(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧（Ｅ）が供給される一対端（Ｐ，Ｎ）の間でパルス的なスイッチングを行うスイッチング素子（４１〜４６）を有し、前記一対端の間にパルス電流（Ｉ１）を流すインバータ（４）と、
前記インバータに接続され、前記スイッチングによって直流電流（Ｉ２）が流れる多相モータ（６）と、
前記パルス電流を測定する電流センサ（４７）と、
前記電流センサの出力（４７ａ）から前記パルス電流の波高値（９ｂ）を得る電流検出部（９）と、
前記パルス電流（Ｉ１）の波高値（９ｂ）に基づいて前記スイッチングを制御するスイッチング信号（８ａ）を前記インバータ（４）に与える制御部（８）と、
前記電流センサ（４７）の温度を測定する温度センサ（４８）と
を備え、
当該直流電流で前記多相モータを予熱し、
前記制御部（８）は、前記直流電圧（Ｅ）及び前記パルス電流（Ｉ１）の波高値（９ｂ）に基づいて、前記多相モータ（６）の予熱温度（θ）を見積もり、
前記制御部（８）は前記電流センサの温度にも基づいて前記予熱温度（θ）を見積もり、
前記温度センサ（４８）は前記スイッチング素子（４１〜４６）の温度を測定し、
前記制御部（８）は前記スイッチング素子の温度が所定温度以上に上昇した場合に、前記スイッチング素子を冷却する指令を出力する予熱発生機構（１００）。
【請求項２】
前記電流検出部（９）はピークホールド回路（９１ａ）を有する、請求項１記載の予熱発生機構（１００）。
【請求項３】
前記電流検出部（９）は、前記ピークホールド回路（９１ａ）の出力を濾波する第１ローパスフィルタ（９１ｂ）を更に有する、請求項２記載の予熱発生機構（１００）。
【請求項４】
前記スイッチング素子（４１〜４６）の各々はトランジスタであって、前記インバータ（４）は前記トランジスタと逆並行に接続されたフリーホイールダイオード（４２ｄ）を更に有する、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載の予熱発生機構（１００）。
【請求項５】
前記電流検出部（９）は、前記電流センサの出力（４７ａ）を増幅する増幅回路（９２ａ）を更に有する、請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載の予熱発生機構（１００）。
【請求項６】
前記増幅回路（９２ａ）はオペアンプ（９２１）を用いて構成され、
前記オペアンプについてのオフセット分が予め前記制御部（８）によって記憶されている、請求項５記載の予熱発生機構（１００）。
【請求項７】
前記電流検出部（９）は、前記増幅回路（９２ａ）の出力を濾波する第２ローパスフィルタ（９２ｂ）を更に有する、請求項５及び請求項６のいずれか一つに記載の予熱発生機構（１００）。
【請求項８】
前記電流センサ（４７）は、前記スイッチング素子（４１〜４６）と共にモジュール化されたシャント抵抗である、請求項１乃至請求項７のいずれか一つに記載の予熱発生機構（１００）。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明はモータ、特に空気調和機の圧縮機用モータを温める予熱を供給する電流を測定する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１０は多相モータをインバータで駆動する従来の駆動回路を例示する回路図である。三相電源１から供給された三相交流電流は、コンバータ部２の備えるダイオードブリッジによって全波整流され、平滑コンデンサ３の両端に供給される。便宜上、平滑コンデンサ３の両端のうち、高電位側をＰ側、低電位側をＮ側と称する。
【０００３】
平滑コンデンサ３の両端の電圧はインバータ部４に供給される。インバータ部４は三相のそれぞれについてＰ側とＮ側とにスイッチングトランジスタを１つずつ、合計六個備えている。インバータ部４は、平滑コンデンサ３の両端の電圧を所定のスイッチング動作によってパルス変調し、モータ６に供給する。
【０００４】
インバータ部４のスイッチングはマイクロコンピュータ８からのスイッチング信号８ａによって制御される。スイッチング信号８ａはインバータ部４の六個のスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御する。
【０００５】
このような回路において、インバータ部４に供給される平滑コンデンサ３の両端の電圧をモニタする為に電圧検出部７が、モータ６に流れる交流電流をモニタするために交流電流検出回路５が、それぞれ設けられている。マイクロコンピュータ８はこのようにモニタされる諸量に基づき、スイッチング信号８ａによってインバータ部４を制御する。これによって、三相電源１の電源変動や、モータ６の負荷の変動に従って、モータ６は所定の回転を行うように駆動される。
【０００６】
電圧検出部７は例えば抵抗分圧及び濾波によって信号７ａを生成し、これをマイクロコンピュータ８に供給する。交流電流検出回路５はＡＣ変流器５１と電流検出部５２とを有しており、ＡＣ変流器５１から得られた電流値に基づいて、電流検出部５２が電流モニタ値５ａ、例えばモータ６に流れる交流電流の実効値をマイクロコンピュータ８に供給する。
【０００７】
ところで、従来からモータの軸受けの摩擦を軽減するための潤滑油が採用されている。かかる技術は空気調和機の圧縮機用モータにおいても採用されている。
【０００８】
しかし、特に空気調和機の圧縮機用モータでは冷媒を取り扱っており、低温時には当該潤滑油である冷凍機油に冷媒が溶けやすいという特質を有している。従って、低温で圧縮機用モータを駆動すると、冷凍機油の濃度が低下した状態でモータが回転するため、圧縮機の摺動部分が摩擦により焼き付くという可能性が高かった。
【０００９】
かかる問題を防止するため、圧縮機モータの周囲にクランクヒータを設け、圧縮機用モータが回転する前に予熱を与え、冷凍機油の冷媒への溶解度を下げる技術が採用されていた。しかし外部からの予熱では効率が悪く、外気温の低い場合でも冷媒温度を一定値以上にするには大きな発熱容量のヒータが要求される。これでは夏期やいわゆる中間期では非常に効率の悪い制御が行われ、待機電力削減の観点からも好ましくない。またヒータやリレーの部品が必要で、コストが高くつく。
【００１０】
そこで、特にインバータで駆動される圧縮機用モータに予熱を与えるため、当該モータが回転しないように直流電流を圧縮機用モータに流す駆動をインバータに行わせる技術も提案されている。このような予熱付与技術を採用する場合、圧縮機用モータに流れる直流電流を評価し、予熱による圧縮機用モータの温度上昇を見積もることが望ましい。さもないと外気温の高低に依って予熱の過不足が生じるからである。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら図１０に示された回路では、電流検出回路５はＡＣ変流器５１によってモータ６に流れる交流電流を測定しており、予熱を与える直流電流を測定することはできない。もちろん、電流検出回路５とは別途に、モータ６に流れる直流電流を測定するＤＣ変流器を用いることも可能ではある。しかしながらＤＣ変流器は高価であるという問題がある。
【００１２】
本発明はこのような事情に鑑みて為されたもので、モータに予熱を与える直流電流を簡易に測定できる技術を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
この発明のうち請求項１にかかるものは予熱発生機構（１００）であって、直流電圧（Ｅ）が供給される一対端（Ｐ，Ｎ）の間でパルス的なスイッチングを行うスイッチング素子（４１〜４６）を有し、前記一対端の間にパルス電流（Ｉ１）を流すインバータ（４）と、前記インバータに接続され、前記スイッチングによって直流電流（Ｉ２）が流れる多相モータ（６）と、前記パルス電流を測定する電流センサ（４７）と、前記電流センサの出力（４７ａ）から前記パルス電流の波高値（９ｂ）を得る電流検出部（９）とを備える。そして当該直流電流で前記多相モータを予熱する。前記パルス電流（Ｉ１）の波高値（９ｂ）に基づいて前記スイッチングを制御するスイッチング信号（８ａ）を前記インバータ（４）に与える制御部（８）を更に備える。前記制御部（８）は、前記直流電圧（Ｅ）及び前記パルス電流（Ｉ１）の波高値（９ｂ）に基づいて、前記多相モータ（６）の予熱温度（θ）を見積もる。前記電流センサ（４７）の温度を測定する温度センサ（４８）を更に備え、前記制御部（８）は前記電流センサの温度にも基づいて前記予熱温度（θ）を見積もる。前記温度センサ（４８）は前記スイッチング素子（４１〜４６）の温度を測定し、前記制御部（８）は前記スイッチング素子の温度が所定温度以上に上昇した場合に、前記スイッチング素子を冷却する指令を出力する。
【００１４】
この発明のうち請求項２にかかるものは、請求項１記載の予熱発生機構（１００）であって、前記電流検出部（９）はピークホールド回路（９１ａ）を有する。
【００１５】
この発明のうち請求項３にかかるものは、請求項２記載の予熱発生機構（１００）であって、前記電流検出部（９）は、前記ピークホールド回路（９１ａ）の出力を濾波する第１ローパスフィルタ（９１ｂ）を更に有する。
【００１６】
この発明のうち請求項４にかかるものは、請求項１乃至請求項３のいずれか一つに記載の予熱発生機構（１００）であって、前記スイッチング素子（４１〜４６）の各々はトランジスタであり、前記インバータ（４）は前記トランジスタと逆並行に接続されたフリーホイールダイオード（４２ｄ）を更に有する。
【００２１】
この発明のうち請求項５にかかるものは、請求項１乃至請求項４のいずれか一つに記載の予熱発生機構（１００）であって、前記電流検出部（９）は、前記電流センサの出力（４７ａ）を増幅する増幅回路（９２ａ）を更に有する。
【００２２】
この発明のうち請求項６にかかるものは、請求項５記載の予熱発生機構（１００）であって、前記増幅回路（９２ａ）はオペアンプ（９２１）を用いて構成され、前記オペアンプについてのオフセット分が予め前記制御部（８）によって記憶されている。
【００２３】
この発明のうち請求項７にかかるものは、請求項５及び請求項６のいずれか一つに記載の予熱発生機構（１００）であって、前記電流検出部（９）は、前記増幅回路（９２ａ）の出力を濾波する第２ローパスフィルタ（９２ｂ）を更に有する。
【００２４】
この発明のうち請求項８にかかるものは、請求項１乃至請求項７のいずれか一つに記載の予熱発生機構（１００）であって、前記電流センサ（４７）は、前記スイッチング素子（４１〜４６）と共にモジュール化されたシャント抵抗である。
【００２５】
【発明の実施の形態】
第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態にかかる多相モータ駆動回路１００の構成を例示する回路図である。三相電源１から供給された三相交流電流は、コンバータ部２の備えるダイオードブリッジによって全波整流され、平滑コンデンサ３の両端に供給される。平滑コンデンサ３の両端の電圧はインバータ部４のＰ側とＮ側との間に供給される。三相電源１、コンバータ部２、平滑コンデンサ３はインバータ部４のＰ側とＮ側との間に直流電圧Ｅを供給する直流電源として把握することができる。電圧検出部７は平滑コンデンサ３の両端の電圧を測定した結果に基づいて信号７ａを生成し、これをマイクロコンピュータ８に供給する。
【００２６】
もちろん、三相電源１の代わりに単相電源を採用することができる。その場合には単相交流を全波整流するダイオードブリッジを、コンバータ部２が備えればよい。
【００２７】
インバータ部４はＵ相Ｐ側、Ｕ相Ｎ側、Ｖ相Ｐ側、Ｖ相Ｎ側、Ｗ相Ｐ側、Ｗ相Ｎ側に、それぞれスイッチング素子たるトランジスタ４１，４２，４３，４４，４５，４６を備えている。これらのトランジスタ４１〜４６にはそれぞれ逆並行にフリーホイールダイオードが接続されている。通常、モータ６を回転させる場合には、インバータ部４においてトランジスタ４１〜４６がスイッチング信号８ａによって所定のスイッチング動作を行うことにより、平滑コンデンサ３の両端の電圧はパルス変調され、モータ６には三相交流が流れる。
【００２８】
電流センサ４７はＵ相Ｎ側、Ｖ相Ｎ側、Ｗ相Ｎ側（あるいはＵ相Ｐ側、Ｖ相Ｐ側、Ｗ相Ｐ側）に流れる電流の合計を測定する機能を有し、例えばＤＣ変流器あるいはシャント抵抗器が採用される。トランジスタ４１〜４６を過電流から保護するためにこれらと共にモジュール化されて通常設けられる抵抗を、電流センサ４７たるシャント抵抗として採用することができる。この場合には構成が容易になり、コストを抑えることができる。
【００２９】
電流センサ４７によって測定された電流はインバータ４のＰ側とＮ側との間に流れる電流Ｉ１であり、これに基づいて、例えばシャント抵抗器における電圧降下として、信号４７ａが電流検出部９に与えられる。電流検出部９は後述する構成に基づき、モータ６に流れる交流電流の実効値９ａ、モータ６に流れる直流電流の値９ｂ、モータ６に流れる電流の瞬時値９ｃを生成し、これらをマイクロコンピュータ８に与える。モータ６に流れる交流電流の実効値９ａ、モータ６に流れる電流の瞬時値９ｃに基づいて、マイクロコンピュータ８はトランジスタ４１〜４６を保護するスイッチングをこれらに行わせることができる。
【００３０】
マイクロコンピュータ８は値９ａ〜９ｃ、信号７ａに基づいてスイッチング信号８ａを生成することにより、インバータ部４にモータ６の回転制御を行わせる。
【００３１】
さて、モータ６に予熱を付与する場合について説明する。この場合にはモータ６に直流電流を流す。ここではモータ６のＵ相からＶ相、Ｗ相へと直流電流を流して予熱を付与する場合を例にとって説明する。
【００３２】
マイクロコンピュータ８から与えられたスイッチング信号８ａにより、インバータ４においてトランジスタ４１，４４，４６がオン、トランジスタ４２，４３，４５がオフのスイッチング状態をパルス的に、例えばパルス期間τで設定する。そしてこのパルス期間τ以外において、トランジスタ４１，４３，４５がオン、トランジスタ４２，４４，４５がオフのスイッチング状態を保つ。これにより電流Ｉ１が、インバータ部４のＰ側とＮ側との間でパルス状に流れることになる。
【００３３】
モータ６は通常、インダクタ成分を有しており、トランジスタ４２にはフリーホイールダイオード４２ｄが設けられている。よってモータ６からの還流電流として、パルス期間τ以外においてもフリーホイールダイオード４２ｄを経由し、電流Ｉ２が流れ続ける。図２は電流Ｉ１，Ｉ２の関係を示すグラフである。パルス期間τにおいて電流Ｉ１がパルス的にインバータ４を流れ、電流Ｉ２はパルス期間τ以外においてもモータ６を流れる。もちろんパルス期間τ以外では電流Ｉ２は減衰するが、パルス期間τを適当な周期で繰り返して設けることにより、電流Ｉ２はパルス電流Ｉ１の波高値をほぼ維持した直流電流として与えられる。換言すればモータ６に流れる直流電流の値９ｂはパルス電流Ｉ１の波高値として把握することができる。
【００３４】
そこで本発明では、このパルス状に流れる電流Ｉ１に基づいて値９ａ〜９ｃ、なかでもモータ６に流れる直流電流Ｉ２の値９ｂを評価し、以て電流Ｉ２を見積もる。電流Ｉ２を見積もることができれば、モータ６の予熱温度θを予測することができる。
【００３５】
予熱温度θの見積は、例えば以下のように行われる。モータ６の巻き線抵抗の大きさは、電圧検出部７から得られる信号７ａに基づいて見積もられる直流電圧Ｅを、電流検出部９から得られる値９ｂに基づいて見積もられる電流Ｉ２で除することで求められる。電流Ｉ２は直流電流であるのでモータ６の巻き線抵抗のリアクタンス成分を無視できるからである。予熱を付与した直後のモータ６の温度θ0、予熱を付与した直後の巻き線抵抗（Ｅ／Ｉ２）の値をＲ１、予熱温度θを知りたい時点での巻き線抵抗（Ｅ／Ｉ２）の値をＲ２とすると、
【００３６】
【数１】
0004232358.tif 000002
【００３７】
で予熱温度θを求めることができる。例えば温度θ0としては予熱付与の直前のモータ６の周囲温度、例えば圧縮機が配置された室外機で測定した温度を採用することができる。またこのようにして直流電圧Ｅを信号７ａに基づいて見積もることにより、三相電源１から供給される電源、ひいては直流電圧Ｅに変動が生じても、予熱温度θを正確に見積もることができる。
【００３８】
マイクロコンピュータ８は、上記に例示されたようにして予熱温度θを見積り、モータ６が過熱されたと判断した場合にはパルス期間τ同士の間隔を広げるなど、予熱を減少する方向にスイッチング制御を行うことができる。
【００３９】
図３は電流検出部９の構成を例示する回路図であり、ここでは電流センサ４７がシャント抵抗で構成されており、信号４７ａは電位の態様で与えられるものとする。信号４７ａはピークホールド回路９１ａによって電流Ｉ１の波高値に相当する電位が維持される。そしてローパスフィルタ９１ｂによって濾波され、更に非反転増幅回路９２ａによって所定の倍率で増幅され、再度ローパスフィルタ９２ｂによって濾波される。その結果、モータ６に流れる直流電流の値９ｂが電位の態様で与えられる。
【００４０】
電流センサ４７を構成するシャント抵抗の抵抗値をＲ、その両端の電圧降下をＶ１とすると、電流Ｉ２はＶ１／Ｒとして見積もられる。よってモータ６に流れる直流電流の値９ｂを非反転増幅回路９２ａの出力としてマイクロコンピュータ８に与え、マイクロコンピュータ８において数値演算すれば電流Ｉ２を見積もることができる。
【００４１】
非反転増幅回路９２ａはマイクロコンピュータ８のアナログ入力として適した電圧範囲に値９ｂを設定するのに役立つ。図３に示された構成では、非反転増幅回路９２ａの出力を更にローパスフィルタ９２ｂによって濾波しているので、高周波ノイズが除去された値９ｂを得ることができる。
【００４２】
なお、図３に示された構成では、非反転増幅回路９２ａをオペアンプ９２１を用いて構成している。この場合、オペアンプ９２１についてのオフセット補償を予め行っておくことが望ましい。オフセットを低減し、値９ｂを正確に求めることができるからである。具体的には例えば、予めモータ６に対して通電する直前、即ちパルス電流Ｉ１も直流電流Ｉ２も流れていない時点における値９ｂをマイクロコンピュータ８がオフセット量として記憶しておく。そしてモータ６に対して通電して得られた値９ｂに対して、上記オフセット量を差し引く演算をマイクロコンピュータ８が行う。
【００４３】
図４は値９ｂを得るための他の構成を例示する回路図である。図３の構成とはピークホールド回路９１ａ、ローパスフィルタ９１ｂからなるピークホールド部９１と、非反転増幅回路９２ａ、ローパスフィルタ９２ｂからなる非反転増幅部９２の順序が入れ替わっている点で異なっているが、値９ｂを得ることができるのは明白である。
【００４４】
回路９３は、瞬時電流を検出し、瞬時値９ｃをトランジスタ４１〜４６の保護に供するための構成を備えている。回路９３は、オペアンプを用いた瞬時電流検出回路９３ａと、その出力をマイクロコンピュータ８の入力レベルに整合させて瞬時値９ｃを出力するための回路９３ｂとを備えている。
【００４５】
信号４７ａはローパスフィルタ９４にも与えられ、濾波されて非反転増幅部９５に与えられる。非反転増幅部９５は非反転増幅回路９５ａとローパスフィルタ９５ｂとからなり、それぞれローパスフィルタ９４の出力を増幅し、濾波する。これによりモータ６に流れる交流電流の実効値９ａが電位の態様で出力される。
【００４６】
図５は電圧検出部７の構成を例示する回路図である。Ｐ側とＮ側との間には分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３がこの順に直列に接続されており、抵抗Ｒ２の両端の電圧はフィルタ７１によって濾波され、信号７ａが得られる。なおＰ側、Ｎ側とマイクロコンピュータ８とを実質的に絶縁するために、抵抗Ｒ１，Ｒ３は抵抗Ｒ２と比べて抵抗値が高い方が望ましい。例えば抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値をそれぞれｒ１，ｒ２，ｒ３とすると、ｒ２／（ｒ１＋ｒ２＋ｒ３）＝１／１００程度に設定される。
【００４７】
図６は電流センサ４７、モータ６にそれぞれ流れるパルス電流Ｉ１、直流電流Ｉ２を実測した結果Ｌ１，Ｌ２と、信号４７ａ、値９ｂを実測した結果Ｊ１，Ｊ２とを示すグラフである。
【００４８】
以上のようにして、本実施の形態によれば、インバータ４のＰ側とＮ側との間に流れるパルス電流Ｉ１に基づいてモータ６に流れる電流Ｉ２を見積り、ひいては予熱温度θを見積もることができる。パルス電流Ｉ１の見積りにはＤＣ変流器の他、シャント抵抗を採用できる電流センサ４７を使用するので、上記見積を簡易に行うことができる。
【００４９】
特にインバータ４においてトランジスタ４１〜４６の過電流保護という大きな電流をモニタするためのセンサをも、予熱のための電流という小さな電流の検出に用いるには、直流電圧Ｅを用いて予熱温度θを見積もることにより直流電圧Ｅの変動の影響を避け、またオフセット補償を行って電流検出部９の精度を高めることが望ましい。
【００５０】
第２の実施の形態．
図７は本発明の第２の実施の形態の要部を示す回路図である。本実施の形態では、第１の実施の形態の構成に追加して、電流センサ４７の温度をモニタする温度センサ４８を更に設けた構成を有している。
【００５１】
電流センサ４７はその温度により、電流検出精度に誤差が生じる可能性がある。例えば電流センサ４７としてシャント抵抗を採用する場合には、電流Ｉ１が大きいほど発熱してその抵抗値が上昇し、よってシャント抵抗での電圧降下が大きくなって電流Ｉ１を真の値よりも大きく見積もってしまう可能性がある。
【００５２】
そこで本実施の形態では、温度センサ４８から電流センサ４７の温度を示す値４８ａをもマイクロコンピュータ８に与え、電流センサ４７の温度にも基づいて電流Ｉ２の見積のための演算を行う。つまり電流センサ４７の温度による誤差を補償するのである。
【００５３】
例えば電流センサ４７としてトランジスタ４１〜４６と共にモジュール化された抵抗を使用する場合、温度センサ４８は当該モジュール内に設けられる。図８は温度センサ４８の取り付け位置を例示する断面図である。電流センサ４７、温度センサ４８がトランジスタ４１〜４６と共にケース４９内に収められている。この態様は、次に詳述するようにトランジスタ４１〜４６を破壊から保護する点で望ましい。
【００５４】
モータ６に予熱を付与するに際して、インバータ４の出力電圧は数ボルトから１０ボルト程度とするので、パルス電流Ｉ１のパルス期間τは非常に狭くなる。パルス期間τが数μ秒以下になると、電流検出部９の応答遅れを無視することができない場合もある。その場合には負荷たるモータ６での短絡によってトランジスタ４１〜４６に過電流が流れても、トランジスタ４１〜４６と共にモジュール化された抵抗を用いた過電流保護回路（図示せず）は動作が不確実となる。これはトランジスタ４１〜４６の破壊を招来する可能性もある。
【００５５】
そこで、マイクロコンピュータ８はモジュールの内部に取り付けられた温度センサ４８から得られる値４８ａからトランジスタ４１〜４６の温度を見積り、これが所定温度以上になればインバータ４を冷却することが望ましい。図９はかかる冷却を行うための技術を例示する概念図である。図１に示されたコンバータ部２、平滑コンデンサ３、インバータ部４は電気回路基板１１２に載置されている。電気回路基板１１２には三相電源１が接続される。また図１に示されたモータ６は圧縮機１１１に載置されている。圧縮機１１１と電気回路基板１１２とは空気調和機の室外機１１に収納されており、室外機１１は更に室外機ファン１１３ｂと、これを回転させるためのファンモータ１１３ａとを備えている。
【００５６】
モータ６は圧縮機１１１を機能させるために設けられており、モータ６が回転しない予熱付与時には圧縮機１１１の機能は停止している。従って、通常、予熱付与時には室外機ファン１１３ｂを回転させる必要はない。
【００５７】
しかしマイクロコンピュータ８は、温度センサ４８の出力する値４８ａから見積ったトランジスタ４１〜４６の温度が所定温度以上になった場合に、ファンモータ１１３ａを動作させる指令を出力し、室外機ファン１１３ｂを回転させる。これにより室外機１１の内部、ひいてはインバータ４の備えるトランジスタ４１〜４６を空冷する。図９ではマイクロコンピュータ８からファンモータ１１３ａの間に介在する、ファンモータ１１３ａの駆動のためのドライバ回路を省略している。当該ドライバ回路は電気回路基板１１２に搭載することができる。
【００５８】
もちろん、トランジスタ４１〜４６の温度が所定温度以上であると見積もられた場合の処置として、マイクロコンピュータ８がスイッチング信号８ａを介してインバータ４に予熱付与を中断させてもよい。そのようなスイッチング信号８ａも冷却のための指令として把握できる。
【００５９】
【発明の効果】
この発明のうち請求項１にかかる予熱発生機構（１００）によれば、多相モータ（６）が通常有するインダクタンス成分により、パルス電流（Ｉ１）がインバータ（４）の一対端の間に流して、パルス電流が流れない期間においても流れる直流電流（Ｉ２）を、多相モータ（６）に流し、これによってモータに予熱を発生させることができる。しかもパルス電流の波高値（９ｂ）を得ることにより、直流電流を見積もることができ、予熱温度（θ）を予測することができる。しかも、パルス電流（Ｉ１）の波高値（９ｂ）から予熱温度（θ）を予測し、多相モータ（６）が過熱した場合には予熱を減少させる制御を行うことができる。更に、直流電圧（Ｅ）及びパルス電流（Ｉ１）の波高値（９ｂ）に基づいて多相モータ（６）の巻き線抵抗を求めることができるので、直流電圧の変動の影響を受けずに予熱温度（θ）を正確に見積もることができる。また更に、電流センサ（４７）の温度による誤差を補償することができる。しかも、スイッチング素子（４１〜４６）を破壊から保護することができる。
【００６０】
この発明のうち請求項２にかかる予熱発生機構（１００）によれば、パルス電流（Ｉ１）の波高値を得ることができる。
【００６１】
この発明のうち請求項３にかかる予熱発生機構（１００）によれば、パルス電流（Ｉ１）の波高値（９ｂ）から高周波ノイズを除去することができる。
【００６２】
この発明のうち請求項４にかかる予熱発生機構（１００）によれば、多相モータ（６）が通常有するインダクタンス成分により流れる還流電流がフリーホイールダイオード（４２ｄ）を経由して流れるので、多相モータ（６）において直流電流（Ｉ２）を流すことができる。
【００６７】
この発明のうち請求項５にかかる予熱発生機構（１００）によれば、パルス電流（Ｉ１）の波高値（９ｂ）を、制御部（８）に与えるのに適した範囲に設定することができる。
【００６８】
この発明のうち請求項６にかかる予熱発生機構（１００）によれば、オペアンプのオフセットを低減してパルス電流（Ｉ１）の波高値（９ｂ）を評価することができる。
【００６９】
この発明のうち請求項７にかかる予熱発生機構（１００）によれば、パルス電流（Ｉ１）の波高値（９ｂ）から高周波ノイズを除去することができる。
【００７０】
この発明のうち請求項８にかかる予熱発生機構（１００）によれば、電流センサ（４７）を簡易に得ることができ、容易に構成を得ることができ、以てコストを削減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の構成を例示する回路図である。
【図２】電流Ｉ１，Ｉ２の関係を示すグラフである。
【図３】電流検出部９の構成を例示する回路図である。
【図４】電流検出部９の他の構成を例示する回路図である。
【図５】電圧検出部７の構成を例示する回路図である。
【図６】本発明の動作を示すグラフである。
【図７】本発明の第２の実施の形態の要部を示す回路図である。
【図８】温度センサ４８の取り付け位置を例示する断面図である。
【図９】インバータ４を冷却する技術を例示する概念図である。
【図１０】多相モータをインバータで駆動する従来の駆動回路を例示する回路図である。
【符号の説明】
４  インバータ
６  モータ
８  マイクロコンピュータ
８ａ  スイッチング信号
９  電流検出部
９ｂ  モータ６に流れる直流電流Ｉ２の値
４１〜４６  トランジスタ
４２ｄ  フリーホイールダイオード
４７  電流センサ
４７ａ  信号
４８  温度センサ
９１ａ  ピークホールド回路
９１ｂ，９２ｂ  ローパスフィルタ
９２ａ  非反転増幅回路
９２１  オペアンプ
Ｅ  直流電圧
Ｉ１  パルス電流
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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