(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに略平行な２つの導体面の間に誘電体ストリップを配した誘電体線路と、互いに略平行な２つの導体面の間に、導体パターンを形成した基板を配した基板線路とを備え、
前記基板に形成された導体パターンが前記誘電体ストリップの一部に近接または重なる位置に当該基板を配して、前記誘電体線路と前記基板線路との線路結合部を設けるとともに、前記２つの導体面の間に発生する、使用周波数帯における１次の平行平板モードの半波長以下の間隔で、前記線路結合部における前記誘電体ストリップの側部に側壁を設けて成り、前記線路結合部を介して前記誘電体線路と前記基板線路とを線路変換する線路変換構造。
【請求項２】
前記線路結合部と、前記誘電体線路との間に、前記側壁の間隔を前記線路結合部より実質的に広くしたインピーダンス整合部を設けた請求項１に記載の線路変換構造。
【請求項３】
請求項１または２に記載の線路変換構造を含み、該線路変換構造部につながる誘電体線路および基板線路を備えて成る高周波回路。
【請求項４】
請求項３に記載の高周波回路を備え、前記誘電体線路を送信信号または受信信号の伝送路とした無線装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、誘電体線路と基板線路との線路変換を行う線路変換構造、この線路変換構造を含む高周波回路および無線装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ミリ波帯などにおける伝送線路として、伝送損失の少ない誘電体線路が用いられている。特に平行平板の間に配置した誘電体ストリップ部分を伝搬領域、その外側の平行平板間を遮断領域とする非放射性誘電体線路（以下、「ＮＲＤガイド」という。）は、その非放射性と低損失性を活かして小型の種々のミリ波回路装置に応用されている。
【０００３】
しかし、全ての伝送線路をＮＲＤガイドなどの誘電体線路に構成することはできず、たとえば誘電体線路を信号の伝送路とする発振器やミキサなどを構成する場合に、ガンダイオードやショットキーバリアダイオードなどの電子部品を基板上に実装し、それらに対してバイアス電圧を供給したり信号を伝搬させるための線路を基板上に構成する必要がある。そこで、たとえば特開平１０−７５１０９号に示されているように、誘電体線路の平行平板の間に、導体パターンを形成した基板を挿入してサスペンデッド線路を構成し、この線路と誘電体線路とを結合させるようにしている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ＮＲＤガイドにおいては、図９の（Ａ）に示すように、磁界が誘電体ストリップと空気の境界に平行なＬＳＭモードと、同図の（Ｂ）に示すように、磁界が誘電体ストリップの断面に略平行なＬＳＥモードとに大別される。これらのモードは共に非放射性であり、１つのＮＲＤガイドで共存できるが、低損失性の点から、通常ＬＳＭモードが使用される。
【０００５】
ところが、前述のサスペンデッド線路とＮＲＤガイドとを結合させて線路変換を行うと、サスペンデッド線路部分の非対称性の影響で、ＮＲＤガイドの主伝搬モードであるＬＳＭモードの他に不要なモードが発生し、ＬＳＭモードの出力が低下する場合があった。不要モードの１つは上記ＬＳＥモードであり、他の１つは、図９の（Ｃ）に示すように、磁界が導体板に平行で、電界が一方の導体板から他方の導体板方向へ向く平行平板モードである。
【０００６】
ＮＲＤガイドの線路の不連続部においてＬＳＭモードから他の不要なモードへのモード変換が生じることによる損失を防止するものとして、特開昭６３−１８５１０１号および特開平９−２１９６０８号に示されているようなＮＲＤガイド用のモードサプレッサが存在する。しかし、これらのモードサプレッサはいずれもＬＳＥモードのサプレッサであり、上記平行平板モードに対しては効果がない。
【０００７】
ここで、後に述べる本願発明の実施形態との対比のために、従来技術による基板線路と誘電体線路との線路変換構造と、その特性を図１０および図１１に示す。
【０００８】
図１０の（Ｂ）は上部の導体板を取り除いた状態での斜視図、（Ａ）は（Ｂ）に示す状態での上面図である。図１０において１は下部導体板、３は下部導体板１に形成した溝に嵌め込んだ誘電体ストリップである。図外の上部導体板にも溝を形成していて、この誘電体ストリップ３がその溝に嵌め込まれるように、下部導体板１の上部に上部導体板を重ねる。この上下の導体板と誘電体ストリップ３とによってＮＲＤガイドを構成する。また４は、その上面に導体パターン５を形成した基板であり、基板４の底面が下部導体板１に接している部分がマイクロストリップ線路、接していない部分がサスペンデッド線路として作用する。誘電体ストリップ３の一部は上下に分割されるようにしていて、その部分に基板４の一部を挿入している。
【０００９】
図１１は、図１０に示した線路変換構造による透過特性および反射特性を表したものである。ここでＳ１１は、基板線路の▲１▼端のＴＥＭモードの反射係数、Ｓ２１（ＬＳＭ）は基板線路の▲１▼端からＮＲＤガイドの▲２▼端へのＬＳＭ０１モードの透過係数、Ｓ２１（平行平板１次）は、基板線路の▲１▼端からＮＲＤガイドの▲２▼端への平行平板の１次のモードの透過係数、Ｓ２１（平行平板２次）は基板線路の▲１▼端からＮＲＤガイドの▲２▼端への平行平板の２次のモードの透過係数である。
【００１０】
このようにサスペンデッド線路を経由してマイクロストリップ線路とＮＲＤガイドとの間の線路変換を行うと、平行平板モードへの変換が大きくなって、変換損失が増大する。
【００１１】
この発明の目的は、基板線路と誘電体線路との線路変換部において不要な平行平板モードへの変換を防止して、線路変換効率を高めた線路変換構造と、それを用いた高周波回路および無線装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明の線路変換構造は、互いに略平行な２つの導体面の間に誘電体ストリップを配した誘電体線路と、互いに略平行な２つの導体面の間に、導体パターンを形成した基板を配した基板線路とを備え、前記基板に形成された導体パターンが前記誘電体ストリップの一部に近接または重なる位置に当該基板を配して、前記誘電体線路と基板線路との線路結合部を設けるとともに、前記２つの導体面の間に発生する、使用周波数帯における１次の平行平板モードの半波長以下の間隔で、前記線路結合部における前記誘電体ストリップの側部に側壁を設ける。
【００１３】
このように、線路結合部分における側壁の間隔は、使用周波数帯における１次の平行平板モードの半波長以下であるから、使用周波数帯の平行平板モードは線路結合部分の誘電体ストリップ側部の側壁間には存在できなくなる。したがって基板線路から誘電体線路への、または誘電体線路から基板線路への線路変換の際に平行平板モードへの変換が生じなく、そのことによる変換損失が生じない。
【００１４】
また、この発明の線路変換構造は、前記線路結合部分と、誘電体線路との間に、前記側壁の間隔を前記線路結合部より実質的に広くしたインピーダンス整合部を設ける。これにより、互いに線路インピーダンスが異なる線路結合部と誘電体線路との境界部での反射を抑えて線路変換効率を高めるとともに、反射による悪影響を防止する。
【００１５】
この発明の高周波回路は、上記線路変換構造を含み、該線路変換構造部につながる誘電体線路および基板線路を備えて構成する。たとえば基板上にガンダイオードやショットキーバリアダイオードをマウントし、その基板線路と誘電体線路との線路変換を行うことにより、誘電体線路を出力線路とするオシレータや誘電体線路を入力線路とするミキサなどを構成する。
【００１６】
さらに、この発明の無線装置は、上記高周波回路を備え、誘電体線路を送信信号または受信信号の伝送路として無線装置を構成する。たとえば誘電体線路を送受信信号の伝送路として用い、オシレータやミキサを基板部分に構成したミリ波レーダモジュールなどを構成する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
先ず、第１の実施形態に係る線路変換器の構造を図１および図２を参照して説明する。
図１は線路変換器の主要部の斜視図であり、（Ａ）は線路変換器部分の斜視図、（Ｂ）は（Ａ）に示した状態から上部導体板２を取り除いた状態での斜視図である。図１において３，３′は誘電体ストリップである。１は下部導体板であり、ｇで示す溝を設けていて、この溝ｇに誘電体ストリップ３′を嵌め込んでいる。上部導体板２にもｇで示す溝を形成していて、この溝に誘電体ストリップ３が嵌め込まれるように、また、誘電体ストリップ３と３′とが上下方向に揃って重なるように、上下の導体板１，２を積層している。
【００１８】
図２の（Ａ）は図１の（Ｂ）に示した状態での上面図、図２の（Ｂ）は図１の（Ａ）に示した状態で、誘電体ストリップ３，３′の軸を通り、且つ上下の導体板に垂直な面での断面図である。また、図２の（Ｃ）は、この線路変換器で用いる基板の構造を示す斜視図である。図２において４は誘電体基板であり、その上面に導体パターン５を形成している。図１の（Ｂ）にも現れているように、下部導体板１には、基板４を誘電体ストリップ３と３′との間に支持する窪みを設けていて、その窪みに基板４を配置している。この基板４と誘電体ストリップ３，３′とが重なる部分の近傍が線路結合部である。
【００１９】
下部導体板１には、図２の（Ａ）に示すように、誘電体ストリップ３，３′の両側部に、誘電体ストリップ３から所定距離離れた位置に側壁ｗを形成している。誘電体ストリップ３，３′と側壁ｗとの間隔がｄ１である部分が通常のＮＲＤガイド部分である。上記線路結合部では、誘電体ストリップ３，３′と側壁ｗとの間隔を略０としている。したがって、この部分は誘電体ストリップ３，３′の上下左右が下部導体板１および上部導体板２とによって囲まれて、誘電体装荷導波管（以下、「ＤＷＧ」と表す。）として作用する。上記ＮＲＤガイド部分と線路結合部との間は、誘電体ストリップ３，３′と側壁ｗとの間隔をｄ１より狭いｄｏにしたインピーダンス変換部を設けている。
【００２０】
ここで、上記ＤＷＧ部分のインピーダンスをＺ１、ＮＲＤガイド部分のインピーダンスをＺ２とすれば、上記インピーダンス変換部のインピーダンスＺｏが
Ｚｏ＝√（Ｚ１＊Ｚ２）
の関係となるように、上記間隔ｄｏを定めれば、ＤＷＧとＮＲＤガイドとは最適にインピーダンス整合することになる。
【００２１】
このモード変換器の各部の寸法は、図１および図２に示した記号で表せば、次のとおりである。
ａ＝１．８ｍｍ，ｂ＝１．２ｍｍ，ｃ＝０．８ｍｍ，ｄ１＝０．８ｍｍ，ｄｏ＝０．１ｍｍ，ｇ＝０．５ｍｍ，Ｌｍ＝１．２２ｍｍ，Ｌｃ＝１．０ｍｍ
また、誘電体ストリップ３の比誘電率は２．０４、誘電体基板４の比誘電率は２．３である。
【００２２】
ここで、上下の導体板の間隔ｃで定まる１次の平行平板モードの、使用する周波数帯である７３ＧＨｚ帯における半波長は２．０６〔ｍｍ〕である。これに対し、線路結合部においては、側壁の間隔ｂが上記の半波長より狭いため、使用する周波数帯では、この線路結合部分において１次の平行平板モードが存在しない。そのため、マイクロストリップ線路からＤＷＧを経てＮＲＤガイドに線路変換が行われる際に、または、ＮＲＤガイドからＤＷＧを経てマイクロストリップ線路のモードへ線路変換が行われる際に、平行平板モードへの変換に伴う損失が生じない。
【００２３】
図２の（Ａ）に示したインピーダンス変換部は、ＤＷＧ部分と通常のＮＲＤガイド部分との間のインピーダンス整合を行う。すなわち、誘電体ストリップ３と側壁ｗとの間隔がｄ１のＮＲＤガイドとＤＷＧとがいきなりつながる構造とすれば、両線路の線路インピーダンスが異なることにより、インピーダンス不整合が生じ、その境界部で電磁波の反射が生じるが、このようにインピーダンス変換部の入力部と出力部で２段階に亘って線路インピーダンスの不連続部を設け、その間隔を適宜定めることにより、インピーダンス変換部からＤＷＧ方向への反射波、およびインピーダンス変換部からＮＲＤガイド方向への反射波が相殺されて、反射波による影響がほとんどなくなる。これによりインピーダンス整合がとられることになる。
【００２４】
ここでインピーダンス変換部の長さＬｍを１．２２ｍｍとして、この部分を伝搬する電磁波の使用する周波数帯での波長で１／４波長、すなわち往復で半波長となるように定めている。
【００２５】
図３は、上記第１の実施形態に係る線路変換器の透過特性および反射特性を示している。ここでＳ１１は基板線路の▲１▼端のＴＥＭモードの反射係数、Ｓ２１（ＬＳＭ）は基板線路の▲１▼端からＮＲＤガイドの▲２▼端へのＬＳＭ０１モードの透過係数、Ｓ２１（平行平板１次）は、基板線路の▲１▼端からＮＲＤガイドの▲２▼端への平行平板の１次のモードの透過係数である。
【００２６】
このように使用周波数帯域である７３ＧＨｚ帯において非常に小さな透過係数が得られる。また、１次の平行平板モードへの透過係数は７８〜８０ＧＨｚの高い周波数帯に現れているだけであり、使用周波数帯における平行平板モードへの変換が生じていない。図１１に示した従来例と比較すれば、反射係数Ｓ１１が同程度の周波数における透過係数Ｓ２１（ＬＳＭ）は小さくなっていて、変換損失が小さくなっていることが判る。なお、７８ＧＨｚで反射係数Ｓ１１のピークが生じていて、また７２ＧＨｚより低い周波数領域でＳ１１が増大する傾向を示しているが、これは上記インピーダンス変換部の適応周波数から外れていることに起因するものであり、使用周波数帯には影響を与えない。
【００２７】
次に、インピーダンス変換部の構成が異なった、３つの線路変換器の構成を図４〜図６を参照して説明する。
これらの図において（Ｂ）は上部導体板を取り除いた状態での斜視図、（Ａ）はその状態での上面図である。図４に示す例では、インピーダンス変換部において、上下の導体板の間隔（ＮＲＤガイドの遮断領域の高さ）を伝送路としてのＮＲＤガイド部分より狭めた構造としている。この構造により、インピーダンス変換部の両端部で、第１の実施形態の場合と同様に反射が生じ、２つ反射波の合成により反射波が相殺されて、インピーダンス整合がとられる。
【００２８】
図５に示す例では、インピーダンス変換部において、誘電体ストリップ３，３′の側部と側壁までの間隔を０からｄ１までテーパー状に変化させている。
【００２９】
また図６に示す例では、インピーダンス変換部において、ＮＲＤガイドの遮断領域の上下導体板の間隔を０からｃまでテーパー状に変化させている。
【００３０】
いずれの場合にも、インピーダンス変換部の入力部と出力部で２段階に亘って線路インピーダンスの不連続部が生じ、その間隔を適宜定めることにより、インピーダンス変換部からＤＷＧ方向への反射波、およびインピーダンス変換部からＮＲＤガイド方向への反射波が相殺されて、反射波による影響がほとんどなくなる。これによりインピーダンス整合がとられる。
【００３１】
次に、ＮＲＤガイドを出力伝送路とするオシレータの構成を図７を参照して説明する。
図７は上部導体板２を取り外した状態における上面図である。図７において、基板４の上面にはガンダイオード６を接続する線路としての導体パターン５、およびガンダイオード６に対するバイアス電圧を供給するバイアスライン７を形成している。このバイアスライン７を介してＤＣバイアス電圧をガンダイオード６に印加することにより、ガンダイオード６は所定のミリ波信号を発振し、導体パターン５によるマイクロストリップラインを伝搬し、ＤＷＧを介してＮＲＤガイドをＬＳＭモードで伝搬する。
【００３２】
次に、ミリ波レーダモジュールの例を図８を参照して説明する。
図８において、「オシレータ」は、図７に示した導体パターン５を主線路とし、これに誘電体共振器を結合させ、その誘電体共振器に結合する副線路にさらに可変リアクタンス素子を装荷させて、可変リアクタンス素子に対する制御電圧によって発振周波数を変調可能なようにしている。「アイソレータ」はＮＲＤガイドによるサーキュレータの第３のポートを抵抗終端させたものである。「カプラ」は２つのＮＲＤガイドの誘電体ストリップ同士を近接させたものであり、送信信号Ｔｘとローカル信号Ｌｏとを取り出している。「サーキュレータ」はＮＲＤガイドによる３ポートのサーキュレータである。「ミキサ」はカプラから分岐したローカル信号Ｌｏと、サーキュレータからの受信信号ＲｘをそれぞれＮＲＤガイドで入力し、オシレータの場合と同様に、基板線路に変換し、基板上に設けたショットキーバリアダイオードによって中間周波信号に変換する。「アンテナ」はＮＲＤガイドに結合する誘電体共振器を１次放射器とし、この１次放射器と誘電体レンズとにより構成している。
【００３３】
このようなミリ波レーダモジュールは、オシレータおよびミキサ用の回路パターンを形成した基板、誘電体ストリップおよび１次放射器としての誘電体共振器のそれぞれを上下の導体板の間に配置し、さらに１次放射器から所定距離離れた位置に誘電体レンズを配置することによって構成する。
【００３４】
図８においてオシレータの発振信号は、アイソレータ→カプラ→サーキュレータ→アンテナの経路で伝搬し、送信信号Ｔｘとして放射され、物体からの反射波はアンテナ→サーキュレータ→ミキサーの経路で伝搬され、受信信号Ｒｘとしてミキサに入力される。同時にカプラからのローカル信号Ｌｏがミキサーへ与えられる。これにより、ミキサーから中間周波信号ＩＦを取り出す。この図８に示したミリ波レーダモジュールを用いる信号処理回路は、オシレータに与える変調信号と、得られたＩＦ信号とから物体までの距離および物体の相対速度を検出する。
【００３５】
誘電体線路と基板線路とを用いた高周波回路としては、以上に示したオシレータやミキサ以外に、ダイオードスイッチやアンプ等にも同様に適用できる。すなわち、スイッチ用のダイオードを接続した基板線路を基板上に設け、ＮＲＤガイドの誘電体ストリップの所定位置で、上記基板線路を結合させれば、ダイオードのスイッチングによって、ＮＲＤガイドにおける信号の伝送をスイッチングするＮＲＤガイドスイッチ回路を構成することができる。
【００３６】
また、増幅用のトランジスタを接続した基板線路を基板上に設け、ＮＲＤガイドの誘電体ストリップの端部付近で、上記基板線路を結合させるように構成すれば、トランジスタにより増幅された信号をＮＲＤガイドを伝送路として伝送するＮＲＤガイドアンプを構成することができる。
【００３７】
このような高周波回路においても、誘電体線路と基板線路との線路変換部を図１〜図６に示したように構成すればよい。
【００３８】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明によれば、基板線路から誘電体線路へ、または誘電体線路から基板線路へ線路変換する際に、平行平板モードへの変換が防止されて、低損失で線路変換を行うことができる。
【００３９】
請求項２に記載の発明によれば、互いに線路インピーダンスが異なる線路結合部と誘電体線路との境界部での反射が抑えられて線路変換効率がさらに高まる。また、反射による悪影響を防止することができる。
【００４０】
請求項３に記載の発明によれば、たとえば基板上にガンダイオードやショットキーバリアダイオードをマウントし、その基板線路と誘電体線路との線路変換を行うことにより、誘電体線路を出力線路とするオシレータや誘電体線路を入力線路とするミキサなどを、基板線路と誘電体線路との線路変換器とともに容易に構成することができ、全体に小型化を図ることができる。
【００４１】
請求項４に記載の発明によれば、たとえば誘電体線路を送受信信号の伝送路として用い、オシレータやミキサを基板部分に構成したミリ波レーダモジュールなど、誘電体線路を送信信号または受信信号の伝送路とする無線装置を容易に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係る線路変換器の斜視図
【図２】同線路変換器の各部の構成を示す図
【図３】同線路変換器の特性を示す図
【図４】第２の実施形態に係る線路変換器の構造を示す図
【図５】第３の実施形態に係る線路変換器の構造を示す図
【図６】第４の実施形態に係る線路変換器の構造を示す図
【図７】第５の実施形態に係るオシレータの構成を示す図
【図８】第６の実施形態に係るミリ波レーダモジュールの構成を示す図
【図９】各種伝送モードの状態を示す図
【図１０】従来技術による線路変換器の構造を示す図
【図１１】従来技術による線路変換器の特性を示す図
【符号の説明】
１−下部導体板
２−上部導体板
３，３′−誘電体ストリップ
４−基板
５−導体パターン
６−ガンダイオード
７−バイアスライン
ｗ−側壁
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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