(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変圧器の一次側にフルブリッジ接続された半導体スイッチング素子を有する電力変換装置であって、一の上下アームのスイッチング素子のオン・オフ信号に対し他の上下アームのスイッチング素子のオン・オフ信号の位相をシフトさせてスイッチング制御するようにした電力変換装置において、
前記変圧器の偏磁量を検出する手段と、
検出した偏磁量が正であるときに、前記各スイッチング素子のオン・オフ信号を作成するために用いるキャリア波形と偏磁量とを比較して得た信号と一の上アームのスイッチング素子に対する元のオン信号との論理積によって得た信号を、当該スイッチング素子に対する最終的なオン信号として出力する手段と、
検出した偏磁量が負であるときに、前記キャリア波形と偏磁量とを比較して得た信号と一の下アームのスイッチング素子に対する元のオン信号との論理積によって得た信号を、当該スイッチング素子に対する最終的なオン信号として作成する手段と、
を備えたことを特徴とする、電力変換装置における偏磁低減回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、変圧器の一次側にフルブリッジ接続された半導体スイッチング素子を有する直流−直流変換装置等の電力変換装置において、前記変圧器の偏磁を低減して回路素子を保護するようにした偏磁低減回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、変圧器の一次側に半導体スイッチング素子によるフルブリッジ回路を有する直流−直流変換装置の従来技術を示している。
図５において、Ｐ１，Ｎ１は直流入力端子、Ｐ２，Ｎ２は直流出力端子、Ｃ１は入力側平滑コンデンサ、Ｃ２は出力側平滑コンデンサ、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４はフルブリッジ接続されたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子、ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３，ＣＳ４は各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４にそれぞれ並列接続されたスナバコンデンサ、Ｔｒはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列接続点との間に一次巻線が接続された変圧器、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は変圧器Ｔｒの二次巻線に接続されて全波整流回路を構成するダイオード、Ｌ１は平滑用リアクトルである。なお、ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３，ＣＳ４は、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の寄生容量によって代用させても良い。
【０００３】
次に、図６は図５の直流−直流変換装置を制御する制御回路のブロック図、図７はその動作波形図である。
この制御回路では、発振回路からの鋸波状のキャリア波形とバイアス値Ａとをキャリア比較回路２１により比較してクロックパルスＡ’を作成し、このクロックパルスＡ’を分周回路２２により分周して半導体スイッチング素子Ｑ１に対するゲート信号を作成すると共に、そのゲート信号を反転して半導体スイッチング素子Ｑ２に対するゲート信号を作成している。
【０００４】
また、キャリア比較回路２１は、キャリア波形と指令値Ｂとを比較して信号Ｂ’を作成し、この信号Ｂ’を分周回路２２により分周して半導体スイッチング素子Ｑ３に対するゲート信号を作成すると共に、そのゲート信号を反転して半導体スイッチング素子Ｑ４に対するゲート信号を作成している（なお、以下では、必要に応じてゲート信号についても素子の符号Ｑ１〜Ｑ４を使用するものとする）。
このように各ゲート信号を作成することにより、指令値Ｂによって半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート信号に対して半導体スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のゲート信号の位相をシフトさせることができる。
【０００５】
なお、図７に示す如く、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のゲート信号がオンである期間に変圧器Ｔｒの一次側に正の電圧が印加され、半導体スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のゲート信号がオンである期間に変圧器Ｔｒの一次側に負の電圧が印加される。
これにより、指令値Ｂの値によって変圧器Ｔｒの一次側電圧Ｖｔｒ１の正負の期間を変化させることができるので、直流出力端子Ｐ２，Ｎ２から出力される直流電圧の大きさを制御することが可能となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来技術では、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に対するゲート信号の遅れのばらつきやオン電圧のばらつき等により、変圧器Ｔｒの一次側電圧Ｖｔｒ１の正側及び負側の期間が等しくならない場合が生じる。その結果、正側の電圧と負側の電圧との間に誤差を生じて変圧器Ｔｒが偏磁状態となり、変換回路に過大な電流が流れて回路素子を破壊してしまうおそれがあった。
【０００７】
そこで本発明は、変圧器の偏磁を確実に低減して回路素子の破壊を防止するようにした、電力変換装置における偏磁低減回路を提供しようとするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した偏磁低減回路は、変圧器の一次側にフルブリッジ接続された半導体スイッチング素子を有する電力変換装置であって、一の上下アームのスイッチング素子のオン・オフ信号に対し他の上下アームのスイッチング素子のオン・オフ信号の位相をシフトさせてスイッチング制御するようにした電力変換装置において、
前記変圧器の偏磁量を検出する手段と、
検出した偏磁量が正であるときに、前記各スイッチング素子のオン・オフ信号を作成するために用いるキャリア波形と偏磁量とを比較して得た信号と一の上アームのスイッチング素子に対する元のオン信号との論理積によって得た信号を、当該スイッチング素子に対する最終的なオン信号として出力する手段と、
検出した偏磁量が負であるときに、前記キャリア波形と偏磁量とを比較して得た信号と一の下アームのスイッチング素子に対する元のオン信号との論理積によって得た信号を、当該スイッチング素子に対する最終的なオン信号として作成する手段と、
を備えたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、以下の実施形態は、前述した図５の直流−直流変換装置に本発明を適用した場合のものである。
【００１１】
図１は本実施形態のブロック図であり、図２は図１におけるキャリア比較回路２４及び偏磁制御回路３０のうち、半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート信号に関する部分を示している（図２の参照符号３５はキャリア比較回路２４及び偏磁制御回路３０の主要部である）。
また、図３は変圧器Ｔｒの偏磁量が正であるときの動作波形図、図４は偏磁量が負であるときの動作波形図である。
ここで、図１のキャリア比較回路２１及び分周回路２２の接続構成及び動作は図６，図７と同様であり、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１２】
図１において、２３は偏磁量検出回路であり、この検出回路２３には、図５における変圧器Ｔｒの電流または電圧が加えられており、それらの平均値を求めることで偏磁量を検出するように構成されている。
偏磁量検出回路２３により検出された正または負の偏磁量はキャリア比較回路２４に入力され、この偏磁量は、キャリア比較回路２１に入力されているものと同一のキャリア波形と比較される。
【００１３】
キャリア比較回路２４において、正または負の偏磁量と比較した結果得られた信号ＤまたはＤ’は偏磁制御回路３０へ入力されており、この偏磁制御回路３０では、分周回路２２から入力されたゲート信号Ｑ１〜Ｑ４と上記信号ＤまたはＤ’とを用いて、ゲート信号Ｑ１’（Ｑ１），Ｑ２（Ｑ２’），Ｑ３，Ｑ４を作成する。
ここで、ゲート信号Ｑ１’，Ｑ２’は図５のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対する信号、ゲート信号Ｑ３，Ｑ４はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対する信号であり、後述するように偏磁量が正の時にはゲート信号Ｑ１’，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４が出力され、偏磁量が負の時にはゲート信号Ｑ１，Ｑ２’，Ｑ３，Ｑ４が出力されるものとする。
【００１４】
以下、図２、図３を参照しつつ、偏磁量が正であるときの動作を説明する。なお、キャリア比較回路２１及び分周回路２２は従来技術と同様に動作し、その結果、分周回路２２からは図３に示すようなゲート信号Ｑ１〜Ｑ４が得られるものとする。
【００１５】
図３に示すように偏磁量が正の場合（Ｈ＞０）、キャリア比較回路２４は偏磁量とキャリア波形とを比較して信号Ｄを出力する。この信号Ｄは、図２における第１の比較器３１から出力される。なお、偏磁量が負の時には、信号Ｄが常にHighレベルになるので、ゲート信号Ｑ１がそのままＱ１’として出力される。
【００１６】
図２の第１のアンド回路３３には、信号Ｄと元のゲート信号Ｑ１とが入力されているため、偏磁量が正の場合に、出力信号Ｑ１’は図３に示す如く元のゲート信号Ｑ１に対し偏磁量に比例した分だけオンパルス幅が短かい信号となる。
上述した動作により、偏磁量が正側に大きくなるほど信号Ｑ１’のオンパルス幅が短くなり、この信号Ｑ１’と信号Ｑ４とがオンである期間に変圧器Ｔｒの一次側に正の電圧が印加される期間も短くなるため、結果的に正側の偏磁を低減するように動作することになる。
【００１７】
すなわち、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号のオンパルス幅を短くしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対するオン・オフ信号のデューティ比を変化させることにより、正側の偏磁を低減させることができる。
【００１８】
次に、図２、図４を参照しつつ、偏磁量が負であるときの動作を説明する。この場合、分周回路２２からは図４に示すようなゲート信号Ｑ１〜Ｑ４が得られるものとする。
【００１９】
図４に示すように偏磁量が負の場合（Ｈ＜０）、キャリア比較回路２４は偏磁量とキャリア波形とを比較して信号Ｄ’を出力する。この信号Ｄ’は、図２における第２の比較器３２から出力される。なお、偏磁量が正の時には、信号Ｄ’が常にHighレベルになるので、ゲート信号Ｑ２がそのままＱ２’として出力される。
【００２０】
図２の第２のアンド回路３４には、信号Ｄ’と元のゲート信号Ｑ２（信号Ｑ１の反転信号）とが入力されているため、偏磁量が負の場合に、出力信号Ｑ２’は、図４に示す如く元のゲート信号Ｑ２に対し偏磁量に比例した分だけオンパルス幅が短かい信号となる。
上述した動作により、偏磁量が負側に大きくなるほど信号Ｑ２’のオンパルス幅が短くなり、この信号Ｑ２’と信号Ｑ３とがオンである期間に変圧器Ｔｒの一次側に負の電圧が印加される期間も短くなるため、結果的に負側の偏磁を低減するように動作することになる。
【００２１】
つまり、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号のオンパルス幅を短くしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対するオン・オフ信号のデューティ比を変化させることにより、負側の偏磁を低減させることができる。
【００２２】
なお、上記実施形態では一方の上下アームのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対するゲート信号のオンパルス幅を短くしてデューティ比を変化させているが、他方の上下アームのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対するゲート信号のオンパルス幅を短くしても同様な作用を行わせることができる。
また、本発明は、変圧器Ｔｒの二次側からそのまま交流出力を得るようにした直流−交流変換装置にも適用可能である。
【００２３】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、変圧器の偏磁量に応じて上アームまたは下アームのスイッチング素子のオンパルス幅を制御し、各スイッチング素子に対するオン・オフ信号のデューティ比を変化させて偏磁量を低減させるようにしたため、電力変換装置の回路素子を偏磁による過大電流から確実に保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す偏磁低減回路のブロック図である。
【図２】図１の主要部の構成図である。
【図３】偏磁量が正であるときの動作波形図である。
【図４】偏磁量が負であるときの動作波形図である。
【図５】直流−直流変換装置の構成図である。
【図６】図５の制御回路のブロック図である。
【図７】図６の動作波形図である。
【符号の説明】
Ｐ１，Ｎ１  直流入力端子
Ｐ２，Ｎ２  直流出力端子
Ｃ１  入力側平滑コンデンサ
Ｃ２  出力側平滑コンデンサ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４  半導体スイッチング素子
ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３，ＣＳ４  スナバコンデンサ
Ｔｒ  変圧器
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４  ダイオード
Ｌ１  平滑用リアクトル
２１，２４  キャリア比較回路
２２  分周回路
２３  偏磁量検出回路
３０  偏磁制御回路
３１，３２  比較器
３３，３４  アンド回路
３５  キャリア比較回路２４及び偏磁制御回路３０の主要部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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