(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＮＰＮ型出力トランジスタとＰＮＰ型出力トランジスタのエミッタ同士が直接接続され、該接続点から出力端子が導出される出力段と、
前記両出力トランジスタのベースに、それぞれ抵抗を介してエミッタが接続されるＮＰＮ型ドライバトランジスタ及びＰＮＰ型ドライバトランジスタと、
前記両出力トランジスタと強く熱結合させて配置され、両出力トランジスタとそれぞれ同一品種のトランジスタをダイオード接続して構成した１組を、直列接続して両出力トランジスタのベース間に接続したダイオードと、
前記両出力トランジスタと弱く熱結合させ、前記両ドライバトランジスタとは強く熱結合させて配置され、前記両ドライバトランジスタのベース間にそれぞれコレクタとエミッタが接続され、コレクタ・ベース間、及び、ベース・エミッタ間に抵抗が接続された温度補償用トランジスタと
を備えたことを特徴とする音響用プッシュプル電力増幅回路。
【請求項２】
ＮＰＮ型出力トランジスタとＰＮＰ型出力トランジスタのエミッタ同士が直接接続され、該接続点から出力端子が導出される出力段と、
前記両出力トランジスタのベースに、それぞれ抵抗を介してエミッタが接続されるＮＰＮ型ドライバトランジスタ及びＰＮＰ型ドライバトランジスタと、
前記両出力トランジスタと強く熱結合させて配置され、前記ＮＰＮ型出力トランジスタのベースにエミッタが接続され、前記ＰＮＰ型出力トランジスタのコレクタにコレクタが接続され、前記ＮＰＮ型ドライバトランジスタのベースに抵抗を介してベースが接続される、前記ＰＮＰ型出力トランジスタと同一品種のＰＮＰ型トランジスタと、
前記両出力トランジスタと強く熱結合させて配置され、前記ＰＮＰ型トランジスタとベース同士が接続されるとともに、前記ＰＮＰ型出力トランジスタのベースにエミッタが接続され、前記ＮＰＮ型出力トランジスタのコレクタにコレクタが接続され、前記ＰＮＰ型ドライバトランジスタのベースに抵抗を介してベースが接続される、前記ＮＰＮ型出力トランジスタと同一品種のＮＰＮ型トランジスタと、
前記両出力トランジスタと弱く熱結合させ、前記両ドライバトランジスタとは強く熱結合させて配置され、前記両ドライバトランジスタのベース間にそれぞれコレクタとエミッタが接続され、コレクタ・ベース間、及び、ベース・エミッタ間に抵抗が接続された温度補償用トランジスタと
を備えたことを特徴とする音響用プッシュプル電力増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度補償機能を有する音響用プッシュプル電力増幅回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図２は、従来の音響用プッシュプル電力増幅回路の一例を示す図である。この回路は、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース間に入力された信号を、ドライバトランジスタＱ４，Ｑ５を介して、出力トランジスタＱ６，Ｑ７に与え、増幅して負荷ＲＬに出力する。
【０００３】
このようなプッシュプル電力増幅回路では、トランジスタのベース・エミッタ間の電圧Ｖbeが負の温度係数を持っている関係上、温度上昇に対する対策をとっていないと、出力トランジスタＱ６，Ｑ７が、何らかの原因で発熱したとき、トランジスタの発熱〜Ｖbeの低下〜コレクタ電流の増加〜発熱増加〜Ｖbe低下という無限ループの出現により熱暴走が発生し、最終的には発熱や過電流によりトランジスタが破損してしまう。
【０００４】
そこで、従来のプッシュプル電力増幅回路では、電圧増幅段のトランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ間に、トランジスタＱ３及び抵抗Ｒ１，Ｒ２よりなる温度補償回路を設けている。
【０００５】
このトランジスタＱ３は、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の取り付けられた放熱器に熱結合された状態で取り付けられ、温度検出とバイアス電圧発生と温度補償の３つの機能を１つのトランジスで行っている。また、抵抗Ｒ２は、半固定抵抗を用い、発生電圧Ｖbiasを可変にして、出力トランジスタＱ６，Ｑ７のバイアス電流を調整できるようにしている。
【０００６】
この回路において発生する電圧値Ｖbiasは、ほぼＶbe３・（１＋Ｒ１／Ｒ２）〔Ｖ〕となり、この温度係数は約−２（１＋Ｒ１／Ｒ２）〔ｍＶ／℃〕となる。この負の温度係数を持った電圧をバイアス電圧として使用することによって、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の温度が上昇した場合には、それらのバイアス電圧を低下させ、アイドリング電流を一定に保つように温度補償がはたらくものとなっている。そして、上記の式から判る通り、この回路により発生させる電圧値が大きい程、その電圧の温度係数は負方向へ大きくなる。
【０００７】
しかしながら、出力トランジスタＱ６，Ｑ７とトランジスタＱ３とを同じ放熱器に、どのように近接させて取り付けても、両者の間には、サーマルディレーが避けられず、トランジスタＱ３が、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の温度上昇に応動し、温度補償制御が行われるまでに時間的なずれが発生する。その結果、場合によっては、温度補償回路による温度補償が間に合わなくなってしまい熱暴走が発生する危険性がある。従来回路においては、そのような熱暴走の発生を防止するために、出力トランジスタＱ６，Ｑ７のエミッタにエミッタ抵抗Ｒｅ，Ｒｅが接続されている。
【０００８】
すなわち、トランジスタＱ３と抵抗Ｒ１，Ｒ２よりなる温度補償回路で発生させる電圧は、出力トランジスタＱ６，Ｑ７に一定のバイアス電流を流すためのバイアス電圧であるが、出力トランジスタＱ６，Ｑ７に一定のバイアス電流が流れた時には、流れた電流によりエミッタ抵抗Ｒｅ，Ｒｅの両端に電圧が発生する。したがって、同一のバイアス電流とする場合、エミッタ抵抗Ｒｅ，Ｒｅの抵抗値が大きい程、必要となるバイアス電圧は高くなる。つまり、エミッタ抵抗Ｒｅ，Ｒｅの抵抗値が大きいほど熱暴走が起きにくいものとなるのである。
【０００９】
その点について、具体的な数値を使って説明する。なお、前述したように、トランジスタＱ３は、出力トランジスタＱ６，Ｑ７と熱結合された状態で取り付けられるが、ここでの説明では敢えてこの熱結合がされていない状態での説明を行うものとする。これは、先の説明にもある通りサーマルディレーによる時間的な遅れは必ず発生するものであり、一般的に用いられる熱結合の方法では少なくとも数秒以上の遅れが発生している。つまり、この間は熱結合が全くされていない状態にほぼ等しい状態となっていること、および、エミッタ抵抗の効果がより明確に説明できるためである。
【００１０】
また、ここでの説明においては、説明を簡単にするため電源電圧（±ＶＣＣ）を加えた直後のトランジスタＱ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７の初期のベース・エッミッタ間電圧Ｖbeを、全て０．６〔Ｖ〕とし各Ｖbeの温度係数は−２〔ｍＶ／℃〕として説明を行うものとする。また、省略形で示されている電圧増幅段のトランジスタＱ１、Ｑ２には数〔ｍＡ〕程度の電流が流れているものとする。この条件をもとにして、まず出力とトランジスタＱ６、Ｑ７のエミッタ抵抗Ｒｅを各１〔Ω〕とした時、電源電圧を加えた直後のアイドリング電流（Ｉ）を０．１〔Ａ〕とするために必要なバイアス電圧Ｖbiasを算出すると、
Ｖbe４＋Ｖbe５＋Ｖbe６＋Ｖbe７＋２×（０．１×１）＝２．６〔Ｖ〕
となる。
【００１１】
その後、この出力回路により負荷ＲＬに電力供給を行い、出力トランジスタＱ６、Ｑ７の温度が５０℃上昇した時にはアイドリング電流がどうなるかというと、バイアス電圧Ｖbiasは２．６〔Ｖ〕のままでＱ６とＱ７のベース・エッミッタ間電圧Ｖbeが各１００〔ｍＶ〕低下することによって０．２〔Ａ〕まで増加することになる。同様にＱ６、Ｑ７のエミッタ抵抗Ｒｅを各０．１〔Ω〕とした場合に、電源電圧を加えた直後のアイドリング電流（Ｉ）を０．１〔Ａ〕とするために必要なバイアス電圧Ｖbiasを算出すると２．４２〔Ｖ〕となり、出力トランジスタＱ６、Ｑ７の温度が５０℃上昇した時にアイドリング電流はどうなるかというと、バイアス電圧Ｖbiasは２．４２〔Ｖ〕のままでＱ６とＱ７のベース・エッミッタ間電圧Ｖbeが各１００〔ｍＶ〕低下する事によって１．１〔Ａ〕まで増加することになる。
【００１２】
結果として、同じ温度上昇時においてもエミッタ抵抗が１〔Ω〕の場合には０．１〔Ａ〕から０．２〔Ａ〕へ２倍の電流増加で抑えられるのに対し、エミッタ抵抗が０．１〔Ω〕の場合には０．１〔Ａ〕から１．１〔Ａ〕へと１０倍以上の電流増加となってしまうということである。このことは、トランジスタの発熱量はその損失に比例して大きくなるものであるから、当然、温度上昇速度も５倍以上となってしまうということであり、エミッタ抵抗Ｒｅ，Ｒｅの抵抗値が大きいほど熱暴走が起きにくくなることが分かる。
【００１３】
なお、図２において、トランジスタＱｎ，Ｑｐを含む、点線で囲まれた部分は、出力トランジスタの過電流防止回路である。この動作を簡単に説明すると出力トランジスタＱ６に電流が流れることによって、エミッタ抵抗Ｒｅの両端に発生する電圧をトランジスタＱｎで検出し、これが一定値を超えた場合にはトランジスタＱｎによって出力トランジスタＱ６のベース・エミッタ間をシャントすることにより、出力トランジスタＱ６に過大電流が流れるのを防止する。そして、出力トランジスタＱ７に対してはトランジスタＱｐが同様の動作を行う。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
従来のそのような音響用プッシュプル電力増幅回路では、先に説明したように、熱暴走を防止するため、出力トランジスタＱ６，Ｑ７にエミッタ抵抗Ｒｅ，Ｒｅを接続することが不可欠であったが、そのエミッタ抵抗Ｒｅ，Ｒｅの影響で、音質劣化が避けられないという問題点があった。すなわち、エミッタ抵抗Ｒｅ，Ｒｅは、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の出力電流が増加すると両端の電圧が上昇して、出力電流の増加を抑える方向に作用する。その結果、レスポンスが低下して音質が低下するのである。
【００１５】
また、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の近辺にトランジスタＱ３を熱結合した状態で取り付けることにより温度検出および温度補償動作が行われるが、その際、トランジスタＱ３を出力トランジスタＱ６，Ｑ７の直近に配置して、サーマルディレーを出来る限り少なくした方が熱的な安定度が向上する。しかしながら、温度補償回路のトランジスタＱ３を、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の直近に配置すると、やはり音質劣化を招くという問題点があった。
【００１６】
すなわち、トランジスタＱ３と抵抗Ｒ１，Ｒ２による温度補償回路の動作は、トランジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧Ｖbe３を基準電圧とし、抵抗Ｒ１，Ｒ２による帰還回路によってバイアス電圧Ｖbiasを一定とする定電圧回路となっている。つまり、この回路自体が負帰還増幅回路なのである。そして、出力トランジスタの直近のような、大電流が大きな変化を伴いながら流れる周辺には当然大きな電界・磁界の変化が起きており、このような強力な電磁界の中で負帰還増幅器を安定に動作させることは非常に困難なことであり、温度補償回路に飛びつきが起こることにより動作不安定、場合によっては発振状態となる場合もある。そして、このような状態となった場合には著しく音質が劣化する。
【００１７】
本発明は、そのような問題点に鑑み、出力トランジスタＱ６，Ｑ７にエミッタ抵抗Ｒｅ，Ｒｅを接続しなくても熱暴走を起こさないようにするとともに、音質的にも劣化要因の非常に少ない温度補償回路を提供することを目的とするものである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するため、請求項１に記載の音響用プッシュプル電力増幅回路は、ＮＰＮ型出力トランジスタとＰＮＰ型出力トランジスタのエミッタ同士が直接接続され、該接続点から出力端子が導出される出力段と、前記両出力トランジスタのベースに、それぞれ抵抗を介してエミッタが接続されるＮＰＮ型ドライバトランジスタ及びＰＮＰ型ドライバトランジスタと、前記両出力トランジスタと強く熱結合させて配置され、両出力トランジスタとそれぞれ同一品種のトランジスタをダイオード接続して構成した１組を、直列接続して両出力トランジスタのベース間に接続したダイオードと、前記両出力トランジスタと弱く熱結合させ、前記両ドライバトランジスタとは強く熱結合させて配置され、前記両ドライバトランジスタのベース間にそれぞれコレクタとエミッタが接続され、コレクタ・ベース間、及び、ベース・エミッタ間に抵抗が接続された温度補償用トランジスタとを備えたことを特徴とする。
【００１９】
また、請求項２に記載の音響用プッシュプル電力増幅回路は、ＮＰＮ型出力トランジスタとＰＮＰ型出力トランジスタのエミッタ同士が直接接続され、該接続点から出力端子が導出される出力段と、前記両出力トランジスタのベースに、それぞれ抵抗を介してエミッタが接続されるＮＰＮ型ドライバトランジスタ及びＰＮＰ型ドライバトランジスタと、前記両出力トランジスタと強く熱結合させて配置され、前記ＮＰＮ型出力トランジスタのベースにエミッタが接続され、前記ＰＮＰ型出力トランジスタのコレクタにコレクタが接続され、前記ＮＰＮ型ドライバトランジスタのベースに抵抗を介してベースが接続される、前記ＰＮＰ型出力トランジスタと同一品種のＰＮＰ型トランジスタと、前記両出力トランジスタと強く熱結合させて配置され、前記ＰＮＰ型トランジスタとベース同士が接続されるとともに、前記ＰＮＰ型出力トランジスタのベースにエミッタが接続され、前記ＮＰＮ型出力トランジスタのコレクタにコレクタが接続され、前記ＰＮＰ型ドライバトランジスタのベースに抵抗を介してベースが接続される、前記ＮＰＮ型出力トランジスタと同一品種のＮＰＮ型トランジスタと、前記両出力トランジスタと弱く熱結合させ、前記両ドライバトランジスタとは強く熱結合させて配置され、前記両ドライバトランジスタのベース間にそれぞれコレクタとエミッタが接続され、コレクタ・ベース間、及び、ベース・エミッタ間に抵抗が接続された温度補償用トランジスタとを備えたことを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、実施例１〜４として、図面に基づいて詳細に説明する。
【００２１】
【実施例１】
図１は、本発明の第１実施例に係る音響用プッシュプル電力増幅回路を示す図である。ＮＰＮ型出力トランジスタＱ６とＰＮＰ型出力トランジスタＱ７のエミッタ同士が、エミッタ抵抗を介することなく直接接続され、該接続点に負荷ＲＬが接続される。両出力トランジスタＱ６，Ｑ７のベースには、それぞれ抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して、ＮＰＮ型ドライバトランジスタＱ４及びＰＮＰ型ドライバトランジスタＱ５のエミッタが接続されている。
【００２２】
さらに、両出力トランジスタＱ６，Ｑ７のベース間には、１組のダイオードＤ１，Ｄ２が接続される。ダイオードＤ１，Ｄ２は、出力トランジスタＱ６，Ｑ７とそれぞれ同一品種のトランジスタをダイオード接続して構成し、両出力トランジスタＱ６，Ｑ７の取り付けられている放熱器の両出力トランジスタＱ６，Ｑ７の取り付け位置に近接配置することにより強く熱結合させている。
【００２３】
前記両ドライバトランジスタＱ４，Ｑ５のベース間に、温度補償用トランジスタＱ３のコレクタとエミッタがそれぞれ接続され、そのコレクタ・ベース間、及び、ベース・エミッタ間にそれぞれ抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２が接続される。抵抗Ｒ２としては、半固定抵抗が用いられ、抵抗値が調整可能になっている。温度補償用トランジスタＱ３は、出力トランジスタＱ６，Ｑ７，ダイオードＤ１，Ｄ２及びドライバトランジスタＱ４，Ｑ５とともに同じ放熱器に取り付けるが、出力トランジスタＱ６，Ｑ７とは比較的離れた位置で、ドライバトランジスタＱ４，Ｑ５により近い位置に配置する。その結果、温度補償用トランジスタＱ３は、出力トランジスタＱ６，Ｑ７とは熱結合が弱く、ドライバトランジスタＱ４，Ｑ５との熱結合を強くしている。
【００２４】
温度補償用トランジスタＱ３と抵抗Ｒ１，抵抗Ｒ２とで構成される温度補償回路は、図２に示した温度補償回路と同様に動作する。しかしながら、従来の音響用プッシュプル電力増幅回路においては、この回路のみによってドライバトランジスタＱ４，Ｑ５と出力トランジスタＱ６，Ｑ７の全ての温度補償を行っていたのに対し、本発明においては、この回路からの基本バイアス電圧Ｖbias１によって、更にもう１つ負の温度係数をもつバイアス電圧Ｖbias２を発生させ、これを出力トランジスタＱ６，Ｑ７専用のバイアス電圧・温度補償として用いている。
【００２５】
このバイアス電圧Ｖbias２は、電流Ｉ１によりダイオードＤ１，Ｄ２の両端に発生する順方向電圧降下である。ここで使用するダイオードＤ１，Ｄ２には出力トランジスタＱ６，Ｑ７に使用しているのと同一品種のトランジスタを各々、ダイオード接続したものを使用するが、この方法によれば出力トランジスタＱ６又は出力トランジスタＱ７のベース・エミッタ間の順方向電圧と同一の特性を持つダイオードとなるからである。
【００２６】
このバイアス電圧Ｖbias２を出力トランジスタＱ６，Ｑ７のベースに加えた場合、ダイオードＤ１，Ｄ２、出力トランジスタＱ６，Ｑ７によりカレントミラー回路が構成され、この回路の無信号入力時の電流配分、つまり出力トランジスタＱ６，Ｑ７のアイドリング電流は、Ｉ１＝Ｉ２となる。
【００２７】
この点について説明する。この回路は、コンプリメンタリ・プッシュプル増幅回路であり、トランジスタＱ６とトランジスタＱ４，抵抗Ｒ３，ダイオードＤ１で構成される部分と、トランジスタＱ７とトランジスタＱ５，抵抗Ｒ４，ダイオードＤ２で構成される部分は、正反対で対称的な動作をする。そこで、説明を簡単にするため、トランジスタＱ６とトランジスタＱ４，抵抗Ｒ３，ダイオードＤ１で構成される部分のみで説明を行う。
【００２８】
ダイオードＤ１に電流Ｉ１が流れると、ダイオードＤ１の両端には、そのダイオード固有のベース・エミッタ間電圧対コレクタ電流特性に応じた順方向電圧が発生する。ここで、注意すべきことは、ダイオードＤ１は、出力トランジスタＱ６に使用しているのと同一品種のトランジスタをダイオード接続したものであることである。すなわち、ダイオードＤ１の両端は、ダイオード接続しているトランジスタのベース・エミッタ間に対応する。
【００２９】
そして、そのベース・エミッタ間に発生している電圧は、そのまま、トランジスタＱ６のベース・エミッタ間に与えられる。その結果、トランジスタＱ６のコレクタ電流は、上記固有の特性に応じた電流が流れる。その電流値は、ダイオードＤ１とトランジスタＱ６が同一品種のトランジスタが用いられていることから、上記電流Ｉ１と等しい電流値となる。すなわち、Ｉ１＝Ｉ２となる。
【００３０】
なお、この関係は、トランジスタが、ベース・エミッタ間電圧により、コレクタ電流が決まる性質を持っているため、一定以上の電圧であれば、トランジスタＱ６のコレクタ・エミッタ間電圧が変わっても、動作理論上は変化しない。そして、トランジスタＱ６とトランジスタＱ４，抵抗Ｒ３，ダイオードＤ１で構成される部分と対称的な動作をする、トランジスタＱ７とトランジスタＱ５，抵抗Ｒ４，ダイオードＤ２で構成される部分も、同様に、Ｉ１＝Ｉ２となる。
【００３１】
そして、このアイドリング電流Ｉ１を流すためのバイアス電圧が基本バイアス電圧Ｖbias１となっているのである。
【００３２】
この回路においては、ダイオードＤ１，Ｄ２を、出力トランジスタＱ６，Ｑ７が取り付けられている放熱器の、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の取り付け位置に近接配置して、両者を強く熱結合させることが重要である。そのようにすればダイオードＤ１，Ｄ２と出力トランジスタＱ６，Ｑ７間のサーマルディレーが極めて小さくなり出力トランジスタＱ６，Ｑ７の温度上昇時に時間的なずれの少ない温度補償動作が行えるものとなる。この部分は出力トランジスタＱ６，Ｑ７の温度が上昇した時、これがダイオードＤ１，Ｄ２に伝わり、この温度上昇によってダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧が低下することによって出力トランジスタＱ６，Ｑ７のベース・エミッタ間電圧Ｖbeの低下を補償し、温度上昇による電流増加を抑えることができる。
【００３３】
つまり温度上昇があった場合にも、常にＩ１＝Ｉ２となるような温度補償となっている。しかしながら、この部分の温度補償はそれだけでは完全なものとはいえない。何故ならば、ダイオードＤ１，Ｄ２、出力トランジスタＱ６，Ｑ７を出来る限り近接させて熱結合を行ったとしても、少なからずサーマルディレーが発生し、現実的には完全な熱結合は不可能であるからである。
【００３４】
すなわち、この部分の温度係数はダイオードＤ１，Ｄ２、出力トランジスタＱ６，Ｑ７が完全な状態で熱結合された場合においてゼロとなり得るものであり、現実的には完全な熱結合は不可能なことから、通常は、小さいながら正の温度係数を持っていると考える必要がある。そして、この部分に残る小さな正の温度係数と、トランジスタＱ４，Ｑ５を含めた回路全体の温度係数をゼロ又は若干の負とするための温度補償を、トランジスタＱ３による基本バイアス・温度補償回路に受け持たせているのである。
【００３５】
すなわち、前述したように、ダイオードＤ１，Ｄ２と出力トランジスタＱ６，Ｑ７はカレントミラー回路を構成しているためＩ１＝Ｉ２となり、この回路部分におけるサーマルディレーおよび温度係数は共に小さなものとなっている。このことは、このカレントミラー回路を動作させる場合において、トランジスタＱ４，Ｑ５のアイドリング電流Ｉ１を適度な負の温度係数を持った電流とすれば、簡単にトータルな温度係数をゼロないし負とすることが出来るということである。その温度補償は、トランジスタＱ３による基本バイアス・温度補償回路により行うが、これは出力トランジスタＱ６，Ｑ７の温度補償というよりも、ドライブトランジスタＱ４，Ｑ５のアイドリング電流Ｉ１の温度補償と考えることができる。
【００３６】
次に、この回路において、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の発熱時に、トランジスタＱ４，Ｑ５のアイドリング電流Ｉ１の増加は限定され、それにより、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の電流は抑えられることを、実際の数値を使って説明する。
【００３７】
説明を簡単にするため、電源電圧（±ＶＣＣ）を加えた直後のトランジスタＱ３、ドライブトランジスタＱ４，Ｑ５、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の初期のベース・エッミッタ間電圧Ｖbe及びダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧を全て０．６〔Ｖ〕とし各ベース・エッミッタ間電圧Ｖbeの温度係数は−２〔ｍＶ／℃〕、ドライブトランジスタＱ４，Ｑ５のエミッタに入っている抵抗Ｒ３，Ｒ４は、各１〔Ω〕とし、ダイオードＤ１，Ｄ２、出力トランジスタＱ６，Ｑ７は放熱器上において近接配置され強く熱結合されているものとし、基本バイアス電圧発生・温度補償回路のトランジスタＱ３は熱結合されていないという条件で説明を行うものとする。また、電圧増幅段のトランジスタＱ１，Ｑ２には数〔ｍＡ〕程度の電流が流れているものとする。
【００３８】
先ず、電源を加えた直後のアイドリング電流Ｉ１を０．１〔Ａ〕とするために必要なバイアス電圧Ｖbias１を算出すると、
Ｖbias１＝Ｖbe４＋Ｖbe５＋２×１〔Ω〕×０．１〔Ａ〕＋Ｖbias２＝２．６〔Ｖ〕
となる。そして、この回路においてはアイドリング電流Ｉ１が変動する要素の中で一番大きいものは、ダイオードＤ１，Ｄ２、出力トランジスタＱ６，Ｑ７が密に熱結合されていることから、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の発熱時にこれがダイオードＤ１，Ｄ２に伝わり、これによってダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧を低下するためのアイドリング電流Ｉ１の増加である。
【００３９】
例えば、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の温度が５０〔℃〕上昇した場合のアイドリング電流Ｉ１はどのようになるかというと、この温度上昇がダイオードＤ１，Ｄ２に伝わりこれによりダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧が低下する。この順方向電圧の低下は、ダイオードＤ１，Ｄ２、出力トランジスタＱ６，Ｑ７のループ内においては出力トランジスタＱ６，Ｑ７の電流増加を抑えるものとして機能するが、アイドリング電流Ｉ１は増加するものとなる。この時のアイドリング電流Ｉ１の増加が最大となるのはダイオードＤ１，Ｄ２の温度が最大となった時点、つまり出力トランジスタＱ６，Ｑ７の温度とダイオードＤ１，Ｄ２の温度が、ほぼ同じ温度である５０〔℃〕になった時である。その時、ダイオードＤ１，Ｄ２の順方向電圧は各々１００〔ｍＶ〕低下することになり、これによるアイドリング電流Ｉ１の増加は、０．１〔Ａ〕ということになる。つまり、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の温度が５０〔℃〕上昇しても、アイドリング電流Ｉ１は０．１〔Ａ〕から０．２〔Ａ〕の増加に止まることになる。
【００４０】
そして、ダイオードＤ１，Ｄ２、出力トランジスタＱ６，Ｑ７のループ内では、常にＩ１＝Ｉ２となるような温度補償が行われているため、出力トランジスタＱ６，Ｑ７のアイドリング電流Ｉ２の増加も、この変動範囲に収まるということになる。なお、上記の試算は基本バイアス電圧発生・温度補償回路のトランジスタＱ３が熱結合されていないものとして行ったが、実際は、弱いながら熱結合されるため、更に変動幅が小さくなることになる。
【００４１】
また、上記の説明中にはドライブトランジスタＱ４，Ｑ５が含まれていないが、従来のパワーアンプも含め高音質アンプの設計においてはドライブトランジスタＱ４，Ｑ５の動作はＡクラス動作が一般的となっていることから、電源投入後しばらくの間は自己発熱による温度上昇変化を伴うものの、定常状態となってからは出力トランジスタのような大きな電流変化は無いことによるものである。実際には、このトランジスタＱ４，Ｑ５のベース・エミッタ間電圧Ｖbeも温度依存性をもっているため周囲温度（気温）の変化によって変動するが、本発明の回路においてはトランジスタＱ３による温度補償が、それを含めた温度補償となっている。
【００４２】
このトランジスタＱ３は温度検出素子を兼ねているが、トランジスタＱ３による温度補償は周囲温度変化などの比較的遅い温度変化に対して追随できれば良いため、取り付けの位置（熱結合の場所）は、出力トランジスタＱ６，Ｑ７の取り付けられている放熱器上の任意の位置で、問題なく高い熱安定度が得られる。
【００４３】
ここで、トランジスタＱ３による温度補償回路の温度係数は何によって決まるかについての説明する。先にも説明したように、トランジスタＱ３と抵抗Ｒ１，Ｒ２によって構成される基本バイアス電圧発生・温度補償回路の動作は、従来の回路と同じである。この回路で発生させる電圧値によって、その電圧の温度係数が決まるのである。但し、従来回路においては出力トランジスタのエミッタ抵抗の値とアイドリング電流が決まると同時に、必要となるバイアス電圧が決まってしまうため温度補償回路の温度係数も決まってしまうものであったが、本発明による回路の場合には抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値によって、トランジスタＱ３で発生する基本バイアス電圧の温度係数を任意のものとすることができる。
【００４４】
その点について説明すると、抵抗Ｒ３，Ｒ４の両端には、それを流れる電流による電圧降下が発生する。そのため、バイアス電圧Ｖbias１としては、上記電圧降下分だけ大きい値の電圧を印加することになる。言い換えれば、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を変えることにより、バイアス電圧Ｖbias１の大きさを任意に変えることができることになる。そして、バイアス電圧Ｖbias１の温度係数は、前述したように、バイアス電圧Ｖbias１の電圧値が大きい程、負方向へ大きくなる。すなわち、バイアス電圧Ｖbias１の温度係数は、任意のものとすることができる。
【００４５】
図２に示したような、従来の音響用プッシュプル電力増幅回路においては、バイアス電圧発生回路以降の回路構成に応じて、これを動作させるために必要なバイアス電圧が決まってしまうため、バイアス電圧を任意に選択することができず、バイアス電圧の温度係数も任意に選択することができなかった。それに対して、本発明によれば、トランジスタＱ３の取付位置を決める際に、まず音質劣化の少ないと思われる位置を選択した後、抵抗Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を調整して温度係数を変えることによって最適な温度補償を行うことが出来るのである。
【００４６】
温度補償を行う場合において、補償が足りない場合には熱暴走の可能性が残り、過補償となってしまうと周囲温度によってアイドリング電流が大きく変わってしまうとか、一番の問題となるのは大出力により出力トランジスタの温度が上昇した時に温度補償が過補償となっていると、その補償によってアイドリング電流が減少しすぎて歪が増加してしまうことである。温度補償は、特に出力トランジスタがＢクラスまたはＡＢクラス動作の大出力のパワーアンプにおいて重要である。これらは出力トランジスタの大きな発熱により急激な温度上昇状態となることから熱暴走が起こり易いため、最適な温度補償が施されている必要がある。
【００４７】
最適な温度補償とは単に周囲温度変化によってアイドリング電流が殆ど変化しないというだけでは完全とはいえない。例えば、周囲温度が０〔℃〕から５０〔℃〕まで変化してもアイドリング電流が±１％しか変化しないというパワーアンプがあったとしても、このアンプが大出力時においても熱暴走を起こさないという保証は何もないのである。つまり温度補償は周囲温度変化などの比較的ゆっくりした温度変化から出力トランジスタの急激な温度上昇まであらゆる温度変化に対応したものでなければいけないのである。
【００４８】
逆に、小出力アンプでは、出力トランジスタの放熱器の容量が完全に不足しているようなことがなければ、温度補償が不完全な物でも殆ど熱暴走状態にならないことが多い。これは、本質的に発熱量が少なく温度上昇速度など熱暴走の起きる条件まで達しないからである。雑誌等において時折、アマチュアが実験記事として従来の温度補償回路のまま単に出力トランジスタのエミッタ抵抗をゼロとして動作させている物を見かけることもあるが、このような回路が取敢えず正常に動作している状態というのは、本質的に正常動作をしているのではなく、上記のように熱暴走の起きる条件まで達しないからに他ならない。これは、同一回路のまま大出力化してみればすぐに判るが確実に熱暴走状態に陥る。本発明の温度補償回路は、このようなものではなく大出力パワーアンプの温度補償回路に用いた場合にも極めて安定した動作が保証されるものである。
【００４９】
【実施例２】
図３は、本発明の第２実施例に係る音響用プッシュプル電力増幅回路を示す図である。この回路は、図１においては出力トランジスタＱ６，Ｑ７と同一品種のトランジスタをダイオード接続したダイオードＤ１，Ｄ２を使用していたのを、トランジスタとして動作させることにより、より高性能化したものである。
【００５０】
トランジスタＱ８，Ｑ９が、それぞれ、図１のダイオードＤ１，Ｄ２に対応しており、出力トランジスタＱ６，Ｑ７と同一品種のトランジスタが用いられる。トランジスタＱ８，Ｑ９をトランジスタとして動作させるために、トランジスタＱ８，Ｑ９のベースには抵抗Ｒ６，Ｒ７により信号が加えられている。抵抗Ｒ６，Ｒ７を同一の抵抗値とすれば抵抗Ｒ６，Ｒ７の中点、つまりベースの接続されているところの直流電圧値はほぼ０〔Ｖ〕となり、出力トランジスタのベースに加わるバイアス電圧値は、図１の場合と同じになる。
【００５１】
この回路もトランジスタＱ８，Ｑ９，Ｑ６，Ｑ７によりカレントミラー回路が構成されていて、トランジスタＱ８，Ｑ９のコレクタ電流と出力トランジスタＱ６，Ｑ７のコレクタ電流は同一な値となる。すなわち、この回路では、トランジスタＱ８のベース・エミッタ間に発生している電圧が、そのまま、出力トランジスタＱ６のベース・エミッタ間に与えられる。同様に、トランジスタＱ９のベース・エミッタ間に発生している電圧が、出力トランジスタＱ７のベース・エミッタ間に与えられる。
【００５２】
トランジスタＱ８のコレクタに電流Ｉが流れると、そのベース・エミッタ間には、そのトランジスタ固有の特性に応じた順方向電圧が発生する。そして、そのベース・エミッタ間に発生している電圧は、そのまま、トランジスタＱ６のベース・エミッタ間に与えられる。その結果、トランジスタＱ６のコレクタ電流は、上記固有の特性に応じた電流が流れる。その電流値は、トランジスタＱ８とトランジスタＱ６とが同一品種のトランジスタであることから、上記電流Ｉと等しい電流値となる。すなわち、トランジスタＱ８のコレクタ電流と出力トランジスタＱ６のコレクタ電流は同一な値となる。そして、トランジスタＱ６，トランジスタＱ８と対称的な動作をする、トランジスタＱ７，トランジスタＱ９も同様に動作し、両者のコレクタ電流は同一な値となる。
【００５３】
そして、この回路を実際のパワーアンプに使用する場合には放熱器にトランジスタＱ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９を取り付ける際に、この４個のトランジスタを近接配置し熱結合することが重要となる。
【００５４】
図３の回路の基本的動作は、図１の回路と同様であるが、ダイオードをトランジスタに置き換えたことにより発生する大きな効果が１つある。図１の回路のように、ダイオード接続したトランジスタを使用した回路の場合、ダイオードＤ１，Ｄ２の両端に発生する電圧は、０．６Ｖ程度というようにごく小さい値である。そのため、ダイオードＤ１，Ｄ２に、トランジスタＱ６，Ｑ７と等しい電流が流れても、電流による発熱は極めて小さく、トランジスタＱ６，Ｑ７の発生した熱がダイオードＤ１，Ｄ２に伝わって温度補償動作が行われるだけである。それに対し、この回路のようにトランジスタ動作をさせた場合には、無信号時におけるトランジスタＱ６，Ｑ７のコレクタ電流、つまりアイドリング電流とほぼ同一値の電流がトランジスタＱ８，Ｑ９にも流れており、しかも、各トランジスタのエミッタ・コレクタ間電圧も等しいため、トランジスタＱ８，Ｑ９は、トランジスタＱ６，Ｑ７と同じ損失となり、発熱量も等しくなるのである。
【００５５】
これにより電源投入直後からトランジスタＱ８，Ｑ９は自己発熱により自身のベース・エミッタ間電圧Ｖbeを低下させることになると同時に、この自己発熱によるベース・エミッタ間電圧Ｖbeの低下は出力トランジスタＱ６，Ｑ７でも同一の速度で起こっているため、お互いのベース・エミッタ間電圧Ｖbeの変化がキャンセルされ、電源投入直後からアイドリング電流がすぐに定常状態に近い値で安定するのである。
【００５６】
【実施例３】
図４は、本発明の第３実施例に係る音響用プッシュプル電力増幅回路を示す図である。図１、図３の回路は一般的に２段ダーリントン接続方式と呼ばれている出力回路であるが、より低インピーダンス負荷に対するドライブ能力を向上させたい場合、より低歪率化を行いたい場合などにおいては３段ダーリントン接続方式とした方が良い場合も考えられる。この実施例は、温度補償回路を３段ダーリントン接続方式において使用する場合の回路例である。
【００５７】
なお、本発明による温度補償回路は従来回路におけるバイアス発生・温度補償回路以降の回路を、本発明による回路と置き換えることにより使用可能であり、任意の初段増幅部・電圧増幅回路部と組み合わせて出来るため、この部分には従来のパワーアンプ設計において得られたノウハウをそのまま生かすことが出来るものである。又、図３，図４の回路におけるトランジスタＱ６，Ｑ７，Ｑ８，Ｑ９をＭＯＳ−ＦＥＴに置き換えれば、出力段をＭＯＳ−ＦＥＴとしたパワーアンプにおいても本発明の温度補償回路は利用できるものである。
【００５８】
本発明による温度補償回路を用いてエミッタ抵抗ゼロのパワーアンプを設計する時に、大出力アンプとしたい場合にはどうしても出力トランジスタを並列接続する必要が出てくる。ここまでの説明においては、従来回路・本発明の回路共に出力トランジスタの並列化に関する説明がされていなかったため、以下これについての説明を行う。
【００５９】
従来回路の説明において、温度補償を全く考慮に入れない場合でも出力トランジスタのエミッタ抵抗の値が大きい程、温度変化に対しての電流変化が少なくなることを説明したが、出力トランジスタを並列接続して使用する場合においては、各々のトランジスタのエミッタ抵抗が並列接続を行う複数個のトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeのばらつきを吸収する働きを兼ねる物として作用する。つまり、ベース・エミッタ間電圧Ｖbeの変化による電流変化量が小さくなるということは、ベース・エミッタ間電圧Ｖbeのばらつきによる電流変化量（電流のばらつき）も少なくなると言うことになるのである。このため、全く無選別の出力トランジスタを並列接続して使用するような場合には非常に有効な方法となる。では、本発明による温度補償を用いたエミッタ抵抗ゼロの出力回路では出力トランジスタの並列接続はどうすれば可能となるかについての説明を行う。
【００６０】
低価格のアンプにおいては、コスト等の問題から半導体メーカーから供給されるトランジスタの同一ランク、つまりトランジスタの電流増幅率ｈｆｅが一定の範囲内に入っている物をそのまま使用することも多いが、高級アンプにおいては少なくとも並列接続して使用するトランジスタには、同一ランクの中からさらに選別された特性の揃った物を使用するのが一般的である。同様に、本発明の温度補償回路によるエミッタ抵抗ゼロのパワーアンプにおいても、トランジスタを選別して用いれば、出力トランジスタを並列接続して使用することが出来るのである。但し、従来の選別方法が電流増幅率ｈｆｅのみを揃えた物であったのに対して、エミッタ抵抗を使用せずに並列接続するためにはより厳密な選別を行う必要がある。トランジスタの選別を行う時に電流増幅率ｈｆｅだけでなく、Ｖbe特性による選別も行い両方の特性が揃ったものを選別する必要があるのである。エミッタ抵抗を用いない場合には、特にＶbe特性の揃っていることが重要となり、このＶbe特性は少なくとも２個所での特性が揃っている物であることが必要である。１つはアイドリング電流領域（０．１〔Ａ〕前後）でのベース・エミッタ間電圧Ｖbe、もう１箇所は大電流領域（数アンペア）でのベース・エミッタ間電圧Ｖbeである。実際の選別作業においてはコレクタ・エミッタ間電圧を固定値とし、ベース・エミッタ間電圧Ｖbeも２値の固定電圧とし、この電圧をベース・エミッタ間に加えた時のコレクタ電流により選別を行う方が簡単である。但し、ベース・エミッタ間電圧Ｖbeは温度依存性が大きいためトランジスタに電流を流し続けると自己発熱によって測定不能状態となってしまうため、発熱の少ないパルス電圧（流）による測定方法が必要となる。なお、当然のこととしてこのような選別を行ったトランジスタを用いる場合においても、これを放熱器上に取り付ける場合においては各トランジスタを近接配置することが必要である。上記のポイントを押さえておけば、並列接続を行った出力トランジスタには均等に電流が分散して流れるため、充分な放熱器容量と電流マージンを持った回路設計がされている限り電流集中状態となることはない。
【００６１】
【実施例４】
図５は、本発明の第４実施例に係る音響用プッシュプル電力増幅回路を示す図である。この実施例は、上記のような方法により選別された出力トランジスタを並列接続したエミッタ抵抗ゼロの出力回路の例である。この回路は、出力トランジスタを３並列接続した例であるが、さらに多数の並列接続をすることも可能である。
【００６２】
【実施例５】
また、図６のように、出力トランジスタの温度補償をダイオード接続したトランジスタによるものとしても問題ない。図６は本発明の第５実施例に係るパワーアンプ回路例を示す図であり、出力段回路のトランジスタを２パラレル接続としたものである。先に説明の通り、電圧増幅回路には従来の回路がそのまま使用可能であり、この例においても初段回路及び２段目の電圧増幅回路は、従来のパワーアンプにおいても良く使用された差動２段増幅回路である。この電圧増幅回路部に本発明の温度補償回路を組み合わせることによって出力トランジスタを２パラレル接続したエミッタ抵抗レスのパワーアンプとしている。トランジスタＴｒ６とトランジスタＴｒ８及びトランジスタＴｒ７とトランジスタＴｒ９には必ずＶbe特性、ｈｆｅ共に特性の揃った選別品を使用する必要がある。出来れば、ダイオードとして使用するトランジスタＴｒ３、トランジスタＴｒ４も出力トランジスタと同じＶbe特性を持った選別品とすることが望ましいが、同一品種のトランジスタを用いる限りにおいては無選別の物を用いて問題ない。この回路を安定に動作させる上で重要な点は、トランジスタＴｒ３、トランジスタＴｒ４、トランジスタＴｒ６、トランジスタＴｒ７、トランジスタＴｒ８、トランジスタＴｒ９を放熱器に取り付ける際に近接配置し確実な熱結合を行うことである。
【００６３】
この具体的な配置例を示したのが図７で、この例では図６において点線で囲まれたトランジスタを同一の放熱器上に取り付けており、図からも解る通り出力トランジスタの温度補償を行うトランジスタＴｒ３、トランジスタＴｒ４を挟み込む形で出力トランジスタが近接配置されることによって熱結合され、基本温度補償を行うトランジスタＴｒ１は出力トランジスタから離れたところに配置され熱結合されている。更に、このパワーアンプと先に説明を行った電源シャント方式の保護回路を組み合わせて使用すれば、高音質で高い安定度を持つパワーアンプが実現するものとなる。
【００６４】
出力トランジスタにエミッタ抵抗を使用しない場合、出力トランジスタの保護（過電流防止）を必要とする場合には、従来回路図（図２）で説明した、エミッタ抵抗の両端の電圧を検出する方法は使用出来ないため、何らかの他の検出・保護の方法が必要となる。図８はこの方法をブロック図に示したもので、図８のＡはパワーアンプ回路部で、ここには任意の回路が使用できる。Ｂは差分検出回路でパワーアンプ回路の入力信号と（出力信号÷ゲイン）との差分の検出・増幅を行う。つまり簡単に言えば歪検出・増幅回路で差分が設定値（任意のスレッシュホールドレベル）のレベルを超えた時に差分検出回路Ｂはこれを出力する。Ｃはパワーアンプ出力の直流出力の検出増幅回路である、この回路においてもパワーアンプの直流出力値が設定値（任意のスレッシュホールドレベル）を超えた時に検出増幅回路Ｃはこれを出力する。この検出増幅回路Ｃの直流検出は差分検出回路ＢのＩｎ側入力をＡＣ結合とすれば、差分検出回路Ｂで検出増幅回路Ｃの動作を兼ねることも出来る。差分検出回路Ｂと検出増幅回路Ｃの実際の回路には各種の回路が周知となっているため、この説明を省略する。
【００６５】
Ｄは電流検出回路である。これはパワーアンプの出力トランジスタに流れる電流の合計電流を検知するため物でこの部分にも色々な回路が使用できるが、音質劣化の少ない方法としてはホール素子を使用した直流電流センサーが良い。ここでの検出は出力トランジスタの最大コレクタ電流を制限するためのものであるため、このような大電流を検出するための電流センサーモジュールにおいては、非常に低い直流抵抗値で低インダクタンス分の物が容易に入手できる。
【００６６】
このような電流検出モジュールを介して電源回路から出力トランジスタに給電することにより電流値を検出するものとし、これも設定値（任意のスレッシュホールドレベル）を超えた時に電流検出回路Ｄはこれを出力する。この設定値は出力トランジスタの最大コレクタ電流（並列接続時にはその合計電流）に対してマージンを取った値としておけば良い。
【００６７】
Ｅは電源シャント回路、Ｆはタイミング発生回路、Ｇはパワーアンプ電源トランスを含む整流回路、Ｈはブレーカである。本方式は差分検出回路Ｂ、検出増幅回路Ｃ、電流検出回路Ｄのいずれかに出力信号があった時、電圧引き落とし機能付のブレーカＨを駆動して、先ず交流電源入力を遮断し、遮断後に電源回路の平滑コンデンサＣ１、Ｃ２を電源シャント回路Ｅによって短絡することによって数〔ｍＳ〕から数１０〔ｍＳ〕の短時間の間に電圧を０［Ｖ］近くまで低下させてしまう方法であるが、電源シャント回路Ｅの負担を少なくするためブレーカＨの駆動電圧を出力した後、ブレーカＨの動作時間分のディレーをかけた信号により電源シャント回路Ｅを駆動する。そのタイミングを発生するための回路がタイミング発生回路Ｆである。シャント回路の容量に充分な余裕があれば電源シャント回路ＥとブレーカＨを同時に駆動しても良く、さらには電源シャント回路Ｅのみを駆動し電源トランスの２次側を短絡することによって，１次側に入っているブレーカーを落とすことも可能であるが各部の負担がかなり大きくなるため、あまり良い方法とは言えない。
【００６８】
電源シャント回路ＥにおけるスイッチＳは半導体によるスイッチである。ここに使用する半導体にはサイリスタやＭＯＳ−ＰＯＷ−ＦＥＴ等が使用でき、必要とされる条件は、大電流が流せる物であること。ＯＮ抵抗・ＯＮ電圧が出来るだけ小さいこと（少なくとも０．１〔Ω〕以下が望ましい）。耐圧がシャントする電源の電圧以上あることなどである。スイッチＳが閉じた時に流れるピーク電流はスイッチＳに使用する素子のＯＮ抵抗＋シャント抵抗Ｒｓで制限されるが、当然この最大電流を大きくした場合の方がより短時間でコンデンサＣ１，Ｃ２を放電することができるため、トランジスタやスピーカーに対する保護効果が高くなる。この方法はスイッチＳに使用する半導体とシャント抵抗Ｒｓに非常に大きな電流（１０から１００〔Ａ〕前後）が流れるため非常に大きな発熱をするかに思えるが、実際には時間積が小さいことから発熱量は少ない。
【００６９】
しかしながら、瞬間的には大電流が流れるため使用部品の中でも、特にシャント抵抗Ｒｓはワット数や結果的な温度上昇だけでなく抵抗自体の許容最大ピーク電流にも留意する必要がある。図９にスイッチとして大電流型ＭＯＳ−ＰＯＷＥＲ−ＦＥＴを使用したシャント回路の例を示す。この回路の簡単な説明をおこなうと、先ず駆動用信号入力にはフォトカプラを用いている。駆動用信号が入力されこのフォトカプラの出力トランジスタがＯＮになるとツェナーダイオードＺＤによってクランプされた電圧がＦＥＴのゲートＧに加わり、Ｄ・Ｓ間がＯＮ状態となりＲｓにより電源回路のコンデンサＣＣを放電するものとなる。この時、最大電流の制限用の抵抗Ｒｓは先の説明のように最大電流を考慮し４本を並列接続して規定の抵抗値となるものとしている。
【００７０】
この回路を使用する場合、フォトカプラ及びＦＥＴの耐圧が電源電圧の±間以上ある場合には、図８のように正負の電源間に接続し、コンデンサＣ１・Ｃ２を同時に放電させることが出来るが、大電流用ＦＥＴはその用途から比較的耐圧の低いものが多いため、正負電源どちらか片方分の耐圧しか無い場合には図９の回路を、図８のコンデンサＣ１，Ｃ２に各々に１回路使用し駆動用信号入力となるフォトカプラのＬＥＤを直列接続とすれば２本のラインで２回路を同時に駆動できる。この保護回路によれば、パワーアンプ回路の出力にリレーを用いないスピーカーの保護回路と、出力トランジスタの過大電流に対する保護回路として動作し、メカニカルな接点が全くないため経年変化による劣化も音質劣化もない保護回路となる。
【００７１】
また、ブレーカＨ及び電源シャント回路Ｅの駆動条件は必要とする機能により任意の数に増減可能である。例えば図８の場合、検出回路を検出増幅回路Ｃだけとすることも、また放熱器の温度検出を行い一定以上の温度になった時とか、パワーアンプ回路部に対して無信号入力の状態が一定時間を超えた時にはブレーカＨのみを駆動する、つまり単に電源をＯＦＦとすると言ったことも行える。上記の説明においてはパワーアンプにおいて使用した場合の説明であったが、本発明の保護回路は基本的動作として異常動作検出時に電源電圧を速やかにゼロとすることによって内部又は・外部に接続された物の保護を行うものであるため他の電子機器回路の保護回路としても、電源シャント回路ＥとブレーカＨの駆動条件を機器ごとに必要とされる条件に設定することにより応用可能となる物である。
【００７２】
【発明の効果】
本発明の音響用プッシュプル電力増幅回路は、次のような効果を奏する。
すなわち、請求項１に記載の音響用プッシュプル電力増幅回路は、両出力トランジスタとそれぞれ同一品種のトランジスタをダイオード接続して構成した１組のダイオードを、両出力トランジスタと強く熱結合させて配置し、かつ、両出力トランジスタのベース間に直列接続するとともに、コレクタ・ベース間、及び、ベース・エミッタ間に抵抗が接続された温度補償用トランジスタを、両出力トランジスタと弱く熱結合させ、前記両ドライバトランジスタとは強く熱結合させて配置し、かつ、そのコレクタとエミッタを、両ドライバトランジスタのベース間に接続した。その結果、従来のパワーアンプにおいて音質劣化の要因となっていた、出力トランジスタのエミッタ抵抗を完全に排除したことにより、高音質で、なお且つ熱的にも高い安定度を持ったパワーアンプの設計が可能となった。また、温度補償用トランジスタの取付位置として、音質劣化の少ない位置を適宜選択できるようになった。
【００７３】
また、請求項２に記載の音響用プッシュプル電力増幅回路は、前記ダイオードの代わりに２個のトランジスタを用いて、それらを両出力トランジスタと強く熱結合させて配置し、その内の一方として、ＮＰＮ型出力トランジスタと同一品種のＮＰＮ型トランジスタを、ＰＮＰ型出力トランジスタのベースにエミッタを接続し、ＮＰＮ型出力トランジスタのコレクタにコレクタを接続し、ＰＮＰ型ドライバトランジスタのベースに抵抗を介してベースを接続し、他方のトランジスタとして、ＰＮＰ型出力トランジスタと同一品種のＰＮＰ型トランジスタを、前記一方のトランジスタとベース同士を接続するとともに、ＮＰＮ型出力トランジスタのベースにエミッタを接続し、ＰＮＰ型出力トランジスタのコレクタにコレクタを接続し、ＮＰＮ型ドライバトランジスタのベースに抵抗を介してベースを接続した。その結果、上記の効果に加えて、出力トランジスタと同一品種のトランジスタをダイオード接続したダイオードを使用する代わりに、トランジスタとして動作させることにより、該トランジスタは、出力トランジスタと発熱量も等しくなって、出力トランジスタと温度条件が極めて近くなることにより、より一層高性能化できるようになった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例に係る音響用プッシュプル電力増幅回路を示す図である。
【図２】従来の音響用プッシュプル電力増幅回路の一例を示す図である。
【図３】本発明の第２実施例に係る音響用プッシュプル電力増幅回路を示す図である。
【図４】本発明の第３実施例に係る音響用プッシュプル電力増幅回路を示す図である。
【図５】本発明の第４実施例に係る音響用プッシュプル電力増幅回路を示す図である。
【図６】本発明の第５実施例に係るパワーアンプ回路例を示す図である。
【図７】図６の回路におけるトランジスタの放熱器への取付例を示す図である。
【図８】過電流保護回路の構成を示すブロック図である。
【図９】内部電源シャント回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
Ｄ１，Ｄ２・・・ダイオード
Ｒ３〜Ｒ７・・・抵抗
Ｑ３〜Ｑ１１・・・トランジスタ
Ｖbias１，Ｖbias２・・・バイアス電圧
Ｖbe３〜Ｖbe７・・・トランジスタのベース・エミッタ間電圧
Ｒｂ１〜Ｒｂ４・・・抵抗
Ｐ・・・リレー接点
ＲＬ・・・負荷
Ｔｒ１〜Ｔｒ９・・・トランジスタ
Ａ・・・パワーアンプ回路部
Ｂ・・・差分検出部
Ｃ・・・ＤＣオフセット電圧検出部
Ｄ・・・電流検出部
Ｅ・・・電源シャント回路
Ｆ・・・タイミングコントロール部
Ｇ・・・整流回路
Ｈ・・・電圧引き落とし機能付ブレーカ
Ｉｎ・・・パワーアンプの信号入力
Ｏｕｔ・・・パワーアンプの出力
＋Ｂ・・・パワーアンプの出力段電源（正側）
−Ｂ・・・パワーアンプの出力段電源（負側）
Ｃ１・・・パワーアンプ電源の平滑用コンデンサ
Ｃ２・・・パワーアンプ電源の平滑用コンデンサ
Ｓ・・・スイッチ
Ｒｓ・・・抵抗
ＡＣ ＩＮ・・・交流電源入力
ＰＣ・・・フォトカプラ
ＺＤ・・・ツェナーダイオード
ＣＣ・・・大容量電解コンデンサ
【図１】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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