(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電源の出力電力を制御するようにした電力変換装置において、
第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、
当該主スイッチング部と並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサと、
前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点に接続された第１の補助回路部と、を備え、
当該第１の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第１の補助スイッチング素子及びこれと直列に接続された第１の補助ダイオードから構成され且つ前記二つのコンデンサのうちの低電位側のコンデンサの両端に接続された第１の直列接続部と、
前記第１の補助スイッチング素子及び前記第１の補助ダイオードの接続点に接続された第１の共振用リアクトルと、
当該第１の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第２の補助ダイオードと、から構成され、
前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を一方の入出力端とし、前記主スイッチング部の低電位側の半導体スイッチング素子の両端を他方の入出力端とすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電源の出力電力を制御するようにした電力変換装置において、
第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、
当該主スイッチング部と並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサと、
前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点に接続された第２の補助回路部と、を備え、
当該第２の補助回路部は、第３の補助ダイオード及び当該第３の補助ダイオードと直列に接続されると共に逆並列にダイオードが接続された第２の補助スイッチング素子から構成され且つ前記二つのコンデンサのうち高電位側のコンデンサの両端に接続された第２の直列接続部と、
前記第３の補助ダイオード及び前記第２の補助スイッチング素子の接続点に接続された第２の共振用リアクトルと、
当該第２の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第４の補助ダイオードと、から構成され、
前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を一方の入出力端とし、前記主スイッチング部の高電位側の半導体スイッチング素子の両端を他方の入出力端とすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
複数の半導体スイッチング素子を含む変換モジュールと、
当該変換モジュールと並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサとを備え、前記半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電力及び交流電力間で一方から他方へ電力変換するようにした電力変換装置であって、
前記変換モジュールは、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、
前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点にそれぞれ接続された第１の補助回路部及び第２の補助回路部と、を有し、
前記第１の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第１の補助スイッチング素子及びこれと直列に接続された第１の補助ダイオードから構成され且つ前記二つのコンデンサのうちの低電位側のコンデンサの両端に接続された第１の直列接続部と、前記第１の補助スイッチング素子及び前記第１の補助ダイオードの接続点に接続された第１の共振用リアクトルと、当該第１の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第２の補助ダイオードと、から構成され、
前記第２の補助回路部は、第３の補助ダイオード及び当該第３の補助ダイオードと直列に接続されると共に逆並列にダイオードが接続された第２の補助スイッチング素子から構成され且つ前記二つのコンデンサのうち高電位側のコンデンサの両端に接続された第２の直列接続部と、前記第３の補助ダイオード及び前記第２の補助スイッチング素子の接続点に接続された第２の共振用リアクトルと、この第２の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第４の補助ダイオードと、から構成され、
前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を前記直流電力の入出力端とし、前記二つのコンデンサどうしの接続点及び前記二つの半導体スイッチング素子どうしの接続点を前記交流電力の入出力端とすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
前記変換モジュールを二組有し、直流電力と単相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記変換モジュールを三組有し、直流電力と三相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項６】
複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電力と交流電力との間で一方から他方へ電力変換するようにした電力変換装置において、
第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された複数の主スイッチング部と、
これら主スイッチング部と並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサと、
前記各主スイッチング部の第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点に接続される第３の補助回路部と、を備え、
当該第３の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第３の補助スイッチング素子及びこれと直列に接続された第５の補助ダイオードから構成され且つ前記二つのコンデンサのうちの低電位側のコンデンサの両端に接続された第３の直列接続部と、
第６の補助ダイオード及び当該第６の補助ダイオードと直列に接続され且つ逆並列にダイオードが接続された第４の補助スイッチング素子から構成され且つ前記二つのコンデンサのうち高電位側のコンデンサの両端に接続された第４の直列接続部と、
前記主スイッチング部毎に設けられ且つ第７の補助ダイオード及び第８の補助ダイオードが直列に接続されると共にこれら補助ダイオードどうしの接続点が前記主スイッチング部の半導体スイッチング素子どうしの接続点に接続されるダイオード接続部と、
前記第３の補助スイッチング素子及び前記第５の補助ダイオードの接続点と前記ダイオード接続部の前記第７の補助ダイオード側との間に接続された第３の共振用リアクトルと、
前記第６の補助ダイオード及び前記第４の補助スイッチング素子の接続点と前記ダイオード接続部の前記第８の補助ダイオード側との間に接続された第４の共振用リアクトルと、から構成され、
前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を前記直流電力の入出力端とし、前記二つのコンデンサどうしの接続点及び、前記第７の補助ダイオードと前記第８の補助ダイオードとの接続点を前記交流電力の入出力端とすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
前記主スイッチング部及び前記ダイオード接続部をそれぞれ二組有し、直流電力と単相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記主スイッチング部及び前記ダイオード接続部をそれぞれ三組有し、直流電力と三相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体スイッチング素子を組み込み、直流電力の出力電力の制御、或いは直流電力と交流電力との間で一方から他方に電力変換するようにした電力変換装置に関し、特に、そのスイッチング損失を低減するようにした電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、例えば直流電源から三相交流電源を作る三相インバータは、例えば図１０に示すように構成されている。すなわち、半導体スイッチング素子ＳＷが二つずつ直列に接続されてこれが３組形成され、各半導体スイッチング素子ＳＷｎ（ｎ＝１〜６）には、逆並列にダイオードＤｎ（ｎ＝１〜６）が接続されている。そして、直流電源１の両端にコンデンサＣ及び各相に対応する３組の直列に接続された半導体スイッチング素子ＳＷｎが接続されると共に、各半導体スイッチング素子どうしの接続点に負荷２が接続されている。そして、例えばＰＷＭ制御によって所定のタイミングで各半導体スイッチング素子ＳＷｎをオンオフ動作させることによって、直流電源の直流電力が三相交流電力に変換されて負荷に供給されるようになっている。
【０００３】
ところで、このような、半導体スイッチング素子を用いた電力変換回路においては、半導体スイッチング素子のオンオフ動作時に過電圧が生じることが知られており、これを抑制するために、スナバ回路が設けられている。このスナバ回路としては、例えば図１１（ａ）に示すように、抵抗Ｒとこれと直列に接続されたコンデンサＣとから構成されるもの、また、例えば図１１（ｂ）に示すように、ダイオードＤとそのカソード側に接続されたコンデンサＣとこれらの接続点に接続された抵抗Ｒとから構成されるもの等が知られている。そして、これらスナバ回路は、図１０に示すように電力変換回路を構成する各半導体スイッチング素子と並列に接続されたり、又は直流電源１のプラスとマイナス間に一括して接続されるようになっている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の電力変換装置にあっては、半導体スイッチング素子はいわゆるハードスイッチング状態となるため、ターンオン及びターンオフでのｄｖ／ｄｔが非常に高いためにスイッチング損失が大きく、さらに大きなノイズを発生する。また、スナバ回路は過電圧を抑制するだけのものであるため、それぞれ程度は違うもののスナバ損失が発生するという問題がある。
【０００５】
そこで、この発明は、上記従来の未解決の問題に着目してなされたものであり、半導体スイッチング素子両端電圧が零の状態でターンオン及びターンオフ動作をするいわゆるＺＶＳ（Ｚｅｒｏ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を実現し、半導体スイッチング素子のスイッチング損失を限りなく零に近づけてノイズを低減すると共に、半導体スイッチング素子の過電圧を抑制しスナバ損失を低減することの可能な電力変換装置を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の請求項１に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電源の出力電力を制御するようにした電力変換装置において、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、当該主スイッチング部と並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサと、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点に接続された第１の補助回路部と、を備え、当該第１の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第１の補助スイッチング素子及びこれと直列に接続された第１の補助ダイオードから構成され且つ前記二つのコンデンサのうちの低電位側のコンデンサの両端に接続された第１の直列接続部と、前記第１の補助スイッチング素子及び前記第１の補助ダイオードの接続点に接続された第１の共振用リアクトルと、当該第１の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第２の補助ダイオードと、から構成され、前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を一方の入出力端とし、前記主スイッチング部の低電位側の半導体スイッチング素子の両端を他方の入出力端とすることを特徴としている。
【０００７】
また、請求項２に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電源の出力電力を制御するようにした電力変換装置において、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、当該主スイッチング部と並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサと、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点に接続された第２の補助回路部と、を備え、当該第２の補助回路部は、第３の補助ダイオード及び当該第３の補助ダイオードと直列に接続されると共に逆並列にダイオードが接続された第２の補助スイッチング素子から構成され且つ前記二つのコンデンサのうち高電位側のコンデンサの両端に接続された第２の直列接続部と、前記第３の補助ダイオード及び前記第２の補助スイッチング素子の接続点に接続された第２の共振用リアクトルと、当該第２の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第４の補助ダイオードと、から構成され、前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を一方の入出力端とし、前記主スイッチング部の高電位側の半導体スイッチング素子の両端を他方の入出力端とすることを特徴としている。
【０００８】
また、請求項３に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を含む変換モジュールと、当該変換モジュールと並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサとを備え、前記半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電力及び交流電力間で一方から他方へ電力変換するようにした電力変換装置であって、前記変換モジュールは、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された主スイッチング部と、前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点にそれぞれ接続された第１の補助回路部及び第２の補助回路部と、を有し、前記第１の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第１の補助スイッチング素子及びこれと直列に接続された第１の補助ダイオードから構成され且つ前記二つのコンデンサのうちの低電位側のコンデンサの両端に接続された第１の直列接続部と、前記第１の補助スイッチング素子及び前記第１の補助ダイオードの接続点に接続された第１の共振用リアクトルと、当該第１の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第２の補助ダイオードと、から構成され、前記第２の補助回路部は、第３の補助ダイオード及び当該第３の補助ダイオードと直列に接続されると共に逆並列にダイオードが接続された第２の補助スイッチング素子から構成され且つ前記二つのコンデンサのうち高電位側のコンデンサの両端に接続された第２の直列接続部と、前記第３の補助ダイオード及び前記第２の補助スイッチング素子の接続点に接続された第２の共振用リアクトルと、この第２の共振用リアクトルと前記第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点との間に接続された第４の補助ダイオードと、から構成され、前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を前記直流電力の入出力端とし、前記二つのコンデンサどうしの接続点及び前記二つの半導体スイッチング素子どうしの接続点を前記交流電力の入出力端とすることを特徴としている。
【０００９】
また、請求項４に係る電力変換装置は、上記請求項３記載の電力変換装置において、前記変換モジュールを二組有し、直流電力と単相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
また、請求項５に係る電力変換装置は、上記請求項３記載の電力変換装置において、前記変換モジュールを三組有し、直流電力と三相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
【００１０】
また、請求項６に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、これら半導体スイッチング素子を制御することによって、直流電力と交流電力との間で一方から他方へ電力変換するようにした電力変換装置において、第１の半導体スイッチング素子及び第２の半導体スイッチング素子が直列に接続され且つ前記第１及び第２の半導体スイッチング素子それぞれに逆並列にダイオードが接続されると共に当該ダイオードのそれぞれに共振用コンデンサが並列に接続された複数の主スイッチング部と、これら主スイッチング部と並列に接続され且つ同一容量値を有する直列に接続された二つのコンデンサと、前記各主スイッチング部の第１及び第２の半導体スイッチング素子の接続点に接続される第３の補助回路部と、を備え、当該第３の補助回路部は、逆並列にダイオードが接続された第３の補助スイッチング素子及びこれと直列に接続された第５の補助ダイオードから構成され且つ前記二つのコンデンサのうちの低電位側のコンデンサの両端に接続された第３の直列接続部と、第６の補助ダイオード及び当該第６の補助ダイオードと直列に接続され且つ逆並列にダイオードが接続された第４の補助スイッチング素子から構成され且つ前記二つのコンデンサのうち高電位側のコンデンサの両端に接続された第４の直列接続部と、前記主スイッチング部毎に設けられ且つ第７の補助ダイオード及び第８の補助ダイオードが直列に接続されると共にこれら補助ダイオードどうしの接続点が前記主スイッチング部の半導体スイッチング素子どうしの接続点に接続されるダイオード接続部と、前記第３の補助スイッチング素子及び前記第５の補助ダイオードの接続点と前記ダイオード接続部の前記第７の補助ダイオード側との間に接続された第３の共振用リアクトルと、前記第６の補助ダイオード及び前記第４の補助スイッチング素子の接続点と前記ダイオード接続部の前記第８の補助ダイオード側との間に接続された第４の共振用リアクトルと、から構成され、前記直列に接続された二つのコンデンサの両端を前記直流電力の入出力端とし、前記二つのコンデンサどうしの接続点及び、前記第７の補助ダイオードと前記第８の補助ダイオードとの接続点を前記交流電力の入出力端とすることを特徴としている。
【００１１】
また、請求項７に係る電力変換装置は、上記請求項６記載の電力変換装置において、前記主スイッチング部及び前記ダイオード接続部をそれぞれ二組有し、直流電力と単相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
さらに、請求項８に係る電力変換装置は、上記請求項６記載の電力変換装置において、前記主スイッチング部及び前記ダイオード接続部をそれぞれ三組有し、直流電力と三相交流電力との間で電力変換を行うことを特徴としている。
【００１２】
この請求項１乃至請求項８に係る発明においては、例えば、直流電力の出力電力値を変換する場合或いは交流電力に変換する場合等、前記第１の半導体スイッチング素子をターンオンし且つ第２の半導体スイッチング素子をターンオフする場合には、まず第１の補助スイッチング素子を導通させ、第１の共振用リアクトルに電流を流しこれを増加させた後、第２の半導体スイッチング素子をターンオフさせて第１の共振用リアクトルと共振用コンデンサを共振させ、第２の半導体スイッチング素子と並列に接続された共振用コンデンサを充電すると共に他方の共振用コンデンサを放電させる。そして、この共振用コンデンサの放電が終了した後、第１の共振用リアクトルを流れる電流が、前記第１の半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードに還流している間に前記第１の半導体スイッチング素子をターンオンし、第１の補助スイッチング素子を遮断する。
【００１３】
逆に、第１の半導体スイッチング素子をターンオフし且つ第２の半導体スイッチング素子をターンオンする場合には、第２の補助スイッチング素子を導通させ、第２の共振用リアクトルに電流を流しこれを増加させた後、第１の半導体スイッチング素子をターンオフさせて第２の共振用リアクトルと共振用コンデンサとを共振させ、第１の半導体スイッチング素子と並列に接続された共振用コンデンサを充電すると共に他方の共振用コンデンサを放電させる。そして、この共振用コンデンサの放電が終了した後、第２の共振用リアクトルを流れる電流が、前記第２のスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードに還流している間に前記第２の半導体スイッチング素子をターンオンし、第２の補助スイッチング素子を遮断する。
【００１４】
このようにすることによって、第１及び第２の半導体スイッチング素子をターンオン或いはターンオフする場合には零電圧スイッチング状態となって、スイッチング損失の低減を図ることが可能となる。
なお、前述の、第３の補助スイッチング素子、第３の共振用リアクトル、第４の補助スイッチング素子、第４の共振用リアクトルを用いる場合には、上記第１の補助スイッチング素子を第３の補助スイッチング素子に、第１の共振用リアクトルを第３の共振用リアクトルに、第２の補助スイッチング素子を第４の補助スイッチング素子に、第２の共振用リアクトルを第４の共振用リアクトルに置き換えた場合と同様の動作となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態を説明する。
図１は、第１の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図であって、チョッパ回路に適用したものである。
図１に示すように、この電力変換装置は、直流電源１の電源電圧分割用の、直列に接続された同一容量値を有するコンデンサＣ1 及びＣ2 と、主スイッチング部１１と、当該主スイッチング部１１のＺＶＳ（Ｚｅｒｏ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）を実現するための補助回路部１２とから構成され、直列に接続された前記コンデンサＣ1 及びＣ2 と主スイッチング部１１とは、前記直流電源１と並列に接続されている。
【００１６】
前記主スイッチング部１１は、自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＰ１及びこれと直列に接続された自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＮ１と、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１のそれぞれに逆並列に接続されたダイオードＦＰ１及びＦＮ１と、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１のそれぞれに並列に接続された、同一容量のコンデンサＣＰ１及びＣＮ１とから構成されている。
【００１７】
前記補助回路部１２は、自己消孤形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＳＮ１と、このスイッチング素子ＳＳＮ１と逆並列に接続されたダイオードＳＦＮ１と、このダイオードＳＦＮ１のアノード側にカソード側が接続されたダイオードＤＦＮ１と、スイッチング素子ＳＳＮ１及びダイオードＤＦＮ１の接続点に一端が接続された共振用のリアクトルＬＮ１と、このリアクトルＬＮ１の他端にアノード側が接続されたダイオードＤＮ１とから構成されている。そして、ダイオードＳＦＮ１のカソード側が前記コンデンサＣ1 及びＣ2 の接続点に接続されると共に、ダイオードＤＦＮ１のアノード側が直流電源１の低電位側に接続され、さらに、ダイオードＤＮ１のカソード側が前記スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点に接続されている。
【００１８】
そして、このスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点とダイオードＦＮ１のアノード側との間に負荷２が接続されている。
そして、制御回路１０によってスイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１を切り替え、またＰＷＭ制御することによって、直流電源１の出力電圧を所定電圧に変換して負荷２に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＮ１のオンオフ制御を行うことによってスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００１９】
ここで、スイッチング素子ＳＰ１が第１の半導体スイッチング素子に対応し、スイッチング素子ＳＮ１が第２の半導体スイッチング素子に対応し、コンデンサＣＰ１及びＣＮ１が共振用コンデンサに対応し、補助回路部１２が第１の補助回路部に対応し、スイッチング素子ＳＳＮ１が第１の補助スイッチング素子に対応し、ダイオードＤＦＮ１が第１の補助ダイオードに対応し、直列に接続されたスイッチング素子ＳＳＮ１及びダイオードＤＦＮ１が第１の直列接続部に対応し、リアクトルＬＮ１が第１の共振用リアクトルに対応し、ダイオードＤＮ１が第２の補助ダイオードに対応している。
【００２０】
次に、上記第１の実施の形態の動作を、図２に示すタイミングチャートに基づいて説明する。なお、図２において、（ａ）はスイッチング素子ＳＰ１のオンオフ制御状態、（ｂ）はスイッチング素子ＳＮ１のオンオフ制御状態、（ｃ）はスイッチング素子ＳＳＮ１のオンオフ制御状態、（ｄ）はコンデンサＣＰ１及びＣＮ１の両端電圧ＶCP1 及びＶCN1 、（ｅ）はスイッチング素子ＳＰ１を流れる電流ｉSP1 及びダイオードＦＰ１を流れる電流ｉFP1 、（ｆ）はスイッチング素子ＳＮ１を流れる電流ｉSN1 及びダイオードＦＮ１を流れる電流ｉFN1 、（ｇ）はリアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 、（ｈ）はモード、をそれぞれ表したものである。
【００２１】
今、スイッチング素子ＳＮ１がオンしている状態から、スイッチング素子ＳＮ１をオフ、スイッチング素子ＳＰ１をオンに切り替えるものとする。
まず、スイッチング素子ＳＮ１がオン状態であり且つダイオードＦＮ１が導通し、負荷２→ダイオードＦＮ１→負荷２の経路で負荷電流ＩOUT が還流している状態を考える（モード１）。このとき、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＳＮ１はオフ状態である。
【００２２】
この状態から、例えば時点ｔ11でスイッチング素子ＳＳＮ１をオン状態にすると、直流電源１の電源電圧を二分割するコンデンサＣ2 を電源として、コンデンサＣ2 →スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→スイッチング素子ＳＮ１→コンデンサＣ2 の経路でリアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 が増加する。このとき、負荷電流ＩOUT は、モード１と同様に、負荷２→ダイオードＦＮ１→負荷２の経路で還流を継続する。したがって、ダイオードＦＮ１を流れる電流ｉFN1 は、前記リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 の増加に伴って減少する（モード２）。
【００２３】
そして、時点ｔ12で、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 が負荷電流ＩOUT を越えると、負荷電流ＩOUT はダイオードＦＮ１を流れる経路からダイオードＤＮ１を流れる経路に転流し、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 は、コンデンサＣ2 →スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→負荷２→コンデンサＣ2 の経路と、コンデンサＣ2 →スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→スイッチング素子ＳＮ１→コンデンサＣ2 の経路とに流れる。そして、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 の増加に伴って、スイッチング素子ＳＮ１を流れる電流ｉSN1 が増加する（モード３）。
【００２４】
そして、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 が負荷電流ＩOUT を越えている時点、例えば時点ｔ13でスイッチング素子ＳＮ１をオフ状態にすると、リアクトルＬＮ１とコンデンサＣＰ１及びＣＮ１とが共振を始め、リアクトルＬＮ１とコンデンサＣＰ１及びＣＮ１との並列容量で決まる共振周波数で共振し、共振電流がリアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→コンデンサＣＰ１→コンデンサＣ1 →スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路と、リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→コンデンサＣＮ１→コンデンサＣ2 →スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路とに流れる。これによって、コンデンサＣＰ１は直流電源電圧Ｅｄから零電圧に向かって放電され、逆にコンデンサＣＮ１は零電圧から直流電源電圧Ｅｄに向かって充電される。したがって、スイッチング素子ＳＮ１の両端電圧は共振現象によって上昇し、ｄｖ／ｄｔが抑制された状態で直流電源１の直流電源電圧Ｅｄにクランプされるいわゆるソフトスイッチング動作を行う。なお、このとき負荷電流ＩOUT はモード３と同様の経路で流れる（モード４）。
【００２５】
ここで、前記スイッチング素子ＳＮ１をオフにするタイミングは、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 が負荷電流ＩOUT 以上であり且つ、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 が前述のリアクトルＬＮ１とコンデンサＣＰ１及びＣＮ１との共振動作を確実に行わせることの可能な電流値を満足する間であれば、どの時点でもよい。
【００２６】
続いて、時点ｔ14でコンデンサＣＰ１の放電及びコンデンサＣＮ１の充電が完了し共振動作が終了すると、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 は、リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→負荷２→コンデンサＣ2 →スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路で還流すると共に、リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→ダイオードＦＰ１→コンデンサＣ1 →スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路で、負荷電流ＩOUT を越える電流分が回生される。
【００２７】
したがって、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 は減少し、この減少に伴ってダイオードＦＰ１を流れる電流ｉFP1 も減少する（モード５）。
そして、このダイオードＦＰ１に電流ｉFP1 が流れている時点、例えば時点ｔ15でスイッチング素子ＳＰ１をオン状態にする。このとき、スイッチング素子ＳＰ１の両端の電圧は零電圧となっているからＺＶＳ動作が可能となる。
【００２８】
なお、前記スイッチング素子ＳＰ１をオン状態にするタイミングは、前記コンデンサＣＰ１の放電が完了し、且つ前記ダイオードＦＰ１に電流ｉFP1 が流れている間であればよい。
そして、時点ｔ15でスイッチング素子ＳＰ１をオン状態にすると、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 が負荷電流ＩOUT よりも大きい間は、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 は継続して、リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→ダイオードＦＰ１→コンデンサＣ1 →スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路で回生されると共に、リアクトルＬＮ１→ダイオードＤＮ１→負荷２→コンデンサＣ2 →スイッチング素子ＳＳＮ１→リアクトルＬＮ１の経路で還流し、時点ｔ16で、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 が負荷電流ＩOUT 以下となると、直流電源１→スイッチング素子ＳＰ１→負荷２→直流電源１の経路でスイッチング素子ＳＰ１に電流が流れるようになり、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 の減少に伴ってスイッチング素子ＳＰ１を流れる電流ｉSP1 が増加し、時点ｔ17で、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 がリセットされると、スイッチング素子ＳＰ１には、負荷電流ＩOUT に相当する電流ｉLN1 が流れるようになる（モード６）。
【００２９】
そして、時点ｔ17で、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 がリセットされた後、例えば時点ｔ18でスイッチング素子ＳＳＮ１をオフにする。
以上の動作によって、スイッチング素子ＳＮ１がオフ状態に切り替えられ、またスイッチング素子ＳＰ１がオン状態に切り替えられたことになる。
続いて、時点ｔ19でスイッチング素子ＳＰ１をオフ状態、スイッチング素子ＳＮ１をオン状態に切り替えると、負荷電流ＩOUT はダイオードＦＮ１に転流し、また、コンデンサＣＰ１は零から直流電源電圧Ｅｄに向かって充電され、逆に、コンデンサＣＮ１は放電されてモード１の状態に戻る。
【００３０】
したがって、スイッチング素子ＳＰ１はＺＶＳ状態となり、また、スイッチング素子ＳＮ１は、負荷電流ＩOUT がダイオードＦＮ１に転流するためターンオン損失は発生しない。なお、前記スイッチング素子ＳＰ１をオフ、スイッチング素子ＳＮ１をオンに切り替えるタイミングは、前記スイッチング素子ＳＳＮ１がオフに制御された時点以後であればいつでもよい。
【００３１】
そして、この動作を繰り返し行うことによって、スイッチング素子ＳＮ１及びＳＰ１が順次オン／オフに切り替えられることになる。
このように、スイッチング素子ＳＰ１のターンオン時及びスイッチング素子ＳＮ１のターンオフ時のソフトスイッチング動作を実現することができるから、これらスイッチング素子ＳＰ１，ＳＮ１のスイッチング動作時におけるｄｖ／ｄｔを抑制することができスイッチング損失を低減することができる。また、スナバ回路による損失も発生せずまた、そのスイッチング損失を低減することができる。また、スイッチング時の跳ね上がり動作（サージ電圧）に伴うノイズの発生をも低く抑えることができるから、低損失で低ノイズスイッチングを実現することができる。
【００３２】
また、スイッチング素子ＳＳＮ１を、零電流スイッチングで動作させることが可能であるが、制御誤差等により電流が流れている状態でスイッチング動作を行った場合であっても、ダイオードＤＦＮ１によって、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 をダイオードＤＦＮ１を経由して直流電源電圧Ｅｄを二分しているコンデンサＣ1 及びＣ2 に回生させることができ、損失を最小限に抑えると共に、スイッチング素子ＳＳＮ１を直流電源電圧Ｅｄ以下でクランプすることができる。
【００３３】
また、リアクトルＬＮ１を流れる電流ｉLN1 が零となった時点以後にスイッチング素子ＳＳＮ１をオフ状態にすればよいから、スイッチング素子ＳＳＮ１をオフするタイミングに対する制御条件を緩やかにすることができ、その分制御を容易に行うことができる。
次に、本発明の第２の実施の形態を説明する。
【００３４】
上記第１の実施の形態は、スイッチング素子ＳＰ１のターンオン及びスイッチング素子ＳＮ１のターンオフ時のＺＶＳ動作を実現するようにしたものであるのに対し、この第２の実施の形態は、スイッチング素子ＳＰ１のターンオフ及びスイッチング素子ＳＮ１のターンオン時のＺＶＳ動作を実現するようにしたものである。
【００３５】
図３に示すように、この電力変換装置は、上記第１の実施の形態と同様に構成されたコンデンサＣ1 及びＣ2 と、上記第１の実施の形態と同様に形成された主スイッチング部１１と、当該主スイッチング部１１のＺＶＳを実現するための補助回路部１３とから構成され、直列に接続されたコンデンサＣ1 及びＣ2 及び主スイッチング部１１は、直流電源１と並列に接続されている。
【００３６】
そして、前記補助回路部１３は、ダイオードＤＦＰ１、このダイオードＤＦＰ１のアノード側に接続された自己消孤形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＳＰ１、このスイッチング素子ＳＳＰ１に逆並列に接続されたダイオードＳＦＰ１、ダイオードＤＦＰ１及びスイッチング素子ＳＳＰ１の接続点に一端が接続された共振用のリアクトルＬＰ１、このリアクトルＬＰ１の他端に接続されたダイオードＤＰ１とから構成されている。そして、前記ダイオードＳＦＰ１のアノード側が前記コンデンサＣ1 及びＣ2 の接続点に接続されると共に、前記ダイオードＤＰ１のアノード側が前記スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点に接続され、さらに、前記ダイオードＤＦＰ１のカソード側が直流電源１の高電位側に接続されている。
【００３７】
そして、ダイオードＦＰ１のカソード側とスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点との間に負荷２が接続されている。
そして、制御回路１０によってスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１を所定のタイミングで切り替え、また、ＰＷＭ制御を行うことによって、直流電源１の直流電源電圧Ｅｄを所定電圧に変換して負荷２に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＰ１をオンオフ制御することによってスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００３８】
ここで、補助回路部１３が第２の補助回路部に対応し、ダイオードＤＦＰ１が第３の補助ダイオードに対応し、スイッチング素子ＳＳＰ１が第２の補助スイッチング素子に対応し、直列に接続されたダイオードＤＦＰ１及びスイッチング素子ＳＳＰ１が第２の直列接続部に対応し、リアクトルＬＰ１が第２の共振用リアクトルに対応し、ダイオードＤＰ１が第４の補助ダイオードに対応している。
【００３９】
次に、上記第２の実施の形態の動作を、図４に示すタイミングチャートに基づいて説明する。なお、図４において、（ａ）はスイッチング素子ＳＰ１のオンオフ制御状態、（ｂ）はスイッチング素子ＳＮ１のオンオフ制御状態、（ｃ）はスイッチング素子ＳＳＰ１のオンオフ制御状態、（ｄ）はコンデンサＣＰ１及びＣＮ１の両端電圧ＶCP1 及びＶCN1 、（ｅ）はスイッチング素子ＳＰ１を流れる電流ｉSP1 及びダイオードＦＰ１を流れる電流ｉFP1 、（ｆ）はスイッチング素子ＳＮ１を流れる電流ｉSN1 及びダイオードＦＮ１を流れる電流ｉFN1 、（ｇ）はリアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 、（ｈ）はモード、をそれぞれ表したものである。
【００４０】
今、スイッチング素子ＳＰ１がオンしている状態から、スイッチング素子ＳＰ１をオフ、スイッチング素子ＳＮ１をオンに切り替えるものとする。
まず、スイッチング素子ＳＰ１がオン状態であり且つダイオードＦＰ１が導通し、負荷２→ダイオードＦＰ１→負荷２の経路で負荷電流ＩOUT が還流している状態を考える（モード１）。このとき、スイッチング素子ＳＳＰ１及びＳＮ１はオフ状態である。
【００４１】
この状態から、例えば時点ｔ21でスイッチング素子ＳＳＰ１をオン状態にすると、直流電源１の直流電源電圧Ｅｄを二分割するコンデンサＣ1 を電源としてコンデンサＣ1 →スイッチング素子ＳＰ１→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ1 の経路でリアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 が増加する。このとき、負荷電流ＩOUT は、モード１と同様に、負荷２→ダイオードＦＰ１→負荷２の経路で還流を継続する。したがって、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 の増加に伴って、ダイオードＦＰ１を流れる電流ｉFP1 が減少する（モード２）。
【００４２】
そして、時点ｔ22で、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 が負荷電流ＩOUT 以上となると、負荷電流ＩOUT はダイオードＦＰ１を流れる還流経路から、リアクトルＬＰ１を経由する前述の経路に転流する。そして、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 はコンデンサＣ1 →スイッチング素子ＳＰ１→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ1 の経路と、コンデンサＣ1 →負荷２→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ1 の経路とを流れる。つまり、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 のうち負荷電流ＩOUT を越えた電流分がスイッチング素子ＳＰ１を流れるようになる（モード３）。
【００４３】
そして、リアクトルＬＰ１の電流ｉLP1 が負荷電流ＩOUT を越えている時点、例えば時点ｔ23でスイッチング素子ＳＰ１をオフ状態にすると、リアクトルＬＰ１と、コンデンサＣＰ１及びＣＮ１とが共振動作を開始し、リアクトルＬＰ１、コンデンサＣＰ１及びＣＮ１の並列容量で決まる共振周波数で共振する。これによって、コンデンサＣＰ１は零電圧から直流電源電圧Ｅｄに向かって充電され、コンデンサＣＮ１は直流電源電圧Ｅｄから零電圧に向かって放電される。
【００４４】
その結果、スイッチング素子ＳＰ１の両端電圧は共振現象によって徐々に上昇し、ｄｖ／ｄｔが抑制された状態で直流電源電圧Ｅｄにクランプされる、いわゆるソフトスイッチング動作を行う（モード４）。
なお、前記スイッチング素子ＳＰ１をオフ状態にするタイミングは、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 が負荷電流ＩOUT を越え、且つ、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 が前記リアクトルＬＰ１とコンデンサＣＰ１及びＣＮ１との共振動作を確実に開始することの可能な電流値であるときであればよい。
【００４５】
続いて、時点ｔ24でコンデンサＣＮ１の放電が完了すると、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 はダイオードＦＮ１に転流し、リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ1 →負荷２→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１の経路を流れると共に、リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ2 →ダイオードＦＮ１→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１の経路で回生される。したがって、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 は減少し、これに伴って、ダイオードＦＮ１を流れる電流ｉFN1 も減少する（モード５）。
【００４６】
そして、このダイオードＦＮ１に電流が流れている間に、例えば時点ｔ25でスイッチング素子ＳＮ１をオン状態にすると、このとき、スイッチング素子ＳＮ１の両端は零電圧となっているから、ＺＶＳ状態となる。
なお、このスイッチング素子ＳＮ１をオンするタイミングは、コンデンサＣＮ１の放電が完了し、且つダイオードＦＮ１に電流が流れている間であればよい。
【００４７】
そして、時点ｔ25でスイッチング素子ＳＮ１をオン状態にすると、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 が負荷電流ＩOUT よりも大きい間は、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 は継続して、リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ1 →負荷２→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１の経路で還流すると共に、リアクトルＬＰ１→スイッチング素子ＳＳＰ１→コンデンサＣ2 →ダイオードＦＮ１→ダイオードＤＰ１→リアクトルＬＰ１の経路で減衰し、時点ｔ26で、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 が負荷電流ＩOUT 以下となると、直流電源１→負荷２→スイッチング素子ＳＮ１→直流電源１の経路でスイッチング素子ＳＮ１に電流ｉSN1 が流れるようになり、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 の減少に伴ってスイッチング素子ＳＮ１を流れる電流ｉSN1 が増加し、時点ｔ27で、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 がリセットされると、スイッチング素子ＳＮ１には、負荷電流ＩOUT に相当する電流ｉSN1 が流れるようになる（モード６）。
【００４８】
そして、時点ｔ27で、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 がリセットされた後、例えば時点ｔ28でスイッチング素子ＳＳＰ１をオフにする。
以上の動作によって、スイッチング素子ＳＰ１がオフ状態に切り替えられまたスイッチング素子ＳＮ１がオン状態に切り替えられたことになる。
続いて、時点ｔ29でスイッチング素子ＳＰ１をオン状態、スイッチング素子ＳＮ１をオフ状態に切り替えると、負荷電流ＩOUT はダイオードＦＰ１に転流し、また、コンデンサＣＰ１は直流電源電圧Ｅｄから零電圧に向かって放電されると共に、コンデンサＣＮ１は零電圧から直流電源電圧Ｅｄに向かって充電され、モード１の状態に戻る。したがって、スイッチング素子ＳＮ１はＺＶＳ状態となり、また、スイッチング素子ＳＰ１は負荷電流ＩOUT がダイオードＦＰ１に転流するためターンオン損失は発生しない。
【００４９】
そして、この動作を繰り返し行うことによって、スイッチング素子ＳＮ１及びＳＰ１が順次オン／オフに切り替えられることになる。
したがって、この場合も上記第１の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。また、この場合も、スイッチング素子ＳＳＰ１は零電流スイッチングで動作することが可能であるが、制御誤差等によりリアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 がリセットされていない状態でスイッチング素子ＳＳＰ１がオフ状態に制御されたとしても、リアクトルＬＰ１を流れる電流ｉLP1 はダイオードＤＦＰ１を経由して、直流電源電圧Ｅｄを二分割しているコンデンサＣ1 及びＣ2 へ回生させることができるから、損失を最小限に抑えると共にスイッチング素子ＳＳＰ１を直流電源電圧Ｅｄ以下でクランプすることができる。
【００５０】
次に、本発明の第３の実施の形態を説明する。
図５は、第３の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図である。図５に示すように、直流電力を単相交流電力に変換するようにしたハーフブリッジのインバータ回路に適用したものであって、上記第１の実施の形態と第２の実施の形態とを組み合わせたものである。
【００５１】
第３の実施の形態における電力変換装置は、図５に示すように、上記第１の実施の形態と同様の、直流電源電圧Ｅｄ分割用のコンデンサＣ1 及びＣ2 と、上記第１の実施の形態における主スイッチング部１１と、この主スイッチング部１１の各スイッチング素子のＺＶＳを実現するための補助回路部ＡＲＣＳとから構成され、直列に接続されたＣ1 及びＣ2 と主スイッチング部１１とは、前記直流電源１に並列に接続されている。
【００５２】
そして、前記補助回路部ＡＲＣＳは、第１の実施の形態における補助回路部１２と、第２の実施の形態における補助回路部１３とから構成されている。そして、補助回路部１２のダイオードＤＦＮ１のアノード側が直流電源１の低電位側に接続され、ダイオードＳＦＮ１のカソード側が前記コンデンサＣ1 及びＣ2 の接続点に接続されさらに、ダイオードＤＮ１のカソード側が前記主スイッチング部１１のスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点に接続されている。同様に、補助回路部１３のダイオードＤＦＰ１のカソード側が直流電源１の高電位側に接続され、ダイオードＳＦＰ１のアノード側が前記コンデンサＣ1 及びＣ2 の接続点に接続され、ダイオードＤＰ１のアノード側が前記主スイッチング部１１のスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点に接続されている。
【００５３】
そして、制御回路１０によって、各スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１を所定のタイミングで交互に切り替え、またＰＷＭ制御を行うことによって、直流電源１の出力電力を単相交流電力に変換して負荷３に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＮ１、ＳＳＰ１をオンオフ動作させることによって、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００５４】
ここで、主スイッチング部１１及び補助回路部ＡＲＣＳが、変換モジュールに対応し、補助回路部１２が第１の補助回路部に対応し、補助回路部１３が第２の補助回路部に対応し、直列に接続されたスイッチング素子ＳＳＮ１及びダイオードＤＦＮ１が第１の直列接続部に対応し、直列に接続されたダイオードＤＦＰ１及びスイッチング素子ＳＳＰ１が第２の直列接続部に対応し、リアクトルＬＮ１が第１の共振用リアクトルに対応し、リアクトルＬＰ１が第２の共振用リアクトルに対応している。
【００５５】
つまりこの場合には、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１のオン／オフ動作に同期して、スイッチング素子ＳＳＮ１及びＳＳＰ１をオンオフ制御し、すなわち、次にスイッチング素子ＳＰ１をターンオン、スイッチング素子ＳＮ１をターンオフするときには、上記第１の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＳＳＮ１をオンオフ制御し、次にスイッチング素子ＳＰ１をターンオフ、スイッチング素子ＳＮ１をターンオンするときには、上記第２の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＳＳＰ１をオンオフ動作させることによって、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１のターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００５６】
したがって、この場合も、上記第１及び第２の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
次に、本発明の第４の実施の形態を説明する。
図６は、第４の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図である。図６に示すように、直流電力を多相交流電力に変換するようにしたインバータ回路に適用したものであって、前記第３の実施の形態において主スイッチング部１１と補助回路部ＡＲＣＳとで構成される変換モジュールを、相数Ｍに応じてＭ組設けている。
【００５７】
そして、各相に対応する主スイッチング部１１のスイッチング素子ＳＰｎ（ｎ＝１〜Ｍ）及びＳＮｎ（ｎ＝１〜Ｍ）の接続点が負荷４に接続されている。
そして、制御回路１０によって、各スイッチング素子ＳＰｎ、ＳＮｎを公知の通電手順にしたがって切り替え、またＰＷＭ制御することによって、直流電源１の出力電力を多相交流電力に変換して負荷４に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰｎ、ＳＮｎの切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＮｎ（ｎ＝１〜Ｍ）、ＳＳＰｎ（ｎ＝１〜Ｍ）をオンオフ制御することによって、スイッチング素子ＳＰｎ、ＳＮｎの零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００５８】
つまり、例えば、直流電源１の両端に、主スイッチング部１１及び補助回路ＡＲＣＳを二組設け、いわゆるフルブリッジ回路を構成して、直流電力を単相交流電力に変換するようにした電力変換装置に適用した場合には、図７のタイミングチャートに示すように、スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２を所定のタイミングでオンオフ制御して階段波を発生させる。これと共に、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１のオン／オフ動作に同期して、スイッチング素子ＳＳＮ１及びＳＳＰ１、ＳＳＮ２及びＳＳＰ２をオンオフ制御し、すなわち、図７に示すように、次の時点ｔ32でスイッチング素子ＳＰ１（図７（ａ））をターンオン、スイッチング素子ＳＮ１（図７（ｂ））をターンオフするときには、上記第１の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＳＳＮ１（図７（ｅ））を予め時点ｔ31でオン動作させ、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１を切り替えた後オフにし、次の時点ｔ35でスイッチング素子ＳＰ２（図７（ｃ））をターンオン、スイッチング素子ＳＮ２（図７（ｄ））をターンオフするときにも、上記第１の実施の形態にしたがってスイッチング素子ＳＳＮ２（図７（ｇ））を予め時点ｔ33でオン動作させ、スイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２を切り替えた後オフにする。また、次の時点ｔ36でスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１を切り替えるときには、上記第２の実施の形態にしたがって、スイッチング素子ＳＳＰ１（図７（ｆ））を予め時点ｔ34でオン動作させ、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１を切り替えた後オフにし、同様に、時点ｔ39でスイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２を切り替えるときには、ＳＳＰ２（図７（ｈ））を予め時点ｔ37でオン動作させ、スイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２を切り替えた後にオフする。
【００５９】
このようにすることによって、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１、ＳＰ２及びＳＮ２のターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。そして、例えば、三相の交流電力に変換するようにした場合には、三相分の主スイッチング部１１及び補助回路部ＡＲＣＳを設け、各相に対応する主スイッチング部１１の各スイッチング素子ＳＰ及びＳＮを、例えば、１２０度通電方式或いは１８０度通電方式等による公知のタイミングでオンオフ制御し、このとき、スイッチング素子ＳＰ及びＳＮのターンオフ及びターンオンに応じて対応するスイッチング素子ＳＳＮｎ或いはＳＳＰｎをオンオフ動作すればよく、多相の交流電力に変換した場合も同様である。
【００６０】
したがって、この場合も、上記第１及び第２の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
また、上記第４の実施の形態においては、Ｍ相のインバータの負荷を線間に接続した場合について説明したが、これに限るものではなく、例えば、Ｍ相のインバータの各出力とコンデンサＣ1 及びＣ2 の接続点との間にＭ組の単相負荷が接続された場合であっても、上記と同等の作用効果を得ることができるのはいうまでもない。
【００６１】
次に、本発明の第５の実施の形態を説明する。
図８は、第５の実施の形態における電力変換装置を示す概略構成図であって、直流電力を単相交流電力に変換するようにしたインバータ回路に適用したものである。前記第３の実施の形態では、インバータ回路をハーフブリッジで構成したのに対し、第５の実施の形態では、インバータ回路をフルブリッジで構成している。
【００６２】
すなわち、この第５の実施の形態における電力変換装置は、図８に示すように、直流電源１の直流電源電圧Ｅｄ分割用の、同一の容量値を有する直列に接続されたコンデンサＣ1 及びＣ2 と、前記第１の実施の形態における主スイッチング部１１と同一に構成された主スイッチング部１１Ｕ及び１１Ｖと、これら主スイッチング部１１Ｕ及び１１Ｖを構成する各スイッチング素子のＺＶＳ動作を実現するための補助回路部１５とから構成され、直列に接続されたコンデンサＣ1 及びＣ2 、前記主スイッチング部１１Ｕ及び１１Ｖは、それぞれ直流電源１と並列に接続されている。
【００６３】
前記補助回路部１５は、自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＳＮ１及びこれと逆並列に接続されたダイオードＳＦＮ１と、自己消弧形の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子という。）ＳＳＰ１及びこれと逆並列に接続されたダイオードＳＦＰ１と、ダイオードブリッジ部１５ａを構成する、ダイオードＤＮ１、ＤＮ２、ＤＰ１、ＤＰ２と、前記ダイオードＳＦＮ１のアノード側とダイオードブリッジ部１５ａを構成するダイオードＤＮ１及びＤＮ２のアノード側との間に接続されたリアクトルＬＮ１と、前記ダイオードＳＦＰ１のカソード側とダイオードブリッジ部１５ａを構成するダイオードＤＰ１及びＤＰ２のカソード側との間に接続されたリアクトルＬＰ１と、前記スイッチング素子ＳＳＰ１及びリアクトルＬＰ１の接続点にアノード側が接続されたダイオードＤＦＰ１と、前記スイッチング素子ＳＳＮ１及びリアクトルＬＮ１の接続点にカソード側が接続されたダイオードＤＦＮ１とから構成されている。そして、前記ダイオードＤＦＰ１のカソード側が直流電源１の高電位側に、またダイオードＤＦＮ１のアノード側が直流電源１の低電位側に接続され、さらに、前記ダイオードＳＦＮ１のカソード側及びダイオードＳＦＰ１のアノード側が前記コンデンサＣ1 及びＣ2 の接続点に接続され、また、ダイオードブリッジ部１５ａを構成するダイオードＤＮ１及びＤＰ１の接続点が主スイッチング部１１Ｕを構成するスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点に接続され、ダイオードＤＮ２及びＤＰ２の接続点が主スイッチング部１１Ｖを構成するスイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２の接続点に接続され、これらスイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点とスイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２の接続点との間に負荷３が接続されている。
【００６４】
そして、制御回路１０によって各スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２を、所定のタイミングで切り替え、また、ＰＷＭ制御を行うことによって、直流電源１の出力電力を単相交流電力に変換して負荷３に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２の切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＰ１及びＳＳＮ１をオンオフ制御することによって、スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２の零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００６５】
ここで、補助回路部１５が第３の補助回路部に対応し、スイッチング素子ＳＳＮ１が第３の補助スイッチング素子に対応し、ダイオードＤＦＮ１が第５の補助ダイオードに対応し、直列に接続されたスイッチング素子ＳＳＮ１及びダイオードＤＦＮ１が第３の直列接続部に対応し、ダイオードＤＦＰ１が第６の補助ダイオードに対応し、スイッチング素子ＳＳＰ１が第４の補助スイッチング素子に対応し、直列に接続されたダイオードＤＦＰ１及びスイッチング素子ＳＳＰ１が第４の直列接続部に対応し、ダイオードＤＮ１及びＤＮ２が第７の補助ダイオードに対応し、ダイオードＤＰ１及びＤＰ２が第８の補助ダイオードに対応し、直列に接続されたダイオードＤＮ１及びＤＰ１、ＤＮ２及びＤＰ２がダイオード接続部に対応し、リアクトルＬＮ１が第３の共振用リアクトルに対応し、リアクトルＬＰ１が第４の共振用リアクトルに対応している。
【００６６】
つまりこの場合には、前記図７に示すように、所定のタイミングでスイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２をオン／オフ制御すると共に、このオンオフ動作に同期して、スイッチング素子ＳＳＰ１及びＳＳＮ１を動作させ、すなわち、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１を切り替える場合には、ダイオードＤＮ１及びＤＰ１を経由し、逆に、スイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２を切り替える場合には、ダイオードＤＮ２及びＤＰ２を経由して、前記第１又は第２の実施の形態にしたがって、スイッチング素子ＳＳＮ１及びＳＳＰ１を、オンオフ動作させることによって、スイッチング素子ＳＰ１、ＳＮ１、ＳＰ２、ＳＮ２のターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００６７】
したがって、この場合も、上記第３の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
また、この場合、各主スイッチング部１１Ｕ、１１Ｖに対してＺＶＳを実現するためのダイオード及びスイッチング素子を設ける必要がないから、その分電力変換装置の構成品の削減を図ることができる。
【００６８】
次に、本発明の第６の実施の形態を説明する。
この第６の実施の形態は、第５の実施の形態において、直流電力を三相交流電力に変換するようにしたものであって、図９に示すように、主スイッチング部１１Ｗが追加されると共に、２相のダイオードブリッジ部１５ａに代えて、３相のダイオードブリッジ部１５ｂが設けられている。
【００６９】
すなわち、ダイオードブリッジ部１５ｂは、ダイオードＤＮ１及びこれと直列に接続されたダイオードＤＰ１、ダイオードＤＮ２及びこれと直列に接続されたダイオードＤＰ２、ダイオードＤＮ３及びこれと直列に接続されたダイオードＤＰ３の三組のダイオード接続部から構成され、ダイオードＤＮ１、ＤＮ２、ＤＮ３のアノード側がリアクトルＬＮ１に接続されると共に、ダイオードＤＰ１、ＤＰ２、ＤＰ３のカソード側がリアクトルＬＰ１に接続されている。
【００７０】
そして、ダイオードＤＮ１及びＤＰ１の接続点、ダイオードＤＮ２及びＤＰ２の接続点、ダイオードＤＮ３及びＤＰ３の接続点と、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１の接続点、スイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２の接続点、スイッチング素子ＳＰ３及びＳＮ３の接続点の接続点がそれぞれ接続され、さらに、これら各スイッチング素子の接続点が負荷５に接続されている。
【００７１】
そして、制御回路１０によって、各スイッチング素子ＳＰ１〜ＳＰ３、ＳＮ１〜ＳＮ３を公知の１２０度通電方式或いは１８０度通電方式にしたがって所定のタイミングで切り替え、またＰＷＭ制御を行うことによって、直流電源１の出力電力を三相交流電力に変換して負荷５に供給すると共に、スイッチング素子ＳＰ１〜ＳＰ３、ＳＮ１〜ＳＮ３の切り替えタイミングに同期してスイッチング素子ＳＳＰ１及びＳＳＮ１をオンオフ制御することによって、スイッチング素子ＳＰ１〜ＳＰ３、ＳＮ１〜ＳＮ３の零電圧スイッチング動作ＺＶＳを実現するようになっている。
【００７２】
つまりこの場合には、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１、ＳＰ２及びＳＮ２、ＳＰ３及びＳＮ３のオン／オフ動作に同期して、上記第１及び第２の実施の形態と同様にスイッチング素子ＳＳＰ１又はＳＳＮ１を動作させることによって、スイッチング素子ＳＰ１及びＳＮ１が切り替わるときにはダイオードＤＮ１及びＤＰ１を経由し、また、スイッチング素子ＳＰ２及びＳＮ２が切り替わるときにはダイオードＤＮ２及びＤＰ２を経由し、スイッチング素子ＳＰ３及びＳＮ３が切り替わるときにはダイオードＤＮ３及びＤＰ３を経由して動作することによって、スイッチング素子ＳＰ１〜ＳＰ３、ＳＮ１〜ＳＮ３のターンオン及びターンオフ時のＺＶＳ動作を実現することができる。
【００７３】
したがって、この場合も、上記第５の実施の形態と同等の作用効果を得ることができる。
また、この場合も、各主スイッチング部１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗそれぞれに対してＺＶＳを実現するためのダイオード及びスイッチング素子を設ける必要がないから、その分電力変換装置の構成品の削減を図ることができる。
【００７４】
なお、この第６の実施の形態においては、三相の交流電力に変換するようにした場合について説明したが、これに限るものではなく、多相の交流電力に変換することも可能であり、この場合には、相数に応じて主スイッチング部を追加すると共に、補助回路部１５のダイオードブリッジ部の相数を増加させればよい。
また、第６の実施の形態において、単相負荷を、コンデンサＣ1 及びＣ2 の接続点と、各相に対応する主スイッチング部１１のスイッチング素子の接続点との間に接続するようにした場合にあっても、同等の作用効果を得ることができる。
【００７５】
なお、上記各実施の形態において、負荷の前段にＰＷＭ制御による高周波リプルを除去するためのフィルタが挿入されている場合でも適用することができ、同等の作用効果を得ることができる。
また、上記各実施の形態においては、チョッパ回路、また、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路について説明したが、これに限るものではなく、交流電力から直流電力に変換するコンバータ回路に適用することができるのはいうまでもない。
【００７６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の請求項１乃至請求項８に係る電力変換装置によれば、第１又は第２の半導体スイッチング素子の零電圧スイッチング状態を実現するようにしたから、これら半導体スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができると共に、半導体スイッチング素子のｄｖ／ｄｔは共振現象及びコンデンサへの充電動作によって低く抑えられているからスイッチング時の跳ね上がり電圧に伴うノイズの発生を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図２】第１の実施の形態における電力変換装置の動作説明に供するタイミングチャートである。
【図３】第２の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図４】第２の実施の形態における電力変換装置の動作説明に供するタイミングチャートである。
【図５】第３の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図６】第４の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図７】第４の実施の形態における電力変換装置の動作説明に供するタイミングチャートである。
【図８】第５の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図９】第６の実施の形態における電力変換装置の概略構成図である。
【図１０】従来の電力変換装置の概略構成図である。
【図１１】スナバ回路の一例である。
【符号の説明】
１  直流電源
２〜５  負荷
１０  制御回路
１１  主スイッチング部
１２〜１５  補助回路部
【図１】
0004304862.tif 000002
【図２】
0004304862.tif 000003
【図３】
0004304862.tif 000004
【図４】
0004304862.tif 000005
【図５】
0004304862.tif 000006
【図６】
0004304862.tif 000007
【図７】
0004304862.tif 000008
【図８】
0004304862.tif 000009
【図９】
0004304862.tif 000010
【図１０】
0004304862.tif 000011
【図１１】
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