(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力用半導体スイッチング素子をターンオンしてきわめて短時間内にパルス状の大電流を順方向に流し、順方向電流通流後に引続き流れる急峻な逆電流による電力用半導体スイッチング素子の破壊を保護する回路において、前記電力用半導体スイッチング素子の一方の主電極に接続された接続導体の一部と、前記電力用半導体スイッチング素子との直列回路と並列に、電力用半導体スイッチング素子と極性が反対となるようにダイオードを接続し、前記電力用半導体スイッチング素子の一方の主電極と、前記接続導体の、前記ダイオードが接続される接続点との間の部分の直結寄生インダクタンス間に生じる電圧によってダイオードを前記逆電流が流れる以前に導通可能状態とすることを特徴とする電力用半導体スイッチング素子の逆電流保護回路。
【請求項２】
前記直結寄生インダクタンスをＬ０とし、前記電力用半導体スイッチング素子を流れる順電流の減少率をｄｉ／ｄｔとするとき、電力用半導体スイッチング素子の一方の主電極に接続された接続導体に前記ダイオードが接続される接続点の位置を、前記順電流が減少することによって直結寄生インダクタンス間に生じる電圧Ｌ０×ｄｉ／ｄｔの大きさが、前記ダイオードの順回復電圧ＶＰＦよりも大きくなるように設定したことを特徴とする請求項１に記載の電力用半導体スイッチング素子の逆電流保護回路。
【請求項３】
前記電力用半導体スイッチング素子を静電誘導サイリスタで構成し、この静電誘導サイリスタのアノードに接続された接続導体に、前記ダイオードのカソードを接続したことを特徴とする請求項１または２に記載の電力用半導体スイッチング素子の逆電流保護回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、１μｓ以下の極短時間内に、数千Ａ以上の大電流をパルス状に供給する必要のあるレーザ装置等において、放電電極に急峻に高電圧を印加し、放電による極狭の大電流を流すことのできる電力用半導体スイッチング素子を用いたパルスパワー回路における逆流保護技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、パルスレーザ用電源やパルス放電装置用電源として高電圧大電流のパルスを出力する電源装置が使用されている。図１は、パルスレーザ用電源として知られているパルス発生回路の一例を示すものである。このパルス発生回路においては、直流電源１１、スイッチ１２および電流制限抵抗１３を有する充電器１４の出力端子１４ａと１４ｂとの間に電力用半導体スイッチング素子としての静電誘導サイリスタ１５が接続され、この静電誘導サイリスタと並列に共振用のコイル１６およびコンデンサ１７の直列接続されたものが接続されている。通常、コイル１６は配線インダクタンス程度の極小さいものである。このコンデンサ１７と並列に、コンデンサ１８および大きなインダクタンス値を有するコイル１９を直列接続したものを接続し、このインダクタンスと並列に負荷となる放電ギャップ２０が接続されている。
【０００３】
先ず、静電誘導サイリスタ１５を非導通とした状態でスイッチ１２を閉じ、抵抗１３およびコイル１６を経てコンデンサ１７を充電する。この充電過程において、コイル１９のインピーダンスは低周波数においては低いのでコンデンサ１８もこのコイル１９を経て充電される。今、直流電源１１の電圧をＥとすると、コンデンサ１７および１８が共にＥまで充電された後に、静電誘導サイリスタ１５のゲートに接続されているゲート駆動回路２１によって静電誘導サイリスタ１５をターンオンする。このとき、コンデンサ１７の電荷はコイル１６およびコンデンサ１７によって決まる共振特性に応じて静電誘導サイリスタ１５を経て放電し、コンデンサ１７は、充電中の極性とは反対の極性にほぼ−Ｅまで充電される。一方、コンデンサ１８の電荷も静電誘導サイリスタ１５およびコイル１９を経て放電するが、このコイルのインピーダンスは高周波数に対しては非常に高いものであるので、非常にゆっくりと放電する。したがって、放電ギャップ２０間にはほぼ−２Ｅの電圧が印加される。ここで放電が起これば、コンデンサ１７および１８の電荷は放電して消滅することになる。再びスイッチ１２を閉じて充電を開始する。
【０００４】
上述したパルス発生回路において、放電ギャップ２０間に−２Ｅの電圧が印加されたときに適正に放電が行なわれれば、コイル１６およびコンデンサ１７より成る共振回路に蓄積された電荷は消滅するので、図２において実線で示すように、静電誘導サイリスタ１５を逆方向に流れる電流はないが、何らかの原因で放電が適正に起こらなかった場合には、共振回路においてリンギング電流が流れ、図２において破線で示すように静電誘導サイリスタ１５を経て逆方向に大きな電流が流れることになる。図３は静電誘導サイリスタ１５のアノード・カソード間の電圧の変化を示すものであり、放電にミスした場合には、逆方向の電圧が印加されることになり、カソードからアノードに大きな逆電流が流れる。
【０００５】
このように、スイッチング素子の一例として静電誘導サイリスタ１５のアノード・カソード間に大きな逆電流が流れるときに、静電誘導サイリスタを破壊から保護するために、静電誘導サイリスタと逆並列にダイオードを接続し、逆電流をこのダイオードを経て流すことが提案されている。このようなダイオードを有する静電誘導サイリスタは、一般に逆導通型静電誘導サイリスタと呼ばれている。この逆導通型静電誘導サイリスタにおいては、配線インダクタンスをできるだけ小さくするために、逆並列ダイオードを静電誘導サイリスタと共通の半導体基板に一体に組み込むことが、例えば平成８年電気学会全国大会の予稿集の第４−７６〜４−７７頁において、清水等が「４０００Ｖ級  逆導通ＳＩサイリスタ（１）」として提案している。
【０００６】
図４は、上述した逆導通型静電誘導サイリスタの接続例であり破線で囲まれた部分が逆導通型静電誘導サイリスタの等価回路図である。静電誘導サイリスタ３１と並列に、サイリスタのアノードにカソードが接続され、静電誘導サイリスタのカソードにアノードが接続されるようにダイオード３２を接続してある。静電誘導サイリスタ３１のゲートには、このサイリスタのターンオン／ターンオフを制御するゲート駆動回路（ＧＣ）３４が接続されている。静電誘導サイリスタのアノードとカソードには構成部材に内在するリアクトル成分３３−１、３３−２が等価的に存在する。また、外部配線材等に内在するリアクトル成分３７−１，３７−２も存在している。静電誘導サイリスタ３１のアノードとカソードとの間に実線で示す主電源３５が接続されているときは、静電誘導サイリスタを経て電流ＩＴが流れ、破線で示すように逆極性の電源３６が接続されるときにはダイオード３２に電流ＩＲが流れて静電誘導サイリスタが破壊するのを保護している。
【０００７】
図５は、上述した逆導通型静電誘導サイリスタの構造を示す断面図である。ｎ−型シリコン基板４１の一方の表面にｐ＋型のゲート領域４２が形成されているとともに埋め込みゲート領域４３がチャネル領域内に形成されており、ゲート領域４２と接触するようにゲート電極４５が形成されている。埋め込みゲート領域４３はゲート領域４２によって囲まれるようにくし状に形成されている。チャネル領域の上方にはｎ＋形のカソード領域４６が形成され、このカソード領域は導電層を介してカソード電極４７に接続されており、サイリスタ部４４が形成されている。また、サイリスタ部４４の外側には分離帯４８を介してダイオード４９が形成されている。このダイオード部４９は、ｐ＋型のアノード領域５０とシリコン基板４１の一部４１ａによって構成されたカソード領域とで構成されており、アノード領域５０は導電層を経て静電誘導サイリスタのカソード電極４７に接続されており、カソード領域４１ａはｎ＋型の接点領域５１および導電層を介して静電誘導サイリスタのアノード電極５２に接続されている。
【０００８】
【発明が解決すべき課題】
このような逆導通型静電誘導サイリスタにおいては、アノード・カソード間に逆電圧が印加されるときに、ダイオード部４９が導通して、サイリスタ部４４が破壊するのを防止する効果を狙っている。しかしながら、逆導通型静電誘導サイリスタを上述した図1に示すパルス発生回路に適用した場合、放電ミスがあったときに、上述したように共振回路におけるリンギング電流によって静電誘導サイリスタ部がしばしば破壊してしまう問題がある。また、回路によっては正常動作においてスイッチに逆電流を流す必要のある応用もある。このような逆電流による問題が発生するメカニズムを明らかにするために、逆導通型静電誘導サイリスタのアノード・カソード間に逆電流が流れるときにサイリスタ部がどのような影響を受けるのかをさらに詳細に検討した。
【０００９】
図６、７および８は、逆導通型静電誘導サイリスタを逆電流が伴うパルス動作させたときのアノード・カソード間を流れる電流Iak、ゲート電流Igおよびゲート電圧Vgの変化を示すものであり、これらの図において、Ａはパルス幅ｔｗを長くした場合、Ｂはパルス幅を短くした場合である。電流Iakが３０００Ａ以上で、パルス幅ｔｗを数十μｓ以上と長くしたときには逆導通型静電誘導サイリスタは破壊しないが、パルス幅ｔｗを数百ｎｓ〜数μｓと短くしたときには、逆導通型静電誘導サイリスタは破壊してしまう現象があることを確かめた。また、破壊点は静電誘導サイリスタ部にあり、ダイオード部には異常が発生しないのが特徴である。このことから、逆導通型静電誘導サイリスタが破壊するか否かは、電流Iakの立ち下がり部分の勾配に依存することが推測される。図６Ａの長いパルス幅の場合の勾配は、例えば０．５ｋＡ／μｓであり、図６Ｂの短いパルス幅の場合の勾配は、例えば３ｋＡ／μｓである。また、図８Ｂに示すように、破壊が生じる場合には、ゲート電圧Vgの逆電圧ピークを過ぎた付近に顕著な変動が認められる。
【００１０】
次に、ダイオードに急峻な電流を流そうとするとき、電流の流れ難さを調べた。図９および１０は、図４に示すダイオード３２のアノード・カソード間にパルス状の急峻な電流を流したときの順方向電流ＩＦおよび順方向電圧降下ＶＦを示すものであるが、Ａは順方向電流の立ち上がりの勾配が小さい場合、Ｂは順方向電流の立ち上がりの勾配が大きい場合を示すものである。このように順方向電流ＩＦの立ち上がりの勾配と過渡オン電圧（順回復電圧）ＶＦＰとの間には図１１に示すような密接な相関関係がある。すなわち、耐圧が４０００Ｖのダイオードの場合、順方向電流ＩＦの立ち上がりの勾配ｄＩＦ／ｄｔが５００Ａ／μｓと小さい場合には、順回復電圧ＶＦＰはほぼ７０Ｖと低いが、１０００Ａ／μｓではほぼ１００Ｖとなり、２０００Ａ／μｓと大きくなると約１７０Ｖと高くなっている。
【００１１】
また、図１２は、順方向電流ＩＦの立ち上がりの勾配ｄＩＦ／ｄｔが２０００Ａ／μｓ時のダイオードの順回復電圧ＶＦＰとダイオードの耐圧との関係を示すものであり、ダイオードの耐圧が高くなるほど順回復電圧ＶＦＰは高くなっており、耐圧が４０００Ｖのダイオードでは順回復電圧ＶＦＰは１７０Ｖにも達している。逆導通型静電誘導サイリスタにおいては、サイリスタと並列に配置されているダイオード部の耐圧は少なくともサイリスタ部の耐圧に等しくする必要があるので、ダイオード部としても数千ボルトの耐圧を有するものが用いられている。このように耐圧が高いダイオード部の順回復電圧ＶＦＰは高いものとなる。つまり、ダイオード部の耐圧が高い程、特に急峻な順方向パルス電流はダイオード部を流れ難い。
【００１２】
このように、従来の、例えば４ｋＶ耐圧の高耐圧逆導通型静電誘導サイリスタにおいては、サイリスタ部に順方向電流が流れた後に大きな逆電流が急激に流れるとき、保護用のダイオード部が導通できず、図５のチャネル領域４４に蓄積されているキャリアがカソード領域４６からゲート領域４３に向かって急激に逆方向に流れる。特に、センターのゲート領域４５より最も急峻にゲート電流が供給されるゲート領域４２の近傍の部位においてキャリアが特に過多となり、ゲート・カソード間におけるダイオード逆回復現象でチャネル間にフィラメンテ−ションが生じ、サイリスタ部４４が破壊してしまうという問題がある。
【００１３】
このような問題は、逆導通型静電誘導サイリスタのみにおいて生じる問題ではなく、通常のサイリスタやゲートターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタや絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などのスイッチング素子においても生じるものである。
【００１４】
上述した問題を解決するために本発明者等は、特願平２０００−３０５０２号において、静電誘導サイリスタ或いは逆導通静電誘導サイリスタと並列に、それぞれの耐圧が静電誘導サイリスタの耐圧よりも低い複数のダイオードの直列回路を、静電誘導サイリスタと逆並列となるように接続して順回復電圧を小さくする工夫を提供しているが、この方法では静電誘導サイリスタのカソード−ゲート間のダイオードが逆回復し、静電誘導サイリスタのアノード−カソード間に逆電圧が発生し、逆並列ダイオードの順回復電圧以上になって該ダイオードが導通するため、充分余裕のある保護方法とは言えない。
【００１５】
ここで、逆電流が流れる場合に不具合が発生するメカニズムを詳述する。逆電流の発生を説明するために図1の回路を用い放電ギャップ20が放電しない場合について述べている。この現象を説明するために必要な部分のみを改めて示すと図13のようになる。通常、まとめて1つに表している寄生インダクタンス１６は部品として存在するわけではなく、部品間を接続する導体および部品自身に内在するインダクタンスとして存在するものである。パルスパワーの分野ではこのような寄生インダクタンスを極力小さくする努力がなされている。また、説明を簡単にするため回路の損失はないものとする。図14に示す動作波形と合わせて動作説明をする。
【００１６】
図１４に示すように、時刻ｔ0でゲート駆動回路２１からのトリガ信号により電力用半導体スイッチング素子である静電誘導サイリスタ１５をターンオンすると、＋Eまで充電されているコンデンサ１７から寄生インダクタンス１６を経由して電流が流れ始め、高周波の振動電流ＩＲとなる。時刻ｔ1で振動電流ＩＲはピークＩＰとなり、コンデンサ１７に蓄えられていた静電エネルギーの全てが寄生インダクタンス１６に磁気エネルギーとして移行する。時刻ｔ1以降はこの寄生インダクタンス１６に蓄えられている磁気エネルギーがコンデンサ１７に移行することで引き続き振動を継続し、時刻ｔ2で振動電流ＩＲが零となり、再びコンデンサ１７は逆極性に−Eまで充電され、静電エネルギーとして全て移行される。時刻ｔ2以降はこの静電エネルギーにより、逆方向に電流が流れ振動が継続する。静電誘導サイリスタ１５に逆並列に接続されたダイオード３２が理想的なものであれば、この反転電流は円滑にダイオード１５に移行するが、前述したようにダイオードの順回復電圧の存在等によりダイオードに電流が流れ始めるのが遅れてしまう。
【００１７】
一方、前述したように電力用半導体スイッチング素子である静電誘導サイリスタ１５のチャンネルにキャリアが蓄積されているため、このキャリアを放出する形で時刻ｔ3まで反転電流は逆電流として静電誘導サイリスタ１５に流れる。このような逆電流のピーク値Ｉｒは、振動電流ＩＲの周波数が非常に高いためきわめて大きなものとなる。静電誘導サイリスタ１５のチャンネルに蓄積されているキャリアが放出されるとカソード−ゲート間の接合が逆回復し、逆電流Irが遮断されようとする。このため、寄生インダクタンス１６はこの電流を流し続けるように作用し、図14に示すように、振動電流ＩＲの大きさおよび減少率に比例した大きな誘起電圧を発生する。この電圧は逆回復した静電誘導サイリスタ１５のカソード−ゲート間に印加されるが、このカソード−ゲート間の電圧耐量を超えるとこの接合を破壊してしまう。
【００１８】
本発明は上述した不具合を解決するために、電力用半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードに、振動電流がピークに達した直後から順電圧を印加して導通可能状態とし、反転逆電流がダイオードに円滑に移行できるようにして電力用半導体スイッチング素子に大きな逆電流が流れないようにし，その結果として破壊から有効に保護するようにした電力用半導体スイッチング素子の逆電流保護回路を提供しようとするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電力用半導体スイッチング素子をターンオンしてきわめて短時間内にパルス状の大電流を順方向に流し、順方向電流通流後に引続き流れる急峻な逆電流による電力用半導体スイッチング素子の破壊を保護する回路において、前記電力用半導体スイッチング素子の一方の主電極に接続された接続導体の一部と、前記電力用半導体スイッチング素子との直列回路と並列に、電力用半導体スイッチング素子と極性が反対となるようにダイオードを接続し、前記電力用半導体スイッチング素子の一方の主電極と、前記接続導体の、前記ダイオードが接続される接続点との間の部分の直結寄生インダクタンス間に生じる電圧によってダイオードを前記逆電流が流れる以前に導通可能状態とすることを特徴とするものである。
【００２０】
このような本発明による保護回路においては、逆電流から電力用半導体スイッチング素子１５を保護するために逆電流をバイパスするためのダイオードを、順方向電流経路を構成する接続導体に必然的に寄生するインダクタンスの一部を利用して大きな逆電流が流れる前にダイオードを導通可能状態とすることによって電力用半導体スイッチング素子を破壊から有効に保護することができる。しかも、順方向電流経路に本来的に寄生するインダクタンスの一部を利用するので、パルス回路全体のインダクタンスを増大させることはなく、半導体スイッチング素子のターンオン特性に悪影響を与えることはない。
【００２１】
本発明による保護回路においては、電力用半導体スイッチング素子に接続される順方向電流経路の内、スイッチング素子の電極から、ダイオード電極が接続される電流経路の点までの部分の直結寄生インダクタンスをＬ０とするとき、L0ｄｉ／ｄｔ＞VPF（ｄｉ／ｄｔは順電流の減少率、VPFはダイオードの順回復電圧）を満足するような電流経路の位置にダイオードを接続するのが好適である。すなわち、順方向電流が減少する際にダイオードの順回復電圧よりも高い電圧が直結寄生インダクタンス間に生じるようにする。実際の回路においては、電力用半導体スイッチング素子として、例えば静電誘導サイリスタを用い、そのアノードに接続された接続導体の途中の適切な位置にダイオードのカソードを接続することによって、直結寄生インダクタによってダイオードに印加される電圧の大きさを上述した条件を満たすように容易に調整することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１５は本発明による保護回路の基本的な構成を示す回路図である。ここで図１３では一つのインダクタンスとして示した寄生インダクタンス１６を、L0とＬ１とに分離して表している。L0は電力用半導体スイッチング素子１５のアノード電極およびカソード電極からダイオード３２のカソード電極およびアノード電極にそれぞれ接続された部分までの接続導体部分の直結寄生インダクタンス、すなわち電力用半導体スイッチング素子のアノードＡおよびカソードＫに接続された接続導体の内、アノードおよびカソードから、ダイオード６１のカソードＫおよびアノードＡとの接続点との間の部分の寄生インダクタンスであるが、図面では便宜上半導体スイッチング素子１５のアノード側にまとめて示してある。L１は残りの寄生インダクタンスである。このように本発明においては、ダイオード６１は直結寄生インダクタンスL0と電力用半導体スイッチング素子１５との直列回路に対して逆並列に接続されている。
【００２３】
図１６は、本例の保護回路での電流、電圧の波形を示すものである。寄生インダクタンス１６全体の電圧はコンデンサ１７の電圧と同じであり、直結寄生インダクタンスL0の電圧はこの電圧のL0／（L0+L１）倍となり、時刻ｔ０から時刻ｔ1まではダイオード６１を逆バイアスする電圧となるが、時刻ｔ1以降ではこの電圧の極性が反転し、ダイオード６１を順バイアスし始める。つまり、直結寄生インダクタンスL0に蓄えられた磁気エネルギーが時刻ｔ1から電力用半導体スイッチング素子１５およびダイオード６１に循環して流れ、この循環回路内で損失される。このエネルギーは直結寄生インダクタンスL0の大きさに比例するので直結寄生インダクタンスL0を大きくすると損失が大きくなるので考慮が必要となる。この直結寄生インダクタンスL0の電圧は、L0×ｄｉ／ｄｔで表されることになる。この電圧がダイオード６１の順回復電圧VFP以よりも大きければこのダイオードは導通することになる。
【００２４】
例えば、ダイオード６１の順回復電圧VFP＝170Vで、電流の勾配ｄｉ／ｄｔ＝2000A/μsecとすると直結寄生インダクタンスL0のインダクタンス値は８５ｎH程度あれば良い。合計の寄生インダクタンス１６は実際のパルスパワー応用では数百ｎH以下とすることは困難であり、これに対して寄生インダクタンスL0が85ｎH程度であれば損失も大きくはならない。
【００２５】
このような構成とすることで時刻ｔ1とｔ2の間でダイオード６１を導通状態とすることができるため、時刻ｔ2で振動電流ＩＲが極性反転しても反転電流は円滑にダイオード６１に移行し、電力用半導体スイッチング素子１５に大きな逆電流が流れることはなくなり、この電力用半導体スイッチング素子を破壊から有効に保護することができる。
【００２６】
本発明は上述した実施例にのみ限定されるものではなく、幾多の変更や変形が可能である。例えば上述した実施例では、電力用半導体スイッチング素子として静電誘導サイリスタを用いたが、ゲートターンオフ（ＧＴＯ）サイリスタや、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの半導体スイッチング素子を用いることもできる。さらに、このような半導体スイッチング素子と同じ基板に、逆導通ダイオード部を形成した逆導通型半導体スイッチング素子を用いることもできる。
【００２７】
【発明の効果】
上述したように、本発明によれば、電流経路に必然的に存在する寄生インダクタンスの一部だけを利用するだけで振動電流が極性反転する以前に電力用半導体スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードを導通状態とすることができるので、振動電流による逆電流を導通状態にあるダイオードにバイパスすることができ、したがって電力用半導体スイッチング素子に流れる逆電流を少なくすることができ、その結果として電力用半導体スイッチング素子を破壊から有効に保護することができる。しかも、電流経路を規定する接続導体に必然的に存在する寄生インダクタンスを利用しているので、回路構成が複雑となることはなく、低コストで実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】静電誘導形サイリスタを用いたパルス発生回路の一例の構成を示す回路図である。
【図２】その動作を説明するための信号波形図である。
【図３】同じくその動作を説明するための信号波形図である。
【図４】従来の逆導通型静電誘導サイリスタの基本的な構造を示す線図である。
【図５】従来の逆導通型静電誘導サイリスタの詳細な構造を示す断面図である。
【図６】ＡおよびＢは、従来の静電誘導サイリスタの動作を説明するための信号波形図である。
【図７】ＡおよびＢは、従来の静電誘導サイリスタの動作を説明するための信号波形図である。
【図８】ＡおよびＢは、従来の静電誘導サイリスタの動作を説明するための信号波形図である。
【図９】ＡおよびＢは、従来の静電誘導サイリスタの保護ダイオードの順回復特性を示す信号波形図である。
【図１０】ＡおよびＢは、従来の静電誘導サイリスタの保護ダイオードの過渡オン電圧を示す信号波形図である。
【図１１】電流の勾配と順回復電圧との関係を示すグラフである。
【図１２】ダイオードの耐圧と順回復電圧との関係を示すグラフである。
【図１３】本発明者等が先に提案した逆導通機能を有する半導体装置の構成を示す線図である。
【図１４】同じくその動作を説明するための信号波形図である。
【図１５】本発明による逆電流保護回路の一実施例の構成を示す回路図である。
【図１６】同じくその動作を説明するための信号波形図である。
【符号の説明】
１５  静電誘導サイリスタ、  １６  寄生インダクタンス、  １７  コンデンサ、  ２１  ゲート駆動回路、  ６１  ダイオード、  Ｌ０  直結寄生インダクタンス、  Ｌ１  残りの寄生インダクタンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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