(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報シンボルデータからサンプリング周波数Ｆｓ、中心周波数０Ｈｚのマルチキャリア信号をＮポイントで生成し、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）で周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換された同相成分及び直交成分を、サンプリング周波数４Ｆｓで中心周波数Ｆｃ＝Ｆｓになるように直交変調した離散点数４Ｎの変調方式で変調され、Ｄ／Ａ変換手段でアナログ信号に変換され、所定の中間周波数帯に周波数変換して送信された直交周波数分割多重信号を受信し復調する直交周波数分割多重復調装置であって、
前記直交周波数分割多重信号を受信し、受信した前記直交周波数分割多重信号の中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２になるように周波数変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段の出力を帯域制限して通過させる帯域制限通過手段と、
前記帯域制限通過手段の出力を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて、中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２である前記離散点数２Ｎ点の離散信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
前記Ａ／Ｄ変換手段からの中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２である前記離散点数２Ｎ点の離散信号を入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて、Ｉ(２ｎ)、Ｑ(２ｎ)、Ｉ（２ｎ＋１）、Ｑ（２ｎ＋１）を出力するデマルチプレクサと、
前記デマルチプレクサから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数で出力される、前記Ｉ(２ｎ)、Ｑ(２ｎ)、Ｉ（２ｎ＋１）、Ｑ（２ｎ＋１）を入力して、前記Ｉ(２ｎ)と前記Ｑ（２ｎ＋１）とはそのまま出力する一方、前記Ｑ(２ｎ)と前記データＩ（２ｎ＋１）とは反転して−Ｑ(２ｎ)と−Ｉ（２ｎ＋１）として出力する乗算器と、
前記乗算器から出力された前記Ｉ(２ｎ)，−Ｑ(２ｎ)、−Ｉ（２ｎ＋１）およびＱ（２ｎ＋１）を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて出力するシフトレジスタと、
前記シフトレジスタから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて出力される前記Ｉ(２ｎ)，−Ｑ(２ｎ)、−Ｉ（２ｎ＋１）およびＱ（２ｎ＋１）を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて入力して、前記Ｉ(２ｎ)および−Ｉ（２ｎ＋１）を時間軸上のＩ成分データの離散デ−タ列として出力する一方、前記−Ｑ(２ｎ)およびＱ（２ｎ＋１）を時間軸上のＱ成分デ−タの離散デ−タ列としてそれぞれ出力するデータセレクタと、
前記データセレクタから出力される時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて通過させるローパスフィルタ手段と、
前記ローパスフィルタ手段から出力された時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて位相を合わせる位相フィルタと、
前記位相フィルタによって位相を合わせられた時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づき高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数軸上に割り当てられたＩ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タを出力する高速フーリエ変換手段と、
前記高速フーリエ変換手段からの周波数軸上に割り当てられたＩ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タをデジタル復調するデジタル復調手段と、
を有する直交周波数分割多重復調装置。
【請求項２】
情報シンボルデータからサンプリング周波数Ｆｓ、中心周波数０Ｈｚのマルチキャリア信号をＮポイントで生成し、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）で周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換された同相成分及び直交成分を、サンプリング周波数４Ｆｓで中心周波数Ｆｃ＝Ｆｓになるように直交変調した離散点数４Ｎの変調方式で変調され、Ｄ／Ａ変換手段でアナログ信号に変換され、所定の中間周波数帯に周波数変換して送信された直交周波数分割多重信号を受信し復調する直交周波数分割多重復調方法であって、
前記直交周波数分割多重信号を受信し、受信した前記直交周波数分割多重信号の中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２になるように周波数変換するステップと、
前記周波数変換された信号を帯域制限して通過させるステップと、
前記帯域制限された信号を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて、中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２である前記離散点数２Ｎ点の離散信号に変換するステップと、
中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２である前記離散点数２Ｎ点の離散信号を入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて、Ｉ(２ｎ)、Ｑ(２ｎ)、Ｉ（２ｎ＋１）、Ｑ（２ｎ＋１）を出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数で出力される、前記Ｉ(２ｎ)、Ｑ(２ｎ)、Ｉ（２ｎ＋１）、Ｑ（２ｎ＋１）を入力して、前記Ｉ(２ｎ)と前記Ｑ（２ｎ＋１）とはそのまま出力する一方、前記Ｑ(２ｎ)と前記データＩ（２ｎ＋１）とは反転して−Ｑ(２ｎ)と−Ｉ（２ｎ＋１）として出力するステップと、
前記Ｉ(２ｎ)，−Ｑ(２ｎ)、−Ｉ（２ｎ＋１）およびＱ（２ｎ＋１）を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて出力するステップと、
前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて出力される前記Ｉ(２ｎ)，−Ｑ(２ｎ)、−Ｉ（２ｎ＋１）およびＱ（２ｎ＋１）を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて入力して、前記Ｉ(２ｎ)および−Ｉ（２ｎ＋１）を時間軸上のＩ成分データの離散デ−タ列として出力する一方、前記−Ｑ(２ｎ)およびＱ（２ｎ＋１）を時間軸上のＱ成分デ−タの離散デ−タ列としてそれぞれ出力するステップと、
時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて通過させるステップと、
時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて位相を合わせるステップと、
位相を合わせられた時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づき高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数軸上に割り当てられたＩ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タを出力するステップと、
周波数軸上に割り当てられたＩ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タをデジタル復調するステップと、
を有する直交周波数分割多重復調方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信方式に係り、特にＯＦＤＭ方式による直交周波数分割多重復調装置および直交周波数分割多重復調方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ方式はＩ成分とＱ成分で構成するＱＡＭやＱＰＳＫなどのディジタル変調データを複数の周波数成分に割り当て、離散点数Ｎ点の情報シンボルデータを生成し、前記Ｉ成分を実数項、前記Ｑ成分を虚数項としてＮポイント逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行ない、時間軸上の信号に変換し、前記ＩＦＦＴで得られた２つの時間軸上の信号を直交変調によって一つの時間軸上の４Ｎ点離散信号になるように合成し、得られた信号をＤ／Ａ変換し、所望の帯域の信号になるように周波数変換した後に電波として送信する方式である。
【０００３】
直交変調は、三角公式
cos(α＋β)＝cosα×cosβ−sinα×sinβ
を用いて、情報シンボルデータの周波数成分αに所定の周波数成分βを積算し、Ｉ成分とＱ成分とを減算することで、二つの直交した信号を一つの時間軸上の信号に変換するのである。
このとき、上式の左辺のように、周波数は（α＋β）に変換される。
【０００４】
ディジタル直交変調は、Ｄ／Ａ変換以前のディジタルデータの状態で直交変調する方式であり、従来はＩＦＦＴの演算結果の実数項、虚数項で構成する一組の離散情報に対して離散データのサンプリング周波数の４倍でサンプリングした正弦波（０、１、０、−１）及び余弦波（１、０、−１、０）を４Ｎ点用いて演算する手法がある。
【０００５】
ここで、離散データの４倍の周波数でサンプリングするのは、前記のように正弦波、余弦波がそれぞれ、−１，０，１の３値で表現出来、なおかつ正弦波、余弦波の一方が１または−１の値を有するとき、もう一方が０になるので各離散点の演算結果にはＩまたはＱのどちらか一方の成分だけで表現することが出来るため、ディジタル回路を用いてディジタル直交変調器は正／負反転器と４：１マルチプレクサによって容易に実現することが出来る。
【０００６】
前記ディジタル直交変調によって得られた離散データはＤ／Ａ手段によってアナログ信号に変換し、さらに所定の送信周波数にするために周波数変換手段により周波数変換を行なう。
周波数変換は、三角公式
cosα×cosβ＝（１／２）×｛cos（α＋β）＋cos(α−β)｝
より、
２cosα×cosβ＝ cos（α＋β）＋cos(α−β)
を演算した後に、
ＢＰＦを用いてcos(α−β)成分を除去する方式である。
ＯＦＤＭ送信装置は前記周波数変換の出力として周波数帯（α＋β）で送信する。
【０００７】
図３に示されるＯＦＤＭ受信装置は、前記ＯＦＤＭ送信装置よりの送信信号を受信する。
受信アンテナ５１、増幅部５２を介して得られた受信信号を所定の中間周波数帯から、所定の中心周波数Ｆｃになるように周波数変換部５３で周波数変換する。
周波数変換は、三角公式
cosα×cosβ＝（１／２）×｛cos（α＋β）＋cos(α−β)｝
より、αを送信周波数(α＋β)に置き換えて、
２cos（α＋β）×cosβ＝
cos（（α＋β）＋β）＋cos(（α＋β）−β)
を演算した後に
ＢＰＦ部５４を用いて、cos(（α＋β)＋β）成分を除去して所望のcosα成分を取り出す。
【０００８】
前記周波数変換の出力をＡ／Ｄ変換器５５によって４Ｎ点の離散データに変換する。
前記Ａ／Ｄ変換器５５の出力を、デマルチプレクサ５６、乗算器５７、シフトレジスタ５８、及びダウンサンプリング部５９より構成されるディジタル直交復調部でディジタル直交復調する。
【０００９】
ディジタル直交復調は、三角公式
cosα×cosβ  ＝    １／２×｛cos（α＋β）＋cos(α−β)｝
cosα×sinβ＝−（１／２）×｛sin（α＋β）−sin(α−β)｝
を用いて計算し、得られた出力から(α＋β)成分をＬＰＦ部６１により除去すること  によって、所定の中心周波数ＦｃのＩ成分及びＱ成分を得ることが出来る。
【００１０】
前記ディジタル直交復調の出力はＩ，Ｑともに４Ｎ点であるので、Ｎ点にダウンサンプリング部５９よりダウンサンプリングする。
前記ダウンサンプリング部５９の出力を、Ｎポイントサンプリング周波数ＦｓでＦＦＴ部６２によりＦＦＴし、ＱＰＳＫ復調部６３で復調することによって情報シンボルデータ６４を得ることが出来る。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
前記したとおり、従来のディジタル直交復調を行なった場合、元の情報シンボルデータのサンプリング周波数に対して４倍のディジタル信号を制御する必要があるため、ディジタル回路を設計する際に、高い周波数に対応し得る論理演算用ＩＣやＲＯＭ、ＲＡＭ等を必要としたり、また基板上への配線長の誤差を出来るだけ小さくする必要があるといつたことが大きな課題であった。
【００１２】
そこで本発明は、従来どおりの情報量をこれまでの半分のサンプリング周波数でディジタル直交復調することが可能な方法及び装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の直交周波数分割多重復調装置は、情報シンボルデータからサンプリング周波数Ｆｓ、中心周波数０Ｈｚのマルチキャリア信号をＮポイントで生成し、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）で周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換された同相成分及び直交成分を、サンプリング周波数４Ｆｓで中心周波数Ｆｃ＝Ｆｓになるように直交変調した離散点数４Ｎの変調方式で変調され、Ｄ／Ａ変換手段でアナログ信号に変換され、所定の中間周波数帯に周波数変換して送信された直交周波数分割多重信号を受信し復調する直交周波数分割多重復調装置であって、前記直交周波数分割多重信号を受信し、受信した前記直交周波数分割多重信号の中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２になるように周波数変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段の出力を帯域制限して通過させる帯域制限通過手段と、前記帯域制限通過手段の出力を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて、中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２である前記離散点数２Ｎ点の離散信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段からの中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２である前記離散点数２Ｎ点の離散信号を入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて、Ｉ(２ｎ)、Ｑ(２ｎ)、Ｉ（２ｎ＋１）、Ｑ（２ｎ＋１）を出力するデマルチプレクサと、前記デマルチプレクサから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数で出力される、前記Ｉ(２ｎ)、Ｑ(２ｎ)、Ｉ（２ｎ＋１）、Ｑ（２ｎ＋１）を入力して、前記Ｉ(２ｎ)と前記Ｑ（２ｎ＋１）とはそのまま出力する一方、前記Ｑ(２ｎ)と前記データＩ（２ｎ＋１）とは反転して−Ｑ(２ｎ)と−Ｉ（２ｎ＋１）として出力する乗算器と、前記乗算器から出力された前記Ｉ(２ｎ)，−Ｑ(２ｎ)、−Ｉ（２ｎ＋１）およびＱ（２ｎ＋１）を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて出力するシフトレジスタと、前記シフトレジスタから前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて出力される前記Ｉ(２ｎ)，−Ｑ(２ｎ)、−Ｉ（２ｎ＋１）およびＱ（２ｎ＋１）を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて入力して、前記Ｉ(２ｎ)および−Ｉ（２ｎ＋１）を時間軸上のＩ成分データの離散デ−タ列として出力する一方、前記−Ｑ(２ｎ)およびＱ（２ｎ＋１）を時間軸上のＱ成分デ−タの離散デ−タ列としてそれぞれ出力するデータセレクタと、前記データセレクタから出力される時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて通過させるローパスフィルタ手段と、前記ローパスフィルタ手段から出力された時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて位相を合わせる位相フィルタと、前記位相フィルタによって位相を合わせられた時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づき高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数軸上に割り当てられたＩ成分データ及び前記���成分デ−タを出力する高速フーリエ変換手段と、前記高速フーリエ変換手段からの周波数軸上に割り当てられたＩ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タをデジタル復調するデジタル復調手段と、を有する直交周波数分割多重復調装置である。
また、本発明の直交周波数分割多重復調方法は、情報シンボルデータからサンプリング周波数Ｆｓ、中心周波数０Ｈｚのマルチキャリア信号をＮポイントで生成し、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）で周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換された同相成分及び直交成分を、サンプリング周波数４Ｆｓで中心周波数Ｆｃ＝Ｆｓになるように直交変調した離散点数４Ｎの変調方式で変調され、Ｄ／Ａ変換手段でアナログ信号に変換され、所定の中間周波数帯に周波数変換して送信された直交周波数分割多重信号を受信し復調する直交周波数分割多重復調方法であって、前記直交周波数分割多重信号を受信し、受信した前記直交周波数分割多重信号の中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２になるように周波数変換するステップと、前記周波数変換された信号を帯域制限して通過させるステップと、前記帯域制限された信号を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて、中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２である前記離散点数２Ｎ点の離散信号に変換するステップと、中心周波数Ｆｃが前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２である前記離散点数２Ｎ点の離散信号を入力し、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数に基づいて、Ｉ(２ｎ)、Ｑ(２ｎ)、Ｉ（２ｎ＋１）、Ｑ（２ｎ＋１）を出力するステップと、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの２倍の周波数で出力される、前記Ｉ(２ｎ)、Ｑ(２ｎ)、Ｉ（２ｎ＋１）、Ｑ（２ｎ＋１）を入力して、前記Ｉ(２ｎ)と前記Ｑ（２ｎ＋１）とはそのまま出力する一方、前記Ｑ(２ｎ)と前記データＩ（２ｎ＋１）とは反転して−Ｑ(２ｎ)と−Ｉ（２ｎ＋１）として出力するステップと、前記Ｉ(２ｎ)，−Ｑ(２ｎ)、−Ｉ（２ｎ＋１）およびＱ（２ｎ＋１）を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて出力するステップと、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓの１／２倍の周波数に基づいて出力される前記Ｉ(２ｎ)，−Ｑ(２ｎ)、−Ｉ（２ｎ＋１）およびＱ（２ｎ＋１）を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて入力して、前記Ｉ(２ｎ)および−Ｉ（２ｎ＋１）を時間軸上のＩ成分データの離散デ−タ列として出力する一方、前記−Ｑ(２ｎ)およびＱ（２ｎ＋１）を時間軸上のＱ成分デ−タの離散デ−タ列としてそれぞれ出力するステップと、時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて通過させるステップと、時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づいて位相を合わせるステップと、位相を合わせられた時間軸上の前記Ｉ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タの離散デ−タ列の低域成分を、前記所定のサンプリング周波数Ｆｓに基づき高速フーリエ変換（ＦＦＴ）して、周波数軸上に割り当てられたＩ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タを出力するステップと、周波数軸上に割り当てられたＩ成分データ及び前記Ｑ成分デ−タをデジタル復調するステップと、を有する直交周波数分割多重復調方法である。
【００１４】
【発明の実施の形態】
本発明は、ＯＦＤＭ送信装置で生成された信号を受信し、従来の受信装置では受信信号を中心周波数Ｆｃ＝４Ｆｓで４Ｎ点の離散点データをディジタル直交復調で、中心周波数Ｆｃ＝ＦｓでＩ、Ｑ共に４Ｎ点の離散データに復調していたのに対し、
受信信号を周波数変換によって送信時の中心周波数Ｆｃ＝４Ｆｓではなく
２Ｆｓになるように周波数変換部２３で周波数変換を行ない、
Ａ／Ｄ変換部２５のＡ／Ｄ変換では４Ｎ点ではなく２Ｎ点の離散点数に変換し、
デマルチプレクサ２６、乗算器２７、シフトレジスタ２８、及びデータセレクタ２９によりディジタル直交復調し、
その出力をＩ成分は順に  I(2n)、０、I(2n+1)、０  と割り当て、
Ｑ成分は順に  ０、Q(2n)、０、Q(2n+1) と割り当てて０データを除去する方法でディジタル直交復調して、Ｉ，ＱそれぞれＮ点の離散点を得る装置及びその方法を提供する。
【００１５】
図１に本発明の直交周波数分割多重復調装置及びその方法の一実施例を示し、図２に送信装置、及び受信装置で変換されるキャリアの周波数帯域の遷移を示す。
【００１６】
図１に示される本発明の直交周波数分割多重復調装置の実施例は、受信アンテナ２１、増幅部（ＡＭＰ）２２、周波数変換部２３、ＢＰＦ部２４、Ａ／Ｄ変換部２５、デマルチプレクサ２６、乗算器２７、シフトレジスタ２８、データセレクタ２９、ＬＰＦ部３０、位相フィルタ（Phase Filter）部３１、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部３２、及びＱＰＳＫ復調部３３より構成されている。
【００１７】
ＯＦＤＭ送信装置では、中心周波数Ｆｃ＝０Ｈｚで数本のキャリアに信号を与え、それをサンプリング周波数Ｆｓの離散データとして表現する。
ここで、０Ｈｚから−Ｆｓ／２にあるキャリア信号は、サンプリング周波数ＦｓからＦｓ／２までに出現する信号に等しいので、実際には、周波数領域０からＦｓまでに離散データを生成する。
【００１８】
前記マルチキャリア信号のＩ成分、Ｑ成分にそれぞれ、周波数Ｆｓ、サンプリング周波数４Ｆｓの余弦波、正弦波を掛け、双方の差を取ることによりディジタル直交変調すると、三角公式から
cos(2πF)×cos(2πFs)-sin(2πF)×sin(2πFs)＝ cos(2π(F+Fs))
によって、サンプリング周波数４Fsで中心周波数がFsの信号に周波数変換される。
【００１９】
このときサンプリング周波数４Fsで余弦波、正弦波を表現すると、それぞれ（１，０、−１，０）、（０，１、０、−１）となるので、ディジタル直交変調によって得られた離散データは、
I(0),-Q(0),-1(0),Q(0),I(1),-Q(1),-I(1),Q(1),…I(n),-Q(n),-I(n),Q(n)
のように、実際には２値の加減算を行なうことなく、データを規則的に配列することでディジタル直交変調が実現できる。
【００２０】
送信装置では、ディジタル直交変調の結果をＤ／Ａ変換部でアナログ信号に変換し、所定の送信周波数になるように周波数変換部で周波数変換を行ない、帯域制限のためのＢＰＦ部を通過させた後に送信する。
【００２１】
本発明は前記送信装置から送信された信号の復調装置に関するものであり、まず受信装置では、受信アンテナ２１、増幅部２２を介して得られた、送信周波数と同じ受信周波数の受信信号を、送信機で周波数変換によって中心周波数が送信時のサンプリング周波数Ｆｓの半分の値Ｆｓ／２になるように周波数変換部２３で周波数変換する。
【００２２】
これは三角公式から
cos(2πF)×cos(2π(F-Fs/2)) = （1/2）×[cos(2π(2F-Fs/2))+cos(2π(Fs/2))]
の出力を、ＢＰＦ部２４に投入して右辺第２項を取り出すことによって得られる。
【００２３】
つぎにＡ／Ｄ変換部２５でサンプリング周波数２Ｆｓが送信時の２倍で離散点数２Ｎになるような離散信号に変換する。
前記Ａ／Ｄ変換部２５の出力をデマルチプレクサ２６、乗算器２７、シフトレジスタ２８、及びデータセレクタ２９によりディジタル直交復調する。
【００２４】
用いる三角公式は、
cosα×cosβ＝（１／２）×｛cos（α＋β）＋cos(α−β)｝
cosα×sinβ＝-（１／２）×｛sin(α＋β)−sin(α−β)｝
であり、Ａ／Ｄ変換部２５の出力信号をcosαとする。
【００２５】
cosαは中心周波数Ｆｃ＝Ｆｓ／２で離散点数２Ｎの離散データである。
これを中心周波数Ｆｃ＝０になるようなＩ、Ｑ二つの成分を得るためには、周波数Ｆｓ／２の余弦波及び正弦波をそれぞれ掛けて、高周波成分を除去する。
【００２６】
すなわち、
２cos(2πF)×cos(2πFs/2)＝ cos（2π(F+Fs/2)）＋cos(2π(F-Fs/2))
２cos(2πF)×sin(2πFs/2)＝−sin（2π(F+Fs/2)）＋sin(2π(F-Fs/2))
を演算して、F+Fs/2の成分をＬＰＦ部３０で除去することになる。
【００２７】
このとき、周波数Ｆｓ／２の正弦波、余弦波を、１周期４点で表現すると、サンプリング周波数２Ｆｓとなり、Ａ／Ｄ変換部２５の出力信号のサンプリング周波数と一致する。
また、送信装置と同様、1周期4点で表現した正弦波、及び余弦波は、−１，０，１の3値で表され、正弦波、余弦波のどちらか一方が1または−１の時、もう一方は必ず０となる。
【００２８】
従って、Ａ／Ｄ変換部２５の出力を２倍に増幅した後に、出力される離散点の偶数番目のデータと奇数番目のデータに分割することによって、上の２式の演算結果をダウンサンプリングして、Ｉ、ＱそれぞれがＮ点となる離散データを得ることが出来る。
【００２９】
前記Ｉ，Ｑの信号はどちらもＮ点の離散データであるが、２Ｎ点の離散データの偶数番目をＩ成分、奇数番目をＱ成分として得たデータ列であるために、Ｉ成分に対して位相角が９０°ずれたＱ成分が得られているので、ＬＰＦ部３０の出力を位相フィルタ部３１によって位相を一致させる。
【００３０】
前記位相フィルタ３１の出力を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部３２でＦＦＴすることにより、時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換して、ＱＰＳＫ復調部３３で復調し、情報シンボルデータ３４を出力することが出来る。
【００３１】
【発明の効果】
本発明のＯＦＤＭ復調装置及びその方法では、受信信号をＡ／Ｄ変換して従来の半分の離散データ数にしたことにより、ディジタル信号処理部のクロックを従来の半分にすることが出来、ディジタル信号処理部の高速化の問題を解決することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＯＦＤＭ復調装置の一実施例を示す構成図である。
【図２】本発明のＯＦＤＭ復調装置の各ブロック出力の周波数の遷移図である。
【図３】従来のＯＦＤＭ復調装置の一例を示す構成図である。
【図４】従来のＯＦＤＭ復調装置の各ブロック出力の周波数の遷移図である。
【符号の説明】
２１  受信アンテナ
２２  増幅部（ＡＭＰ）
２３  周波数変換部
２４  ＢＰＦ部
２５  Ａ／Ｄ変換部
２６  デマルチプレクサ
２７  乗算器
２８  シフトレジスタ
２９  データセレクタ
３０  ＬＰＦ部
３１  位相フィルタ（Phase Filter）部
３２  高速フーリエ変換（ＦＦＴ）部
３３  ＱＰＳＫ復調部
３４  情報シンボルデータ
【図１】
0004284770.tif 000002
【図２】
0004284770.tif 000003
【図３】
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【図４】
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