(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数変調された送信信号と目標物から反射される受信信号とのビート信号のサンプリングデータを得るステップと、
該サンプリングデータに対し、複数の部分区間でＦＦＴ（Fast Fourier  Transform）処理を行なうステップと、
該複数の部分区間ごとのビート周波数を抽出するステップと、
該抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行うステップとを有し、
前記抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行うステップは、
前記各部分区間に対応するビート信号のピーク周波数を正規化し、
該各部分区間の代表点における微分値を求め、
さらに、該微分値を積分して電圧―周波数特性を得る、
ことを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法。
【請求項２】
請求項１において、
前記抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行うステップは、
電圧―周波数特性を多項式でモデル化し、
さらに、前記微分値を２次回帰分析して得られる近似式の係数から前記モデル化された多項式の係数を求める処理により前記電圧―周波数特性を得る、
ことを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法。
【請求項３】
請求項１又は２において、
さらに、前記得られた電圧―周波数特性により、前記周波数変調特性を補正することを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法。
【請求項４】
請求項３において、
前記周波数変調特性の補正は、前記電圧−周波数特性に基づいて逆特性三角波を生成することにより行われることを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法。
【請求項５】
請求項３又は４において、
前記目標物との距離及び相対速度における誤差が規定値以上の時、前記周波数変調特性の補正を実行することを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法。
【請求項６】
請求項３又は４において、
前記得られた電圧−周波数特性から求められる非線形歪量が規定値以上の時、前記周波数変調特性の補正を実行することを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法。
【請求項７】
周波数変調器と、
該周波数変調器により変調された送信信号と、
該送信信号の目標物からの反射波とのビート信号を出力する周波数変換器と、
該周波数変換器のビート信号出力のサンプリングデータを得て、該サンプリングデータに対し、複数の部分区間でＦＦＴ（Fast Fourier  Transform）処理を行い、該複数の部分区間ごとのビート周波数を抽出し、該抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行うビート信号処理部とを有し、
前記ビート信号処理部における抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行う処理は、
前記各部分区間に対応するビート信号のピーク周波数を正規化し、
各部分区間の代表点における微分値を求め、
さらに、該微分値を積分して電圧―周波数特性を得る、
ことを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ。
【請求項８】
請求項７において、
前記ビート信号処理部における抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行う処理は、
電圧―周波数特性を多項式でモデル化し、
さらに、前記微分値を２次回帰分析して得られる近似式の係数から、該モデル化された多項式の係数を求める処理により前記電圧―周波数特性を得る、
ことを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ。
【請求項９】
請求項７又は８において、
さらに、非線形歪補正部を有し、
前記得られた電圧―周波数特性により、前記周波数変調器の周波数変調特性を補正することを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ。
【請求項１０】
請求項９において、
前記周波数変調特性の補正は、前記電圧−周波数特性に基づいて逆特性三角波を生成することにより行われることを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ。
【請求項１１】
請求項９又は１０において、
前記目標物との距離及び相対速度における誤差が規定値以上の時、前記非線形歪補正部により、前記周波数変調特性の補正を実行することを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ。
【請求項１２】
請求項９又は１０において、
前記得られた電圧−周波数特性から求められる非線形歪量が規定値以上の時、前記非線形歪補正部により、前記周波数変調特性の補正を実行することを特徴とするＦＭ−ＣＷレーダ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＭ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＦＭ−ＣＷレーダは、例えば自動車の安全装置の一つとして、目標物として前方又は後方に存在する他車との間の相対距離及び相対速度を測定する装置として採用され始めている。
【０００３】
かかるＦＭ−ＣＷレーダの動作原理の詳細については、例えば、特開平７−１４６３５９号公報に記載されている。ここで、ＦＭ−ＣＷレーダの原理を示す図１４によりＦＭ−ＣＷレーダの動作原理を簡単に説明する。
【０００４】
ＦＭ−ＣＷレーダから一定の周波数のベースバンド信号に三角波やチャープ波等で周波数（FM）変調を施して送信信号を送出する。この送信信号は、反射物で反射され、ＦＭ−ＣＷレーダ側で受波される。この時、受信信号は、送信信号に対し、ＦＭ−ＣＷレーダと反射物間の距離Ｒを一往復する遅れ時間τ（＝２Ｒ／ｃ，ｃ：電磁波の伝播速度）を生じる。
【０００５】
このために、これら送信信号周波数ａと受信信号周波数ｂを同一時間軸上に置くと、上記遅れ時間τに比例した距離周波数差ｆrを生じる。さらに、この遅れ時間τは、ＦＭ−ＣＷレーダと反射物間の相対距離Ｒに比例する。よって、上記距離周波数差ｆrから、相対距離Ｒが求められる。
【０００６】
一方、ＦＭ−ＣＷレーダと反射物の相対速度Ｖに比例する速度周波数ｆvが、図１４Ａに示す様に生じる。
【０００７】
したがって、送信信号周波数ａと受信信号周波数ｂを混合して、ビート周波数を求めると図１４Ｂに示すごとくなる。送信信号周波数ａと受信信号周波数ｂが共に増加に向かう期間は、上記距離周波数差ｆrに対し、速度周波数が加算され（ｆr＋ｆv）、送信信号周波数ａと受信信号周波数ｂが共に減少に向かう期間は、距離周波数差ｆrに対し、速度周波数ｆvが減算される（ｆr−ｆv）。
【０００８】
これにより、送信信号周波数ａと受信信号周波数ｂを混合して得られるビート周波数から相対距離Ｒ及び相対速度Ｖを求めることが出来る。
【０００９】
ビート周波数は送受遅延時間と送信周波数の時間変化率に基づく距離周波数と、送信周波数と相対速度に基づく速度周波数（ドップラー周波数）の和または差となっている。速度周波数のとりうる範囲が距離周波数のとりうる範囲に比べて小さい場合は、距離周波数がビート周波数にほぼ等しいとみなし、相対速度は変化する距離の微分から求めることができる。速度周波数のとりうる範囲が距離周波数のとりうる範囲に比べて無視できない場合には、三角波変調の上り下りに相当する各ビート周波数の和と差から距離及び速度を求める。
【００１０】
ここで、上記三角波やチャープ波等でFM変調するための周波数変調器として電圧制御発振器が多く用いられる。したがって、上記の相対距離及び相対速度の測定を正確なものとするために電圧制御発振器の電圧−周波数特性（Ｖ−Ｆ特性）は、安定且つ線形な特性を有することが望まれる。
【００１１】
しかしながら、電圧制御発振器の電圧−周波数特性（Ｖ−Ｆ特性）において線形な特性を得ることは難しく又、温度により変化する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
かかる周波数変調器の線形特性の歪みを補うために、一つの方策として電圧制御発振器の制御電圧入力部に調整機構付きの補償回路を設け、製造時に個々の電圧制御発振器について、手作業での調整を行う。しかし、この方法では、大量生産の際には多くの工数を要することになる。加えて、手作業での調整では、感熱装置を用いるとしても、温度変化に対しての対応は困難である。
【００１３】
したがって、本発明の目的は、上記問題を解決するために、周波数変調器の非線形歪みを自動的に、またレーダ動作中も継続的に測定可能とする測定方法及び、これを用いる測定装置並びに、ＦＭ−ＣＷレーダ装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を達成するための手段】
上記の本発明の目的を達成する為のＦＭ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法及び装置における基本原理は、送信信号と受信信号とのビート信号の観測区間（三角波変調の場合、通常は三角波の繰り返し周期の１／２）からある部分区間を切り出して、その部分区間でのビート周波数を観測すると、ビート周波数の内、距離周波数が支配的な場合は、ビート周波数はその部分区間における三角波の平均の傾きに凡そ比例することに基づく。
【００１５】
もし、ＦＭ−ＣＷレーダの変調特性が線形な場合は、目標物との相対距離及び相対速度が同じならば、線形区間をどのように選んでも同じビート周波数が観測される。
【００１６】
一方、ＦＭ−ＣＷレーダの変調特性が非線形な場合は、部分区間を時間軸方向に少しずつずらしていった時観測されるビート周波数は変化していくが、これは変調特性の微分特性を示している。この部分区間におけるビート周波数を連続的に求めて得られた曲線を正規化し、適当な初期値で積分すると近似的に変調特性を求めることができる。
【００１７】
かかる求められる変調特性を補正する逆特性を変調器に予め与えることにより非線形な特性を直線に補正することが可能である。
【００１８】
上記の原理に基く本発明のＦＷ−ＣＷレーダの周波数変調特性測定方法及び装置において、好ましくは、ビート信号のサンプリングデータを得て、このサンプリングデータに対し、複数の部分区間でＦＦＴ（Fast Fourier  Transform）処理を行なう。そして、この複数の部分区間に対するビート周波数を抽出し、抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行うことを特徴とする。
【００１９】
前記抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行う処理は、前記各部分区間に対応するビート信号のピーク周波数を正規化し、各部分区間の代表点における微分値を求め、さらに、前記微分値を積分して電圧―周波数特性を得ることを特徴とする。
【００２０】
さらに好ましくは、前記ビート信号処理部における抽出されたビート周波数から非線形歪の数値化を行う処理は、前記各部分区間に対応するビート信号のピーク周波数を正規化し、各部分区間の代表点における微分値を求め、電圧―周波数特性を多項式でモデル化し、さらに、前記測定により求められた微分値を２次回帰分析して得られる近似式の係数から前記モデル化された多項式の係数を求めることを特徴とする。
【００２１】
また、好ましくは、さらに前記求められる電圧―周波数特性により、前記周波数変調特性を補正することを特徴とする。
【００２２】
さらにまた好ましくは、前記目標物との距離及び相対速度における誤差が規定値以上の時、前記周波数変調特性の補正を実行することを特徴とする。
【００２３】
本発明の更なる特徴は、以下の図面を参照して説明される発明の実施の形態から明らかになる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。尚、図において、同一又は類似のものには同一の参照番号或いは、参照記号を付して説明する。
【００２５】
ここで、本発明の正しい理解のために、上記した従来の装置における周波数変調器の非線形歪の詳細を図面を参照して説明しておく。
【００２６】
ここでは説明を簡単にするために相対速度を０とする。相対速度が無視できない場合には、例えば三角波変調として上り下りのビート周波数から速度周波数を計算上相殺すればよい。
【００２７】
図１は、理想的に線形な周波数変調器による場合の送信信号と反射波である受信信号との関係を説明する図である。
【００２８】
周波数変調幅ΔΩの範囲で変化する送信信号ａに対する受信信号ｂの遅延時間τは対象物の相対距離Ｒに比例し、次の関係式が成り立つ。
【００２９】
【数１】
0004376390.tif 000002
上記式で、ｆBは送信信号ａに対する受信信号ｂの周波数差であるビート信号であり，図１Ｂに示されるように変化する。Ｃは光速、ΔΩは最大周波数偏位、Ｔは変調周期である。
【００３０】
図１Ｂにおいて、サンプリング期間で複数の部分区間を取ると、それぞれの部分区間におけるビート信号の周波数は等しく、したがって、各部分区間の三角波の平均の傾きは一定であり図１Ａに示されるように線形であることが理解できる。
【００３１】
これに対し、図２は、非線形な周波数変調器による場合の送信信号ａと反射波である受信信号ｂとの関係を示す図である。図２Ａに示すように、送信信号ａの変調信号は非線形である。したがって、受信信号ｂも非線形となり、それらの差周波数であるビート信号の周波数は図２Ｂに示すように、一定ではない。
【００３２】
本発明はかかる周波数変調器の非線形変調特性を正確に且つ容易に測定し、測定により求められた非線形変調特性に対する逆特性を周波数変調器に与えて、周波数変調器の出力変調特性を等価的に線形にするものである。
【００３３】
図３は、本発明による周波数変調特性測定方法を用いたＦＭ−ＣＷレーダを構成するブロック図である。図において、電圧制御発振器１により周波数変調器が構成され、三角波発生器２の出力電圧に対応して電圧制御発振器１の出力信号周波数が制御される。
【００３４】
このように周波数変調された電圧制御発振器１の出力は、図示しない電力増幅器等を通してアンテナから送出される。
【００３５】
一方、電圧制御発振器１の送信信号の一部が分岐され周波数変換器３に入力される。周波数変換器３は、目標物から反射され受信される受信信号と、電圧制御発振器１から分岐された送信信号との差分周波数をもつビート信号を生成し出力する。
【００３６】
周波数変換器３のビート信号出力は、Ａ／Ｄ変換器４に入力されデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器４からのデジタル化された出力信号は、ビート信号処理部５に入力し、距離及び相対速度が計算され出力される。
【００３７】
さらに、ビート信号処理部５において、後に説明するように本発明の特徴に従い補正用データが求められる。この補正用データに基づき電圧制御発振器１の非線型歪を補正する補正信号を非線形歪補正部６で生成出力する。
【００３８】
非線形歪補正部６において、電圧制御発振器１の非線型歪特性を求め、三角波発生器２がこれに対する逆特性歪をもった三角波信号を発生する様にする。
【００３９】
ここで、図４により本発明による非線形歪を求める原理を説明する。図４Ａは、図１Ａ，図２Ａに示した線形変調特性ａ及び非線形変調特性ｂを重ねて示したものである。
【００４０】
複数の部分区間ｉ，ｉ＋１，ｉ＋２……を考えると、それぞれの部分区間におけるビート周波数スペクトラムは、図４Ｂ、図４Ｃの様に示される。図４Ｂ、図４Ｃは、非線形変調特性ｂに対応する場合であり、複数の部分区間ｉ，ｉ＋１，ｉ＋２…に対し、ビート信号のスペクトラムが広がっている。
【００４１】
図４Ｂは図４Ｃよりも非線形性が大きい場合を示しており、各部分区間におけるビート周波数の真のビート周波数からの偏差が図４Ｃに比べて大きくなる。
【００４２】
ここで、図４Ａに示す変調特性におけるそれぞれの部分区間ｉ，ｉ＋１，ｉ＋２……におけるビート周波数は、先に説明した様に、対応する部分区間の電圧―周波数特性の微分値を示している。
【００４３】
したがって、部分区間におけるビート周波数を正規化し時系列化したものを積分すると、電圧−周波数特性の近似曲線が得られる。
【００４４】
図５は、これを説明する図である。図５Ａにおいて、ビート周波数の観測区間をＴ2とし、この観察区間のＫ個（図５Ａでは、Ｋ＝７）の部分区間をＳ1，Ｓ2，Ｓ3，…ＳKとする。
【００４５】
観測区間Ｔ2において、Ａ／Ｄ変換器４を用いて送受信信号のビート信号をサンプリングする。さらに、サンプリングしたｎ個のデータをＫ個の部分区間毎に、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）処理を行なう。
【００４６】
ここで、部分区間の長さを均等にＳｉ＝Ｔ2／Ｍ（図５Ａの例では、Ｍ＝４）とし、部分区間の間隔も均等にＴ2／Ｌとすると、
Ｋ＝（Ｍ−１）Ｌ／Ｍ＋１となる。ただし、Ｌ＝ｈＭ（ｈは自然数：図５Ａではｈ＝２）とする。
【００４７】
各部分区間でサンプリングデータをＦＦＴ処理し、算出されたスペクトルのピーク周波数を求める。各部分区間に対応するビート信号のピーク周波数をｆ1，ｆ2，ｆ3，…ｆKとする。これらのピーク周波数は各部分区間における電圧―周波数特性の微分に比例する。これを正規化する。
【００４８】
Ｍ，Ｌの間には、上記の様にＬ＝ｈＭの関係があるので、観測区間Ｔ2はＭ個の部分区間Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3，…ＳKで覆いつくされ、これらの部分区間に対応する周波数の和
ｆ1＋ｆ2＋ｆ3＋…＋ｆKは、区間Ｔ2に対する周波数変化即ち、周波数変調幅ΔΩ（図１、図２参照）に対応している。
【００４９】
したがって、次の式１のように定義される正規化された部分区間ビート周波数ｆ0iは目標物との相対距離・相対速度によらず略一定となる。
【００５０】
ｆ0i =  fｉ／（ｆ1＋ｆ2＋ｆ3＋…＋ｆK）
＝｛Δfｉ／（Ｔ2／Ｍ）｝／｛ΔΩ／（Ｔ2／Ｍ）｝＝Δｆｉ／ΔΩ
…式１
ここでΔｆｉは部分区間Ｓｉにおける周波数変調幅である。周波数変調幅ΔΩに対応する電圧偏差をΔＶとし、電圧軸を時間軸に合わせて
ΔＶ＝ＭΔｖとなるように分割すると、時間軸上の部分区間Ｓｉに対応する電圧軸上の部分区間ｖiの代表点（例えば中点）における電圧−周波数特性の微分値は次の式２により近似的に求められる。
【００５１】
【数２】
0004376390.tif 000003
上記式２から数値積分により電圧―周波数特性を求めることが出来る。この時、周波数変調範囲の任意の一点のみは予め別の方法で求めておき、その点を通るように積分の初期値を決定する。
【００５２】
例えば、スペクトルアナライザなどで周波数範囲の両端の点の電圧、周波数を計測しておく。
【００５３】
さらに別の方法として、微分値から電圧―周波数特性を求めるのに、モデル関数を使っても良い。例えば、電圧―周波数特性を３次元モデル関数とすると、その微分は２次関数となる。したがって、測定から求めた微分値を２次回帰分析すれば、近似２次式が求められる。
【００５４】
この近似２次式と、適当な初期値から３次のモデル関数のパラメータが決定される。すなわち、電圧―周波数特性が次の３次関数に従うと仮定すると、
ｆ＝ａｖ3＋ｂｖ2＋ｃｖ＋ｄ  であり、
これを微分すると
ｆ’＝３ａｖ2＋２ｂｖ＋ｃ
３ａ，２ｂ，ｃは部分区間のビート周波数から求めた微分値から２次回帰分析により近似的に求めることができ、ｄは任意の１点の測定値から求めることができる。
【００５５】
図５Ｂは、上記の様にして図５Ａに示す各部分区間のビート周波数から求められた電圧−送信周波数特性曲線ｃを示している。この様に求められた周波数変調器特性に対応する非線形な電圧−周波数特性曲線に対応して、非線形歪補正部６により三角波発生器２からの三角波信号に予め逆特性の歪を与えることにより変調器の出力周波数特性を等価的に直線特性とすることが出来る。
【００５６】
図６は、これを説明する図である。図６Ａは、理想的な時間−送信周波数直線である。これに対し、図６Ｂの特性は、非線形歪特性を持った電圧周波数特性を示す。図６Ｃは、図６Ｂの電圧周波数特性と逆特性の補正変調電圧特性である。この補正変調電圧特性を三角波発生器２の出力信号とすることにより図６Ａに示すように理想的な送信周波数特性と等価な特性を得ることが出来る。図６Ｄは図６Ｃと図６Ｂが対角線折り返しであることを示すための図である。
【００５７】
図７は、ビート信号処理部５の構成例ブロック図である。図８は、かかる構成に対応する基本的な補正アルゴリズムフローである。ビート信号処理部５の部分区間ＦＦＴブロック部５０でビート信号のサンプリングデータを取りこみ（ステップＳｔ１）、部分区間１〜Ｎにおいて、ＦＦＴ処理を行う（ステップＳｔ２）。次いで、周波数検出ブロック部５１で、部分区間１〜Ｎに対応するビート周波数の抽出を行なう（ステップＳｔ３）。
【００５８】
抽出されたビート周波数に基づき、先に実施例として説明した数値積分による方法あるいは、モデル関数を用いる方法により、補正用データ算出ブロック部５２において、非線形歪の数値化、補正用データの算出を行なう（ステップＳｔ４）。
【００５９】
そして、この様に得られた補正用データに基づき、非線型歪補正部６において、逆特性の補正信号を生成し、非線形歪の補正が行なわれる（ステップＳｔ５）。
【００６０】
図７において、更に区間ＦＦＴブロック部５３において、区間のサンプリングデータを求め、周波数検出ブロック部５１により、同様にビート周波数の抽出を行なう。このビート周波数に基づき先に説明したような従来方法により、目標物との距離及び、速度が距離速度算出ブロック部５４で求められる。
【００６１】
図９は図８の基本的補正アルゴリズムに対し、継続的に補正をする場合のフローである。すなわち、図８におけるステップＳｔ５での非線形歪の補正の実行を歪の大きさが規定値以下であるか否かを判断し（ステップＳｔ５０）、規定値を超えた時に補正を実行する。
【００６２】
図１０は、別の実施例における補正制御のフローである。すなわち、補正された状態を固定目標物を用いて適宜校正する実施例である。図１０においてステップＳ１〜Ｓ４、Ｓ５は、図８におけるステップＳ１〜Ｓ５までの処理と同様である。図１０においては、再度のビート信号のサンプリングデータの取り込み（ステップＳｔ１１）を行ない、距離速度算出ブロック部５４（図７参照）で三角波の半区間における区間ＦＦＴ処理によって距離・速度を算出する（ステップＳｔ１２）。
【００６３】
この算出された距離・速度と固定目標物に対する実際の距離・速度との誤差が規定値以下であるか否かを判断する（ステップＳｔ１３）。そして、距離・速度が規定値以下でなければ、校正を非線形歪補正ブロック部６に対し実行する（ステップＳｔ１４）。
【００６４】
図１１は、かかる非線形歪補正ブロック部６に対する校正の一例であり、温度変動に対する非線形歪補正ブロック部６の特性変動を校正する例である。図３の構成に対し、温度センサ７と温度校正部８を備える。温度校正部８において、ビート信号処理ブロック部５からの補正データに対し、温度センサ７により検知される温度に基づき温度変動分を考慮した校正値を与える。
【００６５】
したがって、非線形歪補正ブロック部６は、温度補正値を含んだ補正データを入力し、温度変動による影響なしに三角波発生器２に対する逆特性の歪補正を与えることが出来る。
【００６６】
図１２は、装置の初期出荷時に校正処理を行なう実施例である。初期校正ブロック部９を設け、これに初期出荷時に出力される距離・速度データを初期校正ブロック部９に入力する。
【００６７】
初期校正ブロック部９において、入力される距離・速度データから実際の目標物との距離・速度との誤差分を求める。そして求められた誤差分に対応して変調歪補正データを校正する。校正された変調歪補正データを非線型歪補正ブロック部６に入力する。
【００６８】
ここで、先に校正時の処理として固定目標物を置き、測定される距離・速度データと実際の固定目標物との間の実際の距離・速度との誤差を求める様に説明した。かかる、方法によらず遅延線路を非測定対象のＦＷ―ＣＷレーダの入出力端に接続し、送信信号が遅延線路を往復する際の遅延時間から距離・速度データを得ることも可能である。
【００６９】
図１３は、これを説明する図である。図１３Ａに示す構成では、本発明に従う測定方法を実行する機能ブロック図を内蔵するＦＭ−ＣＷレーダ１０を目標物１１との所定距離を隔てて配置する。したがって、ＦＭ−ＣＷレーダ１０から三角波信号で変調された送信信号ａを送出し、目標物１１から反射される受信信号ｂを受ける。
【００７０】
これに対し、図１３Ｂに示す構成では、目標物１１を置く代わりに、所定の既知遅延量を有する遅延線１２をＦＭ−ＣＷレーダ１０の送受信端に繋ぐ。したがって、擬似反射波である受信信号を受けることが出来る。
【００７１】
なお、図１３において、ＦＭ―ＣＷレーダ１０に本発明の測定方法を実行する機能部を内蔵する様に説明したが、かかる機能部は、ＦＭ―ＣＷレーダ１０と別個に設けても良い。
【００７２】
【発明の効果】
上記に実施の形態を説明した様に、本発明によりＦＭ―ＣＷレーダ１０に用いる周波数変調器の非線形特性を正確に測定することが可能である。したがって、測定された非線型特性を用いて予め逆特性歪を与え、等価的に直線特性を得ることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】理想的に線形な周波数変調器による場合の送信信号と反射波である受信信号とビート周波数との関係を説明する図である。
【図２】非線形な周波数変調器による場合の送信信号ａと反射波である受信信号ｂとビート周波数との関係を示す図である。
【図３】ＦＭ−ＣＷレーダの送信部及び受信部の構成と、本発明による周波数変調特性測定方法を用いた周波数変調器を構成するブロック図である。
【図４】本発明による非線形歪を求める原理を説明する。
【図５】電圧―周波数特性における部分区間毎の微分値を積分すると、変調特性に近似した特性曲線が得られることを説明する図である。
【図６】三角波信号に予め逆特性の歪を与えることにより変調器の出力特性を等価的に直線特性とすることを説明する図である。
【図７】ビート信号処理部５の構成例ブロック図である。
【図８】図７に示す構成に対応する基本的な補正アルゴリズムフローである。
【図９】図８の基本的補正アルゴリズムに対し、継続的に補正をする場合のフローである。
【図１０】別の実施例における補正制御のフローである。
【図１１】非線形歪補正ブロック部６に対する校正の一例であり、温度変動に対する非線形歪補正ブロック部６の特性変動を校正する例である。
【図１２】装置の初期出荷時に校正処理を行なう実施例である。
【図１３】距離・速度データから装置の校正を行う系である。
【図１４】ＦＭ−ＣＷレーダの動作原理を説明するための図である。
【符号の説明】
１  電圧制御発振器
２  三角波発生器
３  周波数変換器
４  Ａ／Ｄ変換器
５  ビート信号処理部
６  非線形歪補正部
５０  部分区間ＦＦＴブロック部
５１  周波数検出ブロック部
５２  補正用データ算出ブロック部
５３  区間ＦＦＴブロック部
５４  距離速度算出ブロック部
【図１】
0004376390.tif 000004
【図２】
0004376390.tif 000005
【図３】
0004376390.tif 000006
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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