(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振回路と、
この発振回路の発振周波数を決定する共振回路と
を有し、
上記発振回路は、
上記共振回路を接続するための第１および第２の端子
を有し、
上記共振回路は、
上記第１の端子と接地との間に、第１の直流カット用のコンデンサと、第１の共振用のコイルとが直列接続され、
上記第２の端子と接地との間に、第２の直流カット用のコンデンサと、可変容量ダイオードと、第３の直流カット用のコンデンサとが直列接続され、
上記第１の直流カット用のコンデンサおよび上記第１の共振用のコイルの接続中点と、上記第２の直流カット用のコンデンサおよび上記可変容量ダイオードの接続中点とが接続されるとともに、
この接続中点と、接地との間に、スイッチ用のダイオードと、共振用の補助コイルと、第４の直流カット用のコンデンサとが直列接続されて構成され、
第１の制御電圧が、第１のバッファ回路を通じて上記補助コイルおよび上記第４の直流カット用のコンデンサの接続中点に供給され、
第２の制御電圧が、第２のバッファ回路を通じて上記可変容量ダイオードおよび上記第３の直流カット用のコンデンサの接続中点に供給され、
上記第１の制御電圧を切り換えることにより、上記スイッチ用のダイオードをオンオフ制御して上記発振回路の発振周波数範囲を切り換えるとともに、
上記第２の制御電圧を変更することにより、上記可変容量ダイオードの容量を変更して上記発振周波数範囲における発振周波数を変更する
ようにした電圧制御発振器。
【請求項２】
ＰＬＬにおける可変分周回路の分周比を変更することにより局部発振周波数を変更して受信周波数を変更するシンセサイザ受信機に構成され、
上記ＰＬＬの電圧制御発振器は、
発振回路と、
この発振回路の発振周波数を決定する共振回路と
を有し、
上記発振回路は、
上記共振回路が接続される第１および第２の端子
を有するとともに、
その発振信号が上記局部発振信号としてミキサ回路に供給され、
上記共振回路は、
上記第１の端子と接地との間に、第１の直流カット用のコンデンサと、第１の共振用のコイルとが直列接続され、
上記第２の端子と接地との間に、第２の直流カット用のコンデンサと、可変容量ダイオードと、第３の直流カット用のコンデンサとが直列接続され、
上記第１の直流カット用のコンデンサおよび上記第１の共振用のコイルの接続中点と、上記第２の直流カット用のコンデンサおよび上記可変容量ダイオードの接続中点とが接続されるとともに、
この接続中点と、接地との間に、スイッチ用のダイオードと、共振用の補助コイルと、第４の直流カット用のコンデンサとが直列接続されて構成され、
第１の制御電圧が、選局用の制御回路から第１のバッファ回路を通じて上記補助コイルおよび上記第４の直流カット用のコンデンサの接続中点に供給され、
第２の制御電圧が、上記制御回路から第２のバッファ回路を通じて上記可変容量ダイオードおよび上記第３の直流カット用のコンデンサの接続中点に供給され、
上記第１の制御電圧を切り換えて上記スイッチ用のダイオードをオンオフ制御することにより、上記発振回路の発振周波数範囲を切り換えて受信周波数範囲を切り換えるとともに、
上記第２の制御電圧を変更して上記可変容量ダイオードの容量を変更することにより、上記発振周波数範囲における上記発振周波数を変更して上記受信周波数範囲における受信周波数を変更する
ようにしたシンセサイザ受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、電圧制御発振器およびシンセサイザ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
シンセサイザ方式のスーパーヘテロダイン受信機においては、ＰＬＬのＶＣＯ（電圧制御発振器）の発振信号により、目的とする周波数の受信信号を中間周波信号に周波数変換している。
【０００３】
したがって、ＡＭ放送（放送以外の通信も含む）を、例えば図３にも示すように、周波数範囲153ｋHz〜18.135ＭHzにわたって受信できるようにする場合、Ｖ ＣＯの発振周波数は、その受信周波数範囲に対応してかなり広い範囲にわたって変化できる必要がある。
【０００４】
そして、ＶＣＯの発振周波数範囲を広くする方法として、ＶＣＯの共振回路の可変容量ダイオードに選局電圧（同調電圧）を供給するとき、
▲１▼  選局電圧の上限（変化範囲）を高くする。
▲２▼  可変容量ダイオードとして、選局電圧に対する容量変化の大きいものを使用する。
方法が一般的である。また、
▲３▼  ＶＣＯの共振回路のコイルを受信バンドに対応して切り換える。
方法も考えられている。
【０００５】
ここで、図４は、▲３▼項の方法を採用したＶＣＯの一例を示すもので、トランジスタＱaにより発振回路がコルピッツ型に構成されるとともに、共振回路として 、コイルＬa、Ｌbおよび可変容量ダイオードＤaが接続されている。
【０００６】
そして、ＶL＝“Ｈ”レベル、ＶH＝“Ｌ”レベルのときには、スイッチングダイオードＤbが逆バイアスされてオフになるので、コイルＬbはコイルＬaに直列 接続され、したがって、共振回路のインダクタンスが大きくなるので、低い周波数帯において発振可能となる。
【０００７】
また、ＶL＝“Ｌ”レベル、ＶH＝“Ｈ”レベルのときには、スイッチングダイオードＤbがオンになるので、このダイオードＤbによりコイルＬbが高周波的に ショートされ、したがって、共振回路のインダクタンスは小さくなるので、高い周波数帯において発振可能となる。
【０００８】
そして、それぞれの周波数帯において、選局電圧ＶTを変化させると、可変容 量ダイオードＤaの容量が変化するので、発振周波数が変化する。したがって、 例えば図３に示すような、受信周波数範囲に必要な発振信号を形成することができる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、▲１▼項の方法の場合には、電源電圧を高くする必要があるので、車載用の受信機や電池で動作する受信機などの場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータを設けて電源電圧を昇圧する必要があり、受信機の価格が上がってしまう。
【００１０】
また、▲２▼項の方法の場合には、発振信号のＣ／Ｎが悪くなり、その結果、復調されたオーディオ信号のＳ／Ｎが悪化してしまう。
【００１１】
さらに、▲３▼項のＶＣＯの場合には、バンド切り換え用の制御電圧ＶL、ＶHが、発振用トランジスタＱaにも印加されてしまうので、トランジスタＱaの発振条件が厳しくなってしまう。
【００１２】
この発明は、以上のような問題点を解決しようとするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明においては、
発振回路と、
この発振回路の発振周波数を決定する共振回路と
を有し、
上記発振回路は、
上記共振回路を接続するための第１および第２の端子
を有し、
上記共振回路は、
上記第１の端子と接地との間に、第１の直流カット用のコンデンサと、第１の共振用のコイルとが直列接続され、
上記第２の端子と接地との間に、第２の直流カット用のコンデンサと、可変容量ダイオードと、第３の直流カット用のコンデンサとが直列接続され、
上記第１の直流カット用のコンデンサおよび上記第１の共振用のコイルの接続中点と、上記第２の直流カット用のコンデンサおよび上記可変容量ダイオードの接続中点とが接続されるとともに、
この接続中点と、接地との間に、スイッチ用のダイオードと、共振用の補助コイルと、第４の直流カット用のコンデンサとが直列接続されて構成され、
第１の制御電圧が、第１のバッファ回路を通じて上記補助コイルおよび上記第４の直流カット用のコンデンサの接続中点に供給され、
第２の制御電圧が、第２のバッファ回路を通じて上記可変容量ダイオードおよび上記第３の直流カット用のコンデンサの接続中点に供給され、
上記第１の制御電圧を切り換えることにより、上記スイッチ用のダイオードをオンオフ制御して上記発振回路の発振周波数範囲を切り換えるとともに、
上記第２の制御電圧を変更することにより、上記可変容量ダイオードの容量を変更して上記発振周波数範囲における発振周波数を変更する
ようにした電圧制御発振器
とするものである。
また、そのような電圧制御発振器を局部発振回路に適用したシンセサイザ受信機とするものである。
したがって、スイッチ素子をオンオフ制御することにより、受信周波数範囲が切り換えられ、可変分周回路の分周比を変更することにより切り換えられた受信周波数範囲において、受信周波数が変更される。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１において、符号１０はシンセサイザ方式およびダブルスーパーヘテロダイン方式に構成されたＡＭ受信機を示す。なお、この例においては、受信バンド、受信周波数範囲および周波数ステップは、図３に示すとおりである。
【００１５】
そして、アンテナ１１からの受信信号が、高周波アンプ１２を通じて第１ミキサ回路１３に供給されるとともに、可変分周回路２５から周波数ｆLO1が、例え ば、
ｆLO1＝ｆRX＋ｆIF1                                  ・・・  (1)
ｆRX ：目的とする受信信号ＳRXの送信周波数
ｆIF1：第１中間周波数。例えば、ｆIF1＝10.7ＭHz
の分周信号ＳLO1が取り出され、この信号ＳLO1がミキサ回路１３に第１局部発振信号として供給され、目的とする受信信号ＳRXが第１中間周波信号ＳIF1（第１ 中間周波数ｆIF1）に周波数変換される。
【００１６】
続いて、この第１中間周波信号ＳIF1が、例えば、セラミックフィルタおよび アンプが縦続接続されて構成された第１中間周波回路１４を通じて第２ミキサ回路１５に供給されるとともに、分周回路２８から周波数ｆLO2が、例えば、
ｆLO2＝ｆIF1−ｆIF2                                 ・・・  (2)
ｆIF2：第２中間周波数。例えば、ｆIF2＝450ｋHz
の分周信号ＳLO2が取り出され、この信号ＳLO2がミキサ回路１５に第２局部発振信号として供給され、信号ＳIF1は第２中間周波信号ＳIF2（第２中間周波数ｆIF2）に周波数変換される。そして、この第２中間周波信号ＳIF2が、第２中間周波回路１６を通じてＡＭ検波回路１７に供給されてオーディオ信号が復調され、このオーディオ信号が端子１８に取り出される。
【００１７】
そして、このとき、回路２１〜２７によりＰＬＬ２０が構成されている。すなわち、ＶＣＯ２１から周波数ｆVCOの発振信号ＳVCOが取り出され、この信号ＳVCOが可変分周回路２２に供給されて１／Ｎの周波数に分周され、この分周信号が 位相比較回路２３に供給される。また、このとき、水晶発振回路２６から安定した周波数の発振信号が取り出され、この発振信号が可変分周回路２７に供給されて基準周波数ｆREFの信号に分周され、この分周信号が比較回路２３に基準信号 として供給される。
【００１８】
そして、比較回路２３の比較出力がローパスフィルタ２４に供給され、その出力電圧がＶＣＯ２１にその制御電圧（選局電圧）として供給される。また、ＶＣＯ２１の発振信号ＳVCOが、可変分周回路２５に供給されて１／Ｎ25の周波数に 分周され、この分周信号が上記のように第１局部発振信号ＳLO1としてミキサ回 路１３に供給される。また、発振回路２６の発振信号が分周回路２８に供給されて第２局部発振信号ＳLO2が形成される。
【００１９】
したがって、定常状態においては、可変分周回路２２からの分周信号の周波数と、分周回路２７からの分周信号の周波数ｆREFとは互いに等しいので、このと きの発振信号ＳVCOの発振周波数ｆVCOは、
ｆVCO＝Ｎ×ｆREF                                    ・・・  (3)
となる。また、このとき、分周回路２５により
ｆLO1＝ｆVCO／Ｎ25                                  ・・・  (4)
である。
【００２０】
この結果、(1)、(3)、(4)式から
0004277154.tif 000002
となる。
【００２１】
したがって、受信バンドおよび受信地域に対応して基準周波数ｆREFおよび分 周比Ｎ25、Ｎを、例えば図３に示すように、変更すれば、受信周波数範囲および周波数ステップは、図３に示すようになる。したがって、それぞれの地域において、目的とするＡＭ放送の周波数に対応して基準周波数ｆREFおよび分周比Ｎ、 Ｎ25を変更ないし制御すれば、そのＡＭ放送を受信することができる。
【００２２】
例えば、日本で中波放送を受信する場合であれば、Ｎ25＝20、ｆREF＝20ｋHz に設定するとともに、分周比Ｎを11222〜12329の間で９おきに変更すればよく、このとき、周波数522ｋHz〜1629ｋHzの範囲を９ｋHzステップで受信することが できる。
【００２３】
そして、基準周波数ｆREFおよび分周比Ｎ25、Ｎを、例えば図３に示すように 変更するため、受信機１０には、マイクロコンピュータ３１が設けられる。そして、このマイクロコンピュータ３１には、各種の操作キー（操作スイッチ）３２および設定スイッチ３３が接続され、マイクロコンピュータ３１から可変分周回路２２に分周比Ｎが供給され、可変分周回路２５に分周比Ｎ25の制御信号が供給されるとともに、可変分周回路２７に分周比の制御信号が供給される。
【００２４】
そして、キー３２を操作すると、マイクロコンピュータ３１により、その操作されたキーおよび設定スイッチ３３に対応して分周回路２２、２５の分周比Ｎ、Ｎ25が変更されるとともに、分周回路２７の分周比が制御されて基準周波数ｆREFが変更され、この結果、受信周波数ｆRXが(5)式にしたがって変更される。
【００２５】
こうして、受信機１０においては、例えば図３に示すような受信周波数範囲および周波数ステップでＡＭ放送を受信することができる。
【００２６】
そして、この場合、ＶＣＯ２１の発振周波数ｆVCOは、図３にも示すように、 その変化範囲が広いので、ＶＣＯ２１は、例えば図２に示すように構成される。すなわち、図２において、ＶＣＯ２１は、発振回路２１Ａと、その発振周波数ｆVCOを決定する共振回路２１Ｂとに分割される。そして、発振回路２１ＡはＩＣ ４０にＩＣ化されるとともに、ＩＣ４０は、外部に共振回路２１Ｂを接続するための接続端子（外部接続ピン）ＴX1、ＴX2を有する。なお、ＩＣ４０には、上述した受信機１０の回路１２〜１７、２０の少なくとも一部も一体にＩＣされている。
【００２７】
そして、端子ＴX1と接地との間に、直流カット用のコンデンサＣ11と、共振用コイルＬ11とが直列接続され、端子ＴX2と接地との間に、直流カット用のコンデンサＣ12と、可変容量ダイオードＤ11と、直流カット用のコンデンサＣ13とが直列接続される。また、素子Ｃ11、Ｌ11の接続中点と、素子Ｃ12、Ｄ11の接続中点とが接続されるとともに、この接続中点と、接地との間に、スイッチ用のＰＩＮ接合ダイオードＤ12と、共振用の補助のコイルＬ12と、直流カット用のコンデンサＣ14とが直列接続される。こうして、共振回路２１Ｂが構成される。
【００２８】
さらに、マイクロコンピュータ３１から、所定の制御電圧Ｖ31が取り出され、この制御電圧Ｖ31が、バッファ用のアンプ３４および抵抗器Ｒ11を通じて素子Ｌ12、Ｃ14の接続中点に供給される。また、ローパスフィルタ２４の出力電圧、すなわち、選局電圧ＶTNが、バッファ用の抵抗器Ｒ12を通じて素子Ｄ11、Ｃ13の接続中点に供給される。この場合、制御電圧Ｖ31は、受信周波数範囲に対応して、例えば図３に示すように、“Ｈ”レベルあるいは“Ｌ”レベルに変化するものである。
【００２９】
なお、一例として、
可変容量ダイオードＤ11の容量：８pＦ〜19pＦ（ＶTN＝６〜１Ｖのとき）
コイルＬ11のインダクタンス  ：50nＨ
コイルＬ12のインダクタンス  ：33nＨ
制御電圧Ｖ31の“Ｈ”レベル  ：8.5Ｖ
制御電圧Ｖ31の“Ｌ”レベル  ：０Ｖ
である。
【００３０】
このような構成によれば、制御電圧Ｖ31が、バッファアンプ３４および抵抗器Ｒ11→コイルＬ12→ダイオードＤ12→コイルＬ11→接地のラインを通じてダイオードＤ12に印加される。
【００３１】
したがって、Ｖ31＝“Ｌ”のときには、ダイオードＤ12への印加電圧（端子電圧）は０Ｖであり、ダイオードＤ12はオフであるから、コイルＬ11および可変容量ダイオードＤ11が高周波的に並列接続され、その並列回路がＶＣＯ２１の共振回路２１Ｂとして作用する。
【００３２】
そして、このとき、ローパスフィルタ２４から出力される選局電圧ＶTNが、抵抗器Ｒ12→可変容量ダイオードＤ11→コイルＬ11→接地のラインを通じて可変容量ダイオードＤ11に供給されるので、可変容量ダイオードＤ11の容量は、選局電圧ＶTNに対応して変化する。したがって、ＶＣＯの発振周波数ｆVCOは、図３の うち、Ｖ31＝“Ｌ”の欄に示すように、変化することができる。
【００３３】
一方、Ｖ31＝“Ｈ”のときには、この電圧Ｖ31がダイオードＤ12に印加されるので、ダイオードＤ12はオンとなり、コイルＬ12がコイルＬ11に高周波的に並列接続される。したがって、これらコイルＬ11、Ｌ12および可変容量ダイオードＤ11の並列回路がＶＣＯ２１の共振回路２１Ｂとして作用する。
【００３４】
そして、このとき、ローパスフィルタ２４から出力される選局電圧ＶTNが、抵抗器Ｒ12→可変容量ダイオードＤ11→コイルＬ11→接地のラインを通じて可変容量ダイオードＤ11に供給されるので、可変容量ダイオードＤ11の容量は、選局電圧ＶTNに対応して変化する。
【００３５】
ただし、このとき、コイルＬ11、Ｌ12および可変容量ダイオードＤ11による共振回路２１Ｂの共振周波数は、コイルＬ12が並列接続されたことにより、並列接続されていないとき（Ｖ31＝“Ｌ”のとき）に比べて、高くなっている。したがって、ＶＣＯの発振周波数ｆVCOは、図３のうち、Ｖ31＝“Ｈ”の欄に示すよう に、変化することができる。
【００３６】
こうして、図２のＶＣＯ２１によれば、広い周波数範囲にわたる局部発振信号ＳLO1を形成することができる。そして、そのとき、電源電圧を高くする必要が なく、したがって、車載用の受信機や電池で動作する受信機などの場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータを設けて電源電圧を昇圧する必要がないので、受信機の価格の上がることがない。
【００３７】
また、可変容量ダイオードＤ11として、選局電圧に対する容量変化の大きいものを使用する必要がないので、発振信号ＳVCOのＣ／Ｎの悪化することがなく、 したがって、オーディオ信号のＳ／Ｎが悪化することがない。
【００３８】
さらに、単一の制御電圧Ｖ31で発振周波数ｆVCOの変化範囲を変更することが できる。また、この制御電圧Ｖ31が発振回路２１Ａに印加されることがないので、発振信号ＳVCOを常に安定に得ることができるとともに、スイッチ用のダイオ ードＤ12を確実にオンあるいはオフに制御することができる。
【００３９】
〔この明細書で使用している略語の一覧〕
ＡＭ      ：Amplitude Modulation；振幅変調
Ｃ／Ｎ    ：Carrier to Noise ratio；ＣＮ比
ＤＣ／ＤＣ：Direct Current to Direct Current
ＩＣ      ：Integrated Circuit；集積回路
ｋHz      ：kiloHertz
ＭHz      ：MegaHertz
nＨ       ：nanoHenry
pＦ       ：picoFarad
ＰＩＮ    ：Positive-Intrinsic-Negative
ＰＬＬ    ：Phase Locked Loop；位相同期ループ
Ｓ／Ｎ    ：Signal to Noise ratio；ＳＮ比
Ｖ        ：Volt
ＶＣＯ    ：Voltage Controlled Oscillator；電圧制御発振器
【００４０】
【発明の効果】
この発明によれば、広い周波数範囲にわたる発振信号を形成することができる。そして、そのとき、電源電圧を高くする必要がないので、価格の上昇を抑えることができる。また、可変容量ダイオードとして、選局電圧に対する容量変化の大きいものを使用する必要がないので、オーディオ信号のＳ／Ｎが悪化することがない。
【００４１】
さらに、単一の制御電圧で発振周波数の変化範囲を変更することができる。また、この制御電圧が発振回路に印加されることがないので、発振信号を常に安定に得ることができるとともに、スイッチ用のダイオードを確実にオンあるいはオフに制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】この発明の一形態を示す接続図である。
【図３】この発明を説明するための図である。
【図４】この発明を説明するための接続図である。
【符号の説明】
１１…アンテナ、１２…高周波アンプ、１３…第１ミキサ回路、１４…第１中間周波回路、１５…第２ミキサ回路、１６…第２中間周波回路、１７…ＡＭ検波回路、１８…出力端子、２０…ＰＬＬ、２１…ＶＣＯ、２１Ａ…発振回路、２１Ｂ…共振回路、２２…可変分周回路、２３…位相比較回路、２４…ローパスフィルタ、２５…可変分周回路、２６…発振回路、２７…可変分周回路、２８…分周回路、３１…マイクロコンピュータ、３２…操作キー、３３…設定スイッチ、３４…バッファアンプ、４０…ＩＣ、Ｃ11〜Ｃ14…直流カット用コンデンサ、Ｄ11…可変容量ダイオード、Ｄ12…スイッチ用ダイオード、Ｌ11およびＬ12…共振用コイル、Ｒ11およびＲ12…バッファ抵抗器、ＴX1およびＴX2…外部接続ピン
【図１】
0004277154.tif 000003
【図２】
0004277154.tif 000004
【図３】
0004277154.tif 000005
【図４】
0004277154.tif 000006