(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振器と、
変調度に応じて、映像信号と音声信号とにより前記発振器が発振した搬送波信号を振幅変調するミクサと、
前記ミクサにおける変調度を制御する第１のバイアス電圧を生成する変調度制御回路と
を有し、
前記ミクサは、
第１および第２のトランジスタが差動対に接続されて構成される第１の差動増幅回路であって、当該第１の差動増幅回路の差動入力部に印加される前記搬送波信号を変調する、第１の差動増幅回路と、
第３および第４のトランジスタが差動対に接続されて構成される第２の差動増幅回路であって、当該第２の差動増幅回路の差動入力部に印加される前記搬送波信号を変調する、第２の差動増幅回路と、
第５および第６のトランジスタが第１の抵抗素子を介して差動対に接続され、前記第６のトランジスタの入力部に前記映像信号が印加され、当該第６のトランジスタの出力部が前記第１の差動増幅回路を構成する前記第１および第２のトランジスタの共通接続部に接続されて前記第１の差動増幅回路に第１の変調電流を供給し、前記第５のトランジスタの入力部に前記変調度制御回路から前記第１のバイアス電圧が印加されて前記第１の変調電流のレベルをバイアスする、第３の差動増幅回路と、
第７および第８のトランジスタが第２の抵抗素子を介して差動対に接続され、前記第７のトランジスタの入力部に前記音声信号が印加され、当該第７のトランジスタの出力部が前記第２の差動増幅回路を構成する前記第３および第４のトランジスタの共通接続部に接続されて前記第２の差動増幅回路に第２の変調電流を供給し、前記第８のトランジスタの入力部に第２のバイアス電圧が印加されて前記第２の変調電流をバイアスする、第４の差動増幅回路と
を有し、
前記変調度制御回路は、
通常変調モードで動作させる場合、前記第１の変調電流のレベルが前記第２の変調電流のレベルより大きく変調度が０〜１００％の間になるように、前記第１のバイアス電圧を出力し、
過変調モードで動作させる場合、前記第１の変調電流のレベルが前記第２の変調電流のレベルより小さく変調度が１００％を超えるように、前記第１のバイアス電圧を出力し、
前記第１の差動増幅回路は、前記第３の差動増幅回路から供給される前記第１の変調電流に応じて前記搬送波信号を変調して出力部に出力し、
前記第２の差動増幅回路は、前記第４の差動増幅回路から供給される前記第２の変調電流に応じて前記搬送波信号を変調して前記出力部に出力する
変調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＶＴＲ（Video Tape Recoder）などに用いられる、例えば、映像信号により高周波の搬送波（キャリア）を振幅変調する変調回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＲＦモジュレータと呼ばれる変調回路はベースバンドの映像信号および周波数変調（ＦＭ変調）された音声信号でＲＦキャリアを振幅変調（ＡＭ変調）して、変調波を出力する装置である。ＲＦキャリアの周波数は、例えば、５０〜８５５ＭＨｚの高周波であるため、アイソレーション（分離）の必要がある。
【０００３】
図１０は一般的な変調回路の構成を示す回路図である。図示のように、変調回路は発振器（ＯＳＣ）１０、ミクサ２０およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０とにより構成されている。
変調回路は高周波の信号を扱う装置なので、通常金属ケースなどで完全にシールドした状態で使用され、その多くは、小型、高密度で実装されている。
【０００４】
図１０においては、発振器１０から、例えば、周波数ｆ0 を有するキャリア信号ＳC が発生され、ミクサ２０に入力される。ミクサ２０により、映像信号ＳV でキャリア信号ＳC が振幅変調され、振幅変調されたＲＦ信号ＳRFが出力される。ＲＦ信号ＳRFがローパスフィルタ３０により、高調波成分が除去され、信号ＳRF’として外部に出力される。
【０００５】
図１１は、図１０に示す変調回路における各部分の信号の波形を示す波形図である。図１１（ａ）は発振器１０により発生されたキャリア信号ＳC の波形、図１１（ｂ）はミクサ２０に入力された映像信号ＳV の波形、図１１（ｃ）は変調回路により出力されたＲＦ変調信号ＳRFの波形をそれぞれ示している。
【０００６】
図１２は一般的な変調回路における発振器１０およびミクサ２０の一構成例を示す回路図である。
図１２に示すように、ミクサ２０においては、ｎｐｎ型トランジスタＱ1 ，Ｑ2 により差動増幅器が構成され、また、ｎｐｎ型トランジスタＱ3 ，Ｑ4 、Ｑ5 ，Ｑ6 、Ｑ7 ，Ｑ8 により、それぞれ差動増幅器が構成されている。
【０００７】
図示のように、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 により構成された差動増幅器およびトランジスタＱ3 ，Ｑ4 により構成された差動増幅器のそれぞれの差動入力端子に、発振器１０からの差動電流信号ＩOSC が入力される。
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のエミッタが共通に接続され、その接続点がトランジスタＱ6 のコレクタに接続され、トランジスタＱ6 により変調電流ＩA が供給される。
トランジスタＱ3 ，Ｑ4 のエミッタが共通に接続され、その接続点がトランジスタＱ7 のコレクタに接続され、トランジスタＱ7 により変調電流ＩV が供給される。
【０００８】
トランジスタＱ5 ，Ｑ6 により構成された差動増幅器の差動入力端子にＦＭ変調された音声信号ＳA が入力され、トランジスタＱ7 ，Ｑ8 により構成された差動増幅器の差動入力端子に映像信号ＳV が入力されている。
【０００９】
上述したミクサ２０において、トランジスタＱ5 ，Ｑ6 により構成された差動増幅器により、ＦＭ変調された音声信号ＳA に応じて電流値が変化する変調電流ＩA が生成され、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 により構成された差動増幅器に供給され、さらに、トランジスタＱ7 ，Ｑ8 により構成された差動増幅器により、映像信号ＳV に応じて変化する変調電流ＩV が生成され、トランジスタＱ3 ，Ｑ4 により構成された差動増幅器に供給される。これにより、発振器１０により発生されたキャリア信号がＦＭ変調された音声信号ＳA および映像信号ＳV で振幅変調され、トランジスタＱ1 およびＱ4 のコレクタから差動信号として、ＲＦ変調信号ＳRFが出力される。
【００１０】
なお、図１２に示すミクサ２０の変調電流ＩA および変調電流ＩV の大きさにより、振幅変調度が決められる。
映像信号ＳV に応じて変化する変調電流ＩV のレベルがもっとも大きいとき、変調度が小さく、例えば、０％になる。一方、変調電流ＩV と変調電流ＩA が同レベルのとき、変調度がもっとも高く、１００％になる。さらに変調電流ＩV が変調電流ＩA よりレベルが小さくなるとき、変調度が１００％を越える、いわゆる過変調となり、変調信号ＳRFのキャリアが位相反転となる。
なお、過変調が起きた場合に、画像反転を発生し、さらに、音声信号にバズ妨害が起きるため、通常のテレビジョン放送信号は、無信号時の変調度が０％とすると、白ピーク（映像信号ＳV の最大レベル）時の変調度が８７．５％に決められている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した従来の変調回路においては、反転を防止するために、変調度が９０〜９５％を越えないように、ホワイトクリップ回路により、映像信号ＳV のレベルが制御されている。変調回路が高周波数領域で動作する装置なので、周波数が高くなるに従い、寄生容量の影響を受けやすくなり、また、接地インーピダンスを低くすることも容易ではなくなる。このため、プリント基板（ＰＣＢ）のレイアウトに困難が生じるという問題がある。
【００１２】
また、変調信号ＳRFに発振器からの漏れ（キャリアリーク）が発生するとき、変調信号ＳRFにおいて、位相歪みが起きる。これにより、映像信号における色信号が乱れ、音声信号にバズ妨害が発生するので、変調信号ＳRFに発振器からの漏れ、即ちキャリアリークを通常１〜２％以下に抑制することが必要であり、高周波のＵＨＦ帯（周波数４７０〜８５５ＭＨｚ）においては、発振信号ＳC と変調信号ＳRFのアイソレーションを５０ｄＢ以上に確保することが困難である。
【００１３】
さらに、製品化された変調回路の状態においては、キャリアリークの定量的な測定が容易ではなく、量産時の品質確認が困難であるという問題もある。
【００１４】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、過変調した変調信号を生成することにより、キャリアリークを確認でき、量産時における製品の品質検査を容易に行える変調回路を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の変調回路は、発振器と、変調度に応じて、映像信号と音声信号とにより前記発振器が発振した搬送波信号を振幅変調するミクサと、前記ミクサにおける変調度を制御する第１のバイアス電圧を生成する変調度制御回路とを有し、前記ミクサは、第１および第２のトランジスタが差動対に接続されて構成される第１の差動増幅回路であって、当該第１の差動増幅回路の差動入力部に印加される前記搬送波信号を変調する、第１の差動増幅回路と、第３および第４のトランジスタが差動対に接続されて構成される第２の差動増幅回路であって、当該第２の差動増幅回路の差動入力部に印加される前記搬送波信号を変調する、第２の差動増幅回路と、第５および第６のトランジスタが第１の抵抗素子を介して差動対に接続され、前記第６のトランジスタの入力部に前記映像信号が印加され、当該第６のトランジスタの出力部が前記第１の差動増幅回路を構成する前記第１および第２のトランジスタの共通接続部に接続されて前記第１の差動増幅回路に第１の変調電流を供給し、前記第５のトランジスタの入力部に前記変調度制御回路から前記第１のバイアス電圧が印加されて前記第１の変調電流のレベルをバイアスする、第３の差動増幅回路と、第７および第８のトランジスタが第２の抵抗素子を介して差動対に接続され、前記第７のトランジスタの入力部に前記音声信号が印加され、当該第７のトランジスタの出力部が前記第２の差動増幅回路を構成する前記第３および第４のトランジスタの共通接続部に接続されて前記第２の差動増幅回路に第２の変調電流を供給し、前記第８のトランジスタの入力部に第２のバイアス電圧が印加されて前記第２の変調電流をバイアスする、第４の差動増幅回路とを有し、前記変調度制御回路は、通常変調モードで動作させる場合、前記第１の変調電流のレベルが前記第２の変調電流のレベルより大きく変調度が０〜１００％の間になるように、前記第１のバイアス電圧を出力し、過変調モードで動作させる場合、前記第１の変調電流のレベルが前記第２の変調電流のレベルより小さく変調度が１００％を超えるように、前記第１のバイアス電圧を出力し、前記第１の差動増幅回路は、前記第３の差動増幅回路から供給される前記第１の変調電流に応じて前記搬送波信号を変調して出力部に出力し、前記第２の差動増幅回路は、前記第４の差動増幅回路から供給される前記第２の変調電流に応じて前記搬送波信号を変調して前記出力部に出力する。
【００１９】
本発明によれば、変調回路を検査するとき、変調回路を過変調状態に設定し、このとき出力された変調信号の波形を検査することにより、キャリアリークの有無を確認できる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る変調回路の一実施形態を示す回路図である。
図１に示すように、本実施形態の変調回路は発振器１０、ミクサ２０およびクランプ／ホワイトクリップ回路４０により構成されている。
【００２１】
発振器１０はＲＦ信号、例えば、５０〜８５５ＭＨｚの高周波キャリアを発生し、差動信号ＳC としてミクサ２０に供給する。
【００２２】
クランプ／ホワイトクリップ回路４０は入力された映像信号ＳV の最大レベルを振幅制限し、レベル制限した映像信号ＳV1をミクサ２０に出力する。さらに、クランプ／ホワイトクリップ回路４０により、ミクサ２０における振幅変調の変調度を制御するバイアス電圧ＶB1を発生し、ミクサ２０に供給する。
【００２３】
ミクサ２０はｎｐｎ型トランジスタＱ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 ，Ｑ5 ，Ｑ6 ，Ｑ7 ，Ｑ8 、抵抗素子Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，Ｒ4 および電流源Ｉ1 ，Ｉ2 ，Ｉ3 ，Ｉ4 により構成されている。
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 、トランジスタＱ3 ，Ｑ4 、トランジスタＱ5 ，Ｑ6 およびトランジスタＱ7 ，Ｑ8 により、それぞれ差動増幅器が構成されている。
【００２４】
トランジスタＱ1 とＱ3 のコレクタが共通に接続され、接続ノードＮＤ1 が抵抗素子Ｒ1 を介して、電源電圧ＶCCの供給線に接続され、トランジスタＱ2 ，Ｑ4 のコレクタが共通に接続され、接続ノードＮＤ2 が抵抗素子Ｒ2 を介して、電源電圧ＶCCの供給線に接続されている。
ノードＮＤ1 およびノードＮＤ2 により、差動信号としての変調信号ＳRFが出力される。
【００２５】
トランジスタＱ1 ，Ｑ4 のベースが共通に接続され、接続点が発振器１０の一方の差動出力端子に接続され、トランジスタＱ2 ，Ｑ3 のベースが共通に接続され、接続点が発振器１０の他方の差動出力端子に接続されている。
トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のエミッタがトランジスタＱ6 のコレクタに共通に接続され、接続点によりノードＮＤ3 が構成されている。
トランジスタＱ3 ，Ｑ4 のエミッタがトランジスタＱ7 のコレクタに共通に接続され、接続点によりノードＮＤ4 が構成されている。
【００２６】
トランジスタＱ5 のコレクタが電源電圧ＶCCの供給線に接続され、ベースがクランプ／ホワイトクリップ回路４０のバイアス電圧ＶB1の出力端子に接続されている。トランジスタＱ6 のベースがクランプ／ホワイトクリップ回路４０の映像信号ＳV1の出力端子に接続されている。
トランジスタＱ5 のエミッタが電流源Ｉ1 に接続され、トランジスタＱ6 のエミッタが電流源Ｉ2 に接続されている。さらにトランジスタＱ5 ，Ｑ6 のエミッタが抵抗素子Ｒ3 を介して接続されている。
【００２７】
トランジスタＱ8 のコレクタが電源電圧ＶCCの供給線に接続され、ベースがバイアス電圧ＶB2の入力端子に接続されている。トランジスタＱ7 のベースがＦＭ変調された音声信号ＳA の入力端子に接続されている。
トランジスタＱ7 のエミッタが電流源Ｉ3 に接続され、トランジスタＱ8 のエミッタが電流源Ｉ4 に接続されている。さらにトランジスタＱ7 ，Ｑ8 のエミッタが抵抗素子Ｒ4 を介して接続されている。
【００２８】
上述したように構成されたミクサ２０において、トランジスタＱ6 およびトランジスタＱ7 のコレクタから、ノードＮＤ3 およびノードＮＤ4 に供給された変調電流ＩV および変調電流ＩA との比により、変調信号ＳRFの変調度が決定される。
【００２９】
図２は図１に示すミクサ２０の映像信号入力部を示す部分回路図であり、変調電流ＩV を発生する電流源の回路図である。
図示のように、変調電流ＩV を発生する電流源はトランジスタＱ5 ，Ｑ6 、抵抗素子Ｒ3 および電流源Ｉ1 ，Ｉ2 により構成されている。トランジスタＱ5 のベースに、クランプ／ホワイトクリップ回路４０からのバイアス電圧ＶB1が印加され、トランジスタＱ6 のベースに、クランプ／ホワイトクリップ回路４０から、振幅制限された映像信号ＳV1が印加されている。
【００３０】
トランジスタＱ6 のコレクタに接続されているノードＮＤ3 からトランジスタＱ6 のコレクタに向かって、変調電流ＩV が流れる。クランプ／ホワイトクリップ回路４０からのバイアス電圧ＶB1のレベルが変化すると、変調電流ＩV の値もそれに応じて変化する。
【００３１】
なお、変調電流ＩV を発生する電流源は広い温度範囲、例えば、−２０〜８０℃の範囲において安定した動作が要求されている。抵抗素子の電圧降下を利用して、この温度範囲で変調電流ＩV の変動を抑制でき、温度変化による変調度の変化を±１％以内に制御できる。
【００３２】
図１に示すミクサ２０において、トランジスタＱ7 ，Ｑ8 により構成された部分回路により、音声信号ＳA に応じて変調電流ＩA が発生され、ノードＮＤ4 からトランジスタＱ7 のコレクタに向かって、音声信号ＳA に応じた変調電流ＩA が流れる。
【００３３】
図３は変調電流ＩV と変調電流ＩA とのレベルによる変調度の変化を示す概念図である。
図３に示すように、ＦＭ変調された音声信号ＳA のレベルが一定の場合、これに応じた変調電流ＩA のレベルも一定に保持されている。この場合、映像信号ＳV に応じて発生された変調電流ＩA のレベルが変化すると、変調信号ＳRFの変調度が変化する。
【００３４】
例えば、図示のように、変調電流ＩV が変調電流ＩA よりレベルが大きい場合、変調度が０〜１００％の間に保持され、映像信号ＳV のレベルに応じて、変調電流ＩV のレベルが最大に保持されているとき、変調度が０％になる。
変調電流ＩV のレベルが小さくなり、例えば、変調電流ＩA のレベルと一致した場合、変調度が１００％になる。図３に示すように、このとき、変調が行われていない。
さらに、変調電流ＩV のレベルが小さくなり、変調電流ＩA のレベルより小さくなる場合には、変調度が１００％を越える過変調状態となり、変調信号ＳRFにおいては、キャリア信号の位相が反転する。
【００３５】
このように、ミクサ２０における変調電流ＩV のレベルを制御することにより、変調度を制御し、変調信号ＳRFを過変調状態に制御することができる。
【００３６】
図４は図１に示すクランプ／ホワイトクリップ回路４０における過変調制御回路４０ａの一構成例を示す回路図である。
図４において、Ｒ5 ，Ｒ6 ，Ｒ7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 ，Ｒ10，Ｒ11，Ｒ12，Ｒ13は抵抗素子、Ｑ9 ，Ｑ10，Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14はｎｐｎ型トランジスタ、ＳＷはスイッチ、ＩM は電流源をそれぞれ示している。
【００３７】
図示のように、過変調制御回路４０ａは、トランジスタＱ11，Ｑ12、抵抗素子Ｒ10，Ｒ11、スイッチＳＷおよび電流源ＩM により構成されている。
また、トランジスタＱ10および抵抗素子Ｒ9 は通常のバイアス電圧を発生するために設けられている。
トランジスタＱ10およびトランジスタＱ11のコレクタがともにノードＮＤ5 に接続され、ノードＮＤ5 が抵抗素子Ｒ8 に接続され、さらにバイアス電圧ＶB1の出力端子に接続されている。
トランジスタＱ10およびトランジスタＱ11のベースがともに定電圧源Ｖ1 に接続され、定電圧源Ｖ1 により発生された電圧でバイアスされている。
【００３８】
トランジスタＱ10のエミッタが抵抗素子Ｒ9 を介して接地され、トランジスタＱ11のエミッタが抵抗素子Ｒ10を介して接地されている。
トランジスタＱ12のコレクタが電源電圧ＶCCの供給線に接続され、ベースが電流源ＩM と抵抗素子Ｒ11との接続点に接続されている。さらに、トランジスタＱ12のエミッタがトランジスタＱ11のエミッタと共通に接続されている。
電流源ＩM がスイッチＳＷと抵抗素子Ｒ11との間に接続されている。
【００３９】
通常変調モード時に、スイッチＳＷがオン状態に保持され、電流源ＩM により発生されて電流ｉM が抵抗素子Ｒ11に流れて、電圧降下が生じる。この電圧降下がトランジスタＱ12を導通状態に設定できる程度に電流源ＩM の電流値が決められている。
【００４０】
これにより、通常変調モード時に、トランジスタＱ12が導通状態にあり、トランジスタＱ11とトランジスタＱ12のエミッタの電位が高く保持されるので、トランジスタＱ11が非導通状態に保持されている。
このとき、ノードＮＤ5 の電位、即ち、バイアス電圧ＶB1のレベルは導通状態にあるトランジスタＱ10およびそのエミッタに接続されている抵抗素子Ｒ9 の抵抗値により決定される。トランジスタＱ11が導通する場合より、ノードＮＤ5 の電位が高く設定されている。
【００４１】
一方、過変調モード時に、スイッチＳＷがオフ状態に設定されるので、抵抗素子Ｒ11に電流ｉM が流れず、トランジスタＱ12のベースが低い電圧に保持され、トランジスタＱ12が非導通状態に設定されている。
これにより、トランジスタＱ11のエミッタ電位が低いレベルに保持され、トランジスタＱ11が導通状態に保持され、ノードＮＤ5 の電位が通常変調モード時より低く設定されている。
【００４２】
ノードＮＤ5 の電位がバイアス電圧ＶB1として、ノードＮＤ6 より出力された映像信号ＳV1とともにミクサ２０に出力され、これらの信号に応じて、ミクサ２０により通常の変調信号ＳRFまたは過変調信号ＳRFが出力される。
【００４３】
変調回路のキャリアリーク検査時に、スイッチＳＷをオフ状態に設定し、変調回路を過変調モードに設定した状態で、ミクサ２０により出力された変調信号ＳRFを計測することにより、キャリアリークの有無を検査できる。
【００４４】
図５〜図８は、例えば、スペクトルアナライザにより測定した変調信号ＳRFの包絡信号の波形を示す図である。
図５は通常変調モード時の変調信号ＳRFの波形を示している。図示のように、同期信号および映像信号ＳV の混合信号により振幅変調された変調信号ＳRFにおいて、映像信号ＳV の振幅最大時の変調度が８０％に設定されている。この場合は、過変調にならず、正常な動作状態である。
【００４５】
図６は過変調モード時の変調信号ＳRFの変形を示している。図示のように、同期信号および映像信号ＳV の混合信号により振幅変調された変調信号ＳRFにおいて、最大の変調度が１００％近くにある。また、図示のように、最大変調時に、包絡信号のレベルがほぼ０ｍＶになり、高周波における接地インピーダンスが低く、変調回路におけるキャリアリークがないことを示している。
【００４６】
図７および図８は、同期信号および映像信号ＳV の混合信号の代わりに、正弦波を変調回路に入力された場合の変調信号ＳRFの波形を示している。
図７は過変調モード時の変調信号ＳRFの出力波形を示している。図示のように、過変調モードに設定したことにより、変調信号ＳRFにおいて、最大の変調になる部分の波形は折り返されている。また、図示のように、最大変調時に、包絡信号のレベルがほぼ０ｍＶになり、高周波における接地インピーダンスが低く、変調回路におけるキャリアリークがないことを示している。
【００４７】
図８は過変調モード時の変調信号ＳRFの他の出力波形を示している。図７に示す波形と同様に、過変調モードに設定したことにより、変調信号ＳRFにおいて、最大変調となる部分の波形は折り返されている。ただし、この場合、図７と異なり、最大変調時に、包絡信号のレベルが０ｍＶにならず、約１ｍＶに保持されている。この現象は高周波における接地インピーダンスが高く、変調回路におけるキャリアリークがあることを示している。
【００４８】
以上説明したよう、過変調モードに設定した場合の変調信号ＳRFの出力波形を測定することにより、キャリアリークの有無を定量的に検査することができる。これにより、例えば、量産時に大量の製品に対するキャリアリークの定量的な検査が可能となる。
【００４９】
図９は本発明の一応用例を示す回路図であり、クランプ／ホワイトクリップ回路４０における過変調制御回路４０ｂの具体例である。
図示のように、本例の過変調制御回路４０ｂは、ｎｐｎ型トランジスタＱ11，Ｑ12、抵抗素子Ｒ10，Ｒ11により構成されている。なお、本応用例の過変調制御回路４０ｂは、図４に示す過変調制御回路４０ａと略同様であり、以下、その異なる部分についてのみ説明する。
【００５０】
本応用例では、トランジスタＱ12のベースと抵抗素子Ｒ11との接続点がモード制御信号ＳMDの入力端子に接続され、モード制御信号ＳMDに応じて、バイアス電圧ＶB1のレベルが制御され、ミクサ２０における変調度が制御される。
【００５１】
以下、図９を参照しつつ、本応用例の動作について説明する。
通常モード時に、モード制御信号入力端子からハイレベルのモード制御信号ＳMDが入力される。これに応じて、トランジスタＱ12が導通状態に設定され、トランジスタＱ11とトランジスタＱ12のエミッタの電位が高いレベルに保持されるので、トランジスタＱ11が非導通状態に保持される。
【００５２】
これにより、ノードＮＤ5 の電位がトランジスタＱ11が導通状態より高いレベルに保持され、即ち、ハイレベルのバイアス電圧ＶB1がミクサ２０に供給される。
ミクサ２０においては、バイアス電圧ＶB1のレベルに応じて、通常の変調動作が行われる。
【００５３】
過変調モード時に、モード制御信号の入力端子からローレベルのモード制御信号ＳMDが入力される。これに応じて、トランジスタＱ12が非導通状態に設定され、トランジスタＱ11のエミッタの電位は、トランジスタＱ12が導通状態より低いレベルに保持されているので、トランジスタＱ11が導通状態に設定され、トランジスタＱ11のコレクタに抵抗素子Ｒ10の抵抗値に応じた導通電流が流れる。
【００５４】
これにより、ノードＮＤ5 の電位が通常モード時より低く設定され、即ち、通常モード時より低いレベルのバイアス電圧ＶB1がミクサ２０に出力される。
ミクサ２０においては、バイアス電圧ＶB1のレベルに応じて、過変調動作が行われる。
【００５５】
このように、本応用例においては、モード制御信号ＳMDのレベルにより、過変調制御回路によりミクサ２０に出力されたバイアス電圧ＶB1のレベルが制御され、これに応じて、ミクサ２０の変調動作が決定される。
【００５６】
以上説明したように、本実施形態によれば、トランジスタＱ11，Ｑ12、抵抗素子Ｒ10，Ｒ11、スイッチＳＷおよび電流源ＩM により過変調制御回路を構成し、通常モード時に、スイッチＳＷをオン状態に保持することでトランジスタＱ12を導通状態に保持し、トランジスタＱ11を非導通状態に保持し、ミクサ２０にハイレベルのバイアス電圧ＶB1を供給させ、過変調モード時にスイッチＳＷをオフ状態に切り換えることでトランジスタＱ12を非導通状態に保持し、トランジスタＱ11を導通状態に保持し、ミクサ２０にローレベルのバイアス電圧ＶB1を供給させるので、ミクサ２０により、バイアス電圧ＶB1のレベルに応じて変調信号ＳRFの変調度を制御し、過変調状態に設定するとき、変調信号ＳRFの波形を測定することにより、変調回路のキャリアリークの有無を定量的に検査でき、量産時のキャリアリークの検査を容易に行える。
【００５７】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の変調回路によれば、変調信号の変調モードを制御することにより、キャリアリークの有無を定量的に検査でき、これにより、量産時に製品のキャリアリークの検査を容易に行える利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る変調回路の一実施形態を示す回路図である。
【図２】変調回路の部分回路の回路図である。
【図３】変調電流と変調状態を示す概念図である。
【図４】過変調制御回路の一構成例を示す回路図である。
【図５】通常モード時の変調信号を示す波形図である。
【図６】過変調モード時にキャリアリークが無い場合の変調信号の波形図である。
【図７】過変調モード時にキャリアリークが無い場合の変調信号の波形図である。
【図８】過変調モード時にキャリアリークがある場合の変調信号の波形図である。
【図９】過変調回路の一応用例を示す回路図である。
【図１０】一般的な変調回路の構成を示す回路図である。
【図１１】変調回路における各部分の信号の波形を示す波形図である。
【図１２】一般的な変調回路における発振器１０およびミクサ２０の一構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１０…発振器、２０…ミクサ、３０…ローパスフィルタ、４０…クランプ／ホワイトクリップ回路、４０ａ，４０ｂ…過変調制御回路、Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 ，Ｑ5 ，Ｑ6 ，Ｑ7 ，Ｑ8 ，Ｑ9 ，Ｑ10，Ｑ11，Ｑ12，Ｑ13，Ｑ14…ｎｐｎ型トランジスタ、Ｒ1 ，Ｒ2 ，Ｒ3 ，Ｒ4 ，Ｒ5 ，Ｒ6 ，Ｒ7 ，Ｒ8 ，Ｒ9 ，Ｒ10，Ｒ11，Ｒ12，Ｒ13…抵抗素子、ＮＤ1 ，ＮＤ2 ，ＮＤ3 ，ＮＤ4 ，ＮＤ5 ，ＮＤ6 …ノード、ＳＷ…スイッチ、Ｉ1 ，Ｉ2 ，Ｉ3 ，Ｉ4 ，ＩM …電流源、ＶCC…電源電圧、ＧＮＤ…接地電位。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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