(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一次変調された複数のサブキャリアのデータを複数のブロックに分割する分割手段と、ブロックに分割された複数のサブキャリアをブロック毎に逆高速フーリエ変換する複数の逆高速フーリエ変換手段と、逆高速フーリエ変換後の出力を所定の閾値と比較し、閾値以上の信号を所定の代替信号に置き換える複数の信号置換え手段と、前記信号置換え手段の出力信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する複数のＤ／Ａ変換手段と、前記アナログ信号の折り返し部分を削除する複数のローパスフィルタ手段と、９０度の位相差を持つ信号を前記ローパスフィルタ手段から出力された信号と乗算合成する複数の直交変調手段とを具備し、
前記信号置換え手段は、同相信号と直交信号の振幅の大きさが所定の値以上となる場合に、閾値を所定の計算式に変更する、ことを特徴とするＯＦＤＭ送信装置。
【請求項２】
前記信号置換え手段は、サブキャリア数に応じて閾値を変更することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項３】
前記信号置換え手段は、所定の計算式より導かれるサブキャリア数の±３０％以内となる値を閾値として使用することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項４】
前記信号置換え手段は、一次変調の種類に応じて閾値を変更することを特徴とする請求項１記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項５】
前記信号置換え手段は、所定の代替信号に複数の逆高速フーリエ変換手段から出力された信号を用いることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項６】
前記信号置換え手段は、所定の代替信号を、複数の逆高速フーリエ変換手段から出力された信号を合成し、同相信号の振幅値の大きさと直交信号の振幅値の大きさを複数個分の１に等分した信号とすることを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項７】
前記信号置換え手段は、複数の逆高速フーリエ変換手段から出力された信号に対する複数の所定の代替信号による電力が単位時間内において均一になるように所定の代替信号を決定することを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項８】
前記信号置換え手段は、複数の逆高速フーリエ変換手段から出力された信号からなるベクトルに挟まれた領域に所定の複数の代替信号を再分割することを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項９】
前記信号置換え手段は、所定の代替信号を、複数の逆高速フーリエ変換手段から出力された信号を合成し、合成以前の各信号の電力比を用いて合成信号の同相信号の振幅値の大きさと直交信号の振幅値の大きさを分割することを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項１０】
前記信号置換え手段は、所定の代替信号を、複数の逆高速フーリエ変換手段から出力された信号を再度合成し、合成以前の複数個の同相信号の振幅値の大きさの比と直交信号の振幅値の大きさの比を用いて合成信号の同相信号の振幅値の大きさと直交信号の振幅値の大きさを分割することを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項１１】
前記分割手段は、複素データ系列を偶数番と奇数番の２つに分割することを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれかに記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項１２】
前記分割手段は、複素データ系列を前半と後半の２つに分割することを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれかに記載のＯＦＤＭ送信装置。
【請求項１３】
前記分割手段は、各直交変調手段の出力の平均振幅と最大振幅の比が最も小さくなるように複素データ系列を分割することを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれかに記載のＯＦＤＭ送信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のサブキャリアが線形変調され、さらに逆高速フーリエ変換（以下は、ＩＦＦＴと称する）を利用して直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭと称する）された信号を送信するＯＦＤＭ送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１９に従来の帯域分割送信を行うＯＦＤＭ送信装置の構成を示す。ＯＦＤＭ送信装置は、一次変調部１１と、サブキャリア分割部１２と、ＩＦＦＴ部１３と、デジタル／アナログ（以下はＤ／Ａと称する）変換部１４と、ローパスフィルタ（以下はＬＰＦと称する）部１５と、直交変調部１６と、中心周波数発振器１７と、９０°シフタ１８と、送信部１９と、送信アンテナ２０と、から主に構成される。
【０００３】
一次変調部１１は、複素データ系列のシリアルデータを入力し、シリアルデータをＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどの同相信号と直交信号により構成される信号に変換する。サブキャリア分割部１２は、一次変調された信号を、複数個のグループに分割する。ＩＦＦＴ部１３は、同相信号と直交信号を逆高速フーリエ変換する。Ｄ／Ａ変換部１４は、ＩＦＦＴ部１３からの同相信号と直交信号の時間系列サンプル波形を変換する。ＬＰＦ部１５は、Ｄ／Ａ変換部１４から出力されるアナログ信号に含まれる折り返し信号を除去する。
【０００４】
直交変調部１６は、中心周波数発振器１７から出力される所定の中心周波数を第１の搬送波とし、この中心周波数の位相を９０°シフタ１８により９０°シフトした中心周波数を第２の搬送波とし、ＬＰＦ部１５より出力された同相信号と直交信号で一次変調されたサブキャリア数の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。送信部１９は、ＯＦＤＭ信号をリニア増幅後、送信アンテナ２０より送信する。
【０００５】
図２０は、ＯＦＤＭ信号送信器におけるＩＦＦＴ部１３の出力波形を示す図である。横軸は時間を示し、縦軸は信号の電力を示す。デジタルシリアル信号が一次変調され、さらにＩＦＦＴ処理されたＯＦＤＭ信号は、ノイズ状の時間波形となる。ここで、送信信号の瞬時電力対平均電力値（以後は、ＰＭＰＲと称する）が小さければ、広帯域で高価な増幅器を用いることなく、線形性を保ったアナログ信号に変換することが可能である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＯＦＤＭ信号には、平均振幅値に対して最大振幅値の大きい信号が含まれ、アナログ信号に変換される際に、歪みを生じる原因となる。上記従来のＯＦＤＭ送信装置では、前記の歪みを除去するために広帯域の部品や様々な補正回路が必要となり、装置全体の構成が複雑化してしまい、コストの上昇を招いてしまう。
【０００７】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、ＰＭＰＲを低下させ、高価な部品や複雑な回路構成を用いることなく、ＯＦＤＭ信号を歪みなく送信することができるＯＦＤＭ送信装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ送信装置は、一次変調された複数のサブキャリアのデータを複数のブロックに分割する分割手段と、ブロックに分割された複数のサブキャリアをブロック毎に逆高速フーリエ変換する複数の逆高速フーリエ変換手段と、逆高速フーリエ変換後の出力を所定の閾値と比較し、閾値以上の信号を所定の代替信号に置き換える複数の信号置換え手段と、前記信号置換え手段の出力信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する複数のＤ／Ａ変換手段と、前記アナログ信号の折り返し部分を削除する複数のローパスフィルタ手段と、９０度の位相差を持つ信号を前記ローパスフィルタ手段から出力された信号と乗算合成する複数の直交変調手段とを具備し、前記信号置換え手段は、同相信号と直交信号の振幅の大きさが所定の値以上となる場合に、閾値を所定の計算式に変更する、構成を採る。
【００１５】
この構成により、複数の逆高速フーリエ変換部からの出力信号と比較する閾値に同相信号と直交信号の振幅の大きさを用いるため最大瞬時電力の判定が容易になり、更に、同相信号と直交信号の振幅の大きさが共に閾値付近である場合に、瞬時電力を判定する閾値を所定の計算式に変更することで同相信号および直交信号が共に閾値付近である信号を削除することが可能となり、入力信号に因らずに同相信号の最大瞬時電力と直交信号の最大瞬時電力の合計が同程度の大きさになる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
本願の発明者は、各ブランチの信号が、同相および直交軸平面で象限の異なるベクトルに分割されると、各ブランチの振幅は延長され、瞬時電力は増加すること、一方、複数のブランチに挟まれた領域に再分割する信号置換方式では、置換前の信号と比較して振幅値を短縮し、瞬時電力を低下させることが可能となることに着目し、本発明をするに至った。
【００４０】
すなわち、本発明の骨子は、複数のサブキャリアを複数のグループに分割し、ＩＦＦＴ変換した信号をダイバーシチ送信する場合に、ＰＭＰＲが特に大きい値となる部分の信号を、帯域分割された信号を用いて生成した信号に置き換えることである。
【００４１】
以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。
【００４２】
（実施の形態１）
本発明の技術的思想について簡単に説明する。ＯＦＤＭ送信方式において、複数のサブキャリアを例えば２つのグループに分割し、ＩＦＦＴ変換した信号をダイバーシチ送信する。この２つのＯＦＤＭ信号において、所定の閾値以上の瞬時電力値となる部分を検出する。ここで、所定の閾値以上の瞬時電力値となる部分を検出した場合には、２つのＯＦＤＭ信号の両方を他の信号に変更する。本発明では、２つのグループに分割され、ＩＦＦＴ変換されたＯＦＤＭ信号を再度合計し、この値を２分の１にした信号を用いた。ただし、分割した２つのＯＦＤＭ信号の両方を変更するため、他方の信号は変更前よりも振幅値が大きくなる場合があるが、所定の閾値以下の値である。
【００４３】
以下、本発明の実施の形態１について、図１から図５を用いて詳細に説明する。図１は、本実施の形態の構成を示すブロック図である。
【００４４】
図１は、本発明の実施の形態１に係る帯域分割送信を行うＯＦＤＭ送信装置の構成を示す。ＯＦＤＭ送信装置は、一次変調部１０１と、サブキャリア分割部１０２と、ＩＦＦＴ部１０３と、代替信号発生部１０４と、ピーク検出部１０５と、信号置換部１０６と、Ｄ／Ａ変換部１０７と、ＬＰＦ部１０８と、直交変調部１０９と、中心周波数発振器１１０と、９０°シフタ部１１１と、送信部１１２と、送信アンテナ１１３とから主に構成される。
【００４５】
一次変調部１０１は、複素データ系列のシリアルデータを入力し、シリアルデータをＢＰＳＫ、ＱＰＳＫなどの同相信号と直交信号により構成される信号に変換し、サブキャリア分割部１０２に出力する。
【００４６】
サブキャリア分割部１０２は、一次変調された信号を、複数個のグループに分割する。なお、本発明では２つのグループに分割した。例えば、絶対値が０のものも含め２Ｍ個の複素データからなる複素データ系列に対して、サブキャリア分割部１０２は、複素データ系列をＭ個のグループ２つに分ける。そして、サブキャリア分割部１０２は、グループ分けされた複素データ系列の同相信号と直交信号をＩＦＦＴ部１０３に出力する。
【００４７】
ＩＦＦＴ部１０３は、複素データ系列の同相信号と直交信号を逆高速フーリエ変換する。例えば、絶対値が０のものも含めＭ個の複素データからなる複素データ系列に対して、ＩＦＦＴ部１０３は、割り当てられなかったデータについては０が入ったものとしてＭ個の複素データを逆高速フーリエ変換する。そして、ＩＦＦＴ部１０３は、代替信号発生部１０４、ピーク検出部１０５及び信号置換部１０６に逆高速フーリエ変換した信号を出力する。
【００４８】
代替信号発生部１０４は、２つのＩＦＦＴ部１０３の出力を加算し、さらに分割数で除算する。本発明では分割数が２であるため、２分の１にする。なお、代替信号発生部１０４の詳細に関しては後述する。
【００４９】
ピーク検出部１０５は、逆高速フーリエ変換された信号を入力し、一次変調、サブキャリア数をパラメータとした閾値をあらかじめ記憶しておき、閾値以上の電力にはＨ信号、閾値以下の電力にはＬ信号を割り当て、ピークファクタ判定信号として出力する。なお、ピーク検出部１０５の詳細に関しては後述する。
【００５０】
信号置換部１０６は、未変換信号、代替信号およびピークファクタ判定信号を入力し、ピークファクタ判定信号に応じて、未変換信号と代替信号を切り替え、ピークファクタ判定信号がＨ信号ならば代替信号、Ｌ信号ならば通常の信号をピークファクタ置換信号として出力する。なお、信号置換部１０６の詳細に関しては後述する。
【００５１】
Ｄ／Ａ変換部１０７は、信号置換部１０６からの同相信号と直交信号の時間系列サンプル波形を変換する。ＬＰＦ部１０８は、Ｄ／Ａ変換部１０７から出力されるアナログ信号に含まれる折り返し信号を除去する。
【００５２】
直交変調部１０９は、中心周波数発振器１１０から出力される所定の中心周波数を第１の搬送波とし、この中心周波数の位相を９０°シフタ部１１１により９０°シフトした中心周波数を第２の搬送波とし、ＬＰＦ部１０８より出力された同相信号と直交信号で一次変調されたサブキャリア数の情報搬送波からなるＯＦＤＭ信号を生成する。送信部１１２は、ＯＦＤＭ信号をリニア増幅後、送信アンテナ１１３より送信する。
【００５３】
次に、代替信号発生部１０４の第１の構成について、図２に示すブロック図を用いて説明する。図２に示すように、代替信号発生部１０４は、同相成分処理部２０１と直交成分処理部２０２とにより構成され、同相成分処理部２０１と直交成分処理部２０２は、それぞれ加算器２０３と除算器２０４から構成されている。
【００５４】
同相成分処理部２０１と直交成分処理部２０２には各ブランチからの信号が入力され、加算器２０３により信号の振幅値が加算され、帯域分割を行わない場合のＩＦＦＴ処理後の信号となる。加算器２０３の出力は除算器２０４に入力され、分割ブロック数で除算される。これにより、代替信号発生部１０４からは、帯域分割を行わない場合におけるＩＦＦＴ処理後の信号の半分の大きさの１つの同相成分と１つの直交成分の信号が出力される。
【００５５】
図３に概念図を示す。ブランチＡの信号とブランチＢの信号を合成し、合成信号を作成し、この同相信号と直交信号を２等分することで、代替信号を作成する。代替信号は合成信号を含むブランチＡとブランチＢに挟まれた領域に生成することができ、振幅値が小さくなることが分かる。
【００５６】
次に、ピーク検出部１０５の第１の構成について、図４に示すブロック図を用いて説明する。図４に示すように、ピーク検出部１０５は、電力計算器３０１と、比較器３０２と、閾値記憶部３０３と、合成器３０４とから主に構成されている。
【００５７】
ピーク検出部１０５には、同相信号と直交信号から構成される未変換信号と一次変調種およびサブキャリア数が入力される。そして、電力を求めるために、未変換信号を電力計算器３０１に入力する。電力計算器３０１では、同相信号と直交信号から瞬時電力を計算し、その値を出力する。この電力値を比較器３０２に入力する。比較器３０２には、電力値と閾値記憶部３０３からの出力を入力する。閾値記憶部３０３には、一次変調、サブキャリア数をパラメータとした閾値をあらかじめ記憶しておき、適宜比較器３０２に入力する。この比較器３０２において、閾値以上の電力にはＨ信号、閾値以下の電力にはＬ信号を割り当て、ピークファクタ判定信号として出力する。さらに、このピークファクタ判定信号は合成器３０４と他のブランチのピーク検出部１０５に出力される。合成器３０４は、比較器３０２からの出力と他のブランチのピークファクタ判定信号との合成を行い、１つ以上のブランチにおいてピークファクタが発生する場合は、全ブランチの未変換信号を代替信号に変換するように、ピークファクタ判定信号を構成する。
【００５８】
次に、信号置換部１０６の構成について、図５に示すブロック図を用いて説明する。図５に示すように、信号置換部１０６は、切替器４０１から構成されている。信号置換部１０６に入力される信号は、未変換信号、代替信号およびピークファクタ判定信号である。ここでは、未変換信号および代替信号は同相信号と直交信号から構成される。切替器４０１は、ピークファクタ判定信号に応じて、未変換信号と代替信号を切り替え、ピークファクタ判定信号がＨ信号ならば代替信号、Ｌ信号ならば通常の信号をピークファクタ置換信号として出力する。
【００５９】
図６に信号置換を行う前後のＯＦＤＭ信号を示す。一次変調はＱＰＳＫ、サブキャリア数は６４本、ＩＦＦＴサンプリングポイントは６４とした。横軸は時間を示し、縦軸は瞬時電力を示す。細線が置換前、太線は置換後を示す。閾値は瞬時電力１６０とした。
【００６０】
図６から明らかなように、閾値以上の瞬時電力となるピークファクタはより低い信号に置き換えられ、ＰＭＰＲが低い値になる。
【００６１】
また、本発明では、サブキャリアの分割数は２であるが、分割数に因らずに本発明の効果を得ることは可能である。
【００６２】
（実施の形態２）
図７は、図１に示したＯＦＤＭ送信装置における代替信号発生部１０４の第２の構成を示すブロック図である。代替信号発生部１０４は、加算器２０３、電力計算器３０１、電力比率計算器５０１、再分割器５０２から構成される。
【００６３】
加算器２０３には各ブランチからの同相もしくは直交信号を入力し、帯域分割しない場合のＩＦＦＴ処理後の信号を出力する。電力計算器３０１には各ブランチの同相及び直交信号を入力し、各ブランチの瞬時電力を計算する。これらの出力を電力比率計算器５０１に入力し、各ブランチの電力比率を計算する。この出力を再分割器５０２に入力し、加算器２０３からの出力信号と乗算し、各ブランチの代替信号を計算する。
【００６４】
図８に概念図を示す。ブランチＡとブランチＢの信号は、同相軸と直交軸で表され、ブランチＡは（−２，３）、ブランチＢは（８，２）のベクトルとする。加算器２０３により帯域分割しない場合のＩＦＦＴ処理後の信号が生成され、（６，５）のベクトルとなる。
【００６５】
電力計算器３０１により、ブランチＡは１３、ブランチＢは６８となる。これらを電力比率計算器５０１に入力すると、ブランチＡは１３／（１３＋６８）≒０．１６、ブランチＢは６８／（１３＋６８）≒０．８４の比率となる。
【００６６】
これらの値を再分割器５０２に入力し、ブランチＡは（６×１３／８１≒０．９６、５×１３／８１≒０．８０）、ブランチＢは（６×６８／８１≒５．０４、５×６８／８１≒４．２０）となる。この２つの信号は同方向であるが、大きさが異なるため、代替信号は各ブランチの信号置換前の電力を考慮して、再分割されることになる。
【００６７】
（実施の形態３）
図９は、図１に示したＯＦＤＭ送信装置における代替信号発生部１０４の第３の構成を示すブロック図である。代替信号発生部１０４は、加算器２０３、絶対値比較器９０１、再分割器５０２から構成される。加算器２０３は２つのブランチからの信号を入力し、帯域分割しない場合のＩＦＦＴ処理後の信号を出力する。絶対値比較器９０１は入力される２つの同相信号、直交信号の振幅の絶対値から各々の帯域分割しない場合のＩＦＦＴ処理後の信号に対する比率を求める。再分割器５０２には、加算器２０３と絶対値比較器９０１からの信号が入力され、帯域分割しない場合のＩＦＦＴ処理後の信号を、ブランチＡ、ブランチＢの信号の大きさに比例した大きさに再分割する。
【００６８】
図１０に代替信号の概念図を示す。ブランチＡとブランチＢの信号は、同相軸と直交軸で表され、ブランチＡは（−２，３）、ブランチＢは（８，２）のベクトルとなる。加算器２０３により帯域分割しない場合のＩＦＦＴ処理後の信号が生成され、（６，５）のベクトルとなる。絶対値比較器９０１により再分割する比率が求められ、ブランチＡは（２／（２＋８）＝０．２、３／（３＋２）＝０．６）、ブランチＢは（８／（２＋８）＝０．８、２／（３＋２）＝０．４）となる。この値を再分割器５０２に入力し、加算器２０３からの出力に乗算することで、再分割された信号が出力される。
【００６９】
これにより、代替信号は各ブランチの信号置換前の電力を考慮して、再分割されることになる。
【００７０】
（実施の形態４）
図１１は、図１に示したＯＦＤＭ送信装置におけるピーク検出部１０５の第２の構成を示すブロック図である。ピーク検出部１０５は、比較器３０２と閾値記憶部３０３から構成される。閾値記憶部３０３は一次変調種とサブキャリア数に応じた閾値を出力する。比較器３０２は同相信号と直交信号の振幅の絶対値と閾値記憶部３０３の出力信号を比較し、閾値以上の信号にはＨ信号、閾値以下はＬ信号をピークファクタ判定信号として出力する。
【００７１】
これにより、上記実施の形態１に示したピーク検出部１０５の構成と比較して、電力計算器３０１を簡略することが可能となる。
【００７２】
（実施の形態５）
図１２は、図１に示したＯＦＤＭ送信装置におけるピーク検出部１０５の第３の構成を示すブロック図である。ピーク検出部１０５は、閾値記憶部３０３、判定式作製部７０１、比較器３０２から構成される。一次変調種、サブキャリア数が閾値記憶部３０３に入力され閾値が出力される。この閾値を判定式作製部７０１に入力する。
【００７３】
判定式作製部７０１では、図１３に示すように、振幅の絶対値の閾値に基づいて判定式１から４を作製し、さらに、同相及び直交信号の振幅値が伴に閾値付近になる信号を削除するために、判定式５から８を作製する。これら８つの判定式より、同相及び直交信号の分布は八角形となる。
【００７４】
具体的には、閾値をａとすると、
判定式１：Ｉ≦ａ
判定式２：Ｑ≦ａ
判定式３：Ｉ≧―ａ
判定式４：Ｑ≧―ａ
判定式５：Ｑ≦−Ｉ＋ｂ
判定式６：Ｑ≦Ｉ＋ｂ
判定式７：Ｑ≦−Ｉ−ｂ
判定式８：Ｑ≦Ｉ−ｂ
となる。
【００７５】
ここで、判定式５において（１／３ａ、ａ）、（ａ、１／３ａ）を通るとすると、ｂ＝４／３ａとなる。このａとｂの値を調整することで、ピークファクタの抑制効果を調整することができる。これらの判定式を比較器３０２に入力し、閾値以上の信号にはＨ信号、閾値以下はＬ信号をピークファクタ判定信号として出力する。
【００７６】
これにより、ピーク検出部１０５は電力計算部が省略され、信号置換後の同相及び直交信号が、閾値に電力を用いた場合を同様の分布となり、良好なピークファクタの低下が得られる。ただし、判定式１から判定式４におけるａは同一である必要はなく、判定式５から判定式８における傾きと直交軸切片ｂの値も同一である必要はなく、各判定式毎に値を定めても同様の効果を得ることができる。
【００７７】
（実施の形態６）
図１に示したＯＦＤＭ送信装置におけるピーク検出部１０５の閾値記憶部３０３の構成について説明する。一次変調がＱＰＳＫ方式である場合のサブキャリア数ｎと同相信号および直交信号の最大振幅の絶対値との関係が、
｜最大振幅｜  ＝  ｎ
であるとする。
【００７８】
図１４にピーク検出部１０５の閾値が電力である場合の、閾値と各ブランチのサブキャリア数の関係を示す。縦軸はｌｏｇ１０（電力閾値）、横軸はｌｏｇ１０（各ブランチのサブキャリア数）とした。この図より、電力による閾値とサブキャリア数は両軸を対数表示することで、ほぼ直線となる。この直線の近似式を求めると、
近似式１          ａ＝１．１２７５×ｂ＋０．４８４６
ａ：ｌｏｇ１０（電力閾値）
ｂ：ｌｏｇ１０（各ブランチのサブキャリア数）
となる。
【００７９】
この近似式を用いることにより、ピークファクタを抑制する閾値を求めることが可能となる。
【００８０】
図１５にピーク検出部１０５の閾値が振幅である場合の、閾値と各ブランチのサブキャリア数の関係を示す。縦軸はｌｏｇ１０（振幅閾値）、横軸はｌｏｇ１０（各ブランチのサブキャリア数）とした。この図より振幅による閾値とサブキャリア数は両軸を対数表示することにより、ほぼ直線となる。この直線の近似式を求めると、
近似式２          ｅ＝０．５５２４×ｂ＋０．２３３６
ｅ：ｌｏｇ１０（振幅閾値）
ｂ：ｌｏｇ１０（各ブランチのサブキャリア数）
となる。
【００８１】
この近似式を用いることにより、ピークファクタを抑制する閾値を求めることが可能となる。
【００８２】
図１６はピーク検出部１０５の電力による閾値とＰＭＰＲの分布の平均の低下を示している。横軸は電力による閾値、縦軸はＰＭＰＲ［ｄＢ］を示す。閾値の設定によりＰＭＰＲの分布の平均の低下にはピークが存在し、電力による閾値＝１６０において約１．９［ｄＢ］の低下を得ている。ただし、１．７［ｄＢ］以上のＰＭＰＲの低下を得るには、電力の閾値が１２５から２００までの範囲が含まれる。これは、電力閾値１６０に対して約６５％から約１２５％との範囲となる。
【００８３】
これより、近似式から計算される閾値は±３０％の範囲を使用すれば、ピークファクタの抑制には十分な効果が得られる。また、近似式の傾きと縦軸との切片の値においても±３０％の範囲を使用すれば、ピークファクタの抑制に十分な効果が得られる。
【００８４】
また、一次変調の種類によって、信号の振幅は変化するため、各一次変調に応じた近似式が適用される。さらに、近似式１および近似式２における傾きと直交軸切片は他の値を用いても同様の効果が得られる。
【００８５】
（実施の形態７）
次に、ＯＦＤＭ送信装置における複数のサブキャリアをグループに分割する方法について説明する。
【００８６】
サブキャリア分割部１０２において複数のサブキャリアをグループに分割する方法には、複素データ系列を偶数番と奇数番の２つに分割する、前半と後半の２つに分割する等の規則的にするもの、各直交変調部１０９の出力の平均振幅と最大振幅の比が最も小さくなるように分割するもの等が挙げられる。
【００８７】
複素データ系列を偶数番と奇数番の２つに分割する場合、各グループの構成キャリアの周波数間隔は元のＯＦＤＭ変調を構成するキャリアの周波数間隔の２倍で、偶数番のグループに対し奇数番のグループは元のＯＦＤＭ変調を構成するキャリア周波数間隔だけ高い帯域を占める。これを周波数軸のイメージで表現したものを図１７に示す。
【００８８】
この場合、ＩＦＦＴ部１０３における逆高速フーリエ変換後の信号はＭ個の複素データになる。そして、元のＯＦＤＭ変調を構成するキャリアの周波数間隔に合わせる必要がある場合には、ＩＦＦＴ部１０３は、同じ出力を2度繰り返して２Ｍ個の複素データとして出力する。
【００８９】
さらに、元のＯＦＤＭ変調波を構成するキャリアの周波数に合わせる必要がある場合には、奇数番の複素データ系列が割り当てられたＩＦＦＴ部１０３は、周波数間隔分だけ低くなっている周波数を元に戻す。
【００９０】
前半と後半の２つに分割する場合、各グループの構成キャリアの周波数間隔は元のＯＦＤＭ変調を構成するキャリアの周波数間隔と等しく、元のＯＦＤＭ変調の周波数帯域に対して半分となる。従って、時間軸上でのデータ送出間隔は２倍となる。そして、前半のグループに対し後半のグループは元のＯＦＤＭ変調の周波数帯域の半分だけ高い帯域を占める。これを周波数軸のイメージで表現したものを図１８に示す。
【００９１】
元のＯＦＤＭ変調波を構成するキャリアの周波数に合わせる必要がある場合には、後半の複素データ系列が割り当てられたＩＦＦＴ部１０３は、元のＯＦＤＭ変調波の周波数帯域の半分だけ周波数が低くなって周波数を元に戻す。
【００９２】
一般に送信ダイバーシチは、位置を特定できた移動受信装置に対し、もっとも高い電力で伝送するよう、複数の無線送信部の送出電力や送出位相を調整する必要がある。またその位置以外では電力を保証できない。また、無線送信部同士での干渉により無線送信部が破壊されることのないよう、アイソレーションを確保する必要があった。本発明のOFDM変調器でも上記送信ダイバーシチを適用できるのはもちろんだが、本発明のOFDM変調器では各無線送信部の出力信号が異なるため、特定の位置用に調整することなくそのまま空中線に放出してもダイバーシチ効果が得られ、無線送信部のアイソレーションへの要請も緩和される。
【００９３】
【発明の効果】
以上のように本発明のＯＦＤＭ送信装置によれば、複数のサブキャリアを複数のグループに分割し、ＩＦＦＴ変換した信号をダイバーシチ送信する場合に、ＰＭＰＲが特に大きい値となる部分の信号を、帯域分割された信号を用いて生成した信号に置き換えることができるので、ＰＭＰＲを低下させ、高価な部品や複雑な回路構成を用いることなく、ＯＦＤＭ信号を歪みなく送信することができる
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１におけるＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図
【図２】上記実施の形態における代替信号発生部の構成を示すブロック図
【図３】上記実施の形態における代替信号の生成を示す概念図
【図４】上記実施の形態におけるピーク検出部の構成を示すブロック図
【図５】上記実施の形態における信号置換部の構成を示すブロック図
【図６】上記実施の形態における信号置換による瞬時電力の変化を示す概念図
【図７】本発明の実施の形態２における代替信号発生部の構成を示すブロック図
【図８】上記実施の形態における代替信号の生成を示す概念図
【図９】本発明の実施の形態３における代替信号発生部の構成を示すブロック図
【図１０】上記実施の形態における代替信号の生成を示す概念図
【図１１】本発明の実施の形態４におけるピーク検出部の構成を示すブロック図
【図１２】本発明の実施の形態５におけるピーク検出部の構成を示すブロック図
【図１３】上記実施の形態における閾値の判定式を示す概念図
【図１４】本発明の実施の形態６における閾値が電力である場合のサブキャリア数と閾値の関係を示す概念図
【図１５】上記実施の形態における閾値が振幅であるサブキャリア数と閾値の関係を示す概念図
【図１６】本発明の実施の形態６における閾値とＰＭＰＲの分布の平均の関係を示す概念図
【図１７】複素データ系列を偶数番と奇数番の２つに分割する場合の複素データ分配を示す構成キャリア図
【図１８】複素データ系列を前半と後半の２つに分割する場合の複素データ分配を示す構成キャリア図
【図１９】従来のＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図
【図２０】従来のＯＦＤＭ送信装置より発生する送信信号を示す概念図
【符号の説明】
１０１  一次変調部
１０２  サブキャリア分割部
１０３  ＩＦＦＴ部
１０４  代替信号発生部
１０５  ピーク検出部
１０６  信号置換部
１０７  Ｄ／Ａ変換部
１０８  ＬＰＦ部
１０９  直交変調部
１１０  中心周波数発振器
１１１  ９０°シフタ部
１１２  送信部
１１３  送信アンテナ
２０３  加算器
２０４  除算器
３０１  電力計算器
３０２  比較器
３０３  閾値記憶部
３０４  合成器
４０１  切替器
５０１  電力比率計算器
５０２  再分割器
６０１  絶対値比較器
７０１  判定式作製器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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