(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源に対して直列接続される、第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との接続点に接続される、トランスの１次巻線と共振コンデンサとの直列回路と、
前記１次巻線と前記共振コンデンサとに共振電流を流すために、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを交互に開閉する駆動回路と、
前記トランスの２次巻線に誘起する誘起電圧の極性に同期して交互に開閉して同期全波整流をおこなう、第１のＭＯＳトランジスタと第２のＭＯＳトランジスタと、
前記同期全波整流された整流電流を流すチョークコイルと、
前記チョークコイルを介して前記整流電流を充電する平滑コンデンサと、を備え、
前記チョークコイルは、
前記誘起電圧の極性が反転した後も、反転前と同方向の電流を流して、前記平滑コンデンサからの電流が前記第１のＭＯＳトランジスタと前記第２のＭＯＳトランジスタとに流れることを妨げるようにすることを特徴とする電流共振型スイッチング電源。
【請求項２】
前記２次巻線は、
巻き上げ巻線を有し、
前記第１のＭＯＳトランジスタと前記第２のＭＯＳトランジスタとの各々のゲートは、前記巻き上げ巻線からの巻き上げた電圧によって駆動されることを特徴とする請求項１に記載の電流共振型スイッチング電源。
【請求項３】
前記駆動回路は、
前記平滑コンデンサの両端に得られる出力電圧を一定の電圧に維持するように、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子が交互に開閉するスイッチング周波数を制御することを特徴とする請求項１に記載の電流共振型スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチング電源回路に係わり、特に電流共振型スイッチング電源において２次側に得られる出力電圧を同期整流方式とする際に有用なスイッチング電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、地球環境の省エネルギー化にともなって各種のスイッチング電源の一層の高効率化と低ノイズ化が求められている。
特に、コンピュータ、通信機器等の電源回路としては低電圧出力においても高い効率を維持し、かつノイズの少ないｄｃ−ｄｃコンバータが要求されている。
【０００３】
ところで、一般的には低電圧出力にすると、同一の消費電力を有する場合は出力電流が大電流化することになり、ｄｃ−ｄｃコンバータの場合は２次側の整流ダイオードによる抵抗損失が大きな電力損失を示すようになる。
そこで、比較的ノイズが少なくかつ高効率とされている電流共振型スイッチング電源と、２次側の出力を低オン抵抗となるようなトランジスタを同期整流方式で駆動して直流出力電圧を得ることが考えられている。
【０００４】
図４はこのような組み合わせからなるスイッチング電源回路の一例を示したものであって、Ｑ１、Ｑ２は直列接続されているＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子、Ｔは１次側のスイッチング電力を２次側に転送する絶縁トランスである。
ＩＣは前記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互に開閉するための電源コントロール回路を示し、通常は図示されていない電圧検出手段によって出力電圧Ｖ0 と基準電圧を比較しながら、スイッチング素子のスイッチング周波数を可変できるように構成し、出力電圧Ｖ0 を定電圧化することができるように制御するものである。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の出力は絶縁トランスＴの１次巻線Ｌ1 と共振コンデンサＣ1 に供給されている。そして、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が交互に開閉すると、トランスＴのリーケージインダクタンスと共振する共振コンデンサＣ1 を充放電する電流によってトランスの１次巻線Ｌ1 がドライブされ、図５のように１次巻線Ｌ1 に印加されている電圧Ｖ1 が２次巻線Ｌ2 にＶ2 として誘起され、通常のｄｃ−ｄｃコンバータの場合は１組の整流用のダイオードによって全波整流が行われる。
【０００６】
しかしながら、出力電圧が低い場合は比較的オン抵抗の高い整流ダイオードによる損失がかなり大きいものになるため、図４に示されているように整流ダイオードに変えてＮチャンネルのＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を使用して同期方式で全波整流を行い平滑コンデンサＣ0 から直流電圧Ｖ0 を出力する回路を構成することが知られている。
【０００７】
この図４の回路の場合は、平滑コンデンサＣ0 にＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を介して低抵抗で全波整流電圧が充電されるので比較的低電圧の直流電圧Ｖ0 を効率的に出力することができる。
なお、ＤはＭＯＳトランジスタＱ３、ＭＯＳトランジスタＱ４の構造から形成されている寄生ダイオードを示している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
スイッチング素子をハーフ接続した電流共振型のスイッチング電源は、ターンオン時は零電流スイッチングであり、ターンオフ時には電流共振時になるため、本質的に低ノイズであり、またスイッチング周波数を変えることによって２次側の出力電圧Ｖ0 を広く可変できるという特徴があるが、広いレギュレーション範囲を確保するためには全期間で、２次側に電力を伝達する整流電流連続モードと２次側に電力を供給しない期間を有する２次側整流不連続モードを持つ。
【０００９】
ところで、定電圧制御等によってスイッチング周波数が共振周波数に比較して低くなると、前記したように２次側整流不連続モードとなり、この場合はスイッチングの１周期の間で図５に示すように２次側の平滑コンデンサが充電されない期間ｔ１を生じ、この期間ｔ１には出力電圧Ｖ0 がトランスの２次電圧Ｖ2 より高くなる。
通常のダイオードによる整流の場合はこのような不連続モードでもダイオードによって逆電流が阻止されるので問題にならないが、ＭＯＳＦＥＴトランジスタの場合は逆方向にも電流が流れるので、この期間がオンとなるように制御されていると、図５に示すように期間ｔ１の間に負方向の逆方向の電流ｉｄ１，およびｉｄ２が、それぞれ同期整流型のＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４に流れる。
そして、この負方向に流れる逆電流ｉｄによってＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４が発熱したり１次側スイッチング損失が発生するという問題が生じる。
【００１０】
そこで、トランスＴの出力電圧や電流を検出してＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を制御する論理回路を組み込み、適切なタイミングでＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ３，Ｑ４を導通するようにコントロール回路ＩＣ１、ＩＣ２を設けることがが考えられているが、このようなコントロール回路ＩＣ１、ＩＣ２は別個に調達する必要があるためコストアップとなると共に、回路構成を複雑にするという問題がある。
また、コンデンサＣ0を充電する充電期間が短くなると、この期間に充電される電流のピーク値が高くなり、導通角が狭くなることによってスイッチング電源の力率が劣化するという問題があった。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチング電源はこのような問題点を軽減するためになされたものであって、直流電圧に対してハーフブリッジ接続されたスイッチング素子を交互に断続する駆動回路と、前記スイッチング素子の接続点から共振コンデンサを介して絶縁トランスの１次側に交番電圧を印加し、上記絶縁トランスの２次巻線から所定の交番電圧が得られるようにした電流共振型スイッチング電源において、前記２次巻線の出力側に交互にオンとなるようにタイミングで制御される同期整流型ＭＯＳトランジスタを設け、前記同期整流型ＭＯＳトランジスタで整流された整流電流をチョークコイルを介して平滑コンデンサに充電するように構成したものである。
なお、上記ＭＯＳトランジスタを駆動する電圧を供給するための巻線は、電力を出力する２次巻線と別個に設定することもできる。
【００１２】
平滑コンデンサを充電する同期整流型のＭＯＳトランジスタから出力される全波整流電流は、チョークコイルを介して平滑コンデンサを充電するようにしているので、整流電流が１周期の間に連続していない不連続モードの時でも、ＭＯＳトランジスタを介して逆方向に流れる逆電流をチョークコイルの逆起電圧によって阻止することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施例を示す電流共振型スイッチング電源回路であって、前記した図４に示すように、Ｅは供給電源、Ｑ１、Ｑ２はハーフブリッジ接続のスイッチング回路を形成するスイッチング素子であり、ＭＯＳトランジスタによって構成されている。
そして、そのスイッチング出力はドライブトランスＴの１次巻線Ｌ1 、共振コンデンサＣ1 を介して供給電源Ｅの接地端子に接続されている。
【００１４】
また、絶縁トランスＴの２次巻線Ｌ2 に誘起される誘起電圧が同期整流型のＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４、およびチョークコイルＬC を介して平滑コンデンサＣ0 を充電するように全波整流回路を構成している。
このスイッチング電源の場合はＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４をドライブするために２次巻線Ｌ2 の両端を巻き上げ、アース点を中心としてＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を２次巻線の誘起電圧の極性に応じて導通するように「巻線電圧検出方式」で制御している。
【００１５】
なお、ＩＣはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をドライブするための制御用ＩＣ回路であり、このＩＣ回路は通常は出力電圧Ｖ0 を一定の電圧に維持するようにスイッチング周波数を制御すると共に、スイッチング電源の異常な温度上昇等を検知してスイッチング動作を停止させる保護機能を持つことができるようにしている。
また抵抗ｒ１、ｒ２はゲート容量に対して適当な時定数をもたせ、トランジスタのオンタイミングを設定する作用を有する。
【００１６】
以下、このスイッチング電源の動作を簡単に説明すると、供給電源Ｅが印加されると、例えばＭＯＳトランジスタＱ１がオン、ＭＯＳトランジスタＱ２がオフとなるように駆動される。そして、このときに供給電源ＥからＭＯＳトランジスタＱ１、トランスの１次巻線Ｌ1 を介して、共振コンデンサＣ1 が充電される。
次に、１次側の共振周期に対応してＭＯＳトランジスタＱ１がオフ、ＭＯＳトランジスタＱ２がオンとなるように駆動することにより、トランスの１次巻線Ｌ1 に共振コンデンサＣ1 の共振電流が流れ、２次側に交番電力が転送される。
【００１７】
２次巻線Ｌ2 に発生した交番電圧は、２次巻線を巻き上げた電圧によって、例えばその極性が正となる期間にそれぞれＭＯＳトランジスタＱ３、及びＭＯＳトランジスタＱ４が導通するようにゲート電圧が印加され、コンデンサＣ0 にはチョークコイルＬｃを介して整流電流ｉｄ３，ｉｄ４が流れ込み全波整流が行われる。
なお、ＤはＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４に寄生するダイオードであり、ＭＯＳトランジスタのゲート電圧がしきい値に達しない期間に電流を流すことができるが、外部から接続されるものであっても良い。
【００１８】
ところで、例えば負荷が変動して出力電圧が変化すると、定電圧制御によってスイッチング周波数が共振周波数より低くなるように制御され、前記図５に示したように不連続な整流モードとなって逆電流が発生する。
しかし、本発明の場合は、図２のスイッチング波形に示すように、１次側の電圧Ｖ1 に対して２次側に誘起される電圧はＶ2 のようになり、１次側の電流Ｉ1 はチョークコイルＬｃによってピーク値が抑圧された波形となる。前記図５のｔ1の期間は、１次側のスイッチング素子が反転していないにも関わらず２次側の平滑コンデンサに流れる充電電流が途絶える不連続期間になり、この期間にはＭＯＳトランジスタＱ３がまだオンに駆動されているため、電流がＭＯＳトランジスタＱ３を逆方向に流れようとする。
【００１９】
しかしながら、本発明の場合は図２のようにａ点においてトランスが磁気的に反転し、ＭＯＳトランジスタＱ４に電流ｉｄ４が流れ始めるが、このときにチョークコイルの逆起電力によってＭＯＳトランジスタＱ３にも電流ｉｄ３が流れ続け、この電流が零になったｃ点でＭＯＳトランジスタＱ４のみに電流ｉｄ４が流れる状態になる。すなわち、期間ｔ２にはトランスの出力電圧とチョークコイルのインダクタによる逆起電力がバランスし、電流を連続した方向に流すことになる。
【００２０】
従って、ＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４には電流が零ポイントまで連続的に流れ零電流となったＣ点ではトランスがすでに反転していることによって逆電流が流れることはない。
図中ｂ点ではＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４の関係が逆になり電流が流れることになる。
【００２１】
このように、本発明ではチョークコイルＬｃに逆起電力が発生し、ＭＯＳトランジスタＱ３にいままで流れていた電流ｉｄ３は徐々に減衰すると共に、ＭＯＳトランジスタＱ４を介して電流ｉｄ４が流れる方向に駆動され、不連続期間となる期間ｔ２の終了時点でチョークコイルＬｃに流れる電流が電流ｉｄ３からｉｄ４に完全に変換され、逆電流が生じないようにすることができる。
【００２２】
以上説明したように、チョークコイルＬｃのインダクタンスを適切に定めると、本発明では逆電流が流れることがないようにできるから、同期整流型のＭＯＳトランジスタのドライブは最も簡単な巻線電圧検出方式で行うことができる。
さらに平滑部にインダクタンスが挿入されることによって同期整流素子に流れる電流の流通角が広がり、そのピーク値も抑圧されることになる。
したがって、これによって力率が改善され、半導体やトランス、及び平滑用コンデンサによる損失を大幅に改善することができる。
【００２３】
図３は本発明の他の実施例を示したものであって、図１と同一部分は同一の符号としている。この実施例の場合はＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４をドライブする電圧を出力するために２次巻線と絶縁された独立の３次巻線Ｌ3 を設け、この３次巻線によって同期整流型のＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４を駆動するようにしたものである。又、ＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４はソース側を接地（ＧＮＤ）とするように接続され、ゲートドライブを容易にすることができる。
【００２４】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の電流共振型スイッチング電源は、特にハーフブリッジ型の電流共振型スイッチング電源に同期整流型の整流素子を適応する際に、同期整流素子に逆電流を流さないようにすることが簡単な回路によって出来ると共に、挿入されたインダクタンスによって整流電流のピーク値が抑圧されるので整流電流の流通角が広くなり、力率の改善を図ることができるという利点もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源回路の実施例を示す回路図である。
【図２】図１においてスイッチング動作時の各部の信号の波形図を示す。
【図３】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図４】電流共振型スイッチング電源に同期整流方式を採用したときの説明回路図である。
【図５】同期整流時に発生する逆電流の説明波形図である。
【符号の説明】
Ｑ１，Ｑ２  スイッチング素子、Ｔ  絶縁トランス、Ｃ1   共振コンデンサ、Ｃ0   平滑コンデンサ、Ｌ1   １次巻線、Ｌ2   ２次巻線、Ｑ３，Ｑ４  同期整流用のＭＯＳトランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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