(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送信号を扱う被補償電子装置の非線形特性を補償する非線形補償器おいて、
前記被補償電子装置の入力信号及び出力信号を取り込み、適宜復調処理して同じ信号形式に合わせた後、両信号間の相関をとることで両信号間の時間差及び位相差を検出し、検出した時間差及び位相差に基づいて両信号の同期及び位相あわせを行う信号処理部と、
この信号処理部により同期及び位相が合わせられた被補償電子装置の入力信号及び出力信号の振幅誤差及び位相誤差を歪み成分として検出する歪み検出部と、
この歪み検出部で検出された歪み成分に基づいて前記被補償電子装置の非線形歪み補償量を生成し、この歪み補償量で前記被補償電子装置の入力信号を補償する歪み補正部とを具備することを特徴とする非線形補償器。
【請求項２】
前記信号処理部は、同じ信号形式に合わせられた被補償電子装置の入力信号及び出力信号間の誤差が最小となるように両信号間の時間差を検出し、検出した時間差に基づいて、両信号の同期合わせを行うことを特徴とする請求項１記載の非線形補償器。
【請求項３】
前記信号処理部は、前記被補償電子装置への伝送信号を復調して入力側ベースバンド信号を生成する入力復調部と、前記被補償電子装置から出力される伝送信号を復調して出力側ベースバンド信号を生成する出力復調部とを備え、前記入力復調部及び出力復調部で得られる入力側及び出力側ベースバンド信号間の時間差及び位相差を検出し、検出した時間差及び位相差に基づいて両信号の同期及び位相合わせを行うものであって、
さらに、前記歪み補正部の出力を元の伝送信号のフォーマットに変換する出力変換部を備えることを特徴とする請求項１記載の非線形補償器。
【請求項４】
前記信号処理部は、検出された時間差に相当する遅延量で前記被補償電子装置の入力信号を遅延することを特徴とする請求項１記載の非線形補償器。
【請求項５】
前記信号処理部は、検出された位相差に相当する移相量を前記被補償電子装置の入力信号または前記出力信号に与えることを特徴とする請求項１記載の非線形補償器。
【請求項６】
前記歪み補正部は、前記歪み補償量を保存する補償量テーブルを備え、初期設定時に前記歪み補償量を登録し、運用時に補償量テーブルから前記被補償電子装置の入力信号振幅に対応する歪み補償量を読み出して当該信号を補償することを特徴とする請求項１記載の非線形補償器。
【請求項７】
前記歪み補正部の補償量テーブルは、現用系テーブルと予備系テーブルを備え、前記歪み検出部で得られる歪み補償量を格納し、その格納終了後に予備系テーブルと現用系テーブルを入れ替えることを特徴とする請求項６記載の非線形補償器。
【請求項８】
さらに、前記歪み検出部で得られる歪み成分をモニタして前記被補償電子装置の監視を行う監視手段を備えることを特徴とする請求項１記載の非線形補償器。
【請求項９】
前記信号処理部は、検出した位相差に基づいて、前記被補償電子装置の入力信号及び出力信号のキャリア周波数及びキャリア位相を同期させるキャリア同期手段を備えることを特徴とする請求項１記載の非線形補償器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば中波、短波、地上波・衛星・ケーブルテレビ等の伝送装置に用いられ、例えば送信装置の増幅器で生じる非線形特性を補償する非線形補償器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現在、アナログ方式のテレビジョン放送では、増幅器で生じる非線形特性と逆の特性を持たせた前置補償器で非線形補償を行っている。特に、増幅器の動作温度等により増幅器の非線形特性が変化するので、増幅器の動作条件によって補償特性を切り替えて対応している。
【０００３】
ところで、アナログ方式のテレビジョン放送の場合、信号ピーク値は同期尖頭値で規定されるため、ほとんど一定である。また、クリップ値近傍は同期であるため、クリップレベル近傍で発生する位相ひずみを考慮する必要はなく、同期長が同じになるよう同期振幅のみ補正すればよい。また、ピークファクタ（ピーク値／平均値）が比較的小さいため、低レベル信号領域の線形性もそれほど要求されてはいない。
【０００４】
一方、次世代のデジタル方式によるテレビジョン放送にあっては、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式の採用が決定され、その実用化に向けて種々の開発がなされている。ここにおいて、ＯＦＤＭ方式では、ＯＦＤＭ信号の性質上、ピークファクタがアナログ方式に比較して極めて大きいため、低レベルから高レベルまでの線形性が要求される。しかも、各キャリアの位相が情報伝達のポイントとなるため、位相回転のわずかな乱れも特性劣化につながる。このため、非線形特性、位相回転について正確な補償が求められる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、ＯＦＤＭ方式をはじめとしたデジタル信号伝送にあっては、非線形特性の正確な補償が求められるが、従来のアナログ方式ではそのようなニーズがなかったため、その開発が求められている。
【０００６】
本発明は、上記の事情を考慮してなされたもので、調整が容易で、かつ、季節、天候、時間で変化する非線形特性や位相回転を適応補償することのできる非線形補償器を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明に係る非線形補償器は、以下のような特徴的構成を有する。
【０００８】
（１）伝送信号を扱う被補償電子装置の非線形特性を補償する非線形補償器おいて、
前記被補償電子装置の入力信号及び出力信号を取り込み、適宜復調処理して同じ信号形式に合わせた後、両信号間の相関をとることで両信号間の時間差及び位相差を検出し、検出した時間差及び位相差に基づいて両信号の同期及び位相あわせを行う信号処理部と、
この信号処理部により同期及び位相が合わせられた被補償電子装置の入力信号及び出力信号の振幅誤差及び位相誤差を歪み成分として検出する歪み検出部と、
この歪み検出部で検出された歪み成分に基づいて前記被補償電子装置の非線形歪み補償量を生成し、この歪み補償量で前記被補償電子装置の入力信号を補償する歪み補正部とを具備することを特徴とする。
【０００９】
（２）（１）の構成において、前記信号処理部は、同じ信号形式に合わせられた被補償電子装置の入力信号及び出力信号の誤差が最小となるように両信号間の時間差を検出し、検出した時間差に基づいて、両信号の同期合わせを行うことを特徴とする。
【００１０】
（３）（１）の構成において、前記信号処理部は、前記被補償電子装置への伝送信号を復調して入力側ベースバンド信号を生成する入力復調部と、前記被補償電子装置から出力される伝送信号を復調して出力側ベースバンド信号を生成する出力復調部とを備え、前記入力復調部及び出力復調部で得られる入力側及び出力側ベースバンド信号間の時間差及び位相差を検出し、検出した時間差及び位相差に基づいて両信号の同期及び位相合わせを行うものであって、
さらに、前記歪み補正部の出力を元の伝送信号のフォーマットに変換する出力変換部を備えることを特徴とする。
【００１１】
（４）（１）の構成において、前記信号処理部は、検出された時間差に相当する遅延量で前記被補償電子装置の入力信号を遅延することを特徴とする。
【００１２】
（５）（１）の構成において、前記信号処理部は、検出された位相差に相当する移相量を前記被補償電子装置の入力信号または前記出力信号に与えることを特徴とする。
【００１３】
（６）（１）の構成において、前記歪み補正部は、前記歪み補償量を保存する補償量テーブルを備え、初期設定時に前記歪み補償量を登録し、運用時に補償量テーブルから前記被補償電子装置の入力信号振幅に対応する歪み補償量を読み出して当該信号を補償することを特徴とする。
【００１４】
（７）（６）の構成において、前記歪み補正部の補償量テーブルは、現用系テーブルと予備系テーブルを備え、前記歪み検出部で得られる歪み補償量を格納し、その格納終了後に予備系テーブルと現用系テーブルを入れ替えることを特徴とする。
【００１５】
（８）（１）の構成において、さらに、前記歪み検出部で得られる歪み成分をモニタして前記被補償電子装置の監視を行う監視手段を備えることを特徴とする。
【００１６】
（９）（１）の構成において、前記信号処理部は、検出した位相差に基づいて、前記被補償電子装置の入力信号及び出力信号のキャリア周波数及びキャリア位相を同期させるキャリア同期手段を備えることを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
【００１８】
図１は本発明が適用されるＯＦＤＭ送信装置の構成を示すもので、変調器１でＲＦのＯＦＤＭ信号を出力し、本発明に係る非線形補償器２を介して、ＲＦ増幅器３にて電力増幅し、送信信号として出力する。ＲＦ増幅器３の出力は分配器（方向性結合器）４により一部分配されて非線形補償器２に供給される。
【００１９】
図２は上記非線形補償器２の構成を示すものである。図２において、アナログＲＦ入力端子１１には、上記変調器１からのＲＦ信号が供給される。この端子１１に供給されたＲＦ信号は、第１ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ１）１２により局部発振器１３からのローカル信号に基づいてＩＦ信号に変換され、ＡＧＣ（自動利得制御）回路１４によって所定の振幅レベルに安定化される。このＡＧＣ回路１４の出力は、スケルチ（ＳＱ）回路１５により信号の有無が判別され、第１アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ１）１６によりデジタルＩＦ信号に変換された後、第１直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ１）１７で直交復調され、複素形式のデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１となる。ここで得られたＩ１、Ｑ１信号は、必要に応じてＦＩＲフィルタ（またはＬＰＦ）１８、１９によりダウンサンプリングされる。以上により、入力復調部Ａが構成される。
【００２０】
一方、アナログＰＡ入力端子２１には、ＲＦ増幅器３から出力されるＲＦ信号が供給される。この端子２１に供給されたＲＦ信号は、第２ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ２）２２により移相器２３で位相調整されたローカル信号に基づいてＩＦ信号に変換される。このＩＦ信号は、ＡＧＣ回路２４によって所定の振幅レベルに安定化される。このＡＧＣ回路２４の出力は、スケルチ（ＳＱ）回路２５により信号の有無が判別され、第２アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ２）２６によりデジタルＩＦ信号に変換された後、第２直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ２）２７で直交復調され、複素形式のデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２となる。ここで得られたＩ２、Ｑ２信号は、必要に応じてＦＩＲフィルタ（またはＬＰＦ）２８、２９によりダウンサンプリングされる。以上により、出力復調部Ｂが形成される。
【００２１】
上記入力復調部Ａから出力されるデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１は、遅延調整部Ｃ及び歪み補正部Ｄに供給される。ここで、上記遅延調整部Ｃは、入力復調部Ａからのデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１をそれぞれ所定時間遅延するＲＡＭ遅延器３１、３２を備える。ＲＡＭ遅延器３１、３２で遅延されたデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３は、上記出力復調部Ｂから出力されるデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２と共に、遅延検出部Ｅ及び歪み検出部Ｆに供給される。
【００２２】
上記遅延検出部Ｅにおいて、遅延調整部Ｃからのベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と出力復調部Ｂからのベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２は複素乗算器４１に供給される。この複素乗算器４１は、両入力信号を複素乗算することで、両者の複素相関をとってＲＥＡＬ（実部）信号とＩＭＡＧ（虚部）信号を求めるものである。ここで得られたＲＥＡＬ信号及びＩＭＡＧ信号は、それぞれＲＥＡＬ積分器４２及びＩＭＡＧ積分器４３に供給される。
【００２３】
これらの積分器４２、４３は、例えば累積値／累積時間を求める区間積分を行うことでノイズ等の影響を除去するものである。積分器４２、４３の出力はピタゴラス変換器４４に供給され、デカルト座標から極座標に変換される。ピタゴラス変換器４４の出力うち、振幅値は相関ピーク検出器４５に供給される。この相関ピーク検出器４５は、２つの入力信号の相関出力におけるピーク位置を求めるものである。この相関ピーク検出器４５で検出されたピーク位置情報はピタゴラス変換器４４から出力される角度値（位相値）と共に遅延／角度検出器４６に供給される。
【００２４】
この遅延／角度検出器４６は、ピークの位置情報から増幅器入力側のデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と増幅器出力側のデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２との時間差及び位相差（角度）を求めるもので、ここで得られた時間差は遅延制御器４７に供給され、位相差は位相制御器４８に供給される。遅延制御器４７は、与えられた時間差に応じて遅延調整部ＣのＲＡＭ遅延器３１、３２の遅延量を設定して粗同期を行い、さらに出力復調部ＢのＦＩＲフィルタ２８、２９の係数値を制御して精密同期させるものである。これにより増幅器入力側のデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と増幅器出力側のデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２との同期がとられる。また、位相制御器４８は、与えられた位相差に応じて、出力復調部Ｂの移相器２３の移相量を調整する。これにより増幅器入力側と増幅器出力側の位相合わせがなされる。
【００２５】
尚、上記遅延制御器４７及び位相制御器４８は、いずれもデジタルベースバンド信号に信号成分が含まれていない場合には時間差及び位相差が得られないため、制御不能となり、誤動作するおそれがある。そこで、入力復調部Ａ及び出力復調部Ｂに設けられたスケルチ回路１５、２５の出力から信号成分の有無を判別し、信号成分があるときのみ制御を行うものとする。
【００２６】
上記歪み検出部Ｆは、遅延調整部Ｃからのデジタルベースバンド信号Ｉ３、Ｑ３と出力復調部Ｂからのデジタルベースバンド信号Ｉ２、Ｑ２をそれぞれピタゴラス変換器５１、５２によってデカルト座標（Ｉ３、Ｑ３）、（Ｉ２、Ｑ２）から極座標（Ｒ３、θ３）、（Ｒ２、θ２）に変換した後、誤差演算器５３にて両者の振幅誤差ΔＲ及び位相誤差Δθを求める。
ΔＲ＝Ｒ３−Ｒ２
Δθ＝θ３−θ２
ここで得られた振幅誤差ΔＲ及び位相誤差Δθは歪み補正部Ｄに供給される。
【００２７】
この歪み補正部Ｄは、歪み検出部Ｆからの振幅誤差ΔＲ及び位相誤差Δθをそれぞれ積分器６１で区間積分し、その積分結果を歪み補償量としてＲＡＭテーブル６２に登録しておく。一方、入力復調部Ａからのデジタルベースバンド信号Ｉ１、Ｑ１をピタゴラス変換器６３によりデカルト座標（Ｉ１、Ｑ１）から極座標（Ｒ１、θ１）に変換した後、Ｒ１の値に応じた歪み補償量（ΔＲ、Δθ）をＲＡＭテーブル６２から読み出して、その補償量を歪み補償量加算部６４で加算し、逆ピタゴラス変換器６５で元のデカルト座標（Ｉ１′、Ｑ１′）に戻して出力する。この歪み補正部Ｄから出力されるデジタルベースバンド信号は出力変換部Ｇに供給される。
【００２８】
この出力変換部Ｇは入力デジタルベースバンド信号をＦＩＲフィルタ（またはＬＰＦ）７１、７２によって元のビットレートに戻し（オーバーサンプリング）、直交変調（Ｑ−ＭＯＤ）回路７３で直交変調してＩＦ信号とし、デジタル・アナログコンバータ（ＤＡＣ）７４でアナログ信号に変換した後、アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）７５で局部発振器１３からのローカル信号に基づいてＲＦ信号に変換し、ＲＦ出力端子７６から歪み補償された信号として出力する。
【００２９】
次に、上記歪み補正部Ｄの具体的な構成を説明する。
【００３０】
図３は歪み補正部Ｄの構成と歪み検出部Ｆとの関係を示すもので、歪み補正部ＤのＲＡＭテーブル６２は、デュアルポートメモリにより現用領域６２１と予備領域６２２を備え、個々に独立して動作するようになされている。現用領域６２１と予備領域６２２は、それぞれ振幅値（Ｒ）用と角度（θ）用を備え、外部から切換信号が与えられることにより、予備領域６２２に書き込まれたデータが現用領域６２１に移される。
【００３１】
予備領域６２２の書き込み及び現用領域６２１の読み出しはアドレスタイミング制御部６２３からのアドレスに従って行われる。すなわち、このアドレスタイミング制御部６２３は、初期設定時に、歪み検出部Ｆから極座標変換された入力側ベースバンド信号の振幅値データＲ３を取り込んで予備領域６２２の書き込みアドレスを発生し、積分器６１からの歪み補償量（ΔＲ、Δθ）をＲ３に対応付けて振幅値（ΔＲ）及び角度（Δθ）別に予備領域６２２に書き込んで、歪み補償量の更新データを生成する。また、運用時に、歪み補正部Ｄのピタゴラス変換器６３から出力されるＲ１データを取り込んで現用領域６２１の読み出しアドレスを発生し、対応する歪み補償量を振幅値（ΔＲ）及び角度（Δθ）別に読み出して、歪み補償量加算部６４に送る。
【００３２】
現用領域６２１と予備領域６２２を切り替えるタイミングとしては、電源投入時またはリセット時から一定期間内に積分器６１に蓄積された歪み補償量を予備領域６２２に書き込み、その後に現用領域６２１に予備領域６２２のデータを移し替えるものとする。
【００３３】
以上のように、本実施形態の非線形補償器２では、入力復調部Ａと出力復調部ＢとでＲＦ増幅器３のＲＦ入力及びＲＦ出力のデジタルベースバンド信号を抽出し、両信号の時間差、位相差を遅延検出部Ｅで相関演算により検出して、遅延調整部Ｃにより両信号の同期合わせを行う。また、移相器２３にて両信号の位相合わせを行う。この状態で、歪み検出部Ｆにて両信号の振幅誤差及び位相誤差を求め、歪み成分として歪み補正部Ｄに入力する。歪み補正部Ｄにて、振幅値に対応する補償量を前記手段で登録された補償量の中から順次選び出し、この補償量を入力復調部Ａで得られたデジタルベースバンド信号に加算することで歪み成分を補償し、出力変換部Ｇにて元の信号フォーマットに変換してＲＦ増幅器３へ出力する。これにより、ＲＦ増幅器３の持つ非線形特性と逆の特性を持たせてＲＦ信号をＲＦ増幅器３に入力することができ、そのＲＦ出力の非線形特性による歪み成分を補償することができる。
【００３４】
特に、補償量の更新は、電源投入時またはリセット時に行われ、通常運用時もＲＦ増幅器の非線形特性の変動に追従するように適宜行うため、調整が容易であり、季節、天候、時間で変化する非線形特性や位相回転を適応補償することが可能となる。
【００３５】
ここで、歪み検出部Ｆの出力値をモニタし、基準値を超えるときに異常発生と判断して警報を発するようにすれば、ＲＦ増幅器３の故障等を素早く管理者に通知することができる。
【００３６】
尚、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。
【００３７】
例えば、上記実施形態では、出力復調部ＢのＦＩＲフィルタ２８、２９の係数値を制御して精密同期をとるようにしているが、入力復調部ＡのＦＩＲフィルタ１８、１９の係数値を制御して精密同期をとることも同様に可能である。
【００３８】
また、上記実施形態では、出力復調部Ｂの移相器２３の移相量を調整することによって位相合わせを行うようにしているが、入力復調部Ａのダウンコンバータ１２に供給されるローカル信号の位相を移相器によって調整するようにしても、同様に位相合わせを行うことができる。
【００３９】
さらに、上記実施形態では、変調器１からアナログＲＦ信号を入力する場合について説明したが、変調器１がデジタルベースバンド信号を直接出力する場合には、このデジタルベースバンド信号を入力して、入力復調部Ａの出力に代わって遅延調整部Ｃ及び歪み補正部Ｄに直接供給するようにすれば、上記実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００４０】
また、上記実施形態はＯＦＤＭ送信装置に適用した場合であるが、本発明はこれに限定されるものではなく、他のアナログ通信系、デジタル通信系の電子回路、例えばＮＴＳＣ方式によるアナログテレビジョン信号の送信装置、ＡＴＳＣ方式によるデジタルテレビジョン信号の送信装置等における非線形特性及び位相回転の補償についても適用可能である。
【００４１】
上記実施形態では、遅延検出部Ｅの遅延制御器４７により出力復調部ＢのＦＩＲフィルタ２８、２９の係数値を制御して精密同期を行うようにしたが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、図４に示すように、歪み検出部Ｆにおけるピタゴラス変換器５１、５２から誤差演算器５３への信号（Ｒ３、θ３）、（Ｒ２、θ２）を遅延制御部Ｈに入力し、この遅延制御部Ｈにて両信号間の誤差を求め、この誤差分が最小となるように、ＦＩＲフィルタ２８、２９の係数値を制御するようにしても、同様な精密同期を実現できる。尚、図４において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここではその説明を省略する。
【００４２】
上記遅延制御部Ｈにおいて、誤差演算器５３の入力（Ｒ３、θ３）、（Ｒ２、θ２）を用いて精密同期をとる処理について、以下に詳述する。
【００４３】
図５（ａ）、図５（ｂ）は遅延制御部Ｈの入力の内、振幅Ｒ３、Ｒ２の変化について比較して示すものである。この図から明らかなように、Ｒ３のサンプリング点とＲ２のサンプリング点とが一致していない場合、Ｒ２の波形の別のポイントをサンプリングすることになり、瞬時値Ｒ２とＲ３とから得られる歪み成分のばらつきが大きくなる。このサンプリング点とばらつきの関係を図６（ａ）、図６（ｂ）に示す。この図から明らかなように、Ｒ２とＲ３とのサンプリング点が一致したときが最もばらつきを小さくすることができる。このことは、角度θ２、θ３についても同様である。そこで、遅延制御部Ｈでは（Ｒ３、θ３）、（Ｒ２、θ２）の各サンプリング点の時間差を検出し、この時間差が最も小さくなるようにＦＩＲフィルタ２８、２９を制御することで、精密同期を実現することができる。
【００４４】
また、上記実施形態では、歪み補正を極座標（Ｒ，θ）の加算により行うものとしたが、デカルト座標（Ｉ，Ｑ）での乗算により行うことも可能である。
【００４５】
さらに、上記実施形態では、全てループ構成とすることにより自動調整、自動制御で非線形特性や位相回転を適応補償するようにしているが、それぞれの検出部の検出結果を適宜表示し、この表示内容を見ながら手動で調整、補正を行うようにしてもよいことは勿論である。
【００４６】
ところで、図２、図４に示した実施形態では、第１ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ１）１２、第２ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ２）２２、アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）７５が共通の局部発振器１３の出力によって周波数変換を行っているので、互いに周波数同期がとれている。よって、ＲＦ入出力のキャリア同期をとるために、移相器２３を用いてさらに位相同期を行っている。
【００４７】
しかしながら、送信システムによっては、アップコンバータとダウンコンバータとで局部発振器を共有できない場合もある。この場合、ＲＦ入出力のキャリア同期をとるためには、周波数同期と位相同期が必要となる。
【００４８】
図７は、局部発振器を共有できない場合でもキャリア同期を実現する非線形補償器の実施形態の構成を示すブロック図である。図７において、図２と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。
【００４９】
図７に示す非線形補償器では、図２に示した構成と比較して明らかなように、出力復調部Ｂには移相器に代わって電圧制御型の局部発振器３０を用い、遅延検出部Ｅには位相制御器４８に代わってキャリア同期回路４９を用い、出力変換部Ｇにはアップコンバータ７５のための局部発振器７７を追加した構成となっている。
【００５０】
上記キャリア同期回路４９は、具体的には図８に示すように構成される。すなわち、図８に示すキャリア同期回路４９は、遅延／角度検出器４６の位相差出力を微分器４９１で微分し、ループフィルタ４９２で積分した後、入力した位相差信号と加算器４９３にて加算し、さらにループフィルタ４９４で積分して、周波数制御電圧として局部発振器３０へ出力するようにしたものである。
【００５１】
尚、上記ループフィルタ４９４は、入力復調部Ａ及び出力復調部Ｂのスケルチ回路１５、２５の出力から信号成分の有無を判別し、信号成分があるときのみ制御を行うものとする。
【００５２】
上記構成において、以下にその処理動作について説明する。
【００５３】
まず、遅延制御器４７の遅延制御により、増幅器入力復調信号と増幅器出力復調信号との間の遅延時間は一致しているものとする。遅延時間が一致していれば、ピタゴラス変換器４４の位相出力には、２つの復調信号間の位相差が現れる。
【００５４】
ここで、本実施形態の非線形補償器では、入力復調部Ａの局部発振器１３と出力変換部Ｇの局部発振器７７が互いに独立しているため、増幅器入出力間のキャリア同期がとれていない。そこで、本実施形態では、出力復調部Ｂに電圧制御型の局部発振器３０を用い、遅延検出部Ｅのキャリア同期回路４９の出力によって局部発振器３０の発振周波数を制御することで、周波数同期及び位相同期を行うようにしている。
【００５５】
すなわち、遅延検出部Ｅでは、遅延／角度検出器４６の位相差出力θc をキャリア同期回路４９に入力する。このキャリア同期回路４９では、２つの復調入力信号間のキャリア周波数が同期していない場合、遅延／角度検出器４６の位相差出力θc を微分器４９１で微分してΔθc ＝θc N-1−θc Nで表される信号を得た後、この信号をループフィルタ４９２で積分することで周波数誤差信号を得る。この周波数誤差信号を加算器４９３を介してループフィルタ４９４に入力し、このループフィルタ４９４にて積分する。この積分結果は周波数誤差に相当する周波数制御電圧であり、出力復調部Ｂの局部発振器３０に供給してその発振周波数を制御することで周波数誤差をなくすことができる。このＡＦＣ（自動周波数制御）構成により、増幅器入力復調信号と増幅器出力復調信号との間でキャリア周波数の同期がなされる。
【００５６】
一方、２つの復調入力信号間の周波数が同期している場合、遅延／角度検出器４６の位相差出力θc はキャリアの位相差を表す。そこで、キャリア同期回路４９では、遅延／角度検出器４６の位相差出力を加算器４９３を介してループフィルタ４９４に入力し、このループフィルタ４９４にて積分する。この積分結果は位相差に相当する周波数制御電圧であり、出力復調部Ｂの局部発振器３０に供給してその発振周波数を制御することで位相差をなくすことができる。このＰＬＬ構成により、増幅器入力復調信号と増幅器出力復調信号との間でキャリア位相の同期がなされる。
【００５７】
このように、上記構成によるキャリア同期回路４９は、ＡＦＣとＰＬＬを同時に実現するものであり、このキャリア同期回路４９によって局部発振器３０の発振周波数を制御することで、キャリア周波数及びキャリア位相の同期を同時に実現することができる。
【００５８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、調整が容易で、かつ、季節、天候、時間で変化する非線形特性や位相回転を適応補償することのできる非線形補償器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明が適用されるＯＦＤＭ送信装置の構成を示すブロック図。
【図２】  本発明の実施形態として、図１のＲＦ増幅器の非線形特性を補償する非線形補償器の構成を示すブロック図。
【図３】  図２に示す実施形態の歪み補償部の具体的な構成を示すブロック図。
【図４】  本発明に係る非線形補償器の他の実施形態の構成を示すブロック図。
【図５】  図４に示す実施形態における精密同期処理について説明するための波形図。
【図６】  図４に示す実施形態における精密同期処理について説明するための特性図。
【図７】  本発明に係る非線形補償器の他の実施形態の構成を示すブロック図。
【図８】  図８に示す実施形態におけるキャリア同期回路の具体的な構成を示すブロック図。
【符号の説明】
１…変調器
２…非線形補償器
３…ＲＦ増幅器
４…分配器
Ａ…入力復調部
Ｂ…出力復調部
Ｃ…遅延制御部
Ｄ…歪み補正部
Ｅ…遅延検出部
Ｆ…歪み検出部
Ｇ…出力変換部
Ｈ…遅延制御部
１１…アナログＲＦ入力端子
１２…第１ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ１）
１３…局部発振器
１４…ＡＧＣ回路
１５…スケルチ回路（ＳＱ）
１６…第１アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ１）
１７…第１直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ１）
１８、１９…ＦＩＲフィルタ
２１…アナログＰＡ入力端子
２２…第２ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ２）
２３…移相器
２４…ＡＧＣ回路
２５…スケルチ回路（ＳＱ）
２６…第２アナログ・デジタルコンバータ（ＡＤＣ２）
２７…第２直交復調回路（Ｑ−ＤＥＭ２）
２８、２９…ＦＩＲフィルタ
３０…局部発振器
３１、３２…ＲＡＭ遅延器
４１…複素乗算器
４２…ＲＥＡＬ積分器
４３…ＩＭＡＧ積分器
４４…ピタゴラス変換器
４５…自己相関ピーク検出器
４６…遅延／角度検出器
４７…遅延制御器
４８…位相制御器
４９…キャリア同期回路
４９１…微分器
４９２…ループフィルタ
４９３…加算器
４９４…ループフィルタ
５１、５２…ピタゴラス変換器
５３…誤差演算器
６１…積分器
６２…ＲＡＭテーブル
６２１…現用領域
６２２…予備領域
６２３…アドレスタイミング制御部
６３…ピタゴラス変換器
６４…歪み加算部
６５…逆ピタゴラス変換器
７１、７２…ＦＩＲフィルタ
７３…直交変調回路（Ｑ−ＭＯＤ）
７４…デジタル・アナログコンバータ（ＡＤＣ）
７５…アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）
７６…ＲＦ出力端子
７７…局部発振器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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