(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高圧負荷給電用の高圧バッテリから受電した高圧直流電力を降圧して低圧負荷給電用の低圧バッテリへ送電する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、及び、入力される出力電圧切替指令信号に基づいて前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を切り替える出力電圧切替部を備える降圧型車載充電装置において、
前記出力電圧切替部は、入力される前記出力電圧切替指令信号に基づいて前記出力電圧切替指令信号の変化よりも緩慢に前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を変更することを特徴とする降圧型車載充電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、降圧型車載充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、車両に従来の１２Ｖバッテリの他に高圧バッテリを搭載し、エンジン始動、トルクアシスト及び回生制動のための電力や大電力負荷をこの高圧バッテリの充放電によって賄うことにより、ハーネスの必要スペース及び重量の低減や抵抗損失の低減を図る二バッテリ型電源系が提案されている。
【０００３】
その他、ハイブリッド自動車や燃料電池自動車や純バッテリ車でも、車両走行動力発生用電源系の定格電圧は、送電損失低減のために１２Ｖの車両低圧負荷給電用電源系とは別に構成することが通常である。
【０００４】
このような二バッテリ型電源系において各バッテリごとに発電機を積載することは不経済であるため、降圧型車載充電装置（降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ）により高圧バッテリから低圧バッテリに送電することが提案されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記した車載二バッテリ型電源系において低圧バッテリの端子電圧すなわち低圧電源系の電源電圧値を低下することにより、燃費改善を図ることができる。すなわち、低圧電源系の電源電圧値を低下すれば、低圧電気負荷の消費電力は元の電源電圧低下量の二乗値から低下後の電源電圧の二乗値を減算した量だけ節電することができる。
【０００６】
二バッテリ型電源系では、低圧電気負荷は実質的に高圧電源系から給電されているので、このような低圧電源系の電圧低下は、低圧バッテリの充電電力量の減少を招くだけである。
【０００７】
したがって、種々の運転状態、たとえば高圧バッテリを充電する発電機のトルクを減らしたい場合（たとえばトルクアシスト時）には低圧バッテリの電圧を低下したり、逆に高圧バッテリを充電する発電機のトルクを増加したい場合（たとえば回生制動時）には低圧バッテリの電圧を上昇したりするなど、低圧電源系の電圧を運転状態に応じて適宜切り替えることがトータル燃費向上の点で好ましい。
【０００８】
しかし、二バッテリ型電源系において上記した低圧電源系の電圧切り替えを行うことは、燃費向上に有効であるものの、ある種の低圧電気負荷が電源電圧変動に追従して好ましくないフィーリングをドライバーに与えるという問題があった。
【０００９】
たとえば、ヘッドランプは、その端子電圧が変化すると、上記した消費電力変動に応じた光量変化が生じ、ドライバーに違和感を与える可能性がある。また、モータなどの回転数や騒音周波数も電源電圧変化に応じて変動し、ドライバーに同様の違和感を与える。
【００１０】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、ドライバーに違和感を与えることを回避しつつ、節電が可能な降圧型車載充電装置を提供することをその目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の降圧型車載充電装置は、高圧負荷給電用の高圧バッテリから受電した高圧直流電力を降圧して低圧負荷給電用の低圧バッテリへ送電する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、及び、入力される出力電圧切替指令信号に基づいて前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を切り替える出力電圧切替部を備える降圧型車載充電装置において、
前記出力電圧切替部は、入力される前記出力電圧切替指令信号に基づいて前記出力電圧切替指令信号の変化よりも緩慢に前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を変更することを特徴としている。
【００１２】
すなわち、本構成によれば、好適にはパルス信号である出力電圧切替指令信号が入力された場合に緩慢に（好適には２〜３秒以上の時間を掛けて）降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を変更するので、ドライバーに違和感を与えることを回避しつつ、車両運転状態が許す範囲で節電することが可能となる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明の降圧型車載充電装置の好適な態様を以下の実施例により詳細に説明する。
【００１４】
【実施例】
この実施例の降圧型車載充電装置を図１を参照して以下に説明する。
【００１５】
この降圧型車載充電装置は、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１と、入力される出力電圧切替指令信号Ｓinに基づいて作成したＰＷＭ（パルス幅変調）信号Ｓoutを降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１に出力して、この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１のＰＷＭデューティ比を制御する出力電圧切替部２とからなる。
【００１６】
降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、高圧バッテリ３から受電した高電圧（ここでは４８Ｖ）を降圧して低圧バッテリ４及び低圧バッテリ４から給電される図示しない低圧負荷に給電している。降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１としては、インバータ、トランス、整流回路を有するインバータ方式と、チョッパトランジスタ、チョークコイル、平滑回路を有するチョッパ方式とがあるが、いずれにせよスイッチングトランジスタを所定の搬送周波数（ＰＷＭ周波数）で断続し、そのデューティ比を制御することにより出力電圧を制御する回路構成をもつ。この種の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１は周知であり、かつ本発明の要旨でもないので、これ以上の詳細説明は省略する。
【００１７】
出力電圧切替部２の回路構成と動作を以下に説明する。
【００１８】
定電圧回路２１は、内部電源電圧Ｖccと参照電圧Ｖrefとを出力している。
【００１９】
イグニッションキーオフ時には、図示しない外部のコントローラのオープンコレクタの出力トランジスタＱ１はオフ状態であるので、出力電圧切替部２の出力電圧切替指令信号入力用の入力端Ｐsの電位はハイとなり、後述するようにトランジスタＱ２、Ｑ３、Ｑ４はオフするので、オペアンプＯＰのー入力端には、定電圧回路２１から出力される基準電圧Ｖrefを抵抗Ｒ１６、Ｒ１７で分割した電圧Ｖeが入力される。オペアンプＯＰの＋入力端には、低圧バッテリ４の端子電圧を抵抗Ｒ１、Ｒ２で分割した電圧Ｖaが入力される。
【００２０】
オペアンプＯＰは差動増幅回路として、入力電圧差（ＶaーＶe）を比例増幅してＰＷＭ信号形成回路２２に出力する。ＰＷＭ信号形成回路２２は、入力電圧差（ＶaーＶe）に比例するデューティ比をもつ所定搬送周波数のＰＷＭ信号を形成し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１のスイッチングトランジスタの制御電極に出力する。
【００２１】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電流は上記入力電圧差（ＶaーＶe）を低減する方向に変化し、最終的に、低圧バッテリ４の電圧Ｖa’はＶa＝Ｖe＝Ｖref・Ｒ１６／（Ｒ１６＋Ｒ１７）＝Ｖa’・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）を満足する値（ここでは１４Ｖ）になっている。
【００２２】
（トランジスタＱ１がオフからオンへ遷移するモード）
トランジスタＱ１がオフからオンへ遷移する（低圧バッテリが低電圧に遷移する）モードを以下に説明する。
【００２３】
トランジスタＱ１がオンすると、抵抗Ｒ３、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ５を通じて電流が流れて、トランジスタＱ２がオンする。コンデンサＣ１は抵抗Ｒ５と並列に接続された高周波バイパスコンデンサである。
【００２４】
すると、抵抗Ｒ６の電圧降下が増大し、それが抵抗Ｒ７とコンデンサＣ２とからなるローパスフィルタを通じてコンパレータＣompのー入力端に入力電圧Ｖcとして入力される。なお、上記ローパスフィルタを設けたのは、信号波形を鈍らせて、高ノイズ環境下でもコンパレータＣompがノイズ電圧などにより誤反転するのを防止するためである。
【００２５】
コンパレータＣompの＋入力端には、定電圧回路２１から出力される内部電源電圧としての定電圧Ｖccを抵抗Ｒ８、Ｒ９で分圧した参照電圧Ｖbが入力されており、コンパレータＣompは、コンデンサＣ２への電荷チャージ後、ハイレベルからローレベルに反転し、この反転により抵抗Ｒ１０、Ｒ１１からなる抵抗分圧回路の出力電圧が降下し、トランジスタＱ３がオンする。
【００２６】
トランジスタＱ３がオンすると、トランジスタＱ３は、抵抗Ｒ１２、Ｒ１３からなる抵抗分圧回路を通じてトランジスタＱ４をオンする。コンデンサＣ４は抵抗Ｒ１３と並列に接続された高周波バイパスコンデンサである。
【００２７】
オンしたトランジスタＱ４は、抵抗Ｒ１５を通じてコンデンサＣ５を放電し、コンデンサＣの端子電圧は、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７により決定される時定数で所定値まで低下する。コンデンサＣ５の高位端は抵抗Ｒ１４を通じてオペアンプＯＰのー入力端に接続されている。また、上述したように、オペアンプＯＰのー入力端には、出力電圧が定電圧回路２１から基準電圧Ｖrefが抵抗Ｒ１６、Ｒ１７からなる抵抗分圧回路で分圧された後、印加されている。
【００２８】
オペアンプＯＰの＋入力端には、低圧バッテリ４の端子電圧が抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる抵抗分圧回路で分圧されて印加されており、ＲfはオペアンプＯＰの帰還抵抗である。
【００２９】
オペアンプＯＰは、そのー入力端の基準電圧Ｖeと、その＋入力端の電圧（低圧バッテリ４の端子電圧の分圧）との差に比例した出力電圧Ｖoを出力する。結局、出力電圧Ｖoは、コンデンサＣ５の放電とともに徐々に（数秒程度掛けて）低下し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧はそれに応じてハイレベル（１４Ｖ）からローレベル（１３Ｖ）に徐々に低下する。
【００３０】
（トランジスタＱ１がオンからオフへ遷移するモード）
トランジスタＱ１がオンからオフへ遷移する（低圧バッテリ４が高電圧に遷移する）モードを以下に説明する。
【００３１】
トランジスタＱ１がオフすると、抵抗Ｒ３、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ５を通じてながれていた電流が遮断されて、トランジスタＱ２がオフする。
【００３２】
すると、抵抗Ｒ６の電圧降下が０となり、コンパレータＣompは、コンデンサＣ２の電荷放電後、ローレベルからハイレベルに反転し、この反転によりトランジスタＱ３がオフする。
【００３３】
トランジスタＱ３がオフすると、トランジスタＱ３は、コンデンサＣ４の放電後、オフし、コンデンサＣ５は抵抗Ｒ１６、Ｒ１４を通じて、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７により決定される時定数で所定値まで充電される。
【００３４】
これにより、オペアンプＯＰの出力電圧Ｖoは、コンデンサＣ５の充電とともに徐々に（数秒程度掛けて）上昇し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧はそれに応じてローレベル（１３Ｖ）からハイレベル（１４Ｖ）に徐々に上昇する。
【００３５】
この実施例によれば、パルス信号である出力電圧切替指令信号が入力された場合に２〜３秒以上の時間を掛けて降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧を変更するので、ドライバーに違和感を与えることなく、節電することができる。
【００３６】
また、この実施例では、イグニッションキーがオンしている時、基準電圧が瞬時に所定のＶｅになるように分圧回路が構成されているので、レスポンスに優れるという利点がある。
【００３７】
（変形態様）
上記実施例では、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは一方向送電方式のものを用いたが、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータで構成されてもよい。
【００３８】
また、上記実施例では、出力電圧切替部２は抵抗ーコンデンサ回路の時定数を用いたアナログ回路で構成したが、デジタルカウンタを含むデジタル回路またはソフトウエアタイマを含むマイコン回路で構成してもよいことは勿論である。
【００３９】
更に、図１のアナログ回路は種々変更、省略、単純化を行うこともでき、イグニッションスイッチがオフしている状態では、電力消費が生じないように工夫することもできることはもはや周知の技術範囲である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の降圧型車載充電装置の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１  ＤＣ−ＤＣコンバータ
２  出力電圧切替部
３  高圧バッテリ
４  低圧バッテリ
【図１】
0004277457.tif 000002