(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスの１次巻線と前記１次巻線に直列に接続されたスイッチ素子と前記スイッチ素子に並列に接続されたスナバコンデンサと前記スイッチ素子の発振を制御する発振制御回路を備えたスイッチング電源装置において、前記１次巻線と前記スナバコンデンサの接続点と前記スイッチ素子の間に直列に第１のダイオードを挿入し、前記１次巻線と前記第１のダイオードの接続点と前記スナバコンデンサの間に直列に第２のダイオードを挿入し、前記第２のダイオードと前記スナバコンデンサの接続点と前記第１のダイオードと前記スイッチ素子の接続点の間にインダクタと第３のダイオードからなる直列回路を接続したことを特徴とするスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はスイッチング電源装置に関し、特に共振現象を利用した損失の小さいスナバ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、損失の小さいスナバ回路として、ＬＣスナバ（スイッチングコンバータの基礎，コロナ出版社）がある。図３に、それをフライバックコンバータに応用した回路構成を示し、図４に動作波形を示す。
【０００３】
図３に示した回路において、スイッチ素子１１２がターンオフすると、１次巻線１１１に生じるフライバック電圧によってスナバコンデンサ１１３が充電される。スイッチ素子１１２がターンオンすると、スナバコンデンサ１１３はインダクタ１０３とダイオード１０２を通る半波共振電流を生み出すが、この半波共振によって、スナバコンデンサ１１３には極性が反転した電圧が充電される。
【０００４】
図５はスイッチ素子１１２に加わる電圧ＶＤＳとスイッチ素子１１２に流れる電流ＩＤを示している。スイッチ素子１１２が時刻ｔ１にターンオンすると、スイッチ素子１１２にはスナバコンデンサ１１３とインダクタ１０３とダイオード１０２による半波共振電流が流れる。時刻ｔ１からｔ２までの期間が共振の半周期に相当する。この電流によってスナバコンデンサ１１３にはインダクタ１０３側がプラスになる電圧が充電される。スイッチ素子１１２が時刻ｔ３にターンオフすると、スナバコンデンサ１１３は１次巻線１１１とダイオード１０１を通って放電し、更に１次巻線のフライバック電圧によってスイッチ素子１１２側がプラスになる電圧が充電される。スイッチ素子１１２のオフ期間にスナバコンデンサ１１３に充電されるフライバック電圧をＶＦＢとすれば、オン期間の間に極性が反転して、ターンオフ直前には−ＶＦＢになっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
スナバコンデンサ１１３の充放電によって失われる電力は回路に存在する抵抗成分によるものを除けばゼロであることから、損失のないスナバ回路であると言える。しかし、スナバコンデンサ１１３に充電されるフライバック電圧ＶＦＢに対して、直流電源１１９の電圧ＶＩＮが高いとき、スイッチ素子１１２がターンオフすると同時にスイッチ素子１１２の電圧は直流電源１１９の電圧ＶＩＮから１次巻線１１１のフライバック電圧ＶＦＢを引いた値まで急速に立ち上がり、そこから、スナバコンデンサ１１３の働きによって、ゆっくり上昇する。スイッチ素子１１２の電圧がＶＩＮ−ＶＦＢに達するまでは、スイッチ素子１１２の電流がピーク値を維持したままであるため、スイッチ素子１１２にはスイッチングロスが生じる。このロスはＶＩＮ−ＶＦＢが大きい程大きいので、スイッチングロスを小さくするためにはＶＦＢをＶＩＮに近い値に設定しなければならない。
【０００６】
直流電源１１９の電圧の変化の幅が広いときに、上に示したＶＩＮ−ＶＦＢを小さくするためにＶＦＢを高い値に設定すると、オフ期間にスイッチ素子１１２に加わる電圧がＶＩＮ＋ＶＦＢになることから、スイッチ素子１１２の耐圧を高くしなければならず、その結果、スイッチ素子１１２のコストが高くなる。
【０００７】
本発明は、このような欠点を除去するもので、フライバック電圧を低く設定してもスイッチングロスの発生を抑えることのできる無損失のスナバ回路付きスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上の目的を達成するために本発明は、トランスの１次巻線と、この１次巻線に直列に接続されたスイッチ素子と、スイッチ素子に並列に接続されたスナバコンデンサと、スイッチ素子の発振を制御する発振制御回路を備えたスイッチング電源装置において、スイッチ素子に直列に第１のダイオードを挿入し、スナバコンデンサに直列に第２のダイオードを挿入し、第２のダイオードとスナバコンデンサの接続点と第１のダイオードとスイッチ素子の接続点の間にインダクタと第３のダイオードからなる直列回路を接続した。
【０００９】
【作用】
スイッチ素子がターンオフすると、直流電源の電圧と１次巻線に生じる電圧によってスナバコンデンサが充電される。このとき、スナバコンデンサの電圧はその容量に応じてゆっくり上昇するので、スイッチ素子の電圧もゆっくり上昇する。スイッチ素子がターンオンすると、スナバコンデンサの放電の電流はインダクタと第３のダイオードを通ってスイッチ素子を流れるので、正弦波の半波共振電流となる。この半波共振電流により、スナバコンデンサには極性が反転した電圧が充電される。これがスイッチ素子のオン期間に起きるので、１次巻線を流れる電流は、より電圧の低いスナバコンデンサに一時的に流れ、スナバコンデンサの電圧がほぼゼロになると再びスイッチ素子に流れる。
【００１０】
スイッチ素子が再びターンオフするとき、スナバコンデンサの電圧がほぼゼロであることから、ターンオフと同時にスナバコンデンサの電圧はゼロからゆっくり立ち上がる。
【００１１】
スナバコンデンサに直列に接続されている第２のダイオードは、スイッチ素子がターンオンしたときに、スナバコンデンサの放電が直接スイッチ素子に流れるのを阻止している。スイッチ素子に直列に接続されている第１のダイオードは、スナバコンデンサの電圧が半波共振電流によって極性が変わるときに、第２のダイオードを通ってスイッチ素子を逆流するのを阻止している。インダクタに直列に接続されている第３のダイオードは、インダクタとスナバコンデンサによる共振を半周期で止めるためにある。
【００１２】
【実施例】
図１は本発明の実施例に係るフライバックコンバータ方式のスイッチング電源装置を示す回路図である。図２は図１の回路図の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図である。
【００１３】
図１に示した回路において、負荷回路１８に安定した直流電圧を供給するために、発振制御回路１４は適当なデューティ比のパルスを出力してスイッチ素子１２をスイッチングしている。スイッチ素子１２のオン期間に１次巻線１１に電流が流れてトランスには励磁エネルギーが蓄積し、その励磁エネルギーはスイッチ素子１２のオフ期間に２次巻線１５を介して負荷側に放出される。負荷回路１８に供給される電圧が一定であることから、スイッチ素子１２のオフ期間に１次巻線１１に生じるフライバック電圧も一定であり、スナバコンデンサ１３には、このフライバック電圧に直流電源１９の電圧を加えた電圧が充電される。
【００１４】
スイッチ素子１２がターンオンすると、スナバコンデンサ１３はインダクタ３と第３のダイオード４を通り放電する。放電は共振の半周期で止められるために、スナバコンデンサ１３には共振開始前の電圧を正負反転した電圧が充電される。そのため、このスナバコンデンサ１３の負電圧がゼロに戻るまで、１次巻線１１を流れる励磁電流は第２のダイオード２を通りスナバコンデンサ１３に流れる。
【００１５】
スイッチ素子１２がターンオフすると、１次巻線１１に生じるフライバック電圧に直流電源１９の電圧を足した電圧がスナバコンデンサ１３に充電される。ターンオフ時の過渡的なサージ電圧もスナバコンデンサ１３によって吸収される。
【００１６】
図５の波形図において、ＶＤＳとＩＤはスイッチ素子１２の電圧と電流を示しており、ＩＣはスナバコンデンサ１３の電流を示している。横軸は共通の時間軸である。時刻ｔ１において、スイッチ素子１２がターンオンして、スナバコンデンサ１３とインダクタ３による共振電流が流れ始め、時刻ｔ２において共振電流が止まる。このとき、スナバコンデンサ１３の極性が反転しているため、１次巻線１１には一時的に直流電源１９の電圧にスナバコンデンサ１３の電圧を足した電圧が加わり、１次巻線１１とスナバコンデンサ１３による共振が始まる。この共振によってスナバコンデンサ１３の電圧が負からゼロを通過する時刻ｔ３において、１次巻線１１の共振電流はピークに達するが、スナバコンデンサ１３の電圧がゼロから少し正になると、電圧のより低いスイッチ素子１２に流れるようになる。時刻ｔ４において、スイッチ素子１２がターンオフすると、スイッチ素子１２を流れる電流がゼロになるが、そのときスイッチ素子１２に加わる電圧はスナバコンデンサ１３の電圧でもあり、その容量に応じてゆっくり立ち上がる。
【００１７】
スイッチ素子１２がターンオンする時刻ｔ１とターンオフする時刻ｔ４において、スイッチ素子１２の電流と電圧のうち、いずれか一方がゼロであるためスイッチングロスが生じない。そして、この効果は直流電源１９の電圧に無関係であるため、１次巻線１１のフライバック電圧を低く設定していても、広い入力電圧の全範囲においてスイッチングロスを抑えることができる。
【００１８】
図１に示した実施例は、フライバックコンバータ方式のスイッチング電源装置であるが、本発明はフォワードコンバータ方式のスイッチング電源装置にも実施することができる。また、発振制御回路が自励式であっても、また他励式であっても、どちらにも実施することができる。
【００１９】
【発明の効果】
図３に示した従来方式に比べ、ダイオードを１つ多く使うが、入力電圧の広い条件で本発明を実施するときに、耐圧のより低いスイッチ素子を使用することができるので全体のコストは安くなる。また、フライバック電圧のより低い巻数比を選ぶことができるので、トランスの１次巻線と２次巻線のカップリングが良くなるというメリットがある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例に係るフライバックコンバータ方式のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】図１の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図である。
【図３】従来方式の一例を示す回路図である。
【図４】図３の主要部の電圧と電流の波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１  第１のダイオード
２  第２のダイオード
３  インダクタ
４  第３のダイオード
１１、１１１  トランスの１次巻線
１２、１１２  スイッチ素子
１３、１１３  スナバコンデンサ
１４、１１４  発振制御回路
１５、１１５  トランスの２次巻線
１６、１１６  ダイオード
１７、１１７  コンデンサ
１８、１１８  負荷回路
１９、１１９  直流電源
１０１、１０２  ダイオード
１０３  インダクタ
ＶＤＳ  スイッチ素子の電圧
ＶＤ  スイッチ素子の電流
ＩＣ  スナバコンデンサの電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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