(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源系統と負荷回路との間の受電点において一端が接続され、高調波電流を除去するフィルタ装置であって、
一端が前記受電点に接続され、所定の次数の高調波電流に同調する同調フィルタと、
該同調フィルタの他の一端に直接接続されるアクティブフィルタであって、前記受電点に対して前記電源系統側を流れる電源系統電流に含まれる高調波電流を抑制し、かつ、前記受電点に対して前記負荷回路側を流れる負荷電流に含まれる高調波電流のうち前記所定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流が前記同調フィルタを流れるときに発生する電圧降下分を打ち消すような、アクティブフィルタ出力電圧を発生するアクティブフィルタと、を備えることを特徴とするフィルタ装置。
【請求項２】
前記電源系統電流に含まれる高調波電流を抑制する電圧分を発生するように前記アクティブフィルタを制御するフィードバック指令値を、前記電源系統電流を用いて作成するフィードバック制御回路と、
前記負荷側高調波電流が前記同調フィルタを流れるときに発生する電圧降下分を打ち消す電圧分を発生するように前記アクティブフィルタを制御するフィードフォワード指令値を、前記負荷電流を用いて作成するフィードフォワード制御回路と、
前記フィードバック指令値と前記フィードフォワード指令値とを加算して前記アクティブフィルタを構成するスイッチング素子のスイッチング指令値を作成する加算回路と、を備える請求項１に記載のフィルタ装置。
【請求項３】
前記フィードフォワード制御回路を、前記所定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流ごとに少なくとも１つ備える請求項２に記載のフィルタ装置。
【請求項４】
前記アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の耐圧が、前記受電点に対して前記負荷回路側を流れる負荷電流に含まれる高調波電流のうち前記所定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流が前記同調フィルタを流れたときに発生する電圧降下分よりも大きい請求項１〜３のいずれか一項に記載のフィルタ装置。
【請求項５】
前記同調フィルタを互いに並列接続して備える請求項１〜４のいずれか一項に記載のフィルタ装置。
【請求項６】
前記同調フィルタは、前記所定の次数の高調波電流に同調するように選択されたリアクトルおよび該リアクトルに直列接続されたコンデンサからなる請求項１〜５のいずれか一項に記載のフィルタ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高調波発生源である負荷回路から発生する高調波電流を除去するフィルタ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
産業用の半導体電力変換装置の大容量化やＦＡ、ＯＡ機器、インバータエアコン等の利用の増大に伴い、各種負荷回路がもたらす交流電源系統の高調波障害が問題となっている。高調波発生源である負荷回路から発生する高調波電流を抑制するために、フィルタ装置が用いられている。
【０００３】
フィルタ装置の例としては、ＬＣフィルタ（パッシブフィルタ）、並列型アクティブフィルタ、直列型アクティブフィルタ、ハイブリッドフィルタなどがある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ＬＣフィルタは、安価で効率が高いという利点を有する反面、（１）高周波抑制効果は系統インピーダンスの影響を受ける、（２）系統とＬＣフィルタとの間で反共振（並列共振）を引き起こす恐れがある、（３）ＬＣフィルタの共振周波数以外の高調波成分に対しては補償効果が期待できない、（４）装置の重量が重い、（５）装置が大型化する、といった欠点を有する。また、ＬＣフィルタでは、例えばサイクロコンバータなどの半導体電力変換装置が発生する複雑な周波数成分を含む高調波電流の補償は難しい。
【０００５】
アクティブフィルタは、ＬＣフィルタのような欠点を持たない高調波抑制装置として注目されている。しかし、アクティブフィルタは、周波数特性に優れた高効率の電力変換器を必要とし、大容量化、製造コスト、運転損失が大きいなどに問題がある。
上記問題を解決するものとして、注入回路つきアクティブフィルタや、ＬＣフィルタとアクティブフィルタとを組み合わせたハイブリッドフィルタなどが既に提案されている。
【０００６】
ハイブリッドフィルタにおいては、ＬＣフィルタは負荷で生じる高調波電流の補償を行い、アクティブフィルタはＬＣフィルタの特性をさらに改善といったように、各々役割分担した形で動作する。ハイブリッドフィルタは、ＬＣフィルタの上述の欠点を生じることなく、かつ、アクティブフィルタ単体の場合に比べて電力変換器の容量を大幅に低減することができるので、今後のますますの利用が期待されている。
【０００７】
図１２は、従来例におけるハイブリッドフィルタを例示する図である。
ここでは、このハイブリッドフィルタ５１が、三相の電源系統６１と高調波発生源である負荷回路６２の間の受電点Ｐにおいて接続され、負荷回路６２で発生した高調波電流を除去する例を説明する。
従来のハイブリッドフィルタ５１は、ＬＣフィルタ５２とアクティブフィルタ５３とが、整合用変圧器５４を介して直列に接続されて構成される。
【０００８】
ハイブリッドフィルタ５１内のＬＣフィルタ５２は、例えば５次共振フィルタ７１と、７次の共振フィルタ７２と、ハイパスフィルタ７３とから構成される。
ハイブリッドフィルタ５１内のアクティブフィルタ５３は、例えばＭＯＳＦＥＴを用いた三相電圧形ＰＷＭ変換器であり、その出力側には小容量のスイッチングリプル除去用フィルタ７４が設けられる。
【０００９】
ＬＣフィルタ５２による高調波電流の補償は、系統インピーダンスとＬＣフィルタ５２のインピーダンスとの間での分流によって行われる。すなわち、ＬＣフィルタ５２は、特定周波数の高調波に対し、系統インピーダンスよりも低インピーダンスの分路となるように設計される。
ハイブリッドフィルタは、次のような欠点を有する。
【００１０】
まず、系統インピーダンスが小さい場合や、ＬＣフィルタの共振周波数以外の高調波成分に対しては、十分な補償効果が得られないという問題がある。
さらに、整合用変圧器５４を必要とするので、装置の重量が重くなり、大型化する。また、製造コストも上がる。
従って本発明の目的は、上記問題に鑑み、小型軽量かつ構造容易で、製造コストを低減したハイブリッドフィルタ形式のフィルタ装置を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記目的を実現するために、本発明においては、ハイブリッド形式のフィルタ装置として、所定の次数の高調波電流に同調する同調フィルタに、整合用変圧器を介さずにアクティブフィルタを直接接続することを特徴とする。
本発明においては、同調フィルタは、所定の次数の高調波電流を吸収する。その一方で、アクティブフィルタについては、上述の所定の次数以外の次数を有する高調波電流に対しても抑制効果をもたせるために、換言すれば、同調フィルタの同調周波数以外の高調波周波数に対しても良好な高調波抑制効果をもたせるために、以下で説明する第１の態様もしくは第２の態様において示されるような所定の出力電圧（以下、「アクティブフィルタ出力電圧」と呼ぶ。）を出力するように制御される。
【００１２】
ところで、従来のハイブリッドフィルタは、主として系統電圧が６００ボルト以下の低圧回路システムへ適用できるように開発されていた。したがって、従来例においては、アクティブフィルタを構成するスイッチング素子（例えばＩＧＢＴなどのパワーデバイス）の電圧定格と出力電圧との整合を取るために、アクティブフィルタとＬＣフィルタとの間に整合用変圧器を設けていた。従来例では、高圧回路システムにハイブリッドフィルタを適用する場合においても、低圧回路システムの場合と同様にアクティブフィルタとＬＣフィルタとの間に整合用変圧器を設けていた。
【００１３】
これに対し、本発明では、同調フィルタとアクティブフィルタとを整合用変圧器を介さずに直接接続する。そして、アクティブフィルタ内のスイッチング素子の耐圧として、後述する所定の値よりも大きいものを選択する。
図１は、本発明の第１の態様によるフィルタ装置を示す概略図である。
ここでは、電源系統２と負荷回路３との間の受電点Ｐにおいてフィルタ装置１の一端が接続される場合を説明する。
【００１４】
なお本明細書では、これ以降、受電点Ｐに対し、電源系統側を流れる電流を電源系統電流ｉS、負荷回路側を流れる電流を負荷電流ｉL、フィルタ装置１に流れ込む電流をフィルタ電流ｉFとし、これら各電流に含まれる高調波電流をそれぞれ電源系統側高調波電流ｉSh、負荷側高調波電流ｉLh、フィルタ側高調波電流ｉFとする。
【００１５】
また、電源系統電流ｉSについては電源系統側から受電点Ｐへ、負荷電流ｉLについては受電点Ｐから負荷回路へ、フィルタ電流ｉFについては受電点Ｐからフィルタ装置１へ流れる向きを、それぞれ電流の正の向き（図中、矢印で指す向き）と定義する。
図１に示すように、本発明の第１の態様によるフィルタ装置１は、一端が受電点Ｐに接続され、所定の次数の高調波電流に同調する同調フィルタ１１と、同調フィルタ１１の他の一端に直接接続されるアクティブフィルタ１２と、を備える。
【００１６】
本発明の第１の態様によるアクティブフィルタ１２は、受電点Ｐに対して電源系統側を流れる電源系統電流ｉSに含まれる高調波電流ｉShを抑制するとともに、受電点Ｐに対して負荷回路側を流れる負荷電流ｉLに含まれる高調波電流のうち所定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流ｉLhが同調フィルタ１１を流れるときに発生する電圧降下分を打ち消すような、アクティブフィルタ出力電圧を発生する。
【００１７】
このため、フィルタ装置１は、
電源系統電流ｉSに含まれる高調波電流ｉShを抑制する電圧分を発生するようにアクティブフィルタ１２を制御するフィードバック指令値を、電源系統電流ｉSを用いて作成するフィードバック制御回路１３と、
負荷側高調波電流ｉLhが同調フィルタ１１を流れるときに発生する電圧降下分を打ち消す電圧分を発生するようにアクティブフィルタ１２を制御するフィードフォワード指令値１４を、負荷電流ｉLを用いて作成するフィードフォワード制御回路１４と、
フィードバック指令値とフィードフォワード指令値とを加算してアクティブフィルタ１２を構成するスイッチング素子のスイッチング指令値を作成する加算回路１５と、を備える。
【００１８】
図２は、本発明の第２の態様によるフィルタ装置を示す概略図である。
本発明の第２の態様は、上述した第１の態様によるフィルタ装置をさらに簡単化したものである。
図２に示すように、本発明の第２の態様によるフィルタ装置１は、一端が受電点Ｐに接続され、所定の次数の高調波電流に同調する同調フィルタ１１と、同調フィルタ１１の他の一端に直接接続されるアクティブフィルタ１２と、を備える。
【００１９】
本発明の第２の態様によるアクティブフィルタ１２は、受電点Ｐに対して電源系統側を流れる電源系統電流ｉSに含まれる高調波電流ｉShを抑制するようなアクティブフィルタ出力電圧を発生する。
このため、フィルタ装置１は、アクティブフィルタ１２が上記のアクティブフィルタ出力電圧を発生するように電源系統電流ｉSを用いて制御するフィードバック制御回路１３を備える。
【００２０】
本発明によれば、ハイブリッドフィルタに従来必要であった整合用変圧器を必要としないので構造が容易であり、装置を小型軽量化することができる。また、製造コストも低減することができる。
さらに、従来のフィルタに比べても系統電流内に含まれる高調波電流の総合高調波歪（ＴＨＤ）をさらに低減することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
まず、本発明によるフィルタ装置の補償原理について説明する。
図３、本発明によるフィルタ装置の等価回路を示す図である。
図３（ａ）は、アクティブフィルタ１２を出力電圧ＶAFの電圧源、同調フィルタ１１をインピーダンスＺFとして本発明によるフィルタ装置を等価回路で表した図である。ここで、系統電圧をＶS、電源系統電流をＩS、系統インピーダンスをＬS、負荷電流をＩL、フィルタ電流をＩFとする。
【００２２】
図１もしくは２を参照して説明したように、本発明のフィルタ装置１によれば、受電点Ｐに対して電源系統側を流れる電源系統電流ｉSに含まれる高調波電流ｉShを抑制するようにアクティブフィルタ１２のアクティブフィルタ出力電圧を制御するため、電源系統電流ｉSをフィードバックしてアクティブフィルタ１２内のスイッチング素子を制御する。そこで、アクティブフィルタ１２の電圧指令値ＶAF*は、電源系統電流ＩSをＫ倍のゲインで増倍して、
【００２３】
【数１】
0004247357.tif 000002
【００２４】
としてフィードバック制御で与えられるものとする。
図３（ｂ）は、アクティブフィルタが接続されず同調フィルタ１１のみを考えた場合（すなわち、Ｋ＝０）の等価回路図である。負荷電流ＩLに含まれる負荷側高調波電流ＩLhは、系統インピーダンスＬSと同調フィルタ１１のインピーダンスＺFとで分流される。分流された電流をそれぞれＩShおよびＩFhデとする。
【００２５】
図３（ａ）および（ｂ）を参照すると、アクティブフィルタ１２の出力電圧ＶAFを適切に調整すれば、系統電圧側へ分流していた高調波成分を同調フィルタへ流し込むように作用し、電源系統側を流れる高調波電流を抑制できることがわかる。
次に、負荷側高調波電流に対する特性を考える。
【００２６】
系統電圧の高調波成分をゼロと仮定すると、電源系統電流ＩLに含まれる高調波電流ＩLh、受電点電圧の高調波成分ＶPh、アクティブフィルタ出力電圧ＶAFは、それぞれ、
【００２７】
【数２】
0004247357.tif 000003
【００２８】
【数３】
0004247357.tif 000004
【００２９】
【数４】
0004247357.tif 000005
【００３０】
となる。
ここで、式（２）に注目すると、図３（ｂ）に示されるように、ゲインＫを純抵抗としてみなしたときの純抵抗Ｋが系統電圧源と直列に接続された等価回路として表されることがわかる。
式（２）および式（３）から、ゲインＫを大きくすればするほど、電源系統電流ＩLおよび受電点電圧ＶPでの高調波成分が補償されることがわかる。したがって、アクティブフィルタ出力電圧は、同調フィルタ１１に負荷側高調波電流ＩLhを流し込むための電圧ＺFＩFとして作用することがわかる。
【００３１】
図３（ｂ）において、純抵抗Ｋが同調フィルタのインピーダンスＺFに対して十分に大きければ、負荷回路から発生した高調波電流の、電源系統への流出が抑制される。
また、純抵抗Ｋが系統インピーダンスＺFよりも十分に大きければ、系統インピーダンスＺFの変化は、フィルタ装置の補償特性に影響を与えない。つまり、フィルタ装置の設置場所は制限されない。
【００３２】
さらに、純抵抗Ｋは、反共振に対するダンピング抵抗として働き、高調波拡大現象を抑制することができる。
したがって、同調フィルタとアクティブフィルタとを組み合わせてフィルタ装置を構成した場合、ゲインＫをできるだけ大きくしたフィードバック制御を適用してアクティブフィルタ出力電圧を制御することが好ましいと考えられる。しかしながら、実際には、制御回路においては制御遅れがあるのでゲインを大きくしすぎると発振してしまう。
【００３３】
そこで、本発明では、上述のフィードバック制御のゲインを発振しない適度な大きさに設定し、その分フィードフォワード制御の助けを借りてアクティブフィルタ出力電圧を制御する。フィードフォワード制御の詳細については本発明の実施例において述べる。
本発明の実施例によるフィルタ装置の具体的な構成について説明する。
【００３４】
図４は、本発明の実施例によるフィルタ装置を示す回路構成図である。
ここでは、電源系統２と負荷回路３との間の受電点Ｐにおいて、本実施例によるフィルタ装置１の一端が接続される場合を説明する。なお、本実施例においては、パーセントインピーダンスの基準を、３．３ｋＶ、５０Ｈｚ、３００ｋＶＡとする。
【００３５】
本実施例では電源系統２を三相交流系統としたが、これは本発明を限定するものではない。本発明によるフィルタ装置１を単相交流系統やその他の多相交流系統の場合についても適用することができる。
ここでは例として、三相交流系統の系統電圧を３．３ｋＶ、周波数を５０Ｈｚとする。以下、系統電圧をｖS、系統インピーダンスをＬSで表す。図４の実施例では、系統インピーダンスＬSを０．５８ｍＨ（０．５％）とする。
【００３６】
高調波発生源である負荷回路３は、図４の実施例では、３００ｋＷのダイオード整流器としている。このダイオード整流器の直流側コンデンサをＣd、直流出力電圧をＶd、交流側のインピーダンスをＬACとする。図４に示す負荷回路３のパラメータを表１に示す。
【００３７】
【表１】
0004247357.tif 000006
【００３８】
以上の前提条件のもとで、本実施例によるフィルタ装置の回路構成を図４を参照して説明する。
本実施例では三相交流系統に適用した場合を扱っているので、高調波発生源である負荷回路３からは、主として５次、７次、１１次、１３次などの高調波電流が発生し得るが、最も多いのは５次高調波電流であり、これに７次高調波電流が続く。このような高調波電流を本実施例によるフィルタ装置１を用いて除去することになる。
【００３９】
本実施例のフィルタ装置１内の同調フィルタ１１は、コンデンサＣFと、このコンデンサＣFに直列接続されたリアクトルＬFとからなるＬＣフィルタである。ここで、同調フィルタ１１の内部抵抗をＲFとする。
本発明における同調フィルタ１１は、上述したように所定の次数の高調波電流に同調される。一般にコンデンサおよびリアクトルからなる同調フィルタは、同調すべき高調波の次数が高いほどその大きさは小さくなる。
【００４０】
そこで、本実施例では、フィルタ装置全体の大きさおよび重量と、後述するアクティブフィルタ１２の出力とのバランスを考慮し、例えば７次高調波に同調するように同調フィルタを設計する。本発明のフィルタ装置においては、７次以外、すなわち、５次、１１次１３次などの高調波電流については、後述する所定のアクティブフィルタ出力電圧をアクティブフィルタ１２が出力できるように制御することで除去する。ここで、７次高調波に同調した同調フィルタ１１のフィルタ定数の例を表２に示す。
【００４１】
【表２】
0004247357.tif 000007
【００４２】
同調フィルタの高調波抑制効果は、後述のアクティブフィルタによりさらに改善されるので、同調フィルタのフィルタ定数は、それほど厳密に設定する必要はなく、同調すべき高調波に対するフィルタ定数の設計値の、例えば±１０％程度付近で十分な高調波抑制効果を得ることができる。すなわち、本発明によれば、設計が容易であるという利点を有する。
【００４３】
なお、本実施例では、同調すべき高調波成分を７次としたが、この次数は本発明を限定するものではない。三相交流系統の場合では、同調フィルタの同調すべき高調波成分として５次、１１次、１３次などを選んでもよい。
しかしながら、同調フィルタ１１を例えば５次の高調波に同調させると、同調フィルタを構成するリアクトルＬFが大型化し、結果としてフィルタ装置全体が大型化することになるので、あまり有利とはいえない。
【００４４】
また、同調フィルタ１１を例えば１１次の高調波電流に同調させると、主として５次および７次の高調波電流をアクティブフィルタ１２が抑制するように制御しなければならない。上述したように、三相交流系統においては発生し得る高調波成分のうち５次成分が最も大きく、これに７次成分が続く。したがって、同調フィルタを１１次高調波に同調させると、７次高調波に同調させた場合に比べ、同調フィルタ自体の大きさを小さくすることができる利点を有するものの、アクティブフィルタ出力電圧を大きくしなければならず、非経済的であるといえる。
【００４５】
このようなことから、フィルタ装置全体の大きさおよび重量とアクティブフィルタの出力とのバランスを考慮すると、同調フィルタについては、本実施例で示したように７次高調波に同調させるのが最も好ましいといえる。
例えば、本発明によるフィルタ装置を単相交流系統に適用した場合は、３次高調波成分が最も大きくなるので、同様な理由でフィルタ装置全体の大きさおよび重量とアクティブフィルタ１２の出力とのバランスを考慮し、同調フィルタを例えば５次高調波に同調するように設計すればよい。
【００４６】
本実施例のフィルタ装置１内のアクティブフィルタ１２は、三相ＰＷＭ変換器として実現される。その容量を１０ｋＶＡとする。
アクティブフィルタ１２である三相ＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子として、本実施例ではＩＧＢＴを使用し、各相２個ずつ、合計６個設ける。なお、スイッチング素子は他の素子であってもよく、例えばＭＯＳＦＥＴなどであってもよい。
【００４７】
上述したように、本発明によるフィルタ装置１によれば、同調フィルタとアクティブフィルタとを整合用変圧器を介さずに直接接続するために、アクティブフィルタ内のスイッチング素子（本実施例ではＩＧＢＴ）の耐圧として、所定の値よりも大きいものを選択する。次にこの理由について説明する。
同調フィルタ１１は、同調された次数の高調波に対しては、低インピーダンス特性を示す。その一方で、同調された次数の以外の高調波に対しては、高インピーダンス特性を示す。つまり、同調された次数の以外の高調波が同調フィルタに流れると、電圧降下が発生することになる。
【００４８】
従来例においては、上述したように、アクティブフィルタを構成するスイッチング素子の電圧定格と出力電圧との整合を取るためにアクティブフィルタとＬＣフィルタとの間に整合用変圧器を設け、この整合用変圧器を適切に設計することにより、同調フィルタにおけるこのような電圧降下分に対処していた。
しかし、本発明によるフィルタ装置には整合用変圧器は設けない。
【００４９】
またさらに、本発明におけるアクティブフィルタ１２は、図１を参照して説明したように特に第１の態様では、受電点Ｐに対して電源系統側を流れる電源系統電流ｉSに含まれる高調波電流ｉShを抑制するとともに、受電点Ｐに対して負荷回路３側を流れる負荷電流ｉLに含まれる高調波電流のうち所定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流ｉLhが同調フィルタ１１を流れるときに発生する電圧降下分を打ち消すような、アクティブフィルタ出力電圧を発生する必要がある。
【００５０】
よって、本発明のフィルタ装置１を設計する際には、負荷電流ｉLに含まれる高調波電流のうち所定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流ｉLhが、同調フィルタ１１を流れたときに発生する電圧降下分よりも大きい耐圧を有するスイッチング素子を選択び、これを使用する。
なお、ＩＧＢＴについては、現在のところ、６００Ｖ、１２００Ｖ、１７００Ｖなどの耐圧を有するものが市販されている。上述した各パラメータおよび系統電圧の値を考慮し、本実施例では、例えば６００Ｖの耐圧を有するＩＧＢＴを使用する。
【００５１】
アクティブフィルタ１２の直流側電圧Ｖdcは、本実施例では３００Ｖ（ＩＧＢＴの耐圧の１／２）に設定する。
この直流側電圧Ｖdcは、バッテリなどの独立直流電源を用いて実現してもよいが、この場合は装置の大型化を免れ得ない。そこで、本実施例では、アクティブフィルタ１２の直流側に直流コンデンサＣdcを設け、後述する直流電圧制御ループによりスイッチング素子を制御して系統側から有効電力を取り入れ、直流コンデンサＣdcを充電する。本実施例においては、コンデンサＣdcのキャパシタンスを例えば１５００μＦとする。
【００５２】
以上が本発明の実施例におけるフィルタ装置１の具体的な回路構成である。
続いて、図４で示した本発明の実施例によるフィルタ装置１内のアクティブフィルタ１２についての具体的な制御について説明する。
上述したように、本発明においては、同調フィルタは、所定の次数の高調波電流に同調させて設計され、当該高調波電流を吸収する。さらに、アクティブフィルタについては、同調させた次数以外の次数を有する高調波電流に対しても抑制効果をもたせるために、換言すれば、同調フィルタの同調周波数以外の高調波周波数に対しても良好な高調波抑制効果をもたせるために、上述の第１の態様もしくは第２の態様において示されたようなアクティブフィルタ出力電圧をアクティブフィルタが出力できるように制御する。
【００５３】
まず、上述の本発明の第１の態様におけるフィルタ装置１内のアクティブフィルタ１２についての制御回路に関して説明する。
図１を参照して説明したように、本発明の第１の態様によるアクティブフィルタ１２は、電源系統電流ｉSに含まれる高調波電流ｉShを抑制するとともに、負荷電流ｉLに含まれる高調波電流のうち所定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流ｉLhが同調フィルタ１１を流れるときに発生する電圧降下分を打ち消すような、アクティブフィルタ出力電圧を発生する。
【００５４】
上記アクティブフィルタ電圧をアクティブフィルタ１２が出力するようにするために、本発明によるフィルタ装置１は、アクティブフィルタ１２を構成する各スイッチング素子を制御するための制御回路として、フィードバック制御回路１３と、フィードフォワード制御回路１４と、加算回路１５と、を備える。
フィードバック制御回路１３は、電源系統電流ｉSに含まれる高調波電流ｉShを抑制する電圧分を発生するようにアクティブフィルタ１２を制御するフィードバック指令値を、電源系統電流ｉSを用いて作成する。
【００５５】
フィードフォワード制御回路１４は、負荷側高調波電流ｉLhが同調フィルタ１１を流れるときに発生する電圧降下分を打ち消す電圧分を発生するように１２アクティブフィルタを制御するフィードフォワード指令値１４を、負荷電流ｉLを用いて作成する。
加算回路１５は、フィードバック指令値とフィードフォワード指令値とを加算してアクティブフィルタ１２を構成するスイッチング素子のスイッチング指令値を作成する。
【００５６】
上述のフィードバック制御回路１３、フィードフォワード制御回路１４、および加算回路１５の具体的な実現例を図５および６を参照して説明する。
図５および６は、図４で示した本発明の実施例によるフィルタ装置内のアクティブフィルタの制御回路を具体的に示すブロック図である。
図４で示した本発明の実施例によるフィルタ装置１内のアクティブフィルタ１２において、フィードバック制御回路１３は、図５に示すように実現される。
【００５７】
電源系統電流ｉSに含まれる高調波電流ｉShを抽出するために、まず、電源系統電流ｉSを電流検出器などで検出する。図４の実施例は三相電源系統であり、電源系統電流ｉSの各相ｕ、ｖ、ｗの電流を、ｉSu、ｉSv、ｉSwとする。
検出された三相の電源系統電流ｉSu、ｉSv、ｉSwは、ブロック２１で回転座標変換される。なお、本実施例ではｄｑ変換を用いたが、他の回転座標変換、例えばｐｑ座標変換を用いてもよい。
【００５８】
ブロック２２はＰＬＬ(Phase Locked Loop)であり、受電点Ｐの電圧のうち、一相分（例えばｕ相）の受電点電圧ｖPuから位相情報を抽出する。
ブロック２３はｓｉｎ／ｃｏｓ生成器であり、ブロック２２で抽出された位相情報から、ブロック２１の回転座標変換に用いる基本波成分ｓｉｎω1、ｃｏｓω1と、５次の成分ｓｉｎω5、ｃｏｓω5とを抽出する。ここで５次の成分を抽出するのは、後で詳しく説明するフィードフォワード制御回路１４で用いるためである。
【００５９】
ブロック２４はハイパスフィルタである。上述したように、ブロック２１において、固定座標上の三相の電源系統電流ｉSu、ｉSv、ｉSwが、基本波成分ω1を用いて、角周波数ω1で回転するｄｑ回転座標上の二相電流ｉd、ｉqに変換されるが、電源系統電流の三相固定座標上における基本波成分を除去して高調波成分を抽出するために、角周波数ω1で回転するｄｑ回転座標上における二相電流ｉd、ｉqをブロック２４のハイパスフィルタに通過させる。これにより、ｄｑ回転座標上における二相高調波電流ｉdh、ｉqhを抽出できる。なお、本実施例では、電源系統の周波数は５０Ｈｚであるので、ハイパスフィルタのカットオフ周波数を例えば１６Ｈｚとする。
【００６０】
ところで、本実施例では、アクティブフィルタ１２の直流側に直流コンデンサＣdcを設け、直流コンデンサＣdcを充電する有効電力を系統側から取り入れる。このための直流電圧制御ループは、図５に示す実施例では次のとおりである。まず、直流コンデンサＣdcの直流電圧Ｖdcを検出し、この直流電圧Ｖdcと指令値Ｖdc*（本実施例では３００Ｖ）との差を計算する。次に、この差を適当にゲイン補正することによって直流電圧制御用指令値Δｉq*を作成する。この直流電圧制御用指令値Δｉq*は、ブロック２４で生成された二相高調波電流のうちのｑ軸分の高調波電流ｉqhに加算される。このようにして直流電圧制御ループが実現される。
【００６１】
ブロック２５では、二相高調波電流のｄ軸分ｉdh、および二相高調波電流のｑ軸分ｉqhと直流電圧制御用指令値Δｉq*との加算値が、ブロック２３で生成された基本波成分ｓｉｎω1、ｃｏｓω1を用いて、ｄｑ逆変換され、三相固定座標上における三相電流値に戻される。この三相電流値にゲインＫが掛け算され、フィードバック指令値が作成される。
【００６２】
以上説明したブロック２１〜２５によりフィードバック制御回路１３が実現される。これにより、電源系統電流ｉSに含まれる高調波電流ｉShを抑制するように作用するフィードバック指令値が作成される。
続いて、フォードフォワード制御回路１４について説明する。
本発明のフィルタ装置によれば、同調フィルタを所定の次数の高調波電流に同調させて当該高調波電流を吸収させ、その一方で、アクティブフィルタを適切に制御することにより、同調フィルタの同調周波数以外の高調波周波数に対しても良好な高調波抑制効果をもたせる。上述のフィードバック制御回路１３は、この高調波抑制効果をもたらすものであったが、本実施例では、高調波抑制効果をさらに高めるために、図１に示したように、フィードフォワード制御回路１４をさらに設ける。
【００６３】
図１を参照して説明したように、本発明の第１の態様ではさらに、負荷電流ｉLに含まれる高調波電流のうち、同調フィルタ１１に同調した高調波電流の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流ｉLhが同調フィルタ１１を流れるときに発生する電圧降下分を打ち消すような電圧分を、アクティブフィルタに発生させる。三相交流系統においては、高調波電流として５次成分が負荷回路から最も多く発生する。図４の実施例においては、同調フィルタ１１は７次の高調波電流に同調させたが、このような同調フィルタ１１だけでは５次高調波電流を抑制することができない。
【００６４】
ここで、負荷回路３から発生した三相の負荷側高調波電流ｉLhのうちの５次高調波電流をαβ固定座標上で表したものがｉαβであるとすると、ｄｑ回転座標上では、式（５）のように表される。
【００６５】
【数５】
0004247357.tif 000008
【００６６】
図４において、同調フィルタ１１のインピーダンスは、式（６）のように表される。
【００６７】
【数６】
0004247357.tif 000009
【００６８】
ここで、伝達関数の回転座標変換について説明する。
ある線形システムにおいて、入力をｘ（ｔ）、そのラプラス変換をＸ（ｓ）、出力をｙ（ｔ）、そのラプラス変換をＹ（ｓ）、入力から出力への伝達関数をＧ（ｓ）とすると、
【００６９】
【数７】
0004247357.tif 000010
【００７０】
の関係がある。時間ｔ、角周波数ωとしたとき、入力ｘ（ｔ）および出力ｙ（ｔ）の回転座標変換は、それぞれ式（８）および式（９）のように表される。
【００７１】
【数８】
0004247357.tif 000011
【００７２】
【数９】
0004247357.tif 000012
【００７３】
ここで、伝達関数Ｇ（ｓ）を回転座標変換したとき、回転座標上においてＧ’（ｓ）で表されるとすると、線形システムにおいては、
【００７４】
【数１０】
0004247357.tif 000013
【００７５】
の関係がある。
【００７６】
【数１１】
0004247357.tif 000014
【００７７】
としたとき、ラプラス変換においては、
【００７８】
【数１２】
0004247357.tif 000015
【００７９】
である。線形システムにおいても当然に上記関係は有効であるので、式（１２）が得られる。
【００８０】
【数１３】
0004247357.tif 000016
【００８１】
したがって、角周波数ωのときの回転座標上の伝達関数は式（１３）で表すことができる。
【００８２】
【数１４】
0004247357.tif 000017
【００８３】
つまり、固定座標上のラプラス変換を、回転座標上のラプラス変換に変換するには、「ｓ」を「ｓ＋ｊω」にすればよい。このことから、式（６）のように表せる同調フィルタ１１の固定座標上のインピーダンスは、回転座標上では式（１４）のようになる。
【００８４】
【数１５】
0004247357.tif 000018
【００８５】
定常状態における同調フィルタ１１のインピーダンスは、ラプラス変換におけるいわゆる最終値の定理を式（１４）に適用することで、式（１５）のように表せる。
【００８６】
【数１６】
0004247357.tif 000019
【００８７】
定常状態において、同調フィルタ１１に５次の高調波電流ｉ’L5（ｄｑ回転座標上）が流れると電圧降下が生じるが、本発明では、この電圧降下分を打ち消すような電圧分をアクティブフィルタ１２にさらに出力させる。すなわち、当該電圧分をアクティブフィルタ１２にさらに出力させるための、アクティブフィルタ内のスイッチング素子に対するｄｑ回転座標上の指令値ｖ*’5は、式（１６）のように表せる。
【００８８】
【数１７】
0004247357.tif 000020
【００８９】
すなわち、５次の高調波電流がわかれば式（１６）を用いてスイッチング指令値ｖ*’5を演算することができる。
式（１６）で表されるスイッチング指令値を作成するフィードフォワード制御回路１４は、図４で示した本発明の実施例によるフィルタ装置１において、図６に示すように実現できる。
【００９０】
まず、負荷電流ｉLを電流検出器などで検出する。検出された負荷電流ＩLの各相ｕ、ｖ、ｗの電流を、ｉLu、ｉLv、ｉLwとする。
ブロック３１において、検出された三相の負荷電流ｉLu、ｉLv、ｉLwは、ブロック２３で抽出された５次の成分ｓｉｎω5、ｃｏｓω5を用いてｄｑ変換される。
【００９１】
ブロック３２はローパスフィルタである。上述したように、ブロック３１において、固定座標上の三相の負荷電流ｉLu、ｉLv、ｉLwは、角周波数ω5で回転するｄｑ回転座標上の二相電流ｉLd、ｉLqに変換されるが、負荷電流の三相固定座標上における５次高調波成分は、角周波数ω5で回転するｄｑ回転座標上では直流分に相当する。したがって、ｄｑ回転座標上における上述の二相電流ｉd、ｉqをブロック３２のローパスフィルタに通過させ、ｄｑ回転座標上における二相の５次の高調波電流ｉLd5、ｉLq5を抽出する。なお、ｄｑ回転座標上における二相の５次の高調波電流ｉLd5、ｉLq5は定常状態にあるものとする。また、本実施例では、ローパスフィルタのカットオフ周波数を例えば１６Ｈｚとする。
【００９２】
抽出された二相の５次の高調波電流ｉLd5、ｉLq5は、アクティブフィルタ内のスイッチング素子に対するスイッチング指令値を演算するために、ブロック３３に入力される。
今、５次高調波成分において、回転座標平面と複素平面との間には式（１７）のような関係がある。
【００９３】
【数１８】
0004247357.tif 000021
【００９４】
したがって、式（１６）および式（１７）から、式（１８）で表されるような、５次高調波電流が同調フィルタを流れることによって発生する電圧降下分を打ち消す補償電圧を作成するための指令値ｖd5*、Ｖq5*（ｄｑ回転座標上）が得られる。
【００９５】
【数１９】
0004247357.tif 000022
【００９６】
ブロック３３において式（１８）を演算することにより作成された指令値ｖd5*、Ｖq5*は、ブロック３４において、ブロック２３で生成された５次の成分ω5を用いて、ｄｑ逆変換され、三相固定座標上における三相電流値に戻される。これがフィードフォワード指令値となる。
以上説明したフィードバック制御回路１３で作成されたフィードバック指令値とフィードフォワード制御回路１４で生成されたフィードフォワード指令値とは、加算回路１５において加算され、アクティブフィルタ１２を構成するスイッチング素子のスイッチング指令値ｖAFu*、ｖAFv*、ｖAFw*が作成される。
【００９７】
本実施例におけるアクティブフィルタ１２は、三相電圧形ＰＷＭ変換器である。したがって、このスイッチング指令値ｖAFu*、ｖAFv*、ｖAFw*をＰＷＭ電圧指令とし、三角波キャリア信号（例えば１０ｋＨｚ）と比較することで三相電圧形ＰＷＭ変換器のＰＷＭ信号を作成する。本実施例においては、このＰＷＭ信号をスイッチング素子であるＩＧＢＴのゲート回路に入力し、ＩＧＢＴをスイッチングさせる。
【００９８】
本発明の実施例によるフィルタ装置の構成は以上のとおりである。
次に本発明の実施例によるフィルタ装置の制御回路および同調フィルタの種々の変形例について説明する。
まず、フィルタ装置の制御回路の変形例をいくつか示す。
本実施例では同調フィルタを７次高調波電流に同調させ、アクティブフィルタ内のフィードフォワード制御回路では、同調フィルタに同調させた次数以外の次数を有する高調波成分として５次高調波電流に関して、フィードフォワード指令値を作成した。この変形例として、５次高調波電流の他に、例えば１１次高調波電流や１３次高調波電流に関してもフィードフォワード指令値を作成してもよい。この場合は、各次数の高調波ごとにフィードフォワード制御回路を設け、各フィードフォワード制御回路で作成されたフィードフォワード指令値を全て加算回路において加算すればよい。これにより、さらに高性能の高調波抑制が実現可能となる。
【００９９】
これとは逆に、アクティブフィルタ内のフィードフォワード制御回路は設けず、フィードバック制御回路のみでアクティブフィルタの制御を実現してもよい。これは図２を参照して説明した本発明の第２の態様に相当する。図７は、本発明の第２の態様での実施例におけるフィルタ装置内のアクティブフィルタの制御回路を示す図である。
【０１００】
図７に示す制御回路は、ブロック２３において５次の成分ｓｉｎω5およびｃｏｓω5を作成しない点以外は、図６に示したフィードバック制御回路と全く同じであるので、詳しい説明は省略する。
ここで、図５および６に示す制御回路を有する本発明の実施例、ならびに図７に示す制御回路のみを有する変形例に係るシミュレーション結果を示す。
【０１０１】
シミュレーション解析に用いた各素子のパラメータ、各電圧値および容量は既に述べたとおりである。
図８は、図５および６に示す本発明の実施例におけるフィルタ装置に係るシミュレーション結果を示す波形図であり、図９は、図７に示す本発明の変形例におけるフィルタ装置に係るシミュレーション結果を示す波形図である。
【０１０２】
図８および９においては、上から、一相分の受電点電圧ｖP、一相分の電源系統電流ｉS、一相分の負荷電流ｉL、一相分のフィルタ電流ｉF、負荷回路における直流出力電圧Ｖd、アクティブフィルタ出力電圧ｖAF、アクティブフィルタ内の直流コンデンサ電圧Ｖdcのシミュレーション波形をそれぞれ示している。
図１０は、図８および９に示したシミュレーション結果におけるスペクトル解析図である。横軸は高調波の次数を示し、縦軸は高調波電流の実効値を示す。
【０１０３】
図１０（ａ）は負荷電流のスペクトル解析値を示す。
また、図１０（ｂ） は、図５および６に示す本発明の実施例におけるフィルタ装置、つまりアクティブフィルタをフィードバック制御回路およびフィードフォワード制御回路を用いて制御したフィルタ装置を設置した場合の電源系統電流のスペクトル解析値を示す。
【０１０４】
さらに、図１０（ｃ） は、図７に示す本発明の変形例におけるフィルタ装置、つまりアクティブフィルタをフィードバック制御回路のみを用いて制御したフィルタ装置を設置した場合の電源系統電流のスペクトル解析値を示す。
また、表３は、図１０のスペクトル解析値の高調波対基本波の電流比を示す。各値の単位は％で示している。
【０１０５】
【表３】
0004247357.tif 000023
【０１０６】
図８〜１０および表３において、特に負荷電流ｉLと電源系統電流ｉSとを注目してみると、本発明のフィルタ装置により、電源系統電流ｉSに含まれる高調波が抑制されていることがわかる。
また、図８および９、もしくは図１０（ｂ）および（ｃ）を比較してみると、フィードフォワード制御回路を有しないフィードバック制御回路のみ有するフィルタ装置は、フィードフォワード制御回路およびフィードバック制御回路の両方を有するのフィルタ装置に比較すると、高調波電流の総合高調波歪（ＴＨＤ）が若干高くなっているが、実用上問題の無い程度の高調波抑制効果を得ることができている。
【０１０７】
次に、フィルタ装置の同調フィルタの変形例を示す。
本発明のフィルタ装置内の同調フィルタに関しては、同調すべき高調波成分を１つの次数のみに設定するのではなく、複数の高調波成分に同調させてもよい。図１１は、本発明によるフィルタ装置内の同調フィルタの変形例を示す図である。図１１（ａ）に示す変形例では、５次高調波電流および７次高調波電流に同調させた各同調フィルタとハイパスフィルタとをそれぞれ並列接続させている。図１１（ｂ）に示す変形例では、５次高調波電流、７次高調波電流、１１次高調波電流および１３次高調波電流に同調させた各同調フィルタをそれぞれ並列接続させている。
【０１０８】
いずれの変形例においても、アクティブフィルタ内にフィードフォワード制御回路を設けた場合では、同調フィルタに同調させた次数以外の次数を有する高調波成分に関して、フィードフォワード指令値を作成するようにすればよい。もちろん、フィードフォワード制御回路を設けずにフィードバック制御回路のみでアクティブフィルタ内のスイッチング素子を制御してもよい。
【０１０９】
なお、図５〜７に示したフィードバック制御回路およびフィードフォワード制御回路は、各種アナログ素子などの組み合わせで実現することができるが、ＤＳＰを用いて可能な限り演算上で処理するようにしてもよい。この場合、例えばノッチフィルタなどを用いて電源系統電流および負荷回路電流に含まれる高調波電流を抽出してＤＳＰに入力し、ＤＳＰでは上述したフィードバック制御における計算およびフィードフォワード制御における式（１８）の計算を実行することで、スイッチング指令値を得てもよい。
【０１１０】
また、従来例においては図１２に示すように、ハイブリッドフィルタ５１内のアクティブフィルタ５３の出力側には、スイッチング素子のスイッチングリプルを除去するためのスイッチングリプル除去用フィルタ７４が設けられていた。スイッチングリプルは高い周波数成分を有しているが、従来例におけるハイブリッドフィルタ５１内のＬＣフィルタ５２を構成するハイパスフィルタ７３は、高い周波数成分に対してはインピーダンス特性が低く、したがって、スイッチングリプル電流が系統に流出しやすいので、ハイブリッドフィルタ５１内のアクティブフィルタ５３の出力側にスイッチングリプル除去用フィルタ７４を設けなければならなかった。
【０１１１】
これに対し、本発明におけるフィルタ装置においては、同調フィルタを構成するリアクトルのリアクタンス分が大きいので同調フィルタを設けただけで、スイッチングリプル電流を抑制することができる。したがって、本発明においては、ハイブリッドフィルタを構成する際に従来必要であったスイッチングリプル除去用フィルタを必要としなくなるので、装置をより一層小型化することができる。
【０１１２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ハイブリッド形式のフィルタ装置において、所定の次数の高調波電流に同調する同調フィルタにアクティブフィルタを直接接続するので、従来必要であった整合用変圧器を必要とせず、構造が容易である。また、装置自体を小型軽量化が容易であり、製造コストも低減される。
【０１１３】
そして、本発明のフィルタ装置によれば、同調フィルタを所定の次数の高調波電流に同調させて当該高調波電流を吸収させ、その一方で、アクティブフィルタを適切に制御することにより、同調フィルタの同調周波数以外の高調波周波数に対しても良好な高調波抑制効果をもたせている。
近年では、インバータを用いて高出力モータを駆動するインバータドライブシステムが実用化されている。このようなインバータドライブシステムにおいては、交流電力を直流電力に変換する電力変換器として例えばダイオード整流器が使用されている。このダイオード整流器は、系統側から見れば高調波発生源である。このような高圧システムにおいては、フィルタ装置を構成した場合は必然的に装置の大型化は免れ得なかった。しかし、本発明によれば、整合変圧器およびスイッチングリプル除去用フィルタを必要としないので装置の小型軽量化が容易であるので、このような高圧システムにおいて本発明は特に有用であるといえる。
【０１１４】
また、同調フィルタの高調波抑制効果は、アクティブフィルタによりさらに改善されるので、同調フィルタのフィルタ定数は、それほど厳密に設定する必要はなく、同調すべき高調波に対するフィルタ定数の設計値の、例えば±１０％程度付近で十分な高調波抑制効果を得ることができ、設計が容易であるといえる。
なお、三相交流系統の例では、フィルタ装置全体の大きさおよび重量とアクティブフィルタの出力とのバランスを考慮すると、同調フィルタについては、７次高調波に同調させるのが最も好ましいといえる。
【０１１５】
また、アクティブフィルタを有するフィルタ装置が避けては通れない問題である、スイッチング素子のスイッチング動作に起因するスイッチングリプルの発生については、本発明においては、同調フィルタを構成するリアクトルのリアクタンス分が大きいのでスイッチングリプル電流を抑制することができ、したがってスイッチングリプル除去用フィルタを必要としない。したがって装置を従来例に比べてより一層小型化することができる。
【０１１６】
また、ＬＣフィルタにおいては系統インピーダンスとの間で反共振を生じる可能性があったが、本発明においては、フィルタ装置内のアクティブフィルタのフィードバック制御に用いるゲインを適切に設定すればこれを回避することができるので、フィルタ装置の設置場所は制限されない。
フィルタ装置内のアクティブフィルタの直流側は、バッテリなどの独立直流電源を用いて実現してもよいが、直流コンデンサを設け、直流電圧制御ループにより系統側から取り入れた有効電力を直流コンデンサの充電に用いれば、バッテリ交換を省くことができメンテナンスが容易となる。
【０１１７】
本発明の第１の態様によれば、電源系統電流に含まれる高調波電流を抑制するとともに、負荷電流に含まれる高調波電流のうち所定の次数とは異なる次数の負荷側高調波電流が同調フィルタ１１を流れるときに発生する電圧降下分を打ち消すようなアクティブフィルタ出力電圧をアクティブフィルタが発生するように、アクティブフィルタ内のスイッチング素子をフィードバック制御およびフィードフォワード制御を用いて制御することで、従来の他のフィルタと比べても系統電流内に含まれる高調波電流の総合高調波歪（ＴＨＤ）を大幅に低減することができる。
【０１１８】
また、本発明の第２の態様によれば、電源系統電流に含まれる高調波電流を抑制するアクティブフィルタ出力電圧をアクティブフィルタが発生するようにアクティブフィルタ内のスイッチング素子を制御するという、第１の態様を簡素化した制御方法をとっても、実用上問題ない程度に高調波電流を除去できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の態様によるフィルタ装置を示す概略図である。
【図２】本発明の第２の態様によるフィルタ装置を示す概略図である。
【図３】本発明によるフィルタ装置の等価回路を示す図である。
【図４】本発明の実施例によるフィルタ装置を示す回路構成図である。
【図５】図４で示した本発明の実施例によるフィルタ装置内のアクティブフィルタの制御回路を具体的に示すブロック図（その１）である。
【図６】図４で示した本発明の実施例によるフィルタ装置内のアクティブフィルタの制御回路を具体的に示すブロック図（その２）である。
【図７】本発明の第２の態様での実施例におけるフィルタ装置内のアクティブフィルタの制御回路を示す図である。
【図８】図５および６に示す本発明の実施例におけるフィルタ装置に係るシミュレーション結果を示す波形図である。
【図９】図７に示す本発明の変形例におけるフィルタ装置に係るシミュレーション結果を示す波形図である。
【図１０】図８および９に示したシミュレーション結果においてスペクトル解析した図であって、
（ａ）は負荷電流のスペクトル解析値を示す図であり、
（ｂ）は、図５および６に示す本発明の実施例におけるフィルタ装置を設置した場合の電源系統電流のスペクトル解析値を示す図であり、
（ｃ）は、図７に示す本発明の変形例におけるフィルタ装置を設置した場合の電源系統電流のスペクトル解析値を示す図である。
【図１１】本発明によるフィルタ装置内の同調フィルタの変形例を示す図である。
【図１２】従来例におけるハイブリッドフィルタを例示する図である。
【符号の説明】
１…フィルタ装置
２…電源系統
３…負荷回路
１１…同調フィルタ
１２…アクティブフィルタ
１３…フィードバック制御回路
１４…フィードフォワード制御回路
１５…フィードバック制御回路
Ｐ…受電点
【図１】
0004247357.tif 000024
【図２】
0004247357.tif 000025
【図３】
0004247357.tif 000026
【図４】
0004247357.tif 000027
【図５】
0004247357.tif 000028
【図６】
0004247357.tif 000029
【図７】
0004247357.tif 000030
【図８】
0004247357.tif 000031
【図９】
0004247357.tif 000032
【図１０】
0004247357.tif 000033
【図１１】
0004247357.tif 000034
【図１２】
0004247357.tif 000035