(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
差動信号を制御端子に入力する第１及び第２のトランジスタを含む第１の差動増幅回路と、上記第１及び第２のトランジスタにそれぞれ電流を供給する第３及び第４のトランジスタを含む第１の電流供給回路と、上記第１及び第２のトランジスタの間に接続されている負荷抵抗とを有する第１の差動増幅段と、
上記第１及び第２のトランジスタから出力される信号を制御端子に入力する第５及び第６のトランジスタを含む第２の差動増幅回路と、上記第５及び第６のトランジスタに電流を供給する第７のトランジスタを含む第２の電流供給回路とを有する第２の差動増幅段と、
上記第１の電流供給回路が供給する電流を規定するための第１の電流源と、
上記第２の電流供給回路が供給する電流を規定するための第２の電流源と、
を有し、
上記第１の電流源に流れる第１の電流と上記第２の電流源に流れる第２の電流との比が温度特性を有し、
上記第１の電流源は、直列に接続された第８のトランジスタと第９のトランジスタと第１の電流設定抵抗と、上記第９のトランジスタの制御端子に第１の電圧を供給する第１の電圧源とを有し、
上記第８のトランジスタの制御端子が上記第３及び第４のトランジスタの制御端子に接続されてカレントミラー回路が構成され、
上記第２の電流源は、直列に接続された第１０のトランジスタと第１１のトランジスタと第２の電流設定抵抗と、上記第１１のトランジスタの制御端子に第２の電圧を供給する第２の電圧源とを有し、
上記第１０のトランジスタの制御端子が上記第７のトランジスタの制御端子に接続されてカレントミラー回路が構成され、
上記第１の電圧と上記第２の電圧との比が温度特性を有し、
上記第１の電圧源は、直列に接続された第１の定電流源と第１２のトランジスタを含む第１の定電圧回路と、直列に接続された第２の定電流源と第１３のトランジスタを含む第２の定電圧回路と、上記第１の定電圧回路の出力電圧を反転入力端子に入力し、上記第２の定電圧回路の出力電圧を非反転入力端子に入力するオペアンプと、上記オペアンプの出力端子と反転入力端子との間に接続されている帰還抵抗と、上記オペアンプの非反転入力端子に接続されている定電圧源とを有し、
上記第１の定電圧回路の出力電圧と上記第２の定電圧回路の出力電圧との差が上記第１２及び第１３のトランジスタの素子面積比に応じた値であるＧｍアンプ。
【請求項２】
２５℃におけるトランスコンダクタンスを基準値としたときに、７５℃と−２５℃とにおけるトランスコンダクタンスが上記基準値に対してそれぞれ±０．２％、±０．１％の範囲内になるように、上記第１の電流と上記第２の電流の比が設定されている請求項１に記載のＧｍアンプ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バンドパスフィルタや、ハイパスフィルタなどのフィルタ回路に多用されるＧｍアンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
Ｇｍアンプは、広範囲なトランスコンダクタンスｇmが得られるため、バンドパスフィルタや、ハイパスフィルタなどのフィルタ回路に多用されている。
【０００３】
図６の符号１０１に、一般的なＧｍアンプの一例を示し、その回路ブロックについて以下で説明する。
このＧｍアンプ１０１は、電圧増幅部１１１と、電流増幅部１３１とを有している。
【０００４】
電圧増幅部１１１は、第１の電流供給回路１１４と、負荷抵抗１１５と、第１の差動増幅回路１１６と、負荷回路１１７とを有している。
第１の電流供給回路１１４は、二個のＰＮＰトランジスタ１１８、１１９で構成されており、この二個のＰＮＰトランジスタ１１８、１１９と、後述する第１の定電流回路１５１内のダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ１５２とでカレントミラー回路が構成されている。
【０００５】
第１の差動増幅回路１１６は二個のＰＮＰトランジスタ１２０、１２１で構成されており、各ＰＮＰトランジスタ１２０、１２１は、第１の電流供給回路１１４内のＰＮＰトランジスタ１１８、１１９からそれぞれ電流を供給されるように構成されている。
【０００６】
負荷回路１１７は、ダイオード接続された２個のＮＰＮトランジスタ１２２、１２３で構成されており、第１の差動増幅回路１１６内のＰＮＰトランジスタ１２０、１２１に流れた電流が、負荷回路１１７内のＮＰＮトランジスタ１２２、１２３にそれぞれ流れるように構成されている。
【０００７】
第１の差動増幅回路１１６を構成するＰＮＰトランジスタ１２０、１２１のエミッタ端子は、負荷抵抗１１５によって接続されており、各ＰＮＰトランジスタ１２０、１２１は、負荷抵抗１１５とダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ１２２、１２３とを負荷とし、ベース端子に入力された信号を差動増幅して電流増幅部１３１に出力するように構成されている。
【０００８】
電流増幅部１３１は、第２の電流供給回路１３２と、第２の差動増幅回路１３３と、第１、第２、第３のカレントミラー回路１３４、１３５、１３６を有している。
【０００９】
第２の電流供給回路１３２はＰＮＰトランジスタで構成されており、このＰＮＰトランジスタと、後述する第２の定電流回路１６１内のダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ１６２とで、カレントミラー回路が構成されている。
【００１０】
第２の差動増幅回路１３３は２個のＰＮＰトランジスタ１３９、１４０で構成されており、各ＰＮＰトランジスタ１３９、１４０は第２の電流供給回路１３２から電流を供給される。第２の電流供給回路は１個のＰＮＰトランジスタで構成されているので、各ＰＮＰトランジスタ１３９、１４０は同じＰＮＰトランジスタから電流を供給されることになる。
【００１１】
第１、第２のカレントミラー回路１３４、１３５には、第２の差動増幅回路１３３内のＰＮＰトランジスタ１３９、１４０に流れる電流がそれぞれ供給され、その電流と同じ大きさの電流を、それぞれ第３のカレントミラー回路１３６から吸い込むように構成されている。
【００１２】
ここでは、第３のカレントミラー回路１３６内の非ダイオード接続のトランジスタ１３８が第２のカレントミラー回路１３５に接続され、その接続部分が出力端子１７０にされている。従って、第２のカレントミラー回路１３５に流れる電流と、第３のカレントミラー回路１３６に流れる電流の差分が、出力端子１７０に流入、又は出力端子１７０から流出するように構成されている。
【００１３】
従って、電圧増幅部１１１から差動増幅信号が出力され、第２の差動増幅回路１３３を構成するＰＮＰトランジスタ１３９、１４０に異なる大きさの電流が流れた場合、その差分の電流が、出力電流Δｉoutとして出力端子１７０から流れ出す。
【００１４】
上述の構成を有するＧｍアンプ１０１において、サーマルボルテージをＶT(＝ｋＴ／ｑ)  (ここでｋはボルツマン定数、ｑは電気素量)とし、出力電流をΔｉoutとすると、Ｇｍアンプ１０１のトランスコンダクタンスｇmは、
【００１５】
【数１】
0004342651.tif 000002
で示される。
【００１６】
上述した第１、第２の定電流回路１５１、１６１は、ダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ１５２、１６２と、ＮＰＮトランジスタ１５３、１６３と、定電圧源１５４、１６４と、電流設定抵抗１５５、１６５とをそれぞれ有している。
【００１７】
各定電圧源１５４、１６４は、それぞれ温度依存性を有しない定電圧Ｖ1、Ｖ2を生成して、ＮＰＮトランジスタ１５３、１６３のベース端子にそれぞれ印加するように構成されている。
【００１８】
各ＮＰＮトランジスタ１５３、１６３は、各電圧源１５４、１６４からそれぞれ印加される電圧Ｖ1、Ｖ2に応じて動作し、電圧Ｖ1、Ｖ2に応じた温度依存性を有しない電流Ｉ1、Ｉ2をそれぞれ供給する。
【００１９】
ダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ１５２、１６２には、それぞれＮＰＮトランジスタ１５３、１６３に流れる電流Ｉ1、Ｉ2と同じ電流が流れる。ダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ１５２、１６２は、電流供給回路１１４内のＰＮＰトランジスタ１１８及び１１９と、電流供給トランジスタ１３２との間でそれぞれカレントミラー回路を構成しており、ＰＮＰトランジスタ１１８及び１１９と、電流供給トランジスタ１３２とのそれぞれに、上述した温度依存性を有しない電流Ｉ1、Ｉ2を供給するように構成されている。
【００２０】
従来は、第１、第２の定電流回路１５１、１６１からそれぞれ電流供給回路１１４、電流供給トランジスタ１３２に供給される電流Ｉ1、Ｉ2の電流値の比(Ｉ2／Ｉ1)が、温度依存性を有しない定数になるように構成しており、(Ｉ2／Ｉ1)の項がトランスコンダクタンスｇmの温度特性に影響を及ぼさないようにしていた。
【００２１】
しかしながら、このように構成しても、(Ｒe1＋２×ＶT／Ｉ1)という温度依存性をもつ項が分母に残ってしまうため、温度変化に応じてトランスコンダクタンスｇmは増減してしまう。実際には分母の項(Ｒe1＋２×ＶT／Ｉ1)の温度特性のため、温度が上昇するとトランスコンダクタンスｇmは減少してしまっていた。このため、バンドパスフィルタに適用した場合には、フィルタの中心周波数が温度変化に応じて変動してしまうという問題も生じていた。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記従来技術の不都合を解決するために創作されたものであり、その目的は、温度変化によらずトランスコンダクタンスをほぼ一定に保つことが可能なＧｍアンプを提供することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に記載のＧｍアンプは、差動信号を制御端子に入力する第１及び第２のトランジスタを含む第１の差動増幅回路と、上記第１及び第２のトランジスタにそれぞれ電流を供給する第３及び第４のトランジスタを含む第１の電流供給回路と、上記第１及び第２のトランジスタの間に接続されている負荷抵抗とを有する第１の差動増幅段と、上記第１及び第２のトランジスタから出力される信号を制御端子に入力する第５及び第６のトランジスタを含む第２の差動増幅回路と、上記第５及び第６のトランジスタに電流を供給する第７のトランジスタを含む第２の電流供給回路とを有する第２の差動増幅段と、上記第１の電流供給回路が供給する電流を規定するための第１の電流源と、上記第２の電流供給回路が供給する電流を規定するための第２の電流源と、を有し、上記第１の電流源に流れる第１の電流と上記第２の電流源に流れる第２の電流との比が温度特性を有し、上記第１の電流源は、直列に接続された第８のトランジスタと第９のトランジスタと第１の電流設定抵抗と、上記第９のトランジスタの制御端子に第１の電圧を供給する第１の電圧源とを有し、上記第８のトランジスタの制御端子が上記第３及び第４のトランジスタの制御端子に接続されてカレントミラー回路が構成され、上記第２の電流源は、直列に接続された第１０のトランジスタと第１１のトランジスタと第２の電流設定抵抗と、上記第１１のトランジスタの制御端子に第２の電圧を供給する第２の電圧源とを有し、上記第１０のトランジスタの制御端子が上記第７のトランジスタの制御端子に接続されてカレントミラー回路が構成され、上記第１の電圧と上記第２の電圧との比が温度特性を有し、上記第１の電圧源は、直列に接続された第１の定電流源と第１２のトランジスタを含む第１の定電圧回路と、直列に接続された第２の定電流源と第１３のトランジスタを含む第２の定電圧回路と、上記第１の定電圧回路の出力電圧を反転入力端子に入力し、上記第２の定電圧回路の出力電圧を非反転入力端子に入力するオペアンプと、上記オペアンプの出力端子と反転入力端子との間に接続されている帰還抵抗と、上記オペアンプの非反転入力端子に接続されている定電圧源とを有し、
上記第１の定電圧回路の出力電圧と上記第２の定電圧回路の出力電圧との差が上記第１２及び第１３のトランジスタの素子面積比に応じた値である。
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＧｍアンプであって、２５℃におけるトランスコンダクタンスを基準値としたときに、７５℃と−２５℃とにおけるトランスコンダクタンスが上記基準値に対してそれぞれ±０．２％、±０．１％の範囲内になるように、上記第１の電流と上記第２の電流の比が設定されている。
【００２４】
従来のＧｍアンプでは、第１の電流と第２の電流の大きさの比が温度依存性を有しないようにすることで、トランスコンダクタンスが温度依存性を持たないようにしていたが、Ｇｍアンプのトランスコンダクタンスにおいて、温度依存性を有するパラメータは、第１、第２の電流の大きさの比だけではない。このため、第１の電流と第２の電流の比が温度依存性を有しないようにしても、他のパラメータの影響により、トランスコンダクタンスの温度依存性は残ってしまっていた。
【００２５】
これに対し、本発明のＧｍアンプでは、第１の電流と第２の電流の大きさの比が適当な温度依存性を有するように予め定めておくことにより、第１の電流と第２の電流の大きさの比以外に温度依存性を有するパラメータがあっても、そのパラメータの温度変化による影響を補償することができる。
【００２６】
例えば、温度上昇に伴ってトランスコンダクタンスが減少している場合には、本発明では第１の電流の大きさに対する第２の電流の大きさの比が温度上昇に伴って増加するように構成されているので、温度上昇による増加分を適当な値に設定することにより、トランスコンダクタンスの減少分を補償して、温度が上昇しても、トランスコンダクタンスが減少せず、ほぼ一定値を保つようにすることができる。
【００２７】
なお、本発明において、第１の電流源(定電流回路内)の電流設定抵抗の両端子間の電圧は、第２の電流源(定電流回路内)の電流設定抵抗の両端子間の電圧よりも、温度変化率が小さくなるように構成しているので、温度上昇に伴い、第１の電流の電流値に対する第２の電流の電流値の比が温度上昇とともに大きくなるようにすることができる。
【００２８】
従って、第１、第２の電流の大きさの比の温度上昇に伴う増加率を、予め適当な値に設定しておくことにより、トランスコンダクタンスの温度上昇に伴う減少分を補償して、トランスコンダクタンスが温度によらず一定値を保つようにすることができる。
【００２９】
また、本発明のＧｍアンプでは、電流源(定電流回路)が２つの定電圧回路を含む電圧源を有し、この２つの定電圧回路の出力電圧の差が当該２つの定電圧回路をそれぞれ構成する２つのトランジスタのエミッタ面積比に応じた大きさの値になるようにされている。
【００３０】
このため、製造プロセスにおけるパラメータがプロセスごとにばらついても、各チップ内ではエミッタ面積比は一定になり、各チップにおける出力電圧は一定電圧を保つようにすることができる。従って、プロセスのパラメータの変動に応じて、トリミングなどの調整をする必要がない。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１の符号１に、本実施形態のＧｍアンプを示す。
このＧｍアンプ１は、電圧増幅部１１と、電流増幅部３１と、第１及び第２の定電流回路５１、６１とを有している。
【００３２】
電圧増幅部１１は、電流供給回路１４と、負荷抵抗１５と、第１の差動増幅回路１６と、負荷回路１７とを有している。
電流供給回路１４は、二個のＰＮＰトランジスタ１８、１９を有しており、各ＰＮＰトランジスタ１８、１９の各エミッタ端子はともに電源電圧Ｖccに接続され、コレクタ端子は負荷抵抗１５を介して互いに接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ１８、１９のベース端子は互いに接続されている。
【００３３】
第１の差動増幅回路１６は、二個のＰＮＰトランジスタ２０、２１を有し、それらのベース端子は、それぞれ差動入力端子１２、１３に接続され、エミッタ端子は、電流供給回路１４のＰＮＰトランジスタ１８、１９のコレクタ端子にそれぞれ接続されている。
【００３４】
負荷回路１７は、ダイオード接続された２個のＮＰＮトランジスタ２２、２３を有し、各ＮＰＮトランジスタ２２、２３のコレクタ端子は、第１の差動増幅回路１６のＰＮＰトランジスタ２０、２１のコレクタ端子にそれぞれ接続されている。
【００３５】
電流供給回路１４内のＰＮＰトランジスタ１８、１９は、互いに面積が等しく構成されており、後述する第１の定電流回路５１が動作して導通すると、第１の差動増幅回路１６内の各ＰＮＰトランジスタ２０、２１に等しい電流を供給する。
【００３６】
第１の差動増幅回路１６は負荷回路１７内のダイオード接続のＮＰＮトランジスタ２２、２３と負荷抵抗１５とを負荷とし、電流供給回路１４から供給される電流で動作し、差動入力端子１２、１３に入力される電圧を差動増幅して、ＰＮＰトランジスタ２０、２１の各コレクタ端子から電流増幅部３１に出力するように構成されている。
【００３７】
電流増幅部３１は、電流供給トランジスタ３２と、第２の差動増幅回路３３と、第１、第２、第３のカレントミラー回路３４、３５、３６とを有している。
電流供給トランジスタ３２はＰＮＰトランジスタで構成され、そのエミッタ端子が電源電圧Ｖccに接続され、コレクタ端子が第２の差動増幅回路３３に接続されている。
【００３８】
第２の差動増幅回路３３は、二個のＰＮＰトランジスタ３９、４０を有しており、それぞれのエミッタ端子が電流供給トランジスタ３２のコレクタ端子に接続され、ベース端子が第１の差動増幅回路１６内のＰＮＰトランジスタ２０、２１のコレクタ端子にそれぞれ接続されている。
【００３９】
第１、第２のカレントミラー回路３４、３５は、それぞれダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ４２、４３と、ダイオード接続されていないＮＰＮトランジスタ４１、４４とを有している。ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ４２、４３のベース端子と、ダイオード接続されていないＮＰＮトランジスタ４１、４４のベース端子とは、互いに接続されており、それらトランジスタの各エミッタ端子は接地されている。またダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ４２、４３の各コレクタ端子は第２の差動増幅回路３３のＰＮＰトランジスタ３９、４０の各コレクタ端子にそれぞれ接続されている。
【００４０】
第３のカレントミラー回路３６は、２個のＰＮＰトランジスタ３７、３８を有し、一方のＰＮＰトランジスタ３７はダイオード接続されている。それぞれのエミッタ端子は、ともに電源電圧Ｖccに接続され、ベース端子は、互いに接続されており、コレクタ端子は、第１、第２のカレントミラー回路３４、３５内のダイオード接続されていないＮＰＮトランジスタ４１、４４のコレクタ端子にそれぞれ接続されている。また、ダイオード接続されていないＰＮＰトランジスタ３８のコレクタ端子は、出力端子７０に接続されている。
【００４１】
電流供給トランジスタ３２は、後述する第２の定電流回路６１が動作して導通すると、第２の差動増幅回路３３内の各ＰＮＰトランジスタ３９、４０に電流を供給するように構成されている。
【００４２】
第２の差動増幅回路３３は電流供給トランジスタ３２から供給される電流で動作し、電圧増幅部１１から出力された差動出力電圧によって、ＰＮＰトランジスタ３９、４０の各ベース端子の間に電位差が生じると、その電位差に応じた大きさの電流を、各ＰＮＰトランジスタ３９、４０のコレクタ端子から、第１、第２のカレントミラー回路３４、３５にそれぞれ供給する。
【００４３】
第１、第２のカレントミラー回路３４、３５内のダイオード接続されていないＮＰＮトランジスタ４１、４４には、それぞれ第３のカレントミラー回路３６のＰＮＰトランジスタ３７、３８から電流が供給される。ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ４２、４３に供給される電流に応じた大きさの電流が、ダイオード接続されていないＮＰＮトランジスタ４１、４４のコレクタに流れ、出力端子７０に電流を供給する。
【００４４】
上述した第１、第２の定電流回路５１、６１は、ダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ５２、６２と、ＮＰＮトランジスタ５３、６３と、電圧源５４、６４と、抵抗５５、６５とをそれぞれ有している。
【００４５】
ダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ５２、６２のエミッタ端子は電源電圧Ｖccにそれぞれ接続され、各ベース端子は、電流供給回路１４のＰＮＰトランジスタ１８、１９のベース端子と、電流供給トランジスタ３２のベース端子とに、それぞれ接続されている。
【００４６】
各ＮＰＮトランジスタ５３、６３のコレクタ端子は、ダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ５２、６２のコレクタ端子にそれぞれ接続され、エミッタ端子は抵抗５５、６５をそれぞれ介して接地電位に接続され、ベース端子には、電圧源５４、６４がそれぞれ接続されている。
【００４７】
各ＮＰＮトランジスタ５３、６３は、各電圧源５４、６４からそれぞれ印加される電圧Ｖ1、Ｖ2に応じて動作し、電圧源５４、６４から印加される電圧に応じた大きさの電流Ｉ1、Ｉ2をダイオード接続された各ＰＮＰトランジスタ５２、６２にそれぞれ供給するように構成されている。
【００４８】
第１、第２の定電流回路５１、６１内でダイオード接続された各ＰＮＰトランジスタ５２、６２は、電流供給回路１４内のＰＮＰトランジスタ１８及び１９と、電流供給トランジスタ３２との間でそれぞれカレントミラー回路を構成しており、各ＰＮＰトランジスタ５２、６２と、ＰＮＰトランジスタ１８及び１９と、電流供給トランジスタ３２との面積がそれぞれ等しいときには各ＰＮＰトランジスタ１８及び１９と、電流供給トランジスタ３２とには、ダイオード接続された各ＰＮＰトランジスタ５２、６２に流れる電流と同じ電流Ｉ1、Ｉ2がそれぞれ流れる。
【００４９】
上述した構成のＧｍアンプ１において、Δｖiは差動入力端子１２、１３間の電位差を示し、Δｉoutは出力端子７０から出力される出力電流を示すものとし、ｒe1は第１の差動増幅回路１６内のＰＮＰトランジスタ２０、２１のトランスコンダクタンスの逆数(＝ＶT／Ｉ1)を示し、ｒe2は、第２の差動増幅回路３３内のＰＮＰトランジスタ３９、４０のトランスコンダクタンスの逆数(＝ＶT／Ｉ2／２)を示し、ｒe3は、負荷回路１７内のＮＰＮトランジスタ２２、２３のトランスコンダクタンスの逆数(＝ＶT／Ｉ1)を示すものとすると、Ｇｍアンプ１のトランスコンダクタンスｇmは一般に
【数２】
0004342651.tif 000003
で示される。
【００５０】
各差動入力端子１２、１３に電位差Δｖiが生じると、第１の差動増幅回路１６内のＰＮＰトランジスタ２０、２１に流れる電流は変化する。このときの各ＰＮＰトランジスタ２０、２１に流れる電流をそれぞれ(Ｉ1＋ΔＩ1)、(Ｉ1−ΔＩ1)とすると、電流の変化量ΔＩ1は、
【００５１】
【数３】
0004342651.tif 000004
で示される。ここでＲe1は負荷抵抗１５の抵抗値を示しており、ＶT＝ｋＴ／ｑ(ｋはボルツマン定数、ｑは電気素量)は、サーマルボルテージを示している。
【００５２】
この状態での第２の差動増幅回路３３内のＰＮＰトランジスタ３９、４０の各ベース端子間の電位差をΔｖi2とすると、電位差Δｖi2は
【数４】
0004342651.tif 000005
で示される。このとき、出力電流Δｉoutは、
【数５】
0004342651.tif 000006
で示される。
【００５３】
上式(５)に、上式(４)を代入すると、出力電流Δｉoutは
【数６】
0004342651.tif 000007
で示される。上式(６)を上式(２)に代入することにより、上記Ｇｍアンプ１のトランスコンダクタンスｇmは、
【数７】
0004342651.tif 000008
で示される。
【００５４】
上述の構成のＧｍアンプ１において、従来のＧｍアンプと同様に、第１、第２の定電流回路５１、６１内の各電圧源５４、６４を定電圧源とし、各電圧源５４、６４が生成する電圧Ｖ1、Ｖ2を互いに等しくするとともに、各電流設定抵抗５５、６５の抵抗値Ｒ1、Ｒ2を互いに等しくした場合には、電流供給回路１４と電流供給トランジスタ３２に供給される電流Ｉ1、Ｉ2の電流値が互いに等しくなり、上式(７)の右辺の(Ｉ2／Ｉ1)の項が１という温度によらない定数になるので、(Ｉ2／Ｉ1)の項による温度特性の影響は、トランスコンダクタンスｇmには及ばない。
【００５５】
しかしながら、このように構成しても、(Ｒe1＋２×ＶT／Ｉ1)という項は温度依存性を有するので、トランスコンダクタンスｇmは温度依存性を有する。実際にどの程度トランスコンダクタンスｇmの増減があるかについて以下で説明する。
【００５６】
下記の表１に、Ｇｍアンプ１で、電流供給回路１４と電流供給トランジスタ３２に供給される電流Ｉ1、Ｉ2の電流値が等しくなる場合において、２５℃、５０℃、７５℃の温度における各電流設定抵抗５５、６５の両端子間の電圧ＶR1、ＶR2と、各電流設定抵抗５５、６５の抵抗値Ｒ1、Ｒ2と、負荷抵抗１５の抵抗値Ｒe1と、サーマルボルテージＶTと、第１、第２の定電流回路５１、６１から供給される電流Ｉ1、Ｉ2の電流値と、それぞれの値の温度係数Ｐ1、Ｍ2、Ｍ3、Ｐ4と、温度変化量ΔＴにおけるそれぞれの値を示す。なお、温度変化量ΔＴは、２５℃を基準にしたときの温度変化量を示しており、７５℃ではΔＴ＝５０℃となる。
【００５７】
【表１】
0004342651.tif 000009
上記の表１の各値を、上式(７)に代入すると、温度変化量ΔＴにおけるＧｍアンプ１のトランスコンダクタンスｇmは、
【００５８】
【数８】
0004342651.tif 000010
で示される。
【００５９】
上式(８)より、電流供給回路１４と電流供給トランジスタ３２に供給される電流Ｉ1、Ｉ2の電流値が等しいＧｍアンプ１では、２５℃(ΔＴ＝０℃)におけるトランスコンダクタンスｇm(at 25℃)と、７５℃(ΔＴ＝５０℃)におけるトランスコンダクタンスｇm(at 75℃)は、それぞれ、(４．５２×１０4)-1(Ω-1)、(３．６６４６×１０4)-1(Ω-1)となり、７５℃(ΔＴ＝５０℃)におけるトランスコンダクタンスｇm(at 75℃)は、２５℃(ΔＴ＝０℃)のトランスコンダクタンスｇm(at 25℃)に比して２３．３％も増加しており、トランスコンダクタンスｇmが温度変化によって大きく変動してしまうことがわかる。
【００６０】
そこで、本実施形態のＧｍアンプ１では、トランスコンダクタンスｇmを温度によらず一定値に保つため、第１、第２の定電流回路５１、６１内の第１、第２の電圧源５４、６４がそれぞれ生成する電圧Ｖk、Ｖ2の電圧値のうち、第２の電圧源６４が生成する電圧Ｖ2は従来同様温度特性を有しないようにするとともに、第１の電圧源５４が生成する電圧Ｖkは温度に応じて制御できるようにしており、第１、第２の定電流回路５１、６１が電流供給回路１４、電流供給トランジスタ３２にそれぞれ供給する電流Ｉ1、Ｉ2の比が、温度依存性を有するようにしている。
【００６１】
最初に、トランスコンダクタンスｇmが一定値をとるようにするために、電圧Ｖｋがどのような温度特性を有すればよいかについて説明し、具体的な電圧源５４の構成の詳細については、後述する。電圧源５４が定電圧を生成していた場合と異なり、第１の定電流回路５１内の電流設定抵抗５５の両端子間の電圧ＶR1は、第２の定電流回路６１内の電流設定抵抗６５の両端子間の電圧ＶR2と異なる値、すなわち、
【００６２】
ＶR1＝０．５(１＋Ｐ0×ΔＴ)
をとる。ここでＰ0は第１の定電流回路５１内の電流設定抵抗５５の両端子間の電圧ＶR1の温度係数である。かかる構成のＧｍアンプ１のトランスコンダクタンスｇmは、上式(８)と同様に、
【００６３】
【数９】
0004342651.tif 000011
で示される。
上式(９)において、(１＋Ｐ0×ΔＴ)をｘとする。上述したようにＰ1、Ｍ2、Ｍ3、Ｐ4の値はそれぞれ＋４０００PPM、−３２００PPM、−３８００PPM、＋３３３１PPMであるため、ΔＴ＝５０℃では、(１＋Ｐ1×ΔＴ)＝１．２となり、(１＋Ｐ4×ΔＴ)＝１．１６６５５となり、(１＋Ｍ2×ΔＴ)＝０．８４となり、(１＋Ｍ3×ΔＴ)＝０．８１となる。
【００６４】
これらの値を上式(９)に代入すると、ΔＴ＝５０℃すなわち７５℃におけるＧｍアンプ１のトランスコンダクタンスｇm(at 75℃)は、
【数１０】
0004342651.tif 000012
で示される。
【００６５】
同様にして、ΔＴ＝０℃すなわち２５℃におけるＧｍアンプ１のトランスコンダクタンスｇm(at 25℃)は、
【数１１】
0004342651.tif 000013
で示される。
【００６６】
２５℃と７５℃において、トランスコンダクタンスｇmが同じ値をとり、２５℃〜７５℃の範囲内では一定になるようにするには、ｇm(at 25℃)＝ｇm(at 75℃)であればよいので、上式(１０)と上式(１１)とが等しくなればよい。このときのｘは、ｘ＝１．５１６８、すなわちＰ0＝＋１０３４PPMとなる。
【００６７】
第１の定電流回路５１内の電流設定抵抗５５の両端に印加される電圧ＶR1は、０．５(１＋Ｐ0×ΔＴ)で示され、かつ上述したようにＰ0＝＋１０３４PPMなので、ΔＴ＝０℃で電圧ＶR1は０．５(１＋０．０１０３４×０)＝０．５(Ｖ)となり、他方、ΔＴ＝５０℃で電圧ＶR1は０．５(１＋０．０１０３４×５０)＝０．７５８４(Ｖ)となる。
【００６８】
電流設定トランジスタ５３のベースに印加される電圧Ｖkは、上述の電圧ＶR1に、電流設定トランジスタ５３のベース−エミッタ間電圧ＶBEが加算された値であり、ベース−エミッタ間電圧ＶBEは、２５℃、７５℃でそれぞれ０．７(Ｖ)、０．６(Ｖ)となるので、ΔＴ＝０℃で電圧Ｖkは０．７＋０．５＝１．２(Ｖ)となり、ΔＴ＝５０℃で電圧Ｖkは０．６＋０．７５８４＝１．３５８４(Ｖ)となる。
【００６９】
以上により、Ｇｍアンプ１のトランスコンダクタンスｇmが、２５℃以上７５℃以下の範囲で一定値をとるようにするには、第１の定電流回路５１内の電流設定トランジスタ５３のベース端子に印加される電圧Ｖkが、ΔＴ＝０℃、５０℃でそれぞれ１．２(Ｖ)、１．３５８４(Ｖ)となるような電圧特性をもてばよい。
【００７０】
このような電圧特性をもつ電圧源５４の詳細な構成を図２に示す。電圧源５４は、電圧設定部９０と、定電圧源８２とを有している。
電圧設定部９０は、二個の定電圧回路８３、８４と、アンプ部８５とを有している。
【００７１】
定電圧回路８３、８４は、定電流回路７１、７２と、ダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ７３、７４とをそれぞれ１個ずつ有している。各定電流回路７１、７２の一端はともに電源電圧Ｖccに接続され、他端は各ＮＰＮトランジスタ７３、７４のコレクタ端子にそれぞれ接続されており、ＮＰＮトランジスタ７３、７４のエミッタ端子はともに接地電位に接続されている。
【００７２】
各定電流回路７１、７２は、各ＮＰＮトランジスタ７３、７４に、互いに同じ大きさの定電流Ｉ3を供給するようにされ、定電流Ｉ3が各ＮＰＮトランジスタ７３、７４に流れると、それぞれのコレクタ端子に所定の電圧Ｖ3、Ｖ4が生じ、アンプ部８５に出力されるように構成されている。
【００７３】
アンプ部８５は、オペアンプ７９と、入力バッファ７５、７６と、入力抵抗７７、７８と、負帰還抵抗８０と、抵抗８１とを有している。入力抵抗７７、７８の抵抗値は、同じ抵抗値Ｒ3に設定されており、、負帰還抵抗８０と、抵抗８１の抵抗値は、同じ抵抗値Ｒ4に設定されている。
【００７４】
オペアンプ７９の反転入力端子と非反転入力端子には、それぞれ入力抵抗７７、７８を介して入力バッファ７５、７６が接続されており、各入力バッファ７５、７６は定電流回路８３、８４にそれぞれ接続されている。
【００７５】
オペアンプ７９の出力端子には、第１の定電流回路５１内の電流設定トランジスタ５３のベース端子が接続され、出力端子と反転入力端子との間には負帰還抵抗８０が接続されており、非反転入力端子には、抵抗８１を介して定電圧源８２の一端が接続され、定電圧源８２の他端は接地されている。
【００７６】
定電圧回路８３、８４内のＮＰＮトランジスタ７３、７４からそれぞれ出力される電圧Ｖ3、Ｖ4は、入力バッファ７５、７６と入力抵抗７７、７８とを介して、オペアンプ７９の反転入力端子、非反転入力端子にそれぞれ入力される。
【００７７】
オペアンプ７９の非反転入力端子には、定電圧源８２から出力され、温度特性を持たない所定電圧ＶAが抵抗８１を介して入力されており、上述した所定の電圧Ｖ3、Ｖ4の差分(Ｖ4−Ｖ3)が、負帰還抵抗８０の抵抗値Ｒ4と入力抵抗７７の抵抗値Ｒ3の比(Ｒ4／Ｒ3)倍に増幅され、その増幅電圧に定電圧源８２が生成する電圧ＶAが上乗された電圧Ｖkすなわち
【数１２】
0004342651.tif 000014
が、オペアンプ７９の出力端子から、第１の定電流回路５１内の電流設定トランジスタ５３のベース端子に出力される。
【００７８】
上述した所定の電圧Ｖ3、Ｖ4は、それぞれＶTln(Ｉ3／Ｉs3)、ＶTln(Ｉ3／Ｉs4)で示される(ここでＩs3、Ｉs4は各ＮＰＮトランジスタ７３、７４のエミッタ面積)。各ＮＰＮトランジスタ７３、７４の面積比をＮ：１とし、一方のＮＰＮトランジスタ７４の面積をＩsとすると、他方のＮＰＮトランジスタ７３の面積はＮＩsになるので、所定の電圧Ｖ3、Ｖ4の電位差(Ｖ4−Ｖ3)は、
【数１３】
0004342651.tif 000015
で示される。
【００７９】
上式(１３)より、電位差(Ｖ4−Ｖ3)は、ＮＰＮトランジスタ７３、７４の面積比Ｎの自然対数と、サーマルボルテージＶTとの積で表される。プロセスのパラメータがプロセスごとにばらついても、チップ単位では面積比は一定になるので、電位差(Ｖ4−Ｖ3)は各チップ間では一定値を示す。
【００８０】
上式(１３)を、上式(１２)に代入すると、電圧Ｖkは、
【数１４】
0004342651.tif 000016
で表される。
【００８１】
上述したように、トランスコンダクタンスｇmが温度によらず一定になるためには、７５℃(ΔＴ＝５０℃)でのＶk(at 75℃)は１．３５８４(Ｖ)、２５℃(ΔＴ＝０℃)のときのＶk(at 25℃)は１．２(Ｖ)であるため、この場合にＶk(at 75℃)、Ｖk(at 25℃)はそれぞれ
【数１５】
0004342651.tif 000017
と、
【数１６】
0004342651.tif 000018
とで示される。ここではＮＰＮトランジスタ７３、７４の面積比ＮをＮ＝１０としている。
【００８２】
上式(１５)から上式(１６)を減じると、
【数１７】
0004342651.tif 000019
を得る。上記表１よりＶT(at 75℃)は３４．６７(mV)で、ＶT(at 25℃)は２６(mV)である。これらの値を上式(１７)に代入することにより、
【００８３】
【数１８】
0004342651.tif 000020
を得る。上式(１８)を上式(１５)に代入すると、
【数１９】
0004342651.tif 000021
を得るので、定電圧源８２の電圧値ＶAは、
【００８４】
ＶA＝１．２−ＶT(at 25℃)×ln１０
＝１．２−１５．８９×２６×１０-3×ln１０
＝０．２４９(Ｖ)
となる。
【００８５】
以上のように、(Ｒ4／Ｒ3)、ＶAをそれぞれ１５．８４、０．２４９(Ｖ)に設定することにより、上述した電圧源５４は２５℃で１．２(Ｖ)、７５℃で１．３５８４(Ｖ)の電圧Ｖkを出力することができ、２５℃以上７５℃以下の温度範囲では、Ｇｍアンプ１のトランスコンダクタンスｇmが一定値をとるようにすることができる。
【００８６】
上記構成の電圧源５４では、電圧設定部９０内で、面積比Ｎ、抵抗比(Ｒ4／Ｒ3)、サーマルボルテージＶTだけで温度特性が決まり、製造プロセスの条件が変動しても、トリミングなどによる調整をする必要がない。
【００８７】
本発明の発明者等は、上記の電圧源５４を有する本実施形態のＧｍアンプ１と、従来のＧｍアンプ１０１について、それぞれのトランスコンダクタンスｇm1、ｇm101を実際に測定してみた。その測定結果を下記の表２に示す。
【００８８】
【表２】
0004342651.tif 000022
【００８９】
上記の表２より、従来のＧｍアンプ１のトランスコンダクタンスｇm1は、−２５℃〜７５℃の温度範囲において２３．９％程度も変動しているが、本実施形態のＧｍアンプ１のトランスコンダクタンスｇm1は、同じ温度範囲で０．２９％程度しか変動しておらず、従来に比してトランスコンダクタンスｇmの変動が非常に小さくなっていることがわかる。
【００９０】
さらに、本発明の発明者等は、上述した構成のＧｍアンプ１を用いたバンドパスフィルタと、従来のＧｍアンプ１０１を用いたバンドパスフィルタとのそれぞれについて動作シミュレーションを行った。
【００９１】
動作シミュレーションに用いたバンドパスフィルタを図３の符号９１に示す。このバンドパスフィルタ９１は、第１、第２のＧｍアンプ１1、１2と、１個の定電圧源９２と、第１、第２のコンデンサ９３、９４とを有している。
【００９２】
定電圧源９２の負極側端子は接地電位に接続され、正極側端子は第１のＧｍアンプ１1の非反転入力端子に接続されている。第１のＧｍアンプ１1の出力端子は第２のＧｍアンプ１2の非反転入力端子に接続され、第２のＧｍアンプ１2の出力端子は、第１のコンデンサ９３の一端に接続されており、第１のコンデンサ９３の他端は接地電位に接続されている。  第１、第２のＧｍアンプ１1、１2の反転入力端子は互いに接続され、第２のＧｍアンプ１2の出力端子に接続されている。
【００９３】
第１のＧｍアンプ１1の出力端子は第２のコンデンサ９４を介して信号源９５に接続されており、信号源９５から信号が入力されると、中心周波数ｆ0を中心とした特定の周波数帯域のみを通過させて、第２のＧｍアンプ１2の出力端子から出力できるように構成されている。
【００９４】
かかる構成のバンドパスフィルタ９１について、その中心周波数ｆ01を求めると共に、従来のＧｍアンプ１０１を用いたバンドパスフィルタについても、中心周波数ｆ0101を求めた。こうして求められたバンドパスフィルタの中心周波数ｆ01、ｆ0101を下記の表３に示す。
【００９５】
【表３】
0004342651.tif 000023
【００９６】
上記の表３より、従来のＧｍアンプ１０１を用いたバンドパスフィルタの中心周波数ｆ0101は、２２．６％程度変動しているのに対し、本実施形態のＧｍアンプ１1、１2を用いたバンドパスフィルタの場合、−２５℃〜７５℃の温度範囲では、その中心周波数ｆ01は全て２１８．８(kHz)であって、全く変動がなかったことがわかる。
【００９７】
従来のＧｍアンプ１０１を用いたバンドパスフィルタの周波数特性の波形図を図４の曲線(Ａ)、(Ｂ)、(Ｃ)に示す。これらの曲線(Ａ)、(Ｂ)、(Ｃ)は、温度が−２５℃、２５℃、７５℃の場合の波形図をそれぞれ示している。これらの曲線(Ａ)、(Ｂ)、(Ｃ)より、温度によって周波数特性が変化していることがわかる。
【００９８】
これに対し、本実施形態のＧｍアンプを用いた場合におけるバンドパスフィルタの周波数特性の波形図を図５の曲線(Ｄ)、(Ｅ)、(Ｆ)に示す。これらの曲線(Ｄ)、(Ｅ)、(Ｆ)は、温度が−２５℃、２５℃、７５℃の場合の波形図をそれぞれ示している。曲線(Ｄ)、(Ｅ)、(Ｆ)は、互いにほとんど一致しており、周波数特性が温度の影響をほとんど受けていないことがわかる。
【００９９】
さらに、上述の電圧源５４を製造する際に、電圧設定部９０内のＮＰＮトランジスタ７３、７４のエミッタ面積Ｉsを基準値より変動させ、エミッタ面積Ｉsが(基準値＋３０％)の場合と、(基準値−３０％)の場合の各Ｇｍアンプを、上述のバンドパスフィルタに設けた場合のそれぞれの中心周波数ｆ01を、シミュレーションにより求めた。その結果を下記の表４に示す。
【０１００】
【表４】
0004342651.tif 000024
【０１０１】
上記の表４より、エミッタ面積Ｉsが(基準値＋３０％）のＧｍアンプを用いた場合と、(基準値−３０％)のＧｍアンプを用いた場合のいずれにおいても、中心周波数ｆ01は、−２５℃、２５℃、７５℃においていずれも２１８．８(kHz)であり、温度による変動はないので、製造プロセスによりエミッタ面積Ｉsが変動した場合においても、中心周波数ｆ01には全く変動がみられないことがわかる。
【０１０２】
なお、本実施形態では、第１の定電流回路５１内の電圧源５４が生成する電圧Ｖ1を可変にし、第２の定電流回路６１内の電圧源６４が生成する電圧Ｖ2を一定値としているが、本発明はこれに限らず、第２の定電流回路５２が生成する電圧Ｖ2を制御可能にし、第１の定電流回路５１が生成する電圧Ｖ1を一定値にするように構成してもよい。さらに、第１、第２の定電流回路５１、５２内の電圧源５４、６４がそれぞれ生成する電圧の電圧値Ｖ1、Ｖ2を両方とも制御可能な構成にしてもよい。
また、電圧源５４の構成として、図３に示すような回路について説明しているが、本発明の電圧源５４の構成はこれに限られるものではない。
【０１０３】
【発明の効果】
トランスコンダクタンスが、温度変化に依存しないようにすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＧｍアンプの一例を示す回路図
【図２】本発明のＧｍアンプの電圧源の一例を示す回路図
【図３】本発明のＧｍアンプの動作シミュレーションに用いたバンドパスフィルタの構成を説明する回路図
【図４】従来のＧｍアンプの動作シミュレーション結果を説明するグラフ
【図５】本発明のＧｍアンプの動作シミュレーション結果を説明するグラフ
【図６】従来のＧｍアンプの一例を示す回路図
【符号の説明】
１……Ｇｍアンプ    １１……電圧増幅部(第１の増幅回路)  １６……第１の差動増幅回路(差動増幅回路)    １５……負荷抵抗    ２２、２３……ＮＰＮトランジスタ(トランジスタ)    ３１…電流増幅部(第２の増幅回路)  ５１……第１の定電流回路  ５４、６４……電圧源  ５５、６５……電流設定抵抗  ６１……第２の定電流回路
【図１】
0004342651.tif 000025
【図２】
0004342651.tif 000026
【図３】
0004342651.tif 000027
【図４】
0004342651.tif 000028
【図５】
0004342651.tif 000029
【図６】
0004342651.tif 000030