(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１シンボル期間が有効シンボル期間と該有効シンボル期間の信号の一部が複写されたガード期間とからなるＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号と該ＯＦＤＭ信号を予め定められた時間遅延すると共に予め定められた位相変化量だけ位相を変化させた第１遅延信号との差分を演算する第１差分演算手段、前記ＯＦＤＭ信号が前記有効シンボル期間長遅延された第２遅延信号と該第２遅延信号を更に前記予め定められた時間遅延すると共に前記予め定められた位相変化量だけ位相を変化させた第３遅延信号との差分を演算する第２差分演算手段、及び前記第１差分演算手段の演算結果と前記第２差分演算手段の演算結果とを乗算する乗算手段、を含む４つの演算手段であって、前記位相変化量を互いにπ／２ずつ異ならせた４つの演算手段と、
前記４つの演算手段の各々に対応して設けられ、対応する前記演算手段の前記乗算手段の演算結果を該演算結果の極性を示す極性信号に変換する４つの極性変換手段と、
前記４つの極性変換手段の各々に対応して設けられ、対応する極性変換手段で変換された極性信号を積分する４つの積分手段と、
前記４つの積分手段の積分結果を加算し、該加算結果を、前記ＯＦＤＭ信号と前記第２遅延信号との相関を示す相関信号として出力する加算手段と、
を含む相関演算器。
【請求項２】
請求項１に記載の相関演算器を複数備えると共に、
前記ＯＦＤＭ信号を前記複数の相関演算器間で互いに異なる時間遅延した遅延ＯＦＤＭ信号が前記複数の相関演算器の各々のＯＦＤＭ信号として前記複数の相関演算器の各々に入力されるように制御する制御手段と、
前記複数の相関演算器の各々で演算され出力された相関信号を加算し、該加算結果を、前記ＯＦＤＭ信号と前記ＯＦＤＭ信号が前記有効シンボル期間長遅延された信号との相関を示す相関信号として出力する総加算手段と、
を含む相関演算装置。
【請求項３】
前記制御手段は、更に、前記複数の相関演算器毎の前記遅延ＯＦＤＭ信号の各々が更に前記有効シンボル期間長遅延された信号の各々を前記複数の相関演算器の各々の前記第２遅延信号として入力させる
請求項２記載の相関演算装置。
【請求項４】
前記制御手段は、複数の遅延回路により構成された請求項２または３記載の相関演算装置。
【請求項５】
前記制御手段は、
前記ＯＦＤＭ信号を格納する格納手段と、
前記格納手段に格納された前記ＯＦＤＭ信号を読み出して前記複数の相関演算器に選択的に入力させる選択入力制御手段と、
前記格納手段から前記ＯＦＤＭ信号を読み出すときの読み出し領域を変更することにより前記ＯＦＤＭ信号の遅延時間を調整する調整手段と、
を含んで構成された請求項２または３記載の相関演算装置。
【請求項６】
前記複数の相関演算器から出力された複数の相関信号に対して、各相関演算器毎に予め定められた重み付け係数を乗算する重み付け手段を更に備え、
前記総加算手段は、前記重み付け係数を乗算した各相関信号を加算し、該加算結果を、前記ＯＦＤＭ信号と前記ＯＦＤＭ信号が前記有効シンボル期間長遅延された信号との相関を示す相関信号として出力する請求項２〜５のいずれか１項に記載の相関演算装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、有効シンボル期間と該有効シンボル信号の一部が複写されたガード期間とを有するＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を遅延した遅延信号との相関を求める相関演算器に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年、地上波デジタル放送等での変調方式として、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式が用いられている。
ＯＦＤＭ方式では、中心周波数の異なる複数のサブキャリア（搬送波）を利用して、シンボルを送信する。ここで、シンボルとは１回の変調で送信される１まとまりのデータをいう。
【０００３】
１シンボル期間は、有効シンボル期間にガード期間が付加されて構成される。ＯＦＤＭ方式では図９に示すように、実際に復調の対象となる有効シンボル信号の一部を複写し、繰り返し波形として有効シンボル信号間に挿入することでマルチパス干渉の影響を抑制している。この複写波形の期間がガード期間である。
【０００４】
このＯＦＤＭ信号を復調する場合には、受信したＯＦＤＭ信号をＡ／Ｄコンバータによりデジタル変換し、ガード期間を除去して有効シンボル信号を取り出し、ＦＦＴ（高速フーリエ変換器）で復調する。具体的には、図１０に示すように、受信したＯＦＤＭ信号と、該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長分遅延した信号との相関値を求める。そして、この相関値を積分した値の最大値を抽出し、該最大値となるタイミングを基準に、ガード期間を除去して有効シンボル期間を抽出し、ＦＦＴで復調する（例えば、特許文献１、２参照）。
【０００５】
しかしながら、受信電力が弱い場合や、フェージング及びマルチパスの影響が強い場合、及び受信帯域内に狭帯域の雑音信号が入った場合には、相関値が小さくなりタイミングがずれたり、タイミングが取れなくなったりして受信特性が劣化することがある。
【０００６】
なお、受信信号における実像成分及び虚像成分に極性情報を乗算して複素演算を行ない、相関値算出を行なう技術も知られている（例えば、特許文献３参照。）。しかしながら、この技術では、極性反転した信号をそのまま用いて演算することで相関値を演算しているため、雑音成分もそのまま加算されてしまい、雑音の影響を抑えることができない。また、回路規模の縮小も図れない。
【０００７】
【特許文献１】特開平１１−１６３８２４号公報
【特許文献２】特開２０００−０５９３３２号公報
【特許文献３】特開２０００−２９５１９４号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
本発明は、雑音信号の影響を抑えてＯＦＤＭ信号とＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長遅延した遅延信号との相関を求めることができ、回路規模も小型化できる相関演算器及び相関演算装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００９】
上記目的を達成するために、本発明に係る相関演算器は、１シンボル期間が有効シンボル期間と該有効シンボル期間の信号の一部が複写されたガード期間とからなるＯＦＤＭ(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)信号と該ＯＦＤＭ信号を予め定められた時間遅延すると共に予め定められた位相変化量だけ位相を変化させた第１遅延信号との差分を演算する第１差分演算手段、前記ＯＦＤＭ信号が前記有効シンボル期間長遅延された第２遅延信号と該第２遅延信号を更に前記予め定められた時間遅延すると共に前記予め定められた位相変化量だけ位相を変化させた第３遅延信号との差分を演算する第２差分演算手段、及び前記第１差分演算手段の演算結果と前記第２差分演算手段の演算結果とを乗算する乗算手段、を含む４つの演算手段であって、前記位相変化量を互いにπ／２ずつ異ならせた４つの演算手段と、前記４つの演算手段の各々に対応して設けられ、対応する前記演算手段の前記乗算手段の演算結果を該演算結果の極性を示す極性信号に変換する４つの極性変換手段と、前記４つの極性変換手段の各々に対応して設けられ、対応する極性変換手段で変換された極性信号を積分する４つの積分手段と、前記４つの積分手段の積分結果を加算し、該加算結果を、前記ＯＦＤＭ信号と前記第２遅延信号との相関を示す相関信号として出力する加算手段と、を含んで構成されている。
【００１０】
なお、遅延時間が同じであれば、位相変化量と周波数とは比例する。従って、４つの演算手段で、各々予め設定された量の位相回転を施した信号との差を取ることにより、４つの異なる通過周波数特性が得られることとなる。
【００１１】
すなわち、上記構成によれば、それぞれ異なる通過特性を有した４つの複素演算を行い、各複素演算結果を極性変換した値をそれぞれ積分して、これらを加算することで相関信号を生成することにより、狭帯域な雑音信号の影響が少ない相関を得ることが可能となる。複素演算後に極性変換を行なうことで、雑音の影響を抑えることができ、信頼性の非常に高い相関結果が得られる。更にまた、極性変換により演算ビット数の削減が可能となり、積分や加算を行なうための回路は従来のものに比べて小さくすることができ、回路規模の小型化を実現することもできる。
【００１２】
また、本発明の相関演算装置は、上記相関演算器を複数備えると共に、前記ＯＦＤＭ信号を前記複数の相関演算器間で互いに異なる時間遅延した遅延ＯＦＤＭ信号が前記複数の相関演算器の各々のＯＦＤＭ信号として前記複数の相関演算器間の各々に入力されるように制御する制御手段と、前記複数の相関演算器の各々で演算され出力された相関信号を加算し、該加算結果を、前記ＯＦＤＭ信号と前記ＯＦＤＭ信号が前記有効シンボル期間長遅延された信号との相関を示す相関信号として出力する総加算手段と、を含んで構成されている。
【００１３】
このような構成によれば、上記相関演算器と同様に、雑音信号の影響を抑えて相関信号を求めることができ、回路規模も小型化できる。更に、このように複数の相関演算器を設けることにより、各相関演算器で時間位置をずらした相関信号を生成し、これを加算して１つの相関信号として出力できるため、マルチパスが発生しても、相関信号の最大値がふらつくことを抑えることができる。
【００１４】
本発明の相関演算装置の前記制御手段は、更に、前記複数の相関演算器毎の前記遅延ＯＦＤＭ信号の各々が更に前記有効シンボル期間長遅延された信号の各々を前記複数の相関演算器の各々の前記第２遅延信号として入力させるようにしてもよい。
【００１５】
このような構成によれば、遅延のための手段を共通化でき、装置の小型化が図れる。
【００１６】
更に前記制御手段は、複数の遅延回路により構成されていてもよい。
【００１７】
また、前記制御手段は、前記ＯＦＤＭ信号を格納する格納手段と、前記格納手段に格納された前記ＯＦＤＭ信号を読み出して前記複数の相関演算器に選択的に入力させる選択入力制御手段と、前記格納手段から前記ＯＦＤＭ信号を読み出すときの読み出し領域を変更することにより前記ＯＦＤＭ信号の遅延時間を調整する調整手段と、を含んで構成されていてもよい。
【００１８】
また、本発明の相関演算装置が、前記複数の相関演算器から出力された複数の相関信号に対して、各相関演算器毎に予め定められた重み付け係数を乗算する重み付け手段を更に備え、前記総加算手段は、前記重み付け係数を乗算した各相関信号を加算し、該加算結果を、前記ＯＦＤＭ信号と前記ＯＦＤＭ信号が前記有効シンボル期間長遅延された信号との相関を示す相関信号として出力するようにしてもよい。
【００１９】
このように複数の相関演算器から出力された相関信号に重み付け係数を乗算してから加算することにより、遅延波による影響を抑え、ふらつきの少ない相関信号を生成することができる。
【発明の効果】
【００２０】
以上説明したように本発明によれば、雑音信号の影響を抑えてＯＦＤＭ信号とＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長遅延した遅延信号との相関を求めることができ、回路規模も小型化できる、という効果を奏する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２１】
以下、本発明の好ましい実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００２２】
［第１の実施の形態］
【００２３】
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）信号復調装置１０の概略構成図である。このＯＦＤＭ信号復調装置１０は、ＯＦＤＭ信号を受信して、これを復調する装置である。ＯＦＤＭ信号は、図９に示すように、１シンボル期間が有効シンボル期間と該有効シンボル期間の信号の一部が複写されたガード期間からなる信号である。このＯＦＤＭ信号から、ガード期間を除く有効シンボル期間の信号が抽出され、この有効シンボル期間の信号（有効シンボル信号）にフーリエ変換が施されて復調される。
【００２４】
図１に示すように、このＯＦＤＭ信号復調装置１０は、Ａ／Ｄ変換器１２、相関器１４、タイミング検出器１６、ＦＦＴ（高速フーリエ変換器）１８、及び復調器２０を備えている。
【００２５】
Ａ／Ｄ変換器１２は、受信したアナログのＯＤＦＭ信号をサンプリングクロック信号に同期して所定周期でサンプリングしてデジタル信号に変換し、相関器１４及びＦＦＴ１８に出力する。
【００２６】
相関器１４は、デジタル信号に変換されたＯＦＤＭ信号と、該ＯＦＤＭ信号を１有効シンボル期間遅延した遅延信号との相関を求め、該相関を示す相関信号をタイミング検出器１６に出力する。
【００２７】
タイミング検出器１６は、相関器１４から受け取った相関信号に基づいて、ＯＦＤＭ信号から有効シンボル信号を抽出するためのタイミング信号を出力する。具体的には、相関信号がピークとなるタイミングを検出し、このタイミングを基準としてタイミング信号を出力する。
【００２８】
ＦＦＴ１８は、タイミング検出器１６から出力されたタイミング信号に基づいて、Ａ／Ｄ変換器１２でデジタル変換されたＯＦＤＭ信号から、有効シンボル信号を抽出し、フーリエ変換を施す。
【００２９】
復調器２０は、フーリエ変換処理後の信号に復調処理を施し、復調信号を得る。
【００３０】
図２は、相関器１４の構成図である。相関器１４は、遅延回路２２と差分相関回路２４とを備えている。
【００３１】
遅延回路２２は、入力されたＯＦＤＭ信号を１有効シンボル期間だけ遅延する。
【００３２】
差分相関回路２４には、遅延前のＯＦＤＭ信号と、遅延回路２２で１有効シンボル期間遅延された遅延後のＯＦＤＭ信号とが入力される。差分相関回路２４は、該遅延前のＯＦＤＭ信号と遅延後のＯＦＤＭ信号との相関を求めて、該相関を示す相関信号を出力する。なお、本実施の形態では、遅延前のもとのＯＦＤＭ信号を単に「ＯＦＤＭ信号」と呼称し、該もとのＯＦＤＭ信号が１有効シンボル期間長遅延された遅延後のＯＦＤＭ信号を「遅延信号」（本発明の「第２遅延信号」に相当）と呼称して区別して説明する。
【００３３】
差分相関回路２４は、第１複素演算回路２６、第２複素演算回路２８、第３複素演算回路３０、及び第４複素演算回路３２を備えている。
【００３４】
第１複素演算回路２６、第２複素演算回路２８、第３複素演算回路３０、及び第４複素演算回路３２は、入力されたＯＦＤＭ信号及び遅延信号を各々複素成分に分けて複素演算を行なう。なお、４つの複素演算回路の構成は同一であるため、代表して第１複素演算回路２６の構成を説明する。
【００３５】
図３に、第１複素演算回路２６の構成を示す。第１複素演算回路２６は、遅延回路４０、第１差分回路４２、遅延回路４４、第２差分回路４６、及び乗算回路４８を備えている。
【００３６】
遅延回路４０には、ＯＦＤＭ信号が入力される。遅延回路４０は、ＯＦＤＭ信号を１サンプル時間（前述のサンプリングクロック信号の１周期）だけ遅延すると共に、予め定められた位相変化量だけ位相を変化させ（位相回転を与え）て出力する。この位相変化量は、第１複素演算回路２６、第２複素演算回路２８、第３複素演算回路３０、第４複素演算回路３２でそれぞれ異なる。本実施の形態では、第１複素演算回路２６の位相変化量は０（則ち、位相変化無し）、第２複素演算回路２８の位相変化量は、−π／２（-jを乗算）、第３複素演算回路３０の位相変化量はπ（-1を乗算）、第４複素演算回路３２の位相変化量は、π／２（jを乗算）となるように、各遅延回路４０が設定されている。
【００３７】
第１差分回路４２は、遅延無しのＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号が遅延回路４０で１サンプル時間だけ遅延され位相回転が与えられた信号（本発明の「第１遅延信号」に相当）との差分を複素演算する。ここで得られた差分を差分Ａと呼称する。
【００３８】
一方、遅延回路４４には、１有効シンボル期間遅延されたＯＦＤＭ信号（遅延信号）が入力される。遅延回路４４は、該遅延信号を更に１サンプル時間だけ遅延すると共に、上記遅延回路４０と同じ位相変化量だけ位相を変化させ（位相回転を与え）て出力する。
【００３９】
第２差分回路４６は、遅延信号と該遅延信号が遅延回路４４で更に１サンプル遅延され位相回転が与えられた信号（本発明の「第３遅延信号」に相当）との差分を複素演算する。ここで得られた差分を差分Ｂと呼称する。
【００４０】
乗算回路４８は、第１差分回路４２の演算結果（差分Ａ）と第２差分回路４６の演算結果（差分Ｂ）とを乗算して、後段の極性変換回路３４に出力する。
【００４１】
すなわち、第１複素演算回路２６、第２複素演算回路２８、第３複素演算回路３０、及び第４複素演算回路３２によって、以下に示す複素演算出力が得られる。
【００４２】
第１複素演算回路２６での複素演算出力corr1(t)：
【００４３】
【数１】
0004359638.tif 000002
【００４４】
第２複素演算回路２８での複素演算出力corr2(t)：
【００４５】
【数２】
0004359638.tif 000003
【００４６】
第３複素演算回路３０での複素演算出力corr3(t)：
【００４７】
【数３】
0004359638.tif 000004
【００４８】
第４複素演算回路３２での複素演算出力corr4(t)：
【００４９】
【数４】
0004359638.tif 000005
【００５０】
ここで、
ｔ  ：  ＯＦＤＭ信号の離散時間
gi  ：  有効シンボル期間に相当する離散時間
rx_in(t)  ：  ＯＦＤＭ信号
である。なお、Reは複素の実部、Imは複素の虚部を示す。
【００５１】
また、上記「離散時間」は、サンプリングクロック信号を基準とした時間を示す。従って、例えば、rx_in(t-1)は、１サンプル時間前の（すなわち、ＯＦＤＭ信号を１サンプル時間遅延した）ＯＦＤＭ信号を示している。
【００５２】
このように、第１複素演算回路２６、第２複素演算回路２８、第３複素演算回路３０、第４複素演算回路３２は、ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号の１サンプル時間前の信号との差分Ａと、有効シンボル期間長遅延した遅延信号と該遅延信号の１サンプル時間前の信号との差分Ｂと掛け合わせた結果が出力される。
【００５３】
また、１サンプル時間前の信号には、前述したように各複素演算回路毎に予め定められた量の位相回転が与えられている。周知の如く、遅延時間が同じであれば、位相の回転量と周波数とは比例する。従って、４つの複素演算回路で、各々予め設定された量の位相回転を施した１サンプル時間前の信号との差を取ることにより、図４に示すように４つの異なる通過周波数特性が得られることとなる。
【００５４】
第１複素演算回路２６、第２複素演算回路２８、第３複素演算回路３０、第４複素演算回路３２には、各々極性変換回路３４が接続されている。４つの極性変換回路３４は、各々同一構成であり、第１複素演算回路２６、第２複素演算回路２８、第３複素演算回路３０、第４複素演算回路３２の各複素演算結果を２値の極性情報に変換する。
【００５５】
第１複素演算回路２６に接続された極性変換回路３４は、以下に示す演算を行う。
【００５６】
【数５】
0004359638.tif 000006
【００５７】
【数６】
0004359638.tif 000007
【００５８】
ｔ：  ＯＦＤＭ信号の離散時間
corr1(t)：  第１複素演算回路２６の出力
pole_corr1(t)：  極性変換回路３４の出力（極性情報）
【００５９】
このように、第１複素演算回路２６の出力の実部（Re）及び虚部(Im）について、それぞれ極性変換を行なう。
【００６０】
なお、第２複素演算回路２８、第３複素演算回路３０、第４複素演算回路３２に接続された各極性変換回路３４でも、上記と同様の処理が行なわれる。
【００６１】
４つの極性変換回路３４には、それぞれ積分回路３６が接続されている。４つの積分回路３６は、各々同一構成であり、極性変換回路３４で変換された極性情報を積分して出力する。
【００６２】
加算回路３８は、４つの積分回路３６の積分結果を加算して、該加算結果を該ＯＦＤＭ信号と遅延信号との相関を示す相関信号として後段のタイミング検出器１６に出力する。
【００６３】
そして、タイミング検出器１６では、該相関信号に基づいて前述したようにタイミング信号が生成される。
【００６４】
ＯＦＤＭ信号の伝送中、周辺から回り込む雑音の影響により、ＯＦＤＭ信号受信時にある特定のサブキャリアに正弦波や狭帯域の雑音信号が重畳する場合がある。従来の相関器では、この狭帯域信号の電力が大きいと相関器の出力が小さくなるという問題があった。しかしながら、上記説明したように、それぞれ異なる通過特性を有した複素演算を複数行い、各複素演算結果をそれぞれ極性変換した値をそれぞれ積分して、これらを加算することで相関信号を生成することにより、狭帯域な雑音信号の影響が少ない相関を得ることが可能となる。
【００６５】
特に、従来の相関器では、２値化せず複素演算したそのままの値を加算して相関を求めるため、該相関信号は雑音成分が重畳されたままの信号となってしまい、信頼性が低くなるが、本発明では、上記説明したように、複素演算後に極性変換（２値化）を行なうことで、雑音の影響を抑えることができるため、信頼性の非常に高い相関結果が得られる。
【００６６】
更にまた、極性変換により演算ビット数の削減が可能となり、積分回路、加算回路は従来のものに比べて小さくすることができ、回路規模の小型化を実現することもできる。
【００６７】
［第２の実施の形態］
【００６８】
本実施の形態では、差分相関回路２４を複数設け、複数の差分相関回路２４により相関信号を演算する例について説明する。
【００６９】
図５は、本実施の形態の相関器５０の構成を示す図である。なお、ＯＦＤＭ信号復調装置１０の構成は、相関器１４を相関器５０に代える以外は、第１の実施の形態と同様であるため説明を省略する。
【００７０】
本実施の形態の相関器５０は、５つの遅延回路（第１遅延回路５２ａ、第２遅延回路５２ｂ、第３遅延回路５２ｃ、第４遅延回路５２ｄ、第５遅延回路５２ｅ）と、３つの差分相関回路（第１差分相関回路２４ａ、第２差分相関回路２４ｂ、第３差分相関回路２４ｃ）と、総加算回路５４を備えている。なお、５つの遅延回路は同一構成であり、以下、各遅延回路を区別せずに説明する場合には、単に遅延回路５２と呼称して末尾の符号を省略する。同様に、３つの差分相関回路は同一構成であり、各差分相関回路を区別せずに説明する場合には、差分相関回路２４と呼称して末尾の符号を省略する。なお、差分相関回路２４は、第１の実施の形態の差分相関回路２４と同一構成であり、第１の実施の形態と同様に動作するため、ここでは詳しい説明を省略する。
【００７１】
５つの遅延回路５２は、各々同一構成であり、直列に接続されている。また、５つの遅延回路５２の遅延時間は各々等しい。ただし、３つの遅延回路５２の遅延時間の合計が１有効シンボル期間となるように予め設計されている。すなわち、各遅延回路５２の遅延時間は、１有効シンボル期間の１／３となっている。
【００７２】
各遅延回路５２及び差分相関回路２４は、各遅延回路５２の出力が３つの差分相関回路２４のいずれか１つ及び後段の遅延回路５２に（ただし、第５遅延回路５２ｅのように後段に遅延回路が接続されていない場合には、１つの差分相関回路２４にのみ）に入力されるように接続されている。
【００７３】
より詳述すると、Ａ／Ｄ変換器１２から出力された遅延前のＯＦＤＭ信号は、第１差分相関回路２４に入力されると共に第１遅延回路５２ａに入力される。第１遅延回路５２ａの出力端は、第２遅延回路５２ｂ及び第２差分相関回路２４ｂに接続されている。第２遅延回路５２ｂの出力端は、第３遅延回路５２ｃ及び第３差分相関回路２４ｃに接続されている。第３遅延回路５２ｃの出力端は、第４遅延回路５２ｄ及び第１差分相関回路２４ａに接続されている。第４遅延回路５２ｄの出力端は、第５遅延回路５２ｅ及び第２差分相関回路２４ｂに接続されている。第５遅延回路５２ｅの出力端は第３差分相関回路２４ｃに接続されている。
【００７４】
すなわち、第１差分相関回路２４ａは、遅延前のもとのＯＦＤＭ信号と、遅延前のもとのＯＦＤＭ信号が第１〜第３遅延回路５２ａ〜５２ｃで遅延された遅延信号との相関信号を生成する。
【００７５】
第２差分相関回路２４ｂは、遅延前のもとのＯＦＤＭ信号が第１遅延回路５２ａで遅延された遅延信号と、遅延前のもとのＯＦＤＭ信号が第１〜第４遅延回路５２ａ〜５２ｄで遅延された遅延信号との相関信号を生成する。
【００７６】
第３差分相関回路２４ｃは、遅延前のもとのＯＦＤＭ信号が第１、第２遅延回路５２ａ、５２ｂで遅延された遅延信号と、遅延前のもとのＯＦＤＭ信号が第１〜第５遅延回路５２ａ〜５２ｅで遅延された遅延信号との相関信号を生成する。
【００７７】
前述したように、各遅延回路５２の遅延時間は同じであり、３つの遅延回路５２の遅延時間の合計が１有効シンボル期間となる。従って、各差分相関回路２４は、１有効シンボル期間長の時間差がある信号同士の相関信号を生成することとなる。
【００７８】
総加算回路５４には、第１差分相関回路２４ａ、第２差分相関回路２４ｂ、及び第３差分相関回路２４ｃの演算結果（相関信号）が入力される。総加算回路５４は、入力された演算結果（相関信号）を加算し、この加算結果を、ＯＦＤＭ信号とＯＦＤＭ信号を１有効シンボル期間長遅延した遅延信号との相関を示す相関信号として後段のタイミング検出器１６に出力する。すなわち、本実施の形態では、時間位置を１／３有効シンボル期間長ずらして演算した３つの相関信号を加算することで、最終的な相関信号を求めている。
【００７９】
このような構成とすることにより、本実施の形態の相関器５０は、第１の実施の形態の特徴に加えて、以下の特徴も有する。
【００８０】
従来の相関器は、ＯＦＤＭ信号と該ＯＦＤＭ信号を１有効シンボル期間遅延した信号との相関を取る（図１０参照）。この相関器を用いて１シンボル周期の中で相関器出力の値が最も大きくなる時間位置を検出し、その時間位置を基準にＦＦＴ入力の窓位置（ガード期間除去位置）を決定する。しかしながら、従来の相関器の場合には、マルチパスが発生すると、相関信号の精度が低下して時間位置の検出がずれてしまうことがある。
【００８１】
マルチパスが発生して、直接的に到来する信号（主到来パス）だけでなく、反射等により主到来パスよりも遅れて到来する信号（長遅延パス）が受信側に到着する場合を考える。
【００８２】
従来の相関器では、主到来パスのみの１パス受信時において、図６（Ａ）に示すような相関出力が得られる。また、図６（Ａ）及び図６（Ｂ）に示すように、等電力の主到来パス及び長遅延パスの２パス受信時には、従来の相関器では、図６（Ｃ）に示すような相関出力が得られる。
【００８３】
すなわち、従来の相関出力は、１パスのみ受信時に主到来パスの時間位置に最も相関値が高くなるため良好にタイミングを検出することができるが、２パス受信時には主到来パスと長遅延パスのそれぞれの到来時間位置に強い相関が現れ、図６（Ｃ）で示すように２パス目の遅延時間分の間隔（以下、長遅延時間と呼称）だけ時間差のある２つの頂点を有する台形に似た相関出力信号となる。実通信ではＯＦＤＭ信号の波形もしくは干渉電力成分の影響によりこの２つの頂点の高さがそれぞれ変化するため、従来の相関器を使って時間同期を取る場合には、最大相関の位置が長遅延時間分だけ離れた２つの時間位置を行き来するため、時間同期が安定せず、シンボル間干渉が生じ受信特性が劣化してしまう。
【００８４】
しかしながら、本実施の形態では、時間位置をずらした３つの相関出力を加算して１つの相関信号として出力するようにしたため、主到来波となるパスと同等の受信電力をもつ長遅延パスが存在する場合において、主到来パスと長遅延パスの中間位置に強い相関が現れる。従って、従来のように主到来パスと長遅延パスのそれぞれの到来時間位置に強い相関が現れること防ぎ、時間同期のふらつきを抑えることが可能となる。
【００８５】
図７に主到来パスのみ１パス受信時（図７（Ａ））と、等電力の主到来パス及び長遅延パスの２パス受信時（図７（Ｂ））における、従来の相関信号と本実施例の相関信号の比較を示す。
【００８６】
本実施の形態の相関器５０による相関出力は、従来同様に１パスのみ受信時に主到来パスの時間位置に最も強い相関が得られるため良好にタイミングを検出することが可能である。また、２パス受信時においても、主到来パスと長遅延パスの中間位置に長遅延時間より時間の短い台形上の頂点（上底）を有する相関信号が得られる
【００８７】
実通信では、従来同様ＯＦＤＭ信号の波形もしくは干渉電力成分の影響により頂点の高さがそれぞれ変化するが、頂点となる時間距離が従来方式の相関出力より短いことから、この相関出力を使って時間同期を取る場合、最大相関の位置のずれが従来方式を用いた場合より小さくなり、時間同期が安定し、シンボル間干渉による受信特性劣化が軽減される。
【００８８】
なお、本実施の形態では差分相関回路２４が３つの場合を例に挙げたが、本発明は、３つに限定されず、それより多くてもよい。
【００８９】
［第３の実施の形態］
【００９０】
本実施の形態では、差分相関回路２４を複数設けると共に、各差分相関回路２４の出力に重み付け係数を乗じて相関信号を生成する例について説明する。
【００９１】
図８は、本実施の形態の相関器６０の構成を示す図である。なお、ＯＦＤＭ信号復調装置１０の構成は、相関器１４を相関器６０に代える以外は、第１の実施の形態と同様であるため説明を省略する。
【００９２】
本実施の形態の相関器６０は、第２の実施の形態と同様に、３つの差分相関回路（第１差分相関回路２４ａ、第２差分相関回路２４ｂ、第３差分相関回路２４ｃ）と、総加算回路５４とを備えている。更に本実施の形態の相関器６０は、メモリ回路６２、アドレスデコーダ６４、セレクタ６６、第１乗算器６８及び第２乗算器７０を備えている。
【００９３】
メモリ回路６２、アドレスデコーダ６４、及びセレクタ６６は、第２の実施の形態の５つの遅延回路（第１遅延回路５２ａ、第２遅延回路５２ｂ、第３遅延回路５２ｃ、第４遅延回路５２ｄ、第５遅延回路５２ｅ）と同様の機能を実現する。
【００９４】
メモリ回路６２は、記憶領域及び記憶領域に対する読み書き用のセレクタ（Ｒ／Ｗセレクタ）を備えている（図示省略）。記憶領域は、実際にデータを記憶する記憶領域であって、Ａ／Ｄ変換器１２から出力されたＯＦＤＭ信号が記憶される。Ｒ／Ｗセレクタは、Ａ／Ｄ変換器１２から出力されたＯＦＤＭ信号を記憶領域の所定アドレスから順に記憶すると共に、アドレスデコーダ６４からアドレス情報を受信すると、アドレス情報が示すアドレスに記憶された信号を記憶領域から読み出して、セレクタ６６に出力する。
【００９５】
アドレスデコーダ６４は、メモリ回路６２にアドレス情報を与える。アドレスデコーダ６４は、メモリ回路６２からＯＦＤＭ信号を読み出すときのアドレスを、予め定められた遅延時間に応じて（ここでは１／３有効シンボル期間長ずつ）ずらしていくことによって、ＯＦＤＭ信号の遅延時間を調整する。
【００９６】
セレクタ６６は、メモリ回路６２から読み出されたＯＦＤＭ信号を、３つの差分相関回路２４に選択的に出力する。
【００９７】
このような構成により、第１差分相関回路２４ａには、遅延前のもとのＯＦＤＭ信号と、該遅延前のもとのＯＦＤＭ信号が１有効シンボル期間長だけ遅延された信号とが入力される。
【００９８】
また、第２差分相関回路２４ｂには、遅延前のもとのＯＦＤＭ信号が１／３有効シンボル期間長だけ遅延された信号と、該信号が更に１有効シンボル期間長だけ遅延された信号とが入力される。
【００９９】
また、第３差分相関回路２４ｃには、遅延前のもとのＯＦＤＭ信号が２／３有効シンボル期間長だけ遅延された信号と、該信号が更に１有効シンボル期間長だけ遅延された信号とが入力される。
【０１００】
これにより、第２の実施の形態と同様に、３つの差分相関回路２４間で時間位置が１／３有効シンボル期間長ずれた相関信号が生成される。
【０１０１】
本実施の形態では、更に、３つの差分相関回路２４で生成された相関信号に重み付け係数を乗じて３つの相関出力に重み付けをする。
【０１０２】
第１乗算器６８は、第１差分相関回路２４ａで生成された相関信号に予め定められた重み付け係数を乗算する。第２乗算器７０は、第３差分相関回路２４ｃで生成された相関信号に予め定められた重み付け係数を乗算する。また、本実施の形態では、第２差分相関回路２４ｂで生成された相関信号については、重み付け係数は乗算しない（すなわち重み付け係数を１とする）。すなわち、本実施の形態では、時間的中心にある第２差分相関回路２４ｂの出力を基準として、重み付け係数を定めている。
【０１０３】
また、第１差分相関回路２４ａの相関出力と第２差分相関回路２４ｂとの相関出力の時間間隔と、第３差分相関回路２４ｃの相関出力と第２差分相関回路２４ｂとの相関出力の時間間隔とが同じであるため、第１乗算器６８及び第２乗算器７０の重み付け係数は、同じ値とすることが好ましい。
【０１０４】
なお、この重み付け係数の大きさであるが、重み付け係数を変えながら予め試験的にＯＦＤＭ信号復調装置１０で復調処理を施し、最も良好に復調されたところの重み付け係数を第１乗算器６８及び第２乗算器７０に設定する。
【０１０５】
総加算回路５４は、第１乗算器６８の演算結果と、第２乗算器７０の演算結果と、第２差分相関回路２４ｂで生成された相関信号とを加算し、該加算結果をタイミング検出器１６に出力する。
【０１０６】
このように、遅延した３つの相関出力に重み付けをすることにより、第２の実施の形態における効果に加えて、遅延波による最大相関時間位置のふらつき度合いを変え、ふらつきの少ない相関信号を生成することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１０７】
【図１】本発明の第１〜３の実施の形態に係るＯＦＤＭ信号復調装置の概略構成図である。
【図２】第１の実施の形態の相関器の構成図である。
【図３】第１複素演算回路の構成図である。
【図４】第１〜第４複素演算回路の通過周波数特性を示す図である。
【図５】第２の実施の形態の相関器の構成を示す図である。
【図６】マルチパスが発生した場合に従来の相関器で得られる相関信号の一例を示す図である。
【図７】主到来パスのみ１パス受信時と、等電力の主到来パス及び長遅延パスの２パス受信時における、従来の相関信号と本実施例の相関信号の比較を示す図である。
【図８】第３の実施の形態の相関器の構成を示す図である。
【図９】ＯＦＤＭ信号のフォーマットを説明する図である。
【図１０】受信したＯＦＤＭ信号と、該ＯＦＤＭ信号を有効シンボル期間長遅延した信号との相関値を求めるときの従来の求め方を説明する説明図である。
【符号の説明】
【０１０８】
１０  ＯＦＤＭ信号復調装置
１４、５０、６０  相関器
２２  遅延回路
２４  差分相関回路
２４ａ  第１差分相関回路
２４ｂ  第２差分相関回路
２４ｃ  第３差分相関回路
２６  第１複素演算回路
２８  第２複素演算回路
３０  第３複素演算回路
３２  第４複素演算回路
３４  極性変換回路
３６  積分回路
３８  加算回路
４０  遅延回路
４２  第１差分回路
４４  遅延回路
４６  第２差分回路
４８  乗算回路
５２ａ、５２ｂ、５２ｃ、５２ｄ、５２ｅ  遅延回路
５４  総加算回路
６２  メモリ回路
６４  アドレスデコーダ
６６  セレクタ
６８  第１乗算器
７０  第２乗算器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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