(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ブリッジ回路を構成する４個のスイッチング素子と、ブリッジ回路の両アームに並列接続された直流電源としての平滑コンデンサと、各スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された４個のダイオードと、ブリッジ回路の各アームにおけるスイッチング素子同士のそれぞれの接続点の間に接続されＬＣ共振回路を含む負荷回路と、各スイッチング素子をオンオフさせる制御回路とを備え、前記制御回路が、前記ブリッジ回路の各アームを構成する各２個のスイッチング素子が交互にオンオフするとともに、前記負荷回路を挟んで直列接続される対角位置の各組の２個のスイッチング素子が同時にオンに移行するように各スイッチング素子を制御し、対角位置の２個のスイッチング素子をオフに移行させる際に一方のスイッチング素子を他方のスイッチング素子よりも先にオフにすることにより、前記直流電源と前記負荷回路とを切り離すとともに負荷回路の両端間を短絡するクランプモードの期間を設け、クランプモードの期間の長さを調節することにより負荷への供給電力を調節することを特徴とする電源装置。
【請求項２】
交流電源を整流する整流器と、整流器の直流出力を直流−直流変換して前記平滑コンデンサを充電するチョッパ回路とを備え、チョッパ回路が整流器の直流出力端間に接続されたインダクタおよびチョッパ用のスイッチング素子との直列回路と、前記平滑コンデンサとの直列回路がチョッパ用のスイッチング素子の両端間に接続されるインダクタとからなることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】
交流電源を整流する整流器と、ブリッジ回路を構成するスイッチング素子のうちの１個のスイッチング素子との直列回路が整流器の直流出力端間に接続されたインダクタとを備え、前記制御回路は、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子と対角位置であるスイッチング素子を除くいずれかのスイッチング素子のオン期間を、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子のオン期間よりも短くすることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項４】
前記制御回路は、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子のオン期間を、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子のオン期間よりも短くすることを特徴とする請求項３記載の電源装置。
【請求項５】
前記制御回路は、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子とともに前記ブリッジ回路の一方のアームを構成するスイッチング素子と、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子との一方のオン期間を他方よりも短くすることを特徴とする請求項４記載の電源装置。
【請求項６】
前記平滑コンデンサの両端間に接続される一対のダイオードの直列回路と、前記ブリッジ回路の一方のアームを構成する２個のスイッチング素子の接続点と前記一対のダイオードの接続点との間に交流電源との直列回路が接続されたインダクタとを備え、前記制御回路は、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子と対角位置であるスイッチング素子を除くいずれかのスイッチング素子のオン期間を、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子のオン期間よりも短くすることを特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項７】
前記負荷回路はフィラメントを有する放電灯を含むことを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の電源装置。
【請求項８】
前記放電灯は、定格ランプ電力が９７Ｗ、定格ランプ電流が０．４３Ａ、定格ランプ電圧が２２９Ｖであることを特徴とする請求項７記載の電源装置。
【請求項９】
前記放電灯は、定格ランプ電力が６８Ｗ、定格ランプ電流が０．４３Ａ、定格ランプ電圧が１６０Ｖであることを特徴とする請求項７記載の電源装置。
【請求項１０】
前記放電灯は、光路長が１４００〜２５００ｍｍ、管径が１８〜２９ｍｍであることを特徴とする請求項７ないし請求項９のいずれかに記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電力を高周波交流電力に電力変換する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
（従来例１）
従来から、この種の電源装置として、図１に示すように、商用電源のような交流電源ＡＣを整流し、チョッパ回路ＣＰでの直流−直流変換により得た直流電力をインバータ回路ＩＮＶにより高周波電力に電力変換する構成を採用したものが提供されている。
【０００３】
図に示す回路では、交流電源ＡＣはダイオードブリッジからなる整流器ＤＢにより全波整流され、整流器ＤＢと交流電源ＡＣとの間には高周波阻止用のフィルタＦが挿入される。
【０００４】
チョッパ回路ＣＰは、整流器ＤＢの直流出力端間に、インダクタＬ０とスイッチング素子Ｑ０との直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ０の両端間にダイオードＤ０を介して平滑コンデンサＣ０を接続した構成を有する。スイッチング素子Ｑ０はＭＯＳＦＥＴからなり、図示しない制御回路によって交流電源ＡＣの周波数（電源周波数）よりも充分に高い周波数でオンオフするように制御される。このチョッパ回路ＣＰは昇圧型であって、スイッチング素子Ｑ０のオン期間にインダクタＬ０に蓄積した電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ０のオフ期間にダイオードＤ０を通して平滑コンデンサＣ０に放出するように動作する。したがって、平滑コンデンサＣ０には整流器ＤＢの出力電圧にインダクタＬ０の両端電圧を加算した電圧が印加され、平滑コンデンサＣ０の両端電圧は整流器ＤＢの出力電圧よりも昇圧されることになる。
【０００５】
インバータ回路ＩＮＶは４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４によりブリッジ回路を構成したフルブリッジ型であり、チョッパ回路ＣＰに設けた平滑コンデンサＣ０を電源として動作する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてはそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ４を逆並列に接続した４個のＭＯＳＦＥＴを用いている。ここで、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に逆並列であるとは、ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソースに並列に接続され、かつＭＯＳＦＥＴの導通時におけるドレイン−ソースの電流通過方向とは逆方向に電流を通過させる極性であることを意味する。つまり、図示例ではドレイン側にアノードを接続することになり、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードと同じ極性になる。したがって、ダイオードＤ１〜Ｄ４は省略することも可能である。
【０００６】
ブリッジ回路の各アームを構成する各２個ずつのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はそれぞれ直列接続され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の各直列回路は平滑コンデンサＣ０に並列接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間には負荷回路Ｚが接続される。負荷回路Ｚは直流カット用のコンデンサＣｃとインダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路を有し、コンデンサＣ１に負荷としての放電灯Ｌａが並列接続される。つまり、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との間およびスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とコンデンサＣ１との間に放電灯Ｌａのフィラメントを挿入している。平滑コンデンサＣ０の充放電のタイミングについては後述する。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、図示しない制御回路によって、図１４あるいは図１５に示すようなタイミングでオンオフされる。つまり、ブリッジ回路の各アームを構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は同時にオンにならず、平滑コンデンサＣ０の両端間で負荷回路Ｚを挟んで直列接続される（つまり、対角位置の）スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４およびスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は同時にオンになる期間を持つように、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオンオフを交互に繰り返す。言い換えると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は交互にオンオフされ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３は互いに逆相になるように高周波（電源周波数よりも充分に高い周波数）でスイッチングされる。
【０００７】
以下、動作について説明する。チョッパ回路ＣＰは上述したように、スイッチング素子Ｑ０を図１６（ａ）のようにオンオフさせ、スイッチング素子Ｑ０のオン期間に、図１６（ｂ）のように交流電源ＡＣから整流器ＤＢを通してインダクタＬ０とスイッチング素子Ｑ０との直列回路に流れる電流ＩＤＣによってインダクタＬ０に電磁エネルギが蓄積される。スイッチング素子Ｑ０がオフになるとインダクタＬ０に蓄積された電磁エネルギが放出され、図１６（ｃ）のようにダイオードＤ０を通して平滑コンデンサＣ０に充電電流が流れる。つまり、整流器ＤＢの出力電圧にインダクタＬ０の両端電圧を加算した電圧が平滑コンデンサＣ０に印加される。このチョッパ回路ＣＰでは、一般にスイッチング素子Ｑ０のオンデューティを変化させることによって平滑コンデンサＣ０の両端電圧を制御するが、スイッチング素子Ｑ０をオンオフさせる周波数（スイッチング周波数）を変化させることによっても平滑コンデンサＣ０の両端電圧を制御することが可能である。
【０００８】
インバータ回路ＩＮＶは、上述したようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を図１４あるいは図１５のように高周波でオンオフさせることによって、負荷回路Ｚに交番した高周波電圧を印加する。図１４はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフの周期をＴ１とした例であって、図１５ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフの周期をＴ２（＜Ｔ１）とした例を示す。図１４に示した例で説明すると、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフになり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンである期間に負荷回路Ｚに流れた電流ＩＺによりインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギが放出され、インダクタＬ１−コンデンサＣｃ−ダイオードＤ３−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ２−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１の経路で電流が流れる。インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギが放出されてほぼゼロになると、平滑コンデンサＣ０を直流電源として、平滑コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ３−コンデンサＣｃ−インダクタＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２−平滑コンデンサＣ０の経路で負荷回路Ｚに負荷電流ＩＺを供給する。
【０００９】
次に、時刻ｔ１でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフになると、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギによりインダクタＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ４−コンデンサＣｃ−インダクタＬ１の経路で電流が流れる。インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギが放出されてほぼゼロになると、平滑コンデンサＣ０を直流電源として、平滑コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１−コンデンサＣｃ−スイッチング素子Ｑ４−平滑コンデンサＣ０の経路で負荷回路Ｚに負荷電流ＩＺを供給する。
【００１０】
その後、時刻ｔ２ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフになり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになるから、時刻ｔ０と同様の動作になる。以後、上述した動作を繰り返すことによって負荷回路Ｚには交番した負荷電流が流れる。
【００１１】
ところで、図１４と図１５とを比較するとわかるように、負荷回路Ｚへの供給電流（出力）を低減するには、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をオンオフさせる周期を短くしてもよい。つまり、図１５に示す動作では図１４に示す動作よりもスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフの周期が短く、スイッチング周波数が高いことによって、負荷に供給するエネルギを低減することができる。つまり、スイッチング周波数を変化させることによって負荷への出力を制御することが可能になる。この従来例では、チョッパ回路ＣＰで直流電源電圧を生成し、インバータ回路ＩＮＶにおけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を変化させることにより、負荷回路Ｚの出力が可変になっている。
【００１２】
（従来例２）
電源装置としては、特公平５−８８０６７号公報に記載されたものも知られている。上記公報に記載された電源装置は、基本的には図１７に示す回路構成を有するものであって、交流電源である交流電源ＡＣを整流し直流−直流変換を施すことによって得た直流電力をインバータ回路ＩＮＶにより高周波電力に電力変換する構成を採用している。インバータ回路ＩＮＶは４個のスイッチング素子によりブリッジ回路を構成したフルブリッジ型であり、スイッチング素子としてそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ４が逆並列に接続された４個のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を用いている。ブリッジ回路の各アームを構成する各２個ずつのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、Ｔｒ３，Ｔｒ４はそれぞれ直列接続され、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４の各直列回路は並列接続される。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の接続点とトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４の接続点との間には負荷回路Ｚが接続される。負荷回路ＺはインダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路を有し、コンデンサＣ１に負荷としての放電灯Ｌａが並列接続される。つまり、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との間およびトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４の接続点とコンデンサＣ１との間に放電灯Ｌａのフィラメントを挿入している。ブリッジ回路の各アームを構成する各２個ずつのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、Ｔｒ３，Ｔｒ４の直列回路は平滑コンデンサＣ０に並列接続される。平滑コンデンサＣ０の充放電のタイミングについては後述する。
【００１３】
トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４は図１８に示す制御回路ＣＮの出力によってオンオフされる。この制御回路ＣＮは、トランジスタＴｒ１１，Ｔｒ１２と発振周期を決定するコンデンサＣ１１，Ｃ１２および抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と出力抵抗Ｒ１３，Ｒ１４とを備える無安定マルチバイブレータを主構成とし、無安定マルチバイブレータの出力によりトランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１４を高周波（交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波数）でスイッチングする。さらに、各トランジスタＴｒ１３，Ｔｒ１４にはそれぞれパルストランスＰＴ１１，ＰＴ１２の１次巻線が直列接続され、各パルストランスＰＴ１１，ＰＴ１２にそれぞれ２個ずつ設けた２次巻線の出力によってトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を制御する。図１８における端子ａ，ｂはインバータ回路ＩＮＶの電源（平滑コンデンサＣ０の両端）に接続され、端子ｃ，ｃ’，ｄ，ｄ’，ｅ，ｅ’，ｆ，ｆ’はそれぞれ各トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のベース−エミッタに接続され、インバータ回路ＩＮＶを構成するトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４は、直列接続されたものが同時にオンにならずに対角位置（つまり、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路を通して平滑コンデンサＣ０の両端間に直列接続された関係）のものが同時にオンになるように制御される。
【００１４】
上述の構成によって、トランジスタＴｒ１，Ｔｒ４が同時にオンになる期間と、トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３が同時にオンになる期間とが設けられ、インダクタＬ１とコンデンサＣ１との直列回路からなる共振回路の両端電圧の極性が交互に切り換えられる。この電圧極性の切換と共振回路の共振動作とが協働することによって、放電灯Ｌａに高周波交流電圧が印加される。ここに、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のオンオフの周波数はインダクタＬ１とコンデンサＣ１と放電灯Ｌａとからなる負荷回路Ｚの共振周波数よりも高く設定してあり、負荷回路Ｚに流れる電流はトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のスイッチングに対して遅れ位相になっている。つまり、いわゆる遅相モードで動作させている。
【００１５】
ところで、交流電源ＡＣを整流する整流器ＤＢはダイオードブリッジからなり、整流器ＤＢと交流電源ＡＣとの間には高周波阻止用のフィルタＦが挿入される。また、整流器ＤＢの直流出力端の正極とトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の接続点との間にはインダクタＬ０が挿入される。
【００１６】
したがって、直列接続されたトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２のうち低圧側のトランジスタＴｒ２がオンである期間には、整流器ＤＢからインダクタＬ０に電流が流れてインダクタＬ０に電磁エネルギが蓄積される。トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２は交互にオンオフされており、トランジスタＴｒ２がオフになったときに、整流器ＤＢの出力電圧とインダクタＬ０の両端電圧との加算電圧が平滑コンデンサＣ０の両端電圧よりも高い期間においては、インダクタＬ０−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−整流器ＤＢ−インダクタＬ０の経路で、インダクタＬ０に蓄積されたエネルギが放出され、このとき平滑コンデンサＣ０が充電される。つまり、平滑コンデンサＣ０の両端電圧は整流器ＤＢの出力電圧よりも昇圧されるのであって、トランジスタＴｒ２とダイオードＤ１とインダクタＬ０と平滑コンデンサＣ０とによって昇圧チョッパ回路が構成される。言い換えると、スイッチング素子Ｔｒ２はインバータ回路ＩＮＶと昇圧チョッパ回路とに兼用されている。
【００１７】
以下では、図１７に示した回路の各部の電圧および電流の変化を示す図１９および図２０を用いて動作を説明する。図１９に示す動作はトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のスイッチングの周期程度の期間の動作を示し、図２０は交流電源ＡＣの周期程度の期間の動作を示している。
【００１８】
電源が投入された直後には、整流器ＤＢからインダクタＬ０およびダイオードＤ２を通して平滑コンデンサＣ０に充電電流が流れる。平滑コンデンサＣ０がある程度充電されて制御回路ＣＮの動作が可能になると、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４がスイッチングされ、上述のようにトランジスタＴｒ２のスイッチングによって平滑コンデンサＣ０が高周波で間欠的に充電される。図１９（ａ）はトランジスタＴｒ２のオンオフを示しており、期間ｔ０−ｔ１においてトランジスタＴｒ２がオンであると、図１９（ｆ）のようにインダクタＬ０を通して整流器ＤＢからの電流が流れる。この期間にはインダクタＬ０の通過電流ＩＤＣは時間経過に伴って増加する。また、交流電源ＡＣの１周期内の電圧変化に応じてインダクタＬ０を通過する電流の増加率は変化する。つまり、交流電源ＡＣのピーク電圧付近ではインダクタＬ０の通過電流ＩＤＣは図１９（ｆ）の実線で示すように変化し、交流電源ＡＣの電圧値に応じて二点鎖線のように変化する。図１９（ｂ）に示すトランジスタＴｒ２のコレクタ電流ＩＣ２は、図１９（ｆ）に示すインダクタＬ０を通過する電流ＩＤＣと、図１９（ｇ）に示す負荷回路Ｚを流れる振動電流ＩＺとの合成電流になる。
【００１９】
時刻ｔ１においてトランジスタＴｒ２がオフになると、インダクタＬ０に蓄積されたエネルギが放出されることによってダイオードＤ１に電流が流れる。またダイオードＤ１には負荷回路Ｚを流れる振動電流ＩＺも流れるから、ダイオードＤ１には図１９（ｅ）のような電流ＩＤ１が流れる。この間に平滑コンデンサＣ０が充電される。ダイオードＤ１に流れる電流ＩＤ１はインダクタＬ０の通過電流ＩＤＣと同様に交流電源ＡＣの電圧値に応じて変化する（図に示す複数の二点鎖線は電圧値に応じて電流が変化することを意味する）。時刻ｔ２ではトランジスタＴｒ２は依然としてオフであるがインダクタＬ０のエネルギの放出が終了するから、平滑コンデンサＣ０からトランジスタＴｒ１を通る経路で負荷回路Ｚに電流が流れる。つまり、負荷回路Ｚの共振作用によってトランジスタＴｒ１のコレクタには図１９（ｄ）のように正弦波の一部の波形を有した電流ＩＣ１が流れる。
【００２０】
時刻ｔ３ではトランジスタＴｒ２が再びオンになりトランジスタＴｒ１には電流ＩＣ１が流れなくなる。ただし、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のスイッチングは遅相モードであるから、トランジスタＴｒ１に電流ＩＣ１が流れている間にトランジスタＴｒ１がオフになり、時刻ｔ３以降は負荷回路Ｚに流れる振動電流ＩＺがダイオードＤ２を通して流れる。つまり、図１９（ｃ）のようにダイオードＤ２に電流ＩＤ２が流れる。トランジスタＴｒ２がオンである期間の時刻ｔ４において振動電流ＩＺが流れなくなると、時刻ｔ０以降の動作を繰り返す。つまり、時刻ｔ０から時刻ｔ４までの動作が１周期になり、時刻ｔ４から時刻ｔ８までが次の１周期になるのであり、負荷回路Ｚには図１９（ｇ）のような正弦波状の振動電流ＩＺが流れる。
【００２１】
トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４のスイッチングによって図１９に示すように動作するから、交流電源ＡＣの電圧Ｖｉｎが図２０（ａ）のように変化すれば、インダクタＬ０を流れる電流ＩＤＣは図２０（ｂ）のように、高周波であって交番せずかつ脈流状の包絡線を有することになる。上述のように交流電源ＡＣと整流器ＤＢとの間には高周波阻止用のフィルタＦが挿入されているから、フィルタＦへの入力電流ＩＡＣは図２０（ｃ）のように交流電源ＡＣの電圧波形にほぼ比例し高周波成分が除去された連続波形になる。つまり、高調波電流歪が少なく、しかも高力率が得られることになる。一方、平滑コンデンサＣ０の両端電圧Ｖｄｃは図２０（ｄ）のようにほぼ一定になるから、インバータ回路ＩＮＶの出力電圧（トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の接続点とトランジスタＴｒ３，Ｔｒ４の接続点との間の電圧）ＶＲＦは図２０（ｅ）のように包絡線がほぼ一定の高周波電圧になる。
【００２２】
上述したように、図１７に示した回路構成の電源装置では、インバータ回路ＩＮＶを構成する一部のトランジスタＴｒ２を昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用し、かつインバータ回路ＩＮＶのダイオードＤ１を昇圧チョッパ回路に兼用して直流−直流変換を行っているから、昇圧チョッパ回路によって高調波電流歪の発生を抑制するとともに高い入力力率を維持することができ、しかも素子の兼用によって部品点数が低減されてコストを低減することができるとともに回路構成が簡単になる。
【００２３】
（従来例３）
ところで、電源装置には図２１に示す構成のものも知られている（特許第２６９００４５号公報および米国特許第５，０６３，４９０号）。図２１に示す構成もフルブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを構成し、ＭＯＳＦＥＴをスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に用いている。スイッチング素子としてトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４を用いる場合には別途にダイオードＤ１〜Ｄ４を逆並列に接続していたが、ＭＯＳＦＥＴはボディダイオードを備えるから、ダイオードＤ１〜Ｄ４は別途に接続しなくてもよい。図２１においてはボディダイオードをダイオードＤ１〜Ｄ４として示してある。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は２個ずつ直列接続され、両直列回路は平滑コンデンサＣ０に並列接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間にはインダクタＬ１とコンデンサＣ１と放電灯Ｌａとからなる負荷回路Ｚが接続される。つまり、インバータ回路ＩＮＶおよび負荷回路Ｚの構成については図１７に示した構成と等価である。
【００２４】
ただし、図１７に示す構成例では交流電源ＡＣがフィルタ回路Ｆを介してダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢによって全波整流されるのに対して、図２１に示す構成例では２個のダイオードＤ５，Ｄ６を順方向に直列接続した直列回路を平滑コンデンサＣ０に並列接続し、両ダイオードＤ５，Ｄ６の接続点に一端を接続したインダクタＬ０の他端をフィルタ回路Ｆの一方の出力端に接続してある。また、フィルタ回路Ｆの他方の出力端はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続される。ダイオードＤ５，Ｄ６はダイオードＤ１，Ｄ２とともにダイオードブリッジを構成する極性に接続されている。
【００２５】
各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は図示しない制御回路によって、図１７に示した回路のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４と同様に制御される。つまり、各２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はともに高周波（交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波数）で交互にオンオフされ、対角位置のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４およびスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は同時にオンになるように制御される。
【００２６】
以下に、図２１に示す回路の動作について簡単に説明する。交流電源１の電圧が正である期間（図２１において交流電源１の電圧Ｖｉｎとして示す矢印の先端側が正であることを意味し、以下ではこの期間を「正の半サイクル」といい、逆極性の期間を「負の半サイクル」という）には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンの期間には、交流電源ＡＣ−インダクタＬ０−ダイオードＤ５−スイッチング素子Ｑ２−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、また平滑コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ２−負荷回路Ｚ−スイッチング素子Ｑ３−平滑コンデンサＣ０の経路にも電流が流れる。インダクタＬ０を通る電流値は交流電源１の電圧Ｖｉｎ（瞬時値）に比例して増加する。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフになると、インダクタＬ０に蓄積された電磁エネルギは、インダクタＬ０−ダイオードＤ５−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ２−交流電源ＡＣ−インダクタＬ０の経路で放出され、平滑コンデンサＣ０の充電に用いられる。この動作によって、図１７に示した構成と同様にインバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子となるスイッチング素子Ｑ１が昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用されることになる。
【００２７】
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフになるのに伴ってスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになるから、平滑コンデンサＣ０の充電が終了すると、平滑コンデンサＣ０を電源としてスイッチング素子Ｑ３−負荷回路Ｚ−スイッチング素子Ｑ２−平滑コンデンサＣ０の経路で負荷回路Ｚには図２１の左向きに電流が流れる。
【００２８】
一方、交流電源１の負の半サイクルには、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン期間において、交流電源ＡＣ−スイッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ６−インダクタＬ０−交流電源ＡＣの経路で電流が流れることによって、インダクタＬ０に電磁エネルギが蓄積される。この電磁エネルギはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフになると、インダクタＬ０−交流電源ＡＣ−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ６−インダクタＬ０の経路で放出され、平滑コンデンサＣ０の充電に用いられる。また、負の半サイクルにおいても平滑コンデンサＣ０を電源として負荷回路Ｚには交流電圧が印加される。要するに、負の半サイクルではインバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子となるスイッチング素子Ｑ２が昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用されることになる。
【００２９】
図２１に示した構成では、インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子となるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用されることによって、部品点数が少なく回路構成が簡単でかつ電力消費も少なくなるほか、インバータ回路ＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は正負の半サイクルで異なっているから、２つの機能に兼用することによるストレスが２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に分散されることになってストレスが軽減される。つまり、図１７に示した回路構成におけるトランジスタＴｒ２と比較すると、他の条件が同じであれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がそれぞれ昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として機能する期間はトランジスタＴｒ２の半分になるから発熱量が少なくなり、その結果として放熱構造が図１７に示す回路構成よりも簡単にすることができる。
【００３０】
ところで、図２１に示した回路では、インダクタＬ０に蓄積された電磁エネルギの一部は平滑コンデンサＣ０の充電に用いられずに負荷回路Ｚを通しても放出されている。その結果、負荷回路Ｚでの消費電力が少なくなると、余剰のエネルギが平滑コンデンサＣ０の充電に用いられることになり、平滑コンデンサＣ０の両端電圧が過剰に上昇することになる。そこで、平滑コンデンサＣ０の両端電圧の上昇を抑制するために、交流電源ＡＣの正の半サイクルではスイッチング素子Ｑのオンオフを間欠的に停止させ、負の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２のオンオフを間欠的に停止させることが考えられている。
【００３１】
すなわち、交流電源ＡＣの電圧極性を検出する手段を設け図２２のように制御する。図２２（ａ）は交流電源ＡＣの電圧Ｖｉｎを示し、同図（ｂ）の破線は交流電源ＡＣからの入力電流Ｉｉｎ、実線はインダクタＬ０に流れる電流ＩＤＣ、一点鎖線はインダクタＬ０に流れる電流ＩＤＣの包絡線を示す。このように、インダクタＬ０には高周波で電流ＩＤＣが流れ、その包絡線は正弦波状になるから、交流電源ＡＣからフィルタ回路Ｆへの入力電流Ｉｉｎは破線で示すように、交流電源ＡＣの電圧Ｖｉｎにほぼ比例した正弦波状の波形になり、電流高調波歪が少なく、かつ比較的高い入力力率を得ることができる。図２２（ｃ）（ｄ）はそれぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせる制御回路からの信号Ｓ１，Ｓ２であり上側がオンを示す。また、スイッチング素子Ｑ３をオンオフさせる信号Ｓ３は信号Ｓ２と同じであり、スイッチング素子Ｑ４をオンオフさせる信号Ｓ４は信号Ｓ１を反転させたものになる。正の半サイクルではスイッチング素子Ｑ１が昇圧チョッパ回路に兼用されるからスイッチング素子Ｑ１を間欠的に停止させ、負の半サイクルではスイッチング素子Ｑ２が昇圧チョッパ回路に兼用されるからスイッチング素子Ｑ２を間欠的に停止させる。このような動作によって平滑コンデンサＣ０の両端電圧の過昇圧を防止し、図２２（ｅ）のように放電灯Ｌａの両端電圧の包絡線をほぼ一定に保つことが可能になる。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来例１に示した回路では、チョッパ回路ＣＰによって入力電流歪の増加を抑制するとともに高力率が得られる構成になっており、チョッパ回路ＣＰにおいて所望電圧の直流電圧を得ることができるようになっている。また、インバータ回路ＩＮＶにおいてスイッチング周波数を変化させることにより、負荷への出力が制御可能になっている。
【００３３】
しかしながら、従来例１の構成では、インバータ回路ＩＮＶを構成する４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のすべてについてスイッチング周波数を制御しなければならないから、負荷出力を制御するための制御回路の構成が複雑になり、またスイッチング周波数を変化させて負荷への出力を制御しているから、フィルタＦのカットオフ周波数が比較的低い周波数になる可能性があり、しかもチョッパ回路ＣＰとインバータ回路ＩＮＶとの２つのノイズ源を有しているからノイズ対策が面倒であって、結果的にフィルタＦが大型化したり複雑化するなどの問題がある。
【００３４】
一方、従来例２、従来例３として示した回路構成では、インバータ回路ＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の一部が昇圧チョッパ回路のスイッチング素子として兼用されており、平滑コンデンサＣ０の充電と平滑コンデンサＣ０からインバータ回路ＩＮＶへの給電とが同じスイッチング素子を用いて行われているから、直流電源電圧である平滑コンデンサＣ０の両端電圧とインバータ回路ＩＮＶの負荷出力とを独立して制御するのが困難であり、放電灯Ｌａを安定して調光させるために平滑コンデンサＣ０の両端電圧を制御するのは困難である。また、出力を制御するために、従来例１と同様にフルブリッジ回路を構成する４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を周波数制御するから、制御回路ＣＮの構成が複雑化したり、ノイズ対策が困難であってフィルタＦの大型化や複雑化を招くという問題を有している。
【００３５】
従来例３の構成では、対角位置の２個のスイッチング素子（つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４またはスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３）をそれぞれ同時に間欠的に停止させるように制御すれば、放電灯Ｌａを調光する制御が可能であるが、負荷回路Ｚに共振電流を連続的に流すことが難しくなり、放電灯Ｌａの光出力が不安定になったり、ノイズが増加したりするという問題が生じる。
【００３６】
ところで、近年では、省資源、省エネルギを目的とした高出力の蛍光灯が開発されており、この種の蛍光灯は管径が１８〜２９ｍｍと細く、管路長が１４００〜２５００ｍｍと長くなっている。図２３にこの種の蛍光灯の一例を示す。図示する蛍光灯は、環状に曲成された大小２本の気密な管１ａ，１ｂを同心円状に配置してあり、両管１ａ，１ｂの一端部にはそれぞれフィラメント２を配置し、両管１ａ，１ｂの他端部同士の内部空間をブリッジ接合部３を介して連通させてある。したがって、両フィラメント２の間に両管１ａ，１ｂの管路長の合計に相当する長さの放電路が形成される。さらに、管１ａ，１ｂの両端部に跨る形で口金４が設けられている。この蛍光灯では各管１ａ，１ｂにおいてフィラメント２を設けていない他方の端部が最冷点になる。また、この蛍光灯は２本の管１ａ，１ｂを連結して１つの放電路を形成しているから管路長が長く、しかも管径が細径化されているから高効率になっている。つまり、従来の蛍光灯よりも管の内径が小さいから相対的にランプ電流が小さくランプ電圧が高くなっている。
【００３７】
このような蛍光灯は、管径が従来の蛍光灯よりも細いから小型のフィラメントを用いる必要があり、フィラメントの断線を防止するために点灯前に十分な予熱が必要であって、予熱期間にフィラメントに流す予熱電流と点灯時にフィラメントに流れる電流との比率が従来の蛍光灯よりも大きくなっている。つまり、このような管径が小さく管路長の大きい高効率の蛍光灯を用いるには、フィラメントの断線防止のために予熱電流を精度よく制御する必要がある。
【００３８】
このような蛍光灯を用いるには、従来の蛍光灯よりも点灯時および調光時におけるランプ電圧を高くしなければならず、上述した各従来例のような動作では、より深く調光しながらも安定点灯させることは困難である。
【００３９】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、ノイズを軽減してノイズ対策を容易にするとともに、放電灯を負荷とするときに安定した調光制御が可能である電源装置を提供することにある。
【００４０】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、ブリッジ回路を構成する４個のスイッチング素子と、ブリッジ回路の両アームに並列接続された直流電源としての平滑コンデンサと、各スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された４個のダイオードと、ブリッジ回路の各アームにおけるスイッチング素子同士のそれぞれの接続点の間に接続されＬＣ共振回路を含む負荷回路と、各スイッチング素子をオンオフさせる制御回路とを備え、前記制御回路が、前記ブリッジ回路の各アームを構成する各２個のスイッチング素子が交互にオンオフするとともに、前記負荷回路を挟んで直列接続される対角位置の各組の２個のスイッチング素子が同時にオンに移行するように各スイッチング素子を制御し、対角位置の２個のスイッチング素子をオフに移行させる際に一方のスイッチング素子を他方のスイッチング素子よりも先にオフにすることにより、前記直流電源と前記負荷回路とを切り離すとともに負荷回路の両端間を短絡するクランプモードの期間を設け、クランプモードの期間の長さを調節することにより負荷への供給電力を調節するものである。
【００４１】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、交流電源を整流する整流器と、整流器の直流出力を直流−直流変換して前記平滑コンデンサを充電するチョッパ回路とを備え、チョッパ回路が整流器の直流出力端間に接続されたインダクタおよびチョッパ用のスイッチング素子との直列回路と、前記平滑コンデンサとの直列回路がチョッパ用のスイッチング素子の両端間に接続されるインダクタとからなるものである。
【００４２】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、交流電源を整流する整流器と、ブリッジ回路を構成するスイッチング素子のうちの１個のスイッチング素子との直列回路が整流器の直流出力端間に接続されたインダクタとを備え、前記制御回路は、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子と対角位置であるスイッチング素子を除くいずれかのスイッチング素子のオン期間を、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子のオン期間よりも短くするものである。
【００４３】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、前記制御回路が、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子のオン期間を、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子のオン期間よりも短くすることを特徴とする。
【００４４】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記制御回路が、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子とともに前記ブリッジ回路の一方のアームを構成するスイッチング素子と、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子との一方のオン期間を他方よりも短くすることを特徴とする。
【００４５】
請求項６の発明は、請求項１の発明において、前記平滑コンデンサの両端間に接続される一対のダイオードの直列回路と、前記ブリッジ回路の一方のアームを構成する２個のスイッチング素子の接続点と前記一対のダイオードの接続点との間に交流電源との直列回路が接続されたインダクタとを備え、前記制御回路は、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子と対角位置であるスイッチング素子を除くいずれかのスイッチング素子のオン期間を、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子のオン期間よりも短くするものである。
【００４６】
請求項７の発明は、請求項１ないし請求項６の発明において、前記負荷回路がフィラメントを有する放電灯を含むことを特徴とする。
【００４７】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、前記放電灯の定格ランプ電力が９７Ｗ、定格ランプ電流が０．４３Ａ、定格ランプ電圧が２２９Ｖであることを特徴とする。
【００４８】
請求項９の発明は、請求項７の発明において、前記放電灯の定格ランプ電力が６８Ｗ、定格ランプ電流が０．４３Ａ、定格ランプ電圧が１６０Ｖであることを特徴とする。
【００４９】
請求項１０の発明は、請求項７ないし請求項９の発明において、前記放電灯の光路長が１４００〜２５００ｍｍ、管径が１８〜２９ｍｍであることを特徴とする。
【００５０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
本実施形態の回路構成は図１に示すように従来例１の回路構成であって、従来例１との相違点は、負荷回路Ｚへの出力を制御するために、インバータ回路ＩＮＶを構成する各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御手順を変更した点にある。
【００５１】
回路構成については従来の技術において説明したから、以下では動作についてのみ説明する。チョッパ回路ＣＰの動作については従来例１と変わりはなく、図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ０がオンである期間には、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−インダクタＬ０−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れる。つまり、図３（ａ）に示すようにスイッチング素子Ｑ０がオンである期間ｔ１−ｔ２には、図３（ｂ）のようにインダクタＬ０に流れる電流ＩＬ０が増加して電磁エネルギがインダクタＬ０に蓄積される。また、図３（ｃ）のように、この期間には平滑コンデンサＣ０には充電電流ＩＣ０は流れない。
【００５２】
一方、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ０がオフである期間には、整流器ＤＢの出力とインダクタＬ０に蓄積された電磁エネルギとによって、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−インダクタＬ０−ダイオードＤ０−平滑コンデンサＣ０−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、平滑コンデンサＣ０が充電される。つまり、図３（ａ）に示すようにスイッチング素子Ｑ０がオフである期間ｔ２−ｔ３には、図３（ｂ）のようにインダクタＬ０の電磁エネルギの放出によってインダクタＬ０に流れる電流ＩＬ０が減少し、図３（ｃ）のように平滑コンデンサＣ０に充電電流ＩＣ０が流れるのである。なお、図２の（ａ）（ｂ）の各図は図３の各期間ａ，ｂに対応する。
【００５３】
一方、インバータ回路ＩＮＶは図４及び図５のように動作する。図４、図５は定常動作であって、対角位置の一方の組のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンからオフに移行し、対角位置の他方の組のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになるまでの期間（つまり、すべてのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフである期間）には、図４（ａ）に示すように、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギの放出によって、インダクタＬ１−ダイオードＤ３−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ２−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１の経路で電流が流れる。この期間は図５における期間ｔ１−ｔ２に対応しており（図５の期間ａ〜ｇは図４（ａ）〜（ｇ）の動作に対応する）、図５（ａ）（ｄ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンであって、図５（ｅ）のようにインダクタＬ１の電磁エネルギの放出によってインダクタＬ１に流れる共振電流ＩＬ１が減少し、図５（ｆ）のように平滑コンデンサＣ０には充電電流ＩＣ０が流れる。
【００５４】
やがて、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになるが、インダクタＬ１の電磁エネルギは継続して放出されており（つまり、負荷回路Ｚの共振周波数よりもスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフの周波数を高く設定してあり、負荷回路Ｚに流れる共振電流はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフに対して遅相になっている）、この期間ｔ２−ｔ３には図４（ｂ）のように期間ｔ１−ｔ２と同じ経路で電流が流れ、図５（ｅ）のようにインダクタＬ１には依然として同じ向きに電流ＩＬ１が流れる。
【００５５】
スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンである期間において、インダクタＬ１の電磁エネルギの放出による電流が停止してインダクタＬ１に流れる電流の極性が反転する期間ｔ３−ｔ４になると、図４（ｃ）のように平滑コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ３−インダクタＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２−平滑コンデンサＣ０の経路で電流が流れる。つまり、図５（ｂ）（ｃ）のようにスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンであって、図５（ｅ）のようにインダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１の極性が反転した状態になる。
【００５６】
従来構成ではスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を同時にオフにしていたのに対して、本実施形態では放電灯Ｌａを調光するために、図５（ｂ）（ｃ）に示すように、一方のスイッチング素子Ｑ３をスイッチング素子Ｑ２よりも先にオフにする点に特徴がある。そこで、スイッチング素子Ｑ３のオフ後にスイッチング素子Ｑ２をオフにするまでの期間ｔ４−ｔ５が生じる。この期間には、図４（ｄ）のように、インダクタＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ４−インダクタＬ１の経路で電流が流れるようになる。つまり、インダクタＬ１には平滑コンデンサＣ０からエネルギが供給されなくなるから、期間ｔ３−ｔ４においてインダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギが放出される。その結果、図５（ｆ）に示すように、平滑コンデンサＣ０の放電が停止し、図５（ｅ）のようにインダクタＬ１の電磁エネルギが放出されて、インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１が減少する。この期間は負荷回路Ｚが直流電源としての平滑コンデンサＣ０に接続されず、負荷回路Ｚの両端間がスイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ４とを介して短絡された状態であって、以下ではこの状態になる動作をクランプモードと呼ぶことにする。
【００５７】
クランプモードの後にスイッチング素子Ｑ２がオフになると、図４（ｅ）のように、インダクタＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ４−インダクタＬ１の経路に電流が流れるようになり、この期間ｔ５−ｔ６には、図５（ａ）〜（ｄ）に示すようにすべてのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフであり、図５（ｅ）のようにインダクタＬ１は電磁エネルギを放出して電流ＩＬ１を減少させ、平滑コンデンサＣ０には図５（ｆ）のように充電電流ＩＣ０が流れる。
【００５８】
その後、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１の極性が反転するまでにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになるが、図４（ｆ）のように期間ｔ５−ｔ６と同じ経路で電流が流れ続ける。
【００５９】
やがて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオン期間においてインダクタＬ１の電磁エネルギが放出されてしまうと、図５（ｅ）のようにインダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１の極性が反転する期間ｔ７−ｔ８になり、図４（ｇ）のように、平滑コンデンサＣ０−スイッチング素子Ｑ１−放電灯Ｌ１およびコンデンサＣ１−インダクタＬ１−スイッチング素子Ｑ４−平滑コンデンサＣ０の経路で電流が流れるようになる。
【００６０】
以上のような動作を繰り返すことによって放電灯Ｌａには交番電流を流すことができるのである。また、上述したクランプモードの期間ｔ４−ｔ５においては、直流電源である平滑コンデンサＣ０が負荷回路Ｚに接続されず、負荷回路Ｚに流れる電流はスイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ４とを通して流れるから、この期間の長さを調節すれば、負荷回路Ｚに供給されるエネルギを調節することができる。つまり、スイッチング素子Ｑ２のオン期間の長さを調節することによって、放電灯Ｌａの調光が可能になる。しかも、図５（ｅ）に示すように、クランプモードの期間ｔ４−ｔ５においても、インダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１は停止することなく連続的に流れているから、ノイズが増加することもない。
【００６１】
上述したように、本実施形態の動作ではチョッパ回路ＣＰの動作とは無関係に負荷回路Ｚにほぼ連続的に電流を流すから、負荷回路Ｚに流れる電流歪の増加によるノイズの増加はなく、またチョッパ回路ＣＰとインバータ回路ＩＮＶとが各別に独立して動作しているから、放電灯Ｌａの調光'時におけても直流電源の電圧を最適値に設定することが可能であり、深い調光状態でも放電灯Ｌａを安定に点灯させることが可能になる。しかも、ブリッジ回路を構成しているスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちの１つのスイッチング素子（本実施形態ではスイッチング素子Ｑ２）のオン期間（つまり、オンデューティ）を制御することにより、クランプモードが生じるようにして放電灯Ｌａを調光するから、すべてのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングの周波数を制御する場合に比較すると制御回路の構成を簡単にすることができ、また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングの周波数は変化させていないから、フイルタＦの設計が容易であるとともに小型のフィルタＦでもノイズ対策が可能になる。
【００６２】
負荷となる放電灯Ｌａはどのようなものでもよいが、たとえば、以下の仕様を有した環形蛍光灯を用いる。すなわち、定格ランプ電力が９７Ｗ、定格ランプ電流が０．４３Ａ、定格ランプ電圧が２２９Ｖのもの、あるいは定格ランプ電力が６８Ｗ、定格ランプ電流が０．４３Ａ、定格ランプ電圧が１６０Ｖのものを用いる。例示した環形蛍光灯は定格ランプ電流が等しく、定格ランプ電圧が異なるものであって高周波点灯用に提供されているものである。この種の蛍光灯は、光路長が１４００〜２５００ｍｍ、管径が１８〜２９ｍｍであり、図２３に示した形状を有しており、高効率ではあるが予熱を十分に行うことが要求される。本実施形態の電源装置では比較的大きな予熱電流を流すことができるから、この種の細径かつ放電灯が長尺である高効率の蛍光灯でも容易に点灯させることができる。
【００６３】
なお、負荷は放電灯Ｌａに限定されるものではなく、他の負荷においても本発明の技術思想を適用することが可能である。
【００６４】
（第２の実施の形態）
本実施形態は、図６に示すように、図１７に示した従来構成とほぼ同様の構成を有している。ただし、負荷回路Ｚに直流カット用のコンデンサＣｃを設けてあり、またスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いており、図ではスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にダイオードＤ１〜Ｄ４を逆並列に接続しているが、ダイオードＤ１〜Ｄ４はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のボディダイオードで代用してもよい。コンデンサＣｃは必ずしも必要というわけではなく、負荷回路Ｚに設けた放電灯Ｌａに印加する電圧に直流成分が含まれていてもよい場合には、コンデンサＣｃを省略してもよい。
【００６５】
本実施形態における電源装置で用いるインバータ回路ＩＮＶはフルブリッジ型であり、各２個ずつのスイッチング素子（つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４）がそれぞれ直列接続され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の接続点との間には負荷回路Ｚが接続される。負荷回路Ｚは、インダクタＬ１とコンデンサＣ１と直流カット用のコンデンサＣｃとの直列回路を有し、コンデンサＣ１には負荷となる放電灯Ｌａが並列接続される。ここで、図６においては放電灯Ｌａのフィラメントを省略しているが、実際には図１７に示した従来構成と同様に、コンデンサＣ１は放電灯Ｌａのフィラメントのうちの非電源側の一端間に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路およびスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列回路は平滑コンデンサＣ０に並列接続される。
【００６６】
交流電源ＡＣはフィルタ回路Ｆを介して整流器ＤＢに入力されることにより全波整流される。整流器ＤＢの正極の直流出力端にはインダクタＬ０の一端が接続され、インダクタＬ０の他端はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点に接続される。つまり、インダクタＬ０とスイッチング素子Ｑ２との直列回路が整流器ＤＢの直流出力端間に接続される。整流器ＤＢはダイオードブリッジであって、フィルタ回路Ｆはインバータ回路ＩＮＶから交流電源ＡＣに高周波電流が漏れるのを阻止するように設けられている。
【００６７】
スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は図示しない制御回路によりオンオフされる。本実施形態も従来例２と同様に、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の１つがチョッパ回路とインバータ回路とに兼用されているものであり、以下に制御回路による各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御手順を図７および図８を用いて説明する。図７においては各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオンオフを２つの端点間を短絡するか開放するかによって表し、逆並列に接続されているダイオードＤ１〜Ｄ４に電流が流れる状態は電流が流れるダイオードＤ１〜Ｄ４を端点間に表記してある。また、コンデンサＣｃは上述したように動作に必須というわけではないから、図７においてはコンデンサＣｃは省略している。なお、図８に示す期間ａ〜ｈは、図７（ａ）〜（ｈ）の各動作に対応する。
【００６８】
以下では定常状態の動作を説明する。いま、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオフになりスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が次にオンになるまでの期間（図８における期間ｔ１−ｔ２）にはすべてのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフであって、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギによって、図７（ａ）のように、インダクタＬ１−ダイオードＤ３−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ２−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１の経路で電流が流れる。この間には図８（ｆ）のようにインダクタＬ０には電流ＩＬ０は流れない。
【００６９】
その後、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオンになるが、インダクタＬ１の電磁エネルギが残っている期間ｔ２−ｔ３には、負荷回路Ｚに対して同じ経路で電流が流れ続ける。ただし、期間ｔ２−ｔ３には、スイッチング素子Ｑ２がオンであることによって、図７（ｂ）のように、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−インダクタＬ０−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの電流経路も形成される。
【００７０】
スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン期間において、インダクタＬ１の電磁エネルギが放出されると、図７（ｃ）のように平滑コンデンサＣ０−インダクタＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−スイッチング素子Ｑ２−平滑コンデンサＣ０の経路と、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−インダクタＬ０−スイッチング素子Ｑ２−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路とに電流が流れるようになる。つまり、図８（ｅ）のようにインダクタＬ１に流れる電流の極性が反転する。
【００７１】
次に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフになると、すべてのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がオフになり、この期間ｔ４−ｔ５には図７（ｄ）のように交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−インダクタＬ０−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れるとともに、インダクタＬ１の電磁エネルギの放出によって、インダクタＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−インダクタＬ１の経路で電流が流れる。つまり、図８（ｇ）のように平滑コンデンサＣ０に充電電流ＩＣ０が流れる。ここで、平滑コンデンサＣ０の充電電流ＩＣ０は、主として交流電源ＡＣとインダクタＬ０に蓄積された電磁エネルギとによって得られるから、平滑コンデンサＣ０の両端電圧は整流器ＤＢの出力電圧よりも昇圧されることになる。
【００７２】
その後、図７（ｅ）のようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンになるが、インダクタＬ１の電磁エネルギが放出されて電流ＩＬ１の極性が反転するまでは、同じ経路で電流が流れ続け、やがてインダクタＬ１に流れる電流ＩＬ１の向きが反転すると、期間ｔ６−ｔ７において図７（ｆ）のように、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−インダクタＬ０−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路は依然として形成されているが、インダクタＬ１を通る経路は平滑コンデンサＣ０−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１−スイッチング素子Ｑ４−平滑コンデンサＣ０の経路になる。
【００７３】
こうしてインダクタＬ０の電磁エネルギが放出されると（つまり、整流器ＤＢの出力電圧とインダクタＬ０の両端電圧との加算電圧よりも平滑コンデンサＣ０の両端電圧のほうが高くなると）、インダクタＬ０を通る経路では電流が流れなくなるから、期間ｔ７−ｔ８には図７（ｇ）のように平滑コンデンサＣ０−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１−スイッチング素子Ｑ４−平滑コンデンサＣ０の経路で電流が流れることになる。
【００７４】
ところで、本実施形態ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンにした後に、スイッチング素子Ｑ１をオンに保ったままでスイッチング素子Ｑ４を先にオフにする点に特徴があり、時刻ｔ８においてスイッチング素子Ｑ４をオフにすると、図７（ｈ）のように、負荷回路Ｚは交流電源ＡＣと平滑コンデンサＣ０とのどちらからも給電されない状態になる。この期間ｔ８−ｔ９においては、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギで、インダクタＬ１−ダイオードＤ３−スイッチング素子Ｑ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１に電流が流れ、第１の実施の形態において説明したクランプモードと同様の動作になる。つまり、クランプモードの期間を制御すれば負荷である放電灯Ｌａに供給する電力を調節することが可能になり、放電灯Ｌａを調光することが可能になる。
【００７５】
なお、上述した動作説明において、図７（ｂ）のスイッチング素子Ｑ２および図７（ｆ）のスイッチング素子Ｑ１には相反する向きの電流が流れているが、両電流は同時に流れるのではなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２における両端の電位の関係に応じてどちらかの電流経路が選択される。たとえば、整流器ＤＢの出力電圧のピーク付近かゼロボルト付近かによって電流の向きが変化する。
【００７６】
上述した動作を繰り返すことによって、負荷である放電灯Ｌａに共振電流を連続的に流し続けることができる。しかも、スイッチング素子Ｑ２は第１の実施の形態におけるチョッパ回路ＣＰのスイッチング素子Ｑ０の機能に兼用されているから、交流電源ＡＣからの入力電流を高周波的に流して波形歪を抑制することができまた高力率になる。しかも、クランプモードにおいても放電灯Ｌａに流れる電流は連続しているから、放電灯Ｌａに流れる電流に休止期間が生じて点灯状態が不安定になるということはなく、深い調光状態でも放電灯Ｌａを安定に点灯させることができる。本実施形態の構成は、インバータ回路ＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうちの１つのスイッチング素子Ｑ２をチョッパ回路のスイッチング素子に兼用しているから、第１の実施の形態よりもスイッチング素子の個数が少なく回路構成が簡単になる。しかも、調光のために制御されるスイッチング素子Ｑ２は１個だけであるから制御回路も簡単な回路になる。さらに、周波数を変化させずにスイッチング素子Ｑ２のオンデューティの変化によって調光を可能としているから、広範囲の周波数に対応することなくノイズを低減することができ、フィルタＦの設計が容易でかつ小型化が可能になる。
【００７７】
（第３の実施の形態）
本実施形態は、図６に示した第２の実施の形態と同様の回路構成であって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御手順を変更したものである。すなわち、図７おおよび図８と、図９および図１０とを比較するとわかるように、第２の実施の形態においては、対角位置の一方の組のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のうちスイッチング素子Ｑ４のオンデューティを調節することによって負荷としての放電灯Ｌａに供給する電力を制御し、調光を可能としていたのに対して、本実施形態では、対角位置の一方の組のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のオンデューティを交互に調節することによって、放電灯Ｌａの調光を可能としているものである。したがって、図９（ａ）〜（ｇ）に示す期間ｔ１−ｔ８の動作は第２の実施の形態と同じであり、図９（ｈ）に示す期間ｔ８−ｔ９におけるクランプモードの動作のみ電流経路が異なる。クランプモードの電流経路について、第２の実施の形態ではスイッチング素子Ｑ１がオンであったが、本実施形態ではスイッチング素子Ｑ４がオンであることによって、インダクタＬ１−スイッチング素子Ｑ４−ダイオードＤ２−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−インダクタＬ１の経路が形成される。
【００７８】
以上説明したように、本実施形態は第２の実施の形態において調光時の制御対象となるスイッチング素子を変更してクランプモードにおける電流経路を変更しているが、他の構成および動作は第２の実施の形態と同様であって、同様に機能するものである。
【００７９】
（第４の実施の形態）
本実施形態は、図６に示した第２の実施の形態と同様の回路構成であって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の制御手順を変更したものである。すなわち、図７おおよび図８と、図１１および図１２とを比較するとわかるように、第２の実施の形態においては、対角位置の一方の組のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のうちスイッチング素子Ｑ４のオンデューティを調節することによって負荷としての放電灯Ｌａに供給する電力を制御し、調光を可能としていたのに対して、本実施形態では、対角位置の一方の組のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のうちスイッチング素子Ｑ４のオンデューティを調節するだけではなく、対角位置の他方の組のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のうちスイッチング素子Ｑ２のオンデューティも調節することによって、放電灯Ｌａの調光を可能としているものである。
【００８０】
したがって、図１１（ａ）〜（ｃ）に示す期間ｔ１−ｔ４の動作は第２の実施の形態と同じであり、またスイッチング素子Ｑ３がオフになった後にスイッチング素子Ｑ１がオフになるまでの図１１（ｅ）〜（ｉ）に示す期間ｔ５−ｔ１０の動作は図７（ｄ）〜（ｇ）に示す第２の実施の形態の期間ｔ４−ｔ９の動作と同じである。本実施形態においては、図１１（ｄ）に示す期間ｔ４−ｔ５におけるクランプモードを付加している点が第２の実施の形態と異なるものである。このクランプモードの期間は、チョッパ回路としての動作が行われる期間であって、交流電源ＡＣ−整流器ＤＢ−インダクタＬ０−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−整流器ＤＢ−交流電源ＡＣの経路で平滑コンデンサＣ０に充電電流が流れ、さらに、インダクタＬ１の電磁エネルギを放出する経路として、インダクタＬ１−放電灯ＬａおよびコンデンサＣ１−ダイオードＤ１−スイッチング素子Ｑ３−インダクタＬ１の経路が形成される。このクランプモードにおいても、図１２（ｅ）のようにインダクタＬ１に電流を連続的に流しているから、深く調光しても放電灯Ｌａの点灯状態は不安定にならない。
【００８１】
以上説明したように、本実施形態は第２の実施の形態において調光時の制御対象となるスイッチング素子を２個にしているが、他の構成および動作は第２の実施の形態と同様であって、同様に機能するものである。また、チョッパ回路のスイッチング素子として機能するスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを調節するから、放電灯Ｌａを調光することだけではなく、交流電源ＡＣからの入力電力の制御も可能になる。このことによって、平滑コンデンサＣ０の両端電圧を放電灯Ｌａが調光時に安定点灯しやすいように調節することが可能になる。
【００８２】
（第５の実施の形態）
本実施形態は、図１３に示すように、図２１に示した従来例３と同様の回路構成を有する。ただし、本実施形態ではＭＯＳＦＥＴＱ３，Ｑ４の接続点とインダクタＬ１との間に直流カット用のコンデンサＣｃを挿入してある。もっともコンデンサＣｃは本実施形態に必須というわけではなく、放電灯Ｌａへの印加電圧に直流分が重畳されていても差し支えなければコンデンサＣｃは省略してもよい。
【００８３】
図１３に示す構成でも図１に示した構成と同様にフルブリッジ型のインバータ回路ＩＮＶを構成しており、スイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４を用いている。ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４はボディダイオードを備えるから、ダイオードＤ１〜Ｄ４は設けてなくてもよいが、図１３においてはボディダイオードをダイオードＤ１〜Ｄ４として示してある。
【００８４】
ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４は２個ずつ直列接続され、両直列回路は平滑コンデンサＣ０に並列接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の接続点とＭＯＳＦＥＴＱ３，Ｑ４の接続点との間にはインダクタＬ１とコンデンサＣ１と放電灯Ｌａと直流カット用のコンデンサＣｃとからなる負荷回路Ｚが接続される。したがって、インバータ回路ＩＮＶおよび負荷回路Ｚの構成については図６に示した第２の実施の形態の構成と同じものである。
【００８５】
ただし、図６に示す構成例では交流電源ＡＣがフィルタ回路Ｆを介してダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢによって全波整流されるのに対して、図１３に示す構成例では２個のダイオードＤ５，Ｄ６を順方向に直列接続した直列回路を平滑コンデンサＣ０に並列接続し、両ダイオードＤ５，Ｄ６の接続点に一端を接続したインダクタＬ０の他端をフィルタ回路Ｆの一方の出力端に接続してある。また、フィルタ回路Ｆの他方の出力端はＭＯＳＦＥＴＱ１，Ｑ２の接続点に接続される。ダイオードＤ５，Ｄ６はダイオードＤ１，Ｄ２とともにダイオードブリッジを構成する極性に接続されている。各ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４は図示しない制御回路によって制御される。また、図示していないが交流電源ＡＣの電圧極性を検出する手段も備えている。
【００８６】
ＭＯＳＦＥＴＱ１〜Ｑ４は、第２の実施の形態ないし第４の実施の形態と同様に、インバータ回路ＩＮＶを構成する４個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のうち、チョッパ回路に兼用されているスイッチング素子Ｑ２に対する対角位置であるスイッチング素子Ｑ３を除くスイッチング素子（つまり、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ４の少なくとも１個）のオンデューティを制御することによってクランプモードを生じさせ、負荷である放電灯Ｌａに共振電流を連続的に流しながらも出力を制御するのである。
【００８７】
本実施形成は、対角位置の各組のスイッチング素子（つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４とスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３）を同時にオンオフさせるのではなく、少なくとも一方の組についてはいずれか一方のスイッチング素子のオンデューティを変化させる点で従来例３と異なるが、他の構成および動作は従来例３と同様である。したがって、交流電源ＡＣの電圧が正の半サイクルである期間は、スイッチング素子Ｑ１がチョッパ回路のスイッチング素子として機能し、スイッチング素子Ｑ１がオンになると交流電源ＡＣ−フィルタＦ−インダクタＬ０−ダイオードＤ５−スイッチング素子Ｑ１−フィルタＦ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ１がオフになるとインダクタＬ０に蓄積された電磁エネルギが放出されることにより、交流電源ＡＣ−フィルタＦ−インダクタＬ０−ダイオードＤ５−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ２−フィルタＦ−交流電源ＡＣの経路で電源から入力電圧に比例した電流を引き込む。
【００８８】
一方、交流電源ＡＣの電圧が負の半サイクルである期間は、スイッチング素子Ｑ２がチョッパ回路のスイッチング素子として機能し、スイッチング素子Ｑ２がオンになると交流電源ＡＣ−フィルタＦ−スイッチング素子Ｑ２−ダイオードＤ６−インダクタＬ０−フィルタＦ−交流電源ＡＣの経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオフになるとインダクタＬ０に蓄積された電磁エネルギが放出されることにより、交流電源ＡＣ−フィルタＦ−ダイオードＤ１−平滑コンデンサＣ０−ダイオードＤ６−インダクタＬ０−フィルタＦ−交流電源ＡＣの経路で電源から入力電圧に比例した電流を引き込む。
【００８９】
上述のような動作によって入力力率が高くなり、かつ入力電流歪を小さくすることができる。また、本実施形態では交流電源ＡＣの電圧が正の半サイクルである期間にはスイッチング素子Ｑ１がチョッパ回路に兼用されるから、スイッチング素子Ｑ４のオンデューティは制御することができず、また交流電源ＡＣが負の半サイクルである期間にはスイッチング素子Ｑ２がチョッパ回路に兼用されるから、スイッチング素子Ｑ３のオンデューティは制御することができない。その他の動作は第２ないし第４の実施の形態と同様であって、クランプモードを生じさせてスイッチングの周波数を変化させずに放電灯Ｌａの調光を可能とする。その結果、比較的簡単な制御回路で出力を調節することができ、しかもスイッチングの周波数を変化させないからフィルタＦの設計が容易であり、フィルタＦに小型のものを用いることができる。また、第４の実施の形態のように、チョッパ回路に兼用されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンデューティを制御すれば、入力電力を制御することができるから、放電灯Ｌａを調光する際に安定点灯するように平滑コンデンサＣ０の端子電圧を調節することが可能になる。しかも、本実施形態では、交流電源ＡＣの電圧の半サイクルごとにコンデンサＣ１に印加される電圧のうち直流電圧成分の極性が交互に入れ替わるので、放電灯Ｌａの管内の電子や各気体分子の偏在を軽減し、カタホレシス現象を生じにくくする効果もある。他の構成および動作は第１ないし第４の実施の形態と同様である。
【００９０】
【発明の効果】
請求項１の発明は、ブリッジ回路を構成する４個のスイッチング素子と、ブリッジ回路の両アームに並列接続された直流電源としての平滑コンデンサと、各スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された４個のダイオードと、ブリッジ回路の各アームにおけるスイッチング素子同士のそれぞれの接続点の間に接続されＬＣ共振回路を含む負荷回路と、各スイッチング素子をオンオフさせる制御回路とを備え、前記制御回路が、前記ブリッジ回路の各アームを構成する各２個のスイッチング素子が交互にオンオフするとともに、前記負荷回路を挟んで直列接続される対角位置の各組の２個のスイッチング素子が同時にオンに移行するように各スイッチング素子を制御し、対角位置の２個のスイッチング素子をオフに移行させる際に一方のスイッチング素子を他方のスイッチング素子よりも先にオフにすることにより、前記直流電源と前記負荷回路とを切り離すとともに負荷回路の両端間を短絡するクランプモードの期間を設け、クランプモードの期間の長さを調節することにより負荷への供給電力を調節するるものであり、負荷回路を直流電源から切り離すとともに負荷回路の両端間を短絡するクランプモードの期間を設けていることによって、負荷回路に連続した共振電流を流すことでノイズの発生を少なくしながらも負荷回路への供給電力を調節することができる。しかも、スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させることなく出力を制御可能としているからノイズ対策が容易である上に、ブリッジ回路を構成するスイッチング素子のうちの１個のオン期間を制御すれば負荷への供給電力を制御することができるから、制御回路の構成も比較的簡単なものになる。
【００９１】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、交流電源を整流する整流器と、整流器の直流出力を直流−直流変換して前記平滑コンデンサを充電するチョッパ回路とを備え、チョッパ回路が整流器の直流出力端間に接続されたインダクタおよびチョッパ用のスイッチング素子との直列回路と、前記平滑コンデンサとの直列回路がチョッパ用のスイッチング素子の両端間に接続されるインダクタとからなるものであり、直流電源として独立したチョッパ回路を備えるから、ブリッジ回路を用いて構成されているインバータ回路への入力電圧を容易に制御することができる。
【００９２】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、交流電源を整流する整流器と、ブリッジ回路を構成するスイッチング素子のうちの１個のスイッチング素子との直列回路が整流器の直流出力端間に接続されたインダクタとを備え、前記制御回路は、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子と対角位置であるスイッチング素子を除くいずれかのスイッチング素子のオン期間を、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子のオン期間よりも短くするものであり、ブリッジ回路を構成するスイッチング素子のうちの１つをチョッパ用のスイッチング素子として兼用するから、構成部品が少なくなる。また、スイッチング周波数を変化させることなく出力を制御可能とししているから、交流電源と整流器との間に高周波阻止用の小型のフィルタを設けるだけでノイズを抑制することができる。
【００９３】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、前記制御回路が、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子のオン期間を、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子のオン期間よりも短くするものであり、インダクタと直列接続されているスイッチング素子のオン期間を制御することで、平滑コンデンサの両端電圧を制御することができる。
【００９４】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、前記制御回路が、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子とともに前記ブリッジ回路の一方のアームを構成するスイッチング素子と、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子との一方のオン期間を他方よりも短くするものであり、請求項４の発明に加えて他のスイッチング素子のオン期間も制御するから、負荷への出力をより広範囲に調節することが可能になる。
【００９５】
請求項６の発明は、請求項１の発明において、前記平滑コンデンサの両端間に接続される一対のダイオードの直列回路と、前記ブリッジ回路の一方のアームを構成する２個のスイッチング素子の接続点と前記一対のダイオードの接続点との間に交流電源との直列回路が接続されたインダクタとを備え、前記制御回路は、インダクタとの直列回路が整流器の直流出力端間に接続されているスイッチング素子と対角位置であるスイッチング素子を除くいずれかのスイッチング素子のオン期間を、そのスイッチング素子の対角位置であるスイッチング素子のオン期間よりも短くするものであり、交流電源の電圧極性に応じてチョッパ回路用に用いるスイッチング素子が入れ替わるように動作させることができ、負荷回路への直流的な偏りが少なくなる。たとえば、負荷回路が放電灯を含む場合にはカタホレシス現象の発生を抑制することができる。
【００９６】
請求項７の発明は、請求項１ないし請求項６の発明において、前記負荷回路がフィラメントを有する放電灯を含むものであり、上述した各請求項の電源回路を用いることによって、深い調光を安定して行うことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】同上の動作説明図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】本発明の第２の実施の形態を示す回路図である。
【図７】同上の動作説明図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】本発明の第３の実施の形態を示す動作説明図である。
【図１０】同上の動作説明図である。
【図１１】本発明の第４の実施の形態を示す動作説明図である。
【図１２】同上の動作説明図である。
【図１３】本発明の第５の実施の形態を示す回路図である。
【図１４】従来例を示す動作説明図である。
【図１５】同上の動作説明図である。
【図１６】同上の動作説明図である。
【図１７】他の従来例を示す回路図である。
【図１８】同上に用いる制御回路を示す回路図である。
【図１９】同上の動作説明図である。
【図２０】同上の動作説明図である。
【図２１】さらに他の従来例を示す回路図である。
【図２２】同上の動作説明図である。
【図２３】同上において負荷に用いる放電灯を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は一部切欠した平面図である。
【符号の説明】
ＡＣ  商用電源
Ｃ０  平滑コンデンサ
Ｃ１  コンデンサ
ＣＮ  制御回路
Ｄ１〜Ｄ４  ダイオード
Ｄ５，Ｄ６  ダイオード
ＤＢ  整流器
ＩＮＶ  インバータ回路
Ｌ１  インダクタ
Ｌ０  インダクタ
Ｌａ  放電灯
Ｑ１〜Ｑ４  ＭＯＳＦＥＴ
Ｚ  負荷回路
【図１】
0004284806.tif 000002
【図２】
0004284806.tif 000003
【図３】
0004284806.tif 000004
【図４】
0004284806.tif 000005
【図５】
0004284806.tif 000006
【図６】
0004284806.tif 000007
【図７】
0004284806.tif 000008
【図８】
0004284806.tif 000009
【図９】
0004284806.tif 000010
【図１０】
0004284806.tif 000011
【図１１】
0004284806.tif 000012
【図１２】
0004284806.tif 000013
【図１３】
0004284806.tif 000014
【図１４】
0004284806.tif 000015
【図１５】
0004284806.tif 000016
【図１６】
0004284806.tif 000017
【図１７】
0004284806.tif 000018
【図１８】
0004284806.tif 000019
【図１９】
0004284806.tif 000020
【図２０】
0004284806.tif 000021
【図２１】
0004284806.tif 000022
【図２２】
0004284806.tif 000023
【図２３】
0004284806.tif 000024