(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１端子と、第２端子と、制御端子とを含み、制御端子において受信した制御信号に応答して、第１端子と第２端子を結合したり分離するように動作可能であるスイッチと、
前記スイッチに結合され、スイッチの電流を感知する電流感知回路とを有し、
この電流感知回路は、前記スイッチがオンである時間の間に第１レベルから第２レベルに増加する可変電流リミット閾値を有し、前記制御信号は、前記電流感知回路の出力に応答して、電源出力に出力電圧閾値より低い電圧でほぼ一定の出力電流を有する出力特性を提供し、前記可変電流リミット閾値は前記スイッチの前記第１端子と前記第２端子間に結合される前記電流のリミット閾値を可変にセットする電源レギュレーション回路。
【請求項２】
可変電流リミット閾値が、スイッチのオフ時間の間に第１レベルと第２レベルの間でさらに変化する請求項１に記載の電源レギュレーション回路。
【請求項３】
鋸波形を提供する発振器をさらに備え、可変電流リミット閾値が、発振器によって提供される鋸波形の変化に従って変化する請求項１に記載の電流レギュレーション回路。
【請求項４】
スイッチの電流を可変電流リミット閾値と比較するために、電流感知回路に結合されたコンパレータをさらに備える請求項３に記載の電流レギュレーション回路。
【請求項５】
制御信号を提供するようにされ、コンパレータに応答してリセットされるように結合されたラッチをさらに備える請求項４に記載の電源レギュレーション回路。
【請求項６】
スイッチが、金属酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を備える請求項１に記載の電源レギュレーション回路。
【請求項７】
電源入力と電源出力の間に結合されたエネルギー転送要素と、
電源入力とエネルギー転送要素との間に結合されたレギュレーション回路とを備え、レギュレーション回路が
電源出力へエネルギーを送るのを制御するために、電源入力とエネルギー転送要素との間に結合されたスイッチング・デバイスと、
前記スイッチング・デバイスに結合され、スイッチング・デバイスの電流を感知する電流感知回路であって、この電流感知回路は、電源出力が出力電圧閾値より低い電圧でほぼ一定の出力電流を有する出力特性を提供すべくレギュレートされるように、前記スイッチング・デバイスがオンである時間の間に第１レベルから第２レベルに増加する可変電流リミット閾値を有し、前記可変電流リミット閾値は前記電源入力と前記エネルギー転送要素間に結合される前記電流のリミット閾値を可変にセットする電源。
【請求項８】
出力電流閾値に到達したとき、出力特性をほぼ一定の出力電圧から、ほぼ一定の出力電流に移行するように適合される請求項７に記載の電源。
【請求項９】
可変電流リミット閾値が、スイッチング・デバイスがオフである時間の間に第１レベルと第２レベルの間でさらに変化する請求項７に記載の電源。
【請求項１０】
レギュレーション回路が、鋸波形を提供する発振器をさらに備え、可変電流リミット閾値が、発振器によって提供される鋸波形の変化に従って変化するように適合される請求項７に記載の電源。
【請求項１１】
レギュレーション回路が、スイッチング・デバイスの電流を可変電流リミット閾値と比較するために、電流感知回路に結合されたコンパレータをさらに備える請求項１０に記載の電源。
【請求項１２】
レギュレーション回路が、スイッチング・デバイスによって受信されるように結合された制御信号を提供し、コンパレータに応答してリセットされるように結合されたラッチをさらに備える請求項１１に記載の電源。
【請求項１３】
スイッチング・デバイスが、金属酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を備える請求項７に記載の電源。
【請求項１４】
電源をレギュレートする方法であって、
制御信号に応答して、スイッチング・デバイスで、電源入力から電源出力へのエネルギーの流れを可能または不可能にすることと、
スイッチング・デバイスを通る電流を感知することと、
スイッチング・デバイスを通る電流が可変電流リミット閾値に到達するのに応答して、スイッチング・デバイスを不能、即ち、非導通にすることと、
電源出力が、出力電圧閾値より低い電圧でほぼ一定の出力電流を有する出力特性を提供すべくレギュレートされるように、スイッチング・デバイスがオンである時間の間に第１レベルから第２レベルに、可変電流リミット閾値を増やすこととを備える方法。
【請求項１５】
スイッチング・デバイスを通る電流が可変電流リミット閾値に到達するのに応答してスイッチング・デバイスを非導通にすることは、スイッチング・デバイスを通る電流を可変電流リミット閾値と比較することを含む請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
スイッチング・デバイスがオフの時間の間に第１レベルと第２レベルの間で、可変電流リミット閾値を変化させることをさらに備える請求項１４に記載の方法。
【請求項１７】
第１レベルと第２レベルの間で、可変電流リミット閾値を増やすことは、
鋸波形を生成することと、
鋸波形の変化に従って変化する可変電流リミット閾値を得ることとを含む請求項１４に記載の方法。
【請求項１８】
ラッチから制御信号を提供することをさらに含み、
スイッチング・デバイスを不可能、即ち、非導通にすることは、スイッチング・デバイスを通る電流が可変電流リミット閾値に到達するのに応答して前記ラッチをリセットすることを含む請求項１４に記載の方法。
【請求項１９】
電源出力の出力レベルに応答するフィードバック信号を受信することと、フィードバック信号に応答してラッチをリセットすることとをさらに備える請求項１８に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本出願は、２００１年９月２７日に出願された、「Ｍｅｔｈｏｄ  Ａｎｄ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ  Ｆｏｒ  Ｍａｉｎｔａｉｎｉｎｇ  Ａ  Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｌｏａｄ  Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｗｉｔｈ  Ｌｉｎｅ  Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｉｎ  Ａ  Ｓｗｉｔｃｈ  Ｍｏｄｅ  Ｐｏｗｅｒ  Ｓｕｐｐｌｙ」という名称の、米国同時係属出願第６０／３２５，６４２号の優先権を主張する。
【０００２】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般に、電源に関し、より具体的には、本発明は、スイッチ・モードの電源に関する。
【０００３】
【従来の技術】
すべての電子デバイスは、動作するために電力を使用する。高度に効率的で、同時に、電子デバイスまたは他の負荷に電力を供給するために許容可能に出力をレギュレートする電源の態様として、スイッチ・モード電源がある。多くの電子デバイスの応用、特に低電力オフラインのアダプタ／充電器の市場では、電源の通常の動作負荷の範囲で、ほぼ一定の出力電圧が出力電流閾値より低いことが必要である。電流出力は、一般に、ほぼ一定の出力電圧（以後出力電圧閾値と呼ぶ）のこの範囲内の出力電圧より低くレギュレートされる。
【０００４】
第２電流感知回路のない既知のスイッチ・モード電源では、出力電圧閾値における出力電流の変化を最小限に抑えることは、複雑な制御方式によって実施される。通常、これらの方式には、入力電圧と、出力ダイオード導通時間と、ピーク１次電流リミットとの測定が含まれる。次いで、この測定情報のいくつかまたはすべてを使用して、出力電圧閾値における出力電流の変化を低減するようにレギュレータを制御する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
出力電圧閾値より低い線間電圧を有するほぼ一定な負荷電流を維持する電源を開示する。一実施態様では、レギュレーション回路には、半導体スイッチと、半導体スイッチの電流を感知する電流感知回路とが含まれる。電流感知回路は、電流リミット閾値を有する。レギュレーション回路の電流リミット閾値は、半導体スイッチがオンの時間の間第１レベルから第２レベルに変化する。一実施態様では、レギュレーション回路は、出力電流閾値より低い電流でほぼ一定の出力電圧と、出力電圧閾値より低い電圧でほぼ一定の出力電流とを有する出力特性を有する電源において使用される。他の実施態様では、電源入力と電源出力を含み、かつ、出力電圧閾値より低い線間電圧を有する、ほぼ一定な負荷電流を維持する電源が記述される。一実施態様では、電源は、出力電流閾値より低い電流でほぼ一定の出力電圧と、出力電圧閾値より低い電圧でほぼ一定の出力電流とを有する出力特性を有する。レギュレーション回路が、電源入力と電源出力の間に結合される。レギュレーション回路には、半導体スイッチと、半導体スイッチの電流を感知する電流感知回路が含まれる。電流感知回路は電流リミット閾値を有する。レギュレーション回路の電流リミット閾値は、半導体スイッチがオンの時間の間第１レベルから第２レベルに変化する。他の態様では、到達した電流リミット閾値は、ほぼ一定の出力電圧を提供することからほぼ一定の出力電流を供給することに移行する電源出力特性と一致する。他の態様では、半導体スイッチは、ＭＯＳＦＥＴである。本発明の追加の特徴と利点は、以下に述べる詳細な記述と図から明らかになるであろう。
【０００６】
本発明を、限定的ではなく例として、添付の図に詳細に示す。
【０００７】
【発明の実施の形態】
電源の出力特性が、ほぼ一定の出力電圧を提供することからほぼ一定の出力電流を供給することに移行する点における入力電圧とは関係なく、電源の出力電流をほぼ一定に維持するための方法および装置の実施形態を開示する。以下の記述では、本発明の完全な理解を提供するために、いくつかの特有の詳細を述べる。しかし、当技術者には、本発明を実施するために、特有の詳細を使用する必要はないことが明らかになるであろう。他の例では、よく知られている材料または方法は、本発明をあいまいにすることを避けるために、記述されていない。
【０００８】
本明細書を通して、「一実施形態」または「実施形態」という言及は、実施形態に関して記述された特定の特徴、構造、または特性が、本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれることを意味する。したがって、本明細書を通して様々な箇所で「一実施形態では」または「実施形態では」という句の出現は、必ずしもすべて同じ実施形態を指しているわけではない。さらに、特定の特徴、構造、または特性は、適切な方式で、１つまたは複数の実施形態に含むことが可能である。
【０００９】
ここで、一実施形態における、出力電圧閾値より低い電圧での出力電流が、ほぼ一定であるようにレギュレートされるスイッチ・モード電源を記述する。これにより、ほぼ一定な電圧／一定な電流の出力特性が提供される。既知の電源における出力電圧閾値の出力電流レベルは、電源の１次巻線に結合されたレギュレータ回路へフィードバックを提供するために電源の出力で感知される。しかし、電源の２次巻線からのフィードバックなしで、ほぼ一定な電流機能が達成される場合、出力電圧閾値における出力電流は、１次レギュレータのピーク電流リミットの関数である。
【００１０】
本発明の実施形態は、入力電圧を変化させて、ピーク電流リミットの変化を低減することによって、出力電圧閾値における出力電流の変化を低減する。通常、レギュレータの内部回路によって固有ピーク制限電流が一定であるように設定される。一実施形態では、ドレイン電流が電流リミット閾値に到達した後は、スイッチング・サイクルは理論的には即座に終了されるべきである。しかし、閾値に達したときからパワー金属酸化物半導体電界効果半導体（ＭＯＳＦＥＴ）が最終的にディスエーブルされるまで固有の固定遅延がある。この遅延中、ドレイン電流は、変圧器の１次インダクタンスによって分割された直流（ＤＣ）入力電圧に等しいレート（ドレイン電流ランプ・レート）でランプ・アップし続ける。したがって、実際の電流リミットは、固有電流リミット閾値と、固定遅延を乗算したドレイン電流ランプ・レートである、ランプ・レートに依存する成分（オーバーシュート）との和である。したがって、より高いＤＣ入力電圧では、低いＤＣ入力電圧のときより、実際の電流リミットは固有電流リミットレベルより上のより高いレベルまでランプする。これは、入力線間電圧の範囲にわたって、出力電圧閾値の負荷に送られた出力電流の変化をもたらすことがある。
【００１１】
実際の電流リミットは、固有電流リミットとランプ・レート依存成分（オーバーシュート）の和である。目的は、ＤＣ入力電圧の変化にわたって、一定な実際の電流リミットを維持することである。ランプ・レート成分（オーバーシュート）は、ＤＣ入力電圧に関して増加するので、比較的一定な電流リミットを維持する唯一の方式は、ＤＣ入力電圧が上昇するとき、固有電流リミット閾値を低減することである。
【００１２】
不連続な電源の設計では、スイッチング・サイクル中の時間における電流リミットに到達する点はＤＣ入力電圧に依存する。実際、サイクルの開始から電流リミットに到達する時点までかかる時間はＤＣ入力電圧に反比例する。したがって、サイクルの開始から経過した時間を使用して、ＤＣ入力電圧を測定することができる。
【００１３】
したがって、ＤＣ入力電圧に対して減少する固有電流リミットを創出するために、経過時間を使用することができる。サイクル中の経過した時間の関数として固有電流リミットを増加させることが単に必要なだけである。時間と共に増加する固有電流制限に対する第１近似は、下の式１を使用することによって、得られる。
ＩLIM-INTRINSIC＝Ｋ1＋Ｋ2×ｔelapsed    （式１）
上式で、ＩLIM-INTRINSICは固有電流リミット、Ｋ1およびＫ2は一定値、ｔelapsedは経過時間である。
【００１４】
一実施形態では、経過時間は内部発振器の出力波形によって検出することができる。一実施形態では、この波形は３角形の波形である。これは、サイクルの開始時に最小から始まり、最大デューティ・サイクル点に到達するまで徐々にランプする。
【００１５】
一実施形態では、ランプは時間に関してほぼ線形である。他の実施形態では、ランプは、レギュレータが使用される電源の要件に応じて非線形であってもよい。固有電流リミット閾値は、基本的に、電流リミットコンパレータの入力に現れる電圧に比例する。このバイアス電圧は、抵抗値と、この抵抗に送られた電流との積である。したがって、固有電流リミットを経過時間の関数として線形に増加させる１つの方式は、線形に増加する（経過時間に関して）電流源を導出し、その電流を抵抗に送ることである。したがって、この（経過時間に関して）線形に増加する電流源は、発振器から得ることができる。
【００１６】
図１は、本発明の教示によるスイッチ・モード電源の一実施形態の概略図を示す。この概略図に示したすべての回路を使用して、パワーＭＯＳＦＥＴ２のスイッチングを制御する。スイッチングのタイミングは発振器５によって制御される。発振器５は、クロック１０、ＤＭＡＸ（最大デューティ・サイクル）１５、および鋸波２０の３つの信号を生成する。クロック信号１０の立ち上がりエッジは、スイッチング・サイクルの開始を決定する。例示した実施形態に示したように、クロック信号１０がハイのとき、出力ラッチ９０がセットされ、これにより、パワーＭＯＳＦＥＴ２が導電を開始するように、出力ラッチ９０から制御信号が出力される。最大導電時間は、ハイとなっているＤＭＡＸ１５信号によって決定される。ＤＭＡＸ１５信号がローになるとラッチ９０はリセットされ、したがって、パワーＭＯＳＦＥＴ２が導電することを不可能にするために、ラッチ９０から制御信号が出力される。
【００１７】
固有電流リミットは、ノード２２上の電圧に一次比例する。前述したように、本発明の目的は、スイッチング・サイクルの経過時間に比例する固有電流リミットを生成することである。鋸波形２０を使用して、このタスクを実施することができる。ＮＴＮトランジスタ３０のベース電圧が上昇するとエミッタの電圧も、同じレートで上昇する。したがって、抵抗２５を通過する電流は、スイッチング・サイクル中、時間の経過と共に線形に増加する。電流ミラー４０によってこの電流をミラーリングした後、（時間の経過と共に）線形に増加する電流源２７が誘導される。したがって、電流リミット閾値２２は、線形に増加する電流源２７と抵抗１７を有する一定電流源５０の組合わせの積に比例する。ノード３７の電圧は、抵抗５５と６０によって形成された電圧分割器ネットワークのために、パワーＭＯＳＦＥＴドレイン電圧に比例する。このドレイン電流はドレイン電圧に比例する。ドレイン電流７が、スイッチング・サイクル中にランプ・アップする際に、ノード３７上の電圧は、比例して上昇する。ノード３７上の電圧が電流リミット閾値ノード２２の電圧を超えた後、コンパレータ７０は、最終的にラッチをリセット９０することによって、パワーＭＯＳＦＥＴを不可能にする。
【００１８】
ＰＷＭコンパレータ３２は、電源の出力から来るフィードバック信号に基づいて、デューティ・サイクルを変化させる。フィードバック電圧が高くなるにつれ、デューティ・サイクルも高くなる。
【００１９】
図２は、鋸波２０、最大デューティ・サイクル１５、および固有電流リミット２２の３つの波形の実施形態を示す。鋸波形２０と最大デューティ・サイクル波形１５は発振器５によって生成される。最大デューティ・サイクル１５信号は、パワーＭＯＳＦＥＴスイッチング・サイクルがハイの時のその最大持続期間を決定する。鋸波形２０は、最大デューティ・サイクル波形１５がハイになるとき、低い点から増加し始める。これは、パワーＭＯＳＦＥＴスイッチング・サイクルの開始の合図である。鋸波２０の高い点には、サイクルの終了時に到達し、同時に、最大デューティ・サイクル信号１５はローになる。固有電流リミット２２信号は、サイクルの開始時に、低い点から開始してサイクルを通して時間の経過と共に線形に増加する。経過時間がゼロでは、固有電流リミットは、Ｋ1にある。経過時間が増加するにつれ、電流リミットは、Ｋ2×ｔelapsed倍に増加する。したがって、図２からわかるように、固有電流リミット（ＩLIM-INTRINSIC）は、Ｋ1とＫ2×ｔelapsedの和である。
【００２０】
図３は、本発明の教示による、ほぼ一定な電圧とほぼ一定な電流の特性を有する電源の一実施形態を示す。エネルギー転送要素２２０は、ＤＣ出力２００と高電圧ＤＣ入力２５５の間に結合される。一実施形態では、エネルギー転送要素は、入力巻線２２５と出力巻線２１５を含む変圧器である。レギュレーション回路２５０は、高電圧ＤＣ入力２５５とエネルギー転送要素２２０の間に結合され、ＤＣ出力２００をレギュレートする。示した実施形態では、ＤＣ出力２００に応答するフィードバック情報が、制御ピンのレギュレータ２５０に提供される。制御ピンの電流は、ＤＣ出力２００の出力電圧に関係付けられる、抵抗２３５両端間の電圧に比例する。
【００２１】
動作時には、レギュレータ回路は、抵抗２３５両端間の電圧が閾値より高くなるとき、パワーＭＯＳＦＥＴのデューティ・サイクルを減少させる。この部分では出力はほぼ一定な電圧モードにある。レギュレータ回路は、抵抗２３５両端間の電圧が閾値より低くなるとき、パワーＭＯＳＦＥＴの電流リミットを減少させる。電流リミットは、出力負荷電流を一定に保つために、抵抗２３５両端間の電圧の関数として減少する。したがって、負荷電流はレギュレータ２５０におけるパワーＭＯＳＦＥＴの電流リミットに比例する。電流リミットを線間電圧に対し不変に保つことによって、出力負荷電流は、すべての線間電圧において、一定のままとなる。
【００２２】
図４は、本発明の教示による、ほぼ一定な電圧とほぼ一定な電流の特性を有する電源の一実施形態を示す。フィードバック情報は、制御ピンのレギュレータ３５０に提供される。制御ピンの電流は、出力電圧に関係付けられる、抵抗３３５両端間の電圧に比例する。レギュレータ回路は、抵抗３３５両端間の電圧が、閾値より大きくなるとき、パワーＭＯＳＦＥＴのデューティ・サイクルを減少させる。この部分では、出力はほぼ一定な電圧モードにある。レギュレータ回路は、抵抗３３５両端間の電圧が閾値より低くなるとき、パワーＭＯＳＦＥＴの電流リミットを低減する。電流リミットは、出力負荷電流をほぼ一定に保つために、抵抗３３５を横切る電流の関数として減少される。したがって、負荷電流は、レギュレータ３５０にあるパワーＭＯＳＦＥＴの電流リミットに比例する。電流リミットを線間電圧に関してほぼ一定に保つことによって、出力負荷電流は、すべての線間電圧において、ほぼ一定なままとなる。
【００２３】
図５は、本発明の教示による電源の一実施形態の出力電流と出力電圧の通常の関係を示す図である。曲線４００からわかるように、本発明を使用する電源は、ほぼ一定の出力電流とほぼ一定の出力電圧の特性を示す。すなわち、出力電流が増加する際、出力電流が出力電流閾値に到達するまで、出力電圧はほぼ一定なままである。出力電流が出力電流閾値に近づくと、出力電圧の降下の間出力電流がほぼ一定のまま出力電圧が減少し、より低い出力電圧閾値に到達すると、特性範囲で示したように出力電流も減少する。本発明の一定の出力電圧と一定の出力電流の特性は、電池充電器の応用などに適していることを理解されたい。
【００２４】
以上の詳細な記述において、特有の例示的な実施形態を参照して、本発明の方法および装置を記述した。しかし、本発明のより広範な精神および範囲から逸脱せずに、様々な修正および変更を実施することが可能であることが明らかであろう。したがって、本明細書と図は、限定的ではなく、例示であると見なされるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の教示によるスイッチ・モード電源レギュレータの一実施形態の概略図である。
【図２】本発明の教示による鋸波形、デューティ・サイクルの波形、および固有電流リミット波形の一実施形態を示す図である。
【図３】本発明の教示によるほぼ一定な電圧とほぼ一定な電流の特性を有する電源の一実施形態の図である。
【図４】本発明の教示によるほぼ一定な電圧とほぼ一定な電流の特性を有する電源の一実施形態の図である。
【図５】本発明の教示による電源の一実施形態の出力電流と出力電圧との通常の関係を示す図である。
【符号の説明】
２  パワーＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物電界効果トランジスタ）
５  発振器
７  ドレイン電流
１０  クロック信号
１５  最大デューティ・サイクル信号（最大デューティ・サイクル波形）
１７、２５、５５、６０、２３５  抵抗
２０  鋸波信号（鋸波形）
２２、３７  ノード
２２  固有電流リミット閾値
２７  線形に増加する電流源
３０  ＮＴＮトランジスタ
３２  ＰＷＭコンパレータ
４０  電流ミラー
５０  一定な電流源
７０  コンパレータ
９０  出力ラッチ
２００  ＤＣ出力
２１５  出力巻線
２２５  入力巻線
２２０  エネルギー転送要素
２５０、３５０、３３５  レギュレータ
４００  曲線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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