(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
方形の板部の頂点部から該板部と直交する方向に４つの脚を延設し、該４つの脚の端面に平板状磁芯を突き合わせた形状とした磁芯の隣り合う２本の該脚を束にして互に直交する様に制御巻線及びリアクタ巻線を巻回して成る直交磁界変圧器であって、
上記平板状磁芯に前方側から後方側に向かって該平板状磁芯を２等分する位置にＶ字状溝或いは平行溝の磁気空隙を形成し、上記制御巻線で生ずる磁界中には磁気空隙を設けず、上記リアクタ巻線で生ずる磁界中に上記磁気空隙を設け、
上記平板状磁芯の厚さを縮小して上記脚の１本分の断面積と上記平板状磁芯の側面の磁気空隙が形成されていない側の断面積とを等しくして成る直交磁界変圧器。
【請求項２】
方形の板部の頂点部から該板部と直交する方向に４つの脚を延設した２つのダブルコ字状磁芯の４つの脚の端面を互に接合して磁気空隙を作らない様に成すと共に、一方のダブルコ字状磁芯の隣り合う２本の脚を束にして制御巻線を巻回し、他方のダブルコ字状磁芯に互に磁界が直交する様にリアクタ巻線を巻回し、該板部の少なくとも一方にＶ字溝或いは平行溝の磁気空隙を形成すると共に該板部夫々の厚さを上記脚の縦または横の寸法より小さくして成る直交磁界変圧器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチングレギュレータ電源回路の共振型コンバータに用いる可飽和リアクタの可変インダクタンス素子等に適用して好適な直交磁界変圧器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来から汎用電子機器で負荷電力が２５０Ｗ以下の小電力機器電源のスイッチング電源として、商用交流入力電圧を整流平滑し、直流電圧をブーストした後に、１５０ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、被制御回路の直流出力電圧を安定化する様にしたスイッチングレギュレータ電源回路には高効率、低ノイズである電圧或は電流共振型コンバータとしてソフトスイッチング電源技術が利用されている。
【０００３】
図４は従来のブースト電圧制御方式の電圧共振型コンバータを用いたソフトスイッチング電源回路の１例を示すものである。
【０００４】
図４のブースト電圧共振型ソフトスイッチング電源回路に於いて、商用電源ＡＣ間の交流電圧ＶACは制限抵抗Ｒｉを介してダイオードでブリッジ構成された整流回路Ｄｉで整流された後に、互に直列接続された平滑用コンデンサＣｉ′及びＣｉで構成された平滑回路でブースト用直流電圧ＥB に変換される。
【０００５】
整流回路Ｄｉの直列接続点からの直流出力はブーストダイオードＤB を介して、後述する直交磁界変圧器（Power Regulation Transformer：以下ＰＲＴと記す）のリアクタ巻線ＮR （インダクタンスＬR ）を介して絶縁パワー変圧器（Power Isolation Transformer ：以下ＰＩＴと記す）の１次巻線Ｎ1 及びＮ3 （夫々のインダクタンスＬ1 及びＬ3 ）の中点に接続されている。
【０００６】
又、平滑回路を構成する平滑用コンデンサＣｉ′の正極側はＰＩＴの１次巻線Ｎ3 の巻始め点に接続され、１次巻線Ｎ1 の巻終りはスイッチング用トランジスタＱ1 に並列接続された共振用コンデンサＣｒに接続され、共振用コンデンサＣｒの他端は接地されている。
【０００７】
更に、平滑回路の直列接続点は起動抵抗Ｒｓを介してスイッチング用トランジスタＱ1 のベース及びクランプダイオードＤ1 の陰極並びに電流制限抵抗ＲB の一端に接続されている。
【０００８】
電流制限抵抗ＲB の他端はチョークコイルＬB 及び時定数コンデンサＣB を介してＰＩＴの１次巻線側のドライブ巻線ＮD （インダクタンスＬD ）の巻終り点に接続し、ドライブ巻線ＮD の巻始め端は接地電位に落とされている。
【０００９】
スイッチング用トランジスタＱ1 のエミッタは接地され、このスイッチング用トランジスタＱ1 のベース・エミッタ間にクランプダイオードＤ1 が接続されコレクタ・エミッタ間に共振用コンデンサＣｒが接続されている。
【００１０】
ＰＩＴの２次側巻線Ｎ2 及びＮ4 は夫々整流回路Ｄ2 及びＤ3 を介して安定化した直流電圧Ｅ0 及びＥ0 ′を得ると共にこれら直流電圧Ｅ0 及びＥ0 ′は制御回路（以下ＣＴＬと記す）に与えられる。このＣＴＬの出力はＰＲＴの制御巻線ＮC に供給され、この制御巻線ＮC の直流電圧（電流）を制御することでリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR を可変して、ブーストダイオードＤB に供給するブースト電圧を制御する様に成されている。
【００１１】
上述の構成で、スイッチング用トランジスタＱ1 やチョークコイルＬB 等の回路で電圧共振型コンバータを構成し、ブーストダイオードＤB からリアクタ巻線ＮR に供給される電圧をスイッチングしている。電圧共振コンバータは自励発振型の電圧共振コンバータを構成し、スイッチング用トランジスタＱ1 がオフの時にスイッチング用トランジスタＱ1 の電圧波形をチョークコイルＬB と時定数コンデンサＣB のＬＣで共振させて正弦波状の電圧共振波形を得てＰＲＴのリアクタ巻線ＮR に供給されるブースト電圧をスイッチングする様に成されている。
【００１２】
又、ＣＴＬは誤差アンプ等で構成され、例えば商用電源ＡＣの交流電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐ0 の減少に伴ってＰＲＴの制御巻線ＮC の制御電流（ＩC ）を減少（又は増加）させ、リアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR を増加（又は減少）させて出力電圧Ｅ0 又はＥ0 ′を一定値に安定化させる様に成されている。
【００１３】
上述の回路に用いるＰＲＴの具体的な構成を図５（Ａ）に示す。図５（Ａ）でＰＲＴはフェライト磁芯（ＦＥ−３材）から構成され、略方形状の板部１ａと、この板部１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと直交する方向に延設した脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅから成るテーブルを横倒した形状の第１の磁芯（以下ダブル（Ｗ）コ字状コアと記す）１ｆと略方形の板状の磁芯（以下板状コアと記す）１ｇを上記４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面に２５μｍ乃至７５μｍの薄いマイラシートを挿入してギャップ２を構成して、上下及び左右から視て方形状の貫通孔１ｈ及び１ｈ′が形成された直方体（又は立方体）状の磁芯（以下コアと記す）１と成されている。
【００１４】
上述のＷコ字状コア１ｆの板部１ａの縦ａ及び横ｂの寸法は例えばａ＝ｂ＝２３ｍｍに、Ｗコ字状コア１ｆの４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの長さｃの寸法ｃ＝３５ｍｍに各脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及び横ｄの寸法はｄ＝７ｍｍに選択し、板状コア１ｇの厚みｄ′の寸法はｄ′＝７ｍｍに選択したコア１を作成した。
【００１５】
次に図５（Ａ）で示すＷコ字状コア１ｆの前方側の上下の脚１ｂ及び１ｃとの間に互に橋格する様に０．１ｍｍφの単線から成る制御巻線Ｎｃを１１００ターン巻回する。
【００１６】
更に、前方側の下側の脚１ｃと、後方側の下側の脚１ｅとの間に互に橋格する様に０．１ｍｍφの単線を４３束としたリッツ線から成るリアクタ巻線ＮR を２７ターン巻回している。又、ギャップ２のギャップ空隙は５０μｍとしたＰＲＴを選択して、図４の回路に用いてリアクタ巻線ＮR にスイッチング用トランジスタＱ1 でスイッチングされる交流電流ＩR を流し、制御巻線ＮC にインダクタンス制御用の直流制御電流ＩC を流した場合にはリアクタ巻線ＮR と制御巻線ＮC とは互に直交して脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅに巻回されているので直流制御電流ＩC に制御巻線ターン数ＮC1を乗じた起磁力によって生ずる直流磁束φC と交流電流ＩR にリアクタ巻線ターン数ＮR1を乗じた起磁力によって生ずる交流磁束φR を発生する。
【００１７】
図５（Ａ）では前方側の磁路及び上方側の磁路に流れる磁束φR 及びφC を示しているが、後方側の磁路及び下方側の磁路にも図示しない磁束φR ′及びφC ′が発生しているが４脚の前方側及び後方側の磁束φC ，φC ′，φR ，φR ′は交流電流ＩR の極性によって加え合って例えばφR ＋φC 又はφR ′＋φC ′となったり、打ち消し合って例えばφR −φC 又はφR ′−φC ′となったりし、加え合ったり、減じ合ったりした動作を繰り返している。
【００１８】
従って、加え合う脚ではＢ−Ｈカーブ（Ｂは磁束密度、Ｈは磁界）のヒステリシス曲線の飽和領域にあり、減じ合う脚ではＢ−Ｈカーブの非線形領域であり、両側面、即ち板部１ａと板状コア１ｇでは１組の脚の断面積Ｓ＝ｄ×ｄに比べて大きくなるため磁束密度Ｂは低くなって線形領域内にある。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
図５（Ａ）で説明したＰＲＴでギャップ２は５０μｍのマイラフィルムを介して接合した場合を説明したが、下方側の脚１ｃと１ｅ或は上方側の脚１ｂと１ｄと板状コア１ｇの突合せ面だけに５０μｍのギャップ２が形成された場合のインダクタンス直流重畳特性曲線を図５（Ｂ）に示す。
【００２０】
図５（Ｂ）で横軸はＰＲＴのリアクタ巻線ＮR に流す交流電流ＩR （Ａ）、縦軸は制御巻線ＮC に流す直流制御電流ＩC をパラメータとしたリアクタ巻線ＮR 側のインダクタンスＬR （ｍＨ）の変化状態を示すもので実線は上記した上部或は下部の一対の脚１ｂ，１ｄ又は１ｃ，１ｅと板状コア１ｇの接合面に５０μｍのギャップ２を設けた場合であり、制御電流ＩC が増大し、２０ｍＡ〜３０ｍＡでは双頭型（Ｍ字型）のインダクタンス特性を示す。
【００２１】
又、４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅと板状コア１ｇとの接合面に２５μｍのギャップ２を形成した場合には、図５（Ｂ）の点線で示す様な特性を示す。
【００２２】
上述の様にインダクタンス直流重畳特性の拡大を図るために従来のＰＲＴではマイラシートを挿入してギャップ２を構成するので磁束φC やφC ′中にギャップ２が存在するため制御電流ＩC が増大する。又、磁束φR やφR ′中のギャップは僅少のため交流電流ＩR の増加に伴って４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅが飽和する。この為にリアクタ巻線ＮR のインダクタンス可変範囲は図５（Ｂ）の様に６倍（０〜０．６ｍＨ）程度に限定されてしまう為に次の様な問題が発生する。
【００２３】
（イ）上述の様に制御巻線ＮC に流れる直流制御電流ＩC によって直流の磁束φC 及びφC ′が通る磁路中にギャップ２が存在するため直流磁束を飽和させるための直流制御電流ＩC が極めて大きくなり制御巻線ＮC の直流抵抗（ターン数が大）による電力損失が増大する問題が生ずる。
【００２４】
（ロ）又、リアクタ巻線ＮR に流れる交流電流ＩR によって発生する交流磁束φR 及びφR ′が通る磁路中にギャップ２が存在するが薄いためインダクタンス直流重畳特性はリアクタ巻線ＮR に流れる交流電流の増加に伴って急激に飽和し、インダクタンスが低下してしまう問題が生ずる。
【００２５】
（ハ）又、ギャップ２が僅少なため、マイラシートの厚みのバラツキやフェライト磁芯の透磁率μや寸法のバラツキによってリアクタ巻線のインダクタンス値が変動する。
【００２６】
（ニ）更に、インダクタンス可変範囲は直流制御電流ＩC が１０ｍＡ〜４０ｍＡに対して図５（Ｂ）の様に約６倍程度しか変化しないため図４で説明したブーススト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電源回路に適用すると、図６（Ａ）の商用交流電圧ＶACとブースト電圧ＥB 間の特性曲線に示される様に最大負荷電力Ｐ0maxと最小負荷電力Ｐ0min時のブースト電圧ＥB を略一定に制御する為には図６（Ｂ）の商用交流電圧ＶACとリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR の特性曲線に示す様にＰＩＴの１次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 に対して、ＴＲＴのリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR は
ＬR ＝（０．１〜１．２）Ｌ1 
のダイナミックレンジが必要であり、略１２倍の可変インダクタンス範囲としなければならない問題があった。尚、図６（Ａ）でＥi は図４の平滑コンデンサＣi 端の電圧を示す。
【００２７】
（ホ）上述のＰＲＴのリアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1のインダクタンスＬR はギャップ長をｌg 、交流磁束φR の平均磁路長をｌR 、リアクタ巻線ＮR のコア断面積をＳ、真空透磁率をμ0 、フェライトコアの実効透磁率をμe とすればインダクタンスＬR は次の（１）式で求められる。
0004352476.tif 000002
ここでインダクタンスＬR の拡大を図るためにはコア断面積Ｓやリアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1を増加させればよいが、同時にＰＲＴのギャップ長ｌg や平均磁路長ｌR が増加してＰＲＴのサイズと重量が増加する問題も発生する。
【００２８】
本発明は叙上の問題点を解消した直交磁界変圧器（ＰＲＴ）を提供しようとするものであり、発明が解決しようとする課題は可変インダクタンス範囲を従来の略２倍にし、小さな直流制御電流でインダクタンス制御が可能でリアクタ巻線の磁路中に設けたギャップは可変インダクタンス特性に応じて適宜選択可能でコアの組立が容易なＰＲＴを得ようとするものである。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
本発明第１の発明は方形の板部１ａの頂点部から板部１ａと直交する方向に４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを延設し、４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面に平板状磁芯１ｇを突き合せた形状とした磁芯１の隣り合う２本の脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを束にして互に直交する様に制御巻線ＮC及びリアクタ巻線ＮRを巻回して成るＰＲＴであって、平板状磁芯１ｇに前方側から後方側に向かって平板状磁芯１ｇを２等分する位置にＶ字状溝４或いは平行溝３の磁気空隙を形成し、制御巻線ＮCで生ずる磁界中には磁気空隙２を設けず、リアクタ巻線ＮRで生ずる磁界中に磁気空隙３又は４を設け、平板状磁芯１ｇの厚さを縮小して脚１ｂの１本分の断面積と平板状磁芯１ｇの側面の磁気空隙が形成されていない側の断面積とを等しくして成るＰＲＴと成したものである。
【００３０】
本発明の第２の発明は方形の板部１ａの頂点部から板部１ａと直交する方向に４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを延設した２つのダブルコ字状磁芯１ｆa，１ｆbの４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面を互に接合して磁気空隙を作らない様に成すと共に、一方のダブルコ字状磁芯１ｆaの隣り合う２本の脚１ｂ及び１ｃを束にして制御巻線Ｎｃを巻回し、他方のダブルコ字状磁芯１ｆbにリアクタ巻線ＮRを巻回し、板部１ａにＶ字溝４或いは平行溝３の磁気空隙を形成すると共に該板部１ａ夫々の厚さを脚の縦または横の寸法より小さくして成るＰＲＴと成したものである。
【００３１】
本発明のＰＲＴによれば従来と同一の直流制御電流ＩC で略２倍のインダクタンス可変範囲が得られブースト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電源回路の構成が可能となる。
【００３２】
更に本発明のＰＲＴによれば板状コアを分割しないので、コアの組立が容易で製造時間が短縮されフェライト成形用プレス金型が１組で良く、金型管理と製造管理が短縮可能となる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の直交磁界変圧器（ＰＲＴ）を図１乃至図３を用いて詳記する。図１（Ａ）及び図１（Ｂ）は本発明の１形態例を示すＰＲＴの組立状態斜視図、並びにリアクタ巻線に流す交流電流ＩR を変化させた時に制御巻線ＮC の直流制御電流ＩC をパラメータとしたインダクタンスＬR の変化を示す直流重畳特性曲線を示すものである。
【００３４】
本発明に用いるＰＲＴと従来構成として説明した図５（Ａ）のＰＲＴとは略同一に構成されているので、対応部分には同一符号を付して重複説明は省略し、以下、図５（Ａ）との相違点のみを説明する。
【００３５】
図１（Ａ）に示すＰＲＴは方形の板部１ａの板面と直交する４本の脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅからなるダブル（Ｗ）コ字状コア１ｆ及び方形の板状コア１ｇから成るコア１に制御巻線ＮC 及びリアクタ巻線（主巻線）ＮR が磁界（磁束）が互に直交する様に巻回されている。
【００３６】
本例では板状コア１ｇの厚みｄ′は脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及び横寸法ｄと比較してｄ′＜ｄに選択され、断面積ｓ′はｓ′＝ｄ2 とし、更に方形の板状コア１ｇの奥行（横方向）に平行に方形面積を２分する様に中央に平行溝３を形成する。この平行溝３はギャップ長ｌg となる幅に選択され、平行溝３の深さｄ1 はｄ′＞ｄ1 に選択して２枚には分割しない様になされている。
【００３７】
図１（Ａ）で方形の板部１ａと、この板部１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと直交する様に延設したＷコ字状コア１ｆの各寸法はａ＝ｂ＝２３ｍｍ、ｃ＝３５ｍｍ、ｄ＝７ｍｍに選択され、前方側の上方の脚１ｂと下方の脚１ｃ間に橋格させる様に巻回した制御巻線ＮC は図５（Ａ）と全く同一構成である。
【００３８】
又、主巻線となるリアクタ巻線ＮR ′のターン数ＮR1′はＮR1′＝√２ＮR1としてＮR1′＝３８Ｔ／０．１ｍｍφ×２０束（０．１ｍｍφ×２０本縒りリッツツ線）とし、従来のインダクタンスＬR の２倍となる様なＬR ′＝２ＬR に選択し、平行溝３のギャップ長ｌg を５００μｍとし、フェライトコア材料にＦＥ−９材を用いた場合のインダクタンス直流重畳特性は図２（Ｃ）の様な測定値を得ている。直流制御電流ＩC が５ｍＡ乃至３５ｍＡに於いてはインダクタンス可変範囲は０．１ｍＨ〜１．３５ｍＨの可変範囲となり図５（Ｂ）の場合に比べて約１３．５倍のダイナミックレンジが得られる。
【００３９】
図１（Ａ）の構成のＰＲＴによれば制御巻線ＮC のターン数ＮC1′に直流制御電流ＩC を乗じたＮC1′・ＩC の起磁力によって生ずる直流磁束φC ，φC ′の磁路中には従来のＰＲＴの様にギャップ２を構成せず、リアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1′と交流電流ＩR を乗じたＮR1′・ＩR の起磁力によって生ずる交流磁束φR ，φR ′の磁路中にはＶ字状のギャップ４が存在するため直流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR の増加に伴って、順々に飽和するためインダクタンスＬR ′の低下が大幅に改善される。
【００４０】
又直流磁束φC ，φC ′と交流磁束φR ，φR ′は４組の脚以外の板部１ａ及び板状コア１ｇでも直流磁束φC ，φC ′と交流磁束φR ，φR ′は加算し合ったり減算して合う為に直流磁束φC ，φC ′と交流磁束φR ，φR ′が相互に影響し合う領域が拡大している為にリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR ′の可変範囲が図１（Ｃ）の様に拡大される。
【００４１】
又、直流制御電流ＩC とリアクタ巻線ＮR に流れる交流電流ＩR が小さいときは板状コア１ｇの平行溝３の下の板状コア１ｇb は飽和せず直流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR が増加するに伴って、この部分も飽和するため直流制御電流ＩC と交流電流ＩR が小さい領域に於いてはリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR ′が増加することになる。
【００４２】
上述の構成のＰＲＴでは板状コア１ｇは２分割されないで１つの平行溝３でギャップが構成されているのでＰＲＴの組立が容易であり、製造時間を短縮することが可能となる。
【００４３】
更に図１（Ｃ）からも明らかな様に、直流制御電流ＩC が５ｍＡ乃至３５ｍＡに於いて、図５（Ｂ）のインダクタンス直流重畳特性曲線に比べて、約１３．５倍のダイナミックレンジに拡大され、商用交流電圧ＶACの変化に対するインダクタンスＬR の値の変化も図５（Ｂ）に比べて平坦化された値が得られるので図４で説明したブースト電圧制御方式の電圧共型コンバータによるソフトスイッチング電源回路に適用できるＰＲＴを提供可能と成った。
【００４４】
図１（Ｂ）の場合は板状コア１ｇの厚みは脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦又は横の寸法ｄと同一とし、板状コア１ｇの断面積ｓ′＝ｄ2 として、板状コア１ｇを２分する様に板状コア１ｇの高さ方向の中心から奥行（横）方向にＶ字溝４を形成させＷコ字状コア１ｆの板部１ａの厚みをｄ′＞ｄとした場合のＰＲＴを示すもので図１（Ａ）と同様の効果が得られる。
【００４５】
図２（Ａ）及び図２（Ｂ）は本発明のＰＲＴの他の形態例を示し、図２（Ｃ）はインダクタンス直流重畳特性図を示すものである。
【００４６】
図２（Ａ）及び図２（Ｂ）に示すＰＲＴは一対のＷコ字状コアの１fa及び１fbの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの端面を相互にギャップがない様に接合し、一方のＷコ字状のコア１faの隣り合う２本の脚、例えば１ｂと１ｃ間に橋絡する様に制御巻線ＮC を巻回し、他方のＷコ字状コア１fbの隣り合う２本の脚、例えば１ｃと１ｅ間にリアクタ巻線ＮR を橋絡する様に巻回し、直交磁界を発生させる様にする。
【００４７】
一対のＷコ字状コア１ｆa 及び１ｆb の板部１ａの厚みは夫々ｄ′＜ｄに選択すると共に板部１ａの両側面に平行溝３ａ及び３ｂを形成した場合の構成例を示す。
【００４８】
この様なＰＲＴでは図２（Ｃ）にインダクタンス直流重畳特性を示す様に直流制御電流ＩC が３ｍＡ乃至２５ｍＡに於いて図５（Ｂ）に比べて略１３倍のダイナミックレンジが得られている。
【００４９】
図２（Ｂ）の場合は一対のＷコ字状コア１ｆa 及び１ｆb の夫々の板部１ａ及び１ａの厚みは脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの寸法ｄと等しく選択し、板部１ａ及び１ａの両側面に深さｄ1 のＶ字溝４ａ及び４ｂを奥行方向に形成した場合であり、図１（Ｂ）の変形例である。この構成のＰＲＴに於いても図２（Ｃ）と略同様のインダクタンス直流重畳特性が得られフェライトのプレス金型が１組で良い等の効果が得られる。
【００５０】
図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は本発明の更に他の形態例を示すものであり、図３（Ａ）及び図３（Ｂ）は４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅを有するＷコ字状コア１ｆの脚端面にコ字状コア５を接合して、接合面にはギャップを作らずコ字状コア５にリアクタ巻線ＮR ′を巻回し、図３（Ａ）の場合は、コ字状コア５の側面に深さｄ1 の平行溝のギャップ３を形成し、図３（Ｂ）では深さｄ1 のＶ字溝４のギャップを形成した場合である。これら構成でも図１（Ａ）と同様の効果が得られ、リアクタ巻線ＮR ′のターン数ＮR1′を低減することが可能と成る。
【００５１】
【発明の効果】
本発明の直流磁界変圧器によると、制御巻線ＮC に流す直流の制御電流は従来と同一値に対し、従来の２倍のインダクタンス可変範囲値が得られて制御感度が大幅に向上され、その結果ブースト電圧制御方式電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電源回路を構成可能と成った。
【００５２】
又、制御巻線の磁路中にギャップを構成させない為に僅かな直流制御電流でリアクタ巻線のインダクタンスを大幅に可変可能と成り制御範囲が拡大された直交磁界変圧器が得られた。
【００５３】
又、リアクタ巻線の磁路中に設けたギャップは要求される可変インダクタンス特性によって適宜に選択出来てインダクタンス値のバラツキが解消されてて設計が容易と成る効果を有する。
【００５４】
更に、図２及び図３の構成ではＰＲＴの組立てが容易となり、製造時間が短縮され、フェライト成型時の金型が１組でよく、金型管理と製造管理が短縮可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図である。
【図２】本発明の他の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図である。
【図３】本発明の更に他の直交磁界変圧器である。
【図４】従来の電圧共振型ソフトスイッチング電源回路図である。
【図５】従来の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図である。
【図６】従来のソフトスイッチング電源回路の特性説明図である。
【符号の説明】
１‥‥コア（磁芯）、１ａ‥‥板部、１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅ‥‥脚、１ｆ‥‥ダブルコ字状コア、１ｇ‥‥板状コア、ＮC ‥‥制御巻線、ＮR ‥‥リアクタ巻線、３，３ａ，３ｂ‥‥平行溝、４，４ａ，４ｂ‥‥Ｖ字溝
【図１】
0004352476.tif 000003
【図２】
0004352476.tif 000004
【図３】
0004352476.tif 000005
【図４】
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【図５】
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【図６】
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