(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号から適応フィルタによって疑似エコー信号を形成し、減算手段によって送信信号から疑似エコー信号を減算して送信信号におけるエコー成分を除去する、上記適応フィルタのタップ係数を学習同定法に従って更新するディジタルシグナルプロセッサを利用したエコーキャンセラにおいて、
受信信号を少なくとも通信フレーム長分だけ保持する保持手段と、
この保持手段に保持されている受信信号に基づき、各通信フレームについてのパワーを求めるパワー計算手段と、
各通信フレームごとに求められたパワーによって、０より大きく１より小さい一定値を除算し、通信フレームごとの除算結果を得る除算手段と、
上記減算手段から出力されたサンプル毎のエコー除去残差信号に対し、そのサンプルが属する通信フレームについての上記除算結果を乗算し、その乗算結果に応じて、上記適応フィルタのタップ係数を更新する更新手段と
を有することを特徴としたエコーキャンセラ。
【請求項２】
上記パワー計算手段は、各通信フレームについて、少なくともその通信フレームの受信信号のサンプルから、その通信フレームの受信信号のパワーを求めることを特徴とした請求項１記載のエコーキャンセラ。
【請求項３】
上記パワー計算手段は、所定条件下では、パワー算出対象の通信フレームの受信信号に加え、パワー算出対象の通信フレームの前及び又は後の通信フレームの受信信号をも用いて、パワーを求めることを特徴とした請求項２記載のエコーキャンセラ。
【請求項４】
上記パワー計算手段は、パワー算出対象の通信フレームの受信信号から求めたパワーと、パワー算出対象の通信フレームの前及び又は後の通信フレームの受信信号から求めたパワーとを平滑化し、平滑化したパワーを前記除算手段に与えることを特徴とした請求項３記載のエコーキャンセラ。
【請求項５】
上記パワー計算手段による平滑化は、重付け平均又は単純平均であることを特徴とする請求項４記載のエコーキャンセラ。
【請求項６】
上記パワー計算手段は、パワー算出対象の通信フレームの後半部の受信信号と、パワー算出対象の通信フレームの後の通信フレームの前半部の受信信号の計１通信フレーム長分の受信信号から、又は、パワー算出対象の通信フレームの前半部の受信信号と、パワー算出対象の通信フレームの前の通信フレームの後半部の受信信号の計１通信フレーム長分の受信信号から、パワーを求めることを特徴とした請求項３記載のエコーキャンセラ。
【請求項７】
上記パワー計算手段は、パワー算出対象の通信フレームとその前又は後の通信フレームの計２通信フレームの受信信号を、１通信フレーム長分の受信信号に補正した後、パワーを求めることを特徴とした請求項３記載のエコーキャンセラ。
【請求項８】
上記更新手段は、処理対象の通信フレームの乗算結果と、その前又は後の通信フレームの乗算結果との補間処理により、処理対象の通信フレームでの各サンプル位置での乗算結果を求めて、上記適応フィルタのタップ係数を更新することを特徴とした請求項１に記載のエコーキャンセラ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、所定のエコーモデルに基づくエコーキャンセラに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に受話者端末装置では、交換ネットワークからの音声信号を４線式回路を介して導入し、これを２線式回路により各種サービスに提供している。このような通信回路の終端部で、インピーダンス不整合に対処するためのエコーキャンセリング技術が種々知られている。これらの技術については文献：「適応フィルタ入門」（Ｓヘイキン著、式部幹訳、現代工学社などに開示されている。
【０００３】
たとえば図２のブロック図に、その構成を示すエコーキャンセラを用いた技術がある。図２において、この従来例のエコーキャンセラ１０は、交換ネットワークとの受信入力端子Ｒin１１、アナログ／ディジタル変換器１２、後述する適応フィルタ４０のための入力監視点１３、ディジタル／アナログ変換器１４、受信出力端子Ｒout１９から構成した受信信号経路を有している。
【０００４】
またハイブリッドトランス２０を介して、４線式回路網から２線式回路への信号変換を行うと共に、送信入力端子Ｓin３１、別のアナログ／ディジタル変換器３２、疑似エコー信号Ｙ(n)の加算器３３、残留エコーの偏差（残差）信号ｅ(n)の出力検知点３４、別のディジタル／アナログ変換器３５、送信出力端子Ｓout３９、および所定の適応アルゴリズムを有した適応フィルタ４０から送信信号経路を構成している。
【０００５】
このエコーキャンセラ１０では、遠方からの音声信号Ｘが、図示しない交換ネットワークを介して受信入力端子Ｒin１１に入力され、アナログ／ディジタル変換器１２でディジタルの受信信号Ｘ(n)に変換される。この受信信号Ｘ(n)が入力監視点１３を通過すると、ディジタル／アナログ変換器１４で再びアナログ信号に変換され、ハイブリッドトランス２０に入力される。またアナログ信号が、図示しない２線式回路を介して受話者端末装置に導入される。ここで小文字ｎは、音声信号Ｘが時刻ｎにサンプリングされて第ｎ番目の信号となったことを意味している。
【０００６】
このときハイブリッドトランス２０では、その不可避なインピーダンス不整合からアナログ信号の一部がエコーｙとなって送信入力端子Ｓin３１に反射される。このエコー信号ｙが、アナログ／ディジタル変換器３２でディジタル信号ｙ(n)に変換されると、これが加算器８によって適応フィルタ４０の疑似エコー信号Ｙ(n)と相殺される。しかしその残差信号ｅ(n)が、出力検知点３４を介してディジタル／アナログ変換器３５に入力されると、再びアナログ信号に変換されて送信出力端子Ｓout３９から遠方の送話者端末装置に送信されてしまう。
【０００７】
したがって適応フィルタ４０では、この残差信号ｅ(n)を最小化させるように疑似エコー信号Ｙ(n)が制御されている。すなわち入力監視点１３で受信信号Ｘ(n)を監視しながらディジタル信号処理を行うと共に、出力検知点３４からの残差信号ｅ(n)に基づく疑似エコー信号Ｙ(n)を形成する。このようなエコーキャンセラ１０によれば、遠方の送話者端末装置へのエコーｙを最大限に除去できるため、交換ネットワークの通話品質を向上できるとして広く用いられる。なお受話者端末装置からは、その送話信号がハイブリッドトランス２０、本エコーキャンセラ１０、送信出力端子Ｓout３９を介して、エコーｙとは独立して交換ネットワークに送出される。
【０００８】
続いて適応フィルタ４０について、その機能の一例を図３のブロック図に示すと共に具体的な疑似エコー信号Ｙ(n)の生成技術の一例を説明する。この適応フィルタ４０は、公知のＦＩＲ(Finite Impulse Response)フィルタからなる巡回型のＦＩＲフィルタ部４１と、そのフィルタ係数（タップ係数）を更新するための係数更新部５０とから構成されたフィルタである。
【０００９】
ＦＩＲフィルタ部４１は、受信信号Ｘ(n)列の変数レジスタ４２、それぞれの遅延量に応じた乗算および加算を行う積和計算部４３、そのタップ係数のための係数レジスタ４４からなっている。また係数更新部５０は、受信信号Ｘ(n)列の遅延タップ５１、受信信号Ｘ(n)ごとのパワー計算部５２、そのパワー信号による除算部５３、受信信号Ｘ(n)ごとに残差信号ｅ(n)に基づく各タップ係数の更新量計算部５４を有している。
【００１０】
これにより残差信号ｅ(n)の原因となる受信信号Ｘ(n)に対して、更新量計算部５４で受信信号Ｘ(n)列のパワーによりタップ係数を更新させられる。そしてＦＩＲフィルタ部４１の積和計算部４３で、タップ係数を時々刻々と変化させながら疑似エコー信号Ｙ(n)を受信信号Ｘ(n)ごとに生成することができる。たとえばディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）システムによって、各部の複雑な機能を公知のディジタル信号処理技術で実現できる。この場合には、遅延タップ５１を変数レジスタ４２と兼用させて簡単な構成を採る。以下それぞれの処理段階を簡単に説明する。
【００１１】
受信信号Ｘ(n)列が、ＦＩＲフィルタ部４１と係数更新部５０とに入力される。ＦＩＲフィルタ部４１では、図４（ａ）に示すとおり、これらを逐次に変数レジスタ４２に導入して時刻ｎにおける遅延サンプル信号（図ではＸ(0)からＸ(N-1)）列とする。これにより積和演算部４３で、下記の演算式（１）によって疑似エコー信号Ｙ(n)を生成する。この変数レジスタ４２にはＮ−１個のメモリセルが設けてあり、またｘ(0)は直接的に乗算される。
【００１２】
Ｙ(n)＝ΣＸ(n-k)＊Ｈk(n)  …  （１）
すなわち変数レジスタ４２の遅延サンプル信号Ｘ(n)列と、そのタップ係数Ｈk(n)との積を範囲k＝０からＮ−１まで加算すると、この積和演算の総和を疑似エコー信号Ｙ(n)にできる。
【００１３】
したがって受信信号Ｘ(n)のパワーを監視しながら、時々刻々と係数レジスタ４４のタップ係数Ｈk(n)を更新することによって、そのエコーパスの適応フィルタ４０を構成することができる。そこで係数更新部５０では、下記の演算式（２）により、パワー計算部５２でパワー信号POWER(n)を計算する。
【００１４】
POWER(n)＝Σ(Ｘ(n-i)＊Ｘ(n-i))  …  （２）
すなわち新たな遅延サンプル信号Ｘ(n)が入力されるたびに、図４（ｂ）のタイムチャートに示すとおり、範囲ｉ＝０からＮ−１までの自乗和計算をして受信信号のパワーとする。変数レジスタ４２と同様に、遅延タップ５１にもＮ−１個のメモリセルがある。
【００１５】
続いて除算部５３で、遅延サンプル信号Ｘ(n)ごとに下記の演算式（３）によりパワー信号POWER(n)の逆数IAEP1を計算する。ここで定数αを、範囲０＜α＜１でエコーキャンセリング機能の収束の速さを決定づける一定の値とする。
【００１６】
IAEP1＝（α／POWER(n)）…  （３）
また更新量計算部５４では、この演算式（３）の計算結果を下記の演算式（４）に代入してＦＩＲフィルタ部４１のタップ係数Ｈk(n)を計算する。
【００１７】
Ｈk(n+1)＝Ｈk(n)＋IAEP1＊ｅ(n)＊Ｘ(n-k)  …  （４）
この演算式（４）による方法は、いわゆる学習同定法（ＮＬＭＳ法）として広く知られている。このＮＬＭＳ法によれば、タップ係数Ｈk(n)の更新量を遅延サンプル信号Ｘ(n)ごとに計算できるため、適応フィルタ４０をエコーパスの伝達特性にきめ細かく適応させながら疑似エコー信号Ｙ(n)を求めることができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが上記従来例のエコーキャンセラでは、タップ係数Ｈk(n)を演算式（４）で計算しているために、その演算量が多大となることから次のような不都合が発生する。
【００１９】
一般にＤＳＰでは、積和演算の演算量（演算回数）が比較的に少ないものの、除算には乗算、加算の何倍もの演算量を必要とする。また除算式では、その分子、分母の数値に制限（範囲、符号など）を課すことが多く、その場合には除算の前処理を行って、分母、分子が各ＤＳＰに依存した制限内に収まる工夫をしなければならない。これらの前処理も除算の一部としてＤＳＰで実行されるために、たとえ１回の除算でもＤＳＰにとっては非常に大きな負担になるという問題があった。
【００２０】
またエコーキャンセラのように、音声通信などで信号処理を行う装置では、その実時間に生じた信号をリアルタイムで処理していく必要がある。したがってＤＳＰが、すべての必要な信号処理を許容範囲内の時間と演算量で終了させなければならない。ところが遅延サンプルを導入するたびに除算を行うのでは、許された演算量の多くの部分を除算に消費してしまうために、肝心の上記積和演算に多くの演算量を残せなくなるという問題もあった。
【００２１】
そのため、適応フィルタでタップ係数の更新量を計算する場合に、これらの問題点を合理的に解決して、パワー信号による除算の演算量を削減したエコーキャンセラが求められている。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため、本発明は、受信信号から適応フィルタによって疑似エコー信号を形成し、減算手段によって送信信号から疑似エコー信号を減算して送信信号におけるエコー成分を除去する、上記適応フィルタのタップ係数を学習同定法に従って更新するディジタルシグナルプロセッサを利用したエコーキャンセラにおいて、受信信号を少なくとも通信フレーム長分だけ保持する保持手段と、この保持手段に保持されている受信信号に基づき、各通信フレームについてのパワーを求めるパワー計算手段と、各通信フレームごとに求められたパワーによって、０より大きく１より小さい一定値を除算し、通信フレームごとの除算結果を得る除算手段と、上記減算手段から出力されたサンプル毎のエコー除去残差信号に対し、そのサンプルが属する通信フレームについての上記除算結果を乗算し、その乗算結果に応じて、上記適応フィルタのタップ係数を更新する更新手段とを有することを特徴とした。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のエコーキャンセラをディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）システムで実現した実施形態の一例を図面を参照しながら詳述する。なお従来例と同様の部分については、これらを同一の符号で図示すると共に詳しい説明は省略する。
【００２４】
（Ａ）第１の実施形態
（Ａ−１）第１の実施形態の構成
第１の実施形態に係るエコーキャンセラは、遅延サンプル信号列のための保持レジスタを受信入力経路に有した装置であり、その機能を図１のブロック図で示すことができる。
【００２５】
図１において、このエコーキャンセラ１００は、交換ネットワークと接続した受信入力端子Ｒin１１、受信信号のアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１２、ディジタルの受信信号Ｘ(n)列の保持レジスタ１１２、後述する適応フィルタ１４０のための入力監視点１１３、同じく受信信号Ｘ(n)列の別の保持レジスタ１１４、１１５、ディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）１４、受信出力端子Ｒout１９から構成した受信信号経路を有している。
【００２６】
またハイブリッドトランス２０を介して４線式回路網から２線式回路への信号変換を行うと共に、送信入力端子Ｓin３１、別のＡ／Ｄ変換器３２、さらに別の保持レジスタ１３２、適応フィルタ１４０による疑似エコー信号Ｙ(n)の加算器３３、残留エコーの偏差（残差）信号ｅ(n)の出力検知点３４、さらに別の保持レジスタ１３５、別のＤ／Ａ変換器３５、送信出力端子Ｓout３９、および所定の適応アルゴリズムを有した適応フィルタ１４０から送信信号経路を構成する。
【００２７】
四つの保持レジスタ１１２、１１５、１３２、１３５は、導入したディジタル形式の受信信号Ｘ(n)列、またはエコー信号ｙ(n)列が重畳した送信信号を１フレームごとにまとめて保持すると共に、これらを導入順でシリアルに送出させるレジスタである。またフレーム単位で音声処理を行うための、後述する要請に適した構成であり、保持レジスタ１１４には、保持レジスタ１１５で生じた時間遅延を相殺させる機能がある。それぞれのメモリセルをほぼ同数にそろえれば、ハードウェア素子の共通化を図ることができ、たとえば８０サンプルであるとするが、これに限定されるものではない。
【００２８】
適応フィルタ１４０は、巡回型のＦＩＲフィルタ部１４１と、そのタップ係数の係数更新部１５０とを有したフィルタであり、その機能を図５のブロック図で示すことができる。たとえば公知のディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）システムで実現すれば良い。係数更新部１５０は、受信信号Ｘ(n)列の遅延タップ１５１、フレーム単位でのパワー計算部１５２、そのパワー信号による除算部１５３、各タップ係数の更新量計算部１５４を有している。これらのうちのパワー計算部１５２の機能が一部異なる他は、前述した従来例の係数更新部と同様である。また遅延タップ１５１をＦＩＲフィルタ部１４１の変数レジスタ１４２と兼用でき、たとえば１２８タップであるとする。
【００２９】
（Ａ−２）第１の実施形態の動作
この第１実施形態では、受信入力端子Ｒin１１を介して音声信号Ｘが入力されると、これがＡ／Ｄ変換器１２でサンプルされた遅延サンプル信号Ｘ(n)列として保持レジスタ１１２に導入される。保持レジスタ１１２では、たとえばＬ個の遅延サンプル信号Ｘ(0)〜Ｘ(L-1)列を格納すると共に、これらが１フレームとして各保持レジスタ１１４、１１５に転送される。そして一方の保持レジスタ１１５により、Ｄ／Ａ変換器１４を介して再び音声信号に復元すると共に、他方の保持レジスタ１１４により、１フレーム相当の遅延サンプル信号Ｘ(1)〜Ｘ(L)列を１個（１サンプル）ずつ送出して、適応フィルタ１４０のＦＩＲフィルタ部１４１での演算に提供する。
【００３０】
たとえば時刻“０”において、Ａ／Ｄ変換器１２で遅延サンプル信号Ｘ(0)が得られると、これに対応して別のＡ／Ｄ変換器３２ではエコー信号ｙ(0)が得られる。同様にして時刻“Ｌ−１”のときに、Ｌ個分の遅延サンプル信号Ｘ(0)〜Ｘ(L-1)列が保持レジスタ１１２に、またエコー信号ｙ(0)〜ｙ(L-1)列が保持レジスタ１３２にそれぞれ保持される。続いて保持レジスタ１１２から、その遅延サンプル信号Ｘ(0)〜Ｘ(L-1)列が保持レジスタ１１４、１１５に転送されると、保持レジスタ１１４によって、これら遅延サンプル信号Ｘ(0)〜Ｘ(L-1)列を順に適応フィルタ１４０のＦＩＲフィルタ部１４１と係数更新部１５０とに導入する。すなわち保持レジスタ１１４が保持レジスタ１１５の時間遅延を相殺する。
【００３１】
このとき保持レジスタ１１４に、図６（ａ）に示すとおり、第Ｊフレームの８０個の遅延サンプル信号Ｘ(J,0)〜Ｘ(J,79)列が保持され、またすでに係数更新部１５０の遅延タップ１５１に、先行するフレームの１２８個の遅延サンプル信号Ｘ(n)列が保存済みとする。パワー計算部１５２では、図６（ｂ）に示すとおり、これら１２８個の遅延サンプル信号Ｘ(n)列によりPOWER_BI1(J,0)を計算して、それ以降のPOWER_BI1(J,1)・・・POWER_BI1(J,79)を同一の値に設定する。
【００３２】
言い換えるとパワー計算部１５２では、遅延サンプル信号Ｘ(J,0)〜Ｘ(J,L)列のパワーをその１フレームに１回だけ計算する。ただしＪ＝０の時にPOWER_BI1(J)＝０であり、第Ｊ番目のフレームでは、通算すると第ｋ番目の遅延サンプル信号Ｘ(J,k)が第（Ｊ×Ｌ＋ｋ）番目に相当する。また下記の演算式（５）により、範囲ｉ＝０からＮ−１まで計算してPOWER_BI1(J)を求める。ただしＪＬ−１−ｉ＜０の時は、遅延サンプル信号Ｘ(jL-1-i)＝０であるとみなす。
【００３３】
POWER_BI1(J)＝Σ(Ｘ(JL-1-i)＊Ｘ(JL-1-i))  …  （５）
また除算部１５３では、下記の演算式（６）によりフレームごとに１回だけIAEP_I1(J)を計算する。
【００３４】
IAEP_I1(J)＝（α／POWER_BI1(J)）…  （６）
そして更新量計算部１５４では、タップ係数の更新量を下記の演算式（７）で計算して、これによりＦＩＲフィルタ部１４１のタップ係数Ｈk(n)を更新させる。
【００３５】
Ｈk(n+1)＝Ｈk(n)＋IAEP_I1(J)＊ｅ(n-L)＊Ｘ(n-k-L)  …  （７）
（Ａ−３）第１の実施形態の効果
第１の実施形態によれば、遅延サンプル信号Ｘ(n)列を１フレームごとのまとまりとして扱って、保持レジスタ１１２、１１４、１１５などで受け渡しできるので、フレームごとに音声処理をする場合に都合がよい。
【００３６】
一般に交換ネットワークとの通信回路網には、エコーキャンセラの後処理として、たとえば音声信号の遅延サンプル信号を符号化する音声符号化器（ＶＯＣＯＤＥＲ）などを実装する。このＶＯＣＯＤＥＲでは、フレーム単位で遅延サンプル信号群を受け渡して処理する形式が近年急増しているために、前述したＡ／Ｄ変換器１２と保持レジスタ１１２との間に音声ＣＯＤＥＣを挿入することが多い。したがって遅延サンプル信号Ｘ(n)群を、同様に１フレームごとのまとまりで受け渡している。
【００３７】
また適応フィルタ１４０の係数更新部１５０には、すでにＦＩＲフィルタ部１４１のタップ係数に相当するメモリセルを有した遅延タップ１５１がある。このために、遅延サンプル信号群Ｘ(0)〜Ｘ(L-1)を保持できる容量が、従来例と比べると保持レジスタ１１４が付設された分だけ大きくなる。このため第Ｊ番目のフレームの最初の遅延サンプル信号Ｘ(J,0)により一度だけPOWER_BI1(J,0)を計算すれば、
それ以降はその計算結果を代表値として用いることができる。したがってパワー計算と除算の回数を、１／８０（すなわち１／フレーム長）に削減することができる。たとえば一般のＤＳＰを用いた演算量にして約１ＭＩＰＳ（１秒間に１００万回の演算回数）を節約できた。
【００３８】
（Ｂ）第２の実施形態
（Ｂ−１）第２の実施形態の構成
第２の実施形態は、別の適応フィルタ部２４０によりエコー除去の処理速度を改善させたエコーキャンセラであって、この別の適応フィルタ２４０に保持レジスタ１１４から遅延サンプル信号Ｘ(n)列を導入し、別のパワー計算部２５２によりパワー信号を求める他は、第１の実施形態と同様の装置である。適応フィルタ２４０の機能の一例を図７のブロック図で示すことができる。
【００３９】
（Ｂ−２）第２の実施形態の動作
第２の実施形態では、図８に示すとおり、受信信号のフレームごとに８０個の遅延サンプル信号Ｘ(J,0)〜Ｘ(J,79)列を導入して保持レジスタ１１４に格納する。そしてこれらを含めた１２８個の遅延サンプル信号列により、パワー計算部２５２でパワー信号POWER_BL(J,n)を計算して求める。
【００４０】
POWER_BL(J,0)・・・POWER_BL(J,79)を、図８（ｂ）に示すとおり同一の値として設定し、１フレームについて１回だけ計算する。このときのPOWER_BL(J,n)をPOWER_BL(J)とすると、これらを下記の演算式（８）により計算する。ただし(J＋１）Ｌ−１−ｉ＜０の時には、遅延サンプル信号Ｘ((J+1)L-1-i)＝０であるとみなす。
【００４１】
POWER_BL(J)＝Σ(Ｘ((J+1)L-1-i)＊Ｘ((J+1)L-1-i))  …  （８）
続いて除算部２５３では、下記の演算式（９）によりIAEP_BL(J)を計算する。
【００４２】
IAEP_BL(J)＝（α／POWER_BL(J)）  …  （９）
したがって更新量計算部２５４では、下記の演算式（１０）によってタップ係数Ｈk(n+1)を計算し、これによりＦＩＲフィルタ部１４１のタップ係数Ｈk(n)を更新する。
【００４３】
Ｈk(n+1)＝Ｈk(n)＋IAEP_BL(J)＊ｅ(n-L)＊Ｘ(n-k-L)  …  （１０）
（Ｂ−３）第２の実施形態の効果
第２の実施形態によれば、保持レジスタ１１４に導入した直後の遅延サンプル信号も加えて、パワー信号を計算をする構成にしたため、これら遅延サンプル信号列に対してタップ係数を直ちに反応させることができる。したがって演算量の削減と共に、遅延サンプル信号列のパワーが大きく異なる場合でも、前述した従来例と同等の反応速度を実現することができる。
【００４４】
（Ｃ）第３の実施形態
（Ｃ−１）第３の実施形態の構成
この第３の実施形態は、さらに別の適応フィルタ部３４０が前後のフレームどうしでエコーの除去性能を偏らせないエコーキャンセラであって、この別の適応フィルタ３４０の係数更新部３５０の前段に付加した平滑演算部３５５により、パワー信号を平滑にする他は、第２の実施形態と同様の装置である。適応フィルタ３４０の機能の一例を図９のブロック図で示すことができる。
【００４５】
（Ｃ−２）第３の実施形態の動作
第３の実施形態では、パワー計算部３５２で求めたパワー信号POWER_BL(J)を平滑演算部３５５に導入して、下記の演算式（１１）による平滑演算を行う。ここでδは、範囲０＜δ＜１で平滑の度合を決める定数であって、δの値を大きくすればPOWER_BL(J)のすばやい変化に追従でき、また小さくすれば緩やかに追従させることができる。
【００４６】
POWER_BL_LPO(J)＝(１−δ)＊POWER_BL_LPO(J)＋δ＊POWER_BL(J)  …  （１１）
続いて平滑演算部３５５から、その出力信号を除算部３５３に導入して、下記の演算式（１２）によりIAEP_BL_LPO(J)を計算する。
【００４７】
IAEP_BL_LPO(J)＝（α／POWER_BL(J)）  …  （１２）
そして更新量計算部２５４で、このIAEP_BL_LPO(J)から下記の演算式（１３）によりタップ係数Ｈk(n+1)を計算し、これによりＦＩＲフィルタ部１４１のタップ係数Ｈk(n)を更新する。
【００４８】
Ｈk(n+1)＝Ｈk(n)＋IAEP_BL_LPO(J)＊ｅ(n-L)＊Ｘ(n-k-L)  …  （１３）
（Ｃ−３）第３の実施形態の効果
第３の実施形態によれば、第Ｊ番目のフレームで特定の遅延サンプル信号Ｘ(n)がパワー信号の計算対象にならなかったときでも、第Ｊ−１番目のフレームでは対象にできる。また１フレームに１回の除算を行うと共に、その１フレームを通じて同じIAEP_BL_LPO(J)を用いることができる。
【００４９】
一般に音声信号の強度が時々刻々と変化していくために、遅延サンプル信号ごとのパワー信号POWER(n)が、図１０（ａ）に示すとおり、偶然に一つのフレームのなかで局部的に大きく変化した推移をとることもある。また新しいフレームの遅延サンプル群信号Ｘ(n)に対して、適応アルゴリズムＮＬＭＳによる除算の演算式（１３）では、その分母に遅延タップ１５１でのメモリセルの個数に相当する遅延サンプル群信号Ｘ(n)の自乗和（すなわちパワー）を用いている。
【００５０】
このような場合に、新しいフレームを含む１２８個の遅延サンプル信号Ｘ(n)列について、それぞれのパワー信号を一つの代表値POWER_BL(J)で示すと、前述した局部的な変化が除かれるために実際のパワー信号よりも小さく見積もることになる。このままで除算を行うと、その分母が実際のパワー信号POWER(n)よりも小さな値であるために、その逆数であるIAEP_BL(J)の値が相対的に大きくなり、必要以上に大きな更新量を算出してしまう。
【００５１】
したがって図１０（ａ）に示す期間Ａで、その遅延サンプル信号Ｘ(n)列を無視した疑似エコー信号Ｙ(n)を求めたことになってしまう。たとえば音声信号が、たまたま期間Ａ直後のタイミングで次のフレームに分割された場合に、タップ係数を急に変化（減少）させるために当該フレームでエコー除去の能力も急に劣化するおそれがある。
【００５２】
そこで、大きな値のパワー信号POWER_BL(J-1)と比較的に小さな値のパワー信号POWER_BL(J)とに相補的な重み付けをして、一時的に大きな値が突出しないように平滑化させる。したがって音声信号がいずれの時点でフレーム分割がされても、前後のフレームどうしでパワー信号の大きさを滑らかにしてから除算を行うことができる。このためエコー除去の性能が一時的に劣化することはなくなり、フレームどうしの相対強度と関連づたエコーキャシセラを実現することができる。たとえばδ＝０．６とすると実用的に十分であったが、これに限定されるものではない。
【００５３】
（Ｅ−４）第３の実施形態での変形実施形態
第３の実施形態では、前後する２個のパワー信号どうしで平滑化の計算を行ったが、その変形実施形態として、３個以上で任意の個数のパワー信号を用いても良く、これによりエコーの除去性能をさらに広範囲で滑らかにすることができる。
【００５４】
（Ｄ）第４の実施形態
（Ｄ−１）第４の実施形態の構成
第４の実施形態は、さらに別の適応フィルタ部４４０がエコー除去の強度を平均化させたエコーキャンセラであって、第３実施形態での平滑演算部と置き換えた平均演算部４５５により、パワー信号の平均値を求める他は、第３の実施形態と同様の装置である。適応フィルタ４４０の機能の一例を図１１のブロック図で示すことができる。
【００５５】
（Ｄ−２）第４の実施形態の動作
第４の実施形態では、パワー計算部３５２の出力信号を平均計算部４５５に導入して、下記の演算式（１３）によりパワー信号POWER_BL_AVC(J)を計算し、その結果を除算部２５３に送出する。
【００５６】
POWER_BL_AVC(J)＝（POWER_BL(J-1)＋POWER_BL(J)）／２  …  （１３）
続いて除算部２５３で、下記の演算式（１４）によりIAEP_BL_AVC(J)を求めてタップ係数Ｈk(n+1)を計算し、これによりＦＩＲフィルタ部１４１のタップ係数Ｈk(n)を更新する。
【００５７】
IAEP_BL_AVC(J)＝（α／POWER_BL_AVC(J)）  …  （１４）
（Ｄ−３）第４の実施形態の効果
第４の実施形態によれば、前後に隣接したフレームどうしで、それぞれのパワー信号の重み付けを同じにして平均計算部４５５で平均化をすることにより、第４の実施形態での平滑化の効果を特化させることができる。
【００５８】
（Ｄ−４）第４の実施形態での変形実施形態
第４の実施形態では単純な算術平均で特化させたが、その変形実施形態としては、３個のうちの中央のフレームに基づいて、その前後を算出平均以外の補間関数により連続させても良い。
【００５９】
（Ｅ）第５の実施形態
（Ｅ−１）第５の実施形態の構成
第５の実施形態は、さらに別の適応フィルタ５４０が前方と後方のいずれのフレームに対してもエコーの除去性能を偏らせないエコーキャンセラであって、第２の実施形態でのパワー計算部と置き換えた小領域パワー計算部５５２により、遅延タップ１５１を複数の小領域群に細分化させてパワー信号を求める他は、第２の実施形態と同様の装置である。適応フィルタ５４０の機能の一例を図１２のブロック図で示すことができる。
【００６０】
小領域パワー計算部５５２は、遅延タップ１５１と保持レジスタ１１４との合計の保持容量に相当する遅延サンプル信号Ｘ(n)列をまとめて、少なくとも三つの小領域（順にＡ、Ｂ、Ｃ）に分割して、それぞれのパワー信号を順次に求める計算部である。これら小領域の個数は３個に限定されず、４個またはそれ以上であっても良い。
【００６１】
（Ｅ−２）第５の実施形態の動作
第５の実施形態では、あらかじめ遅延タップ１５１に１２８個の、また保持レジスタ１１４に８０個の各遅延サンプル信号Ｘ(n)列を順に導入して格納してある。第Ｊ番目のフレームについてパワー計算を行うときに、たとえば遅延タップ１５１の１２８個を、保持レジスタ１１４の保持容量に相当する８０個と、その残りの４８個との小領域Ａ、Ｂに分割する。
【００６２】
そしてパワー信号POWER_SEC_A(J)を、下記の演算式（１５）により範囲ｉ＝２０７から１２８まで、POWER_SEC_B(J)を、下記の演算式（１６）により範囲ｉ＝１２７から８０までそれぞれ計算して求める。また保持レジスタ１１４の８０個を小領域Ｃとして、パワー信号POWER_SEC_C(J)を下記の演算式（１７）により範囲ｉ＝７９から０まで計算する。これにより合計２０８個の遅延サンプル信号Ｘ(n)列が処理されたことになる。
【００６３】
POWER_SEC_A(J)＝Σ(Ｘ(n-i)＊Ｘ(n-i))  …  （１５）
POWER_SEC_B(J)＝Σ(Ｘ(n-i)＊Ｘ(n-i))  …  （１６）
POWER_SEC_C(J)＝Σ(Ｘ(n-i)＊Ｘ(n-i))  …  （１７）
続いて小領域パワー計算部５５２では、下記の演算式（１８）によりPOWER_BL(J)を計算して求める。すなわちパワー信号POWER_SEC_AとPOWER_SEC_Cとの値を比較して、大きい値のパワー信号にパワー信号POWER_SEC_Bの値を加算する。関数ＭＡ(x,z)はｘとｚのいずれか大きい値を選択する関数である。
【００６４】
POWER_BL(J)＝POWER_SEC_B(J)＋MA(POWER_SEC_C(J)，POWER_SEC_A(J))  …  （１８）
得られた加算結果のパワー信号POWER_BL(J)を、除算部２５３に導入して、これにより前述した除算演算が行われる。
【００６５】
（Ｅ−３）第５の実施形態の効果
第５の実施形態によれば、領域Ａ、Ｃのうちのいずれか大きい方のパワー信号を選択して、これを領域Ｂでのパワー信号と加算してから除算演算を行えるため、エコーの除去性能が一時的に劣化してしまうことがなくなる。
【００６６】
一般に音声信号の強度が、遅延サンプル群信号Ｘ(n)の領域Ａ、Ｃにおいて、図１３に示すような値で推移することがある。すなわち変化の少ない平坦な領域Ｂを中央に挟んで、これよりも早期にまた遅れた時期に大きなパワー信号群が生じる。さらに音声信号のフレーム分割の位置によっては、領域Ａ、Ｂが係数更新部遅延タップ１５１に導入されたときに領域Ｃが保持レジスタ１１４に保持された状態が生じ得る。
【００６７】
また適応アルゴリズムＮＬＭＳに準じた処理を行うためには、そのサンプル数を遅延タップ１５１の個数（図では１２８個）に合致させて、このときのパワー信号で除算を行うことが望ましい。このため領域Ａ、Ｂで求めたパワー信号を除算に用いるとき、保持レジスタ１１４に保持していた８０サンプル分の遅延サンプル信号Ｘ(n)列を無視せざるを得ない
このために遅延タップ１５１で求めたパワー信号が、続くフレーム（領域Ｃ）によるパワー信号と大きく相違してしまい、エコー除去の処理が滑らかに進行できなくなるからである。
【００６８】
（Ｆ）第６の実施形態
（Ｆ−１）第６の実施形態の構成
第６の実施形態は、さらに別の適応フィルタ部６４０が前後に隣接するフレーム全体にわたってエコーの除去性能を偏らせないエコーキャンセラであって、第２の実施形態でのパワー計算部と置き換えた、さらに別のパワー計算部６５２により、二つのフレームをまとめてパワー信号を求める他は、第２の実施形態と同様の装置である。適応フィルタ６４０の機能の一例を図１４のブロック図で示すことができる。
【００６９】
この別のパワー計算部６５２は、遅延タップ１５１と保持レジスタ１１４との合計の保持容量に相当する遅延サンプル信号Ｘ(n)列をまとめて平均化すると共に、遅延タップ１５１におけるメモリセルの個数に対応させたパワー信号を求める計算部である。
【００７０】
（Ｆ−２）第６の実施形態の動作
この第６の実施形態では、パワー計算部６５２によって二つのフレーム全体で遅延サンプル群信号Ｘ(n)のパワー信号POWER_ALL(J)を、下記の演算式（１９）により計算して求める。
【００７１】
POWER_ALL(J)＝Σ(Ｘ(n-i)＊Ｘ(n-i))  …  （１９）
続いて、求めたパワー信号POWER_ALL(J)を下記の演算式（２０）により補正し、適合アルゴリズムＮＬＭＳで望ましい遅延タップ１５１の個数（図では１２８個）に相当するパワー信号POWER_BL(J)を求める。
【００７２】
POWER_BL(J)＝POWER_ALL(J)＊（１２８／２０７）  …  （２０）
このときに遅延タップ１５１と保持レジスタ１１４との遅延サンプル信号の個数（２０７個）をあらかじめ決定しておいて、この個数をパワー計算部６５２に設定しておけば、定数（１２８／２０７）を演算係数として初期設定でき、演算式（２０）を下記に示す演算式（２１）に簡略化できる。このPOWER_BL(J)を除算部２５３に導入して除算演算を行う。
【００７３】
POWER_BL(J)＝POWER_ALL(J)＊０．６１８  …  （２１）
（Ｆ−３）第６の実施形態の効果
第６の実施形態によれば、前方のフレームの先端部と後方のフレームの後端部とに比較的に大きなパワーが生じた場合であっても、両フレーム全体の遅延サンプル信号Ｘ(n)列のパワー信号を求めてから補正を行うようにしたため、二つのフレームに実際に生じたパワーに近い正確な値が得られ、これによる除算でエコーの除去能力に対して、一時的な劣化がいっそう生じにくくなる。
【００７４】
また第５の実施形態と比較すれば、前述した関数ＭＡＸ(x,z)などの演算を必要としないので、その分だけ演算量を削減できる。
【００７５】
（Ｇ）第７の実施形態
（Ｇ−１）第７の実施形態の構成
この第７の実施形態のエコーキャンセラは、第３および第５の実施形態を組み合わせた装置であり、前述したパワー計算部と置き換えた小領域パワー計算部５５２と除算部２５３との間に平滑計算部７５５を設けた他は、第３の実施形態と同様である。その機能の一例を図１５のブロック図で示すことができる。
【００７６】
（Ｇ−２）第７の実施形態の動作
第７の実施形態では、平滑計算部７５５によって、単にパワー信号の重み付けを施して前後に隣接するフレームどうしでエコーの除去を連続的に行わせるだけではなく、後続するフレームの遅延サンプル信号Ｘ(n)列が大きなパワーのときには、この後続フレームがさらに後方のフレームとも平均化をされる。
【００７７】
（Ｇ−３）第７の実施形態の効果
第７の実施形態によれば、前後に連続した三つのフレームについて一時的な音声信号の極大状態にかかわらずエコーの除去能力を劣化させないエコーキャンセラを実現することができる。
【００７８】
（Ｈ）第８の実施形態
（Ｈ−１）第８の実施形態の構成
第８の実施形態は、第４および第５の実施形態を組み合わせた装置であり、前述したパワー計算部と置き換えた小領域パワー計算部５５２および除算部２５３の間に平均計算部８５５を設けた他は、第４の実施形態と同様である。その機能の一例を図１６のブロック図で示すことができる。
【００７９】
（Ｈ−２）第８の実施形態の動作
第８の実施形態では、平均計算部８５５によって、前後に隣接するフレームどうしで単にパワー信号を平均化させて、エコーの除去を段階的に行わせるだけではなく、後続するフレームの遅延サンプル信号Ｘ(n)列が大きなパワーのときには、この後続フレームがさらに後方のフレームとも平均化をされる。
【００８０】
（Ｈ−３）第８の実施形態の効果
第８の実施形態によれば、前後に連続した三つのフレームについて一時的な音声信号の極大状態にかかわらず、パワー信号の平均化に特化させてエコーの除去能力を劣化させないエコーキャンセラを実現することができる。
【００８１】
（Ｉ）第９の実施形態
（Ｉ−１）第９の実施形態の構成
この第９の実施形態は、前述したパワー計算部と除算部との間に、フレーム内の遅延サンプル信号列に補間を施す補間計算部９５５と置き換えた他は、第３の実施形態と同様の装置であり、その機能の一例を図１７のブロック図に示すことができる。
【００８２】
補間計算部９５５は、現時点のフレームについて、前述したIAEP_BL_LPO(J)を計算すると共に、これが保存できるレジスタを有した計算部である。
【００８３】
（Ｉ−２）第９の実施形態の動作
この第９の実施形態では、補間計算部９５５で、隣接した先行のフレームでのIAEP_BL_LPO(J-1)を内蔵レジスタから読み出して、下記の演算式（２４）により現時点のフレームでのIAEP_BL_LPO(J)との補間直線を求める。ここでＸ(J,k)は第Ｊ番目のフレームでの第ｋ番目の遅延サンプル信号をあらわしている。
【００８４】
IAEP_LINE(J,k)＝(IAEP_BL_LPO(J)−IAEP_BL_LPO(J-1))＊ｋ／(Ｌ−１)＋IAEP_BL_LPO(J-1)  …  （２４）
すなわち第Ｊ番目のフレームでは、その先頭部（ｋ＝０）の遅延サンプル信号によって、IAEP_LINE(J,k)＝IAEP_BL_LPO(J-1)が得られる。また最後部の第７９番目（ｋ＝７９）の遅延サンプル信号によって、IAEP_LINE(J,k)＝IAEP_BL_LPO(J)が得られる。したがってその中間では、IAEP_LINE(J,k)が遅延サンプル信号の変数ｋの増加に応じた線形変化をする。
【００８５】
この場合に各フレームで、その遅延サンプル信号の個数Ｌを８０個と決めたため、演算式（２４）に必要な演算係数１／(Ｌ−１)＝０．０１２となる。これを補間計算部９５３に初期設定しておけば、演算式（２４）を下記の演算式（２５）に簡略化できる。
【００８６】
IAEP_LINE(J,k)＝０．０１２ｋ＊(IAEP_BL_LPO(J)−AEP_BL_LPO(J-1))＋IAEP_BL_LPO(J-1)  …  （２５）
このIAEP_LINE(J,k)を、それぞれの遅延サンプル信号と対応させて更新量計算部２５４に導入して、下記の演算式（２６）により各遅延サンプル信号ごとに更新量が計算され、ＦＩＲフィルタ部１４１のタップ係数Ｈk(n)を新たなタップ係数Ｈk(n+1)に更新させる。
【００８７】
Ｈk(n+1)＝Ｈk(n)＋[IAEP_LINE(J,k)]×ｅ(n-L)×Ｘ(n-ｋ-L)  …  （２６）
（Ｉ−３）第９の実施形態の効果
第９の実施形態によれば、それぞれのフレーム内では、あたかもIAEP_BL_LPOが微細に変化するがごとく補間されて、各遅延サンプル信号のパワーに応じて各タップ係数が更新量される。
【００８８】
したがって一つのフレームで、１回だけ除算が行われて演算量が削減できると共に、タップ係数が遅延サンプル信号ごとに音声信号のパワー変化に微細に追従でき、いっそう高い精度でエコーの除去能力を発揮させることができる。
【００８９】
（Ｊ）他の実施形態
以上の実施形態では、交換ネットワークに接続したエコーキャンセラに適用して回線エコーを除去するための一例を説明したが、ＴＶ会議システム、自動車電話システム、移動体通信システムなどの背景雑音を排除したいシステム、海底ケーブル通信システム、衛星通信システムその他の遠距離を対象としたシステムのエコーキャンセラに適用した実施形態であっても良い。また音響エコーを除去するには、前述した受信出力端子Ｒout１９をスピーカに、送信入力端子Ｓin３１をマイクロフォンに、ハイブリッドトランス２０を音響エコーパスとそれぞれ置き換えた構成でも良い。
【００９０】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、受信信号から適応フィルタによって疑似エコー信号を形成し、減算手段によって送信信号から疑似エコー信号を減算して送信信号におけるエコー成分を除去する、上記適応フィルタのタップ係数を学習同定法に従って更新するディジタルシグナルプロセッサを利用したエコーキャンセラにおいて、受信信号を少なくとも通信フレーム長分だけ保持する保持手段と、この保持手段に保持されている受信信号に基づき、各通信フレームについてのパワーを求めるパワー計算手段と、各通信フレームごとに求められたパワーによって、０より大きく１より小さい一定値を除算し、通信フレームごとの除算結果を得る除算手段と、上記減算手段から出力されたサンプル毎のエコー除去残差信号に対し、そのサンプルが属する通信フレームについての上記除算結果を乗算し、その乗算結果に応じて、上記適応フィルタのタップ係数を更新する更新手段とを有するので、適応アルゴリズムのタップ係数を更新しつつ疑似エコー信号を演算する場合に、パワー信号による除算が一つの通信フレームで１回だけ行われて、その演算量を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態の構成例を示す説明図である。
【図２】従来のエコーキャンセラの一例を示す説明図である。
【図３】図２における適応フィルタの構成を示すブロック図である。
【図４】図２における適応フィルタの動作を示すタイムチャートである。
【図５】第１の実施形態の構成の一例を示すブロック図である。
【図６】第１の実施形態の特徴動作の一例を示すタイムチャートである。
【図７】第２の実施形態の構成の一例を示すブロック図である。
【図８】第２の実施形態の特徴動作の一例を示すタイムチャートである。
【図９】第３の実施形態の構成の一例を示すブロック図である。
【図１０】第３の実施形態の特徴動作の一例を示すタイムチャートである。
【図１１】第４の実施形態の構成の一例を示すブロック図である。
【図１２】第５の実施形態の構成の一例を示すブロック図である。
【図１３】第５の実施形態の特徴動作の一例を示すタイムチャートである。
【図１４】第６の実施形態の構成の一例を示すブロック図である。
【図１５】第７の実施形態の構成の一例を示すブロック図である。
【図１６】第８の実施形態の構成の一例を示すブロック図である。
【図１７】第９の実施形態の構成の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１…受信入力端子、１２、３２…アナログディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）、１４、３５…ディジタルアナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）、１９…受信出力端子、２０…ハイブリッドトランス、３１…送信入力端子、３３…加算器、３４…出力検知点、３９…送信出力端子、１１２、１１４、１１５、１３２、１３５…保持レジスタ、１１３…入力監視点。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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