(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
単相整流回路（２）、３相インバータ（３）並びにモータ（４）を含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータ（３）に接続されたモータ（４）の線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータ（３）の各トランジスタをスイッチング制御するインバータ制御方法であって、
前記モータトルクを電源の２倍周波で脈動させると共に、前記単相整流回路（２）の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出したトルク脈動分を加えることを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項２】
前記固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定する請求項１に記載のインバータ制御方法。
【請求項３】
前記固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定する請求項１に記載のインバータ制御方法。
【請求項４】
単相整流回路（２）、３相インバータ（３）並びにモータ（４）を含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータ（３）に接続されたモータ（４）の線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータ（３）の各トランジスタをスイッチング制御するインバータ制御方法であって、
前記固定子磁束ベクトルの大きさを電源の２倍周波で脈動させると共に、前記単相整流回路（２）の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出した固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分を加えることを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項５】
前記モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定する請求項４に記載のインバータ制御方法。
【請求項６】
前記モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定する請求項４に記載のインバータ制御方法。
【請求項７】
前記単相整流回路（２）の入力電流の調波解析により高調波成分の周波数、振幅を求め、前記トルク脈動分もしくは前記固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分として、周波数を調波解析された周波数、振幅を調波解析された振幅が０もしくは小さい値になるように振幅とし、その逆相波形を加える請求項１から請求項６の何れかに記載のインバータ制御方法。
【請求項８】
前記高調波成分を抑制する周波数のトルクもしくは固定子磁束の大きさの脈動分の振幅を、前記入力電流を基本波周波数成分に対応する成分を除去するフィルタ（８１ｇ）に入力し、その出力の大きさが０もしくは小さい値になる様に設定する請求項１から請求項６の何れかに記載のインバータ制御方法。
【請求項９】
前記入力電流を単相整流回路（２）の出力から検出する請求項１から請求項８の何れかに記載のインバータ制御方法。
【請求項１０】
固定子磁束ベクトルの大きさが前記単相整流回路（２）の入力電圧の絶対値もしくは、その平均値、あるいは、出力電圧の値、もしくは、その平均値をモータ回転数とモータ極対数の積により除算した値以下になるように設定する請求項１から請求項９の何れかに記載のインバータ制御方法。
【請求項１１】
前記モータ（４）は、回転子に磁石が埋め込まれた構造の磁石モータである請求項１から請求項１０の何れかに記載のインバータ制御方法。
【請求項１２】
前記モータ（４）はリラクタンスモータである請求項１から請求項１０の何れかに記載のインバータ制御方法。
【請求項１３】
モータ（４）の線電流および端子電圧の検出値をモータ固定子の所定の方向に固定された２軸が互いに直交する座標系上の値に変換すると共に、変換された２相電流、２相電圧によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータ（３）の各トランジスタをスイッチング制御する請求項１から請求項１２の何れかに記載のインバータ制御方法。
【請求項１４】
単相整流回路（２）、３相インバータ（３）並びにモータ（４）を含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータ（３）に接続されたモータ（４）の線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータ（３）の各トランジスタをスイッチング制御するインバータ制御装置であって、
前記モータトルクを電源の２倍周波で脈動させるモータトルク脈動手段（６１）（６２）と、前記単相整流回路の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出したトルク脈動分を加える脈動分加算手段（６８）（６９）とを含むことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項１５】
前記固定子磁束ベクトル演算手段（６１）（６２）は、固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定するものである請求項１４に記載のインバータ制御装置。
【請求項１６】
前記固定子磁束ベクトル演算手段（６１）（６２）は、固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定するものである請求項１４に記載のインバータ制御装置。
【請求項１７】
単相整流回路（２）、３相インバータ（３）並びにモータ（４）を含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータ（３）に接続されたモータ（４）の線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータ（３）の各トランジスタをスイッチング制御するインバータ制御装置であって、
前記固定子磁束ベクトルの大きさを電源の２倍周波で脈動させる固定子磁束ベクトル脈動手段（６１）（６２）と、前記単相整流回路の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出した固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分を加える脈動分加算手段（７０）（７１）とを含むことを特徴とするインバータ制御装置。
【請求項１８】
前記モータトルク演算手段（６１）（６２）は、モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定するものである請求項１７に記載のインバータ制御装置。
【請求項１９】
前記モータトルク演算手段（６１）（６２）は、モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定するものである請求項１７に記載のインバータ制御装置。
【請求項２０】
前記脈動分加算手段（６８）（６９）（７０）（７１）は、前記単相整流回路（２）の入力電流の調波解析により高調波成分の周波数、振幅を求め、前記トルク脈動分もしくは前記固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分として、周波数を調波解析された周波数、振幅を調波解析された振幅が０もしくは小さい値になるように振幅とし、その逆相波形を加えるものである請求項１４から請求項１９の何れかに記載のインバータ制御装置。
【請求項２１】
前記脈動分加算手段（６８）（６９）（７０）（７１）は、前記高調波成分を抑制する周波数のトルクもしくは固定子磁束の大きさの脈動分の振幅を、前記入力電流を基本波周波数成分に対応する成分を除去するフィルタ（８１ｇ）に入力し、その出力の大きさが０もしくは小さい値になる様に設定するものである請求項１４から請求項１９の何れかに記載のインバータ制御装置。
【請求項２２】
前記脈動分加算手段（６８）（６９）（７０）（７１）は、前記入力電流を単相整流回路（２）の出力から検出する手段を含むものである請求項１４から請求項２１の何れかに記載のインバータ制御装置。
【請求項２３】
前記固定子磁束ベクトル脈動手段（６１）（６２）は、固定子磁束ベクトルの大きさが前記単相整流回路（２）の入力電圧の絶対値もしくは、その平均値、あるいは、出力電圧の値、もしくは、その平均値をモータ回転数とモータ極対数の積により除算した値以下になるように設定するものである請求項１４から請求項２２の何れかに記載のインバータ制御装置。
【請求項２４】
前記モータ（４）は、回転子に磁石が埋め込まれた構造の磁石モータである請求項１４から請求項２３の何れかに記載のインバータ制御装置。
【請求項２５】
前記モータ（４）はリラクタンスモータである請求項１４から請求項２３の何れかに記載のインバータ制御装置。
【請求項２６】
前記インバータ制御装置は、モータ（４）の線電流および端子電圧の検出値をモータ固定子の所定の方向に固定された２軸が互いに直交する座標系上の値に変換すると共に、変換された２相電流、２相電圧によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータ（３）の各トランジスタをスイッチング制御するものである請求項１４から請求項２５の何れかに記載のインバータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はインバータ制御方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、整流回路の出力端子間に著しく小容量のコンデンサを接続し、このコンデンサの端子間電圧をインバータに供給し、このインバータを制御するための方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周知のようにインバータ回路は、トランジスタのスイッチング制御により直流電源を可変周波数、可変電圧の交流に、高効率変換する回路である。インバータ回路は例えば、モータの回転数やトルクを制御する必要のある家電機器や産業機器に広く応用されている。
【０００３】
また、一般には交流電源を直流に変換するために回路構成が簡単なダイオードブリッジ回路が採用され、整流後の電圧リプルを除去するため、大容量平滑コンデンサが使用されている。この場合、電源側の力率低下や高調波問題が生じるために、入力側もしくは直流側にインダクタンスの大きなリアクトルが接続される。
【０００４】
また、最近、入力力率や電源高調波に対する特性の高性能化が要求されるようになってきており、この要求を満足するためにチョッパを直流側に設けることも提案されている。
【０００５】
図１は従来のインバータ装置の構成の一例を示す電気回路図である。
【０００６】
このインバータ装置は、ダイオードブリッジ（全波整流回路）により交流電圧を整流し、これを大容量の電解コンデンサ（例えば、モータ容量２．２ｋｗでは１５００μF程度）により平滑化し、この平滑化出力をモータ駆動用インバータに供給している。また、モータ駆動用インバータの出力をモータに供給している。
【０００７】
また、家庭用機器に上記のインバータ装置を採用する場合は、力率改善のために全波整流回路と大容量電解コンデンサCｆとの間、もしくは、交流電源と全波整流回路の間に力率改善リアクトルLｓ（コンデンサ容量Cｆ＝１５００μFの場合、Lｓ＝５．５ｍH程度）を接続する。
【０００８】
図２は図１のモータ駆動装置の各部の信号波形を示す図であり、直流電圧（電解コンデンサの両端電圧）ｖｄｃ、入力電流（交流電源から全波整流回路に流れ込む電流）ｉ、全波整流回路により整流されて得られた入力電圧の絶対値｜ｖ｜、および入力電流ｉの基本波成分を示している。（なお、入力電圧の絶対値｜ｖ｜、および入力電流ｉの基本波成分は直接的に回路から測定できるものではない。）
また、図２中φは入力電圧ｖと入力電流ｉとの間の位相差、すなわち、力率を示している。
【０００９】
図１の回路の力率ｃｏｓφは最大８０％程度（φ＝３７°）と低い。また、図２の様に入力電圧の絶対値｜ｖ｜の振幅が平滑化された大容量電解コンデンサ両端電圧ｖｄｃを超えた場合に、全波整流回路のダイオードがオン動作し、入力電流ｉが流れ込むため、入力電流ｉの波形は歪み、そして、図示を省略するが入力電流ｉの調波解析により得られる低次高調波成分の振幅も大きい。
【００１０】
図３は、図１に示す従来のインバータ装置の低力率、入力電流ｉの歪み（すなわち、電源高調波の発生）の問題を解消するために採用されている別の従来のインバータ装置の構成を示す電気回路図である。
【００１１】
このインバータ装置は、全波整流回路の出力端子間に、チョッパコイルＬｃ、ダイオードＤｃ、および大容量電解コンデンサＣｆを直列接続し、ダイオードＤｃ、および大容量電解コンデンサＣｆと並列にトランジスタＴｃを接続し、大容量電解コンデンサＣｆの端子間電圧をモータ駆動用インバータに供給している。
【００１２】
そして、このトランジスタＴｃをオン制御することで、図１のインバータ装置では入力電流ｉが流れ込まなかった期間（大容量電解コンデンサの両端電圧ｖｄｃが入力電圧の絶対値｜ｖ｜の振幅より大きい期間）についても電流を流し込むことができる。そして、トランジスタＴｃのオンデューティを適切に制御することで入力電流ｉを正弦波状にすることができる。
【００１３】
なお、追加したダイオードＤｃにより大容量電解コンデンサからトランジスタＴｃ側への電流逆流は防止される。
【００１４】
しかし、このインバータ装置は、図１のインバータ装置と比較して、トランジスタＴｃ、ダイオードＤｃ、さらにはトランジスタＴｃを制御する回路を追加する必要があり、特にコストが重視される家電機器での採用が困難である。
【００１５】
また、図１や図３に示す従来のインバータ装置に共通する問題として、１）大容量電解コンデンサや力率改善リアクトルもしくはチョッパコイルによるインバータサイズの増加とコストの増加、２）大容量電解コンデンサによる使用環境の制約や寿命問題がある。
【００１６】
これらの問題を解決するモータ駆動用インバータ制御装置が提案されている（特開２００２−５１５８９を参照）。具体的には、全波整流回路と小容量の平滑コンデンサから成る整流部、およびモータを制御するＰＷＭインバータで構成し、モータのトルクもしくは、界磁を電源の２倍の周波数で制御するようにしている。
【００１７】
このモータ駆動用インバータ制御装置によれば、全波整流回路の入力電流の通流幅を拡大し、入力力率を向上させることができる。また、電源高調波の低減をも図ることができ、従来こうした性能を得るために必要とされていた大容量電解コンデンサ、リアクトル、チョッパを不要とすることができる。
【００１８】
図４は前記モータ駆動用インバータ制御装置（以下、コンデンサレスインバータ１と称す）の構成を示す電気回路図である。
【００１９】
前記した通り、リアクトルを無くし、平滑用のコンデンサの容量を従来のインバータ装置に比べて小容量（１／１００以下）にしてある他は、図１のインバータ装置と同じ回路構成を有している。
【００２０】
図５は、図４のモータ駆動用インバータ制御装置の制御原理を説明する図である。
【００２１】
平滑用コンデンサは容量が極めて小さいため、直流電圧ｖｄｃは、インバータを介してモータ電流が供給されると、図示の様にほぼ入力電圧の絶対値｜v｜に沿って、Ｖｍａｘ（入力電圧ｖの最大値）からモータが発生する誘起電庄に対応して定まるＶｍｉｎまで変動する。なお、Ｖｍｉｎはモータの界磁制御により調整することができる。
【００２２】
この結果、入力電流ｉの波形歪みを図２と対比して格段に少なくできることが分かる。入力電流の流れる期間をθｉとすると力率は、数１により算出できる。
【００２３】
【数１】
0004253156.tif 000002
【００２４】
数１から、Ｖｍａｘ／Ｖｍｉｎ｛＝ｃｏｓ（θｉ／２）｝＞２の場合、力率（ｃｏｓφ）は９７％以上になる。
【００２５】
図６は、図４のモータ駆動用インバータ制御装置により回転子に磁石が埋め込まれた構造の磁石モータ（以下、ＩＰＭモータと称す）を制御し、所望の性能を得るための制御の例を示すブロック図である。
【００２６】
図６中（ａ）に示す第１の例は、外部から与えられるトルク指令Ｔ*を数２の関係を用いて第１のｑ軸電流指令Ｉｑ*に換算し、入力電圧ｖに同期した信号|ｓｉｎθ|を乗算し、そして、直流電流ｉｄｃに追従するようにＰＩ演算を行い、第２のｑ軸電流指令ｉｑ*を得る。
【００２７】
【数２】
0004253156.tif 000003
【００２８】
また、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと称する）を用いて得られる入力電圧の平均値ｖａ、モータ速度ωｍ並びに第１のq軸電流指令Ｉｑ*を基に、数３の演算を行ってd軸電流指令ｉｄ*を演算している。
【００２９】
【数３】
0004253156.tif 000004
【００３０】
数３により、与えられた電圧ｖaでモータに電流を流し込める最小の界磁電流ｉｄを求めている。
【００３１】
ここで、数３中、ｐはモータ極対数、λａは永久磁石磁束の大きさ、Lｄはｄ軸インダクタンス、Lｑはq軸インダクタンスである。
【００３２】
ｄｑ軸電流の指令値ｉｑ*、ｉｄ*に実電流ｉｑ、ｉｄが追従するようにＰＩ｛比例（Ｐ）・積分（Ｉ）の略称｝演算を行い、ｄｑ軸電圧指令を演算し、これを３相電圧指令に座標変換し、ＰＷＭインバータに供給することでモータを駆動する。
【００３３】
図６中（ｂ）に示す第２の例は、第１の例と同様に、数２の関係を用いて第１のｑ軸電流指令Ｉｑ*に換算する。そして、入力電圧ｖに同期した信号｜ｓｉｎθ｜を乗算し、第２のq軸電流指令ｉｑ*を得る。
【００３４】
そして、第２のq軸電流指令ｉｑ*が直流電流ｉｄｃに追従するようにＰＩ演算を用いて、界磁電流指令ｉｄ*を求める。
【００３５】
そして、第１の例と同様にｄｑ電圧指令をＰＩ演算し、これを３相電圧指令に座標変換し、ＰＷＭインバータに供給することでモータを駆動する。
【００３６】
以上から分かるように、両例共にｄｑ軸ベースの電流制御に基づくものであり、第１の例はｑ軸電流制御すなわち、トルクにより、第２の例はd軸電流制御すなわち、界磁により、入力電流を正弦波化するものである。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
上記の方法は制御演算過程に回転座標変換を伴うためモータ回転位置角を必要とし、モータに取り付ける位置センサ、もしくは、電流、電圧を基に位置角を推定する演算器を追加する事が必要で、制御システムが複雑になる問題があった。
【００３８】
そこで、M．F．Rahman，L．Zhong，K．W．Liｍ， ”A Direct  Torque−Controlled Interior Permanent Magnet Synchronous Motor Drive Incorporating Field Weakening”，IEEE Trans．on INDUSTRY APPLICATIONS，Ｖｏｌ．３４，Ｎｏ．６，１９９８（以下、引用文献と称する。）で開示された方法、すなわち、回転位置角を使うことなく（回転座標変換を伴わず）、インバータ出力電圧と電流を基にトルクと磁束を演算し、直接インバータを制御する方法（以下、直接トルク制御と称する）を採用すれば、前記問題を解消できる。
【００３９】
しかし、引用文献に記載された方法を基にインバータ制御システムを横成したところ後述する問題が発生した。
【００４０】
まず、引用文献に記載されたトルク／電流比を最大化する制御（以下、最大トルク制御と称する）を直接トルク制御で実施する方法を説明する。
【００４１】
ＩＰＭモータのトルクτはｄｑ軸電流を用いて、数４と記すことができる。
【００４２】
【数４】
0004253156.tif 000005
【００４３】
モータに流れる線電流をｉ１とすれば、電流位相β（ｑ軸と電流ベクトルｉ１との成す角）を用い、数５と記すことができる。
【００４４】
【数５】
0004253156.tif 000006
【００４５】
数４、数５から電流の大きさｉ１一定の下、トルクが最大になる電流位相は数６の様に求めることができる。
【００４６】
【数６】
0004253156.tif 000007
【００４７】
したがって、数５、数６を満たすようにｄｑ軸電流指令を定めれば最大トルク制御を行うことができる。この条件を満たすｄｑ軸電流指令をｉｄｍ、ｉｑｍとする。
【００４８】
一方、ブラシレスＤＣモータの固定子磁束の大きさ（以下、単に磁束の大きさと称する）｜λ｜は数７とそれぞれ記すことができるので、電流の大きさｉ１を変化させて得られる種々のｉｄｍ、ｉｑｍの組を数４、数７に代入し、図７のような磁束の大きさ−トルク曲線を得ることができる。
【００４９】
【数７】
0004253156.tif 000008
【００５０】
引用文献では、この曲線をテーブル化しておき、トルク指令により最大トルク制御となる磁束の大きさの指令（これを単に磁束指令と称する）をテーブルからルックアップしている。例えば、図７から、４Ｎｍのトルク指令に対しては、磁束指令を０．２２ｗｂに設定することにより、最大トルク制御となる。
【００５１】
インバータ出力電流制限（最大電流）Ｉｏｍでの磁束の大きさ−トルク曲線は数４、数５、数７においてＩｏｍを固定し、電流位相βを変化させて求めることができ、出力電圧制限（最大電圧）Ｖｏｍにより最大磁束｜λｍaｘ｜は、数８となる。
【００５２】
【数８】
0004253156.tif 000009
【００５３】
なお、ωｍはモータ回転角速度である。
【００５４】
数８にしたがって、直接トルク制御により制御可能な磁束の大きさの最大値は回転速度に依存して変化する。電流、電圧制限のラインをそれぞれ図７に併記している。
【００５５】
引用文献は、これらの制限下で直接トルク制御が行われるように磁束指令を切替えて制御する方式についても記載している。
【００５６】
なお、図７は、ｐ＝２、λａ＝０．１３５、Ｌｄ＝１０ｍＨ、Ｌｑ＝１９ｍＨ、Ｉｏｍ＝９Ａ、Ｖｏｍ＝１６５Ｖとして算出している。
【００５７】
上記の説明から、引用文献は、ｄｑ軸座標系で公知化された技術を数４、数７に基づいて直接トルク制御の指令情報へと換算する技術であると理解できる。
【００５８】
そして、従来公知の単相コンデンサレスインバータの例として挙げられたｄｑ軸電流指令を数４、数７によりトルク指令並びに固定子磁束の大きさ指令に読み替える制御構成は容易に想到できる。
【００５９】
しかし、こうした横成では、磁気飽和や温度上昇が要因となって前記定数Ｌｄ、Ｌｑ、λａに誤差が発生し、ｄｑ軸の実電流と指令値とに差が生じ、ひいては入力力率や波形改善の効果を損なってしまうという問題や高速回転時のトルク低下という問題が発生した。
【００６０】
このような問題を解決するために、磁気飽和や温度を検出もしくは、推定して、モータ定数Ｌｄ、Ｌｑ、λａを修正することが容易に考えられるが、この場合には、検出器が高価になりひいてはインバータ制御システムが全体として高価になり、もしくは推定器は構成が極めて複雑であり、必然的にインバータ制御システムが全体として高価になるという問題を生じてしまう。したがって、直接トルク制御を使い、コンデンサレスインバータの制御をシンプルな制御構成で実現することはできなかった。
【００６１】
【発明の目的】
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、直接トルク制御を使い、コンデンサレスインバータの制御をシンプルな制御構成で実現することができるインバータ制御方法およびその装置を提供することを目的としている。
【００６２】
【課題を解決するための手段】
請求項１のインバータ制御方法は、単相整流回路、３相インバータ並びにモータを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータに接続されたモータの線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するに当たって、
前記モータトルクを電源の２倍周波で脈動させると共に、前記単相整流回路の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出したトルク脈動分を加える方法である。
【００６３】
請求項２のインバータ制御方法は、前記固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定する方法である。
【００６４】
請求項３のインバータ制御方法は、前記固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定する方法である。
【００６５】
請求項４のインバータ制御方法は、単相整流回路、３相インバータ並びにモータを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータに接続されたモータの線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するに当たって、
前記固定子磁束ベクトルの大きさを電源の２倍周波で脈動させると共に、前記単相整流回路の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出した固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分を加える方法である。
【００６６】
請求項５のインバータ制御方法は、前記モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定する方法である。
【００６７】
請求項６のインバータ制御方法は、前記モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定する方法である。
【００６８】
請求項７のインバータ制御方法は、前記単相整流回路の入力電流の調波解析により高調波成分の周波数、振幅を求め、前記トルク脈動分もしくは前記固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分として、周波数を調波解析された周波数、振幅を調波解析された振幅が０もしくは小さい値になるように振幅とし、その逆相波形を加える方法である。
【００６９】
請求項８のインバータ制御方法は、前記高調波成分を抑制する周波数のトルクもしくは固定子磁束の大きさの脈動分の振幅を、前記入力電流を基本波周波数成分に対応する成分を除去するフィルタに入力し、その出力の大きさが０もしくは小さい値になる様に設定する方法である。
【００７０】
請求項９のインバータ制御方法は、前記入力電流を単相整流回路の出力から検出する方法である。
【００７１】
請求項１０のインバータ制御方法は、固定子磁束ベクトルの大きさが前記単相整流回路の入力電圧の絶対値もしくは、その平均値、あるいは、出力電圧の値、もしくは、その平均値をモータ回転数とモータ極対数の積により除算した値以下になるように設定する方法である。
【００７２】
請求項１１のインバータ制御方法は、前記モータとして、回転子に磁石が埋め込まれた構造の磁石モータを採用する方法である。
【００７３】
請求項１２のインバータ制御方法は、前記モータとしてリラクタンスモータを採用する方法である。
【００７４】
請求項１３のインバータ制御方法は、モータの線電流および端子電圧の検出値をモータ固定子の所定の方向に固定された２軸が互いに直交する座標系上の値に変換すると共に、変換された２相電流、２相電圧によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御する方法である。
【００７５】
請求項１４のインバータ制御装置は、単相整流回路、３相インバータ並びにモータを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータに接続されたモータの線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するものであって、
前記モータトルクを電源の２倍周波で脈動させるモータトルク脈動手段と、前記単相整流回路の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出したトルク脈動分を加える脈動分加算手段とを含むものである。
【００７６】
請求項１５のインバータ制御装置は、前記固定子磁束ベクトル演算手段として、固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定するものを採用するものである。
【００７７】
請求項１６のインバータ制御装置は、前記固定子磁束ベクトル演算手段として、固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定するものを採用するものである。
【００７８】
請求項１７のインバータ制御装置は、単相整流回路、３相インバータ並びにモータを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータに接続されたモータの線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するものであって、
前記固定子磁束ベクトルの大きさを電源の２倍周波で脈動させる固定子磁束ベクトル脈動手段と、前記単相整流回路の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出した固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分を加える脈動分加算手段とを含むものである。
【００７９】
請求項１８のインバータ制御装置は、前記モータトルク演算手段として、モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定するものを採用するものである。
【００８０】
請求項１９のインバータ制御装置は、前記モータトルク演算手段として、モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定するものを採用するものである。
【００８１】
請求項２０のインバータ制御装置は、前記脈動分加算手段として、前記単相整流回路の入力電流の調波解析により高調波成分の周波数、振幅を求め、前記トルク脈動分もしくは前記固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分として、周波数を調波解析された周波数、振幅を調波解析された振幅が０もしくは小さい値になるように振幅とし、その逆相波形を加えるものを採用するものである。
【００８２】
請求項２１のインバータ制御装置は、前記脈動分加算手段として、前記高調波成分を抑制する周波数のトルクもしくは固定子磁束の大きさの脈動分の振幅を、前記入力電流を基本波周波数成分に対応する成分を除去するフィルタに入力し、その出力の大きさが０もしくは小さい値になる様に設定するものを採用するものである。
【００８３】
請求項２２のインバータ制御装置は、前記脈動分加算手段として、前記入力電流の絶対値を単相整流回路の出力から検出するものを採用するものである。
【００８４】
請求項２３のインバータ制御装置は、前記固定子磁束ベクトル脈動手段として、固定子磁束ベクトルの大きさが前記単相整流回路の入力電圧の絶対値もしくは、その平均値、あるいは、出力電圧の値、もしくは、その平均値をモータ回転数とモータ極対数の積により除算した値以下になるように設定するものを採用するものである。
【００８５】
請求項２４のインバータ制御装置は、前記モータとして、回転子に磁石が埋め込まれた構造の磁石モータを採用するものである。
【００８６】
請求項２５のインバータ制御装置は、前記モータとしてリラクタンスモータを採用するものである。
【００８７】
請求項２６のインバータ制御装置は、前記インバータ制御装置として、モータの線電流および端子電圧の検出値をモータ固定子の所定の方向に固定された２軸が互いに直交する座標系上の値に変換すると共に、変換された２相電流、２相電圧によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するものを採用するものである。
【００８８】
【作用】
請求項１のインバータ制御方法であれば、単相整流回路、３相インバータ並びにモータを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータに接続されたモータの線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するに当たって、
前記モータトルクを電源の２倍周波で脈動させると共に、前記単相整流回路の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出したトルク脈動分を加えるのであるから、直接トルク制御を用い、コンデンサレスインバータの制御をシンプルな構成として、しかも、入力電流の高調波成分を抑制することができる。
【００８９】
請求項２のインバータ制御方法であれば、前記固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定するのであるから、効率を高め、しかも請求項１と同様の作用を達成することができる。
【００９０】
請求項３のインバータ制御方法であれば、前記固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定するのであるから、効率を高め、しかも請求項１と同様の作用を達成することができる。
【００９１】
請求項４のインバータ制御方法であれば、単相整流回路、３相インバータ並びにモータを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータに接続されたモータの線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するに当たって、
前記固定子磁束ベクトルの大きさを電源の２倍周波で脈動させると共に、前記単相整流回路の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出した固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分を加えるのであるから、直接トルク制御を用い、コンデンサレスインバータの制御をシンプルな構成として、しかも、入力電流の高調波成分を抑制することができる。
【００９２】
請求項５のインバータ制御方法であれば、前記モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定するのであるから、効率を高め、しかも請求項４と同様の作用を達成することができる。
【００９３】
請求項６のインバータ制御方法であれば、前記モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定するのであるから、効率を高め、しかも請求項４と同様の作用を達成することができる。
【００９４】
請求項７のインバータ制御方法であれば、前記単相整流回路の入力電流の調波解析により高調波成分の周波数、振幅を求め、前記トルク脈動分もしくは前記固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分として、周波数を調波解析された周波数、振幅を調波解析された振幅が０もしくは小さい値になるように振幅とし、その逆相波形を加えるのであるから、入力電流の高調波を低減できるほか、請求項１から請求項６の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００９５】
請求項８のインバータ制御方法であれば、前記高調波成分を抑制する周波数のトルクもしくは固定子磁束の大きさの脈動分の振幅を、前記入力電流を基本波周波数成分に対応する成分を除去するフィルタに入力し、その出力の大きさが０もしくは小さい値になる様に設定するのであるから、入力電流の高調波を低減できるほか、請求項１から請求項６の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００９６】
請求項９のインバータ制御方法であれば、前記入力電流を単相整流回路の出力から検出するのであるから、入力電流を簡単に検出することができるほか、請求項１から請求項８の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００９７】
請求項１０のインバータ制御方法であれば、固定子磁束ベクトルの大きさが前記単相整流回路の入力電圧の絶対値もしくは、出力電圧の値をモータ回転数とモータ極対数の積により除算した値以下になるように設定するのであるから、モータ定数が変化した場合であっても、固定子磁束ベクトルの大きさを制限してモータ電流を流し込むことを可能とし、十分なトルクを出力できるほか、請求項１から請求項９の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００９８】
請求項１１のインバータ制御方法であれば、前記モータとして、回転子に磁石が埋め込まれた構造の磁石モータを採用するのであるから、弱め磁束制御により運転範囲を拡大できるほか、請求項１から請求項１０の何れかと同様の作用を達成することができる。
【００９９】
請求項１２のインバータ制御方法であれば、前記モータとしてリラクタンスモータを採用するのであるから、磁石モータに比べて安価にできるほか、請求項１から請求項１０の何れかと同様の作用を達成することができる。
【０１００】
請求項１３のインバータ制御方法であれば、モータの線電流および端子電圧の検出値をモータ固定子の所定の方向に固定された２軸が互いに直交する座標系上の値に変換すると共に、変換された２相電流、２相電圧によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するのであるから、処理を簡単化することができるほか、請求項１から請求項１２の何れかと同様の作用を達成することができる。
【０１０１】
請求項１４のインバータ制御装置であれば、単相整流回路、３相インバータ並びにモータを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータに接続されたモータの線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するに当たって、
モータトルク脈動手段により前記モータトルクを電源の２倍周波で脈動させ、脈動分加算手段により、前記単相整流回路の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出したトルク脈動分を加えることができる。
【０１０２】
したがって、直接トルク制御を用い、コンデンサレスインバータの制御をシンプルな構成として、しかも、入力電流の高調波成分を抑制することができる。
【０１０３】
請求項１５のインバータ制御装置であれば、前記固定子磁束ベクトル演算手段として、固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定するものを採用するのであるから、効率を高め、しかも請求項１４と同様の作用を達成することができる。
【０１０４】
請求項１６のインバータ制御装置であれば、前記固定子磁束ベクトル演算手段として、固定子磁束ベクトルの大きさを、所望のモータトルクを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定するものを採用するのであるから、効率を高め、しかも請求項１４と同様の作用を達成することができる。
【０１０５】
請求項１７のインバータ制御装置であれば、単相整流回路、３相インバータ並びにモータを含み、単相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサ容量を設定し、３相インバータに接続されたモータの線電流および端子電圧を検出し、これらの検出値によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するに当たって、
固定子磁束ベクトル脈動手段により前記固定子磁束ベクトルの大きさを電源の２倍周波で脈動させ、脈動分加算手段により、前記単相整流回路の入力電流に含まれる高調波成分を求め、その高調波成分を抑制するようにその高調波成分に基づいて算出した固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分を加えることができる。
【０１０６】
したがって、直接トルク制御を用い、コンデンサレスインバータの制御をシンプルな構成として、しかも、入力電流の高調波成分を抑制することができる。
【０１０７】
請求項１８のインバータ制御装置であれば、前記モータトルク演算手段として、モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るためのモータ電流がほぼ最小となる値に設定するものを採用するのであるから、効率を高め、しかも請求項１７と同様の作用を達成することができる。
【０１０８】
請求項１９のインバータ制御装置であれば、前記モータトルク演算手段として、モータトルクを、所望の固定子磁束ベクトルの大きさを得るために発生する損失がほぼ最小となる値に設定するものを採用するのであるから、効率を高め、しかも請求項１７と同様の作用を達成することができる。
【０１０９】
請求項２０のインバータ制御装置であれば、前記脈動分加算手段として、前記単相整流回路の入力電流の調波解析により高調波成分の周波数、振幅を求め、前記トルク脈動分もしくは前記固定子磁束ベクトルの大きさの脈動分として、周波数を調波解析された周波数、振幅を調波解析された振幅が０もしくは小さい値になるように振幅とし、その逆相波形を加えるものを採用するのであるから、入力電流の高調波を低減できるほか、請求項１４から請求項１９の何れかと同様の作用を達成することができる。
【０１１０】
請求項２１のインバータ制御装置であれば、前記脈動分加算手段として、前記高調波成分を抑制する周波数のトルクもしくは固定子磁束の大きさの脈動分の振幅を、前記入力電流を基本波周波数成分に対応する成分を除去するフィルタに入力し、その出力の大きさが０もしくは小さい値になる様に設定するものを採用するのであるから、入力電流の高調波を低減できるほか、請求項１４から請求項１９の何れかと同様の作用を達成することができる。
【０１１１】
請求項２２のインバータ制御装置であれば、前記脈動分加算手段として、前記入力電流の絶対値を単相整流回路の出力から検出する手段を含むものであるから、入力電流を簡単に検出することができるほか、請求項１４から請求項２１の何れかと同様の作用を達成することができる。
【０１１２】
請求項２３のインバータ制御装置であれば、前記固定子磁束ベクトル脈動手段として、固定子磁束ベクトルの大きさが前記単相整流回路の入力電圧の絶対値もしくは、出力電圧の値をモータ回転数とモータ極対数の積により除算した値以下になるように設定するものを採用するのであるから、モータ定数が変化した場合であっても、固定子磁束ベクトルの大きさを制限してモータ電流を流し込むことを可能とし、十分なトルクを出力できるほか、請求項１４から請求項２２の何れかと同様の作用を達成することができる。
【０１１３】
請求項２４のインバータ制御装置であれば、前記モータとして、回転子に磁石が埋め込まれた構造の磁石モータを採用するのであるから、弱め磁束制御により運転範囲を拡大できるほか、請求項１４から請求項２３の何れかと同様の作用を達成することができる。
【０１１４】
請求項２５のインバータ制御装置であれば、前記モータとしてリラクタンスモータを採用するのであるから、磁石モータに比べて安価にできるほか、請求項１４から請求項２３の何れかと同様の作用を達成することができる。
【０１１５】
請求項２６のインバータ制御装置であれば、前記インバータ制御装置として、モータの線電流および端子電圧の検出値をモータ固定子の所定の方向に固定された２軸が互いに直交する座標系上の値に変換すると共に、変換された２相電流、２相電圧によりモータトルクおよび固定子磁束ベクトルの大きさを演算し、これらの演算結果と対応する指令値により、３相インバータの各トランジスタをスイッチング制御するものを採用するのであるから、処理を簡単化することができるほか、請求項１４から請求項２５の何れかと同様の作用を達成することができる。
【０１１６】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、この発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の態様を詳細に説明する。
【０１１７】
図８はこの発明のインバータ制御方法が適用されるモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。
【０１１８】
単相交流電源１を入力とする単相全波整流回路２の出力端子に３相インバータ３の入力端子（直流側）を接続し、この３相インバータ３の出力端子に同期モータ４を接続している。なお、同期モータとしては、磁石モータのほかにリラクタンスモータが例示できる。そして、単相全波整流回路２の出力端に３相インバータ３のトランジスタのオンオフ制御に伴う高周波電流を吸収する極小容量のコンデンサ５を接続し、単相コンデンサレスインバータを横成している。
【０１１９】
単相交流電源電圧ｖ、直流電流ｉｄｃ（もしくは、入力電流ｉ）、モータ電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）と電圧（ｖｕ、ｖｖ、ｖｗ）をそれぞれアイソレーションアンプなどで検出し、制御回路６に入力している。また、制御回路６にはモータの回転速度指令ωｍ*が外部から与えられている。
【０１２０】
制御回路６は単相インバータ３ヘトランジスタオンオフ信号を供給し、所望の動作特性を得るようにしている。
【０１２１】
前記制御回路６の内部の構成を詳細に示す図９を参照して、その動作を説明する。
【０１２２】
直接トルク制御部６３によりモータへ出力される交流電圧ｖｕから高周波リプルをＬＰＦ（ローパスフィルタ）６４により除去し、その周期測定結果から速度演算部６５により回転速度ωｍを演算｛同期モータは前記交流電圧（ｖｕ）の周波数と回転数の極対数倍とが等しい｝し、外部から与えられた速度指令ωｍ*と演算されたモータ回転速度ωｍとの差分を減算部６６により算出し、この差分をＰＩ演算部６７によりＰＩ演算してトルク指令Ｔ*を算出する。
【０１２３】
このトルク指令Ｔ*、入力電圧ｖ、直流電流ｉｄｃ、およびモータ回転速度ωｍを制御部６１に供給してｄ軸電流指令ｉｄ*およびｑ軸電流指令ｉｑ*を出力する。ここで、制御部６１としては、図６中（ａ）または（ｂ）に示す構成を有するものが採用可能である。
【０１２４】
そして、ｄ軸電流指令ｉｄ*およびｑ軸電流指令ｉｑ*は換算部６２に供給され、数４、数７の演算式を用いて磁束、トルクに換算される。
【０１２５】
図９中（ａ）の構成においては、直流電流ｉｄｃを補正トルク指令演算部６８に供給して補正トルク指令を出力し、加算部６９により、換算部６２から出力されるトルクと補正トルク指令とを加算して補正後のトルク指令を得、換算部６２から出力される磁束と共に直接トルク制御部６３に供給される。
【０１２６】
補正トルク指令演算部６８は、直流電流ｉｄｃ、すなわち、入力電流ｉの全波整流波形を基に入力電流高調波が最小になるように補正トルク指令を決定する。したがって、モータ定数（λａ、Ｌｄ、Ｌｑ）を介さず、入力電流波形情報から直接トルクを補正することができ、モータ定数が温度や磁気飽和により変化しても、その影響を受けることなく、入力電流の高調波を低減することができる。
【０１２７】
また、図９中（ｂ）の構成においては、入力電圧ｖ、モータ回転速度ωｍおよび磁束指令｜λ｜*を補正磁束指令演算部７０に供給して補正磁束指令を出力し、減算部７１により、換算部６２から出力される磁束から補正磁束指令を減算して補正後の磁束指令を得、換算部６２から出力されるトルクと共に直接トルク制御部６３に供給される。
【０１２８】
補正磁束指令演算部７０は、入力電圧ｖの平均値ｖａと回転速度ωｍとの比から制御可能な最大磁束レベルを求め、低減すべき磁束レベルを決定する。したがって、モータ定数（λａ、Ｌｄ、Ｌｑ）を介さず、入力電圧、回転速度情報から直接、磁束を補正することができ、モータ定数が温度や磁気飽和により変化しても、その影響を受けることなく、各回転数で電流を流し得る電圧に対応した磁束の大きさに設定することができる。
【０１２９】
図１０は補正トルク指令演算部６８の構成を詳細に示すブロック図である。
【０１３０】
入力電圧の位相角θをＷａｌｓｈ関数発振部６８ａに供給してWａｌｓｈ関数（Sａl）｛図１１中（ｂ）参照｝を発生し、乗算部６８ｂにより、直流電流ｉｄｃ｛図１１中（ａ）参照｝、すなわち、入力電流ｉの全波整流波形にWａｌｓｈ関数（Ｓａｌ）を乗算し｛図１１中（ｃ）参照｝、その結果を積分部６８ｃにより積分して特定の調波成分（例えば、電源基本波の２次調波成分）の波形歪みレベルを検出し、０レベル信号出力部６８ｄから出力される０レベル信号との差分を減算部６８ｅにより算出し、歪みレベルが０になる補正トルク指令の大きさをＰＩ演算部６８ｆによりＰＩ演算を行うことにより算出する。
【０１３１】
また、入力電圧の位相角θを倍数部６８ｇにより２倍の位相２θにし、正弦波発生部６８ｈにより−ｓｉｎ（２θ）を発生する。
【０１３２】
そして、乗算部６８ｉにより補正トルク指令の大きさと−ｓｉｎ（２θ）とを乗算して補正トルク指令τｃ*を算出する。
【０１３３】
前記入力電圧の位相角θは、例えばＰＬＬ回路など（図示せず）を用い、入力電圧ｖを基に求めることができる。また、正弦波発生部６８ｈは、Wａlｓｈ関数で特定する調波次数に対応したｓｉｎ波の逆相を出力している。したがって、これを補正トルク指令として加算することで検出した歪み成分をキャンセルすることができる。
【０１３４】
図１２は補正磁束指令演算部７０の構成を詳細に示すブロック図である。
【０１３５】
磁束指令｜λ｜*をＬＰＦ７０ａに通すことで平均化する。
【０１３６】
また、入力電圧ｖをＬＰＦ７０ｂに通すことで平均化し、平均値ｖａを出力する。
【０１３７】
さらに、モータ回転速度ωｍを乗算部７０ｃに供給して極対数pを乗算する。
【０１３８】
ＬＰＦ７０ｂからの出力および乗算部７０ｃからの出力を除算部７０ｄに供給して、平均値ｖａを乗算部７０ｃからの出力で除算した値を得る。
【０１３９】
ＬＰＦ７０ａからの出力および除算部７０ｄからの出力を減算部７０ｅに供給することにより、磁束指令の平均値と除算部７０ｄからの出力との差分を算出し、積分部７０ｆに供給して積分し、補正磁束指令として出力する。
【０１４０】
したがって、この補正磁束指令を磁束指令から減算すれば、積分入力が０になるまで、磁束指令を低減することができる。したがって、モータ定数が変化しても入力電圧ｖとモータ速度ωｍで決まる最大磁束に確実に制限され、電源側からモータ電流を流し込むことが可能となり、入力電流の高調波を抑制し、しかも、十分なトルクを出力できる。
【０１４１】
なお、磁束を増加させすぎると磁気飽和などにより効率低下をもたらすので、積分部７０ｆとしては、０以下で積分動作を停止するリミッタ付きのものを採用し、補正磁束指令として、低速で起こる磁束を増加する動作を禁止している。
【０１４２】
図１３、図１４は共に、単相コンデンサレスインバータの制御を直接トルク制御向けに簡単化した実施態様を示すブロック図である。
【０１４３】
先ず、図１３の実施態様を説明する。
【０１４４】
入力電圧の位相角θを入力として｜ｓｉｎθ｜発生部８０ａにより全波整流波形を規格化した値（｜ｓｉｎθ｜）を発生し、乗算部８０ｂによりこの値（｜ｓｉｎθ｜）とトルク指令Ｔ*とを乗算して乗算結果τｂ*を得、加算部８０ｃにより乗算結果τｂ*に補正トルク指令τｃ*を加算してトルク指令τ*として出力する。これにより、入力電流ｉを歪み無く、かつ高力率に制御することができる。
【０１４５】
また、τｂ*もしくはτ*のどちらか一方を最大トルク制御曲線テーブル部８０ｄに供給することにより（または、図７の最大トルク制御曲線を基に演算を行うことにより）磁束指令｜λ｜ｂ*を出力し、減算部８０ｅにより磁束指令｜λ｜ｂ*から補正磁束指令｜λ｜ｃ*を減算して磁束指令｜λ｜*として出力する。これにより、最大トルク制御状態、換言すれば、モータ電流最小の状態になるように磁束を制御することができる。しかも、補正磁束指令により入力電圧、回転数に応答して最大磁束以下に制限し、高速回転においても確実に電源側からモータヘの電流供給を継続でき、入力電流の高調波を抑制し、しかも、十分なトルクを出力できる。換言すればモータ運転範囲を拡大することができる。
【０１４６】
図１３の実施態様は単相コンデンサレスインバータ制御を行うに当たって、図４、図５のモータ駆動用インバータ制御装置に基づき、トルクを電源の２倍周波で制御し、そのトルクから引用文献に従って、磁束を制御するようにしたものである。換言すれば、従来例（図６参照）において直流電流ｉｄｃのフィードバック制御を行うためモータ定数を用い両者の単位を整合させていた点を省略（シンプル化）し、モータ定数を必要としない本発明を採用することにより入力電流の波形の歪みの低減、高力率化、運転範囲拡大を達成している。
【０１４７】
次に、図１４の実施態様を説明する。
【０１４８】
図１４の実施態様は単相コンデンサレスインバータ制御を行うに当たって、界磁を電源の２倍周波で制御し、その界磁からトルクを制御するものである。
【０１４９】
図１４中（ａ）に示すように、速度制御器から与えられるトルク指令Ｔ*を最大トルク制御曲線テーブル部８１ａに供給することにより（または、図７の最大トルク制御曲線を基に演算を行うことにより）磁束指令Ａ*を得、入力電圧の位相角θを入力として｜ｓｉｎθ｜発生部８１ｂにより全波整流波形を規格化した値（｜ｓｉｎθ｜）を発生し、乗算部８１ｃにより、この値（｜ｓｉｎθ｜）と磁束指令Ａ*とを乗算して磁束指令｜λ｜ｂ*を出力し、磁束指令｜λ｜ｂ*から減算部８１ｅにより補正磁束指令｜λ｜ｃ*を減算して磁束指令｜λ｜*として出力する。また、乗算部８１ｃからの出力もしくは磁束指令｜λ｜*を最大トルク制御曲線テーブル部８１ｆに供給することにより（または、図７の最大トルク制御曲線を基に演算を行うことにより）トルク指令τ*を出力する。
【０１５０】
図１４中（ｂ）は補正磁束指令｜λ｜ｃ*を得るための構成を示すブロック図である。
【０１５１】
入力電流ｉをディジタルＢＰＦ（バンドパスフィルタ）（カットオフ特性に優れたＢＰＦ）８１ｇに供給して基本波成分を除去し、減算部８１ｉにより、０レベル信号出力部８１ｈからの０レベル信号との差分を得、ＰＩ演算部８１ｊによりＰＩ演算を行って補正磁束指令｜λ｜ｃ*として出力する。この構成により、高調波が最小となるように補正磁束指令｜λ｜ｃ*を設定することができる。
【０１５２】
ここで、BPFを採用したのはインバータのスイッチング周波数以上の調波成分は原理的にインバータの波形制御で抑制できないので、こうした高周波成分を除去するためである。
【０１５３】
この構成は、入力、出力をトルクに換えれば、補正トルク演算のために使うこともできるし、図１０に示すように、調波解析を用いて補正磁束指令を演算する構成とすることも容易に達成できる。
【０１５４】
図１４の実施態様は単相コンデンサレスインバータ制御を行うに当たって、図４、図５のモータ駆動用インバータ制御装置に基づき、界磁を電源の２倍周波で制御し、その界磁から引用文献に従って、トルクを制御するようにしたものである。換言すれば、従来例（図６参照）において直流電流ｉｄｃのフィードバック制御を行うためモータ定数を用い両者の単位を整合させていた点を省略（シンプル化）し、モータ定数を必要としない本発明を採用することにより入力電流の波形の歪みの低減、高力率化、運転範囲拡大を達成している。
【０１５５】
この発明は、前記の通りモータ定数の変化に関わらず入力電流の高調波を確実に低減できるだけでなく、入力電流の高調波分に対する補正トルクもしくは、補正磁束を制御演算するため、入力電流基本波とは別に制御ゲインを設定できる。この結果、図６（ａ）、（ｂ）のモータ駆動用インバータ制御装置にあるように、基本波を含む入力波形（ｉｄｃ）に対し、ＰＩ演算を構成し、波形改善を行う場合に比べ、この発明は、高調波を抑制するゲインの決定が簡単で、しかも高ゲインに設定できる。
【０１５６】
この発明は上記の実施態様に限定されるものではなく、以下の態様を採用することが可能である。
１）  同期モータとしてリラクタンスモータを採用すること。これは、λａ＝０として扱えばよいので容易に実現できる。
２）  入力電圧の平均値に代えて、瞬時値によりｄ軸電流や磁束指令の演算を行うこと。これは、平均化のために採用していたLPFを省略することにより達成できる。これにより、入力電圧のピーク点近傍では磁束の大きさを大きくし、高速時も最大トルク制御状態になる期間を増加させ、高効率化できる。
３）  補正磁束指令により制限される磁束の大きさを小さめにすること。これは、電圧ｖに１以下の係数を乗ずることにより達成できる。これにより、入力電圧ｖからインバータ出力に至る経路の電圧降下（例えば、素子オン電圧）を考慮した制御ができ、制御を安定化できる。
４）  トルク指令から磁束指令を求める最大トルク制御曲線を実測により求めること。これは、モータ定数から計算により求める場合に比べ手間がかかるが、電流最小化制御の精度を高めることができる。
５）  トルク指令から磁束指令を求めるテーブルを、モータ効率を最大化する観点で作成する。これは、電流最小化＝銅損最小化であり、鉄損が考慮されていないことに起因して、最大トルク制御曲線と“効率最大化曲線”は異なっているので、“効率最大化曲線”を採用することにより実現できる。ただし、鉄損はモデル化できないので、作成には実測を伴う。
６）  トルク指令から磁束指令を求める曲線を回転数ごとに作成すること。この場合には、制御系が煩雑となるが、回転数によって鉄損が大きく変るため、効率極大化のためには最良の方法である。
７）  入力電流の高調波成分を検出する調波解析はWａｌｓｈ関数に代えてＦｏｕｒｉｅｒ級数を使うことができる。
【０１５７】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直接トルク制御を用い、コンデンサレスインバータの制御をシンプルな構成として、しかも、入力電流の高調波成分を抑制することができるという特有の効果を奏する。
【０１５８】
請求項２の発明は、効率を高め、しかも請求項１と同様の効果を奏する。
【０１５９】
請求項３の発明は、効率を高め、しかも請求項１と同様の効果を奏する。
【０１６０】
請求項４の発明は、直接トルク制御を用い、コンデンサレスインバータの制御をシンプルな構成として、しかも、入力電流の高調波成分を抑制することができるという特有の効果を奏する。
【０１６１】
請求項５の発明は、効率を高め、しかも請求項４と同様の効果を奏する。
【０１６２】
請求項６の発明は、効率を高め、しかも請求項４と同様の効果を奏する。
【０１６３】
請求項７の発明は、入力電流の高調波を低減できるほか、請求項１から請求項６の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６４】
請求項８の発明は、入力電流の高調波を低減できるほか、請求項１から請求項６の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６５】
請求項９の発明は、入力電流を簡単に検出することができるほか、請求項１から請求項８の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６６】
請求項１０の発明は、モータ定数が変化した場合であっても、固定子磁束ベクトルの大きさを制限してモータ電流を流し込むことを可能とし、十分なトルクを出力できるほか、請求項１から請求項９の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６７】
請求項１１の発明は、弱め磁束制御により運転範囲を拡大できるほか、請求項１から請求項１０の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６８】
請求項１２の発明は、モータを安価にできるほか、請求項１から請求項１０の何れかと同様の効果を奏する。
【０１６９】
請求項１３の発明は、処理を簡単化することができるほか、請求項１から請求項１２の何れかと同様の効果を奏する。
【０１７０】
請求項１４の発明は、直接トルク制御を用い、コンデンサレスインバータの制御をシンプルな構成として、しかも、入力電流の高調波成分を抑制することができるという特有の効果を奏する。
【０１７１】
請求項１５の発明は、効率を高め、しかも請求項１４と同様の効果を奏する。
【０１７２】
請求項１６の発明は、効率を高め、しかも請求項１４と同様の効果を奏する。
【０１７３】
請求項１７の発明は、直接トルク制御を用い、コンデンサレスインバータの制御をシンプルな構成として、しかも、入力電流の高調波成分を抑制することができるという特有の効果を奏する。
【０１７４】
請求項１８の発明は、効率を高め、しかも請求項１７と同様の効果を奏する。
【０１７５】
請求項１９の発明は、効率を高め、しかも請求項１７と同様の効果を奏する。
【０１７６】
請求項２０の発明は、入力電流の高調波を低減できるほか、請求項１４から請求項１９の何れかと同様の効果を奏する。
【０１７７】
請求項２１の発明は、入力電流の高調波を低減できるほか、請求項１４から請求項１９の何れかと同様の効果を奏する。
【０１７８】
請求項２２の発明は、入力電流を簡単に検出することができるほか、請求項１４から請求項２１の何れかと同様の効果を奏する。
【０１７９】
請求項２３の発明は、モータ定数が変化した場合であっても、固定子磁束ベクトルの大きさを制限してモータ電流を流し込むことを可能とし、十分なトルクを出力できるほか、請求項１４から請求項２２の何れかと同様の効果を奏する。
【０１８０】
請求項２４の発明は、弱め磁束制御により運転範囲を拡大できるほか、請求項１４から請求項２３の何れかと同様の効果を奏する。
【０１８１】
請求項２５の発明は、モータを安価にできるほか、請求項１４から請求項２３の何れかと同様の効果を奏する。
【０１８２】
請求項２６の発明は、処理を簡単化することができるほか、請求項１４から請求項２５の何れかと同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のインバータ装置の構成の一例を示す電気回路図である。
【図２】図１のインバータ装置の各部の波形を示す図である。
【図３】従来のインバータ装置の構成の他の例を示す電気回路図である。
【図４】従来のコンデンサレスインバータ装置の構成を示す電気回路図である。
【図５】図４のコンデンサレスインバータ装置の動作原理を説明する図である。
【図６】図４のコンデンサレスインバータ装置によりＩＰＭモータを制御し、所望の性能を得るための制御の例を示すブロック図である。
【図７】磁束の大きさ−トルク曲線を示す図である。
【図８】この発明のインバータ制御装置の一実施態様を示すブロック図である。
【図９】図８の制御回路の内部構成を詳細に示すブロック図である。
【図１０】補正トルク指令演算部の構成を詳細に示すブロック図である。
【図１１】図１０の補正トルク指令演算部の波形を示す図である。
【図１２】補正磁束指令演算部の構成を詳細に示すブロック図である。
【図１３】図８の制御回路の、より簡単化された内部構成の一例を詳細に示すブロック図である。
【図１４】図８の制御回路の、より簡単化された内部構成の他の例を詳細に示すブロック図である。
【符号の説明】
２  単相全波整流回路    ３  ３相インバータ
４  モータ    ５  小容量のコンデンサ
６  制御回路    ６１  制御部
６２  換算部    ６８  補正トルク指令演算部
６９  加算部    ７０  補正磁束指令演算部
７１  減算部    ８１ｇ  ＢＰＦ
【図１】
0004253156.tif 000010
【図２】
0004253156.tif 000011
【図３】
0004253156.tif 000012
【図４】
0004253156.tif 000013
【図５】
0004253156.tif 000014
【図６】
0004253156.tif 000015
【図７】
0004253156.tif 000016
【図８】
0004253156.tif 000017
【図９】
0004253156.tif 000018
【図１０】
0004253156.tif 000019
【図１１】
0004253156.tif 000020
【図１２】
0004253156.tif 000021
【図１３】
0004253156.tif 000022
【図１４】
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