(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、該直流電源に直列に接続されたスイッチング素子と、該スイッチング素子の制御端子に接続された第１の制御回路と、該第１の制御回路に接続された外部信号端子と、少なくとも第１および第２の巻線を有するとともに、全ての巻線の中の少なくとも１つの巻線が前記直流電源と前記スイッチング素子に直列に接続されたトランスと、前記第１の巻線に接続された第１の整流回路と、該第１の整流回路に接続されて第１の出力電圧を出力する可変インピーダンス回路と、該可変インピーダンス回路に接続されて前記可変インピーダンス回路のインピーダンス値を制御する第２の制御回路と、前記第２の巻線に接続されて第２の出力電圧を出力する第２の整流回路とを備え、
前記第１の巻線と前記第２の巻線が互いに逆の極性となるように接続されて接地され、
前記第１の整流回路と前記第２の整流回路により正と負の電圧を出力するように構成され、
前記第１の制御回路は、前記第２の出力電圧がフィードバックされ、前記スイッチング素子をオンオフ制御して前記第２の出力電圧を安定化し、
前記第２の制御回路は、前記第１および第２の出力電圧と接地電位が入力されて、これを所定電圧と比較して第１の出力電圧を安定化することを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記スイッチング素子がオンの時に前記スイッチング素子に直列に接続された巻線にエネルギーを蓄え、前記スイッチング素子がオフの時に前記第１および第２の巻線からエネルギーを放出することを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記第２の制御回路が第１、第２、第３の抵抗および電圧比較手段を有し、前記電圧比較手段の比較電圧入力端子が前記第１の抵抗を介して前記可変インピーダンス回路の出力に、前記第２の抵抗を介して前記第２の整流回路の出力に接続され、さらに前記第３の抵抗を介して接地されていることを特徴とする、請求項１または２に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記第２の制御回路が前記電圧比較手段としてシャントレギュレータを有することを特徴とする、請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記第２の制御回路が前記電圧比較手段としてオペアンプを有することを特徴とする、請求項３に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記可変インピーダンス回路は、前記第１の出力電圧をＶ１、前記第２の出力電圧をＶ２、前記第１、第２、第３の抵抗の抵抗値をそれぞれｒ１、ｒ２、ｒ３、前記所定電圧をＶｒとしたとき、
Ｖ１＝−（ｒ１／ｒ２）Ｖ２＋（１＋ｒ１／ｒ２＋ｒ１／ｒ３）Ｖｒ
を満たすものであることを特徴とする、請求項３ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源回路、特に同時に制御可能な正と負の電圧を出力することのできるスイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年のノート型パソコンや液晶テレビなどの普及にともなって、液晶ディスプレイのバックライト用の電源の需要が高まっている。そして、これらの電源に対する要求の１つとして、正と負の電圧が出力できるとともに、その電圧値を必要な量だけ同時に変更できるような機能が必要とされている。
【０００３】
図１２に、そのような機能を有する従来のスイッチング電源回路を示す。図１２において、スイッチング電源回路１は、直流電源Ｅと、それに接続された２つのＤＣ−ＤＣコンバータ２および３、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力に接続された第１の出力端子Ｐ１、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力に接続された第２の出力端子Ｐ２、ＤＣ−ＤＣコンバータ２および３の両方に接続された外部信号端子Ｐｅから構成されている。ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ２の出力は第１の出力端子Ｐ１に接続され、第１の出力電圧として正電圧が出力される。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力は第２の出力端子Ｐ２に接続され、第２の出力電圧として負電圧が出力される。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ２および３の出力の一端はそれぞれ接地されている。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ２および３に内蔵された制御回路（図示せず）は外部信号端子Ｐｅに接続されている。
【０００４】
このように構成されたスイッチング電源回路１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２は、外部信号端子Ｐｅから入力される信号にしたがって第１の出力電圧の値を変更することができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３も、外部信号端子Ｐｅから入力される信号にしたがって第２の出力電圧の値を変更することができる。そして、外部信号端子ＰｅはＤＣ−ＤＣコンバータ２と３の両方の制御回路に接続されているため、外部からの１つの信号で、スイッチング電源回路１の２つの出力電圧の値を同時に変更することができる。
【０００５】
図１３に、同様の機能を有する従来の別のスイッチング電源回路を示す。図１３において、図１２と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付す。
【０００６】
図１３において、スイッチング電源回路１０は、直流電源Ｅ、トランスＴ１、スイッチング素子であるＦＥＴＱ１、制御回路１１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、電圧安定化回路１２、制御回路１３、第１の出力端子Ｐ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２、第２の出力端子Ｐ２、外部信号端子Ｐｅから構成されている。ここで、トランスＴ１には入力側に巻線Ｎ１が、出力側に第１の巻線である巻線Ｎ２および第２の巻線である巻線Ｎ３が巻かれていて、巻線Ｎ２の巻始めと巻線Ｎ３の巻終わりが互いに接続されて接地されている。ここで、巻線Ｎ２と巻線Ｎ３は同じトランスＴ１に巻かれているため、互いに磁気的に結合している。また、巻線Ｎ１の巻始めと巻終わりの間にはＦＥＴＱ１と直流電源Ｅが直列に接続されている。ＦＥＴＱ１の制御端子であるゲートには制御回路１１が接続されている。制御回路１１はさらに直流電源Ｅの両端に接続されている。
【０００７】
また、巻線Ｎ２の巻終わりはダイオードＤ１のアノードに接続され、ダイオードＤ１のカソードは電圧安定化回路１２に接続されるとともに、コンデンサＣ１を介して接地されている。ここで、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１は第１の整流回路である整流回路１４を構成している。また、電圧安定化回路１２は第１の出力端子Ｐ１に接続されている。そして、電圧安定化回路１２には制御回路１３が接続されている。
【０００８】
また、巻線Ｎ３の巻始めはダイオードＤ２のカソードに接続され、ダイオードＤ２のアノードは第２の出力端子Ｐ２に接続されるとともに、コンデンサＣ２を介して接地されている。また、ダイオードＤ２のアノードは制御回路１１にも接続されている。ここで、ダイオードＤ２とコンデンサＣ２は第２の整流回路である整流回路１５を構成している。
【０００９】
そして、外部信号端子Ｐｅは制御回路１１および１３に接続されている。
【００１０】
このように構成されたスイッチング電源回路１０において、制御回路１１はＦＥＴＱ１をオンオフ制御する。それによって直流電源Ｅの電圧がトランスＴ１の巻線Ｎ１に断続的に印加される。巻線Ｎ１に断続的に印加された電圧によって、巻線Ｎ２および巻線Ｎ３には電圧が発生する。すなわち、ＦＥＴＱ１がオンである期間に巻線Ｎ１にエネルギーを蓄え、ＦＥＴＱ１がオフである期間に巻線Ｎ２およびＮ３からエネルギーを取り出す構成となっている。
【００１１】
まず、巻線Ｎ２に発生した電圧は整流回路１４で整流、平滑化され、電圧安定化回路１２に入力される。電圧安定化回路１２において入力電圧が目的の電圧に安定化され、第１の出力電圧として第１の出力端子Ｐ１から出力される。このとき、ダイオードＤ１の向きから分かるように、第１の出力電圧は正電圧となる。
【００１２】
一方、巻線Ｎ３に発生した電圧は整流回路１５で整流、平滑化され、第２の出力端子Ｐ２から第２の出力電圧として出力される。このとき、ダイオードＤ２の向きから分かるように、第２の出力電圧は負電圧となる。なお、第２の出力電圧を目的の電圧に安定化させるために、整流回路１５の出力から制御回路１１に第２の出力電圧がフィードバックされている。
【００１３】
このように構成されたスイッチング電源回路１０において、制御回路１１は、外部信号端子Ｐｅから入力される信号にしたがってスイッチング素子Ｑ１のオンオフのデューティー比または発振周波数などを変更して、巻線Ｎ２や巻線Ｎ３から出力される電圧を制御することができる。そして、巻線Ｎ３から出力される電圧が変化することによって第２の出力端子Ｐ２から出力される第２の出力電圧を変更することができる。
【００１４】
また、外部信号端子Ｐｅから入力される信号は制御回路１３にも入力されている。制御回路１３は電圧安定化回路１２の安定化出力電圧を可変制御する。そのため、巻線Ｎ２から出力される電圧の変化に連動して電圧安定化回路７の安定化出力電圧が変化し、第１の出力端子Ｐ１から出力される第１の出力電圧も変化する。
【００１５】
このように、外部信号端子Ｐｅからの１つの信号にしたがって、第１の出力電圧と第２の出力電圧の２つの出力電圧を同時に変更することができる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、スイッチング電源回路１においては２つのＤＣ−ＤＣコンバータを有しているため、全体としての部品点数が非常に多くなり大型化するため、スイッチング電源回路の小型軽量化や低コスト化の妨げになるという問題がある。
【００１７】
また、スイッチング電源回路１０においては、２つの出力電圧をそれぞれ独立に制御しているため、２つの出力電圧をうまく連動させるのが難しいという問題がある。さらに、外部から入力される信号を異なる２つの制御回路に入力して、それぞれ独立に制御する必要があるため、異なる２つの制御回路を構成する部品点数が多くなり、スイッチング電源回路の小型軽量化や低コスト化の妨げになるという問題もある。
【００１８】
そこで、本発明においては、正と負の電圧を出力することができ、さらに、外部から入力される信号で一方の出力電圧を変化させることで、その電圧に応じて他方の出力電圧を任意の比率で変化させることができ、小型軽量化、低価格化を図ることのできるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のスイッチング電源回路は、直流電源と、該直流電源に直列に接続されたスイッチング素子と、該スイッチング素子の制御端子に接続された第１の制御回路と、該第１の制御回路に接続された外部信号端子と、少なくとも第１および第２の巻線を有するとともに、全ての巻線の中の少なくとも１つの巻線が前記直流電源と前記スイッチング素子に直列に接続されたトランスと、前記第１の巻線に接続された第１の整流回路と、該第１の整流回路に接続されて第１の出力電圧を出力する可変インピーダンス回路と、該可変インピーダンス回路に接続されて前記可変インピーダンス回路のインピーダンス値を制御する第２の制御回路と、前記第２の巻線に接続されて第２の出力電圧を出力する第２の整流回路とを備え、
前記第１の巻線と前記第２の巻線が互いに逆の極性となるように接続されて接地され、
前記第１の整流回路と前記第２の整流回路により正と負の電圧を出力するように構成され、
前記第１の制御回路は、前記第２の出力電圧がフィードバックされ、前記スイッチング素子をオンオフ制御して前記第２の出力電圧を安定化し、
前記第２の制御回路は、前記第１および第２の出力電圧と接地電位が入力されて、これを所定電圧と比較して第１の出力電圧を安定化することを特徴とする。
【００２０】
また、本発明のスイッチング電源回路は、前記スイッチング素子がオンの時に前記スイッチング素子に直列に接続された巻線にエネルギーを蓄え、前記スイッチング素子がオフの時に前記第１および第２の巻線からエネルギーを放出することを特徴とする。
【００２１】
また、本発明のスイッチング電源回路は、前記第２の制御回路が第１、第２、第３の抵抗および電圧比較手段を有し、前記電圧比較手段の比較電圧入力端子が前記第１の抵抗を介して前記可変インピーダンス回路の出力に、前記第２の抵抗を介して前記第２の整流回路の出力に接続され、さらに前記第３の抵抗を介して接地されていることを特徴とする。
【００２２】
また、本発明のスイッチング電源回路は、前記第２の制御回路が前記電圧比較手段としてシャントレギュレータを有することを特徴とする。
【００２３】
また、本発明のスイッチング電源回路は、前記第２の制御回路が前記電圧比較手段としてオペアンプを有することを特徴とする。
【００２４】
また、本発明のスイッチング電源回路は、前記可変インピーダンス回路は、前記第１の出力電圧をＶ１、前記第２の出力電圧をＶ２、前記第１、第２、第３の抵抗の抵抗値をそれぞれｒ１、ｒ２、ｒ３、前記所定電圧をＶｒとしたとき、
Ｖ１＝−（ｒ１／ｒ２）Ｖ２＋（１＋ｒ１／ｒ２＋ｒ１／ｒ３）Ｖｒ
を満たすものであることを特徴とする、請求項３ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
【００２５】
このように構成することにより、本発明のスイッチング電源回路は、２つの出力電圧を外部から入力される信号に連動して変化させることができる。また、スイッチング電源回路の小型軽量化、低価格化を図ることができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明のスイッチング電源回路の一実施例を示す。図１において、図１３と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００２７】
図１において、スイッチング電源回路２０は、トランスＴ１に代えて２つの巻線を有するトランスＴ２を有している。トランスＴ２には第１の巻線である巻線Ｎ４と第２の巻線である巻線Ｎ５が巻かれており、互いに磁気的に結合している。巻線Ｎ４と巻線Ｎ５は互いに逆極性となっており、巻線Ｎ４の巻始めと巻線Ｎ５の巻終わりが互いに接続されて接地されている。巻線Ｎ５の巻始めはスイッチング素子であるＦＥＴＱ１に接続されている。巻線Ｎ４の巻終わりはダイオードＤ１のアノード、すなわち第１の整流回路である整流回路１４の入力に接続されている。そして、巻線Ｎ５の巻始めはダイオードＤ２のカソード、すなわち第２の整流回路である整流回路１５の入力に接続されている。
【００２８】
また、スイッチング電源回路２０は、制御回路１１に代えて第１の制御回路２１を、電圧安定化回路１２に代えて可変インピーダンス回路２２を、制御回路１３に代えて第２の制御回路２３を有している。ここで、第１の制御回路２１はスイッチング素子であるＦＥＴＱ１の制御端子であるゲートに接続されている。第１の制御回路２１はさらに直流電源Ｅの両端に接続されている。また、第１の整流回路である整流回路１４の出力は可変インピーダンス回路２２に接続され、可変インピーダンス回路２２の出力は第１の出力端子Ｐ１に接続されている。すなわち、可変インピーダンス回路２２の出力が第１の出力電圧となる。また、可変インピーダンス回路２２には第２の制御回路２３が接続されている。そして、外部信号端子Ｐｅは第１の制御回路２１にだけ接続されている。なお、従来のスイッチング電源回路１０の場合と同様に、第２の整流回路である整流回路１５の出力が第２の出力電圧となる。
【００２９】
このように、スイッチング電源回路２０においては、トランスＴ２に２つの巻線しか有していないため、２つ目の出力を入力側の巻線から取っている。
【００３０】
ここで、図２に、可変インピーダンス回路２２と第２の制御回路２３の回路図を示す。
【００３１】
まず、可変インピーダンス回路２２はトランジスタＱ２とコンデンサＣ３から構成されている。トランジスタＱ２のコレクタは整流回路１４に接続され、エミッタは第１の出力端子Ｐ１に接続されている。そして、コンデンサＣ３はトランジスタＱ２のエミッタと接地との間に接続されている。
【００３２】
一方、第２の制御回路２３は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６とコンデンサＣ４とシャントレギュレータＳＲから構成されている。抵抗Ｒ４はトランジスタＱ２のベースとコレクタとの間に接続され、トランジスタＱ２のベースは抵抗Ｒ５と電圧比較手段であるシャントレギュレータＳＲを順に介して接地されている。抵抗Ｒ５とシャントレギュレータＳＲの接続点はコンデンサＣ４と抵抗Ｒ６を順に介してシャントレギュレータＳＲの比較電圧入力端子であるリファレンス端子に接続されている。また、トランジスタＱ２のエミッタ、すなわち可変インピーダンス回路２２の出力は第１の抵抗である抵抗Ｒ１を介してシャントレギュレータＳＲのリファレンス端子に接続されている。また、整流回路１５の出力は第２の抵抗である抵抗Ｒ２を介してシャントレギュレータＳＲのリファレンス端子に接続されている。そして、シャントレギュレータＳＲのリファレンス端子は第３の抵抗である抵抗Ｒ３を介して接地されている。以上をまとめれば、第２の制御回路２３の電圧比較手段であるシャントレギュレータＳＲの比較電圧入力端子であるリファレンス端子には第１および第２の出力電圧と接地電位が入力されていることになる。そして、この場合、シャントレギュレータＳＲの基準電圧が第２の制御回路２３における所定電圧となる。
【００３３】
図１に戻り、このように構成されたスイッチング電源回路２０において、第１の制御回路２１は、外部信号端子Ｐｅから入力される信号にしたがってスイッチング素子Ｑ１のオンオフのデューティー比または発振周波数などを制御して、巻線Ｎ４および巻線Ｎ５から出力される電圧を変更することができる。そして、巻線Ｎ５から出力される電圧が変化することによって整流回路１５から出力される第２の出力電圧を変更することができる。
【００３４】
一方、巻線Ｎ５から出力される電圧が変化すると同時に、巻線Ｎ４から出力される電圧も変化するため、整流回路１４から出力される直流電圧も変化する。このとき、第２の制御回路２３のシャントレギュレータＳＲのリファレンス端子には第１および第２の出力電圧と接地電位が入力されていて、その電圧を所定電圧と比較しながら可変インピーダンス回路２２のトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間のインピーダンス（抵抗）値を制御する。ここで、整流回路１４から出力される直流電圧は、第２の出力電圧より高い電圧に設定されており、可変インピーダンス回路２２からは、第２の出力電圧に応じて変化した第１の出力電圧が出力される。
【００３５】
ここで、第１の出力電圧と第２の出力電圧の関係を説明する。まず、第１の出力電圧をＶ１、第２の出力電圧をＶ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３の抵抗値をそれぞれｒ１、ｒ２、ｒ３、シャントレギュレータＳＲのリファレンス端子の電位をＶｒとすると、
Ｖ１＝−（ｒ１／ｒ２）×Ｖ２＋（１＋ｒ１／ｒ２＋ｒ１／ｒ３）×Ｖｒ
の関係が成り立つようにシャントレギュレータＳＲが動作して、トランジスタＱ２が作用する。このため第１の出力電圧Ｖ１は、外部信号端子Ｐｅに入力される信号に応じて変化する第２の出力電圧Ｖ２に応じて、傾き−ｒ１／ｒ２で変化し、（１＋ｒ１／ｒ２＋ｒ１／ｒ３）×Ｖｒを加えた値となる。したがって、ｒ１／ｒ２で変化率を決定し、ｒ１／ｒ３でＶ１の値を決定することが可能となる。さらに、例えばｒ１＝ｒ２とすると、
Ｖ１＝−Ｖ２＋（２＋ｒ１／ｒ３）×Ｖｒ
となるため、第１の出力電圧Ｖ１と第２の出力電圧Ｖ２は、図３に示すように、外部信号端子Ｐｅに入力される信号に対して、（２＋ｒ１／ｒ３）×Ｖｒ／２を中心として上下に同じ比率で変化させることができ、同じ比率の任意の電圧を決定することができる。
【００３６】
さらに、可変インピーダンス回路２２のトランジスタＱ２の損失について説明する。巻線Ｎ４と巻線Ｎ５の巻数をそれぞれｎ４、ｎ５とし、整流平滑回路１４の出力電圧をＶ３とすると、
Ｖ３＝−（ｎ４／ｎ５）×Ｖ２
の関係が成り立つ。また、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間の電圧をＶｃｅとすると、
Ｖｃｅ＝Ｖ３−Ｖ１
の関係が成り立つ。したがって、以下の関係式が成り立つ。
Ｖｃｅ＝−（ｎ４／ｎ５−ｒ１／ｒ２）×Ｖ２−（１＋ｒ１／ｒ２＋ｒ１／ｒ３）×Ｖｒ
ここで、トランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間のインピーダンス値を制御して出力電圧Ｖ１を安定化させるためには、Ｖｃｅ＞０が必要条件となるが、上式でＶ２の変動範囲内において、最小必要値のＶｃｅが得られるように巻き数ｎ４およびｎ５を選択すれば、Ｖ２の変動範囲内においてＶｃｅを小さくすることができる。トランジスタＱ２での主な損失ＰQ2は、出力電流をＩ１とすると、
ＰQ2＝Ｖｃｅ×Ｉ１
で表されることから、Ｉ１が一定の場合、Ｖｃｅを小さくすれば損失ＰQ2を低減できることが分かる。
【００３７】
すなわち、本発明のスイッチング電源回路では、出力電圧Ｖ２に応じて整流平滑回路１４の出力電圧Ｖ３も変化することから、Ｖｃｅを小さくするように巻き数ｎ４、ｎ５を選べば、可変インピーダンス回路２２の入力電圧が一定となる構成の回路と比較して可変インピーダンス回路２２の損失を低減できる。
【００３８】
図４に、外部信号端子Ｐｅに入力される信号と、第１の出力電圧Ｖ１、電圧Ｖ３、電圧Ｖｃｅ、および、可変インピーダンス回路２２の入力電圧が一定の場合の入力電圧Ｖ４、このときのトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅ’の関係を示す。図４に示すように、特に第１の出力電圧Ｖ１が小さい場合に可変インピーダンス回路２２の入力電圧が一定でない方がトランジスタＱ２のコレクタ−エミッタ間電圧が小さく、損失を大幅に少なくできることが分かる。
【００３９】
以上説明したように、スイッチング電源回路２０においては、外部信号端子Ｐｅから入力される信号にしたがって第２の出力電圧を変更することができ、さらに第２の出力電圧の変化によって第１の出力電圧を変更することができる。すなわち、外部から入力される信号を一方の制御回路に入力して一方の出力電圧を制御するだけで他方の出力電圧を制御し、連動して変化させることができる。また、外部から入力される信号を第１の制御回路２１にのみ入力する構成としているため、制御回路の構成が比較的簡単になり、部品点数が少なくて済み、また、可変インピーダンス回路の損失を低減できることから、スイッチング電源回路の高効率化、小型軽量化、低コスト化を図ることができる。さらに、巻線が２つで済むためトランスを小型化することができ、この点においてもスイッチング電源回路の小型軽量化や低コスト化を図ることができる。
【００４０】
図５に、本発明のスイッチング電源回路の別の実施例を示す。図５において、図１および図１３と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４１】
図５において、スイッチング電源回路３０は、図１３のスイッチング電源回路１０をベースとして、制御回路１１に代えて第１の制御回路２１を、電圧安定化回路１２に代えて可変インピーダンス回路２２を、制御回路１３に代えて第２の制御回路２３を有している。ここで、第１の制御回路２１はスイッチング素子であるＦＥＴＱ１の制御端子であるゲートに接続されている。第１の制御回路２１はさらに直流電源Ｅの両端に接続されている。また、第１の整流回路である整流回路１４の出力は可変インピーダンス回路２２に接続され、可変インピーダンス回路２２の出力は第１の出力端子Ｐ１に接続されている。すなわち、可変インピーダンス回路２２の出力が第１の出力電圧となる。また、可変インピーダンス回路２２には第２の制御回路２３が接続されている。そして、外部信号端子Ｐｅは第１の制御回路２１にだけ接続されている。なお、スイッチング電源回路１０の場合と同様に、第２の整流回路である整流回路１５の出力が第２の出力電圧となる。
【００４２】
このように構成されたスイッチング電源回路３０においても、整流回路１５の入力側の接続点が異なっている点を除いてはスイッチング電源回路２０と同じであるため、同様の出力を得ることができる。また、２つの出力電圧を外部から入力される信号で連動して変化させることができる。また、スイッチング電源回路の小型軽量化や低コスト化を図ることができる。
【００４３】
図６に、本発明のスイッチング電源回路のさらに別の実施例を示す。図６において、図５と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４４】
図６において、スイッチング電源回路４０は、第２の制御回路２３に代えて第２の制御回路４１を有している。
【００４５】
ここで、図７に、可変インピーダンス回路２２と第２の制御回路４１の回路図を示す。第２の制御回路４１においては、シャントレギュレータＳＲの一端が抵抗Ｒ５に接続されるとともに、他端が整流回路１５の出力に接続されている。この点が第２の制御回路２３と異なる点である。
【００４６】
このように第２の制御回路４１を構成することにより、スイッチング電源回路４０においては、シャントレギュレータＳＲの比較電圧入力端子であるリファレンス端子の電位を負電位にすることができ、第１の出力電圧と第２の出力電圧の中心値を負電位にすることが可能になる。
【００４７】
なお、これ以外の点に関してはスイッチング電源回路３０の場合と同じであり、同様の作用効果を奏するものである。
【００４８】
図８に、本発明のスイッチング電源回路のさらに別の実施例を示す。図８において、図１と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００４９】
図８において、スイッチング電源５０は、第２の制御回路２３に代えて第２の制御回路５１を有している。
【００５０】
ここで、図９に、可変インピーダンス回路２２と第２の制御回路５１の回路図を示す。図９において、図２と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５１】
図９において、第２の制御回路５１はシャントレギュレータＳＲに代えて電圧比較手段であるオペアンプＱ３を有している。ここで、オペアンプＱ３の非反転入力端子は基準電源Ｅ２を介して接地されている。この基準電源Ｅ２の電圧が第２の制御回路５１の所定電圧になる。また、オペアンプＱ３の反転入力端子と出力はコンデンサＣ５と抵抗Ｒ７を直列に介して接続されている。また、オペアンプＱ３の出力は抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２のベースに接続されている。また、トランジスタＱ２のエミッタ、すなわち可変インピーダンス回路２２の出力は第１の抵抗である抵抗Ｒ１を介してオペアンプＱ３の反転入力端子に接続されている。また、整流回路１５の出力は第２の抵抗である抵抗Ｒ２を介してオペアンプＱ３の反転入力端子に接続されている。そして、オペアンプＱ３の反転入力端子は第３の抵抗である抵抗Ｒ３を介して接地されている。すなわち、第２の制御回路５１においてはオペアンプＱ３が電圧比較手段であり、その反転入力端子が比較電圧入力端子となり、第１および第２の出力電圧と接地電位が入力されていることになる。
【００５２】
このように構成された第２の制御回路５１においては、第２の制御回路２３と同様に動作する。そのため、スイッチング電源回路５０においても、外部信号端子Ｐｅに入力される信号に応じて、基準電源Ｅ２の電圧を中心として第１および第２の出力電圧が上下にｒ１／ｒ２対１の比率で変化することになる。
【００５３】
このように、スイッチング電源回路５０においては、２つの出力電圧を外部から入力される信号で連動して変化させることができる。また、外部から入力される信号を第１の制御回路２１にのみ入力する構成としているため、制御回路の構成が比較的簡単になり、部品点数が少なくて済み、スイッチング電源回路の小型軽量化や低コスト化を図ることができる。
【００５４】
なお、上記の各実施例においては、第１の出力電圧を正電圧、第２の出力電圧を負電圧とし、負電圧の方を第１の制御回路にフィードバックする構成としたが、正電圧の方を第２の出力電圧として第１の制御回路にフィードバックし、負電圧の方を第１の出力電圧として正電圧の値を元に制御する構成であっても構わない。そこで、図１０に、本発明のスイッチング電源回路のさらに別の実施例を示す。図１０において、図８と同一もしくは同等の部分には同じ記号を付し、その説明を省略する。
【００５５】
図１０において、スイッチング電源回路６０は、可変インピーダンス回路２２および第２の制御回路２３に代えて可変インピーダンス回路６１および第２の制御回路６２を有している。ここで、ダイオードＤ２のアノード、すなわち整流回路１５の出力が可変インピーダンス回路６１に接続され、可変インピーダンス回路６１の出力は第２の出力端子Ｐ２に接続されている。また、可変インピーダンス回路６１には第２の制御回路６２が接続されている。一方、ダイオードＤ１のカソード、すなわち整流回路１４の出力が第１の出力端子Ｐ１に接続されている。さらに、整流回路１４の出力が第１の制御回路２１に接続されている。
【００５６】
すなわち、スイッチング電源回路６０においては、整流回路１５が第１の整流回路となり、可変インピーダンス回路６１の出力が第１の出力電圧となって第２の出力端子Ｐ２から出力されている。また、整流回路１４が第２の整流回路となり、整流回路１４の出力が第２の出力電圧となって第１の出力端子Ｐ１から出力されている。なお、２つの整流回路１４および１５のダイオードの向きは変わっていないため、第１の出力電圧が負電圧となり、第２の出力電圧が正電圧となる。
【００５７】
ここで、図１１に、可変インピーダンス回路６１と第２の制御回路６２の回路図を示す。
【００５８】
まず、可変インピーダンス回路６１はトランジスタＱ４とコンデンサＣ６から構成されている。ここで、トランジスタＱ４のエミッタは整流回路１５に接続され、コレクタは第２の出力端子Ｐ２に接続されている。そして、コンデンサＣ６はトランジスタＱ４のコレクタと接地との間に接続されている。
【００５９】
一方、第２の制御回路６２は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ８、Ｒ９とトランジスタＱ５とオペアンプＱ６と基準電源Ｅ３から構成されている。ここで、電圧比較手段であるオペアンプＱ６の非反転入力端子は基準電源Ｅ３を介して接地されている。この、基準電源Ｅ３の電圧が制御回路６２の所定電圧になる。また、トランジスタＱ４のコレクタ、すなわち可変インピーダンス回路６１の出力は第１の抵抗である抵抗Ｒ１を介してオペアンプＱ６の比較電圧入力端子である反転入力端子に接続されている。また、整流回路１４の出力も第２の抵抗である抵抗Ｒ２を介してオペアンプＱ６の反転入力端子に接続されている。そして、オペアンプＱ６の反転入力端子は、第３の抵抗である抵抗Ｒ３を介して接地されている。すなわち、第２の制御回路６２には第１および第２の出力電圧と接地電位が入力されていることになる。さらに、オペアンプＱ６の出力は抵抗Ｒ９を介してトランジスタＱ５のベースに接続されている。トランジスタＱ５のエミッタは整流回路１４の出力に接続され、コレクタは抵抗Ｒ８を介して可変インピーダンス回路６１のトランジスタＱ４のベースに接続されている。
【００６０】
このように構成された可変インピーダンス回路６１および第２の制御回路６２においても、図８における可変インピーダンス回路２２および第２の制御回路５１と同様に機能する。そのため、スイッチング電源回路６０においては、ある基準電源Ｅ３の電圧を中心として第１および第２の出力電圧を外部信号に応じて上下に変化させることができる。
【００６１】
このように、スイッチング電源回路６０においては、２つの出力電圧を外部から入力される信号に連動して変化させることができる。また、外部から入力される信号を第１の制御回路にのみ入力する構成としているため、制御回路の構成が比較的簡単になり、部品点数が少なくて済み、スイッチング電源回路の小型軽量化や低コスト化を図ることができる。
【００６２】
【発明の効果】
本発明のスイッチング電源回路によれば、第１および第２の巻線を互いに磁気的に結合し、第２の巻線に接続された第２の整流回路から出力される第２の出力電圧をスイッチング素子をオンオフ制御する第１の制御回路にフィードバックして第２の出力電圧を安定化し、第１の巻線に接続された第１の整流回路の出力を可変インピーダンス回路を介して第１の出力電圧として出力するとともに、可変インピーダンス回路を制御する第２の制御回路に第１および第２の出力電圧と接地電位を入力し、これを所定電圧と比較して第１の出力電圧を安定化することによって、正と負の出力電圧を出力し、さらに外部から入力される信号によって連動して変化させることができる。また、外部から入力される信号を第１の制御回路のみに入力し、これに伴い第１の出力電圧を任意の比率で変化させることができるため、制御回路の構成が簡単になり、部品点数が少なくて済み、スイッチング電源回路の小型軽量化や低価格化を図ることができる。また、可変インピーダンス回路の入力電圧（第１の整流回路の出力電圧）が第２の出力電圧に連動して変化する構成となっているため、可変インピーダンス回路の損失を低減し、高効率化を図ることができる。
【００６３】
なお、上記のスイッチング電源回路３０，４０、５０においては、直流電源に接続された巻線とは異なる巻線を第１および第２の巻線としたものについて、可変インピーダンス回路や第２の制御回路のバリエーションの説明を行ったが、スイッチング電源回路２０のような直流電源に接続された巻線を出力用の巻線としても用いる回路においても適用可能で、同様の作用効果を奏するものである。
【００６４】
さらに、上記の各実施例においては、スイッチング素子がオンの時に巻線に蓄えられたエネルギーをスイッチング素子がオフの時に放出するフライバック方式のスイッチング電源回路について説明したが、スイッチング素子がオンの時にエネルギーを放出するフォワード方式のスイッチング電源回路において適用しても構わないもので、同様の作用効果を奏するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源回路の一実施例を示す概略回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源回路の、可変インピーダンス回路と第２の制御回路を示す回路図である。
【図３】図１のスイッチング電源回路の、外部信号端子に入力される信号と第１の出力電圧および第２の出力電圧との関係を示す図である。
【図４】図１のスイッチング電源回路の、外部信号端子に入力される信号と可変インピーダンス回路の入出力電圧との関係を示す図である。
【図５】本発明のスイッチング電源回路の別の実施例を示す概略回路図である。
【図６】本発明のスイッチング電源回路のさらに別の実施例を示す概略回路図である。
【図７】図６のスイッチング電源回路の、可変インピーダンス回路と第２の制御回路を示す回路図である。
【図８】本発明のスイッチング電源回路のさらに別の実施例を示す概略回路図である。
【図９】図８のスイッチング電源回路の、可変インピーダンス回路と第２の制御回路を示す回路図である。
【図１０】本発明のスイッチング電源回路のさらに別の実施例を示す概略回路図である。
【図１１】図１０のスイッチング電源回路の、可変インピーダンス回路と第２の制御回路を示す回路図である。
【図１２】従来のスイッチング電源回路を示すブロック図である。
【図１３】従来の別のスイッチング電源回路を示す概略回路図である。
【符号の説明】
１４、１５…整流回路
２０、３０、４０、５０、６０…スイッチング電源回路
２１…第１の制御回路
２２、６１…可変インピーダンス回路
２３、４１、５１、６２…第２の制御回路
Ｅ…直流電源
Ｑ１…ＦＥＴ
Ｔ１、Ｔ２…トランス
Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５…巻線
Ｐ１…第１の出力端子
Ｐ２…第２の出力端子
Ｐｅ…外部信号端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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