(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンド信号を直交変調した後、高電力増幅器により非線形高電力増幅する送信機で、前記非線形高電力増幅した変調信号から非線形歪み成分を抽出し、前記非線形歪み成分を位相調整した状態でベースバンド領域に直交復調し、前記ベースバンド領域の歪み成分の逆位相の歪み成分を前記ベースバンド信号に重畳することにより前記非線形高電力増幅する際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償方法であって、前記高電力増幅器における使用電力出力時に前記高電力増幅器の出力信号を該高電力増幅器の増幅度分だけ減衰させ、該減衰させた前記出力信号から位相調整した該高電力増幅器の入力信号を減算することにより非線形歪み成分のみを抽出する調整を行った後、該非線形歪み成分を直流成分に変換し、該直流成分が最小となるように前記高電力増幅器の出力信号の減衰量を自動的に調整することを特徴とする非線形歪み補償方法。
【請求項２】
ベースバンド信号を直交変調した後、高電力増幅器により非線形高電力増幅する送信機で、前記非線形高電力増幅した変調信号から非線形歪み成分を抽出する歪み抽出部と、前記非線形歪み成分を位相調整した状態でベースバンド領域に直交復調する直交復調部と、前記ベースバンド領域の歪み成分の逆位相の歪み成分を前記ベースバンド信号に重畳する歪み重畳部とを有し、前記非線形高電力増幅する際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償回路であって、
前記歪み抽出部から出力される非線形歪み成分を直流成分に変換する変換手段と、
該変換手段より出力される前記直流成分が最小となるように前記高電力増幅器の出力信号の減衰量を自動的に調整する制御手段と、
を有することを特徴とする非線形歪み補償回路。
【請求項３】
前記歪み抽出部は、前記高電力増幅器における使用電力出力時に前記高電力増幅器の出力信号を該高電力増幅器の増幅度分だけ減衰させる減衰器と、
前記高電力増幅器における入力信号の位相調整を行う位相調整器と、
前記現衰器の出力信号から前記位相調整器の出力信号を減算する減算器とを有し、
前記制御手段は、前記変換手段より出力される前記直流成分が最小となるように前記高電力増幅器の出力信号の減衰量を自動的に調整するように前記減衰器を制御することを特徴とする請求項２に記載の非線形歪み補償回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線送信機等で用いられる直交変調回路に係り、特にベースバンド信号を直交変調した後に高電力増幅する際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償方法及び非線形歪み補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、直交変調回路では、ベースバンド信号を直交変調した後、変調信号を高電力増幅するが、このとき電力効率を向上させるために非線形増幅し、これにより、増幅した変調信号に非線形歪みが発生するため、発生した歪みを補償して入出力特性を線形化することが行われている。このような非線形歪みを補償する従来の方法として、図６に示すようなプリディストーション式の非線形歪み補償方式がある。
【０００３】
図６において、ベースバンド信号Ｉ，Ｑは歪み補償演算部１を通って、Ｄ／Ａコンバータ２、Ｄ／Ａコンバータ３に入力され、ここでアナログ信号に変換され、直交変調器４に入力される。直交変調器４に入力されたベースバンド信号Ｉ，Ｑは直交変調され、更に、高電力増幅器（ＨＰＡ）５で高電力増幅されて出力される。
ここで、補償データテーブル７は、高電力増幅器５の増幅時の非線形特性を予め測定した結果を用いて作成された補償データをテーブル化して保持している。電力計算器６はベースバンド信号Ｉ，Ｑの電力を計算し、得られた電力を補償データテーブル７に出力する。
【０００４】
補償データテーブル７はベースバンド信号Ｉ，Ｑの電力に応じてそのテーブルを参照し、対応する補償データを読み出して、歪み補償演算部１に出力する。
これにより、歪み補償演算部１は入力される直交変調する前のベースバンド信号Ｉ，Ｑに高電力増幅器４で生じる非線形歪みをキャンセルさせるような逆特性の歪みを予め加えて、Ｄ／Ａコンバータ２、３に出力する。このため、高電力増幅器５で高電力増幅された変調信号には非線形歪みが含まれないことになる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上記した従来のプリディストーション式の非線形歪み補償方式では、ベースバンド信号の電力に応じてその補償データテーブルを参照するものであるため、高電力増幅器５の特性のバラツキや温度変化などにより回路全体の性能が劣化し易いという欠点があった。
【０００６】
そこで、図７に示すように、高電力増幅器５の出力を方向性結合器８で分岐し、この分岐出力信号を直交復調器９で直交復調してから補償データ演算部１０にフィードバックさせる方式の回路が提案されている。この回路の補償データ演算部１０は前記フィードバック情報に応じた係数を内蔵の補償データテーブル（図６の補償データテーブル７と同様のもの）のデータに乗算して補正をかけて、高電力増幅器５の特性のバラツキや温度変化に依らず、精度の高い補償データを歪み補償演算部１に出力して、上記欠点による影響を低減させようとしている。
【０００７】
しかし、上記したいずれの回路も、擬似的な非線形歪みを生成し、これを利用しているので、上記欠点を充分に解決してはおらず、また、上記したいずれの回路も複雑なディジタル演算を行うため、回路規模が大きくなり、その結果、消費電力も大きくなるため、特にバッテリーを電源とする送信機では、動作時間が短縮化されるという問題がある。
これに対して上記問題を解決するために本出願の発明者は、図５に示す非線形歪み補償回路を提案した（特願２０００−２３３６３１）。この非線形歪み補償回路は、方向性結合器又は分配器１９、２１、遅延回路又は移相器２０、減衰器１３、減算器１４、直交復調部１５、位相調整器２２、振幅調整器２３、２４、減算器１６、１７から構成されている。
【０００８】
本非線形歪み補償回路は、直交変調部１１と高電力増幅器（ＨＰＡ）１２の間に、方向性結合器又は分配器１９を挿入して、直交変調部１１から出力される変調信号を分岐し、この分岐した変調信号を遅延回路又は移相器２０を通して、その位相を適切にシフトして減衰器１３の出力信号の位相に合わせた後、減算器１４に入力するようにしている。
【０００９】
また、高電力増幅器１２の出力も方向性結合器又は分配器２１により分岐され、この分岐出力が減衰器１３に入力されるように成っている。更に、減算器１４から得られる非線形歪み成分も位相調整器２２を通して、その位相を調整した後、直交復調部１５に入力している。又、直交復調部１５により出力されるベースバンドの非線形歪み成分も、振幅調整器２３、２４を通して、その振幅を適切なものにしてから減算器１６、１７に入力されている。非線形高電力増幅した変調信号から非線形歪み成分を抽出する非線形歪み抽出部１Ａは、方向性結合器または分配器１９、２１、遅延回路または位相器２０、減衰器１３、減算器１４から構成されている。
【００１０】
ところで、上記非線形歪み補償回路では、最も非線形歪みが発生する最大電力出力時に、図５における、可変となっている遅延回路または移相器２０と、減衰器１３とを調整し、無歪み信号が打ち消しあって最小となり、もっとも精度良く非線形歪み成分のみが減算器１４の出力端に現れるようにしたあとは、調整点をそのまま固定にして使用していた。
しかし、出力電力が最大でない時は、最大出力時よりもＡＣＰＲ（Adjacent Channel Power Ratio）が悪化することはないものの、調整点が微妙にずれているので本来のシステム性能が発揮されていないことになる。また、経時変化や大きな周囲温度変化でＨＰＡの特性が微妙に変化することによって、最適調整点がずれる可能性がある。
【００１１】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、経時変化や周囲温度変化に影響されることなく、常時、精度良く、変調信号を高電力増幅することに起因する非線形歪みを上記高電力増幅出力から抽出することが可能な非線形歪み補償方法及び非線形歪み補償回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１に記載の発明は、ベースバンド信号を直交変調した後、高電力増幅器により非線形高電力増幅する送信機で、前記非線形高電力増幅した変調信号から非線形歪み成分を抽出し、前記非線形歪み成分を位相調整した状態でベースバンド領域に直交復調し、前記ベースバンド領域の歪み成分の逆位相の歪み成分を前記ベースバンド信号に重畳することにより前記非線形高電力増幅する際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償方法であって、前記高電力増幅器における使用電力出力時に前記高電力増幅器の出力信号を該高電力増幅器の増幅度分だけ減衰させ、該減衰させた前記出力信号から位相調整した該高電力増幅器の入力信号を減算することにより非線形歪み成分のみを抽出する調整を行った後、該非線形歪み成分を直流成分に変換し、該直流成分が最小となるように前記高電力増幅器の出力信号の減衰量を自動的に調整することを特徴とする。
【００１３】
請求項２に記載の発明は、ベースバンド信号を直交変調した後、高電力増幅器により非線形高電力増幅する送信機で、前記非線形高電力増幅した変調信号から非線形歪み成分を抽出する歪み抽出部と、前記非線形歪み成分を位相調整した状態でベースバンド領域に直交復調する直交復調部と、前記ベースバンド領域の歪み成分の逆位相の歪み成分を前記ベースバンド信号に重畳する歪み重畳部とを有し、前記非線形高電力増幅する際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償回路であって、前記歪み抽出部から出力される非線形歪み成分を直流成分に変換する変換手段と、該変換手段より出力される前記直流成分が最小となるように前記高電力増幅器の出力信号の減衰量を自動的に調整する制御手段とを有することを特徴とする。
【００１４】
請求項３に記載の発明は、前記歪み抽出部は、前記高電力増幅器における使用電力出力時に前記高電力増幅器の出力信号を該高電力増幅器の増幅度分だけ減衰させる減衰器と、前記高電力増幅器における入力信号の位相調整を行う位相調整器と、前記現衰器の出力信号から前記位相調整器の出力信号を減算する減算器とを有し、前記制御手段は、前記変換手段より出力される前記直流成分が最小となるように前記高電力増幅器の出力信号の減衰量を自動的に調整するように前記減衰器を制御することを特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。本発明の実施の形態に係る非線形歪み補償回路は、ベースバンド信号を直交変調した後、高電力増幅器により非線形高電力増幅する送信機で、前記非線形高電力増幅した変調信号から非線形歪み成分を抽出し、前記非線形歪み成分を位相調整した状態でベースバンド領域に直交復調し、前記ベースバンド領域の歪み成分の逆位相の歪み成分を前記ベースバンド信号に重畳することにより前記非線形高電力増幅する際に生じる非線形歪みを補償する非線形歪み補償方法であって、前記高電力増幅器における使用電力出力時に前記高電力増幅器の出力信号を該高電力増幅器の増幅度分だけ減衰させ、該減衰させた前記出力信号から位相調整した該高電力増幅器の入力信号を減算することにより非線形歪み成分のみを抽出する調整を行った後、該非線形歪み成分を直流成分に変換し、該直流成分が最小となるように前記高電力増幅器の出力信号の減衰量を自動的に調整することを特徴とする非線形歪み補償方法を実施するための回路である。
【００１６】
本発明の実施の形態に係る非線形歪み補償回路の構成を図１に示す。本実施の形態に係る非線形歪み補償回路が、図５に示す非線形歪み補償回路と構成上、異なるのは図５の非線形歪み抽出部１Ａにおける減衰器１３の代わりに電子的に制御可能な電圧可変減衰器３０を、新たに設け、さらに、減算器１４の出力信号を分岐させ、一方の分岐信号である非線形歪み成分を位相調整器２２に出力する方向性結合器または分配器４０と、方向性結合器または分配器４０の他方の分岐信号である非線形歪み成分を直流成分に変換する変換手段としての検波器５０と、検波器５０の出力信号に基づいて、検波器５０より出力される前記直流成分が最小となるように高電力増幅器１２の出力信号の減衰量を自動的に調整するように電圧可変減衰器３０を制御する制御回路６０とを新たに設けた点であり、他の構成は同一であるので、同一の参照符号には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。
【００１７】
検波回路５０は、例えば、図２に示すように、入力端子５００から入力される非線形歪み成分を整流するダイオード５０１、５０２からなる整流部と、インダクタンス５０３及びコンデンサ５０４からなるローパスフィルタ（ＬＰＦ）と、ローパスフィルタの出力を直流増幅して出力端子５０６より制御回路６０に出力するオペアンプ５０５とから構成されている。
【００１８】
また、制御回路６０は、例えば、図３に示すように、検波器５０から出力される直流出力をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器６０１と、Ａ／Ｄ変換器６０１の出力を取り込み、検波器５０の出力が最小になるように電圧可変減衰器３０を制御するための制御電圧を算出するマイクロコンピュータ（またはＤＳＰ）６０２と、マイクロコンピュータ（またはＤＳＰ）６０２の出力をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器６０３とから構成されている。なお、検波回路５０、制御回路６０の構成は上記構成に限定されず、同一の機能を有するものであれば、他の構成によるものでもよい。
【００１９】
以下、図１に示した非線形歪み補償回路の動作について説明する。まず、遅延回路または移相器２０の位相遅延量及び電圧可変減衰器３０の減衰量が、送信周波数に応じて減算器１４より非線形高電力増幅する際に生じる非線形歪みのみが抽出されるように最適値に設定された状態について説明する。この状態下では制御回路６０は電圧可変減衰器３０に対して制御動作を行わない。
【００２０】
上記構成において、ベースバンド信号Ｉ、Ｑは、それぞれ減算器１６、１７で後述する歪み成分ｅ，ｆが減算されてから直交変調部１１に入力される。直交変調部１１では、キャリア発生器１８で発生されπ／２移相器１１１でπ／２移相されたキャリアとベースバンド信号Ｑが乗算器１１２で乗算された後、加算器１１４に入力される。
【００２１】
ベースバンド信号Ｉは、キャリア発生器１８で発生されたキャリアと乗算器１１３で乗算された後、更に加算器１１４に入力され、前記乗算器１１２の出力信号と加算されて直交変調される。直交変調信号ｉは、方向性結合器または分配器１９により分岐され、一方の分岐出力は高電力増幅器１２に、他方の分岐出力は遅延回路または移相器２０にそれぞれ、入力される。
【００２２】
高電力増幅器１２は直交変調信号を非線形高電力増幅（利得Ｋ）して出力するが、その出力信号ｊは、方向性結合器または分配器２１により分岐され、出力信号ｊの一部は電圧可変減衰器３０に入力されて、高電力増幅器１２の増幅利得分減衰（１／Ｋ）され、出力信号ｋとなって減算器１４に入力される。
また、遅延回路または移相器２０では、入力された直交変調信号ｉの分岐出力の位相を適切にシフトして電圧可変減衰器３０の出力信号の位相と合わせた状態で減算器１４に入力する。
【００２３】
減算器１４では、高電力増幅器１２から方向性結合器または分配器２１、電圧可変減衰器３０を介して出力され非線形歪みを含んだ信号ｋから、直交変調部１１から方向性結合器または分配器１９、遅延回路または移相器２０を介して出力された歪みのない直交変調信号ｌが減算され、非線形増幅歪み成分ａのみが抽出される。
【００２４】
この非線形増幅歪み成分ａは、方向性結合器または分配器４０により分岐され、一方の分岐出力は位相調整器２２に入力され、他方の分岐出力は検波器５０に入力される。
方向性結合器または分配器４０の一方の分岐出力は位相調整器２２により位相調整された後、直交復調部１５の乗算器１５２、１５３に入力される。
キャリア発生器１８で発生されたキャリアｇは、直交復調部１５に入力される。
【００２５】
直交復調部１５では、位相調整器２２から出力された非線形歪み成分ｂが、キャリアｇと乗算器１５２で乗算され、同時にπ／２移相器１５１でπ／２移相されたキャリアｍと乗算器１５３で乗算されて復調され、振幅調整器２３、２４を介してベースバンド領域の歪み成分ｅ，ｆとなって、減算器１６、１７に入力される。
【００２６】
従って、減算器１６では、ベースバンド信号Ｉから高電力増幅器１２で増幅動作により生じる歪み成分ｅが予め減算されることによって、逆歪み成分が重畳されたベースバンド信号Ｉが直交変調部１１に入力される。
また、減算器１７では、ベースバンド信号Ｑから高電力増幅器１２で増幅動作により生じる歪み成分ｆが予め減算されることによって、逆歪み成分が重畳されたベースバンド信号Ｑが直交変調部１１に入力される。
【００２７】
即ち、前記減算器１６、１７では、減算器１４で抽出した歪み成分を直交復調することにより生成されるベースバンド領域における逆歪み特性（高電力増幅時に発生する非線形歪み成分をキャンセルする特性）の歪み成分を前記ベースバンド信号に重畳していると言える。従って、前記逆の歪み成分が重畳されたベースバンド信号が直交変調部１１により直交変調された後、高電力増幅器１２で非線形高電力増幅される時に発生する非線形歪みはキャンセルされる。
【００２８】
次に、高電力増幅器１２の特性が周囲温度の変化等により変化した場合の制御回路６０による制御動作を、図４を参照して説明する。同図において、ステップ１００では、非線形歪み抽出部１Ａにおいて、減算器１４より高電力増幅器１２の非線形増幅に起因する非線形歪み成分のみが精度良く出力されるように遅延回路または移相器２０、電圧可変減衰器３０により最適調整された状態での検波器５０の出力である検波電圧をＶ0、そのときの電圧可変減衰器３０に制御回路６０より供給されている制御電圧をＶc、電圧可変減衰器３０に制御回路６０より供給されている前前回の制御電圧をＶc0、前回の制御電圧をＶcp、検波器５０の出力の誤差電圧Ｖeの前回の誤差電圧をＶep、制御回路６０より電圧可変減衰器３０に供給する制御電圧の可変幅である制御ステップ電圧をΔＶ（ΔＶ＞０）とし、Ｖc0＝Ｖc、Ｖcp＝Ｖc、Ｖep＝０に制御回路６０内のメモリに初期設定する。ここで、誤差電圧Ｖeとは、減算器１４より上記非線形歪み成分のみが出力されている時点における検波器５０の出力を基準とする検波器５０の出力の差電圧をいう。
【００２９】
次いで、検波器５０の出力である検波電圧ＶLを読み込み（ステップ１０１）、検波器５０の誤差電圧Ｖe（Ｖe＝ＶL−Ｖ0）を求める（ステップ１０２）。次いで、ステップ１０３で、Ｖe＞Ｖepであるか否が判定される。すなわち、検波器５０の前回の誤差電圧と今回の誤差電圧との大小比較が行われる。ステップ１０３の判定が肯定された場合、すなわち、特性が劣化したと判定された場合には、ステップ１０４に進み、ステップ１０３の判定が否定された場合、すなわち特性が向上したと判定された場合には、ステップ１０５に進む。
【００３０】
ステップ１０４では、Ｖcp＞Ｖcoであるか否かが判定される。ステップ１０４の判定が肯定された場合には、電圧可変減衰器３０に供給する制御電圧Ｖcを、Ｖc＝Ｖcp−ΔＶとする（ステップ１０６）。また、ステップ１０４の判定が否定された場合には、電圧可変減衰器３０に供給する制御電圧Ｖcを、Ｖc＝Ｖcp＋ΔＶとする（ステップ１０７）。
【００３１】
一方、ステップ１０５では、Ｖcp＞Ｖcoであるか否かが判定される。ステップ１０５の判定が肯定された場合には、電圧可変減衰器３０に供給する制御電圧Ｖcを、Ｖc＝Ｖcp＋ΔＶとする（ステップ１０８）。また、ステップ１０５の判定が否定された場合には、電圧可変減衰器３０に供給する制御電圧Ｖcを、Ｖc＝Ｖcp−ΔＶとする（ステップ１０９）。ステップ１０６、１０７、１０８、１０９の処理の後、ステップ１１０に移行し、該ステップ１１０で前前回の制御電圧Ｖco、前回の制御電圧Ｖcp、前回の誤差電圧Ｖepを、それぞれ、Ｖco＝Ｖcp、Ｖcp＝Ｖc、Ｖep＝Ｖeに更新し、ステップ１０１に戻り既述した処理を繰り返す。
【００３２】
以上の処理を検波器５０の出力電圧のレベルに応じて行うことにより、検波器５０の出力電圧が最小になるように、換言すれば、減算器１４より非線形歪み成分のみが出力されるように自動的に調整される。
【００３３】
本実施の形態に係る非線形歪み補償回路によれば、高電力増幅器における使用電力出力時に該高電力増幅器の出力信号を該高電力増幅器の増幅度分だけ減衰させ、該減衰させた前記出力信号から位相調整した該高電力増幅器の入力信号を減算することにより非線形歪み成分のみを抽出する調整を行った後、該非線形歪み成分を直流成分に変換し、該直流成分が最小となるように前記高電力増幅器の出力信号の減衰量を自動的に調整するようにしたので、時変化や周囲温度変化に影響されることなく、常時、精度良く、変調信号を高電力増幅することに起因する非線形歪みを上記高電力増幅出力から抽出することが可能となる。
【００３４】
したがって、高電力増幅器の出力電力が変化したり、同一の出力電力でも経時変化や周囲温度の変動等によって高電力増幅器の特性が変動した場合でも、常に最善の非線形歪み補償機能を発揮することが可能となる。
【００３５】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明によれば、高電力増幅器における使用電力出力時に該高電力増幅器の出力信号を該高電力増幅器の増幅度分だけ減衰させ、該減衰させた前記出力信号から位相調整した該高電力増幅器の入力信号を減算することにより非線形歪み成分のみを抽出する調整を行った後、該非線形歪み成分を直流成分に変換し、該直流成分が最小となるように前記高電力増幅器の出力信号の減衰量を自動的に調整するようにしたので、時変化や周囲温度変化に影響されることなく、常時、精度良く、変調信号を高電力増幅することに起因する非線形歪みを上記高電力増幅出力から抽出することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態に係る非線形歪み補償回路の構成を示すブロック図。
【図２】  図１における検波回路の具体的構成を示す回路図。
【図３】  図１における制御回路の構成を示すブロック図。
【図４】  図１における制御回路の制御動作を示すフローチャート。
【図５】  既に、本発明者が提案した非線形歪み補償回路の構成を示すブロック図。
【図６】  従来の非線形歪み補償回路の一例の構成を示すブロック図。
【図７】  従来の非線形歪み補償回路の他の例の構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１Ａ  非線形歪み抽出部
１１  直交変調部
１２  ＨＰＡ（高電力増幅器）
１４、１６、１７  減算器
１５  直交復調部
１８  キャリア発生器
１９、２１、４０  方向性結合器又は分配器
２３、２４  振幅調整器
３０  電圧可変減衰器
４０  可変移相器
５０  検波器
６０  制御回路
１１４  加算器
１１１、１５１  π／２移相器
１１２、１１３、１５２、１５３  乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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