(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の界磁極を備えた界磁鉄心を有する回転子と、前記界磁極磁化用の界磁電流が通電される界磁巻線と、前記回転子が発生する回転磁界により交流電圧を誘起する電機子巻線が巻装された電機子鉄心を有する電機子とを備える回転磁極型交流発電機に装備されて、前記界磁電流の断続により前記交流発電機の出力電圧を所定値に制御する車両用交流発電機の制御装置において、
前記界磁電流を断続するスイッチ手段と、
前記出力電圧に応じて前記スイッチ手段を制御する制御回路と、
前記制御回路に電源を供給する主電源回路と、
前記主電源回路を動作状態又は非動作状態に制御する副電源回路と、
を備え、
前記副電源回路は、前記回転子の回転時に前記電機子鉄心の残留磁束が前記界磁巻線と鎖交して前記界磁巻線に誘起される残留磁化界磁巻線誘起電圧からなる回転起因電気信号に基づいて、前記残留磁化界磁巻線誘起電圧が所定のしきい値と交差する時点から所定の期間だけ前記主電源回路を一時的に動作状態にして前記制御装置を駆動させることを特徴とする車両用交流発電機の制御装置。
【請求項２】
前記副電源回路は、
前記車両用交流発電機のバッテリ端子電位と前記主電源回路への電源電圧入力端子との間を開閉する電源スイッチを有し、
前記主電源回路を一時的に動作状態とするための二値信号により前記電源スイッチを開閉制御することを特徴とする請求項１記載の車両用交流発電機の制御装置。
【請求項３】
前記副電源回路は、
前記交流発電機の前記出力電圧が所定値以上になった場合に前記主電源回路を優先的に前記動作状態とすることを特徴とする請求項１又は２記載の車両用交流発電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は車両用交流発電機の電圧制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特開昭５５ー１２７８４９号公報や特開平６ー２８４５９８号公報は、回転界磁極型オルタネータの回転時に、鉄心に残留して電機子巻線に鎖交する磁束が界磁極の回転により変調されて電機子巻線に誘起する交流電圧（残留磁化電機子巻線誘起電圧ともいう）を検出して、オルタネータの回転すなわちエンジン始動を検出している。
【０００３】
特開平３ー２１５２００号公報やＥＰ６６４８８７号公報は、回転界磁極型オルタネータを構成する回転磁極に残留する磁束が多相電機子巻線に鎖交して誘起する多相交流電圧のうちの２相の電圧間の電位差を検出することにより、発電検出を行うことを開示している。これらの発電検出技術を用いれば、ＩＧ配線を省略できるとともに、ＩＧスイッチオンにもかかわらずエンジン始動しない場合にはオルタネータを励磁することはないという利点が生じる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この種の残留磁化電機子巻線誘起電圧による回転検出によるＩＧ線の廃止は、上記残留磁化電機子巻線誘起電圧の検出のために常時電力を消費し、かつ、回転停止時でもレギュレータに電源電力を給電する必要があるので、電力消費の低減が課題となっていた。
【０００５】
また、電機子巻線は整流器を通じてバッテリに接続されているため、この整流器に水分や塩分が付着するなどして電流リークが生じると、上記残留磁化電機子巻線誘起電圧による回転検出が困難となる。
【０００６】
本発明は、上記問題点に鑑みなされたものであり、簡素な構成で良好に回転検出可能な車両用交流発電機の制御装置を提供することをその目的としている。
【０００７】
【課題を解決する手段】
請求項１の車両用交流発電機の制御装置は、複数の界磁極を備えた界磁鉄心を有する回転子と、前記界磁極磁化用の界磁電流が通電される界磁巻線と、前記回転子が発生する回転磁界により交流電圧を誘起する電機子巻線が巻装された電機子鉄心を有する電機子とを備える回転磁極型交流発電機に装備されて、前記界磁電流の断続により前記交流発電機の出力電圧を所定値に制御する車両用交流発電機の制御装置において、
前記界磁電流を断続するスイッチ手段と、前記出力電圧に応じて前記スイッチ手段を制御する制御回路と、前記制御回路に電源を供給する主電源回路と、前記主電源回路を動作状態又は非動作状態に制御する副電源回路とを備え、前記副電源回路は、前記回転子の回転時に前記電機子鉄心の残留磁束が前記界磁巻線と鎖交して前記界磁巻線に誘起される残留磁化界磁巻線誘起電圧からなる回転起因電気信号に基づいて、前記残留磁化界磁巻線誘起電圧が所定のしきい値と交差する時点から所定の期間だけ前記主電源回路を一時的に動作状態にして前記制御装置を駆動させることを特徴としている。
【０００８】
すなわち、本構成によれば、制御回路に電源電力を給電する主電源回路を回転子の回転が増大した場合にだけアクティブとするので、車両の非稼働時における消費電流を従来の発電検出式車両用交流発電機の制御装置より大幅に低減することができる。もちろん、本構成においても、車両の回転増大を検出しで主電源回路を起動させる副電源回路は電力を消費するが、この副電源回路が大電力を必要とする制御回路自体に電源電力を給電するのではないので、電力消費を低減できるわけである。
【０００９】
上記した本発明によれば、前記回転起因電気信号は、前記回転子の回転時に前記電機子鉄心の残留磁束が前記界磁巻線と鎖交して前記界磁巻線に誘起される残留磁化界磁巻線誘起電圧からなり、前記副電源回路は、前記残留磁化界磁巻線誘起電圧が所定のしきい値と交差する時点から所定の期間だけ前記主電源回路を一時的に動作状態とする。
【００１０】
上記した本発明によれば、回転検出動作の信頼性を向上することができる。なお、主電源回路が立ち上がり、界磁巻線に界磁電流が通電された後は、電機子巻線の発電電圧やそれを整流した出力電圧により発電状態すなわち回転状態を良好にモニタすることができる。
【００１１】
更に説明すれば、電機子巻線は通常６個の整流器及び外部ラインを通じて外部のバッテリに接続され、これら整流器は外部から取り込んだ冷却空気により冷却されるため、整流器の表面が汚損されやすく、リークが生じやすい。これに対して、界磁巻線は密集して巻装されており電機子巻線よりも電気絶縁の劣化の危険が小さい。更に、界磁巻線は電機子巻線よりも格段に残留磁束と鎖交するターン数が多く、誘起電圧の増大に有利である。
【００１２】
請求項２記載の構成によれば、前記副電源回路は、前記車両用交流発電機のバッテリ端子電位と前記主電源回路への電源電圧入力端子との間を開閉する電源スイッチを有し、前記主電源回路を一時的に動作状態とするための二値信号により前記電源スイッチを開閉制御することを特徴とする。これにより、主電源回路への電源電力供給の制御を確実に実施できる。
【００１３】
請求項３記載の構成によれば、前記副電源回路は、前記交流発電機の前記出力電圧が所定値以上になった場合に前記主電源回路を優先的に前記動作状態とするので、発電機の回転数が所定値以上になった場合には安定して主電源回路を動作させることができる。
【００２３】
好適な態様において、前記副電源回路は、前記所定期間にのみ出力されるＨｉ信号を複数段のシフトレジスタに入力し、該シフトレジスタの各段の出力の論理和で得られる前記所定期間より長い第２の一定期間にのみＨｉが出力される信号の立ち上がりもしくは立ち下がりをトリガとするので、ＣＲ回路のコンデンサ容量を小さくでき実装容易にできるとともに、フリップフロップの不定状態を回避できより安定な電源回路を供給できる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
本発明の好適な態様を以下の実施例を参照して説明する。
【００２５】
【第１実施例】
図１は第１実施例の車両用交流発電機の回路構成を示すブロック図である。
【００２６】
１は車両用交流発電機（オルタネータ）、２は車載バッテリ、３は三相電機子巻線、４は電機子巻線３の各相出力端に接続される全波整流回路、６は界磁極を有する界磁鉄心（図示せず）に巻装される界磁巻線、７は界磁電流を調整してオルタネータ１の出力電圧を所定範囲内に制御する電圧制御装置である。
【００２７】
７１は界磁巻線と直列に接続されて界磁電流を断続するトランジスタ、７２はトランジスタ７１がオフの際に界磁電流を環流させるフライホイルダイオード（環流ダイオード）、７３は全波整流回路４の出力電圧をモニタし、出力電圧が所定の範囲内に収まるようにパワートランジスタ７１を駆動させる信号を発生する制御回路、７４は電圧制御回路７３を動作状態に保つべく電源電力を給電する電源回路（本発明で言う主電源回路）、７５は回転子の回転を検出して電源回路を駆動するための信号を発する電源駆動回路（本発明で言う副電源回路）である。
【００２８】
電源回路７４自体は、制御回路７３に電源電圧を給電する従来同様の回路であり、たとえば定電圧回路で構成してもよく、電源回路のＩＧ端子に入力される電源電圧をそのまま制御回路７３に電源電圧として印加してもよい。制御回路７３は、バッテリ電圧と所定の調整電圧を比較して比較結果によりトランジスタ７１を断続制御するコンパレータを含む。電源回路７４及び制御回路７３は従来同様であるので、詳細な説明を省略する。
【００２９】
電源駆動回路７５の一例を図２に示す。
【００３０】
７５１は界磁巻線の高位側の電位を所定の定電圧（ここでは接地電位）と比較する第１のコンパレータ、７５２は、図示しない定電圧回路から給電される電源電圧Ｖｃｃを分圧する抵抗群で各々の抵抗値は等しく設定される。なお、この定電圧回路を省略してバッテリ電圧を直接印加してもよい。７５３は電源電圧Ｖｃｃの２／３分圧と後述のＣＲ積分回路７５７の出力とを比較する第２のコンパレータ、７５４は第１のコンパレータ７５１の出力電圧と電源電圧Ｖｃｃの１／３分圧とを比較する第３のコンパレータ、７５５は第２のコンパレータ７５３出力をリセット入力、第３のコンパレータ７５４の出力をセット入力とするＲＳフリップフロップ、７５７はコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２とを直列接続してなる前述のＣＲ積分回路、７５９はフリップフロップ７５５の反Ｑ出力をベース抵抗Ｒｂを通じて受けてコンデンサＣ１の電荷を放電させるトランジスタである。
【００３１】
７６４は、図示しない抵抗分圧回路から出力されるオルタネータ１の直流出力電圧の分圧Ｖｓと所定の基準電圧とを比較するコンパレータ、７６５はフリップフロップ７５５のＱ出力とコンパレータ７６４の出力との論理和をとるＯＲゲート、７６０はＯＲゲート７６５の出力で駆動され、電源回路（主電源回路）７４のＩＧ端子に供給する電源電力を断続するアナログスイッチである。
【００３２】
Ｃｂはコンパレータ７５１の一対の入力端間に接続される高周波バイパスコンデンサであり、接地電位へ重畳する高周波ノイズ電圧をバイパスしてコンパレータ７５１が誤動作するのを防止する。なお、車両用交流発電機の回転開始により残留磁化により生じる残留磁化界磁巻線誘起電圧は交流電圧ではあるが、低周波数のためこの高周波バイパスコンデンサによる減衰効果は小さい。
【００３３】
図３を用いて電源駆動回路（本発明で言う副電源回路）７５の動作を以下に説明する。
【００３４】
オルタネータ１の各鉄心には前回の発電によって磁化が残留している。回転子が回転することで界磁コイル６には、界磁鉄心の残留磁化と電機子鉄心の残留磁化との合成残留磁化（この場合は特に電機子鉄心残留磁化）により形成される残留磁束が界磁極に対して周期変動し、これにより界磁巻線に鎖交する上記残留磁束が周期変動することにより交流電圧が誘起される。
【００３５】
更に説明すれば、回転開始直後の電機子鉄心の残留磁化の空間分布を考えると、前回の回転子の爪状の界磁極の停止時の位置により電機子鉄心の内周面において周方向にＮ極とＳ極とをその合計が界磁極総数と一致するだけ周方向交互に生じている。その結果、界磁極が回転すると、この電機子鉄心の残留磁化により形成されて界磁巻線６と鎖交する磁束が周期変化し、界磁巻線６には交流電圧が発生する。このとき、スイッチ７１はオフしているものとする。この交流電圧の振幅はたとえば約０．２〜０．４Ｖ、周波数は回転磁極数を２Ｐ１個とするとＮ〔ｒｐｍ〕にてＰ１・Ｎ／６０〔Ｈｚ〕となる。
【００３６】
コンパレータ７５１は、この交流電圧と定電圧（ここでは接地電位）とを比較して、デュ−ティ比５０％、周波数Ｐ１・Ｎ／６０の矩形波パルス電圧ｉｎを出力する。この矩形波パルス電圧ｉｎは第３のコンパレータ７５４に入力されて分圧Ｖｃｃ／３と比較され、フリップフロップ７５５のセット入力になる。もちろん、基準電圧を接地以外に設定することにより任意デュ−ティの矩形波パルスを作ることができる。
【００３７】
第２コンパレータ７５３には後段のＣＲ回路７５７（第１のタイマ）の出力が入力され、分圧２・Ｖｃｃ／３と比較される。つまり、ＣＲ回路７５７の出力が分圧２・Ｖｃｃ／３に達した時点で第２コンパレータ７５３はＨｉ出力を出し、フリップフロップ７５５をリセットする。
【００３８】
第２コンパレータ７５３の出力がＬｏ、つまりＣＲ回路の出力が２・Ｖｃｃ／３以下の期間ではフリップフロップ７５５のＱ出力はＨｉ、反Ｑ出力はＬｏになり、トランジスタ７５９がオフとなってコンデンサＣ１が充電される。コンデンサＣ１が充電されて電位Ｖｃが２・Ｖｃｃ／３に達するとフリップフロップ７５５がリセットされてトランジスタ７５９がオンし、コンデンサＣ１が放電される。結局、フリップフロップ７５５は、コンデンサ７５７が充電されている期間、つまりほぼＣＲ回路７５７の時定数に等しいだけの一定期間だけＨｉを出力する。フリップフロップ７５５の出力がＨｉである場合、電源回路７４のＩＧ端子に電力を供給するスイッチ７６０はオン状態に維持され、電源回路７４が動作可能になる。
【００３９】
回転数が低い場合には、フリップフロップ７５５のセット入力の周期よりＣＲ回路７５７のＣＲ時定数の方が短いので、フリップフロップ７５５がリセットされる時点つまりコンデンサＣ１の電位Ｑ２が２・Ｖｃｃ／３となる時点ではセット入力はＬｏになっており、次に、セット入力がＨｉになるまで、フリップフロップ７５５はＬｏ出力を維持し、電源駆動回路７５の出力Ｏｕｔ１はＬｏを維持する。
【００４０】
回転数が所定値を超えるとフリップフロップ７５５のセット入力の周期の方がＣＲ時定数より短くなるので、フリップフロップ７５５のリセット時点つまりコンデンサＣ１の電位が２・Ｖｃｃ／３になる時点ではセット入力もＨｉになっており、フリップフロップ７５５はＨｉ出力を維持し、電源駆動回路７５の出力Ｏｕｔ１はＨｉを維持する。つまり、回転数が高くなるにつれて界磁巻線６に誘起される電圧の周波数が高くなって出力Ｏｕｔ１のオフ期間が次第に短縮され、やがては連続的にオンになる。つまりは連続的に電源回路７４を動作状態に維持できる。すなわち、低回転域では間欠動作であり、ある回転数以上で連続動作に移行する。
【００４１】
たとえば１２極（６極対）の回転磁極を備えるオルタネータにおいて、Ｒ２＝１００ｋΩ、Ｃ１＝０．１μＦに設定すると約１０００〔ｒｐｍ〕にて連続的に動作可能である。一般に２・Ｐ１極のオルタネータをＮ１〔ｒｐｍ〕で連続に動作させたい場合、ＣＲ回路７５７の時定数を６０／（Ｐ１・Ｎ１）〔ｓｅｃ〕に設定すればよい。
【００４２】
すなわち、上記実施例では、残留磁化界磁巻線誘起電圧の周期（周波数関連信号電圧、回転起因電気信号）とＣＲ回路（第１のタイマ）７５７の時定数との比較により、電源電力を給電するかどうかを判定するので、回転数が所定値以上となった場合に制御回路７３に電源電力を安定に連続給電することができる。
【００４３】
なお、ＲＳフリップフロップ７５５を用いた場合、セット、リセット入力がともにＨｉとなる場合にフリップフロップ出力が不定となる。そこで、抵抗分圧回路７６１によりオルタネータ１の出力電圧を検出し、コンパレータ７６４でバッテリの開放端子電圧よりも高い基準電圧たとえば１３．０Ｖに対応する基準電圧値Ｖｒｅｆと比較し、オルタネータ１の出力電圧がこの基準電圧値Ｖｒｅｆよりも高い場合にＨｉを出力し。この信号Ｏｕｔ２と出力Ｏｕｔ１との論理和信号にてスイッチ７６０のゲートを駆動すれば動作を一層の安定化することができる。
【００４４】
また、オルタネータ１の出力電圧（直流出力電圧）とバッテリの開放端子電圧よりも高い基準電圧との比較結果を論理和ゲートを通すことで更に以下の如き効果も奏することができる。
【００４５】
車両の運行が終了して車載エンジンを停止させるプロセスを考える。通常、バッテリは略満充電状態に維持されているので、その端子電圧、即ちコンパレータ７６４の入力電圧はほぼ１４．５Ｖに対応する値になっており、コンパレータ７６４の出力はＨｉである。運転者がエンジンを停止させるとオルタネータ１も直ちに停止するものの、オルタネータ１の電圧制御装置の主電源はコンパレータ７６４のＨｉ信号を受けてまだアクティブ状態にある。従って、適当なデュ−ティ比でオルタネータ１の界磁巻線６に励磁電流を通電し続ける。やがて車載バッテリの端子電圧は充電分極の消失などにより無負荷電圧略１２．８Ｖにまで落ち込み、コンパレータ７６４の出力を反転させて電源回路７４を非動作状態にする。一般の車載バッテリは化学反応を利用しているので、エンジンが停止し、オルタネータ１の発電が停止してから電圧制御装置の電源回路７４が非動作状態になり、界磁巻線６に流れる励磁電流が完全に消滅するまで１０数秒〜数１０秒要する。
【００４６】
したがって、この実施例では、界磁巻線６の減衰励磁電流が回転停止時に電機子鉄心を消磁するという現象を、バッテリ電圧すなわちオルタネータ１の直流出力電圧に基づく制御回路への電源電力給電停止の遅延により実現しているので、次回のエンジン始動時にも、オルタネータ１の電圧制御装置を確実にスタンバイ状態に復帰させることができる。もちろん、直流出力電圧の大きさの変化ではなく、その周波数変化や電機子巻線の発電電圧又は周波数の変化により制御回路への電源電力給電停止の遅延を実現してもよい。
【００４７】
なお、上記実施例では、ＣＲ回路の時定数を利用したタイマすなわち遅延回路を用いて時限信号を出力するアナログ信号処理を説明したが、各種ディジタルカウンタを利用したディジタル信号処理でも同等の機能を実現できることは言うまでもない。
【００４８】
【第２実施例】
第２実施例を図４を参照して説明する。
【００４９】
この実施例は、上述した実施例１において、コンパレータ７５１の入力電圧を残留磁化界磁巻線誘起電圧から永久磁石型電磁誘導式回転センサ８に変換した点をその特徴としている。
【００５０】
この回転センサ８は、回転子に装備された永久磁石からなる第２の界磁極８２と、この第２の界磁極８２の回転により交流電圧を発生する第２電機子８４とからなる。第２電機子８４は、図示しない電機子鉄心（第２電機子鉄心）に１つの電機子巻線（第２電機子巻線）を巻装して構成されている。動作原理は実施例１と同じであるが、電機子鉄心の残留磁化ではなく永久磁石からなる第２の界磁極８２の回転を検出するので高い信号電圧を発生することができる。
【００５１】
（構造）
回転センサ８の一例を図５〜７を参照して説明する。
【００５２】
６０は図示しないハウジングに回転自在に支持される回転子、６１は界磁鉄心、６２はシャフト、６３、６４はスリップリングである。スリップリング６３，６４は図５では界磁鉄心６１ないに隠れている界磁巻線６の両端に個別に接続されている。
【００５３】
この実施例の特徴は、図示しないハウジングに固定された回転センサ８が、スリップリング給電用のブラシ装置と一体に形成されている点にある。回転センサ８の構造を更に詳しく説明する。
【００５４】
回転センサ８は、貫通孔８０を有する樹脂製のホルダ８１を有し、回転子６０のシャフト６２は、貫通孔８０に同軸に貫通している。図６は回転センサ８のＸ方向断面図、図７はそのＹ方向断面図である。
【００５５】
８２は円筒形状の永久磁石からなる第２の磁極であって、スリップリング６３，６４とともにスリップリング支持用の樹脂筒６５に一体に成形されてシャフト６２に嵌着、固定されている。第２の磁極８２の外周面には周方向一定ピッチでＮ極とＳ極とが極性交互に着磁されている。
【００５６】
８３は、ホルダ８１に径方向に延在する凹部であり、凹部８３の内部には、軟磁性の鉄心８５に巻回転されたピックアップコイル８４が収容されている。鉄心８５は湾曲されており、その両端はギャップを介して第２の磁極８２の外周面に対面している。この場合、軟鉄心８５の両端は第２の磁極８２の磁極ピッチ離れて第２の磁極８２の外周面に対面することが好ましい。６６、６７は、ホルダ８１に径方向摺動自在に保持されるブラシであり、６８，６９はブラシ６６，６７をスリップリング６３，６４に押しつけるコイルスプリングである。
【００５７】
この実施例によれば、第２の磁極８２をスリップリング支持用の樹脂筒６５に一体成形し、更に、電磁誘導式の回転センサ８のピックアップコイル８４をブラシホルダを兼ねるホルダ８１に固定しているので、構造が簡素となり、既存のオルタネータに設計変更を抑止しつつ容易に装着することができる。
【００５８】
この実施例では、たとえ界磁巻線６などが泥や塩水などにより絶縁劣化しても、確実に回転検出を実現することができる。凹部８３をポッティング材などで封止しておくとより一層、耐環境性を向上することができる。なお、この永久磁石式回転センサ８は、ブラシホルダとは独立に設置することができ、ピックアップコイルの代わりにホール素子などの半導体磁気センサを採用してもよいことはもちろんである、
（変形態様１）
この実施例の変形態様を図８に示す。
【００５９】
この変形態様では、副電源回路７５を整流回路９に変更した点が異なっている。この整流回路９は、ピックアップコイル８４から出力される交流電圧を全波整流するダイオードブリッジ回路９１と、このダイオードブリッジ回路９１から出力される全波整流電圧を平滑する平滑コンデンサ９２とからなり、その出力電圧Ｖｄｃは直接又は図示しないバッファ回路を通じてスイッチ７６０に制御入力として供給される。すなわち、
この直流電圧Ｖｄｃを所定回転数Ｎ１〔ｒｐｍ〕にてスイッチ７６０をオン可能に設計しておけば、オルタネータがＮ１〔ｒｐｍ〕に達したら自動的にレギュレータが稼働状態になり直ちに発電開始する。したがって、この変形態様では、回路構成が簡素となり、副電源回路がバッテリ電力を消費することがない。
【００６０】
（変形態様２）
この実施例の変形態様を図９に示す。
【００６１】
この変形態様は、図４に示す回転センサ８をもつ副電源回路７５の信号ｉｎに更に、実施例１同様の残留磁化界磁巻線誘起電圧を用いた信号Ｓを付加した点をその特徴としている。
【００６２】
更に詳しく説明すれば、７５１０は図２に示すコンパレータ７５１に相当するコンパレータであり、界磁巻線８の残留磁化界磁巻線誘起電圧を二値信号に変換する。コンパレータ７５１０から出力される二値信号は、所定段数の分周回路７６２で分周された後、オア回路７６３でコンパレータ７５１の出力信号ｉｎとの論理和信号が形成され、この論理和信号がコンパレータ７５４のー入力端に出力される。
【００６３】
この変形態様によれば、残留磁化界磁巻線誘起電圧と回転センサ８の出力電圧の両方を回転検出に用いるので、信頼性を向上することができる。なお、分周回路７６２は、回転センサ８の出力交流電圧の周波数と界磁巻線６の出力交流電圧（残留磁化界磁巻線誘起電圧）の周波数とを一致させるためのものであるが、第２の磁極８２の着磁磁極数を界磁鉄心の爪極形界磁極数と一致させれば、分周回路７６２を省略することができる。
【００６４】
【第３実施例】
第３実施例を図１０を参照して以下に説明する。
【００６５】
この実施例は、図２に示す副電源回路７５において、フリップフロップ７５５のＱ出力Ｖｏｕｔをクロック信号ＣＬの周波数でシフトされるシフトレジスタ７６５に入力し、このシフトレジスタ７６５の各段の出力をオア回路７６７に入力し、このオア回路７６７の出力をオア回路７６５に入力する点をその特徴としている。
【００６６】
この実施例では、ＣＲ回路７５７のコンデンサＣ１の容量を図２に示すコンデンサＣ１の容量の約１／１０に設定する。その結果、ＣＲ回路７５７から出力される出力Ｑ２のＨｉレベル継続時間は第１実施例の１／１０に短縮される。
【００６７】
しかし、この実施例では、シフトレジスタ７６５を１０段に設定しているため、シフトレジスタ７６５の各段の出力信号の論理和信号Ｏｕｔ３は、シフトレジスタ７６５のクロック信号ＣＬ周波数φを１／ＣＲ近傍に設定しておくとほぼ第１実施例の信号Ｏｕｔ１と同じ期間だけオア回路７６５にＨｉレベルとなる信号Ｏｕｔ３を出力することができ、コンデンサ容量を格段に小さくできるとともに、第１実施例で述べたＲＳフリップフロップの不定状態を容易に回避できる。すなわち、シフトレジスタ７６５の段数に反比例してＣＲ回路７５７のコンデンサＣ１として第１実施例のコンデンサＣ１の１／ｎの容量のものを採用することができる。これは、シフトレジスタ７６５に入力されたＨｉ電位レベルがシフトレジスタ７６５の各段をシフトしていく間中、ずっとオア回路７６７の出力Ｏｕｔ３がＨｉレベルとなるからである。オア回路７６７と７６５とを一個のオア回路に置換することも当然可能である。
【００６８】
なお、出力信号Ｏｕｔ１がＨｉとなった場合はＨｉを出力し、その後、入力される出力信号Ｏｕｔ１のパルス数をカウンタでカウントし、カウンタのカウント値が所定値に達したらこれまでのカウント時間に等しいだけＬｏを出力するデジタル回路を用いてもよく、同等の回路機能を種々のハードウエア又はソフトウエアで実現することができる。図１０の各部の電位変化を図１１のタイミングチャートに示す。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１実施例の車両用交流発電機の回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１の副電源回路の一例を示す回路図である。
【図３】図２の副電源回路の各部電位変化を示すタイミングチャートである。
【図４】図１の副電源回路の他例を示す回路図である。
【図５】図４の回転センサの一例を示す分解斜視図である。
【図６】図５の回転センサの要部拡大軸方向断面図である。
【図７】図５の回転センサの要部拡大軸方向断面図である。
【図８】図１の副電源回路の他例を示す回路図である。
【図９】図１の副電源回路の他例を示す回路図である。
【図１０】図１の副電源回路の他例を示す回路図である。
【図１１】図１０の副電源回路の各部電位変化を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
１      車両用発電機
３      電機子巻線
６      界磁巻線
７      電圧制御装置
７１    トランジスタ（スイッチ手段）
７３    電圧制御回路(制御回路）
７４    電源回路（主電源回路）
７５    電源駆動回路（副電源回路）
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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