(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号ｘにｅｘｐ（ｊ（ω×Ｔ１））（ｊ：複素数）を乗算する乗算器（１０）と、
出力信号ｙにｅｘｐ（ｊ（ω×Ｔ２））（ｊ：複素数）を乗算する乗算器（１１）と、
乗算器（１０）で乗算された信号の周波数を移相する移相器（１２）と、
乗算器（１１）で乗算された信号の周波数を移相する移相器（１３）と、
入力信号ｘと移相器（１３）からの信号を加算する加算器（１４）と、
加算器（１４）からの信号より移相器（１２）からの信号を減算して出力信号ｙを出力する減算器（１５）を有することを特徴とする、バンドパスフィルタ。
【請求項２】
請求項１に記載のバンドパスフィルタを有することを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所望の周波数帯域の放送信号を通過させるためのバンドパスフィルタ及びそれを用いた受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より一般的に使用されている受信装置を、図７に示す。図７に示す受信装置において、まず、アンテナ５０より受信した放送信号より、使用者が所望するチャンネル周波数付近の周波数帯域に存在する放送信号が、広帯域通過型のバンドパスフィルタ（以下、「ＢＰＦ」とする）５１を通過することによって、獲得される。そして、ミキサ５２において、このＢＰＦ５１で獲得された放送信号に、局部発振器５３より発振される所望の放送信号の周波数に応じた発振周波数の発振信号が混合される。
【０００３】
次に、ミキサで発振信号と混合された放送信号より得られる所定の周波数となる放送信号が、狭帯域通過型のＢＰＦ５４を通過することによって、更に制限された放送信号として獲得される。このようにして使用者が所望するチャンネル周波数の放送信号が獲得されると、この放送信号がアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器５５でデジタル信号に変換された後、復調器５６で復調される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
この図７に示すような受信装置におけるＢＰＦ５４は、所望するチャンネル周波数以外の周波数帯における放送信号を減衰させることで、所望のチャンネル周波数の放送信号を獲得するアナログフィルタである。よって、その所望のチャンネルの隣接チャンネルにおける放送信号を十分に減衰させるには、ＳＡＷフィルタなどのそのフィルタ特性を急峻なものを使用する必要がある。しかしながら、このようなＳＡＷフィルタを用いても、隣接チャンネルの放送信号を十分に減衰させることができず、妨害信号として影響を与える。
【０００５】
又、例えば、チャンネル周波数間隔が広い国（Ａ国とする）で使用されている図７のような受信装置を、チャンネル周波数間隔が狭い国（Ｂ国とする）で使用したとき、ＢＰＦ５４のフィルタ特性を更に狭い周波数帯域のみを通過させるように変更する必要がある。このような変更を行わなかったとき、Ａ国に比べてＢ国のチャンネル周波数間隔が狭くなるため、隣接チャンネルの放送信号が十分に減衰されずに妨害電波として影響を与える。
【０００６】
このような問題を鑑みて、本発明は、隣接チャンネルの放送信号が通過することのないバンドパスフィルタ及びそれを用いた受信装置を提供することを目的とする。又、本発明の他の目的は、チャンネル周波数間隔の異なる国において、簡便な手法でそのフィルタ特性を変更することのできるバンドパスフィルタ及びそれを用いた受信装置を提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本願発明のバンドパスフィルタは、入力信号ｘにｅｘｐ（ｊ（ω×Ｔ１））（ｊ：複素数）を乗算する乗算器（１０）と、出力信号ｙにｅｘｐ（ｊ（ω×Ｔ２））（ｊ：複素数）を乗算する乗算器（１１）と、乗算器（１０）で乗算された信号をの周波数移相する移相器（１２）と、乗算器（１１）で乗算された信号の周波数を移相する移相器（１３）と、入力信号ｘと移相器（１３）からの信号を加算する加算器（１４）と、加算器（１４）からの信号より移相器（１２）からの信号を減算して出力信号ｙを出力する減算器（１５）を有することを特徴とする。
【０００８】
このようなバンドパスフィルタにおいて、例えば日本のＡＭ放送のように、そのチャンネル周波数が９kHzの倍数である場合、ｆ0kHzのチャンネル周波数の放送信号を獲得しようとしたときには、ｆ0±ｍ×９kHz（ｍは自然数）のチャンネル周波数の放送信号は、その出力が全て０になる。よって、妨害波となる所望チャンネル以外のチャンネルの放送信号の通過を防ぐことができる。
【０００９】
このようなバンドパスフィルタは、デジタルフィルタで構成しても構わない。
【００１２】
乗算器（１０）で乗算する値を、チャンネル周波数間隔ｆ1に応じて変更可能としても良い。これにより、そのチャンネル周波数間隔の異なる国におけるチャンネルプランに応じたフィルタ特性に切り換えることのできるバンドパスフィルタを構成することができる。
【００１９】
また、上述のバンドパスフィルタを有する受信装置とすることによって、このバンドパスフィルタによって、隣接チャンネルや隣接したキャリアの妨害を受けることなく所望のチャンネルの放送信号を通過させることができるため、ノイズの小さい信号を出力することができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
＜第１の実施形態＞
本発明の第１の実施形態について、図面を参照して説明する。図１は、本実施形態の受信装置の内部構成を示すブロック図である。又、図２は、図１の受信装置のデジタルフィルタで構成されたＢＰＦの内部構成を示すブロック図である。
【００２５】
図１の受信装置は、放送信号を受信するアンテナ１と、アンテナ１で受信された放送信号より所望のチャンネル周波数の放送信号を獲得するための広帯域通過型のＢＰＦ２と、ＢＰＦ２で獲得された放送信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３と、Ａ／Ｄ変換器３でデジタル信号に変換された放送信号よりノイズ成分となる隣接チャンネルなどの放送信号を除去するためのデジタルフィルタで構成されたＢＰＦ４と、ＢＰＦ４で獲得された放送信号を復調する復調器５とから構成される。
【００２６】
このような構成の受信装置は、まず、ＢＰＦ２において、アンテナ１で受信された放送信号より、使用者が所望するチャンネル周波数ｆ0の放送信号が獲得される。そして、このＢＰＦ２を通過した放送信号がＡ／Ｄ変換器３でデジタル信号に変換される。このとき、受信装置の使用されている国におけるチャンネル周波数間隔がｆ1であるとき、Ａ／Ｄ変換器３では、そのサンプリング周波数をｆ1の倍数に当たるｌ×ｆ1（ｌは自然数）として、放送信号をデジタル信号に変換する。
【００２７】
このようにデジタル信号に変換された放送信号が、ＢＰＦ４に入力される。このＢＰＦ４は、後述するＳＩＮＣフィルタで構成されるデジタルフィルタである。又、このＢＰＦ４のフィルタ特性が、所望のチャンネル周波数ｆ0においては大きな入出力比が得られるとともに、その他のチャンネル周波数毎に入出力比が０となるようなフィルタ特性であるため、隣接チャンネルの放送信号が完全に除去された状態で復調器５に送出される。このようにＢＰＦ４を通過させることによって、所望のチャンネル周波数の放送信号を選択することができる。そして、この選択された放送信号が、復調器５で復調された後、音声や映像として再生される。
【００２８】
このような受信装置におけるＢＰＦ４の構成について、以下に説明する。図２に示すように、ＢＰＦ４は、入力信号ｘにｚａ-1（ｚａ＝exp（ｊ(ω×Ｔ1)））（ｊ：複素数）を乗算する乗算器１０と、出力信号ｙにｚｂ-1（ｚｂ＝exp（ｊ(ω×Ｔ2)））（ｊ：複素数）を乗算する乗算器１１と、乗算器１０で乗算された信号を移相させる移相器１２と、乗算器１１で乗算された信号を移相させる移相器１３と、入力信号ｘと移相器１３からの信号とを加算する加算器１４と、加算器１４からの信号より移相器１２からの信号を減算して出力信号ｙを出力する減算器１５とから構成されるＳＩＮＣフィルタである。尚、ＢＰＦ４への入力信号の周波数をｆとしたとき、ω＝２π×ｆとなる。又、Ｔ1がＴ2に比べて十分大きな値となるとともに、Ｔ1は１／ｆ1である。
【００２９】
又、このＢＰＦ４において、移相器１２では乗算器１０からの信号にｚ0＝exp（ｊ(ω0×Ｔ1)）（ｊ：複素数）が、又、移相器１３では乗算器１１からの信号にｚ1＝exp（ｊ(ω0×Ｔ2)）が、それぞれ乗算される。尚、ω0＝２π×ｆ0であるとともに、移相器１２，１３で乗算される値は、使用者が所望するチャンネルのチャンネル周波数ｆ0に応じて変更される。更に、減算器１５で減算処理された出力信号ｙが復調器５に出力される。
【００３０】
このように構成されるＢＰＦ４の動作について説明する。まず、入力信号ｘ及び出力信号ｙがそれぞれ、乗算器１０，１１で、ｚａ-1、ｚｂ-1が乗算され、ｚａ-1×ｘ、ｚｂ-1×ｙとなる。そして、乗算器１０，１１より出力される信号がそれぞれ、移相器１２，１３で、ｚ0、ｚ1が乗算され、ｚ0×ｚａ-1×ｘ、ｚ1×ｚｂ-1×ｙとなる。又、加算器１４において、入力信号ｘに移相器１３からの信号が加算されて、ｘ＋ｚ1×ｚｂ-1×ｙとなる信号が出力される。そして、減算器１５において、この加算器１４からの信号より移相器１４からの信号が減算されて、ｘ＋ｚ1×ｚｂ-1×ｙ−ｚ0×ｚａ-1×ｘが出力される。この減算器１５より出力される信号が出力信号ｙとなるため、入力信号ｘと出力信号ｙの関係が（１）式のようになる。
【００３１】
【数５】
0004204168.tif 000002
【００３２】
よって、入力信号ｘと出力信号ｙとの比であるｙ／ｘの大きさ｜ｙ／ｘ｜が、（２）式のようにして表される。
【００３３】
【数６】
0004204168.tif 000003
【００３４】
更に、Ｔ1に対してＴ2の大きさが十分に小さな値となるため、（２）式で表される｜ｙ／ｘ｜が、（３）式のように近似される。
【００３５】
【数７】
0004204168.tif 000004
【００３６】
このとき、（ω−ω0）が０となるとき、即ち、周波数ｆがｆ0となるとき、sin{(ω−ω0)×Ｔ1／２}／{(ω−ω0)×Ｔ1／２}が１となる。又、（ω−ω0）が２π／Ｔ1のｍ倍（ｍは自然数）となるとき、即ち、周波数ｆがｆ0＋ｍ×ｆ1となるとき、sin{(ω−ω0)×Ｔ1／２}／{(ω−ω0)×Ｔ1／２}が０となる。よって、このＢＰＦ４の周波数特性が、図３（ａ）のようになる。図３（ｂ）のように、チャンネル周波数間隔がｆ1でチャンネル設定されているとき、図３（ａ）のようなフィルタ特性のＢＰＦ４を通したとき、図３（ｃ）のように、チャンネル周波数ｆ0以外の他のチャンネル周波数の放送信号の出力が０となるため、使用者が所望するチャンネル周波数ｆ0の放送信号が獲得される。
【００３７】
＜第２の実施形態＞
本発明の第２の実施形態について、説明する。尚、本実施形態の受信装置及びデジタルフィルタで構成されるＢＰＦは、第１の実施形態における受信装置（図１）及びＢＰＦ（図２）と同様の内部構成をしているので、第１の実施形態と同様、図１及び図２を参照して本実施形態の説明を行う。又、本実施形態における受信装置の構成及び動作は、第１の実施形態と本質的に同様のものとなるため、その詳細な説明を省略し、変更した点についてのみ述べる。
【００３８】
本実施形態における受信装置は、チャンネル周波数間隔がｆ1となるＡ国と、チャンネル周波数間隔がｆ2となるＢ国で使用可能とするための受信装置である。このようにチャンネル周波数間隔が異なるＡ国及びＢ国で使用可能とするために、まず、Ａ／Ｄ変換器３（図１）で放送信号をデジタル信号に変換するためのサンプリング周波数を、ｆ1及びｆ2の公倍数となるように設定される。
【００３９】
そして、ＢＰＦ４（図１）内に設けられた乗算器１０（図２）及び移相器１２（図２）において、信号に乗算する各値ｚａ-1、ｚ0が、受信装置が使用される国のチャンネル周波数間隔に応じて切換可能とされる。即ち、ｚａ-1、ｚ0に含まれるパラメータＴ1が、受信装置がＡ国で使用される場合は１／ｆ1に、受信装置がＢ国で使用される場合は１／ｆ2に、それぞれの場合に応じて切り換えられる。このようにすることで、各国でこの受信装置を使用したとき、隣接チャンネルの妨害を受けずに、所望のチャンネル周波数の放送信号のみをＢＰＦ４で獲得して復調器（図１）に出力することができる。
【００４０】
尚、チャンネル周波数間隔の異なる３ヶ国以上の国で使用可能とする場合は、Ａ／Ｄ変換器３におけるサンプリング周波数を、それぞれの国におけるチャンネル周波数間隔の公倍数となる周波数に設定するとともに、乗算器１０及び移相器１２で乗算する値に含まれるパラメータＴ1を、それぞれの国のチャンネル周波数間隔の逆数に切換可能とすることによって、実現することができる。
【００４１】
＜第３の実施形態＞
本発明の第３の実施形態について、図面を参照して説明する。図４は、本実施形態の受信装置の内部構成を示すブロック図である。尚、図４において、図１で使用する部分と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付すとともにその詳細な説明は省略する。
【００４２】
図４の受信装置は、アンテナ１と、広帯域通過型のＢＰＦ２と、ＢＰＦ２より与えられた放送信号を局部発振器７から発振される発振信号と混合するミキサ６と、発振信号を発振する局部発振器７と、ミキサ６より与えられる信号のうち低い周波数の信号が選択出力されるローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」とする）８と、ＬＰＦ８より与えられた放送信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器３と、ＢＰＦ４と、復調器５とから構成される。
【００４３】
このような構成の受信装置は、まず、ＢＰＦ２において、アンテナ１で受信された放送信号より、使用者が所望するチャンネル周波数の放送信号が獲得される。そして、ミキサ６において、このＢＰＦ２を通過した放送信号に、局部発振器７より発振される所望のチャンネル周波数ｆ0に周波数ｆkが加えられたｆ0＋ｆkの周波数の発振信号が混合される。尚、局部発振器８より発振される発振信号は、所望のチャンネル周波数に応じて変化する。
【００４４】
そして、ミキサ６より出力された信号がＬＰＦ８を通過することによって、周波数ｆk周辺の低い周波数信号が獲得された後、Ａ／Ｄ変換器３でデジタル信号に変換される。このとき、受信装置の使用されている国におけるチャンネル周波数間隔がｆ1であるとすると、Ａ／Ｄ変換器３では、第１の実施形態（図１）と同様に、そのサンプリング周波数をｆ1の倍数に当たるｌ×ｆ1として、放送信号をデジタル信号に変換する。
【００４５】
このようにデジタル信号に変換された放送信号が、ＢＰＦ４に入力される。このＢＰＦ４は、第１の実施形態と同様に、図２のようなＳＩＮＣフィルタで構成されるデジタルフィルタである。よって、隣接チャンネルの放送信号が完全に除去された所望のチャンネル周波数の放送信号が、ＢＰＦ４を通過することで選択される。そして、この選択された放送信号が、復調器５で復調された後、音声や映像として再生される。
【００４６】
このような受信装置において、使用者が所望するチャンネル周波数が変更されても、常に、ＢＰＦ４で周波数ｆkの放送信号が選択されるようにすることで、使用者が所望するチャンネルの放送信号が獲得される。よって、第１の実施形態において、移相器１２，１３で与えられる値ｚ0、ｚ1がそれぞれ、exp(２π×ｆk×Ｔ1)、exp(２π×ｆk×Ｔ2)のように決まった値となり、変更する必要がない。
【００４７】
尚、第２の実施形態のように、チャンネル周波数間隔の異なる複数の国で使用可能とする場合は、Ａ／Ｄ変換器３におけるサンプリング周波数を、それぞれの国におけるチャンネル周波数間隔の公倍数となる周波数に設定するとともに、乗算器１０及び移相器１２で乗算する値に含まれるパラメータＴ1を、それぞれの国のチャンネル周波数間隔の逆数に切換可能とすることによって、実現することができる。
【００４８】
＜第４の実施形態＞
本発明の第４の実施形態について、図面を参照して説明する。図５は、本実施形態の受信装置の内部構成を示すブロック図である。尚、図５において、図１で使用する部分と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付すとともにその詳細な説明は省略する。
【００４９】
図５の受信装置は、アンテナ１と、広帯域通過型のＢＰＦ２と、Ａ／Ｄ変換器３と、デジタル信号に変換された放送信号より使用者が所望するチャンネルの放送信号を構成する複数のキャリアを選択するためのデジタルフィルタで構成されたＢＰＦ４−１〜ＢＰＦ４−ｎと、ＢＰＦ４−１〜ＢＰＦ４−ｎで選択されたキャリアを加算して所望のチャンネルの放送信号として復調器５に出力する加算器９と、復調器５とから構成される。尚、本実施形態の受信装置は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）変調方式に対応した受信装置である。
【００５０】
ＯＦＤＭ変調方式で送信される放送信号は、図６（ａ）のように、１つのチャンネル周波数帯において、複数のキャリアｃ１〜ｃｎが設けられる。よって、所望のチャンネルの放送を再生するには、そのチャンネルの放送信号を構成する複数のキャリアを獲得する必要がある。よって、ＢＰＦ４−１〜４−ｎが、所望のチャンネルに対して、図６（ｂ）のようなフィルタ特性を有することによって、ＢＰＦ４−１〜４−ｎでキャリアｃ１〜ｃｎが獲得される。尚、ＢＰＦ４−１〜４−ｎは、第１の実施形態と同様、図２のような構成をしているので、その構成についての説明は省略する。
【００５１】
この図４（ｂ）のようなフィルタ特性を得るには、キャリアｃ１，ｃ２，ｃ３，…，ｃｎそれぞれの周波数ｆc，ｆc＋Δｆ，ｆc＋２×Δｆ，…，ｆc＋(ｎ−１)×Δｆ（尚、Δｆは隣接キャリア間の周波数間隔、又、ｎは自然数）としたとき、ＢＰＦ４−１，４−２，４−３，…，４−ｎそれぞれに設けられた移相器１２，１３（図２）で与えられる値ｚ0、ｚ1のパラメータとなる周波数ｆ0（第１の実施形態参照）を、それぞれ、ｆc，ｆc＋Δｆ，ｆc＋２×Δｆ，…，ｆc＋(ｎ−１)×Δｆとすればよい。又、このとき、ＢＰＦ４−１，４−２，４−３，…，４−ｎそれぞれに設けられた変換器１０（図２）及び移相器１２（図２）において、信号に乗算する各値ｚａ-1、ｚ0に含まれるパラメータＴ1を、１／Δｆとするとともに、Ａ／Ｄ変換器３におけるサンプリング周波数をΔｆに比例した値とすればよい。
【００５２】
このようにすることで、ＢＰＦ４−１，４−２，４−３，…，４−ｎそれぞれから、周波数ｆc，ｆc＋Δｆ，ｆc＋２×Δｆ，…，ｆc＋(ｎ−１)×Δｆとなるキャリアｃ１，ｃ２，ｃ３，…，ｃｎが得られる。このようにして獲得されたキャリアｃ１〜ｃｎが加算器９で全て加算されるとともに、復調器５に送出される。そして、復調器５で復調された後、音声や映像として再生される。
【００５３】
尚、第２の実施形態のように、隣接キャリア間の周波数間隔の異なる複数の国で使用可能とする場合は、Ａ／Ｄ変換器３におけるサンプリング周波数を、それぞれの国における隣接キャリア間の周波数間隔の公倍数となる周波数に設定するとともに、ＢＰＦ４−１〜４−ｎ内の乗算器１０（図２）及び移相器１２（図２）で乗算する値に含まれるパラメータＴ1を、それぞれの国で規定された隣接キャリア間の周波数間隔の逆数に切換可能とすることによって、実現することができる。
【００５４】
又、第３の実施形態のように、局部発振器から発振される発振信号をミキサで混合した放送信号をデジタル信号に変換した後、ＢＰＦ４−１〜４−ｎのそれぞれに与えることによって、複数のキャリアが選択されるような構成にしても構わない。このとき、ＢＰＦ４−１，４−２，４−３，…，４−ｎそれぞれに設けられた移相器１２，１３（図２）で与えられる値ｚ0、ｚ1のパラメータとなる周波数ｆc，ｆc＋Δｆ，ｆc＋２×Δｆ，…，ｆc＋(ｎ−１)×Δｆにおけるｆcの値を一定とすることができる。
【００５５】
尚、本実施形態において、ＢＰＦ４−１〜４−ｎが「特許請求の範囲」における「キャリア通過用フィルタ」に相当し、このＢＰＦ４−１〜４−ｎ及び加算器９によって「特許請求の範囲」における「バンドパスフィルタ」が構成される。
【００５６】
本発明のバンドパスフィルタによれば、隣接チャンネルによる影響のない放送信号を獲得することができる。このように、妨害波となる隣接チャンネルの影響が全くなくなるので、ノイズの少ない信号を獲得することができる。又、このバンドパスフィルタをデジタルフィルタの一種であるＳＩＮＣフィルタで構成するとともに、そのパラメータを各国のチャンネルプランに応じて変更可能とすることによって、チャンネルプランの異なる国で使用した場合も同様の効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の受信装置の内部構成の一例を示すブロック図。
【図２】本発明のバンドパスフィルタの内部構成を示すブロック図。
【図３】第１の実施形態における放送信号とフィルタ特性との関係を表した図。
【図４】本発明の受信装置の内部構成の一例を示すブロック図。
【図５】本発明の受信装置の内部構成の一例を示すブロック図。
【図６】第４の実施形態における放送信号とフィルタ特性との関係を表した図。
【図７】従来の受信装置の内部構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１    アンテナ
２    ＢＰＦ
３    Ａ／Ｄ変換器
４    ＢＰＦ
５    復調回路
６    ミキサ
７    局部発振回路
８    ＬＰＦ
９    加算器
【図１】
0004204168.tif 000005
【図３】
0004204168.tif 000006
【図４】
0004204168.tif 000007
【図５】
0004204168.tif 000008
【図６】
0004204168.tif 000009
【図７】
0004204168.tif 000010
【図２】
0004204168.tif 000011