(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
分析部分（２０１）および合成部分（２０２）を有するデジタルフィルタバンクを使用して、ローバンド信号から算出されたソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号を用いた再構成範囲内のチャネルにおける複素サブバンド信号の高周波スペクトル再構成によって、包絡調整され周波数移動された信号を得るための方法であって、前記再構成範囲は、前記ソースエリアチャネルにおける周波数よりも高いチャネル周波数を含み、
前記ソースエリアチャネルにおける前記複素サブバンド信号を得るために、前記分析部分（２０１）の手段で前記ローバンド信号をサブバンドフィルタリングするステップ、
前記ソースエリアチャネルにおける周波数移動された連続複素サブバンド信号の数および前記再構成範囲内の所定のスペクトル包絡を得るための包絡修正を用いて、前記再構成範囲内のチャネルにおける連続複素サブバンド信号の数を計算するステップであって、前記所定のスペクトル包絡は前記包絡修正により決定され、
前記計算するステップにおいて、指数ｉを有するソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号は、指数ｊを有する再構成範囲チャネルにおける複素サブバンド信号へ周波数移動され、指数ｉ＋１を有するソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号は、指数ｊ＋１を有する再構成範囲チャネルにおける複素サブバンド信号へ周波数移動されるステップ、および
包絡調整され周波数移動された信号を得るために、前記合成部分の手段で前記再構成範囲内のチャネルにおける前記連続複素サブバンド信号をフィルタリングするステップを含む、方法。
【請求項２】
前記計算するステップにおいて、以下の式
ｖM+k（ｎ）＝ｅM+k（ｎ）ｖM-S-P+k（ｎ）
が用いられ、
Ｍは前記合成部分（２０２）のチャネルの数を示し、前記チャネルは、前記再構成範囲の開始チャネルであり、
Ｓはソースエリアチャネルの数を示し、Ｓは、１よりも大きいかまたはそれに等しく、Ｍよりも小さいかまたはそれに等しい整数であり、
Ｐは、０よりも大きいかまたはそれに等しく、Ｍ−Ｓよりも小さいかまたはそれに等しい整数オフセットであり、
ｖiは、前記合成部分のチャネルｉのためのサブバンド信号ｖを示し、
ｅiは、前記所望のスペクトル包絡を得るための、前記合成部分のチャネルｉのための包絡修正を示し、
ｎは時間指数であり、
ｋは、ゼロとＳ−１との間の整数指数である、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ＳとＰとの和が偶数になるように、ＳおよびＰが選択される、請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記デジタルフィルタバンクは、ローパスプロトタイプフィルタの複素指数関数的変調によって得られる、請求項１乃至３のいずれかに記載の方法。
【請求項５】
前記ローパスプロトタイプフィルタは、前記デジタルフィルタバンクの前記チャネルの遷移バンドが、前記隣接するチャネルのパスバンドとのみ重複するように設計される、請求項４に記載の方法。
【請求項６】
前記合成部分は、不調和音ガードバンドを含み、前記不調和音ガードバンドは、１以上のチャネルを含み、周波数に関して、前記ソースエリアチャネルと前記再構成範囲チャネルとの間に位置し、前記不調和音ガードバンドのうちの前記１以上のチャネルに、ゼロまたはガウスノイズが供給される、先行する請求項のいずれかに記載の方法。
【請求項７】
前記計算するステップにおいて、以下の式
ｖM+D+k（ｎ）＝ｅM+D+k（ｎ）ｖM-S-P+k（ｎ）
がサブバンド信号ｖM+D+kを計算するために用いられ、
Ｄは、前記不調和音ガードバンドとして用いられるフィルタバンクチャネルの数を表す整数である、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
Ｐ、ＳおよびＤの和が偶数整数となるように、Ｐ、Ｓ、Ｄが選択される、請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記不調和音ガードバンドのバンド幅は、ほぼ２分の１バークである、請求項６乃至８のいずれかに記載の方法。
【請求項１０】
前記計算するステップにおいて、第１の反復ステップを実施し、
第２の反復ステップを実施する他の計算ステップを更に含み、前記第２の反復ステップにおいて、前記ソースエリアチャネルは、前記第１の反復ステップからの前記再構成配置されたチャネルを含む、先行する請求項のいずれかに記載の方法。
【請求項１１】
分析部分（２０１）および合成部分（２０２）を有するデジタルフィルタバンクを使用して、ローバンド信号から算出されたソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号を用いた再構成範囲内のチャネルにおける複素サブバンド信号の高周波スペクトル再構成によって、包絡調整され周波数折返しされた信号を得るための方法であって、前記再構成範囲は、前記ソースエリアチャネルにおける周波数よりも高いチャネル周波数を含み、
前記ソースエリアチャネルにおける前記複素サブバンド信号を得るために、前記分析部分（２０１）の手段で前記ローバンド信号をサブバンドフィルタリングするステップ、
前記ソースエリアチャネルにおける周波数折返しされた連続共役複素サブバンド信号の数および前記再構成範囲内の所定のスペクトル包絡を得るための包絡修正を用いて、前記再構成範囲内のチャネルにおける連続複素サブバンド信号の数を計算するステップであって、前記所定のスペクトル包絡は前記包絡修正により決定され、
前記計算するステップにおいて、指数ｉを有するソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号は、指数ｊを有する再構成範囲チャネルにおける複素サブバンド信号へ周波数折返しされ、指数ｉ＋１を有するソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号は、指数ｊ−１を有する再構成範囲チャネルにおける複素サブバンド信号へ周波数折返しされるステップ、および
包絡調整され周波数折返しされた信号を得るために、前記合成部分の手段で前記再構成範囲内のチャネルにおける前記連続複素サブバンド信号をフィルタリングするステップを含む、方法。
【請求項１２】
前記計算するステップにおいて、以下の式
ｖM+k（ｎ）＝ｅM+k（ｎ）ｖ*M-P-S+k（ｎ）
が用いられ、
Ｍは前記合成部分（２０２）のチャネルの数を示し、前記チャネルは、前記再構成範囲の開始チャネルであり、
Ｓはソースエリアチャネルの数を示し、Ｓは、１よりも大きいかまたはそれに等しく、Ｍよりも小さいかまたはそれに等しい整数であり、
Ｐは、１−Ｓよりも大きいかまたはそれに等しく、Ｍ−２Ｓ＋１よりも小さいかまたはそれに等しい整数オフセットであり、
ｖiは、前記合成部分のチャネルｉのためのサブバンド信号ｖを示し、
ｅiは、前記所望のスペクトル包絡を得るための、前記合成部分のチャネルｉのための包絡修正を示し、
＊は共役複素を示し、
ｎは時間指数であり、
ｋは、ゼロとＳ−１との間の整数指数である、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
ＳとＰとの和が奇数整数になるように、ＳおよびＰが選択される、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記合成部分は、不調和音ガードバンドを含み、前記不調和音ガードバンドは、１以上のチャンネルを含み、周波数に関して、前記ソースエリアチャネルと前記再構成範囲チャネルとの間に位置し、前記不調和音ガードバンドのうちの前記１以上のチャネルに、ゼロまたはガウスノイズが供給される、請求項１１に記載の方法。
【請求項１５】
前記計算するステップにおいて、以下の式
ｖM+D+k（ｎ）＝ｅM+D+k（ｎ）ｖ*M-P-S-k（ｎ）
がサブバンド信号ｖM+D+kを計算するために用いられ、
Ｄは、前記不調和音ガードバンドとして用いられるフィルタバンクチャネルの数を表す整数である、請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
Ｐ、ＳおよびＤの和が奇数整数となるように、Ｐ、Ｓ、Ｄが選択される、請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
分析部分（２０１）および合成部分（２０２）を有するデジタルフィルタバンクを使用して、ローバンド信号から算出されたソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号を用いた再構成範囲内のチャネルにおける複素サブバンド信号の高周波スペクトル再構成によって、包絡調整され周波数移動された信号を得るための装置であって、前記再構成範囲は、前記ソースエリアチャネルにおける周波数よりも高いチャネル周波数を含み、
前記ソースエリアチャネルにおける前記複素サブバンド信号を得るために、前記分析部分（２０１）の手段で前記ローバンド信号をサブバンドフィルタリングする手段、
前記ソースエリアチャネルにおける周波数移動された連続複素サブバンド信号の数および前記再構成範囲内の所定のスペクトル包絡を得るための包絡修正を用いて、前記再構成範囲内のチャネルにおける連続複素サブバンド信号の数を計算する手段であって、前記所定のスペクトル包絡は前記包絡修正により決定され、
計算する際に、指数ｉを有するソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号は、指数ｊを有する再構成範囲チャネルにおける複素サブバンド信号へ周波数移動され、指数ｉ＋１を有するソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号は、指数ｊ＋１を有する再構成範囲チャネルにおける複素サブバンド信号へ周波数移動される手段、および
包絡調整され周波数移動された信号を得るために、前記合成部分の手段で前記再構成範囲内のチャネルにおける前記連続複素サブバンド信号をフィルタリングする手段を含む、装置。
【請求項１８】
分析部分（２０１）および合成部分（２０２）を有するデジタルフィルタバンクを使用して、ローバンド信号から算出されたソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号を用いた再構成範囲内のチャネルにおける複素サブバンド信号の高周波スペクトル再構成によって、包絡調整され周波数折返しされた信号を得るための装置であって、前記再構成範囲は、前記ソースエリアチャネルにおける周波数よりも高いチャネル周波数を含み、
前記ソースエリアチャネルにおける前記複素サブバンド信号を得るために、前記分析部分（２０１）の手段で前記ローバンド信号をサブバンドフィルタリングする手段、
前記ソースエリアチャネルにおける周波数折返しされた連続共役複素サブバンド信号の数および前記再構成範囲内の所定のスペクトル包絡を得るための包絡修正を用いて、前記再構成範囲内のチャネルにおける連続複素サブバンド信号の数を計算する手段であって、前記所定のスペクトル包絡は前記包絡修正により決定され、
計算する際に、指数ｉを有するソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号は、指数ｊを有する再構成範囲チャネルにおける複素サブバンド信号へ周波数折返しされ、指数ｉ＋１を有するソースエリアチャネルにおける複素サブバンド信号は、指数ｊ−１を有する再構成範囲チャネルにおける複素サブバンド信号へ周波数折返しされる手段、および
包絡調整され周波数折返しされた信号を得るために、前記合成部分の手段で前記再構成範囲内のチャネルにおける前記連続複素サブバンド信号をフィルタリングする手段を含む、装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本願発明は、高周波再構成（ＨＦＲ）技術の改良のための新しい方法および装置に関し、オーディオソースコーディングシステムに適用可能である。新しい方法を用いれば、計算の複雑さの顕著な減少が達せられる。これは、スペクトル包絡調整プロセスと統合されることが好ましい、サブバンド領域における周波数移動または折返しの手段で達成される。また、本願発明は、不調和音ガードバンドフィルタリングの構想を通じて、知覚オーディオ品質を改良する。本願発明は、低い複雑さ、中間品質ＨＦＲ方法を提供し、ＰＣＴ特許スペクトルバンド複製（ＳＢＲ）に関する［ＷＯ９８／５７４３６］。
【０００２】
ある特定の周波数より上のオリジナルのオーディオ情報が、ガウスノイズまたは操作されたローバンド情報によって置換される方式は、一括して高周波再構成（ＨＦＲ）方法と呼ばれる。従来技術のＨＦＲ方法は、ノイズ挿入または訂正等の非線形性とは別に、概して、ハイバンド信号の生成のために、いわゆるコピーアップ技術を利用している。これらの技術は、主にブロードバンド線形周波数シフト、すなわち移動、または周波数反転線形シフト、すなわち折返しを用いる。従来技術のＨＦＲ方法は、そもそもスピーチコーデック性能の改良が意図されたものである。しかしながら、知覚的に正確な方法を利用するハイバンド再生における最近の発展は、自然オーディオコーデック、楽音のコーディングまたは他の複雑なプログラム材料についてもＨＦＲ方法を有効に適用可能にした、ＰＣＴ特許［ＷＯ９８／５７４３６］。特定の条件下で、単純なコピーアップ技術が、複雑なプログラム材料をコーディングする場合にも適当であることを示した。これらの技術は、中間品質適用について、特に、システム全体の計算上の複雑さについて厳しい制限がある場合のコーデック実施について、穏当な結果をもたらすことを示した。
【０００３】
人間の声および最も音楽的な楽器は、振動システムから現れる準定常トーン信号を生成する。フーリエ理論によれば、あらゆる周期的な信号は、ｆが基本周波数であるところの周波数ｆ、２ｆ、３ｆ、４ｆ、５ｆ等での正弦波の和で表され得る。前記周波数は、調和級数を形成する。トーンの親和性は、知覚されるトーンまたは高調波間の関係を示す。自然音の再生において、そのようなトーンの親和性は、用いられる声または楽器の異なる種によって制御されて、与えられる。ＨＦＲ技術に関する一般的な思想は、オリジナルの高周波情報を、入手可能なローバンドから生成された情報と置換し、引き続きこの情報にスペクトル包絡調整を適用することである。従来技術のＨＦＲ方法は、トーンの親和性がしばしば制御できなくなって損なわれるところのハイバンド信号を生成する。当該方法は、複雑なプログラム材料に適用された場合に知覚的な人工の音をもたらす、非調和周波数成分を生成する。そのような人工の音は、コーディングの用語では、「ラフ」なサウンディングと呼ばれ、ひずみとして聴者に知覚される。
【０００４】
感覚的な不調和音（ラフさ）は、調和音（快さ）とは反対に、近隣のトーンやパーシャルが干渉するときに現れる。不調和音の理論は、異なる研究者により説明されてきたが、なかんずくPlompとLevelt［“Tonal Consonance and Critical Bandwidth”R. Plomp, W. J. M. Levelt JASA, Vol 38, 1965］は、２つのパーシャルが不調和音とみなされるのは、周波数の相違が、当該パーシャルが位置する臨界帯域のバンド幅の約５から５０％内である場合であると述べている。臨界帯域への周波数マッピングに用いられる尺度は、バーク尺度と呼ばれる。１バークは、１つの臨界帯域の周波数距離に等しい。参考までに、関数
0004289815.tif 000002
が、周波数（ｆ）をバーク尺度（ｚ）へ変換するのに使用できる。Plompは、人間の聴覚システムは、２つのパーシャルが位置する臨界帯域のほぼ５パーセントより少ない周波数において異なる場合、または同等に、周波数において０. ０５バークより小さく分離されている場合、当該両パーシャルを識別することができないと述べている。他方、もし当該パーシャル間の距離がほぼ０. ５バークよりも大きい場合は、それらは別々のトーンとして知覚される。
【０００５】
不調和音の理論は、従来技術の方法が不満足な性能しかもたらさない理由を部分的に説明している。周波数において上方に移動される調和パーシャルの集合は、不調和音になり得る。更に、移動されたバンドのインスタンスおよびローバンド間の交差領域において、当該パーシャルは干渉し得る。なぜなら、それらは不調和音規則による許容可能な偏位の限界内ではないであろうからである。
【０００６】
ＷＯ９８／５７４３６は、転位ファクタＭによる乗算の手段で周波数転位を行うことを開示している。分析フィルタバンクからの連続チャネルは、合成フィルタバンクチャネルへ周波数移動されるが、乗算ファクタＭが３である場合、それらは２つの中間再構成範囲チャネルで隔てられており、または乗算ファクタＭが２に等しい場合、それらは１つの再構成範囲チャネルで隔てられている。代わりに、異なるアナライザチャネルからの振幅および位相情報は、結合できる。振幅信号は、分析フィルタバンクの連続チャネルの振幅が、連続合成チャネルに関連するサブバンド信号の振幅へ周波数移動されるように連結される。同じチャネルからのサブバンド信号の位相は、ファクタＭを用いて周波数転位が施される。
本願発明の目的は、より良好な品質の再構成をもたらす、高周波スペクトル再構成によって包絡調整され周波数移動された信号を得るための構想および高周波スペクトル再構成を用いたデコーディングの構想をもたらすことである。
この目的は、請求項１および１１に記載の方法または請求項１７および１８に記載の装置によって達成される。
本願発明は、ソースコーディングシステムにおいて、移動または折返し技術の改良のための新しい方法および装置をもたらす。その目的は、計算の複雑さの実質的減少および知覚的な人工の音の削減を含む。本願発明は、周波数移動または折返し装置としてのサブサンプリングされたデジタルフィルタバンクの新しい実施を示し、ローバンドと移動または折返しされたバンドとの間の交差精度の改良をももたらす。更に、本願発明は、感覚的な不調和音を避けるために、交差領域がフィルタリングされることから利得を得ることを教示する。フィルタリングされた領域は、不調和音ガードバンドと呼ばれ、本願発明は、サブサンプリングされたフィルタバンクを用いて、単純で正確な方法で不調和なパーシャルを削減する可能性をもたらす。
【０００７】
新しいフィルタバンクに基づく移動または折返しプロセスは、スペクトル包絡調整プロセスと有利に統合され得る。それから、包絡調整に用いられるフィルタバンクは、スペクトル包絡調整のための別々のフィルタバンクまたはプロセスを用いる必要をなくすように、周波数移動または折返しプロセスにも用いられる。本願発明は、低い計算コストで、独自で融通のきくフィルタバンクの設計をもたらし、従って非常に効率的な移動／折返し／包絡調整システムを作り出す。
【０００８】
加えて、本願発明は、ＰＣＴ特許［ＳＥ００／００１５９］において記述される適応ノイズフロア加算方法と有利に組合せられる。この組合せは、難しいプログラム材料の条件下で、知覚品質を改良する。
【０００９】
本願発明によるサブバンド領域に基づく移動折返し技術は、
サブバンド信号の集合を得るために、デジタルフィルタバンクの分析部分を通じてローバンド信号をフィルタリングするステップ、
デジタルフィルタバンクの合成部分において、連続ローバンドチャネルから連続ハイバンドチャネルへいくらかのサブバンド信号を再パッチングするステップ、
所望のスペクトル包絡に従って、パッチングされたサブバンド信号を調整するステップ、および
非常に効率的な方法で、包絡調整され、周波数移動または折返しされた信号を得るために、デジタルフィルタバンクの合成部分を通じて、調整されたサブバンド信号をフィルタリングするステップを含む。
【００１０】
本願発明の魅力的な適用は、低いビットレートで用いられる様々な種類の中間品質コーデック適用、たとえばＭＰＥＧ２レイヤIII、ＭＰＥＧ２／４ＡＡＣ、Ｄｏｌｂｙ  ＡＣ−３、ＮＴＴ  ＴｗｉｎＶＱ、ＡＴ＆Ｔ／Ｌｕｃｅｎｔ  ＰＡＣ等の改良に関する。また、本願発明は、知覚される品質を改良するために、たとえばＧ．７２９  ＭＰＥＧ−４  ＣＥＬＰおよびＨＶＸＣ等の様々なスピーチコーデックにおいても非常に有用である。上述のコーデックは、マルチメディア、電話産業、インターネット上並びにプロフェッショナルマルチメディアアプリケーションにおいて広く用いられている。
【００１１】
本願発明は、発明の範囲または精神を制限せずに、添付の図面を参照して、図解例示の方法で記述される。
【００１２】
デジタルフィルタバンクに基づく移動および折返し
新しいフィルタバンクに基づく移動または折返し技術が以下記述される。検討される信号は、フィルタバンクの分析部分により、一連のサブバンド信号に分解される。その後、サブバンド信号は、分析−および合成サブバンドチャネルの再接続を通じて、スペクトル移動または折返しまたはその結合を達成するために、再パッチングされる。
【００１３】
図２は、最大限に間引きされたフィルタバンク分析／合成システムの基本構造を示す。分析フィルタバンク２０１は、入力信号を数個のサブバンド信号に分割する。合成フィルタバンク２０２は、オリジナルの信号を再製するために、サブバンドサンプルを組合せる。最大限に間引きされたフィルタバンクを用いた実施は、計算コストを徹底的に減ずる。本願発明は、コサインまたは複素指数関数変調されたフィルタバンク、ウェーブレット変換のフィルタバンク解釈、その他の不等バンド幅フィルタバンクまたは変換および多次元フィルタバンクまたは変換を含む、様々な種類のフィルタバンクまたは変換を用いて実施され得ると理解されるべきである。例えば、この発明では、ローパスプロトタイプフィルタは、デジタルフィルタバンクのチャネルの遷移バンドが、隣接するチャネルのパスバンドとのみ重複するように設計される。
【００１４】
図解的であるが制限的でない以下の記述において、Ｌ−チャネルフィルタバンクは、入力信号ｘ（ｎ）を、Ｌサブバンド信号に分割すると仮定される。サンプリング周波数ｆｓの入力信号は、周波数ｆｃまでバンド制限される。最大限に間引きされたフィルタバンクの分析フィルタ（図２）は、Ｈk（ｚ）２０３で示され、ｋ＝０，１，．．．，Ｌ−１である。サブバンド信号ｖk（ｎ）は、各々のサンプリング周波数ｆｓ／Ｌで、デシメータ２０４を通過後、最大限に間引きさ
0004289815.tif 000003
るために、内挿２０５およびフィルタリング２０６の後、サブバンド信号を再組
0004289815.tif 000004
調された信号ｙ（ｎ）をもたらす。
【００１５】
再構成範囲開始チャネルは、Ｍで示され、
0004289815.tif 000005
によって決定される。
【００１６】
ソースエリアチャネルの数は、Ｓ（１≦Ｓ≦Ｍ）で示される。本願発明に従っ
0004289815.tif 000006
うことは、
ｖM+k（ｎ）＝ｅM+k（ｎ）ｖM-S-P+k（ｎ）                （３）
としてサブバンド信号を再パッチングすることにより達成され、ここにおいてｋ∈［０，Ｓ−１］、（−１）S+P＝１、すなわちＳ＋Ｐは偶数であり、Ｐは整数オフセット（０≦Ｐ≦Ｍ−Ｓ）であり、ｅM+k（ｎ）は包絡修正である。更に、
0004289815.tif 000007
とは、
ｖM+k（ｎ）＝ｅM+k（ｎ）ｖ*M-P-S-k（ｎ）                （４）
としてサブバンド信号を再パッチングすることにより達成され、ここにおいて、ｋ∈［０，Ｓ−１］、（−１）S+P＝−１、すなわちＳ＋Ｐは奇数整数であり、Ｐは整数オフセット（１−Ｓ≦Ｐ≦Ｍ−２Ｓ＋１）であり、ｅM+k（ｎ）は包絡修正である。演算子［＊］は、複素共役を示す。通常は、再パッチングのプロセスは、高周波バンド幅の意図される値が達せられるまで繰り返される。
【００１７】
全ての信号が、周波数応答に適合されたフィルタバンクチャネルを通じてフィルタリングされるので、サブバンド領域に基づく移動および折返しの使用を通じて、ローバンドと移動または折返しされたバンドのインスタンスとの間の交差精度の改良が達成されることは注目すべきである。
【００１８】
効率的なスペクトル再構成を可能とするにはｘ（ｎ）の周波数ｆｃが高すぎる場合、または同等にｆｓが低すぎる場合、すなわちＭ＋Ｓ＞Ｌの場合、サブバンドチャネルの数は、分析フィルタリングの後に増加されてよい。サブバンド信号のＱＬ−チャネル合成フィルタバンクでのフィルタリングは、Ｌローバンドチャネルのみが使用されてアップサンプリングファクタＱが選択され、ＱＬが整数値となる場合に、サンプリング周波数Ｑｆｓの出力信号をもたらす。従って、拡張されたフィルタバンクは、アップサンプラーが後続するＬ−チャネルフィルタバンクであるかのように振舞う。この場合、Ｌ（Ｑ−１）ハイバンドフィルタは使用されない（ゼロが与えられる）ので、オーディオバンド幅は変化しない−フィ
0004289815.tif 000008
のみである。しかし、式（３）または（４）に従って、Ｌサブバンド信号がハイ
0004289815.tif 000009
の方式を用いて、アップサンプリングプロセスは、合成フィルタリングに統合される。出力信号の異なるサプリングレートをもたらす、あらゆるサイズの合成フィルタバンクが用いられてよいことは注目すべきである。
【００１９】
図３を参照して、１６−チャネルの分析フィルタバンクからのサブバンドチャネルを検討する。入力信号ｘ（ｎ）は、ナイキスト周波数（ｆｃ＝ｆｓ／２）までの周波数内容を有する。第１の反復において、１６のサブバンドが２３のサブバンドまで拡張され、式（３）による周波数移動が、Ｍ＝１６、Ｓ＝７およびＰ＝１のパラメータで使用される。この演算は、図における点ａからｂまでのサブバンドの再パッチングにより示される。次の反復において、２３のサブバンドは２８のサブバンドにまで拡張され、式（３）が新しいパラメータ、すなわちＭ＝２３、Ｓ＝５およびＰ＝３で使用される。この演算は、点ｂからｃまでのサブバンドの再パッチングにより示される。そのようにして生成されたサブバンドは、その後、２８−チャネルフィルタバンクを用いて合成されてよい。これは、おそらくサンプリング周波数２８／１６ｆｓ＝１．７５ｆｓで臨界的にサンプリングされた出力信号を生成する。サブバンド信号は、図においてダッシュ線で示されるように、４つの最上チャネルにゼロが与えられる３２−チャネルフィルタバンクを用いてでも合成でき、サンプリング周波数２ｆｓの出力信号を生成する。
【００２０】
同じ分析フィルタバンクおよび同じ周波数内容の入力信号を用いて、図４は、２回の反復における式（４）による周波数折返しを用いた再パッチングを示す。第１の反復Ｍ＝１６、Ｓ＝８、およびＰ＝−７において、１６のサブバンドが２４にまで拡張される。第２の反復Ｍ＝２４、Ｓ＝８、およびＰ＝−７において、サブバンドの数は２４から３２に拡張される。サブバンドは、３２−チャネルフィルタバンクで合成される。周波数２ｆｓでサンプリングされた出力信号において、この再パッチングは、２つの再構成された周波数バンドをもたらす−チャネル８から１５によって抽出されたバンドパス信号の折返されたバージョンであるところの、チャネル１６から２３へのサブバンド信号の再パッチングから生ずる１つのバンドと、同じバンドパス信号の移動されたバージョンであるところの、チャネル２４から３１への再パッチングから生ずる１つのバンドとである。
【００２１】
高周波再構成におけるガードバンド
感覚的な不調和音は、隣接するバンド干渉、すなわち移動されたバンドのインスタンスとローバンドとの間の交差領域の近傍におけるパーシャル間の干渉のために、移動または折返しプロセスにおいて発現し得る。この種の不調和音は、調和振動の豊かな、複合的なピッチのプログラム材料において、より多く見られる。不調和音を減ずるためには、ガードバンドが挿入され、好ましくはゼロのエネルギーの小さい周波数バンドで構成されることが好ましく、すなわちローバンド信号と複製されたスペクトルバンドとの間の交差領域が、帯域消去フィルタまたはノッチフィルタを用いてフィルタリングされる。ガードバンドを用いた不調和音削減が行われると、知覚劣化の知覚が一層少なくなる。ガードバンドのバンド幅は、およそ０．５バークであることが好ましい。それより小さければ不調和音が生じ、それより大きければ櫛形フィルタ様の音特性が生じ得る。
【００２２】
フィルタバンクに基づく移動または折返しにおいて、ガードバンドが挿入でき、ゼロに設定された１または数個のサブバンドチャネルで構成されることが好ましい。ガードバンドの使用は、式（３）を
ｖM+D+k（ｎ）＝ｅM+D+k（ｎ）ｖM-S-P+k（ｎ）            （５）
に変え、式（４）を
ｖM+D+k（ｎ）＝ｅM+D+k（ｎ）ｖ*M-P-S-k（ｎ）           （６）
に変える。Ｄは小さい整数であり、ガードバンドとして用いられるフィルタバンクチャネルの数を表す。ここで、Ｐ＋Ｓ＋Ｄは、式（５）において偶数の整数であり、式（６）において奇数の整数であるべきである。Ｐは前と同じ値を取る。図５は、式（５）を用いた３２−チャネルフィルタバンクの再パッチングを示す。入力信号は、ｆｃ＝５／１６ｆｓまでの周波数内容を有し、第１の反復においてＭ＝２０をもたらす。ソースチャネルの数は、Ｓ＝４およびＰ＝２として選択される。更に、Ｄは、ガードバンドのバンド幅を０．５バークとするように選択されることが好ましい。ここにおいて、Ｄは２に等しく、ガードバンドをｆｓ／３２Ｈｚの幅にする。第２の反復において、パラメータは、Ｍ＝２６、Ｓ＝４、Ｄ＝２、およびＰ＝０として選択される。図において、ガードバンドは、ダッシュ線連結付きサブバンドにより示される。
【００２３】
スペクトル包絡を連続的にするために、不調和音ガードバンドは、部分的にランダムホワイトノイズ信号を用いて再構成されてよく、すなわちサブバンドにゼロの代わりにホワイトノイズが与えられる。好ましい方法は、ＰＣＴ特許出願［ＳＥ００／００１５９］において記述されるような適応ノイズフロア加算（ＡＮＡ）を用いる。この方法は、オリジナルの信号のハイバンドのノイズフロアを推定し、良好に定義された方法で、デコーダにおいて再製されたハイバンドに合成ノイズを加算する。
【００２４】
実際の実施
本願発明は、任意のコーデックを用いた様々な種類のオーディオ信号の記憶または伝送システムにおいて実施されてよい。図１は、オーディオコーディングシステムのデコーダを示す。デマルチプレクサ１０１は、ビットストリームから、包絡データおよび他のＨＦＲ関連制御信号を分離し、関連部分を任意のローバンドデコーダ１０２に供給する。ローバンドデコーダは、分析フィルタバンク１０４に供給されるデジタル信号を生成する。包絡データは、包絡デコーダ１０３においてデコーディングされ、結果として生ずるスペクトル包絡情報は、分析フィルタバンクからのサブバンドサンプルと共に、統合された移動または折返しおよび包絡調整フィルタバンクユニット１０５へ供給される。このユニットは、ワイドバンド信号を形成するために、本願発明に従って、ローバンド信号を移動または折返し、伝送されたスペクトル包絡を適用する。加工されたサブバンドサンプルは、その後、分析フィルタバンクとはおそらくサイズが異なる合成フィルタバンク１０６に供給される。デジタルワイドバンド信号は、最終的にアナログ出力信号に変換される（１０７）。
【００２５】
上述の実施例は、フィルタバンクに基づく周波数移動または折返しを用いた高周波再構成（ＨＦＲ）技術の改良のための本願発明の原理を単に図解するものである。ここにおいて記述される配置や詳細事項の変更および変形は、他の当業者にとっては明らかであることが理解される。従って、ここにおける実施例の記述および説明の方法で提示された特定の詳細事項によってではなく、ここに述べる特許請求の範囲によってのみ限定されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、本願発明によるコーディングシステムにおいて統合されたフィルタバンクに基づく移動または折返しを示す。
【図２】  図２は、最大限に間引きされたフィルタバンクの基本構造を示す。
【図３】  図３は、本願発明によるスペクトル移動を示す。
【図４】  図４は、本願発明によるスペクトル折返しを示す。
【図５】  図５は、本願発明によるガードバンドを用いたスペクトル移動を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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