(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、変換された直流電力を所定周波数の交流電力に変換するインバータ部と、前記インバータ部の正負入力端子間に接続された第１の平滑用コンデンサと、前記コンバータ部と前記第１の平滑用コンデンサとの間の正負母線のどちらか一方の母線側に接続された第１の抵抗と前記第１の抵抗に並列接続された第１のスイッチ手段とからなるインバータ装置において、
第２の抵抗と第２のスイッチ手段とを並列接続した並列接続回路に第２の平滑用コンデンサを直列接続してなる回路を、前記コンバータ部の正負出力端子間に並列接続したことを特徴とするインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンバータ部を備えたインバータ装置において、特に商用交流電源投入時におけるコンバータ部平滑用コンデンサへの突入電流を制限するための突入電流制限装置を備えたインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図４は特開平９―１９１５４に記載された従来例としての突入電流制限装置を備えたインバータ装置の構成を示したものである。
図４において１０１は３相電源、１０２は停電検知回路、１０３はコンバータ、１０４はインバータ、１０５はモータ、１０６は制御回路、１０７と１０８はバイパス接点、ｒとＲは電流制限抵抗、Ｃ１とＣ２は平滑用コンデンサ、Ｐは正側母線、Ｎは負側母線を示している。
次に図４の構成にかかる動作について説明する。図４に示すようにコンバータ１０３の出力端の正側母線Ｐと負側母線Ｎ間には、電流制限抵抗ｒと平滑用コンデンサＣ１との直列回路が接続され、電流制限抵抗ｒには並列にバイパス接点１０７が接続されている。電流制限抵抗ｒの抵抗値は平滑用コンデンサＣ１の充電時定数の設定によって決まり、ワット数（瞬時耐量）は平滑用コンデンサＣ１の静電容量によって決まる。バイパス接点１０７の開閉タイミングは停電検知回路１０２から供給される開閉制御信号によって制御される。さらに出力端の正側母線Ｐと負側母線Ｎ間には前記同様に、電流制限抵抗Ｒと平滑用コンデンサＣ２との直列回路が接続され、電流制限抵抗Ｒには並列にバイパス接点１０８が接続されており、バイパス接点１０８の開閉タイミングも停電検知回路１０２から供給される開閉制御信号によってバイパス接点１０７と同様に制御される。
以上の構成において、電源投入時にはバイパス接点１０７と１０８はともに開放され、コンバータ１０３の出力電流はコンバータ１０３の出力端子、正側母線Ｐ、電流制限抵抗ｒとＲ、平滑用コンデンサＣ１とＣ２、負側母線Ｎ、コンバータ１０３の負側出力端子の経路で充電電流が流れる。平滑用コンデンサＣ１とＣ２の充電が完了すると、バイパス接点１０７と１０８が閉じられて電流制限抵抗ｒとＲはバイパスされ、これ以降平滑用コンデンサＣ１とＣ２の充放電はそれぞれバイパス接点１０７と１０８を介して行われる。
この構成においては、バイパス接点１０７を流れる電流はバイパス接点１０７に接続した平滑用コンデンサＣ１の充放電電流のみであり、同様にバイパス接点１０８を流れる電流は、バイパス接点１０８に接続した平滑用コンデンサＣ２の充放電電流のみとなる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで図４に示す前記従来の構成では、電源投入時、インバータ１０４のトランジスタ正負端子間には瞬時にコンバータ１０３により整流された直流高圧電圧が印加されることになる。この時、各トランジスタ（ここでは仮にＩＧＢＴトランジスタとするが）端子間に存する浮遊容量により、図５に示すように上下両ＩＧＢＴトランジスタのゲート・エミッタ間に電圧が発生し、この結果として上下両ＩＧＢＴトランジスタがともにオンして短絡電流が発生し、ＩＧＢＴトランジスタが破損してしまうという問題がある。
さらにインバータ装置の回生動作時においては、この場合エネルギーがモータ１０５よりインバータ装置側に戻ってくるが、回生中に万が一バイパス接点が誤動作オフすると、回生電流が電流制限抵抗を介して平滑用コンデンサへと流れることになるため、インバータ１０４の正負端子間には瞬時に高圧電圧が発生し、インバータ１０４のＩＧＢＴトランジスタおよびコンバータ１０３のダイオードの耐圧を超えることになり、これらが破損してしまうという問題がある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため本発明は請求項１記載のように、交流電力を直流電力に変換するコンバータ部３と、変換された直流電力を所定周波数の交流電力に変換するインバータ部４と、前記インバータ部の正負入力端子間に接続された第１の平滑用コンデンサ１２と、前記コンバータ部３と前記第１の平滑用コンデンサ１２との間の正負母線のどちらか一方の母線側に接続された第１の抵抗１４と前記第１の抵抗に並列接続された第１のスイッチ手段１６とからなるインバータ装置において、第２の抵抗１３と第２のスイッチ手段１５とを並列接続した並列接続回路に第２の平滑用コンデンサ１１を直列接続してなる回路を、前記コンバータ部３の正負出力端子間に並列接続したものである。
請求項１記載の構成におけるインバータ装置においては、商用交流電源投入時、前記第１のスイッチ装置と第２のスイッチ装置ともに開放されているから、コンバータ部の正極側出力端子から第１の抵抗、第１の平滑用コンデンサを介してコンバータ部の負極側出力端子へと流れる第１の平滑用コンデンサへの充電電流と、コンバータ部の正極側出力端子から第２の抵抗、第２の平滑用コンデンサを介してコンバータ部の負極側出力端子へと流れる第２の平滑用コンデンサへの充電電流とが発生する。そして第１、第２両平滑用コンデンサへの充電が完了すると、第１、第２のスイッチ装置はともに閉となり、インバータ部の電力出力動作が開始される。このインバータ部電力出力動作中は、商用交流電源から前記電力出力に相当する電力が供給されるが、この商用交流電源からインバータ装置のコンバータ部へと供給される電流は、コンバータ部を介して次の３つの経路によりそれぞれインバータ装置内部を流れた後、コンバータ部を介してそのまま商用交流電源へと戻ることとなる。
まず第１の経路はコンバータ部正極側端子、第１のスイッチ装置、第１の平滑用コンデンサ、コンバータ部負極側端子へと流れる経路（以下、経路１とする）、第２の経路はコンバータ部正極側端子、第２のスイッチ装置、第２の平滑用コンデンサ、コンバータ部負極側端子へと流れる経路（以下、経路２とする）、第３の経路はコンバータ部正極側端子、第１のスイッチ装置、インバータ部上アーム側の半導体スイッチング素子、負荷、インバータ部下アーム側の半導体スイッチング素子、コンバータ部負極側出力端子へと流れる経路（以下、経路３とする）となる。また商用交流電源から供給される前記電流は、当然ながら連続電流ではないため、電流供給のない時間帯は前記第１、第２の平滑用コンデンサに蓄えられた充電エネルギーを放電し、インバータ部電力出力動作を行う。この放電により充電エネルギーの減少した平滑用コンデンサには、商用交流電源からの電流供給により、減少した充電エネルギー分が再充電される。このような平滑用コンデンサへの充放電動作は商用電源が単相入力なら商用周波数の２倍、３相入力なら商用周波数の６倍の周波数で繰り返し行われる。
【０００５】
次に第１、第２の平滑用コンデンサに蓄えられた充電エネルギーが放電される際には、第１の平滑用コンデンサからインバータ部上アーム側の半導体スイッチング素子、負荷、インバータ部下アーム側の半導体スイッチング素子を介して再度第１の平滑用コンデンサに戻る電流経路（以下、経路４とする）と、第２の平滑用コンデンサから第２のスイッチ装置、第１のスイッチ装置、インバータ部上アーム側の半導体スイッチング素子、負荷、インバータ部下アーム側の半導体スイッチング素子を介して再度第２の平滑用コンデンサに戻る電流経路（以下、経路５とする）とが発生する。
ここで経路１と経路２の電流は導通時間は短いがピーク値が極めて大きいためその実効値は大きく、経路３の電流は導通時間は短くピーク値も大きくないためその実効値は小さく、経路４と経路５の電流は導通時間は長いがピーク値が大きくないためその実効値は中間的な値となる。従って第１のスイッチ装置を流れる電流（経路１、経路３および経路５による電流）は、大部分が第１の平滑用コンデンサへの充電電流であるといえ、第２のスイッチ装置を流れる電流（経路２および経路５による電流）は、全て第２の平滑用コンデンサの充放電電流であるといえる。
ここでインバータ装置の出力電力が大きくなると平滑用コンデンサの静電容量を増加させる必要があるが、この増加させる平滑用コンデンサを、請求項１記載の構成による第２の平滑用コンデンサとして増加させることで、前記に説明した作用により、第１のスイッチ装置を流れる電流をほとんど増加させることなく（この電流の大部分は第１の平滑用コンデンサの充電電流であるため）、増加する分は第２のスイッチ装置を流れる電流（第２の平滑用コンデンサの充放電電流である）として処理できることになる。従ってインバータ装置の出力電力が大きくなっても、第１のスイッチ装置の定格電流を増大させず、すなわち定格電流の小さい第１、第２の小型スイッチ装置により突入電流制限装置を構成できることになる。
また本構成による商用電源投入時は、第１のスイッチ装置が開放となっているので、第１の平滑用コンデンサへの充電電流は第１の抵抗で制限されて、従ってインバータ部の正負端子間電圧である第１の平滑用コンデンサの端子間電圧は緩やかに上昇していく。それゆえ上アーム側、下アーム側の各半導体スイッチング素子の入力端子間に存する浮遊容量による前記入力端子間の電圧発生は生じないので、これに起因する半導体スイッチ装置の破損は起こり得ないことになる。
さらにまたインバータ装置が回生動作時において、万が一スイッチ装置が誤動作オフしても、モータ側よりインバータ装置側にくる回生エネルギーは第１の平滑用コンデンサにより充電エネルギーとして吸収されるので、インバータ部の正負端子間電圧が瞬時上昇することはなく、従ってインバータ部半導体スイッチング素子またはコンバータ部ダイオードの耐圧を超えて、これらが破損してしまうことも起こり得ない。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図１に基づいて説明する。
図１において電流制限抵抗１４の抵抗値は平滑用コンデンサ１２の充電時定数の設定によって決まり、ワット数（瞬時耐量）は平滑用コンデンサ１２の静電容量によって決まる。またバイパス接点１６の開閉タイミングは制御回路２９から供給される開閉制御信号によって制御される。同様に電流制限抵抗１３の抵抗値は平滑用コンデンサ１１の充電時定数の設定によって決まり、ワット数（瞬時耐量）は平滑用コンデンサ１１の静電容量によって決まる。またバイパス接点１５の開閉タイミングも制御回路２９から供給される開閉制御信号によって制御される。以上の構成において、電源投入時にはバイパス接点１５と１６はともに開放され、商用交流電源１からコンバータ部３の正極側出力端子、電流制限抵抗１４と１３、平滑用コンデンサ１２と１１、コンバータ部３の負側出力端子の経路で各平滑用コンデンサへの充電電流が流れる。平滑用コンデンサ１２と１１の充電が完了すると、バイパス接点１６と１５とは、制御回路２９からの閉信号出力に対応して閉となり、その後の平滑用コンデンサ１２と１１の充放電はそれぞれバイパス接点１６と１５を介して行われる。インバータ部４の電力出力動作中は、商用交流電源１から前記電力出力に相当する電力が供給されるが、この商用交流電源１からインバータ装置のコンバータ部３を介して供給される電流は、次の３つの経路によりそれぞれインバータ装置内部を流れた後、コンバータ部３を介してそのまま商用交流電源１へと戻ることとなる。
【０００７】
まず第１の経路はバイパス接点１６、平滑用コンデンサ１２、コンバータ部３の負極側端子へと流れる経路（以下、経路１とする）、第２の経路はバイパス接点１５、平滑用コンデンサ１１、コンバータ部３の負極側端子へと流れる経路（以下、経路２とする）、第３の経路はバイパス接点１６、ＩＧＢＴトランジスタ１７〜１９、電動機２、ＩＧＢＴトランジスタ２０〜２２、コンバータ部３の負極側出力端子へと流れる経路（以下、経路３とする）となる。また商用交流電源１から供給される前記電流は、当然ながら連続電流ではないため、電流供給のない時間帯は平滑用コンデンサ１１および１２に蓄えられた充電エネルギーを放電し、インバータ部電力出力動作を行う。この放電により充電エネルギーの減少した各平滑用コンデンサには、商用交流電源１からの電流供給により、減少した充電エネルギー分が再充電される。このような平滑用コンデンサ１１および１２への充放電動作は商用交流電源が３相入力なので商用周波数の６倍の周波数で繰り返し行われる。
次に平滑用コンデンサ１１および１２に蓄えられた充電エネルギーが放電される際には、平滑用コンデンサ１２からＩＧＢＴトランジスタ１７〜１９、電動機２、ＩＧＢＴトランジスタ２０〜２２を介して再度平滑用コンデンサ１２に戻る電流経路（以下、経路４とする）と、平滑用コンデンサ１１からバイパス接点１５、バイパス接点１６、ＩＧＢＴトランジスタ１７〜１９、電動機２、ＩＧＢＴトランジスタ２０〜２２を介して再度平滑用コンデンサ１１に戻る電流経路（以下、経路５とする）とが発生する。このバイパス接点１６を流れる電流（経路１、経路３および経路５による電流）を示したのが図３における（ｉｓ１）であり、バイパス接点１５を流れる電流（経路２および経路５による電流）を示したのが図３における（ｉｓ２）である。ここで（ｉｓ１）の実効値電流の大部分は経路１による電流、すなわち平滑用コンデンサ１２への充電電流であり、（ｉｓ２）は全て平滑用コンデンサ１１への充放電電流である。また図３において（ｉｃ１）は平滑用コンデンサ１２の充放電電流、（ｉ１）は商用交流電源１より供給される電流をそれぞれ示している。
【０００８】
この実施例では、インバータ装置の出力電力を大きくするために必要となる平滑用コンデンサの静電容量の増加を、平滑用コンデンサ１１と電流制限抵抗１３とバイパス接点１５とを図１に示す接続により実施しているが、この接続による前記に説明した作用により、バイパス接点１６を流れる電流をほとんど増加させることなく（この電流の大部分は平滑用コンデンサ１２の充電電流であるため）、増加する分はバイパス接点１５を流れる電流（平滑用コンデンサ１１の充放電電流である）として処理できることになる。従ってインバータ装置の出力電力が大きくなっても、バイパス接点１６の定格電流を増大させず、すなわち定格電流の小さいバイパス接点１６と１５との小型スイッチ装置により突入電流制限装置を構成できることになる。
また本実施例においては、商用電源投入時はバイパス接点１６が開放となっているので、平滑用コンデンサ１２への充電電流は電流制限抵抗１４で制限されて、従ってインバータ部４の正負端子間電圧である平滑用コンデンサ１２の端子間電圧は緩やかに上昇していく。それゆえインバータ部４の各ＩＧＢＴトランジスタ１７〜２２の入力端子間に存する浮遊容量によるゲート・エミッタ間電圧発生は生じないので、これに起因する各ＩＧＢＴトランジスタの破損は起こり得ないことになる。
さらにインバータ装置が回生動作時において、万が一バイパス接点１５および１６とが誤動作オフしても、電動機２よりインバータ装置にくる回生エネルギーは平滑用コンデンサ１２により充電エネルギーとして吸収されるので、インバータ部４の正負端子間電圧が瞬時上昇することはなく、従ってインバータ部４の各ＩＧＢＴトランジスタ１７〜２２またはコンバータ部３の各整流ダイオード５〜１０の耐圧を超えて、これらが破損してしまうことも起こり得ないことになる。
【０００９】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、交流電力を直流電力に変換するコンバータ部と、変換された直流電力を所定周波数の交流電力に変換するインバータ部と、前記コンバータ部の出力端子と前記インバータ部の入力端子との間の正負母線間に跨がって接続された第１の平滑用コンデンサと、前記コンバータ部と前記第１の平滑用コンデンサとの間の正負母線のどちらか一方の母線側に接続された第１の抵抗と前記第１の抵抗に並列接続された第１のスイッチ手段とからなるインバータ装置において、第２の抵抗と第２のスイッチ手段とを並列接続した並列接続回路に、直列接続される第２の平滑用コンデンサを前記コンバータ部と前記第１のスイッチ手段との間の正負母線間に跨がって接続したので、定格電流の小さい小型の第１および第２のスイッチ装置により突入電流制限装置を構成できることになる。したがって、定格容量が大きいインバータ装置でも小型化のネックとなっていた突入電流防止装置部のスイッチ装置（パワーリレー）を小型化できるためインバータ装置を小型化することができる。また商用電源投入時においてのインバータ部各半導体スイッチング素子の入力端子間に発生する電圧もなく、従ってこれに起因する各半導体スイッチング素子の破損の恐れもなく、さらにまたインバータ装置の回生動作時において、万が一第１、第２のスイッチ装置とが誤動作オフしても、インバータ部の正負端子間電圧が瞬時上昇することもなく、従ってインバータ部各半導体スイッチング素子およびコンバータ部各整流ダイオードの耐圧を超えてこれらが破損する恐れがないという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施例における突入電流制限装置を備えたインバータ装置の構成図
【図２】  本発明の実施例におけるインバータ装置内部を流れる各部電流を示したもの
【図３】  本発明の実施例におけるインバータ装置内部の各部電流波形を示したもの
【図４】  従来例における電源装置の突入電流制限装置の構成図
【図５】  従来例における突入電流制限装置の商用交流電源投入時の、ＩＧＢＴトランジスタのゲート・エミッタ間電圧（ＶＧＥ）の動きを示したもの
【符号の説明】
１  商用交流電源
２  電動機
３  コンバータ部
４  インバータ部
５、６、７、８、９、１０  整流ダイオード
１１、１２  平滑用コンデンサ
１３、１４  電流制限抵抗
１５、１６  バイパス接点
１７、１８、１９、２０、２１、２２  ＩＧＢＴトランジスタ
２３、２４、２５、２６、２７、２８  還流ダイオード
２９  制御回路
１０１  ３相電源
１０２  停電検知回路
１０３  コンバータ
１０４  インバータ
１０５  モータ
１０６  制御回路
１０７、１０８  バイパス接点
１０９  スナバーコンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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