(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
オーディオ情報を表す入力信号サンプルを含む入力信号を処理する装置であって、
複数の前記入力信号サンプルを受信して一連の信号サンプルブロックを形成するバッファ装置と、
前記一連の信号サンプルブロックに第１単一側波帯フィルタバンクを適用することによって第１スペクトル記号を発生させ、前記一連の信号サンプルブロックに第２単一側波帯フィルタバンクを適用することによって第２スペクトル記号を発生させるスペクトル装置と、
前記第１及び第２スペクトル記号に応答して前記オーディオ情報内のスペクトル成分の量及び又は位相の測定値を引出すフェーザ装置と、
転送又は記憶に適した出力信号を発生させるために前記第１スペクトル記号を処理するプロセッサ装置であって、前記スペクトル成分の量及び又は位相の測定値に応答するようにされたプロセッサ装置とから成る入力信号処理装置。
【請求項２】
前記一連の信号サンプルプロセッサ装置の連続ブロックが互いに重複し、前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが離散変換によって実施される、請求項１の装置。
【請求項３】
前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる、請求項２の装置。
【請求項４】
前記第１単一側波帯フィルタバンクが、
それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第１の結合されたサンプルセットに組合わせる装置と、
前記第１結合サンプルの順序を第１複素値サンプルセットに混ぜ合わせる装置と、
前記第１複素値サンプルに第１複素回転関数を適用する装置と、
前記回転された第１複素値サンプルに第１変換関数を適用することによって第１中間変換係数を発生させる装置と、
前記第１中間変換係数に第２複素回転関数を適用する装置と、
前記回転された第１中間変換係数をそれぞれの第１スペクトル記号に混ぜ合わせる装置とから成り、前記第２単一側波帯フィルタバンクが、
それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第２の結合されたサンプルセットに組合わせる装置と、
前記第２結合サンプルの順序を第２複素値サンプルセットに混ぜ合わせる装置と、
前記第２複素値サンプルに第３複素回転関数を適用する装置と、
前記回転された第２複素値サンプルに第２変換関数を適用することによって第２中間変換係数を発生させる装置と、
前記第２中間変換係数に第４複素回転関数を適用する装置と、
前記回転された第２中間変換係数をそれぞれの第２スペクトル記号に混ぜ合わせる装置とから成る、請求項３の装置。
【請求項５】
前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる、請求項１の装置。
【請求項６】
前記プロセッサ装置が、前記スペクトル量の測定値に応答して適応的に割り当てられるビット数を用いて前記第１スペクトル記号を符号化することによって符号化された信号を発生させかつ前記符号化された信号を前記出力信号にアセンブルする、請求項１の装置。
【請求項７】
オーディオ情報を表す入力信号サンプルを含む２つ又はそれ以上の入力信号を処理する装置において前記装置はそれぞれの入力に対して、
前記それぞれの入力信号を表す複数の前記入力信号サンプルを受信して一連の信号サンプルブロックを形成するバッファ装置と、
前記一連の信号サンプルブロックに第１単一側波帯フィルタバンクを適用することによって第１スペクトル記号を発生させ、前記一連の信号サンプルブロックに第２単一側波帯フィルタバンクを適用することによって第２スペクトル記号を発生させるスペクトル装置と、
前記第１及び第２スペクトル記号に応答して前記それぞれの入力信号内のスペクトル成分の量及び又は位相の測定値を引出すフェーザ装置とから成り、
転送又は記憶に適した出力信号を発生させるために、各それぞれの入力信号につき第１スペクトル記号を処理するプロセッサ装置であって、前記入力信号の各々に対応するスペクトル成分の量及び又は位相の測定値に応答するようにされたプロセッサ装置をさらに含む入力信号処理装置。
【請求項８】
それぞれの入力信号につき、前記一連の信号サンプルブロックの連続ブロックが互いに重複し、前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが離散変換によって実施される、請求項７の装置。
【請求項９】
前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる、請求項８の装置。
【請求項１０】
前記第１単一側波帯フィルタバンクが、
それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第１の結合されたサンプルセットに組合わせる装置と、
前記第１結合サンプルの順序を第１複素値サンプルセットに混ぜ合わせる装置と、
前記第１複素値サンプルに第１複素回転関数を適用する装置と、
前記回転された第１複素値サンプルに第１変換関数を適用することによって第１中間変換係数を発生させる装置と、
前記第１中間変換係数に第２複素回転関数を適用する装置と、
前記回転された第１中間変換係数をそれぞれの第１スペクトル記号に混ぜ合わせる装置とから成り、前記第２単一側波帯フィルタバンクが、
それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第２の結合されたサンプルセットに組合わせる装置と、
前記第２結合サンプルの順序を第２複素値サンプルセットに混ぜ合わせる装置と、
前記第２複素値サンプルに第３複素回転関数を適用する装置と、
前記回転された第２複素値サンプルに第２変換関数を適用することによって第２中間変換係数を発生させる装置と、
前記第２中間変換係数に第４複素回転関数を適用する装置と、
前記回転された第２中間変換係数をそれぞれの第２スペクトル記号に混合させる装置とから成る、請求項９の装置。
【請求項１１】
前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる、請求項７の装置。
【請求項１２】
前記プロセッサ装置が、前記スペクトル量の測定値に応答して適応的に割り当てられるビット数を用いて前記第１スペクトル記号を符号化することによって符号化された信号を発生させかつ前記符号化された信号を前記出力信号にアセンブルする、請求項７の装置。
【請求項１３】
前記プロセッサ装置が、
前記２つ又はそれ以上の入力信号に相当する第１スペクトル記号のスペクトル成分を結合することによって結合されたスペクトル記号を発生させる結合装置と、
前記結合されたスペクトル記号内に表されるスペクトル成分の相対的スペクトル量を表す副情報を発生させる副装置と、
前記スペクトル量の測定値に応答して適応的に割り当てられたビット数を用いて前記結合されたスペクトル記号を符号化することによって符号化された信号を発生させる符号化装置と、
前記符号化された信号及び前記副情報を前記出力信号にアセンブルするフォーマット装置とを含む、請求項７の装置。
【請求項１４】
前記結合装置が、相殺を避けるようにするために前記位相測定値に応答して前記結合を適応化させる、請求項１３の装置。
【請求項１５】
オーディオ情報を表す入力信号サンプルを含む入力信号を処理する方法であって、
複数の前記入力信号サンプルを受信して一連の信号サンプルブロックを形成し、
前記一連の信号サンプルブロックに第１単一側波帯フィルタバンクを適用することによって第１スペクトル記号を発生させ、前記一連の信号サンプルブロックに第２単一側波帯フィルタバンクを適用することによって第２スペクトル記号を発生させ、
前記第１及び第２スペクトル記号に応答して前記オーディオ情報内のスペクトル成分の量及び又は位相の測定値を引出し、
転送又は記憶に適した出力信号を発生させるために前記第１スペクトル記号を処理し、前記処理が前記スペクトル成分の量及び又は位相の測定値に応答するようにされることから成る入力信号処理方法。
【請求項１６】
前記一連の信号サンプルブロックの連続ブロックが互いに重複し、前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが離散変換によって実施される、請求項１５の方法。
【請求項１７】
前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる、請求項１６の方法。
【請求項１８】
前記第１単一側波帯フィルタバンクを適用することが、
それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第１の結合されたサンプルセットに組合わせ、
前記第１結合サンプルの順序を第１複素値サンプルセットに混ぜ合わせ、
前記第１複素値サンプルに第１複素回転関数を適用し、
前記回転された第１複素値サンプルに第１変換関数を適用することによって第１中間変換係数を発生させ、
前記第１中間変換係数に第２複素回転関数を適用し、
前記回転された第１中間変換係数をそれぞれの第１スペクトル記号に混合させることから成り、前記第２単一側波帯フィルタバンクを適用することが、
それぞれの信号サンプルブロック内の前記入力信号サンプルを第２の結合されたサンプルセットに組合わせ、
前記第２結合サンプルの順序を第２複素値サンプルセットに混ぜ合わせ、
前記第２複素値サンプルに第３複素回転関数を適用し、
前記回転された第２複素値サンプルに第２変換関数を適用することによって第２中間変換係数を発生させ、
前記第２中間変換係数に第４複素回転関数を適用し、
前記回転された第２中間変換係数をそれぞれの第２スペクトル記号に混ぜ合わせることから成る、請求項１７の方法。
【請求項１９】
前記第１及び第２単一側波帯フィルタバンクが臨界的にサンプリングされる、請求項１５の方法。
【請求項２０】
前記処理が、前記スペクトル量の測定値に応答して適応的に割り当てられたビット数を用いて前記第１スペクトル記号を符号化することによって符号化された信号を発生させかつ前記符号化された信号を前記出力信号にアセンブルする、請求項１５の方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
概して本発明は信号処理に関し、特に各種の信号処理に用いることができる単一側波帯信号分析フィルタバンクの効率的実施に関する。
以下の論議及び特に背景技術論議を通して、オーディオ符号化用途に特に言及しているが、本発明は他の用途にも適用できることを理解されたい。
背景技術
多くのデジタル信号処理（ＤＳＰ）用途では、入力信号を十分に表すために要する情報量の低減が試みられている。情報容量要件を下げることによって、信号記号は、より小さい帯域幅チャンネルを通して伝送するか又はより少ないスペースを用いて媒体に記憶することができる。
符号化では、信号内の冗長成分又は無関係な成分を除去することによって入力信号の情報容量要件を低減できる。いわゆる知覚符号化方法及びシステムではしばしばフィルタバンクを用いて、入力信号をスペクトル成分の基本セットに脱相関させることによって冗長性を低減させ、またスペクトルパワ−、即ち、スペクトル量の推定値に基づく心理・知覚基準による適応ビット割当によって無関係性を低減させている。時々共同ステレオ符号化及び多重チャンネル接続と呼ばれる他の技術では、チャンネル間の冗長性を低減させようとしている。以下に説明する通り、知覚符号化及び多重チャンネル符号化は共に、最適性能を達成するためにスペクトル量及び位相の正確な測定値を必要とする。
例えば、オーディオ符号化では、スペクトルマスキング、即ち、隠蔽をスペクトルパワーと関連づける、E.Zwickerの著書『心理音響学』1981に基づく心理音響モデルがしばしば用いられる。スペクトル量に基づく心理音響モデルの例は、M.Schroeder他の『人の耳の隠蔽特性を利用したデジタルスピーチコーダの最適化』（J.Acoust.Soc.Am.,Dec.1979,pp.1647-1652）で論じられている。
多くのデジタル知覚符号化システムは、上記Schroeder他で述べられているような知覚モデルを用いている。これらのモデルでは、信号中のすべてのスペクトル成分の周波数及び大きさから信号内の各スペクトル成分の可聴性を予想することを試みている。聴取できないと想定されるスペクトル成分は無関係と見なされ、符号化される信号に含める必要はない。他のスペクトル成分は、量子化誤差又は『量子化ノイズ』が他の成分によって聴取されなくなることを確保するのに丁度十分なビットを用いて量子化することができる。知覚モデルによる正確な予測値は、知覚コーダを通して各スペクトル成分に最適数のビットを割り当てることを可能にさせる。不正確な予測値を与えることが知られているモデルを用いるコーダでは、符号化される信号の聴取可能な劣化を避けるために概して追加ビットを割り当てなければならない。Schroeder他で既に述べたようなZwickerの著書に基づく知覚モデルはスペクトル量に基づいている。従って、正確なモデル予測にはスペクトル量の正確な測定値が必要である。
２つの一般的知覚符号化技術は、サブバンド（小帯域）符号化及び変換符号化である。サブバンド及び変換符号化の双方におけるフィルタバンクは、幾つかの時間領域対周波数領域変換のうち任意のもので実施してもよい。J.Tribolet and R.Crochiereの『スピーチの周波数領域符号化』（IEEE Trans.Acoust.,Speech,and Signal Proc.,ASSP-27,Oct.1979,pp.512-30）を参照のこと。１以上の近接変換係数は、個々の変換係数帯域幅の和である有効帯域幅を有する『サブバンド』を定めるために共にグループ化してもよい。
多くの符号化システムは、単一側波帯（ＳＳＢ）フィルタバンクを用いている。R.Crochiere及びL.Rabinerの『多重レートデジタル信号処理』（Pretice-Hall,1983,pp.366-376）で論じられているように、単一側波帯フィルタバンクでは、真価の入力信号サンプルに応答して純粋に真又は架空の成分値を有するスペクトル記号が発生される。符号化用途で一定のＳＳＢフィルタバンクを用いることは、それにより完全再構成されかつ臨界的にサンプリングされるフィルタバンクが実施できるのでしばしば魅力的である。完全再構成とは、有限の精度によって生じる誤差のない状態で入力信号を再構成するための分析・合成フィルタバンク対の特性を指す。臨界サンプリングとは、入力信号を伝えるのに用いられるサンプル数より少ない数のスペクトル成分を発生させる分析フィルタバンクの特性を指す。臨界サンプリングの概念については説明を要する。例えば、ＤＦＴは多くの符号化用途において信号サンプルブロック内の各サンプルにつき１つのスペクトル成分を発生させるが、ＤＦＴに基づく分析・合成フィルタバンクは、臨界サンプリングでは入力信号を完全に再構成することはできない。それは変換が一連の重複する信号サンプルブロックに適用されるからである。重複は、分析フィルタバンク周波数特性を改良しかつブロック化に伴う人工物を除く、非長方形状窓関数の使用を可能にするが、臨界サンプリングでの完全な再構成を妨げる。その理由は、分析フィルタバンクが入力信号サンプル数より多くの係数値を発生させなければならないからである。臨界サンプリングのこの損失は、符号化される信号の情報容量を増加させる。
重複ブロック変換によって実施される２つの公知のＳＳＢ分析フィルタバンクは、時間領域エイリアシング相殺（ＴＤＡＣ）を用いる臨界サンプリングでの完全な再構成を可能にする。一フィルタバンクがJ.Pricen and A.Bradleyの『時間領域エイリアシング相殺に基づく分析・合成フィルタバンクデザイン』（IEEE Trans.on Acoust.,Speech,Signal Proc,.ASSP-34,1986,pp.1153-1161）に記載されている。同フィルタバンクは、修正された離散余弦変換（ＤＣＴ）と修正された離散正弦変換（ＤＳＴ）との交互適用とから成り、偶数積重ねされ、臨界サンプリングされる単一側波帯分析・合成システムの時間領域同等物として記載されている。修正されたＤＣＴ及びＤＳＴは、本明細書では偶数積重ね時間領域エイリアシング相殺（Ｅ−ＴＤＡＣ）として一まとめにして言及する。J.Pricen,A.Johnson,and A.Bradleyの『時間領域エイリアシング相殺に基づくフィルタバンクデザインを用いるサブバンド・変換符号化』（ICASSP 1987 Conf.Proc.,May 1987,pp.1261-64）に記載されている第２フィルタバンクは、単一修正ＤＣＴによって実施され、奇数積重ねされ、臨界サンプリングされる単一側波帯分析・合成システムの時間領域同等物として記載されている。ここでは奇数積重ね時間領域エイリアシング相殺（Ｏ−ＴＤＡＣ）として言及する。ＴＤＡＣ分析フィルタバンクの各々は、ブロック長の半分だけ重複する信号サンプルブロックに適用されが、臨界的サンプリングで変換係数の半分を効率的に捨てることによって完全な再構成を達成している。失われる係数は相手の合成フィルタバンクにおける時間領域エイリアシングを発生させるが、そのエイリアシングは重複すること及び合成フィルタバンクによって発生されるブロックを加えることによって相殺される。
ＴＤＡＣフィルタバンクのようなＳＳＢフィルタバンクは、重複するブロック変換を用いた完全な再構成を可能にするので、多くの符号化用途で非常に魅力的であり、臨界的にサンプリングされ、適度に効率的な方法を用いて実施することができる。例えば、幾つかの効率的な実施例が以下の文献に開示されている。即ち、S.Cramer and R.Gluthの『修正Ｏ2ＤＦＴに基づく効率計算真値フィルタバンク』（Signal Processing V:Theories and Application,Elsevier Publishers B.V.,1990,pp.585-588）、H,Malvarの『効率的変換・サブバンド符号化のための重複変換』（IEEE Trans.Acoust.,Speech,and Signal Pric.,ASSP-38,June 1990,pp.969-78）、R.Glthの『ＤＣＴ・ＤＳＴに基づく多位相フィルタバンクのための正則ＦＥＴ関連変換核』（ICASSP 1991 Conf.Proc.,vol.3,May 1991,pp.2205-2208）、P.Duhamel,Y.Mahieux,and J.Petitの『時間領域エイリアシングに基づくフィルタバンク実施のための高速アルゴリズム』（ICASSP 1991 Conf.Proc.,vol.3,May 1991,pp.2209-2212）及びM.Antill and G.Davidsonの『ＵＳ第５，２９７，２３６号』（1994年5月発行）。
ＳＳＢ  ＴＤＡＣフィルタバンクを用いるデジタルオーディオ符号化システムの例がY.Mahieuxの『ＵＳ第５，２９７，２３６号』（1993年9月発行）に開示されている。同システムは、スペクトル成分を量子化するためにZwickerの著書に基づくモデルによりビットを適応的に割り当てている。不幸にして、ＴＡＤＣフィルタバンクを用いる符号化システムの知覚モデルの精度は概して最適ではない。その理由は、ＳＳＢフィルタバンクを実施するために用いる変換ではスペクトル量の正確な予測値を得るのに十分な情報が発生されないからである。ＴＤＡＣフィルタバンクによって発生されるスペクトル記号からは、正確な量の測定値は得れれないので、ＴＡＤＣフィルタバンクを用いる符号化システムの多くの知覚モデルは、もしよりよい推定量がいられるなら可能であるような正確な予測値を与えない。
正確な測定を得る一技術がＩＳＯ１１１７２−３の『約１．５Ｍbit/sまでのデジタル記憶媒体に対する映画および関連オーディオの符号化』（ISO/IEC JTCI/CS29/WG11,Part3 Audio,draft,June 2,1994）この技術によると、符号化のためのスペクトル記号を発生させるためにＳＳＢフィルタバンクが用いられ、またビット割当てのためのスペクトル量の正確な測定値を得るために追加のＦＦＴに基づくフィルタバンクが用いられる。この技術は、これらの測定値を得るために必要な追加のフィルタバンクを実施するために多大な資金を必要とするので魅力的ではない。
またＩＳＯ文書は、共同・ステレオ符号化と呼ぶ多重チャンネル符号化技術を開示している。この技術によると、単一サブバンド信号を得るために２チャンネルの各々におけるそれぞれのサブバンド信号が加算される。各チャンネルにおける原サブバンド信号の近似値を発生させるために、合計された信号に対する各チャンネルの貢献度を推定する副情報が合計信号と共にデコーダに送られる。不幸にして、同副情報はチャンネルパワーの正確な測定値よりはむしろピークサンプル値に基づくために、それは必ずしもチャンネルからの貢献度を示すよい測定値を与えるとは限らない。さらに、もし２つのそれぞれのサブバンド信号が幾分相関関係を有するが互いに著しく位相を異にするなら、それらは破壊的に結合して２チャンネルの音響効果を総体的に誤って表現する。位相の正確な測定値が得られないので、このような位相の異なる状況を正確に検出するのは困難である。
完全な再構成を可能にする臨界サンプリングフィルタバンクを実施しかつスペクトル量及び位相の正確な測定値を与えるための十分な情報を提供する効率的技術が必要とされる。
発明の開示
本発明の目的は、完全な再構成を可能にしかつスペクトル量及び位相の正確な測定値を与える臨界サンプリングフィルタバンクを規定することである。
本発明の教示による単一チャンネル処理方法は、入力信号を受信して一連の信号サンプルブロックを形成し、一連の信号サンプルブロックの第１スペクトル記号（表示）を発生させ、一連の信号サンプルブロックの第２スペクトル記号を発生させ、第１及び第２スペクトル記号からスペクトル量及び又は位相の測定値を引出（入手）し、引き出した量及び又は位相の測定値に応答して適応されるプロセスを用いて第１スペクトル記号を処理することによって出力信号を発生させることから成る。
一実施形態において第１スペクトル記号は、Ｎ入力サンプルを１/２Ｎ結合サンプルセット（組）になるようにまとめるか又は組合せ、組み合わされたサンプルの順序を１/４Ｎ複素値サンプルセットに混ぜ合わせるか若しくは再配置し、複素値サンプルに複素回転関数を適用し、複素値サンプルにブロック変換係数を適用することによって１/４Ｎ中間変換係数を発生させ、中間変換係数に複素回転関数を適用し、回転された係数を１/２Ｎ真スペクトル値のセットになるように混ぜ合わせることによって第１スペクトル記号を発生させることから成る。第２スペクトル記号はほぼ同一のプロセスによって発生されるが、第１の混合段階は時間逆転（反転）された入力信号サンプルセットにつき行われ、最後の混合段階ではスペクトル記号数値の半分の符号が選択的に逆転される点で異なる。
本発明の各面は、多重チャンネル入力信号を処理するのに適用されかつ線形回路及びマイクロプロセッサ制御ＤＳＰ装置等の各種の技術によって実施される装置で実現され得る。各種の特徴及びその代わりの特徴は、以下の論文に記載され、また同一要素には同一参照番号を付した添付図で例示される。以下の論文及び図面の内容は例としてのみ述べられたもので、本発明の範囲に対する制限を示すものでないことを理解されたい。本発明は特にオーディオ符号化用途につき述べられているが、本発明はより広範で他の用途に適用できることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明の各種の面を組み入れた単一チャンネル装置の機能構成図である。
図２ａ−２ｂは、信号サンプルのブロックを形成するブロック発生器の２つの実施形態を示す構成図である。
図３は、本発明の各種の面を組み入れた２チャンネル装置の機能構成図である。
図４ａ−４ｃは、一般化されたＯ−ＴＤＡＣフィルタバンクを実施するために用いる回路の構成図である。
発明の実施形態
Ｉ基本実施形態
図１は、本発明の一面による単一チャンネル装置に組み入れた基本機能を例示する。ブロック発生器１０は、入力信号路１から受信する入力信号を一連の信号サンプルブロック内へ一時記憶する。フィルタバンク２０は、路１１から受信する一連の信号サンプルブロックの第１スペクトル記号を路２１に沿って発生させる。フィルタバンク３０は、路１２から受信する一連の信号サンプルブロックの第２スペクトル記号を路３１に沿って発生させる。フェ−ザ４０は、それぞれ路２１及び３１から受信する第１及び第２スペクトル記号から入力信号スペクトル成分量の測定値を引き出す。プロセッサ５０は、路４１から受信する得られたスペクトル量の測定値に応答して適応化されるプロセスを用いて、路２１から受信する第１スペクトル記号に応答して路５１に沿って出力信号を発生させる。
例えば、デジタル信号符号化用途ではプロセッサ５０はエンコーダであり、得られたスペクトル量の測定値に応答して適応的に割り当てられるビット数を用いて第１スペクトル記号を量子化することによって符号化された信号を発生させ、符号化された情報を伝送又は記憶に適した出力信号にアセンブルする。他の用途においてプロセッサ５０は適応グラフィックイコライザであり、帯域幅を横切って所望の大きさのレベルを有する出力オーディオ信号を得るために、得られたスペクトル量の測定値に応じて第１スペクトル記号の成分に可変利得を適用する。これらの２つの例は、本発明が広範な用途に適用できることを示す。
実施上代わりのものが可能である。例えば、一代替例では、フィルタバンク２０及び３０は共に単一複素変換によって実施され、そこでは真出力は一スペクトル記号を与え、仮想出力は他のスペクトル記号を与える。他の代替例では、各フィルタバンクは別個の変換によって実施される。フェ−ザ４０は、以下に述べるようにスペクトル量及び位相の両測定値を引き出してもよい。符号化用途においてプロセッサ５０は、路４１から受信する得られた量、位相の測定値を符号化してもよい。
代わりに実施形態を論じる前に、本発明の基本的実施形態の一部詳細につき紹介する。入力信号は、オーディオ信号を表す信号サンプルを含む。基本実施形態のデジタル実施例では、入力信号は離散値サンプルを含む。アナログ実施例における入力信号は、処与の範囲に亘って連続的に変わり得る振幅を有するアナログ信号を含む。信号サンプルは各々がＮサンプルの一連のブロックに形成される。フィルタバンクは１以上のＮ点変換によって実施される。
Ａブロック発生器
ブロック発生器１０は、入力信号を受信して一連の信号サンプルブロックにグループ化する。信号サンプルは、アナログ信号のサンプリングから、アナログ信号を表すか若しくはそれをシミュレートする発生されたサンプルから又は時間領域信号に相当するあらゆるサンプル源から受信してもよい。信号サンプルブロックは、もし所望なら、任意の適切な量だけ重複させてもよい。
変換によって実施されるフィルタバンクを組み入れた多くの実用システムは、慎重に設計された分析窓（ウインドー）機能を用いて各入力信号サンプルのサンプルを重みづけすること及び重複する信号サンプルブロックにフィルタバンク変換を適用することによって、フィルタバンク性能の改良を求めている。ブロック重複の長さは、分析窓機能の適用によって生じる一時的変調が相殺されるように選ばれる。
変換操作の中には分析窓機能を用いることを要しないものもある。しかし、上記及び以下に述べるＯ−ＴＤＡＣ及びＥ−ＴＤＡＣ変換操作は、一対の分析・合成窓機能を用いることを必要とする。合成窓機能は、分析フィルタバンクの適用に先立って適用され、分析窓機能は合成フィルタバンクの適用後に適用される。本明細書では、一時記憶された信号サンプルは要求又は所望により分析窓によって重みづけされる。入力信号サンプルは、本発明の範囲から逸脱することなく、ブロック発生器１０で受信される前又は後に分析窓機能によって加重してもよい。加重は、デジタル実施ではデジタル乗算回路又はマイクロプロセッサによって、またアナログ実施ではアンプによって加重してもよい。
ブロック発生器１０の実施方法は、本発明の実施にとって決定的ではない。図２ａは、ブロック発生器１０を実施するために用いられる回路を機能的に例示する。路１から受信される信号サンプルは、バッファ１０１に記憶され、ブロック内の各サンプル値は路１１と総称される路１１−１乃至１１−Ｎの各々の１つに沿って得られる。路１１−１から得られる値は、ブロック内の最も古いサンプルを表し、路１１−Ｎから得られる値は、ブロック内の最も新しいサンプルを表す。路１から受信される信号サンプルは同様にバッファ１０２に記憶され、ブロック０内の各サンプル値は路１２と総称される路１２−１乃至１２−Ｎの各々の１つに沿って得られる。路１２−１から得られる値は、ブロック内の最も古いサンプルを表し、路１２−Ｎから得られる値は、ブロック内の最も新しいサンプルを表す。この特殊な実施形態におけるブロック発生器１０は、路１１に沿って正常時間順序でサンプルを通し、路１２に沿って逆時間順序でサンプルを通す。以下に述べるようにサンプルを逆時間順序にすることでフィルタバンク実施上一定の効率を考慮している。
図２ｂは、ブロック発生器１０を実施するために用いられる他の回路を機能的に例示する。路１から受信される信号サンプルは、バッファ１０１に記憶され、ブロック内の各サンプル値は２つの路のいずれかに沿って得られる。路１１と総称される路１１−１乃至１１−Ｎから得られる値は、正常時間順序であり、路１２と総称される路１２−１乃至１２−Ｎ路から得られる値は、逆時間順序である。
図示されていない他の実施形態では、ブロック発生器１０は１つのバッファを含み、路１１及び１２は同一である。時間反転を与える路はない。この実施形態は、時間反転サンプルがフィルタバンク実施上の利点を与えない場合望ましい。
望ましい実施形態においてブロック発生器は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）によって従来の方法で実施される。数値は、マイクロプロセッサ又はデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）制御下でアドレスによって特定されたＲＡＭ内の位置に記憶されて取り出される。
Ｂフィルタバンク
フィルタバンク２０は、各種の技術で実施できるＳＳＢフィルタバンクである。１つの適切な選択は、下記一連の信号サンプルブロックに適用される修正されたＤＣＴによって実施されるＯ−ＴＤＡＣフィルタバンクである。
0004242450.tif 000002
ここで式１に対し０≦ｋ＜Ｎ／２
Ｃ0（m,k）＝信号サンプルブロックｍのスペクトル成分ｋ
ｘ（ｎ）＝窓処理された真値信号サンプルｎ
ｎ0＝1/4Ｎ＋1/2
フィルタバンク２０はＥ−ＴＤＡＣフィルタバンクでもよく、修正されたＤＣＴ（ＭＤＣＴ）及び修正されたＤＳＴ（ＭＤＳＴ）を一連の信号サンプルブロックに交互に適用することによって実施される。
0004242450.tif 000003
ここで式２に対し０≦ｋ＜Ｎ／２
式３に対し０＜ｋ≦Ｎ／２
ＣEm,k）＝信号サンプルブロックｍのＭＤＣＴスペクトル成分ｋ
ＳEm,k）＝信号サンプルブロックｍのＭＤＳＴスペクトル成分ｋ
ｎ0＝1/4Ｎ＋1/2
Ｅ−ＴＤＡＣフィルタバンクは、一連の信号サンプルブロックに応答してスペクトル成分ＣE（m,k）及びＳE（m,k）の組を交互に発生させる。
Ｏ−ＴＤＡＣ及びＥ−ＴＤＡＣフィルタバンクは、スペクトル成分の半分を捨てることによって臨界的サンプリングを達成している。これらの成分の損失は合成フィルタバンクの時間領域エイリアシングを発生させるが、このエイリアシングは合成フィルタバンクによって回復されるブロックを重複及び加算することによって相殺される。
ＴＤＡＣフィルタバンクが臨界的にサンプリングされるので、知覚符号化システムのような多くの符号化用途で用いられる。デジタル知覚コーダは、心理知覚モデルによりスペクトル成分を量子化するためにビットを適応的に割り当てる。これらのモデルは、スペクトル量及び時々位相の関数として表される経験的データからしばしば得られる。不幸にして、ＴＤＡＣではスペクトル量、位相の正確な測定値が得られるスペクトル成分の組は発生されない。いずれかのＴＤＡＣフィルタバンクを用いる知覚符号化システムでは、ビット割り当てはスペクトル成分自体の値に基づかなければならない。しかし、発明者は、ＴＤＡＣスペクトル成分値がスペクトル量の好ましくない測定値を与えかつスペクトル位相の測定値は与えないことを確認している。
フィルタバンク３０は、スペクトル成分の組を発生させるＳＳＢフィルタバンクであり、フィルタバンク２０によって発生されるスペクトル成分と共に取り出されるとスペクトル量、位相の正確な測定値を得ることができる。フィルタバンク３０の実施については以下に述べる。
Ｃフェーザ
ＳＳＢフィルタバンクで発生されるスペクトル成分からスペクトル量、位相の正確な推定値を引き出す技術は、上記ＴＤＡＣフィルタバンクのようなＳＳＢフィルタバンクは、より一般的に『一般化された』フィルタバンクで表し得ることを先ず認識することによって開発できる。一般化されたＴＤＡＣフィルタバンクは、従来のＴＤＡＣフィルタバンクと同等である。なぜならば一般化されたＴＤＡＣでは、対応するＴＤＡＣフィルタバンクによって発生されるものと同等の絶対値成分を有するスペクトル記号が発生されるが、スペクトル成分の中には反転された符号のものがあるからである。符号の反転は、相補的合成フィルタバンクで当該信号を正しく再構成できるので、実際上殆ど重要ではない。フィルタバンクの一般化された式は、ブロック間で変わらず、従って、以下の論議ではブロック番号ｍの表示は除かれる。論議を簡単にするために、Ｏ−ＴＤＡＣ及びＥ−ＴＤＡＣの一般化された形はそれぞれＧＯ−ＴＤＡＣ及びＧＥ−ＴＤＡＣフィルタバンクと呼び、一般化されたＴＤＡＣフィルタバンクの双方をＧ−ＴＤＡＣフィルタバンクと総称する。Ｇ−ＴＤＡＣフィルタバンクを実施する変換体は下式で表し得る。
0004242450.tif 000004
Ｇ−ＴＤＡＣフィルタバンクから得られるスペクトル成分は以下のように表される。
ＣGO（k）=Re｛X（k）｝，ｋ0=1/2ｎ0=1/4Ｎ+1/2，０≦ｋ1/2Ｎ         （5a）
ＣGO（k）=Re｛X（k）｝，ｋ0=0 ｎ0=1/4Ｎ+1/2，                     （5b）
ＳGO（k）=Im｛X（k）｝，ｋ0=0 ｎ0=1/4Ｎ+1/2，０≦ｋ1/2Ｎ          （5c）
ここでＣGO（k）=ＧＯ−ＴＤＡＣフィルタバンクのＭＤＣＴスペクトル成分ｋ
ＣGO（ｋ）=ＧＥ−ＴＤＡＣフィルタバンクのＭＤＣＴスペクトル成分ｋ
ＳGO（k）=ＧＥ−ＴＤＡＣフィルタバンクのＭＤＳＴスペクトル成分ｋ
Re｛X（k）｝=複素関数X（k）の真部分
Im｛X（k）｝=複素関数X（k）の仮想部分
以下の式が成立する。
0004242450.tif 000005
ここでＸR（k）＝Re｛X（k）｝、Ｘ1＝Im｛X（k）｝である。この式はｋ0又はｎ0値に何等の制限もなくパーセバル（Parseval）恒等式が当てはまることを示す。
Ｘ（Ｎ−ｋ−２ｋ0）は、２ｋ0=iに対する複素回転Ｘ（k）から得られることが示される。ここでｉは整数又は下式で表される。
0004242450.tif 000006
これによってｋ0＝０又はｋ0＝1/2に対して｛X（0），...Ｘ（1/2Ｎ-1）｝から列｛Ｘ（1/2N），...Ｘ（N-1）｝が得られる。
さらに、下式のように表されるＧＯ−ＴＤＡＣフィルタバンクに対してパーセバル恒等式が真であることを示すことができる。
0004242450.tif 000007
ここでｋ0＝1/2であり、下式で表されるＧＥ−ＴＤＡＣフィルタバンクに対してパーセバル恒等式が真であることが示される。
0004242450.tif 000008
ここでｋ0＝０である。
これらの諸関係の結果は以下に帰着する。
0004242450.tif 000009
ここでＰ（k）=スペクトル成分ｋの推定量の測定値
Φ（k）=スペクトル成分ｋの推定位相の測定値
推定されたスペクトル量及び位相の測定値は、スペクトル成分Ｘ（k）を含むスペクトル記号を発生するフィルタバンクから得ることができる。これらの成分は、上記式４の複素変換によって実施されるＧ−ＴＤＡＣフィルタバンク又は別個の変換体によって実施される２つのフィルタバンクから得ることができる。これらのフィルタバンクを実施するための効率的技術は以下に論じる。
スペクトル記号から得られる量及び位相の測定値は推定値に過ぎない。これは本発明によって用いられる技術のいかなる欠陥も原因とはならず、むしろ空間的又は時間的測定の分解能とスペクトル測定の分解能との間の避けられない兼合いが原因となる。信号サンプルブロック又はフィルタバンクの長さが減少するにつれて、量測定の時間的分解能は増加するがスペクトル測定の分解能は減少する。これらの不確実性にもかかわらず、本発明の重複ブロック変換によって実施される臨界サンプリングフィルタバンクを組み入れたシステムは、他の方法を用いるシステムよりも大幅に正確な量及び位相の測定値を引き出すことができる。得られた測定値の精度は多くの用途に対して十分である。
Ｄプロセッサ
符号化用途におけるプロセッサ５０では、フィルタバンク２０によって発生されるスペクトル記号を符号化することによって符号化された信号が発生される。その代わりの実施形態のプロセッサ５０は、フェーザ４０によって引き出される量、位相の測定値を符号化してもよい。フィルタバンク３０によって発生されるスペクトル記号は、望ましい実施形態では符号化されない。本発明の実施上プロセッサ５０の特別な実施形態は決定的ではない。概して、単一チャンネル符号化システムで必要とされるのはスペクトル量の測定値のみである。スペクトル位相の測定値は、以下で論じる多重チャンネル符号化システムでより有効である。
符号化用途におけるプロセッサ５０は、符号化された信号を伝送又は記憶に適した出力信号にアセンブルしてもよい。デコーダによって必要とされる追加の副情報も出力信号内にアセンブルしてもよい。フレーム同期ビット及び誤差検出・訂正コードも伝送に要するものとして用いてもよい。データベースポインタまたはキーも記憶に要するものとして追加してもよい。
II代替実施形態
Ａ多重チャンネルコーダ
図３は、本発明の別の面による２チャンネル装置に組み入れられる基本的機能を例示する。２チャンネルのみを例として以下論じるが、本発明は３チャンネル以上の装置に組み込み得ることを理解されたい。ブロック発生器１０ａは、第１チャンネル信号路１ａから受信する入力信号を一連の信号サンプルブロックにグループ化する。フィルタバンク２０ａは、路１１ａから受信する一連の信号サンプルブロックの第１スペクトル記号を路２１ａに沿って発生させる。フィルタバンク３０ａは、路１２ａから受信する一連の信号サンプルブロックの第２スペクトル記号を路３１ａに沿って発生させる。フェーザ４０ａは、それぞれ路２１ａ及び３１ａから受信する第１及び第２スペクトル記号からの第１チャンネル入力信号内のスペクトル量及び位相の測定値を取り出し、得られた測定値を路４１ａに沿って送る。
ブロック発生器１０ｂは，第２チャンネル信号路１ｂから受信する入力信号を一連の信号サンプルブロックにグループ化する。フィルタバンク２０ｂは、路１１ｂから受信する一連の信号サンプルブロックの第１スペクトル記号を路２１ｂに沿って発生させる。フィルタバンク３０ｂは、路１２ｂから受信する一連の信号サンプルブロックの第２スペクトル記号を路３１ｂに沿って発生させる。フェーザ４０ｂは、それぞれ路２１ｂ及び３１ｂから受信する第１及び第２スペクトル記号からの第１チャンネル入力信号内のスペクトル量及び位相の測定値を取り出し、得られた測定値を路４１ｂに沿って送る。
結合器２０ｃは、路２１ａ及び２１ｂから受信する第１及び第２入力信号の第１スペクトル記号を結合することによって第１の結合されたスペクトル記号を発生させる。結合器３０ｃは、路３１ａ及び３１ｂから受信する第１及び第２入力信号の第１スペクトル記号を結合することによって第２の結合されたスペクトル記号を発生させる。フェーザ４０ｃは、それぞれ路２１ｃ及び３１ｃから受信する第１及び第２結合スペクトル記号からの第１チャンネル入力信号内のスペクトル量及び位相の測定値を取り出し、得られた測定値を路４１ｃに沿って送る。結合されたスペクトル位相の測定値も同様に得られるが、多くの用途において不必要である。
プロセッサ５０′は、路４１ａ、４１ｂ及び４１ｃから受信する得られた測定値に応答して適応されるプロセスを用いて、路２１ａ、２１ｂ及び２１ｃから受信する第１スペクトル記号に応答して路５１に沿って出力信号を発生させる。
既に述べた単一信号チャンネル装置のためのものを含む多くの代替物は、今述べたばかりの図３に例示したような多重チャンネルに適用できる。
ブロック発生器、フィルタバンク及びフェーザによって行われる機能は、上記単一チャンネル装置につい述べたものとほぼ同一である。以下の論議では、図３に示すような多重チャンネル装置に適切な付加的かつ代替的機能を取り上げる。
Ｂ結合器
結合器２０ｃ及び３０ｃは、結合されたスペクトル記号を形成するために多重入力信号のスペクトル記号を結合する。この結合スペクトル記号は、事実上入力信号を結合することによって造ることができる信号のスペクトル構成を表す。簡単な実施形態における結合は、単に信号成分を共に加えることによって達成されるが、位相が異なる成分が破壊的に結合されることは明らかに当然なことである。例えば、１８０度位相が異なる等しい大きさの成分は結合されると相殺されるであろう。この問題の詳細は以下に述べる。論議を簡単にするために、等しくない位相を有する信号を結合することによって生じる振幅の誤差は、ここでは単に『相殺』と呼ぶ。
Ｃプロセッサ
符号化用途におけるプロセッサ５０′は、路２１ａ、２１ｂ及び２１ｃから受信するスペクトル記号を符号化することによって符号化された信号を発生させる。プロセッサ５０′は、路４１ａ、４１ｂ及び４１ｃから受信する量、位相の測定値も符号化し、路３１ａ、３１ｂ及び３１ｃから受信するスペクトル記号を表す若干の情報をも符号化し得る。符号化された信号は、単一チャンネルコーダについて既に述べたのと同様な方法で伝送又は記憶に適した出力信号にアセンブルされる。
多重符号化システムは、結合又はその他の方法で多重チャンネルを共に符号化することによって個々のチャンネル間の冗長性を下げるように試みてもよい。高周波サブバンド信号のみが結合されるのが望ましい。その理由は、結合又は合同符号化の影響はより高い周波数に対するようには聴取できないことが経験的に立証されているからである。多重チャンネル符号化技術の例は、国際特許出願ＷＯ９２／１２６０７（1992年７月発行）及び『ＩＳＯ１１１７２−３両立性低ビットレート多重チャンネルオーディオ符号化システム』（ISO/IEC JTC/SC29/WG11,draft dated March 31,1993）に記載されている。
上記の多重チャンネル符号化技術は、各々が多くの個々のチャンネルの周波数サブバンドを表す合成又は結合された信号を発生すること及び結合されたサブバンドの個々のチャンネルのレプリカを再構成するのに要する副情報を発生することを含むという点で類似している。例えば、結合された信号は個々のチャンネルサブバンド信号の平均から形成され、副情報は、結合されたサブバンドの各個々のチャンネルのピークスペクトル振幅を表すものから発生される。不幸にして、既に簡単に触れた通り、位相の異なるスペクトル成分は破壊的に結合し、また副情報はスペクトル量よりはむしろサブバンド信号振幅から得られるので、副情報は概して各個々のチャンネルサブバンド信号の結合信号に対する貢献度を誤って表すであろう。本発明の各種の面を組み入れた符号化システムでは、相殺の問題を回避する結合チャンネルが形成されかつ各個々のチャンネルの真の貢献度をより正確に表す副情報を発生させることができる。ここでは若干の技術につき論じるのみでその他の技術は明らかになるであろう。
１量
知覚符号化システムでは量の正確な測定値が必要であり、それによってエンコーダの最適ビット割当を可能にしかつデコーダが結合された記号から個々のスペクトル成分を適切に再構成できるようにする。結合された記号への割当は、結合された記号の大きさ、即ち、量に基づいて行うか又は結合された記号に含まれる個々のチャンネルからの最大スペクトル成分の量に基づいて行うことができる。
結合された記号からの個々のスペクトル成分の再構成は、結合された記号内に含まれる個々のスペクトル成分の相対的量を用いて行ってもよい。一実施形態における符号化された信号は、結合された記号の合計量に対する個々の各スペクトル成分量の比を表す情報を含む。
２位相
一技術によるプロセッサ５０′では、符号化された信号が約４５度を越える位相差を有するあらゆるスペクトル成分の結合された記号を含まないことを確保することによって相殺を回避している。
他の技術によるプロセッサ５０′では、結合すべきスペクトル係数を確認しかつ第１及び第２入力信号内の成分間の位相差を検査している。９０度を越える位相差の検出に応答してプロセッサ５０′は、合計を取るよりはむしろ対応するスペクトル成分間の差を取るように結合器２０ｃに指令する。この反転を伝える副情報が符号化された信号に含まれ、デコーダで補償できるようにしてもよい。このようにして位相差が決して９０度を越えないようにすることができる。しかし、若し位相差が９０度のいずれかの側に変動するなら、位相反転におけるおびただい変化によって可聴人工物が発生され得る。この影響は、９０度における１つの閾値の代わりに９０度の両側に２つの閾値を用い、スペクトル成分を反転させる決定に多少のヒステリシス（履歴現象）を課することによって減少させてもよい。
さらに他の技術によるプロセッサ５０′では、結合すべきスペクトル係数を識別し、第１及び第２チャンネル入力信号の成分間の位相差が検査される。もし位相差が例えば５０乃至１００ｍｓｅｃの一定期間に亘ってほぼ一定なら、位相差が零に収束するようにこれらのスペクトル成分の一方又は双方の位相が調節される。収束の速度は可聴人口物を避けるように制限される。この技術は、第１及び第２チャンネル信号のスペクトル成分が高度に相関している状況では非常に有効である。例えば、多重マイクロホンによって独奏楽器又はソロ音声が録音される場合この状態が起こる。
IIIフィルタバンクの効率的実施
従来のＴＤＡＣフィルタバンクは、上記引用文献に開示されたような技術を用いて効率的に実施することができる。Ｇ−ＴＤＡＣフィルタバンクも同様に効率的に実施可能であるが、量又は位相の測定値を得るためには２つのスペクトル記号が必要である。
第１スペクトル記号を発生させる一実施例でもＧＯ−ＴＤＡＣフィルタバンクを実施している。同実施例は、１）1/4Ｎ複素値サンプルy（n）を形成するためにＮ真値入力信号サンプルx（n）のブロックを『組合せ』かつ『混ぜ』、２）1/4Ｎ回転されたサンプルz（n）を形成するために複素平面内の複素値サンプルを回転させ、３）回転されたサンプルを1/4Ｎ中間変換係数Z（k）に変換し、４）1/4Ｎ回転された変換係数Y（k）を形成するために中間変換係数を回転させ、５）ブロック1/2ＮスペクトルＣGO（k）を形成するために複素値回転された変換係数を混ぜることを含む。図１及び３を参照すると、ＣGO（k）値はフィルタバンク２０、２０ａ及び２０ｂによって発生される第１スペクトル記号を表す。
対応する第２スペクトル記号を発生させる技術は、段階１）及び５）におけるこまかい差を除けば上記と同一の段階を含む。一実施例の段階１）は、入力信号サンプルx（n）の順序を反転させることを除けば、同一方法で行われる。他の実施例における入力信号サンプルは、僅かに異なった方法で組み合わされかつ混ぜられ、時間反転、組合せ及び混合の効果が効率的に組み合わされる。
第１スペクトル記号を発生させるフィルタバンクに対し、1/4Ｎ複素値サンプルy（n）を形成するためにＮ真値入力信号サンプルx（n）のブロックを組み合わせかつ混ぜることは下式で表すことができる。
0004242450.tif 000010
ここでｙR（n）＝複素値サンプルｙ（n）の真部
ｙI（n）＝仮数値サンプルｙ（n）の仮数部
既に指摘した通り、第２スペクトル記号を発生させるフィルタバンクに対し、もし各サンプルブロックの入力信号サンプルｘ（ｎ）の順序がまず時間順序で反転されるなら、これらの同一式により組み合わせかつ混ぜ合わせを行ってもよい。その代わりに、下式により時間反転なしに組み合わせかつ混ぜ合わせを行ってもよい。
0004242450.tif 000011
複素値サンプルの回転は次式で表すことができる。
0004242450.tif 000012
回転されたサンプルに高速フーリエ変換を適用することによって発生される中間変換係数は次式で表すことができる。
0004242450.tif 000013
中間変換係数の回転は次式で表せる。
0004242450.tif 000014
回転された係数は、２つのスペクトル記号を形成するために混ぜられる。第１スペクトル記号のスペクトル値は、ＧＯ−ＴＤＡＣフィルタバンクによって発生されるスペクトル値に相当する。奇数スペクトル値は次式で表せる。
0004242450.tif 000015
また、偶数スペクトル値は次式で表せる。
0004242450.tif 000016
第２スペクトル記号のスペクトル値ＣGO（2k）は同様な方法で得られる。奇数スペクトル値は次式で表せる。
0004242450.tif 000017
また、偶数スペクトル値は次式で表せる。
0004242450.tif 000018
式５ａからＣGO（k）=ＸR（k）であることが分かり、これはＣGO（k）=ＸI（k）と表すことができる。従って、上記式９ａ及び９ｂから、推定されたスペクトル量及び位相はそれぞれ次の２式から得ることができる。
0004242450.tif 000019
図４ａ−４ｃは、ＣGO（k）値を表すスペクトル信号を発生させる回路を例示する略図である。例及び論議を簡単にするために、図示の回路は８点変換を実施するものである。例えば４から１６点への短変換はビデオ４符号化変換用途でしばしば用いられるが、例えば、１２８から４０９６点への変換は、オーディオ符号化変換用途で用いられる。同回路が各種の長さの変換を実施するために拡張できることは明らかである。
図４ａを参照すると、８つの信号サンプルｘ（n）が路１１−１乃至１１−８に沿ってバッファから受信される。入力信号サンプルの組合せ及び混合は、必要な符号反転を行うインバータ２０２ａ乃至２０２ｄ及び２つの信号を１つに結合する結合器２０４ａ乃至２０４ｄによって行われる。結合器２０４ａ及び２０４ｂによって送られる信号はそれぞれ複素値信号ｙ（0）の真及び仮想部分を表し、結合器２０４ｃ及び２０４ｄによって送られる信号はそれぞれ複素値信号ｙ（1）の真及び仮想部分を表す。
複素値信号の回転は、アンプ２０６ａ乃至２０６ｈ及び結合器２０８ａ乃至２０８ｄによって送られる。結合器２０８ａ及び２０８ｂによって送られる信号はそれぞれ複素値信号ｚ（0）の真及び仮想部分を表し、結合器２０８ｃ及び２０８ｄによって送られる信号はそれぞれ複素値信号ｚ（1）の真及び仮想部分を表す。アンプの利得は、式１２から決定し得る。この例では、アンプ２０６ａ乃至２０６ｄは、それぞれｃｏｓθ0、−ｓｉｎθ0、ｃｏｓθ0及びｓｉｎθ0で、ここではθ0＝（２π／６４）ラジアンである。アンプ２０６ｅ乃至２０６ｈは、それぞれｃｏｓθ1、−ｓｉｎθ1、ｃｏｓθ1及びｓｉｎθ1で、ここではθ1＝２π（６５／６４）ラジアンである。
図４ｂを参照すると、路２１０ａ乃至２１０ｄから受信される回転された複素値信号は、２点ＦＦＴによって変換される。変換の蝶形回路はインバータ２１２ａ及び２１２ｂ、結合器２１４ａ乃至２１４ｄによって実施され、複素乗算はアンプ２１６ａ乃至２１６ｄ、結合器２１８ａ及び２１８ｂによって実施される。これらの回路要素は、周波数デシメーションＦＦＴを実施する。上記式１３によると、1/4Ｎの縮尺因数もまた信号にに適用すべきである。この縮尺は、例示した回路に追加のアンプを導入するか若しくはアンプ２０６ａ乃至２０６ｈ、２２２ａ乃至２２２ｈの利得を調節することによって行うことができる。縮尺を行うかどうか及びどのように行うかは、本発明にとって決定的ではない。図示の回路は、ＦＦＴの他の実施形態で代行させてもよい。
図４ｃを参照すると、路２２０ａ及び２２０ｂから受信される信号は、それぞれ中間変換係数ｚ（0）を表す複素値信号の真及び仮想部分を表し、路２２０ｃ及び２２０ｄから受信される信号は、それぞれ中間変換係数ｚ（1）を表す複素値信号の真及び仮想部分を表す。これらの信号の回転は、アンプ２２２ａ乃至２２２ｈ及び結合器２２４ａ乃至２２４ｄによって与えられる。これらのアンプの利得は式１４から決定し得る。この例では、アンプ２２２ａ乃至２２２ｄは、それぞれｃｏｓθ0、−ｓｉｎθ0、ｃｏｓθ0及びｓｉｎθ0で、ここではθ0（２π／６４）ラジアンである。アンプ２２２ｅ乃至２２２ｈは、それぞれｃｏｓθ1、−ｓｉｎθ1、ｃｏｓθ1及びｓｉｎθ1で、ここではθ1＝２π（６５／６４）ラジアンである。結合器２２４ａ及び２２４ｂによって送られる信号は、それぞれ複素値信号ｙ（0）の真及び仮想部分を表し、結合器２２４ｃ及び２２４ｄによって送られる信号は、それぞれ複素値信号ｙ（1）の真及び仮想部分を表す。
その後回転された変換信号は、必要とされる第１スペクトル記号のＣGO（k）値を表すスペクトル信号を与えるために、符号の組合せ及び混合が行われる。インバータ２２６ａ及び２２６ｂは、結合器２２４ｂ及び２２４ｄから受信される２つの信号を反転させる。信号の組合わせは、信号ｙ（0）の真及び仮想部分がそれぞれ路２２８ｄ及び２２８ａに沿って送られ、信号ｙ（1）の真及び仮想部分がそれぞれ路２２８ｂ及び２２８ｃに沿って送られるように行われる。上記式１５ａ及び１５ｂを参照すると、路２２８ａ乃至２２８ｄに沿って与えられる４つの信号が、それぞれスペクトル値ＣGO（0）乃至ＣGO（3）に相当するすることが分かる。
図４ａ乃至４ｃに例示するものと類似する回路は、ＳGO（k）値を表すスペクトル信号を発生させるために用いてもよい。図４ａを参照すると、路１１−１乃至１１−８は、それぞれ路１２−８乃至１２−１に相当するであろう。図４ｃを参照するとインバータ２２６ａ及び２２６ｂは、は不要であろう。上記式１６ａ及び１６ｂから、路２２８ａ乃至２２８ｄに沿って与えられる４つの信号は、それぞれスペクトル値ＳGO（0）乃至ＳGO（3）に相当する。
図示していないが、スペクトル量及び位相の測定値を表す信号を発生させるために、スペクトル信号が上記式１７及び１８の乗算及び割算を実施する電圧制御アンプに供給できることが明らかであろう。
図４ａ乃至４ｃに例示する回路はアナログ実施例を表す。デジタル値の和、差、積及び商を計算するデジタル回路又はこれらと同一機能を行うソフトウエア制御プロセッサを用いてデジタル実施形態で実施してもよい。
『ＤＳＰ原理』（Studio Sound,1994年4月,pp.73-78）で論じられているように、適応性及びコストの点で有利なので、MotorolaのＤＳＰ５６００１のようなＤＳＰチップによる実施は魅力的である。フィルタバンク及びＤＳＰチップによって実施される符号化プロセスを含むエンコーダの一例が、１９９２年４月２８日発行されたFielder and Davisonの米国特許第５，１０９，４１７に開示されている。
プロセッサに基礎づけられた実施例においては、効率を改良するために各種の計算を組み合わせかつ計算過剰を避けるために中間計算の尺度化が望ましいであろう。例えば、MotorolaのＤＳＰ５６００１プロセッサを用いた一実施形態においては、分析窓関数の適用のための乗算と入力信号サンプルの組合わせ及び混合のための加減算とを同時に行うことによって効率を改良することができる。別の例では、組合わせ及び混合中又はその後の計算中に計算過剰が起こらないことを確保するために、入力信号サンプルは半分に縮小することができる。例えば、符号化しシステムの望ましい実施形態において窓処理された入力信号サンプルは、組合わせ及び混合の前又はそれと同時に半分に縮小される。また縮小の補償は、相補的合成フィルタバンクによって回復される信号ブロックの重複加算中又はその後で行われる。浮動小数点計算を用いるような他の実施形態には異なった考慮が適用される。
【図１】
0004242450.tif 000020
【図２ａ】
0004242450.tif 000021
【図２ｂ】
0004242450.tif 000022
【図３】
0004242450.tif 000023
【図４ａ】
0004242450.tif 000024
【図４ｂ】
0004242450.tif 000025
【図４ｃ】
0004242450.tif 000026