(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気回路であって、
前記電気回路の入力に結合される消散型クランプ回路と、
前記消散型クランプ回路に並列に結合される誘導性エレメントとを備え、前記誘導性エレメントは、前記電気回路の出力に結合されて出力電圧を生成し、さらに、
前記電気回路の入力において前記誘導性エレメントと直列に結合されるスイッチを備え、
前記消散型クランプ回路が前記誘導性エレメントの両端間のクランプ電圧を与えるように結合されており、前記クランプ電圧が前記消散型クランプ回路によって前記電気回路の前記入力における入力電圧に応じて実質的に負に線形的に変化するように構成され、前記消散型クランプ回路が前記スイッチの両端間の電圧を前記スイッチの電圧リミットより低く維持するように結合されている、電気回路。
【請求項２】
前記クランプ電圧と前記入力電圧との和が前記電気回路の動作中実質的に一定であるように、前記クランプ電圧が前記入力電圧に応じて変化する、請求項１に記載の電気回路。
【請求項３】
前記電気回路を、電力変換回路であるとした、請求項１に記載の電気回路。
【請求項４】
前記電力変換回路を、フォワード・コンバータ電力変換回路であるとした、請求項３に記載の電気回路。
【請求項５】
前記消散型クランプ回路が前記誘導性エレメントに結合される第２のトランジスタを含み、前記第２のトランジスタは、前記誘導性エレメント内に蓄積されたエネルギを消散するように結合されている、請求項１に記載の電気回路。
【請求項６】
前記第２のトランジスタが、バイポーラ・トランジスタである、請求項５に記載の電気回路。
【請求項７】
前記第２のトランジスタが、金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）トランジスタである、請求項５に記載の電気回路。
【請求項８】
前記誘導性エレメントが、トランスの巻き線を含む、請求項１に記載の電気回路。
【請求項９】
エネルギ伝達エレメントへの電源入力を切り替えるステップと、
前記エネルギ伝達エレメントへの前記電源入力の切り替えにより電源出力のレギュレーションを行うステップと、
前記エネルギ伝達エレメントへの電圧をクランプ電圧にクランプするステップと、
検出される入力電圧に応じて実質的に負に線形的に前記クランプ電圧を変更するステップとを有する、方法。
【請求項１０】
前記クランプ電圧を変更するステップが、前記電源出力と実質的に独立である、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記クランプ電圧を変更するステップが、さらに前記エネルギ伝達エレメントの漏れインダクタンスと実質的に独立である、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記エネルギ伝達エレメントへの電圧をクランプするステップが、前記電源入力に応じて前記エネルギ伝達エレメントの漏れインダクタンス内に蓄積されたエネルギを消散するステップを含む、請求項９に記載の方法。
【請求項１３】
前記クランプ電圧を変更するステップが、前記電源入力に対して実質的に逆線形比例するようにクランプ電圧を変更するステップを含む、請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
電源であって、
エネルギ伝達エレメント入力および前記電源の出力に結合されるエネルギ伝達エレメント出力を有するエネルギ伝達エレメントと、
前記エネルギ伝達エレメント入力に結合されるパワー・スイッチと前記パワー・スイッチならびに前記電源の出力に結合される制御回路とを含み、前記制御回路が前記電源の出力のレギュレーションを行うためにパワー・スイッチを切り替えるスイッチング・レギュレータ回路と、
前記エネルギ伝達エレメント入力にかかるクランプ電圧を供給するように前記エネルギ伝達エレメント入力に結合され、かつ、電源入力に結合されて入力電圧を受け取り、前記入力電圧に応じて実質的に負に線形的に前記クランプ電圧を変更する消散型クランプ回路とを含み、前記消散型クランプ回路が、
前記電源入力に結合されて前記入力電圧を検出する検出回路と、
前記検出回路に結合され、かつ前記エネルギ伝達エレメントと並列に結合される消散エレメントとを有し、前記消散エレメントによる消散は、前記検出回路により検出される入力電圧に基づき、前記消散型クランプ回路は、さらに、
前記エネルギ伝達エレメントおよび前記消散エレメントと並列に結合されるエネルギ蓄積エレメントと、
前記パワー・スイッチと前記消散エレメントならびに前記エネルギ蓄積エレメントの間に結合される第１のダイオードとを有する、電源。
【請求項１５】
前記エネルギ蓄積エレメントが、前記エネルギ伝達エレメント入力および前記第１のダイオードに結合されるキャパシタを有する、請求項１４に記載の電源。
【請求項１６】
前記消散エレメントが、前記エネルギ蓄積エレメントに結合される第１のトランジスタであって、前記検出回路から受け取った信号に応答して前記エネルギ蓄積エレメント内のエネルギを消散するように結合される第１のトランジスタを有する、請求項１４に記載の電源。
【請求項１７】
前記検出回路が、
基準電圧回路に結合され、基準電圧に応じて分圧した電圧を提供する電源入力に結合された分圧回路を有し、前記基準電圧は前記入力電圧の基準にされ、前記検出回路は、さらに、
前記消散エレメントに結合され、かつ前記分圧器に結合される第２のトランジスタであって、入力電圧の増加に伴って線形に減少する電流を提供するように結合される第２のトランジスタを有する、請求項１４に記載の電源。
【請求項１８】
前記基準電圧回路が前記分圧回路と前記電源入力の間に結合されるツェナー・ダイオードを含み、さらに前記基準電圧回路が前記分圧回路と前記電源入力との間に結合される第２のキャパシタを含む、請求項１７に記載の電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気回路に関し、より詳細を述べれば、本発明は電気回路のクランプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
電子デバイスは動作するのに電力を使用する。スイッチ・モード電源は、高い効率ならびに良好な出力のレギュレーションが得られることから、今日の電子デバイスの多くにおいて電力の供給に広く使用されている。周知のスイッチ・モード電源においては、低周波（たとえば５０または６０Ｈｚの主周波数）、高電圧交流（ＡＣ）が、スイッチ・モード電源制御回路を使用して高周波（たとえば３０〜３００ｋＨｚ）ＡＣに変換される。この高周波、高電圧ＡＣがトランスに印加されて、通常は、より低い電圧に変換され、また安全に分離される。トランスの出力が整流されてレギュレーション後の直流（ＤＣ）を出力を得る。それを使用して電子デバイスに電力を供給する。スイッチ・モード電源制御回路は、通常、出力を検出し、かつそれを閉ループで制御することによって、出力レギュレーションを行っている。
【０００３】
説明のため、周知のフォワード電力コンバータ１０１の回路を図１に示す。スイッチＱ１  １０３は、制御器１０５に応答してオン・オフして、レギュレーション前のＤＣ入力電圧ＶIN  １２７からレギュレーション後のＤＣ出力電圧ＶOUT １２９を得る。一例では、制御器１０５とスイッチＱ１  １０３がスイッチング・レギュレータ内に含められており、それを使用して出力電圧ＶOUT １２９のレギュレーションを行う。このトポロジはよく知られており、その動作についての文献もそろっている。
【０００４】
あらゆるフォワード・コンバータは、スイッチＱ１  １０３がオフの間にトランス１０９の一次巻き線１０７の電圧を設定する手段を有していなければならない。よく用いられる方法は、この電圧の設定に、一次巻き線１０７の両端に接続されるクランプ回路１１１を使用する。図１に示した周知のクランプ回路１１１は、抵抗１１３、キャパシタ１１５、ダイオード１１７を含み、トランス１０９からの寄生エネルギの吸収ならびに消散を行い、それが負荷１１９に引き渡されることがないようにするととも、入力１２１に戻ることもないようにしている。ダイオード１１７を通りクランプ回路１１１に入るエネルギと、１１３において消散されるエネルギのバランスがクランプ電圧ＶCLAMP １２３を決定する。トランス１０９の飽和を防止するためにそれが必要である。
【０００５】
図２は、ＤＣ入力電圧ＶIN１２７およびクランプ電圧ＶCLAMP １２３に対してスイッチＱ１  １０３上の電圧ＶSWITCH１２５がどのように関係するかを理想化して示した波形である。クランプ電圧ＶCLAMP １２３は、トランス１０９の飽和を防止できる充分に高い電圧でなければならないが、同時に電圧ＶSWITCH１２５をスイッチＱ１  １０３の降伏電圧より低く維持できるように充分に低い電圧でなければならない。
【０００６】
図３は、周知の電源におけるＶCLAMP １２３とＶIN１２７の関係を示している。入力電圧ＶIN１２７が変化するとき、クランプ電圧ＶCLAMP １２３は、図３に示される２つの境界の間に収まらなければならない。最大電圧境界は、スイッチＱ１  １０３の降伏電圧によって決定される直線になる。最小電圧境界は、トランス１０９を飽和させずに維持するために必要な電圧によって決定される曲線である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
図３は、図１のクランプ回路１１１によって示されるようなＲＣＤ回路を伴うときのクランプ電圧ＶCLAMP １２３の振る舞いを示している。電力コンバータ１０１が連続伝導モードで動作するとき、クランプ電圧ＶCLAMP １２３は、与えられた負荷におけるＶIN１２７の変化に応じて実質的に一定の値にとどまる。トランス１０９内の漏れインダクタンスの存在は、負荷１１９に伴ってクランプ電圧ＶCLAMP １２３が変化する。それは電流が大きいほど高く、電流が小さいほど低くなる。その結果、図３のシェーディングを施した領域として示されるように、許容可能入力電圧ＶIN１２７の範囲が制限される。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
消散型クランプ方法および装置が開示されている。本発明の一側面は、エネルギ伝達エレメント上における電源入力を切り替える電源入力の切り替え、エネルギ伝達エレメント上における電源入力の切り替えにより電源出力のレギュレーションを行う電源出力のレギュレーション、エネルギ伝達エレメント上における電圧をクランプ電圧にクランプする電圧のクランプ、および電源入力に応じてクランプ電圧を変更するクランプ電圧の変更を含む方法である。このほかの本発明の特徴ならびに利点については、以下に示す詳細な説明、図面および特許請求の範囲から明らかなものとなろう。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明については、例示を目的として図面に基づいて詳細に説明しているが、これは添付図面に本発明が限定されることを意味したものではない。
【００１０】
電源レギュレータ等の電気回路の消散型クランプを行うための方法および装置の実施形態を開示する。以下の説明においては、本発明を完全に理解させるために多くの具体的な詳細が示されている。しかしながら、当業者であれば、これらの具体的な詳細を必ずしも用いなくても本発明が実施可能であることを認識されよう。なお、周知の材料ないし方法については、本発明の不明瞭化を防止するために説明が省略されている。
【００１１】
本明細書を通じて使用されている「一実施形態」もしくは「１つの実施形態」という表現は、当該実施形態に関連して述べられている特定の特徴、構造あるいは特性が、本発明の少なくとも１つの実施形態に含まれていることを意味する。したがって、この明細書の随所に現れる「一実施形態において」あるいは「１つの実施形態において」という表現は、必ずしもそのすべてが同一の実施形態を参照しているわけではない。さらに、特定の特徴、構造もしくは特性が、任意の適切な方法で組み合わされ、１ないしは複数の実施形態に用いられることもある。
【００１２】
概略を説明するために、図４に、本発明の教示に従った、たとえば電源４０１等の電気回路における消散型クランプ回路４１１の一実施形態の一般的なエレメントを示す。ここに示されているように、入力電圧ＶIN４２７が入力４２１に受け取られる。クランプ回路４１１は、トランス４０９の一次巻き線４０７の両端間の電圧ＶCLAMP ４２３をクランプするために使用される。一次巻き線４０７にはスイッチ４０３が結合されており、制御回路（図示せず）に応答して一次巻き線４０７をドライブする。ここで認識されようが、トランス４０９は誘導性エレメントであり、エネルギ伝達エレメントなどと呼ぶこともできる。クランプ・ダイオードＤCLAMP ４３７は、トランス４０９の一次巻き線４０７からクランプ回路４１１に入る単方向のエネルギ・パスを形成している。このエネルギは、エネルギ蓄積エレメント４３５に保持され、また消散エレメント４３３を介して失われる。一実施形態においては、消散エレメント４３３が、検出回路４３１からの信号Ｓ１  ４３９によってプログラムされる。検出回路４３１は、入力電圧ＶIN４２７や、エネルギ蓄積エレメント４３５の電圧、基準電圧ＶREF ４４１など、検出回路４３１が受け取る各種の電圧からプログラミング信号Ｓ１  ４３９を生成する。このようにして一実施形態においては、トランス４０９の漏れインダクタンス内に蓄積されていたエネルギが、入力電圧ＶIN４２７に応じて消散されることになる。
【００１３】
一実施形態においては、消散エレメント４３３が本発明の教示に従って適合される。そのエレメントは、図１に示したＲＣＤクランプ回路１１１の抵抗１１３の値を変更する効果をもたらすものと見ることができる。検出回路４３１からのプログラミング信号Ｓ１  ４３９による制御は、エネルギ・バランスを調整し、図５に示されるように、入力電圧の広い範囲にわたって、所望のクランプ電圧の軌跡を維持する。これにも示されているが、一実施形態においては、クランプ電圧ＶCLAMP ４２３が、本発明の教示に従って入力電圧ＶIN４２７に逆比例して実質的に線形に変化する。このように一実施形態においては、クランプ電圧ＶCLAMP ４２３が電源出力および／またはトランス４０９の漏れインダクタンスと実質的に独立して変化する。
【００１４】
本発明の教示によれば、クランプ電圧ＶCLAMP ４２３に図示のような変化があると、入力電圧ＶIN４２７の範囲を広げることができる。本発明の各種実施形態においては、入力電圧ＶIN４２７の広い範囲にわたる動作が可能になる一方、図５に示されるように、最大と最小の境界内の高い値にクランプ電圧ＶCLAMP ４２３が維持される。可変クランプ電圧ＶCLAMP ４２３によって可能になった、たとえば図５に示されるような、より高い電圧は、一次巻き線４０７および二次巻き線４４３内の寄生容量の使用して、消散型クランプ回路４１１内において消散されるしかなかったエネルギの一部の処理を可能にする。
【００１５】
図６は、本発明の教示に従った消散型クランプ回路６１１を使用する、たとえば電源６０１等の電気回路の一実施形態を示した回路図である。図示の実施形態からわかるように、ダイオードＤ３  ６３７がトランス６０９の一次巻き線６０７から回路６１１に入る単方向のエネルギ・パスを形成し、キャパシタＣ２  ６３５がクランプ回路６１１のエネルギ蓄積エレメントとして用いられている。ツェナー・ダイオードＶＲ１  ６４５およびキャパシタＣ３  ６４７は、安定した基準電圧ＶＲＥＦ  ６４１を生成する。一実施形態においては、Ｎチャンネルの金属酸化膜半導体（ＭＯＳ）トランジスタＱ２が主要な消散エレメント６３３になる。別の実施形態においては、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタに代えて、たとえばｐチャンネルＭＯＳトランジスタ、バイポーラ・トランジスタ等、あるいは将来的に登場する、この機能を実行し得るテクノロジが使用できることを認識されよう。一実施形態においては、電源６０１内の検出回路が、抵抗Ｒ１  ６４９、Ｒ２  ６５１、Ｒ３  ６５３、およびＲ４  ６５５とトランジスタＱ３  ６５７の接続を含む。トランジスタＱ２  ６３３のゲートの電圧は、プログラミング信号Ｓ１  ６３９であり、それが所望の動作特性を達成するように消散を調整する。
【００１６】
一実施形態においては、抵抗Ｒ２  ６５１、Ｒ４  ６５５が分圧器を構成し、それが入力６２１おいて受け取った入力電圧ＶIN６２７およびツェナー・ダイオードＶＲ１  ６４５からの基準電圧ＶREF ６４１の合計を、分圧した値をトランジスタＱ３  ６５７のベースに印加する。抵抗Ｒ３  ６５３に流れる電流は、トランジスタ６５７  Ｑ３のベースと入力電圧ＶIN６２７との間の電圧差に比例する。その結果、トランジスタＱ３  ６５７のコレクタに流れる電流が、入力電圧ＶIN６２７の増加に伴って実質的に線形に減少する。トランジスタＱ３  ６５７のコレクタ電流は、抵抗Ｒ１  ６４９を介して電圧降下をもたらし、その結果、トランジスタＱ２  ６３３のゲートにおける電圧、つまりプログラミング信号Ｓ１  ６３９が、クランプ電圧ＶCLAMP ６２３と入力電圧ＶIN６２７の重み付け合計に比例するようになる。トランジスタＱ２  ６３３のゲートにおけるゲート電圧は、消散エレメントであるトランジスタＱ２  ６３３内の電流を制御し、与えられたＶＩＮ  ６２７に関してクランプ電圧ＶＣＬＡＭＰ  ６２３を所望の値に調整する。
【００１７】
妥当な技術的近似を使用した一次解析から、電源６０１の回路の振る舞いが次式によって記述されることが明らかになった。
【００１８】
【数１】
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【００１９】
上記の式は、図５に示されるように、ＶCLAMP対ＶIN のグラフが実質的に直線になることを表している。技術者においては、各種の値の抵抗Ｒ１  ６４９、Ｒ２  ６５１、Ｒ３  ６５３、およびＲ４  ６５５をＶREF ６４１とともに選択して、図５に示されるような所望の動作の軌跡を達成することができよう。
【００２０】
図７は、本発明の教示に従った消散型クランプ回路７１１を使用する、たとえば電源７０１等の電気回路の一実施形態を示した回路図である。図示の実施形態からわかるように、ダイオードＤ３  ７３７が、トランス７０９の一次巻き線７０７から回路７１１に入る単方向のエネルギ・パスを形成している。ツェナー・ダイオードＶＲ１  ７４５は、回路の入力７２１の負レールに対して安定した基準電圧ＶREF ７４１を生成する。一実施形態においては、バイポーラＰＮＰトランジスタＱ２  ７３３が主要な消散エレメントになる。別の実施形態においては、バイポーラＰＮＰトランジスタ７３３に代えて、たとえばＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ等も使用可能であることを認識されよう。抵抗Ｒ１  ７５３は、オプションの追加消散エレメントであり、それによって、消散されるエネルギをバイポーラ・トランジスタ７３３と抵抗Ｒ１  ７５３の間に分けることが可能になる。エネルギは、エネルギ蓄積エレメントのキャパシタ７３５によって保持され、また消散エレメントのトランジスタ７３３および抵抗７５３によって失われる。
【００２１】
動作中においては、入力７２１の両端間の電圧ＶIN７２７とキャパシタ７３５の両端の電圧ＶCLAMP ７２３の合計が、実質的に一定になる。したがって、ＶIN７２７が相対的に低いときは、ＶCLAMP ７２３が相対的に高くなる。それとは逆に、ＶIN７２７が相対的に高いときは、ＶCLAMP ７２３が相対的に低くなる。つまり、ＶCLAMP ７２３は、入力７２１に受け取ったＶIN７２７に応じたものになる。ツェナー・ダイオードＶＲ１  ７４５によって提供される基準電圧ＶREF ７４１が回路入力７２１の負レールを基準にしていることから、図７に示したクランプ回路７１１の動作は、キャパシタ７３５の両端の電圧ＶCLAMP ７２３を、図５に示した所望動作の軌跡に制限するクランプを提供することになる。別の実施形態においては、ツェナー・ダイオードＶＲ１  ７４５の基準電圧ＶREF ７４１を、複数の、より電圧の低いツェナー・ダイオードを直列に用いても達成できることを認識されよう。
【００２２】
図示の実施形態においては、トランジスタ７３３が、抵抗７５３およびダイオード７４５とともに電圧ＶIN７２７を検出する検出回路を構成し、それによりキャパシタ７３５の両端の電圧を調整し、その結果、回路が動作しているときＶIN７２７とＶCLAMP ７２３の合計が実質的に一定に維持されることが認識される。つまり、パワー・スイッチＱ１  ７０３の両端間の電圧ＶSWITCH７２５が、本発明の教示に従ってパワー・スイッチＱ１  ７０３の電圧リミットより低く維持される。
【００２３】
以上の詳細な説明においては、本発明の方法ならびに装置について、それらの例として示した特定の実施形態に関連して説明を行ってきた。しかしながら、本発明の範囲ならびに精神はそれよりも広く、それから逸脱することなしにそれらに対する各種の修正および変更が可能となることは明らかであろう。したがって、この明細書ならびに図面は、限定としてではなく、例証として考慮されるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】周知のフォワード・コンバータ電源を示した回路図である。
【図２】周知の電源において、入力電圧およびクランプ電圧に対し、スイッチ上の電圧がどのように関係するかを示したタイミング図である。
【図３】周知の電源におけるクランプ電圧と入力電圧の間の関係を示した説明図である。
【図４】本発明の教示に従った消散型クランプ回路における一般的なエレメントの一実施形態を示したブロック図である。
【図５】本発明の教示に従ったクランプ電圧と入力電圧の間の関係の一実施形態を示した説明図である。
【図６】本発明の教示に従った消散型クランプ回路を使用する電源の一実施形態を示した回路図である。
【図７】本発明の教示に従った消散型クランプ回路を使用する電源の一実施形態を示した回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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