(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動モードの入力信号を第１および第２差動線から受信し、局所の接地基準に対する出力信号を出力線に出力するオーディオ線受信器であって、
第１および第２入力端子と、前記出力線に接続されるようにした出力端子と、
を備える差動増幅器（４６）と、
第１および第２差動入力端子と第１および第２差動出力端子とを有するゲイン段増幅器（以下、ゲイン段増幅器をＧＳＡという。）であって、前記第１差動入力端子は前記第１差動線に結合され、前記第２差動入力端子は前記第２差動線に結合され、前記第１差動出力端子は前記差動増幅器の第１入力端子に結合され、更に前記第２差動出力端子は前記差動増幅器の第２入力端子に結合された、前記ＧＳＡと、
を備え、
前記ＧＳＡは、該ＧＳＡの各差動入力端子に接地端子へ十分なバイアス電流を流すＤＣ電流路を与えると共に、第１予定周波数より高いＡＣ信号に対して高入力インピーダンスを保持するようにして、線受信器の入力インピーダンスがＤＣ信号に対するよりも前記第１予定周波数以上のＡＣ信号に対する方が大きくなるようにし、その結果、前記第１予定周波数以上では、前記線受信器は差動モード入力信号を受信し、該差動モード入力信号と共に受信されるコモンモード信号を除去するようにし、
前記ＧＳＡは、さらに、第１および第２差動ゲイン段入力端子と第１および第２出力端子とを有する差動ゲイン段（４５）を備え、該差動ゲイン段の差動モードゲインは該差動ゲイン段のコモンモードゲインより大きく、該差動ゲイン段の第１および第２差動ゲイン段入力端子は前記ＧＳＡの第１および第２差動入力端子にそれぞれ結合され、かつ該差動ゲイン段の第１および第２出力端子は前記ＧＳＡの第１および第２差動出力端子にそれぞれ結合されており、
しかも、前記ＧＳＡは、さらに、前記第１および第２差動ゲイン段入力端子の間に直列に接続された第１および第２分路要素と、第２予定周波数より高い周波数でのみ前記第１および第２分路要素を前記接地端子に有効に結合させる第３分路要素（Ｃ４）とを備え、前記第２予定周波数は前記第１予定周波数より高くして、前記オーディオ線受信器が前記第１および第２予定周波数の間の周波数で前記差動モード信号を受信すると共に、前記第２予定周波数より高い周波数の信号を除去するようにした、
前記オーディオ線受信器。
【請求項２】
前記第２予定周波数より高い周波数の信号を除去する第１および第２直列要素であって、前記第１直列要素は前記ＧＳＡの第１差動入力端子と前記第１差動ゲイン段入力端子との間にＤＣ接続を形成し、前記第２直列要素は前記ＧＳＡの第２差動入力端子と前記第２差動ゲイン段入力端子との間にＤＣ接続を形成する、前記第１および第２直列要素、をさらに備えた、請求項１記載のオーディオ線受信器。
【請求項３】
前記第１予定周波数は０．１ヘルツであり、前記第２予定周波数は３００キロヘルツである、請求項１記載のオーディオ線受信器。
【請求項４】
前記差動ゲイン段は、
出力端子と反転入力端子と非反転入力端子をそれぞれ備える第１および第２演算増幅器（Ａ７）であって、前記第１演算増幅器の非反転入力端子は前記第１差動ゲイン段入力端子に接続され、前記第２演算増幅器の非反転入力端子は前記第２差動ゲイン段入力端子に接続され、前記第１演算増幅器の出力端子は前記第１差動出力端子に接続され、しかも前記第２演算増幅器の出力端子は前記第２差動出力端子に接続された、前記第１および第２演算増幅器と、
第１、第２および第３ゲイン抵抗器であって、前記第１ゲイン抵抗器（Ｒ１５）は前記第１演算増幅器の出力と反転入力の間に接続され、前記第２ゲイン抵抗器（Ｒ１５）は前記第２演算増幅器の出力と反転入力の間に接続され、前記第３ゲイン抵抗器（Ｒ１６）は前記第１および第２演算増幅器の反転入力の間に接続された、前記第１、第２および第３ゲイン抵抗器と、
を備え、前記ＧＳＡは、
それぞれのＤＣ抵抗に等しいかそれ以上のＡＣインピーダンスをそれぞれ有する第１および第２フィルタ要素であって、前記第１フィルタ要素（Ｘ１）は前記ＧＳＡの第１差動入力端子と前記第１差動ゲイン段入力端子の間に接続され、前記第２フィルタ要素（Ｘ２）は前記ＧＳＡの第２差動入力端子と前記第２差動ゲイン段入力端子の間に接続された、前記第１および第２フィルタ要素と、
前記ＧＳＡの第１および第２差動入力端子の間に直列に接続された第１および第２バイアス抵抗器（Ｒ２１，Ｒ２２）と、
前記第１および第２バイアス抵抗器の間のノードと前記接地端子との間に接続して、前記第１および第２差動入力線から前記接地端子への前記ＤＣ電流路を形成する、第３バイアス抵抗器（Ｒ２５）と、
前記差動増幅器の第１および第２入力端子の間に直列に接続された第４および第５バイアス抵抗器（Ｒ２３，Ｒ２４）と、
入力端子と出力端子を持ち、その入力端子は前記第４および第５バイアス抵抗器の間のノードに接続された単位ゲイン増幅器（６０）と、
前記第１、第２および第３バイアス抵抗器の間のノードと前記単位ゲイン増幅器の出力端子との間に接続し、インピーダンスが前記第１予定周波数より高い周波数で前記第３バイアス抵抗器の抵抗より小さいインピーダンスを有するようにしたフィードバックコンデンサ（Ｃ３）と、
前記第１および第２分路要素をそれぞれ構成する第１および第２フィルタコンデンサ（Ｃ５，Ｃ６）の間のノードと前記単位ゲイン増幅器の出力との間に接続するフィルタ抵抗器（Ｒ２６）と、
を備え、前記第３分路要素は前記第２予定周波数より高い周波数で前記フィルタ抵抗器の抵抗より小さいインピーダンスを有するようにした第３フィルタコンデンサ（Ｃ４）である、請求項１記載のオーディオ線受信器。
【請求項５】
前記ＧＳＡの第１および第２差動入力端子にＤＣ電力を与える、請求項１記載のオーディオ線受信器。
【請求項６】
前記ＧＳＡの第１差動入力端子は介在する直列コンデンサなしに前記第１差動線に直接に接続し、前記ＧＳＡの第２差動入力端子は介在する直列コンデンサなしに前記第２差動線に直接に接続する、請求項１記載のオーディオ線受信器。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
この発明は、一般に電子デバイス間のオーディオ信号の伝送に関する。より詳しく言うと、この発明は、物理的に離れた電子デバイス間に信号を伝送するときにオーディオ信号に入る雑音の量を減らす、線受信器回路に関する。
一般にオーディオ装置は、前置増幅器やミキサや電力増幅器などの電子デバイスを組み合わせたものである。コンベンションホールや劇場やビルなどの大勢の聴衆用として設計されたオーディオ装置では、これらの電子デバイスは物理的にかなり離れていて、異なるＡＣ電力線回路から電力を供給する。異なるＡＣ電力線回路からはオーディオ信号に望ましくない雑音がかなり入ることがある。
各ＡＣ電力線回路はそれぞれの局所の接地基準値を持つ。ＡＣ電力線と各電子デバイスのシャーシとの間の容量により、シャーシの局所の接地に電圧が誘起される。このようにして、オーディオ装置の種々の電子デバイスの局所の接地の間に、相当の電圧差を生じる。この電圧差により、異なるＡＣ電力線回路に接続する電子デバイスを相互に接続する任意の導体内に電流が流れる。電子デバイス間の導体を流れるこの電流には、一般的に５０から６０ヘルツの電力線周波数の高調波が多く含まれている。電力線周波数のこの高調波をオーディオ装置で再生すると、耳障りなハムすなわちバズが聞こえる。
第１図は従来のオーディオ装置１０であって、駆動デバイス１２と受信デバイス１４を備える。オーディオ信号Ｖｓは、それぞれ第１および第２差動線１８と２０を持つ導体対を含むケーブル１６により、駆動デバイスから受信デバイスに伝送される。このケーブルの第１および第２差動線をシールド２１で覆ってもよい。一般にシールドは駆動デバイスの局所の接地２４に接続する。オーディオ信号Ｖｓは差動モードで伝送される。すなわちオーディオ信号は、局所の接地基準値にかかわらず、差動線１８と２０の間の電圧の差で表される。駆動デバイスのソースインピーダンスは、それぞれＲｓ＋とＲｓ−で表す正と負の出力に関連する。受信デバイスは線受信器２２を備え、線受信器２２の入力インピーダンスは、それぞれＩＮ＋とＩＮ−で表す正と負の入力端子に関連する。
駆動デバイス１２と受信デバイス１４のそれぞれの局所の接地２４と２６の間の電圧差により生じる雑音電圧Ｖｎは、線受信器２２の２つの入力端子ＩＮ＋とＩＮ−に同時に入る。普通、この雑音電圧Ｖｎをコモンモード電圧と呼ぶ。コモンモード電圧は受信デバイスの局所の接地を基準にした電圧で、線受信器２２の２つの入力端子ＩＮ＋とＩＮ−に入る。コモンモード雑音電圧Ｖｎは電力線周波数の好ましくない高調波を含むので、受信デバイスはこのようなコモンモード電圧信号をできるだけ除去したい。
第２図に示すように、線受信器２２’のコモンモード電圧信号を除去する１つの方法として、受信デバイス１４の入力に変圧器Ｔ１を結合する。コモンモード雑音電圧は、一次巻線２８の２つの入力ＩＮ＋とＩＮ−に同時に供給され、この変圧器の一次巻線から二次巻線に伝わらずに、差動モードオーディオ信号が伝わる。したがって、増幅器３１は差動モードオーディオ信号だけを受信する。このように変圧器はコモンモード雑音電圧Ｖｎを除去するには効果的であるが、コストと大きさと重さの点で不利なので、余り広く用いられてはいない。
変圧器を用いずにコモンモード雑音を除去する線受信器として、第３図に示す簡単な電圧モード差動増幅器回路３２が用いられている。回路３２は１個の演算増幅器Ａ１と、４個のゲイン／バイアス抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４を備える。回路３２は、２個の入力端子ＩＮ＋およびＩＮ−と、１個の出力端子ＯＵＴを持つ。入力端子ＩＮ−に入る電圧信号の電圧ゲインは−Ｒ４／Ｒ２である。入力端子ＩＮ＋に入る電圧信号の電圧ゲインは［（Ｒ２＋Ｒ４）／Ｒ２］［Ｒ３／（Ｒ１＋Ｒ３）］である。Ｒ１をＲ２に等しくし、またＲ３をＲ４に等しくすると、入力端子ＩＮ＋に入る電圧信号の電圧ゲインはＲ４／Ｒ２になる。コモンモード電圧信号の電圧ゲインは、２つの入力の電圧ゲインの和である。したがって、抵抗器Ｒ１とＲ３をそれぞれ抵抗器Ｒ２とＲ４に等しくすると（Ｒ４／Ｒ２）＋（−Ｒ４／Ｒ２）＝０なので、コモンモード電圧信号に対する差動増幅器回路３２のゲインはゼロである。このように抵抗値を等しくすることにより、入力端子ＩＮ＋とＩＮ−でのコモンモード電圧を実質的に除去することができる。
実際には抵抗器Ｒ１とＲ２は、また抵抗器Ｒ３とＲ４は完全に等しくならず、コモンモード電圧信号の除去はコモンモード除去比（ＣＭＲＲ）で定量化される。差動増幅器回路のＣＭＲＲの定義は、差動モード信号のゲインをコモンモード信号のゲインで割った値である。さらに、駆動デバイス１２の出力インピーダンスＲｓ＋とＲｓ−の影響（これについてはまだ説明していない）は、ＣＭＲＲに逆に影響することがある。
第４図に示す簡単な電流モード差動増幅器回路３４も、変圧器を用いずにコモンモード雑音を除去する線受信器として用いられている。回路３４は２個の演算増幅器Ａ２およびＡ３と、５個のゲイン／バイアス抵抗器Ｒ５、Ｒ６、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９を備える。上に説明した電圧モード回路と同様に、この回路は２個の入力端子ＩＮ＋およびＩＮ−と、１個の出力端子ＯＵＴを持つ。演算増幅器Ａ３の反転端子は、仮想接地の電流集計ノードとして働く。抵抗器Ｒ７とＲ８を流れる電流は、オームの法則の式  Ｉ＝Ｖ／Ｒ  により決まる。抵抗器Ｒ９を流れる電流は、単に抵抗器Ｒ７とＲ８を流れる電流の和に負号をつけたものである。増幅器を差動モードで動作させるには、一方の入力、この場合は抵抗器Ｒ７に関連する入力を、抵抗器Ｒ５およびＲ６と演算増幅器Ａ２で構成する反転増幅器で反転させる。
ＣＭＲＲを大きくするには、抵抗器対Ｒ５およびＲ６と抵抗器対Ｒ７およびＲ８を等しくしなければならない。実際には、抵抗器対Ｒ５およびＲ６と抵抗器対Ｒ７およびＲ８は完全に等しくはならないので、電圧モード差動増幅器に関する上の説明と同様に、ＣＭＲＲは有限になる。
第３図と第４図に示した差動増幅器回路３２と３４は、駆動デバイス１２のソースインピーダンスＲｓ＋とＲｓ−がほとんど等しい場合だけ、コモンモード電圧をよく除去することができる。ソースインピーダンスが十分等しくない場合は、回路のＣＭＲＲは非常に低下する。ＣＭＲＲが低下する理由は、この回路は２つの入力端子ＩＮ＋とＩＮ−でのコモンモード入力インピーダンスが比較的低いからである。この低い入力インピーダンスはソースインピーダンスに直列である。ソースインピーダンスが正確に等しくない場合は、入力端子ＩＮ＋とＩＮ−でのオーディオ信号の電圧比は等しくない。たとえば、第３図と第４図に示す回路の実際の応用では、ソースインピーダンスの不均衡がわずか５オームあると、ＣＭＲＲは８０ｄｂから４０ｄｂに低下する。
第５図に示す、より複雑な計測増幅回路３６を用いると、簡単な差動増幅器回路３２および３４が駆動デバイス１２の不均衡なソースインピーダンスに対して実質的に影響を受けないようにすることができる。計測増幅回路３６は、差動増幅器（ここでは電圧モードの差動増幅器３２で示す）の各入力に接続する２個の入力バッファ３８と４０を備える。各入力バッファは一般に単位（ｕｎｉｔｙ）ゲインになるように構成した演算増幅器Ａ４である。演算増幅器の入力インピーダンスは大きいので、ソースインピーダンスによって生じる電圧比の影響は減少して無視できるレベルになる。演算増幅器の出力インピーダンスは非常に小さく、また出力電流レベルの広い範囲にわたって余り変わらない。したがって、入力バッファ３８と４０を用いると、駆動デバイスの不均衡なソースインピーダンスのために差動増幅器３２と３４のＣＭＲＲが低下するのを防ぐことができる。
第６図に示す計測増幅器４２は、コモンモード雑音を除去することで知られている。この増幅器は、２個の演算増幅器Ａ５およびＡ６と、５個のゲイン／バイアス抵抗器Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、Ｒ１４を備える。ゲイン／バイアス抵抗器を等しくすることにより、この回路は差動モード信号に対して単位ゲインになり、コモンモード信号に対して０ゲインになる。しかし上に説明したように、ゲイン／バイアス抵抗器が完全に等しくなることはないので、この増幅器のＣＭＲＲは有限である。
第７図に示す改善された計測増幅器４４も、第３図と第４図にそれぞれ示した差動増幅器３２と３４と同様に、簡単な差動増幅器４６の性能を改善することで知られている。この計測増幅器は、計測増幅器の入力端子ＩＮ＋とＩＮ−と差動増幅器４６の入力端子ＩＮ＋’とＩＮ−’との間に差動ゲイン段４５を設ける。この差動ゲイン段は２個の同じ回路４８を備える。回路４８は演算増幅器Ａ７とバイアス／ゲイン抵抗器Ｒ１５をそれぞれ備え、それぞれ別の入力端子に接続する。一方の演算増幅器Ａ７の非反転入力は入力端子ＩＮ＋に接続し、他方の演算増幅器Ａ７の非反転入力は入力端子ＩＮ−に接続する。抵抗器Ｒ１５は各増幅器Ａ７の非反転入力と出力との間に接続し、抵抗器Ｒ１６は２個の演算増幅器の反転入力の間に接続する。２個の演算増幅器Ａ７の出力は、差動増幅器４６の各入力ＩＮ＋’とＩＮ−’に接続する。差動増幅器４６は、第３図に示す電圧モードの差動増幅器３２の形式でも、第４図に示す電流モードの差動増幅器３４の形式でもよい。
差動ゲイン段は差動モード信号を（２Ｒ１５＋Ｒ１６）／Ｒ１６倍に増幅し、コモンモード信号を単位倍に増幅する。したがって、差動増幅器４６はコモンモード信号を予め（２Ｒ１５＋Ｒ１６）／Ｒ１６倍だけ抑えた信号を受信するので、簡単な差動増幅器に比べて計測増幅器４４のＣＭＲＲは改善される。
しかしそれぞれ第５図、第６図、第７図に示す計測増幅回路３６、４２、４４をオーディオ装置の線受信器として用いると、実際上大きな問題がある。それは、演算増幅器の入力はバイアス電流を流すための外部ＤＣ路を持たないからである。このＤＣバイアス電流は、演算増幅器が正しく機能するために必要である。オーディオ装置の信号源はＡＣに結合することが多いので、ＤＣ路を形成することは期待できない。さらに、抵抗器を局所の接地端子に接続してＤＣ路を形成すると、各入力バッファの入力インピーダンスが低くなるので、計測増幅回路のＣＭＲＲが低下する。
したがって、差動オーディオ線受信器として用いたときに非常に大きなコモンモード入力インピーダンスを与えると同時に演算増幅器のバイアス電流のためのＤＣ路を形成する、増幅器回路が必要なことが理解できよう。この発明はこの要求に応えるものである。
ＷＯ−Ａ−９  ４５４  ７６１は、差動モードの入力信号を第１および第２差動線から受信して、局所の接地基準値に対する出力信号を出力線に出力するオーディオ線受信機を開示している。
発明の概要
この発明は、物理的に離れた電子デバイスの間に伝送される差動モードオーディオ信号を受信するオーディオ線受信器を提供する。このオーディオ線受信器は広範囲の現実の均衡および不均衡のソースインピーダンスに耐え、受信器のコモンモード除去比の低下を最小限にする。
より詳しく言うと、このオーディオ線受信器は第１および第２差動線から差動モードの入力信号を受信し、出力線に出力信号を出す。接地基準値にかかわらず、入力信号は第１および第２差動線の間の電圧差で表され、出力信号は出力線と局所の接地基準値との差で表される。オーディオ線受信器は差動増幅器と入力増幅器を備える。差動増幅器は第１および第２入力端子と出力端子を持ち、入力増幅器は第１および第２入力端子と第１および第２出力端子を持つ。入力増幅器の出力端子は差動増幅器の入力端子にそれぞれ接続する。差動増幅器の出力端子は出力線に接続する。入力増幅器の入力端子は第１および第２差動線にそれぞれ直接に接続し、第１予定周波数より高いＡＣ信号に対して高い入力インピーダンスを保持し、またバイアス電流を流す電流路を入力増幅器の入力端子に備える。ＤＣバイアス電流により、入力増幅器は正しく機能する。入力増幅器のＡＣ入力インピーダンスが大きいので、不均衡なソースインピーダンスの広い範囲にわたって、差動増幅器はコモンモード信号を除去することができる。このように、線受信器は差動モードのオーディオ信号を受信し、第１予定周波数より高いコモンモード信号を除去する。
この発明の受信器は、差動モードの入力信号を第１および第２差動入力端子に受信し、差動モードの出力信号を第１および第２差動出力端子に出力する入力増幅器を備え、その特徴は、第１および第２差動入力端子の間に結合して第１ノードを定義する分路要素と、差動モードの出力信号に応じて予定の上位周波数より高い周波数のときだけ第１ノードを接地端子に結合して、線受信器が予定の上位周波数より高い差動モードの入力信号の周波数成分を除去するようにする、フィードバック回路である。
一般的な線周波数は６０Ｈｚであって、これはオーディオ信号の最低可聴周波数より高い。第１予定周波数の選び方は、全ての差動モードオーディオ信号周波数は受信するがコモンモード線周波数と高調波は実質的に除去するようにする。
この発明の特徴をより詳細に述べると、第１予定周波数は約０．１ヘルツ（Ｈｚ）に選ぶ。この周波数を得るには、第１および第２バイアス抵抗器の抵抗を約２５キロオームにし、コンデンサの容量を約６５マイクロファラッドにする。この発明の別の望ましい実施態様では、第１および第２バイアス抵抗器の抵抗を約１０キロオームにし、コンデンサの容量を約１００マイクロファラドにすることにより、同様な性能が得られる。
【図面の簡単な説明】
この発明のオーディオ線受信器の実施態様を、添付の図面を参照して説明する。
第１図は、物理的に離れた電子デバイスを備えるオーディオ装置の略図である。
第２図は、従来の変圧器結合の差動受信器の略図である。
第３図は、従来の簡単な電圧モード差動増幅器の略図である。
第４図は、従来の簡単な電流モード差動増幅器の略図である。
第５図は、緩和された入力を持つ従来の差動増幅器の略図である。
第６図は、従来の簡単な電流モード差動増幅器の略図である。
第７図は、従来の計測増幅器の略図である。
第８図は、従来の差動線受信器の略図である。
第９図は、第８図に示す差動オーディオ線受信器の、より一般的な実施態様の略図である。
第１０図は、従来の差動オーディオ線受信器の一実施態様の略図である。
第１１図は、「ファンタム」電源を備える、第１０図の線受信器の一部の略図である。
第１２図は、高周波フィルタを備える、この発明の差動オーディオ線受信器の第４実施態様の略図である。
好ましい実施態様の説明
第８図は、駆動デバイス１２からオーディオ信号を受信する差動オーディオ線受信器５０を示す。線受信器は、１個の差動増幅器３２と２個の入力増幅器５２および５４を備える。差動増幅器３２は演算増幅器Ａ１と抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４を組み合わせたものであって、第３図の従来の差動増幅器３２に対応する。差動増幅器は、非反転入力端子５６と、反転入力端子５８と、出力端子ＯＵＴを持ち、上記の発明の背景と同じ動作をする。抵抗器Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４の好ましい抵抗値は２５Ｋである。
入力増幅器５２と５４は、それぞれ入力端子ＩＮ＋とＩＮ−を持ち、またそれぞれ出力端子を持つ。第１入力増幅器５２の出力端子は差動増幅器３２の非反転入力端子５６に接続し、第２入力増幅器５４の出力端子は差動増幅器３２の反転入力端子５８に接続する。
第１入力増幅器５２は１個の演算増幅器Ａ８と、２個のバイアス抵抗器Ｒ１７とＲ１９と、１個の結合コンデンサＣ１を備える。バイアス抵抗器Ｒ１７とＲ１９は、演算増幅器Ａ８の非反転入力と信号接地端子との間に直列に接続する。演算増幅器Ａ８の非反転入力端子は入力増幅器５２の入力端子ＩＮ＋である。演算増幅器Ａ８の反転入力端子は演算増幅器Ａ８の出力端子に直接接続する。したがってバイアス抵抗器Ｒ１７とＲ１９は、演算増幅器Ａ８の非反転入力から接地へのＤＣ電流路になる。結合コンデンサＣ１は、バイアス抵抗器Ｒ１７とＲ１９が入力増幅器５２の入力インピーダンスを低下させ、したがって線受信器５０のコモンモード除去比（ＣＭＲＲ）を低下させるのを防ぐ。
抵抗器Ｒ１７とＲ１９の間のノードと演算増幅器Ａ８の反転入力端子との間に結合コンデンサＣ１を接続することにより、抵抗器Ｒ１７のインピーダンスは予定遮断周波数より高い周波数で非常に大きくなる。予定遮断周波数とは、結合コンデンサＣ１のインピーダンスが抵抗器Ｒ１９の抵抗に等しくなる周波数である。このため、この遮断周波数より実質的に高い周波数で、抵抗器Ｒ１７とＲ１９の間のノードは演算増幅器Ａ８の反転入力端子に実際上短絡する。演算増幅器Ａ８により抵抗器Ｒ１７の両端の電圧は等しくなるので、この周波数では抵抗器Ｒ１７に実質的にＡＣ電流が流れない。このように抵抗器Ｒ１７を流れる電流が実質的に減少するので、抵抗器Ｒ１７の有効抵抗は本来の抵抗すなわちＤＣ抵抗よりはるかに大きくなる。したがって、入力増幅器５２の有効入力インピーダンスは予定遮断周波数より実質的に高い周波数で非常に高くなる。
同様にして、第２入力増幅器５４は演算増幅器Ａ９と、バイアス抵抗器Ｒ１８とＲ２０と、結合コンデンサＣ２を備え、差動増幅器３２の反転入力端子５８を実際上絶縁する。
対象とする全ての周波数にわたって線受信器５０のコモンモード入力インピーダンスを十分高くして望ましくないコモンモード雑音を除去するためには、遮断周波数を十分低くしなければならない。遮断周波数が十分低い線受信器５０は、オーディオ信号の対象とする全ての周波数にわたってほぼ一定のゲインを示す。しかし遮断周波数は、普通に利用できる構成要素を用いて容易に実現できるほど十分大きくなければならない。５０または６０Ｈｚの電源周波数およびその周波数の高調波を含む低周波のコモンモード雑音電圧を除去するため、入力増幅器５２のコンデンサＣ１と抵抗器Ｒ１９の組み合わせと入力増幅器５４のコンデンサＣ２と抵抗器Ｒ２０の組み合わせで規定する遮断周波数は、好ましくは約０．１Ｈｚに選択する。この遮断周波数を得るには、抵抗器Ｒ１７、Ｒ１８、Ｒ１９、Ｒ２０の抵抗値を約２５キロオームにし、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量値を約６５マイクロファラッドにする。望ましい遮断周波数０．１６Ｈｚを得るには、抵抗器Ｒ１７、Ｒ１８、Ｒ１９、Ｒ２０の抵抗値を約１０キロオームにし、コンデンサＣ１、Ｃ２の容量値を約１００マイクロファラッドにする。
各入力増幅器５２と５４の出力インピーダンスは、信号レベルの広い範囲にわたって実質的に一様である。入力増幅器５２と５４の有効入力インピーダンスが高くて出力インピーダンスが低いので、ソースインピーダンスＲｓ＋とＲｓ−の間の不均衡により生じる電圧比の影響は減少し、差動増幅器３２の入力を駆動デバイス１２のソースインピーダンスＲｓ＋とＲｓ−から実際上絶縁する、すなわち緩和する。このように線受信器５０は、ＡＣ結合またはＤＣ結合の出力と広範囲のまたは不均衡のソースインピーダンスの任意の組合わせを持つ多様な電子オーディオ装置から、コモンモード電圧信号の除去をできるだけ損なわないようにして、オーディオ信号を受信することができる。線受信器はＡＣ結合またはＤＣ結合の出力を受信することができるので、線受信器の入力端子ＩＮ＋とＩＮ−に結合コンデンサを設ける必要はない。結合コンデンサが等しくないとソースインピーダンスの問題が生じるし、また結合コンデンサが等しいとしても線受信器のコストが高くなるので、これは利点である。
この発明の線受信器５０は、第８図に示す特定の実施態様より一般的である。第９図に示す別の実施態様の線受信器５０’は、第８図の差動増幅器３２の代わりに、上に説明した簡単な差動増幅器３４や計測増幅器４４など、多くの型の差動増幅器３２’を用いてよいことを示す。また第８図の入力増幅器５２と５４は単位ゲイン演算増幅器Ａ８とＡ９に限定する必要はない。単位ゲイン演算増幅器ではなく、第９図に示すようにほとんど全ての型の単位ゲイン増幅器６０を用いてよい。各単位ゲイン増幅器６０は、ほぼ単位ゲインと、比較的高い入力インピーダンスと、比較的低い出力インピーダンス、という特性を持ちさえすればよい。したがって、各単位ゲイン増幅器６０は、演算増幅器や離散的半導体や真空管などを組み合わせて構成してもよい。
この発明の別の実施態様は、第１０図に示す差動オーディオ線受信器６２である。この線受信器は、第７図の計測増幅器４４を変更したものである。この線受信器では、２個の抵抗器Ｒ２１とＲ２２を入力端子ＩＮ＋とＩＮ−の間に直列に接続し、２個の抵抗器Ｒ２３とＲ２４を差動ゲイン段４５の出力端子６４と６６の間に直列に接続する。抵抗器Ｒ２５を２個の抵抗器Ｒ２１とＲ２２の間のノードと接地端子との間に接続して、入力ＩＮ＋とＩＮ−のＤＣバイアス電流路とする。
単位ゲイン増幅器６０と、この単位ゲイン増幅器に直列に接続するコンデンサＣ３は、抵抗器Ｒ２３とＲ２４の間のノードと、抵抗器Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２５の間のノードとの間に接続する。前に説明したように、差動ゲイン段４５のコモンモードゲインは実質的に単位であり、差動ゲイン段の差動モードゲインは非常に高い。差動ゲイン段のコモンモード出力は、抵抗器Ｒ２３とＲ２４を通して単位ゲイン増幅器６０に結合する。単位ゲイン増幅器は、コンデンサＣ３を通して抵抗器Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２５の間のノードを緩和されたコモンモード信号で駆動するので、抵抗器Ｒ２１とＲ２２はコモンモード信号に対して高いＡＣインピーダンスを示し、また抵抗器Ｒ２５を通してＤＣバイアス路を形成する。第１０図に示す線受信器６２の実施態様が必要とする単位ゲイン増幅器は１個だけであることに注意していただきたい。
第１１図に示すように、第１０図の線受信器６２は、一般に「ファンタム」電源から電力を供給される低インピーダンスマイクロホンなどの業務用マイクロホン用として改造された、低信号レベル前置増幅器に適している。「ファンタム」電源は、抵抗器Ｒ２５を接地端子ではなく「ファンタム」電源ＰＳ１に接続することにより、線受信器の入力ＩＮ＋とＩＮ−に接続するマイクロホンに供給される。抵抗器Ｒ２１、Ｒ２２、Ｒ２５は必要な電源とＤＣバイアス電流の電流路を形成するが、オーディオ周波数で非常に高いインピーダンスを示す。したがって線受信器は、オーディオ周波数で増幅器のＣＭＲＲを低下させるソースインピーダンスの影響を受けない。
この発明の差動オーディオ線受信器６２’の別の実施態様を第１２図に示す。線受信器６２’はブートストラップされた低域ｒｆフィルタを備え、第１０図に示す線受信器６２の高周波コモンモード除去能力を高める。
より特定して言うと、線受信器６２’は第１および第２直列フィルタ要素Ｘ１とＸ２を備える。第１直列フィルタ要素は正入力端子ＩＮ＋と一方の演算増幅器Ａ７の非反転入力端子の間に接続し、第２直列フィルタ要素は負入力端子ＩＮ−と他方の演算増幅器Ａ７の非反転入力端子の間に接続する。第１および第２直列フィルタ要素は、抵抗器でも、インダクタでも、コモンモード・インダクタでも、これらの要素の任意の組み合わせでもよい。さらに線受信器は、演算増幅器の非反転入力端子の間に直列に接続する第１および第２フィルタコンデンサＣ５とＣ６を備える。第３フィルタコンデンサＣ４は、第１および第２フィルタコンデンサの間のノードと接地端子との間に接続する。フィルタ抵抗器Ｒ２６は、単位ゲイン増幅器６０の出力と、第１・第２・第３フィルタコンデンサの間のノードとの間に接続する。
フィルタ抵抗器Ｒ２６と第３フィルタコンデンサＣ４は、好ましくは約３００ＫＨｚの遮断周波数を持つ低域フィルタを形成する。したがって遮断周波数より低い周波数では、第１および第２フィルタコンデンサＣ５とＣ６の間のノードはブートストラップされて、第１および第２フィルタコンデンサにはＡＣ電流が流れず、したがってオーディオ周波数において線受信器のＣＭＲＲは影響を受けない。しかし遮断周波数より上では、第３フィルタコンデンサは第１および第２フィルタコンデンサＣ５とＣ６と第１および第２直列フィルタ要素Ｘ１とＸ２に対して接地への十分な電路となって低域フィルタとして動作し、無線周波数信号が演算増幅器Ａ７に達するのを妨げる。
このように、線受信器はオーディオ周波数の全範囲にわたってコモンモード雑音をよく除去し、またｒｆ雑音も除去する。好ましくは、抵抗器Ｒ２１とＲ２は１０キロオームの同じ抵抗を持ち、抵抗器Ｒ２３とＲ２４は５キロオームの同じ抵抗を持ち、ゲイン抵抗器Ｒ１５は１０キロオームの同じ抵抗を持ち、フィルタコンデンサＣ５とＣ６は４７ピコファラッドの同じ容量を持ち、第１および第２フィルタ要素Ｘ１とＸ２は２０ミリヘンリの同じインダクタンスとこれに並列に４７キロオームの同じ抵抗を持つ。他の受動構成要素は同じである必要はなく、好ましくは第３ゲイン抵抗器は１キロオームの抵抗を持ち、抵抗器Ｒ２５は１０キロオームの抵抗を持ち、フィルタコンデンサＣ４は４７０ピコファラッドの容量を持ち、フィルタ抵抗器Ｒ２６は１キロオームの抵抗を持ち、フィードバックコンデンサＣ３は２００マイクロファラッドの容量を持つ。
第１０図−第１２図に示す線受信器の特別の利点は、入力端子ＩＮ＋とＩＮ−をブートストラップするのに必要なのはフィードバックコンデンサＣ３が１個だけということである。これは特に大きな利点である。それは、主としてコンデンサの製作と環境条件から、大きな同じコンデンサを作るのが困難だからである。オーディオ周波数での性能を高めるにはフィードバックコンデンサＣ３を非常に大きくしなければならないので、第１０図−第１２図に示す線受信器は大きな同じコンデンサＣ１とＣ２を必要とする第８図−第９図の線受信器に比べて、非常に改善されている。
この発明の好ましい実施態様を開示したが、この発明の範囲から逸れることなく、当業者はこれらの好ましい実施態様を種々に変更できることが理解できる。この発明は次の請求の範囲によってだけ規定されるものである。
【図１】
0004310383.tif 000002
【図２】
0004310383.tif 000003
【図３】
0004310383.tif 000004
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
0004310383.tif 000011
【図１１】
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【図１２】
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