(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直接スペクトル拡散データを受信するために使用される遅延ダイバーシティプロセッサであって、
受信されたスペクトル拡散データに対して、少なくとも１つのデータストリームのそれぞれに対する多重路信号を構成する所定の複数の到来波のそれぞれを表すビンのそれぞれについて同期捕捉を行ったとした場合の、各前記同期捕捉における個々のデータビットの相関信号サンプルの各々のマグニチュード値を求める手段と、
各前記同期捕捉における各前記データビットの受信に対応する所定期間にわたる各前記マグニチュード値を積分する手段であって、積分された前記マグニチュード値が、特定の１つの前記到来波の、残りの前記到来波に対する相対的な信頼測度を提供するものと、
前記スペクトル拡散データの受信が中断した後、前記積分する手段内の前記積分されたマグニチュード値をリセットする手段と
を具備し、
前記積分する手段が、前記信頼測度を１つのデータビットに対応する時間だけ遅延させる手段を更に備え、
積分された前記マグニチュード値は、最も高い前記信頼測度を提供する積分された前記マグニチュード値を有する前記到来波を、実際の前記同期捕捉の対象として選択するために用いられ、
前記リセットする手段は、前記積分する手段内の前記遅延させる手段が格納している前記積分されたマグニチュード値を、全てをゼロにクリアする場合よりも前記積分する手段の有効データの検出が早まるような所定の値にリセットする、遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項２】
前記遅延させる手段が、直列接続された複数のフリップフロップ回路を含む請求項１に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項３】
前記マグニチュード値を求める手段が、前記少なくとも１つのデータストリームの前記相関信号サンプルの絶対値を求める手段を備えた請求項１又は２に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項４】
前記マグニチュード値を求める手段が、前記少なくとも１つのデータストリームの前記相関信号サンプルを取り込むよう接続された入力を有する絶対値回路をさらに備えた請求項３に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項５】
前記マグニチュード値を求める手段が、前記少なくとも１つのデータストリームの前記絶対値を合計する手段をさらに備えた請求項３に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項６】
前記合計する手段が、前記相関信号サンプルの合計絶対値を提供する出力を有する第１の加算回路をさらに備えた請求項５に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項７】
前記マグニチュード値を求める手段が、前記相関信号サンプルの合計絶対値を前記個々のデータビットのサンプルレートに同期させる手段をさらに備えた請求項５に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項８】
前記同期させる手段が、クロックによって駆動されるラッチ回路を備えた請求項７に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項９】
前記積分する手段が、前記相関信号サンプルのうちの対応するものの前記合計絶対値をフィードバック合計値と加算することによって、前記信頼測度を提供する加算手段をさらに備えた請求項７に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１０】
前記加算手段が、前記合計絶対値を取り込むよう接続された第１の入力と、前記フィードバック合計値を取り込むよう接続された第２の入力とを有する第２の加算回路をさらに備えており、該第２の加算回路が、前記合計絶対値と前記フィードバック合計値との合計を提供する出力を有する請求項９に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１１】
前記積分する手段が、前記信頼測度を１つのデータビットに対応する時間だけ遅延させることによって前記フィードバック合計値を提供する遅延手段をさらに備えた請求項９に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１２】
前記遅延手段が、前記サンプルレートに同期され、前記加算手段の出力に接続された入力を有する遅延回路を備えた請求項１１に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１３】
前記積分する手段が、フィードバック減衰定数によって前記フィードバック合計値を減衰させる手段をさらに備えた請求項１１に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１４】
前記減衰させる手段が、前記遅延手段の出力に接続された入力と、前記加算手段の前記第２の入力に接続された出力とを有する減衰回路を備えた請求項１３に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１５】
前記少なくとも１つのデータストリームが、複数のデータストリームである請求項１乃至１４のいずれか１項に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１６】
前記積分する手段が、各前記相関信号サンプルに対応する前記マグニチュード値をフィードバック合計値と合算する手段を含み、この合算によって前記信頼測度を提供する請求項１乃至１５のいずれか１項に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１７】
前記合算する手段が、前記マグニチュード値を取り込むよう接続された第１の入力と、前記フィードバック合計値を取り込むよう接続された第２の入力とを有する第２の加算回路をさらに備えており、該第２の加算回路が、前記合計マグニチュード値と前記フィードバック合計値との合計を提供する出力を有する請求項１６に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１８】
前記積分する手段が、前記信頼測度を１つのデータビットに対応する時間だけ遅延させることによって前記フィードバック合計値を提供する遅延手段をさらに備えた請求項１５又は１６に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項１９】
前記遅延手段が、前記サンプルレートに同期され、前記加算手段の出力に接続された入力を有する遅延回路を備えた請求項１７に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項２０】
前記積分する手段が、フィードバック減衰定数によって前記フィードバック合計値を減衰させる手段をさらに備えた請求項１７に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項２１】
前記減衰させる手段が、前記遅延手段の出力に接続された入力と、前記加算手段の前記第２の手段に接続された出力とを有する減衰回路を備えた請求項２０に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【請求項２２】
前記所定の値は、所定の固定値、または、前記所定の値にセットされる前のマグニチュード値に応じて調節可能に発生される値であることを特徴とする請求項１乃至２１のいずれか１項に記載の遅延ダイバーシティプロセッサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、直接スペクトル拡散通信、特に、多重路に富む環境における動作のために受信機の性能を高めるディジタル信号処理技術を利用した無線通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
すべての無線通信システムは、“多重路伝送”として知られている現象の影響を受ける。無線信号は、送信機と受信機との間の直接的な経路に沿って進行することが理想的である。しかし、実際には、無線信号は、送信機と受信機との間の複数の物体によって反射するので、その進行経路はあまり直接的なものではない。住居、オフィスおよび産業的に利用される建造物内で使用される屋内無線通信システムは、特に、使用環境内に配設された多くの反斜面による多重路反射を発生しやすい。受信機に与えられるオリジナル信号の多くの時間遅延バージョンによって所望の信号が不明瞭になるので、このような多重路伝送は、前記無線通信システムの全体的な性能を低下させる。その結果、前記無線通信システムの有効動作レンジが小さくなる。
【０００３】
このような多重路伝送に対処するための最も簡単な方法は、最も強度が大きい無線信号を様々な多重路信号から分離することである。各経路からの受信信号のマグニチュード（大きさ）は、該信号の進行距離、各反斜面から反射した信号エネルギの量および相対的なアンテナ極性の関数である。一般的に、無線受信機は、最大マグニチュードの信号を追跡し、他の多重路信号を、該無線受信機によって単にフィルタ除去されるノイズとして処理する。この技術は、実施するのが容易であるが、ノイズを識別するためのしきい値レベルを大きくすることによって前記無線通信システムの感度を低下させ、該無線通信システムの有効動作レンジを狭くするので理想的なものではない。
【０００４】
また、より高度な無線通信システムにあっては、複数のアンテナの各々で受信された信号を選択するアンテナダイバーシティ技術を利用している。最大の時間積分値を有するアンテナを真の信号源として選択するために、各アンテナによって受信された電界レベルは、所定の時間にわたって積分される。このようなアンテナダイバーシティ技術を利用した無線通信システムの従来例は、“SPACE DIVERSITY RECEPTION SYSTEM”という発明に関してHirayamaらに付与された米国特許No.5、263、180、“ANTENNA SELECTION SWITCH FOR A DIVERSITY ANTENNA”という発明に関してKuismaに付与された米国特許No.5、276、920、および、“ANTENNA SELECTING DIVERSITY RECEIVING APPARATUS”という発明に関してAndohに付与された米国特許No.5、241、701に開示されている。アンテナ間の選択は無線通信システムの性能を高めるが、選択されたアンテナには依然として多重路信号が存在し、該多重路信号は干渉ノイズ源として処理される。このため、ノイズとして現れる多重路信号による影響を最小化するためには、受信機の感度をさらに下げなければならず、無線通信システムの有効動作レンジが狭くなっていた。
【０００５】
最近では、スペクトル拡散変調技術が、通信、ナビゲーション、レーダおよびその他の用途に普及してきている。スペクトル拡散方式によると、伝送信号は、その情報を送信するために必要な最小帯域幅より広い周波数帯域にわたって拡散される。この信号拡散の結果、スペクトル拡散方式は、干渉またはジャミングに対する感受性が低下し、高いデータ完全性および安全性を実現する。さらに、広い帯域幅にわたって送信エネルギを拡散することによって、前記帯域幅内の特定周波数におけるエネルギレベルがかなり低下し、これにより、他の無線装置に対する干渉が軽減される。これらの利点により、スペクトル拡散通信方式は、商業的なデータ通信にとって大いに望ましいものである。
【０００６】
スペクトル拡散通信方式の１つのタイプにおいて、無線周波数（RF）搬送波は、情報信号のビットレートよりかなり高いビットレートを有するディジタルコードシーケンスによって変調される。これらの通信方式は、“直接拡散”変調方式として知られている。直接スペクトル拡散方式の一例にあっては、直角位相の２つのデータストリームによって無線周波数搬送波が変調されるようになっており、各データストリームは、コードシーケンスがデータ“１”を示す時には１つの位相を有し、コードシーケンスがデータ“０”を示す時には１８０゜の位相シフトを有する。一般的に、この種の変調は、四分割相シフトキー（QPSK:Quadrature Phase Shift Key）と呼ばれている。
【０００７】
直接スペクトル拡散方式の無線受信機は、各データビットの送信時間に数回、受信信号のサンプリングを行う。“ビン（bin）”と称される離散的なサンプルは、有効データを示す“ヒット（hit）”または一致を確認するために、オリジナルのディジタルコードシーケンスと相関させられる。ここでは、特定のビン信号に関するヒット数を、該信号のマグニチュードと言うことにする。最大のマグニチュードを有するビンは、信頼できる有効なデータを含む可能性が最も高いものとして、前記受信機によって受信される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
数ビット時間にわたる受信信号は伝送経路内における無線装置および／または物体の移動によって変化するので、各々のビンに関するヒット数も予測不能な形態で変化する。前記受信機は有効データを提供するものとして特定のビンを追跡するが、多重路反射によってそのビン番号に関するヒット数が急激に低下すると、ビット同期論理は異なるビンを追跡しようとする。前記異なるビンが有効なまたは信頼できるデータを含んでいない場合、これはデータコラプション（データの消失または改悪を意味する）の可能性を高め、または、受信信号の時間遅延に応じて、前記受信機が正しくないビツトを検出したり、完全にビットを検出しそこなったりすることがある。多重路信号に関する誤同期を最少限に抑えるために、通常、追跡しきい値は、マグニチュードの小さい信号をマスキングできるような高いレベルに設定される。これは、誤同期を減少させるが、前記無線通信システムが低いエネルギレベルの信号を追跡する能力をさらに低下させる。
【０００９】
このため、多重路干渉による誤同期を最少化し、しかも、低エネルギ信号を追跡するのに十分な感度を有する無線受信機を実現することが望ましい。受信したすべての多重路信号を利用して誤同期を最少化する直接スペクトル拡散通信用の無線受信機は、より大きな全体的なシステム感度が得られるよう、その追跡感度を下げることを可能にする。
【００１０】
この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、多重路干渉による誤同期を最少化し、しかも、低エネルギ信号を追跡するのに十分な感度を有する無線受信機を実現できるようにする遅延ダイバーシティプロセッサを提供しようとするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、この発明に係る遅延ダイバーシティプロセッサは、直接スペクトル拡散データを受信するために使用される遅延ダイバーシティプロセッサであって、受信されたスペクトル拡散データに対して、少なくとも１つのデータストリームのそれぞれに対する多重路信号を構成する所定の複数の到来波のそれぞれを表すビンのそれぞれについて同期捕捉を行ったとした場合の、各前記同期捕捉における個々のデータビットの相関信号サンプルの各々のマグニチュード値を求める手段と、各前記同期捕捉における各前記データビットの受信に対応する所定期間にわたる各前記マグニチュード値を積分する手段であって、積分された前記マグニチュード値が、特定の１つの前記到来波の、残りの前記到来波に対する相対的な信頼測度を提供するものと、前記スペクトル拡散データの受信が中断した後、前記積分する手段内の前記積分されたマグニチュード値をリセットする手段とを具備し、前記積分する手段が、前記信頼測度を１つのデータビットに対応する時間だけ遅延させる手段を更に備え、積分された前記マグニチュード値は、最も高い前記信頼測度を提供する積分された前記マグニチュード値を有する前記到来波を、実際の前記同期捕捉の対象として選択するために用いられ、前記リセットする手段は、前記積分する手段内の前記遅延させる手段が格納している前記積分されたマグニチュード値を、全てをゼロにクリアする場合よりも前記積分する手段の有効データの検出が早まるような所定の値にリセットするものである。
【００１２】
上記課題を解決するために、この発明の参考例に係る遅延ダイバーシティプロセッサは、直接スペクトル拡散データを受信するために使用される遅延ダイバーシティプロセッサであって、受信されたスペクトル拡散データに対して、少なくとも１つのデータストリームのそれぞれに対する多重路信号を構成する所定の複数の到来波のそれぞれを表すビンのそれぞれについて同期捕捉を行ったとした場合の、各前記同期捕捉における個々のデータビットの相関信号サンプルの各々のマグニチュード値を求める手段と、各前記同期捕捉における各前記データビットの受信に対応する所定期間にわたる各前記マグニチュード値を積分する手段であって、積分された前記マグニチュード値が、特定の１つの前記到来波の、残りの前記到来波に対する相対的な信頼測度を提供するものと、前記スペクトル拡散データの受信が中断した後、前記積分する手段内の前記積分されたマグニチュード値を、全てをゼロにクリアすることなく所定の値にリセットする手段とを具備し、積分された前記マグニチュード値は、最も高い前記信頼測度を提供する積分された前記マグニチュード値を有する前記到来波を、実際の前記同期捕捉の対象として選択するために用いられるものである。
【００１３】
また、上記課題を解決するために、この発明に係る遅延ダイバーシティプロセッサは、受信されたスペクトル拡散データの少なくとも１つのデータストリームにおける、個々のデータビットの複数の相関信号サンプルの各々のマグニチュード値を求める手段と、複数の前記データビットの受信に対応する所定期間にわたる各前記マグニチュード値を積分する手段であって、積分された前記マグニチュード値が、特定の１つの前記相関信号サンプルの、残りの前記相関信号サンプルに対する相対的な信頼測度を提供するものと、前記スペクトル拡散データの受信が中断した後、前記積分する手段内の前記積分されたマグニチュード値をリセットする手段とを具備したものである。
【００１４】
この発明は、直接スペクトル拡散データを受信するために使用される遅延ダイバーシティプロセッサを提供する。該遅延ダイバーシティプロセッサは、多重路信号を利用するものであり、各多重路信号のマグニチュードを積分して該多重路信号の不規則な変動を補償することによって、ビット同期性能を向上する。その結果、無線受信機は、誤ったビット再同期をトリガする可能性のある急激な信号マグニチュード変化を起こしにくくなる。
【００１５】
前記遅延ダイバーシティプロセッサは、受信されたスペクトル拡散データの複数のデータストリームにおける、個々のデータビットの複数の相関信号サンプルの各々のマグニチュード値を求める第１の回路を備えている。第２の回路は、各前記マグニチュード値を、複数のデータビットの受信に対応する所定期間にわたる先行ビットの対応するサンプルビンと加算する。このように加算されたマグニチュード値は、特定の１つの前記相関信号サンプルの、残りの前記相関信号サンプルに対する相対的な信頼測度を提供する。こうして、最も一貫して高い信頼測度に対応する相関信号サンプルは、信頼できる有効データを含む可能性が最も高い。
【００１６】
より詳しくは、前記第１の回路は、各前記データストリームごとの前記相関信号サンプルの絶対値を求めることによって、マグニチュード値を求める。前記複数のデータストリームの絶対値は、合計され、個々のデータビットのサンプルレートに同期させられる。前記第１の回路は、少なくとも１つの絶対値回路と、第１の加算回路と、ラッチ回路とを備えている。前記第２の回路は、前記信頼測度を提供するために、前記信号サンプルのうちの対応するものの前記合計絶対値をフィードバック合計値と加算し、その加算結果を１データビットに対応する時間だけ遅延することによって、前記マグニチュード値を積分する。前記信頼測度の値は、フィードバック減衰定数によって減衰され、前記フィードバック合計値を提供する。前記第２の回路は、第２の加算回路と、ディジタル遅延回路と、前記第２の加算回路へのフィードバックループに設けられた減衰回路とを備えている。
【００１７】
前記遅延ダイバーシティの一実施の形態において、前記第２の回路の前記ディジタル遅延回路は、スペクトル拡散データの受信の中断後に、積分された前記マグニチュード値のリセットを行う。前記ディジタル遅延回路は、前記信頼測度を１データビットに対応する時間だけ遅延させる直列接続された複数のフリップフロップ回路を備えている。前記複数のフリップフロップ回路内のデータ値は、ゼロまたは所定の値にリセットされることができる。所定の値を使用することによって、スペクトル拡散データの受信の中断後に、前記遅延ダイバーシティプロセッサが有効データを発生する能力を向上させることができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照してこの発明の一実施の形態を詳細に説明する。
【００１９】
この発明は、すべての多重路信号を利用して最も一貫して強い信号を選択する、直接スペクトル拡散通信用の無線受信機を提供するものである。この発明に従って構成された無線受信機は、従来の無線受信機より高い全体的なシステム感度を得るために、該受信機の捕捉しきい値を下げることができる。
【００２０】
図１には、送信機および受信機に関する多重路伝送現象が示されている。送信機アンテナ５から送信される無線信号は、受信機アンテナ７で受信される前に、複数の経路のいずれかを辿って進む。図１では信号経路Ａ，Ｂ，Ｃである３つの信号経路が示されているが、もちろん、潜在的には無数の信号経路が存在する。信号経路Ａは他の信号経路Ｂ，Ｃより直接的な経路であり、無線周波数反斜面を有する物体９は、信号の伝送を遮断する。信号経路Ｂ，Ｃに沿って進む信号は、それぞれ、無線周波数反斜面ＲＡおよびＲＢによって反射する。こうして、前記受信機は、信号経路Ｂ，Ｃに沿って伝送される信号を受信するが、信号経路Ａに沿って伝送される信号は受信しない。さらに、（前記物体９が信号を遮断しないと仮定した場合には）前記信号経路Ｂ，Ｃに沿って伝送される信号は、直接的な信号経路Ａに沿って伝送される信号に比べて時間的に幾分遅延する。
【００２１】
一般的に、受信機は、最も強い信号に同期し、他の多重路信号を無視する。図１において、信号経路Ｂに沿う距離は信号経路Ａに沿う距離より短く、その結果、前記受信機は、最も強い信号となる前記経路Ｂを進む信号を追跡する。各反射は信号からそのエネルギの一部を奪うので、信号が進む距離が長いほど、該信号の質が低下することになる。実際には、前記送信機、受信機および／または反斜面は動いていることがあり、前記反斜面は様々な異なる特性を有することになり、これは、相対的な信号経路における変化をさらに複雑にする。例えば、前記送信機が、移動可能であって、多数の反斜面および移動物体を含む屋内位置に固定された受信機に対して連続的に送信している場合がある。この場合、前記送信機が前記反斜面ＲＢに近づくのに伴い、各々の信号経路間の遅延時間および各々の信号の相対的なマグニチュードが連続的に変化することになり、その結果、信号経路Ｃを辿る信号が信号経路Ｂを辿る信号より強くなる。その時点において、前記受信機は、信号経路Ｃによって受信された信号に同期する。同様に、前記送信機または物体９が移動するのに伴って、信号経路Ａを辿る信号が最も強い信号となることもある。
【００２２】
図２の（Ａ）から（Ｃ）のグラフにおいて、多重路環境の変化による受信信号マグニチュードに対する影響が示されている。各前記グラフは、各々が１つの離散的な直接スペクトル拡散信号の１データビット送信に対応する複数のサンプルまたはビンの信号マグニチュードを示している。これらのグラフは、数データビットの送信に対応する時間にわたる各ビンごとの信号変化を示している。図２の（Ａ）において、ビン３の受信信号は最大の相対的マグニチュードを有し、これにより、前記受信機は、有効データを有する可能性が最も高いものとして前記ビン３を追跡する。該ビン３のマグニチュードは、前記受信機が小さいマグニチュードの信号をマスキングするために使用する追跡しきい値を超えている。
【００２３】
しかし、図２の（Ｂ）では、前記ビン３の信号マグニチュードは、例えば、物体が信号を遮断しまたは偏向させることにより、かなり低下している。ここでは、ビン４が最大の相対信号強度を有し、これにより、前記受信機の同期は該ビン４にシフトする。該ビン４のデータが有効でない場合、この同期シフトは、そのサンプルに関するデータのコラプションをもたらすことになる。ビン４のデータは前記追跡しきい値未満であるので、データの完全損失となることもある。その後、図２の（Ｃ）に示すように、前記ビン３の信号強度が高レベルに戻るが、この時、前記受信機は依然としてビン４を追跡している可能性があり、その結果、ビン３の有効データが失われることになる。
【００２４】
図３において、この発明の遅延ダイバーシティプロセッサ１０の一例がブロック図で示されている。該遅延ダイバーシティプロセッサ１０は、ＳおよびＣと称される２つの相関データ入力を取り込む。これらのＳ，Ｃ相関データ入力は、各々の位相が互いに９０°ずれるよう、直角位相で伝送されるものである。前記Ｓ，Ｃ相関データ入力の各々は、ディジタル整合フィルタによって相関させられており、情報信号のデータビットを変調するために使用されるディジタルコードシーケンスとのヒットまたは相関の数に対応する二進数値からなる。これらの相関データ入力は、データ速度よりはるかに速い速度でサンプリングされ、離散的なサンプルまたはビンが前記Ｓ，Ｃ入力１２，１４に現れる。
【００２５】
前記Ｓ，Ｃ相関データ入力は、先ず、絶対値回路２２，２４、第１の加算回路２６およびラッチ回路２８で構成されたマグニチュード回路２０に与えられる。該マグニチュード回路２０は、前記信号の各ビン毎のベクトルマグニチュード値を求める。前記Ｓ，Ｃ入力１２，１４は、それぞれ、絶対値回路２２，２４に接続されている。前記Ｓ，Ｃ相関データ入力の各々は、該データの符号を示す最上位ビットを有する。前記絶対値回路２２，２４は、前記最上位ビットを除去することによって各ビン信号の絶対値を求める。その後、これらの絶対値は、連続する各ビンのベクトルマグニチュード値を求める前記加算回路２６によって数学的に合計される。次に、前記ベクトルマグニチュード値は、該マグニチュード値をクロックに同期させるラッチ回路２８に供給される。前記クロックは、前記ビンデータのサンプルレートで動作する。前記ラッチ回路２８は、Ｄ入力に与えられる前記ベクトルマグニチュード値が前記クロックのパルスの入力に応じてＱ出力に現れるよう、前記クロックパルスによってトリガされる通常のフリップフロップ回路であってよい。
【００２６】
その後、前記同期されたベクトルマグニチュード値は、第２の加算回路３１、遅延ライン３２および減衰回路３３で構成された積分回路３０に与えられる。後述するように、前記マグニチュード回路２０から供給されるベクトルマグニチュード値は、フィードバック信号と共に前記加算回路３１の入力に与えられる。前記加算回路３１の出力はディジタル遅延ライン３２に与えられ、該遅延ライン３２は、前記加算回路３１によって算出された合計値を、１データビットに等しい時間だけ遅延させる。前記遅延ライン３２は、前記クロックにも接続されており、各々のビンのベクトルマグニチュード値が算出されるのと同じ速度でトリガされる。後述するように、前記遅延ライン３２の出力４０は、特定のビンに関するエネルギ測定値を提供するものである。前記出力４０は減衰回路３３にも与えられ、該減衰回路３３は、前記遅延ライン３２からの出力４０のマグニチュードを減少させる。前記減衰回路３３の出力は、前記第２の加算回路３１の第２の入力に与えられる。
【００２７】
次に、図２の（Ａ）から（Ｃ）に関して上述したビンデータの例を参照して、図３の遅延ダイバーシティプロセッサ１０の動作を説明する。上述のように、複数のビン信号は、連続した各データビットごとに、遅延ダイバーシティプロセッサ１０の前記Ｓ，Ｃ入力１２，１４に与えられる。図２の（Ａ）から（Ｃ）の相対信号強度の測定値は、前記マグニチュード回路２０によって求められる各ビンごとのマグニチュードに対応する。前記積分回路３０は、各ビンごとに現在のビン値を前回の合計値に加算することによって、各ビンごとの連続合計値（ランニングトータル）を算出する。前記減衰回路３３は、積分合計値が各ビンごとに検出された相対信号マグニチュードの長期（数ビット時間にわたる）傾向に従うようにする。こうして、この遅延を伴う積分は、短期的なマグニチュード変動がビット同期に対してほとんどまたは全然影響を及ばさないよう、ビットサンプルに関する平滑機能として作用する。
【００２８】
この方法は、多重路信号の各々の受信マグニチュードにおける急激な変化を平滑化することにより、多重路信号の瞬間的な質低下を補償する。その結果としての積分されたマグニチュードを追跡することにより、受信エネルギ値は、再同期をトリガしまたはデータコラプションを発生することになる急激で誤った変化を起こしにくくなる。その代りに、受信信号マグニチュードにおける本物の変化は、受信条件変化として、新たな信号経路への円滑な同期シフトを可能にする。前記受信機の感度が上がるよう前記追跡しきい値を低レベルに設定できるようにすることによって、前記遅延ダイバーシティプロセッサ１０は、無線通信システムの性能を向上させる。前記エネルギ値は高いマグニチュードの受信信号に対応するピークを提供するが、前記減衰定数は、ノイズに関連する信号マグニチュードが小さな値に減衰することを可能にする。こうして、前記小さな追跡しきい値によって、低いマグニチュードを有する本物の信号を検出可能になる。
【００２９】
前記遅延ダイバーシティプロセッサ１０によって提供される無線通信システムにおける性能向上にも関わらず、ある用途においては、前記無線通信システムの断続的な使用によって発生するエラーを防止するために、前記遅延ライン３２から旧いデータを除去する必要がある。前記無線通信システムが受信モードに維持されている間、相関信号が無いときには、ビンサンプル値の積分合計値は、上述の減衰回路３３の動作によって自然減衰することになる。しかし、ある無線通信システムは、無線通信は連続受信モードでは動作しない。その代り、この種の無線通信システムは、例えば、無線通信が送信モードである間は受信機が動作しない半二重バーストモードで動作可能である。代案として、電力節約のために、無線通信を短期間だけオンするようにしてもよい。前記無線通信システムを“オフ”し、その後“オン”すると、前回の“オン／オフ”からの旧いデータが前記ディジタル遅延ライン３２に残ることになる。前記旧いデータの影響が前記減衰回路３３を介して完全に除去され、新たなデータが該減衰回路３３における値を支配するまで、次の“オン”期間に関する適切なデータ追跡は遅延される。ある情況において、追跡同期におけるこのような遅延は、前記無線通信システムの応答時間を長くするおそれがある。
【００３０】
図４には、この課題の解決に向けられた遅延ライン３２の一実施の形態が例示されている。この遅延ライン３２は、複数のセット／リセット可能なフリップフロップ回路３４1−３４nを備えている。ここで、ｎはデータの１ビットを送信するために使用されるビンの数に等しい数値である。前記フリップフロップ回路３４1−３４nは、各フリップフロップのＱ出力が次のフリップフロップのＤ入力に接続される状態に、鎖状に接続されている。さらに、前記フリップフロップ回路３４1−３４nは、クロック入力（ＣＬＫ）と、クリア入力（ＣＬＲ）と、プリセット入力（ＰＲＥ）とを有する。当該技術において知られているように、フリップフロップ回路は、そのＤ入力に与えられる二進データ値を一時的にラッチする。クロック入力に与えられるクロックパルスに応じて、前記フリップフロップ回路は、そのＱ出力に前記二進データ値を出力し、そのＤ入力に次のデータ値をラッチする。前記クリア入力は、該フリップフロップ回路に格納されたデータ値のすべてをゼロにリセットする。また、前記プリセット入力は、前記Ｄ入力のデータ値の代りに、所定の二進データ値が該フリップフロップ回路にロードされるようにする。
【００３１】
連続受信モードで動作する無線システムの場合、上述のように、データ値は、各クロックパルスによって前記遅延ライン３２を直列的に送られる。受信モードでの動作が中断すると、前記フリップフロップ回路３４1−３４n内に格納されたデータ値は、クリア信号によりゼロにリセットされることによって該フロップ回路３４1−３４nから除去され、または、プリセット信号により所定の値にセットされることができる。前記データをゼロにクリアすることは、先在する旧いデータによる間違った“ヒット”を除去するが、前記遅延ライン３２のゼロ状態からの立ち上がり（ramp up）時間は、数ビット周期を要する。前記フリップフロップ回路３４1−３４nにプリセットされるべき適当な値を選択することによって、有効データの検出は、前記減衰回路３３が有効データに対応しない値を除去する数ビット周期内に行われることができる。その結果、遅延ダイバーシティ回路に固有の遅延を、全体的なシステム性能を向上するのに必要な高速での信号取得の必要性と平衡させることができる。プリセット信号によって前記フリップフロップ回路３４1−３４nにロードされる特定の値は、所定の固定値、または、旧いデータを考慮することによって調節可能に発生される値とすることができる。
【００３２】
上述した回路要素は、従来のディジタル論理、または、マイクロプロセッサによって実行されるソフトウエアによって実現されてよい。また、上記のマグニチュード値は、一例にすぎず、実際のデータ値と一致しなくてもよい。また、図３の減衰定数値Ｃdは、０〜１の範囲の値であり、入力マグニチュードの変化に対する積分回路３０の所望の出力応答時間に基づいて選択される。前記定数値Ｃdが１に向けて増加するのに伴い、入力変化に対する積分回路３０の出力応答が遅くなる。逆に、前記定数値Ｃdが０に向けて減少するのに伴い、入力変化に対する積分回路３０の出力応答が速くなる。
【００３３】
【発明の効果】
以上のような構成により、この発明は、多重路干渉による誤同期を最少化し、しかも、低エネルギ信号を追跡するのに十分な感度を有する無線受信機を実現できるという、優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  受信機と送信機との間を進行する無線信号の多重路伝送現象を例示する図。
【図２】  数ビット時間にわたって受信したビンの相対的なマグニチュードを例示するグラフ。
【図３】  この発明の遅延ダイバーシティプロセッサを例示するブロック図。
【図４】  図３の遅延ダイバーシティプロセッサのディジタル遅延ラインの一実施の形態を例示する図。
【符号の説明】
１２  入力
１４  入力
２２  絶対値回路
２４  絶対値回路
２６  加算回路
２８  ラッチ回路
３０  積分回路
３１  第２の加算回路
３２  ディジタル遅延ライン
４０  出力
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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