(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
整流器（ＧＬ）と、
電源から低圧放電ランプ（ＥＬ）に対する高周波出力電力を発生させる電圧制御形の電解効果トランジスタあるいはＩＧＢＴ（Ｔ１、Ｔ２）を備えたハーフブリッジと、電圧制御電界効果トランジスタあるいはＩＧＢＴ（Ｔ１、Ｔ２）の制御端子における駆動回路（ＡＳ１、ＡＳ２）に接続された始動コンデンサ（Ｃ５）で発振を開始する始動回路（ＡＬＳ）と、
を有するランプ作動回路であって、
始動コンデンサ（Ｃ５）と整流器（ＧＬ）の電源入力側との間に接続された充電抵抗器（Ｒ１）と、
始動コンデンサ（Ｃ５）と並列に接続された放電抵抗器（Ｒ５）と、
始動コンデンサ（Ｃ５）の駆動回路側端子と、発振モードにて始動コンデンサ（Ｃ５）がサイクリックに放電するように電力供給分岐から離れた側の電圧制御電界効果トランジスタあるいはＩＧＢＴ（Ｔ１、Ｔ２）の端子との間に接続された放電ダイオード（Ｄ１）と、を有するランプ作動回路。
【請求項２】
請求項1に記載の作動回路において、
駆動回路（ＡＳ１、ＡＳ２）は、電界効果トランジスタあるいはＩＧＢＴ（Ｔ１、Ｔ２）の制御端子に接続された並列回路にて構成され、この並列回路は、コンデンサＣ３、Ｃ４と、抵抗Ｒ３、Ｒ４及びハーフブリッジの制御トランス二時巻線（ＨＷ１、ＨＷ２）からなる直列回路と、により構成されているランプ作動回路。
【請求項３】
請求項２記載の作動回路において、
コンデンサＣ３、Ｃ４と発振回路を構成するコイルＬ３、Ｌ４は、このコンデンサＣ３、Ｃ４に並列に配置されているランプ作動回路。
【請求項４】
請求項１に記載の作動回路において、
ハーフブリッジの中心点タップである側と電力供給岐路側との間に抵抗Ｒ２が、始動中のハーフブリッジの電位状態を決めるように接続されているランプ作動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発振器回路が負荷に供給するための高周波電力を発生する負荷、特に低電圧形ガス放電ランプの作動回路に関する。そのために発振器回路自体は供給電力（たとえば整流された電源電力）を供給される。その際に特に電圧制御形スイッチング要素、たとえば電界効果トランジスタから成るハーフブリッジを有する発振器回路が考察される。このような作動回路はなかんずく低電圧形ガス放電ランプ用の電子安定器に応用される。
【０００２】
【従来の技術】
このような作動回路の本発明にとって重要な観点は、発振器の自由振動発振を作動開始の際に始動させる必要性によるものである。しばしば、自由振動発振を発生するため、たとえば正帰還された制御変圧器が発振器のスイッチング要素を駆動するために使用される。しかし正帰還効果は発振器作動中に初めて自ずから生じ、始動の際にいわば外部刺激により最初に発生されなければならない。
【０００３】
この刺激を供給電力のスイッチオンの際に発生する始動回路に対する公知の解決策はドイツ特許出願公開第 195 48 506 号公報に記載されている。その際に供給電力のスイッチオンの後にコンデンサが抵抗を経て、ダイアックのブレークダウン電圧に到達するまで充電される。そのブレークダウンはコンデンサに蓄積されている電荷の一部分をハーフブリッジ発振器の電界効果トランジスタの駆動回路のなかに放電させる。他の詳細は上記公報に記載されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、改良された始動回路を有する冒頭に記載されている種類の作動回路を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
そのために、本発明によれば、供給電力から負荷に対する高周波出力電力を発生するために電圧制御形スイッチング要素を有する自由振動する発振器を備えた負荷、特に低電圧形ガス放電ランプの作動回路において、自由振動発振を始動させるための始動回路がスイッチング要素の制御端子における駆動回路とスイッチング要素の基準電位との間に接続されている始動コンデンサを有する。
【０００６】
最初に本発明はその際に、従来の技術で使用されたダイアックが従来の解決策の主要な欠点を呈するという認識に基づいている。すなわち、ダイアックは作動回路のなかに使用されている他の構成要素に比較して平均よりも高い故障率を示し、従ってダイアックによって構成されている電子安定器または他の作動回路の不必要に高い故障率を生じる。
【０００７】
従って、本発明による解決策ではダイアックの使用が省略される。その代わりに、ここでは始動コンデンサと呼ばれるコンデンサが設けられている。始動コンデンサは、その端子を通る充電の増大の際にスイッチング要素の基準電位が、たとえば電力供給枝路において、電力供給のスイッチオンの後に発振器の駆動回路またはそのスイッチング要素の１つを、当該スイッチング要素の第１のスイッチング過程を生じさせる立場に置く課題を有する。その際に特に、電圧制御形スイッチング要素では非常に高い電流が必要でなく、単に特定の電圧が必要であることを顧慮すべきである。電圧制御形スイッチング要素はそのスイッチオンまたはスイッチオフ過程に関して基本的に定められた閾値電圧を有する。すなわち、本発明が前記のように避けるべきダイアックのブレークダウン過程はスイッチング要素の電圧閾値への近接およびその超過により補われ得る。この過程は電力供給のスイッチオンの際に充電される始動コンデンサにより直接的または間接的に生ぜしめられる。
【０００８】
このことはたとえば、後で一層詳細に説明される複合した駆動回路の電位が全体として始動コンデンサによりずらされることにより行われ得る。しかし、複合した駆動回路を設けることは無条件に必要ではなく、それどころか最も簡単な場合にはここに自由振動発振に対する正帰還装置の（たとえば制御変圧器の二次巻線の）ただ一つの接続点も最小限の意味での“駆動回路”として設けられていてよく、その場合には始動コンデンサに与えられる電圧が実際上直接的に電圧制御形スイッチング要素の制御端子で取り出される。駆動回路に対するこの簡単な“最小バージョン”は、制御変圧器の場合には、一次巻線が既にスイッチング要素の駆動のための正しい位相遅れを与えられることにより実現され得よう。
【０００９】
いずれにせよ本発明によれば始動コンデンサが簡単かつ価値のある構成要素として使用され、それによって前記の欠点を有するダイアックが不要になる。
【００１０】
本発明の好ましい応用では発振器は電子安定器において公知のようなハーフブリッジ回路である。
【００１１】
電圧制御形スイッチング要素に対する好ましい例は特に電界効果トランジスタ、なかんずくＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ（“絶縁ゲートバイポーラトランジスタ”）である。
【００１２】
有利に始動コンデンサの充電は簡単に始動コンデンサと充電に適した電位（たとえば電力供給枝路）との間に接続されている充電抵抗を介して行われ、この充電抵抗は、発振作動中に始動回路をわずかしか乱さないように、比較的高抵抗に選ばれていなければならない。
【００１３】
電力供給のスイッチオン後の作動回路全体の、さもなければ事情によっては可能な安定な状態を避けるため、たとえば、始動コンデンサを充電するために使用される接続点を、そこに電位の確かな発振または変動が存在するように選ぶと有利である。そのためにたとえば整流器を介して作動回路を電源に接続する場合には、充電抵抗は整流器の電源入力側で交流電圧端子に接続されていてよい。しかしここで、電源交流電圧が全く存在しないとき、たとえば電池電源作動の際、なかんずく有意義である他の解決策も見い出され得る。その場合には前記の変動または発振が特にたとえばフリップフロップのような双安定要素を介して発生され得る。しかしし本発明による作動回路に関してなかんずく応用として考慮の対象になる低電圧形ガス放電ランプ用の電子安定器は一般に交流電源作動用に構成されている。
【００１４】
さらに、充電抵抗に追加して放電抵抗を充電コンデンサに対して並列に設けることも有利である。放電抵抗はその放電を特に発振器の定常発振の際にサポートする。それはなかんずく、交流電源作動の際に整流器およびこれにより充電される大形電解コンデンサが使用されるときに、作動の確実性を高めるためにときに有意義である。この観点は、整流器が電解コンデンサを後充電せず、それによって被整流側と交流電源側との間の電位結合が存在しない作動相に関する。被整流側のこの“浮動”状態では整流器のなかのシフトキャパシタンスの影響が交流電源側および被整流側を接続する充電抵抗における電位関係、従ってその放電機能を乱し得る。
【００１５】
本発明の別の有利な実施例では発振作動中に始動コンデンサをサイクリックに放電させるための放電ダイオードが設けられている。この放電ダイオードは、それが実際の始動過程の際に最初に阻止し、それによって始動コンデンサの充電を許すように接続されている。作動回路の自由振動する発振がともかく作動し始めていれば、放電ダイオードの他方の端子側に発振周波数で、始動コンデンサを放電ダイオードを介してサイクリックに放電させる電位状態が生ずる。他の電位状態では放電ダイオードは阻止する。この放電ダイオードは好ましくは始動コンデンサの駆動回路側端子と、スイッチング要素の供給枝路とは反対側の端子すなわちブリッジ回路の際にはブリッジの中央点タップとの間に接続されている。
【００１６】
既に述べたように、ここに一般的に使用される用語“駆動回路”の具体的な構成については種々の可能性が考えられる。特にハーフブリッジの確実で低損失の作動に非常に適していることが判明している２つの好ましい構成例は下記の構成である。第１の構成例では、抵抗と自由振動発振のために必要な正帰還のための制御変圧器の二次巻線とから成る直列回路の駆動回路のなかにコンデンサが並列に接続され、その際に直列回路およびコンデンサは共通に当該のスイッチング要素の制御端子に接続されている。第２の構成例では、コンデンサに同じく並列に接続されているコイルが追加され、このコイルがコンデンサと共に振動回路を形成する。機能の仕方、利点および両構成例に対する他の変形例は文献（ドイツ特許出願公開第41 29 430 号公報ならびに前記のドイツ特許出願公開第41 29 430 号公報）に記載されており、その開示内容を参照によりここに組み入れたものとする。
【００１７】
作動回路の電位状態を始動過程の開始のためのスイッチオン前に予め定めるため、たとえば抵抗を１つのスイッチング要素の供給枝路とは反対側の端子と供給枝路との間に設けることができる。無擾乱の正常作動のためにもちろん高抵抗値のこのような抵抗により、当該の供給枝路とは反対側の端子の電位は休止状態で供給枝路の電位にある。すなわち特定のスイッチング要素に始動過程の際に最初に電圧が、すなわち本質的にすべての（整流された）供給電圧がかかっていない。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面により本発明の２つの具体的な実施例を説明する。その際に開示される詳細は示されている組み合わせとは異なる組み合わせにおいても、または個々にも本発明にとって重要である。
【００１９】
図１は負荷ＥＬとして示されている低電圧形ガス放電ランプ用の電子安定器のなかの作動回路を示す。その際にヒューズＳＩを介して整流器ＧＬが交流電源電圧を供給され、この整流器が電解コンデンサＣ１に給電し、またはその電圧を保つ。電解コンデンサＣ１から２つの給電枝路がフィルタを介して取り出される。このフィルタは一方の枝路のコイルＬ１と両枝路を接続するコンデンサＣ２とから成っている。
【００２０】
図面中で下側の給電枝路は負の電位を有し、作動回路の被整流側の基準電位を定める。図面中で上側の給電枝路はそれにくらべて正の電位の給電枝路である。両給電枝路の間に２つのＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ１およびＴ２から成るハーフブリッジが接続されており、その際にそれぞれ負の側に接続されているソース端子を有するＮチャネルトランジスタが使用されている。ハーフブリッジの中心点タップと正の給電枝路との間に、負荷に直列なランプチョークコイルＬ２と、低電圧形ガス放電ランプＥＬと、負荷に直列な結合コンデンサＣ７とから成る負荷回路が接続されている。さらに負荷に並列に、２つの共振コンデンサＣ８、Ｃ９と、ランプ点弧のためのＰＴＣ抵抗ＫＬとから成る回路が設けられている。
【００２１】
ＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ１およびＴ２のスイッチング負荷を軽減するため上側のハーフブリッジトランジスタＴ２に並列にコンデンサＣ６が接続されている。
【００２２】
トランジスタ内部の基準電位としてのＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ１およびＴ２のソース端子とそれぞれのゲート端子との間にそれぞれ駆動回路ＡＳ１またはＡＳ２が接続されている。しかし下側のハーフブリッジトランジスタＴ１では駆動回路ＡＳ１は以下に一層詳細に説明される始動回路ＡＬＳを介してトランジスタＴ１のソース端子と接続されている。駆動回路ＡＳ１およびＡＳ２は同一に構成され、コイルＬ３またはＬ４とコンデンサＣ３またはＣ４との並列回路と、制御変圧器（その一次巻線が前記ランプチョークコイルＬ２である）の二次巻線ＨＷ１またはＨＷ２と抵抗Ｒ３またはＲ４との直列回路とから成っている。二次巻線の巻線方向は、ＨＷ１、ＨＷ２およびＬ２における点により示されているように、互いに逆向きである。
【００２３】
これまでに説明された回路要素は公知であり、また前記のドイツ特許出願公開第 195 48 506 号公報にも記載されている。この公報およびその他の関連する従来技術が以下の詳細な説明のために参照される。
【００２４】
図１の下側範囲に点線で囲んで始動回路ＡＬＳがまとめられている。しかしハーフブリッジの中心点タップと正の給電枝路との間の抵抗Ｒ２も基本的にこの始動回路に属している。この始動回路のなかには先ず始動コンデンサＣ５が下側のブリッジトランジスタＴ１の駆動回路ＡＳ１と負の給電枝路との間に位置している。それに対して並列に放電抵抗Ｒ５が接続されている。始動コンデンサＣ５に対して直列にハーフブリッジの中心点タップへの接続経路のなかに放電ダイオードＤ１がその陽極を始動コンデンサＣ５の側に向けて接続されており、また充電抵抗Ｒ１が整流器ＧＬの入力側の交流電圧端子への接続経路のなかに接続されている。
【００２５】
作動回路のスイッチオンのすぐ後に、すなわち整流器ＧＬへの電源交流電圧の供給の後に、抵抗Ｒ２はハーフブリッジの中心点タップを正の給電枝路の電位に保つ。それによって下側のブリッジトランジスタＴ１に実際上電解コンデンサＣ１の全直流電圧がかかる。以下で始動コンデンサＣ５における電圧ＵC5が駆動回路ＡＳ１の電圧すなわちコンデンサＣ３における電圧を加算されてブリッジトランジスタＴ１のソース端子とゲート端子との間に図面中でＵGSとして与えられることは重要である。
【００２６】
制御変圧器Ｌ２、ＨＷ１／ＨＷ２による正帰還が行われていないので、またハーフブリッジの中心点における電位振動が生じていないので、駆動回路ＡＳ１およびＡＳ２は最初は出力信号を与えず、従って始動回路ＡＬＳが最初のスイッチング過程を生じさせなければならない。この例の場合にはブリッジトランジスタＴ１の初回のスイッチオンは交流電源の相線から充電抵抗Ｒ１を介して始動コンデンサＣ５の充電により行われる。始動コンデンサＣ５における電圧ＵC5がブリッジトランジスタＴ１のゲート端子とソース端子との間の最初のスイッチオンのために必要な閾値電圧に到達すると（最初は駆動回路ＡＳ１が能動的でないので電圧ＵC5およびＵGSは合致する）、トランジスタＴ１および負荷回路を通る電流の流れが開始する。
【００２７】
いまランプチョークコイルＬ２の電流が、誘導電流を二次巻線ＨＷ１およびＨＷ２のなかに制御変圧器の巻数比に相応して発生することによって、正帰還メカニズムを始動させる。確かに、いま導通しているトランジスタＴ１が放電ダイオードＤ１と一緒に−ブリッジ中心点電位を下げ−始動コンデンサＣ５を放電させるが、二次巻線ＨＷ１のなかの誘導電流が抵抗Ｒ３を介してコンデンサＣ３を充電し、それによってトランジスタＴ１をスイッチオンされた状態に保つ。すなわち始動コンデンサＣ５における電圧ＵC5によるブリッジトランジスタＴ１の最初の駆動がトランジスタＴ１のなかに十分な導通性を発生しているかぎり、いま正帰還メカニズムを介して自由振動発振が始まり、数周期を経て整定状態に達する。
【００２８】
“正常な”自由振動する作動中はブリッジ中心点における電位振動がサイクリックに放電ダイオードＤ１を経て始動コンデンサＣ５を放電させ、それによって電圧ＵC5を比較的小さく保つ。図１に示されている実施例では充電抵抗Ｒ１は整流器ＧＬの入力側の交流電源相線に接続されている。このことは下記の背景を有する。たとえば負荷電流がランプＥＬのなかに存在する理由から、電圧ＵC5がブリッジトランジスタＴ１のスイッチオン閾値電圧に等しく、それによって全放電電流が放電ダイオードＤ１およびブリッジトランジスタＴ１を経て、始動コンデンサＣ５を充電し充電抵抗Ｒ１を経て流れる電流を定常的な状態の到達後に補償する時点で短時間切れ、それによって正帰還が中断されるときに生じ得る多くの交流電源電圧半波にわたり定常的な状態が確実に避けられなければならない。この安定状態ではブリッジ中心点電位はトランジスタＴ１のわずかな導通により既に負の給電枝路の電位に下げられており、それによって電解コンデンサＣ１における電圧は負荷回路のコンデンサＣ７、Ｃ８およびＣ９における全電圧にほぼ相当する。トランジスタＴ１におけるドレイン‐ソース間電圧はそのときゲート・ソース間電圧ＵGSに実際上等しい。このような状態では、充電抵抗Ｒ１を経て流れる始動コンデンサＣ５の充電電流の電源周波数振動がコンデンサＣ５を、図１に記入されている電圧ＵGLが負になるときに、充電抵抗Ｒ１を経て再び放電させることにより保証されている新たな始動の試みが必要である。それにより新たに始動の試みが行われる。
【００２９】
冒頭に既に述べた理由から、負の電圧ＵGLの際には、すなわち電解コンデンサＣ１が後充電されないときには、充電抵抗Ｒ１により始動コンデンサＣ５の放電に困難が生じる。従って追加的な放電抵抗Ｒ５が設けられている。その機能は既に説明された。これによっていずれの場合にも行われる始動コンデンサＣ５の放電により前記のメカニズムで繰り返される始動の試みが保証される。
【００３０】
先に図１の回路図を参照して説明された始動過程は他の仕方で図２にトランジスタＴ１のゲート・ソース間電圧ＵGS、始動コンデンサＣ５における電圧ＵC5、ブリッジトランジスタＴ１（その開閉区間を経て）を通る電流ＩT1およびランプチョークコイルＬ２を通る電流ＩL2により示されている。時間軸は左から右へ延び、電圧および電流のための異なる零点が図面の左縁に記入されている。
【００３１】
注意すべきこととして、図面の発振振動の時間目盛上では充電過程、すなわち電圧ＵC5の時間的上昇は認識可能でない。図面は電圧ＵC5およびＵGSの同時の上昇の後に、電流ＩT1の突変的な上昇として現れるトランジスタＴ１のスイッチオン閾値電圧の超過により開始する。その際に短い電流ピークがトラペッツコンデンサＣ６の速い充電の結果として生ずるが、ＩT1の上昇はその後も継続する。トランジスタ電流ＩT1の上昇はある意味で電圧ＵC5の落ち込みとして表われる。その際に電圧ＵC5の時間的経過に、放電過程の時間的に比較的早い減少、すなわち増大するトランジスタ電流ＩT1によりトランジスタＴ１のなかの開閉区間のオーム抵抗に生ずる電圧降下に基づいてＵC5の軽い再上昇が示されている。従って、この軽い再上昇の形態は定性的に電流ＩT1の同時点での形態に相当する。
【００３２】
さらに図２のダイアグラムは、どのようにランプチョークコイル電流ＩL2がトランジスタＴ１の導通開始により、すなわちＩT1により開始されるかを示す。説明される正帰還メカニズムは既にトランジスタ電流ＩT1の上昇の際に駆動回路の作動開始、すなわち駆動回路ＡＳ１によるトランジスタＴ１の再スイッチオフおよびそれに続く駆動回路ＡＳ２によるトランジスタＴ２のスイッチオンを生ぜしめる。それに応じてトランジスタＴ１における電圧ＵGSが負の値に向かって振動し、このことは再びランプチョークコイル電流ＩL2の振動開始を表す。その後の時間経過において電圧ＵGSの振動する発振も負荷またはランプチョークコイル電流ＩL2の振動する発振も認識される。
【００３３】
始動コンデンサＣ５における電圧ＵC5の第２の落ち込みは、たとい定性的には類似しているとしても、第１の落ち込みよりも明らかに強い。この効果の定量的な増大は正帰還メカニズムにより純粋に生ぜしめられる第２または第１のスイッチオン過程の際のブリッジトランジスタＴ１の非常に明らかな導通に起因する。すなわちブリッジ中心点の電位は、ＭＯＳＦＥＴ  Ｔ１のボディダイオードの順方向電圧がいまランプチョークコイルＬ２からの著しい電流の流れを生ぜしめるために、負の給電枝路の基準電位以下に低下する。
【００３４】
図２のダイアグラムが示す重要なことは、電流ＩL2に基づく正帰還メカニズムが二次巻線ＨＷ１およびＨＷ２のなかの誘導電流を介して既に最初の始動開始の際に、トランジスタＴ１を通る電流の流れと結び付けられる始動コンデンサＣ５の放電にもかかわらず、ブリッジトランジスタＴ１の良好なスイッチオンを生ずることである。
【００３５】
図３に回路図を示されている第３の実施例は定性的には同一に機能する。図１の回路との相違点として、いまはブリッジトランジスタＴ２が先のＮチャネルＭＯＳＦＥＴの代わりにＰチャネルＭＯＳＦＥＴである。それに相応して抵抗Ｒ２がいまはブリッジ中心点と負の給電枝路との間に位置している。さらに駆動回路ＡＳ２がブリッジ中心点ではなく正の上側の給電枝路に接続されている。それにより始動回路はこの実施例では駆動回路２と正の給電枝路との間に接続されていてよい。充電抵抗Ｒ２はここでは他の交流電源相線に接続されている。放電ダイオードの極性は適合されている、すなわち逆にされている。さらにこの例ではコンデンサＣ６はブリッジ中心点と負の下側給電枝路との間に接続されている。しかし、それは同じく良好に、先の個所に接続されていてもよいであろう。機能の仕方は先に説明した実施例のそれと同じであり、ここに改めて説明する必要はない。
【００３６】
代替的に駆動回路ＡＳ１およびＡＳ２は、図４に示されているように、抵抗Ｒ３、Ｒ４と制御変圧器（その一次巻線が前記のランプチョークコイルＬ２である）の二次巻線ＨＷ１、ＨＷ２とから成る直列回路と、単に１つのコンデンサＣ３、Ｃ４とから成る並列回路とから構成されていてもよい。その他の点では回路構成は図１に示されている回路と同一である。
【００３７】
第１の実施例の主要な構成部分に対する値は次の通りである。
Ｃ５：１００ｎＦ
Ｒ１：３３０ｋΩ
Ｒ５：４７ｋΩ
Ｄ１：１Ｎ４００５
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による作動回路の回路図。
【図２】図１の回路のなかの種々の電圧および電流の時間的経過を明らかにするための典型的なオシロスコープ表示を示す概略図。
【図３】ほぼ図１に相当するが、始動回路の接続が異なっている回路図。
【図４】ほぼ図１に相当するが、駆動回路の構成が異なっている回路図。
【符号の説明】
ＡＬＳ  始動回路
ＡＳ１、ＡＳ２  駆動回路
Ｃ１  電解コンデンサ
Ｃ５  始動コンデンサ
Ｄ１  放電ダイオード
ＥＬ  負荷（低電圧形ガス放電ランプ）
ＧＬ  整流器
ＨＷ１、ＨＷ２  制御変圧器の二次巻線
Ｌ２  ランプチョークコイル
Ｌ３、Ｌ４  コイル
Ｒ１  充電抵抗
Ｒ５  放電抵抗
Ｔ１、Ｔ２  電圧制御形スイッチング要素
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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