(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
３相交流電源SUPに１次側が接続された第１の３相変圧器TRaと、
前記３相交流電源SUPに１次側が接続され、且つ２次側電圧が前記第１の３相変圧器TRaと３０°の位相差を有する第２の３相変圧器TRbと、
電力用ダイオードが３相ブリッジ結線されて成り、前記第１の３相変圧器TRaの２次側に交流側端子が接続された電力用ダイオード整流器RECと、
逆並列接続された高速ダイオードを有する自己消弧素子が３相ブリッジ結線されて成り、前記第２の３相変圧器TRbの２次側に交流側端子が接続された電圧形自励式電力変換器CNVと、
前記電圧形自励式電力変換器CNVの交流側端子電圧Ｖcについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御に基づき、前記自己消弧素子に対するスイッチング制御を行い、このスイッチング制御の際に前記自己消弧素子及び前記高速ダイオードを流れる入力電流Icについての制御を行うことにより前記直流平滑コンデンサCdの印加電圧Vdを制御する電力変換器制御回路PTCと、
前記電力用ダイオード整流器REC及び電圧形自励式電力変換器CNVの直流共通端子間に接続され、力行時には負荷装置LOADに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置LOADから電力供給を受ける直流平滑コンデンサCdと、
を備え、
しかも前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPの電圧Ｖsに対する前記交流側端子電圧Ｖcの位相角φを調整することにより、力行時又は回生時における前記自己消弧素子のスイッチングを前記入力電流Icのゼロ点付近で行うようにし、これにより自己消弧素子の遮断電流及びスイッチング損失を低減させるものである、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記直流平滑コンデンサCdの印加電圧Vdが前記電力用ダイオード整流器RECの整流電圧Vrecより高くなるように、前記電圧形自励式電力変換器CNVの制御を行うものである、
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記負荷装置LOADで消費又は発生する有効電力ＰLの検出又は推定により前向き補償量ＩqFF*を求め、この前向き補償量ＩqFF*を前記入力電流Icの指令値に加えて、前記電圧形自励式電力変換器CNVの制御を行うものである、
ことを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記入力電流Icの力行時における有効分指令値Iq*が所定値を超えないように制限を加えるものである、
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記固定パルス位相制御を行う場合の固定パルス数を、力行時の負荷電力が所定値PLo以上のときは１パルスとし、力行時の負荷電力が所定値PLoを下回るときは３パルス以上とする、
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記電力変換器制御回路PTCは、力行時には前記電圧形自励式電力変換器CNVの自己消弧素子をゲートブロックして、この電力変換器CNVをダイオード整流器として運転し、回生時に上記ゲートブロックの解除を行うものである、
ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記電力変換器制御回路PTCは、回生時には前記固定パルス位相制御を行う場合の固定パルス数を３パルス以上とする、
ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項８】
３相交流電源SUPに１次側が接続された第１の３相変圧器TRaと、
前記３相交流電源SUPに１次側が接続され、且つ２次側電圧が前記第１の３相変圧器TRaと３０°の位相差を有する第２の３相変圧器TRbと、
電力用ダイオードが３相ブリッジ結線されて成り、前記第１の３相変圧器TRaの２次側に交流側端子が接続された第１の電力用ダイオード整流器REC1と、
電力用ダイオードが３相ブリッジ結線されて成り、前記第２の３相変圧器TRbの２次側に交流側端子が接続された第２の電力用ダイオード整流器REC2と、
逆並列接続された高速ダイオードを有する自己消弧素子が３相ブリッジ結線されて成り、前記第２の３相変圧器TRbの２次側にリカバリ電流抑制リアクトルLaを介して交流側端子が接続された電圧形自励式電力変換器CNVと、
前記電圧形自励式電力変換器CNVの交流側端子電圧Ｖcについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御に基づき、前記自己消弧素子に対するスイッチング制御を行い、このスイッチング制御の際に前記自己消弧素子及び前記高速ダイオードを流れる入力電流Icについての制御を行うことにより前記直流平滑コンデンサCdの印加電圧Vdを制御する電力変換器制御回路PTCと、
前記第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1,REC2並びに電圧形自励式電力変換器CNVの直流共通端子間に接続され、力行時には負荷装置LOADに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置LOADから電力供給を受ける直流平滑コンデンサCdと、
を備え、
しかも前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPの電圧Ｖsに対する前記交流側端子電圧Ｖcの位相角φを調整することにより、力行時又は回生時における前記自己消弧素子のスイッチングを前記入力電流Icのゼロ点付近で行うようにし、これにより自己消弧素子の遮断電流及びスイッチング損失を低減させるものである、
ことを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記入力電流Icの制御に変えて、この入力電流Icと前記第２の電力用ダイオード整流器REC2の入力電流Irec2との和電流Is2の制御を行うものである、
ことを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記直流平滑コンデンサCdの印加電圧Vdが前記第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1,REC2の整流電圧Vrecより高くなるように、前記電圧形自励式電力変換器CNVの制御を行うものである、
ことを特徴とする請求項８又は９記載の電力変換装置。
【請求項１１】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記負荷装置LOADで消費又は発生する有効電力ＰLの検出又は推定により前向き補償量ＩqFF*を求め、この前向き補償量ＩqFF*を前記入力電流Icの指令値に加えて、前記電圧形自励式電力変換器CNVの制御を行うものである、
ことを特徴とする請求項８又は１０記載の電力変換装置。
【請求項１２】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記負荷装置LOADで消費又は発生する有効電力ＰLの検出又は推定により前向き補償量ＩqFF*を求め、この前向き補償量ＩqFF*を前記入力電流Icと前記第２の電力用ダイオード整流器REC2の入力電流Irec2との和電流Is2の指令値に加えて、前記電圧形自励式電力変換器CNVの制御を行うものである、
ことを特徴とする請求項９又は１０記載の電力変換装置。
【請求項１３】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記入力電流Icの力行時における有効分指令値Iq*が所定値を超えないように制限を加えるものである、
ことを特徴とする請求項１１記載の電力変換装置。
【請求項１４】
前記電力変換器制御回路PTCは、前記固定パルス位相制御を行う場合の固定パルス数を、力行時の負荷電力が所定値PLo以上のときは１パルスとし、力行時の負荷電力が所定値PLoを下回るときは３パルス以上とする、
ことを特徴とする請求項８乃至１３のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１５】
前記電力変換器制御回路PTCは、力行時には前記電圧形自励式電力変換器CNVの自己消弧素子をゲートブロックして、この電力変換器CNVをダイオード整流器として運転し、回生時に上記ゲートブロックの解除を行うものである、
ことを特徴とする請求項８乃至１２のいずれかに記載の電力変換装置。
【請求項１６】
前記電力変換器制御回路PTCは、回生時には前記固定パルス位相制御を行う場合の固定パルス数を３パルス以上とする、
ことを特徴とする請求項８乃至１５のいずれかに記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電気鉄道直流き電システムにおける変電所等の地上設備で用いられる電力変換装置については、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている（例えば、特許文献１参照）。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという欠点がある。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動するという欠点もある。
【０００３】
そこで、電圧形自励式電力変換器により電力変換を行う方式が採用されることがある（例えば、特許文献２参照）。図１８は、電圧形自励式電力変換器として電力回生可能なＰＷＭコンバータ（パルス幅変調制御コンバータ）を用いた従来の電力変換装置の構成図である。図中、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電源SUPの端子、Lsは交流リアクトル、CNVはＰＷＭコンバータ（電圧形自励式電力変換器）、Cdは直流平滑コンデンサ，INVは３相出力のＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）インバータ、Ｍは交流電動機、PTCは電力変換器制御回路をそれぞれ示す。
【０００４】
この電力変換器制御回路PTCは、比較器C1，C2、電圧制御補償器Ｇｖ(S)，乗算器ＭＬ，電流制御補償器Ｇｉ(S)、及びパルス幅変調制御回路PWMCを有している。図中、破線で囲まれた部分はＲ，Ｓ，Ｔの各相用の回路であり、図ではＲ相部分のみを詳しく示しているが、Ｓ相及びＴ相も同様に構成されている。但し、Ｓ相及びＴ相の各乗算器ＭＬの下側入力端子にはSin｛ωt＋（2/3）π｝，Sin｛ωt−（2/3）π｝が入力される。
【０００５】
電力変換器制御回路PTCは、直流平滑コンデンサCdに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを制御する。すなわち、電圧指令値Ｖｄ＊と電圧検出値Ｖｄとの偏差は制御補償器Ｇｖ(S)で増幅され、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとされる。乗算器ＭＬでＲ相の電圧に同期した単位正弦波sinωｔと入力電流の振幅指令値Ｉｓｍとが乗算され、これがＲ相の電流指令値Ｉｒ＊とされる。
【０００６】
Ｒ相電流指令値Ｉｒ＊とＲ相電流検出値Ｉｒとが比較され、その偏差が電流制御補償器Ｇｉ(S)で反転増幅される。通常、比例増幅が使われ、Ｇｉ(S)＝−Ｋｉとなる。Ｋｉは比例定数である。Ｇｉ(S)の出力である電圧指令値ｅｒ＊＝−Ｋｉ×（Ｉｒ＊−Ｉｒ）がＰＷＭ制御回路PWMCに入力され、コンバータCNVのＲ相の自己消弧素子Ｓ１，Ｓ４のゲート信号ｇ１，ｇ２が生成される。
【０００７】
ＰＷＭ制御回路PWMCは、電圧指令値ｅｒ＊とキャリア信号Ｘ（例えば、１ｋＨｚの三角波）とを比較し、ｅｒ＊＞Ｘのときは、素子Ｓ１をオンさせ（Ｓ４はオフ）、ｅｒ＊＜Ｘのときは、素子Ｓ４をオン（Ｓ１はオフ）させる。この結果、コンバータCNVのＲ相電圧Ｖｒは電圧指令値ｅｒ＊に比例した電圧を発生する。
【０００８】
Ｉｒ＊＞Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は負の値となり、Ｉｒを増加させる。逆に、Ｉｒ＊＜Ｉｒの場合、電圧指令値ｅｒ＊は正の値となり、Ｉｒを減少させる。故に、Ｉｒ＊＝Ｉｒとなるように制御される。Ｓ相，Ｔ相の電流も同様に制御される。
【０００９】
また、直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄは、次のように制御される。すなわち、Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍが増加する。各相の電流指令値は電源電圧と同相となり、Ｉｓｍに比例した有効電力Ｐｓが交流電源SUPから直流平滑コンデンサCdに供給されることになる。この結果。Ｖｄが上昇し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１０】
逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、入力電流の振幅指令値Ｉｓｍは負の値となり、交流電源側に電力Ｐｓを回生する。故に、直流平滑コンデンサCdの蓄積エネルギーが減少し、Ｖｄが減って、やはり、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。
【００１１】
ＶＶＶＦインバータINV及び交流電動機Ｍは、直流平滑コンデンサCdを電圧源とする負荷で、力行運転時はコンデンサCdのエネルギーを消費し、Ｖｄを減少させる方向に働く。また、回生運転時はその回生エネルギーを平滑コンデンサCdにもどすため、Ｖｄを上昇させる方向に働く。前述のようにPWMコンバータCNVによって直流電圧Ｖｄが一定になるように制御されるため、自動的に、力行運転では交流電源から見合った有効電力が供給され、回生運転時では回生エネルギーに見合った有効電力が交流電源側に回生されることになる。
【００１２】
このように、PWMコンバータを用いた従来装置によれば、直流電圧を安定化することができ、電力回生が可能となり、電気鉄道の直流き電システムでの回生失効の問題も解決される。
【００１３】
【特許文献１】
特開平８−２４２５０２号公報（第４頁、図２）
【特許文献２】
特開平７−７９５６７号公報（第１８頁、図１）
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、ＰＷＭコンバータは、高周波でスイッチングを行うためスイッチング損失が大きくなる欠点がある。また、スイッチング素子は、しゃ断電流として交流入力電流の最大値を切る能力が必要となる。従って、短時間の過負荷（例えば、定格電流の３００％）でもそのしゃ断電流に耐えるように設計しなければならず、電力変換器として大きなものが必要となり、不経済なシステムとなってしまう問題がある。
【００１５】
また、既設の電力用ダイオード整流器と並列運転する場合、ＰＷＭコンバータの入力電流は正弦波に近い波形に制御できるが、既設の電力用ダイオード整流器の入力電流高調波は、そのまま発生し、全体の入力電流高調波が大きく残ってしまう欠点があった。これを解決するため、ＰＷＭコンバータにアクティブフィルタの機能を持たせて、電力用ダイオード整流器の入力電流高調波を補償することも考えられるが、高調波を補償するだけの制御応答がＰＷＭコンバータに要求され、ＰＷＭ制御のキャリア周波数をさらに高くしなければならなくなる。また、アクティブフィルタ機能の分だけＰＷＭコンバータの容量に余裕を持たせる必要があり、不経済なシステムとなってしまう。
【００１６】
このように、従来装置では、電力回生が可能な電力変換器として、パルス幅変調制御による自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）を用いた場合、ダイオード整流器を用いた場合に比べるとコストが高く、過負荷耐量も大きく出来ないという難点がある。また、ＰＷＭ制御に伴うスイッチング損失が大きくなり、変換器効率が悪い等の問題もあった。更に、既設の電力用ダイオード整流器との並列運転では、当該ダイオード整流器の入力電流高調波が残ってしまい、システム全体としての高調波低減は、ＰＷＭコンバータを導入するだけの効果が得られないという問題もあった。
【００１７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、既設の電力用ダイオード整流器との並列運転ではシステム全体の高調波低減を図ることができ、また、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能で、変換器効率が高く、経済的な電力変換装置を提供することを目的としている。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための手段として、請求項１記載の発明は、３相交流電源SUPに１次側が接続された第１の３相変圧器TRaと、前記３相交流電源SUPに１次側が接続され、且つ２次側電圧が前記第１の３相変圧器TRaと３０°の位相差を有する第２の３相変圧器TRbと、電力用ダイオードが３相ブリッジ結線されて成り、前記第１の３相変圧器TRaの２次側に交流側端子が接続された電力用ダイオード整流器RECと、逆並列接続された高速ダイオードを有する自己消弧素子が３相ブリッジ結線されて成り、前記第２の３相変圧器TRbの２次側に交流側端子が接続された電圧形自励式電力変換器CNVと、前記電圧形自励式電力変換器CNVの交流側端子電圧Ｖcについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御に基づき、前記自己消弧素子に対するスイッチング制御を行い、このスイッチング制御の際に前記自己消弧素子及び前記高速ダイオードを流れる入力電流Icについての制御を行うことにより前記直流平滑コンデンサCdの印加電圧Vdを制御する電力変換器制御回路PTCと、前記電力用ダイオード整流器REC及び電圧形自励式電力変換器CNVの直流共通端子間に接続され、力行時には負荷装置LOADに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置LOADから電力供給を受ける直流平滑コンデンサCdと、を備え、しかも前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPの電圧Ｖsに対する前記交流側端子電圧Ｖcの位相角φを調整することにより、力行時又は回生時における前記自己消弧素子のスイッチングを前記入力電流Icのゼロ点付近で行うようにし、これにより自己消弧素子の遮断電流及びスイッチング損失を低減させるものである、ことを特徴とする。
【００１９】
本発明は、３相ブリッジ結線の電力用ダイオード整流器RECと３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器CNVの並列運転装置に係るもので、電力用ダイオード整流器RECの変圧器TRaと電圧形自励式電力変換器CNVの変圧器TRbのそれぞれの3相２次電圧に、電気角で３０°の位相差を持たせている。
【００２０】
電圧形自励式電力変換器CNVは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で動作し、電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより、変換器CNVの入力電流Ｉｃ（有効分）を制御する。このとき、電圧形自励式電力変換器CNVは、力率＝１付近で運転され、変換器を構成する自己消弧素子のスイッチングは入力電流Ｉｃのゼロ点付近で行われる。その結果、自己消弧素子のしゃ断電流は小さくなり、スイッチング損失は大幅に低減される。
【００２１】
また、電圧形自励式電力変換器CNVは、入力電流Ｉｃの有効分を調整することにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される直流電圧Vdを指令値Vd＊に従って制御する。電圧形自励式電力変換器CNVは、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。そのため、直流電圧Vdが一定ならば、変換器の交流出力電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより、第２の変圧器TRbの漏れインダクタンスＬｂに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、変換器の入力電流Ｉｃ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｂ）を制御することができる。
【００２２】
電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源SUPから供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源SUPに回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。電源電圧Ｖｓと出力電圧Ｖｃの大きさが同じ場合、入力電流Ｉｃの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又は、π−φ／２となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｃと自励式変換器CNVの交流出力電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又は、π＋φ／２となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、入力電流Ｉｃと第２の変圧器TRbの漏れインダクタンスＬｂの値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝30°程度で、入力力率はｃｏｓ15°＝0.966となる。
【００２３】
力行運転時は、電圧形自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃを制限することにより、直流電圧Vdが低下し、電力用ダイオード整流器RECから電力が供給されるようになり、電力用ダイオード整流器REC（６相相当）と電圧形自励式電力変換器CNV（６相相当）が並列運転される。このとき、当該電圧形自励式電力変換器CNVを１パルスモードで運転することにより、変圧器TRaとTRbとの間に位相差３０°を持たせたことにより等価的に１２相運転ができ、装置全体の入力電流高調波を低減させることができる。また、自励式電力変換器CNVを１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率が向上する。更に、交流側出力電圧Ｖｃの基本波成分が大きくなり、自励式変換器の電圧利用率も向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、自己消弧素子のしゃ断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供できる。
【００２４】
一方、回生運転時は、電力用ダイオード整流器RECには電流が流れず、大部分の電流が電圧形自励式電力変換器CNVの自己消弧素子に流れる。従って、自励式電力変換器CNVの単独運転（６相相当）となり、入力電流高調波が大きくなることが懸念される。そこで、回生運転時には、制御パルス数を増やして、高調波を低減させる。
【００２５】
自励式変換器CNVを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、回生運転時にも変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。
【００２６】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記直流平滑コンデンサCdの印加電圧Vdが前記電力用ダイオード整流器RECの整流電圧Vrecより高くなるように、前記電圧形自励式電力変換器CNVの制御を行うものである、ことを特徴とする。
【００２７】
入力電流Ｉｃは、電力変換器CNVの交流側出力電圧Ｖｃの位相角φ（電源電圧Ｖｓに対する）を調整することにより制御する。Vd＊＞Vdとなった場合、位相角φを増やすことにより、入力電流Ｉｃの有効分が増加し、直流平滑コンデンサＣｄにエネルギーが供給され、電圧Vdは高くなる。逆に、Vd＊＜Vdとなった場合、位相角φを負にすることにより、入力電流Ｉｃの有効分が負になり、電力が電源SUPに回生され、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、電圧Vdは下がる。この結果、Vd＝Vd＊に制御される。
【００２８】
直流電圧指令値Vd＊は、電力用ダイオード整流器RECの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。Vd＝Vd＊＜Ｖｒｅｃとすると、電力用ダイオード整流器RECから電力が供給され、その電力を自励式電力変換器CNVが回生することになり、無駄な横流が流れてしまう。故に、Vd＊＞Ｖｒｅｃに設定することにより、無駄な横流を流すことを防止できる。
【００２９】
力行運転時（負荷LOADが電力を消費する場合）は、電力用ダイオード整流器RECと自励式電力変換器CNVの並列運転となるが、Vd＊＞Ｖｒｅｃとなっているので、電力用ダイオード整流器RECからは電力を供給できない。負荷LOADには自励式電力変換器CNVから電力ＰＬを供給することになる。そこで、自励式電力変換器CNVの電力供給を制限することにより、Vd＊＞Vd＝Ｖｒｅｃとなり、自励式電力変換器CNVは一定の電力Ｐｃｎｖを供給し、電力用ダイオード整流器RECは、Ｐｒｅｃ＝ＰＬ−Ｐｃｎｖ  を供給するようになる。
【００３０】
従来、電力用ダイオード整流器RECだけで運転した場合、負荷電力ＰＬが増加するに従い、直流電圧Ｖｒｅｃは徐々に低下していたが、本発明の装置では、自励式電力変換器CNVの電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Vdは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えると、直流電圧はVd＝Ｖｒｅｃで徐々に下がっていくことになる。
【００３１】
回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、自励式電力変換器CNVだけで動作し、直流電圧Vd＝Vd＊＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【００３２】
これにより、無駄な横流を流すことなく直流電圧Vdの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【００３３】
請求項３記載の発明は、請求項１又は２記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記負荷装置LOADで消費又は発生する有効電力ＰLの検出又は推定により前向き補償量ＩqFF*を求め、この前向き補償量ＩqFF*を前記入力電流Icの指令値に加えて、前記電圧形自励式電力変換器CNVの制御を行うものである、ことを特徴とする。
【００３４】
電圧形自励式変換器CNVによって、直流電圧Vdが指令値Vd＊に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Vdが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰＬが急激に増えると、直流電圧Vdが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器CNVの制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生ブレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Vdが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【００３５】
負荷装置LOADが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰＬを検出又は推定し、当該有効電力ＰＬに比例した前向き補償量ＩｑＦＦ＊を演算により求め、当該補償量ＩｑＦＦ＊を前記変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Vdの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【００３６】
請求項４記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記入力電流Icの力行時における有効分指令値Iq*が所定値を超えないように制限を加えるものである、ことを特徴とする。
【００３７】
力行運転時（負荷LOADが電力を消費する場合）は、電力用ダイオード整流器RECと自励式電力変換器CNVの並列運転となるが、Vd＊＞Ｖｒｅｃとなっているので、電力用ダイオード整流器RECからは電力を供給できない。負荷LOADには自励式電力変換器CNVから電力ＰＬを供給することになる。
【００３８】
そこで、力行運転時には、電圧形自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃを制限して制御することにより、自励式電力変換器CNVからの電力供給が制限され、直流電圧Vdは負荷が増加するに従って徐々に低下し、Vd＊＞Vd＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、自励式電力変換器CNVは一定の電力Ｐｃｎｖを供給するようになり、電力用ダイオード整流器RECからは、Ｐｒｅｃ＝ＰＬ−Ｐｃｎｖを供給するようになる。
【００３９】
本発明の装置では、自励式電力変換器CNVの電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Vdは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えるに従って徐々に直流電圧Vdが下がっていくことになる。回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、自励式電力変換器CNVだけで動作し、直流電圧Vd＝Vd＊＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【００４０】
これにより、電力用ダイオード整流器RECと自励式電力変換器CNVの安定した並列運転が可能となる。また、力行運転時の自励式電力変換器CNVの出力がＰｃｎｖに制限され、高速ダイオードD1〜D6の最大電流を小さく抑えることができ、かつ、自己消弧素子S1〜S6のしゃ断電流も抑えることが可能となる。さらに、直流電圧Vdの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【００４１】
請求項５記載の発明は、請求項１乃至４のいずれかに記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記固定パルス位相制御を行う場合の固定パルス数を、力行時の負荷電力が所定値PLo以上のときは１パルスとし、力行時の負荷電力が所定値PLoを下回るときは３パルス以上とする、ことを特徴とする。
【００４２】
力行運転で、消費する負荷電力が大きくなり、電力用ダイオード整流器RECと電圧形自励式電力変換器CNVで並列運転する場合、変圧器TRaとTRbの２次電圧位相を３０°ずらしているため、電圧形自励式電力変換器CNV（６相相当）を１パルスモードで運転することにより、電力用ダイオード整流器REC（６相１パルス運転）とで等価的に１２相運転ができ、全体の入力電流の高調波を低減させることができる。負荷電力が設定した値PLoより小さいときは、電圧形自励式電力変換器CNVがその負荷を負担するので、当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすことができる。
【００４３】
回生運転では、全て電圧形自励式電力変換器CNVが回生電力を負担するので、やはり、当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすことができる。
【００４４】
請求項６記載の発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、力行時には前記電圧形自励式電力変換器CNVの自己消弧素子をゲートブロックして、この電力変換器CNVをダイオード整流器として運転し、回生時に上記ゲートブロックの解除を行うものである、ことを特徴とする。
【００４５】
３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器CNVは、６個の自己消弧素子（ＧＴＯやＩＧＢＴ等）と逆並列接続された６個のダイオードで構成されている。力行運転時に、当該自己消弧素子をゲートブロックすることにより、電圧形自励式電力変換器CNVは３相ブリッジ結線のダイオード整流器（６相相当）として動作する。その結果、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器REC（６相相当）と当該自励式変換器CNVのダイオード整流器（６相相当）が並列運転され、変圧器TRaとTRbの２次電圧位相を３０°ずらしているため、等価的に１２相運転が行われ、その全体の入力電流高調波を低減することができる。
【００４６】
回生運転時に、当該ゲートブロックを解除することにより、電圧形自励式電力変換器CNVの本来の動作が行われ、電力回生と直流電圧の安定化が図られる。
【００４７】
請求項７記載の発明は、請求項１乃至６のいずれかに記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、回生時には前記固定パルス位相制御を行う場合の固定パルス数を３パルス以上とする、ことを特徴とする。
【００４８】
すなわち、回生運転では、電圧形自励式電力変換器CNV（６相相当）が全て回生電力を負担するので、１パルスモードで運転すると、入力電流高調波が増加する。そこで、当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすことができる。
【００４９】
自励式変換器CNVを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、回生運転時にも変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、入力電流高調波が少ない電力変換装置を提供できる。
【００５０】
請求項８記載の発明は、３相交流電源SUPに１次側が接続された第１の３相変圧器TRaと、前記３相交流電源SUPに１次側が接続され、且つ２次側電圧が前記第１の３相変圧器TRaと３０°の位相差を有する第２の３相変圧器TRbと、電力用ダイオードが３相ブリッジ結線されて成り、前記第１の３相変圧器TRaの２次側に交流側端子が接続された第１の電力用ダイオード整流器REC1と、電力用ダイオードが３相ブリッジ結線されて成り、前記第２の３相変圧器TRbの２次側に交流側端子が接続された第２の電力用ダイオード整流器REC2と、逆並列接続された高速ダイオードを有する自己消弧素子が３相ブリッジ結線されて成り、前記第２の３相変圧器TRbの２次側にリカバリ電流抑制リアクトルLaを介して交流側端子が接続された電圧形自励式電力変換器CNVと、前記電圧形自励式電力変換器CNVの交流側端子電圧Ｖcについてのパルスパターンを固定する固定パルス位相制御に基づき、前記自己消弧素子に対するスイッチング制御を行い、このスイッチング制御の際に前記自己消弧素子及び前記高速ダイオードを流れる入力電流Icについての制御を行うことにより前記直流平滑コンデンサCdの印加電圧Vdを制御する電力変換器制御回路PTCと、前記第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1,REC2並びに電圧形自励式電力変換器CNVの直流共通端子間に接続され、力行時には負荷装置LOADに対して電力供給を行うと共に、回生時には負荷装置LOADから電力供給を受ける直流平滑コンデンサCdと、を備え、しかも前記電力変換器制御回路PTCは、前記交流電源SUPの電圧Ｖsに対する前記交流側端子電圧Ｖcの位相角φを調整することにより、力行時又は回生時における前記自己消弧素子のスイッチングを前記入力電流Icのゼロ点付近で行うようにし、これにより自己消弧素子の遮断電流及びスイッチング損失を低減させるものである、ことを特徴とする。
【００５１】
本発明は、３相ブリッジ結線の第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2と３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器CNVの並列運転装置に係るもので、第１の電力用ダイオード整流器REC1の変圧器TRaと第２の電力用ダイオード整流器REC2の変圧器TRbのそれぞれの3相２次電圧は、電気角で３０°の位相差を持たせている。
【００５２】
また、電圧形自励式電力変換器CNVの交流側端子は、第２の電力用ダイオード整流器REC2の変圧器TRbの２次側端子にリカバリ電流抑制リアクトルとしての交流リアクトルLaを介して接続されている。当該交流リアクトルLaは、電圧形自励電力変換器CNVの自己消弧素子が動作したとき、第２の電力用ダイオード整流器REC2の電力用ダイオードに流れ込むリカバリ電流を抑制する役目をする。
【００５３】
電圧形自励式電力変換器CNVは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で動作し、電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより、変換器CNVの入力電流Ｉｃ（有効分）を制御する。このとき、電圧形自励式電力変換器CNVは力率＝１付近で運転され、変換器を構成する自己消弧素子のスイッチングは入力電流Ｉｃのゼロ点付近で行われる。その結果、自己消弧素子のしゃ断電流は小さくなり、スイッチング損失は大幅に低減される。
【００５４】
また、電圧形自励式電力変換器CNVは、前記入力電流Ｉｃの有効分を調整することにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Vdを指令値Vd＊に従って制御する。電圧形自励式電力変換器CNVは、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。そのため、直流電圧Vdが一定ならば、変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより、第２の変圧器TRbのもれインダクタンスＬｂに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、変換器の入力電流Ｉｃ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｂ）を制御することができる。
【００５５】
電源電圧Ｖｓに対する変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源SUPから供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流平滑コンデンサＣｄに印加される直流電圧Vdが増加する。逆に、位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源SUPに回生され、直流電圧Vdが減少する。このようにして、Vd＊＝Vdに制御される。
【００５６】
力行運転時は、電圧形自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃを制限することにより、直流電圧Vdが低下し、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2から電力が負荷に供給されるようになる。このとき、変圧器TRaとTRbとの間に位相差３０°を持たせたことにより、等価的に１２相運転ができ、装置全体の入力電流高調波を低減させることができる。
【００５７】
一方、回生運転時は、電力用ダイオード整流器REC1，REC2には電流が流れず、大部分の電流が電圧形自励式電力変換器CNVの自己消弧素子に流れる。従って、自励式電力変換器CNVの単独運転（６相相当）となり、入力電流高調波が大きくなることが懸念される。そこで、回生運転時には、自励式電力変換器の制御パルス数を増やして、高調波を低減させる。
【００５８】
自励式変換器CNVを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、回生運転時にも変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。
【００５９】
請求項９記載の発明は、請求項８記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記入力電流Icの制御に変えて、この入力電流Icと前記第２の電力用ダイオード整流器REC2の入力電流Irec2との和電流Is2の制御を行うものである、ことを特徴とする。
【００６０】
本発明は、請求項８記載の発明と同様に、３相ブリッジ結線の第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2と３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器CNVの並列運転装置に係るもので、第１の電力用ダイオード整流器REC1の変圧器TRaと第２の電力用ダイオード整流器REC2の変圧器TRbのそれぞれの3相２次電圧は、電気角で３０°の位相差を持たせている。また、電圧形自励式電力変換器CNVの交流側端子は、第２の電力用ダイオード整流器REC2の変圧器TRbの２次側端子に交流リアクトルLaを介して接続されている。当該交流リアクトルLaは、前記電圧形自励電力変換器CNVの自己消弧素子が動作したとき、第２の電力用ダイオード整流器REC2の電力用ダイオードに流れ込むリカバリ電流を抑制する役目をする。
【００６１】
電圧形自励式電力変換器CNVは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で動作し、電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより、当該自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃと第２の電力用ダイオード整流器REC2の入力電流Ｉｒｅｃ２との和電流Ｉｓ２を制御する。このとき、電圧形自励式電力変換器CNVは力率＝１付近で運転され、変換器を構成する自己消弧素子のスイッチングは前記入力和電流Ｉｓ２のゼロ点付近で行われる。その結果、自己消弧素子のしゃ断電流は小さくなり、スイッチング損失は大幅に低減される。
【００６２】
また、電圧形自励式電力変換器CNVは、入力和電流Ｉｓ２の有効分を調整することにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Vdを指令値Vd＊に従って制御する。電圧形自励式電力変換器CNVは、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。そのため、直流電圧Vdが一定ならば、変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより、第２の変圧器TRbのもれインダクタンスＬｂに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力和電流Ｉｓ２＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｂ）を制御することができる。電源電圧Ｖｓに対する変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源SUPから供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流平滑コンデンサＣｄに印加される直流電圧Vdが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源SUPに回生され、直流電圧Vdが減少する。このようにして、Vd＊＝Vdに制御される。
【００６３】
力行運転時は、自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃと第２の電力用ダイオード整流器REC2の入力電流Ｉｒｅｃ２との和電流Ｉｓ２を制限することにより、直流電圧Vdが低下し、第１の電力用ダイオード整流器REC1から電力が負荷に供給されるようになる。このとき、変圧器TRaとTRbと間に位相差３０°を持たせているため、当該「電圧形自励式電力変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」を１パルスモードで運転することにより、第１の電力用ダイオード整流器REC1と合せて、等価的に１２相運転ができ、装置全体の入力電流高調波を低減させることができる。また、自励式電力変換器CNVを１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率が向上する。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波成分が大きくなり、自励式変換器の電圧利用率も向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｓのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、自己消弧素子のしゃ断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供できる。
【００６４】
請求項１０記載の発明は、請求項８又は９記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記直流平滑コンデンサCdの印加電圧Vdが前記第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1,REC2の整流電圧Vrecより高くなるように、前記電圧形自励式電力変換器CNVの制御を行うものである、ことを特徴とする。
【００６５】
入力電流Ｉｃは、電力変換器CNVの交流側出力電圧Ｖｃの位相角φ（電源電圧Ｖｓに対する）を調整することにより制御する。Vd＊＞Vdとなった場合、位相角φを増やすことにより、入力電流Ｉｃの有効分が増加し、直流平滑コンデンサＣｄにエネルギーが供給され、電圧Vdは高くなる。逆に、Vd＊＜Vdとなった場合、位相角φを負にすることにより、入力電流Ｉｃの有効分が負になり、電力が電源SUPに回生され、直流平滑コンデンサＣｄの蓄積エネルギーが減少し、直流電圧Vdは下がる。この結果、Vd＝Vd＊に制御される。
【００６６】
直流電圧指令値Vd＊は、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2の整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。Vd＝Vd＊＜Ｖｒｅｃとすると、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2から負荷に電力が供給され、その電力を自励式電力変換器CNVが回生することになり、無駄な横流が流れてしまう。故に、Vd＊＞Ｖｒｅｃに設定することにより、無駄な横流が流れることを防止できる。
【００６７】
力行運転時（負荷LOADが電力を消費する場合）は、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2と、自励式電力変換器CNVの並列運転となるが、Vd＊＞Ｖｒｅｃとなっているので、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2からは電力を供給できない。負荷LOADには自励式電力変換器CNVから電力ＰＬを供給することになる。そこで、自励式電力変換器CNVの電力供給を制限することにより、Vd＊＞Vd＝Ｖｒｅｃとなり、自励式電力変換器CNVは一定の電力Ｐｃｎｖを供給し、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2は、Ｐｒｅｃ＝ＰＬ−Ｐｃｎｖ  を供給するようになる。
【００６８】
従来、電力用ダイオード整流器REC1，REC2だけで運転した場合、負荷電力ＰＬが増加するに従い、直流電圧Ｖｒｅｃは徐々に低下していたが、本発明装置では、自励式電力変換器CNVの電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Vdは一定に保持され、さらにそれ以上負荷が増えると、直流電圧はVd＝Ｖｒｅｃで徐々に下がっていくことになる。
【００６９】
回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、自励式電力変換器CNVだけで動作し、直流電圧Vd＝Vd＊＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【００７０】
これにより、無駄な横流を流すことなく直流電圧Vdの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【００７１】
請求項１１記載の発明は、請求項８又は１０記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記負荷装置LOADで消費又は発生する有効電力ＰLの検出又は推定により前向き補償量ＩqFF*を求め、この前向き補償量ＩqFF*を前記入力電流Icの指令値に加えて、前記電圧形自励式電力変換器CNVの制御を行うものである、ことを特徴とする。
【００７２】
電圧形自励式変換器CNVによって、直流電圧Vdが指令値Vd＊に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Vdが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰＬが急激に増えると、直流電圧Vdが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器CNVの制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生ブレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Vdが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【００７３】
負荷装置LOADが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰＬを検出又は推定し、当該有効電力ＰＬに比例した前向き補償量ＩｑＦＦ＊を演算により求め、当該補償量ＩｑＦＦ＊を変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Vdの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【００７４】
請求項１２記載の発明は、請求項９又は１０記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記負荷装置LOADで消費又は発生する有効電力ＰLの検出又は推定により前向き補償量ＩqFF*を求め、この前向き補償量ＩqFF*を前記入力電流Icと前記第２の電力用ダイオード整流器REC2の入力電流Irec2との和電流Is2の指令値に加えて、前記電圧形自励式電力変換器CNVの制御を行うものである、ことを特徴とする。
【００７５】
電圧形自励式変換器CNVによって、直流電圧Vdが指令値Vd＊に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Vdが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰＬが急激に増えると、直流電圧Vdが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器CNVの制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生ブレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Vdが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【００７６】
負荷装置LOADが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰＬを検出又は推定し、当該有効電力ＰＬに比例した前向き補償量ＩｑＦＦ＊を演算により求め、当該補償量ＩｑＦＦ＊を、当該電力変換器CNVの入力電流Ｉｃと第２の電力用ダイオード整流器REC2の入力電流Ｉｒｅｃ２との和電流Ｉｓ２の有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Vdの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【００７７】
請求項１３記載の発明は、請求項１１記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記入力電流Icの力行時における有効分指令値Iq*が所定値を超えないように制限を加えるものである、ことを特徴とする。
【００７８】
自励式電力変換器CNVの直流電圧指令値Vd＊は、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2の整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。Vd＝Vd＊＜Ｖｒｅｃとすると、電力用ダイオード整流器REC1，REC2から電力が供給され、その電力を自励式電力変換器CNVが回生することになり、無駄な横流が流れてしまう。故に、常に、Vd＊＞Ｖｒｅｃに設定する必要がある。
【００７９】
力行運転時（負荷LOADが電力を消費する場合）は、電力用ダイオード整流器REC1，REC2と自励式電力変換器CNVの並列運転となるが、Vd＊＞Ｖｒｅｃとなっているので、電力用ダイオード整流器REC1，REC2からは電力を供給できない。負荷LOADには自励式電力変換器CNVから電力ＰＬを供給することになる。
【００８０】
そこで、力行運転時には、電圧形自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃを制限して制御することにより、自励式電力変換器CNVからの電力供給が制限され、直流電圧Vdは負荷が増加するに従って徐々に低下し、Vd＊＞Vd＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、自励式電力変換器CNVは一定の電力Ｐｃｎｖを供給するようになり、電力用ダイオード整流器REC1，REC2からは、Ｐｒｅｃ＝ＰＬ−Ｐｃｎｖを供給するようになる。
【００８１】
本発明では、自励式電力変換器CNVの電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Vdは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えるに従って徐々に直流電圧Vdが下がっていくことになる。回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、自励式電力変換器CNVだけで動作し、直流電圧Vd＝Vd＊＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【００８２】
これにより、電力用ダイオード整流器REC1，REC2と電圧形自励式電力変換器CNVの安定した並列運転が可能となる。また、力行運転時の自励式電力変換器CNVの出力がＰｃｎｖに制限され、高速ダイオードD1〜D6の最大電流を小さく抑えることができ、かつ、自己消弧素子S1〜S6のしゃ断電流も抑えることが可能となる。さらに、直流電圧Vdの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【００８３】
請求項１４記載の発明は、請求項８乃至１３のいずれかに記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、前記固定パルス位相制御を行う場合の固定パルス数を、力行時の負荷電力が所定値PLo以上のときは１パルスとし、力行時の負荷電力が所定値PLoを下回るときは３パルス以上とする、ことを特徴とする。
【００８４】
力行運転で、消費する負荷電力が大きくなり、第１の電力用ダイオード整流器REC1と、「電圧形自励式電力変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」で並列運転する場合、変圧器TRaとTRbの２次電圧位相を３０°ずらしているため、「電圧形自励式電力変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」（６相相当）を１パルスモードで運転することにより、第１の電力用ダイオード整流器REC1（６相１パルス運転）とで等価的に１２相運転ができ、装置全体の入力電流の高調波を低減することができる。負荷電力が設定した値PLoより小さいときは、「電圧形自励式電力変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」がその負荷を負担するので、当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすことができる。
【００８５】
回生運転では、全て「電圧形自励式電力変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」が回生電力を負担するので、やはり、当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすことができる。
【００８６】
請求項１５記載の発明は、請求項８乃至１２のいずれかに記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、力行時には前記電圧形自励式電力変換器CNVの自己消弧素子をゲートブロックして、この電力変換器CNVをダイオード整流器として運転し、回生時に上記ゲートブロックの解除を行うものである、ことを特徴とする。
【００８７】
力行運転時に、電圧形自励式電力変換器CNVをゲートブロックすることにより、第１の電力用ダイオード整流器REC1（６相相当）と、第２の電力用ダイオード整流器REC2（６相相当）が並列運転され、変圧器TRaとTRbの２次電圧位相を３０°ずらしているため、等価的に１２相運転が行われ、その全体の入力電流高調波を低減することができる。
【００８８】
回生運転時に、当該ゲートブロックを解除することにより、電圧形自励式電力変換器CNVの本来の動作が行われ、電力回生と直流電圧の安定化が図られる。
【００８９】
請求項１６記載の発明は、請求項８乃至１５のいずれかに記載の発明において、前記電力変換器制御回路PTCは、回生時には前記固定パルス位相制御を行う場合の固定パルス数を３パルス以上とする、ことを特徴とする。
【００９０】
すなわち、回生運転では、「電圧形自励式電力変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」が全て回生電力を負担するので、1パルスモードで運転すると、入力電流高調波が増加する。本発明装置では、当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすことができる。
【００９１】
自励式変換器CNVを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、回生運転時にも変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、入力電流高調波が少ない電力変換装置を提供できる。
【００９２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図に基づき説明する。但し、図１８と同様の構成要素には同一符号を付し、重複した説明は適宜省略することがある。図１は第１の実施形態の構成図である。
【００９３】
図１において、SUPは３相交流電源、TRaは第１の３相変圧器、TRbは第２の３相変圧器、RECは電力用ダイオード整流器、CNVは電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、LOADは負荷装置、PTCは電力変換器制御回路をそれぞれ示す。
【００９４】
電力変換器制御回路PTCは、比較器C1，C2、加算器AD、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)、電流制御補償回路Ｇｉ(S)、フィードフォワード補償回路FF、リミッタ回路LIM、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路PLL、位相制御回路PHCを有している。
【００９５】
図２は、図１の装置の主回路の具体的構成例を示すもので、電力用ダイオード整流器RECは、電力用ダイオードPD1〜PD6により３相ブリッジ結線されて構成されている。また、電圧形自励式電力変換器CNVは、自己消弧素子（ＧＴＯやＩＧＢＴ等）S1〜S6と、当該自己消弧素子S1〜S6に逆並列接続された高速ダイオードD1〜D6とで構成されている。
【００９６】
電力用ダイオード整流器RECの交流側端子は第１の３相変圧器TRaを介して、また、電圧形自励式電力変換器CNVの交流側端子は第２の３相変圧器TRbを介して交流電源SUPに接続されている。電力用ダイオード整流器RECの３相変圧器TRaは、例えば、Δ／Δ結線されるのに対し、電圧形自励式電力変換器CNVの３相変圧器TRbは、例えば、Δ／Ｙ結線することにより、それぞれの3相２次電圧は、電気角で３０°の位相差を持たせている。また、電力用ダイオード整流器RECの直流側端子と、電圧形自励式電力変換器CNVの直流側端子は並列接続され、これら直流共通端子間に直流平滑コンデンサCdが接続されている。
【００９７】
電圧形自励式電力変換器CNVは、固定パルスパターンで動作し、交流電源SUPの電圧Ｖｓ（Vr，Vs，Vt）に対する交流側端子電圧Ｖｃ（Vcr，Vcs，Vct）の位相角φを調整することにより入力電流Ｉｃ（Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔ）を制御する。また、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Vdが指令値Vd＊に一致するように電力変換器CNVの入力電流Ｉｃ（Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔ）を制御する。
【００９８】
次に、図１の装置の制御動作を説明する。電力変換器制御回路PTCは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Vdを検出し、比較器C1により、電圧指令値Vd＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ(S)により、積分又は比例増幅し、加算器ADに入力する。一方、負荷LOADに流れる直流電流ＩLoadを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、前向き補償値ＩｑＦＦ＊を求め、加算器ADに入力する。加算器ADの出力をリミッタ回路LIMを介して有効電流指令値Ｉｑ＊とする。
【００９９】
座標変換器Ｚは、電源SUPから自励式変換器CNVに供給される３相入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔの検出値をｄｑ軸量（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。比較器C2により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ(S)により増幅して、位相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路PLLは３相交流電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路PHCに入力する。位相制御回路PHCは、位相角指令値φ*と位相信号θｒ，θｓ，θｔとを用いて自励式電力変換器CNVの自己消弧素子S1〜S6のゲート信号g1〜g6を発生する。当該位相信号θｒ，θｓ，θｔは、座標変換器Ｚの位相信号としても使われる。そして、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、電圧形自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃを制御する。
【０１００】
図３は、本発明における固定パルス位相制御の動作を説明するための電圧・電流ベクトル図を示す。図中、Ｖｓは電源電圧，Ｖｃは自励式電力変換器の交流側端子電圧，Ｉｃは自励式電力変換器CNVの入力電流、ｊωＬｂ・Ｉｃは第２の変圧器TRbの漏れインダクタンスＬｂによる電圧降下分を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｂ・Ｉｃの関係がある。
【０１０１】
電源電圧Ｖｓの波高値と自励式電力変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの基本波波高値は大略一致するように合わせる。直流電圧Vdは負荷側からの要求で決まる場合が多く、パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器TRbを設置し、その２次電圧Ｖ２ｂをＶｓとして、波高値を合わせる。
【０１０２】
入力電流Ｉｃは、電源電圧Ｖｓに対する自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、インダクタンスＬｂに印加される電圧ｊωＬｂ・Ｉｃはゼロとなり、入力電流Ｉｃもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｂ・Ｉｃの電圧が増加し、入力電流Ｉｃもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｃは、電圧ｊωＬｂ・Ｉｃに対し９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。
【０１０３】
一方、自励式電力変換器CNVの交流側端子電圧をＶｃ’のように位相角φを進み方向（負の方向）に増やしていくと、インダクタンスＬｂに印加される電圧ｊωＬｂ・Ｉｃも負となり、入力電流はＩｃ’のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｃ＝Ｖｓ・Ｉｃ’は負となり、電力を電源SUPに回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流側端子電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ’の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩｃは破線に沿ってＩｃ’の方向に変化する。
【０１０４】
図１において、入力電流Ｉｃの有効分Ｉｑは次のように制御される。Ｉｑ＊＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(S)の出力φ＊が増加し、入力電流Ｉｃを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉｑ＊＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ(S)の出力φ＊が減少し又は負の値になり、入力電流Ｉｃを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。
【０１０５】
また、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Vdは次のように制御される。Vd＊＞Vdとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)の出力Ｉｑ＊が増加し、上記のようにＩｑ＊＝Ｉｑに制御されるので、有効電力が交流電源SUPから前記直流平滑コンデンサＣｄに供給される。その結果、直流電圧Vdが増加し、Vd＊＝Vdとなるように制御される。逆に、Vd＊＜Vdとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)の出力Ｉｑ＊が減少し、又は負の値となり、有効電力が直流平滑コンデンサＣｄから交流電源SUP側に回生される。その結果、直流電圧Vdが減少し、やはりVd＊＝Vdとなるように制御される。
【０１０６】
図４は、図１における位相制御回路PHCの構成図である。図中、AD1〜AD3は加減算器、PTN1〜PTN3はパルスパターン発生器を示す。加減算器AD1〜AD3は、位相信号θｒ，θｓ，θｔから前記位相角指令値φ*を引き算し、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔを作る。当該新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。
【０１０７】
パルスパターン発生器PTN1〜PTN3は、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号g1〜g6を発生する。パルスパターン発生器PTN1は、位相信号θｃｒに対するＲ相素子S1，S4のパルスパターンをテーブル関数として記憶している。
【０１０８】
図５は、このパルスパターン及びこれに基づく１パルス動作時の各信号波形を示す波形図である。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θｃｒに対し、次のようなゲート信号g1（又はg4）を出力する。
【０１０９】
０≦θｃｒ＜π  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
π≦θｃｒ＜２π  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
自励式電力変換器CNVの交流側端子電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
S1：オン（S4：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２
S1：オフ（S4：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２
となる。直流電圧Vdが一定ならば、交流側端子電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。
【０１１０】
図６は、図５のパルスパターンに基づき自励式電力変換器CNVを動作させた場合のＲ相各部についての動作波形図である。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｃｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【０１１１】
図６は力行運転時の動作波形を示すもので、変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、IS1，IS4はＲ相の自己消弧素子S1とS4の電流を、ID1，ID4は高速ダイオードD1とD4の電流を、それぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図２を用いて説明する。
【０１１２】
入力電流Ｉｃｒが負から正に変るまでは高速ダイオードD4を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｃｒの向きが変ると素子S4がオン状態にあるので、入力電流Ｉｃｒは自己消弧素子S4を介して流れるようになる。次に、位相角φで素子S4をオフすると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードD1を介して流れる。入力電流Ｉｃｒが再び反転するまで、その電流は高速ダイオードD1に流れる。入力電流Ｉｃｒが反転した後は、素子S1と高速ダイオードD4の間で、上記と同様の動作が行われる。
【０１１３】
自己消弧素子S1〜S6がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃ(peak)とした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｃ(peak)×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｃ(peak)  となる。すなわち、自己消弧素子のしゃ断電流容量が小さいものを用意すればよく、低損失で、経済的な電力変換装置を提供できる。
【０１１４】
図７は、回生運転時の動作波形を示すもので、IS1，IS4はＲ相の自己消弧素子S1，S4の電流を、ID1，ID4は高速ダイオードD1とD4の電流を、それぞれ表わしている。変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｃｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【０１１５】
入力電流Ｉｃｒが負で、素子S1がオン（S4はオフ）のときは、入力電流Ｉｃｒは素子S1を介して流れる。素子S1をオフ（S4をオン）すると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードD4を介して流れる。入力電流Ｉｃｒが反転すると、素子S4に電流が流れ、上記と同様に素子S4をオフすることにより、高速ダイオードD1に電流が移る。
【０１１６】
回生運転時、自己消弧素子S1〜S6がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃ(peak)とした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｃ(peak)×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｃ(peak)  となる。以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｃｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子S1〜S6のしゃ断電流は小さくてすみ、低損失で経済的な電力変換装置を提供できる。
【０１１７】
力行運転時は、電圧形自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃを制限することにより、その制限値を超える負荷がかかった場合、直流電圧Vdが低下し、電力用ダイオード整流器RECから電力が供給されるようになり、電力用ダイオード整流器REC（６相相当）と前記電圧形自励式電力変換器CNV（６相相当）が並列運転される。このとき、当該電圧形自励式電力変換器CNVを１パルスモードで運転することにより、変圧器TRaとTRbとの間に位相差３０°を持たせたことにより等価的に１２相運転ができ、装置全体の入力電流高調波を低減させることができる。
【０１１８】
自励式変換器CNVを１パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率が高くなる。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波成分が大きくなり、自励式変換器CNVの電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｃのゼロ点付近で１回だけスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子のしゃ断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供できる。また、大電流をしゃ断しないということは、ソフトスイッチングに近くなり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供できる。
【０１１９】
電気鉄道では、１つの変電所から複数の車両に電力供給を行うため、短時間であるが大きな過負荷耐量が要求される。本発明の電力変換装置によれば、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さく抑えることができ、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供できる。また、本発明装置では、変圧器TRaとTRbとの間に位相差３０°を持たせたことにより、等価的に１２相運転が可能となり、入力電流高調波の少ない電力変換装置を提供できる。
【０１２０】
回生運転時には、自励式電力変換器CNVだけが動作し、電力用ダイオード整流器RECからは電力を供給しない。そのため、変圧器TRaとTRbの２次電圧に位相差３０°を設けた効果は期待できない。本発明装置では、回生運転時に自励式電力変換器CNVの制御パルス数を３パルス以上にして固定パルスパターンで位相制御するようにしている。この結果、入力電流高調波が少ない電力変換装置を提供できる。
【０１２１】
図８は、パルスパターン発生器PTN1が３パルス出力を行ったときの動作波形図であり、Ｒ相について描いている。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ*は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ*だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θｃｒに対するＲ相素子S1，S4のパルスパターンは次のようになる。
【０１２２】
０≦θｃｒ＜θ１  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
θ１≦θｃｒ＜θ２  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
θ２≦θｃｒ＜π  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
π≦θｃｒ＜θ３  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
θ３≦θｃｒ＜θ４  の範囲で、g1＝０，g4＝１（S1：オフ，S4：オン）
θ４≦θｃｒ＜２π  の範囲で、g1＝１，g4＝０（S1：オン，S4：オフ）
このとき、自励式電力変換器CNVの交流側端子電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
S1：オン（S4：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Vd／２
S1：オフ（S4：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Vd／２
となる。交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。この場合もパルスパターンは固定され、直流電圧Vdを一定とした場合、自励式電力変換器CNVの交流側端子電圧の基本波波高値は一定となる。
【０１２３】
図９は、図８の３パルスパターンで自励式電力変換器を動作させた場合のＲ相各部の動作波形図である。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｃｒは正弦波としてリップル分を省略して描いている。
【０１２４】
図９は力行運転時の動作波形を示すもので、変換器の交流側端子電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉｃｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、IS1，IS4はＲ相の自己消弧素子S1とS4の電流を、ID1，ID4は高速ダイオードD1とD4の電流を、それぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。
【０１２５】
入力電流Ｉｃｒが負から正に変るまでは高速ダイオードD4を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｃｒの向きが変ると素子S4がオン状態にあるので、電流Ｉｃｒは素子S4を介して流れるようになる。次に、素子S4をオフすると、電流Ｉｃｒは高速ダイオードD1を介して流れるようになる。
【０１２６】
次に、素子S4を再びオンすると、入力電流Ｉｃｒは素子S4を介して流れ、高速ダイオードD1の電流はゼロとなる。さらに、図９のθ１で、素子S4をオフすると、高速ダイオードD1に電流が移り、入力電流Ｉｃｒが再び反転するまでその電流は高速ダイオードD1に流れる。入力電流Ｉｃｒが反転した後は、素子S1と高速ダイオードD4の間で、上記と同様の動作が行われる。
【０１２７】
図９は、固定パルスパターンとして３パルスの場合を示したが、自己消弧素子S1〜S6がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃ(peak)とした場合、
Ｉｍａｘ＝Ｉｃ(peak)×ｓｉｎ（φ／２＋θ１）
となる。例えば、φ＝20°，θ１＝10°とした場合、
Ｉｍａｘ＝0.342×Ｉｃ(peak)
となる。
【０１２８】
パルス数を増やしていくことにより、入力電流Ｉｃｒの高調波成分が低減し、電流脈動を小さくすることができるが、反面、自己消弧素子のしゃ断電流の最大値Ｉｍａｘが増加してくる欠点がある。故に、できるだけ少ない制御パルス数で、高調波を低減することが望ましい。
【０１２９】
自励式変換器CNVを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃｒの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いところで運転されるため、電流Ｉｃｒのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子S1〜S6のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、高調波の少ない経済的な電力変換装置を提供できる。
【０１３０】
ところで、図１の装置において、直流電圧指令値Vd＊を電力用ダイオード整流器RECの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定することにより横流の発生を防止することができる。仮に、Vd＝Vd＊＜Ｖｒｅｃとすると、電力用ダイオード整流器RECから電力が供給され、その電力を自励式電力変換器CNVが回生することになり、無駄な横流が流れてしまう。本発明に係る装置では、Vd＊＞Ｖｒｅｃに設定することにより、無駄な横流を流すことを防止している。
【０１３１】
すなわち、力行運転時（負荷LOADが電力を消費する場合）は、電力用ダイオード整流器RECと自励式電力変換器CNVの並列運転となるが、Vd＊＞Ｖｒｅｃとなっているので、電力用ダイオード整流器RECからは電力を供給できない。負荷LOADには全て自励式電力変換器CNVから電力ＰＬを供給することになる。
【０１３２】
そこで、自励式電力変換器CNVからの電力供給を制限することにより、自励式電力変換器CNVは一定の有効電力Ｐｃｎｖを供給し、Vd＊＞Vd＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、電力用ダイオード整流器RECは、Ｐｒｅｃ＝ＰＬ−Ｐｃｎｖ  の電力を供給するようになる。
【０１３３】
従来、電力用ダイオード整流器RECだけで運転した場合、負荷電力ＰＬが増加するに従い、直流電圧Ｖｒｅｃは徐々に低下していたが、本発明に係る装置では、自励式電力変換器CNVの電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Vdは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えると、直流電圧はVd＝Ｖｒｅｃで徐々に下がっていくことになる。
【０１３４】
回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、自励式電力変換器CNVだけで動作し、直流電圧Vd＝Vd＊＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【０１３５】
このように、本発明に係る装置では、無駄な横流を流すことなく直流電圧Vdの安定化を図ることができ、電気鉄道などでは車載設備容量の低減を図ることができる。
【０１３６】
また、図１の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVは、負荷装置LOADが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰＬを検出又は推定し、当該有効電力ＰＬに比例した前向き補償量ＩｑＦＦ＊を求め、当該補償量ＩｑＦＦ＊を前記変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御することにより、負荷が急変した場合でも、印加電圧Vdの変動を抑制することができる。
【０１３７】
つまり、電圧形自励式変換器CNVによって、直流電圧Vdが指令値Vd＊に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Vdが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰＬが急激に増えると、直流電圧Vdが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器CNVの制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生ブレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Vdが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【０１３８】
負荷装置LOADが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰＬを検出又は推定し、当該有効電力ＰＬに比例する前向き補償量ＩｑＦＦ＊を演算して求め、当該補償量ＩｑＦＦ＊を前記変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Vdの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【０１３９】
図１の装置では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑＦＦ＊＝ｋＦＦ・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ADに入力している。これにより、負荷ＰＬが急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが直ちに供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Vdの変動を抑えることが可能となる。
【０１４０】
また、図１の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVを、力行運転時の入力電流Ｉｃを制限して制御することができる。前述のように、電力用ダイオード整流器RECからの横流が流れ込むのを防止するために、自励式電力変換器CNVの直流電圧指令値Vd＊は、電力用ダイオード整流器RECの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。
【０１４１】
力行運転時（負荷LOADが電力を消費する場合）は、電力用ダイオード整流器RECと自励式電力変換器CNVの並列運転となるが、Vd＊＞Ｖｒｅｃとなっているので、電力用ダイオード整流器RECからは電力を供給できない。従って、負荷LOADには自励式電力変換器CNVから電力ＰＬを供給することになる。そこで本発明に係る装置では、力行運転時には、電圧形自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃの有効電流指令値Ｉｑ＊を制限することにより、負荷分担の適正化を図っている。
【０１４２】
図１０は、図１の装置における電力変換器制御回路PTCのリミッタ回路LIMの入出力特性についての説明図である。この図に示すように、入力Ｉｑｉ＊に対し、出力Ｉｑ＊は、正側（力行側）に制限が設けられている。
【０１４３】
図１１は、自励式変換器CNVの力行側有効電力を定格100％で制限した場合の運転特性についての説明図である。この図に示すように、力行時において、100％負荷までは自励式変換器CNVから全て電力供給が行われ、直流電圧Vdは一定（＝1680V）に保たれる。さらに負荷が増えると、自励式変換器CNVの出力電流Ｉｃｎｖは100％一定となり、直流電圧Vdは下がってくる。その結果、電力用ダイオード整流器RECから直流電流Ｉｄｄが流れはじめ、負荷の増加に従ってＩｄｄが増えてくる。すなわち、自励式電力変換器CNVからの電力供給が制限され、直流電圧Vdは負荷ＰＬが増加するに従って徐々に低下し、Vd＊＞Vd＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、自励式電力変換器CNVは一定の電力Ｐｃｎｖを供給するようになり、電力用ダイオード整流器RECからは、Ｐｒｅｃ＝ＰＬ−Ｐｃｎｖ  を供給するようになる。
【０１４４】
例えば、従来装置では、図１１の破線Ｕで示すように、100％負荷でＶｒｅｃ＝1500Vまで低下し、300％負荷ではＶｒｅｃ＝1140Vに下がってしまう。これに対し、本発明に係る装置では、自励式電力変換器CNVの電力制限値100％負荷までは直流電圧Vdは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えるに従って徐々に直流電圧Vdが下がっていくことになる。また、回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、自励式電力変換器CNVだけで動作し、直流電圧Vd＝Vd＊＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【０１４５】
これにより、電力用ダイオード整流器RECと自励式電力変換器CNVの安定した並列運転が可能となる。そして、力行運転時の自励式電力変換器CNVの出力がＰｃｎｖに制限され、高速ダイオードD1〜D6の最大電流を小さく抑えることができ、かつ、自己消弧素子S1〜S6のしゃ断電流も抑えることが可能となる。さらに、直流電圧Vdの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１４６】
また、図１の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVを、力行運転のある負荷電力PLo以上では、1パルスモードで運転し、当該負荷電力PLo以下（回生を含む）では、３パルス以上の固定パルスモードで運転することもできる。
【０１４７】
図１２は、負荷電力PLに対する自励式電力変換器CNVの制御パルス数の関係を示すものである。PLoはパルス数を切り換える負荷電力設定値で、PL＞PLoで、1パルス運転を行い、PL＜PLoで、５パルス運転を行うようにしている。回生運転ではPL＜０となるので、５パルス運転が行われる。
【０１４８】
力行運転で、消費する負荷電力が大きくなり、電力用ダイオード整流器RECと電圧形自励式電力変換器CNVで並列運転する場合、前記変圧器TRaとTRbの２次電圧位相を３０°ずらしているため、電圧形自励式電力変換器CNV（６相相当）を１パルスモードで運転することにより、電力用ダイオード整流器REC（６相１パルス運転）とで等価的に１２相運転ができ、全体の入力電流の高調波を低減することができる。負荷電力が設定した値PLoより小さいときは、電圧形自励式電力変換器CNVがその負荷を多く負担するので、当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすことができる。そして、回生運転では、全て電圧形自励式電力変換器CNVが回生電力を負担するので、やはり、当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすことができる。
【０１４９】
また、図１の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVを、力行運転時にゲートブロックしてダイオード整流器として運転し、回生運転時にゲートブロックを解除するようにすることができる。
【０１５０】
図１３は、負荷電力PLに対する自励式電力変換器CNVのゲートブロックGB又はゲートデブロックGDBの関係を示す説明図である。３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器CNVは、６個の自己消弧素子（ＧＴＯやＩＧＢＴ等）と逆並列接続された６個のダイオードで構成されている。
【０１５１】
力行運転時（PL＞０）に、当該自己消弧素子をゲートブロックすることにより、電圧形自励式電力変換器CNVは３相ブリッジ結線のダイオード整流器（６相相当）として動作する。その結果、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器REC（６相相当）と当該自励式変換器CNVのダイオード整流器（６相相当）とが並列運転され、変圧器TRaとTRbとの間では２次電圧位相が３０°ずれているため、等価的に１２相運転が行われることになる。したがって、全体の入力電流高調波を低減することができる。そして、回生運転時（PL＜０）には、当該ゲートブロックを解除することにより、電圧形自励式電力変換器CNVの本来の動作が行われ、電力回生と直流電圧の安定化が図られる。
【０１５２】
また、図１の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVを、回生運転時に３パルス以上のパルス数にして固定パルス位相制御を行うようにすることができる。
【０１５３】
図１４は、負荷電力PLに対する自励式電力変換器CNVの制御パルス数の関係を示す説明図である。ここでは、力行運転領域では１パルスモードで、回生運転領域では５パルスモードで運転する場合を示している。回生運転時（PL＜０）では、電圧形自励式電力変換器CNV（６相相当）が全て回生電力を負担するので、１パルスモードで運転すると、入力電流高調波が増加する。そこで、本発明では、回生運転時の当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を５パルスに増やすことにより、入力電流高調波を減らすようにしている。
【０１５４】
自励式変換器CNVを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、回生運転時にも変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、入力電流高調波が少ない電力変換装置を提供できる。
【０１５５】
図１５は、本発明の第２の実施形態の構成図である。この図１５の構成は、図１の構成における第２の３相変圧器TRbと電圧形自励式電力変換器CNVとの間にリカバリ電流抑制リアクトルLa介して電力用ダイオード整流器REC2を設け、入力電流Icの制御に基づき印加電圧Vdを制御するようにしたものである。
【０１５６】
すなわち、図１５において、SUPは３相交流電源、TRaは第１の変圧器、TRbは第２の変圧器、REC1は第１の電力用ダイオード整流器、REC2は第２の電力用ダイオード整流器、Laはリカバリ電流抑制リアクトルとしての交流リアクトル、CNVは電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、LOADは負荷装置をそれぞれ示す。
【０１５７】
電力変換器制御回路PTCは、図１の場合と同様に、比較器C1，C2、加算器AD、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)、電流制御補償回路Ｇｉ(S)、フィードフォワード補償回路FF、リミッタ回路LIM、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路PLL、位相制御回路PHCを有している。
【０１５８】
図１６は、図1５の装置の主回路の具体的構成例を示すもので、第１の電力用ダイオード整流器REC1は、電力用ダイオードPD11〜PD16により３相ブリッジ結線されて構成されている。また、第２の電力用ダイオード整流器REC2は、電力用ダイオードPD21〜PD26により３相ブリッジ結線されている。また、電圧形自励式電力変換器CNVは、自己消弧素子（ＧＴＯやＩＧＢＴ等）S1〜S6と、当該自己消弧素子S1〜S6に逆並列接続された高速ダイオードD1〜D6とで構成されている。電圧形自励式電力変換器CNVの直流側端子には直流平滑コンデンサＣｄが接続されている。
【０１５９】
第１の電力用ダイオード整流器REC1の交流側端子は第１の３相変圧器TRaを介して、また、第２の電力用ダイオード整流器REC2の交流側端子は第２の３相変圧器TRbを介して交流電源SUPに接続されている。電圧形自励式電力変換器CNVの交流側端子は交流リアクトルLaを介して第２の変圧器TRbの２次側端子に接続されている。当該交流リアクトルLaは、電圧形自励電力変換器CNVの自己消弧素子が動作（オン）したとき、第２の電力用ダイオード整流器REC2の電力用ダイオードに流れ込むリカバリ電流を抑制する役目をする。
【０１６０】
第１の電力用ダイオード整流器REC1の３相変圧器TRaは、例えば、Δ／Δ結線されるのに対し、第２の電力用ダイオード整流器REC2の３相変圧器TRbは、例えば、Δ／Ｙ結線することにより、それぞれの3相２次電圧は、電気角で３０°の位相差を持たせている。また、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2の直流側端子と、電圧形自励式電力変換器CNVの直流側端子は並列接続され、負荷LOADへ電力を供給する。
【０１６１】
電圧形自励式電力変換器CNVは、固定パルスパターンで動作し、交流電源SUPの電圧Ｖｓ（Vr，Vs，Vt）に対する交流側出力電圧Ｖｃ（Vcr，Vcs，Vct）の位相角φを調整することにより当該変換器CNVの入力電流Ｉｃ（Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔ）を制御する。また、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Vdが指令値Vd＊に一致するように電力変換器CNVの入力電流Ｉｃ（Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔ）を制御する。
【０１６２】
次に、図１５の装置の制御動作を説明する。電力変換器制御回路PTCは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Vdを検出し、比較器C1により、電圧指令値Vd＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ(S)により、積分又は比例増幅し、加算器ADに入力する。一方、負荷LOADに流れる直流電流ＩLoadを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、前向き補償値ＩｑＦＦ＊を求め、加算器ADに入力する。加算器ADの出力をリミッタ回路LIMを介して有効電流指令値Ｉｑ＊とする。
【０１６３】
座標変換器Ｚは、電源SUPから自励式変換器CNVに供給される３相入力電流Ｉｃｒ，Ｉｃｓ，Ｉｃｔの検出値をｄｑ軸量（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。比較器C2により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ(S)により増幅して、位相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路PLLは３相交流電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路PHCに入力する。位相制御回路PHCは、位相角指令値φ*と上記位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器CNVの自己消弧素子S1〜S6のゲート信号g1〜g6を発生する。当該位相信号θｒ，θｓ，θｔは、座標変換器Ｚの位相信号としても使われる。
【０１６４】
電圧形自励式電力変換器CNVは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で動作し、電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより、変換器CNVの入力電流Ｉｃ（有効分）を制御する。このとき、電圧形自励式電力変換器CNVは力率＝１付近で運転され、変換器を構成する自己消弧素子のスイッチングは入力電流Ｉｃのゼロ点付近で行われる。その結果、自己消弧素子のしゃ断電流は小さくなり、スイッチング損失は大幅に低減される。
【０１６５】
また、電圧形自励式電力変換器CNVは、入力電流Ｉｃの有効分を調整することにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Vdを指令値Vd＊に従って制御する。
【０１６６】
電圧形自励式電力変換器CNVは、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。そのため、直流電圧Vdが一定ならば、変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより、第２の変圧器TRbの漏れインダクタンスＬｂに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、変換器の入力電流Ｉｃ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｂ）を制御することができる。電源電圧Ｖｓに対する変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源SUPから供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流平滑コンデンサＣｄに印加される直流電圧Vdが増加する。逆に、位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源SUPに回生され、直流電圧Vdが減少する。このようにして、Vd＊＝Vdに制御される。
【０１６７】
力行運転時は、電圧形自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃを制限することにより、直流電圧Vdが低下し、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2から電力が負荷装置LOADに供給されるようになる。このとき、変圧器TRaとTRbとの間に位相差３０°を持たせたことにより、等価的に１２相運転ができ、装置全体の入力電流高調波を低減させることができる。
【０１６８】
一方、回生運転時は、電力用ダイオード整流器REC1，REC2には電流が流れず、大部分の電流が電圧形自励式電力変換器CNVの自己消弧素子に流れる。従って、自励式電力変換器CNVの単独運転（６相相当）となり、入力電流高調波が大きくなることが懸念されるが、本発明では回生運転時に、自励式電力変換器の制御パルス数を増やして、高調波を低減させている。
【０１６９】
自励式変換器CNVを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、回生運転時にも変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。
【０１７０】
ここで、図１５の装置において、直流電圧指令値Vd＊を、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2の整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定することにより横流の発生を防止することができる。仮に、直流電圧がVd＝Vd＊＜Ｖｒｅｃとすると、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2から電力が供給され、その電力を自励式電力変換器CNVが回生することになり、無駄な横流が流れてしまう。本発明装置では、Vd＊＞Ｖｒｅｃに設定することにより、無駄な横流を流すことを防止している。
【０１７１】
すなわち、力行運転時（負荷LOADが電力を消費する場合）は、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2と、自励式電力変換器CNVの並列運転となるが、Vd＊＞Ｖｒｅｃとなっているので、電力用ダイオード整流器REC1，REC2からは電力を供給できない。負荷LOADには全て自励式電力変換器CNVから電力ＰＬを供給することになる。
【０１７２】
そこで、自励式電力変換器CNVの電力供給を制限することにより、自励式電力変換器CNVは一定の有効電力Ｐｃｎｖを供給し、Vd＊＞Vd＝Ｖｒｅｃとなる。この結果、電力用ダイオード整流器REC1，REC2は、Ｐｒｅｃ＝ＰＬ−Ｐｃｎｖ  の電力を供給するようになる。
【０１７３】
本発明に係る装置では、自励式電力変換器CNVの電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Vdは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えると、直流電圧はVd＝Ｖｒｅｃで徐々に下がっていくことになる。
【０１７４】
回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、自励式電力変換器CNVだけで動作し、直流電圧Vd＝Vd＊＞Ｖｒｅｃで、ほぼ一定に制御される。
【０１７５】
このように、本発明に係る装置では、無駄な横流を流すことなく直流電圧Vdの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０１７６】
また、図１５の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVは、負荷装置LOADが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰＬを検出又は推定し、当該有効電力ＰＬに比例した前向き補償量ＩｑＦＦ＊を求め、当該補償量ＩｑＦＦ＊を変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御している。
【０１７７】
電圧形自励式変換器CNVによって、直流電圧Vdが指令値Vd＊に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Vdが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰＬが急激に増えると、直流電圧Vdが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器CNVの制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生ブレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Vdが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【０１７８】
負荷装置LOADが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰＬを検出又は推定し、当該有効電力ＰＬに比例する前向き補償量ＩｑＦＦ＊を演算して求め、当該補償量ＩｑＦＦ＊を変換器の入力電流Ｉｃの有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Vdの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【０１７９】
図１５の装置では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑＦＦ＊＝ｋＦＦ・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ADに入力している。これにより、負荷ＰＬが急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが直ちに供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Vdの変動を抑えることが可能となる。
【０１８０】
また、図１５の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVは、力行運転時の入力電流Ｉｃを制限して制御することができる。前述のように、電力用ダイオード整流器REC1，REC2からの横流が流れ込むのを防止するために、自励式電力変換器CNVの直流電圧指令値Vd＊は、電力用ダイオード整流器RECの整流電圧Ｖｒｅｃより高い値に設定する。
【０１８１】
力行運転時（負荷LOADが電力を消費する場合）は、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2と自励式電力変換器CNVの並列運転となるが、Vd＊＞Ｖｒｅｃとなっているので、電力用ダイオード整流器REC1，REC2からは電力を供給できない。従って、負荷LOADには自励式電力変換器CNVから電力ＰＬを供給することになる。そこで本発明に係る装置では、力行運転時には、電圧形自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃの有効電流指令値Ｉｑ＊を制限することにより、負荷分担の適正化を図っている。
【０１８２】
これにより、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2と自励式電力変換器CNVとの安定した並列運転が可能となる。また、力行運転時の自励式電力変換器CNVの出力がＰｃｎｖに制限され、高速ダイオードD1〜D6の最大電流を小さく抑えることができ、かつ、自己消弧素子S1〜S6のしゃ断電流も抑えることが可能となる。さらに、直流電圧Vdの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が可能となる。
【０１８３】
また、図１５の電力変換装置において、前記電圧形自励式電力変換器CNVは、力行運転時にゲートブロックしてダイオード整流器として運転し、回生運転時にゲートブロックを解除するようにすることができる。
【０１８４】
３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器CNVは、６個の自己消弧素子（ＧＴＯやＩＧＢＴ等）と逆並列接続された６個の高速ダイオードで構成されている。力行運転時（PL＞０）に、当該自己消弧素子をゲートブロックすることにより、電圧形自励式電力変換器CNVは３相ブリッジ結線のダイオード整流器（６相相当）として動作する。
【０１８５】
その結果、３相ブリッジ結線された第２の電力用ダイオード整流器REC2（６相相当）と当該自励式変換器CNVのダイオード整流器（６相相当）とが並列運転されるが、電力用ダイオードの順方向電圧降下に対し、高速ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、大部分の電流は、電力用ダイオード整流器を介して流れる。一方、変圧器TRaとTRbの３相２次電圧は位相差３０°を持たせているため、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2で、等価的に１２相運転が行われ、装置全体の入力電流高調波を低減することができる。そして、回生運転時（PL＜０）には、当該ゲートブロックを解除することにより、前記電圧形自励式電力変換器CNVの本来の動作が行われ、電力回生と直流電圧の安定化が図られる。
【０１８６】
また、図１５の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVを、回生運転時に３パルス以上のパルス数にして固定パルス位相制御を行うようにすることができる。すなわち、回生運転（PL＜０）では、電圧形自励式電力変換器CNV（６相相当）が全て回生電力を負担するので、1パルスモードで運転すると、入力電流高調波が増加する。そこで、本発明では、回生運転時の当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすようにしている。
【０１８７】
自励式変換器CNVを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、回生運転時にも変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、入力電流高調波が少ない電力変換装置を提供できる。
【０１８８】
図１７は、本発明の第３の実施形態の構成図である。図１５の第２の実施形態の構成では、入力電流Icの制御に基づき印加電圧Vdを制御していたが、この第３の実施形態では、入力電流Ｉｃと第２の電力用ダイオード整流器REC2の入力電流Ｉｒｅｃ２との和電流Ｉｓ２（Ｉｓ２ｒ，Ｉｓ２ｓ，Ｉｓ２ｔ）を制御することにより、印加電圧Vdの制御を行っている。
【０１８９】
すなわち、図１７において、SUPは３相交流電源、TRaは第１の変圧器、TRbは第２の変圧器、REC1は第１の電力用ダイオード整流器、REC2は第２の電力用ダイオード整流器、Laはリカバリ電流抑制リアクトルとしての交流リアクトル、CNVは電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、LOADは負荷装置をそれぞれ示す。図１７の装置の主回路構成は、例えば、図１６で示したものと同様であるため図示を省略する。
【０１９０】
電力変換器制御回路PTCは、図１及び図１５の場合と同様に、比較器C1，C2、加算器AD、電圧制御補償回路Ｇｖ(S)、電流制御補償回路Ｇｉ(S)、フィードフォワード補償回路FF、リミッタ回路LIM、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路PLL、位相制御回路PHCを有している。
【０１９１】
第１の電力用ダイオード整流器REC1の交流側端子は第１の３相変圧器TRaを介して、また、第２の電力用ダイオード整流器REC2の交流側端子は第２の３相変圧器TRbを介して交流電源SUPに接続されている。電圧形自励式電力変換器CNVの交流側端子は交流リアクトルLaを介して第２の変圧器TRbの２次側端子に接続されている。当該交流リアクトルLaは、電圧形自励電力変換器CNVの自己消弧素子が動作（オン）したとき、第２の電力用ダイオード整流器REC2の電力用ダイオードに流れ込むリカバリ電流を抑制する役目をする。
【０１９２】
第１の電力用ダイオード整流器REC1の３相変圧器TRaは、例えば、Δ／Δ結線されるのに対し、第２の電力用ダイオード整流器REC2の３相変圧器TRbは、例えば、Δ／Ｙ結線することにより、それぞれの3相２次電圧は、電気角で３０°の位相差を持たせている。また、第１及び第２の電力用ダイオード整流器REC1，REC2の直流側端子と、電圧形自励式電力変換器CNVの直流側端子は並列接続され、負荷LOADへ電力を供給する。
【０１９３】
電圧形自励式電力変換器CNVは、固定パルスパターンで動作し、交流電源SUPの電圧Ｖｓに対する交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより当該電圧形自励式電力変換器CNVの入力電流Ｉｃと第２の電力用ダイオード整流器REC2の入力電流Ｉｒｅｃ２との和電流Ｉｓ２（Ｉｓ２ｒ，Ｉｓ２ｓ，Ｉｓ２ｔ）を制御する。また、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Vdが指令値Vd＊に一致するように当該和電流Ｉｓ２を制御する。
【０１９４】
次に、図１７の装置の制御動作を説明する。電力変換器制御回路PTCは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Vdを検出し、比較器C1により、電圧指令値Vd＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ(S)により、積分又は比例増幅し、加算器ADに入力する。一方、負荷LOADに流れる直流電流ＩLoadを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、前向き補償値ＩｑＦＦ＊を求め、加算器ADに入力する。加算器ADの出力をリミッタ回路LIMを介して有効電流指令値Ｉｑ２＊とする。
【０１９５】
座標変換器Ｚは、電源SUPから自励式変換器CNV及び第２の電力用ダイオード整流器REC2に供給される３相入力和電流Ｉｓ２（Ｉｓ２ｒ，Ｉｓ２ｓ，Ｉｓ２ｔ）の検出値をｄｑ軸量（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑ２は有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄ２は無効電流検出値を表わす。比較器C2により、有効電流指令値Ｉｑ２＊と有効電流検出値Ｉｑ２を比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ(S)により増幅して、位相角指令値φ*とする。電源同期位相検出回路PLLは３相交流電源電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔに同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路PHCに入力する。位相制御回路PHCは、位相角指令値φ*と上記位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて自励式電力変換器CNVの自己消弧素子S1〜S6のゲート信号g1〜g6を発生する。当該位相信号θｒ，θｓ，θｔは、座標変換器Ｚの位相信号としても使われる。
【０１９６】
電圧形自励式電力変換器CNVは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（1パルス，３パルス，５パルス等）で動作し、電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより、自励式変換器CNV及び第２の電力用ダイオード整流器REC2に供給される３相入力和電流Ｉｓ２（有効分Ｉｑ２）を制御する。このとき、電圧形自励式電力変換器CNVは力率＝１付近で運転され、変換器を構成する自己消弧素子のスイッチングは入力和電流Ｉｓ２のゼロ点付近で行われる。その結果、自己消弧素子のしゃ断電流は小さくなり、スイッチング損失は大幅に低減される。
【０１９７】
また、電圧形自励式電力変換器CNVは、入力和電流Ｉｓ２の有効分を調整することにより、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Vdを指令値Vd＊に従って制御する。
【０１９８】
電圧形自励式電力変換器CNVは、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。そのため、直流電圧Vdが一定ならば、変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより、第２の変圧器TRbの漏れインダクタンスＬｂに印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、自励式変換器CNV及び第２の電力用ダイオード整流器REC2に供給される入力和電流Ｉｓ２＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｂ）を制御することができる。電源電圧Ｖｓに対する変換器CNVの交流側端子電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源SUPから供給される有効電力Ｐｓが増加し、直流平滑コンデンサＣｄに印加される直流電圧Vdが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源SUPに回生され、直流電圧Vdが減少する。このようにして、Vd＊＝Vdに制御される。
【０１９９】
力行運転時は、自励式変換器CNV及び第２の電力用ダイオード整流器REC2に供給される入力和電流Ｉｓ２を制限することにより、直流電圧Vdが低下し、第１の電力用ダイオード整流器REC1から電力が負荷に供給されるようになる。このとき、変圧器TRaとTRbと間に位相差３０°を持たせたことにより、等価的に１２相運転ができ、装置全体の入力電流高調波を低減させることができる。
【０２００】
一方、回生運転時は、第１の電力用ダイオード整流器REC1には電流が流れず、「自励式変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」に流れる。従って、「自励式変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」による並列運転（６相相当）となり、入力電流高調波が大きくなることが懸念されるが、本発明では、回生運転時に、自励式電力変換器の制御パルス数を増やして、高調波を低減させている。
【０２０１】
自励式変換器CNVを一定のパルスパターンで制御する場合、入力和電流Ｉｓ２の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、回生運転時にも変換器力率が１に近いため、入力和電流Ｉｓ２のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。
【０２０２】
ここで、図１７の装置において、直流電圧指令値Vd＊を、第１の電力用ダイオード整流器REC1の整流電圧Ｖｒｅｃ１より高い値に設定することにより横流の発生を防止することができる。仮に、直流電圧がVd＝Vd＊＜Ｖｒｅｃ１とすると、第１の電力用ダイオード整流器REC1から電力が供給され、その電力を「自励式電力変換器CNV＋第２の電力ダイオード整流器REC2」が回生することになり、無駄な横流が流れてしまう。本発明装置では、Vd＊＞Ｖｒｅｃ１に設定することにより、無駄な横流を流すことを防止している。
【０２０３】
すなわち、力行運転時（負荷LOADが電力を消費する場合）は、第１の電力用ダイオード整流器REC1と、「自励式電力変換器CNV＋第２の電力ダイオード整流器REC2」の並列運転となるが、Vd＊＞Ｖｒｅｃとなっているので、第１の電力用ダイオード整流器REC1からは電力を供給できない。負荷LOADには全て「自励式電力変換器CNV＋第２の電力ダイオード整流器REC2」から電力ＰＬを供給することになる。
【０２０４】
そこで、「自励式電力変換器CNV＋第２の電力ダイオード整流器REC2」の電力供給を制限することにより、「自励式電力変換器CNV＋第２の電力ダイオード整流器REC2」は一定の有効電力Ｐｃｎｖを供給し、Vd＊＞Vd＝Ｖｒｅｃ１となる。この結果、第１の電力用ダイオード整流器REC1は、Ｐｒｅｃ＝ＰＬ−Ｐｃｎｖ  の電力を供給するようになる。
【０２０５】
本発明に係る装置では、自励式電力変換器CNVの電力制限値Ｐｃｎｖまでは、直流電圧Vdは一定に保持され、さらにそれ以上の負荷が増えると、直流電圧はVd＝Ｖｒｅｃ１で徐々に下がっていくことになる。
【０２０６】
回生運転時（負荷側から電源側に電力を戻す場合）は、「自励式電力変換器CNV＋第２の電力ダイオード整流器REC2」だけで動作し、直流電圧Vd＝Vd＊＞Ｖｒｅｃ１で、ほぼ一定に制御される。
【０２０７】
このように、本発明に係る装置では、無駄な横流を流すことなく直流電圧Vdの安定化が図られ、電気鉄道などでは、車載設備容量の低減が図られる。
【０２０８】
また、図１７の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVは、負荷装置LOADが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰＬを検出又は推定し、当該有効電力ＰＬに比例した前向き補償量ＩｑＦＦ＊を求め、当該補償量ＩｑＦＦ＊を自励式変換器CNV及び第２の電力用ダイオード整流器REC2に供給される入力和電流Ｉｓ２の有効分指令値に加えて制御している。
【０２０９】
電圧形自励式変換器CNVによって、直流電圧Vdが指令値Vd＊に一致するようにフィードバック制御を行っているが、負荷が急変した場合、その応答が間に合わないと、直流電圧Vdが大きく変動する。すなわち、負荷消費電力ＰＬが急激に増えると、直流電圧Vdが低下し、必要な電力を送れなくなるだけでなく、電圧不足により、自励式変換器CNVの制御にも影響を与え、制御全体を不安定にすることもある。また、逆に、電車の回生ブレーキ等により、負荷側からの回生電力が急激に増えると、直流電圧Vdが上昇し、電力変換装置や負荷装置の耐圧を脅かすことになる。
【０２１０】
負荷装置LOADが消費又は発生する有効電力（又は有効電流）ＰＬを検出又は推定し、当該有効電力ＰＬに比例する前向き補償量ＩｑＦＦ＊を演算して求め、当該補償量ＩｑＦＦ＊を「自励式変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」に供給される入力和電流Ｉｓ２の有効分指令値に加えて制御することにより、直流電圧制御の応答を高めることができ、負荷急変に対しても、直流電圧Vdの変動幅が小さくなり、上記問題を解決することができる。
【０２１１】
図１７の装置では、負荷がとる直流電流ＩＬｏａｄを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑＦＦ＊＝ｋＦＦ・ＩＬｏａｄを演算し、加算器ADに入力している。これにより、負荷ＰＬが急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑ２が直ちに供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Vdの変動を抑えることが可能となる。
【０２１２】
また、図１７の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVは、力行運転のある負荷電力PLo以上では、1パルスモードで運転し、当該負荷PLo以下（回生を含む）では、３パルス又はそれ以上のパルスモードで、固定パルス位相制御により運転することができる。例えば、パルス数を切り換える負荷電力設定値をPLoとした場合、負荷電力がPL＞PLoで1パルス運転を行い、PL＜PLoで５パルス運転を行うようにしている。回生運転ではPL＜０となるので、５パルス運転が行われる。
【０２１３】
力行運転で、消費する負荷電力が大きくなり、第１の電力用ダイオード整流器REC1と「電圧形自励式電力変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」で並列運転する場合、変圧器TRaとTRbの２次電圧位相を３０°ずらしているため、「電圧形自励式電力変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」（６相相当）を１パルスモードで運転することにより、第１の電力用ダイオード整流器REC1（６相１パルス運転）とで等価的に１２相運転ができ、装置全体の入力電流の高調波を低減することができる。負荷電力PLが設定した値PLoより小さいときは、「電圧形自励式電力変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」がその負荷を多く負担するので、当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすことができる。そして、回生運転では、全て「電圧形自励式電力変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」が回生電力を負担するので、やはり、当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすことができる。
【０２１４】
また、図１７の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVを、力行運転時にゲートブロックしてダイオード整流器として運転し、回生運転時にゲートブロックを解除するようにすることができる。
【０２１５】
３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器CNVは、６個の自己消弧素子（ＧＴＯやＩＧＢＴ等）と逆並列接続された６個の高速ダイオードで構成されている。力行運転時（PL＞０）に、当該自己消弧素子をゲートブロックすることにより、電圧形自励式電力変換器CNVは３相ブリッジ結線のダイオード整流器（６相相当）として動作する。
【０２１６】
その結果、３相ブリッジ結線された第２の電力用ダイオード整流器REC2（６相相当）と当該自励式変換器CNVのダイオード整流器（６相相当）とが並列運転されるが、電力用ダイオードの順方向電圧降下に対し、高速ダイオードの順方向電圧降下が大きいため、大部分の電流は、第２の電力用ダイオード整流器REC2を介して流れる。一方、変圧器TRaとTRbの３相２次電圧は位相差３０°を持たせているため、第１の電力用ダイオード整流器REC1との間で、等価的に１２相運転が行われ、装置全体の入力電流高調波を低減させることができる。そして、回生運転時（PL＜０）には、当該ゲートブロックを解除することにより、電圧形自励式電力変換器CNVの本来の動作が行われ、電力回生と直流電圧の安定化が図られる。
【０２１７】
また、図１７の電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器CNVを、回生運転時に３パルス又はそれ以上のパルス数にして固定パルス位相制御を行うようにすることができる。すなわち、回生運転（PL＜０）では、「電圧形自励式電力変換器CNV＋第２の電力用ダイオード整流器REC2」（６相相当）が全て回生電力を負担するので、1パルスモードで運転すると、入力電流高調波が増加する。そこで、本発明では、回生運転時の当該自励式電力変換器CNVの制御パルス数を増やすことにより、入力電流高調波を減らすことができる。
【０２１８】
自励式変換器CNVを一定のパルスパターンで制御する場合、当該自励式変換器CNV及び第２の電力用ダイオード整流器REC2に供給される入力和電流Ｉｓ２の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、回生運転時にも変換器力率が１に近いため、和電流Ｉｓ２のゼロ点付近でスイッチングが行われ、自励式変換器CNVを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、入力電流高調波が少ない電力変換装置を提供できる。
【０２１９】
【発明の効果】
以上のように、本発明の電力変換装置によれば、既設の電力用ダイオード整流器と自励式電力変換器との協調運転が可能となり、装置全体の入力電流高調波を大幅に低減することができる。また、当該自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流を大幅に低減でき、これにより、電力回生が可能で、過負荷耐量に優れ、低コストで高効率の電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態の構成図。
【図２】図１の装置に係る主回路の具体的構成図。
【図３】図１又は図２の構成において行われる固定パルス位相制御の動作を説明するための電圧・電流ベクトル図。
【図４】図１における位相制御回路PHCの構成図。
【図５】１パルスパターンの固定パルス位相制御に基づく図１又は図２の制御動作を説明するための波形図。
【図６】図５のパルスパターンにより力行運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図７】図５のパルスパターンにより回生運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図８】３パルスパターンの固定パルス位相制御に基づく図１又は図２の制御動作を説明するための波形図。
【図９】図８のパルスパターンにより力行運転を行った場合のＲ相各部の信号波形を示す波形図。
【図１０】図１の装置における電力変換器制御回路PTCのリミッタ回路LIMの入出力特性についての説明図。
【図１１】自励式変換器CNVの力行側有効電力を定格100％で制限した場合の運転特性についての説明図。
【図１２】負荷電力PLに対する自励式電力変換器CNVの制御パルス数の関係を示す説明図。
【図１３】負荷電力PLに対する自励式電力変換器CNVのゲートブロックGB又はゲートデブロックGDBの関係を示す説明図。
【図１４】負荷電力PLに対する自励式電力変換器CNVの制御パルス数の関係を示す説明図。
【図１５】本発明の第２の実施形態の構成図。
【図１６】図１５の装置に係る主回路の具体的構成図。
【図１７】本発明の第３の実施形態の構成図。
【図１８】従来装置の構成図。
【符号の説明】
SUP  交流電源
REC  電力用ダイオード整流器
REC1  第１の電力用ダイオード整流器
REC2  第２の電力用ダイオード整流器
TRa  第１の３相変圧器
TRb  第２の３相変圧器
CNV  電圧形自励式電力変換器
PTC  電力変換器制御回路
Cd  直流平滑コンデンサ
LOAD  負荷装置
Ｌa  交流リアクトル（リカバリ電流抑制リアクトル）
PD1〜PD6  電力用ダイオード
PD11〜PD16  電力用ダイオード
PD21〜PD26  電力用ダイオード
S1〜S6  自己消弧素子
D1〜D6  高速ダイオード
g1〜g6  ゲート信号
INV  インバータ
M  交流電動機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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