(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在している逆導通半導体装置の複数個が組み合わされて構成されている給電装置の駆動方法であり、
ＩＧＢＴ素子領域では、エミッタ領域とボディ領域とドリフト領域とコレクタ領域が積層されており、エミッタ領域とドリフト領域を分離しているボディ領域を貫通して伸びるトレンチゲート電極が形成されており、
ダイオード素子領域では、ボディコンタクト領域とボディ領域とドリフト領域とドリフトコンタクト領域が積層されており、表面からドリフト領域にまで伸びるトレンチゲート電極が形成されており、
ＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切換えて給電する際には、トレンチゲート電極に第１極性の電圧を印加し、
そのＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切換えることによって他の逆導通半導体装置のダイオード素子領域に還流電流が流れる際には、その還流電流が流れる逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に第２極性の電圧を印加することを特徴とする駆動方法。
【請求項２】
前記ＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切換えるに先立って、前記他の逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に第２極性の電圧を印加することを中断することを特徴とする請求項１の駆動方法。
【請求項３】
同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在している逆導通半導体装置の複数個が組み合わされて構成されている給電装置の駆動方法であり、
ＩＧＢＴ素子領域では、エミッタ領域とボディ領域とドリフト領域とコレクタ領域が積層されており、エミッタ領域とドリフト領域を分離しているボディ領域を貫通して伸びるトレンチゲート電極が形成されており、
ダイオード素子領域では、ボディコンタクト領域とボディ領域とドリフト領域とドリフトコンタクト領域が積層されており、表面からドリフト領域にまで伸びるトレンチゲート電極が形成されており、
少なくとも２個のＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切換えて給電する際には、その２個の逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に第１極性の電圧を印加し、
前記２個のＩＧＢＴ素子領域のうちの一方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切換えるとともに他方のＩＧＢＴ素子領域をオン状態に維持することによって第３の逆導通半導体装置のダイオード素子領域に還流電流を流し、
前記の一方のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切換えた後に、前記第３の逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に第２極性の電圧を印加することを特徴とする駆動方法。
【請求項４】
電源と負荷に接続して負荷に電力を供給する給電装置であり、
複数個の逆導通半導体装置と、
各逆導通半導体装置のゲート電極に印加するゲート電圧を制御するゲート電圧制御回路を備えており、
各逆導通半導体装置は、スイッチング素子と、スイッチング素子に逆並列に接続されている還流ダイオードを備えており、ゲート電極に第１極性の電圧を印加するとスイッチング素子がオン状態に切換わるとともに、ゲート電極に第２極性の電圧を印加すると還流ダイオードの少数キャリア量が増大する特性を備えており、
２個の逆導通半導体装置が直列に接続されている直列回路の複数個が並列に接続されており、
その並列回路が、一対の電源端子間に接続され、
各直列回路の逆導通半導体装置間の中間電位点が、負荷に接続され、
ゲート電圧制御回路が、下記の条件で各ゲート電極に印加するゲート電圧を制御すること、すなわち、
（１）１つの直列回路の中間電位点の一方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加し、
（２）前記（１）の直列回路の中間電位点の他方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加せず、
（３）少なくとも１つの他の直列回路の中間電位点の一方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加せず、
（４）前記（３）の直列回路の中間電位点の他方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加することによって負荷に電力を供給し、
（５）前記（１）でゲート電極に第１極性の電圧を印加する直列回路を逐次切換えていくことによって負荷への給電方向を逐次切換えていくとともに、
（６）前記（１）で第１極性の電圧を印加するゲート電極に第１極性の電圧を印加するのを中断する際に、前記（２）のゲート電極に第２極性の電圧を印加することを特徴とする給電装置。
【請求項５】
前記（６）でゲート電極に第１極性の電圧を印加するのを中断するタイミングに同期して、前記（２）のゲート電極に第２極性の電圧を印加することを特徴とする請求項４の給電装置。
【請求項６】
前記（２）の逆導通半導体装置に流れる電流量を計測し、
前記（２）の逆導通半導体装置に電流が流れ始めるタイミングに同期して、前記（２）のゲート電極に第２極性の電圧を印加することを特徴とする請求項４の給電装置。
【請求項７】
前記（６）で第１極性の電圧の印加を中断したゲート電極に第１極性の電圧を再び印加するタイミングに先立って、前記（２）のゲート電極に第２極性の電圧を印加するのを中断することを特徴とする請求項４から６のいずれか１項に記載の給電装置。
【請求項８】
電源と負荷に接続して負荷に電力を供給する給電装置であり、
複数個の逆導通半導体装置と、
各逆導通半導体装置のゲート電極に印加するゲート電圧を制御するゲート電圧制御回路を備えており、
各逆導通半導体装置は、スイッチング素子と、スイッチング素子に逆並列に接続されている還流ダイオードを備えており、ゲート電極に第１極性の電圧を印加するとスイッチング素子がオン状態に切換わるとともに、ゲート電極に第２極性の電圧を印加すると還流ダイオードの少数キャリア量が増大する特性を備えており、
２個の逆導通半導体装置が直列に接続されている直列回路の複数個が並列に接続されており、
その並列回路が、一対の電源端子間に接続され、
各直列回路の逆導通半導体装置間の中間電位点が、負荷に接続され、
ゲート電圧制御回路が、下記の条件で各ゲート電極に印加するゲート電圧を制御すること、すなわち、
（１）１つの直列回路の中間電位点の一方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加し、
（２）前記（１）の直列回路の中間電位点の他方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加せず、
（３）少なくとも１つの他の直列回路の中間電位点の一方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加せず、
（４）前記（３）の直列回路の中間電位点の他方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加することによって負荷に電力を供給し、
（５）前記（１）でゲート電極に第１極性の電圧を印加する直列回路を逐次切換えていくことによって負荷への給電方向を逐次切換えていくとともに、
（７）前記（１）で第１極性の電圧を印加するゲート電極に第１極性の電圧を印加するのを中断する際に、前記（４）のゲート電極に第１極性の電圧を印加し続けることによって前記（２）の逆導通半導体装置の還流ダイオードに還流電流を流し、
（８）前記（７）で第１極性の電圧を印加するのを中断したゲート電極に再び第１極性の電圧を印加したタイミングに続けて、前記（７）で還流電流が流れていた逆導通半導体装置のゲート電極に第２極性の電圧を印加することを特徴とする給電装置。
【請求項９】
電源と負荷に接続して負荷に電力を供給する給電装置であり、
スイッチング素子と、印加する電圧に応じて少数キャリア量を増大させる電極を有する還流ダイオードがスイッチング素子に逆並列に接続されている複合回路の複数個と、
各スイッチング素子のオン状態とオフ状態を切換える切換回路と、
各還流ダイオードの電極に印加する電圧を制御する電圧制御回路を備えており、
複数個の複合回路が直列に接続されている直列回路の複数個が並列に接続されており、
その並列回路が、一対の電源端子間に接続され、
各直列回路の複合回路間の中間電位点が、負荷に接続され、
前記切換回路が、下記の条件で各スイッチング素子の状態を切換えること、すなわち、
（１）１つの直列回路の中間電位点の一方側のスイッチング素子をオン状態とし、
（２）前記（１）の直列回路の中間電位点の他方側のスイッチング素子をオフ状態とし、
（３）少なくとも１つの他の直列回路の中間電位点の一方側のスイッチング素子をオフ状態とし、
（４）前記（３）の直列回路の中間電位点の他方側のスイッチング素子をオン状態とすることによって負荷に電力を供給するとともに、
（５）前記（１）で一方側のスイッチング素子をオン状態とする直列回路を逐次切換えていくことによって負荷への給電方向を逐次切換えていき、
（６）前記（１）でオン状態としたスイッチング素子をオフ状態に切換える際に、前記電圧制御回路が、前記（２）のスイッチング素子に逆並列に接続されている還流ダイオードの電極に少数キャリア量を増大させる極性の電圧を印加することを特徴とする給電装置。
【請求項１０】
前記（６）でオフ状態としたスイッチング素子を再びオン状態に切換えるタイミングに先立って、前記（２）のスイッチング素子に逆並列に接続されている還流ダイオードの電極に少数キャリア量を増大させる極性の電圧を印加するのを中断することを特徴とする請求項９の給電装置。
【請求項１１】
電源と負荷に接続して負荷に電力を供給する給電装置であり、
スイッチング素子と、印加する電圧に応じて少数キャリア量を増大させる電極を有する還流ダイオードがスイッチング素子に逆並列に接続されている複合回路の複数個と、
各スイッチング素子のオン状態とオフ状態を切換える切換回路と、
各還流ダイオードの電極に印加する電圧を制御する電圧制御回路を備えており、
複数個の複合回路が直列に接続されている直列回路の複数個が並列に接続されており、
その並列回路が、一対の電源端子間に接続され、
各直列回路の複合回路間の中間電位点が、負荷に接続され、
前記切換回路が、下記の条件で各スイッチング素子の状態を切換えること、すなわち、
（１）１つの直列回路の中間電位点の一方側のスイッチング素子をオン状態とし、
（２）前記（１）の直列回路の中間電位点の他方側のスイッチング素子をオフ状態とし、
（３）少なくとも１つの他の直列回路の中間電位点の一方側のスイッチング素子をオフ状態とし、
（４）前記（３）の直列回路の中間電位点の他方側のスイッチング素子をオン状態とすることによって負荷に電力を供給するとともに、
（５）前記（１）で一方側のスイッチング素子をオン状態とする直列回路を逐次切換えていくことによって負荷への給電方向を逐次切換えていき、
（７）前記（１）でオン状態としたスイッチング素子をオフ状態に切換える際に、前記（４）のスイッチング素子をオン状態に維持することによって前記（２）のスイッチング素子に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流を流し、
前記（７）でオフ状態に切換えたスイッチング素子を再びオン状態に切換えたタイミングに続けて、前記電圧制御回路が、前記（７）で還流電流が流れていた還流ダイオードの電極に還流ダイオードの少数キャリア量を増加させる極性の電圧を印加することを特徴とする給電装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ等の電気的負荷に給電する給電装置と、その駆動方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
（本発明が有用な給電装置の説明）
例えば、図８に示すような給電装置が知られている。図８の給電装置８０は、モータＭに給電するためのものであり、２個のスイッチング素子Ａ１，Ａ２が直列に接続されている直列回路Ａと、２個のスイッチング素子Ｂ１，Ｂ２が直列に接続されている直列回路Ｂを備えており、それらの直列回路Ａ，Ｂが並列に接続されている。その並列回路が、直流電源Ｓの一対の端子ｃ，ｄ間に接続されている。直列回路Ａのスイッチング素子Ａ１，Ａ２間の中間電位点ａは、モータＭの一方の給電点に接続されており、直列回路Ｂのスイッチング素子Ｂ１，Ｂ２間の中間電位点ｂは、モータＭの他方の給電点に接続されている。
図８（ｂ）は、モータＭに給電している状態を示し、スイッチング素子Ｂ１，Ａ２がオン状態であり、スイッチング素子Ａ１，Ｂ２がオフ状態である。この場合、モータＭに矢印方向の電流が供給される。図８（ｅ）は、モータＭに給電している他の状態を示し、スイッチング素子Ａ１，Ｂ２がオン状態であり、スイッチング素子Ｂ１，Ａ２がオフ状態である。この場合、モータＭに矢印方向の電流が供給される。給電装置８０は、モータＭに対する給電方向を切換えることができる。
【０００３】
図８（ａ）は、図８（ｂ）から図８（ｅ）に切換える中間段階を示し、図８（ｂ）ではオン状態であったスイッチング素子Ａ２がオフ状態に切換えられている。その後にスイッチング素子Ｂ１をオフし、スイッチング素子Ａ１，Ｂ２をオンすることで図８（ｂ）の状態に切換えられる。
図８（ｂ）の状態から図８（ａ）の状態に切換えた時に、モータＭに流れる電流が急激にゼロとなると、モータＭのインダクタンス成分によって高電圧が発生し、その高電圧がスイッチング素子Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２に作用してスイッチング素子が破壊される可能性がある。それを避けるために、スイッチング素子Ａ１に対してダイオードが逆並列に接続されている。スイッチング素子Ａ１に対してダイオードが逆並列に接続されていると、図８（ａ）の矢印に示すようにモータ電流が流れ続け、スイッチング素子Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２に高電圧が作用することを防止することができる。スイッチング素子に逆並列に接続されているダイオードを還流ダイオードいい、スイッチング素子Ａ２がオフ状態に切換えられた後も流れ続ける電流を還流電流という。還流ダイオードには、順方向電圧降下が低いことが求められる。
【０００４】
図８（ａ）に示すように、スイッチング素子Ａ１に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流が流れている状態でスイッチング素子Ａ１をオン状態に切換えて図８（ｅ）の状態を実現すると、還流ダイオードが流れていた還流ダイオードに逆回復電流が流れる。大きな逆回復電流が流れると、スイッチング素子Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２に高電圧が作用してスイッチング素子が破壊される可能性がある。還流ダイオードを流れる逆回復電流を小さく抑える技術が必要とされている。
【０００５】
上記では、図８（ｂ）の状態から図８（ａ）を経て図８（ｅ）に変化する際に流れる還流電流を説明した。還流電流が流れるのはそれだけに限られない。
モータＭに給電する実効電流を調整するために、図８（ｂ）の状態と図８（ａ）の状態の間で繰返し切換える技術が知られている。図８（ｂ）の状態の持続時間が長くて図８（ａ）の状態の持続時間が短ければ、モータＭに大電流が通電される。図８（ｂ）の状態の持続時間が短くて図８（ａ）の状態の持続時間が長ければ、モータＭに小電流が通電される。通電電流の制御のために（ａ）の状態を実現するときにも、還流電流が流れる。
図８（ｂ）の状態と図８（ａ）の状態の間で繰返し切換えることで、モータＭに給電する実効電流を正弦波に調整することができる。図８（ｂ）の状態と図８（ｅ）の状態の間で切換えることで、モータＭに給電する電流の方向を反転することができる。両者を組み合わせると、モータＭに交流を通電することがでる。給電装置８０は、直流を交流に変換する変換装置でもある。
図８（ａ）の状態から図８（ｂ）の状態に切換える際に、それまで還流電流が流れていた還流ダイオードに逆回復電流が流れる。大きな逆回復電流が流れると、スイッチング素子Ａ１，Ａ２，Ｂ１，Ｂ２に高電圧が作用してスイッチング素子が破壊される可能性がある。還流ダイオードを流れる逆回復電流を小さく抑える技術が必要とされている。
【０００６】
図８（ｂ）の状態から図８（ｅ）の状態に切換えて通電方向を切換える場合、図８（ｂ）から図８（ｃ）を経て図８（ｅ）に切換えることもある。通電電流を制御するために、図８（ｂ）と図８（ｃ）の間で繰り返し切換えることもある。図８（ｃ）の場合、スイッチング素子Ｂ２に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流が流れる。
図８（ｅ）の状態から図８（ｂ）の状態に切換えて通電方向を切換える場合、図８（ｅ）から図８（ｄ）を経て図８（ｂ）に切換えることもあれば、図８（ｅ）から図８（ｆ）を経て図８（ｂ）に切換えることもある。通電電流を制御するために図８（ｅ）と図８（ｄ）の間で繰り返し切換えることもあれば、図８（ｅ）と図８（ｆ）の間で繰り返し切換えることもある。図８（ｄ）の場合、スイッチング素子Ｂ１に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流が流れ、図８（ｆ）の場合、スイッチング素子Ａ２に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流が流れる。
いずれにせよ、還流ダイオードには、順方向電圧降下が小さいことが求められ、還流ダイオードに流れる逆回復電流を小さく抑えることが必要とされる。
【０００７】
図９〜図１１は、３相モータに対する給電装置を例示している。いずれの給電装置でも、各図の（ｂ）（ｅ）（ｈ）の順に切換えることでモータＭの通電相を切換えることができる。通電相を切換える際に、(ａ)または（ｃ）、(ｄ)または（ｆ）、（ｇ）または（ｉ）の状態に切換える。あるいは、通電する実効電流値を調整するために、(ａ)または（ｃ）、(ｄ)または（ｆ）、（ｇ）または（ｉ）の状態に切換える。それまでオンしていたスイッチング素子をオフすることによって、(ａ)または（ｃ）、(ｄ)または（ｆ）、（ｇ）または（ｉ）の状態に切換えた時に、還流ダイオードに還流電流が流れる。還流ダイオードに還流電流を流すことによって、スイッチング素子に高電圧が作用しないように保護している。いずれの給電装置でも、(ａ)または（ｃ）、(ｄ)または（ｆ）、（ｇ）または（ｉ）の状態に切換えたときに還流ダイオードに還流電流が流れることから、順方向電圧降下が低いことが求められる。また、図９〜図１１のいずれの給電装置でも(ａ)または（ｃ）、(ｄ)または（ｆ）、（ｇ）または（ｉ）の状態から(ｂ)または（ｅ）または（ｈ）に切換えたときに、還流ダイオードに逆回復電流が流れることから、逆回復順を小さく抑えることが必要とされている。
図９〜図１１のいずれの給電装置でも、通電方向の切換と、実効電流の調整を組み合わせて用いることによって、モータＭの３相交流を供給する。図９〜図１１の給電装置は、直流を３相交流に変換する変換装置でもある。
【０００８】
図８〜図１１のいずれの給電装置でも、スイッチング素子と、スイッチング素子に逆並列に接続されている複合回路の複数個を備えている。図８〜図１１のいずれの給電装置でも、複数個の複合回路が直列に接続されており、その直列回路の複数個が並列に接続されている。その並列回路は一対の電源端子間に接続され、各直列回路の複合回路間の中間電位点は負荷に接続されている。給電装置は電源からの電力を負荷に給電する。給電装置は、負荷に対する給電方向を切換え、あるいは、負荷に供給する実効電流量を調整する。
【０００９】
複数個のスイッチング素子は、下記の規則で状態を切換える。
（１）１つの直列回路の中間電位点の一方側のスイッチング素子をオン状態とし、
（２）前記（１）の直列回路の中間電位点の他方側のスイッチング素子をオフ状態とし、
（３）少なくとも１つの他の直列回路の中間電位点の一方側のスイッチング素子をオフ状態とし、
（４）前記（３）の直列回路の中間電位点の他方側のスイッチング素子をオンとする。
すると（１）と（４）でオン状態となった2個のスイッチング素子を介して電源から負荷に電力が供給される。
例えば、図９（ｂ）の場合、（１）でＣ１をオンし、（２）でＣ２をオフし、（３）でＡ１，Ｂ１の双方をオフし、（４）でＡ２，Ｂ２の双方をオンする。図１０（ｂ）の場合、（１）でＣ１，Ｂ１をオンし、（２）でＣ２，Ｂ２をオフし、（３）でＡ１をオフし、（４）でＡ２をオンする。図１１（ｂ）の場合、（１）でＣ１をオンし、（２）でＣ２をオフし、（３）でＡ１をオフし、（４）でＡ２をオンする。図１１の場合、（１）（２）（３）のいずれでも、Ｂ１、Ｂ２の双方がオフされる。
図９と図１０の場合、一方側では１個のスイッチング素子がオン状態であり、他方側では２個のスイッチング素子がオンしているということもできるし、一方側では２個のスイッチング素子がオン状態であり、他方側では１個のスイッチング素子がオンしているということもできる。図１１に例示されるように、一方側のスイッチング素子がオンされた直列回路とは異なる直列回路の少なくとも一個において他方側のスイッチング素子がオンすれば、負荷に電力を供給することができる。
【００１０】
この種の給電装置では、前記（１）で一方側のスイッチング素子をオン状態とする直列回路を逐次切換えていくことによって、負荷への給電方向を逐次切換えていくことができる。図９と図１０の場合、（ｂ）、（ｅ）、（ｈ）と順に切換えていくことによって、３相モータＭに回転磁界を作ることができる。
【００１１】
前記（１）でオン状態としたスイッチング素子をオフ状態に切換える際に、前記（２）のスイッチング素子に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流が流れる。
図８の場合、図８（ｂ）でオンしていたＡ２をオフして図８（ａ）に切換えると、前記（２）のスイッチング素子であるＡ１に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流が流れる。図８（ｂ）でオンしていたＢ１をオフして図８（ｃ）に切換えると、前記（２）のスイッチング素子であるＢ２に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流が流れる。
図９の場合、図９（ｂ）でオンしていたＣ１をオフして図９（ａ）に切換えると、前記（２）のスイッチング素子であるＣ２に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流が流れる。図９（ｂ）でオンしていたＡ２，Ｂ２をオフして図９（ｃ）に切換えると、前記（２）のスイッチング素子であるＡ１，Ｂ１に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流が流れる。
図１０の場合、図１０（ｂ）でオンしていたＢ１，Ｃ１をオフして図１０（ａ）に切換えると、前記（２）のスイッチング素子であるＢ２，Ｃ２に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流が流れる。図１０（ｂ）でオンしていたＡ２をオフして図１０（ｃ）に切換えると、前記（２）のスイッチング素子であるＡ１に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流が流れる。
【００１２】
スイッチング素子とダイオードを組み合わせた複合回路を利用して、図８〜図１１の給電装置を構成することもできるが、同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在している半導体装置を組み合わせて給電装置を製造することもできる。同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在している半導体装置を、逆導通半導体装置という。
【００１３】
（給電装置に必要な特性）
還流ダイオードの順方向電圧降下が大きいと、定常損失が増大し、還流ダイオードが発熱する。還流ダイオードには、順方向電圧降下が小さいことが求められている。還流ダイオードは、アノードとカソードの不純物濃度を上げることで、電圧降下量を下げることができる。
一方において、還流ダイオードには逆回復電流が流れる。順方向電圧降下を下げるために、還流ダイオードのアノードとカソードの不純物濃度を上げると、還流ダイオードの逆回復損失が増大する。アノード及びカソードの不純物濃度を上げると、順方向電圧を印加した際に、カソードに多量のｐ型キャリアが蓄積され、アノードに多量のｎ型キャリアが蓄積される。還流ダイオードに逆電圧が印加されると、つまり、カソードが高電位側に接続され、アノードが低電位側に接続されると、還流ダイオード内のｐ型キャリアがアノード方向に流れ、ｎ型キャリアがカソード方向に流れることによって逆回復電流が流れる。アノードとカソードの不純物濃度を上げた場合、カソードに蓄積されるｐ型キャリアの量とアノードに蓄積されるｎ型キャリアの量が増大し、大きな逆回復電流が流れる。大きな逆回復電流が流れれば、大量の熱が発生し、電力が消費される。さらに電流量がダイオードの定格電流を超えた場合には、還流ダイオードが破壊される。アノード及びカソードの不純物濃度を下げれば、逆回復電流を小さく抑えることができ、逆回復損失を減らすことができるが、順方向電圧降下が大きくなってしまう。
還流ダイオードの特性をチューニングしても、還流ダイオードの定常損失と、逆回復損失の両者を低減することができない。
【００１４】
特許文献１には、逆回復損失を減少させるために、ライフタイム制御を利用する技術が開示されている。特許文献１の技術では、アノード及び／又はカソードに当たる不純物注入領域に低ライフタイム層が形成される。カソードに低ライフタイム層が形成されている場合、順電圧の印加を終了した後に、カソードに蓄積されたｐ型キャリア量が短時間で減少する。また、アノードに低ライフタイム層が形成されている場合、アノードに蓄積されたｎ型キャリア量が短時間で減少する。これにより逆回復電流を低減し、逆回復損失を減らすことができる。
【００１５】
【特許文献１】特開２００５−３１７７５１号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
特許文献１の技術を用いることで、逆回復損失を減少させることができる。また逆回復損失を減少させることができる為に、アノード及びカソードの不純物濃度を上げることができ、定常損失も減らすことができる。
ライフタイム制御を利用する技術は有効な技術であるが、その効果には限界がある。アノード及びカソードの不純物濃度をさらに上げた場合、カソードに蓄積されるｐ型キャリアの量、及びアノードに蓄積されるｎ型キャリアの量を制限しきれない。逆回復損失を減少させることができなくなる。低ライフタイム層を設けることによって、定常損失と逆回復損失の双方を効果的に減少させることには限界がある。
また、同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在している逆導通半導体装置を用いて給電装置を構成する場合、ダイオード素子領域を選択して低ライフタイム層を形成するのが困難である。また逆導通半導体装置を用いて給電装置を構成する場合でも、低ライフタイム層を設けることによって、定常損失と逆回復損失の双方を効果的に減少させることには限界がある。
【００１７】
本発明は、上記の問題意識に基づいて創作された。本発明では、スイッチング素子と還流ダイオードが逆並列に形成された複合回路を用いた給電装置において、還流ダイオードの定常損失と逆回復損失の双方を減少させることができる技術を実現する。
また、逆導通半導体装置を用いて給電装置を構成しても、逆回復電流の大きさを小さく抑えられる技術を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１８】
本発明は、同一半導体基板にＩＧＢＴ素子領域とダイオード素子領域が混在している逆導通半導体装置の複数個が組み合わされて構成されている給電装置の駆動方法に具現化することができる。
逆導通半導体装置のＩＧＢＴ素子領域では、エミッタ領域とボディ領域とドリフト領域とコレクタ領域が積層されており、エミッタ領域とドリフト領域を分離しているボディ領域を貫通して伸びるトレンチゲート電極が形成されている。
逆導通半導体装置のダイオード素子領域では、ボディコンタクト領域とボディ領域とドリフト領域とドリフトコンタクト領域が積層されており、表面からドリフト領域にまで伸びるトレンチゲート電極が形成されている。ボディコンタクト領域は、アノード領域またはカソード領域であり、ドリフトコンタクト領域はその反対である。ボディコンタクト領域がアノード領域であれば、ドリフトコンタクト領域はカソード領域であり、ボディコンタクト領域がカソード領域であれば、ドリフトコンタクト領域はアノード領域である。
ＩＧＢＴ素子領域のボディ領域とダイオード素子領域のボディ領域は共通であることが好ましい。同様に、ＩＧＢＴ素子領域のドリフト領域とダイオード素子領域のドリフト領域は共通であることが好ましい。この場合、エミッタ領域とボディコンタクト領域は反対導電型であり、コレクタ領域とドリフトコンタクト領域も反対導電型である。
ここではｐ型不純物を含んだボディ領域と、ｎ型不純物を含んだドリフト領域が形成されている逆導通半導体装置を備えた給電装置を例に取って説明を行う。ｎ型不純物を含んだボディ領域と、ｐ型不純物を含んだドリフト領域が形成されている逆導通半導体装置を備えた給電装置の場合にはトレンチゲート電極に印加する電圧の極性が逆になる。
この給電装置では、ＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切換えて負荷に給電する際には、トレンチゲート電極に第１極性の電圧である正電圧を印加する。少なくとも２個の逆導通半導体装置のＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切換えて負荷に給電する。
この給電装置では、オン状態であったＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切換えると、それ以外の逆導通半導体装置のダイオード素子領域に還流電流が流れる。本発明の駆動方法では、オン状態であったＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切換えることによって他の逆導通半導体装置のダイオード素子領域に還流電流が流れる際には、その還流電流が流れる逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に第２極性の電圧である負電圧を印加する。
【００１９】
逆導通半導体装置のダイオード素子領域に還流電流が流れる際にトレンチゲート電極に負電圧を印加すると、ドリフト層のトレンチゲート電極に対抗する部位に正孔が誘起される。その結果、ボディ領域からドリフト層に注入される正孔が増大し、ダイオード素子領域の順方向電圧降下が小さくなる。ダイオード素子領域に還流電流が流れる際にトレンチゲート電極に負電圧を印加すると、ダイオード素子領域の順方向電圧降下が小さくなり、定常損失を抑えることができる。
【００２０】
逆導通半導体装置のダイオード素子領域に還流電流が流れる際にトレンチゲート電極に負電圧を印加する場合、オン状態からオフ状態に転じることによって還流電流を流す原因となったＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切換えるに先立って、還流電流が流れている逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に負電圧を印加することを中断することが好ましい。
【００２１】
トレンチ電極に負電圧を印加した状態で、前記のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切換えると、オン状態に切換えることで流れる逆回復電流が増大する。前記のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切換えるのに先立って還流電流が流れている逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に負電圧を印加することを中断すると、すなわちトレンチゲート電極にゼロまたは正電圧を印加すると、前記のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切換えるときに流れる逆回復電流を小さく抑えることができる。
【００２２】
上記したように、オフ状態にすることで還流電流を流す起因となったＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切換える際には、還流電流が流れている逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に負電圧を印加することを中断することが好ましいが、それとは別に、前記ＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切換えた後に、還流電流が流れている逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に負電圧を印加することが好ましい。これは、還流電流が流れるときの逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に負電圧を印加するか否かとは独立して有用な技術である。もっとも、還流電流が流れるときの逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に負電圧を印加する場合には、オフ状態にすることで還流電流を流す起因となったＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切換えるに先立って、還流電流が流れるときの逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に負電圧を印加するのを中断することが要件となる。
【００２３】
この場合の駆動方法は、給電装置を構成する複数の逆導通半導体装置のうちの少なくとも２個のＩＧＢＴ素子領域をオン状態に切換えて給電する際には、その２個の逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に正電圧を印加し、前記２個のＩＧＢＴ素子領域のうちの一方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切換えるとともに他方のＩＧＢＴ素子領域をオン状態に維持することによって第３の逆導通半導体装置のダイオード素子領域に還流電流を流すとともに、オフ状態に切換えた前記一方のＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切換えた後に前記第３の逆導通半導体装置のトレンチゲート電極に負電圧を印加する駆動方法ということができ
前記したように、この駆動方法は、前記一方のＩＧＢＴ素子領域をオフ状態に切換える際に還流電流が流れる還流ダイオード(前記第３の逆導通半導体素子のダイオード)のトレンチゲート電極に負電圧を印加するかしないかに関わりなく有効な方法である。
【００２４】
一旦はオフ状態に切換えたＩＧＢＴ素子領域を再びオン状態に切換えと、還流電流が流れていた還流ダイオード(前記第３の逆導通半導体素子のダイオード)に逆回復電流が流れる。逆回復電流が流れている状態で逆回復電流が流れている還流ダイオードのトレンチゲート電極に負電圧を印加すると、大きな逆回復電流に発達することを抑制することができる。給電装置のスイッチング時に生じる損失を小さく抑えることができる。
【００２５】
この発明は、複数個の逆導通半導体装置を組み合わせて構成する給電装置に具現化することもできる。
この給電装置は、各逆導通半導体装置のゲート電極に印加するゲート電圧を制御するゲート電圧制御回路を備えている。各逆導通半導体装置は、スイッチング素子と、スイッチング素子に逆並列に接続されている還流ダイオードを備えており、ゲート電極に第１極性の電圧(例えば正電圧)を印加するとスイッチング素子がオン状態に切換わるとともに、ゲート電極に第２極性の電圧（第１極性が正電圧であれば、第２極性は負電圧）を印加すると還流ダイオードの少数キャリア量が増大する特性を備えている。ゲート電極は、必ずしも、トレンチ内に形成されている必要はない。
この給電装置では、２個の逆導通半導体装置が直列に接続されている直列回路の複数個が並列に接続されており、その並列回路が一対の電源端子間に接続され、各直列回路の逆導通半導体装置間の中間電位点が負荷に接続されている。この給電装置は、電源と負荷に接続して用いられ、負荷に電力を供給する。
この給電装置では、ゲート電圧制御回路が、下記の条件で各ゲート電極に印加するゲート電圧を制御する：
（１）１つの直列回路の中間電位点の一方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加し（従ってこの逆導通半導体装置のスイッチング素子はオンする）、
（２）前記（１）の直列回路の中間電位点の他方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加せず（従って前記（１）でオンした逆導通半導体装置と同じ直列回路に存在している他方側の逆導通半導体装置のスイッチング素子はオフする）、
（３）少なくとも１つの他の直列回路の中間電位点の一方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加せず（従って前記（１）でオンした逆導通半導体装置と異なる直列回路の一方側に存在している逆導通半導体装置のスイッチング素子はオフする）、
（４）前記（３）の直列回路の中間電位点の他方側の逆導通半導体装置のゲート電極に第１極性の電圧を印加する（従って前記（１）でオンした逆導通半導体装置と異なる直列回路他方側に存在している逆導通半導体装置のスイッチング素子はオンする）。
この場合、前記（１）で一つの直列回路の一方側の逆導通半導体装置がオンし、前記（４）で他の直列回路の他方側の逆導通半導体装置がオンし、これらの逆導通半導体装置によって電源から負荷に電力が供給される。
（５）この場合、前記（１）でゲート電極に第１極性の電圧を印加する直列回路を逐次切換えていくことによって（従って前記（４）でゲート電極に第１極性の電圧を印加する直列回路もまた逐次切換えられる）負荷への給電方向が逐次切換えられる。
（６）発明の給電装置では、前記（１）で第１極性の電圧を印加するゲート電極に第１極性の電圧を印加するのを中断する際に、前記（２）のゲート電極に第２極性の電圧を印加することを特徴とする。
【００２６】
本装置では、給電方向を切換えるために、あるいは給電する実効電流を調整するために、前記（１）で第１極性の電圧を印加したゲート電極に第１極性の電圧を印加するのを中断する。このときに、前記（４）で第１極性の電圧を印加したゲート電極には第１極性の電圧を印加し続ける。すると、前記（２）の説明したオフ状態の逆導通半導体装置（すなわちオン・オフする逆導通半導体装置と同じ直列回路の他方側に存在している逆導通半導体装置）のダイオード素子領域に還流電流が流れる。本装置の給電装置では、前記（２）の逆導通半導体装置のダイオード素子領域に還流電流が流れる際には、そのゲート電極に第２極性の電圧を印加する。このために、還流電流が流れる還流ダイオードの不純物低濃度領域であってゲート電極に対抗する部位の少数キャリア密度が増大して反転層が形成される。この結果、還流ダイオードの順方向電圧降下が抑えられる。定常損失を抑えることができる。
【００２７】
前記（６）でゲート電極に第１極性の電圧を印加するのを中断するタイミングに同期して、前記（２）のゲート電極に第２極性の電圧を印加するようにしてもよい。
通電方向を切換えるタイミングで、ゲート電圧制御回路は、前記（６）でゲート電極に第１極性の電圧を印加するのを中断するタイミングを決定する。あるいは実現する実効電流の大きさから、ゲート電圧制御回路は、前記（６）でゲート電極に第１極性の電圧を印加するのを中断するタイミングを決定する。
ゲート電圧制御回路が決定するタイミングにあわせて前記（２）のゲート電極に第２極性の電圧を印加するようにすれば、還流ダイオードに還流電流が流れる際に、還流ダイオードに反転層を形成することができる。還流ダイオードの順方向電圧降下を抑え、還流ダイオードによる定常損失を抑えることができる。
【００２８】
前記に変えて、前記（２）の逆導通半導体装置に流れる電流量を計測し、前記（２）の逆導通半導体装置に電流が流れ始めるタイミングに同期して、前記（２）のゲート電極に第２極性の電圧を印加するようにしてもよい。
この方式によっても、還流ダイオードに還流電流が流れる際に、還流ダイオードに反転層を形成することができる。還流ダイオードの順方向電圧降下を抑え、還流ダイオードによる定常損失を抑えることができる。
【００２９】
前記（６）で第１極性の電圧の印加を中断したゲート電極に第１極性の電圧を再び印加するタイミングに先立って、前記（２）のゲート電極に第２極性の電圧を印加するのを中断することが好ましい。
この場合、還流ダイオードに逆回復電流が流れる場合に、その逆回復電流を小さく抑えることができる。
【００３０】
還流ダイオードに還流電流が流れる際に還流ダイオードのゲート電極に第２極性の電圧を印加するか否かとは別に、還流ダイオードに逆回復電流が流れる際に還流ダイオードのゲート電極に第２極性の電圧を印加することが有用である。
すなわち、
（７）前記（１）で第１極性の電圧を印加するゲート電極に第１極性の電圧を印加するのを中断する際に、前記（４）のゲート電極に第１極性の電圧を印加し続けることによって前記（２）の逆導通半導体装置の還流ダイオードに還流電流を流す場合には、
（８）前記（７）で第１極性の電圧を印加するのを中断したゲート電極に再び第１極性の電圧を印加したタイミングに続けて、前記（７）で還流電流が流れていた逆導通半導体装置のゲート電極に第２極性の電圧を印加することが好ましい。
【００３１】
上記の給電装置によると、還流ダイオードに逆回復電流が流れる場合に、その逆回復電流を小さく抑えることができる。
【００３２】
スイッチング素子と還流ダイオードは、別々の素子であってもよい。すなわち、スイッチング素子と、そのスイッチング素子に逆並列に接続されているダイオードによって複合回路を構成してもよい。この場合のダイオードは、印加する電圧に応じて少数キャリア量を増大させる電極を有していることを必要とする。その電極は、必ずしもゲート電極であるとは限られず、スイッチング素子のゲート電極とは別の電極であってもよい。
その場合の給電装置は、スイッチング素子と、印加する電圧に応じて少数キャリア量を増大させる電極を有する還流ダイオードがスイッチング素子に逆並列に接続されている複合回路の複数個と、各スイッチング素子のオン状態とオフ状態を切換える切換回路と、各還流ダイオードの電極に印加する電圧を制御する電圧制御回路を備えており、電源と負荷に接続して負荷に電力を供給する。
この給電装置では、複数個の複合回路が直列に接続されている直列回路の複数個が並列に接続されており、その並列回路が一対の電源端子間に接続され、各直列回路の複合回路間の中間電位点が負荷に接続される。
切換回路が、下記の条件で各スイッチング素子の状態を切換える：
（１）１つの直列回路の中間電位点の一方側のスイッチング素子をオン状態とし、
（２）前記（１）の直列回路の中間電位点の他方側のスイッチング素子をオフ状態とし、
（３）少なくとも１つの他の直列回路の中間電位点の一方側のスイッチング素子をオフ状態とし、
（４）前記（３）の直列回路の中間電位点の他方側のスイッチング素子をオン状態とすることによって負荷に供給する電流の方向や、通電する実効電流の大きさを調整する。
（５）この給電装置では、前記（１）で一方側のスイッチング素子をオン状態とする直列回路を逐次切換えていくことによって負荷への給電方向を逐次切換えていく。この給電装置では、
（６）前記（１）でオン状態としたスイッチング素子をオフ状態に切換える際に、前記電圧制御回路が、前記（２）のスイッチング素子に逆並列に接続されている還流ダイオードの電極に少数キャリア量を増大させる極性の電圧を印加する。
ここで直列回路の中間電位点の一方側又は他方側に複数の複合回路が形成されている場合、オン状態とは直列回路の中間電位点の一方側又は他方側に形成されている複合回路のスイッチング素子の全てをオン状態とすることを示している。また、オフ状態とは直列回路の中間電位点の一方側又は他方側に形成されている複合回路のスイッチング素子の少なくとも１つをオフ状態とすることを示している。
この給電装置によると、還流ダイオードに還流電流が流れる際の順方向電圧降下を抑えることができる。還流ダイオードによる定常損失を抑えることができる。
【００３３】
前記（６）でオフ状態としたスイッチング素子を再びオン状態に切換えるタイミングに先立って、前記（２）のスイッチング素子に逆並列に接続されている還流ダイオードの電極に少数キャリア量を増大させる極性の電圧を印加するのを中断することが好ましい。
この場合、還流ダイオードに逆回復電流が流れる際に、逆回復電流が大きな値に発達することを抑制することができる。還流ダイオードによるスイッチング損失を抑えることができる。
【００３４】
本発明の給電装置では、
（７）前記（１）でオン状態としたスイッチング素子をオフ状態に切換える際に、前記（４）のスイッチング素子をオン状態に維持することによって前記（２）のスイッチング素子に逆並列に接続されている還流ダイオードに還流電流を流し、
前記（７）でオフ状態に切換えたスイッチング素子を再びオン状態に切換えたタイミングに続けて、電圧制御回路が、前記（７）で還流電流が流れていた還流ダイオードの電極に還流ダイオードの少数キャリア量を増加させる極性の電圧を印加することが好ましい。
この場合、還流ダイオードに逆回復電流が流れる際に、逆回復電流が大きな値に発達することを抑制することができる。還流ダイオードによるスイッチング損失を抑えることができる。
【発明の効果】
【００３５】
本発明によれば、還流ダイオードの特性を能動的に制御することができる。還流ダイオードに還流電流が流れるときには、少数キャリア量を増加させ、還流電流が流れやすい状態に切換えることによって、順方向電圧降下を下げ、定常損失を軽減することができる。また、還流ダイオードに逆回復電流が流際に際には、逆回復電流を増大させる少数キャリアを予め減少させるか、あるいは自由にすると逆回復電流を増大させる少数キャリアの移動を抑制することによって、逆回復電流が大きくなるのを抑制することができる。逆回復動作による電力損失を軽減することができる。
還流ダイオードの状態にあわせて少数キャリア量を調整することで、給電装置が無駄に消費する電力をおさえることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下に説明する実施例の主要な特徴を最初に整理する。
（特徴１）本発明の駆動方法で駆動する給電装置は、インバータ回路である。
（特徴２）本発明の給電装置は、複数個の逆導通半導体装置を備えている。逆導通半導体装置は、トレンチゲート電極を備えているＩＧＢＴ素子領域と、トレンチゲート電極を備えているダイオード素子領域を備えている。ＩＧＢＴ素子領域のトレンチゲート電極と、ダイオード素子領域のトレンチゲート電極は同一のゲート電圧制御回路に接続され、同一の電位に調整される。
（特徴３）逆導通半導体装置は、エミッタ電極とコレクタ電極の少なくとも一方が２つに分割されており、分割されている一方の電極が電流検出回路に接続されている。
【実施例】
【００３７】
図１（Ａ）に、本発明を具体化した給電装置２を示す。参照数字に続けてアルファベット記号が用いられており、以下の説明でアルファベット記号が省略されている場合は、同じ参照数字の部材に共通する説明であることを示す。
図示番号１０は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar Transistorであり、以下ではＩＧＢＴという）素子領域２２と、還流ダイオード２４が一体に形成された逆導通半導体装置１０である。
図３（Ａ）に、逆導通半導体装置１０の断面構造の一部を示す。逆導通半導体装置１０は、１枚のｎ型不純物を低濃度に含む半導体基板に形成されており、半導体基板が未加工状態で残っている部分によって、ドリフト領域３８が形成されている。ドリフト領域３８の表面側に、ｐ型不純物を低濃度に含むボディ領域３６が積層されている。ボディ領域３６の表面に臨む位置に、ｎ型不純物を高濃度に含んでいるエミッタ領域３０が形成されている。各々のエミッタ領域３０は、ボディ領域３６によって、ドリフト領域３８から隔てられている。ボディ領域３６の表面に臨むとともに、一対のエミッタ領域３０の間に位置する範囲に、ｐ型不純物を高濃度に含んでいるボディコンタクト領域３４が形成されている。ボディコンタクト領域３４は、ボディ領域３６と導通している。
各々のエミッタ領域３０の表面から、エミッタ領域３０とボディ領域３６を貫通し、ドリフト領域３８に達するトレンチ３７が形成されている。各々のトレンチ３７の壁面はゲート絶縁膜２８で被覆されており、各々のトレンチ３７の内側にトレンチゲート電極２６が充填されている。トレンチゲート電極２６の上面は、ゲート絶縁膜２８で被覆されている。逆導通半導体装置１０の表面には、エミッタ電極３２が形成されている。エミッタ電極３２は、エミッタ領域３０とボディコンタクト領域３４に導通している。トレンチゲート電極２６は図示しない断面で、逆導通半導体装置１０の表面に露出し、ゲート電極制御回路１８（図１参照）に接続されている。
逆導通半導体装置１０の裏面側には、ｐ型不純物を高濃度に含むコレクタ領域４４と、ｎ型不純物を高濃度に含むドリフトコンタクト領域４０が形成されている。ドリフトコンタクト領域４４は、ドリフト領域３８と導通している。逆導通半導体装置１０の裏面にはコレクタ電極４２が形成されている。コレクタ電極４２は、コレクタ領域４４とドリフトコンタクト領域４０と導通している。
【００３８】
コレクタ電極４２が形成されている領域２２では、逆導通半導体装置１０がＩＧＢＴとして作動する。ＩＧＢＴとして作動する領域２２では、ｎ型エミッタ領域３０とｐ型ボディ領域３６とｎ型ドリフト領域３８とｐ型コレクタ領域４４が積層されており、エミッタ領域３０とドリフト領域３８を分離しているボディ領域３６を貫通して伸びるトレンチゲート電極２６が形成されている。
コレクタ電極４２に正電圧を印加してエミッタ電極３２を接地した状態で、トレンチゲート電極２６に正電圧を印加すると、コレクタ領域４４とエミッタ領域３０間を電流が流れる。これをオン状態という。トレンチゲート電極２６に正電圧を印加するのを中断すると、コレクタ領域４４とエミッタ領域３０間を電流が流れなくなる。これをオフ状態という。ＩＧＢＴ素子領域２２では、トレンチゲート電極２６に正電圧を印加するとオン状態に切換わり、トレンチゲート電極２６に正電圧を印加するのを中断するとオフ状態に切換わる。
【００３９】
ドリフトコンタクト領域４０が形成されている領域２４では、逆導通半導体装置１０が還流ダイオードとして作動する。還流ダイオードとして作動する領域２４では、ｐ型ボディコンタクト領域３４とｐ型ボディ領域３６とｎ型ドリフト領域３８とｎ型ドリフトコンタクト領域４０が積層されており、表面からボディ領域３６に達しているトレンチゲート電極２６が形成されている。
エミッタ電極３２に、コレクタ電極４２の正電圧よりも高い正電圧が印加されると、ｐ型ボディコンタクト領域３４がアノードとして作動し、ｎ型ドリフトコンタクト領域４０がカソードとして作動するダイオードが形成される。ｐ型のアノードとｎ型のカソードの間に、不純物濃度が低い領域が形成されているＰＩＮ型のダイオードが形成される。
【００４０】
ＰＩＮ型のダイオード２４のエミッタ電極３２にコレクタ電極４２の正電圧よりも高い正電圧が印加されると、ＰＩＮ型のダイオード２４に順方向電流が流れる。不純物濃度が低いＩ型領域を形成しているボディ領域３６とドリフト領域３８の不純物濃度をあげれば、ＰＩＮ型のダイオード２４の順方向電圧降下を小さくすることができるが、ボディ領域３６とドリフト領域３８の不純物濃度を上げると、逆導通半導体装置１０の耐圧性能が低下してしまう。必要な耐圧性能を確保するためにはボディ領域３６とドリフト領域３８の不純物濃度を上げることができず、そのままではＰＩＮ型のダイオード２４の順方向電圧降下が大きくなってしまう。本実施例では、ＰＩＮ型のダイオード２４に存在するトレンチゲート電極２６を利用して、ＰＩＮ型のダイオード２４の順方向電圧降下を小さくする。
【００４１】
図３（Ｂ）は、エミッタ電極３２にコレクタ電極４２の正電圧よりも高い正電圧が印加されて還流ダイオード２４に順方向電流１０６が流れる場合を示しており、トレンチゲート電極２６に負電圧を印加した場合を示している。トレンチゲート電極２６に負電圧を印加すると、トレンチゲート電極２６に対向している範囲のｎ型ドリフト領域３８に、ｐ型キャリア４６が発生し、トレンチゲート電極２６に沿って反転層が形成される。トレンチゲート電極２６に負電圧を印加すると、ｎ型ドリフト領域３８内における少数キャリア量が増大するのである。トレンチゲート電極２６に沿って反転層が形成されると、還流ダイオード２４の通電時に、ボディ領域３６からドリフト領域３８に移動するキャリア量を増加することができる。これにより還流ダイオード２４の順方向電圧降下を下げることができる。還流ダイオード２４の通電時の定常損失を抑制することができる。
【００４２】
コレクタ電極４２の電圧がエミッタ電極３２の電圧よりも高い状態に戻すと、還流ダイオード２４に逆回復電流が流れる。このとき、トレンチゲート電極２６に負電圧を印加した状態で、コレクタ電極４２の電圧がエミッタ電極３２の電圧よりも高い状態に戻ると、トレンチゲート電極２６に対向する範囲に集中していた正孔がボディ領域３６に戻ることによって逆回復電流が大きくなってしまう。
コレクタ電極４２の電圧がエミッタ電極３２の電圧よりも高い状態に戻るタイミングに先立って、トレンチゲート電極２６に負電圧を印加するのを中断すると、図４に示すように、ドリフト領域３８内の少数キャリア量が増加していない状態に戻すことができ、この状態から逆回復電流が流れ始めるようにすることができる。そうすると、コレクタ電極４２の電圧がエミッタ電極３２の電圧よりも高い状態に戻った時に流れる逆回復電流の大きさが抑えられる。コレクタ電極４２の電圧がエミッタ電極３２の電圧よりも高い状態に戻るタイミングに先立ってトレンチゲート電極２６に負電圧を印加するのを中断すると、逆回復損失を抑制することができるとともに、過剰な逆回復電流が流れることで還流ダイオードが破壊することを防止することができる。
【００４３】
エミッタ電極３２からコレクタ電極４２に還流電流が流れている状態で、コレクタ電極４２の電圧がエミッタ電極３２の電圧よりも高い状態に戻ると、還流ダイオード２４に逆回復電流が流れる。逆回復電流が流れ始めたときに、トレンチゲート電極２６に負電圧を印加すると、大きな逆回復電流に発達することを抑えることができる。逆回復電流は、ｎ型のドリフト領域３８に注入されていたｐ型キャリア(少数キャリア)が、ボディ領域３６に移動することで流れる。逆回復電流が流れるタイミングに、トレンチゲート電極２６に負電圧を印加すると、図５に示すように、トレンチゲート電極２６に対向する範囲のドリフト領域３８にｐ型キャリア４８が引き付けられる。これによりｐ型キャリア４８がボディ領域３６に戻る速度が弱められ、大きな逆回復電流に発達することを抑えることができる。
図４または図５を参照して説明した現象を利用して大きな逆回復電流に発達することを抑えることができると、逆回復電流の変化速度も抑えられ、電流の変化速度に起因して生じるサージ電圧を小さく抑えることができる。サージ電圧によって、ＩＧＢＴ素子領域２２が破壊することを防止することもできる。
【００４４】
図１に示すように、給電装置２は、逆導通半導体装置１０ａと１０ｄが直列に接続されている直列回路１２ａと、逆導通半導体装置１０ｂと１０ｃが直列に接続されている直列回路１２ｂを備えている。直列回路１２ａと直列回路１２ｂは並列に接続されている。逆導通半導体装置１０ｃ、１０ｄのコレクタ電極４２は、直流電源８のプラス電源に接続されている。逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂのエミッタ電極４２は、接地されている。逆導通半導体装置１０ｄのエミッタ電極３２は、逆導通半導体装置１０ａのコレクタ電極４２に接続されている。逆導通半導体装置１０ｃのエミッタ電極３２は、逆導通半導体装置１０ｂのコレクタ電極４２に接続されている。
直列回路１２ａの中間電位点１４ａは、出力線１６ａを介してモータコイル６の一方の端子に接続されている。直列回路１２ｂの中間電位点１４ｂは、出力線１６ｂを介してモータコイル６の他方の端子に接続されている。モータコイル６はインダクタンス成分を持っている電気的負荷である。
逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄの各々のトレンチゲート電極２６ａ,２６ｂ、２６ｃ、２６ｄは、ゲート電圧制御回路１８に接続されている。ゲート電圧制御回路１８は、トレンチゲート電極２６ａ,２６ｂ、２６ｃ、２６ｄの電圧を独立に制御する。
【００４５】
本発明では、一定時間毎に、逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄのトレンチゲート電極２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄに印加する電圧を変更することで、給電装置２がモータコイル６に供給する電力を制御する。図２のタイムチャートに、逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄのトレンチゲート電極２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄに印加する電圧の変更の様子を示す。
【００４６】
図２のＶａは逆導通半導体装置１０ａのトレンチゲート電極２６ａに印加する電圧を示す。図２のＶｂは逆導通半導体装置１０ｂのトレンチゲート電極２６ｂに印加する電圧を示す。図２のＶｃは逆導通半導体装置１０ｃのトレンチゲート電極２６ｃに印加する電圧を示す。図２のＶｄは逆導通半導体装置１０ｄのトレンチゲート電極２６ｄに印加する電圧を示す。Ｈｉは逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄのＩＧＢＴ素子領域２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄの閾値電圧以上の正電圧を示し、Ｈｉ電圧を印加することにより、ＩＧＢＴ素子領域２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄは導通する。Ｌｏは逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄのＩＧＢＴ素子領域２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄの閾値電圧以下の電圧値を示し、Ｌｏ電圧を印加することにより、ＩＧＢＴ素子領域２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄは非導通となる。本実施例では、Ｌｏ電圧は、ゲート電圧制御回路１８がトレンチゲート電極２６に電圧を印加しないときの電圧である。ゲート電圧制御回路１８がトレンチゲート電極２６にＨｉ電圧を印加するのを中断すると、トレンチゲート電極２６にＬｏ電圧が印加される。
Ｒｅは、逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄのＩＧＢＴ素子領域２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄの閾値電圧と反対極性の電圧であり(すなわち負電圧であり)、閾値電圧以上の絶対値をもつ負電圧を示す。Ｒｅ電圧を加えることにより、逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄのＩＧＢＴ素子領域２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄは非導通となり、還流ダイオード２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄ内の少数キャリア量を変更することができる。図２のＩａは逆導通半導体装置１０ａを図１の矢印１１０の方向に流れる電流量を示す。図２のＩｂは逆導通半導体装置１０ｂを図１の矢印１１２の方向に流れる電流量を示す。図２のＩｅはモータコイル６を図１の矢印１１４の方向に流れる電流量を示す。
【００４７】
図２は、逆導通半導体装置１０ａのＩＧＢＴ素子領域２２ａを常時オン状態とし、逆導通半導体装置１０ｃのＩＧＢＴ素子領域２２ｃをオン状態とオフ状態の間で切換える状態を示している。逆導通半導体装置１０ａと逆導通半導体装置１０ｃをオン状態とすることによって、モータコイル６に矢印１１４の方向の電流が流れる。逆導通半導体装置１０ｃのＩＧＢＴ素子領域２２ｃをオン状態とオフ状態の間で切換えることによってモータコイル６に流す実効電流値を調整することができる。逆導通半導体装置１０ｃのＩＧＢＴ素子領域２２ｃをオン状態とする期間を長くしてオフ状態する期間を短くすれば、実効電流値が大きく調整される。逆導通半導体装置１０ｃのＩＧＢＴ素子領域２２ｃをオン状態とする期間を短くしてオフ状態する期間を長くすれば、実効電流値が小さく調整される。逆導通半導体装置１０ｃのＩＧＢＴ素子領域２２ｃを常時オン状態とし、逆導通半導体装置１０ａのＩＧＢＴ素子領域２２ａをオン状態とオフ状態の間で切換えることによって、実効電流値を調整することもできる。
図２には示されていないが、逆導通半導体装置１０ｂのＩＧＢＴ素子領域２２ｂを常時オン状態とし、逆導通半導体装置１０ｄのＩＧＢＴ素子領域２２ｄをオン状態とオフ状態の間で切換える状態も存在する。逆導通半導体装置１０ｂと逆導通半導体装置１０ｄをオン状態とすることによって、モータコイル６に矢印１１４と反対方向の電流が流れる。逆導通半導体装置１０ｄのＩＧＢＴ素子領域２２ｄをオン状態とする期間を長くしてオフ状態する期間を短くすれば、実効電流値が大きく調整される。逆導通半導体装置１０ｄのＩＧＢＴ素子領域２２ｄをオン状態とする期間を短くしてオフ状態する期間を長くすれば、実効電流値が小さく調整される。逆導通半導体装置１０ｄのＩＧＢＴ素子領域２２ｄを常時オン状態とし、逆導通半導体装置１０ｂのＩＧＢＴ素子領域２２ｂをオン状態とオフ状態の間で切換えることによって、実効電流値を調整することもできる。
【００４８】
図２のＴ１で示す第１工程では、図１（Ａ）に示すように、直列回路１２ａの一方側（この場合は低電圧側）の逆導通半導体装置１０ａをオン状態とし、直列回路１２ｂの他方側（この場合は高電圧側）の逆導通半導体装置１０ｄをオフ状態とし、直列回路１２ｂの一方側（低電圧側）の逆導通半導体装置１０ｂをオフ状態とし、直列回路１２ｂの他方側（高電圧側）の逆導通半導体装置１０ｃをオン状態とする。すなわち、逆導通半導体装置１０ａのトレンチゲート電極２６ａと逆導通半導体装置１０ｃのトレンチゲート電極２６ｃに、Ｈｉ電圧を印加する。また、逆導通半導体装置１０ｂのトレンチゲート電極２６ｂと逆導通半導体装置１０ｄのトレンチゲート電極２６ｄにはＬｏ電圧を印加する。これにより直流電源８から、逆導通半導体装置１０ｃとモータコイル６と逆導通半導体装置１０ａを通して、電流１００が流れる。その状態では、逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄの還流ダイオード２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄには逆電圧が印加される。従って第１工程（図２のＴ１の期間）では還流ダイオード２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄを通して電流が流れることがない。図３（Ａ）に示すように、逆導通半導体装置１０ａ、１０ｃのＩＧＢＴ素子領域２２ａ、２２ｃでは、矢印１０４の方向に電流が流れる。
【００４９】
次に図２のＴ２で示す第２工程に移ると、それまでオンしていた逆導通半導体装置１０ｃのＩＧＢＴ素子領域２２ｃをオフに切換える。逆導通半導体装置１０ｂと逆導通半導体装置１０ｄは、オフ状態に維持する。
モータコイル６はリアクタンス成分を含む為に、図１（Ａ）に示す電流１００が止められると、図１（Ｂ）に示すように、モータコイル６には電流１００と同じ向きに還流電流１０２を流そうとする起電力が発生する。第２工程では、電流１００が流れていた逆導通半導体装置１０ａにＨｉ電圧が印加されており、図１（Ｂ）に示すように、還流電流１０２は逆導通半導体装置１０ａのＩＧＢＴ素子領域２２ａを通って低電位４側に流れる。その後、還流電流１０２は、逆導通半導体装置１０ｂの還流ダイオード２２ｂを通ってモータコイル６へと流れる。図３（Ｂ）に示すように、逆導通半導体装置１０ｂの還流ダイオード２２ｂには、矢印１０６の方向に還流電流が流れる。
その一方において、逆導通半導体装置１０ｄには還流電流が流れない。逆導通半導体装置１０ｃのＩＧＢＴ素子領域２２ｃがオフされているからである。
それまでオンしていた逆導通半導体装置（この場合１０ｃがオフされる）、それと同一直列回路(この場合１２ｂ)に接続されている逆導通半導体装置（正確にいうと、中間電位点１４を挟んで反対側にある逆導通半導体装置であり、この場合１０ｂ）の還流ダイオード２４に還流電流が流れる。
【００５０】
本発明の駆動方法と給電装置では、ゲート電圧制御回路１８が、還流電流が流れる逆導通半導体装置１０ｂに負電圧（Ｒｅ電圧）を印加する。逆導通半導体装置１０ｂにＲｅ電圧を印加することによって、図３（Ｂ）に示すように、ｎ型不純物を低濃度に含むドリフト領域３８のトレンチゲート電極２６に向かい合う領域にｐ型キャリア４６が発生する。これによりトレンチゲート電極２６に向かい合う領域に反転層が形成される。ドリフト領域３８に反転層が形成されると、ボディ領域３６からドリフト領域３８内に注入されるｐ型キャリア量を増加することができる。これにより還流ダイオード２４ｂの順方向電圧降下を下げることができる。還流ダイオード２４ｂに還流電流が流れる間に定常損失を抑制することができる。
【００５１】
第２工程で逆導通半導体装置１０ｂのトレンチゲート電極２６に負電圧（Ｒｅ電圧）を印加するタイミングｔａは、逆導通半導体装置１０ｃのトレンチゲート電極２６に正電圧を印加するのを中断するタイミングに動機させてもよい。ゲート電極制御回路１８は、調整する実効電流が得られるように、逆導通半導体装置１０ｃをオンからオフし、オフからオンするタイミングを決定する。逆導通半導体装置１０ｃのトレンチゲート電極２６に正電圧を印加するのを中断してオンからオフに切換えるタイミングに同期して逆導通半導体装置１０ｂのトレンチゲート電極２６に負電圧（Ｒｅ電圧）を印加するようにしてもよい。
【００５２】
逆導通半導体装置１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄの各々は、多数のエミッタ領域３０を備えており、エミッタ領域が２分割されている。大部分のエミッタ領域３０が導通しているエミッタ電極３２は、図１の回路を構成するように接続される。少数のエミッタ領域３０が導通しているエミッタ電極３２は、図１には示されていないが、電流計測回路に接続される。２分割されているエミッタ領域を流れる電流の比率は予めわかっており、少数のエミッタ領域３０が導通しているエミッタ電極３２を流れる電流を計測すれば、大部分のエミッタ領域３０が導通しているエミッタ電極３２を流れる電流を計算することができる。
この場合、逆導通半導体装置１０ｂに還流電流が流れ始めるタイミングを計測し、還流電流が流れ始めるタイミングで逆導通半導体装置１０ｂのトレンチゲート電極２６ｂに負電圧（Ｒｅ電圧）を印加するようにしてもよい。
【００５３】
第２工程で逆導通半導体装置１０ｂに印加した負電圧（Ｒｅ電圧）を印加し続けるのではなく、一旦はオフした逆導通半導体装置１０ｃを再びオンするのに先立って、逆導通半導体装置１０ｂに負電圧（Ｒｅ電圧）を印加するのを中断することが好ましい。図２の場合、一旦はオフした逆導通半導体装置１０ｃを再びオンするタイミングｔｄに先立つタイミングｔｂで、逆導通半導体装置１０ｂに負電圧（Ｒｅ電圧）を印加するのを中断している。タイミングｔｂからタイミングｔｄまでの時間ｔｖは、逆導通半導体装置１０の還流ダイオードの特性に従って予め決定しておくことが好ましい。
仮に、逆導通半導体装置１０ｂに負電圧（Ｒｅ電圧）を印加した状態でエミッタ電極の電圧がコレクタ電極の電圧よりも低くなると、逆導通半導体装置１０ｂに大きな逆回復電流が流れる。トレンチゲート電極２６に負電圧を印加した状態で、コレクタ電極４２の電圧がエミッタ電極３２の電圧よりも高い状態に戻ると、トレンチゲート電極２６に対向する範囲に集中していた正孔がボディ領域３６に戻ることによって逆回復電流が大きくなってしまうからである。
本実施例では、コレクタ電極４２の電圧がエミッタ電極３２の電圧よりも高い状態に戻るタイミング（すなわちタイミングｔｄ）に先立つタイミング(すなわちタイミングｔｂ)で、トレンチゲート電極２６に負電圧を印加するのを中断する。このために、図４に示すように、ドリフト領域３８内の少数キャリア量が増加していない状態に戻すことができ、この状態から逆回復電流が流れ始めるようにすることができる。そうすると、コレクタ電極４２の電圧がエミッタ電極３２の電圧よりも高い状態に戻った時に流れる逆回復電流の大きさが抑えられる。コレクタ電極４２の電圧がエミッタ電極３２の電圧よりも高い状態に戻るタイミング（すなわちタイミングｔｄ）に先立つタイミング(すなわちタイミングｔｂ)でトレンチゲート電極２６に負電圧を印加するのを中断すると、逆回復損失を抑制することができるとともに、過剰な逆回復電流が流れることで還流ダイオードが破壊することを防止することができる。
【００５４】
次に図２のＴ３で示す第３工程に移ると、逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄのトレンチゲート電極２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄに、第１工程と同一条件で電圧が印加される。すなわち、第２工程Ｔ２で一旦はオフされた逆導通半導体装置１０ｃを再びオンする。これにより図１（Ａ）に示すように、直流電源８から逆導通半導体装置１０ｃ、モータコイル６、逆導通半導体装置１０ａを通して電流１００が流れる。それと同時に、それまで還流ダイオード２４ｂを通して還流電流が流れていた逆導通半導体装置１０ｂでは、還流ダイオード２４ｂに逆回復電流が流れ始める。
エミッタ電極３２からコレクタ電極４２に還流電流が流れている状態で、コレクタ電極４２の電圧がエミッタ電極３２の電圧よりも高い状態に戻ると、還流ダイオード２４に逆回復電流が流れる。逆回復電流が流れ始めたときに、トレンチゲート電極２６に負電圧を印加すると、大きな逆回復電流に発達することを抑えることができる。逆回復電流は、ｎ型のドリフト領域に注入されていたｐ型キャリア(少数キャリア)が、ボディ領域３６に移動することで流れる。逆回復電流が流れるタイミング（すなわちタイミングｔｄの直後のタイミングあり、本実施例ではｔｃのタイミング）にトレンチゲート電極２６に負電圧を印加すると、図５に示すように、トレンチゲート電極２６に対向する範囲のドリフト領域３８にｐ型キャリア４８が引き付けられる。これによりｐ型キャリア４８がボディ領域３６に戻る速度が弱められ、大きな逆回復電流に発達することを抑えることができる。
【００５５】
図４または図５を参照して説明した現象を利用して大きな逆回復電流に発達することを抑えることができると、逆回復電流の変化速度も抑えられ、電流の変化速度に起因して生じるサージ電圧を小さく抑えることができる。サージ電圧によって、ＩＧＢＴ２２が破壊することを防止することもできる。
【００５６】
図４または図５を参照して説明した現象を説明する。逆回復時にボディ領域３６に移動するｐ型キャリアが多く蓄積されていた場合（図４を参照して説明した現象を利用しない場合）、あるいは、ドリフト領域から多量のｐ型キャリアがボディ領域３６に移動する場合（図５を参照して説明した現象を利用しない場合）、図２の破線２００に示す大きな逆回復電流が流れ、破線２０２に示す大きなサージ電圧が発生する。本実施例では、実線に示すように、逆回復電流が大きな値に発達することを防止し、大きなサージ電圧となることを防止する。
【００５７】
第３工程で逆導通半導体装置１０ｂに負電圧（Ｒｅ電圧）を印加するタイミングｔｃは電流Ｉｂを計測し、逆方向の電流が流れ始めるタイミングで、負電圧（Ｒｅ電圧）を印加することが好ましい。それに代えて、逆導通半導体装置１０ｃをオン状態に復帰させたタイミングｔｄから逆導通半導体装置１０ｂに逆方向の電流が流れ始めるタイミングｔｃまでの時間差ｔｗを計測しておいて、その時間差ｔｗに基づいて逆導通半導体装置１０ｂに負電圧（Ｒｅ電圧）を印加してもよい。これにより、還流ダイオード２４ｂに逆回復電流が流れはじめるタイミングで逆導通半導体装置１０ｂにＲｅ電圧を印加することができる。
【００５８】
図６は、本実施例のゲート電圧制御回路１８のブロック図と、ゲート電圧制御回路１８によって駆動される給電装置２を示す。給電装置２は、図１に示す給電装置である。ゲート電圧制御回路１８は、ＣＰＵ５２と、出力電圧発生手段５４と、出力ポート５６を備えている。ＣＰＵ５２は出力電圧発生手段５４と接続しており、出力電圧発生手段５４は出力ポート５６の全ての出力線に接続されている。出力ポート５６の出力線は逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄのトレンチゲート電極２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄに接続されている。
ＣＰＵ５２の所定領域には、図２に示すタイムチャートに従って給電装置２を駆動するプログラムが予め格納されている。駆動開始時にＣＰＵ５２はこのプログラムを読み出し、駆動を開始すると共に、駆動開始からの経過時間を測定する。駆動を開始すると、駆動開始からの経過時間に合わせて、ＣＰＵ５２は出力電圧発生手段５４を通してトレンチゲート電極２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄに電圧を印加する。図２に示すタイムチャートに従ってトレンチゲート電極２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄにＨｉ電圧又はＬｏ電圧又はＲｅ電圧を印加することで、本発明の駆動方法による電力損失の抑制を行うことができる。
【００５９】
本発明のゲート電圧制御回路１８は入力ポートを更に備えていることが好ましい。
図７は、入力ポート５８を更に備えたゲート電圧制御回路１８のブロック図と、ゲート電圧制御回路１８によって駆動される給電装置２を示す。図７に示す給電装置２では、逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄに直列に接続されており、逆導通半導体装置１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄに流れる電流の値を測定することができる電流測定素子６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、６０ｄが利用されている。電流測定素子６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、６０ｄには、電流値を伝える信号を外部に出力する出力端子６２ａ、６２ｂ、６２ｃ、６２ｄが形成されている。また、図７に示すゲート電圧制御回路１８には、入力ポート５８が形成されている。ＣＰＵ５２は入力ポート５８の全ての入力線に接続している。入力ポート５６の入力線は電流測定素子６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、６０ｄの出力端子６２ａ、６２ｂ、６２ｃ、６２ｄに接続されている。これによって、ＣＰＵ５２は出力電圧発生手段５４を通してトレンチゲート電極２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄに電圧を印加する際に、電流測定素子６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、６０ｄからの入力信号に応じた正確なタイミングで電圧を印加することができる。
【００６０】
上記では、図８に例示した単相の場合を説明したが、図９から図１１に例示する３相の場合にも有効である。給電回路の相数には限定されない。
【００６１】
以上、本発明の具体例を詳細に説明したが、これらは例示に過ぎず特許請求の範囲を限定するものではない。また、本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組合せによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組合せに限定されるものではない。また、本明細書又は図面に例示した技術は複数目的を同時に達成し得るものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。
【図面の簡単な説明】
【００６２】
【図１】給電装置２の回路図と、各々の工程での電流の流れを示す。（Ａ）は第１工程における電流の流れを示す。（Ｂ）は第２工程における電流の流れを示す。
【図２】本発明の駆動方法のタイムチャートを示す。
【図３】逆導通半導体装置１０の縦断面構造と、逆導通半導体装置１０の電流の流れを示す。（Ａ）はＩＧＢＴ素子領域２２の順方向に流れる電流を示す。（Ｂ）は還流ダイオード２４の順方向に流れる電流を示す。
【図４】逆導通半導体装置１０の縦断面構造を示す。
【図５】逆導通半導体装置１０の縦断面構造を示す。
【図６】給電装置２の回路図と、ゲート電圧制御回路１８のブロック図の第一例を示す。
【図７】給電装置２の回路図と、ゲート電圧制御回路１８のブロック図の第二例を示す。
【図８】給電装置８０を用いてモータＭに給電する様子を示す。単相給電の例である。
【図９】給電装置８０を用いてモータＭに給電する様子を示す。三相給電の例である。
【図１０】給電装置８０を用いてモータＭに給電する様子を示す。三相給電の例である。
【図１１】給電装置８０を用いてモータＭに給電する様子を示す。三相給電の例である。
【符号の説明】
【００６３】
２・・・・・給電装置
４・・・・・低電位
６・・・・・モータコイル
８・・・・・直流電源
１０・・・・逆導通半導体装置
１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ・・・逆導通半導体装置
１２・・・・直列回路
１２ａ、１２ｂ・・・直列回路
１４・・・・中間電位点
１４ａ、１４ｂ・・・中間電位点
１６・・・・出力線
１６ａ、１６ｂ・・・出力線
１８・・・・ゲート電極制御回路
２２・・・・ＩＧＢＴ素子領域
２２ａ、２２ｂ、２２ｃ、２２ｄ・・・ＩＧＢＴ素子領域
２４・・・・還流ダイオード
２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄ・・・還流ダイオード
２６・・・・トレンチゲート電極
２６ａ、２６ｂ、２６ｃ、２６ｄ・・・トレンチゲート電極
２８・・・・ゲート絶縁膜
３０・・・・エミッタ領域
３２・・・・エミッタ電極
３４・・・・ボディコンタクト領域
３６・・・・ボディ領域
３７・・・・トレンチ
３８・・・・ドリフト領域
４０・・・・ドリフトコンタクト領域
４２・・・・コレクタ電極
４４・・・・コレクタ領域
４６・・・・ｐ型キャリア
４８・・・・ｐ型キャリア
５２・・・・ＣＰＵ
５４・・・・出力電圧発生手段
５６・・・・出力ポート
５８・・・・入力ポート
６０・・・・電流測定素子
６０ａ、６０ｂ、６０ｃ、６０ｄ・・・電流測定素子
６２・・・・出力端子
６２ａ、６２ｂ、６２ｃ、６２ｄ・・・出力端子
８０・・・・給電装置
１００・・・電流方向
１０２・・・電流方向
１１０・・・電流方向
１１２・・・電流方向
１１４・・・電流方向
２００・・・過剰な逆回復動作
２０２・・・過剰な逆回復動作
Ｖａ・・・・トレンチゲート電極２６ａに印加する電圧
Ｖｂ・・・・トレンチゲート電極２６ｂに印加する電圧
Ｖｃ・・・・トレンチゲート電極２６ｃに印加する電圧
Ｖｄ・・・・トレンチゲート電極２６ｄに印加する電圧
Ｉａ・・・・逆導通半導体装置１０ａを矢印１１０の方向に流れる電流量
Ｉｂ・・・・逆導通半導体装置１０ｂを矢印１１２の方向に流れる電流量
Ｉｅ・・・・モータコイル６を矢印１１４の方向に流れる電流量
Ｔ１・・・・第１工程
Ｔ２・・・・第２工程
Ｔ３・・・・第３工程
Ａ、Ｂ、Ｃ・・・・・直列回路
Ａ１、Ａ２、Ｂ１、Ｂ２、Ｃ１、Ｃ２・・・スイッチング素子
Ｓ・・・・・直流電源
Ｍ・・・・・モータ
ａ、ｂ・・・中間電位点
ｃ、ｄ・・・端子
【要約】      （修正有）【課題】スイッチング素子と還流ダイオードが逆並列に形成された複合回路を用いた給電装置において、給電装置の電力損失を減少させることができる技術を提供する。【解決手段】複合回路である逆導通半導体装置１０では、エミッタ電極３２に、コレクタ電極４２の正電圧よりも高い正電圧が印加される場合がある。この場合、逆導通半導体装置１０の還流ダイオード２４が形成されている領域では、ボディコンタクト領域３４がアノードとして作動し、ドリフトコンタクト領域４０がカソードとして作動し、アノードからカソードへと電流１０６が流れる。この際にトレンチゲート電極２６にコレクタ電極４２よりさらに低電位な電圧を印加すると、カソード内にｐ型キャリア４６が発生し、還流ダイオード内のキャリア量が増加する。これによって還流ダイオード２４の順方向電圧降下が下がり、電力の定常損失を減少させることができる。【選択図】図３【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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