(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報が、それ以外の情報となる第２の情報の合間に一定間隔置きに配置された信号が、マルチキャリア信号として送信される信号を受信するマルチキャリア信号受信装置において、
前記一定間隔が２つ置きとされた受信シンボルストリームを１変調時間／３の時間分だけ遅延させる遅延手段と、
前記遅延手段で遅延させた受信シンボルストリームと、遅延されてない受信シンボルストリームとを用いて、前記第１の情報を抽出するフィルタ部と、
受信すべき同期データを蓄積する同期データ蓄積手段と、
前記フィルタ部の出力と前記同期情報蓄積手段が蓄積した同期データとの相関をとる相関器と、
前記相関器の相関値のピーク位置により同期検出を行う判別手段とを備えた
マルチキャリア信号受信装置。
【請求項２】
請求項１記載のマルチキャリア信号受信装置において、
上記同期情報蓄積手段が蓄積した同期情報は、既知の情報パターンである
マルチキャリア信号受信装置。
【請求項３】
伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報が、それ以外の情報となる第２の情報の合間に一定間隔置きに配置された信号を、マルチキャリア信号として送信するマルチキャリア信号送信装置において、
符号化ビット系列を並び変えるインターリーブ手段と、
前記インターリーブ手段によって再配置されたビット系列を蓄積するビット系列蓄積手段と、
前記第１の情報を、前記第２の情報の合間に、所定の間隔置きに配置させる送信シンボルストリーム生成手段と、
前記送信シンボルストリーム生成手段で前記第１の情報を配置させる前記所定の間隔を、１つの前記第１の情報が２つの前記第２の情報と交互に配置された第１の間隔と、前記第１の情報が前記第２の情報と１つおきに交互に配置された第２の間隔とのいずれかに設定させる選択手段と、
前記送信シンボルストリーム生成手段が出力する送信シンボルストリームを変調する変調手段とを備えた
マルチキャリア信号送信装置。
【請求項４】
請求項３記載のマルチキャリア信号送信装置において、
前記選択手段は、送信開始時には、前記送信シンボルストリーム生成手段で生成させる送信シンボルストリームの前記第１の情報の間隔を、前記第１の間隔に設定し、前記変調手段により変調された信号を受信する側からの同期検出に関する通知が、送信開始から所定時間以上ないとき、前記送信シンボルストリーム生成手段で生成させる送信シンボルストリームの前記第１の情報の間隔を、前記第１の間隔から前記第２の間隔に変更させる
マルチキャリア信号送信装置。
【請求項５】
伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報が、それ以外の情報となる第２の情報の合間に一定間隔置きに配置された信号が、マルチキャリア信号として送信される信号を受信するマルチキャリア信号受信装置において、
受信モードを、１つの前記第１の情報が２つの前記第２の情報と交互に配置されたシンボルストリームを受信する第１のモードと、前記第１の情報と前記第２の情報とが１つおきに交互に配置されたシンボルストリームを受信する第２のモードとのいずれかに設定する受信モード設定手段と、
前記受信モード設定手段により前記第１のモードに設定された場合には受信シンボルストリームを１変調時間／３の時間分だけ遅延させ、前記受信モード設定手段により前記第２のモードに設定された場合には受信シンボルストリームを１変調時間／２の時間分だけ遅延させる遅延手段と、
前記遅延手段で遅延された受信シンボルストリームと、遅延されてない受信シンボルストリームとを用いて、前記第１の情報を抽出するフィルタ部と、
受信すべき同期データを複数種類蓄積し、前記受信モード設定手段により設定されたモードに対応した同期データを出力する同期データ蓄積手段と、
前記フィルタ部の出力と前記同期情報蓄積手段が蓄積して出力する同期データとの相関をとる相関器と、
前記相関器の相関値のピーク位置により同期検出を行う判別手段と、
受信開始時には、前記受信モード設定手段に前記第１のモードを設定させ、受信開始から所定時間経過しても前記判別手段で同期検出ができないとき、前記受信モード設定手段で設定される受信モードを前記第２のモードに変更させる制御手段とを備えた
マルチキャリア信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア信号を無線伝送する場合に適用して好適なマルチキャリア信号送信装置及びマルチキャリア信号受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、ＴＤＭＡ（Time Division Maltiplex Access）技術を基礎にしたＰＤＣ（Personal Digital Cellular ）・ＰＨＳ（Personal Handyphone System）やＣＤＭＡ（Coed Division Maltiplex Access）技術を基礎にしたＣｄｍａＯｎｅや無線ＬＡＮ等、様々な無線技術を駆使して音声・映像等を通信する通信端末装置が市場に出回っている。また一方、近年の放送や移動体通信の周波数利用効率の向上に伴って、マルチパス干渉に強い直交周波数分割多重方式（Orthogoanl Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ方式）と称されるマルチキャリア方式の技術開発が盛んになっている。
【０００３】
ＯＦＤＭ方式は、１伝送帯域内に所定の周波数間隔で互いに直交する複数の搬送波（以下、サブキャリア）を配置し、それぞれのサブキャリアにデータを分散させて変調し伝送する方式である。本方式では、送信装置は、時系列に得られる送信データを、仮想的に周波数軸上に配置し、各々のサブキャリアに送信データを割り当て、逆高速フーリエ変換などで所定の周波数間隔のマルチキャリア信号に直交変換し送信する。一方、受信装置は受信したマルチキャリア信号を送信時とは逆の変換で時系列に得られるデータとして、受信データを得るようにしている。ＯＦＤＭ方式による伝送信号は、マルチパスであっても良好な伝送特性が確保できる利点や、周波数利用効率が高く、他の周波数帯域に干渉を与えにくいといった利点がある。
【０００４】
図６は、ＯＦＤＭ方式の無線送信装置の構成例を示す図である。以下、その構成を説明すると、ここでの無線送信装置１００は、ビデオ回路１０１と音声回路１０２を備えて、それぞれの回路１０１，１０２で入力したビデオ信号及び音声信号の符号化処理を行う。例えばビデオ回路１０１では、動画としてのビデオ信号をＭＰＥＧ（Moving Picture Expers Group ）方式の画像データとする処理や、静止画像としてのビデオ信号をＪＰＥＧ（Joint Photograhic coding Expers Group ）方式の画像データとする処理のような、非可逆な画像圧縮符号化方式により符号化する。或いは、ＪＢＩＧ（Joint Bi-level Image Experts Group）方式のような可逆な画像圧縮方式で符号化しても良い。音声回路１０２では、ＭＰＥＧオーディオ方式、ＣＥＬＰ（Code Excited Linear Predicttion ）方式、ＰＣＭ（Pulse Code Modulation ）方式などの音声符号化方式で符号化を行う。なお、符号化されたデータには、リードソロモン符号やターボ符号などのＥＣＣ（Error Correcting Code ）が付加される場合もある。
【０００５】
ビデオ回路１０１が出力するビデオデータと音声回路１０２が出力する音声データは、混合回路１０３に供給して１系統のデータとした後、インターリーバ１０４に供給し、データ配列を変えてビット系列を分散させるインターリーブ処理を行う。インターリーバ１０４でインターリーブされたデータは、変調器１０５により伝送用の変調処理を行う。この変調器１０５では、まずプリアンブル信号をビット系列内に挿入し、次に第１次変調として例えばＱＰＳＫ変調（Quadrature Phase Shift keying ）を行う。なお、ＱＰＳＫ変調以外の変調方式、例えばＢＰＳＫ，８ＰＳＫ，ＱＡＭ等の変調方式を適用しても良い。
【０００６】
変調器１０５で第１次変調されたデータは、逆高速フーリエ変換回路（ＩＦＦＴ回路）１０６に供給し、第２次変調として、高速フーリエ変換の演算処理で時間軸上に配置されたデータを周波数軸上のデータ配列とする逆フーリエ変換処理を行い、さらに窓データを乗算する窓がけ処理を行う。このＩＦＦＴ回路１０６で逆フーリエ変換処理が行われることで、ここまでは仮想的に周波数軸上に配置されていた送信シンボルストリームが時間軸上で平均化され、送信系列となる。
【０００７】
ＩＦＦＴ回路１０６の出力は、デジタル／アナログ変換器１０７に供給して、アナログ信号に変換し、その変換されたアナログ信号を高周波部（ＲＦ部）１０８に供給して、フィルタリング，周波数変換などの高周波処理を行って所定の送信チャンネルの送信信号とした後、アンテナ１１０から無線送信する。なお、無線送信装置１００内の各回路での処理タイミングは、タイムベースコントローラ（ＴＢＣ）１０９により制御される。
【０００８】
図７は、図６に示す無線送信装置１００から送信される信号を受信する無線受信装置を示す図である。以下、その構成を説明すると、ここでの無線受信装置２００は、アンテナ２０１で受けた信号を高周波部（ＲＦ部）２０２に供給して、フィルタリング，周波数変換などの受信処理を行って、所定のチャンネルの受信信号を得る。この受信信号をアナログ／デジタル変換器２０３に供給してデジタルデータに変換し、デジタル変換された受信系列を窓検出部２０４に供給する。この窓検出部２０４では、受信系列の中から送信系で乗算された窓データを基にフーリエ変換するデータの切れ目を検出する同期検出処理を行う。
【０００９】
そして、窓検出部２０４の出力を高速フーリエ変換回路（ＦＦＴ回路）２０５に供給し、窓検出部２０４で検出されたデータの切れ目のタイミングでフーリエ変換動作を行い、そのフーリエ変換の演算処理で、周波数軸上のデータを時間軸上のデータ配列とする変換処理を行う。フーリエ変換された受信系列は、復調器２０６に供給し、ＱＰＳＫ復調などの送信時に施された変換処理を元に戻す復調処理を行い、受信シンボルストリームを生成させる。
【００１０】
この受信シンボルストリームは、デインターリーバ２０７に供給し、送信時のインターリーブ処理で分散されたビット系列を元のデータ配列に戻すデインターリーブ処理を行い、受信符号化ビット系列を得る。この受信符号化ビット系列をビタビデコーダ２０８に供給し、ビタビデコード処理で受信情報ビット系列に変換し、変換された受信情報ビット系列の中のビデオ情報をビデオ回路２０９に供給し、音声情報を音声回路２１０に供給する。
【００１１】
ビデオ回路２０９では、送信系のビデオ回路１０１で符号化されたデータを復号化し、伝送されたビデオデータを得る。音声回路２１０では、送信系の音声回路１０２で符号化されたデータを復号化し、伝送された音声データを得る。なお、無線受信装置２００内の各回路での処理タイミングは、タイムベースコントローラ（ＴＢＣ）２１１により制御される。
【００１２】
以上説明した構成にて、ＯＦＤＭ方式の信号の送信及び受信が行われる。ここで、送信時の変調器１０５での第１次変調は、送信データに応じてキャリアの位相を離散的に変化させる変調方式であり、周波数利用効率に大きな利点がある。また、ＩＦＦＴ回路１０６での逆フーリエ変換処理では、サブキャリアに配置されるビット系列を時間軸上で平均化させるため、フェージングやシャドウイングといった干渉波に強いといった大きな利点がある。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこのような信号を受信する側では、ＦＦＴ回路２０５でのフーリエ変換処理を行わない限り、各ビット系列を復調することができない問題がある。また、受信時にＦＦＴ回路２０５でフーリエ変換処理を実行する際、１変調分の区切り（以下切れ目と称する）を正しく認識しないと、正確なビット系列を復調することができない問題がある。これらの問題を解決するために、本出願人は先に、図８に示す構成の送信シンボルストリームを生成させて、そのシンボルストリームを使用してＯＦＤＭ方式の送信や受信を行うものを提案した（特願平９−１９１３５１号）。
【００１４】
図８に示す送信シンボルストリームについて説明すると、ここでは例えば２４本のサブキャリアを１チャンネルとしたマルチキャリア通信方式に適用した例である。２４本のサブキャリアSC1 〜SC24の内の両端のサブキャリアSC1 及びSC24は、ガードキャリアとしてあり、何も伝送されない。このガードキャリアを設けることで、１変調時間で送信する情報の各々に間隔を持たせて、マルチパス干渉に強くなる。残りの２２本のサブキャリアSC2 〜SC23は、第１の情報の伝送に使用されるサブキャリアと、第２の情報の伝送に使用されるサブキャリアとに分けられる。ここでは、１本のサブキャリア毎に交互に第１の情報用と第２の情報用とに分けてある。即ち、サブキャリアSC2 ，SC4 ，SC6 ，SC8 ，SC10，SC12，SC14，SC16，SC18，SC20，SC22を第１の情報が伝送（変調）されるサブキャリアとしてあり、サブキャリアSC3 ，SC5 ，SC7 ，SC9 ，SC11，SC13，SC15，SC17，SC19，SC21，SC23を第２の情報が伝送（変調）されるサブキャリアとしてある。
【００１５】
第１の情報としては、既知のプリアンブル信号を伝送するようにしてある。例えば、全てのプリアンブル信号を同じ極座標点〔０，０〕（このときの位相は０である）などにする。第２の情報としては、実際に伝送したいデータ（例えばビデオ信号や音声信号を符号化したデータ）を伝送するようにしてある。なお、図８は横軸を周波数としてあり、逆フーリエ変換されて各サブキャリアが一定の周波数間隔で並んだマルチキャリア信号として示してある。
【００１６】
この図８に示す構成の信号を送信装置から送信した場合に、受信装置内のプリアンブル信号検出回路でプリアンブル信号を検出する構成を、図９に示す。受信系列が入力端子９１に得られると、この受信系列を遅延回路９２により遅延させた信号と、遅延させてない信号（即ち入力端子９１に得られる信号そのもの）とを、加算器９３に供給して加算する。遅延回路９２は、受信系列の１変調時間の１／２だけ遅延させる回路である。ここでは１変調時間を２４０μ秒としてあり、遅延回路９２で１２０μ秒の遅延処理を行う。
【００１７】
加算器９３で１／２変調時間遅延させた信号と遅延させてない信号とを加算することで、図８に示す状態で伝送された信号の内の、プリアンブル信号だけを抽出するくし形フィルタとして機能する。送信側の変調器１０５での第１次変調として、ＱＰＳＫ変調を行った場合には、データのスペクトラムが図１０に示す直交するＩ成分とＱ成分とで形成される円周上の一定の座標点になる。加算器９３で抽出されたプリアンブル信号は、シフトレジスタ９４に供給する。
【００１８】
シフトレジスタ９４は、ここでは１１シンボルのデータがセットされるレジスタとしてあり、プリアンブルバッファ９５に予め蓄積された１１シンボルのプリアンブルデータとの相関を、各シンボル毎の個別の乗算器９６ａ，９６ｂ‥‥９６ｇでとる。各乗算器９６ａ〜９６ｇの相関値の出力は累積加算器９７に供給し、１１シンボル分の電力レベルを累積加算し、その加算値の出力を判定部９８に供給する。判定部９８では、累積加算された電力レベルが、予め設定された範囲のレベルであるか否か判定する処理を行い、設定された範囲のレベルであると判定したとき、その判定出力を端子９９から受信装置内のタイムベースコントローラ２１１に供給し、そのタイミングを基準にしてＦＦＴ回路２０５でのフーリエ変換タイミングなどの受信タイミングの制御を行う。
【００１９】
この図８に示す構成のプリアンブル信号を送信信号に含ませて、そのプリアンブル信号の受信側での検出に基づいて、例えばＯＦＤＭ方式の信号のＦＦＴ回路での処理タイミングを調整することで、簡単に受信系で同期獲得を行うことができる効果を有する。ところが、図８に示す送信信号を生成させて伝送させると、受信側では必ず１／２変調時間、受信系列を遅延させる必要があり、それだけ受信系の構成が複雑化する問題があった。即ち、プリアンブル信号を検出する動作としては理想的であるが、ハードウェアの回路規模が大きく、実際の処理時間は必ず１／２変調時間以上必要とし、より回路規模や処理時間を短くすることが要請されている。
【００２０】
また、送信するプリアンブル信号の数が少なければ少ないほど、その他の情報（図８に示す第２の情報）の伝送量を増やすことができ、サブキャリア数の多い通信システムには有効であり、少ないプリアンブル信号で同様の処理ができるようにすることが要請されている。
【００２１】
本発明の目的は、マルチキャリア信号として伝送される信号にプリアンブル信号を一定間隔で配置した場合に、受信側で少ない遅延時間による処理で、プリアンブル信号を検出できるようにすると共に、プリアンブル信号以外の情報の伝送量を増やすことができるようにすることにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
第１の発明のマルチキャリア信号受信装置は、伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報が、それ以外の情報となる第２の情報の合間に一定間隔置きに配置された信号が、マルチキャリア信号として送信される信号を受信するマルチキャリア信号受信装置において、前記一定間隔が２つ置きとされた受信シンボルストリームを１変調時間／３の時間分だけ遅延させる遅延手段と、前記遅延手段で遅延させた受信シンボルストリームと、遅延されてない受信シンボルストリームとを用いて、前記第１の情報を抽出するフィルタ部と、受信すべき同期データを蓄積する同期データ蓄積手段と、前記フィルタ部の出力と前記同期情報蓄積手段が蓄積した同期データとの相関をとる相関器と、前記相関器の相関値のピーク位置により同期検出を行う判別手段とを備えたものである。
【００２３】
第１の発明のマルチキャリア信号受信装置によると、同期獲得に必要な情報である第１の情報が２つ置きに第２の情報の合間に配置された受信シンボルストリームを、遅延手段により１変調時間／３の時間分だけ遅延させることに基づき、第１の情報の検出が、相関器により検出された予め用意されたデータとの相関値のピーク位置から行え、そのピーク位置により同期検出が行える。
【００２４】
第２の発明のマルチキャリア信号送信装置は、伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報が、それ以外の情報となる第２の情報の合間に一定間隔置きに配置された信号を、マルチキャリア信号として送信するマルチキャリア信号送信装置において、符号化ビット系列を並び変えるインターリーブ手段と、前記インターリーブ手段によって再配置されたビット系列を蓄積するビット系列蓄積手段と、前記第１の情報を、前記第２の情報の合間に、所定の間隔置きに配置させる送信シンボルストリーム生成手段と、前記送信シンボルストリーム生成手段で前記第１の情報を配置させる前記所定の間隔を、１つの前記第１の情報が２つの前記第２の情報と交互に配置された第１の間隔と、前記第１の情報が前記第２の情報と１つおきに交互に配置された第２の間隔とのいずれかに設定させる選択手段と、前記送信シンボルストリーム生成手段が出力する送信シンボルストリームを変調する変調手段とを備えたものである。
【００２５】
第２の発明のマルチキャリア信号送信装置によると、同期獲得に必要な情報である第１の情報が、２つの第２の情報と交互に配置された送信シンボルストリームか、第２の情報と１つおきに交互に配置された送信シンボルストリームかのいずれかを選択的に生成させて、その送信シンボルストリームを変調して、マルチキャリア信号として送信することができる。
【００２６】
第３の発明のマルチキャリア信号受信装置は、伝送信号の同期獲得に必要な第１の情報が、それ以外の情報となる第２の情報の合間に一定間隔置きに配置された信号が、マルチキャリア信号として送信される信号を受信するマルチキャリア信号受信装置において、受信モードを、１つの前記第１の情報が２つの前記第２の情報と交互に配置されたシンボルストリームを受信する第１のモードと、前記第１の情報と前記第２の情報とが１つおきに交互に配置されたシンボルストリームを受信する第２のモードとのいずれかに設定する受信モード設定手段と、前記受信モード設定手段により前記第１のモードに設定された場合には受信シンボルストリームを１変調時間／３の時間分だけ遅延させ、前記受信モード設定手段により前記第２のモードに設定された場合には受信シンボルストリームを１変調時間／２の時間分だけ遅延させる遅延手段と、前記遅延手段で遅延された受信シンボルストリームと、遅延されてない受信シンボルストリームとを用いて、前記第１の情報を抽出するフィルタ部と、受信すべき同期データを複数種類蓄積し、前記受信モード設定手段により設定されたモードに対応した同期データを出力する同期データ蓄積手段と、前記フィルタ部の出力と前記同期情報蓄積手段が蓄積して出力する同期データとの相関をとる相関器と、前記相関器の相関値のピーク位置により同期検出を行う判別手段と、受信開始時には、前記受信モード設定手段に前記第１のモードを設定させ、受信開始から所定時間経過しても前記判別手段で同期検出ができないとき、前記受信モード設定手段で設定される受信モードを前記第２のモードに変更させる制御手段とを備えたものである。
【００２７】
第３の発明のマルチキャリア信号受信装置によると、１つの第１の情報が２つの第２の情報と交互に配置されたシンボルストリームを受信する第１のモードで受信させて、受信シンボルストリームと蓄積された同期データとの相関器での相関から同期検出ができないとき、第１の情報と第２の情報とが１つおきに交互に配置されたシンボルストリームを受信する第２のモードに変えて、遅延手段での遅延量と、相関検出を行うための同期データを変更して、伝送されるマルチキャリア信号がどのモードであっても、同期検出が可能になる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１の実施の形態を、図１〜図３を参照して説明する。
【００２９】
本実施の形態においては、マルチキャリア信号の無線伝送を行う場合に適用したものであり、送信装置の基本的な構成は、従来例として図６に示した無線送信装置１００と同じであり、プリアンブル信号を送出する構成を変えたものである。また、その送信装置から無線送信されるマルチキャリア信号を受信する受信装置の基本的な構成についても、従来例として図７に示した無線受信装置２００と同じであり、受信信号に含まれるプリアンブル信号を検出する構成を変えたものである。なお、送信装置が備える変調器での第１次変調は、ここではＱＰＳＫ変調を行うものとする。
【００３０】
そして本実施の形態においては、受信側で同期検出を行うために、マルチキャリア信号にプリアンブル信号を配置するが、そのプリアンブル信号の配置状態を、例えば図２に示す状態に設定する。即ち図２に示す送信シンボルストリーム（但し図２では横軸を周波数としたマルチキャリア信号として示してある）について説明すると、ここでは例えば２４本のサブキャリアを１チャンネルとしたマルチキャリア通信方式に適用した例である。２４本のサブキャリアSC1 〜SC24が一定の周波数間隔で配置される構成としてあり、その２４本のサブキャリアSC1 〜SC24の内の両端のサブキャリアSC1 及びSC24は、ガードキャリアとしてあり、何も伝送されない。残りの２２本のサブキャリアSC2 〜SC23は、第１の情報の伝送に使用されるサブキャリアと、第２の情報の伝送に使用されるサブキャリアとに分けられる。第１の情報が、既知のプリアンブル信号である。第２の情報が、実際に伝送したいデータ（例えばビデオ信号や音声信号を符号化したデータ）である。
【００３１】
第１の情報と第２の情報の配置としては、ここでは、２つの第２の情報と、１つの第１の情報を交互に配置するようにしてある。即ち、サブキャリアSC2 ，SC3 ，SC5 ，SC6 ，SC8 ，SC9 ，SC11，SC12，SC14，SC15，SC17，SC18，SC20，SC21，SC23を第２の情報が伝送（変調）されるサブキャリアとしてあり、サブキャリアSC4 ，SC7 ，SC10，SC13，SC16，SC19，SC22の７本を第１の情報が伝送されるサブキャリアとしてある。第１の情報については、ここでは７本の全てのサブキャリアに含まれる情報が、〔０，０〕の極座標点となるようにＱＰＳＫ変調してある。なお、以下の説明において、この〔０，０〕の極座標点となるように変調することを、絶対変調と称する。
【００３２】
この図２に示す構成の信号を送信装置内で生成させて、マルチキャリア信号として無線送信させる。そして、この無線伝送されたマルチキャリア信号を受信装置で受信する。図１は、この場合の受信装置内の検出回路でプリアンブル信号を検出する構成を示したものである。この図１に示す回路は、例えば図７に示す受信装置内の窓検出部２０４などのフーリエ変換を行う前の回路に組み込まれるものである。受信系列が入力端子１１に得られると、この受信系列を遅延回路１２により遅延させた信号と、遅延させてない信号（即ち入力端子１１に得られる信号そのもの）とを、加算器１３に供給して加算する。遅延回路１２は、受信系列の１変調時間の１／３だけ遅延させる回路である。ここでは１変調時間を２４０μ秒としてあり、遅延回路１２で８０μ秒の遅延処理を行う。
【００３３】
加算器１３で１／３変調時間遅延させた信号と遅延させてない信号とを加算することで、図２に示す状態で伝送された信号の内の、プリアンブル信号だけを抽出するくし形フィルタとして機能する。即ち、第２の情報の合間に一定間隔で第１の情報が配置されるが、その一定間隔をｎとしたとき、１変調時間／（ｎ＋１）の式で遅延回路１２の遅延時間が決まる。ここでは図２に示すように、２つの第２の情報の合間に１つの第１の情報が一定間隔で配置されるので、ｎが２となり、１変調時間／（２＋１）＝２４０μ秒／３＝８０μ秒となる。
【００３４】
加算器１３で抽出されたプリアンブル信号は、シフトレジスタ１４に供給する。シフトレジスタ１４は、ここでは７シンボルのデータがセットされるレジスタとしてある。プリアンブルバッファ１５は予め７シンボルのプリアンブルデータを蓄積させてある。シフトレジスタ１４にセットされたデータと、プリアンブルバッファ１５に予め蓄積されたデータとの相関を、各シンボル値毎の個別の乗算器１６ａ，１６ｂ‥‥１６ｎでとる。
【００３５】
各乗算器１６ａ〜１６ｎの相関値の出力は累積加算器１７に供給し、７シンボル分の電力レベルを累積加算し、その加算値の出力を判定部１８に供給する。判定部１８では、累積加算された電力レベルが、予め設定されたスレッショルドレベル以上か否か判定する処理を行い、スレッショルドレベル以上であると判定したとき、その判定出力を端子１９から受信装置内の受信タイミング制御手段（図７のタイムベースコントローラ２１１に相当する回路）に供給して、ＦＦＴ回路などでの処理タイミングを、その判定したタイミングに基づいて制御させる。
【００３６】
ここで、図１に示す回路にて相関を検出することで、プリアンブル信号を検出できる原理について説明する。このとき受信される信号に施された変調処理、即ち送信装置１００内の変調器１０５での変調は、ＱＰＳＫ変調であるので、図３に示すように、Ｉ成分とＱ成分を直交させて形成される直交座標軸上における円上の４点（〔０，０〕／〔１，０〕／〔０，１〕／〔１，１〕）のいずれかのスペクトラムの位相位置をデータとして伝送されるＱＰＳＫ変調を行ってある。図２に示す第２の情報については、この４点のいずれかが選択される。これに対して第１の情報については、全て極座標点〔０，０〕の位相位置となるように絶対変調してある。
【００３７】
このように変調されて無線送信された信号が、理想的な無線環境下で干渉されることなくそのまま受信装置で受信されたとする。このとき受信したサブキャリアの基本波を cos(2πft), cos(4πft),‥‥cos(2nπft),‥‥cos(48πft) の合計２２本（ガードバンド用の２本は除く）とすると、８０μ秒だけ遅延させた波形は、 cos｛ 2πf(t+1/(3f)) ｝,  cos｛ 4πf(t+1/(3f)) ｝, ‥‥cos ｛2nπf(t+1/(3f)) ｝, ‥‥ cos｛48πf(t+1/(3f)) ｝となり、Ｎ＝０〜２３番目のサブキャリア、ｋ＝０〜７の整数とすると、図１に示す加算器１３の出力は、以下の３通りのいずれかとなる。
Ｎ＝3kの時、cos(2Nπft)+ cos｛2Nπf(t+1/(3f)) ｝＝sin(2nπft-2π/3)
Ｎ＝3k+1の時、cos(2Nπft)+ cos｛2Nπf(t+1/(3f)) ｝＝sin(2nπft+2π/3)
Ｎ＝3k+2の時、cos(2Nπft)+ cos｛2Nπf(t+1/(3f)) ｝＝ 2sin(2nπft)
【００３８】
上述した式を図で説明したものが図３である。図３の（ａ）は、Ｎ＝3kの時を示してあり、＃１１はサブキャリアの基本波の位相と電力レベル（矢印の大きさ：以下同じ）で、＃１２は遅延回路１２の出力の位相と電力レベルで、＃１３はくし形フィルタを構成する加算器１３の出力の位相と電力レベルである。図３の（ｂ）は、Ｎ＝3k+1の時を示してあり、＃２１はサブキャリアの基本波の位相と電力レベルで、＃２２は遅延回路１２の出力の位相と電力レベルで、＃２３はくし形フィルタを構成する加算器１３の出力の位相と電力レベルである。図３の（ｃ）は、Ｎ＝3k+2の時を示してあり、＃３１はサブキャリアの基本波の位相と電力レベルで、＃３２は遅延回路１２の出力の位相と電力レベルで、＃３３はくし形フィルタを構成する加算器１３の出力の位相と電力レベルである。
【００３９】
Ｎ＝3k+2の時は、サブキャリアの基本波の位相及び電力レベル＃３１と、遅延回路１２の出力の位相及び電力レベル＃３２が等しく、加算器１３で合成された電力レベル＃３３は、他のレベルの２倍になっている。
【００４０】
従って、プリアンブルバッファ１５に設定された値との相関値を求めることで、Ｎ＝3k+2の時の電力レベルは、Ｎ＝3kの時やＮ＝3k+1の時の電力レベルに比べてはるかに高くなり、累積加算器１７の出力にピークのある波形として現れる。そして、判定部１８で、累積加算器１７が累積加算して出力する電力レベルが、前もって設定したスレッショルドレベル以上か否かを判定することで、プリアンブル信号の伝送タイミングを正確に検出することができる。例えば、この検出したタイミングのデータを、受信装置内のタイムベースコントローラに供給して、そのタイミングでＦＦＴ回路でのフーリエ変換を実行させることで、正確なタイミングでのフーリエ変換処理が行える。
【００４１】
このように図２に示す構成のマルチキャリア信号を受信して、図１に示す構成の回路でプリアンブル信号を検出することで、電力レベルのピーク検出に基づいて、正確に同期タイミングを検出できる。この場合、遅延回路１２での遅延量を図９に示した従来の回路よりも削減することができ、それだけ遅延回路を構成するメモリの記憶容量を削減することができ、レジスタ１４やバッファ１５などについても段数の少ないものが使用でき、それだけ回路規模を削減することができる。
【００４２】
なお、本実施の形態で説明した１チャンネルの信号の具体的な構成は、上述したものに限定されるものではない。即ち、サブキャリア数，使用帯域幅，サブキャリア間隔，プリアンブル信号の数は、伝送するデータや使用目的などに応じて、様々な値が取りえる。例えば、図２に示した例では、２つの第２の情報毎に、１つの第１の情報（プリアンブル信号）を配置したが、３つの第２の情報の間に、一定間隔でプリアンブル信号を配置するようにしても良い。この３つ置きにプリアンブル信号を配置した場合には、図１に示した遅延回路１２での遅延時間は、６０μ秒（１変調時間が２４０μ秒の場合）となり、より回路規模を削減することができる。また、図１に示した構成では、相関を検出する処理を、ハードウェアにより行っているが、このような処理をソフトウェアで行う構成としても良い。
【００４３】
また、くし形フィルタを構成する回路として、図１に示した加算器１３を使用したが、減算器などの他の回路で同様のフィルタとして機能するように構成しても良い。
【００４４】
次に、本発明の第２の実施の形態を、図４及び図５を参照して説明する。
【００４５】
本実施の形態においても、２４本のサブキャリアを１チャンネルとしたマルチキャリア信号の無線伝送を行う場合に適用したものであり、送信装置の基本的な構成は、従来例として図６に示した無線送信装置１００と同じであり、プリアンブル信号を送出する構成を変えたものである。また、その送信装置から無線送信されるマルチキャリア信号を受信する受信装置の基本的な構成についても、従来例として図７に示した無線受信装置２００と同じであり、受信信号に含まれるプリアンブル信号を検出する構成を変えたものである。なお、送信装置が備える変調器での第１次変調は、ここではＱＰＳＫ変調を行うものとする。
【００４６】
そして本実施の形態においては、送信装置において、送信シンボルストリームを生成させる際にプリアンブル信号を配置する処理として、第１のモードと第２のモードの２種類の配置状態を用意する。ここでは、第１の実施の形態で説明した図２や、従来例で説明した図８に示すように、２４本のサブキャリアSC1 〜SC24の内の両端のサブキャリアSC1 及びSC24はガードキャリアとし、残りの２２本のサブキャリアSC2 〜SC23を、第１の情報の伝送に使用されるサブキャリアと、第２の情報の伝送に使用されるサブキャリアとに分けるれる。
【００４７】
そして第１のモードでは、第１の実施の形態で既に説明した図２に示すように、２つの第２の情報と、１つの第１の情報を交互に配置するようにしてある。即ち、サブキャリアSC2 ，SC3 ，SC5 ，SC6 ，SC8 ，SC9 ，SC11，SC12，SC14，SC15，SC17，SC18，SC20，SC21，SC23を第２の情報が伝送（変調）されるサブキャリアとしてあり、サブキャリアSC4 ，SC7 ，SC10，SC13，SC16，SC19，SC22の７本を第１の情報が伝送されるサブキャリアとしてある。
【００４８】
第２のモードでは、従来例として既に説明した図８に示すように、１本のサブキャリア毎に交互に第１の情報用と第２の情報用とに分けてある。即ち、サブキャリアSC2 ，SC4 ，SC6 ，SC8 ，SC10，SC12，SC14，SC16，SC18，SC20，SC22を第１の情報が伝送（変調）されるサブキャリアとしてあり、サブキャリアSC3 ，SC5 ，SC7 ，SC9 ，SC11，SC13，SC15，SC17，SC19，SC21，SC23を第２の情報が伝送（変調）されるサブキャリアとしてある。
【００４９】
第１のモードと第２のモードのいずれでも、第１の情報については、ここでは全てのサブキャリアに含まれる情報が、極座標点〔０，０〕の位相となるように絶対変調してある。第２の情報については、実際に伝送したいデータ（例えばビデオ信号や音声信号を符号化したデータ）を伝送するようにしてある。
【００５０】
図４は、この第１のモードの配列の送信シンボルストリームと、第２のモードの配列の送信シンボルストリームの双方を生成させる回路構成を示した図である。この図４に示す回路は、図６に示す送信装置内の変調器１０５に代わる回路である。入力端子２１に得られる送信ビット系列は、メモリ２２に一旦蓄積し、その蓄積された送信ビット系列を第１のプリアンブル配置部２３と第２のプリアンブル配置部２４に供給する。
【００５１】
第１のプリアンブル配置部２３は、上述した第１のモード（即ち図２に示す状態）で第１の情報（プリアンブル信号）を、第２の情報の合間に配置する回路である。第２のプリアンブル配置部２４は、上述した第２のモード（即ち図８に示す状態）で第１の情報（プリアンブル信号）を、第２の情報の合間に配置する回路である。
【００５２】
第１のプリアンブル配置部２３と第２のプリアンブル配置部２４のいずれの回路が使用されるかは、選択部２５により制御され、いずれか一方のプリアンブル配置部２３又は２４でプリアンブル信号が配置された送信シンボルストリームを、変調部２６に供給する。この変調部２６では、例えばＱＰＳＫ変調を行い、その変調されたデータを、端子２７からＩＦＦＴ回路（図示せず）に供給する。
【００５３】
選択部２５でモードを選択するために、ここでは端子２８に得られる受信信号を受信系２９の回路で判別した信号を選択部２５に供給される構成としてある。即ち、本実施の形態の送信装置で送信された信号を受信する受信装置側では、伝送信号に含まれる第１の情報（プリアンブル信号）を正しく検出できたとき、その第１の情報を検出したことを示す検出データを、図示しない送信系の回路にて送信処理する構成としてある。そして、この検出データが受信信号に含まれることを、図４に示す受信系２９で判別したとき、この検出データを選択部２５に供給する構成としてある。
【００５４】
この検出データに基づいた選択部２５でのモード選択動作としては、例えば送信開始時には、第１のモードで送信を開始させて、第１のプリアンブル配置部２３の出力を変調部２６で変調させる。そして、その送信開始から予め設定された所定の時間が経過するまでの間に、受信系２９から選択部２５に検出データが供給されたとき、その第１のモードでの送信を継続させる。そして、送信開始から予め設定された所定の時間が経過するまでの間に、上述した検出データが供給されないときには、選択部２５の制御で、送信モードを第１のモードから第２のモードに変化させ、第２のプリアンブル配置部２４の出力を変調部２６で変調させる。
【００５５】
次に、このように処理されて送信される信号を受信する受信装置での処理構成を説明する。図５は、この場合の受信装置内の検出回路でプリアンブル信号を検出する構成を示したものである。この図５に示す回路は、図７に示す受信装置内の窓検出部２０４などのフーリエ変換を行う前の回路に組み込まれるものである。受信系列が入力端子３１に得られると、この受信系列をモード選択部３２に供給する。このモード選択部３２は、入力した受信系列を第１の遅延回路３３への出力と、第２の遅延回路４１及び加算器４２への出力とを切換えて受信モード選択を行う回路である。
【００５６】
モード選択部３２の出力が第１の遅延回路３３に供給される場合、この遅延回路３３で入力データを１／３変調時間（ここでは８０μ秒）遅延させ、その遅延出力を加算器３４に供給し、遅延させてない信号との加算処理を行う。この加算処理により、加算器３４は、受信信号が図２に示す状態で伝送された信号である場合に、その信号の内の、プリアンブル信号だけを抽出するくし形フィルタとして機能する。加算器３４の加算出力は、シフトレジスタ３５に供給する。
【００５７】
シフトレジスタ３５は、ここでは７シンボルのデータがセットされるレジスタとしてあり、プリアンブルバッファ３６に予め蓄積された７シンボルのプリアンブルデータとの相関を、各シンボル毎の個別の乗算器３７ａ，３７ｂ‥‥３７ｇでとる。各乗算器３７ａ〜３７ｇの相関値の出力は累積加算器５１に供給し、７シンボル分の電力レベルを累積加算器５１に供給する。
【００５８】
モード選択部３２の出力が第２の遅延回路４１及び加算器４２に供給される場合、第２の遅延回路４１で入力データを１／２変調時間（ここでは１２０μ秒）遅延させ、その遅延出力を加算器４２に供給し、遅延させてない信号との加算処理を行う。この加算処理により、加算器４２は、受信信号が図８に示す状態で伝送された信号である場合に、その信号の内の、プリアンブル信号だけを抽出するくし形フィルタとして機能する。加算器４２の加算出力は、シフトレジスタ４３に供給する。
【００５９】
シフトレジスタ４３は、ここでは１１シンボルのデータがセットされるレジスタとしてあり、プリアンブルバッファ４４に予め蓄積された１１シンボルのプリアンブルデータとの相関を、各シンボル毎の個別の乗算器４５ａ，４５ｂ‥‥４５ｋでとる。各乗算器４５ａ〜４５ｋの相関値の出力は累積加算器５１に供給し、１１シンボル分の電力レベルを累積加算器５１に供給する。
【００６０】
累積加算器５１は、乗算器３７ａ〜３７ｇの相関値の出力が供給されるとき、その相関値の累積加算処理を行い、乗算器４５ａ〜４５ｋの相関値の出力が供給されるとき、その相関値の累積加算処理を行う。累積加算器５１で得た累積加算値は、判定部５２に供給する。判定部５２では、累積加算された電力レベルが、予め設定されたスレッショルドレベル以上か否か判定する処理を行い、スレッショルドレベル以上であると判定したとき、その判定出力を端子５３から受信装置内の受信タイミング制御手段（図７のタイムベースコントローラ２１１に相当する回路）に供給して、ＦＦＴ回路などでの処理タイミングを、その判定したタイミングに基づいて制御させる。
【００６１】
また、判定部５２には、受信開始で起動されるタイマ部５４が接続してあり、モード選択部３２で第１のモードを選択して、乗算器３７ａ〜３７ｎの相関値の出力の累積加算値からスレッショルドレベル以上か否か判定するようにしたとき、このタイマ部５４で予め設定された一定時間が経過するまでの間に、スレッショルドレベル以上であると判定されたとき、そのままの受信モードをモード選択部３２に維持させるデータを供給する。また、この受信装置が送信系の回路を備えている場合には、モードを維持させるデータを出力すると同時に、端子５５からこの装置の送信系の回路に、プリアンブル信号が検出できたことを示すデータを供給し、このプリアンブル信号が検出できたことを示すデータを送信させる。
【００６２】
そして、タイマ部５４で予め設定された一定時間が経過するまでの間に、スレッショルドレベル以上であると判定されなかったとき、モード選択部３２で選択させる受信モードを第２のモードに変化させるデータを供給する。なお、タイマ部５４で受信開始から判断する一定時間としては、第１のモードで正しく信号を受信処理できたときに、その信号からプリアンブル信号を検出するのに十分な時間（例えば１変調時間の１／３より若干長い時間）とする。
【００６３】
本実施の形態で説明したように、送信側でマルチキャリア信号にプリアンブル信号を配置するモードとして、２種類のモードを用意して、送信開始時にはプリアンブル信号の配置間隔が粗い第１のモードで送信させ、その第１のモードで良好に伝送できる場合には、そのままのモードで通信を行い、そのモードで通信ができない場合に、プリアンブル信号の配置間隔が狭い第２のモードで送信させるようにしたので、良好な無線通信環境下では、少ないプリアンブル信号の配置で通信が行われ、この第１のモードで同期をとることができない劣悪な無線通信環境下では、プリアンブル信号の配置間隔が狭い第２のモードで通信が行われ、同期補足が行い易くなる。従って、そのときの通信環境に応じて適切なプリアンブル信号の配置状態が自動的に選択されることになり、どのような無線環境であっても、マルチキャリア信号のフーリエ変換処理などのための同期補足処理が良好に行われるようになる。
【００６４】
なお、本実施の形態では、プリアンブル信号である第１の情報を第２の情報の２つ置きに配置するモードと、第１の情報を第２の情報の１つ置きに配置するモードとの２つのモードを用意して、通信を行うようにしたが、それぞれのモードでプリアンブル信号の配置数又は配置状態が異なれば、他の配置としても良い。例えば、第１のモードで、プリアンブル信号である第１の情報を第２の情報の３つ置きに配置し、第２のモードで第１の情報を第２の情報の１つ置きに配置するようにしても良い。
【００６５】
また、送信側で用意するプリアンブル信号の配置状態のモードの数についても、上述した実施の形態では２つのモードを用意して切換えるようにしたが、３つ又はそれ以上の数のモードを用意して、そのときの通信状態により適切なものを選択するようにしても良い。
【００６６】
また、上述した実施の形態では、図５に示した受信系のプリアンブル信号判別用の回路内で、遅延回路３３，４１などをモード毎に個別に用意したが、１組の回路だけを用意して、その１組の回路で遅延回路の遅延量を変える等して、対応した状態に作動するようにして、回路構成を簡単にしても良い。また、図５に示した構成では、くし形フィルタを構成する回路として、加算器３４，４２を使用したが、減算器などの他の回路で同様のフィルタとして機能するように構成しても良い。
【００６７】
【発明の効果】
本発明のマルチキャリア信号受信装置によると、同期獲得に必要な情報である第１の情報が２つ置きに第２の情報の合間に配置された受信シンボルストリームを、遅延手段により１変調時間／３の時間分だけ遅延させることに基づき、第１の情報の検出が、相関器により検出された相関値のピーク位置から行え、そのピーク位置により簡単かつ正確に同期検出が行えるようになる。
【００６８】
また本発明のマルチキャリア信号受信装置によると、同期情報蓄積手段が蓄積した同期情報は、既知の情報パターンであることで、既知の情報パターンを使用して簡単に同期検出が行える。
【００６９】
また本発明のマルチキャリア信号送信装置によると、同期獲得に必要な情報である第１の情報が、２つの第２の情報と交互に配置された送信シンボルストリームか、第２の情報と１つおきに交互に配置された送信シンボルストリームかのいずれかを選択的に生成させて、その送信シンボルストリームを変調して、マルチキャリア信号として送信することができ、任意の間隔で同期獲得に必要な情報を配置した信号を送信させることができる。
【００７０】
また本発明のマルチキャリア信号送信装置によると、選択手段は、送信開始時には、送信シンボルストリーム生成手段で生成させる送信シンボルストリームの第１の情報の間隔を第１の間隔に設定し、変調手段により変調された信号を受信する側からの同期検出に関する通知が、送信開始から所定時間以上ないとき、送信シンボルストリーム生成手段で生成させる送信シンボルストリームの第１の情報の間隔を、第１の間隔から第２の間隔に変更させるようにしたことで、第１の情報の間隔の変更により受信側で同期検出が容易に行えるように設定して、良好に通信できるように処理することが可能になる。
【００７２】
また本発明のマルチキャリア信号受信装置によると、１つの第１の情報が２つの第２の情報と交互に配置されたシンボルストリームを受信する第１のモードで受信させて、受信シンボルストリームと蓄積された同期データとの相関器での相関から同期検出ができないとき、第１の情報と第２の情報とが１つおきに交互に配置されたシンボルストリームを受信する第２のモードに変えて、遅延手段での遅延量と、相関検出を行うための同期データを変更して、伝送されるマルチキャリア信号がどのモードであっても、同期検出が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態によるプリアンブル信号検出構成の例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態による伝送データ構成例を示す説明図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態によるフィルタ出力の位相を示す波形図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態による送信構成の例を示すブロック図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態によるプリアンブル信号検出構成の例を示すブロック図である。
【図６】マルチキャリア信号の送信構成の例を示すブロック図である。
【図７】マルチキャリア信号の受信構成の例を示すブロック図である。
【図８】先に提案した伝送データ構成例を示す説明図である。
【図９】図８に示すデータの検出構成の例を示す構成図である。
【図１０】受信シンボルの位相の例を示す波形図である。
【図１１】受信信号に含まれるプリアンブル信号の位相の例を示す波形図である。
【符号の説明】
１２…遅延回路、１３…加算器、１４…シフトレジスタ、１５…プリアンブルバッファ、１６ａ〜１６ｇ…乗算器、１７…累積加算器、１８…判定部、２２…メモリ、２３…第１のプリアンブル配置部、２４…第２のプリアンブル配置部、２５…選択部、２６…変調部、２９…受信部、３２…モード選択部、３３…遅延回路、３４…加算器、３５…シフトレジスタ、３６…プリアンブルバッファ、３７ａ〜３７ｋ…乗算器、４１…遅延回路、４２…加算器、４３…シフトレジスタ、４４…プリアンブルバッファ、４５ａ〜４５ｇ…乗算器、５１…累積加算器、５２…判定部、５４…タイマ部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
0004284769.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
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