(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基地局（ＢＳ）と移動局（ＢＳ）との同期化方法であって、
長さ２５６の信号シーケンスＫ（ｉ）を基地局（ＢＳ）から送信し、
該信号シーケンスは、長さｎ２＝１６の第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）をｎ１＝１６回繰り返し、その際に長さｎ１＝１６の第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）により変調し、
このとき第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）の変調を次の規則に従って行い：
K(i) = K2(i mod n2) * K1(i div n2), i=0...n1*n2-1に対し
ここで少なくとも１つの信号部分シーケンスは、長さｎｘ＝ｎ１＝１６のゴレイシーケンスＸn（ｋ）であり、
該ゴレイシーケンスは次式により形成され：
【数１】
0004342109.tif 000017
信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４および単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の次の集合から取り出される：
【数２】
0004342109.tif 000018
ことを特徴とする方法。
【請求項２】
信号シーケンスＫ（ｉ）を次の形成規則に従って、１６個のエレメントからなる信号部分シーケンスａの変調繰り返しによって得る：
Ｋ＝＜a, a, a, -a, -a, a, -a, -a, a, a, a, -a, a, -a, a, a＞
請求項１記載の方法。
【請求項３】
信号シーケンスＫ１（ｊ）はゴレイシーケンスであり、
該ゴレイシーケンスはディレイマトリクスＤ＝［８，４，１，２］と重み付けマトリクスＷ＝［１，−１，１，１］により定義される、請求項１記載の方法。
【請求項４】
第１の信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４と単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の次の集合から取り出される：
3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1;
そして第２の信号部分シーケンスを形成するために使用される順列（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）は３２０１に等しい、請求項１記載の方法。
【請求項５】
信号シーケンスＫ（ｉ）は、受信信号シーケンスＥ（１）の位置部として移動局（ＭＳ）により受信され、同期化のためにさらに処理される、請求項１から４までのいずれか１項記載の方法。
【請求項６】
信号シーケンスＫ（ｉ）を移動局（ＭＳ）により検出し、
その際に移動局では、第１および第２の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）、Ｋ２（ｋ）についての知識が利用される、請求項１から５までのいずれか１項記載の方法。
【請求項７】
移動局（ＭＳ）で、信号シーケンスＫ（ｉ）と受信信号シーケンスＥ（１）の相応する部分との相関和Ｓを検出し、
その際に、信号部分シーケンスＫ２（ｋ）と受信信号シーケンスＥ（１）の相応する部分との部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）を計算し、
相関和Ｓの計算のために、部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）のｎ１個のエレメントを選択し、スカラー積を形成するように信号部分シーケンスＫ１（ｊ）と乗算する、請求項１から６までのいずれか１項記載の方法。
【請求項８】
相関和Ｓを計算するために、部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）のそれぞれ第ｎ２番目のエレメントをｎ１個選択する、請求項７記載の方法。
【請求項９】
移動局（ＭＳ）で、信号シーケンスＫ（ｉ）と受信信号シーケンスＥ（１）の相応する部分との相関和Ｓを検出し、
その際に信号部分シーケンスＫ１（ｊ）と、受信信号シーケンスＥ（１）の選択されたエレメントとの部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）を計算し、
相関和Ｓを計算するために、部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）のｎ２個のエレメントをスカラー積を形成するように信号部分シーケンスＫ２（ｋ）と乗算する、請求項１から６までのいずれか１項記載の方法。
【請求項１０】
部分相関和ＴＳを計算するために、受信信号シーケンスＥ（１）のそれぞれ第ｎ２番目のエレメントをｎ１個選択する、請求項９記載の方法。
【請求項１１】
計算された部分相関和ＴＳを記憶し、さらなる相関和Ｓの計算に使用する、請求項７から１０までのいずれか１項記載の方法。
【請求項１２】
移動局（ＭＳ）で、少なくとも部分的に信号シーケンスを検出するために、とりわけ少なくとも１つの相関和を計算するために、効率的ゴレイ相関器（ＥＧＣ）を使用する、請求項１から１１までのいずれか１項記載の方法。
【請求項１３】
信号シーケンスＫ（ｉ）を記憶ないし形成するための手段（ＳＰＥ）を有し、
該信号シーケンスは、長さｎ２＝１６の第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）をｎ１＝１６回繰り返し、その際に長さｎ１＝１６の第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）により変調することにより得られ、
ここで第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）の変調は次の規則に従って行われ：
K(i) = K2(i mod n2) * K1(i div n2), i=0...n1*n2-1に対し
信号部分シーケンスの少なくとも１つは長さｎｘ＝ｎ１＝１６のゴレイシーケンスＸn（ｋ）であり、
該ゴレイシーケンスは次式により形成され：
【数３】
0004342109.tif 000019
信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４と単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の次の集合から取り出され：
【数４】
0004342109.tif 000020
さらに当該信号シーケンスＫ（ｉ）を、受信ユニット（ＭＳ）との同期化のために送信するための手段を有する、
ことを特徴とする基地局（ＢＳ）。
【請求項１４】
受信信号シーケンスから信号シーケンスＫ（ｉ）を検出するための手段を有し、
該信号シーケンスは、長さｎ２＝１６の第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）をｎ１＝１６回繰り返し、その際に長さｎ１＝１６の第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）により変調することにより得られ、
ここで第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）の変調は次の規則に従って行われ：
K(i) = K2(i mod n2) * K1(i div n2), i=0...n1*n2-1に対し
信号部分シーケンスの少なくとも１つは、長さｎｘ＝ｎ１＝１６のゴレイシーケンスＸn（ｋ）であり、
該ゴレイシーケンスは次式により形成され：
【数５】
0004342109.tif 000021
信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４および単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の次の集合から取り出され：
【数６】
0004342109.tif 000022
第１と第２の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）、Ｋ２（ｋ）についての知識が使用される、
ことを特徴とする移動局（ＭＳ）。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、基地局と移動局との同期化方法、および基地局と移動局に関する。
【０００２】
例えば移動無線システムのような信号伝送システムでは、通話パートナーの一方（第１の伝送ユニット）が、他方の通話パートナー（第２の伝送ユニット）から送信された所定の設定された信号を識別することが必要である。ここでは例えば、２つの同期パートナー、例えば無線局を同期化するためにいわゆる同期バースト（同期無線ブロック）またはいわゆるアクセスバーストを取り扱うことができる。
【０００３】
この種の受信信号を環境ノイズに対して確実に検出ないし同定できるようにするため、受信信号を連続的に所定の持続時間にわたって、所定の信号シーケンスと相関させ、相関和を所定の信号シーケンスの持続時間にわたって形成することが公知である。最大の相関和を生じる受信信号の領域が求める信号に相応する。デジタル移動無線システムの基地局からの同期信号には、例えばいわゆるトレーニングシーケンスとしての信号シーケンスが前置されている。このトレーニングシーケンスは、上記のようにして移動局で記憶された信号シーケンスとの相関により検出される。このようにして移動局は基地局と同期することができる。
【０００４】
基地局でもこの種の相関計算が、例えばランダムアクセスチャネル（ＲＡＣＨ）検知の際に必要である。さらに相関計算が、チャネルパルス応答の検出および受信された信号バーストの信号伝搬時間の検出のために実行される。
【０００５】
ここで相関和は次のように計算される：
【０００６】
【数７】
0004342109.tif 000002
【０００７】
ここでＥ（ｉ）は、受信信号から導出された受信信号シーケンス、Ｋ（ｉ）は所定の信号シーケンスであり、ｉは０からｎ−１である。相関和Ｓｍは順次連続して、時間的にずれた、受信信号から得られる複数の信号シーケンスＥ（ｉ）に対して計算され、次にＳｍの最大値ｚが検出される。ｋ個の順次連続する相関和を計算すべき場合、計算コストはｋ＊ｎの演算となり、ここで乗算と加算は共に１つの演算として計数される。
【０００８】
従って相関和の計算は非常に面倒で、とりわけリアルタイム適用、例えば音声通信または画像電話、またはＣＤＭＡシステムにおいては計算能力を必要とし、従って計算の際に大きな電流を消費する高価なプロセッサを必要とする。例えば規格化されたＵＭＴＳ移動無線システムを同期化するために、長さ２５６Chips（ＣＤＭＡでは伝送されるビットをチップ(Chip)とも称する）の既知の信号シーケンスが検出される。このシーケンスは２５６０Chipsごとに繰り返される。移動局は最初、チップクロックに対して非同期で動作するから、受信信号をオーバサンプリングして、走査状態が不利な場合でも十分な信号が得られるようにしなければならない。このことは、Ｉ成分とＱ成分のサンプリングに基づき、２５６＊２５６０＊２＊２＝２６２１４４０演算になる。
【０００９】
ＷＯ９６３９７４９Ａから、同期化シーケンスを伝送することが公知である。ここではシーケンスのチップ自体がシーケンスである。
【００１０】
“Srdjan Budisin: Golay Complementary Sequences are Superior to PN Sequences, Proceedings of the International Conference on Systems Engineering, US, New York, IEEE, Bd.-,1992, pp. 101-104, XP 000319401 ISBN: 0-7803-0734-8”から、ＰＮシーケンスに対して択一的にゴレイシーケンスを使用することが公知である。
【００１１】
本発明の課題は、確実に、かつコスト的に有利に基地局を移動局と同期化することのできる、基地局を移動局に同期化する方法、および基地局および移動局を提供することである。
【００１２】
この課題は、独立請求項の構成によって解決される。さらなる改善形態は従属請求項に記載されている。
【００１３】
本発明は、同期化のために形成可能である信号シーケンスを使用し、この信号シーケンスは長さｎ２の第２の信号部分シーケンスをｎ１回繰り返し、その際に第１の信号部分シーケンス（長さｎ１）により変調し、信号部分シーケンスの少なくとも１つはゴレイシーケンス（しばしばゴレイ相補シーケンスとも称される）であることに基づく。このことにより、信号シーケンスを形成することができ、これらが受信信号シーケンスに含まれている場合には、容易に検出することができる。とりわけゴレイシーケンスの使用は有利である。なぜなら相関の計算のために非常に効率的にアルゴリズムが公知だからである。
【００１４】
さらに本発明は、同じ長さの２つの信号部分シーケンスを使用することにより、高速でコスト的に有利な相関和の計算が可能であることに基づくものである。
【００１５】
従って例えば長さ１６の２つの基本ゴレイシーケンスから構成される長さ２５６の階層的相関シーケンスを、ＵＭＴＳシステムのＰＳＣ（一次同期化チャネル）に対する同期化シーケンスとして使用すれば、計算コストは従来の長さ２５６のゴレイシーケンスによる実現例に対して、計算される相関出力値当たりの加算が１５から１４に低減される。
【００１６】
２つの信号部分シーケンスにより形成された信号シーケンスＫ（ｉ）の自動相関関数は、とりわけ従来の方法で使用される直交ゴールドコードに対して一般的に劣化した自動相関特性を有する。この関数は例えば比較的に高いサブマキシマムとサブマキシマムの比較的に高い二乗平均値を有する。さらにＵＭＴＳリンクレベルシミュレーションは、この種の信号シーケンス（Ｋ（ｉ）をＰＳＣで、送信器と受信器との間の周波数ずれ（周波数エラー）の際にスロット同期化のために使用すれば、同期化エラーが直交ゴールドコードを使用する場合よりも比較的に高いことを示した。
【００１７】
しかしこの目的のために形成された面倒で専用のシミュレーションツールによって、少なくとも１つのゴレイシーケンスからなる信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を検出することができる。これらに基づき、信号シーケンスを形成することができる。これらの信号シーケンスは送信器と受信器との間の周波数ずれが比較的に大きい場合であっても確実に検出することができ、同期エラーに至る割合が少ない。ここでＵＭＴＳシステムに対するシミュレーションの際には１０ｋＨｚの周波数ずれを前提とした。このようにして形成可能な信号シーケンスＫ（ｉ）ないしは同期化コードｃｐを使用することによって、相関和を計算するための計算コスト、すなわち受信側移動局ＭＳにおいて同期化のために信号シーケンスＫ（ｉ）を検出するための計算コストが格段に低減され、しかも同期化エラーが同時に高まることもない。さらに比較的に高価な水晶子を受信器で周波数安定化のために使用する必要もない。
【００１８】
このシミュレーションにおいて、次のゴレイシーケンスを信号部分シーケンスとして使用するととりわけ有利であることが判明した。
【００１９】
長さｎｘ＝１６のゴレイシーケンスＸn（ｋ）は次の式により形成可能である：
【００２０】
【数８】
0004342109.tif 000003
【００２１】
ここで信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４と単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は次の順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出される：
【００２２】
【数９】
0004342109.tif 000004
【００２３】
本発明の特別の改善形態では、信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４と単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の次の集合から取り出される：
3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; および／または第２の信号部分シーケンスを形成するために使用される順列（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）は同じ３２０１である。このことにより本発明の特に有利な実現変形実施例がＡＳＩＣで可能である。
【００２４】
移動局における信号部分シーケンスについての知識により、移動局を基地局と同期化するために必要な、移動局における相関和の計算が従来技術に対して比較的に低いコストで実行可能である。
【００２５】
本発明の改善形態では、一度計算された部分相関和が記憶され、さらなる相関和の計算のために使用される。したがってさらなる相関和の計算の際に、以前にすでに計算された部分相関和を使用し、計算コストを格段に低減することができる。
【００２６】
「受信信号シーケンス」とは、例えば復調、フィルタリング、デロテーション、スケーリングまたはアナログ／デジタル変換により、受信された信号から導出された信号シーケンスであるとも理解されたい。
【００２７】
「信号シーケンスの検出」とは、本発明の枠内ではもちろん信号シーケンスの時間的位置の検出であると理解されたい。
【００２８】
以下、本発明を種々の実施例に基づき詳細に説明する。この実施例の説明には以下の図面を用いる。
【００２９】
図１は、移動無線網の概略図である。
【００３０】
図２は、無線局のブロック回路図である。
【００３１】
図３は、相関和を計算するための従来の方法である。
【００３２】
図４は、本発明の信号シーケンスと信号部分シーケンスの概略図である。
【００３３】
図５は、本発明の信号シーケンスの形成を示す概略図である。
【００３４】
図６，７，８は、相関和を計算する方法を示す概略図である。
【００３５】
図９，１０は、相関和を計算する方法の変形実施例を示す概略図である。
【００３６】
図１１は、効率的な階層ゴレイ相関器のブロック回路図である。
【００３７】
図１にはセルラー移動無線網、例えばＧＳＭ（Global System for Mobule Communication）システムが示されている。このシステムは、相互にメッシュ化された、または固定網ＰＳＴＮ／ＩＳＤＮへのアクセスを確立する多数の移動交換局ＭＳＣからなる。さらにこの移動交換局ＭＳＣはそれぞれ少なくとも１つの基地局コントローラＢＳＣと接続されており、この基地局コントローラもデータ処理システムにより形成することができる。類似のアーキテクチャはＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunication System）にも存在する。
【００３８】
各基地局コントローラＢＳＣはさらに少なくとも１つの基地局ＢＳと接続されている。このような基地局ＢＳは無線局であり、無線インタフェースを介して他の無線局、いわゆる移動局ＭＳへの無線接続を形成することができる。移動局ＭＳと、この移動局ＭＳに配属された基地局ＢＳとの間では、無線信号によって情報を無線チャネルｆ内で伝送することができる。この無線チャネルｆは周波数バンドｄ内にある。基地局の無線信号の到達距離は実質的に無線セルＦＺを定める。
【００３９】
基地局ＢＳおよび基地局コントローラＢＳＣは１つの基地局システムＢＳＳにまとめることができる。基地局システムＢＳＳはここで無線チャネル管理ないし割り当て、データ速度適合、無線伝送区間の監視、ハンドオーバプロシージャ、およびＣＤＭＡシステムの場合には使用すべき拡散コード集合の割り当てに対するものであり、これらに必要なシグナリング情報を移動局ＭＳに通知する。
【００４０】
デュプレックスシステムの場合、ＦＤＤ（Frequency Division Duplex）システム、例えばＧＳＭシステムでは、アップリンクｕ（移動局（送信ユニット）から基地局（受信ユニット））に対して、ダウンリンクｄ（基地局（送信ユニット）から移動局（受信ユニット））に対するのとは別の周波数バンドを設けることができる。異なる周波数バンドｂ内でＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access）方式により複数の周波数チャネルｆを実現することができる。
【００４１】
本願の枠内で、伝送ユニットとは通信ユニット、送信ユニット、受信ユニット、通信送信機器、無線局、移動局または基地局であると理解されたい。本願の枠内で使用される概念および実施例は、しばしばＧＳＭ移動無線システムに関連するものである。しかしこれらは決して限定ではなく、既述に基づいて当業者により容易に他の、場合により将来の移動無線システム、例えばＣＤＭＡシステム、とりわけワイドバンドＣＤＭＡシステムにマッピングすることができる。
【００４２】
分割多重アクセス方式によって、データを無線インタフェースを介して効率的に伝送し、分離し、１つまたは複数の所定の接続ないしは相応の加入者に割り当てることができる。このために時分割多重アクセスＴＤＭＡ、周波数分割多重アクセスＦＤＭＡ、符号分割多重アクセスＣＤＭＡまたはこれらの分割多重アクセス方式の複数の組合せを使用することができる。
【００４３】
ＦＤＭＡでは周波数バンドｂが複数の周波数チャネルｆに分解される。これらの周波数チャネルは時分割多重アクセスＴＤＭＡによってタイムスロットｔｓに分割される。１つのタイムスロットｔｓと１つの周波数チャネルｆ内で伝送される信号は、重畳変調された拡散コードの接続個別のデータ、いわゆるＣＤＭＡコードｃｃによて分離することができる。
【００４４】
このようにして発生した物理的チャネルは、設定されたスキームにしたがって論理チャネルに割り当てられる。論理チャネルでは基本的に２つの形式が区別される：シグナリング情報（ないし制御情報）を伝送するためのシグナリングチャネル（ないし制御チャネル）と、有効データを伝送するためのトラフィックチャネル（ＴＣＨ）である。
【００４５】
シグナリングチャネルはさらに：
・ブロードキャストチャネル
・共通コントロールチャネル
・専用／アクセスコントロールチャネルＤＣＣＨ／ＡＣＣＨ
に分割される。
【００４６】
ブロードキャストチャネルのグループには、ブロードキャストコントロールチャネルＢＣＣＨ、周波数補正チャネルＦＣＣＨ、および同期化チャネルＳＣＨが所属する。ブロードキャストコントロールチャネルによりＭＳは無線技術的情報を基地局システムＢＢＳから受け取る。共通コントロールチャネルにはランダムアクセスチャネルＲＡＣＨが所属する。この論理チャネルを実現するために伝送された無線ブロックまたは信号シーケンスはここで種々の目的のために、信号シーケンスＫ（ｉ）、いわゆる相関シーケンスを含むことができる。ないしはこの論理チャネル上で種々の目的のために信号シーケンスＨ（ｉ）を伝送することができる。
【００４７】
以下に例として、移動無線局ＭＳと基地局ＢＳとの同期化方法について説明する。最初の基地局探査またはセル探査（所期セルサーチプロシージャ）の第１ステップの間に、移動局は一次同期化チャネルを使用して、もっとも強力な基地局とのタイムスロット同期を達成する。このことは適合されたフィルタ（マッチド・フィルタ）または相応の回路によって行うことができ、フィルタは全ての基地局から送信される一次同期化コードｃｐに適合されている。ここで全ての基地局ＢＳからは同じ長さ２５６の一次同期化コードｃｐが送信される。
【００４８】
移動局は相関を使用して、受信シーケンスから受信された信号シーケンＫ（ｉ）を原理にしたがい検出する。この原理については図６から図１１に基づき説明する。ここで適合されたフィルタ（マッチド・フィルタ）の出力端には、移動局の受信領域内にある各基地局の各受信された信号シーケンスに対してピークが出力される。もっとも強力なピークの位置の検出により、スロット長単位でもっとの強力な基地局のタイミングを検出することができる。もっとも大きな信頼性を保証するために、適合フィルタの出力をタイムスロットの数にわたって非コヒーレントに累積することができる。移動局はしたがって長さ２５６Chipsの信号シーケンスについての相関をマッチド・フィルタ演算として実行する。
【００４９】
ここで同期以下コードｃｐは信号シーケンスＨ（ｉ）に相応して、図５に基づいて説明する原理にしたがい形成されるか、またはそのように形成することができるか、またはそのようにして得られる。信号シーケンスＫ（ｉ）ないし長さ２５６の同期化コードｃｐはここで、それぞれ１６の長さを有する２つの信号部分シーケンスＫ１（ｊ）、Ｋ２（ｋ）から形成されるか、またはそのように形成することができる。これら信号部分シーケンスはここで信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を形成する。
【００５０】
このようにして得られた信号シーケンスＫ（ｉ）は「階層的信号シーケンス」または「階層的相関シーケンス」とも称される。信号部分シーケンスは「短い相関シーケンス」または「構造的シーケンス」とも称される。
【００５１】
ここで少なくとも１つの信号部分シーケンスはゴレイシーケンス（ゴレイ相補シーケンスとも称される）であり、長さｎｘを有する。ここではＸ＝ＸNX（ｋ）により表される。Ｘは次の式により形成することができる：
【００５２】
【数１０】
0004342109.tif 000005
【００５３】
ただし
ｎｘ＝２ＮＸ
δ（ｋ）  クロネッカーのデルタ関数
Ｐn、ｎ＝１，２，...ＮＸ；数｛０，１，２，...，ＮＸ−１｝の任意の順列
Ｗn  (+1,-1,+i または -1)からの信号部分シーケンスに対する重み付け
ゴレイシーケンスを発生するためのゴレイ方法およびSivaswamy方法は“Efficient Pulse Compressor for Golay Complementary Sequences”, Electronic Letters Vol. 27, No. 3, pp.219 から公知である。
【００５４】
Ｗnは値＋１．−１，＋ｉまたは−１を取ることができ、または２進ゴレイシーケンスを形成するために値＋１または−１を取ることができる。
【００５５】
本願の枠内でＷnはまた単位量としても表される。ゴレイシーケンスに対して使用されたパラメータＤnの集合（これは順列Ｐnから計算することができる）はディレイマトリクスとも称される。選択された重み付けＷnの集合は重み付けマトリクスとも称される。
【００５６】
例えば単位量ないし重み付けに対して、重み付けマトリクスＷ＝［１，−１，１，１］を選択することができる。これはＷ1＝１；Ｗ2＝−１；Ｗ3＝１；Ｗ4＝１を意味する。またディレイマトリクスに対してＤ＝［８，４，１，２］を選択することができる。これは
【００５７】
【数１１】
0004342109.tif 000006
【００５８】
を意味する。順列ないし順列マトリクスＰ＝［３；２；０；１］によりシーケンスＸ4＝（１１１−１−１１−１−１１１１−１１−１１１）が得られる。このシーケンスは、Ｋ１（ｊ）のような信号部分シーケンスの１つとして使用することができる。
【００５９】
２つの信号部分シーケンスにより形成される信号シーケンスＫ（ｉ）の自動相関関数は、従来の方法において使用される直交ゴールドコードとは異なり、一般的に劣る自動相関特性を有する。この関数は例えば比較的に高いサブマキシマムとサブマキシマムの比較的に高い二乗平均値を有する。さらにＵＭＴＳリンクレベルシミュレーションは、この種の信号シーケンス（Ｋ（ｉ）をＰＳＣで、送信器と受信器との間の周波数ずれ（周波数エラー）の際にスロット同期化のために使用すれば、同期化エラーが直交ゴールドコードを使用する場合に対して比較的に高いことを示した。
【００６０】
しかしこの目的のために形成された面倒で専用のシミュレーションツールによって、少なくとも１つのゴレイシーケンスからなる信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を検出することができる。これらに基づき上に述べたように、信号シーケンスを形成することができる。これらの信号シーケンスはとりわけ基地局と移動局との間の同期化のために、送信器と受信器との間の周波数ずれが比較的に大きい場合であっても確実に検出することができ、同期エラーに至る割合が少ない。ここでＵＭＴＳシステムに対するシミュレーションの際には１０ｋＨｚの周波数ずれを前提とした。このようにして形成可能な信号シーケンスＫ（ｉ）ないしは同期化コードを使用することによって、相関和を計算するための計算コスト、すなわち受信側移動局ＭＳにおいて同期化のために信号シーケンスＫ（ｉ）を検出するための計算コストが格段に低減され、しかも同期化エラーが同時に高まることもない。さらに比較的に高価な水晶子を受信器で周波数安定化のために使用する必要もない。
【００６１】
自動相関関数を周波数エラーに依存して計算することは、シミュレーションの際に、順列／単位量ペアにより形成された信号シーケンスＫ（ｉ）の同期化特性を判定するのに特に適することが判明した。
【００６２】
自動相関関数を、送信ユニットと受信ユニットとの間の周波数ずれを考慮して計算することはここでは次式にしたがって実行することができる：
【００６３】
【数１２】
0004342109.tif 000007
【００６４】
κ  ずれ
ｎ  シーケンスの長さ
ｉ  インデクス
ｆd  周波数ずれ
ｔa  サンプリング間隔
［］＊  は共役複素数を意味する。
【００６５】
ここで値ａ（κ）がκ＝０．．ｎ−１に対して計算される。メインマキシマムと最大のサブマキシマムとの同じ良好な比を、結果として生じた信号シーケンスＫ（ｉ）の自動相関関数において生じるような複数の信号部分シーケンスペアが得られれば、さらに、サブマキシマムの二乗平均値が小さくなる信号部分シーケンスペアを選択することができる。ここでメインマキシマムと最大のサブマキシマムとの比はできるだけ大であるべきであり、サブマキシマムの二乗平均値できるだけ小であるべきである。例えばＵＭＴＳシステムに対して引き続きリンク・レベルシミュレーションを行うことにより、信号部分シーケンスペアを検出することができる。この信号部分シーケンスペアは、周波数エラーが０ｋＨｚ、５ｋＨｚ、および１０ｋＨｚの際に、同期化エラーに関して驚くほど類似に良好な特性を示す。これは非階層的に構成された従来の直交ゴールドコードと同等であり、同期化に対して公知のように非常に良好な特性を有している。
【００６６】
信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を選択するために、自動相関関数の他に次の基準を使用することができる：
・検知失敗率：信号部分シーケンスを、完全なシミュレーションの実行時の検知失敗率の比較によって選択する。
【００６７】
・所定の周波数エラーおよびＡＷＧＮチャネルにおける所定のＳＮＲでの検知確率。
【００６８】
面倒なシミュレーションによって、長さ１６のゴレイシーケンスの集合（順列／単位量ペア（これは請求項１から４までのいずれか１項または複数の項に示されている）の集合により表される）を検出することができる。これらに基づいて信号シーケンスＫ（ｉ）を形成することができる。この信号シーケンスは、送信器と受信器との間の周波数ずれがゼロある場合でも、周波数ずれが大きい場合でも同期化目的で使用する際に小さな同期化エラーを有する。そこから順列／単位量ペアの有利な選択が行われる。これらの順列／単位量ペアから信号部分シーケンスを、さらには信号シーケンスＫ（ｉ）が得られるか、または形成される。
【００６９】
本発明の実施例では少なくとも１つの信号部分シーケンスが、自動相関関数のサブマキシマムの点で、周波数エラーがあっても最適された、とりわけ長さ１６のゴレイシーケンスである。
【００７０】
上記に説明したシミュレーションの際に、信号部分シーケンスに基づく信号シーケンスＫ（ｉ）を使用すると有利であることが判明した。ここで信号部分シーケンスを形成するのに使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４および複素単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、次の順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）から取り出される。
【００７１】
【数１３】
0004342109.tif 000008
【００７２】
上記の説明したシミュレーションの際に、信号部分シーケンスに基づく信号シーケンスＫ（ｉ）を使用すると特に有利であることが判明した。ここで信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４および２進単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、次の順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出される。
【００７３】
【数１４】
0004342109.tif 000009
【００７４】
上記に説明したシミュレーションの際に、信号部分シーケンスに基づく信号シーケンスＫ（ｉ）を使用すると特に有利であることが判明した。ここで信号部分シーケンスを形成するために使用される順列Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４および２進単位量Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４は、次の順列／単位量ペア（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）の集合から取り出される。
【００７５】
3201, +1-1+1+1; 3201, -1-1-1+1; 3201, -1-1+1-1; 3201, +1-1-1-1; そして第２の信号部分シーケンスを形成するために使用される順列（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４）は同じ３２０１である。
【００７６】
順列／単位量表示の他に、ゴレイシーケンスをディレイマトリクスと重み付けマトリクスの記述により表すこともできる。上記最初に特に有利であると示された、リアル重み付け（パラメータ（Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４；Ｗ１，Ｗ２，Ｗ３，Ｗ４）により指示されるシーケンス（３２０１，＋１−１＋１＋１）を備えるシーケンスはしたがってディレイマトリクスＤ＝［８，４，１，２］と重み付けマトリクスＷ＝［１，−１，１，１］により定義される。
【００７７】
さらにゴレイシーケンスは明示的に個々のエレメントの記述により表すことができる。長さ１６の上記のゴレイシーケンスに対しては次のようになる：
【００７８】
【数１５】
0004342109.tif 000010
【００７９】
別の等価的表示は、文献でしばしば使用される＋１から０、および−１から１へのマッピングの際に得られる。このシーケンスは次のように定義される：
＜0,0,0,1,1,0,1,1,0,0,0,1,0,1,0,0＞
したがってＵＭＴＳのＰＳＣに対して信号シーケンス（構造的シーケンス）として長さ１６のゴレイシーケンスを使用し、重み付けとしてＷn＝１，−１，ｉ−ｉを使用し、遅延としてＤn＝｛１，２，４，８｝からの任意の順列を使用すれば、２１２以上の異なる可能性が２つの構造的シーケンスの各々に対して得られる。すなわち全体で２２４の可能性である。請求項５，６，７，８または９によれば、約１０から１０^2の順列／単位量ペアが本発明の枠内にある。したがって選択された信号部分シーケンスは、１６桁のゴレイシーケンスを形成するのに使用可能な順列／単位量ペアの基本的に可能な集合のうち、非常に小さな部分集合を形成するだけである。
【００８０】
図２は、移動局ＭＳとすることのできる無線局を示し、操作ユニットまたはインタフェースユニットＭＭＩ、制御装置ＳＴＥ、処理装置ＶＥ、電流供給装置ＳＶＥ、受信装置ＥＥおよび場合により送信装置ＳＥからなる。
【００８１】
制御装置ＳＴＥは実質的にプログラム制御可能なマイクロコントローラＭＣからなり、このマイクロコントローラは記憶素子ＳＰＥに書き込みおよび読み出しアクセスすることができる。マイクロコントローラＭＣは主要素子全てと、無線局の機能を制御する。
【００８２】
処理装置ＶＥはまたデジタルシグナルプロセッサＤＳＰにより構成することができ、これも同様に記憶素子ＳＰＥにアクセスすることができる。処理装置ＶＥによって加算および乗算手段を実現することもできる。
【００８３】
揮発性または不揮発性記憶素子ＳＰＥには、無線局およびとりわけシグナリングプロシージャである通信フローを制御するために必要であるプログラムデータ、および信号の処理中に発生する情報が記憶される。さらにここには、相関目的に使用される信号シーケンスＫ（ｉ）および相関和計算の中間結果が記憶される。本発明の枠内である信号シーケンスＫ（ｉ）はしたがって移動局および／または基地局に記憶することができる。上記に示された順列／単位量ペアの１つまたは複数、またはそこから導出された信号部分シーケンスまたは信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を移動局および／または基地局に記憶しておくことも可能である。移動局および／または基地局で、信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））から信号シーケンスＫ（ｉ）を形成すること、および／または順列／単位量ペアから信号部分シーケンスを形成することも可能である。
【００８４】
とりわけシステムの１つの基地局または全ての基地局に信号シーケンスＫ（ｉ）を記憶することができ、この信号シーケンスは固定または可変の間隔で同期目的のために送信される。移動局ＭＳには信号部分シーケンスペア（Ｋ１（ｊ）；Ｋ２（ｋ））を記憶することができる。この信号部分シーケンスペアから基地局に記憶された信号シーケンスＫ（ｉ）を形成することができ、これが移動局と基地局との同期化のために、計算負荷のかかる相関和計算に使用される。
【００８５】
信号シーケンスまたは信号部分シーケンスの記憶は、相応の情報を任意の符号化形式で行うことができる。このことは、例えば揮発性および／または不揮発性記憶素子のような記憶手段または相応に構成された加算または乗算入力端または相応に作用するハードウエア構成によって実現することができる。
【００８６】
高周波部ＨＦは、場合により変調器および増幅器Ｖを備える送信装置ＳＥと、変調器および同様に増幅器を備える受信装置ＥＥとからなる。アナログ／デジタル変換によって、アナログオーディオ信号、および受信装置ＥＥからアナログで発生する信号がデジタル信号に変換され、デジタルシグナルプロセッサＤＳＰにより処理される。処理後にデジタル信号は場合によりデジタル／アナログ変換によってアナログオーディオ信号または他の出力信号および送信装置ＳＥにアナログで供給される信号に変換される。このために場合により変調ないし復調が実行される。
【００８７】
送信装置ＳＥおよび受信装置ＥＥには、シンセサイザＳＹＮを介して電圧制御発振器ＶＣＯの周波数が供給される。電圧制御発振器ＶＣＯによって、無線局の処理装置をクロッキングするためのシステムクロックを形成することもできる。
【００８８】
信号を移動無線システムのエアインタフェースを介して送受信するために、アンテナ装置ＡＮＴが設けられている。例えばＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）のような公知の移動無線システムでは、信号が時間的にパルス化され、いわゆるバーストで受信および送信される。
【００８９】
無線局はまた基地局ＢＳとすることもできる。この場合、操作ユニットＭＭＩスピーカおよびマイクロフォンが移動無線網への接続により、例えば基地局コントローラＢＳＣないし交換装置ＭＳＣを介して置換される。同時にデータを複数の移動局ＭＳと交換するために、基地局ＢＳは相応に多数の送信ないし受信装置を有している。
【００９０】
図３には受信信号シーケンスＥ（１）が示されている。このシーケンスは、受信信号から導出された、長さＷの信号シーケンスとすることができる。第１の相関和Ｓ０を冒頭に述べた式に相応して計算するために、この受信信号シーケンスＥ（１）の第１の部分のエレメントがペアごとに、長さｎの信号シーケンスＫ（ｉ）の相応のエレメントと乗算され、結果として得られた部分結果の長さが相関和Ｓ０に加算される。
【００９１】
別の相関和Ｓ１を計算するために、信号シーケンスＫ（ｉ）が図に示すように１エレメントだけ右にシフトされ、信号シーケンスＫ（ｉ）のエレメントが信号シーケンスＥ（１）の相応するエレメントと乗算され、発生した部分結果の加算によって再び相関和Ｓ１が形成される。
【００９２】
信号シーケンスのエレメントと受信信号シーケンスの相応するエレメントとのペアごとに乗算および引き続く加算は、ベクトル記述法ではスカラー積の形成として表すことができる。ただし、信号シーケンスのエレメントと受信信号シーケンスのエレメントとがそれぞれデカルト座標系の１つのベクトルにまとめられる場合である：
【００９３】
【数１６】
0004342109.tif 000011
【００９４】
このようにして検出された相関和Ｓにおいてマキシマムを求めることができる。この相関和Ｓのマキシマムは所定の閾値と比較され、受信信号Ｅ（１）に所定の信号シーケンスＫ（ｉ）が含まれているか否かが求められる。受信信号Ｅ（１）に含まれている場合には、２つの無線局が相互に同期され、ないしは個別の拡散コードが信号シーケンスＫ（ｉ）の形態で重畳変調されていたデータが検知される。
【００９５】
図４には再び、受信信号シーケンスＥ（１）と相関シーケンスとしての信号シーケンスＫ（ｉ）が示されている。この信号シーケンスＫ（ｉ）は、信号部分シーケンスＫ１（ｊ）、Ｋ２（ｋ）に基づくものである。
【００９６】
図５には、信号シーケンスＫ（ｉ）の形成が示されている。この信号シーケンスは、長さｎ２の２つの信号部分シーケンスＫ２（ｋ）と長さｎ１のＫ１（ｊ）に基づくものである。このために信号部分シーケンスＫ２（ｋ）がｎ１回繰り返され、このとき信号部分シーケンスＫ１（ｊ）により変調される。信号シーケンスＫ（ｉ）の形成は数学的に次の式によって表現することもできる：
Ｋ（ｉ）＝K2(i mod n2)*K1(i div n2), ただしｉ＝０...n1*n2-1
ここでｍｏｄは割り算の整数余りを、ｄｉｖは割り算の整数結果を表す。
【００９７】
このことはシーケンスｆ２とシーケンスｆ１によって図に示されている。シーケンスｆ２は繰り返し、順次マッピングされた信号部分シーケンスＫ２（ｋ）から発生し、シーケンスｆ１は回転された信号部分シーケンスＫ１（ｊ）によりシーケンスｆ２上にマッピングされる。
【００９８】
シーケンスｆ２のエレメントを、シーケンスｆ２上にマッピングされたシーケンスｆ１の相応するエレメントと乗算することによって、長さｎの新たな信号シーケンスＫ（ｉ）が発生する。この信号シーケンスＫ（ｉ）の形成を以下に再度、長さ４の２つの２進信号部分シーケンスの例に基づいて説明する。
【００９９】
もちろん本発明は、長さ４の信号部分シーケンスないし長さ１６の信号シーケンスに限定されるものではない。本発明はまた、上記で使用された数学的記述に限定されるものでもない。
【０１００】
例えば内容的に、長さ１６の信号部分シーケンスないし長さ２５６の信号シーケンスに対する以下の表現は、上に使用された数学的記述に相応し、したがって同様に本発明に含まれる：
Ｋ１に対して例えば上に特に有利であると示した、順列／単位量表示（３２０１，＋１−１＋１＋１）または明示的表現＜+1,+1,+1,-1,-1,+1,-1,-1,+1,+1,-1,+1,-1,+1,+1＞を備えるゴレイシーケンスを使用し、Ｋ２に対して１６エレメントからなるシーケンスａを使用すれば、繰り返し順次マッピングされる信号部分シーケンスＫ２ないしａを次のように表すことができる。これらはシーケンスＫ１のそれぞれのエレメントの値により変調される：
Ｋ＝＜a, a, a, -a, -a, a, -a, -a, a, a, a, -a, a, -a, a, a＞
このように形成された信号シーケンスＫ（ｉ）は、この信号シーケンスＫ（ｉ）と受信信号シーケンスＥ（１）との相関和を簡素化して計算するために使用できる。長さ２５６のこのように形成された信号シーケンスは、例えば同期目的のために長さ２５６の一次同期化コードｃｐとして送信することができる。
【０１０１】
この種の簡素化され、したがって高速に計算される相関和Ｓが図６から図８に概略的に示されている。以下、これに基づき説明する。
【０１０２】
まず部分相関和ＴＳ（ｚ）が形成される。このために例えば部分相関和シーケンスＴＳ（０）の第１のエレメントに対して、第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）と受信信号シーケンスＥ（１）の相応する部分との相関和が形成される。
【０１０３】
【数１７】
0004342109.tif 000012
【０１０４】
部分相関和シーケンスＴＳ（１）の第２のエレメントに対して、第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）が図示のように１エレメントだけシフトされ、同様に受信信号シーケンスＥ（１）の相応するエレメントとの相関和が形成される。
【０１０５】
【数１８】
0004342109.tif 000013
【０１０６】
部分相関和シーケンスＴＳ（ｎ１＊ｎ２−１）の第ｎエレメントを、第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）を受信信号シーケンスＥ（１）に対してｎ−１だけシフトした後に相応に計算する。
【０１０７】
【数１９】
0004342109.tif 000014
【０１０８】
このようにして発生した部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）は図７の上部領域に示されている。この部分相関和シーケンスから次に各ｎ２番目のエレメントが選択され、第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）の相応するエレメントとペアごとに乗算される。
【０１０９】
部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）の選択されたエレメントと第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）とをそれぞれベクトルにまとめると、第１の相関和Ｓ０がこの２つのベクトルのスカラー積によって形成される。
【０１１０】
【数２０】
0004342109.tif 000015
【０１１１】
図７の中央領域には、さらなる相関和Ｓ１ないしＳ２を、最初に選択されたエレメントの１つないし２つ右にあるｎ２番目のエレメントを選択することにより相応に計算することが示されている：
【０１１２】
【数２１】
0004342109.tif 000016
【０１１３】
一度計算した部分相関和ＴＳを記憶することにより、さらなる相関和の後での計算の際にこれにアクセスすることができ、したがって相応する計算ステップを省略することができる。
【０１１４】
変形実施例に相応して、まず完全に部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）を受信信号シーケンスＥ（１）全体について計算し、それから個々の相関和を計算するか、または最初に新たな相関和の計算が必要な場合に、相応する付加的に必要な部分相関和を計算する。
【０１１５】
図８は再度、２つのステップからなる、相関和Ｓの計算方法を示す。ここでは、図５に例として示した長さ４の２つの２進信号部分シーケンスに基づいている。
【０１１６】
第１のステップで、第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）＋−＋＋と受信信号シーケンスＥ（１）の相応する部分との部分相関和ＴＳ（ｚ）が計算され、次に第２のステップで、このようにして形成された部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）の各４番目のエレメントが選択され、第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）＋＋＋−の相応するエレメントと乗算され、相関和シーケンスＳ０に加算される。
【０１１７】
ここで太く示したラインは、残りの部分相関和ＴＳがすでに前もって計算され、記憶されている場合に対して、さらなる相関和Ｓ１の計算のために新たに実施すべき計算ステップを表す。
【０１１８】
この変形実施例は、まず各ｎ２番目の部分相関和を計算すると非常にメモリ効率よく実施することができる。そのためにサンプリング値が中間記憶される。
【０１１９】
図９と図１０は、相関和Ｓを、すでに上で述べた、長さ４の２つの２進信号部分シーケンスに基づいて簡素化して計算する別の変形実施例を示す。
【０１２０】
ここではまず受信信号シーケンスＥ（１）の各第４エレメントが選択され、このようにして選択されたエレメントと信号部分シーケンスＫ１（ｊ）との部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）が形成される。このようにして発生した部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）から、それぞれ４つの順次連続するエレメントが選択され、ペアごとに信号部分シーケンスＫ２（ｋ）の相応するエレメントと乗算され、生じた部分結果が相関和Ｓに加算される。ここで再び太く示したラインは、他の部分相関和ＴＳが以前にすでに計算され、記憶された場合に対して、さらなる相関和Ｓ１を計算するために付加的に必要なステップを示す。
【０１２１】
図１０は再度、第１の相関和Ｓ０の計算を示す。この計算では、まず受信信号シーケンスＥ（１）の各第４エレメントが選択され、これらのエレメントが第１の信号部分シーケンスＫ１（ｊ）＋＋＋−の相応するエレメントと乗算され、部分結果の加算によって部分相関和ＴＳ（０）が計算される。第２のステップでは、部分相関和シーケンスＴＳ（ｚ）の最初の順次連続する４つのエレメントが第２の信号部分シーケンスＫ２（ｋ）＋−＋＋の相応するエレメントと乗算され、発生した部分結果が相関和Ｓ０に加算される。
【０１２２】
この変形実施例では、和を連続的に計算すれば、部分相関和を中間記憶するために必要なメモリが比較的に少ない。
【０１２３】
本発明の別の構成では、この信号シーケンスの非規則的自動相関関数の、信号シーケンスＫ（ｉ）の規則的構造原理に起因する規則的（ほぼ周期的）構造が使用される。これの意味するのは、信号探査の際にメインマキシマムが生じるだけでなく、規則的間隔でサブマキシマムも発生するということである。受信信号シーケンスにおける信号シーケンスへの探査を促進するために、マキシマムの位置が規則的であることを利用することができる。サブマキシマムが発見されると直ちに周期性に基づいて、別のマキシマムの位置を予測することができる。すなわち相関和を単にこの個所でだけ計算する。このようにして高速にメインマキシマムを検知することができる。とりわけ間違ったサブマキシマムもランダムに（ノイズ成分のため）高められた値とすることができる。この場合、予測されるメインマキシマムの考え得る個所ではマキシマムを発見できない。したがってこの場合は仮説が破棄され、計算は従来のように継続される。
【０１２４】
信号シーケンスの構造原理に起因するサブマキシマムの規則性を、相関結果における障害サブマキシマムの除去および補正に使用することができる。マキシマムを検知した後、マキシマムからサブマキシマムを計算し、この値を相応の相関結果から減算することができる。このようにして、完全な自動相関関数を備える（仮説的）シーケンスの相関結果が得られる。このことによりサブマキシマムの規則性によって計算が格段に簡素化される。
【０１２５】
本発明の変形実施例では、スカラー積、相関和および／または部分相関和を計算するために効率的ゴレイ相関が使用される。
【０１２６】
図１１は、信号シーケンスに対する効率的な階層的相関器を示す。ここでは構造的シーケンスＫ１，Ｋ２として長さｎｘないしｎｙのゴレイシーケンスＸ、Ｙが使用される。相関器は順次接続された２つのマッチド・フィルタ（図１１ａ）からなり、これらはそれぞれ効率的ゴレイ相関器として構成されている。図１１ｂはシーケンスＸに対するマッチド・フィルタを、図１１ｃはシーケンスＹに対するマッチド・フィルタを示す。
【０１２７】
図１１ｂでは次の関係が成り立つ：
ｎ＝１，２，...ＮＸ
ｎｙ  シーケンスＹの長さ
ｎｘ  シーケンスＸの長さ
ＮＸ  ｎｘ＝２ＮＸに対して
ＤＸn  ＤＸn＝２ＰＸｎ
ＰＸn  信号部分シーケンスＸに対する数｛０，１，２，...,NX-1｝の順列
ＷＸn  （＋１，−１，＋ｉまたは−ｉ）からの信号シーケンスＸに対する重み付け
図１１ｃでは次の関係が成り立つ：
ｎ＝１，２，...ＮＹ
ｎｙ  シーケンスＹの長さ
ＮＹ  ｎｙ＝２ＮＹに対して
ＰＹn  信号シーケンスＹに対する数｛０，１，２，...，ＮＹ−１｝の順列
ＷＹn  （＋１，−１，＋ｉまたは−ｉ）からの信号シーケンスＹに対する重み付け
さらにこの実施例では次の定義および関係が成り立つ：
ａn（ｋ）とｂn（ｋ）は長さ２Ｎの２つの複素シーケンス、
δ（ｋ）はクロネッカーのデルタ関数、
ｋは時間を表す整数、
ｎは反復数、
Ｄnは遅延、
Ｐn、ｎ＝１，２，...，Ｎ は数｛０，１，２，...，Ｎ−１｝の任意の順列、
Ｗnは、重み付けとして値＋１，−１，＋ｉ，−ｉを取ることができ、単位量とも称される。
【０１２８】
長さ２Ｎのゴレイシーケンスの相関は、次のように効率的に実行することができる：
シーケンスＲａ（０）とＲｂ（０）を、Ｒａ（０）＝Ｒｂ（０）＝ｒ（ｋ）として定義し、ｒ（ｋ）を受信信号または他の相関段の出力とする。
【０１２９】
以下のステップをＮ回実行する；ｎは１からＮまで経過する：
計算
Ｒａ（ｎ）（ｋ）＝Ｗ＊ｎ ＊ Ｒｂ（ｎ-１）（ｋ） ＋ Ｒａ（ｎ-１）（ｋ−Ｄｎ）
そして
Ｒｂ（ｎ）（ｋ）＝Ｗ＊ｎ ＊ Ｒｂ（ｎ-１）（ｋ） − Ｒａ（ｎ-１）（ｋ−Ｄｎ）
こここでＷ＊ｎはＷｎの共役複素数を表す。重み付けＷが実数である場合、Ｗ＊ｎはＷｎに等しい。Ｒａ（Ｎ）は計算すべき相関和である。
【０１３０】
長さ２５６（２８）ChipsのＰＳＣコードに対する効率的ゴレイ相関器は通常、２＊８−１＝１５の複素加算器を有する。
【０１３１】
階層的相関と効率的ゴレイ相関器との組み合わせてによって、長さ２５６（２４・２４）の２つの構造的シーケンスＸとＹによる階層的コード記述に対しては、２・４−１＋２・４−１＝１４の複素加算器が必要なだけである（たとえ４値の構造的シーケンスを使用する場合であっても）。
【０１３２】
これによりＣＤＭＡ移動無線システムでの一次同期化に対しては非常に高い計算コストが７％低減される。
【０１３３】
次に、それぞれ区分線により示された本発明の変形実施例について説明する。それらの実現は、本発明の知識があれば当業者に容易な範囲内にある：
・長さ２ＮＸ＋ＮＹのコードシーケンスを形成するために、長さｎｘ＝２ＮＸとｎｙ＝２ＮＹの２つの構造的ゴレイシーケンスが使用され、上に述べたように階層的に構成される。
【０１３４】
・構造的ゴレイシーケンスに対する重み付けとして＋１と−１が使用され、これにより２進シーケンスが形成される。
【０１３５】
・実数ゴレイシーケンスが使用される。
【０１３６】
・複素ゴレイシーケンスが使用される。
【０１３７】
・同じ長さの２つの構造的ゴレイシーケンスが使用される。
【０１３８】
・２つの相補ゴレイシーケンスが使用される。
【０１３９】
・１つまたは複数の相補ゴレイシーケンスを選択的に計算するために、プログラム可能な遅延を備える１つの効率的ゴレイ相関器だけが使用される。
【０１４０】
・記述のシーケンスが使用される。しかしさらに付加的な値が挿入される；計算の際にはこれらの値を通常のように累積しなければならない。しかし計算の残り部分は記述のように効率的に実行することができる。これにより任意の長さのシーケンスを発生することができる。
【０１４１】
・２つの構造的部分シーケンスが使用される。
【０１４２】
・複数の構造的部分シーケンスが使用される。
【０１４３】
・部分シーケンスの一部に対してゴレイシーケンスが使用される。
【０１４４】
・これらのシーケンスは同期化チャネルに対してＵＭＴＳで使用される。
【０１４５】
・周波数エラーについて最適化された構造的ゴレイシーケンスが使用される。
【０１４６】
・相関の計算のために２つの順次接続されたフィルタが使用される。ここで一方はゴレイシーケンスＸに対するマッチド・フィルタであり、他方は拡散遅延ｎｙ・ＤＸｎを備えるゴレイシーケンスＹに対するマッチド・フィルタである。
【０１４７】
・相関の計算のために２つの順次接続されたフィルタが使用される。ここで一方はゴレイシーケンスＸに対するマッチド・フィルタであり、他方は拡散遅延ｎｙ・ＤＸｎを備えるゴレイシーケンスＹに対するマッチド・フィルタであり、フィルタの出力信号が効率的ゴレイ相関器アルゴリズムにしたがって計算される。
【０１４８】
・部分相関和の計算のために効率的ゴレイ相関アルゴリズムが、全体相関の検出のために階層的相関に対するアルゴリズムが使用される。
【０１４９】
本発明は無線伝送システムに限定されるものではなく、他の伝送方式、例えばソナーグラフのための音響的方法（超音波）でも、光学的方法、例えばレーダー原理による赤外線測定でも使用することができる。さらなる適用分野は、フィードバック制御された信号のスペクトル成分の変化を探査することである。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、移動無線網の概略図である。
【図２】  図２は、無線局のブロック回路図である。
【図３】  図３は、相関和を計算するための従来の方法である。
【図４】  図４は、本発明の信号シーケンスと信号部分シーケンスの概略図である。
【図５】  図５は、本発明の信号シーケンスの形成を示す概略図である。
【図６】  図６は、相関和を計算する方法を示す概略図である。
【図７】  図７は、相関和を計算する方法を示す概略図である。
【図８】  図８は、相関和を計算する方法を示す概略図である。
【図９】  図９は、相関和を計算する方法の変形実施例を示す概略図である。
【図１０】  図１０は、相関和を計算する方法の変形実施例を示す概略図である。
【図１１】  図１１は、効率的な階層ゴレイ相関器のブロック回路図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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