(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
OFDM信号に対してOFDM受信器を同期化する方法において、
a)周波数領域から見ると偶数番目の副搬送波のうち、ランダムな位置にのみサブシンボル信号が存在し、残り偶数番目の副搬送波と全ての奇数番目の副搬送波には信号がなく、時間領域から見るとシンボルの最初の半分が残り半分と同一な特性を有するOFDM基準シンボルを使用者データOFDMシンボルより先に受信する段階と、
b)受信されたOFDM基準シンボルをサンプリングし、デジタル信号に変換してデジタルOFDM信号サンプルrkを得る段階と、
c)前記OFDM信号サンプルrkに対してサンプル毎に前記基準シンボルの時間領域特性に応じて所定のタイミングメトリックを求め、前記タイミングメトリックのパワーが最大の時点を前記OFDM信号のシンボル/フレームの開始点として検出する段階と、
d)検出されたシンボル/フレームの開始点において前記タイミングメトリックの位相から周波数オフセットを求めて２つの隣接した副搬送波間周波数間隔より小さな周波数のオフセットを補正し、前記基準シンボルの周波数領域特性に応じて求めた所定のパワーメトリックの最大値から２つの隣接した副搬送波間周波数間隔より大きな周波数オフセットを補正する段階とを含むことを特徴とするOFDM受信器の同期化方法。
【請求項２】
前記OFDM基準シンボルは、
ランダムまたは擬似ランダムシーケンスから周波数領域サブシンボルシーケンスCnを生成する段階と、
0及び1の値を有するランダムまたは擬似ランダム2進シーケンスBnを生成する段階と、
前記CnとBnとをかけて周波数領域OFDM基準シンボルシーケンス
【数１】
0004302825.tif 000016
を生成する段階と、
生成された周波数領域OFDM基準シンボルシーケンスを逆高速フーリエ変換して時間領域のOFDM基準シンボルシーケンスを生成する段階とを具備して生成されることを特徴とする請求項１に記載のOFDM受信器の同期化方法。
【請求項３】
前記OFDM基準シンボルにおいて前記サブシンボルCnは、位相遷移キーサブシンボルまたは直交振幅変調サブシンボルであることを特徴とする請求項２に記載のOFDM受信器の同期化方法。
【請求項４】
前記シンボルタイミングメトリックS(d)はNが基準シンボルの大きさであり、r*kがrkの複素共役である時、次の式
【数２】
0004302825.tif 000017
のように求められることを特徴とする請求項１に記載のOFDM受信器の同期化方法。
【請求項５】
前記c)段階においてシンボル/フレームの開始点検出は、
c1) 前記シンボルタイミングメトリックのパワー|S(d)|2を計算する段階と、
c2) 前記|S(d)|2を所定のスレショルド値と比較する段階と、
c3) 前記タイミングインデックスdを増やす段階と、
c4) 前記c1)、c2)及びc3)を連続に繰返して行い、前記|S(d)|2値が前記スレショルド値より大きな時間中でその値を最大化するインデックスdoptを検出し、検出されたdoptを前記シンボル/フレーム開始点として置換える段階と、
を具備することを特徴とする請求項４に記載のOFDM受信器の同期化方法。
【請求項６】
前記d)段階は、
前記OFDM信号が搬送波周波数fcで前記受信器に送信される時、
d1) 検出されたシンボル/フレーム開始点doptでタイミングメトリックS(dopt)を計算する段階と、
d2) シンボル間干渉を防止するため添加されたサイクリックプリフィックスを除いたシンボル時間をTとすれば、前記doptにおいてS(dopt)の位相値
【数３】
0004302825.tif 000018
から搬送波周波数オフセットΔfcの推定値のε/T Hzを求める段階と、
d3) 推定されたε/T Hzを前記搬送波周波数の-1/T〜+1/T Hzの範囲内で補正する段階と、
d4) 前記補正された基準シンボルのN個のサンプルを離散フーリエ変換して周波数領域のサブシンボルRnを得る段階と、
d5) 前記Rnのパワースペクトル|Rn|2とランダムまたは擬似ランダム2進シーケンスBnとの相関値を最大とする周波数オフセットを推定して前記搬送波周波数の-1/T〜+1/T Hzの範囲外の周波数オフセットを補正する段階と、
を具備することを特徴とする請求項５に記載のOFDM受信器の同期化方法。
【請求項７】
前記d4)段階は、
d41)周波数オフセットインデックスuに対してパワーメトリックP(u)を次の式
【数４】
0004302825.tif 000019
のように求める段階と、
d42)周波数オフセットインデックスuを増やす段階と、
d43)所定値Kが与えられた時、前記段階d41)及びd42)をu=-K〜+Kまで行ってP(u)値を求めて前記P(u)を最大化する周波数オフセットuoptを検出した時2uopt/T Hzを前記搬送波周波数の-1/T〜+1/T Hzの範囲外の周波数オフセットに補正する段階と、
を具備することを特徴とする請求項６に記載のOFDM受信器の同期化方法。
【請求項８】
e)前記搬送波周波数オフセットを補正した基準シンボルのN個のサンプルのうち最初のN/2サンプルと次のN/2サンプルを各々N/2-ポイント離散フーリエ変換して周波数領域シーケンスR(1/2)nとR(2/2)nを得る段階と、
f)前記R(1/2)nとR(2/2)nの位相差∠｛Ｒ*(1/2)nＲ(2/2)n｝を求め、求められた位相差から次の式
【数５】
0004302825.tif 000020
のように送信側のサンプリング周期と前記b)段階のサンプリング周期との誤差を求める段階と、
g)求められたサンプリング周期の誤差を補正する段階と、
をさらに具備することを特徴とする請求項１に記載のOFDM受信器の同期化方法。
【請求項９】
前記OFDM基準シンボルにおいて信号が伝送される周波数の集合をQ=[n：Bn=1]とし、Ts及び(ΔTs+Ts)を各々送信側のサンプリング周期と前記b)段階のサンプリング周期とする際、両サンプリング周期間の誤差により受信信号の各副搬送波から発生する位相変化から前記f)段階におけるサンプリング周期の誤差ΔTs/Tsを
【数６】
0004302825.tif 000021
のように求めることを特徴とする請求項８に記載のOFDM受信器の同期化方法。
【請求項１０】
前記OFDM基準シンボルから信号が伝送される周波数の集合をQ=[n：Bn=1]とし、Ts及び(ΔTs+Ts)を各々送信側のサンプリング周期と前記b)段階のサンプリング周期とする時、両サンプリング周期間の誤差により受信信号の各副搬送波から発生する位相変化から前記f)段階におけるサンプリング周期の誤差ΔTs/Tsを、
【数７】
0004302825.tif 000022
のように求めることを特徴とする請求項８に記載のOFDM受信器の同期化方法。
【請求項１１】
周波数領域から見ると偶数番目の副搬送波のうちランダムな位置にのみサブシンボル信号が存在し、残り偶数番目の副搬送波と全ての奇数番目の副搬送波には信号がなく、時間領域から見るとシンボルの最初の半分が残り半分と同一な特性を有するOFDM基準シンボルを使用者データOFDMシンボルより先に受信するOFDM信号受信部と、
受信されたOFDM基準シンボルをサンプリングし、デジタル信号に変換してデジタルOFDM信号サンプルrkを出力するA/D変換部と、
前記OFDM信号サンプルrkをＮ個貯蔵するバッファを具備し、前記バッファに貯蔵されたサンプルの時間領域特性から所定のタイミングメトリックを満たすシンボル/フレームの開始点を検出し、検出された開始点における前記メトリックの位相から搬送波周波数のオフセットを求めて補正し、前記貯蔵されたN個のサンプルをN/2個ずつ周波数領域のシンボルに変換する時、Ｎ個中の最初のN/2個と次のN/2個の周波数領域のシンボルの位相差から前記A/D変換部のサンプリング周期の誤差を求めて前記誤差を補正する演算処理部と、
を含むことを特徴とするOFDM受信器の同期化装置。
【請求項１２】
前記OFDM信号受信部から受信されるOFDM基準シンボルシーケンスはランダムまたは擬似ランダムシーケンスから生じた周波数領域PSKサブシンボルシーケンスCnと、0、1の値を有するランダムまたは擬似ランダム2進シーケンスBnから次の式
【数８】
0004302825.tif 000023
のように周波数領域から生成され、生成された基準シンボルをIFFTして得た時間領域OFDM基準シンボルシーケンスの最初の半分が残り半分と同一な特性を有することを特徴とする請求項１１に記載のOFDM受信器の同期化装置。
【請求項１３】
前記OFDM基準シンボルにおける周波数領域サブシンボルシーケンスCnは、位相遷移キーまたは直交振幅変調サブシンボルであることを特徴とする請求項１２に記載のOFDM受信器の同期化装置。
【請求項１４】
前記演算処理部は、r*kがrkの複素共役である時、タイミングインデックスdに対して次の式
【数９】
0004302825.tif 000024
のようにタイミングメトリックを求め、求められたタイミングメトリックのパワーが所定のスレショルド値より大きな時間のうち前記タイミングメトリックのパワーを最大とするインデックスdoptを検出してシンボル/フレームの開始点に置換える手段を具備することを特徴とする請求項１１に記載のOFDM受信器の同期化装置。
【請求項１５】
前記演算処理部は、検出されたシンボル/フレーム開始点doptから前記タイミングメトリックを求め、求められたタイミングメトリックの位相∠S(dopt)から次の式
【数１０】
0004302825.tif 000025
を満たす搬送波周波数オフセット推定値ε/T Hzを求めて周波数オフセットを補正し、補正された基準シンボルのN個のサンプルを離散フーリエ変換して得られた周波数領域のサブシンボルRnからBnが0と1の値を有するランダムまたは擬似ランダム2進シーケンスである時、次の式
【数１１】
0004302825.tif 000026
を最大とするuoptを求めて前記搬送波周波数の-1/T〜+1/T Hzの範囲外の周波数オフセットを補正する手段を具備することを特徴とする請求項１４に記載のOFDM受信器の同期化装置。
【請求項１６】
前記演算処理部は、前記搬送波周波数オフセットを補正した基準シンボルのN個のサンプルのうち最初のN/2サンプルと次のN/2サンプルを各々N/2-ポイント離散フーリエ変換して周波数領域シーケンスR(1/2)nとR(2/2)nを求め、前記R(1/2)nとR(2/2)nの位相差から次の式
【数１２】
0004302825.tif 000027
のように送信側のサンプリング周期と前記A/D変換部のサンプリング周期との誤差を求め、求められたサンプリング周期の誤差を補正する手段をさらに具備することを特徴とする請求項１５に記載のOFDM受信器の同期化装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は直交周波数分割多重化(Orthognal frequency division multiplexing：以下OFDMと称する）信号の受信方法及び装置に係り、特にOFDM信号に対する前記OFDM信号受信器のタイミング及び周波数同期化方法並びに装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
OFDMはチャンネルの帯域幅内で多数個の副搬送波(sub-carrier)を使用して効率よくデータを伝送する技術である。前記副搬送波は周波数分割多重化(frequency division multiplexing：FDM)のような過去の伝送方式に比べて帯域効率を極大化するように構成される。前記FDM方式は各副搬送波が相異なる周波数帯域に存在し、副搬送波間の相互干渉が発生しないように周波数保護(guard)帯域を備えるためにオーバーヘッド(over-head)が多くて帯域効率が劣る。
【０００３】
これに対して、前記OFDM方式は各副搬送波を周波数領域において重畳して帯域効率を極大化するが、各副搬送波を直交させることによって副搬送波間の相互干渉が発生しないようにする。また、OFDMシンボルはチャンネルインパルス応答(impulse response)に比べてかなり長く、各シンボル間の干渉を完全に除去できるため、多重経路フェーディング(multipath fading)に強いという特徴がある。
【０００４】
図1は一般のOFDM信号を伝送するOFDM信号送信部の機能を示したブロック図である。符号化器110は入力データビットストリームbnを符号化してサブシンボルXnを出力する。IFFT115はXnをN-ポイントIDFT(inverse discrete Fourier transform)またはIFFT(inverse fast Fourier transform)する。ここで、nは周波数領域インデックスであり、副搬送波のインデックスを示すこともある。N個のサブシンボルXnは周波数領域において一つのOFDMシンボルとして定義され、通常位相遷移キー(Phase Shift Keying、PSK)または直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulation、QAM)された信号である。
【０００５】
通常、周波数領域においてOFDMシンボルは図2のように周波数が0のDC及び通過帯域のエッジの付近で0と指定される。この結果、送/受信部でのアナログフィルタリングを容易にし、受信された信号に与える雑音(noise)による影響を減らす長所を得る。IFFT115は次の式によって周波数領域OFDMシンボルを時間領域シンボルに変換させる。
【０００６】
【数１３】
0004302825.tif 000002
ここで、xkは時間領域OFDMシンボルのサンプルを示し、kは時間領域インデックスである。
DSP120はIFFT115の出力シーケンスのN個のサンプルの前にG個のサンプルのサイクリックプリフィックスまたは保護区間を付加える。
【０００７】
従って、一つのOFDMシンボルを時間領域から見ると図3のようにG+N個のサンプルからなっている。このサイクリックプリフィックスはIFFT115の出力のうち最後のG個のサンプルである。一般に、このサイクリックプリフィックスはチャンネルインパルス応答(channel impulse response)より長くなって各OFDMシンボル間の干渉を防止する効果を有する。
【０００８】
DSP120の出力は実数部(real part)と虚数部(imaginary part)とに分けられ、各々D/A変換器130、135を通過してアナログ信号に変換され、低域通過フィルター140、145を通過して同相(in-phase)と直交(quadrature)OFDMアナログ信号に変換される。この際、D/A変換器はクロック125の周波数fs=1/Ts Hzにより動作する。前述した同相及び直交OFDMアナログ信号は各々ミキサー160、165に入力される。
【０００９】
前述したようなIFFTとD/A変換及び低域通過フィルタリングの結果、OFDMシンボルのN個のサブシンボルはN個の副搬送波に載せられて伝送される。各副搬送波は図4に示されたようにsinc(x)=sin(x)/xの形をし、ピーク地点の周波数が相互にfs/N=1/NTs Hzずつ離れるようになっている。OFDMシンボルのN個のサンプル時間をTとすれば、T=NTsである。また、各副搬送波は他の副搬送波と周波数領域で相互重畳されて位置するが、何れか１つの副搬送波のピーク地点で他の副搬送波はナル(null)となるため、各副搬送波のピーク地点では副搬送波間の直交性が成される。ミキサー160、165は、低域通過フィルタリングされた出力信号を各々中間周波数局部発振器Lo150から発生された同相中間周波数(intermediate frequency、IF)信号及びLo150から発生され、位相遷移器155で90゜に位相遷移されたIF信号とミキシングして、同相IFOFDM信号と直交IF OFDM信号(90゜位相遷移された)とする。合算器167は前記両ミキサー160、165の出力信号を合せる。合せられたIF OFDM信号は無線周波数(radio frequency、RF)信号送信部170を経て伝送される。
【００１０】
前記RF信号送信部170は帯域通過フィルター(BPF)175、RFミキサー183、RF搬送波周波数局部発振器(carrier frequency local oscillator)180、帯域通過フィルター(BPF)185、RFパワー増幅器190、アンテナ195からなる。合算器167の出力IF信号は帯域通過フィルター(BPF)175にフィルタリングされ、再びミキサー183によりLo180の周波数だけ移動される。周波数が移動された信号は、再び帯域通過フィルター(BPF)185でフィルタリングされ、RFパワー増幅器190により増幅された後、最終的にアンテナ195を通じて伝送される。Lo150、180の周波数合計を便宜上fcとすれば、fcは通過帯域信号の中心周波数、即ち搬送波周波数である。クロック125の周波数fsは伝送される信号の帯域幅と副搬送波周波数との間隔を決定する。
【００１１】
このような過程により送信される信号を受信して元のデータビットを復元する受信部は基本的に送信部の逆順に構成される。図5は一般のOFDM信号受信部の構成を示すブロック図である。RF受信部210は一般にアンテナ212、低雑音増幅器215、帯域通過フィルター(BPF)217、自動利得制御器(AGC)220、RFミキサー222、RF搬送波周波数局部発振器(Lo)225、IF帯域通過フィルター(BPF)227よりなる。低雑音増幅器215はアンテナ212から受信されるRF信号を増幅し、BPF217は増幅されたRF信号を帯域通過フィルタリングする。AGC220はフィルタリングされた信号の大きさを自動的に規定の大きさに調節する。ミキサー222はRF信号をIF信号に変換し、BPF227はミキサー222の出力を帯域通過フィルタリングして所望のIF信号のみ通過させる。Lo225はRF信号をIF信号に変換させる時、周波数の遷移の程度を決定する。
【００１２】
BPF227の出力IF信号は、ミキサー230、235、LPF250、255を通過しながらアナログ基底帯域(base band）の同相及び直交信号に変換される。Lo240はIF信号を基底帯域信号に変換する時、周波数の遷移の程度を決定する。A/D変換器260、265はLPF250、255の出力信号をデジタル信号に変換して出力する。A/D変換器260、265の動作周波数はクロック270の周波数により決定される。
【００１３】
DSP275は各A/D変換器260、265の出力信号から結合された複合(complex)サンプル信号rkから各OFDMシンボルに付加えられたサイクリックプリフィックスを除去し、FFT開始地点を探してN個のサンプルをFFT280の入力として出力する。FFT280はサイクリックプリフィックスが取除かれた信号をFFTして周波数領域信号Rnを出力する。Rnは次の数式の通りである。
【００１４】
【数１４】
0004302825.tif 000003
検出及び復号化部285はRnから元の送信されたサブシンボルを検出及び復号化して2進データシーケンスを出力する。
前述したようなOFDM信号の送受信過程において、受信部は送信部と同期(synchronization)が正確に合うべきである。このような同期化過程は次の通りである。
【００１５】
第1：受信部は各OFDMシンボルのFFT開始点を正確に探してサイクリックプリフィックスを除去してFFTを行う。受信部が受信信号からOFDMシンボルのFFT開始時点を正確に探せないと、FFTされた信号の出力時に隣接するOFDMシンボルの干渉によりデータ検出エラーが増加する。
第2：受信部において局部発振周波数の合計f'cが送信部の局部発振周波数の合計fcと一致しなければならない。この際、fcは送信信号の搬送波周波数と同一である。もし、f'cがfcと正確に合わないと、受信された複合信号rkにはその差Δf'c−fcだけの周波数オフセットが存在する。OFDM信号はこのような周波数オフセットに非常に敏感なので、受信信号から副搬送波間の干渉が発生されてデータ検出エラーが急に増加する。
【００１６】
第3：受信部のA/D変換器に供給されるクロック周波数f'sが送信部のD/A変換器に供給されるクロック周波数fsと一致すべきである。サンプリングクロック周波数が合わないと、周波数領域信号は周波数インデックスに比例して副搬送波間の干渉が増加し、サブシンボルの位相が変化してデータエラーが増加する。
ところが従来には前記シンボルタイミング同期化、搬送波周波数同期化及びサンプリングクロック同期化を行うためには2つの基準シンボル(reference symbol)を使用した(米国特許No.5,732,113)。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明が解決しようとする技術的課題は一つの基準シンボルを使用してOFDM信号のシンボル/フレームタイミング同期化、搬送波周波数同期化、サンプリングクロック周波数同期化を達成するOFDM受信器の同期化方法及び装置を提供することである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
前記技術的課題を解決するために本発明は、OFDM信号に対してOFDM受信器を同期化する方法において、a)周波数領域から見ると偶数番目の副搬送波のうち、ランダムな位置にのみサブシンボル信号が存在し、残り偶数番目の副搬送波と全ての奇数番目の副搬送波には信号がなく、時間領域から見るとシンボルの最初の半分が残り半分と同一な特性を有するOFDM基準シンボルを使用者データOFDMシンボルより先に受信する段階と、b)受信されたOFDM基準シンボルをサンプリングし、デジタル信号に変換してデジタルOFDM信号サンプルrkを得る段階と、c)前記OFDM信号サンプルrkに対してサンプル毎に前記基準シンボルの時間領域特性に応じて所定のタイミングメトリックを求め、前記タイミングメトリックのパワーが最大の時点を前記OFDM信号のシンボル/フレームの開始点として検出する段階と、d)検出されたシンボル/フレームの開始点において前記タイミングメトリックの位相から周波数オフセットを求めて２つの隣接した副搬送波間周波数間隔より小さな周波数のオフセットを補正し、前記基準シンボルの周波数領域特性に応じて求めた所定のパワーメトリックの最大値から２つの隣接した副搬送波間周波数間隔より小さな周波数オフセットを補正する段階とを含むことを特徴とする。
【００１９】
前記技術的課題を解決するために本発明は、周波数領域から見ると偶数番目の副搬送波のうちランダムな位置にのみサブシンボル信号が存在し、残り偶数番目の副搬送波と全ての奇数番目の副搬送波には信号がなく、時間領域から見るとシンボルの支所の半分が残り半分と同一な特性を有するOFDM基準シンボルを使用者データOFDMシンボルより先に受信するOFDM信号受信部と、受信されたOFDM基準シンボルをサンプリングし、デジタル信号に変換してデジタルOFDM信号サンプルrkを出力するA/D変換部と、バッファを具備して前記OFDM信号サンプルrkを前記バッファに貯蔵し、貯蔵されたサンプルの時間領域特性から所定のタイミングメトリックを満たすシンボル/フレームの開始点を検出し、検出された開始点における前記メトリックの位相から搬送波周波数のオフセットを求めて補正し、前記貯蔵されたN個のサンプルをN/2個ずつ周波数領域のシンボルに変換する時発生する位相差から前記A/D変換部のサンプリング周期の誤差を求めて前記誤差を補正する演算処理部とを含むことを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、添付された図面に基づき本発明を詳しく説明する。本発明の基本的な技術的思想は、OFDM信号のシンボル/フレームタイミング同期化、搬送波周波数同期化、サンプリングクロック周波数同期化を達成するために、一つの基準シンボルを使用するにある。
【００２１】
前記基準シンボルは各データフレームの最初または所定の位置に伝送される。この基準シンボルは周波数領域から見ると偶数番目の副搬送波のうちランダムな位置にPSKサブシンボル信号が存在し、残り全ての副搬送波には信号がない特性を有する。前記基準シンボルは偶数番目の副搬送波でのみ信号が存在するので、このシンボルの時間領域シーケンスは最初の半分が残り半分と同一な特性を有する。普通の使用者データ用OFDMシンボルにはこのような特性がないため、基準シンボルを使用者データシンボルと区分しやすい。本発明は受信信号からこのような特性を有する基準シンボルを検出及び分析して信号の同期化を行う。図6はデータフレーム内で基準シンボルと使用者データシンボルとを伝送する例を示す。図7は基準シンボルの時間領域特性を示す。
【００２２】
本発明に係る基準シンボルを作る方法は例を挙げて説明すれば次の通りである。周波数領域において奇数番目の副搬送波は全て0に指定する。偶数番目の副搬送波に対しては、何れかのランダムシーケンスまたは擬似ランダム(pseudo-random)シーケンスからPSKサブシンボルCnを生成し、再び0と1の値を有するランダム2進シーケンスまたは擬似ランダム2進シーケンスBnを生成し、これらをかけて作る。
【００２３】
【数１５】
0004302825.tif 000004
ここで周波数n=0のサブシンボルX0は0に指定される。Bn=1の副搬送波周波数でのみPSKサブシンボル信号が伝送される。図8はこのように作った基準シンボルの周波数特性を例として示した。この基準シンボルの伝送に必要な副搬送波数はデータ用シンボルの伝送に比べて略1/4程度に過ぎないので、基準シンボルのパワーが一般データ用シンボルと同一になるようにPSKサブシンボルCnをスケーリングする必要がある。また、この基準シンボルはピークパワー対平均パワー間の比率(PAR）が小さい値を有するように任意に設計でき、この場合、一般データ用シンボルに比べてパワーをさらに大きくして基準シンボルを使用した同期化性能をさらに改善させうる。
【００２４】
図9は本発明の各種同期化過程を行う装置の具現例を示した図面である。図9に係る装置はOFDM信号受信部300、A/D変換部305、バッファ及び演算処理部310及びDFT/FFT部320を含む。
OFDM信号受信部300は、OFDM信号フレームの最初であって他の使用者データOFDMシンボルより先に送信されるOFDM基準シンボルからOFDM信号r(t)を受信する。この際、OFDM基準シンボルは、周波数領域から見ると偶数番目の副搬送波のうちランダムな位置にのみサブシンボル信号が存在し、残り偶数番目の副搬送波と全ての奇数番目の副搬送波には信号がなく、時間領域から見るとシンボルの最初の半分が残り半分と同一な特性を有する。
【００２５】
A/D変換部305は受信されたアナログOFDM信号をデジタルに変換してデジタルOFDM信号サンプルrkを得る。
バッファ及び演算処理部310はデジタルOFDM信号サンプルに対する信号処理を行い、これに必要なバッファを提供する。バッファ及び演算処理部310ではシンボル/フレームタイミング同期化、搬送波周波数同期化及びサンプリングクロック周波数同期化に必要な信号処理を行う。
【００２６】
DFT/FFT処理部320はバッファ及び演算処理部310で処理された信号をDFT/FFT処理する。
OFDM信号受信器の最初の動作段階はシンボル/フレームタイミングを同期化することである。同期化は次のように行われる。まず、OFDM信号サンプルrkを内部のバッファに貯蔵し、サンプル時間毎にシンボルタイミングメトリック(timing metric)S(d)を求めてバッファに貯蔵する。S(d)は次の式で求められる。
【００２７】
【数１６】
0004302825.tif 000005
ここで、r*kはrkの複素共役を示す。基準シンボルは最初のN/2サンプルが次のN/2サンプルと同一なので受信信号においてもこの両区間の相関値が非常に大きい。しかし、一般データ用シンボルでは相関値が非常に小さい。
【００２８】
次いで、シンボルタイミングメトリックのパワー|S(d)|2値を所定のスレショルド値と比較する。シンボルタイミングメトリックパワーがスレショルド値より大きな領域のうちパワーの最大の時点doptをシンボル/フレームの開始点として検出する。
この段階で、スレショルド値は信号のパワーから求め、例えばN/2個の信号サンプルの全体パワーの50%の値をスレショルド値として使用しうる。
【００２９】
本発明の２番目の同期化段階は搬送波周波数同期化段階である。受信信号に一定の周波数オフセットφ/T Hzが存在すれば信号サンプルの位相も変化され、その変化値はサンプル毎に2πφ/Nラジアンずつ線形的に増加される。図10は周波数オフセットにより受信信号に発生する位相変化を示す。これから、サンプルrkに比べてN/2サンプルの以降のサンプルrk+N/2の位相変化は、2πφ(N/2)/N=πφラジアンだけ大きいこととなる。その結果、S(dopt)においてN/2個のｒ*k+dｒk+d+N/2項は全て位相値がπφラジアンで同一であり、その合計のS(dopt)の位相値も同一である。実際の受信信号には雑音が混ざっているので、このように多数のサンプルに亙って足すことで雑音の影響を減らし、さらに正確な値が得られる。周波数オフセットは次のように求められる。
【００３０】
【数１７】
0004302825.tif 000006
ここでcは定数である。アークタンジェント関数は-π〜+π範囲の位相値に対してのみユニークに求められる。周波数オフセットε(|ε|<1）はS(dopt)の位相から-1/T〜+1/T Hz範囲内で次の式で得られる。
【００３１】
【数１８】
0004302825.tif 000007
ここで、∠Ｓ（ｄopt）は次の式の通りである。
【００３２】
【数１９】
0004302825.tif 000008
-1/T〜+1/T Hz範囲内で求められた周波数オフセットを補正した後、副搬送波周波数の間隔の整数倍周波数オフセット値2cを求めて総周波数オフセット
【００３３】
【数２０】
0004302825.tif 000009
を求める。
【００３４】
【数２１】
0004302825.tif 000010
-1/T〜+1/T Hz範囲外の周波数オフセット2cを求める方法は次の通りである。まず、周波数オフセットεで-1/T〜+1/T Hz範囲内で基準シンボルの全てのサンプルの位相を補正すると、この基準シンボルにはまだ周波数オフセットが2c/T Hzが存在する。この基準シンボルのN-ポイント FFTをRnとすれば、パワーメトリックP(u)を最大化するuoptをcに代えることによって、即ち、uopt=cとすることによって求められる。
【００３５】
【数２２】
0004302825.tif 000011
前記数式はBnが0及び1の2進値のみを有するのでその具現が非常に簡単である。図11は本発明における周波数オフセットを補正する段階を示す。受信された基準シンボルは周波数領域から見ると多重経路フェーディングの影響で信号の位相及び大きさが変形され、搬送波周波数オフセットによって副搬送波が元の位置と異なる周波数地点に位置する。例えば、周波数オフセットが-1.6/T HzならS(dopt)は位相が-1.6πとなる。しかし、exp(-j1.6π)=exp(j0.4π)であるため、アークタンジェントでS(dopt)の位相値を求めると、-1.6πラジアンではなく、0.4πラジアンとなる。このように求めた周波数オフセットε=0.4/T Hzを補正すれば、残り周波数オフセットは-2/T Hz(即ちc=-1)である。次いで、周波数領域で基準シンボル信号とB0の相関P(u)を最大化するu=-1を求めて-2/T Hzを補正する。OFDM受信部はこのように求めた周波数オフセット値で使用者シンボルサンプルの周波数オフセットをデジタル信号処理方法で補正したり、そうでない場合には局部発振器の周波数を直接変更して補正する。
【００３６】
本発明の第3段階は受信部のサンプリングクロック周波数を同期化する過程である。まず、前記第1及び第2段階を行ってシンボルの正確な開始点doptを探し、周波数オフセットを探して補正した後、第3段階を行う。受信部のサンプリングクロック周波数f's=1/T'sが送信部のクロック周波数fs=1/Tsと正確に一致せず、受信部のサンプリング周期T'sと送信部のサンプリング周期Tsとの間にΔTsの誤差が発生してT's=Ts+ΔTsとなった場合、受信信号は周波数領域で副搬送波nの信号位相が2πnk0ΔTs/MTsずつ変わり、位相変化の程度は副搬送波インデックスn、FFT区間の開始点k0及びサンプリング周期誤差ΔTs/Tsに比例して増加する。
【００３７】
ここで、MはFFT ポイントの大きさを示す。基準シンボルのN個のサンプルを半分に区分し、最初のN/2個のサンプルと次のN/2個のサンプルとをN/2-ポイントFFTをして得た結果を各々R(1/2)nとR(2/2)nと仮定する。図12においてR(1/2)n及びR(2/2)nがサンプリング周波数の誤差による位相変化を示す。R(1/2)n及びR(2/2)nはFFTの開始点においてN/2サンプル差が出るので、位相変化の差は2πn(N/2)ΔTs/(N/2)Ts=2πnΔTs/Tsである。R(1/2)n及びR(2/2)nはサンプリング周波数の誤差がなかったとすれば雑音を除いては完全に同一である。従って、R*(1/2)nR(2/2)nの位相値は2πnΔTs/Tsである。即ち、
【００３８】
【数２３】
0004302825.tif 000012
サンプリング周期誤差は次の通りである。
【００３９】
【数２４】
0004302825.tif 000013
Θを信号が伝送された周波数の集合と仮定すれば、Bn=1の周波数でのみサブシンボル値が0でなく、信号が伝送されるのでΘ=[n：Bn=1]である。サンプリング周期の誤差に対するさらに正確な値は次のように求める。
【００４０】
【数２５】
0004302825.tif 000014
前記数式は多数の周波数に亙って平均的な値を求めるので雑音による影響を減らし、受信信号のパワーに比例して値を反映するので多重経路フェーディングの影響を考慮する。つまり、サンプリング周期の誤差値は基準シンボルの最初のN/2サンプルと次のN/2サンプルを各々N/2-ポイントFFTしてR(1/2)n及びR(2/2)nを得てから前記式▲１▼に代入して求める。N/2-ポイントFFT値はN-ポイントFFTとしても得られる。OFDM受信部は新たなサンプリング周波数値にデジタル信号をデジタル信号処理方法として再びサンプリングしてデジタル信号のサンプリング周波数を変更したり、そうでなければサンプリングクロックの周波数を直接変更する。
【００４１】
前記式▲１▼において分子の各項をnで割らずにnでかけて合算し、分母の各項にn2をかけて合算して次の式▲２▼のようにさらに他のサンプリング周期の誤差推定方法が求められる。
【００４２】
【数２６】
0004302825.tif 000015
シミュレーションの結果、式▲２▼の結果が式▲１▼より常に優れた性能を示した。
N/2-ポイントFFT値R(1/2)nをN-ポイントFFTで求める方法は多く存在する。N/2個のサンプルrk+doptをN-ポイントFFTの偶数番目のインデックスの入力として指定し、残り奇数番目の入力は全て0に指定する。このことにより、N-ポイントFFTの結果は最初のN/2個の値が残りN/2個と同一であり、また最初のN/2個の出力がR(1/2)nと同一となる。他の方法はN/2個のサンプルrk+doptを二回繰返してN-ポイントFFTの入力として指定する。このことにより、N-ポイントFFT出力は偶数番目のインデックスにのみ値があり、奇数番目は全て0となる。前記N-ポイントFFTの偶数番目の出力が2R(1/2)nと同一となる。さらに他の方法はN-ポイントFFTの最初のN/2個の入力としてN/2個のサンプルrk+doptを指定し、残りN/2個の入力は全て0にする。これから、N-ポイントFFTの出力で偶数番目のインデックス値がR(1/2)nと同一となる。さらに他の方法はN-ポイントFFTの最初のN/2個の入力値として全て0に指定し、残りN/2個の入力はN/2個のサンプルrk+doptをを指定する。そうすると、N-ポイントFFTの出力で偶数番目のインデックス値がR(1/2)nと同一となる。
【００４３】
一方、本発明はソフトウェア的に具現できるが、ハードウェア的にも具現可能であり、これによって本発明は限定されるものではない。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によれば、従来の2つのシンボルを使用してシンボルタイミング同期化、搬送波周波数同期化及びサンプリングクロック同期化の段階を行うことから脱皮し、一つの基準シンボルのみを使用してこれらの全ての段階を行うことによって同期化のオーバーヘッドを減らす。かつ本発明に係る性能及び複雑度面では従来の技術の場合と同一である。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のOFDM信号送信部を示すブロック図である。
【図２】従来のOFDM信号の周波数領域特性を示す図面である。
【図３】時間領域から見た従来のOFDMシンボルシーケンスを示す図面である。
【図４】従来のOFDM副搬送波形を示す図面である。
【図５】従来のOFDM信号受信部を示すブロック図である。
【図６】使用者データシンボルをフレーム単位として伝送する際、一つの基準シンボルがフレーム内の特定の位置に存在していることを示す図面である。
【図７】本発明で使用する基準シンボルの時間領域特性を示す図面である。
【図８】本発明で使用する基準シンボルの周波数特性を示す図面である。
【図９】本発明に係る同期化実行装置の一例を示す図面である。
【図１０】周波数オフセットφ/T HzがOFDMシンボルサンプルに与える位相変化を示す図面である。
【図１１】本発明に係る周波数オフセット補正過程を示す図面である。
【図１２】サンプリング誤差ΔTs/TsによってR(1/2)nとR(2/2)nに加えられる位相変化を示す図面である。
【符号の説明】
300...OFDM信号受信部
305...A/D変換部
310...バッファ及び演算処理部
320...DFT/FFT部
【図１】
0004302825.tif 000028
【図２】
0004302825.tif 000029
【図３】
0004302825.tif 000030
【図４】
0004302825.tif 000031
【図５】
0004302825.tif 000032
【図６】
0004302825.tif 000033
【図７】
0004302825.tif 000034
【図８】
0004302825.tif 000035
【図９】
0004302825.tif 000036
【図１０】
0004302825.tif 000037
【図１１】
0004302825.tif 000038
【図１２】
0004302825.tif 000039