(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
記憶媒体の位相フィールドおよび，位置誤差フィールドの開始近くに一組の放射状コヒーレント遷移を含む前記位置誤差フィールド上を読取りヘッドが移動する時に読取りヘッドにより生成されたサーボ信号に基づいて記憶装置内の記憶媒体上の読取りヘッドの位置を求める方法であって，
（ａ）前記サーボ信号をアナログデジタル変換するアナログデジタル変換器を前記位相フィールドの磁化パターンの検出に基づいてイネーブルにし，前記位相フィールドの最後で前記アナログデジタル変換器をディセーブルにすることにより，前記位相フィールドに関連する前記サーボ信号の一部について一連の復調操作を行って位相フィールド値を生成するステップと，
（ｂ）前記サーボ信号をアナログデジタル変換するアナログデジタル変換器を前記位置誤差フィールドの放射状コヒーレント遷移の検出に基づいて再度イネーブルにし，前記位置誤差フィールドの最後で前記アナログデジタル変換器をディセーブルにすることにより，前記位置誤差フィールドに関連する前記サーボ信号の一部について一連の復調操作を行って位置誤差フィールド値を生成するステップと，
（ｃ）前記位置誤差フィールド値を前記位相フィールド値により除することで前記記憶媒体上の前記読取りヘッドの場所を示唆する位置誤差予測値を生成するステップと
を具備する方法。
【請求項２】
請求項１記載の方法であって，前記読取りヘッドが第２位置誤差フィールドの開始近くに一組の放射状コヒーレント遷移を含む前記第２位置誤差フィールド上を移動し，前記方法がさらに，
（ｄ）前記サーボ信号をアナログデジタル変換するアナログデジタル変換器を前記第２位置誤差フィールドの前記放射状コヒーレント遷移の検出に基づいて再度イネーブルにし，前記位置誤差フィールドの最後で前記アナログデジタル変換器をディセーブルにすることにより，前記第２位置誤差フィールドに関連する前記サーボ信号の一部について一連の復調操作を行い第２位置誤差フィールド値を生成するステップと，
（ｅ）前記第２位置誤差フィールド値を前記位相フィールド値で除することで前記記憶媒体上の前記読取りヘッドの位置を示唆する第２位置誤差予測値を生成するステップと
を具備する方法。
【請求項３】
請求項１記載の方法であって，前記サーボ信号の一部についての一連の復調操作は，
（ａ）（１）前記サーボ信号の一部をサンプリングして一連の信号サンプルを生成するステップと，
（ａ）（２）前記一連の信号サンプルに一連の調整値を乗じて一連の調整済値を生成するステップと，
（ａ）（３）前記調整済値を調整済値の順に合計するステップと
を具備する方法。
【請求項４】
前記一連の調整値が少なくとも１つのゼロを備える請求項３記載の方法。
【請求項５】
前記乗算ステップ（ａ）（２）が，大きさが小さい信号サンプルに調整値ゼロを乗じることを含む請求項４記載の方法。
【請求項６】
前記乗算ステップ（ａ）（２）は，前記信号サンプルが前記サーボ信号のピークショルダから取得される場合に，信号サンプルに調整値ゼロを乗じることを含む請求項４記載の方法。
【請求項７】
前記実行ステップ（ａ）が，
（ａ）（１）前記サーボ信号の一部に調整信号を乗じることで調整済信号を生成するステップと，
（ａ）（２）前記調整済信号を積分するステップと
を具備する請求項１記載の方法。
【請求項８】
前記位置誤差フィールド値および前記位相フィールド値はアナログ値であり，前記位置誤差フィールド値の前記位相フィールド値による除算はアナログ操作である請求項７記載の方法。
【請求項９】
位置誤差信号値を生成するためにデータ記憶装置のサーボ信号を復調する復調回路であり，前記サーボ信号が位相フィールド信号と，位置誤差フィールドの開始近くに配置された一組の放射状コヒーレント遷移の信号を含む位置誤差フィールド信号とを備える，前記復調回路であって，
前記サーボ信号をアナログデジタル変換するアナログデジタル変換器を前記位相フィールドの磁化パターンの検出に基づいてイネーブルにすることにより前記位相フィールド信号を生成し，前記サーボ信号をアナログデジタル変換する前記アナログデジタル変換器を前記位置誤差フィールドの前記放射状コヒーレント遷移の検出に基づいて再度イネーブルにすることにより前記位置誤差フィールド信号を生成し，前記アナログデジタル変換器は前記位相フィールドおよび前記位置誤差フィールドの各々の最後でディセーブルにされる，回路と，
前記位相フィールド信号および前記位置誤差フィールド信号を受信しかつ少なくとも部分的に調整して調整位相フィールド信号および調整位置誤差フィールド信号を生成できる調整回路と，
前記調整回路に接続され，一定期間前記調整位相フィールド信号の値を合計して正規化要素を生成でき，また一定期間前記位置誤差フィールド信号の値を合計して非換算位置誤差フィールド値を生成できる加算回路と，
前記正規化要素および前記非換算位置誤差フィールド値を受信でき，また前記非換算位置誤差フィールド値を正規化要素で除して位置誤差信号値を生成できる除算回路と
を備える復調回路。
【請求項１０】
前記加算回路がアナログ積分器を備える請求項９記載の復調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の属する技術分野）  本発明は記憶装置に関する。特に、本発明は記憶装置のサーボシステムに関する。
【０００２】
（発明の背景）
ディスク駆動装置などの記憶装置は、一般にサーボシステムを使用して、デジタル情報が保存されている記録トラック上の読取り書込みヘッドの位置決めをする。サーボシステムは、マルチディスクシステムの専用ディスク面または各ディスクに放射状に分布するサーボセクタに保存したサーボ情報に依存している。サーボ情報は、ヘッドが位置するトラックのトラック番号や恐らくヘッドが位置する角セクタなどの大ざっぱな位置情報を提供する。また、サーボ情報はトラック内でのヘッドの半径方向位置を記述する詳細位置情報も含んでいる。
【０００３】
一般に、詳細位置情報はいくつかのサーボフィールドの組み合わせであるサーボフィールドパターンを使用して格納される。サーボフィールドパターンには、「ヌルタイプ」サーボパターン、「スプリットバースト振幅」サーボパターン、「位相タイプ」サーボパターンなどの幾つかのタイプがある。
【０００４】
ヌルタイプサーボパターンは、相互に周知の位相関係で書かれた少なくとも２つのフィールドを含んでいる。第１フィールドは「位相」または「同期」フィールドであり、読出しチャンネルの位相と周波数を読出し信号の位相と周波数にロックするために使用される。第２フィールドは位置誤差フィールドであり、トラックセンターラインからのヘッドの距離の確認に使用される。
【０００５】
ヌルタイプ位置誤差フィールドでは、ヘッドがトラックセンターラインに直接またがっている場合に、磁化パターンは読出し信号の振幅が理想的にはゼロになるものである。ヘッドが所望トラックセンターラインから離れるに従って、読出し信号の振幅が増大する。ヘッドが所望トラックセンターラインと隣接トラックのセンターラインとの途中にある場合、読出し信号は最大振幅を有する。
【０００６】
ヌルタイプ位置誤差フィールドのトラックセンターラインの片側の磁化パターンは、トラックセンターラインの反対側の磁化パターンに対し１８０度位相がずれて書かれている。したがって、同期フィールドからの読出し信号の位相に対する位置誤差フィールドの読出し信号の位相は、ヘッドがトラックセンタラインからずれている方向を示している。
【０００７】
サーボシステムを制御するために、一つの位置誤差値を各サーボセクタで求める。一般に、こうした位置誤差値は、位置誤差フィールドに関係する読出し信号を復調して生成する。通常、位置誤差値の大きさはトラックセンタラインからのヘッドの距離を示し、位置誤差値の符号はヘッドのずれ方向を示す。
【０００８】
従来、ヌルタイプパターンからの読出し信号の復調は常に同期処理であった。同期処理では、位相フィールドが位置誤差フィールドに対し周知で一定の位相関係で書かれているので、位置誤差フィールドの読出し信号の正確な位相は位相フィールド読出し信号から分かる。通常、位相ロックループ（ＰＬＬ）は、位相フィールドの位相を得るために使用し、この位相情報は位置誤差フィールド信号の復調に使用する。したがって、位相フィールドは、ＰＬＬを読出し信号の位相と周波数にロックできる十分な長さを必要とする。例えば、位相フィールドは位置誤差フィールドの３乃至４倍の長さにできる。
【０００９】
ディスクの各サーボセクタにおける位相フィールドと位置誤差フィールドとの一致した位相関係を確実にすることは、ヘッドを正確に配置する上で重要である。この２つのフィールド間の位相が各サーボフィールドで一致しない場合は、ヘッドがトラック内の同一半径方向位置に残っても、２つの異なるサーボフィールドでは異なる位置誤差値が得られる。この一致を確実にするために相当な努力と費用を費やして、すべてのサーボフィールドでヘッドを作動する一致した位相ロックループを構成している。
【００１０】
サーボシステムにより生成した位置誤差値は、トラックをヘッドが放射状に移動するにつれて線変化するのが理想的である。こうした線変化は、所望位置へヘッドを移動する量を求める上で必要な計算を簡単にしている。一般に、サーボシステムは、ヘッドがトラックを放射状に移動する時に線変化する位置誤差値を生じない。特に、ヘッドがトラックを放射状に移動すると、読取りヘッドにより生成される読出し信号はヘッドの形状によって変動する傾向がある。こうした変動による影響を少なくするために、先行技術では自動利得制御システムを使用してサーボループの利得を自動的に調節し、ヘッドのためのすべてのトラック位置で一定になるようにしている。自動利得制御により生成する必要がある利得量は、ディスクバーンイン（ｂｕｒｕ−ｉｎ）の時またはディスク駆動装置の寿命中に定期的に初期化する必要のある制御回路により設定する。
【００１１】
このように、先行技術では、異なるサーボエリアでも一定になるように位置誤差値を正規化するために大きな努力が払われている。そのために、構造が複雑で出費がかさみ、ディスク駆動装置のコストが押し上げられている。
【００１２】
（発明の概要）  位置誤差推定値の生成方法は、位相フィールド信号と位置誤差フィールド信号とを生成する。一連の動作を位相フィールド信号について行い、この同じ一連の動作を位置誤差フィールド信号についても行う。位置誤差フィールド信号について上記一連の動作を行うことで得られた結果を、位相フィールド信号について上記一連の動作を行うことで得られた結果で除する。除算結果が位置誤差推定値である。上記方法を行う回路とシステムも提供する。
【００１３】
（好適な実施例の詳細な説明）  図１は本発明が有用なディスク駆動装置１００の斜視図である。ディスク駆動装置１００は、ベース１０２とトップカバー（図示せず）とを備えた筐体を含んでいる。このディスク駆動装置１００は、ディスククランプ１０８によりスピンドルモータ（図示せず）に装着したディスクパック１０６も含んでいる。このディスクパック１０６は、中心軸１０９を中心に同時回転するように取り付けられた複数のディスクを含む。各ディスク面は、ディスク面との通信のためにディスク駆動装置１００に取り付けた関連ディスクヘッドスライダ１１０を有する。図１に示す例では、スライダ１１０は、アクチュエータ１１６のトラックアクセスアーム１１４に取り付けたサスペンション１１２で支持してある。図１に示すアクチュエータは、回転式可動コイルアクチュエータとして知られるタイプであり、概して１１８で示す音声コイルモータ（ＶＣＭ）を含む。この音声コイルモータ１１８は、ヘッド１１０を取り付けたアクチュエータ１１６をピボットシャフト１２０のまわりに回転させて、ディスク内径１２４とディスク外径１２６との間のアーチ形経路１２２に沿った所望データトラック上にヘッド１１０を配置させる。音声コイルモータ１１８は、ヘッド１１０により生成された信号に基づくサーボエレクトロニクス１３０とホストコンピュータ（図示せず）により駆動される。
【００１４】
図２は、図１の磁気ディスク駆動装置１００などの情報記憶装置２２８のブロック図である。この記憶装置２２８は、３つの主構成部品である装置２３０、サーボ論理部２３２、マイクロプロセッサ２３３を含む。マイクロプロセッサ２３３はホストインタフェース２３４を介してホストコンピュータ（図示せず）と通信する。マイクロプロセッサ２３３は、ホストから受信する指示に従ってディスクとの情報の読み書きを制御する。すなわち、マイクロプロセッサ２３３は、制御信号を制御線２３５を介して装置２３０へ供給して装置２３０のヘッドの選択、書込み電流の強さ、読出し感度、動作モード（読出し、書込み、トラックシーク）などの多様な機能を制御する。さらに、マイクロプロセッサ２３３は、データバス２３７に沿って書込みデータを供給し、データバスに沿って読出しデータを受け取る。回収データはホストインタフェース２３４を介してホストに供給される。
【００１５】
マイクロプロセッサ２３３は、アドレスバス２４１と双方向データバス２４３を介してマイクロプロセッサ２３３に接続したサーボ論理部２３２を介してディスク上のヘッド１１２の移動を制御する。アドレスバス２４１とデータバス２４３とを使用して、マイクロプロセッサ２３３はサーボ論理部２３２内の記憶域にヘッドの所望位置を記憶出来る。この記憶域をサーボ論理部２３２がアクセスして、記憶された値とヘッドの現在位置に基づいて電流コマンド２３６を装置２３０に発行する。マイクロプロセッサ２３３は、アドレスバス２４１とデータバス２４３を使用してサーボ論理部２３２の記憶域に記憶したヘッド位置情報を検索することもできる。
【００１６】
装置２３０内では、電流コマンド２３６は電力増幅器２３８により受信され、電流コマンド２３６の電圧が電流信号２４０に変換される。電流信号２４０は、電流信号２４０の電流により駆動される図１の音声コイルモータ１３４を含み電流信号２４０の電流により求められる速度で加速するアクチュエータ２４２に供給され、それを制御する。アクチュエータ２４２は電流信号２４０の電流を、媒体に対しヘッド１１２を動かす機械的動作２４４に変換する。
【００１７】
ヘッド１１２は、媒体に対して移動する時に媒体内に埋められたデータやサーボパターンを検出する。サーボパターンは媒体に対するヘッドの位置に関する情報を含み、コード化位置情報を含む低レベル信号２４８をヘッドで生成する。ヘッド増幅器２５０は、低レベル信号２４８を増幅して、ノイズにあまり影響されず復号が容易な増幅信号２５２を生じる。増幅信号２５２は復調器２５４に入力され、ここでコード化されたヘッド信号が変換され復調器位置測定値２５６がサーボ論理部２３２に供給され、データがデータ線２３９を介してマイクロプロセッサ２３３に供給される。
【００１８】
サーボ論理部２３２は、復調器位置測定値２５６をヘッドの実位置に対応させる直線性テーブルへ復調器位置測定値２５６を供給する。そこで、サーボ論理部２３２はヘッド１１２の位置を求め、その位置とマイクロプロセッサ２３３により設定された所望位置に基づいて新しい電流コマンド２３６を発行できる。
【００１９】
記憶装置２２８には動作の基本モードが２つある。トラック探知（シーキング）として周知のその１つのモードでは、マイクロプロセッサ２３３はサーボ論理部２３２に命令して、ヘッドを新しいトラックへと媒体上を移動させる。トラックフォローイングとして周知の第２の動作モードでは、マイクロプロセッサ２３３は、トラック内のある位置にヘッドを配置し続けるようにサーボ論理部２３２に命令する。トラックフォローイングは、サーボ論理部２３２がヘッドを移動させて媒体上のトラックに対して安定させる必要があるので、完全な受動モードではない。トラックには凸凹があり、サーボ論理部２３２はこうした凸凹に追従させてヘッド１１２を移動する必要があるため、上記移動を必要とする。トラックフォローイング中、装置２３０とサーボ論理部２３２との間に形成されたサーボループを使用してヘッドを所定位置に保持する。すなわち、ヘッド１１２がその位置から離れると、媒体に埋められたサーボパターンの他の部分をヘッドが読むので、低レベル信号２４８が変化し始める。この低レベル信号２４８の変化は、増幅信号２５２および位置測定値２５６に同様の変化を生じさせる。位置測定値２５６の変化に応じて、サーボ論理部２３２は、ヘッド１１２がその元の位置側へトラック上を移動するように電流コマンド２３６を変更する。
【００２０】
上記サーボループは、トラックの凸凹に応答するその性能がこうした凸凹の頻度が増加すると低下するという意味で、トラックの凹凸に対する周波数依存レスポンスを有する。この意味で、トラックの凸凹はサーボループに対する入力信号として考えることができ、こうした凸凹に対するサーボループのレスポンスはサーボループの利得として考えることが出来る。特定のタイプのヘッド１１２、特に磁気抵抗ヘッドでは、サーボループの周波数レスポンスは、ヘッド１１２の位置がトラック内で変化する時に変化する。このように、ヘッドはトラックの異なる部分でのトラックの凸凹に対して素早く応答する。
【００２１】
図３は先行技術で使用されるサーボ部１８０のヌルタイプサーボ磁化パターンの主要部分を示す図である。ディスク１２２の半径寸法を縦に示し、ディスク１２２の角寸法を水平の示している。矢印１８２はディスク１２２のダウントラック方向または角寸法を示す。矢印１８４はディスク１２２のクロストラック方向または半径寸法を示す。図２は４つのトラックセンタ１９０、１９１、１９２、１９３を示し、それぞれにラベル「１」、「２」、「３」、「４」が付けられている。ヘッド１３４はクロストラック方向１８４でトラックセンタ「２」に一致する。
【００２２】
図３の陰影部分は、非陰影部分と比較して反対の磁気極性の部分に対応する。例えば、縦記録方式では、非陰影領域の縦磁化が図中の右から左の場合は、陰影領域での縦磁化は左から右となる。こうした領域では、デジタル磁気記録では標準的な方法であるように磁気媒体はどちらの縦方向にでも飽和する。
【００２３】
サーボセクタ１８０には、先頭フィールド２００と、「同期」または「位相」フィールド２０２と、中間フィールド２０４と、正規位置誤差フィールド２０５と、直角位置誤差フィールド２０６と、追従フィールド２０８とがある。先頭フィールド２００と中間フィールド２０４と追従フィールド２０８は、図３に示すように「空」でも良く、また追加サーボデータを含んでも良い。例えば、中間フィールド２０４はトラック番号またはセクタ番号を含んでも良い。位相フィールド２０２は、放射状のコヒーレント磁気変遷を含んでいる。ヘッド１３４が位相フィールド２０２上を移動するとき、位相フィールド２０２内の磁化パターンはヘッド１３４の出力に発振信号を発生する。正規位置誤差フィールド２０５および直角位置誤差フィールド２０６はヌルタイプ磁気パターンを含んでいる。直角位置誤差フィールド２０６の直角磁気パターンは、正規位置誤差フィールド２０５の正常磁気パターンに対してトラック幅の半分だけオフセットされている。一部のヌルタイプサーボパターンでは、正規パターンの前に直角パターンの半分を置き、正規パターンの後ろに直角パターンの半分を置くことで直角磁気パターンを半分に分けている。
【００２４】
図４は、トラック２のセンタライン１９１に直接またがって位相フィールド２０２と、中間フィールド２０４と、正規位置誤差フィールド２０５と、直角位置誤差フィールド２０６との上をヘッド１３４が移動する時の先行技術の読出し信号２１０の一部を示す波形図である。読出し信号２１０は、ヘッドが位相フィールド２０２上を移動する時に生成される位相フィールド信号２０７と、ヘッドが正規位置誤差フィールド２０５上を移動する時に生成される正規位置誤差信号２１２と、直角位置誤差フィールド２０６上をヘッドが移動するときに生成される直角位置誤差フィールド信号２１４とに時間分割できる。ヘッド１３４がトラックセンタラインにまたがって読出し信号２１０を生成するので、正規位置誤差フィールド信号２１２が実質的にゼロになる。
【００２５】
図５は、ヘッド１３４がトラック１、２それぞれのセンターライン１９０と１９２との中程にある時の読出し信号２１６の一部を示す波形図である。読出し信号２１６は、位相フィールド２０２と、正規位置誤差フィールド２０５と、直角位置誤差フィールド２０６との上をそれぞれ移動するヘッド１３４により生成される、位相フィールド信号２１８と、正規位置誤差フィールド信号２２０と、直角位置誤差フィールド信号２２２とに分割できる。図６は、ヘッド１３４がトラック２、３のセンターライン１９１と１９２との中程にある時の読出し信号２２４の一部を示す波形図である。読出し信号２２４は、位相フィールド信号２２６と、正規位置誤差フィールド信号２２８と、直角位置誤差フィールド信号２３０とに分割できる。図５の正規位置誤差フィールド信号２２０は、図６の正規位置誤差フィールド信号２２８とは１８０度位相がずれている。
【００２６】
図７は、図２の復調器２５４の一実施例を表す先行技術の復調器３００のブロック図である。この復調器３００は、自動利得制御装置３０２への入力部で増幅信号２５２を受信する。自動利得制御装置３０２は、その出力部に接続されている加算回路３０４を含む帰還ループの一部である。加算回路３０４は図２のサーボ論理部２３２により生成された基準値３０６も受信する。基準値３０６はサーボ論理部２３２で計算され、サーボループの利得が全トラック位置で一定となることを確実にする。この加算回路３０４は、自動利得制御装置３０２の出力の強さから基準値３０６を減じて、自動利得制御装置３０２へフィードバックされるフィードバック値３０８を生じる。このフィードバック値３０８に基づいて、自動利得制御装置３０２からの利得制御出力３１０が基準値３０６の強さにほぼ等しい強さになるまで自動利得制御装置３０２が増幅信号２５２を増幅する。
【００２７】
利得制御出力３１０は、位相ロックループ３１２とタイミング回路３１４に供給される。この位相ロックループ３１２は位相フィールド信号を使用して、通常、位相フィールド信号の位相および周波数に連動した方形波であるクロック出力３１６を生成する。位相ロックループ３１２は、位相フィールド信号が終わり正規位置誤差フィールド信号が始まった後でも、位相フィールド信号に基づいてクロック信号３１６の生成を継続する。正規位置誤差信号は、利得制御出力３１０の位相フィールド信号に続き、クロック信号３１６と共に乗算器３１８に供給される。
【００２８】
乗算器３１８は、クロック信号３１６を正規位置誤差信号に乗ずることで積信号３２０を生成する。積信号３２０は、タイミング回路３１４からのタイミング制御信号を受信する積分器３２２に供給される。タイミング制御信号により、積分器３２２は、正規位置誤差信号に関連する時間の一部の積信号３２０を統合する。積分器３２２の出力は、マルチプレクサ３２３によってホールド回路３２４へ発送されその後の使用のためにそこに保持される正規位置誤差値である。
【００２９】
積信号３２０は正規位置誤差信号を調整したものを表す。適切な調整をするために、先行技術ではクロック信号３１６が正規位置誤差信号に対し既知で正確な位相関係を有することを必要とした。位相関係に誤差があると、積信号３２０が不正確になり、積分器３２２により生成された正規位置誤差値が不正確となる。
【００３０】
正規位置誤差信号後、利得制御出力３１０上の次の信号は直角位置誤差信号である。直角位置誤差信号は、クロック信号３１６を直角信号に乗じて積信号３２０を生成する乗算器３１８にも供給される。次に、積信号３２０を積分器３２２により積分して積分器３２２の出力部に直角位置誤差値を生成する。次に、直角位置誤差値はマルチプレクサ３２３によって出力３２８へ送信される。次に、出力３２８の直角位置誤差値と出力３２６の正規位置誤差値とは、トラック内のヘッドの位置の計算に使用される。こうした計算は技術上周知である。
【００３１】
図８は、図２の先行技術復調器２５４の一実施例であるデジタル復調器３５０のブロック図である。図２の増幅信号２５２は、図７の自動利得制御装置３０２と同様に作動する自動利得制御装置３５２に供給される。自動利得制御装置３５２の利得制御出力３５４は、基準値３５８を利得制御出力３５４の大きさから減じてフィードバック値３６０を供給する加算器３５６に供給される。フィードバック値３６０に基づいて、自動利得制御装置３５２は適切な利得を増幅信号３５２に供給する。利得制御出力３５４は、読出し信号の位相フィールド部分に基づいてクロック信号３６４を生成する位相ロックループ３６２へも供給される。クロック信号の符号は、クロック信号３６４の符号を表すデジタル値を提供する符号回路３６６により求められる。
【００３２】
位相ロックループ３６２により生成されたクロック信号は、利得制御出力３５４の位相フィールド部分が終了し、正規位置誤差信号と直角位置誤差信号部分が開始した後も継続する。正規位置誤差フィールド信号は、アナログデジタル変換器３６８によりサンプリングし一連のデジタル値に変換される。次に、一連のデジタル値は、一連のデジタル信号値を符号出力値に乗ずる乗算器３７０を介して符号回路３６６により生成された数値によって調整する。乗算器３７０により生成された一連の積値は、タイミング回路３７４により設定された時間中の数値を合計する加算器３７２に入力される。大部分の先行技術のシステムでは、正規位置誤差フィールド信号の中心部に関連した時間にわたって積値が合計される。
【００３３】
加算器３７２により得られた合計は、マルチプレクサ３７６により、後の使用のために数値を保持するホールド回路３７８へ送られる。ホールド回路３７８の出力は正規位置誤差値である。
【００３４】
直角位置誤差信号は、アナログデジタル変換器３６８により一連のデジタル値にも変換される。次に、一連のデジタル値に、乗算器３７０によってクロック信号３６４の符号を乗じる。次に、乗算器３７０により得られた一連の積値は、タイミング回路３７４の制御下で加算回路３７２によって合計する。この合計結果は、マルチプレクサ３７６により出力３８０へ送られる直角位置誤差値である。次に、直角位置誤差値および正規位置誤差値はトラック内のヘッドの位置の計算に使用される。
【００３５】
図７、８に示す先行技術の両システムでは、自動利得制御および位相ロックループは過剰なドリフトのない正確な回路である必要がある。この見地から、先行技術では、こうした回路の性能向上に多くの費用を費やしている。
【００３６】
図９は、本発明で使用するサーボ領域４００のパターンレイアウトである。図９は、クロストラック方向を縦にそしてダウントラック方向を水平に示し、ヘッド１３４が図中では左から右へ移動する。サーボ領域４００は、先頭フィールド４０２と、位相フィールド４０４と、中間フィールド４０６と、正規位置誤差フィールド４０８と、直角位置誤差フィールド４１０と、追従フィールド４１２とを含む。先頭フィールド４０２と中間フィールド４０６と追従フィールド４１２とは、図３に示す先行技術のサーボ領域の同一名のフィールドと同じである。図９の位相フィールド４０４は、概して位相フィールド４０４が先行技術の位相フィールド２０２よりも少ない遷移を有する点以外は、図３の位相フィールド２０２に類似している。位相フィールド４０４は、本発明が先行技術に見られる正確な位相ロックループを必要とせず、従来技術のように位相フィールドに多くの遷移を必要としないので、位相フィールド２０２よりも短い。正規位置誤差フィールド４０８および直角位置誤差フィールド４１０は、正規位置誤差フィールド４０８と直角位置誤差フィールド４１０とがそれぞれのフィールドの開始近くに一組の放射状コヒーレント遷移４１４および４１６を含んでいる点以外は、先行技術の正規および直角位置誤差フィールド２０５、２０６それぞれに類似している。放射状コヒーレント遷移４１４と４１６とは位相フィールド４０４に見られる遷移に類似している。こうした遷移の使用については以下にさらに説明する。
【００３７】
図１０、１１、１２は、異なるトラック位置での図９のサーボ領域４００を移動する時にヘッド１３４により生成される例である読出し信号４５０、４５２、４５４それぞれのタイミング図である。特に、図１１のサーボ読出し信号４５２は、図９のトラック４１８のセンターラインに沿ってヘッド１３４が移動するときに生成される。読出し信号４５２は、位相フィールド信号４５６と正規位置誤差信号４５８と直角位置誤差信号４６０とから成る３つの領域に分割できる。位相フィールド信号４５６は、先行技術の図４、５、６に見られる位相フィールド信号に類似している。正規位置誤差信号４５８は、トリガ発振部４６２とヌルパターン部４６４とを含んでいる。トリガ発振部４６２は、図９の放射状コヒーレント遷移４１４上をヘッド１３４が移動する時に生成される。ヌルパターン部４６４は、正規位置誤差フィールド４０８の残りの部分上をヘッド１３４が移動する時に生成される。このヘッド１３４は、読出し信号４５２を生成する時トラックセンタライン４１８に集中しているので、ヌルパターン部４６４は実質上ゼロに等しい。直角位置誤差信号４６０はトリガ発振部４６６とヌルパターン部４６８とに分割でき、発振トリガ部４６６は直角位置誤差フィールド４１０の放射状コヒーレント遷移部４１６により生成され、ヌルパターン部４６８は直角位置誤差フィールド４１０の残りの部分のヌルパターンにより生成される。
【００３８】
図１０の読出し信号４５０は、ヘッド１３４が図９のトラックセンタ４１８とトラックセンタ４２０との間に位置する時に生成される。読出し信号４５０は、位相フィールド信号４７０と正規位置誤差フィールド信号４７２と直角位置誤差フィールド信号４７４とを含む３つの部分に分割できる。正規位置誤差フィールド信号４７２は、トリガ発振部４７６とヌルパターン部４７８とに細分できる。また、直角位置誤差フィールド信号４７４は、トリガ発振部４８０とヌルパターン部４８２にも分割できる。読取りヘッドが２本のトラックセンタラインの中間に位置するので、正規位置誤差フィールド信号４７２のヌルパターン部４７８は最大振幅を有し、直角位置誤差フィールド信号４７４のヌルパターン部４８２は実質上ゼロに等しい。
【００３９】
図１２の読出し信号４５４は、ヘッド１３４が図９のトラックセンタ４１８と４２２との中間に位置する時に生成される。読出し信号４５４は、位相フィールド信号４９０と正規位置誤差信号４９２と直角位置誤差信号４９４の３つの異なる部分に分割できる。正規位置誤差信号４９２は、さらにトリガ発振部４９６とヌルパターン部４９８とに分割できる。同様に、直角位置誤差信号４９４は、トリガ発振部５００とヌルパターン部５０２とに分割してもよい。
【００４０】
読出し信号４５４と読出し信号４５０とは、ヘッド１３４がそれぞれのトラックセンタラインの中間に位置するときに生成されるので、共通した特徴を持っている。例えば、読出し信号４５０、４５４のヌルパターン部４８２、５０２それぞれは、実質的にゼロに等しい。更に、読出し信号４５０、４５４のヌルパターン部４７８、４９８それぞれは最大振幅を有する。ヌルパターン部４７８はヌルパターン部４９８と１８０度位相がずれているので、読出し信号４５０と４５４とは同一ではない。これは先行技術のヌルタイプパターンに見られる位相シフトに似ている。読出し信号４５０、４５４は、ヌルパターン部が互いに１８０度位相がずれていてもトリガ発振部４７６、４９６が正規位置誤差信号４７２と正規位置誤差信号４９２とで同じである先行技術とは異なる。実際、図９のサーボ領域４００から発生した正規位置誤差フィールド信号のトリガ発振部は同一である。同様に、本発明の直角位置誤差信号に見られるトリガ発振部はサーボ領域４００の全ヘッド位置で同じである。トリガ発振部の一貫性により、以下に説明するように回路デザインの単純化が可能である。
【００４１】
図１４は、本発明の復調器５２０の一実施態様のブロック図である。復調器５２０は、図２の増幅信号２５２を２つの位置誤差信号に変換するデジタル復調器である。復調器５２０は、フィールド比表示の発明的技術を使用して自動利得制御回路や位相ロックループの必要性を低減している。復調器５２０のレイアウトと動作について図１４を参照し、また図１３−１から１３−５に示すタイミング図を参照して以下に説明する。
【００４２】
図１３−１は読出し信号５２２を示し、図１４の増幅信号２５２の一部分を表している。読出し信号５２２は、トリガ発振器５２６により生成されたサンプルクロックに基づいて選択したサンプリング箇所で読出し信号をサンプリングするアナログデジタル変換器５２４に供給される。図１３−２は、トリガ発振器５２６により生成されたサンプルクロック信号５２８のタイミング図を示す。サンプルクロック信号５２８の各正向きの遷移により、アナログデジタル変換器５２４がその時点で読出し信号５２２をサンプリングし、そのサンプルをデジタル値に変換する。図１３−１では、サンプルをサンプルドット５３０、５３２などのドットで読出し信号５２２上に示している。図１３−１、１３−２、１４に示す実施態様では、サンプルクロック信号５２８は、読出し信号５２２の基本周波数の４倍の周波数を持っている。しかし、サンプルクロック信号５２８の周波数は、読出し信号５２２の周波数の整数倍数である必要はない。実際には、読出し信号５２２の適切なサンプルが得られるどんな周波数でも使用できる。
【００４３】
トリガ発振器５２６はシーケンサ５３４からの制御信号に基づいたサンプルクロック信号５２８を発生する。このシーケンサ５３４は技術上周知のゼロ位相リスタート回路を含み、読出し信号５２２の一部を使用して、図１３−３のイネーブル電圧制御発振器（ＶＣＯ）信号５３６と、図１３−４の開始電圧制御発振器（ＶＣＯ）信号５３８とを発生する。イネーブルＶＣＯ信号５３６と開始ＶＣＯ信号５３８とを発生するために、シーケンサ５３４は、サーボ領域の位相フィールド、正規位置誤差フィールド、直角位置誤差フィールドの最初に位置するそれぞれの遷移を使用する。このように、図９を参照すると、シーケンサ５３４は位相フィールド４０４に関連する最初の４つの遷移と、正規位置誤差フィールド４０８および直角位置誤差フィールド４１０の放射状コヒーレント遷移４１４、４１６とをそれぞれ使用する。シーケンサ５３４は、サーボ領域４００の各フィールドでの一貫した位相関係でトリガ発振器５２６を確実に開始するようにする。この位相関係を確実にするために、シーケンサ５３４は、各フィールドの最後でトリガ発振器５２６を無効にし、各フィールドの最初でトリガ発振器５２６を再使用可能にする。
【００４４】
サンプルクロック信号５２８は、サンプルクロック信号５２８に各正向きの遷移の調整値を発生する図１４の調整値発生器５４０にも供給される。調整値発生器５４０により生成された調整値は、アナログデジタル変換器５２４により生成されたデジタル値も受信する乗算器５４２に供給される。乗算器５４２はサンプリングしたデータ値を調整値に乗じて加算回路５４６に入力する一連の積値５４４を生成する。同時に、調整値発生器５４０および乗算器５４２は、アナログデジタル変換器５２４により生成された数値を調整する。この調整は、アナログデジタル変換器５２４により生成されたすべての負の値に負の調整値を乗じ、アナログデジタル変換器５２４により生成されたすべての正の値に正の調整値を乗じる単純な調整を含むことが出来る。その他の実施態様では、調整値発生器５４０により生成された調整値をさらに複雑にして、雑音のあるサンプルや読出し信号の望ましくない部分に位置するサンプルを抑制できる。
【００４５】
図１５−１、１５−２は、読出し信号から取った雑音のあるサンプルを抑制するために調整値を選択する本発明の一実施態様に関連したタイミング図である。すなわち、図１５−１はサンプリングした箇所を黒いドットで表した読出し信号６００を示す。図１５−２は、調整値発生器５４０により生成した調整値を示し、これらの数値は図１４の積値５４０を生成するために乗じるそれぞれのサンプルと縦に合わせてある。図１５−１、１５−２から、この実施態様では読出し信号のピークで取られたサンプルは、サンプルの符号によってどちらかのサンプルまたは負のサンプルを乗じることが分かる。例えば、サンプル値６０２が負であるので、サンプル６０２に負の調整値６０４を乗じるのに対して、サンプル値６０６は正であるので、サンプル値６０８には正の調整値６０８を乗じる。図１５−１、１５−２では、ゼロに近い大きさを有するサンプル値にはゼロの調整値を乗じている。例えば、読出し信号６００のほぼゼロのサンプル値６１０にはゼロの調整値６１２を乗じる。本発明はこうした大きさの低いサンプル値にゼロを乗じることで、こうしたサンプル値を抑制して位置誤差値の計算に影響することを防止している。これにより、こうした低い大きさの値は雑音により壊れることが多いので、本発明に利点をもたらしている。このようにサンプル値を抑制することで、こうした低い大きさの値に関係する雑音も抑制される。
【００４６】
図１６−１、１６−２は、調整値を使用して読出し信号６２０から取り出した望ましくないサンプルを抑制する本発明の第２実施態様を示している。読出し信号６２０は、ピーク６２２、６２４などのピーク並びにショルダ６２６、６２８を有する。ショルダ６２６、６２８は読出し信号６２０の非理想的部分を表している。このように、ショルダ６２６、６２８から取ったサンプルは、媒体に記憶された遷移を正確に表すものではない。図１６−１、１６−２に示す本発明の実施態様では、ゼロの調整値を使用してショルダから取ったサンプルを抑制する。こうして、ショルダ６２６、６２８に関係するサンプルにゼロの調整値を乗じる。残りの調整値を選択してピークから取ったサンプルを調整する。このように、負の値を有するサンプルに負の値を乗じ、正の値を有するサンプルに正の値を乗じる。
【００４７】
当業者は、図１５−１、１５−２、１６−１、１６−２に示した実施態様が調整値に関し考えられる実施態様の単なる例であることを認識するであろう。調整値のその他のシーケンスも可能であり、本発明の範囲内であると考えられる。
【００４８】
図１４に戻ると、加算回路５４６はサーボ領域の各フィールドについての一連の積値５４４を合計する。すなわち、加算回路５４６は位相フィールド４０４と正規位置誤差フィールド４０８と直角位置誤差フィールド４１０の数値を合計する。大部分の実施態様では、合計するための時間は各フィールドで同じであり、各フィールド内の同一関連一時的位置で行われる。合計するための時間は、シーケンサ５３４により生成され加算回路５４６に供給されるイネーブル合計信号により制御される。
【００４９】
図１３−５は、イネーブル加算信号５４８のタイミング図を示す。イネーブル合計信号５４８は、位相フィールド信号と正規位置誤差フィールド信号と直角位置誤差フィールド信号とのそれぞれの間に発生する３つの高領域５５０、５５２、５５４を有する。高領域５５０、５５２、５５４は等しい所要時間のものであり、位相フィールド信号や正規位置誤差フィールド信号や直角位置誤差フィールド信号の同じ相対的期間中に発生する。ほとんどの実施態様では、各フィールドの信号の開始および終了遷移が合計に含まれないようにイネーブル合計信号５４８は加算回路５４６を使用可能にする。これは、パルス密集のために壊れることもある合計からの遷移の除去に役立つ。
【００５０】
加算回路５４６は、位相フィールド合計と正規位置誤差フィールド合計と直角位置誤差フィールド合計とを含んだ一連の合計値を生成する。これらの合計は、シーケンサ５３４からのマルチプレクサ制御信号５５８により制御されるマルチプレクサ５５６に供給される。マルチプレクサ５５６は、加算回路５４６からの３つの合計を３つのレジスタ５６０、５６２、５６４それぞれに送る。レジスタ５６０は位相フィールド信号に関連する合計を記憶し、レジスタ５６２は正規位置誤差フィールド信号に関連する合計を記憶し、レジスタ５６４は直角位置誤差フィールド信号に関連する合計を記憶する。
【００５１】
本発明の下では、正規位置誤差フィールドに関係する合計および直角位置誤差フィールドに関連する合計を位相フィールドに関係する合計で徐するフィールド比表示技術を使用して位相ロックループおよび自動利得制御を無くすことができる。本発明は各位置誤差フィールド合計を位相フィールド合計で除することでこれらの合計を正規化し、３つのフィールド全てに共通する利得要素を無くしている。正規位置誤差フィールド合計の位相フィールド合計による除算を除算回路５６６により行い第１位置誤差信号推定値を生成する。位相フィールド合計による直角位置誤差フィールド合計の除算は除算回路５６８により行って第２位置誤差信号推定値を生成する。次に、第１および第２位置誤差信号推定値は公知技術により結合してトラック内のヘッドの位置を求める。
【００５２】
図１４に示す本発明の復調器により行われる正規化は、復調ハードウエアにより起こる可能性のある位置誤差サンプルの特定の誤差を取り除くものである。このことを示すために、アナログデジタル変換器５２４により生成されるサンプリングした読出しデータは以下のように定義できる。
【００５３】
【数１】
ｙ*（ｔ）＝Ｙ（ｔ）・δ（ｔ−ｎＴs）            式１
式中、ｙ*（ｔ）はサンプリングした読出しデータで、Ｙ（ｔ）はアナログデジタル変換器５２４により受信した増幅信号で、ｔは時間で、δはインパルス関数で、ｎはこのサンプルの数で、（Ｔｓ）はサンプルクロック期間である。
【００５４】
サンプルに調整値を乗じ、その積を合計するステップは、以下のように表すことが出来る。
【００５５】
【数２】
0004357745.tif 000002
式中、Ｓｘは図１４の加算回路５４６により得られた合計で、Ｒｎはｎ番目のサンプルに関連する調整値であり、Ｎは領域上で取られるサンプルの数である。図１４では、式２の合計は３つの異なるフィールドで取られる。そこで、読出し信号は以下に示すように３つのセクションに分割可能である。
【００５６】
【数３】
ＹnPEF（ｔ）＝ＡnPEFｆ（ｔ）            式３
【００５７】
【数４】
ＹqPEF（ｔ）＝ＡqPEFｆ（ｔ）            式４
【００５８】
【数５】
ＹPF（ｔ）＝ＡPFｆ（ｔ）              式５
式中、ＹnPEF（ｔ）は正規位置誤差フィールドからの読出し信号で、ＡnPEFは正規位置誤差フィールドでの読出し信号の振幅で、ｆ（ｔ）は３つのフィールド全ての読出し信号を表す一般化関数で、ＹqPEF（ｔ）は直角位置誤差フィールドからの読出し信号の部分で、ＡqPEFは直角位置誤差フィールドでの読出し信号の振幅で、ＹPF（ｔ）は位相フィールドからの読出し信号で、ＡPFは位相フィールドでの読出し信号の振幅である。
【００５９】
数式２、３、５を組み合わせて、図１４の除算回路５６６によって行われる除算は以下のように表すことができる。
【００６０】
【数６】
0004357745.tif 000003
式中、ＰＥＳ１は除算回路５５６により得られる第１位置誤差信号推定値である。
【００６１】
正規位置誤差フィールドおよび位相フィールドでｆ（ｔ）が同じでありサンプルクロックの位相が両フィールドで同じであると一般的に仮定し、また正規位置誤差フィールドで使用される調整値が位相フィールドで使用される調整値に一致することを要求する場合、数式６は以下のように単純化出来る。
【００６２】
【数７】
0004357745.tif 000004
【００６３】
同様に、除算回路５６８により行われる除算は以下のように表される。
【００６４】
【数８】
0004357745.tif 000005
式中、ＰＥＳ２は除算回路５６８によって得られた第２位置誤差信号を表す。上記仮定を使用すれば、数式８も以下のように単純化できる。
【００６５】
【数９】
0004357745.tif 000006
【００６６】
数式７、９は、ｆ（ｔ）に一貫して生じる誤差が除算回路５６６、５６８で行われる除算によって取り除かれることを示している。さらに、サンプリング期間ＴSがサーボ領域の各フィールドで同じである場合は、サンプリング期間ＴSは数式７と９で相殺されるので、サンプリング期間が１つのサーボ領域内のフィールド全部で一貫している限り、サンプリング期間は各サーボ領域で同じである必要はないことが分かる。このように、サンプリングクロックは各サーボ領域で同じである必要がないので、高精度な位相ロックループは不要である。代わりに、一貫したトリガ発振器を図１４に示すように使用することができる。Ｒｎがサーボ領域の３つのフィールドすべてで一定している限りＲｎはどんな値でも良い。そこで、Ｒｎの値を選択することで、位置誤差信号推定値に影響することなく雑音のあるサンプルを除去できる。さらに、別のサーボ領域で別のＲｎの値を使用して復調器の性能を最大化できる。
【００６７】
本発明であっても、一部の誤差が位置誤差信号推定値に悪影響を与えることがある。特に、トリガ発振器の周波数が位置誤差フィールド中よりも位相フィールド中に異なる場合、またはトリガ発振器が各フィールドにおいて異なる相対時間に開始する場合、位置誤差信号推定値に誤差が発生することがある。こうした誤差の影響は以下のように表される。
【００６８】
【数１０】
0004357745.tif 000007
式中、合計値の除算は、位相フィールド信号の振幅に対する正規位置誤差フィールド信号の振幅の割合を乗じた誤差係数を表している。数式１０中、ＴEは正規位置誤差フィールド中のサンプリング期間と位相フィールド中のサンプリング期間との差を表し、ＳEはトリガした発振器が正規位置誤差フィールドで開始する時と位相フィールドで開始する時との間の開始誤差を表す。ＰＥＳ２について同様の数式を立てて、トリガ発振器５２６により第２位置誤差信号推定値に生じた誤差を表すことが出来る。上記式に基づき、本発明は、復調誤差をトラック幅の１％未満に保持するために、開始時間の差をデータサイクルの約７％未満にすべきであることを見い出している。
【００６９】
本発明は、図１７のブロック図に示すアナログ復調器７００として実施することも出来る。復調器７００では、図２の増幅信号２５２がシーケンサ７０２により受信され、そこから復調器７００の残りの部分に多数の異なるタイミング信号を供給する。シーケンサ７０２はこれらのタイミング信号が増幅信号２５２に基づくもので、その例を図１８−１のタイミング図に示す。シーケンサ７０２により生成された信号の内の２つは、図１８−３のタイミング図に示したイネーブル電圧制御発振器（ＶＣＯ）信号７０４および図１８−４のタイミング図に示した開始電圧制御発振器（ＶＣＯ）７０６である。イネーブル（ＶＣＯ）信号７０４は、図１８−２に示す乗算器クロック信号７１０を生じるトリガ発振器７０８に供給される。トリガ発振器７０８はシーケンサ７０２からの開始ＶＣＯ７０６を受信する。イネーブルＶＣＯ７０４を高くして、トリガ発振器７０８は開始ＶＣＯ７０６が高くなった後に乗算クロック信号７１０の生成を開始する。トリガ発振器７０８はイネーブルＶＣＯ信号７０４が低いレベルに戻るまで乗算器クロック信号７１０の生成を続ける。本発明の大部分の実施態様では、乗算器クロック信号７１０は負と正の信号の間で発振する方形波クロック信号である。
【００７０】
イネーブルＶＣＯ信号７０４と開始ＶＣＯ信号７０６とを介して、シーケンサ７０２はサーボ領域の各フィールドでクロック信号７１０を再開する。つまり、クロック信号７１０は、ヘッドが位相フィールドおよび正規位置誤差フィールドや直角位置誤差フィールドに入るたびに再開する。シーケンサ７０２は、各フィールドの第１組の遷移に基づいてイネーブルＶＣＯ７０４と開始ＶＣＯ７０６を生成する。特に、シーケンサ７０２は位相フィールドの第１組の遷移と図９の発振トリガ部４１４、４１６などの正規位置誤差フィールドおよび直角位置誤差フィールドの発振トリガ部分に関係する一連の遷移を使用する。シーケンサ７０２は放射状コヒーレント遷移を使用してトリガ発振器７０８を開始するので、トリガ発振器７０８により生成されたクロック信号は、ヘッドの半径方向の位置に関係なく各フィールドの増幅信号２５２と同じ開始位相関係を有する。
【００７１】
本発明の下で、乗算器クロック信号７１０は増幅信号２５２の基本周波数と同じ周波数を必ずしも持ってはいない。さらに、乗算器クロック信号７１０は、増幅信号２５２の基本周波数の整数倍数である周波数を必ずしも持ってはいない。
【００７２】
乗算器クロック信号７１０および増幅読出し信号２５２はいずれも２つの信号を乗算しアナログ積信号７１４を供給する乗算器７１２に供給される。アナログ積信号７１４は、サーボ領域の位相フィールドおよび正規位置誤差フィールドや直角位置誤差フィールドに対応する増幅信号２５２の部分を表す３つの部分に分割できる。
【００７３】
積分器７１６は、図１８−５のタイミング図に示した開始ＶＣＯ信号７０６およびイネーブル積分器信号７１８の制御下で積信号７１４の各部分を積分する。積分器７１６は、積信号７１４の各部の開始部分で開始ＶＣＯ７０６によりリセットされる。イネーブル積分器信号７１８は、積信号７１４の各部分での短い期間について積分器７１６を使用可能にする。一実施態様では、積分器７１６は、位相フィールドの開始および終了、正規位置誤差フィールドのヌルパターン部分、直角位置誤差フィールドのヌルパターン部分の遷移以外の期間中に使用可能にされる。こうした実施態様では、積分期間は積信号７１４の各部分で同じである。このように、位相フィールドに関係する積信号７１４の部分での積分期間は、正規位置誤差フィールドおよび直角位置誤差フィールドの積分期間と同じである。
【００７４】
各積分後に、積分器７１６はその出力に一連の被積分関数７２０になるアナログ値を生じる。一連の被積分関数７２０の第１被積分関数は、位相フィールド被積分関数であり、マルチプレクサ７２２によりアナログ位相フィールドサンプルホールド回路７２４に送られる。マルチプレクサ７２２は、当該被積分関数を図１８−６に示すマルチプレクサ制御信号７２６に基づく位相フィールドサンプルホールド回路７２４へ送る。マルチプレクサ制御信号７２６は、積分器７１６が位相フィールドの被積分関数を生成している間は高く、積分器７１６が正規位置誤差フィールドおよび直角位置誤差フィールドの被積分関数を生成している間は低い。
【００７５】
位相フィールドサンプルホールド回路７２４は、シーケンサ７０２から位相ロード信号７２８と位相リセット信号７３０を受信する。位相ロード信号７２８と位相リセット信号７３０の例を図１８−９と１８−１０にそれぞれ示す。位相リセット信号７３０は、位相被積分関数が積分器７１６によって生成される直前に位相フィールドサンプルホールド回路７２４をリセットする。位相ロード信号７２８は、位相フィールドサンプルホールド回路７２４を、積算器７１６が位相被積分関数を生成する直後にマルチプレクサ７２２から位相被積分関数を受信する状態にする。これは図１８−９と１８−５に示してあるようにイネーブル積分器信号７１８が位相フィールドで低くなる時に位相ロード信号７２８が高くなる。位相フィールド被積分関数が位相フィールドサンプルホールド回路７２４にロードされると、位相フィールドサンプルホールド回路７２４はリセットされるまでその出力７３２で位相被積分関数を生成する。
【００７６】
位相フィールド被積分関数の後に、積算器７１６は正規位置誤差フィールド被積分関数を生じる。この被積分関数はマルチプレクサ７２２によって位置誤差信号サンプルホールド回路７３４に送られる。位置誤差信号サンプルホールド回路７３４は、それぞれ図１８−７、１８−８に示したＰＥＳロード信号７３６とＰＥＳリセット信号７３８とにより制御される。ＰＥＳリセット信号７３８は、正規位置誤差フィールド被積分関数が生成される直前にＰＥＳサンプルホールド回路７３４をリセットする。これにより、ＰＥＳサンプルホールド回路７３４が保持していた可能性のあるどんな前の数値も取り除く。ＰＥＳロード信号７３６は、マルチプレクサ７２２により生成された被積分関数を受け取るようにＰＥＳサンプルホールド回路７３４を設定する。ＰＥＳロード信号７３６は、イネーブル積分器信号７１８が正規位置誤差フィールドで低く進むように高く進む。このように、ＰＥＳロード信号７３６は、積分器７１６が正規位置誤差フィールド被積分関数を生成するように高く進む。位置誤差信号サンプルホールド回路７３４は、ＰＥＳリセット信号７３８によってリセットされるまでその出力７４０に正規位置誤差フィールド被積分関数を保持する。
【００７７】
サンプルホールド回路７２４、７３４の出力７３２、７４０は、除算回路７４２に供給され、正規位置誤差フィールド被積分関数が位相フィールド被積分関数で除される。これにより、除算出力７４４に第１位置誤差信号推定値を生じ、アナログデジタル変換器７４６へ供給して、デジタルの第１位置誤差推定値を生じる。
【００７８】
ＰＥＳリセット信号７３８は、積分器７１６が直角位置誤差フィールド被積分関数を生成する直前にＰＥＳサンプルホールド回路７３４をリセットする。次に、ＰＥＳロード信号７３６は、直角位置誤差フィールド被積分関数を受入れその出力７４０に被積分関数を保持するようにＰＥＳサンプルホールド回路７３４を設定する。次に、除算回路７４２は直角位置誤差フィールド被積分関数を位相フィールド被積分関数で除して、アナログデジタル変換器７４６に供給する第２位置誤差フィールド推定値を生じる。第２位置誤差信号推定値は、アナログデジタル変換器７４６によってデジタル第２位置誤差信号推定値に変換される。本発明のデジタル版のように、正規位置誤差信号被積分関数および直角位置誤差信号被積分関数を位相フィールド被積分関数で除算することで、サーボシステムにより各被積分関数に取り入れられる共通誤差を除去する。これにより、本発明においてはＡＧＣ回路と位相ロックループを削除することができる。
【００７９】
図１９は図１７の除算回路７４２の一実施態様を示す。図１９では、位置誤差信号サンプルホールド回路７３４の出力７４０は、演算増幅器７５０の反転入力に供給される。演算増幅器７５０の出力は、位相フィールドサンプルホールド回路７２４の出力７３２も受信する乗算器７５２に供給される。乗算器７５２の出力は増幅器７５０の非反転入力部に供給される。
【００８０】
上記の見い出したアナログ復調器７００の記載は、位置誤差フィールド被積分関数を位相フィールド被積分関数で除するまでアナログ値がデジタル値に変換されないことを示しているが、他の実施態様では、被積分関数は積分器７１６の後のいずれのポイントでデジタル値に変換しても良い。
【００８１】
要するに、本発明は、読取りヘッド１１０が位相フィールド４０４および位置誤差フィールド４０８、４１０上を移動する時、読取りヘッド１１０により生成されるサーボ信号５２２に基づいて記憶媒体１０６上の読取りヘッド１１０の位置を求める方法を提供するものである。この方法は、位相フィールド値７３２を生成するために位相フィールド４０４に関連したサーボ信号４５２の部分４５６上の復調する一連の動作５４２、５４６、７１２、７１６の実行を含む。また、これは、位置誤差フィールド値を生成するために位置誤差フィールド４０８、４１０に関連するサーボ信号４５２の部分４５８、４６０上の復調する一連の動作５４２、５４６、７１２、７１６を実施すること、および記憶媒体上の読取りヘッドの位置を示唆する位置誤差予測値７４４を生成するために位置誤差フィールド値を位相フィールド値で除することも含む。
【００８２】
本発明は、記憶媒体１０６上の読取りヘッド１１０の位置を示す位置誤差信号７４４を求める方法も含む。この方法は、位相フィールド信号４５６を生じるために位相フィールド４０４上を読取りヘッド１１０を移動すること、並びに位相フィールド信号４５６の一部により設定される位相を有する位相フィールド復調信号７１０、Ｒｎを生成することを含む。次に、読取りヘッド１１０は、位置誤差フィールド４０８、４１０上を移動して位置誤差フィールド信号４５８、４６０を発生する。位置誤差フィールド復調信号７１０、Ｒｎは、位置誤差フィールド信号４５８、４６０の部分４６２、４６６により設定された位相を持って生成される。復調位相フィールド信号７１０、Ｒｎを使用して位相フィールド信号４５６を復調することで位相フィールド正規化要素７３２を生成する。復調位置誤差フィールド信号７１０、Ｒｎを使用して位置誤差フィールド信号４５８、４６０を復調することで非換算位置誤差信号値を生成する。非換算位置誤差信号値を正規化要素７３２で徐することで換算位置誤差値７４４を生成する。
【００８３】
また、本発明は、サーボ信号４５０、４５２、４５４を復調して位置誤差信号値７４４を生じる復調回路５２０、７００も含む。これらの回路は位相フィールド信号４５６、４７０、４９０および位置誤差信号４５８、４６０、４７２、４７４、４９２、４９４を調整して、調整位相フィールド信号および調整位置誤差フィールド信号を生じる調整回路５４０、５４２、７０８、７１２を含む。復調回路は、調整回路に接続され、一定期間にわたって調整位相フィールド信号の数値を加算して正規化要素７３２を生成でき、一定期間にわたって位置誤差フィールド信号の数値を加算して非換算位置誤差フィールド値を生成できる加算回路５４６、７１６をも含む。除算回路５６６、５６８、７４２は、正規化要素７３２と非換算位置誤差フィールド値とを受け取ることができ、非換算位置誤差フィールド値を正規化値で除して位置誤差信号値７４４を生成することが出来る。
【００８４】
本発明は位相ロックループおよび自動利得制御を無くすことを引用して説明したが、本発明を位相ロックループおよび自動利得制御装置を有するデスク駆動装置にも実施できることが当業者には分かるであろう。
【００８５】
本発明の多様な実施態様の多数の特性や利点について本発明の多様な実施態様の構造や機能と共に以上の記載で詳細に説明したが、こうした開示は単に実例であって、詳細な変更を、特に本発明の原理の範囲内の部品の構成や配置に関しては、添付請求項を表わす用語の幅広い一般的な意味により示唆される最大限の変更を加えられるものである。例えば、位相や位置誤差フィールドの復調は同じ回路構成により連続して行うことができ、また本発明の範囲や精神から逸脱することなく特定の用途に基づいて並列回路構成により実施できる。その他の変更も可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明のディスク駆動装置の斜視図。
【図２】  ディスク駆動装置のサーボループのブロック図。
【図３】  先行技術のサーボパターンのパターン配置図。
【図４】  図３のパターン上を読取りヘッドが移動する時に読取りヘッドにより生成された読出し信号。
【図５】  図３のパターン上を読取りヘッドが移動する時に読取りヘッドにより生成された読出し信号。
【図６】  図３のパターン上を読取りヘッドが移動する時に読取りヘッドにより生成された読出し信号。
【図７】  先行技術のアナログ復調器のブロック図。
【図８】  先行技術のデジタル復調器のブロック図。
【図９】  本発明のサーボパターンのパターン配置図。
【図１０】  図９のサーボパターン上を読取りヘッドが移動する時に読取りヘッドにより生成された読出し信号。
【図１１】  図９のサーボパターン上を読取りヘッドが移動する時に読取りヘッドにより生成された読出し信号。
【図１２】  図９のサーボパターン上を読取りヘッドが移動する時に読取りヘッドにより生成された読出し信号。
【図１３】  本発明のデジタル復調器に関連した信号の信号図。
【図１４】  本発明のデジタル復調器のブロック図。
【図１５】  本発明の一実施例の調整値と読出し信号との関係を示すタイミング図である。
【図１６】  本発明の第二実施例の調整値と読出し信号との関係を示すタイミング図である。
【図１７】  本発明のアナログ復調器のブロック図。
【図１８】  図１７のブロック図に関連した信号を示すタイミング図。
【図１９】  図１７で使用したアナログ除算回路のブロック図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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