(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報信号をフィルタリングする、オーバーサンプリングされたフィルタバンク装置であって、
フィルタ帯域幅を規定するフィルタ手段を備え、
前記フィルタ手段が、前記情報信号をフィルタリングし、かつ、前記情報信号を前記フィルタ帯域幅内の均等に間隔があけられた複数の周波数帯域の内の１つを各々が示す複数の周波数帯域信号に分離し、前記偶数個又は奇数個の複数の周波数帯域が積み重ねられて前記複数の周波数帯域が重なり、前記複数の周波数帯域の未修正な周波数帯域の応答の合計が、前記フィルタ帯域幅にわたって、所定の通過帯域リプル内で一関数となるようにし、
前記フィルタ手段が、
（ｉ）前記複数の周波数帯域の信号数、
（ii）前記複数の周波数帯域の帯域幅、
（iii）偶数個及び奇数個の一方の前記複数の周波数帯域の積み重ねの選択、
（iv）前記複数の周波数帯域間の重なり程度、及び
（ｖ）理論上の最小のクリティカル・サンプリングを超えて前記複数の周波数帯域信号がサンプリングされるオーバーサンプリング率、
の少なくとも１つを選択可能な選択入力（４６）を有することを特徴とするフィルタバンク装置。
【請求項２】
前記選択入力（４６）が周波数帯域数の少なくとも１つを使用可能にし、かつ前記選択された偶数個又は奇数個の複数の周波数帯域が積み重ねられ、前記周波数帯域数がＮに等しく、
前記フィルタ手段が、
（ａ）前記情報信号を複数のＮ個の別個の周波数帯域信号に分ける第１の解析フィルタバンク手段（２６）と、
（ｂ）前記別個の周波数帯域信号の各々を受信して処理し、Ｎ個の別個の処理された周波数帯域信号を供給する処理手段（３４）と、
（ｃ）前記Ｎ個の別個の処理された周波数帯域信号を受信して単一出力信号に再結合する第２の合成フィルタバンク手段（３０）と、を備え、
前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）および前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）の両方が前記選択入力（４６）に接続され、前記処理手段（３４）が前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）と前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）との間に結合されることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項３】
前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）および前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）を有する特定用途向け専用集積回路（ＡＳＩＣ）（１６）と、
周波数帯域数および各周波数帯域の帯域幅を制御するプログラマブルなデジタル信号プロセッサ（１８）と、を備え、
前記デジタル信号プロセッサ（１８）には前記選択入力（４６）が備えられていることを特徴とする請求の範囲第２項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項４】
前記処理手段（３４）が、前記周波数帯域信号の各々と調整可能な利得とを乗算し、前記Ｎ個の別個の処理された周波数帯域信号を供給する乗算手段（２８）を有することを特徴とする請求の範囲第３項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項５】
前記乗算手段（２８）は、前記専用回路（１６）に組み込まれた１つ又は複数の専用乗算器資源を有することを特徴とする請求の範囲第４項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項６】
前記乗算手段（２８）は、前記デジタル信号プロセッサ（１８）に設けられた乗算器資源を有することを特徴とする請求の範囲第４項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項７】
前記選択入力（４６）は、前記偶数個又は奇数個の複数の周波数帯域のいずれが積み重ねられるかを選択できることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項８】
前記選択入力（４６）は、前記複数の周波数帯域が隣接するか、重なるか、又は互いに離れているかを選択できることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項９】
前記選択入力（４６）は、前記デシメーション係数を選択できることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項１０】
前記選択入力（４６）は、前記複数の周波数帯域での重なり程度を選択でき、また、前記複数の周波数帯域が隣接するか、互いに離れているかを選択できることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項１１】
前記デジタル信号プロセッサ（１８）とのインタフェースとなる共有メモリインタフェースを有することを特徴とする請求の範囲第１項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項１２】
付加的分解能を与えるように低周波帯域の付加的処理を行う低周波処理手段を有することを特徴とする請求の範囲第１項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項１３】
前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）に接続され、前記情報信号の周波数スペクトルの少なくとも１つの選択された部分の利得を修正する前置フィルタ手段を有することを特徴とする請求の範囲第２項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項１４】
前記第２のフィルタバンク手段（３０）に接続され、単一出力信号を後置フィルタリングする後置フィルタ手段を有することを特徴とする請求の範囲第２項または第１３項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項１５】
前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）、前記処理手段（３４）および前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）がデジタル信号処理を利用し、
前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）が入力デジタルサンプルストリームを受信するように構成され、
前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）が出力デジタルデータストリームを前記出力信号として供給し、
当該フィルタバンク装置が、
前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）に接続され、元のアナログ信号を受信し、前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）のための前記情報信号を形成する初期入力サンプリング速度で前記アナログ信号を入力デジタルサンプルストリームに変換するアナログ／デジタル変換手段（１４）と、
前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）に接続され、前記出力デジタルデータストリームを変換し、前記単一出力信号のアナログバージョンを形成するデジタル／アナログ変換手段（２０）と、を有することを特徴とする請求の範囲第３項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項１６】
前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）が、
（ａ）前記入力デジタルサンプルストリームを受信し、ブロック入力デジタルサンプルストリーム（５０）を供給するように、Ｎ／Ｒの比がオーバーサンプリング率に対応する前記デジタルサンプルの第１の数Ｒ（但し、Ｒ≦Ｎ）をブロックするブロック手段と、
（ｂ）解析ウインドウ係数のセットによって規定されている解析ウインドウ関数（６０）を前記入力デジタルサンプルストリーム（５０）に適用し、ウインドウブロックデジタルサンプルストリーム（６４）を供給する解析ウインドウ手段と、
（ｃ）各々がＮ個のデジタルサンプルを有する、前記ウインドウブロックデジタルサンプルストリーム（６４）のブロックを重ねて加算し、Ｎ個のデジタルサンプルの加算ブロックを供給する時間折りたたみ手段（６６）と、
（ｄ）Ｎ個のデジタルサンプルの前記加算ブロックを受信し、前記信号を前記Ｎ個の周波数帯域信号に対応するＮ個の成分を有する離散周波数領域信号（７４）に変換する離散変換手段（６８）と、
を有することを特徴とする請求の範囲第１５項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項１７】
前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）が、
（ａ）前記Ｎ個の処理周波数帯域信号を受信して逆変換を行い、Ｎ個のデジタルサンプルのブロックを形成する逆離散変換手段（８２）と、
（ｂ）前記Ｎ個のデジタルサンプルの処理ブロックを繰り返して連結し、Ｎ個のデジタルサンプルの周期的に拡張されたブロックを供給する反復・連結手段（８４）と、
（ｃ）合成ウインドウ係数のセットによって規定される合成ウインドウ関数（８９）を前記Ｎ個のデジタルサンプルの拡張ブロックに適用し、Ｎ個のデジタルサンプルのウインドウ周期拡張ブロックを供給する合成ウインドウ手段と、
（ｄ）前記Ｎ個のデジタルサンプルのウインドウ周期拡張ブロックを受信し、かつ処理情報信号を供給するように新しいウインドウ周期拡張サンプルが受信される度に前記ウインドウ周期拡張サンプルをバッファのシフトされた内容に加算する加算バッファ手段（９２）と、
を有することを特徴とする請求の範囲第１６項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項１８】
前記合成ウインドウ関数（８９）が前記解析ウインドウ関数（６０）の１０分の１のバージョンに基づいていることを特徴とする請求の範囲第１７項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項１９】
前記プログラマブルデジタル信号プロセッサ（１８）が、前記解析ウインドウ係数及び前記合成ウインドウ係数を変更できるよう作動可能であることを特徴とする請求の範囲第１６項、第１７項又は第１８項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項２０】
前記プログラマブルデジタル信号プロセッサ（１８）が、前記オーバーサンプリング率を変更できるよう作動可能であり、かつ、前記オーバーサンプリング率が少なくとも２に等しいことを特徴とする請求の範囲第１６項又は第１７項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項２１】
前記プログラマブルデジタル信号プロセッサ（１８）が、前記システム帯域幅内で前記偶数個又は奇数個の複数の周波数帯域のいずれかの積み重ねを行うように作動可能であることを特徴とする請求の範囲第３項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項２２】
当該フィルタバンク装置がデジタル補聴器に組み込まれることを特徴とする請求の範囲第１項、第２項または第３項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項２３】
前記選択入力（４６）が前記周波数帯域信号数を選択できることを特徴とする請求の範囲第１項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項２４】
前記選択入力（４６）がさらに前記複数の周波数帯域の帯域幅を選択できることを特徴とする請求の範囲第２３項に記載の非最大間引きフィルタバンク装置。
【請求項２５】
情報信号をフィルタリングする、オーバーサンプリングされたフィルタバンク装置であって、
（ａ）前記信号を複数のＮ個の別個の周波数帯域に分離する第１の解析フィルタバンク手段（２６）であって、前記情報信号を前記周波数領域に変換する変換手段（６８）を含み、前記Ｎ個の別々の周波数帯域信号が前記周波数領域に存在する前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）と、
（ｂ）前記別個の周波数帯域信号の各々を受信して処理し、Ｎ個の別々の処理された周波数帯域信号を供給する処理手段（３４）であって、前記周波数帯域信号の各々に調整可能なゲインを乗算して、Ｎ個の別々の処理された周波数帯域信号を供給する乗算手段（２８）を含む前記処理手段（３４）と、
（ｃ）前記Ｎ個の別個の処理された周波数帯域信号を受信して単一出力信号に再結合する第２の合成フィルタバンク手段（３０）であって、前記処理手段（３４）が前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）と前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）との間に結合され、前記Ｎ個の別々の周波数帯域信号を、この時間領域内で前記単一出力信号に変換する逆変換手段（８２）を含む前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）と、
（ｄ）前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）と前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）の双方に接続され、前記周波数帯域数及び各周波数帯域の帯域幅を選択できる選択入力（４６）であって、
（ｉ）前記複数の周波数帯域の信号数、
（ii）前記複数の周波数帯域の帯域幅、
（iii）偶数個及び奇数個の一方の前記複数の周波数帯域の積み重ねの選択、
（iv）前記複数の周波数帯域間の重なり程度、
（ｖ）理論上の最小のクリティカル・サンプリングを超えて前記複数の周波数帯域信号をサンプリングさせるオーバーサンプリング率、
の少なくとも１つを選択可能な前記選択入力（４６）と、を備え、
当該フィルタバンク装置は、
前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）および前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）を有し、かつ、周波数帯域数および各周波数帯域の帯域幅を制御するプログラマブルデジタル信号プロセッサ（１８）を前記選択入力（４６）と共に有する特定用途向けの専用集積回路（１６）を備えたことを特徴とするフィルタバンク装置。
【請求項２６】
当該フィルタバンク装置は単一の実モノラル情報信号を受信するように構成され、
前記変換手段（６８）が、複数の非負周波数帯域信号および複数の負周波数帯域信号を生成し、前記複数の負周波数帯域信号が前記複数の非負周波数帯域信号から得ることができ、かつ前記処理手段（３４）が前記複数の非負周波数帯域信号だけを処理することを特徴とする請求の範囲第２５項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項２７】
当該フィルタバンク装置が、結合されて複素ステレオ信号となる第１および第２の実モノラル情報信号を含む音声信号をフィルタリングするように構成され、
前記変換手段（６８）がＮ個の結合周波数帯域信号を発生し、
前記処理手段（３４）が、
（ａ）前記Ｎ個の周波数帯域信号の各々が非負周波数帯域信号および負周波数帯域信号を含み、前記Ｎ個の結合周波数帯域を前記第１の情報信号に対応する前記Ｎ個の周波数帯域信号と前記第２の情報信号に対応する前記Ｎ個の周波数帯域信号とに分離するチャネル分離手段（７６）と、
（ｂ）前記チャネル分離手段（７６）に接続され、前記第１の情報信号の前記別個の周波数帯域信号の各々を受信して処理し、第１のＮ個の別個の処理された周波数帯域信号のセットを供給する第１の別個のチャネル処理手段（７０Ａ）と、
（ｃ）前記チャネル分離手段（７６）に接続され、前記第２の情報信号の前記別個の周波数帯域信号の各々を受信して処理し、第２のＮ個の別個の処理された周波数帯域信号のセットを供給する第２の別個のチャネル処理手段（７０Ｂ）と、
（ｄ）前記第１および第２の別個のチャネル処理手段（７０Ａ，７０Ｂ）に接続され、前記第１のＮ個の別個の処理された周波数帯域信号のセットと前記第２のＮ個の別個の処理された周波数帯域信号のセットとを結合するチャネル結合手段（７８）と、を有することを特徴とする請求の範囲第２５項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項２８】
前記第１および第２の別個のチャネル処理手段（７０Ａ，７０Ｂ）の各々が、前記対応する情報信号の非負周波数帯域信号だけを処理し、前記負周波数帯域信号が非負周波数帯域信号から得ることができることを特徴とする請求の範囲第２７項に記載のフィルタバンク装置。
【請求項２９】
情報信号を選択して異なる複数の周波数帯域を選択的に修正する方法であって、
１）解析される周波数帯域幅を規定するステップと、
２）前記周波数帯域幅を複数の均等に間隔があけられた帯域に分割し、前記フィルタ帯域の特性を規定して、偶数個又は奇数個の前記複数の周波数帯域の積み重ね及び前記複数の周波数帯域間の重なり程度を選択するステップと、
３）前記情報信号をフィルタリングして、前記情報信号を各々が均等な前記フィルタ帯域の中の１つを示す複数の周波数帯域信号に分離し、理論上の最小のクリティカル・サンプリングをわずかに超えて前記複数の周波数帯域信号をオーバーサンプリングし、それにより、デシメーション係数を決定することを含むステップと、
４）前記複数の周波数帯域信号を処理するステップと、
５）前記個別の帯域の信号を再結合して出力信号を形成するステップと、を有し、
当該方法は、さらに、
（ｉ）前記複数の周波数帯域の信号数を選択するステップ、
（ii）前記複数の周波数帯域の帯域幅を選択するステップ、
（iii）偶数個及び奇数個の一方の前記複数の周波数帯域の積み重ねを選択するステップ、
（iv）前記複数の周波数帯域間の重なり程度を選択するステップ、及び
（ｖ）理論上のクリティカル・サンプリングを超えて前記複数の周波数帯域信号がサンプリングされるデシメーション係数のオーバーサンプリングを選択するステップ、
の少なくとも１つのステップ（６）を有することを特徴とする方法。
【請求項３０】
前記複数の周波数帯域の重なり程度を選択するステップと、隣接する周波数帯域及び離れている周波数帯域の選択を提供するステップと、を含むことを特徴とする請求の範囲第２９項に記載の方法。
【請求項３１】
前記ステップ（６）における入力が、前記複数の周波数帯域が隣接するか、重なるか、又は互いに離れているかを選択できることを特徴とする請求の範囲第２９項に記載の方法。
【請求項３２】
前記ステップ（６）における入力が、前記デシメーション係数を選択できることを特徴とする請求の範囲第２９項に記載の方法。
【請求項３３】
前記ステップ（６）における入力が、前記偶数個又は奇数個の複数の周波数帯域が積み重ねられるかを選択できることを特徴とする請求の範囲第２９項に記載の方法。
【請求項３４】
前記ステップ（４）が、各周波数帯域に対してゲインを設定するステップと、各周波数帯域信号に前記設定された対応するゲインを乗算するステップと、を含むことを特徴とする請求の範囲第２９項に記載の方法。
【請求項３５】
デジタル補聴器内の音声情報信号に当該方法を適用するステップを含むことを特徴とする請求の範囲第２９項に記載の方法。
【請求項３６】
追加処理により低周波数帯域を向上させるステップを含むことを特徴とする請求の範囲第３５項に記載の方法。
【請求項３７】
個別処理のために少なくとも１つの低周波数帯域をさらに小さい帯域に細分するステップを含むことを特徴とする請求の範囲第３６項に記載の方法。
【請求項３８】
許容できる遅延および所望の分解能に応じて、前記複数の周波数帯域の信号数と前記複数の周波数帯域の帯域幅を選択するステップを含むことを特徴とする請求の範囲第３５項に記載の方法。
【請求項３９】
前記ステップ（６）における入力が、前記複数の周波数帯域の信号数を選択できることを特徴とする請求の範囲第２９項に記載の方法。
【請求項４０】
前記ステップ（６）における入力がさらに、前記複数の周波数帯域の帯域幅を選択できることを特徴とする請求の範囲第３９項に記載の方法。
【請求項４１】
ａ）ステップ（３）において、前記情報信号をＮ個の別々の周波数帯域信号に分けるステップと、
ｂ）ステップ（４）において、前記別個の周波数帯域信号の各々を処理して、Ｎ個の別々の処理された周波数帯域信号を供給するステップと、
ｃ）ステップ（５）において、前記Ｎ個の別々の処理された周波数帯域信号を再結合して、前記出力信号を形成するステップと、
ｄ）前記複数の周波数帯域の数か、前記偶数個又は奇数個の複数の周波数帯域が積み重ねられるかを選択するステップと、
をさらに含むことを特徴とする請求の範囲第２９項に記載の方法。
【請求項４２】
前記情報信号を前記周波数領域に変換するステップと、
前記周波数領域内でＮ個の別々の周波数帯域信号を供給するステップと、
この時間領域内で前記Ｎ個の別々の処理された周波数帯域信号を前記出力信号に逆変換するステップと、
を含むことを特徴とする請求の範囲第４１項に記載の方法。
【請求項４３】
複数の非負周波数帯域信号と、前記複数の非負周波数帯域信号から得られる複数の負周波数帯域信号とを発生させるステップと、
前記ステップ（４）において前記複数の非負周波数帯域信号だけを処理するステップと、
を含むことを特徴とする請求の範囲第４２項に記載の方法。
【請求項４４】
ａ）結合されて複合ステレオ信号となる第１の実モノラル情報信号と第２の実モノラル情報信号を含む情報信号を受信し、前記情報信号を前記周波数領域に変換するときに、Ｎ個の結合周波数帯域信号を発生するステップと、
ｂ）前記Ｎ個の結合周波数帯域信号を、前記第１の情報信号に対応するＮ個の周波数帯域信号と、前記第２の情報信号に対応するＮ個の周波数帯域信号とに分けるステップであって、前記Ｎ個の周波数帯域信号のそれぞれが非負周波数帯域信号及び負周波数帯域信号を含むステップと、
ｃ）前記第１の情報信号の前記個別の周波数帯域信号の各々を処理して、第１の組のＮ個の別々の処理された周波数帯域信号を供給するステップと、
ｄ）前記第２の情報信号の前記別個の周波数帯域信号の各々を処理して、第２の組のＮ個の別々の処理された周波数帯域信号を供給するステップと、
ｅ）前記第１の組のＮ個の別々の処理された周波数帯域信号と前記第２の組のＮ個の別々の処理された周波数帯域信号とを結合するステップと、
を含むことを特徴とする請求の範囲第４３項に記載の方法。
【請求項４５】
前記第１の情報信号及び前記第２の情報信号の各々に対して、前記対応する情報信号の前記非負周波数帯域信号だけを処理するステップを含むことを特徴とする請求の範囲第４４項に記載の方法。
【請求項４６】
デジタル信号処理により行われる方法であって、
元のアナログ信号をアナログ／デジタル変換手段（１４）に通して、前記アナログ信号を初期入力サンプリングレートにて入力デジタル・サンプル・ストリームに変換して前記情報信号を形成するステップであって、前記逆変換後の出力信号が出力デジタル・データ・ストリームを含むステップと、
前記出力デジタル・データ・ストリームのデジタル／アナログ変換（２０）を行って、前記出力信号のアナログ化したものを形成するステップと、を含むことを特徴とする請求の範囲第４２項に記載の方法。
【請求項４７】
前記情報信号を前記周波数領域に変換するステップが、
ａ）前記入力デジタル・サンプル・ストリームをＲ個（ここで、Ｒ≦Ｎ）のサンプルのブロックにブロック化して、ブロック化入力デジタル・サンプル・ストリームを供給するステップであって、Ｎ／Ｒ比がオーバーサンプリング率に相当するステップと、
ｂ）一組の解析ウインドウ係数により規定される解析ウインドウ関数（６０）を前記入力デジタル・サンプル・ストリームに適用して、ウインドウ掛けブロック化デジタル・サンプル・ストリームを供給するステップと、
ｃ）それぞれがＮ個のデジタル・サンプルを有する、前記ウインドウ掛けブロック化デジタル・サンプル・ストリームのブロックを積み重ねて加算して、Ｎ個のデジタル・サンプルの合計ブロックを供給するステップと、
ｄ）前記信号を、前記Ｎ個の周波数帯域信号に対応するＮ個の構成要素を持つ離散周波数領域信号に変換するステップと、
を含むことを特徴とする請求の範囲第４６項に記載の方法。
【請求項４８】
前記Ｎ個の別々の処理された周波数帯域信号の逆変換を行うステップが、
ａ）逆変換を行ってＮ個のデジタル・サンプルのブロックを形成するステップと、
ｂ）前記Ｎ個のデジタル・サンプルの処理されたブロックを複製して連結し、Ｎ個のデジタル・サンプルの周期拡張ブロックを供給するステップと、
ｃ）一組の合成ウインドウ係数により規定される合成ウインドウ関数（８９）を前記Ｎ個のデジタル・サンプルの周期拡張ブロックに適用して、Ｎ個のデジタル・サンプルのウインドウ掛け周期拡張ブロックを供給するステップと、
ｄ）前記Ｎ個のデジタル・サンプルのウインドウ掛け周期拡張ブロックを合計バッファ（９２）に加算するステップと、
ｅ）新たなウインドウ掛け周期拡張ブロックが受け取られるたびに、前記合計バッファ（９２）の一端から前記合計バッファ（９２）の他端に向けて、前記合計バッファ（９２）の内容をＲ個のサンプルだけシフトして、前記合計バッファ（９２）の前記一端にある前記Ｒ個の空きサンプルを満たすようゼロを供給し、前記合計バッファ（９２）の前記他端からシフトされた前記Ｒ個のサンプルを出力部に渡して、処理された情報信号を供給するステップと、
を含むことを特徴とする請求の範囲第４７項に記載の方法。
【請求項４９】
前記解析ウインドウ係数及び前記合成ウインドウ係数が変更可能であることを特徴とする請求の範囲第４８項に記載の方法。
【請求項５０】
前記解析ウインドウ関数（８９）を間引くことで前記合成ウインドウ関数を形成するステップを含むことを特徴とする請求の範囲第４８項に記載の方法。
【請求項５１】
前記周波数帯域幅内で、前記偶数個又は奇数個の複数の周波数帯域の積み重ねを選択するステップを含むことを特徴とする請求の範囲第４２項、第４６項又は第４８項に記載の方法。
【請求項５２】
前記オーバーサンプリング率を変更可能であり、かつ、前記オーバーサンプリング率が少なくとも２に等しいことを特徴とする請求の範囲第４７項又は第４８項に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、情報信号をフィルタリングして異なる帯域に分離するための、特に補聴器における音声信号のこのようなフィルタリングおよび分離のためのフィルタバンク（filterbank）構造および方法に関する。より詳細には、本発明は、補聴器においてデジタル信号処理を用いて実行されたこのような技術に関する。またより詳細には、本発明は、補聴器に応用したデジタルフィルタバンクのための方法およびアーキテクチャに関する。
背景技術
聴力損失は、通常、周波数の関数である聴力感度の損失に関連している。最も一般的な種類の感度損失は、増加する周波数の関数である。感度もまた、一般的には、音声レベルの関数である。したがって、大きな音は低い音よりもあまり増幅されるべきではない。補聴器が、聴力障害者に音声のいろいろな周波数成分を理解できるようにするために、音声のいろいろな周波数成分を異なって処理すべきことは長い間公知であった。
公知のアナログ補聴器は、比較的簡単な方法を用い、その周波数整形およびダイナミックレンジ圧縮を変えて、周波数およびレベルのための聴力感度の損失を小さくする。スウェーデン特許第４６２ ８８５ Ｂ号は、プログラマブルフィルタバンクを有するプログラマブル補聴器を開示している。このフィルタバンクは、デジタル制御「バイカッド（bi-quad）」フィルタである。プログラマブルフィルタパラメータを変えることによって、デジタルフィルタバンクの応答はローパス、ハイパス、バンドパス、帯域消去であり得る。中心周波数、フィルタの種類およびフィルタ次数は、全て再プログラム可能パラメータであっても良い。フィルタバンクは単一チャネルフィルタであり、入力信号を複数の周波数帯域に分離しない。したがって、スウェーデン特許第４６２ ８８５ Ｂ号は、処理汎用性を制限している。
デジタル補聴器の設計は、処理機能、汎用性、電力消費およびサイズ間の多数のトレードオフを含む。チップサイズおよび電力消費の両方を最少にすることは、補聴器に使用される集積回路に対する重要な設計考慮事項である。デジタル補聴器（すなわち、ソフトウェア制御するデジタル信号プロセッサを使用する補聴器）の完全なプログラマブル実行（implementation）は最高の汎用性をもたらす。しかしながら、最近の技術では、完全なプログラマブルデジタルプロセッサ（ＤＳＰ）チップあるいはコアは、比較的大量の電力を消費する。（一般的には、専用の集積回路すなわちＡＳＩＣを使用して実現された）専用のプロセッサは、同等な処理機能の完全プログラマブル、汎用ＤＳＰコアよりも少ない電力およびチップ領域を必要とするが、あまり柔軟性がなく、順応性がない。例えば、ケート氏の米国特許第４，８５２，１７５号は、複数の非重複周波数帯域の各々の絶対雑音量が推定される補聴器信号処理方式を開示している。プログラマブル多相信号プロセッサは、このシステムにおける解析、合成、雑音推定および利得制御を含むフィルタリングステップおよび処理ステップの全てを実行する。
一般的に、デジタル補聴器は、非常に低い供給電圧（１ボルト）で作動する。デジタル補聴器用回路が従来の高しきい値（０．６ボルトあるいは０．６ボルト以上）の半導体技術を用いて製造されるならば、この回路は、供給電圧としきい値電圧との差が小さいために高速なクロック速度（＞１ＭＨｚ）で作動できない。たとえＤＳＰコアが１命令／クロックサイクルを実行できるとしても、これは、計算速度を１００万命令／秒（１ＭＩＰＳ）未満に制限する。これは、１６個あるいはそれ以上の帯域を有する適応雑音低減（adaptive noise reduction）あるいはマルチバンドワイドダイナミックレンジ圧縮のような最新処理方式を実行するのに十分な高い計算速度ではない。ＡＳＩＣを用いることにより、典型的なＤＳＰコアの逐次特性を克服し、計算を並列に行うことができるため、より大きい計算機能、すなわちより高い計算速度をもたらすことができ、計算上集約的な処理方策を実行するために用いることができる。
ＡＳＩＣを使用して実現できるデジタル補聴器の主要な欠点は、この補聴器が完全に専用であるかあるいは「ハードワイヤード（hardwired）」され、聴力損失の認識が増してゆくような時間にわたって行われる処理方式の改善に必要な柔軟性を欠いているということである。それに反して、プログラマブルＤＳＰコアを使用するデジタル補聴器は、広範囲の異なる処理方策を実行するように再プログラム化することができる。
大多数の補聴器によって用いられる基本的な処理方策は、聴力損失を補償するために周波数固有利得を利用する。圧縮および雑音低減のような適応処理方式は、入力信号状態の変化に応じて周波数固有利得を調整することによって、この基本的な処理方式を拡張する。
発明の開示
デジタル技術は、損なわれた聴力を助けるための信号処理に対してはるかに大きな可能性を約束する。本発明者は、デジタルフィルタバンクが入力信号を別個の処理あるいは組み合わせ処理のための多数の独立した周波数帯域に分離する、柔軟な構成を実現した。これによって、帯域が別々に処理できるような大きな処理適応性が、聴力損失をより正確に補償できる。
さらに、本発明は、完全プログラマブルＤＳＰコアがＡＳＩＣのような専用ハードウェア資源と結合されるならば、著しい長所を得ることができるという認識に基づいている。より詳細には、本発明は、一定処理方式のパラメータを制御するために専用ＡＳＩＣの一定の処理方策の部分を実行し、プログラマブルＤＳＰコアあるいは他の形式のマイクロコントローラを使用することを提案している。この組み合わされた方式は、改良された適応性および処理機能をもたらすと同時に低電力消費および小さいチップサイズをなお達成する。特に、デジタルフィルタバンク補聴器の信号処理が、２つの異なる速度で生じることが実現される。サンプリング速度で入力サンプルを処理する高速処理は、入力信号を複数の周波数帯域に分割するために使用される。処理方策のパラメータ（例えば、フィルタバンクチャネル利得）は、一般的には、入力信号状態の変化に応じて非常に遅い速度（約ミリ秒）で調整される。本発明は、専用ＡＳＩＣを使用し、高速処理を実行し、より低い処理のためのプログラマブルデジタル信号プロセッサを実現し、適応性、処理機能、サイズおよび電力消費の競合する要求の間のバランスを達成する。ＡＳＩＣの専用ハードウェア資源は、本発明による解析ステップおよび合成フィルタリングステップを実行するために最適化できる。
本発明によれば、情報信号をフィルタリングする、オーバーサンプリングされたフィルタバンク装置であって、フィルタ帯域幅を規定するフィルタ手段を備え、前記フィルタ手段が、前記情報信号をフィルタリングし、かつ、前記情報信号を前記フィルタ帯域幅内の均等に間隔があけられた複数の周波数帯域の内の１つを各々が示す複数の周波数帯域信号に分離し、前記偶数個又は奇数個の複数の周波数帯域が積み重ねられて前記複数の周波数帯域が重なり、前記複数の周波数帯域の未修正な周波数帯域の応答の合計が、前記フィルタ帯域幅にわたって、所定の通過帯域リプル内で一関数となるようにし、前記フィルタ手段が、（ｉ）前記複数の周波数帯域の信号数、（ii）前記複数の周波数帯域の帯域幅、（iii）偶数個及び奇数の一方の前記複数の周波数帯域の積み重ねの選択（iv）前記複数の周波数帯域間の重なり程度、及び（ｖ）理論上の最小のクリティカル・サンプリングを超えて前記複数の周波数帯域信号がサンプリングされるオーバーサンプリング率の、少なくとも１つを選択可能な選択入力（４６）を有することを特徴とするフィルタバンク装置が提供される。
周波数帯域数およびその帯域幅が、通常、選択入力によって調整可能であり得るパラメータであることを思い描いているが、いつもこの事例であるとは限らないことを理解すべきである。より一般的には、フィルタバンク装置は、デジタルフィルタバンクの１つあるいはそれ以上の通常のパラメータを調整できるように構成可能であり、これらは、帯域数と、各帯域幅と、帯域が隣接する帯域エッジを有するどうか、重なっているかどうかあるいは離隔されているかどうかと、解析ウインドウおよび合成ウインドウの両方に対する係数と、解析ウインドウと合成ウインドウとの間に任意の関係があるかどうかと、偶数の帯域の積み重ねあるいは奇数の帯域の積み重ねと、臨界サンプリング速度以上のオーバサンプリング度とを含んでいる。これらのパラメータの詳細は下記に述べられる。
好ましくは、前記選択入力（４６）が周波数帯域数の少なくとも１つを使用可能にし、かつ前記選択された偶数個又は奇数個の複数の周波数帯域が積み重ねられ、前記周波数帯域数がＮに等しく、前記フィルタ手段が、（ａ）前記情報信号を複数のＮ個の別個の周波数帯域信号に分ける第１の解析フィルタバンク手段（２６）と、（ｂ）前記別個の周波数帯域信号の各々を受信して処理し、Ｎ個の別個の処理された周波数帯域信号を供給する処理手段（３４）と、（ｃ）前記Ｎ個の別個の処理された周波数帯域信号を受信して単一出力信号に再結合する第２の合成フィルタバンク手段（３０）と、を備え、前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）および前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）の両方が前記選択入力（４６）に接続され、前記処理手段（３４）が前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）と前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）との間に結合されている。
本発明の他の形態において、フィルタバンク装置は、前記第１の解析フィルタバンク手段（２６）および前記第２の合成フィルタバンク手段（３０）を有する特定用途向け専用集積回路（ＡＳＩＣ）（１６）と、周波数帯域数および各周波数帯域の帯域幅を制御するプログラマブルなデジタル信号プロセッサ（１８）と、を備え、前記デジタル信号プロセッサ（１８）には前記選択入力（４６）が備えられている。
フィルタバンク装置は、単一の実モノラル情報信号を受信するように構成され、前記変換手段（６８）が、複数の非負（non-negative）周波数帯域信号および複数の負周波数帯域信号を生成し、前記複数の周波数帯域信号が前記複数の非負周波数帯域信号から得ることができ、かつ前記処理手段（３４）が前記複数の非負周波数帯域信号だけを処理する。
また、当該フィルタバンク装置が、結合されて複素ステレオ信号となる第１および第２の実モノラル情報信号を含む音声信号をフィルタリングするように構成され、前記変換手段（６８）がＮ個の結合周波数帯域信号を発生し、前記処理手段（３４）が、（ａ）前記Ｎ個の周波数帯域信号の各々が非負周波数帯域信号および周波数帯域信号を含み、前記Ｎ個の結合周波数帯域を前記第１の情報信号に対応する前記Ｎ個の周波数帯域信号と前記第２の情報信号に対応する前記Ｎ個の周波数帯域信号とに分離するチャネル分離手段（７６）と、（ｂ）前記チャネル分離手段（７６）に接続され、前記第１の情報信号の前記別個の周波数帯域信号の各々を受信して処理し、第１のＮ個の別個の処理された周波数帯域信号のセットを供給する第１の別個のチャネル処理手段（７０Ａ）と、（ｃ）前記チャネル分離手段（７６）に接続され、前記第２の情報信号の前記別個の周波数帯域信号の各々を受信して処理し、第２のＮ個の別個の処理された周波数帯域信号のセットを供給する第２の別個のチャネル処理手段（７０Ｂ）と、（ｄ）前記第１および第２の別個のチャネル処理手段（７０Ａ，７０Ｂ）に接続され、前記第１のＮ個の別個の処理された周波数帯域信号のセットと前記第２のＮ個の別個の処理された周波数帯域信号のセットとを結合するチャネル結合手段（７８）と、を有しても良い。
本発明の他の形態によれば、本発明はデジタル補聴器で使用するための装置を提供し、この装置は、信号を異なる周波数帯域の複数の異なる周波数帯域信号に分離する解析フィルタ手段と、周波数帯域信号を再結合し、出力信号にする合成フィルタ手段とを含む専用集積回路と、プログラマブルデジタル信号プロセッサと、プログラマブルデジタル信号プロセッサおよび専用集積回路に接続された乗算手段とを備え、乗算手段が各帯域と所望の利得とを乗算し、かつ各帯域に対する利得がプログラマブルデジタル信号プロセッサによって制御される。
本発明の他の態様によれば、情報信号を選択して異なる複数の周波数帯域を選択的に修正する方法が提供され、この方法は、１）解析される周波数帯域幅を規定するステップと、２）前記周波数帯域幅を複数の均等に間隔があけられた帯域に分割し、前記フィルタ帯域の特性を規定して、偶数個又は奇数個の前記複数の周波数帯域の積み重ね及び前記複数の周波数帯域間の重なり程度を選択するステップと、３）前記情報信号をフィルタリングして、前記情報信号を各々が均等な前記フィルタ帯域の中の１つを示す複数の周波数帯域信号に分離し、理論上の最小のクリティカル・サンプリングをわずかに超えて前記複数の周波数帯域信号をオーバーサンプリングし、それにより、デシメーション係数を決定することを含むステップと、４）前記複数の周波数帯域信号を処理するステップと、５）前記個別の帯域の信号を再結合して出力信号を形成するステップと、を有し、当該方法は、さらに、（ｉ）前記複数の周波数帯域の信号数を選択するステップ、（ii）前記複数の周波数帯域の帯域幅を選択するステップ、（iii）偶数個及び奇数個の一方の前記複数の周波数帯域の積み重ねを選択するステップ、（iv）前記複数の周波数帯域間の重なり程度を選択するステップ、及び（ｖ）理論上のクリティカル・サンプリングを超えて前記複数の周波数帯域信号がサンプリングされるデシメーション係数のオーバーサンプリングを選択するステップ、の少なくとも１つのステップ（６）を有する。
さらに、好ましくは、この方法は、ａ）ステップ（３）において、前記情報信号をＮ個の別々の周波数帯域信号に分けるステップと、ｂ）ステップ（４）において、前記別個の周波数帯域信号の各々を処理して、Ｎ個の別々の処理された周波数帯域信号を供給するステップと、ｃ）ステップ（５）において、前記Ｎ個の別々の処理された周波数帯域信号を再結合して、前記出力信号を形成するステップと、ｄ）前記複数の周波数帯域の数か、前記偶数個又は奇数個の複数の周波数帯域が積み重ねられるかを選択するステップと、をさらに含む。
一実施例では、この方法は、前記情報信号を前記周波数領域に変換するステップと、前記周波数領域内でＮ個の別々の周波数帯域信号を供給するステップと、この時間領域内で前記Ｎ個の別々の処理された周波数帯域信号を前記出力信号に逆変換するステップと、を含む。
本発明の一変更例におけるこの信号は、参照してここに引用されるCrochiere,R.E氏およびRabiner,L.R氏著の「マルチレートデジタル信号処理（Multirate Digital Signal Processing）」（プレンティスホール社、１９８８年）に記載されているように、偶数の複数の積み重ねられた帯域を示すようにフィルタリングされる。その代わりに、この信号は、奇数の複数の積み重ねられた帯域を示すようにフィルタリングできる。これは、バンドエッジの配置が選択可能であり、この技術は可能性がある帯域エッジ数の２倍を与えるという長所を有する。この帯域エッジは、人の聴力損失の特性に応じて選択できる。本発明の他の変更例において、デジタルフィルタバンクの他のパラメータは、単独あるいは組み合わせのいずれかで調整可能にされる。
【図面の簡単な説明】
本発明をより十分理解するため、いかに本発明が実行できるかをより明瞭に示すために、次に本発明の好ましい実施例を示す添付図面を例として参照する。
図１は、本発明に係るＡＳＩＣデータパスプロセッサおよびプログラマブルＤＳＰユニットのブロック図を概略的に示す図である。
また、図２ａおよび図２ｂは、偶数および奇数の均等フィルタバンクのための積み重ね配置を概略的に示す図である。
また、図２ｃおよび図２ｄは、典型的なフィルタ特性を示す偶数および奇数の均等フィルタバンクのための模擬スタック配置を示す図である。
また、図３および図３ａは、モノラル処理およびステレオ処理のためのフィルタバンク解析構造の詳細を示す図である。
さらに、図４はフィルタバンク合成構造の詳細を示す図である。
発明を実施するための最良の態様
図面を参照すると、本発明に係る装置は、第１の入力としてプリアンプ１２に接続されたマイクロフォン１０を有し、このプリアンプ１２も同様にアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１４に接続されている。公知のように、これによって、音響音声信号はマイクロフォンで受信されてプリアンプされ、Ａ／Ｄ変換器１４でデジタル表示に変換できる。（マイクロフォンも備えても良い）第２の入力１１はプリアンプ１３にも接続されてもよく、このプリアンプ１３も同様にアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）に接続されている。図１はオーディオ入力信号を示しているが、本発明はこのような信号を併用するために限定ず、入力として地震学（seismological）信号のような他の情報信号を有することができる。本発明において、モノラルという用語は、１つのデジタルストリームを処理する実施例を記載し、ステレオという用語は２つのデジタルストリームを処理する実施例を記載している。理論的には、ナイキストサンプリング定理によれば、もし信号が入力信号バンド幅の少なくとも２倍の速度でサンプルされるならば、この信号を再構成するために十分な情報内容がある。再構成するのに必要なこの最少サンプリング速度は、一般に、ナイキスト速度と呼ばれる。
Ａ／Ｄ変換器１４の出力（および第２の入力が存在する場合、Ａ／Ｄ変換器１５の出力）は、図１に示されるようなフィルタバンク専用集積回路（ＡＳＩＣ）１６あるいはそれとは別に同期直列ポートを介してプログラマブルＤＳＰユニット１８に直接接続されている。他のＡ／Ｄ変換器（図示せず）は、複数の別個の入力信号のデジタル処理を可能にするために装備されても良い。他の入力信号は、これらのＡ／Ｄ変換器によるデジタル化よりも前にアナログ領域で一緒に混合されても良い。また、ミキシングも、モノラルフィルタバンクによる処理よりも前にプログラマブルＤＳＰを使用してデジタル領域において行われても良い。フィルタバンクＡＳＩＣ１６の出力はデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器２０に接続されている。この変換Ｄ／Ａ変換器２０は出力増幅器２２を通して補聴器受信機２４にも同様に接続されている。したがって、フィルタリングされた信号は公知の方法でアナログ信号に逆変換されて増幅され、受信機２４に印加される。
Ａ／Ｄ変換器１４および装備されている任意に付加されたＡ／Ｄ変換器の出力は、図示したようにＡＳＩＣに接続される代わりに、同期直列ポートを介してプログラマブルＤＳＰ１８に接続されても良い。同様に、出力Ｄ／Ａ変換器２０は、それとは別にプログラマブルＤＳＰ１８に接続できる。
フィルタバンクＡＳＩＣ１６内には、デジタル表示の入力信号を複数の別個の複合バンド１−Ｎに分割する解析フィルタバンク２６がある。図１に示されるように、これらのバンドの各々は、それぞれの乗算器２８で所望の利得と乗算される。モノラル処理の場合、負周波数帯域は正周波数帯域の複素共役バージョンである。結果として、負周波数帯域は、暗黙のうちに既知であり、処理される必要はない。乗算器２８の出力は、次にこれらの出力が完全デジタル表示の信号を形成するように再結合される合成フィルタバンク３０の入力に接続されている。
ステレオ処理に関しては、複素共役対称特性を保持しない。この場合、Ｎ個のバンド出力は、利得乗算ステップが実行される前に２つの信号の内容を互いから２つの周波数領域信号に分離するために最初に処理されねばならない。２つの周波数分離信号は、複素共役対称性であり、モノラル処理のために前述されたのと同一の冗長性特性に従う。したがって、乗算器資源２８は、各信号の非冗長（すなわち、正周波数）部分のための２つのセットの利得乗算を実行しなければならない。乗算後、この信号は結合され、モノラル信号になり、他の処理はモノラルの場合と同様である。
公知のように、データおよび処理要求を減らすために、解析フィルタバンク２６からのバンド出力はダウンサンプリングされるかあるいは１０分の１にされる。理論的には、ナイキスト速度での臨界サンプリングに対応する、最高Ｎの１０分の１の率を有する信号情報内容を保持することは可能である。これは、解析フィルタバンク２６からのＮ個の個別のバンド出力が入力信号に対してＮ倍だけ減少されるという事実から生じる。しかしながら、最大１０分の１にすることは、計算上の要求を小さくするけれども、隣接するバンド利得が大いに異なるならば、深刻な折り返しひずみを生じることが分かった。このひずみは入力信号を許容できないように害するので、わずかの量の１０分の１のとることが使用された。好ましい実施例では、バンド出力は、理論的最少のサンプリング速度の率ＯＳ（a factor OS）倍だけオーバサンプリングされる。率ＯＳは妥協案（compromise）、すなわちトレードオフを示し、その結果より大きい値は、より高度な計算を犠牲にしてより少ない歪み（および、したがって電力消費）をもたらす。好ましくは、率ＯＳは、ＤＳＰによってプログラマブルパラメータにされる。
計算を減らすために、時間折りたたみ構造は、図３の変換ベースフィルタバンクに示され、下記により詳細に記載されているように使用される。プロトタイプのローパスフィルタとも呼ばれるウインドウ機能を入力信号に適用した後、得られる信号はセグメントに分解され、積み重ねられ、一緒に付加され、新しい信号になる。この信号はモノラルアプリケーションに対して実数であり、ステレオアプリケーションに対して複素数である。解析フィルタバンクの出力は、このセグメント信号の（偶数あるいは奇数）離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）である（ＤＦＴは通常高速フーリエ変換アルゴリズムで実行される）。ステレオアプリケーションに関しては、複素ＤＦＴが使用されねばならないのに対して、モノラルアプリケーションに関しては実入力ＤＦＴは増加された効率のために使用されても良い。当業者に公知であるように、奇数ＤＦＴは、参照することによってここに組み込まれる、Bellanger,M氏著の「信号のデジタル処理」（ジョンビレイー＆サンズ社、１９８４年）に記載されているような偶数あるいは正規のＤＦＴの拡張である。したがって、好ましい実施例では、本発明は、ＤＦＴの動作がプロトタイプローパスフィルタの周波数応答の調整器あるいは反復器と同様である（すなわち、ウインドウ機能）変換ベースフィルタバンクを備えているので、ウインドウ時間領域信号の離散的フーリエ変換は、解析フィルタバンクからの出力である一連の均等に間隔をあけられた周波数帯域を生じる。本発明の時間折りたたみ構造は、さらに周波数帯域数およびその幅がプログラマブルであることを可能にする。そのようにする際に、この時間折りたたみ構造は、ＤＦＴサイズをウインドウサイズからセグメントサイズに減少させ、所望のフィルタバンド数がウインドウサイズよりも小さい場合、複雑さを減少する。ウインドウサイズＬおよびＤＦＴサイズＮに対するこの技術は、一般的に図３に示されている。全体で、Ｎ個の周波数帯域信号によって示される非負周波数帯域および負周波数帯域の両方を含むＮ個の全周波数帯域がある。モノラルアプリケーションに関しては、これらの信号（すなわち、バンド信号）は直接処理されても良い。ステレオアプリケーションにおいて、２つの入力信号ストリームの周波数内容は図３ａに示されるように最初に分離される。以前に示されるように、モノラルの場合、負周波数帯域は、正周波数帯域から正確に得ることができるために（負周波数帯域は互いの複素共役バージョンであるので）、冗長性である。当業者に明らかであるように、それとは別に正の周波数帯域、すなわち正周波数帯域信号は、非正周波数帯域、すなわち非正周波数帯域信号から得ることができる。したがって、効果的には、不均等積み重ねに対して正規化幅２π／ＮのＮ／２の非負複素周波数帯域があり、均等積み重ねに対して幅２π／ＮのＮ／２−１の非負複素周波数帯域および幅π／Ｎの２つの非負実周波数帯域がある。これはＮ＝８に対して図２ａに示されている。
図２ａに示されるように、各フィルタバンクチャネルの出力は２π／Ｎに帯域制限され、各帯域出力は、Ｒ≦Ｎである場合、理論的には少しの忠実度の損失もなしに率Ｒによって１０分の１にすることができる（すなわち、そのサンプリング速度はＲ番目のサンプル毎だけ保持することによって減少される）。前述のように、周波数内容の広範囲にわたる操作が補聴器でのように必要とされる場合、このフィルタバンクを最大１０分の１にし（すなわち、入力サンプルシフトＲをＤＦＴサイズＮに等しくさせること）、役に立つ結果を得ることは可能でない。したがって、臨界サンプリングの場合Ｎである１０分の１の率はＯＳの率だけより小さい。これは、ＮだけよりもむしろＲ＝Ｎ／ＯＳだけ入力サンプルをシフトすることによって行われる。これは、処理待ち時間（すなわち、ＦＩＦＯシフトによって生じる遅延）は率ＯＳだけより小さいので、群遅延を減少させる際に有利である。帯域サンプリング速度の増加は解析フィルタのエイリアシング要求を軽減する。さらに、スペクトル影像は、合成フィルタの影像の影像除去要求を減少させることによってさらに別々に広げられる。これらのフィルタの要求を減らすことは遅延をさらに減少させる（これらのフィルタはより簡単である、すなわちより低い次数のものである可能があるので）。最大オーバサンプリング、すなわちＯＳ＝Ｎは入力信号の最適再構成を行うが、これは、一般的に許容できない計算上の損失を生じる。
図３を参照するに、重複加算解析フィルタバンク２６はＲ個のサンプルに対する入力５０を含んでいる。公知のように、各サンプルの正確なサイズあるいはワード長は、それが固定小数点実行あるいは浮動小数点実行等であるとしても、必要とされる精度によって決まる。入力５０は、２*ＯＳサンプルの長さを有する円形±符号シーケンサ入力５４に接続される入力も有する乗算ユニット５２に接続されている。シフトレジスタによって発生されても良いこの円形シーケンサ入力５４は、フィルタ帯域の不均等積み重ねに対して一連の入力およびフィルタ帯域の均等積み重ねに対する入力を有する。
乗算器５２において、Ｒ個の入力サンプルの各ブロックは、不変にされたままにするために＋１と乗算される。同じ符号で終わる基本関数（すなわち、連続的である）を有する偶数ＤＦＴに関しては、連続基本関数を得るのに調整は全く必要ない。
奇数フィルタバンク構造に関しては、Ｒ個の入力サンプルの第１のＯＳブロックは、＋１と乗算され、次のＯＳブロックは−１と乗算され、次のＯＳブロックは＋１と乗算される等である。奇数ＤＦＴは、反対の符号で終わる基本関数（すなわち、連続的でない）を有するので、この調整は連続的基本関数を発生するのに役立つ。
乗算器５２の出力は、Ｘ（１：Ｌ）のように示されるＬ個のサンプルを保持する第１のバッファ５６に接続されている。これらのサンプルは、その各々がＲ個のサンプルを含む個別のセグメント５７に分割される。バッファ５６は、Ｌ個のサンプルが所望のウインドウ長を形成するような大きさにされる。ウインドウ長が長くなればなるだけ、益々多くの選択性の各チャネルは付加遅延の犠牲になる。バッファ５６は、Ｗ（１：Ｌ）のように示されるウインドウ関数６０とともに第２の乗算器５８に接続される。高速フーリエ変換手順の調整特性は、等しく間隔をあけられた周波数間隔でウインドウ関数の周波数応答を繰り返すことによって完全に均等に間隔をあけられたフィルタバンク（プロトタイプローパスフィルタとも呼ばれる）を生じる。このウインドウ関数を適切に設計し、フィルタバンクに所望の通過帯域および消去帯域応答を与え、それによって可聴折り返しひずみを減らすことが必要である。
（プロトタイプローパスフィルタである）ウインドウ関数は、理想的には、優れたＭ帯域フィルタ、すなわちＮ個のサンプルの間隔ごとにゼロを有する優れたローパスフィルタに対する条件を満たす。他のウインドウ関数も使用できる。Vaidyanathan,PP氏著の「マルチレートデジタルフィルタ、フィルタバンク、多相ネットワークおよびアプリケーション」
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を参照されたい。当業者に理解されるように、このフィルタは、ウインドウ同期関数としてあるいは固有フィルタを使用することによって設計されても良い（Vaidyanathan,PP氏,およびNguyen,T.Q氏著の「固有フィルタ：ナイキストフィルタを含む最小二乗ＦＩＲフィルタ設計および応用の新しいアプローチ」（IEEE Trans.on Circuit and Systems,Vol.40,No.4（December 1994）,pp11-23）を参照されたい）。ウインドウ関数の係数は、プログラマブルＤＳＰによって発生されるかあるいは発生され、不揮発性メモリに記憶されている。普通のウインドウは、一般的には不揮発性メモリに記憶され、一方、同期関数に基づくパラメータクラスのウインドウに関しては、ウインドウ関数は、若干のパラメータだけを使用してシステム初期化に計算できるときに記憶される必要はない。
第２の乗算器５８の出力は第２の出力バッファ６２に接続されている。この出力バッファ６２は、さらにセグメント６４に配置された同じＬ個のサンプルを有する。ここで、セグメントはＮ個のサンプルを含んでいる。典型的な実施例では、Ｎは３２に等しくてもよく、チャネルの数は（奇数ＤＦＴ／不均等積み重ねに対して）１６あるいは（偶数ＤＦＴ／均等積み重ねに対して）１７である。５５ｄＢよりも大きい帯域エイリアシング削減に対する妥当な感度に関しては、２５６のサンプルのウインドウ長Ｌが使用でき（ウインドウ長ＬはＮの倍数であるように抑制され、好ましい実施例では、計算上簡単にするために２Nの倍数でもある）、オーバサンプリング率ＯＳは２あるいは２以上であるべきである。例えば、ＯＳ＝２にすると、Ｒ＝１６（すなわち、Ｎ／ＯＳ）になる。前述のように、モノラルアプリケーションに対して、サンプルは実数であり、ステレオアプリケーションに対しては、サンプルは複素数である。
セグメントは分離され、バッファ６２の下に示されるように、個別のセグメント６４は、時間折りたたみあるいは時間エイリアシング演算を行うように互いに加算され、それによって入力信号を処理する際に必要な計算数を減少させる。時間折りたたみステップの詳細は、Crochiere,R.E氏およびRabiner,L.R氏著の上記の「マルチレートデジタル信号処理」に記載されている。理想的には、時間折りたたみステップは少しの情報の損失も生じなく、実際の実行において、少しの生じる損失も明らかにすることができない。加算が実行され、この結果は図３に示されるように、好ましくは円形シフトレジスタである円形シフトシーケンサ６６に供給される。このシフトレジスタ６６はＮ個のサンプルを保持し、このサンプルを一度にＲ個のサンプルだけシフトする（ここで、Ｒ＝Ｎ／ＯＳ）。
次に、時間折り返しスタックされ、総計された合計は、必要に応じて、（モノラルアプリケーションに対して図３に示されるように）ＦＦＴ部６８あるいは（ステレオアプリケーションに対して図３ａに示されるように）ＦＦＴ部６８′により奇数ＦＦＴあるいは偶数ＦＦＴに左右される。６８によって与えられるＤＦＴは、実入力を有するＮ点変換（モノラル）であり、６８′によって与えられるＤＦＴは複素入力を有するＮ点変換（ステレオ）である。モノラルアプリケーションに関しては、ＦＦＴ部６８によるＤＦＴ出力の非負周波数成分および乗算器資源部７０からの不均等積み重ねに対する利得値のセットＧ（１：Ｎ／２）（均等積み重ねに対してＧ（１：Ｎ／２＋１））は乗算器７２に接続されている。これは、複素である、すなわち公知のように大きさおよび位相に対して複素数である不均等積み重ねに対して、Ｕ（１：Ｎ／２）（あるいは均等積み重ねに対してＵ（１：Ｎ／２＋１））の出力７４を示す。
図３ａに示されるように、ステレオアプリケーションに関しては、２つのチャネルは、最初に、すなわち乗算ステップの前に、７６に示されるステレオチャネル分離ステップで分離される。図示するために、結合され、単一複素信号ｘ１＋ｊｘ２にする２つの時間領域信号ｘ１およびｘ２の場合を考察する。ここで、ｘ１およびｘ２は、Ｎ個の周波数領域サンプルの長さであるサンプルベクトルである。フィルタバンク動作は線形であるので、解析フィルタバンクからの生じる出力はＸ１＋ｊＸ２であり、ここで、Ｘ１＋Ｘ２はＮ個のサンプルの長さでもある。２つのチャネルＸ１＋Ｘ２の周波数情報は、Ｎ個の帯域出力にある対称関係を使用して分離可能である（すなわち、第１のチャネルスペクトルは対称実数部および非対称虚数部を有するのに対して、第２のチャネルは非対称実数部および対称虚数部を有する）。結果として、周知の動作は、全て２つのチャネルを分離する必要がある。B.P.Flannery氏、S.A.Teukolsky氏、W.T.Vetterling氏著の「Numerical Recipes in C」（ケンブリッジ大学出版：１９９１年）の第１２章を参照されたい。
分離後、これらのデータストリームの非負周波数成分は各々、乗算器資源７０Ａおよび７０Ｂのそれぞれから別個の利得値のセットによって乗算される（乗算器資源７０Ａおよび７０Ｂは、一般的には左右チャネルの別個の処理を示し、各々が不均等積み重ねに対してＮ／２あるいは均等積み重ねに対してＮ／２＋１を含んでいる）。乗算器７２Ａおよび７２Ｂでの乗算ステップ後、２つのチャネルは、モノラルの場合のように出力７４を供給する７８に示される結合チャネルステップで結合される。結合ステップ７８は単に２つの周波数領域ストリームの点毎の合計である。
図１に比べると、図３の乗算器７２および図３ａの乗算器７２Ａおよび７２Ｂは、図１に示された乗算器２８と同様である。
次に、対応する合成フィルタバンクを示している図４に対して参照が行われる。ここで、周波数領域の信号、不均等積み重ねに対してＵ（１：Ｎ／２）（あるいは均等積み重ねに対してＵ（１：Ｎ／２＋１））の複素表示の入力は８０に示される。これは、必要に応じてさらに偶数あるいは奇数である逆ＦＦＴ（ＩＦＦＴ）アルゴリズム部８２によって実行される逆ＤＦＴによって時間領域に変換される。公知のように、ＩＦＦＴ部８２は実出力を発生する。
円形シフトシーケンス６６に対応する場合、シフトレジスタを備えることができる入力円形シフトシーケンサ８４は、Ｎ個のサンプルを保持し、１回にＲ個のサンプルの倍数を減少するステップでサンプルを循環的にシフトする。このシフトは６６によって実行されるシフトを取り消す。
円形シフトシーケンス８４のＮ個のサンプル出力Ｚ′（１：Ｎ）は、入力バッファ８６でＬ／ＤＦサンプルシーケンスを形成するために必要に応じて繰り返され、連結され、ここで、ＤＦは、合成ウインドウの１０分の１の率を示している（解析フィルタバンク時間領域の１０分の１の率Ｒと混乱すべきではない）。後述されるように、パラメータＤＦは、合成ウインドウ関数が解析関数の１０分の１のバージョンに基づいている場合、ＯＳよりも小さいかあるいはＯＳに等しい。さもなければ、ＤＦは１に等しい。この繰り返しおよび連結ステップは前述された時間エイリアシングステップの逆演算である。図４に示されるように、この入力バッファは、円形シフトシーケンス８４から周期的に延ばされる１／ＤＦ*ＮのＮ個のサンプルセグメントとして示される。１／ＤＦ*Ｎは非整数分数であり得る。大きな合成ウインドウの１０分の１の率ＤＦに関しては、１／ＤＦ*Ｎは１よりも小さくてもよく、このような場合、入力バッファ８６は、Ｎ個のサンプルよりも短くなり、Ｚ′（１：Ｎ）の中央部だけを含む。
バッファ８６の出力は乗算器８８に接続されている。乗算器８８は、Ｗ（１：ＤＦ：Ｌ）として示される合成ウインドウ８９に対する他の入力を有する。Ｌ／ＤＦ個のサンプルの長さであるウインドウ８９は望ましくないスペクトル影像を取り除く。解析ウインドウはπ／Ｎの遮断周波数を有し、合成ウインドウはπ／Ｒ＝ＯＳ*π／Ｎの遮断周波数を有する。後者は、これはπ／Ｎで合成ウインドウの減衰を示すので、ＤＦで割られた遮断周波数、すなわちπ／Ｎ*ＤＦの解析フィルタの「垂下」（すなわち減衰）が著しくない場合、ＤＦ≦ＯＳをセットすることによって１０分の１にされた解析ウインドウに基づいても良い。このような場合、合成ウインドウ関数は、ＤＦ≦ＯＳの率だけ解析ウインドウ係数を１０分の１にすることによって発生される。この制約（すなわち、解析ウインドウに基づいた合成ウインドウを有する）は、メモリ制限アプリケーションに対して好ましく、十分なメモリが使用可能である場合、有利なことには取り除かれても良い。前述されているように、Ｌは、解析フィルタバンクのバッファ（図３）に保持されたサンプル数に相当し、ＤＦは合成ウインドウの１０分の１の率を示し、ここで、ＤＦ＝２に対して、あらゆる他のサンプルが削除される。解析ウインドウ関数と同様に、合成ウインドウ関数Ｗ（１：ＤＦ：１）（この表示は、インデックス１で開始し、インデックスＬを超えないＤＦ′番目のサンプル毎に選択することによってベクトルＷから得られるベクトルを示す）は理想的には優れたＭ帯域フィルタ、すなわちＮ／ＤＦ個のサンプルの間隔毎にゼロを有する優れたローパスフィルタである。しかしながら、解析ウインドウのように、他のウインドウ関数も使用できる。乗算器８８の出力は加算器９０に接続されている。加算器９０は、他のサンプルに対して一方の端に入力および他のサンプル入力９４を有するので、出力バッファ９２は新しい入力ブロックが受信される度にＲ個のサンプルをシフトするシフトレジスタのように作動する。
加算器９０の出力はバッファ９２に供給される。矢印によって示されるように、バッファ９２の内容は、Ｒ個のサンプルだけ左に周期的にシフトされる。これは、見て分かるようにバッファ９２の右端にＲ個のゼロを加えることによって行われる。このシフトに続いて、バッファ９２の内容は、Ｗ（１：ＤＦ：１）および周期的に拡張されたバッファ８６の積に加えられる。この結果は、Ｌ／ＤＦ個のサンプル（すなわちＬ／ＤＦ*ＮのＮ個のサンプルセグメントに相当する）を保持するバッファ９２に記憶される。上記に説明されているように、バッファ９２は、大きな合成ウインドウの１０分の１の率ＤＦに対して長さが１Ｎサンプルよりも小さくても良い。
左端でバッファ９２からの出力は、事実上、一緒に加算された信号の一部を含むようにＬ／（ＤＦ・Ｒ）回加えられた信号であることが理解されねばならない。
ウインドウ関数Ｗ（１：Ｌ）の係数、ウインドウの長さＬ、および合成ウインドウの１０分の１の率ＤＦは全て（ＤＳＰユニット１８を介しての）プログラマブルパラメータであるために、本発明は、選択可能なチャネル数および選択可能な帯域幅の範囲を可能にする。付加的長所として、選択可能な均等／不均等積み重ね機能によって、帯域は、遅延の増加なしにチャネル帯域幅の半分だけ同時にシフトできる。したがって、本発明は、チャネルあるいは帯域数およびこれらの帯域幅を選択できる。
一度にＲ個のサンプルがバッファ９２からとられ、乗算器９６に送られる。円形±符号シーケンサ入力５４を反映すると、奇数あるいは偶数のＤＦＴが実行されるかどうかに応じて、さらに一連の＋１あるいは−１の乗算係数を有する他の円形±符号シーケンサ入力９８がある。このステップは、解析段で実行される調整ステップを正確に取り消す。
装置９６において適当な率との乗算の後、Ｒ個のサンプルはＹ（１：Ｒ）として示されるように出力１００にある。これらのサンプルはＤ／Ａ変換器２０に供給される。
各帯域における正しい信号を発生することに加えて再合成手順は、ＯＳによってオーバサンプリングされる場合、臨界サンプリングに対してよりもさらに離れてＯＳ倍間隔をあけられる望ましくないスペクトル影像を発生する。合成ウインドウは、エイリアシングを防止する際に解析ウインドウの関数と同様にこれらの影像を取り除く関数を実行する。これらのウインドウ関数は関連するので、メモリが不足している場合、メモリを保護するために解析ウインドウに関連する合成ウインドウを使用することは好ましい。一般に、再構成ウインドウは、ＤＦ、すなわち合成ウインドウの１０分の１の率によって１０分の１にされる合成ウインドウであることが便利である。
３２に示されるように、プログラマブルＤＳＰ１８への接続は、ＤＳＰが特定の処理方策を実行できるように備えられる。プログラマブルＤＳＰ１８は、揮発性メモリ３６を含むプロセッサモジュール３４を備えている。プロセッサ３４は、チャージポンプ４０が装備されている不揮発性メモリ３５にさらに接続されている。
下記に詳述されるように、いろいろな通信ポートが装備されている。すなわち、１６ビットの入出力ポート４２、同期直列ポート４４およびプログラミングインタフェースリンク４６である。
ＤＳＰ１８によって受信される周波数帯域信号は、異なる帯域の周波数内容を示し、利得調整を決定するためにデジタル信号プロセッサ３４によって使用されるので、所望の処理方策が実行できる。この利得は、周波数帯域信号の特性に基づいて計算され、それから乗算器２６に供給される。個別の乗算器２８が示されているが、実際には、既に示されるように、これらは、フィルタバンク帯域の中で共有される１つあるいはそれ以上の乗算器資源と取り換えることができる。このことは、それが利得更新速度を減らし、他の計算がより有効なＡＳＩＣによって行うことができることによってＤＳＰにより要求される処理量を減らすので、有利であることもある。このように、メモリ要求も減少され、ＤＳＰユニットはより長くスリープモードのままである可能性がある。
プロセッサ３４は、何時利得調整が必要とされるかを決定するためのものであっても良い。利得調整が必要とされない場合、全プログラマブルＤＳＰユニット１８は、電力消費を減らし、したがって電池寿命を延ばすように低電力モードあるいはスタンバイモードに切り換えることができる。
図示されていない本発明の他の変形例において、乗算器２８はＡＳＩＣから省略される。解析フィルタバンク２６からの出力は、それから、必要とされる利得を計算し、この利得を異なる帯域に対する信号に供給することの両方をするデジタル信号プロセッサ３４に供給される。このように修正された帯域信号は、それからＡＳＩＣにフィードバックされ、それから合成フィルタバンク３０に供給される。これは後述される共有メモリインタフェースによって行われる。
ＡＳＩＣ１６とプログラマブルＤＳＰ１８との間の通信は、好ましくは共有メモリインタフェースによって提供される。ＡＳＩＣ１６およびＤＳＰ１８は同時に共有メモリにアクセスでき、その結果、唯一の制約は、両方の装置がメモリの同じ記憶位置に同時に書き込むことができないということである。
ＡＳＩＣ１６およびプログラマブルＤＳＰ１８の両方は、フィルタ係数、アルゴリズムパラメータおよび３８に示されるようなプログラムの記憶のための不揮発性メモリを必要とする。このメモリ３８は、必要に応じてプロセッサ３４によって読み出しあるいは書き込みできる電気的消去可能プログラマブル読み出し専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）あるいはフラッシュメモリのいずれかであり得る。ＥＥＰＲＯＭあるいはフラッシュメモリの大きいバンク（例えば、８ｋバイト）が低供給電圧（１ボルト）で信頼性のある動作を行うことは非常に困難であるために、不揮発性メモリから読み出すかあるいは不揮発性メモリに書き込むことが必要であるときは常に、チャージポンプは不揮発性メモリ供給電圧を増加させるために装備される。一般的には、不揮発性メモリ３８およびその関連チャージポンプ４０は、全装置あるいは補聴器が「起動する」場合だけイネーブルされる。すなわち、この後、それは電力消費を減らすために不作動（電源断）にされる。
プログラムおよびパラメータ情報は、デジタル信号プロセッサ３４をプログラミングインタフェースに接続する両方向プログラミングインタフェースリンク４６を介して、デジタル信号プロセッサ３４に伝送される。したがって、プログラミングインタフェースリンク４６あるいは合成オーディオ帯域信号のためのマイクロフォン１０を通るオーディオリンクのいずれか（およびステレオ実行のための任意の第２のマイクロフォン）は、周波数帯域数、各帯域幅、および他のパラメータを選択できる選択入力を供給する。このインタフェースは、プログラムおよびパラメータ情報を両方向有線リンクあるいは無線リンクを介してパーソナルコンピュータあるいは専用プログラマから受け取る。ワイヤプログラミングインタフェースに接続される場合、不揮発性メモリのための電力はインタフェースによって供給される。すなわち、これは補聴器電池の寿命をさらに増加させる。これとともに同時に出願された譲受人の同時係属出願第 号に詳述されるように、特別合成帯域信号はデジタルフィルタバンク補聴器をプログラム化するためにも使用できる。
同期直列ポート４４は、付加的アナログ／デジタル変換器が２つの入力チャネルを必要とする方式（例えば、ビーム形成、すなわちビーム形成は、少なくとも２つのマイクロフォンを有する補聴器が特定の音源に焦点を合わせることができる補聴器技術における１つの技術である）を処理するために組み込むことができるようにＤＳＰユニット１８上に装備されている。
プログラマブルＤＳＰ３４も、ユーザ制御装置を接続し、ユーザ制御装置に照会する柔軟な方法を提供する。１６ビット幅の並列ポートは、スイッチ、音量制御装置（シャフトエンコーダタイプ）のようなユーザ制御装置の相互接続および将来の拡張のために備えられている。ＤＳＰユニット１８のソフトウェア制御下のこれらの資源を有することは、ハードワイヤＡＳＩＣ実現に関して可能でない適応性をもたらす。
Ｉ+は困難な作動環境でデジタルフィルタバンク補聴器の信頼性を保障するために重要である。したがって、エラーチェックあるいはエラーチェックおよびエラー訂正は不揮発性メモリに記憶されたデータに対して使用できる。補聴器は電源を入れられるときは常に、補聴器は、揮発性メモリの自己試験を実行し、デジタル入力信号を加え、予想された出力信号が発生されることを検証することによって信号経路をチェックする。最後に、ウオッチドッグタイマはシステム安定性を保障するために使用される。所定の割合で、このタイマはサービスされねばならない割り込みを発生するかあるいは全システムはリセットされる。このシステムがリセットされねばならない場合、デジタルフィルタバンク補聴器は可聴表示を発生し、ユーザに警告する。
多数のサブバンド符号化（すなわち、デジタル的に圧縮された）音声信号は、不揮発性メモリ３８に記憶され、補聴器ユーザのために実時間再生するために揮発性メモリ（ＲＡＭ）３６に転送される。サブバンド符号化は、これを参照することによってここに組み込まれるJayant,N.S氏およびNoll,P氏著の「波形のデジタル符号化」（プレンティスホール社；１９８４年）の第１１章および第１２章に記載されるようなものであっても良い。これらの信号は、補聴器動作を可聴指示するために使用される。音声信号のサブバンド符号化は、必要とされる記憶装置（不揮発性メモリ）を減らし、既存の合成フィルタバンクおよびプログラマブルＤＳＰはサブバンド信号デコーダとして使用されるために、既存の合成フィルタバンクおよびプログラマブルＤＳＰを有効利用する。
したがって、本発明によれば、デジタル処理回路は、デジタル表示の入力時間領域信号を複数の周波数帯域に分割する解析フィルタバンクと、この情報を、プログラマブルＤＳＰに／プログラマブルＤＳＰから通信する手段と、帯域を再結合し、時間領域デジタル出力信号を発生する合成フィルタバンクとから成る。
理想的には、デジタル補聴器、あるいは実際にいかなる補聴器も、必要とされる場合だけ周波数に高い分解能を与える不均等周波数帯域を有する。これは、周波数スペクトルで必要とされる場合だけ利得あるいは他のパラメータの修正を可能にする間、帯域数を最少にする。しかしながら、多重チャネルフィルタの最も有効な実現は、この実現がフーリエ変換のような公知の変換に基づく場合、均等の間隔を有することである。したがって、本発明は均等の間隔を有する多重チャネルフィルタを設計できる。
デジタル補聴器によって要求される帯域数、すなわち周波数分解能はアプリケーションによって決まる。低周波数での周波数応答調整に関しては、デジタル補聴器は、２５０Ｈｚの周波数ステップで調整可能であるべきである。この細かい調整によって、聴力測定周波数（聴力特定が測定される標準周波数）の低周波数利得ターゲットが正確にセットできる。
デジタル補聴器によって使用されるサンプリング速度は所望の出力帯域幅に関連している。音声は一般的には５ＫＨｚ以上のエネルギを殆ど有さずに、この周波数範囲をカバーすることは非常に理解できる音声を生じるので、８ｋＨｚの帯域幅に対応する１６ｋＨｚのサンプリング速度は安全のためのマージンを可能にするように選択される。しかしながら、比例する電力消費の増加で、２４ｋＨｚあるいはそれ以上のサンプリング速度はより高い忠実度に望ましいことを証明できる。所望の出力帯域幅を達成するのに必要な最小サンプリング速度は電力消費を最少にするように選択されるべきである。適切な周波数カバレッジおよび分解能は、１６の５００Ｈｚ幅帯域を使用することによって達成される。次に、これは３２点の離散的フーリエ変換を必要とする。帯域は、この実施例では５００Ｈｚの幅であるけれども、帯域エッジは２５０Ｈｚステップで一斉に調整されても良い。これは均等積み重ねあるいは不均等積み重ねとともにＤＦＴの使用によって行われる。
入力信号レベルの変化を出力レベルのより小さい変化にマッピングしようと試みる圧縮器システムは、一般的には、一方の帯域の高レベル音が他方の帯域の利得を減らさなく、音声認識を損なわないように２つあるいはそれ以上の帯域を使用する。若干の完全な理想的なシステムがあると仮定すると、理想的なシステムのために装備されるべきである帯域の数に関する重要な論争がある。現在のコンセンサスは、２つの帯域は１つの帯域よりも良いが、２つ以上の帯域は改善された音声受信しきい値をもたらさないということのようである。しかしながら、いくつかの結果および意見は、過去の結果および多重チャネル圧縮システムを評価するために使用された方法論に疑いを抱かせる。
しかしながら、雑音低減システムに関しては、雑音であるスペクトルのこれらの部分だけが、雑音無しのスペクトルの一部に影響を及ぼさない間、減衰できるように多数の帯域を有することが望ましい。音声を雑音から抽出するために、フィルタは、音声調波を除去するのを避けるために小さい帯域幅を有するべきである。前述の８ｋＨｚ帯域幅に関しては、１２８の帯域は、この問題を避けるのに十分である６２．５Ｈｚの帯域幅を備える。
帯域数、帯域の質、フィルタバンク遅延および電力消費との間に多数の可能なトレードオフがある。一般に、フィルタバンクの数あるいは質を増加させることは遅延の増加および電力使用をもたらす。固定遅延に関しては、帯域の数および帯域の質は互いに逆比例の関係となる。一方、１２８のチャネルは、より高い遅延を許容できる製品のための柔軟な周波数適合に望ましい。多数の帯域は雑音低減アルゴリズムおよびフィードバック低減アルゴリズムに関して最も良い結果を得るために必要である。
他方、１６の高品質チャネルは極端な周波数応答操作により適している。帯域の数は減少されるけれども、帯域間の相互の影響は１２８のチャネル設計におけるよりも非常に低い可能性がある。フィルタバンク利得が互いに対して広いダイナミックレンジにわたって変わる場合、この特徴は急勾配の聴力損失あるいは他の種類の聴力損失に合うように設計された製品に必要である。いま、本発明によれば、フィルタバンク２６，３０はプログラマブルパラメータである多数の帯域を与える。前記の論議によれば、帯域の数は一般的には１６〜１２８の範囲にある。
低周波数分解能の更なる増加（すなわち、より多くのチャネル）は、１つあるいはそれ以上の解析フィルタバンク出力サンプルをさらに処理することによって得ることができる。他のサンプルが処理前に最初に得られなければならないので、この処理は他のシステム遅延を生じる。この技術は、低周波数およびある種の応用に対して許容できるかもしれない。
低処理遅延および高周波を必要とする応用に関しては、この技術の逆が有用である。初期処理は、処理遅延を低下させ、個別のフィルタ帯域の帯域幅を増加させるより少ない帯域で行われる。その後の処理は、一般的には、低周波数遅延を犠牲にして周波数分解能を増加させるようにより低い周波数帯域で実行される。すなわち、より低い周波数帯域は、さらに分割され、より狭い帯域およびより大きい分解能を示す。
一般的には、２つの基本的種類のフィルタバンク、すなわち有限インパルス応答（ＦＩＲ）および無限インパルス応答（ＩＩＲ）がある。ＦＩＲフィルタバンクは固定小数点実行でより良い性能を示すために、ＦＩＲフィルタバンクは、通常好ましく、一定の遅延を設計するのがより容易であり、一定の遅延のものである。フィルタバンクの周波数帯域は、重なっていなくても良いし、わずかに重なっても良いし、ほぼ重なっても良い。補聴器応用に関しては、わずかに重ねられた設計は、隣接帯域間に相互の影響を与えている間、全ての周波数領域情報を保持しているために、わずかに重ねられた設計が好ましい。理想的には、帯域は重なりがなく互いに正確に接触するように設計される。しかしながら、これは、許容できないような大きな遅延を有する非常に大きい次数フィルタを必要とするので、実際には、わずかに重ねられた設計を生じる低次数フィルタ（１２８〜５１２点）が使用される。
前述のように、帯域の均等間隔は、高速周波数領域変換、例えば、時間領域実行よりもより少ない計算を必要とするＦＦＴあるいは離散的コサイン変換のいずれかを使用して実行できるために、帯域の均等間隔が設けられる。
図２に示されるように、均等のフィルタバンクのための２つの種類のチャネル積み重ね配置は公知である。均等積み重ね（図２ａ）に関しては、ｎ＝０のチャネルはω＝０に中心があり、帯域の中心は正規化周波数ωｎ＝２ｎπ／Ｎ（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）にある。
同様に、不均等積み重ね配置（図２ｂ）に関しては、ｎ＝０のチャネルはω＝π／Ｎに中心があり、帯域周波数はωｎ＝２ｎπ／Ｎ＋π／Ｎ（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）にある。これらの均等積み重ね配置および不均等積み重ね配置は、図２ａおよび図２ｂのそれぞれに示されている。オーディオ処理応用に関しては、不均等積み重ねは、ＤＣと同様に半分の帯域も全然ないナイキスト周波数との間の全入力信号帯域幅をカバーするために、通常均等積み重ねよりも好ましい。図２ａおよび図２ｂの周波数帯域（サンプリング速度に対してＤＣ）は、２πのスパンをカバーするために正規化して示されている。
均等積み重ねあるいは不均等積み重ねのいずれかを選択する能力は、使用可能帯域エッジの数を２倍にするときに、重要な長所である。したがって、帯域エッジの配置は選択可能である。この帯域エッジは人の聴力損失の特性に応じて選択できる。図２は、この信号が２πの割合でサンプルされるために、ｆ＝πの周りに対称である０〜πに対する典型的な入力スペクトル（正規化ナイキスト周波数）を破線として示している。図２ｃおよび図２ｄは、不均等積み重ね配置および均等積み重ね配置も示している。これらは各フィルタに対する実フィルタ応答あるいは特性フィルタ応答も示している。
本発明の好ましい実施例が記載されているが、多数の変形例は本発明の範囲内で可能である。
いくつかの種類の聴力損失は、周波数スペクトルにわたって著しい変わり、同様に互いに対して広いダイナミックレンジにわたって変えるように、フィルタバンク利得を必要とする急勾配の損失あるいは他の種類の損失を生じる。このような場合、解析フィルタバンク２６への入力の前に固定フィルタの若干の他の周波数依存利得を供給することは有利になる。これは、固定フィルタあるいは前置フィルタが周波数応答の粗い調整をする協働装置を提供できる。したがって、これは、解析フィルタバンクを細かいダイナミック調整をしたままにし、隣接するフィルタ帯域間の幅広く変わる利得の問題は回避される。
本発明のフィルタバンクの構造は、各フィルタ帯域の中心周波数で純音を発生するための本来の構造を備える。これらの音が聴力損失を測定するために使用される大部分の聴力測定周波数に達するとき、フィルタバンクは純音を出すようにプログラム化することができる。これらの純音の場合、補聴器は、聴力損失を評価し、現在使用されている聴力計を取り換え、試験をより正確に、より現実的にするために直接使用できる。
前述の前置フィルタに加えて、あるいは前述の前置フィルタの代わりに、それとは別に帯域を多数のサブバンドに分割するものとみなすことができる帯域内の周波数制御に対する更なる要求があり得る。このフィルタリング適応性を実現し、最高の信号対雑音比を維持し、上記に概略された簡単で、均等に間隔をあけられた帯域構造を保持するために、後置フィルタが合成フィルタバンク３０の後に付加できる。
著しい高周波利得量を必要とする深刻な損失の大きさを伴う場合がある可能性がある。この場合、利得がフィルタバンクで実現される場合、補聴器は音響的に不安定になり得る。ここで、後置フィルタは、残りのフィルタ帯域だけを残している間に、狭い帯域の発振周波数だけを取り除くためにノッチフィルタの役を果たす。その代わりに、これはフィルタバンクそのものでも行うことができる。
【図１】
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【図２ａ】
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【図２ｂ】
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【図２ｃ】
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【図２ｄ】
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【図３】
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【図３ａ】
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【図４】
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