(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力オーディオ信号を発生する複数のオーディオ源と、この入力オーディオ信号から処理オーディオ信号を得る処理手段とを有し、さらに前記処理オーディオ信号から合成オーディオ信号を得る合成手段を有するオーディオ処理装置において、
前記合成オーディオ信号の強度を最大化するよう前記処理手段を制御する制御手段を有し、
前記制御手段は、前記処理オーディオ信号の合成強度利得を所定値に限定するよう構成されている、
ことを特徴とするオーディオ処理装置。
【請求項２】
請求項１に記載のオーディオ処理装置において、
前記処理手段は、前記処理オーディオ信号を得るようスケーリングファクタにより前記入力オーディオ信号をスケーリング処理するスケーリング手段を有し、前記制御手段は、前記スケーリング手段のスケーリングファクタに対応するスケーリングファクタによる複数のスケーリング処理された合成オーディオ信号を得る他のスケーリング手段を有し、
前記制御手段は、当該合成オーディオ信号の強度を最大化するとともに、前記入力オーディオ信号とこのオーディオ信号に対応する当該スケーリング処理された合成オーディオ信号との差を最小化することにより前記処理オーディオ信号の合成された強度利得を制限するよう構成されている、
ことを特徴とするオーディオ処理装置。
【請求項３】
請求項１に記載のオーディオ処理装置において、
前記処理手段は、前記処理オーディオ信号を得る複数の調整可能フィルタを有し、
前記制御手段は、前記調整可能フィルタの伝達関数の共役である伝達関数を有する複数の他の調整可能フィルタを有し、前記他の調整可能フィルタは、前記合成オーディオ信号からフィルタリング処理された合成オーディオ信号を得るよう構成され、
前記制御手段は、前記合成オーディオ信号の強度を最大化するとともに、前記入力オーディオ信号とこの入力オーディオ信号に対応する前記フィルタリング処理された合成オーディオ信号との間の差を最小化するために前記調整可能フィルタ及び前記他の調整可能フィルタの伝達関数を制御することにより前記処理オーディオ信号の合成強度利得を所定の値に限定するよう構成されている、
ことを特徴とするオーディオ処理装置。
【請求項４】
請求項２に記載のオーディオ処理装置において、当該オーディオ処理装置は、前記入力オーディオ信号に存在する共通オーディオ信号の遅延差を補償する遅延素子を有する、
ことを特徴とするオーディオ処理装置。
【請求項５】
請求項１ないし４のうちいずれか１つに記載のオーディオ処理装置において、前記オーディオ源は、複数のマイクロフォンを有し、前記マイクロフォンは、それらの指向性パターンが実質的に分裂しているようなポジションに配置されている、
ことを特徴とするオーディオ処理装置。
【請求項６】
請求項５に記載のオーディオ処理装置において、前記マイクロフォンは、中心位置の周りに、３６０度に等しい角をマイクロフォンの数で分割して配置されている、
ことを特徴とするオーディオ処理装置。
【請求項７】
請求項１，２，３又は４に記載のオーディオ処理装置において、前記オーディオ源は、線形アレイ状に配された複数のマイクロフォンを有することを特徴とするオーディオ処理装置。
【請求項８】
入力オーディオ信号を受信する複数の入力と、前記入力オーディオ信号から処理オーディオ信号を得る処理手段とを有し、さらに前記処理オーディオ信号から合成オーディオ信号を得る合成手段を有するオーディオ信号処理装置において、
前記合成オーディオ信号の強度を最大化するために前記処理手段を制御する制御手段を有し、
前記制御手段は、前記処理オーディオ信号の合成強度利得を所定値に制限するよう構成されている、
ことを特徴とするオーディオ信号処理装置。
【請求項９】
請求項８に記載のオーディオ信号処理装置において、
前記処理手段は、前記処理オーディオ信号を得るためのスケーリングファクタにて前記入力オーディオ信号をスケーリングするスケーリング手段を有し、前記制御手段は、前記スケーリング手段のスケーリングファクタに対応するスケーリングファクタにてスケーリングされた複数の合成オーディオ信号を得る他のスケーリング手段を有し、
前記制御手段は、前記合成オーディオ信号の強度を最大化するとともに、前記入力オーディオ信号とこのオーディオ信号に対応するスケーリングされた合成オーディオ信号との差を最小化することにより前記処理オーディオ信号の合成強度利得を限定する、
ことを特徴とするオーディオ信号処理装置。
【請求項１０】
複数のオーディオ源から複数の入力オーディオ信号を受信し、前記入力オーディオ信号から処理オーディオ信号を得て、さらに前記処理オーディオ信号から合成オーディオ信号を得るオーディオ処理方法において、
前記合成オーディオ信号の強度を最大化するよう前記オーディオ信号の処理を制御し、
前記処理オーディオ信号の合成強度利得を所定の値に限定するべく前記処理を制御する、
ことを特徴とするオーディオ処理方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、オーディオ処理装置に関する。かかる装置は、入力オーディオ信号を発生する複数のオーディオソースと、この入力オーディオ信号から処理の施されたオーディオ信号（処理オーディオ信号）を得る処理手段とを有し、さらに、その処理オーディオ信号から合成オーディオ信号を得る合成手段を有するものである。
本発明はまた、オーディオ信号処理装置及びオーディオ処理方法に関する。
背景技術
当該発明によるオーディオ処理は、S.Affes及びY.Grenierによる論説”A Signal Subspace Tracking Algorithm for Microphone Array Processing of Speech”（IEEE Transactions on Speech and Audio Processing, Vol.5, No.5,September 1997）から知られている。
今日及び今後における移動電話通信、ビデオ会議及びインターネット（ＴＣＰ／ＩＰ）に基づく通信の如き通信システムにおいて、ハンドフリー操作は、重要性が増してきている。また、音声認識を利用するユーザーインターフェースにおいても、ハンドフリー操作は、重要な役目を担うものである。
音声了解度を落としてしまう音響学上の１つの現象は、話者から当該マイクロフォンまでのマルチパス伝搬による反響又は残響である。このマルチパス伝搬は、壁や家具といったような当該話者周辺物に対するその音声信号の反射により生じる。こうしたマルチパス伝搬を処理するために、しばしば、いわゆるディレイサムビームフォーマ（Delay-Sum beamformer）が使用される。ディレイサムビームフォーマにおいては、話者から各マイクロフォンまでの遅延差を補償するために、複数のマイクロフォンからの信号が遅延量を施される。かかる遅延された信号は、それらを加算することにより結合すなわち合成させられる。かかる遅延補償が完全に作用した場合、その遅延補償されたオーディオ信号の直接領域成分はコヒーレントに加算される一方で、反響音声成分はインコヒーレントに足される。これにより、音声了解度が増すことになる。
上記ディレイサムビームフォーマの問題は、動いている話者を追従し又は話し始める他の話者に適応するのに充分なほど正確にかつ迅速にそれら遅延値を判定することがとても難しいことである。これは特に、反響性のある部屋における場合に該当する。結果として、遅延の推定値は間違っている場合があり、そのマイクロフォンの信号がもはや加算されなくなる。結局、音声信号の了解度は改善されていない。音声了解度の低下が起きてしまうのである。
上述した論文においては、当該音声信号の了解度の実績を改善するための方法が記述されている。この論文においては、ある仮定の下で話者からマイクロフォンまでのエネルギー伝達関数を使用することが挙げられており、この仮定というのは、話者が動いている場合は特にそのエネルギー伝達関数は変わらないというものである。上述したエネルギー伝達関数は、測定により決めなければならないものである。各場所について測定を要することは、この方法を用いた製品の配備を極めて扱いづらくさせている。
発明の開示
本発明の目的は、オーディオ処理装置を配備する前に測定をなす必要のないオーディオ処理装置を提供することである。
この目的を達成するために、本発明によるオーディオ処理装置は、前記合成オーディオ信号のパワーすなわち強度を最大化するよう前記処理手段を制御する制御手段を有し、前記制御手段は、前記処理オーディオ信号の合成強度利得を所定値に限定するよう構成されている、ことを特徴としている。
合成強度利得の程度又は度合（例えば、個別の信号強度の合計）が所定値に限定されるという制約の下で、当該合成オーディオ信号の強度の程度又は度合を最大化することによって、測定データを使用する必要がなくなるのである。実験では、従来技術の装置に対して、音声信号の了解度が悪化しないことが分かった。
また、実験では、従来技術の装置においては、長いインパルス応答を有するフィルタを用いたときに、いわゆるプリエコーが生じることが分かった。プリエコーとは、音声信号のダイレクトフィールド成分の再生前にそのスケーリング処理されたバージョンが再生されるときに生じるものである。プリエコーの発生は、リスナーを実に困惑させるものと想定される。実験ではまた、本発明による処理装置においては、プリエコーの発生が従来技術による処理装置における発生よりも充分に少ないことが分かった。
本発明の一実施例は、前記処理手段は、前記処理オーディオ信号を得るようスケーリングファクタにより前記入力オーディオ信号をスケーリング処理するスケーリング手段を有し、前記制御手段は、前記スケーリング手段のスケーリングファクタに対応するスケーリングファクタによる複数のスケーリング処理された合成オーディオ信号を得る他のスケーリング手段を有し、前記制御手段は、当該合成オーディオ信号の強度を最大化するとともに、前記入力オーディオ信号とこのオーディオ信号に対応する当該スケーリング処理された合成オーディオ信号との差を最小化することにより前記処理オーディオ信号の合成された強度利得を制限するよう構成されている、ことを特徴としている。
実験では、処理手段に簡単なスケーリングファクタを使用して極めて充分に改善された了解度を得ることができることが分かった。ここでは、異なる入力源のためのスケーリングファクタの二乗の和が所定の定数に等しいという制約条件が適している。
本発明の他の実施例は、前記処理手段は、前記処理オーディオ信号を得る複数の調整可能フィルタを有し、前記制御手段は、前記調整可能フィルタの伝達関数の共役である伝達関数を有する複数の他の調整可能フィルタを有し、前記他の調整可能フィルタは、前記合成オーディオ信号からフィルタリング処理された合成オーディオ信号を得るよう構成され、前記制御手段は、前記合成オーディオ信号の強度を最大化するとともに、前記入力オーディオ信号とこの入力オーディオ信号に対応する前記フィルタリング処理された合成オーディオ信号との間の差を最小化するために前記調整可能フィルタ及び前記他の調整可能フィルタの伝達関数を制御することにより前記処理オーディオ信号の合成強度利得を所定の値に限定するよう構成されている、ことを特徴としている。
処理手段として調整可能フィルタを使用することによって、音声信号の品質をさらに向上させることができる。入力オーディオ信号とこれに対応のフィルタリング処理された合成オーディオ信号との間の差の程度又は度合を最小化することによって、周波数成分毎の当該調整可能フィルタの強度利得の和が所定の定数に等しいという制約条件の下で、当該合成オーディオ信号の強度の程度又は度合は最大化される。上述した２つの判断基準どうしの対応関係は、簡明な例を用いることにより図面における詳細な記載に示される。
調整可能フィルタの使用により、サムディレイビームフォーマに用いられるような調整可能遅延素子を必要としなくなる。
本発明のさらに他の実施例は、前記オーディオ源は、複数のマイクロフォンを有し、前記マイクロフォンは、それらの指向性パターンが実質的に分裂しているようなポジションに配置されている、ことを特徴としている。
本発明による合成装置とともに、異なる指向性パターンを有する複数のマイクロフォンを組み合わせることより、最大強度の音声信号を受信するマイクロフォンからの信号が自動的に強調される。このようなシステムは、最大強度の信号を受けるマイクロフォンを選択することの可能なスイッチを必要とすることなく、話している人により発せられた音声を強調させなければならない会議システムに用いるのが効果的である。
本発明のさらにまた別の実施例は、前記オーディオ源は、線形アレイ状に配された複数のマイクロフォンを有することを特徴としている。
実験では、当該処理手段における調整可能フィルタと組み合わせて、線形アレイのマイクロフォンをオーディオソースとして使用すると、音声信号及びそれらの最初の反射成分がコヒーレントに加算され、音声了解度が改善することが分かった。この構成は、サムディレイビームフォーマを用いた構成に比べて、より頑強なものとなり、しかもより速い収束を見せた。かかる線形アレイにおいては、マイクロフォンが当該指向性パターンのメインローブの方向に略直交する線上に配されるが、当該指向性パターンのメインローブの方向に一致する線上にマイクロフォンを配することもできる。
【図面の簡単な説明】
以下、次の図面を参照して本発明を説明する。
第１図は、実数値の重み係数が当該処理手段に使用されている本発明によるオーディオ処理装置を示す。
第２図は、周波数領域適応フィルタ及び周波数領域プログラマブルフィルタが使用されている本発明によるオーディオ処理装置を示す。
第３図は、第２図による装置に用いられる正規化手段７３の詳細な実施例を示す。
第４図は、第２図において用いられる周波数領域適応フィルタ６２，６６及び６８の実施の形態を示す。
第５図は、第２図において用いられる周波数領域プログラマブルフィルタ４４，４６及び５０の実施の形態を示す。
第６図は、時間領域適応フィルタ及び時間領域プログラマブルフィルタが用いられている本発明によるオーディオ処理装置の実施の形態を示す。
発明を実施するための最良の形態
第１図によるオーディオ処理装置２においては、ここでは第１のオーディオソースとしてのマイクロフォン４の出力が、当該オーディオ処理装置２の第１の入力に接続され、ここでは第２のオーディオソースとしてのマイクロフォン６の出力が、当該オーディオ処理装置２の第２の入力に接続される。これらマイクロフォン４及び６が減衰係数ａ及びｂを介して信号ＶINを受信する場合、マイクロフォン４の出力信号は、ａ・ＶINに等しく、マイクロフォン６の出力信号はｂ・ＶINに等しい。処理手段は、ここでは、それぞれスケーリングファクタｘ及びｙによりそれぞれの入力信号をスケール（変倍又は基準化：ある値が前もって定めておいた範囲内に入るように一定の定数をかけて値を変換すること。以下、スケーリング又はスケーリング処理という）させる第１のスケーリング手段１０及び第２のスケーリング手段１２を有する。この処理手段１１の出力には、処理の施された信号（以下、処理オーディオ信号と呼ぶ）ＶP及びＶQが得られる。これら処理信号については、
ＶP＝ａ・ｘ・ＶIN    （１）
ＶQ＝ｂ・ｙ・ＶIN    （２）
と書くことができる。合成手段すなわち結合手段１８の出力においては、これら処理信号ＶP及びＶQの和ＶSUMが得られる。この信号ＶSUMは、
ＶSUM＝（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）ＶIN    （３）
と等しい。
他のスケーリング手段１４及び１６は、スケーリングファクタ（基準化因子）ｘ及びｙを使ってこの結合された信号からスケーリング処理された合成信号を得る。第１のスケーリング処理済み合成信号は、
ＶSC1＝（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）・ｘ・ＶIN    （４）
であり、第２のスケーリング処理済み合成信号は、
ＶSC2＝（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）・ｙ・ＶIN    （５）
である。上記第１の入力オーディオ信号と上記第１のスケーリング処理済み合成オーディオ信号との第１の差（の程度又は度合）は、減算器２４によって測定される。この減算器２４の出力信号については、
ＶDIFF1＝｛ａ−（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）・ｘ｝・ＶIN    （６）
と書くことができる。上記第２の入力オーディオ信号と上記第２のスケーリング処理済み合成オーディオ信号との第２の差は、減算器２６によって測定される。この減算器２６の出力信号については、
ＶDIFF2＝｛ｂ−（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）・ｙ｝・ＶIN    （７）
と書くことができる。第１図による構成は、上記減算器２４の出力信号ＶDIFF1を０に等しくさせるようスケーリングファクタｘを調整する制御部２０を有する。この構成はまた、上記減算器２６の出力信号ＶDIFF2を０に等しくさせるための制御部２２を有する。両方の差信号を０に等しくさせるためのｘ及びｙの値を見つけるためには、次の式の集合
（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）・ｘ＝ａ    （８）
（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）・ｙ＝ｂ    （９）
を解く必要がある。（８）式を（９）式で割ることにより（８）式及び（９）式から（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）の項を削除すると、
ｘ／ｙ＝ａ／ｂ⇒ｘ＝ａ・ｙ／ｂ    （１０）
となる。（１０）式を（９）式に代入すると、次のようなｙの式が得られる。
0004372232.tif 000002
（１１）式を（１０）式に代入すると、ｘについて
0004372232.tif 000003
が求まる。
（１１）式及び（１２）式からは、ａが増加（又はｂが減少）するとｘの値が増加することが明らかであり、ｂが増加（又はａが減少）するとｙの値が増加することも明らかである。このようにして、最大強度の入力信号が発せられる。これは、従来技術の構成において必要とされていたような、話者からマイクロフォンまでの経路（パス）ａ及びｂの周波数依存性を知る必要なく、話者の音声信号を周辺ノイズ及び当該音声信号の反響成分に抗して強調若しくは増強させるのに役に立つことになる。上記の値ａ及びｂの推測値は、マイクロフォンの入力信号の平均レベルから得ることができる。
以下、この処理手段の強度（電力又はパワー）利得の合計が限定されるという制約の下で上記合成オーディオ信号の強度を最大にすると、上記減算器２４及び２６の出力信号を０に等しくさせるのと同じようなｘ及びｙの値が得られることを証明する。
上記合成オーディオ信号ＶSUMの強度（の程度又は度合）ＰSUMについては、
ＰSUM＝ＶSUM2＝（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）2・ＶIN2    （１３）
と書くことができる。
上記スケーリング手段の強度利得の合計が一定値に限定されているという限界状態については、
ＧP＝ｘ2＋ｙ2＝１    （１４）
と表すことができる。したがって、（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）2の項は、当該限界状態ｘ2＋ｙ2−１＝０の下で最大化される必要がある。これは、ラグランジェ乗数法を用いることにより行われ得る。この手法によれば、次の式を最大化しなければならない。
（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）2＋λ・（ｘ2＋ｙ2−１）    （１５）
（１５）式をｘ及びｙに関して微分しその微分係数をゼロに設定すると、
２・（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）・ａ＋２・λ・ｘ＝０    （１６）
２・（ａ・ｘ＋ｂ・ｙ）・ｂ＋２・λ・ｙ＝０    （１７）
である。（１６）式にｙを乗じ、（１７）式にｘを乗じ、これらの乗算結果を減算することにより、
ｙ＝ｘ・ｂ／ａ    （１８）
が得られる。（１８）式を（１４）式に代入すると、ｘ及びｙは、
0004372232.tif 000004
となる。これらの値は、（１１）及び（１２）式に相当する。したがって、ｘ及びｙを制御してその差信号を０に等しくさせることは、上記処理手段の種々の岐路（ブランチ）の強度利得の合計が最大値に限定されるという限界状態の下で当該合成信号の強度を最大化することと等価である。
上述した内容は、各々が伝達係数ａi（１≦ｉ≦Ｎ）を有するＮ個の入力信号に対して簡単に一般化されうる。上記処理手段が、それぞれ信号ｉに対応しかつ伝達係数ｘiを有するＮ個の岐路を持つと仮定された場合、これらｘiの値については、
0004372232.tif 000005
と書くことができる。第１図による構成は、遅延素子と組み合わせて音声信号のソース及び幾つかのマイクロフォンからの経路遅延どうしの差を補償することができる。本発明による構成は、当該経路遅延を補償する遅延素子の遅延量が適正値に未だ調整されていない遷移期間中においても、改善された性能を提供する。
第２図によるオーディオ処理装置においては、ここではオーディオソースとしてのマイクロフォン３０，３２及び３４からの入力信号は、ディジタル信号に変換される。かかるディジタル信号は、それぞれ直列−並列変換器３６，３８及び４０によりＬ個のサンプルからなるブロックに変換されている。直列−並列変換器３６，３８及び４０の出力は、処理手段４１の対応する入力に接続され、また、ブロック遅延素子５４，５６及び５８の入力に接続される。
処理手段４１においては、直列−並列変換器３６の出力信号がブロック縦続接続ユニット４２に供給される。このブロック縦続接続ユニット４２は、今回ブロックのＬ個のサンプルと直列−並列変換器３６の出力に得られる前回ブロックのサンプルからのＮ個のサンプルとからＮ＋Ｌサンプルのブロックを構成する。ブロック縦続接続ユニット４２の出力は、周波数領域プログラマブルフィルタ４４の入力と接続される。この周波数領域プログラマブルフィルタ４４の出力は、処理オーディオ信号を搬送するものであり、ここでは合成手段としての加算器７６の第１の入力と接続される。この周波数領域プログラマブルフィルタ４４は、その出力にＮ＋Ｌ個のサンプルのブロックを呈する。
同様にして、直列−並列変換器３８の出力信号は、ブロック縦続接続ユニット４８及び周波数領域プログラマブルフィルタ４６により処理され、また、直列−並列変換器４０の出力信号は、ブロック縦続接続ユニット５２及び周波数領域プログラマブルフィルタ５０により処理される。これら周波数領域プログラマブルフィルタ４６及び５０の出力は、処理済みオーディオ信号を搬送するものであり、ここでは合成手段としての加算器７６の各対応入力と接続される。
かかる加算器７６の出力は、当該加算器７６の出力信号から逆高速フーリエ変換された信号を測定するＩＦＦＴユニット７７の入力に接続される。このＩＦＦＴユニット７７の出力は、当該ＩＦＦＴユニット７７の出力におけるＮ＋Ｌ個のサンプルのうちのＮ個のサンプルを捨てるユニット７９の入力に接続される。
ユニット７７の出力信号は、並列−直列変換器７８により直列サンプルストリームに変換される。並列−直列変換器７８の出力においては、このオーディオ処理装置の出力信号が得られる。ユニット７９の出力信号はまた、ブロック縦続接続ユニット７４に供給され、かかるユニット７４は、加算器７６の出力における今回ブロックのＬ個のサンプルとユニット７９の出力におけるＮ個の前回サンプルのブロックとから、Ｎ＋Ｌ個のサンプルのブロックを得る。ブロック縦続接続ユニット７４の出力は、高速フーリエ変換器７２の入力に接続される。このフーリエ変換器７２は、その入力におけるＮ＋Ｌ個のサンプルからＮ＋ＬポイントＦＦＴを計算する。この高速フーリエ変換器７２の出力信号は、当該合成信号の周波数スペクトラムを表す。この周波数スペクトラムは、周波数領域適応フィルタ６２，６６及び６８の入力と、正規化器７３の入力とに供給される。正規化器７３の出力は、周波数領域適応フィルタ６２，６６及び６８の入力に接続される。
ブロック遅延素子５４の出力は、減算器６０の第１の入力に接続される。ブロック遅延素子５６の出力は、減算器６４の第１の入力に接続され、ブロック遅延素子５８の出力は、減算器７０の第１の入力に接続される。これらブロック遅延素子５４，５６及び５８は、上記周波数領域プログラマブルフィルタ４４，４６及び５０並びに上記周波数領域適応フィルタ６２，６６及び６８において当該オーディオ信号が受けた遅延を補償するために設けられている。
周波数領域適応フィルタ６２の出力は、減算器６０の第２の入力に接続され、減算器６０の出力は、当該周波数領域適応フィルタの制御入力に接続される。周波数領域適応フィルタ６６の出力は、減算器６４の第２の入力に接続され、減算器６４の出力は、当該周波数領域適応フィルタの制御入力に接続される。周波数領域適応フィルタ６８の出力は、減算器７０の第２の入力に接続され、減算器７０の出力は、当該周波数領域適応フィルタの制御入力に接続される。
これら周波数領域適応フィルタ６２，６６及び６８は、これらの制御入力における入力信号の強度を最小化するために、それぞれの伝達関数を調節するように構成されている。これら周波数領域適応フィルタ６２，６６及び６８は、それぞれのＮ＋Ｌ個のフィルタ係数を上記周波数領域プログラマブルフィルタ４４，４６及び４８に供給する。これら周波数領域適応フィルタは、上記ブロック縦続接続ユニット４２，４８及び５２から受信した信号をフィルタリング処理するのに用いる前に、Ｎ＋Ｌ個のフィルタ係数の共役の値を決定する。
第３図による周波数領域適応フィルタ６２，６６及び６８において、パディング（充填又は詰め込み）部８０は、各周波数領域適応フィルタの制御入力において得られるＬ個のサンプルを、０の値を有するＮ個のサンプルと組み合わせ結合して、Ｎ＋Ｌ個のサンプルを有するデータブロックにする。このＮ＋Ｌ個のサンプルのブロックは、ＦＦＴ部８２により実行されるＮ＋Ｌポイント高速フーリエ変換が施される。ＦＦＴを実行する前での、Ｌ個のサンプルのブロックからＮ＋Ｌ個のサンプルのブロックへの拡張は、当該サンプリング周波数の約半分を基準としたＦＦＴ信号の対称性による信号の歪みを防止するためになされる。この手法は、周波数領域（適応）フィルタの当業者にはよく知られている。
ＦＦＴ部８２の出力においては、上記周波数領域適応フィルタの制御入力における信号の周波数スペクトラム（＝減算器６０，６４及び７０それぞれの出力）が得られる。ＦＦＴ部８２の出力信号は、上記正規化器７３の出力信号と乗算される。正規化器７３の出力信号のＮ＋Ｌ個の成分は、当該周波数領域適応フィルタの係数の適応の速度を確定する適応速度値を示す。
乗算器８４の出力信号は、ブロック遅延部１１２の出力信号に加算される。ブロック遅延部１１２の出力信号は、当該周波数領域適応フィルタのフィルタ係数の前回値を表す。加算器８６の出力信号は、ＩＦＦＴ部９４により実行される逆高速フーリエ変換が施される。ＩＦＦＴ部９４の２・Ｌ個の出力サンプルに基づいて、最後のＬブロックの値が当該処理部９６によりゼロに設定される。その後、この２・Ｌ個のサンプル（そのうちのＬサンプルがゼロである）は、ＦＦＴ部１１０により実行されるＦＦＴ操作が施される。ＩＦＦＴ部９４、処理部９６及びＦＦＴ部１１０の組み合わせは、ＦＦＴプロセッサ８２により行われるＦＦＴ変換の周期的特性による信号歪みを防止するために設けられている。
ＦＦＴ１１０部の出力においては、Ｎ＋Ｌ個の係数が当該フィルタ操作への使用に利用可能である。これらの係数はまた、対応するプログラマブルフィルタへ転送される。さらに、これらフィルタ係数は、ブロック遅延部１１２を介して加算器８６に転送される。加算器８６、ＩＦＦＴ部９４、処理部９６、ＦＦＴ部１１０及びブロック遅延部１１２の組み合わせは、次式
ｖi,k＝ｖi,k-1＋λi,k・Ｅi,k    （２１）
によりフィルタ係数を確定する。（２１）式において、ｖi,kは、時点ｋでのＮ＋Ｌ個のフィルタ係数を表し、ｖi,k-1は、時点ｋ−１でのＮ＋Ｌ個のフィルタ係数を表し、λi,kは、正規化器７３により乗算器８４の第２の入力へ供給される適応係数を表し、Ｅk,iは、第２図における減算器６０，６４又は７０の出力における誤差信号の周波数スペクトラムを表す。
第４図による正規化器７３においては、第２図におけるＦＦＴユニット７２により連結部１０６に供給された入力信号は、その入力信号の共役値を確定する。この共役値は、乗算器１０４により当該入力信号と乗算される。この乗算器１０４の出力においては、当該入力信号のパワースペクトラムを得ることができる。乗算器１０４の出力は、乗算器１０２の入力に接続される。
乗算器１０２、加算器１００、乗算器９８及びブロック遅延部９２により構成される低域通過フィルタは、乗算器１０４の出力に得られるものとして当該周波数領域適応フィルタの入力信号のパワースペクトラムの時間平均を定量する。ｂに適した値は、
ｂ＝１−（２０・Ｌ）／ｆsample    （２２）
である。（２２）式において、ｆsampleは、当該オーディオ信号がサンプルされ処理されるときのサンプル周波数である。３２というＬの値は、有益な値であることが分かっている。かかる時間平均パワースペクトラムを担う加算器１００の出力は、除算器８８の第１入力に接続される。共役部１０６の出力信号は、スケーリング部９０によりスケーリングファクタ２ａでスケーリング処理される。ａに適した値は、０．０１である。スケーリング部９０の出力信号は、除算器８８の第２の入力に接続される。
除算器８８は、当該ディジタルフィルタの入力信号の（スケーリングファクタ２ａでスケーリング処理され）共役のとられたＦＦＴ変換値と、正規化器７３の入力信号の時間平均パワースペクトラムとの比を計算することによりλi,kの値を確定する。λi,kの値は、入力信号のスペクトラムのｋ番目の成分と、時間平均パワースペクトラムのｋ番目の成分との比に比例して増加する。これにより、それらの強度に拘わらず全ての周波数成分につき同等な適応測度音声をもたらすことになる。
第５図による周波数領域プログラマブルフィルタ４４，４６及び５０において、入力信号は、当該入力信号からＮ＋ＬポイントＦＦＴ値を計算するＦＦＴ部１２０の入力に供給される。共役部１２２は、上記周波数領域適応フィルタ６２，６６，６８から受け取ったパラメータの共役値を確定する。乗算器１２４は、上記周波数領域適応フィルタから受け取った共役のとられたフィルタ係数に当該入力信号のＦＦＴ値を掛けることによりフィルタ処理済み信号を計算する。
ＩＦＦＴ部１２６は、乗算器１２４の出力に得られるフィルタ処理済み出力信号から時間領域出力信号を計算する。廃棄部は、ＩＦＦＴ部１２６の出力信号からＬ個の後部サンプルを切り捨て、その出力に当該周波数領域プログラマブルフィルタの出力信号を発する。
Ｎに適した選択は、それをＬに等しくさせることであるが、ＮをＬよりも小又は大きく選ぶこともできる、と認められる。ＦＦＴ及びＩＦＦＴ操作の容易な実施形態の実現を可能とするためには、Ｎ＋Ｌを２のべき乗に等しくさせることが望ましい。
第６図によるオーディオ処理装置の時間領域における実施形態においては、マイクロフォン３０，３２及び３４の出力は、処理手段１３１の入力と遅延部１８６，１８８及び１９０とに接続される。この処理手段１３１は、時間領域プログラマブルフィルタ１３３，１３５及び１３７を有する。
この時間領域プログラマブルフィルタ１３３は、カスケード接続された複数の遅延素子１３０，１３２及び１３４と、重み係数Ｗ1,1，……，Ｗ1,Nで重み付けされたこれら遅延素子の出力信号を加算する加算器１４６とを有する。この重み付けは、重み付け素子１３６，１３８，１４０，１４２及び１４４により行われる。時間領域プログラマブルフィルタ１３５は、カスケード接続された複数の遅延素子１４８，１５０及び１５２と、重み係数Ｗ2,1，……，Ｗ2,Nで重み付けされたこれら遅延素子の出力信号を加算する加算器１６４とを有する。この重み付けは、重み付け素子１５４，１５６，１５８，１６０及び１６２により行われる。この時間領域プログラマブルフィルタ１３７は、カスケード接続された複数の遅延素子１６６，１６８及び１７０と、重み係数ＷM,1，……，ＷM,Nで重み付けされたこれら遅延素子の出力信号を加算する加算器１８２とを有する。この重み付けは、重み付け素子１７２，１７４，１７６，１７８及び１８０によって行われる。
これら時間領域プログラマブルフィルタ１３３，１３５及び１３７の出力は、当該処理オーディオ信号を搬送するものであり、ここでは合成手段としての加算器１８４と接続される。この加算器１８４の出力においては、強調されたオーディオ信号を得ることができる。この加算器１８４の出力は、時間領域適応フィルタ１９１，１９３及び１９５の入力に接続される。
時間領域適応フィルタ１９１は、複数の遅延素子１９４，１９６及び１９８を有する。これら遅延素子１９４，１９６及び１９８の出力信号は、重み付け素子２００，２０２，２０４，２０６及び２０８により重み係数Ｗ1,1，……，Ｗ1,Nで重み付けされる。重み付け素子２００，…，２０８の出力信号は、加算器１９２により加算され、かかる加算器が当該適応フィルタ１９１の出力信号を供給する。
時間領域適応フィルタ１９３は、複数の遅延素子２２６，２２８及び２３０を有する。これら遅延素子２２６，２２８及び２３０の出力信号は、重み付け素子２１６，２１８，２２０，２２２及び２２４により重み係数Ｗ2,1，……，Ｗ2,Nで重み付けされる。重み付け素子２１６，…，２２４の出力信号は、加算器２１０により加算され、かかる加算器が当該適応フィルタ１９３の出力信号を供給する。
時間領域適応フィルタ１９５は、複数の遅延素子２３６，２４０及び２４６を有する。これら遅延素子２３６，２４０及び２４６の出力信号は、重み付け素子２３４，２３８，２４２，２４４及び２４８により重み係数ＷM,1，…，ＷM,Nで重み付けされる。重み付け素子２３４，…，２４８の出力信号は、加算器２３２により加算され、かかる加算器が当該時間領域適応フィルタ１９５の出力信号を供給する。
上記遅延部１８６，１８８及び１９０の出力は、減算器２１２，２１４及び２３０の第１の入力に接続される。遅延素子１８６，１８８及び１９０は、時間領域プログラマブルフィルタのインパルス応答に対して比較的に原因防止となる（時間的に早い）当該プログラマブルフィルタのインパルス応答をつくるために設けられている。減算器２１２，２１４及び２５０の第２の入力は、時間領域適応フィルタ１９１，１９３及び１９５の出力と結合される。減算器２１２，２１４及び２３０の出力は、それぞれ制御手段２３１，２３３及び２３５と接続される。これら制御手段は、対応する減算器の出力信号の強度を最小化するために、対応する適応フィルタ１９１，１９３及び１９５の伝達関数を調整するよう構成される。
制御手段２３１，２３３及び２３５は、次式
Ｗj,k（ｎ＋１）＝Ｗj,k（ｎ）＋μ・ｙ［ｎ−ｋ］・ｅj［ｎ］    （２３）
により適応フィルタ１９１，１９３及び１９５の係数を調整するように構成される。この（２３）式において、Ｗj,kは、ｊ番目の適応フィルタにおけるｋ番目の重み付け素子の重み係数であり、μは、適応定数であり、ｅj［ｎ］は、入力信号を遅延させるｊ番目のブロック遅延素子の出力信号とｊ番目の適応フィルタの出力信号との差である。ｙj［ｎ−ｋ］は、当該オーディオ処理装置のｋサンプル周期超過した遅延出力信号である。これら信号ｙ［ｎ−ｋ］は、適応フィルタの遅延素子の出力において得ることができる。これら適応フィルタは全て、同じ入力信号を持つので、その遅延素子を分配して必要な遅延素子数を少なくすることができる。
係数Ｗj,k（ｎ）を確定した後、これらの係数は、時間領域プログラマブルフィルタ１３３，１３５及び１３７へと戻される。これは、適応フィルタにおける先頭側タップ群に対応する係数群が、対応するプログラマブルフィルタにおける後尾側タップ群の係数へと送られることを意味している。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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