(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電子回路（１７）に直流供給電圧（Ｖａ）を供給するに適した整流手段（１３、Ｄ１’、Ｄ４’）の一次側に発振回路（Ｌ２、Ｃ２）を含むタイプの電磁トランスポンダであって、該電子回路は、デジタル符号化情報を送信するための手段を含み、前記発振回路の誘導要素（Ｌ２、Ｌ２’）の両端の端子（１１、１２）にそれぞれ接続された２つの容量性変調手段（Ｃ３、Ｋ１、Ｃ４、Ｋ２）を含み、各変調手段の基準端子は、前記整流手段の二次側で前記電子回路の基準供給電位（１５、１５’）に接続され、前記発振回路の誘導要素（Ｌ２’）は、前記電子回路（１７）の基準供給電位を形成する中間点（１５’）を含むことを特徴とする電磁トランスポンダ。
【請求項２】
各容量性変調手段は、前記発振回路のインダクタンスの両端子のそれぞれと、前記電子回路（１７）の直流供給電圧（Ｖａ）の基準端子（１５、１５’）との間に接続されたＭＯＳトランジスタ（Ｋ１、Ｋ２）を含んでおり、各トランジスタのゲートは、前記電子回路によって送信された変調信号を受信することを特徴とする請求項１に記載の電磁トランスポンダ。
【請求項３】
各トランジスタ（Ｋ１、Ｋ２）は、前記発振回路の前記誘導要素の両端子のそれぞれ（１１、１２）と、前記電子回路（１７）の基準端子（１５、１５’）との間で、該トランジスタと直列に接続されたキャパシタ（Ｃ３、Ｃ４）を制御するスイッチを形成していることを特徴とする請求項２に記載の電磁トランスポンダ。
【請求項４】
前記整流手段（１３、Ｄ１’、Ｄ４’）から提供される前記直流供給電圧（Ｖａ）をフィルタするためにキャパシタ（Ｃａ）と並列である、抵抗性変調手段（Ｒ、１８）を含むことを特徴とする請求項１に記載の電磁トランスポンダ。
【請求項５】
前記容量性（Ｃ３、Ｋ１、Ｃ４、Ｋ２）及び抵抗性（Ｒ、１８）変調手段は、同一信号で制御されることを特徴とする請求項４に記載の電磁トランスポンダ。
【請求項６】
前記抵抗性変調手段（Ｒ、１８）は、前記容量性変調手段（Ｃ３、Ｋ１、Ｃ４、Ｋ２）の制御信号を有効にするための回路を介して制御されることを特徴とする請求項５に記載の電磁トランスポンダ。
【請求項７】
電磁場を発生する読み／書き端末（１）と該端末の発生する電磁場の中で前記端末と協働する少なくともひとつの電磁トランスポンダ（１０’）とを含む電磁伝送のシステムであって、
前記電磁トランスポンダが請求項１から６のいずれか１項に記載の電磁トランスポンダであることを特徴とするシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁トランスポンダの分野に関する。即ち、読み／書き端末と称される（通常固定された）装置によって非接触及びワイヤレスで問い合わせる（通常移動可の）トランシーバに関する。本発明は、詳細には、独立供給電力を有さないトランスポンダに関する。即ち、読み／書き装置のアンテナから放射される高周波数磁場から、その中に含まれる電子回路で必要とされる供給電力を抽出する。本発明は、読み出し専用トランスポンダ、即ちトランスポンダのデータを読み出すだけの端末で動作するトランスポンダ、又は読み／書きトランスポンダ、即ちその中に含まれたデータが端末によって修正されるトランスポンダようなトランスポンダに適用される。
【０００２】
【従来の技術】
電磁トランスポンダは、発振回路の使用と、トランスポンダ側と、読み／書き装置とに基づいている。これら回路は、トランスポンダが読み／書き装置の磁場に入るときに、近接する磁場で結合しようとされる。トランスポンダシステムの範囲、即ちトランスポンダがアクチベートされる（問い合わせられる）端末からの最大距離は、トランスポンダアンテナの大きさと、磁場を発生する発振回路のコイルの励起周波数と、この励起の強度とに特に依存する。
【０００３】
図１は、読み／書き装置１とトランスポンダ１０との間のデータ交換システムにおける、従来の実施形態の回路図である。
【０００４】
通常、装置１は、アンテナカプラ３（ＣＯＵＰ）の出力端子２と基準電位（通常グランド）の端子４との間に、インダクタンスＬ１とそれに直列に接続されたキャパシタＣ１とからなる発振回路から実質的に形成される。カプラ３は、オシレータ５（ＯＳＣ）から供給される信号ｆ１を受信し、高周波搬送波を形成する。前記トランスポンダが磁場に入ると、トランスポンダ１０をアクチベートする「エネルギ源」として、端末１からトランスポンダ１０へデータ送信のない信号ｆ１が用いられる。必要ならば、電子システム（図示なし）から来て、入力ｅで受信される、送信すべきデータに基づくデータ信号を、変調器６が供給する。
【０００５】
図１に表された例において、キャパシタＣ１とインダクタンスＬ１との結合点は、トランスポンダ１０から受信され、復調器７（ＤＥＭ）へ送るデータ信号をサンプリングする端子ｒｘを形成する。復調器の出力ｓは、トランスポンダ１０で受信されたデータを、読み／書き装置の電子システムへ伝達する。復調器７は、復調できる信号ｆ２（信号ｆ１と同じ周波数）を、オシレータ５から受信する。復調は、アンテナカプラ３を渡ってサンプルされた信号で行われ、インダクタンスＬ１を渡ってサンプルされた信号ではない。
【０００６】
信号ｆ１を用いる励起によって、装置１のインダクタンスＬ１は、小さい強度の高周波数磁場を発生する。トランスポンダ１０の側において、キャパシタＣ２と並列のインダクタンスＬ２は、装置１の発振回路で発生した磁場を捕捉しようとする並列発振回路（受信共振回路と称される）を形成する。トランスポンダ１０の共振回路（Ｌ２、Ｃ２）は、装置１の発振回路（Ｌ１、Ｃ１）の周波数に同調される。
【０００７】
共振回路の端子１１及び１２（キャパシタＣ２の両端子に対応する）は、例えば４つのダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４から形成された整流ブリッジ１３の２つの交流入力端子に接続される。図１において、ダイオードＤ１のアノードと、ダイオードＤ３のカソードとが端子１１に接続される。ダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ４のカソードとが端子１２に接続される。ダイオードＤ１及びＤ２のカソードは、正に整流された出力端子１４を形成する。ダイオードＤ３及びＤ４のアノードは、整流電圧の基準端子１５を形成する。ブリッジ１３から供給される整流電圧をフィルタするために、キャパシタＣａは、ブリッジ１３の整流出力端子１４及び１５と並列に接続される。
【０００８】
トランスポンダ１０が装置１の磁場の中にあるならば、共振回路の両端で高周波電圧を発生する。ブリッジ１３によって整流され且つキャパシタＣａによって平滑されたこの電圧は、電圧レギュレータ１６（ＲＥＧＵＬ）を介してトランスポンダの電子回路へ供給電圧Ｖａを供給する。トランスポンダの電子回路は、図１において回路１７（Ｐ）で示されている。このブロックは、通常、少なくとも１つのメモリ及び１つのプロセッサを含むチップ（しばしば集積レギュレータ１６）である。
【０００９】
トランスポンダ１０から装置１へデータを送信するために、回路１７は、共振回路（Ｌ２、Ｃ２）の変調（後変調）回路を制御する。この変調回路は、通常、端子１４及び１５の間で直列に接続された、電子スイッチ（トランジスタ１８）と抵抗Ｒとから形成される。トランジスタ１８は、装置１の発振回路の励起信号の周波数ｆ１よりもかなり小さい周波数（通常、少なくとも１／１０）で制御される。従って、トランスポンダの発振回路は、スイッチ１８が閉じられた際に、レギュレータ１６と回路１７とからなる負荷と比較して、更なる減衰にさらされる。電圧は巻線Ｌ２の両端で減少する。従って、トランスポンダが高周波数磁場から非常に大きいエネルギ量を得る。システムの範囲において、磁場内にトランスポンダが存在する２つの効果が理解できる。比較的長い距離（即ち、実質的に距離の限界）について、端末の発振回路は非干渉で動作する。短い距離について、これは、装置１の発振回路の充電の増加を生じる。従って、インダクタンスＬ１の両端の振幅が減少する。従って、トランスポンダ１０から読み／書き装置１へなされた振幅変調の送信がある。そのとき、その電場内のトランスポンダ１０の存在を検出することができる。
【００１０】
別の方法は、装置１の発振回路のこの充電変化による位相変化を検出することからなる。
【００１１】
種々のタイプの変調が、装置１とトランスポンダ１０との間のデータ交換用に用いられてもよい。しばしば信号ｆ１（変調が有るか無いか）の全体、又はこの振幅の小さい部分（１０％のオーダ）の一方を表す振幅変調が、トランスポンダ１０に必要な供給電圧に従って、用いられる。何れの変調のタイプも（例えば位相変調、周波数変調）、何れのデータ符号のタイプも（ＮＲＺ、ＮＲＺＩ、マンチェスタ）用いることができ、変調の送信は、２つのバイナリレベルの間のスキップによってデジタル的に行われる、ということに注目すべきである。
【００１２】
発振回路の整合周波数は、伝送速度を条件とする。それは、変調周波数が、トランスポンダ側のスイッチ１８によって、トランスポンダに供給するために用いられる搬送波周波数よりも明らかに小さくなければならないからである。従って、供給搬送波周波数が高くなるほど、データ伝送速度も早くなる。
【００１３】
例えば、短い距離のトランスポンダシステムの規格ＩＳＯ１４４４３に従うために、搬送波の周波数ｆ１は１３．５６ＭＨｚであり、トランスポンダ側のスイッチ１８の制御パルスの周波数は８４７ｋＨｚ（１／１６）である。
【００１４】
前述したように従来のトランスポンダシステムは、幾つかの欠点を有する。
【００１５】
第１の欠点は、「伝送ギャップ」、即ちたとえトランスポンダがその磁場の中にいたとしても、端末がトランスポンダを検出しないトランスポンダと端末との間の距離が、認められることである。トランスポンダが読み／書き装置に非常に接近しているとき、即ち誘導性結合要素Ｌ１及びＬ２の両方の間の距離がシステム動作範囲と比較して小さいとき、このような伝送ギャップが発生する。例えば、１３．５６ＭＨｚ周波数の下で短い距離のシステムに応用するために、範囲が１０ｃｍのオーダであり、トランスポンダと読み／書き装置との距離が３ｃｍよりも短いときに検出損失が現れる。
【００１６】
この問題を解決する従来の解決方法は、トランスポンダと装置１との間を無理に最小間隔にすることである。しかしながら、このような解決策の欠点は、この間隔によってシステムの範囲を減少することにある。
【００１７】
従来のトランスポンダシステムの別の欠点は、トランスポンダ１０の変調回路の抵抗Ｒの使用が、トランスポンダによる変調の損失を生じることである。ここで、前述で示されたように、トランスポンダは独立して供給されないが、読み／書きシステムから来る高周波数磁場からその電力供給を得る。従って、いずれの電力消費も最小にされなければならない。
【００１８】
本発明の目的は、従来のトランスポンダシステムの欠点を克服することである。
【００１９】
本発明は、特に、伝送ギャップを避けると共に、最大のシステム範囲を維持する、新しいトランスポンダ構成を提供することを目的とする。
【００２０】
本発明はまた、簡単に実現でき、用いられる部品が安価で、トランスポンダの小型化を助けるという解決策を提供することを目的とする。
【００２１】
本発明はまた、トランスポンダの電力消費を最小にすることを目的とする。
【００２２】
本発明によって提供される解決策は、トランスポンダ側で、発振回路の共振周波数で動作し、抵抗の場合のようにその振幅で動作しない、変調要素を用いることである。従って、本発明は、トランスポンダによって変調（後変調）における発振回路をわずかに離調することを提供する。
【００２３】
本発明は、電磁トランスポンダシステムにおける伝送損失の原因の新しい分析に基づく。
【００２４】
図２は、トランスポンダと読み／書き装置との間の数個の距離について、電圧周波数特性の例を表している。その電圧は、例えばトランスポンダのインダクタンスＬ２の両端の電圧Ｖ２であるトランスポンダの遠隔供給電圧を表し、ｆは端子の発振回路の励起周波数に対応する。
【００２５】
図２に説明された種々の曲線は、位置ｆｉ、即ち回路Ｌ１、Ｃ１及びＬ２、Ｃ２の共振周波数で同調される発振回路についてプロットされている。曲線ｇ１、ｇ２、ｇ３、ｇ４、ｇ５及びｇ６は、トランスポンダと読み／書きシステムとの間で短くなっていく距離を示している。言い換えれば、同調周波数ｆｉを中心に小さい半円を表す曲線ｇ１は、実質的にシステム範囲の限界に対応する。これは疎結合と称される。距離が短くなっていくと、電圧周波数特性によって形成された半円のピークは、曲線ｇ２、ｇ３及びｇ４で表されたように増加していく。曲線ｇ４は最適な結合周波数を示している。即ち、その距離で、トランスポンダにより周波数ｆｉで受信された最大遠隔供給振幅によって、結合が最適にされる。この距離の後では、トランスポンダが装置１に近接するまでもたらされると、電圧振幅は、インダクタンスＬ１及びＬ２の間が「接触」するまで近接するほど大きく減少する（曲線ｇ５から曲線ｇ６）ことがわかる。
【００２６】
従来のシステムで認められる遠隔供給ギャップの発生は、トランスポンダと読み／書きシステムとの間の最も短くなった距離に対応して、曲線ｇ５及びｇ６に見られることに注目すべきである。
【００２７】
図２に説明されたように、電圧Ｖ２は同調周波数ｆｉで減少し始める。周波数に従う電圧の形状は、これら距離に対して２つのピークで表される。それは、同調周波数で最小（ギャップ）となり、同調周波数の両方で２つのピークを表す。更に、距離が短くなると、ピークは両方に離れ、最小値は零電圧に近くなる。
【００２８】
トランスポンダが常に給電されるように、即ちトランスポンダの回路の動作のために小さい振幅で十分となるように、システムが適合されると、これは、抵抗性変調の場合はもはや当てはまらない。実際に、この変調は、結果として電圧降下を生じる。遠隔供給ギャップの存在と関係する低電圧と組み合わせるならば、電圧降下により、固定端末が、スイッチ１８を閉じることによるトランスポンダ変調の２進状態の切換えを、トランスポンダの電磁界からの離脱による結合損失から区別することが不可能となる。更に、そのとき、遠隔供給電力が非常に小さいために、抵抗性損失は、トランスポンダの正確な動作の維持に非常に不利となる。
【００２９】
この分析に基づいて、本発明は、トランスポンダ側の発振回路の等価キャパシタンスを変更することによって、発振回路の共振周波数に作用する変調を用いて提供する。トランスポンダによる後変調がなければ、発振回路は、同調即ち同じ共振周波数を維持することに注目すべきである。従って、トランスポンダからベースへデータを伝送する必要があるときだけは、わずかにシフトされた発振回路の共振周波数となる。従って、トランスポンダと端末との離れた距離に従って起こりうるギャップ領域を抜け出し、及び従ってトランスポンダから端末へのデータ伝送を可能とする。
【００３０】
このような電子回路の中で、トランスポンダは、離れた距離から近い距離に近づくことによって起動する必要があるために、トランスポンダが端末によって感知される必要があるということにも注目すべきである。
【００３１】
共振回路のキャパシタンスに加えられた小さい値のキャパシタンスは、同調に近い領域での結合を維持する。容量性変調は、振幅に関する共振を妨害しない。従って、更なる抵抗性電圧降下がないために、遠隔供給電力が維持される。
【００３２】
容量性変調は、端末のインダクタンスＬ１の両端の電圧の位相に直接影響する。これは、結合によって、この変調がこのインダクタンスの後方にもたらされ、それは、回路Ｌ１及びＣ１の複合インピーダンスの実質的な虚数部で変化に導く。
【００３３】
図３及び図４は、発振回路が同調される（変調無しに）そのシステムについて、それぞれの抵抗性及び容量性後変調の後で、端末の側で、距離ｄ（トランスポンダ及び端子の間の間隔）に従って出力ｓ（図１）で回復された信号の振幅Ｖｒ（図１）を表す。
【００３４】
図３は、抵抗性後変調特性の一例を表している。この図の説明として、後変調の振幅は、およそ釣鐘状になり、最適結合に対応する間隔ｄ４の中心にある（図２の曲線ｇ４）。長い距離では、後変調の振幅は、復調による検出のスレッショルドＶｔｈの下にある。これは、システムの範囲の限界ｄ１に対応する。短い距離（ｄ６の下）では、振幅は検出スレッショルドＶｔｈよりも小さくなり、変調に関係する電圧降下は遠隔供給ギャップで重畳する。
【００３５】
図４は、同じ例であるが、容量性変調について表している。振幅間隔特性の形状は、最大値Ｖｍａｘからおよそ直線に減少する。距離がシステムの範囲限界ｄ１に達するときに、検出スレッショルドＶｔｈの下に落ちる。従って、遠隔供給ギャップは、容量性後変調の影響を受けない。
【００３６】
しかしながら、ここで起こる問題は、このような変調を実際に実現しなければならないことであり、結果として発振回路の等価キャパシタンスを変更することになる。
【００３７】
発振回路の充電を減少することによる抵抗性変調について、整流ブリッジの二次側で作用を得ることができるならば、これは、発振回路の共振周波数の干渉の場合に可能でないということに注目すべきである。
【００３８】
第１の解決策は、キャパシタと制御スイッチの直列回路を、端子１１及び１２の間に、即ち発振回路のキャパシタＣ２と並列に接続することからなる。
【００３９】
このような解決策は、整流電圧Ｖａで給電されるブロック１７からのスイッチ制御が必要であるために、実際に適用することができない。実際に、共通基準電位が、発振回路と電圧Ｖａとの間に適用されない。従って、ブロック１７によって制御された簡単なＭＯＳトランジスタを用いて端子１１及び１２の間でこのようなキャパシタを制御することが不可能である。実際、トランスポンダの電子回路は整流ブリッジの二次側で給電され、発振回路のキャパシタはこの整流ブリッジの一次側に配置される。
【００４０】
【発明が解決しようとする課題】
従って、本発明の目的は、簡単な手段で発振回路の等価容量の変更を可能にする新しい解決策を提供することである。
【００４１】
特に、本発明は、簡単なＭＯＳトランジスタを用いて、トランスポンダ発振回路の変調の容量性手段の制御を可能にすることを目的とする。
【００４２】
本発明は、また、抵抗性変調回路の場合に、回路（１７、図１）を用いて行われた従来の制御のタイプを変更する必要がないことを目的とする。
【００４３】
【課題を解決するための手段】
詳細には、本発明は、電子回路に直流供給電圧を供給するに適した整流手段の一次側に発振回路を含むタイプの電磁トランスポンダであって、該電子回路は、デジタル符号化情報を送信するための手段を含み、発振回路の誘導要素の両端の端子にそれぞれ接続された２つの容量性変調手段を含み、各変調手段の基準端子は、整流手段の二次側で電子回路の基準供給電位に接続されるものである。
【００４４】
本発明の他の実施形態によれば、各容量性変調手段は、発振回路のインダクタンスの両端子の一方と、電子回路の直流供給電圧の基準端子との間に接続されたＭＯＳトランジスタを含んでおり、各トランジスタのゲートは、電子回路によって送信された変調信号を受信するものである。
【００４５】
本発明の他の実施形態によれば、各トランジスタは、発振回路の誘導要素の両端子の一方と、電子回路の基準端子との間で、該トランジスタと直列に接続されたキャパシタを制御するスイッチを形成している。
【００４６】
本発明の他の実施形態によれば、発振回路の誘導要素は、電子回路の基準電位を形成する中間点を含む。
【００４７】
本発明の他の実施形態によれば、整流手段から提供される整流電圧をフィルタするためにキャパシタと並列である、抵抗性変調手段を含む。
【００４８】
本発明の他の実施形態によれば、容量性及び抵抗性変調手段は、同一信号で制御される。
【００４９】
本発明の他の実施形態によれば、抵抗性変調手段は、容量性変調手段の制御信号を有効にするための回路を介して制御される。
【００５０】
本発明の他の実施形態によれば、電磁場を発生する読み／書き端末とトランスポンダがこの端末の電磁場に入った際に、少なくとも１つのトランスポンダと協働するに適する電磁送信の型のシステムであって、トランスポンダが、前述のものである。
【００５１】
本発明の前述の目的、特徴及び効果は、添付図面による特定の実施形態について、以下の限定しない記述で詳細に説明される。
【００５２】
【発明の実施の形態】
種々の図面において、同一の構成要素は、同一の参照符号で表されている。明確にするため、本発明の理解に必要な構成要素のみが、図面に描かれ、以下で説明されている。特に、制御回路及び変調信号処理回路のそれぞれの構成については、詳述しない。
【００５３】
図５は、本発明によるトランスポンダ１０’の第１の実施形態を表している。前述したように、このトランスポンダは、ブリッジ１３の２つの交流入力端子１１及び１２の間で並列に接続されたインダクタンスＬ２及びキャパシタＣ２からなる発振回路から形成される。ブリッジ１３の整流出力端子１４及び１５は、フィルタリングキャパシタＣａを介して、例えばプロセッサＰのような電子回路１７に供給電圧を供給する。従来、回路１７の供給電圧は、同調回路１６（ＲＥＧＵＬ）から供給されていた。それは、直列型同調となるように表された同調が、端子１４及び１５の間に接続されたレギュレータを用いて並列型になってもよいことに注目すべきである。
【００５４】
本発明によれば、２つの変調キャパシタＣ３及びＣ４は、各々、端子１１及び１２と端子１５との間でそれぞれ、（例えばＭＯＳトランジスタのような）スイッチＫ１及びＫ２に直列に接続される。従って、キャパシタＣ３の一方の端子は端子１１に接続され、その他方の端子はトランジスタＫ１を介して端子１５に接続される。キャパシタＣ４の一方の端子は端子１２に接続され、その他方の端子はトランジスタＫ２を介して端子１５に接続される。従って、本発明によれば、トランスポンダ１０’を用いて変調を行うために、交流電圧Ｖ２の各正負にそれぞれ接続された２つのキャパシタを用いる。従って、２つのキャパシタＣ３及びＣ４は、所望の変調を行うために適した同一値を有する。２つのトランジスタＫ１及びＫ２は、好ましくは同一信号で回路１７により制御される。
【００５５】
図５に表されたように、本発明の特徴は、変調キャパシタを２倍にするので、基準点が制御スイッチＫ１及びＫ２に利用される（線１５）。従って、スイッチＫ１及びＫ２がＮチャネルＭＯＳトランジスタから形成されると、回路１７から来る論理信号によって、これらスイッチを同時に制御して固定された読み／書き端末へデータを送信する。
【００５６】
従来のトランスポンダについて、端子１４及び１５の間でスイッチ１８に直列に接続された抵抗Ｒから形成された抵抗性後変調回路が、本発明によるトランスポンダ１０’の中に提供されることもできる。図５において、抵抗変調要素の導入は、選択的に破線で部分的に表されている。
【００５７】
容量性変調システムが抵抗性変調システムに結合されている場合、対応するスイッチ１８、Ｋ１及びＫ２を同一信号で制御でき、対応するＭＯＳトランジスタのソースを端子１５で全て基準とされる。しかしながら、トランスポンダが遠隔供給ギャップの中にあるとき、抵抗性変調を禁じることが確かめられるのが好ましい。従って、全てのトランジスタを同一信号で制御できる。該信号は、トランジスタ１８に対して、表されていない可能な手段（例えば簡単な論理ゲート）を介して簡単に移行する（詳細には、トランスポンダが遠隔供給ギャップ内にあるときは無効手段）。
【００５８】
図６は、本発明によるトランスポンダ１０”の第２の実施形態を表している。このトランスポンダ１０”は、実質的に、図５に表されたものと同じ構成要素を含んでいる。
【００５９】
この第２の実施形態の特徴は、中間点１５’を有するインダクタンスＬ２’を提供していることである。この中間点は、トランスポンダ側の電子回路の直流供給に対する基準線として用いられる。従って、巻線Ｌ２’の第１の端子１１は、整流ダイオードＤ１’のアノードに接続され、そのカソードは、トランスポンダ側の回路の供給端子１４を形成する。巻線Ｌ２’の第２の端子１２は、整流ダイオードＤ４’のアノードに接続され、そのカソードは、端子１４に接続される。
【００６０】
キャパシタＣ２は、前述したように、端子１１及び１２の間に接続される。同様に、各容量性変調回路は、端子１１及び１５’の間と、端子１２及び１５’の間とにそれぞれ接続される。従って、第１のスイッチＫ１に直列に接続された第１のキャパシタＣ３は、端子１１及び１５’の間に接続される。一方、第２のスイッチＫ２に直列に接続された第２のキャパシタＣ４は、端子１２及び１５’の間に接続される。スイッチＫ１及びＫ２のそれぞれの制御端子（例えばＭＯＳトランジスタのそれぞれのゲート）は、電子回路１７（例えばトランスポンダプロセッサ）の出力端子に接続される。
【００６１】
前述したように、フィルタリングキャパシタＣａは、電子回路及び特に供給レギュレータ１６の供給電圧をフィルタするために、端子１４及び１５’の間に接続される。図６の実施形態において、端子１４及び１５’の間のスイッチ１８とそれに直列に接続された抵抗Ｒとから形成される抵抗性変調回路が、表されている。しかしながら、図５の実施形態について、この抵抗性変調回路は選択的なものであることに注目すべきである。
【００６２】
第２の実施形態の有利な点は、２つのダイオードのみで、トランスポンダ電子回路に供給するために必要な整流を行うことである。しかしながら、この実施形態は、中間点を有するインダクタンスを必要とする。第１及び第２の実施形態の間の選択は、用途に依存する。特に、必要なインダクタンスの大きさを条件づける使用周波数に依存する。
【００６３】
本発明の第３の実施形態（図示なし）によれば、変調キャパシタは、スイッチＫ１及びＫ２を形成するＭＯＳトランジスタの固有キャパシタである。従って、この実施形態によれば、ＭＯＳトランジスタのドレイン／ソースキャパシタが使用され、従って２つのＭＯＳトランジスタが必要となるだけである。従って、前述した実施形態のキャパシタＣ３及びＣ４の大きさが制限される。トランスポンダ後変調に必要なキャパシタンスの値が、形成されたＭＯＳトランジスタの固有キャパシタンスと一致するならば、このような実施形態が可能となる。そのとき制御信号が適合されなければならず、トランジスタがオフであるときにだけ、浮遊容量が機能的に提供される。
【００６４】
従って、実施形態の特別な例のように、１３．５６ＭＨｚの搬送波周波数と８４７ｋＨｚの変調周波数とに対するキャパシタンスＣ３及びＣ４について、１から数十ピコファラッドのオーダの値を選択することもできる。このようなキャパシタンスは、数百オームのオーダのオン状態のドレイン−ソース抵抗を有するＭＯＳトランジスタの固有キャパシタンスの通常の値と一致する。
【００６５】
もちろん、本発明は、当業者によれば容易に種々の変更、修正及び改良を行うことができる。特に、キャパシタ、抵抗及び誘導性要素、並びに本発明によるトランスポンダの他の部品のそれぞれの大きさは、用途に従って当業者によって変更できる。
【００６６】
更に、基準は前述の中のトランスポンダ側の容量性変調になるけれども、前記端末がトランスポンダに情報（例えば書き込み情報）を送信しなければならないならば、このようなタイプの変調は端末で行うことができる。
【００６７】
更に、本発明は、高周波数で動作する電磁伝送システムに特に有利であることに注目すべきである。実際に、このような周波数では、ユーザによって動かされるトランスポンダの速度は、情報送信速度と比較して省略することができる。従って、電磁結合は実質的に情報交換中に変更されない。
【００６８】
このよな変更、修正及び改良は、この開示の部分でしようとするものであり、本発明の技術思想及び見地の中でしようとするものである。従って、前述の説明は、例として用いるものであり、限定しようとするものではない。本発明は、特許請求の範囲及びそれらとの均等物として規定するものにのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来技術による電磁伝送回路の構成図である。
【図２】  磁気結合によって回復される電圧に基づく、２つの同調発振回路の間の距離の影響を説明するグラフである。
【図３】  抵抗性変調で回復された電圧に基づく、２つの同調発振回路の間の距離の影響を説明するグラフである。
【図４】  容量性変調で回復された電圧に基づく、２つの同調発振回路の間の距離の影響を説明するグラフである。
【図５】  本発明による電磁トランスポンダの第１の実施形態の構成図である。
【図６】  本発明による電磁トランスポンダの第２の実施形態の構成図である。
【符号の説明】
１  読み／書き装置
２  カプラの出力端子
３  アンテナカプラ
４  基準電位の端子
５  発振器
６  変調器
７  復調器
１０、１０’、１０”  トランスポンダ
１１、１２  インダクタンスの両端の端子
１３  整流ブリッジ
１４、１５、１５’  整流ブリッジの出力端子
１６  電圧レギュレータ
１７  回路
１８  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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