(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のフィンガを有するレーキ受信機であって、
複数の周波数判別器と、
前記複数の周波数判別器の出力を組合せて平均誤差信号を出力するコンバイナであって、前記フィンガから周波数オフセットを除去するために、前記平均誤差信号が前記周波数判別器に帰還する、コンバイナと、
複数の加算器と、
を備え、
各加算器は、前記平均誤差信号と、前記出力の内の各１つとをそれぞれ受信して、オフセットされたそれぞれの周波数の推定値を供給する、ことを特徴とするレーキ受信機。
【請求項２】
前記複数のフィンガの各々が、前記複数の周波数判別器の内の１つを含む、請求項１に記載のレーキ受信機。
【請求項３】
前記コンバイナが、
前記出力を加算して和信号を形成する加算器と、
前記和信号を前記出力の数で除算する除算回路と、
を備える請求項１に記載のレーキ受信機。
【請求項４】
前記コンバイナは、前記加算器と前記除算回路との間に接続されたフィルタをさらに備える請求項３に記載のレーキ受信機。
【請求項５】
複数のフィンガを有するレーキ受信機用の自動周波数制御装置であって、
複数の周波数判別器と、
前記複数の周波数判別器の出力を組合せて平均誤差信号を出力するコンバイナであって、前記フィンガから周波数オフセットを除去するために、前記平均誤差信号が前記周波数判別器に帰還するコンバイナと、
複数の加算器と、
を備え、
各加算器は、前記平均誤差信号と、前記出力の内の各１つとをそれぞれ受信して、オフセットされたそれぞれの周波数の推定値を供給する、ことを特徴とする自動周波数制御装置。
【請求項６】
前記複数のフィンガの各々が、前記複数の周波数判別器の内の１つを含む、請求項５に記載の自動周波数制御装置。
【請求項７】
前記コンバイナが、
前記出力を加算して和信号を形成する加算器と、
前記和信号を前記出力の数で除算する除算回路と、
を備える請求項５に記載の自動周波数制御装置。
【請求項８】
前記コンバイナは、前記加算器と前記除算回路との間に接続されたフィルタをさらに備える請求項７に記載の自動周波数制御装置。
【請求項９】
複数のフィンガを有するレーキ受信機で周波数を自動的に制御する方法であって、
複数の周波数判別器を用いて、前記複数のフィンガの入力を周波数区分して、区分された出力を形成するステップと、
前記区分された出力を組合せて、平均誤差信号を形成するステップと、
前記平均誤差信号を前複数の記周波数判別器に帰還して、前記複数のフィンガから周波数オフセットを除去するステップと、
を備えるとともに、
前記平均誤差信号を前記区分された出力の内の各１つと加算して、それぞれのオフセット付き周波数の推定値を供給するステップをさらに備える、ことを特徴とする方法。
【請求項１０】
前記組合せステップが、
前記区分された出力を加算して、和信号を形成するステップと、
前記和信号を前記区分された出力の数で除算するステップと、
備える請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記和信号をフィルタリングするステップをさらに備える、請求項１０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明はレーキ（rake）受信機用の自動周波数制御(ＡＦＣ)ループ多経路（multipath）コンバイナに関し、より特定的には、すべてのレーキフィンガからドップラ周波数オフセットを除去するＡＦＣコンバイナに関する。
【０００２】
（従来技術の説明）
一般的に地上通信においては、受信機は、直接的な経路および間接的な経路を進行してきた送信信号を受信する。間接的な経路を介しての伝搬は、多経路伝搬（multipath propagation）と呼ばれ、送信信号が周囲の地形によって反射され屈折される結果もたらされるものである。間接的経路を介して進行する多経路信号は周波数オフセットと時間オフセットを受ける。
【０００３】
送信信号の多経路伝搬の複数の成分中のエネルギを利用するためには、送信信号の様々な多経路成分を受信する多重並行復調機能を有するレーキ受信機を用いる。各多経路成分復調器はレーキ受信機の「フィンガ」と呼ばれる。レーキ受信機は、パイロット信号の支援を得て多経路伝搬の複数の成分を識別して獲得する。当業者にはよく周知なように、レーキ受信機は区分経路からのエネルギを収集して組合せる。
【０００４】
一般的に、レーキ受信機は自動周波数制御(ＡＦＣ)ループを用いて、初期周波数を獲得して、雑音と多経路によって妨害されてきた受信信号に対してドップラ周波数調整を実行する。分布信号またはフェード信号のドップラ周波数オフセットはしばしば未知である。平衡離散四重相関器（balanced discrete quadri-correlator）またはクロス乗積自動周波数制御(ＣＰ−ＡＦＣ：cross-product automatic frequency control)ループ構造体を用いて、未知の周波数オフセットを得る。
【０００５】
ＣＰ−ＡＦＣループでは、未知の周波数オフセットは、式（５）と（７）に関連して述べるような微分演算によって得られる。ＣＰ−ＡＦＣ機能を誘導するために、図１に示す最適位相エスティメータ構造体を考えてみる。図１に示すように、受信信号ｙ（ｔ）が、９０°の位相差を有するローカル発振信号１６と１８をそれぞれ受信する２つのミクサ１２と１４に出力される。この２つの信号は、その一方の信号が９０°位相シフタ２２中を通過する電圧制御発振器(ＶＣＯ)２０などのローカル発振器から出力される。この２つのミクサ１２と１４の出力は２つの積分器（または低域フィルタ）３２と３４にそれぞれ出力される。
【０００６】
受信信号ｙ（ｔ）は次式（１）で表される：
【数１】
0004391024.tif 000002
【数２】
0004391024.tif 000003
無雑音の場合、積分器すなわち低域フィルタ３２と３４の出力は次式（３）と（４）で与えられる：
【数３】
0004391024.tif 000004
【数４】
0004391024.tif 000005
ここで、θ（ｔ）は図１に示す位相エスティメータ１０の出力である。
【０００７】
次式（６）の恒等式を用いると：
【数５】
0004391024.tif 000006
式（５）は次式（７）となる：
【数６】
0004391024.tif 000007
式（５）に示す微分器のために、式（５）をＣＰ−ＡＦＣ構造で実現したものはまた微分器ＡＦＣとしても知られる。離散ドメインにおいては、微分器ＡＦＣ構造体は、時間ｔ＝ｎΔＴにおける導関数ｄｙ（ｔ）／ｄｔを次式（８）で示す式で置換することによって容易に誘導することができる：
【数７】
0004391024.tif 000008
ここで、ΔＴはサンプリング周期を表している。アナログ微分器ｄｙ（ｔ）／ｄｔはシステム伝達関数Ｈ（ｓ）＝ｓを有するが、ここで離散システムは、式（８）から推論することができる次式（９）によって与えられる伝達関数を有している：
【数８】
0004391024.tif 000009
その結果、アナログドメインと離散ドメイン間のマッピングは次式（１０）によって統御される：
【数９】
0004391024.tif 000010
式（１０）におけるマッピングは、比較的小さい共振周波数を有する低域フィルタと帯域フィルタに対してしか適さないことに注意されたい。
【０００８】
離散時間微分器ＡＦＣの構造体を誘導するために、式（８）を式（７）に代入して次式（１１）を得る：
【数１０】
0004391024.tif 000011
式（１１）の実現例が、後述する図２に示す離散微分器ＡＦＣ（またはＣＰ−ＡＦＣ）ループ構造体である。
【０００９】
式（１１）の関係はさらに式（１２）のように表すことができる：
【数１１】
0004391024.tif 000012
図２に、式（１１）に示す表現の実現例である周波数判別器（ＦＤ）１１０を有する典型的なクロス乗積(ＣＰ)ＡＦＣ１００を示す。図１の位相エスティメータ１０に類似して、受信信号ｙ（ｔ）は２つのミクサ１２と１４に供給されて、一方の信号が位相シフタによって９０°位相シフトされた９０°離れ、ＶＣＯ２０から供給されたローカル発振された信号１６と１８を用いてダウン変換される。分かりやすいように、図１に示す９０°位相シフタは図２では省略されている。
【００１０】
このダウン変換された信号はそれぞれアナログ／ディジタルＡ／Ｄコンバータ１２０と１２５、積分器１３０と１３５およびダンプフィルタすなわち低域フィルタ１４０と１４５を通過する。ダンプフィルタ１４０と１４５の出力信号はそれぞれｙｓとｙｃと示されるが、これらは周波数判別器１１０の入力信号である。第１の信号ｙｓは第１の遅延エレメント１５０および第１のミクサすなわちマルチプレクサ１５５を通過する。同様に、第２の信号ｙｃは第２の遅延エレメント１６０および第のミクサすなわちマルチプレクサ１６５を通過する。第１の信号ｙｓはまた、第２のミクサ１６５に供給され、一方、第２の信号ｙｃは第１のミクサ１５５に供給される。
【００１１】
この２つのミクサ１５５と１６５の出力は、減算器または加算器などの組合せ回路１７０に供給されるが、この場合、加算器１７０入力の内の一方が反転されて、その２つの入力を減算する。加算器１７０の出力は式（１１）と（１２）の左側に示す差信号である。加算器１７０からのこの差信号は周波数誤差の推定値である。
【００１２】
加算器１７０からの差信号は他の回路を供給されて処理される。加えて、加算器１７０からの差信号はループフィルタ１７５とディジタル／アナログ(Ｄ／Ａ)コンバータ１８０を介してＶＣＯ２０に帰還する。ループフィルタ１７５の出力は周波数オフセットの推定値である。Ｄ／Ａコンバータ１８０は自身のディジタル入力を、ＶＣＯ２０の発振周波数を調整するために用いられるアナログ信号に変換する。
【００１３】
次に、ＶＣＯ２０の出力は周波数判別器（ＦＤ）１１０または中間周波数(ＩＦ)ミクサに帰還して、それぞれ短ループまたは長ループと呼ばれるものを形成する。図２に示すように、ＶＣＯの出力はミクサ１２と１４に帰還するが、ここでは、９０°位相シフタ２２（図１）がＶＣＯ２０とミクサ１２との間に図１と関連して説明したように装備されている。
【００１４】
分かりやすいように、短ループと長ループは図２では区別されていないが、その理由は、図２では、受信したＲＦ信号を、Ａ／Ｄコンバータ１２０と１２５に供給される帯域幅信号に変換するミクサ１２と１４のセットしか図示していないからである。しかしながら、一般的には次の２セットのミクサが備えられる。すなわち、受信したラジオ周波数（ＲＦ）信号を９０°ずれた中間周波数(ＩＦ)信号に変換するＩＦミクサと；ＩＦ信号を、Ａ／Ｄコンバータ１２０と１２５に対する入力となる帯域幅信号に変換するゼロＩＦミクサと；である。短ループはＶＣＯとＩＦミクサに接続し、長ループはＶＣＯをゼロＩＦミクサに接続する。一般的に、ＲＦフィルタはＩＦミクサとゼロＩＦミクサの間に設けられる。
【００１５】
【数１２】
0004391024.tif 000013
ミクサ１２と１４から出力された信号はＡ／Ｄコンバータ１２０と１２５によってディジタル化される。ＳＮＲを改善するために、このディジタル化された信号は次に、それぞれ、積分／ダンプフィルタまたは適切な低域フィルタ１３０および１４０並びに１３５および１４５に送出される。これによって雑音を平滑化する。次に、フィルタリングされた信号は、２つの遅延回路１５０と１６０、２つの乗算器１５５と１６０および加算器１７０から成る微分回路または周波数判別器１１０に送出される。加算器１７０の出力は、上述したようにＶＣＯ２０に帰還する差信号である。
【００１６】
【数１３】
0004391024.tif 000014
この周波数不整合はドップラ周波数シフトによるものである。この段階では、ＡＦＣ１００を用いて、周波数不整合を補正する。定常状態では、ＡＦＣ１００はドップラ周波数シフトに追従しようとする。８００ＭＨｚと９００ＭＨｚ間のある周波数の場合、ドップラシフトは一般的には約９０Ｈｚである。私的な通信システム（ＰＣＳ）に応用する場合は、ドップラシフトは４００Ｈｚという高い値になることがある。
【００１７】
従来のレーキ受信機では、ＡＦＣは、様々な周波数検出器を各フィンガ上に配置することによってこれら様々なフィンガから得られた周波数シフトを組合せた周波数で動作することができる。この方法によって、周波数オフセットの推定値は、様々なレーキフィンガ中に存在する周波数オフセットの推定値の平均値となる。しかしながら、この方法においては、加重平均された周波数オフセットが各経路から除去されるだけである。その結果、受信信号多経路の中心周波数と平均周波数の推定値との差に等しい周波数オフセット誤差が各フィンガに残されることになる。これがまた、各フィンガ中に存在するパイロットの強度しだいでは、さらなるオフセットと誤差を導入し、これによってシステムの性能を劣化させる。
【００１８】
ＡＦＣ回路を有する従来のＲＦ受信機では、周波数オフセットは１つ以上のレーキフィンガ中に残留し、このため、システムの性能をさらに劣化させる。したがって、すべてのレーキフィンガから周波数オフセットを除去するＡＦＣ回路を持ったレーキ受信機に対する必要性が存在する。
【００１９】
（発明の概要）
本発明の目的は、自動周波数制御(ＡＦＣ)ループ構造を持ったレーキ受信機と、レーキ受信機の従来型のＡＦＣループに関する問題を解消するＡＦＣ方法を提供することにある。
【００２０】
本発明の別の目的は、性能の劣化を最小に留めるレーキ受信機のＡＦＣループ構造と方法を提供することである。
【００２１】
本発明のさらに別の目的は、すべてレーキフィンガから周波数オフセットを除去するＡＦＣ回路を持ったレーキ受信機を提供することである。
【００２２】
本発明のさらに別の目的は、多経路信号にもかかわらず卓越した性能を有する受信機を提供することである。
【００２３】
本発明は上記目的と他の目的を、レーキ受信機に自動周波数制御(ＡＦＣ)する方法と、例えば符号分割多重アクセス方式(ＣＤＭＡ)変調機能を持つ無線ハンドセット用に用いられるレーキ受信機用のＡＦＣシステムとを提供することにある。このレーキ受信機は複数のフィンガを有し、さらに、複数の周波数判別器とコンバイナを含んでいる。各フィンガは周波数判別器を含んでいる。コンバイナは周波数判別器からの出力を組合せて、すべてのフィンガから周波数オフセットを除去するために周波数判別器に帰還する平均誤差信号を出力する。
【００２４】
コンバイナは、複数の周波数判別器の出力を加算して和信号を形成する加算器と、この和信号を周波数判別器の数で除算して平均誤差信号を形成する除算回路とを含んでいる。このコンバイナはさらに、この加算器と除算回路との間に接続されているフィルタを含んでいる。加えて、さらなる加算器が備えられているが、この場合、各加算器は平均誤差信号と周波数判別器の出力のそれぞれ１つを受信して、それぞれのオフセット付きの周波数の推定値を出力する。
【００２５】
（発明の詳細な説明）
本発明のさらなる特徴と利点は、図面全体にわたって同様の参照符号が同様の部品を示す、本発明の好ましい実施形態を指定して図示する添付図面を参照して以下に記載する詳細な説明から容易に明らかであろう。
【００２６】
図３に、ＡＦＣコンバイナ２０５を有するレーキ受信機２００を図示する。ＡＦＣコンバイナ２０５は、少なくとも３つの周波数判別器１１０−１、１１０−２および１１０−３と、加算器２０７とを備えている。図３では、３つのレーキフィンガ２１０、２１２および２１４が例示されている。周波数誤差が１つ以上のレーキフィンガ中に残留してシステムの性能をさらに劣化させるような図１及び図２に示す従来のＡＦＣ構成とは異なって、図３のレーキ受信機２００は、すべてのレーキフィンガ２０１、２１２および２１４から周波数オフセットすなわち誤差を除去するＡＦＣコンバイナ２０５を有している。これは、要するに、システム中の様々な周波数オフセットによって引き起こされた性能劣化の原因をすべて除去するものである。これで、各フィンガ２１０、２１２および２１４の出力におけるこの周波数オフセットすなわち誤差Δω１、Δω２、ΔωＮは、シンボル除去又はシンボル劣化するおそれなく、加算器２０７によってコンバイナ段２０５で加算される。
【００２７】
図３では、演算｛▽i：i＝１：Ｎ｝はi番目の周波数判別器を示すが、ここで、ｉは１からＮの数値である。Ｎは一般的には３に設定されて、図３には３つの周波数判別器１１０−１、１１０−２および１１０−３が例示されている。しかしながら、最大でＮ個の周波数判別器が使用され得ることが理解されよう。各周波数判別器は、図２に詳しく示すタイプの周波数判別器である。さらに、図２を参照して説明したように、ＲＦミクサとＩＦミクサが存在し、また、ＶＣＯがＲＦミクサとＩＦミクサのどちらかまたは双方に接続されて、短ループおよび長ループを形成することがある。
【００２８】
図３に示すように、レーキフィンガ２１０、２１２および２１４は各々が自身の判別器１１０−１、１１０−２および１１０−３を有している。レーキ受信機の各経路上の周波数オフセットは、これらの信号が受信される際の様々なドップラシフトのために互いに異なる。これは特に、モバイル局またはモバイル電話が２つ以上の基地局によって同時にサービスされる無線電話におけるハンドオフの際には特に当てはまる。
【００２９】
加算器２０７の出力は、ループフィルタ１７５を介して１／Ｎ除算回路２３０に供給される。１／Ｎ除算回路２３０の出力は、ディジタル／アナログ（Ｄ／Ａ)コンバータ１８０と図２に示すような電圧制御式発振器(ＶＣＯ)２０を介してミクサ１２と１４に帰還する。図２に示すように、２つの信号１６と１８が、受信信号ｙ（ｔ）をダウン変換する目的で２つのミクサ１２と１４に供給され、また、ミクサ１２と１４の出力は、アナログ／ディジタル(Ａ／Ｄ)コンバータ１２０と１２５、積分器１３０と１３５、ダンプフィルタ１４０と１４５を通過してから周波数判別器１１０−１、１１０−２および１１０−３に供給される。
【００３０】
【数１４】
0004391024.tif 000015
周波数判別器１１０−１、１１０−２および１１０−３各々の出力は次式（１３）で定義される誤差信号である：
【数１５】
0004391024.tif 000016
【数１６】
0004391024.tif 000017
図３のループフィルタ１７５の入力は次式（１５）に示す組合せた誤差信号である。
【００３１】
【数１７】
0004391024.tif 000018
定常状態では、すなわちループが確立された後では、１／Ｎ除算回路の出力は次式（１６）で与えられる平均周波数推定値である：
【数１８】
0004391024.tif 000019
【数１９】
0004391024.tif 000020
受信されたまたはシフトされた周波数ωiを探知するために各フィンガからこれらのドップラ周波数オフセットΔωiを除去することによって、信号対雑音比を高め、周波数オフセットによる劣化を除去する。当業者には分かるように、フェージングに対して適切に対処するために、各経路の出力で各周波数検出器の出力を正規化する必要がある。例示するように、レーキ受信機２００を、セルラーＣＤＭＡ電話またはコードレススペクトル拡散電話などの符号分割多重アクセス方式(ＣＤＭＡ)変調機能付きの無線電話またはハンドセット用に用いる。
【００３２】
本発明は例示された好ましい実施形態を参照して説明したが、添付クレームによってしか制限されるべきでない本発明の精神と範囲から逸脱することなく前述のまたは他の形態上のまたは詳細部の変更が可能であることが当業者には理解されよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来の位相エスティメータの図である。
【図２】  従来の離散微分クロス乗積自動周波数制御(ＡＦＣ)回路の図である。
【図３】  本発明に係るＡＦＣコンバイナを有するレーキ受信機の図である。
【図１】
0004391024.tif 000021
【図２】
0004391024.tif 000022
【図３】
0004391024.tif 000023