(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電源（Ｖｉ）から電源電流（ＩV）を導出する入力端子（Ｔ1、Ｔ2）と、
制御信号Ｓを発生する手段Ｉと、
少なくとも１つのスイッチング素子と、該スイッチング素子を高い周波数で前記制御信号Ｓの値に依存するように駆動する制御手段とが設けられたコンバータを備える手段IIと、
前記電源（Ｖｉ）により供給される電源電圧（ＶV）の瞬時値の目安となる電圧Ｓｃを発生する手段IIIと、
前記手段IIに結合され、光源（ＬＩ）に接続するための出力端子（Ｔ3、Ｔ4）と、
を有するような回路装置において、前記電圧Ｓｃは前記手段Ｉに第１範囲と第２範囲に交互に入るような制御信号Ｓを発生させる基準信号として作用し、前記制御信号Ｓは前記電源電圧（ＶV）が比較的高い絶対瞬時値の場合に前記第１範囲に入り、前記制御信号Ｓは前記電源電圧が比較的低い絶対瞬時値の場合に前記第２範囲に入り、前記手段IIは前記制御信号Ｓの値が前記第１範囲にある場合に比較的強い電源電流（ＩV1）を流させる一方、前記制御信号Ｓの値が前記第２範囲にある場合に比較的弱い電源電流（ＩV2）を流させることを特徴とする回路装置。
【請求項２】
請求項１に記載の回路装置において、前記手段Ｉ、II及びIIIは前記光源（ＬＩ）により出力される光束を制御する制御系の一部を形成し、該制御系は前記光源（ＬＩ）により消費される電力と所望の値との間の差の尺度となるエラー信号Ｓｆを発生する手段IVを更に有し、前記手段Ｉにより発生される前記制御信号Ｓが一部前記エラー信号Ｓｆに依存することを特徴とする回路装置。
【請求項３】
請求項２に記載の回路装置において、前記手段IVに、前記光源（ＬＩ）により消費される電流から信号Ｓｉを発生する手段Ｖと、前記光源の周囲における周囲温度から信号Ｓｔを発生する手段VIと、前記信号Ｓｉと前記信号Ｓｔとから前記エラー信号Ｓｆを算出する手段VIIとが設けられていることを特徴とする回路装置。
【請求項４】
請求項２又は３に記載の回路装置において、前記手段Ｉには前記エラー信号Ｓｆが減少すると前記制御信号Ｓを変化させる手段Ｉ’が設けられ、該変化が前記手段IIに前記比較的強い電源電流の増加を生じさせることを特徴とする回路装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、
−  電源から電源電流を導出する入力端子と、
−  制御信号Ｓを発生する手段Ｉと、
−  少なくとも１つのスイッチング素子と、該スイッチング素子を高周波数で前記制御信号Ｓの値に依存するように駆動する制御手段とが設けられたコンバータを備える手段IIと、
−  前記電源により供給される電源電圧の瞬時値の目安となる電圧Ｓｃを発生する手段IIIと、
−  前記手段IIに結合され、光源に接続するための出力端子と、
を有するような回路装置に関する。
背景技術
冒頭で述べたような種類の回路装置はヨーロッパ特許出願第EP 507 393号から既知である。この既知の回路装置は、サイン状電源電圧を供給する電源に接続された場合、略対応する形状の電源電流を流す。該既知の回路装置の上記手段IIIは整流回路により形成されている。アップコンバータが、上記整流回路により発生された電圧を用いて作動される。前記制御信号は、上記アップコンバータにより給電される容量手段の変化電流を測定する検出手段により発生される。このような回路装置は、半導体光源に給電するよう作用し得る。
半導体光源の１５lm/W程度の比較的高い発光効率及び数万時間の寿命は、これら半導体光源の交通信号灯としての使用を魅力的なものにしている。現時点では、通常、交通信号灯は白熱電流として構成されている。また、トライアックスイッチング素子と制御回路とを備える固体リレー（ＳＳＲ）が、殆どの場合、交通信号灯を切り換えるために使用されている。ＳＳＲは、使用される白熱電球の１５０Ｗ程度の比較的重い負荷において信頼性をもって動作する。
しかしながら、半導体光源が交通信号灯として使用されるなら、１５Ｗ程度以下の大幅に軽い負荷で充分である。このような半導体光源が既知の回路装置及び既存のＳＳＲと一緒に作動されると、トライアックが導通状態にならない場合がある。その場合にＳＳＲから導出される電源電流は、主に上記制御回路を介して流れ、後者を損傷させるかもしれない。
発明の開示
本発明の一つの目的は、冒頭に述べたような種類の回路装置であって、制御回路を損傷させる危険性なしに既存のＳＳＲに接続することができるような回路装置を提供することにある。
本発明によれば、該目的は、前記電圧Ｖｃが前記手段Ｉに第１範囲と第２範囲に交互に入るような制御信号Ｓを発生させる基準信号として作用し、前記手段IIに前記制御信号Ｓの値が前記第１範囲にある場合に比較的強い電源電流を流させる一方、前記制御信号Ｓの値が前記第２範囲にある場合に比較的弱い電源電流を流させることにより達成される。
上記制御信号は交互に第１範囲と第２範囲とに入るので、当該回路装置は一方では電源から比較的強い電源電流を流し、これによりＳＳＲは信頼性をもってオンすると共に、制御回路の損傷が防止される。他方においては、電源から流される電源電流の実効値、従って電源から導出される電力が低いままとなる。電源から流される電源電流の制御は、上記コンバータの制御手段のデューティサイクル及び／又は周波数が制御信号Ｓにより影響を受けるようにすることにより簡単な方法で実現される。この場合、上記電源は、基準信号Ｓｃにより制御信号Ｓを交互に第１範囲及び第２範囲に入るようにする交流電圧源として作用する。かくして、これを達成するための別個の手段は不要である。
前記コンバータは、例えば、共振半ブリッジ回路として、フライバックコンバータとして、又は昇圧コンバータと他の形式のコンバータとの組み合わせ、例えば昇圧コンバータとダウンコンバータとの組み合わせとして構成することもできる。高い力率を達成するには、多共振順方向／フライバックコンバータ（multiresonant forward/flyback converter）が好ましい。強い電源電流と弱い電源電流との交互の流れが、全ての状況下で必要というのではない。実際には、低い温度においてのみ、このことがなされれば充分であることが分かっている。
高力率を達成するには、手段Ｉが、前記電源電圧が比較的高い絶対瞬時値の場合に前記第１範囲に入り、前記電源電圧が比較的低い絶対瞬時値の場合に前記第２範囲に入るような制御信号Ｓを前記基準信号Ｓｃから発生するようにするのが好ましい。
電源電圧及び周囲温度のような、本発明による回路装置が動作される環境が、実際には大きく変化する可能性がある。本発明による回路装置の魅力的な実施例は、前記手段Ｉ、II及びIIIが前記光源により出力される光束を制御する制御系の一部を形成し、該制御系は前記光源により消費される電力と所望の値との間の差の尺度となるエラー信号Ｓｆを発生する手段IVを更に有し、前記手段Ｉにより発生される制御信号Ｓが一部上記エラー信号Ｓｆに依存することを特徴としている。所望の光束値を達成するために消費されるべき電力は、比較的強い電源電流が流される期間の相対持続時間の調整により簡単な態様で制御することができる。該相対持続時間とは、比較的強い電源電流が電源電圧の各サイクルにおいて流される期間を該サイクルの持続時間で除算したものであると理解されたい。比較的強い電源電流と比較的弱い電源電流とを交互に流す手段Ｉ、II及びIIIが既に存在するので、本実施例においては、光源により発生される光束を大きな条件の相違にも拘わらず所望の値に略一致させることを簡単に達成することができる。
前記手段IVに、光源により消費される電流から信号Ｓｉを発生する手段Ｖと、光源の周囲における周囲温度から信号Ｓｔを発生する手段VIと、信号Ｓｉと信号Ｓｔとから前記エラー信号Ｓｆを算出する手段VIIとを設けるのが好ましい。この実施例は特に半導体光源に適している。半導体光源の両端間の電圧は、通常、該光源を介して流れる電流には極僅かにしか依存しない。従って、信号Ｓｉは光源により消費される電力の目安ともなる。通常、半導体光源の発光効率は周囲温度に依存する。かくして、上記手段VIにより、周囲温度から半導体光源により消費されるべき所望の値の推定値を簡単に得ることができる。
前記手段Ｉに前記エラー信号Ｓｆが減少すると前記制御信号Ｓを変化させる手段Ｉ’が設けられ、該変化が前記手段IIに前記比較的強い電源電流の増加を生じさせるようにするのが好ましい。高い温度及び低い電源電圧の場合に、前記制御信号Ｓが電源電圧の全サイクルにわたり第２範囲に入ってしまう場合があり得る。このような場合、当該回路装置により消費される電力を、比較的強い電源電流が流される期間の相対持続時間を増加させることにより上昇させることは不可能である。上記手段Ｉ’は、このような状況下でも、上記比較的強い電源電流の値が増加されるようにして当該回路装置により消費される電力を更に上昇させることができることを保証する。このことは、半導体光源により出力される光束を、上記手段Ｉ’がない場合よりも広い周囲温度の範囲にわたり一定に維持することを可能にする。
【図面の簡単な説明】
本発明による回路装置の上記及び他の特徴を図面を参照して詳細に説明するが、該図面において：
第１図は、本発明による回路装置を概念的にではあるが詳細に示し、
第２図は、手段Ｉ及びIIIを示し、
第３図は、手段IIを示し、
第４図は、手段Ｖ、VI及びVIIを有する手段IVを示し、
第５図は、電源電圧ＶV、電源電流ＩV及び幾つかの信号の傾きを概略的に図示し、
第６Ａ、６Ｂ及び６Ｃ図は、種々の条件下で測定された電源電圧ＶV及び電源電流ＩVの傾きを示す。
発明を実施するための最良の形態
第１図は、電源（Ｖin）から電源電流を導出するための入力端子Ｔ1、Ｔ2を備える回路装置を示している。これら端子Ｔ1、Ｔ2は、ローパスフィルタ等を有する入力回路網ＦIを介して整流器手段ＲＭに接続されている。整流器手段ＲＭは、例えばダイオードブリッジとして構成されている。手段IIは上記整流器手段を介して給電され、該手段IIには光源ＬＩを接続するための出力端子Ｔ3、Ｔ4が結合されている。手段IIにはコンバータが設けられ、該コンバータには少なくとも１つのスイッチング素子１３と制御手段１７とが設けられている。手段Ｉは制御信号Ｓを発生する。制御手段１７は、上記スイッチング素子を、高い周波数で制御信号Ｓの値に依存するような態様で切り換える。当該回路装置には更に、前記電源により供給される電源電圧の瞬時値の尺度となる電圧Ｓｃを発生するための手段IIIが設けられている。尚、整流器手段ＲＭは該手段IIIの一部を形成している。
電圧Ｓｃは、手段Ｉに交互に第１範囲及び第２範囲に入る制御信号Ｓを発生させるような基準信号として作用する。手段IIは、制御信号Ｓが上記第１範囲に入る値を有している場合は比較的強い電源電流が流され、制御信号Ｓの値が上記第２範囲に入るような場合は比較的弱い電源電流が流されるのを保証する。
制御信号Ｓは、前記電源電圧が比較的高い絶対瞬時値を有する場合に第１範囲に入る。また制御信号Ｓは、前記電源電圧が比較的低い絶対瞬時値を有する場合に第２範囲に入る。
半導体光源Ｌ１は、前記手段IIに結合された出力端子Ｔ3、Ｔ4に接続されている。この場合、一方の出力端子Ｔ3は手段IIに直接接続されている。他方の出力端子Ｔ4は手段Ｖを介して手段IIに接続されている。手段Ｖは、上記半導体光源により消費される電流の目安となる信号Ｓｉを発生する。手段Ｖは、上記半導体光源により出力される光束と所望の光束との間の差の尺度であるエラー信号Ｓｆを発生する手段IVの一部を形成している。前記手段Ｉにより発生される制御信号は該エラー信号Ｓｆに部分的に依存することになる。手段IVには、更に、手段VI及び手段VIIが設けられている。手段VIは、半導体光源ＬＩの周囲温度の目安となる信号Ｓｔを発生する。手段VIIは、前記エラー信号Ｓｆを信号Ｓｉと信号Ｓｔとから算出する。
制御信号Ｓの値はエラー信号Ｓｆにも依存する。手段Ｉには手段Ｉ’が設けられ、該手段Ｉ’は、エラー信号が減少する場合に、制御信号Ｓが手段IIに前記の比較的強い電源電流の値を増加させるように該制御信号Ｓを変化させる。
第２図は、低周波電源電圧の瞬時絶対値の目安となる基準信号Ｓｃを発生する手段III及び前記制御信号Ｓを発生する手段Ｉの実施例の詳細な図である。前記電源電圧はダイオードブリッジ１ａ〜１ｄにより整流される。このダイオードブリッジは前記整流器手段ＲＭを形成する。該ダイオードブリッジの出力は抵抗性インピーダンス２ａ、２ｂ、２ｃを有する分圧器により分路されている。抵抗性インピーダンス２ｂ及び２ｃにより形成される上記分圧器の一部は、容量性インピーダンス３により分路されている。後者の２つの抵抗性インピーダンスの共通接続点は基準信号Ｓｃを出力し、該信号は上記電源電圧の絶対瞬時値に略比例している。
上記手段IIIの他の実施例においては、上記基準信号Ｓｃの形成は、上記ダイオードブリッジの入力における、該ダイオードブリッジ入力の電源電圧導体間でスイッチされるダイオード抵抗回路網により形成される枝路によりなされる。この実施例は、基準信号Ｓｃを表すのに電源電圧の振幅が忠実に追従されるという利点を有している。
上記基準信号Ｓｃから制御信号Ｓを発生する手段Ｉは半導体スイッチ４を有し、該半導体スイッチの制御電極４ａは手段IIIから基準信号Ｓｃを入力する。同時に制御電極及び主電極として働く該半導体スイッチの電極４ｃは、エラー信号Ｓｆを入力する。半導体スイッチ４の主電極４ｂは、単一方向素子５と抵抗性インピーダンス６及び７との直列接続を介して、安定化された電源の端子Ｖccに接続されている。上記抵抗性インピーダンス６及び７の共通接続点は、第２の半導体スイッチ８の制御電極８ａに接続されている。半導体スイッチ８は分圧器の抵抗性インピーダンス９ａを分路し、該分圧器には抵抗性インピーダンス９ｂ及び９ｃが更に設けられている。該分圧器９ａ、９ｂ、９ｃは前記端子Ｖccを接地点に接続している。抵抗性インピーダンス９ｃは容量性インピーダンス１０により分路されている。上記抵抗性インピーダンス９ｂ及び９ｃの共通接続点は、差動増幅器１１の非反転入力端１１aに接続されている。反転入力端１１bは抵抗性インピーダンス１２aを介して前記エラー信号Ｓｆを入力する。出力端１１cは制御信号Ｓを前記手段IIに供給する。上記反転入力端１１bは抵抗性インピーダンス１２bを介して上記出力端１１cに接続されている。差動増幅器１１並びに抵抗性インピーダンス１２a及び１２bは手段Ｉ’を形成している。
手段Ｉにおける基準信号Ｓｃとエラー信号Ｓｆとの比較からの制御信号Ｓの形成は、記載の実施例においては、トランジスタ回路（トランジスタ４及び８）によりなされる。他の実施例においては、この比較は、例えば演算増幅器のような集積回路を用いてなされる。
第３図に詳細に示された手段IIは、多共振順方向／フライバックコンバータ（multiresonant forward/flyback converter）として構成されている。スイッチング素子１３は、誘導性インピーダンス１４及びトランス１５の一次巻線１５aと共に、入力端子１６a、１６bを分路する直列回路を構成している。スイッチング素子１３の制御電極１３aは制御手段１７の出力端子１７bに接続されている。スイッチング素子１３の主電極１３b及び１３cは容量性インピーダンス１８により分路されている。トランス１５の二次巻線１５bは容量性インピーダンス１９により分路されると共に、ダイオードブリッジ２０a〜２０dの入力端２０p、２０qに接続されている。該ダイオードブリッジの出力端２０r、２０sは容量性インピーダンス２１により分路されている。上記制御手段１７は、スイッチング素子１３を高周波数で交互に一定のオフ時間の間オフにし、可変オン時間の間オンにするような動作を継続するタイマにより形成されている。上記オン時間は、制御信号Ｓの値が高いと、比例して長くなる。
エラー信号Ｓｆを発生する手段IVが第４図に更に詳細に示されている。第４図に示される手段IVには、手段Ｖ、VI及びVIIが設けられている。手段Ｖの入力端子２２a及び２２bは抵抗性インピーダンス２３により分路されている。入力端子２２aは、抵抗性インピーダンス２４を介して差動増幅器２５の非反転入力端子２５aに接続されている。入力端子２２bは容量性インピーダンス２６を介して上記非反転入力端子２５aに接続されている。入力端子２２bは、更に、抵抗性インピーダンス２７aを介して該差動増幅器２５の反転入力端子２５bに接続されている。差動増幅器２５の出力端子２５cと入力端子２５bとは抵抗性インピーダンス２７bを介して相互接続されている。
前記光源ＬＩの周囲温度の目安となる信号Ｓｔを発生する手段VIには、抵抗性インピーダンス２７cと降服素子２８との直列接続が設けられている。この直列接続は、端子Ｖccと接地との間の接続部を形成している。降服素子２８は、抵抗性インピーダンス２９及び３０の直列接続により分路されている。抵抗性インピーダンス２９は抵抗性インピーダンス３１により分路され、該インピーダンス３１は負の温度係数を有していて、以下では温度依存性抵抗性インピーダンスと呼ぶ。抵抗性インピーダンス３０は容量性インピーダンス３２により分路されている。抵抗性インピーダンス２９及び３０の共通接続点３３は、信号Ｓｔを供給する出力端子を形成している。
上記手段VIの出力端子３３は差動増幅器３４の非反転入力端子３４aに接続されている。該増幅器の反転入力端子３４bは抵抗性インピーダンス３５を介して手段Ｖの出力端子２５cに接続されている。該差動増幅器の出力端子３４c及び反転入力端子３４bは抵抗性インピーダンス３６を介して相互接続されている。手段VIの出力端子３３は、差動増幅器３７の非反転入力端子３７aにも接続されている。この差動増幅器の反転入力端子３７bは前記差動増幅器３４の出力端子３４cに抵抗性インピーダンス３８を介して接続されている。容量性インピーダンス３９と抵抗性インピーダンス４０との並列接続が差動増幅器３７の出力端子３７cを当該増幅器の反転入力端子３７bに接続している。
図示の回路装置は以下のように動作する。当該回路装置の入力端子Ｔ1及びＴ2が、例えば１１０ボルト６０Ｈｚ主電源電圧のような低周波数電源に接続されると、整流器手段ＲＭは手段IIの入力端子１６a、１６ｂに、低周波数で変化するような直流電圧を発生する。制御手段１７は、制御電極１３aにおけるスイッチング電圧Ｖｓにより、スイッチング素子１３を交互にオン時間の間導通状態にし、オフ時間の間非導通状態にする。スイッチング素子１３のスイッチングにより、高い周波数で変化する電圧がトランス１５の一次巻線１５aに流れるので、高い周波数で変化する電圧が該トランスの二次巻線１５bに誘起される。後者の電圧はダイオードブリッジ２０a〜２０d及び容量性インピーダンス２１により略一定の直流電圧に変換される。半導体光源ＬＩは、この直流電圧により給電される。
明確化のために、第５図は電源電圧ＶV、信号Ｓｃ及びＳｆ、制御信号Ｓ、スイッチング電圧Ｖｓ並びに電源電流ＩVの勾配を概略的に示している。明瞭化のために第５図においては、前記コンバータのスイッチング周波数が電源の周波数より１桁だけ高い状況が示されている。実際には、コンバータの周波数は、通常、例えば５０又は６０Ｈｚなる電源の周波数より、例えば数十ｋＨｚと、大幅に高くなっている。手段IIIは電源電圧ＶVの瞬時値に略比例した値の信号Ｓｃを発生する。この信号Ｓｃの値は、電源電圧の各半サイクル内の期間Δｔの間において、半導体スイッチ４のベース-エミッタ間電圧だけ増加されたエラー信号Ｓｆよりも高い。この場合、半導体スイッチ４は導通状態を呈するので、電流が枝路４〜７を介して流れる。この結果抵抗性インピーダンス７の両端間に電圧降下が生じ、これが半導体スイッチ８を導通させる。この結果、差動増幅器１１の非反転入力端子１１aにおける電圧Ｓ’が上昇し、従って制御信号Ｓの電圧も上昇する。制御信号Ｓの電圧が上昇する結果、スイッチング電圧Ｖｓのパルスの持続時間が増加する。これは、スイッチング素子１３のオン時間も増加させる。このスイッチング素子１３のオン時間の増加により、手段IIは、比較的強い電源電流ＩV1が期間Δｔの間に電源から導出されるようにすることができる。信号Ｓｃがスイッチング素子４のベース-エミッタ間電圧分増加されたエラー信号Ｓｆより低くなる時点で、制御信号Ｓは再び減少する。この結果、スイッチング素子１３のオン時間は減少するので、手段IIは、比較的弱い電源電流ＩV2が電源から導出されるようにすることができる。
手段Ｖの入力端子２２a、２２bは半導体光源ＬＩに直列に接続されているので、抵抗性インピーダンス２３の両端間には、該半導体発光源ＬＩにより消費される電流に比例した電圧が発生する。差動増幅器２５により発生される信号Ｓｉの電圧は、上記抵抗性インピーダンス２３の両端間電圧に一定係数を乗算したものに等しい。ＬＥＤの両端間の電圧は略一定であるので、信号ＳｉはＬＥＤにより消費される電力の尺度となる。
抵抗性インピーダンス２９、３０、３１の回路網の両端間には、手段VI内の抵抗性インピーダンス２７と降服素子２８との直列接続により略一定の電圧が発生する。温度依存性抵抗性インピーダンス３１の抵抗値は、周囲温度が上昇するに比例して減少する。この結果、信号Ｓｔの電圧は上昇する。抵抗性インピーダンス２９、３０及び３１は、例えば−４０℃ないし＋７５℃にわたるような実際に発生する周囲温度において信号Ｓｔの電圧が、所望の光束を出力するために半導体光源ＬＩが消費しなければならない電力の略目安となるように、選択することができる。差動増幅器３４及び３７は、信号Ｓｉの値と信号Ｓｔの値との差に一定係数を乗算したものに略等しい電圧を有する信号Ｓｆを送出する。信号Ｓｉの値は、半導体光源ＬＩにより消費される電力が大きくなるに比例して上昇する。前記信号Ｓｃと比較されるエラー信号Ｓｆの値も、信号Ｓｉの値と信号Ｓｔの値との間の差が大きくなるに比例して上昇する。従って、手段IIに比較的強い電源電流を流させるためには、電源電圧の一層高い瞬時絶対値が必要となる。これにより、電源ユニットから比較的強い電源電流を導出される期間の持続時間Δｔ、従って当該回路装置により消費される電力は、限定される。これにより、半導体光源ＬＩにより消費される電力も制限されるので、該電力は所与の周囲温度にとって望ましい値に近い値に自己調整することになる。
実際的な実現例においては、半導体光源ＬＩには１８個のＬＥＤを有する回路が設けられる。これら１８個のＬＥＤは、各々が６個のＬＥＤの３つの直列回路として構成される。これら直列回路の１つにおける２つの連続したＬＥＤの間の接続点の各々は、他の２つの直列回路における対応する接続点に接続されている。使用されるＬＥＤの各々は２５０mAなる電流に対して２．５±０．５ボルトなる電圧を持つ。この実際的な実現例におけるダイオードブリッジ１ａ〜１ｄは1N4007型のダイオードを用いて構成される。単一方向素子５は1N418型のダイオードである。ダイオードブリッジ２０a〜２０dにおける２０a及び２０bはBYV118F型の共通カソードを持つダイオードとして一緒に構成される。２０c及び２０dはBYV10-40型のダイオードである。降服素子２８は、1N825型の６．２ボルトなる降服電圧を持つツェナーダイオードである。半導体スイッチ４及び８はBCX70型のトランジスタにより形成される。STP3N100型のＦＥＴがスイッチング素子１３として作用する。差動増幅器１１、２５、３４及び３７はNE532型の演算増幅器として構成される。制御手段１７はNE7555型のタイマＩＣにより形成される。このＩＣのピン５及び３は、第３図に示す制御手段の入力端子１７a及び出力端子１７bを各々形成する。誘導性インピーダンス１４は６００μＨなるインダクタンス値を有する。トランス１５の一次巻線の巻数の二次巻線の巻数に対する比は４である。温度依存性抵抗性インピーダンス３１は、フィリップス製、2322 64090106型のＮＴＣとして構成される。端子Ｖccの電圧を発生する安定化電圧源は、LM78L09型のものである。他の部品は下表に掲げられたような値を有する。
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本発明による回路装置の動作を調べるために、電源から導出される電流ＩVが時間ｔの関数として測定された。回路装置は６０Ｈｚなる周波数を持つ電源上で動作された。該電源により供給される電圧の実効値Ｖeffが変化された。更に、種々の周囲温度Ｔambがシミュレートされた。周囲温度の該シミュレーションは、温度依存性抵抗性インピーダンス３１が、温度に依存せず且つシミューレトされるべき温度において上記温度依存性抵抗性インピーダンス３１が有するであろう抵抗値（即ち、−４０℃で３３２ｋΩ、２５℃で１０ｋΩ、及び７４℃で１．５ｋΩ）を持つような抵抗性インピーダンスに置換されて実施された。
第６Ａ図、第６Ｂ図及び第６Ｃ図は、本発明による回路装置のＶeff＝８０ボルト、Ｔamb＝７４℃；Ｖeff＝１１７ボルト、Ｔamb＝２５℃；及びＶeff＝１３５ボルト、Ｔamb＝−４０℃に対応する各状況下でのテスト結果を各々示している。これらの図において、曲線ａは電源から導出される電流ＩV（ｍＡ）を電源電圧ＶV（ボルト）（曲線ｂ）の１サイクルの間での時間ｔの関数として表している。線ｃは、ＳＳＲを信頼性をもってオンさせるために各サイクルの間に当該回路装置が電源から導出しなければならない電源電流の１５０ｍＡのレベルである。第６Ａ図、第６Ｂ図及び第６Ｃ図において、期間Δｔの持続時間は、各々、５．２ｍｓ、３３．ｍｓ及び２ｍｓである。当該回路装置が期間Δｔの間に電源から導出する比較的強い電源電流の値は、調べられた大きく異なる条件の各々において必要最小限の１５０ｍＡよりも大きく、これがＳＳＲの信頼性のあるオンを可能にしている。
半導体光源ＬＩは高い温度で所望の光束を出力するには比較的高い電力を必要とする。このような状況下では、エラー信号Ｓｆは比較的低い値を有する。手段Ｉ’の入力端子I2’におけるエラー信号Ｓｆの値が低い結果、差動増幅器１１の出力端子における電圧は高くなる。結果として、制御信号Ｓの電圧は第１範囲及び第２範囲の両方においてエラー信号Ｓｆの値が低い場合におけるよりも高い値を有する。ここで述べた実際的な実現例においては、第１の範囲における制御信号Ｓの値は、エラー信号Ｓｆの１０ボルトから０ボルトへの減少に対して４．７ボルトから６．２ボルトに上昇する。第２範囲においては、該エラー信号の上記と同じ減少に対して、制御信号Ｓの値は２．０ボルトから３．５ボルトに上昇する。手段Ｉ’は、期間Δｔの増加が最早可能ではない場合にも、当該回路装置が消費される電力を増加させるのを可能にする。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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