(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
行×列の２次元マトリクス状に配列された複数の画素に対応して設けられ、入射したＸ線を電荷に変換する電荷変換手段と、
前記電荷変換手段に対応して設けられ、前記電荷変換手段により変換された電荷を蓄積する電荷蓄積手段と、
前記電荷蓄積手段に蓄積された電荷を読み出すことで行内の所定の画素からの信号を得る第１のサイクルを実行し、この第１のサイクルにおいて画素信号に重畳したノイズ信号を収集する第２のサイクルを、当該行の画素電荷が前記第１のサイクルによって全て読み出される以前に実行する読み出し手段と、
を具備することを特徴とするＸ線検出器。
【請求項２】
前記読み出し手段は、少なくとも、電荷蓄積回路及びその電荷蓄積動作を作動させる第１のスイッチ手段、又は電圧積分回路及びその電圧積分動作を作動させる第２のスイッチ手段のいずれかを含むことを特徴とする請求項１に記載のＸ線検出器。
【請求項３】
前記ノイズ信号は、前記電荷蓄積回路又は電圧積分回路のチャージインジェクションに係る成分を含むことを特徴とする請求項２に記載のＸ線検出器。
【請求項４】
前記ノイズ信号は、前記電荷蓄積回路又電圧積分回路のオフセット電流に係る成分を含むことを特徴とする請求項２に記載のＸ線検出器。
【請求項５】
前記読み出し手段の電荷蓄積回路による電荷蓄積動作が作動する期間よりも前記電圧積分回路による電圧積分動作が作動する期間が短くなるように、前記第１、第２のスイッチ手段を制御する手段を具備することを特徴とする請求項２乃至４のいずれかに記載のＸ線検出器。
【請求項６】
前記電荷蓄積手段から電荷を読み出すためのスイッチング素子をさらに具備し、
前記読み出し手段は、当該スイッチング素子を介して前記電荷蓄積手段に蓄積された電荷を読み出すことを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載のＸ線検出器。
【請求項７】
前記ノイズ信号は、前記スイッチング素子のチャージインジェクションに係る成分及び前記スイッチング素子からのリーク電流に係る成分を含むことを特徴とする請求項６に記載のＸ線検出器。
【請求項８】
前記第１のサイクルにより得られた画素信号を保持する第１の保持手段と、
前記第２のサイクルにより得られたノイズ信号を保持する第２の保持手段と、
前記第１の保持手段により保持されている画素信号から前記第２の保持手段により保持されているノイズ信号を減ずる減算手段と、
をさらに具備することを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載のＸ線検出器。
【請求項９】
前記スイッチング素子と電荷蓄積回路の間に設けられる電流増幅器と、
照射Ｘ線エネルギーの強度に応じて前記電流増幅器を制御するための抵抗器と、
をさらに具備することを特徴とする請求項６又は７に記載のＸ線検出器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば医療用のＸ線診断装置に用いられるＸ線検出器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
２次元アレイ型Ｘ線検出器における信号読み出しには様々な手法があるが、Ｘ線照射後に各画素に蓄積された画素電荷をスイッチング素子を経由して信号線に読み出す方式が広く知られており、この方式を実現する最も簡単な構成の読み出し回路は、図７（図８はそのタイミングチャート）に示すようなチャージアンプで電荷を電圧変換してサンプリングするものであり、参考文献（"Construction and evaluation of a prototype real-time detector",Zhao et.al,:Med Phys.Vol.24(12),1997）を参考にできる。また、かかる構成を有する回路は、ＥＧ＆Ｇ社により商品名（Amplifier-Multiplexer array chip,MB Series）として市販されてもいる。
【０００３】
このような読み出し回路では、図７に示すように信号線とグランド線の電位分布によるノイズＮ０やチャージアンプの差動入力間に発生するノイズＮ１が考えられており、後者が支配的であるとされている。また、チャージアンプ出力電圧に重畳するノイズが次式によって与えられることも知られている。
【０００４】
ノイズ＝（チャージアンプが発生するノイズＮ１）・（１＋（Ｃｓ／Ｃｆ））ここで、Ｃｓはスイッチング素子からチャージアンプ入力までの容量成分であり、信号線の浮遊容量なども含まれる。Ｃｆはチャージアンプの出力電圧Ｖｏと入力電荷量Ｑとの関係を与える容量成分であり、チャージアンプの出力電圧Ｖｏ＝入力電荷量Ｑ／Ｃｆと表される。
【０００５】
上記の式からも明らかなように、ノイズを低減するためには、チャージアンプの性能を格段に向上させるとともにＣｓの値を小さくすることが必要である。
【０００６】
しかしながら、Ｃｓはゼロにすることが不可能であるばかりか、２次元アレイ検出器の各画素の電荷を運ぶ信号線が長くなればなるほど大きくなってしまう。このためノイズの低減には限界があった。また、仮にＣｓが十分に小さくなるような設計がなされたとしても、チャージアンプのノイズ成分Ｎ１以下には低減できない。チャージアンプのノイズは、これを構成する初段のＦＥＴ等の性能で決まる。このＦＥＴ等の性能向上にも限界があり、低ノイズのものは高価であるため量産が困難になる。
【０００７】
上述したような読み出し回路を構成するためには、差動増幅器などの能動素子が使用されるが、一般に、これら能動素子はオフセット電流を発生する。すなわち、電荷蓄積が行われている最中に、信号電荷とは無関係のオフセット電流が発生し、かかるオフセット電流に基づく電荷が信号電荷に重畳して蓄積されてしまう。つまり、図８に示されるτの期間に蓄積されるオフセット電流が、Ｃｆにオフセット電荷を形成して信号電荷に重なるわけである。
【０００８】
この問題を回避するため、従来では、Ｘ線を照射しない状態の暗時画像をあらかじめ収集しておき、Ｘ線を照射したときの画像から暗時画像を減じるなどの補正が行われているが、かかる補正を行うことでＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジが損なわれるという問題があった。すなわち、信号電荷に比べてオフセット電荷が同等に存在する場合には、Ａ／Ｄ変換器の入力レンジの半分をオフセット電荷が占めることになり、ダイナミックレンジが半減する。したがって、オフセット電流の補正はＡ／Ｄ変換よりも前の段階で行うこととし、有効ビット数を損なわないようにすることが望ましい。
【０００９】
このような事情に対し、他の従来例に係る参考文献（「"ＣＭＯＳlow noise amplifier for microstrip readout design and results"」,Nuclear Instruments and Method in Physics Research A301(1991)）に記載の回路は、チャージアンプ出力からサンプリングまでの間に、以下のように表される周波数特性の回路（ノイズ低減回路）をさらに具備して成る。
【００１０】
Ｆ（ｗ）＝ａ・ｗ／ＳＱＲ（ｗ2＋ｂ2）  （ＳＱＲは根号を表わす）
ここで、ａ＝Ｃｄ／Ｃｘ，ｂ＝１／（Ｃｘ・Ｒｘ）であり、ｗはこの回路に入力する信号の角周波数成分である。
【００１１】
これによれば、特に低周波成分のノイズを除去できるため、結果としてサンプリング時のノイズは低減する。
【００１２】
さらにこの回路の後段にコンデンサと抵抗器で構成された積分器を付加した回路も同参考文献にて開示されており、このような積分器を付加することによって高周波ノイズまでも除去できるという効果がある。
【００１３】
このような従来例は、γ（ガンマ）線検出器のようにパルス状に到来する放射線で生じた電荷を逐次に検出する目的で考案されたものであり、図９に示すように出力波形がパルス状になる。このパルスの位置は、信号線上に存在する抵抗値に依存する。またピーク値は、この抵抗値と信号源となる電荷量とで定まる。したがって、抵抗値が一定であるならばピーク位置をあらかじめ求めておき、その位置でサンプリングすれことで電荷量に対応する信号を得ることができる。
【００１４】
しかしながら、２次元アレイ検出器を構成するスイッチング素子として抵抗値が電荷量によって変化する特性のものが使われることがある。つまり、図１０に示すように電圧（Ｖｄｓ）と電流（Ｉｄｓ）との関係が線形関係とはならない。これは、トランジスタ構造を有するスイッチング素子では一般的に観測される特性であるが、このような特性により、上述したようなノイズ低減回路を使用すると、ピーク位置が電荷量に依存して変動し、これにより、一定のタイミングでサンプリングすることができなってしまう。また、ピーク値と電荷量の関係も非常に煩雑な関係となることから、以上述べたような従来の回路構成をそのままＸ線検出器に適用することは困難であるという問題があった。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はこのような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、各画素のスイッチング素子の特性が非線形特性であっても安定して画素信号を読み出すことができ、しかもノイズ低減とオフセット補正を行えるＸ線検出器を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決し、目的を達成するために、本発明のＸ線検出器は次のように構成されている。
（１）本発明のＸ線検出器は、行×列の２次元マトリクス状に配列された複数の画素に対応して設けられ、入射したＸ線を電荷に変換する電荷変換手段と、
前記電荷変換手段に対応して設けられ、前記電荷変換手段により変換された電荷を蓄積する電荷蓄積手段と、
前記電荷蓄積手段に蓄積された電荷を読み出すことで行内の所定の画素からの信号を得る第１のサイクルを実行し、この第１のサイクルにおいて画素信号に重畳したノイズ信号を収集する第２のサイクルを、当該行の画素電荷が前記第１のサイクルによって全て読み出される以前に実行する読み出し手段と、を具備する。
（２）本発明のＸ線検出器は、上記（１）に記載の装置であって、且つ前記読み出し手段は、少なくとも、電荷蓄積回路及びその電荷蓄積動作を作動させる第１のスイッチ手段、又は電圧積分回路及びその電圧積分動作を作動させる第２のスイッチ手段のいずれかを含むことを特徴とする。
（３）本発明のＸ線検出器は、上記（２）に記載の装置であって、且つ前記ノイズ信号は、前記電荷蓄積回路又は電圧積分回路のチャージインジェクションに係る成分を含むことを特徴とする。
（４）本発明のＸ線検出器は、上記（２）に記載の装置であって、且つ前記ノイズ信号は、前記電荷蓄積回路又電圧積分回路のオフセット電流に係る成分を含むことを特徴とする。
（５）本発明のＸ線検出器は、上記（２）乃至（４）のいずれかに記載の装置であって、且つ前記読み出し手段の電荷蓄積回路による電荷蓄積動作が作動する期間よりも前記電圧積分回路による電圧積分動作が作動する期間が短くなるように、前記第１、第２のスイッチ手段を制御する手段を具備することを特徴とする。
（６）本発明のＸ線検出器は、上記（１）乃至（５）のいずれかに記載の装置であって、且つ前記電荷蓄積手段から電荷を読み出すためのスイッチング素子をさらに具備し、
前記読み出し手段は、当該スイッチング素子を介して前記電荷蓄積手段に蓄積された電荷を読み出すことを特徴とする。
（７）本発明のＸ線検出器は、上記（６）に記載の装置であって、且つ前記ノイズ信号は、前記スイッチング素子のチャージインジェクションに係る成分及び前記スイッチング素子からのリーク電流に係る成分を含むことを特徴とする。
（８）本発明のＸ線検出器は、上記（１）乃至（７）のいずれかに記載の装置であって、且つ前記第１のサイクルにより得られた画素信号を保持する第１の保持手段と、前記第２のサイクルにより得られたノイズ信号を保持する第２の保持手段と、前記第１の保持手段により保持されている画素信号から前記第２の保持手段により保持されているノイズ信号を減ずる減算手段と、をさらに具備することを特徴とする。
（９）本発明のＸ線検出器は、上記（６）又は（７）に記載の装置であって、且つ前記スイッチング素子と電荷蓄積回路の間に設けられる電流増幅器と、照射Ｘ線エネルギーの強度に応じて前記電流増幅器を制御するための抵抗器と、をさらに具備することを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。
【００１８】
（第１実施形態）
図１は本発明の第１実施形態に係るＸ線検出器の概略構成を示すブロック図である。このＸ線検出器は、例えば透視モードと撮影モードを有する医療用のＸ線診断装置に用いられる。図１に示すように、このＸ線検出器は、Ｎ行（ライン）×Ｍ列の２次元アレイ状に配列された画素電極２、この画素電極２に対応して設けられるＴＦＴ（薄膜トランジスタ）３、読み出し回路４、ゲートドライバ５、アナログマルチプレクサ６、及びＡ／Ｄ変換器８を備える。
【００１９】
また、このＸ線検出器は、図示しないがＸ線検出手段を備える。このＸ線検出手段は、アモルファスＳｅ等の光導電体から構成されており、Ｘ線が入射するとその強度に応じた量の正孔と電子を発生する。光導電体には電界が掛けられており、電子は高電位側の画素電極に、正孔は低電位の画素電極にそれぞれ引き寄せられる。このような誘電作用により生じた電荷を、後述する図２の等価回路においてＱと表記する。また、電荷Ｑを蓄積する容量成分をＣｐと表記する。Ｃｐは画素電極とグラウンド電位との間に設けられた補助的な容量成分により形成される。或いは、実際のＸ線検出器では上記光電体がそのまま容量成分を構成する場合もある。
【００２０】
１ラインにつきＭ個の画素電極２に対応してＭ個設けられるＴＦＴ３は、ＯＮ状態が同時に発生しないようにゲートドライバ５により互いに時間をずらしてスイッチング制御され、これにより同じラインにおいていずれか一つのみの画素からの電荷が信号線に出力される。
【００２１】
このようなスイッチング制御により、Ｘ線照射によって各画素に蓄積された電荷ＱがＴＦＴ３及び信号線を介して読み出され、その電荷量に応じた信号電圧に変換される。この信号は、Ｎラインほぼ同時にアナログマルチプレクサ６に入力される。アナログマルチプレクサ６は、Ｎラインの入力信号を順次に切り替えて１次元の電気信号の流れを形成する。この信号はＡ／Ｄ変換器８によりデジタル信号に変換されるとともに図示しない２次元メモリに格納され、かくして２次元のデジタル画像が形成される。
【００２２】
図２は、Ｎライン×Ｍ列の２次元アレイ検出器を構成する本実施形態のＸ線検出器の１ラインに相当する画素回路を示す図である。なお、この回路図では、実際には列数に応じて１ライン上にＭ個存在する画素回路のうちの一つが示されている。また、このような１ライン分の回路が、検出器全体ではライン数に応じてＮ個配列される。図２に示すように、画素電極２にはＴＦＴ３を介して信号線９が接続される。この信号線９には、電流アンプ１０、電荷蓄積回路１２、電圧積分回路１４が接続されている。電流アンプ１０は、Ｓ／Ｎ向上のため設けられるが、本発明において必須の要素ではない。
【００２３】
信号読み出しにおいては、電流アンプ１０、電荷蓄積回路１２、電圧積分回路１４を経て、２回の読み出しサイクルにおいて得られたサンプリング出力、つまり、Ｃｓａｍｐｌｅ１及びＣｓａｍｐｌｅ２にホールドされた信号電圧が減算器１６により差分処理され、この差分信号がＮラインほぼ同時にアナログマルチプレクサ６に入力されるものとなっている。
【００２４】
図３は、本発明に係る読み出し動作の概念を表す図である。
【００２５】
図３において、読み出しＴＦＴ（１）は、本発明の読み出し動作のタイミングチャート示しており、読み出しＴＦＴ（２）は、従来例の読み出し動作のタイミングチャートを示している。
【００２６】
最初のＸ線パルスの印加から次のＸ線パルスの印加までの期間において、本発明では、１画素目の信号を読み出し（第１サイクル）、その直後から特定時間が経過するまで（行の画素電荷が１番目のサイクルによって全て読み出される以前）に、その画素のノイズ信号（ノイズの内訳については後述する）を収集する（第２サイクル）。
【００２７】
続いて２画素目の信号を読み出し（第１サイクル）、１画素目と同様に２画素目のノイズ信号を収集する（第２サイクル）。このような動作をＮ行分、すなわち１画像分について繰り返す。
【００２８】
一方、従来の信号読み出しでは、最初のＸ線パルスの印加から次のＸ線パルスの印加までの期間において、１画素目，２画素目，３画素目，．．．という具合に順番に読み出してゆき、Ｎ行分すなわち１画像分の読み出しが終了したら、オフセット１，オフセット２，オフセット３，．．．という具合に、Ｎ行分すなわち１画像分についてオフセット収集（ノイズ信号の収集）を行う。
【００２９】
図２に示した回路は、以上のような本発明の読み出し動作を実現するものであり、以下、同回路の動作を図４を参照しながら説明する。図４は同回路における所要なコントロール信号及び出力信号の波形を示す図である。
【００３０】
Ｎ行×Ｍ列の２次元アレイ検出器上の全ての画素にそれぞれ対応して設けられるＴＦＴ３がＯＦＦ状態のとき、Ｘ線照射が行われる。これにより生じた電荷Ｑは電荷蓄積手段Ｃｐに蓄積される。
【００３１】
電荷蓄積手段Ｃｐへの電荷蓄積の後、この電荷蓄積手段Ｃｐに蓄積された電荷を読み出すことで行内の所定の画素からの信号を得るための１番目のサイクル（第１のサイクル）が開始される。すなわち、先ずリセットスイッチＳＷ１がＯＮからＯＦＦに設定される。
【００３２】
これにより電荷蓄積回路１２のＣ１にはＳＷ１からのチャージインジェクションが生じ、Ｖ１がわずかに変化する。その後、ＴＦＴ３がＯＮに設定され、このとき同様にチャージインジェクションが生じてＶ１はさらにわずかに変化するとともにＴＦＴ３を経由して電荷Ｑが電流アンプ１０に向って移動を開始する。図４において、この電荷移動の様子が電流Ｉ１として示されている。
【００３３】
電流アンプ１０を経由した電流は、抵抗器Ｒ１を通過するときはＲｉ／Ｒ１の増幅率で増培され、次段の電荷蓄積回路１２のコンデンサＣ１に流入し、電荷が蓄積される。電荷蓄積回路１２は、図示のように能動素子により形成されている場合、オフセット電流Ｉｏｓ１を発生する。このオフセット電流Ｉｏｓ１は、電流アンプ１０を経由してきた電流と同様にコンデンサＣ１に流入し、電荷が蓄積される。
【００３４】
すなわち、電圧Ｖ１は、画素からの信号電荷の蓄積によって生じる電圧に、オフセット電流Ｉｏｓ１の蓄積によって生じる電圧が重畳されたものである。これにより、十分に時間が経過して電荷ＱがコンデンサＣ１に蓄積された後、電圧Ｖ１は一定の値に落ち付くはずであるが、実際にはオフセット電流Ｉｏｓ１のために上昇を続けることになる。また、電圧積分回路１４の差動増幅器からも同様にオフセット電流Ｉｏｓ２が発生する。
【００３５】
画素回路から発生した電荷Ｑがほぼ十分にＣ１に蓄積された後、リセットＳＷ２がＯＮからＯＦＦに制御される。その結果、電圧Ｖ２は、ＳＷ２をＯＦＦした瞬間のチャージインジェクションによる電圧変化に、電圧Ｖ１の積分結果が重畳された波形となる。また、電圧Ｖ２にはオフセット電流による等価な電圧成分が混入し、つまり図中で示されるように、時間とともに次第に上昇する電圧波形が生じるが、その波形には、以下、▲１▼乃至▲６▼の成分が重畳している。
【００３６】
▲１▼電荷Ｑによって生じる成分
▲２▼電荷蓄積回路１２のチャージインジェクションの積算成分
▲３▼ＴＦＴ３のチャージインジェクションの積算成分
▲４▼電圧積分回路１４のチャージインジェクション成分
▲５▼オフセット電流の積算成分
▲６▼ＴＦＴ３からのリーク電流による成分
したがって、ＳＷ２をＯＦＦした瞬間から時間τ１が経過した時点でＳＷｓａｍｐｌｅ１を制御してサンプリングを行うと、結果的には次の信号が保持されることになる。
【００３７】
Ｓａｍｐｌｅ１＝τ１・（α１・Ｑ）＋（▲２▼，▲３▼，▲４▼，▲５▼，▲６▼の成分）
ここで、α１は電流アンプ１０、電荷蓄積回路１２、電圧積分回路１４を通したゲインである。
【００３８】
このサンプリングの後、ＴＦＴ３，ＳＷ１，ＳＷ２を全てＯＮにすると、図４の回路における所定のコンデンサに蓄積した電荷が消滅するとともに電圧Ｖ１，Ｖ２はグラウンドレベルに復帰する（第１のサイクル終了）。しかる後、１番目のサイクルにおいて画素信号に重畳したノイズ信号を収集するための２番目のサイクルが開始される。
【００３９】
２番目のサイクルは、１番目のサイクルと同様にＴＦＴ，ＳＷ１，及びＳＷ２を順にＯＦＦしていく動作である。この２番目のサイクルは、電荷Ｑが既に読み取られている点のみについて１番目のサイクルと相違し、すでに説明したチャージインジェクションやオフセット電流が電圧Ｖ２の生成原因となる。
【００４０】
時間τ１を２番目のサイクルでも１番目のサイクルと同じに設定すれば、１番目のサイクルとの差は電荷Ｑによる成分のみとなる。ここで、１番目のサイクルのサンプリングによって既に保持されている電圧ＶＯＵＴ１と、２番目のサイクルのサンプリングにより保持された電圧ＶＯＵＴ２との差分を減算器１５により求める。これにより、オフセット電流やチャージインジェクションによる成分が除かれた信号、つまり電荷Ｑだけで決まる信号を得ることができる。
【００４１】
次に、読み出した信号のノイズについて検討する。
【００４２】
まず、回路には、図２に示すように少なくともノイズ源Ｎ０，Ｎ１，及びＮ２が存在し、電圧Ｖ１はこれらのノイズが重畳した波形となるが、このノイズは電圧積分回路１４により大幅に低減される。すなわち、電圧積分回路１４の周波数伝達関数は、
１／（Ｒ２・Ｃ２・ｗ）  （ｗは入力信号の周波数ｆに２πを乗じたもの）
であり、周波数が高ければ高いほど、電圧積分回路１４によるノイズ低減効果は高くなる。
【００４３】
一方、信号はτ１期間に亘って時間積分されるが、Ｖ１に対してＶ２には、
Ｖ２＝（Ｖ１・τ１）／（Ｒ２・Ｃ２）
という電圧が生じる。
【００４４】
従って、Ｖ１に重畳する周波数ｆのノイズをＮ（ｗ）とすると、
Ｖ１でのＳ／Ｎ＝Ｖ１／Ｎ（ｗ）、
Ｖ２でのＳ／Ｎ＝（Ｖ１／Ｎ（ｗ））・τ１・ｗ
と推定され、τ１・ｗの倍率でＳ／Ｎを改善できる。具体的には、例えばτ１を５μｓに設定すると１ＭＨｚのノイズに対して約３０倍のＳ／Ｎ改善が見込めることになる。
【００４５】
ここで、ｗが小さい、つまりノイズが直流成分に近い場合は、τ１を大きくしない限りＳ／Ｎを改善できないことになるが、このような低周波成分のノイズについては、減算器１６により１番目のサイクルのサンプル値と２番目のサイクルのサンプル値との差分を得る過程で除去される。
【００４６】
したがって、本発明の回路によれば、高周波成分のノイズについては電圧積分回路１４により低減でき、低周波成分のノイズについては減算器１６により除去でき、高周波及び低周波の両ノイズを低減できる。
【００４７】
ここで、本実施形態のＸ線検出器に対し具体的なパラメータを与えた場合について説明する。
【００４８】
Ｘ線が照射されることによって画素回路に蓄積される電荷は、約１ｆＣから１０ｐＣ程度を想定する。これは、医療用のＸ線診断装置に用いられるＸ線検出器としては、透視モードから撮影モードまでサポートする必要があり、約１万倍ものダイナミックレンジが要求されるからである。この電荷はＴＦＴ３がＯＮ状態にあるときの抵抗値とＣｐの時定数を伴って電流アンプ１０に流入し、電流アンプ１０の出力端子では次に示す電圧が発生する。
【００４９】
Ｖ＝（Ｒｉ／（Ｃｐ・Ｒｔ））・Ｑ
ここで、ＲｔはＴＦＴ３のＯＮ抵抗であって、その値はほぼ１ＭΩであり、Ｃｐを１ｐＦとすれば、電圧Ｖの最小値はＲｉ×１×１０−９であるから、最低でも１００μＶの電圧を発生させるために、Ｒｉの値を１００ｋΩに設定する。
【００５０】
この理由としては、抵抗器自体から発生する熱雑音電圧の振幅がΔｆ＝１ＭＨｚで約５０μＶであるため、最低でもこの雑音と信号との間でＳ／Ｎ＝２程度以上を確保するためである。さらに電流Ｉ２はＲｉ／Ｒ１の増幅率で増幅される。この電流が大きければ大きいほど図中の電圧Ｖ１は大きくなる。この電圧Ｖ１は十分時間が経過した後には、次式（１）で表される信号電圧を発生する。
【００５１】
Ｖ１＝（Ｒｉ／（Ｃ１・Ｒ１））・Ｑ      …（１）
この電圧の最小値を１００μＶに設定するためには、Ｒ１＝１００ｋΩ、Ｃ１＝１０ｐＦという設定を行えばよく、この程度の電圧が確保されれば熱雑音に対する影響は殆ど無視できる。一方、最大値は１Ｖ程度であり、差動増幅器内部の電圧として全く障害が生じるレベルではない。
【００５２】
さて、電圧Ｖ１は電圧積分回路でτ１の間に積分される。このときＶ２の信号成分に対する波形は、
Ｖ２＝（Ｒｉ／（Ｃ１・Ｒ１・Ｃ２・Ｒ２））・Ｑ・τ１      …（２）
となる。２次元アレイ検出器が例えば１０００×１０００マトリクスで構成されていると仮定し、１秒間に３０フレームの画像収集を行う場合には、１ラインあたり３３ｍｓの時間でライン上のデータを読み取る必要がある。この場合、１画素の読み出し時間は約３０μｓである。したがって、１番目のサイクル及び２番目のサイクルは、ともに１５μｓ以下に設定しなければならない。一方、Ｖ１が十分安定するまでの時間はＣｐ・Ｒの時定数に従うが、Ｃｐ・Ｒｔ＝１μｓであり、ＴＦＴをＯＮして１０μｓ経過した時点では十分安定している。従ってτ１は５μｓ以下に設定する。ここではτ１＝３μｓと仮定すると、Ｃ２・Ｒ２＝３μｓとなるように選択すれば、Ｖ２の変動幅はＶ１の変動幅と同じに設計できることになる。実際には、すでに述べたようにオフセット電流やチャージインジェクションの影響でＶ１、Ｖ２は大きくなるが、差動増幅器内の電圧のダイナミックレンジを十分超えない範囲になるような設計が可能であることは明白である。
【００５３】
１番目のサイクルと２番目のサイクルによるサンプルホールド値が本発明の回路から出力されるが、この差分を生成する回路（減算器１６）や、さらに後段の回路、例えばＡ／Ｄ変換器などの入力ダイナミックレンジに合わせてＣ２・Ｒ２の値を選択することも可能である。以上述べた設定例の他にも回路定数の選択が可能であることは言うまでもない。
【００５４】
ここで、図５を参照しながら図２の抵抗器Ｒ１を切り替える手段について説明する。
【００５５】
既に説明したように、電荷Ｑは１ｆＣから１０ｐＣまでの広い変動幅がある。より安全に回路を設計するためにより広い変動幅を考慮することも得策である。しかしながら、一回のＸ線照射で空間的に大幅に変動するわけではなく、照射手技（照射モード）全てを含めてこのような変動が生じるということを考慮すべきである。例えば、透視モード時は電荷Ｑは１ｆＣ〜１ｐＣ、撮影モード時は１０ｆＣ〜１０ｐＣと簡単に近似することもできる。図５に示す抵抗器Ｒ１は、このような２つのモードに対して電流増幅率を変化させる目的で構成されている。例えば図５（ａ）は、透視モード時には図示したＳＷをＯＮし、撮影モード時にはＯＦＦするための回路構成である。この構成によれば、透視モードにおいて電流増幅率を１０倍ほど大きくすることができる。例えば、Ｒ１−１を１０ｋΩ、Ｒ１−２を９０ｋΩに設定すると、透視モード時にはＶ１及びＶ２の電圧を１０倍ほど上昇させることができる。これにより透視モードでは信号成分を相対的に大きくすることができ、これによりＳ／Ｎを向上できる。また、ＶＯＵＴ１及びＶＯＵＴ２の電圧のダイナミックレンジを低減させることが可能になり、Ａ／Ｄ変換器のビット数を減らして回路規模を減少させることなどにも効果がある。
【００５６】
以上説明したように、第１実施形態によれば、２次元アレイ検出器を構成するスイッチング素子の電圧−電流特性が電荷量によって変動したり、あるいは温度のような外部環境によって影響を受けた場合でも、安定して信号検出を行うことのできるＸ線平面検出器を提供できる。
【００５７】
（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態を説明する。
【００５８】
図６は、本発明の第２実施形態に係り、第１実施形態において図２に示した回路の動作タイミングの変形例を示している。
【００５９】
この例では１番目のサイクルよりも２番目のサイクルの周期を短くしている。これにより、１画素の読み出しサイクルを短縮でき、あるいは積分時間を長くすることでノイズ低減効果を向上できるなどの利点が得られる。しかし、この例では１番目のサイクルと２番目のサイクルのＳＷの開閉タイミングを変化させるものであるため、１番目のサイクルでサンプリングされた結果から単純に２番目のサンプリングの結果を減じても、オフセット電流やチャージインジェクションを完全には補正できない。
【００６０】
したがって、事前にこれらの値を測定しておくなどして適切な補正を行う必要があるが、チャージインジェクションとオフセット電流の一部を低減できるので、Ａ／Ｄ変換器など後段の回路のダイナミックレンジを損なう度合いを軽減できるという利点が得られる。
【００６１】
１番目のサイクルでＳＷ１をＯＦＦし、さらにＴＦＴをＯＮして十分な時間（Ｃｐ・Ｒｔより十分大きい時間）が経過した後、Ｖ１には信号成分Ｓｉｇとオフセット電流による成分Ｂｉ、及びチャージインジェクションによる成分Ｂｃが含まれている。信号成分Ｓｉｇは式（１）によって表わされることについてはすでに述べたが、オフセット電流の成分Ｂｉは、コンデンサＣ１に流入していくための項のみが時間ｔともに次第に増加していく。
【００６２】
したがって、Ｖ１は、
Ｖ１（１）＝Ｓｉｇ＋Ｂｃ＋ｔ・Ｂｉ            （３）
と表わされる。
【００６３】
さらにこれを、ＳＷ２をτ１の時間積分するわけであるから、１番目のサイクルのサンプリングでサンプルされた電圧Ｖ２（１）は図示したタイミングパラメータτ１、τ２を用いて、
Ｖ２（１）＝τ１・Ｓｉｇ＋τ１・Ｂｃ＋（２・τ２−τ１）・τ１・Ｂｉ／２
なる電圧を形成する。
【００６４】
次に、２番目のサイクルでは信号成分はすでに消滅しているため、ＢｃとＢｉの成分だけがサンプルされ、図示したタイミングパラメータτ３、τ４を用いて
Ｖ２（２）＝τ３・Ｂｃ＋（２・τ４−τ３）・τ３・Ｂｉ／２
となる。ここで、τ１＝τ３となるように設定してＶ２（１）からＶ２（２）を減じると、
Ｖ２（２）−Ｖ２（１）＝τ１・Ｓｉｇ＋τ１・Ｂｉ・（τ２−τ４）
が得られる。
【００６５】
つまり、τ２−τ４に相当する時間にオフセット電流が蓄積された分が誤差としてＳｉｇに重畳する。この誤差は後段のＡ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを損なうが、従来回路ではτ２の間のオフセット電流が蓄積されることと比較すれば（τ２−τ４）／τ２だけオフセット成分を低減できるという効果が生じる。
【００６６】
以上説明したように、第２実施形態によれば、画像処理などの追加的な補正が必要となるが、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジの改善を期待でき、しかもノイズを低減できる。このような本実施形態は、高速に読み出すことが必要な状況（例えば透視モード）で有効である。
【００６７】
なお、本発明は上述した実施形態に限定されず種々変形して実施可能である。
【００６８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、蓄積した信号電荷の読み出し時に重畳するノイズを低減し、信号電荷検出におけるダイナミックレンジの低下を防止するＸ線検出器を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係るＸ線検出器の概略構成を示すブロック図
【図２】Ｎライン×Ｍ列の２次元アレイ検出器を構成する第１実施形態のＸ線検出器の１ラインに相当する画素回路を示す図
【図３】本発明に係る読み出し動作の概念を表す図
【図４】図２の回路における所要なコントロール信号及び出力信号の波形を示す図
【図５】図２の抵抗器Ｒ１を切り替える手段を説明するための回路図
【図６】本発明の第２実施形態に係り、第１実施形態において図２に示した回路の動作タイミングの変形例を示す図
【図７】従来例に係る読み出し回路を示す回路図
【図８】上記従来例に係る読み出し回路の動作を示すタイミングチャート
【図９】他の従来例に読み出し回路を示す回路図
【図１０】他の従来例に係り、電圧（Ｖｄｓ）と電流（Ｉｄｓ）との関係を示すグラフ
【符号の説明】
２…画素電極
３…ＴＦＴ（薄膜トランジスタ）
４…読み出し回路
５…ゲートドライバ
６…アナログマルチプレクサ
８…Ａ／Ｄ変換器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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