(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁石の磁気力により被支持体を非接触支持する磁気浮上装置の制御装置において、
前記被支持体を所定位置に非接触支持するために必要な電磁石電流を指令する指令手段と、
前記指令手段の指令に基づいたデューティ比を有する基準ＰＷＭスイッチング信号を生成するとともに、前記基準ＰＷＭスイッチング信号に対して、前記基準ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比が基準ＰＷＭスイッチング周期より長い周期で周期的に変動するような補正を加えて出力するＰＷＭ信号出力手段と、
前記ＰＷＭ信号出力手段からのＰＷＭ信号で駆動され、前記指令に応じた電流を生成するＰＷＭ二象現駆動回路と、
電磁石電流の電流波形から前記デューティ比の変動周期に対応する周波数成分を抽出して前記被支持体の位置を検出する検出手段とを備え、検出された前記位置に基づいて前記被支持体の磁気浮上を制御することを特徴とする磁気浮上装置の制御装置。
【請求項２】
電磁石の磁気力により非接触支持された回転翼付きロータをモータにより回転駆動して、真空排気を行う磁気浮上式ターボ分子ポンプにおいて、
請求項１に記載の制御装置を備え、前記制御装置により前記ロータの磁気浮上を制御することを特徴とする磁気浮上式ターボ分子ポンプ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気浮上装置の制御装置、およびその制御装置を備える磁気浮上式ターボ分子ポンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
磁気浮上式ターボ分子ポンプに用いられている磁気軸受装置等の磁気浮上装置では、電磁石により非接触支持される被支持体の位置（移動量）を位置センサで検出し、位置センサからの信号に基づいて電磁石コイルの電流を制御することにより、被支持体を所望の位置に非接触支持している。位置センサとしては、例えば、インダクタンスの変化を利用した電磁誘導型センサが用いられており、電磁石の近傍に検出用のコイルを設けて検出用の信号を印加するものである。このような位置センサを用いる場合、電磁石の吸引力の作用点である被支持体の部位と、位置センサの位置検出点である被支持体の部位とを一致させることは構造上難しく、また、専用のコイルや測定系などが必要であり構造が複雑となる欠点があった。
【０００３】
そこで、このような欠点を解消すべく、位置センサを必要としない磁気軸受装置が提案されている。そのような磁気軸受装置の一例として、電磁石電流に交流電流を重畳させ、電磁石コイル両端に発生する交流電圧を検出して被支持体の位置を測定する「重畳方式」の磁気軸受装置が、特開平５−１１８３２９号公報に開示されている。この装置では、軸受電源にパルス幅変調（ＰＷＭ）型の電源が用いられ、電磁石電流をパルス幅変調により供給する。そして、電磁石に流れるスイッチングリップル電流を測定することにより、コイルのインダクタンスの変化、すなわち被支持体の位置を検出する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したようなリップル成分を検出する磁気軸受制御方法では、以下に示すような欠点がある。通常、ＰＷＭ軸受電源においては１０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ程度のスイッチング周波数が用いられるが、このスイッチング周波数が高いと、電流アンプと電磁石とを接続するケーブルの線間容量の影響を受けやすくなり、ケーブル長によって電流アンプから見た電磁石のインダクタンスが大きく変化したり、容量性になってしまったりするという不都合が生じる。逆に、スイッチング周波数が低いと、スイッチングによる被支持体の振動（スイッチング周波数と等しい周波数の振動）が発生しやすくなる。
【０００５】
ところで、電磁石電流にはスイッチングパルス信号のデューティ比の情報とコイルのインダクタンスの情報とが含まれており、検出される電磁石電流のリップル成分はデューティ比によって変化する。そのため、リップル成分をデューティ比に応じて補正する必要があり正確な位置測定が難しいという欠点があった。
【０００６】
本発明の目的は、浮上位置測定に対するケーブルの線間容量の影響を小さくすることができ、ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比の影響を取り除いて容易に浮上位置測定が行える磁気浮上装置の制御装置およびその制御装置を備える磁気浮上式ターボ分子ポンプを提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
発明の実施の形態を示す図１に対応付けて説明する。
（１）請求項１の発明は、電磁石２Ａ，２Ｂの磁気力により被支持体１を非接触支持する磁気浮上装置の制御装置に適用され、被支持体１を所定位置に非接触支持するために必要な電磁石電流を指令する指令手段７と、指令手段７の指令に基づいたデューティ比を有する基準ＰＷＭスイッチング信号を生成するとともに、基準ＰＷＭスイッチング信号に対して、基準ＰＷＭスイッチング信号のデューティ比が基準ＰＷＭスイッチング周期より長い周期で周期的に変動するような補正を加えて出力するＰＷＭ信号出力手段９，１０，１１，１２Ａと、ＰＷＭ信号出力手段９，１０，１１，１２ＡからのＰＷＭ信号で駆動され、前記指令に応じた電流を生成するＰＷＭ二象現駆動回路８と、電磁石電流の電流波形からデューティ比の変動周期に対応する周波数成分を抽出して被支持体１の位置を検出する検出手段６とを備え、検出された位置に基づいて被支持体１の磁気浮上を制御することにより上述の目的を達成する。
（２）請求項２の発明は、電磁石２Ａ，２Ｂの磁気力ににより非接触支持された回転翼付きロータ１をモータにより回転駆動して、真空排気を行う磁気浮上式ターボ分子ポンプにおいて、請求項１に記載の制御装置を備え、前記制御装置によりロータ１の磁気浮上を制御するようにしたものである。
【０００８】
なお、本発明の構成を説明する上記課題を解決するための手段の項では、本発明を分かり易くするために発明の実施の形態の図を用いたが、これにより本発明が発明の実施の形態に限定されるものではない。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、図１〜図９を参照して本発明の実施の形態を説明する。図１は本発明による制御装置の一実施の形態を示すブロック図である。図１において、磁気浮上装置の被支持体１は電磁石２Ａ、２Ｂの吸引力により非接触支持される。例えば、磁気浮上式ターボ分子ポンプであれば、被支持体１はターボ分子ポンプロータに、電磁石２Ａ、２Ｂはロータを支持する一対のラジアル電磁石にそれぞれ対応している。
【００１０】
図２は磁気浮上式ターボ分子ポンプに用いられている５軸制御形磁気軸受の概念図であり、ロータ３４の回転軸Ｊがｚ軸に一致するように示した。図２に示すように、５軸制御形磁気軸受では４対のラジアル電磁石３５ｘ、３５ｙ、３６ｘ、３６ｙと一対のアキシャル電磁石３７ｚを有している。なお、３９はロータ３４を回転駆動するモータである。ラジアル電磁石３５ｘ、３５ｙはロータ上部に設けられており、ラジアル電磁石３５ｘがｘ１軸に沿ってロータ３４を挟むように配設され、ラジアル電磁石３５ｙがｙ１軸に沿ってロータ３４を挟むように配設されている。また、ラジアル電磁石３６ｘ、３６ｙはロータ下部に設けられており、ラジアル電磁石３６ｘがｘ２軸に沿ってロータ３４を挟むように配設され、ラジアル電磁石３６ｙがｙ２軸に沿ってロータ３４を挟むように配設されている。アキシャル電磁石３７ｚはロータ３４の下端に設けられたプレート３８をｚ軸に沿って挟むように対向して配設され、上側の電磁石５３ｚはプレート３８を上方に吸引し、下側の電磁石５３ｚはプレート３８を下方に吸引する。図１に示した被支持体１がロータ３４であり、電磁石２Ａ、２Ｂは４対のラジアル電磁石３５ｘ、３５ｙ、３６ｘ、３６ｙの内の何れか一つを示したものである。
【００１１】
制御装置は電磁石２Ａ、２Ｂにパルス幅変調されたスイッチングリップル電流を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）型軸受電源部３と、電磁石コイル４のスイッチングリップル電流を抵抗などを用いて電圧信号として出力する電流検出器５と、電流検出器５で検出された電流波形が入力される同期検波回路６と、同期検波回路６からの信号に基づいてＰＷＭ型軸受電源部３を制御する磁気浮上制御回路７とで構成されている。電流検出器５の出力は同期検波回路６に入力されるとともに、ＰＷＭ型軸受電源部３の電流制御回路９（後述する）にフィードバックされる。なお、図１では省略したが、一方の電磁石２ＢにもＰＷＭ型軸受電源部３，電流検出器５および同期検波回路６が同様に設けられており、各々のＰＷＭ型軸受電源部３から電磁石２Ａ、２Ｂにそれぞれ供給される電流を共通の磁気浮上制御回路７によって制御し、被支持体１を所定の位置に支持している。
【００１２】
電流検出器５の検出値（電流波形）から電磁石コイル４のインダクタンス、すなわち被支持体１と電磁石２Ａ、２ＢとのギャップＸＡ，ＸＢが各同期検波回路６により検出されギャップＸＡ，ＸＢに比例する浮上位置信号ＳＡ，ＳＢがそれぞれ出力される。磁気浮上制御回路７には浮上位置信号ＳＡと浮上位置信号ＳＢとの差分（ＳＡ−ＳＢ）が差分器１３から入力される。磁気浮上制御回路７は、この差分（ＳＡ−ＳＢ）に応じた電流命令信号（アナログ数値）を電流制御回路９に出力する。
【００１３】
電流制御回路９には、電流検出器５からの信号（電流波形）に電磁石電流の変化分を指示する磁気浮上制御回路７からの信号を加算点１４で加算したものが入力される。電流制御回路９は、入力された信号に基づいたＰＷＭスイッチングパルス信号をデューティ比変動回路１０およびカウンタ１１へ出力する。図３は電流制御回路９から出力されるＰＷＭスイッチングパルス信号を例示したものであり、（ａ）はパルス信号のデューティ比が５０％の場合を、（ｂ）はパルス信号のデューティ比が５０％より大きい場合を、（ｃ）はパルス信号のデューティ比が５０％より小さい場合を示している。
【００１４】
カウンタ１１は電流制御回路９からのＰＷＭスイッチングパルス信号をカウントし、所定の変動周期を有する信号をデューティ比変動量生成回路１２Ａおよび同期検波回路６に出力する。例えば、電流制御回路９から図４に示すようなＰＷＭスイッチングパルス信号がカウンタ１１に入力されると、パルス１，２，３，４，…に対して順に１，２，１，２，…と変化する信号を出力する。
【００１５】
デューティ比変動量生成回路１２Ａは、電流制御回路９からの信号１を受信したらパルス１に与えるべきパルス幅変動量−βを生成し、信号２を受信したらパルス１に与えるべきパルス幅変動量＋βを生成し、順にデューティ比変動回路１０に出力する。デューティ比変動回路１０は、デューティ比変動量生成回路１２Ａからパルス幅変動量−βが入力されたならパルス１のパルス幅を−βだけ変動させて出力し、パルス幅変動量＋βが入力されたならパルス２のパルス幅を＋βだけ変動させる。同様な動作を電流制御回路９からのＰＷＭスイッチングパルス信号に対して順に行う。
【００１６】
図５は二象現駆動電流アンプ８の動作を説明する回路図であり、デューティ比変動回路１０から図４に示す変動を受けたＰＷＭスイッチングパルス信号が入力されると、その変動を受けたＰＷＭスイッチングパルス信号に応じたスイッチングリップル電流を電磁石２Ａ、２Ｂに出力する。図５において、２０は電磁石コイル４に電圧を印加するための電源であり、スイッチング素子２１Ａ，２１Ｂはスイッチングパルス信号により同時に開閉される。ここでは、スイッチング素子２１Ａ，２１Ｂはスイッチングパルス信号がＯＦＦのときに開き、スイッチングパルス信号がＯＮのときに閉じるものとする。
【００１７】
図６はスイッチングパルス信号と電磁石電流との関係を示す図であり、（ａ）はデューティ比５０％のスイッチングパルス信号を示し、（ｂ）は電磁石電流の変化を示す。図６（ａ）の時刻ｔ１においてパルス信号がＯＦＦからＯＮに変化すると、スイッチング素子２１Ａ，２１Ｂが閉じて電磁石コイル４に電源２０の電圧が印加される。このとき、電流ｉは図２（ｂ）の矢印方向に流れ、その値は図３（ｂ）のａで示すように増加する。次いで、時刻ｔ２においてパルス信号がＯＦＦに変化すると、スイッチング素子２１Ａ，２１Ｂが開く。このとき、電磁石コイル４には電磁エネルギーが蓄積されているため、そのエネルギーの放電によりダイオード２２Ａ，２２Ｂを介して図５（ａ）の矢印方向に電流ｉが流れ、電磁石コイル４を流れる電流ｉの値は図６（ｂ）のｂのように減少する。
【００１８】
スイッチング素子のＯＮ損失、ダイオードの順方向損失、電磁石の抵抗などの損失要因が零であれば、ａ，ｂの傾きの大きさは等しくなる。そのため、図６（ａ）に示すようにスイッチングパルス信号のデューティ比が５０％のときには、電磁石コイル４を流れる電流の値（ある時間幅で平均した値）が一定となる。一方、デューティ比を５０％より大きくすると、図６（ｂ）の電流が増加するａ状態の時間（ｔ２−ｔ１）の方が電流が減少するｂ状態の時間（ｔ３−ｔ２）より大きくなるので、電磁石電流が増加する。逆に、デューティ比を５０％より小さくすると、時間（ｔ３−ｔ２）の方が時間（ｔ２−ｔ１）より大きくなるので、電磁石電流が減少する。このように、二象現駆動電流アンプ８を用いるＰＷＭ軸受電源部３では、スイッチングパルス信号のデューティ比を増減させることにより電磁石電流の増加・減少を制御する。現実にはこれらの損失要因は零ではないので、５０％より少し大きいデューティ比のとき、電流一定となる。
【００１９】
二象現駆動電流アンプ８はデューティ比変動回路１０で変動を受けたＰＷＭスイッチングパルス信号により駆動され、スイッチングリップル電流が電磁石２Ａ，２Ｂに供給される。この電磁石２Ａ，２Ｂを流れる電流は電流検出器５で検出され、検出信号（電流波形）が前述したように電流制御回路９にフィードバックされるとともに同期検波回路６にも入力される。同期検波回路６では、カウンタ１１から入力される所定の変動周期を有する信号を基準にして検出信号を同期検波することにより電流のリップル成分から上記変動と同一周期を有する周波数成分（変動周期周波数成分）を取り出す。
【００２０】
例えば、図４に示す変動前のＰＷＭスイッチングパルス信号はスイッチング周期Ｔを有しているが、変動後のＰＷＭスイッチングパルス信号にはスイッチング周期Ｔの他に変動の周期２Ｔが含まれている。すなわち、パルス幅を変動させることにより、入力パルス信号のスイッチング周波数を２分の１に分周した周波数成分が生成される。これらの周波数成分の大きさは電磁石コイル４のインダクタンスと変動量に依存している。同期検波回路６は周期２Ｔの周波数成分を抽出し、その大きさを浮上位置信号ＳＡおよびＳＢとして出力する。前述したように、磁気浮上制御回路７には、電磁石２Ａに関する浮上位置信号ＳＡから電磁石２Ｂに関する浮上位置信号ＳＢを引いた差が入力される。
【００２１】
ところで、従来の装置では、電流制御回路９から出力されたＰＷＭスイッチングパルス信号を二象現駆動電流アンプ３に直接入力し、図６（ｂ）に示すような電磁石電流ｉのリップル成分の大きさＤを検出することにより、被支持体１の位置を算出していた。しかし、上述したようにリップル成分の大きさＤがデューティ比に依存しているため、例えば同じ大きさのリップル成分が得られたとしても、それぞれの値が得られたときのデューティ比が異なると、実際のギャップＸＡ，ＸＢは異なっていることになる。そのため、デューティ比に応じてリップル成分の大きさの補正を行う必要があった。
【００２２】
一方、本実施の形態の装置では、上述した変動周期周波数成分は、スイッチング周期Ｔを整数倍した変動周期でパルス幅に変動を与えたことによって生じたものであり、その成分の大きさは変動幅（βなどの大きさ）には依存するが、デューティ比にはほとんど依存しない。すなわち、図４に示した例では変動前のパルス信号のデューティ比は５０％であるが、例えばこのデューティ比が７０％であったとしても、与える変動量が全く同じ−β，＋β，−β，＋β，…であれば、変動周期周波数成分の大きさは等しくなる。そのため、従来のように検出されたリップル成分をデューティ比に応じて補正する必要がなく、デューティ比の変化に影響されることなく浮上位置を容易に求めることができる。
【００２３】
また、図４の例では、変動前のＰＷＭスイッチングパルス信号のスイッチング周期Ｔに対して、変動後のＰＷＭスイッチングパルス信号は周期２Ｔを有している。そのため、スイッチング周波数を有する従来のリップル成分に比べ、上述した変動周期周波数はスイッチング周波数より低いので、変動周期周波数成分は二象現駆動電流アンプ８と電磁石コイル４とを接続するケーブルの線間容量の影響を受けにくいという利点がある。
【００２４】
図７はデューティ比変動の他の例を示す図である。図７（ａ）では、パルス信号の各パルスに対して、０，＋β，０，−β，０，＋β，…のような変動量を与える。また、図７（ｂ）では、パルス信号の各パルスに対して、＋β，＋β，−β，−β，＋β，＋β，−β，−β，…のような変動量を与える。さらに、変動量は一定でなくても良く、図５（ｃ）のように、＋α，＋２α，＋３α，＋２α，＋α，＋２α，＋３α，…のような変動量でもよい。いずれの場合も、変動周期は４倍の４Ｔとなる。なお、変動周期は偶数倍だけではなく奇数倍に設定することもできる。さらに、図８に示すように、デューティ比の変動周期をスイッチングの周期Ｔより十分長くして変動量を正弦波的に変化させると、電流リップルの変化が正弦波に近づいて電流リップルの周波数成分は変動周期周波数で大きなピークを有し、より正確な位置測定が行える。なお、図８は各スイッチングパルス信号に与える変動量の変化を示した図であり、縦軸が変動量、横軸が時間を表している。
【００２５】
ばお、デューティ比が０％または１００％となると、スイッチングがなくなってスイッチング成分がなくなるので、浮上位置信号を得られなくなり、磁気浮上制御ができなくなる。そのため、電流制御回路９が出力するＰＷＭパルス列のデューティ比は、±β等の変動を加えられてもデューティ比が０％より大きく１００％より小さくなるような範囲に制限される。
【００２６】
（変形例）
図９は上述した実施の形態の変形例を示すブロック図であり、図１と同一の部分には同一の符号を付し、異なる部分を中心に説明する。上述した図１の装置では、電流制御回路９からのＰＷＭスイッチングパルス信号のデューティ比をデューティ比変動回路１０で変動し、その変動されたパルス信号を二象現駆動電流アンプ８に入力するような構成とした。一方、図９に示す装置では、カウンタ１１から信号がデューティ比変動量生成回路１２Ｂに入力されると、デューティ比変動量生成回路１２Ｂは上述した変動量（−βや＋β）に応じた電圧信号（変動周期を有する信号）を出力する。
【００２７】
電流制御回路９には、磁気浮上制御回路７からの電流命令信号に電流検出回路５からの検出信号およびデューティ比変動量生成回路１２Ｂからの電圧信号を各々加算点１４で加算したものが入力される。この加算された信号は上記電圧信号が持っていた変動周期を周期成分として有しており、電流制御回路９から出力されるＰＷＭスイッチング信号も変動周期を有することになる。
【００２８】
例えば、変動量を−β，０，＋β，０，−β，０，＋β，０，…とし、変動量を加算するタイミングにおける磁気浮上制御回路７の電流命令信号をａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ，ｇ，ｈ，…とすると、加算された信号は、ａ−β，ｂ＋０，ｃ＋β，ｄ＋０、ｅ−β，ｆ＋０，ｇ＋β，ｈ＋０，…となる。磁気浮上装置の場合、ＰＷＭスイッチング周期は磁気浮上制御回路７の信号の変動に比べて十分に速いので、ａ，ｂ，ｃ，…の隣接するもの同士はほぼ等しい値となる。そのため、βをこの隣接する信号の差より十分に大きく設定すれば、同期検波による磁気浮上の位置検出が可能となる。他の構成については、図１の装置と同様であり、この変形例の装置においても上述した実施の形態と同様の効果を得ることができる。
【００２９】
上述した実施の形態では、磁気浮上式ターボ分子ポンプを例に説明したが、例えば、磁気浮上搬送装置のような磁気浮上装置の制御装置にも適用することができる。なお、上述した同期検波回路６に代えて、変動周期周波数の狭帯域フィルタを通した後にＡＭ検波する方法でも良い。また、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いてＰＷＭスイッチングパルス信号を生成する場合には、デューティ比変動処理をソフトウェア的に実現できるという利点がある。
【００３０】
以上説明した実施の形態と特許請求の範囲の要素との対応において、磁気浮上制御回路７は指令手段を、同期検波回路６は検出手段を、図１の電流制御回路９，デューティ比変動回路１０，カウンタ１１，デューティ比変動量生成回路１２Ａ、および図２の電流制御回路９，カウンタ１１，デューティ比変動量生成回路１２ＢはＰＷＭ信号出力手段をそれぞれ構成する。
【００３１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、電磁石電流の電流波形から抽出されるデューティ比変動周期に対応する周波数成分はＰＷＭスイッチング信号のデューティ比に依存しないので、従来のようにデューティ比による補正を行う必要が無く、被支持体の浮上位置を容易に測定することができる。
また、デューティ比変動の周波数はＰＷＭスイッチング信号のスイッチング周波数より低くするすることができるので、制御装置と電磁石とを接続するケーブルの線間容量の影響を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による制御装置の一実施の形態を示すブロック図である。
【図２】磁気浮上式ターボ分子ポンプに用いられている５軸制御形磁気軸受の概念図。
【図３】電流制御回路９から出力されるＰＷＭスイッチングパルス信号を示した図であり、（ａ）はデューティ比が５０％の場合、（ｂ）はデューティ比が５０％より大きい場合、（ｃ）はデューティ比が５０％より小さい場合である。
【図４】ＰＷＭスイッチングパルス信号と変動量との関係を示す図。
【図５】二象現駆動電流アンプ８の動作を説明する回路図である。
【図６】電磁石電流を説明する図であり、（ａ）はスイッチング用パルス信号を示す図で、（ｂ）は電磁石電流の変化を示す図である。
【図７】デューティ比変動の他の例を示す図であり、（ａ）〜（ｂ）に３種類のスイッチングパルス信号を示した。
【図８】正弦波的に変動する変動量を示す図。
【図９】図１に示した制御装置の変形例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  被支持体
２Ａ，２Ｂ  電磁石
３  パルス幅変調（ＰＷＭ）型軸受電源部
４  電磁石コイル
５  電流波形検出器
６  同期検波回路
７  磁気浮上制御回路
８  二象現駆動電流アンプ
９  電流制御回路
１０  デューティ比変動回路
１１  カウンタ
１２Ａ，１２Ｂ  デューティ比変動量生成回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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