(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
車載の回転電機に低周波交流電力を給電して駆動するインバ−タに給電する主直流電源、車載の電気負荷に給電する副直流電源、及び、前記主直流電源から前記副直流電源に送電する主−副送電回路を備える自動車用電源装置において、
前記主−副送電回路は、
前記インバータ、
前記インバータから給電される交流電力のうち前記低周波交流電力を実質的に遮断するとともに、前記交流回転電機の動作に影響する所定の周波数限界値を超える所定の周波数帯域を少なくとも含む高周波電力を実質的に通過させるフィルタ、及び、
前記フィルタから出力される前記高周波電力を整流して前記副直流電源に給電する整流器を備え、
前記インバータは、前記低周波交流電力に加えて前記高周波電力を発生することを特徴とする自動車用電源装置。
【請求項２】
請求項１記載の自動車用電源装置において、
前記インバータを制御するコントロ−ラを備え、
前記コントロ−ラは、前記低周波交流電力形成用の第一の制御信号と前記高周波電力形成用の第二の制御信号とを合成して、前記インバータを駆動制御するインバ−タ制御信号を形成することを特徴とする自動車用電源装置。
【請求項３】
請求項１又は２記載の自動車用電源装置において、
前記フィルタは、
前記インバータの交流出力端と前記整流器の入力端との間に介設されるコイルと、前記コイルと直列に接続されたコンデンサとを有することを特徴とする自動車用電源装置。
【請求項４】
請求項３記載の自動車用電源装置において、
前記フィルタの共振周波数値は、前記コイルのインダクタンスと前記コンデンサのキャパシタンスにより規定される前記高周波電力の周波数帯域内に設定されることを特徴とする自動車用電源装置。
【請求項５】
請求項３又は４記載の自動車用電源装置において、
前記コイルは、二次コイルが前記整流器に出力するトランスの一次コイルにより構成されることを特徴とする自動車用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動車用電源装置に関し、好適には高低二つの電源系統を有する自動車用電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、自動車用電源装置として高電圧の主直流電源と低電圧の副直流電源とを有する二電源型自動車が登場している。
【０００３】
主直流電源としては、ハイブリッド車の走行電力蓄電用電池や、燃料電池の発電電力を走行電力とする燃料電池車の昇圧回路付きの燃料電池や、上記燃料電池の出力変動をカバ−する電池や、バッテリのみで走行動力を発生する電気自動車の走行電力蓄電用電池が挙げられる。
【０００４】
これらの電池で構成される車両の主直流電源は送電損失低減などの理由で高電圧とされるため、車両に装備される種々の低電圧電気負荷へ給電するために低電圧の副直流電源が併設される。
【０００５】
その他、従来の内燃機関車でも、高電圧電気負荷給電用の高電圧の主電池と、低電圧電気負荷給電用の低電圧の副電池とをもつものが提案されている。
【０００６】
上述した二電源型自動車では、大容量で高電圧（通常２８８Ｖ）の主直流電源（主電池）から相対的に小容量で低電圧（通常１２Ｖ）の副直流電源（副電池）へ定常的にあるいは非常時に給電する必要があり、このため、たとえばハイブリッド車では、主電池から副電池に給電するＤＣ−ＤＣコンバ−タを付設している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した二電源型自動車では、上述した高低二電源間にＤＣ−ＤＣコンバ−タを設ける必要があり、回路構成が複雑化し、コスト低減を阻害するという問題があった。
【０００８】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、回路構成を簡素化し、コスト低減を実現可能な自動車用電源装置を提供することをその目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した自動車用電源装置によれば、主直流電源から副直流電源に給電する主−副送電回路は、車載の回転電機に低周波交流電力を給電するインバ−タと、このインバータの出力電力のうち高周波電力成分を通過させ、回転電機に給電される低周波交流電力成分を遮断するフィルタと、フィルタを通過した上記高周波電力を整流して副直流電源に給電する整流器とを備える。
【００１０】
このようにすれば、従来、主−副送電回路として設けられるＤＣＤＣコンバータに比較して、ＤＣＤＣコンバータに内蔵のスイッチング素子回路を回転電機駆動制御用のインバータで共用でき、少なくともパワー出力段は共用できるので、回路構成を簡素化し、コスト及び搭載スペ−スを減らすことができる。
【００１１】
なお、インバータとしては、上ア−ム（ハイサイド）側及び下ア−ム（ロ−サイド）側の一対のスイッチング素子を直列接続してなる相補インバ−タを用いる一相形式、上記一対の相補インバ−タを２つ用いて単相交流電力を形成する二相（Ｈブリッジ）形式、上記相補インバ−タを三つ用いて単相交流電力を形成する三相形式などを採用でき、三相形式のインバ−タ（三相インバ−タ）では、その三つの相の相補インバ−タを用いてもよく、一つ乃至二つの相補インバ−タを用いてもよい。
【００１２】
請求項２記載の構成によれば請求項１記載の自動車用電源装置において更に、インバータを制御するコントロ−ラは、低周波交流電力形成用の第一の制御信号と前記高周波電力形成用の第二の制御信号とを合成してインバータ駆動制御用のインバ−タ制御信号を形成するので、コントロ−ラ、特にその出力段を兼用することができ、構成を簡素化することができる。
【００１３】
請求項３記載の構成によれば請求項２記載の自動車用電源装置において更に、フィルタは、インバータの出力端と整流器の入力端との間に介設されるコイルと、このコイルと直列に接続されたコンデンサとを有するので、このコイルとコンデンサとを直列接続した経路への低周波交流電力の通電を低減乃至遮断することができる。
【００１４】
請求項４記載の構成によれば請求項３記載の自動車用電源装置において更に、コイルのインダクタンスとコンデンサのキャパシタンスにより規定されるフィルタの共振周波数値は高周波電力の周波数帯域内に設定されるので、このコイルとコンデンサとを直列接続した経路への高周波電力の通電を効率化することができる。
【００１５】
請求項５記載の構成によれば請求項４又は５記載の自動車用電源装置において更に、コイルは、二次コイルが整流器に出力するトランスの一次コイルにより構成されるので、主直流電源と副直流電源との電源電圧差を調整するトランスにコンデンサを付設するだけで、上記フィルタを構成することができ、回路構成を簡素化することができる。
【００１６】
【発明を実施するための態様】
本発明の自動車用電源装置の好適な態様を以下の実施例により具体的に説明する。
【００１７】
【実施例１】
実施例１の自動車用電源装置の回路図を図１に示す。
【００１８】
１は、図示しない内燃機関に駆動ベルトやギヤなどの連結手段を介して連結されるか又は内燃機関のクランク軸に直結された三相交流回転電機（以下、ＭＧともいう）であって、たとえば公知の磁石式同期機で構成されて、内燃機関の始動や走行トルクのアシストを行ったり、内燃機関により駆動されて三相交流電力を発電する。
【００１９】
２はＭＧ１のロ−タ位置を検出するレゾルバ、３は高電圧（ここでは３６Ｖとする）用の主電池（主直流電源）、４は低電圧（ここでは１２Ｖとする）用の副電池（副直流電源）、５は主電池３、副電池４とともにこの自動車用電源装置を構成する回路部である。
【００２０】
回路部５は、交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗ、レゾルバ接続端子Ｍ＋，Ｍ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｃ＋，Ｃ−、副電池接続端子Ｖａ＋，Ｖａ−、主電池接続端子Ｖｍ＋，Ｖｍ−、外部指令入力端子Ｔｉｎ、Ｄｏｎを有する。外部指令入力端子ＴｉｎはＭＧ１に発生させるトルクを指令するトルク指令信号ＳＴを入力するための端子であり、外部指令入力端子Ｄｏｎは副電池４の充電を制御する充電指令信号ＳＣを入力するための端子である。なお、充電指令信号ＳＣは、そのＨ電位により充電を指令し、そのＬ電位により充電停止を指令する二値信号である。
【００２１】
回路部５は、三相インバ−タ５０、平滑コンデンサ５００、電流センサ５１３，５１４、フィルタ兼降圧トランス（本発明で言うフィルタ）５２０、整流器５３０、コントロ−ラ５４０を有している。
【００２２】
三相インバ−タ５０は主電池３から給電される高電圧の直流電力を三相交流電力に変換する周知の回路であって、この直流電力は、スイッチング素子５０１、５０２を直列接続してなるＵ相インバ−タ、スイッチング素子５０３、５０４を直列接続してなるＶ相インバ−タ、スイッチング素子５０５、５０６を直列接続してなるＷ相インバ−タにそれぞれ給電される。ロ−サイド（下ア−ム）側の各スイッチング素子５０１，５０３，５０５、ハイサイド（上ア−ム）側の各スイッチング素子５０２，５０４，５０６にはそれぞれダイオ−ド５０７〜５１２が個別に逆並列接続されている。
【００２３】
平滑コンデンサ５００は、主電池３と並列に接続されて三相インバ−タ５０から発生する高周波スイッチングノイズ電圧を吸収する。
【００２４】
フィルタ兼降圧トランス５２０は、図５に示すように一次コイルと共振コンデンサの直列回路がデルタ接続されてなる。このフィルタ兼降圧トランスの一次コイル：二次コイル間巻数比は副電池４の充電に好適な降圧比に設定されている。このフィルタ兼降圧トランスは、一次側の主電池３側の回路系と、副電池４側の回路系とを絶縁分離（接地端電位独立）可能とする機能と、入力される電圧を副電池４の充電電圧に見合った大きさに降圧する機能と、更に、所定の高周波帯域ＷＨの電力成分を通過させる同調トランス機能とを有している。この実施例では、このフィルタ兼降圧トランス５２０の入力側からみたインダクタンスとそれと直列接続されるコンデンサのキャパシタンスとの直列共振周波数ｆｓが、上記高周波帯域ＷＨの中央値に設定されている。この実施例では、直列共振周波数ｆｓは三相電圧信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの上記帯域（たとえば１０ｋＨｚ以下）よりも十分に高い値、たとえば５０〜５００ｋＨｚ程度の範囲内の所定値とされる。
【００２５】
整流器５３０は、単相全波整流ダイオ−ドブリッジ回路により構成されて、フィルタ兼降圧トランス５２０の単相二次コイルから入力される高周波電力を全波整流し、整流電圧を副電池４に印加する。整流器５３０の一対の出力端子間に平滑コンデンサを接続してもよい。
【００２６】
コントロ−ラ５４０は、トルク指令信号ＳＴと、レゾルバ２からの回転角信号としてのｓｉｎ信号及びｃｏｓ信号及び電流センサ５１３、５１４が検出した電流信号に基づいて公知のベクトル制御によりＭＧ駆動三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を形成する。なお、このＭＧ駆動三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’は帯域がたとえば２ｋＨｚ以下の低周波信号を１０ｋＨｚの周波数のキャリアでパルス幅変調（ＰＷＭ）された信号である。
【００２７】
また、コントロ−ラ５４０は、充電指令信号ＳＣがＨ電位（充電指令）となると、副電池４の端子電圧と参照（目標）電圧Ｖｒｅｆとの比較結果に基づいて副電池４の端子電圧が参照（目標）電圧より低い期間の間、発振周波数が上記直列共振周波数ｆｓに等しい三相の高周波電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃｖ、Ｖｃｗを１００ｋＨｚの周波数のキャリアでパルス幅変調（ＰＷＭ）された充電用電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’として形成する。
【００２８】
コントロ−ラ５４０は、形成したＭＧ駆動用三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’及び副電池充電用三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’を合成して三相ＰＷＭ電圧信号を形成し、この三相ＰＷＭ電圧信号を三相インバ−タ５０の各スイッチング素子５０１〜５０６のゲ−ト電極に印加する。
【００２９】
ＭＧ１は、大きなインダクタンスをもつなどの理由で、印加される三相ＰＷＭ電圧信号のうち高周波成分である充電用の三相電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃｖ、Ｖｃｗや搬送波（キャリヤ）に対応する高周波成分に感応せず、ＭＧ１の動作が阻害されることがない。
【００３０】
また、フィルタ兼降圧トランス５２０は、上記した直列共振周波数ｆｓ近傍に比較的狭い通過帯域をもつので、印加される三相ＰＷＭ電圧信号のうち充電用電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’に対応する高周波成分のみを通過させ、これにより、副電池４の電圧が参照（目標）電圧から低い場合にのみ副電池４を充電し、副電池４の電圧レベルをこの参照（目標）電圧に保つ。
（コントロ−ラ５４０の一例）
コントロ−ラ（制御部）５４０の一例を、図２を参照して説明する。
【００３１】
コントローラ５４０は、前置ロ−パスフィルタ１０、ＭＧ駆動制御用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を形成するＭＧ駆動電圧指令値演算手段３０、副電池充電用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’を演算する充電用電圧指令値演算手段３０、ＭＧ駆動制御用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’および副電池充電用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’とを合成して三相インバ−タ５０の各スイッチング素子５０１〜５０６のゲ−ト電極を駆動する三相ＰＷＭ電圧信号を演算する信号合成手段４０をもつ。
【００３２】
前置ロ−パスフィルタ１０は、電流センサ５１１，５１２が検出する三相インバ−タ５０からＭＧ１に流れるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖの低域成分（をそれぞれ抽出するもので、その通過帯域は、三相電圧信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの帯域（たとえば２ｋＨｚ以下）とされる。
【００３３】
ＭＧ駆動電圧指令値演算手段２０は、３相−２相変換手段２１、電流指令発生手段２２、電流制御手段２３、２相−３相変換手段２４、ＰＷＭ変調手段２５、回転子位置検出手段２６を有している。ＭＧ駆動電圧指令値演算手段２０は、公知のベクトル制御を行う回路であって、ハ−ドウエア回路構成の他、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）あるいはモータ制御に対応したリソースを内蔵するマイクロプロセッサでソフトウエア処理されにより実現することができる。
【００３４】
３相−２相変換手段２１は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖの上記低域成分を、回転子位置検出手段２６から読み込んだＭＧ１の回転子位置θにより、静止直交座標系における電流Ｉｙ、Ｉｘへ３相−２相変換し、更に電流Ｉｙ、Ｉｘを回転座標系における電流Ｉｄ、Ｉｑに座標変換する。電流指令発生手段２２は、読み込んだトルク指令を回転座標系における電流指令Ｉｄ’、Ｉｑ’に変換し、電流制御回路ブロック３３は、検出電流Ｉｄ、Ｉｑが目標電流Ｉｄ’、Ｉｑ’に収束するように回転座標系におけるＭＧ１への印加電圧である電圧Ｖｄ、Ｖｑを形成する。
【００３５】
２相−３相変換手段２４は、回転子位置検出手段２６から読み込んだＭＧ１の回転子位置θにより回転座標系における電圧Ｖｄ、Ｖｑを静止直交座標系における電圧Ｖｙ、Ｖｘに変換し、更に、電圧Ｖｙ、Ｖｘは２相−３相変換して、ＭＧ駆動制御用の三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを出力する。
【００３６】
ＰＷＭ変調手段２５は、入力されるＭＧ駆動制御用の三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの大きさにそれぞれ比例するデューティ比を有する三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’を形成するものであり、ハードウエアまたはソフトウエアにより実現することができる。たとえば、キャリア周波数に等しい周期の三角波電圧を三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと比較し、二値化することにより得ることができる。
【００３７】
回転子位置検出手段２６はレゾルバ２から読み込んだＳＩＮ信号及びＣＯＳ信号から上記ＭＧ１の回転子位置θを出力する。
【００３８】
なお、上述した相電流Ｉｕ、Ｉｗと入力トルク指令値及びＭＧ１の回転子位置θに基づいて三相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを形成するインバータ制御自体は、周知であり、かつ、本発明の要旨ではないのでこれ以上の説明は省略する。
【００３９】
次に、充電用電圧指令値演算手段３０について説明する。
充電用電圧指令値演算手段３０は、電圧制御手段３１、三相電圧発生手段３２、ＰＷＭ変調手段３３を有している。充電用電圧指令値演算手段３０は、たとえば充電指令信号ＳＣにより充電用電圧指令値演算手段３０の作動あるいは停止は、充電指令信号ＳＣがＨ電位（充電指令）となっている間、作動する構成となっている。
【００４０】
電圧制御手段３１は、読み込んだ副電池４の端子電圧Ｖａ＋と内部で形成した参照（目標）電圧Ｖｒｅｆとを内部のコンパレ−タなどで比較し、副電池４の端子電圧Ｖａ＋が参照（目標）電圧Ｖｒｅｆより低い期間の間、充電信号を発生する。
【００４１】
三相電圧発生手段３２は、入力された上記充電信号に基づき上記直列共振周波数ｆｓに等しい周波数を有する三相の充電用高周波電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃｖ、Ｖｃｗを作成する。この処理は簡単であり波形記憶読み出しなど種々の方式があるので説明は省略する。
ＰＷＭ変調手段３３は、前述のＰＷＭ変調手段２５と構成は同一のため詳細な説明は省略するが、キャリア周波数が１００ｋＨｚに設定されていることおよび前述の充電指令信号ＳＣの信号レベルにより出力をＯＮ／ＯＦＦできる点がＰＷＭ変調手段２５とは異なるもので、三相の充電用高周波電圧信号Ｖｃｕ、Ｖｃｖ、Ｖｃｗの大きさに対応した副電池充電用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’を出力する。
【００４２】
次に、信号合成手段４０について説明する。
【００４３】
信号合成手段４０は、高速フーリエ変換手段４０１〜４０６と、加算手段４１１〜４１３と、逆フーリエ変換手段（ＩＦＴ）４２１〜４２３および波形整形手段４３１〜４３３を有している。
【００４４】
高速フーリエ変換手段（ＦＦＴ）４０１，４０２，４０３は、ＭＧ駆動制御用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’をフーリエ変換して、時間領域から周波数領域へ変換してＭＧ駆動情報Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗを発生する公知のもので、詳細の説明は省略する。
【００４５】
高速フーリエ変換手段（ＦＦＴ）４０４，４０５，４０６は、上記高速フーリエ変換手段（ＦＦＴ）４０１，４０２，４０３と同一構成で、副電池充電用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’をフーリエ変換して、時間領域から周波数領域へ変換して充電情報Ｆｃｕ、Ｆｃｖ、Ｆｃｗを発生する。
【００４６】
加算手段４１１〜４１３は公知の加算器あるいはソフトウェアなど公知の方法で構成できるので詳細の説明は省略するが、それぞれ上述のフーリエ変換されたＭＧ駆動情報Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗと充電情報Ｆｃｕ、Ｆｃｖ、Ｆｃｗとを三相の各相毎に加算して、インバータ５０の各スイッチング素子５０１〜５０６のゲ−ト電極を駆動する三相ＰＷＭ電圧信号の周波数領域での情報Ｆｕ、Ｆｖ、Ｆｗを演算する。
【００４７】
逆フーリエ変換手段（ＩＦＴ）４２１〜４２３は、上記加算手段４１１〜４１３の出力情報を公知の逆フーリエ変換を行って周波数領域の情報を時間領域の信号に変換する。
【００４８】
波形整形手段４３１〜４３３は、逆フーリエ変換手段４２１〜４２３の出力を波形整形してインバータ５０の各スイッチング素子５０１〜５０６のゲ−ト電極を駆動する三相ＰＷＭ電圧信号を発生する。  なお、この三相ＰＷＭ電圧信号でインバータ５０の各スイッチング素子５０１〜５０６のゲ−ト電極を駆動することにより、インバータ５０の三相出力電圧は、ＭＧ駆動制御用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｕ’、Ｖｖ’、Ｖｗ’の周波数成分と副電池充電用の三相ＰＷＭ電圧信号Ｖｃｕ’、Ｖｃｖ’、Ｖｃｗ’の周波数成分を含んでいることになる。
【００４９】
以上説明したこの実施例の自動車用電源装置によれば、単一の三相インバ−タでＭＧ１の駆動制御と副電池４への電力供給とを行うことができ、副電池４へ電力を供給するためのパワー回路構成を簡素化することができる。
【００５０】
【実施例２】
図３を参照して他の実施例を説明する。
【００５１】
１０１はＰＷＭ制御されるスイッチングトランジスタ、１０２はフライホイルダイオ−ド、１０３は単相のトランス、１０４はコンデンサ、１０５は全波整流回路、１０６はモ−タ又は発電機、１０７は平滑コンデンサである。トランス１０３とコンデンサ１０４は、フィルタ兼降圧トランス（本発明で言うフィルタ）を構成している。フィルタ兼降圧トランスのコンデンサ１０４のキャパシタンスとトランス１０３の一次側からみたインダクタンスにより決定されるこのフィルタ兼降圧トランス５２０の直列共振周波数はｆｓである。回転電機１０６は交流機でも直流機でもよい。
【００５２】
上記実施例１と同様の手法により、単相ＰＷＭ信号電圧が形成されてスイッチングトランジスタ１０１の制御電極に印加される。
【００５３】
それにより形成される低周波電流はモ−タ１０６（及びフライホイルダイオ−ド１０２）を、上記周波数ｆｓ近傍高周波電流はトランス１０３及びコンデンサ１０４を流れ、上記実施例１〜３と同様にモ−タ制御と副電池４の充電とを行うことができる。もちろん、上記低周波電流は実施例１〜３のごときベクトル制御以外の方法で制御してもよい。
【００５４】
【実施例３】
図４を参照して他の実施例を説明する。
【００５５】
２００は、並列接続されたスイッチングトランジスタ２０１とフライホイルダイオ−ド２０２のペアを４ペア用いて形成した周知のＨブリッジ回路であり、モ−タ２０６に全波の単相交流電圧を印加する。モ−タ２０６は単相交流回転電機である。２０３は単相のトランス、２０４はコンデンサ、２０５は全波整流回路、２０７は平滑コンデンサである。
【００５６】
この回路においても、各スイッチングトランジスタ２０１を実施例１同様に制御することにより、形成される低周波電流はモ−タ２０６（及びフライホイルダイオ−ド２０２）を、上記周波数ｆｓ近傍高周波電流はトランス２０３及びコンデンサ２０４を流れ、上記実施例１〜３と同様にモ−タ制御と副電池４の充電とを行うことができる。もちろん、上記低周波電流は実施例１のごときベクトル制御以外の方法で制御してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１の自動車用電源装置のブロック回路図である。
【図２】図１のコントローラのブロック図である。
【図３】実施例２の自動車用電源装置のブロック回路図である。
【図４】実施例３の自動車用電源装置のブロック回路図である。
【図５】フィルタ兼降圧トランス５２０の構成図である。
【符号の説明】
１…ＭＧ（回転電機）
２…レゾルバ
３…主電池（主直流電源）
４…副電池（副直流電源）
５０…三相インバ−タ
５２０…フィルタ兼降圧トランス（フィルタ）
５４０…コントロ−ラ
５３０…整流器
【図１】
0004258692.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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