(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号をフィルタリングする多相ノッチフィルタであって、
少なくとも４つの第１電圧制御電流源と、
入力信号をバンドパスフィルタ手段に接続するために、前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源に結合される少なくとも４つの入力手段と、
前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源に結合され、前記入力信号のフィルタリング済み出力信号を供給する少なくとも４つの出力手段と、
前記多相ノッチフィルタの電源を接続するための供給電圧入力手段と、
を備えたバンドパスフィルタ手段を備え、
少なくとも２つの第２電圧制御電流源が前記バンドパスフィルタ手段に備えられ、
前記少なくとも４つの入力手段が、前記少なくとも２つの第２電圧制御電流源に結合され、
前記少なくとも４つの出力手段が、前記少なくとも２つの第２電圧制御電流源に結合され、
前記少なくとも２つの第２電圧制御電流源の反転及び非反転入力が、前記バンドパスフィルタ手段の前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源のうちの２つの非反転及び反転入力にそれぞれ結合されることにより、前記少なくとも２つの第２電圧制御電流源が、前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源のうちの２つにそれぞれ逆並列結合される、
ことを特徴とする多相ノッチフィルタ。
【請求項２】
前記第１及び前記第２の電圧制御電流源が、電圧制御入力手段及び電流出力手段を備え、前記第１及び前記第２の電圧制御電流源の少なくとも１つの出力手段が、前記第１及び前記第２の電圧制御電流源のうちのいずれか１つの電流源に結合されることを特徴とする請求項１に記載の多相ノッチフィルタ。
【請求項３】
前記第１及び前記第２の電圧制御電流源が、反転及び非反転電圧制御入力手段並びに反転及び非反転電流出力手段を備えていることを特徴とする請求項１に記載の多相ノッチフィルタ。
【請求項４】
前記第１及び／又は前記第２の電圧制御電流源が、トランスコンダクタ回路を備えていることを特徴とする請求項１に記載の多相ノッチフィルタ。
【請求項５】
前記少なくとも４つの出力手段が、第１分圧回路を介して、前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源及び前記供給電圧入力手段にそれぞれ結合されることを特徴とする請求項１に記載の多相ノッチフィルタ。
【請求項６】
前記少なくとも４つの出力手段が、第２分圧回路を介して、前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源にそれぞれ結合され、前記第２分圧回路の第１タップの１つが、前記４つの電圧制御電流源の少なくとも２つにそれぞれ結合され、前記第２分圧回路の第２タップの１つが、前記４つの電圧制御電流源の少なくとも２つにそれぞれ結合されることを特徴とする請求項１に記載の多相ノッチフィルタ。
【請求項７】
前記少なくとも４つの出力手段が、減結合手段を介して、前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源にそれぞれ結合されることを特徴とする請求項１に記載の多相ノッチフィルタ。
【請求項８】
前記少なくとも４つの出力手段が、ローパスフィルタ手段を介して、前記少なくとも２つの第２電圧制御電流源にそれぞれ結合されることを特徴とする請求項７に記載の多相ノッチフィルタ。
【請求項９】
前記第１及び前記第２の電圧制御電流源の少なくとも１つの出力部が、基準電位に結合されることを特徴とする請求項１に記載の多相ノッチフィルタ。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれかに記載の多相ノッチフィルタを用いて、信号をノッチフィルタリングする方法であって、
第１及び第２の入力信号が、前記第１及び前記第２の入力信号が９０°位相シフトされる前記多相ノッチフィルタに供給され、
第１及び第２の入力信号が、多相バンドパスフィルタ手段によってバンドパスフィルタリングされ、
第１及び第２の電流が、前記多相バンドパスフィルタ手段によって生成され、
前記第１及び第２の入力信号が、電圧制御電流源によって、反転された第３及び第４の電流に伝達され、
前記第１電流が前記第３電流に追加され、前記第２電流が前記第４電流に追加されて、第１及び第２の出力信号がノッチフィルタリング済み入力信号であって相互に９０°位相シフトされることが立証されることを特徴とする方法。
【請求項１１】
前記入力信号が、多相フィルタのカスケードに供給され、前記多相フィルタのカスケードの出力信号が、９０°位相シフトされることを特徴とする請求項１０に記載の、信号をノッチフィルタリングする方法。
【請求項１２】
特にｒｆフィルタ及びｉｆフィルタにおいて、トランスミッションシステムにおける周波数干渉を抑制するための、請求項１乃至９のいずれかに記載の多相ノッチフィルタの使用方法又は請求項１０又は１１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、少なくとも４つの第１電圧制御電流源、入力信号をバンドパスフィルタ手段に接続するために、前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源に結合される少なくとも４つの入力手段、前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源に結合され、前記入力信号のフィルタリング済み出力信号を供給する少なくとも４つの出力手段、及び、前記多相ノッチフィルタの電源を接続するための供給電圧入力手段を備えたバンドパスフィルタ手段を備えている、入力信号をフィルタリングするための多相ノッチフィルタに関する。本発明はさらに、信号を多相ノッチフィルタリングする方法と、そのような多相ノッチフィルタのトランスミッションシステムにおける使用方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
多くの用途において、干渉周波数をフィルタリングする必要がある。こうした干渉周波数を抑制可能にするには、ノッチフィルタを用いる。ノッチフィルタでは、一定の周波数帯域の特定周波数を抑制できる。無線周波フィルタや中間周波フィルタなどの用途では、ノッチフィルタが用いられる。
【０００３】
第１５回ヨーロピアム・ソリッド・ステート・カンファレンス（Europeam Solid State Conference）'89のカスパコビッツ（Kasperkovitz）らによる「集積された同調可能な共振増幅器（Integrated Tunable Reasonance Amplifier）」と、米国特許ＵＳ５２２０６８６では、増幅、選択及び同調が１つの集積回路で実行可能な集積型可同調共振増幅器が開示されている。開示された多相バンドパスフィルタは、無線周波受信器で用いることができる。図１では、そのようなバンドパスフィルタを示している。このバンドパスフィルタは、トランスコンダクタ１乃至６を備えている。また、抵抗器Ｒ１乃至Ｒ４、キャパシタＣ１乃至Ｃ２、及び、電流源ＩＤ１乃至ＩＤ４、ＩＱ１乃至ＩＱ４、ＩＴ１乃至ＩＴ４が、装備されている。図示されている多相バンドパスフィルタは、電源ＶＣＣ、基準電圧ＶＥＥ、入力ポートのＩＮＣＯＳ１乃至２及びＩＮＳＩＮ１乃至２、並びに、出力ポートのＯＣＯＳ１乃至２及びＯＳＩＮ１乃至２に接続されている。出力ポートのＯＣＯＳ１乃至２とＯＳＩＮ１乃至２との電圧差は、信号をさらに処理するのに用いられる。前記入力ポートのＩＮＣＯＳ１乃至２及びＩＮＳＩＮ１乃至２に供給される信号は、９０°位相シフトされる。ＩＮＣＯＳ１及びＩＮＣＯＳ２（ＩＮＳＩＮ１、ＩＮＳＩＮ２）の電圧差は、一般的に、正弦波や余弦波などの高調波になる。トランスコンダクタ１乃至６の各々は、電圧入力ポートのｂａｓｉｎｖとｂａｓのほか、電流出力ポートのｃｏｌｉｎｖ、ｅｍｉｉｎｖと、ｃｏｌ、ｅｍｉを備えている。ＩＮＣＯＳ１、ＩＮＣＯＳ２（ＩＮＳＩＮ１、ＩＮＳＩＮ２）の間の電圧は、トランスコンダクタ１（２）のｂａｓ、ｂａｓｉｎｖに供給される。
【０００４】
トランスコンダクタ１の出力部ｃｏｌ（ｃｏｌｉｎｖ）は、Ｒ１（Ｒ２）、ＯＣＯＳ１（ＯＣＯＳ２）、ｂａｓ（ｂａｓｉｎｖ）、トランスコンダクタ３のｃｏｌｉｎｖ（ｃｏｌ）、トランスコンダクタ５のｃｏｌｉｎｖ（ｃｏｌ）、トランスコンダクタ６のｂａｓ（ｂａｓｉｎｖ）に供給される。トランスコンダクタ１のｃｏｌ、ｃｏｌｉｎｖ間の電圧は、Ｒ１、Ｒ２、Ｃ１によってローパスフィルタリングされる。
【０００５】
トランスコンダクタ２の出力部ｃｏｌ（ｃｏｌｉｎｖ）は、Ｒ４（Ｒ３）、ＯＳＩＮ２（ＯＳＩＮ１）、ｂａｓ（ｂａｓｉｎｖ）、トランスコンダクタ４のｃｏｌｉｎｖ（ｃｏｌ）、トランスコンダクタ６のｃｏｌ（ｃｏｌｉｎｖ）、トランスコンダクタ５のｂａｓｉｎｖ（ｂａｓ）に供給される。トランスコンダクタ２のｃｏｌ、ｃｏｌｉｎｖ間の電圧は、Ｒ３、Ｒ４、Ｃ２によってローパスフィルタリングされる。
【０００６】
トランスコンダクタ１の出力部ｅｍｉ（ｅｍｉｉｎｖ）は、ＩＤ１（ＩＤ２）を介して、基準電圧ＶＥＥに供給される。トランスコンダクタ２の出力部ｅｍｉ（ｅｍｉｉｎｖ）は、ＩＤ３（ＩＤ４）を介して、基準電圧ＶＥＥに供給される。トランスコンダクタ３の出力部ｅｍｉ（ｅｍｉｉｎｖ）は、ＩＱ１（ＩＱ２）を介して、基準電圧ＶＥＥに供給される。トランスコンダクタ３の出力部ｅｍｉ（ｅｍｉｉｎｖ）は、ＩＱ３（ＩＱ４）を介して、基準電圧ＶＥＥに供給される。トランスコンダクタ６の出力部ｅｍｉ（ｅｍｉｉｎｖ）は、ＩＴ３（ＩＴ４）を介して、基準電圧ＶＥＥに供給される。
【０００７】
多くの用途において、差動増幅器がトランスコンダクタとして用いられている。図２には、そのような差動増幅器を示している。図示された差動増幅器は、トランジスタＴ＿１乃至Ｔ＿４を備えている。トランジスタＴ＿１乃至Ｔ＿４は、ベース（ｂａｓ、ｂａｓｉｎｖ）とエミッタ（ｅｍｉ、ｅｍｉｉｎｖ）との間の電圧に基づいて、そのコレクタ（ｃｏｌ、ｃｏｌｉｎｖ）を介して電流を制御する。図示された差動増幅器では、エミッタ電流が加えられる。そのようなエミッタ電流が、例えば電流源を用いて、一定に保たれている場合、出力部ｃｏｌ、ｃｏｌｉｎｖの電流は、電圧比ｂａｓ／ｂａｓｉｎｖに依存する。
【０００８】
図１に示したように、電流源ＩＤ、ＩＱ及びＩＴは、トランスコンダクタ１乃至６のポートｅｍｉ、ｅｍｉｉｎｖに接続される。これらのポートを介した電流は各々、ＩＤ、ＩＱ及びＩＴの値に基づいて一定になる。これは、ｃｏｌ、ｃｏｌｉｎｖを介した電流を、入力ポートｂａｓ、ｂａｓｉｎｖの電圧比に依存させる。トランスコンダクタ３、４は、省略してよい。この場合、Ｑ値はそれ以上制御できない。
【０００９】
入力ポートＩＮＳＩＮ、ＩＮＣＯＳに供給される信号は、９０°位相シフトされる。ポートＩＮＳＩＮ１、ＩＮＳＩＮ２のほか、ＩＮＣＯＳ１、ＩＮＣＯＳ２に供給される信号は、図示された多相バンドパスフィルタによって、増幅及びバンドパスフィルタリングされる。バンドパスフィルタリングの後には、信号は各々、ＯＳＩＮ１、ＯＳＩＮ２のほか、ＯＣＯＳ１、ＯＣＯＳ２に供給される。これらの出力信号は、同様に、９０°位相シフトされる。
【００１０】
図１に示された多相バンドパスフィルタの伝達関数は、図４から確認できる。縦軸は、出力信号ＯＣＯＳの振幅をデシベル単位で表している。横軸は、出力信号の周波数を表している。この場合、共振周波数は４２５ｋＨｚである。３ｄｂの帯域幅は２５８ｋＨｚで、これがＱ値である。
【００１１】
図３には、多相ノッチフィルタの一般的構造を示している。図３では、共振増幅機能９と加算機能１０とが示されている。共振増幅機能１０に供給される、９０°位相シフトされる信号ＵＩＮＣＯＳ、ＵＩＮＳＩＮは、前記共振フィルタ機能９によってバンドパスフィルタリングされる。フィルタリング済み信号Ｕ２ＣＯＳ、Ｕ２ＳＩＮは、反転され、前記加算機能１０に供給される。信号ＵＩＮＣＯＳ、Ｕ２ＣＯＳとＵＩＮＳＩＮ、Ｕ２ＳＩＮが各々、同相にあって、前記信号の絶対値が類似している場合、選択された周波数を大きく抑制できる。しかし、良好な伝達関数が可能になるのは、構成要素が良好に整合されている場合のみである。また、そうした多相ノッチフィルタに集積すべき構成要素数は多くなる。
【００１２】
図５では、多相ノッチフィルタの伝達関数が示されている。縦軸は、出力信号ＯＮＯＣＯＳの振幅をデシベル単位で示している。横軸は、出力信号の周波数を表している。共振周波数は４２５ｋＨｚである。約４２５ｋＨｚの周波数は、多相ノッチフィルタによってフィルタリングされる。フィルタリングすることが必要な周波数は特定の１つに限定されるので、帯域幅は狭くなければならない。Ｑ値、増幅及び共振周波数の値の少なくとも１つを、多相ノッチフィルタで調整できることが重要である。良好な抑制を達成するには、周知の多相ノッチフィルタで用いられる構成要素を良好に整合しなければならない。即ち、特定構成要素間の相対的許容誤差は、わずかしか許されない。
【００１３】
多くの用途と同じように、多相ノッチフィルタは１つの回路に集積されるので、選択された周波数を高度に抑制することが１つの課題になる。構成要素を集積回路に集積するときは、特定構成要素を良好に整合することが難しい。周知の多相ノッチフィルタで用いる構成要素数が多い場合は、さらに問題となる。また、周知のノッチフィルタでは、消費電力が大きい。以上の要因はすべて、多相ノッチフィルタを集積回路に組み込む際に集積不良を生じさせる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、回路エロゲーション（erogation）を低減した多相ノッチフィルタを１つの集積回路に集積することにある。また、ほとんど整合作業を行わないで、多相ノッチフィルタにおいて高度な抑制を可能にすることも、本発明の目的である。さらに、集積回路の電力消費を低下させることも、本発明の目的となっている。本発明のさらなる目的には、多相ノッチフィルタを装備して、９０°位相シフト済み入力信号をフィルタリングすることにより、９０°位相シフト済み出力信号を送出することがある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明の諸目的は、入力信号をフィルタリングする多相ノッチフィルタであって、少なくとも４つの第１電圧制御電流源と、入力信号をバンドパスフィルタ手段に接続するために、前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源に結合される少なくとも４つの入力手段と、前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源に結合され、前記入力信号のフィルタリング済み出力信号を供給する少なくとも４つの出力手段と、前記多相ノッチフィルタの電源を接続するための供給電圧入力手段と、を備えたバンドパスフィルタ手段を備え、少なくとも２つの第２電圧制御電流源が前記バンドパスフィルタ手段に備えられ、前記少なくとも４つの入力手段が、前記少なくとも２つの第２電圧制御電流源に結合され、前記少なくとも４つの出力手段が、前記少なくとも２つの第２電圧制御電流源に結合され、前記少なくとも２つの第２電圧制御電流源の反転及び非反転入力が、前記バンドパスフィルタ手段の前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源のうちの２つの非反転及び反転入力にそれぞれ結合されることにより、前記少なくとも２つの第２電圧制御電流源が、前記少なくとも４つの第１電圧制御電流源のうちの２つにそれぞれ逆並列結合される、多相ノッチフィルタによって解決される。前記バンドパスフィルタ手段は、６つの電圧制御電流源、４つの入力手段、４つの出力手段を備えていることが望ましい。１ペアをなす２つの前記入力手段は、前記第２電圧制御電流源の２つの入力ポートにそれぞれ結合される。これらのペアは、同時に、２つの第１電圧制御電流源の入力ポートにも結合される。前記第２電圧制御電流源の入力ポートは、前記第１電圧制御電流源の２つに属する入力ポートに逆並列結合される。即ち、前記第２電圧制御電流源の反転入力ポートが前記第１電圧制御電流源の非反転入力ポートに結合されるか、逆に非反転入力ポートから反転入力ポートへ結合される。
【００１６】
請求項２には、１つの望ましい実施形態が記述されている。前記電流出力手段を介した電流は、前記入力手段に提供された電圧によって制御される。前記第１及び前記第２の電圧制御電流源の前記出力手段を介した電流は、前記電流源によって制御され得る。この場合、出力手段を介した電流は一定である。例のように、前記電圧制御電流源が２つの入力ポート及び４つの出力ポートを備えている場合は、電圧比に依存する電流比を実現できる。出力ポートを介した電流は一定なので、これらの電流間の比は、入力ポートにおける電圧比にのみ依存する。従って、前記電圧制御電流源を介して電流を調整することにより、共振周波数、即ち、周波数共振の帯域幅３ｄｂで表されるＱ値と、多相ノッチフィルタの増幅を制御することができる。
【００１７】
請求項３による電圧制御電流源を装備することにより、前記反転入力手段及び前記非反転入力手段の間の電圧比に依存する電流比を出力ポートで生成することが可能になる。
【００１８】
請求項４によれば、電圧制御電流源は集積回路上に容易に集積できる。トランスコンダクタはトランジスタを備えるので、これらの構成要素の集積は容易である。
【００１９】
請求項５による分圧回路を装備することにより、多相ノッチフィルタの増幅を分圧回路中の抵抗器によって調整できる。
【００２０】
請求項６による分圧回路を用いることにより、前記電圧制御電流源の入力手段及び出力手段は分圧される。これによって、共振周波数を上回る周波数の良好な抑制を実現できる。その伝達関数は調整し得る。これは、多相ノッチフィルタがさらなるバンドパスフィルタに結合される場合には長所となり、共振周波数はノッチフィルタの共振周波数を下回る。
【００２１】
請求項７によれば、前記フィルタ手段と前記第２電圧制御電流源との間に良好な減結合を得られる。前記減結合手段はトランジスタでもよい。それらのトランジスタは、そのベースによって基準電圧に結合される。そのコレクタは各々、前記電源電圧に、例えば抵抗器を介して結合してよい。そのエミッタは各々、前記第１電圧制御電流源に、例えば抵抗器を介して結合してよい。前記出力手段は各々、前記コレクタ又は前記エミッタに結合してよい。
【００２２】
請求項８によるフィルタを用いると、前記低域パスによって、より高い高調波をフィルタリングできる。前記入力信号がより高い高調波を含む場合は、この高調波は、前記第１電圧制御電流源に接続される第１ローパスフィルタによってフィルタリングされる。出力手段において電流を容易に加算できるようにするには、前記入力信号のより高い高調波も、前記第２電圧制御電流源の出力ポートにおいてローパスフィルタリングする。前記第１及び前記第２のローパスフィルタは、同じ伝達関数を有していてもよい。この場合、より高い高調波を含む信号であっても、前記多相ノッチフィルタによって容易にフィルタリングできる。
【００２３】
さらに、請求項９によるフィルタが提案されている。それによって、前記電圧制御電流源は共通して基準電位に結合される。
【００２４】
本発明のさらなる側面の１つは、第１及び第２の入力信号が前記多相ノッチフィルタに供給され、前記第１及び前記第２の入力信号が９０°位相シフトされ、前記第１及び前記第２の入力信号が多相バンドパスフィルタ手段によりバンドパスフィルタリングされ、前記第１及び前記第２の入力信号が電圧制御電流源によって反転済みの第３及び第４の電流に伝達され、前記第１電流が前記第３電流に加算されて前記第２電流が前記第４電流に加算される、上記の多相ノッチフィルタの１つを用いて、信号をノッチフィルタリングする方法であって、この方法により、第１及び第２の出力信号がノッチフィルタリング済みの入力信号であって相互に９０°位相シフトされることが立証できる。
【００２５】
請求項１１による方法では、多相フィルタのカスケードを可能にする。これらは、ノッチフィルタ、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタ及び高域フィルタでよい。これらすべてのフィルタが、その場合に、９０°位相シフト済み入力信号を要求し、９０°位相シフト済み出力信号を提供する、多相フィルタになることができる。
【００２６】
トランスミッションシステムで周波数の干渉を抑制する上記の多相ノッチフィルタ又は上記の方法の１つを用いることも、本発明のもう１つの側面である。
【００２７】
本発明の以上の実施形態やその他の実施形態は、これ以降に記述される実施形態を参照することで明らかにされるであろう。
【００２８】
【発明の実施の形態】
図６は、図１に示された多相バンドパスフィルタを備える、多相ノッチフィルタを示している。図１と比較すると、図６の多相ノッチフィルタはさらに、トランスコンダクタ７、８、電流源ＩＳ１乃至ＩＳ４及び抵抗器Ｒ５乃至Ｒ８を備えている。また、出力ポートＯＮＯＣＯＳ１、２、ＯＮＯＳＩＮ１、２が装備されている。前記トランスコンダクタ７、８は、前記トランスコンダクタ１、２に逆並列結合される。ここで、トランスコンダクタ７のｂａｓ（ｂａｓｉｎｖ）は、トランスコンダクタ１のｂａｓｉｎｖ（ｂａｓ）に結合されている。また、トランスコンダクタ８のｂａｓ（ｂａｓｉｎｖ）は、トランスコンダクタ２のｂａｓｉｎｖ（ｂａｓ）に結合されている。前記出力ポートＯＮＯＣＯＳ１（２）は、Ｒ１−Ｒ５、Ｒ２−Ｒ６、Ｃ１から構成されたローパスフィルタ回路を経由して、前記トランスコンダクタ７の前記出力ポートｃｏｌ（ｃｏｌｉｎｖ）と、前記多相バンドパスフィルタとに結合される。前記出力ポートＯＮＯＳＩＮ１（２）は、Ｒ３−Ｒ７、Ｒ４−Ｒ８、Ｃ２から構成されたローパスフィルタ回路を経由して、前記トランスコンダクタ８の前記出力ポートｃｏｌ（ｃｏｌｉｎｖ）と、前記多相バンドパスフィルタとに結合される。ＯＮＯＣＯＳ、ＯＮＯＳＩＮの出力ポートのノッチフィルタ機能は、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４、Ｒ５＝Ｒ６＝Ｒ７＝Ｒ８及びＩＳ＝ＩＤ＋ＩＱの場合に生じる。ＩＱ及びＩＳの変更例によって、多相ノッチフィルタのＱ値は調整できる。フィルタの増幅は、抵抗器Ｒ５−Ｒ８によって調整できる。共振周波数はＩＴ経由で調整可能である。出力ポートＯＮＯＣＯＳ、ＯＮＯＳＩＮで電流を加算することにより、ノッチフィルタ機能が実現される。
【００２９】
図５では、図６に示されている多相ノッチフィルタの伝達関数がプロットされている。この伝達関数は、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝６ｋΩ、Ｒ５＝Ｒ６＝Ｒ７＝Ｒ８＝６ｋΩ、Ｃ１＝Ｃ２＝７０ｐＦ、ＩＴ＝１５，３μＡ、ＩＱ＝２，２μＡ、ＩＤ＝４，７μＡ及びＩＳ＝６，９μＡによる結果である。この伝達関数は、一般的に、共振周波数と対称である。
【００３０】
図７では、もう１つの実施形態が図示されている。この実施形態では、出力ポートＯＮＯＣＯＳ、ＯＮＯＳＩＮが、第２分圧回路Ｒ１−Ｒ９、Ｒ２−Ｒ１０、Ｒ３−Ｒ１１、Ｒ４−Ｒ１２に接続される。ＯＮＯＣＯＳ１（ＯＮＯＣＯＳ２）は、Ｒ１及びＲ９（Ｒ２及びＲ１０）の間の第１タップを介して、トランスコンダクタ１のｃｏｌ（ｃｏｌｉｎｖ）、トランスコンダクタ３のｂａｓ（ｂａｓｉｎｖ）、トランスコンダクタ６のｂａｓ（ｂａｓｉｎｖ）と接続される。ＯＮＯＣＯＳ１（ＯＮＯＣＯＳ２）は、Ｒ１（Ｒ２）後の第２タップを介して、トランスコンダクタ３のｃｏｌｉｎｖ（ｃｏｌ）、トランスコンダクタ５のｃｏｌ（ｃｏｌｉｎｖ）と接続される。ＯＮＯＣＯＳ１及びＯＮＯＣＯＳ２は、Ｒ１−Ｒ９、Ｒ２−Ｒ１０及びＣ１を介してローパスフィルタリングされる。ＯＮＯＣＯＳ１（ＯＮＯＣＯＳ２）は、Ｒ３及びＲ１１（Ｒ４及びＲ１２）の間の第１タップを介して、トランスコンダクタ２のｃｏｌｉｎｖ（ｃｏｌ）、トランスコンダクタ４のｂａｓｉｎｖ（ｂａｓ）、トランスコンダクタ５のｂａｓ（ｂａｓｉｎｖ）と接続される。ＯＮＯＣＯＳ１（ＯＮＯＣＯＳ２）は、Ｒ３（Ｒ４）後の第２タップを介して、トランスコンダクタ４のｃｏｌ（ｃｏｌｉｎｖ）、トランスコンダクタ６のｃｏｌｉｎｖ（ｃｏｌ）と接続される。ＯＮＯＳＩＮ１及びＯＮＯＳＩＮ２は、Ｒ３−Ｒ１１、Ｒ４−Ｒ１２及びＣ２を介してローパスフィルタリングされる。Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝０の場合、図示されている多相ノッチフィルタは、図６で図示されている多相ノッチフィルタと同じ構造を有する。
【００３１】
前記第２分圧回路Ｒ１−Ｒ９、Ｒ２−Ｒ１０、Ｒ３−Ｒ１１、Ｒ４−Ｒ１２の各々において抵抗器の合計が、図６の抵抗値Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４に等しい場合、共振周波数を上回る周波数について大きな減衰を実現できる。
【００３２】
図８においては、図７に図示されている多相ノッチフィルタの伝達関数が、ＩＱ＝０、ＩＤ＝ＩＳ＝１０μＡ、ＩＴ＝１５，３μＡ、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ９＝Ｒ１０＝Ｒ１１＝Ｒ１２＝３ｋΩ、Ｒ５＝Ｒ６＝Ｒ７＝Ｒ８＝６ｋΩ及びＣ１＝Ｃ２＝７０ｐＦで示されている。縦軸は、出力信号ＯＮＯＣＯＳの振幅をデシベル単位で示している。横軸は、出力信号の周波数を表している。ここでは、４２５ｋＨｚを上回る周波数では、大きな減衰が実現されることが分かる。また、２２５ｋＨｚと４２５ｋＨｚとの間の周波数の勾配は急になっている。この伝達関数は、一般的に、共振周波数と非対称である。
【００３３】
図９は、ノッチフィルタのさらなる実施形態を図示している。このノッチフィルタは、電源ＶＥＦから供給を受けるトランジスタＱ１乃至Ｑ４を備える。前記トランジスタＱ１乃至Ｑ４のベースはＶＥＦと接続される。Ｑ１乃至Ｑ４のコレクタは各々、Ｒ５乃至Ｒ８に接続される。Ｑ１乃至Ｑ４のエミッタは各々、Ｒ１乃至Ｒ４に接続される。出力ポートＯＮＯＣＯＳ、ＯＮＯＳＩＮは、トランジスタＱ１乃至Ｑ４のコレクタに接続される。トランスコンダクタ７、８の出力ポートＣＯＬ、ＣＯＬＩＮＶは各々、トランジスタＱ１乃至Ｑ４のエミッタだけでなくコレクタにも接続される。図示されているのは、ＣＯＬ、ＣＯＬＩＮＶと、Ｑ１乃至Ｑ４のコレクタとの接続である。出力ポートＣＯＬ、ＣＯＬＩＮＶと、トランジスタとの接続は、回路装置のどの変更例でも適用可能である。
【００３４】
これらのトランジスタＱ１乃至Ｑ４を用いることにより、バンドパスフィルタ出力信号は、ノッチフィルタ出力信号から切り離される。出力ポートＯＣＯＳ，ＯＳＩＮは、バンドパスフィルタリング済み信号を提供する。前記出力ポートＯＮＯＣＯＳ、ＯＮＯＳＩＮは、ノッチフィルタリング済み信号を提供する。そうした回路装置には、より高い供給電圧ＶＣＣが必要である。ＩＤ、ＩＱ及びＩＴの変更例によって、Ｑ値、共振周波数、増幅のようなフィルタパラメータは調整することができる。
【００３５】
図１０においては、ノッチフィルタリング済み信号の伝達関数が実線で示され、バンドパスフィルタリング済み信号の伝達関数が破線で示されている。示されている伝達関数は、図９に図示された多相ノッチフィルタから生じる、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝６ｋΩ、Ｒ５＝Ｒ６＝Ｒ７＝Ｒ８＝６ｋΩ、Ｃ１＝Ｃ２＝７０ｐＦ、ＩＤ＝４，７μＡ、ＩＱ＝２，２μＡ、ＩＳ＝６，９μＡ及びＩＴ＝１５，３μＡによる結果である。縦軸は、出力信号ＯＮＯＣＯＳ、ＯＣＯＳの振幅をデシベル単位で示している。横軸は、出力信号の周波数を表している。この伝達関数は、一般的に、共振周波数と対称である。
【００３６】
図１１は、図７及び図９に図示されたノッチフィルタを組み合わせたものを示している。これによって、伝達関数の勾配を変化させることと、バンドパスフィルタリング済み信号及びノッチフィルタリング済み信号を提供することとが可能になる。
【００３７】
図１２は、図１１に示された多相バンドパスフィルタ及び多相ノッチフィルタの伝達関数を示している。これらの伝達関数は、Ｃ１＝Ｃ２＝７０ｐＦ、ＩＤ＝４，７μＡ、ＩＱ＝２，２μＡ、ＩＳ＝６，９μＡ、ＩＴ＝１５，３μＡ、ＩＱ＝０、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ９＝Ｒ１０＝Ｒ１１＝Ｒ１２＝３ｋΩ、Ｒ５＝Ｒ６＝Ｒ７＝Ｒ８＝６ｋΩによる結果である。実線は、ノッチフィルタ伝達関数を表している。破線は、バンドパスフィルタ関数を表している。
【００３８】
縦軸は、出力信号ＯＮＯＣＯＳ、ＯＣＯＳの振幅をデシベル単位で示している。横軸は、出力信号の周波数を表している。この伝達関数は、一般的に、共振周波数と非対称である。
【００３９】
入力信号が、例えば、方形信号やのこぎり信号など、より高い高調波を含み、図１３に従う多相ノッチフィルタが望ましく、前記トランスコンダクタ１、２、３、４、５、６が、その出力信号をローパスフィルタＲ１、Ｒ２、Ｃ１（Ｒ３、Ｒ４、Ｃ２）に供給し、それらの信号が、トランスコンダクタ７（８）から出力信号に追加される場合、前記トランスコンダクタ７（８）からの信号は、等しくローパスフィルタリングされなければならない。これは、ローパスフィルタＲ１３、Ｒ１４、Ｃ３（Ｒ１５、Ｒ１６、Ｃ４）によって実行される。このローパスフィルタＲ１３、Ｒ１４、Ｃ３（Ｒ１５、Ｒ１６、Ｃ４）は、ローパスフィルタＲ１、Ｒ２、Ｃ１（Ｒ３５、Ｒ４、Ｃ２）と同じ構造及び値を持つものとしてよい。このため、信号の追加は、ここでも、出力ポートにおいて可能となり、ノッチフィルタ関数を実現することができる。
【００４０】
図１４においては、もう１つの多相ノッチフィルタが図示されている。この多相ノッチフィルタは、図７の変更例である。図７との相違は、Ｒ１、Ｒ２（Ｒ３、Ｒ４）後の第２タップが、Ｒ１−Ｒ９、Ｒ２−Ｒ１０（Ｒ３−Ｒ１１、Ｒ４−Ｒ１２）の間の第１タップの代わりに、トランスコンダクタ１（２）のｃｏｌ、ｃｏｌｉｎｖに接続されている点にある。このため、共振周波数を基準にして伝達関数を裏返すことができる。この変更例は、多相ノッチフィルタのどの変更例でも適用可能である。
【００４１】
図１５は、図１４に示されている多相ノッチフィルタの伝達関数を示している。この伝達関数は、Ｃ１＝Ｃ２＝７０ｐＦ、ＩＱ＝０μＡ、ＩＳ＝ＩＤ＝１０μＡと、ＩＴ＝８，６μＡ、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４＝Ｒ９＝Ｒ１０＝Ｒ１１＝Ｒ１２＝３ｋΩ、Ｒ５＝Ｒ６＝Ｒ７＝Ｒ８＝６ｋΩによる結果である。共振周波数を下回る周波数について大きな減衰を実現できる。また、共振周波数から、より高い周波数への勾配は急になっている。図８に従うフィルタとの組み合わせにより、対称な伝達関数を達成することが可能になる。
【００４２】
図示された多相ノッチフィルタは、１つの集積回路に集積することができる。Ｑ値、共振周波数、増幅などのフィルタパラメータは、容易に調整することができる。整合しなければならない構成要素数はわずかなので、構成要素の良好な整合は容易に実現できる。図示されたフィルタの電力消費は少ない。チップ領域及び供給電流を節約することができる。整合要件が減ったので、信頼性の高いフィルタが実現される。
【図面の簡単な説明】
【図１】先行技術による多相バンドパスフィルタの図である。
【図２】先行技術による差動増幅器の図である。
【図３】先行技術のノッチフィルタの図である。
【図４】バンドパスフィルタの伝達関数の図である。
【図５】多相ノッチフィルタの伝達関数の図である。
【図６】本発明による多相ノッチフィルタの図である。
【図７】本発明による第２の多相ノッチフィルタの図である。
【図８】伝達関数の図である。
【図９】本発明による第３の多相ノッチフィルタの図である。
【図１０】伝達関数の図である。
【図１１】本発明による第４の多相ノッチフィルタの図である。
【図１２】伝達関数の図である。
【図１３】本発明による第５の多相ノッチフィルタの図である。
【図１４】本発明による第６の多相ノッチフィルタの図である。
【図１５】伝達関数の図である。
【符号の説明】
１，２，３，４，５，６，７，８  トランスコンダクタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４  抵抗器
Ｃ１，Ｃ２  キャパシタ
ＩＤ１，ＩＤ２，ＩＤ３，ＩＤ４  電流源
ＩＱ１，ＩＱ２，ＩＱ３，ＩＱ４  電流源
ＩＴ１，ＩＴ２，ＩＴ３，ＩＴ４  電流源
ＶＣＣ  電源
ＶＥＥ  基準電圧
ＩＮＣＯＳ１，ＩＮＣＯＳ２，ＩＮＳＩＮ１，ＩＮＳＩＮ２  入力ポート
ＯＣＯＳ１，ＯＣＯＳ２，ＯＳＩＮ１，ＯＳＩＮ２  出力ポート
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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