(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
加入者装置からベース局へ送信するデータを発生する方法において、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調して変調されたシンボルの複数のシンボル流を生成することと、
変調されたシンボルの複数のシンボル流を少なくとも１つの結合されたシンボル流に結合することと、
前記少なくとも１つの結合されたシンボル流を複素数疑似雑音コードにより複素数乗算することとを含み、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調することは、
パイロットチャンネルのコード化されたデータを第１のコードにより変調して変調されたシンボルの第１のシンボル流を生成することと、
ユーザの第１のチャンネルのコード化されたデータを第２のコードにより変調して変調されたシンボルの第２のシンボル流を生成することと、
ユーザの第２のチャンネルのコード化されたデータを第２のコードにより変調して変調されたシンボルの第３のシンボル流を生成することとを含んでいるデータ発生方法。
【請求項２】
さらなるチャンネルのコード化されたデータを第３のコードにより変調して変調されたシンボルのさらなるシンボル流を生成することをさらに含んでいる請求項１記載の方法。
【請求項３】
ユーザの第３のチャンネルのコード化されたデータを第３のコードにより変調して変調されたシンボルの第４および第５のシンボル流を生成することをさらに含んでいる請求項１記載の方法。
【請求項４】
前記変調されたシンボルの複数のシンボル流を結合することは、
前記変調されたシンボルの第１のシンボル流と、前記変調されたシンボルの第２のシンボル流と、前記変調されたシンボルの第４のシンボル流とを加算することと、
前記加算されたシンボル流を前記複素数乗算のために前記変調されたシンボルの第５のシンボル流とは独立して提供することとを含んでいる請求項３記載の方法。
【請求項５】
電力制御チャンネルのコード化されたデータを第５のコードにより変調して変調されたシンボルの第８のシンボル流を生成することをさらに含んでいる請求項３記載の方法。
【請求項６】
前記変調されたシンボルの複数のシンボル流を結合することは、
前記変調されたシンボルの第１のシンボル流と、前記変調されたシンボルの第２のシンボル流と、前記変調されたシンボルの第４のシンボル流と、前記変調されたシンボルの第８のシンボル流とを加算することと、
前記加算されたシンボル流を前記複素数乗算のために前記変調されたシンボルの第５のシンボル流とは独立して提供することを含んでいる請求項５記載の方法。
【請求項７】
電力制御チャンネルのコード化されたデータを第５のコードにより変調して変調されたシンボルの第８のシンボル流を生成することをさらに含んでいる請求項１記載の方法。
【請求項８】
複素数疑似雑音コードは、同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分とを含んでいる請求項１記載の方法。
【請求項９】
同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分はロングコードにより乗算される請求項８記載の方法。
【請求項１０】
複数の関連するコードはウォルシュコードである請求項１記載の方法。
【請求項１１】
ウォルシュコードの長さは４である請求項１０記載の方法。
【請求項１２】
加入者装置からベース局へ送信するデータを発生する方法において、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調して変調されたシンボルの複数のシンボル流を生成することと、
変調されたシンボルの複数のシンボル流を少なくとも１つの結合されたシンボル流に結合することと、
前記少なくとも１つの結合されたシンボル流を複素数疑似雑音コードにより複素数乗算することとを含み、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調することは、
パイロットチャンネルのコード化されたデータを第１のコードにより変調して変調されたシンボルの第１のシンボル流を生成することと、
ユーザの第３のチャンネルのコード化されたデータを第３のコードにより変調して変調されたシンボルの第４および第５のシンボル流を生成することと、
ユーザの第４のチャンネルのコード化されたデータを第４のコードにより変調して変調されたシンボルの第６および第７のシンボル流を生成することとを含んでいるデータ発生方法。
【請求項１３】
電力制御チャンネルのコード化されたデータを第５のコードにより変調して変調されたシンボルの第８のシンボル流を生成することをさらに含んでいる請求項１２記載の方法。
【請求項１４】
複素数疑似雑音コードは、同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分とを含んでいる請求項１２記載の方法。
【請求項１５】
同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分はロングコードにより乗算される請求項１４記載の方法。
【請求項１６】
複数の関連するコードはウォルシュコードである請求項１２記載の方法。
【請求項１７】
ウォルシュコードの長さは４である請求項１６記載の方法。
【請求項１８】
加入者装置からベース局へ送信するデータを発生する方法において、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調して変調されたシンボルの複数のシンボル流を生成することと、
変調されたシンボルの複数のシンボル流を少なくとも１つの結合されたシンボル流に結合することと、
前記少なくとも１つの結合されたシンボル流を複素数疑似雑音コードにより複素数乗算することとを含み、
前記複素数乗算することは、
少なくとも１つの結合されたシンボル流と、同位相疑似雑音コード成分とを実数部として使用することと、
少なくとも１つのシンボル流と、直角位相疑似雑音コード成分とを虚数部として使用することとを含んでいるデータ発生方法。
【請求項１９】
前記複素数乗算することは、
少なくとも１つの結合されたシンボル流を同位相疑似雑音コード成分と乗算して第１の中間信号を生成することと、
少なくとも１つのシンボル流を同位相疑似雑音コード成分と乗算して第２の中間信号を生成することと、
少なくとも１つの結合されたシンボル流を直角位相疑似雑音コード成分と乗算して第３の中間信号を生成することと、
少なくとも１つのシンボル流を直角位相疑似雑音コード成分と乗算して第４の中間信号を生成することと、
第４の中間信号を第１の中間信号から減算して同位相の積信号を生成することと、
第２の中間信号を第３の中間信号に加算して直角位相の積信号を生成することとを含んでいる請求項１８記載の方法。
【請求項２０】
複素数疑似雑音コードは、同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分とを含んでいる請求項１８記載の方法。
【請求項２１】
同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分はロングコードにより乗算される請求項２０記載の方法。
【請求項２２】
複数の関連するコードはウォルシュコードである請求項１８記載の方法。
【請求項２３】
ウォルシュコードの長さは４である請求項２２記載の方法。
【請求項２４】
加入者装置からベース局へ送信するデータを発生する方法において、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調して変調されたシンボルの複数のシンボル流を生成することと、
変調されたシンボルの複数のシンボル流を少なくとも１つの結合されたシンボル流に結合することと、
前記少なくとも１つの結合されたシンボル流を複素数疑似雑音コードにより複素数乗算することとを含み、
変調されたシンボルの複数のシンボル流のそれぞれの利得を調節することをさらに含み、
前記変調されたシンボルの複数のシンボル流のそれぞれの利得を調節することは、
変調されたシンボルの第１のシンボル流の利得を調節することと、
残りのシンボル流のそれぞれの利得を、第１のシンボル流の利得に関して決定された値に調節することとを含んでいるデータ発生方法。
【請求項２５】
複素数疑似雑音コードは、同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分とを含んでいる請求項２４記載の方法。
【請求項２６】
同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分はロングコードにより乗算される請求項２５記載の方法。
【請求項２７】
複数の関連するコードはウォルシュコードである請求項２４記載の方法。
【請求項２８】
ウォルシュコードの長さは４である請求項２７記載の方法。
【請求項２９】
加入者装置からベース局へ送信するデータを生成する装置において、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調して変調されたシンボルの複数のシンボル流を生成する手段と、
変調されたシンボルの複数のシンボル流を結合して少なくとも１つの結合されたシンボル流にする結合手段と、
前記少なくとも１つの結合されたシンボル流を複素数疑似雑音コードにより複素数乗算する手段とを具備し、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調する手段は、
パイロットチャンネルのコード化されたデータを第１のコードにより変調して変調されたシンボルの第１のシンボル流を生成する手段と、
ユーザの第１のチャンネルのコード化されたデータを第２のコードにより変調して変調されたシンボルの第２のシンボル流を生成する手段と、
ユーザの第２のチャンネルのコード化されたデータを第２のコードにより変調して変調されたシンボルの第３のシンボル流を生成する手段とを備えているデータ発生装置。
【請求項３０】
さらなるチャンネルのコード化されたデータを第３のコードにより変調して変調されたシンボルのさらなるシンボル流を生成する手段をさらに具備している請求項２９記載の装置。
【請求項３１】
ユーザの第３のチャンネルのコード化されたデータを第３のコードにより変調して変調されたシンボルの第４および第５のシンボル流を生成する手段をさらに具備している請求項２９記載の装置。
【請求項３２】
前記変調されたシンボルの複数のシンボル流を結合する手段は、
前記変調されたシンボルの第１のシンボル流と、前記変調されたシンボルの第２のシンボル流と、前記変調されたシンボルの第４のシンボル流とを加算する手段と、
前記加算されたシンボル流を前記複素数乗算のために前記変調されたシンボルの第５のシンボル流とは独立して提供する手段とを備えている請求項３１記載の装置。
【請求項３３】
電力制御チャンネルのコード化されたデータを第５のコードにより変調して変調されたシンボルの第８のシンボル流を生成する手段をさらに具備している請求項３１記載の装置。
【請求項３４】
前記変調されたシンボルの複数のシンボル流を結合する手段は、
前記変調されたシンボルの第１のシンボル流と、前記変調されたシンボルの第２のシンボル流と、前記変調されたシンボルの第４のシンボル流と、前記変調されたシンボルの第８のシンボル流とを加算する手段と、
前記加算されたシンボルのシンボル流を前記複素数乗算のために前記変調されたシンボルの第５のシンボル流とは独立して提供する手段とを備えている請求項３３記載の装置。
【請求項３５】
電力制御チャンネルのコード化されたデータを第５のコードにより変調して変調されたシンボルの第８のシンボル流を生成する手段をさらに具備している請求項２９記載の装置。
【請求項３６】
複素数疑似雑音コードは、同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分とを含んでいる請求項２９記載の装置。
【請求項３７】
同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コードはロングコードにより乗算される請求項３６記載の装置。
【請求項３８】
複数の関連するコードはウォルシュコードである請求項２９記載の装置。
【請求項３９】
ウォルシュコードの長さは４である請求項３８記載の装置。
【請求項４０】
加入者装置からベース局へ送信するデータを生成する装置において、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調して変調されたシンボルの複数のシンボル流を生成する手段と、
変調されたシンボルの複数のシンボル流を結合して少なくとも１つの結合されたシンボル流にする結合手段と、
前記少なくとも１つの結合されたシンボル流を複素数疑似雑音コードにより複素数乗算する手段とを具備し、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調する手段は、
パイロットチャンネルのコード化されたデータを第１のコードにより変調して変調されたシンボルの第１のシンボル流を生成する手段と、
ユーザの第３のチャンネルのコード化されたデータを第３のコードにより変調して変調されたシンボルの第４および第５のシンボル流を生成する手段と、
ユーザの第４のチャンネルのコード化されたデータを第４のコードにより変調して変調されたシンボルの第６および第７のシンボル流を生成する手段とを備えているデータ発生装置。
【請求項４１】
電力制御チャンネルのコード化されたデータを第５のコードにより変調して変調されたシンボルの第８のシンボル流を生成する手段をさらに具備している請求項４０記載の装置。
【請求項４２】
複素数疑似雑音コードは、同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分とを含んでいる請求項４０記載の装置。
【請求項４３】
同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分はロングコードにより乗算される請求項４２記載の装置。
【請求項４４】
複数の関連するコードはウォルシュコードである請求項４０記載の装置。
【請求項４５】
ウォルシュコードの長さは４である請求項４４記載の装置。
【請求項４６】
加入者装置からベース局へ送信するデータを生成する装置において、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調して変調されたシンボルの複数のシンボル流を生成する手段と、
変調されたシンボルの複数のシンボル流を結合して少なくとも１つの結合されたシンボル流にする結合手段と、
前記少なくとも１つの結合されたシンボル流を複素数疑似雑音コードにより複素数乗算する手段とを具備し、
前記複素数乗算する手段は、
少なくとも１つの結合されたシンボル流と、同位相疑似雑音コード成分とを実数部として使用する手段と、
少なくとも１つのシンボル流と、直角位相疑似雑音コード成分とを虚数部として使用する手段とを備えているデータ発生装置。
【請求項４７】
前記複素数乗算する手段は、
少なくとも１つの結合されたシンボル流を同位相疑似雑音コード成分と乗算して第１の中間信号を生成する手段と、
少なくとも１つのシンボル流を同位相疑似雑音コード成分と乗算して第２の中間信号を生成する手段と、
少なくとも１つの結合されたシンボル流を直角位相疑似雑音コード成分と乗算して第３の中間信号を生成する手段と、
少なくとも１つのシンボル流を直角位相疑似雑音コード成分と乗算して第４の中間信号を生成する手段と、
第４の中間信号を第１の中間信号から減算して同位相の積信号を生成する手段と、
第２の中間信号を第３の中間信号に加算して直角位相の積信号を生成する手段とを備えている請求項４６記載の装置。
【請求項４８】
複素数疑似雑音コードは、同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分とを含んでいる請求項４６記載の装置。
【請求項４９】
同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分はロングコードにより乗算される請求項４８記載の装置。
【請求項５０】
複数の関連するコードはウォルシュコードである請求項４６記載の装置。
【請求項５１】
ウォルシュコードの長さは４である請求項５０記載の装置。
【請求項５２】
加入者装置からベース局へ送信するデータを生成する装置において、
複数のチャンネルのコード化されたデータのそれぞれを関連するコードにより変調して変調されたシンボルの複数のシンボル流を生成する手段と、
変調されたシンボルの複数のシンボル流を結合して少なくとも１つの結合されたシンボル流にする結合手段と、
前記少なくとも１つの結合されたシンボル流を複素数疑似雑音コードにより複素数乗算する手段とを具備し、
変調されたシンボルの複数のシンボル流のそれぞれの利得を調節する手段をさらに具備し、
前記変調されたシンボルの複数のシンボル流のそれぞれの利得を調節する手段は、
変調されたシンボルの第１のシンボル流の利得を調節する手段と、
残りのシンボル流のそれぞれの利得を、第１のシンボル流の利得に関して決定された値に調節する手段とを備えているデータ発生装置。
【請求項５３】
複素数疑似雑音コードは、同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分とを含んでいる請求項５２記載の装置。
【請求項５４】
同位相疑似雑音コード成分と直角位相疑似雑音コード成分はロングコードにより乗算される請求項５３記載の装置。
【請求項５５】
複数の関連するコードはウォルシュコードである請求項５２記載の装置。
【請求項５６】
ウォルシュコードの長さは４である請求項５５記載の装置。
【発明の詳細な説明】
［発明の背景］
１．発明の技術分野
本発明は、通信システムに関し、特に、高データ速度のＣＤＭＡ無線通信のための優れた改良された方法および装置に関する。
２．関係する技術の説明
セルラ、衛星、および地点間通信システムを含む無線通信システムは２つのシステム間のデータ伝送のために変調された無線周波数（ＲＦ）信号を含む無線リンクを使用している。無線リンクの使用は、有線通信システムに比較して移動性が増加し、基礎構造に対する要求が減少する等の種々の理由により好ましい。無線リンクの使用の欠点の１つは、利用できるＲＦ帯域幅の量が制限されていることから生じる通信容量の制限である。この制限された通信容量は追加の有線ライン接続の設置によって付加的な容量を追加することができる有線ベースの通信とんもと対照的である。
ＲＦ帯域幅の制限された性質を認識したことにより、有効ＲＦ帯域幅を無線通信システムが使用する効率を増加させる種々の信号処理技術が開発されている。そのような帯域幅の効率的な信号処理技術の広く受け入れられている１例は、通信工業協会（ＴＩＡ）によって公表された空中インターフェイス標準方式によるＩＳ-95およびそれから発展したＩＳ-95A（以下それらを総称してＩＳ-95標準方式と言う）であり、主としてセルラ通信システムにおいて使用されている。ＩＳ-95標準方式は、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）信号変調技術を含み、同じＲＦ帯域幅にわたって同時に多重通信を行っている。包括的な電力制御と組合わされたとき、同じ帯域幅にわたって行われる多重通信は呼の全体数を増加し、他の無線通信技術に比較して周波数の再使用を増加させる。
多重アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用については、本出願人の米国特許第４，９０１，３０７号明細書および米国特許第５，１０３，４５９号明細書に記載されており、ここで参考文献とされる。
図１は、ＩＳ-95標準方式にしたがって構成されたセルラ電話システムの高度に簡単化した図面である。動作において、１組の加入者装置10ａ〜ｄはＤＣＭＡ変調ＲＦ信号を使用する１以上のベース局12ａ〜ｄと１以上のＲＦインターフェイスを設定することによって無線通信を行う。ベース局12と加入者装置10との間の各ＲＦインターフェイスはベース局12から送信された順方向リンク信号と加入者装置から送信された逆方向リンク信号から構成されている。これらのＲＦインターフェイスを使用して他のユーザとの通信は一般に移動無線交換局（ＭＴＳＯ）14および公共交換局（ＰＳＴＮ）16によって行われる。ベース局12、ＭＴＳＯ14およびＰＳＴＮ16の間のリンクは、通常有線接続によって形成されるが、付加的にＲＦまたはマイクロ波リンクの使用も知られている。
ＩＳ-95標準方式によれば、各加入者装置10は単一チャンネルの、コヒーレントでない、逆方向リンク信号によってユーザデータを９．６または１４．４ｋビット／秒の最大データ速度で送信する。それは１組の速度から選択された速度設定に依存している。コヒーレントでないリンクは位相情報が受信システムによって利用されないリンクである。コヒーレントリンクは処理中に搬送波信号の位相の知識を受信機が利用するリンクである。位相情報は一般的にパイロット信号の形態をとるが、また送信されたデータから推定することもできる。１組の６４ウォルシュコードに対するＩＳ-95標準方式の呼はそれぞれ順方向リンクのために使用される６４チップからそれぞれ構成される。
ＩＳ-95標準方式により特定された最大データ速度９．６または１４．４ｋビット／秒を有する単一チャンネルの、コヒーレントでない、逆方向リンク信号の使用は、無線セルラ電話システムに対してよく適合しており、それにおいて典型的な通信はデジタル化された音声またはファクシミルのような低速度データを含んでいる。コヒーレントでない逆方向リンクは、８０までの加入者装置10が割当てられたそれぞれ1.2288ＭＨｚの帯域幅の各帯域に対してベース局と通信することができ、１組の加入者装置10が互いに干渉する程度を実質上増加するような各加入者装置10から送信中必要なパイロットデータを与える。また、９．６または１４．４ｋビット／秒のデータ速度でパイロットデータのユーザデータに対する送信電力の比は顕著なものであり、それ故加入者装置間の干渉を増加させる。単一チャンネル逆方向リンク信号の使用は、有線電話の使用と適合する時間における１つの形式の通信において結合するから、現在の無線セルラ通信の基礎とする模範がある。また、単一チャンネルの処理の複雑性は多重チャンネルを処理する場合に関連するものよりも小さい。
デジタル通信の進歩と共に、対話型のファイル一瞥およびビデオ電話会議のような応用に対するデータの無線伝送に対する要望は実質的に増加することが期待されている。この増加は無線通信システムが使用される方法および関連するＲＦインターフェイスが動作する条件を変化させる。特に、データは高い最大速度と非常に多くの可能な種類で送信されるであろう。また、さらに信頼性のある送信が必要になる。それは伝送データ中のエラーの許容度がオーディオ情報の送信の場合よりも厳しくなるからである。さらに、データのタイプの増加は同時に多数のタイプのデータを送信する必要性を生成する。例えば、データファイルを交換することが必要であり、一方ではオーディオまたはビデオインターフェイスを維持しなければならない。また、加入者装置からの送信速度が増加するとき、ＲＦ帯域幅の量当りのベース局12と通信する加入者装置10の数は減少する。データ伝送速度が高くなるほど、ベース局のデータ処理容量はベース局10に到達するのを少なくする。ある例では現在のＩＳ-95標準方式逆方向リンクはこれら全ての変化に対して理想的に適合することはできない。それ故、本発明はより高いデータ速度と、帯域幅効率と、多数の形式の通信が行われるＣＤＭＡインターフェイスの提供に関係する。
［発明の概要］
高速度のＣＤＭＡ無線装置のための優れた、改良された方法および装置が開示される。本発明の１実施形態によれば、１組の利得調整された加入者チャンネルが直交波形周期当り少ない数のＰＮ拡散チップを有する１組の直交サブチャンネルコードの使用によって形成される。送信チャンネルの１つを介して送信されるべきデータはコード化された低いコード速度エラー補正であり、反復されるシーケンスは、サブチャンネルコードの１つにより変調され、利得調整され、他のサブチャンネルコードを使用して変調されたデータと合計される。結果的に得られた合計されたデータをロングコードおよび疑似拡散コード（ＰＮコード）を使用して変調され、送信のために上方変換される。短い直交コードの使用は干渉を抑制し、一方では依然として広範囲のエラー補正コード化と地上無線システムで通常受けるレーレーフェーディングを克服するための時間ダイバーシティに対する受信を可能にする。本発明の１実施形態によれば、１組のサブチャンネルコードは４つのウォルシュコードからなり、それぞれ残りのセットに直交し、４チップ期間を有している。４つのサブチャンネルの使用は、使用される直交コードを短くできるために好ましい。しかしながら、より多くの数のチャンネルの使用、すなわちより長いコードは本発明と調和している。
本発明の好ましい実施形態においては、パイロットデータが第１の送信チャンネルにより送信され、電力制御データが第２の送信チャンネルにより送信される。残りの２つの送信チャンネルは、ユーザデータ、シグナリングデータまたはそれら両者を含む特定されないデジタルデータを送信するために使用される。例示的な実施形態において、２つの特定されない送信チャンネルの１つはＢＰＳＫ変調用に構成され、他方はＱＰＳＫ変調用に構成される。これが行われるために、それはシステムの多能性を示すものである。両チャンネルは本発明の別の実施形態においてＢＰＳＫ変調、或いはＱＰＳＫ変調されることができる。変調前に、特定されないデータはコード化され、そのコード化は循環冗長検査（ＣＲＣ）発生、コンポリューションコード化、インターリーブ、選択的シーケンス反復、およびＢＰＳＫまたはＱＰＳＫマッピングを含んでいる。行われる反復回数を変化させることによって、整数のシンボルシーケンスに対する反復回数に制限されないで、高いデータ速度を含む広範囲の種々の伝送速度が得られる。さらに高いデータ速度は両方の特定されないチャンネルで同時にデータを送信することによって達成することができる。また、各送信チャンネルで行われる利得調整を頻繁に更新することによって、送信システムにより使用される全体の送信電力は、多重送信システム間で発生した干渉が最小となり、それによって全体のシステム容量が増加するように最小に維持されることができる。
【図面の簡単な説明】
本発明の特徴、目的および効果は、添付図面を参照にする以下の詳細な説明からさらに明らかになるであろう。図面において同し参照符号は全体を通して対応するものを示している。
図１は、セルラ電話システムのブロック図である。
図２は、本発明の例示的な実施形態により構成された加入者装置およびベース局のブロック図である。
図３は、本発明の例示的な実施形態により構成されたＢＰＳＫチャンネルエンコーダとＱＰＳＫチャンネルエンコーダのブロック図である。
図４は、本発明の例示的な実施形態により構成された送信信号処理システムのブロック図である。
図５は、本発明の例示的な実施形態により構成された受信信号処理システムのブロック図である。
図６は、本発明の１実施形態により構成されたフィンガー処理システムのブロック図である。
図７は、本発明の例示的な実施形態により構成されたＢＰＳＫチャンネルデコーダとＱＰＳＫチャンネルデコーダのブロック図である。
［好ましい実施形態の説明］
高速度のＣＤＭＡ無線通信のための優れた、改良された方法および装置はセルラ通信システムの逆方向リンク伝送部分について記載されている。本発明は、セルラ電話システムの多数の地点間逆方向リンク伝送内で使用するのに特に適しているが、本発明は、順方向リンク伝送にも同様に適用されることができる。さらに、衛星ベースの無線通信システム、地点間無線通信システム、同軸またはその他の広帯域ケーブルの使用による無線周波数信号を送信するシステム等を含む多くの他の無線通信システムが本発明を使用することによって利益を得ることができる。
図２は、本発明の１実施形態による加入者装置100およびベース局120として構成された受信および送信システムのブロック図である。第１の組のデータ（ＢＰＳＫデータ）はＢＰＳＫチャンネルエンコーダ103によって受信され、このエンコーダ103はＢＰＳＫ変調を行うように構成されたコードシンボルを発生し、それは変調器104によって受信される。第２の組のデータ（ＱＰＳＫデータ）はＱＰＳＫチャンネルエンコーダ102によって受信され、このエンコーダ102はＱＰＳＫ変調を行うように構成されたコードシンボルを発生し、それもまた変調器104によって受信される。変調器104はまた電力制御データおよびパイロットデータを受信し、それはコード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）技術にしたがってＢＰＳＫおよびＱＰＳＫのコード化されたデータと共に変調され、ＲＦ処理システム106によって受信される１組の変調シンボルを発生する。ＲＦ処理システム106はこの１組の変調シンボルを瀘波し、アンテナ108を使用してベース局120に送信ために搬送波周波数に上方変換する。ただ１つの加入者装置100しか示されていないが、この実施形態では多数の加入者装置がベース局120と通信する。
ベース局120内において、ＲＦ処理システム122は送信されたＲＦ送信をアンテナ121により受信し、バンドパス瀘波、ベースバンドへの下方変換およびデジタル化を行う。復調器124はデジタル化された信号を受信してＣＤＭＡ技術にしたがって復調を行い、電力制御、ＢＰＳＫ、およびＱＰＳＫソフト決定データを生成する。ＢＰＳＫチャンネルデコーダ128は復調器124から受信されたＢＰＳＫソフト決定データを解読してＢＰＳＫデータの最良の評価を生成し、ＱＰＳＫチャンネルデコーダ126は復調器124から受信されたＱＰＳＫソフト決定データを解読してＱＰＳＫデータの最良の評価を生成する。最良の評価の第１と第２のデータのセットはその後さらに処理するために使用され、或いは次の目的地へ送られ、受信された電力制御データは直接或いは解読後に加入者装置100にデータを送信するために使用された順方向リンクチャンネルの送信電力を調節するために使用される。
図３は、本発明の例示的な実施形態にしたがて構成されたＢＰＳＫチャンネルエンコーダ103とＱＰＳＫチャンネルエンコーダ102のブロック図である。ＢＰＳＫチャンネルエンコーダ103内においてＢＰＳＫデータはＣＲＣチェックサム発生器130により受信され、第１の組のデータのそれぞれ２０ｍｓのフレームに対するＣＲＣチェックサムを発生する。ＣＲＣチェックサムと共にデータフレームはテールビット発生器132によって受信され、それはデコードプロセスの終りにおいて既知の状態を与えるために各フレームの終りに８個の論理ゼロからなるテールビットを付加する。コードテールビットおよびＣＲＣチェックサムを含むフレームはコンポリューションエンコーダ134によって受信され、このコンポリューションエンコーダ134は、制限された長さ（Ｋ）９、速度（Ｒ）１／４ノコンポリューションコード化を行い、それによってエンコーダ入力速度（ＥR）の４倍の速度のコードシンボルを発生する。本発明の別の実施形態では、１／２速度を含む他のコード化速度が実行されるが、その最適の複素数性能特性によって１／４速度が好ましい。ブロックインターリーバ136はコードシンボルについてビットインターリーブを行い、高速フェーディングの環境において信頼性の高い送信を行うために時間ダイバーシティを行う。その結果得られたインターリーブされたシンボルは可変スタート点リピータ138により受信され、それはインターリーブされたシンボルシーケンスを十分な回数ＮRで反復して一定速度のシンボル流を生成し、それは一定数のシンボルを有するフレームを出力することに対応している。シンボルシーケンスの反復はまたフェーディングを克服するためにデータの時間ダイバーシティを増加させる。例示的な実施形態において、一定数のシンボルは毎秒３０７．２キロシンボル（ｋｓｐｓ）のシンボル速度を形成する各フレームに対して６，１４４シンボルに等しい。また、リピータ138は異なったスタート点を使用して各シンボルシーケンスに対して反復を開始する。フレーム当り６，１４４シンボルを発生するために必要なＮRの値が整数でないとき、最終的な反復はシンボルシーケンスの一部に対してだけ行なわれる。結果的に得られた１組の反復されたシンボルはＢＰＳＫマッパ（mapper）139によって受信され、それはＢＰＳＫコードシンボル流（ＢＰＳＫ）の＋１および−１値を生成し、ＢＰＳＫ変調を実行する。本発明の別の実施形態において、リピータ138はブロックインターリーバ136の前に配置され、そのためブロックインターリーバ136が各フレームに対して同じ数のシンボルを受信する。
ＱＰＳＫチャンネルエンコーダ102内においてＱＰＳＫデータはＣＲＣチェックサム発生器140により受信され、それぞれ２０ｍｓのフレームに対するＣＲＣチェックサムを発生する。ＣＲＣチェックサムを含むフレームはコードテールビット発生器142によって受信され、それはフレームの終りに８個の論理ゼロのテールビットを付加する。コードテールビットおよびＣＲＣチェックサムを含むフレームはコンポリューションエンコーダ144によって受信され、このコンポリューションエンコーダ144は、Ｋ＝９、Ｒ＝１／４のコンポリューションコード化を行い、それによってエンコーダ入力速度（ＥR）の４倍の速度のコードシンボルを発生する。ブロックインターリーバ146はシンボルについてビットインターリーブを行い、結果的に得られたインターリーブされたシンボルは可変スタート点リピータ148により受信される。可変スタート点リピータ148はインターリーブされたシンボルシーケンスを各反復に対してシンボルシーケンス内の異なったスタート点を使用して十分な回数ＮR反復して毎秒６１４．４キロシンボル（ｋｓｐｓ）のシンボル速度を形成する各フレームに対して１２，２８８シンボルを発生する。ＮRの値が整数でないとき、最終的な反復はシンボルシーケンスの一部に対してだけ行なわれる。結果的に得られた反復されたシンボルはＱＰＳＫマッパ149によって受信され、それは同位相ＱＰＳＫコードシンボル流の＋１および−１の値（ＱＰＳＫI）と直角位相ＱＰＳＫコードシンボル流の＋１および−１の値（ＱＰＳＫQ）とからなるＱＰＳＫ変調を実行するように構成されたＱＰＳＫコードシンボル流を生成する。本発明の別の実施形態において、リピータ148はブロックインターリーバ146の前に配置され、そのためブロックインターリーバ146が各フレームに対して同じ数のシンボルを受信する。
図４は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された図２の変調器104のブロック図である。ＢＰＳＫチャンネルエンコーダ103からのＢＰＳＫシンボルは乗算器150bを使用してウォルシュコードＷ2によってそれぞれ変調され、ＱＰＳＫチャンネルエンコーダ102からのＱＰＳＫIおよびＱＰＳＫQシンボルは乗算器150cおよび150dを使用してウォルシュコードＷ3によってそれぞれ変調される。電力制御データ（ＰＣ）は乗算器150aを使用してウォルシュコードＷ1によって変調される。利得調節装置152はパイロットデータ（ＰＩＬＯＴ）を受信し、それは本発明の好ましい実施形態では正の電圧に関連する論理レベルから構成され、調節係数Ａ0によって振幅を調節する。パイロット信号ＰＩＬＯＴはユーザデータを与えるのではなく、ベース局に対して位相および振幅情報を提供し、それによって残っているサブチャンネルで伝送されたデータのコヒーレントな復調を可能にし、ソフト決定出力値を結合のためにスケールする。利得調節装置154は利得調節係数Ａ1によってウォルシュコードＷ1で変調された電力制御データの振幅を調節する。利得調節装置156は増幅変数Ａ2にしたがってウォルシュコードＷ2で変調されたＢＰＳＫチャンネルデータの振幅を調節する。利得調節装置158aおよび158bは利得調節係数Ａ3にしたがってそれぞれウォルシュコードＷ3で変調された同位相および直角位相ＱＰＳＫシンボルチャンネルデータの振幅を調節する。本発明の好ましい実施形態で使用されたウォルシュコードは表Ｉに示されている。
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当業者には、Ｗ0コードが全く実効的に変調されないものであり、示されたパイロットデータの処理と調和していることは明白である。電力制御データはＷ1コードで変調され、ＢＰＳＫデータはＷ2コードで変調され、ＱＰＳＫデータはＷ3コードで変調される。一度適切なウォルシュコードで変調されると、以下説明するように、パイロット、電力制御データ、およびＢＰＳＫデータはＢＰＳＫ技術にしたがって伝送され、ＱＰＳＫデータ（ＱＰＳＫIおよびＱＰＳＫQ）はＱＰＳＫ技術にしたがって伝送される。また全ての直交チャンネルが使用されることは必要ではないことも理解すべきであり、また、ただ１つのユーザチャンネルが設けられている場合に４つのウォルシュコードの３つだけの使用が本発明の別の実施形態において記載されている。
短い直交コードの使用はシンボル当りの発生するチップ数を少なくし、それ故長いウォルシュコードの使用を伴うシステムと比較したときより広範囲のコード化および反復が可能になる。このさらに広がったコード化および反復は地上通信システムにおけるエラーの主要な原因であるレーレーフェーディングに対する保護手段を与える。その他のコード数およびコード長の使用は本願発明に使用可能であるが、さらに長いウォルシュコードの大きいセットの使用はフェーディングに対する保護の効果の向上を減殺する。４チップコードの使用は最適であると考えられる。それは４つのチャンネルは以下示すように種々の形式のデータの伝送に対して十分な柔軟性を与え、しかも短いコード長を維持できるからである。
合計装置160は利得調節装置152，154，156，158aからの結果的に調節された変調信号を合計して合計された変調シンボル161を発生する。ＰＮ拡散コードＰＮIおよびＰＮQは乗算器162aおよび162bを使用してロングコード80との乗算により拡散される。乗算器162aおよび162bにより与えられた結果的に得られた疑似ランダムコードは合計された変調シンボル161を変調するために使用され、利得調節された直角位相シンボルＱＰＳＫQ163は乗算器164a〜dおよび合計装置166aおよび166bを使用して複素数乗算される。得られた同位相項ＸIおよび直角位相項ＸQは瀘波され（フィルタは示されていない）、ＲＦ処理システム106内で搬送波周波数に上方変換される。ＲＦ処理システム106は乗算168および同位相および直角位相正弦波を使用する簡単化された形態で示されている。オフセットＱＰＳＫ上方変換はまた本発明の別の実施形態で使用されることができる。同位相および直角位相の上方変換された信号は合計装置170を使用して合計され、主増幅器172により主利得調節係数ＡMにしたがって増幅され、ベース局120に送信される信号ｓ（ｔ）を発生する。本発明の好ましい実施形態において、信号は拡散され瀘波されて１．２２８８ＭＨｚの帯域幅とされ、既存のＣＤＭＡチャンネルの帯域幅と匹敵するように維持される。
データが伝送される多重直交チャンネルを提供することによって、および高い入力データ速度に応答して行われるＮR回の反復数を減少させる可変速度リピータを使用することによって、上述の送信信号処理方法およびシステムは、単一の加入者装置または他の送信システムが可変データ速度でデータを送信することを可能にする。特に、図３の可変スタート点リピータ138または48により行われる反復率ＮRを減少することによって増加する高いエンコーダ入力速度ＥRが維持されることができる。本発明の別の実施形態では１／２速度コンボリューションコード化が２倍に増加された反復割合ＮRにより行われる。種々の反復割合ＮRと、ＢＰＳＫＱチャンネルおよびＰＳＫチャンネルに対する１／４および１／２に等しいコード化速度Ｒによりサポートされた１組の例示的なエンコーダ速度ＥRは表IIおよびIIIにそれぞれ記載されている。
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表II、IIIは、エンコーダ入力速度ＥRがデータ送信速度から、ＣＲＣとコードテールビットとその他のオーバーヘッド情報の送信に必要な定数を減算した速度に対応するとき、シーケンス反復数ＮRを調節することによって、高いデータ速度を含む広範囲のデータ速度がサポートされることができることを示している。表II、IIIにより示されているように、ＱＰＳＫ変調はまたデータ送信速度を増加するために使用されてもよい。普通に使用されることが予測される速度は“高速度-７２”、“高速度-３２”のように符号を付けられて与えられている。高速度-７２、高速度-６４、高速度-３２として示されているこれらの速度は、本発明の例示的な実施形態では７２、６４、３２ｋｂｐｓの通信速度をそれぞれ有し、さらにシグナリングおよび３．６、５．２、５．２ｋｂｐｓ速度のその他の制御データと多重化される。速度ＲＳ１-全速度とＲＳ２-全速度はＩＳ-95コンプライアント通信システムで使用される速度に対応し、それ故両立性目的でかなり使用することが予測されている。ゼロ速度は単一ビットの送信であり、フレーム消去を示すために使用され、これもＩＳ-95標準方式の一部である。
データ送信速度はまた、反復速度ＮRの減少によって送信速度を増加するのに加えて、またはその増加の代わりに行われる２以上の多数の直交チャンネル上で同時にデータを送信することによって増加されることができる。例えばマルチプレクサ（図示せず）は１つのデータソースを、多数のデータサブチャンネルにわたって送信されるように多数のデータソースに分割する。したがって、受信システムの信号処理能力を超過し、エラー速度が許容可能ではなくなるかまたは送信システム電力の最大送信電力に到達するまで、総送信速度は、より高速度の特定のチャンネルによる送信、或いは多数のチャンネルによって同時に行われる多数の送信により増加されることができる。
多数のチャンネルはまた異なったタイプのデータの送信でフレキシブル性を強化することとする。例えば、ＢＰＳＫチャンネルは音声情報を指定され、ＱＰＳＫチャンネルはデジタルデータの送信を指定される。この実施形態はより低いデータ速度の音声等の時間感知性データを送信するために１チャンネルを指定し、他のチャンネルをデジタルファイル等の時間感知性の少ないデータの送信に指定することによってさらに一般化することができる。この実施形態ではインターリーブはさらに時間ダイバーシティを増加するために時間感知性の少ないデータのための大きなブロックで行われる。本発明の別の実施形態では、ＢＰＳＫチャンネルはデータの主要な送信を行い、ＱＰＳＫチャンネルはオーバーフロー送信を行う。直交ウォルシュコードの使用は加入者装置から送信されたチャンネルセット間の干渉を除去または実質上減少し、したがってベース局での適切な受信に必要な送信エネルギを最小限にする。
受信システムでの処理能力を増加し、それ故加入者装置におけるより高い送信能力が利用される程度を増加するために、パイロットデータはまた直交チャンネルのうちの１つにより送信される。パイロットデータを使用して、コヒーレントな処理が逆方向リンク信号の位相オフセットを決定し除去することによって受信システムで行われることができる。またパイロットデータはレイク（rake）受信機で結合される前に異なった時間遅延で受信されたマルチパス信号を最適に加重することに使用されることができる。一度位相オフセットが除去され、マルチパス信号が適切に加重されると、マルチパス信号は結合され、逆方向リンク信号が適切に処理されるように受信されなければならない電力を減少する。この必要な受信電力の減少は、より大きい送信速度が適切に処理されることを可能にし、または反対に逆方向リンク信号セット間の干渉が減少されることを可能にする。幾つかの付加的な送信電力がパイロット信号の送信に必要であり、より高い送信速度の環境ではパイロットチャンネル電力の全体的な逆方向リンク信号電力に対する比率は、より低いデータ送信のデジタル音声データ送信セルラシステムに関する比率よりも実質上低い。したがって、高いデータ速度のＣＤＭＡシステム内では、コヒーレントな逆方向リンクの使用で実現されたＥb／Ｎ0利得は各加入者装置からパイロットデータを送信するのに必要な付加的な電力にまさっている。
利得調節装置152−158とマスター増幅器172の使用は、送信システムが種々の無線チャンネル状態、送信速度、データタイプに適合することを可能にすることによって、前述のシステムの高送信能力が利用されることができる程度をさらに増加する。特に、適切な受信に必要なチャンネルの送信電力は他の直交チャンネルと独立した方法で時間にわたって変化し、状況の変化で変化する。例えば、逆方向リンク信号の最初の捕捉期間中に、パイロットチャンネル電力はベース局において検出と同期を行うために増加される必要がある。しかしながら、一度逆方向リンク信号が得られると、パイロットチャンネルの必要な送信電力は実質上減少し、加入者装置の移動速度を含む種々の係数に依存して変化する。したがって、利得調節係数の値Ａ0は信号捕捉中は増加し、その後、通信の進行中には減少する。別の例では、より多くのエラーの許容性を有する情報が順方向リンクにより送信されるとき、または順方向リンク送信が行われる環境がフェーディングを生じる傾向がないとき、利得調節係数Ａ1は、低いエラー速度を有する電力制御データを送信する必要性が減少するとき減少される。本発明の１実施形態では、電力制御調節が必要でないときはいつでも、利得調節係数Ａ1はゼロに減少される。
本発明の別の実施形態では、各直交チャンネルまたは逆方向リンク信号全体を利得調節する能力は、順方向リンク信号を介して送信される電力制御命令の使用により、ベース局120またはその他の受信システムがチャンネルまたは逆方向リンク信号全体の利得調節を変更することを可能にすることによってさらに利用される。特に、ベース局は特定のチャンネルまたは逆方向リンク信号全体の送信電力を調節するようにリクエストする電力制御情報を送信することもできる。これはデジタル化された音声およびデジタルデータ等のエラーに対して異なった感度を有する２つのタイプのデータがＢＰＳＫとＱＰＳＫチャンネルを経て送信されるときのような多数の例において有効である。この場合、ベース局120は２つの関連するチャンネルで異なったターゲットエラー速度を設定する。チャンネルの実際のエラー割合がターゲットエラー割合を越えたならば、ベース局は加入者装置に実際のエラー割合がターゲットエラー割合に到達するまでチャンネルの利得調節を減少するように指令する。これは最終的に一方のチャンネルの利得調節係数を他方のチャンネルの利得調節係数に関して増加させる。すなわち、より多くのエラー感知性のデータに関連する利得調節係数は、感知性の少ないデータに関する利得調節係数に関連して増加される。別の例では、逆方向リンク全体の送信電力は加入者装置100のフェーディング状況または移動のために調節を必要とする。これらの場合、ベース局120は１つの電力制御命令の送信によってこのように行うことができる。
したがって、４つの直交チャンネルの利得が独立して、および相互に結合して調節されることを可能にすることにより、逆方向リンク信号の全送信電力は、これがパイロットデータであるか、電力制御データであるか、シグナリングデータであるかまたは異なったタイプのユーザデータであるか等の各データタイプに対して適切に送信するために必要な最小の電力に維持されることができる。さらに、適切な送信は各データタイプにより異なって限定されることができる。必要最低限の電力による送信は、最大量のデータが、加入者装置の有限の送信電力能力が与えられたベース局に送信されることを可能にし、また加入者装置間の干渉を減少する。この干渉の減少はＣＤＭＡ無線セルラシステム全体の総通信容量を増加する。
逆方向リンク信号で使用される電力制御チャンネルにより、加入者装置は毎秒８００電力制御ビットの速度を含む種々の速度でベース局へ電力制御情報を送信することが可能である。本発明の好ましい実施形態では、電力制御ビットは情報を加入者装置に送信するために使用されている順方向リンク通信チャンネルの送信電力を増加または減少するようにベース局に指令する。通常、ＣＤＭＡシステム内で迅速な電力制御を行うことが有効であるが、デジタルデータはエラーに対してより敏感であり、高送信は短いフェーディング状態でさえも相当量のデータの損失を招くので、これはデータ送信を含むより高いデータ速度通信の面では特に便利である。高速度逆方向リンク送信が高速度順方向リンク送信を伴う傾向があると、逆方向リンクにおける電力制御の迅速な伝送を行うことはさらにＣＤＭＡ無線通信システム内で高速度通信を助長する。
本発明の別の例示的な実施形態では、特定のＮRにより定められる１組のエンコーダ入力速度ＥRが特定のタイプのデータの送信に使用される。すなわち、データは最大のエンコーダ入力速度ＥR、またはより低いエンコーダ入力装置ＥRのセットで送信され、関連するＮRはしたがって調節される。この実施形態の好ましい構成では、最大速度は表II、IIIでＲＳ１−全速度とＲＳ２−全速度に関して前述したようにＩＳ−９５コンプライアント無線通信システムで使用される最大速度に対応し、それぞれの低い速度は次に高い速度のほぼ半分であり、全速度、半速度、４分の１速度、８分の１速度からなる１組の速度を生成する。より低いデータ速度は、表IV与えられているＢＰＳＫチャンネルの速度セット１、速度セット２に対する値ＮRでシンボル反復速度ＮRを増加することによって生成されることが好ましい。
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ＱＰＳＫチャンネルの反復速度はＢＰＳＫチャンネルの反復速度の２倍である。
本発明の例示的な実施形態にしたがって、フレームのデータ速度が先のフレームに関して変化したとき、フレームの送信電力は送信速度の変化にしたがって調節される。すなわち、低い速度のフレームが高い速度のフレームの後で送信されるとき、フレームが送信されている送信チャンネルの送信電力は速度減少に比例して低い速度のフレームに対して減少され、またはその逆である。例えば、全速度のフレームの送信期間のチャンネルの送信電力が送信電力Ｔであるならば、半速度のフレームの結果的な送信期間の送信電力はＴ／２である。送信電力の減少は好ましくはフレームの全期間の送信電力を減少することによって行われるのではなく、幾らかの冗長情報が“ブランクアウト”されるように送信デューティサイクルを減少することによっても行われることもできる。どちらの場合でも、送信電力調節は閉ループ電力制御機構と組み合わせて行われ、それによって送信電力はベース局から送信された電力制御データに応答してさらに調節される。
図５は本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された図２のＲＦ処理システム122と復調器124のブロック図である。乗算器180aと180bは、同位相正弦波と直角位相正弦波によりアンテナ121から受信した信号を下方変換し、それぞれ同位相受信サンプルＲIと直角位相受信サンプルＲQを生成する。ＲＦ処理システム122は非常に簡単な形態で示されており、信号も広く知られた技術にしたがって整合フィルタ処理され、デジタル化される（図示せず）ことを理解すべきである。その後、受信サンプルＲIとＲQは復調器124内のフィンガ復調器182に供給される。各フィンガ復調器182は、インスタンスが利用可能であるならば、加入者装置100により送信された逆方向リンク信号のインスタンスを処理し、逆方向リンク信号の各インスタンスはマルチパス現象により生成される。３つのフィンガ復調器が示されているが、単一のフィンガ復調器182の使用を含む別の数のフィンガ復調器を使用することも本発明と適合している。各フィンガ復調器182は１組のソフト決定データを生成し、これは電力制御データ、ＢＰＳＫデータ、ＱＰＳＫIデータおよびＱＰＳＫQデータからなる。本発明の別の実施形態では時間調節は結合器184内で行われるが、各セットのソフト決定データはまた対応するフィンガ復調器182内で時間調節される。その後、結合器184はフィンガ復調器182から受信したソフト決定データのセットを合計し、電力制御、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫIおよびＱＰＳＫQのソフト決定データの１つのインスタンスを生成する。
図６は本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された図５のフィンガ復調器182のブロック図である。ＲI、ＲQ受信サンプルは、処理される逆方向リンク信号の特定のインスタンスの送信路により生じた遅延量にしたがって、時間調節装置190を使用して最初に調節される。ロングコード200は乗算器201を使用して疑似ランダム拡散コードＰＮI、ＰＮQと混合され、結果的なロングコードの変調されたＰＮI、ＰＮQ拡散コードの複素数共役は乗算器202と合計器204を使用して、時間調節されたＲI、ＲQ受信サンプルと複素数乗算され、項ＸI、ＸQを生成する。ＸI、ＸQ項の３つの別々のインスタンスはその後、それぞれウォルシュコードＷ1、Ｗ2、Ｗ3を使用して復調され、結果的なウォルシュ復調されたデータは４〜１の合計器212を使用して４つの復調チップにわたって合計される。ＸI、ＸQデータの４番目のインスタンスは合計器208を使用して４つの復調チップにわたって合計され、その後、パイロットフィルタ214を使用してフィルタ処理される。本発明の好ましい実施形態では、パイロットフィルタ214は合計器208により行われた一連の合計にわたって平均を行うが、他のフィルタリング技術は当業者に明白である。フィルタ処理された同位相および直角位相パイロット信号は、乗算器216と加算器217を使用して、複素数共役乗算によりＢＰＳＫ変調されたデータにしたがってＷ1、Ｗ2ウォルシュコードで復調されたデータを位相回転し、スケールするために使用され、それによってソフト決定電力制御とＢＰＳＫデータを生成する。Ｗ3ウォルシュコードで変調されたデータは、乗算器218と加算器220を使用して、ＱＰＳＫ変調されたデータにしたがって同位相および直角位相のフィルタ処理されたパイロット信号を用いて位相回転され、それによってソフト決定ＱＰＳＫデータを生成する。ソフト決定電力制御データは384対1の合計器222により384の変調シンボルにわたって合計され、電力制御ソフト決定データを生成する。位相回転されたＷ2ウォルシュコードで変調されたデータと、Ｗ3ウォルシュコードで変調されたデータと、電力制御ソフト決定データはその後、結合のために利用可能にされる。本発明の別の実施形態では、エンコードとデコードは同様に電力制御データについて行われる。
位相情報を提供することに加えて、パイロットは時間追跡を行うために受信システム内で使用されてもよい。時間追跡は、１サンプル時間前（早期）と１サンプル時間後（後期）で受信データを処理することによっても行われ、現在の受信サンプルが処理される。実際の到着時間に最も近く一致する時間を決定するため、早期および後期サンプル時間におけるパイロットチャンネルの振幅は現在のサンプル時間における振幅と比較されることができ、したがって最大のものが決定される。近接するサンプル時間のうちの１つのサンプル時間の信号が現在のサンプル時間の信号よりも大きいならば、最良の復調結果が得られるようにそのタイミングが調節されることができる。
図７は本発明の例示的な実施形態にしたがって構成されたＢＰＳＫチャンネルデコーダ128とＱＰＳＫチャンネルデコーダ126（図２）のブロック図である。結合器184（図５）からのＢＰＳＫソフト決定データは累算器240により受信され、この累算器は受信されたフレーム中の６，１４４／ＮR復調シンボルの第１のシーケンスを記憶し、ここでＮRは前述したようにＢＰＳＫソフト決定データの送信速度に依存し、フレームに含まれている６，１４４／ＮR復調シンボルのそれぞれの後続するセットを、対応する記憶された累算シンボルと加算する。ブロックインターリーバ242は可変スタート点合計器240からの累算されたソフト決定データをデインターリーブし、ビタビデコード244はデインターリーブされたソフト決定データをデコードして、ハード決定データとＣＲＣチェックサム結果とを生成する。ＱＰＳＫデコーダ126内で、結合器184（図５）からのＱＰＳＫI、ＱＰＳＫQソフト決定データはデマルチプレクサ246により１つのソフト決定データ流へ分解され、単一のソフト決定データ流は累算器248により受信され、この累算器248はＱＰＳＫデータの送信速度に応じて、毎回６，１４４／ＮR復調シンボルを累積し、ここでＮRはＱＰＳＫデータの送信速度に依存している。ブロックデインターリーバ250は可変のスタート点合計器248からのソフト決定データをデインターリーブし、ビタビデコード252はデインターリーブされた変調シンボルをデコードし、それによってハード決定データとＣＲＣチェックサム結果を生成する。シンボル反復がインターリーブ前に行われる図３に関して前述した別の実施形態では、累算器240、248はブロックデインターリーバ242、250の後に置かれている。速度セットを使用し、そのため特定のフレームの速度が知られていない本発明の実施形態では、多数のデコーダが使用され、それぞれ異なった送信速度で動作し、使用される可能性が最も高い送信速度に関連するフレームはＣＲＣチェックサム結果に基づいて選択される。他のエラーチェック方法の使用もまた本発明の実用に適合している。
以上、マルチチャンネルで高速度のＣＤＭＡ無線通信システムを説明した。この説明は当業者が本発明を実行または使用することを可能にするために行ったものである。これらの実施形態に対する種々の変形は当業者に明白であり、ここで限定されている一般原理は発明力を要せずに他の実施形態に適用されることができる。したがって本発明はここで示されている実施形態に限定されるものではなく、ここで説明されている原理およびすぐれた特徴と調和する広い技術的範囲に従うことを意図している。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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