(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
連結されるスイッチトＬＥＤアレイの電圧及び電流を制御するＬＥＤドライバ装置であって、
前記ＬＥＤアレイにエネルギーを供給するためのスイッチト電圧コンバータであって、ノードにおいてＤＣ出力供給電圧を供給するスイッチト電圧コンバータと、
前記ＬＥＤアレイを前記ノードへ接続する第１スイッチング装置と、
入力信号を受け取る入力部と、
前記入力信号を受け取り、前記入力信号に応答して前記第１スイッチング装置を活性状態又は不活性状態へ駆動させる第１制御装置と、
前記第１スイッチング装置の前記不活性状態に同期して、前記スイッチト電圧コンバータの動作を抑止する抑止手段と、
前記第１スイッチング装置の前記活性状態の間、前記ＬＥＤアレイを流れる電流を検出し、この検出された電流に比例する検出信号を発生させる電流検出手段と、
前記第１スイッチング装置の前記不活性状態の間、前記検出信号を保持するためのサンプルホールド手段と、
を有するＬＥＤドライバ装置。
【請求項２】
前記スイッチト電圧コンバータがフライバックコンバータである請求項１に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項３】
前記スイッチト電圧コンバータがプッシュプルコンバータである請求項１に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項４】
前記スイッチト電圧コンバータは、ＤＣ電圧信号である入力電圧で動作する請求項１に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項５】
前記電流検出手段が抵抗を有する請求項１に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項６】
前記電流検出手段が、前記検出信号の信号レベルを増加するための増幅手段を更に有する請求項５に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項７】
前記サンプルホールド手段が、ダイオード、コンデンサ及び抵抗を有する請求項１に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項８】
前記サンプルホールド手段の応答時間が、前記スイッチト電圧コンバータの動作の周波数よりも長い請求項７に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項９】
前記抑止手段が、前記スイッチト電圧コンバータを制御する第２制御装置を含み、また更に、前記第１スイッチング装置の前記不活性状態と同期して前記第２制御装置の動作を抑止する手段を含む、１ないし８のいずれか一項に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項１０】
一定電圧供給源に接続されるＬＥＤアレイを駆動するＬＥＤドライバ装置であって、
論理入力信号を受け取る入力部と、
前記ＬＥＤアレイと直列に接続される出力トランジスタと、
前記出力トランジスタと直列に接続される電流検出抵抗と、
前記電流検出抵抗に接続される入力部を有する第１増幅器を有し、ＬＥＤ電流帰還信号を供給する電流帰還回路と、
前記出力トランジスタのゲートに接続される出力部と前記ＬＥＤ電流帰還信号を受け取るために接続される入力部とを有し、前記ＬＥＤアレイの動作を制御する第２増幅器と、
を備えるＬＥＤドライバ装置において、
前記第２増幅器が、一定の基準電圧に接続される正入力端子を有し、
当該ＬＥＤドライバ装置が、更に、電流シンク回路を提供する、前記出力トランジスタの前記ゲートに接続される第１スイッチング装置を含み、
前記第１スイッチング装置が、前記論理入力信号に応答して前記出力トランジスタを活性状態又は不活性状態で駆動させるように、前記論理入力信号によって制御され、
当該ＬＥＤドライバ装置が、更に、前記出力トランジスタの前記不活性状態の間、前記ＬＥＤ電流帰還信号を保持するためのサンプルホールド手段を有する、
ことを特徴とする、ＬＥＤドライバ装置。
【請求項１１】
前記電流帰還回路が、ダイオード、コンデンサ及び抵抗を含む波形インピーダンスの組み合わせを有する、請求項１０に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項１２】
前記電流帰還回路に接続される第２スイッチング装置であって、前記論理入力信号を受け取る前記入力部に接続される制御端子を有する第２スイッチング装置を更に有する、請求項１０又は１１に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項１３】
前記第１及び第２スイッチング装置が反転状態にある、請求項１２に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項１４】
前記論理入力信号を受け取る前記入力部と前記第１スイッチング装置の前記制御端子との間に接続されるインバータを更に含む、請求項１３に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項１５】
前記２つのスイッチング装置が、それぞれ関連付けられるバイアス抵抗を有し、これらバイアス抵抗は、前記出力トランジスタが自身のしきい値電圧よりもほんのわずかに低いように選択される、請求項１２に記載のＬＥＤドライバ装置。
【請求項１６】
ＬＥＤアレイを駆動するための方法であって、
前記ＬＥＤアレイにエネルギーを供給するためにスイッチト電圧コンバータを用いてＤＣ供給電圧を供給するステップと、
入力信号に応答して、前記ＬＥＤアレイを活性状態又は不活性状態へスイッチングするステップと、
前記活性状態の期間及び前記不活性状態の期間の両方が重なり、しかもエネルギー負荷が存在しない場合に何のエネルギー伝送も可能にされないように、前記ＬＥＤアレイのスイッチングと同期して、前記スイッチト電圧コンバータ動作を活性状態又は不活性状態へスイッチングするステップと、
を有する方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＬＥＤドライバ回路の分野、特に、ＬＥＤ負荷によって要求される方形波ＰＷＭ電流波形を得るためにサンプルホールド法を使用してＬＥＤアレイを駆動するためのＬＥＤドライバ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のＬＥＤアレイドライバ回路は、表示ＬＥＤ用のエネルギ源としてレールをバイアスするＶｃｃを供給するために、典型的には安価なリニア電圧レギュレータを使用する。照明するためにＬＥＤが選択されると、トランジスタのような半導体スイッチング装置が、選択されたＬＥＤに通じる電流経路を提供するために活性化される。表示期間の終わりに、その装置はオフになる。このような電圧駆動装置の重大な欠点は、スイッチング装置のオフの時間に、ソースレギュレータのオフの瞬間における連続条件のために電圧オーバーシュートが発生することである。この状況によって、大きなフィルタリングコンデンサがＬＥＤローディングの除去の瞬間に線形レギュレータから電荷を受け取っている状態が提供される。それから、ＬＥＤの次のオンサイクルで、レールをバイアスする電圧に、より高い電圧が現れ、その電圧遷移において大きな立上り電流スパイクが生じる。これらのオーバシュートは隣接する回路に導入され、回路とＬＥＤとの両方を劣化させ又は破壊する影響をもたらす。
【０００３】
このようなオーバーシュートの問題を解消するため、回路は線形電圧レギュレータから一定の電流源をつくるように構成される。図１はこのような従来のＬＥＤドライバ回路１０を示す。この回路１０は、ノード１４におけるＩＬＥＤ信号を増幅するための第１の増幅器１２と、ＬＥＤの動作を制御するための第２の増幅器１６とを有する。論理スイッチング信号１８に応答して、第２の増幅器１６は、ＬＥＤ２４を通じた電流の導通を開始するために、調整された電圧信号２０をトランジスタ２２に与える。この結果として生じるＬＥＤ電流ＩＬＥＤは、検出抵抗２６を通じて検出されるとともに、抵抗ＲＢを通じて第２の増幅器１６に電流帰還信号を提供するために第１のアンプ１２によって増幅される。第２の増幅器のラプラス伝達関数は、以下の式によって決定される。
【数１】
0004360903.tif 000002
【０００４】
ＲＡＣ１のインピーダンスの組合せによって与えられる線形的時間遅延によってＩＬＥＤのオーバーシュートを減少するローパスフィルタが実現し、これによって電流信号ＩＬＥＤが基準信号１８に遅れることが可能となる。このような線形ローパスフィルタリングの不利な点は、ＬＥＤ２４のオンの間におけるＬＥＤ電流の大きなオーバーシュートである。４００Ｈｚのような高周波数及び例示的な４０％のデューティーサイクルにおけるパルス幅変調（ＰＷＭ）モードを用いてＬＥＤ２４に表示を要求するアプリケーションに対して、ＩＬＥＤに、ＬＥＤ２４の光学的及び電気的性能を低下させるかなりのリプル電流が生じる。この性能低下は、サンプリング方式を妨害するノイズ信号を作ることに加えて、強度制御及び精度の損失を含む。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、ＬＥＤアレイにおいて、装置の高速選択性を可能としながらオーバーシュートを抑制することができる装置が必要とされる。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の好適実施例によれば、ＬＥＤローディングの不連続性に関連する電圧及び電流のオーバーシュートを消去するために、ＬＥＤ駆動回路の電流帰還信号及び制御信号とバイアス電力コンバータを駆動するための第２の信号とを同期させるための回路が備えられる。このような同期によって、エネルギー源に接続される電力コンバータのスイッチング装置は、中間バッファリングコンデンサの望ましくない充電を防止するために、ＬＥＤロード駆動装置が抑止される間、抑止される。ゲートクランピング装置の使用を通じて、どこが適切な反転であるかを伴なう単一の論理信号によって、全てのスイッチング装置を同時にオン及びオフすることができる。この発明はフライバックコンバータとプッシュプルコンバータとの両方に適切である。
【０００７】
好適実施例では、コンバータは入力電圧としてＤＣ電圧信号を有する。他の好適実施例では、インバータの入力電圧が整流されたＡＣ電圧信号によって形成される。
【０００８】
更に、サンプルホールド回路は、次のオンが前のオンと同じ動作条件を有することを保証する動作バイアスレベルを備えることが好ましい。このようなサンプルホールド回路の応答時間はコンバータの動作周波数の周期よりも長いことが好ましい。
【０００９】
本発明は、活性時間の期間及び不活性時間の期間が重なり、しかもエネルギー負荷が存在しなければエネルギー伝達が可能ではないようにスイッチングＬＥＤドライバを電圧コンバータのスイッチング装置に同期させるための方法も提供する。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明の好適実施例によれば、非線形のサンプルホールド回路が、駆動信号１８が過度の電圧及び電流オーバーシュート並びに性能低下を生じることなく正確に続くように、ＬＥＤ電流信号の正確な測定及び補正を可能とする。
【００１１】
図２は、本発明の好適実施例によるＬＥＤドライバ構造２８を示す。増幅した検出信号３０は、ダイオード３２、コンデンサ３４、抵抗３６及びＭＯＳＦＥＴスイッチング装置３８のドレインの例示的な波形インピーダンスの組合せに供給される。この装置３８の入力ゲートは入力電圧信号４０によって制御される。第２のＭＯＳＦＥＴスイッチング装置４２も論理インバータ４４を通じて入力信号４０により制御される。この第２のスイッチング装置４２は、増幅器４８の出力及びトランジスタ２２のゲートに接続された抵抗４６を通じて電流シンク回路を提供する。増幅器４８は、正の入力端子が一定の基準電圧５０に接続されることを除いて、図１に示される増幅器１６と同様にバイアスされる。
【００１２】
インバータ４４のため、スイッチング装置３８及び４２は論理信号４０に応答して反転状態となる。信号４０が高電圧であるとき、スイッチング装置３８はオン、スイッチング装置４２はオフであり、それ故に増幅信号３０が増幅器４８を通過し従ってトランジスタ２２に出力されることが可能となり、これによってＬＥＤ２４がオンとなる。今記載したループを通る帰還信号は、印加パルスの間、ＬＥＤ２４を流れる電流を実質的に一定の大きさに調整する。
【００１３】
信号４０がローに遷移するとき、スイッチング装置３８はオフ、スイッチング装置４２はオンであり、このためトランジスタ２２及びその関連する寄生ゲート容量５２のゲート電圧をそのしきい値以下のレベルにし、これによってトランジスタ２２及びＬＥＤ２４はオフになる。２つのスイッチング装置３８及び４２に関連するバイアス抵抗は、トランジスタ２２がそのしきい値電圧よりもほんのわずか低いように選択することができる。これによって、コンデンサ３４及び５２が周期的動作の間において完全に放電されずまた十分に充電されもしないので、ＬＥＤ２４の電流オーバーシュートを生じさせるゲートオーバドライブレベルを必要とせずに、トランジスタ２２をオンすることが可能となる。
【００１４】
図３は、本発明の別の実施例によるＬＥＤスイッチング制御回路５４の例示的な詳細回路図を示す。レール５６における例示的な１５ボルトのＤＣの入力電圧は、スイッチング装置５８及びフライバックコンバータ６０によって変換され、ノード６２、コンデンサ６４及びＬＥＤ６６にＤＣ供給電圧が提供される。標準ＵＰＣ装置６８は、入力電圧５６に依存しない調整された一定の電圧がコンデンサ６４に印加されるように、スイッチング装置５８へのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を制御する。図３に示される入力電圧及びコンバータの構造は、単なる例示にすぎず、これに制限されるものではない。同じ効果を伴なう多くの異なる構造及び入力電圧、例えば、プッシュプルコンバータ又はインバータ装置を用いて変換される整流されたＡＣライン電圧を使用することができる。
【００１５】
電流経路を完全にするのはトランジスタ７０であり、このトランジスタ７０はＬＥＤ６６を検出抵抗７２及び大地帰路に接続する。ＬＥＤ６６を流れる電流に比例する電圧信号７４は線形増幅器モジュール７６によって検出される。このモジュール７６はその信号を増幅し、その増幅信号を、ダイオード７８、コンデンサ８０及び抵抗８２を有するピーク検出回路に供給する。ピークの検出回路のＲＣ時定数をＰＷＭ制御回路の周波数よりも大きく選択することによって、ＬＥＤ６６のピーク電流に比例する電圧信号が生じる。
【００１６】
トランジスタ７０がオン状態の間、所望の条件の電流を維持するために、ＬＥＤ６６のピーク電流をこの電圧レベルによって制御することができる。トランジスタ７０がオフ状態の間、検出された電流はほぼ瞬時にゼロに低下し、制御ループの遅い応答時間のために、印加されなかった電圧をコンデンサ６４上に生じさせオーバシュートを引き起こすことができる。したがって、ＵＰＣ装置６８は、トランジスタ７０のオフに同期して抑止されなければならず、これは、トランジスタ８４及び８６及び入力ＰＷＭ制御信号８８を通じて実現される。
【００１７】
従って、デジタルＰＷＭ制御信号８８は、トランジスタ７０がオンのとき、トランジスタ８４がオン、トランジスタ８６がオフ、並びにＵＰＣ装置６８及びピーク検出器回路が通常の動作をするように、増幅器装置７６を通過して上記のトランジスタを制御する。この状態は、図３で示される典型的な回路において、制御信号８８の論理がハイに対応する。ＰＷＭ信号８８の論理がローのとき、トランジスタ７０はオフ、トランジスタ８６はオンになり、これによってＵＰＣ装置６８及びピーク検出器回路の動作を抑止する。トランジスタ８６がオンの間、ＰＷＭ信号８８の論理がローレベルの期間において放電経路は存在しないため、ピーク検出器回路は以前に保持された電圧値を記憶し、コンデンサ６４上の電圧は一定のままである。（即ち、トランジスタ７０は“オフ”状態である）。ＰＷＭ信号８８にハイレベルの次の論理が現れると、トランジスタ７０は前のオフの状態と同じレベルでオンになり、オーバーシュートは発生しない結果となる。
【００１８】
前述の記載を考慮して、当業者は、本発明の多数の修正例及び他の実施例が明らかであろう。従って、この明細書の記載は単なる例証的なものとして構成されるべきであり、本発明を実施するための最良の形態を当業者に教示するものである。実施例の細部は本発明の意図を逸脱することなく変更することができ、添付請求項の範囲内の全ての修正例の排他的な使用を保有する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来のＬＥＤドライバ回路を示す。
【図２】  本発明の好適実施例によるＬＥＤドライバ構造を示す。
【図３】  本発明の別の実施例によるＬＥＤスイッチング制御回路の例示的な詳細回路図を示す。
【図１】
0004360903.tif 000003
【図２】
0004360903.tif 000004
【図３】
0004360903.tif 000005