(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおける送信信号からデータ信号を検出するための装置であって、前記送信信号は個々の遠隔ユニットから送信される複数の時間的にオーバラップする符号化信号を備え、各々の符号化信号は特定の署名シーケンスによってのみ区別され、前記装置は、
入力として知られた信号を有しかつ遠隔ユニットと前記通信システム内の受信アンテナとの間に存在するチャネルのチャネル推定を出力するチャネルエスティメイタと、
前記チャネル推定および前記遠隔ユニットの署名シーケンスを入力として有しかつチャネルによって変更された送信署名シーケンスの１組のベクトル表現を出力するたたみ込みプロセッサと、
前記１組のベクトルを入力として有しかつ前記遠隔ユニットの送信のためにシンボル情報を出力する検出器であって、該シンボル情報は、反復手順によってシステムマトリクスの分解から導出される１組のサブシステムマトリクスに対する解である、前記検出器と
を具備し、前記反復手順は、推定データシンボルを順方向のみか、または順方向及び逆方向の両方に伝搬して前記シンボル情報を抽出することを特徴とするデータ信号の検出のための装置。
【請求項２】
前記１組のサブシステムマトリクスは次の式によって表わされ、
ｕｎ＝Ａ１ｄｎ＋ｗｎ，ｎ＝１，・・・，Ｎ−１
ｕｎ＝ＡＢ，１ｄｎ＋ｗｎ，ｎ＝Ｎ
この場合ｕｎは前記受信信号およびいくつかの前の推定データシンボルからなるベクトルであり、Ａ１およびＡＢ，１はサブシステムマトリクスであり、ｗｎはノイズであり、かつｄｎは推定または評価されるべきデータシンボルであることを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
信号の送信のためにダイレクトシーケンス、スペクトル拡散（ＤＳ−ＳＳ）技術を使用する通信システムにおける、受信信号から個々のユーザの送信データシンボルを決定するための方法であって、
前記受信信号をシステムマトリクスとして表現する段階、
前記システムマトリクスをサブマトリクスへと区分して複数のサブシステムマトリクスを形成する段階、
反復処理によって前記複数のサブシステムマトリクスを解き前記送信信号から個々のユーザのデータシンボルを解く段階であって、送信データシンボルの推定を順方向のみか、または順方向及び逆方向の両方に伝搬して前記送信データシンボルを抽出することを含む、前記データシンボルを解く段階、
前記個々のユーザのデータシンボルを更なる処理のために基幹施設機器に伝送する段階、
を具備することを特徴とする受信信号から個々のユーザの送信データシンボルを決定するための方法。
【請求項４】
前記複数のサブマトリクスを解く段階はさらに、反復処理によって前記サブシステムマトリクスを解く段階を具備し、送信シンボルの推定は前の送信シンボルの推定に基づくことを特徴とする請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記複数のサブシステムマトリクスを解く段階はさらに、反復処理によって前記サブシステムマトリクスを解く段階を具備し、送信シンボルの推定はさらにその後送信されるシンボルに基づくことを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
送信信号が個々の遠隔ユニットから送信される複数の時間的にオーバラップする符合化された信号からなり、各々の符号化された信号は同じタイムスロット内で送信されかつ特定の符号化によってのみ区別される、時分割、符号分割多元接続（ＴＤ−ＣＤＭＡ）通信システムにおける、受信信号から個々のユーザの送信データを決定するための方法であって、
前記送信信号のミッドアンブル部分を抽出する段階、
前記送信信号のミッドアンブル部分をたたみ込み処理して受信シグネチャシーケンスを表わす１組のベクトルを生成する段階、
前記送信信号のたたみ込み処理されたミッドアンブル部分をシステムマトリクスとして表現する段階、
前記システムマトリクスを複数のサブシステムマトリクスを形成するサブマトリクスへと区分する段階、
反復処理によって前記複数のサブシステムマトリクスを解き前記送信信号から個々のユーザのデータシンボルを決定する段階であって、前記データシンボルの推定を順方向のみか、または順方向及び逆方向の両方に伝搬して前記データシンボルを抽出することを含む、前記データシンボルを決定する段階、
前記個々のユーザのデータシンボルを更なる処理のために基幹施設機器に伝送する段階、
を具備することを特徴とする受信信号から個々のユーザの送信データを決定するための方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の分野】
本発明は一般的にはデータ信号のジョイント検出または共同検出（ｊｏｉｎｔ  ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）に関しかつ、特に、共有される通信チャネルによって同時に送信されかつユーザ特定署名またはシグネチャ（ｕｓｅｒ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ  ｓｉｇｎａｔｕｒｅ）または拡散シーケンスによって区別されるデータシンボルの共同検出に関する。
【０００２】
【発明の背景】
１９９０年代の始めから、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）セルラ通信システムがダイレクトシーケンススペクトル拡散（ＤＳ−ＳＳ）原理に基づき設計されてきている。そのようなシステムにおいては、複数のユーザが同時に同じ無線周波チャネルを占有し、ユーザに特定の拡散または署名シーケンスのみによって分離される。多分、セルラシステム設計のこの手法の最もよく知られた現代の例は１．８〜２．０ＧＨｚ  ＣＤＭＡパーソナル通信システムのためのパーソナルステーション−ベースステーション適合性要件（米国規格協会（ＡＮＳＩ）  Ｊ−ＳＴＤ−００８）、あるいは、広く等価的には、電気通信工業会暫定標準９５（ＴＩＡ  ＩＳ−９５）により規定されたものであろう。
【０００３】
最近、いわゆる「第３世代」セルラ通信システムのための提案が万能移動電気通信システム（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ  Ｍｏｂｉｌ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｙｓｔｅｍ：ＵＭＴＳ）標準化プロセス内で採用するために欧州電気通信標準化機構（ＥＴＳＩ）に対して行なわれてきている。該提案の内には、ダイレクトシーケンス−スペクトル拡散（ＤＳ−ＳＳ）技術に基づくシステムがある。本発明に特に関連がある、１つのそのような候補のシステムは通常前記ＵＭＴＳコミュニティにおいて（時分割符号分割多元接続：Ｔｉｍｅ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｃｏｄｅ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓに対して）ＴＤ−ＣＤＭＡシステムと称される。そのシステムは時分割および符号分割技術の組合わせを総合的なシステム容量を改善するための手段として使用し、一方その称するところによれば第２世代のシステム、特にグループスペシャルモービル（ＧＳＭ）セルラ通信システム、との適合性を維持している。
【０００４】
図１から分かるように、前記ＴＤ−ＣＤＭＡエアインタフェース（ａｉｒ  ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）はＴＤＭＡおよびＣＤＭＡ要素の双方を導入している。ＴＤＭＡ要素は各無線周波チャネルを４．６１５ｍｓの持続期間のフレームに分割することにより提供され、各フレームはさらに長さがほぼ５７７μｓのタイムスロットに分割される。ＣＤＭＡ要素は各々のユーザに対し独自の１６−ａｒｙウォルシュ−アダマール（１６−ａｒｙ  Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ）直交拡散符号を割当てることによって可能にされ、該直交拡散符号は各ユーザの送信の有用な部分を具備する直交位相シフトキード（ＱＰＳＫ）または直交振幅変調（１６−ＱＡＭ）データシンボルシーケンスを拡散するために使用される。
【０００５】
任意のタイムスロット内での移動ステーション（ＭＳ）またはベースステーション（ＢＳ）送信は「バースト」と称される。現在考えられているように、ＴＤ−ＣＤＭＡエアインタフェースは２つの別個のバースト形式をサポートし、その概略の構造が図１に示されている。いわゆるタイプ１バーストは２８のデータシンボルのデータサブバーストとこれに続く（チャネル推定の目的で使用される）長さ２９６チップ（ｃｈｉｐｓ）のミッドアンブルと、２８データシンボルの第２のサブバーストと、最後に５８チップのガード期間を送信する。タイプ２のバーストは各々のサブバーストにおいて３４シンボルを送信し、それぞれ１０７および５５チップの持続期間のミッドアンブルおよびガード期間を備えている。両方の場合において、各バーストの長さは１２５０チップ（ｃｈｉｐｓ）である。順方向および逆方向リンクの双方に対して同じバースト構造が使用され、もちろん順方向リンクはポイント−マルチポイン伝送を表すから、ミッドアンブルセグメントの内容はその場合やや異なる。しかしながら、これは本発明の目的にとっては重要ではない。したがって、以下の図面の説明は逆方向リンクの動作に焦点をおき、順方向および逆方向の間の差についてはこれらが本発明の説明にとって重要である場合にのみ指摘する。
【０００６】
図２はＴＤ−ＣＤＭＡエアインタフェースを使用した通信システムを示す。図面により単一のタイムスロットが示され、その中でＫの移動ステーション２０１〜２０９が同時に活動する（ａｃｔｉｖｅ）。図示された例では、移動ステーションの集団２０１〜２０９はそれぞれ長さ１６の拡散符号ｃ（１）〜ｃ（Ｋ）により区別される、特定のタイムスロットにより同時に送信する。各シンボルを拡散するために使用されるシーケンスがさらに長いシーケンスのサブシーケンス（ｓｕｂ−ｓｅｑｕｅｎｃｅ）であるＩＳ−９５システムと異なり、同じ符号ｃ（ｋ）が連続的に使用されて同じユーザからの各データシンボルを拡散する。言い換えれば、ＢＳ  ２００における受信信号は個々の移動ステーションからの複数の時間がオーバラップする符号化信号を備え、各々同じタイムスロット内で送信されかつ特定の署名シーケンス（ｓｉｇｎａｔｕｒｅ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ）により区別される。
【０００７】
しかしながら、レーキ（ＲＡＫＥ）受信機のような伝統的なＤＳ−ＳＳ受信機はＴＤ−ＣＤＭＡシステムにおいて使用することは考えられない。むしろ、ある与えられたセルまたはセクタ内で同じタイムスロット／周波数内で動作する移動ステーションの集団により送信されるデータシンボルを同時にまたは共同で（一緒に：ｊｏｉｎｔｌｙ）復元することができる受信機設計が意図される。そのような受信機の例は以下の論文に記載されている。すなわち、ルパス・アールおよびバーデュ・エス、「同期符号分割多元接続チャネルのためのリニア複数ユーザ検出器（Ｌｉｎｅａｒ  Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ  ｆｏｒ  Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ  Ｃｏｄｅ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ａｃｃｅｓｓ  Ｃｈａｎｎｅｌｓ）」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｆ．Ｔｈｅｏｒｙ，ｖｏｌ．３５，ｎｏ．１、１９８９年１月；クライン・エイおよびバイアー・ピーダブリュ、「ＣＤＭＡを適用する移動無線システムにおけるリニア無バイアスデータ推定（Ｌｉｎｅａｒ  Ｕｎｂｉａｓｅｄ  Ｄａｔａ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｉｎ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  Ａｐｐｌｙｉｎｇ  ＣＤＭＡ）」、ＩＥＥＥ  Ｊ．Ｓｅｌ．Ａｒｅａｓ  Ｃｏｍｍ．，ｖｏｌ．１１，ｎｏ．７、１９９３年９月；ブランツ・ジェイ、クライン・エイ、ナシャン・エムおよびスタイル・エイ、「ジョイント検出およびコヒーレント受信機アンテナダイバシティを適用したセルラハイブリッドＣ／ＴＤＭＡ移動無線システムの性能（Ｐｅｒｆｏｍａｎｃｅ  ｏｆ  ａ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｈｙｂｒｉｄ  Ｃ／ＴＤＭＡ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｓｙｓｔｅｍ  Ａｐｐｌｙｉｎｇ  Ｊｏｉｎｔ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ａｎｄ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）」、ＩＥＥＥ  Ｊ．Ｓｅｌ．Ａｒｅａｓ  Ｃｏｍｍ．，ｖｏｌ．１２，Ｎｏ．４、１９９４年５月；およびジャング・ピー、「ＣＤＭＡ移動無線システムにおけるコヒーレント受信機アンテナダイバシティによるジョイント検出（Ｊｏｉｎｔ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  ｗｉｔｈ  Ｃｏｈｅｒｅｎｔ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒ  Ａｎｔｅｎｎａ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  ｉｎ  ＣＤＭＡ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｓｙｓｔｅｍｓ）」、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｖｅｈ．Ｔｅｃｈ．，ｖｏｌ．４４，ｎｏ．１、１９９５年２月、に記載されている。
【０００８】
上に述べた参考文献に記載された受信機はブロックリニア・ジョイントシーケンス検出を使用した共同またはジョイント検出を行なう。しかしながら、上の方法から生じる方程式のシステムを解くために使用される方法の計算機的な複雑さは非常に大きい。これは結果としてコストが高くかつ多量の電力を消費する受信機を生じる。したがって、計算機的な複雑さがより小さく、結果としてコストがかからず、低い電力消費の受信機を生じるデータ信号のジョイント検出のための方法および装置の必要性が存在する。
【０００９】
より一般的にいえば、ユーザの署名またはシグネチャシーケンスがシンボルのブロック（またはバースト）に対して一定であり、かつチャネル推定または評価を行なうために、例えば、ミッドアンブルまたはパイロットシーケンスの形式で、何らかの外部手段が提供される場合にリニアジョイント検出器の計算機的な複雑さを低減するための方法および装置が必要とされる。
【００１０】
【図面の簡単な説明】
以下の説明は候補のＵＭＴＳ  ＴＤ−ＣＤＭＡシステムに関するものであるが、本発明は各ユーザに割当てられた署名シーケンスがある固定された時間インターバルにわたりシンボルからシンボルへと変化せず、かつチャネル推定の何らかの手段が提供される場合に任意のＣＤＭＡシステムに適用できることは容易に理解されるであろう。特定のＴＤ−ＣＤＭＡの例に対して、前記インターバルはバースト（あるいは、より正確には、サブバースト）でありかつ前記ミッドアンブルはチャネル推定の手段を提供する。
【００１１】
そのようなＣＤＭＡ通信システムにおける本発明に係わるデータ信号の共同検出またはジョイント検出は次のように行なわれる。デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）が始めに各アンテナで受信されたバーストのミッドアンブル部分（図１）を抽出し、かつ、チャネル推定関数または機能を使用して、各ユーザから各アンテナへと規定される複素値の（ｃｏｍｐｌｅｘ−ｖａｌｕｅｄ）チャネルインパルス応答の推定またはエスティメイトを発生する。次に、前記ＤＳＰは各ユーザおよび各アンテナに関連するチャネルインパルス応答推定を備えた割当てられたユーザの署名シーケンスのたたみ込み（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）を形成する。以下の本発明の詳細な説明によって説明される、検出器は次に前記結果として得られるたたみ込まれた信号ベクトルの組を使用してサブマトリクス（ｓｕｂ−ｍａｔｒｉｃｅｓ）のシステムを作成し、かつ次に各ユーザからの基礎をなす変調データシンボルを抽出するためにサブマトリクスのそのシステムを解く。前記検出器はその後のエラー制御デコードにおいて使用するためにソフト決定（ｓｏｆｔ−ｄｅｃｉｓｉｏｎ）シンボル情報を出力する。従来技術の検出器と異なり、データシンボルのソフト決定情報を抽出するためにサブマトリクスのシステムを作成することは結果として上で述べた参考文献の直接的な手法よりも計算機的な複雑さが少なくなり、従来技術のジョイント検出受信機と比較してコストがより安価でありより少ない量の電力を消費する受信機が得られる。
【００１２】
次に、より詳細に説明すれば、図３は本発明が説明できる一般的な信号モデルを示している。本発明の好ましい実施形態においては、各ユーザ（その例は移動ステーション３０１である）は特定の１６−ａｒｙ拡散シーケンス３０３を使用してバースト（すなわち、図１の各データサブバースト）内で送信されるシンボル３０２の各々を拡散するが、この場合任意の拡散シーケンス長さを使用できる。これは、短いおよび長い符号の双方がシンボル期間よりもずっと大きな反復期間を有する、Ｊ−ＳＴＤ−００８またはＩＳ−９５のような現存するＤＳ−ＳＳセルラ通信システムと区別される。図３は図１のバーストの内の最初のサブバーストの送信のみを示しているが、それは好ましい実施形態の説明にはこれのみが必要なためである。ユーザのミッドアンブルシーケンスおよびデータサブバースト２の送信は暗に含まれている（ｉｍｐｌｉｃｉｔ）。
【００１３】
図３に戻ると、特定のタイムスロットの間に、第１の移動ステーション３０１は一連のＮの複素値のシンボル３０２を送信し各シンボルは拡散シーケンスｃ（１）  ３０３を使用して拡散される。前記拡散信号は次にチップパルス成形フィルタｐ（ｔ）  ３３０によってろ波され、周波数変換器３０５を使用してキャリア周波数ｆ１へと周波数変換され、かつアンテナ３０６によって送信される。すべてのＫ−１の他の移動ステーションも、それぞれ、符号ｃ（２）〜ｃ（Ｋ）を使用して同様にふるまう。
【００１４】
ＢＳ  ２００は、全方向性のまたはセクタ化されたアンテナとすることができる、Ｋａの広く分離されたアンテナ３０８〜３１０を提供することにより空間的に多様な（ｄｉｖｅｒｓｅ）信号受信を可能にする。ＢＳ  ２００はＫａのアンテナを提供するから、１組のＫ．Ｋａのベースバンド−等価無線周波チャネルが規定でき、チャネルｈ（ｋ，ｋａ）（ｔ，τ）は移動ステーションｋをベースステーションアンテナｋａにリンクする複素チャネルインパルス応答を記述する。（移動ステーションが単一のアンテナのみを有すると仮定すると、順方向リンク送信の場合は単にＫａ＝１にセットすることにより得られる）。
【００１５】
ベースステーションアンテナ３０８において受信された信号はミキサ３１１によって複素ベースバンド形式に周波数変換され、かつ次に直交アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）３１７によってサンプルされる前にチップパルス整合フィルタ３１４によって処理される。サンプルされた信号はその後本発明が配置されるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３２０に分配される。他のアンテナ３０９〜３１０から受信された信号も同様にＤＳＰ  ３２０への配布のためにサンプルされたベースバンド信号に変換される。本発明の好ましい実施形態においては、ＡＤＣ  ３１７はチップレート、すなわち、１／Ｔｃのサンプルレートで、動作し、もちろん本発明はＡＤＣサンプルレートがｐ／Ｔｃであるオーバサンプリングの設計を含むよう容易に拡張できることは明らかであろう。なお、この場合ｐは整数のオーバサンプリングレートである。
【００１６】
本発明の好ましい実施形態においては、移動ステーションの送信タイミング修正（ＧＳＭセルラ通信システムにおいて採用されているものと同様）がＴＤ−ＣＤＭＡシステムの逆方向リンクに対して使用され、それによってＫの同時にアクティブになるユーザのバーストがＢＳ受信機において準同期状態で（ｑｕａｓｉ−ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓｌｙ）観察されるようになる。すなわち、ＢＳ受信機においてバーストがシンボル期間Ｔｓのほんの少しのまたは何分の一のオーダの、あるいは等価的に数チップの期間のオーダのタイミングエラーを除き時間的に整列されて受信される。
【００１７】
したがって、ＡＤＣ３１７〜３１９は、いずれかの残留タイミングエラーが単に前記チャネル推定におけるシフトとして導入されて、図１のバースト構造に対応する公称の受信バーストインターバルで（チップ間隔で）サンプルするよう構成できる。その結果、各タイムスロットに対するデータシンボルの復元は各アンテナから復元され、かつ受信タイムスロットの持続期間に及ぶ、長さ１２５０（上に述べたように、タイムスロット期間は１２５０チップである）の複素値ベースバンド信号ｓ（ｋａ）を調べることによって行なうことができる。受信信号ｓ（ｋａ）の範囲または大きさは図１に示されている。
【００１８】
図４は、本発明の好ましい実施形態に係わるＤＳＰ  ３２０のブロック図である。該ブロックは、多分複数ＡＬＵを備えたプログラム可能ＤＳＰへと、あるいは応用特定ＶＬＳＩ装置へとマッピングされた、実施されるべき特定の機能を示している。本発明の好ましい実施形態では、ＤＳＰ  ３２０はテキサス・インスツルメンツのＴＭＳＣ３２０Ｃ８０型またはＴＭＳＣ３２０Ｃ６０型プロセッサのようなＤＳＰ、あるいはいずれかの他の適切なプログラム可能ＤＳＰとされる。
【００１９】
ＤＳＰ３２０はまず受信信号ベクトルｓ（ｋａ）のミッドアンブル部分を抽出しかつ知られたミッドアンブルシーケンスｍ（図１を参照）を使用することにより各ユーザのアンテナ対に対応するチャネルｈ（ｋ，ｋａ）（ｔ，τ）のチャネル推定器またはチャネルエスティメイタ（ｃｈａｎｎｅｌ  ｅｓｔｉｍａｔｏｒ）４０１内に推定または見積りを発生する。この動作は、スタイナー・ビーおよびジャング・ピー、「ジョイント検出を備えたＣＤＭＡ移動無線システムのアップリンクのための最適および次善チャネル推定（Ｏｐｔｉｍｕｍ  ａｎｄ  Ｓｕｂ−ｏｐｔｉｍｕｍ  Ｃｈａｎｎｅｌ  Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  Ｕｐｌｉｎｋ  ｏｆ  ＣＤＭＡ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｒａｄｉｏ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  ｗｉｔｈ  Ｊｏｉｎｔ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）」、Ｅｕｒｏｐｅａｎ  Ｔｒａｎｓ．Ｔｅｌｅｃｏｍ．，ｖｏｌ．５、１９９４年１月〜２月に記載された手法のような、周期的インバースフィルタリング、あるいはマッチド・フィルタリングを含む多様な知られたチャネル推定方法を使用して行なうことができる。チャネルエスティメイタ４０１の出力は１組のＫ．Ｋａチャネルインパルス応答推定であり、長さＷの、Ｔｃ間隔で得られかつ次のベクトルで表される。
【００２０】
【数１】
ｈ（ｋ，ｋａ）＝（ｈ１（ｋ，ｋａ），ｈ２（ｋ，ｋａ），…，ｈＷ（ｋ，ｋａ））Ｔ
この場合、・Ｔは転置演算子（トランスポジションオペレータ：ｔｒａｎｓｐｏｓｉｔｉｏｎ  ｏｐｅｒａｔｏｒ）である。
【００２１】
次に、たたみ込みブロック４０２において、ＤＳＰ  ３２０は各ユーザのアンテナ対に関連するチャネルインパルス応答推定と共に各々の知られたユーザの署名シーケンスｃ（ｋ）のたたみ込みを形成する。すなわち、たたみ込みブロック４０２は各々のコードベクトルｃ（ｋ）（ｋａ＝１，…，Ｋａに対し）によりチャネル推定ｈ（ｋ，ｋａ）のたたみ込みを形成して１組のＫ．Ｋａ（またはＫ，Ｋａ）ベクトルを発生する。
【数２】
ｂ（ｋ，ｋａ）＝（ｂ１（ｋ，ｋａ），ｂ２（ｋ，ｋａ），…，ｂＱ＋Ｗ−１（ｋ，ｋａ））Ｔ
＝ｈ（ｋ，ｋａ）＊ｃ（ｋ）
このＫ．Ｋａベクトルの組は次にデータシンボル検出器４０３に入る。
【００２２】
本発明を説明するために、図１に示されるバースト構造の最初のサブバーストを備えた長さＮのデータシーケンスのみの復調を考える。第２のサブバーストの復調は同様にして行なわれかつ、従って別個に説明する必要はない。
【００２３】
ユーザｋのサブバースト１に対する前記所望の長さＮの送信データシーケンスが次のベクトルｄ（ｋ）で表されるものとする。
【数３】
ｄ（ｋ）＝（ｄ１（ｋ），ｄ２（ｋ），…，ｄＮ（ｋ））Ｔ，ｎ＝１，…，Ｎ
この場合、前記複素データシンボルはＭ−ａｒｙのアルファベットからとられる、すなわちＶ＝｛ν１，ν２，…，νＭ｝。理論的には任意のアルファベットを使用できるが、実際にはＴＤ−ＣＤＭＡシステムは４−ａｒｙ（ＱＰＳＫ）または方形または直交１６−ａｒｙ（１６−ＱＡＭ）アルファベットを提案する。
【００２４】
送信シンボルベクトルを、
【数４】
ｄ＝（ｄ１Ｔ，ｄ２Ｔ，…，ｄＮＴ）Ｔ
として導入する。この場合、
【数５】
ｄｎ＝（ｄｎ（１），ｄｎ（２），…，ｄｎ（Ｋ））Ｔ，ｎ＝１，…，Ｎ
【００２５】
サブシステム方程式（後に詳細に説明する）を、
【数６】
ｕｎ＝Ａ１ｄｎ＋ｗｎ，ｎ＝１，…，Ｎ−１
ｕｎ＝ＡＢ，１ｄｎ＋ｗｎ，ｎ＝Ｎ
として構成することにより、デコーダ４０３はｄｎに対して解くためにサブシステムを使用しＭＳ  ｋによって送信されるデータシンボルｄｎ（ｋ），ｎ＝１，…，Ｎを復元する。
【００２６】
本発明の好ましい実施形態の説明を以下のような３つの部分に分けて概略的に説明する。
１．サブシステム方程式（数式６）の発生、
２．順方向伝搬マルチユーザジョイント検出技術（Ｆｏｒｗａｒｄ  Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ  Ｊｏｉｎｔ  Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ：ＦＰＭＪＤ）を使用してｄｎに対し前記サブシステム方程式を解くこと、および
３．順方向−逆方向伝搬マルチユーザジョイント検出（ＦＢＰＭＪＤ）技術を使用してｄｎに対し前記サブシステム方程式を解くこと。
【００２７】
＜サブシステム方程式の発生＞
上で述べたように、ＭＳ  ｋにより送信または伝送されるデータシンボルｄｎ（ｋ），ｎ＝１，…，Ｎの各々は、チップインターバルＴｃのＱの一般に複素値のチップからなるユーザ特定署名シーケンス、
【数７】
ｃ（ｋ）＝（ｃ１（ｋ），ｃ２（ｋ），…，ｃＱ（ｋ））Ｔ
によって拡散される。
【００２８】
アンテナｋａにおいては、前記シンボルシーケンスｄ（ｋ）の持続期間にわたるＴｃ間隔の信号観察は長さＮＱ＋Ｗ−１のベクトルｅ（ｋａ）で表される。
【数８】
ｅ（ｋａ）＝（ｅ１（ｋａ），ｅ２（ｋａ），…，ｅ（ＮＱ＋Ｗ−１）（ｋａ））Ｔ，
ｋａ＝１，…，Ｋａ
【００２９】
合計Ｋａのアンテナにより、全体の連結された信号観察はベクトルｅによって表される。
【数９】
ｅ＝（ｅ（１）Ｔ，ｅ（２）Ｔ，…，ｅ（Ｋａ）Ｔ）Ｔ
この場合、ｅ（ｋａ），ｋａ＝１，…，Ｋａは前記数式８によって与えられる。
【００３０】
スペトクル信号成分に加えて、ベクトルｅはまた異なるセルにおけるユーザのため同一チャネル干渉のみならず内部的に発生される受信機サーマルノイズを含む。これらの信号成分はベクトルｎで表される。
【数１０】
ｎ＝（ｎ（１）Ｔ，ｎ（２）Ｔ，…，ｎ（Ｋａ）Ｔ）Ｔ
この場合、
【数１１】
ｎ（ｋａ）＝（ｎ１（ｋａ），ｎ２（ｋａ），…，ｎ（ＮＱ＋Ｗ−１）（ｋａ））Ｔ，
ｋａ＝１，…，Ｋａ
【００３１】
検出問題を効率的に区分する上でのスタートポイントとして、デコーダ４０３はマトリクス区分パラメータ（ｍａｔｒｉｘ  ｐａｒｔｉｔｉｏｎ  ｐａｒａｍｅｔｅｒ）を次のように規定する。
【数１２】
0004359388.tif 000002
【００３２】
デコーダ４０３は次に一組のサブシステムマトリクスを次のように作成する。
【数１３】
0004359388.tif 000003
【００３３】
ｐ番目のサブマトリクスＡｐ（ｋａ）は、
【数１４】
0004359388.tif 000004
のように定義されるゼロパディングオペレータ（ｚｅｒｏ−ｐａｄｄｉｎｇ  ｏｐｅｒａｔｏｒ）ＴＡを規定し、かつ次にデコーダ４０３により作成されるサブマトリクスＡｐ（ｋａ）を次のように規定することにより作成される。
【数１５】
0004359388.tif 000005
【００３４】
同様に、デコーダ４０３は
【数１６】
0004359388.tif 000006
から始まる最後のシンボルベクトルｄＮの決定に関連する一連のサブマトリクスを作成し、かつ次にオペレータ、
【数１７】
0004359388.tif 000007
を使用して
【数１８】
ＡＢ，ｍ（ｋａ）＝ＴＢＡＢ，ｍ−１（ｋａ），ｍ＝２，…，ｐ
を形成する。この場合、サブマトリクスＡｍ（ｋａ），ｍ＝１，…，ｐはＱ×Ｋの大きさまたはディメンションを有し、かつＡＢ，ｍ（ｋａ），ｍ＝１，…，ｐは（Ｑ＋Ｗ−１）×Ｋのディメンションを有する。
【００３５】
Ｋａ（ＮＱ＋Ｗ−１）×ＫＮマトリクスＡを、
【数１９】
Ａ＝（Ａ（１）Ｔ，Ａ（２）Ｔ，…，Ａ（Ｋａ）Ｔ）Ｔ
この場合、
【数２０】
0004359388.tif 000008
であるものとして構成することにより、受信されたノイズのある信号ベクトルｅは次のように表わすことができる。
【数２１】
ｅ＝Ａｄ＋ｎ
この場合、ｄは前記数式４で与えられ、かつｅは前記数式９でそれぞれ与えられる。
【００３６】
前記システムマトリクスＡはデコーダ４０３によって操作されて前記データシンボルベクトルｄの決定をより効率的にし、かつ従ってデコーダ４０３は次のように定義される一組のマトリクスおよびベクトルを生成する。
【数２２】
0004359388.tif 000009
この場合、ｐ、すなわちマトリクス区分パラメータ、は前記数式１２で与えられている。また、Ａｍ（ｋａ）およびＡＢ，ｍ（ｋａ）は数式１３から数式１８によって与えられている。
【００３７】
連結（ｃｏｎｃａｔｅｎａｔｅｄ）システムマトリクスの再配置または再構成を適切に反映するため、受信信号ベクトルｅおよびノイズベクトルｎは次のように相応じて再配置または再構成されなければならない。
【数２３】
ｒｎ（ｋａ）＝（ｅ（ｎ−１）Ｑ＋１（ｋａ）…ｅｎＱ（ｋａ））Ｔ，
ｎ＝１，…，Ｎ−１
ｒＮ（ｋａ）＝（ｅ（Ｎ−１）Ｑ＋１（ｋａ）…ｅＮＱ＋Ｗ−１（ｋａ））Ｔ
【数２４】
ｒｎ＝（ｒｎ（１）Ｔ，ｒｎ（２）Ｔ…ｒｎ（ｋａ）Ｔ）Ｔ，ｎ＝Ｌ，…，Ｎ
【数２５】
Ｗｎ（ｋａ）＝（ｎ（ｎ−１）Ｑ＋１（ｋａ）…ｎｎＱ（ｋａ））Ｔ，
ｎ＝Ｌ，…，Ｎ−１
ＷＮ（ｋａ）＝（ｎ（Ｎ−１）Ｑ＋１（ｋａ）…ｎＮＱ＋Ｗ−１（ｋａ））Ｔ
【数２６】
Ｗｎ＝（Ｗｎ（１）Ｔ，Ｗｎ（２）Ｔ…Ｗｎ（ｋａ）Ｔ）Ｔ，ｎ＝１，…，Ｎ
【００３８】
修正されたまたは変更されたデータベクトルｒｎは次のようにマトリクス形式にすることができる。
【数２７】
0004359388.tif 000010
さらに、ｕｎを、
【数２８】
0004359388.tif 000011
として定義することにより、送信シンボルと観察信号との間の関係を表わすサブシステム方程式は最終的に次のように表わすことができる。
【数２９】
ｕｎ＝Ａ１ｄｎ＋ｗｎ，ｎ＝１，…，Ｎ−１
ｕｎ＝ＡＢ，１ｄｎ＋ｗｎ，ｎ＝Ｎ
この場合、前記数式２２で与えられるＡ１およびＡＢ，１は対応するサブシステムマトリクスを形成する。
【００３９】
本発明の実施形態では、数式２９のサブシステム形式に基づき送信データシンボルベクトルｄを推定または評価するために二つの反復手順が提案され、一方は順方向伝搬マルチユーザジョイント検出（ＦＰＭＪＤ）と称され、他方は順方向−逆方向伝搬マルチユーザジョイント検出（ＦＢＰＭＪＤ）と称される。以下のセクションにおいては、二つの手順が別個に詳細に説明される。
【００４０】
＜順方向伝搬マルチユーザジョイント検出（ＦＰＭＪＤ）技術＞
ＦＰＭＪＤの好ましい実施形態について説明する前に、ＦＰＭＪＤ分析のための必要な背景について以下に説明する。
【００４１】
Ｍ（ＦＰ）が順方向伝搬推定オペレータまたは演算子であると仮定する。ゼロフォーシング（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ：ＺＦ）基準を考慮したとき、Ｍ（ＦＰ）は次のように定義される。
【数３０】
ＭＺＦ（ＦＰ）＝（Ａ１ＨＡ１）−１Ａ１Ｈ
ＭＢ，ＺＦ（ＦＰ）＝（ＡＢ，１ＨＡＢ，１）−１ＡＢ，１Ｈ
この場合、ＭＺＦ（ＦＰ）はｄｎ，ｎ＝１，…，Ｎ−１を推定または評価するために使用され、一方ＭＢ，ＺＦ（ＦＰ）はｄＮを評価または推定するために使用される。
【００４２】
前記数式２９によれば、もしｕｎが知られておれば、ｄｎは次のようによることができる。なお、ここで記号＾は文字の上に付されるべきであるが、文字コードの関係上、文字の前に配置している。
【数３１】
＾ｄｎ，ＺＦ＝ＭＺＦ（ＦＰ）ｕｎ        ｎ＝１，…，Ｎ−１
＾ｄｎ，ＺＦ＝ＭＢ，ＺＦ（ＦＰ）ｕｎ      ｎ＝Ｎ
【００４３】
しかしながら、前記数式２９に関して説明したように、ベクトルｕｎ，ｎ＝１，…，Ｎは前のデータシンボルに依存する。前に推定されたデータシンボル＾ｄｍ，ｍ＝ｎ−ｍｉｎ｛ｎ−１，ｐ−１｝，…，ｎ−１を反復的に使用または代入することにより、ｕｎの推定＾ｕｎ，ｎ−１，…，Ｎはデコーダ４０３によって得ることができ、次のようになる。
【数３２】
0004359388.tif 000012
【００４４】
数式２９におけるシステムの推定されたＺＦ解は次の式によって得ることができる。
【数３３】
＾ｄｎ，ＺＦ＝ＭＺＦ（ＦＰ）＾ｕｎ            ｎ＝１，…，Ｎ−１
＾ｄｎ，ＺＦ＝ＭＢ，ＺＦ（ＦＰ）＾ｕｎ          ｎ＝Ｎ
【００４５】
本発明の好ましい実施形態においては、ノイズおよび送信シンボルは相関関係がないものと仮定することができ、すなわち、Ｒｎとして示される、ノイズ共分散マトリクス（ｎｏｉｓｅ  ｃｏｖａｒｉａｎｃｅ  ｍａｔｒｉｘ）および、Ｒｄとして示される、送信シンボル共分散マトリクスはそれぞれ次のような形式になる。
【数３４】
Ｒｎ＝σｎ２Ｉ      Ｒｄ＝σｄ２Ｉ
この場合、Ｉはアイデンティティマトリクス（ｉｄｅｎｔｉｔｙ  ｍａｔｒｉｘ）であり、σｎ２およびσｄ２はそれぞれノイズおよびシンボルの分散（ｖａｒｉａｎｃｅｓ）である。
【００４６】
最小平均２乗（ｍｉｎｉｍｕｍ  ｍｅａｎ−ｓｑｕａｒｅ：ＭＭＳＥ）基準が考慮されたとき、ＭＭＳＥ推定オペレータＭ（ＦＰ）は次のように規定される。
【数３５】
ＭＭＭＳＥ（ＦＰ）＝｛Ａ１ＨＡ１＋（σｎ２／σｄ２）Ｉ｝−１Ａ１Ｈ
ＭＢ，ＭＭＳＥ（ＦＰ）＝｛ＡＢ，１ＨＡＢ，１＋（σｎ２／σｄ２）Ｉ｝−１ＡＢ，１Ｈ
【００４７】
前に決定したゼロフォーシング演算子と同様に、ＭＭＭＳＥ（ＦＰ）はｄｎ，ｎ＝１，…，Ｎ−１を推定または評価するために使用され、かつＭＢ，ＭＭＳＥ（ＦＰ）はｄＮを推定または評価するために使用される。数式２９におけるシステムのＭＭＳＥ解は次のように得ることができる。
【数３６】
＾ｄｎ，ＭＭＳＥ＝ＭＭＭＳＥ（ＦＰ）＾ｕｎ            ｎ＝１，…，Ｎ
−１
＾ｄｎ，ＭＭＳＥ＝ＭＢ，ＭＭＳＥ（ＦＰ）＾ｕｎ          ｎ＝Ｎ
【００４８】
本発明の好ましい実施形態では、デコーダ４０３はＦＰＭＪＤ反復手順を使用してｄｎを次のように推定または評価する。
１）ｎ＝１…，Ｎに対して、ｒｎおよび推定された＾ｄｍから＾ｕｎを得、ｍ＝ｎ−ｍｉｎ｛ｎ−１，ｐ−１｝，…，ｎ−１である（数式３２）。
２）＾ｄｎ＝Ｍ（ＦＰ）＾ｕｎによってｄｎの現在の推定を計算し（数式３３または数式３６）、この場合Ｍ（ＦＰ）は前記数式３０または数式３５で規定される推定演算子である。
【００４９】
この上に述べた技術は各々のシンボルの検出が局所的なかつ包括的でないまたは大域的でない（ｎｏｔ  ｇｌｏｂａｌ）最小２乗または最小平均２乗基準に基づいているという事実によりシステム性能の少しの損失と共に＾ｄｎ，ｎ＝１，…，Ｎの推定または評価を生じる結果となる。システム性能を改善するため、本発明の他の実施形態では、順方向−逆方向伝搬（ＦＢＰ）と称される技術がデコーダ４０３によって使用される。この技術を次に説明する。
【００５０】
＜順方向−逆方向伝搬マルチユーザジョイント検出（ＦＢＰＭＪＤ）＞
ＦＢＰＭＪＤの好ましい実施形態について説明する前に、ＦＢＰＭＪＤ分析のための必要な背景を以下に説明する。始めに、次のマトリクスを構成する。
【数３７】
0004359388.tif 000013
この場合、Ａ１，Ａ２，ＡＢ，１およびＡＢ，２は前記数式２２に与えらており、
【数３８】
0004359388.tif 000014
【数３９】
0004359388.tif 000015
【数４０】
0004359388.tif 000016
とし、この場合ｗｎ，ｎ＝１，…，Ｎは前記数式２５および数式２６で与えられ、かつ＾ｕｎ，ｎ＝１，…，Ｎは前記数式３２で与えらている。ベクトルａｎはマトリクス形式で表現できる。
【数４１】
ａｎ＝Ｂｄｎ−１＋ｘｎ，ｎ＝２，…，Ｎ−１
ａｎ＝ＢＢｄｎ−１＋ｘｎ，ｎ＝Ｎ
【００５１】
数式４１におけるシステムはデータシンボル推定のための逆方向伝搬手順を特徴付け、従って該システムのデータシンボル推定演算子はＭ（ＢＰ）と表示される逆方向伝搬推定演算子（ｂａｃｋｗａｒｄ  ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  ｅｓｔｉｍａｔｅ  ｏｐｅｒａｔｏｒ）と称される。
【００５２】
今データ推定のためにゼロフォーシング（ＺＦ）基準が考慮されれば、前記逆方向伝搬推定演算子Ｍ（ＢＰ）は次のように規定できる。
【数４２】
ＭＺＦ（ＢＰ）＝（ＢＨＢ）−１ＢＨ
ＭＢ，ＺＦ（ＢＰ）＝（ＢＢＨＢＢ）−１ＢＢＨ
この場合、ＭＺＦ（ＢＰ）はｄｎ，ｎ＝１，…，，Ｎ−２を推定するために使用され、かつＭＢ，ＺＦ（ＢＰ）はｄＮ−１を推定するために使用される。
【００５３】
前記数式４１によれば、ｄｎ，ｎ＝１，…，Ｎ−１の逆方向伝搬ゼロフォーシング推定は次の式によって得られる。
【数４３】
0004359388.tif 000017
【００５４】
同様に、ノイズ共分散マトリクスＲｎおよび送信シンボル共分散マトリクスＲｄは前記数式３４によって与えられると仮定すれば、逆方向ＭＭＳＥ推定演算子は次のように定義できる。
【数４４】
ＭＭＭＳＥ（ＢＰ）＝｛ＢＨＢ＋（σｎ２／σｄ２）Ｉ｝−１ＢＨ
ＭＢ，ＭＭＳＥ（ＢＰ）＝｛ＢＢＨＢＢ＋（σｎ２／σｄ２）Ｉ｝−１ＢＢＨ
【００５５】
また、ｄｎ，ｎ＝１，…，Ｎ−１の逆方向伝搬ＭＭＳＥ推定はデコーダ４０３によって次の式を解くことにより得られる。
【数４５】
0004359388.tif 000018
【００５６】
上記数式４３または数式４５から解を得ることはベクトルａｎを知ることに基づき、これは、好ましい実施形態では、順方向伝搬手順（ｆｏｒｗａｒｄ  ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ  ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ：ＦＰ）によりデコーダ４０３によって得ることができる。すなわち、数式４３または数式４５を解くことは実際に二つの手順を含む。すなわち、数式２９によって特徴付けられる順方向伝搬手順および数式４１によって特徴付けられる逆方向伝搬手順である。従って、我々は数式４１の結果として得られた解を順方向−逆方向解または解法（ｆｏｒｗａｒｄ−ｂａｃｋｗａｒｄ  ｓｏｌｕｔｉｏｎ）と称する。順方向−逆方向伝搬手順によって該順方向−逆方向解＾＾ｄｎ，ｎ＝１，…，Ｎを得るための詳細な説明が次のように与えられる。
ｎ＝１，Ｎに対して、
＊  ｒｎおよび＾ｄｍ，ｍ＝ｎ−ｍｉｎ｛ｎ−１，ｐ−１｝，…，ｎ−１から＾ｕｎを得る（数３２）。
＊  ｄｎ（ｋ）の順方向伝搬推定を得る（数３３または数３６）。
＊  ＾ｕｎおよび推定された＾ｄｍ，ｍ＝ｎ−１，ｎからｚｎを得る（数３９）。
＊  ＾ｕｎ−１およびｚｎからａｎを得る（数４０）。
＊  ＾＾ｄｎ−１の逆方向伝搬推定を得る（数４３または数４５）。
＊  順方向伝搬解：＾ｄｎ−１＝＾＾ｄｎ−１を更新する。
＊  終了。
＊  最後の推定されたデータシンボル：＾＾ｄＮ＝＾ｄＮを決定する。
【００５７】
従来技術の推定または評価手順と異なり、上で述べたジョイント推定技術（ＦＰＭＪＤおよびＦＢＰＭＪＤ）は計算機的な複雑さがより少ない結果となる。これは結果として従来技術のジョイント検出受信機と比較した場合コストが低くかつより少ない量の電力を消費する受信機を得ることになる。
【００５８】
本発明の上記説明、特定の細部、および上で述べた図面は本発明の範囲を制限することを意味するものではない。例えば、上記説明は逆方向リンクに関するものであるが、本発明は順方向および逆方向リンクの双方に等しく適用できる。さらに、上の説明は二つの別個のブロックのデータシンボルを備えた包括的なバースト構造に言及している。明らかに、タイプ１およびタイプ２のＴＤ−ＣＤＭＡバースト形式は上記説明の範囲内のものである。さらに、より高いデータレートのサービスを可能にするために、単一のユーザがフレームと共に一つより多くのタイムスロットにより送信でき、あるいは一つより多くのデータシンボルシーケンス（そのユーザに割当てられるべき単一の拡散符号より多くを必要とする）を送信できる。いずれにしても、本発明は使用できる任意のデータシンボルシーケンスを含むことを意図している。発明者は本発明の精神および範囲から離れることなく種々の変更を本発明に対して成すことができ、かつすべてのそのような変更は添付の請求の範囲に含まれるものと考える。
【図面の簡単な説明】
【図１】  時分割多元接続（ＴＤＭＡ）および符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）要素の双方を導入した従来技術の時分割、符号分割多元接続（ＴＤ−ＣＤＭＡ）エアインタフェースを示す説明図である。
【図２】  単一タイムスロットに対する図１のＴＤ−ＣＤＭＡエアインタフェースを使用した通信システムを示すブロック図である。
【図３】  本発明の好ましい実施形態に係る図２のＴＤ−ＣＤＭＡ通信システムにおける送信および受信信号をも示す移動ステーションおよびベースステーションのブロック図である。
【図４】  本発明の好ましい実施形態に係る図３のデジタル信号プロセッサのブロック図である。
【符号の説明】
２００  ベースステーション（ＢＳ）
２０１，２０３，２０５，２０７，２０９  移動ステーション
３０１  移動ステーション
３０６  アンテナ
３０８，３０９，３１０  ベースステーションのアンテナ
３２０  デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）
【図１】
0004359388.tif 000019
【図２】
0004359388.tif 000020
【図３】
0004359388.tif 000021
【図４】
0004359388.tif 000022