(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタまたはトランスと、該インダクタまたはトランスに流れる電流をスイッチングする、それぞれ制御端子を有するｎ個（ｎは２以上の整数）のスイッチ素子を備え、これらのスイッチ素子をオン／オフすることにより電力を変換するスイッチング電源装置において、
前記ｎ個のスイッチ素子のうち、第１のスイッチ素子がターンオフすることにより発生する電圧または電流の変化を受けて第２のスイッチ素子をターンオンし、
以下同様に、第（ｎ−１）のスイッチ素子がターンオフすることにより発生する電圧または電流の変化を受けて第ｎのスイッチ素子がターンオンし、
且つ第ｎのスイッチ素子がターンオフすることにより発生する電圧または電流の変化を受けて第１のスイッチ素子がターンオンすることにより自励発振させ、
前記第ｎ個のスイッチ素子各々のオン期間を個別に制御するスイッチング制御回路を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記ｎは２であって、前記２個のスイッチ素子各々のオン期間の間には、前記２個のスイッチ素子が共にオフとなるデッドタイムが形成され、該デッドタイムは、オン状態にある一方のスイッチ素子がターンオフしてから他方のスイッチ素子がターンオンするまでの遅延時間により形成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記スイッチ素子の両端電圧がゼロ電圧またはゼロ電圧付近まで低下してから、該スイッチ素子がターンオンするように前記デッドタイムが設定されていることを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング制御回路は前記ｎ個のスイッチ素子のうちオン状態である第（ｎ−１）のスイッチ素子のターンオフにより前記インダクタまたは前記トランスに発生する電圧を用いて、前記第ｎのスイッチ素子をターンオンすることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング制御回路は負荷への出力電圧を検出して該出力電圧に応じて前記ｎ個のスイッチ素子各々のオン期間を決定することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記スイッチング制御回路は前記インダクタまたは前記トランスに発生する電圧の変化または極性を検出して前記ｎ個のスイッチ素子各々のオン期間を決定することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記スイッチング制御回路は前記インダクタまたは前記トランスに流れる電流を検出して前記ｎ個のスイッチ素子各々のオン期間を決定することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記スイッチ素子は電界効果トランジスタであり、前記スイッチング制御回路は前記スイッチ素子各々のドレイン電圧を検出して前記スイッチ素子各々のオン期間を決定することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記スイッチング制御回路は前記スイッチ素子各々に流れる電流を検出して前記スイッチ素子各々のオン期間を決定することを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記スイッチング制御回路は前記スイッチ素子に流れる電流がゼロまたはゼロ付近となってから該スイッチ素子がターンオフするように該スイッチ素子のオン期間を決定することを特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、複数のスイッチング素子を備えたスイッチング電源の制御方法、特に発振回路を必要としない制御方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
スイッチング電源におけるスイッチング素子の制御方法としては、一般にＰＷＭ（Pulse Wide Modulation）方式とＰＦＭ（PulseFrequency Modulation）方式と呼ばれる制御方式がある（非特許文献１参照）。
【０００３】
ＰＷＭ方式は、スイッチング周期に対するスイッチ素子のオン期間比率を制御する方式であり、一般にスイッチング周期は一定である。複数のスイッチ素子を有する場合、それぞれのスイッチ素子におけるオン時比率の関係は、同一または逆数の関係となる。
【０００４】
ＰＦＭ方式は、スイッチング周波数を制御する方式であり、一般にスイッチ素子のオン期間比率は一定である。複数のスイッチ素子を有する場合、それぞれのスイッチ素子におけるオン時比率およびスイッチング周波数の関係は同一となる。
【非特許文献１】電気工学ハンドブック（第６版）社団法人電気学会発行、2001年2 月20日、２０編９章２節スイッチングレギュレータ、ｐ851-852
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
従来技術では、複数のスイッチ素子を有する場合、発振回路を備えていて、その発振回路の発振信号を基準にして複数の駆動信号を作り、これらをスイッチ素子の制御端子に伝達している。このため、駆動信号を伝達する経路や駆動回路において遅れ時間や進み時間が生じた場合、直列関係にある複数のスイッチ素子を順に駆動する必要があるにも拘わらず、複数のスイッチ素子が同時オン状態となる現象が生じる。このような現象が生じると正常動作しないだけでなく、過電流等により電源装置が破壊する場合があり、信頼性が著しく低下する。
【０００６】
そこで、この同時オンの現象を避けるために、複数のスイッチ素子が共にオフ状態となるデッドタイムを設けていた。しかし、このデッドタイムは電圧変換に寄与しない時間であるので、必要以上に長いデッドタイムの形成は電力変換効率を低下させる要因となっていた。また、ＰＷＭ方式ではオン時比率が、ＰＦＭ方式ではスイッチング周波数がそれぞれ変化するため、このデッドタイムを適切に設定することは非常に困難で複雑な構成を必要としていた。
【０００７】
また、当然ながら従来技術では基準となる発振回路が必要であった。
さらに、従来技術では、基準となるスイッチ素子のオン期間を変化させることで出力電圧を安定化する制御が行われていたが、制御される条件は、例えば１つの出力電圧を一定電圧に保つ、という１つの条件だけであった。
【０００８】
この発明の目的は、複数のスイッチ素子の同時オンによる不具合の問題を解消し、所定条件を満たす状態に制御する際の条件を複数定められるようにし、さらに基準となる発振回路も不要にしたスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
（１）インダクタまたはトランスと、該インダクタまたはトランスに流れる電流をスイッチングする、それぞれ制御端子を有するｎ個（ｎは２以上の整数）のスイッチ素子を備え、これらのスイッチ素子をオン／オフすることにより電力を変換するスイッチング電源装置において、
前記ｎ個のスイッチ素子のうち、第１のスイッチ素子がターンオフすることにより発生する電圧または電流の変化を受けて第２のスイッチ素子をターンオンし、
以下同様に、第（ｎ−１）のスイッチ素子がターンオフすることにより発生する電圧または電流の変化を受けて第ｎのスイッチ素子がターンオンし、
且つ第ｎのスイッチ素子がターンオフすることにより発生する電圧または電流の変化を受けて第１のスイッチ素子がターンオンすることにより自励発振させ、
前記第ｎ個のスイッチ素子各々のオン期間を個別に制御するスイッチング制御回路を備えたことを特徴としている。
【００１０】
（２）この発明のスイッチング電源装置は、（１）において前記ｎは２であって、前記２個のスイッチ素子各々のオン期間の間には、前記２個のスイッチ素子が共にオフとなるデッドタイムが形成され、該デッドタイムは、オン状態にある一方のスイッチ素子がターンオフしてから他方のスイッチ素子がターンオンするまでの遅延時間により形成されていることを特徴としている。
【００１１】
（３）この発明のスイッチング電源装置は、（２）において前記スイッチ素子の両端電圧がゼロ電圧またはゼロ電圧付近まで低下してから、該スイッチ素子がターンオンするように前記デッドタイムが設定されていることを特徴としている。
【００１２】
（４）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（３）において、前記ｎ個のスイッチ素子のうちオン状態である第（ｎ−１）のスイッチ素子のターンオフにより前記インダクタまたは前記トランスに発生する電圧を用いて、前記第ｎのスイッチ素子をターンオンすることを特徴としている。
【００１３】
（５）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（４）においてスイッチング制御回路は負荷への出力電圧を検出して該出力電圧に応じて前記ｎ個のスイッチ素子各々のオン期間を決定することを特徴としている。
【００１４】
（６）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（４）においてスイッチング制御回路は前記インダクタまたは前記トランスに発生する電圧の変化または極性を検出して前記ｎ個のスイッチ素子各々のオン期間を決定することを特徴としている。
【００１５】
（７）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（４）においてスイッチング制御回路は前記インダクタまたは前記トランスに流れる電流を検出して前記ｎ個のスイッチ素子各々のオン期間を決定することを特徴としている。
【００１６】
（８）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（４）において、スイッチ素子は電界効果トランジスタであり、スイッチング制御回路はスイッチ素子の各々のドレイン電圧を検出して前記スイッチ素子各々のオン期間を決定することを特徴としている。
【００１７】
（９）この発明のスイッチング電源装置は、（１）〜（４）において、スイッチング制御回路はスイッチ素子各々に流れる電流を検出して前記スイッチ素子各々のオン期間を決定することを特徴としている。
【００１８】
（１０）この発明にスイッチング電源装置は、（９）において、スイッチング制御回路は前記スイッチ素子に流れる電流がゼロまたはゼロ付近となってから該スイッチ素子がターンオフするように該スイッチ素子のオン期間を決定することを特徴としている。
【発明の効果】
【００１９】
（１）この発明によれば、オン状態のスイッチ素子がターンオフしたことにより次のスイッチ素子をターンオンするため、原理的に２つのスイッチ素子が同時にオン状態となる不具合が発生せず、スイッチング電源装置の信頼性が向上する。
また、従来は基準となるスイッチング素子のオン期間を変化させることで出力を安定化する制御が行われ、出力電圧は制御されるが、制御される条件は１つであったが、この発明によれば、２つ以上、最大でスイッチ素子の数だけ条件を成立させることができる。
また、スイッチ素子のオンパルスの累積によってスイッチング周波数が決定され、各スイッチ素子のオン期間を設定することにより発振回路が不要となる。
【００２０】
（２）この発明によれば、複数のスイッチ素子のうち連続する２つのスイッチ素子のオン期間の間にスイッチング素子のオンオフの遅れ時間によるデッドタイムが形成され、複数のスイッチ素子が同時にオンすることによるスイッチング電源装置の信頼性が向上する。また、デッドタイムがターンオンするまでの遅延時間により設定されるため、デッドタイムを適切に設定することが容易であり、且つ各スイッチ素子のオン期間が変化してスイッチング周波数やオン時比率が変化してもデッドタイムが必要以上に長くなったり、短くなったりしないので電力変換効率を高く維持できる。
【００２１】
（３）この発明によれば、スイッチ素子の両端電圧がゼロ電圧またはゼロ電圧付近まで低下してから、スイッチ素子がターンオンするので、ゼロ電圧でターンオンするゼロ電圧スイッチング動作により、スイッチング損失を大幅に低減して高効率化を図ることができる。
【００２２】
（４）この発明によれば、複数のスイッチ素子のうちオン状態のスイッチ素子のターンオフによりインダクタまたはトランスに発生する電圧を用いて、次のスイッチ素子をターンオンするスイッチング制御回路を設けたことにより、インダクタまたはトランスから発生する電圧信号をトリガー信号として容易に取り出すことができ、且つ、スイッチ素子を駆動する電圧として利用できるため、回路構成が簡素化できる。
【００２３】
（５）この発明によれば、負荷への出力電圧を検出して、その電圧に応じて前記オン期間を決定するようにしたことにより、定電圧電源装置を容易に構成できる。
【００２４】
（６）この発明によれば、トランスに発生する電圧の変化（立ち下がり・立ち上がり）または極性を検出してスイッチ素子のオン期間を決定するようにしたことにより、トランスから発生する電圧信号をトリガー信号として容易に用いることができ、回路構成が簡素化できる。
【００２５】
（７）この発明によれば、トランスに流れる電流を検出して前記オン期間を決定するようにしたことにより、例えば整流ダイオードの導通時間とスイッチ素子のオン期間を等しくでき、整流ダイオードおよびトランスに流れる電流のピーク値および実効電流を低減して導通損失を低減することができる。
【００２６】
（８）この発明によれば、スイッチ素子の両端間の電圧を検出して前記オン期間を決定するようにしたことにより、スイッチ素子のオン状態・オフ状態を確実に判断してトリガ信号として容易に用いることができる。
【００２７】
（９）この発明によれば、スイッチング制御回路は前記スイッチ素子に流れる電流を検出して前記オン期間を決定することにより、スイッチ素子の状態を確実に判定してスイッチ素子を制御でき、必要且つ十分なデッドタイムが形成できる。
【００２８】
（１０）この発明によれば、スイッチング制御回路はスイッチ素子に流れる電流がゼロまたはゼロ付近となってから該スイッチ素子がターンオフするようにことにより、ゼロ電流でターンオンするゼロ電流スイッチング動作により、スイッチング損失を大幅に低減して高効率化を図ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
第１の実施形態に係るスイッチング電源装置について図１を参照して説明する。図１の（Ａ）はスイッチング電源装置の回路図、（Ｂ）はその各部の波形とタイミング関係を示す図である。
【００３０】
図１の（Ａ）においてＶｉは入力電源、Ｔはトランスであり、その１次巻線Ｌｐに第１のスイッチ素子Ｑ１を接続している。トランスＴの２次巻線Ｌｓには整流ダイオードＤｓ１と平滑コンデンサＣ１からなる第１の整流平滑回路を設けている。また整流ダイオードＤｓ２、第２のスイッチ素子Ｑ２、および第２の平滑コンデンサＣ２からなる第２の整流平滑回路を構成している。さらに、整流ダイオードＤｓ３、第３のスイッチ素子Ｑ３、および第３の平滑コンデンサＣ３からなる第３の整流平滑回路を構成している。
【００３１】
第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１は第１のスイッチ素子Ｑ１のオンオフ制御、第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２は第２のスイッチ素子Ｑ２のオンオフ制御、第３のスイッチング制御回路ＣＮＴ３は第３のスイッチング素子Ｑ３のオンオフ制御をそれぞれ行う。図中スイッチング制御回路ＣＮＴ１，ＣＮＴ２，ＣＮＴ３へ入る破線はトリガの経路、実線はフィードバックの経路をそれぞれ概略的に表している。
【００３２】
これらのスイッチング制御回路のうち、第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１は、トランスＴの電圧（トランス電圧Ｖｔ）をトリガとして入力し、Ｑ１のドレイン電圧の立ち下がりタイミングでＱ１をターンオンさせる。また、第１の出力端子ＯＵＴ１の出力電圧Ｖｏ１を検出し、Ｖｏ１が所定電圧になるように第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間を決定する。すなわちＱ１のオン期間が必要な時間となるタイミングでＱ１をターンオフする。
【００３３】
第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２は、トランスＴの電圧（トランス電圧）Ｖｔをトリガとして入力し、トランスＴの電圧（トランス電圧Ｖｔ）の反転タイミングで第２のスイッチ素子Ｑ２をターンオンさせる。そして、第２の出力端子ＯＵＴ２の電圧Ｖｏ２を検出し、Ｖｏ２が所定電圧となるように第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間を決定する。すなわちＱ２のオン期間が必要な時間となるタイミングでＱ２をターンオフする。
【００３４】
第３のスイッチング制御回路ＣＮＴ３は、第２のスイッチ素子Ｑ２のドレイン電圧をトリガとして入力し、Ｑ２のドレイン電圧の立ち上がりタイミングでＱ３をターンオンさせる。そして、第３の出力端子ＯＵＴ３の電圧Ｖｏ３を検出し、Ｖｏ３が所定電圧となるように第３のスイッチ素子Ｑ３のオン期間を決定する。すなわちＱ３のオン期間が必要な時間となるタイミングでＱ３をターンオフする。
【００３５】
図１の（Ｂ）において、ＶｔはトランスＴの電圧（トランス電圧）、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｄｓはそれぞれ第１〜第３のスイッチ素子Ｑ１〜Ｑ３および第１の整流ダイオードＤｓ１の状態をそれぞれ示している。ここでハイレベルがオン状態、ローレベルがオフ状態である。
【００３６】
(1)状態１［ｔｏ〜ｔ１］
まず、時刻ｔｏでトランスＴの電圧（トランス電圧Ｖｔ）が反転すると、そのタイミングから遅れ時間Δｔｄ１の後に第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１により、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧がハイレベルになり、Ｑ１がターンオンする。この遅れ時間Δｔｄ１はトランスＴの１次側のインダクタンス、Ｑ１のドレイン・ソース間の寄生容量等によって定まる共振期間に応じて設定され、Ｑ１のドレイン−ソース間電圧がゼロ電圧となるタイミングでターンオンするように設定され、これによりＱ１のゼロ電圧スイッチング動作が行われ、スイッチング損失が大幅に低減される。
【００３７】
その後、第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１は第１の出力端子ＯＵＴ１の電圧Ｖｏ１の電圧が所定値となるようにＱ１のオン期間ｔｏｎ１を定める。すなわち、時刻ｔｏからΔｔｄ１＋ｔｏｎ１が経過した時点ｔ１でＱ１のゲート電圧をローレベルにする。これによりＱ１はターンオフする。このＱ１のオン期間ｔｏｎ１によってトランスＴの励磁エネルギーが定まり、結果的にＶｏ１の電圧が定まる。
【００３８】
(2)状態２［ｔ１〜ｔ２］
Ｑ１がターンオフすると、トランス電圧Ｖｔが反転する。第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２はトランスＴの２次巻線Ｌｓの電圧をトリガ信号として受け、このトランス電圧Ｖｔの反転タイミングｔ１で第２のスイッチ素子Ｑ２のゲート電圧をハイレベルにする。したがって、このタイミングｔ１から遅れ時間Δｔｄ２の後にＱ２はターンオンする。この遅れ時間Δｔｄ２はトランスＴの２次側のインダクタンス、Ｑ２のドレイン・ソース間の寄生容量等によって定まる共振期間に応じて設定され、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧がゼロ電圧となるタイミングでターンオンするように設定され、これによりＱ２のゼロ電圧スイッチング動作が行われる。
【００３９】
第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２は第２の出力端子ＯＵＴ２の電圧Ｖｏ２の電圧が所定値となるようにＱ２のオン期間ｔｏｎ２を定める。すなわち、時刻ｔ１からΔｔｄ２＋ｔｏｎ２が経過した時点ｔ２でＱ２のゲート電圧をローレベルにする。
【００４０】
(3)状態３［ｔ２〜ｔ３］
第３のスイッチング制御回路ＣＮＴ３はＱ２のドレイン電圧をトリガ信号として受けるので、Ｑ２がｔ２でターンオフすると、そのタイミングから遅れ時間Δｔｄ３の後に第３のスイッチ素子Ｑ３がターンオンする。この遅れ時間Δｔｄ３はトランスＴの２次側のインダクタンス、Ｑ３のドレイン・ソース間の寄生容量等によって定まる共振期間に応じて設定され、Ｑ３のドレイン−ソース間電圧がゼロ電圧となるタイミングでターンオンするように設定され、これによりＱ３のゼロ電圧スイッチング動作が行われる。
【００４１】
第３のスイッチング制御回路ＣＮＴ３は第３の出力端子ＯＵＴ３の電圧Ｖｏ３の電圧が所定値となるようにＱ３のオン期間ｔｏｎ３を定める。すなわち、時刻ｔ２からΔｔｄ３＋ｔｏｎ３が経過した時点ｔ３でＱ２のゲート電圧をローレベルにする。
【００４２】
(4)状態４［ｔ３〜ｔｏ］
Ｑ３がターンオフすると、そのタイミングから遅れ時間Δｔｄ４の後に第１の整流ダイオードＤｓ１がオンする。これはＶｏ１＞Ｖｏ３＞Ｖｏ２の関係にあって、Ｑ２，Ｑ３が共にオフ状態の時に初めてＤｓ１に順方向電圧が印加されてＤｓ１がオンするからである。
【００４３】
その後、第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１は第１の出力端子ＯＵＴ１の電圧Ｖｏ１の電圧が所定値となるように、整流ダイオードＤｓ１のオン期間ｔｏｎｄが定まり、Ｄｓ１の電流が０となり、逆電圧が印加されると時刻ｔｏでトランスの電圧が反転する。すなわち、時刻ｔ３からΔｔｄ４＋ｔｏｎｄが経過した時点でＤｓ１はオフとなり、第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１は時刻ｔｏから遅れ時間Δｔｄ１の後に第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧をハイレベルにする。このタイミングｔｏは最初のｔｏと同じである。
【００４４】
このように図１の（Ｂ）に示した周期Ｔを１周期として繰り返すことによって、第１〜第３の出力端子ＯＵＴ１〜ＯＵＴ３に所定の電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３をそれぞれ得ることができる。
【００４５】
このような構成により、オン状態のスイッチ素子がターンオフすることに連鎖して次のスイッチ素子をターンオンするため、すなわち因果律にしたがって時間経過順に各スイッチング素子のオンオフ状態が変化する。そして、オン状態のスイッチ素子がターンオフしてから次のスイッチ素子がターンオンするまでに必然的に遅れ時間が入るので、この遅れ時間がデッドタイムとして形成される。そのため２つのスイッチ素子が同時にオン状態となる不具合は原理的に発生せず、スイッチング電源装置の信頼性が向上する。しかも、そのデッドタイムを適切に設定することによりゼロ電圧スイッチング動作等を行うことができ、必要以上に長くなることもなく、電力変換効率を高く維持できる。
【００４６】
また、スイッチ素子のオンパルスの累積がスイッチング周波数となるため、発振回路が不要である。さらに、スイッチ素子の数に相当する複数の出力（この第１の実施形態では３つの出力）の電圧をそれぞれ独立に安定化することができる。この例では複数の出力端子の電圧がそれぞれ所定値となることを条件としたが、スイッチ素子のオン期間によって制御可能な要素であれば電圧制御以外に電流制御等も可能である。すなわち、スイッチ素子の数に相当するだけ独立した条件を満たすことができる。
【００４７】
なお、上述の例では、第２・第３のスイッチ素子Ｑ２，Ｑ３のターンオフをＱ２，Ｑ３のドレイン電圧で検出するようにしたが、スイッチ素子に流れる電流を検出して、そのターンオフを検知するようにしてもよい。また、上述の例では、Ｑ２のトリガとして、トランスＴの２次巻線Ｌｓの電圧からトランス電圧を検出するようにしたが、その１次巻線Ｌｐの電圧でトランス電圧の変化を検出するようにしてもよい。さらに、トランス電圧の立ち下がりを検出する代わりに、トランス電圧の極性の変化を検出するようにしてもよい。
【００４８】
また、上述の説明では、定常状態において出力電圧が所定値となる動作について述べたが、起動時等、出力電圧が所定値に至るまでの過渡時については、例えば各スイッチ素子の最大オン時間を設定しておくことにより、一連のスイッチング動作が周期的に繰り返され、定常状態へと移行する。
【００４９】
次に、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置について図２を参照して説明する。図２の（Ａ）はスイッチング電源装置の回路図、（Ｂ）はその各部の波形とタイミング関係を示す図である。
【００５０】
図２の（Ａ）において、トランスＴの１次巻線ＬｐにインダクタＬｒを接続している。また、このインダクタＬｒとトランスＴの１次巻線Ｌｐと共に閉ループをなすように第２のスイッチ素子Ｑ２およびキャパシタＣｒを設けている。トランスＴの２次巻線Ｌｓには整流ダイオードＤｓおよび平滑コンデンサＣｏからなる整流平滑回路を接続している。
【００５１】
第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１は第１のスイッチ素子Ｑ１のオンオフ制御、第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２は第２のスイッチ素子Ｑ２のオンオフ制御をそれぞれ行う。図中スイッチング制御回路ＣＮＴ１，ＣＮＴ２へ入る破線はトリガの経路、実線はフィードバックの経路を概略的に示している。
【００５２】
第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１はトランスＴの電圧（トランス電圧）の立ち上がり反転タイミングをトリガとして入力する。また、出力電圧Ｖｏを検出し、Ｖｏが所定電圧になるように第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間を制御する。
【００５３】
第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２はトランスＴのトランス電圧の立ち下がり反転タイミングをトリガとして入力する。また、キャパシタＣｒ両端の電圧ｖｃを検出し、ｖｃが所定電圧となるように、または所定電圧を超えないようにＱ２のオン期間を制御する。
【００５４】
図２の（Ｂ）において、Ｖｔはトランス電圧の波形、Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の状態を示している。ここでハイレベルがオン状態、ローレベルがオフ状態である。
【００５５】
(1)状態１［ｔｏ〜ｔ１］
まず時刻ｔｏで第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１がトリガ信号を受けると、所定の遅れ時間Δｔ１の後、Ｑ１のゲート電圧をハイレベルにする。これによりＱ１がターンオンする。この第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間ｔｏｎ１によって出力電圧Ｖｏが変化するので、所定の出力電圧Ｖｏが得られるようにｔｏｎ１を定める。すなわち、時刻ｔｏからΔｔ１＋ｔｏｎ１が経過した時点で第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧をローレベルにしてＱ１をターンオフする。
【００５６】
(2)状態２［ｔ１〜ｔｏ］
Ｑ１がターンオフすると、トランス電圧Ｖｔが反転する。第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２はトランス電圧Ｖｔの反転タイミングをトリガとして、遅れ時間Δｔ２の後、Ｑ２のゲート電圧をハイレベルにする。これにより第２のスイッチ素子Ｑ２がターンオンする。
【００５７】
このＱ２のオン期間ｔｏｎ２によってキャパシタＣｒの両端電圧ｖｃが変化するので、ｖｃが所定電圧となるようにｔｏｎ２を定める。すなわち、時刻ｔ１からΔｔ２＋ｔｏｎ２が経過した時点で第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２はＱ２のゲート電圧をローレベルにする。これにより、Ｑ２がターンオフする。
【００５８】
Ｑ２がターンオフすると、トランス電圧Ｖｔが再び反転するので、第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１は、これをトリガとして時刻ｔｏから遅れ時間Δｔ１の後、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧をハイレベルにする。このタイミングｔｏは最初のｔｏと同じである。
【００５９】
このように図２の（Ｂ）に示した周期Ｔを１周期として繰り返すことによって、電圧クランプ型のフライバックコンバータとして作用し、この例では負荷への出力電圧Ｖｏを一定に保ち、且つキャパシタＣｒの両端電圧ｖｃが安定電圧となるように制御する。また、遅れ時間Δｔ１およびΔｔ２を適切に設定することにより、Ｑ１およびＱ２のゼロ電圧スイッチング動作が行われ、スイッチング損失を大幅に低減することができる。
【００６０】
上述した例では、定電圧電源装置として動作させる場合についてあったが、Ｖｏ，ｖｃを検出して２つのスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間ｔｏｎ１，ｔｏｎ２をそれぞれ定めるので、ｔｏｎ１，ｔｏｎ２の制御によって２つの電圧Ｖｏ、ｖｃを所定条件を満たすように制御できる。
【００６１】
なお、第１・第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ１，ＣＮＴ２はＱ１，Ｑ２のターンオフによりインダクタＬｒに発生する電圧を検出するようにしてもよい。
【００６２】
次に、第３の実施形態に係るスイッチング電源装置について図３を参照して説明する。図３の（Ａ）はスイッチング電源装置の回路図、（Ｂ）はその各部の波形とタイミング関係を示す図である。
【００６３】
図２に示した場合と異なり、この例ではトランスＴの３次巻線Ｌｔを備えていて、その３次巻線Ｌｔに整流ダイオードＤｓ２と平滑コンデンサＣ２による整流平滑回路を接続している。第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２は第２の出力端子ＯＵＴ２の出力電圧Ｖｏ２を検出してフィードバック制御を行う。その他の構成は第２の実施形態の場合と同様であり、このスイッチング電源装置は、電圧クランプ型のフライバックコンバータとして作用する。
【００６４】
したがって、入力電源ｖｉの電圧や負荷電流に関わらず第１・第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ１，ＣＮＴ２による第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間ｔｏｎ１，ｔｏｎ２の制御よって出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を所定電圧に保つことができる。
【００６５】
次に第４の実施形態に係るスイッチング電源装置について図４を参照して説明する。図４の（Ａ）はスイッチング電源装置の回路図、（Ｂ）はその各部の波形とタイミング関係を示す図である。
【００６６】
図４の（Ａ）に示すように、このインダクタＬｒとトランスＴの１次巻線Ｌｐと共に閉ループをなすように第１のスイッチ素子Ｑ１とキャパシタＣｒ１を接続している。また、第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２を直列に接続するとともに、Ｌｒ，Ｌｐと共にもう一つの閉ループを構成するように、第２のスイッチ素子Ｑ２とキャパシタＣｒ２を接続している。トランスＴの２次巻線Ｌｓ１，Ｌｓ２にはそれぞれ整流ダイオードＤｓ１，Ｄｓ２を接続し、平滑コンデンサＣｏと共に整流平滑回路を構成している。
【００６７】
第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１はトランスＴの電圧（トランス電圧）の立ち上がりタイミングをトリガとして入力する。また、出力電圧Ｖｏを検出し、Ｖｏが所定電圧になるように第１のスイッチ素子Ｑ１のオン期間を制御する。
【００６８】
第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２はトランスＴのトランス電圧の立ち下がりタイミングをトリガとして入力する。また、トランスＴのトランス電圧Ｖｔを検出し、Ｖｔが０となるとＱ２をターンオフさせる。
【００６９】
図４の（Ｂ）において、Ｖｔはトランス電圧の波形、ｉｔはトランスＴの１次巻線Ｌｐに流れる電流の波形である。また、Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の状態を示している。ここでハイレベルがオン状態、ローレベルがオフ状態である。
【００７０】
(1)状態１［ｔｏ〜ｔ１］
図４の（Ｂ）に示すように、まずトランス電圧Ｖｔが立ち上がるタイミングｔｏから遅延時間Δｔ１の後、第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１がＱ１のゲート電圧をハイレベルにして，Ｑ１がターンオンする。
【００７１】
Ｑ１のターンオンの後、出力電圧Ｖｏが所定電圧になるようにＱ１のオン期間ｔｏｎ１を定める。すなわち、時刻ｔｏからΔｔ１＋ｔｏｎ１が経過した時点でＱ１のゲート電圧をローレベルにする。これによりＱ１がターンオフする。
【００７２】
(2)状態２［ｔ１〜ｔｏ］
Ｑ１がターンオフすると、トランス電圧Ｖｔが立ち下がる。第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２はトランス電圧Ｖｔの立ち下がりタイミングをトリガとして遅れ時間Δｔ２の後、Ｑ２のゲート電圧をハイレベルにする。これにより第２のスイッチ素子Ｑ２がターンオンする。
【００７３】
トランス電圧Ｖｔが０になると、第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２はＱ２のゲート電圧をローレベルにする。これにより、Ｑ２はターンオフする。
【００７４】
Ｑ２がターンオフすると、トランス電圧Ｖｔが再び立ち上がるので、第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１は、これをトリガとし、遅れ時間Δｔ１の後、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧をハイレベルにする。このタイミングｔｏは最初のｔｏと同じである。
【００７５】
このように図４の（Ｂ）に示した周期Ｔを１周期として繰り返すことによって、電流共振型のハーフブリッジコンバータとして作用する。
【００７６】
この実施形態によれば、トランス電圧Ｖｔが０となると、第２のスイッチ素子Ｑ２がターンオフするため、トランス電圧Ｖｔに対して遅れ位相となるトランス電流（トランスＴの１次巻線Ｌｐに流れる電流ｉｔ）により、Ｑ１，Ｑ２の寄生容量を充放電してＱ１のゼロ電圧スイッチング動作が可能となる。その結果、Ｑ１およびＱ２のスイッチング損失を大幅に低減できる。なお、図４ではキャパシタＣｒ１とＣｒ２を用いたが、どちらか一方を削除しても同様の効果が得られる。
【００７７】
次に第５の実施形態に係るスイッチング電源装置について図５を参照して説明する。図５の（Ａ）はスイッチング電源装置の回路図、（Ｂ）はその各部の波形とタイミング関係を示す図である。
【００７８】
図２に示した場合と異なり、第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２はトンラスＴの２次巻線Ｌｓに流れる電流ｉｓを検出して第２のスイッチ素子Ｑ２のオン期間ｔｏｎ２を定める。
【００７９】
図５の（Ｂ）において、Ｖｔはトランス電圧の波形、ｉｓはトランスＴの２次巻線Ｌｓに流れる電流の波形である。また、Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ第１・第２のスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２の状態を示している。ここでハイレベルがオン状態、ローレベルがオフ状態である。
【００８０】
(1)状態１［ｔｏ〜ｔ１］
まず第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１が、電流ｉｓが０となってからΔｔ１の遅れ時間の後、第１のスイッチ素子Ｑ１のゲート電圧をハイレベルにしてＱ１がターンオンする。第１のスイッチング制御回路ＣＮＴ１は出力電圧Ｖｏが所定電圧となるようにＱ１のオン期間ｔｏｎ１を定め、時刻ｔ１でＱ１をターンオフさせる。
【００８１】
(2)状態２［ｔ１〜ｔｏ］
これにより、トランス電圧Ｖｔが反転し、第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２がそれをトリガにしてΔｔ２遅れた後、第２のスイッチ素子Ｑ２のゲート電圧をハイレベルにする。これにより、Ｑ２はターンオンする。第２のスイッチング制御回路ＣＮＴ２は２次巻線Ｌｓの電流ｉｓが０になるとそれをトリガとしてＱ２のゲート電圧をローレベルにし、Ｑ２をターンオフさせる。これによりＱ２のオン期間ｔｏｎ２が定まる。このタイミングは上述の最初のタイミングｔｏである。
以上の動作を繰り返すことによって定電圧電源装置として作用する。
【００８２】
この実施形態によれば、２次巻線電流ｉｓが０になったときに第２のスイッチ素子Ｑ２がターンオフするため、整流ダイオードＤｓの導通時間とＱ２のオン期間が等しくなる。その結果、Ｑ２に流れる電流が０のときにターンオフすることができ、ゼロ電流スイッチング動作が行われ、スイッチング損失を大幅に低減することができる。また、スイッチ素子Ｑ２、整流ダイオードＤｓおよびトランスＴに流れる電流ｉｓのピーク値および実効電流を低減して導通損失を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【００８３】
【図１】第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図および波形図である。
【図２】第２の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図および波形図である。
【図３】第３の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図および波形図である。
【図４】第４の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図および波形図である。
【図５】第５の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図および波形図である。
【符号の説明】
【００８４】
Ｔ−トランス
Ｌｐ−１次巻線
Ｌｓ−２次巻線
Ｖｉ−入力電源
Ｑ１−第１のスイッチ素子
Ｑ２−第２のスイッチ素子
Ｑ３−第３のスイッチ素子
Ｄｓ１〜Ｄｓ３−整流ダイオード
Ｃ１−第１の平滑コンデンサ
Ｃ２−第２の平滑コンデンサ
Ｃ３−第３の平滑コンデンサ
ＣＮＴ１−第１のスイッチング制御回路
ＣＮＴ２−第２のスイッチング制御回路
ＣＮＴ３−第３のスイッチング制御回路
Ｖｏ１−第１の出力電圧
Ｖｏ２−第２の出力電圧
Ｖｏ３−第３の出力電圧
ＯＵＴ１−第１の出力端子
ＯＵＴ２−第２の出力端子
ＯＵＴ３−第３の出力端子
Ｌｒ−インダクタ
Ｃｒ−キャパシタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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