(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波パワー増幅器の入力信号と出力信号とを測定するステップと、
前記測定された高周波パワー増幅器の入力信号を同期復調することによって、入力包絡曲線と基準搬送波に分離するステップと、
前記基準搬送波の位相を、所定の位相角だけ位相シフトさせるステップと、
前記測定された高周波パワー増幅器の出力信号および前記位相シフトされた基準搬送波に基づいて、出力包絡曲線を発生するステップと、
前記高周波パワー増幅器の振幅特性を、前記入力包絡曲線の振幅またはパワーの関数として、前記出力包絡曲線の振幅またはパワーの形式で表示するステップとを含む、高周波パワー増幅器の歪みを測定する測定法。
【請求項２】
前記出力包絡曲線を発生するステップは、前記測定された高周波パワー増幅器の出力信号を前記出力包絡曲線に同期復調するステップを含むことを特徴とする請求項１による測定法。
【請求項３】
前記出力包絡曲線を発生するステップは、
前記出力包絡曲線の同相成分および直交成分を発生するステップと、
前記直交成分の発生のために、前記位相シフトされた基準搬送波の位相を９０゜だけさらに位相シフトさせるステップとを含み、
前記測定法は、
前記同相成分および直交成分に基づいて前記出力包絡曲線の位相角を算出するステップと、
前記算出された位相角を表示するステップとをさらに含む請求項１または２による測定法。
【請求項４】
前記算出された位相角を表示するステップは、前記高周波パワー増幅器の位相特性を、前記入力包絡曲線の振幅またはパワーの関数として、もしくは前記出力包絡曲線の振幅またはパワーの関数として、前記出力包絡曲線の位相角の形式で表示するステップを含むことを特徴とする請求項３による測定法。
【請求項５】
前記出力包絡曲線の同相成分および直交成分を発生するステップは、
前記位相シフトされた基準搬送波に従って、前記測定された高周波パワー増幅器の出力信号を前記出力包絡曲線の同相成分に同期復調するステップと、
前記さらに位相シフトされた基準搬送波に従って、前記測定された前記高周波パワー増幅器の出力信号を前記出力包絡曲線の直交成分に同期復調するステップとを含むことを特徴とする請求項３または４による測定法。
【請求項６】
前記所定の位相角は、前記高周波パワー増幅器における前記入力信号の通過時間に対応する位相角であることを特徴とする請求項１から５のうちのいずれか１つの請求項による測定法。
【請求項７】
所定のバランシング信号を発生するステップと、
前記バランシング信号の振幅を所定の振幅補正係数を用いて補正するステップと、
前記補正後のバランシング信号をバランシング入力信号として高周波パワー増幅器に入力するステップと、
前記バランシング入力信号と、前記高周波パワー増幅器からの出力信号であるバランシング出力信号とを測定するステップと、
前記測定されたバランシング入力信号を同期復調することによって、入力包絡曲線と基準搬送波に分離するステップと、
前記基準搬送波の位相を、所定の位相角だけ位相シフトさせるステップと、
前記測定されたバランシング出力信号および前記位相シフトされた基準搬送波に基づいて、出力包絡曲線を発生するステップと、
前記入力包絡曲線の振幅に対する前記出力包絡曲線の振幅の比に基づいて、前記バランシング信号の振幅と前記バランシング出力信号の振幅との間の関係を線形化するように、前記振幅補正係数を発生するステップとを含む、高周波パワー増幅器の自動等化のための等化方法。
【請求項８】
前記補正するステップは、前記バランシング信号の位相を所定の位相補正係数を用いて補正するステップをさらに含み、
前記出力包絡曲線を発生するステップは、
前記出力包絡曲線の同相成分および直交成分を発生するステップと、
前記直交成分の発生のために、前記位相シフトされた基準搬送波の位相を９０゜だけさらに位相シフトさせるステップとを含み、
前記等価方法は、
前記同相成分および直交成分に基づいて前記出力包絡曲線の位相角を算出するステップと、
前記出力包絡曲線の位相角に基づいて、前記バランシング信号と前記バランシング出力信号との位相差をゼロに設定するように、前記位相補正係数を発生するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項７による等化方法。
【請求項９】
前記出力包絡曲線の同相成分および直交成分を発生するステップは、
前記位相シフトされた基準搬送波に従って、前記測定されたバランシング出力信号を前記出力包絡曲線の同相成分に同期復調するステップと、
前記さらに位相シフトされた基準搬送波に従って、前記測定されたバランシング出力信号を前記出力包絡曲線の直交成分に同期復調するステップとを含むことを特徴とする請求項８による等化方法。
【請求項１０】
前記振幅補正係数および前記位相補正係数を、前記補正するステップを実行する事前歪み付与手段に入力するステップと、
前記事前歪み付与手段の振幅特性を、前記入力される振幅補正係数に基づいて、前記高周波パワー増幅器の振幅特性の逆数関数に設定するステップと、
前記事前歪み付与手段の位相特性を、前記入力される位相補正係数に基づいて、前記高周波パワー増幅器の位相特性の逆数関数に設定するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項８または９による等化方法。
【請求項１１】
前記入力包絡曲線ならびに前記出力包絡曲線の同相成分及び直交成分をそれぞれディジタル化するステップをさらに含み、
前記振幅補正係数を発生するステップは、制御コンピューターを用いて、前記ディジタル化された入力包絡曲線ならびに出力包絡曲線の同相成分及び直交成分に基づいて前記振幅補正係数を発生するステップを含み、
前記位相補正係数を発生するステップは、前記制御コンピューターを用いて、前記ディジタル化された前記出力包絡曲線の同相成分及び直交成分に基づいて前記位相補正係数を発生するステップを含むことを特徴とする請求項８から１０のうちのいずれか１つの請求項による等化方法。
【請求項１２】
前記バランシング信号は、単一の搬送波を所定の入力信号に従って振幅変調してなる信号であることを特徴とする請求項７から１１のうちのいずれか１つの請求項による等化方法。
【請求項１３】
前記バランシング信号は多搬送波信号であって、当該多搬送波信号のすべての搬送波は同じ位相状態にあることを特徴とする請求項７から１１のうちのいずれか１つの請求項による等化方法。
【請求項１４】
前記高周波パワー増幅器は、並列的に機能する複数のサブ増幅器を備え、
前記測定するステップは、前記サブ増幅器のうちの１つのサブ増幅器だけについて実行され、
当該１つのサブ増幅器について発生された振幅補正係数と位相補正係数を他のサブ増幅器に対する振幅補正係数及び位相補正係数に設定するステップをさらに含むことを特徴とする請求項８から１１のいずれか１つの請求項による等化方法。
【請求項１５】
測定された高周波パワー増幅器の入力信号を同期復調することにより、入力包絡曲線および基準搬送波を発生する第１の同期復調器と、
前記測定された高周波パワー増幅器の出力信号と前記基準搬送波とに基づいて、出力包絡曲線の同相成分を発生する第２の同期復調器と、
前記基準搬送波の位相を９０゜だけ位相シフトさせる位相シフターと、
前記測定された高周波パワー増幅器の出力信号と前記位相シフトされた基準搬送波とに基づいて、前記出力包絡曲線の直交成分を発生する第３の同期復調器とを備えた測定手段であって、
前記高周波パワー増幅器の振幅特性を、前記入力包絡曲線の振幅またはパワーの関数として、前記出力包絡曲線の振幅またはパワーの形式で表示する第１の表示手段と、
前記高周波パワー増幅器の位相特性を、前記入力包絡曲線の振幅またはパワーの関数として、もしくは前記出力包絡曲線の振幅またはパワーの関数として、前記同相成分に対する前記直交成分の比によって定義される前記出力包絡曲線の位相角の形式で表示する第２の表示手段とのうちの少なくとも一方を備を備えた、高周波パワー増幅器の歪みを測定する測定手段。
【請求項１６】
入力される所定のバランシング信号の振幅および位相をそれぞれ、所定の振幅補正係数および所定の位相補正係数を用いて補正することによりバランシング入力信号を発生して、高周波パワー増幅器に出力する事前歪み付与手段と、
測定された前記高周波パワー増幅器のバランシング入力信号を同期復調することにより、入力包絡曲線および基準搬送波を発生する第１の同期復調器と、
測定された高周波パワー増幅器のバランシング出力信号と前記基準搬送波とに基づいて、出力包絡曲線の同相成分を発生する第２の同期復調器と、
前記基準搬送波の位相を９０゜だけ位相シフトさせる位相シフターと、
前記測定された高周波パワー増幅器のバランシング出力信号と前記位相シフトされた基準搬送波とに基づいて、前記出力包絡曲線の直交成分を発生する第３の同期復調器と、
前記入力包絡曲線、前記出力包絡曲線の同相成分及び前記出力包絡曲線の直交成分に基づいて、前記振幅補正係数を含む振幅補正制御信号及び前記位相補正係数を含む位相補正制御信号を発生して前記事前歪み付与手段に出力する制御手段とを備え、
前記制御手段は、前記事前歪み付与手段の振幅特性を前記高周波パワー増幅器の振幅特性の逆数関数に設定するように前記振幅補正係数を発生し、かつ前記事前歪み付与手段の位相特性を前記高周波パワー増幅器の位相特性の逆数関数に設定するように前記位相補正係数を発生し、
前記高周波パワー増幅器の振幅特性は、前記入力包絡曲線の振幅またはパワーの関数として前記出力包絡曲線の振幅またはパワーによって定義され、
前記高周波パワー増幅器の位相特性は、前記入力包絡曲線の振幅またはパワーの関数としてもしくは前記出力包絡曲線の振幅またはパワーの関数として前記バランシング出力信号の位相角によって定義される、高周波パワー増幅器を自動的に等化する等化手段。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は高周波パワー増幅器の歪み測定方法およびそれに対応する測定装置に関する。本発明はまた高周波パワー増幅器の自動等化の方法とそれに対応する手段に関する。
【０００２】
【従来の技術】
高周波パワー増幅器は通常、まったく線形な特性を持っているわけではない。このことが高周波パワー増幅器によって増幅される高周波信号の歪みを引き起こす。高周波パワー増幅器の非線形性のために、望ましくないノイズスペクトルが発生する。オーディオならびにビデオのディジタル伝送において用いられるような多搬送波信号(Multitraegersignalen)が与えられるとき、ノイズスペクトルは伝送帯域外に生じる帯域外妨害ならびに伝送帯域内に生じる帯域内妨害で表される。多搬送波信号の完全な伝送を保証するためには、ノイズスペクトルは有用信号から所定のレベルのへだたりを含んでいなければならない。したがって、ＤＡＢ（Digital  Audio Broadcasting、ディジタルオーディオ放送) 信号やＤＶＢ（Digital Video Broadcasting、ディジタルビデオオ) 信号のための増幅器の出力段における高周波パワー増幅器の直線性については、比較的高度な要求が課せられている。
【０００３】
従来は、この種のパワー増幅器のバランスをとる場合に、入力に多搬送波バランシング信号を供給し、高周波パワー増幅器の出力をスペクトルアナライザーで観測するのが普通であった。高周波パワー増幅器に至るまでの信号経路においては、増幅すべき高周波信号に対して事前に歪みを与えることのできる事前歪み付与手段が設けられていた。可変抵抗を持つダイオード抵抗回路網によって決めることのできる事前歪み付与特性は、複数のパラメーターによって種々に調整可能である。事前歪み付与の調整パラメーターを変えることにより、高周波パワー増幅器の出力スペクトル中の有用信号(Nutzsignal)とノイズ信号(Stoersignal)との間に最大のショルダー余裕を得ようとする試みが繰り返し行われている。事前歪み付与回路網の個々のパラメーターを調整するためのよい戦略はなく、個々のパラメーターの調整は相互に影響し合うので、その手続きを実行するには非常に時間がかかり、したがって、高く付く。その上、このようにして見出された調整も、温度、高周波パワー増幅器の構成要素の経過年数、その他諸々の影響によって変わってしまう。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
高周波パワー増幅器の歪みを測定するのに適した測定法、高周波パワー増幅器を自動的に等化するのに適した方法、ならびに、それらに対応する測定手段および対応する等化手段を提案することが本発明の目的である。
【０００５】
【課題を解決するための手段、発明の効果】
この目的は、請求項１の特徴によって測定方法に関して、請求項７の特徴によって等化方法に関して、請求項１５の特徴によって測定手段に関して、また、請求項１６の特徴によって等化手段に関して、それぞれ達成される。
請求項１による本発明の測定方法は、高周波パワー増幅器の制御特性が直接に表示されるという利点を持っている。オペレーターは、これによって高周波パワー増幅器の、あるいは、高周波パワー増幅器の直前に置かれた事前歪み付与手段の、バランシングにおける、すなわち、制御特性の最適に伸張された直線性を達成するための効果的なバランシングの、判断基準を持つことが可能となる。
請求項２から６は、本発明の測定法の有利な展開を含んでいる。
【０００６】
請求項１と２による出力包絡曲線と入力包絡曲線の発生が、同期復調によって都合よく起こる。請求項３と４に対応する位相角を表示するために、同相成分と直交位相成分が出力包絡曲線によって発生される。出力信号の位相角は、これら２成分の比から決定することができる。請求項５によれば、同相成分と直交位相成分の同期復調が、分離された同期復調でも都合よく起こる。それに加えて、請求項６によれば、基準搬送波は高周波パワー増幅器によって引き起こされた信号の通過時間遅延に対応する位相シフトを有効に受ける。
請求項７による本発明の等化方法の利点は、適したバランシング信号によって、バランシングモードにある高周波パワー増幅器の入力信号に対する振幅補正係数を得ること、また、振幅補正係数を考慮に入れて入力信号に自動的に振幅事前歪みを付与することにある。事前歪み付与手段のバランシングは自動的に起こり、スタートアップに要する時間消費をかなり減少する。
請求項８から１４は発明の等化方法の有利な展開を含んでいる。
これに加えて、請求項８によれば、好ましくは位相補正係数が得られ、入力信号には、位相補正係数の助けによって自動的に位相に事前歪みが与えられる。
【０００７】
請求項１０によれば、振幅補正係数と位相補正係数が、制御特性と位相特性が高周波パワー増幅器の制御特性と位相特性に対して自動的に逆数（invers zu)にセットされる事前歪み付与手段に供給される。この目的のために、請求項１１によれば、入力包絡曲線と出力包絡曲線は好都合にディジタル化され、振幅補正係数と位相補正係数を計算するために制御コンピューターに供給される。
請求項１２によれば、振幅変調単一搬送波信号をバランシング信号として、特に容易に役立てることができる。いま一つの好適なバランシング信号は、請求項１３による、すべての搬送波が同じ位相状態にある多搬送波信号である。バランシング信号は比較的有用信号に近いが、位相変化を一切含まず、したがって、バランシング信号に特に適している。しかし、原理的には、有用信号もバランシング信号と考えることができる。
もし高周波パワー増幅器が、並列に接続された構造的に同一の複数のサブ増幅器モジュールからなるのであれば、請求項１４により、発明の等化方法を持つサブ増幅器を１個だけバランスさせ、他のサブ増幅器の入力信号に対しても同様に事前歪み係数を与えるだけで十分である。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の１実施例が図を参照して詳しく述べられる。
図１は 高周波パワー増幅器の歪みを測定するための本発明手段のブロック結線図を示している。高周波パワー増幅器の自動等化のための本発明の等化手段に対する付加的構成要素も同じブロック結線図中に図示されている。
信号源１によって発生されるバランシング信号は、事前歪み付与手段２を経て 高周波パワー増幅器３の入力へ供給される。高周波パワー増幅器３の出力には、負荷抵抗４、たとえば、送信アンテナの供給抵抗などが存在する。図１に模式的に示したように、その構成によって、高周波パワー増幅器３は、不完全に線形化された制御特性と位相特性を持っている。制御特性は、以後、高周波パワー増幅器３の入力パワーの関数としての出力パワーとして理解すべきものである。しかし、制御特性は入力振幅の関数としての出力振幅としても定義される。位相特性は、以後、位相特性、すなわち、出力パワーの関数としての高周波パワー増幅器３の出力位相として理解されるべきものである。しかし、位相特性はまた、入力パワーまたは入力振幅の関数の出力信号の関数としての出力位相として定義することもできる。
高周波パワー増幅器３の入力信号７と高周波パワー増幅器３の出力信号６の両方が測定され、本発明の測定手段５に供給される。入力信号７は先ず、入力包絡曲線と基準搬送波に分離される。入力信号ＵＥ(t)は入力包絡曲線ＵＨＥ(t)と角度変調部分の積として
【０００９】
ＵＥ(t)  =  ＵＨＥ(t)sin(ωt +φ(t))
【００１０】
と表すことができるものとする。
入力包絡曲線ＵＨＥ(t)は、入力信号から分離された基準搬送波と入力信号ＵＥ(t)が供給されている第１の同期復調器８から発生することができる。
これに対応して、出力信号は第２の同期復調器９ならびに第３の同期復調器１０に供給される。基準搬送波は、好ましくは、 高周波パワー増幅器３中での信号通過時間に対応する分だけ、位相シフター１１によって位相シフトされる。第２の同期復調器９では、測定された出力信号６と信号通過時間だけ位相シフトを受けた基準搬送波によって同期復調が起こる。同期復調器９の出力信号は、出力信号の包絡曲線の同相成分である。第１の位相シフターの出力信号は第２の位相シフター１２供給され、そこで、さらに９０゜の位相シフトを追加する。測定された出力信号６と９０゜の追加位相シフトを受けた基準搬送波は第３の同期復調器１０に供給され、この第３の同期復調器１０は出力信号の包絡曲線の直交成分を発生する。
同期復調器８と９は、簡略化、したがって、コスト削減のために、包絡曲線整流器で置き換えることができる。
【００１１】
高周波パワー増幅器３の振幅特性は第１のディスプレー手段１３、たとえば、オシログラフ、ストレージオシログラフ、あるいは、コンピューター・モニターなどにディスプレーされる。第１の同期復調器８から得られる入力包絡曲線はディスプレー手段１３のｘ入力に供給され、第２の同期復調器９から得られる入力包絡曲線はディスプレー手段１３のｙ入力に供給される。したがって、高周波パワー増幅器３の出力振幅は高周波パワー増幅器３の入力振幅の関数としてディスプレーされる。もし、振幅特性のかわりに、高周波パワー増幅器３の制御特性が表示したければ、高周波パワー増幅器３の出力パワーが入力パワーの関数としてディスプレーされるような形になるよう、入力１３および１５での入力信号が、対応する２乗要素（図示せず）によって振幅で２乗されておればよい。
出力包絡曲線の第２の同期復調器９によって発生される 同相成分とともに第３の同期復調器１０によって発生される直交成分は、位相特性を発生するのに使われる。この目的のために、位相角βが、ディジタルかまたはアナログいずれかのやりかたで、次式によって表される手段１６で決められる。
【００１２】
β(t) = arctan( ＵＱｕａｄｒａｎｔ／ＵＩｎｐｈａｓｅ )
【００１３】
ここに直交成分ＵＱｕａｄｒａｎｔは出力包絡曲線の虚数分を表しており、同相成分ＵＩｎｐｈａｓｅは出力包絡曲線の実数分を表していて、したがって、出力位相角βはこの式で計算できる。このようにして計算された出力位相角が第２のディスプレー装置１８に供給される。第１同期復調器８によって発生された入力包絡曲線はディスプレー手段１８のｘ入力１９に供給される。図３，７，および１２で示した図で、出力位相βは出力パワーの関数として表されている。このために、２乗要素（図示せず）で２乗された出力包絡曲線の同相成分が第２のディスプレー装置１８の入力に供給される。
【００１４】
本発明の方法あるいは本発明の測定手段５によって、制御特性あるいは振幅特性が最適に線形化され、また、高周波パワー増幅器３によってもたらされる位相シフトが、入力信号の振幅に関わらず、また、出力パワーに関わらず、最適に一定値（望ましくは、ゼロに）に保たれるように、オペレーターが事前歪み付与手段２の調整の実行を行うことを可能としている。歪み付与手段２と高周波パワー増幅器３による振幅事前歪みの和、ならびに、歪み付与手段２と高周波パワー増幅器３によるによる位相歪みの和は、最適に調整され、低くなる。このことは、オペレーターが前述のバランシングの判断基準を考慮しつつ事前歪み付与手段２を素速く調整することを可能とするものである。事前歪み付与手段２のバランシングは、高周波パワー増幅器３の出力スペクトルにおける有用信号とノイズ信号の間のショルダー余裕をただ単に監視して行うよりは、かなり、より迅速に、より目的的に行うことができる。高周波パワー増幅器３の出力スペクトルは、もちろん、これを本発明の手続きにおける付加的な判断基準として参照することも可能である。
【００１５】
事前歪み付与手段２の調整は、必ずしも、上述のバランシグの判断基準にしたがって手動で行う必要はなく、上述の測定手段５ならびに事前歪み付与手段２０を含む本発明の等化方法ならびに本発明の等化手段５、２０によって自動的に行なうことも可能である。
図１に示した実施例においては、入力包絡曲線は、第１のＡ/Ｄ（アナログ/ディジタル）変換器２１でディジタル化され、出力包絡曲線の同相成分は第２のＡ/Ｄ変換器２２でディジタル化され、出力包絡曲線の直交成分は第３のＡ/Ｄ変換器２３でディジタル化される。ディジタル化された包絡曲線信号は、ディジタル信号処理を行うために制御コンピューター２４に供給される。制御コンピューター２４は事前に歪ませる振幅補正係数および/または位相補正係数を計算し、それによって有用入力信号は事前歪み付与手段２で係数倍され、それを事前に歪ませることができる。
【００１６】
入力信号の振幅に依存する振幅補正係数は、測定手段５によって得られる振幅特性の逆数関数が発生できるので、容易に得られる。事前歪み付与手段２の振幅特性は、したがって、高周波パワー増幅器３の振幅特性の逆数であり、そのことは図１中に模式的に示されている。逆数関数は、メモリー中で入力値と出力値を交換することによって容易に発生できる。出力値に対する入力値のはっきりとした割り当てを達成するために、先ず振幅特性がサンプルされ、予め決めておいた補間点で平均が取られ、その後に補間が行われる。
位相補正係数はｅ−ｉβで、βは高周波パワー増幅器３の出力位相であり、それは入力信号の振幅の関数として測定手段５によって得られる。事前歪み付与手段２のディジタルな制御のかわりに、この制御は、もちろん、アナログ回路網によっても行うことができる。
事前歪み付与手段２の事前歪み付与特性の自動発生の利点は、たとえば、もし高周波パワー増幅器３の動作温度が変化するとか、あるいは、もし高周波パワー増幅器３の特にアクティブな増幅素子の特性が経過年数のために変化するような場合に必要となるように、自動バランシングを実行する能力、高周波パワー増幅器３のスタートアップにおいて比較的敏速に、時々刻々事前歪み付与特性を自動的に再調整する能力にある。
【００１７】
原理的には、有用信号は、これをバランシングモードにおけるバランシング信号として使うことができる。しかし、振幅変調単一搬送波あるいは狭帯域多搬送波のような特定のバランシング信号がより好都合に使われており、その場合には、上記信号のすべての搬送波が決められた位相状態、好ましくは同じ状態に保たれている。もし高周波パワー増幅器が、並列に接続された構造的に同一の複数のサブ増幅器モジュールからなるものであれば、サブ増幅器を１個だけバランスさせ、他のサブ増幅器２に対しては、事前歪み付与ユニットに事前歪み付与特性を与えるだけで十分である。
【００１８】
本発明をよりよく理解するために、また、本発明の機能を説明するために、図２から図１２がいくつかのシミュレーションの結果を示しており、それらは実際の高周波パワー増幅器３で測定した結果によって証明されている。高周波パワー増幅器３のシミュレーションは図１３に示されている等価回路にもとづいてなされた。入力信号源３０の信号Ａ(t)は抵抗回路網ＲｉとＲ１を経て増幅素子３１の入力へ供給される。キャパシターＣｉを通して、出力から増幅要素３１の入力へのバックフィーディングが起こる。高周波パワー増幅器３の出力回路網はπ形フィルターとして相互に接続されている３つの共振回路３２，３３および３４からなっており、共振回路３２と３４は並列共振回路として構成されており、共振回路３３は直列共振回路として構成されている。共振回路３２から３３はそれぞれそれらの中心周波数f01p,f0k,f02pおよび、それらのＱ値、Ｑ1p,Ｑk,Ｑ2pなどによって特性付けられている。
【００１９】
図２は等化なしの高周波パワー増幅器３、すなわち事前歪み付与手段を持たない高周波パワー増幅器３の制御特性を示している。入力パワーと出力パワーはそれぞれにスケールされている。図３は高周波パワー増幅器３の正規化された（normierte)出力パワーの関数としての出力端における位相を示している。図２および図３に示したシミュレーション例の入力信号は振幅変調単一搬送波信号である。
制御特性がS字形の曲線で、線形でないことが図２ではっきりと見てとれる。したがってかなりの歪みが生ずる。図３に示した位相特性は、出力位相が高周波パワー増幅器３の出力パワーにかなりの程度依存していることを示している。したがってかなりの位相歪みが発生する。
図４は全部で８つの有用搬送波を持つ多搬送波信号を示している。個々の搬送波は４ＰＳＫ変調されており、したがって、それぞれ４つの異なる位相状態を持つものと仮定している。図４に示す代表的な信号では、個々の搬送波には、以下のランダムな位相の分布が仮定されている。
【００２０】
【表１】
0004287587.tif 000002
【００２１】
図５は等化なしの、すなわち入力信号に事前歪み付与を行っていない高周波パワー増幅器３の出力スペクトルを示している。
ＤＡＢやＤＶＢシステムに用いられている多搬送波信号は実際には８０００本にものぼる搬送波からなっているが、ここに行われたシミュレーションでは、ただの８本だけの搬送波を用いて本発明の基本的な機能を示している。図５に示した出力スペクトルにおいては、８本の搬送周波数以外に、予想されるようにノイズスペクトルが発生しており、そのノイズスペクトルは有用信号に比して約１８ｄＢのショルダー余裕を持っているに過ぎないことが示されている。このような小さいショルダー余裕は実用的には全く不十分である。
図６は付随する制御特性を示しており、また、図７は付随する位相特性を示している。制御特性が大きな非線形性を含んでいることや出力位相がかなりの程度出力パワーに依存していることもここに示されている。
図８は図４に示された多搬送波信号の入力包絡曲線を示しており、この曲線は等化されておらず、参照番号４０で示されている。番号４１は本発明によって振幅に事前に歪みを付与された入力信号の入力包絡曲線に付けられている。図９に示された高周波パワー増幅器３の出力スペクトルでは、有用信号とノイズスペクトルの間の３６ｄＢものかなり拡大されたショルダー余裕が現れている。図１０に見られるように、事前歪み付与によって、制御特性は図６に比べてかなりよく線形化されている。
【００２２】
図１１は、振幅事前歪み付与に付け加えて、位相事前歪み付与が行われたときの高周波パワー増幅器３の出力スペクトルを示している。有用信号とノイズスペクトルの間のショルダー余裕はほぼ４０ｄＢにも拡大されている。図１２に示した位相特性は付随する出力位相を描いており、それは平均でほぼゼロで、等化なしの高周波パワー増幅器３に対する図７の位相特性よりもかなり少ないパワー依存変化を示している。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の測定手段と本発明の等化手段のブロック結線図、
【図２】  等化なし 高周波パワー増幅器の制御特性、
【図３】  等化なし 高周波パワー増幅器の位相特性、
【図４】  等化なし 高周波パワー増幅器の多搬送波入力信号、
【図５】  図４に示された多搬送波入力信号を与えられた、等化なし 高周波パワー増幅器の出力周波数スペクトル、
【図６】  図４に示された多搬送波入力信号を与えられた、等化なし 高周波パワー増幅器の制御特性、
【図７】  図４に対応する多搬送波入力信号を与えられた、等化なし 高周波パワー増幅器の位相特性、
【図８】  振幅事前歪みを与えられ、図４に示された多搬送波入力信号の事前歪み包絡曲線、
【図９】  振幅で事前歪みを付与された多搬送波を入力信号とする 高周波パワー増幅器の出力スペクトル、
【図１０】  振幅で事前歪みを付与された多搬送波を入力信号とする 高周波パワー増幅器の制御特性、
【図１１】  振幅と位相の両方で事前歪みを付与された多搬送波を入力信号とする 高周波パワー増幅器の出力スペクトル、
【図１２】  振幅と位相の両方で事前歪みを付与された多搬送波を入力信号とする 高周波パワー増幅器の位相特性、ならびに
【図１３】  高周波パワー増幅器の等価回路図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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