(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
放電ランプに設けた２つのフィラメントの各一端間に接続される第１のコンデンサと、放電ランプに点灯用の電力を供給する高周波電源と、第１のコンデンサとの直列回路が高周波電源の出力端間に接続されるインダクタと、放電ランプの両フィラメントの各他端間に接続され前記インダクタおよび第１のコンデンサとともに共振回路を構成する第２のコンデンサと、第１のコンデンサと一方のフィラメントとの直列回路の両端電圧を検出する第１の電圧検出部と、第１のコンデンサと他方のフィラメントとの直列回路の両端電圧を検出する第２の電圧検出部と、第１および第２の電圧検出部により検出した２つの電圧値の差によりフィラメントの異常の有無を検出する異常判定手段とを備えることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
第１の電圧検出部と第２の電圧検出部とによりそれぞれ検出される２つの電圧値の少なくとも一方を放電ランプの寿命検出に兼用していることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
前記高周波電源が動作を開始するまでは前記異常判定手段による異常の検出を禁止することを特徴とする請求項１または請求項２記載の放電灯点灯装置。
【請求項４】
第１および第２の電圧検出部において検出される２つの電圧値に対して始動時における上限値を設定し、異常時に他方よりも低下する一方の電圧値の前記上限値を他方の電圧値の前記上限値よりも高く設定していることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。
【請求項５】
前記異常判定手段によりフィラメントの異常が検出されると前記高周波電源を異常に対応するように制御することを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項記載の記載の放電灯点灯装置。
【請求項６】
前記異常判定手段によりフィラメントの異常が検出されると前記高周波電源の出力を停止させることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項７】
前記異常判定手段によりフィラメントの異常が検出されると前記高周波電源の出力を低下させることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【請求項８】
前記異常判定手段によりフィラメントの異常が検出されると前記高周波電源を間欠的に動作させることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電ランプを高周波電力で点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、放電ランプを高周波電力で点灯させるこの種の放電灯点灯装置として、特許第２６１７４６１号公報に記載された放電灯点灯装置のように、放電ランプに設けた両フィラメントの電源側の一端間と非電源側の一端間とにそれぞれコンデンサを接続し、電源側の一端間に接続したコンデンサにインダクタを直列接続し、このコンデンサとインダクタとの直列回路を高周波電源の出力端間に接続した構成が提案されている。
【０００３】
上記公報には図１０に示す回路構成（同公報の図１参照）とほぼ同様の構成が記載されており、この回路構成を具体化すれば、たとえば図１１のような回路とすることができる。すなわち、上記公報に記載された放電灯点灯装置では、商用電源などの交流電源ＡＣを整流平滑回路１に通すことにより直流電力に電力変換し、整流平滑回路１から出力される直流電力をインバータ回路２により高周波電力に電力変換することによって高周波電源を構成している。また、放電ランプＬａのフィラメントｆ１，ｆ２の電源側端間と非電源側端間とに、それぞれコンデンサＣ１，Ｃ２を接続し、コンデンサＣ１とインダクタＬ１との直列回路にさらに直流カット用のコンデンサＣ４を直列接続して負荷回路３を構成し、コンデンサＣ１，Ｃ４とインダクタＬ１とからなる直列回路を高周波電源の出力端間であるインバータ回路２の出力端間に接続する形で、負荷回路３を高周波電源に接続してある。
【０００４】
図１１に示した具体回路について説明すれば、整流平滑回路１は、交流電源ＡＣのライン間に接続されたコンデンサＣ５とラインフィルタＦとからなる高周波阻止用のフィルタ回路を備え、フィルタ回路の出力電圧をダイオードブリッジからなる整流器ＤＢで全波整流した後に、昇圧チョッパ回路により入力電圧を昇圧した直流電圧を発生させるように構成されている。昇圧チョッパ回路は、整流器ＤＢの出力端間に接続されたインダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ３との直列回路を備え、スイッチング素子Ｑ３の両端間にはダイオードＤ５と平滑コンデンサＣ３との直列回路が並列に接続された構成を有する。スイッチング素子Ｑ３にはＭＯＳＦＥＴを用いており、ボディダイオードＤｂがフライホイール用のダイオードとして機能する。また、整流器ＤＢの直流出力端間には雑音防止用にコンデンサＣ６が接続される。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ３は図示しない制御回路によって交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波でオンオフされ、スイッチング素子Ｑ３のオン時にインダクタＬ２にエネルギが蓄積され、このエネルギがスイッチング素子Ｑ３のオフ時にダイオードＤ５を通して平滑コンデンサＣ３に放出される。つまり、整流器ＤＢの出力電圧にインダクタＬ２の両端電圧が加算された状態で平滑コンデンサＣ３が充電されるから、平滑コンデンサＣ３の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧のピーク値よりも昇圧されることになる。ただし、スイッチング素子Ｑ３のオン期間とオフ期間との比率を変化させることによって平滑コンデンサＣ３の両端電圧を制御することができる。
【０００６】
一方、インバータ回路２は平滑コンデンサＣ３の両端間に接続された２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路からなり、一方のスイッチング素子Ｑ２の両端間に負荷回路３を接続している。両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはＭＯＳＦＥＴを用いており、ボディダイオードＤｂ１，Ｄｂ２がフライホイール用のダイオードとして機能する。両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は図示しない制御回路によって高周波で交互にオンオフするように制御される。図に示すインバータ回路２はハーフブリッジ型のインバータ回路を構成しており、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに伴って負荷回路３に高周波交流電圧を印加する。制御回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数を変化させることによって、放電ランプＬａの予熱、始動、点灯を制御する。また、放電ランプＬａの異常時などにおける保護動作の制御も制御回路が行う。
【０００７】
上述した放電灯点灯装置では、電源を投入すると、放電ランプＬａの両フィラメントｆ１，ｆ２を通してコンデンサＣ２に電流が流れ、フィラメントｆ１，ｆ２が予熱されるとともに放電ランプＬａの両端に共振電圧が印加される。予熱時にはフィラメントｆ１，ｆ２に十分な予熱電流を流すために、２個のコンデンサＣ１，Ｃ２の並列回路およびインダクタＬ１により構成された共振回路の共振周波数よりも十分に高い周波数でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせる。このように共振周波数よりも十分に高い周波数でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせることで、コンデンサＣ１，Ｃ２のインピーダンスが低くなり、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧を比較的低くしてフィラメントｆ１，ｆ２に十分な電流を流すことができる。一方、放電ランプＬａを始動するには、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせる周波数を予熱時よりも引き下げて共振回路の共振周波数に近付けると、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧が上昇し、放電ランプＬａが始動する程度の電圧を印加することが可能になる。
【０００８】
このように、インダクタＬ１とともに共振回路を構成するコンデンサＣ１，Ｃ２を電源側と非電源側とに振り分けて設けていることによって、両コンデンサＣ１，Ｃ２の容量を適宜に設定すれば、予熱時には非電源側のコンデンサＣ２を通して十分に大きい予熱電流を流しながらも、点灯中にはコンデンサＣ２にほとんど電流が流れないようにすることができ、点灯中におけるフィラメントｆ１，ｆ２での電力損失を低減することが可能になる。また、点灯中におけるフィラメントｆ１，ｆ２への通電量が少ないから、フィラメントｆ１，ｆ２に設けてある電子放出物質（エミッタ）が飛散しにくく、放電ランプＬａの寿命が延びることになる。さらに、共振用のコンデンサＣ１，Ｃ２の容量を大きく設定することによって、始動時においてはコンデンサＣ１の両端の共振電圧を高くすることができ、放電ランプＬａに高い電圧を印加して始動を容易にすることができる。
【０００９】
ところで、上述した放電灯点灯装置では、放電ランプＬａが接続されていない状態やフィラメントｆ１，ｆ２が断線している状態であっても、インダクタＬ１とコンデンサＣ１とによる共振回路が構成されているものであるから、コンデンサＣ１の両端に共振電圧が発生する。つまり、放電ランプＬａが接続されていない場合やフィラメントｆ１，ｆ２が断線している場合でも、放電ランプＬａを接続する端子（つまり、コンデンサＣ１の両端）に過大な電圧が発生することがある。また、放電ランプＬａが接続されいない場合やフィラメントｆ１，ｆ２が断線した場合には、共振回路からコンデンサＣ２が切り離されていることによって、コンデンサＣ２が接続されている場合よりも共振周波数が上昇するから、インバータ回路２の出力周波数（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数）よりも共振周波数のほうが高くなる場合が生じて、いわゆる進相領域での動作になり、インバータ回路２を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に貫通電流が流れて（一方のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のボディダイオードがオフになる際に流れるリカバリ電流と同時に他方のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に電流が流れることによって、平滑コンデンサＣ３の両端間が短絡状態になること）、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に過大な電流ストレスを与えるおそれがある。
【００１０】
また、放電ランプＬａの寿命末期などにおいてフィラメントｆ１，ｆ２が断線すると、通常は、放電経路が遮断されることによって放電が停止するが、ごくまれには、断線したフィラメントｆ１，ｆ２が溶融してフィラメントｆ１，ｆ２を保持しているステムに付着する場合があり、これによって放電が維持されることがある。このとき、ステムに付着した物質はフィラメントｆ１，ｆ２より高抵抗ではあるものの非電源側のコンデンサＣ２への電流経路が維持されることになり、ステムに付着した物質に電流が流れることによって電力損失が生じ、放電ランプＬａのステム付近や口金付近で異常発熱することがある。とくに、最近では発光効率を高めた放電ランプＬａとして、従来よりも管径が細く、かつ管長が長いものが提供されており、この種の放電ランプＬａでは管径が細いことによってフィラメントｆ１，ｆ２が溶融したときにステムに付着しやすくなり、しかも管電圧（ランプ電圧）が高いことによって放電が維持されやすくなる。つまり、この種の放電ランプＬａを用いるとフィラメントｆ１，ｆ２の断線時における問題が生じやすくなる。
【００１１】
放電ランプＬａが接続されていない場合やフィラメントｆ１，ｆ２が断線した場合における上述のような問題を解決するには、インバータ回路２に負荷が接続されていない無負荷状態と、フィラメントｆ１，ｆ２の断線時にまれに生じるフィラメント（ステム）部分の高抵抗状態とを検出し、これらの状態が検出されたときには異常に対応しなければならない。
【００１２】
無負荷状態や高抵抗状態を検出する構成としては、図１２に示すように、コンデンサＣ２の一端の電位を検出する構成が考えられる。つまり、フィラメントｆ１とコンデンサＣ２との接続点の電位と回路の基準電位との電位差を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を用いて分圧し、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点ａの電位（抵抗Ｒ１２の両端電圧）を取り出すのである。
【００１３】
図１２に示す構成では、放電ランプＬａが接続されていない場合や一方のフィラメントｆ１が断線した場合には、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点ａの電位が０Ｖになり、通常時の接続点ａの電位とは差が生じることで検出可能である。しかしながら、他方のフィラメントｆ２が断線した場合には、インダクタＬ１とコンデンサＣ１とにより形成されている共振回路で生じる共振電圧がフィラメントｆ１とコンデンサＣ２との接続点に印加されるから、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点ａの電位は０Ｖにはならず、通常時の接続点ａの電位に近くなる。つまり、フィラメントｆ２の断線に対しては抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続点ａの電位の変化が小さく、確実に検出することができるとは言えないという問題がある。
【００１４】
そこで、図１３に示すように、フィラメントｆ１とコンデンサＣ２との接続点の電位だけではなく、フィラメントｆ２とコンデンサＣ２との接続点の電位も検出する構成が考えられる。すなわち、フィラメントｆ１とコンデンサＣ２との接続点の電位と回路の基準電位との電位差を抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧して取り出すだけではなく、フィラメントｆ２とコンデンサＣ２との接続点の電位と回路の基準電位との電位差を抵抗Ｒ１３，Ｒ１４を用いて分圧し、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の接続点ｂの電位（抵抗Ｒ１４の両端電圧）も取り出すのである。
【００１５】
このような構成とすれば、放電ランプＬａが接続されていない状態では、接続点ａ，ｂの電位がともに０Ｖになり、いずれか一方のフィラメントｆ１，ｆ２が断線すれば、各フィラメントｆ１、ｆ２に対応した接続点ａ，ｂの電位が０Ｖになるから、フィラメントｆ１，ｆ２の断線を確実に検出することができる。しかしながら、この構成を採用したとしても、フィラメントｆ１，ｆ２が溶融してステムに付着することにより生じる上述のような高抵抗状態は確実に検出することができない。この理由を図１４の等価回路を用いて説明する。
【００１６】
図１４は放電ランプＬａについて等価回路として示したものであり、各フィラメントｆ１，ｆ２をそれぞれ抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２で表し、両フィラメント間の抵抗分をＲｌａで示してある。高抵抗状態では２つの抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２の少なくとも一方の抵抗値が上昇してコンデンサＣ２に印加される電圧はフィラメントｆ１，ｆ２の抵抗の増加に伴う電圧降下で変化するものの、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４は電流がほとんど流れないように高抵抗に設定されているから、接続点ａ，ｂの電位は通常時との変化が少なく、高抵抗状態を確実に検出するためにはこの構成では不十分である。
【００１７】
このような問題を解消するには、図１５に示すように、各フィラメントｆ１，ｆ２について、それぞれ電源側と非電源側との電位を検出することが考えられる。つまり、図１３に示した構成に加えて、各フィラメントｆ１，ｆ２の電源側の一端の電位（フィラメントｆ１，ｆ２とコンデンサＣ１との接続点の電位）と回路の基準電位との差を分圧するための２個ずつの抵抗Ｒ１５〜Ｒ１８の直列回路を設け、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の接続点ｃの電位と抵抗Ｒ１７，Ｒ１８の接続点ｄの電位とを接続点ａ，ｂの電位とともに求める構成を用いる。この構成の等価回路は図１６のようになるから、接続点ａ，ｃの電位差によりフィラメントｆ１に相当する抵抗Ｒｆ１による電圧降下を求めることができ、接続点ｂ，ｄの電位差によりフィラメントｆ２に相当する抵抗Ｒｆ２による電圧降下を求めることができる。つまり、高抵抗状態を確実に検出することが可能になる。
【００１８】
なお、フィラメントｆ１，ｆ２の断線を検出する回路構成としては、図１７に示す構成も従来から知られている。この回路は、フィラメントｆ２とコンデンサＣ２との間にカレントトランスＣＴの１次巻線を挿入し、カレントトランスＣＴの２次出力を抵抗Ｒ１９，Ｒ２０で分割し、抵抗Ｒ１９，Ｒ２０の接続点ｅの電位を取り出すようにしたものである。この構成ではカレントトランスＣＴの１次巻線が予熱電流の経路に挿入され、予熱電流が流れなくなるとカレントトランスＣＴの２次側に設けた抵抗Ｒ１９，Ｒ２０の接続点ｅの電位が０Ｖになることを利用して、フィラメントｆ１，ｆ２の断線を検出するものである。また、この構成ではフィラメントｆ１，ｆ２に流れる電流を検出するから、抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２の高抵抗化も検出可能である。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、図１５に示す構成と図１７に示す構成とは、無負荷状態と高抵抗状態とのいずれも検出可能であるが、それぞれ以下の問題を有している。
【００２０】
まず、図１５に示す構成では、無負荷状態の検出のみであれば４本の抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４でよいにもかかわらず、高抵抗状態も検出可能とするためにさらに４本の抵抗Ｒ１５〜Ｒ１８が追加されており、結局合計８本の抵抗Ｒ１１〜Ｒ１８が必要になっているから、部品点数が多いという問題を有している。また、４箇所の接続点ａ〜ｄについて検出した電圧を比較判定することになるから、これらの電圧を比較判定する回路構成が複雑になるという問題がある。
【００２１】
一方、図１７に示した構成では、回路構成が比較的簡単ではあるものの、カレントトランスＣＴは抵抗などに比較して大型であるとともに高コストであり、しかもカレントトランスＣＴのコアの特性のばらつきや温度による特性変化により、異常を検出できない場合や異常がないのに異常と誤検出する場合が生じる。
【００２２】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、比較的簡単な回路構成で部品点数も比較的少なくしながらも、無負荷状態と高抵抗状態とを精度よく確実に検出することを可能とした放電灯点灯装置を提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、放電ランプに設けた２つのフィラメントの各一端間に接続される第１のコンデンサと、放電ランプに点灯用の電力を供給する高周波電源と、第１のコンデンサとの直列回路が高周波電源の出力端間に接続されるインダクタと、放電ランプの両フィラメントの各他端間に接続され前記インダクタおよび第１のコンデンサとともに共振回路を構成する第２のコンデンサと、第１のコンデンサと一方のフィラメントとの直列回路の両端電圧を検出する第１の電圧検出部と、第１のコンデンサと他方のフィラメントとの直列回路の両端電圧を検出する第２の電圧検出部と、第１および第２の電圧検出部により検出した２つの電圧値の差によりフィラメントの異常の有無を検出する異常判定手段とを備えるものである。
【００２６】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、第１の電圧検出部と第２の電圧検出部とによりそれぞれ検出される２つの電圧値の少なくとも一方を放電ランプの寿命検出に兼用しているものである。
【００２７】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、前記高周波電源が動作を開始するまでは前記異常判定手段による異常の検出を禁止するものである。
【００２８】
請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３の発明において、第１および第２の電圧検出部において検出される２つの電圧値に対して始動時における上限値を設定し、異常時に他方よりも低下する一方の電圧値の前記上限値を他方の電圧値の前記上限値よりも高く設定しているものである。
【００３０】
請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４の発明において、前記異常判定手段によりフィラメントの異常が検出されると前記高周波電源を異常に対応するように制御するものである。
【００３１】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、前記異常判定手段によりフィラメントの異常が検出されると前記高周波電源の出力を停止させるものである。
【００３２】
請求項７の発明は、請求項５の発明において、前記異常判定手段によりフィラメントの異常が検出されると前記高周波電源の出力を低下させるものである。
【００３３】
請求項８の発明は、請求項５の発明において、前記異常判定手段によりフィラメントの異常が検出されると前記高周波電源を間欠的に動作させるものである。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。なお、以下に説明する実施の形態において、高周波電源（整流平滑回路１およびインバータ回路２）と負荷回路３とは図１１に示した従来構成と同様のものを用いるものとする。ただし、高周波電源および負荷回路３の構成はこれに限定する趣旨ではなく、放電ランプＬａのフィラメントｆ１，ｆ２の電源側端間と非電源側端間とにそれぞれコンデンサＣ１，Ｃ２を接続した負荷回路３であれば、どのような構成でも本発明の技術思想を適用可能である。たとえば、負荷回路３はインバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちスイッチング素子Ｑ１に接続することも可能である。あるいはまた、インバータ回路２をフルブリッジ形などのハーフブリッジ形ではない構成としてもよい。さらに、整流平滑回路１についても、図１１に示した構成に限定されるものではない。また、負荷回路３をインバータ回路２の出力に複数並列に接続したり、負荷回路３において複数本の放電ランプＬａを直列接続したり並列接続したりしてもよい。
【００３５】
（基本構成）
本構成では、図１に示すように、無負荷状態および高抵抗状態の検出のために２本ずつ直列接続された４本の抵抗Ｒ１〜Ｒ４を用いている。抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路は一方のフィラメントｆ１を介してコンデンサＣ１の両端間に接続され、抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路は他方のフィラメントｆ２を介してコンデンサＣ１の両端間に接続される。また、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点である出力端ｐ１と抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点である出力端ｐ２との電位が、無負荷状態および高抵抗状態の検出に用いられる。放電ランプＬａを従来構成と同様に等価回路で表すと、図１に示す回路は図２のようになる。抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２はフィラメントｆ１，ｆ２に対応する抵抗（実際にはインピーダンス）であり、抵抗Ｒｌａは放電ランプＬａにおいて放電電流（ランプ電流）が流れる経路の抵抗成分（実際にはインピーダンス）を示す。つまり、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列回路は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒｆ１との直列回路の両端電圧を検出する電圧検出部５を形成し、抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒｆ２との直列回路の両端電圧を検出する電圧検出部６を形成する。
【００３６】
ここで、一般に抵抗Ｒｌａの抵抗値は放電ランプＬａの点灯中には数十〜数百Ωであるが、放電ランプＬａの定格電力値および放電電流値によって変化する。なお、予熱時や始動中であって放電ランプＬａにおいて放電が開始されていない状態では抵抗Ｒｌａの抵抗値は無限大とみなしてよい。また、フィラメントｆ１，ｆ２が正常であれば、抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２の抵抗値は数Ω程度になる。
【００３７】
いま、コンデンサＣ１の両端電圧をＶＣ１とし、各電圧検出部５，６の出力端ｐ１，ｐ２の電位Ｖ１，Ｖ２について考察する。図３（ａ）に示すように、電圧検出部５は抵抗Ｒｆ１に直列接続され、電圧検出部５と抵抗Ｒｆ１との直列回路に抵抗Ｒｌａが並列接続され、抵抗Ｒｌａの両端にコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１が印加される。ここで、端子Ｚは図２における点Ｚを意味する。また、図３（ｂ）に示すように、電圧検出部６は抵抗Ｒｆ２に直列接続され、電圧検出部６と抵抗Ｒｆ２との直列回路に抵抗Ｒｌａが並列接続され、抵抗Ｒｌａの両端にコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１が印加される。したがって、出力端ｐ１，ｐ２の電位Ｖ１，Ｖ２は、それぞれ次式で表される。
Ｖ１＝｛Ｒ２／（Ｒｆ１＋Ｒ１＋Ｒ２）｝×ＶＣ１
Ｖ２＝｛（Ｒ４＋Ｒｆ２）／（Ｒ３＋Ｒ４＋Ｒｆ２）｝×ＶＣ１
ここに、抵抗Ｒ１〜Ｒ４は電力の損失が大きくならないように高抵抗であり、上述のように抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２は正常時には低抵抗であって、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４、Ｒｆ１＝Ｒｆ２とすれば、Ｒ１＝Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ４≫Ｒｆ１＝Ｒｆ２という関係が成立し、結果的にＶ１≒Ｖ２になる。
【００３８】
次に、フィラメントｆ１，ｆ２の一方のみがそれぞれ断線した場合について考察する。フィラメントｆ１が断線すれば抵抗Ｒｆ１が無限大になってＲｆ１≫Ｒｆ２になるから、Ｖ１≒０であり出力端ｐ２の電位は正常時と同様であるから、Ｖ１＜Ｖ２の関係が成立する。一方、フィラメントｆ２が断線すれば抵抗Ｒｆ２が無限大になってＲｆ２≫Ｒｆ１になるから、Ｖ２≒ＶＣ１になる。ここで、正常時における出力端ｐ１の電位Ｖ１はコンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１よりも低いから（なぜなら、Ｒ２＞Ｒｆ１＋Ｒ１＋Ｒ２であるから、Ｒ２／（Ｒｆ１＋Ｒ１＋Ｒ２）＜１である）、Ｖ１＜Ｖ２になる。さらに、両フィラメントｆ１，ｆ２がともに断線した場合は、抵抗Ｒｆ１，Ｒｆ２がともに無限大になるから、上述したように、Ｖ１≒０でありＶ２≒ＶＣ１であって、結局、Ｖ１＜Ｖ２が成立する。
【００３９】
要するに、フィラメントｆ１，ｆ２が断線すれば、一方のみか両方かにはかかわらずＶ１＜Ｖ２が成立するのであって、正常時であるＶ１≒Ｖ２の状態とは区別することが可能になる。ここに、放電ランプＬａの抵抗成分Ｒｌａは、放電ランプＬａが予熱始動状態か全点灯状態か調光点灯状態かの動作状態に応じて変化するから、コンデンサＣ１の両端電圧ＶＣ１も時々刻々変化するが、電圧検出部５，６の分圧比に変化はないから、上述した関係を用いることができる。
【００４０】
次に、フィラメントｆ１，ｆ２が高抵抗になった場合について考察する。フィラメントｆ１が高抵抗であるときにはＲｆ１≫Ｒｆ２になるから、電位Ｖ１が低下することによって、Ｖ１＜Ｖ２の関係になる。また、フィラメントｆ２が高抵抗であるときにはＲｆ１≪Ｒｆ２になるから、電位Ｖ２が上昇することになって、Ｖ１＜Ｖ２の関係になる。さらに、両フィラメントｆ１，ｆ２がともに高抵抗になったときには、上述の理由により電位Ｖ１が低下し、電位Ｖ２が上昇するから、やはりＶ１＜Ｖ２の関係が得られる。結局、フィラメントｆ１，ｆ２が高抵抗になる場合でもＶ１＜Ｖ２の関係が成立する。
【００４１】
上述したように、フィラメントｆ１，ｆ２が断線した状態（つまり、無負荷状態）と、フィラメントｆ１，ｆ２が高抵抗なった状態（高抵抗状態）とのいずれにおいても、各電圧検出部５，６の出力端ｐ１，ｐ２の電位Ｖ１，Ｖ２の関係は、正常時にはＶ１≒Ｖ２であり、異常時にはＶ１＜Ｖ２になるのであって、このような関係を判別することができる異常判定手段を設けることによって、正常か異常かの識別が容易になる。
【００４２】
本構成においては、図４に示す構成の異常判定手段を用いる。図４に示す回路構成において端子ｐ１，ｐ２はそれぞれ電圧検出部５，６の出力端ｐ１，ｐ２に接続される。
【００４３】
電圧検出部５の出力端の電位Ｖ１と回路の基準電位との差の電圧は抵抗Ｒ５，Ｒ６により分圧され、コンデンサＣ６で直流分がカットされた後にダイオードＤ６，Ｄ７により全波整流され、コンデンサＣ７と放電用の抵抗Ｒ７とで平滑され、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ１′がコンパレータＣＰ１により基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較される。比較結果がインバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御するインバータ制御回路７に与えられる。コンデンサＣ７には過電圧保護用のツェナーダイオードＺＤ１が並列接続される。
【００４４】
電圧検出部６の出力端の電位Ｖ２についても同様の回路を通してインバータ制御回路７への入力に反映される。つまり、電圧検出部６の出力端の電位Ｖ２と回路の基準電位との差の電圧は抵抗Ｒ８，Ｒ９により分圧され、コンデンサＣ８で直流分がカットされた後にダイオードＤ８，Ｄ９により全波整流され、コンデンサＣ９と放電用の抵抗Ｒ１０とで平滑され、コンデンサＣ９の両端電圧Ｖ２′がコンパレータＣＰ２により基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較される。こうして得られた比較結果がインバータ制御回路７に与えられるのである。また、コンデンサＣ９には過電圧保護用のツェナーダイオードＺＤ２が並列接続される。
【００４５】
コンパレータＣＰ１に対する基準電圧Ｖｒｅｆ１は、フィラメントｆ１の正常時にコンパレータＣＰ１の出力がＨレベルになり、電位Ｖ１が正常時よりも下がったときにコンパレータＣＰ１の出力がＬレベルになるように設定される。また、コンパレータＣＰ２に対する基準電圧Ｖｒｅｆ２は、フィラメントｆ２の正常時にコンパレータＣＰ２の出力がＨレベルになり、電位Ｖ２が正常時よりも上がったときにコンパレータＣＰ２の出力がＬレベルになるように設定される。
【００４６】
したがって、インバータ制御回路７では、両コンパレータＣＰ１，ＣＰ２の出力がともにＨレベルであるときにのみフィラメントｆ１，ｆ２が正常であるものと判断し、一方がＬレベルであればフィラメントｆ１，ｆ２に異常が生じていると判断することができる。要するに、インバータ制御回路７では両コンパレータＣＰ１，ＣＰ２の論理積がＨレベルであるときに正常とし、論理積がＬレベルのときには異常に対する動作を行うことになる。
【００４７】
インバータ制御回路７では異常が検出されたときには、異常に対応する動作を行う。ここに、異常に対応する動作とは、インバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを停止させて高周波電源からの出力を停止させる動作と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを間欠的に行ってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフしない期間を設ける動作と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数を共振回路（インダクタＬ１とコンデンサＣ１，Ｃ２）の共振周波数に対して十分に高く設定することでコンデンサＣ１の両端電圧を小さくする動作とのいずれかを意味する。
【００４８】
上述した構成によって、部品点数を増加させることなくフィラメントｆ１，ｆ２の断線などの無負荷状態と、フィラメントｆ１，ｆ２が高抵抗である高抵抗状態との検出が可能になる。
【００４９】
なお、本構成では抵抗Ｒ１〜Ｒ４を同じ抵抗値として、正常な点灯状態ではＶ１≒Ｖ２になり、フィラメントｆ１，ｆ２の断線時にＶ１＜Ｖ２となるように設計しているが、正常時と断線時との差異が電位Ｖ１，Ｖ２の差異として得られる関係であれば、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値や本数についてとくに制限はない。
【００５０】
（参考例）
本例は、異常判定手段の構成を基本構成とは異ならせたものである。すなわち、基本構成においても考察したように、電圧検出部５，６の出力端ｐ１，ｐ２の電位Ｖ１，Ｖ２が、正常時にはＶ１≒Ｖ２であるとすれば、異常時にはＶ１＜Ｖ２になるのであり、このことを利用すれば、電位Ｖ１，Ｖ２を直接比較することによっても正常か異常かの判断が可能になる。そこで、本例では、図５に示すように、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ１′とコンデンサＣ９の両端電圧Ｖ２′とを比較するコンパレータＣＰ３を設けることで、図４に示した回路構成に対してコンパレータの個数を削減してある。コンパレータＣＰ３ではコンデンサＣ７の両端電圧Ｖ１′がコンデンサＣ９の両端電圧Ｖ２′以上であればＨレベルを出力するから、インバータ制御回路７では、コンパレータＣＰ３の出力がＨレベルのときに正常とし、逆にコンパレータＣＰ３の出力がＬレベルであれば無負荷状態または高抵抗状態として異常に対応した処理を行うようにする。基本構成では２個必要であったコンパレータＣＰ１，ＣＰ２を、本例では１個のコンパレータＣＰ３のみとし、しかも基準電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２を発生させる必要もないから、基本構成よりも部品点数がさらに低減されることになる。他の構成および動作は基本構成と同様であり、図５において図４と同符号を付した部材は同様に機能する。
【００５１】
（第１の実施の形態）
本実施形態は、図６に示すように、図５に示した参考例における異常判定手段のうちコンパレータＣＰ３を演算増幅器を用いて構成した差動増幅器ＯＰ１に置き換えたものである。差動増幅器ＯＰ１は、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ１′とコンデンサＣ９の両端電圧Ｖ２′との差に比例した出力電圧を出力する。そこで、インバータ制御回路７では、差動増幅器ＯＰ１の出力電圧が小さいとき（閾値以下のとき）は正常と判断し、出力電圧が大きいとき（閾値以上のとき）は無負荷状態または高抵抗状態で異常になっていると判断して異常に対応した動作を行うのである。他の構成および動作は基本構成と同様であり、図６において図４と同符号を付した部材は同様に動作する。
【００５２】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図７に示すように、参考例で示した構成に、コンデンサＣ９の両端電圧Ｖ２′と基準電圧Ｖｒｅｆ４とを比較するためのコンパレータＣＰ４を付加したものである。基準電圧Ｖｒｅｆは放電ランプＬａの寿命末期においてフィラメントｆ１，ｆ２の電子放出物質が消耗したときに生じる異常を検出することができるように設定されている。
【００５３】
すなわち、放電ランプＬａの寿命末期においては、フィラメントｆ１，ｆ２に塗布されている電子放出物質（エミッタ）が消耗し、フィラメントｆ１，ｆ２から電子が放出されにくくなる。このような現象はいずれか一方のフィラメントｆ１，ｆ２において先に生じるから、放電ランプＬａに一方向にしか電流を流すことができない状態が生じることになる。つまり、放電ランプＬａが整流機能を持つことになる。このような状態（エミレス、エミッタレスなどと呼ばれる）では、インダクタＬ１のインダクタンスがほとんど作用しなくなるから、放電ランプＬａの管電圧（ランプ電圧）が異常に上昇することになる。そこで、このような異常に伴う電圧上昇を検出すれば放電ランプＬａの寿命末期を検出することが可能になる。
【００５４】
管電圧は、コンデンサＣ１の両端電圧に相当するから、抵抗Ｒｆ１，Ｒ１，Ｒ２の直列回路の両端電圧を反映する電圧Ｖ１′と、抵抗Ｒ３，Ｒ４，Ｒｆ２の直列回路の両端電圧を反映する電圧Ｖ２′とのいずれかも用いることができるが、電圧Ｖ１′は異常時において正常時よりも低下する場合があり、寿命末期時には正常時よりも電圧Ｖ１′が上昇するから、異常の有無を判定する処理が面倒になる。そこで、本実施形態では電圧Ｖ２′を用いることで寿命末期の検出にも対応可能としている。寿命末期時にはコンパレータＣＰ４に入力される電圧Ｖ２′が基準電圧Ｖｒｅｆ４を越え、コンパレータＣＰ４の出力がＨレベルになるのである。
【００５５】
インバータ制御回路７では、いずれかのコンパレータＣＰ３，ＣＰ４の出力がＨレベルになると（つまり、両コンパレータＣＰ３，ＣＰ４の出力の論理和をとる）、基本構成と同様の異常に対応する制御を行う。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作の停止、間欠的動作、オンオフの周波数の上昇のいずれかを行う。
【００５６】
本実施形態では、無負荷状態や高抵抗状態を検出するほか、これらの異常を検出するための電圧Ｖ２′を寿命末期の検出のためにも用いるから両機能を備えながらも比較的簡単な回路構成になる。他の構成および動作は基本構成と同様になる。
【００５７】
（第３の実施の形態）
本実施形態は、図８に示すように、参考例の構成において、コンパレータＣＰ３の非反転入力端にダイオードＤ１０を介して初期値電圧Ｖｐを印加可能としたものである。
【００５８】
すなわち、コンパレータＣＰ３はインバータ回路２の動作時に負荷回路３に印加される電圧に応じて無負荷常態や高抵抗状態を検出するものであり、電源投入直後であってインバータ回路２が安定に動作するまではコンデンサＣ１の両端に十分な電圧が印加されないから、コンデンサＣ７の両端電圧Ｖ１′およびコンデンサＣ９の両端電圧Ｖ２′はともに０Ｖになる。その後、電圧Ｖ１′，Ｖ２′は上昇するが、正常状態に至るまでに電圧Ｖ１′が電圧Ｖ２′よりも大きくなる可能性もあり、無負荷常態や高抵抗状態を検出する際に異常が生じているのに異常を検出できなかったり、異常が生じていないのに異常と判断したりする可能性がある。
【００５９】
そこで、本実施形態ではインバータ回路２の動作が安定するまでコンパレータＣＰ３の非反転入力端子に初期電圧Ｖｐを印加できるようにすることで、正常時には非反転入力端子側に印加される電圧が反転入力端子に印加されるよりもつねに高くなるようにし、これによってインバータ回路２の動作が安定するまでの間に無負荷常態や高抵抗状態が検出されないようにしている。他の構成および動作は基本構成と同様である。
【００６０】
（第４の実施の形態）
本実施形態は、図５に示した参考例の構成において、ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２のツェナー電圧Ｖｚ１，Ｖｚ２を図９（ｂ）の関係に設定したものである。すなわち、ツェナー電圧Ｖｚ１，Ｖｚ２は、Ｖｚ１＞Ｖｚ２であって、図９（ｂ）に示すように、始動時において放電ランプＬａの放電が開始される直前における電圧Ｖ１′，Ｖ２′よりは低く設定されている。
【００６１】
電源が投入されると、インバータ回路２は動作を開始し、インバータ制御回路７では放電ランプＬａが予熱、始動、点灯の順に動作するようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数を変化させる。つまり、図示する始動モードにおいてはインバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせる周波数を時間とともに徐々に低くすることによって、放電ランプＬａの両端に放電開始に必要な電圧を印加する。このように、高電圧が変化しながら放電ランプＬａに印加されるときには、異常判定手段の応答時間のばらつきなどによって電圧Ｖ１′，Ｖ２′が不安定になる。この現象は電圧の変化速度が大きく、かつ高電圧になるほど顕著になる。また、抵抗Ｒ１〜Ｒ４は上述したように電力損失が少なくなるように高抵抗値のものを使用しており、回路基板の配線間の浮遊容量による振動作用（リンギング作用）や外来ノイズの影響を受けやすくなり、電圧Ｖ１′，Ｖ２′が不安定になる。このように電圧Ｖ１′，Ｖ２′が不安定になると、異常判定手段が誤判定する可能性が生じる。図９（ａ）はツェナー電圧Ｖｚ１，Ｖｚ２を上記条件で設定しない場合の動作であり、始動モードにおいて点灯モードに移行する直前において電圧Ｖ１′，Ｖ２′がもっとも不安定になっている。したがって、この期間でＶ１′＜Ｖ２′の関係が生じると、異常が生じたと誤判定することになる。
【００６２】
そこで、本実施形態では、ツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２のツェナー電圧Ｖｚ１，Ｖｚ２を、上述のように、Ｖｚ１＞Ｖｚ２の関係に設定するとともに、正常な放電ランプＬａにおける予熱時および点灯時における電圧Ｖ１′，Ｖ２′よりは高く、かつ始動時の最大電圧（放電ランプＬａが始動するのに要する電圧）よりは低くなるように設定してある。このような関係でツェナー電圧Ｖｚ１，Ｖｚ２を設定しておけば、始動モードにおいて電圧Ｖ１′，Ｖ２′が不安定になる期間に、電圧Ｖ１′，Ｖ２′はツェナー電圧Ｖｚ１，Ｖｚ２によってクランプされることになり、しかもＶｚ１＞Ｖｚ２であることによって、クランプされた電圧はＶ１′＞Ｖ２′の関係を保つことになるから、誤判定を回避することができる。
【００６３】
一方、予熱モードにおいてはツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２によるクランプを行わないから、無負荷状態や高抵抗状態であるときには、予熱モードにおいてＶ１′＜Ｖ２′の関係が成立し、異常を検出することが可能になる。
【００６４】
以上説明したように、本実施形態では、ツェナー電圧Ｖｚ１，Ｖｚ２を選択するだけで、始動から点灯に移行する電圧Ｖ１′，Ｖ２′が不安定な期間において、正常な放電ランプＬａであるにもかかわらず電圧Ｖ１′，Ｖ２′の大小関係が反転して誤判定を生じるという問題を回避することができ、回路構成を複雑化することなくフィラメントｆ１，ｆ２の異常を確実に検出することができる。
【００６５】
【発明の効果】
請求項１の発明は、放電ランプに設けた２つのフィラメントの各一端間に接続される第１のコンデンサと、放電ランプに点灯用の電力を供給する高周波電源と、第１のコンデンサとの直列回路が高周波電源の出力端間に接続されるインダクタと、放電ランプの両フィラメントの各他端間に接続され前記インダクタおよび第１のコンデンサとともに共振回路を構成する第２のコンデンサと、第１のコンデンサと一方のフィラメントとの直列回路の両端電圧を検出する第１の電圧検出部と、第１のコンデンサと他方のフィラメントとの直列回路の両端電圧を検出する第２の電圧検出部と、第１および第２の電圧検出部により検出した２つの電圧値の差によりフィラメントの異常の有無を検出する異常判定手段とを備えるものであり、比較的簡単な回路構成であって部品点数も少なくしながらも、放電ランプの接続の有無、フィラメントの断線の有無、フィラメントの高抵抗化を確実に検出することができる。とくに、２つの電圧値の差を用いることで２つの電圧値について個別に判定する場合よりも回路構成が簡単になる。
【００６８】
請求項２の発明の構成によれば、無負荷常態および高抵抗状態を検出するために検出した電圧値を放電ランプの寿命検出にも兼用するから、簡単な構成ながら複数の異常に対応することが可能になる。
【００６９】
請求項３の発明の構成によれば、高周波電源から高周波電力が供給される前に異常と判定する誤動作を防止することができる。
【００７０】
請求項４の発明の構成によれば、検出する電圧値に上限値を設定していることによって始動時において必要以上に電圧値が上昇するのを防止して電圧値が不安定になるのを防止することができる上に、電圧値が上限値に達したときにクランプすることで、電圧値の大小関係を異常と判断しない関係に維持することができ、始動電圧が放電ランプに印加される際の誤検出を防止することができる。
【００７１】
請求項５の発明の構成によれば、異常時に異常に対応する制御を行うことで不要なストレスの発生を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  基本構成を示す要部回路図である。
【図２】  同上の等価回路図である。
【図３】  同上の原理説明図である。
【図４】  同上に用いる異常判定手段を示す回路図である。
【図５】  参考例に用いる異常判定手段を示す回路図である。
【図６】  本発明の第１の実施の形態に用いる異常判定手段を示す回路図である。
【図７】  本発明の第２の実施の形態に用いる異常判定手段を示す回路図である。
【図８】  本発明の第３の実施の形態に用いる異常判定手段を示す回路図である。
【図９】  本発明の第４の実施の形態を示す動作説明図である。
【図１０】  従来例を示すブロック図である。
【図１１】  同上の回路図である。
【図１２】  同上の要部回路図である。
【図１３】  同上の他の構成例を示す要部回路図である。
【図１４】  同上の等価回路図である。
【図１５】  同上のさらに他の構成例を示す要部回路図である。
【図１６】  同上の別の構成例を示す要部回路図である。
【図１７】  同上のさらに別の構成例を示す要部回路図である。
【符号の説明】
１  整流平滑回路
２  インバータ回路
５  電圧検出部
６  電圧検出部
Ｃ１  コンデンサ
Ｃ２  コンデンサ
ｆ１，ｆ２  フィラメント
Ｌ１  インダクタ
Ｌａ  放電ランプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
0004348813.tif 000006
【図６】
0004348813.tif 000007
【図７】
0004348813.tif 000008
【図８】
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【図９】
0004348813.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
0004348813.tif 000012
【図１２】
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【図１３】
0004348813.tif 000014
【図１４】
0004348813.tif 000015
【図１５】
0004348813.tif 000016
【図１６】
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【図１７】
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