(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の固定子巻線の端子電圧を検出する検出回路と、基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、前記端子電圧と前記基準電圧を比較する比較手段と、ＰＷＭのＯＮ幅制御信号を発生する速度指令電圧発生手段と、前記ＰＷＭのＯＮ幅制御信号に応じたデューティ比のＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生手段と、前記比較手段からの信号により位相信号を得て前記位相信号と前記ＰＷＭ制御信号に基づいて通電タイミング信号を出力する論理演算手段と、前記通電タイミング信号に基づいて前記固定子巻線に通電する駆動回路と、を備えたセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置における、ＰＷＭ制御下で固定子巻線に誘起される誘起電圧のゼロクロス点を検出するロータの磁極位置検出装置であって、前記論理演算手段がＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置。
【請求項２】
三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するのに代えて、前記三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項１記載のロータの磁極位置検出装置。
【請求項３】
ゼロクロス検出を許可するイネーブル信号を発生するイネーブル信号発生手段を備え、前記イネーブル信号を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりでＯＮさせるとともにＰＷＭ制御信号がＯＦＦする直前にＯＦＦし、前記イネーブル信号がＯＮの時のみに固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうか検出することを特徴とする請求項１または２に記載のロータの磁極位置検出装置。
【請求項４】
請求項３記載のロータの磁極位置検出装置において、カウンタにより振動現象回避遅れ時間をカウントしてカウントアウトしたときゼロクロスを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置。
【請求項５】
イネーブル信号で論理演算手段に割り込みをかけ、カウンタにより振動現象回避遅れ時間をカウントすることを特徴とする請求項４記載のロータの磁極位置検出装置。
【請求項６】
カウンタがアップダウンカウンタであり、カウントアップ後カウントダウンし、カウントダウンのキャリーが立ったときゼロクロスを検出することを特徴とする請求項４記載のロータの磁極位置検出装置。
【請求項７】
ＰＷＭ制御信号の立ち下がりに対しスイッチング素子がＯＦＦするのをある所定の期間だけ遅らせて、前記ＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項３〜６のいずれかに記載のロータの磁極位置検出装置。
【請求項８】
振動現象回避遅れ時間をイネーブル信号のＯＮしている期間と等しくとり、イネーブル信号の立ち下がり時点に固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項６記載のロータの磁極位置検出装置。
【請求項９】
請求項４記載のロータの磁極位置検出装置において、イネーブル信号を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりでＯＮするのに代えて、カウンタでＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の略１／２をカウントしたらイネーブル信号を生成してゼロクロスを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＰＷＭ制御下でセンサレス駆動をするＤＣブラシレスモータ制御駆動装置におけるロータの磁極位置検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、一般にＤＣブラシレスモータは、スイッチング素子等から構成された出力回路により直流電源をチョッピングすることにより複数相の固定子巻線に順次通電し、これにより回転磁界を発生させてロータを回転させるようにしたものがある。この時出力回路に与える制御信号は、ロータの回転状態に応じた適切な信号とする必要があり、ホール素子等の位置センサを設けてロータの回転位置を検出していた。しかし、近年、ホール素子等の位置センサを用いないでロータの回転位置を検出する構成のブラシレスモータが研究、開発されている。
【０００３】
以下に、このロータの回転位置の検出原理について図１２を用いて説明する。
【０００４】
図１２は従来のＰＷＭ制御をしない場合の１相分の各電圧波形図である。図１２において、４３は基準電圧、４４は端子電圧波形、４５は基準電圧４３と端子電圧を比較するコンパレータの出力、５４はゼロクロス点である。ロータの回転位置の検出原理は、ロータの回転に伴って固定子巻線に発生する端子電圧を検出し、この端子電圧が予め設定された基準電圧と一致するタイミングから、固定子巻線の誘起電圧のゼロクロス点の位相、つまりロータの所定回転位置を示す位置信号を検出するものである。
【０００５】
上述の場合に、制御信号として固定子巻線への通電期間に連続的なＯＮ信号を出力する場合においては、固定子巻線の端子電圧を連続して検出できるが、ＰＷＭ制御方式等の場合にはそのままでは固定子巻線の端子電圧を検出できなくなる。すなわち、固定子巻線への通電期間中を通じて速い周期でＯＮ−ＯＦＦを繰り返すＰＷＭ制御信号を与える場合には、固定子巻線の端子電圧も図１３（Ａ）に示すように基準電圧を何度も横切るように断続的にしか検出できなくなり、従って、そのままでは誘起電圧のゼロクロス点５４を検出することはできなくなる。図１３（Ａ）は従来の下アームをスイッチングしてＰＷＭ制御をした場合の１相分の各電圧波形及びＰＷＭ制御時の各波形図、図１３（Ｂ）は従来の上アームをスイッチングしてＰＷＭ制御をした場合の１相分の各電圧波形図、図１５は従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の要部図である。
【０００６】
以上の点をもう少し詳細に説明する。図１５に示すように、三相のＵ，Ｖ及びＷ相のステータコイルＳＵ，ＳＶ，ＳＷを有するステータと永久磁石のロータＲを備えたＤＣブラシレスモータは、ＰＷＭ制御を行う駆動回路として、スイッチング素子たる３つのＰＮＰ形トランジスタＴr1、Ｔr2、Ｔr3及びこの各トランジスタにそれぞれ並列に接続された３つの還流ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3からなるユニット（以下、上アーム）、さらには３つのＮＰＮ形トランジスタＴr4，Ｔr5，Ｔr6及びこの各トランジスタにそれぞれ並列に接続された３つの還流ダイオードＤ4，Ｄ5，Ｄ6からなるユニット（以下、下アーム）を備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相のステータコイルＳＵ，ＳＶ，ＳＷの一端子は共通に接続され、各ステータコイルＳＵ，ＳＶ，ＳＷの他の端子は各アームでそれぞれ対をなすＰＮＰ形トランジスタＴr1、Ｔr2、Ｔr3とＮＰＮ形トランジスタタＴr4，Ｔr5，Ｔr6の共通接続点にそれぞれ接続されている。各アームのコレクタ，エミッタは２つの母線に接続され、両者の共通接続点ＯＮは母線間の電圧の１／２の電圧を出力するようになっている。
【０００７】
このようなＤＣブラシレスモータをＰＷＭ制御するときには、上記した上アームか下アームのいずれか一方をマイコン等の論理演算手段によってスイッチングすることによりＰＷＭ制御すれば実行できる。図１３（Ａ）に記載した端子電圧波形４６は、下アームをＰＷＭ制御した場合に得られる波形を示しており、逆に上アームをＰＷＭ制御した場合には図１３（Ｂ）のような端子電圧波形が得られる。この２つの端子電圧は基準電圧からみて簡単にいうといわば反転した波形であって、基本的に両者には差異はない。従って、ＰＷＭ制御することで基準電圧を何度も横切って断続的に検出することで誘起電圧のゼロクロス点５４を検出できないという点に関していえば、上アームをスイッチングしてＰＷＭ制御するのでも、下アームをスイッチングしてＰＷＭ制御するのでも、まったく同様となる。
【０００８】
以上簡単に説明したが、この上アームと下アームのスイッチングで形成される波形についてもう少し詳細に説明する。まず、上アームをＰＷＭ制御する場合について説明する。上アームのスイッチング素子である３つのＰＮＰ形トランジスタのうちの１つ、例えばＴr1がＰＷＭ制御によってスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）すると、下アームのＮＰＮトランジスタＴr5がＯＮしているとステータコイルＳＵ，ＳＶに電流が流れる。このとき、図１３（Ｂ）の端子電圧波形の期間▲１▼のような電圧波形となる。すなわち、このスイッチング素子がＰＷＭ制御によりＯＮすると電源Ｅの（＋）電源電圧と比較して素子Ｔr1の電圧降下分低い電圧がＵ相端子電圧となり、ＰＷＭでＯＦＦするとステータコイルＳＵ，ＳＶにためられた電気エネルギを還流ダイオードＤ4を介して放電する。次に、上アームの残り２つのどちらかのスイッチング素子がＯＮ期間には図１３（Ｂ）の２つの期間▲２▼のどちらかの電圧波形となる。すなわち、ＰＮＰトランジスタＴr2，Ｔr3のうちのどちらかのスイッチング素子がスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）する場合で、これがＯＮしており、ＮＰＮ形トランジスタタＴr5，Ｔr6のどちらかの、素子Ｔr2，Ｔr3と非接続の素子がＯＮのとき、ステータコイルＳＵの端子に発生する電圧は誘起電圧であり、これがＰＷＭでＯＦＦの状態になるとＵ相端子電圧はＶ相とＷ相の端子電圧の中点、すなわち電源Ｅのほぼ（−）電源電圧の値を示すため、期間▲２▼はパルス高さが時間とともに増加または減少する電圧形状を示すものである。さらに、下アームのＮＰＮ形トランジスタタＴr4がＯＮしＰＮＰ形トランジスタＴr2がＯＮ／ＯＦＦする場合には、この素子の電圧降下分（−）電源電圧より高い値を示し、図１３（Ｂ）の期間▲３▼のような電圧波形となる。
【０００９】
次に、下アームをＰＷＭ制御した場合を説明する。下アームのスイッチング素子である３つのＮＰＮ形トランジスタのうちの１つ、例えばＴr4がＰＷＭ制御によってスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）すると、上アームのＰＮＰトランジスタＴr2がＯＮしているとステータコイルＳＵ，ＳＶに電流が流れる。このとき、図１３（Ａ）の端子電圧波形の期間▲１▼のような電圧波形となる。すなわち、このスイッチング素子がＰＷＭ制御によりＯＮすると電源Ｅの（−）電源電圧と比較して素子Ｔr4の電圧降下分高い電圧がＵ相端子電圧となり、ＰＷＭでＯＦＦするとステータコイルＳＵ，ＳＶにためられた電気エネルギを還流ダイオードＤ1を介して放電する。次に、下アームの他の２つのどちらかのスイッチング素子がＯＮ期間には図１３（Ａ）の２つの期間▲２▼のどちらかの電圧波形となる。すなわち、ＮＰＮ形トランジスＴr5，Ｔr6のどちらかのスイッチング素子がスイッチング（ＯＮ／ＯＦＦ）する場合、これがＯＮしており、ＰＮＰ形トランジスタＴr2，Ｔr3のどちらかの、素子Ｔr5，Ｔr6と非接続の素子がＯＮのとき、ステータコイルＳＵの端子に発生する電圧は誘起電圧であり、これがＰＷＭでＯＦＦの状態になるとＵ相端子電圧はＶ相とＷ相の端子電圧の中点、すなわち電源Ｅのほぼ（＋）電源電圧の値を示すため、期間▲２▼は溝深さが時間とともに増加または減少する電圧形状を示すものである。さらに、上アームのＰＮＰ形トランジスタＴr2がＯＮしＮＰＮ形トランジスタＴr4がＯＮ／ＯＦＦする場合には、この素子の電圧降下分（−）電源電圧より低い値を示し、図１３（Ｂ）の期間▲３▼のような電圧波形を示すものである。
【００１０】
このように詳細な点で若干相違はあるが、基本的には上アームをスイッチングしてＰＷＭ制御するのでも、下アームをスイッチングしてＰＷＭ制御するのでも、まったく同様のものとなる。
【００１１】
では、どのようにするとゼロクロス点５４を検出できるかについて以下説明する。ＰＷＭ制御方式等により断続的な制御信号を出力する場合であっても、固定子巻線の誘起電圧のゼロクロス点を検出できるようにするために、次のような方法が考えられている。すなわち、ＰＷＭ制御信号がＯＦＦとなる期間中つまり固定子巻線の誘起電圧が検出不能となる期間中は、固定子巻線の誘起電圧と基準電圧との比較演算をされた信号の検出を行わないようにするのである。
【００１２】
上記方法について図１３（Ａ）の電圧波形とＰＷＭ制御時の各波形を用いて説明する。図１３（Ａ）において、４３は基準電圧、４６はＰＷＭ制御時の端子電圧波形、４７はＰＷＭ制御時のコンパレータの出力、４８はイネーブル信号、４９はＰＷＭ制御時のコンパレータの出力４７をイネーブル信号４８でマスクをかけて検出した波形、５４はゼロクロス点である。図７（Ａ）の場合、ＰＷＭ制御信号に基づいて上述の固定子巻線の誘起電圧の検出可能な期間（制御信号がＨレベルのとき）のみ検出を許可するイネーブル信号４８を生成し、このイネーブル信号４８に基づいて検出動作を実施している。
【００１３】
コンパレータの出力４７は、ゼロクロス後は、基準電圧４３より電圧が高いためそのままずっとＨレベルであるから、イネーブル信号４８が論理演算手段に入力されると、Ｈレベルを出力し続けることになる。しかしゼロクロスする前は、ＰＷＭ制御信号がＯＦＦのときイネーブル信号４８がＨレベルとなり、コンパレータの出力４７はマスクがかかってＬレベルを出力することになる。ただし、転流に起因する逆起電圧は、ＰＷＭ制御信号よりＨレベルの期間が長いため、ＰＷＭ制御信号にはマスクがかかってＬレベルが出力されるのに対して、Ｈレベルの出力となる。
【００１４】
以上の説明は下アームをスイッチングした場合を説明したが、上アームをスイッチングした場合もまったく同様である。コンパレータの出力４７はゼロクロス後にＰＷＭ制御でＯＮ−ＯＦＦするが、イネーブル信号４８が論理演算手段に入力されたときにＨレベルになるように作成されているため、マスクされてＨレベルを出力することになる。また、ゼロクロスする前は出力４７はＬレベルを維持することになるからイネーブル信号４８がＨレベルとなってもコンパレータの出力４７はＬレベルのままとなる。要するに、基本の出力波形は上アームをスイッチングした場合と下アームをスイッチングした場合とでまったく同様となる。
【００１５】
このようにしてＤＣブラシレスモータは磁極位置検出されてセンサレスでＰＷＭ制御されるが、従来のＰＷＭ制御下のＤＣブラシレスモータ制御駆動装置におけるロータの磁極位置検出装置をさらに詳細に説明する。この従来のＤＣブラシレスモータ制御駆動装置におけるロータの磁極位置検出装置は、特開平５−９１７９０号公報で開示されたものであり、上アームをスイッチングするＰＷＭ制御である。
【００１６】
図１４はＰＷＭ制御をかけた時の従来の誘起電圧のゼロクロス点検出期間を示す図である。図１４において、５０はＰＷＭ制御信号のＯＮになってから誘起電圧発生開始までの遅れ時間、５１はＰＷＭ制御信号のＯＦＦから誘起電圧がなくなるまでの遅れ時間、５２はＰＷＭ制御信号のＯＮからイネーブル信号のＯＮまでのシフト量、５３はＰＷＭ制御信号のＯＦＦからイネーブル信号のＯＦＦまでのシフト量、５６は減衰振動現象である。なお、この従来の技術では過渡応答についてまでの開示はなく、端子電圧は図１４のようなＨレベルの電圧しか記載されていない。そこで、図１４の減衰振動現象５６を示す破線は、遅れ時間をとる趣旨を容れてＰＷＭ制御のとき不可避的に発生する振動を追加したものである。イネーブル信号は、固定子巻線の誘起電圧が確実に検出できる期間を設定するために、同図に示すように、固定子巻線の誘起電圧の出力期間よりも少し狭い期間が設定されている。これにより、イネーブル信号は、ＰＷＭ制御信号のＯＮから誘起電圧発生開始までの遅れ時間である５０よりも少し長い遅れ時間５２が経過した時点を開始タイミングとし、ＰＷＭ制御信号のＯＦＦから誘起電圧がなくなるまでの遅れ時間５１よりも少し短い遅れ時間５３が経過した時点を終了タイミングとするように生成する。また遅れ時間５２を生成するために、アナログ回路上で時定数を決定する時定数回路を備えている。
【００１７】
このようなＰＷＭ制御信号が出力回路（上アーム）に入力され、遅れ時間５０が経過すると誘起電圧は比較的安定してＨレベルの状態となるが、図１４の破線で示すように、ＰＷＭ制御信号が上アームに加えられる場合には遅れ時間５０中にそれまでの逆起電圧状態を維持すべく還流ダイオードを介して過渡的に電流が流れ、誘起電圧の頭部分で減衰振動現象５６を発生する。コンパレータの出力に影響を与えるような基準電圧近傍の端子電圧のときには、この過渡的な振動のためにゼロクロス点を検出し損なうようなことも生じ、転流のタイミングを誤り、モータが脱調する原因となる。また、検出のタイミングのバラツキが生じ、モータの振動を大きくすることにもなる。
【００１８】
また、この従来の磁極位置検出装置は、イネーブル信号に従ってコンパレータの出力信号を監視し、ＰＷＭ制御信号がＯＦＦとなる期間中、つまり固定子巻線の誘起電圧が検出不能となる期間中には出力信号の検出を行わないようにする必要があるが、マイコン等の論理演算手段を制御しイネーブル信号を割り込み信号として用いる場合、イネーブル信号がＨレベルとなっている間はずっとコンパレータの出力信号を監視しなければならず、論理演算手段を他の目的に使用する時間が減り、論理演算手段の活用効率を低下させてしまうものであった。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
このように、上記従来のＤＣブラシレスモータでは、アナログの時定数回路が決定する一定の時定数に依存して、イネーブル信号がＯＮとなるＰＷＭ制御信号からの遅れ時間が決定されるので、負荷とイネーブル信号とは関係が乏しく、負荷が増大する場合には特定の期間に、固定子巻線の誘起電圧に生ずる減衰振動を回避することが確実にできないという課題を有していた。また、遅れ時間を発生するための時定数を決定するアナログ回路が必要であった。
【００２０】
またこのような磁極位置制御装置の論理演算手段としてマイコンを使用し、イネーブル信号を割り込み信号とした場合、イネーブル信号がＯＮ期間中に固定子巻線の誘起電圧と基準電圧との比較結果であるゼロクロス点を持つことになり、このＯＮ期間中は他の処理のために論理演算手段を有効に活用できないという課題も有していた。
【００２１】
本発明は上記従来の課題を解決するもので、ＰＷＭ制御信号の制御下で断続的に駆動電圧を固定子巻線に供給する駆動時においても、固定子巻線の誘起電圧と基準電圧を比較し、誘起電圧のゼロクロス点を検出できるとともに、誘起電圧に現れる振動波形の影響を簡単な構成で確実に回避できるロータの磁極位置検出装置を提供することを目的とする。
【００２２】
さらに、本発明は、論理演算手段としてマイコンを使用する場合、マイコンの使用効率を上げるロータの磁極位置検出装置を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明のロータの磁極位置検出装置は、複数の固定子巻線の端子電圧を検出する検出回路と、基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、前記端子電圧と前記基準電圧を比較する比較手段と、ＰＷＭのＯＮ幅制御信号を発生する速度指令電圧発生手段と、前記ＰＷＭのＯＮ幅制御信号に応じたデューティ比のＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生手段と、前記比較手段からの信号により位相信号を得て前記位相信号と前記ＰＷＭ制御信号に基づいて通電タイミング信号を出力する論理演算手段と、前記通電タイミング信号に基づいて前記固定子巻線に通電する駆動回路と、を備えたセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置における、ＰＷＭ制御下で固定子巻線に誘起される誘起電圧のゼロクロス点を検出するロータの磁極位置検出装置であって、前記論理演算手段がＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする。
【００２４】
これにより、ＰＷＭ制御信号の制御下で断続的に駆動電圧を固定子巻線に供給する駆動時においても、固定子巻線の誘起電圧と基準電圧を比較し、誘起電圧のゼロクロス点を検出できるとともに、誘起電圧に現れる振動波形の影響を簡単な構成で確実に回避できるロータの磁極位置検出装置を提供することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
この目的を達成するために、本発明の請求項１に記載された発明は、複数の固定子巻線の端子電圧を検出する検出回路と、基準電圧を発生させる基準電圧発生回路と、前記端子電圧と前記基準電圧を比較する比較手段と、ＰＷＭのＯＮ幅制御信号を発生する速度指令電圧発生手段と、前記ＰＷＭのＯＮ幅制御信号に応じたデューティ比のＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生手段と、前記比較手段からの信号により位相信号を得て前記位相信号と前記ＰＷＭ制御信号に基づいて通電タイミング信号を出力する論理演算手段と、前記通電タイミング信号に基づいて前記固定子巻線に通電する駆動回路と、を備えたセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置における、ＰＷＭ制御下で固定子巻線に誘起される誘起電圧のゼロクロス点を検出するロータの磁極位置検出装置であって、前記論理演算手段がＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置であるから、ＰＷＭ制御信号の制御下で断続的に駆動電圧を固定子巻線に供給する駆動時においても、固定子巻線と基準電圧を比較し、誘起電圧のゼロクロス点を検出できるとともに、簡単に誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を確実に回避できるという作用を有する。
【００２６】
請求項２に記載された発明は、三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するのに代えて、前記三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項１記載のロータの磁極位置検出装置であるから、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を振動現象回避遅れ時間だけ遅らせて避けることができ、より確実に減衰振動波形の影響を回避できるし、ＰＷＭ制御信号のＯＮ幅が小さくても検出できるという作用を有する。
【００２７】
請求項３に記載された発明は、ゼロクロス検出を許可するイネーブル信号を発生するイネーブル信号発生手段を備え、前記イネーブル信号を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりでＯＮさせるとともにＰＷＭ制御信号がＯＦＦする直前にＯＦＦし、前記イネーブル信号がＯＮの時のみに固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうか検出することを特徴とする請求項１または２に記載のロータの磁極位置検出装置であるから、ＰＷＭ制御信号のＯＮ幅（デューティ比）が小さくとも、イネーブル信号を用いて検出時点を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がり以降に遅らせ、固定子巻線の誘起電圧の減衰振動波形の影響を回避できる。また、高速回転の場合でもイネーブル信号を用いた検出期間を設けているので、検出遅れが少ない。
【００２８】
請求項４に記載された発明は、請求項３記載のロータの磁極位置検出装置において、カウンタにより振動現象回避遅れ時間をカウントしてカウントアウトしたときゼロクロスを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置であるから、振動現象回避遅れ時間をデジタル的に簡単に設定、変更でき、振動現象回避遅れ時間の設定の融通性が高く、論理演算手段の活用度をあげることができる。
【００２９】
請求項５に記載された発明は、イネーブル信号で論理演算手段に割り込みをかけ、カウンタにより振動現象回避遅れ時間をカウントすることを特徴とする請求項４記載のロータの磁極位置検出装置であるから、イネーブル信号を割り込みタイミング信号に兼用できる。
【００３０】
請求項６に記載された発明は、カウンタがアップダウンカウンタであり、カウントアップ後カウントダウンし、カウントダウンのキャリーが立ったときゼロクロスを検出することを特徴とする請求項４記載のロータの磁極位置検出装置であるから、キャリーが立つこととイネーブル信号がＯＮという２つの要件のＡＮＤをとるため、制御が容易且つ正確になる。
【００３１】
請求項７に記載された発明は、ＰＷＭ制御信号の立ち下がりに対しスイッチング素子がＯＦＦするのをある所定の期間だけ遅らせて、前記ＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項３〜６のいずれかに記載のロータの磁極位置検出装置であるから、スイッチング素子がＯＦＦするのを遅らせることができ、ＰＷＭ制御信号とイネーブル信号のＯＮ時間を長くとれて最大限に利用でき、振動現象回避遅れ時間も長くとれ、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響をさらに確実に回避できる。
【００３２】
請求項８に記載された発明は、振動現象回避遅れ時間をイネーブル信号のＯＮしている期間と等しくとり、イネーブル信号の立ち下がり時点に固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出することを特徴とする請求項６記載のロータの磁極位置検出装置であるから、振動現象回避遅れ時間を最も長くとれ、検出時点をイネーブル信号の最大幅まで遅らせたものとなり、誘起電圧の減衰振動波形の影響を最も回避したものとなる。
【００３３】
請求項９に記載された発明は、請求項４記載のロータの磁極位置検出装置において、イネーブル信号を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりでＯＮするのに代えて、カウンタでＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の略１／２をカウントしたらイネーブル信号を生成してゼロクロスを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置であるから、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を確実に回避でき、割り込み時点を簡単に設定、変更でき、融通性が高い。
【００３４】
以下、本発明の実施の形態について、図１から図１１を用いて説明する。
【００３５】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１及び２におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図である。図２は、本発明の実施の形態１におけるゼロクロス点抽出タイミング生成装置、図３（Ａ）は、本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がりの時に検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図、図３（Ｂ）は、本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がり後に振動現象回避遅れ時間が経過してから検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図、図４は、本発明の実施の形態２におけるゼロクロス点抽出タイミング実測図である。
【００３６】
図１において、１は直流電源であり、２，３は母線、４は直流電流を平滑するためのキャパシター、５は出力手段たる駆動回路である。駆動回路５はスイッチング素子たるＰＮＰ形トランジスタ６，７，８，ＮＰＮ形トランジスタ９，１０，１１，及び前記各トランジスタに並列に接続された還流ダイオード１２〜１７で構成されている。１８はブラシレスモータであり、これは複数相で、この実施の形態では三相のＵ，Ｖ及びＷ相のステータコイル１９Ｕ，１９Ｖ及び１９Ｗを有するステータ１９と、永久磁石のロータ２０とを備えている。そして、ステータコイル１９Ｕ，１９Ｖ及び１９Ｗの一端子は共通に接続され、各ステータコイル１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗの他の端子はそれぞれトランジスタ６及び９の共通接続点たる出力端子ＯＵ，トランジスタ７及び１０の共通接続点たる出力端子ＯＶ，トランジスタ８及び１１の共通接続点たる出力端子ＯＷにそれぞれ接続されている。２１及び２２は母線２，３間に直列に接続された抵抗であり、その共通接続点たる検出端子ＯＮは基準電圧としてステータコイル１９Ｕ，１９Ｖ及び１９Ｗの中性点の電圧に相当する直流電源１の電圧の１／２たる仮想中性点の電圧ＶＮを出力するようになっている。２３，２４及び２５はコンパレータであり、これらの各非反転入力端子（＋）は抵抗２６，２７及び２８を介して前記出力端子ＯＵ，ＯＶ及びＯＷにそれぞれ接続され、各反転入力端子（−）は前記検出端子ＯＮに接続されている。そして、これらコンパレータ２３，２４及び２５の出力端子は論理演算手段２９の入力端子に接続されており、コンパレータ２３，２４，２５からのブラシレスモータ１８の位相信号を論理演算手段２９に入力する。一方論理演算手段２９の出力端子は前記トランジスタ６〜１１の各ベースに接続されている。３０は論理演算手段２９から得られたモータの回転速度を示す速度検出信号と他の入力端子から与えられる速度指令信号からＰＷＭのＯＮ幅を決めるＰＷＭのＯＮ幅制御信号を発生する速度指令電圧発生手段、３１は三角波と前記ＰＷＭのＯＮ幅制御信号からＰＷＭのＯＮ幅制御信号に対応したデューティ比のＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生手段である。トランジスタ６〜１１のうち、上アームもしくは下アームのトランジスタのどちらかのベース端子に対して、トランジスタ６〜１１を駆動するためのゲート信号とＰＷＭ制御信号３６を重ね合わせた通電タイミング信号をベース信号として入力している。これにより、ＤＣモータのＰＷＭ制御を重畳したブラシレス駆動が可能になる。
【００３７】
図２には、本発明の実施の形態１のゼロクロス点抽出タイミング生成装置を構成する速度指令電圧発生手段３０とＰＷＭ制御信号発生手段３１の詳細が示されている。図２において、１０１は論理演算手段２９によって入力される速度信号、１０２はポンプ等のモータの負荷から入力される速度指令信号である。速度信号１０１と速度指令信号１０２は、この実施の形態１の場合、回転数に比例した電気角３６０°で一周期となる矩形波パルスとして入力される。３０１はこの速度信号の矩形波パルスの周波数に比例したアナログ電圧を形成するＦ／Ｖ変換器、３０２はこの速度指令信号の矩形波パルスの周波数に比例したアナログ電圧を形成するＦ／Ｖ変換器である。３０３はＦ／Ｖ変換器３０１，３０２の出力信号が入力端子＋と−に入力される比較器、３１１は比較器３０３の出力を積分する積分器、３１２はＰＷＭ信号用三角波発生手段、３１３は積分器３１１の出力が−端子に接続されＰＷＭ信号用三角波発生手段３１２が＋端子に接続された比較器である。比較器３１３からＰＷＭ制御信号３６が出力される。Ｆ／Ｖ変換器３０１，３０２、比較器３０３、積分器３１１が速度指令電圧発生手段３０を構成し、ＰＷＭ信号用三角波発生手段３１２と比較器３１３がＰＷＭ制御信号発生手段３１を構成するものである。
【００３８】
速度指令信号１０２の周波数の方が速度信号１０１の周波数より小さい場合は、比較器３０３からの出力はＨレベルの信号となり、速度指令信号１０２の周波数の方が速度信号１０１の周波数より大きい場合は、比較器３０３からＬレベルの信号が出力される。信号のレベルは積分器３１１を通ってもそのままでＬレベルとＨレベルのままである。積分器３１１の出力は、ＰＷＭ信号用三角波発生手段３１２の発生するＰＷＭ信号用三角波と比較するための基準電圧となる。積分器３１１の出力がＬレベルのときには、比較器３１３の出力信号はＨレベルとなり、デューティ比１００％側のＰＷＭ制御信号３６となる。これを言い換えると、負荷の大きな始動時等では速度信号１０１が速度指令信号１０２より周波数が小さいため、デューティ比が大きくなり、モータの出力が大きくなることを示している。この状態で運転を続けると、速度信号１０１が徐々に上昇し、積分器３１１の時定数に応じて出力はＬレベルから徐々に上昇する。これに対応してＰＷＭ制御信号３６のデューティ比は小さくなり、モータの出力も低下する。これで速度信号１０１が速度指令信号１０２と同じ周波数になるようになる。
【００３９】
積分器３１１の出力がＨレベルのときには、比較器３１３の出力信号はＬレベルとなり、デューティ比０％側のＰＷＭ制御信号３６となる。つまり、負荷の小さなときには速度信号が速度指令信号より周波数が大きいため、デューティ比が小さくなり、モータの出力も小さくなることを示している。この状態で運転を続けると、速度信号が徐々に低下し、積分器３１１の時定数に応じて出力はＨレベルから徐々に下降する。これに対応してＰＷＭ制御信号３６のデューティ比は大きくなり、モータの出力が増大することになる。これで、速度信号１０１が速度指令信号１０２と同じ周波数になるようになる。
【００４０】
続いて図３（Ａ）（Ｂ）に基づいて、ゼロクロス点抽出タイミングをどのようにしてとるのかを説明する。図３（Ａ）（Ｂ）において、３７は三角波発生用クロックであり、三角波発生用クロック３７はデューティ比５０％の矩形波パルスである。これによって生成されるＰＷＭ制御信号発生用三角波３８は、三角波発生用クロック３７の立ち下がりが三角波の山の頂点、立ち上がりが三角波の谷の最下点となる。積分器３１１から出力された基準電圧とこのＰＷＭ制御信号発生用三角波３８が比較器３１３で比較され、ＰＷＭ制御信号３６が形成される。ＰＷＭ制御信号３６はＰＷＭ制御信号発生用三角波３８の山の部分で基準電圧より高いＨレベルとなる矩形波パルス、３９は三角波発生用クロック３７の立ち下がり位置である。３９Ｄは振動現象回避遅れ時間である。なお、３３は端子電圧波形である。
【００４１】
端子電圧波形３３をみると、逆起電圧の立ち下がりの直後に過渡的な振動現象３５が発生しており、この過渡応答の後に誘起電圧が形成されている。従って、安定で確実にゼロクロス点の抽出をするためには、振動現象３５後の誘起電圧の形成されたときをゼロクロス点抽出タイミングとしなければならない。上記したように、過渡応答の振動現象３５は基本的に駆動回路の時定数で定まるが、本発明者は、速度信号の方が速度指令信号より周波数が大きくなってデューティ比が相当小さくなった場合でも、通常は振動現象３５は１周期で落ち着き、ＰＷＭ制御信号３０３の矩形波パルス（ＯＮ幅）の中央位置を越えてまで大きな振動が継続することはまず起こらないという知見を得た。要するに、振動現象３５が落ち着く期間はまず１周期でありデューティ比によらない。そこで、本実施の形態１では、この矩形波パルス（ＯＮ幅）の中央位置が三角波発生用クロック３０１の立ち下がりに相当するから、この立ち下がり位置３９でゼロクロス点を抽出している。脱調が起こり易い高負荷時にはＰＷＭ制御信号３６のＯＮ幅が大きくなり、振動が落ち着くまでの期間も長くなるが、立ち下がり位置３９も遅れ、ゼロクロス点抽出に影響が及ぶことはない。
【００４２】
実施の形態１は三角波発生用クロックの立ち下がりでゼロクロス点を抽出するものであるが、図４は三角波発生用の立ち上がりでゼロクロス点を抽出した実測波形である。しかし、立ち下がりで抽出するか、立ち上がりで抽出するかは、三角波発生用クロックの波形（Ｈ−Ｌ）が反転したために生じただけに過ぎず、両者いずれもＰＷＭ制御信号３０３の矩形波パルス（ＯＮ幅）の中央位置でゼロクロス点を抽出するものであり、振動現象の回避という観点からは実施の形態１と実施の形態２とで変わりがない。そこで、実施の形態２の実測波形を示す図４を用いて振動現象の回避がどのようになされているかを説明する。図４において、ＣＨ１はＰＷＭ制御信号発生用三角波発生用クロックの実測波形を示し、ＣＨ２はＰＷＭ制御信号で駆動される下アームのゲート信号の実測波形であり、ＣＨ３は端子電圧の実測波形である。ＣＨ３で示すように、端子電圧には上記した過渡応答を示す振動現象と、誘起電圧の発生期間と、逆起電圧の発生期間が形成されている。図４から分かるようにＰＷＭ制御信号発生用三角波発生用クロックの立ち上がりを誘起電圧の抽出タイミングとしているので、振動現象が確実に回避されていることがわかる。
【００４３】
また、通常であれば、三角波発生用クロック３７の立ち下がりにゼロクロス点の抽出を行えばよいが、さらに確実性を増すため、図３（Ｂ）記載のように振動現象回避遅れ時間３９Ｄを三角波発生用クロック３７の立ち下がり後に設けてもよい。これにより振動現象３５が完全におさまる時点を抽出タイミングとすることができ、固定子巻線の誘起電圧に生ずる減衰振動を簡単、確実に回避することができる。抽出タイミング信号（図示しない）のパルス幅は論理演算手段にゼロクロス点検出を行わせるための割り込み処理が実行できれる幅があればよく、非常に短い時間幅が与えられている。この抽出タイミング信号が論理演算手段に入力されると、これをトリガとして論理演算手段はＰＷＭ制御時のコンパレータ出力を検出する。振動現象回避遅れ時間３９Ｄとしては、三角波発生用クロック３７の立ち下がり後で、かつＰＷＭ制御信号３６の立ち下がりまでの最大時間幅内に収まる時間幅が選択されればよいが、例えば、三角波発生用クロック３７とＰＷＭ制御信号３６の exclusive ＯＲをとり、さらにこの出力とＰＷＭ制御信号３６とのＡＮＤをとること等の論理回路を用いることによって、上記の最大時間幅を演算し、これを分周することで最大時間幅の１／２の時間幅を演算して選択するのがマイコンを演算に使用せず適当である。場合によってはＰＷＭ制御信号３６の立ち下がり時点を振動現象回避遅れ時間３９Ｄの終了時点とすることもできる。
【００４４】
このように、三角波発生用クロック３７の立ち下がりか、必要に応じて振動現象回避遅れ時間３９Ｄが経過した時点に論理回路等を用いてゼロクロス点の抽出を行うから、従来の技術のようにイネーブル信号４０を形成してコンパレータの出力信号を監視し、イネーブル信号４０がＨレベルとなっている間はずっとコンパレータの出力信号を監視するようなことは不要で、論理演算手段２９であるマイコンを他の目的に使用することができ、論理演算手段２９の活用効率を大きく上げることができる。
【００４５】
（実施の形態２）
図１は、本発明の実施の形態１及び２におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図、図５は、本発明の実施の形態２におけるゼロクロス点抽出タイミング生成装置、図６（Ａ）は、本発明の実施の形態２におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がりの時に検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図、図６（Ｂ）は、本発明の実施の形態２におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がり後に振動現象回避遅れ時間が経過してから検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図である。実施の形態２のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置は、実施の形態１のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置とほとんど同一で、ゼロクロス点抽出タイミングがＰＷＭ制御用三角波発生用クロックの立ち上がりで行う点が相違するものである。従って、両者に共通のものには同一の符号を付して詳細な説明は実施の形態１に譲り、ここでは説明は省略する。
【００４６】
図１、図５、図６（Ａ）（Ｂ）において、１０１は速度信号、１０２は速度指令信号、３０１，３０２はＦ／Ｖ変換器、３０４は比較器、３１１は積分器、３１２はＰＷＭ信号用三角波発生手段、３１３は比較器、３６はＰＷＭ制御信号である。３１４は入力信号をＨレベルとＬレベルを反転させる反転回路である。Ｆ／Ｖ変換器３０１，３０２、比較器３０４と積分器３１１が実施の形態２の速度指令電圧発生手段３０を構成し、ＰＷＭ信号用三角波発生手段３１２，比較器３１３及び反転回路３１４が実施の形態２のＰＷＭ制御信号発生手段３１を構成する。
【００４７】
本実施の形態２の比較器３０４は、実施の形態１の比較器３０３の＋−の入力端子と逆で、Ｆ／Ｖ変換器３０１からの出力信号が−端子に接続され、Ｆ／Ｖ変換器３０２の出力信号が入力端子＋に入力されている。従って、比較器３１３の出力は、実施の形態１とは逆に、ＰＷＭ制御信号発生用三角波３８の谷の部分で基準電圧より低いＬレベルとなる矩形波パルスとなり、この出力が反転回路３１４で反転され、ＰＷＭ制御信号発生用三角波３８の谷の部分でＨレベルとなる矩形波パルスとなり、ＰＷＭ制御信号３６として出力される。図６（Ａ）に示すように、端子電圧波形３３は逆起電圧の立ち下がりの直後に過渡的な振動現象３５が発生し、この後に誘起電圧が形成されている。ＰＷＭ制御信号３６の矩形波パルスの中央位置を越えてまで過渡応答が継続することはないから、本実施の形態２では、この矩形波パルスの中央位置が三角波発生用クロック３７の立ち上がりに相当することに着目し、この立ち上がり位置３９’でゼロクロス点を抽出している。
【００４８】
また、実施の形態１と同様に、図６（Ｂ）記載のように振動現象回避遅れ時間３９’Ｄを三角波発生用クロック３７の立ち下がり後に設けてもよい。振動現象３５が完全におさまる時点を抽出タイミングとすることができ、固定子巻線の誘起電圧に生ずる減衰振動を確実に回避することができる。抽出タイミング信号（図示しない）のパルス幅は論理演算手段にゼロクロス点検出を行わせるための割り込み処理が実行できればよく、非常に短い時間幅が与えられている。この抽出タイミング信号が論理演算手段に入力されると、これをトリガとして論理演算手段はＰＷＭ制御時のコンパレータの出力信号を検出する。この振動減少退避遅れ時間３９’Ｄの選択と生成方法は実施の形態１と同様である。
【００４９】
実施の形態２の磁極位置検出装置の作用効果は基本的に実施の形態１と変わりがない。また、実施の形態２の実測波形は図４の記載の通りであり、実施の形態１で説明した通りであるからその説明は省略する。
【００５０】
（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図、図８はＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の論理演算手段としてマイコンを用いた場合の割り込み処理についてのフローチャート、図９は本発明の実施の形態１，２，３におけるＰＷＭのＯＮ幅を決定するための基準となるＰＷＭのデューティ比とＰＷＭ制御のＯＮ幅制御信号電圧との関係図である。実施の形態３のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置は、実施の形態１または２のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置とほとんど同一で、ゼロクロス点抽出タイミングをカウンタを用いて演算によって行う点が相違するものである。従って、両者に共通のものには同一の符号を付して詳細な説明は実施の形態１に譲り、ここでは説明は省略する。
【００５１】
図７において、２９１は論理演算手段２９によって算出されたカウント値がセットされ、論理演算手段２９に設けられたゼロクロス点抽出タイミングをカウントするためのカウンタ、２９２はカウンタ２９１がカウントアウトした後にコンパレータ２３〜２５の出力信号に変化があり、ゼロクロス点を検出したときに０から１に変化するフラグ、３２はＰＷＭ制御信号に基づいて誘起電圧の検出可能な期間のみゼロクロスの検出を許可するとともに論理演算手段２９に割り込み処理を許すイネーブル信号４０を発生するイネーブル信号発生手段である。
【００５２】
図９に示すように、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ幅制御信号の電圧（基準電圧）によりＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間が一意的に決定される。このＰＷＭ制御信号生成の過程は実施の形態１または２で説明したものと同様である。すなわち、ＰＷＭ制御信号発生手段３１で生成されるＰＷＭ制御信号発生用三角波３８と速度指令電圧発生手段３０で生成されたＰＷＭ制御信号のＯＮ幅制御信号電圧がこのＰＷＭ制御信号発生手段３１で比較され、ＰＷＭ制御信号３６が生成される。そして、イネーブル信号発生手段３２は三角波生成用クロック３７の立ち下がりでイネーブル信号４０を発生させ、論理演算手段２９はゼロクロス検出期間４１の検出を開始する。図８に示すように、このイネーブル信号に基づき割り込み処理が開始され、論理演算手段２９はカウンタ２９１に次のカウンタ値をセットする。すなわち、このカウンタ値はＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間をこのカウンタのクロック周期で割った値の１／２を計算し、その余りを切り捨てた値である。カウンタ２９１のこのカウント値が０になるまでカウントダウンし、カウント値が０になったら論理演算手段２９は比較手段であるコンパレータ２３〜２５の出力信号を入力し、出力信号のレベル変化を判断する。従って、ＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の終了時点（立ち下がり）近くにレベル変化を検出することになる。判断した結果、コンパレータ２３〜２５の出力信号のレベルに変化があった場合は誘起電圧のゼロクロス点を検出したか否かのフラグ２９２を立てて（１をセット）、割り込み処理のサブルーチンから復帰する。コンパレータ２３〜２５の出力信号のレベルに変化がなかった場合は誘起電圧を検出したか否かのフラグを０のままにしてサブルーチンから復帰する。
【００５３】
なお、上記の実施の形態２では、カウント値として１／２を計算し、余りを切り捨てた値を採用しているが、１以上で、この計算値以下の範囲内であればどの値をセットしてもかまわない。カウント値として小さい値を採用すると、ＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の１／２の時点に近い時点にゼロクロス点の検出を行うことになる。
【００５４】
このようにＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の１／２の時点（三角波生成クロック３７の立ち下がり）に割り込み、カウンタで振動現象回避遅れ時間をカウントしてゼロクロス点抽出のタイミングをとって検出するから、実施の形態１または２と同様、少なくともＯＮ時間の略１／２が経過した時点で出力信号のレベル変化を判断することになり、ＰＷＭ制御の過渡応答の減衰振動現象３５の影響を断つことができるし、フラグ２９２に１のフラグが立っていることがゼロクロスしたことを示すから、これをモータの駆動制御に生かすことができる。カウント値として１／２を計算し、余りを切り捨てただけの値を採用した場合は、ＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の終了時点（立ち下がり）近くにレベル変化を検出するから、非常に効果的な振動回避が行える。
【００５５】
さらに、以上説明した実施の形態３はイネーブル信号を割込み信号として用いてカウントしているが、イネーブル信号を割込み信号としない方法もある。すなわち、カウンタとしてアップダウンカウンタを用い、ＰＷＭ制御信号の立ち上がり時点に、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間をこのカウンタのクロック周期で割ってその値の１／２を計算し、その余りを切り捨てた整数値より小さい値をカウンタ値としてセットしてカウント開始し、振動現象回避遅れ時間をカウントするものである。アップダウンカウンタはこのカウンタ値がセットされると、この値をカウントアップしていってカウントアップのキャリーが立ったら、一転してカウントダウンに切り換わる。そして、その後イネーブル信号がＯＮであること、且つカウントダウンのキャリーが立ったことを条件にカウントアウトの時点でゼロクロス点の検出を行うものである。
【００５６】
そして上記の１／２を計算し、その余りを切り捨てた値より小さい値をどのようにして設定するのかについてもう少し詳細に説明すると、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間をこのカウンタのクロック周期で割った値の１／２を計算し、その余りを切り捨てた値に対して、１／２以上１以下の所定の（予めセットした）設定係数、例えば０．９を乗じ、小数を切り捨ててカウント値とするものである。あるいは、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間をこのカウンタのクロック周期で割った値に１／４以上１／２以下の設定係数、例えば０．４５を乗じ、小数を切り捨てた値をカウント値とするのでもよい。設定係数を適宜選択することで振動現象回避遅れ時間が自由に設定できる。例えば、カウント値を最大にとればＰＷＭ制御信号のＯＮ時間終了時点近くでゼロクロス点検出を行うことになり、カウント値を最小にとればＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の略１／２の時点でゼロクロス点検出を行うことにができる。
【００５７】
さて、以上説明したアップダウンカウンタを用いイネーブル信号を用いる実施の形態３の磁極位置検出装置の変形として、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間をこのカウンタのクロック周期で割った値の１／２を計算し、その余りを切り捨てた値をセットし、カウンタをカウントアップしていきカウントアップのキャリーが立ったら、これをトリガとしてイネーブル信号発生手段がイネーブル信号を生成し、割込み信号とするのでもよい。この場合も、実施の形態１，２と同様、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ時間の略１／２に割り込みをかけてゼロクロス点の検出ができる。
【００５８】
このように、実施の形態３のロータの磁極位置検出装置は、カウンタ２９１によって振動退避遅れ時間を比較的自由に選択できるので、どのような負荷（ＰＷＭ制御のデューティ比）に対しても対応がきわめて容易である。
【００５９】
（実施の形態４）
図１０は、本発明の実施の形態４におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図である。実施の形態４のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置は、実施の形態３のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置とほとんど同一で、ゼロクロス点抽出タイミングをＰＷＭ制御信号の最大幅で行えるようにするためスイッチング素子をＯＦＦする時点を遅らせる点が相違するものである。従って、両者に共通のものには同一の符号を付して詳細な説明は実施の形態３に譲り、ここでは説明は省略する。図１１は本発明の実施の形態３のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置における誘起電圧のゼロクロスの検出方法の説明図である。図１１において４０は位置検出のイネ−ブル信号、４１は誘起電圧のゼロクロス検出期間、４２はイネーブル信号４０がＯＦＦしてから誘起電圧を消滅させるまでの遅延期間、５５は素子のベース電圧である。
【００６０】
図１０において、ＰＷＭ制御信号発生手段３１がＰＷＭ制御信号３６を発生する過程の説明をすると、ＰＷＭ制御信号発生手段３１で生成される三角波３８と速度指令電圧発生手段３０で生成されたＰＷＭ制御信号のＯＮ幅制御信号電圧（図９参照）がこのＰＷＭ制御信号発生手段３１で比較され、ＰＷＭ制御信号３６が生成される。イネーブル信号発生手段３２は三角波生成用クロック３７の立ち下がりでイネーブル信号４０をＯＮさせ、論理演算手段２９はゼロクロス検出期間４１の検出を開始する。以上の点は実施の形態３と同様である。
【００６１】
実施の形態４においては、図１１に示すように論理演算手段２９はＰＷＭ制御信号３６がＯＦＦする直前にイネーブル信号４０をＯＦＦし、所定の遅延時間４２後にスイッチング素子のベース電圧５５をＯＦＦにして誘起電圧を消滅させる。論理演算手段２９はイネーブル信号４０がＯＮの期間のみコンパレータ２３〜２５の出力信号の状態変化を検知するのが可能である。従って、スイッチング素子のＯＦＦ時点が遅れているから、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ幅、イネーブル信号４０のＯＮ幅は最大幅となる。そして、このＯＮの期間の終了時点にゼロクロスを検出したフラグをたてる。このように本実施の形態４の磁極位置検出装置はイネーブル信号のＯＮ幅を最大限利用でき、検出期間を充分とることができるものである。
【００６２】
イネーブル信号４０の立ち上がりか、立ち下がりから振動現象回避遅れ時間を設けてこの時点にゼロクロスを検出するとコイルに発生する減衰振動現象３５を確実に回避することが可能となる。この振動現象退避遅れ時間の選択と生成方法は実施の形態１と同様にするか、実施の形態３と同様にカウンタを設けて演算により求めるのがよい。すなわち、ＰＷＭ制御信号３６のＯＮ幅の１／２の時間幅を演算して選択するのがよいが、スイッチングが遅れてなされるので、イネーブル信号４０の立ち下がりに短い抽出タイミング信号（図示しない）を生成して振動現象回避遅れ時間の終了タイミング（抽出タイミング）とするのもよい。このとき、振動現象をもっとも確実に回避し、ＰＷＭ制御信号のＯＮ時間が小さい場合でも誘起電圧のゼロクロス点を検出できる。
【００６３】
以上はイネーブル信号発生手段３２が三角波生成用クロック３７の立ち下がりでイネーブル信号４０を発生しているが、実施の形態２で説明したように、反転回路を用いることで三角波生成用クロックの立ち上がりを利用して、全く同様の動作をさせることができる。
【００６４】
【発明の効果】
以上のように本発明のロータの磁極位置検出装置によれば、以下のような優れた効果を有する。
【００６５】
本発明の請求項１に記載された発明は、論理演算手段がＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの時に前記固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するから、ＰＷＭ制御信号の制御下で断続的に駆動電圧を固定子巻線に供給する駆動時においても、固定子巻線と基準電圧を比較し、誘起電圧のゼロクロス点を検出できるとともに、簡単に誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を確実に回避できるという作用を有する。
【００６６】
請求項２に記載された発明は、三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するから、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を振動現象回避遅れ時間だけ遅らせて避けることができ、より確実に減衰振動波形の影響を回避できるし、ＰＷＭ制御信号のＯＮ幅が小さくても検出できるという作用を有する。
【００６７】
請求項３に記載された発明は、イネーブル信号を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりでＯＮさせるとともにＰＷＭ制御信号がＯＦＦする直前にＯＦＦし、イネーブル信号がＯＮの時のみに固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうか検出するから、ＰＷＭ制御信号のＯＮ幅（デューティ比）が小さくとも、イネーブル信号を用いて検出時点を三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がり以降に遅らせ、固定子巻線の誘起電圧の減衰振動波形の影響を回避できる。また、高速回転の場合でもイネーブル信号を用いた検出期間を設けているので、検出遅れが少ない。
【００６８】
請求項４に記載された発明は、カウンタにより振動現象現象遅れ時間をカウントしてカウントアウトしたときゼロクロスを検出するから、振動現象現象遅れ時間をデジタル的に簡単に設定、変更でき、振動現象現象遅れ時間の設定の融通性が高く、論理演算手段の活用度をあげることができる。
【００６９】
請求項５に記載された発明は、イネーブル信号で論理演算手段に割り込みをかけ、カウンタにより振動現象現象遅れ時間をカウントするから、イネーブル信号を割り込みタイミング信号に兼用できる。
【００７０】
請求項６に記載された発明は、カウンタがアップダウンカウンタで、カウントアップ後カウントダウンのキャリーが立ったときゼロクロスを検出するから、キャリーが立つこととイネーブル信号がＯＮという２つの要件のＡＮＤをとるため、制御が容易且つ正確になる。
【００７１】
請求項７に記載された発明は、ＰＷＭ制御信号の立ち下がりに対しスイッチング素子がＯＦＦするのをある所定の期間だけ遅らせて、ＰＷＭ制御信号発生用の三角波発生用クロックの立ち上がりまたは立ち下がりの後に振動現象回避遅れ時間が経過してから固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するから、スイッチング素子がＯＦＦするのを遅らせることができ、ＰＷＭ制御信号とイネーブル信号のＯＮ時間を長くとれて最大限に利用でき、振動現象回避遅れ時間も長くとれ、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響をさらに確実に回避できる。
【００７２】
請求項８に記載された発明は、イネーブル信号の立ち下がり時点に固定子巻線の誘起電圧がゼロクロスしたかどうかを検出するから、振動現象回避遅れ時間を最も長くとれ、検出時点をイネーブル信号の最大幅まで遅らせたものとなり、誘起電圧の減衰振動波形の影響を最も回避したものとなる。
【００７３】
請求項９に記載された発明は、カウンタでＰＷＭ制御信号のＯＮ時間の略１／２をカウントしたらイネーブル信号を生成してゼロクロスを検出することを特徴とするロータの磁極位置検出装置であるから、誘起電圧に現れる過渡応答時の減衰振動波形の影響を確実に回避でき、割り込み時点を簡単に設定、変更でき、融通性が高い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１及び２におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図
【図２】本発明の実施の形態１におけるゼロクロス点抽出タイミング生成装置
【図３】（Ａ）本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がりの時に検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図
（Ｂ)本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がり後に振動現象回避遅れ時間が経過してから検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図
【図４】本発明の実施の形態２におけるゼロクロス点抽出タイミング実測図
【図５】本発明の実施の形態２におけるゼロクロス点抽出タイミング生成装置を示す図
【図６】（Ａ）本発明の実施の形態２におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がりの時に検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図
（Ｂ）本発明の実施の形態２におけるＰＷＭ制御信号発生の三角波の生成用クロックの立ち下がり後に振動現象回避遅れ時間が経過してから検出を行うゼロクロス点抽出タイミング説明図
【図７】本発明の実施の形態３におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図
【図８】ＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の論理演算手段としてマイコンを用いた場合の割り込み処理についてのフローチャート
【図９】本発明の実施の形態１，２，３におけるＰＷＭのＯＮ幅を決定するための基準となるＰＷＭのデューティ比とＰＷＭ制御のＯＮ幅制御信号電圧との関係図
【図１０】本発明の実施の形態４におけるセンサレス駆動するＤＣブラシレスモータ駆動制御装置の全体構成図
【図１１】本発明の実施の形態３のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置における誘起電圧のゼロクロスの検出方法の説明図
【図１２】従来のＰＷＭ制御をしない場合の１相分の各電圧波形図
【図１３】（Ａ）従来の下アームをスイッチングしてＰＷＭ制御をした場合の１相分の各電圧波形及びＰＷＭ制御時の各波形図
（Ｂ）従来の上アームをスイッチングしてＰＷＭ制御をした場合の１相分の各電圧波形図
【図１４】従来の誘起電圧のゼロクロス点検出期間を示す図
【図１５】従来のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置の要部図
【符号の説明】
１  直流電源
２，３  母線
４  キャパシター
５  駆動回路
６，７，８  ＰＮＰ形トランジスタ
９，１０，１１  ＮＰＮ形トランジスタ
１２，１３，１４，１５，１６，１７  還流ダイオード
１８  ブラシレスモータ
１９  ステータ
１９Ｕ，１９Ｖ，１９Ｗ  ステータコイル
２０  永久磁石のロータ
２１，２２，２６，２７，２８  抵抗
２３，２４，２５  コンパレータ
２９  論理演算手段
３０  速度指令電圧発生手段
３１  ＰＷＭ制御信号発生手段
３２  イネーブル信号発生手段
３３，４４  端子電圧波形
３４  誘起電圧の発生期間
３５，５６  振動現象
３６  ＰＷＭ制御信号
３７  三角波発生用クロック
３８  ＰＷＭ制御信号発生用三角波
３９  立ち下がり位置
３９’  立ち上がり位置
３９Ｄ、３９’Ｄ  振動現象回避遅れ時間
４０，４８  イネーブル信号
４１  誘起電圧のゼロクロス検出期間
４２  イネーブル信号がＯＦＦしてから誘起電圧を消滅させるまでの遅延期間
４３  基準電圧
４５  コンパレータの出力
４６  ＰＷＭ制御時の端子電圧波形
４７  ＰＷＭ制御時のコンパレータの出力
４９  ＰＷＭ制御時のコンパレータの出力をイネーブル信号で検出した波形
５０  ＰＷＭ制御信号のＯＮから誘起電圧発生開始までの遅れ時間
５１  ＰＷＭ制御信号のＯＦＦから誘起電圧がなくなるまでの遅れ時間
５２  ＰＷＭ制御信号のＯＮからイネーブル信号ＯＮまでのシフト量
５３  ＰＷＭ制御信号のＯＦＦからイネーブル信号ＯＦＦまでのシフト量
５４  ゼロクロス点
５５  ベース電圧
１０１  速度信号
１０２  速度指令信号
２９１  カウンタ
２９２  フラグ
３０１，３０２  Ｆ／Ｖ変換器
３０３，３０４，３１３  比較器
３１１  積分器
３１２  ＰＷＭ信号用三角波発生手段
３１４  反転回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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