(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
充電又は放電電流（ＩCH，ＩDCH ）が中を通過する再充電可能なバッテリ（１）を保護するための保護回路（１０）において、
前記バッテリ（１）と直列に接続され、かつ前記電流（ＩCH，ＩDCH ）を表わし、第１の温度依存性を有することのできる測定用電圧（ＶM ）を提供するように適合された測定手段（２２）、
前記測定用電圧（ＶM ）及び基準電圧（ＶREF ）を受理し、前記基準電圧及び測定用電圧（ＶREF ，ＶM ）の比較に応答して制御信号（ＯＶＣＲ）を生成するように適合され、前記基準電圧（ＶREF ）が第２の温度依存性を持つことができる検出及び比較手段（３０）、及び、
前記制御信号（ＯＶＣＲ）に応答して前記バッテリ（１）を通して前記電流（ＩCH，ＩDCH ）の流れを制御するように適合された中断手段（２１）を含んで成り、前記検出及び比較手段（３０）には、前記制御信号（ＯＶＣＲ）を生成する前記基準電圧（ＶREF ）及び前記測定用電圧（ＶM ）の比較用手段（３１）と、測定用電圧（ＶM ）の前記第１の温度依存性及び／又は基準電圧（ＶREF ）の前記第２の温度依存性を補償するための調整手段（３２）が含まれており、そして、
前記調整手段（３２）が、ダイオード電圧（ＶBE1 〜ＶBE5 ）を生成するために、切換え用素子（ＳＷ３）を介して２つの電流源（８１、８２）に選択可能に接続された、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタ（Ｂ１）、電流源（８３）に接続された、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタ（Ｂ２）とこれに並列に接続された切換え用素子（ＳＷ４）、切換え用素子（ＳＷ５）を介して２つの電流源（８４、８５）に選択可能に接続された、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタ（Ｂ３）と、一端が前記切換え用素子（ＳＷ３〜ＳＷ５）の中点にそれぞれ接続され、他端が結合された３つの容量性素子（９１，９２，９３）を備え、
比較用手段（３１）が、一端が結合され、他端が前記測定用電圧（ＶM ）及び前記基準電圧（ＶREF ）が印加される端子（７１，７２）に、それぞれ切換え用素子（ＳＷ１、ＳＷ２）を介して選択的かつ逐次的に接続される容量性素子（７３，７４）と、この容量性素子（７３，７４）の一端と前記３つの容量性素子（９１，９２，９３）の結合点に接続する増幅器（６５）及びこれに並列に接続された切換え用素子（ＳＷ６）を備え、
第１の段階では全ての前記切換え用素子（ＳＷ１〜ＳＷ６）を一方に切り換えて、前記基準電圧（ＶREF ）の入力を遮断すると共に、前記バイポーラトランジスタ（Ｂ２）に並列に接続された切換え用素子（ＳＷ４）で前記バイポーラトランジスタ（Ｂ２）をバイパスして、全ての前記容量性素子（７３，７４、９１，９２，９３）を充電し、
第２の段階では全ての前記切換え用素子（ＳＷ１〜ＳＷ６）を他方に切り換えて、計算手段により前記制御信号（ＯＶＣＲ）を生成するようになっていることを特徴とする保護回路。
【請求項２】
前記調整手段（３２）は、前記生成された制御信号（ＯＶＣＲ）が実質的に温度依存性を持つような形で配置されていることを特徴とする請求項１に記載の保護回路。
【請求項３】
前記調整手段（３２）は、前記生成された制御信号（ＯＶＣＲ）が負の温度係数を持つような形で配置されていることを特徴とする請求項１に記載の保護回路。
【請求項４】
前記中断回路（２１）が同様に前記測定用回路（２２）を形成し、前記測定用電圧（ＶM）がこのようにして前記中断手段（２１）を通過する電流（ＩCH，ＩDCH）を表わすことを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の保護回路。
【請求項５】
前記調整手段が、
第１の所定の係数（α）と第１及び第２のダイオード電圧（ＶBE1，ＶBE2）の間の差の積、及び
第３の所定の係数（γ）と第４及び第５のダイオード電圧（ＶBE4，ＶBE5）の間の差の乗算の積と第３のダイオード電圧（ＶBE3）の和に、第２の所定の係数（β）を乗じた積の和から定義付けられた補償値を生成することを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の保護回路。
【請求項６】
前記計算手段は、
前記基準電圧（ＶREF）と前記測定用電圧（ＶM）の間の差を表わす第１の信号、
前記第１の所定の係数（α）と前記第１及び第２のダイオード電圧（ＶBE1，ＶBE2）の間の差の積を表わす第２の信号、
前記第２の所定の係数（β）と前記第３のダイオード電圧（ＶBE3）の積を表わす第３の信号、及び
前記第２及び第３の所定の係数（β及びγ）と前記第４及び第５のダイオード電圧（ＶBE4，ＶBE5）の間の差の積を表わす第４の信号を生成するように配置されており、前記信号は次に前記制御信号（ＯＶＣＲ）を生成するべく代数的に加算されることを特徴とする請求項５に記載の保護回路。
【請求項７】
前記計算手段が、
前記第１の信号を生成するための、所定のキャパシタンスの第１の容量性素子（７３，７４）、
前記第２の信号を生成するための、前記第１の所定のキャパシタンス（α）と前記第１の容量性素子（７３，７４）のキャパシタンスの積に実質的に等しいキャパシタンスをもつ第２の容量性素子（９１）、
前記第３の信号を生成するための、前記第２の所定の係数（β）と前記第１の容量性素子（７３，７４）のキャパシタンスの積に実質的に等しいキャパシタンスをもつ第３の容量性素子（９２）、
前記第４の信号を生成するための、前記第２及び第３の所定の係数（β及びγ）と前記第１の容量性素子（７３，７４）のキャパシタンスの積に実質的に等しいキャパシタンスをもつ第４の容量性素子（９３）を含むことを特徴とする請求項６に記載の保護回路。
【請求項８】
前記ダイオード電圧（ＶBE1〜ＶBE5）を生成するための前記手段が、電流源と直列に接続されそのベースがコレクタに接続されているバイポーラトランジスタを含むことを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の保護回路。
【請求項９】
前記ダイオード電圧（ＶBE1〜ＶBE5）を生成するための前記手段が、コレクタにベース接続されている３つのバイポーラトランジスタ（Ｂ１，Ｂ２，Ｂ３）を含んでおり、そのうち第１（Ｂ１）及び第２（Ｂ３）のトランジスタは各々２つの電流源（８１，８２及び８４，８５）と連続して直列に接続されており、第３のトランジスタ（Ｂ２）は、電流源（８３）と直列に接続されていることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の保護回路。
【請求項１０】
前記ダイオード電圧（ＶBE1〜ＶBE5）を生成するための前記手段が、コレクタに接続されたベースをもつ２つのバイポーラトランジスタを含み、かかるトランジスタの各々が２つの電流源と連続して直列に接続されていることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項に記載の保護回路。
【請求項１１】
前記中断手段（２１）が、逆直列ソース−ソース接続された１対のＭＯＳＦＥＴパワートランジスタ（２０１，２０２）で形成されており、トランジスタ（２０１，２０２）のうちの一方、又は他方が前記電流（ＩCH，ＩDCH）の流れを中断するべく遮断されることを特徴とする請求項１から１０のいずれか１項に記載の保護回路。
【請求項１２】
前記中断手段（２１）が、逆直列ドレーン−ドレーン接続された１対のＭＯＳＦＥＴパワートランジスタで形成されており、トランジスタのうちの一方、又は他方が前記電流（ＩCH，ＩDCH）の流れを中断するべく遮断されることを特徴とする請求項１から１０のいずれか１項に記載の保護回路。
【請求項１３】
前記中断手段（２１）が、前記トランジスタのソース又はドレーンに対して選択的に接続されるべく適合されたカウンタゲート端子を含む１つのＭＯＳＦＥＴによって形成されていることを特徴とする請求項１から１０のいずれか１項に記載の保護回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バッテリ用の保護回路に関し、特に、過度に高い充電又は放電電流に対してバッテリを保護するように適合されたバッテリのための保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
再充電可能なバッテリの分野においては、安全上の理由から好ましくないバッテリの過充電を回避させることのできるバッテリ用保護回路が知られている。バッテリの過放電をも回避させることのできるバッテリ用保護回路も同様に知られている。実際、特にＬｉ−イオン（リチウム−イオン）バッテリの場合、その寿命を短縮する効果を持つことになるバッテリのこのような過放電を回避することは望ましいであろう。一般的には、かかる回路はバッテリの端子を横断する電圧を測定し、その電圧が予め定められた限界よりも大きいか、又は小さいことを示す信号に応答してその充電又は放電を中断するように適合されている。
【０００３】
過充電又は過放電に対する保護機能に加えて、保護バッテリ回路は一般的には同様に、正規の動作中すなわちバッテリが過充電もされず過度に放電もされていない場合に、過度に高い充電又は放電電流に対しバッテリを保護するようにも適合されている。このとき一般に過電流について語られることになる。
このタイプの保護バッテリ回路には、バッテリ及び中断手段の端子に電荷又は充電器が接続されているとき、反対方向の放電又は充電電流がバッテリ及び電流中断手段の中を流れるような形で、バッテリと直列に接続された電流中断手段が含まれている。この電流中断手段は結果として、双方向の形で、つまりバッテリの充電及び放電の両方の間に電流を導通させ、必要とあらば中断するように適合されていなくてはならない。
【０００４】
電流中断手段の製造には、一般的にそのゲートを用いてその導通を容易に制御することのできるＭＯＳトランジスタを使用することが含まれている。特に、第１の解決法は、逆直列、すなわちソース−ソース又は代替的にはドレーン−ドレーンで接続された２つのパワーＭＯＳＦＥＴを使用することから成る。このようにして、過充電条件が検出された時点で、トランジスタのうちの１つは、充電電流の流れを中断するためオフに切り換えられる。同様に過充電条件が検出された時点で、放電電流の流れを中断するため、その他のトランジスタがオフに切り換えられる。トランジスタのうちの一方又は他方がオフに切り換えられた時、全てのパワートランジスタはドレーンとソースの間でチャンネルと並列に形成された寄生ダイオードを有していることから、それでもなお反対方向の電流の流れは許容されており、そのため、例えば過充電条件が検出された時点で充電電流はなおもトランジスタ内を流れることができるという点に留意されたい。正常な動作中、すなわち過充電も過放電も存在しない場合、２つのトランジスタは導電性をもつ。
【０００５】
これに代わって、この機能を果たすため単一のＭＯＳＦＥＴで形成された双方向スイッチを使用することも提案されてきた。このような双方向スイッチの例は、米国特許第５６８９２０９号及び５５８１１７０号に紹介されている。この解決法は、逆直列接続されたＭＯＳＦＥＴを用いた解決法に比べて、トランジスタ導通抵抗が２つに分割されることから、特に有利である。その上、このような双方向性トランジスタを組込むのに必要な表面積もまた少なくてすみ、結果としてコストの削減が可能となる。
【０００６】
過充電を検出するため、例えば、充電電流又は放電電流の経路にバッテリと直列に配置された測定用抵抗器の端子間の電圧降下を測定し、この電圧降下が予め定められた値を上回った時点で電流の流れを中断することが提案されている。しかしながら、電流の経路内でバッテリと直列に存在する抵抗を制限することが一般に望ましいことから、この解決法はさほど適切なものではない。その上、組込み型の形で作られている場合に、この抵抗の値を正確に制御することは比較的困難である。このときこの精度の欠如は、測定された充電電流又は放電電流の値に影響を及ぼす。
【０００７】
これに代わって提案されたものは、電流中断手段の端子を横断する電圧を測定することから成り、ここでこの電圧はこれらの中を通る充電電流又は放電電流を表わしている。電圧が限界電流値に対応する所定の基準電圧を上回る場合、電流中断手段がバッテリを通って電流が流れるのを防ぐために動作する。
前述のように、電流中断手段は一般的に、逆直列に取付けられた一対のパワーＭＯＳＦＥＴを用いるか、又はこれに代えて単一のＭＯＳＦＥＴを用いて作られていることから、その端子を横断して測定される電圧はこのようにしてＭＯＳＦＥＴのドレーン−ソース電圧ＶDSを表わす。一定の与えられたドレーン電流ＩD について、すなわち一定の与えられた充電電流又は放電電流について、この電圧ＶDSは特に、トランジスタのゲート電圧ＶGSにより左右される。この電圧は同様にトランジスタ自体の特性、特にトランジスタのしきい電圧及びゲート酸化物キャパシタンスによっても左右される。電圧は同様に、実質的に温度にも依存している。
【０００８】
図１は、ＭＯＳトランジスタのその線形ゾーン内における、すなわちトランジスタ飽和電圧よりも少ない低いドレーン−ソース電圧値ＶDSについて、及び一定の与えられたゲート電圧値ＶGSについての出力特性ＩD ／ＶS を示している。２本の曲線ａ及びｂがこの図に例示されている。曲線ａは、公称温度Ｔ0 についてのトランジスタの線形ゾーン出力特性を例示している。より高い温度Ｔ1 に向かう温度の上昇に従って、曲線ｂにより例示されているような同じゲート電圧ＶGSについてのトランジスタ出力特性は低くなる傾向をもつ。このようにして、公称温度Ｔ0 での一定の与えられたドレーン電流ＩD に対応するドレーン−ソース電圧値については、この電圧は温度がＴ1 まで上昇したときに電流Ｉ０未満のドレーン電流Ｉ1 について達成されるということが認められるであろう。換言すると、例えば、電流しきい値ＩPROTに等しい一定の与えられた電流についての測定された電圧は、温度と共に上昇する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このようにして、一般的にそうであるように、この電流しきい値ＩPROTを表わす基準電圧ＶREF を定め、測定された電圧をこの基準電圧に比較することを選んだ場合、実際の電流値は温度に応じて異なることになる。
さらに、基準電圧ＶREF は同様に温度と共に実質的に変動する可能性もある。特に、基準電圧ＶREF は一般的に、中断手段の端子を横断して測定された電圧よりもさらに強い温度依存性をもつ可能性がある。このような場合、有効電流は、電流の流れを中断させるため中断手段が活動化される前に基準電圧によって定義された電流しきい値を上回る可能性がある。換言すると、中断手段の端子を横断して測定された電圧が基準電圧ＶREF よりもさらに強い温度依存性をもつ場合、中断手段は、電流が定められた電流しきい値よりも実質的に低い間にこの電流の流れを中断しやすくなる。
【００１０】
従って、本発明の目的はこれらの欠点を克服し、測定された電圧及び／又は基準電圧の温度依存性を補償することのできる保護バッテリ回路を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成する本発明のバッテリ用保護回路は、充電又は放電電流が中を通過する再充電可能なバッテリを保護するための保護回路であって、バッテリと直列に接続され、かつ充電又は放電電流を表わし、第１の温度依存性を有することのできる測定用電圧を提供するように適合された測定手段と、測定用電圧及び基準電圧を受理し、基準電圧及び測定用電圧の比較に応答して制御信号を生成するように適合され、基準電圧が第２の温度依存性を持つことができる検出及び比較手段、及び、制御信号に応答してバッテリを通して充電又は放電電流の流れを制御するように適合された中断手段を含んで成り、検出及び比較手段には、制御信号を生成する基準電圧及び測定用電圧の比較用手段と、測定用電圧の第１の温度依存性及び／又は基準電圧の第２の温度依存性を補償するための調整手段が含まれており、そして、調整手段が、ダイオード電圧を生成するために、切換え用素子を介して２つの電流源に選択可能に接続された、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタ、電流源に接続された、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタとこれに並列に接続された切換え用素子、切換え用素子を介して２つの電流源に選択可能に接続された、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタと、一端が切換え用素子の中点にそれぞれ接続され、他端が結合された３つの容量性素子を備え、比較用手段が、一端が結合され、他端が測定用電圧及び基準電圧が印加される端子に、それぞれ切換え用素子を介して選択的かつ逐次的に接続される容量性素子と、この容量性素子の一端と３つの容量性素子の結合点に接続する増幅器及びこれに並列に接続された切換え用素子を備え、第１の段階では全ての切換え用素子を一方に切り換えて、基準電圧の入力を遮断すると共に、バイポーラトランジスタに並列に接続された切換え用素子でバイポーラトランジスタをバイパスして、全ての容量性素子を充電し、第２の段階では全ての切換え用素子を他方に切り換えて、計算手段により制御信号を生成するようになっていることを特徴としている。
【００１２】
これらの特徴の結果として、特に、バッテリを通って流れる充電電流又は放電電流が確実に、温度の如何に関わらず所定の電流しきい値を上回らないようにすることが可能である。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明のその他の特徴及び利点は、制限的意味のない例として示された添付の図面を参照しながら行なわれる以下の詳細な説明を読んだ時点でさらに明らかになるであろう。
図２を参照すると、再充電可能なバッテリ１と結びつけられた本発明による保護バッテリ回路１０が概略的に例示されている。バッテリ１及び保護回路１０は、電荷２又は充電器３を接続することのできる２つの端子ａ及びｂを含むアセンブリを形成する。必要であらば通過する電流の流れを中断できるように、端子ａ及びｂを横断してバッテリ１と直列に、電流中断手段２１が配置されている。電荷２が端子ａ及びｂを横断して接続されているとき、電荷２及び中断手段２１を介してバッテリ１の正の端子からバッテリ１の負の端子まで放電電流ＩDCH が流れる。アセンブリの端子ａ及びｂを横切って充電器３が接続されている場合、充電電流ＩCHが放電電流ＩDCH とは反対方向に流れる。
【００１４】
序文ですでに述べたように、中断手段２１は双方向の形で、つまりバッテリ１の充電又は放電のいずれかの間に、電流を導通し、必要であらばそれを中断するように適合されている。これらの中断手段２１は、このようにして、導電経路２１ａ−２１ｂを形成する２つの端子２１ａ及び２１ｂ及び電流の流れを中断するか又はその導電端子２１ａ及び２１ｂを横断しないようにすることのできる制御端子２１ｃを含む１つのスイッチのように概略的に示すことができる。
【００１５】
測定手段２２は同様に、バッテリ１と直列に接続することもできる。これらの測定手段２２は、バッテリの中を流れる充電電流ＩCH又は放電電流ＩDCH を表わす測定電圧ＶM を提供するように適合されている。
好ましくは、図２に参照番号２０で表されたブロックによって概略的に示されているように、中断手段２１は同様に測定手段２２も形成する。測定用電圧ＶM はこのようにして中断手段２１を通って流れる充電電流又は放電電流を表わすことになる。
【００１６】
図３は、中断手段２１及び測定手段２２を含む手段２０の実施例を示すものである。このようにして測定手段２２は、逆直列ソース−ソース接続された２つのＭＯＳＦＥＴパワートランジスタ２０１及び２０２を含む。これらのトランジスタのソース２０１ｂ及び２０２ｂはこのようにして共通に接続されており、一方ドレーン２０１ａ及び２０２ａはそれぞれ、中断手段２１の導電端子２１ａ及び２１ｂを形成する。トランジスタのゲート２０１ｃ及び２０２ｃも同様に、包括的に参照番号２１ｃにより表わされている中断手段２１の制御端子２１Ｃ１及び２１Ｃ２を形成する。各々のパワートランジスタはさらに、ソースがそれぞれの本体２０１ｄ及び２０２ｄに接続され、このようにしてソースとドレーンの間に寄生ダイオードが現われるようになっているということを特徴としている。
【００１７】
図３の例においては、このようにして測定用電圧ＶM は、中断手段の端子２１ａ及び２１ｂを横断して定義される。このようにしてこの電圧は、当該ケースではトランジスタ２０１及び２０２のドレーン−ソース電圧の和に対応するが、簡単に述べると、手段２０が単一のＭＯＳＦＥＴのように挙動すると仮定することができる。その上、充電電流ＩCH又は放電電流ＩDCH が手段２０を通過しているか否かに応じて、測定用電圧ＶM は、それがつねに正となるように、端子２１ａ及び２１ｂを横断する電位差又は端子２１ｂ及び２１ａを横断する電位差として定義される。
【００１８】
ここで再び図２を参照すると、保護回路１０には、より特定的には、充電電流ＩCH又は放電電流ＩDCH が所定の電流しきい値ＩPROTよりも大きいか否かを検出する検出及び比較手段３０が含まれている。これらの検出及び比較手段３０は、このようにして、図示していない内部電圧源により一般的に生成される基準電圧ＶREF 、及び測定手段２２からの測定用電圧ＶM を受理するように適合されている。この基準電圧ＶREF は、電流しきい値ＩPROTを表わしている。これは、公称温度Ｔ0 について電流しきい値ＩPROTに等しい電流に対応する測定用電圧ＶM として定義される。
【００１９】
検出及び比較手段３０は一般的に、制御信号ＯＶＣＲを生成する基準電圧ＶREF 及び測定用電圧ＶM の比較用手段３１を含んでいる。このようにして制御信号ＯＶＣＲは、所定の電流しきい値ＩPROTより大きいか否かにかかわらず、充電電流ＩCH又は放電電流ＶDCH  を表わす。
本発明によれば、測定用電圧ＶM 及び／又は基準電圧ＶREF の温度依存性を補償するため、検出比較手段３０はさらに、測定用電圧ＶM 及び／又は基準電圧ＶREF の温度依存性を補償できるようにする補償値を提供するための調整手段３２を含む。これらの調整手段３２については以下でさらに詳細に記述する。
【００２０】
保護回路１０はさらに、バッテリ１の過充電及び／又は過放電を検出するための手段４０を含む。これらの手段は一般的には、電圧レベルを監視し、所定の過充電又は過放電条件に応答して過充電信号ＯＶＣＨ、又は過放電信号ＯＶＤＣＨを生成するべくバッテリ１の端子を横断して接続されている。過充電及び／又は過放電を検出するための手段４０の製造については、当業者であればこのような手段を適切な形で作ることが完全にできるので、これ以上の説明はしない。
【００２１】
保護回路１０はさらに、一般的に、中断手段２１の制御端子に接続され、制御信号ＯＶＣＲ，過充電信号ＯＶＣＨ及び過放電信号ＯＶＤＣＨを受理する制御手段５０を含む。これらの制御手段５０は一般的に、制御信号ＯＶＣＲ、過充電信号ＯＶＣＨ、及び過放電信号ＯＶＤＣＨに応答してバッテリ１を通る電流の流れを中断すべく中断手段２１を制御するように適合されている。
【００２２】
序文においてすでに述べたように、一定の与えられた電流についての測定用電圧ＶM 及び基準電圧ＶREF は共に温度依存性を示す可能性がある。従って、測定用電圧及び基準電圧を単純に比較した場合に、温度に応じて誤った制御信号ＯＶＣＲ、すなわち所定の過電流条件に対応しない制御信号ＯＶＣＲが結果としてもたらされる可能性がある。
【００２３】
図４(a) 及び４(b) は、温度補償が無い状態における、与えられた電流に対する測定用電圧ＶM と基準電圧ＶREF の間の比較の予想されるリスクを、より良く例示している。このようにして、図４(a) 及び４(b) は、与えられた充電電流ＩCH又は放電電流ＩDCH についての測定用電圧ＶM 及び基準電圧ＶREF の、基本的に発生しうる２つのケースにおける温度の一関数としての推移を例示する図である。
【００２４】
これらの図は、これらの電圧の各々の温度依存性を例示している。基準電圧ＶREF が公称温度Ｔ0 において、電流しきい値ＩPROTに等しい充電電流ＩCH又は放電電流ＩDCH に対応する中断手段２１の端子を横断する測定用電圧ＶM として定義付けられるということが思い起こされであろう。
各図は、基準電圧ＶREF の推移を表わす曲線（０）及び３つの異なる電流についての測定用電圧ＶM の推移を表わす３つの曲線（Ｉ）〜(III) を示しており、曲線（Ｉ）は両方の図において、電流しきい値ＩPROTに等価の電流についての測定用電圧ＶM を表わしている。ここで推移曲線（０）及び（Ｉ）〜(III) が実質的に線形であり、一般的に正の温度係数すなわち温度と共に増大する電圧を有することが仮定されている。
【００２５】
図４(a) は、基準電圧ＶREF が与えられた電流について測定用電圧ＶM よりもさらに実質的に温度依存性をもつような第１のケースを示している。曲線（Ｉ）及び(III) は、電流しきい値ＩPROTよりも大きい２つの電流のための２つの測定用電圧ＶM を表わす。このように、公称温度Ｔ0 について、測定用電圧ＶM が、ＩPROTに等しい電流についての基準電圧ＶREF に対応しており（曲線（Ｉ）），増大する温度についてのこの等価性は、同じく増大しつつあるドレーン電流（曲線（II）及び(III) ）に対応する測定用電圧ＶM について達成されるということが認識されるであろう。当然のことながら、実際の電流しきい値が、温度と共に増大するような形で推移することは望ましいことではない。
【００２６】
図４(b) は、基準電圧ＶREF が与えられた電流についての測定用電圧ＶM よりも実質的に低い温度依存性をもつ第２のケースを示している。曲線（II）及び(KII）は、２つの電流しきい値ＩPROTよりも低い２つの電流に対応する２つの測定用電圧ＶM を表わす。この場合、このようにして増大しつつある温度について、測定用電圧ＶM と基準電圧ＶREF の間の等価性は減少しつつあるドレーン電流（曲線（II）及び(III））に対応する測定用電圧について達成される。このケースは、先行ケースに比べより有利であると思われるが、それでも、バッテリ内の電流の流れを不必要に遮断するのを避けるため、温度が増大するときに実際の電流しきい値が過度に減少するのを妨げることが望ましい。
【００２７】
分析的には、電流しきい値ＩPROTに等しい与えられた電流についての測定用電圧ＶM と基準電圧ＶREF の温度依存性は、以下のように表わすことができる。
ΔＶ＝ＶREF −ＶM ＝κ（Ｔ−Ｔ0 ）                         (1)
ここで式中、κは、考慮対象のケース、すなわち図４(a) を参照して紹介されたケース、又は図４(b) を参照して紹介されたケースに従った、定義された正又は負の温度依存性係数である。この温度依存性係数κは、測定用電圧ＶM の第１の温度依存性及び基準電圧ＶREF の第２の温度依存性によって決定される。
【００２８】
本発明によれば、検出比較手段３０は、測定用電圧ＶM と基準電圧ＶREF の温度依存性を補償するように適合されている。従って、検出比較手段３０は所定の補償値を生成し、測定用電圧ＶM と基準電圧ＶREF の温度依存性が補償されうるようにするための調整手段３２を含む。
調整手段３２を作るには、ダイオード接続されたバイポーラトランジスタ、すなわち、そのベース及びコレクタが互いに接続されているバイポーラトランジスタが好ましくは使用される。バイポーラトランジスタのベース−エミッタ接合によって形成されるダイオードの端子を横断する電圧ＶD は、温度の一関数として実質的に線形の推移に従い、有利には負の温度係数を有する、すなわち温度が上昇するときそれは線形的に減少するということがわかっている。温度が０°Ｋに向かう傾向をもつ場合、このダイオード電圧は、禁止帯幅値と呼ばれる値ＶBGに向かう傾向をもつ。シリコンの場合、この禁止帯幅値は、約１２０５ボルトに等しい。このダイオード電圧ＶD は、実質的に次のものに等しい。
【００２９】
ＶD ＝ＶBG−ｋＴ／ｅｌｎ（Ｉ0 ／Ｉ）                         (2)
ここで式中、ｋはボルツマン定数であり、電子電荷及びＩ0 は、特にデバイスの表面積、及びドープされた材料の導電及び原子価状態の当量濃度により左右される値である。
値Ｉ0 はダイオードの中を通る電流Ｉの値よりも大きい。一方、これはトランジスタの製造技術と同様温度にも左右されるが、ｌｎ（Ｉ0 / Ｉ）中の係数は：与えられた電流Ｉについて実質的にそのままにとどまるものと仮定することができる。
【００３０】
２つの異なる電流Ｉ1 及びＩ2 が同じ温度で同じダイオード内に連続して通された場合、その端子に現われる電圧Ｖ2 とＶ1 の差△Ｖ21は、以下に等しい。
ΔＶ21＝Ｖ2 −Ｖ1 ＝ｋＴ／ｅｌｎ（Ｉ2 ／Ｉ1 ）               (3)
この差は直接温度に依存し、電流Ｉ2 が電流Ｉ1 より大きいか小さいかに応じて正、又は負の温度係数をもつ。
【００３１】
その上、同じ温度について、電流Ｉ3 の通電により生成されるダイオード電圧Ｖ3 に対しこの差に比例した電圧を付加することによって、以下が得られる。
Ｖ3 ＋γΔＶ21＝ＶBG−ｋＴ／ｅ (ln(I0 ／Ｉ3 ）−γln(I2 ／I1）   (4)
ln(I0 ／Ｉ3 ）−γln(I2 ／I1）＝  ０                           (5)
このように比例係数γを適切に選択することにより、Ｖ3 ＋γ△Ｖ21の量を温度から独立したものにすることができ、これは禁止帯幅値ＶBGに等しい。
【００３２】
このようにして２つのダイオード電圧の間の差△Ｖ21に比例する電圧及び禁止帯幅値ＶBGに比例する値を（１）で表わされているような基準電圧ＶREF 及び測定用電圧ＶM の差△Ｖに付加することにより、以下の式が得られる。
ΔＶ＋αΔＶ21＋βＶBG＝（κ＋αk/e ln(I2 ／I1))Ｔ＋βＶBG−κＴ0  (6)
κ＋αk/e ln(I2 ／I1) ＝０  及び  βＶBG−κＴ0 ＝０             (7)
このように比例係数α及びβを選択することにより、測定用電圧ＶM 及び基準電圧ＶREF の温度依存性は完全に補償され得る。換言すると、△Ｖ＋α△Ｖ21＋βＶBGという量を温度から独立したものにすることができる。このようにして、この量は、ＩPROTと等価の充電電流又は放電電流に対応する測定用電圧ＶM について温度の如何に関わらずゼロとされることになる。
【００３３】
図５は、図４(a) を参照しながら紹介されたケースについてすなわち与えられた電流について測定用電圧ＶM よりも基準電圧ＶREF が実質的により高い温度依存性をもつケースにおいて、前述した原理を実現できるようにする検出比較手段３０の実施例を示している。
このようにして検出及び比較手段３０は、それぞれに測定用電圧ＶM 及び基準電圧ＶREF が印加される２つの入力端子７１及び７２を含む。２つの容量性素子７３及び７４がそれぞれこれらの入力端子７１及び７２上に配置されている。これらの容量性素子７３及び７４はそれぞれスイッチＳＷ１及びスイッチＳＷ２を介して回路の入力端子７１及び７２に接続されるように適合されている。実線で示されているように、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が「Ｉ」に位置付けされた時点で、容量性素子７３及び７４は、測定用電圧ＶM が印加される入力端子７１、及び、検出回路のアース（ゼロ電位）を定義付ける電位ＶSSが適用される回路の供給端子に、それぞれ接続される。破線で示されているように「II」に位置付けされた場合、容量性素子７３及び７４は、そのとき、アース及び基準電圧ＶREF が印加される入力端子７２にそれぞれ接続される。代替的には、位置「Ｉ」の入力端子７１及び位置「II」の入力端子７２の間で連続的に切り換えるように適合された１つのスイッチ及び１つの容量性素子のみを使用することが可能であるということがわかるであろう。
【００３４】
容量性素子７３，７４のその他の端子は共に、非常に高い利得の増幅器６５のインバータ入力端子でノードＡに接続される。スイッチＳＷ６により増幅器６５の出力端子をその入力端子に接続し、又、そこから切断することが可能となる。容量性素子７３及び７４のそれぞれのキャパシタンスは、測定用電圧ＶM 及び基準電圧ＶREF が直接比較されるような形で、等しくなるよう（キャパシタンスＣ）選択される。
【００３５】
本発明によれば、検出比較手段３０は、温度に依存する補償値を生成することを目的とし、測定用電圧ＶM 及び基準電圧ＶREF の温度依存性を補償できるようにする、参照番号３２により全体的に表わされた調整手段を含む。
補償値を生成するためのこれらの調整手段３２は、図５の例において、ＰＮＰ型の３つダイオード接続されたバイポーラトランジスタＢ１，Ｂ２，Ｂ３を含む。これら３つのバイポーラトランジスタは、そのコレクタ及びそのベースを介して検出回路のアースに接続される。
【００３６】
それぞれ電流Ｉ1 及びＩ2 を生成する第１及び第２の電流源８１及び８２が、トランジスタＢ１のエミッタと電位Ｖddが適用される回路の供給端子の間に配置されている。これらの電流源８１及び８２は、スイッチＳＷ３が位置「Ｉ」又は位置「II」にあるときトランジスタのベース−エミッタ接合の中を電流Ｉ1 又はＩ2 が選択的に通過するような形でスイッチＳＷ３を用いてトランジスタＢ１のエミッタに選択的に接続される。その結果として、ダイオード電圧ＶBE1 及びＶBE2 が選択的に生成される。この例では、電流Ｉ2 は、電流Ｉ1 より小さくなるように定義され、従って、ダイオード電圧ＶBE2 は、ダイオード電圧ＶBE1 より小さい。
【００３７】
トランジスタＢ２のエミッタと電位Ｖddが適用される回路の供給端子の間に、第３の電流源８３が配置されている。この電流源８３は、トランジスタＢ２のベース−エミッタ接合を通して一定の電流Ｉ3 を維持する。トランジスタＢ２のエミッタと回路のアースの間には、さらにスイッチＳＷ４が配置される。このスイッチＳＷ４が、実線で示されている位置「Ｉ」にあるとき、このようにトランジスタＢ２のエミッタは回路のアースに接続される。反対のケースでスイッチが破線により示された位置「II」にある場合、電流Ｉ3 はベース−エミッタ接合を通過し、ダイオード電圧ＶBE3 がこのようにして生成される。
【００３８】
それぞれ電流Ｉ4 及びＩ5 を生成する第４及び第５の電流源８４及び８５が、トランジスタＢ３のエミッタと回路の端子Ｖddの間にさらに配置されている。これらの電流源８４及び８５は、スイッチＳＷ５がそれぞれ位置「Ｉ」及び「II」にあるとき、電流Ｉ4 又はＩ5 がトランジスタのベース−エミッタ接合を選択的に通過するように、スイッチＳＷ５を用いてトランジスタＢ３のエミッタに選択的に接続される。この結果として、ダイオード電圧ＶBE4 及びＶBE5 が選択的に生成される。この例においては、電流Ｉ4 は、それが電流Ｉ5 よりも小さくなるように定義付けされ、その結果、ダイオード電圧ＶBE4 はダイオード電圧ＶBE5 よりも小さいことになる。
【００３９】
３つの容量性素子９１，９２及び９３はさらにそれぞれ、その端子の１つがトランジスタＢ１，Ｂ２及びＢ３のエミッタに接続されており、これらの容量性素子９１，９２及び９３のその他の端子は増幅器６５の入力ノードＡに接続されている。
容量性素子９１及び９２のそれぞれのキャパシタンスＣ1 及びＣ2 は、（容量性素子７３及び７４のキャパシタンスをＣとして）Ｃ1 ／Ｃ及びＣ2 ／Ｃの比がきわめて実質的に、それぞれ上述の等式（６）及び（７）に従って定義される比例係数α及びβに等しくなるようなものである。容量性素子９３のキャパシタンスＣ3 は、Ｃ3 / Ｃ2 比がきわめて実質的に、上述の等式（４）及び（５）に従って定義付けされている比例係数γに等しくなるようなものである。
【００４０】
第１段階の間、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６は、図中に実線で示された位置「Ｉ」に置かれている。このとき増幅器６５は、完全な反作用を受け、安定した作動点で自動的に偏向し、その入力電圧ＶE はこのときその出力電圧及びその最大利得に等しい。容量性素子７３，７４及び９１，９２，９３はこのようにしてそれぞれ電圧（ＶE −ＶM ），ＶE ，（ＶE −ＶBE1 ），ＶE 及び（ＶE −ＶBE4 ）で充電される。
【００４１】
第２段階では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６が図中破線で示されている位置「II」に投入された時点で、容量性素子７３，７４及び９１，９２，９３は増幅器６５の入力ノードＡの中に、それぞれＣＶM ，ＣＶREF ，αＣ（ＶBE2 −ＶBE1 ），βＣＶBE3 及びβγＣ（ＶBE5 −ＶBE4 ）に等しい左側浮動電荷を注入し、容量性素子７３及び９１により注入された電荷は、このケースにおけるその他の電荷とは反対の正負符号をもつ。
【００４２】
このようにして増幅器６５の入力ノードＡ内に容量性素子７３，７４及び９１，９２，９３により注入された電荷の総和は、上述の等式（６）を表わし、以下のものに等しくなる。
C(V REF -V M ＋α(VBE2 -VBE1 )+β(VBE3 ＋γ(V BE5-VBE4)))       (8)
ここで式中、比例係数α，β及びγは等式（５）及び（７）に従って、以下のとおりとなる。
【００４３】
κ＋αK/eln(12/l1)=0 ,β VBG−κＴ0=０, ln(I0/I3)-γln(I5/I4)=0  (9)
ここで式中κはこの場合正として定義され電流しきい値ＩPROTに等しい与えられた電流について基準電圧ＶREF 及び測定電圧ＶM の温度依存性によって決定される（上記等式（１））温度依存性係数として定義付けられる。
電流しきい値ＩPROTと等価の充電電流ＩCH、又は放電電流ＩDCH については、このようにして温度の如何にかかわらず、増幅器６５の入力ノードＡ内に注入された電荷の総和はゼロとなり、増幅器６５の入力端子にはいかなる信号も現われない。
【００４４】
換言すると、充電電流又は放電電流が電流しきい値ＩPROTとは異なっている場合、すなわち測定用電圧ＶM がＩPROTと等価の電流に対応する基準電圧ＶM と異なる場合は、増幅器６５の入力端子に、入力ノードＡに注入された合計電荷の正負符号を表わす極性をもつ電圧変動が現われる。この信号は、その入力端子に適用される信号のものよりもはるかに大きな増幅の出力信号を供給する増幅器６５により増幅され反転される。論理レベルの増幅器６５のこの出力信号はこのようにして、中断手段２１を制御し、必要であらば充電電流ＩCH又は放電電流ＩDCH の流れを中断するための制御信号ＯＶＣＲとして使用可能である。
【００４５】
好ましくは、上述のことから分かるように、充電電流ＩCH又は放電電流ＩDCH が、定義された電流しきい値ＩPROTを上回ることができないように、測定用電圧ＶM 及び基準電圧ＶＲＥＲの温度依存性を実質的になくそうとする。このような場合、検出比較手段３０によって生成された制御信号ＯＶＣＲはこのようにして、温度と独立したものとなる。
【００４６】
しかしながら、本発明の範囲内では、有効電流限界が温度と共にややマイナス側に推移するように、測定用電圧ＶM 及び基準電圧ＶREF の温度依存性を補償することを考慮する可能性もある。実際、有効電流しきい値が温度と共にプラス側に推移することが決してないように、図４(b) を参照して以上で示したケースに確実に入るようにすることが好ましいであろう。このような場合には、検出比較手段３０によって生成される制御信号ＯＶＣＲはこのように負の温度係数を持たせることになる。
【００４７】
従って、本発明による保護回路は、高レベルの調整の柔軟性を提供するのに都合が良いことがわかるだろう。さらに、以上のことから本発明による回路は、与えられた電流についての測定用電圧ＶM 及び基準電圧ＶREF の温度依存性を容易かつ精確に補償することができるという利点を有するということもわかるであろう。例えば、容量性素子のための非常に精確なキャパシタンス比を達成することもＭＯＳ技術を用いると非常に容易である。
【００４８】
本発明に基づく回路は、同様に非常にすばやく動作し、計算及び比較に必要な時間は基本的に、容量性素子を充電し、増幅器を分極させる段階に割当てられている。
さらに、増幅器６５は、制御信号ＯＶＣＲが中断手段２１の制御手段５０を正しく駆動できるよう充分に、入力ノードＡに現われる信号を増幅するためのみに使用される。このようにして互いに接続されたドレーンをもつ２つの相補的トランジスタが共通のソースと共に取りつけられた状態で、インバータの要領で単段増幅器を単に使用することができる。
【００４９】
同様に以上のことから、２つの電圧で充分であることから、３つの電圧ＶBE3 ，ＶBE4 及びＶBE5 を生成することは実際に必要でないということもわかるであろう。このようにして、トランジスタＢ２を削除し第２段階の間にトランジスタＢ３により生成された電圧ＶBE5 を電圧ＶBE3 として使用することが可能である。このような場合、スイッチを介して第１段階中は最初に回路のアースに、そして次に第２段階中、トランジスタＢ３のエミッタに対し、容量性素子９２を接続することができる。
【００５０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のバッテリ用保護回路によれば、再充電可能なバッテリに対して、強さが過度に高い電流が流れた場合でも、バッテリを通って流れる充電電流又は放電電流が確実に、温度の如何に関わらず所定の電流しきい値を上回らないようにすることが可能であり、バッテリが保護される。
【図面の簡単な説明】
【図１】２つの全く異なる温度Ｔ0 及びＴ1 についての特徴的線形ゾーン内でのＭＯＳＦＥＴの出力特性ＩD ／ＶD を示す図である。
【図２】本発明による保護バッテリ回路の簡略化したブロック図である。
【図３】充電電流又は放電電流中断手段の実施例を示す図である。
【図４】（ａ）及び（ｂ）は基準電圧ＶREF 及び測定用電圧ＶM の温度依存性の２つのケースを示す図である。
【図５】本発明による保護バッテリ回路の比較手段の実施例を示す図である。
【符号の説明】
１…バッテリ
２…電荷
３…充電器
１０…保護回路
２１…電流中断手段
２２…測定手段
３０…検出及び比較手段
３２…調整手段
４０…過度の充電と放電の検出手段
６５…増幅器
７１，７２…入力端子
７３，７４，９１，９２，９３…容量性素子
８１，８２，８３，８４，８５…電流源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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