(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
単一縦モード光信号を生成する光源と、
一方の入力端にＮＲＺ信号が入力される排他的論理和回路及び前記排他的論理和回路の他方の入力端に接続され前記排他的論理和回路の出力を遅延させて前記排他的論理和回路に入力する遅延回路を備え２つの入力端の排他的論理和を演算して前記排他的論理和回路の出力端からプリコードＮＲＺ信号を生成するプリコード手段と、
前記プリコード手段により生成されるプリコードＮＲＺ信号を光位相変調器に直接印加することにより、前記光源により生成される前記単一縦モード光信号の位相を０あるいはπに変調し、変調した光位相変調信号を生成する光位相変調手段と、
阻止帯域中心が前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号の光キャリア周波数に一致しており、前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号からＲＺ光強度変調信号を生成するマッハツェンダ干渉型光フィルタである光フィルタ手段と、
を備えたことを特徴とする光送信器。
【請求項２】
前記光位相変調手段として、無変調時に透過率が零になるように直流バイアスされ、前記単一縦モード光信号をプリコードＮＲＺ信号により差動位相シフトキーイング変調を行なうマッハツェンダ光強度変調器を用いることを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
【請求項３】
前記マッハツェンダ干渉型光フィルタは、
入力光信号電界をＥin、光周波数をω、遅延素子の遅延量をτ、マッハツェンダ光フィルタ内の２つの導波路中の光信号の相対位相をφとした場合に、バンド阻止帯域中心周波数がチャネルのキャリア周波数に一致し、出力光電界が
【数１】
Ｅ（ｔ）＝（Ｅｉｎ／２）・ｅｘｐ｛−ｊ（ωτ＋φ）／２｝・ｓｉｎ（（ωτ＋φ）／２）    （式１）
なる式で与えられる
ことを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
【請求項４】
前記マッハツェンダ干渉型フィルタの２つのアームの相対遅延差が前記ＮＲＺ信号の伝送速度に基づく１タイムスロットであることを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
【請求項５】
一方の入力端に２値のＮＲＺデータ信号が入力される排他的論理和回路及び前記排他的論理和回路の他方の入力端に接続され前記排他的論理和回路の出力をｎビット遅延（ｎは自然数）遅延させて前記排他的論理和回路に入力する遅延回路を備え２つの入力端の排他的論理和を演算して前記排他的論理和回路の出力端からプリコードＮＲＺ信号を生成するＮＲＺプリコード手段と、
前記２値のＮＲＺデータ信号に同期し、かつ前記２値のＮＲＺデータ伝送速度の整数倍の周波数間隔を持つ２つの縦モードの光パルス列信号を生成する２モードビートパルス光源と、
前記ＮＲＺプリコード手段により生成されるプリコードＮＲＺ信号を光位相変調器に直接印加することにより、前記２モードビートパルス光源により生成される前記光パルス列信号の位相を０あるいはπに変調し、変調した光位相変調信号を生成する光位相変調手段と、
を備えたことを特徴とする光送信器。
【請求項６】
前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号から前記２値のＮＲＺデータ信号と同じ論理または反転論理のうちいずれか一方の論理となるＲＺ光強度変調信号を生成するマッハツェンダ干渉型光フィルタである光フィルタ手段を更に備えたことを特徴とする請求項５に記載の光送信器。
【請求項７】
前記マッハツェンダ型光フィルタは、その２つのアームの相対遅延差がｎ−１ビットより大きく、ｎ＋１ビット未満（ｎは自然数）であることを特徴とする請求項６に記載の光送信器。
【請求項８】
単一縦モード光信号を生成する光源と、
一方の入力端にＮＲＺ信号が入力される排他的論理和回路及び前記排他的論理和回路の他方の入力端に接続され前記排他的論理和回路の出力を遅延させて前記排他的論理和回路に入力する遅延回路を備え２つの入力端の排他的論理和を演算して前記排他的論理和回路の出力端からプリコードＮＲＺ信号を生成するプリコード手段と、
前記プリコード手段により生成されるプリコードＮＲＺ信号を光位相変調器に直接印加することにより、前記光源により生成される前記単一縦モード光信号の位相を０あるいはπに変調し、変調した光位相変調信号を生成する光位相変調手段と、
阻止帯域中心が前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号の光キャリア周波数に一致しており、前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号からＲＺ光強度変調信号を生成するマッハツェンダ干渉型光フィルタである光フィルタ手段とから成る光送信器と、
前記光送信器により送信出力されるＲＺ光強度変調信号を伝送する光伝送媒体と、
前記光伝送媒体を介して前記光送信器により送信出力されるＲＺ光強度変調信号を受信し、直接検波してベースバンド電気信号に変換する光受信器と、
を備えたことを特徴とする光伝送システム。
【請求項９】
前記光受信器は、
前記光伝送媒体を介して前記光送信器により送信出力されるＲＺ光強度変調信号を受信し、前記光伝送媒体の波長分散もしくは偏波分散による波形歪を補償し、直接検波してベースバンド電気信号に変換する
ことを特徴とする請求項８に記載の光伝送システム。
【請求項１０】
前記光源より生成される単一縦モード光信号に複数波長が多重されている場合、
各チャネルの光キャリア周波数は、前記光フィルタ手段の阻止帯域中心周波数に一致して配置され、
前記各チャネルにおける光送信器の光位相変調手段により生成される光位相変調信号を、前記光送信器の光フィルタ手段によりＲＺ強度変調信号に前記チャネル数だけ一括変換して前記光伝送媒体を介して伝送することを特徴とする請求項８または請求項９に記載の光伝送システム。
【請求項１１】
光送信器と、
前記光送信器により送信出力されるＲＺ光強度変調信号を伝送する光伝送媒体と、
前記光伝送媒体を介して前記光送信器により送信出力されるＲＺ光強度変調信号を受信し、直接検波してベースバンド電気信号に変換する光受信器とを備えた光伝送システムであって、
前記光送信器が、請求項１又は請求項６に記載の光送信器であることを特徴とする光伝送システム。
【請求項１２】
前記光源より生成される単一縦モード光信号、または前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号に複数波長が多重されている場合、前記光フィルタ手段の阻止帯域中心周波数は各チャネルの光キャリア周波数に一致して設定され、各波長に対応する各チャネルにおける光送信器の光位相変調手段により生成される光位相変調信号を、前記光フィルタ手段によりＲＺ強度変調信号に前記チャネル数だけ一括変換して前記光伝送媒体を介して伝送することを特徴とする請求項１１に記載の光伝送システム。
【請求項１３】
一方の入力端にＮＲＺ信号が入力される排他的論理和回路及び前記排他的論理和回路の他方の入力端に接続され前記排他的論理和回路の出力を遅延させて前記排他的論理和回路に入力する遅延回路を備え２つの入力端の排他的論理和を演算して前記排他的論理和回路の出力端からプリコードＮＲＺ信号を生成するプリコード手段と、
単一縦モード光信号を生成する光源と、
前記プリコード手段により生成されるプリコードＮＲＺ信号を光位相変調器に直接印加することにより、前記光源より生成される単一縦モード光信号の位相を０あるいはπに変調し、変調した光位相変調信号を生成する光位相変調手段と、
を備えたことを特徴とする光送信器と、
前記光送信器により送信出力される光位相変調信号を伝送する光伝送媒体と、
阻止帯域中心が前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号の光キャリア周波数に一致しており、前記光伝送媒体を介して前記光送信器により送信出力される光位相変調信号からＲＺ光強度変調信号を生成するマッハツェンダ干渉型光フィルタである光フィルタ手段を備え、前記光フィルタ手段を通した後に、直接検波してベースバンド電気信号に変換する光受信器と、
を備えたことを特徴とする光伝送システム。
【請求項１４】
一方の入力端にＮＲＺ信号が入力される排他的論理和回路及び前記排他的論理和回路の他方の入力端に接続され前記排他的論理和回路の出力をｎビット遅延（ｎは自然数）遅延させて前記排他的論理和回路に入力する遅延回路を備え２つの入力端の排他的論理和を演算して前記排他的論理和回路の出力端からプリコードＮＲＺ信号を生成するプリコード手段と、
前記ＮＲＺ信号に同期し、かつ前記ＮＲＺ信号の伝送速度の整数倍の周波数間隔を有する２つの縦モードの光パルス列信号を生成する２モードビートパルス光源と、
前記プリコード手段により生成されるプリコードＮＲＺ信号を光位相変調器に直接印加することにより、前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号のどちらか一方の位相を０あるいはπに変調し、変調した光位相変調信号を生成する光位相変調手段と、
を備えたことを特徴とする光送信器と、
前記光送信器により送信出力される光位相変調信号を伝送する光伝送媒体と、
前記光伝送媒体を介して前記光送信器により送信出力される光位相変調信号からＲＺ光強度変調信号を生成するマッハツェンダ干渉型光フィルタである光フィルタ手段を備え、前記光フィルタ手段を通した後に、直接検波してベースバンド電気信号に変換する光受信器と、
を備えたことを特徴とする光伝送システム。
【請求項１５】
前記光源より生成される単一縦モード光信号、または前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号に複数波長が多重されている場合、各波長に対応する前記各チャネルにおける光送信器の前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号を、前記光受信器の前記光フィルタ手段によりＲＺ強度変調信号に前記チャネル数で一括変換して前記光伝送媒体を介して伝送することを特徴とする請求項１３又は請求項１４に記載の光伝送システム。
【請求項１６】
前記光源より生成される単一縦モード光信号、または前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号に複数波長が多重されている場合、前記光フィルタ手段として、波長多重搬送周波数間隔に等しい周期を持つ周期光フィルタを用いることを特徴とする請求項８から請求項１５のうちいずれか１項に記載の光伝送システム。
【請求項１７】
前記光源より生成される単一縦モード光信号、または前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号に複数波長が多重されている場合、前記光フィルタ手段として、前記各チャネルの光信号帯域において等しい伝達関数を持つ光フィルタを用いることを特徴とする請求項８から請求項１６のうちいずれか１項に記載の光伝送システム。
【請求項１８】
前記光源より生成される単一縦モード光信号、または前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号に複数波長が多重されている場合、前記波長多重のチャネルは、隣接する波長チャネルが直交する偏波を持つことを特徴とする請求項８から請求項１７のいずれか１項に記載の光伝送システム。
【請求項１９】
前記光位相変調手段は、
初段が前記光源、または前記２モードビートパルス光源に接続され、最終段が光フィルタ手段に接続される直列に接続されたｎ個（ｎは自然数）のＤＰＳＫ変調器を有し、
前記プリコード手段は、
前記ｎ個のＤＰＳＫ変調器に対応して設けられるｎ個の前記プリコード回路と、
前記ＤＰＳＫ変調器と前記プリコード回路を接続するｎ個の遅延回路と、を備え、
前記ｎ個のプリコード回路のそれぞれは、
入力される伝送速度Ｂの被多重ベースバンド変調信号からプリコード信号を生成し、
前記ｎ個の遅延回路の中の初段からｍ番目の遅延回路は、
前記プリコード回路から出力されるプリコード信号のそれぞれを、ｍ／（ｎＢ）の時間だけ（ｍは自然数）遅延させ、遅延させたプリコード信号を接続される前記ＤＰＳＫ変調器に入力し、
最終段の前記ＤＰＳＫ変調器は、
前記ｎ個の被多重ベースバンド信号が時分割多重されたｎ×Ｂの伝送速度を持つ光位相変調信号を生成する特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の光送信器。
【請求項２０】
前記プリコード手段は、
伝送速度Ｂで動作するｎ個のプリコード回路と、
前記ｎ個のプリコード回路のそれぞれの出力端に接続され、ｍ番目の前記プリコード回路から出力されるプリコード出力信号をｍＴ０／ｎ（Ｔ０＝１／Ｂ、ｍ＝１〜ｎの自然数）だけそれぞれ遅延させて出力するｎ個の遅延回路と、
前記ｎ個の遅延回路に接続され、前記ｎ個の遅延回路から出力されるプリコード出力信号の排他的論理和を演算して伝送速度ｎＢの時分割多重されたプリコード信号を生成する排他的論理和回路と、
を備えたことを特徴とする請求項１から請求項７、請求項１９のうちいずれかに記載の光送信器。
【請求項２１】
前記光位相変調手段は、
初段が前記光源、または前記２モードビートパルス光源に接続され、最終段が光フィルタ手段に接続される直列に接続されたｎ個（ｎは自然数）のＤＰＳＫ変調器を有し、
前記プリコード手段は、
前記ｎ個のＤＰＳＫ変調器に対応して設けられるｎ個の前記プリコード回路と、
前記ＤＰＳＫ変調器と前記プリコード回路を接続するｎ個の遅延回路と、を備え、
前記ｎ個のプリコード回路のそれぞれは、
入力される伝送速度Ｂの被多重ベースバンド変調信号からプリコード信号を生成し、
前記ｎ個の遅延回路の中の初段からｍ番目の遅延回路は、
前記プリコード回路から出力されるプリコード信号のそれぞれを、ｍ／（ｎＢ）の時間だけ（ｍは自然数）遅延させ、遅延させたプリコード信号を接続される前記ＤＰＳＫ変調器に入力し、
最終段の前記ＤＰＳＫ変調器は、
前記ｎ個の被多重ベースバンド信号が時分割多重されたｎ×Ｂの伝送速度を持つ光位相変調信号を生成することを特徴とする請求項８から請求項１８のうちいずれか１項に記載の光伝送システム。
【請求項２２】
前記プリコード手段は、
伝送速度Ｂで動作するｎ個のプリコード回路と、
前記ｎ個のプリコード回路のそれぞれの出力端に接続され、ｍ番目の前記プリコード回路から出力されるプリコード出力信号をｍＴ０／ｎ（Ｔ０＝１／Ｂ、ｍ＝１〜ｎの自然数）だけそれぞれ遅延させて出力するｎ個の遅延回路と、
前記ｎ個の遅延回路に接続され、前記ｎ個の遅延回路から出力されるプリコード出力信号の排他的論理和を演算して伝送速度ｎＢの時分割多重されたプリコード信号を生成する排他的論理和回路と、
を備えたことを特徴とする請求項８から１８、請求項２１のうちいずれか１項に記載の光伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光ファイバ等の光伝送媒体が有する波長分散、あるいはこの波長分散と非線形光学効果との相互作用によって生じる伝送品質の劣化を最小限に抑えることのできる、光送信器および光伝送システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ファイバ等の伝送媒体が有する波長分散、あるいは、この波長分散と非線形光学効果との相互作用によって生じる伝送品質の劣化を最小限に抑えることを目的に、位相変調を併用したＲＺ（Return-to-Zero）光強度変調符号が提案されている。
例えば、文献１（Y.Miyamoto et.al."Duobinary carrier-suppressed return-to-zero  format and its application to 100GHz-spaced 8×43-Gbit/s DWDM unrepeatered transmission over 163km", Tech.Digest of OＦC2001, paper TuU4,2001）には、２モードビート信号を光デュオバイナリ符号で変調したDuobinary Carrier-Suppressed Return-to-Zero（DCS-RZ）符号に関する技術が開示されている。
【０００３】
図４１は、上記したDCS-RZ符号を用いた光送信器の従来の構成を説明するために引用した図である。
図４１において、第１のプッシュプル型マッハツェンダ（ＭＺ：Mach-Zehndor）光強度変調器９１は、無変調時に透過率が零になるよう直流バイアスされ、１／２分周器９２により発生した伝送速度の１／２の周波数の正弦波電気信号により相補的に駆動される。
搬送周波数fOの光源である単一縦モードＬＤ９０から出力されたＣＷ光は、ＭＺ光強度変調器９１の周波数逓倍機能と位相変調機能により強度および位相が同時に変調され、繰り返し周波数Ｂの２モードビート信号が生成される。ここでＢは伝送速度である。
【０００４】
第２のＭＺ光強度変調器９３では、２モードビート信号が、光デュオバイナリ符号でデータ変調される。入力ＮＲＺ（Non-Return-to-Zero）信号は、論理反転回路９４と、排他的論理和回路９５と、１ビット遅延回路９６により構成されるプリコーダ回路９７によりプリコードＮＲＺ符号に変換され、差動出力される。
差動プリコードＮＲＺ符号は、ベースバンド増幅器９８で増幅されたのち、３ｄＢ帯域Ｂ／４の低域通過フィルタ（ＬＰＦ９９）により相補的な３値の電気デュオバイナリ符号に変換される。第２のＭＺ光変調器９３は、無変調時に透過率が零になるよう直流バイアスされ、相補的な３値の電気デュオバイナリ符号により変調され、DCS-RZ光変調符号が生成される。
【０００５】
図４２、図４３は従来技術の動作例を示す。図４２（ａ）は、２値ＮＲＺ信号発生部１０３により生成される２値ＮＲＺ信号入力である。図４２（ｂ）は、２値ＮＲＺ信号を入力とした場合の論理反転回路９４の出力ＮＲＺデータ信号である。図４２（ｃ）は出力ＮＲＺデータ信号を入力信号とした場合のプリコード回路９７の正相出力信号であり、入力ＮＲＺ信号にスペースビットが入力される毎に論理が反転する動作となっている。図４２（ｄ）は、プリコード信号を入力とした場合のＬＰＦ９９の出力波形である。
論理的な信号としては、図４１に、符号１００で示したように、１ビット遅延回路１０１と論理和回路１０２により構成される動作と同じである。ＬＰＦ９９の帯域制限機能により、太い実線で示したような相補的な３値の電気デュオバイナリ信号が生成される。
【０００６】
図４２（ｅ）は、光源であるＬＤ９０からのＣＷ光信号を入力として第１のＭＺ光強度変調器９１で変調された２モードビート光信号の電界波形であり、ビット毎に位相がπ反転する繰り返し周波数が伝送速度に等しい光パルス列である。この２モードビート光信号は、図４２（ｄ）の３値の電気デュオバイナリ信号で変調され、図４２（ｆ）に示したようなDCS-RZ符号が発生される。マークビット毎に位相が反転する特徴を持ち、ＲＺ強度変調データ光信号となっていることがわかる。
【０００７】
図４３（ａ）は、第１ＭＺ光強度変調器９１から出力される２モードビート信号である。光キャリア信号成分fOは抑圧され、光周波数fb±Ｂ（Ｂは伝送速度）において周波数間隔Ｂの２つ縦モードが生じる。２つの縦モードが第２のＭＺ光変調器９３で各々光デュオバイナリ符号により変調される。
この結果、図４３（ｂ）に示したように、生成されたDCS-RZ光信号の光変調スペクトルは、光デュオバイナリ信号変調スペクトルが光周波数fo±Ｂにおいて２つ並び、キャリア成分が完全に抑圧された光変調スペクトルとなり、光変調帯域も２Ｂ程度と狭窄化される。このため、波長分散に対するトレランスは従来のＲＺに比べ、２倍になっている。
【０００８】
本符号は光デュオバイナリ符号の光非線形効果に対する劣化を抑圧するために、光変調帯域の拡大を抑圧しつつＲＺ符号化を実現する。このため高密度波長多重伝送システムに変調符号として適している。
また、光伝送符号として、２値ＲＺ強度変調符号を用いている。これらが波長多重されたシステムを考えた場合、信号パターンにより、他のチャネルから受ける相互相変調の光信号位相変化が異なり、波長分散などとのシステム性能を劣化させる場合がある。この改善を目的に、宮野らは、参考文献２（“Suppression  of  degradation  induced  by  SPM/XPG+GVM  transmission  using  a  bit-synchronous  intensity  modulated  DPSK  signal，T.Miyano，M.Fukutoku，K.Hattori  Digest  of  OECC2000，Makuhari，paper  14D3-3，  pp．580-581，2000”）においてＲＺ符号化された位相変調信号を提案している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記したように、位相変調を併用したＲＺ光強度変調符号を用いた従来の光送信器および光伝送システムでは、一般に、強度変調、位相変調、パルス変調に関して各々光変調器が必要となり、これら光変調器が多段にカスケードに接続される。このため、変調部における挿入損失が増加し、変調部出力における光出力パワーが低くなる。このため、光信号ショット雑音が増え、光送信部出力におけるＳＮ比が劣化する問題点があった。
【００１０】
また伝送速度が高速化した場合、多段に接続された各変調器の変調位相を精密に制御する必要があり、熱特性等による位相のドリフトを補償するために、この部分の安定な位相制御の実現を行う必要があった。このため、制御回路などが複雑化する問題点も顕在化する。
更に、従来の波長多重システムにおいて、特に、チャンネル数が増えた場合、各チャネルに光変調器を２つ以上搭載する必要があり、従って部品点数が多くなり、光送信器、あるいはそれらを用いた光伝送システムのコストが重む欠点があった。
【００１１】
一方、従来のDCS-RZ符号を用いたＲＺ光送信器および光伝送システムでは、データによる強度と位相変調を行う光デュオバイナリ符号化部において、伝送速度に依存して３値の光電気信号変換信号を発生するベースバンドアナログ処理回路（図１６に示すＬＰＦ９９）を実現する必要がある。
しかしながら、伝送速度が高速化した場合、この部分の実現が次第に困難になってくる。３値のデュオバイナリ電気信号の波形歪を抑圧するためには、まずＬＰＦ９９の阻止帯域での反射波による波形劣化を抑圧する必要がある。これに対し、高周波数帯では理想的な電気実装が難しくなり、特にフィルタの阻止域の反射波を終端することが困難となる。また、電気フィルタの理想的なロールオフ特性の実現を行う際、伝送速度が高速化するにしたがって伝送線路やフィルタの周波数依存損失や周波数分散が生じ、波形歪が生じる。このため波形の補償も困難になってくるといった問題があった。
【００１２】
また、従来のＲＺ化されたＰＳＫ信号は、波長多重システムを考えた場合の相互位相変調を抑圧できるものの、その光変調帯域が伝送速度の４倍程度に広がり、波長多重システムの0.4bit/s/Ｈz以上の高密度化を考えた場合、クロストークによる伝送品質劣化が問題となる。また、従来技術で高速化を考えた場合、変調器に入力するベースバンド信号を高速化する必要がある。
しかしながら、伝送速度の上昇につれ、一般に電子デパイスの耐圧が低下する傾向があり、変調器ドライバなど大振幅動作の実現が難しくなる欠点があった。更に、プリコード回路についてもその高速動作の実現が難しくなり、伝送速度が上昇するたびに設計製造しなおす必要があった。
【００１３】
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、位相変調を併用したＲＺ光強度変調符号を用いることにより、光変調器の低損失化、高速化を容易とし、また、従来、ベースバンドアナログ処理回路を用いて行っていた機能を光搬送波周波数領域で実行することによりアナログ信号処理の高速化をはかり、更に、利用する電気信号を全て２値ＮＲＺ符号とすることにより、駆動回路等増幅回路の実現を容易とした光送信器および光伝送システムを提供することを目的とする。
更に、光フィルタに周期性を持たせることにより波長多重信号の一括変換を可能とし、あるいは、パッシブな光フィルタを用いることによりアクティブな高速信号処理の同期機能を省略でき、位相変調を併用したＲＺ光強度変調符号を用いた光送信器および光伝送システムを提供することも目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記した課題を解決するための本願第1の発明は、単一縦モード光信号を生成する光源と、一方の入力端にＮＲＺ信号が入力される排他的論理和回路及び前記排他的論理和回路の他方の入力端に接続され前記排他的論理和回路の出力を遅延させて前記排他的論理和回路に入力する遅延回路を備え２つの入力端の排他的論理和を演算して前記排他的論理和回路の出力端からプリコードＮＲＺ信号を生成するプリコード手段と、前記プリコード手段により生成されるプリコードＮＲＺ信号を光位相変調器に直接印加することにより、前記光源により生成される前記単一縦モード光信号の位相を０あるいはπに変調し、変調した光位相変調信号を生成する光位相変調手段と、阻止帯域中心が前期光位相変調手段により生成される光位相変調信号の光キャリア周波数に一致しており、前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号からＲＺ光強度変調信号を生成するマッハツェンダ干渉型光フィルタである光フィルタ手段と、を備えたことを特徴とする光送信器である。
【００１５】
また、本願第２の発明は、上記に記載の発明において、前記光位相変調手段として、無変調時に透過率が零になるように直流バイアスされ、前記単一縦モード光信号をプリコードＮＲＺ信号により差動位相シフトキーイング変調を行なうマッハツェンダ光強度変調器を用いることを特徴とする。
【００１６】
また、本願第３の発明は、上記に記載の発明において、前記マッハツェンダ干渉型光フィルタは、入力光信号電界をＥｉｎ、光周波数をω、遅延素子の遅延量をτ、マッハツェンダ光フィルタ内の２つの導波路中の光信号の相対位相をφとした場合に、バンド阻止帯域中心周波数がチャネルのキャリア周波数に一致し、出力光電界が以下の式で与えられることを特徴とする。
【数２】
Ｅ（ｔ）＝（Ｅｉｎ／２）・ｅｘｐ｛−ｊ（ωτ＋φ）／２｝・ｓｉｎ（（ωτ＋φ）／２）（式１）
【００１７】
また、本願第４の発明は、上記に記載の発明において、前記マッハツェンダ干渉型フィルタの２つのアームの相対遅延差が前記ＮＲＺ信号の伝送速度に基づく１タイムスロットであることを特徴とする。
【００１８】
上記した課題を解決するための本願第５の発明は、一方の入力端に２値のＮＲＺデータ信号が入力される排他的論理和回路及び前記排他的論理和回路の他方の入力端に接続され前記排他的論理和回路の出力をｎビット遅延（ｎは自然数）遅延させて前記排他的論理和回路に入力する遅延回路を備え２つの入力端の排他的論理和を演算して前記排他的論理和回路の出力端からプリコードＮＲＺ信号を生成するＮＲＺプリコード手段と、前記２値のＮＲＺデータ信号に同期し、かつ前記２値のＮＲＺデータ伝送速度の整数倍の周波数間隔を持つ２つの縦モードの光パルス列信号を生成する２モードビートパルス光源と、前記ＮＲＺプリコード手段により生成されるプリコードＮＲＺ信号を光位相変調器に直接印加することにより、前記２モードビートパルス光源により生成される前記光パルス列信号の位相を０あるいはπに変調し、変調した光位相変調信号を生成する光位相変調手段と、を備えたことを特徴とする光送信器である。
【００１９】
また、本願第６の発明は、上記に記載の発明において、前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号から前記２値のＮＲＺデータ信号と同じ論理または反転論理のうちいずれか一方の論理となるＲＺ光強度変調信号を生成するマッハツェンダ干渉型光フィルタである光フィルタ手段を更に備えたことを特徴とする。
また、本願第７の発明は、上記に記載の発明において、前記マッハツェンダ型光フィルタは、その２つのアームの相対遅延差がｎ−１ビットより大きく、ｎ＋１ビット未満（ｎは自然数）であることを特徴とする。
【００２０】
上記した課題を解決するための本願第８の発明は、単一縦モード光信号を生成する光源と、一方の入力端にＮＲＺ信号が入力される排他的論理和回路及び前記排他的論理和回路の他方の入力端に接続され前記排他的論理和回路の出力を遅延させて前記排他的論理和回路に入力する遅延回路を備え２つの入力端の排他的論理和を演算して前記排他的論理和回路の出力端からプリコードＮＲＺ信号を生成するプリコード手段と、前記プリコード手段により生成されるプリコードＮＲＺ信号を光位相変調器に直接印加することにより、前記光源により生成される前記単一縦モード光信号の位相を０あるいはπに変調し、変調した光位相変調信号を生成する光位相変調手段と、阻止帯域中心が前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号の光キャリア周波数に一致しており、前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号からＲＺ光強度変調信号を生成するマッハツェンダ干渉型光フィルタである光フィルタ手段とから成る光送信器と、前記光送信器により送信出力されるＲＺ光強度変調信号を伝送する光伝送媒体と、前記光伝送媒体を介して前記光送信器により送信出力されるＲＺ光強度変調信号を受信し、直接検波してベースバンド電気信号に変換する光受信器と、を備えたことを特徴とする光伝送システムである。
また、本願第９の発明は、上記に記載に発明において、前記光受信器は、前記光伝送媒体を介して前記光送信器により送信出力されるＲＺ光強度変調信号を受信し、前記光伝送媒体の波長分散もしくは偏波分散による波形歪を補償し、直接検波してベースバンド電気信号に変換することを特徴とする。
【００２１】
また、本願第１０の発明は、上記に記載の発明において、前記光源より生成される単一縦モード光信号に複数波長が多重されている場合、各チャネルの光キャリア周波数は、前記光フィルタ手段の阻止帯域中心周波数に一致して配置され、前記各チャネルにおける光送信器の光位相変調手段により生成される光位相変調信号を、前記光送信器の光フィルタ手段によりＲＺ強度変調信号に前記チャネル数だけ一括変換して前記光伝送媒体を介して伝送することを特徴とする。
【００２２】
上記した課題を解決するための本願第１１の発明は、光送信器と、前記光送信器により送信出力されるＲＺ光強度変調信号を伝送する光伝送媒体と、前記光伝送媒体を介して前記光送信器により送信出力されるＲＺ光強度変調信号を受信し、直接検波してベースバンド電気信号に変換する光受信器とを備えた光伝送システムであって、前記光送信器が、本願第１の発明又は第６の発明の光送信器であることを特徴とする光伝送システムである。
【００２３】
また、本願第１２の発明は、上記に記載の発明において、前記光源より生成される単一縦モード光信号、または前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号に複数波長が多重されている場合、前記光フィルタ手段の阻止帯域中心周波数は各チャネルの光キャリア周波数に一致して設定され、各波長に対応する各チャネルにおける光送信器の光位相変調手段により生成される光位相変調信号を、前記光フィルタ手段によりＲＺ強度変調信号に前記チャネル数だけ一括変換して前記光伝送媒体を介して伝送することを特徴とする。
【００２４】
上記した課題を解決するための本願第１３の発明は、一方の入力端にＮＲＺ信号が入力される排他的論理和回路及び前記排他的論理和回路の他方の入力端に接続され前記排他的論理和回路の出力を遅延させて前記排他的論理和回路に入力する遅延回路を備え２つの入力端の排他的論理和を演算して前記排他的論理和回路の出力端からプリコードＮＲＺ信号を生成するプリコード手段と、単一縦モード光信号を生成する光源と、前記プリコード手段により生成されるプリコードＮＲＺ信号を光位相変調器に直接印加することにより、前記光源より生成される単一縦モード光信号の位相を０あるいはπに変調し、変調した光位相変調信号を生成する光位相変調手段と、を備えたことを特徴とする光送信器と、前記光送信器により送信出力される光位相変調信号を伝送する光伝送媒体と、阻止帯域中心が前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号の光キャリア周波数に一致しており、前記光伝送媒体を介して前記光送信器により送信出力される光位相変調信号からＲＺ光強度変調信号を生成するマッハツェンダ干渉型光フィルタである光フィルタ手段を備え、前記光フィルタ手段を通した後に、直接検波してベースバンド電気信号に変換する光受信器と、を備えたことを特徴とする光伝送システムである。
また上記した課題を解決するための本願第１４の発明は、一方の入力端にＮＲＺ信号が入力される排他的論理和回路及び前記排他的論理和回路の他方の入力端に接続され前記排他的論理和回路の出力をｎビット遅延（ｎは自然数）遅延させて前記排他的論理和回路に入力する遅延回路を備え２つの入力端の排他的論理和を演算して前記排他的論理和回路の出力端からプリコードＮＲＺ信号を生成するプリコード手段と、前記ＮＲＺ信号に同期し、かつ前記ＮＲＺ信号の伝送速度の整数倍の周波数間隔を有する２つの縦モードの光パルス列信号を生成する２モードビートパルス光源と、前記プリコード手段により生成されるプリコードＮＲＺ信号を光位相変調器に直接印加することにより、前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号のどちらか一方の位相を０あるいはπに変調し、変調した光位相変調信号を生成する光位相変調手段と、を備えたことを特徴とする光送信器と、前記光送信器により送信出力される光位相変調信号を伝送する光伝送媒体と、前記光伝送媒体を介して前記光送信器により送信出力される光位相変調信号からＲＺ光強度変調信号を生成するマッハツェンダ干渉型光フィルタである光フィルタ手段を備え、前記光フィルタ手段を通した後に、直接検波してベースバンド電気信号に変換する光受信器と、を備えたことを特徴とする光伝送システムである。
【００２５】
また、本願第１５の発明は、上記に記載の発明において、前記光源より生成される単一縦モード光信号、または前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号に複数波長が多重されている場合、各波長に対応する前記各チャネルにおける光送信器の前記光位相変調手段により生成される光位相変調信号を、前記光受信器の前記光フィルタ手段によりＲＺ強度変調信号に前記チャネル数で一括変換して前記光伝送媒体を介して伝送することを特徴とする。
また、本願第１６の発明は、上記に記載の発明において、前記光源より生成される単一縦モード光信号、または前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号に複数波長が多重されている場合、前記光フィルタ手段として、波長多重搬送周波数間隔に等しい周期を持つ周期光フィルタを用いることを特徴とする。
また、本願第１７の発明は、上記に記載の発明において、前記光源より生成される単一縦モード光信号、または前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号に複数波長が多重されている場合、前記光フィルタ手段として、前記各チャネルの光信号帯域において等しい伝達関数を持つ光フィルタを用いることを特徴とする。
また、本願第１８の発明は、上記に記載の発明において、前記光源より生成される単一縦モード光信号、または前記２モードビートパルス光源より生成される前記光パルス列信号に複数波長が多重されている場合、前記波長多重のチャネルは、隣接する波長チャネルが直交する偏波を持つことを特徴とする。
【００２６】
また、本願第１９の発明は、上記に記載の発明において、前記光位相変調手段は、初段が前記光源、または前記２モードビートパルス光源に接続され、最終段が光フィルタ手段に接続される直列に接続されたｎ個（ｎは自然数）のＤＰＳＫ変調器を有し、前記プリコード手段は、前記ｎ個のＤＰＳＫ変調器に対応して設けられるｎ個の前記プリコード回路と、前記ＤＰＳＫ変調器と前記プリコード回路を接続するｎ個の遅延回路と、を備え、前記ｎ個のプリコード回路のそれぞれは、入力される伝送速度Ｂの被多重ベースバンド変調信号からプリコード信号を生成し、前記ｎ個の遅延回路の中の初段からｍ番目の遅延回路は、前記プリコード回路から出力されるプリコード信号のそれぞれを、ｍ／（ｎＢ）の時間だけ（ｍは自然数）遅延させ、遅延させたプリコード信号を接続される前記ＤＰＳＫ変調器に入力し、最終段の前記ＤＰＳＫ変調器は、前記ｎ個の被多重ベースバンド信号が時分割多重されたｎ×Ｂの伝送速度を持つ光位相変調信号を生成する特徴とする。
【００２８】
また、本願第２０の発明は、上記に記載の発明において、前記プリコード手段は、伝送速度Ｂで動作するｎ個のプリコード回路と、前記ｎ個のプリコード回路のそれぞれの出力端に接続され、ｍ番目の前記プリコード回路から出力されるプリコード出力信号をｍＴ０／ｎ（Ｔ０＝１／Ｂ、ｍ＝１〜ｎの自然数）だけそれぞれ遅延させて出力するｎ個の遅延回路と、前記ｎ個の遅延回路に接続され、前記ｎ個の遅延回路から出力されるプリコード出力信号の排他的論理和を演算して伝送速度ｎＢの時分割多重されたプリコード信号を生成する排他的論理和回路と、を備えたことを特徴とする。
【００２９】
また、本願第２１の発明は、上記に記載の発明において、前記光位相変調手段は、初段が前記光源、または前記２モードビートパルス光源に接続され、最終段が光フィルタ手段に接続される直列に接続されたｎ個（ｎは自然数）のＤＰＳＫ変調器を有し、前記プリコード手段は、前記ｎ個のＤＰＳＫ変調器に対応して設けられるｎ個の前記プリコード回路と、前記ＤＰＳＫ変調器と前記プリコード回路を接続するｎ個の遅延回路と、を備え、前記ｎ個のプリコード回路のそれぞれは、入力される伝送速度Ｂの被多重ベースバンド変調信号からプリコード信号を生成し、前記ｎ個の遅延回路の中の初段からｍ番目の遅延回路は、前記プリコード回路から出力されるプリコード信号のそれぞれを、ｍ／（ｎＢ）の時間だけ（ｍは自然数）遅延させ、遅延させたプリコード信号を接続される前記ＤＰＳＫ変調器に入力し、最終段の前記ＤＰＳＫ変調器は、前記ｎ個の被多重ベースバンド信号が時分割多重されたｎ×Ｂの伝送速度を持つ光位相変調信号を生成することを特徴とする。
【００３２】
また、本願第２２の発明は、上記に記載の発明において、前記プリコード手段は、伝送速度Ｂで動作するｎ個のプリコード回路と、前記ｎ個のプリコード回路のそれぞれの出力端に接続され、ｍ番目の前記プリコード回路から出力されるプリコード出力信号をｍＴ０／ｎ（Ｔ０＝１／Ｂ、ｍ＝１〜ｎの自然数）だけそれぞれ遅延させて出力するｎ個の遅延回路と、前記ｎ個の遅延回路に接続され、前記ｎ個の遅延回路から出力されるプリコード出力信号の排他的論理和を演算して伝送速度ｎＢの時分割多重されたプリコード信号を生成する排他的論理和回路と、を備えたことを特徴とする。
【００３３】
上記構成において、プリコード手段でベースバンドデータ入力信号を予めプリコードし、位相変調手段でプリコード信号を用いて位相変調を行ない、ここで生成された位相変調光信号を光フィルタ手段により位相変調を伴うＲＺ強度変調信号に変換する。位相変調手段として、例えば、差動得位相シフトキーイング（ＤＰＳＫ：（Differential  Phase  Shift  Keying））を用いて符号化されたＤＰＳＫ位相変調信号を生成し、ＤＰＳＫ光変調信号手段の後段に配置された光フィルタ手段により、位相変調信号−ＲＺ強度信号変換を行なう。
上記した光フィルタ手段として光周期フィルタを用いれば、光フィルタの広帯域性により波長多重信号を一括して処理することが可能となり、チャンネル毎に光フィルタ手段を用いる必要がない。このため、チャンネル数が多きい大容量波長多重システムにおいては、部品点数の大幅な削減が可能となり、光送信機のコストの低廉化が可能となる。また、高速信号が不要なパッシブな光フィルタを用いることにより、変調器間の信号位相の精密な制御が不要となる。
【００３４】
特に、位相変調手段として、前記単一縦モード光信号をプリコードＮＲＺ信号により差動位相シフトキーイング変調を行うマッハツェンダ光強度変調器を用いることにより、電気信号としては２値ＮＲＺ信号のみを用いることができ、ベースバンド信号処理の実現を容易にでき、光変調器の個数を削減できる。また、従来、ベースバンドで行っていたアナログ処理機能を、光フィルタを用いてパッシブな光キャリア周波数帯での信号変換を用いて実現することにより、理想的なアナログ処理機能を実現でき、フィルタ処理における反射特性の改善や伝送特性の広帯域化が可能となる。
【００３５】
また本発明の他の実施形態として、位相変調／ＲＺ強度変調変換する光フィルタを、光通信システムの受信側に配置し、伝送符号としては位相変調を用い、その強度を位相変調されたＲＺパルスを用いる。これにより、波長多重伝送時における相互位相変調などの非線形クロストークによる伝送品質劣化を抑圧しつつ、従来技術に比較して光変調帯域を圧縮することが可能となり、波長多重システムの高密度化を達成することが可能となる。
本発明の更に他の実施形態として、位相変調部を、直列にｎ段接続された位相変調器で構成する。このことにより、ベースバンド信号処理速度Ｂ’の変調器ドライブやプリコード回路を用いて、伝送速度Ｂ＝ｎＸＢ’のｎ時分割多重化されたＲＺ強度変調を伴う位相変調データ光信号または位相変調を伴ったＲＺ強度データ光信号を発生させることが可能となる。
これらの多重化された信号は、いずれも帯域圧縮されたＲＺ信号であり、従来技術に比較して、簡単な構成で高密度の波長多重システムを構成することができる。
【００３６】
また、本発明における送信器または光伝送システムのプリコード手段の別実施形態として、ｎ個の信号処理速度Ｂ’のプリコード回路と、当該プリコード回路のｎ個の出力信号を遅延させる遅延手段と、ｎ個の遅延された出力信号の排他的論理和をとる排他的論理和回路で構成することにより、伝送速度Ｂ＝ｎＸＢ’のｎ時分割多重化されたプリコード信号を生成することができ、高速化を容易に実現することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明における光送信器の一実施形態を示すブロック図である。図１において、ＮＲＺ信号発生部１から出力された２値ＮＲＺ電気信号は、プリコード部２に入力される。プリコード部２では、光送信器出力が入力されるＮＲＺ信号に一致するような信号処理を行う。プリコード部２で生成される差動プリコードＮＲＺ信号は必要により増幅され、光位相変調部３に入力される。
光源４（ＬＤ）から発せられる単一縦モードＣＷ光信号は、光位相変調部３で適切な位相変調がおこなわれた後、光位相変調信号をＲＺ強度変調信号に変換する光フィルタ部５に入力される。光フィルタ部５の出力は必要に応じて光増幅され、所定の光パワーで本発明の光送信器の出力信号として生成出力される。
【００３８】
図２に、図１に示す光送信器の各ブロックの詳細構成を示す。図中、図１に示すブロックと同一番号の付されたブロックは、図１に示すそれと同じとする。
ＮＲＺ信号発生部１から出力されたＮＲＺ電気信号は、プリコード部２に入力される。プリコード部２は、排他的論理和回路（ＥＸＯＲ２１）と、１ビット遅延回路２２と、差動出力回路２３により構成される。プリコード部２が従来におけるプリコード部９７（図１６）と異なる点は、データ入力信号の論理反転回路９４がない点である。
図２に示すプリコード部２では、差動符号化が行なわれ、入力ＮＲＺ信号にマークビットが入力される毎に論理が反転する差動プリコード符号化ＮＲＺ信号が差動出力される。この差動符号化ＮＲＺ信号は光位相変調部３に入力され、光位相変調部３ではベースバンド増幅器３１で必要に応じて増幅し、ＭＺ光強度変調器３２に供給する。
【００３９】
図３は、図２に示すＭＺ光変調器３２の動作を説明するために引用した図である。図３に示されるように、プリコード部２により生成される差動符号化ＮＲＺ信号は、等振幅で増幅され、それぞれＭＺ光変調器３２の半波長電圧まで増幅されることが望ましい。ここで、ＭＺ光変調器３２の直流バイアスは、無変調時に透過率零（transmission-null）になるようバイアスされる。
説明を図２に戻し、上記の動作条件に従い、ＭＺ光変調器３２は、ＤＰＳＫ（Differential  Phase  Shift  Keying）符号化されたＤＰＳＫ光信号を生成出力する。ＤＰＳＫ光信号は、光フィルタ部５を構成する阻止帯域中心がＤＰＳＫ光信号の光キャリア周波数に一致したマッハツェンダ干渉型（ＭＺＩ）光フィルタに入力される。 ＭＺＩ光フィルタは、入力ポート５１、クロス出力ポート５５に配置された３ｄＢ方向性結合器（５２、５３）と、遅延量τ（ｓ）の光遅延素子５４から構成される。スルーポート５５に入力された光信号をEinとした場合、ＭＺＩ光フィルタの出力光電界は、以下の式で与えられる。
【数３】
0004278332.tif 000002
ここで、E0は振幅、ωは光周波数、τは光遅延素子５４の遅延量、φはマッハツェンダ光フィルタ内における２つの導波路中の光信号の相対位相である。
【００４０】
図４は、本発明実施形態の動作を詳細に説明するために引用した図である。ここでは、遅延素子の遅延量τをＴ0／２（Ｔ0＝１／Ｂ：但し、Ｂは伝送速度）に等しくした場合を示した。
図４（ａ）は、入力ＮＲＺベースバンド電気信号（２値）、図４（ｂ）は、（ａ）を入力とした場合のプリコード部２の入力プリコードＮＲＺベースバンド電気信号である。図４（ｃ）はこのプリコードＮＲＺ信号により、ＭＺ光変調器３２で変調され、生成されるＤＰＳＫ光変調信号である。図４（ｄ）は、光遅延素子５４によりτ遅延されたＭＺＩ光フィルタのＣ点（図２）におけるＤＰＳＫ光信号、図４（ｅ）は、ＭＺＩ光フィルタのＢ点におけるＤＰＳＫ光信号（マッハツェンダ干渉型光フィルタ出力信号）である。点線は論理的な電界エンベロープであり、実線はプリコードＮＲＺ電気信号に帯域制限をかけた光位相変調を行った場合のＤＰＳＫ光信号である。また、図４（ｆ）は、直接検波波形である。
なお、図４（ｅ）は、上記した（式１）によりＭＺＩ光フィルタ５１の３ｄＢ方向性結合器５３のスルーポート５６に出力されるＲＺ光信号を示す。点線は論理的な電界エンベロープであり、実線はプリコードＮＲＺ電気信号に帯域制限をかけ光位相変調を行った場合の電界エンベロープである。
【００４１】
図４（ｅ）（ｆ）から、ＭＺＩ光フィルタ出力は、マークビット毎に位相が反転するDCS-RZ信号と同じ位相変化則を持つ信号となっていることがわかる。図２に示す光フィルタ部５において、阻止帯域の光変調信号は、３ｄＢ方向性結合器５３のクロスポート５６に分離される。このため、クロスポート５６を斜め研磨する等、終端することにより、光フィルタ阻止帯域における反射波は、スルーポート５５にも入力ポート５１にも戻らないため、反射特性を十分低減できる。
【００４２】
図５、図６は、図２に示す、それぞれＡ、Ｂにおける光変調スペクトルを表している。図５では遅延量τ＝T0、図６ではτ＝T0／２の場合を示した。
図５（ａ）、図６（ａ）は、図２に示すＡ点でのＤＰＳＫ光変調スペクトルである。縦軸にスペクトル強度、横軸に光周波数を目盛ってある。図５（ｂ）、図６（ｂ）は、図２に示すＭＺＩ光フィルタ５１の周波数応答特性を示している。縦軸に透過率（ｄＢ）、横軸に光周波数を目盛ってある。
図５では、周期Ｂ（Ｂは伝送速度）の正弦波周波数応答を持ち。図６では周期２Ｂの正弦波周波数応答を持つ。図５（ｃ）、図６（ｃ）は、変換されたＲＺ信号光変調スペクトルを示す。縦軸にスペクトル強度、横軸に光周波数を目盛ってある。ここでは、キャリア周波数が完全に抑圧され、変調帯域２Ｂの変調スペクトルとなっている。
以上説明のように、光フィルタ部５により出力されるＲＺ光信号は、図４に示す波形応答の光位相変化則と、図５、図６に示す光変調スペクトルから、DCS-RZ符号であることがわかる。
【００４３】
図７は、図２に示す光位相変調部３を他の構成で実現した場合の動作を説明するために引用した図である。図７に示す例において、図２に示す実施形態との差異は、光パルス中で光位相が時間的に変化するチャープを伴う点と、光強度変化が伴わない点である。
図７では、ベースバンドプリコードＮＲＺ電気信号入力（ａ,ｂ,ｃ,ｄ）の各ポイントに対し出力される光位相が、光位相応答（ａ,ｂ,ｃ,ｄ）の各ポイントに対応して出力され、光位相が線形に変化する応答特性をもつ。このような特性は、例えばLiNbO3などに形成された直線光導波路の屈折率を電気光学効果により変調する形態の光位相変調器により容易に実現できる。
【００４４】
図８は、図２に示す光フィルタ部５の他の実施形態を示した図である。図８に示す実施形態において、図２に示す実施形態との差異は、光フィルタ部５を構成するマッハツェンダ干渉型フィルタの光分岐部に、３ｄＢ方向性結合器５２、５３の代わりに、Ｙ分岐導波路５８、５９を用いた点である。
図８において、光入力ポート５７から入力されたＤＰＳＫ光信号は、Ｙ分岐導波路５８により５０％ずつパワー分岐され、２つの方路にわかれる。一方は遅延量τの光遅延素子５４を通過し、再びＹ分岐導波路５９で合波され、出力ポート６０から出力される。
【００４５】
以下、上記した光送信器を用いた光伝送システムについて説明する。図９は、本発明における光伝送システムの一実施形態を説明するために引用した図である。光送信器６１については上記した実施形態と同じものを使用するため、ここでの説明は重複を避ける意味で省略する。
図９において、２値ＮＲＺ入力電気信号は、光送信器６１においてＲＺ信号に変換され、必要により光増幅器６２により光増幅され、所定の信号パワーに設定された後、光伝送媒体６２に供給出力される。光伝送媒体６９は、光ファイバ伝送路６３のみから構成されてもよいし、また、光ファイバ伝送路６３が光増幅中継器６４で直接増幅中継された光伝送路でもよい。
光伝送媒体６９の出力信号は、光受信器６５に入力される。光受信器６５では、光増幅器６２で前置増幅されたのちに、必要に応じて波長分散や偏波分散を補償する分散補償回路６６に入力され、光伝送媒体６９の分散（波長分散もしくは偏波分散）による波形歪が補償される。分散補償回路６６の出力は、光信号直接検波素子６７において直接検波され、ベースバンド電気信号に変換される。ベースバンド電気信号は、必要に応じて等化増幅され、クロックデータリカバリ（ＣＤＲ）回路６８でタイミング抽出、識別再生がおこなわれ、送信されたデータが再生される。
【００４６】
図１０は、図９に示す本発明光伝送システムの実験システムを説明するために引用した図である。
図１０において、1.55um帯の光源（ＤＦＢ−ＬＤ）７０で生成される単一縦モード光信号が、LiNbO3を用いたプッシュプルＭＺ変調器３２に入力される。なお、ここに示される実験システムで用いた試験信号は、42.7Gbit/sのＭ系列の擬似ランダム信号（ＰＮ７段信号）とする。ここで、プリコード部２は、ＰＮ信号を同じＰＮ信号に変換する性質を持つため省略してある。
図１０において、ＮＲＺパルスパターン発生器７１によって生成された４チャネルの10.66Gbit/s（以下10.7Gbit/sと表す）で変調されたＭ系列のＰＮ７段のＮＲＺ光信号は、それぞれ適切な位相関係を保ち、１:４ビットインタリーブ多重化回路（１：４ＭＵＸ）７２に入力され、42.64Gbit/s（以下42.7Gbit/sと表す）におけるＭ系列のＰＮ７段信号となるよう多重化され、差動出力される。
【００４７】
この差動出力信号は、増幅器３１において第１のＭＺ光変調器３２における半波長電圧以下の振幅まで増幅されたのち、第１のＭＺ光変調器３２に入力される。なお、第１のＭＺ光変調器３２として、文献２（K.Noguchi et al. "CLEO PacificRim'99, FS2,1999）に開示されているLiNbO3を用いた進行波型ＭＺ光強度変調器を用いた。
ＭＺ光変調器３２は、バイアス回路７３により、無変調時に透過率零になるよう直流バイアスされており、ＭＺ光変調器３２の出力は、42.7Gbit/sPN７段のＤＰＳＫ光変調符号となる。
42.7Gbit/s ＤＰＳＫ 光変調符号は、シリカ導波路上に形成されたマッハツェンダ干渉型（ＭＺＩ）光フィルタ７４に入力される。ＭＺＩフィルタ７４としては、遅延時間が１０psで、周波数間隔１００GHzの周期光フィルタを用いる。ＭＺＩフィルタ７４の温度を制御し、ＭＺＩフィルタ７４の阻止周波数をDFB-LDのキャリア周波数に合わせた。このような動作点で光フィルタを通過させることによりＭＺＩ光フィルタ７４出力は、DCS-RZ符号として出力される。そして、ＥＤＦＡ光増幅ポストアンプ（エルビウムドープ光ファイバアンプ）７５で増幅し、1.55um零分散光ファイバ伝送路７６を伝送後、光受信器に入力される。
【００４８】
光受信器では、ＥＤＦＡ光増幅ポストアンプ７５で増幅されたものを更にＥＤＦＡ光増幅プリアンプ７７で増幅する。その後、光信号直接検波素子６７に入力されて直接検波され、２値ＮＲＺベースバンド電気信号に変換される。そして、ＣＤＲ回路６８に供給され、ＣＤＲ回路６８により識別再生された42.7Gbit/sＮRZデータ信号は、更に、１：４ビットインタリーブ分離回路７８で４つの10.7Gbit/sに分離され、おのおの10.7Gbit/sの誤り率測定器７９で誤り率を測定した。
【００４９】
図１１は、図１０に示す実験システムの動作を説明するために引用した図である。
ＭＺ光強度変調器３２では、42.7Gbit/sNRZ信号でプッシュプル駆動することによりＤＰＳＫ光信号が出力される。図１１（ａ）に、ＤＰＳＫ光信号の変調スペクトルが、図１１（ｂ）にＤＰＳＫ光信号の直接検波波形が示されている。また、図１１（ｃ）には、ＭＺＩフィルタ７４の出力の直接検波波形、図１１（ｄ）にはＭＺＩフィルタ７４の光出力信号の光変調スペクトルがそれぞれ示されている。
図１１（ｃ）から、42.7Gbit/sにおいて位相光変調信号がＲＺ強度変調信号に良好に変換されていることがわかり、また、図１１（ｄ）の光変調スペクトルからキャリア周波数f0（=193.307THz）が抑圧されたDCS-RZ符号の変調スペクトルになっていることがわかる。
【００５０】
ＰＮ７段ＮＲＺ信号を用いて誤り率特性を評価した結果、42.7Gbit/sにおいて誤りなしであることが確認され、誤り率10-9で受信感度-27dBmの良好な感度を得られた。以上のことから本符号がDCS-RZ光符号化則に則ったDCS-RZ符号であることが確認できた。
また、ＭＺＩフィルタ７４のパスバンドにおける光損失は約２dBであり、反射減衰量も-40dB以下であり、ＭＺ光変調器を用いる構成に比べて非常に低損失かつ広帯域な変調系を構成できた。
【００５１】
図１２は、本発明における光伝送システムの他の実施形態を説明するために引用した図である。
図１２に示す実施形態において、光伝送媒体６９、光受信器６５は図９に示す実施形態と同一であるが、光送信器６１が波長多重伝送方式を用いている点のみ異なる。
すなわち、光送信器６１は、波長多重システムのチャンネル数（CH#0〜CH#n）だけ配置される。図２に示すDCS-RZ信号を出力する光送信器を用いる場合には、各チャネルの光キャリア周波数（f01〜f0n）は、光フィルタ部５の阻止帯中心光周波数に一致して配置される。各光送信器６１では、各チャネルの異なるキャリア信号が各々の光送信器においてDCS-RZ変調符号で変調される。各チャネルの光送信器６１内に配置された光フィルタ部５としてＭＺ型の光フィルタを用いてよい。各チャネルの光送信器６１で生成されたＲＺ変調信号は、必要に応じて光増幅器６２で光増幅されたのち、波長多重光合波フィルタ８０に入力され、波長多重される。
【００５２】
波長多重光合波フィルタ８０で一括波長多重されたDCS-RZ光信号は、必要に応じてＥＤＦＡ光増幅ポストアンプ６２で増幅され、この増幅されたDCS−RZ光変調符号は、所定の送信チャネルパワーで光伝送媒体６９に伝送のために供給される。光伝送媒体６９は、例えば、光ファイバが光増幅中継器で光直接増幅中継された線形中維伝送路でもよい。
光伝送媒体６９の出力は、ＥＤＦＡ光増幅ポストアンプ６２で光増幅された後に、波長多重光分波フィルタ８１に入力され、波長多重DCS-RZ信号が個々のチャンネルに波長分離され（f01〜f0n）、光受信器６５に入力される。光受信器６５中での動作は、図９に示す実施形態と同様であるため説明を省略する。
なお、ここでは、波長多重伝送方式を用いた送信器５１において、波長多重光合波フィルタ８０で多数のチャネルを一括してＲＺ強度変調信号に変換する例のみ示したが、隣接する波長チャネルの偏波を直交させても同じ効果が得られる。
【００５３】
図１３は、本発明における光送信器の他の実施形態を示すブロック図である。ここでは、図１に示す光送信器の単一縦モード信号を発生するＬＤの代わりに２モードビートパルス発生部４’を用いている。このことにより、ＲＺ信号のパルスのデューティサイクルを、パルス間でそろえることが可能となり伝送品質を向上させることが可能である。
図中、図１に示すブロックと同一番号が付されたブロックは、図１に示すそれと同じとする。ここでは、２モードビートパルス発生部４’により、繰り返し周波数が伝送速度に等しい２モードビートパルス信号が発生される。この部分の詳細については、図４１に示す２モードビート発生パルス部９１と同様の構成を用いることができるため、詳細は後述する。
なお、文献（Ｋ．Sato，Ａ．Hirano，N．Shimizu，Ｔ．Ohno  and  Ｈ．Lshii，“Dual  mode  operation  of  semiconductor  mode−locked  lasers  for  anti−phase  pulse  generation，OFC’2000，320/ThW3-1，2000”に示される２モード発振するモード同期半導体レーザを用いてもよい。
【００５４】
２モードビートパルスは、位相変調部３においてＰＳＫ変調される。この部分の構成は、図３、あるいは図に示す構成のいずれか一方を選択することができる。プリコード部２については、図３５に示すプリコード部２と同様の構成をとることができる。位相変調部３とプリコード部２の接続については、図３に示す位相変調部３を用いる場合、図３５と同じ構成となる。
２モードビートパルス発生部４’を用いる利点は、光フィルタ部５として使用される位相変調強度変調変更光フィルタにおける損失が、図１、図２のようなＣＷ光源を用いる場合に比較して大幅に低減できる点である。また、生成されたパルス列のデューティーサイクルが２モードビートパルスで決定できるため、入力データパターンによるデューティサイクルの変動が抑圧できる。このため、特に、光ファイバ巾での光非線効果に対するトレランスを図１、図２に示す光送信器を用いた場合に比べて向上させることが可能である。また、生成された２つのデュオバイナリ光変調スペクトルの対称性を改善することができ、波長分散トレランス特性を向上できる利点がある。
【００５５】
図１４は、本発明における光伝送システムの他の実施形態を示す図である。また、図１５、１６、２０は、その動作を説明するために引用した図面である。
図１４では、図１３に示した光送信器の出力が光伝送媒体６９に入力される。ここで、プリコード部２としては、ｎ＝１の遅延時間が１ビットのプリコード回路が用いられる。また光フィルタ部５としては、遅延時間が１ビットの位相変調強度変調変換用マッハツェンダ型光フィルタが用いられる。光伝送媒体６９の一例として、シングルモードファイバを用いることができる。また、光受信部６６として、直接検波受信器が用いられる。
【００５６】
図１５は、図１４の各部の波形を示す。図１５（ａ）では、２値ＮＲＺデータ電気信号（伝送速度Ｂ）がプリコード部２に入力される。図１４の２モードビートパルス信号発生部４’では、例えば、モード同期半導体レーザを用いる場合には、データ信号に同期した伝送速度Ｂと等しい繰り返し周波数Ｂの正弦波が入力される。２モードビートパルス信号発生部４’からは、図１６（ａ）に示すような変調スペクトルをもつ２モードビートパルスが生じ、その位相は、図２５（ｂ）に示すようにビットごとに反転する。
この２モードビートパルスを、図１３の位相変調部３で図１５（ｃ）のようなタイミングで変調すると、図１６（ｂ）に示すような、搬送波成分が抑圧された光変調帯域３Ｂの光信号スペクトルが出力され、図１５（ｄ）に示すような位相変調ＲＺ信号が生成される。この位相変調ＲＺ信号を伝送符号として用いた場合は、上記した参考文献（宮野ら）に記載の技術に比較して光変調帯域を圧縮することが可能となる。この信号が、光フィルタ部５として使用される位相変調強度変調変換光フィルタに入力される。
【００５７】
位相変調強度変調変換光フィルタとして、ＦＳＲが伝送速度Ｂに等しいマッハシェンダ型光フィルタを考え、その阻止バンド中心が、図１６（ｃ）に示すように搬送波周波数ｆ0に等しく配置される透過特性をもつポート（実線で表示）の光出力信号を考える。このとき、光信号スペクトルとして、図１６（ｄ）のような２つの光デュオバイナリ信号スペクトルが周波数差Ｂで並んだＤＣＳ−ＲＺ信号が得られ、図１６（ｅ）に示すような強度変調周波形が得られる。この出力光信号は、マークビットごとに位相が反転している。
一方、そのパスバンド中心が、図１６（ｃ）に示すようにキャリア周波数ｆ0に等しく配置される透過特性をもつポート（点線で表示）の光出力信号を考える。このとき、光信号スペクトルとして図１６（ｅ）のような３つの光デュオバイナリ信号スペクトルが周波数差Ｂで並んだDuobinary-ＲＺ信号が得られ、図１５（ｆ）に示すような強度変調波形が得られる。この出力光信号は、Duobinary信号と同じ位相変調規則を有している。
前記いずれのＲＺ信号も、帯域幅としてそれぞれ、２Ｂ、３Ｂ以下と狭く、いずれもベースバンド信号としてＮＲＺ符号を用いて、従来符号に比較して帯域圧縮されたＲＺ強度変調信号が発生できることがわかる。
【００５８】
図１７は、図１３に示す光送信器を用いた光伝送システムの一実施形態である。図１４に示す実施形態との差異は、プリコード部２の遅延量と、光フィルタ部５として用いるＭＺＩ光フィルタの遅延量が、それぞれ２タイムスロットになるように選んだことにある。
図１７では、図１３に示した光送信器の出力が光伝送媒体６９に入力される。ここで、プリコード部２として、ｎ＝２の遅延時間が２ビットのプリコード回路を使用し、また、光フィルタ部５として、遅延時間が２ビットの位相変調−強度変調変換マッハツェンダ型の光フィルタ回路を用いている。光伝送媒体６９の一例として、シングルモードファイバを用いている。また、光受信部６６では、直接検波受信器が用いられる。
【００５９】
図１８は、図１７に示す各ブロックの波形を示す。図１８（ａ）では、２値ＮＲＺデータ電気信号（伝送速度Ｂ）がプリコード部２に入力される。図１７の２モードビートパルス発生部４’では、例えば、モード同期半導体レーザを用いる場合には、データ信号に同期した伝送速度Ｂと等しい繰り返し周波数Ｂの正弦波が生成され、入力される。２モードビートバルス発生部４’からは、図１９（ａ）に示すような変調スペクトルをもつ２モードビートパルスが生じ、その位相は、図１８（ｃ）に示すようにビット毎に反転する。
【００６０】
この２モードビートパルスを、図１７の位相変調部３で図１８（ｂ）のようなタイミングでプリコード信号により位相変調すると、図１９（ｂ）に示すような、搬送波成分が抑圧された光変調帯域３Ｂの光信号スペクトルが出力され、図１８（ｄ）に示すような位相変調ＲＺ信号が生成される。この位相変調ＲＺ信号を伝送符号として用いた場合は、上記した参考文献（宮野ら）の技術に比較して光変調帯域を圧縮することが可能となる。この信号が光フィルタ部５を構成する位相変調強度変調変換光フィルタに入力される。ここでは、位相変調強度変調変更光フィルタとしてＦＳＲが伝送速度Ｂに等しいマッハツェンダ型光フィルタを考え、その阻止バンド中心が、図１９（ｃ）に示すように搬送波周波数ｆ0に等しく配置される透過特性をもつポート（実線で表示）の光出力信号を考える。このとき、このポートの光信号スペクトルは図１９（ｅ）のような信号スペクトルになり、図１８（ｇ）に示すようなＲＺ強度変調光信号が得られる。
【００６１】
一方、そのパスバンド中心が、図１９（ｃ）に示すように搬送波周波数ｆ0に等しく配置される透過特性をもつポート（点線で表示）の光出力信号を考える。このとき、光信号スペクトルとして図１９（ｄ）が得られ、図１８（ｆ）に示すような強度変調周波数が得られる。
前記いずれのＲＺ信号も帯域幅としてそれぞれ、２Ｂ、３Ｂ以下と狭く、いずれもベースバンド信号としてＮＲＺ符号を用いて、従来符号に比較して帯域圧縮されたＲＺ強度変調信号が発生できることがわかる。
【００６２】
図２０は、本発明における光送信器の更に他の実施形態を示すブロック図である。図２０に示す実施形態において、図１３に示す実施形態との差異は、ここでは、位相変調信号を強度変調ＲＺ信号に変換するための光フィルタ部５を持たないことにある。従って、図示せぬ光伝送媒体路を伝送される信号は、ＲＺ位相変調信号である点が異なるのみである。
【００６３】
図２１は、図２０に示す光送信器を用いた本発明における光伝送システムの他の実施形態を示すブロック図である。図１４に示す光伝送システムとの差異は、位相変調強度変調変換光フィルタ６０が光伝送媒体６９の出力に配置され受信器内に構成される点である。位相変調強度変調変換光フィルタ６０として、１ビット遅延マッハツェンダ型光フィルタを用い、図１６（ｃ）と同様な周波数配置を考えた場合、マッハツェンダ型光フィルタの２アームの光出力は、図１５（ｅ）と図１５（ｆ）に示すような相補的な光強度変調出力信号を得る。
【００６４】
すなわち、このような遅延検波による直接検波受信器で識別再生する場合、送信側における２モードビートパルスによる交番位相変調は、データの復調の結果に影響を与えないことがわかる。図２１の光受信部６６では、図２２（ａ）に示すように、ＭＺＩ光フィルタを用いて光受信位相変調ＲＺ信号を図１５（ｅ）に示した強度変調信号に変換し、通常の直接検波受信器で受信してもよい。また、図２２（ｂ）に示すように、ＭＺＩ光フィルタをもちいて光受信位相変調ＲＺ信号を図１５（ｆ）に示した強度変調信号に変換し、直接検波したのち識別再生し、反転論理を通して復調してもよい。この、反転動作は、あらかじめ光送信器のプリコート部２の入力に配置してもよい。また、図２２（ｃ）に示したように、図１５（ｅ）と図１５（ｆ）の２つの出力を２つの受光素子を用いて差動受信してもよい。差動受信した場合の受信感度は、差動受信しない場合に比較して３ｄＢ受信感度を向上させることが可能である。
【００６５】
図２３〜図２６は、本発明の更新に他の実施形態を説明するために引用した図である。図１６（ｄ）（ｅ）からわかるように、復調された強度変調信号成分には光デュオバイナリ成分がそれぞれ含まれる。従って、図２３、図２４に示したように、図２３（ｉ）、図２４（ｇ）のようなバンドパスフィルタを、受信器内で実現し、直接検波することにより、図２３（ｊ）、図２４（ｈ）に示したように、復調された信号に含まれる任意の光デュオバイナリ信号成分を取得することができ、波長分散トレランスを拡大することが可能である。このように光受信位相変調ＲＺ信号の信号スペクトルから光デュオバイナリ信号スペクトルをフィルタリングにより取り出すことにより、波長分散トレランスを図２２（ａ）に示す受信器構成を用いた場合に比較して２倍程度拡大することが可能である。なお、図２４は、上側帯波の光デュオバイナリ成分を取り出す構成であるが、下側帯波の光デュオバイナリ成分を取り出してもよい。また図２３ではキャリア周波数を含む光デュオバイナリ成分を取り出す構成であるが、それ以外の両側における光デュオバイナリ成分のどちらか一方を取り出す構成でもよい。すなわち、伝送符号としては、ＲＺ強度変調された位相変調符号を用いることにより、光伝送媒体上での光非線形効果に対するトレランスを向上でき、受信側で、位相変調・強度変調変換し、更に、光搬送波周波数領域で信号帯域を制限することにより、伝送路の波長分散トレランスを向上することが可能となる。
【００６６】
図２５は、光フィルタ部に帯域制限機能を付加し、復調信号の波長分散トレランスを向上させるための具体的構成例である。
図２５（ａ）では、光伝送媒体上を伝送されてきたＲＺ位相変調信号が、光前置増幅器２５１で増幅されたのち、ＭＺＩ光フィルタ２５２により強度変調信号に変換される。ここでは、図２３または図２４に示される矩形に近い伝達関数の光バンドパスフィルタ２５３を、ＭＺＩ光フィルタ２５２と直接検波受信器２５４の間に配置することにより、光デュオバイナリ成分を取り出すことが可能である。
一方、図２５（ｂ）では、図２５（ａ）のＭＺＩフィルタ２５２と帯域制限用光バンドパスフィルタ２５３の等価的な機能を、実現が容易な１つのガウシアンフィルタ２５５で実現した例である。すなわち、図２５（ａ）と同様、光伝送媒体を伝送されてきたＲＺ位相変調信号が、光前置増幅器２５１で増幅された後、ガウシアンフィルタ２５５の中心周波数を所望の光デュオバイナリ成分の中心周波数にあわせ、位相変調・強度変調変換と帯域制限機能を一度に実現している。
【００６７】
図２６は、図２５（ｂ）の具体的な実現例に関して数値計算をおこなった結果をグラフ表現した図である。
図２６（ａ）は、図２３に示した周波数配置の場合の計算例で、伝送速度は４３Gbit/ｓのＭ系列の擬似ランダム信号で変調されたＲＺ位相変調信号の変調スペクトルを点線で示している。実線は、半値全幅が２４GHzの１つのガウシアンフィルタにより抜き出した光テュオバイナリ成分が示されている。この抜き出された信号を直接検波した波形を、図２６（ｂ）（ｃ）に示した。図２６（ｂ）（ｃ）により、復調波形はもとのＰＮ７段の信号が復調され、良好なアイパターンが得られていることを確認でき、符号間干渉の少ない光デュオバイナリ信号を復調可能である。
【００６８】
図２７は、本発明における送信器、あるいは受信器で使用される位相変調強度変調変換光フィルタの構成の一例を示す図である。
マッハツェンダ型光フィルタを用いる場合、その透過特性が入力偏波によって変化することが課題となる。特に、このような光フィルタを受信器側で用いる場合、例えば、光伝送媒体として光ファイバを用いた場合、伝送後の偏向状態の変化により受信特性が変動するといった問題がある。かかる課題を解決する位相変調強度変調変換光フィルタの構成を図２７に示した。
【００６９】
図２７において、まず、光位相変調信号はサーキュレータ２７１のポートに入力され、ポート２から出力される。ポート２からの光位相変調信号は、偏波ビーム・カプラスプリッタ２７２に入力され、２つの直交する直線偏波成分に分離される。個々の分離された偏波成分の光位相変調信号成分の一方は偏波の軸が９０度回転される。
偏波依存性をもつ位相変調強度変調変換光フィルタでは、ＴＥ伝播モードまたはＴＭ伝播モードのどちらか一方の方向のみ感じるように２つの偏波分離された信号が入力され、互いに逆方向に伝播し、光フィルタの同じ伝播モードで位相変調・強度変調変換される。強度変調変換された信号は、再び、偏向ビームカプラ・スプリッタ２７２に入力され、偏波合成されたのち、ポート１から出力され、サーキュレータ２７１のポート２に入力される。偏波合成された強度変調復調信号は、サーキュレータのポート３から取り出すことが可能である。
このような構成をとることにより、入力された光位相変調信号は、どのような偏波状態で入力されても、いつも一つの偏波方向のフィルタ特性しか感じない。このため、位相変調強度変調変換フィルタの偏波依存性に影響されない位相変調強度変調変換を実現することが可能となる。
【００７０】
図２８は、１．５８μｍ帯における位相変調強度変調変換光フィルタの実験例をグラフ表示したものである。ここでは、光フィルタとして、シリカ導波路上に作成されたＦＳＲ５０ＧＨｚのＭＺＩ干渉フィルタを用いた。図２７に示す構成を用いない場合、入力偏波を変化させると、最大９ＧＨｚ程度の伝達関数のシフトがみられる。
一方、図２７に示す構成を採ることにより、図２（ｂ）に示したようにほとんど入力偏波によらない光フィルタの伝達関数を実現することができ、安定に位相変調・強度変調信号変換が現実できることが確認できた。
【００７１】
図２９は、本発明における光送信器に用いられる位相変調手段及びプリコード手段の更に他の実施形態を示すブロック図であり、ここではｎ＝２の多重構成が示されている。
図２に示す実施形態との差異は、光位相変調部３が直列に接続された２つのＤＰＳＫ変調部３０１、３０２から構成され、入力された２つのデータ信号を、光搬送波周波数帯の処理ブロックにおいて時分割多重することが可能であり、この部分の高速動作の実現に適している点である。
図３０は、図２９に示す送信器の動作を説明するために引用した図である。図３０（ａ）（ｂ）は、伝送速度の等しい２つの独立な多重化されるデジタル電気信号Ｄ１、Ｄ２であり、２値ＮＲＺ信号である。また、（ｃ）は、Ｄ１とＤ２を時分割多重した２値ＮＲＺ多重信号である。この多重信号をプリコードしたデータを（ｄ）に示す。Ｄ１とＤ２を時分割多重でＤＰＳＫ変調した信号は、（ｄ）に対応して位相変調される。図２９に示す光送信器は、この多重化された位相変調信号をベースバンドでの多重処理を行うかわりに光搬送波周波数帯の処理ブロックで処理を行うことにより生成する。
【００７２】
なお、図３０において、（ｅ）（ｆ）は、Ｄ１、Ｄ２を、それぞれ図３５のプリコード部２で変換したプリコードＮＲＺデータＰ１、Ｐ２であり、マークビットが入力されることに符号が反転する。プリコードＮＲＺデータＰ２は、Ｐ１に比較して相対遅延差としてＴ／２（Ｔは入力データ信号Ｄ１，Ｄ２の１タイムスロット）遅延される。Ｐ１によりＤＰＳＫ変調器が、（ｅ）と同様な位相変調を受け、ＤＰＳＫ変調器３０２に入力される。ＤＰＳＫ変調器３０１、３０２では、（ｆ）と同じタイミングでＰ２によりＤ１の位相変調タイミングに比較して（ｇ）に示すようにＴ／２遅延されてＤＰＳＫによる位相変調を受け、ＤＰＳＫ変調器３０１、３０２から出力される。この結果、（ｈ）が出力され、Ｄ１、Ｄ２を時分割多重してプリコードした多重データ（ｄ）により１つのＤＰＳＫ変調器３０１（３０２）で位相変調した信号と同じ位相変調信号が生成されることがわかる。本信号（ｈ）と１ビット遅延した信号（ｉ）とをマッハツェンダ型変調器を用いて合成して位相変調−強度変調変換を行うと（ｊ）に示したように、元の信号（ａ）と同じ信号が復調される。
【００７３】
図３１は、本発明における光送信器に用いられるプリコード手段（１ビット遅延の場合）の更に他の実施形態を示すブロック図である。ここに示す実施形態は、図２９に示す実施形態と基本的には同じであるが、遅延された複数のプリコード被多重信号の排他的論理和を光位相変調器において搬送波周波数で行う代わりに、ベースバンドで行う点が異なる。
ここでは、２つの伝送速度Ｂの等しい同期した独立なＮＲＺ信号１、２がそれぞれ、図３５のプリコード部２でプリコードされる。このとき、遅延素子は被多重ＮＲＺ１、２信号のうち、信号１のタイムスロットＴ0に等しく設定される。プリコードされたＮＲＺ信号は、どちらか一方が遅延素子により遅延され、各々の位相変調タイミングの相対遅延差がＴ0／２に等しく設定され、排他的論理和回路２０４で排他的論理和がとられる。この排他的論理和回路２０４の出力は、ＮＲＺ１入力信号とＮＲＺ２入力信号をビットインタリーブ多重した後にプリコードした信号に等しい。
以上の説明から、高速化が難しいプリコード部２を低速で動作するプリコード回路を用いて並列処理することにより、プリコード部２の高速化を容易に実現することができる。
【００７４】
ここで、送信器の光搬送波周波数（fO1〜f0n）は、図３４に示す波長多重システムの各チャンネルグリッドに一致して設定される。図３４は、波長間隔配置として等間隔配置とした実施形態を示した図である。各光送信器では、光源４から光キャリア信号がＭＺ光変調器３２によりＤＰＳＫ光変調符号で変調される。ＤＰＳＫ光変調符号によるベースバンド信号処理は、図２と同じであるため説明を省略する。
各チャネルの光送信器で変調されたＤＰＳＫ光変調信号は、波長多重光合波フィルタ８０で波長多重される。波長多重された波長多重ＤＰＳＫ光変調符号は、必要に応じて光増幅されたのち、光フィルタ部８３に入力される。光フィルタ部８３の阻止帯中心光周波数は、各チャネルの光キャリア周波数に一致して設定され、またその周期は、波長多重チャネルのグリッド周期と一致して設定される。
【００７５】
光フィルタ部８３の動作点を以上のように設定することにより、周期光フィルタ８３では、波長多重ＤＰＳＫ光変調信号が一括して波長多重DCS-RZ光変調符号に変換される。光フィルタ部８３として、周期光フィルタ８３の他にＭＺ型の光フィルタを用いてもよい。
その後、一括変換されたDCS−RZ光変調符号は、必要に応じて光増幅器６２により光増幅され所定の送信チャネルパワーで光伝送媒体６９に入力される。光伝送媒体６９は、例えば、光ファイバが光増幅中継器で光直接増幅中継された線形中継伝送路でもよい。光伝送媒体６９の出力は、光増幅されたのちに、波長分離フィルタ８１に入力され、DCS-RZ符号が個々のチャンネルに波長分離され、波長分離されたのち、光受信器６５に入力される。光受信器６５中での動作は図１２に示す実施形態と同様であるため説明を省略する。
なお、ここでは、波長多重伝送方式を用いた送信器５１において、波長多重光合波フィルタ８０で多数のチャネルを一括してＲＺ強度変調信号に変換する例のみ示したが、隣接する波長チャネルの偏波を直行させても同じ効果が得られる。
【００７６】
図３６は、図３４、図３５に示す実施形態の動作を説明するために引用した図である。
光周波数領域で等間隔に配置されたキャリア信号（図３６（ａ））は、各々ＤＰＳＫ符号で変調され、波長多重光合波フィルタ８０の出力において、図３６（ｂ）のような波長多重ＤＰＳＫ光信号スペクトルになる。図３６（ｃ）のような周期光フィルタ８３を用いることにより、本発明構成要件の一つである光フィルタ部５を実現できる。図３６（ｄ）には変換された波長多重DCS-RZ符号の光変調スペクトルを示した。
以上説明のように、１個の周期光フィルタ８３の周期性を利用することにより一括して波長多重ＤＰＳＫ光信号を波長多重DCS-RZ光変調符号に変換することができる。
なお、本発明実施形態によれば、等間隔配置の波長多重を念頭に説明したが、不等間隔配置にあってもよく、この場合、各チャネルの光信号帯域において等しい伝達関数を持つ光フィルタを用いる。
【００７７】
図３７は、本発明における伝送システムの更に他の実施形態を説明するために引用した図である。図３４に示す実施形態との差異は、伝送符号が２モードビートパルスを用いて位相変調されたＲＺ符号である点と、位相変調強度変調変換周期光フィルタ７０が受信端に配置されている点である。光伝送媒体は、例えば、光ファイバが光増幅中継器６２で光増幅中継された線形中継伝送路でもよい。光受信器としては、図２２及び図２５に示すどの方式を用いてもよい。
ここで、送信器の光搬送周波数（ｆ0１〜ｆ0ｎ）は図３７に示す波長多重システムの各チャンネルグリットに一致して設定される。図３８は、波長間隔として等間隔配置（３Ｂ；伝送速度Ｂの３倍）とした例を示している。各光送信器では図２０に示した構成をとることができる。ここで、位相変調部３は、図３、図７、図２９に示した構成のいずれも可能である。ＤＰＳＫ光変調符号によるベースバンド処理は、図２または図２９と同じであるため説明を省略する。
【００７８】
各チャネルの光送信器で変調されたＤＰＳＫ−ＣＳ−ＲＺ符号は、波長多重波光合波フィルタ８１により波長多重される。波長多重された波長多重ＤＰＳＫ−ＣＳ−ＲＺ光伝送符号は、必要に応じて光増幅されたのち、光伝送媒体６９に入力される。光伝送媒体６９からの出力は、光位相変調強度変調変換周期光フィルタ７０に入力される。光位相変調強度変調変換周期光フィルタ７０の阻止帯中心周波数は、各チャネルの光搬送周波数に一致して設定され、またその周期は、波長多重チャネルのグリッド周期と一致して説定される。図３８では、ＦＳＲとして、伝送速度Ｂに等しく設定した。（ａ）は、図３７の各光送信器で発生した２モードビートパルス信号のスペクトルである。（ｂ）は、同じく図３７の各光送信器内で２モードビートパルス信号を位相変調し、波長多重光合分波フィルタ８１で波長多重した信号スペクトルである。
（ｃ）は、各光送信器の光搬送波周波数ｆ0ｎと位相変調強度変調変換周期フィルタ７０との関係を示した図である。
図３８では、光周期フィルタ７０として、１ビット遅延のマッハツェンダ光フィルタを用いている。光周期フィルタのパスバンド配置として、図３８（ｃ）の実線のように選べば、（ｄ）に示したように、差分出力ＲＺ光強度変調信号が一括変換生成され、光周期フィルタ７０から出力される。また、パスバンド配置を図３８（ｃ）の点線のように選べば、（ｅ）に示したような和分出力ＲＺ光強度変調信号が一括変換生成され、光周期フィルタ７０から出力される。一括変換生成された、上記いずれか一方のＲＺ光強度変調信号が波長多重光合分波フィルタ８２により波長分離され、各光受信器で復調される。
ＦＳＲのとり方としては、伝送速度Ｂ以上であればよい。例えば、伝送速度が４３Gbit/ｓで１００GHz間隔のＷＤＭを考え、光位相変調強度変調変換周期光フィルタ７０（ＭＺＩ光フィルタ）のＦＳＲを５０GHzとしても復調は可能である。また、光位相変調強度変調変換周期光フィルタ７０としてＭＺＩフィルタを用いる場合には、図２７を引用して説明した偏波無依存化光位相変調強度変調変換フィルタを用いることが望ましい。
【００７９】
図３９は、図３７に示す位相変調強度変調変換周期光フィルタ７０と波長多重光合分波フィルタ８２の機能を同時に、１つの光フィルタで実現した場合の実施形態である。また、図４０は、図３９のフィルタの変換動作を説明するために引用した図である。
図３９では、図３７の受信器部分と同様に、光フィルタなどの光伝送媒体を伝送後の波長多重されたＲＺ位相変調信号が、図３９に示される受信器６６に入力される。光受信器６６では、波長多重信号が光増幅プリアンプ６２で共通増幅され、波長分波器８０に入力される。波長分波器８０の各チャネルにおけるパスバンド中心は、各チャネルのキャリア周波数と一致するよう設定される。ここで、波長多重システムは周期フィルタでなくともよい。
パスバンドの形状はガウシアンフィルタであり、そのＦＷＨＭは、チャネル伝送速度の０．５から０．６倍の間に設定される。例えば、図２６に示した例では、伝送速度の０．５６倍に設定している。このように設定することにより、波長多重ＲＺ位相変調信号は、一括して波長多重デュオバイナリ信号に変換される。
【００８０】
この方式の利点は、製造が容易でパスバンドの損失が低く、かつ、入力偏波にパスバンドが依存しにくいガウシアンフィルタを用いることができる点である、例えば、文献（H．Takahasi，K．Oda，H．Toba，and  Y.Inoue，“Transmission  characteristics  of  arrayed  waveguidc  NXN  wavelength  multiplexcr，IEEE  J.Lightwave  Technol”13，No.3．pp447・455，1995）に開示されたアレイ格子フィルタを用いれば、不等間隔および等間隔のガウシアンフィルタを用いた波長多重分波器を実現することが可能である。
光位相変調強度変調変換フィルタの動作点を以上のようにとると、周期フィルタでは、波長多重ＤＰＳＫ光変調信号が一括して波長多重ＲＺ信号に変換される。
【００８１】
なお、図３２、図３３は、位相変調符号を伝送符号として用いた本発明の光伝送システムの効果を説明するために引用した図である。
図３２には、２つの計算機シミュレーションのモデルを示した。計算条件は、伝送速度；４３Gbit/s、チャネル数；４チャンネル、波波多重チャネル間隔１００GHz間隔、信号波長はＣバンドとした。ファイバ伝送路は、２００kmの光増幅中継伝送路であり、各スパンは１００kmの分散シフトファイバ（損失０．２１dB、分散値；＋２ps/nm/km、分散スローブ；０．０７ps/km/nm）から構成される。１スパン目の分散は、チャネル２とチャネル３の中心波長で零分散になるよう光増幅中継器で分散補償し、２スパン目に入力される。
計算モデルとしては、図１４に示したように、送信器内で位相変調強度変調変換をおこなうＲＺ符号を用いる場合（図３２（ａ））と、図２１に示したように受信器内で位相変調強度変調変換を行うＲＺ符号を用いる場合（図３２（ｂ））を比較した。
【００８２】
ここでは、位相変調・強度変調変換フィルタ６０として、ＦＳＲが伝送速度Ｂ（＝４３GHz）のマッハツェンダ型（ＭＺＩ）光フィルタを用いた。各搬送波信号が、図１３または図２０に示される光送信器６１で変調されたのちに、波長多重フィルタにより１００GHz間隔で波長多重され、ファイバ伝送路６３に入力される。ファィバ伝送路６３の出力は、光増幅され、波長分離されたのち、波長分散補償デバイスＤ（６４）により伝送路の波長分散が補償される。図３２（ａ）では、直接検波受信器６６で受信された信号が再生される。図３２（ｂ）では、分散補償された光信号が光位相変調強度変換フィルタ６０としてのＭＺＩフィルタに入力され、強度変調信号に変換されたのち、直接検波受信器６６で受信される信号が再生される。
【００８３】
図３３（ａ）は、図３２（ａ）に対して、チャンネルパワーと全分散（ファイバ伝送路の分散と分散補償デバイスＤの分散の合計）を変化させた場合の、アイ開口劣化１ｄＢ以内の許容範囲を各チャネルについて示している。
チャネルパワーが２dBm以下の線形な伝送の場合、各チャネルの分散トレランスはいずれも８０ps/nm程度となり、通常のＲＺ符号に比較して約２倍程度の分散トレランスが実現できる。この結果から、上記したＲＺ符号伝送方式が広い分散トレランスを有することがわかる。全チャネルの伝送特性がアイ開口劣化１ｄＢ以内となる許容チャネルパワーはチャネル２、３で決まり、約＋５dBm程度である。
【００８４】
図３３（ｂ）は、図３２（ｂ）に対して、チャンネルパワと全分散（ファィバ伝送路の分散と分散補償デバイスＤの分散の合計）を変化させた場合の、アイ開口劣化１dB以内の許容範囲を各チャネルについて示している。
チャネルパワーが２dBm以下の線形な伝送の場合、各チャネルの分散トレランスは、いずれも８０ps/nm程度となり、通常のＲＺ符号に比較して約２倍程度、図３２（ａ）の場合と同等の分散トレランスが実現できる。この結果から、上記したＲＺ符号伝送方式が、従来技術に比較して広い分散トレランスを有することがわかる。また、全チャネルの伝送特性が、アイ開口劣化１dB以内となる許容チャネルパワーはチャネル２、３で決まり、約＋８dBm程度である。
この結果から、図３２（ａ）の方式よりも３dB程度許容チャネルパワーを改善することができ、非線形効果による劣化に対するトレランスを向上させることができる。更に、最適な分散値がチャネルパワーによらないため、チャネルパワーのダイナミックレンジの広い光増幅中継システムが、波長多重技術を用いて実現できる。
【００８５】
以上図３３（ａ）、（ｂ）を比較すると、光伝送路が線形な場合は、光位相変調・強度変調変換フィルタ６０の位置によらず同じ特性を示すが、チャンネルパワが増加し、光伝送路が非線形な場合には、図３２（ｂ）は図３３（ｃ）に比較して非線形効果によりロバストな伝送特性を実現でき、新たな効果をそうすることがわかる。
【００８６】
【発明の効果】
以上説明のように本発明によれば、位相変調を併用したＲＺ光強度変調符号を用いた光送信器および光伝送システムの高速化を実現するために、光送信器を、ＮＲＺ信号としてマークビットが入力される毎に論理が反転する差動プリコードＮＲＺ信号を生成するプリコード手段と、光源により生成される単一縦モード光信号を、プリコード手段により生成される差動プリコードＮＲＺ信号により光位相変調する光位相変調手段と、光位相変調手段により生成される光位相変調信号をＲＺ光強度変調信号に変換する光フィルタ手段とで構成することにより、光変調器の低損失化、高速化が容易となる。
また、従来、べースバンドアナログ処理を用いて行っていた機能を光キャリア領域で行なうことにより、アナログ信号変換処理の高速化を実現し、更に、用いる電気信号を全て２値ＮＲＺ符号とすることで、駆動回路などの増幅回路の実現が容易になる。
一方、光フィルタに周期性をもたせることにより、波長多重信号の一括変換が可能となり、あるいはパッシブな光フィルタを用いることより、アクティブな高速信号処理の同期機能を省略でき、位相変調を併用したＲＺ光強度変調符号を用いた光送信器また光伝送システムを提供することが可能である。
【００８７】
また、本発明によれば、光フィルタの並列処理機能を用いて波長多重信号の位相変調信号から強度変調信号変換への一括変換が可能になる。更に、２モードビートパルス信号を位相変調することにより、伝送符号としてデューティサイクルが一定なＲＺ位相変調符号、または強度変調符号を用いることができ、光信号帯域の狭窄化が可能となり、波長多重システムの周波数利用効率を向上するとともに非線形効果による伝送品質劣化に対するトレランスを向上することが可能となる。
また、受信側で光信号帯域の狭窄化を行うことにより、波長分散トレランスを向上することが可能となる。更に、高速多重化に関して、プリコード回路や、変調器、変調器ドライバを高速化しなくても実現することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明における光送信器の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】  図１に示す光送信器の各ブロックの内部構成を示す図である。
【図３】  図２に示すＭＺ光変調器の動作を説明するために引用した図である。
【図４】  図１、図２に示す本発明実施形態の動作を詳細に説明するために引用した図である。
【図５】  図２に示す点Ａにおける光変調スペクトルを説明するために引用した図である。
【図６】  図２に示す点Ｂにおける光変調スペクトルを説明するために引用した図である。
【図７】  図２に示す光位相変調部を他の構成で実現した場合の動作を説明するために引用した図である。
【図８】  図２に示す光フィルタ部の他の実施形態を示した図である。
【図９】  本発明における光伝送システムの一実施形態を説明するために引用した図である。
【図１０】  本発明における光伝送システムの実験システムを説明するために引用した図である。
【図１１】  図１０に示す実験システムの動作を説明するために引用した図である。
【図１２】  本発明における光伝送システムの他の実施形態を説明するために引用した図である。
【図１３】  本発明における光伝送システムの更に他の実施形態を説明するために引用した図である。
【図１４】  図１３に示す光送信器を用いた光伝送システムの一の実施形態を示す図である。
【図１５】  図１３、図１４に示す光送信器および光伝送システムの動作につき、各部の波形を用いて説明した図である。
【図１６】  図１３、図１４に示す光送信器および光伝送システムの動作につき、各部における光スペクトルを用いて説明した図である。
【図１７】  図１３に示す光送信器を用いた光伝送システムの第２の実施形態を示す図である。
【図１８】  図１７に示した光送信器および光伝送システムの動作につき、各部の波形を用いて説明した図である。
【図１９】  図１７に示した送信器および光伝送システムの動作につき、各部の光スペクトルを用いて説明した図である。
【図２０】  本発明における光送信器の更に他の実施形態を示すブロック図である。
【図２１】  図２０に示す光送信機を用いた光伝送システムの一実施形態を示すブロック図である。
【図２２】  図２１の光伝送システムにおける光受信器の構成例を説明するために引用した図である。
【図２３】  図２０の光伝送システムにおいて使用される光受信器につき、波長分散トレランスの拡大効果を光信号スペクトルから説明するために引用した図である。
【図２４】  図２０の光伝送システムにおいて使用される光受信器につき、波長分散トレランスの拡大効果を光信号スペクトルから説明するために引用した図である。
【図２５】  図２３、図２４に示す光受信器の構成の一例を示す図である。
【図２６】  図２５に示す受信器の動作を説明するために引用した図である。
【図２７】  本発明で用いられる光フィルタの伝達関数の偏波無依存化における構成の一例を示す図である。
【図２８】  図２７に示す構成による実験結果を説明するために引用した図である。
【図２９】  本発明で用いられるプリコード部と位相変調部の内部構成を説明するために引用した図である。
【図３０】  図２９に示すプリコード部と、位相変調部の動作を説明するために引用した図である。
【図３１】  本発明で用いられるプリコード部の他の構成を説明するために引用した図である。
【図３２】  本発明の光伝送システムの効果を説明するために引用した図である。
【図３３】  本発明の光伝送システムの効果を説明するために引用した計算結果を示す図である。
【図３４】  本発明における光伝送システムの更に他の実施形態を説明するために引用した図である。
【図３５】  図３４に示す光送信器の内部構成を説明するために引用した図である。
【図３６】  図３４、図３５に示す本発明実施形態の動作を説明するために引用した図である。
【図３７】  本発明における光伝送システムの更に他の実施形態を説明するために引用した図である。
【図３８】  図３７に示す光伝送システムの動作を光信号スペクトルから説明するために引用した図である。
【図３９】  図３７の光伝送システムに使用される光受信器の他の実施形態を説明するために引用した図である。
【図４０】  図３７に示す光伝送システムの動作を、光信号スペクトルから説明するために引用した図である。
【図４１】  従来の光送信器の構成を説明するために引用した図である。
【図４２】  図４１に示す従来の光送信器の動作を説明するために引用した図である。
【図４３】  図４１に示す従来の光送信器の光変調スペクトルを説明するために引用した図である。
【符号の説明】
１…ＮＲＺ信号発生部、２…プリコード部、３…光位相変調部、４…ＬＤ光源、４’…２モードビートパルス発生部、５…光フィルタ部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図１５】
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