(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線周波数を有する無線周波数信号を受信する受信手段と、
サンプリングレートに従って前記無線周波数信号をサンプリングし、そこから中間周波数におけるデジタル中間周波数信号を表す１ビットのデジタルサンプルを生成するシグマデルタアナログデジタル変換器と、
前記デジタル中間周波数信号から同相及び直交の位相サンプルを生成する復調器と
を含み、
前記中間周波数は、サンプリングレートの４分の１であり、
前記復調器は、
前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、コサイン結合信号を代表する第１のシーケンスとを結合することにより第１の結合信号を生成する第１の結合器と、
前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、サイン結合信号を代表する第２のシーケンスとを結合することにより第２の結合信号を生成する第２の結合器と、
前記第１の結合信号と前記第２の結合信号とを逓減して同相サンプルと直交サンプルとを生成する逓減手段と
を含み、
前記第１の結合器は、排他的論理和のゲートであり、前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルを受信するために接続された第１の入力と、コサイン結合信号を代表する第１のシーケンスを受信するために接続された第２の入力とを含み、
前記第２の結合器は、排他的論理和のゲートであり、前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルを受信するために接続された第１の入力と、サイン結合信号を代表する第２のシーケンスを受信するために接続された第２の入力とを含む
ことを特徴とする受信機。
【請求項２】
前記サンプリングレートは、前記無線周波数信号内に存在する最大周波数の２倍より低いことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項３】
前記中間周波数は、前記無線周波数とサンプリングレートの最も近い高調波との差であることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
【請求項４】
無線周波数を有する無線周波数信号を受信する受信手段と、
サンプリングレートに従って前記無線周波数信号をサンプリングし、そこから中間周波数におけるデジタル中間周波数信号を表す１ビットのデジタルサンプルを生成するシグマデルタアナログデジタル変換器と、
前記デジタル中間周波数信号から同相及び直交の位相サンプルを生成する復調器と
を含み、
前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルを受信し、そこから第１および第２の逓減信号を生成する逓減手段と、
前記第１の逓減信号をフィルタリングし同相サンプルを生成する第１のバンドパスフィルタ手段と、
前記第２の逓減信号をフィルタリングし直交サンプルを生成する第２のバンドパスフィルタ手段と
を含み、
前記第１の逓減信号は前記１ビットデジタルサンプルに基づくものであり、
前記第２の逓減信号は前記１ビットデジタルサンプルを時間シフトしたサンプルであり、
前記第１および第２の逓減信号のそれぞれは、前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルのＮ個ごとに一つ得られたサンプルであり、
前記１ビットデジタルサンプルを時間シフトしたサンプルは、サンプリングレートのΔｎサイクルによって遅延された１ビットデジタルサンプルであることを特徴とする受信機。
【請求項５】
前記逓減手段は、
サンプリングレートでもって前記１ビットデジタルサンプルを受信すべく接続されたシフトレジスタと、
相互にサンプリングレートのΔｎサイクルによって時間シフトされた第１及び第２の逓減クロックを生成する手段と、
前記シフトレジスタからの出力を受信すべく接続されたデータ入力と、前記第１の逓減クロックを受信するために接続されたクロック入力と、前記第１の逓減信号を供給するための出力ポートとを含む第１のラッチと、
前記シフトレジスタからの出力を受信すべく接続されたデータ入力と、前記第２の逓減クロックを受信するために接続されたクロック入力と、前記第２の逓減信号を供給するための出力ポートとを含む第２のラッチと
を含み、
前記第１及び第２の逓減クロックのそれぞれは、サンプリングレートのＮ個のサイクルごとに一つのサイクルを生成するものであることを特徴とする請求項４に記載の受信機。
【請求項６】
前記第１及び第２のバンドパスフィルタリング手段は、
少なくとも一つの前記第１又は第２の逓減信号を受信するために接続されたアドレスポートを含む少なくとも一つのアドレス指定が可能なメモリを含み、
前記アドレス指定が可能なメモリは、Ｌ個のフィルタ係数の付加的な組み合わせを保存し、前記Ｌ個のフィルタ係数の各組み合わせは、Ｌ個の受信した１ビットデジタルサンプルについて取りうる２Ｌ個の値の一つに対応することを特徴とする請求項５に記載の受信機。
【請求項７】
前記第１及び第２のバンドパスフィルタリング手段は、
少なくとも一つの前記第１又は第２の逓減信号を受信するために接続されたアドレスポートを含む少なくとも一つのアドレス指定が可能なメモリを含み、
前記アドレス指定が可能なメモリは、Ｌ個のフィルタ係数の付加的な組み合わせを保存し、前記Ｌ個のフィルタ係数の各組み合わせは、Ｌ個の受信した１ビットデジタルサンプルについて取りうる２Ｌ個の値の一つに対応することを特徴とする請求項６に記載の受信機。
【請求項８】
前記サンプリングレートは、前記無線周波数信号内に存在する最大周波数の２倍より低いことを特徴とする請求項４に記載の受信機。
【請求項９】
前記中間周波数は、前記無線周波数とサンプリングレートの最も近い高調波との差であることを特徴とする請求項４に記載の受信機。
【請求項１０】
無線周波数を有する無線周波数信号を受信する受信手段と、
サンプリングレートに従って前記無線周波数信号をサンプリングし、そこから中間周波数におけるデジタル中間周波数信号を表す１ビットのデジタルサンプルを生成するシグマデルタアナログデジタル変換器と、
前記デジタル中間周波数信号から同相及び直交の位相サンプルを生成する復調器と
を含み、
前記中間周波数は、サンプリングレートの４分の１であり、
前記復調器は、
前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、コサイン結合信号を代表する第１のシーケンスとを結合することにより第１の結合信号を生成する第１の結合器と、
前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、サイン結合信号を代表する第２のシーケンスとを結合することにより第２の結合信号を生成する第２の結合器と、
同相信号と直交信号を生成すべく第１及び第２の結合信号をフィルタリングするアナログフィルタと、
前記同相信号と前記直交信号を同相サンプルと直交サンプルへと変換するアナログデジタル変換手段と
を含み、
前記第１の結合器は、排他的論理和のゲートであり、前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルを受信するために接続された第１の入力と、コサイン結合信号を代表する第１のシーケンスを受信するために接続された第２の入力とを含み、
前記第２の結合器は、排他的論理和のゲートであり、前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルを受信するために接続された第１の入力と、サイン結合信号を代表する第２のシーケンスを受信するために接続された第２の入力とを含む
ことを特徴とする受信機。
【請求項１１】
前記サンプリングレートは、前記無線周波数信号内に存在する最大周波数の２倍より低いことを特徴とする請求項１０に記載の受信機。
【請求項１２】
前記中間周波数は、前記無線周波数とサンプリングレートの最も近い高調波との差であることを特徴とする請求項１０に記載の受信機。
【請求項１３】
無線周波数を有する無線周波数信号を受信するステップと、
サンプリングレートに従って前記無線周波数信号をサンプリングし、そこから中間周波数におけるデジタル中間周波数信号を表す１ビットのデジタルサンプルを生成すべくシグマデルタアナログデジタル変換器を使用するステップと、
同相及び直交の位相サンプルを生成すべく前記デジタル中間周波数信号を復調するステップと
を含み、
前記中間周波数は、サンプリングレートの４分の１であり、
前記復調のステップにおいて、
前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、コサイン結合信号を代表する第１のシーケンスとを結合することにより第１の結合信号を生成するステップと、
前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、サイン結合信号を代表する第２のシーケンスとを結合することにより第２の結合信号を生成するステップと、
同相サンプルと直交サンプルとを生成すべく前記第１の結合信号と前記第２の結合信号とを逓減するステップと
を含み、
前記第１の結合信号を生成するステップは、前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、コサイン結合信号を代表する第１のシーケンスとの間で排他的論理和の演算を施すステップを含み、
前記第２の結合信号を生成するステップは、前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、サイン結合信号を代表する第２のシーケンスとの間で排他的論理和の演算を施すステップを
含むことを特徴とする信号の受信方法。
【請求項１４】
前記サンプリングレートは、前記無線周波数信号内に存在する最大周波数の２倍より低いことを特徴とする請求項１３に記載の受信方法。
【請求項１５】
前記中間周波数は、前記無線周波数とサンプリングレートの最も近い高調波との差であることを特徴とする請求項１３に記載の受信方法。
【請求項１６】
無線周波数を有する無線周波数信号を受信するステップと、
サンプリングレートに従って前記無線周波数信号をサンプリングし、そこから中間周波数におけるデジタル中間周波数信号を表す１ビットのデジタルサンプルを生成すべくシグマデルタアナログデジタル変換器を使用するステップと、
同相及び直交の位相サンプルを生成すべく前記デジタル中間周波数信号を復調するステップと
を含み、
前記復調のステップは、
前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルを受信し、そこから第１および第２の逓減信号を生成するステップと、
前記第１の逓減信号をフィルタリングし同相サンプルを生成する第１のバンドパスフィルタリングのステップと、
前記第２の逓減信号をフィルタリングし直交サンプルを生成する第２のバンドパスフィルタリングのステップと
を含み、
前記第１の逓減信号は前記１ビットデジタルサンプルに基づくものであり、
前記第２の逓減信号は前記１ビットデジタルサンプルを時間シフトしたサンプルであり、
前記第１および第２の逓減信号のそれぞれは、前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルのＮ個ごとに一つ得られたサンプルであり、
前記１ビットデジタルサンプルを時間シフトしたサンプルは、サンプリングレートのΔｎサイクルによって遅延された１ビットデジタルサンプルであることを特徴とする受信方法。
【請求項１７】
前記サンプリングレートは、前記無線周波数信号内に存在する最大周波数の２倍より低いことを特徴とする請求項１６に記載の受信方法。
【請求項１８】
前記中間周波数は、前記無線周波数とサンプリングレートの最も近い高調波との差であることを特徴とする請求項１６に記載の受信方法。
【請求項１９】
無線周波数を有する無線周波数信号を受信するステップと、
サンプリングレートに従って前記無線周波数信号をサンプリングし、そこから中間周波数におけるデジタル中間周波数信号を表す１ビットのデジタルサンプルを生成すべくシグマデルタアナログデジタル変換器を使用するステップと、
同相及び直交の位相サンプルを生成すべく前記デジタル中間周波数信号を復調するステップと
を含み、
前記中間周波数は、サンプリングレートの４分の１であり、
前記復調のステップは、
前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、コサイン結合信号を代表する第１のシーケンスとを結合することにより第１の結合信号を生成するステップと、
前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、サイン結合信号を代表する第２のシーケンスとを結合することにより第２の結合信号を生成するステップと、
同相信号と直交信号を生成すべく第１及び第２の結合信号をフィルタリングするアナログフィルタを使用するステップと、
前記同相信号と前記直交信号を同相サンプルと直交サンプルへと変換するステップと
を含み、
前記第１の結合信号を生成するステップは、前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、コサイン結合信号を代表する第１のシーケンスとの間で排他的論理和の演算を施すステップを含み、
前記第２の結合信号を生成するステップは、前記デジタル中間周波数信号を代表する前記１ビットデジタルサンプルと、サイン結合信号を代表する第２のシーケンスとの間で排他的論理和の演算を施すステップを含むことを特徴とする受信方法。
【請求項２０】
前記サンプリングレートは、前記無線周波数信号内に存在する最大周波数の２倍より低いことを特徴とする請求項１９に記載の受信方法。
【請求項２１】
前記中間周波数は、前記無線周波数とサンプリングレートの最も近い高調波との差であることを特徴とする請求項１９に記載の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
背景
本発明はアナログ−デジタル変換に係り、とりわけ、無線周波数のサンプリングレートでもって信号をアナログ−デジタル変換するものである。
【０００２】
今日の世界において、電話通信の役割は増している。これは、（非常に精力的に通信が行われている）ビジネス分野だけではなく、個人の日常においても事実である。移動体通信（例えば、セルラーフォン）の出現により、非常に忙しいライフスタイルにある個人は、パーソナル通信装置に依存していることをなおさら感じており、この装置によってビジネスの協力者だけでなく友人や家族との接触を保ち続けようとしている。
【０００３】
このように、パーソナル通信装置への依存が増した結果、移動体通信端末をより柔軟でより信頼性の高いものへとの開発意欲も増している。携帯信装置のサイズと消費電力を低減する研究には継続的に大変な努力が払われており、この研究により再充電するまでの生活はより充足し、装置の持ち運びも容易になる。
【０００４】
これらの目的を達成すべく努力がなされる中で、技術トレンドはアナログからデジタルへと移行してきた。この小型化と省電力化の目的を達成することに加え、アナログ技術からデジタル技術への移行は、サービス品質の向上をもたらした。なぜなら、アナログの構成部品は、非線形、歪み、スプリアス受信のような問題を引き起こしてきたからである。スプリアス受信は、中間周波数fIFに近い信号を生成する局部発振器からのより高い高調波とスプリアス信号のより高い高調波とを結合することにより引き起こされる。
【０００５】
【数１】
0004213348.tif 000002
ここで、fSPはスプリアス信号の周波数であり、fLOは局部発振器の周波数であり、ｍとｎはそれぞれ信号と局部発振器の高調波の次数である。これをfSPについて解く。
【０００６】
【数２】
0004213348.tif 000003
この式の符号は、局部発振器の周波数が希望波よりも高いときに正となり、低ければ負となる。
【０００７】
デジタル技術を可能な限り利用したいにもかかわらず、最先端の受信機には、信号がマルチビットアナログ−デジタル（A/D）コンバーターによりサンプリングされる前の段に、１または２のアナログの中間周波数段が存在する。この理由は、無線アプリケーションに使用される周波数帯が１〜２ギガヘルツ以上だからである。従来のマルチビットA/Dコンバーターは、制限された入力バンド幅により特性が決まるので、無線周波数（RF）レートでのサンプリングは不可能であった。そして、初期に受信されたRF信号を処理する技術でＡ／Ｄ変換を用いないものとしては、アナログ技術が唯一の利用可能な方法である。
【０００８】
エス．ヤンらによる「移動通信受信機のための調整可能なバンドパスシグマ−デルタA/D変換」1994 IEEE 第44回 移動体技術会議、1346-1350頁、第２巻（l994）では、シグマデルタ変調手段を用いて受信機を調整するためのアナログダウン変換とその技術について開示されている。
他の公知文献であるＵＳ５７５７８６７において、アナログデジタル変換器が開示されており、その変換器の中で逓減フィルタはシグマデルタ変調器の出力Ｙに接続されている。この逓減フィルタは、低解像度のデータストリームを高解像度のデータストリームへの変換を低いレートで実行するものである。またフィルタには、デジタル結合器とローパスダウンサンプリングフィルタが含まれ、デジタル出力Ｙを処理する。
さらに他の公知文献であるＵＳ５６２１３４５では、オーバサンプリングＡＤＣを含む回路が開示されており、入力波形を受信し、それをオーバサンプリングレートでデジタルサンプルへと変換する。ＡＤＣからデジタルサンプルを直接受取った第１のデジタルフィルタは、入力波形の同相成分のサンプルを供給する。ＡＤＣからデジタルサンプルを直接受取った第２のデジタルフィルタは、入力波形の直交成分のサンプルを供給する。
【０００９】
概要
従って、本願発明の目的は、無線周波数信号の受信についての改善された方法と装置を提供することである。
【００１０】
本願発明の一つの観点によれば、本願発明の前述の目的と他の目的は、無線周波数信号を受信する無線受信機において、サンプリングレートで無線周波数信号をサンプリングするシグマデルタA/D変換技術を用い、中間周波数信号を表す1ビットデジタルサンプルを生成する。サンプリングレートが、無線周波数信号のナイキストレートより高いか低いかどうかにかかわらず、サンプリングレートは信号のバンド幅より何倍も高いほうが好ましい。中間周波数信号の生成が終わると、同成分と直交成分のサンプルを、中間周波数信号から生成すべく復調が行われる。この技術の利点は、純粋にデジタル手法で復調を実行しうることである。
【００１１】
本願発明の他の観点によれば、中間周波数は無線周波数と、サンプリングレートに最も近い高調波との差である。
【００１２】
いくつかの実施形態では、復調には、第１の結合信号を生成すべく、中間周波数信号を表している１ビットデジタルサンプルと、コサイン結合信号を表す第１のシーケンスと結合し、第２の結合信号を生成すべく、中間周波数信号を代表する１ビットデジタルサンプルと、サイン結合信号を代表する第２のシーケンスとを結合する。第１及び第２の結合信号は、サンプルの同相成分と直交成分とを生成すべく逓減される。これらの実施形態において、中間周波数はサンプリングレートの４分の１であろう。
【００１３】
さらに他の観点によれば、排他的論理和ゲートを第１及び第２の結合信号を生成するために用いてもよい。
【００１４】
さらに他の観点によれば、復調は、中間周波数を表す１ビットデジタルサンプルを受信し、そこから第１，及び第２の逓減信号を生成することによって実現され、ここで、第１の逓減信号は１ビットデジタルサンプルに基づくものであり、第２の逓減信号は、１ビットデジタルサンプルを時間シフトしたものに基づき、各第１，及び第２の逓減信号は、中間周波数を代表する１ビットデジタルサンプルのＮ個ごとに一つのサンプルを有し、時間シフトしたサンプルは、サンプリングレートのΔｎ周期によって１ビットデジタルサンプルを遅延させたものである。Δｎは、中間周波数の４分の１の周期を奇数倍した値である。第１及び第２の逓減信号は、バンドパスフィルタを通されて、それぞれサンプルの同相成分と直交成分とが生成される。
【００１５】
本願発明のさらに他の観点によれば、復調は、中間周波数を第１の中間周波数とみなし、第２の中間周波数信号を生成すべく中間周波数信号をバンドパスフィルタによるフィルタリングと逓減により実施される。そして、復調器は、第２の中間周波数を有するデジタル信号から同相成分と直交成分のサンプルを再構成するために使用される。これらの実施形態では、バンドパスフィルタによるフィルタリングは、第１の中間周波数周辺を通過させる特性を備えている。
【００１６】
詳細な説明
本願発明の様々な特徴が図面を参照して記述され、構成部分として認識されるものには同一の参照番号を付している。
【００１７】
ギガヘルツ帯における無線周波数のサンプリングは、商業的に入手可能な高速論理部品で組み立てられうる1ビットADコンバーターによって実現可能である。このようなサンプリングは、従来の受信機のアナログ電気回路をデジタルの電気回路により置換することを可能にし、これによって、上述の背景で説明してきた様々な利点が得られる。しかしながら、1ビットA/Dコンバーターは非常に高いレベルの量子化雑音をもたらしてしまう。これを減らすための1つの技術が、デジタルローパスフィルタリングと逓減であり、分解能をサンプリングレートと取り換える戦略である。
【００１８】
選択肢として、RF信号において変調された信号をより高速にオーバサンプリングすることによって雑音耐性をかなり改善してから、ノイズ整形のためのシグマデルタ変調器A/D変換器を用いる。図１ａは、シグマデルタ変調Ａ／Ｄ変換器のブロック図である。図１ｂは、同一の変換器の等価モデルである。はじめに図１を見てみると、Ａ／Ｄ変換器１０１は、アナログの入力信号Ｘを表すようなデジタル信号を生成する。デジタル化処理に起因する信号スペクトル領域内の量子化雑音を低減すべく、Ａ／Ｄ変換器１０１の出力は帰還経路に供給され、Ｄ／Ａ変換器１０３の変換により、もとのアナログ信号に戻される。この結果により得られた帰還信号は、Ａ／Ｄ変換器１０１に供給されるアナログ信号１０７から減じられる。結果により得られた差分信号は、フィルタ１０５に供給され、フィルタ１０５の出力は入力信号Ｘと結合される。この結合信号１０７はＡ／Ｄ変換器１０１に供給されるアナログ信号となる。
【００１９】
図１ｂを参照すれば、この処理に関してのより良い理解が得られよう。このシグマデルタ変調Ａ／Ｄ変換器のモデルにおいて、Ａ／Ｄ変換器１０１とＤ／Ａ変換器１０３は、加算点１０９によって置換され、この加算点では、量子化雑音Ｑを表す信号が加算される。アナログ入力信号Ｘ、量子化雑音Ｑ、アナログ出力信号Ｙ、デジタル出力信号Ｙ＾とすると、シグマデルタ変調器A/D変換器の伝達関数は、次式のようになる。
【００２０】
【数３】
0004213348.tif 000004
シグマデルタ変調器の帰還経路において、好ましいフィルタの特性Ｈを用いれば、信号スペクトラムによって支配される周波数において、量子化雑音のスペクトラムは可能な限り抑圧されるようにして整形される。フィルタの特性を決定する手法は既知であり、通常は、線形手法が最初に用いられ、信号スペクトラムの領域で高い減衰率でもって雑音伝達関数１−Ｈ（ω）をいくつかの既知のフィルタ特性に設定する。既知のフィルタ特性としては。バンドストップバターワース、チェビシェフなどの及びカウア特性などがある。Ｈ（ω）の零点と極はこの式から導出される。シグマデルタ変調器は非線形デバイスなので、線形手法によって導出されるＨ（ω）は近似であり、時間領域における実験やシミュレーションによってさらに最適化すべきである。直接的な解析手法が知られていないので、これは今日における一般的な実施手法である。シグマデルタ変調器の好ましいフィルタの特性の導出が終われば、この特性に従うようなＬＣやマイクロストリップフィルタなどの受動フィルタを制作できよう。これらを用いるのは、高い周波数における動作が要求されるからである。
【００２１】
対応するダイナミックレンジはオーバサンプリングの比（すなわち、信号帯域幅を2で除算することによってサンプリングレートは決定される。）とシグマデルタ変調器の次数に伴って増加する。変調器の次数はフィルタの次数に関連するものである。たとえば、５次のシグマデルタ変調器でオーバサンプリング比を３２とすれば、９０dBのダイナミックレンジが得られ、これは１５ビットに相当する。ダイナミックレンジ、オーバサンプリング比及びシグマデルタ変調器の次数間の関係は、リチャードシュレイアーによる"高次１ビットデルタシグマ変調器の経験論的研究"IEEE 回路とシステム−IIの議事録：アナログとデジタル信号処理、第４０巻、Ｎｏ．８、第４６５頁、１９９３年８月発行に開示されている。
【００２２】
図２は、上述のシグマデルタ変調器型のＡ／Ｄ変換手段による無線信号のサンプリングに基づくデジタル受信機についての構成を示したブロック図である。無線信号（例えば、２ＧＨｚ）が受信されると、アンチエイリアシングフィルタ２０１で処理がなされる。フィルタ後の信号は、１ビットのシグマデルタ変調器型Ａ／Ｄ変換器２０３に供給される。１ビットのシグマデルタ変調器型Ａ／Ｄ変換器２０３からの出力は、さらに、ＩＱ復調器２０５と高速ローパス／低減フィルタ２０７において処理される。
【００２３】
この処理において、１ビットのシグマデルタ変調器型Ａ／Ｄ変換器２０３は、フィルタを通された無線周波数信号をサブサンプルする（すなわち、フィルタを通された無線周波数信号は、無線周波数信号のナイキストレートよりも低いレートでサンプルする。）。そして、デジタル領域において、信号を中間周波数に変換し、これは、無線周波数と、無線周波数にもっとも近いサンプル周波数の高調波との差分となる。無線周波数に対して変調されている信号は、帯域制限されており、無線周波数信号はサブサンプルされているが、変調信号はいまだに高速にオーバサンプルされていることになる。例えば、５MHzの信号を２GHzの無線周波数搬送波に対して変調するとすれば、無線周波数に近いサンプリングレートは、無線周波数信号がサブサンプルされているにもかかわらず、変調信号をオーバサンプルすることになる。もちろん、無線周波数信号をサブサンプリングすることは必要条件ではない。他の実施形態において、無線周波数信号はナイキストレートよりも高いレートにてサンプルしてもよく、そこでは、変調信号がさらにオーバサンプリングされることになる。
【００２４】
さて、無線周波数信号がサブサンプリングされる実施形態についての議論に戻ると、サブサンプリングされた信号は、ゼロではない中間周波数となるので、バンドパスのシグマデルタ変調器を、１ビットのシグマデルタ変調器型Ａ／Ｄ変換器２０３の一部として用いることが好ましい。バンドパスのシグマデルタ変調器は周知なので、ここでは詳細を説明する必要はなかろう。アンチエイリアシングフィルタ２０１とＩＱ復調器２０５は、サンプリングレートFSをデジタル中間周波数FIFの４倍に選べば（すなわち、数FIF=FS／４）、最もシンプルになる。このケースでは、コサイン結合信号と、サイン結合信号とは、それぞれ次のようなシーケンス．．．1-1-111-1-11．．．と．．．11-1-111-1-1．．．となり、デジタル形式で表せば、それぞれ次のように、．．． 10011001．．．と．．．11001100．．．対応する。見て取れるように、二つのシーケンスは同一の形式であり（すなわち、二つの"１"ビットの後には二つの"-1"が続く。）、コサイン結合信号のためのシーケンスは、サイン結合信号のためのシーケンスを1ビット先行している。シグマデルタ変調器型Ａ／Ｄ変換器２０３からの１ビット信号を一緒にしたのち、IQ復調器における乗算操作は対応する信号ビットを反転するか反転しないかを選択的に実施する。これは、図示した排他的論理和（"XOR"）演算２０９，２１１の手段によって実施される。
【００２５】
二つのケースは、デジタル中間周波数と区別されなければならない。最初のケースは、無線周波数数fRFに最も近いｍ番目の高調波fSがfRFより低い場合である。二つ目のケースは、無線周波数数fRFに最も近いｍ番目の高調波fSがfRFより高い場合である。１番目のケースについては、
【００２６】
【数４】
0004213348.tif 000005
であり、２番目のケースについては
【００２７】
【数５】
0004213348.tif 000006
である。
【００２８】
例えば、１番目のケースについて、fRF=2GHz、m=1とすると、中間周波数は400MHzとなり、サンプリングレートfS=4 fIF=1.6ギガサンプル／秒（Gsps）となる。このサンプリングレートで、２０MHZ幅の信号は、オーバサンプリング比４０でオーバサンプリングされることになる。
【００２９】
図３は、サンプリング後の信号スペクトラムと量子化雑音を示している。１ビットのシグマデルタ変調器型Ａ／Ｄ変換器２０３の中のバンドパスシグマデルタ変調器は、信号周波数において量子化雑音を抑圧している。これにより、信号に影響を与えずに、ローパス／低減フィルタ２０７によって量子化雑音を取り除くことが可能となる。信号スペクトラムの高調波はかなり遠くに離れているので、アナログアンチエイリアシングフィルタ２０１の特性は、どちらかというとフラットな特性でよく、相対的に満たすべき条件を容易にしている。
【００３０】
図３は、どの周波数がアナログアンチエイリアシングフィルタのフロントエンドを通過できるかを原理的に示している。無線搬送波fRF上に変調されている帯域幅Bの信号は、サブサンプリングによって中間周波数fIFに変換される。しかしながら、無線周波数の高調波を中間周波数で加算又は減算してなるnfRF±fIFが配置される信号帯域幅内において受信されたすべての周波数は、希望波の帯域fIFに変換されて入ってきてしまう。これらのスペクトラム配置はフィルタにより取り除かれなければならない。それゆえ、フロントエンドのアンチエイリアシングフィルタは、fRFにおける信号スペクトラムを通過させ、次の"エイリアスバンド"の上限以下（例えば、図3に示した例示におけるfS - fIF + B / 2）で、次の"エイリアスバンド"の下限以上（例えば、図3に示した例示における2fS - fIF - B / 2）のすべての周波数を取り除かなければならない。これは、従来の受信機のアナログ結合段における虚像抑圧フィルタと等価である。
【００３１】
本願発明の一つの観点によれば、アナログ入力信号を代表するマルチビットが、整形された雑音を抑圧するローパス／逓減フィルタ２０７手段によって信号に影響を与えることなく得られる。このような逓減フィルタは、高速動作させる場合に問題に直面する。このような高速性の要求のため、本願発明の好ましい実施形態は、ディトマー・リプカによる「乗算器を用いないデジタルフィルタリング」と題された米国特許出願（代理人整理番号０２７５５９−０１２）記載された技術を活用する。この文献をここに参考として取り入れる。
【００３２】
第２のデジタル受信機の構成が図４ａ及び図４ｂに示されている。この構成は、ＩとＱへの直接変換を伴うもので、バンドパス逓減フィルタを備えたシグマデルタ変調器からの二つの時間シフトしたシーケンスを、デジタル的にサブサンプリングすることによって変換する。これらの実施形態は図２に示した実施形態と異なり、デジタル中間周波数がfIF = fS / 4 のケースに制限されることはない。
【００３３】
はじめに、中間周波数とサンプリングレートとの関係を任意に：fIF = fS / x  と仮定する。Ｉ信号又はQ信号へのどちらへの直接変換もサブサンプリングによって得られ、これは、fD= fIF / k = fS(kx)によって与えられる  fIFの約数を伴うデジタル領域において信号を逓減することである。ここで、fDは、デジタル領域におけるサブサンプリングレートであり、k = 1，2，3，．．．である。Ｉ成分とＱ成分は、二つのサブサンプルされたシーケンスを生成することによって分離可能であり、このシーケンスは、相互に、中間周波数の周期TIF  = 1 / fIF：τ = (2l+1) TIF / 4，l = ０，１，２，．．． の4分の1を奇数倍することによって時間シフトされたものである。この後、二つのシーケンスは、お互いにサンプルポイント量Δｎ = τ／TS = (2l+1) x / 4によってシフトされなければならない。ここで、TS  =  fSである。Δｎは整数でなければならないので、ｘは４の倍数に制限され、x = ４μ，μ= 1，2，3，．．．と表現できる。これによって、ケース1において中間周波数のとりうる値は、
【００３４】
【数６】
0004213348.tif 000007
ケース２については、
【００３５】
【数７】
0004213348.tif 000008
となる。
【００３６】
中間周波数がこれらの数式によって決定されれば、シグマデルタ変調器のサンプリングレートは、fS = ４μfIFによって計算される。逓減されたＩとＱの信号データポイント間における1ビットサンプルサイクル数はΔｎ＝(2l+1)μによって計算により求められる。
【００３７】
バンドパス逓減フィルタとＩＱ復調器の組み合わせは、上述の「乗算器を用いないデジタルフィルタ」米国特許出願（代理人整理番号０２７５５９−０１２）に開示された逓減フィルタ技術を用いることにより実現可能であり、この文献のすべてをここに引用する。一般的に、このフィルタにおけるＮによる逓減は、シフトレジスタを用いて、シグマデルタ変調器からの１ビットサンプルを読み出すことで達成される。時間ごとにＮ個の１ビット入力データサンプルはシーケンシャルにシフトレジスタに搭載され、データサンプルのブロックは、クロック同期してラッチに入力される。ラッチされたビットは、低減化されたクロックで動作しているフィルタ構造に供給される。フィルタ構造は、例えば、一つのメモリやその出力が加算される従属接続された複数のメモリを備え、フィルタを通された信号を生じさせる。複数のメモリは、フィルタ係数の付加的な組み合わせを含んでいる。ここで、フィルタ係数Ｌは、フィルタ構造に供給されるラッチされたビットの数よりも大きい（すなわち、受信した逓減されたデータ信号の数より大きい。）。フィルタ構造は、先行する受信され逓減されたデータ信号を記憶するための一以上の従属接続されたラッチを含むようにしてもよい。逓減フィルタ技術の多くの代替可能な実施形態は、上述の「乗算器を用いないデジタルフィルタリング」についての特許出願に記載されており、そこに記載されたいずれも、本願に記載された技術に容易に適用可能である。
【００３８】
これらの原理を活用すれば、お互いにタイムシフトした二つのシーケンスは、代替可能な様々な方法により得ることが可能である。図４ａに記載された実施形態において、シグマデルタＡ／Ｄ変換器４０１は、その１ビット出力をＮビットシフトレジスタ４０３に供給し、４０３は高速のサンプリングクロックレートfSにクロック同期して動作する。第１及び第２のラッチは、それぞれＮビットシフトレジスタ４０３からＮビット幅のデータを受信すべく接続されている。第１及び第２のラッチ４０５，４０７は、二つの逓減されたクロックの位相のいずれか一方によってクロック同期される。二つの逓減されたクロックの位相間のオフセットは、高速サンプリングクロックfSのΔｎサイクルである。代替可能な実施形態において、Ｎビットシフトレジスタ４０３と第１及び第２のラッチ４０５，４０７は、長さＬに拡張され、これは、逓減の量への影響を与えることのない、より高次のフィルタリング効果のためである。
【００３９】
図４ａに示された実施形態に再び焦点を当てると、第１及び第２のラッチ４０５，４０７は、それぞれ第１及び第２の従属接続されたバンドパスフィルタ構造４０９．４１１のひとつにその出力を供給する。第１の従属接続されたバンドパスフィルタ構造４０９の出力は、同相信号Ｉであり、第２の従属接続されたバンドパスフィルタ構造４１１の出力は、直交信号Ｑである。従属接続されたバンドパスフィルタ構造４０９，４１１は、それぞれ、一つのメモリやその出力が加算される従属接続された複数のメモリを備え、フィルタを通された信号を生じさせる。複数のメモリは、フィルタ係数の付加的な組み合わせを含んでいる。次数Lのフィルタについて、Ｌ≧Ｎであり、第１及び第２の従属接続されたバンドパスフィルタ構造４０９，４１１は、先行する受信ビットを記憶するための従属接続されたラッチを含む。従属接続されたラッチからの出力は、このケースにおいて、一以上のメモリのアドレス指定において使用されるべく供給される。
【００４０】
図４ｂに示された代替可能な実施形態においては、二つのラッチ４０５，４０７に代えて一つのラッチ４１７が用いられている。このケースでは、シフトレジスタ４１５とラッチ４１７はそれぞれＮ+Δｎビット幅である。例示された実施形態において、Δｎ＝２であるが、もちろんこれはすべての実施形態において必要というわけではない。最初のＮビット（すなわち、１．．．Ｎ）は、第１の従属接続されたバンドパスフィルタ構造４０９に供給され、最後のＮビット（すなわち、Δｎ＋１．．．Ｎ＋Δｎ）は、第２の従属接続されたバンドパスフィルタ構造４１１に供給される。これら２つのビットのグループは、2つ従属接続された帯域通過フィルタ構造４０９と４１１により同期して処理される。ラッチ417および第1及び第2の従属接続された帯域通過フィルタ構造４０９と４１１は、それぞれ高速なサンプリングクロックfSを逓減したバージョン（すなわち、逓減比１：Ｎ）にクロック同期している。
【００４１】
図４ｂにおいて例示された技術は、次数Ｌのフィルタに適用できる。シフトレジスタ４１５とラッチ４１７への1つの可能性は、それぞれＬ+Δｎビット幅で、高速サンプリングクロック速度のＮ回印加に対して１回割合で起こる逓減クロックでもって動作することである。他の可能性としては、図示したＮ＋Δｎビット幅のシフトレジスタ４１５とラッチ４１７を、第1及び第2の従属接続された帯域通過フィルタ構造４０９と４１１の中に配置されたカスケード接続されたラッチ（図示省略）ともに使用することである。従属接続されたラッチのそれぞれは、先行する受信データビットを（逓減クロックレートでもって）記憶し、この記憶されたビットをメモリデバイスのアドレス入力ポートに（逓減クロックレートでもって）供給する。これらは、上述の特許出願"乗算器を用いないデジタルフィルタリング"によりすべてが解説されている。
【００４２】
図４ａ及び図４ｂに開示された各実施形態において、中間周波数での信号のためのバンドパスフィルタとして、フィルタ４０９と４１１は設計されなければならない。これは、中間周波数の周辺の量子化雑音を取り除くためのものである。従属接続されたバンドパスフィルタ４０９，４１１は、それぞれＩ信号とＱ信号を逓減されたレートで運ぶ。Ｉ信号とＱ信号は異なる時間に属しているという事実が考慮されなければならない。高い逓減係数については、このタイミングエラーは無視できる。一方で、その後の補間回路により適切な時間調整がなされる。
【００４３】
さらに他の本願発明の観点によれば、図５において第３のデジタルの受信機構造が示されている。この構造はデジタル領域に２つの中間周波数を持つため、デジタルのダブルスーパーヘテロダインとみなされうる。信号は、シグマデルタA/Dコンバーター５０１により実行されるサンプリングにより第１の中間周波数に変換される。第２の中間周波数IF2は、逓減フィルタ５０３における逓減処理により得られる。Dをデジタルバンドパス逓減フィルタの逓減係数とすれば、ここでDは整数数であるが、fS／Dは、逓減されたサンプリングレートであり、逓減されたサンプリングレートk・fS／Dは、k番目の高調波である。ここで、k=1、2．．．である。そして、IF2はIF1およびそれに最も近い高調波k・fS/Dとの差分である。実際の場で、fRFは与えられ、Dとf Sは適切に選ばれる必要がある。IF2の値を得るためには、I信号とQ信号とが復調可能なようにDとfSを調整する必要がある。さらに、もしIF1がf S／4にできる限り近いならば有利である。すなわち、アンチエイリアシングフィルタの要件を緩和するために有利である。（このケースにおいて、非希望信号がIF1（スプリアス受信）に変換されるところのエイリアス周波数が、周波数軸に対して等距離に置かれ、図３において例示されるように互いに最大距離で離れている）。逓減フィルタ５０３はIF1の周辺域のバンドパス特徴を備えている。デジタルIQ復調器５０７はバンドパス逓減フィルタ５０３から出力を受け取り、第２のデジタルIF信号からI信号とQ信号とを再構築する。一般に、このIQ復調器５０７は完全な掛算の演算を実行するが、もしIF2が、逓減されたサンプリング周波数の1/4であるならば簡素化できるであろう。
【００４４】
上述の受信機構造の説明おいて、シグマデルタA/Dコンバーターのクロック速度はギガヘルツの範囲にある。本願発明の他の観点に従って、図６は、これらの受信機で高速のシグマデルタ変調器A/Dコンバーターの例示的なハードウェアインプリメンテーションであり、上述の受信機で使用するのに適している。1ビットA/Dコンバーター部分は判定デバイス６０１により実現可能であり、このデバイスは、フリップフロップの６０３のデータ入力ポートに接続された出力を備えている。フリップフロップ６０３は高速なサンプリングレートf Sで動作する。フリップフロップ６０３からの出力は、シグマデルタＡ／Ｄ変換器からの１ビットのデジタル出力を供給する。
【００４５】
第１のフィードバックパスでは、レベルシフター６０５は1ビットD／Aコンバーターとしての使用に供される。レベルシフター６０５は、フリップフロップ６０３から1ビットデジタルアウトプット信号を受け取るために結合される。レベルシフター６０５の出力電圧の上限と下限は、シグマデルタA/D変換器の入力電圧範囲を決定する。その結果、もしレベルシフター６０５が調整可能であれば、それは利得制御として使用されるであろう。
【００４６】
アナログ部分は結合器と1以上のフィルタから成っている。第１の結合器６０７は、レベルシフター６０５からのアナログ出力を、判定器６０１の入力に供給されるアナログ信号から導き出される第２のアナログ信号と結合させる。伝達関数Ｇ（ω）を持つオプションの第１のフィルタ６１５は、結合器６０７に供給される前の第２のアナログ信号を処理するために含まれるかもしれない。第１の結合器６０７の出力はフィードバックパスに存在する第２のフィルタ６０９に供給される。この第２のフィルタ６０９は、マイクロストリップフィルタで実現できる。代替的な実施形態においては、SAW、共鳴器、またはLCフィルタを代わりに使用可能である。
【００４７】
シグマデルタA/Dコンバーターの前のパスに第２の結合器６１１が用いられる。第２の結合器６１１は、アナログRF入力信号を、第２のフィルタ６０９の出力で供給されたアナログ信号と結合する。第２の結合器６１１の出力信号は判定器６０１の入力ポートに供給する。
代替的な実施形態において、第３のフィルタ６１３は、第２の結合器６０１と判定器６０１との間にある前の枝に備えられる。ここで、Ｈ1（ω）は、第２のフィルタ６０９のフィルタ特性であり、Ｈ2（ω）は第３のフィルタ６１３のフィルタ特性であり、Ｇ（ω）は第１のフィルタ６１５のフィルタ特性である場合の、シグマデルタA/D変換器の伝達関数は次のようになる。
【００４８】
【数８】
0004213348.tif 000009
【００４９】
上述の受信機構造は、従来設計に比べて必要なアナログ電気回路の量を大幅に削減することができる点で有利である。ミキサーや中間周波数増幅器を全く必要としないので、上述の受信機構造は、できる限りにおいて非直線性と歪みのような問題を避けることができる。シグマデルタA/D変換器に固有の直線性のため、スプリアス受信は存在しない。高速なサンプリングレートはアンチエイリアシングフィルタに最低の条件しか課さないので有利である。本質的にデジタル機能であるため、これらの受信機は高密度に集積可能である。それゆえ、サイズの最小化、消費電力の最低化及び高い信頼性への潜在能力を秘めている。さらに、デジタル信号処理を単に変更するだけで、すべての標準規格に柔軟に対応できる可能性がある。加えて、フィードバックループの水平のシフタ６０５は2つの電圧レベル間を切り替えるだけなので、簡単な電気回路を必要とする自動利得制御を提供できる。必要な部品点数も少ないので、このタイプの受信機は低価格化の解決策でもある。
【００５０】
ここに紹介した様々な受信機は、広帯域符号分割多元接続（W-CDMA）のような、広帯域受信機として使用可能である。これらはまた、移動体通信のすべての狭帯域標準規格においても使用できる。
【００５１】
本願発明を特定の実施形態に関連づけて説明してきた。しかし、本願発明は、上述の好ましい実施形態以外の特定の形式に具現化できることは、当業者であればすぐに明白となろう。これは本願発明の範囲を逸脱せず具現されうる。
【００５２】
例えば、図７は、本願発明の観点による他の受信機の構成のブロック図である。  図２において描かれた受信機のように、無線周波数信号（例えば、2GHz信号）は、アンチエイリアシングフィルタ７０１により受け取られて処理される。フィルタを通過した信号は、次に１ビットシグマデルタ変調器A/D変換器703に供給される。１ビットシグマデルタ変調器A/D変換器７０３からのデジタル出力は、IQ復調器７０５によりさらに処理される。しかし、図２のデジタルの逓減フィルタのところで、IQ復調器７０５からの同相出力（I）と直交出力（Q）とは、第１および第２のアナログローパスフィルタ７０７のうちの1つにそれぞれ供給される。IQ復調器７０５からの1ビットデータストリームは、デジタルとしても（もし出力ゲートの波形が考慮されるならば）アナログとしてもみなしうる。これらの信号は、個々のベースバンドにおけるI信号、Q信号及び量子化ノイズにより構成されている。従って、デジタルの逓減フィルタへの代案として、I信号とQ信号とに存在する量子化雑音は、第１の及び第２のアナログフィルタ７０７のそれぞれによって抑圧される。第１及び第２のフィルタ７０７出力信号は、ベースバンドにおけるI信号とQ信号の帯域幅だけを備えており、第１および第２の従来のアナログデジタル変換器７０９によって、低いレートでサンプリングできる。
【００５３】
１ビットIQ復調器７０５を備えるシグマデルタA/D変換器の組み合わせは、線形直接変換とみなすことができる。デジタルの逓減フィルタの欠点は、I信号とQ信号がオフセットを持っていることである。しかし、このオフセットはデジタル信号処理によって削除できる。
【００５４】
従って、好ましい実施形態は、単に説明のために役立てるべきものであり、どのような点のいても限定的なものとして考えられるべきものではない。本願発明の範囲は添付された請求項により与えられるものであり、上述の説明によって与えられるわけではない。そして、すべての変形例と均等物は本願の請求項の範囲に包含されうる。
【図面の簡単な説明】
本願発明の目的と利点は、以下の図面を参照しつつ詳細な説明を読むことで理解できよう。
【図１ａ】  シグマデルタ変調Ａ／Ｄ変換器のブロック図である。
【図１ｂ】  同一の変換器の等価モデルである。
【図２】  本発明の観点における、シグマデルタＡ／Ｄ変換手段を用いて無線周波数をサンプリングするデジタル受信機についての構成のブロック図である。
【図３】  サンプリング後の信号のスペクトルと量子化雑音を示したグラフである。
【図４ａ】  本発明の観点における、バンドパス逓減フィルタを備えたシグマデルタ変調器からの２つの時間シフトされたシーケンスをデジタル的にサブサンプリングすることによるＩとＱ成分の直接変換を伴うデジタル受信機の構成を示す図である。
【図４ｂ】  本発明の観点における、バンドパス逓減フィルタを備えたシグマデルタ変調器からの２つの時間シフトされたシーケンスをデジタル的にサブサンプリングすることによるＩとＱ成分の直接変換を伴うデジタル受信機の構成を示す図である。
【図５】  本願発明の他の観点における、デジタル領域において２つの中間周波数を有するデジタルダブルスーパーヘテロダイン受信機についての構成のブロック図である。
【図６】  本願発明のさらに他の観点における、受信機に好適な、高速シグマデルタ変調Ａ／Ｄ変換器の例示的なハードウエアの実現例を示す図である。
【図７】  本願発明の他の観点における、シグマデルタ変調Ａ／Ｄ変換手段による無線周波数のサンプリングに基づいたデジタル受信機の実施形態を示したブロック図である。
【図１ａ】
0004213348.tif 000010
【図１ｂ】
0004213348.tif 000011
【図２】
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【図３】
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【図４ａ】
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【図４ｂ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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