(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を段階的に低くする直流コンバータにおいて、
ａ）  高い電圧レベルをもつ入力直流電圧源に接続される２つの入力端子（Ｅ１，Ｅ２）と、；
ｂ）  より低い直流電圧に調整された出力を供給するための２つの出力端子（Ａ１、Ａ２）と、；
ｃ）  センタータップ（ＭＡ）と、電子的スイッチングデバイス（ＭＯＳ）を介して第１入力端子（Ｅ１）に接続される一端（ＴＡ１）と、第１コンデンサ（Ｃ１）を介して第２入力端子（Ｅ２）に接続される他端（ＴＡ２）と、をもつコイル（ＴＳ）と、；
ｄ）  充電された電圧が出力の直流電圧を形成する第１コンデンサ（Ｃ１）と、；
ｅ）  一端がスイッチングデバイス（ＭＯＳ）とコイル（ＴＳ）との間に位置する接続点に接続され、他端が第１ダイオード（Ｄ２）を介してコイル（ＴＳ）のセンタータップ（ＭＡ）に接続されている第２コンデンサ（Ｃ６）と、；
ｆ）  第２コンデンサ（Ｃ６）の充電電圧と参照電圧（ＲＥＦ）とを比較し、その比較結果によってスイッチデバイス（ＭＯＳ）の開／閉を制御して、パルスの順序に依存したパルス周波数変調及び／又はパルス幅変調をするコントロールデバイス（ＥＶ，ＰＷＭ）と、；
ｇ）  コイル（ＴＳ）のセンタータップ（ＭＡ）と第２入力端子（Ｅ２）との間に接続された第２ダイオード（Ｄ１）と、；
を備えると共に、
前記２つのダイオード（Ｄ１，Ｄ２）は、スイッチデバイス（ＭＯＳ）が閉状態のときにコイル（ＴＳ）のセンタータップ（ＭＡ）に生じる電位を考慮して、第２入力端子（Ｅ２）から第２コンデンサ（Ｃ６）に向かって電流が流れるように、その極性が配置されていることを特徴とする直流コンバータ。
【請求項２】
前記入力直流電圧源は、整流回路（ＧＲ）の中間回路のコンデンサ（Ｃ５）における充電電圧によって形成される請求項１に記載の直流コンバータ。
【請求項３】
前記コイル（ＴＳ）は、単巻トランスから成る請求項１又は２に記載の直流コンバータ。
【請求項４】
前記スイッチングデバイス（ＭＯＳ）は、ＭＯＳトランジスタで構成されている請求項１乃至３のいずれかに記載の直流コンバータ。
【請求項５】
前記ＭＯＳトランジスタは、高電圧電力用ＭＯＳトランジスタで形成されている請求項４に記載の直流コンバータ。
【請求項６】
前記コントロールデバイスは、直流コンバータ（ＧＷ）のターンオンに続くスタートアップ過程中において、一定のパルス周波数及び／又はパルス幅に依存した、スイッチングパルスの連続を供給するように設計されている請求項１乃至５のいずれかに記載の直流コンバータ。
【請求項７】
前記スタートアップ過程の期間は、予め設定されたスタートアップ時間によって決定される請求項６に記載の直流コンバータ。
【請求項８】
前記スタートアップ過程の終期は、第２コンデンサ（Ｃ６）の充電電圧が予め設定した電圧レベル（ＲＥＦＨ）に達した時までである請求項６に記載の直流コンバータ。
【請求項９】
前記コントロールデバイスは、当該コントロールデバイスが第２コンデンサ（Ｃ６）の充電電圧に基づいて独自に生成する、調整された直流供給電圧を生成するための調整回路（ＰＳ）を有する、請求項１乃至８のいずれかに記載の直流コンバータ。
【請求項１０】
前記コントロールデバイスは、第２コンデンサ（Ｃ６）を充電するためのものであって、直流コンバータ（ＧＷ）のターンオンの後の直流コンバータ（ＧＷ）の始動段階過程の間に接続されるものであって、スイッチングデバイス（ＭＯＳ）のスイッチングを確実に制御するための予備充電電圧に達した時に切ることができるものである、入力直流電圧源を供給源とする切替え可能な始動段階用の電流源（ＨＳ）を有する、請求項１乃至９のいずれかに記載の直流コンバータ。
【請求項１１】
前記コントロールデバイスは、スイッチングパルスシーケンスのためのクロック信号を発生する発振器（ＯＳＣ）を有する、請求項１乃至１０のいずれかに記載の直流コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高い電圧レベルをもつ直流電圧源に接続される２つの入力端子と、より低い直流電圧に調整された出力を供給するための２つの出力端子とをもっており、直流電圧を段階的に下げるための直流コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
このような直流コンバータは、例えば、ブリッジ接続の整流器を有する電力装置において用いられ、そのブリッジの一方のアームには交流電圧（例えば本線の交流電圧）が印可され、そして、そのブリッジの他方のアームには、変換された直流電圧を多かれ少なかれ滑らかにする中間回路のコンデンサが接続される。前述の中間回路のコンデンサの充電直流電圧は、この直流コンバータの入力直流電圧としてこの場合使われる。
【０００３】
従来より、入力直流電圧と出力直流電圧との間における直流電気を減結合する直流コンバータがあり、また、そのような減結合をしない直流コンバータがある。例えば、直流電気の減結合を［１９９７年の文献「SGS-THOMSON  MICROELECTRONIC」のVIPer  100/SP-VIPer  100/A/ASPのページ10/17］の図１０で示されている従来のトランスによって達成する直流コンバータが知られている。この従来の直流コンバータのトランスは、１次巻線を２本もっている。このうちの１本は、中間回路のコンデンサの両端の利用可能な入力直流電圧を細かく切って、別の電圧に変換することができるようにするための電子的スイッチとなるＭＯＳトランジスタに接続されている。そのＭＯＳトランジスタは、ＶＩＰｅｒと呼ばれて、ＭＯＳトランジスタのターンオン及びターンオフの時間を制御するためのものであって、１つの巻線及び発振器を含むパルス幅変調回路を有するモノリシック集積回路の一部である。ＶＩＰｅｒ集積回路は、第２の１次巻線を介して充電されたコンデンサの充電電圧と参照電圧との比較結果に基づいて、ＭＯＳトランジスタのパルススイッチングによるパルス幅変調を行って、変換をする第２の１次巻線から成る。ＶＩＰｅｒ集積回路のより詳細な構成は、前述の文献のページ１／１７におけるブロック図である図１０に非常に概略的に示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
そのような１次巻線を２本備えた変圧器は、高価でかつ複雑なものである。入力直流電圧と出力直流電圧との間の流電気について衝撃緩和することを要求しないものについては、トランスなしで構成された直流コンバータが知られている。この種の従来の直流コンバータは、当該直流コンバータの２つの入力端子の間において、抵抗器、第１コンデンサ及びツェナーダイオードが直列に接続されたものからなる。そのツェナーダイオードには、ダイオードと第２コンデンサが直列に接続されたものが並列に接続されている。第２コンデンサの充電電圧は、出力直流電圧として働く。２つのコンデンサは、第２コンデンサの充電電圧がツェナーダイオードのツェナーブレークダウン電圧に達するまで、抵抗器とダイオードを介して充電される。このように出力直流電圧は、ツェナーダイオードのツェナー電圧に依存する。この構成では、出力側で負荷で得られなかった電力がツェナーダイオードで消費される。消費者側において電力がほとんどえられなくとも、公称電力に等しい電力消費が常にある。しかしながら、消費電力の全体は、直列抵抗器の電力パック中でのものよりも低い。しかし、第１コンデンサは、比較的大きいものが必要となり、それがそのような直流コンバータのコスト上昇を招くこととなる。
【０００５】
直流電気を減結合しない、もう一つの従来の直流変換器は、２つの入力端子の間において、ダイオード、抵抗器及びツェナーダイオードが直列接続されている。そのツェナーダイオードには、出力直流電圧を得るためのコンデンサが並列に接続されている。この直流コンバータの損失は、高い消費電力となる。
【０００６】
直流電気の減結合をしない２つの従来の直流コンバータは、出力が３ワットから４ワットまでの範囲のものに適しているといわれている。
【０００７】
さらに、他の減結合をしない直流コンバータとしては、入力端子と出力端子の間に直列となるアームにあるチョークとＭＯＳスイッチングトランジスタとを直列に接続したものを備えるものがある。分圧器は、出力端子の間に任意に接続することができる。その分圧は、ＭＯＳスイッチングトランジスタへスイッチングパルスを供給してパルス幅変調するパルス幅変調回路の制御電圧として供給される。
【０００８】
この従来の直流コンバータ回路は、モノリシック集積回路であるため、入力直流電圧が約５０ボルトに、現在制限されている。
【０００９】
本発明は、入力電圧側と出力電圧側との間で減結合しない直流コンバータであって、高い入力直流電圧に相応の、低い電力損失であり、比較的低いコストで生産できる直流コンバータを提供することを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
これは、請求項１及び請求項１以降の請求項で構成される創造性のある直流コンバータによって得ることができる。
【００１１】
本発明の直流コンバータは、直流電圧を段階的に低くするためのものであり、高い電圧レベルをもつ直流電圧源に接続されている２つの入力端子と、より低い直流電圧に調整された出力を供給するための２つの出力端子と、一端が電子的スイッチングデバイスを介して第１入力端子に接続され、他端が第１コンデンサを介して第２入力端子に接続され、センタータップをもつコイルと、充電された電圧が出力の直流電圧を形成する第１コンデンサと、を有する。さらに本発明の直流コンバータは、一端がスイッチングデバイスとコイルとの間に位置する接続点に接続され、他端が第１ダイオードを介してコイルのセンタータップに接続されている第２コンデンサを有する。さらに本発明の直流コンバータは、第２コンデンサの充電電圧と参照電圧とを比較し、その比較結果によってスイッチデバイスの開／閉を制御して、パルスの順序に依存したパルス幅変調をするコントロールデバイスを有する。さらに本発明の直流コンバータは、コイルのセンタータップと第２入力端子との間に接続された第２ダイオードを有する。２つのダイオードは、第２入力端子から第２コンデンサに向かって電流が流れるように、その極性が配置されている。これは、スイッチデバイスが閉状態のときに、コイルのセンタータップに生じる電位を考慮したものである。
【００１２】
この直流コンバータの利点は、低コストの単巻変圧器で構成するものより、むしろ、コイルの有効なコスト管理となることである。
【００１３】
コイルをスイッチングするものとしては、高電圧に耐えるＭＯＳトランジスタで構成されている電子的スイッチデバイスとそのスイッチングをコントロールする制御デバイスの両方を含んでいる、前述の従来のＶＩＰｅｒ集積回路を用いることができる。これらにより、非常に低コストの直流コンバータを提供することができることとなる。
【００１４】
本発明の直流コンバータは、整流回路における中間回路となるコンデンサによって形成される入力直流電圧源についての電力装置の一部となることができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の更なる作用及び発明の効果について、以下の図面において示される具体例を参照して説明する。
【００１６】
図１は、本発明の直流コンバータを含む電力装置の具体例を示すブロック図である。
【００１７】
図２は、図１において概略的に示されている集積回路の詳細を示すものである。
【００１８】
図１は、一点鎖線で囲まれた整流回路ＧＲと、同様に一点鎖線で囲まれた直流コンバータＧＷと、から成る回路構成を示す電子回路図である。その従来から知られた整流回路は、４つの整流ダイオードＤ３からＤ６から成る全波整流ブリッジを有している。整流ブリッジの入力側は、交流電圧源（図示せず）に整流回路を接続するための、２つのプラグタイプコネクタＳ１に、フューズＦ１及び抵抗Ｒ３を介して接続される（例えばインソケットに、）。整流ブリッジの出力側には、変換された電圧を多かれ少なかれ滑らかにする中間回路のコンデンサＣ５が接続されている。その整流ブリッジの代わりとして、直流電圧を発生するための１つのダイオードのみを用いて構成することができる。中間回路のコンデンサＣ５は、直流コンバータＧＷの入力端子Ｅ１，Ｅ２に接続されている。中間回路のコンデンサＣ５の受電電圧は、入力端子Ｅ１，Ｅ２を経由して、入力直流電圧として直流コンバータＧＷに供給される。
【００１９】
さらに、直流コンバータＧＷは、当該直流コンバータＧＷの負荷に接続するための第２プラグタイプコネクタに接続する、２つの出力端子Ａ１，Ａ２を備える。
【００２０】
直流コンバータＧＷは、単巻トランスＴＳが構成するチョークを備える。
【００２１】
前記単巻トランスＴＳは、図１における上方に変換用の端子ＴＡ１を備え、図１における下方に変換用の端子ＴＡ２を備え、そしてセンタータップＭＡを備える。端子ＴＡ１は、スイッチングトランジスタＭＯＳを介して入力端子Ｅ１に接続されている。端子ＴＡ２は、出力端子Ａ１に直接接続されており、また、出力コンデンサＣ１を介して出力端子Ａ２に接続されている。コンデンサＣ１の両端の充電電圧は、直流コンバータＧＷの出力直流電圧を形成している。
【００２２】
本発明の直流コンバータの特に好ましい実施形態としては、スイッチング−トランジスタＭＯＳは、上述の既知のＶＩＰｅｒ集積回路によって形成される、集積回路（ＩＣ）の一部とする。集積回路（ＩＣ）は、外部回路の構成要素に接続される５つの外部端子を備える。端子３は入力端子Ｅ１に接続されており、端子４は単巻変圧器ＴＳの端子ＴＡ１に接続されている。端子２と単巻変圧器ＴＳの端子ＴＡ１との間には、コンデンサＣ６が接続されている。ダイオードＤ１は、センタータップＭＡと出力端子Ａ２との間に配置されており、ダイオードＤ２は、センタータップＭＡと端子２との間に配置されており、ダイオードＤ１，Ｄ２は、図１に示すような向きの極性となっている。すなわち、ダイオードＤ１とセンタータップＭＡの接続点には、ダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のアノードとが接続されている。
【００２３】
集積回路ＩＣは、トランジスタＭＯＳに加えて、トランジスタＭＯＳのターンオン及びターンオフを制御するコントロールデバイスを備える。そのコントロールデバイスは、差動アンプＥＶを有している。差動アンプＥＶは、ＩＣの端子２に機能的に接続された反転入力と、参照電圧源ＲＥＦが印加される非反転入力とをもつ。参照電圧の具体例として、１３Ｖとする。
【００２４】
集積回路ＩＣの端子１は、抵抗Ｒ２及びコンデンサＣ２からなる発振器ＲＣに接続されている。前記発振器ＲＣは、スイッチングトランジスタＭＯＳを交互に導通／非導通状態にするためのクロック信号を生成するのに用いられる。そのＭＯＳのゲートに供給されるスイッチングパルス列は、調整されたパルス幅となっている。そのパルス幅変調信号は、差動アンプＥＶが出力するエラー信号である。ここで、差動アンプＥＶは、参照電圧源ＲＥＦの電圧レベルとコンデンサＣ６の充電電圧が印加される端子２の電圧レベルとを比較する。
【００２５】
集積回路ＩＣの端子５は、回路の構成部品である抵抗Ｒ１と２つのコンデンサＣ３，Ｃ４に接続されている。その抵抗Ｒ１と２つのコンデンサＣ３，Ｃ４は、差動アンプＥＶの動作を調整するものである。抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４とは互いに直列に接続されており、一方、コンデンサＣ３は、前記抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４とが直列接続されたものに、並列に接続されている。端子１及び端子５を制御するコンデンサＣ２又はＣ３及びコンデンサＣ５の一方端は、それぞれ端子ＴＡ１に接続されている。
【００２６】
さらに集積回路ＩＣは、備える。当該ＩＣの端子２と端子３との間に配置された当該ＩＣ自身のための電圧源ＰＳを備える。
【００２７】
図の中の表現によって示されない集積回路ICの詳細としては、前述のＶＩＰｅｒ集積回路のデータ明細のページ１／１７のブロック図に示されているものがある。
【００２８】
その回路構成は、以下に述べるように図に示されている。
【００２９】
従来の方法であって、説明を必要としないものであるが、交流電圧からプラグタイプのコネクタＳ１を介し、整流回路ＧＲによって生成され、中間回路のコンデンサＣ５を介して得る入力直流電圧の値は、交流電圧に依存する。その他の例としては、交流主電圧として２２０Ｖで５０Ｈｚとする。
【００３０】
スイッチングトランジスタＭＯＳが導通状態の相である間はずっと、当該スイッチングトランジスタＭＯＳと単巻変圧器ＴＳを充電電流が通り抜け、単巻変圧器ＴＳのチョークとして動作する出力コンデンサＣ１に、その電流が注ぎ込まれ、充電される。このスイッチングトランジスタＭＯＳが導通状態となっているときに、ターンオフすると、電流源として誘導性エネルギーが再び放射する。この保持エネルギーは、２つのコンデンサＣ１，Ｃ６に分配される。
【００３１】
スイッチングトランジスタＭＯＳが導通状態であるときは、単巻変圧器ＴＳの端子ＴＡ１には、中間回路のコンデンサＣ５の充電電圧で形成された高い入力直流電圧が印可される。スイッチングトランジスタＭＯＳが再び非導通状態に切替えられたときでも、端子ＴＡ２はコンデンサＣ１の一端に不変に接続されており、単巻変圧器の端子ＭＡの電位は、電流が端子ＴＡ２から端子ＭＡ及びダイオードＤ１を通り抜けることができる期間の単巻変圧器ＴＳの電流出力特性により端子ＴＡ２の電位以下まで下がるだろう。したがって、センタータップＭＡは、自由な動作をするダイオードのように動作するダイオードＤ１を介して、端子Ｅ２及び端子Ａ２が接続されているグランドに導通する。端子ＭＡは、ダイオードＤ１の順方向電位だけ、グラウンド電位よりも低い電位となっている。これと同じ法則が端子ＴＡ１にも適用される。電流がダイオードＤ２と、コンデンサＣ２と、当該コンデンサＣ２に並列に接続されている構成要素とを介して流れている期間は、端子ＴＡ１の電位は、端子ＭＡの電位よりも低い。その結果、ダイオードＤ２が導通状態のようになり、端子ＭＡの電位が端子ＴＡ１の有効な電位よりも高くなる。したがって、コンデンサＣ６は、充電又は再充電される。したがって、出力コンデンサＣ１は、スイッチングトランジスタＭＯＳが導通状態の相のとき、単巻トランスが自由に動作する相のとき、の両方の相において、チョーク又は単巻変圧器ＴＳを介して充電される。
【００３２】
２つのコンデンサＣ１とＣ６とには、単巻変圧器ＴＳの端子ＴＡ１及び端子ＭＡの間、及び端子ＭＡ及び端子ＴＡ２の間の２つの巻線部分の巻数ｎ１と巻数ｎ２との巻数の比率に依存した比率で充電される。すなわち、コンデンサＣ１とＣ６に充電される電圧は、チョーク巻線におけるセンタータップＭＡの位置に依存する。
【００３３】
プラグタイプコネクタＳ２に負荷が接続された場合、その負荷は、その出力コンデンサＣ１から電流を得ることとなり、変圧器ＴＳに蓄えられたエネルギーがコンデンサＣ１とＣ６に分割され、巻数ｎ１とｎ２の比が等しいときコンデンサＣ１とＣ６の電圧比そのように常に生じる。コンデンサＣ１の充電電圧によって形成される出力直流電圧の低下は、コンデンサＣ６の充電電圧の低下に一致するまで生ずる。この場合、集積回路ＩＣの端子２を経由して差動増幅器ＥＶに印加される電圧は、その印加される電圧が参照電圧源ＲＥＦの参照電圧よりも低下するまで印加される。差信号の変更の結果、差動アンプＥＶの出力により、スイッチングトランジスタＭＯＳのためのパルス幅変調スイッチングパルスを広げ、そして、単巻変圧器又はチョークに詰め込まれたインダクタンスエネルギーが増加する方向に調整する。これにより、差動増幅器ＥＶの出力である差信号の低下と、コンデンサＣ６の充電電圧の対応した増加と、出力コンデンサＣ１の強力な充電が導かれ、スイッチングトランジスタＭＯＳのターンオン時間の所定の低下が生ずる。この方法により、出力端子Ａ１とＡ２における利用可能な出力直流電圧は、単巻変圧器ＴＳのセンタータップの電位と、参照電圧源ＲＥＦの電圧レベルと、に依存する電圧レベルに制御される。
【００３４】
スイッチングトランジスタＭＯＳは、モノリシックスイッチングレギュレータにおいて従来慣習的に用いられてきた５０ボルトよりも高い入力直流電圧に対処するために、高電圧用の電力ＭＯＳトランジスタとして、設計されていることが好ましい。図の中で示される種類の整流器回路は、例えば、300Vの範囲における入力直流電圧のために、使用することができる。
【００３５】
一例として、参照電圧源の電圧レベルを１３Ｖとすると、出力コンデンサＣ１を介した出力直流電圧は下記のようになる。
【００３６】
Ｖｏｕｔ＝１３Ｖ（ｎ２／ｎ１）
集積回路ＩＣが動作するためには、その端子２に所定の最小電圧が必要となる。ＧＲとＧＷを含む電力装置がターンオンされたとき、ＩＣの操作電圧として用いられる、そのＩＣの端子２における電圧が有効とならないように、２つのコンデンサＣ１とＣ６は放電される。したがって、スイッチングトランジスタＭＯＳは、導通状態とはならないので、コンデンサＣ１とＣ６を充電するために必要となる電流が、単巻変圧器ＴＳを通ることができない。したがって、集積回路ＩＣの電圧供給源ＰＳは、図２に示すような、前もって定義したランナップ電圧の閾値以下に、ＩＣの端子２を有効とするコンデンサＣ６の充電電圧がされている限り、ターンオンされる、切替え可能なランナップ電流源ＨＳ（始動段階用の電流源ＨＳ）を有している。その閾値は、ランナップ用の基準電圧ＲＥＦＨとコンデンサＣ６の充電電圧とを比較するコンパレータＣＯＭＰによって定義される。その閾値に達しない限り、切替え可能なランナップ電流源ＨＳは、ターンオンされ、そして、コンデンサＣ６に、入力直流電圧源からランナップダイオードＨＤを介して得たランナップ充電電流を通す。基準電圧ＲＥＦＨによって与えられたランナップ閾値に到達すると直ちに、ランナップ電流源ＨＳは、ターンオフされ、そして集積回路ＩＣは、コンデンサＣ６の現在の十分な充電電圧から電流が供給される。このように集積回路ＩＣは、ブートストラップ機能とともにソフトスタート機能をもっている。
【００３７】
詳細は、上述のＶＩＰｅｒ集積回路についての詳細なデータにおいて見ることができ、特に、前述の明細のページ１／１７のブロック図で見ることができる。
【００３８】
整流器ＧＲと直流コンバータＧＷを含む電力装置がターンオンしたとき、出力コンデンサＣ１は放電することができ、そして出力直流電圧はゼロボルトになることができる。このとき、差動アンプＥＶの出力が生じるように制御するために必要となるものに対応した、とても高い制御偏差の結果として、コンデンサＣ６もまた放電することができる。この結果、スイッチングトランジスタＭＯＳは、マークとスペースの比（オン状態とオフ状態の比）を最大として駆動され、そして、過大電圧が単巻変圧器のセンタータップＭＡにおいて生じる。
【００３９】
これを回避するために、集積回路ＩＣは、スタートアップ過程において、スイッチングトランジスタＭＯＳのスイッチングパルスにおけるスペースのパルス幅の決定を調整（すなわち、マークとスペースの比の調整）して固定することにより、電力装置がターンオンしている時間がいっそう抑制される。この比率は、例えば１０％である。スタートアップ過程の終期は、前もって定義された、電力装置のターンオンしてからの経過時間に、あるいは、前もって定義された、コンデンサＣ６において達する充電電圧の電圧レベルに、依存させることができる。
【００４０】
例えば、コンパレータＣＯＭＰにおいて、コンデンサＣ６の充電電圧がランナップ参照電圧源ＲＥＦＨに達したときに、固定されたマークとスペースの比から、差動アンプＥＶの差信号に依存するマークとスペースの比にすることができる。この場合、コンパレータＣＯＭＰからの出力信号と同時に、ランナップ電流源ＨＳをターンオフすることができ、そして、固定したマークとスペースの比から制御過程の可変のマークとスペースの比に、パルス幅調整回路を切替えることができる。
【００４１】
好ましい具体例としては、集積回路ＩＣの電圧源ＰＳは、コンデンサＣ６の充電電圧から集積回路ＩＣが独自に内部の直流供給電圧を生成する、電圧調整回路として形成される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直流コンバータを含む電力装置の具体例を示すブロック図である。
【図２】図１において概略的に示されている集積回路の詳細を示すものである。
【図１】
0004316056.tif 000002
【図２】
0004316056.tif 000003