(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数指令値で回転する直交回転座標軸としてのγ，δ軸を定義して、永久磁石形同期電動機の電流と端子電圧をそれぞれベクトルとしてとらえ、端子電圧の大きさを周波数指令値にほぼ比例して制御し、端子電圧の周波数を周波数指令値に制御する制御装置であって、前記周波数指令値の積分から電気角指令値を求め、この電気角指令値を用いてγ，δ軸電圧指令値を端子電圧指令値に変換し、これに基づき電力変換装置を介して永久磁石形同期電動機を制御する制御装置において、
前記電動機の電流検出値からγ，δ軸電流の高周波成分をそれぞれ抽出する抽出手段と、前記周波数指令値が正のときにはδ軸電流の高周波成分と比例ゲインとの積をγ軸電圧指令値に加算し、前記周波数指令値が負のときには減算する第１の安定化手段と、前記周波数指令値が正のときにはγ軸電流の高周波成分と比例ゲインとの積をδ軸電圧指令値から減算し、前記周波数指令値が負のときには加算する第２の安定化手段とを設けたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、永久磁石形同期電動機によってＶ／ｆ運転する場合の安定性を改善する制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図４に永久磁石形同期電動機をＶ／ｆ（電圧／周波数）制御する制御装置の従来例を示す（特許文献１参照）。同図において、１は交流電源、２は整流回路、３はインバータ回路、４は永久磁石形同期電動機（ＰＭＳＭ）、５１，５２は座標変換器、６はｆ／Ｖ変換器、７はハイパスフィルタ、８は電気角演算器、９は係数器である。
これは、有効電流ｉδＢを周波数指令値ω*に負帰還することにより、インバータ回路３を介して駆動される電動機４のＶ／ｆ制御を安定化するものである。
【０００３】
すなわち、ｆ／Ｖ変換器６は周波数指令ω*からω*にほぼ比例するδ軸電圧指令値Ｖδ*を演算する。γ軸電圧指令値Ｖγ*はここでは零とする。なお、γ−δ軸は周波数指令値ω**で回転する任意の回転座標軸である。
図５にγ−δ軸を示す。同図では反時計回りを正転方向と定義し、δ軸はγ軸に対して正転時に９０°進みと定義する。
座標変換器５２は相電流検出値の例えばｉｕ，ｉｗおよび電気角指令値θ＊から、γ，δ軸電流成分ｉγ，ｉδを演算する。ここで、γ軸電圧指令値Ｖγ*を零にしていることから、δ軸電流ｉδは有効電流に等しくなる。
【０００４】
δ軸電流ハイパスフィルタ７はｉδからその高周波成分であるｉδＢを演算し、係数器９はｉδＢと比例ゲインＫＰδとの積を演算し、周波数指令値ω*に負帰還して第２の周波数指令値ω**を求める。電気角演算器８はω**を積分して電気角指令値θ＊を演算する。座標変換器５１はこのθ＊を用いてＶγ*，Ｖδ*を座標変換し、３相電圧指令値ｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*を求める。インバータ回路３は、電動機４の端子電圧をｖｕ*，ｖｖ*，ｖｗ*に制御し、回転子の周波数を指令値ω*通りになるように制御する。
【０００５】
【特許文献１】
特開２０００−２３６６９４号公報（第３−４頁、図１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、以上のような制御をしても、低速時には制御系の安定性が低下することがあるが、その原因の１つとして、電気系と機械系の固有周波数どうしの干渉が挙げられる。つまり、永久磁石形同期電動機の電気系の固有周波数は、周波数に比例する。このため、低速時ほど電気系の固有周波数が小さくなり、その結果、一般に低い周波数帯域にある機械系の固有周波数との干渉が大きくなって安定性が低下し易くなる、というわけである。
したがって、この発明の課題は、永久磁石形同期電動機を駆動する場合の電気系と機械系との干渉を低減し、制御の安定を図ることにある。
【０００７】
このような課題を解決するため、請求項１の発明では、周波数指令値で回転する直交回転座標軸としてのγ，δ軸を定義して、永久磁石形同期電動機の電流と端子電圧をそれぞれベクトルとしてとらえ、端子電圧の大きさを周波数指令値にほぼ比例して制御し、端子電圧の周波数を周波数指令値に制御する制御装置であって、前記周波数指令値の積分から電気角指令値を求め、この電気角指令値を用いてγ，δ軸電圧指令値を端子電圧指令値に変換し、これに基づき電力変換装置を介して永久磁石形同期電動機を制御する制御装置において、
前記電動機の電流検出値からγ，δ軸電流の高周波成分をそれぞれ抽出する抽出手段と、前記周波数指令値が正のときにはδ軸電流の高周波成分と比例ゲインとの積をγ軸電圧指令値に加算し、前記周波数指令値が負のときには減算する第１の安定化手段と、前記周波数指令値が正のときにはγ軸電流の高周波成分と比例ゲインとの積をδ軸電圧指令値から減算し、前記周波数指令値が負のときには加算する第２の安定化手段とを設けたことを特徴とする。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１はこの発明の原理を説明するブロック図である。
図示のように、図４に示す従来例に対し安定化制御器１０ａを付加した点が特徴であり、以下、主としてその相違点について説明する。
安定化制御器１０ａは図示のように、周波数指令値ω*の極性を検出する極性検出器１０１と、座標変換器５２からの出力をＫｌ倍する係数器９１，９２と、この係数器９１，９２の出力と極正検出器１０１の出力とを掛け合わせる乗算器１０２，１０３とから構成される。
【０００９】
ｓｉｇｎ（ω*）は極性検出器１０１の出力を示す符号関数で、周波数指令値ω*が正極性（ω*≧０）のときは“１”、負正極性（ω*＜０）のときは“−１”となるものである。数式的に表現すると、次のようになる。
ｓｉｇｎ（ω*）＝[１（ω*≧０），−１（ω*＜０）]
したがって、δ軸電流成分ｉδと比例ゲインＫｌとｓｉｇｎ（ω*）との積が、γ軸電圧指令ｖγ*に加算されて第２のγ軸電圧指令ｖγ**が演算される一方、γ軸電流成分ｉγと比例ゲインＫｌとｓｉｇｎ（ω*）との積が、δ軸電圧指令ｖδ*から引き算されて第２のδ軸電圧指令ｖδ**が演算される。
【００１０】
上記の動作をベクトル的に説明するのが図３である。
すなわち、電流ベクトルｉ（−）をｉ（−）＝（ｉγ，ｉδ）、電圧指令ベクトルｖ*（−）をｖ*（−）＝（ｖγ*，ｖδ*）、第２電圧指令ベクトルｖ**をｖ**＝（ｖγ**，ｖδ**）、ｉ（−）の９０°遅れ分を−ｊｉ（−）とすると、ｖ*（−）に対し、電流と比例ゲインｋｌとの積の９０°遅れ分−ｊｋｌｉが加算されて、ｖ**が求められることが分かる。なお、（−）を付してベクトル量であることを示すが、図３では特には記載していない。
【００１１】
以上のようにして、正転時，逆転時とも電動機電流を９０°遅らせて電圧指令値に帰還することができる。具体的には、図５に示した座標軸から、正転時には電流をこのときの遅れ方向である９０°反時計まわりに回転させて、電圧指令値に帰還する。一方、逆転時には電流をこのときの遅れ方向である９０°時計まわりに回転させて、電圧指令値に帰還する。これにより、永久磁石形同期電動機の見かけの電機子反作用による電圧降下が大きくなり、電気系の固有周波数が高くなって制御系が安定化する。
【００１２】
図２はこの発明の実施の形態を示すブロック図である。
図１ではγ，δ軸電流成分ｉγ，ｉδをγ，δ軸電圧指令ｖγ*，ｖδ*に帰還しているのに対し、図２ではγ軸電流ハイパスフィルタ７１とδ軸電流ハイパスフィルタ７で演算したｉγ，ｉδの高調波成分ｉγＢ，ｉδＢをγ，δ軸電圧指令ｖγ*，ｖδ*に帰還している点が特徴で、その他は図１と同様である。その結果、電圧指令の基本波成分へ影響を与えないので、安定化制御をしても端子電圧が低下して電動機効率が低下することはない。
【００１３】
なお、図1，図２ともδ軸電流をγ軸電圧指令に帰還する経路、およびγ軸電流をδ軸電圧指令に帰還する経路の２つの経路を設けたが、そのいずれか一方を設けるだけでも安定化効果が得られるもので、この場合は、演算量を低減できるのでコストダウンが可能である。
【００１４】
【発明の効果】
この発明によれば、電機子反作用による電圧降下を大きくし、永久磁石形同期電動機の電気系の固有周波数を高くするようにしたので、機械系の固有周波数との干渉が低減され、制御が安定化されるという利点が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の原理を説明するブロック図
【図２】  この発明の実施の形態を示すブロック図
【図３】  この発明の動作説明図
【図４】  従来例を示すブロック図
【図５】  γ−δ軸の説明図である。
【符号の説明】
１…交流電源、２…整流回路、３…インバータ回路、４…永久磁石形同期電動機、５１，５２…座標変換器、６…ｆ／Ｖ変換器、７，７１…ハイパスフィルタ、８…電気角演算器、９，９１，９２…係数器、１０ａ，１０ｂ…安定化制御器、１０１…極性検出器、１０２，１０３…乗算器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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