(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力データ信号をガウスフィルタ手段に入力し、該ガウスフィルタ手段の出力信号をＭＳＫ変調するＧＭＳＫ変調回路において、
前記ＭＳＫ変調における周波数遷移量を前記入力データ信号の連続する符号が同じ場合は所定値とし、異なる場合に該所定値より大きな値として、連続する符号の異同に関係なく１シンボル期間で位相が９０度遷移するようにしたことを特徴とするＧＭＳＫ変調回路。
【請求項２】
請求項１において、
前記ガウスフィルタ手段の後段にゲイン調整手段を介して電圧制御発振器を設け、前記入力データ信号の連続する２シンボルの符号を比較し、同符号のときは前記周波数遷移量が前記所定値なるよう前記ゲイン調整手段のゲインを制御し、異なるときは前記所定値より大きな周波数遷移量となるよう前記ゲイン調整手段のゲインを制御するようにしたことを特徴とするＧＭＳＫ変調回路。
【請求項３】
入力データ信号に応じてアドレスを発生するアドレス発生手段と、該アドレス発生手段により発生したアドレスにより所定の波形データが読み出されるメモリと、該メモリから読み出されたデータをＤ／Ａ変換手段によりアナログ信号に変換するＧＭＳＫ変調回路であって、
前記メモリに１シンボル期間で９０度位相が遷移するＧＭＳＫ変調用の複数の波形データを格納したことを特徴とするＧＭＳＫ変調回路。
【請求項４】
請求項３において、
前記メモリに、１シンボル期間で、振幅が０→１，１→０，０→−１，−１→０と変化するサインカーブの波形、振幅が１→０と変化し最後に緩やかな変化で０に近づく波形、振幅が０→１と変化し最初に緩やかな変化で０から立ち上がる波形、振幅が−１→０と変化し最後に緩やかな変化で０に近づく波形、振幅が０→−１と変化し最初に緩やかな変化で０から立ち下がる波形を格納し、
前記アドレス発生手段に現在のデータ信号、１シンボル前のデータ信号、２シンボル前のデータ信号、および２シンボル前の位相積分値を入力し、
前記アドレス発生手段への入力信号の組み合わせに応じて前記メモリから所定の波形を読み出すようにしたことを特徴とするＧＭＳＫ変調回路。
【請求項５】
請求項３又は４において、
前記メモリと前記Ｄ／Ａ変換手段を同相成分用と直交成分用について設け、該各Ｄ／Ａ変換手段の出力信号を直交変調する手段を設けたことを特徴とするＧＭＳＫ変調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル通信において使用されるＧＭＳＫ変調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル変調方式のＦＳＫ（Frequency Shift Keying)変調方式において、その変調指数を0.5としたＭＳＫ（Minimum Shift Keying)変調方式がある。そして、ＮＲＺ(Non Return Zero)の送信データをガウスフィルタ通過後にＭＳＫ方式で変調するものがＧＭＳＫ（Gaussian Filter MSK)変調方式と呼ばれ、ＧＳＭ（汎ヨーロッパディジタル自動車電話方式）等で広く利用されている。
【０００３】
このＧＭＳＫ変調方式は、ＭＳＫ変調方式に比べて送信データのビットの変化点での位相の変化速度を他の場合よりも遅くして、サイドローブの発生を抑制したものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このＧＭＳＫ変調方式は、ロールオフフィルタを使用したＱＡＭ，ＰＳＫ等の変調方式と異なり、ガウスフィルタを通すので復調時にアイの開口が狭くなり、誤り率が劣化し、復調特性が劣化する。
【０００５】
図６は従来のＧＭＳＫ変調回路の構成図である。入力端子５１に入力するＮＲＺの送信データはガウスフィルタ５２でフィルタリングされた後、積分回路５３で位相情報が積分される。この後、cos回路５４とsin回路５５で同相成分（Ｉ成分）と直交成分（Ｑ成分）のcos波形、sin波形の信号に変換され、ゲイン調整部５６，５７でレベル調整された後、同相成分は乗算器５８で搬送波発振器６０からの搬送波f1と乗算され、直交成分は乗算器５９でその搬送波f1を移相器６１で９０度移相した搬送波f1’と乗算され、その両者が加算器６２で加算されることにより直交変調されてアンテナ６３から送出される。なお、ガウスフィルタ５２を除去したものはＭＳＫ変調回路となる。
【０００６】
このＧＭＳＫ変調を位相遷移で見てみると、図７に示すように、破線で示すＭＳＫの位相遷移特性では必ず１シンボル期間（Ｔ期間）で位相が９０度遷移するのに対し、実線で示すＧＭＳＫでは同じ符号が連続する場合は９０度遷移するが、符号が変化する場合にはその遷移量が９０度よりも少なくなっている。
【０００７】
次に、図８によりＭＳＫ変調されたベースバンド波形とＧＭＳＫ変調されたベースバンド波形を見てみると、ＮＲＺの入力データ信号が「１」，「１」，「０」，「０」，「０」，「０」，「０」のとき、cos回路５４から得られるベースバンド波形は、ＭＳＫ変調のときは符号が変化するときに振幅が０、＋１，−１等に確実に戻るが、ＧＭＳＫ変調のときは、その振幅が０に戻らない。＋１，−１に戻らない場合もある。
【０００８】
以上のように、ＧＭＳＫ変調方式は、符号が変化するときに位相遷移量が不足するので、復調時にアイの開口が狭くなり、誤り率が劣化するという問題があった。
【０００９】
本発明の課題は、連続するシンボルで符号が異なる場合でも１シンボル当りの位相が正確に９０度遷移するようにして、前記したような問題が発生しないようにしたＧＭＳＫ変調回路を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための第１の発明は、入力データ信号をガウスフィルタ手段に入力し、該ガウスフィルタ手段の出力信号をＭＳＫ変調するＧＭＳＫ変調回路において、前記ＭＳＫ変調における周波数遷移量を前記入力データ信号の連続する符号が同じ場合は所定値とし、異なる場合に該所定値より大きな値として、連続する符号の異同に関係なく１シンボル期間で位相が９０度遷移するように構成した。
【００１１】
第２の発明は、第１の発明において、前記ガウスフィルタ手段の後段にゲイン調整手段を介して電圧制御発振器を設け、前記入力データ信号の連続する２シンボルの符号を比較し、同符号のときは前記周波数遷移量が前記所定値なるよう前記ゲイン調整手段のゲインを制御し、異なるときは前記所定値より大きな周波数遷移量となるよう前記ゲイン調整手段のゲインを制御するように構成した。
【００１２】
第３の発明は、入力データ信号に応じてアドレスを発生するアドレス発生手段と、該アドレス発生手段により発生したアドレスにより所定の波形データが読み出されるメモリと、該メモリから読み出されたデータをＤ／Ａ変換手段によりアナログ信号に変換するＧＭＳＫ変調回路であって、前記メモリに１シンボル期間で９０度位相が遷移するＧＭＳＫ変調用の複数の波形データを格納して構成した。
【００１３】
第４の発明は、第３の発明において、前記メモリに、１シンボル期間で、振幅が０→１，１→０，０→−１，−１→０と変化するサインカーブの波形、振幅が１→０と変化し最後に緩やかな変化で０に近づく波形、振幅が０→１と変化し最初に緩やかな変化で０から立ち上がる波形、振幅が−１→０と変化し最後に緩やかな変化で０に近づく波形、振幅が０→−１と変化し最初に緩やかな変化で０から立ち下がる波形を格納し、前記アドレス発生手段に現在のデータ信号、１シンボル前のデータ信号、２シンボル前のデータ信号、および２シンボル前の位相積分値を入力し、前記アドレス発生手段への入力信号の組み合わせに応じて前記メモリから所定の波形を読み出すように構成した。
【００１４】
第５の発明は、第３又は第４の発明において、前記メモリと前記Ｄ／Ａ変換手段を同相成分用と直交成分用について設け、該各Ｄ／Ａ変換手段の出力信号を直交変調する手段を設けて構成した。
【００１５】
【発明の実施の形態】
［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態のＧＭＳＫ変調回路を示す図である。１は送信すべき「１」、「０」のＮＲＺのデータを入力する入力端子、２はそのデータを１シンボル期間だけ遅延する１シンボル遅延器、３はガウスフィルタ、４はガウスフィルタ３を通過したデータのゲインを調整するゲイン調整器、５はゲイン調整後の信号（電圧）によって発振周波数を遷移させる変調指数が0.5に設定されたＶＣＯ（電圧制御発振器）、６はアンテナ、７は１シンボル遅延器１の入力側と出力側のデータを入力してそれが一致しているか否かを検出する排他的論理和回路である。
【００１６】
ここでは、排他的論理和回路７により連続する前後２個のデータを比較して、両符号が同じ場合にはゲイン調整器４のゲインを１にしてガウスフィルタ３を通過した符号をそのままＶＣＯ５に送り所定の周波数遷移量を得るが、異なる場合は前後のビットの変化するタイミング時の前後のある期間だけゲイン調整器４のゲインを大きくしてＶＣＯ５の周波数遷移量が前記と同じになるようにし、位相遷移量が１シンボル期間で正確に９０度となるようにする。この場合は、ベースバンド信号そのものがアンテナ６から送信される。
【００１７】
図２はこの場合の位相遷移特性を示す図であり、前記した図７の場合と比較して符号が異なる場合でも、各シンボル期間で確実に位相が９０度遷移し、その変化点が滑らかになっている。
【００１８】
［第２の実施の形態］
図３は本発明の第２の実施形態のＧＭＳＫ変調回路の構成図であり波形データ用のメモリを使用し、更に直交変調方式を適用した場合のものである。
【００１９】
１１はＮＲＺの「１」、「０」の送信データが入力するデータ入力端子、１２，１３は１シンボル遅延器である。後者の１シンボル遅延器１３の入力信号は前者の１シンボル遅延器１２であるので、ここからは入力端子１１に入力するデータの２シンボル前のデータが出力する。１４は位相を積分演算する位相演算部であり、ここでは２シンボル前のデータの位相を演算する。
【００２０】
１５はベースバンドの波形データを指定する為のアドレス発生器であり、１シンボル遅延器１３からの２シンボル前のデータ、１シンボル遅延回１２からの１シンボル前のデータ、入力端子１１からの現在のデータ、位相演算部１４から入力する２シンボル前の位相情報を入力する。
【００２１】
また、このアドレス発生器１５では、入力端子１１からのデータと１シンボル遅延器１２の出力データを排他的論理和処理することにより現在の入力データと１シンボル前の入力データが同じか否かを検出し、また１シンボル遅延器１２の出力データと１シンボル遅延器１３の出力データを排他的論理和処理することにより１シンボル前の入力データと２シンボル前の入力データが同じか否かを検出する。
【００２２】
１６は同相成分のベースバンド波形データを格納したＲＯＭ、１７は直交成分のベースバンド波形データを格納したＲＯＭであり、それらＲＯＭ１６，１７はアドレス発生器１５で発生した信号でアドレッシングされる。
【００２３】
１８，１９はＲＯＭ１６，１７から読み出された波形をアナログ信号に変換するためのＤ／Ａ変換器、２０，２１は直交変調用の乗算器、２２は搬送波f1の発振器、２３は搬送波f1を９０度移相する９０度移相器、２４は加算器、２５はアンテナである。
【００２４】
さて、ＲＯＭ１６，１７には図４に示す１シンボル期間の８種類の波形データ▲１▼〜▲８▼を格納する。この波形データ▲１▼〜▲８▼は次のような波形である。
【００２５】
波形▲１▼：１シンボル期間に０→＋１にサインカーブで変化する波形
波形▲２▼：１シンボル期間に＋１→０にサインカーブで変化する波形
波形▲３▼：１シンボル期間に０→−１にサインカーブで変化する波形
波形▲４▼：１シンボル期間に−１→０にサインカーブで変化する波形
波形▲５▼：１シンボル期間に＋１→０に変化する波形で、最初はサインカーブで立ち下がり最後に緩やかな変化率で０になる波形
波形▲６▼：１シンボル期間に０→＋１に変化する波形で、最初は緩やかな変化率で立ち上がりその後サインカーブになる波形
波形▲７▼：１シンボル期間に−１→０に変化する波形で、最初はサインカーブで立ち上がり最後に緩やかな変化率で０になる波形
波形▲８▼：１シンボル期間に０→−１に変化する波形で、最初は緩やかな変化率で立ち下がりその後サインカーブになる波形
【００２６】
いま、図５に示すように、入力端子１１から「１」→「１」→「１」→「１」→「０」→「０」→「０」→「０」で順次ＮＲＺのデータが入力しているときの場合について説明する。
【００２７】
まず、入力端子１１から２Ｔ〜３Ｔの１シンボル期間のデータ「１」が入力するとき、１シンボル前のＴ〜２Ｔのデータ「１」は１シンボル遅延器１２からアドレス発生器１５に入力し、２シンボル前の０〜Ｔのデータ「１」は１シンボル遅延器１３から位相演算器１４とアドレス発生器１５に入力する。更に現在の２Ｔ〜３Ｔの間のデータ「１」は入力端子１１から直接アドレス発生器１５に入力する。位相演算器１４からは０〜Ｔの間の位相の積分値がアドレス発生器１５に入力するが、Ｔの時点でその位相積分値が増大して２７０度であったとする。
【００２８】
以上の条件でＴ〜２Ｔの間の波形を作成するとき、まずＴの時点での位相積分値が増大して２７０度であるので、Ｔでの振幅は−１である。また、Ｔの前後においてデータは「１」→「１」と連続していることが１シンボル遅延器１２、１３の出力データの排他的論理和処理で確認でき、２Ｔの前後においてもデータが「１」→「１」と連続していることが入力端子１１のデータと１シンボル遅延器１２の出力データの排他的論理和処理で確認できる。よって、このＴ〜２Ｔの期間の波形は、通常のサインカーブの波形で且つ振幅が−１から始まる▲４▼となり、この波形▲４▼がＲＯＭ１６から読み出される。なお、このとき、Ｑ成分は９０度位相差をもつので、ＲＯＭ１７からは▲３▼の波形が読み出される。
【００２９】
入力端子１１から次の１シンボル期間（３Ｔ〜４Ｔ）のデータ「１」が入力するときは、３Ｔ〜４Ｔ、２Ｔ〜３Ｔ、Ｔ〜２Ｔのデータが取り込まれる。そして、位相演算器１４から２Ｔにおける積分値が増大して０度のデータが出力する。２Ｔ、２３では各々データが「１」→「１」で連続している。よって、次の２Ｔ〜３Ｔの波形として、ＲＯＭ１６から▲１▼の波形が読み出される。なお、このときＱ成分は９０度の位相差をもつので、ＲＯＭ１７からは▲４▼の波形が読み出される。
【００３０】
入力端子１１から次の１シンボル期間（４Ｔ〜５Ｔ）のデータ「０」が入力するときは、４Ｔ〜５Ｔ、３Ｔ〜４Ｔ、２Ｔ〜３Ｔのデータが取り込まれる。そして、位相演算器１４からは３Ｔにおける積分値が増大して９０度のデータが出力する。このとき３Ｔではデータが「１」→「１」と連続しているが、４Ｔでは「１」→「０」に変化している。よって、次の３Ｔ〜４Ｔの波形として、ＲＯＭ１６から▲５▼の波形が選択される。なお、このときＱ成分は９０度の位相差をもつので、ＲＯＭ１７からは▲１▼の波形が読み出される。
【００３１】
入力端子１１から次の１シンボル期間（５Ｔ〜６Ｔ）のデータ「０」が入力するときは、５Ｔ〜６Ｔ、４Ｔ〜５Ｔ、３Ｔ〜４Ｔのデータが取り込まれる。そして、位相演算器１４からは４Ｔにおける積分値が減少して０度のデータが出力する。このとき４Ｔではデータが「１」→「０」に変化し、５Ｔでは「０」→「０」と変化していないので、次の４Ｔ〜５Ｔとして▲６▼の波形が選択される。なお、このときＱ成分は９０度の位相差をもつので、ＲＯＭ１７からは▲５▼の波形が読み出される。
【００３２】
入力端子１１から次の１シンボル期間（６Ｔ〜７Ｔ）のデータ「０」が入力するときは、６Ｔ〜７Ｔ、５Ｔ〜６Ｔ、４Ｔ〜５Ｔのデータが取り込まれる。そして、位相演算器１４からは５Ｔにおける積分値が減少して２７０度のデータが出力する。このとき５Ｔではデータが「０」→「０」と連続し、６Ｔでも「０」→「０」と変化していないので、次の５Ｔ〜６Ｔとして▲２▼の波形が選択される。なお、このときＱ成分は９０度の位相差をもつので、ＲＯＭ１７からは▲６▼の波形が読み出される。
【００３３】
以上のようにしてＲＯＭ１６から読み出されたＩ成分のベースバンド信号とＲＯＭ１７から読み出されたＱ成分のベースバンド信号は、Ｄ／Ａ変換器１８，１９でアナログ信号に変換され、乗算器２０，２１、加算器２４で直交変調されてアンテナ２５に送出される。
【００３４】
【発明の効果】
以上から本発明によれば、１シンボル期間の位相遷移量をデータが連続しているときは勿論、変化しているときでも確実に９０度にさせることができるので、復調側でのアイ開口を広くして、符号誤りの改善させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施形態のＧＭＳＫ変調回路の回路図である。
【図２】  図１の回路による位相遷移の特性図である。
【図３】  本発明の第２の施形態のＧＭＳＫ変調回路の回路図である。
【図４】  図３のＲＯＭに格納する波形データの説明図である。
【図５】  ＧＭＳＫ変調説明用の波形図である。
【図６】  従来のＧＭＳＫ変調回路の回路図である。
【図７】  従来のＭＳＫとＧＭＳＫの位相遷移の特性図である。
【図８】  ＭＳＫとＧＭＳＫの変調説明用の波形図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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