(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
プロセス制御ループ（１２）に接続する入出力回路（７４）と、
プロセス変数からなる第１の感知パラメータに応じて変化する第１のインピーダンスを有する第１のセンサ（４０Ｌ）と、
プロセス変数からなる第２の感知パラメータに応じて変化する第２のインピーダンスを有する第２のセンサ（４０Ｈ）と、
第１のセンサに接続された第１の励起ＡＣ信号（Ｓ1）と第２のセンサに接続された前記第１の励起ＡＣ信号とは位相の異なる第２の励起ＡＣ信号（Ｓ2）とを発生する信号発生器（６０）と、
前記第１および第２のセンサの出力に接続されて、前記第１および第２のセンサのＡＣ出力を結合して加算出力にする加算ノード（４４）と、
前記加算ノードに接続され、前記加算出力を受信し、前記加算出力である前記第１および第２のセンサからの加算されたＡＣ出力を表すディジタル出力を供給するアナログ／ディジタル変換器（５４）と、
前記アナログ／ディジタル変換器からの出力に接続され、前記第１、第２の励起ＡＣ信号に基づいた処理を前記ディジタル出力に対して行い、前記第１及び第２の感知パラメータをそれぞれ抽出し、該抽出された第１及び第２の感知パラメータをプロセス制御ループを介して伝送するための入出力回路に供給するディジタル信号処理回路（７０）とを備えていることを特徴とするプロセス制御システム内の伝送器。
【請求項２】
前記第１、第２のセンサ（４０L，４０H）がコンデンサを備えていることを特徴とする請求項１の伝送器。
【請求項３】
前記アナログ／ディジタル変換器（５４）が、シグマ−デルタ変換器からなることを特徴とする請求項１の伝送器。
【請求項４】
前記アナログ／ディジタル変換器（５４）が、前記加算ノード（４４）に接続された反転入力をもつ演算増幅器を含むことを特徴とする請求項１の伝送器。
【請求項５】
第３の感知パラメータに応答して変化する第３のインピーダンスをもつ第３のセンサ（１６２，１６４）と、
該第３のセンサに接続され、前記第１、第２の励起信号とは周波数が異なる第３の励起ＡＣ信号（１８０，１８２）とをさらに具備し、
前記加算ノードが前記第３のセンサの出力に接続され、前記アナログ／ディジタル変換器が前記第１、第２のセンサ及び第３のセンサからの加算出力を表すディジタル出力を提供し、前記ディジタル信号処理回路が前記第３の励起ＡＣ信号の周波数に基づいた処理を前記ディジタル出力に対して行い、前記第３の感知パラメータを抽出し該抽出された第３の感知パラメータを提供することを特徴とする請求項１の伝送器。
【請求項６】
前記第３のセンサが、可変レジスタからなることを特徴とする請求項５の伝送器。
【請求項７】
前記ディジタル出力を前記ディジタル信号処理回路に接続するアイソレータを含むことを特徴とする請求項１の伝送器。
【請求項８】
第１および第２のディジタル励起信号（Ｄ1，Ｄ2）を発生するディジタル信号発生器（６０）と、
前記第１および第２のセンサに接続され、前記ディジタル励起信号を前記第１および第２の励起ＡＣ信号に変換するディジタル／アナログ変換器（６２）とをさらに含むことを特徴とする請求項１の伝送器。
【請求項９】
前記第１、第２の励起ＡＣ信号が、正弦波を含んでいることを特徴とする請求項１の伝送器。
【請求項１０】
時間によって変化し、互いに位相の異なるディジタル励起信号（Ｄ1，Ｄ2）を発生するディジタル信号発生器（６０）と、
前記第１及び第２のセンサに接続され、前記ディジタル励起信号をアナログ励起信号に変換し、それによって前記第１及び第２の励起ＡＣ信号を発生するディジタル／アナログ変換器（６２）とをさらに具備したことを特徴とする請求項１の伝送器。
【請求項１１】
複数の感知パラメータに応答する複数の可変インピーダンスを有する複数のセンサ（４０Ｌ，４０Ｈ）と、
前記複数のセンサの各々に印加されて複数のセンサ出力信号を生じさせる周波数が異なる信号もしくは疑似ランダム信号である励起信号（Ｓ1，Ｓ2）を発生する信号発生回路（６０）と、
前記複数のセンサ出力信号の加算和を示す加算信号を出力する加算ノード（４４）と、
前記加算ノードに接続され、前記励起信号（Ｓ1，Ｓ2）に基づいた処理を前記加算信号に対して行い、前記複数の感知パラメータのそれぞれを抽出する信号処理回路（７０）と、
プロセス制御ループ（１２）および前記信号処理回路に接続され、前記プロセス制御ループを介して、前記それぞれ抽出された複数の感知パラメータを伝送する出力回路（７４）とを備えていることを特徴とするプロセス制御ループ内の伝送器。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
本発明は、センサ入力信号のディジタル表示を提供するアナログ／ディジタル変換器を有するプロセス制御伝送器に関するものである。より詳細には、本発明は、センサ信号のディジタル表示に変換される感知パラメータを示すセンサ信号を発生するセンサを有するプロセス制御伝送器に関するものである。センサ信号は感知されたパラメータを示している。
プロセス制御産業における伝送器は、一般的には、電力を受け取るのと同じ２線を介してコントローラと交信する。伝送器は、コントローラからコマンドを受信し、感知された物理パラメータを示す出力信号をコントローラに送り返す。一般に使用されている方法は、４ｍＡと２０ｍＡとの間でその大きさが変わる電流で感知パラメータが表される電流ループである。
伝送器は、プロセスに関連した物理パラメータを感知するセンサを含んでいる。センサは、制御されるプロセスの特性に応じて、いくつかの変数の中の１つを示すアナログ信号を出力する。これらの変数は、例えば、圧力、温度、流量、ｐＨ、混濁度およびガス濃度を含んでいる。いくつかの変数は、センサ出力の信号振幅が１０，０００倍も変化する流量のような非常に大きいダイナミックレンジを有している。
伝送器内のアナログ／ディジタル変換器は、その後に伝送器の中で解析するか、あるいは遠隔位置に伝送するために、アナログセンサ信号を感知された物理パラメータのディジタル表示に変換する。一般的には、マイクロプロセッサが感知されたディジタル化信号を補償し、伝送器内の出力回路が補償された物理パラメータを示す出力を２線ループを介して遠隔位置に送る。物理パラメータは、制御されるプロセスの特性に応じて、一般的には毎秒２、３回だけ更新され、アナログ／ディジタル変換器は、一般的には１６ビットの分解能を有し、雑音に対しては低感度である必要がある。
電荷平衡形変換器が、アナログ／ディジタル変換を行なうために伝送器内で使用される。１つのこのような変換器は、フリック（Frick）他に対して１９９２年、１月２１日に発行された米国特許第５，０８３，０９１号「電荷平衡形フィードバック測定回路」に記載されている。このような伝送器内のセンサは、プロセス変数に応じて変わるインピーダンスを生じる。インピーダンスからの出力は、電荷平衡形変換器によってインピーダンスのディジタル表示に変換される。このディジタル表示は、センサ回路を他の伝送器回路から分離する分離障壁を介して伝送することができる。
電荷平衡形変換器はシグマ-デルタ（ΣΔ）変換器のタイプである。このような変換器の出力は、１ビットの幅を有する直列ビットストリーム（連続ビット列）である。この１ビット幅の２進信号は、センサインピーダンスからの出力信号の振幅および周波数をディジタル的に示すのに必要な全ての情報を含んでいる。出力の直列フォーマットは、分離障壁を介する伝送に良く適合している。シグマ-デルタ変換器はまた、雑音に対する低い感受性しか示さずに、高い分解能出力を供給する。
発明の要約
本発明は、プロセス制御システムのための伝送器内のアナログ／ディジタル変換器に２以上の信号を多重化する技術を提供する。これらの信号は、プロセス変数センサ、基準値あるいは補償のために使用された他のセンサからの出力であってもよい。一般に、これらの信号は感知パラメータと呼ばれる。伝送器はプロセス制御ループに接続する入出力回路を含んでいる。第１のセンサは、感知パラメータ、例えばプロセスのプロセス変数に応じて変わる第１のインピーダンスを有する。第２のセンサは、他の感知パラメータに応じて変わる第２のインピーダンスを有する。
第１の励起信号は第１のセンサに供給され、第２の励起信号は第２のセンサに供給される。第１および第２のセンサからの出力は、第１および第２の励起信号および感知パラメータに応答する。加算ノードは、第１および第２のセンサからの出力を加算する。アナログ／ディジタル変換器は加算された和信号をディジタルフォーマットに変換する。ディジタル信号処理回路は、アナログ／ディジタル変換器のディジタル出力から感知パラメータを抽出する。ディジタル信号処理回路は、感知パラメータに基づいた出力を入出力回路に供給し、プロセス制御ループを介して伝送する。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の一実施例による伝送器の簡略ブロック図である。
図２は、一実施例による信号変換回路を示す図１の伝送器のより詳細なブロック図である。
図３は、２つのコンデンサセンサの出力を示すベクトル図である。
図４は、本発明の他の実施例の簡略概略図である。
図５Ａは、本発明とともに使用するための、歪んだ正弦波波形の振幅対時間のグラフである。
図５Ｂは、図５Ａの波形に対して９０°移相された、歪んだ正弦波波形の振幅対時間のグラフである。
好ましい実施例の態様
図１は、接続端子１４でプロセス制御ループ１２に接続された本発明の一実施例による伝送器１０の簡略ブロック図である。伝送器１０は、測定回路１６およびセンサ回路１８を含んでいる。測定回路１６は、２線ループ１２に接続し、ループ１２上に情報を送受信するために使用される。測定回路１６は、ループ１２を通って流れるループ電流Ｉから発生される、伝送器１０のための電源回路も含んでいる。
一実施例では、測定回路１６およびセンサ回路１８は、伝送器１２内の別々の区画に収容され、アイソレータ２０によって電気的に分離（絶縁）される。アイソレータ２０は、電気的にアースされたセンサに必要な分離障壁である。センサ回路１８は、感知パラメータに応答する複数の可変インピーダンスを有するセンサ（インピーダンスとして示されている）２２を含んでいる。
ここで使用されるように、感知パラメータは、プロセス（すなわち、温度、圧力、差圧、流量、ひずみ、ｐＨ等）を示すプロセス変数、基準レベルおよび、他の感知変数を補償するために使用される、センサ温度のような補償変数を含んでいる。励起信号は、電気結線２６を介して励起入力回路２４によってインピーダンス２２に供給される。他の励起信号は光学的、機械的、磁気的信号等を含んでもよい。インピーダンス２２は、励起入力２４からの励起入力信号に応じて出力２７上に出力信号を発生する。出力信号は感知パラメータに基づく変数である。
本発明では、インピーダンス素子２２は、励起入力２４とは異なる励起信号に接続された１つあるいはそれ以上の個別の可変インピーダンスを含んでいる。各個別インピーダンスは変換回路２８に出力信号を供給し、前記変換回路はそれぞれの信号を接続して単一のディジタル出力ストリームにディジタル化する。変換回路２８は、出力線３０上の出力を、変換回路２８を電気的に分離するアイソレータ２０に供給する。アイソレータ２０は、感知パラメータの測定における接地ループ雑音を減少させる。アイソレータ２０は、線３２上の分離出力を測定回路１６に供給する。
測定回路１６は、変換回路２８から受信されたディジタル化信号の表示をループ１２上へ伝送する。一実施例では、この表示はアナログ電流レベルあるいはディジタル信号である。好ましい実施例では、測定回路１６は、ディジタル信号を受信し、インピーダンス素子２２の別個のインピーダンスによって発生された個別信号を再生する。線２６、２７、３０および３２は、電気導体、光ファイバケーブル、圧力通過路あるいは他の接続手段を含む任意の適当な伝送媒体で構成してよい。
図２は、２線のプロセス制御ループ１２を介して制御室回路３６に接続された伝送器１０を示す、伝送器１０のより詳細なブロック図である。制御室回路３６は、抵抗器３６Ａおよび電圧源３６Ｂとしてモデル化されている。電流ＩLはループ１２から伝送器１０を通って流れる。
図２に示された実施例では、センサ２２は、圧力ＰHおよびＰLのそれぞれに応答し、容量ＣHおよびＣLを有するコンデンサ圧力センサ４０Ｈおよび４０Ｌを含んでいる。容量ＣHおよびＣLは、例えば、感知されたプロセス圧力を示している。コンデンサ４０Ｌは、入力回路２４から入力線２６を介して励起入力信号Ｓ1を受信する。コンデンサ４０Ｈは、入力回路２４から入力線２６を介して励起入力信号Ｓ2を受信する。コンデンサ４０Ｈおよび４０Ｌはこれらに応答して、出力線４２Ｈおよび４２Ｌ上のそれぞれに出力信号ＯHおよびＯLを発生する。出力線４２Ｈおよび４２Ｌは、線２７を介して変換回路２８に接続する加算ノード４４において相互に接続される。
変換回路２８はハイ入力インピーダンス増幅器４６を含んでいる。一実施例では、増幅器４６は、出力端子からコンデンサ５０を通って反転入力端子への負帰還を有する演算増幅器４８を備えている。増幅器４８の非反転入力はシャーシあるいはアース電位接地５２に接続されている。演算増幅器４８の反転入力は、線２７を通して加算ノード４４に接続する。増幅器４６からの出力は、既知のシグマ-デルタ変換技術に従って作動するシグマ-デルタ変換回路５４に供給される。例えば、バーンハード・イー・ボサー（Bernhard E. Boser）他著の「シグマ-デルタ変調アナログ／ディジタル変換器の設計」と題する論文（ＩＥＥＥ  ＪＯＵＲＮＡＬ  ＯＦ  ＳＯＬＩＤ-ＳＴＡＴＥ  ＣＩＲＣＵＩＴＳ、第２３巻、第６号、１９８８年１２月、第１２９８〜１３０８ページ）は、シグマ-デルタ変換器の設計について記述している。
シグマ-デルタ変換回路５４は、センサ出力の全ダイナミックレンジにわたって、センサ２２のために使用される特定のセンサのための十分高いサンプリングレートおよび分解能を有するように構成されるべきである。シグマ-デルタ変換回路５４は、単一ビット幅を有するビットストリーム出力を線３０上に供給する。このディジタル出力は、増幅器４６によって供給される入力信号の振幅位相および周波数をディジタル的に示すのに必要な情報の全てを含んでいる。
励起入力回路２４からの励起信号Ｓ1およびＳ2は、任意の適当な技術を使用して発生することができる。図示された実施例では、信号Ｓ1およびＳ2は、ディジタル信号出力Ｄ1およびＤ2をディジタル／アナログ変換器６２に供給するディジタル信号発生器６０を使用して発生される。ディジタル／アナログ変換器６２は、これに応答してアナログ信号Ｓ1およびＳ2を発生する。発生器６０は、変換回路５４にも接続され、クロック信号を回路５４に供給する。
１つの好ましい実施例では、信号Ｓ1およびＳ2は、約１０Ｈｚ〜約１００Ｈｚの周波数および９０°の相対位相差を有する正弦波信号である。一実施例では、信号発生器６０の出力は、コンデンサ４０Ｈおよび４０Ｌの製造工程でのばらつきを補償するように調整される。例えば、位相、周波数、波形および振幅を調整することができる。信号発生器６０は、アイソレータ２０Ｂを通してクロック信号および通信信号を受信する。クロック信号はまた、回路１８に電力を供給するための、分離された供給電圧ＶSIを発生するように、電源６１でも使用される。
測定回路１６は、アイソレータ２０Ａおよびデシメーティング（decimating）フィルタ７２を通してシグマ-デルタ変換回路５４から出力を受信する、マイクロプロセッサ／ディジタル信号プロセッサ７０を含んでいる。一実施例では、データバス７３上に伝達されるフィルタ７２の出力は、２４ビットの分解能を有し、その幅が１６〜２４ビットである。デシメーティングフィルタ７２は、線３２上の、より低いデータレートのディジットを有する単一ビット幅のデータストリームを、マイクロプロセッサ７０によって使用するためのバイト幅を有するデータストリームにフォーマットし直す。
マイクロプロセッサ／ディジタル信号処理回路７０はまた、励起入力信号Ｓ1およびＳ2に対する基準信号を供給する入力回路２４からの入力も受信する。マイクロプロセッサ７０は、ディジタル化信号を処理し、個別のコンデンサ４０Ｈおよび４０Ｌの各々から発生された信号を抽出する。一般的には、２つの相異なる信号が、励起信号Ｄ1およびＤ2の位相、周波数および振幅を示す情報を使用して抽出される。マイクロプロセッサ７０は、コンデンサ４０Ｈで感知された絶対圧、コンデンサ４０で感知された絶対圧、および差圧を計算する。
マイクロプロセッサ７０は、これらの情報を、データバス７６を介して入出力（Ｉ／Ｏ）回路７４に供給する。Ｉ／Ｏ回路７４は、端子１４を通してプロセッサ制御ループ１２に接続し、ループ電流ＩLを受け取る。Ｉ／Ｏ回路７４は、回路１６および伝送器１０に電力を供給する電源電圧ＶSを、電流ＩLから発生する。Ｉ／Ｏ回路７４は、感知圧力に関連した情報をループ１２を介して制御室３６に伝送する。この情報の伝送は、ディジタル伝送あるいは任意の適当な伝送技術を用いて電流ＩLを制御することによって行なわれる。
図３は、信号ＯH、ＯLおよび（ＯH＋ＯL）を示すベクトル図である。図３は、加算ノード４４におけるアナログ加算によって発生された（ＯH＋ＯL）の接続を示している。個別の信号ＯHおよびＯLは、それぞれ＋４５°および−４５°における振幅を決定することによって再生することができる。これによって、コンデンサ４０Ｈおよび４０Ｌによって感知された圧力ＰHおよびＰLが決定できる。接続信号（ＯH＋ＯL）の位相ずれθRは、最大の精度および分解能で（ＰH−ＰL）を決定するために時間ドメイン（domain）で測定することができる。
図２に示された技術は、伝送器内の単一アイソレータを通して多数の異なるチャネルの情報を伝送するのに有用である。例えば、伝送器のセンサ回路は、差圧、絶対圧、温度変化、絶対温度およびセンサ温度のような、いかなる感知パラメータをも測定できる。付加パラメータは、差圧の読みおよび絶対圧の読みを補償するために使用される。
本発明では、コンデンサセンサは、情報の全てのチャネルに対して採用されることができ、異なる周波数、位相、振幅、あるいは波形の信号を使用して励起されることができる。これらのコンデンサの出力は、アナログドメインで加算され、アナログ／ディジタル変換器を使用してディジタル化される。それから、ディジタル信号は、アイソレータを通して測定回路に伝送され、そこで個別の信号がディジタル信号処理を使用して識別される。これらの信号は、プロセス制御ループを介して伝送する前に補償され、計算に使用することができる。
ディジタル信号処理は各周波数成分の振幅および位相を計算する。例えば、ディジタルフィルタは、信号を分離するために使用することができる。出力は、振幅および位相を測定するためにさらに処理することができる。所望の周波数の個別の信号の大きさを決定するために調べられる信号のスペクトルを供給するために、高速フーリエ変換ＦＦＴで実行される離散フーリエ変換ＤＦＴを使用することができる。一実施例では、アナログフィルタが個別の信号を取り出すために使用されるが、一方、アナログフィルタの分解能には限界がある。
一実施例では、励起信号はシステムクロックの周波数に対して発生される相異なる周波数の信号である。ディジタル信号処理回路は、異なる励起信号に応じて発生される信号を識別するための基準として、クロック信号を使用する。他の実施例では、励起信号の異なる位相あるいは振幅を使用できる。
図４は、他の実施例によるセンサ回路１５０の簡略電気回路図である。センサ回路１５０はコンデンサセンサ１５２、１５４、１５６、１５８および１６０を含んでいる。コンデンサセンサ１５２は圧力Ｐ1を測定し、コンデンサセンサ１５４は圧力Ｐ2を測定し、センサ１５６および１５８の組み合わせは圧力（Ｐ1−Ｐ2）を測定する。コンデンサセンサ１８０は、システムを較正し、システム誤差を測定するために使用される較正容量である。
可変抵抗１６２および１６４は、温度Ｔ1およびＴ2に応じて変化し、演算増幅器１６６の非反転入力に接続されている。前記増幅器１６６は負帰還接続され、バッファとして機能する。増幅器１６６の出力はコンデンサ１６８に接続されている。可変インピーダンス１５２〜１６４は、励起信号ｅ1、ｅ2、ｅ3、ｅ4、ｅ5およびｅ6をそれぞれ供給する信号源１７２、１７４、１７６、１７８、１８０および１８２に接続されている。
図４にはまた、各信号発生器１７２〜１８２に隣接して信号ｅ1〜ｅ6の波形が示されている。信号ｅ1は、周波数ｆ1および移相０°を有している。信号ｅ2およびｅ3は、周波数はｆ1であるが、それぞれ位相が１８０°および９０°移相される。信号ｅ4は、ｆ1／２に等しい第２の周波数ｆ2を有する。信号ｅ5およびｅ6は、２×ｆ1として示されている第３の周波数ｆ3であるものとして示されている。信号ｅ6はｅ5に対して１８０°の位相差を有する。励起信号が１８０°離れている実施例では、信号処理回路は個別の励起信号を分離することができないであろう。
コンデンサ１５２〜１６０および１６８からの出力は、増幅器１８４の反転入力にある加算ノード１７０に接続されている。増幅器１８４は、下記の式１で示されるような、積分コンデンサ１８８による負帰還を有する演算増幅器１８６として図示されている。
0004392059.tif 000002
ここで、ｅn＝１７２〜１８２からの励起信号、
ｃn＝コンデンサ１５２〜１６０および１６８の容量値、
ＣI＝コンデンサ１８８の容量値
増幅器１８４は、コンデンサ１５２〜１６０および１６８からの出力の加算和を示す出力をアナログ／ディジタル変換器１９０に供給する。
温度は、温度Ｔ1およびＴ2に応じて抵抗が変わる抵抗器１６２および１６４によって感知される。抵抗器１６２および１６４は、混合（mixing）動作で信号ｅ5およびｅ6を選択的に重み付けし、混合信号を増幅器１６６を通してコンデンサ１６８に供給する。ディジタル信号処理回路（図４に示さず）は、コンデンサ１５２〜１６０および１６８からの出力を識別し、圧力Ｐ1、Ｐ2、（Ｐ1−Ｐ2）、基準容量ＣRおよび温度差（Ｔ1−Ｔ2）を決定する。これらの全ては感知パラメータを示している。一実施例では、基準容量を示す感知パラメータＣRは、他の測定での誤差を補償し、決定するために使用される。
図４の例は周波数が整数倍の正弦波を示しているけれども、他の非正弦波信号を使用することもでき、周波数が非整数倍であったり、非周期的であったり、ランダムあるいは擬似ランダムであったりする信号、または帯域制限されるかあるいは任意所望に組合せられた信号が使用されてもよい。非正弦波信号は、線形、非線形あるいは対数形の位相出力を発生するために使用することができる。励起信号の振幅、周波数あるいは位相は、所望の伝達関数を生成するように感知パラメータの関数として制御することができる。広帯域決定信号あるいはランダム励起信号は、狭帯域干渉の不感域を増すために使用することができる。例えば、擬似ランダムシーケンスは励起信号として使用することができる。これは、マルチユーザ通信システム（ＣＤＭＡ）で使用されるのと同様なコード分割多重化システムである。
感知パラメータの決定は、任意の適当な信号処理技術によってもよい。例えば、位相の変化に関連した瞬間的な周波数のずれは、圧力の変化を検出するために使用できる。これは変化の間中成立する下記の式で示される。
0004392059.tif 000003
ここでｆEXは励起信号の周波数であり、ｆOUTはコンデンサセンサからの出力であり、Ｋは定数であり、またθは位相のずれである。Ｃは、Ｋ・θを圧力の変化に変換する比例定数である。
正弦波信号に対するひずみもまた励起信号として使用されることができ、センサ回路の感度を最適化するために使用できる。例えば、図５Ａは、歪んだ正弦波信号を示し、図５Ｂは、位相が９０°ずらされた図５Ａの正弦波信号を示している。図５Ａおよび図５Ｂに示されるように歪んだ正弦波は、ΔＰ＝０（すなわち、ＣH＝ＣL）の領域で、測定回路の感度を増加させる。
測定に基準波形を使用することもできる。本実施例では、ＣHおよびＣLは位相が１８０°ずらされた励起信号で駆動される。基準コンデンサは、ＣHおよびＣLを駆動するために使用される波形の中のいずれかに対して９０°移相された波形で駆動される。得られる出力振幅は下記の通りである。
振幅＝√（ＣH−ＣL）2＋ＣR2  ……  式５
ここで、ＣHおよびＣLは、高圧センサおよび低圧センサの容量値であり、ＣRは基準容量である。他の実施例では、ゼロクロス検知の１／ｆ雑音およびゼロオフセット誤差を除去するために、位相が毎サイクル２回測定される。ゼロオフセット誤差は、２つの信号に同じ量の位相ずれを加算および減算するであろうから、互いに相殺される。
本発明は、従来の技術に関連した多数の問題を解決する。例えば、１つの先行技術は、折り返し（エイリアシング：aliasing）雑音の可能性を増し、変換回路の分解能対応答時間を調整できる能力を制限する時間多重化を使用する。複数のアナログ／ディジタル変換器を使用することは、電力消費を増加させる。さらに、変換器は、予測できない方法で相互干渉し、センサ回路の分離を複雑にするかもしれない。さらに、差信号を測定するために２つの変換器を使用することは、誤差の大きさを２倍にする。
本発明は、アナログ／ディジタル変換器、特にシグマ-デルタ変換器の使用可能な帯域幅の大部分を利用することによる、低電力技術を使用する。単一の変換器しか使用しないために、必要な部品数が低減される。いろいろな構成素子間の相互干渉が最少にされ、より予測可能になる。感知パラメータの全てがシグマ-デルタ変換器の高サンプリング周波数で監視でき、マイクロプロセッサがセンサ出力をサンプリングする前にエイリアシング防止ディジタルフィルタを組み込むことができるために、エイリアシングが制限される。
ここに記載されている特定の構成に対する変形が本発明の範囲内で考えられる。例えば、信号発生、アイソレータを介する伝送、フィルタリング、信号処理、補償、伝送等のような機能のいずれか、あるいは全ては、アナログ回路あるいはディジタル回路で実現できる。これらの技術は、たとえ単一の感知パラメータしか測定されていないとしても、測定中に雑音を減少させるのにたいへん良く適している。さらに、いろいろな特徴や機能の任意の適当な実施も本発明の範囲内で考えられる。励起信号の発生は開示された技術以外の技術によってもよい。インピーダンス素子からの出力を加算する特定の技術も変形されてよく、異なる種類や型のフィルタ、あるいはディジタル／アナログ変換器およびアナログ／ディジタル変換器が使用されてもよい。感知パラメータに応じて変わるインピーダンスを有する任意の適当なインピーダンス、あるいは任意の数の素子が使用されてもよい。
個別のセンサ出力を検出し、識別する他の技術も、他の同期技術あるいは電力発生技術と同様に使用することができる。ファジー論理、神経回路網（neural networks）等のような信号処理技術も使用できる。ディジタル技術あるいはアナログ技術のいずれかで実行されるロックイン（lock-in）増幅器技術のような、さらに他の信号処理技術も使用できる。ロックイン増幅器は、基準信号を使用して他の信号の中の１つの信号を識別し、分離するのに非常に良く適している。
本発明は好ましい実施例に関して記載されているけれども、当業者は、変更が本発明の精神および範囲から逸脱しないで適切な形で詳細に行うことができることを認めるであろう。
【図１】
0004392059.tif 000004
【図２】
0004392059.tif 000005
【図３】
0004392059.tif 000006
【図５】
0004392059.tif 000007
【図４】
0004392059.tif 000008