナバコンデンサ４から第２のスナバコンデンサ１１に移動する電荷の量は第１のスナバコンデンサ４の電圧を大幅に下げることはない。第１のスナバコンデンサ４と第２のスナバコンデンサ１１の電圧の和がゼロになるときに主スイッチ素子１５がターンオンするように可飽和インダクタ８による遅延の時間を選んでおけばゼロボルトスイッチが可能になる。これによって、第１のスナバコンデンサ４の容量を大きくすることができ、交流入力電流の導通角がより広がり、力率改善の効果が増す。
【００２４】
図４と図６と図７に示した実施例では第１のダイオード１と第２のダイオード２のアノードどうしを向かい合わせて接続しているが、これを図１に示した実施例のようにカソードどうしを、向かい合わせ、かつ、第３のダイオード３のカソードを平滑コンデンサ１３の正側に、アノードを第１のダイオード１と第２のダイオード２の接続点に各々接続して用いても良い。
【００２５】
【発明の効果】
上に述べてきたように、従来のフライバックコンバータにスナバコンデンサと、スナバコンデンサの充電と放電の経路を別々に分ける３本のダイオードを新たに追加するだけで力率改善ができるので、経済的効果が大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明の実施例に係る高力率フライバックコンバータを示す回路図である。
【図２】請求項１記載の発明の別の実施例に係る高力率フライバックコンバータを示す回路図である。
【図３】図１の回路の主要部の波形図である。
【図４】請求項２記載の発明の実施例に係る高力率フライバックコンバータを示す回路図である。
【図５】図４の回路の主要部の波形図である。
【図６】請求項３記載の発明の実施例に係る高力率フライバックコンバータを示す回路図である。
【図７】請求項４記載の発明の実施例に係る高力率フライバックコンバータを示す回路図である。
【図８】従来方式の１例を示す回路図である。
【符号の説明】
１  第１のダイオード
２  第２のダイオード
３  第３のダイオード
４  第１のスナバコンデンサ
５  補助スイッチ素子
６  遅延回路
７  第４のダイオード
８  可飽和インダクタ
９  ＭＯＳＦＥＴ
１０  抵抗
１１  第２のスナバコンデンサ
１２  ブリッジ整流器
１３  平滑コンデンサ
１４  トランス
１５  主スイッチ素子
１６  発振制御回路
１７  ダイオード
１８  コンデンサ
１９  負荷
２０  コンデンサ
２１  抵抗
２２  スナバコンデンサ
２３  ダイオード
２４  リアクトル
２５、２６  ダイオード
２７  リアクトル
２８  コンデンサ
２９  負荷
３１  交流電源
１４ａ  １次巻線
１４ｂ  ２次巻線
１４ｃ  正帰還巻線
１４ｄ  補助巻線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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