(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源に接続された第１のトランスの１次巻線と制御電極を持つ第１のスイッチ素子からなる直列回路と、前記第１のトランスの１次巻線に電磁的に結合している前記第１のトランスの２次巻線と、前記第１のトランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧を一定にするために前記第１のスイッチ素子の制御電極に接続された発振制御回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のトランスの１次巻線に電磁的に結合した３次巻線を巻いてその一方の端子を前記直流電源の一方の端子に接続しその別の端子を第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路を介して前記直流電源の別の端子に各々接続し、第２のトランスの１次巻線と制御電極を持つ第２のスイッチ素子からなる直列回路を前記直流電源に接続し、加えられたパルスの立ち上がりから所定のパルス幅のパルスを作る回路を前記発振制御回路の出力端子と前記第２のスイッチ素子の制御電極の間に接続し、第２のトランスの１次巻線に電磁的に結合した２次巻線を巻いてその一方の端子を前記第１のコンデンサの一方の端子にその別の端子を第２のダイオードを介して前記第１のコンデンサの別の端子に各々接続し、これによって第１のスイッチ素子がターンオフする際に生じるサージ電圧とスイッチングノイズを改善したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
直流電源と、前記直流電源に接続された第１のトランスの１次巻線と制御電極を持つ第１のスイッチ素子からなる直列回路と、前記第１のトランスの１次巻線に電磁的に結合している前記第１のトランスの２次巻線と、前記第１のトランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧を一定にするために前記第１のスイッチ素子の制御電極に接続された外部信号に同期できる端子を持つ発振制御回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のトランスの１次巻線に電磁的に結合した３次巻線を巻いてその一方の端子を前記直流電源の一方の端子に接続しその別の端子を第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路を介して前記直流電源の別の端子に各々接続し、第２のトランスの１次巻線と制御電極を持つ第２のスイッチ素子からなる直列回路を前記直流電源に接続し、所定のパルス幅のパルスを出力する発振器を前記第２のスイッチ素子の制御電極に接続し、前記発振器の出力信号を前記発振制御回路の外部信号同期端子に入力して前記発振制御回路の発振を前記発振器に同期させ、前記第２のトランスの１次巻線に電磁的に結合した２次巻線を巻いてその一方の端子を前記第１のコンデンサの一方の端子にその別の端子を第２のダイオードを介して前記第１のコンデンサの別の端子に各々接続し、これによって第１のスイッチ素子がターンオフする際に生じるサージ電圧とスイッチングノイズを改善したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はスイッチング電源に関し、特にアクティブクランプ回路とソフトスイッチ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、スイッチ素子に加わるサージ電圧をクランプする方式として、図４に示した回路（アメリカ合衆国特許１９９６年７月９日付第５，５３５，１１２号）が知られている。能動素子を用いたクランプ回路であることからアクティブクランプと呼ばれることが多い。図４に示した回路において、ＭＲＣと符号が付けられた回路はトランス（ＴＲ１）の励磁反転回路であるが、発振制御回路（ＣＣ１）から出力される２つの信号の位相を適当に制御することによって、２次巻線両端（Ｉ１、Ｉ２）に生じる交流パルスにゼロボルトとなる期間を無くすことができ、その結果、２次側出力に２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１、Ｔ２）を接続して同期整流を可能にするものである。
【０００３】
同期整流をＭＯＳＦＥＴを用いて行う場合は、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードが順方向バイアス状態になるときだけそのＭＯＳＦＥＴのゲートにオン状態になるパルスを加え、その他の状態ではオフ状態になるパルスを加え続けなければならない。一方、一般的フォワードコンバータでは、トランスの励磁エネルギがゼロになってから次のターンオンに入るように発振制御がなされているため、巻線の電圧がゼロになる期間が存在する。この期間をデッドタイムと呼んでいる。
【０００４】
デッドタイムが存在する場合、図４に示した同期整流回路を用いることはできない。その理由は、デッドタイムの間は２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｔ１、Ｔ２）のオン状態とオフ状態が不定になるからである。すなわち、電圧がゼロではオフ状態を保つことができないため、ボディダイオードに流れる方向と逆方向の電流が流れることが起き得るからである。
【０００５】
そこで、図４に示した回路において、励磁エネルギがゼロで止まるのではなく、負方向に励磁することによってデッドタイムの発生を防いでいる。これを磁束密度と磁界の軌跡を示すグラフである図５を用いて説明する。図５において、一般的なフォワードコンバータは図のＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄの各点を通過して変化し、デッドタイムの間はＡ点にとどまっている。Ａ点にとどまっていれば、磁束密度が変化しないので巻線の電圧もゼロである。一方、図４に示した回路では、軌跡はＥ、Ｆ、Ｇ、Ｈの各点を通り、しかも、一点にとどまることはない。従って、巻線に生じる電圧もゼロという状態を続けることは起きない。
【０００６】
ＭＲＣを構成するコンデンサ（Ｃ２）はトランス（ＴＲ１）の励磁エネルギをもらって充電エネルギとし、充電エネルギの放電によってトランス（ＴＲ１）に励磁エネルギを戻すので、このコンデンサ（Ｃ２）の充放電によるロスはない。
【０００７】
そして、このコンデンサ（Ｃ２）は主スイッチ素子（Ｔ３）のスイッチ動作をソフトスイッチ化する効果をもたらす。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
磁束密度が残留磁束密度を示す図５のＡ点を下まわって下がることを可能にしているのが図４のＭＲＣである。図４に示した回路を提供している前出の特許明細書には、１次側の主スイッチ素子（Ｔ３）とＭＲＣの中のスイッチ素子（Ｔ４）のオンとオフを発振制御回路（ＣＣ１）によって制御することによってデッドタイムの発生を無くすことができ、その結果、図４に示された２次側のシンプルな同期整流回路が使えるということが述べられている。
【０００９】
しかし、発振制御回路（ＣＣ１）の２つの信号を出力する回路が複雑になるため、２次側の同期整流回路がシンプルであるという経済的利点が広く生かされていない。
【００１０】
そこで、本発明は上に示した従来方式の欠点を除去するものでシンプルな回路によって、デッドタイムを無くすことが可能であり、また、同期整流回路を付けることが目的ではない一般的なＤＣ−ＤＣコンバータの場合はスイッチ動作をソフトスイッチ化することが可能な回路を提供することを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上の目的を達成するために請求項１記載の発明は、直流電源と直流電源に接続された第１のトランスの１次巻線と第１のスイッチ素子からなる直列回路と、第１のトランスの２次巻線に接続された整流平滑回路と、整流平滑回路の出力電圧を一定にするために第１のスイッチ素子の制御電極に接続された発振制御回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、第１のトランスの１次巻線に電磁的に結合した３次巻線を巻いてその一方の端子を直流電源の一方の端子に別の端子を第１のダイオードと第１のコンデンサからなる直列回路を介して直流電源の別の端子に各々接続し、第２のトランスの１次巻線と第２のスイッチ素子からなる直列回路を直流電源に接続し、加えられたパルスの立ち上がりから所定のパルス幅のパルスを作る回路を発振制御回路の出力端子と第２のスイッチ素子の制御電極の間に接続し、第２のトランスの１次巻線に電磁的に結合した２次巻線を巻いてその一方の端子を第１のコンデンサの一方の端子にその別の端子を第２のダイオードを介して第１のコンデンサの別の端子に各々接続した。
【００１２】
【作用】
請求項１記載の発明において、第２のスイッチ素子の１回のオン期間で第２のトランスに蓄積されるエネルギＥは直流電源の電圧をＶ１、第２のトランスの１次巻線のインダクタンスをＬ、オン期間をＴ１、ピーク電流をＩＰとおくと、次の式で表すことができる。
【００１３】
【数１】
0004257625.tif 000002
【００１４】
第２のスイッチ素子がターンオフすると第２のトランスの１次巻線によって蓄積された励磁エネルギの大部分は第２のトランスの２次巻線と第２のダイオードを通り第１のコンデンサに充電エネルギとして蓄積される。今、計算を簡略化するため励磁エネルギの１００％が充電エネルギに変わると仮定すれば充電される電圧Ｖは第１のコンデンサの容量をＣとおくと、次の式で表すことができる。
【００１５】
【数２】
0004257625.tif 000003
【００１６】
数２に示されているように、Ｔ１が所定の値に設定されていれば、第２のコンデンサには発振の度に直流電源の電圧に正比例した電圧が充電される。今、第１のトランスの３次巻線と第１のトランスの１次巻線の巻数を同じ巻数にし、かつ、第１のコンデンサに充電される電圧が直流電源の電圧の２倍になるようにすれば、第１のスイッチ素子がターンオフした直後に第１のスイッチ素子に加わる電圧はゼロから立ち上がる。第１のコンデンサの容量がある程度大きければ、立ち上がりの傾きがゆるくなりソフトスイッチの効果が出てくる。この効果はフライバックコンバータにおいても、また、フォワードコンバータにおいても現れる。
【００１７】
フォワードコンバータの場合は、第１のスイッチ素子のオン期間に蓄積する励磁エネルギは本来不要なものであるが、巻線のカップリングの不十分さから生じる。その励磁エネルギの値は小さいので、第１のコンデンサの充電エネルギをその励磁エネルギに対して相対的に大きく設定することができる。この励磁エネルギが第１のトランスの３次巻線から直流電源に回生吸収される過程で、第１のコンデンサの電荷は減るが、充電エネルギを大きく設定しておけば、残っている充電エネルギで第１のトランスの３次巻線との間で共振を起こし、第１のトランスを負の方向に励磁させることができる。この共振によって第１のコンデンサの電圧が第１のスイッチ素子が次にターンオンするまで直流電源の電圧より低い値を維持していれば、第１のトランスのどの巻線もゼロになることがなく、第１のトランスの２次側巻線に接続されている整流平滑回路にＭＯＳＦＥＴによる同期整流を応用していてもそれらのＭＯＳＦＥＴを第１のトランスのコアに巻かれた巻線の電圧を利用してオン・オフさせることができる。
【００１８】
請求項２記載の発明は発振の周期が第２のスイッチ素子の制御電極に接続された発振器によって決められるという点で請求項１記載の発明と異なるが、第１のスイッチ素子がターンオフするまえに第１のコンデンサを充電するというメカニズムとデッドタイムを無くすことができるという理屈は同じ。
【００１９】
【実施例】
図１は請求項１記載の発明をフライバックコンバータに応用した回路図である。図１に示した回路において、第１のスイッチ素子３と第２のスイッチ素子１２はほぼ同時にターンオンし、第２のスイッチ素子１２が先にターンオフする。第２のスイッチ素子１２のオン期間に第２のトランス１１の１次巻線１１ａを流れる電流によって第２のトランス１１に励磁エネルギが蓄積され、第２のスイッチ素子１２がターンオフするとその励磁エネルギは２次巻線１１ｂから第２のダイオード１６を通り第１のコンデンサ１５に充電される。充電される電圧は第２のスイッチ素子１２のオン期間が所定の値に設定されているので、直流電源１の電圧に正比例する値になる。
【００２０】
第１のトランス２の３次巻線２ｃの巻線を１次巻線２ａと同数に選び、かつ、第１のコンデンサ１５の充電電圧が直流電源１の電圧の２倍になるように第２のスイッチ素子１２のオン期間を選んでおくと、第１のスイッチ素子３がターンオフしたとき、第１のスイッチ素子３の両端の電圧はゼロから、第１のコンデンサ１５の容量に応じたスピードで上昇する。
【００２１】
図２は請求項１記載の発明をフォワードコンバータに応用した回路図である。この実施例においても図１と同じように第１のトランス２の３次巻線２ｃの巻数を１次巻線２ａと同数に選び、かつ第１のコンデンサ１５の充電電圧が直流電源１の電圧の２倍になるように第２のスイッチ素子１２のオン期間を選んでおくと、第１のスイッチ素子３がターンオフしたとき、第１のスイッチ素子３の両端の電圧はゼロから、第１のコンデンサ１５の容量に応じたスピードで上昇する。
【００２２】
そして、第１のコンデンサ１５の電圧が直流電源１の電圧より高い間は３次巻線２ｃと２次巻線２ｂが順方向に電磁結合されているため、リアクトル６を流れている電流に引っ張られる形で第１のコンデンサ１５が放電し、比較的短い間に第１のコンデンサ１５の電圧は直流電源１の電圧まで下がる。第１のコンデンサ１５の電圧が直流電源１の電圧に等しくなったとき、３次巻線２ｃの電流がピークになっているので引き続き流れ、第１のコンデンサ１５の電圧は直流電源１の電圧より低くなる。これによって３次巻線２ｃの電圧は正負反転し、リアクトル６との電磁結合が消えて、３次巻線２ｃのインダクタンスと第１のコンデンサ１５による共振が始まる。３次巻線２ｃのインダクタンスは大きいので共振の周期は長い。
【００２３】
この共振は３次巻線２ｃの電流がゼロになるまで続くが第１のコンデンサ１５の容量を適当に選んでおくことによって、第１のスイッチ素子３がオフ状態の間、３次巻線２ｃに電流を流し続けることが可能になり、従って、第１のスイッチ素子３のオフ期間を通じて、第１のトランス２の各巻線の電圧がゼロになることを防ぐことができる。
【００２４】
図３は図２の回路の主要部の電圧と電流を示している。図３に示されたグラフの上から順に、第１のスイッチ素子３のオン期間、第２のスイッチ素子１２のオン期間、第２のトランス１１の２次巻線１１ｂの電流、第１のコンデンサ１５の電圧、第１のトランス２の巻線の電圧を示している。第２のスイッチ素子１２のオン期間を所定の値に設定しているので、第１のコンデンサ１５に充電される電圧は発振の度に直流電源１の電圧の２倍の値まで充電される。第１のスイッチ素子３がターンオフすると、第１のコンデンサ１５は最初比較的速く放電してその電圧は下がるが、直流電源１の電圧に等しくなると電圧がゆっくり下がる。
【００２５】
図１及び図２に各々示した回路において、加えられたパルスの立ち上がりから所定のパルス幅のパルスを作る回路１３を、受動部品だけで構成することも、能動素子を組み合わせて作ることも、単安定マルチバイブレータを使うこともできる。
【００２６】
図１及び図２に各々示した請求項１記載の発明の実施例において、第１のスイッチ素子３と第２のスイッチ素子１２のいずれにもＭＯＳＦＥＴを用いているが、これらをバイポーラ型トランジスタ等の他のスイッチ素子で置き換えることも可能である。
【００２７】
請求項２記載の発明の実施例を示す回路図を省略するが、図１及び図２に示した回路図において、発振制御回路８を外部信号同期端子付き発振制御回路に変更し、加えられたパルスの立ち上がりから所定のパルス幅のパルスを作る回路１３をパルス発生器に変更し、パルス発生器の信号で発振制御回路がトリガされるように構成すれば各々請求項２記載の発明の実施例を示す回路になる。
【００２８】
【発明の効果】
本発明をフライバックコンバータに応用すると、スイッチ素子のソフトスイッチ化ができる。また、フォワードコンバータに応用すると、スイッチ素子のソフトスイッチ化と２次側整流回路をＭＯＳＦＥＴを用いた同期整流がシンプルな回路で構成できる。いずれのケースでも追加される回路がシンプルで原理を理解しやすいので広く応用されることが期待できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１記載の発明をフライバックコンバータに応用した一例を示す回路図である。
【図２】請求項１記載の発明をフォワードコンバータに応用した一例を示す回路図である。
【図３】図２の主要部の波形を示す回路図である。
【図４】従来方式の一例を示す回路図である。
【図５】図４におけるトランスコアの磁束密度と磁界の関係を示す図である。
【符号の説明】
１  直流電源
２  第１のトランス
２ａ  第１のトランスの１次巻線
２ｂ  第１のトランスの２次巻線
２ｃ  第１のトランスの３次巻線
３  第１のスイッチ素子
４  ダイオード
５ａ、５ｂ  ＭＯＳＦＥＴ
６  リアクトル
７  コンデンサ
８  発振制御回路
９  負荷
１１  第２のトランス
１１ａ  第２のトランスの１次巻線
１１ｂ  第２のトランスの２次巻線
１２  第２のスイッチ素子
１３  加えられたパルスの立ち上がりから所定のパルス幅のパルスを作る回路
１４  第１のダイオード
１５  第１のコンデンサ
１６  第２のダイオード
ＭＲＣ  励磁反転回路
ＴＲ１  トランス
ＣＣ１  発振制御回路
Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４  ＭＯＳＦＥＴ
Ｉ１、Ｉ２  ２次巻線の出力端子
Ｃ１  コンデンサ
Ｌ１  リアクトル
【図１】
0004257625.tif 000004
【図２】
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【図３】
0004257625.tif 000006
【図４】
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【図５】
0004257625.tif 000008