(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
センサの出力インピーダンスとバイアス電流の積によりセンサ出力のデジタル化のための閾値を決めるセンサ閾値回路において、
前記センサの駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出回路と、
該センサ駆動電流検出回路で検出されたセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイアス電流を発生するセンサバイアス電流発生回路と
を具備することを特徴とするセンサ閾値回路。
【請求項２】
前記センサ駆動電流検出回路は第１の抵抗を用いてセンサ駆動電流を検出し、前記センサバイアス電流発生回路は前記第１の抵抗と第２の抵抗と演算増幅器の組み合わせでＫ対１の電流ミラー回路を構成することでセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイアス電流を発生することを特徴とする請求項１に記載のセンサ閾値回路。
【請求項３】
前記センサ駆動電流検出回路は第１のトランジスタを用いてセンサ駆動電流を検出し、前記センサバイアス電流発生回路は前記第１のトランジスタと第２のトランジスタの組み合わせでＫ対１の電流ミラー回路を構成することでセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイアス電流を発生することを特徴とする請求項１に記載のセンサ閾値回路。
【請求項４】
前記センサは４端子型センサであり、該４端子型センサと電圧比較器と前記センサ駆動電流検出回路と前記センサバイアス電流発生回路とバイアス電流切り替え回路を有し、
前記バイアス電流切り替え回路は、前記電圧比較器のデジタル出力に基づいて、前記電圧比較器の入力端子に接続される前記４端子型センサの２つの出力端子のどちらか一方に、前記センサバイアス電流発生回路で発生したバイアス電流を流し、
前記４端子型センサの出力インピーダンスとバイアス電流の積の電圧ドロップを利用して、センサ入力に対しヒステリシス特性を持った前記デジタル出力を得ることを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載のセンサ閾値回路。
【請求項５】
前記センサは、４端子型の回路構成あるいは等価回路を考えることができるホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加速度センサなどのセンサであることを特徴とする請求項１ないし４のいずれかに記載のセンサ閾値回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種センサに適用可能なセンサ閾値回路に関し、特にセンサ出力インピーダンスとバイアス電流の積によりセンサ出力のデジタル出力化のための閾値を決めるセンサ閾値回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電子工業では各種類のセンサが幅広く使われている。低消費、低コスト、高信頼性、高速動作やセンサ出力のディジタル出力化など、顧客のシステムに使用しやすいセンサが顧客から強く求められてきた。更に近年は、バッテリ動作する民生の携帯機器にもセンサがいろいろな用途で使われており、上記要求に加えて更なる低消費、低電圧動作の要求が高まっている。
【０００３】
各種センサの中でも、４端子型の回路構成あるいは等価回路を考えることができるホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加速度センサなどは、重要なセンサであって、そのセンサ出力電圧がセンサ駆動電圧と磁気、圧力、温度などセンサ入力に比例、あるいは関数となるセンサである。この種のセンサは通常アナログ出力であるので、マイクロコンピュータ（マイコン）などの制御回路とセンサの接続性から、そのセンサ出力をある閾値以上で１、閾値以下で０となるディジタル出力に変換してマイコンとインターフェイスし、閾値には外来ノイズによる誤動作を避けるためにヒステリシスを同時に付けて構成したセンサ閾値回路が一般的に使われている。
【０００４】
図４はこのような従来のセンサ閾値回路の構成例を示す。この従来回路は、４端子型センサ１０と電圧比較器２０とセンサバイアス電流発生回路３０とバイアス電流ＩＢの切り替え回路４０を有し、４端子型センサ１０の出力端子にバイアス電流ＩＢを流し、これによりセンサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴとＩＢの積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用して、センサ入力Ｓに対しヒステリシス特性を持ったディジタル出力を得ている。後述するように、センサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴは、図４の回路の場合、ＶＰ端子では抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の並列接続により与えられ、ＶＮ端子では抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４の並列接続により与えられる。
【０００５】
バイアス電流ＩＢによりヒステリシスを作ることができるということを理解する為に、４端子型センサ１０とバイアス電流切り替え回路４０のスイッチＳＷ２が導通し、スイッチＳＷ１が開放したときのバイアス電流ＩＢだけを取り出した回路を図５に示す。バイアス電流ＩＢがセンサ１０の出力端子に流れ込んでいる場合を考えるが、流れ出る方向であっても考え方に、および機能に変わりはない。また、スイッチＳＷ１が導通し、スイッチＳＷ２が開放したときの状態は、以下の解析において抵抗Ｒ１、Ｒ２と抵抗Ｒ３、Ｒ４を入れ替え、出力端子の電圧ＶＰとＶＮを入れ替えて考えれば良い。
【０００６】
図５に示すように電流を定めると、次の式（１ａ）〜（１ｃ）が成り立つ。
【０００７】
【数１】
Ｉ１＝（ＶＣＣ−ＶＰ）／Ｒ１                  …（１ａ）
Ｉ２＝ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４）                  …（１ｂ）
ＶＰ／Ｒ２＝Ｉ１＋ＩＢ                        …（１ｃ）
これをＶＰについて解くと
【０００８】
【数２】
ＶＰ＝（ＶＣＣ／Ｒ１＋ＩＢ）／（１／Ｒ１＋１／Ｒ２）…（２）
となる。
【０００９】
電圧比較器２０は、ＶＰ＝ＶＮとなる電圧でスイッチするので、次の式が成り立つ。
【００１０】
【数３】
（ＶＣＣ／Ｒ１＋ＩＢ）／（１／Ｒ１＋１／Ｒ２）
＝Ｒ４＊ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４）        …（３）
ここで、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲとし、上式（３）に代入すると
【００１１】
【数４】
（ＶＣＣ／（Ｒ＋ΔＲ）＋ＩＢ）／（１／（Ｒ＋ΔＲ）＋１／（Ｒ−ΔＲ））
＝（Ｒ＋ΔＲ）＊ＶＣＣ／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）    …（４）
と成る。上式（４）が成り立つΔＲ／Ｒを求めると
【００１２】
【数５】
ΔＲ／Ｒ＝ＶＣＣ／（Ｒ＊ＩＢ）＊（ＳＱＲＴ（１＋（Ｒ＊ＩＢ／ＶＣＣ）**2)−1)
≒ＶＣＣ／（Ｒ＊ＩＢ）＊（１＋（Ｒ＊ＩＢ／ＶＣＣ）／２−１）
＝Ｒ＊ＩＢ／（２＊ＶＣＣ）                      …（５）
となる。
【００１３】
センサ１０の出力ＶＯＵＴは、通常数百μＶから数十ｍＶの出力範囲で、センサの駆動電圧ＶＣＣは、１Ｖから５Ｖ程度であり、Ｒ＊ＩＢは、大きくても数十ｍＶであるので、上式（５）のＲ＊ＩＢ／ＶＣＣの項は１よりも十分に小さいとして近似したものである。以上により解析的に閾値点が求まった。
【００１４】
次に、センサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用し、閾値点を決めるという考え方を検証する為の解析を行なう。センサ１０の出力端末の電圧ＶＰから見たセンサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴは、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の並列接続により次式（６）で与えられる。
【００１５】
【数６】
ＲＯＵＴ＝Ｒ１＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）          …（６）
ここで、Ｒ１＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ−ΔＲとすると
【００１６】
【数７】
ＲＯＵＴ＝（Ｒ＋ΔＲ）＊（Ｒ−ΔＲ）／（Ｒ＋ΔＲ＋Ｒ−ΔＲ）
＝（Ｒ／２）＊（１−（ΔＲ／Ｒ）**2)          …（７）
と成る。ΔＲ／Ｒは、普通０．１以下と考えて良いので、２次の項を無視すると
【００１７】
【数８】
ＲＯＵＴ＝Ｒ／２                              …（８）
と成る。
【００１８】
センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積は、Ｒ＊ＩＢ／２と成る。
【００１９】
センサ出力電圧ＶＯＵＴは、センサ出力端子の電圧ＶＮとＶＰの差であるので、次式（９）のように成る。
【００２０】
【数９】
ＶＯＵＴ＝ＶＣＣ＊Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）−ＶＣＣ＊Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）…（９）
前述と同じく、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲとすると
【００２１】
【数１０】
ＶＯＵＴ＝ＶＣＣ＊（Ｒ＋ΔＲ）／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）−ＶＣＣ＊（Ｒ−ΔＲ）／（Ｒ＋ΔＲ＋Ｒ−ΔＲ）＝ＶＣＣ＊ΔＲ／Ｒ…（１０）
と成る。
【００２２】
電圧比較器２０は、ＶＰ＝ＶＮとなる電圧でスイッチするので、次の式（１１）が成り立つ。
【００２３】
【数１１】
ＶＣＣ＊ΔＲ／Ｒ＝Ｒ＊ＩＢ／２            …（１１）
したがって、
【００２４】
【数１２】
ΔＲ／Ｒ＝Ｒ＊ＩＢ／（２＊ＶＣＣ）        …（１２）
と成る。
【００２５】
上式（５）および（１２）で示されるように、解析的においても、あるいは、センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積から考えた場合においても同じ結果が得られた。
【００２６】
これまでの解析において、考えやすくする為に、Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲと成るようなセンサ抵抗を仮定したが、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４のままでも一般性を失わない。また、抵抗値が変化せずに内部に電圧を発生するようなホール素子などにおいても、センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積により閾値を決めるという考え方は、そのまま適用できる。
【００２７】
【発明が解決しようとする課題】
求められた上記式（５）、（１２）において重要なことは、従来のセンサ閾値回路では、その閾値電圧がセンサの内部の抵抗Ｒ、バイアス電流ＩＢ及びセンサ駆動電圧ＶＣＣの値により変化する、ということを示していることである。
【００２８】
上記のように、閾値電圧がセンサの内部の抵抗値に依存するということは、まず第１に、その製造バラツキに依存することを意味することであり、製造上の収率を考慮する必要があり、バラツキが大きく収率が低い場合には、コストの高い製品を製造することになる。第２に、前述のように、センサ抵抗値は温度に対して非常に大きく変化する場合が多いので、センサの閾値が温度により大きく変化する可能性がある。その温度変化が仕様として許容できず、補正回路などを付けざるを得ない場合には、補正回路を付け足すことによりチップコスト、消費電力の上昇などが発生する。第３に、抵抗値が経時変化する場合には、それによりセンサ閾値が経時的に変化することであり、信頼性的な問題が発生する。
【００２９】
また、上記のように、閾値電圧がセンサ駆動電圧ＶＣＣの値に依存するということは、電圧ＶＣＣを安定化する回路が必要であることを意味し、そのためのＶＣＣ安定化回路を内蔵する場合には、回路を付け足すことによるチップコスト、消費電力の上昇などが発生する。
【００３０】
また、上記のように、閾値電圧がバイアス電流ＩＢに依存するということも、センサ駆動電圧ＶＣＣと同種の解決すべき課題が存在する。
【００３１】
そこで、本発明の目的は、上述の点に鑑み、センサの製造バラツキやセンサ駆動電圧、バイアス電流に依存しないヒステリシス特性を与えることを可能にしたセンサ閾値回路を提供することにある。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１の発明は、センサの出力インピーダンスとバイアス電流の積によりセンサ出力のデジタル化のための閾値を決めるセンサ閾値回路において、前記センサの駆動電流を検出するセンサ駆動電流検出回路と、該センサ駆動電流検出回路で検出されたセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイアス電流を発生するセンサバイアス電流発生回路とを具備することを特徴とする。
【００３３】
ここで、前記センサ駆動電流検出回路は第１の抵抗を用いてセンサ駆動電流を検出し、前記センサバイアス電流発生回路は前記第１の抵抗と第２の抵抗と演算増幅器の組み合わせでＫ対１の電流ミラー回路を構成することでセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイアス電流を発生することを特徴とすることができる。
【００３４】
また、前記センサ駆動電流検出回路は第１のトランジスタを用いてセンサ駆動電流を検出し、前記センサバイアス電流発生回路は前記第１のトランジスタと第２のトランジスタの組み合わせでＫ対１の電流ミラー回路を構成することでセンサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイアス電流を発生することを特徴とすることができる。
【００３５】
また、前記センサは４端子型センサであり、該４端子型センサと電圧比較器と前記センサ駆動電流検出回路と前記センサバイアス電流発生回路とバイアス電流切り替え回路を有し、前記バイアス電流切り替え回路は、前記電圧比較器のデジタル出力に基づいて、前記電圧比較器の入力端子に接続される前記４端子型センサの２つの出力端子のどちらか一方に、前記センサバイアス電流発生回路で発生したバイアス電流を流し、前記４端子型センサの出力インピーダンスとバイアス電流の積の電圧ドロップを利用して、センサ入力に対しヒステリシス特性を持った前記デジタル出力を得ることを特徴とすることができる。
【００３６】
また、前記センサは、４端子型の回路構成あるいは等価回路を考えることができるホール素子、磁気抵抗素子、歪みセンサ、圧力センサ、温度センサ、加速度センサなどのセンサであることを特徴とすることができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
（第１の実施形態の構成）
図１は本発明の第１の実施形態におけるセンサ閾値回路の構成を示す。同図に示すように、この回路は、４端子型センサ１０と電圧比較器２０とセンサ駆動電流検出回路１６０とセンサバイアス電流発生回路１３０とバイアス電流切り替え回路４０を有し、バイアス電流切り替え回路４０は、電圧比較器２０のデジタル出力に基づいて、電圧比較器２０の入力端子に接続される４端子型センサ１０の２つの出力端子のどちらか一方に、センサバイアス電流発生回路１３０で発生したバイアス電流ＩＢを流し、センサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用して、センサ入力Ｓに対しヒステリシス特性を持ったディジタル出力を得る為の回路である。
【００３８】
センサバイアス電流発生回路１３０は、演算増幅器（オペアンプ）１３１、ＰＭＯＳトランジスタ１３３およびセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加された抵抗ＲＢとから構成され、センサ駆動電流の１／Ｋ倍のバイアス電流ＩＢを発生する。演算増幅器１３１のプラス入力端子はセンサ駆動電流検出回路１６０のセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加された抵抗ＲＳと４端子型センサ１０の入力端子間に接続し、演算増幅器１３１のマイナス入力端子はＰＭＯＳトランジスタ１３３のソースと抵抗ＲＢ間に接続し、演算増幅器１３１の出力端子はＰＭＯＳトランジスタ１３３のゲートに接続し、バイアス電流ＩＢを発生するＰＭＯＳトランジスタ１３３のドレインはバイアス電流切り替え回路４０のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して４端子型センサ１０の出力端子に接続する。なお、４端子型センサ１０と電圧比較器２０とバイアス電流切り替え回路４０の構成は図４で説明した従来例と同様である。
【００３９】
本実施形態のセンサ閾値回路では、抵抗ＲＳを用いてセンサ駆動電流を検出し、抵抗ＲＳと抵抗ＲＢと演算増幅器１３１の組み合わせでＫ対１の電流ミラー回路を構成することで、センサ駆動電流の１／Ｋのセンサバイアス電流ＩＢを発生する。
（第２の実施形態の構成）
図２は本発明の第２の実施形態におけるセンサ閾値回路の構成を示す。この回路は、４端子型センサ１０と電圧比較器２０とセンサ駆動電流検出回路２６０とセンサバイアス電流発生回路２３０とバイアス電流切り替え回路４０を有し、バイアス電流切り替え回路４０は、電圧比較器２０のデジタル出力に基づいて、電圧比較器２０の入力端子に接続される４端子型センサ１０の２つの出力端子のどちらか一方に、バイアス電流ＩＢを流し、センサの出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用し、センサ入力Ｓに対しヒステリシス特性を持ったディジタル出力を得る為の回路である。
【００４０】
センサバイアス電流発生回路２３０はソースにセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加されたＰＭＯＳトランジスタＭＢを有し、センサ駆動電流検出回路２６０はドレインにセンサ駆動電圧ＶＣＣが印加されたＰＭＯＳトランジスタＭＳを有する。センサバイアス電流発生回路２３０のＰＭＯＳトランジスタＭＢのゲートはセンサ駆動電流検出回路２６０のＰＭＯＳトランジスタＭＳのゲートとドレインに接続し、そのＰＭＯＳトランジスタＭＳのドレインは、４端子型センサ１０の入力端子に接続する。センサ駆動電流検出回路２６０のＰＭＯＳトランジスタＭＢのドレインはバイアス電流切り替え回路４０のスイッチＳＷ１，ＳＷ２を介して４端子型センサ１０の出力端子に接続する。なお、４端子型センサ１０と電圧比較器２０とバイアス電流切り替え回路４０の構成は図４で説明した従来例と同様である。
【００４１】
本実施形態のセンサ閾値回路では、センサ駆動電流検出回路２６０のＰＭＯＳトランジスタＭＳを用いてセンサ駆動電流を検出し、ＰＭＯＳトランジスタＭＳとＰＭＯＳトランジスタＭＢとでＫ対１の電流ミラー回路を構成することで、センサ駆動電流の１／Ｋ倍のセンサバイアス電流ＩＢを発生する。
（第１、第２実施形態の作用）
本発明の要点は、従来技術において与えられるバイアス電流ＩＢをセンサ駆動電流ＩＳの１／Ｋ倍としたことである。ここで、Ｋ＞１である。
【００４２】
本発明を理解する為に、４端子型センサ１０とバイアス電流ＩＢだけを取り出した回路を図３に示す。その場合、まず、解析しやすくする為、センサ駆動電流ＩＳを検出する抵抗の抵抗値をセンサ抵抗Ｒの抵抗値に比べて非常に小さいと考え、それによりセンサ１０の駆動端子電圧ＶＣＣ２はＶＣＣに等しいとした。後で導かれる結果から、センサ駆動電圧ＶＣＣに閾値点が依存しないことが分かるので、一般的にはセンサ駆動電流検出抵抗の抵抗値は、任意の値で構わない。
【００４３】
図３のように電流を定めると、次の式（１３ａ）〜（１３ｃ）が成り立つ。
【００４４】
【数１３】
Ｉ１＝（ＶＣＣ−ＶＰ）／Ｒ１                    …（１３ａ）
Ｉ２＝ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４）                  …（１３ｂ）
ＶＰ／Ｒ２＝Ｉ１＋（Ｉ１＋Ｉ２）／Ｋ          …（１３ｃ）
ＶＰについて解くと
【００４５】
【数１４】
ＶＰ＝（（１＋１／Ｋ）／Ｒ１＋１／（Ｋ＊（Ｒ３＋Ｒ４）））＊ＶＣＣ／（１／Ｒ２＋（１＋１／Ｋ）／Ｒ１）                …（１４）
となる。
【００４６】
電圧比較器２０は、ＶＰ＝ＶＮとなる電圧でスイッチするので、次の式（１５）が成り立つ。
【００４７】
【数１５】
（（１＋１／Ｋ）／Ｒ１＋１／（Ｋ＊（Ｒ３＋Ｒ４）））＊ＶＣＣ／（１／Ｒ２＋（１＋１／Ｋ）／Ｒ１）＝Ｒ４＊ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４）…（１５）
Ｒ１＝Ｒ４＝Ｒ＋ΔＲ、Ｒ２＝Ｒ３＝Ｒ−ΔＲとすると
【００４８】
【数１６】
（（１＋１／Ｋ）／（Ｒ＋ΔＲ）＋１／（Ｋ＊（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）））／（１／（Ｒ−ΔＲ）＋（１＋１／Ｋ）／（Ｒ＋ΔＲ））
＝（Ｒ＋ΔＲ）／（Ｒ−ΔＲ＋Ｒ＋ΔＲ）        …（１６）
上式（１６）が成り立つΔＲ／Ｒを求める。
【００４９】
【数１７】
ΔＲ／Ｒ＝１／（２＊Ｋ＊（１＋１／（２＊Ｋ））
≒１／（２＊Ｋ）                      …（１７）
次に、センサ１０の出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積ＩＢ＊ＲＯＵＴの電圧ドロップを利用し、閾値点を決めるという考え方から求める。ＶＰ端子から見たセンサ出力インピーダンスＲＯＵＴは、図５の従来例で説明したと同じくＲＯＵＴ＝Ｒ／２と成る。
【００５０】
センサ駆動電流ＩＳは、
【００５１】
【数１８】
ＩＳ＝ＶＣＣ／（Ｒ１＋Ｒ２）＋ＶＣＣ／（Ｒ３＋Ｒ４）
＝ＶＣＣ／Ｒ                          …（１８）
と成る。センサ出力端子に、センサ駆動電流ＩＳの１／Ｋ倍を戻すことにより、センサ駆動電流ＩＳが変化するが、今考えている範囲ではＫが十分大きいので、戻す電流によるセンサ自身の駆動電流の変化分を無視できるとした。
【００５２】
センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積は、（Ｒ／２）＊ＶＣＣ／（Ｒ＊Ｋ）と成る。
【００５３】
センサ出力電圧ＶＯＵＴは、ＶＮとＶＰの差であるので、図５の従来例で説明したのと同じく次のように成る。
【００５４】
【数１９】
ＶＯＵＴ＝ＶＣＣ＊ΔＲ／Ｒ                …（１９）
と成る。
【００５５】
電圧比較器２０は、ＶＰ＝ＶＮとなる電圧でスイッチするので、次の式（２０）が成り立つ。
【００５６】
【数２０】
ＶＣＣ＊ΔＲ／Ｒ＝（Ｒ／２）＊ＶＣＣ／（Ｒ＊Ｋ）…（２０）
したがって、
【００５７】
【数２１】
ΔＲ／Ｒ＝１／（２＊Ｋ）                …（２１）
上式（１７）および（２１）に示されているように、解析的においても、あるいは、センサ出力インピーダンスＲＯＵＴとバイアス電流ＩＢの積から考えた場合においても、同じ結果が得られた。
【００５８】
本実施形態で、求められた上式（１７）および（２１）において重要なことは、閾値電圧が定数Ｋにのみ依存し変化するということである。また、これから式から、センサ駆動電圧ＶＣＣに閾値点が依存しないことが分かるので、図１のセンサ駆動電流検出抵抗の抵抗値は、任意の値で構わないし、この抵抗の代わりに図２のようにトランジスタのような能動素子であっても構わない。
【００５９】
上記の定数Ｋは、本発明の一実施の形態の場合、抵抗比あるいはトランジスタのミラー比により与えられるので、Ｋが決定されれば、閾値電圧は、ひとつの値に決まり、バラツキや温度変動、経時変化が無い。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、バイアス電流ＩＢをセンサ駆動電流ＩＳの１／Ｋ倍とし、この定数Ｋは、抵抗比あるいはトランジスタのミラー比等により与えられるので、Ｋが決定されれば、閾値電圧は、ひとつの値に決まり、バラツキや温度変動、経時変化が無い。
【００６１】
従って、本発明によれば、センサの製造バラツキやセンサ駆動電圧、バイアス電流に依存しないヒステリシス特性を与えることを可能にしたセンサ閾値回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態におけるセンサ閾値回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態におけるセンサ閾値回路の構成を示す回路図である。
【図３】図１または図２の４端子型センサとバイアス電流ＩＢだけを取り出した回路構成を示す回路図である。
【図４】従来例におけるセンサ閾値回路の構成を示す回路図である。
【図５】図４の４端子型センサとバイアス電流ＩＢだけを取り出した回路構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１０  ４端子型センサ
２０  電圧比較器
３０、１３０，２３０  センサバイアス電流発生回路
４０  バイアス電流切り替え回路
４１  インバータ
５０  センサ駆動電圧源
１３１  演算増幅器（オペアンプ）
１３３  ＰＭＯＳトランジスタ
１６０、２６０  センサ駆動電流検出回路
ＳＷ１，ＳＷ２  スイッチ
ＭＢ，ＭＳ  ＰＭＯＳ    トランジスタ
ＲＢ，ＲＳ、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４  抵抗
【図１】
0004233711.tif 000002
【図２】
0004233711.tif 000003
【図３】
0004233711.tif 000004
【図４】
0004233711.tif 000005
【図５】
0004233711.tif 000006