(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＯＦＤＭ時間領域信号のＯＦＤＭシンボルが一時的に記憶される第１のメモリと、
上記ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれる有効シンボル部分に対して、複数段のループ型バタフライ演算を行うことによって時間領域から周波数領域の信号に直交変換する処理を行い、上記ＯＦＤＭ時間領域信号からＯＦＤＭ周波数領域信号を生成するバタフライ演算手段と、
上記ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれるガードインターバル部分の波形が記憶可能な記憶容量を少なくとも有し、上記ＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間分遅延させる第２のメモリと、
上記ＯＦＤＭ時間領域信号と、上記第２のメモリに記憶された遅延信号とを複素乗算し、しかる後、当該複素乗算の結果を時間で積分することによって自己相関関数を求める自己相関関数算出手段と、
上記自己相関関数算出手段によって求められた自己相関関数の実数成分及び虚数成分から、当該自己相関関数の絶対値の二乗成分を求めた後、当該自己相関関数の絶対値の二乗成分のピーク値を算出し、算出したピーク値となるＯＦＤＭ時間領域信号のサンプル位置を求め、上記バタフライ演算手段による演算範囲を示すＦＦＴウィンドウ制御信号を生成する制御信号生成手段と、
上記自己相関関数算出手段によって求められた自己相関関数の実数成分及び虚数成分から偏角を求め、自己相関関数の位相成分を求める位相成分算出手段と、
上記制御信号生成手段によって生成されたＦＦＴウィンドウ制御信号に基づいて、上記位相成分算出手段によって算出された位相成分から上記自己相関関数が最大値となるタイミングにおける当該自己相関関数の位相情報を検出することによって、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の狭周波数誤差を求める狭帯域周波数誤差算出手段と、
上記ＯＦＤＭ周波数領域信号に基づいて、サブキャリアの周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出する広帯域周波数誤差算出手段と、
上記狭帯域周波数誤差算出手段によって算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、上記広帯域周波数誤差算出手段によって算出されたサブキャリア周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減するキャリア周波数誤差補正信号を生成するキャリア周波数誤差補正信号生成手段と、
上記キャリア周波数誤差補正信号生成手段によって生成されたキャリア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ時間領域信号とを複素乗算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、
上記バタフライ演算手段によるバタフライ演算の演算結果が記憶される第３のメモリと、
上記制御信号生成手段によって最初のＯＦＤＭシンボルに対してＦＦＴウィンドウ制御信号が算出された場合には、上記第１のメモリに記憶された最初のＯＦＤＭシンボルからＦＦＴウィンドウの切り出しを行わせると共に、当該最初のＯＦＤＭシンボルの有効部分に対する第１段のバタフライ演算を上記バタフライ演算手段に実行させ、２段目以降のバタフライ演算を行う場合には、上記第３のメモリからデータを読み出し、読みだしたデータを上記バタフライ演算手段にフィードバックして、上記最初のＯＦＤＭシンボルの有効成分に対して第２段から最終段までのバタフライ演算を上記バタフライ演算手段に実行させる第１の処理と、上記制御信号生成手段によって２番目以降のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウ制御信号が算出された場合には、上記キャリア周波数誤差補正手段から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号から次のＯＦＤＭシンボルのガードインターバル部分のみを切り出して上記第２のメモリに記憶させ、記憶させたガードインターバル部分を１有効シンボル期間だけ遅延させた後で、上記自己相関関数算出手段に供給し、上記自己相関関数算出手段によって算出された自己相関関数に基づいて上記制御信号生成手段によって算出されたＦＦＴウインドウ制御信号に基づいて、上記第２のメモリに記憶された２番目以降のＯＦＤＭシンボルからＦＦＴウィンドウの切り出しを行わせると共に、当該２番目以降のＯＦＤＭシンボルの有効部分に対するバタフライ演算を上記バタフライ演算手段に実行させる第２の処理とを、それぞれ実行する制御手段と
を備える復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交周波数分割多重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式によるデジタル放送等に適用される復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、デジタル信号を伝送する方式として、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によりディジタル変調する方式である。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアで伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなるという特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにくくなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに対してデータの割り当てが行われることから、変調時には逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いることにより、送受信回路を構成することができるという特徴を有している。
【０００４】
以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送に適用することが広く検討されている。このようなＯＦＤＭ方式を適用した地上波ディジタル放送としては、例えば、ＤＶＢ−Ｔ（Digital Video Broadcasting-Terrestrial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案されている。
【０００５】
ＯＦＤＭ方式（ＤＶＢ−Ｔ方式（２Ｋモード））によるデジタルテレビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。図３は、ＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【０００６】
なお、この図３では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【０００７】
ＯＦＤＭ受信装置１００は、図３に示すように、アンテナ１０１と、チューナ１０２と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１０３と、Ａ／Ｄ変換回路１０４と、デジタル直交復調回路１０５と、ｆｃ補正回路１０６と、ＦＦＴ演算回路１０７と、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９と、数値コントロール発振回路（ＮＣＯ）１１０と、ＣＰＥキャンセル回路１１２と、ＣＰＥ算出回路１１３と、イコライザ１１４と、検波・エラー訂正回路１１５と、伝送制御情報復調回路１１６とを備えている。
【０００８】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１００のアンテナ１０１により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０２に供給される。
【０００９】
アンテナ１０１により受信されたＲＦ信号は、局部発振器１０２ａ及び乗算器１０２ｂからなるチューナ１０２によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ１０３に供給される。ＩＦ信号は、ＢＰＦ１０３によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路１０４によりデジタル化され、デジタル直交復調回路１０５に供給される。
【００１０】
デジタル直交復調回路１０５は、所定の周波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路１０５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transferorm）演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路１０５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ｆｃ補正回路１０６に供給される。
【００１１】
ｆｃ補正回路１０６は、ＮＣＯ１１０から出力されたキャリア周波数誤差補正信号とＯＦＤＭ時間領域信号と複素乗算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正する。キャリア周波数誤差は、例えば局部発振器１０２ａから出力される基準周波数のずれ等により生じるＯＦＤＭ時間領域信号の中心周波数位置の誤差であり、この誤差が大きくなると出力されるデータの誤り率が増大する。ｆｃ補正回路１０６によりキャリア周波数誤差が補正されたＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演算回路１０７及び狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８に供給される。
【００１２】
ＦＦＴ演算回路１０７は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路１０７から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００１３】
ここで、ＯＦＤＭ時間領域信号は、図４に示すように、ＯＦＤＭシンボルと呼ばれるシンボル単位で伝送される。このＯＦＤＭシンボルは、送信時にＩＦＦＴが行われる信号期間である有効シンボルと、この有効シンボルの後半の一部分の波形がそのままコピーされたガードインターバルとから構成されている。このガードインターバルは、ＯＦＤＭシンボルの前半部分に設けられている。ＯＦＤＭ方式では、このようなガードインターバルが設けられることにより、マルチパス耐性を向上させている。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、有効シンボル内に、２０４８本のサブキャリアが含まれており、そのサブキャリア間隔は４.１４Ｈｚとなる。また、有効シンボル内の２０４８本のサブキャリアのうち、１７０５本のサブキャリアにデータが変調されている。また、ガードインターバルは、有効シンボルの１／４の時間長の信号とされている。なお、ＯＦＤＭ受信装置１００は、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、このＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバルを５１２サンプルでサンプリングされるようなクロックでＡ／Ｄ変換回路１０４により量子化する。
【００１４】
ＦＦＴ演算回路１０７は、１つのＯＦＤＭシンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行う。この演算範囲は、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８により制御される。具体的にその演算開始位置は、図４に示すように、ＯＦＤＭシンボルの境界（図４中Ａの位置）から、ガードインターバルの終了位置（図４中Ｂの位置）までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００１５】
このようにＦＦＴ演算回路１０７から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９、ＣＰＥキャンセル回路１１２、ＣＰＥ算出回路１１３に供給される。
【００１６】
狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、デジタル直交復調回路１０５によりデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ時間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差を算出する。狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、サブキャリアの周波数間隔（例えば４.１４Ｈｚ）の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出する。狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８により求められた狭帯域キャリア周波数誤差は、ＮＣＯ１１０に供給される。
【００１７】
また、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出するとともに、ＦＦＴ演算回路１０７によるＦＦＴ演算の開始タイミングを求め、ＦＦＴの演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）を制御する。
【００１８】
広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９は、サブキャリアの周波数（例えば４.１４Ｈｚ）間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出する。広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９により求められた広帯域キャリア周波数誤差は、ＮＣＯ１１０に供給される。
【００１９】
ＮＣＯ１１０は、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８により算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０９により算出されたサブキャリア周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。このキャリア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、ｆｃ補正回路１０６に供給される。このキャリア周波数誤差補正信号は、ｆｃ補正回路１０６によりＯＦＤＭ時間領域信号に複素乗算され、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差成分は除去される。
【００２０】
ＣＰＥキャンセル回路１１２は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対してＣＰＥ算出回路１１３により算出されたＣＰＥ補正信号を複素乗算することによって、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥ（Common Phase Error）の除去を行う。このＣＰＥは、位相雑音の低域成分によって生じるサブキャリアの位相変動による雑音であり、すべてのサブキャリアに対して同じ位相で乗っている雑音である。ＣＰＥは、ＣＰＥ算出回路１１３により求められ、ＣＰＥキャンセル回路１１２に供給される。ＣＰＥキャンセル回路１１２によりＣＰＥが除去されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ１１４に供給される。
【００２１】
イコライザ１１４は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、検波・エラー訂正回路１１５に供給される。
【００２２】
検波・エラー訂正回路１１５は、各サブキャリアに変調されている情報をその変調方式に応じて検波し、デマッピング等を行ってデータを復号する。その後、検波・エラー訂正回路１１５は、復号したデータに対してエラー訂正処理を行って、例えば、ＭＰＥＧ−２トランスポートストリームを出力する。
【００２３】
伝送制御情報復調回路１１６は、所定のサキャリア位置に変調されているＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）やＴＰＳ（Transmission Parameter Signaling）といった伝送制御情報を復調する。復調された伝送制御情報は、例えば、図示しないシステムコントローラ等に供給され、復調や再生の制御に用いられる。
【００２４】
つぎに、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８の動作原理について説明する。
【００２５】
狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対して、ガードインターバル部分の波形とＯＦＤＭシンボルの後半部分の波形（即ち、ガードインターバルのコピー元の信号波形）との相関性を求め、この相関性に基づき、狭帯域キャリア周波数誤差及びＦＦＴウィンドウを求める。
【００２６】
具体的には、図５（Ａ）に示すように、ガードインターバル期間をＴｇ（時間）、有効シンボル期間をＴｕ（時間）としたとき、下式に示すような、ＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））を時間軸方向にＴｕだけ平行移動させたときの自己相関関数（積分領域はＴｇとする）を求め、そのピーク位置をＯＦＤＭシンボルの境界とする。
【００２７】
【数１】
0004345194.tif 000002
【００２８】
すなわち、図５（Ａ）に示すような元のＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））に対して、図５（Ｂ）に示すようなＴｕ時間遅延したＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を求め、この（ｆ（ｔ））と（ｆ（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、乗算して得られた関数を時間積分する。この時間積分して得られた関数が、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））となる。この自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））がもっとも高いピーク部分が、ガードインターバルと相関性の高い部分となる。従って、図５（Ｃ）に示すような自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））のもっとも高いピーク値が示す時間が、ガードインターバルのコピー元となる波形と一致した時間を示していることとなる。従って、その部分がＯＦＤＭシンボルの境界となる。
【００２９】
ここで、このように求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））は上記の式に示すように複素信号であり、その位相成分は、キャリア周波数誤差に比例している。従って、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、このようなＯＦＤＭシンボルの境界部分での自己相関値を求め、この自己相関値における位相をキャリア周波数誤差として出力する。もっとも、この自己相関関数から求められるキャリア周波数誤差は、図６に示すように、サブキャリア周波数間隔で鋸状に繰り返されるものであるので、検出範囲はサブキャリア周波数間隔の±１／２以下の精度の情報となる。このように狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８で求められた狭帯域のキャリア周波数誤差の情報は、狭帯域キャリア周波数誤差信号としてＮＣＯ１１０に供給される。
【００３０】
また、この狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８で算出されたピーク位置の情報は、ＯＦＤＭシンボル内における有効シンボルの開始位置を示している。従って、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、このピーク位置の情報に基づき、ＦＦＴウィンドウを算出することができる。
【００３１】
続いて、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８の具体的な回路構成について説明する。
【００３２】
狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、図７に示すように、遅延メモリ１２０と、複素乗算回路１２１と、積分回路１２２と、二乗回路１２３と、Ｔａｎ-1回路１２４と、最大値サーチ回路１２５と、ゲート回路１２６とを備えている。
【００３３】
ｆｃ補正回路１０６から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））は、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８の遅延メモリ１２０及び複素乗算回路１２１に供給される。
【００３４】
遅延メモリ１２０は、供給されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）分遅延させる。遅延メモリ１２０は、ＯＦＤＭ時間領域信号の遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を、複素乗算回路１２１に供給する。
【００３５】
複素乗算回路１２１は、ＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））と、上記遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）※）を積分回路１２２に供給する（ｆ（ｔ−Ｔｕ）※は、ｆ（ｔ−Ｔｕ）の共役複素数）。
【００３６】
積分回路１２２は、上記複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）※）を時間ｔで積分し、上記数１で示した自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を求める。積分回路１２２は、求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を二乗回路１２３及びＴａｎ-1回路１２４にそれぞれ供給する。
【００３７】
二乗回路１２３は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＱＩ）をそれぞれ２乗して、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分の二乗と虚数成分の二乗の加算値を求め、複素関数からなる自己相関関数の絶対値の二乗成分を求める。二乗回路１２３は、求めた自己相関関数の絶対値の二乗成分を最大値サーチ回路１２５に供給する。
【００３８】
Ｔａｎ-1回路１２４は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分及び虚数成分に対してアークタンジェントを求め、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の位相成分を求める。求めた位相成分をゲート回路１２６に供給する。
【００３９】
最大値サーチ回路１２５は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分のピーク値を算出し、そのピーク値が算出された時間に基づき上記ＦＦＴ演算回路１０７のＦＦＴ演算範囲となるＦＦＴウィンドウを制御する。すなわち、最大値サーチ回路１２５は、ピーク値が算出された時間に基づきＦＦＴ演算回路１０９のＦＦＴ演算開始位置を制御する。また、最大値サーチ回路１２５は、このピーク値が得られる時間情報をゲート回路１２６に供給する。
【００４０】
ゲート回路１２６は、最大値サーチ回路１２５から供給された時間情報に基づき、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））が最大値となるタイミングにおける当該自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の位相情報を、狭帯域キャリア周波数誤差信号としてＮＣＯ１１０に供給する。
【００４１】
狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８では、このような回路構成を有することにより、狭帯域キャリア周波数誤差を出力し、また、ＦＦＴウィンドウを制御することができる。
【００４２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ガードインターバルと、そのコピー元となる信号との相関性を算出のために必要とされる遅延メモリ１２０の容量は、定常動作時においては、ガードインターバル分の容量（例えば、５１２サンプル分のデータが格納できる容量）があればよい。この理由は以下のとおりである。
【００４３】
ＦＦＴウィンドウが求められる当該ＯＦＤＭシンボルの開始位置は、前シンボル（すでにＦＦＴウィンドウが求められている）のＦＦＴウィンドウ等から求めることができる。即ち、当該ＯＦＤＭシンボルの開始位置は、前ＯＦＤＭシンボルとの境界位置となるので、例えば、前ＯＦＤＭシンボルのＦＦＴウィンドウ等から前ＯＦＤＭ信号の終了位置を算出することが可能である。
【００４４】
このように当該ＯＦＤＭシンボルの開始位置がわかれば、ガードインターバルはＯＦＤＭシンボルの前半部分に配置されているので、当該シンボルのガードインターバルのみを抽出することができる。
【００４５】
相関をとるのは、ガードインターバル部分と、そのコピー元の信号であるため、ガードインターバル部分のみを遅延させれば、当該シンボルの境界位置を算出することができる。従って、定常動作時において必要とされる遅延メモリの容量は、ガードインターバルが格納できるだけの容量（例えば、５１２サンプル分の容量）があればよいこととなる。
【００４６】
しかしながら、ＦＦＴ演算を始める最初のシンボルの境界位置を求める際には、前シンボルの境界位置等（即ち、当該シンボルの前側の境界位置等の情報）がわからない。そのため、遅延メモリ１２０の容量は、ガードインターバルが格納できる容量だけでは足りず、信号遅延時間分(有効シンボル期間Ｔｕ分）の容量（例えば、２０４８サンプル分の容量）が必要となる。
【００４７】
従って、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８は、信号遅延時間分(有効シンボル期間Ｔｕ分）の容量の遅延メモリ１２０を有してなければ、ＦＦＴウィンドウを制御することができない。
【００４８】
このように、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路１０８では、定常動作時において相関性を求めるには、ガードインターバル分の信号成分のみ遅延すればよいのにも関わらず、最初のシンボルに対する相関性を求めるために、信号遅延時間分(有効シンボル期間Ｔｕ分）の容量をもった遅延メモリが必要であった。
【００４９】
本発明は、以上のような以上のような問題を鑑みてなされたものであり、フーリエ変換の演算範囲を算出するための遅延メモリを削減した復調装置を提供することを目的とする。
【００５０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る復調装置は、ＯＦＤＭ時間領域信号のＯＦＤＭシンボルが一時的に記憶される第１のメモリと、上記ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれる有効シンボル部分に対して、複数段のループ型バタフライ演算を行うことによって時間領域から周波数領域の信号に直交変換する処理を行い、上記ＯＦＤＭ時間領域信号からＯＦＤＭ周波数領域信号を生成するバタフライ演算手段と、上記ＯＦＤＭ時間領域信号に含まれるガードインターバル部分の波形が記憶可能な記憶容量を少なくとも有し、上記ＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間分遅延させる第２のメモリと、上記ＯＦＤＭ時間領域信号と、上記第２のメモリに記憶された遅延信号とを複素乗算し、しかる後、当該複素乗算の結果を時間で積分することによって自己相関関数を求める自己相関関数算出手段と、上記自己相関関数算出手段によって求められた自己相関関数の実数成分及び虚数成分から、当該自己相関関数の絶対値の二乗成分を求めた後、当該自己相関関数の絶対値の二乗成分のピーク値を算出し、算出したピーク値となるＯＦＤＭ時間領域信号のサンプル位置を求め、上記バタフライ演算手段による演算範囲を示すＦＦＴウィンドウ制御信号を生成する制御信号生成手段と、上記自己相関関数算出手段によって求められた自己相関関数の実数成分及び虚数成分から偏角を求め、自己相関関数の位相成分を求める位相成分算出手段と、上記制御信号生成手段によって生成されたＦＦＴウィンドウ制御信号に基づいて、上記位相成分算出手段によって算出された位相成分から上記自己相関関数が最大値となるタイミングにおける当該自己相関関数の位相情報を検出することによって、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の狭周波数誤差を求める狭帯域周波数誤差算出手段と、上記ＯＦＤＭ周波数領域信号に基づいて、サブキャリアの周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出する広帯域周波数誤差算出手段と、上記狭帯域周波数誤差算出手段によって算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、上記広帯域周波数誤差算出手段によって算出されたサブキャリア周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減するキャリア周波数誤差補正信号を生成するキャリア周波数誤差補正信号生成手段と、上記キャリア周波数誤差補正信号生成手段によって生成されたキャリア周波数誤差補正信号と上記ＯＦＤＭ時間領域信号とを複素乗算し、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差を補正するキャリア周波数誤差補正手段と、上記バタフライ演算手段によるバタフライ演算の演算結果が記憶される第３のメモリと、上記制御信号生成手段によって最初のＯＦＤＭシンボルに対してＦＦＴウィンドウ制御信号が算出された場合には、上記第１のメモリに記憶された最初のＯＦＤＭシンボルからＦＦＴウィンドウの切り出しを行わせると共に、当該最初のＯＦＤＭシンボルの有効部分に対する第１段のバタフライ演算を上記バタフライ演算手段に実行させ、２段目以降のバタフライ演算を行う場合には、上記第３のメモリからデータを読み出し、読みだしたデータを上記バタフライ演算手段にフィードバックして、上記最初のＯＦＤＭシンボ��の有効成分に対して第２段から最終段までのバタフライ演算を上記バタフライ演算手段に実行させる第１の処理と、上記制御信号生成手段によって２番目以降のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウ制御信号が算出された場合には、上記キャリア周波数誤差補正手段から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号から次のＯＦＤＭシンボルのガードインターバル部分のみを切り出して上記第２のメモリに記憶させ、記憶させたガードインターバル部分を１有効シンボル期間だけ遅延させた後で、上記自己相関関数算出手段に供給し、上記自己相関関数算出手段によって算出された自己相関関数に基づいて上記制御信号生成手段によって算出されたＦＦＴウインドウ制御信号に基づいて、上記第２のメモリに記憶された２番目以降のＯＦＤＭシンボルからＦＦＴウィンドウの切り出しを行わせると共に、当該２番目以降のＯＦＤＭシンボルの有効部分に対するバタフライ演算を上記バタフライ演算手段に実行させる第２の処理とを、それぞれ実行する制御手段とを備えることを特徴とする。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタル放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説明する。本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置は、サンプル数が２０４８サンプルの有効シンボルと、有効シンボルの１／４期間のガードインターバル（５１２サンプル）とからなるＤＶＢ−Ｔ方式のＯＦＤＭ信号を受信する受信装置である。
【００５３】
図１に本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図を示す。なお、図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現している。
【００５４】
ＯＦＤＭ受信装置１は、図１に示すように、アンテナ２と、チューナ３と、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４と、Ａ／Ｄ変換回路５と、デジタル直交復調回路６と、ｆｃ補正回路７と、ＦＦＴ演算回路８と、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０と、数値コントロール発振回路（ＮＣＯ）１１と、ＣＰＥキャンセル回路１３と、ＣＰＥ算出回路１４と、イコライザ１５と、検波・エラー訂正回路１６と、伝送制御情報復調回路１７とを備えている。
【００５５】
放送局から放送されたデジタルテレビジョン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給される。
【００５６】
アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、局部発振器３ａ及び乗算器３ｂからなるチューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、ＢＰＦ４に供給される。ＩＦ信号は、ＢＰＦ４によりフィルタリングされた後、Ａ／Ｄ変換回路５によりデジタル化され、デジタル直交復調回路６に供給される。Ａ／Ｄ変換回路５は、例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、有効シンボルのサンプリング数が２０４８サンプルでサンプリングできるようなクロックで、即ち、１ＯＦＤＭシンボルを２５６０（２０４８＋５１２）サンプルでサンプリングできるようなクロックでサンプリングを行う。
【００５７】
デジタル直交復調回路６は、所定の周波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路６から出力されるＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算される前のいわゆる時間領域の信号である。このことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前の信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路６により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ｆｃ補正回路７に供給される。
【００５８】
デジタル直交復調回路６は、所定の周波数（ｆｃ：キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路６から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算される前のいわゆる時間領域の信号であることから、以下ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とを含んだ複素信号となっている。デジタル直交復調回路６により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ｆｃ補正回路７に供給される。
【００５９】
ＦＦＴ演算回路８は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに対して変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演算回路８から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわゆる周波数領域の信号であることから、以下、ＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００６０】
ＦＦＴ演算回路８は、ＯＦＤＭシンボルからガードインターバルの時間長分の信号を除去することにより得られる有効シンボル長の範囲（２０４８サンプルの範囲）に対してＦＦＴ演算を行う。その演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）が狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９により制御される。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置までの間のいずれかの位置となる。
【００６１】
このようにＦＦＴ演算回路８から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と同様に、実軸成分（Ｉチャネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０、ＣＰＥキャンセル回路１３及びＣＰＥ算出回路１４に供給される。
【００６２】
また、ＦＦＴ演算回路８は、内部に入力バッファメモリ（詳細は後述する。）を有している。この入力バッファメモリは、復調される最初のＯＦＤＭシンボル（２９４８サンプル分）を一旦格納し、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９に供給する。
【００６３】
なお、ＦＦＴ演算回路８の具体的な構成については詳細を後述する。
【００６４】
狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、デジタル直交復調回路６によりデジタル直交復調した後のＯＦＤＭ時間領域信号に含まれるキャリア周波数誤差を算出する。狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、サブキャリアの周波数間隔（例えば４.１４Ｈｚ）の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出する。狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９により求められた狭帯域キャリア周波数誤差は、ＮＣＯ１１に供給される。
【００６５】
また、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、サブキャリアの周波数間隔の±１／２以下の精度の狭帯域キャリア周波数誤差を算出するとともに、ＦＦＴ演算回路８によるＦＦＴ演算の開始タイミングを求め、ＦＦＴの演算範囲（ＦＦＴウィンドウ）を制御する。なお、この狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９の構成についてはその詳細を後述する。
【００６６】
広帯域ｆｃ誤差算出回路１０は、サブキャリアの周波数（例えば４.１４Ｈｚ）間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差を算出する。広帯域ｆｃ誤差算出回路１０により求められた広帯域キャリア周波数誤差は、ＮＣＯ１１に供給される。
【００６７】
ＮＣＯ１１は、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９により算出されたサブキャリア周波数間隔の±１／２精度の狭帯域キャリア周波数誤差と、広帯域ｆｃ誤差算出回路１０により算出されたサブキャリア周波数間隔精度の広帯域キャリア周波数誤差とを加算し、加算して得られたキャリア周波数誤差に応じて周波数が増減するキャリア周波数誤差補正信号を出力する。このキャリア周波数誤差補正信号は、複素信号であり、ｆｃ補正回路７に供給される。このキャリア周波数誤差補正信号は、ｆｃ補正回路７によりＯＦＤＭ時間領域信号に複素乗算され、ＯＦＤＭ時間領域信号のキャリア周波数誤差成分は除去される。
【００６８】
ＣＰＥキャンセル回路１３は、ＯＦＤＭ周波数領域信号に対してＣＰＥ算出回路１４により算出されたＣＰＥ補正信号を複素乗算することによって、ＯＦＤＭ周波数領域信号に含まれているＣＰＥ（Common Phase Error）の除去を行う。このＣＰＥは、位相雑音の低域成分によって生じるサブキャリアの位相変動による雑音であり、すべてのサブキャリアに対して同じ位相で乗っている雑音である。ＣＰＥは、ＣＰＥ算出回路１４により求められ、ＣＰＥキャンセル回路１３に供給される。ＣＰＥキャンセル回路１３によりＣＰＥが除去されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ１５に供給される。
【００６９】
イコライザ１５は、スキャッタードパイロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、検波・エラー訂正回路１６に供給される。
【００７０】
検波・エラー訂正回路１６は、各サブキャリアに変調されている情報をその変調方式に応じて検波し、デマッピング等を行ってデータを復号する。その後、検波・エラー訂正回路１６は、復号したデータに対してエラー訂正処理を行って、例えば、ＭＰＥＧ−２トランスポートストリームを出力する。
【００７１】
伝送制御情報復調回路１７は、所定のサキャリア位置に変調されているＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）やＴＰＳ（Transmission Parameter Signaling）といった伝送制御情報を復調する。復調された伝送制御情報は、例えば、図示しないシステムコントローラ等に供給され、復調や再生の制御に用いられる。
【００７２】
つぎに、ＦＦＴ演算回路８及び狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９について、図２を用いてさらに詳細に説明する。
【００７３】
ＦＦＴ演算回路８は、１有効シンボル分のデータ（２０４８サンプル）のＯＦＤＭ時間領域信号に対して、例えば基数２の１１段のループ型バタフライ演算を行うことによって、時間領域から周波数領域に直交変換し、ＯＦＤＭ周波数領域信号を生成するものである。
【００７４】
ＦＦＴ演算回路８は、入力バッファメモリ２１と、入力セレクタ２２と、バタフライ演算回路２３と、出力セレクタ２４と、ワークメモリ２５と、出力バッファメモリ２６と、メモリコントローラ２７とを有している。
【００７５】
入力バッファメモリ２１は、ｆｃ補正回路７から供給されたＯＦＤＭ時間領域信号を格納する。この入力バッファメモリ２１に格納されるデータは、定常動作時においては、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９から供給されたＦＦＴウィンドウ制御信号に基づき、ＯＦＤＭ時間領域信号が１有効シンボル長（２０４８サンプル）ずつ切り出されて供給される。入力バッファメモリ２１には、１ＯＦＤＭシンボル単位毎に順次データが更新されていく。すなわち、入力バッファメモリ２１には、ＯＦＤＭシンボルからガードインターバル分のデータが取り除かれた状態とされたＯＦＤＭ時間領域信号が、ＦＦＴウィンドウ単位で、ＯＦＤＭシンボル毎に順次格納されていく。なお、入力バッファメモリ２１に格納されるＯＦＤＭ時間領域信号は複素信号であるので、この入力バッファメモリ２１の記憶容量は、有効シンボルのサンプル数（２０４８サンプル）の少なくとも２倍の容量（４０９６バイト）が必要となる。
【００７６】
また、この入力バッファメモリ２１は、受信開始時直後には、ＦＦＴウィンドウの切り出しがされずに、ｆｃ補正回路７から供給されたＯＦＤＭ時間領域信号が、ガードインターバル部分を含み連続的に入力され、一旦格納された後に、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９に供給される。なお、ここで、受信開始時とは、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９からのＦＦＴウィンドウ制御信号が連続的に供給されずに、新たに供給される必要があるときであり、例えば、本ＯＦＤＭ受信装置１のリセット時や同期はずれ等があった場合も含むもので、以後も同様とする。
【００７７】
入力セレクタ２２は、入力バッファメモリ２１又はワークメモリ２５に格納されている２０４８サンプルの複素信号のデータ（入力信号系列）を、所定の演算順序に従って２ポイントずつ順次読み出していき、バタフライ演算回路２３に供給する。入力セレクタ２２は、１段目のバタフライ演算を行う場合には、入力バッファメモリ２１からデータを読み出し、２段目以降のバタフライ演算を行う場合には、ワークメモリ２５からデータを読み出す。
【００７８】
バタフライ演算回路２３は、内蔵するＲＯＭに記憶されている回転演算子データＷKN（ＷKN＝ｅｘｐ（−ｊ２πｋ／Ｎ）、Ｎは整数）を適宜読み出し、この回転演算子データＷKNを利用して、入力セレクタ２２から供給された２つのデータ（Ａ，Ｂ）に対してバタフライ演算（Ｒ1＝Ａ＋ＷKＢ，Ｒ2＝ＷKＡ＋Ｂ）を行い、２つの演算結果データ（Ｒ1，Ｒ2）を出力する。バタフライ演算回路２３は、このようなバタフライ演算を、１有効シンボル分のすべてのデータ（２０４８サンプル分のデータ）に対して行い、２０４８サンプルの演算結果データを出力する。なお、このバタフライ演算により得られた演算結果データも複素信号となっている。なお、ＦＦＴ演算回路８が１１段のループ型バタフライ演算を行うため、バタフライ演算回路２３は、１有効シンボル分のサンプル数（２０４８サンプル）の入力信号系に対して、１１回のバタフライ演算を行うこととなる。
【００７９】
出力セレクタ２４は、バタフライ演算回路２３により最終段（１１段目）のバタフライ演算がされると、その最終段の演算結果データを出力バッファメモリ２６に供給する。また、出力セレクタ１２４は、バタフライ演算回路２３により、最終段以前のバタフライ演算がされると、その演算結果データをワークメモリ２５に格納する。
【００８０】
ワークメモリ２５には、バタフライ演算回路２３から出力される演算結果データが格納される。このワークメモリ２５に格納される演算結果データは、入力セレクタ２２により読み出され、再度バタフライ演算回路１２３に供給される。
【００８１】
出力バッファメモリ２６は、１１段のループ型バタフライ演算をすることにより得られた最終演算結果データ（即ち、ＯＦＤＭ周波数領域信号の１有効シンボル分のデータ）を格納する。この出力バッファメモリ２６に格納された１シンボル分のＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＣＰＥキャンセル回路１２及びＣＰＥ算出回路１３に供給される。
【００８２】
以上のようなＦＦＴ演算回路８では、定常動作時においては、バタフライ演算回路２３によるバタフライ演算の演算結果データをワークメモリ２５内に格納し、その演算結果データを再度バタフライ演算回路２３の入力信号系列としてフィードバックすることによる１１段のループ型のバタフライ演算を行う。そして、このＦＦＴ演算回路８では、バタフライ演算回路２３が、各段において、１有効シンボル分のサンプル数（２０４８サンプル）のデータに対して、乗算する回転演算子データＷKNを適宜入れ替えながら演算することにより、１有効シンボル分のデータ（２０４８サンプルのデータ）すべてに対してバタフライ演算を行う。このことにより、２０４８サンプルの時間領域信号を、２０４８本のサブキャリアに周波数分解された周波数領域信号に変換することができる。
【００８３】
また、以上のようなＦＦＴ演算回路８では、受信開始時直後においては、入力されたＯＦＤＭ時間領域信号が、ガードインターバルを含めて、２０４８サンプル分入力バッファメモリ２１に格納される。そして、ＦＦＴ演算回路８は、入力バッファメモリ２１に格納されたＯＦＤＭ時間領域信号が、１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延されて、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９に供給される。
【００８４】
続いて、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９の具体的な回路構成について説明する。
【００８５】
この狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、ＯＦＤＭ時間領域信号に対して、ガードインターバル部分の波形とＯＦＤＭシンボルの後半部分の波形（即ち、ガードインターバルのコピー元の信号波形）との相関性を求め、この相関性に基づき、狭帯域キャリア周波数誤差及びＦＦＴウィンドウを求めるもので、その算出原理は、上述した従来例のものと同様である。
【００８６】
狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、遅延メモリ３１と、切り替え回路３２と、複素乗算回路３３と、積分回路３４と、二乗回路３５と、Ｔａｎ-1回路３６と、最大値サーチ回路３７と、ゲート回路３８と、コントローラ３９とを備えている。
【００８７】
ｆｃ補正回路７から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））は、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９の遅延メモリ３１及び複素乗算回路３３に供給される。
【００８８】
遅延メモリ３１は、供給されたＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル時間（Ｔｕ）分遅延させる。遅延メモリ３１は、ＯＦＤＭ時間領域信号の遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））を、切り替え回路３２に供給する。この遅延メモリ３１の容量は、ガードインターバル分のＯＦＤＭ時間領域信号が格納できるだけの容量、すなわち、５１２サンプル（複素信号なので２倍のバイト数である１０２４バイト）のＯＦＤＭ時間領域信号が格納できるだけの容量とされている。
【００８９】
切り替え回路３２には、ＦＦＴ演算回路８内の入力バッファメモリ２１及び遅延メモリ３１から、有効シンボル時間（Ｔｕ）分遅延されたＯＦＤＭ時間領域信号が供給される。切り替え回路３２は、コントローラ３９の制御に従い、ＦＦＴ演算回路８内の入力バッファメモリ２１から供給された遅延信号又は遅延メモリ３１から供給された遅延信号のいずれか一方の信号を切り替えて、複素乗算回路３３に供給する。切り替え回路３２は、初期動作状態ににおいては、切り替え端子を入力バッファメモリ２１側に切り替えており、定常動作状態においては、切り替え端子を遅延メモリ３１側に切り替えている。
【００９０】
複素乗算回路３３は、ＯＦＤＭ時間領域信号（ｆ（ｔ））と、上記遅延信号（ｆ（ｔ−Ｔｕ））とを複素乗算し、複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）※）を積分回路３４に供給する。
【００９１】
積分回路３４は、上記複素乗算結果（ｆ（ｔ）・ｆ（ｔ−Ｔｕ）※）を時間ｔで積分し、上記数１で示した自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を求める。積分回路３４は、求めた自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））を二乗回路３５及びＴａｎ-1回路３６にそれぞれ供給する。
【００９２】
二乗回路３５は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分（ＣＩ）及び虚数成分（ＱＩ）をそれぞれ２乗して、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分を求める。二乗回路は、求めた絶対値の二乗成分を最大値サーチ回路３７に供給する。
【００９３】
Ｔａｎ-1回路３６は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の実数成分及び虚数成分のアークタンジェントを求め、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の位相成分を求める。求めた位相成分をゲート回路３８に供給する。
【００９４】
最大値サーチ回路３７は、供給された自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の絶対値の二乗成分のピーク値を算出し、そのピーク値となるＯＦＤＭ時間領域信号のサンプル位置を求め、ＦＦＴ演算回路８によるＦＦＴ範囲を示すＦＦＴウィンドウ制御信号を生成する。そして、最大値サーチ回路３７は、生成したＦＦＴウィンドウ制御信号を、コントローラ３９、ＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１、及び、ＦＦＴ演算回路８の入力セレクタ２２に供給する。また、最大値サーチ回路３７は、このピーク値が得られる時間情報をゲート回路３８に供給する。
【００９５】
ゲート回路３８は、最大値サーチ回路３８から供給されたＦＦＴウィンドウに基づき、自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））が最大値となるタイミングにおける当該自己相関関数（Ｃｏｒｒ（ｔ））の位相情報を、狭帯域キャリア周波数誤差信号としてＮＣＯ１１０に供給する。
【００９６】
コントローラ２７は、最大値サーチ回路３７から供給されたウィンドウ制御信号に基づき、ＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１の制御、遅延メモリ３１の制御、切り替え回路３２の制御等を行う。
【００９７】
このような構成の狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９では、狭帯域キャリア周波数誤差を出力し、また、ＦＦＴウィンドウを制御することができる。
【００９８】
つぎに、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９のコントローラ３９の制御動作について説明する。
【００９９】
まず、本装置による受信動作が開始されていない状態において、コントローラ３９は、切り替え回路３２の切り替え端子を入力バッファメモリ２１側に切り替えている。
【０１００】
続いて、本装置による受信動作が開始され、ＯＦＤＭ時間領域信号がｆｃ補正回路７から出力されると、そのＯＦＤＭ時間領域信号のデータストリームが遅延メモリ３１、複素乗算回路３３、及び、ＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１に格納される。このとき、入力バッファメモリ２１には、最大値サーチ回路３７からＦＦＴウィンドウ制御信号が供給されておらず、ＦＦＴウィンドウによる有効シンボルの切り出しがされない状態で、ＯＦＤＭ時間領域信号のデータストリームが格納されていく。すなわち、入力バッファメモリ２１には、ＯＦＤＭ時間領域信号のガードインターバル部分が削除されずに、ＯＦＤＭ時間領域信号がそのままの状態で順次格納されていく。
【０１０１】
続いて、コントローラ２７は、入力バッファメモリ２１に１有効シンボル分のデータ容量（２０４８サンプル）のＯＦＤＭ時間領域信号が蓄積された時点で、入力バッファメモリ２１にデータ供給命令を出す。入力バッファメモリ２１は、コントローラ３９からデータ供給命令が出されると、蓄積した１有効シンボル分（２０４８サンプル）のＯＦＤＭ時間領域信号を、切り替え回路３２を介して複素乗算回路３３に供給する。このとき、入力バッファメモリ２１は、ストリーム順にＯＦＤＭ時間領域信号を供給する。つまり、ｆｃ補正回路７から出力されたＯＦＤＭ時間領域信号のデータストリームの先頭部分の２０４８サンプルが、有効シンボル期間（Ｔｕ）分遅延された状態で、複素乗算回路３３に供給される。
【０１０２】
続いて、コントローラ３９は、入力バッファメモリ２１から複素乗算回路３３への１有効シンボル（Ｔｕ）のデータ量のＯＦＤＭ時間領域信号の供給を終えると、切り替え回路３２の切り替え端子を、入力バッファメモリ２１側から遅延メモリ３１側に切り替え、切り替え回路３２の切り替え状態を初期動作状態から定常動作状態とする。
【０１０３】
また、１有効シンボル分（２０４８サンプル）のＯＦＤＭ時間領域信号が、入力バッファメモリ２１から１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延されて複素乗算回路３３に供給されると、複素乗算回路３３以後の積分回路３４、二乗回路３５、最大値サーチ回路３７により、最初のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウが算出される。最初のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴウィンドウが算出されると、最大値サーチ回路３７からＦＦＴウィンドウ制御信号がＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１及び入力セレクタ２２に供給される。入力バッファメモリ２１及び入力セレクタ２２は、最初のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウ制御信号が供給されると、当該最初のＯＦＤＭシンボルからＦＦＴウィンドウの切り出しを行うとともに、当該最初のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ演算を開始する。
【０１０４】
続いて、コントローラ３９は、最初のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウが算出されると、最大値サーチ回路３７から出力されるＦＦＴウィンドウ制御信号に基づき、ｆｃ補正回路７から供給されるＯＦＤＭ時間領域信号から２番目のＯＦＤＭシンボルのガードインターバル部分のみを切り出して、遅延メモリ３１に格納する。
【０１０５】
続いて、コントローラ３９は、遅延メモリ３１に格納された２番目のＯＦＤＭシンボルのガードインターバル部分の信号が、１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延したときに、この遅延メモリ３１に格納されているガードインターバル部分の信号を切り替え回路３２を介して複素乗算回路３３に供給する。このガードインターバル部分が、１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延されて複素乗算回路３３に供給されると、複素乗算回路３３以後の積分回路３４、二乗回路３５、最大値サーチ回路３７により、２番目のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウが算出される。２番目のＯＦＤＭシンボルのＦＦＴウィンドウが算出されると、最大値サーチ回路３７からＦＦＴウィンドウ制御信号がＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１及び入力セレクタ２２に供給される。入力バッファメモリ２１及び入力セレクタ２２は、２番目のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウ制御信号が供給されると、当該２番目のＯＦＤＭシンボルからＦＦＴウィンドウの切り出しを行うとともに、当該２番目のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴ演算を開始する。
【０１０６】
そして、コントローラ３９は、前ＯＦＤＭシンボルで求められたＦＦＴウィンドウ制御信号に基づき、当該ＯＦＤＭシンボルのガードインターバル部分を切り出して遅延メモリ３１に格納し、そのガードインターバル部分を１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延させたのち複素乗算回路３３に供給する、といった処理を、３番目以降のＯＦＤＭシンボルに対して繰り返し行っていく。
【０１０７】
このように、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９は、最初のＯＦＤＭシンボルに対するＦＦＴウィンドウを算出する場合には、１有効シンボル分のサンプル数（２０４８サンプル）のＯＦＤＭ時間領域信号を、ＦＦＴ演算回路８の入力バッファメモリ２１を用いて、１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延させる。そして、それ以後のＯＦＤＭシンボルに対しては、各ＯＦＤＭシンボルのガードインターバル部分（５１２サンプル）のみを切り出して、遅延メモリ３１に格納し、そのガードインターバル部分を１有効シンボル期間（Ｔｕ）遅延させる。
【０１０８】
このことにより、狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路９には、ガードインターバルとそのコピー元の信号との相関を求めてＦＦＴウィンドウを求めるために用いられる遅延メモリ３１の容量を、ガードインターバル分の容量に削減することができ、メモリの使用効率を向上させることができる。
【０１０９】
なお、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１を説明するにあたり、復調を行うＯＦＤＭ時間領域信号の最初のＯＦＤＭシンボルを遅延させるメモリとして、ＦＦＴ演算回路８内の入力バッファメモリ２１を用いた例を説明したが、本発明はこのような入力バッファメモリ２１に限られず、ＦＦＴ演算回路８以降の処理でも用いられるメモリであればどのメモリであってもかまわない。例えば、ワークメモリ２５、出力バッファメモリ２６、或いは、ＣＰＥキャンセル回路１３、イコライザ１５、検波・エラー訂正回路１６等に用いられるメモリを用いてもよい。
【０１１０】
また、本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置１を説明するにあたり、有効シンボルが２０４８サンプルで、ガードインターバルがその１／４の期間のＯＦＤＭ信号を受信する装置について説明したが、本発明はこのようなＯＦＤＭ信号に限られない。
【０１１１】
【発明の効果】
本発明にかかる復調装置では、最初の伝送シンボルに対するフーリエ演算範囲を算出する場合には、フーリエ変換手段が有するメモリ又はフーリエ変換した後のＯＦＤＭ信号の処理に使用されるメモリを用いて当該最初の伝送シンボルを遅延させることにより上記フーリエ演算範囲を算出し、上記最初の伝送シンボル以降の伝送シンボルに対する演算範囲を算出する場合には、少なくとも上記ガードインターバル分のＯＦＤＭ信号が記憶可能な容量の遅延メモリを用いてガードインターバル部分を遅延させることにより上記演算範囲を算出する。
【０１１２】
このことにより、本発明にかかる復調装置では、ガードインターバルとそのコピー元の信号との相関を算出してＦＦＴウィンドウを求めるために用いられる遅延メモリの容量を、ガードインターバル分の容量に削減することができ、メモリの使用効率を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ受信装置の要部のブロック構成図である。
【図３】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図である。
【図４】ＯＦＤＭ信号のガードインターバルについて説明するための図である。
【図５】ＯＦＤＭ時間領域信号を時間軸方向に平行移動させたときの自己相関関数からＯＦＤＭシンボルの境界を求められることを説明するための図である。
【図６】狭帯域キャリア周波数誤差及びＦＦＴウィンドウの算出方法について説明するための図である。
【図７】上記従来のＯＦＤＭ受信装置の狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路のブロック構成図である。
【符号の説明】
１  ＯＦＤＭ受信装置、６  デジタル直交復調回路、７  ｆｃ補正回路、８  ＦＦＴ演算回路、  ９  狭帯域ｆｃ誤差算出・ウィンドウ同期回路、１０  広帯域ｆｃ誤差算出回路、１１  数値制御発振器、１２  ＦＦＴウィンドウ同期回路、１３  ＣＰＥキャンセル回路、１４  ホールド回路、１５  イコライザ、１６検波・エラー訂正回路、１７  伝送制御情報復調回路、２１  入力バッファメモリ、３１  遅延メモリ、３２  切り替え回路、３３  複素乗算回路、３４  積分回路、３５  二乗回路、３７  最大値サーチ回路、３９  コントローラ
【図１】
0004345194.tif 000003
【図２】
0004345194.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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