(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
鋸歯状波電流を発生する鋸歯状波電流源と、
該鋸歯状波電流を電圧に変換し波形表示装置へ出力する電流電圧変換器と、
被測定コンデンサを搭載する基板と、
該被測定コンデンサの両端の電圧を増幅し波形表示装置へ出力する電圧検出器とを備え、
上記鋸歯状波電流を被測定コンデンサへ導く電流パターンと被測定コンデンサの両端の電圧波形を観測または測定に導く電圧検出パターンを有し、
該電圧検出パターンを介して観測されたまたは測定された電圧波形を鋸歯状波電流の上昇区間または下降区間の２等分点の時刻を中心軸とした対称成分と非対称成分に分解して、
該対称成分と非対称成分の値より、被測定コンデンサの等価直列抵抗と、等価直列インダクタンスと、等価直列静電容量とを算出することを特徴とする平滑用コンデンサの特性測定装置。
【請求項２】
上記電圧検出パターンの出力端に抵抗とコンデンサからなる低域周波数成分を通過するフィルタを配置して、該抵抗の両端の電圧波形を出力することを特徴とする請求項１に記載の平滑用コンデンサの特性測定装置。
【請求項３】
上記電圧検出パターンが、基板の表面と裏面に交差して形成された一対の導体パターンであることを特徴とする請求項１に記載の平滑用コンデンサの特性測定装置。
【請求項４】
上記電圧検出パターンが、基板上に形成された導体平面パターンと補正コイルから構成され、該補正コイルは上記電流パターンと磁気的に結合する位置に配置されていることを特徴とする請求項１に記載の平滑用コンデンサの特性測定装置。
【請求項５】
上記電圧検出パターンが、基板上に立体的に形成された一対の交差する構造体であることを特徴とする請求項１に記載の平滑用コンデンサの特性測定装置。
【請求項６】
上記電流電圧変換器の出力を入力とする第一のサンプルホールド回路と、該第一のサンプルホールド回路の出力を入力とする第一のＡ／Ｄ変換器と、上記電圧検出器の出力を入力とする第二のサンプルホールド回路と、該第二のサンプルホールド回路の出力を入力とする第二のＡ／Ｄ変換器とを備え、
上記コンデンサの諸定数をデジタル演算により算出することを特徴とする請求項１に記載の平滑用コンデンサの特性測定装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パーソナルコンピュータの電源回路等に用いられるＤＣ／ＤＣコンバータの平滑用コンデンサに係り、特にその等価直列抵抗、等価直列インダクタンス、等価直列静電容量を測定する測定装置及びその測定方法に関する。特に、上記諸定数を高精度で測定することが出来て、測定確度の高い測定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
昨今、特にノート型パーソナルコンピュータ等は、ＣＰＵチップの低電圧化が進んでいるが、直流電源からは、＋１０〜＋１５Ｖ程度の比較的高い直流電圧が供給される。このため、図１に示すように鋸歯状波電流を用いたＤＣ／ＤＣコンバータ１１により、ＣＰＵチップ１２に好適な低い直流電圧に変換して、平滑用コンデンサ１３で電圧を平滑化すると共に電力を蓄積し、ＣＰＵチップ１２に電力を供給している。このような用途のＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、低電圧大電流化が進んでおり、低損失化を図るため、平滑用コンデンサ１３の低損失化が要求されている。
【０００３】
ＤＣ／ＤＣコンバータに用いられる平滑用コンデンサ１３は、図２に示すように、等価直列抵抗Ｒｓ、等価直列インダクタンスＬｓ、等価直列静電容量Ｃからなる等価回路で表される。従来、これらの諸定数は、ＬＣＲメータやインピーダンスアナライザによって測定されていた。しかしながら、ＬＣＲメータやインピーダンスアナライザの測定波形は正弦波であり、電流も数十ｍＡ以下と小さい。ところが、実際のＤＣ／ＤＣコンバータの平滑用コンデンサに流れる電流は周波数の高い鋸歯状波であり、その値も数〜数十Ａに及ぶ。このため、ＬＣＲメータやインピーダンスアナライザで得られた等価直列抵抗Ｒｓ、等価直列インダクタンスＬｓ、等価直列静電容量Ｃは、実使用時とは条件がはるかに異なる状態で測定されたものである。
【０００４】
さらに、ＬＣＲメータやインピーダンスアナライザは正弦波の電流、電圧、位相差から等価直列抵抗、等価直列インダクタンス、等価直列静電容量を算出しているため、特にＤＣ／ＤＣコンバータに用いられる平滑用コンデンサでは、損失に直接影響する等価直列抵抗の測定確度が悪いという問題がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
パーソナルコンピュータ等の直流電源回路に用いられる平滑用コンデンサの等価直列抵抗、等価直列インダクタンス、等価直列静電容量を、実使用時に近い状態で高精度で測定することができる測定装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、本発明の測定装置は、鋸歯状波電流を発生する鋸歯状波電流源と、該鋸歯状波電流を電圧に変換し波形表示装置へ出力する電流電圧変換器と、被測定コンデンサを搭載する基板と、該被測定コンデンサの両端の電圧を増幅し波形表示装置へ出力する電圧検出器とを備え、上記鋸歯状波電流を被測定コンデンサへ導く電流パターンと被測定コンデンサの両端の電圧波形を観測または測定に導く電圧検出パターンを有し、該電圧検出パターンを介して観測されたまたは測定された電圧波形を鋸歯状波電流の上昇区間または下降区間の２等分点の時刻を中心軸とした対称成分と非対称成分に分解して、  該対称成分と非対称成分の値より、被測定コンデンサの等価直列抵抗と、等価直列インダクタンスと、等価直列静電容量とを算出することを特徴とする。
【０００７】
上記電圧検出パターンの出力端に抵抗とコンデンサからなる低域フィルタを配置して、該抵抗の両端の電圧波形を出力して変化分（ＡＣ分）のみの波形を出力することが好ましい。これにより、観測・測定のダイナミックレンジを広げることができる。
【０００８】
また、コンデンサの等価直列抵抗または等価直列インダクタンスまたは等価直列静電容量を測定する測定装置は、基板の表面と裏面に交差して形成された一対の導体パターンである電圧検出パターンを有し、または、基板上に形成された導体平面パターンと補正コイルから構成され、該補正コイルは上記電流パターンと磁気的に結合する位置に配置された電圧検出パターンを有し、または基板上に立体的に形成され一対の交差する構造体で構成された電圧検出パターンを有することが好ましい。これにより、等価直列インダクタンスによって発生する電圧の影響を相殺して、等価直列抵抗Ｒｓを精度よく測定することが可能となる。
【０００９】
また、上記電流電圧変換器の出力を入力とする第一のサンプルホールド回路と、該第一のサンプルホールド回路の出力を入力とする第一のＡ／Ｄ変換器と、上記電圧検出器の出力を入力とする第二のサンプルホールド回路と、該第二のサンプルホールド回路の出力を入力とする第二のＡ／Ｄ変換器とを備え、上記コンデンサの諸定数をデジタル演算により算出することが好ましい。これにより、コンデンサの等価直列抵抗または等価直列インダクタンスまたは等価直列静電容量を、デジタルで演算し自動的に求めることが可能となる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図３乃至図１８を参照して説明する。
【００１１】
本発明では、以下の原理でコンデンサの等価直列静電容量Ｃ、等価直列インダクタンスＬｓ、等価直列抵抗Ｒｓを測定する。まず、コンデンサに鋸歯状波電流を流した場合の端子電圧を想定する。
図３に示すように、等価直列静電容量Ｃ、等価直列インダクタンスＬｓ、等価直列抵抗Ｒｓの各成分に電流ｉ（ｔ）を供給すると、これに対応する電圧Ｖｃ（ｔ）（Ｃに対応する）、ＶＬ（ｔ）（Ｌｓに対応する）、ＶＲ（ｔ）（Ｒｓに対応する）は、図４のようにそれぞれ特徴ある波形を示す。もちろん、静電容量Ｃ、等価直列インダクタンスＬｓ、等価直列抵抗Ｒｓは、被測定コンデンサ内にそれぞれ集中してあるわけではなく、全体に分布していると考えられるが、それぞれの成分の大小により、どのように電圧波形Ｖ（ｔ）が変化するのかを考察する上では、分離して考えることができる。
【００１２】
図４に示すように、被測定コンデンサに(1)電流波形のような鋸歯状波電流を流すと、(2)キャパシタンス成分両端電圧ＶＣ（ｔ）、(3)インダクタンス成分両端電圧ＶＬ（ｔ）、(4)抵抗成分両端電圧ＶＲ（ｔ）のような各成分に応じた電圧が現れる。これらの加算合計が(5)平滑コンデンサ両端電圧Ｖ（ｔ）になる。ここで、注目すべきは、各成分がＶ（ｔ）に与える波形上の特徴である。
【００１３】
図４のｔａは、電流ｉ（ｔ）が上昇から下降に転じる時刻、ｔｂは逆に下降から上昇に転じる時刻である。ｔｃは再び下降に転じる時刻で、定常状態ではｉ（ｔａ）＝ｉ（ｔｃ）、Ｖｃ（ｔａ）＝Ｖｃ（ｔｃ）、ＶＬ（ｔａ）＝ＶＬ（ｔｃ）、ＶＲ（ｔａ）＝ＶＲ（ｔｃ）、Ｖ（ｔａ）＝Ｖ（ｔｃ）となる、また、ｔｍはｔａとｔｂの２等分点の時刻、ｔｎはｔｂとｔｃの２等分点の時刻である。Ｖｃ（ｔ）及びＶＬ（ｔ）はｔｍまたはｔｎを中心軸として線対称となり、ＶＲ（ｔ）のみが非対称である。
【００１４】
従って、Ｖｃ（ｔ）、ＶＬ（ｔ）、ＶＲ（ｔ）の単純加算であるＶ（ｔ）のｔｍまたはｔｎの非対称成分はＶＲ（ｔ）に起因すると考えてよい。既知の電流ｉ（ｔ）を被測定コンデンサに通電した場合、Ｖｃ（ｔ）、ＶＬ（ｔ）、ＶＲ（ｔ）は独立して測定することはできないが、Ｖ（ｔ）の波形を観測し、非対称性に着目して、Ｖｃ（ｔ）、ＶＬ（ｔ）、ＶＲ（ｔ）の各成分に分解することが可能である。
【００１５】
この原理より、各成分は下式のように算出できる。
Ｒｓについて：
【数１】
0004227756.tif 000002
【００１６】
Ｌｓについて：
【数２】
0004227756.tif 000003
【００１７】
Ｃについて：
【数３】
0004227756.tif 000004
この計算は、ｉ（ｔ）下降時のＶ（ｔ）から各成分を算出する方法であるが、もちろん時刻ｔｎを中心としてｉ（ｔ）上昇時のＶ（ｔ）から各成分を算出することも同様に可能である。
【００１８】
図５は、既知の鋸歯状波電流ｉ（ｔ）を被測定コンデンサに流し、Ｖ（ｔ）を測定する装置の構成を示す。これは、オシロスコープなどの波形観測機器２４によりＶ（ｔｍ−τ）とＶ（ｔｍ＋τ）を読み取る場合を示している。図５の電流電圧変換器２３は、カレントトランス、カレントプローブ、電流検出抵抗器と差動増幅器で構成したものなどを用いる。
【００１９】
この装置においては、鋸歯状波電流源２１より上記鋸歯状波電流を被測定コンデンサ１３に供給する。そして、その両端に生じる電圧Ｖ（ｔ）を電圧検出器２２にて検出し、波形表示装置２４に入力する。また、鋸歯状波電流ｉ（ｔ）を上記電流電圧変換器２３にて検出し、電流ｉ（ｔ）に比例した電圧として波形表示装置２４に入力する。従って、波形表示装置２４では、被測定コンデンサ１３に流れる電流ｉ（ｔ）と、その両端に生じる電圧Ｖ（ｔ）とを、対比して表示することができる。
【００２０】
図６は、サンプリング回路を付加して、自動測定する場合の構成である。即ち、波形表示装置２４に代えて、サンプルホールド回路２５ａ，２５ｂおよびＡ／Ｄコンバータ２６ａ，２６ｂおよびデジタル演算表示回路２７を用いたものである。電流電圧変換器２３で検出された鋸歯状波電流ｉ（ｔ）は、サンプルホールド回路２５ａによりサンプルホールドされたアナログ値がＡ／Ｄコンバータ２６ａによりデジタル値に変換され、デジタル演算表示回路２７に入力される。また、電圧変換器２２で検出された被測定コンデンサ１３の両端電圧Ｖ（ｔ）は、同様にサンプルホールド回路２５ｂによりサンプルホールドされたアナログ値がＡ／Ｄコンバータ２６ｂによりデジタル値に変換され、デジタル演算表示回路２７に入力される。これにより、図４および上記計算式に示す、各測定値が演算表示回路２７により自動的に演算して表示される。ここで、発振回路およびタイミング調整回路２８は、鋸歯状波電流源２１および演算表示回路２７をタイミング制御する。
【００２１】
図７は、このサンプリング及び演算、表示のタイミング例を示す。図示するように、電流ｉ（ｔ）および電圧Ｖ（ｔ）は、時刻ｔａ、ｔｍ、ｔｂの近傍でサンプリングされ、図４に示すのと等価なデータがデジタル演算により得られる。
【００２２】
次に、被測定コンデンサを実装して測定に供する基板上の導体パターンについて述べる。
図８は基本的な接続パターンの構成例を示す。比較的大電流で微小な直列等価抵抗Ｒｓなどを測定するため、電流パターン３１ａ，３１ｂと、電圧検出パターン３２ａ，３２ｂを分離した４端子測定を行う必要がある。図８のＲとＣは被測定コンデンサ１３の交流成分のみを取り出すフィルタであり、差動増幅器２２を図８のように接続することにより、Ｖ（ｔ）の交流成分のみを増幅する。これは、測定のダイナミックレンジを上げるための構成である。
等価直列インダクタンスＬｓを正確に測定するためには、電圧検出パターン３２ａ，３２ｂの間隔ｄは、被測定コンデンサ１３の電極幅にとるのが望ましいが、後述のように等価直列インダクタンスＬｓが大きいと等価直列抵抗Ｒｓの測定精度が上がらないため、等価直列抵抗Ｒｓ測定時には後述の別パターンを使用することが望ましい。
【００２３】
図９は、等価直列インダクタンスＬｓの影響によるコンデンサ両端電圧波形例を示す。等価直列インダクタンスによる電圧は電流変化点での段差ΔＶＬとなって現れる。
等価直列インダクタンスＬｓが大きく、等価直列抵抗Ｒｓが比較的に小さいと、図９の上段に示すように、Ｖ（ｔｍ＋τ）−Ｖ（ｔｍ−τ）の値がＶｐ-ｐに比較して小さくなってしまう。これに対して、等価直列インダクタンスＬｓが小さく、等価直列抵抗Ｒｓが相対的に大きくなると、図９の下段に示すように、Ｖ（ｔｍ＋τ）−Ｖ（ｔｍ−τ）の値がＶｐ-ｐに比較して大きくなる。従って、Ｖ（ｔ）を増幅する増幅器のダイナミックレンジを考慮すると、なるべく等価直列インダクタンスＬｓ成分の影響を小さくしたほうが図９の下段に示すように等価直列抵抗Ｒｓの測定精度が向上する。
【００２４】
次に、等価直列インダクタンスＬｓの影響を低減するための電圧検出パターンの構成例について述べる。
図１０は、電圧を検出する導体パターン３３ａ，３３ｂを回路基板の表裏面に、交差するように配置してある。電圧検出パターン３３ａ，３３ｂを交差させることにより、コンデンサを流れる電流変化ｄｉ（ｔ）／ｄｔが等価直列インダクタンスＬｓによって発生させるＶＬ（ｔ）を、ｉ（ｔ）に磁気的に結合した電圧検出パターンに誘起する電圧で相殺することができる。
【００２５】
次に、図１１は交差する電圧検出パターン３４ａ，３４ｂを平面状ではなく立体的に構成したものである。図示するように、電圧検出導体３４ａ，３４ｂが三次元的に配置され、コンデンサ電極に接続された二本の導体が互いに磁気的に結合するように配置されている。図１０の平面パターンより結合を上げられるので相殺の効率が高い。ただし、渦電流が発生しないように電流パターンに水平な部分はなるべく細い導体で籠状に構成するのが望ましい。
【００２６】
図１２は、等価直列インダクタンスＬｓの影響を打ち消すための補正コイル３５を設けた構成例である。補正コイル３５は電流パターン３１ａ，３１ｂを流れる電流が作る磁束と図中矢印Ｍで示す向きで磁気結合させる。
【００２７】
図１３は、補正コイル３５に加え、不平衡増幅器３６を用いた構成例である。この例では、電流パターン３１ａ側のＧＮＤと増幅器３６のＧＮＤの間のパターン抵抗が、測定すべき被測定コンデンサの等価直列抵抗Ｒｓより十分に小さくなければならない。
【００２８】
図１４は、補正用コイル３５の電圧を独立した差動増幅器３７ａ，３７ｂで増幅した後、加算器３８によりＶ（ｔ）と加算するものである。差動増幅器のダイナミックレンジは広くなければならないが、差動増幅器３７ａ，３７ｂのゲインを調節することによりΔＶＬの大きさが任意に決められる利点を有する。
【００２９】
図１５は、不平衡型の増幅器３６ａ，３６ｂで図１４と同様の補正をかける構成である。この場合、電流パターン３１ａ側のＧＮＤと増幅器３６ｂのＧＮＤの間のパターン抵抗が、測定すべき被測定コンデンサの等価直列抵抗Ｒｓより十分に小さくなければならない。
【００３０】
次に、被測定コンデンサ１３を基板に実装せずに、テストフィクスチャーを使用する場合の、電流電極について述べる。この構造は、被測定コンデンサ１３の電極１４ａ，１４ｂにプローブ４０を用いて接続するものである。電流を電極１４ａ，１４ｂへなるべく均一に流すため、複数のコンタクトピン（プローブ）４０を用いることが望ましいが、ピン先端と電極間の接触抵抗ｒにぱらつきが生じると各ピンに均一の電流が流れない。そこで、図１６（ｃ）に示すように、電流プローブ４０に直列に電流均一化抵抗Ｒを接続して電流の均一化を図ることが望ましい。電流均一化抵抗Ｒは接触抵抗ｒに対して十分大きい必要がある。
【００３１】
図１７は、針状の電流プローブ４０の代わりに水銀などのきわめて導電性の良い液体４１を使用する例である。これにより、接触電位差を極めて小さくすることが可能である。
【００３２】
図１８に他の実施形態の測定回路を示す。スイッチング制御回路で２つのＦＥＴを交互にＯＮ／ＯＦＦして鋸歯状波電流源２１を構成し、被測定コンデンサ１３に鋸歯状波電流を流す。疑似負荷４４は、安定に定常電流を流す目的と、被測定コンデンサ１３に直流バイアス電圧をかける目的で挿入されている。
【００３３】
これまで本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されず、その技術的思想の範囲内において種々異なる形態にて実施されてよいことは言うまでもない。
【００３４】
【発明の効果】
本発明によれば、鋸歯状波電流を被測定コンデンサへ導く電流パターンと、これに分離して被測定コンデンサの両端の電圧波形を観測または測定に供する電圧検出パターンを設けて、観測されたまたは測定された電圧波形を対称成分と非対称成分に分解して、該成分の値よりコンデンサの等価直列抵抗または等価直列インダクタンスまたは等価直列静電容量を算出している。このことにより、実際のコンピュータ直流電源等に用いられるＤＣ／ＤＣコンバータと同様の動作状態での、平滑用コンデンサの等価直列抵抗、等価直列インダクタンス、等価直列静電容量の測定が可能となる。特に、損失評価に必要な等価直列抵抗の値を正確に測定できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＣＰＵ直流電源用ＤＣ／ＤＣコンバータの基本回路を示す図である。
【図２】平滑コンデンサの等価回路（その１）を示す図である。
【図３】平滑コンデンサの等価回路（その２）を示す図である。
【図４】平滑コンデンサに流す鋸歯状波電流波形及び各部の電圧波形を示す図である。
【図５】本発明の実施形態の測定装置のブロック構成（波形）を示す図である。
【図６】図５の変形例の測定装置を示す図である。
【図７】サンプリングおよび演算、表示のタイミングを示す図である。
【図８】被測定コンデンサを実装した図（基本図）であり、（ａ）は側面図であり、（ｂ）は上面図である。
【図９】検出された電圧波形例を示す波形図である。
【図１０】等価直列抵抗Ｒｓ測定精度向上のための変形実施例を示す図で、（ａ）は側面図であり、（ｂ）は上面図であり、（ｃ）は等価回路図である。
【図１１】等価直列抵抗Ｒｓ測定精度向上のための変形実施例を示す図で、（ａ）は側面図であり、（ｂ）は上面図であり、（ｃ）は等価回路図である。
【図１２】等価直列抵抗Ｒｓ測定精度向上のための変形実施例を示す図で、（ａ）は側面図であり、（ｂ）は上面図であり、（ｃ）はその等価回路である。
【図１３】等価直列抵抗Ｒｓ測定精度向上のための変形実施例を示す図で、（ａ）は側面図であり、（ｂ）は上面図であり、（ｃ）はその等価回路である。
【図１４】等価直列抵抗Ｒｓ測定精度向上のための変形実施例を示す図で、（ａ）は側面図であり、（ｂ）は上面図であり、（ｃ）はその等価回路である。
【図１５】等価直列抵抗Ｒｓ測定精度向上のための変形実施例を示す図で、（ａ）は側面図であり、（ｂ）は上面図であり、（ｃ）はその等価回路である。
【図１６】デストフィクスチャを使用する場合の、電流を供給する接続構造を説明する図であり、（ａ）は側面図であり、（ｂ）は上面図であり、（ｃ）は電流均一化のため抵抗Ｒを接続した図である。
【図１７】図１６の変形例を説明する図である。
【図１８】本発明の他の実施例の測定回路を示す図である。
【符号の説明】
１１    ＤＣ／ＤＣコンバータ
１２    ＣＰＵ
１３    平滑用コンデンサ
２１    鋸歯状波電流源
２２    電圧検出器
２３    電流電圧変換器
２４    波形表示装置
【図１】
0004227756.tif 000005
【図２】
0004227756.tif 000006
【図３】
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【図４】
0004227756.tif 000008
【図５】
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【図６】
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【図７】
0004227756.tif 000011
【図８】
0004227756.tif 000012
【図９】
0004227756.tif 000013
【図１０】
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【図１１】
0004227756.tif 000015
【図１２】
0004227756.tif 000016
【図１３】
0004227756.tif 000017
【図１４】
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【図１５】
0004227756.tif 000019
【図１６】
0004227756.tif 000020
【図１７】
0004227756.tif 000021
【図１８】
0004227756.tif 000022