(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受光素子から出力される出力電流信号を電圧信号に変換する負帰還増幅回路と、
前記負帰還増幅回路が出力する出力電圧信号に基づいて、前記負帰還増幅回路の帰還抵抗部の抵抗値および前記負帰還増幅回路の負荷抵抗部の抵抗値のそれぞれを同時に制御する変換利得制御回路と、
を備え、
前記帰還抵抗部および前記負荷抵抗部のそれぞれは、
並列に接続された固定抵抗素子と、
ＭＯＳＦＥＴ素子と、
ダイオード接続されたトランジスタと、
を備えたことを特徴とする前置増幅器。
【請求項２】
前記負荷抵抗部を構成するトランジスタのベース端子電圧は、前記出力電流信号がないときに前記負帰還増幅回路を構成する反転増幅回路の出力電圧にほぼ等しい電圧であることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の前置増幅器。
【請求項３】
前記負帰還増幅回路と同等の回路により構成される基準バイアス電圧生成回路をさらに備え、
前記基準バイアス電圧生成回路の出力端子と、前記負帰還増幅回路の負荷抵抗部を構成するトランジスタのベース端子と、が接続されていることを特徴とする請求の範囲第２項に記載の前置増幅器。
【請求項４】
前記基準バイアス電圧生成回路の出力端子と、前記負帰還増幅回路の負荷抵抗部を構成するトランジスタのベース端子との間に、ボルテージフォロア回路が接続されていることを特徴とする請求の範囲第３項に記載の前置増幅器。
【請求項５】
前記変換利得制御回路は、前記負帰還増幅回路の出力電圧信号の平均値を生成する平均値検出回路と、
前記平均値検出回路の出力電圧を、前記帰還抵抗部の抵抗値および前記負荷抵抗部の抵抗値のそれぞれ制御するための制御電圧に変換する演算回路と、
を備えたことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の前置増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】  この発明は、光通信システムや光受信器に適用される前置増幅器に関するものであり、詳細には、動作の安定性や回路飽和の抑制、あるいは利得制御の追従特性を改善した前置増幅器に関するものである。
【背景技術】  前置増幅器は、光受信器のフロントエンドに備えられ、光受信器の構成要素である受光素子で変換された電流信号を電圧信号に変換する役目を担う。一方、光受信器は、受信する光強度が異なる様々な条件のシステムに適用されるので、光受信器のフロントエンドに備えられる前置増幅器には、広ダイナミックレンジ特性が要求される。
従来、この種の前置増幅器において、広ダイナミックレンジ特性を有する前置増幅器としての開示例がある（例えば、非特許文献１）。
この非特許文献１では、広ダイナミックレンジ特性を有する前置増幅器の回路構成と諸特性とが示されている。
この非特許文献１に開示された前置増幅器は、負帰還増幅器の帰還抵抗が、主に固定抵抗とＦＥＴの並列回路で構成されており、受光電力に応じてＦＥＴのゲート端子電圧を変化させることによって変換利得を制御して広ダイナミックレンジ化を実現している。なお、この前置増幅器は、受光電力が小さい場合には、ＦＥＴは完全にＯＦＦであり帰還抵抗の抵抗値は固定抵抗の抵抗値となるように動作し、受光電力が大きくなるにしたがってＦＥＴが除々にＯＮになり、固定抵抗とＦＥＴのＯＮ抵抗の合成抵抗値が帰還抵抗の抵抗値、すなわち前置増幅器の変換利得となるように動作する。
なお、この前置増幅器では、位相補償のためのキャパシタが帰還抵抗に並列に配設されており、当該キャパシタの容量値を最適化することによって受光電力が増大した場合の回路の不安定性を抑圧している。
［非特許文献１］
Ｈ．Ｉｋｅｄａ，ｅｔ．ａｌ，“Ａｎ  Ａｕｔｏ−Ｇａｉｎ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｔｒａｎｓｉｍｐｅｄａｎｃｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  ｗｉｔｈ  Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  ａｎｄ  Ｗｉｄｅ  Ｉｎｐｕｔ  Ｄｙｎａｍｉｃ  Ｒａｎｇｅ  ｆｏｒ  １０−Ｇｂ／ｓ  Ｏｐｔｉｃａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ  Ｓｙｓｔｅｍｓ”，ＩＥＥＥ  Ｊ．Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｔｅ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ，ｖｏｌ．３６，ｐｐ．１３０３−１３０８，２００１．
しかしながら、上記非特許文献１に示された前置増幅器では、位相補償によって開ループ周波数特性上の安定度の尺度である位相余裕は確保できるが、逆に、パターン効果と呼ばれる現象に起因して閉ループ周波数特性上に利得ピークが生じ、ある周波数帯域の変換利得が増大して、出力電圧波形が歪むという問題点があった。
また、非特許文献１に示された前置増幅器では、変換利得が定常状態になるまでの過渡状態において、受光電力が大きいにもかかわらず変換利得が大きい時間領域が存在するため、過渡状態で負帰還増幅回路における負荷抵抗の入力端電圧が小さくなり、入力のトランジスタや負荷抵抗に過大な電流が流れることによる素子破壊の可能性があるという課題があった。
このような状況に鑑み、本発明は、動作状態が過渡状態にあるか、定常状態にあるかに依存せず、波形歪みが小さく、変換利得制御動作が安定であり、また、広ダイナミックレンジ特性に優れた前置増幅器を提供することを目的とするものである。
【発明の開示】
この発明にかかる前置増幅器にあっては、受光素子から出力される出力電流信号を電圧信号に変換する負帰還増幅回路と、前記負帰還増幅回路が出力する出力電圧信号に基づいて、前記負帰還増幅回路の帰還抵抗部の抵抗値および前記負帰還増幅回路の負荷抵抗部の抵抗値のそれぞれを同時に制御する変換利得制御回路とを備え、前記帰還抵抗部および前記負荷抵抗部のそれぞれは、並列に接続された固定抵抗素子と、ＭＯＳＦＥＴ素子と、ダイオード接続されたトランジスタと、を備えたことを特徴とする。
この発明によれば、反転増幅回路と出力バッファとで構成される負帰還増幅回路は、受光素子から出力される出力電流信号を電圧信号に変換し、変換利得制御回路は、負帰還増幅回路の帰還抵抗部の抵抗値および負帰還増幅回路の負荷抵抗部の抵抗値のそれぞれを同時に制御する。また、帰還抵抗部および負荷抵抗部のそれぞれには、並列に接続された固定抵抗素子と、ＭＯＳＦＥＴ素子と、ダイオード接続されたトランジスタとが備えられ、帰還抵抗部および負荷抵抗部の抵抗値は、これらのＭＯＳＦＥＴ素子またはトランジスタの導通制御にて可変される。
【図面の簡単な説明】  第１図は、この発明の実施の形態１にかかる前置増幅器の回路構成を示す図であり、第２図は、前置増幅器の入出力特性を示す図であり、第３図は、帰還抵抗を制御したときの周波数に対するトランスインピーダンスの変化特性を示す図であり、第４図は、帰還抵抗と負荷抵抗とを同時に制御したときの周波数に対するトランスインピーダンスの変化特性を示す図であり、第５図は、この発明の実施の形態２にかかる前置増幅器の回路構成を示す図であり、第６図は、この発明の実施の形態３にかかる前置増幅器の回路構成を示す図であり、第７図は、この発明の実施の形態４にかかる前置増幅器の回路構成を示す図であり、第８図は、この発明の実施の形態５にかかる前置増幅器の回路構成を示す図である。
【発明を実施するための最良の形態】  以下に添付図面を参照して、本発明にかかる前置増幅器の好適な実施の形態を詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
第１図は、この発明の実施の形態１にかかる前置増幅器の回路構成を示す図である。同図に示す前置増幅器１は、反転増幅回路２と、出力バッファ回路３と、帰還抵抗部４と、負荷抵抗部５とを備えている。また、帰還抵抗部４は、並列に接続された固定抵抗素子４１と、ＭＯＳＦＥＴ４２と、ダイオード接続されたトランジスタ４３とを備えている。同様に、負荷抵抗部５は、並列に接続された固定抵抗素子５１と、ＭＯＳＦＥＴ５２と、ダイオード接続されたトランジスタ５３とを備えている。さらに、これらの回路等の間では、反転増幅回路２の出力端であるトランジスタ６１のコレクタ端子に出力バッファ回路３の入力端であるトランジスタ６２のベース端子が接続され、出力バッファ回路３の出力端であるトランジスタ６２のエミッタ端子と反転増幅回路２の入力端であるトランジスタ６１のベース端子とが帰還抵抗部４で接続されて負帰還増幅回路を構成している。さらには、受光素子６のカソード端子側にはバイアス電圧Ｖｐｄが印加され、アノード端子側は前置増幅器１の入力端、すなわち反転増幅回路２の入力端に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴ４２，５２のゲート端子には、所定の制御電圧が供給される。なお、この制御電圧は、例えば、負帰還増幅回路の出力に基づいて生成される。
つぎに、第１図に示した回路の動作について説明する。なお、帰還抵抗部４を構成するＭＯＳＦＥＴ４２およびダイオード接続されたトランジスタ４３の動作の詳細や、負荷抵抗部５を構成するＭＯＳＦＥＴ５２およびダイオード接続されたトランジスタ５３の動作の詳細については後述する。
第１図において、図示を省略した光受信器で受信した光信号は、受光素子６で電流信号に変換され、反転増幅回路２と出力バッファ回路３と帰還抵抗部４により構成される前置増幅器１で電圧信号に変換される。この種の前置増幅器では、入力電流に対する出力電圧の比であるトランスインピーダンスが回路の入出力特性に大きく寄与する。
本回路構成の前置増幅器１では、トランスインピーダンスは帰還抵抗部４の抵抗値となるが、帰還抵抗部４の抵抗値は、受信した光信号の光強度に応じて回路飽和が生じないように制御される。すなわち、受信した光信号の光強度が小さい場合には帰還抵抗部４の抵抗値が大きくなるように制御され、受信した光信号の光強度が大きい場合には帰還抵抗部４の抵抗値が小さくなるように制御される。
また、この実施の形態による前置増幅器１では、帰還抵抗部４と同時に負荷抵抗部５の抵抗値も制御される。なお、負荷抵抗部５の抵抗値を帰還抵抗部４と同時に制御する理由の詳細は後述する。
つぎに、この実施の形態の前置増幅器１の入出力特性について説明する。第２図は、前置増幅器１の入出力特性を示す図であり、より詳細には、受光素子６の受信光強度に対する前置増幅器１の出力電圧を、帰還抵抗部４の抵抗値が制御されない場合（Ｋ１：変換利得制御なし）の特性曲線と、帰還抵抗部４の抵抗値が制御される場合（Ｋ２：変換利得制御あり）特性曲線とを示す図である。
第２図の特性曲線Ｋ１で示されるように、帰還抵抗部４の抵抗値が制御されない場合、すなわち、帰還抵抗部４の抵抗値が一定の場合では、受信光強度が小さいときにはリニアに増幅されているが、受信光強度が増大すると領域Ａ１で示される回路飽和領域に入るので、波形歪みを生じさせることになる。したがって、帰還抵抗部４の抵抗値が制御されない場合には、十分なダイナミックレンジを確保することができない。
一方、この実施の形態の前置増幅器では、帰還抵抗部４の抵抗値が受信光強度に応じて制御されるので、第２図の特性曲線Ｋ２で示されるように、受信光強度が大きいときには変換利得が減少して出力電圧が小さくなり、回路飽和領域に入ることを防止している。したがって、帰還抵抗部４の抵抗値が制御されるように構成したこの実施の形態の場合には、波形歪みを生ずることなく、十分なダイナミックレンジを確保することができる。
第３図は、帰還抵抗部４を制御したときの周波数に対するトランスインピーダンスの変化特性を示す図である。なお、同図では、トランスインピーダンス値をデシベル値で表示している。同図の特性曲線Ｋ３，Ｋ４が示しているように、帰還抵抗部４の抵抗値が小さくなると（高変換利得時→低変換利得時）、前置増幅器１のカットオフ周波数ｆＣが大きくなるとともに、閉ループ周波数特性上に利得のピークが生じている。その結果、カットオフ周波数より低域のある周波数帯域の変換利得が増大し、出力電圧波形が歪むといった現象が生起する。なお、この出力電圧波形の歪みは、パターン効果としてよく知られているものである。
一方、この実施の形態による前置増幅器１では、負荷抵抗部５の抵抗値を、カットオフ周波数ｆＣが一定値となるように帰還抵抗部４の抵抗値と同時に制御する。このときの特性を示したものが第４図である。すなわち、第４図は、帰還抵抗部４と負荷抵抗部５とを同時に制御したときの周波数に対するトランスインピーダンスの変化特性を示す図である。同図に示すように、負荷抵抗部５を制御することで帰還抵抗部４の抵抗値が変化しても負荷抵抗部５を制御することで前置増幅器１のカットオフ周波数をほぼ一定値に制御することができるので、位相余裕を確保すると同時に、閉ループ周波数特性上に利得ピークを生じさせることなく、変換利得制御時の回路の安定性を保持させることができる。つまり、波形歪みを生じさせることなく、広ダイナミックレンジ特性に優れた前置増幅器を得ることができる。
つぎに、上述の内容を数式を用いて説明する。まず、反転増幅回路の入出力間の帰還抵抗部４の抵抗値をＲｆ、前置増幅器の入力容量をＣｉとし、前置増幅器１の開ループ利得（負帰還をかけない場合の利得）をＧとすると、負帰還増幅型の前置増幅器のカットオフ周波数ｆＣは、次式で表すことができる。
0004361087.tif 000002
上述のように、受信光強度が小さい場合には高変換利得となるように帰還抵抗部４の抵抗値Ｒｆが大きくなるように制御され、逆に、受信光強度が大きい場合には低変換利得となるように抵抗値Ｒｆが小さくなるように制御されるので、式（１）から明らかなように、高変換利得時と比較して、低変換利得時ではカットオフ周波数ｆＣが上昇してしまう。
また、前置増幅器１の開ループ利得Ｇは、反転増幅回路２を構成するエミッタ端子接地アンプの電圧利得であり、エミッタ端子接地アンプのエミッタ端子抵抗７の抵抗値をＲｅ、負荷抵抗部５の抵抗値をＲＣとすれば、次式で表される。
0004361087.tif 000003
式（１）において、カットオフ周波数ｆＣを変化させないためには、帰還抵抗部４の抵抗値Ｒｆの変化に応じて、式（２）で示される前置増幅器１の開ループ利得Ｇも同時に変化させてやればよい。すなわち、帰還抵抗部４の抵抗値Ｒｆの変化に応じて負荷抵抗部５の抵抗値ＲＣを制御するようにすれば、カットオフ周波数ｆＣを所定の範囲内に留めておくことができる。
つぎに、第１図に戻って、帰還抵抗部４および負荷抵抗部５の動作の詳細について説明する。
まず、第１図において、帰還抵抗部４および負荷抵抗部５のそれぞれがＭＯＳＦＥＴのみで構成され、ダイオード接続されたトランジスタがない場合を考える。
一般に、ＭＯＳＦＥＴはゲート端子に付与する電位（ゲート端子電位）によってドレイン−ソース間の等価抵抗が変化することが知られている。したがって、受信した光信号の光強度に応じて変化する出力電圧に基づいて決定されるＭＯＳＦＥＴ４２のゲート端子に印加する制御電圧によって固定抵抗素子４１との合成抵抗が可変され、変換利得が制御される。同様に、ＭＯＳＦＥＴ５２のゲート端子に印加する制御電圧によって固定抵抗素子５１との合成抵抗が可変され、開ループ利得も制御される。したがって、上述のように、受信光強度に応じた変換利得制御と、カットオフ周波数の安定化制御との同時制御を行うことができる。
ところが、ＭＯＳＦＥＴに対するゲート端子電圧制御に基づく変換利得制御のみでは、制御が収束するまでに所定の時間が必要とされ、定常状態になるまでの過渡状態において、変換利得の大きい状態が維持される。その結果、このような過渡状態にあり、かつ、受信光強度が大きい場合には、前置増幅器１に回路飽和が生じる可能性がある。また、場合によっては過電流によって前置増幅器１を構成する各素子が破壊されるおそれがある。
そこで、帰還抵抗部４および負荷抵抗部５のそれぞれには、ＭＯＳＦＥＴの他にダイオード接続されたトランジスタが付加されている。
一般に、ダイオード接続されたトランジスタはベース端子−エミッタ端子間の電位差が０．８Ｖ程度以上になると通電状態となり、コレクタ端子−エミッタ端子間の等価抵抗が小さくなることが知られている。したがって、受信した光信号の光強度によって帰還抵抗部４の両端に印加される端子間電圧が０．８Ｖ程度以上になると、帰還抵抗部４の合成抵抗値が小さくなり、変換利得が小さくなるように作用する。同様に、負荷抵抗部５の両端に印加される端子間電圧が０．８Ｖ程度以上になると、負荷抵抗部５の合成抵抗値が小さくなり、開ループ利得が小さくなるように作用する。
したがって、この実施の形態の帰還抵抗部４および負荷抵抗部５の構成のように、ダイオード接続されたトランジスタ４３，５３を利用した変換利得制御では、トランジスタ４３，５３のベース端子−エミッタ端子間電圧が０．８Ｖ程度以上になると、ビットごとに瞬時に動作するため、上述のような過渡状態にあり、かつ、受信光強度が大きい場合であっても前置増幅器１の回路飽和や、素子破壊を防止することができる。
なお、ダイオード接続されたトランジスタのみによる変換利得制御では、受信光強度がハイレベル時のみ変換利得が小さくなり、ローレベル時の変換利得が大きい状態が維持されてしまう。その結果、前置増幅器１の出力電圧のＳ／Ｎ比が劣化することとなり、受信感度の劣化が懸念される。
このような場合では、変換利得制御の状態が定常状態時には、帰還抵抗部４の端子間電圧が０．８Ｖ程度以下になるようにＭＯＳＦＥＴのゲート端子電圧を制御すれば、変換利得制御の状態が過渡状態時のみダイオード接続されたトランジスタがＯＮとなり、逆に、定常状態時にはダイオード接続されたトランジスタがＯＦＦとなるので、上記のような受信感度劣化の懸念は生じない。
以上説明したように、この実施の形態の前置増幅器によれば、受信した光信号の光強度に応じて、ＭＯＳＦＥＴ４２，５２やダイオード接続されたトランジスタの導通制御を同時に行うようにしているので、過渡状態における回路飽和や素子破壊を抑制し、変換利得制御時の回路の安定性を保ちつつ、波形歪みを生ずることなく、広ダイナミックレンジ特性に優れた前置増幅器を得ることができる。
実施の形態２．
第５図は、この発明の実施の形態２にかかる前置増幅器の回路構成を示す図である。同図において、第１図と同一、あるいは同等な部分については、同一の符号を用いて示している。第５図において、負荷抵抗部５を構成するダイオード接続されたトランジスタ５３のベース端子には基準電圧Ｖｒｅｆ０が供給されている。いま、反転増幅回路２に備えられたトランジスタ６１のコレクタ端子電圧を入力側端子電圧Ｖｒｅｆ１と定義すれば、この基準電圧Ｖｒｅｆ０は、無信号入力時、すなわち反転増幅回路２に信号が入力されないときのコレクタ端子電圧となる。
つぎに、第５図に示した回路の動作について説明する。いま、所定の光強度の光信号を受信した場合に、帰還抵抗部４に電流Ｉ１が流れるとすると、トランジスタ６１のコレクタ端子電圧である入力側端子電圧Ｖｒｅｆ１は次式で表すことができる。
0004361087.tif 000004
式（３）の関係は、つぎのように考えることができる。すなわち、所定の光強度の光信号を受信した場合に流れる電流Ｉ１が帰還抵抗部４を通じて流れるとき、出力バッファ回路３に備えられたトランジスタ６２のエミッタ端子電位は、光信号入力がないときのエミッタ端子電位からＲｆ×Ｉ１だけ降下する。一方、トランジスタ６２では、ベース端子−エミッタ端子間で所定の電圧降下（約０．８Ｖ）が維持されるように動作するので、トランジスタ６２のコレクタ端子電圧もＲｆ×Ｉ１だけ降下する。この電圧降下は、負荷抵抗部５を流れる電流変化によって引き起こされるので、結果的に、無信号入力時の入力側端子電圧Ｖｒｅｆ０と、電流Ｉ１が帰還抵抗部４を通じて流れるときの入力側端子電圧Ｖｒｅｆ１との差は、Ｒｆ×Ｉ１にほぼ等しくなる。
したがって、第５図において、帰還抵抗部４を構成するダイオード接続されたトランジスタ４３のベース端子−エミッタ端子間電圧と、負荷抵抗部５を構成するダイオード接続されたトランジスタ５３のベース端子−エミッタ端子間電圧とはほぼ等しい電圧になる。すなわち、所定の光強度以上の光信号を受信した場合に帰還抵抗部４を構成するダイオード接続されたトランジスタ４３と、負荷抵抗部５を構成するダイオード接続されたトランジスタ５３とが同時にＯＮするように動作する。
いま、帰還抵抗部４を構成するダイオード接続されたトランジスタ４３がＯＮ状態にあり、かつ負荷抵抗部５を構成するダイオード接続されたトランジスタ５３がＯＦＦ状態にある場合には、変換利得が低いにもかかわらず開ループ利得が高い状態で動作することとなり、位相余裕を確保できずに回路が発振するなど、回路動作が不安定になる可能性がある。
また、逆に、帰還抵抗部４を構成するダイオード接続されたトランジスタ４３がＯＦＦ状態にあり、かつ負荷抵抗部５を構成するダイオード接続されたトランジスタ５３がＯＮ状態を維持する場合には、変換利得が高いにもかかわらず開ループ利得が低いので、カットオフ周波数が低くなり、良好な出力電圧波形が得られない可能性がある。
しかしながら、この実施の形態では、受信する光信号の光強度が大きい場合に、帰還抵抗部４を構成するダイオード接続されたトランジスタ４３と、負荷抵抗部５を構成するダイオード接続されたトランジスタ５３とがほぼ同時にＯＮするように動作するため、回路の安定性を損なうことなく、波形歪みを抑制し、広ダイナミックレンジ特性に優れた前置増幅器を得ることができる。
実施の形態３．
第６図は、この発明の実施の形態３にかかる前置増幅器の回路構成を示す図である。同図において、第１図と同一、あるいは同等な部分については、同一の符号を用いて示している。第６図において、基準バイアス電圧生成回路８は、図１に示した前置増幅器１と等価な回路、すなわち負帰還増幅回路により構成されている。また、基準バイアス電圧生成回路８を構成する反転増幅回路の出力端であるトランジスタ８１のコレクタ端子がダイオード接続されたトランジスタ５３のベース端子に接続されている。
つぎに、第６図に示した回路の動作について説明する。同図において、基準バイアス電圧生成回路８は、基準バイアス電圧生成回路８を除く前置増幅器１の基本的な構成部分と等価な回路にて構成されているため、基準バイアス電圧生成回路８の出力端であるトランジスタ８１のコレクタ端子電圧は、無信号入力時の入力側端子電圧（反転増幅回路２の出力端であるトランジスタ６１のコレクタ端子電圧）Ｖｒｅｆ０とほぼ等しくなる。
なお、電源電圧変動や周囲温度変動によって、Ｖｒｅｆ０の値も変動するが、上述のように基準バイアス電圧生成回路８が当該基準バイアス電圧生成回路８を除く前置増幅器１の基本的な構成部分と等価な回路にて構成されているので、電源電圧変動や周囲温度変動によるＶｒｅｆ０の変化が相殺され、トランジスタ５３のベース端子−エミッタ端子間電圧が一定値となるように制御される。
以上説明したように、この実施の形態によれば、電源電圧変動や周囲温度変化にかかわらず、受信する光信号の光強度が大きい場合に、帰還抵抗部４を構成するダイオード接続されたトランジスタ４３と、負荷抵抗部５を構成するダイオード接続されたトランジスタ５３とが同時にＯＮするように動作するため、回路の安定性を損なうことなく、波形歪みを抑制し、広ダイナミックレンジ特性に優れた前置増幅器を得ることができる。
実施の形態４．
第７図は、この発明の実施の形態４にかかる前置増幅器の回路構成を示す図である。同図において、第６図と同一あるいは同等な部分については、同一の符号を用いて示している。第７図において、基準バイアス電圧生成回路８の出力端とダイオード接続されたトランジスタ５３のベース端子とは、ボルテージフォロア回路９を介して接続されている。
つぎに、第７図に示した回路の動作について説明する。オペアンプを備えたボルテージフォロア回路９は、理想的な入力インピーダンスは無限大であり、理想的な出力インピーダンスは無限小である。つまり、基準バイアス電圧生成回路８とダイオード接続されたトランジスタ５３のベース端子とをボルテージフォロア回路９を介して接続することにより、基準バイアス電圧生成回路８や前記負帰還増幅回路の動作条件を変えることなく、理想的な形で動作させることができる。
このように、この実施の形態によれば、電源電圧変動や周囲温度変化にかかわらず、受信する光信号の光強度が大きい場合に、帰還抵抗部４を構成するダイオード接続されたトランジスタ４３と、負荷抵抗部５を構成するダイオード接続されたトランジスタ５３とが理想的な条件下にて同時にＯＮするように動作するため、回路の安定性を損なうことなく、波形歪みを抑制し、広ダイナミックレンジ特性に優れた前置増幅器を得ることができる。
実施の形態５．
第８図は、この発明の実施の形態５にかかる前置増幅器の回路構成を示す図である。同図において、第７図と同一あるいは同等な部分については、同一の符号を用いて示している。第８図に示される前置増幅器１は、出力バッファ回路３の出力電圧信号の平均値を生成する平均値検出回路１０と、平均値検出回路１０の出力に基づいて帰還抵抗部４を構成するＭＯＳＦＥＴ４２の抵抗値と、負荷抵抗部５を構成するＭＯＳＦＥＴ５２の抵抗値とをそれぞれ制御するためのゲート端子電圧を生成して出力する演算回路１１ａ，１１ｂを備えている。
つぎに、第８図に示した回路の動作について説明する。平均値検出回路１０は、受信光強度に応じて変化する出力バッファ回路３の出力電圧信号の平均値を検出して出力する。演算回路１１ａは、平均値検出回路１０の出力に基づいて帰還抵抗部４の合成抵抗値を決定するためにＭＯＳＦＥＴ４２に印加するゲート端子電圧を生成して出力する。同様に、演算回路１１ｂは、平均値検出回路１０の出力に基づいて負荷抵抗部５の合成抵抗値を決定するためにＭＯＳＦＥＴ５２に印加するゲート端子電圧を生成して出力する。
なお、同図に示すように、反転増幅回路２および出力バッファ回路３にて構成される負帰還増幅回路と、平均値検出回路１０および演算回路１１ａ，１１ｂとによってフィードバックループが形成されているので、受信光強度の変化に対して柔軟に追従させることができる。
ここで、出力バッファ回路３の出力を検出する回路（センサ）として、例えば、第８図に示した平均値検出回路ではなく、ローピーク検出回路でフィードバックループを形成した場合について検討する。一般的なローピーク検出回路は、追従性は早いものの、受信光強度が小さくなる方向に変化した場合には、ローピーク値を保持しようとする特性を有しているので、受信光強度が小さい場合の追従性能が劣化するという欠点を有している。また、ローピーク検出回路において、光出力のオフレベルの中間値から平均値を検出する場合には、光信号の消光比が無限大の場合には問題ないが、消光比が悪い場合には、実際の平均値からずれてしまうという欠点も有している。
一方、この実施の形態に示すように、出力バッファ回路３の出力を検出する回路（センサ）として平均値検出回路を用いる場合には、受信する光信号の光強度変化に対して柔軟に追従させることができ、また、常に正確な平均値を出力することができるので、上述のような欠点を解消することができる。
以上説明したように、この実施の形態によれば、受信する光信号の光強度変化に対して正確かつ柔軟に追従させることができるので、回路の安定性を損なうことなく、波形歪みを抑制し、広ダイナミックレンジ特性に優れた前置増幅器を得ることができる。
【産業上の利用可能性】  以上のように、本発明にかかる前置増幅器は、光通信システムや光受信器の前置増幅器として有用であり、特に、光通信システムや光受信器において広ダイナミックレンジ特性を確保したい場合などに適している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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