(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ディスクリートなサポート箇所によって定められる，マップメモリに格納されているマップを用いて，電気的構成素子の，特に測定量変換器の，電気的出力信号の非線形性を補正する方法であり，
その際に前記電気的出力信号の非線形性に影響を及ぼす少なくとも１つのアナログ信号に従って前記マップの隣接するサポート箇所が求められて，
該サポート箇所の間に補間される際に前記少なくとも１つのアナログ信号がマップをアドレスするためにデルタ−シグマ−変調器によってアナログ／デジタル変換される，出力信号補正方法において；
前記少なくとも１つのアナログ信号が前記デルタ−シグマ−変調器によってオーバーサンプリングされて前記信号内の量子化ノイズが信号周波数領域から前記信号周波数領域よりも高い周波数へシフトされ，
前記マップが格納されている前記マップメモリが前記デルタ−シグマ−変調器の出力信号によってアドレスされる際に前記量子化ノイズに基づく前記信号のノイズが前記マップのサポート箇所間の補間に使用されることを特徴とする，出力信号補正方法。
【請求項２】
前記量子化ノイズの大部分がローパスフィルタリングによって前記マップの出力信号から除去されることを特徴とする，請求項１に記載の出力信号補正方法。
【請求項３】
前記ローパスフィルタリングのためにデシメーションフィルタが使用されることを特徴とする，請求項２に記載の出力信号補正方法。
【請求項４】
前記デルタ−シグマ−変調器によってオーバーサンプリングされた前記１又は各信号は，前記マップがアドレスされる前に，他のデルタ−シグマ−変調器を通ることを特徴とする，請求項１から３のいずれか１項に記載の出力信号補正方法。
【請求項５】
前記マップの出力信号が，前記電気的構成素子の補正された出力信号として使用されることを特徴とする，請求項１から４のいずれか１項に記載の出力信号補正方法。
【請求項６】
電気的構成素子の電気的出力信号の非線形性を補正するための前記電気的構成素子の，特に測定量変換器の，デジタルのセンサ評価回路であって，その際に前記センサ評価回路は，
−マップのディスクリートなサポート箇所が格納されるマップメモリと，
−前記マップメモリのアドレッシングによって前記マップに前記出力信号の非線形性に影響を及ぼす少なくとも１つの信号を供給する手段と，
−前記マップに前記少なくとも１つの信号を供給する前に，前記信号をアナログ／デジタル変換するためのデルタ−シグマ−変調器と，
−前記信号に従って前記マップの隣接するサポート箇所を求める手段と，
−前記信号に従って前記サポート箇所間の補間によって前記マップの出力信号を求める手段と，
−前記マップの前記出力信号に従って前記電気的構成素子の前記出力信号を補正する手段と，
を備える前記センサ評価回路において；
前記デルタ−シグマ−変調器は，前記信号をオーバーサンプリングして前記信号内の量子化ノイズを信号周波数領域から前記信号周波数領域よりも高い周波数へシフトし，
前記センサ評価回路は，前記デルタ−シグマ−変調器の出力信号を用いてマップメモリをアドレスし，その際に前記マップの前記サポート箇所間の補間が，前記量子化ノイズに基づく前記信号のノイズを用いて行われることを特徴とする，センサ評価回路。
【請求項７】
前記センサ評価回路は，請求項２から５のいずれか１項に記載の方法を実行する手段を備えることを特徴とする，請求項６に記載のセンサ評価回路。
【請求項８】
測定量変換器の出力信号の非線形性を補正するためのデジタルのセンサ評価回路を備え，センサによって検出された物理的又は化学的な量を電気的な出力信号に変換する測定量変換器であって，
その際に前記センサ評価回路は，
−マップのディスクリートなサポート箇所が格納されるマップメモリと，
−前記マップメモリのアドレッシングによって前記マップに前記出力信号の非線形性に影響を及ぼす少なくとも１つの信号を供給する手段と，
−前記マップに前記信号を供給する前に前記信号をアナログ／デジタル変換するためのデルタ−シグマ−変調器と，
−前記信号に従って前記マップの隣接するサポート箇所を求める手段と，
−前記信号に従って前記サポート箇所間の補間によって前記マップの出力信号を求める手段と，
−前記マップの出力信号に従って電気的構成素子の出力信号を補正する手段と，
を備える前記測定量変換器において；
前記デルタ−シグマ−変調器は，前記少なくとも１つの信号をオーバーサンプリングして前記信号内の量子化ノイズを信号周波数領域から前記信号周波数領域より高い周波数へシフトし，
前記センサ評価回路は，前記デルタ−シグマ−変調器の出力信号を用いて前記マップメモリをアドレスし，その際に前記マップの前記サポート箇所間の補間が前記量子化のノイズに基づく前記信号のノイズを用いて行われることを特徴とする，測定量変換器。
【請求項９】
前記評価回路は，請求項２から５のいずれか１項に記載の方法を実施する手段を備えていることを特徴とする，請求項８に記載の測定量変換器。
【請求項１０】
計算機上，特にマイクロプロセッサ上で実行可能なコンピュータプログラムにおいて，
該コンピュータプログラムは，前記計算機上で実行された場合に，請求項１から５のいずれか１項に記載の方法を実行するのに好適であることを特徴とする，コンピュータプログラム。
【請求項１１】
前記コンピュータプログラムは，メモリ素子上に格納されていることを特徴とする，請求項１０に記載のコンピュータプログラム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は，ディスクリートなサポート箇所によって定められるマップを用いて電気的な構成素子の出力信号の非線形性を補正する方法に関する。また，本発明は，構成素子の出力信号の非線形性を補正するための，電気的構成素子のデジタルのセンサ評価回路に関する。さらに，本発明は，センサによって検出された物理的又は化学的な量を電気的な量に変換するための測定量変換器に関する。また，本発明は，計算機上，特にマイクロプロセッサ上で遂行可能な，コンピュータプログラムにも関する。
【０００２】
【従来の技術】
センサは，例えば自動車の使用，工業設備制御，あるいは医療技術の使用において，制御装置に測定可能な物理的又は化学的（多くは非電気的）である量に関する情報を供給する。測定量変換器は，測定量を電気的な量（電圧，電流，抵抗，容量，周波数など）に変換する。
【０００３】
このとき，上記の変換は，通常，測定量変換器の比較的大きい製造許容誤差と，例えば温度経過のような非線形性に支配される。さらに，上記の電気的な量は，大抵の場合において，極めて小さいので，制御装置へ直接伝達するには，不適である。
【０００４】
従って，測定量変換器には，信号評価回路が取り付けられ，この信号評価回路は，電気的な信号を編集してアナログ又はデジタルのインターフェイスを介して制御装置へ伝達する。また，信号評価回路は，例えば感度，オフセット及び温度経過を部分固有に補正することができる。そのために必要なデータは，不揮発性メモリに格納される。
【０００５】
この種のセンサ評価回路は，アプリケーション固有の内蔵された回路（いわゆるＡＳＩＣＳ）として，ますます形成されるようになっている。一般に実施されている評価回路として，係数のためのＤ／Ａ（デジタル／アナログ）−変換器を備えた純アナログの評価回路がある。
【０００６】
また，デジタルの評価回路も次第に多く使用されるようになってきている。デジタルの評価回路においては，例えばオフセットのアナログの前補正あり，又はなしの電気的な信号がＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換されて，その後にデジタルの信号補正を受ける。測定量の通常の限界周波数は，キロヘルツ以下にあることが多いが，センサの解像度には，高い要請が課される。
【０００７】
この種のシステム内でキーの役割を割り当てられる電気的の代替量のＡ／Ｄ変換のために，いわゆるデルタ−シグマ−変換器（デルタ−シグマ−変調器又はシグマ−デルタ−変調器）が提供される。これは，特に最近のＩＣプロセスに言えることであって，そのＩＣプロセスにおいては，デジタル回路の実装密度と達成可能な切換え速度が増加し，他方で構成素子のアナログ品質はむしろ減少する（例えば，特許文献１参照）。
【０００８】
【特許文献１】
独国特許第１００３４８１３号明細書
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら，非線形の伝達特性及び／又は温度経過を有する測定値変換器においては，評価回路内の非線形の補正も必要となる可能性がある。ここで最大の自由度を提供するのは，マップ校正である。このマップ校正について，図２に示される二次元のマップを用いて説明する。
【００１０】
図２に示すように，物理的な測定量ｙ１は，非線形の関数ｙ１＝ｆ（ｘ１，ｘ２）により，２つの信号ｘ１とｘ２に依存している。信号ｘ１は，例えば測定ブリッジの出力信号，信号ｘ２は，例えば温度信号とすることができる。図２の関数ｆ（ｘ１，ｘ２）を表す湾曲面のグリッドネットワーク点を，マップメモリに格納することができる。その際に，評価回路は，一般にこれらグリッドネットワーク点の間に位置する各々の具体的な補正値ペア（ｘ１，ｘ２）について，近似的に正しい出力値を求めるために，サポート箇所として４つの周囲のグリッドネットワークによる補間を行わなければならない。
【００１１】
その際に，補間は，それぞれサポート箇所が密になるほど，それぞれの方向における関数の曲率が小さくなるほど正確になる。この理由から，例えば図２からは，方向ｘ２におけるサポート箇所密度は，方向ｘ１におけるよりも少なく選択されている。マップの次元，従って入力量ｘｉの数は，原則的に任意であるが，１次元（いわゆる特性曲線）と２次元の場合が頻繁に起こる。
【００１２】
このとき補間は，マップの４つの包囲するグリッドネットワーク点を用いて論理演算装置を使用して実行される。すなわち，好適なソフトウェアを備えたマイクロプロセッサ，デジタルの信号プロセッサ（いわゆるＤＳＰ），又は特殊なＲＩＳＣ（ｒｅｄｕｃｅｄ  Ｉｎｓｔｒｕｃｉｔｏｎ  Ｓｅｔ  Ｃｏｍｐｕｔｉｎｇ）−プロセッサを使用することができる。
【００１３】
しかし，この種のプロセッサ解決の実現に付随するコストは，特に，例えば自動車内に使用する場合に絶縁耐力と信頼性に対する要請により使用される実装密度の低いＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）−プロセッサを使用する場合には，しばしば受け容れられない。
【００１４】
評価回路内の非線形性補正のために普及している他の解法は，通常の線形性の校正から直接導き出されている。線形の場合においては，信号は，校正手順において決定された係数で乗算されて合計される。このとき係数は，非線形の校正のために，信号及び／又は温度に依存してアドレスされるマップメモリからもたらすこともできる。このことは，最終的にサポート箇所が多くなった場合には，アドレッシング信号がサポート箇所を通過する際に，（多くは望ましくない）出力信号内の飛躍をもたらすことを意味する。
【００１５】
ここでは，オーバーサンプリング方法の使用で対処することができる。ホスティカ（Ｂ．Ｊ．Ｈｏｓｔｉｃｋａ）の「ＣＯＭＳセンサシステム」，Ｓｅｎｓｏｒｓ  ａｎｄ  Ａｃｔｕａｔｏｒｓ  Ａ６６（１９９８），第３３５−３４１ページ，特に第３４０ページの記載においては，オーバーサンプリングされた温度信号が，アナログの信号評価チャネルのための係数を供給するマップのアドレッシングに利用される。その場合に，このアナログのチャネルの帯域幅は，非常に低いので，サポート点数量化の数量化ノイズの大部分が再びフィルタリングアウトされる。
【００１６】
本発明は，従来の電気的構成素子の出力信号の非線形性を補正する方法が有する上記問題点に鑑みてなされたものであり，本発明の目的は，電気的構成素子，特に測定量変換器の非線形の伝達特性及び／又は温度経過の補正を改良し，特に，マップのサポート箇所間の補間を用いて，より簡単に，コストパフォーマンス良く非線形を補正することができる，新規かつ改良された電気的構成素子の出力信号の非線形性を補正する方法を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため，本発明の第１の観点によれば，ディスクリートなサポート箇所によって定められる，マップメモリに格納されているマップを用いて，電気的構成素子の，特に測定量変換器の，電気的出力信号の非線形性を補正する方法であり，その際に電気的出力信号の非線形性に影響を及ぼす少なくとも１つのアナログ信号に従ってマップの隣接するサポート箇所が求められて，サポート箇所の間に補間される際に少なくとも１つ又は各信号がマップをアドレスするためにデルタ−シグマ−変調器によってアナログ／デジタル変換される，方法において，少なくとも１つ又は各信号がデルタ−シグマ−変調器によってオーバーサンプリングされて信号内の量子化ノイズが信号周波数領域から信号周波数領域よりも高い周波数へシフトされ，マップが格納されているマップメモリがデルタ−シグマ−変調器の出力信号によってアドレスされる際に量子化ノイズに基づく信号のノイズが使用されることを特徴とする，電気的構成素子の出力信号の非線形性を補正する方法が提供される。
【００１８】
また，本発明の第２の観点によれば，電気的構成素子の電気的出力信号の非線形性を補正するための電気的構成素子の，特に測定量変換器の，デジタルのセンサ評価回路であって，その際に評価回路は，マップのディスクリートなサポート箇所が格納されるマップメモリと，マップメモリのアドレッシングによってマップに出力信号の非線形性に影響を及ぼす少なくとも１つの信号を供給する手段と，マップに少なくとも１つ又は各信号を供給する前に，信号をアナログ／デジタル変換するためのデルタ−シグマ−変調器と，信号に従ってサポート箇所間の補間によってマップの出力信号を求める手段と，マップの出力信号に従って電気的構成素子の前記出力信号を補正する手段と，を備える評価回路において，デルタ−シグマ−変調器は，信号をオーバーサンプリングして信号内の量子化ノイズを信号周波数領域から信号周波数領域よりも高い周波数へシフトし，センサ評価回路は，デルタ−シグマ−変調器の出力信号を用いてマップメモリをアドレスし，その際にマップのサポート箇所間の補間が，量子化ノイズに基づく１又は各信号のノイズを用いて行われることを特徴とする，評価回路が提供される。
【００１９】
さらに，本発明の第３の観点によれば，測定量変換器の出力信号の非線形性を補正するためのデジタルのセンサ評価回路を備え，センサによって検出された物理的又は化学的な量を電気的な出力信号に変換する測定量変換器であって，その際に評価回路は，マップのディスクリートなサポート箇所が格納されるマップメモリと，マップメモリのアドレッシングによってマップに出力信号の非線形性に影響を及ぼす少なくとも１つ又は各信号を供給する手段と，マップに信号を供給する前に信号をアナログ／デジタル変換するためのデルタ−シグマ−変調器と，信号に従って，マップの隣接するサポート箇所を求めるための手段と，信号に従ってサポート箇所間の補間によってマップの出力信号を求める手段と，マップの出力信号に従って電気的構成素子の出力信号を補正する手段と，を備える前記測定量変換器において，デルタ−シグマ−変調器は，少なくとも１つ又は各信号をオーバーサンプリングして信号内の量子化ノイズを信号周波数領域から信号周波数領域よりも高い周波数へシフトし，センタ評価回路は，デルタ−シグマ−変調器の出力信号を用いてマップメモリをアドレスし，その際にマップのサポート箇所間の補間が量子化ノイズに基づく信号のノイズを用いて行われることを特徴とする，測定量変換器が提供される。
【００２０】
本発明によれば，測定量変換器の非線形の伝達特性及び／又は温度経過の補正は，一貫して純デジタルの任意の次元のマップ描写に拡大される。本発明の核心は，デルタ−シグマ−変調器の使用によりハイパス特性を有するノイズ形成を受けたオーバーサンプリングされた信号によるマップメモリのアドレッシングである。マップ描写に従って，数量化ノイズの大部分をローパスフィルタリングにより再び出力信号から除去することができる。このことは，隣接するサポート箇所を介しての補間と同一視される。
【００２１】
この方法に必要なノイズ形成の一部は，入力信号のためのＡ／Ｄ−変換器としてデルタ−シグマ−変調器を使用することによって実行される。このノイズ形成が変調次数，サポート箇所の数及びメモリアクセスレートにおける制限によって十分でない場合には，デシメーションフィルタ（ｄｅｚｉｍａｔｉｏｎｓｆｉｌｔｅｒ又はＤｅｃｉｍａｔｉｏｎｓｆｉｌｔｅｒ）とデジタルのデルタ−シグマ−変調器の非常に効果的な積分を使用することができる。デシメーションフィルタによって，エイリアシング効果を回避して，サンプリングレートを変化させることができる。
【００２２】
この場合において，デシメーションフィルタは，サンプリングレートを減少させて，それによって非線形の補正のためのハードウェアと計算のコストを減少させるために使用される。このとき，マップの大きさは，「リニア−バイパス」−回路の使用により線形の補正成分を別に処理することになるので，著しく減少させることができる。
【００２３】
部分アナログの解決に対する本発明の利点は，デジタル部分の絶対的なドリフト安定性，最近のＩＣプロセスの利用，及びテスト可能性がより改善される点にある。プロセッサベースの解決に対する利点は，特に自動車使用において用いられるような，適度な実装密度のＩＣ−プロセッサにおいて面消費が少ないことである。
【００２４】
特に重要なのは，本発明に基づく方法をコンピュータのためのコンピュータプログラムの形式で実現することである。コンピュータプログラムは，計算機上，特にマイクロプロセッサ上で実行可能であって，かつ本発明に基づく方法を実行するのに好適である。このコンピュータプログラムは，コンピュータプログラムが本発明に基づく方法を実行するのに好適である方法と同様に，発明を表している。
【００２５】
このとき，コンピュータプログラムは，コンピュータのためのメモリ素子上に格納されていることが好ましい。メモリ素子として，特に電気的，磁気的及び／又は光学的なメモリ媒体，例えばリードオンリーメモリ，ランダムアクセスメモリ，フラッシュメモリ，ディスケット，コンパクトディスク（ＣＤ）などを使用することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照しながら，本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお，本明細書及び図面において，実質的に同一の機能構成を有する構成要素については，同一の符号を付することにより重複説明を省略する。
【００２７】
図１は，本発明の第１の実施の形態であるセンサの測定量変換器における可能な使用の例を示している。図１において，センサは，参照符号８で示されている。センサ８は，例えば自動車の使用，工業設備制御，又は医療技術の使用において，制御装置９へ測定可能な物理的又は化学的（多くは非電気的）である量１０に関する情報を供給する。
【００２８】
測定量変換器１１は，測定量１０を電気的な量１８，例えば電圧，電流，抵抗，容量，周波数等に変換する。かかる変換は，通常では，測定量変換器１１の比較的大きい製造許容誤差，及び温度経過等の非線形性に支配される。さらに，電気的な量１８は，大抵の場合において極めて小さいので，制御装置９へ直接伝達するには適していない。
【００２９】
そのため，測定量変換器１１には，信号評価回路１２が設けられており，この信号評価回路は，上記の電気的な信号１８を編集して，編集した信号２０をアナログ又はデジタルのインターフェイスを介して制御装置９へ伝達する。この信号評価回路１２は，例えば感度，オフセット及び温度経過を部分固有に補正することができる。評価回路１２は，補正値ｙｉを求め，出力信号２０として出力する。
【００３０】
図３は，アナログの入力信号ｘ１，…，ｘＮ（Ｎ＝２まで図示）と出力信号ｙ１，…，ｙＭ（Ｍ＝２まで図示）を有するＭ−倍Ｎ−次元のマップ描写の場合における測定量変換器１１のための本発明の実施形態に基づく信号評価回路１２の原理的な構造を示している。入力信号ｘ１，…，ｘＮは，測定量変換器１１から来るアナログの電気量である。入力信号ｘｉは，測定量変換器１１の出力信号１８の非線形性に影響を及ぼす信号である。
【００３１】
図１において，測定量変換器１１の出力における電気的な量１８も入力信号ｘｉの１つである。それによって，電気的な量１８に依存する補正値ｙｉを求めることができる。入力量ｘｉの他の例としては，例えば周囲温度，又は媒体あるいは構成部分の温度等の温度であって，その物理的あるいは化学的な量１０が測定される。
【００３２】
出力信号ｙ１，…，ｙＭは，アナログ又はデジタルの電気量であって，これら出力信号は，任意のアナログ若しくはデジタルのインターフェイスを介して制御装置９へ供給することができる。符号ｎk，ｊは，それぞれの固定小数デジタル信号のワード幅を表しており，その場合に符号ｋは，左から右への信号の流れにおける位置を，符号ｊは，それぞれのチャネル（入力における１，…，Ｎ，若しくは出力における１，…，Ｍ）を示している。
【００３３】
ブロックの間には，それぞれのサンプリング周波数ｆＳ１，…，ｆＳ３が記載されており，その場合に簡単にするためにチャネルについては区別されない。しかし，実際には，周波数ｆＳ１とｆＳ３は，それぞれのチャネルの解像−及び限界周波数条件への理想的な適合を保証するために，チャネル固有に選択される。ただ周波数ｆＳ２の場合には，固定のサンプリングレート，すなわちマップメモリ２へのアクセスレートのみが可能である。
【００３４】
入力信号ｘｉは，Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）−変換器１によってレートｆＳ１を有するワード幅ｎ１，ｉのデジタル信号に変換される。このとき，ローパス−デルタ−シグマ−変換器が使用されることが好ましい。なぜなら，かかる変換器は，既にその数量化ノイズのハイパス−ノイズ形成を実施するからである。ワード幅ｎ１，ｉは，通常では１に等しい。
【００３５】
従って周波数ｆＳ１は，要請される解像度にとって十分なオーバーサンプリングを保証するために，要請されるシステム帯域幅に比較して大きく選択されている。周波数ｆＳ１は，通常では，ほぼ最小のサンプリングレートの係数１００の領域にある。オーバーサンプリングは，通常，センサ技術において、容易には達成できない。なぜなら，上記領域では信号帯域幅は，むしろ小さいからである。
【００３６】
本来のマップ１３は，測定量変換器１１の校正を可能にするために，通常，不揮発性メモリ２，例えばＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ  Ｅｒａｓａｂｌｅ  Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ  Ｒｅａｄ−Ｏｎｌｙ−Ｍｅｍｏｒｙ）に格納される。このとき，校正は，センサ形成の最後に実行されるのが好ましい。マップ１３を格納するために，不揮発性メモリ２の代わりに，揮発性メモリ，例えばＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ−Ａｃｃｅｓｓ−Ｍｅｍｏｒｙ）も使用可能である。その内容は，それぞれ制御装置９のエネルギ供給のスイッチオン後に，センサ８へダウンロードされる。
【００３７】
本発明に基づく方法は，信号のオーバーサンプリングを基礎としているので，マップメモリ２への可能な限りでの高いアクセスレートｆＳ２が望ましい。しかし，このレートは，技術的に制限されている。従って，低い次数のデルタ−シグマ−Ａ／Ｄ−変換器を使用する場合には，サンプリングレートをｆＳ１からｆＳ２へ減少させることが必要である。これは，図３に記載のデシメーションフィルタ３（又はＤｅｚｉｍａｔｉｏｎ−ＦｉｌｔｅｒあるいはＤｅｃｉｍａｔｉｏｎ−Ｆｉｌｔｅｒ）で示すように，エイリアシング効果を防止するために実行することができる。その際にワード幅は，ｎ１，ｉからｎ２，ｉへ引き上げられる。
【００３８】
次元ｉのサポート箇所の数は，表示すべきマップ描写の非線形性に適応されている。ワード幅ｎ２，ｉは，サポート箇所の数に適応されなければならない。２ｎ２，ｉは，サポート箇所の所望の数よりもずっと大きい。ここで，むしろ重要なのは，ワード幅ｎ３，ｉであって，それは上述したサポート箇所数のベース２の対数に対して次に大きい整数の値に等しい。この数は，メモリ２を十分に良く利用するために，通常２の累乗指数として選択される。
【００３９】
しかし他の値は，制限回路を使用することによって，同様に容易に実現可能である。ワード幅ｎ２，ｉからワード幅ｎ３，ｉへ引き下げるために，まず，単純に一つにまとめることが考えられる。しかしこれは，形成されない近似的にホワイト数量化ノイズをもたらし，かかるノイズは，信号帯域内で有効信号から分離されない。従って解像要請は，通常満たされない。
【００４０】
また，より良好な可能性として，デジタルのデルタ−シグマ−変調器４内のハイパス−ノイズ形成によるワード幅削減がある。もちろんその代わりに，フロントエンドにおいてより高次のデルタ−シグマ−Ａ／Ｄ−変換器１を実施することもできる。
【００４１】
Ｎ−次元のマップ描写においては，データレートｆＳ２を有するワード幅ｎ３，ｉのＮのデジタル信号を使用することができる。これらのデータは，単純にビット単位で継ぎ合せることによって，マップメモリ２のｎ３ビット幅のアドレスへ移行させることができる。
【００４２】
このメモリ２へデータを適切に格納することにより，各サポート箇所の組み合わせに対して，従って各アドレスに対して，正しいマップデータを準備することができることが保証される（図２も参照）。それぞれマップデータの必要とされる解像と，レートｆＳ２の唯一のアクセスによって照会される，個別マップの数Ｍに従って，アドレス論理は，各アドレスについてメモリ２から多数の連続するワードを照会しなければならない。このことは，本来のメモリアドレスを得るためには，幅ｎ３のアドレスワードに，さらに最も重要性の低い１つ又は複数のビットを付加しなければならないことを意味している。
【００４３】
マップメモリ２の出力には，最終的に，レートｆＳ２を有するワード幅ｎ４のデータが提供される。これによって，ワード幅ｎ４，ｊの個別マップの数Ｍの個別信号に分割することができる。値ｘｉが２つのサポート箇所の間にある場合には（図２を参照），ノイズ形成を有するオーバーサンプリングは，隣接するサポート箇所間でアドレスの準ランダムな変化をもたらし，オーバーサンプリングされた値Ｘｉの時間的な平均値は，正確な値ｘｉを示す。
【００４４】
マップメモリ２の出力においては，出力データは，オーバーサンプリングされた値Ｘｉと同様に、これらサポート点に対応づけられているマップ１３の間で時間的に変化する。ここでは，出力データの時間的な平均値は，サポート点の間で補間された値を表す。サポート箇所の単位内の値ｘｉを中心とするノイズの振幅は，使用されるノイズ形成の次数に依存する。すなわち，より高次の補間も可能である。補間をもたらす時間的な平均値形成は，マップメモリ２の後段でローパスフィルタ５によって実行することができる。通常ここでは，さらにまたサンプリングレートがｆＳ２からｆＳ３へ引き下げられ，そのための他のデシメーションフィルタ６が必要とされる。
【００４５】
本発明の最も重要な視点は，マップデータのワード幅ｎ４，ｊが，信号帯域幅に比較してレートｆＳ２によって与えられるオーバーサンプリングにおける解像の表示のために必要とされるよりも，典型的に高く選択されることである。このことは，校正の所望の調節精度を保証するために必要である。
【００４６】
本発明の本実施形態に基づく方法の説明から明らかなように，等間隔のサポート箇所の選択が前提とされ，その場合に各次元ｉにおけるサポート箇所の数は，互いに関係なく選択することができる。もちろん，上記Ｍ個の個別マップの各々についてサポート箇所は強制的に同一であって，ただこれらのサポート箇所に対するマップデータが異なる。
【００４７】
次元決定における重要な点は，与えられたマップ大きさにおいて得られる解像とマップ描写の非線形性の度合いとの関係である。この非線形性によって，より高い周波数領域からのノイズ成分が有効帯域内へ反映される。この効果は，数値的なシミュレーションによってのみ検出可能である。特にここで，いわゆる「パターンノイズ」−効果が障害として作用する。これに関連して，デジタルのデルタ−シグマ−変調器４内でいわゆる「ディザリング」−技術の使用を考慮することができる。
【００４８】
マップメモリ２の前段のデシメーションフィルタ３とデジタルのデルタ−シグマ−変調器４を実現するために，極めて効果的なハードウェア節約方法がある。
【００４９】
図４（ａ）には，いわゆるｓｉｎｃ２−デシメーションフィルタの典型的なアーキテクチャが図示されている。その場合にzｉ＝ｅｘｐ（ｊ＊２＊ｐｉ＊ｆ／ｆＳｉ）は，それぞれのサンプリング領域ｉのためのｚ−トランスフォーメーションのスペクトル変数を示している。本図において，符号Ｄは，デシメーション係数ｆＳ１／ｆＳ２を表す。
【００５０】
図４（ｂ）には，ループパラメータa１，a２，b１及びｃ１を有する２次のデジタルのｎｂ−ビットのデルタ−シグマ−変調器２の典型的な実現が示されている。数量化器は，この場合には，重要性の低いビットを単純に下落させることによって実現される。ループパラメータは，わずかなシフト−及び付加演算に基づくｃｓｄ−形式を使用して示されている。
【００５１】
図５には，本発明の他の実施の形態に基づき，アナログの入力信号ｘ１，…，ｘＮ（Ｎ＝２まで図示）と出力信号ｙ１，…ｙＭ（Ｍ＝２まで図示）を有するＭ−倍のＮ−次元マップ描写の場合における測定量変換器１１の信号評価回路１２の原理的な構造が示されている。その場合にマップ描写は，図３に基づく測定量変換器１１の場合に使用されたデシメーションフィルタ３とデジタルのデルタ−シグマ−変調器４の代わりに，デシメーション−変調器７を使用して実行される。
【００５２】
デシメーション変調器７の可能なブロック回路図は，図６（ａ）と図６（ｂ）に示されている。
【００５３】
図６（ａ）は，図５の測定量変換器のデシメーション変調器を示す第１のブロック図であり，図６（ｂ）は，図５の測定量変換器のデシメーション変調器を示す第２のブロック図である。図６（ａ）は，２次のデシメーション変調器を示している。シャノンの定理を使用して，このデシメーション変調器７の信号伝達関数もノイズ伝達関数も，図４（ａ）と図４（ｂ）に基づくデシメーション３とデジタルのデルタ−シグマ−変調器４が図６（ｂ）に示す直列回路に等しいことを示すことができる。
【００５４】
数量化演算の著しい非線形性に基づいて，関数を数値的なシミュレーションによって検査しなければならない。この種のシミュレーションは，図６（ｂ）で主張されている等価を保証する。伝達関数z１とz２を有する図６（ｂ）の２つのブロック１４，１５は，単に負の遅延を示すのみであり，それは，デシメーション変調器７を通過するグループラン時間がデシメーションフィルタ３と変調器４の直列回路を通過するグループラン時間よりも短いことを意味している。ただ，６つのレジスタバンクの代わりに，２つしか必要としないという状況においてだけでも，図５に基づく解法の節約能力が認識される。
【００５５】
出力信号ｙｊが入力信号ｘｊ（i＝ｊについて）に略線形に依存し，かつｉ＝１，…，Ｎを有する全入力信号ｘｉに依存するわずかな非線形の干渉のみを有すると仮定した場合に，マップメモリ２を迂回する線形のバイパス通路１６を形成することにより，マップメモリ２のメモリ需要を著しく引き下げることができる。
【００５６】
上記のことは，図７のブロック回路図に概略的に示されている。各バイパス通路１６は，固定の係数による乗算と固定のオフセット値の加算を有している（図８を参照）。乗算と加算の順序は，任意に選択することができるが，加算前に乗算を実施することは，発生するワード幅に基づき，それと結びついた手間に関する利点を有する。係数とオフセット値は，センサ８を校正する場合，同様に不揮発性（ｎ．ｆ．）メモリに格納されなければならない。非線形のマップデータの動特性を正しくスケーリングするために，ワード幅ｎ６，ｊのバイパスデータに加算する前に，固定的に配線された係数ｊ（図７のブロック１７）による乗算が必要である。通常かかる演算は，二値のシフト演算にしかならない。
【００５７】
従ってマップメモリ２は，入力信号ｘｉに依存した出力信号ｙｊの非線形の微校正及びｉ≠ｊを有する出力信号ｙｊと入力信号ｘｉの依存性に必要とされる，マップ１３のサポート箇所のみを有している。従ってワード幅ｎ４，ｊとそれに伴ってマップメモリ２の大きさは，図７に基づく実施の形態においては，バイパス通路１６なしでの実現（図３又は５を参照）における場合よりも小さく選択することができる。
【００５８】
図３，５及び７で示される概略的なブロック回路図においては，実際には必要又は重要である単純なスケーリング−及び制限関数は，見やすくする理由から図示されていない。すなわち，さらにマップ１３をよく利用するためには，例えばデルタ−シグマ−Ａ／Ｄ−変換器１の後段で，大まかなオフセット−及び感度−前校正が重要となる。
【００５９】
以上，添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが，本発明はかかる例に限定されない。当業者であれば，特許請求の範囲に記載された技術的思想の範疇内において各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり，それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したように，本発明によれば，電気的構成素子，特に測定量変換器の非線形の伝達特性及び／又は温度経過の補正を改良することができる。また，本発明に基づく電気的構成素子の出力信号の非線形性を補正する方法をコンピュータのためのコンピュータプログラムの形式で実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施の形態のセンサの測定量変換器における本発明の可能な使用の例を示している。
【図２】  マップ校正を説明するための２次元のマップを示している。
【図３】  本発明の第１の好適な実施形態に基づく，Ｎ−次元，Ｍ−倍のマップのマップ校正を有する測定量変換器のブロック図である。
【図４】  図４（ａ）は，図３に基づく測定量変換器のデシメーションフィルタのブロック図であり，図４（ｂ）は，図３に基づく測定量変換器のデジタルのデルタ−シグマ−変調器のブロック図である。
【図５】  本発明の他の好適な実施形態に基づく，Ｎ−次元，Ｍ−倍のマップのマップ校正を有する測定量変換器のブロック図である。
【図６】  図６（ａ）は，図５の測定量変換器のデシメーション変調器を示す第１のブロック図であり，図６（ｂ）は，図５の測定量変換器のデシメーション変調器を示す第２のブロック図である。
【図７】  本発明の他の好適な実施形態に基づく，Ｎ−次元，Ｍ−倍のマップのマップ校正を有する本発明に基づく測定量変換器のブロック図である。
【図８】  図７に基づく測定量変換器のバイパスのブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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