(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導要素を有する電気機械を作動させる、並列接続された複数のブリッジアームを備えたブリッジインバータであって、
前記ブリッジアームの各々は供給電圧（ＵＢ）とアース（１０）の間にある直列回路を含み、当該直列回路は、前記電気機械をパルス状の制御信号（Ｓ１、Ｓ３；Ｓ２、Ｓ４）によってスイッチングし、ハイサイドスイッチ（ＴＲ１、ＴＲ３）とローサイドスイッチ（ＴＲ２、ＴＲ４）から成り、
前記複数のブリッジアームは、当該ハイサイドスイッチ（ＴＲ１、ＴＲ３）と当該ローサイドスイッチ（ＴＲ２、ＴＲ４）の間で対角分岐を介して接続されており、
当該対角分岐はそれぞれ、前記電気機械の少なくとも１つのストランド（Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３）を有しており、
前記スイッチ（ＴＲ１、ＴＲ３；ＴＲ２、ＴＲ４）にはそれぞれ手段が並列接続されており、当該手段は前記電気機械のフリーホイール期間中にフリーホイールを可能にする、形式のものにおいて、
コンパレータ（１５）が設けられており、当該コンパレータは、フリーホイール期間中に、相応する前記スイッチ（ＴＲ１、ＴＲ３；ＴＲ２、ＴＲ４）を通って流れるフリーホイール電流を所定の閾値と比較し、当該閾値を下回った場合に、当該相応するスイッチ（ＴＲ１、ＴＲ３、ＴＲ２、ＴＲ４）をスイッチオフに導くスイッチング信号（Ｓ３Ａ）を供給する、
ことを特徴とするブリッジインバータ。
【請求項２】
前記フリーホイール電流のゼロ通過を検出するために、前記所定の閾値は０に固定されている、請求項１記載のブリッジインバータ。
【請求項３】
前記フリーホイール電流は、相応するスイッチ（ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３、ＴＲ４）での電圧降下（ＵＤＳ）を介して間接的に検出され、
当該電圧降下（ＵＤＳ）が前記閾値を上回る場合には、相応するスイッチ（ＴＲ１、ＴＲ３、ＴＲ２、ＴＲ４）をスイッチオフに導く前記スイッチング信号（Ｓ３Ａ）は０レベルを有し、
前記電圧降下（ＵＤＳ）が前記閾値を下回る場合には、前記スイッチング信号（Ｓ３Ａ）はスイッチオンレベル１を有する、請求項１または２記載のブリッジインバータ。
【請求項４】
第１のブリッジアームの前記ハイサイドスイッチ（ＴＲ１、ＴＲ３）は常にスイッチオンされており、他のブリッジアームのローサイドスイッチ（ＴＲ４、ＴＲ２）にはパルス状の制御信号（Ｓ４、Ｓ２）が供給され、
他のブリッジアームのハイサイドスイッチ（ＴＲ３、ＴＲ１）がフリーホイール期間中であり、当該他のブリッジアームのローサイドスイッチ（ＴＲ４、ＴＲ２）がスイッチオフされている間、前記他のブリッジアームのハイサイドスイッチ（ＴＲ３、ＴＲ１）には制御信号（Ｓ３、Ｓ１）として、スイッチオンするためのスイッチング信号（Ｓ３Ｂ）が供給される、請求項１記載のブリッジインバータ。
【請求項５】
第１のブリッジアームの前記ローサイドスイッチ（ＴＲ２、ＴＲ４）は常にスイッチオンされており、他のブリッジアームのハイサイドスイッチ（ＴＲ３、ＴＲ１）にはパルス状の制御信号（Ｓ３、Ｓ１）が供給され、
他のブリッジのローサイドスイッチ（ＴＲ４、ＴＲ２）がフリーホイール期間中であり、当該他のブリッジアームのハイサイドスイッチ（ＴＲ３、ＴＲ１）がスイッチオフされている間、前記他のブリッジアームのローサイドスイッチ（ＴＲ４、ＴＲ２）には制御信号（Ｓ４、Ｓ２）として、スイッチオンするためのスイッチング信号が供給される、請求項１記載のブリッジインバータ。
【請求項６】
前記相応のスイッチ（ＴＲ１、ＴＲ３、ＴＲ２、ＴＲ４）をスイッチオフするためのスイッチング信号（Ｓ３Ａ）は、前記相応のスイッチ（ＴＲ１、ＴＲ３、ＴＲ２、ＴＲ４）をスイッチオンするためのスイッチング信号（Ｓ３Ｂ）を抑圧する、請求項４または５記載のブリッジインバータ。
【請求項７】
フリーホイールを可能にする前記手段は、ＭＯＳ電界効果トランジスタとして構成されたスイッチ（ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３、ＴＲ４）の、構造上必要なダイオード（Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４）として構成されており、当該ダイオードのカソード側の終端部はそれぞれ、前記供給電圧（ＵＢ）の方向を指している、請求項１記載のブリッジインバータ。
【請求項８】
前記電気機械は多相式機械として、または、電子的に整流される直流モータ（ＢＬＤＣ）として、または、非同期モータとして設けられている、請求項１から７までのいずれか１項記載のブリッジインバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
従来技術
本発明は電気機械を作動させる、並列接続された複数のブリッジアームを備えたブリッジインバータに関する。ＤＥ−Ａ４２２９４４０から、誘導要素を有する電気機械をスイッチオンおよびスイッチオフする回路装置が公知である。ここでは電気機械と並列に接続されたフリーホイール回路が、スイッチオフ後に誘導要素内に蓄積された磁気エネルギーを崩壊させる。フリーホイール回路は最終段のスイッチオフ後にすぐにスイッチオンされるスイッチ、例えばＭＯＳＦＥＴを有する。フリーホイールにおいてダイオードの代わりにスイッチを使用することの利点は、フリーホイール回路内を電流が流れる間に生じるパワー損失がより少ないことである。フリーホイール回路内に配置されたスイッチのスイッチオン状態は、電気機械に対するスイッチオン信号があらわれることによって終了する。
【０００２】
ＤＥ−Ａ１９８４１３４１から、パワー損失を低減させるためにスイッチが設けられている逓降変圧器が公知である。ここでこれらのスイッチは同期整流器として作動される。いわゆる不連続の作動では時々、出力側から入力側の方向へコイルを通って流れる逆流が生じる。同期整流器を通る逆流電流を回避するために、流れ方向を検出する装置が設けられる。この装置は同期整流器での電圧降下を評価する。
【０００３】
本発明の課題は、効率を最適化することができる、誘導要素を有する電気機械を作動させる、並列接続された複数のブリッジアームを備えたブリッジインバータを提供することである。
【０００４】
上述の課題は、独立請求項に記載された特徴部分の構成によって解決される。
【０００５】
発明の利点
本発明による、誘導要素を有する電気機械を作動させる、並列接続された複数のブリッジアームを備えたブリッジインバータにはまず、電気機械にパルス状の制御信号を加えるスイッチが設けられる。同じようにスイッチを有するフリーホイール回路が存在する。コンパレータはフリーホイール回路内を流れる電流を所定の閾値と比較し、この閾値を下回った場合にスイッチング信号を供給する。このスイッチング信号は、フリーホイール回路内のスイッチをスイッチオフに導く。
【０００６】
本発明のブリッジインバータは、アクティブにスイッチングされるフリーホイール作動を可能にする。
【０００７】
本発明によるブリッジインバータの本質的な利点はパワー損失の低減である。パワー損失の低減は一方ではフリーホイール回路内の、加熱に通じる電気的損失に関係し、他方では電気機械における機械的な損失に関係する。
【０００８】
フリーホイール回路内の電気的損失の低減は、既に従来技術においてＤＥ−Ａ４２２９４４０でダイオードの代わりに使用されるスイッチによって実現されている。電気機械における機械的損失の低減は、フリーホイール回路内を流れるフリーホイール電流の検出によって実現される。このフリーホイール電流は、コンパレータによって所定の閾値と比較される。コンパレータに生じたスイッチング信号は、閾値を下回った場合にフリーホイール回路内のスイッチをスイッチオフする。電気機械内に蓄積された機械的エネルギーは、パルス状制御信号のパルス休止中に電気機械をさらに回転させる。フリーホイール回路内のスイッチをスイッチオフしなければ、電気機械の誘導要素で生じた誘導電圧は、はじめはポジティブ方向に流れているフリーホイール電流の減衰後にネガティブ方向でのフリーホイール電流を迅速に上昇させる。これは電気機械の不所望な制動過程に結びつく。本発明の特徴はフリーホイール回路内の電気スイッチを効果的にスイッチオフすることによって、この制動過程を阻止することである。
【０００９】
本発明のブリッジインバータは、殊に電気機械をパルス幅変調された信号によって作動させるのに適している。このパルス幅変調された信号によって、電気機械の中間作動電圧（mittlere Betriebsspannung）が設定される。
【００１０】
本発明によるブリッジインバータの有利な発展形態および構成は、従属請求項に記載されている。
【００１１】
有利な構成では、コンパレータの閾値は少なくとも近似的に０の値に固定されている。このような措置によって、コンパレータでのスイッチング信号の供給につながる電流のゼロ通過が検出される。このスイッチング信号は、フリーホイール回路内のスイッチを最適な時点でスイッチオフする。
【００１２】
有利な構成では、フリーホイール回路内を流れる電流はフリーホイール回路内のスイッチでの電圧降下に依存して検出される。別個の電流センサは省略することができる。
【００１３】
本発明のブリッジインバータの有利な構成では、電気機械の１つまたは複数の巻き線がＨブリッジ回路内に配置される。このＨブリッジ回路は、２つのハイサイドスイッチおよび２つのローサイドスイッチを有する。このブリッジ回路によって電気機械の回転方向を逆にすることができる。
【００１４】
Ｈブリッジの有利な構成では、１つのハイサイドスイッチが常にスイッチオンされており、１つのローサイドスイッチにパルス幅変調された制御信号が供給され、他方のハイサイドスイッチにフリーホイール機能が割り当てられている。
【００１５】
Ｈブリッジ回路の有利な択一的な構成では、１つのローサイドスイッチが常にスイッチオンされ、１つのハイサイドスイッチにパルス幅変調信号が供給され、他のローサイドスイッチがフリーホイール機能を担う。
【００１６】
有利な構成では、スイッチとしてＭＯＳＦＥＴトランジスタが使用される。この種のトランジスタは、スイッチオンされた状態で順方向抵抗が低いので、殊に低い動作電圧と高い動作電流を伴う使用に適している。
【００１７】
例えばＢＬＤＣ（ブラシレス直流）モータのおよび複数のストランドを有する非同期モータのような回転磁界機械で本発明のブリッジインバータが使用されるのは有利である。
【００１８】
本発明によるブリッジインバータの有利な構成および発展形態は、さらなる従属請求項および以下の明細書に記載されている。
【００１９】
図面
図１には、３ストランド式のＢＬＤＣモータを有するブリッジインバータ回路のブロック回路図が示されている。
【００２０】
図２には、図１に記載されたブリッジインバータの詳細としてＨブリッジが示されており、
図３のＡ〜図３のＥには、図１のブリッジインバータおよび図２のＨブリッジで生じる、時間に依存した信号特性が示されている。
【００２１】
図１に示されたブリッジインバータは、供給電圧ＵＢとアース１０の間に位置する３つの直列回路を有する。これらの直列回路はそれぞれ２つのスイッチＴＲ１、ＴＲ２；ＴＲ３、ＴＲ４；ＴＲ５、ＴＲ６を有する。供給電圧ＵＢに接続されたスイッチＴＲ１、ＴＲ３、ＴＲ５はハイサイドスイッチと称され、アース１０に接続されたスイッチＴＲ２、ＴＲ４、ＴＲ６はローサイドスイッチと称される。スイッチＴＲ１、ＴＲ２；ＴＲ３、ＴＲ４；ＴＲ５、ＴＲ６は第１、第２、第３、第４、第５および第６の制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６によって駆動制御される。
【００２２】
詳細には示されていない電気機械は第１、第２および第３のストランドＷ１、Ｗ２、Ｗ３を有する。これらのストランドＷ１、Ｗ２、Ｗ３は放射状に接続されている。第１のストランドと第２のストランドＷ１、Ｗ２から成る直列回路はＨブリッジ１１の対角分岐（Diagonale）に位置する。このＨブリッジはスイッチＴＲ１およびＴＲ３をハイサイドスイッチとして有し、スイッチＴＲ２およびＴＲ４をローサイドスイッチとして有する。第２のストランドおよび第３のストランドＷ１、Ｗ３から成る直列回路は、スイッチＴＲ３およびＴＲ５をハイサイドスイッチとして有し、スイッチＴＲ４およびＴＲ６をローサイドスイッチとして有するＨブリッジの対角分岐に位置する。第１のストランドおよび第３のストランドＷ１、Ｗ３から成る直列回路は、スイッチＴＲ１およびＴＲ５をハイサイドスイッチとして有し、スイッチＴＲ２およびＴＲ６をローサイドスイッチとして有するＨブリッジの対角分岐に位置する。
【００２３】
スイッチＴＲ３内を流れる電流は第１の電流検出部１２によって検出され、スイッチＴＲ５内を流れる電流は第２の電流検出部１３によって検出される。電流検出部１２、１３は電流評価装置と接続されている。この電流評価装置はスイッチング信号Ｓを出力する。
【００２４】
図２には、図１内において破線で強調されたＨブリッジ１１が詳細に示されている。ここでスイッチＴＲ１〜ＴＲ４にはそれぞれ、構造上必要な（strukturbedingte）ダイオードＤ１〜Ｄ４が挿入されている。このダイオードのカソード側の終端部はそれぞれ供給電圧ＵＢの方向を指している。詳細には示されていない電気機械の第１および第２のストランドＷ１、Ｗ２の直列接続には、誘導電圧ＵＰが補足されている。この誘導電圧は同期機では同期内部電圧と称される。
【００２５】
スイッチＴＲ３での電圧降下ＵＤＳはコンパレータ１５に供給される。このコンパレータは、スイッチング信号Ｓ３Ａを論理回路１６に出力する。論理回路１６は、スイッチング信号Ｓ３Ａおよび別のスイッチング信号Ｓ３Ｂに依存して第３の制御信号Ｓ３を第３のスイッチＴＲ３に出力する。
【００２６】
図３のＡ〜図３のＥにはそれぞれ時間ｔに依存する、第１、第３および第４の制御信号Ｓ１、Ｓ３、Ｓ４並びにスイッチング信号Ｓ３ＡおよびＳ３Ｂが示されている。
【００２７】
第１の時点Ｔ１では第４の制御信号Ｓ４がスイッチオフレベルである０からスイッチオンレベルである１に変化し、第２の時点Ｔ２ではスイッチオンレベルである１からスイッチオフレベルである０に変化する。第２の時点と第１の時点Ｔ１、Ｔ２との差はスイッチオン持続時間ＰＤに相当する。第３の時点Ｔ３で第４の制御信号Ｓ４は再びスイッチオフレベル０からスイッチオンレベル１に変化する。第３の時点と第１の時点Ｔ３、Ｔ１との差は周期持続時間ＰＲＴに相当する。
【００２８】
第１の制御信号Ｓ１は図３のＢでは、示された時間区間中では常にスイッチオンレベル１を有している。
【００２９】
スイッチング信号Ｓ３Ｂは図３のＣでは第２の時点Ｔ２でスイッチオフレベル０からスイッチオンレベル１に変化し、第３の時点Ｔ３でスイッチオンレベル１からスイッチオフレベル０へ変化する。
【００３０】
スイッチング信号Ｓ３Ａは、第２の時点と第３の時点Ｔ２、Ｔ３の間にある第４の時点Ｔ４であらわれる。スイッチング信号Ｓ３Ａは、パルス状にスイッチオフレベル０からスイッチオンレベル１に変化し、スイッチオフレベル０に戻る。
【００３１】
図３のＥに示された第３の制御信号Ｓ３は第２の時点Ｔ２で、スイッチオフレベル０からスイッチオンレベル１へ変化し、第４の時点Ｔ４で再びスイッチオフレベル０に戻る。
【００３２】
ブリッジ短絡を回避するために、実際にはここでは詳細には考察されていない差時間が挿入される。
【００３３】
本発明によるブリッジインバータを図２に基づいてより詳細に説明する。
【００３４】
図１に示されたブリッジインバータから、図２には図１で強調されたＨブリッジ１１が詳細に示されている。詳細には示されていない電気機械のストランドＷ１、Ｗ２、Ｗ３の所定の通電パターン（Bestromungsschema）に依存して、相応のスイッチング機能が詳細には考察されていないさらなるＨブリッジ内で生じる。図１に示された電流検出部１２、１３、電流評価装置１４およびスイッチング信号Ｓは、図２では電圧降下ＵＤＳ、コンパレータ１５およびスイッチング信号Ｓ３Ａに相当する。従って電流検出は付加的なセンサなしに、コンパレータ１５に供給される第３のスイッチＴＲ３での電圧降下ＵＤＳを評価するだけで行われる。コンパレータ１５に必要な閾値は、図示の実施例では電圧降下ＵＤＳの参照値と同じである。これは第３のスイッチと第４のスイッチＴＲ３、ＴＲ４の接続部で生じる電位と同じべきである。電圧降下ＵＤＳがこの閾値を上回った場合、スイッチング信号Ｓ３Ａは０レベルを有し、電圧降下ＵＤＳがこの閾値を下回った場合、スイッチング信号Ｓ３Ａはスイッチオンレベル１を有する。
【００３５】
スイッチング信号Ｓ３Ａは論理回路１６に供給される。この論理回路は第３のスイッチＴＲ３用の第３の制御信号Ｓ３を供給する。この第３の制御信号は、スイッチング信号Ｓ３Ｂから得られる。このスイッチング信号Ｓ３Ｂ並びに別の制御信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３は詳細には示されていない制御回路から供給される。
【００３６】
図２に示されたＨブリッジ１１は例えば、放射接続で接続されたストランドＷ１、Ｗ２、Ｗ３の第１および第２のストランドＷ１、Ｗ２の通電に相当する。第４のスイッチＴＲ４のスイッチオン持続時間ＰＤは通電フェーズに相当し、第３の時点と第２の時点Ｔ３、Ｔ２とのあいだの時間差は第１および第２のストランドＷ１、Ｗ２のフリーホイールフェーズに相当する。この過程は周期的に、図３のＡに示された周期持続時間ＰＲＴで繰り返される。従ってパルス形状の作動が生じる。有利にはパルス幅変調が行われる。ここでこの変調は殊にスイッチオン持続時間ＴＤを変化させることによって行われる。必要な場合には周期持続時間ＰＲＴをそれだけで、または付加的に変化させることもできる。周期持続時間ＰＲＴは例えばマイクロ秒領域内にある。これはキロヘルツ領域のクロック周波数に相応する。
【００３７】
図２に従ってより詳細に説明された方法は、他の各ストランドの組合せＷ１、Ｗ３；Ｗ２、Ｗ３に相応に当てはまる。次の構成は同じように三角に接続されたストランドＷ１、Ｗ２、Ｗ３に当てはまる。それぞれ２つのストランドＷ１、Ｗ２；Ｗ１、Ｗ３；Ｗ２、Ｗ３の代わりに、このような構成ではストランドＷ１、Ｗ２、Ｗ３がそれぞれ個々にＨブリッジ回路の対角分岐に存在する。
【００３８】
図２に図示された実施例では、第３のスイッチＴＲ３においてのみ電圧降下ＵＤＳの検出部が示されている。一般的に電圧降下ＵＤＳは、全てのハイサイドスイッチＴＲ１、ＴＲ３、ＴＲ５またはむしろ、インバータの全スイッチＴＲ１〜ＴＲ６で生じる。
【００３９】
スイッチオン持続時間ＴＤ中にストランドＷ１、Ｗ２が通電すると、第１のスイッチＴＲ１、２つのストランドＷ１、Ｗ２および第４のスイッチＴＲ４を流れる電流が形成される。この電流の流れは結果として、第１のストランドおよび第２のストランドＷ１、Ｗ２においてポジティブな電力高（Leistungsumsatz）をする。これは積（Produkt)ＵＰ＊１によってあらわされ、詳細には示されていない電気的な機械を駆動させる。
【００４０】
スイッチオン持続時間ＴＤが経過した後、第２の時点Ｔ２と第３の時点Ｔ３とのあいだに存在する電流のフリーホイールフェーズが第１および第２のストランドＷ１、Ｗ２によって始まる。フリーホイールフェーズは、第４のスイッチＴＲ４が第２の時点Ｔ２でスイッチオフされることによって開始する。
【００４１】
図示されていない択一的な構成では第１のスイッチＴＲ１を閉じることもできる。図示の実施例では第２の時点Ｔ２で第４のスイッチＴＲ４が遮断されると、フリーホイール電流が生じる。このフリーホイール電流は、第１のスイッチＴＲ１、第１および第２のストランドＷ１、Ｗ２および第３のスイッチＴＲ３を流れる。
【００４２】
フリーホイール電流を導くスイッチＴＲ１〜ＴＲ６は、フリーホイール電流を導くのに適するように構成されなければならない。図示の実施例では有利には電界効果トランジスタ、殊にＭＯＳ電界効果トランジスタが使用される。このＭＯＳ電界効果トランジスタは、構造上必要なダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。スイッチＴＲ１〜ＴＲ６内に適切なフリーホイール電流路が準備されていない限り、フリーホイール電流を導くことができる別個の構成要素が必要である。第３のスイッチＴＲ３内でのフリーホイール電流は、第３のダイオードＤ３でダイオード順方向電圧に相当する電圧降下を生じさせる。
【００４３】
スイッチＴＲ１〜ＴＲ６（実施例ではまず第３のスイッチＴＲ３）がフリーホイールのあいだスイッチオンされると、本発明によってパワー損失を格段に低減させることができる。フリーホイール作動中は、第３のスイッチＴＲ３は逆に作動される。詳細には示されていない制御回路から供給された、第３のスイッチＴＲ３に対するスイッチング信号Ｓ３Ｂは、図３のＣでは第２の時点と第３の時点Ｔ２、Ｔ３とのあいだのフリーホイール中、スイッチオンレベルに維持される。第３のダイオードＤ３のダイオード順方向電圧がなくなることが原因で、僅かな電圧降下ＵＤＳしか生じない。この電圧降下は導通状態での第３のスイッチＴＲ３の順方向電圧に相当する。
【００４４】
さらにフリーホイール電流はポジティブな積ＵＰ＊Ｉに相応して、第１および第２のストランドにおけるポジティブな電力を実現する。２つのストランド内の誘導要素内で蓄積された誘導エネルギーが使い果たされる。
【００４５】
さらに回転する電気機械によって、蓄積された誘導エネルギーの崩壊後にさらにフリーホイール電流が流れる。なぜならフリーホイール電流は電気機械の誘導電圧ＵＰによって維持されるからである。しかしここで誘導電圧ＵＰによってさらに維持されたフリーホイール電流は今度は反対の符号を有する。このような作動状態では、不所望のネガティブなパワーが第１および第２のストランドＷ１、Ｗ２に生じる。このパワーは電気機械の制動に相当する。
【００４６】
フリーホイール電流の検出部が設けられている。図示の実施例ではこのフリーホイール電流は間接的に電圧降下ＵＤＳを介して検出される。このフリーホイール電流はコンパレータ１５の所定の閾値と比較される。図示の実施例ではこの閾値は、電圧降下ＵＤＳの基準電位によって形成される。この電圧降下ＵＤＳが少なくとも近似的に符号を変化させる場合、コンパレータ１５はスイッチング信号Ｓ３Ａを第４の時点Ｔ４で出力する。電圧降下ＵＤＳの符号変化に相応してこの時点で、時点Ｔ４でポジティブな値からネガティブな値に変化するフリーホイール電流のゼロ通過が生じる。
【００４７】
コンパレータ１５から出力されたスイッチング信号Ｓ３Ａは、倫理回路１６に供給される。この論理回路はスイッチング信号Ｓ３Ｂを第４の時点Ｔ４から抑圧する。従って第３のスイッチには第３の制御信号Ｓ３が、図３のＥで第４の時点と第２の時点Ｔ４、Ｔ２の差に相当する持続時間のあいだだけ導かれる。これによって第４の時点Ｔ４で第３のスイッチＴＲ３がスイッチオフされる。第３のダイオードＤ３はフリーホイール電流のゼロ通過後に自発的に遮断する。従って第３のスイッチＴＲ３を通ってフリーホイール電流がさらに流れることは第４の時点Ｔ４からもはや不可能である。
【００４８】
第３のスイッチＴＲ３の代わりに、第２のスイッチＴＲ２にフリーホイール電流を同じように導くようにすることができる。このような構成では第１のスイッチＴＲ１に第１の制御信号Ｓ１が印加される。この制御信号は図３のＡに示された第４の制御信号Ｓ４に相応し、第４のスイッチＴＲ４には、第１のスイッチＴＲ１の図３のＢに示された第１の制御信号Ｓ１に相当する制御信号Ｓ４が供給される。
【００４９】
このような構成では第２のスイッチＴＲ２での電圧降下ＵＤＳが評価される。
【００５０】
本発明のブリッジインバータは、アクティブにスイッチングされるフリーホイールによって、損失の少ない作動を可能にする。これはインバータの冷却コストがより少なくなることにつながる。それ故に本発明のブリッジインバータは殊に、比較的高い電流需要を有する電気機械の作動に適する。電気機械としては有利にはＢＬＤＣモータまたは非同期モータが使用される。例えば自動車内で使用されるような１００Ｖより低い範囲の比較的低い作動電圧の場合、スイッチＴＲ１〜ＴＲ６を電界効果トランジスタ、殊にＭＯＳ電界効果トランジスタとして実現することができる。これは構造上必要なダイオードＤ１〜Ｄ４を有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ３ストランド式のＢＬＤＣモータを有するブリッジインバータのブロック回路図である。
【図２】  図１に記載されたブリッジインバータの詳細であるＨブリッジをあらあわす概略図である。
【図３】  図３のＡ〜図３のＥは、図１のブリッジインバータおよび図２のＨブリッジで生じる、時間に依存した信号特性である。
【図１】
0004243194.tif 000002
【図２】
0004243194.tif 000003
【図３】
0004243194.tif 000004