(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング回路と、共振回路と、トランスと、出力整流平滑回路と、制御回路と、過電圧保護回路とを含むスイッチング電源であって、
前記スイッチング回路は、入力された直流電圧をスイッチングし、
前記トランスは、少なくとも、一次巻線と、二次巻線とを含んでおり、
前記共振回路は、共振用コンデンサを含み、前記スイッチング回路と前記一次巻線とを含む回路ループ内に接続されており、
前記出力整流平滑回路は、前記二次巻線に接続されており、
前記制御回路は、電圧制御発振回路を含み、この電圧制御発振回路の発振周波数に応じた、前記共振回路の共振周波数よりも高い動作周波数で前記スイッチング回路を動作させるものであり、
前記電圧制御発振回路は、最低発振周波数設定回路を有し、
前記動作周波数の最低周波数は、前記最低発振周波数設定回路の回路定数によって設定され、
前記過電圧保護回路は、前記共振用コンデンサに印加されるコンデンサ印加電圧に対応した検出信号が入力され、前記検出信号が予め定められた電圧値に対応するとき、前記回路定数を変更することによって、前記動作周波数の最低周波数を前記共振周波数より高い特定周波数に設定して、前記共振回路のインピーダンスを、前記コンデンサ印加電圧が過電圧とならない値にする
スイッチング電源。
【請求項２】
請求項１に記載されたスイッチング電源であって、
前記過電圧保護回路は、回路素子を備え、前記最低発振周波数設定回路に前記回路素子を接続することによって前記回路定数を変更する
スイッチング電源。
【請求項３】
請求項１または２に記載されたスイッチング電源であって、
前記過電圧保護回路は、さらに、トランジスタと、ツェナーダイオードとを含み、
前記トランジスタは、
ベースが前記ツェナーダイオードのアノードに接続され、
コレクタが前記回路素子に接続され、
エミッタが接地されており、
前記検出信号は、前記ツェナーダイオードを介して、前記トランジスタのベースに供給されており、
前記回路素子は、前記検出信号が前記予め定められた電圧値に対応するときに前記ツェナーダイオードが導通して、前記トランジスタが導通することにより、前記最低周波数設定回路に接続される
スイッチング電源。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れかに記載されたスイッチング電源であって、
前記最低発振周波数設定回路は、抵抗とコンデンサを有し、
前記回路素子は、抵抗又はコンデンサである
スイッチング電源。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れかに記載されたスイッチング電源であって、
更に、電流検出手段を含み、
前記電流検出手段は、前記二次巻線に流れる出力電流を検出して前記検出信号を生成する
スイッチング電源。
【請求項６】
請求項１乃至５の何れかに記載されたスイッチング電源であって、
前記制御回路は、過電流保護回路を含み、前記過電流保護回路による過電流検出時に、前記スイッチング回路に対し過電流保護動作を与える
スイッチング電源。
【請求項７】
請求項６に記載されたスイッチング電源であって、
前記過電流保護回路は、前記検出信号に基づき、前記動作周波数を上昇させることによって前記過電流保護動作を行う
スイッチング電源。
【請求項８】
請求項７に記載されたスイッチング電源であって、
前記検出信号の電流値で見た前記過電圧保護回路の動作点を、前記過電流保護回路の動作点よりも高く設定することにより、前記過電圧保護回路は、前記過電流保護動作が行われているときに動作しない
スイッチング電源。
【請求項９】
請求項１乃至８の何れかに記載されたスイッチング電源であって、
前記制御回路は、出力電圧制御回路を含み、前記出力電圧制御回路は出力電圧を検出して、出力電圧検出信号を生成し、
前記制御回路は、前記出力電圧検出信号に基づいて前記動作周波数を制御する
スイッチング電源。
【請求項１０】
請求項１乃至９の何れかに記載されたスイッチング電源であって、
前記共振回路は、さらに共振用インダクタを含み、
前記共振用コンデンサ及び前記共振用インダクタは、直列共振回路を構成する
スイッチング電源。
【請求項１１】
請求項１乃至１０の何れかに記載されたスイッチング電源であって、
前記スイッチング回路は、２つのスイッチング素子を有し、
前記２つのスイッチング素子は、互いに直列に接続され、直列回路の両端が直流電源に導かれ、交互に駆動されるものであり、
前記共振用コンデンサ及び前記一次巻線は、互いに直列に接続され、直列回路の両端が前記２つのスイッチング素子の接続点と、前記２つのスイッチング素子によって構成される前記直列回路の一端との間に接続されている
スイッチング電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共振型のスイッチング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】
共振型スイッチング電源は、高効率、低雑音が達成できる可能性があるスイッチング電源として注目されている。共振型スイッチング電源は、直流電圧をスイッチング回路によってスイッチングし、スイッチング出力を共振回路で共振させ、共振出力を、トランスの巻線を介して取り出し、直流に変換して出力する。スイッチング回路のスイッチング動作は、制御回路から供給される制御信号によって制御される。例えば、共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域に設定された周波数制御領域を持ち、出力電圧が高くなった場合は、動作周波数を上げて出力電圧を低下させ、出力電圧が低下した場合は動作周波数を低下させて、出力電圧が高くなる方向に制御する。
【０００３】
上述の共振回路は、共振用コンデンサ及び共振用インダクタを含んで構成される。共振回路方式としては、直列共振、並列共振、直並列共振、複共振または準複共振等、種々の回路方式が知られている。共振型スイッチング電源に係る先行技術文献例としては特開平７−２９８６１４号公報、特開平７−２７４４９９号公報等がある。
【０００４】
共振型スイッチング電源の歴史は比較的新しく、種々の解決すべき課題が、未解決のまま残されている。その内の一つが、共振用コンデンサに瞬時的に印加される過電圧の問題である。
【０００５】
例えば、スイッチング電源の起動時には、出力側平滑コンデンサの蓄積電荷が極めて少量であるので、出力側平滑コンデンサに流れ込むチャージ電流等に起因する過電流状態が発生し、共振用コンデンサに瞬時的に過電圧が印加される。
【０００６】
また、共振回路の共振用インダクタとしては、コアに巻線を施したものが用いられる。コアは、その材料等によって定まるＢーＨ特性を有する。このため、共振用インダクタに、コアのＢーＨ特性において、磁気飽和を生じるような大きな共振電流が流れると、共振用インダクタのインダクタンス値が小さくなり、共振回路のインピーダンスが低下する。共振回路のインピーダンスが低下すると、共振回路に流れる電流が増大するので、共振用インダクタのインピーダンスが更に小さくなる。このような正帰還動作により、共振回路に流れる電流が急激に増大し、共振用コンデンサに印加される電圧が、急激に、過電圧状態になる。
【０００７】
一般に、共振型スイッチング電源には、回路を過電流から保護する目的で、過電流保護回路が設けられている。過電流保護回路は、過電流を検出したとき、スイッチング回路を制御して過電流を抑制する。しかしながら、過電流制御系は、通常、閉ループ構成であるので、過電流を抑制するのに時間を要する。このため、瞬時的な過電流は回避できず、共振用コンデンサに、過電圧が瞬時的に印加されることになる。
【０００８】
共振用コンデンサに瞬時的に印加される過電圧を抑制する手段として、過電流制御系の応答速度を増大させることが考えられる。しかしながら、過電流制御系は閉ループを構成しているので、過電流制御系の応答速度を増大させると、過電流制御系に異常発振を生じる。出力電圧制御系の応答速度を増大させた場合も同様である。
【０００９】
また、過電流制御系の応答速度を早くした場合、起動時に、出力側平滑コンデンサに流れ込むチャージ電流等に起因する過電流に対しても、過電流制御系が動作してしまい、起動できなくなってしまうという事態を生じる。
【００１０】
起動時の過電流を回避する手段として、ソフトスタート方式は既に知られている。この方式では、スイッチング電源の起動時に、電力が序々に出力されるようにスイッチング制御を行うことにより、過電流を回避する。しかし、負荷容量が未知の場合は、チャージ時間が決定できないため、ソフトスタート期間を設計することができず、共振用コンデンサを、安定して、過電圧から保護することができない。
【００１１】
特開平７ー２９８６１４号公報は、過電流時に、第１及び第２のスイッチを完全にオフにしないで、オン時間幅を狭めることにより、過電流保護、負荷への電力供給、及び、正常運転への移行を行うスイッチング電源を開示している。しかしながら、この従来技術はスイッチを保護するものであって、共振用コンデンサを、過電圧から保護するものではない。
【００１２】
過電流保護制御にパルス・バイ・パルス制御を利用すれば、過電流検出後に瞬時にスイッチパルス幅を狭めることができるので、瞬時的な過電流を回避でき、よって、共振用コンデンサに瞬時的に印加される過電圧を回避できる。しかし、動作周波数が一定で、パルス幅が変わるので、ゼロ・ボルト・スイッチング（ＺＶＳ）を行うことができなくなり、スイッチ損失が増大する。
【００１３】
上述したように、共振用コンデンサを、瞬時的な過電圧から保護する有効な手段がない。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、共振用コンデンサの過電圧を、瞬時に抑制し得る共振型スイッチング電源を提供することである。
【００１５】
本発明のもう１つの課題は、動作の安定した共振型スイッチング電源を提供することである。
【００１６】
本発明の更にもう１つの課題は、共振用コンデンサとして、耐電圧の低いコンデンサを用い得る共振型スイッチング電源を提供することである。
【００１７】
本発明の更にもう１つの課題は、ゼロ・ボルト・スイッチングに適した共振型スイッチング電源を提供することである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係るスイッチング電源は、スイッチング回路と、共振回路と、トランスと、出力整流平滑回路と、制御回路と、過電圧保護回路とを含む。
【００１９】
前記スイッチング回路は、入力された直流電圧をスイッチングする。前記トランスは、少なくとも、一次巻線と、二次巻線とを含んでいる。前記共振回路は、共振用コンデンサを含み、前記スイッチング回路と前記一次巻線とを含む回路ループ内に接続されている。前記出力整流平滑回路は、前記二次巻線に接続されている。
【００２０】
前記制御回路は、前記共振回路の共振周波数よりも高い動作周波数で前記スイッチング回路を動作させる。
【００２１】
前記過電圧保護回路は、前記共振用コンデンサに印加される電圧に対応した信号が入力され、前記信号が予め定められたコンデンサ印加電圧に対応するとき、前記制御回路に制御を加え、前記動作周波数を、コンデンサ印加電圧が過電圧とならない周波数に設定する。
【００２２】
上述した本発明に係るスイッチング電源において、スイッチング回路は、入力された直流電圧をスイッチングし、そのスイッチング出力を共振回路及びトランスの一次巻線に供給する。
【００２３】
スイッチング回路とトランスの一次巻線とを含む回路ループ内に、共振回路が接続されているから、スイッチング回路のスイッチング動作により、共振回路及びトランスの一次巻線に、共振回路の共振周波数に対応した疑似正弦波電流が流れる。このとき、一次巻線と結合する二次巻線に誘起電圧が発生する。この誘起電圧は、トランスの二次巻線に接続された出力整流平滑回路により直流に変換され、出力される。
【００２４】
制御回路は、共振回路の共振周波数よりも高い動作周波数でスイッチング回路を動作させる。より具体的には、出力電圧が低下したときには、動作周波数を低下させ、出力電圧が上昇したときには、動作周波数を高くすることにより、出力電圧を安定化する。
【００２５】
更に、本発明に係るスイッチング電源は、過電圧保護回路を備える。過電圧保護回路は、共振用コンデンサに印加される電圧に対応した信号が入力され、信号が予め定められたコンデンサ印加電圧に対応するとき、制御回路に制御を加え、動作周波数を、コンデンサ印加電圧が過電圧とならない周波数に設定する。これにより、共振回路のインピーダンスが、その設定された周波数に対応した値になり、共振回路に流れる電流が、その周波数に対応した値に押えられ、共振用コンデンサに印加される電圧の上昇が押えられる。従って、共振用コンデンサが過電圧から保護される。また、共振用インダクタのコアの磁気飽和に起因する過電圧も回避することができる。
【００２６】
しかも、上述した過電圧保護動作は開ループ制御である。このため、共振用コンデンサに過電圧が印加されたとき、即座にその過電圧を抑制できる。従って、共振用コンデンサの過電圧を瞬時に抑制することができる。起動時に、出力側平滑コンデンサに大きなチャージ電流が流れ込んだ場合も、過電圧保護回路が動作し、起動時の過電圧が防止される。
【００２７】
更に、上述の過電圧保護動作は、開ループ制御であるので、異常発振を生じる恐れはない。従って、本発明の共振型スイッチング電源は、安定した動作を確保できる。
【００２８】
しかも、上述のように、共振用コンデンサに瞬時的に印加される過電圧を抑制できる。従って、本発明の共振型スイッチング電源では、共振用コンデンサとして、耐電圧の低いコンデンサを用いることができる。
【００２９】
更に、本発明では、パルス・バイ・パルス制御を用いずに、共振用コンデンサに瞬時的に印加される過電圧を抑制できる。このため、ゼロ・ボルト・スイッチングに適した共振型スイッチング電源を実現できる。
【００３０】
本発明の他の目的、構成及び利点については、実施例である添付図面を参照して、更に詳しく説明する。
【００３１】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係るスイッチング電源を概略的に示す図である。図示するように、本発明に係るスイッチング電源は、スイッチング回路１と、共振回路と、トランス３と、出力整流平滑回路４と、制御回路６４と、過電圧保護回路６３とを有する。
【００３２】
スイッチング回路１は、入力された直流電圧Ｖｉｎをスイッチングする。図示のスイッチング回路１は、直流電源装置７から直流電圧Ｖｉｎが入力される。直流電源装置７は、通常は、交流電源を直流に変換する整流平滑回路として構成される。直流電源装置７はスイッチング電源の一部として備えられていてもよいし、外部要素であってもよい。図示されたスイッチング回路１は、２つのスイッチング素子１１、１２を有する。２つのスイッチング素子１１、１２は、互いに直列に接続され、直列回路の両端が直流電源７に導かれている。
【００３３】
更に、２つのスイッチング素子１１、１２は、交互に駆動される。図示のスイッチング回路１には駆動回路１０が備えられている。この駆動回路１０には、前述の制御回路６４からの信号Ｓ７が供給される。そして、駆動回路１０は、信号Ｓ７に基づき、２つのスイッチング素子１１、１２を交互に駆動する。図示のスイッチング素子１１、１２は、それぞれ、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）により構成されている。
【００３４】
トランス３は、少なくとも、一次巻線３１と、二次巻線３２とを含んでいる。実施例は、出力整流平滑回路４を両波整流回路方式とした場合に適した二次巻線構造を示し、二次巻線３２は、第１の巻線３２１と、第２の巻線３２２の２つの巻線を備える。第１の巻線３２１の一端及び第２の巻線３２２の一端は、互いに接続されている。
【００３５】
共振回路は、共振用コンデンサ２１と、共振用インダクタ２２とを含み、スイッチング回路１とトランス３の一次巻線３１とを含む回路ループ内に接続されている。共振用コンデンサ２１と、共振用インダクタ２２とは、直列に接続され、直列共振回路を構成している。直列回路の両端は２つのスイッチング素子１１、１２の接続点と、２つのスイッチング素子１１、１２によって構成される直列回路の一端との間に接続されている。
【００３６】
実施例では、トランス３の一次巻線３１もインダクタとして動作するので、共振回路は、共振用コンデンサ２１及び共振用インダクタ２２の他に、トランス３の一次巻線３１をも含むことになる。これとは異なって、共振回路は、トランス３の一次巻線３１のインダクタンスを含まず、専ら、共振用コンデンサ２１と、共振用インダクタ２２とによって構成されるように、設計することも可能である。
【００３７】
共振回路方式としては、図示の直列共振の他、並列共振、直並列共振、複共振または準複共振等、種々の回路方式が知られており、本発明は何れの回路方式も適用が可能である。
【００３８】
出力整流平滑回路４は、トランス３の二次巻線３２に接続されている。出力整流平滑回路４は、二次巻線３２に生じる誘起電圧を直流に変換して出力する。出力整流平滑回路４は、整流平滑された出力電圧Ｖｏを、負荷８に供給する。出力整流平滑回路４は、整流回路４２と、平滑回路４１とを含む。整流回路４２は、第１のダイオード４２１と、第２のダイオード４２２とを有する。第１のダイオード４２１のアノードは第１の巻線３２１の他端に接続され、第２のダイオード４２２のアノードは第２の巻線３２２の他端に接続されている。第１のダイオード４２１のカソード及び第２のダイオード４２２のカソードは、互いに接続されて接続点Ｔ２を構成する。
【００３９】
図示の平滑回路４１は、出力チョークコイル４１１及び出力平滑コンデンサ４１２を有するチョークインプット型である。出力チョークコイル４１１の一端は、上述の接続点Ｔ２に接続されている。出力チョークコイル４１１の他端及び出力平滑コンデンサ４１２の一端は、互いに接続され、出力端子Ｔ３に接続されている。出力平滑コンデンサ４１２の他端と、第１の巻線３２１及び第２の巻線３２２の接続点とは、互いに接続され、出力端子Ｔ４に接続されている。
【００４０】
２つの出力端子Ｔ３、Ｔ４の間には負荷８が接続されている。出力端子Ｔ３と出力端子Ｔ４との間に生じる出力電圧をＶｏで示し、出力端子Ｔ３から負荷８に流れる出力電流をＩｏで示す。平滑回路４１は、図示と異なり、出力平滑コンデンサのみを有するコンデンサインプット型であってもよい。
【００４１】
制御回路６４は、スイッチング回路１に信号Ｓ７を供給し、共振回路の共振周波数よりも高い動作周波数で、スイッチング回路１を動作させる。図示された制御回路６４は、電圧制御発振回路（以下ＶＣＯと称する）６５と、最低周波数設定回路６６と、ドライブパルス生成回路６７とを有する。
【００４２】
ＶＣＯ６５は、入力される電圧信号に応じて発振周波数が制御されるもので、その回路構成は従来よりよく知られている。ＶＣＯ６５は、通常、周波数信号Ｓ６の最低（最小）周波数ｆｍｉｎを指定するための最低周波数設定端子Ｔ１を有する。最低周波数設定回路６６は、コンデンサ９１と、抵抗９２とを有する。コンデンサ９１と、抵抗９２とは、互いに並列に接続され、並列回路の一端がＶＣＯ６５の最低周波数設定端子Ｔ１に接続され、並列回路の他端がアースされている。最低周波数設定回路６６は、その回路定数によって、所定の出力電力を出力することが可能な最低周波数ｆｍｉｎを設定する。その回路構成は、任意であり、図示に限定されるものではない。
【００４３】
図２は、図１に示したスイッチング電源において、共振回路の周波数−インピーダンス特性を示す図である。図示において、横軸は周波数（ｋＨｚ）を示し、縦軸は共振回路のインピーダンスを示している。特性Ｐ１は周波数−インピーダンス特性を示している。制御回路６４は、図２の周波数ーインピーダンス特性を利用し、共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い動作周波数Ｆでスイッチング回路１を動作させる。
【００４４】
過電圧保護回路６３には、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒに対応した信号Ｓ３が入力される。過電圧保護回路６３は、上述の信号Ｓ３が過電圧に対応するとき、制御回路６４に対し、制御回路６４の動作周波数を、共振回路の共振周波数ｆ０よりは高い特定周波数ｆｓｔに固定する制御を加える（図２参照）。
【００４５】
図１に示す実施例では、電流検出手段５１が備えられている。電流検出手段５１は、トランス３の二次巻線３２側に流れる電流を検出して電流検出信号を出力する。具体的には、電流検出手段５１は、トランス３の二次巻線３２を構成する第２の巻線３２２と、第２のダイオード４２２との間に挿入されており、第２の巻線３２２に流れる電流Ｉ４を検出して電流検出信号を出力する。電流検出信号は、電流Ｉ４に比例する電圧信号として取り出される。このような電流検出手段５１は、カレントトランスまたは抵抗等を用いて構成することができる。
【００４６】
過電圧保護回路６３には、電流検出手段５１で電圧信号として生成された電流検出信号が、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒに対応した信号Ｓ３として入力される。この種の共振型スイッチング電源では、第２の巻線３２２に流れる電流Ｉ４と、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒとに、相関関係があるから、電流Ｉ４に対応する電圧信号は、結局、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒにほぼ対応することになる。実施例は、この特徴を利用している。
【００４７】
過電圧保護回路６３は、電流検出手段５１から電圧信号として供給される信号Ｓ３の値が、予め定められた電圧値に対応するとき、最低周波数設定回路６６の回路定数を変更し、制御回路６４の動作周波数Ｆを、共振回路の共振周波数ｆｏより高い特定周波数ｆｓｔに固定する。具体的には、抵抗９３を介して、コンデンサ９１と、抵抗９２との接続点及び最低周波数設定端子Ｔ１に接続し、この抵抗９３を、コンデンサ９１及び抵抗９２に並列に接続することにより、その回路定数を変更する。これによって、ＶＣＯ５の発振周波数が共振回路の共振周波数ｆｏより高い特定周波数ｆｓｔに固定される。最低周波数設定回路６６の回路定数を変更する手段として、過電圧保護回路６３に備えられるべき回路素子または回路は、抵抗９３に限らず、その他の回路素子、例えば、コンデンサであってもよいし、抵抗またはコンデンサの直並列回路等であってもよい。
【００４８】
更に、実施例では、過電流保護回路６１が備えられている。過電流保護回路６１は、電流検出手段５１から電流検出信号Ｓ１が供給される。そして、過電流保護回路６１は、電流検出信号Ｓ１に基づき、過電流を抑制するための信号Ｓ１１を生成し、この信号Ｓ１１を制御回路６４に供給する。
【００４９】
制御回路６４は、過電流保護回路６１から供給される信号Ｓ１１に基づいて、スイッチング回路１に対し、動作周波数Ｆを上昇させ、出力電圧Ｖｏを零電圧まで垂下させる過電流保護動作を与える。更に詳しくは、制御回路６４に含まれるＶＣＯ６５が、過電流保護回路６１から供給される信号Ｓ１１の電圧値に対応した発振周波数で動作し、過電流保護のための信号Ｓ６を、ドライブパルス生成回路６７に供給する。ドライブパルス生成回路６７は、ＶＣＯ６５から供給される信号Ｓ６に基づき、スイッチング回路１に過電流保護動作を与える。
【００５０】
実施例では、過電流保護回路６１と、制御回路６４とを異なるブロックとして表現したが、過電流保護回路６１を制御回路６４の一部と見做してよい。
【００５１】
更に、実施例には出力電圧制御回路６２が備えられている。出力電圧制御回路６２には、出力整流平滑回路４から出力される出力電圧Ｖｏに対応する信号Ｓ２が供給される。出力電圧制御回路６２は、信号Ｓ２に基づき、出力電圧検出信号Ｓ２１を生成し、この信号Ｓ２１を制御回路６４に供給する。
【００５２】
制御回路６４は、出力電圧制御回路６２から供給される信号Ｓ２１に基づいて、スイッチング回路１に供給される信号Ｓ７の周波数を変化させ、スイッチング回路１の動作周波数Ｆを変化させ、出力電圧Ｖｏを一定とする出力電圧制御動作を与える。具体的には、制御回路６に含まれるＶＣＯ６５が、出力電圧制御回路６２から供給される信号Ｓ２１の電圧値に対応した発振周波数で発振動作をし、発振周波数である信号Ｓ６を、ドライブパルス生成回路６７に供給する。ドライブパルス生成回路６７は、ＶＣＯ６５から供給される信号Ｓ６に基づき、その周波数に応じた動作周波数Ｆで、スイッチング回路１を動作させる。これにより、出力電圧安定化制御が得られる。
【００５３】
実施例では、出力電圧制御回路６２と、制御回路６４とを異なるブロックとして表現したが、出力電圧制御回路６２を制御回路６４の一部と見做してよい。
【００５４】
上述した本発明に係るスイッチング電源において、スイッチング回路１は、入力された直流電圧Ｖｉｎをスイッチングし、そのスイッチング出力を共振回路及びトランス３の一次巻線３１に供給する。
【００５５】
スイッチング回路１とトランス３の一次巻線３１とを含む回路ループ内に、共振回路が接続されているから、スイッチング回路１のスイッチング動作により、共振回路及びトランス３の一次巻線３１に疑似正弦波電流が流れる。このとき、一次巻線３１と結合する二次巻線３２に誘起電圧が発生する。この誘起電圧は、トランス３の二次巻線３２に接続された出力整流平滑回路４により直流に変換され、得られた出力電圧Ｖｏが端子Ｔ３、Ｔ４から負荷８に供給される。
【００５６】
負荷８の変動等により、出力電圧Ｖｏが低下した場合、この出力電圧Ｖｏの低下は、信号Ｓ２として、出力電圧制御回路６２に入力される。出力電圧制御回路６２は、信号Ｓ２に基づき、出力電圧検出信号Ｓ２１を生成し、この信号Ｓ２１を制御回路６４に供給する。制御回路６４は、出力電圧制御回路６２から供給される信号Ｓ２１に基づいて、スイッチング回路１に供給される信号Ｓ７の周波数（動作周波数Ｆ）を、低下させる方向に動作する。これにより、共振回路のインピーダンスＺが低くなるので、出力電圧Ｖｏが高くなる方向に制御され、出力電圧Ｖｏが安定化される。出力電圧Ｖｏが上昇した場合には、上記とは逆の制御作用により、出力電圧Ｖｏが安定化される。
【００５７】
負荷８が重くなった場合、負荷８に見合った出力電流Ｉｏを供給しなければならない。負荷８の増大は、出力電圧Ｖｏが低下する方向であるから、制御回路４は、出力電圧Ｖｏの低下を補うために、動作周波数Ｆを低下させる方向に動作し、出力電圧Ｖｏを一定に保つ。
【００５８】
負荷８の増大等によって、出力電流Ｉｏが予め定められた過電流設定値に達した場合、その過電流状態は電流検出手段５１によって検出される。電流検出手段５１によって生成された信号Ｓ１は、過電流保護回路６１に供給される。過電流保護回路６１は、過電流であることを示す信号Ｓ１が供給されたとき、制御回路６４に過電流制御信号Ｓ１１を送る。これにより、過電流保護作用が与えられる。
【００５９】
具体的には、過電流保護回路６１から、制御回路６４のＶＣＯ６５に対して、電圧信号である信号Ｓ１１が供給され、信号Ｓ１１の電圧値に対応した周波数で発振動作をし、発振周波数の信号Ｓ６を出力する。制御回路６４のドライブパルス生成回路６７は、信号Ｓ６に基づいて、スイッチング回路１に過電流制御のための信号Ｓ７を供給する。
【００６０】
図３は過電流保護回路６１による過電流保護動作を示す図である。図３において、横軸に出力電流Ｉｏをとり、縦軸に出力電圧Ｖｏをとってある。図示するように、制御回路６４は、過電流設定値Ｉｏｃに対応する過電流制御信号Ｓ１１が供給されたとき、出力電圧Ｖｏを零ボルトまでに垂下させるような過電流保護作用を、スイッチング回路１に与える。
【００６１】
ここで、共振用コンデンサ２１に印加される電圧をＶｃｒ、共振回路に流れる電流をＩｒ、励磁電流をＩｍ、負荷８に流れる電流をＩｏ、トランス３の巻数比をｎとすると、共振回路に流れる電流Ｉｒは、励磁電流Ｉｍと、一次側換算負荷電流（Ｉｏ／ｎ）との和、即ち、
Ｉｒ＝Ｉｍ＋Ｉｏ／ｎ
となる。ここに、励磁電流Ｉｍは共振用インダクタ２２の励磁電流と、トランス３の励磁電流との和である。
【００６２】
起動時において、トランス３の二次側に流れる電流Ｉ３は、負荷電流Ｉｏと、出力平滑用コンデンサ４１２に流れ込む充電電流Ｉ５との和となるから、電流Ｉ３は通常の定格出力電流よりも大きな電流となる。この電流Ｉ３は、当然、トランス３の一次巻線３１の側から供給されるので、電流Ｉ３は、起動時には、共振回路に流れる電流Ｉｒも、通常よりは大きな値（過電流）になる。共振回路は、共振用コンデンサ２１、共振用インダクタ２２及びトランス３で構成されており、共振用コンデンサ２１には、共振回路によって流れた電流Ｉｒによって定まる電圧が発生する。起動時には、前述したように、大きな電流（過電流）が流れるので、共振用コンデンサ２１には大きな電圧（過電圧）Ｖｃｒが印加される。
【００６３】
ところが、過電流保護回路６１を含む過電流制御系は、閉ループ制御系であり応答遅れ時間を持つ。このため、共振回路に流れる電流Ｉｒが瞬時に増大し、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒが、瞬時に過電圧となった場合には、過電流保護回路６１は、この過電圧に応答することができない。仮に応答速度を速くして応答させようとした場合は、異常発振を招いてしまう。この点について、図１を参照して更に具体的に説明する。
【００６４】
図１に示したスイッチング電源は、既に述べたように、動作周波数Ｆを制御することによって、共振回路のインピーダンスを変化させ、伝送されるエネルギーを制御するものであって、通常動作時は、出力電圧Ｖｏを検出し、その検出信号Ｓ２を出力電圧制御回路６２に供給し、更に出力電圧制御回路６２から制御回路６４に信号Ｓ２１を供給することによって、動作周波数Ｆを決定し、決定された動作周波数Ｆを有する信号Ｓ７を、ドライブ回路１０を介して、スイッチング回路１１、１２に与えて動作させる。過電流保護動作も、上述した動作と同様であり、過電流を検出して、動作周波数Ｆを決定する。
【００６５】
このような閉ループ制御系では、位相とゲインとを適正値に設定しなければならない。閉ループ制御系の応答速度は、出力フィルタとして動作する平滑回路４１のカットオフ周波数よりも低く設定する必要がある。応答速度を、カットオフ周波数よりも高い帯域に設定すると、異常発振を引き起こす。例えば、出力平滑回路４１に含まれるチョークコイル４１１のインダクタンス値を２．３μＨとし、出力平滑コンデンサ４１２の容量値を６６００μＦとした場合、出力平滑回路４１のカットオフ周波数は約１．３ｋＨｚとなる。出力電圧の安定化制御及び過電流保護のための制御ループの応答速度は、このカットオフ周波数１．３ｋＨｚよりも遅くなるように設定する必要がある。
【００６６】
もし、出力電圧制御ループの応答速度を、カットオフ周波数よりも速くなるように設定した場合には、通常の制御動作において、異常発振が起こり、異音の発生、リップルの増大等の問題を生じる。
【００６７】
また、過電流制御ループの応答速度をカットオフ周波数よりも速くなるように設定した場合には、過電流保護動作において、異常発振が起こり、または起動不良等の問題を生じる。
【００６８】
本発明に係るスイッチング電源では、このような問題点を解決する手段として、過電圧保護回路６３を有する。過電圧保護回路６３には、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒに対応した信号Ｓ３が入力される。
【００６９】
起動時において、共振用コンデンサ２１に印加される電圧ＶＣｒが瞬時的に過電圧に近い電圧値に上昇した場合、過電圧保護回路６３は、上述の信号Ｓ３に基づき、制御回路６４の動作周波数Ｆを制御し、共振用コンデンサに過電圧が印加されるのを防止する。より具体的には、過電圧保護回路６３は、共振用コンデンサ２１に印加される電圧ＶＣｒが瞬時的に過電圧に近い電圧値に上昇した場合、共振回路の共振周波数ｆｏより高い特定周波数ｆｓｔに固定する。
【００７０】
瞬時的過電圧を生じる代表例は、起動時であるが、それ以外の場面でも、過電流保護回路６１の追従できない瞬時的過電圧は発生し得る。このような場合も、動作周波数Ｆを特定周波数ｆｓｔに固定する過電圧保護動作が行われる。
【００７１】
特定周波数ｆｓｔは、実用上、部品ディレーテイングを確保するために、共振用コンデンサ２１において許容される最大印加電圧に対応する周波数よりも高い値に設定するのがよい。
【００７２】
過電圧保護回路６３の動作点Ｉｓｔは過電流保護時の動作点Ｉｏｃよりも高い値に設定してある（図３参照）から、通常動作時には、過電圧保護回路６３は動作しない。
【００７３】
上述のように、制御回路６４の動作周波数Ｆを、共振回路の共振周波数ｆｏより高い特定周波数ｆｓｔに固定すると、共振回路のインピーダンスＺが、この特定周波数ｆｓｔに対応した値Ｚ１（図２参照）に固定される。この結果、共振回路に流れる電流Ｉｒの増加が押えられ、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒの上昇が押えられる。従って、共振用コンデンサ２１が過電圧から保護される。
【００７４】
図４は従来のスイッチング電源における起動時の各部の電圧及び電流の波形図である。従来のスイッチング電源とは、図１の回路図において、過電圧保護回路６３を省いたものである。図４（ａ）は、図１においてスイッチング素子１２の両端に印加される電圧Ｖｄｓの波形図である。電圧Ｖｄｓは、ＦＥＴでなるスイッチング素子１２のドレイン−ソース間電圧である。図４（ｂ）は、共振回路を流れる電流Ｉｒの波形図である。図４（ｃ）は共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒの波形図である。図４（ａ）、（ｂ）、（ｃ）において、横軸は時間軸である。
【００７５】
従来のスイッチング電源は、過電流保護回路６１は有するが、その応答速度が遅い。このため、図４（ａ）に示すように、スイッチング素子１２の両端に印加される電圧Ｖｄｓ（約４００Ｖ）が断続された場合に、図４（ｂ）に示すように、電源投入時を基準（０）にして約３０μＳの間、共振回路に最大１３．５Ａの電流Ｉｒが流れ、図４（ｃ）に示すように、共振用コンデンサ２１に、最大１３００Ｖの過電圧Ｖｃｒが印加される。即ち、過電流保護回路６１は、起動時過電流及び過電圧に応答できない。もし、応答速度を上げた場合は、異常発振を生じるし、起動不良を招いてしまう。
【００７６】
図５は、図１に示したスイッチング電源における起動時の各部の電圧及び電流の波形図である。図５（ａ）はスイッチング素子１２の両端に印加される電圧Ｖｄｓの波形図である。電圧Ｖｄｓは、ＦＥＴでなるスイッチング素子１２のドレイン−ソース間電圧である。図５（ｂ）は、共振回路を流れる電流Ｉｒの波形図である。図５（ｃ）は、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒの波形図である。図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）において、横軸は時間軸である。
【００７７】
図１に示したスイッチング電源では、過電圧保護回路６３により、制御回路６４の動作周波数Ｆを、特定周波数ｆｓｔに固定することができるので、共振回路のインピーダンスＺが、この特定周波数ｆｓｔに対応した値Ｚ１に固定される（図２参照）。この結果、共振回路に流れる電流Ｉｒが、図５（ｂ）のように、最大５．６Ａに抑えられ、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒも、図５（ｃ）に示すように、最大５４０Ｖに抑えられる。従って、共振用コンデンサ２１が過電圧から保護される。
【００７８】
しかも、上述した過電圧保護動作は開ループ制御である。このため、共振用コンデンサ２１に過電圧が印加されようとしたとき、即座にその過電圧を抑制できる。
【００７９】
更に、上述の過電圧保護動作は、開ループ制御であるので、異常発振を生じる恐れはない。従って、本発明の共振型スイッチング電源は、安定した動作を確保できる。
【００８０】
また、上述のように、共振用コンデンサ２１に印加される過電圧を瞬時的に抑制できる。従って、本発明の共振型スイッチング電源では、共振用コンデンサ２１として、耐電圧の低いコンデンサを用いることができる。
【００８１】
本発明では、パルス・バイ・パルス制御を用いずに、共振用コンデンサ２１に印加される過電圧を瞬時的に抑制できる。このため、ゼロ・ボルト・スイッチングに適した共振型スイッチング電源を実現できる。
【００８２】
更に、過電圧保護回路６３を有することにより、共振回路に含まれる共振用インダクタ２２のコアの磁気飽和に起因する過電圧をも、確実に阻止できる。次に、この点について述べる。
【００８３】
図６は、図１に示したスイッチング電源に含まれる共振用インダクタ２２の電流−インダクタンス特性を示す図である。図示において、横軸は、共振用インダクタ２２に流れる電流Ｉｒを示し、縦軸は、共振用インダクタ２２のインダクタンスＬを示している。図６はフェライト・コアを用いたインダクタ２２の具体的な特性例である。
【００８４】
図６に示すように、共振用インダクタ２２は、共振回路に流れる電流Ｉｒが大きくなると、インダクタンスＬが低下するような電流−インダクタンス特性を有する。共振用インダクタ２２は、コアに磁気飽和を生じない電流Ｉｒが流れている間は、一定したインダクタンス値Ｌ１を示すが、コアが磁気飽和し始める程の電流Ｉｒ１が流れると、インダクタンス値が急激に低下する。図６の場合、電流Ｉｒ２が流れると、インダクタンス値Ｌ１の約半分のインダクタンス値Ｌ２まで低下してしまう。
【００８５】
図７は共振回路の周波数−インピーダンス特性を示す図である。図示において、横軸は周波数を示し、縦軸は共振回路のインピーダンスを示している。特性Ｐ２は、共振用インダクタ２２が図５のインダクタンス値Ｌ１で動作している時の周波数−インピーダンス特性、特性Ｐ３は共振用インダクタ２２が図６のインダクタンス値Ｌ２で動作している時の周波数−インピーダンス特性である。
【００８６】
共振用インダクタ２２のインダクタンスＬがインダクタンス値Ｌ１からインダクタンス値Ｌ２に低下すると、共振回路の周波数−インピーダンス特性は、図７に示すように、特性Ｐ２から特性Ｐ３に変化する。
【００８７】
共振用インダクタ２２が図５のインダクタンス値Ｌ１で動作している時の特性Ｐ２では、動作周波数Ｆ＝ｆ１（ｋＨｚ）におけるインピーダンスＺ３は約２０Ωであるが、共振用インダクタ２２がインダクタンス値Ｌ２で動作している時の特性Ｐ３では、同一の動作周波数Ｆ＝ｆ１（ｋＨｚ）におけるインピーダンスＺ４は約１０Ωであり、特性Ｐ２の約半分のインピーダンス値に低下している。この状態は、更に過大な電力を出力できる状態であり、共振回路に流れる電流Ｉｒに含まれる励磁電流Ｉｍが更に増加し、電流Ｉｒも増加するから、インピーダンスが更に低下する。この正帰還作用により、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒが急速に過電圧状態になる。
【００８８】
本発明のスイッチング電源の場合、共振回路に流れる電流Ｉｒが増大し、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒが過電圧に近い状態となったとき、動作周波数Ｆが周波数ｆｓｔに固定され、共振回路のインピーダンスＺがその周波数ｆｓｔに対応した値に固定される。この結果、共振回路に流れる電流Ｉｒの増加が抑制され、共振用コンデンサ２１に印加される電圧Ｖｃｒの上昇が止まる。従って、共振用コンデンサ２１が過電圧から保護される。
【００８９】
図８は図１に示したスイッチング電源に含まれる電流検出手段５１、過電流保護回路６１、出力電圧制御回路６２及び過電圧保護回路６３の具体的な回路構成を示す図である。
【００９０】
電流検出手段５１は、カレントトランスでなり、一次巻線５１１を出力整流ダイオード４２２に直列に接続し、二次巻線５１２の両端間に抵抗５１３を接続してある。電流検出信号は、電圧信号として、二次巻線５１２に取り出される。
【００９１】
過電流保護回路６１は、電流検出手段５１の二次巻線５１２に生じた信号を整流素子６１３によって整流し、整流された信号をコンデンサ６１４によって平滑し、平滑された信号を、増幅回路６１１の入力端子（−）に供給するようになっている。増幅回路６１１の入力端子（＋）には基準電圧源６１２が供給されている。増幅回路６１１は、入力端子（−）に供給される電流検出信号Ｓ１と、基準電圧源６１２との差分を増幅し、増幅された信号（電圧）Ｓ１１を、制御回路６４を構成するＶＣＯ６５に供給する。過電流保護回路６１の動作は既に述べた通りである。
【００９２】
出力電圧制御回路６２は、出力電圧検出信号Ｓ２を、整流素子６２３を介して、増幅回路６２１の入力端子（−）に供給するようになっている。増幅回路６２１の入力端子（＋）には基準電圧源６２２が供給されている。増幅回路６２１は、入力端子（−）に供給される出力電圧検出信号Ｓ２と、基準電圧源６２２との差分を増幅し、増幅された信号（電圧）Ｓ２１を、制御回路６４を構成するＶＣＯ６５に供給する。出力電圧制御回路６２の動作は既に述べた通りである。
【００９３】
過電圧保護回路６３は、トランジスタ６３１、ツェナーダイオード６３３、ダイオード６３４、抵抗６３２及びコンデンサ６３５等を含んでいる。電流検出手段５１の二次巻線５１２に生じた電流検出信号Ｓ３をダイオード６３４によって整流し、整流された信号をコンデンサ６３５によって平滑し、平滑された信号を、ツェナーダイオード６３３を介して、トランジスタ６３１のベースに供給する。電流検出手段５１の二次巻線５１２に生じた電流検出信号Ｓ３の電圧レベルが過電圧に近い値に対応するとき、ツェナーダイオード６３３が導通し、トランジスタ６３１が導通する。これにより、最低周波数設定回路６６の抵抗９２に対して、抵抗９３が並列に接続され、抵抗９２及びコンデンサ９１とによって定まっていた最低周波数ｆｍｉｎが、それよりも高い特定周波数ｆｓｔに固定される。これにより、共振用コンデンサ２１が過電圧から保護される。
【００９４】
次に、本発明に係るスイッチング電源の他の実施例を、図９、１０を参照して説明する。これらの図において、図１に図示された構成部分と同一の構成部分については、同一の参照符号を付し、重複説明は省略する。
【００９５】
まず、図９の実施例では、電流検出手段５１は一次巻線３１と直列に挿入してある。図１０の実施例では、共振用コンデンサ２１の端子電圧Ｖｃｒを直接に検出して、その検出信号を、過電圧保護回路６３に供給するようにしてある。図１０の実施例は、一次側に印加される電圧が低い場合に有効である。
【００９６】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、次のような効果が得られる。
（ａ）共振用コンデンサに瞬時的に印加される過電圧を抑制し得る共振型スイッチング電源を提供することができる。
（ｂ）動作の安定した共振型スイッチング電源を提供することができる。
（ｃ）共振用コンデンサとして、耐電圧の低いコンデンサを用い得る共振型スイッチング電源を提供することができる。
（ｄ）ゼロ・ボルト・スイッチングに適した共振型スイッチング電源を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチング電源の電気回路図である。
【図２】図１に示したスイッチング電源において、共振回路の周波数−インピーダンス特性を示す図である。
【図３】図１に示したスイッチング電源に含まれる過電流保護回路の過電流保護動作を示す図である。
【図４】従来のスイッチング電源における起動時の各部の電圧及び電流の波形図である。
【図５】図１に示したスイッチング電源における起動時の各部の電圧及び電流の波形図である。
【図６】図１に示したスイッチング電源に含まれる共振用インダクタの電流−インダクタンス特性を示す図である。
【図７】図１に示したスイッチング電源に含まれる共振回路の周波数−インピーダンス特性を示す図である。
【図８】図１に示したスイッチング電源に含まれる電流検出手段、過電流保護回路、出力電圧制御回路及び過電圧保護回路の具体的な回路構成を示す図である。
【図９】本発明に係るスイッチング電源の別の実施例を示す電気回路図である。
【図１０】本発明に係るスイッチング電源の更に別の実施例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１                      スイッチング回路
２１                    共振用コンデンサ
２２                    共振用インダクタ
３                      トランス
３１                    一次巻線
３２                    二次巻線
４                      出力整流平滑回路
６４                    制御回路
６３                    過電圧保護回路
【図１】
0004232881.tif 000002
【図２】
0004232881.tif 000003
【図３】
0004232881.tif 000004
【図４】
0004232881.tif 000005
【図５】
0004232881.tif 000006
【図６】
0004232881.tif 000007
【図７】
0004232881.tif 000008
【図８】
0004232881.tif 000009
【図９】
0004232881.tif 000010
【図１０】
0004232881.tif 000011