(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次コイルと前記１次コイルによって電圧を誘起される２次コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスを含むインバータ回路と、前記２次コイル側の負荷整合のための第１のコンデンサと、前記２次コイルの誘起電圧を整流するための整流回路と、前記整流回路の出力電流を平滑するための電流平滑用リアクトルと、電流平滑用リアクトルに並列接続した第２のコンデンサと、電流平滑用リアクトルを介した出力を供給する出力端子に接続された負荷とから構成され、前記第２のコンデンサの静電容量値は、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、整流回路の出力電流がゼロであるゼロ期間が消失するときの負荷電流値が最も小さくなる値に設定され、前記負荷の大きさを変化させたときに前記整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制することを特徴とする非接触電力伝達装置。
【請求項２】
整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を常時流すことのできるダミー負荷を出力端子に設けたことを特徴とする請求項１記載の非接触電力伝達装置。
【請求項３】
ダミー負荷は、抵抗であることを特徴とする請求項２記載の非接触電力伝達装置。
【請求項４】
ダミー負荷は、定電圧素子であることを特徴とする請求項２記載の非接触電力伝達装置。
【請求項５】
ダミー負荷は、発光素子であることを特徴とする請求項２記載の非接触電力伝達装置。
【請求項６】
電流平滑用リアクトルのインダクタンス値と第２のコンデンサの静電容量値とから決まる共振周波数は、前記１次コイルに印加される電圧の周波数の２倍に等しいことを特徴とする請求項１乃至５いずれか記載の非接触電力伝達装置。
【請求項７】
第１のコンデンサの静電容量値と分離着脱自在なトランスの２次側換算された漏れインダクタンス値とから決まる共振周波数は、１次コイルに印加される電圧の周波数の２倍に等しいことを特徴とする請求項１乃至６いずれか記載の非接触電力伝達装置。
【請求項８】
２次コイルはセンタータップを備え、整流回路は２つのダイオードからなり、前記各ダイオードの一端を前記２次コイルのセンタータップではない両出力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、前記各ダイオードの他端同士を互いに接続した全波整流回路を構成することを特徴とする請求項１乃至７いずれか記載の非接触電力伝達装置。
【請求項９】
インバータ回路は、ハーフブリッジ構成であることを特徴とする請求項１乃至８いずれか記載の非接触電力伝達装置。
【請求項１０】
インバータ回路は、共振インバータ回路であることを特徴とする請求項１乃至９いずれか記載の非接触電力伝達装置。
【請求項１１】
１次コイルに印加される電圧の波形は、台形波状であることを特徴とする請求項１乃至１０いずれか記載の非接触電力伝達装置。
【請求項１２】
電流平滑用リアクトルのインダクタンス値を大きくすることにより、負荷の大きさを変化させたときに整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制することを特徴とする請求項１乃至１１いずれか記載の非接触電力伝達装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非接触電力伝達装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電磁誘導を利用した非接触電送の実用化がさかんに行われている。これらは、負荷が特定されているものが大半であり、複数の負荷を対象としたり、単独負荷であってもその負荷電流が大きく変わる場合の実用化例は見当たらない。非接触の電力伝達では電力供給側となる１次側と負荷を有する２次側との間に電気絶縁物があり、電力供給側の１次コイルと負荷側の２次コイルとが分離着脱自在な構成を有するトランスによって電力を伝達する。そのためトランスの磁気結合度は低下し、１次コイルで発生する総磁束のうち２次コイルに鎖交する磁束は少なくなるとともに、必然的に漏れ磁束による漏れインダクタンスが生じている。一般にトランスに印加される交流の周波数は約２０ＫＨｚ以上であり、このような高周波交流で駆動され、磁気結合度が低く漏れインダクタンスを有するトランスを介して負荷へ電力を供給する場合、２次コイルの誘起電圧は低下し、漏れインダクタンスによる誘導リアクタンスは電圧降下をひきおこす。その結果負荷に供給される出力端子電圧（負荷端子電圧）は低下し、出力電流も小さくなる。具体的には、一定入力電圧且つ異なる負荷電流で動作する機器を各々接続した場合、負荷電流が大きい機器ほど出力端子電圧が低下し機器本来の性能を発揮できなくなることを意味している。この問題に対する対策として例えば、出力端子電圧を検出し、無接点信号を使って２次側から１次側に信号をフィードバックして制御を行えば、出力端子電圧を広範囲に安定化することができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし前記従来の技術では、図１３の負荷に供給される負荷電流Ｉに対する出力端子電圧Ｖｏと負荷電力Ｐとの特性図に示すように、負荷電力Ｐは負荷電流Ｉに略比例しているが、出力端子電圧Ｖｏは軽負荷〜全負荷領域Ｂでは安定化できるものの、無負荷〜微小負荷領域Ａでは急に大きくなってしまう特性を有する。非接触の充電や電力伝達では、分離着脱自在なトランスの２次側に少しでも多くの有効電力を取り出すために負荷整合を目的とした整合用コンデンサを２次コイル側に設ける場合が多い。この整合用コンデンサを設けることにより、無負荷・微小負荷時には通常の接点結合によるスイッチング電源とは異なる特有の前記電圧上昇が起こると考えられる。この出力端子電圧の上昇を抑制するために、出力端子にダミー抵抗などのダミー負荷を並列接続し、常時損失を発生させることで対応できるが、この方法ではダミー負荷での電力損失が数Ｗ以上にもなり、効率低下及び温度上昇の対策のために回路サイズの大型化やコストが増大するという問題点があった。
【０００４】
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることのできる非接触電力伝達装置を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、１次コイルと前記１次コイルによって電圧を誘起される２次コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスを含むインバータ回路と、前記２次コイル側の負荷整合のための第１のコンデンサと、前記２次コイルの誘起電圧を整流するための整流回路と、前記整流回路の出力電流を平滑するための電流平滑用リアクトルと、電流平滑用リアクトルに並列接続した第２のコンデンサと、電流平滑用リアクトルを介した出力を供給する出力端子に接続された負荷とから構成され、前記第２のコンデンサの静電容量値は、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、整流回路の出力電流がゼロであるゼロ期間が消失するときの負荷電流値が最も小さくなる値に設定され、前記負荷の大きさを変化させたときに前記整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制することを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができる。
【０００６】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を常時流すことのできるダミー負荷を出力端子に設けたことを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができる。
【０００７】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、抵抗であることを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができる。
【０００８】
請求項４の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、定電圧素子であることを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができ、また通常時の出力端子電圧の安定化だけではなく、何らかの原因で２次側に過渡的な異常電圧が発生しても出力端子電圧を一定値に抑制することができる。
【０００９】
請求項５の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、発光素子であることを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができ、またダミー負荷と電力伝達報知用の部品とを発光素子が兼用することで、サイズの大型化を防ぐことができる。
【００１０】
請求項６の発明は、請求項１乃至５いずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタンス値と第２のコンデンサの静電容量値とから決まる共振周波数は、前記１次コイルに印加される電圧の周波数の２倍に等しいことを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができる。
【００１１】
請求項７の発明は、請求項１乃至６いずれかの発明において、第１のコンデンサの静電容量値と分離着脱自在なトランスの２次側換算された漏れインダクタンス値とから決まる共振周波数は、１次コイルに印加される電圧の周波数の２倍に等しいことを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができる。
【００１２】
請求項８の発明は、請求項１乃至７いずれかの発明において、２次コイルはセンタータップを備え、整流回路は２つのダイオードからなり、前記各ダイオードの一端を前記２次コイルのセンタータップではない両出力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、前記各ダイオードの他端同士を互いに接続した全波整流回路を構成することを特徴とし、整流回路を小型化することができる。
【００１３】
請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれかの発明において、インバータ回路は、ハーフブリッジ構成であることを特徴とし、ハーフブリッジ構成のインバータ回路を用いて、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができる。
【００１４】
請求項１０の発明は、請求項１乃至９いずれかの発明において、インバータ回路は、共振インバータ回路であることを特徴とし、インバータ回路のスイッチング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図ることができる。
【００１５】
請求項１１の発明は、請求項１乃至１０いずれかの発明において、１次コイルに印加される電圧の波形は、台形波状であることを特徴とし、インバータ回路のスイッチング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図ることができる。
【００１６】
請求項１２の発明は、請求項１乃至１１いずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタンス値を大きくすることにより、負荷の大きさを変化させたときに整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制することを特徴とし、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１８】
図１に示す回路構成は、交流電源１と、交流電源１を整流、平滑する入力整流平滑回路２と、入力整流平滑回路２の出力を高周波電力に変換する電力変換部４、電力変換部４から高周波電力を入力される電力供給用の１次コイル５ａ及びセンタータップ５ｅを有し１次コイル５ａによって電圧を誘起される電力受電用の２次コイル５ｂからなるインバータ回路３と、２次コイル５ｂ側の負荷整合のため２次コイル５ｂに並列に接続された第１のコンデンサ６と、２次コイル５ｂの誘起電圧を全波整流する整流回路７と、整流回路７の出力電流Ｉ７を平滑するための電流平滑用リアクトル８と、電流平滑用リアクトル８の出力端と２次コイル５ｂのセンタータップ５ｅとに接続された負荷である可変抵抗１０と、可変抵抗１０に並列に接続されたコンデンサ１１とから構成される非接触電力伝達装置の１例である。ここで、１次コイル５ａと２次コイル５ｂとは分離着脱自在なトランス５を構成する。整流回路７はダイオード７ａ、７ｂからなり、ダイオード７ａ、７ｂの各一端を２次コイル５ｂのセンタータップ５ｅではない両出力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、ダイオード７ａ、７ｂの各他端同士を互いに接続して構成される。コンデンサ１１は、可変抵抗１０に供給される出力端子電圧の平滑用コンデンサ、ノイズ対策用コンデンサだけでなく、素子や基板による容量及び可変抵抗１０内部における入力部の容量も含んでいる。
【００１９】
図２は、分離着脱自在なトランス５の構成を示し、１次側は１次コイル５ａを磁性体からなるコア５ｃに巻回し、２次側は２次コイル５ｂをコア５ｄに巻回しセンタータップ５ｅを設けたもので、１次側と２次側とはギャップＧを介して対向配置している。
【００２０】
ここで図２に示すような分離着脱自在なトランス５を用いたときの可変抵抗１０に供給される負荷電流Ｉに対する出力端子電圧Ｖｏと負荷電力Ｐとの特性は、前記従来例と同様に図１３のように示され、負荷電力Ｐは負荷電流Ｉに略比例しているが、出力端子電圧Ｖｏは軽負荷〜全負荷領域Ｂでは安定化できるものの、無負荷〜微小負荷領域Ａでは急に大きくなってしまう特性を有している。無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて出力端子電圧Ｖｏを図１３の点Ｄの電圧に抑制するには、点Ｃにおける負荷電流Ｉを常時流せる抵抗などのダミー負荷を可変抵抗１０に並列に接続しなければならない。しかしダミー負荷での損失が数Ｗ以上になると大きな容量のダミー負荷が必要となり、回路サイズが大きくなり、コストが増大してしまう。
【００２１】
図１３における無負荷〜微小負荷領域Ａに相当する負荷電流Ｉを流したとき、及び軽負荷〜全負荷領域Ｂに相当する負荷電流Ｉを流したときの２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６と、２次コイル５ｂの一端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６１と、２次コイル５ｂの他端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６２と、電流平滑用リアクトル８の入力端とセンタータップ５ｅ間の電圧（リアクトルの入力部電圧）Ｖ８と、出力端子電圧Ｖｏと、整流回路７の出力電流（整流回路出力電流）Ｉ７との各波形を図３（ａ）及び図３（ｂ）に各々示す。図３（ａ）、（ｂ）に示すように２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６、整流前電圧Ｖ６１、整流前電圧Ｖ６２は、無負荷〜微小負荷領域Ａ、軽負荷〜全負荷領域Ｂともに同様の正弦波状の交流波形である。しかし、整流回路出力電流Ｉ７は、無負荷〜微小負荷領域Ａでは電流が流れている期間と流れていない期間とを交互に繰り返す不連続状態となり、軽負荷〜全負荷領域Ｂでは常に電流が流れている連続状態となっている。また、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、軽負荷〜全負荷領域Ｂでは正弦波状交流電圧が重畳された波形になっているが、無負荷〜微小負荷領域Ａでは整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期間にはリンギングが重畳されて波形が乱れている。このときの出力端子電圧Ｖｏは、軽負荷〜全負荷領域Ｂよりも無負荷〜微小負荷領域Ａのほうが大きくなっており、無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて出力端子電圧Ｖｏが急に大きくなるのはこの整流回路出力電流Ｉ７及びリアクトルの入力部電圧Ｖ８に起因するものであることが推測できる。
【００２２】
軽負荷〜全負荷領域Ｂでは、全ての負荷電流Ｉに対して、整流回路出力電流Ｉ７が連続状態となり、整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形がリアクトルの入力部電圧Ｖ８としてそのまま現れている。リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に正弦波状交流電圧が交流電圧成分として重畳された波形となっており、この正弦波状交流電圧の振幅Ｖｌ´が出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に等しくなっている。したがって、各波形がこれらの特徴を満たしておれば、そのときの負荷電流Ｉにおいて出力端子電圧Ｖｏの上昇を防ぐことができると考えられる。
【００２３】
ところが、無負荷〜微小負荷領域Ａでは、リアクトルの入力部電圧Ｖ８の波形は整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形とはならず、整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期間にはリンギングが重畳されて波形が乱れている。この整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期間は、可変抵抗１０の抵抗値が大きいほど（可変抵抗１０が負荷として軽いほど）長くなる。そして整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期間が長くなるほど、リアクトルの入力部電圧Ｖ８の波形は軽負荷〜全負荷領域Ｂのときの波形に対し大きく形を変えており、このことにともない出力端子電圧Ｖｏも上昇していると考えられる。整流回路出力電流Ｉ７の不連続度の増加（整流回路出力電流Ｉ７が流れていないゼロ期間の増加）は、リアクトルの入力部電圧Ｖ８においては、出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に重畳される正弦波状交流電圧の振幅Ｖｌ´が振幅Ｖｏ´に比べて減少していくことに対応している。完全な無負荷状態においては、出力端子電圧Ｖｏは整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）のピーク電圧付近にまで上昇し、振幅Ｖｌ´はゼロに近づく。無負荷〜微小負荷領域Ａでの出力端子電圧Ｖｏの上昇を対策し、回路サイズを小型化するには、整流回路出力電流Ｉ７が不連続状態から連続状態に変わり始めるときの負荷電流Ｉをできるだけ小さくし、且つダミー負荷を併用することが必要と考えられる。なお、このダミー負荷は、場合によっては既使用回路部品の自己損失で代用することも可能である。
【００２４】
そこでまず方法の１つとして、電流平滑用リアクトル８のインダクタンス値を大きくすればよいことを見出した。図４は、回路条件を同一にし、電流平滑用リアクトル８のインダクタンス値Ｌ８のみを大・中・小と変化させたときの、負荷電流Ｉと出力端子電圧Ｖｏとの各特性を示し、電流平滑用リアクトル８のインダクタンス値Ｌ８を大きくしたほうが、整流回路出力電流Ｉ７が不連続状態から連続状態に変わり始めるときの負荷電流Ｉが小さくなり、出力端子電圧Ｖｏの上昇が抑制される範囲を広げることができる。また、実用化するために出力端子部に並列接続するダミー負荷の損失も小さくすることができる。
【００２５】
次に、整流回路出力電流Ｉ７が不連続状態から連続状態に変わり始めるときの負荷電流Ｉを小さくする２つ目の方法について説明する。図５はその回路図を示し、図１に示す回路図の電流平滑用リアクトル８に並列に第２のコンデンサ９を接続したもので、図１と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。第２のコンデンサ９の静電容量値を適当に選ぶと、図６に示すように無負荷〜微小負荷領域Ａにおいても出力端子電圧Ｖｏの上昇が抑制される範囲を図１３に比べて広げることができる。
【００２６】
また、図６の無負荷〜微小負荷領域Ａ内の点Ｅにおける２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６と、２次コイル５ｂの一端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６１と、２次コイル５ｂの他端とセンタータップ５ｅ間の電圧（整流前電圧）Ｖ６２と、電流平滑用リアクトル８の入力端とセンタータップ５ｅ間の電圧（リアクトルの入力部電圧）Ｖ８と、出力端子電圧Ｖｏと、整流回路出力電流Ｉ７（電流平滑用リアクトル８及び第２のコンデンサ９に流れこむ電流）との各波形を図７に示す。ここで、２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６、整流前電圧Ｖ６１、整流前電圧Ｖ６２は、正弦波状の交流電圧波形となっている。そして第２のコンデンサ９の静電容量値を適当に選ぶと、整流回路出力電流Ｉ７のゼロ期間が短縮され、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は、図３（ｂ）に示すリアクトルの入力部電圧Ｖ８に近づいていき、場合によっては整流回路出力電流Ｉ７が連続状態になり、リアクトルの入力部電圧Ｖ８は正弦波状の交流電圧波形が重畳された波形になり、出力端子電圧Ｖｏの上昇を抑制することができる。
【００２７】
最も小さい負荷電流Ｉの値で、図７のように、整流回路出力電流Ｉ７を連続状態に近づけ、リアクトルの入力部電圧Ｖ８を整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形に近づけるための第２のコンデンサ９の静電容量値設定は、実験的にトライアンドエラーで各波形を確認しながら設定するのが確実であるが目安として数値設定の条件式も見出している。これは、電流平滑用リアクトル８のインダクタンス値Ｌ８と第２のコンデンサ９の静電容量値Ｃ９と、１次コイル５ａに印加される電圧の周波数ｆとが、
ｆ＝１／｛４×π×√（Ｌ８×Ｃ９）｝      （１）
の関係を満たすように各値を設定することである。
【００２８】
式（１）の考え方を以下説明する。出力端子電圧Ｖｏが上昇しないためには、整流回路出力電流Ｉ７が連続状態で、リアクトル入力部電圧Ｖ８は整流前電圧Ｖ６１（またはＶ６２）の整流波形であることが必要である。そこで無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて、リアクトル入力部電圧Ｖ８が図３（ａ）のリアクトル入力部電圧Ｖ８の波形をしている場合に、なんらかの方法でこの波形を強制的に図３（ｂ）に示すリアクトル入力部電圧Ｖ８の波形に整形できれば、結果として出力端子電圧Ｖｏの上昇を抑制できるであろうと考えた。図３（ｂ）に示すリアクトル入力部電圧Ｖ８は、出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に交流電圧成分である正弦波状交流電圧が重畳された波形となっており、この正弦波状交流電圧の振幅Ｖｌ´が出力端子電圧Ｖｏの振幅Ｖｏ´に等しくなっている。また、２次コイル５ｂの誘起電圧Ｖ６も正弦波状の交流電圧で、１次コイル５ａの印加電圧の周波数ｆと同一の周波数を有し、リアクトル入力部電圧Ｖ８の正弦波交流電圧は周波数ｆの２倍の周波数を有している。そこでリアクトル入力部電圧Ｖ８を強制的に、１次コイル５ａの印加電圧周波数ｆの２倍の周波数を有する正弦波状の交流電圧とするには、式（１）に示すように電流平滑用リアクトル８のインダクタンスＬ８と第２のコンデンサ９の静電容量Ｃ９とを１次コイル５ａの印加電圧の周波数ｆの２倍の周波数で共振させるように設定すれば、フィルタ効果で波形整形が実現できると考えた。検証の結果、式（１）はリアクトル入力部電圧Ｖ８の波形の最適な改善条件を与えて、整流回路出力電流Ｉ７のゼロ期間を最も短縮でき、無負荷〜微小負荷領域Ａにおいて改善前よりも小さい負荷電流Ｉまで出力端子電圧Ｖｏの上昇を抑制することのできる第２のコンデンサ９の静電容量Ｃ９を推定することができる。
【００２９】
次に図８は、図５に示す回路をトランス５の２次側に換算した等価回路である。トランス５の１次コイル５ａの２本の端子を短絡した状態で２次コイル５ｂのセンタータップを除く２本の端子から測定したインダクタンス値が、トランス５の２次側換算された漏れインダクタンス値Ｌ５ｄである。漏れインダクタンス値Ｌ５ｄは、図８に示す２つの漏れインダクタンス５ｃのインダクタンス値Ｌ５ｃの和と等価である。このように２次コイル５ｂは、電圧源１２ａ、１２ｂと、２つの漏れインダクタンス５ｃとの直列回路と等価であり、電圧源１２ａ、１２ｂは各々整流前電圧Ｖ６１、Ｖ６２を発生させ、２次コイル５ｂのセンタータップの引き出し口は電圧源１２ａ、１２ｂの接続中点となる。ここで２次側換算の漏れインダクタンス値Ｌ５ｄと、２次コイル５ｂに並列接続されている第１のコンデンサ６の静電容量値Ｃ６と、１次コイル５ａに印加される電圧の周波数ｆとが、
ｆ＝１／｛４×π×√（Ｌ５ｄ×Ｃ６）｝      （２）
の関係を満たすように各値を設定し、且つコンデンサ９を備えた前記実施例を組合せることにより、図１２の負荷電流Ｉに対する出力端子電圧Ｖｏの特性に示すように、フィードバック制御を行わなくても、無負荷領域近くから全負荷までの広範囲な領域Ｆにおいて出力端子電圧Ｖｏの安定化を図ることができる。
【００３０】
図９は、１次側のインバータ回路３をハーフブリッジ構成とし、且つ１次コイル５ａに並列に共振コンデンサ３４を接続して部分共振型のインバータとしたもので、交流電源１と入力整流平滑回路２とは省略して直流電源３１で表している。インバータ回路３は、直流電源３１と、直流電源３１に並列に接続されたコンデンサ３２、３３の直列回路及びスイッチング素子３５、３６の直列回路と、スイッチング素子３５、３６に各々並列接続されたダイオード３７、３８と、コンデンサ３２、３３の接続中点とスイッチング素子３５、３６の接続中点とに接続された１次コイル５ａと共振コンデンサ３４との並列回路とから構成され、１次コイル５ａに印加される電圧波形は台形波状になり、スイッチング素子３５、３６のスイッチング損失が低減できるとともに、ノイズも低減できるため、２次側だけでなく１次側も小型化を行うことができ、無負荷領域近くから全負荷まで広範囲の負荷に対して出力端子電圧Ｖｏを安定化することのできる小型の非接触電力伝達装置を提供することができる。なお、図５の回路構成と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。
【００３１】
しかし、前記実施例のように出力端子電圧Ｖｏの抑制を行っても、図６に示すように無負荷領域近くでは出力端子電圧Ｖｏの上昇が起こるので、図６の点Ｅにおける負荷電流Ｉを常時流すことのできる抵抗、定電圧素子、発光素子、表示素子などのダミー負荷を出力端子に接続すれば（負荷に並列に接続すれば）、出力端子電圧Ｖｏの上昇を抑制することができる。このとき前記実施例によって、出力端子電圧Ｖｏが上昇するときの負荷電流Ｉは相当小さくなっているので、一般の小型電子部品を使用することができ、サイズの大型化を防ぐことができる。図１０は、ダミー負荷として発光ダイオード１３と抵抗１４との直列回路を出力端子に接続したもので、非接触電力伝達装置を実用化する場合、２次側に電力伝達できているかどうかをユーザに報知する機能が必要となるので、発光ダイオード１３をダミー負荷と電力伝達報知用の部品とに兼用させることでも、サイズの大型化を防ぐことができる。図１１は、ダミー負荷として定電圧素子１５を出力端子に接続したもので、通常時の出力端子電圧Ｖｏの安定化だけではなく、何らかの原因で２次側に過渡的な異常電圧が発生しても出力端子電圧Ｖｏを一定値に抑制することができる。また、図９の回路構成と同一の要素には同一の符号を付して説明は省略する。
【００３２】
なお、出力整流方式、１次側コイルに加えられる電圧の波形、１次側の回路方式、及び負荷の種類等、本発明の実施形態の構成手段に容易に置き換えられるものは本発明に属することはもちろんであり、また本発明の請求項目や実施形態において、回路的、メカニズム的に等価的に置き換えられる具体例も本発明に属する。
【００３３】
【発明の効果】
請求項１の発明は、１次コイルと前記１次コイルによって電圧を誘起される２次コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスを含むインバータ回路と、前記２次コイル側の負荷整合のための第１のコンデンサと、前記２次コイルの誘起電圧を整流するための整流回路と、前記整流回路の出力電流を平滑するための電流平滑用リアクトルと、電流平滑用リアクトルに並列接続した第２のコンデンサと、電流平滑用リアクトルを介した出力を供給する出力端子に接続された負荷とから構成され、前記第２のコンデンサの静電容量値は、負荷を無負荷から徐々に増加させたときに、整流回路の出力電流がゼロであるゼロ期間が消失するときの負荷電流値が最も小さくなる値に設定され、前記負荷の大きさを変化させたときに前記整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制するので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができるという効果がある。
【００３４】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を常時流すことのできるダミー負荷を出力端子に設けたので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができるという効果がある。
【００３５】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、抵抗であるので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができるという効果がある。
【００３６】
請求項４の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、定電圧素子であるので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができ、また通常時の出力端子電圧の安定化だけではなく、何らかの原因で２次側に過渡的な異常電圧が発生しても出力端子電圧を一定値に抑制することができるという効果がある。
【００３７】
請求項５の発明は、請求項２の発明において、ダミー負荷は、発光素子であるので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制することができ、またダミー負荷と電力伝達報知用の部品とを発光素子が兼用することで、サイズの大型化を防ぐことができるという効果がある。
【００３８】
請求項６の発明は、請求項１乃至５いずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタンス値と第２のコンデンサの静電容量値とから決まる共振周波数は、前記１次コイルに印加される電圧の周波数の２倍に等しいので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができるという効果がある。
【００３９】
請求項７の発明は、請求項１乃至６いずれかの発明において、第１のコンデンサの静電容量値と分離着脱自在なトランスの２次側換算された漏れインダクタンス値とから決まる共振周波数は、１次コイルに印加される電圧の周波数の２倍に等しいので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができるという効果がある。
【００４０】
請求項８の発明は、請求項１乃至７いずれかの発明において、２次コイルはセンタータップを備え、整流回路は２つのダイオードからなり、前記各ダイオードの一端を前記２次コイルのセンタータップではない両出力端に直列に且つ互いに逆方向に接続し、前記各ダイオードの他端同士を互いに接続した全波整流回路を構成するので、整流回路を小型化することができるという効果がある。
【００４１】
請求項９の発明は、請求項１乃至８いずれかの発明において、インバータ回路は、ハーフブリッジ構成であるので、ハーフブリッジ構成のインバータ回路を用いて、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができるという効果がある。
【００４２】
請求項１０の発明は、請求項１乃至９いずれかの発明において、インバータ回路は、共振インバータ回路であるので、インバータ回路のスイッチング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図ることができるという効果がある。
【００４３】
請求項１１の発明は、請求項１乃至１０いずれかの発明において、１次コイルに印加される電圧の波形は、台形波状であるので、インバータ回路のスイッチング損失及びノイズを低減して、装置の小型化を図ることができるという効果がある。
【００４４】
請求項１２の発明は、請求項１乃至１１いずれかの発明において、電流平滑用リアクトルのインダクタンス値を大きくすることにより、負荷の大きさを変化させたときに整流回路の出力電流が不連続状態から連続状態に変わるときの負荷電流値を小さくして、前記負荷が無負荷または微小負荷時の出力端子電圧の上昇を抑制するので、無負荷・微小負荷時においても出力端子電圧の上昇を抑制でき、またダミー負荷を接続する場合においても低損失にすることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施例１を示す回路構成図である。
【図２】  本発明の分離着脱自在なトランスを示す構成図である。
【図３】  本発明の実施例１の動作を説明するための波形図である。
【図４】  本発明の実施例１の動作を説明するための特性図である。
【図５】  本発明の実施例２を示す回路構成図である。
【図６】  本発明の実施例２の動作を説明するための特性図である。
【図７】  本発明の実施例２の動作を説明するための波形図である。
【図８】  本発明の実施例３を示す回路構成図である。
【図９】  本発明の実施例４を示す回路構成図である。
【図１０】  本発明の実施例５を示す回路構成図である。
【図１１】  本発明の実施例６を示す回路構成図である。
【図１２】  本発明の実施例３の動作を説明するための特性図である。
【図１３】  本発明の従来例の動作を説明する特性図である。
【符号の説明】
３  インバータ回路
５  トランス
５ａ  １次コイル
５ｂ  ２次コイル
６  第１のコンデンサ
７  整流回路
８  電流平滑用リアクトル
１０  可変抵抗
Ｖｏ  出力端子電圧
Ｖ６  ２次コイル５ｂの誘起電圧
Ｉ  負荷電流
Ｉ７  整流回路７の出力電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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