(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチキャリア信号の各サブキャリアから複素値を導出する受信機を用いてマルチキャリア信号を搬送するチャネルの伝達関数を推定する方法であって、
少なくともいくつかのサブキャリアの前記複素値は、そのサブキャリアのための歪み値を決定するために所定の値と比較され、前記方法は、
複数対の歪み値の各々について、歪み値の対の間の差を計算するステップであって、この計算した差の各々は関連した位相を持つ、該ステップと、
該計算した差の位相がサブキャリア周波数によって変動する速度を判定するステップと
を含む方法。
【請求項２】
前記判定された速度に従って、前記歪み値を補間することにより他のサブキャリアのためのデータ歪み推定値を判定するステップをさらに含む
請求項１に記載のマルチキャリア信号を搬送するチャネルの伝達関数を推定する方法。
【請求項３】
前記マルチキャリア送信は、ＯＦＤＭ送信である
請求項１又は２に記載のマルチキャリア信号を搬送するチャネルの伝達関数を推定する方法。
【請求項４】
前記ＯＦＤＭ送信は、同期送信である
請求項３に記載のマルチキャリア信号を搬送するチャネルの伝達関数を推定する方法。
【請求項５】
前記歪み値は、既知のデータ値を搬送するパイロットサブキャリアに対して判定される
請求項１又は２に記載のマルチキャリア信号を搬送するチャネルの伝達関数を推定する方法。
【請求項６】
前記歪み値は、複数のマルチキャリアシンボルの中に分布するパイロットサブキャリアから導出される
請求項５に記載のマルチキャリア信号を搬送するチャネルの伝達関数を推定する方法。
【請求項７】
前記パイロットサブキャリアは、種々のシンボル内に種々の周波数で配置される
請求項６に記載のマルチキャリア信号を搬送するチャネルの伝達関数を推定する方法。
【請求項８】
前記パイロット歪み値の少なくともいくつかは、同じ周波数の複数のパイロットサブキャリアから導出される
請求項６又は７に記載のマルチキャリア信号を搬送するチャネルの伝達関数を推定する方法。
【請求項９】
前記歪み値は、各サブキャリアの場合に、前記サブキャリアから導出された前記複素値に対して、１組の所定の取り得る値のうちの最も近い値を選択し、前記導出された複素値と前記選択された値とを比較することにより判定される
請求項１から請求項４までのいずれかに記載のマルチキャリア信号を搬送するチャネルの伝達関数を推定する方法。
【請求項１０】
マルチキャリア受信機内の歪みを補正する方法であって、前記方法は、請求項２又はその従属請求項に記載の方法を用いてチャネルの伝達関数を推定するステップと、
その後、サブキャリアのためのデータ歪み推定値に従って、他のサブキャリアの複素値の振幅を調整するステップと
を含む方法。
【請求項１１】
マルチキャリア信号の２つのバージョン間の時間遅延を推定する方法であって、前記方法は、請求項１から請求項９までのいずれかに記載の方法を用いてチャネルの伝達関数を推定するステップと、
その後、前記判定された速度から前記遅延を計算するステップと
を含む方法。
【請求項１２】
請求項１から請求項１１までのいずれかに記載の方法を実行するように構成される手段を有するマルチキャリア受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機のようなマルチキャリアシステムに関する。詳細には、本発明は、たとえば、特に無線伝送のマルチパス干渉に起因して送信機出力と受信機入力との間で生じる可能性があるマルチキャリア伝送の歪みを補正できるようにするために、伝送のチャネル伝達関数を推定することに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭを用いる場合、各サブキャリア上の個々の変調シンボルはそれぞれ長い持続時間を有する。このようにして、反射された信号を受信する特定の受信機によって引き起こされるチャネルの劣化、いわゆるマルチパス歪みおよびチャネル遅延スプレッドが大きく低減される。これは、各サブキャリア上のデータシンボルの持続時間が反射によって引き起こされる遅延スプレッドよりも非常に長いときに、反射されたパスからの遅延信号上のデータが、直接パス上で以前に伝送されたデータとほとんど重複しないために生じる。しかしながら、反射された信号が存在する場合には、チャネルの周波数応答が影響を及ぼされ、ＯＦＤＭ信号内の個々のサブキャリアが減衰される可能性がある。チャネル推定器は、この影響を計算し、歪みを補償できるようにする。
【０００３】
データ速度を高めるために、多くの場合に同期変調が用いられる。同期変調は、データを搬送するために、振幅および位相の絶対値を利用する。これにより、その信号はチャネルの劣化に対して非常に影響を受けやすくなる。このため、同期変調されたＯＦＤＭを用いるとき、受信機によって知られている変調値を有する「パイロット」サブキャリアが通常、主要信号とともに送信される。その後、受信されたパイロットは、受信されるはずのパイロットと比較され、その差を用いてチャネル歪みが推定され、除去される。この手順は等化と呼ばれる。
【０００４】
たとえば地上波デジタルビデオ放送（ＤＶＢ−Ｔ）、地上波統合サービスデジタル放送（ＩＳＤＢ−Ｔ）、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ：ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ、ＭＭＡＣ）およびデジタルオーディオ放送（ＤＡＢ）などの現在の無線伝送方式は全て、マルチパス信号の影響を解消できるようにするために、パイロットサブキャリアを利用する。ＤＶＢ−Ｔ、ＩＳＤＢ−Ｔおよび無線ＬＡＮの場合には、パイロットは、ある一定の時間にある一定のサブキャリア上でのみ送信される。ＤＶＢ−ＴおよびＩＳＤＢ−Ｔの場合、パイロットサブキャリアは各ＯＦＤＭシンボル上で送信されるが、そのサブキャリアのうちのいくつかにおいてのみ送信される可能性がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
既知のパイロット間のデータサブキャリア上のチャネルによって引き起こされる信号歪みを補正できるようにするために、現在の受信機は、フィルタおよび／または線形補間回路を用いて、パイロット間を補間し、その補間された結果を用いて、そのチャネルを補正する。多くの場合に、いくつかのパイロットが用いられ、周波数方向および時間方向においてフィルタリングを行い、雑音の影響を除去する。しかしながら、反射された二次的な信号がメインパスＯＦＤＭ信号のシンボル持続時間に対して相対的に長い時間にわたって遅延される場合に生じることになるように、サブキャリア方向（すなわち、周波数方向）におけるチャネルの変動が急速である場合には、正確に補間することは難しい。さらに、フィルタに基づくチャネル等化のアプローチでは、信号スペクトルの縁部にあるサブキャリアを取り扱うことは難しい。低周波数の縁部では、スペクトルの縁部より下側で用いることができるパイロットが存在しない。同様に、高周波数の縁部では、それより高い周波数のパイロットサブキャリアが存在しない。これにより、フィルタを実装するのがより複雑になる。
【０００６】
本発明の目的は、チャネル推定のための改善された信号処理を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の種々の態様が併記の特許請求の範囲に記載される。
【０００８】
別の態様によれば、信号が伝送されるチャネルの特性が、送信されたサブキャリア、詳細にはパイロットを用いることにより新しい態様で特定される。その特定は、隣接するパイロットサブキャリアの歪み値間で、チャネルによって導入される位相の特徴的な変化の値を求めることによりなされる。
【０００９】
その後、そのチャネル応答を等化することにより、チャネル歪みを補償することができる。このシステムは一般に、マルチパス遅延スプレッドがＯＦＤＭシンボル長のより長い部分になるのにつれて、技法が徐々に劣化していく従来の補間あるいはフィルタリングよりも優れた結果を生み出す。これは、マルチパスチャネルによって引き起こされる信号スペクトルのリップルが、パイロット間隔に比べて密な間隔を有するようになるためである。その際、フィルタリングあるいは補間された推定値は厳密さを欠くようになる。
【００１０】
種々の代替の実現可能性が想定される。
【００１１】
たとえば、本発明は、２相位相変調あるいは４相位相変調システムにおいて、送信されたデータの信号コンスタレーションがわかっている場合には、パイロットを用いないマルチキャリアシステムに適用することもできる。したがって、データに基づく判定手順を用いることができ、少なくともいくつかのサブキャリアの場合に、導出された複素データ値を用いて、１組の所定の取り得るデータ値のうちの、最も近い値が選択される。その後、導出された複素値と選択された所定の値とを比較することにより、データ歪み値を判定することができる。これにより、他のサブキャリアの場合の歪み推定値を判定できるようになる。したがって、いくつかのサブキャリアによって搬送されるデータを判定できるものと仮定すると、他のサブキャリアによって搬送される値の判定を困難にする雑音を補償することができる。
【００１２】
本発明は主に、チャネル等化の目的を果たすための推定されたチャネル伝達関数に関連して記載されることになるが、それとは別に、あるいはそれに加えて、マルチキャリア信号の２つのバージョン間の遅延を測定するための技法を用いることができる。これは、種々のサブキャリアの歪み値間の位相変化がこの時間遅延に依存し、それゆえ、位相が変化する速度を判定することにより、時間遅延を計算することができるためである。したがって、本発明は、時間遅延が、その一方が信号を反射する物体の位置であり、もう一方が別の反射物体の位置あるいはマルチキャリア信号の信号源（その信号の受信機の位置の可能性もある）である、２つの場所の間の距離を表す距離測定あるいは物体検出システムに適用することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
ここで本発明を具現する構成を、添付の図面を参照しながら例を用いて記載する。
【００１４】
ＯＦＤＭ受信機２が図１に示される。ＯＦＤＭ信号は、マルチパス反射を受けている可能性があり、アンテナ４で受信され、ダウンコンバータ６によって適当な中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされる。その後、その信号はサンプリングされ、それ自体でよく知られている方法を用いて、ＩＦ／ベースバンドコンバータ８によって同相および直交成分（複素数）に変換される。その後、このサンプリングされた時間領域信号は、受信機の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）信号処理部１０によって周波数領域に変換される。受信機が、サンプルクロック及び周波数同期部１２、並びにシンボル同期部１４を用いて、その信号に正確に同調され、かつ同期される場合には、高速フーリエ変換信号処理部１０の出力は、キャリア間干渉（ＩＣＩ）がない、受信ＯＦＤＭサブキャリアである。その後、これらのＯＦＤＭサブキャリアは、送信されたＯＦＤＭシンボル内のパイロット位置において得られるサンプリングされたチャネル周波数応答に基づいて、データサブキャリアの位置においてチャネル歪みを推定するために、かつチャネル推定結果を利用することによりデータサブキャリアの歪みを除去あるいは低減し、改善されたシステム性能を達成するために、チャネル推定及び等化部１６に供給される。
【００１５】
その後、等化されたデータサブキャリアは、復調及びデータ復号部１８に供給される。ここまでに記載された技法は当分野において知られている。
【００１６】
図２を参照すると、周波数に関してチャネル応答特性Ｒの急速な変動を引き起こすマルチパス干渉を受ける信号内の種々の周波数におけるパイロットサブキャリアの振幅の典型的なプロットが示される。従来技術による技法は、隣接するパイロットサブキャリアの対間を補間することにより、その応答特性Ｒを決定しようと試みる。
【００１７】
こうして、各パイロットサブキャリアの場合に、たとえば、サブキャリアｎのチャネル伝達関数のための値Ｐnを得るために、受信された信号と既知の変調値との比をとることにより、パイロット歪み値が計算される。図３を参照すると、周波数に対するチャネル伝達関数Ｔがプロットされる。線形補間を用いることにより、隣接するパイロットサブキャリア（実線で示される）間のデータサブキャリア（破線で示される）のためのチャネル伝達関数Ｔ値を概ね判定することができることは理解されよう。パイロットサブキャリアは、ｋ番目のサブキャリア毎にパイロットサブキャリアになるように、等間隔で配置されるものと仮定される。間に現れるデータサブキャリアは、パイロットに対して指数ｉだけオフセットされる。ただしｉ＝１、．．．、（ｋ−１）である。線形補間のための従来技術の技法は、データサブキャリア（ｎ＋ｉ）の場合に、以下の式のチャネル伝達関数を与える。
ｃｈn+i＝Ｐn−（Ｐn−Ｐn+k）ｉ／ｋ
【００１８】
しかしながら、そのように補間されたデータ歪み推定値は、図３から明らかなように、特にそのチャネル伝達関数Ｔの頂部と谷部の領域において不正確である可能性が高い。
【００１９】
本発明によれば、チャネル推定及び等化部１６のチャネル推定プロセスの場合に以下に記載される技法を用いることにより、これらの問題が低減される。以下の説明では、システムが最も効率的に動作するために、通常は受信される信号のメインあるいは直接波に関連付けられる成分である、そのチャネルの最も強いパスに受信機２が同期するものと仮定される。
【００２０】
マルチパス歪みの結果として、主要応答あるいはチャネル振幅頂部領域に同期する受信機では、低周波数サブキャリアにおけるチャネル応答のサンプルのある特定の対間の差の位相が、高周波数のサブキャリアの別の特定の対の位相よりも大きくなる傾向があることが観測されている。それはチャネル内の総遅延量であり、それによって、周波数が高くなるのに応じて位相値が落ち込むようになる。この位相の動きは、位相回転変数αを確立するために利用することができ、結果として、根底をなすマルチパスチャネル応答の位相特性を近似する２パスモデルが生成される。実際に、最も強い２つのパスが支配的である。したがって、サブキャリア周波数に対してこの位相が変動する範囲αを判定することにより、データ歪み推定値を得るために、パイロット歪み値間のより正確な補間を実行することができる。
【００２１】
受信機が直接波で受信される信号に対して同期し、τの遅延を有する単一の遅延反射信号が存在するものと仮定すると、２つのサブキャリア周波数におけるチャネル応答Ｐn、Ｐn+k間の差δＰnの位相φnは、速度α＝−δωτでサブキャリア周波数に対して変動するであろう。ここで、δωはサブキャリア間の角周波数の増分である。２パスシステムは、この位相の線形な変化を生み出すであろう。すなわちαは定数になるであろう。３つ以上のパスを有する典型的なマルチパスチャネルの場合、位相を周波数に対してプロットするとき、図４に示されるように、傾向としては直線が支配的であるが、それに沿ってある変動量のリップルが見られ、全てのパスからの総合的な影響を反映する。
【００２２】
本発明の好ましい実施形態では、周波数に対する位相φnの変動が、たとえば直線であるものと仮定し、その線の傾きαを決定することにより計算され、これが実際にサンプリングされたチャネル応答の位相特性を近似する等価２パスモデルを表す。これは、それ自体が知られているようにして導出されることができる、以下の線形回帰関数を用いて行うことができる。
0004293798.tif 000002
ここで、Σの範囲はｎ＝０〜Ｎ−２であり、ｎはサブキャリア指数であり、Ｎは用いられるパイロットの数であり、ｋはパイロット間隔であり、ｎ0は最も低い周波数のパイロットのキャリア位置である。
【００２３】
別法では、αが一定ではなく、さらに複雑になる状況において、より高い精度を与えるために、サブキャリア周波数に対して、δＰnの位相φnの変化を表す非線形関数を導出することができるであろう。
【００２４】
２パスの状況の場合、各パスからの信号がλ0およびλ1であり、その間の時間遅延はτであり、さらにＯＦＤＭ受信機内のＦＦＴ窓がλ0に同期する場合には、そのキャリア位置におけるチャネルの周波数応答は以下のように表されることができることが明らかである。
Ｐn＝λ0＋λ1ｅ-jωnτ                                        （２）
ｃｈn+i＝λ0＋λ1ｅ-j(ωn+iδω/k)τ                          （３）
Ｐn+k＝λ0＋λ1ｅ-j(ωn+δω)τ                               （４）
したがって、以下の式が成り立つ。
δＰn＝Ｐn−Ｐn+k＝λ1ｅ-jωnτ（１−ｅ-jδωτ）             （５）
Ｐn−ｃｈn+i＝λ1ｅ-jωnτ（１−ｅ-jδω/k）                  （６）
【００２５】
式（５）を編成し直し、α＝−δωτを代入すると、以下の式が生成される。
ｃｈn+i＝Ｐn−λ1ｅ-jωnτ（１−ｅ-jω/k）                    （７）
【００２６】
式（５）および（７）を組み合わせると、データキャリア位置ｎ＋ｉにおけるチャネル応答は以下のようになる。
ｃｈn+i＝Ｐn−（Ｐn−Ｐn+k）（１−ｅjω/k）／（１−ｅjα）    （８）
【００２７】
式（８）はｉ＜０かつ０＜ｉ＜ｋの場合に有効であることは理解されよう。類似のアプローチにしたがって、以下の式は、ｉ＞ｋかつ０＜ｉ＜ｋの場合に有効であることは理解されよう。
0004293798.tif 000003
【００２８】
式（８）および（９）は全体的に厳密な２パスチャネルの場合にのみ有効である。他のさらに一般的なマルチパスの状況の場合、それらの式は、チャネル利得に対する局部的な小信号の近似とみなされることになり、主要な場所を中心にした等価２パスモデルとして表される。
【００２９】
図５は、これらの手法を用いて動作するチャネル推定及び等化部１６の構成ブロック図である。高速フーリエ変換信号処理部１０（図１）におけるＦＦＴ演算の後に、ＯＦＤＭサブキャリアは入力端子５０から選別部５１に供給され、選別部５１は、どのサブキャリアがパイロットであるかを指示する、パイロットセレクタ５２からの制御出力に基づいて、データサブキャリアからパイロットを分離する。その後、パイロットは除算器５３に供給され、そこで、これらのパイロットサブキャリア上の既知の変調されたデータ（パイロットデータ源（アンテナ）４から得られる）５４と比較することにより、そのパイロット位置におけるチャネル応答サンプルが求められる。
【００３０】
除算器５３からの出力は、チャネル応答サンプルのシリアルデータ列である。これらのサンプルは、一般にシンボルの境界においてグループ化し直され、フィルタ５５内で遅れずに（in time）フィルタリング操作をするためのフレーム化されたデータが形成される。
【００３１】
フィルタ５５からのフィルタリングされたチャネルサンプルＰnは、ｋ分の１に間引かれたチャネルスペクトルを表しており（ただしｋはフィルタリングされたチャネル応答サンプルの間隔である）、δＰn＝Ｐn−Ｐn+kを計算するために、遅延部５６および減算器５７にシリアルに供給される。
【００３２】
減算器５７の出力は位相計算器５８に供給される。位相計算器５８において、値δＰnの位相値φnが逆三角関数を用いて計算される。その後、一連の位相値は、位相アンラッパ５９において位相をアンラップするためにグループ化される。
【００３３】
位相計算関数には固有の２πの曖昧さが存在するので、結果φnは、回転変数αの値を確立するために調整される（「位相アンラッピング」と呼ばれる）ことが必要な可能性がある。これは、ｎ＝ｎ0＋ｋから開始して、φnをφn-kとシリアルに比較し、φnがφn-k以上である場合には、その結果がφn-kより小さくなるまで、φnから２πを繰返し減算していくことにより行われる。
【００３４】
所望により、この手順は、雑音に起因して誤りを生じる可能性を避けるように改良されることができる。たとえば、φnから何度も２πを減算することにより、アンラップされた値φnが変化する量が一様な傾向になるように制御することができる。たとえば、雑音による外乱を最小限に抑えるために、アンラップされた系列［．．．、φn-k、φn、φn+k、．．．］からの全てのφn−φn-kの平均値、すなわちδφnを計算することができ、第２段階において、その平均値δφnが、φnの最後の２π調整（アンラップ）が避けられることになるか否かを判定する際の指針として用いられる。その概念は、φn-k＋δφnによって示されるようなφnの予測される直線上の傾向点にどの値、すなわちφnあるいはφn＋２πのいずれが近いかを比較し、φnのために、より近い値のものを用いることである（正味の効果は、φnに関する最後の２π調整を継続するか、中止するかを決定することである）。しかしながら、これにより、構成がある程度複雑になり、パイプライン実装時にある余分な時間遅延が生じるようになる。
【００３５】
アンラップされた位相系列はその後、評価（evaluation）部６０に移送され、そこでパラメータα、すなわち回転変数が式（１）に従って求められる。その結果は、１組のデータサブキャリアチャネル応答補間利得を計算するために補間器６１に供給され、その利得は、各データサブキャリアの場合に、
（１−ｅjω/k）／（１−ｅjα）
あるいは
（１−ｅjω/k）／（１−ｅ-jα）である。
【００３６】
ｋ＝３であり、全てのデータサブキャリアが２つのパイロット間に配置されるものと仮定すると、それぞれ２つの各データサブキャリア位置に対応して、利得の組においてｋ−１（すなわち２）個の複素利得が存在することになる。その組の利得要素はその後、減算器５７から受信されるδＰnによって乗算する、複素乗算器６２に連続して供給される。その出力は、フィルタ５５からＰnも受信する加算器６３に供給され、こうして、式（８）および（９）によって表されるような、データサブキャリア位置におけるチャネル応答の補間値が出力される。それは、ｎが最も近いパイロットである場合に式（８）が用いられ、ｎ＋ｋが最も近いパイロットであり、少なくとも信号スペクトルの縁部付近にあるデータサブキャリア位置の場合に、すなわちキャリアが一対のパイロット間に存在しない場合に式（９）が用いられるように構成される。他のデータサブキャリアの場合には、式（８）あるいは（９）のいずれか一方を用いることができる。
【００３７】
データサブキャリアにおいてチャネル応答が補間された後に、加算器６３からの出力は、複素除算器６４に供給される。複素除算器６４に対する他方の入力は、シリアルストリームでそれぞれ受信されるデータサブキャリアのＦＦＴ結果であり、その対応するチャネル応答によるこのストリームの除算の結果として、等化されたデータサブキャリアのストリームが生成され、チャネル歪みが除去あるいは低減される。この等化されたデータサブキャリアは、チャネル推定及び等化部１６の出力端子６６に現れ、復調及びデータ復号部１８において、送信されたデータを再生するために復調される状態になっている。
【００３８】
パラメータαが所定の閾値より小さい場合には、線形補間が用いられる。すなわち、（１−ｅjω/k）／（１−ｅjα）および（１−ｅjω/k）／（１−ｅ-jα）がそれぞれｉ／ｋおよび−ｉ／ｋによって置き換えられる。閾値は、特定の実施態様によって採用されるシステム設計および数値計算分解能に依存する。たとえば、固定小数点計算（整数による代数計算）を用いるアルゴリズムが実施されるものと仮定すると、閾値として、１−ｅ-jαの大きさが、振幅が０ではなく、最下位ビット（ＬＳＢ）を１つだけ有するようになる値が用いられる可能性がある。この状況は、たとえば、チャネルが１つの電波からなるとき（すなわち、マルチパス干渉が生じないフラットチャネル応答の場合）に生じるであろう。
【００３９】
フィルタ５５によって実行される遅れのないフィルタリングは、おそらく種々のシンボル内のパイロットが種々のサブキャリアに配置され（その場合、パイロットセレクタ５２がシンボル間で異なるように動作する必要があるであろう）、および／またはおそらく各シンボル内の同じサブキャリアにおいて複数のパイロットを組み合わせることにより、補間の精度を改善することが、パイロットキャリアが複数のシンボルにわたって分布することに基づく場合に特に重要である。たとえば、ＤＶＢ−ＴおよびＩＳＤＢ−Ｔシステムでは、シンボル内の規定されたパイロット分布よりも高い密度を得る唯一の可能性はいくつかの連続したシンボルをフィルタリングすることによる。ＤＶＢ−Ｔ標準規格では、パイロットは、図６の「分散パイロット」と呼ばれるシステムに示されるようにローテーションしながら１２番目のサブキャリア毎に送信される。たとえばサンプル・アンド・ホールド技法を用いて、遅れることなくサブキャリアをフィルタリングすることにより、４つのＯＦＤＭシンボル系列上の３番目のサブキャリア毎にチャネルの推定値を得ることができる。ＩＳＤＢ−Ｔ標準規格の場合、信号スペクトルは１３個のセグメントに分割され、それらは全てが同期変調を含み得るとは限らない。同期セグメントの場合、パイロットサブキャリアはＤＶＢ−Ｔの場合と同じように、分散パイロットとして規定される。
【００４０】
別法では、フィルタリングは、パイロットが同じサブキャリア位置において繰り返される一群の連続したシンボルの中で線形補間することにより達成されることができる。ＤＶＢ−ＴおよびＩＳＤＢ−Ｔの場合には、これは、性能の改善を達成することはできるが、７シンボルにわたってフィルタリングする必要があるであろう。
【００４１】
しかしながら、現在のＯＦＤＭシンボル内のパイロットのみを用いて補間することができる。これは、マルチパスフェージングが非常に高速であり、結果として、時間方向に沿ったフィルタリングが有効でなくなる、いくつかのチャネル条件の場合に適している可能性がある。周波数領域においてサンプリング距離が大きくなることに関する主な問題点は、対応することができるマルチパス遅延時間スプレッドが小さくなることを含む。原理的には、そのアルゴリズムによって取り扱うことができる時間遅延スプレッドは、以下の式のように、ｋと、ＯＦＤＭサブキャリア間隔周波数δｆOFDMとによって決定される。
時間スプレッド＝１／（ｋδｆOFDM）
【００４２】
別の実施態様では、ＯＦＤＭキャリアスペクトルが多数のセクションに分割され、補間が各セクションにおいて別々に実行される。セクションに基づくモデリングは、ＩＳＤＢ−Ｔのようなセグメントに基づくＯＦＤＭ送信方式において、いくつかの固有の利点を有する。この別の実施態様では、雑音の影響の増加を招き、システム性能を低下させる可能性があるので、セクションが、あまりにも小さく、多数のサンプリングされた周波数応答点を有する部分に分割されるのを避けるように注意を払わなければならない。
【００４３】
さらに別の実施態様は、回転角度変数αを遅れずにフィルタリングし、フィルタ出力を用いて、位相角アンラッピング操作を誘導することを含む。セクションへの分割に基づく実施態様では、以前のセクションからのα値を用いて、現在のセクションの位相アンラッピング操作を誘導することもできる。これらの別の実施態様によって、パイプライン形成を簡単にし、スループットの待ち時間を短縮できるようになる。
【００４４】
本発明の別の実施態様では、マルチキャリア信号の２つのバージョン間の時間遅延が決定される。これは、上記のようにして位相回転変数αを計算し、その後、時間遅延τ＝α／（−δω’）を計算することにより達成される。ここでδω’はサブキャリア間の角周波数の増分である。この場合に、全てのサブキャリアが、既知のデータ値を搬送するパイロットとして用いられる可能性があり、等化（および後続の補間）は必要とされない可能性がある。
【００４５】
【発明の効果】
本発明によれば、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）受信機のようなマルチキャリアシステムにおいて、チャネル推定のための改善された信号処理を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の技法を適用することができるＯＦＤＭ受信機のブロック図である。
【図２】  ２つのパスチャネルから生じる信号のパイロットサブキャリアのスペクトルを示す図である。
【図３】  従来の線形補間技法から生じる補間誤差を示すための図である。
【図４】  マルチパス干渉を受ける信号のサブキャリアの歪みの変化を表す値の位相の典型的な傾向を示す図である。
【図５】  本発明によるチャネル推定および等化システムのブロック図である。
【図６】  ＯＦＤＭシンボルの中のパイロットの分布の一例を示す図である。
【符号の説明】
２  ＯＦＤＭ受信機、４  アンテナ、６  ダウンコンバータ、８  ＩＦ／ベースバンドコンバータ、１０  高速フーリエ変換信号処理部、１２  サンプルクロック及び周波数同期部、１４  シンボル同期部、１６  チャネル推定及び等化部、１８  復調及びデータ復号部、５０  入力端子、５１  選別部、５２  パイロットセレクタ、５３  除算器、５４  既知の変調データ、５５  フィルタ、５６遅延部、５７  減算器、５８  位相計算器、５９  位相アンラッパ、６０  評価部、６１  補間器、６２  複素乗算器、６３  加算器、６４  複素除算器。
【図１】
0004293798.tif 000004
【図２】
0004293798.tif 000005
【図３】
0004293798.tif 000006
【図４】
0004293798.tif 000007
【図５】
0004293798.tif 000008
【図６】
0004293798.tif 000009