(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パワーウインド駆動時の、異物の挟み込みを防止するパワーウインド挟み込み防止装置において、
モーター電流の大きさに追随して、モーター電流を電圧に変換する第１の時定数を備える第１の変換回路、及び前記第１の時定数よりも相対的に小さい第２の時定数を備える第２の変換回路を有する電流検出回路と、
前記モーター電流が増加したとき、前記第１の変換回路に生じる電圧と、前記第２の変換回路に生じる電圧と、の電圧差が所定値を超えた際に、前記モーター電流を所定の範囲で増減させる電流制限回路と、
電流制限動作時における前記モーター電流の減少時の波形、増加時の波形からパワーウインドの挟まれを判定し、前記モーターの回転を反転させる挟まれ判定回路とを有することを特徴とするパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項２】
前記電流制限回路は、半導体スイッチング素子（Ｔ１）を有し、
前記モーター電流の減少は、挟み込みによるモーター回転数の低下量に応じた期間、前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）をＯｎ／Ｏｆｆ動作させることにより実現し、
前記モーター電流の増加は、前記半導体スイッチング素子を連続Ｏｎ動作させることにより実現することを特徴とする請求項１に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項３】
前記電流検出回路は、
第１の抵抗値を有し前記モーター電流が流れる第１の素子（Ｒ１）と、
前記第１の抵抗値のｎ倍となる第２の抵抗値を有する第２の素子（Ｒ２０）と、
前記第１の素子と前記第２の素子の電圧降下が等しくなるように、追随電流を前記第２の素子に流す電流追随回路と、を有し、
前記電流追随回路は、前記第１の変換回路、及び前記第２の変換回路を含み、前記第２の素子を経由して、前記第１の変換回路及び前記第２の変換回路に前記追随電流を流すことを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項４】
前記第１の素子（Ｒ１）が、前記モーターに流れる電流に比例した電圧を発生させるためのシャント抵抗であり、前記第２の素子（Ｒ２０）が、リファレンス抵抗であることを特徴とする請求項３に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項５】
前記シャント抵抗（Ｒ１）は、電源供給装置（ＶＢ）と前記モーターとを接続する回路に対して直列に接続され、該シャント抵抗の一端が前記電源供給装置（ＶＢ）のプラス端子またはマイナス端子のうちの一方に接続され、
前記リファレンス抵抗は、一端が前記シャント抵抗と前記電源供給装置との接続点に接続され、他端が前記電流追随回路の一方の端子に接続され、該電流追随回路の他方の端子は、前記電源供給装置の、プラス端子またはマイナス端子のうちの他方に接続されることを特徴とする請求項４に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項６】
前記第１の素子の代わりに、ＮＭＯＳ構造のメインＦＥＴを用い、前記第２の素子の代わりに、ＮＭＯＳ構造のリファレンスＦＥＴ（Ｔ５）を用いることを特徴とする請求項３に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項７】
前記リファレンスＦＥＴ（Ｔ５）は、ソース電位が前記メインＦＥＴ（Ｔ４）のソース電位と等しい場合に、前記モーターに流れる電流のｎ分の１の電流が流れ、
前記電流追随回路は、前記メインＦＥＴの電圧降下と、前記リファレンスＦＥＴの電圧降下とが等しくなるように、前記リファレンスＦＥＴに電流を流し、
前記メインＦＥＴは、前記モーターおよび前記電流制限回路に直列に接続して、そのドレイン端子を前記電源供給装置のプラス端子に接続し、
前記リファレンスＦＥＴは、ドレイン端子を前記メインＦＥＴのドレイン端子に接続し、
ソース端子を前記電流追随回路の一方の端子に接続し、電流追随回路の他方の端子は前記電源供給装置のマイナス端子に接続し、メインＦＥＴおよびリファレンスＦＥＴのゲートは互いに接続され、同一のドライバー回路（１９）で駆動されることを特徴とする請求項６に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項８】
前記電流追随回路は、
前記第１の変換回路と前記第２の変換回路が並列接続された構成を有し、
前記第１の変換回路は、モーター電流の挟み込みが発生してからモーターが停止するまでの期間よりも長い期間に流れる電流の平均値となる電流を流し、前記第２の変換回路は、モーター電流の前記平均値に対して変動する電流を流すように、前記第１の変換回路、及び前記第２の変換回路の各時定数を設定することを特徴とする請求項３〜請求項７のいずれか１項に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項９】
前記第１の変換回路に流れる電流のｎ倍は、パワーウインドの挟み込みが発生してからモーターが停止するまでの期間の数倍の期間のモータ電流の平均値と一致し、
前記第２の変換回路に流れる電流のｎ倍は、前記モーター電流の前記平均値に対する変動量と一致し、
前記第１の変換回路に流れる電流と前記第２の変換回路に流れる電流の合計が、前記モーター電流のｎ分の１であることを特徴とする請求項３〜請求項７のいずれか１項に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項１０】
前記電流追随回路は、前記第１の素子（Ｒ１）またはメインＦＥＴ（Ｔ４）と、前記第２の素子（Ｒ２０）またはリファレンスＦＥＴ（Ｔ５）の電圧降下の差を検出する第１の比較器（ＣＭＰ１）と、
前記第１の比較器（ＣＭＰ１）の出力と、接地電位レベルの間に配置され、第１の抵抗（Ｒ２１）が前記第１の比較器の出力側に接続され、第１のコンデンサ（Ｃ１）が前記第１の抵抗に直列で前記接地側に接続する第１の充放電回路と、
前記第１の比較器（ＣＭＰ１）の出力と接地電位レベルの間に配置され、第２の抵抗（Ｒ２２）が前記第１の比較器の出力側に接続され、第２のコンデンサ（Ｃ２）が前記第２の抵抗に直列で前記接地側に接続し、前記第１の充放電回路に対して並列接続する第２の充放電回路とを有し、
前記第１の充放電回路の時定数が前記第１の時定数であり、前記第２の充放電回路の時定数が前記第１の時定数よりも小さい前記第２の時定数であり、
前記第１のコンデンサの非接地側電位に連動して、前記第１の変換回路の電流が流れ、前記第２のコンデンサの非接地側電位に連動して、前記第２の変換回路の電流が流れることを特徴とする請求項８に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項１１】
前記第１の変換回路は、
前記第１の時定数で電流が流れる第１のＦＥＴ（Ｔ２１）と、前記第１のＦＥＴ（Ｔ２１）のソースに接続された第３の抵抗（Ｒ２３）と、を有する第１のソースフォロア回路を有し、
前記第２の変換回路は、前記第２の時定数で電流が流れる第２のＦＥＴ（Ｔ２２）と、前記第２のＦＥＴ（Ｔ２２）のソースに接続された第４の抵抗（Ｒ２４）と、を有する第２のソースフォロア回路を有し、
前記第１のＦＥＴ（Ｔ２１）のゲート電極に、前記第１のコンデンサ（Ｃ１）の非接地側端子を接続し、前記第２のＦＥＴ（Ｔ２２）のゲート電極に、前記第２のコンデンサ（Ｃ２）の非接地側端子を接続し、前記第１のコンデンサの非接地側端子と、前記第２のコンデンサの非接地側端子との間を、抵抗（Ｒ２８）で接続したことを特徴とする請求項１０に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項１２】
請求項１０または請求項１１のいずれかに記載のパワーウインド挟み込み防止装置において、
前記第２の充放電回路が有する前記第２の抵抗（Ｒ２２）を取り除いたことを特徴とするパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項１３】
前記パワーウインドの挟まれが発生し、モーター回転数が低下してモーター電流が増加したとき、前記挟まれが発生する直前のモーター電流値から所定の値だけ平均値で上回った値にモーター電流を制限することを特徴とする請求項１に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項１４】
前記第１のソースフォロア回路のソース電位と、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位を比較する第２の比較器（ＣＭＰ２）を有し、
前記第１のソースフォロア回路のソース電位より、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位の方が大きい場合には、前記電流制限回路をＯｎ／Ｏｆｆ動作させてモーター電流を減少させ、
前記第１のソースフォロア回路のソース電位より、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位の方が小さい場合には、電流制限回路を連続Ｏｎさせ、電流を増加させることにより、モーター電流を所定の範囲に制限することを特徴とする請求項１１または請求項１２のいずれかに記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項１５】
パワーウインドの挟まれが発生し、モーター回転数が低下してモーター電流が増加したとき、挟まれが発生する直前のモーター電流値から所定の値だけ平均値で上回った値にモーター電流を制限する場合に、
時定数の大きい電流が流れる第１のＦＥＴ（Ｔ２１）と、該第１のＦＥＴ（Ｔ２１）のソースに接続された第３の抵抗（Ｒ２３）と、を有する前記第１のソースフォロア回路と、
時定数の小さい電流が流れる第２のＦＥＴ（Ｔ２２）と、該第２のＦＥＴ（Ｔ２２）のソースに接続された第４の抵抗（Ｔ２４）と、を有する第２のソースフォロア回路と、
前記第１のソースフォロア回路のソース電位と、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位と、を比較する第２の比較器（ＣＭＰ２）と、を有し、
前記第１のソースフォロア回路のソース電位よりも、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位の方が大きいときは、前記電流制限回路をＯｎ／Ｏｆｆ動作させてモーター電流を減少させ、
前記第１のソースフォロア回路のソース電位よりも、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位の方が小さいときは、前記電流制限回路を連続Ｏｎさせ、電流を増加させることにより、前記モーター電流を所定の範囲に制限することを特徴とする請求項１３に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項１６】
前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作の期間は、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作を行う半導体スイッチング素子のオフ遅れ時間、及び前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作による前記モーター電流の減少速度に依存し、
前記連続Ｏｎの期間は、前記連続Ｏｎによる前記モーター電流の増加速度に依存することを特徴とする請求項１４または請求項１５のいずれかに記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項１７】
前記第２のソースフォロア回路のソースにダイオード（Ｄ２１）を設け、前記所定の電圧は、前記ダイオード（Ｄ２１）の順方向電圧降下によって発生する電圧であることを特徴とする請求項１４または請求項１５のいずれかに記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項１８】
前記電流制限回路は、前記モーター電流をＯｎ／Ｏｆｆする半導体スイッチング素子（Ｔ１）と、基準電圧回路（８）と、第３の比較器（ＣＭＰ３）とを有し、
前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）がオフすることにより、前記半導体スイッチング素子の両端電圧が第１の基準電圧を上回ると、前記第３の比較器（ＣＭＰ３）はその出力を反転して前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）をオンさせ、
前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）の両端電圧が第２の基準電圧を下回ると、前記第３の比較器（ＣＭＰ３）の出力を再反転させて、前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）をオフさせることにより、Ｏｎ／Ｏｆｆ動作を繰り返すことを特徴とする請求項１４または請求項１５のいずれかに記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項１９】
前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）はＦＥＴであり、前記第１の基準電圧は、前記第２の基準電圧より大きく、且つ、前記電源供給装置（ＶＢ）の出力電圧よりも小さく、
前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）の制御電極容量に、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作の間、常にMiller効果が発生するようにし、
モーターのインダクタンスを利用して、前記Miller効果を増大させることにより、Ｏｎ／Ｏｆｆ動作中のゲート〜ソース間電圧の変化が少なくなるようにして、モーター電流の変化を低減させ、Ｏｎ／Ｏｆｆ動作中のモーター駆動力の変化を少なくするように制御することを特徴とする請求項１８に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項２０】
前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間中においてもモーター出力を発生させ、前記パワーウインドに駆動力を加え続けることにより、モーターの回転速度が前記パワーウインドの動きに追随するように制御し、
悪路走行時に発生する瞬間的な駆動力増加によるＯｎ／Ｏｆｆ動作が発生した場合であっても、駆動力増加が消滅した時点で即時に正常状態に復帰できるようにして、誤作動を防止することを特徴とする請求項１４または請求項１５のいずれかに記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項２１】
前記モーターの回転数が、前記パワーウインドの動きに追随するように制御する際に、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作１周期にて、モーター回転数がほぼ変化しないことにより、
前記モーター回転数の低下に連れてＯｎ／Ｏｆｆ動作期間が長くなり、連続Ｏｎ期間が短くなるので、
前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間と前記連続Ｏｎ期間との比率を検出するか、或いは、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間または前記連続Ｏｎ期間を計時することにより、挟み込み前のモーター回転数からの落ち込み量を検出して挟み込み判定を行う挟み込み判定回路を有することを特徴とする請求項１４または請求項１５のいずれかに記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項２２】
前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間を計時する場合に、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作の回数をカウントすることにより前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間を計時することを特徴とする請求項２１に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項２３】
前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）がＦＥＴであり、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間が前記ＦＥＴ（Ｔ１）のオフ遅れのばらつきと、第１の比較器（ＣＭＰ１）の応答性のばらつきにより変化したとき、
前記ＦＥＴ（Ｔ１）のゲート直列抵抗を変化させることにより、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作の周期を変化させて、前記回数の判定値を変えることなく希望する回転数低下量に判定値を合わせることが可能な可変抵抗（Ｒ３２）を有することを特徴とする請求項２２に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項２４】
挟み込みの判定を挟み込み前のモーター回転数からの落ち込み量により行う場合に、挟まれと判定する落ち込み量の設定を、悪路走行時に発生する駆動力の瞬間的変化による落ち込み量より大きな値に設定することを特徴とする請求項２１に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項２５】
起動直後から挟み込み検出を行うため、前記第１の充放電回路のコンデンサ（Ｃ１）を突入電流マスク期間中に充電し、マスク期間終了後、前記第１の比較器（ＣＭＰ１）の出力がＬレベルである期間、第１の比較器（ＣＭＰ１）の出力を経由して前記第１の充放電回路のコンデンサ（Ｃ１）を放電させることにより、マスク期間終了直後から挟み込み検出が可能になるようにしたことを特徴とする請求項１０〜請求項１２のいずれか１項に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項２６】
モーターが回転しない場合に、マスク期間中にモーターロック電流が流れる場合には、マスク期間終了と同時に前記第２の比較器（ＣＭＰ２）が、前記電流制限回路をＯｎ／Ｏｆｆ動作させるように出力することにより、マスク期間終了直後にモーターを停止させることを特徴とする請求項１５に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項２７】
モーター電流を電圧変換し、その中の変化量成分を増幅して第１の電圧を生成し、第１の電圧の長期間にわたる平均値を生成して、第２の電圧とし、
パワーウインドに挟み込みが発生して、前記第１の電圧が、前記第２の電圧より所定の値を超えて増加したら、前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）を、Ｏｎ／Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎによるモーター電流の制限を行うことを特徴とする請求項２〜７、請求項１３，請求項１７〜２６のいずれか１項に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項２８】
前記第１の電圧は、前記第２のソースフォロア回路のゲートを前記第１の比較器（ＣＭＰ１）の出力に直接接続する構成としたときに、前記第２のソースフォロア回路の電流が、該第２のソースフォロア回路の抵抗（Ｒ２４）を流れることにより生じる電圧降下で生成し、
前記第１のソースフォロア回路に代えて、ＦＥＴと抵抗からなる第３のソースフォロア回路を、前記リファレンス抵抗（Ｒ２０）と接地電位レベル間に設け、
前記第３のソースフォロア回路のゲートに、前記第１の充放電回路のコンデンサ（Ｃ１）の非接地側端子を接続し、前記第２の電圧は、前記第３のソースフォロア回路の電流が該第３のソースフロア回路の抵抗（Ｒ２３）を流れることにより生じる電圧降下で生成すること、を特徴とする請求項２７に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【請求項２９】
電流制限回路をＯｎ／Ｏｆｆ動作させることにより電流を減少させるときの電流減少量は、前記電流制限回路が連続Ｏｎしているときにリファレンス抵抗に流れる電流の一部をＯｎ／Ｏｆｆ動作時、遮断することにより設定することを特徴とする請求項２７または請求項２８のいずれかに記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流モーターによって駆動される移動体、例えば、車両のパワーウインドにおいて人の指等の挟み込みを防止する装置に関し、特に、人の指等の挟まれを誤認無く迅速に判定するパワーウインド挟み込み防止装置と、人の指等の挟まれからモーター電流に生じる異常電流を誤認無く迅速に検出する電流追随回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両の窓ガラスはパワーウインドと呼ばれ、モーターによる自動開閉が可能である。この自動開閉には手や首等の異物の挟まれを防止する対策（ジャミング・プロテクション（Jamming protection））が施されている。
【０００３】
図３６は、従来のパワーウインド挟み込み防止装置において、パワーウインド上昇の起動直後に挟まれが発生した場合の信号波形図である。横軸は時間で１目盛りが１００ｍ秒である。縦軸は、モーター電流ＩＤと、挟まれた異物に掛かる荷重を示している。縦軸の単位は、グラフ中のモーター電流ＩＤと荷重の右側に示している。モーター電流ＩＤの縦軸は、（５Ａ／ｄｉｖ、１５Ａ）と表記され、１目盛りが５Ａで、全８目盛り中の４目盛り目の電圧が１５Ａである。同様に荷重の縦軸は、（５Ｋｇｆ／ｄｉｖ、１５Ｋｇｆ）と表記され、１目盛りが５Ｋｇｆで、全８目盛り中の４目盛り目の荷重が１５Ｋｇｆである。以下のグラフでも縦軸は同様な表記法で表している。
【０００４】
これより、挟まれた異物に掛かる荷重は、最大でも１０Ｋｇｆ程度に抑えるべきところ、荷重が２０Ｋｇｆを超えていることがわかる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図３６で観察される荷重が規定値の１０Ｋｇｆ程度を超えて異物に印可される不具合は、パワーウインド上昇の起動直後に挟まれが発生するという特殊な場合に観察される。しかし、どのような場合でも、荷重は規定値以下に抑えられるべきと考えた。
【０００６】
また、図３６に示すように荷重が増加している際に、モーター電流ＩＤが増加していることがわかった。モーター電流ＩＤが増加することにより荷重が増加しているのである。そこで、モーター電流ＩＤの増加を抑制するようなモーター電流を制限する必要があると考えられる。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、異物の挟まれを誤認無く迅速に判定し、モーター電流を制限するパワーウインド挟み込み防止装置を提供することにある。
【０００８】
また、本発明の目的は、人の指等の挟まれからモーター電流に生じる異常電流を誤認無く迅速に検出する電流追随回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決するため、パワーウインド駆動時の、異物の挟み込みを防止するパワーウインド挟み込み防止装置において、モーター電流の大きさに追随して、モーター電流を電圧に変換する第１の時定数を備える第１の変換回路、及び前記第１の時定数よりも相対的に小さい第２の時定数を備える第２の変換回路を有する電流検出回路と、前記モーター電流が増加したとき、前記第１の変換回路に生じる電圧と、前記第２の変換回路に生じる電圧と、の電圧差が所定値を超えた際に、前記モーター電流を所定の範囲で増減させる電流制限回路と、電流制限動作時における前記モーター電流の減少時の波形、増加時の波形からパワーウインドの挟まれを判定し、前記モーターの回転を反転させる挟まれ判定回路とを有することを特徴とする。
【００１０】
前記電流制限回路は、半導体スイッチング素子（Ｔ１）を有し、前記モーター電流の減少は、挟み込みによるモーター回転数の低下量に応じた期間、前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）をＯｎ／Ｏｆｆ動作させることにより実現し、前記モーター電流の増加は、前記半導体スイッチング素子を連続Ｏｎ動作させることにより実現することを特徴とする。請求項１に記載のパワーウインド挟み込み防止装置。
【００１１】
前記電流検出回路は、第１の抵抗値を有し前記モーター電流が流れる第１の素子（Ｒ１）と、前記第１の抵抗値のｎ倍となる第２の抵抗値を有する第２の素子（Ｒ２０）と、前記第１の素子と前記第２の素子の電圧降下が等しくなるように、追随電流を前記第２の素子に流す電流追随回路と、を有し、前記電流追随回路は、前記第１の変換回路、及び前記第２の変換回路を含み、前記第２の素子を経由して、前記第１の変換回路及び前記第２の変換回路に前記追随電流を流すことを特徴とする。
【００１２】
前記第１の素子（Ｒ１）が、前記モーターに流れる電流に比例した電圧を発生させるためのシャント抵抗であり、前記第２の素子（Ｒ２０）が、リファレンス抵抗であることを特徴とする。
【００１３】
前記シャント抵抗（Ｒ１）は、電源供給装置（ＶＢ）と前記モーターとを接続する回路に対して直列に接続され、該シャント抵抗の一端が前記電源供給装置（ＶＢ）のプラス端子またはマイナス端子のうちの一方に接続され、前記リファレンス抵抗は、一端が前記シャント抵抗と前記電源供給装置との接続点に接続され、他端が前記電流追随回路の一方の端子に接続され、該電流追随回路の他方の端子は、前記電源供給装置の、プラス端子またはマイナス端子のうちの他方に接続されることを特徴とする。
【００１４】
前記第１の素子の代わりに、ＮＭＯＳ構造のメインＦＥＴを用い、前記第２の素子の代わりに、ＮＭＯＳ構造のリファレンスＦＥＴ（Ｔ５）を用いることを特徴とする。また、前記リファレンスＦＥＴ（Ｔ５）は、ソース電位が前記メインＦＥＴ（Ｔ４）のソース電位と等しい場合に、前記モーターに流れる電流のｎ分の１の電流が流れ、前記電流追随回路は、前記メインＦＥＴの電圧降下と、前記リファレンスＦＥＴの電圧降下とが等しくなるように、前記リファレンスＦＥＴに電流を流し、前記メインＦＥＴは、前記モーターおよび前記電流制限回路に直列に接続して、そのドレイン端子を前記電源供給装置のプラス端子に接続し、前記リファレンスＦＥＴは、ドレイン端子を前記メインＦＥＴのドレイン端子に接続し、ソース端子を前記電流追随回路の一方の端子に接続し、電流追随回路の他方の端子は前記電源供給装置のマイナス端子に接続し、メインＦＥＴおよびリファレンスＦＥＴのゲートは互いに接続され、同一のドライバー回路（１９）で駆動されることを特徴とする。
【００１５】
前記電流追随回路は、前記第１の変換回路と前記第２の変換回路が並列接続された構成を有し、前記第１の変換回路は、モーター電流の挟み込みが発生してからモーターが停止するまでの期間よりも長い期間に流れる電流の平均値となる電流を流し、前記第２の変換回路は、モーター電流の前記平均値に対して変動する電流を流すように、前記第１の変換回路、及び前記第２の変換回路の各時定数を設定することを特徴とする。
【００１６】
前記第１の変換回路に流れる電流のｎ倍は、パワーウインドの挟み込みが発生してからモーターが停止するまでの期間の数倍の期間のモータ電流の平均値と一致し、前記第２の変換回路に流れる電流のｎ倍は、前記モーター電流の前記平均値に対する変動量と一致し、前記第１の変換回路に流れる電流と前記第２の変換回路に流れる電流の合計が、前記モーター電流のｎ分の１であることを特徴とする。
【００１７】
前記電流追随回路は、前記第１の素子（Ｒ１）またはメインＦＥＴ（Ｔ４）と、前記第２の素子（Ｒ２０）またはリファレンスＦＥＴ（Ｔ５）の電圧降下の差を検出する第１の比較器（ＣＭＰ１）と、前記第１の比較器（ＣＭＰ１）の出力と、接地電位レベルの間に配置され、第１の抵抗（Ｒ２１）が前記第１の比較器の出力側に接続され、第１のコンデンサ（Ｃ１）が前記第１の抵抗に直列で前記接地側に接続する第１の充放電回路と、前記第１の比較器（ＣＭＰ１）の出力と接地電位レベルの間に配置され、第２の抵抗（Ｒ２２）が前記第１の比較器の出力側に接続され、第２のコンデンサ（Ｃ２）が前記第２の抵抗に直列で前記接地側に接続し、前記第１の充放電回路に対して並列接続する第２の充放電回路とを有し、前記第１の充放電回路の時定数が前記第１の時定数であり、前記第２の充放電回路の時定数が前記第１の時定数よりも小さい前記第２の時定数であり、前記第１のコンデンサの非接地側電位に連動して、前記第１の変換回路の電流が流れ、前記第２のコンデンサの非接地側電位に連動して、前記第２の変換回路の電流が流れることを特徴とする。
【００１８】
前記第１の変換回路は、前記第１の時定数で電流が流れる第１のＦＥＴ（Ｔ２１）と、前記第１のＦＥＴ（Ｔ２１）のソースに接続された第３の抵抗（Ｒ２３）と、を有する第１のソースフォロア回路を有し、前記第２の変換回路は、前記第２の時定数で電流が流れる第２のＦＥＴ（Ｔ２２）と、前記第２のＦＥＴ（Ｔ２２）のソースに接続された第４の抵抗（Ｒ２４）と、を有する第２のソースフォロア回路を有し、前記第１のＦＥＴ（Ｔ２１）のゲート電極に、前記第１のコンデンサ（Ｃ１）の非接地側端子を接続し、前記第２のＦＥＴ（Ｔ２２）のゲート電極に、前記第２のコンデンサ（Ｃ２）の非接地側端子を接続し、前記第１のコンデンサの非接地側端子と、前記第２のコンデンサの非接地側端子との間を、抵抗（Ｒ２８）で接続したことを特徴とする。
【００１９】
請求項１０または請求項１１のいずれかに記載のパワーウインド挟み込み防止装置において、前記第２の充放電回路が有する前記第２の抵抗（Ｒ２２）を取り除いたことを特徴とする。
【００２０】
前記パワーウインドの挟まれが発生し、モーター回転数が低下してモーター電流が増加したとき、前記挟まれが発生する直前のモーター電流値から所定の値だけ平均値で上回った値にモーター電流を制限することを特徴とする。
【００２１】
前記第１のソースフォロア回路のソース電位と、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位を比較する第２の比較器（ＣＭＰ２）を有し、前記第１のソースフォロア回路のソース電位より、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位の方が大きい場合には、前記電流制限回路をＯｎ／Ｏｆｆ動作させてモーター電流を減少させ、前記第１のソースフォロア回路のソース電位より、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位の方が小さい場合には、電流制限回路を連続Ｏｎさせ、電流を増加させることにより、モーター電流を所定の範囲に制限することを特徴とする。
【００２２】
パワーウインドの挟まれが発生し、モーター回転数が低下してモーター電流が増加したとき、挟まれが発生する直前のモーター電流値から所定の値だけ平均値で上回った値にモーター電流を制限する場合に、時定数の大きい電流が流れる第１のＦＥＴ（Ｔ２１）と、該第１のＦＥＴ（Ｔ２１）のソースに接続された第３の抵抗（Ｒ２３）と、を有する前記第１のソースフォロア回路と、時定数の小さい電流が流れる第２のＦＥＴ（Ｔ２２）と、該第２のＦＥＴ（Ｔ２２）のソースに接続された第４の抵抗（Ｔ２４）と、を有する第２のソースフォロア回路と、前記第１のソースフォロア回路のソース電位と、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位と、を比較する第２の比較器（ＣＭＰ２）と、を有し、前記第１のソースフォロア回路のソース電位よりも、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位の方が大きいときは、前記電流制限回路をＯｎ／Ｏｆｆ動作させてモーター電流を減少させ、前記第１のソースフォロア回路のソース電位よりも、前記第２のソースフォロア回路のソース電位から所定の電圧を引いた電位の方が小さいときは、前記電流制限回路を連続Ｏｎさせ、電流を増加させることにより、前記モーター電流を所定の範囲に制限することを特徴とする。
【００２３】
前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作の期間は、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作を行う半導体スイッチング素子のオフ遅れ時間、及び前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作による前記モーター電流の減少速度に依存し、前記連続Ｏｎの期間は、前記連続Ｏｎによる前記モーター電流の増加速度に依存することを特徴とする。
【００２４】
前記第２のソースフォロア回路のソースにダイオード（Ｄ２１）を設け、前記所定の電圧は、前記ダイオード（Ｄ２１）の順方向電圧降下によって発生する電圧であることを特徴とする。
【００２５】
前記電流制限回路は、前記モーター電流をＯｎ／Ｏｆｆする半導体スイッチング素子（Ｔ１）と、基準電圧回路（８）と、第３の比較器（ＣＭＰ３）とを有し、前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）がオフすることにより、前記半導体スイッチング素子の両端電圧が第１の基準電圧を上回ると、前記第３の比較器（ＣＭＰ３）はその出力を反転して前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）をオンさせ、前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）の両端電圧が第２の基準電圧を下回ると、前記第３の比較器（ＣＭＰ３）の出力を再反転させて、前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）をオフさせることにより、Ｏｎ／Ｏｆｆ動作を繰り返すことを特徴とする。
【００２６】
前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）はＦＥＴであり、前記第１の基準電圧は、前記第２の基準電圧より大きく、且つ、前記電源供給装置（ＶＢ）の出力電圧よりも小さく、前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）の制御電極容量に、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作の間、常にMiller効果が発生するようにし、モーターのインダクタンスを利用して、前記Miller効果を増大させることにより、Ｏｎ／Ｏｆｆ動作中のゲート〜ソース間電圧の変化が少なくなるようにして、モーター電流の変化を低減させ、Ｏｎ／Ｏｆｆ動作中のモーター駆動力の変化を少なくするように制御することを特徴とする。
【００２７】
前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間中においてもモーター出力を発生させ、前記パワーウインドに駆動力を加え続けることにより、モーターの回転速度が前記パワーウインドの動きに追随するように制御し、悪路走行時に発生する瞬間的な駆動力増加によるＯｎ／Ｏｆｆ動作が発生した場合であっても、駆動力増加が消滅した時点で即時に正常状態に復帰できるようにして、誤作動を防止することを特徴とする。
【００２８】
前記モーターの回転数が、前記パワーウインドの動きに追随するように制御する際に、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作１周期にて、モーター回転数がほぼ変化しないことにより、前記モーター回転数の低下に連れてＯｎ／Ｏｆｆ動作期間が長くなり、連続Ｏｎ期間が短くなるので、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間と前記連続Ｏｎ期間との比率を検出するか、或いは、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間または前記連続Ｏｎ期間を計時することにより、挟み込み前のモーター回転数からの落ち込み量を検出して挟み込み判定を行う挟み込み判定回路を有することを特徴とする。また、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間を計時する場合に、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作の回数をカウントすることにより前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間を計時することを特徴とする。
【００２９】
前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）がＦＥＴであり、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作期間が前記ＦＥＴ（Ｔ１）のオフ遅れのばらつきと、第１の比較器（ＣＭＰ１）の応答性のばらつきにより変化したとき、前記ＦＥＴ（Ｔ１）のゲート直列抵抗を変化させることにより、前記Ｏｎ／Ｏｆｆ動作の周期を変化させて、前記回数の判定値を変えることなく希望する回転数低下量に判定値を合わせることが可能な可変抵抗（Ｒ３２）を有することを特徴とする。
【００３０】
挟み込みの判定を挟み込み前のモーター回転数からの落ち込み量により行う場合に、挟まれと判定する落ち込み量の設定を、悪路走行時に発生する駆動力の瞬間的変化による落ち込み量より大きな値に設定することを特徴とする。
【００３１】
起動直後から挟み込み検出を行うため、前記第１の充放電回路のコンデンサ（Ｃ１）を突入電流マスク期間中に充電し、マスク期間終了後、前記第１の比較器（ＣＭＰ１）の出力がＬレベルである期間、第１の比較器（ＣＭＰ１）の出力を経由して前記第１の充放電回路のコンデンサ（Ｃ１）を放電させることにより、マスク期間終了直後から挟み込み検出が可能になるようにしたことを特徴とする。
【００３２】
モーターが回転しない場合に、マスク期間中にモーターロック電流が流れる場合には、マスク期間終了と同時に前記第２の比較器（ＣＭＰ２）が、前記電流制限回路をＯｎ／Ｏｆｆ動作させるように出力することにより、マスク期間終了直後にモーターを停止させることを特徴とする。
【００３３】
モーター電流を電圧変換し、その中の変化量成分を増幅して第１の電圧を生成し、第１の電圧の長期間にわたる平均値を生成して、第２の電圧とし、前記第１の電圧が挟み込みにより、第２の電圧より所定の値を超えて増加したら、前記半導体スイッチング素子（Ｔ１）を、Ｏｎ／Ｏｆｆ動作と連続Ｏｎによるモーター電流の制限を行うことを特徴とする。また、前記第１の電圧は、前記第２のソースフォロア回路のゲートを前記第１の比較器（ＣＭＰ１）の出力に直接接続する構成としたときに、前記第２のソースフォロア回路の電流が、該第２のソースフォロア回路の抵抗（Ｒ２４）を流れることにより生じる電圧降下で生成し、前記第１のソースフォロア回路に代えて、ＦＥＴと抵抗からなる第３のソースフォロア回路を、前記リファレンス抵抗（Ｒ２０）と接地電位レベル間に設け、前記第３のソースフォロア回路のゲートに、前記第１の充放電回路のコンデンサ（Ｃ１）の非接地側端子を接続し、前記第２の電圧は、前記第３のソースフォロア回路の電流が該第３のソースフロア回路の抵抗（Ｒ２３）を流れることにより生じる電圧降下で生成すること、を特徴とする。更に、電流制限回路をＯｎ／Ｏｆｆ動作させることにより電流を減少させるときの電流減少量は、前記電流制限回路が連続Ｏｎしているときにリファレンス抵抗に流れる電流の一部をＯｎ／Ｏｆｆ動作時、遮断することにより設定することを特徴とする。
【００３４】
【発明の実施の形態】
次に、図面を参照して、本発明の実施の形態と実施例において本発明に係るパワーウインド挟み込み防止装置を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
【００３５】
（パワーウインド挟み込み防止装置の概要）
図１は、本発明の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置のブロック図である。本発明の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置は、挟まれ等による異常電流検出回路２と、正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター５と、挟み込み判定回路６と、モーター電流制限回路７とを有している。なお、正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター５は、パワーウインドモーターを含んだ正転・反転回路５と考えてもよい。電流検出回路２と、正転・反転回路５と、電流制限回路７の三つの回路は、モーター電流ＩＤの流れる電線１に直列に接続されて電源供給装置ＶＢに接続される。
【００３６】
（挟まれ等による異常電流検出回路２の概要）
電流検出回路２は、モーター電流ＩＤの挟まれ等による異常電流を検出して、信号線９を介して異常電流検出信号を電流制限回路７に出力する。電流検出回路２は、マルチソース電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）またはマルチ抵抗と、電流追随回路３と、スタート回路とを有している。
【００３７】
マルチソースＦＥＴは、メインＦＥＴとリファレンス（Reference）ＦＥＴで構成される。また、マルチ抵抗は、シャント抵抗とリファレンス（Reference）抵抗で構成される。マルチソースＦＥＴまたはマルチ抵抗のカレントセンシングレシオ（ｎ：Current Sensing Ratio）すなわち、例えばメイン抵抗に対するリファレンス抵抗の抵抗成分の比を１を超えて好ましくは１００以上に設定する。モーター電流ＩＤをメインＦＥＴ又はシャント抵抗に流す。そして、ID=n＊Irefの条件を満たすリファレンス電流IrefがリファレンスＦＥＴまたはリファレンス抵抗に流れるように、リファレンス電流Irefを制御する。
【００３８】
メインFETまたはシャント抵抗がモーターのハイサイド（High side：モーターに対して電源側）に有る場合には、メインFET のソース電位またはシャント抵抗のモーター側電位VSAと、リファレンスFET のソース電位またはリファレンス抵抗の接地側電位VSBとは、上記ID=n＊Irefの条件を満足するために、VSA=VSBの条件を満足する必要がある。モーターが正常回転しているとき、ウインドガラスの駆動力の変動によりモーター電流IDが変化するとメインFET のソース電位等VSAも変化するが、リファレンス電流Irefを制御してVSA=VSBの条件を維持する。
【００３９】
次に、挟まれ（Jamming）等によって発生する異常電流を検出する方法について説明する。リファレンス電流Irefを追随速度の異なる２つの電流成分に分ける。リファレンス電流Irefは、追随速度の遅い電流成分Iref-sと、追随速度の速い成分Iref-fとに分けられて流れる。追随速度の遅い電流成分Iref-sはモーターが正常に回転しているときのモーター電流IDの変化には追随するが、挟まれが発生したときのモーター電流IDの急激な変化には追随できないように設定する。一方、追随速度の速い電流成分Iref-fは挟まれが発生したときの電流変化のみならず、モーター電流ＩＤの中に含まれる脈動成分にも追随できるように設定する。追随速度の速い電流成分Iref-fの追随性を良くすればするほど、追随速度の遅い電流成分Iref-sは変化する必要がなくなり安定してくる。このような条件を満足させるため、追随速度の速い電流成分Iref-fの追随速度は、追随速度の遅い電流成分Irsf-sの８００〜１０００倍の速さに設定する。
【００４０】
このように設定すると、半導体スイッチング素子のOn/Off動作時を除けば追随速度の速い電流成分Iref-fはモーター電流IDの変化を正確に反映する。追随速度の速い電流成分Iref-f を、リファレンス抵抗より抵抗値の大きい抵抗に流すことによりモーター電流IDの変化を電圧に変換する。この電圧の変換により、モーター電流IDの変化をシャント抵抗又はメインＦＥＴのオン抵抗で電圧に変換して得られる微小変動を増幅した変動が検出できる。
【００４１】
挟まれが発生すると追随速度の速い電流成分Iref-fはモーター電流IDに追随して増加するが、追随速度の遅い電流成分Iref-sはほとんど変化しない。そのため追随速度の速い電流成分Iref-fの平均値と追随速度の遅い電流成分Iref-sの間には差が生じ、（Iref-fの平均値）＞（Iref-s）の大小関係となる。この大小の差があらかじめ設定した値を超えたら、異常電流検出信号を発生させ、モーターのハイサイド（High side）にあるマルチソースFETまたはモーターのロウサイド（Low side：接地側）にある電流制限回路７の半導体スイッチング素子（FETまたはバイポーラ（Bipolar）トランジスタ）をオフする。
【００４２】
その後、挟み込みが発生している間、マルチソースFETまたはモーターのロウサイドにある半導体スイッチング素子がOn/Off動作と連続On動作を繰り返す動作を行う。このOn/Off動作と連続On動作を繰り返す動作により、以下に説明するがモーター電流ＩＤの増加を制限することができる。
【００４３】
（モーター電流制限回路７の概要）
電流制限回路７は、異常電流検出信号を入力し、モーター電流ＩＤが増加していかないように制限する。この制限は、マルチソースＦＥＴ又はモーターのロウサイドにある半導体スイッチング素子がOn/Off動作と連続On動作を交互に繰り返すことにより行われ、このOn/Off動作と連続On動作を繰り返す動作の信号が信号線１０を介して挟み込み判定回路６に出力される。電流制限回路７は、モーター電流ＩＤをＯｎｏｆｆすることが可能なFET等の半導体スイッチング素子と、この半導体スイッチング素子のＯｎの基準電圧とｏｆｆの基準電圧を生成する基準電圧回路８とを有している。
【００４４】
モーター電流ＩＤが、On/Off動作と連続Onを繰り返す動作に入ると、モーター電流IDは電流制限されて、その平均値は挟まれ発生直前より若干大きい値に維持される。モータートルクはモーター電流に比例するので、これによりモータートルクはウインドガラスの駆動に要するトルクより若干大きいトルクに保持される。このような必要最小限のトルクを確保することで、悪路等によるガラス駆動力の瞬間的変動があっても誤反転しないという条件下での、最小の挟まれ荷重を実現することが可能となる。
【００４５】
（挟み込み判定回路６の概要）
挟み込み判定回路６は、入力したOn/Off動作と連続On動作を繰り返す動作の信号に基づいて挟み込みか否かを判定する。挟み込みと判定した場合は、信号線１１を介してウインドを開ける旨のウインドダウン信号を正転・反転回路５に出力する。
【００４６】
挟み込みの判定には、挟まれによりモーター回転数が低下するに連れて、半導体スイッチング素子のOn/Off動作の期間が長くなり、半導体スイッチング素子の連続On動作の期間が短くなることを利用する。例えば、On/Off動作の期間が一定の長さに達したときに、挟み込みと判定する。挟み込みと判定すると、マルチソースFETまたは半導体スイッチング素子を遮断して、モーターを停止させ、一定時間経過後、モーター５を反転駆動させる。このことにより、ウインドガラスが開き、挟まれた異物の挟み込みを防止することができる。
【００４７】
（正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター５の概要）
正転・反転回路５は、ウインドアップの信号を入力することにより、ウインドを閉める方向にモーターを回転させ、ウインドダウンの信号を入力することにより、ウインドを開ける方向にモーターを回転させる。さらに、信号線１１を介してウインドダウン信号を入力した場合は、ウインドを閉める方向から開ける方向にモーターの回転を反転させる。正転・反転回路５は、Ｈブリッジ回路またはリレー回路を有している。Ｈブリッジ回路を用いる場合、Ｈブリッジ回路を構成、あるいは接続する４個のFETを用いる。４個のFET のうちハイサイドのトランジスタを用いて電流検出回路２および電流制限回路７を構成してもよいし、ハイサイドのトランジスタを用いて電流検出回路２を構成し、ロウサイドのトランジスタを用いて電流制限回路７を構成してもよい。
【００４８】
図２は、本発明の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置のブロック図の変形例である。すなわち、電流検出回路２は、電源供給装置ＶＢのプラス端子またはマイナス端子と等価なグランドに接続し、正転・反転回路５および電流制限回路７についてはモーター電流ＩＤを流す順番は構わない。具体的には、図２（ａ）の電流検出回路２→電流制限回路７→正転・反転回路５の順番や、図２（ｂ）の電流検出回路２→正転・反転回路５→電流制限回路７の図１の順番と同じ順番や、図２（ｃ）の正転・反転回路５→電流制限回路７→電流検出回路２の順番等でもよい。
【００４９】
（第１の実施の形態）
図３は、本発明の第１の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。本発明の第１の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置において、電流検出回路２、電流制限回路７と挟み込み判定回路６の回路構成と回路の動作について詳細に説明する。
【００５０】
１、電流検出回路２の説明
１−１、電流検出回路２の回路構成
シャント抵抗とリファレンス抵抗を用い、リファレンス電流Irefを２つの追随速度の異なる電流成分Iref-sとIref-fに分けて異常電流を検出する回路について説明する。
【００５１】
図３の電流検出回路２は、
電源ＶＢのプラス端子に接続するシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗Ｒ２０と、
その抵抗Ｒ１とＲ２０に接続する電流追随回路３と、
電流追随回路３にプラス入力端子とマイナス入力端子が接続し出力端子が電流制限回路７に接続するコンパレータＣＭＰ２と、
５Ｖ電源とＣＭＰ２の出力端子間に接続する抵抗Ｒ２５とを有している。
【００５２】
電流追随回路３は、
プラス入力端子がリファレンス抵抗Ｒ２０に接続し、マイナス入力端子がシャント抵抗Ｒ１に接続するコンパレータＣＭＰ１と、
ＣＭＰ１の出力端子に接続し、抵抗Ｒ２１と接地するコンデンサＣ１を直列接続して構成される第１の充放電回路と、
ＣＭＰ１の出力端子に接続し、抵抗Ｒ２２と接地するコンデンサＣ２を直列接続して構成される第２の充放電回路と、
コンデンサＣ１とＣ２の間に接続される抵抗Ｒ２８と、
ドレインがＣＭＰ１のプラス入力端子に接続されゲートがコンデンサＣ１に接続されるｎＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２１）と、一端がＦＥＴ（Ｔ２１）のソースとＣＭＰ２のプラス入力端子に接続し他端が接地する抵抗Ｒ２３とで構成される第１のソースフォロア回路と、
ドレインがＣＭＰ１のプラス入力端子に接続されゲートがコンデンサＣ２に接続されるｎＭＯＳＦＥＴ（Ｔ２２）と、アノードがＦＥＴ（Ｔ２２）のソースと接続するダイオードＤ２１と、一端がダイオードＤ２１のカソードとＣＭＰ２のマイナス入力端子に接続し他端が接地する抵抗Ｒ２４とで構成される第２のソースフォロア回路とを有している。
【００５３】
なお、図３中の抵抗Ｒ２１等に添えられた９１０Ｋは、抵抗Ｒ２１の抵抗値が９１０ＫΩであることを表している。同様に、コンデンサＣ２等に添えられた０．１ｕｆは、コンデンサＣ２の容量が０．１μＦであることを表している。他の図面においても同様に用いている。
【００５４】
１−２、電流検出回路２の動作説明
図３ではシャント抵抗Ｒ１、正転・反転リレー回路５とOn/Off動作を行う半導体スイッチング素子（FET）Ｔ１が、モーター電流ＩＤの流れる電線１に対して直列に接続され、電源供給装置（バッテリ）ＶＢのプラス端子およびマイナス端子に接続されている。正転・反転リレー回路５の正転・反転リレーはトランジスタＴ２およびＴ３により駆動され、正転（アップ（Ｕｐ）動作）ではＴ２がオンし、反転（ダウン（Ｄｏｗｎ）動作）ではＴ３がオンする。マルチ抵抗はシャント抵抗Ｒ１とリファレンス抵抗R２０で構成される。図３の回路例ではR１の抵抗値は３４ｍΩ、Ｒ２０の抵抗値は５５Ωに設定されている。モーター電流IDはシャント抵抗Ｒ１を流れ、リファレンス電流Irefはリファレンス抵抗Ｒ２０を流れる。抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２等の抵抗値及び容量を便宜上抵抗Ｒ１等の符号Ｒ１と同じＲ１等と表記する。そこで、Ｒ１＊ID＝Ｒ２０＊Irefの条件を満足するときの電流比ｎは式１のようになる。
【００５５】
ｎ＝ID／Iref＝Ｒ２０／Ｒ１＝55／0.034＝1618  …式１
コンパレータCMP1はオペアンプからなり、CMP1のマイナス入力端子にはシャント抵抗Ｒ１のモーター側電位が入力され、CMP1のプラス入力端子にはリファレンス抵抗Ｒ２０の接地側電位が入力される。CMP1の出力と接地電位レベル（ＧＮＤ）間には抵抗Ｒ２１とコンデンサＣ１を直列接続した第１の充放電回路が接続され、コンデンサＣ１はCMP1の出力により、抵抗Ｒ２１を介して充放電される。コンデンサＣ１の非接地側はFET Ｔ２１のゲート端子に接続され、FET Ｔ２１のドレインはリファレンス抵抗Ｒ２０に接続され、Ｔ２１のソースは抵抗Ｒ２３を通して接地されている。FET Ｔ２１と抵抗Ｒ２３は第１のソースフォロア回路を構成するので、FET Ｔ２１および抵抗Ｒ２３にはコンデンサＣ１の電位に比例した電流が流れる。この電流がリファレンス電流Irefの追随速度の遅い電流成分Iref-sになる。一方、コンパレータCMP1の出力と接地電位レベル（ＧＮＤ）間には抵抗Ｒ２２とコンデンサＣ２を直列接続した第２の充放電回路が接続され、コンデンサＣ２はCMP1の出力により、抵抗Ｒ２２を介して充放電される。コンデンサＣ２の非接地側はFET Ｔ２２のゲート端子に接続され、FET Ｔ２２のドレインはリファレンス抵抗Ｒ２０に接続され、Ｔ２２のソースはダイオードＤ２１と抵抗Ｒ２４を通して接地されている。FET Ｔ２２とダイオードおよび抵抗Ｒ２４は第２のソースフォロア回路を構成するので、FET Ｔ２２、ダイオードＤ２１、および抵抗Ｒ２４にはコンデンサＣ２の電位に比例した電流が流れる。これがリファレンス電流Irefにおける追随速度の速い電流成分Iref-fになる。コンデンサＣ１とＣ２の非接地側は抵抗Ｒ２８で接続され、モーター電流ＩＤが変化しないときはＣ１およびＣ２の電位が等しくなるようなっている。すなわち、コンパレータCMP1の出力にはコンデンサＣ１、Ｃ２と抵抗Ｒ２１、Ｒ２２からなる２つの充放電回路が並列に接続され、それぞれのコンデンサＣ１、Ｃ２の電位に比例した電流を流す２つのソースフォロア回路がリファレンス抵抗Ｒ２０と接地間に並列接続されることになる。第１の充放電回路の時定数は第２の充放電回路の時定数より大きく設定される。この回路例では第１の充放電回路の時定数は式２のようになり、第２の充放電回路の時定数は式３のようになり、その比は1：894となる。
【００５６】
（第１の充放電回路の時定数）＝R21＊(R22＋R28)／(R21＋R22＋R28)＊C1
＝910K＊(5.1K＋910K)／(910K＋5.1K＋910K)＊1μf＝456ms  …式２
（第２の充放電回路の時定数）＝R22＊C2＝5.1K＊0.1μf＝0.51ms  …式３
挟み込みの検出はコンパレータCMP2で行う。CMP2のプラス入力端子にはＴ２１のソース電位が入力され、マイナス入力端子にはＴ２２のソース電位よりダイオードＤ２１の順方向電圧降下約０．７Ｖだけ低下した電位が入力される。Ｔ２１とＴ２２のゲート〜ソース間電位はほぼ等しいので、Ｄ２１の電圧降下が挟み込みにより増加する異常電流の検出値となる。挟み込みが発生してIref-fが増加するとCMP2の出力がHレベルからＬレベルに変化する。そして、電流制限回路７のＮＯＲ１の出力がHレベルになり、トランジスタＴ３１がオンし、半導体スイッチング素子であるトランジスタＴ１がオフする。このときの挟み込みによる異常電流の検出は次のようにしてなされる。
【００５７】
（ａ）まず、リファレンス電流Irefを図３のように追随速度の遅い成分Iref-sと速い成分Iref-fに分けて構成する。モーター電流IDの変化は脈動成分まで含めてIref-fに現れ、Ｔ２２のソース電位、すなわちCMP2のマイナス入力端子電圧に正確に反映される。その結果、Iref-s側のＴ２１のソース電位、すなわちCMP2のプラス入力端子電圧はモーター電流ＩＤの速い変動の影響を受けなくなり、長い期間の平均値のみが反映される。このため挟み込みが発生して電流制限を行う間はほぼ一定の電位を保ち、理想的な基準電圧を実現することができる。
【００５８】
（ｂ）追随速度の速い成分Iref-fにはモーター電流の脈動成分による変動分が含まれている。脈動電流の振幅をΔID-rip、Iref-fの脈動成分をΔIref-f-ripとするとΔIref-f-rip＝ΔID-rip／ｎとなる。ΔIref-f-ripにより抵抗Ｒ２４に発生する電圧変動分ΔＶripは、式４のようにＲ２４＝１．５KΩ、ΔID-rip＝0.5Aの場合は、0.46Vとなる。
【００５９】
ΔＶrip＝ΔIref-f-rip＊Ｒ２４
＝ΔID-rip／ｎ＊Ｒ２４＝0.5A／1618＊1.5K＝0.46V  …式４
すなわち、CMP2のマイナス入力端子電圧は脈動成分により、振幅±0.23V（±ΔＶrip／2）で振動している。 従ってIref-fの平均値が0.47V（＝0.7V−0.23V）増加するとCMP2の出力はHレベルからＬレベルに反転することになる。
【００６０】
この0.47Vをモーター電流ＩＤに換算すると0.51A（＝0.47V／Ｒ２４＊ｎ＝0.47V／1.5K＊1618）となる。すなわち、図３の回路例では挟み込みによりモーター電流ＩＤの平均値が0.51A増加するとCMP2出力はＬレベルとなり、Ｔ３１がオンしＴ１はオフ状態に向かう。
【００６１】
（ｃ）図４に示すように、CMP2出力がＬレベルに反転する前（時間ｔ１の前）はモーター電流ＩＤが増加しているので、CMP1の出力はＨレベルになっている。Ｔ３１がオンするとＴ１のゲートに過充電された電荷が放電する時間だけ遅れてモーター電流IDは減少し始める。この時点でCMP1の出力はＨ→Ｌレベルに遷移し始めるが、CMP1はオペアンプで構成されているので、オペアンプの応答遅れのため、出力がHからLに変化するのに遅れ時間が発生する。
【００６２】
CMP2の出力がＬレベルに反転してからCMP1出力がHレベルから低下してコンデンサＣ２の電位に等しくなるまでの時間ｔ１の間はＣ２が充電されるので、Iref-fは増加し、CMP2のマイナス入力端子電圧は増大する。その後、CMP1の出力がＣ２電位より低くなるとＣ２は放電され始め、時間ｔ１の間に充電された電荷量が放電し終わるまでの時間ｔ２の後にCMP2のマイナス入力端子電圧は元の電圧、すなわちCMP2出力がＨ → Ｌに遷移し始めたときの電圧に戻る。この間プラス入力端子電圧は変化しない。
【００６３】
時間ｔ２を過ぎるとCMP2出力はHレベルに反転し、FET Ｔ１はオンする。すなわち、モーター電流IDが増加してCMP2の出力がＬレベルに反転してから時間ｔ１＋ｔ２の間はCMP2出力はＬレベルを維持する。Ｃ２の電位がCMP1の出力のＨレベルとＬレベルの中間にあるとｔ１≒ｔ２の関係となる。時間ｔ１＋ｔ２はＴ１のターンオフ遅れ時間、オペアンプの応答速度およびモーター電流IDの減少速度により決まるが、Ｔ１のターンオフ遅れ時間とオペアンプの応答速度は一定であるので、時間ｔ１＋ｔ２はモーター電流IDの減少速度に依存し、減少速度が遅くなるに連れて長くなる。
【００６４】
CMP2出力が再度Ｌ→Ｈになり、Ｔ１がオンするとモーター電流IDが増加し始める。このため、CMP1の出力はＬからＨに向かうが、CMP1の出力がＣ２の電位より低い間、Ｃ２は放電され続ける。CMP2の出力がＨレベルに反転してからCMP1出力がコンデンサＣ２の電位に等しくなるまでの時間を時間ｔ３とする。CMP1の出力がＣ２電位を超えるとＣ２は充電され始める。時間ｔ３に放電した電荷量と同量の電荷が充電されるまでの時間ｔ４を経過するとCMP2の出力は反転してＬになり、Ｔ１はオフする。すなわち、時間ｔ３＋ｔ４の間はCMP2の出力がＨレベルを維持する。時間ｔ３＋ｔ４はオペアンプの応答速度およびモーター電流IDの増加速度により決まるが、オペアンプの応答速度は一定であるので、時間ｔ１＋ｔ２はモーター電流IDの増加速度に依存し、増加速度が速くなるに連れて短くなる。
【００６５】
（ｄ）挟み込み検出値の設定にダイオードＤ２１の順方向電圧降下を用いたのはモーター電流ＩＤが変化して、Iref-fの平均値が変化しても挟み込み検出値を一定にするためである。しかし、この方法では挟み込み検出値を変更する必要がある場合はダイオードＤ２１の順方向電圧降下を変更できないので、抵抗Ｒ２４の値を調整して行うことになる。上述の（ｂ）項の説明から判るようにＲ２４の値を大きくすると挟み込み検出値は小さくなり、逆にＲ２４の値を小さくすると挟み込み検出値が大きくなる。
【００６６】
（ｅ）挟み込み検出値の設定をダイオードD２１に代えて抵抗を用いて行うことも可能である。この場合、モーター電流ＩＤが増加するとそれに比例して挟み込み検出値が大きくなる。
【００６７】
２、電流制限回路７の説明
２−１、電流制限回路７の回路構成
図３の電流制限回路７は、
入力端子がＣＭＰ２の出力端子に接続するＮＯＲゲートＮＯＲ１と、
出力端子がＮＯＲ１の入力端子に接続するコンパレータＣＭＰ３と、
ＣＭＰ３のマイナス入力端子に接続する基準電圧回路８と、
ドレインがプラス入力端子に接続し、ソースが接地された半導体スイッチング素子Ｔ１と、
スイッチング素子Ｔ１のゲートに接続された可変抵抗Ｒ３２と、
ゲートがＮＯＲ１の出力端子に接続し、ドレインが抵抗Ｒ３２に接続し、ソースが接地されたＦＥＴ（Ｔ３１）と、
電源ＶＢのプラス端子とＴ３１のドレイン間に接続された抵抗Ｒ３１と、
ＣＭＰ３のプラス入力端子と接地間に接続された抵抗Ｒ３３と、
ＣＭＰ３の出力端子と５Ｖ電源間に接続された抵抗Ｒ３７とを有している。
【００６８】
基準電圧回路８は、
ＣＭＰ３のマイナス入力端子と電源ＶＢ間に接続された抵抗Ｒ３５と、
ＣＭＰ３のマイナス入力端子と接地間に接続された抵抗Ｒ３６と、
ＣＭＰ３のマイナス入力端子に接続された抵抗Ｒ３４と、
アノードが抵抗Ｒ３４に接続されたダイオードＤ３１と、
ドレインがダイオードＤ３１のカソードに接続し、ソースが接地され、ゲートがＣＭＰ３の出力端子に接続されたＦＥＴ（Ｔ３２）とを有している。
【００６９】
２−２、電流制限回路７の動作説明
モーター電流ＩＤの制限は図３の電流検出回路２と電流制限回路７を組み合わせて行う。
【００７０】
始めに電流制限回路７の動作について説明する。電流検出回路２のコンパレータCMP2の出力がＨレベルのときはＮＯＲゲートNOR1の出力がＬレベルとなり、トランジスタＴ３１はオフとなり、スイッチング素子（トランジスタ）Ｔ１がオンする。Ｔ１がFETの場合について説明すると、このときコンパレータCMP3のプラス入力端子電圧はＴ１のドレイン端子に接続しているので、ほぼ接地電位レベルが入力される。一方、CMP3のマイナス入力端子電圧は、Ｒ３４、Ｒ３５、Ｒ３６、ダイオードＤ３１とトランジスタＴ３２で構成される基準電圧回路８で決まり、Ｒ３４＝３．３ＫΩ、Ｒ３５＝１０ＫΩ、Ｒ３６＝２４ＫΩに設定すると電源電圧ＶＢが１２．５Ｖのとき、Ｔ３２がオフであれば８．８２Ｖとなり、Ｔ３２がオンであれば３．０３Ｖになる。いずれにせよ３．０３Ｖ以下には低下しないので、CMP3出力はＬレベルとなる。従って、Ｔ３２はオフになっている。挟まれが発生してコンパレータCMP2の出力がＬレベルになるとNOR1の出力がＨレベルになり、Ｔ３１がオンし、Ｔ１がオフする。Ｔ１のドレイン電圧VDSは接地電位レベルから上昇を始める。Ｔ３２がオフになっているので、CMP3のマイナス入力端子電圧は８．８２Ｖであり、Ｔ１のドレイン電圧VDSが８．８２Ｖ以上になるとCMP3の出力はＨレベルに反転し、NOR1の出力がＬレベルになり、Ｔ３１がオフし、Ｔ１がオンする。このとき同時にＴ３２もオンするので、CMP3のマイナス入力電圧は３．０３Ｖに低下する。従ってＴ１は一旦オンするとドレイン電圧VDSが３．０３Ｖ以下に低下するまでオン状態を維持する。Ｔ１のドレイン電圧VDSが３．０３Ｖ以下になるとCMP3の出力は再度Ｌレベルになり、Ｔ１がオフし、同時にＴ３２がオフして、CMP3のマイナス端子入力は８．８２Ｖに上昇する。Ｔ１のドレイン電圧VDSが８．８２Ｖを超えるまでＴ１はオフを続ける。これがOn/Off動作の１周期で、この状態はCMP2の出力がＬレベルである限り継続する。
【００７１】
●On/Off動作におけるモーター電流IDの不変性について
次に上記On/Off動作を行うとき、On/Off動作の１周期ではモーター電流ＩＤがほとんど変化しないことを説明する。図５にFET Ｔ１の負荷線を付加した静特性曲線を示す。挟まれが発生する以前のモーターが正常に回転しているとき、Ｔ１はＡ点で動作している。モーター負荷電流IDが変化すると動作点はオーミック領域の例えばＡ点とＢ点の間で上下する。挟まれが発生するとモーター負荷電流IDは増加し、Ｔ１の動作点は上方に移動して、Ｂ点に達するとＴ１はオフする。Ｂ点とＡ点の電流差が挟み込み検出値である。Ｔ１がオフするとドレイン〜ソース間電圧VDSは拡大するが、そのときのＴ１の動作点はＢ点を通る水平線上を右側に向かって移動する。言い換えれば、ドレイン電流ID（＝モーター負荷電流）はＴ１がオフしたときの値を維持したままＴ１のドレイン〜ソース間電圧VDSは拡大する。これはＴ１のドレイン〜ソース間電圧VDSが接地電位レベルと電源電圧の間を移動しているときはＴ１のゲート〜ドレイン間容量がミラー（Miller）効果により、見かけ上大きくなり、ゲート〜ソース間電圧VGSがほとんど変化しなくなるからである。
【００７２】
●ミラー効果について
図６は、スイッチング素子Ｔ１の等価回路図である。ゲートドライバーによる充電で、ゲート〜ソース間電圧VGSが微小電圧ΔVGS上昇したとする。これによりモーター電流IDがΔID増加し、モーターのインダクタンスLにより逆起電力Ec（=L＊dID/dt）が発生する。ゲート〜ドレイン間容量CGDに充電される電荷ΔQは、式５で表される。
【００７３】
ΔQ=CGD＊(ΔVGS+ΔID＊Ra+Ec)  …式５
ここでRaは電機子抵抗である。また、ゲート端子から見たCGDの容量Cmは式６で表される。
【００７４】
Cm=ΔQ/ΔVGS=CGD＊(1+ΔID＊Ra／ΔVGS +Ec／ΔVGS)  …式６
容量Cmが“Miller容量”で、容量CGDの両端の電圧変化がΔVGSよりはるかに大きいことから生じる見かけ上の容量である。 ゲートドライバーがゲート抵抗RGを介してFETのゲート電荷を充放電するときドライバー側から見える容量はCGDではなくてCmとなる。モーターのインダクタンスLが大きいと容量CmはCGDに比べて大きな値になり、On/Off動作時、ゲートドライバーがＴ１のゲートを充放電してもゲート〜ソース間電圧VGSはほとんど変化しなくなる。但しMiller効果が有効なのはメインFET（Ｔ１）のドレイン電位VDSが接地電位レベル（GND）と電源電圧（VB）の間にあって自由に変化できるときだけある。このときＴ１はピンチオフ領域にあるので、Ｔ１の伝達コンダクタンスをGmとするとID＝Gm＊VGS が成立する。この式からVGSがほぼ一定となればIDも変化せず、ほぼ一定になることが判る。
【００７５】
図３においてトランジスタＴ３２がオンおよびオフしているときのコンパレータCMP3のマイナス入力端子電圧を図５においてそれぞれVLおよびVHとする。この回路例ではVL＝3.03V、VH＝8.82Vとなる。Ｔ１の動作点が図５のＢ点を通る水平線上を右側に移動して電圧VHよりドレイン電圧VDSが大きくなるとCMP3出力がHレベルになり、Ｔ１はオンする。実際の回路では回路の遅れによりVHを超えてしばらくしてから、オンする。図５ではＶＤＳが１０Ｖを超えたC点でオンし、VDSは接地電位レベルに向かって低下していく。VDSが電圧VLより小さくなるとCMP3の出力はＬレベルになり、Ｔ１は再びオフする。このようにしてＴ１はCMP2の出力がＬレベルである限り、On/Off動作を継続する。
【００７６】
●On/Off動作によるIDの減少について
次にOn/Off動作を継続している間にドレイン電流IDが徐々に減少することを説明する。On/Off動作を開始したとき、Ｔ１のドレイン電圧VDSは基準電圧VLおよびVHで規制されるので、Ｔ１の動作点は、図５のC点〜D点間で振動する。このときのVDSの平均値はG点であり、ほぼＣ点〜Ｄ点間の中央になる。Ｇ点はＴ１のDC的動作点である。これに対して線分CDはＡＣ動作曲線となる。図５において直線ａは、電源ＶＢが１２．５Ｖの場合のモーターが停止しているときのＴ１の負荷直線であり、その勾配は電機子抵抗Raで決まる。直線ｂ〜ｇは直線ａに平行で、それらの横軸上への投影はドレイン電流ＩＤ（＝モーター電流）がモーターに流れたときの電圧降下量を表わすことができる。
【００７７】
まず、挟まれが発生する直前について考察する。このときのＴ１の動作点はA点である。モーター逆起電力をEmotor-A、ドレイン〜ソース間電圧をVDSonとすると、式７が成立する。
【００７８】
VB＝VDSon＋Ra＊ID＋Emotor-A  …式７
次に、挟まれが発生し、On/Off動作を開始した直後について考察する。IDはOn/Off動作に同期して変動するＡＣ成分IDAとそれ以外のＤＣ的成分IDDからなる。すなわちＩＤは、ID＝IDA＋IDDの関係を有する。IDDが変化するとモーターインダクタンスＬにより逆起電力Eonoffが発生する。その大きさは式８から求まる。
【００７９】
Ｅonoff＝Ｌ＊d(IDD)/dt …式８
On/Off動作時におけるＴ１のドレイン〜ソース間電圧VDSの平均値をVDSonoffとするとこれは図５おけるG点に相当する。On/Off動作１周期の間はモーターの回転数が変化しないと仮定する。一方IDも変化しないから式９が成立する。
【００８０】
VB＝VDSonoff＋Ra＊ID＋Emotor-A＋Eonoff  …式９
式７の両辺から式９の両辺を引くことにより、式１０を得ることができる。
【００８１】
０＝VDSon−VDSonoff−Eonoff
Eonoff＝VDSon−VDSonoff  …式１０
ここで、VDSonは連続On時のドレイン〜ソース間電圧で約0.3Vである。VDSonoffはG点の電圧で、おおよそ6.5Vである。これによりEonoffは式１０より−6.2Vのマイナスの値となる。そして、Eonoffがマイナスの値になるので、式８よりIDDが減少することがわかる。
【００８２】
●最小の反転荷重の実現（悪路等による誤作動防止）について
ＩＤのＤＣ的成分IDDがOn/Off動作を行いながら動作点Ｇから動作点Ｈに向かって減少すると、Iref-fがIDDに追随して減少し、ＩＤＤが図５のＨ点に達するとCMP2がＬレベルからＨレベルに反転し、FET Ｔ１の動作点はＨ点からＦ点に移動して、Ｔ１は連続Onの状態になる。連続Ｏｎ状態になるとIDは増加し、Ａ点を経由してＢ点に至り、Ｔ１は再びOn/Off動作に入る。この間Iref-sは変化しないから、CMP2のプラス入力端子電圧は変化しないので、A点が固定され、それに伴いB〜Ｆ点も変化しない。従ってOn/Off動作と連続Onの状態を繰り返す間は電流ＩＤの電流値が一定範囲に制限される。
【００８３】
この一定範囲に制限された電流IDの平均値は、電流制限動作に入る直前のＩＤの電流値よりわずかに大きい値に維持される。このことは２つの重要な意味を持つ。
【００８４】
１つ目は、モータートルクは電流に比例するから、モータートルクを一定範囲に制限できることである。これにより、挟み込み荷重を制限することができる。
【００８５】
２つ目は、悪路等を走行して挟み込みが発生しないにも関わらず反転するという誤作動を防止できることである。悪路等を走行中にパワーウインドを動作させたとき、車体の上下動により、ウインドガラスの駆動力が変化し、瞬間的に駆動力が増加して、それに伴いモーター回転数が低下して、IDが増加し、Ｔ１がオフし、電流制限モードに入る可能性がある。しかし、電流制限モードに入ってもその直前のガラス駆動力を維持しているので、上下動による荷重増加が無くなったときモーター回転数を元に回復させ、誤反転を回避することができる。但し、ガラス駆動力はこの間変化しないということが前提となる。そして、この前提は大部分のケースで成立する。以上の特徴により、悪路等による瞬間的駆動力の増加では誤反転を起さないという条件下で最小の反転荷重を実現することができる。
【００８６】
●モーター回転数の低下に伴うOn/Off動作期間と連続On期間の変化について
次に式７と式９を一般化した場合を考える。挟まれが発生してしばらく経過すると、モーター回転数は低下する。モーター逆起電力はモーター回転数に比例するから、そのときのモーター逆起電力を図５に示すEmotor-Bとすると、Emotor-B＜Emotor-Aの関係となる。この低下した回転数すなわちEmotor-Bの大きさの逆起電力で、Ｔ１が連続Onの状態になるとIDの増加スピードは以前と違って速くなり、モーターのインダクタンスＬにより、逆起電力Eonが発生する。Eon＝Ｌ＊dID／dtとなる。Eonは式７にはなかったもので、これを用いて式７を書きなおすと式１１のようになる。
【００８７】
VB＝VDSon＋Ra＊ID＋Emotor-B＋Eon  …式１１
式１１に対応するOn/Off動作の式は連続OnとOn/Off動作でモーター回転数が変わらないと仮定すると式９のEmotor-AをEmotor-Bに置き換えることにより、式１２となる。
【００８８】
VB＝VDSonoff＋Ra＊ID＋Emotor-B＋Eonoff  …式１２
式１１と式１２から式１３が得られる。
【００８９】
Eon−Eonoff＝VDSonoff−VDSon＝6.5V−0.3V＝6.2V  …式１３
Eonの符号はプラス、Eonoffの符号はマイナスであるから、式１３の意味することは連続On時の逆起電力EonとOn/Off動作時の逆起電力Eonoffは符号が反対でその絶対値の和は一定となり、それぞれのVDSの差VDSonoff−VDSonに等しいということである。VDSの差はモーター回転数には関係なく一定である。モーター回転数が低下するに連れて、Emotor-Bが小さくなるので、Eonoffの絶対値は小さくなり、Eonの絶対値は大きくなる。すなわち、モーター回転数が低下するとOn/Off動作時のIDの減少速度は低下し、連続On時のIDの増加速度は速くなることが判る。
【００９０】
更に、図５から判るように、On/Off動作に入った直後（Ｇ点）のEonoff（図５のEonoff-D）より、On/Off動作を抜け出すとき（Ｈ点）のEonoff（図５のEonoff-C）の方が小さくなる。これはOn/Off動作期間中に電流の減少率が段々小さくなることを表わしている。また図５でEon-Fより、Eon-Eの方が小さいことは連続On期間中に電流の増加率が段々小さくなることを表わしている。
【００９１】
●On/Off動作の周期について
Ｔ３１がオンするとＴ１のゲート電荷はＲ３２を通して放電され、Ｔ１のゲート〜ソース間電圧VGSが低下し始める。ID＝Gm＊VGSであるから、IDが減少し始める。IDの減少によりモーターのインダクタンスＬによる逆起電力Ecが発生し、かつ電機子抵抗Raによる電圧降下もわずかではあるが縮小する。すなわち、モーターの電圧降下が降下分ΔVM（＝Ec＋Ra＊ΔID）だけ縮小する。ここでΔIDはIDの減少分を表わす。また、逆起電力EcはEc＝Ｌ＊ΔID／Δtで求まる。なお、On/Off動作１周期の間にモーター回転数は変化しないと仮定している。
【００９２】
モーターの電圧降下の縮小分ΔVMによりＴ１のドレイン電圧VDS（ソースが接地されているので、ドレイン〜ソース間電圧に等しい）は上昇し始める。Ｔ１のゲート〜ドレイン間電圧がΔVMだけ拡大し、ゲート〜ドレイン間容量CGDがΔVMだけ充電される。この充電によりゲートに電荷が供給されるので、Ｒ３２を通して電荷が放電されてもゲート電荷は減少しない。従って、ゲート〜ソース間電圧VGSは実質的にほとんど減少しない。これがMiller効果である。
【００９３】
Ｒ３２を通しての放電が続くとVDSは増加し、基準電圧VHを超えるとT３１がオフし、Ｔ１のゲートには電源電圧VBから抵抗R31とR32を経由して電流が流れ、ゲートは充電され始める。ゲートの充電によりゲート〜ソース間電圧VGSが増加し始めるとIDが増加し、ゲート電荷放電の場合と同じようにMiller効果により、ゲート電荷が吸収される。このためゲート〜ソース間電圧VGSは実質的にほとんど変化しない。すなわち、R31とR32を経由して充電される電荷はMiller効果によりキャンセルされる。ゲートの充電が進むとVDSが低下し、基準電圧VLを下回るとCMP3出力がLになり、Ｔ１はオフ状態に入る。
【００９４】
Miller効果によりＴ１のゲートに電荷を供給するまたはキャンセルする電荷量は基準電圧VLとVHで決まり、一定量である。この電荷量をゲート回路が充電し、その後放電するに要する時間がOn/off動作の１周期になる。ゲートの充電時間は電源電圧とゲート抵抗R31＋R32で決まり、放電時間はゲート抵抗R32で決まる。すなわちOn/Off動作の周期は基準電圧VLとVH、電源電圧VB、およびゲート抵抗R31とR32により決まる。従って、On/Off動作の周期はゲート抵抗、より具体的には抵抗Ｒ３２を変えることにより変更できる。
【００９５】
３、挟み込み判定回路６の説明
３−１、挟み込み判定回路６の回路構成
図３の挟み込み判定回路６は、入力端子が電流制限回路７のＣＭＰ３の出力端子に接続され、８０μ秒間カウントしないとリセットする１６パルスカウンタで構成できる。
【００９６】
３−２、挟み込み判定回路６の動作説明
挟み込み防止装置は、電流検出回路２で挟み込みを検知し、電流制限回路７で電流制限してモーター電流ＩＤを一定範囲に保った後、挟み込み判定回路６で挟み込みか否かを判定する。その判定方法について説明する。挟み込みによりモーター回転数が低下してくるとＴ１のOn/Off動作期間が長くなり、Ｔ１の連続On期間が短くなる。この特性を利用して、挟み込みか否かを判定する。具体的な判定方法は下記の３通りがある。
【００９７】
（ａ）連続On期間とOn/Off動作期間の比を検出して一定値に達したら挟み込みと判定する。連続On期間、およびOn/Off期間はCMP2出力で判る。CMP2の出力がHレベルであれば連続Onで、ＬレベルであればOn/Off動作である。従ってCMP2の出力をアナアログ信号として平均化すれば目的とする比を検出できる。
【００９８】
（ｂ）連続On期間またはOn/Off動作期間を計時して、一定値に達したら挟み込みと判定する。CMP2の出力のH期間またはL期間を計時して判定する。
【００９９】
（ｃ）On/Off動作期間内のOn/Off回数をカウントして、一定値に達したら挟み込みと判定する。図３に示すように、CMP3の出力レベルの立ち上がり回数をカウントし、図３の例では１６パルスに達すると挟み込みと判定する。このとき連続Onの期間を含んでカウントしないように、パルスが一定期間途切れてたら、カウンタをリセットするようにしている。図３の例では８０μｓ間、CMP3出力が変化しないとカウンタをリセットする。挟み込みと判定するときの回転数は、挟み込み発生以前の回転数より約６０％低下した状態に設定している。この設定値は悪路等で発生する衝撃的負荷変動による回転数の落ち込みでは発生しないレベルの値である。
【０１００】
●挟み込み判定値の設定方法について
挟み込み判定値の設定方法についてまとめると次のようになる。
【０１０１】
（ｉ）悪路等で生じる衝撃的負荷変動によるモーター回転数の落ち込みでは発生しないレベルに判定値を設定する。
【０１０２】
（ii）On/Off動作の継続期間はＴ１のオフ遅れ時間とCMP1に用いるオペアンプの応答性に依存するので、これらの特性の標準値を前提にして上記判定値に相当するOn/Off回数を決め、カウンタ値を設定する。
【０１０３】
（iii）Ｔ１のオフ遅れ時間とオペアンプ応答性がばらついて判定値を調整する必要があるときはＴ１のゲート直列抵抗を変更してOn/Off動作の周期を変化させることにより、これらのばらつきに対処する。Ｔ１のオフ遅れ時間とオペアンプの応答性がばらついても、これによりカウンタ値を固定することが可能になる。カウンタ値の固定はＩＣ化する場合に好都合である。
【０１０４】
●On/Off動作時におけるモーター回転数の変化について
モーター回転数の低下によりOn/Off動作期間が長くなり、連続On期間が短くなると説明してきたが、これには仮定があった。すなわち、On/Off動作１周期でモーター回転数がほとんど変化しないという仮定である。これはOn/Off動作時でもモーターは一定の力でガラスを押しつづけているという方法で実現させている。On/Off動作時のモーター端子間電圧はVB−VDSonoffあるので、モーター出力をPmとすると式１４のようになる。
【０１０５】
Pm＝（VB−VDSonoff）＊ID−Ra＊ID２
＝（VB−VDSonoff−Ra＊ID）＊ID
＝（Emotor−Eonoff）＊ID    …式１４
式１４より次のことが判る。
【０１０６】
（ｉ）On/Off動作中、モーターは回転数に関わらずほぼ一定の出力を出している。
【０１０７】
（ii）On/Off動作では連続On時よりVDSonoff＊IDだけ出力が低下する。
【０１０８】
すなわち、On/Off動作中もモーターは一定の出力を出し、ウインドガラスを駆動している。これはウインドガラスを押し続けていることを意味し、モーター回転数は常にウインドガラスの速度とリンクしている。ウインドガラスの動きはゆっくりしているので、On/Off１周期ではほとんど変化しない。従ってOn/Off１周期ではモーター回転数もほとんど変化しないことになり、仮定は成立する。
【０１０９】
（第２の実施の形態）
図７は、本発明の第２の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。本発明の第２の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置は、図３の第１の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、電流追随回路３と１３とが異なっている。電流追随回路１３は、電流追随回路３から、第２の充放電回路Ｒ２２、Ｃ２を除去し、Ｃ１とＣ２の非接地側を結合する抵抗Ｒ２８を除去し、この変更に伴い第１の充電回路の時定数を維持するため、抵抗Ｒ２１の抵抗値を変更したものである。
【０１１０】
この変更は、図３の第２の充放電回路の時定数をゼロにして、リファレンス電流Irefの追随速度の速い成分Ｉｒｅｆ−ｆの追随速度を無限大にしたケースとなる。したがって、第２の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の動作は図３の回路と基本的には同じであるが、特に、この回路１３の動作は次のようにも解釈できる。
【０１１１】
第２の充放電回路が無くなって、第２のソースフォロア回路を流れる電流Iref-fはOn/Off動作時も含めて、常にモーター電流IDのｎ分の１になり、抵抗Ｒ２４の両端に発生する電圧は、シャント抵抗Ｒ１の両端に発生する電圧に比べると式１５のようになる。
【０１１２】
Iref＊R24／(ID＊R1)＝R24／(ｎ＊R1)
＝1.5KΩ／(1618＊0.034Ω)＝27.3  …式１５
すなわち、モーター電流ＩＤに比例したシャント抵抗Ｒ１の電圧降下が27.3倍増幅された電圧が抵抗Ｒ２４の両端に発生し、この電圧をＲ２１とＣ１からなる積分回路で平均化した電圧が抵抗Ｒ２３の両端に発生する。発生させたそれぞれの電圧をCMP2で比較するという動作になる。
【０１１３】
（第３の実施の形態）
図８は、本発明の第３の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。本発明の第３の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置は、図７の第２の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、電流追随回路３と１４とが異なっている。これらの回路の相違点は次の２点である。
【０１１４】
（ａ）トランジスタＴ２１のドレインがリファレンス抵抗Ｒ２０ではなくて、電源ＶＢに直接接続されている点。
【０１１５】
（ｂ）ＣＭＰ１のプラス入力端子に接続される抵抗Ｒ２６と、ドレインが抵抗Ｒ２６に接続されソースが接地されゲートがＣＭＰ２の出力端子に接続されたトランジスタＴ２３とが追加されている点。
【０１１６】
●動作説明
モーター電流IDはシャント抵抗Ｒ１により電圧に変換される。CMP1はそのプラス入力端子電圧とマイナス入力端子電圧が常に等しくなるように制御するから、リファレンス抵抗Ｒ２０を流れる電流IrefはIDに比例し、Iref＊ｎ＝IDとなる。従って、モーター電流IDがΔIDだけ変化したときのIrefの変化量をΔIrefとすると、ΔIref＊n＝ΔID  となる。
【０１１７】
挟まれが発生していないとき、トランジスタＴ２３はオンしているので、Ｒ２６とＴ２３を経由してIrefの電流成分Iref-2が流れる。すなわち、Iref=Iref-f＋Iref-2となる。Iref-2は変化できないので、Irefの変化ΔIrefはすべてIref-fに反映され、Iref-fが流れる抵抗Ｒ２４には式１５で表される電圧変化ΔVR24が発生する。
【０１１８】
ΔVR24＝ΔIref＊R24＝(ΔID／n)＊R24 …式１５
シャント抵抗Ｒ１に発生する電圧変化ΔVR1（＝ΔID＊R1）との比をとると、式１６に示すように、シャント抵抗Ｒ１両端の電圧変化が27.3倍に増幅されて、抵抗Ｒ２４の両端に発生することがわかる。
【０１１９】
ΔVR24／ΔVR1＝(R24／R1)／n＝(1.5KΩ／34ｍΩ)／1618＝27.3  …式１６
一方、CMP1の出力電圧とＲ２４の非接地側電位の間にはダイオードＤ２１の順方向電圧降下および、Ｔ２２のゲート〜ソース間電圧を足し合わせた電圧差があるが、この電圧差は一定値と見なせるから、CMP1の出力変化はＲ２４の非接地側電位の変化と等しい。従って、コンデンサＣ１の非接地側電位の変化分はＲ２４の非接地側電位の変化分ΔVR24を時定数Ｒ２１＊Ｃ１で平均化したものとなる。コンデンサＣ１の非接地側電位は直流電圧の差を除けばトランジスタＴ２１のソース、すなわちCMP2のプラス入力端子に反映される。一方、Ｒ２４の非接地側電位はCMP2のマイナス入力端子に入力される。但し、プラス入力端子とマイナス入力端子間にはダイオードＤ２１の順方向電圧降下分０．７Ｖの直流電位差が加えられている。
【０１２０】
以上を整理するとIDの変化分ΔIDはシャント抵抗Ｒ１により、電圧変換されΔVR1となる。ΔVR1は27.3倍増幅されてΔVR24となり、CMP2マイナス入力端子に加えられる。そのときの電流→電圧変換率（ΔVR24／ΔID）は式１７で表される。
【０１２１】
ΔVR24／ΔID＝27.3＊R1＊ΔID／ΔID＝27.3＊34ｍΩ＝928ｍV／Ａ  …式１７一方、CMP2のプラス入力端子にはΔVR24の平均値が加えられ、プラス入力端子とマイナス入力端子間には０．７Ｖの直流電圧差が加えられている。
【０１２２】
モーター電流IDには脈動電流成分が含まれている。脈動電流の全振幅を０．５ＡとするとΔVR24には928ｍＶ＊0.5A＝464mVの電圧変動分が含まれる。すなわち、片振幅±232mVの変動があるので、0.7V−0.232V＝0.468Ｖの電圧増加が発生するとCMP2出力はＨレベルからＬレベルに反転する。すなわち0.468Ｖが挟み込み検出値となる。0.468VをIDに変換すると0.5A（＝0.468V／Ｒ２４＊ｎ）となる。IDが0.5A増加するとCMP2出力は反転する。
【０１２３】
CMP2出力がＬレベルになるとトランジスタＴ２３がオフし、Ｒ２６およびＴ２３を流れていた電流Iref-2が消滅する。このときIDは変化しないので、リファレンス電流Irefは変化しない。そのため、Iref-fが消滅したIref-2分だけ増加する。これにより、Ｒ２４の電圧降下が増加し、CMP2のマイナス入力端子電圧が上昇する。その上昇量はIref-2＊R24となる。CMP2出力ががＬレベルになるとOn/Off,動作が始まり、IDは減少する。IDの減少によるIrefの減少量がIref-2を超えるとCMP2は再びＨレベルに反転し、IDは連続オンの状態になり増加を始める。CMP2出力がＨレベルになるとＴ２３がオンしIref-2が流れ、その分だけIref-fが減少し、CMP2マイナス端子電圧がIref-2＊R24だけ低下する。IDの増加によるIrefの増加量がIref-2を超えるとCMP2はＬレベルに反転する。CMP2出力がＬレベルになったときFET Ｔ１にオフ遅れがあるので、この遅れの間にIDは増加する。従って、CMP2出力がＬ期間中にIDはIref-2だけではなく、遅れによるID増加分も含めて減少しなければならない。
【０１２４】
On/Off動作と連続Onを繰り返す電流制限期間中のモーター電流IDの最大値は挟み込み前のID平均値に挟み込み検出値０．５Ａ（0.468V）加えたものとなり、最小電流値はIref-2の大きさで決まる。従って、電流制限動作時のID平均値はIref-2の値を調整することにより、任意に設定できる。
【０１２５】
以上が図８の回路の動作であるが、図３の回路との違いを下記にまとめる。
【０１２６】
（ｉ）図３のIref-fはIDの変化そのものではない。ΔIref-f＊n≠ΔIDである。抵抗Ｒ２２の両端に発生する電位差はIDとIref間にずれのあることを表わしている。従ってΔIref-fによって抵抗Ｒ２４に発生する電圧降下ΔVR24はΔIDを正確に現していない。ΔIDより大きいときもあり、小さいときもあることになる。すなわち、ΔVR24の振幅はΔIDに対応した分より大きくなる。このため、挟み込み判定値は実質的に小さくなり、On/Off動作を開始し易くなる。これは悪路等による衝撃的負荷変動により誤作動する機会が増えることを意味する。
【０１２７】
一方、図８ではΔVR24は正確にΔIDを表わしており、ΔIDからのずれによる影響は発生しない。
【０１２８】
（ii）図３の回路ではOn/Off動作時、CMP1出力の変動は大きくなりＨレベルおよびＬレベルで飽和する。CMP2マイナス入力端子電圧はΔIDからのずれが大きくなり、IDの変化と異なってくる。CMP２プラス入力端子電圧は変化せず、マイナス入力端子電圧はプラス入力端子電圧と比較して制御してもΔIDはCMP2マイナス入力端子電圧の変化と一致しないため、モーター回転数が低下してくるとIDは増加する。
【０１２９】
これに対して、図８ではモーター電流の変化がCMP2マイナス端子電圧に反映されているので、電流制御時のピーク値は一定に保たれる。
【０１３０】
（iii）図３ではOn/Off動作の継続期間はＴ１のオフ遅れ、CMP1の応答遅れ、およびモーター回転数で決まる。このうちCMP1の応答遅れ時間の影響が大きい。図８のようにIref-2を用いる制御も可能だが、Iref-2＝0Aでも十分なOn/Off動作期間があり、Iref-2を用いるとOn/Off動作期間が長くなり過ぎて、制御上では好ましくない。すなわち、On/Off動作時間を外部から制御することは出来ない。（但し、Iref-fの追随速度を無限大にした図７の方式ではIref-2を用いる制御が可能である。）
一方、図８では、Ｔ１の遅れとモーターの回転数がOn/Off動作期間を決める要因となるのは図３と同じであるが、CMP1の応答遅れは影響しない。更にIref-2を用いることにより、On/Off動作期間を実質的に任意の値に制御できる。Iref-2を大きくするとOn/Off動作期間が長くなり、従ってIDの最小値を下げられる。電流制限時のIDの最大値は一定に維持され、最小値は制御できるので、電流制限時のIDの平均電流値を希望する値に設定可能である。
【０１３１】
（iv）図３および図７ではＣ１に連動してIrefの一部であるIref-sが流れている。挟み込みが発生して、IDが増加したとき、Ｃ１の電位はほとんど増加しないが、それでもゼロではない。Ｃ１電位の増加量に対応してIref-sが増加し、その分だけ、Iref-fの増加量が減る。すなわち、検出感度がその分だけ鈍くなる。一方、図８では挟み込みが発生したときのＣ１電位の増加は同じであるが、Ｃ１の増加はIrefには関係しないから、Ｃ１の増加によりIref-fの増加が抑制されることはない。従って、Ｃ１電位の増加による検出感度の低下は無くなり、より正確な制御を実現できる。
【０１３２】
以上の事実から判るように、図３の方式より、図８の回路のほうが挟み込み防止の制御としては優れている。
【０１３３】
（第４の実施の形態）
図９は、本発明の第４の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の特徴部の回路図である。本発明の第４の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置は、図３の第１の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、電流検出回路２が異なっている。電流制限回路７、正転・反転回路５と挟み込み判定回路６は簡略化、あるいは省略されているが同一である。電流検出回路２の相違点は次の２点である。
【０１３４】
（ａ）電流追随回路３と１６で異なっている点。電流追随回路１６は、電流追随回路３に対して、ＣＭＰ１のプラス入力端子に接続される抵抗Ｒ２９と、ドレインが抵抗Ｒ２９に接続されソースが接地されゲートが起動タイマー１５の出力端子に接続されたトランジスタＴ２４と、アノードがコンデンサＣ１に接続されカソードがコンデンサＣ２に接続されたダイオードＤ２２とが追加されている。
【０１３５】
（ｂ）入力端子がウインドアップ（Ｕｐ）の入力端子に接続された起動タイマー１５と、起動タイマー１５の出力端子と電流追随回路１６に接続されたスタート回路４とが追加されている点。
【０１３６】
スタート回路４は、ゲートが起動タイマー１５に接続しソースが接地されたｎＭＯＳＦＥＴ（Ｔ４２）と、Ｔ４２のドレインに接続された抵抗Ｒ４３と、ゲートが抵抗Ｒ４３に接続しドレインが電源ＶＢのプラス端子に接続されたｐＭＯＳＦＥＴ（Ｔ４１）と、Ｔ４１のゲートとドレイン間に接続される抵抗Ｒ４１と、Ｔ４１のドレインに接続される抵抗Ｒ４２と、アノードが抵抗Ｒ４２に接続されカソードがＴ２１のゲートに接続されるダイオードＤ４１とを有している。
【０１３７】
●動作説明
ウインドアップ（Ｕｐ）またはウインドダウン（Ｄｏｗｎ）信号でモーターを起動したとき、モーター起動電流ＩＤの立ち上がり（突入電流）でOn/Off動作を行わないように突入電流マスク期間を設けている。安全装置としての観点から、モーター起動直後から挟み込み防止機能を働かせるのが好ましい。パルスセンサーを用いる方式ではパルスの分解能が悪いこととパルスが安定するまでの時間が必要のため、モーター起動直後から挟み込み防止機能を働かせることは難しい。本発明の電流検出方式では応答性が速いので、立ち上がり直後からの挟み込み防止機能の稼働が可能となり、安全装置としてパルスセンサー方式より優れた機能を実現できる。図９に起動直後の挟み込み防止（Jamming protection）を実現するための回路を示す。
【０１３８】
●起動マスク時間中にモーターが回転する場合
アップまたはダウン信号が入ると起動タイマーが動作し、電流検出回路の中のトランジスタＴ２４がオンし、リファレンス電流Iref-1が起動タイマー動作期間だけ流れる。Iref-1の大きさは電源電圧と抵抗Ｒ２９により決まる。また、一方ではスタート回路のトランジスタＴ４２がオンし、Ｔ４１がオンする。これによりコンデンサＣ１およびＣ２はＲ４２とＲ２２で決まる電圧近くまで充電される。このときの全リファレンス電流をｎ倍した値がモーター突入電流より大きくなるようにIref-1を設定する。すなわち、式１８の関係式が成立するようにIref-1を設定する。
【０１３９】
ID突入電流最大値＜n＊(Iref-s＋Iref-f＋Iref-1)  …式１８
これにより、起動タイマー期間中はCMP1出力がＬレベルになるので、電源電圧VB→トランジスタＴ４１→抵抗Ｒ４２→ダイオードＤ４１→ダイオードＤ２２→抵抗Ｒ２２→CMP1出力の経路で電流が流れ、コンデンサーＣ１およびＣ２の電位は式１９と式２０のようになる。
【０１４０】
C1電位＝(VB−2＊0.7V−CMP1出力)＊R22／(R42＋R22)＋O.7V＋CMP1出力 …式１９
C2電位＝(VB−2＊0.7V−CMP1出力)＊R22／(R42＋R22)＋CMP1出力 …式２０
ダイオードの順方向の電圧降下を0.7Vとしている。この回路例では電源電圧VB＝12.5V、CMP出力Lレベル＝2V、R42＝3KΩ、R22＝5.1KΩとしているので、C1の電位＝8.3V、C2の電位＝7.7Vとなる。起動タイマーが終了するとＴ４２、Ｔ４１はオフする。このときモーター電流が低下してCMP1出力がＬレベルのままであれば、C1およびＣ２の電荷はダイオードＤ２２→抵抗Ｒ２２→CMP1出力の経路で放電し、直ちに追随動作に入る。従って、この状態で挟み込みが発生すると直ちに挟み込みを検出してモーターを止めることが出来る。
【０１４１】
●起動（ウインドアップ信号を入れた）後、モーターが回転しない場合
この場合は起動タイマーが終了した時点で、モーターロック電流が流れているので、CMP1出力がHレベルになり、Ｃ２電位は抵抗Ｒ２２＝5.1Kを通してCMP1のHレベル出力まで直ちに充電される。一方Ｃ１は長い時定数で充電されるためほとんど電位は上昇しない。そのため、CMP2のプラス入力端子電圧よりマイナス入力端子電圧が高くなり、CMP2出力はＬレベルになる。Ｔ１がOn/Off動作を行っても連続Onにはならないので、ただちに挟み込み判定がなされて反転動作が行われる。
【０１４２】
起動後モーターが回転しても、起動タイマーが終了した時点でCMP1出力がHレベルになっている場合は、即On/Off動作を始める。On/Off動作と連続Onを継続している間にモーター電流IDが低下してくれば、正常動作に入って、モーターは回転を続けるし、挟み込みでモーター電流が上昇すれば、挟み込み判定をして,モーターを反転動作させる。挟み込みが発生していないにもかかわらず、反転することがないような抵抗値にR41、R22を設定することが必要である。
【０１４３】
（第４の実施の形態の変形例１）
図１０は、本発明の第４の実施の形態の変形例１に係るパワーウインド挟み込み防止装置の特徴部の回路図である。本発明の第４の実施の形態の変形例１に係るパワーウインド挟み込み防止装置は、図７の第２の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、電流検出回路２が異なっている。電流制限回路７、正転・反転回路５と挟み込み判定回路６は簡略化、あるいは省略されているが同一である。電流検出回路２の相違点は次の２点である。
【０１４４】
（ａ）電流追随回路１３と１７で異なっている点。電流追随回路１７は、電流追随回路１３に対して、ＣＭＰ１のプラス入力端子に接続される抵抗Ｒ２９と、ドレインが抵抗Ｒ２９に接続されソースが接地されゲートが起動タイマー１５の出力端子に接続されたトランジスタＴ２４と、アノードがコンデンサＣ１に接続されたダイオードＤ２２と、ダイオードＤ２２のカソードとＣＭＰ１の出力端子の間に接続された抵抗Ｒ２８とが追加されている。
【０１４５】
（ｂ）入力端子がウインドアップ（Ｕｐ）の入力端子に接続された起動タイマー１５と、起動タイマー１５の出力端子と電流追随回路１７に接続されたスタート回路４とが追加されている点。
【０１４６】
このことにより、図９が図３に対して、起動直後の挟み込み防止機能を実現したのと同じように、図１０は図７に対して、同様の機能を実現することができる。
【０１４７】
（第４の実施の形態の変形例２）
図１１は、本発明の第４の実施の形態の変形例２に係るパワーウインド挟み込み防止装置の特徴部の回路図である。本発明の第４の実施の形態の変形例２に係るパワーウインド挟み込み防止装置は、図８の第３の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、電流検出回路２が異なっている。電流制限回路７、正転・反転回路５と挟み込み判定回路６は簡略化、あるいは省略されているが同一である。電流検出回路２の相違点は次の２点である。
【０１４８】
（ａ）電流追随回路１４と１８で異なっている点。電流追随回路１８は、電流追随回路１４に対して、ＣＭＰ１のプラス入力端子に接続される抵抗Ｒ２９と、ドレインが抵抗Ｒ２９に接続されソースが接地されゲートが起動タイマー１５の出力端子に接続されたトランジスタＴ２４と、アノードがコンデンサＣ１に接続されたダイオードＤ２２と、ダイオードＤ２２のカソードとＣＭＰ１の出力端子の間に接続された抵抗Ｒ２８とが追加されている。
【０１４９】
（ｂ）入力端子がウインドアップ（Ｕｐ）の入力端子に接続された起動タイマー１５と、起動タイマー１５の出力端子と電流追随回路１８に接続されたスタート回路４とが追加されている点。
【０１５０】
このことにより、図９が図３に対して、起動直後の挟み込み防止機能を実現したのと同じように、図１１は図８に対して、同様の機能を実現することができる。
【０１５１】
（第５の実施の形態）
図１２は、本発明の第５の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。本発明の第５の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置は、図３の第１の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、電流検出回路２が異なっている。電流検出回路２の相違点は次の点である。
【０１５２】
抵抗Ｒ１が除かれ、替わりにＦＥＴ（Ｔ４）のドレイン、ソース端子が接続されている。同様に、抵抗Ｒ２０が除かれ、替わりにＦＥＴ（Ｔ５）のドレイン、ソースが接続されている。出力端子がＴ４とＴ５のゲートに接続されるドライバー１９が設けられている。Ｔ４およびＴ５はＮＭＯＳＦＥＴからなる。
【０１５３】
機能は図３のマルチ抵抗の回路と同じである。
【０１５４】
（第６の実施の形態）
図１３は、本発明の第６の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。本発明の第６の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置は、図１２の第５の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置と比較して、正転・反転回路５と２２が異なっている。ウインドアップの動作は図１２と同じ。ウインドダウンの動作はトランジスタＴ６とＴ７を用いて動作をさせる。機能は図１２のマルチ抵抗の回路と同じである。
【０１５５】
【実施例１】
実施例１では、第４の実施の形態に係る図３と図９に示すパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２の電流追随回路１６の追随動作について測定したので説明する。なお、電源電圧ＶＢは１２．５Ｖとしている。
【０１５６】
図１４（ａ）は、第４の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置において、パワーウインド上昇の起動をさせた場合の信号波形図である。横軸は時間で１目盛りが５０ｍ秒である。縦軸は、モーター電流ＩＤと、ＣＭＰ１の出力端子の電圧と、コンデンサＣ１とＣ２の電圧を示している。縦軸の単位は、グラフ中のモーター電流ＩＤ等の右側に示している。モーター電流ＩＤの縦軸は、（２Ａ／ｄｉｖ、６Ａ）と表記され、１目盛りが２Ａで、全８目盛り中の４目盛り目の電圧が６Ａである。同様にＣＭＰ１の出力端子の電圧は、（２Ｖ／ｄｉｖ、６Ｖ）と表記され、１目盛りが２Ｖで、全８目盛り中の４目盛り目の荷重が６Ｖである。以下のグラフでも縦軸は同様な表記法で表している。
【０１５７】
図１４（ｂ）は、図１４（ａ）の時間軸の２目盛り目付近を５倍に拡大した図である。図１５（ａ）（ｂ）も、図１４（ａ）の時間軸の２目盛り目付近を１０倍と５０倍に拡大した図である。図１６（ａ）（ｂ）は、図１４（ａ）の時間軸の３目盛り目付近を１０倍と５０倍に拡大した図である。図１７（ａ）（ｂ）は、図１４（ａ）の時間軸の１０目盛り目を超えた１１目盛り相当の付近を１０倍と５０倍に拡大した図である。
【０１５８】
これらより、起動時、４０ｍ秒のスタートマスク期間があり、その後、Ｃ１とＣ２はＩＤに即追随していることがわかる。ＩＤが減少しているときはＣ１＞Ｃ２となる。Ｃ１−Ｃ２の電位差は抵抗Ｒ２８の両端に発生する。Ｒ２８によりＣ１とＣ２の乖離が防がれている。
【０１５９】
特に、図１６（ａ）（ｂ）に見られるように、ＩＤの変動とＣ２の変動とがよく一致していることがわかる。一方、Ｃ１は、ＩＤのグラフ全体として観測できる右下がりの傾向に追随し平滑に推移していることがわかる。
【０１６０】
【実施例２】
実施例２では、第４の実施の形態に係る図３と図９に示すパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２の電流追随回路１６の追随動作について測定したので説明する。なお、ダイオードＤ２２は省く変更をしている。電源電圧ＶＢは１２．５Ｖとしている。
【０１６１】
図１８（ａ）（ｂ）は、第４の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置においてダイオードＤ２２は省く変更を加え、パワーウインド上昇の起動をさせた場合の信号波形図である。横軸は時間で１目盛りが２００ｍ秒である。縦軸は、モーター電流ＩＤと、ＣＭＰ１の出力端子（Ｏｕｔ）の電圧と、コンデンサＣ１とＣ２の電圧を示している。
【０１６２】
これらのことより、Ｃ１はすぐに追随できていないことがわかる。しかし、Ｃ１＋Ｃ２でＩｆｅｆを形成し、スタートマスク時間（４０ｍ秒）終了直後からＩＤに追随している。ＣＭＰ１の出力の振幅はＨレベル又はＬレベルまで至っていない。しかし、ＣＭＰ１の出力が振れている分だけＣ２はＩＤの変化に追随しきれていないことを意味する。ＣＭＰ１の出力の振幅の大きさがＣ２とＩＤのずれの大きさになる。
【０１６３】
【実施例３】
実施例３では、第４の実施の形態に係る図３と図９に示すパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２の電流追随回路１６の追随動作について測定したので説明する。すなわち、測定条件は、実施例１と同じである。
【０１６４】
図１９（ａ）は、第４の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置において、挟み込みが発生した場合の信号波形図である。図１９（ｂ）は、図１９（ａ）の波形図からＣＭＰ１出力（ＣＭＰ１ＯＵＴ）を削除した波形図である。横軸は時間で１目盛りが２００ｍ秒である。縦軸は、モーター電流ＩＤと、ＣＭＰ１の出力端子（Ｏｕｔ）の電圧と、コンデンサＣ１とＣ２の電圧を示している。
【０１６５】
これらのことより、スタートマスク時間（４０ｍ秒）終了直後からＣ１及びＣ２は直ちに追随動作に入っている。また、Ｃ２の波形はＩＤの波形と一致しているように見える。
【０１６６】
挟み込みが判定され時間軸の９目盛り目でＩＤ等が遮断されている。この際の挟まれが発生してからＩＤ等が遮断されるまでにおいて、Ｃ１の電位はほとんど変化していない。良好な基準電位が形成されていると考えられる。
【０１６７】
【実施例４】
実施例４では、第４の実施の形態に係る図３と図９に示すパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７の半導体スイッチング素子Ｔ１のＯｎｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作について測定したので説明する。なお、電源電圧ＶＢは１２．５Ｖとしている。
【０１６８】
図２０（ａ）（ｂ）は、図１９（ａ）の時間軸の図２０と表記の付近を２００倍に拡大した図である。図２１は、図１９（ａ）の時間軸の図２１と表記の付近を２００倍に拡大した図である。図２２は、図１９（ａ）の時間軸の図２２と表記の付近を２００倍に拡大した図である。図２３は、図１９（ａ）の時間軸の図２３と表記の付近を２００倍に拡大した図である。図２４（ａ）（ｂ）は、図１９（ａ）の時間軸の図２４と表記の付近を２００倍に拡大した図である。図２５乃至図２９（ａ）（ｂ）は、図１９（ａ）の時間軸の図２０〜２９と表記の付近を拡大した図である。すなわち、Ｔ１が挟み込み判定によりＯｆｆする時刻より、図２０は２００ｍ秒前の波形であり、図２１は１００ｍ秒前の波形であり、図２２は８０ｍ秒前の波形であり、図２３は４０ｍ秒前の波形であり、図２４は２０ｍ秒前の波形であり、図２５、２６はＯｆｆされる際の波形であり、図２７は５００μ秒前の波形であり、図２８は４００μ秒前の波形であり、図２９は２５０μ秒前の波形である。
【０１６９】
図２０においては、挟まれはまだ発生していない。図２０（ｂ）のＩＤの波形に対してＣＭＰ２マイナス入力の波形はよく一致していることがわかる。また、ＣＭＰ２プラス入力は平滑で一定値を取っている。このことより追随動作が行われていることがわかる。ＣＭＰ２マイナス入力がＣＭＰ２プラス入力より低くなるように設定されている。
【０１７０】
図２１においては、挟まれは発生している。変動しないＣＭＰ２プラス入力の電位に対して、ＣＭＰ２マイナス入力の電位が上昇し接近している。
【０１７１】
図２２においても、挟まれは発生している。変動しないＣＭＰ２プラス入力の電位に対して、ＣＭＰ２マイナス入力の電位が上昇し、ＣＭＰ２プラス入力の電位より大きくなる場合が発生している。この大きさの逆転は狭い間隔で２回連続して発生している。この大きさの逆転によりＴ１のＯｎ／Ｏｆｆ動作が発生し、ＣＭＰ１出力が大きく振れている。
【０１７２】
図２３においても、挟まれは発生している。変動しないＣＭＰ２プラス入力の電位に対して、ＣＭＰ２マイナス入力の電位がさらに上昇し、ＣＭＰ２プラス入力の電位より大きくなる場合が頻繁でかつ一定の周期で発生している。この大きさの逆転によりＴ１のＯｎ／Ｏｆｆ動作が発生し、ＣＭＰ１出力も同じ周期で大きく振れている。一方で、ＩＤの波形に対するＣＭＰ２マイナス入力の追随性は、図４で説明したような位相のずれが観察される。
【０１７３】
図２４においても、挟まれは発生している。図２４（ｂ）は図２４（ａ）の時間軸を１０倍に拡大した図である。変動しないＣＭＰ２プラス入力の電位に対して、ＣＭＰ２マイナス入力の電位がさらに上昇し、図４で説明した傾向が観察できる。ＩＤの波形の細かい鋸歯状の波形領域がＯｎｏｆｆ動作の期間であり、その領域に挟まれた上昇波形の領域が連続Ｏｎ動作の期間である。その鋸歯の数が挟み込み判定回路６で鋸歯状の波形領域毎にカウントされる。カウント数は１３個、１０個と７個であり、いずれも判定基準の１６を下回っており、挟み込みの判定が為されることはない。
【０１７４】
図２５と図２６においても、挟まれは発生しており、ついに、挟み込みの判定が為される。図２６（ａ）（ｂ）は図２５の時間軸を１０倍に拡大した図である。変動しないＣＭＰ２プラス入力の電位に対して、ＣＭＰ２マイナス入力の電位がさらに上昇し、図４で説明した傾向が観察できる。ＩＤはＯｎｏｆｆ動作初期に比べて、ＣＭＰ２プラス入力が変化していないのに増加している。鋸歯の数が挟み込み判定回路６で鋸歯状の波形領域毎にカウントされる。カウント数は１６個と１６個であり、いずれも判定基準の１６に達しており、最初の１６カウントにより挟み込みの判定が為される。
【０１７５】
また、図２７により、図４で説明した傾向を詳細に説明する。ＣＭＰ１Ｏｕｔは、ＨレベルからＬレベルまで振れて、かつ、飽和している。そのため、ＩＤの変化にはＣ２は追随していない。
【０１７６】
ＣＭＰ２マイナス入力がＣＭＰ２プラス入力を超えても、即Ｔ１はＯＦＦしない。Ｔ１のｏｆｆ遅れがある。Ｔ１のゲート〜ソース間電圧が連続Ｏｎの間に電源電圧ＶＢまで持ち上げられて飽和するからである。電源電圧ＶＢから、Ｔ１のスレッショルド電圧までゲート〜ソース間電圧が低下するまでの時間が遅れとなる。一方、Ｔ１のＯｎ遅れはない。Ｏｎｏｆｆ動作のゲート〜ソース間電圧は連続Ｏｎに必要なゲート〜ソース間電圧とほとんど差がないからである。
【０１７７】
ＣＭＰ２マイナス入力＞ＣＭＰ２プラス入力の期間はＴ１のＯｆｆ遅れ、ＣＭＰ１の応答性、及び、ＩＤの減少速度により決まる。
【０１７８】
ＣＭＰ２マイナス入力＜ＣＭＰ２プラス入力の期間はＣＭＰ１の応答性、及び、ＩＤの増加速度により決まる。
【０１７９】
また、図２８と図２９により、図５で説明した傾向を説明する。図５の基準電圧ＶＬ（＝３．０３Ｖ）とＶＨ（＝８．８２Ｖ）が、図２９の基準電圧（ＣＭＰ３のマイナス入力端子電圧）として観察される。そして、図２９（ｂ）の基準電圧の波形とＴ１のドレイン電位（ＦＥＴ  Ｄｒａｉｎ）の波形の交点がＣＭＰ３の出力の反転のタイミングを決定している。すなわち、ＦＥＴ  Ｄｒａｉｎの波形はオーバーシュートしている。
【０１８０】
【実施例５】
実施例５では、第４の実施の形態の変形例２に係る図８と図１１に示すパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２の電流追随回路１８の追随動作について測定したので説明する。なお、電源電圧ＶＢは１２．５Ｖとしている。
【０１８１】
図３０（ａ）は、第４の実施の形態の変形例２に係るパワーウインド挟み込み防止装置において、追随動作をさせた場合の信号波形図である。図３０（ｂ）は、比較のために、第４の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置において、追随動作をさせた場合の信号波形図である。横軸は時間で１目盛りが１ｍ秒である。この比較は、同じウインドにおいて、同じガラス位置で、同じタイミングでデータを取得することにより行った。ＣＭＰ２マイナス入力について比較すると、図３０（ａ）は、図３０（ｂ）より、変動が小さくＣＭＰ２プラス入力から離れていることがわかる。また、ＩＤの波形ともよりよく一致している。ＣＭＰ２プラス入力から離れていることにより、瞬間的な駆動力変動による誤動作により強いと考えられる。
【０１８２】
【実施例６】
実施例６でも、第４の実施の形態の変形例２に係る図８と図１１に示すパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７の半導体スイッチング素子Ｔ１のＯｎｏｆｆ動作と連続Ｏｎ動作について測定したので説明する。なお、電源電圧ＶＢは１２．５Ｖとしている。
【０１８３】
図３１の右端で挟み込みと判定されている。図３２（ａ）（ｂ）は、図３１の時間軸の図３２と表記の付近を２０倍に拡大した図である。図３３（ａ）（ｂ）は、図３１の時間軸の図３３と表記の付近を２００倍に拡大した図である。図３４（ａ）（ｂ）は、図３１の時間軸の図３４と表記の付近を２０倍に拡大した図である。Ｏｎｏｆｆ動作の期間はＴ１のｏｆｆ遅れ時間と抵抗Ｒ２６により決まる。 変動しないＣＭＰ２プラス入力の電位に対して、ＣＭＰ２マイナス入力の電位が徐々に上昇し、ＦＥＴ Ｄｒａｉｎ電圧が振動を始める様子が観察できる。図４で説明した傾向とは異なり、ＩＤの増減のタイミングとＣＭＰ２マイナス入力の増減のタイミングが一致している。ＩＤはＯｎｏｆｆ動作初期に比べて、ＣＭＰ２プラス入力が変化していないのに増加している。鋸歯の数が挟み込み判定回路６で鋸歯状の波形領域毎にカウントされる。カウント数は図３３で１８個と１８個であり、いずれも判定基準の１６に達しており、すでに最初の１６カウントにより挟み込みの判定が為されている。
【０１８４】
【実施例７】
実施例７では、第４の実施の形態の変形例２に係る図８と図１１に示すパワーウインド挟み込み防止装置の挟み込み防止動作について測定したので説明する。なお、電源電圧ＶＢは１４．５Ｖとしている。図３５は、パワーウインド挟み込み防止装置において、パワーウインド上昇直後に挟まれが発生した場合の信号波形図である。図３５の横軸は時間で１目盛りが１００ｍ秒である。縦軸は、モーター電流ＩＤと、挟まれた異物に掛かる荷重等を示している。これより、挟まれた異物に掛かる荷重は、最大でも１０Ｋｇｆ程度に抑えられていることがわかる。
【０１８５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、異物の挟まれを誤認無く迅速に判定し、モーター電流を制限するパワーウインド挟み込み防止装置を提供できる。
【０１８６】
また、本発明によれば、異物の挟まれからモーター電流に生じる異常電流を誤認無く迅速に検出する電流追随回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置のブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の変形例を説明するためのブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２のＯｎｏｆｆ動作を説明するための図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７の半導体スイッチング素子Ｔ１の動作を説明するための負荷線を付加した静特性曲線図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７の半導体スイッチング素子Ｔ１の動作を説明するための等価回路図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。
【図８】本発明の第３の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。
【図９】本発明の第４の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態の変形例１に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。
【図１１】本発明の第４の実施の形態の変形例２に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。
【図１２】本発明の第５の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。
【図１３】本発明の第６の実施の形態に係るパワーウインド挟み込み防止装置の回路図である。
【図１４】本発明の実施例１に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２の追随動作を示す信号波形図（その１）である。
【図１５】本発明の実施例１に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２の追随動作を示す信号波形図（その２）である。
【図１６】本発明の実施例１に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２の追随動作を示す信号波形図（その３）である。
【図１７】本発明の実施例１に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２の追随動作を示す信号波形図（その４）である。
【図１８】本発明の実施例２に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２の追随動作を示す信号波形図である。
【図１９】本発明の実施例３に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２の追随動作を示す信号波形図である。
【図２０】本発明の実施例４に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その１）である。
【図２１】本発明の実施例４に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その２）である。
【図２２】本発明の実施例４に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その３）である。
【図２３】本発明の実施例４に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その４）である。
【図２４】本発明の実施例４に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その５）である。
【図２５】本発明の実施例４に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その６）である。
【図２６】本発明の実施例４に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その７）である。
【図２７】本発明の実施例４に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その８）である。
【図２８】本発明の実施例４に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その９）である。
【図２９】本発明の実施例４に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その１０）である。
【図３０】本発明の実施例５に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流検出回路２の追随動作を示す信号波形図である。
【図３１】本発明の実施例６に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その１）である。
【図３２】本発明の実施例６に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その２）である。
【図３３】本発明の実施例６に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その３）である。
【図３４】本発明の実施例６に係るパワーウインド挟み込み防止装置の電流制限回路７のＯｎｏｆｆ動作を示す信号波形図（その４）である。
【図３５】本発明の実施例７に係るパワーウインド挟み込み防止装置のパワーウインド上昇の起動直後に挟まれが発生した場合の信号波形図である。
【図３６】従来のパワーウインド挟み込み防止装置のパワーウインド上昇の起動直後に挟まれが発生した場合の信号波形図である。
【符号の説明】
１、  モーター電流の流れる電線
２  挟まれ等による異常電流検出回路
３、１３、１４、１６、１７、１８  電流追随回路
４  スタート回路
５、２２  正転・反転回路を備えたパワーウインドモーター
６  挟み込み判定回路
７  モーター電流制限回路
８  基準電圧回路
９、１０、１１  信号線
１２  フリップ・フロップ
１５  起動タイマー
１９、２０、２１  ドライバー
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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