(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一対のコ字状磁芯を構成する板部に溝状の磁気空隙を形成し、該一対のコ字状磁芯の板部に形成された溝状の磁気空隙の延在方向が互いに直交するように該一対のコ字状磁芯を互に直交して接合し、磁脚に磁界が直交する様に制御巻線及びリアクタ巻線を巻回し、該制御巻線及びリアクタ巻線の磁路中に上記磁気空隙を構成させ、該一対のコ字状磁芯の板部の厚みを制御巻線及びリアクタ巻線の巻回された磁脚の厚みより小さくして成る直交磁界変圧器。
【請求項２】
前記対向配置したコ字状コアの板部に形成した前記磁気空隙が平行溝で構成されている請求項１記載の直交磁界変圧器。
【請求項３】
前記対向配置したコ字状コアの板部に形成した前記磁気空隙がＶ字溝で構成されている請求項１記載の直交磁界変圧器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチングレギュレータ電源回路の共振型コンバータに用いる可飽和リアクタの可変インダクタンス素子等に適用して好適な直交磁界変圧器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から汎用電子機器で負荷電力が２５０Ｗ以下の小電力機器電源のスイッチング電源として、商用交流入力電圧を整流平滑し、直流電圧をブーストした後に、１５０ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、被制御回路の直流出力電圧を安定化する様にしたスイッチングレギュレータ電源回路には高効率、低ノイズである電圧或は電流共振型コンバータとしてソフトスイッチング電源技術が利用されている。
【０００３】
図３は従来のブースト電圧制御方式の電圧共振型コンバータを用いたソフトスイッチング電源回路の１例を示すものである。
【０００４】
図３のブースト電圧共振型ソフトスイッチング電源回路に於いて、商用電源ＡＣ間の交流電圧ＶACは制限抵抗Ｒｉを介してダイオードでブリッジ構成された整流回路Ｄｉで整流された後に、互に直列接続された平滑用コンデンサＣｉ′及びＣｉで構成された平滑回路でブースト用直流電圧ＥB に変換される。
【０００５】
整流回路Ｄｉの直列接続点からの直流出力はブーストダイオードＤB を介して、後述する直交磁界変圧器（Power Regulation Transformer：以下ＰＲＴと記す）のリアクタ巻線ＮR （インダクタンスＬR ）を介して絶縁パワー変圧器（Power Isolation Transformer ：以下ＰＩＴと記す）の１次巻線Ｎ1 及びＮ3 （夫々のインダクタンスＬ1 及びＬ3 ）の中点に接続されている。
【０００６】
又、平滑回路を構成する平滑用コンデンサＣｉ′の正極側はＰＩＴの１次巻線Ｎ3 の巻始め点に接続され、１次巻線Ｎ1 の巻終りはスイッチング用トランジスタＱ1 に並列接続された共振用コンデンサＣｒに接続され、共振用コンデンサＣｒの他端は接地されている。
【０００７】
更に、平滑回路の直列接続点は起動抵抗Ｒｓを介してスイッチング用トランジスタＱ1 のベース及びクランプダイオードＤ1 の陰極並びに電流制限抵抗ＲB の一端に接続されている。
【０００８】
電流制限抵抗ＲB の他端はチョークコイルＬB 及び時定数コンデンサＣB を介してＰＩＴの１次巻線側のドライブ巻線ＮD （インダクタンスＬD ）の巻終り点に接続し、ドライブ巻線ＮD の巻始め端は接地電位に落とされている。
【０００９】
スイッチング用トランジスタＱ1 のエミッタは接地され、このスイッチング用トランジスタＱ1 のベース・エミッタ間にクランプダイオードＤ1 が接続されコレクタ・エミッタ間に共振用コンデンサＣｒが接続されている。
【００１０】
ＰＩＴの２次側巻線Ｎ2 及びＮ4 は夫々整流回路Ｄ2 及びＤ3 を介して安定化した直流電圧Ｅ0 及びＥ0 ′を得ると共にこれら直流電圧Ｅ0 及びＥ0 ′は制御回路（以下ＣＴＬと記す）に与えられる。このＣＴＬの出力はＰＲＴの制御巻線ＮC に供給され、この制御巻線ＮC の直流電圧（電流）を制御することでリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR を可変して、ブーストダイオードＤB に供給するブースト電圧を制御する様に成されている。
【００１１】
上述の構成で、スイッチング用トランジスタＱ1 やチョークコイルＬB 等の回路で電圧共振型コンバータを構成し、ブーストダイオードＤB からリアクタ巻線ＮR に供給される電圧をスイッチングしている。電圧共振コンバータは自励発振型の電圧共振コンバータを構成し、スイッチング用トランジスタＱ1 がオフの時にスイッチング用トランジスタＱ1 の電圧波形をチョークコイルＬB と時定数コンデンサＣB のＬＣで共振させて正弦波状の電圧共振波形を得てＰＲＴのリアクタ巻線ＮR に供給されるブースト電圧をスイッチングする様に成されている。
【００１２】
又、ＣＴＬは誤差アンプ等で構成され、例えば商用電源ＡＣの交流電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐ0 の減少に伴ってＰＲＴの制御巻線ＮC の制御電流（ＩC ）を減少（又は増加）させ、リアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR を増加（又は減少）させて出力電圧Ｅ0 又はＥ0 ′を一定値に安定化させる様に成されている。
【００１３】
上述の回路に用いるＰＲＴの具体的な構成を図４（Ａ）に示す。図４（Ａ）でＰＲＴはフェライト磁芯（ＦＥ−３材）から構成され、略方形状の板部１ａと、この板部１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと直交する方向に延設した脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅから成るテーブルを横倒した形状の第１の磁芯（以下ダブル（Ｗ）コ字状コアと記す）１ｆと略方形の板状の磁芯（以下板状コアと記す）１ｇを上記４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面に２５μｍ乃至７５μｍの薄いマイラシートを挿入してギャップ２を構成して、上下及び左右から視て方形状の貫通孔１ｈ及び１ｈ′が形成された直方体（又は立方体）状の磁芯（以下コアと記す）１と成されている。
【００１４】
上述のＷコ字状コア１ｆの板部１ａの縦ａ及び横ｂの寸法は例えばａ＝ｂ＝２３ｍｍに、Ｗコ字状コア１ｆの４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの長さｃの寸法ｃ＝３５ｍｍに各脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及び横ｄの寸法はｄ＝７ｍｍに選択し、板状コア１ｇの厚みｄ′の寸法はｄ′＝７ｍｍに選択したコア１を作成した。
【００１５】
次に図４（Ａ）で示すＷコ字状コア１ｆの前方側の上下の脚１ｂ及び１ｃとの間に互に橋格する様に０．１ｍｍφの単線から成る制御巻線Ｎｃを１１００ターン巻回する。
【００１６】
更に、前方側の下側の脚１ｃと、後方側の下側の脚１ｅとの間に互に橋格する様に０．１ｍｍφの単線を４３束としたリッツ線から成るリアクタ巻線ＮR を２７ターン巻回している。又、ギャップ２のギャップ空隙は５０μｍとしたＰＲＴを選択して、図４の回路に用いてリアクタ巻線ＮR にスイッチング用トランジスタＱ1 でスイッチングされる交流電流ＩR を流し、制御巻線ＮC にインダクタンス制御用の直流制御電流ＩC を流した場合にはリアクタ巻線ＮR と制御巻線ＮC とは互に直交して脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅに巻回されているので直流制御電流ＩC に制御巻線回数ＮC1を乗じた起磁力によって生ずる直流磁束φC と交流電流ＩR にリアクタ巻線回数ＮR1を乗じた起磁力によって生ずる交流磁束φR を発生する。
【００１７】
図４（Ａ）では前方側の磁路及び上方側の磁路に流れる磁束φR 及びφC を示しているが、後方側の磁路及び下方側の磁路にも図示しない磁束φR ′及びφC ′が発生しているが４脚の磁束φC ，φC ′，φR ，φR ′は交流電流ＩR の極性によって加え合って例えばφR ＋φC となったり、打ち消し合って例えばφR −φC となったりし、加え合ったり、減じ合ったりした動作を繰り返している。
【００１８】
従って、加え合う脚ではＢ−Ｈカーブ（Ｂは磁束密度、Ｈは磁界）のヒステリシス曲線の飽和領域にあり、減じ合う脚ではＢ−Ｈカーブの非線形領域であり、両側面、即ち板部１ａと板状コア１ｇでは１組の脚の断面積Ｓ＝ｄ×ｄに比べて大きくなるため磁束密度Ｂは低くなって線形領域内にある。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
図４（Ａ）で説明したＰＲＴでギャップ２は５０μｍのマイラフィルムを介して接合した場合を説明したが、下方側の脚１ｃと１ｅ或は上方側の脚１ｂと１ｄと板状コア１ｇの突合せ面だけに５０μｍのギャップ２が形成された場合のインダクタンス直流重畳特性曲線を図４（Ｂ）に示す。
【００２０】
図４（Ｂ）で横軸はＰＲＴのリアクタ巻線ＮR に流す交流電流ＩR （Ａ）、縦軸は制御巻線ＮC に流す直流制御電流ＩC をパラメータとしたリアクタ巻線ＮR 側のインダクタンスＬR （ｍＨ）の変化状態を示すもので実線は上記した上部或は下部の一対の脚１ｂ，１ｄ又は１ｃ，１ｅと板状コア１ｇの接合面に５０μｍのギャップ２を設けた場合であり、制御電流ＩC が増大し、２０ｍＡ〜３０ｍＡでは双頭型（Ｍ字型）のインダクタンス特性を示す。
【００２１】
又、４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅと板状コア１ｇとの接合面に２５μｍのギャップ２を形成した場合には、図４（Ｂ）の点線で示す様な特性を示す。
【００２２】
上述の様にインダクタンス直流重畳特性の拡大を図るために従来のＰＲＴではマイラシートを挿入してギャップ２を構成するので磁束φC 中にギャップ２が存在するため制御電流ＩC が増大する。又、磁束φR 中のギャップは僅少のため交流電流ＩR の増加に伴って４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅが飽和する。この為にリアクタ巻線ＮR のインダクタンス可変範囲は図４（Ｂ）の様に６倍（０〜０．６ｍＨ）程度に限定されてしまう。
【００２３】
更に、図３の電圧共振型ソフトスイッチング電源回路に用いられるＰＲＴとして図５（Ａ）に示す様に方形の板部１ａと、この板部１ａの両側端から、該板部１ａと直交する方向に延設された磁脚１ｂ及び１ｃから成る断面が略コ字状のコ字状磁芯（コア）３Ａ及び３Ｂを互に直交させて、接合面にマイラーシート等を挟着させて磁気空隙（ギャップ）２を形成し、一方のコ字状コア３Ａの磁脚１ｂに制御巻線ＮC を巻回し、他方のコ字状コア３Ｂの磁脚１ｂにリアクタ巻線ＮR を巻回させたものも広く利用されている。
【００２４】
上述の図５（Ａ）に示された構成のＰＲＴに於いて、フェライト磁芯材質としてＦＥ−９材を用い、磁脚１ｂ，１ｃの厚さｄ及び板部１ａの厚さｄを夫々ｄ＝５ｍｍとし、ギャップ２のギャップ長を２５μｍとして、図４（Ａ）のＷコ字状コア１ｆと板状コア１ｇから成るコア１に比べて制御巻線ＮC で生ずる直流磁束φC 及びリアクタ巻線ＮR で生ずる交流磁束φR の平均磁路長ｌR はｌR ′に縮小され、板部１ａは磁脚１ｂ，１ｃの断面積Ｓと略等しくなる様に厚みｄを縮小している。
【００２５】
上述のインダクタンス直流重畳特性は図５（Ｃ）の様に成り、この特性からも解る様に平均磁路長がｌR ′と短縮されているためにインダクタンスＬR の可変範囲は拡大するが、直線性に乏しい特性を示している。
【００２６】
上述の従来構成のＰＲＴによると以下（イ）〜（ホ）に示す様な種々の問題が発生する。
【００２７】
（イ）上述の様に制御巻線ＮC に流れる直流制御電流ＩC によって直流の磁束φC 及びφC ′が通る磁路中にギャップ２が存在するため直流磁束を飽和させるための直流制御電流ＩC が極めて大きくなり制御巻線ＮC の直流抵抗（ターン数が大）による電力損失が増大する問題が生ずる。
【００２８】
（ロ）又、リアクタ巻線ＮR に流れる交流電流ＩR によって発生する交流磁束φR 及びφR ′が通る磁路中にギャップ２が存在するが薄いためインダクタンス直流重畳特性はリアクタ巻線ＮR に流れる交流電流の増加に伴って急激に飽和し、インダクタンスが低下してしまう問題が生ずる。
【００２９】
（ハ）又、ギャップ２が僅少なため、マイラシートの厚みのバラツキやフェライト磁芯の透磁率μや寸法のバラツキによってリアクタ巻線のインダクタンス値が変動する。
【００３０】
（ニ）更に、インダクタンス可変範囲は直流制御電流ＩC が１０ｍＡ〜４０ｍＡに対して図４（Ｂ）及び図５（Ｂ）の様に約６〜８倍程度しか変化しないため図４で説明したブーススト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電源回路に適用すると、図６（Ａ）の商用交流電圧ＶACとブースト電圧ＥB 間の特性曲線に示される様に最大負荷電力Ｐ0maxと最小負荷電力Ｐ0 min 時のブースト電圧ＥB を略一定に制御する為には図６（Ｂ）の商用交流電圧ＶACとリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR の特性曲線に示す様にＰＩＴの１次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 に対して、ＴＲＴのリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR は
ＬR ＝（０．１〜１．２）Ｌ1 
のダイナミックレンジが必要であり、略１２倍の可変インダクタンス範囲としなければならない問題があった。尚、図６（Ａ）でＥi は平滑コンデンサＣi 端の電圧である。
【００３１】
（ホ）上述のＰＲＴのリアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1のインダクタンスＬR はギャップ長をｌg 、交流磁束φR の平均磁路長をｌR 、リアクタ巻線ＮR のコア断面積をＳ、真空透磁率をμ0 、フェライトコアの実効透磁率をμe とすればインダクタンスＬR は次の（１）式で求められる。
0004352477.tif 000002
ここでインダクタンスＬR の拡大を図るためにはコア断面積Ｓやリアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1を増加させればよいが、同時にＰＲＴのギャップ長ｌg や平均磁路長ｌR が増加してＰＲＴのサイズと重量が増加する問題も発生する。
【００３２】
本発明は叙上の問題点を解消した直交磁界変圧器（ＰＲＴ）を提供しようとするものであり、発明が解決しようとする課題は可変インダクタンス範囲を従来の略２倍にし、小さな直流制御電流でインダクタンス制御が可能でリアクタ巻線の磁路中に設けたギャップは可変インダクタンス特性に応じて適宜選択可能なＰＲＴを得ようとするものである。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
本発明は一対のコ字状磁芯３Ａ，３Ｂを構成する板部１ａに溝状の磁気空隙４又は５を形成し、一対のコ字状磁芯３Ａ，３Ｂの板部１ａに形成された溝状の磁気空隙４又は５の延在方向が互いに直交するように一対のコ字状磁芯３Ａ，３Ｂを互に直交して接合し、磁脚１ｂ，１ｃに磁界が直交する様に制御巻線ＮC及びリアクタ巻線をＮR巻回し、制御巻線ＮC及びリアクタ巻線ＮRの磁路中に磁気空隙４又は５を構成させ、該一対のコ字状磁芯３Ａ，３Ｂの板部１ａの厚みを制御巻線ＮC及びリアクタ巻線ＮRの巻回された磁脚１ｂ，１ｃの厚みより小さくして成る直交磁界変圧器としたものである。
【００３４】
本発明のＰＲＴによれば従来と同一の直流制御電流ＩC で略２倍のインダクタンス可変範囲が得られブースト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電源回路の構成が可能となる。
【００３５】
本発明のＰＲＴによればコ字状コアの側面を分割しないので、コアの組立が容易で製造時間が短縮されフェライト成形用プレス金型が１組で良く、金型管理と製造管理が短縮可能となる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の直交磁界変圧器（ＰＲＴ）を図１及び図２を用いて詳記する。図１（Ａ）及び図１（Ｂ）は本発明の１形態例を示すＰＲＴの組立状態斜視図、並びにリアクタ巻線に流す交流電流ＩR を変化させた時に制御巻線ＮC の直流制御電流ＩC をパラメータとしたインダクタンスＬR の直流重畳特性曲線を示すものである。
【００３７】
本発明に用いるＰＲＴと従来構成として説明した図５（Ａ）のＰＲＴとは略同一に構成されているので、対応部分には同一符号を付している。図１（Ａ）に示すＰＲＴは方形の板部１ａと、この板部１ａの両側端から、該板部と直交する方向に延設された磁脚１ｂ及び１ｃから成る断面が略コ状のコ字状磁芯（コア）３Ａ及び３Ｂを互に直交させて、接合し、接合面には磁気空隙を形成しない様に成されている。
【００３８】
一方のコ字状コア３Ａの磁脚１ｂには制御巻線ＮC を巻回し、他方のコ字状コア３Ｂの磁脚１ｂにはリアクタ巻線ＮR を巻回すると共に方形の板部１ａ及び１ａに平行溝４を形成する。即ち、一方のコ字状コア３Ａの板部１ａには方形の面積を２分する様に中央から縦方向に平行溝４を形成し、他方のコ字状コア３Ｂには同じく方形の面積を２分する様に中央から奥行（横）方向に平行溝４を形成する。この平行溝３はギャップ長ｌg となる幅に選択され、平行溝３の深さｄ1 はｄ＞ｄ1 に選択して２枚には分割しない様になされている。
【００３９】
上述のコ字状コア３Ａ及び３Ｂの板部１ａ及び磁脚１ｂ，１ｃの厚みｄ＝５ｍｍに選択し、制御巻線ＮC は図４（Ａ）及び図５（Ａ）と同様に１１００Ｔ／０．１ｍｍφとし、又、主巻線となるリアクタ巻線ＮR ′のターン数ＮR1′はＮR1′＝√２ＮR1としてＮR1′＝３８Ｔ／０．１ｍｍφ×２０束（０．１ｍｍφ×２０本縒りリッツツ線）とし、従来のインダクタンスＬR の２倍となる様なＬR ′＝２ＬR に選択し、平行溝３のギャップ長ｌg を５００μｍとし、フェライトコア材料にＦＥ−９材を用いた場合のインダクタンス直流重畳特性は図１（Ｃ）の様な測定値を得ている。直流制御電流ＩC が５ｍＡ乃至２０ｍＡに於いてはインダクタンス可変範囲は０．２ｍＨ〜１．２ｍＨと図４（Ｂ）及び図５（Ｂ）に比べて２倍の可変インダクタンス範囲となり、図５（Ｂ）に比べて直線性が大幅に改善され約１２倍のダイナミックレンジが得られる。
【００４０】
図１（Ａ）の構成のＰＲＴによれば制御巻線ＮC のターン数ＮC1′に直流制御電流ＩC を乗じたＮC1′・ＩC の起磁力によって生ずる直流磁束φC ，φC ′の磁路中には、従来のＰＲＴの様にギャップ２を構成せず、リアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1′と交流電流ＩR を乗じたＮR1′・ＩR の起磁力によって生ずる交流磁束φR ，φR ′の磁路中には平行溝３のギャップ４が存在するため直流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR の僅少な領域では飽和せずインダクタンスＬR は大きいが直流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR の増加に伴って順次飽和するため図１（Ｃ）の特性により直線性とインダクタンスＬR の低下が改善される。
【００４１】
又直流磁束φC ，φC ′と交流磁束φR ，φR ′は磁脚１ｂ，１ｃ以外の板部１ａでも直流磁束φC ，φC ′と交流磁束φR ，φR ′は加算し合ったり減算して合う為に直流磁束φC ，φC ′と交流磁束φR ，φR ′が相互に影響し合う領域が拡大している為にリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR ′の可変範囲が図１（Ｃ）の様に拡大される。
【００４２】
又、直流制御電流ＩC とリアクタ巻線ＮR に流れる交流電流ＩR が小さいときは板部状コア１ａの平行溝４の下の板部コア１ａ1 は飽和せず直流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR が増加するに伴って、この部分も飽和するため直流制御電流ＩC と交流電流ＩR が小さい領域に於いてはリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR ′が増加することになる。
【００４３】
上述の構成のＰＲＴでは板部コアは２分割されていないので１つの平行溝４でギャップが構成されているのでＰＲＴの組立が容易であり、製造時間を短縮することが可能となる。
【００４４】
更に図１（Ｃ）からも明らかな様に、直流制御電流ＩC が５ｍＡ乃至２０ｍＡに於いて、図５（Ｂ）のインダクタンス直流重畳特性曲線に比べて、約１２倍のダイナミックレンジに拡大され、商用交流電圧ＶACの変化に対するインダクタンスＬR の可変範囲も２倍となりインダクタンスＬR の値の変化も図５（Ｂ）に比べて平坦化された直線性が改善されているので図３で説明したブースト電圧制御方式の電圧共型コンバータによるソフトスイッチング電源回路に適用できるＰＲＴを提供可能と成った。
【００４５】
図１（Ｂ）の場合は１対のコ字状コア３Ａ及び３Ｂの板部１ａ及び１ａを２分する様に板部１ａ及び１ａの高さ及び奥行方向の中心から奥行及び高さ方向にＶ字溝５を形成させた場合のＰＲＴを示すもので図１（Ａ）と同様の効果が得られる。
【００４６】
図２（Ａ）は本発明のＰＲＴの他の形態例を示し、図２（Ｂ）はインダクタンス直流重畳特性図を示すものである。
【００４７】
図２（Ａ）のＰＲＴではコ字状コアを互に直交して接合面にギャップ２を構成せずに接合し、夫々の磁脚１ｂに制御巻線ＮC とリアクタ巻線ＮR ′を巻回すると共に板部１ａの厚みｄ′を磁脚１ｂ，１ｃの厚みｄに比較して縮小し磁芯（コア）断面積が低減されている。勿論図２（Ａ）では必要に応じて平行溝３又はＶ字溝を板部に形成してもよい。
【００４８】
今、ｄ＝５ｍｍ，ｄ′＝３．５ｍｍ、リアクタ巻線ＮR ′のターン数ＮR1′＝２１ターンとした場合のインダクタンス直流重畳特性は図２（Ｂ）の様に成り、直流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR の増加に伴って徐々にコ字状コア３Ａ及び３Ｂの板部コア１ａが飽和するため直線性とインダクタンスの低下が図２（Ｂ）の様に更に改善される。
【００４９】
【発明の効果】
本発明の直流磁界変圧器によると、制御巻線ＮC に流す直流の制御電流ＩC は従来と同一値に対し、従来の２倍のインダクタンス可変範囲値が得られて制御感度が大幅に向上され、その結果ブースト電圧制御方式電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電源回路を構成可能と成った。
【００５０】
又、制御巻線の磁路中にギャップを構成させない為に僅かな直流制御電流でリアクタ巻線のインダクタンスを大幅に可変可能と成り制御範囲が拡大された直交磁界変圧器が得られた。
【００５１】
又、リアクタ巻線及び制御巻線の磁路中に設けた溝ギャップは要求される可変インダクタンス特性によって適宜に選択出来てインダクタンス値のバラツキが解消されてて設計が容易と成る効果を有する。
【００５２】
更に、ＰＲＴの組立てが容易となり、製造時間が短縮され、フェライト成型時の金型が１組でよく、金型管理と製造管理が短縮可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図である。
【図２】本発明の他の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図である。
【図３】従来の電圧共振型ソフトスイッチング電源回路図である。
【図４】従来の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図である。
【図５】従来の他の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図である。
【図６】従来のソフトスイッチング電源回路の特性説明図である。
【符号の説明】
１‥‥コア（磁芯）、１ａ‥‥板部、１ｂ，１ｃ‥‥磁脚、３Ａ，３Ｂ‥‥コ字状コア、ＮC ‥‥制御巻線、ＮR ‥‥リアクタ巻線、３‥‥平行溝、４‥‥Ｖ字溝
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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