(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期電動機の電流および磁束をベクトルとしてとらえ、電機子電流を電機子鎖交磁束ベクトルに平行する第１の電流成分と直交する第２の電流成分とに分解して、それぞれの電流成分を独立して制御する同期電動機の制御装置において、
前記同期電動機が回転方向と逆方向のトルク（制動トルク）を出力するときのみ、前記第１の電流成分を電機子鎖交磁束を減磁する極性に流すとともに界磁電流を増加させて電動機の力率を低減させる力率低減手段を設けたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項２】
同期電動機の電流および磁束をベクトルとしてとらえ、電機子電流を電機子鎖交磁束ベクトルに平行する第１の電流成分と直交する第２の電流成分とに分解して、それぞれの電流成分を独立して制御する同期電動機の制御装置において、
前記同期電動機が回転方向と逆方向のトルク（制動トルク）を出力するときのみ、前記第１の電流成分を電機子鎖交磁束を減磁する極性に流すとともに界磁電流を増加させて電動機の力率を低減させる力率低減手段と、
同期電動機を含む機器の損失を演算する損失演算手段と、
同期電動機が制動トルクを出力するときのみ、同期電動機の軸出力の上限を前記損失に関連付けて制限する制限手段とを設けたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
【請求項３】
同期電動機の電流および磁束をベクトルとしてとらえ、電機子電流を電機子鎖交磁束ベクトルに平行する第１の電流成分と直交する第２の電流成分とに分解して、それぞれの電流成分を独立して制御する同期電動機の制御装置において、
同期電動機を含む機器の損失を演算する損失演算手段と、
前記同期電動機が回転方向と逆方向のトルク（制動トルク）を出力するときのみ、同期電動機の軸出力の上限を前記損失に関連付けて制限する制限手段と、
前記軸出力が制限されたときのみ、前記第１の電流成分を電機子鎖交磁束を減磁する極性に流すとともに界磁電流を増加させて電動機の力率を低減させる力率低減手段とを設けたことを特徴とする同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体電力変換装置を用いて同期電動機を可変速制御する制御装置、特に船舶の電気推進などを対象とする推進用同期電動機の制動トルクの増大を図る制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期電動機の高性能可変速制御としてベクトル制御が知られており、その原理は、例えば、「富士時報」第５３巻，第9号，ｐ．６４０〜６４８（１９８０）“交流機のトランスベクトル制御”等を始めとする多くの文献で紹介されている。
この制御によれば、同期電動機のトルクを高応答かつ高精度に制御できる。また、同期電動機の力率を１に制御できるので、同期電動機や電力変換装置を高効率かつ小形にすることができる。
【０００３】
図５に同期電動機のベクトル図を示す。なお、特にベクトル量を意識するときは符号にドット「・」を付すこととし、以下同様とする。
同図において、ψ（・）は電機子鎖交磁束であり、これは界磁電流ｉf（・）によって生じる鎖交磁束ψf（・）と、電機子電流ｉ（・）によって生じる電機子反作用鎖交磁束ψa（・）とを合成して作られる。ｖ（・）は電機子電圧であり、電機子抵抗を無視すれば電機子鎖交磁束ψ（・）に直交する。同期電動機のベクトル制御では、電機子電流ｉ（・）を電機子鎖交磁束ψ（・）に平行する成分ｉM（・）と、同じく直交する成分ｉT（・）とに分解し、各成分を独立に制御する点が特徴である。ｉM（・）は電機子鎖交磁束に直接影響する電流成分であるので電機子磁化電流と呼ばれ、トルクはψ（・）の大きさとｉT（・）の大きさとの積に比例するので、ｉT（・）はトルク電流と呼ばれている。電機子磁化電流ｉM（・）をゼロに制御すれば、図６に示すベクトル図のように、電機子電圧ｖ（・）と電機子電流ｉ（・）のベクトルの方向が一致し、同期電動機の力率を１にできる。なお、ｄ軸とベクトルψ（・）との交角δは負荷角と呼ばれている。
【０００４】
図７は同期電動機のベクトル制御装置の従来例を示す構成図で、電力変換器にサイクロコンバータ1を用いた例である。サイクロコンバータは一般的に、交流電源から直接可変電圧，可変周波数の交流電源を得る電力変換器で、ここでは、同期電動機２（ＳＭ）に電力を供給するとともに、減速時などでは同期電動機から電源系統に電力を回生する。３は同期電動機の界磁用の整流器、４は同期電動機の磁極位置を検出する位置検出器である。サイクロコンバータの入力と界磁用の整流器の入力は同一の電源につながれているが、一般に界磁電圧は電機子電圧に比べて低いので、変圧器５で電圧を降圧するようにしている。
【０００５】
図７で破線により囲んだ１０は制御装置であり、以下、この発明と関係する部分についてのみ説明する。
速度調節器１０ａは、速度指令ω*と速度（検出値）ωとの偏差を増幅して、速度のフィードバック制御を行なう。速度調節器１０ａの出力はトルク指令Ｔ*となり、これを電機子鎖交磁束指令ψ*で割って、トルク電流指令ｉT*とする。一方、磁化電流指令ｉM*は同期電動機の力率を１に制御するためゼロに設定する。磁束演算器１０ｂはｉTとｉMの指令であるｉT*，ｉM*およびｉf*から電機子鎖交磁束の大きさψと負荷角δを演算する。ｉT*とｉM*は、座標変換器１０ｃにより図８に示すように、座標軸を磁極位置θとδとの和だけ回転させて、電機子座標系の電流指令ｉα，ｉβに変換される。さらに、ｉα*，ｉβ*は2相／３相変換器１０ｄにより３相の電流指令ｉa*，ｉb*，ｉc*に変換され、電流調節器１０ｅで指令した３相電流が得られるようにフィードバック制御される。その結果、指令したｉT*，ｉM*に一致したｉT，ｉMが流れるように、電機子電流が制御される。
一方、ψ*とψとの偏差を磁束調節器１０ｆで増幅し、その出力をｃｏｓδで割って、界磁電流指令ｉf*が演算される。さらに、ｉfとｉf*との偏差を界磁電流調節器１０ｇで増幅して、界磁電流ｉfをｉf*に一致させるように制御する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
サイクロコンバータは、通常は同期電動機に電力を供給するが、同期電動機を減速させるような場合には、回転方向とは逆方向のトルク、すなわち制動トルクを出力する。このとき、サイクロコンバータは電動機やそれに接続された機械の慣性に蓄えられた運動エネルギーを電気エネルギーに変換して電源に電力を回生する。しかし、商用電源につながれていない電源から給電するときには、回生できる電力量に制限が生じることがある。例えば、船舶の電気推進装置では、電源は一般にディーゼルエンジンと発電機とから構成される。
ところが、ディーゼルエンジンにはエネルギーを吸収する能力はほとんどない。無理に電源に電力を回生すると、エンジンの回転速度が上昇するなど機器の故障につながる事態を招いたり、エンジンの寿命が低下したりするなどの問題が生じるので、回生電力を制限する必要がある。このため、従来の制御方式では電源に回生できる電力が非常に小さくなり、制動トルクはほぼゼロに制限されて電動機の減速時間が非常に長くなる場合があり、船体の運行に支障をきたすという問題が生じている。
抵抗と開閉用のスイッチを電源に接続して制動トルクを出力する場合には、上記開閉用スイッチを閉じて、抵抗で回生電力を消費すれば制動トルクを大きくできるが、抵抗や開閉用スイッチの分だけ装置が大型化するという問題もある。
したがって、この発明の課題は抵抗などの付帯機器を増加することなく、回生電力をゼロまたは最小にして、同期電動機に大きな制動トルクを得られるようにすることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、同期電動機の電流および磁束をベクトルとしてとらえ、電機子電流を電機子鎖交磁束ベクトルに平行する第１の電流成分と直交する第２の電流成分とに分解して、それぞれの電流成分を独立して制御する同期電動機の制御装置において、
前記同期電動機が回転方向と逆方向のトルク（制動トルク）を出力するときのみ、前記第１の電流成分を電機子鎖交磁束を減磁する極性に流すとともに界磁電流を増加させて電動機の力率を低減させる力率低減手段を設けたことを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明では、同期電動機の電流および磁束をベクトルとしてとらえ、電機子電流を電機子鎖交磁束ベクトルに平行する第１の電流成分と直交する第２の電流成分とに分解して、それぞれの電流成分を独立して制御する同期電動機の制御装置において、
前記同期電動機が回転方向と逆方向のトルク（制動トルク）を出力するときのみ、前記第１の電流成分を電機子鎖交磁束を減磁する極性に流すとともに界磁電流を増加させて電動機の力率を低減させる力率低減手段と、
同期電動機を含む機器の損失を演算する損失演算手段と、
同期電動機が制動トルクを出力するときのみ、同期電動機の軸出力の上限を前記損失に関連付けて制限する制限手段とを設けたことを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明では、同期電動機の電流および磁束をベクトルとしてとらえ、電機子電流を電機子鎖交磁束ベクトルに平行する第１の電流成分と直交する第２の電流成分とに分解して、それぞれの電流成分を独立して制御する同期電動機の制御装置において、
同期電動機を含む機器の損失を演算する損失演算手段と、
前記同期電動機が回転方向と逆方向のトルク（制動トルク）を出力するときのみ、同期電動機の軸出力の上限を前記損失に関連付けて制限する制限手段と、
前記軸出力が制限されたときのみ、前記第１の電流成分を電機子鎖交磁束を減磁する極性に流すとともに界磁電流を増加させて電動機の力率を低減させる力率低減手段とを設けたことを特徴とする。
【００１０】
すなわち、従来のベクトル制御では同期電動機の力率は１に制御されるので、電動機およびサイクロコンバータの損失はきわめて小さい。ところで、同期電動機の損失は電機子の損失と界磁の損失に分けられる。同期電動機の力率を低下させれば同一の制動トルクに対して、電機子電流が増加し、電機子の損失が増加する。さらに、力率を減磁方向に低下させれば、同一の制動トルクに対して界磁電流が増加し、界磁損失も増加する。制動トルク時の回生電力は同期電動機の軸出力から機器の損失を差し引いた電力であるので、機器の損失が増加すればその分だけ電源に回生される電力が低減できる。この発明はこの点に鑑みなされたもので、制動トルクを出力する場合にだけ、同期電動機の力率を減磁方向に低下させて電機子の損失と界磁損失を増加させ、その分電源に回生される回生電力を低減またはゼロに制御する。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の第1の実施の形態を示す構成図である。
これは、図7に示す従来構成のものに、一点斜線で囲む部分を付加して構成される。以下、その相違点について説明する。
いま、速度とトルクの極性が一致していれば、同期電動機は駆動トルクを出力しており、上記極性が不一致ならば制動トルクを出力している。このため、モード判別器１０ｈは、速度ωとトルク指令Ｔ*の極性の一致，不一致を判別し、極性が不一致の場合に同期電動機は制動トルクを出力していると判断する。そして、制動トルクを出力していると判断したらスイッチ１０ｉを図示と逆方向に閉じ、電流の急変を防止するためにランプ関数（発生器）１０ｊを介して電機子磁化電流指令に負極性の所定値ｉM0*を設定する。これにより、ｉMが負の極性に増加し、その分だけ電機子電流が増加する。
【００１２】
一方、磁束調節器１０ｆの出力に電流指令ｉμ0*を加えて、界磁電流を増加させる。このｉμ0*はアンプ１０ｋにより、ｉM0*に負極性の係数ｋを乗じた値とすることにより、ｉM0*の如何に関わらず電機子鎖交磁束は一定に保たれる。なお、磁束調節器１０ｆの作用により、上記ｉμ0*がゼロでも定常状態では電機子鎖交磁束が一定になるように界磁電流が制御されるが、ｉμ0*を加えることによって磁束制御の応答性が改良される。
このように、モード判別器１０ｈ，スイッチ１０ｉ，ランプ関数１０ｊ，アンプ１０ｋおよびｉM0*の設定器等からなる力率低減手段を設けることで、同期電動機の制動トルクを変えずに電機子電流と界磁電流を増加でき、その結果同期電動機の損失を増加でき、もって制動トルク時に電源に回生する回生電力を低減することができる。
【００１３】
この発明の原理について、図2を参照して説明する。
図２は同期電動機が制動トルクを出力している場合のベクトル図である。なお、図５，図６は駆動トルクを出力している場合のベクトル図である。図２（ａ）は従来の制御を行なった場合のベクトル図であり、制動トルクを出力する場合には力率が−１になる。図２（ｂ）はこの発明の場合のベクトル図であり、電機子磁化電流ｉM（・）を磁束ψ（・）と逆方向に流して、故意に力率を低下させた場合の例である。図２（ａ），（ｂ）の両場合とも、電機子鎖交磁束ψ（・）の大きさと、これと直交する電機子電流成分、すなわちトルク電流ｉT（・）は同一であるので、トルクは同一となる。ただし、図２（ｂ）は図２（ａ）に比べて電機子電流も界磁電流も増加しており、同期電動機および電力変換器の損失が増加する。その損失が増加した分だけ電源に回生される回生電力を低減できるので、制動トルクを増加できるわけである。
【００１４】
図３はこの発明の第2の実施の形態を示す構成図で、従来構成に一点斜線で囲む部分を付加して構成されている。付加された機能は図1に示すものに対し、さらにトルクの制限機能を付加したものなので、この付加された機能についてのみ以下に説明する。
ここでは、制動トルク時に大きな電流を流すので、同期電動機の銅損が支配的になる。そこで損失演算器１０ｍを設け、同期電動機の電機子電流と界磁電流とから、下記（１）式にもとづき巻線の銅損ＰLを演算する。
ＰL＝Ｒａ（ｉM*2＋ｉT*2）＋Ｒｆｉf*2                      …（１）
ただし、Ｒａは電機子抵抗、Ｒｆは界磁抵抗である。なお、（１）式では電流の指令値を用いて銅損を演算しているが、電流の検出値を用いて演算することもできるのは勿論である。
【００１５】
または、銅損ＰLを、Ｍ−Ｔ座標軸における電機子電圧ｖM，ｖTおよびｖfを用いて電動機の入力電力を演算し、これから軸出力を引く、下記（２）式から演算するようにしても良い。
ＰL＝ｖMｉM*＋ｖTｉT*＋ｖfｉf−ωＴ*                     …（２）
この場合には、同期電動機の鉄損も含む同期電動機の損失を演算することができる。
【００１６】
若しくは、同期電動機の損失と電力変換器の損失からなる機器損失は、変換器の入力電力から同期電動機の軸出力を引いても演算できる。この場合の演算式を次の（３）式に示す。
ＰL＝ｖUｉU＋ｖVｉV＋ｖWｉW−ωＴ*                       …（３）
ただし、ｖU，ｖV，ｖWは電力変換器の入力相電圧、ｉU，ｉV，ｉWは電力変換器の入力相電流である。
上記(１)ないし(３)式のいずれかで演算された損失ＰＬを速度ωで割って、トルク指令の制限値ＴLIMとする。トルク指令Ｔ*がＴLIMを超えないようにトルク制限器１０ｎでトルク指令を制限することにより、軸出力は機器の損失以下となり、電源に電力を回生することが回避される。
【００１７】
図４はこの発明の第3の実施の形態を示す構成図で、従来構成に一点斜線で囲む部分を付加して構成されている。この付加された機能についてのみ、以下に説明する。
損失演算器１０ｍは機器の損失ＰＬを演算し、その出力を速度ωで割って、トルク指令の制限値ＴLIMとする。モード判別器１０ｈは速度ωとトルク指令Ｔ*の極性の一致，不一致を判別し、極性が不一致の場合は同期電動機は制動トルクを出力していると判断し、この場合はスイッチ１０ｉを閉じて、トルク指令Ｔ*がＴLIMを超えないように、トルク制限器１０ｎでトルク指令を制限する。速度調節器１０ａの出力Ｔ**とトルク制限後のトルク指令Ｔ*との偏差を、アンプ１０ｐで増幅する。ただし、アンプ１０ｐは、その出力が負になるように極性を変換する機能を有し、１０ｐの出力を電機子磁化電流指令ｉM0*とする。同時に界磁電流も増加させることは、図1，図3の場合と同様である。
こうして、同期電動機の軸出力が機器の損失を超えないようにトルクが制限されるとともに、トルクが制限された場合は同時に電機子電流と界磁電流が増加して機器の損失が増加するのでトルク制限値ＴLIMが大きくなり、大きな制動トルクを得ることができる。
【００１８】
【発明の効果】
この発明によれば、同期電動機が駆動トルクを出力している場合は、同期電動機の力率が１に制御されるので、同期電動機や電力変換器を高効率かつ小形にできる。一方、同期電動機が制動トルクを出力している場合は、減磁方向に力率が低下するので、電機子電流と界磁電流が増加して機器の損失が増加し、これによって電源に電力を回生せずに、または少ない回生電力で大きな制動トルクを得ることができる。電源に電力を回生できない用途、例えばディーゼルエンジンを動力源とする船舶電気推進装置において、安定した運行，エンジンの異常な速度上昇による故障の回避，エンジンの長寿命化などに効果的である。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す構成図である。
【図２】この発明の原理を説明するためのベクトル図である。
【図３】この発明の第２の実施の形態を示す構成図である。
【図４】この発明の第３の実施の形態を示す構成図である。
【図５】一般的な同期電動機駆動時の力率≠１の場合のベクトル図である。
【図６】一般的な同期電動機駆動時の力率＝１の場合のベクトル図である。
【図７】同期電動機の制御装置の従来例を示すブロック図である。
【図８】座標軸の関係説明図である。
【符号の説明】
１…サイクロコンバータ、２…同期電動機（ＳＭ）、３…整流器、４…位置検出器、５…変圧器、１０…制御装置、１０ａ…速度調節器、１０ｂ…磁束演算器、１０ｃ…座標変換器、１０ｄ…2相／３相変換器、１０ｅ…電流調節器、１０ｆ…磁束調節器、１０ｇ…界磁電流調節器、１０ｈ…モード判別器、１０ｉ…スイッチ、１０ｊ…ランプ関数（発生器）、１０ｋ，１０ｐ……アンプ、１０ｍ…損失演算器、１０ｎ…トルク制限器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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