(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流電源に変圧器又は交流リアクトルを介して交流側端子が接続された３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、
当該電圧形自励式電力変換器の直流側端子に接続された直流平滑コンデンサと、
当該直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置とを備えた電力変換装置であって、
前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角を調整する位相角調整手段と、
前記位相角調整手段により調整された位相角に基づいて、前記３相交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンをもつパルス信号の位相を制御し、当該制御されたパルス信号で前記電圧形自励式電力変換器を駆動することにより、前記交流電源から供給される入力電流を制御する位相制御手段と、
前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の無負荷時の指令値Ｖdo＊、前記インバータに供給する電流ＩL及び比例定数ｋ1に基づいて、下記式のように負荷運転時の前記直流電圧の指令値Ｖｄ＊を算出する直流電圧指令手段と、
前記算出された直流電圧の指令値Ｖｄ＊に基づいて、前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流の指令値を算出し、この有効電流の指令値を前記位相角調整手段に入力する有効電流指令手段とを備えており、
前記位相角調整手段は、前記入力された有効電流の指令値と前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流とに基づいて、前記位相角を調整することを特徴とする電力変換装置。
Ｖｄ＊＝Ｖdo＊−ｋ1・ＩL
【請求項２】
請求項１に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を奇数個のパルスからなる奇数パルス信号として発生させ、この奇数パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角３０°以内でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から正負同じ電気角でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を５個のパルスからなる５パルス信号として発生させ、この５パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2の角度（但し、δ1＜δ2＜３０°且つ２×δ1＞δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を７個のパルスからなる７パルス信号として発生させ、この７パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜３０°且つ２×δ1＜δ2 及びδ1＞δ3−δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
請求項３に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を９個のパルスからなる９パルス信号として発生させ、この９パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜δ4＜３０°及び２×δ1＞δ2、且つδ1＜δ3−δ2 及びδ2−δ1＞δ4−δ3）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
３相交流電源に変圧器又は交流リアクトルを介して交流側端子が接続された３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、
当該電圧形自励式電力変換器の直流側端子に接続された直流平滑コンデンサと、
当該直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置とを備えた電力変換装置であって、
前記交流電源の電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角を調整する位相角調整手段と、
前記位相角調整手段により調整された位相角に基づいて、前記３相交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンをもつパルス信号の位相を制御し、当該制御されたパルス信号で前記電圧形自励式電力変換器を駆動することにより、前記交流電源から供給される入力電流を制御する位相制御手段と、
前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の無負荷時の指令値Ｖdo＊、前記インバータに供給する電流ＩL及び比例定数ｋ2に基づいて、下記式のように負荷運転時の前記直流電圧の指令値Ｖｄ＊を算出する直流電圧指令手段と、
前記算出された直流電圧の指令値Ｖｄ＊に基づいて、前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流の指令値を算出し、この有効電流の指令値を前記位相角調整手段に入力する有効電流指令手段とを備えており、
前記位相角調整手段は、前記入力された有効電流の指令値と前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流とに基づいて、前記位相角を調整することを特徴とする電力変換装置。
【数１】
0004253197.tif 000008
【請求項８】
請求項７に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を奇数個のパルスからなる奇数パルス信号として発生させ、この奇数パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角３０°以内でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項７又は請求項８に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から正負同じ電気角でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
請求項９に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を５個のパルスからなる５パルス信号として発生させ、この５パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2の角度（但し、δ1＜δ2＜３０°且つ２×δ1＞δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
請求項９に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を７個のパルスからなる７パルス信号として発生させ、この７パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜３０°且つ２×δ1＜δ2 及びδ1＞δ3−δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
請求項９に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を９個のパルスからなる９パルス信号として発生させ、この９パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜δ4＜３０°及び２×δ1＞δ2、且つδ1＜δ3−δ2 及びδ2−δ1＞δ4−δ3）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
３相交流電源に接続された１つの１次巻線及び位相差を互いに持たせたｎ組の二次巻線を有する３相変圧器と、
前記３相変圧器の各２次巻線に個別に交流側端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電圧形自励式電力変換器と、
当該各電圧形自励式電力変換器を個別に駆動制御する駆動制御手段と、
前記各電圧形自励式電力変換器の直流側端子に接続された直流平滑コンデンサと、
当該直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置とを備えた電力変換装置であって、
前記各駆動制御手段は、
前記変圧器の２次巻線から印加される電源電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角を調整する位相角調整手段と、
前記位相角調整手段により調整された位相角に基づいて、前記３相交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンをもつパルス信号の位相を制御し、当該制御されたパルス信号で前記電圧形自励式電力変換器を駆動することにより、前記交流電源から供給される入力電流を制御する位相制御手段と、
前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の無負荷時の指令値Ｖdo＊、前記インバータに供給する電流ＩL及び比例定数ｋ1に基づいて、下記式のように負荷運転時の前記直流電圧の指令値Ｖｄ＊を算出する直流電圧指令手段と、
前記算出された直流電圧の指令値Ｖｄ＊に基づいて、前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流の指令値を算出し、この有効電流の指令値を前記位相角調整手段に入力する有効電流指令手段とを備えており、
前記位相角調整手段は、前記入力された有効電流の指令値と前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流とに基づいて、前記位相角を調整することを特徴とする電力変換装置。
Ｖｄ＊＝Ｖdo＊−ｋ1・ＩL
【請求項１４】
請求項１３に記載の電力変換装置において、
前記３相変圧器及び前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器に代えて、
３相交流電源に並列接続されたｎ台の３相変圧器と、
前記各３相変圧器に個別に交流側端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電圧形自励式電力変換器と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１５】
請求項１３に記載の電力変換装置において、
前記３相変圧器及び前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器に代えて、
３相交流電源に各々の１次巻線が直列接続され、且つ２次巻線を有するｎ台の３相変圧器と、
前記各３相変圧器の２次巻線に個別に交流側端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電圧形自励式電力変換器と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１６】
請求項１３乃至請求項１５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を奇数個のパルスからなる奇数パルス信号として発生させ、この奇数パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）以内でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１７】
請求項１３乃至請求項１６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から正負同じ電気角でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１８】
請求項１７に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を５個のパルスからなる５パルス信号として発生させ、この５パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2の角度（但し、δ1＜δ2＜(３０°／ｎ)且つ２×δ1＞δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項１９】
請求項１７に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を７個のパルスからなる７パルス信号として発生させ、この７パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜(３０°／ｎ)且つ２×δ1＜δ2 及びδ1＞δ3−δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２０】
請求項１７に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を９個のパルスからなる９パルス信号として発生させ、この９パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜δ4＜(３０°／ｎ)及び２×δ1＞δ2、且つδ1＜δ3−δ2 及びδ2−δ1＞δ4−δ3）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２１】
３相交流電源に接続された１つの１次巻線及び位相差を互いに持たせたｎ組の二次巻線を有する３相変圧器と、
前記３相変圧器の各２次巻線に個別に交流側端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電圧形自励式電力変換器と、
当該各電圧形自励式電力変換器を個別に駆動制御する駆動制御手段と、
前記各電圧形自励式電力変換器の直流側端子に接続された直流平滑コンデンサと、
当該直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置とを備えた電力変換装置であって、
前記各駆動制御手段は、
前記変圧器の２次巻線から印加される電源電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角を調整する位相角調整手段と、
前記位相角調整手段により調整された位相角に基づいて、前記３相交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンをもつパルス信号の位相を制御し、当該制御されたパルス信号で前記電圧形自励式電力変換器を駆動することにより、前記交流電源から供給される入力電流を制御する位相制御手段と、
前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の無負荷時の指令値Ｖdo＊、前記インバータに供給する電流ＩL及び比例定数ｋ2に基づいて、下記式のように負荷運転時の前記直流電圧の指令値Ｖｄ＊を算出する直流電圧指令手段と、
前記算出された直流電圧の指令値Ｖｄ＊に基づいて、前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流の指令値を算出し、この有効電流の指令値を前記位相角調整手段に入力する有効電流指令手段とを備えており、
前記位相角調整手段は、前記入力された有効電流の指令値と前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流とに基づいて、前記位相角を調整することを特徴とする電力変換装置。
【数２】
0004253197.tif 000009
【請求項２２】
請求項２１に記載の電力変換装置において、
前記３相変圧器及び前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器に代えて、
３相交流電源に並列接続されたｎ台の３相変圧器と、
前記各３相変圧器に個別に交流側端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電圧形自励式電力変換器と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２３】
請求項２１に記載の電力変換装置において、
前記３相変圧器及び前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器に代えて、
３相交流電源に各々の１次巻線が直列接続され、且つ２次巻線を有するｎ台の３相変圧器と、
前記各３相変圧器の２次巻線に個別に交流側端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電圧形自励式電力変換器と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２４】
請求項２１乃至請求項２３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を奇数個のパルスからなる奇数パルス信号として発生させ、この奇数パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）以内でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２５】
請求項２１乃至請求項２４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から正負同じ電気角でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２６】
請求項２５に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を５個のパルスからなる５パルス信号として発生させ、この５パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2の角度（但し、δ1＜δ2＜(３０°／ｎ)且つ２×δ1＞δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２７】
請求項２５に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を７個のパルスからなる７パルス信号として発生させ、この７パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜(３０°／ｎ)且つ２×δ1＜δ2 及びδ1＞δ3−δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２８】
請求項２５に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を９個のパルスからなる９パルス信号として発生させ、この９パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜δ4＜(３０°／ｎ)及び２×δ1＞δ2、且つδ1＜δ3−δ2 及びδ2−δ1＞δ4−δ3）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２９】
３相交流電源に接続された１つの１次巻線及び位相差を互いに持たせたｎ組の二次巻線を有する３相変圧器と、
前記３相変圧器の各２次巻線に個別に交流側端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電圧形自励式電力変換器と、
当該各電圧形自励式電力変換器を個別に駆動制御する駆動制御手段と、
前記各電圧形自励式電力変換器の直流側端子に個別に接続され、且つ互いに直列接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、
当該各直流平滑コンデンサの直列回路に並列接続された負荷装置とを備えた電力変換装置であって、
前記各駆動制御手段は、
前記変圧器の２次巻線から印加される電源電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角を調整する位相角調整手段と、
前記位相角調整手段により調整された位相角に基づいて、前記３相交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンをもつパルス信号の位相を制御し、当該制御されたパルス信号で前記電圧形自励式電力変換器を駆動することにより、前記交流電源から供給される入力電流を制御する位相制御手段と、
前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の無負荷時の指令値Ｖdo＊、前記インバータに供給する電流ＩL及び比例定数ｋ1に基づいて、下記式のように負荷運転時の前記直流電圧の和の指令値Ｖｄ＊を算出する直流電圧指令手段と、
前記算出された直流電圧の和の指令値Ｖｄ＊に基づいて、前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流の指令値を算出し、この有効電流の指令値を前記位相角調整手段に入力する有効電流指令手段とを備えており、
前記位相角調整手段は、前記入力された有効電流の指令値と前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流とに基づいて、前記位相角を調整することを特徴とする電力変換装置。
Ｖｄ＊＝Ｖdo＊−ｋ1・ＩL
【請求項３０】
請求項２９に記載の電力変換装置において、
前記３相変圧器及び前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器に代えて、
３相交流電源に並列接続されたｎ台の３相変圧器と、
前記各３相変圧器に個別に交流側端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電圧形自励式電力変換器と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３１】
請求項２９又は請求項３０に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を奇数個のパルスからなる奇数パルス信号として発生させ、この奇数パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）以内でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３２】
請求項２９乃至請求項３１のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から正負同じ電気角でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３３】
請求項３２に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を５個のパルスからなる５パルス信号として発生させ、この５パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2の角度（但し、δ1＜δ2＜(３０°／ｎ)且つ２×δ1＞δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３４】
請求項３２に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を７個のパルスからなる７パルス信号として発生させ、この７パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜(３０°／ｎ)且つ２×δ1＜δ2 及びδ1＞δ3−δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３５】
請求項３２に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を９個のパルスからなる９パルス信号として発生させ、この９パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜δ4＜(３０°／ｎ)及び２×δ1＞δ2、且つδ1＜δ3−δ2 及びδ2−δ1＞δ4−δ3）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項３６】
請求項２９乃至請求項３５のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記各駆動制御手段は、
前記各直流平滑コンデンサの直列回路に印加される直流電圧を発生するための直流電圧の和の指令値Ｖｄ＊及び前記各直流平滑コンデンサの個数ｎに基づいて、前記各直流平滑コンデンサに個別に印加される各直流電圧の指令値Ｖｄ1＊，Ｖｄ2＊，…，Ｖｄn＊を下記式のように算出する直流電圧指令手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
Ｖｄ1＊＝Ｖｄ2＊＝・・・＝Ｖｄn＊＝Ｖｄ＊／ｎ
【請求項３７】
３相交流電源に接続された１つの１次巻線及び位相差を互いに持たせたｎ組の二次巻線を有する３相変圧器と、
前記３相変圧器の各２次巻線に個別に交流側端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電圧形自励式電力変換器と、
当該各電圧形自励式電力変換器を個別に駆動制御する駆動制御手段と、
前記各電圧形自励式電力変換器の直流側端子に個別に接続され、且つ互いに直列接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、
当該各直流平滑コンデンサの直列回路に並列接続された負荷装置とを備えた電力変換装置であって、
前記各駆動制御手段は、
前記変圧器の２次巻線から印加される電源電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角を調整する位相角調整手段と、
前記位相角調整手段により調整された位相角に基づいて、前記３相交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンをもつパルス信号の位相を制御し、当該制御されたパルス信号で前記電圧形自励式電力変換器を駆動することにより、前記交流電源から供給される入力電流を制御する位相制御手段と、
前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の無負荷時の指令値Ｖdo＊、前記インバータに供給する電流ＩL及び比例定数ｋ2に基づいて、下記式のように負荷運転時の前記直流電圧の和の指令値Ｖｄ＊を算出する直流電圧指令手段と、
前記算出された直流電圧の和の指令値Ｖｄ＊に基づいて、前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流の指令値を算出し、この有効電流の指令値を前記位相角調整手段に入力する有効電流指令手段とを備えており、
前記位相角調整手段は、前記入力された有効電流の指令値と前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流とに基づいて、前記位相角を調整することを特徴とする電力変換装置。
【数３】
0004253197.tif 000010
【請求項３８】
請求項３７に記載の電力変換装置において、
前記３相変圧器及び前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器に代えて、
３相交流電源に並列接続されたｎ台の３相変圧器と、
前記各３相変圧器に個別に交流側端子が接続された３相ブリッジ結線のｎ台の電圧形自励式電力変換器と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項３９】
請求項３７又は請求項３８に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を奇数個のパルスからなる奇数パルス信号として発生させ、この奇数パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）以内でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４０】
請求項３７乃至請求項３９のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から正負同じ電気角でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４１】
請求項４０に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を５個のパルスからなる５パルス信号として発生させ、この５パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2の角度（但し、δ1＜δ2＜(３０°／ｎ)且つ２×δ1＞δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４２】
請求項４０に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を７個のパルスからなる７パルス信号として発生させ、この７パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜(３０°／ｎ)且つ２×δ1＜δ2 及びδ1＞δ3−δ2）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４３】
請求項４０に記載の電力変換装置において、
前記位相制御手段は、前記パルス信号を９個のパルスからなる９パルス信号として発生させ、この９パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜δ4＜(３０°／ｎ)及び２×δ1＞δ2、且つδ1＜δ3−δ2 及びδ2−δ1＞δ4−δ3）でスイッチングするように制御することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４４】
請求項３７乃至請求項４３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記各駆動制御手段は、
前記各直流平滑コンデンサの直列回路に印加される直流電圧を発生するための直流電圧の和の指令値Ｖｄ＊及び前記各直流平滑コンデンサの個数ｎに基づいて、前記各直流平滑コンデンサに個別に印加される各直流電圧の指令値Ｖｄ1＊，Ｖｄ2＊，…，Ｖｄn＊を下記式のように算出する直流電圧指令手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
Ｖｄ1＊＝Ｖｄ2＊＝・・・＝Ｖｄn＊＝Ｖｄ＊／ｎ
【請求項４５】
請求項３７乃至請求項４４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記各駆動制御手段は、
前記３相交流電源の電源電圧、前記各直流平滑コンデンサの直列回路に印加される直流電圧を発生するための直流電圧の和の指令値Ｖｄ＊及び前記各直流平滑コンデンサの個数ｎに基づいて、前記交流側出力電圧の基本波の波高値を前記電源電圧の波高値に一致させるように、前記各直流平滑コンデンサに個別に印加される直流電圧の指令値Ｖｄ1＊，Ｖｄ2＊，…，Ｖｄn＊を下記式のように算出する直流電圧指令手段と、
前記算出された直流電圧の指令値Ｖｄ1＊，Ｖｄ2＊，…，Ｖｄn＊に基づいて、前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流の指令値を算出し、この有効電流の指令値を前記位相角調整手段に入力する有効電流指令手段とを備えており、
前記位相角調整手段は、前記入力された有効電流の指令値と前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流とに基づいて、前記位相角を調整することを特徴とする電力変換装置。
Ｖｄ1＊＝Ｖｄ2＊＝・・・＝Ｖｄn＊＝Ｖｄ＊／ｎ
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力回生可能な交流／直流の電力変換装置に係り、特に、変換器の電圧利用率が高く、スイッチング素子の最大遮断電流が小さく、高効率，高力率で、入力電流歪みの小さい高性能な電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システム等では、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式の電力変換装置が多く採用されている。この種の電力変換装置は、過負荷耐量に優れ、変換器コストを安くできる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こす問題がある。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動する問題がある。
【０００３】
一方、交流電源側に電力を回生する必要がある場合、インバータ側変換ブリッジと全く同じ回路をインバータの交流側に接続してＰＷＭ（パルス幅変調）制御により交流電源に電力を回生する方式の電力変換装置が従来から用いられている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００４】
図３６は上記文献とは異なるが、同様に電力回生可能な電力変換装置及びその周辺構成を示す模式図である。この電力変換装置は、３相交流電源SUPの端子Ｒ，Ｓ，Ｔに交流リアクトルＬｓを介して交流側端子が接続された３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器（パルス幅変調制御コンバータ）CNVと、この電圧形自励式電力変換器CNVの直流側端子に接続された直流平滑コンデンサCdと、この直流平滑コンデンサCdに接続された３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータINVと、電圧形自励式電力変換器CNVの駆動制御回路と、ＶＶＶＦインバータINVの駆動制御回路（図示せず）とを備えている。なお、ＶＶＶＦインバータは、３相交流電力を交流電動機に出力する。
【０００５】
ここで、電圧形自励式電力変換器CNVの駆動制御回路（以下、CNV駆動制御回路という）は、比較器C1，C2、電圧制御補償器Ｇv(S)，乗算器ＭＬ，電流制御補償器Ｇi(S)及びＰＷＭ駆動制御回路PWMCを備えている。なお、破線で囲まれた部分（ＭＬ，C2，Ｇi(S)及びPWMC）は３相分が並列に設けられており、Ｒ相の分のみを図示したが、Ｓ相及びＴ相も同様に構成されている。
【０００６】
なお、電圧形自励式電力変換器CNVは、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄとその指令値Ｖｄ＊とを一致させるように入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtを制御するため、各スイッチング素子S1〜S6をスイッチングするものである。
【０００７】
そして、CNV駆動制御回路は、このようなスイッチングを制御するため、各スイッチング素子S1〜S6のゲート信号g1〜g6を生成するものである。
【０００８】
始めに、CNV駆動制御回路では、電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄとが比較器C1で比較され、両者の偏差が制御補償器Ｇv(S)で増幅され、入力電流の振幅指令値Ｉsmが得られる。振幅指令値Ｉsmは、乗算機ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波sinωｔと乗算され、Ｒ相の電流指令値Ｉr＊に変換される。
【０００９】
Ｒ相電流指令値Ｉr＊はＲ相電流検出値Ｉrと比較器C2で比較され、両者の偏差（Ｉr＊−Ｉr）が電流制御補償器Ｇi(S)で反転増幅される。通常、反転増幅は、比例増幅が使われるので、Ｇi(S)＝−Ｋiとなる。Ｋiは比例定数である。
【００１０】
従って、電流制御補償器Ｇi(S)の出力である電圧指令値ｅr＊は、ｅr＊＝−Ｋi×（Ｉr＊−Ｉr）となり、ＰＷＭ駆動制御回路PWMCに入力され、コンバータのＲ相の自己消弧素子S1とS4のゲート信号g1，g4の生成に使用される。
【００１１】
すなわち、ＰＷＭ駆動制御回路PWMCは、電圧指令値ｅr＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）を比較し、ｅr＊＞Ｘのときは、素子S1をオンさせ（S4はオフ）、ｅr＊＜Ｘのときは、素子S4をオン（S1はオフ）させる。この結果、電圧指令値ｅr＊に比例した電圧として、Ｒ相電圧Ｖrが生成される。
【００１２】
Ｉr＊＞Ｉrの場合、電圧指令値ｅr＊は負の値となり、Ｉrを増加させる。逆に、Ｉr＊＜Ｉrの場合、電圧指令値ｅr＊は正の値となり、Ｉrを減少させる。故に、Ｉr＊＝Ｉrとなるように制御される。Ｓ相，Ｔ相の電流も同様に制御される。
【００１３】
また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。
【００１４】
Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉsmが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、振幅指令値Ｉsmに比例した有効電力Ｐｓが交流電源SUPから直流平滑コンデンサCdに供給される。この結果、直流平滑コンデンサCdへの印加電圧Ｖｄは上昇し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１５】
逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉsmは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサCdの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１６】
ＶＶＶＦインバータINV及び交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサCdを電圧源とする負荷であり、力行運転時にはコンデンサCdのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時には回生エネルギーを平滑コンデンサCdに戻すため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。
【００１７】
前述した通り、ＰＭＷコンバータCNVは直流電圧Ｖｄを一定値に制御するため、自動的に、力行運転時には交流電源から見合った有効電力を負荷側に供給し、回生運転時には回生エネルギーに見合った有効電力を交流電源側に回生することになる。
【００１８】
従って、図３６に示す電力変換装置によれば、直流電圧の安定化が可能であり、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムにおける回生失効が起こらない。
【００１９】
【特許文献１】
特公平５−７９５０号公報（第１図）
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、以上のような電力変換装置では、電圧形自励式電力変換器CNVの各スイッチング素子S1〜S6に、しゃ断電流として交流入力電流の最大値を遮断する能力が必要となる。すなわち、電圧形自励式電力変換器CNVは、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもそのしゃ断電流に耐えるように設計しなければならず、各スイッチング素子S1〜S6に大きな容量が必要となるので、システムが不経済になる問題がある。
【００２１】
また、入力電流リプルを小さくするには、スイッチング周波数（PWM制御のキャリア周波数）を高くする必要があり、スイッチング損失が大きくなる。
【００２２】
また、電圧形自励式電力変換器CNVの電圧利用率（交流側出力電圧の実効値／直流電圧）が低いため、変圧器（図示せず）の２次電圧を上げられず、その分スイッチング素子S1〜S6の電流容量を上げる必要がある等の問題がある。
【００２３】
本発明は上記実情を考慮してなされたもので、電圧形自励式電力変換器の最大しゃ断電流を抑制でき、低コストの電力変換装置を提供することを目的とする。
【００２４】
また、本発明の他の目的は、スイッチング周波数を高くせずに入力電流歪みを低減し得る電力変換装置を提供することにある。
【００２５】
さらに、本発明の他の目的は、電圧形自励式電力変換器の電圧利用率を向上し得る電力変換装置を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
第１の発明は、３相交流電源に変圧器又は交流リアクトルを介して交流側端子が接続された３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、当該電圧形自励式電力変換器の直流側端子に接続された直流平滑コンデンサと、当該直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置とを備えた電力変換装置であって、前記交流電源電圧に対する前記電圧形自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角を調整する位相角調整手段と、前記位相角調整手段により調整された位相角に基づいて、前記３相交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンをもつパルス信号の位相を制御し、当該制御されたパルス信号で前記電圧形自励式電力変換器を駆動することにより、前記交流電源から供給される入力電流を制御する位相制御手段と、を備えた電力変換装置である。
【００２７】
また、第２の発明は、第１の発明において、前記位相制御手段としては、前記パルス信号を奇数個のパルスからなる奇数パルス信号として発生させ、この奇数パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角３０°以内でスイッチングするように制御する電力変換装置である。
【００２８】
さらに、第３の発明は、第１又は第２の発明において、前記位相制御手段としては、前記パルス信号を前記交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から正負同じ電気角でスイッチングするように制御する電力変換装置である。
【００２９】
また、第４の発明は、第３の発明において、前記位相制御手段としては、前記パルス信号を５個のパルスからなる５パルス信号として発生させ、この５パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2の角度（但し、δ1＜δ2＜３０°且つ２×δ1＞δ2）でスイッチングするように制御する電力変換装置である。
【００３０】
さらに、第５の発明は、第３の発明において、前記位相制御手段としては、前記パルス信号を７個のパルスからなる７パルス信号として発生させ、この７パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜３０°且つ２×δ1＜δ2 及びδ1＞δ3−δ2）でスイッチングするように制御する電力変換装置である。
【００３１】
また、第６の発明は、第３の発明において、前記位相制御手段としては、前記パルス信号を９個のパルスからなる９パルス信号として発生させ、この９パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜δ4＜３０°及び２×δ1＞δ2、且つδ1＜δ3−δ2 及びδ2−δ1＞δ4−δ3）でスイッチングするように制御する電力変換装置である。
【００３２】
さらに、第７の発明は、第１〜第６のいずれかの発明において、前記３相交流電源の電源電圧に基づいて、前記交流側出力電圧の基本波の波高値を前記電源電圧の波高値に一致させるように、前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の指令値を算出する直流電圧指令手段と、前記算出された直流電圧の指令値に基づいて、前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流の指令値を算出し、この有効電流の指令値を前記位相角調整手段に入力する有効電流指令手段とを備えており、前記位相角調整手段としては、前記入力された有効電流の指令値と前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流とに基づいて、前記位相角を調整する電力変換装置である。
【００３３】
また、第８の発明は、第１〜第６のいずれかの発明において、前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の無負荷時の指令値Ｖdo＊、前記インバータに供給する電流ＩL及び比例定数ｋ1に基づいて、下記式のように負荷運転時の前記直流電圧の指令値Ｖｄ＊を算出する直流電圧指令手段と、前記算出された直流電圧の指令値Ｖｄ＊に基づいて、前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流の指令値を算出し、この有効電流の指令値を前記位相角調整手段に入力する有効電流指令手段とを備えており、前記位相角調整手段としては、前記入力された有効電流の指令値と前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流とに基づいて、前記位相角を調整する電力変換装置である。
【００３４】
Ｖｄ＊＝Ｖdo＊−ｋ1・ＩL
さらに、第９の発明は、第１〜第６のいずれかの発明において、前記直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の無負荷時の指令値Ｖdo＊、前記インバータに供給する電流ＩL及び比例定数ｋ2に基づいて、下記式のように負荷運転時の前記直流電圧の指令値Ｖｄ＊を算出する直流電圧指令手段と、前記算出された直流電圧の指令値Ｖｄ＊に基づいて、前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流の指令値を算出し、この有効電流の指令値を前記位相角調整手段に入力する有効電流指令手段とを備えており、前記位相角調整手段としては、前記入力された有効電流の指令値と前記交流電源から供給される入力電流のうちの有効電流とに基づいて、前記位相角を調整する電力変換装置である。
【００３５】
【数４】
0004253197.tif 000002
【００３６】
（作用）
従って、第１の発明は以上のような手段を講じたことにより、位相角調整手段が、電源電圧に対する電圧形自励式電力変換器の交流側出力電圧の位相角を調整し、位相制御手段が、位相角調整手段により調整された位相角に基づいて、３相交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンをもつパルス信号の位相を制御し、当該制御されたパルス信号で電圧形自励式電力変換器を駆動することにより、入力電流を制御する。
【００３７】
このように、電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンのパルス信号により駆動するので、交流側出力電圧の波高値が一定となる。この状態で、位相を制御することにより、交流リアクトル又は変圧器のもれインダクタンスに印加される電圧（＝電源電圧−交流側出力電圧）を変化させて入力電流を制御するので、電圧形自励式電力変換器の電圧利用率（交流側出力電圧の実効値／直流電圧）を向上させることができる。
【００３８】
また、一定のパルスパターンのパルス信号により駆動することから、スイッチング回数が最小となるので、スイッチング周波数を高くせずに入力電流歪みを低減させることができる。
【００３９】
また、電源電圧に対する交流側出力電圧の位相角をφとしたとき、後述する図３に示すように、入力電流Ｉsと交流側出力電圧Ｖcとの位相差が（−φ／２）又は（π−φ／２）となるので、電圧形自励式電力変換器の力率がｃｏｓ（φ／２）となる。ここで、位相角φは、過負荷運転時でも３０°程度なので、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。
【００４０】
このように、電圧形自励式電力変換器の力率が１に近いことから、入力電流のゼロクロス点付近でスイッチングが行われるので、電圧形自励式電力変換器の最大しゃ断電流を抑制でき、低コストの電力変換装置を提供することができる。
【００４１】
また、第２の発明は、奇数パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角３０°以内でスイッチングするように制御するので、第１の発明について、具体例の一つを示すことができる。
【００４２】
さらに、第３の発明は、パルス信号を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から正負同じ電気角でスイッチングするように制御するので、第１又は第２の発明と同様の作用に加え、交流側出力電圧の左右対称を維持でき、より一層、入力電流の歪みを低減することができる。
【００４３】
また、第４〜第６の発明は、第３の発明のパルス信号をゼロクロス点から離れるにつれて幅を広くし、ゼロクロス点に近づくにつれて幅を狭くするように規定したので、第３の発明において、具体例の一つを示すことができる。
【００４４】
さらに、第７の発明は、直流電圧指令手段が、３相交流電源の電源電圧に基づいて、交流側出力電圧の基本波の波高値を電源電圧の波高値に一致させるように、直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の指令値を算出するので、第１〜第６の発明の作用に加え、電源電圧が変動した場合にも、力率の極端な低下を阻止でき、電圧形自励式電力変換器におけるしゃ断電流の増加を防止することができる。
【００４５】
また、第８，第９の発明は、直流電圧指令手段が、インバータに供給する電流ＩLに基づいて、直流電圧の指令値Ｖｄ＊を算出するので、第１〜第６の発明の作用に加え、負荷が重い場合にも、電圧形自励式電力変換器における最大しゃ断電流を抑制することができる。
【００４６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の各実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の第１〜第３２の実施形態は、本出願の出願時の各請求項１〜３２に個別に対応している。
【００４７】
（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置を適用した電力変換システム及び電圧形自励式電力変換器の駆動制御回路の構成を示す模式図であり、図３６と同一部分には同一符号を付してその詳しい説明を省略し、ここでは異なる部分について主に述べる。なお、以下の各実施形態も同様にして重複した説明を省略する。
【００４８】
すなわち、本実施形態は、電圧形自励式電力変換器の駆動制御回路を大幅に改良した構成により、電圧形自励式電力変換器CNVの最大しゃ断電流の抑制、低コスト化、スイッチング周波数を高くしない入力電流歪みの低減、電圧形自励式電力変換器CNVの電圧利用率の向上、を図るものである。
【００４９】
かかる駆動制御回路は、交流電源SUPの周波数に同期した一定のパルスパターンで電圧形自励式電力変換器を動作させ、電源電圧Ｖsに対する位相角φを調整することにより、入力電流を制御する機能をもっている。
【００５０】
具体的には、駆動制御回路は、比較器C1，C2、加算器AD、電圧制御補償回路Ｇv(S)、電流制御補償回路Ｇi(S)、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Z、電源同期位相検出回路PLL及び位相駆動制御回路PHCを備えている。
【００５１】
比較器C1は、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄが検出されると、この電圧Ｖｄと電圧指令値Ｖｄ＊とを比較し、両者の偏差εvを電圧制御補償回路Ｇv(S)に入力するものである。
【００５２】
電圧制御補償回路Ｇv(S)は、比較器C1から入力された偏差εvを積分又は比例増幅して加算器ADに入力するものである。
【００５３】
フィードフォワード補償器ＦＦは、ＶＶＶＦインバータINV及び電動機Ｍからなる負荷LOADが消費する直流電流ＩLが検知されると、この直流電流ＩLをフィードフォワード補償し、得られた補償量ＩqFF＝ｋ1・ＩLを加算器ADに入力するものである。なお、ここでは、電力変換装置は、負荷LOADのうちのＶＶＶＦインバータINVを含み、電動機Ｍを含まない構成として考えるが、これに限らず、負荷LOAD全体を含まない構成としてもよく、あるいは負荷LOAD全体を含む構成としてもよい。
【００５４】
加算器ADは、電圧制御補償回路Ｇv(S)の出力とフィードフォワード補償器ＦＦの出力ＩqFFとを加算し、得られた結果Ｉq＊を比較器C2に入力するものである。なお、加算器ADの出力Ｉq＊は、電源SUPから供給される有効電流の指令値となる。
【００５５】
座標変換器Zは、電源SUPから供給される３相入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtの検出値をｄｑ軸（直流量）に座標変換し、得られたｑ軸電流Ｉq及びｄ軸電流Ｉdのうち、ｑ軸電流Ｉqを比較器C2に入力し、ｄ軸電流Ｉdを出力するものである。なお、ｑ軸電流Ｉqは有効電流検出値を表し、ｄ軸電流Ｉdは無効電流検出値を表わす。
【００５６】
比較器C2は、加算器ADから入力された有効電流指令値Ｉq＊と、座標変換器Zから入力された有効電流検出値Ｉqとを比較し、両者の偏差εiを電流制御補償回路Ｇi(S)に入力するものである。
【００５７】
電流制御補償回路Ｇi(S)は、比較器C2から入力された偏差εiを増幅し、得られた位相角指令値φ＊を位相駆動制御回路PHCに入力するものである。
【００５８】
電源同期位相検出回路PLLは、３相交流電源電圧に同期した位相信号θr，θs，θtを生成し、各位相信号θr，θs，θtを位相駆動制御回路PHCに入力するものである。
【００５９】
位相駆動制御回路PHCは、電流制御補償回路Ｇi(S)から入力された位相角指令値φ＊と、電源同期位相検出回路PLLから入力された位相信号θr，θs，θtとに基づいて、自励式電力変換器CNVの自己消弧素子S1〜S6のゲート信号g1〜g6を発生し、各ゲート信号g1〜g6を自己消弧素子S1〜S6のゲートに向けて出力するものである。
【００６０】
これにより、電圧形自励式電力変換器CNVは、交流電源SUPの電源電圧の周波数に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で駆動され、その交流側出力電圧Ｖcの電源電圧Ｖsに対する位相角φが制御されることにより、入力電流を制御可能となる。
【００６１】
次に、以上のように構成された電力変換装置の動作を、ベクトル図の動作及び駆動制御回路による制御動作の順に説明する。
【００６２】
（ベクトル図の動作）
図２は電力変換装置の交流側等価回路を示す回路図である。また、図３はその電圧・電流ベクトル図である。両図中、Ｖsは電源電圧，Ｖcは自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧，Ｉsは入力電流、ｊωＬs・Ｉsは交流リアクトルＬsによる電圧降下分（但し、リアクトルＬsの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ここで、電源電圧Ｖs、交流側出力電圧Ｖc、及び電圧降下分ｊωＬs・Ｉsは、ベクトル的に、Ｖs＝Ｖc＋ｊωＬs・Ｉsの関係がある。
【００６３】
図３において、電源電圧Ｖsの波高値と自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcの基本波波高値とは、大略一致するように合わせる。パルスパターンを固定すると、直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧Ｖcの振幅値は一定になる。なお、直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多いので、パルスパターンを決めると、交流側出力電圧Ｖcの基本波の波高値が決まってしまう。そこで、電源側に変圧器TRを設置し、その２次電圧をＶsとして、波高値を合わせる。
【００６４】
入力電流Ｉsは、電源電圧Ｖsに対する自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcの位相角φを調整することにより制御できる。理由は、電源電圧Ｖsに対する出力電圧Ｖcの位相角φを変えることにより、交流リアクトルＬsに（又は変圧器TRのもれインダクタンス）に印加される電圧（Ｖs−Ｖc）が変化し、入力電流Ｉs＝（Ｖs−Ｖc）／（ｊω・Ｌs）が調整されるからである。
【００６５】
ここで、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬsに印加される電圧ｊωＬs・Ｉsはゼロとなり、入力電流Ｉsもゼロとなり、有効電力の授受が無い。
【００６６】
一方、位相角φを遅れ方向に増やしていくと、電圧ｊωＬs・Ｉsが増加し、入力電流Ｉsもその値に比例して増加し、交流電源SUPから供給される有効電力Ｐsが増加する。入力電流ベクトルＩsは、電圧ｊωＬs・Ｉsに対し電気角９０°遅れ、電源電圧Ｖsに対しφ／2だけ遅れたベクトルとなる（なお、入力電流Ｉsと自励式変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcとの位相差は、−φ／2となる）。
【００６７】
従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／2）となる。なお、位相角φは、入力電流Ｉsと交流リアクトルＬsの値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。
【００６８】
一方、交流側出力電圧Ｖc’のように位相角φを進み方向に増やしていくと、電圧ｊωＬs・Ｉsも負となり、入力電流はＩs’のように、電源電圧Ｖsに対し（π−φ／2）の位相角となる（なお、入力電流Ｉsと自励式変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcとの位相差はπ＋φ／2となる）。すなわち、有効電力Ｐs＝Ｖs・Ｉsは負となり、有効電力Ｐsを電源に回生することができる。電源電圧Ｖsを基準にして、交流側出力電圧Ｖcを図の破線に沿ってＶc’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩsは破線に沿ってＩs’の方向に変化する。
【００６９】
次に、以上のようなベクトル図の動作を踏まえ、駆動制御回路による入力電流、直流電圧及び最大しゃ断電流の各制御動作について順に説明する。
【００７０】
（入力電流の制御）
図１において、駆動制御回路は、有効電流Ｉqを次のように制御する。
有効電流Ｉqが減少した場合（Ｉq＊＞Ｉqの場合）、電流制御補償回路Ｇi(S)の出力φ＊が増加し、前述した通り、入力電流Ｉsを増加させる。ここで、入力力率≒１なので、入力電流Ｉsのうちの有効電流Ｉqが増加し、Ｉq＊＝Ｉqとなって安定する。
【００７１】
逆に、有効電流Ｉqが増加した場合（Ｉq＊＜Ｉqの場合）、電流制御補償回路Ｇi(S)の出力φ＊が減少し又は負の値となり、前述同様に、入力電流Ｉsを減少させる。ここで、入力力率≒１なので、入力電流Ｉsのうちの有効電流Ｉqが減少し、Ｉq＊＝Ｉqとなって安定する。
【００７２】
（直流電圧の制御）
駆動制御回路は、直流平滑コンデンサCdに印加される直流電圧Ｖｄを次のように制御する。
【００７３】
直流電圧Ｖｄが減少した場合（Ｖｄ＊＞Ｖｄの場合）、電圧制御補償回路Ｇv(S)の出力Ｉq＊が増加し、上記のようにＩq＊＝Ｉqに制御されることにより、有効電力Ｐsが交流電源SUPから直流平滑コンデンサCdに供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００７４】
逆に、直流電圧Ｖｄが増加した場合（Ｖｄ＊＜Ｖｄの場合）、電圧制御補償回路Ｇv(S)の出力Ｉq＊が減少し又は負の値となり、有効電力Ｐsが直流平滑コンデンサCdから交流電源SUP側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００７５】
また、駆動制御回路においては、図１に示すように、負荷への直流電流ＩLに基づいて、フィードフォワード補償器ＦＦが補償量ＩqFF＝ｋ1・ＩLを算出し、加算器ADがこの補償量ＩqFFをＧv(s)の出力に加算して有効電流指示値Ｉq＊を算出する。これにより、負荷が急変した場合でも、負荷に見合った有効電流Ｉqを供給し、直流平滑コンデンサCdの印加電圧Ｖｄの変動を抑制することができる。
【００７６】
（最大しゃ断電流の制御）
駆動制御回路は、図４に示す如き、位相駆動制御回路PHCを備えている。この位相駆動制御回路PHCは、加減算器ADr，ADs，ADt及びパルスパターン発生器PTN1〜PTN3から構成される。
【００７７】
加減算器ADr，ADs，ADtは、電源同期位相検出回路PLLから受ける位相信号θr，θs，θtから位相角指令値φ＊を減算し、得られた新たな位相信号θcr，θcs，θctを対応するパルスパターン発生器PTN1〜PTN3に入力する。なお、新たな位相信号θcr，θcs，θctは、０〜２πの周期関数であり、電源周波数に同期して変化する。
【００７８】
パルスパターン発生器PTN1〜PTN3は、新たな位相信号θcr，θcs，θctに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号g1〜g6を発生し、得られたゲート信号g1〜g6を自己消弧素子S1〜S6に向けて出力する。
【００７９】
パルスパターン発生器PTN1は、位相信号θcrに対するＲ相素子S1，S4のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図５に１パルス動作時の波形を示す。
【００８０】
図中、ＶrはＲ相電源電圧、θrは電源電圧Ｖrに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θcr＝θr−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θrの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θcrに対し、次のようなゲート信号g1（又はg4）を出力する。
【００８１】
０≦θcr＜π  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
π≦θcr＜２π  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖcrは、次のようになる。
【００８２】
S1：オン（S4：オフ）のとき、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
S1：オフ（S4：オン）のとき、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流側出力電圧Ｖcrの振幅値は一定となる。Ｖcrの基本波Ｖcr＊の位相は、電源電圧Ｖrに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。
【００８３】
図６は、図５のパルスパターンで自励式電力変換器CNVを動作させた場合の力行運転時のＲ相各部動作波形を示す波形図である。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉrは正弦波としてリプル分を省略して描いている。
【００８４】
自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖrに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉrは電源電圧Ｖrに対し、位相角（φ／2）だけ遅れて流れる。このとき、IS1，IS4はＲ相の自己消弧素子S1とS4の電流を表し、ID1，ID4は高速ダイオードD1とD4の電流を表す。以下に、図６のときの動作を図１を用いて説明する。
【００８５】
入力電流Ｉrが負から正に変るまでは高速ダイオードD4を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉrの向きが変ると素子S4がオン状態にあるので、入力電流Ｉrは自己消弧素子S4を介して流れるようになる。
【００８６】
次に、素子S4をオフすると、電流Ｉrは高速ダイオードD1を介して流れる。入力電流Ｉrが再び反転するまでその電流は高速ダイオードD1に流れる。入力電流Ｉrが反転した後は、素子S1と高速ダイオードD4の間で、上記と同様の動作が行われる。
【００８７】
自己消弧素子S1〜S6の最大しゃ断電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、Ｉmax＝Ｉsm×ｓｉｎ（φ／2）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉmax ＝０．１７４×Ｉsm  となる。すなわち、自己消弧素子のしゃ断電流が小さいものを用意すればよく、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【００８８】
図７は、回生運転時の動作波形を示すもので、IS1，IS4はＲ相の自己消弧素子S1とS4の電流を表し、ID1，ID4は高速ダイオードD1とD4の電流を表す。変換器の交流側出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖrに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉrは電源電圧の反転値−Ｖrに対し、位相角（φ／2）だけ進んで流れる。
【００８９】
入力電流Ｉrが負で、自己消弧素子S1がオン（S4はオフ）のときは、入力電流Ｉrは素子S1を介して流れる。素子S1をオフ（S4をオン）すると、電流Ｉrは高速ダイオードD4を介して流れる。入力電流Ｉrが反転すると、自己消弧素子S4に電流が流れ、上記と同様に素子S4をオフすることにより、高速ダイオードD1に電流が移る。
【００９０】
回生運転時、自己消弧素子S1〜S6の最大しゃ断電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、Ｉmax＝Ｉsm×ｓｉｎ（φ／2）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉmax ＝０．１７４×Ｉsm  となる。
【００９１】
以上のように、回生運転時の入力電流Ｉrの大部分は自己消弧素子S1〜S6に流れるが、当該素子S1〜S6の最大しゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供できる。
【００９２】
上述したように本実施形態によれば、駆動制御回路の各機能部(Z，Ｇi(s)，PLL，PHC)が、交流リアクトルを流れる入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtに基づいて、変圧器TRから印加される電源電圧Ｖr，Ｖs，Ｖtに対する電圧形自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcの位相角φを調整し、位相駆動制御回路PHCが、調整された位相角φに基づいて、３相交流電源SUPの周波数に同期した一定のパルスパターンをもつゲート信号の位相を制御し、当該制御されたゲート信号g1〜g6で電圧形自励式電力変換器CNVを駆動することにより、入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtを制御する。
【００９３】
これにより、入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtのうちの有効電流Ｉqが増加又は減少した場合でも、入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtを制御することにより、有効電流Ｉqを有効電流指令値Ｉq＊に一致するように制御することができる。
【００９４】
また、直流電圧Ｖｄが増加又は減少した場合でも、前述同様に有効電流Ｉqを有効電流指令値Ｉq＊に一致させる制御により、有効電力Ｐsを直流平滑コンデンサCdに供給又は交流電源SUPに回生させるので、直流電圧Ｖｄを直流電圧指令値Ｖｄ＊に一致するように制御することができる。
【００９５】
また、自励式変換器CNVを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉsの高調波成分を小さくするように予めスイッチングパターンが決められるが、変換器力率が１に近いため、入力電流Ｉsのゼロ点付近で自己消弧素子S1〜S6をスイッチングすることになり、力行運転時及び回生運転時に、自己消弧素子S1〜S6の最大しゃ断電流を極めて小さい値に抑制することができる。
【００９６】
このため、スイッチング損失を大幅に軽減できると共に、最大しゃ断電流の小さい自己消弧素子により自励式電力変換器CNVを構成することができる。
【００９７】
また、自励式変換器CNVを固定パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率を更に向上できる。
【００９８】
また、電力変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcの波高値を一定にして位相角φだけを制御するため、変換器の電圧利用率（交流側出力電圧の実効値／直流電圧）を高くできる。すなわち、変圧器TRの２次電圧を高くできるため、同じ出力容量の変換器同士を比較した場合、小さい電流容量の変換器を使用でき、すなわち、小さい電流容量の自己消弧素子を使用できる。
【００９９】
以上の結果、自己消弧素子の最大しゃ断電流が小さく、入力電流歪みが小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で低コストな電力変換装置を提供することができる。また、最大しゃ断電流が小さいので、ソフトスイッチングに近くなり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にも優しい電力変換装置を提供できる。
【０１００】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
本実施形態は、第１の実施形態において、パルスパターン発生器PTN1〜PTN3のパルスパターンを３パルス，５パルス，・・と奇数パルスにすることにより、少ない回数のスイッチングで入力電流歪みの低減を図るものである。
【０１０１】
具体的には、パルスパターン発生器PTN1〜PTN3は、前述した機能に加え、パルスパターン（パルス信号）を奇数個のパルスからなる奇数パルスパターン（奇数パルス信号）として発生させ、この奇数パルスパターンとしてのゲート信号g1〜g6を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角３０°以内でスイッチングするように制御する機能をもっている。
【０１０２】
なお、電気角３０°以内という範囲は、１パルス動作でのゼロ電圧発生期間（電気角６０°）の半分に対応し、他の相のスイッチングとの干渉を避ける観点から設定されている。ここで、１パルスで動作する３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器CNVの交流側線間電圧は、直流電圧Ｖｄに対し、電気角１２０°期間（＋Ｖｄ），電気角１２０°期間（−Ｖｄ）の矩形波電圧となり、残りの期間（電気角６０°が２回）はゼロ電圧を発生する。この残りの期間をゼロ電圧発生期間と呼ぶ。
【０１０３】
次に、奇数パルスが３パルスの場合の動作と５パルスの場合の動作を順に説明する。
【０１０４】
（３パルスの場合）
図８は、パルスパターン発生器PTN1として、３パルス出力を行ったときの動作波形を示すもので、Ｒ相について描いている。図中、ＶrはＲ相電源電圧、θrは電源電圧Ｖrに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θcr＝θr−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θrの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。
【０１０５】
また、位相信号θcrに対するＲ相素子S1，S4のパルスパターンは次のようになる。
【０１０６】
０≦θcr＜θ１  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
θ１≦θcr＜θ2  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
θ2≦θcr＜π  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
π≦θcr＜θ３  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
θ３≦θcr＜θ４  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
θ４≦θcr＜２π  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
このとき、自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖcrは、次の値になる。
【０１０７】
S1：オン（S4：オフ）のとき、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
S1：オフ（S4：オン）のとき、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
出力電圧Ｖcrの基本波Ｖcr＊の位相は、電源電圧Ｖrに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。
【０１０８】
この場合もパルスパターンは固定され、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧の基本波波高値は一定となる。
【０１０９】
図９は、図８のパルスパターンで自励式電力変換器CNVを動作させた場合の力行運転時のＲ相の各部動作波形を示す。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉrは正弦波としてリプル分を省略して描いている。
【０１１０】
電力変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖsに対し、位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉsは電源電圧Ｖsに対し、位相角（φ／2）だけ遅れて流れる。このとき、IS1，IS4はＲ相の自己消弧素子S1とS4の電流を、ID1，ID4は高速ダイオードD1とD4の電流をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。
【０１１１】
入力電流Ｉrが負から正に変るまでは高速ダイオードD4を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉrの向きが変ると素子S4がオン状態にあるので、入力電流Ｉrは素子S4を介して流れるようになる。次に素子S4をオフすると、電流Ｉrは高速ダイオードD1を介して流れる。次に、交流側出力電圧Ｖcrの基本波のゼロクロス点で、自己消弧素子S4を再びオンすると、入力電流Ｉrは素子S4を介して流れ、高速ダイオードD1の電流はゼロとなる。さらに、図９のθ1で、素子S4をオフすると、上記と同じように、高速ダイオードD1に電流が流れ、入力電流Ｉrが再び反転するまでその電流は高速ダイオードD1に流れる。入力電流Ｉrが反転した後は、素子S1と高速ダイオードD4の間で、上記と同様の動作が行われる。
【０１１２】
図９のパルスパターンは３パルスの場合を示したが、自己消弧素子S1〜S6がしゃ断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、
Ｉmax＝Ｉsm×ｓｉｎ（φ／2＋θ1）
となる。例えば、φ＝２０°，θ１＝１０°とした場合、
Ｉmax＝0.342×Ｉsm
となる。このように、３パルスで運転した場合でも、自己消弧素子S1〜S6の最大遮断電流Ｉmaxは入力電流波高値Ｉsmの１／３程度に抑えることができ、装置のコストを大幅に低減できる。
【０１１３】
（５パルスの場合）
図１０は、パルスパターン発生器PTN1として、５パルス出力運転を行う場合の動作波形を示すもので、Ｒ相について描いている。図中、ＶrはＲ相電源電圧、θrは電源電圧Ｖrに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。また、新たな位相信号θcr＝θr−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θrの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θcrに対するＲ相素子S1，S4のパルスパターンは次のようになる。
【０１１４】
０≦θcr＜θ１  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
θ１≦θcr＜θ2  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
θ2≦θcr＜θ３  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
θ３≦θcr＜θ４  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
θ４≦θcr＜π  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
π≦θcr＜θ５  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
θ５≦θcr＜θ６  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
θ６≦θcr＜θ７  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
θ７≦θcr＜θ８  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
θ８≦θcr＜２π  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖcrは、次の値となる。
【０１１５】
S1：オン（S4：オフ）のとき、Ｖcr＝＋Ｖｄ／２
S1：オフ（S4：オン）のとき、Ｖcr＝−Ｖｄ／２
直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流側出力電圧Ｖcrの振幅値は一定となる。Ｖcrの基本波Ｖcr＊の位相は、電源電圧Ｖrに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。
【０１１６】
図１１は、図１０のパルスパターンで自励式電力変換器を動作させた場合の各部動作波形を示すもので、Ｒ相について表わしている。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉrは正弦波としてリプル分を省略して描いている。
【０１１７】
図１１において、変換器の交流側出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖsに対し、位相角φだけ遅れている。従って、力行運転となり、入力電流Ｉsは電源電圧Ｖsに対し、位相角（φ／2）だけ遅れて流れる。このとき、IS1，IS4はＲ相の自己消弧素子S1とS4の電流を、ID1，ID4は高速ダイオードD1とD4の電流をそれぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図１の装置を用いて説明する。
【０１１８】
入力電流Ｉrが負から正に変るまでは高速ダイオードD4を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉrの向きが変ると素子S4がオン状態にあるので、素子S4を介して流れるようになる。次に素子S4をオフすると、電流Ｉrは高速ダイオードD1を介して流れる。
【０１１９】
次に、自己消弧素子S4を再びオンすると、入力電流Ｉrは素子S4を介して流れ、高速ダイオードD1の電流はゼロとなる。さらに、素子S4をオフすると、電流Ｉrは高速ダイオードD1を介して流れる。この後、図１０に示したパルスパターンに従って上記動作を繰り返すが、図１０のθ2で、素子S4がオフ（素子S1がオン）した後は、高速ダイオードD1に電流が流れ、入力電流Ｉrが再び反転するまでその状態を継続する。入力電流Ｉrが反転した後は、素子S1と高速ダイオードD4の間で、上記と同様の動作が行われる。
【０１２０】
図１１のパルスパターンは５パルスの場合を示したが、自己消弧素子S1〜S6がしゃ断する最大電流Ｉmaxは、入力電流の波高値をＩsmとした場合、次式で示される。
【０１２１】
Ｉmax＝Ｉsm×ｓｉｎ（φ／2＋θ2）
例えば、φ＝２０°，θ１＝１０°，θ2＝１５°とした場合、次式となる。
【０１２２】
Ｉmax＝０．４２×Ｉsm
上述したように本実施形態によれば、自励式電力変換器CNVのパルスパターンを、３パルス，５パルス，・・と奇数パルスで動作させることにより、少ない回数のスイッチングで入力電流歪みを小さくできる。
【０１２３】
また、交流側出力電圧Ｖcの基本波のゼロクロス点から電気角３０°の範囲内でスイッチングを行うことにより、１パルス動作でのゼロ電圧発生期間（電気角６０°）の半分を利用してスイッチングが行われ、他の相のスイッチングと干渉することなく、入力電流高調波を小さくできる。
【０１２４】
また、パルス数が増えても、入力電流のゼロクロス付近でスイッチングを行うことができ、自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができる。
【０１２５】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
本実施形態は、第１又は第２の実施形態において、パターン発生器PTN1〜PTN3が、交流側出力電圧Ｖcの基本波のゼロクロス点から正負同じ電気角でスイッチングする構成となっている。
【０１２６】
以上のような構成によれば、３パルス以上で電圧形自励式電力変換器CNVを動作させる場合、１パルスのスイッチングタイミング（すなわち、交流側出力電圧Ｖcの基本波のゼロクロス点）を基点として正負同じ角度の点でスイッチングを行うようにパルスパターンを与えることにより、交流側出力電圧Ｖcの左右対称を維持することができ、入力電流の歪みを小さくすることができる。また、パターン作成上の変数を半分に減らすことができ、制御も簡単になる。
【０１２７】
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０１２８】
本実施形態は、第３の実施形態において、パターン発生器PTN1〜PTN3が、パルスパターン（信号）を５個のパルスからなる５パルスパターン（信号）として発生させ、この５パルス信号としてのゲート信号g1〜g6を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2の角度（但し、δ1＜δ2＜３０°且つ２×δ1＞δ2）でスイッチングするように制御するものである。
【０１２９】
以下、図面を参照して具体的に説明する。
図１２は、電圧形自励式電力変換器CNVを５パルスで運転した場合の動作波形を示すもので、Ｖcrは変換器CNVのＲ相電圧，ＶcsはＳ相電圧，ＶcrsはＲ−Ｓ線間電圧を表す。
【０１３０】
パターン発生器PTN1〜PTN3は、交流側出力電圧Ｖcの基本波のゼロクロス点から電気角で、０°，±δ1，±δ2の角度でスイッチングを行うようにしており、δ1＜δ2で、２×δ1＞δ2を満足するように動作させている。なお、図１０のパルスパターンに対応すると、δ1＝θ1，δ2＝θ2となる。
【０１３１】
変換器CNVの交流側出力電圧のＲ−Ｓ線間電圧Ｖcrsは、Ｒ相電圧Ｖcrより電気角で３０°進みとなる。５パルスのパルスパターンを上記電気角０，±δ1，±δ2で動作させる場合、Ｒ−Ｓ線間電圧Ｖcrsは、立上り時に次の（５−１）〜（５−３）のようになる。
【０１３２】
（５−１）当該電圧Ｖcrsの基本波のゼロクロス点から、（δ2−δ1）の期間だけ第１の正パルスが出力される。
【０１３３】
（５−２）次にδ1の期間だけゼロ電圧がある。
【０１３４】
（５−３）さらにδ1の期間だけ第２の正パルスが出力される。
【０１３５】
ここで、２×δ1＞δ2  を満足するようにパルスパターンを設定すると、第１の正パルスの幅（δ2−δ1）より、第２の正パルスの幅δ1が広くなる。
【０１３６】
すなわち、線間電圧Ｖcrsが立ち上がるときは、その基本波のゼロクロス点から、第１の正パルス，第２の正パルスと、徐々に幅が広くなっていく。
【０１３７】
逆に、線間電圧Ｖcrsが立ち下がるときは、まず、第２の正パルス（幅：δ1）を発生し、次に第１の正パルス（幅：δ2−δ1）を発生して、徐々に幅が狭くなってゼロクロス点に至る。線間電圧Ｖcrsの負側も同様になる。
【０１３８】
また、他の線間電圧Ｖcst，Ｖctrも同様に制御される。この結果、少ないスイッチング回数で、交流電源SUPから供給される入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtの歪みを小さくすることができ、その高調波成分も小さくできる。
【０１３９】
上述したように本実施形態によれば、５パルスパターンをゼロクロス点から離れるにつれて幅を広くし、ゼロクロス点に近づくにつれて幅を狭くするように具体的に規定したので、第３の実施形態について、具体例の一つを示すことができる。
【０１４０】
（第５の実施形態）
次に、本発明の第５の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０１４１】
本実施形態は、第３の実施形態において、パターン発生器PTN1〜PTN3が、パルスパターンを７個のパルスからなる７パルスパターンとして発生させ、この７パルスパターンとしてのゲート信号g1〜g6を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜３０°且つ２×δ1＜δ2 及びδ1＞δ3−δ2）でスイッチングするように制御するものである。
【０１４２】
以下、図面を参照して具体的に説明する。
【０１４３】
図１３は、電圧形自励式電力変換器CNVを７パルスで運転した場合の動作波形を示すもので、Ｖcrは変換器CNVのＲ相電圧，ＶcsはＳ相電圧，ＶcrsはＲ−Ｓ線間電圧を表す。
【０１４４】
変換器CNVの交流側出力電圧のＲ−Ｓ線間電圧Ｖcrsは、Ｒ相電圧Ｖcrより電気角で３０°進みとなる。７パルスのパルスパターンを上記電気角０，±δ1，±δ2，±δ3で動作させる場合、Ｒ−Ｓ線間電圧Ｖcrsは、立上り時に次の（７−１）〜（７−６）のようになる。
【０１４５】
（７−１）当該電圧Ｖcrsの基本波のゼロクロス点から、（δ3−δ2）の期間だけ第１の正パルスが出力される。
【０１４６】
（７−２）次に（δ2−δ1）の期間だけゼロ電圧がある。
【０１４７】
（７−３）さらにδ1の期間だけ第２の正パルスが出力される。
【０１４８】
（７−４）再び、δ1の期間だけゼロ電圧がある。
【０１４９】
（７−５）次に（δ2−δ1）の期間だけ第３の正パルスが出力される。
【０１５０】
（７−６）さらに（δ3−δ2）の期間だけゼロ電圧がある。
【０１５１】
ここで、２×δ1＜δ2  及びδ1＞δ3−δ2  を満足するようにパルスパターンを設定すると、第１の正パルスの幅（δ3−δ2）より、第２の正パルスの幅δ1が広くなり、当該第２の正パルスの幅より第３の正パルスの幅（δ2−δ1）が広くなる。
【０１５２】
すなわち、線間電圧Ｖcrsが立ち上がるときは、その基本波のゼロクロス点から、第１の正パルス，第２の正パルス，第３の正パルスと、徐々に幅が広くなっていく。
【０１５３】
逆に、線間電圧Ｖcrsが立ち下がるときは、まず第３の正パルス（幅：δ2−δ1）を発生し、次に第２の正パルス（幅：δ1）を発生し、次に第１の正パルス（幅：δ3−δ2）を発生して、徐々に幅が狭くなってゼロクロス点に至る。線間電圧Ｖcrsの負側も同様になる。また、他の線間電圧Ｖcst，Ｖctrも同様に制御される。この結果、交流電源SUPから供給される入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtの歪みが小さくなり、その高調波成分も小さくできる。
【０１５４】
上述したように本実施形態によれば、７パルスパターンをゼロクロス点から離れるにつれて幅を広くし、ゼロクロス点に近づくにつれて幅を狭くするように電気角の条件を具体的に規定したので、第３の実施形態について、具体例の一つを示すことができる。
【０１５５】
（第６の実施形態）
次に、本発明の第６の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０１５６】
本実施形態は、第３の実施形態において、パターン発生器PTN1〜PTN3が、パルスパターンを９個のパルスからなる９パルスパターンとして発生させ、この９パルスパターンとしてのゲート信号g1〜g6を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜δ4＜３０°及び２×δ1＞δ2、且つδ1＜δ3−δ2 及びδ2−δ1＞δ4−δ3）でスイッチングするように制御するものである。
【０１５７】
以下、図面を参照して具体的に説明する。
【０１５８】
図１４は、電圧形自励式電力変換器CNVを９パルスで運転した場合の動作波形を示すもので、Ｖcrは変換器CNVのＲ相電圧，ＶcsはＳ相電圧，ＶcrsはＲ−Ｓ線間電圧を表す。
【０１５９】
変換器CNVの交流側出力電圧のＲ−Ｓ線間電圧Ｖcrsは、Ｒ相電圧Ｖcrより電気角で３０°進みとなる。９パルスのパルスパターンを上記電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4で動作させる場合、Ｒ−Ｓ線間電圧Ｖcrsは、立上り時に次の（９−１）〜（９−８）のようになる。
【０１６０】
（９−１）当該電圧Ｖcrsの基本波のゼロクロス点から、（δ4−δ3）の期間だけ第１の正パルスが出力される。
【０１６１】
（９−２）次に（δ3−δ2）の期間だけゼロ電圧がある。
【０１６２】
（９−３）さらに（δ2−δ1）の期間だけ第２の正パルスが出力される。
【０１６３】
（９−４）再び、δ1の期間だけゼロ電圧がある。
【０１６４】
（９−５）次にδ1の期間だけ第３の正パルスが出力される。
【０１６５】
（９−６）さらに（δ2−δ1）の期間だけゼロ電圧がある。
【０１６６】
（９−７）次に（δ3−δ2）の期間だけ第４の正パルスが出力される。
【０１６７】
（９−８）さらに（δ4−δ3）の期間だけゼロ電圧がある。
【０１６８】
ここで、２×δ1＞δ2  及びδ1＜δ3−δ2  及びδ2−δ1＞δ4−δ3を満足するようにパルスパターンを設定すると、第１の正パルスの幅（δ4−δ3）より、第２の正パルスの幅（δ2−δ1）が広くなり、当該第２の正パルスの幅（δ2−δ1）より第３の正パルスの幅（δ1）のほうが広くなり、さらに第３の正パルスの幅より第４の正パルスの幅（δ3−δ2）の方が広くなる。
【０１６９】
すなわち、線間電圧Ｖcrsが立上るときは、その基本波のゼロクロス点から、第１の正パルスから第４の正パルスまで、順に幅が広くなっていく。
【０１７０】
逆に、線間電圧Ｖcrsが立下るときは、まず第４の正パルス（幅：δ3−δ2）を発生し、次に第３の正パルス（幅：δ1）を発生し、次に第２の正パルス（幅：δ2−δ1）を発生し、次に第１の正パルス（幅：δ4−δ3）を発生して、徐々に幅が狭くなってゼロクロス点に至る。線間電圧Ｖcrsの負側も同様になる。また、他の線間電圧Ｖcst，Ｖctrも同様に制御される。この結果、交流電源SUPから供給される入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtの歪みが小さくなり、その高調波成分も小さくできる。
【０１７１】
上述したように本実施形態によれば、９パルスパターンをゼロクロス点から離れるにつれて幅を広くし、ゼロクロス点に近づくにつれて幅を狭くするように具体的に規定したので、第３の実施形態について、具体例の一つを示すことができる。
【０１７２】
（第７の実施形態）
次に、本発明の第７の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０１７３】
本実施形態は、第１〜第６の各々の実施形態において、別の駆動制御回路を設けた構成であり、この駆動制御回路が、直流平滑コンデンサCdに印加される直流電圧Ｖｄの指令値Ｖｄ＊を、電源電圧の実効値Ｖsに応じて変化させるものである。
【０１７４】
ここで、本実施形態の概要を次に述べる。
【０１７５】
電圧形自励式電力変換器CNVを１パルス又は一定パルスパターンで運転した場合、当該電力変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcの振幅値は一定となり、電源電圧Ｖsが高くなると、変換器CNVは遅れ力率運転となる。また、電源電圧Ｖsが低くなると、変換器CNVは進み力率運転となる。また、力率低下に伴い、自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcと入力電流Ｉsの位相差が大きくなり、自励式電力変換器CNVを構成する自己消弧素子S1〜S6のしゃ断電流が大きくなる。そこで、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄを、電源電圧Ｖsの振幅値に合わせて調整制御することにより、常に｜Ｖs｜≒｜Ｖc｜となるように制御する。これにより、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子S1〜S6のしゃ断電流の増加を防止できる。
【０１７６】
以上のような概要に基づき、本実施形態は次のように構成される。
【０１７７】
図１５は、本発明の第７の実施形態に係る電力変換装置に適用される駆動制御回路の構成を示す模式図である。この駆動制御回路は、図１に述べたものに比べ、直流電圧指令値Ｖｄ＊を算出するための演算回路CAL1を備えた構成となっている。
【０１７８】
演算回路CAL1は、次式に示すように、電源電圧の実効値に比例係数Ｋを乗じて、直流電圧指令値Ｖｄ＊を与える。
【０１７９】
【数５】
0004253197.tif 000003
【０１８０】
直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄが上記指令値Ｖｄ＊に一致するように制御されるのは、前述した通りである。
【０１８１】
図１６は、直流電圧Ｖｄを一定に制御したとき、電源電圧Ｖsの実効値が変動した場合の交流電源側の電圧・電流ベクトル図を示す。（ａ）は｜Ｖs｜＜｜Ｖc｜の場合のベクトル図、（ｂ）は｜Ｖs｜＝｜Ｖc｜の場合のベクトル図、（ｃ）は｜Ｖs｜＞｜Ｖc｜の場合のベクトル図を示す。
【０１８２】
Ｖs＝Ｖcでは、位相角φ＝０で、入力電流Ｉsはゼロとなる。これに対し、Ｖs＜Ｖcでは、φ＝０のときに進み電流が流れてしまう。逆に、Ｖs＞Ｖcでは、φ＝０のときに遅れ電流が流れてしまう。
【０１８３】
図１６に示す例によれば、電源電圧Ｖsが変動した場合、それに合わせて直流電圧Ｖｄを調整することにより、変換器出力電圧Ｖcの基本波波高値を常に電源電圧Ｖsの波高値に合わせることができる。これにより、位相角φ＝０のとき無駄な無効電流を電源からとることを防止できる。
【０１８４】
上述したように本実施形態によれば、演算回路CAL1が、交流側出力電圧の基本波の波高値を電源電圧の波高値に一致させるように、直流平滑コンデンサに印加される直流電圧Ｖｄの指令値Ｖｄ＊を算出する構成により、電源電圧が変動した場合でも、力率の極端な低下を阻止でき、電圧形自励式電力変換器CNVにおけるしゃ断電流の増加を防止することができる。
【０１８５】
（第８の実施形態）
次に、本発明の第８の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０１８６】
本実施形態は、第１〜第６の各々の実施形態において、別の駆動制御回路を設けた構成であり、この駆動制御回路が、直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の無負荷時の指令値Ｖdo＊、インバータINVに供給する電流ＩL及び比例定数ｋ1に基づいて、負荷運転時の直流電圧の指令値Ｖｄ＊を算出するものである。
【０１８７】
図１７は、本発明の第８の実施形態に係る電力変換装置に適用される駆動制御回路の構成を示す模式図である。この駆動制御回路は、図１に述べたものに比べ、負荷電流ＩLの大きさに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を算出するための演算回路CAL2を備えた構成となっている。
【０１８８】
演算回路CAL2は、無負荷時の直流電圧指令値をＶdo＊，負荷装置LOADに供給する電流をＩL，比例定数をｋ1とした場合、次式に示すように、直流電圧指令値Ｖｄ＊を算出する。
【０１８９】
Ｖｄ＊＝Ｖdo＊−ｋ1・ＩL
図１８は、負荷電流ＩLに対する直流電圧指令値Ｖｄ＊の特性例を示すもので、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄは、上記指令値Ｖｄ＊に一致するように制御される。
【０１９０】
自励式電力変換器CNVにより、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄを、Ｖｄ＝Ｖｄ＊＝Ｖdo＊−ｋ1・ＩLと大略調整することにより、負荷電流ＩLに比例して直流電圧Ｖｄが低下し、変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcの実効値も低くなる。
【０１９１】
この結果、負荷が重いときに入力電流ベクトルＩsが変換器電圧Ｖcの位相に近くなり、変換器CNVの自己消弧素子は、入力電流Ｉsのゼロクロス点に近いところでオン／オフするようになり、自己消弧素子の最大遮断電流を小さく抑えることができる。
【０１９２】
図１９は、負荷電流ＩLの増加に応じて、直流電圧Ｖｄを下げた場合の交流側電圧・電流ベクトル図を示す。変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcは、電源電圧Ｖsより波高値が低くなる。その結果、交流リアクトルＬsに印加される電圧ｊωＬs・Ｉsのベクトルは、電源電圧ベクトルＶsに対して、進み位相角が小さくなる。入力電流ベクトルＩsは、当該Ｌs印加電圧ｊωＬs・Ｉsより電気角９０°遅れとなるので、変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcと当該入力電流Ｉsの位相差が小さくなる。
【０１９３】
従って、変換器CNVの自己消弧素子は、入力電流Ｉsのゼロクロス点に近いところでオン／オフするようになり、自己消弧素子の最大遮断電流を小さく抑えることができる。また、最大負荷のときに、入力電流ベクトルＩsと自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧ベクトルＶcとの位相差がゼロに近くなるように、比例定数ｋ1を選定することにより、効果的に自己消弧素子の遮断電流の増加を抑えることができる。
【０１９４】
上述したように本実施形態によれば、演算回路CAL2が、インバータINVに供給する電流ＩLに基づいて、直流電圧の指令値Ｖｄ＊を算出するので、第１〜第６の各々の実施形態の効果に加え、負荷が重い場合にも、電圧形自励式電力変換器における最大しゃ断電流を抑制することができる。
【０１９５】
（第９の実施形態）
次に、本発明の第９の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０１９６】
本実施形態は、第１〜第６の各々の実施形態において、別の駆動制御回路を設けた構成であり、この駆動制御回路が、直流平滑コンデンサに印加される直流電圧の無負荷時の指令値Ｖdo＊、インバータINVに供給する電流ＩL及び比例定数ｋ1に基づいて、負荷運転時の直流電圧の指令値Ｖｄ＊を算出するものである。
【０１９７】
図２０は、本発明の第８の実施形態に係る電力変換装置に適用される駆動制御回路の構成を示す模式図である。この駆動制御回路は、図１に述べたものに比べ、負荷電流ＩLの大きさに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を算出するための演算回路CAL3を備えた構成となっている。
【０１９８】
演算回路CAL3は、無負荷時の直流電圧指令値をＶdo＊，負荷装置LOADに供給する電流をＩL，比例定数をｋ2とした場合、次式に示すように、直流電圧指令値Ｖｄ＊を算出する。
【０１９９】
【数６】
0004253197.tif 000004
【０２００】
図２１は、負荷電流ＩLに対する直流電圧指令値Ｖｄ＊の関係を示した特性図である。図示するように、負荷電流ＩLが大きくなるに従って直流電圧指令値Ｖｄ＊は減少する。
【０２０１】
一定のパルスパターンで自励式電力変換器CNVを制御した場合、当該変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcの波高値は、直流電圧Ｖｄ＝Ｖｄ＊の値に比例する。また、入力電流Ｉsの波高値は、負荷電流ＩLに比例した値となる。
【０２０２】
この結果、上記直流側の関係式を、交流側の関係式に変換すると、次式を満足するものとなる。
【０２０３】
【数７】
0004253197.tif 000005
【０２０４】
図２２は、この時の交流側の電圧・電流ベクトル図を示したもので、変換器出力電圧は、Ｖc＝√｛Ｖs2−（ωＬs・Ｉs）２｝の関係が保たれる。
【０２０５】
この結果、変換器出力電圧ベクトルＶcと交流リアクトルＬsの印加電圧（ｊωＬs・Ｉs）が常に直交関係を保つようになり、入力電流Ｉsは変換器出力電圧Ｖcと同相（又は逆相）となって、変換器力率が常に１となる。
【０２０６】
負荷電流ＩLすなわち入力電流Ｉsの大きさが変化した場合には、変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcのベクトルの頭は、図２２の破線の円軌道に沿って移動し、交流リアクトルＬsに印加される電圧ベクトルｊωＬs・Ｉsと電圧ベクトルＶcは常に直交関係が保たれ、結果的に入力電流ベクトルＩsと変換器電圧ベクトルＶcの位相は同相となる。
【０２０７】
図２３は、１パルスモードで、変換器力率を１にして力行運転したときの動作波形を示す。Ｒ相について表わしており、説明の便宜上、入力電流Ｉrは正弦波としてリプル分を省略して描いている。図中、IS1，IS4はＲ相の自己消弧素子S1とS4の電流を、ID1，ID4は高速ダイオードD1とD4の電流をそれぞれ表わす。
【０２０８】
変換器の交流側出力電圧Ｖcrの基本波は電源電圧Ｖsに対し、位相角φだけ遅れている。入力電流Ｉrは変換器の交流側出力電圧Ｖcrと同相になり、電源電圧Ｖrに対し、位相角φだけ遅れて流れる。１パルスモードで、変換器力率＝１の運転を行った場合、すべての電流が高速ダイオードD1〜D6を介して流れ、自己消弧素子S1〜S6に流れる電流はゼロとなる。当然のことながら、１パルスモードでは、自己消弧素子のしゃ断電流もゼロとなる。
【０２０９】
図２４は、１パルスモードで、変換器力率を１にして回生運転したときの動作波形を示す。Ｒ相について表わしており、説明の便宜上、入力電流Ｉrは正弦波としてリプル分を省略して描いている。図中、IS1，IS4はＲ相の自己消弧素子S1とS4の電流を、ID1，ID4は高速ダイオードD1とD4の電流をそれぞれ表わす。１パルスモードで、変換器力率＝１の運転を行った場合、すべての電流が自己消弧素子S1〜S6を介して流れ、高速ダイオードD1〜D6に流れる電流はゼロとなる。また、自己消弧素子S1〜S6の遮断電流をゼロにして運転することが可能となり、ゼロ電流スイッチングすなわちソフトスイッチングが可能となり、現在ハードスイッチングで問題とされているＥＭＩノイズや誘導障害の問題が解決される。
【０２１０】
また、３パルスモード（δ＝１０°）で、変換器力率＝１の運転を行った場合、自己消弧素子の最大遮断電流Ｉmaxは、入力電流Ｉsの波高値をＩsmとした場合、次式のように極めて小さな値となる。
【０２１１】
Ｉmax＝Ｉsm×ｓｉｎδ＝０．１７４×Ｉsm
さらに、５パルスモード（δ1＝１０°，δ2＝１５°）で、変換器力率＝１の運転を行った場合、自己消弧素子の最大遮断電流Ｉmaxは、入力電流Ｉsの波高値をＩsmとした場合、次式のように、やはり小さな値となる。
【０２１２】
Ｉmax＝Ｉsm×ｓｉｎδ2＝０．２５８×Ｉsm
７パルス以上のモードでも同様に最大遮断電流Ｉmaxは小さい値となる。
【０２１３】
上述したように本実施形態によれば、負荷電流ＩLに応じて、直流電圧指令値Ｖｄ＊＝√｛（Ｖdo＊）２−ｋ2・（ＩL）２｝を満足するように調整することにより、入力電流Ｉsの電源電圧Ｖsに対する位相角φを自励式電力変換器CNVの交流側出力電圧Ｖcの位相角φにほぼ一致させることができる。すなわち、入力電流Ｉsと変換器出力電圧Ｖcの位相が一致して同相となり、変換器力率＝１の運転ができる。この結果、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の最大しゃ断電流を小さくすることができ、かつ、変換器容量の低減を図ることができる。この効果は回生運転においても同じである。これにより、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供できる。
【０２１４】
（第１０の実施形態）
次に、本発明の第１０の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２１５】
図２５は、この電力変換装置の構成を示す模式図である。この電力変換装置は、２台の電圧形自励式電力変換器CNV1，CNV2に対し、電気角３０°の位相差を持たせた２組の２次巻線を有する３相変圧器TRを用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で並列接続するように構成されている。例えば、３相変圧器TRの１次巻線はΔ結線され、第１の２次巻線はＹ結線，第２の２次巻線はΔ結線されたものを用いる。
【０２１６】
図２６は、図２５に示した電力変換装置の駆動制御回路の構成を示す模式図である。図示するように、図１５のC2、Ｇi(S)、ｚ、PLL及びPHCに代えて、加算器ADの出力段に互いに並列に接続された比較器C21,C22、３相／ｄｑ座標変換回路Z1,Z2、電流制御補償回路Ｇi1(S)，Ｇi2(S)、電源同期位相検出回路PLL1，PLL2、位相駆動制御回路PHC1，PHC2を備えている。
【０２１７】
この駆動制御回路は、直流電圧指令値算出部CALから加算器ADまでは前述同様に動作し、加算器ADより後段の各機能部が互いに並列に動作するものである。
【０２１８】
すなわち、加算器ADは、前述同様に、有効電流の指令値Ｉq＊を出力する。
【０２１９】
座標変換器Z1は、電源SUPから供給される３相入力電流Ｉr1，Ｉs1，Ｉt1の検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉq1は有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉd1は無効電流検出値を表わす。座標変換器Z2も同様である。
【０２２０】
比較器C21により、有効電流指令値Ｉq＊と有効電流検出値Ｉq1を比較し、その偏差εi1を電流制御補償回路Ｇi1(S)により増幅して、位相角指令値φ1＊とする。電源同期位相検出回路PLL1は、３相交流電源電圧に同期した位相信号θr1，θs1，θt1を作り、位相駆動制御回路PHC1に入力する。
【０２２１】
位相駆動制御回路PHC1は、位相角指令値φ1＊と位相信号θr1，θs1，θt1を用いて自励式電力変換器CNV1の自己消弧素子S11〜S16のゲート信号g11〜g16を発生する。
【０２２２】
同様に、比較器C22により、有効電流指令値Ｉq＊と有効電流検出値Ｉq2を比較し、その偏差εi2を電流制御補償回路Ｇi2(S)により増幅して、位相角指令値φ2＊とする。電源同期位相検出回路PLL2は３相交流電源電圧に同期した位相信号θr2，θs2，θt2を作り、位相駆動制御回路PHC2に入力する。位相駆動制御回路PHC2は、位相角指令値φ2＊と位相信号θr2，θs2，θt2を用いて自励式電力変換器CNV2の自己消弧素子S21〜S26のゲート信号g21〜g26を発生する。
【０２２３】
電圧形自励式電力変換器CNV1，CNV2は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φ1，φ2を制御することにより、入力電流を制御する。
【０２２４】
２組の電力変換装置の入力電流（変圧器TRの２次電流）Ｉs1，Ｉs2は独立に制御されるが、指令値Ｉq＊は同じなので、ほぼ同じ値に制御される。その結果、変圧器の１次電流の高調波が互いに打ち消し合い電流リプルの少ない正弦波に制御できる。
【０２２５】
２台の電圧形自励式電力変換器CNV1，CNV2は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖsに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換器CNV1，CNV2 の交流側出力電圧Ｖc1，Ｖc2の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖsに対する出力電圧Ｖc1，Ｖc2の位相角φを変えることより、交流リアクトルＬs1，Ｌs2（又は変圧器TR1，TR2のもれインダクタンスＬx1，Ｌx2）に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉs1，Ｉs2を調整することができる。また、多重化により、その合成電流Ｉs＝Ｉs1＋Ｉs2は、歪みの少ない波形に制御できる。
【０２２６】
電源電圧Ｖsに対する各変換器の出力電圧Ｖc1，Ｖc2の位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐsが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐsが交流電源に回生される。
【０２２７】
自励式変換器CNV1，CNV2 を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉs1，Ｉs2の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流Ｉs1，Ｉs2のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNV1，CNV2を構成する自己消弧素子のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉsの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。
【０２２８】
また同様に、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnを用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器TRを用いて、並列多重運転するように構成することにより、変換装置の大容量化と、交流電源SUPから供給される入力電流Ｉsの高調波成分の低減を図ることができる。
【０２２９】
なお、この場合、上記説明中、「Ｖc1，Ｖc2」を「Ｖc1，Ｖc2，…，Ｖcn」と読み替える。同様に、「Ｖc＝Ｖc1＋Ｖc2」を「Ｖc＝Ｖc1＋Ｖc2＋…＋Ｖcn」と読み替える。また、「Ｌx＝Ｌx1＋Ｌx2」を「Ｌx＝Ｌx1＋Ｌx2＋…＋Ｌxn」と読み替える。同様に「Ｉs＝Ｉs1＋Ｉs2」を「Ｉs＝Ｉs1＋Ｉs2＋…＋Ｉsn」と読み替える。
【０２３０】
上述したように本実施形態によれば、変換装置の大容量化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉsの高調波成分の低減を図ることができ、これにより、電力回生が可能で、高効率・低コストな大容量の電力変換装置を提供することができる。
【０２３１】
（第１１の実施形態）
次に、本発明の第１１の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２３２】
図２７は、この電力変換装置の構成を示す模式図である。この電力変換装置は、２台の電圧形自励式電力変換器CNV1，CNV2に対し、２次巻線の出力電圧が電気角３０°の位相差を持つように構成した２台の３相変圧器TR1，TR2を用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で並列接続するように構成されている。例えば、Δ／Δ結線の３相変圧器TR1とΔ／Ｙ結線の３相変圧器TR2が使われる。また、同図中、Ldは直流リアクトル、HSCBは直流高速遮断器である。
【０２３３】
電圧形自励式電力変換器CNV1，CNV2は、図２５に示した構成と同様の駆動制御回路が用いられる。
【０２３４】
２台の電圧形自励式電力変換器CNV1，CNV2は、交流電源SUPの周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、交流電源の電圧Ｖsに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉsを制御している。
【０２３５】
２台の電圧形自励式電力変換器CNV1，CNV2を並列多重運転する場合、当該変換器CNV1，CNV2間に横流が流れる。横流の大きさは、直流電圧Ｖｄの値と２台の変圧器TR1，TR2のもれインダクタンス値Ｌx1，Ｌx2によってほぼ決定される。
【０２３６】
図２５のように、１台の変圧器TRに複数の２次巻線を設け、夫々の２次巻線に自励式電力変換器CNV1，CNV2を接続する並列多重運転では、変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器TRのもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。ここで、変圧器TRの２次側に外部交流リアクトルＬs2，Ｌs1を挿入すると、横流を抑制できるが、当該外部リアクトルＬs2，Ｌs1の分だけコストが高くなる。
【０２３７】
一方、本実施形態では、各変換器CNV1，CNV2毎に、変圧器TR1，TR2を分けた構成により、各変圧器TR1，TR2の１次と２次のもれインダクタンス値の和が横流を抑制するので、外部リアクトルＬs無しでも、横流を十分小さな値に抑制可能となる。
【０２３８】
すなわち、本実施形態は、電源電圧Ｖsに対する出力電圧Ｖc1，Ｖc2の位相角φを変えたとき、第１０の実施形態とは異なり、（交流リアクトルＬs1，Ｌs2が無いので、交流リアクトルＬs1，Ｌs2に印加される電圧ではなく、）変圧器TR1，TR2のもれインダクタンスＬx1，Ｌx2に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉs1，Ｉs2を調整することができる。
【０２３９】
以下、本実施形態は、第１０の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０２４０】
（第１２の実施形態）
次に、本発明の第１２の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２４１】
図２８は、この電力変換装置の構成を示す模式図である。この電力変換装置は、２台の電圧形自励式電力変換器CNV1，CNV2に対し、１次巻線を直列接続し、電気角３０°の位相差を持たせた２次巻線を有する２台の３相変圧器TR1，TR2 を用いて、直列多重運転するように構成されている。
【０２４２】
ここで、変圧器TR1は１次巻線がオープンスター、２次巻線がΔ結線となっており、変圧器TR2はΔ／Δ結線されている。３相電源SUPのＲ相端子は、変圧器TR1の１次Ｒ相巻線の１つの端子に接続され、１次Ｒ相巻線のもう１つの端子（中点側）が変圧器TR2の１次Ｒ相端子接続される。Ｓ相，Ｔ相も同様である。すなわち、変圧器TR1の２次電圧Ｖr1，Ｖs1，Ｖt1に対し、変圧器TR2の２次電圧Ｖr2，Ｖs2，Ｖt2はそれぞれ、電気角で３０°ずつ位相がずれている。
【０２４３】
この電力変換装置では、２台の変圧器TR1，TR2のもれインダクタンスを利用することにより、交流リアクトルＬs1，Ｌs2を省略してもよい。もちろん、外部に交流リアクトルＬsを設けても原理的には同じになる。
【０２４４】
図２９は、各自励式電力変換器CNV1，CNV2の駆動制御回路の構成を示す模式図である。図示するように、図１５のPLL及びPHCに代えて、電流制御補償回路Ｇi(S)の出力段に互いに並列に接続され、電源同期位相検出回路PLL1，PLL2を個別に有する位相駆動制御回路PHC1，PHC2を備えている。
【０２４５】
この駆動制御回路は、直流電圧指令値算出部CALから電流制御補償回路Ｇi(S)までは前述同様に動作し、電流制御補償回路Ｇi(S)から位相角指令値φ＊を出力する。
【０２４６】
電源同期位相検出回路PLL1は、３相交流電源電圧Ｖr1，Ｖs1，Ｖt1に同期した位相信号θr1，θs1，θt1を作り、位相駆動制御回路PHC1に入力する。位相駆動制御回路PHC1は、位相角指令値φ＊と位相信号θr1，θs1，θt1を用いてゲート信号g11〜g16を発生し、各ゲート信号g11〜g16を自励式電力変換器CNV1の自己消弧素子S11〜S16に入力する。
【０２４７】
同様に、電源同期位相検出回路PLL2により、３相交流電源電圧Ｖr2，Ｖs2，Ｖt2に同期した位相信号θr2，θs2，θt2を作り、位相駆動制御回路PHC2に入力する。位相駆動制御回路PHC2は、位相角指令値φ＊と位相信号θr2，θs2，θt2を用いてゲート信号g21〜g26を発生し、各ゲート信号g21〜g26を自励式電力変換器CNV2の自己消弧素子S21〜S26に入力する。
【０２４８】
電圧形自励式電力変換器CNV1，CNV2は、一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で動作し、交流電源の電圧Ｖsに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、自励式変換器CNV1，CNV2の交流側出力電圧Ｖc1，Ｖc2の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖsに対する各変換器出力電圧の和Ｖc＝Ｖc1＋Ｖc2の位相角φを変えることより、変圧器TR1，TR2のもれインダクタンスの和Ｌx＝Ｌx1＋Ｌx2の和に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtを制御することができる。
【０２４９】
この電力変換装置では、２台の変圧器TR1とTR2が１次側で直列接続されているので、２台の電力変換器CNV1，CNV2の入力電流は同じになり、高調波の少ない電流となる。また、多重化により、その入力電流Ｉsは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。
【０２５０】
電源電圧Ｖsに対する各変換器の出力電圧の和Ｖc＝Ｖc1＋Ｖc2の位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐsが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐsが交流電源に回生される。
【０２５１】
以上は、２台の電力変換装置を用いた例を示したが、任意のｎ台以上の電力変換装置を用いて直列多重運転できることは言うまでもない。なお、この場合、上記説明中、「Ｖc1，Ｖc2」を「Ｖc1，Ｖc2，…，Ｖcn」と読み替える。同様に、「Ｖc＝Ｖc1＋Ｖc2」を「Ｖc＝Ｖc1＋Ｖc2＋…＋Ｖcn」と読み替える。また、「Ｌx＝Ｌx1＋Ｌx2」を「Ｌx＝Ｌx1＋Ｌx2＋…＋Ｌxn」と読み替える。
【０２５２】
本実施形態によれば、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉsの高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により、各変換器に流れる交流側入力電流の高調波成分を低減することができ、自励式電力変換器CNV1〜CNVnの制御パルス数を少なくできる利点がある。また、３相変圧器のもれインダクタンス分を利用することにより、従来の交流リアクトルを省略することが可能となる。これにより、電力回生が可能で、高効率・低コストな大容量電力変換装置を提供することができる。
【０２５３】
（第１３の実施形態）
次に、本発明の第１３の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２５４】
本実施形態は、第１０〜第１２の各々の実施形態の電力変換装置において、奇数パルスパターンを用いて交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波のゼロクロス点から所定の電気角以内でスイッチングする第２の実施形態の手法を適用した構成となっている。但し、所定の電気角は、第２の実施形態の３０°とは異なり、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnに対応して（３０°／ｎ）を用いている。
【０２５５】
以上のような構成によれば、まず、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnの交流側線間電圧Ｖc1〜Ｖcnは、多重化により、それぞれ（６０°／ｎ）の位相差を有し、入力電流の高調波を低減している。また、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnを、３パルス，５パルス，・・と奇数パルスで動作させることにより、少ない回数のスイッチングで入力電流歪みをさらに小さくできる。
【０２５６】
また、交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）の範囲内でスイッチングを行うことにより、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnの間で、他の変換器のスイッチングと干渉することなく、入力電流高調波を小さくできる。また、パルス数が増えても、入力電流のゼロクロス付近でスイッチングを行うことができ、自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができる。
【０２５７】
（第１４の実施形態）
次に、本発明の第１４の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２５８】
本実施形態は、第１０〜第１３の各々の実施形態の電力変換装置において、交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から正負同じ電気角でスイッチングする旨の第３の実施形態の手法を適用した構成となっている。但し、交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnは、第３の実施形態とは異なり、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnに対応してｎ個の電圧となっている。
【０２５９】
以上のような構成によれば、３パルス以上でｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnを動作させる場合、１パルスのスイッチングタイミング（すなわち、交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波のゼロクロス点）を基点として正負同じ角度の点でスイッチングを行うようにパルスパターンを与えることにより、交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの左右対称を維持することができ、入力電流の歪みを小さくすることができる。また、パターン作成上の変数を半分に減らすことができ、制御も簡単になる。
【０２６０】
（第１５の実施形態）
次に、本発明の第１５の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２６１】
本実施形態は、図２５〜図２９で示した電力変換装置において、５パルスからなるゲート信号g11〜g16，g21〜g26を交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2の角度でスイッチングする旨の第４の実施形態の手法を適用した構成となっている。但し、電気角は、第４の実施形態とは異なり、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVｎに対応し、δ1＜δ2＜（３０°／ｎ）で、２×δ1＞δ2  の条件を満足するものとなっている。
【０２６２】
図３０は、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVｎを５パルスで運転した場合の１台の変換器の動作波形を示すもので、Ｖcriは変換器CNVｉ（ｉ＝１〜ｎ）のＲ相電圧，ＶcsiはＳ相電圧，ＶcrsiはＲ−Ｓ線間電圧を表す。
【０２６３】
電圧形自励式電力変換器CNVｉの交流側出力電圧のＲ−Ｓ線間電圧Ｖcrsiは、Ｒ相電圧Ｖcriより電気角で３０°進みとなる。５パルスのパルスパターンを上記電気角０，±δ1，±δ2で動作させる場合、Ｒ−Ｓ線間電圧Ｖcrsiは、立ち上がる時に第４の実施形態と同様に、その基本波のゼロクロス点から、第１の正パルス，第２の正パルスと、徐々に幅が広くなっていく。
【０２６４】
逆に、線間電圧Ｖcrsiが立ち下がるときは、第４の実施形態と同様に、まず、第２の正パルス（幅：δ1）が発生され、次に第１の正パルス（幅：δ2−δ1）が発生され、徐々に幅が狭くなってゼロクロス点に至る。線間電圧Ｖcrsiの負側も同様になる。また、他の線間電圧Ｖcsti，Ｖctriも同様に制御される。この結果、交流電源SUPから供給される入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtの歪みが小さくなり、その高調波成分も小さくできる。また、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnの交流側線間電圧Ｖc1〜Ｖcnは、多重化により、それぞれ（６０°／ｎ）の位相差を有し、入力電流の高調波を低減している。
【０２６５】
上述したように本実施形態によれば、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnに対し、交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）の範囲内でスイッチングを行うことにより、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnの間で、他の変換器のスイッチングと干渉することなく、入力電流高調波を小さくできる。また、パルス数が増えても、入力電流のゼロクロス付近でスイッチングを行うことができ、自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができる。
【０２６６】
（第１６の実施形態）
次に、本発明の第１６の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２６７】
本実施形態は、図２５〜図２９で示した電力変換装置において、７パルスからなるゲート信号g11〜g16，g21〜g26をゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3の角度でスイッチングする旨の第５の実施形態の手法を適用した構成となっている。但し、電気角は、第５の実施形態とは異なり、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVｎに対応し、δ1＜δ2＜δ3＜（３０°／ｎ）で、２×δ1＞δ2及びδ1＞δ3−δ2  の条件を満足するものとなっている。
【０２６８】
以下、図面を参照して具体的に説明する。
【０２６９】
図３１は、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVｎを７パルスで運転した場合の１台の変換器の動作波形を示す。Ｖcriは変換器CNVi（ｉ＝１〜ｎ）のＲ相電圧，ＶcsiはＳ相電圧，ＶcrsiはＲ−Ｓ線間電圧を表す。
【０２７０】
電圧形自励式電力変換器CNVｉの交流側出力電圧のＲ−Ｓ線間電圧Ｖcrsiは、Ｒ相電圧Ｖcriより電気角で３０°進みとなる。７パルスのパルスパターンを上記電気角０，±δ1，±δ2，±δ3で動作させる場合、Ｒ−Ｓ線間電圧Ｖcrsiは、立ち上がる時に第５の実施形態と同様に、その基本波のゼロクロス点から、第１の正パルス，第２の正パルス，第３の正パルスと、徐々に幅が広くなっていく。
【０２７１】
逆に、線間電圧Ｖcrsiが立ち下がるときは、第５の実施形態と同様に、第３の正パルス、第２の正パルス、第１の正パルスと、徐々に幅が狭くなってゼロクロス点に至る。線間電圧Ｖcrsiの負側も同様になる。また、他の線間電圧Ｖcsti，Ｖctriも同様に制御される。この結果、交流電源SUPから供給される入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtの歪みが小さくなり、その高調波成分も小さくできる。
【０２７２】
上述したように本実施形態によれば、７パルスパターンをゼロクロス点から離れるにつれて幅を広くし、ゼロクロス点に近づくにつれて幅を狭くするように電気角の条件を具体的に規定した構成により、図２５〜図２９の電力変換装置について、具体例の一つを示すことができ、また、第１５の実施形態と同様の作用を得ることができる。
【０２７３】
（第１７の実施形態）
次に、本発明の第１７の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２７４】
本実施形態は、図２５〜図２９で示した電力変換装置において、９パルスからなるゲート信号g11〜g16，g21〜g26をゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4の角度でスイッチングする旨の第６の実施形態の手法を適用した構成となっている。但し、電気角は、第６の実施形態とは異なり、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVｎに対応し、δ1＜δ2＜δ3＜δ4＜（３０°／ｎ）で、２×δ1＞δ2及びδ1＞δ3−δ2でδ2−δ1＞δ3−δ2  の条件を満足するものとなっている。
【０２７５】
図３２は、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVｎを９パルスで運転した場合の１台の変換器の動作波形を示す。Ｖcriは変換器CNVｉ（ｉ＝１〜ｎ）のＲ相電圧，ＶcsiはＳ相電圧，ＶcrsiはＲ−Ｓ線間電圧を表す。
【０２７６】
自励式電力変換器CNVｉの交流側出力電圧のＲ−Ｓ線間電圧Ｖcrsiは、Ｒ相電圧Ｖcriより電気角で３０°進みとなる。９パルスのパルスパターンを上記電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4で動作させる場合、Ｒ−Ｓ線間電圧Ｖcrsiは、立ち上がる時に第６の実施形態と同様に、その基本波のゼロクロス点から、第１の正パルス，第２の正パルス，第３の正パルス、第４の正パルスと、徐々に幅が広くなっていく。
【０２７７】
逆に、線間電圧Ｖcrsiが立ち下がるときは、第６の実施形態と同様に、第４の正パルス、第３の正パルス、第２の正パルス、第１の正パルスと、徐々に幅が狭くなってゼロクロス点に至る。線間電圧Ｖcrsiの負側も同様になる。また、他の線間電圧Ｖcsti，Ｖctriも同様に制御される。この結果、交流電源SUPから供給される入力電流Ｉr，Ｉs，Ｉtの歪みが小さくなり、その高調波成分も小さくできる。
【０２７８】
上述したように本実施形態によれば、９パルスパターンをゼロクロス点から離れるにつれて幅を広くし、ゼロクロス点に近づくにつれて幅を狭くするように電気角の条件を具体的に規定した構成により、図２５〜図２９の電力変換装置について、具体例の一つを示すことができ、また、第１５の実施形態と同様の作用を得ることができる。
【０２７９】
（第１８の実施形態）
次に、本発明の第１８の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２８０】
本実施形態は、第１０〜第１７の実施形態において、第７の実施形態と同様に別の駆動制御回路を設けた構成であり、この駆動制御回路が、交流電源の電圧Ｖsが変動した場合、当該電源電圧Ｖsの変化に合わせて直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄの指令値Ｖｄ＊を変えて制御するものである。
【０２８１】
この制御の前提となる現象について述べる。例えばｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnを固定パルスパターンで運転した場合、当該ｎ台の電力変換器CNV1〜CNVnの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの振幅値は一定となる。ここで、電源電圧Ｖsが高くなると、変換器CNV1〜CNVnは遅れ力率運転となり、電源電圧Ｖsが低くなると、変換器CNV1〜CNVnは進み力率運転となる。また、力率低下に伴い、自励式電力変換器CNV1〜CNVnの交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnと入力電流Ｉsの位相差が広がり、自励式電力変換器CNV1〜CNVnにおける自己消弧素子のしゃ断電流が増大する。まとまると、電源電圧Ｖsの変動に伴い、力率の低下や、遮断電流の増加といった現象が生じると考えられる。
【０２８２】
そこで、本実施形態では、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄを、電源電圧Ｖsの振幅値に合わせて調整制御する構成により、並列多重運転では、常に、｜Ｖs｜≒｜Ｖc1｜＝｜Ｖc2｜＝・・＝｜Ｖcn｜となり、直列多重運転では、常に、｜Ｖs｜≒｜Ｖc1＋Ｖc2＋・・＋Ｖcn｜となるように制御する。
【０２８３】
従って、本実施形態によれば、電源力率あるいは変換器力率の極端な低下を防ぐことが可能となり、自己消弧素子のしゃ断電流の増加を防止できる。
【０２８４】
（第１９の実施形態）
次に、本発明の第１９の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２８５】
本実施形態は、第１０〜第１７の各々の実施形態において、第８の実施形態と同様に、駆動制御回路が次式に示すように、直流電圧指令値Ｖｄ＊を算出する構成である。
【０２８６】
Ｖｄ＊＝Ｖdo＊−ｋ1・ＩL
以上のような構成により、第１０〜第１７の各々の実施形態において、第８の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０２８７】
（第２０の実施形態）
次に、本発明の第２０の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２８８】
本実施形態は、第１０〜第１７の各々の実施形態において、第９の実施形態と同様に、駆動制御回路が次式に示すように、直流電圧指令値Ｖｄ＊を算出する構成である。
【０２８９】
【数８】
0004253197.tif 000006
【０２９０】
以上のような構成により、第１０〜第１７の各々の実施形態において、第９の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０２９１】
（第２１の実施形態）
次に、本発明の第２１の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０２９２】
図３３は、この電力変換装置の構成を示す模式図である。この電力変換装置は、図２５に示した構成に比べ、２台の電圧形自励式電力変換器CNV1，CNV2が個別に２台の直流平滑コンデンサCd1，Cd2に接続されたものとなっている。なお、各直流平滑コンデンサCd1，Cd2は、互いに直列接続されている。
【０２９３】
図３４は、図３３に示した電力変換装置の駆動制御回路の構成を示す模式図である。この駆動制御回路は、図２６に示した構成に比べ、直流電圧指令演算器CALが、２台の直流平滑コンデンサCd1,Cd2に対する直流電圧指令値として、（Ｖｄ＊／２）を算出して比較器c1に出力する構成となっている。
【０２９４】
このため、自励式電力変換器CNV1及びCNV2は、直流平滑コンデンサCd1及びCd2に印加される電圧Ｖｄ1，Ｖｄ2が指令値（Ｖｄ＊／２）にそれぞれ一致するように制御されるものとなっている。
【０２９５】
従って、以上のような構成により、図３３に示した構成において、第１０の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０２９６】
以上は、２台の電圧形自励式電力変換器を用いた場合について説明したが、３台以上の電圧形自励式電力変換器を用いて多重運転できることは言うまでもない。
【０２９７】
例えば、ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnで多重運転した場合、当該電力変換器CNV1〜CNVnは、各直流平滑コンデンサCd1〜Cdnに印加される電圧Ｖｄ1〜Ｖｄnがほぼ一定になるように制御される。その結果、その和電圧Ｖdo＝Ｖｄ1＋Ｖｄ2＋…＋Ｖｄnが一定に制御される。
【０２９８】
これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉsの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。
【０２９９】
（第２２の実施形態）
次に、本発明の第２２の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０３００】
図３５は、この電力変換装置の構成を示す模式図である。この電力変換装置は、図２７に示した構成に比べ、２台の電圧形自励式電力変換器CNV1，CNV2が個別に２台の直流平滑コンデンサCd1，Cd2に接続されたものとなっている。
【０３０１】
これに伴い、各直流平滑コンデンサCd1，Cd2は、互いに直列接続され、第２１の実施形態と同様に、各々印加される電圧Ｖｄ1，Ｖｄ2が指令値（Ｖｄ＊／２）にそれぞれ一致するように制御されるものとなっている。
【０３０２】
以上のような構成によれば、第２１の実施形態と第１１の実施形態（図２７）との両者の作用効果を同時に得ることができる。
【０３０３】
以上は、２台の電圧形自励式電力変換器を用いた場合について説明したが、３台以上の電圧形自励式電力変換器を用いて多重運転できることは言うまでもない。
【０３０４】
ｎ台の電圧形自励式電力変換器CNV1〜CNVnで多重運転した場合、当該電力変換器CNV1〜CNVnは、各直流平滑コンデンサCd1〜Cdnに印加される電圧Ｖｄ1〜Ｖｄnがほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧Ｖdo＝Ｖｄ1＋Ｖｄ2＋…＋Ｖｄnが一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉsの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。
【０３０５】
（第２３の実施形態）
次に、本発明の第２３の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０３０６】
本実施形態は、第２１又は第２２の実施形態において、奇数パルスパターンを用いて、交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）以内でスイッチングする第１３の実施形態を提供した構成となっている。
【０３０７】
以上のような構成により、第２１又は第２２の実施形態と、第１３の実施形態との両者の作用効果を同時に得ることができる。
【０３０８】
（第２４の実施形態）
次に、本発明の第２４の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０３０９】
本実施形態は、第２１〜第２３の各々の実施形態において、交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波のゼロクロス点から正負同じ角度の点でスイッチングする旨の第１４の実施形態の手法を適用した構成となっている。
【０３１０】
以上のような構成により、第２１〜第２３の各々の実施形態と、第１４の実施形態との両者の作用効果を同時に得ることができる。
【０３１１】
（第２５の実施形態）
次に、本発明の第２５の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０３１２】
本実施形態は、第２４の実施形態において、５パルスからなるゲート信号を交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2の角度（但し、δ1＜δ2＜（３０°／ｎ）及び２×δ1＞δ2）でスイッチングする旨の第１５の実施形態の手法を適用した構成となっている。
【０３１３】
以上のような構成により、第２４及び第１５の両実施形態の作用効果を同時に得ることができる。
【０３１４】
（第２６の実施形態）
次に、本発明の第２６の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０３１５】
本実施形態は、第２４の実施形態において、７パルスからなるゲート信号を交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜（３０°／ｎ）で、２×δ1＜δ2  及びδ1＞δ3−δ2）でスイッチングする旨の第１６の実施形態の手法を適用した構成となっている。
【０３１６】
以上のような構成により、第２４及び第１６の両実施形態の作用効果を同時に得ることができる。
【０３１７】
（第２７の実施形態）
次に、本発明の第２６の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０３１８】
本実施形態は、第２４の実施形態において、９パルスからなるゲート信号を交流側出力電圧Ｖc1〜Ｖcnの基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ1，±δ2，±δ3，±δ4の角度（但し、δ1＜δ2＜δ3＜δ4＜（３０°／ｎ）で、２×δ1＞δ2と、δ1＜δ3−δ2  及びδ2−δ1＞δ4−δ3  ）でスイッチングする旨の第１７の実施形態の手法を適用した構成となっている。
【０３１９】
以上のような構成により、第２４及び第１７の両実施形態の作用効果を同時に得ることができる。
【０３２０】
（第２８の実施形態）
次に、本発明の第２８の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０３２１】
本実施形態は、第２１〜第２７の各々の実施形態において、直流平滑コンデンサCd1〜Cdn に印加される電圧の和Ｖｄの指令値Ｖｄ＊に対し、ｎ個の直流平滑コンデンサCd1〜Cdnに印加される各直流電圧Ｖｄ1〜Ｖｄnの指令値を、Ｖｄ1＊＝Ｖｄ2＊＝Ｖｄ3＊＝・・・＝Ｖｄn＊＝Ｖｄ＊／ｎ  として与える構成となっている。
【０３２２】
このような構成により、各直流電圧Ｖｄ1〜Ｖｄnが平衡化され、結果的に、ｎ台の各電力変換器CNV1〜CNVnの構成素子に印加される最大電圧も均等になる。また、直流電圧Ｖｄ1〜Ｖｄnが均等化されたことにより、交流側多重化の効果がそのまま出て、交流入力電流Ｉsの高調波が低減できる。
【０３２３】
これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉsの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。
【０３２４】
（第２９の実施形態）
次に、本発明の第２９の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０３２５】
本実施形態は、第２１〜第２８の各々の実施形態において、交流電源の電圧Ｖsが変動した場合、当該電源電圧Ｖsの変化に合わせて直流平滑コンデンサCd1〜Cdnに印加される電圧の和Ｖｄの指令値Ｖｄ＊を変えて制御する旨の第１８の実施形態の手法を適用した構成となっている。すなわち、直流平滑コンデンサCd1〜Cdnに印加される電圧の和Ｖｄの指令値Ｖｄ＊を、電源電圧Ｖsの振幅値に合わせて調整制御することにより、常に、｜Ｖs｜≒｜Ｖc1｜＝｜Ｖc2｜＝・・＝｜Ｖcn｜となるように制御される構成となっている。
【０３２６】
以上のような構成によれば、第２１〜第２８の各々の実施形態と、第１８の実施形態との両者の作用効果を得ることができる。
【０３２７】
（第３０の実施形態）
次に、本発明の第２９の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０３２８】
本実施形態は、第２１〜第２８の各々の実施形態において、駆動制御回路が次式に示すように、直流電圧指令値Ｖｄ＊を算出する旨の第１９の実施形態を適用した構成となっている。
【０３２９】
Ｖｄ＊＝Ｖdo＊−ｋ1・ＩL
以上のような構成により、第２１〜第２８の各々の実施形態と、第１９の実施形態との両者の作用効果を同時に得ることができる。
【０３３０】
（第３１の実施形態）
次に、本発明の第３１の実施形態に係る電力変換装置について説明する。
【０３３１】
本実施形態は、第２１〜第２９の各々の実施形態において、駆動制御回路が地式に示すように、直流電圧指令値Ｖｄ＊を算出する旨の第１９の実施形態を適用した構成となっている。
【０３３２】
【数９】
0004253197.tif 000007
【０３３３】
上のような構成により、第２１〜第２９の各々の実施形態において、第２０の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。
【０３３４】
なお、本願発明は、上記各実施形態に限定されるものでなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、各実施形態は可能な限り適宜組み合わせて実施してもよく、その場合、組み合わされた効果が得られる。さらに、上記各実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば実施形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が省略されることで発明が抽出された場合には、その抽出された発明を実施する場合には省略部分が周知慣用技術で適宜補われるものである。
【０３３５】
その他、本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施できる。
【０３３６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、電圧形自励式電力変換器の最大しゃ断電流を抑制でき、低コストの電力変換装置を提供できる。また、スイッチング周波数を高くせずに入力電流歪みを低減できる。さらに、電圧形自励式電力変換器の電圧利用率を向上できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す模式図
【図２】  同実施形態における交流側等価回路
【図３】  図２の交流側電圧・電流ベクトル図
【図４】  同実施形態における位相駆動制御回路の構成を示す模式図
【図５】  同実施形態における１パルス出力時の位相制御動作を説明するためのタイムチャート
【図６】  同実施形態における力行運転時の動作波形を示す波形図
【図７】  同実施形態における回生運転時の動作波形を示す波形図
【図８】  本発明の第２の実施形態における３パルス出力時の位相制御動作を説明するためのタイムチャート
【図９】  同実施形態における力行運転時の動作波形を示す波形図
【図１０】  同実施形態における５パルス出力時の位相制御動作を説明するためのタイムチャート
【図１１】  同実施形態における力行運転時の動作波形を示す波形図
【図１２】  本発明の第４の実施形態における５パルス運転時の動作を説明するための動作波形図
【図１３】  本発明の第５の実施形態における７パルス運転時の動作を説明するための動作波形図
【図１４】  本発明の第６の実施形態における９パルス運転時の動作を説明するための動作波形図
【図１５】  本発明の第７の実施形態に係る電力変換装置に適用される駆動制御回路の構成を示す模式図
【図１６】  同実施形態における動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図
【図１７】  本発明の第８の実施形態に係る電力変換装置に適用される駆動制御回路の構成を示す模式図
【図１８】  同実施形態における動作を説明するための特性図
【図１９】  同実施形態における交流側電圧・電流ベクトル図
【図２０】  本発明の第９の実施形態に係る電力変換装置に適用される駆動制御回路の構成を示す模式図
【図２１】  同実施形態における動作を説明するための特性図
【図２２】  同実施形態における動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図
【図２３】  同実施形態における力行運転時の動作波形図
【図２４】  同実施形態における回生運転時の動作波形図
【図２５】  本発明の第１０の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す模式図
【図２６】  同実施形態における駆動制御回路の構成を示す模式図
【図２７】  本発明の第１１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す模式図
【図２８】  本発明の第１２の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す模式図
【図２９】  同実施形態における駆動制御回路の構成を示す模式図
【図３０】  図２５〜図２９に示した装置の５パルス運転時の動作波形図
【図３１】  図２５〜図２９に示した装置の７パルス運転時の動作波形図
【図３２】  図２５〜図２９に示した装置の９パルス運転時の動作波形図
【図３３】  本発明の第２１の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す模式図
【図３４】  同実施形態における駆動制御回路の構成を示す模式図
【図３５】  本発明の第２２の実施形態に係る電力変換装置の構成を示す模式図
【図３６】  従来の電力変換装置の構成を示す模式図
【符号の説明】
SUP…交流電源、TR，TR1，TR2…変圧器、Ls，Ls1，Ls2…交流リアクトル、CNV，CNV1，CNV2…電圧形自励式電力変換器、Cd，Cd1，Cd2…直流平滑コンデンサ、Ld…直流リアクトル、HSCB…高速直流しゃ断器、LOAD…負荷、CAL，CAL1，CAL2，CAL3…演算回路、C1，C2，C11，C12，C21，C22…比較器、AD，AD1，AD2…加算器、ADr，ADs，ADt…加減算器、PTN1〜PTN3…パターン発生器、Gv(S)，Gv1(S)，Gv2(S)…電圧制御補償回路、Gi(S)，Gi1(S)，Gi2(S)…電流制御補償回路、FF…フィードフォワード補償器、Z，Z1，Z2…３相／ｄｑ座標変換回路、PLL，PLL1，PLL2…電源同期位相検出回路、PHC，PHC1，PHC2…位相駆動制御回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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