(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
制御信号を受信する制御入力と、出力とを有するチャージポンプタイプの回路用の出力段であって、
入力端子と、出力端子と、電流ミラーの基準端子とを有する電流ミラーを備え、
前記電流ミラーは、入力トランジスタと、出力トランジスタとを含み、各トランジスタは、バイアス端子と呼ばれる端子と、トランジスタの基準端子と呼ばれる端子と、伝達端子と呼ばれる端子とを有し、
前記トランジスタのそれぞれの前記基準端子は相互接続され、これによって前記電流ミラーの基準端子が形成され、それぞれの前記バイアス端子は一緒に前記入力トランジスタの前記伝達端子に接続され、
前記入力トランジスタの伝達端子と前記出力トランジスタの前記伝達端子によって、前記電流ミラーの入力端子と前記出力端子がそれぞれ形成され、前記トランジスタの前記基準端子と前記伝達端子との間の接合によって主電流路が形成され、
前記電流ミラーの前記入力端子は電流源に接続され、
前記電流ミラーの前記基準端子は供給端子に接続され、前記電流ミラーの前記出力端子はスイッチを介してこの出力段の出力に接続され、前記スイッチは、この出力段の制御入力を形成する制御入力を持つ出力段において、
この出力段は、容量性補償要素を含み、この容量性補償要素のドレイン及びソースが相互に接続されて、前記スイッチ及び前記出力段に接続された接続端子と呼ばれる第一の端子を形成し、さらに前記制御信号と同相の信号を受信するためのバイアス端子と呼ばれる端子を含むことを特徴とするチャージポンプタイプの回路用の出力段。
【請求項２】
前記スイッチがトランジスタによって形成され、このトランジスタのベース端子が前記制御入力を形成し、このトランジスタの主電流路が前記電流ミラーの前記出力端子とこの出力段の前記出力との間に形成され、
この出力段は、さらなる容量性補償要素を含み、この補償要素が、前記電流ミラーの前記出力端子とこの出力段の出力との間の接合部に接続された接続端子と、前記制御信号と位相が反対の信号を受信するバイアス端子とを持つことを特徴とする請求項１に記載のチャージポンプタイプの回路用の出力段。
【請求項３】
前記容量性補償要素が補償トランジスタと呼ばれるトランジスタによって形成され、このトランジスタの基準端子と伝達端子とが互いに接続され、これによってこの容量性補償要素の接続端子が形成され、この補償トランジスタのバイアス端子によってこの容量性補償要素のバイアス端子が形成されていることを特徴とする請求項１記載のチャージポンプタイプの回路用の出力段。
【請求項４】
第一と第二の制御信号をそれぞれ受信する第一と第二の制御入力と、出力とを持つチャージポンプであって、
このチャージポンプは、第一と第二の供給端子との間に直列に接続された請求項１から３のいずれかに記載の第一と第二の出力段を持ち、これら出力段の出力が互いに接続され、これによってこのチャージポンプの出力が形成され、前記第一と第二の出力段とが互いに反対の導電タイプを持つトランジスタによって形成され、前記第一と第二の出力段の制御入力によって、それぞれ、このチャージポンプの第一と第二の制御入力が形成され、前記第一と第二の出力段の電流ミラーの基準端子が、それぞれ、前記第一と第二の供給端子に接続されていることを特徴とするチャージポンプ。
【請求項５】
周波数変調された信号を受信する信号入力と、復調された信号を供給する出力とを持つ位相固定ループ復調器であって、この復調器が：
−第一の信号入力と第二の信号入力とに受信される信号の間に存在する位相差を評価し、第一と第二の制御出力上に、それぞれ、前記位相差を表す信号を供給する位相検出器であって、前記第１の信号入力がこの復調器の信号入力を構成するものである位相検出器と、
−前記位相検出器の前記第一と第二の制御出力にそれぞれ接続された第一と第二の制御入力と、抵抗性要素とこれに直列に接続された容量性要素とによって形成されるループフィルタに接続された出力とを持つチャージポンプと、
−この復調器の出力を形成する電圧制御発振器であって、前記チャージポンプの出力に接続され前記ループフィルタの端子上に存在する電圧を受信するチューニング入力と、このチューニング入力上に受信される電圧の値に依存する周波数を有する信号を供給する出力とを有し、前記出力が前記位相検出器の前記第二の信号入力に接続されたものである、電圧制御発振器と、
を備え、
前記チャージポンプが請求項４に記載のチャージポンプであることを特徴とする復調器。
【請求項６】
−周波数変調された無線信号を受信するためのアンテナ及びフィルタシステムと、
−少なくとも一つの発振器と一つのミキサーとによって形成され、前記無線信号を選択し、その周波数を中間周波数に変換するための選択モジュールと、
−変調された信号に基づいて音声信号を復調するための復調器と、
を備え、
前記復調器は、請求項５に記載の復調器であることを特徴とする無線電話デバイス。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、チャージポンプタイプ（charge pump type）の回路用の出力段（output stage）、チャージポンプ、復調器及び無線電話デバイス（radio telephony device）に関する。より詳細には、このチャージポンプタイプの回路は、制御入力を受信する制御入力と、出力とを持つ。そして、この出力段は、入力端子と出力端子と基準端子とを持つ電流ミラー（current mirror）を含み、この電流ミラーは、入力トランジスタと、出力トランジスタとを含む。各トランジスタは、バイアス端子と呼ばれる端子と、基準端子と呼ばれる端子と、伝達端子と呼ばれる端子とを含む。前記基準端子は相互接続され、これによって前記電流ミラーの基準端子が形成され、前記バイアス端子は一緒に前記入力トランジスタの前記伝達端子に接続され、前記入力トランジスタと出力トランジスタの伝達端子によって、それぞれ、前記電流ミラーの入力端子と出力端子が形成され、トランジスタの基準端子と伝達端子との間の接合によって主電流路が形成される。前記電流ミラーの入力端子は電流源に接続され、前記電流ミラーの基準端子は供給端子に接続され、前記電流ミラーの出力端子はスイッチを介してこの出力段の出力に接続され、このスイッチは、この出力段の制御入力を形成する制御入力を持つ。
【０００２】
【従来の技術】
現在、上記のような出力段が、チャージポンプ内で発振器を制御するために、特に、位相固定ループ復調器（phase-locked loop demodulator）に用いられている。例えば欧州特許第0 398 254 B1号において開示されているこのような公知の復調器は、周波数変調された信号を受信するための信号入力と、復調された信号を供給するための出力を持つ。この復調器は、従来は、発振器の出力上に存在する信号と変調された入力信号との間に存在する位相シフトを評価し、この位相差を表すチャージポンプ制御信号を供給するための位相検出器を含む。チャージポンプはループフィルタ（loop filter）に接続された出力上に電流をチャージポンプ制御信号によって定められる時間期間だけ供給するために用いられる。抵抗性要素（resistive element）とこれに直列に接続された容量性要素（capacitive element）によって形成されるループフィルタの端子上に存在する電圧によって調節電圧が構成され、この調節電圧によってこの発振器の出力信号の周波数が決定される。この電圧はさらに復調された信号を構成する。
【０００３】
これら復調器は、主にビデオ信号受信分野において用いられる。ビデオ信号の受信の場合は、変調された信号は、百メガヘルツのオーダの周波数を持ち、このために、ループフィルタに、復調器全体を含む集積回路にて容易に実現することが可能なコンデンサを用いることが可能である。ループフィルタの機能の一つは、その端子上に、変調された信号の周波数よりかなり低い周波数を持つ前記変調された信号のＤＣ成分に等しい可変電圧成分を供給することにある。変調された信号の周波数がビデオ信号の場合のように大きな値を持つ場合は、抵抗性要素の値と容量性要素の値の積として定義されるループフィルタの時定数は、比較的低く選択でき、このため、数百ピコファラド以下の値を持つコンデンサを用いることが許される。
【０００４】
位相固定ループ復調器は、無線電話においても用いることが考えられる。ただし、無線電話の場合は、変調された信号の周波数は、上述のビデオ信号の場合よりかなり低く、例えば、ＡＭＰＳあるいはＣＴ０標準を満たすデバイスに用いられる従来のダブルヘテロダインタイプのアーキテクチャの場合は、数百キロヘルツのオーダの周波数を持つ。このために、ループフィルタは、上述の場合よりかなり高い値のコンデンサを用いることが必要となる。現在の技術レベルでは、数百ピコファラドを超えるコンデンサを安価に集積形式にて実現することは不可能である。他方で、復調器全体を集積形式にて実現することが要望されている。事実、外部要素は、それ自身のコストが高くなることに加えて、復調器の残りの部分を含むハウジング上に追加の余分なピンが必要となる他、無線電話機の製造の際の組立における工程数の増加を招く。加えて、無線電話機を形成する要素の数とかさを縮小することは、無線電話機のサイズの縮小と重量の軽量化にも結びつき、これは、ユーザにとって便利であるというより、むしろ不可避である。
【０００５】
ループフィルタに用いるコンデンサの値は、復調器によって形成される回路アセンブリの安定性と利得、チャージポンプによって生成される出力電流と呼ばれる電流の値等の様々なパラメータに依存し、チャージポンプの出力電流が１０マイクロアンペアより低い公称値をもつようにした場合は、１０ピコアァラドの値のコンデンサを用いることが可能となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ただし、現在の殆どのチャージポンプは、１ミリアンペアのオーダの公称値を持つ出力電流を供給する。そして、復調器を完全に集積化するために、上記のように出力電流の公称値を低くするには、追加の問題を解決することが必要となる。つまり、チャージポンプの出力段を形成するトランジスタは生来的な寄生キャパシタンスを持ち、スイッチが開閉される際に、これらキャパシタンスが充電あるいは放電し、このためにチャージポンプの出力上にチャージポンプの出力電流の公称値より１０〜１００倍も高い振幅を持つ寄生電流が生成され、寄生キャパシタンスのこの充電／放電現象によって、復調器の動作が大きな妨害を受ける。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の一つの目的は、無線電話用途に対する位相固定ループ復調器を完全に集積化された形式にて実現することにあり、このためのチャージポンプに対する出力段が提唱される。この出力段を用いることで、寄生キャパシタの充電／放電現象がチャージポンプの出力電流に与える影響が最小限に押さえられる。
【０００８】
本発明によると、冒頭で述べられた出力段は、改善点として、容量性補償要素を持ち、この補償要素は、前記電流ミラーの出力端子とこの出力段の出力との間の接合に接続された制御端子と呼ばれる第一の端子と、前記制御信号と同相の信号を受信するためのバイアス端子と呼ばれる端子を含む。
【０００９】
本発明による出力段は、この出力段が用いられる対象の構成によって、電流を出力段の出力に向って導通させるため、あるいは、電流を出力段の出力から内側に向わせるためにに用いられる。電流ミラーの基準端子が正の供給端子に接続された場合は、電流ミラーの出力トランジスタの寄生キャパシタンスは、スイッチが公称電流を出力段に出力に向って導通するためにスイッチングされるまで充電され、スイッチが導通状態になった時点で、寄生キャパシタンスは容量性補償要素に向けて放電される。こうして、この補償要素は、この補償要素が存在しない場合は出力段に向う電荷をこの補償要素のバイアス端子に向ける。逆に、電流ミラーの基準端子が負の供給端子、例えば、この回路の接地端子に接続された場合は、電流ミラーの出力トランジスタの寄生キャパシタンスは、スイッチが出力段から電流を内側に向わせるように導通状態にされた際に充電される。この容量性補償要素が存在しない場合は、この寄生キャパシタンスを充電するために必要な電荷は出力段の出力から引かれることとなるが、この補償要素のために、この電荷は補償要素のバイアス端子から引かれることとなり、こうして、寄生キャパシタンスの充電／放電現象が出力電流に与える影響が大幅に低減される。
【００１０】
スイッチ自身も妨害現象を起し得る。事実、このスイッチがトランジスタの形式にて実現された場合、これは、スイッチトランジスタと呼ばれるが、このトランジスタも生来的な寄生キャパシタンスを持ち、このために、このスイッチのスイッチング動作によって、出力段の出力上に大きな振幅を持つ寄生電流が生成される。本発明の代替の実施形態においては、この点を考慮し、前記スイッチがトランジスタによって形成され、このトランジスタのベース端子が前記制御入力を形成し、この主電流路が前記電流ミラーの前記出力端子とこの出力段の前記出力との間に形成され、この出力段がさらに、容量性補償要素を含み、この補償要素が、前記電流ミラーの前記出力端子とこの出力段の出力との間の接合部に接続された接続端子と、前記制御信号と位相が反対の信号を受信するバイアス端子とを持つチャージポンプタイプの回路用の出力段が提供される。
【００１１】
この出力段においては、スイッチトランジスタと関連する容量性補償要素は、バイアス端子上に、このスイッチトランジスタの寄生キャパシタンスに電荷を流す原因となった電圧と反対の電圧を受信する。容量性補償要素は、こうして、スイッチトランジスタの寄生キャパシタンスに発生するのと同一であるが、方向が逆の電荷の伝達を行なう。理論上は、これら２つの電荷の伝達は、スイッチトランジスタの寄生キャパシタンスの値と、容量性補償要素のキャパシタンスの値が同一である場合は完全に補償される。補償要素が用いられた場合、電荷は、出力段には流入せず、補償要素を介して、補償要素のバイアス端子へと流れ、こうして、出力段の出力は、もはやスイッチトランジスタの寄生キャパシタンスの充電／放電現象に対して要求される電荷を運ぶことはなくなる。
【００１２】
本発明の一つの特に好ましい実施形態においては、各容量性補償要素は補償トランジスタと呼ばれるトランジスタによって形成され、このトランジスタの基準端子と伝達端子は互いに接続され、これによってこの容量性補償要素の接続端子が形成され、この補償トランジスタのバイアス端子によって、この補償容量性要素のバイアス端子が形成される。
【００１３】
この実施形態では、トランジスタの寄生キャパシタンスと、これと関連する容量性補償要素との間の最適なペアを提供することが可能である。実際、補償要素の補償キャパシタンスも、妨害の原因となる充電／放電現象を発生させたのと同一の値を持つ生来的な寄生キャパシタンスによって形成され、これら全てのトランジスタは、同一の製造プロセスによって得ることが可能である。このペアは製造が簡単であるという長所に加え、上記妨害現象の優れた補償を可能にする。
【００１４】
チャージポンプを実現するために相補的な二つの出力段を用いると便利である。本発明は、従って、それぞれ、第一と第二の制御信号を受信する第一と第二の制御入力と、出力とを持つチャージポンプを開示する。改善点として、このチャージポンプは、第一と第二の供給端子との間に直列に接続され前述の第一と第二の出力段を持ち、これら出力段の出力は互いに接続され、これによってこのチャージポンプの出力が形成される。前記第一と第二の出力段は互いに反対の導電タイプを持つトランジスタによって形成され、前記第一と第二の出力段の制御入力によって、それぞれ、このチャージポンプの第一と第二の制御入力が形成され、前記第一と第二の出力段の電流ミラーの基準端子は、それぞれ、前記第一と第二の供給端子に接続される。
【００１５】
このような相補構造が、ループフィルタのキャパシタンスの充電あるいは放電を制御するために用いられる。第一の出力段は、公称電流をチャージポンプの出力に向けて導通するために充電を提供するために用いられ、第二の出力段は、同一の値を持つ電流をチャージポンプの出力から内側に流すために放電を提供するために用いられる。
【００１６】
本発明によるチャージポンプは、前述のように、特に、集積型の復調器への用途に適する。本発明は、従って、請求項５に記載するような復調器にも関する。
最後に、無線信号復調器を完全に集積化することが可能な本発明は、携帯無線電話デバイスに用いると便利である。本発明は、このため請求項６に記載するような無線電話デバイスにも関する。
【００１７】
本発明のこれらおよびその他の特徴が後に説明される本発明の実施形態を図面を参照しながら読むことで明らかになるものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の特に好ましい実施形態によるチャージポンプ（charge pump）ＣＰを示す。チャージポンプは、第一の制御信号ＵＰと第二の制御信号ＤＷＮをそれぞれ受信する第一の制御入力と第二の制御入力と、電流Ｉoutを供給する一つの出力を持つ。チャージポンプは、それぞれ、第一と第二の供給端子ＶＣＣとＧＮＤとの間に直列に接続された第一と第二の出力段を持つ。第一の出力段はＰＭＯＳタイプのトランジスタによって形成され、第二の出力段はＮＭＯＳタイプのトランジスタによって形成される。
【００１９】
第一と第二の出力段は、それぞれ、制御信号ＵＰと制御信号ＤＷＮを受信する制御入力と、チャージポンプＣＰの出力に接続された出力を持つ。第一と第二の出力段は、それぞれ、第一の電流ミラーＭ１と第二の電流ミラーＭ２を含み、各電流ミラーは、入力端子と、出力端子と、基準端子を含む。各電流ミラーＭ１、Ｍ２は、それぞれ、入力トランジスタＰＭ１、ＮＭ１と、出力トランジスタＰＭ２、ＮＭ２を持つ。電流ミラーの各トランジスタは、ここでは、ＭＯＳタイプとされ、この場合は、トランジスタのゲートによって形成されるバイアス端子と呼ばれる一つの端子と、トランジスタのソースによって形成される基準端子と呼ばれる一つの端子と、トランジスタのドレインによって形成される伝達端子と呼ばれる一つの端子を含む。
【００２０】
トランジスタのペアＰＭ１とＰＭ２と、ＮＭ１とＮＭ２のソースは互いに接続され、これぞれ、第一と第二の電流ミラーＭ１とＭ２の基準端子を形成する。トランジスタＰＭ１とＰＭ２のゲートと、トランジスタＮＭ１とＮＭ２のゲートは、互いに、それぞれ、トランジスタＰＭ１とＰＭ２のドレインに接続される。入力トランジスタＰＭ１、ＮＭ１と、出力トランジスタＰＭ２、ＮＭ２のドレインは、それぞれ、第一と第二の電流ミラーの入力端子と出力端子を形成する。トランジスタの主電流路は、ソースとドレインとの間の接合によって形成される。第一の電流ミラーＭ１の入力端子は、電流源に接続されるが、これは、公称値Ｉrefの基準電流を供給する。第一の電流ミラーは中間ＰＭＯＳトランジスタＰＭｉを含む。
【００２１】
この中間トランジスタは、出力トランジスタＰＭ２と並列に接続され、基準電流Ｉrefのコピーを生成する。第二の電流ミラーＭ２の入力端子は、この中間トランジスタＰＭｉのドレインに接続され、このために、これも公称値Ｉrefの電流を受信する。この電流のコピーをより完全なものにするために、上述の電流ミラーと電流源との間に、当業者においては周知のカスケード型の構造を導入することも考えられる。第一と第二の電流ミラーＭ１とＭ２の基準端子は、それぞれ、第一と第二の供給端子ＶＣＣとＧＮＤに接続される。
【００２２】
第一と第二の電流ミラーＭ１、Ｍ２の出力端子は、それぞれ、第一と第二の出力段の出力に、それぞれ、ＭＯＳタイプのトランジスタＰＭ３とＮＭ３によって形成されるスイッチを介して接続される。ここで、これらのゲートが、第一と第二の出力段の制御入力を形成し、これらの主電流路は、それぞれ、第一と第二の電流ミラーＭ１、Ｍ２の出力端子とチャージポンプＣＰとの間に形成される。第一と第二の出力段は、それぞれ、ＰＭＯＳタイプの補償トランジスタＰＭ４と呼ばれる第一のトランジスタと、ＮＭＯＳタイプの第二の補償トランジスタＮＭ４を含む。ここで、各トランジスタのソースとドレインは一緒に接続され、補償トランジスタＰＭ４、ＮＭ４の接続端子と呼ばれる端子を形成し、ゲートはバイアス端子を形成する。
【００２３】
第一と第二の補償トランジスタＰＭ４とＮＭ４の接続端子は、それぞれ、スイッチトランジスタＰＭ３とＮＭ３のドレインに接続され、これらのバイアス端子は、それぞれ、第一と第二の制御信号ＵＰとＤＷＮと同位相の信号ＶＰ４とＶＮ４を受信する。第一と第二の出力段は、それぞれ、ＰＭＯＳタイプの第三の補償トランジスタＰＭ５と、ＮＭＯＳタイプの第四の補償トランジスタＮＭ５を含む。ここで、各トランジスタのソースとドレインは互いに接続され、補償トランジスタＰＭ５、ＮＭ５の接続端子と呼ばれる端子を形成し、ゲートはバイアス端子を形成する。第三と第四の補償トランジスタＰＭ５とＮＭ５の接続端子は、それぞれ、第一と第二の電流ミラーの出力トランジスタのドレインに接続され、一方、バイアス端子は、それぞれ、第一と第二の制御信号ＵＰとＤＷＮと反対の位相を持つ信号ＶＰ５とＶＮ５を受信する。
【００２４】
第一と第二の出力段は、この実施形態においては、それぞれ、第一と第二の隔離（isolation）トランジスタＰＭ６とＮＭ６を含む。これらトランジスタの機能は、各出力段内の対称性（symmetry）を確保し、同時に、チャージポンプＣＰの出力をスイッチトランジスタＭＰ３、ＮＭ３から隔離することで、スイッチトランジスタＰＭ３、ＮＭ３のスイッチング動作の際に、電荷がスイッチトランジスタから直接にチャージポンプＣＰの出力に流入するのを防ぐことにある。これら隔離トランジスタＰＭ６、ＮＭ６は、好ましくは、図面には示さないが、当業者において周知であり、チャージポンプＣＰの出力において最大の電圧レンジを得ることを可能にする「Ｖｔ補償付きカスケード電流ミラー」と呼ばれる構造の最終要素とされる。第一と第二の隔離トランジスタＰＭ６とＮＭ６は、おのおののゲート上に、それぞれ、これらをターンオンするのに十分な電圧Ｖｂ１とＶｂ２を受信する。ここに示す補償トランジスタとスイッチトランジスタの配列方法は、単に一例として示すものであり、チャージポンプＣＰの動作に影響を与えることなく、他の配列を用いることも可能である。
【００２５】
図２は、上述のチャージポンプＣＰを駆動する制御信号の展開を示すセットのタイミング図である。瞬間ｔ１において、信号ＵＰは下降エッジを示し、ＰＭＯＳスイッチトランジスタＰＭ３は導通状態となるように指令される。チャージポンプＣＰの出力電流Ｉoutは、こうして、零近傍の値からＩrefと呼ばれる正の公称値にスイッチする。同時に、信号ＶＰ４は、所定の電位Ｖ０から零近傍の電位にスイッチし、このために、第一の補償トランジスタＰＭ４によって形成されるキャパシタンスへの電荷の注入が指令される。他方、信号ＶＰ５は上昇エッジを示し、このため、第三の補償トランジスタＰＭ５によって形成されるキャパシタンスへの電荷の注入が指令される。
【００２６】
瞬間ｔ２において、信号ＵＰは上昇エッジを示し、このため、ＰＭＯＳトランジスタＰＭ３は導通をスイッチングオフするように指令される。結果として、チャージポンプＣＰの出力電流Ｉoutは、正の公称値Ｉrefから零近傍の値にスイッチする。同時に、信号ＶＰ４は、零近傍の電位から所定の電位Ｖ０にスイッチし、信号ＶＰ５は下降エッジを持つ。
【００２７】
瞬間ｔ３において、信号ＤＷＮは、上昇エッジを持ち、このため、ＮＭＯＳスイッチトランジスタＮＭ３が導通を指令される。結果として、チャージポンプＣＰの出力電流Ｉoutは、零近傍の値から−Ｉrefと呼ばれる負の公称値にスイッチする。同時に、信号ＶＮ４は、零近傍の電位から所定の電位Ｖ０’にスイッチし、このために、第二の補償トランジスタＮＭ４によって形成されるキャパシタンスに電荷を注入することを指令する。一方、信号ＶＮ５は、下降エッジを持ち、第四の補償トランジスタＮＭ５によって形成されるキャパシタンスに電荷を注入することを指令する。
【００２８】
瞬間４において、信号ＤＷＮは、下降エッジを持ち、ＮＭＯＳスイッチトランジスタＮＭ３に対して導通をスイッチングオフすることを指令する。結果として、チャージポンプＣＰの出力電流Ｉoutは、負の公称値−Ｉrefから零近傍の値にスイッチする。信号ＶＮ４は、所定の電位Ｖ０’から零近傍の電位にスイッチし、信号ＶＮ５は、上昇エッジを持つ。ここで、図示される不規則性ＯＶＳとＵＤＳは、補償トランジスタが存在しない場合に、チャージポンプＣＰの出力電流Ｉoutに影響を及ぼす寄生キャパシタンスの充電／放電現象を表す。
【００２９】
第一の電流ミラーＭ１の出力トランジスタＰＭ２は、ＰＭＯＳスイッチトランジスタＰＭ３が遮断されるとき、つまり、瞬間ｔ１の前に、充電された寄生キャパシタンスを持つ。瞬間１において起こるスイッチングによって、この寄生キャパシタンスが放電される。このため、第一の補償トランジスタＰＭ４が存在しない場合は、電荷がチャージポンプＣＰの出力に向って伝達される。
【００３０】
この放電は、ｉｄ１＝Ｃ・ΔＶ／Δｔという規則に従って、寄生電流ｉｄ１を生成する。ここで、Ｃは数百フェムトファラッドであり、ΔＶは第一の出力段の中間接合の電位の変動を表し、数百ミリボルトであり、Δｔはスイッチング時間を表し、ナノ秒のオーダを持つ。こうして、第一のオーバーシュート（overshoot）ＯＶＳの形式で現われる１００のオーダの減衰係数を持つ寄生電流ｉｄ１が生成される。第一の補償トランジスタＰＭ４が存在しない場合は、数百マイクロアンペアの規模のピークを持つこの寄生電流が正の公称値Ｉrefに追加されることとなる。第一の補償トランジスタＰＭ４は、第一の電流ミラーＭ１の出力トランジスタＰＭ２の寄生キャパシタンスの放電に由来するこの電荷をチャージポンプＣＰの出力以外の別の所に逸らす機能を持つ。
【００３１】
第二の電流ミラーＭ２の出力トランジスタＮＭ２は、ＮＭＯＳスイッチトランジスタＮＭ３が遮断されるときに、つまり、瞬間ｔ３の前に、本質的に放電されている寄生キャパシタンスを持つ。そして、瞬間ｔ３において起こるスイッチングによってこのキャパシタンスの充電が発生し、この結果、第二の補償トランジスタＮＭ４が存在しない場合は、これに電荷がチャージポンプＣＰの出力から注入されることとなる。この電荷は、前述の寄生電流ｉｄ１と同一のオーダの規模を持つ寄生電流ｉｄ２を生成する。
【００３２】
瞬間ｔ３においてアンダーシュート（undershoot）ＵＤＳとして現われるこの寄生電流ｉｄ２は、数百マイクロアンペアの規模のピークを持ち、これが、出力電流Ｉoutの負の公称値−Ｉrefから引かれることとなる。第二の補償トランジスタＮＭ４は、第二の電流ミラーＭ２の出力トランジスタＮＭ２の寄生キャパシタンスを充電するのに必要な電荷をチャージポンプＣＰの出力以外の端子からこれに注入する働きを持つ。
【００３３】
以下に説明するスイッチトランジスタのスイッチングに起因する追加の充電／放電現象が上述の充電／放電現象に重ねられる。
【００３４】
図３は、寄生キャパシタンスの充電／放電現象を補償する動作をより良く理解する目的で、チャージポンプＣＰの第二の出力段についてより詳細に示す。第二の電流ミラーＭ２の出力トランジスタＮＭ２は、Ｃｇｄ２として示される寄生ゲート−ドレインキャパシタンスを持つ。第二のスイッチトランジスタＮＭ３、第二の補償トランジスタＮＭ４、第四の補償トランジスタＮＭ５は、それぞれ、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ５として示される寄生キャパシタンスを持つが、これらは、並列に接続したときのこれらのゲート−ソースとゲート−ドレインキャパシタンスに等しい。これら等価寄生キャパシタンスＣ３、Ｃ４、Ｃ５は、図面において破線にて示される。
【００３５】
瞬間ｔ３の前は、キャパシタンスＣｇｄ２は放電されている。スイッチトランジスタＮＭ３が、瞬間ｔ３において導通すると、第二の出力段の接合の所に電位の変動が発生する。以下では、説明の都合上、第四の補償トランジスタＮＭ５のドレインは、電位Ｖｄ５を持つものと想定される。すると、キャパシタンスＣｇｄ２は、電位変動ΔＶｄ５に、時間Δｔの期間だけ曝されることとなり、このため、電流ｉ２＝Ｃｇｄ２・ΔＶｄ５／Δｔだけ充電される。同時に、キャパシタンスＣ４は、時間Δｔの期間だけ電位変動ΔＶ＝Ｖ０’に曝され、電流ｉ４＝Ｃｇｓ４・Ｖ０’／Δｔだけ充電される。こうして、Ｃ４・Ｖ０’＝Ｃｇｄ２・ΔＶｄ５となるように選択することにより、第二の電流ミラーＭ２の出力トランジスタＮＭ２の寄生キャパシタンスを充電するのに必要とされる電流ｉ２が、電流ｉ４によって完全に補償され、Ｃｇｄ２の充電がチャージポンプＣＰの出力電流Ｉoutに悪影響を与えるのが回避される。
【００３６】
もし、図１の場合のように、第二の出力段が隔離トランジスタＮＭ６を持つ場合は、このトランジスタのＣｇｓ６と呼ばれるゲート−ソース寄生キャパシタンスを考慮に入れる必要がある。つまり、これは、Ｃｇｓ６・ΔＶｄ５／Δｔに等しい追加の電流を生成する。従って、この場合は、トランジスタＮＭ２と隔離トランジスタＮＭ６の寄生キャパシタンスによって生成される電流を補償するためには、Ｃ４・Ｖ０’＝Ｃ（Ｃｇｄ２＋Ｃｇｓ６）・ΔＶｄ５を選択することが必要となる。
【００３７】
第二のスイッチトランジスタＮＭ３は、寄生電流ｉ３がその等価寄生キャパシタンスＣ３に流れるようにし、トランジスタＮＭ３のゲートは正の電位に曝される。第四の補償トランジスタＮＭ５は、この電流を補償するために用いられる。実際、これは、第二のスイッチトランジスタＮＭ３と同一であり、従って、第二のスイッチトランジスタＮＭ３の等価寄生キャパシタンスＣ３と非常に近い値の等価寄生キャパシタンスＣ５を持つ。第四の補償トランジスタＮＭ５のゲートの電位は、第二のスイッチトランジスタＮＭ３のゲートの電位と反対にされ、キャパシタンスＣ５には、寄生電流ｉ３と実質的に等しい電流ｉ５が流れる。つまり、第二のスイッチトランジスタＮＭ３のスイッチングの際に第二の出力段内に注入される電荷は、第四の補償トランジスタＮＭ５によって直ちに第二の出力段の外に逸らされ、チャージポンプＣＰの出力電流Ｉoutへの影響が回避される。
【００３８】
第二の出力段の動作についての上の説明から第一の出力段の動作も容易に理解できるものである。
【００３９】
図４は、本発明によるチャージポンプＣＰを用いる復調器ＤＥＭを機能図にて示す。この復調器は、周波数変調された信号Ｖｉｎを受信する信号入力と、復調された信号Ｖoutを供給する出力とを持つ位相固定ループ復調器であり、この復調器は：
−この復調器ＤＥＭの信号入力を構成する第一と第二の信号入力上に受信される信号間に存在する位相差を評価し、第一と第二の制御出力上に、それぞれ、前記位相差を表す信号ＵＰとＤＷＮを供給する位相検出器ＰＤと、
−それぞれ、前記位相検出器ＰＤの第一と第二の制御出力に接続された第一と第二の制御入力と、抵抗性要素Ｒｆとこれに直列に接続された容量性要素Ｃｆとによって形成されるループフィルタに接続された出力を持つ上述のチャージポンプＣＰと、
−前記チャージポンプＣＰの出力に接続され、前記ループフィルタの端子上に存在する電圧Ｖoutを受信するチューニング入力と、このチューニング入力上に受信される電圧の値に依存する周波数を持つ信号を供給する出力とを持つこの復調器ＤＥＭの出力を形成する電圧制御発振器ＶＯＣを含み、この出力は、前記位相検出器ＰＤの第二の信号入力に接続される。
【００４０】
図５は、前記のような復調器ＤＥＭを用いる無線電話デバイスを示す。このデバイスは：
−周波数変調された無線信号を受信するためのアンテナ／フィルタシステムＡＦと、
−少なくとも一つの発振器ＯＳＣと一つのミキサーＭＸによって形成される前記無線信号を選択し、この周波数を、中間周波数に変換するための選択モジュールと、
−変調された信号に基づいて復調された音声信号を回復するための前記復調器ＤＥＭを含む。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一つの好ましい実施形態によるチャージポンプを示す電気回路図である。
【図２】このようなチャージポンプ内に存在する信号の進展を示す幾つかのタイミング図である。
【図３】本発明の出力段をより詳細に示す電気回路図である。
【図４】本発明によるチャージポンプが集積された復調器を示す機能図である。
【図５】このような復調器が集積された無線電話デバイスを示す機能図である。
【符号の説明】
ＣＰ  チャージポンプ
Ｍ１  第一の電流ミラー
Ｍ２  第二の電流ミラー
ＰＭ１、ＮＭ１  入力トランジスタ
ＰＭ２、ＮＭ２  出力トランジスタ
ＰＭｉ  中間ＰＭＯＳトランジスタ
ＶＣＣ  第一の供給端子
ＧＮＤ  第二の供給端子
ＵＰ  第一の制御信号
ＤＷＮ  第二の制御信号
ＰＮ４  第一の補償トランジスタ
ＮＭ４  第二の補償トランジスタ
ＰＭ５  第三の補償トランジスタ
ＮＭ５  第四の補償トランジスタ
ＰＭ６  第一の隔離トランジスタ
ＮＭ６  第二の隔離トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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