(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
環状の閉磁路を形成する軟磁性コアにコイルを巻回して必要なインダクタンス値を持つようにした低歪率インダクタンス素子であって、上記コアに未飽和領域でのＢ−Ｈカーブが直線性を有するとともに、比透磁率が１０００以上の高透磁率磁性体を使用し、上記コアに形成される最短閉磁路の長さに対する最長閉磁路の長さの比を１．３以下とし、かつ、上記閉磁路の幅に対する厚みの比を３以上１０以下とすることにより、上記磁性材料の特性から理論的に期待されるＢ−Ｈカーブにきわめて近い直線性を得るようにしたことを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項２】
請求項１の発明において、前記閉磁路を形成するコアが円筒状であるとともに、その円筒状コアの内径に対する外径の比が１．３以下であることを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項３】
請求項１または２の発明において、前記閉磁路を形成するコアが円筒状であるとともに、その円筒状コアの筒壁の厚さに対する筒長の比が３〜１０の範囲であることを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれかの発明において、前記コアが形成する閉磁路の途中に磁気ギャップを設けたことを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれかの発明において、前記コアを分割形成するとともに、この分割コア間の継ぎ目に磁気ギッャプを形成したことを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれかの発明において、前記コアとして、複式矩形環状の閉磁路を形成する角形コアを用いたことを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項７】
請求項６の発明において、前記角形コアは、全体が矩形筒状に形成されるとともに、その筒内空間が隔壁によって二分された形状であることを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項８】
請求項７の発明において、前記角形コアは、このコアに形成される最短閉磁路の長さに対する最長閉磁路の長さの比が１．３以下となるように筒径と筒壁厚が設定されていることを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項９】
請求項７または８の発明において、前記角形コアは、このコアに形成される閉磁路の幅に対する厚みの比が３〜１０の範囲となるように筒長が設定されていることを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項１０】
請求項６〜９のいずれか発明において、前記角形コアは、長方形の透窓を形成する矩形筒状のコア部品と、その透窓の短幅方向に嵌挿される偏平板状のコア部品とを組み合わせて構成されていることを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項１１】
請求項６〜９のいずれか発明において、前記角形コアは、長方形の透窓を形成する矩形筒状のコア部品と、その透窓の長幅方向に嵌挿される偏平板状のコア部品とを組み合わせて構成されていることを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項１２】
請求項１０または１１の発明において、前記矩形筒状のコア部品と前記偏平板状のコア部品は、一方に形成した切欠溝と他方に形成した嵌合突起による継ぎ合わせにより、互いに位置決めされながら組み合わされていることを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項１３】
請求項６〜１２のいずれかの発明において、直角に屈曲する閉磁路を形成する角形コアの内側コーナ部を曲線状に形成するとともに、その内側コーナ部での曲率半径を、そのコアが形成する矩形透窓寸法の１／５から１／１０の範囲としたことを特徴とする低歪率インダクタンス素子。
【請求項１４】
請求項１〜１３のいずれかに記載の低歪率インダクタンス素子を伝送路に介在させて構成されることを特徴とする受動回路装置。
【請求項１５】
請求項１４の発明において、前記インダクタンス素子を用いて、デジタル・アンプの出力から高調波ノイズを除去するＬＰＦを構成したことを特徴とする受動回路装置。
【請求項１６】
請求項１４の発明において、前記インダクタンス素子を用いて、直流重畳されている電話回線から通信信号の伝送帯域とデジタル信号の伝送帯域を分離する分波器を構成したことを特徴とする受動回路装置。
【請求項１７】
請求項１４の発明において、前記インダクタンス素子を用いて伝送路を直流絶縁する絶縁結合器を構成したことを特徴とする受動回路装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は低歪率インダクタンス素子に関し、とくに広いダイナミックレンジにわたって低歪率が要求される受動回路装置に使用して有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
たとえば、電話回線に高速デジタル信号を重畳して伝送するｘＤＳＬ（ＡＤＳＬ、ＳＤＳＬ、ＨＤＳＬ、ＶＤＳＬなどの総称）では、通話信号の伝送帯域とデジタル信号の伝送帯域を分離するために、インダクタンス素子を用いた分波器が使用される。また、オーディオ信号をＰＷＭ（パルス幅変調）化してパワー増幅する、いわゆるデジタル・アンプでは、出力ラインからの高周波ノイズ輻射を抑制するために、インダクタンス素子を用いたフィルタ（ＬＰＦ：ローパスフィルタ）が使用される。そのほかにも、たとえば、インピーダンス変換器や絶縁結合器（絶縁トランス）などの受動回路装置では、トランスやチョークコイル等のインダクタンス素子を用いて構成されることが多い。
【０００３】
上記のような受動回路装置に使用されるインダクタンス素子は、直線性（リニアリティティ）にすぐれるとともに、その直線性が得られる伝送レベル範囲ができるだけ広いことが要求される。つまり、広ダイナミックレンジかつ低歪率であることが要求される。これとともに、伝送損失や信号漏洩等ができるだけ少ないことも要求される。
【０００４】
上述したインダクタンス素子としては、図１２または図１３に示すように、環状の閉磁路Ｐを形成する磁性コア２０にコイル３０を巻回したものが使用されている。図１２および図１３において、（ａ）はインダクタンス素子１０の外観形状を示す。また、（ｂ）は磁性コア２０の磁路Ｐ方向に沿った面、（ｃ）はその磁性コア２０の磁路断面をそれぞれ示す。
【０００５】
図１２に示すインダクタンス素子１０は、単一の環状閉磁路Ｐを形成するトロイダル型コア２０にコイル３０を複数回巻線したものであって、たとえばデジタル・アンプの出力フィルタ用チョークコイルなどに使用されている。
図１３に示すインダクタンス素子１０は、Ｅ型コアとＩ型コアの組み合わせ、あるいはＥ型コア同士の組み合わせ等により形成される複式矩形環状（いわゆる角形）の磁性コア２０にコイル３０を巻線したものであって、比較的大きなインダクタンスのチョークコイルあるいは比較的低い周波数領域の伝送トランスなどに多く使用されている。この磁性コア２０も閉磁路Ｐを形成する。
【０００６】
上述したインダクタンス素子１０はそれぞれ、線形磁化特性を有する磁性体いわゆる軟磁性体からなる環状磁性コア２０を用いて構成されている。コア２０の素材としては、フェライト磁性材料または合金磁性材料が使用される。各コア２０の形状はそれぞれ、閉磁路Ｐの実効透磁率を高めるとともに、コアの機械的強度やコイルの巻線作業性等を考慮した形状となっている。すなわち、平均磁路長をできるだけ短くし、かつ磁路断面積をできるだけ大きくすることで、大きなインダクタンス値を確保している。また、機械的強度や巻線作業性などを確保するために、磁路Ｐの幅ｗと厚みｔの差はそれほど大きくせず、通常は、図１２や図１３に示すように、幅ｗと厚みｔがほぼ同じ等径形状とすることが多かった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来のインダクタンス素子には、次のような問題のあることが本発明者らによってあきらかとされた。
すなわち、図１２および図１３に示したような従来のインダクタンス素子１０に直流の磁化電流（コイル電流）を流し、その磁化電流を増大させていった場合、理論的には、図１４の（ａ）に波線グラフ線で示すように、その磁化電流によるコア２０の磁化が所定の飽和レベルに達するまでの間、そのコア２０の磁束密度が磁化電流に応じて直線的に増加することが予想される。
【０００８】
ところが、現実には、図１４の（ａ）に実線グラフ線で示すように、コア２０の磁化が所定の飽和レベルに達するよりもかなり手前から、そのコア２０の磁束密度の増加が鈍りはじめてしまう。つまり、コア２０を構成する磁性材料の特性から理論的に予測されるＢ−Ｈカーブ（波線）だと、そのコア２０が磁気飽和するまでの全範囲が完全な直線領域（リニア領域）となるはずであるが、実際のＢ−Ｈカーブ（実線）では、それよりもかなり狭い範囲の直線領域しか得られなかった。
【０００９】
したがって、上記インダクタンス素子１０を信号伝送路に介在させてフィルタ等の受動回路装置を構成した場合、図１４の（ｂ）に示すように、伝送信号の振幅レベルがそれほど高くなくても非直線歪みが生じてしまう。この歪みを抑えるためには、伝送信号の振幅レベルが上記直線領域の範囲内に収まるようにしなければならないが、そうすると、ダイナミックレンジが狭くなり、振幅変化の大きな信号を扱えなくなってしまうという背反が生じる。とくに、ｘＤＳＬ回線のように直流電流が重畳される伝送路では、上記直線領域を中間に直流バイアスポイントを置くことになるため、ダイナミックレンジはさらに狭くなっていまう。
【００１０】
また、繊細なアナログ信号を扱う伝送路では、微小なインダクタンス値の変化も許されないが、上述した従来のインダクタンス素子では、上記直線領域内でも直線精度は必ずしも良好とは言えず、したがって、たとえば上記直流バイアスポイントを上記直線領域内の最良点を選んで設定したとしても、歪率の低減に限度があった。
【００１１】
そこで、従来においては、コア２０の磁気飽和レベルに十分な余裕を持たせることにより上記直線領域を拡大し、広ダイナミックレンジで低歪率を得るようにしていた。しかし、コア２０の磁気飽和レベルを大きくするためには、それに応じてコア２０を大形化する必要がある。このため、広ダイナミックレンジかつ低歪率のインダクタンス素子は、必然的に高重量および大サイズとならざるを得なかった。
【００１２】
また、広ダイナミックレンジで低歪率のインダクタンス素子を構成する手段としては、低透磁率のコアを使用する方法という方もある。つまり、上記Ｂ−Ｈカーブの傾斜を小さくすれば、その分、直線領域を拡大させることができるが、この場合は、必要なインダクタンス値が得られなくなるという問題が生じる。
【００１３】
この発明は以上のような背景を鑑みてなされたものであり、その目的は、未飽和領域でのＢ−Ｈカーブが直線性を有する磁性材料をインダクタンス素子のコアに用いるに際し、その磁性材料の直線性を最大限に活かしてインダクタンスの磁界に対する直線性に反映させることを可能にし、これにより、比較的低重量および小サイズでもって、必要なインダクタンス値を確保しながら、広ダイナミックレンジかつ低歪率の伝送特性を実現するインダクタンス素子および受動回路装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明による手段は、環状の閉磁路を形成する軟磁性コアにコイルを巻回してなるインダクタンス素子であって、上記コアに未飽和領域でのＢ−Ｈカーブが直線性を有するとともに、比透磁率が１０００以上の高透磁率磁性体を使用し、上記コアに形成される最短閉磁路の長さに対する最長閉磁路の長さの比を１．３以下とし、かつ、上記閉磁路の幅に対する厚みの比を３以上１０以下とすることにより、上記磁性材料の特性から理論的に期待されるＢ−Ｈカーブにきわめて近い直線性を得るようにしたことを特徴とする。
この手段によれば、未飽和領域でのＢ−Ｈカーブが直線性を有する磁性材料をインダクタンス素子のコアに用いるに際し、その磁性材料の直線性を最大限に活かしてインダクタンスの磁界に対する直線性に反映させることができ、これにより、比較的低重量および小サイズでもって、必要なインダクタンス値を確保しながら、広ダイナミックレンジかつ低歪率の伝送特性を実現するインダクタンス素子および受動回路装置を提供することができる。
【００１５】
そして、上記コアに形成される最短閉磁路の長さに対する最長閉磁路の長さの比を１．３以下とし、かつ、上記閉磁路の幅に対する厚みの比を３以上１０以下とすることによって、磁性材料のＢ−Ｈカーブから理論的に期待される直線性にきわめて近い直線性を得ることができるとともに、高インダクタンスを得るのに必要な磁路断面積を確保することができる。また、比透磁率が１０００以上の高透磁率磁性体をコアに用いているため、さらに低重量および小サイズでもって、必要なインダクタンス値を確保しながら、広ダイナミックレンジかつ低歪率の伝送特性を実現することができる。
【００１６】
上記手段においては、閉磁路を形成するコアに円筒状のものを使用することができる。この場合、その円筒状コアの内径に対する外径の比を１．３以下にすれば、最短閉磁路の長さに対する最長閉磁路の長さの比を１．３以下にもっていくことができる。また、その円筒状コアの筒壁の厚さに対する筒長の比を３〜１０の範囲にすれば、閉磁路の幅に対する厚みの比を３以上１０以下にもっていくことができる。
【００１７】
上記コアが形成する閉磁路の途中には磁気ギャップを設けることができる。上記コアは分割形成することができる。この分割コア間の継ぎ目に上記磁気ギッャプを形成することができる。
【００１８】
上記コアとしては、複式矩形環状の閉磁路を形成する角形コアを用いることができる。この角形コアは、全体が矩形筒状に形成されるとともに、その筒内空間が隔壁によって二分された形状とすることにより、従来のＥＩ型またはＥＥ型コアと同様の複式環状閉磁路を形成することができる。
【００１９】
角形コアを用いる場合は、このコアに形成される最短閉磁路の長さに対する最長閉磁路の長さの比が１．３以下となるように筒径と筒壁厚を設定すればよい。また、そのコアに形成される閉磁路の幅に対する厚みの比が３〜１０の範囲となるように筒長を設定すればよい。
【００２０】
上記角形コアは、長方形の透窓を形成する矩形筒状のコア部品と、その透窓の短幅方向または長幅方向に嵌挿される偏平板状のコア部品とを組み合わせることによって作製することができる。矩形筒状のコア部品と偏平板状のコア部品は、一方に形成した切欠溝と他方に形成した嵌合突起による継ぎ合わせにより、互いに位置決めしながら連結して組み合わせることができる。
【００２１】
角形コアは直角に屈曲する閉磁路を形成する。この角形コアの内側コーナ部を曲線状に形成するとともに、その内側コーナ部での曲率半径を、そのコアが形成する矩形透窓寸法の１／５から１／１０の範囲とすることにより、コイルの巻幅スペースを確保しつつ、コーナ部への磁束集中を分散・緩和させて磁化特性の直線化をはかることができる。
【００２２】
上述したインダクタンス素子を伝送路に介在させて低歪率かつ広ダイナミックレンジの受動回路装置を構成することができる。たとえば、上記インダクタンス素子を用いて、デジタル・アンプの出力から高調波ノイズを効果的に除去できるＬＰＦを構成することができる。また、上記インダクタンス素子を用いることにより、直流重畳されている電話回線から通信信号の伝送帯域とデジタル信号の伝送帯域を、低歪率かつ広ダイナミックレンジで分離する分波器を構成することができる。さらに、上記インダクタンス素子を用いて伝送路を直流絶縁する絶縁結合器を構成した場合には、その伝送路から目的の信号成分を低歪率かつ広ダイナミックレンジで取り出すことができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１は本発明によるインダクタンス素子の第１実施例を示す。同図において、（ａ）はインダクタンス素子１０の外観形状を示す。また、（ｂ）は磁性コア２０の磁路Ｐ方向に沿った面、（ｃ）はその磁性コア２０の磁路断面をそれぞれ示す。
【００２４】
この実施例のインダクタンス素子２０は、単一円環状の閉磁路Ｐを形成する一種のトロイダル型コア２０にコイル３０を複数回巻線したものであって、たとえばｘＤＳＬ用分波器やデジタル・アンプ用ＬＰＦに使用される。
【００２５】
コア２０は、線形磁化特性を有する磁性体いわゆる軟磁性体からなり、その素材としては、比透磁率が１０００以上の高透磁率を示すフェライト磁性材料または合金磁性材料が使用される。そして、そのコア２０の形状は、図１の（ａ）（ｂ）（ｃ）に示すように、前述した従来のものに比べて、磁路Ｐの幅ｗが大幅に縮小される一方、その磁路Ｐの厚みｔが大幅に拡大されている。このように、実施例のコア２０は、閉磁路Ｐの断面が異径となるように構成されてはいるが、磁路Ｐの幅ｗが狭い分、磁路Ｐの厚みｔが大きいことにより、必要な磁路断面積（ｗ×ｔ）を確保している。これにより、必要なインダクタンス値が確保されている。
【００２６】
さらに、実施例のインダクタンス素子１０では、上記コア２０の形状を次のように特定している。
すなわち、上記コア２０は環状の閉磁路Ｐを形成するが、この閉磁路Ｐの磁路長はコア２０の幅方向の位置によって異なってくる。つまり、円環状のコア２０の内周側に沿って形成される閉磁路Ｐ１とその外周側に沿って形成される閉磁路Ｐ２とでは、円周差による磁路長の差が生じる。閉磁路Ｐの長さは、コア２０の最内周（Ｐ１）にて最短となる一方、その最外周（Ｐ２）にて最長となる。その最短となる閉磁路Ｐ１の磁路長をｐ１とし、最長となる閉磁路Ｐ２の磁路長をｐ２としたときに、上記コア２０は、ｐ２／ｐ１が１．３以下となるように形成されている。つまり、コア２０は、最長と最短の磁路長比ｐ２／ｐ１が１．３以下となるように、内径ｒ１と外形ｒ２の差を狭めて形成されている。
【００２７】
図１に示したコア２０の場合、その内径ｒ１に対する外径ｒ２の比（ｒ２／ｒ１）を１．３以下とすることで、上記磁路長比ｐ２／ｐ１を１．３以下とすることができる。これとともに、上記コア２０は、閉磁路Ｐの幅ｗに対する厚みｔの比（ｔ／ｗ）が、３から１０の範囲となるように形成されている。これにより、コア２０は、全体として円筒状に形成されるとともに、その円筒の壁厚（磁路Ｐの幅ｗに相当）と筒長（磁路Ｐの厚さｔに相当）が上記条件（ｐ２／ｐ１≦１．３かつ３≦ｔ／ｗ≦１０）を満たすように形成されている。
【００２８】
ここで、本発明者らは、インダクタンス素子のコアに関し、次のような事項を知得した。すなわち、従来のインダクタンス素子では、前述したように、磁路Ｐの幅ｗと厚みｔの差はそれほど大きくせず、通常は、図１２や図１３に示したように、幅ｗと厚みｔがほぼ同じ等径形状とすることが多かった。トロイダル型コアの場合、全体としての形状はリング状であって、筒状とはなっていなかった。
【００２９】
したがって、たとえば図１２に示した従来のトロイダル型コア２０の場合、コア２０の内周側に沿って形成される閉磁路Ｐ１の磁路長ｐ１と外周側に沿って形成され閉磁路Ｐ２の磁路長ｐ２との差Δｐ（＝ｐ２−ｐ１）が拡大している。つまり、円周差による磁路長比ｐ２／ｐ１が大きい。このコア２０のコイル３０に直流の磁化電流（励磁電流）を流し、その磁化電流を増大させていった場合、まず、磁路長の短い内周側から磁気飽和が生じる。このあと、磁化電流をさらに増大させていくと、その磁気飽和部分が外周側に向かって漸次拡大して、最終的に、閉磁路Ｐの全断面すなわちコア２０の断面全体が磁気飽和するようになる。このとき、従来のコア２０では、最初の磁気飽和が生じるときの磁化電流と、全体が磁気飽和するようになる磁化電流との間に、大きな差が生じていた。このため、コア３０のＢ−Ｈカーブは、図１４の（ａ）に示したように、理論的に期待されるカーブ（破線）から大きく外れた非直線カーブ（実線）になってしまうことが、本発明者らによってあきらかとされた。このような非直線特性は高透磁率のコアとくに比透磁率が１０００の磁性体を用いたコアにおいて顕著となる。
【００３０】
本発明は以上のような知得に基づくものであって、図１に示した実施例のインダクタンス素子１０では、コア２０を上記条件（ｐ２／ｐ１≦１．３かつ３≦ｔ／ｗ≦１０）で構成することにより、コア２０が部分的に磁気飽和される飽和開始時の磁化電流と、コア２０の全体の磁気飽和される飽和完了時の磁化電流との差を、大幅に縮小することができる。これにより、コア２０のＢ−Ｈカーブは、図２の（ａ）に示すように、理論的に期待されるカーブ（破線）にきわめて近い良好な直線カーブ（実線）とすることができる。そして、これにより、比透磁率が１０００以上の磁性体を用いたコアであっても、広い直線領域を確保することができる。その直線領域は、コア２０の磁気飽和レベル近くまで達している。換言すれば、コア２０の磁気飽和が同一個所に集中している。Ｂ−Ｈカーブの傾斜部にて直線領域の占める割合が大きく、コアのサイズ／重量が小さい割に、広い直線領域を得ることができる。
【００３１】
したがって、上記実施例のインダクタンス素子１０を信号伝送路に介在させて受動回路装置を構成した場合、図２の（ｂ）に示すように、非常に広いダイナミックレンジで低歪率の伝送特性を得ることができる。また、必要なインダクタンスを得るために、磁路Ｐの厚みｔを大きくすることで、必要な磁路面積を確保することができる。さらに、機械的強度や巻線作業性などについては、閉磁路Ｐの幅ｗと厚みｔを３≦ｔ／ｗ≦１０の範囲に設定することで、十分に確保可能となる。
【００３２】
全体が円筒状に形成された図１のコア２０では、その円筒の壁厚（磁路Ｐの幅ｗに相当）と筒長（磁路Ｐの厚さｔに相当）が上記条件（ｐ２／ｐ１≦１．３かつ３≦ｔ／ｗ≦１０）となるようにすればよい。Δｐが１．３を越えると、最小磁路長ｐ１での磁気飽和レベルと最大磁路長ｐ２での磁気飽和レベルの差が大きくなって、Ｂ−Ｈカーブの直線領域が縮小してしまう。また、ｔ／ｗが３未満では十分な透磁率が確保しにくく、１０を超えると形状的にコア２０の製作が困難になる。
【００３３】
以上のように、上述した第１実施例では、コア２０に形成される閉磁路の最小磁路長ｐ１に対する最大磁路長ｐ２の長さ比（ｐ２／ｐ１）を１．３以下にするとともに、その閉磁路Ｐの幅ｗに対する厚みｔの比（ｔ／ｗ）を３以上１０以下とすことにより、比較的低重量および小サイズでもって、必要なインダクタンス値を確保しながら、広ダイナミックレンジかつ低歪率の伝送特性を実現するインダクタンス素子２０を得ることができる。そして、このインダクタンス素子１０を使用することにより、広いダイナミックレンジにわたって低歪率の伝送特性を持つ受動回路装置を構成することできる。
【００３４】
図３は本発明によるインダクタンス素子の第２実施例を示す。同図において、（ａ）はインダクタンス素子１０の外観形状を示す。また、（ｂ）は磁性コア２０の磁路Ｐ方向に沿った面、（ｃ）はその磁性コア２０の磁路断面をそれぞれ示す。
【００３５】
上述した第１実施例との相違に着目して説明すると、この実施例のインダクタンス素子２０は、複式矩形環状の閉磁路Ｐを形成する角形磁性コア２０にコイル３０を巻線したものであって、基本的には、Ｅ型コアとＩ型コアの組み合わせ、あるいはＥ型コア同士の組み合わせ等により形成されるものと同じである。ただし、このコア２０は、閉磁路Ｐの幅ｗと厚さｔが上記条件（ｐ２／ｐ１≦１．３かつ３≦ｔ／ｗ≦１０）を満たすように形成されている。このため、コア２０の全体は矩形筒状に形成され、その筒内空間が隔壁によって二分されている。隔壁は、従来のＥＩ型コアあるいはＥＥ型コアの中足部に相当する。この隔壁で区切られた２つの矩形枠にてそれぞれ矩形環状の閉磁路Ｐが形成されるようになっている。
【００３６】
この矩形筒状のコア２０は、上記条件（ｐ２／ｐ１≦１．３かつ３≦ｔ／ｗ≦１０）を満たすように、筒径（閉磁路Ｐの磁路長に対応）、壁厚（閉磁路Ｐの幅ｗに対応）、筒長（閉磁路Ｐの厚みｔに対応）が定められている。これにより、第１実施例の場合と同様、比較的低重量および小サイズでもって、必要なインダクタンス値を確保しながら、広ダイナミックレンジかつ低歪率の伝送特性を実現するインダクタンス素子２０を得ることができる。そして、このインダクタンス素子１０を使用することにより、広いダイナミックレンジにわたって低歪率の伝送特性を持つ受動回路装置を構成することできる。
【００３７】
図４は、本発明によるインダクタンス素子の第３および第４実施例を示す。図１および図３に示したインダクタンス素子１０は、図４の（ａ）および（ｂ）に示すように、閉磁路Ｐの途中に磁気ギャップｇを設けたコア２０を使用して構成することができる。この場合、図４に示すように、コア２０を分割形成するとともに、この分割コア２１，２１間の継ぎ目に上記ギャップｇを形成すれば、コア２０の形成およびコイル３０の巻線をそれぞれ簡単化することができる。
【００３８】
図５は、図３に示した矩形筒状のコア２０の構成例を示す。複式矩形環状の閉磁路Ｐを形成する角形磁性コア２０の場合、従来のＥ型とＩ型またはＥ型とＥ型のように分割形成されたコア部品は、上記条件（ｐ２／ｐ１≦１．３かつ３≦ｔ／ｗ≦１０）を満たすような形状に作製することが困難である。しかし、図５に示すように、単純な矩形筒状のコア部品２３と、その矩形筒の内部空間を二分する偏平板状のコア部品２４とに分割して形成することにより、それぞれの部品２３，２４を簡単に作製することができるようになる。部品２３，２４間の連結固定は接着等により適宜行うことができる。同図に示す例では、一方のコア部品２３が長方形の透窓を形成し、他方のコア部品２４がその透窓の短幅方向に嵌挿されるようになっている。
【００３９】
図６は、矩形筒状のコア２０の別の構成例を示す。同図に示す角形コア２０は、長方形の透窓を形成する矩形筒状のコア部品２３と、その透窓の長幅方向に嵌挿される偏平板状のコア部品２４とを組み合わせて構成されている。このような形状のコア２０を従来のＥ型とＩ型あるいはＥ型とＥ型の分割・組み合わせで作製することは非常に困難であるが、同図に示すような分割・組み合わせとすることで簡単に作製することができる。
【００４０】
図７は、矩形筒状のコア２０のさらに別の構成例を示す。同図に示す角形コア２０は、出来上がり外形状については図６に示したものと同じであるが、コア部品２３と２４に切欠溝２５と嵌合突起２６による継ぎ合わせ部を設けている。これにより、両部品２３と２４を正確に位置決めしながら簡単かつ確実に連結させて所定の角形コア２０を組立てることができる。
【００４１】
図８は、本発明によるインダクタンス素子の第５および第６実施例を示す。同図において、（ａ）は第５実施例、（ｂ）は第６実施例をそれぞれ示す。
第５実施例のインダクタンス素子１０は、複式矩形環状の閉磁路Ｐを形成する角形コア２０の中足部に、コイル３０をあらかじめ巻回したボビン３１を装着したものである。コア２０は一対の矩形環状閉磁路Ｐを形成するが、この閉磁路Ｐを形成するコア２０の内側コーナ部Ｒが直角ではなく、曲線状に折れ曲がるコーナ形状となっている。
【００４２】
矩形環状の閉磁路は、直角に屈曲する矩形環状のコアによって形成されるが、そのコアが屈曲する内側のコーナ部が直角形状になっていると、その直角コーナ部に磁束集中が生じる。このため、その直角コーナ部は他の部分よりも磁気飽和しやすい。このようなコアを励磁すると、コア全体が磁気飽和するよりもかなり手前で、直角コーナ部が先に磁気飽和してしまう。コア内の磁気飽和レベルが場所によって大きく異なると、コアのＢ−Ｈカーブは、図１４の（ａ）に示すように、理論的に期待されるカーブ（破線）から大きく外れた非直線カーブ（実線）となってしまう。
【００４３】
しかし、上述のように、直角に屈曲するコア２０の内側コーナ部Ｒを曲線状に形成することにより、そのコーナ部Ｒでの磁束集中を分散・緩和させることができる。これにより、図２の（ａ）に示すように、直線領域の広いＢ−Ｈカーブが得られるようになる。この構成を、図３〜図７に示したインダクタンス素子１０のコア２０に適用することにより、Ｂ−Ｈカーブの直線領域をさらに効果的に拡大させることができる。
【００４４】
上記コーナ部Ｒでの曲率半径は、コア２０が形成する矩形透窓寸法（内寸）ａの１／５から１／１０の範囲とすることが好ましい。曲率半径が透窓寸法ａの１／１０未満だと、コーナ部Ｒでの磁束集中の分散・緩和が不十分になる。また、曲率半径が透窓寸法ａの１／５を超えると、コイル３０の巻き幅スペースｂが十分に確保できなくなってくる。したがって、コーナ部Ｒの曲率半径は透窓寸法ａの１／１０以上１／５以下とすることが好ましい。
【００４５】
第６実施例のインダクタンス素子１０は、図８の（ａ）に示すように、単一矩形環状の閉磁路Ｐを形成する角形コア２０を使用したものであって、この場合も、上記と同様、直角に屈曲するコア２０の内側コーナ部Ｒを曲線状に形成することにより、そのコーナ部Ｒでの磁束集中を分散・緩和させることができる。この場合も、そのコーナ部Ｒの曲率半径は透窓寸法ａの１／１０以上１／５以下とすることが好ましい。
【００４６】
図９は、上述した本発明のインダクタンス素子１０を用いた受動回路装置の実施例を示す。同図に示す受動回路装置はＬＰＦ５３であって、デジタル・アンプ５２とスピーカ５４間の出力ラインに介在して高周波ノイズ輻射を抑制する。デジタル・アンプ５２は、デジタル音響処理装置等のデジタル信号源５１から入力されるデジタルオーディオ信号をＰＷＭ化してパワー増幅する。このパワー増幅出力には多量の高調波ノイズ（量子化ノイズ）が含まれているが、本発明によるインダクタンス素子１０を用いたＬＰＦ５３により、オーディオ信号帯域に歪みを生じさせることなく、その高調波ノイズを効果的に除去することができる。
【００４７】
図１０は、上述した本発明のインダクタンス素子１０を用いた受動回路装置の別の実施例を示す。同図に示す受動回路装置はｘＤＳＬ用分波器６２であって、直流電流が重畳される電話回線から通話信号の伝送帯域とデジタル信号の伝送帯域を分離する。通話信号は電話やファクシミリ等のアナログ通信端末６３に入力され、デジタル信号（デジタル・データを伝送する信号）はモデムなどのデータ通信端末６４に入力される。なお、６１は電話交換局を等価的に簡略化して示す。
【００４８】
上記分波器６２はＬＰＦとＨＰＦ（ハイパスフィルタ）によって構成されるが、両フィルタは共に、伝送路に介在するインダクタンス素子１０を用いて構成されている。このインダクタンス素子１０として、上述した本発明のものを使用すれば、直流重畳された回線から通話信号から通話信号とデジタル信号を共に、信号品位を高く維持しながら分離することができる。
【００４９】
図１１は、上述した本発明のインダクタンス素子１０を用いた受動回路装置のさらに別の実施例を示す。同図に示す受動回路装置は伝送路を直流絶縁する絶縁結合器（絶縁トランスあるいは絶縁カプラ）６５であって、たとえば電話回線６６から通信端末６７を絶縁保護するのに使用される。この絶縁結合器６５を使用することにより、電話回線６６と通信端末６７間の信号伝達を低歪率かつ広ダイナミックレンジで行わせながら、その通信端末６７を電話回線６６から直流的に絶縁した保護状態を形成することができる。
【００５０】
以上、本発明をその好適な実施例に基づいて説明したが、本発明は上述した以外にも種々の態様が可能である。また、本発明のインダクタンス素子は、オーディオパワーアンプの出力トランスあるいは無線送信回路のアンテナカプラなどの受動回路装置に使用してもすぐれた効果を得ることができる。
【００５１】
【発明の効果】
本発明によれば、未飽和領域でのＢ−Ｈカーブが直線性を有する磁性材料をインダクタンス素子のコアに用いるに際し、その磁性材料の直線性を最大限に活かしてインダクタンスの磁界に対する直線性に反映させることができ、これにより、比較的低重量および小サイズでもって、必要なインダクタンス値を確保しながら、広ダイナミックレンジかつ低歪率の伝送特性を実現するインダクタンス素子および受動回路装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるインダクタンス素子の第１実施例を示す複合図である。
【図２】本発明によるインダクタンス素子の磁化特性および本発明による受動回路装置の伝送特性を示す図である。
【図３】本発明によるインダクタンス素子の第２実施例を示す複合図である。
【図４】本発明によるインダクタンス素子の第３および第４実施例を示す斜視図である。
【図５】本発明で使用する磁性コアの第１構成例を示す分解斜視図である。
【図６】本発明で使用する磁性コアの第２構成例を示す分解斜視図である。
【図７】本発明で使用する磁性コアの第３構成例を示す分解斜視図である。
【図８】本発明によるインダクタンス素子の第５および第６実施例を示す断面図である。
【図９】本発明によるインダクタンス素子を用いた受動回路装置の第１実施例を示す回路図である。
【図１０】本発明によるインダクタンス素子を用いた受動回路装置の第２実施例を示す回路図である。
【図１１】本発明によるインダクタンス素子を用いた受動回路装置の第３実施例を示す回路図である。
【図１２】従来のトロイダル型コアを用いたインダクタンス素子の第１構成例を示す複合図である。
【図１３】従来の角型コアを用いたインダクタンス素子の第２構成例を示す複合図である。
【図１４】従来のインダクタンス素子の磁化特性とそのインダクタンス素子を用いた受動回路装置の伝送特性を示す図である。
【符号の説明】
１０  インダクタンス素子
２０  磁性コア
２１  分割コア
２３  コア部品
２４  コア部品
２５  切欠溝
２６  嵌合突起
３０  コイル
３１  ボビン
５１  デジタル信号源
５２  デジタル・アンプ
５３  ＬＰＦ（受動回路装置）
６１  交換局
６２  ｘＤＳＬ用分波器（受動回路装置）
６３  アナログ通信端末
６４  データ通信端末
６５  絶縁結合器
６６  電話回線
６７  通信端末
Ｐ    閉磁路
Ｐ１  閉磁路（短側）
Ｐ２  閉磁路（長側）
ｗ    磁路幅
ｔ    磁路厚
ｒ１  内径
ｒ２  外径
ａ    角形コアの透窓寸法（内寸）
ｂ    コイル巻き幅
Ｒ    内側コーナ部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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