(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算手段と、
前記擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換手段と、
前記変換信号と前記擬似ノイズとを乗算した相関信号を出力する第一乗算手段と、
前記相関信号を積分して出力する第一積分手段と、
を備えた直交復調装置。
【請求項２】
振幅誤差および位相誤差がなく、前記擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数の前記ローカル信号とを混合して基準変換信号を出力する基準信号変換手段と、
前記擬似ノイズと前記基準変換信号とを乗算した基準相関信号を出力する第二乗算手段と、
前記基準相関信号を積分して出力する第二積分手段と、
を備えた請求項１に記載の直交復調装置。
【請求項３】
前記信号変換手段の振幅誤差を補正する振幅誤差補正手段と、
前記信号変換手段の出力した前記変換信号の平均を求める平均値計算手段と、
を備えた請求項２に記載の直交復調装置。
【請求項４】
前記第一積分手段の出力がある一定の値になるように前記信号変換手段に与える前記ローカル信号の位相を調節する位相誤差補正手段を備えた請求項１に記載の直交復調装置。
【請求項５】
前記第一積分手段の出力の前記ある一定の値を前記第二積分手段の出力で割った値に基づいて振幅誤差を求める振幅誤差計測手段を備えた請求項２に記載の直交復調装置。
【請求項６】
前記ある一定の値とは最大値である請求項４または５に記載の直交復調装置。
【請求項７】
前記擬似ノイズが前記ユーザ信号よりも小さいものである、請求項１に記載の直交復調装置。
【請求項８】
前記擬似ノイズがフロアノイズとほぼ等しいものである、請求項７に記載の直交復調装置。
【請求項９】
前記ローカル信号の位相を９０度ずらした直交ローカル信号と前記擬似ノイズ重畳信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、
前記直交変換信号と前記擬似ノイズとを乗算した直交相関信号を出力する直交乗算手段と、
前記直交相関信号を積分して出力する直交積分手段と、
を備えた請求項１に記載の直交復調装置。
【請求項１０】
前記直交乗算手段は前記第一乗算手段と共通であり、
前記直交積分手段は前記第一積分手段と共通であり、
前記信号変換手段および直交信号変換手段の内のいずれか一方を前記直交乗算手段に接続する接続切替手段を備えた請求項９に記載の直交復調装置。
【請求項１１】
前記擬似ノイズと前記ローカル信号とを混合して前記加算手段に出力する擬似ノイズ混合手段を備えた請求項１に記載の直交復調装置。
【請求項１２】
前記ユーザ信号と所定のローカル周波数の前記ローカル信号とを混合して変換ユーザ信号を出力するユーザ信号変換手段と、
前記変換信号から前記変換ユーザ信号を減算して前記第一乗算手段に供給する減算手段と、
を備え、
前記第一乗算手段が前記減算手段の出力と前記擬似ノイズとを乗算した相関信号を出力する、
請求項１に記載の直交復調装置。
【請求項１３】
前記第一積分手段の出力のある一定の値を、振幅誤差および位相誤差がないと仮定したときの前記第一積分手段の出力の予測値で割った値に基づいて振幅誤差を求める振幅誤差計測手段を備えた請求項１２に記載の直交復調装置。
【請求項１４】
前記ある一定の値とは最大値である請求項１３に記載の直交復調装置。
【請求項１５】
前記信号変換手段の振幅誤差を補正する振幅誤差補正手段と、
前記信号変換手段の出力した前記変換信号の平均を求める平均値計算手段と、
を備えた請求項１３に記載の直交復調装置。
【請求項１６】
前記第一積分手段の出力が最大になるように前記信号変換手段に与える前記ローカル信号の位相を調節する位相誤差補正手段を備えた請求項１２に記載の直交復調装置。
【請求項１７】
前記擬似ノイズが前記ユーザ信号よりも小さいものである、請求項１２に記載の直交復調装置。
【請求項１８】
前記擬似ノイズがフロアノイズとほぼ等しいものである、請求項１７に記載の直交復調装置。
【請求項１９】
前記ローカル信号の位相を９０度ずらした直交ローカル信号と前記擬似ノイズ重畳信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、
前記直交変換信号から前記変換ユーザ信号を減算する直交減算手段と、
前記直交減算手段の出力と前記擬似ノイズとを乗算した直交相関信号を出力する直交乗算手段と、
前記直交相関信号を積分して出力する直交積分手段と、
を備えた請求項１２に記載の直交復調装置。
【請求項２０】
前記直交乗算手段は前記第一乗算手段と共通であり、
前記直交積分手段は前記第一積分手段と共通であり、
前記信号変換手段および直交信号変換手段の内のいずれか一方を前記直交乗算手段に接続する接続切替手段を備えた請求項１９に記載の直交復調装置。
【請求項２１】
前記擬似ノイズと前記ローカル信号とを混合して前記加算手段に出力する擬似ノイズ混合手段を備えた請求項１２に記載の直交復調装置。
【請求項２２】
擬似ノイズの位相を変化させて出力する移相手段と、
ユーザ信号と前記移相手段の出力とを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算手段と、
前記擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換手段と、
前記ローカル信号の位相を９０度ずらした直交ローカル信号と前記擬似ノイズ重畳信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、
前記擬似ノイズと前記変換信号とを乗算して相関信号を出力する乗算手段と、
前記擬似ノイズと前記直交変換信号とを乗算して直交相関信号を出力する直交乗算手段と、
前記相関信号を積分して出力する積分手段と、
前記直交相関信号を積分して出力する直交積分手段と、
を備えた直交復調装置。
【請求項２３】
前記積分手段および前記直交積分手段から、ＤＣオフセット誤差、位相誤差および振幅誤差を計測する誤差計測手段を備えた請求項２２に記載の直交復調装置。
【請求項２４】
前記誤差計測手段が、前記ＤＣオフセット誤差、前記位相誤差および前記振幅誤差の内のいずれか一つ以上を無視し、無視しなかった誤差を計測する、請求項２３に記載の直交復調装置。
【請求項２５】
前記擬似ノイズが前記ユーザ信号よりも小さいものである、請求項２２に記載の直交復調装置。
【請求項２６】
前記擬似ノイズがフロアノイズとほぼ等しいものである、請求項２５に記載の直交復調装置。
【請求項２７】
前記擬似ノイズと前記ローカル信号とを混合して前記加算手段に出力する擬似ノイズ混合手段を備えた請求項２２に記載の直交復調装置。
【請求項２８】
前記直交乗算手段は前記乗算手段と共通であり、
前記直交積分手段は前記積分手段と共通であり、
前記信号変換手段および直交信号変換手段の内のいずれか一方を前記直交乗算手段に接続する接続切替手段を備えた請求項２２に記載の直交復調装置。
【請求項２９】
前記ユーザ信号と所定のローカル周波数の前記ローカル信号とを混合して変換ユーザ信号を出力するユーザ信号変換手段と、
前記変換信号から前記変換ユーザ信号を減算して乗算手段に供給する減算手段と、
前記直交変換信号から前記変換ユーザ信号を減算して直交乗算手段に供給する直交減算手段と、
を備え、
前記乗算手段が前記減算手段の出力と前記擬似ノイズとを乗算した相関信号を出力し、
前記直交乗算手段が前記直交減算手段の出力と前記擬似ノイズとを乗算した直交相関信号を出力する、
請求項２２に記載の直交復調装置。
【請求項３０】
ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算工程と、
前記擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換工程と、
前記変換信号と前記擬似ノイズとを乗算した相関信号を出力する第一乗算工程と、
前記相関信号を積分して出力する第一積分工程と、
を備えた直交復調方法。
【請求項３１】
振幅誤差および位相誤差がなく、前記擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数の前記ローカル信号とを混合して基準変換信号を出力する基準信号変換工程と、
前記擬似ノイズと前記基準変換信号とを乗算した基準相関信号を出力する第二乗算工程と、
前記基準相関信号を積分して出力する第二積分工程と、
前記信号変換工程の振幅誤差を補正する振幅誤差補正工程と、
前記信号変換工程の出力した前記変換信号の平均を求める平均値計算工程と、
を備えた請求項３０に記載の直交復調方法。
【請求項３２】
擬似ノイズの位相を変化させて出力する移相工程と、
ユーザ信号と前記移相工程の出力とを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算工程と、
前記擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換工程と、
前記ローカル信号の位相を９０度ずらした直交ローカル信号と前記擬似ノイズ重畳信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換工程と、
前記擬似ノイズと前記変換信号とを乗算して相関信号を出力する乗算工程と、
前記擬似ノイズと前記直交変換信号とを乗算して直交相関信号を出力する直交乗算工程と、
前記相関信号を積分して出力する積分工程と、
前記直交相関信号を積分して出力する直交積分工程と、
を備えた直交復調方法。
【請求項３３】
互いに直交するＩ軸とＱ軸とを提供する工程と、
前記積分工程の出力を前記Ｉ軸または前記Ｑ軸のうちの一方に、前記直交積分工程の出力を前記Ｉ軸または前記Ｑ軸のうちの他方にとる工程と、
前記Ｉ軸と前記Ｑ軸とにとられた座標を通る楕円を描く工程と、
前記楕円の形状からＤＣオフセット誤差、位相誤差および振幅誤差を求める工程と、
を備えた請求項３２に記載の直交復調方法。
【請求項３４】
ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算処理と、
前記擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換処理と、
前記変換信号と前記擬似ノイズとを乗算した相関信号を出力する第一乗算処理と、
前記相関信号を積分して出力する第一積分処理と、
をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体。
【請求項３５】
振幅誤差および位相誤差がなく、前記擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数の前記ローカル信号とを混合して基準変換信号を出力する基準信号変換処理と、
前記擬似ノイズと前記基準変換信号とを乗算した基準相関信号を出力する第二乗算処理と、
前記基準相関信号を積分して出力する第二積分処理と、
前記信号変換手段の振幅誤差を補正する振幅誤差補正処理と、
前記信号変換処理の出力した前記変換信号の平均を求める平均値計算処理と、
をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な、請求項３４に記載の記録媒体。
【請求項３６】
擬似ノイズの位相を変化させて出力する移相処理と、
ユーザ信号と前記移相処理の出力とを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算処理と、
前記擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換処理と、
前記ローカル信号の位相を９０度ずらした直交ローカル信号と前記擬似ノイズ重畳信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換処理と、
前記擬似ノイズと前記変換信号とを乗算して相関信号を出力する直交乗算処理と、
前記擬似ノイズと前記直交変換信号とを乗算して直交相関信号を出力する直交乗算処理と、
前記相関信号を積分して出力する積分処理と、
前記直交相関信号を積分して出力する直交積分処理と、
をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体。
【請求項３７】
互いに直交するＩ軸とＱ軸とを提供する処理と、
前記積分処理の出力を前記Ｉ軸または前記Ｑ軸のうちの一方に、前記直交積分処理の出力を前記Ｉ軸または前記Ｑ軸のうちの他方にとる処理と、
前記Ｉ軸と前記Ｑ軸とにとられた座標を通る楕円を描く処理と、
前記楕円の形状からＤＣオフセット誤差、位相誤差および振幅誤差を求める処理と、
をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な、請求項３６に記載の記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直交復調器の校正に関する。
【０００２】
【従来の技術】
同期検波装置の一例としては、ＱＰＳＫ（Quadrature ＰＳＫ）で変調された信号のように、直交するＩ信号（同相成分）とＱ信号（直交成分）の２系統のベースバンド信号に同期検波する直交復調装置があり、直交復調装置１の具体例を図２６を参照して説明する。
【０００３】
まず、受信信号が周波数変換部１０に入力される。周波数変換部１０は受信信号を、一定周波数の中間周波数信号ＩＦ（Intermediate Frequency）に変換して出力する。中間周波数信号ＩＦは、Ｉ信号変換部１００とＱ信号変換部２００とに入力される。Ｉ信号変換部１００は、基準発振器４０から周波数ＬＦ１のローカル信号を受け、中間周波数信号ＩＦと混合し、Ｉ信号（同相成分）を出力する。Ｑ信号変換部２００は、基準発振器４０から９０度移相器４２を介して、位相が９０度ずれた周波数ＬＦ１のローカル信号を受け、中間周波数信号ＩＦと混合し、Ｑ信号（直交成分）を出力する。後段回路９０は、Ｉ信号（同相成分）およびＱ信号（直交成分）を受け所望の動作を行う。
【０００４】
ここで、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００には、温度変化など野要因により誤差が生ずる。例えば、振幅誤差、位相誤差、オフセット誤差がある。このような誤差は、後段回路９０の動作等に悪影響を及ぼすので、取り除く、すなわち校正する必要がある。
【０００５】
Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の校正には、以下のような方法がある。すなわち、ユーザは、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００に校正のための、ある一定の周波数の信号を与える。このとき、直交復調装置１は受信信号の処理を中止することになる。そして、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００が備える可変減衰器、可変遅延器などの減衰値等を調節して、校正（キャリブレーション：ＣＡＬ）する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような校正を行っている間は、ユーザは受信信号を直交復調装置１に入力できない。すなわち、直交復調装置１の受信動作を停止しなければならない。
【０００７】
そこで、本発明は、直交復調装置の受信動作を停止することなく、Ｉ（Ｑ）信号変換部の校正を行うことができる直交復調装置等を提供することを課題とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題に鑑み、請求項１に記載の発明は、ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算手段と、擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換手段と、変換信号と擬似ノイズとを乗算した相関信号を出力する第一乗算手段と、相関信号を積分して出力する第一積分手段と、を備えるように構成される。
【０００９】
上記のように構成された直交復調装置によれば、擬似ノイズP(t)を含んだ擬似ノイズ重畳信号は信号変換手段により、変換信号に変換される。変換信号のP(t)項は第一乗算手段で相関をとられ、相関信号においてはP(t)2項となる。P(t)2を充分に長い区間で積分すれば０ではない定数になる。よって、相関信号のP(t)2項は第一積分手段により積分され、信号変換手段の位相誤差、振幅誤差の関数となって出力される。なお、P(t)を充分に長い区間で積分すれば０になるため、相関信号のP(t)項は、第一積分手段により０となる。よって、第一積分手段の出力は、信号変換手段の位相誤差、振幅誤差の関数である。そこで、第一積分手段の出力に基づいて、信号変換手段の位相誤差を計測できる。
【００１０】
なお、擬似ノイズとは、例えばＭ系列の擬似ランダムパターンである。しかし、Ｍ系列の擬似ランダムパターンに限定されない。要するに、擬似ノイズをP(t)とすれば、P(t)2を充分に長い区間で積分すれば０ではない定数になり、P(t)を充分に長い区間で積分すれば０になるようなものであればよい。
【００１１】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明であって、振幅誤差および位相誤差がなく、擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して基準変換信号を出力する基準信号変換手段と、擬似ノイズと基準変換信号とを乗算した基準相関信号を出力する第二乗算手段と、基準相関信号を積分して出力する第二積分手段と、を備えるように構成される。
【００１２】
上記のように構成された直交復調装置によれば、基準信号変換手段には、振幅誤差および位相誤差がないため、第二積分手段の出力は、振幅誤差および位相誤差を含まないものとなる。よって、振幅誤差を含む第一積分手段の出力と、振幅誤差および位相誤差を含まない第二積分手段の出力とを比較することで、振幅誤差を計測することができる。
【００１３】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明であって、信号変換手段の振幅誤差を補正する振幅誤差補正手段と、信号変換手段の出力した変換信号の平均を求める平均値計算手段と、を備えるように構成される。
【００１４】
平均値計算手段によって、ＤＣオフセット誤差を求めることができる。
【００１５】
請求項４に記載の発明は、請求項１に記載の発明であって、第一積分手段の出力がある一定の値になるように信号変換手段に与えるローカル信号の位相を調節する位相誤差補正手段を備えるように構成される。
【００１６】
請求項５に記載の発明は、請求項２に記載の発明であって、第一積分手段の出力のある一定の値を第二積分手段の出力で割った値に基づいて振幅誤差を求める振幅誤差計測手段を備えるように構成される。
【００１７】
請求項６に記載の発明は、請求項４または５に記載の発明であって、ある一定の値とは最大値であるように構成される。
【００１８】
請求項７に記載の発明は、請求項１に記載の発明であって、擬似ノイズがユーザ信号よりも小さいものであるように構成される。
【００１９】
請求項８に記載の発明は、請求項７に記載の発明であって、擬似ノイズがフロアノイズとほぼ等しいものであるように構成される。
【００２０】
請求項９に記載の発明は、請求項１に記載の発明であって、ローカル信号の位相を９０度ずらした直交ローカル信号と擬似ノイズ重畳信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、直交変換信号と擬似ノイズとを乗算した直交相関信号を出力する直交乗算手段と、直交相関信号を積分して出力する直交積分手段と、を備えるように構成される。
【００２１】
請求項１０に記載の発明は、請求項９に記載の発明であって、直交乗算手段は第一乗算手段と共通であり、直交積分手段は第一積分手段と共通であり、信号変換手段および直交信号変換手段の内のいずれか一方を直交乗算手段に接続する接続切替手段を備えるように構成される。
【００２２】
請求項１１に記載の発明は、請求項１に記載の発明であって、擬似ノイズとローカル信号とを混合して加算手段に出力する擬似ノイズ混合手段を備えるように構成される。
【００２３】
請求項１２に記載の発明は、請求項１に記載の発明であって、ユーザ信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換ユーザ信号を出力するユーザ信号変換手段と、変換信号から変換ユーザ信号を減算して第一乗算手段に供給する減算手段と、を備え、第一乗算手段が減算手段の出力と擬似ノイズとを乗算した相関信号を出力するように構成される。
【００２４】
減算手段が、変換信号から変換ユーザ信号を減算して出力し、その出力が積分される。擬似ノイズをP(t)とすれば、変換信号から変換ユーザ信号を減算すると、P(t)項のみが残る。そこで、誤差測定に関して、ユーザ信号の影響を受けにくくなる。
【００２５】
請求項１３に記載の発明は、請求項１２に記載の発明であって、第一積分手段の出力のある一定の値を、振幅誤差および位相誤差がないと仮定したときの第一積分手段の出力の予測値で割った値に基づいて振幅誤差を求める振幅誤差計測手段を備えるように構成される。
【００２６】
ある一定の値とは、位相誤差を取り除いた値であり、振幅誤差の関数である。かかる値を、振幅誤差および位相誤差がないと仮定したときの第一積分手段の出力の予測値で割れば、その値は振幅誤差の関数なので、振幅誤差を求めることができる。
【００２７】
請求項１４に記載の発明は、請求項１３に記載の発明であって、ある一定の値とは最大値であるように構成される。
【００２８】
請求項１５に記載の発明は、請求項１３に記載の発明であって、信号変換手段の振幅誤差を補正する振幅誤差補正手段と、信号変換手段の出力した変換信号の平均を求める平均値計算手段と、を備えるように構成される。
【００２９】
平均値計算手段によって、ＤＣオフセット誤差を求めることができる。
【００３０】
請求項１６に記載の発明は、請求項１２に記載の発明であって、第一積分手段の出力が最大になるように信号変換手段に与えるローカル信号の位相を調節する位相誤差補正手段を備えるように構成される。
【００３１】
請求項１７に記載の発明は、請求項１２に記載の発明であって、擬似ノイズがユーザ信号よりも小さいものである、ように構成される。
【００３２】
請求項１８に記載の発明は、請求項１７に記載の発明であって、擬似ノイズがフロアノイズとほぼ等しいものである、ように構成される。
【００３３】
請求項１９に記載の発明は、請求項１２に記載の発明であって、ローカル信号の位相を９０度ずらした直交ローカル信号と擬似ノイズ重畳信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、直交変換信号から変換ユーザ信号を減算する直交減算手段と、直交減算手段の出力と擬似ノイズとを乗算した直交相関信号を出力する直交乗算手段と、直交相関信号を積分して出力する直交積分手段と、を備えるように構成される。
【００３４】
請求項２０に記載の発明は、請求項１９に記載の発明であって、直交乗算手段は第一乗算手段と共通であり、直交積分手段は第一積分手段と共通であり、信号変換手段および直交信号変換手段の内のいずれか一方を直交乗算手段に接続する接続切替手段を備えるように構成される。
【００３５】
請求項２１に記載の発明は、請求項１２に記載の発明であって、擬似ノイズとローカル信号とを混合して加算手段に出力する擬似ノイズ混合手段を備えるように構成される。
【００３６】
請求項２２に記載の発明は、擬似ノイズの位相を変化させて出力する移相手段と、ユーザ信号と移相手段の出力とを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算手段と、擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換手段と、ローカル信号の位相を９０度ずらした直交ローカル信号と擬似ノイズ重畳信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換手段と、擬似ノイズと変換信号とを乗算して相関信号を出力する乗算手段と、擬似ノイズと直交変換信号とを乗算して直交相関信号を出力する直交乗算手段と、相関信号を積分して出力する積分手段と、直交相関信号を積分して出力する直交積分手段と、を備えるように構成される。
【００３７】
上記のように構成された直交復調装置によれば、第一積分手段を横軸に、第二積分手段の出力を縦軸にとれば、誤差なしと仮定すれば真円となる。しかし、誤差があれば、真円は変形して楕円となる。そこで、真円が変形する程度から、位相誤差等の誤差を求めることができる。
【００３８】
請求項２３に記載の発明は、請求項２２に記載の発明であって、積分手段および直交積分手段から、ＤＣオフセット誤差、位相誤差および振幅誤差を計測する誤差計測手段を備えるように構成される。。
【００３９】
請求項２４に記載の発明は、請求項２３に記載の発明であって、誤差計測手段が、ＤＣオフセット誤差、位相誤差および振幅誤差の内のいずれか一つ以上を無視し、無視しなかった誤差を計測するように構成される。
【００４０】
請求項２５に記載の発明は、請求項２２に記載の発明であって、擬似ノイズがユーザ信号よりも小さいものであるように構成される。。
【００４１】
請求項２６に記載の発明は、請求項２５に記載の発明であって、擬似ノイズがフロアノイズとほぼ等しいものであるように構成される。
【００４２】
請求項２７に記載の発明は、請求項２２に記載の発明であって、擬似ノイズとローカル信号とを混合して加算手段に出力する擬似ノイズ混合手段を備えるように構成される。
【００４３】
請求項２８に記載の発明は、請求項２２に記載の発明であって、直交乗算手段は乗算手段と共通であり、直交積分手段は積分手段と共通であり、信号変換手段および直交信号変換手段の内のいずれか一方を直交乗算手段に接続する接続切替手段を備えるように構成される。
【００４４】
請求項２９に記載の発明は、請求項２２に記載の発明であって、ユーザ信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換ユーザ信号を出力するユーザ信号変換手段と、変換信号から変換ユーザ信号を減算して乗算手段に供給する減算手段と、直交変換信号から変換ユーザ信号を減算して直交乗算手段に供給する直交減算手段と、を備え、乗算手段が減算手段の出力と擬似ノイズとを乗算した相関信号を出力し、直交乗算手段が直交減算手段の出力と擬似ノイズとを乗算した直交相関信号を出力するように構成される。
【００４５】
請求項３０に記載の発明は、ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算工程と、擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換工程と、変換信号と擬似ノイズとを乗算した相関信号を出力する第一乗算工程と、相関信号を積分して出力する第一積分工程と、を備えるように構成される。
【００４６】
請求項３１に記載の発明は、請求項３０に記載の発明であって、振幅誤差および位相誤差がなく、擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して基準変換信号を出力する基準信号変換工程と、擬似ノイズと基準変換信号とを乗算した基準相関信号を出力する第二乗算工程と、基準相関信号を積分して出力する第二積分工程と、信号変換工程の振幅誤差を補正する振幅誤差補正工程と、信号変換工程の出力した変換信号の平均を求める平均値計算工程と、を備えるように構成される。
【００４７】
請求項３２に記載の発明は、擬似ノイズの位相を変化させて出力する移相工程と、ユーザ信号と移相工程の出力とを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算工程と、擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換工程と、ローカル信号の位相を９０度ずらした直交ローカル信号と擬似ノイズ重畳信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換工程と、擬似ノイズと変換信号とを乗算して相関信号を出力する乗算工程と、擬似ノイズと直交変換信号とを乗算して直交相関信号を出力する直交乗算工程と、相関信号を積分して出力する積分工程と、直交相関信号を積分して出力する直交積分工程と、を備えるように構成される。
【００４８】
請求項３３に記載の発明は、請求項３２に記載の発明であって、互いに直交するＩ軸とＱ軸とを提供する工程と、積分工程の出力をＩ軸またはＱ軸のうちの一方に、直交積分工程の出力をＩ軸またはＱ軸のうちの他方にとる工程と、Ｉ軸とＱ軸とにとられた座標を通る楕円を描く工程と、楕円の形状からＤＣオフセット誤差、位相誤差および振幅誤差を求める工程と、を備えるように構成される。
【００４９】
請求項３４に記載の発明は、ユーザ信号と擬似ノイズとを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算処理と、擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換処理と、変換信号と擬似ノイズとを乗算した相関信号を出力する第一乗算処理と、相関信号を積分して出力する第一積分処理と、をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体である。
【００５０】
請求項３５に記載の発明は、請求項３４に記載の発明であって、振幅誤差および位相誤差がなく、擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して基準変換信号を出力する基準信号変換処理と、擬似ノイズと基準変換信号とを乗算した基準相関信号を出力する第二乗算処理と、基準相関信号を積分して出力する第二積分処理と、信号変換手段の振幅誤差を補正する振幅誤差補正処理と、信号変換処理の出力した変換信号の平均を求める平均値計算処理と、をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な、記録媒体である。
【００５１】
請求項３６に記載の発明は、擬似ノイズの位相を変化させて出力する移相処理と、ユーザ信号と移相処理の出力とを加算した擬似ノイズ重畳信号を出力する加算処理と、擬似ノイズ重畳信号と所定のローカル周波数のローカル信号とを混合して変換信号を出力する信号変換処理と、ローカル信号の位相を９０度ずらした直交ローカル信号と擬似ノイズ重畳信号とを混合して直交変換信号を出力する直交信号変換処理と、擬似ノイズと変換信号とを乗算して相関信号を出力する直交乗算処理と、擬似ノイズと直交変換信号とを乗算して直交相関信号を出力する直交乗算処理と、相関信号を積分して出力する積分処理と、直交相関信号を積分して出力する直交積分処理と、をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な記録媒体である。
【００５２】
請求項３７に記載の発明は、請求項３６に記載の発明であって、互いに直交するＩ軸とＱ軸とを提供する処理と、積分処理の出力をＩ軸またはＱ軸のうちの一方に、直交積分処理の出力をＩ軸またはＱ軸のうちの他方にとる処理と、Ｉ軸とＱ軸とにとられた座標を通る楕円を描く処理と、楕円の形状からＤＣオフセット誤差、位相誤差および振幅誤差を求める処理と、をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータによって読み取り可能な、記録媒体である。
【００５３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
【００５４】
第一の実施形態
図１は、本発明の第一の実施形態にかかる直交復調装置の構成を示すブロック図である。第一の実施形態にかかる直交復調装置は、加算器３２、擬似ノイズ混合乗算器４６、Ｉ信号変換部１００、Ｑ信号変換部２００、基準信号変換部３００、後段回路９０、第一乗算器７２、第二乗算器７１、直交乗算器７４、第一積分器８２、第二積分器８１、直交積分器８４、位相誤差補正部８６、振幅誤差計測部８７、平均値計算部８８、基準発振器４０、移相器１０１、２０１、３０１、４０１を備える。
【００５５】
基準発振器４０は、所定のローカル周波数のローカル信号を発生する。移相器１０１、２０１、３０１、４０１は、基準発振器４０の発生するローカル信号の位相を変化させる。なお、移相器１０１、２０１、３０１、４０１の位相の変位量は可変である。また、移相器１０１の位相を変化させる量は、移相器２０１の位相を変化させる量とは、９０度異なっている。これは、Ｉ信号変換部１００の発信する信号の位相と、Ｑ信号変換部２００の発信する信号の位相と、を直交させるためである。移相器１０１が出力するローカル信号Ｌ１はＩ信号変換部１００に入力される。移相器２０１が出力するローカル信号Ｌ２はＱ信号変換部２００に入力される。移相器３０１が出力するローカル信号Ｌ３は基準信号変換部３００に入力される。移相器４０１が出力するローカル信号Ｌ４は擬似ノイズ混合乗算器４６に入力される。
【００５６】
擬似ノイズ混合乗算器４６は、擬似ノイズＰＮとローカル信号Ｌ４とを乗算して混合する。擬似ノイズＰＮとは、例えばＭ系列の擬似ランダムパターンであって、２値の発生確率がほぼ５０％とした長周期なランダムパターンを発生する。すなわち、n=2m-1の周期としたとき、ハイレベル信号が2m-1、ローレベル信号が2m-1-1個の発生である。しかし、ここでいう擬似ノイズＰＮとは、擬似ノイズをP(t)とすれば、P(t)2を充分に長い区間で積分すれば０ではない定数になり、P(t)を充分に長い区間で積分すれば０になるようなものであればよい。あえて、擬似ノイズＰＮをＭ系列の擬似ランダムパターンには限定しない。
【００５７】
加算器３２は、ユーザ信号と擬似ノイズ混合乗算器４６の出力信号とを加算して、擬似ノイズ重畳信号を出力する。ここでいうユーザ信号とは、直交復調装置が受信した受信信号を周波数変換部（図示省略）にて、中間周波数帯域にしたＩＦ（Intermediate Frequency）信号をいう。ただし、ユーザ信号をＩＦ信号に限定する意図ではない。要するに、ある程度の周波数を有する信号ならばユーザ信号たりうる。なお、擬似ノイズはユーザ信号に比べてフロアノイズ程度の微弱な信号であることが好ましい。ユーザ信号を後段回路９０で処理する際の妨げにならないようにするためである。
【００５８】
Ｉ信号変換部（信号変換部）１００は、擬似ノイズ重畳信号とローカル信号Ｌ１とを混合して変換信号を出力する。Ｉ信号変換部１００の内部構成を図２に示す。Ｉ信号変換部１００は、可変減衰器５３、直交ミキサ５４、ローパスフィルタ５５、オフセット加算器５６を有する。擬似ノイズ重畳信号は、可変減衰器５３にて振幅が調整される。次に、直交ミキサ５４により、ローカル信号Ｌ１と混合される。さらに、ローパスフィルタ５５により高周波成分がカットされると同時に積分される。最後に、ＤＣオフセット制御入力５６ｃが加算されることで、ＤＣオフセットが調整されて、変換信号ｉ（ｔ）が出力される。
【００５９】
なお、振幅制御入力５３ｃは、振幅誤差計測部８７から可変減衰器５３に入力され、可変減衰器５３の減衰の割合を制御して、振幅誤差を除去する。ＤＣオフセット制御入力５６ｃは、平均値計算部８８からオフセット加算器５６に入力され、オフセット加算器５６の加算量を制御して、ＤＣオフセット誤差を除去する。なお、位相誤差を取り除くのは、ローカル信号Ｌ１の位相を決定する移相器１０１である。移相器１０１が位相を変化させる量を調節して位相誤差を取り除く。
【００６０】
第一乗算器７２は、変換信号ｉ（ｔ）と擬似ノイズＰ（ｔ）とを乗算して、相関をとり、相関信号ｉ（ｔ）・Ｐ（ｔ）を出力する。第一積分器８２は、相関信号を積分して出力する。
【００６１】
Ｑ信号変換部（直交信号変換部）２００はＩ信号変換部１００と同様の構成である。ただし、ローカル信号Ｌ２と擬似ノイズ重畳信号とを混合して直交変換信号を出力する。直交乗算器７４は、Ｑ信号変換部２００が出力する直交変換信号と擬似ノイズＰ（ｔ）とを乗算して、相関をとり、直交相関信号を出力する。直交積分器８４は、直交相関信号を積分して出力する。
【００６２】
基準信号変換部３００はＩ信号変換部１００と同様の構成である。ただし、ローカル信号Ｌ３と擬似ノイズ重畳信号とを混合して基準変換信号を出力する。しかも、基準信号変換部３００は受信に直接使用せず、振幅誤差および位相誤差が予め取り除かれている。さらに、基準信号変換部３００の振幅制御入力５３ｃ、ＤＣオフセット制御入力５６ｃは、ユーザが調整するものであり、振幅誤差計測部８７、平均値計算部８８とは関係ない。
【００６３】
第二乗算器７１は、基準信号変換部３００が出力する基準変換信号と擬似ノイズＰ（ｔ）とを乗算して、相関をとり、基準相関信号を出力する。第二積分器８１は、基準相関信号を積分して出力する。
【００６４】
位相誤差補正部８６は、第一積分器８２、直交積分器８４の出力に基づき、移相器１０１、２０１の位相を変化させる量を調節することで、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の位相誤差を補正する。振幅誤差計測部８７は、第一積分器８２、直交積分器８４の出力および第二積分器８１の出力に基づき、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の振幅誤差を計測する。さらに、振幅誤差計測部８７は、振幅制御入力５３ｃをＩ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００に与えることで、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の振幅誤差を補正するようにしてもよい。平均値計算部８８は、振幅誤差および位相誤差の取り除かれたＩ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の出力の平均をとって、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００のＤＣオフセットを計算する。後段回路９０は、変換信号および直交変換信号を受け所望の動作を行う。
【００６５】
なお、直交乗算器７４は第一乗算器７２に、直交積分器８４は第一積分器８２に一体化できる。その場合の構成を図３に示す。すなわち、切り替えスイッチ７６を設け、第一乗算器７２側の端子７６ｃを、Ｉ信号変換部１００側の端子７６ａまたはＱ信号変換部２００の端子７６ｂに接続するようにする。
【００６６】
次に、本発明の第一の実施形態の動作を説明する。図４は、第一の実施形態の動作を示すフローチャートである。
【００６７】
まず、基準信号変換部３００を校正する（Ｓ１０）。基準信号変換部３００の校正は、従来から行われているような方法で行う。基準信号変換部３００は信号の受信を行わないため、従来から行われているような方法で校正を行っても、直交復調装置の受信動作を停止させることがない。すなわち、基準信号変換部３００に校正用のある一定の周波数の信号を与える。そして、基準信号変換部３００の振幅制御入力５３ｃを調節し、振幅誤差を取り除く。そして、移相器３０１が位相を変化させる量を調節して位相誤差を取り除く。なお、ＤＣオフセット制御入力５６ｃを調節して、ＤＣオフセット誤差を取り除いてもよい。
【００６８】
次に、Ｉ信号変換部１００の位相誤差の校正を行う（Ｓ１２）。ユーザ信号（ＩＦ信号）をI(t),Q(t)、ψをユーザ信号と擬似ノイズとの位相差、P(t)を擬似ノイズ、aを擬似ノイズの減衰量、ｍを振幅誤差、θを位相誤差、ｄをＤＣオフセット誤差とすれば、Ｉ信号変換部１００の出力する変換信号ｉ（ｔ）は、図５の式（１）のようになる。変換信号ｉ（ｔ）は、第一乗算器７２によって、擬似ノイズＰ（ｔ）とを乗算され、相関信号ｉ（ｔ）・Ｐ（ｔ）は、図５の式（２）のようになる。相関信号ｉ（ｔ）・Ｐ（ｔ）は、第一積分器８２により積分される。その積分の結果は図５の式（３）のようになる。すなわち、Ｐ（ｔ）２を含む項は処理利得ｇ倍され、Ｐ（ｔ）を含む項は拡散され無視できる。
【００６９】
第一積分器８２の出力は、図５の式（３）から明らかなように、θ＝０すなわち、位相誤差０のときに、最大値magとなる。位相誤差補正部８６は、第一積分器８２の出力を計測する。そして、移相器１０１の位相を変化させる量を調節し、第一積分器８２の出力が最大になるようにする。これは、図６に示すように、例えば位相を変化させる量（Δθという）を０〜２π(rad)の範囲で変化させて、第一積分器８２の出力が最大になったときの位相を変化させる量の値（Δθ１という）を記録しておき、Δθ＝Δθ１としておくことで可能である。このようにして位相誤差を補正できる。
【００７０】
なお、Ｉ信号変換部１００の直後に移相器をいれる等すれば、第一積分器８２の積分結果が、maP(t)cos(θ+45°)となるような場合もあるので、そのときは、最大値を√２で割った値になるようにΔθをあわせることになる。
【００７１】
なお、Ｑ信号変換部２００の位相誤差の校正も同様に行える。
【００７２】
また、Ｉ信号変換部１００が出力する変換信号およびＱ信号変換部２００が出力する直交変換信号は後段回路９０に入力される。後段回路９０は、変換信号および直交変換信号に所望の処理を行う。変換信号および直交変換信号には、擬似ノイズが含まれる。しかし、擬似ノイズはユーザ信号に比べて微弱なフロアノイズ程度の信号に過ぎないため、後段回路９０の処理に影響を及ぼさない。よって、後段回路９０で受信処理を行いながら、Ｉ信号変換部１００の位相誤差の校正が行える。
【００７３】
次に、Ｉ信号変換部１００の振幅誤差の校正を行う（Ｓ１４）。ユーザ信号（ＩＦ信号）をI(t),Q(t)、ψをユーザ信号と擬似ノイズとの位相差、P(t)を擬似ノイズ、とすれば、基準信号変換部３００の出力する基準変換信号は、図５の式（４）のようになる。基準変換信号は、第二乗算器７１によって、擬似ノイズＰ（ｔ）とを乗算され、基準相関信号は、第二積分器８１により積分される。その積分の結果は図５の式（５）のようになる。すなわち、図５の式（３）において、ｍ＝０、θ＝０としたもの、agとなる。ここで、振幅誤差計測部８７は、Ｉ信号変換部１００の位相誤差が取り除かれたときの第一積分器８２の出力magを、第二積分器８１の出力agで割って、図５の式（６）に示すように、振幅誤差ｍを求める。
【００７４】
振幅誤差計測部８７は、さらにＩ信号変換部１００の振幅制御入力５３ｃを調節して、振幅誤差を校正する。例えば、振幅誤差ｍ＝２すなわち、振幅が２倍になってしまうような場合は、振幅制御入力５３ｃを調節して、可変減衰器５３が振幅を1/2にして、ｍ＝１（振幅誤差なし）となるようにする。
【００７５】
なお、Ｑ信号変換部２００の振幅誤差の校正も同様に行える。
【００７６】
最後に、Ｉ信号変換部１００のＤＣオフセット誤差の校正を行う（Ｓ１６）。すでに、ｍ＝１、θ＝０となっており、振幅誤差および位相誤差は取り除かれているので、Ｉ信号変換部１００の出力は、図５の式（７）のようになる。すなわち、図５の式（１）において、ｍ＝１、θ＝０としたものである。ここで、図５の式（７）の値の平均をとれば、cos、sinの項およびP(t)の項は０になる。よってｄだけが残る。このような事実に鑑み、平均値計算部８８は、振幅誤差および位相誤差の取り除かれたＩ信号変換部１００の出力の平均をとって、Ｉ信号変換部１００のＤＣオフセットを計算する。そして、ＤＣオフセット制御入力５６ｃにＤＣオフセットと同じ大きさで正逆を反対にした信号を与えてＩ信号変換部１００のＤＣオフセット誤差を補正する。
【００７７】
なお、Ｑ信号変換部２００のＤＣオフセット誤差誤差の校正も同様に行える。
【００７８】
本発明の第一の実施形態によれば、Ｉ信号変換部１００が出力する変換信号およびＱ信号変換部２００が出力する直交変換信号には、擬似ノイズが含まれる。しかし、擬似ノイズはユーザ信号に比べて微弱なフロアノイズ程度の信号に過ぎないため、後段回路９０の処理に影響を及ぼさない。しかも、この擬似ノイズを利用してＩ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の校正を行える。
【００７９】
すなわち、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の位相誤差、振幅誤差、ＤＣオフセット誤差を校正しながら、後段回路９０が変換信号および直交変換信号に所望の処理を行える。
【００８０】
第二の実施形態
第二の実施形態は第一の実施形態の構成をより具体化したものである。図７は第二の実施形態の構成を示すブロック図である。
【００８１】
本発明の直交復調装置の要部構成は、図７に示すように、周波数変換部１０と、Ｉ側直交変換部１００と、Ｑ側直交変換部２００と、後段回路９０と、基準発振器４０と、９０度移相器４１、４２と、切替スイッチ４４、３６、３８、６３と、ミキサ４６と、基準直交変換部３００と、減衰器３４と、合成器３２と、可変移相器１０１，２０１，３０１，６４と、Ｍ系列発生手段６２と、ディテクタ校正部６６と、乗算器７１，７２と、積分手段８１，８２と、ＡＤＣ部８０と、制御部５００とで成る。
【００８２】
周波数変換部１０は、一般的な周波数変換器であり、外部からの受信信号を受けて、内部に備えるローカル発振器により周波数変換して、一定周波数の中間周波数信号ＩＦを出力する。尚、中間周波数信号ＩＦとしては、ベースバンドの帯域幅が例えば１０ＭＨｚ以上の帯域幅が必要と仮定し、これに対応して例えば１００ＭＨｚ以上の比較的高い中間周波数が適用されている場合とする。
【００８３】
基準発振器４０は、第１に、周波数変換部１０からの中間周波数信号ＩＦに対して同期した関係で発振した同一周波数のローカル周波数信号ＬＦ１を発生する場合と、第２に、基準発振器４０側の周波数信号を基準信号として外部に供給して同期を維持する場合と、第３に、後段回路９０にＩ／Ｑ復調分離ずれを分離補正する分離補正機能を備える場合には中間周波数信号ＩＦに対して非同期関係でも良い場合とがあるが、何れの場合にも適用する。ここでは、外部へ基準発振器４０の信号を供給されて、中間周波数信号ＩＦとローカル周波数信号ＬＦ１とは同期関係にある場合とする。
【００８４】
後段回路９０は、Ｉ側直交変換部１００とＱ側直交変換部２００が出力する直交信号を分離したＩ信号（同相成分）とＱ信号（直交成分）のベースバンド信号を受けて所望の動作を行う後段装置である。あるいは、Ｉ／Ｑ復調分離ずれをデジタル処理技術により正常なＩ信号、Ｑ信号に分離処理する分離処理機能を内蔵しているものもある。
【００８５】
基準直交変換部３００は、Ｉ側直交変換部１００、Ｑ側直交変換部２００と同一内部構成であり、可変移相器３０１を介してローカル周波数信号ＬＦ２を受けて、同期検波した検波信号３００ｓをディテクタ校正部６６を介して一方の乗算器７１へ供給する。
【００８６】
Ｉ側直交変換部１００とＱ側直交変換部２００の内部構成は同一であり、互いに直交するＩ信号及びＱ信号を同期検波して出力する。一方のＩ側直交変換部１００は直交同期検波したＩ信号１００ｓを出力し、他方のＱ側直交変換部２００は直交同期検波したＱ信号２００ｓを出力する。
【００８７】
一方のＩ信号を検波するＩ側直交変換部１００の内部構成の一例は、図８に示すように、高周波アンプ５１と、可変遅延器５２と、可変減衰器５３と、直交ミキサ５４と、ローパスフィルタ５５と、オフセット加算器５６と、バッファアンプ５７とで成る。
【００８８】
高周波アンプ５１は、上記周波数変換部１０からの中間周波数信号ＩＦを受けて所定に増幅してバッファしたＩＦ信号を出力する。
【００８９】
可変遅延器５２は、Ｉ側とＱ側の両直交ミキサ５４の入力端に対してＩＦ信号が同一タイミングとなるように合致調整する微量の可変遅延回路であって、制御部５００からの遅延量制御信号５２ｃに基づいて微調整したＩＦ信号５２ｓを次段へ出力する。
【００９０】
可変減衰器５３は、出力されるＩ信号１００ｓとＱ信号２００ｓの振幅レベルを調整するものであって、制御部５００からの減衰量制御信号５３ｃに基づいて、所望に減衰制御したＩＦ信号５３ｓを出力する。尚、減衰制御以外にも、可変ゲインアンプを用いる手法もある。
【００９１】
直交ミキサ５４は、例えばリングダイオードを用いたミキサ（乗算器）であり、一方の入力端には上記可変減衰器５３からのタイミングと振幅レベルが所定に調整されたＩＦ信号５３ｓを受け、他方の入力端には前記ＩＦ信号５３ｓのキャリア周波数と同一周波数で同一位相条件のローカル周波数信号ＬＦ１を受けて、両者を周波数変換して直交同期検波したＩ成分信号５４ｓを出力する。尚、出力されるＩ成分信号５４ｓの成分中には、直交ミキサのアンバランスや温度変化等に伴うＤＣオフセット成分や、中間周波数信号ＩＦのキャリア周波数とローカル周波数信号ＬＦ１のキャリア周波数間における両者の位相関係のずれに伴うＤＣオフセット成分を含んでいる。
【００９２】
ローパスフィルタ５５は、キャリア周波数以上の周波数成分を除去し、上記直交ミキサ５４からのＩ成分信号５４ｓのみを通過出力する低域通過フィルタである。この結果、ベースバンドの帯域幅のＩ信号成分と、ＤＣオフセット成分とが重畳した重畳信号５５ｓが出力される。
【００９３】
オフセット加算器５６は、無用なＤＣオフセット成分を相殺するものであって、例えば抵抗を介して可変直流電圧を印加するアナログ加算器であり、制御部５００からのオフセット量制御信号５６ｃに基づいて、上記重畳したＤＣオフセット成分や、後段のバッファアンプ５７の温度変化に伴うＤＣドリフトを相殺したオフセット除去Ｉ信号（変換信号）５６ｓを出力する。
【００９４】
バッファアンプ５７は、上記オフセット除去Ｉ信号５６ｓを受けてバッファ増幅した同相成分のＩ信号１００ｓを出力する。尚、所望により、このバッファアンプ５７を削除した構成例もある。
【００９５】
他方のＱ信号を検波するＱ側直交変換部２００についても上述同様である。但し、図７に示すように、基準発振器４０とＱ側直交変換部２００との間に９０度移相器４２を挿入しているので、ローカル周波数信号ＬＦ１を９０度位相をシフトしたキャリア周波数で直交同期検波する。この結果、Ｑ側直交変換部２００の出力端からは他方の直交成分であるＱ信号２００ｓが出力される。
【００９６】
可変移相器１０１，２０１，３０１は、制御部５００からの制御信号を受けて、通過するベースバンドのキャリアであるローカル周波数信号ＬＦの伝搬時間を所望量微調整するな可変遅延器である。
【００９７】
切替スイッチ４４は、制御部５００からの制御信号を受けて、ローカル周波数信号ＬＦ１か、ローカル周波数信号ＬＦ１を９０度移相器４１で正確に９０度シフトした信号の何れかであるローカル周波数信号ＬＦ２をミキサ４６と、可変移相器３０１へ供給する。
【００９８】
Ｍ系列発生手段６２は、例えばＰＲＢＳ（Pseudo Random Binary Sequence）の長周期な擬似ランダムパルス列を発生するパターン発生器であり、発生したＭ系列の擬似ランダムパルス信号６２ｓをミキサ４６と、可変移相器６４へ供給する。このＭ系列周期時間としては、既知であるが、平坦なランダム性を有していないので、周期時間の整数倍単位で測定するのが望ましい。
【００９９】
ミキサ４６は、上記Ｍ系列発生手段６２からの擬似ランダムパルス信号６２ｓを中間周波数のベースバンドへ変調して出力するミキサであり、出力されるＰＮ信号４６ｓは切替スイッチ３６と減衰器３４へ供給する。
【０１００】
減衰器３４は前記ＰＮ信号４６ｓを受けて、受信信号に実用上の影響を与えない程度の微少レベル、例えばノイズレベル（フロアノイズ）程度に減衰して加算器３２へ供給する。
【０１０１】
加算器３２は周波数変換部１０からの中間周波数信号ＩＦの主たる信号に対して、減衰器３４からの微少信号を重畳合成した重畳ＩＦ信号３２ｓを出力する。これにより前記重畳に関わらず、外部から入力される受信信号は、正常に直交検波されて後段回路９０に供給されることとなる。つまり、受信信号の直交検波動作には影響を与えない。
【０１０２】
切替スイッチ３６は、制御部５００からの制御信号を受けて、上記重畳ＩＦ信号３２ｓか、ＰＮ信号４６ｓかの何れかを選択して基準直交変換部３００へ供給する。
【０１０３】
切替スイッチ３８は、制御部５００からの制御信号を受けて、Ｉ側直交変換部１００からのＩ信号（変換信号）１００ｓか、Ｑ側直交変換部２００からのＱ信号（直交変換信号）２００ｓかの何れかを選択した選択ＩＱ信号３８ｓをディテクタ校正部６６を介して他方の乗算器７２へ供給する。以後、この選択ＩＱ信号３８ｓの供給経路をＩＱ側と呼称し、基準直交変換部３００の出力端の経路をＲ側と呼称する。
【０１０４】
切替スイッチ６３は、制御部５００からの制御信号を受けて、Ｍ系列発生手段６２からの擬似ランダムパルス信号６２ｓか、一定の”Ｈｉ”レベル信号かを選択して可変移相器６４へ供給する。
【０１０５】
可変移相器６４は、制御部５００からの制御信号を受けて、上記切替スイッチ６３からの擬似ランダムパルス信号６２ｓ若しくは”Ｈｉ”レベル信号を受けて、この伝搬時間を所望量微調整した遅延ランダムパルス信号６４ｓを乗算器７１、７２へ供給する可変遅延器である。
【０１０６】
ディテクタ校正部６６は、測定系の校正用切替スイッチと基準電圧源であって、主に乗算器７１，７２の温度ずれを校正するものであり、校正側に切り替える切替スイッチと校正用基準電圧Ｖref及びゼロ電圧Ｖzeroを備えて、校正実施時において両乗算器の入力端へ校正用基準電圧Ｖref、又はゼロ電圧Ｖzeroを供給する。
【０１０７】
第一および第二乗算器７１、７２は、２信号を乗算して出力する乗算器であり、上記遅延ランダムパルス信号６４ｓを一方の入力端に受け、上記検波信号３００ｓと選択ＩＱ信号３８ｓを対応する他方の入力端に受けて、両者を乗算した乗算信号を対応する第一および第二積分手段８１、８２へ供給する。
【０１０８】
積分手段８１、８２は上記乗算信号を各々受けて、各々積分したアナログ積分電圧信号をＡＤＣ部８０へ供給する。
【０１０９】
ＡＤＣ部８０は、２系統のＡＤ変換器とバッファメモリを備え、積分された２系統のアナログ積分電圧信号を入力端で受け、制御部５００からの制御信号を受けて、所定の一定時間毎に各々サンプリングし、ＡＤ変換器でデジタルデータに変換し、変換した測定データを内部のバッファメモリへ順次格納する。ＡＤＣ部８０の内部構成を図９に示す。位相誤差補正部８６は積分手段８２から、振幅誤差計測部８７は積分手段８１、８２から信号を受けて位相誤差、振幅誤差を補正する。なお、平均値計算部８８は、選択ＩＱ信号３８ｓの平均値を計算する。
【０１１０】
制御部５００は例えば演算処理装置（ＣＰＵ）であり、受信信号のＩＱ直交検波が正常に行われるように、受信動作と同時平行して本発明の直交検波の調整制御を連続的に随時実施する。本発明による主な制御要素は切替スイッチ４４、３６、３８、６３と、ディテクタ校正部６６と、可変移相器１０１、２０１、３０１、６４と、直交変換部１００、２００、３００内にある各々の可変遅延器５２と可変減衰器５３とオフセット加算器５６とである。
【０１１１】
次に、第二の実施形態の動作を図１０のフローチャートを用いて説明する。尚、Ｉ側直交変換部１００及びＱ側直交変換部２００は受信信号を連続的に受信動作中であるものと仮定する。しかしながら、装置内温度や環境温度変化等の経時変化があっても、常に最良の受信状態を継続的に維持する必要がある。特に、半導体は温度変化により伝搬遅延量や増幅度等の諸特性が大きく変化する。
【０１１２】
本発明による補正制御は、Ｉ側とＱ側の可変移相器１０１、２０１、及び直交変換部１００、２００内に備える可変減衰器５３とオフセット加算器５６については、当初を除いて、最終的に得た補正量に基づいてわずかな補正が行われるのみである。この為、受信信号に対する直交検波の動作は、受信動作に影響を与えることなく連続的に補正可能である。
【０１１３】
全体の処理ステップは、図１０（ａ）に示すように、ＰＮディテクタ校正ステップと、ＲＥＦ校正ステップと、位相０度ステップと、遅延調整ステップと、位相調整ステップと、振幅調整ステップと、ＤＣオフセット調整ステップと、位相９０度ステップと、遅延・位相・振幅・ＤＣオフセット調整ステップ６００との繰り返しループである。これら測定制御は制御部５００からの制御により行われる。ここで、遅延・位相・振幅・ＤＣオフセット調整ステップ６００は、上記遅延調整ステップと位相調整ステップと振幅調整ステップとＤＣオフセット調整ステップと同一処理内容である。
【０１１４】
最初に、図１０（ａ）に示す「ＰＮディテクタ校正」ステップは、新たに備えるＲ側とＩＱ側の２系統の測定系に対する校正を行う。即ち、ディテクタ校正部６６を校正側に切り替え、切替スイッチ６３は規定の”Ｈｉ”レベル信号を両乗算器７１、７２の一方の入力端へ各々供給して校正を行う。第１に、ゼロ電圧Ｖzeroを両乗算器７１、７２の他方の入力端へ供給してＡＤＣ部８０で測定し、測定データ値をＲ側及びＩＱ側のゼロ電圧オフセットとして各々格納保存する。第２に校正用基準電圧Ｖrefを両乗算器７１、７２の他方の入力端へ供給してＡＤＣ部８０で測定し、Ｒ側及びＩＱ側の測定データ値に対して、対応するＲ側及びＩＱ側ゼロ電圧オフセットを減算した値を校正用基準電圧Ｖrefの校正値として保存し、使用に供する。
【０１１５】
上記校正によって、現在の装置内温度における、Ｒ側とＩＱ側の２系統の測定系に対する校正が完了する。
【０１１６】
次に、図１０（ａ）に示す「ＲＥＦ校正」ステップは、基準直交変換部３００を基準状態にセットする。この処理ステップを図１０（ｂ）に示す。この処理ステップにより、基準直交変換部３００に係る可変移相器３０１と、可変遅延器５２と、可変減衰器５３と、オフセット加算器５６とを基準状態にセットする。
【０１１７】
先ず、「ＰＮを入力」ステップでは、切替スイッチ３６をａ側に切り替えてＰＮ信号４６ｓを基準直交変換部３００へ供給する。
【０１１８】
次に、「遅延・位相・振幅・ＤＣオフセット調整」ステップ６００は、遅延調整と、位相調整と、振幅調整と、ＤＣオフセット調整とから成る。この第１から第４までの調整ステップの個々を説明する。
【０１１９】
第１の遅延調整は、ＰＮ信号を入力として受けて、基準直交変換部３００内部にある可変遅延器５２（図８参照）の遅延量をＭ系列発生手段の例えば１周期時間毎に変えて順次測定する。つまり、基準直交変換部３００から出力される検波信号３００ｓと可変移相器６４からの遅延ランダムパルス信号６４ｓを乗算器７１で乗算し、所定時定数で積分した直流信号をＡＤ変換し、ＡＤ変換した測定データをメモリへ順次格納する。これにより得られた測定データ群のプロット例を図１１に示す。図１１Ｄが測定データ群のプロットである。この絶対値において最大値を示す位置（図１１Ｆ参照）が調整すべき基準位置として求まる。この調整位置となる値を記憶し、可変遅延器５２を更新セットする。尚、測定データの取得方法において、上記のように可変遅延器５２の遅延量を順次昇順に所定単位量づつ変えて測定する方法では測定回数が増えて測定時間がかかる。ここでの調整ステップは最大値が得られれば良いので、上記取得方法の代わりに、例えば捜査区間を１／２に分割するバイナリーサーチ手法のように、測定データの値が大きくなる方向に対してのみ離散的に捜査するビットサーチ手法で行っても良い。この場合は測定回数を大幅に削減できるからして、短時間で調整完了できる。
【０１２０】
第２の位相調整は、ＰＮ信号を入力として受けて、基準直交変換部３００へ供給する可変移相器３０１の位相量を変えて上述同様に順次測定してメモリへ順次格納する。これにより得られた測定データの中で、絶対値の最大値を示す位置が位相調整すべき基準位置として求まる。この調整位置となる値を記憶し、可変移相器３０１を更新セットして位相調整が完了する。
【０１２１】
第３の振幅調整は、ＰＮ信号を入力として受けて、基準直交変換部３００内部にある可変減衰器５３の減衰量を制御して、得られる測定データの振幅値が予定の振幅値となるようにする。即ち、可変減衰器５３の減衰量を変えて測定データを取得し、得られた測定データの値が予定の振幅値となる値を記憶し、可変減衰器５３の減衰量を更新セットして振幅調整が完了する。
【０１２２】
第４のＤＣオフセット調整は、Ｍ系列発生手段６２の動作を止めた状態にしたＰＮ信号、即ち無信号を入力として受けて、基準直交変換部３００内部にあるオフセット加算器５６へのオフセット制御量を制御して、得られる測定データがゼロ値となるオフセット制御量を記憶し、更新セットしてＤＣオフセット調整が完了する。
【０１２３】
次に、「ＩＦを入力」ステップでは、切替スイッチ３６をｂ側に切り替えて重畳ＩＦ信号３２ｓを基準直交変換部３００へ供給する。この重畳ＩＦ信号３２ｓには極めて微弱なＰＮ信号が重畳されていて、この微弱なＰＮ信号を使用して調整する。
【０１２４】
次に、「遅延調整」ステップは、重畳ＩＦ信号３２ｓを調整対象の入力信号として受けて、基準直交変換部３００内部にある可変遅延器５２の遅延量をＭ系列発生手段の例えば１周期に対して複数周期時間の単位毎に、順次変えて測定する。これは重畳ＩＦ信号３２ｓに重畳されている極めて微弱なＰＮ信号を明瞭に検出可能とする為には時間がかかる為である。
【０１２５】
ここで、微弱なＰＮ信号の検出と同期関係について図１２を参照して説明する。乗算器７１で乗算した出力信号はほとんどが受信信号による未知の振幅成分であり、かつ正負に大きく振れている（図１２Ａ、Ｅ参照）。しかしながら、その平均値をとると不定のランダム状態ではあるものの０値を上下している（図１２Ｃ、Ｇ参照）。更にこれを所望の長期間に対して積分するとほぼ一定した傾きの直流成分が得られてくる（図１２Ｄ、Ｈ参照）。この直流成分において、Ｍ系列のランダムパターンとは同期関係で乗算された図１２（ｂ）の場合は得られる直流成分は大きく（図１２Ｈ参照）、逆に非同期関係で乗算された図１２（ａ）の場合は得られる直流成分は小さく（図１２Ｄ参照）なる。この特徴的な作用を用いて同期位置や、同期に隣接した状態にあるかを検出可能になる。つまり、同期した関係で同期乗算される場合は、検出信号として浮き上がってきて大きな直流成分が得られ、逆に、同期がずれた状態の場合は小さな直流成分として得られる。また、未知の入力信号に対しては大きな正負の振幅を発生するものの、非同期関係である為、積分するとほぼゼロレベルの状態になる。
【０１２６】
上記特徴的な検出作用を用いて遅延調整ステップでは、可変遅延器５２の遅延量を変えて（あるいはバイナリサーチ手法により）１測定毎に、長期間に対して測定を行い、この期間を積分した信号を、上述同様にＡＤ変換してメモリへ順次格納する。これにより微弱なＰＮ信号を検出対象とした位相ずれが検出測定され、得られた測定データの中で、絶対値の最大値を示す位置が当該ＰＮ信号を対象とする調整すべき基準位置として得られる。この調整位置となる値を記憶し、可変遅延器５２を更新セットすることで遅延調整が完了する。
【０１２７】
次に、「位相調整」ステップは、重畳ＩＦ信号３２ｓを調整対象の入力信号として受けて、基準直交変換部３００へ供給する可変移相器３０１の位相量を変えて上述同様に長期間を単位として、順次測定する。このとき、基準発振器４０の位相を０度と９０度に交互に切り替えて各々測定実施する。これにより得られた測定データの中で、基準発振器４０の位相を０度のときの絶対値の最大値を示す位置が位相調整すべき基準位置であり、逆に、基準発振器４０の位相を９０度のときの絶対値の最小値を示す位置が位相調整すべき基準位置でもあり、両方の測定により基準位置を精度良く求める。この調整位置となる値を記憶し、可変移相器３０１を更新セットすることで位相調整が完了する。
【０１２８】
上記調整によって、現在の装置内温度における基準直交変換部３００に対する基準器とする調整が完了する。
【０１２９】
次に、図１０（ａ）に示す「位相０度」ステップは、Ｉ側直交変換部１００を調整する。この為、基準直交変換部３００をＩ側直交変換部１００と同一位相に切り替える。即ち、切替スイッチ４４をｂ側に切り替えてローカル周波数信号ＬＦ１を使用する。また、基準直交変換部３００の入力信号は切替スイッチ３６をｂ側に切り替えて、Ｉ側直交変換部１００と同じ重畳ＩＦ信号３２ｓを供給しておく。また、測定系をＩ側直交変換部１００に切り替えておく為、切替スイッチ３８はａ側に切り替えて、Ｉ信号１００ｓを乗算器７２へ供給しておく。
【０１３０】
ところで、Ｉ側直交変換部１００及びＱ側直交変換部２００は連続的に受信動作中であるからして、上述した基準直交変換部３００の調整のように、各調整要素の調整量を順次変えてサーチ測定する測定方法は実施できない。
【０１３１】
そこで、Ｉ側直交変換部１００及びＱ側直交変換部２００を連続的に受信動作を行ったまま校正する必要があるが、その校正手順は第一の実施形態と同様である。
【０１３２】
尚、本発明の構成手段は、上述実施の形態に限るものではない。例えば図１に示す周波数変換部１０を備えていない装置の場合でも実施できる。また、基準発振器４０としては中間周波数信号ＩＦを受けて、この搬送波の位相に同期して発振するＰＬＬ構成のローカル発振器とした構成でも良い。
【０１３３】
また、Ｍ系列発生手段６２と受信信号の周期時間において、ほぼ一致する周期時間関係若しくはほぼ同期した周期関係となる場合が適用する受信信号によっては希に発生する。この場合、測定データのばらつきが生じたり、測定誤差を生じたりして、補正動作が予定の収束時間で収束していかない場合がある。このようなことが危惧される受信信号を対象として適用する場合には少なくとも２種類の異なる周期時間の擬似ランダムパルス列を発生する発生態様を具備させる構成手段がある。例えば第１に符号系列の発生周期数を変えるか、あるいは第２に使用するクロック源の周波数を変えて異なる周期時間を発生する。これによって、もし、収束時間が長くかかる場合においては他方の周期時間に切り替えることで収束容易となる。
【０１３４】
また、上述では具体例として直交信号を入力信号として受けて、位相、遅延、振幅、ＤＣオフセットの４項目の全てを補正制御する場合で説明していたが、上述４項目以外の少なくとも何れか１つの補正項目を補正対象として補正する実施形態としても良い。例えば位相ずれのみを補正対象としたり、振幅ずれや、ＤＣオフセットずれを補正対象として適用しても良い。
【０１３５】
また、測定系として乗算器７１、７２の２系統を備える場合で実現しているが、所望により、１系統の測定系を用いて交互に切り替えて実施する構成でも実現可能である。また、Ｍ系列発生手段６２の代わりに、他のランダムな発生手段を用いても良い。
【０１３６】
第三の実施形態
第三の実施形態にかかる直交復調装置は、第一の実施形態に比べて、ユーザ信号変換部４００により、変換信号におけるユーザ信号を除去する点が異なる。第一の実施形態と同様の部分は同じ番号を付して説明を省略する。図１３に第三の実施形態にかかる直交復調装置の構成を示す。
【０１３７】
ユーザ信号変換部４００は、Ｉ信号変換部１００と同様の構成である。ただし、ローカル信号Ｌ３とユーザ信号とを混合して変換ユーザ信号を出力する。ここで、重要な点は、ユーザ信号を混合するのであり、擬似ノイズ重畳信号を混合するのではないということである。
【０１３８】
減算器７７はＩ信号変換部１００の出力からユーザ信号変換部４００の出力である変換ユーザ信号を減算する。直交減算器７８は、Ｑ信号変換部２００の出力からユーザ信号変換部４００の出力である変換ユーザ信号を減算する。減算器７７および直交減算器７８の減算結果は、第一乗算器７２および直交乗算器７４に入力され、擬似ノイズと乗算される。
【０１３９】
なお、直交減算器７８は減算器７７に、直交乗算器７４は第一乗算器７２に、直交積分器８４は第一積分器８２に一体化できる。その場合の構成を図１４に示す。すなわち、切り替えスイッチ７６を設け、減算器７７側の端子７６ｃを、Ｉ信号変換部１００側の端子７６ａまたはＱ信号変換部２００の端子７６ｂに接続するようにする。
【０１４０】
また、図１３、１４の双方の場合にいえるが、加算器３２と擬似ノイズ混合乗算器４６との間にＡＬＣ（automatic level controller）をいれてもよい。
【０１４１】
次に、本発明の第三の実施形態の動作を説明する。動作手順は図４に示したものとほぼ同一であるので、図４を参照して説明する。ただし、第三の実施形態においては、基準信号変換部３００は無いので、基準信号変換部の校正（Ｓ１０）は行わない。
【０１４２】
まず、Ｉ信号変換部１００の位相誤差の校正を行う（Ｓ１２）。Ｉ信号変換部１００の出力する変換信号は図５の（１）式通りであり、ユーザ信号変換部４００の出力である変換ユーザ信号は図１５の（１’）式通りである。すなわち、図５の（１）式からP(t)項を取り除いたものとなる。よって、減算器７７により、変換信号から変換ユーザ信号を減算すると、maP(t)cosθだけとなる。後は、第一の実施形態と同様にＩ信号変換部１００の位相誤差の校正が行われる。
【０１４３】
ただし、第一の実施形態と異なり、第一乗算器７２にはユーザ信号の成分が入力されない。第一の実施形態の第一乗算器７２には、比較的大きいユーザ信号と、比較的小さい擬似ノイズとを含む変換信号が入力される。よって、変換信号に擬似ノイズを乗算するときに、ユーザ信号に左右されがちになる。しかし、第三の実施形態では、第一乗算器７２にはユーザ信号の成分が入力されないので、より精度の高い校正が可能となる。
【０１４４】
なお、Ｑ信号変換部２００の位相誤差の校正も同様に行える。
【０１４５】
次に、Ｉ信号変換部１００の振幅誤差の校正を行う（Ｓ１４）。振幅誤差計測部８７は、Ｉ信号変換部１００の位相誤差が取り除かれたときの第一積分器８２の出力magを、振幅誤差および位相誤差がないと仮定した場合の第一積分器８２の出力agで割って、振幅誤差ｍを求める。なお、agは乗算器、ＡＬＣなどが充分に校正されていれば規定値となるので、予測可能である。なお、振幅誤差の補正は第一の実施形態と同様である。
【０１４６】
なお、Ｑ信号変換部２００の振幅誤差の校正も同様に行える。
【０１４７】
最後に、Ｉ信号変換部１００のＤＣオフセット誤差の校正を行う（Ｓ１６）。これは第一の実施形態と同様である。
【０１４８】
本発明の第三の実施形態によれば、第一の実施形態と同様に、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の位相誤差、振幅誤差、ＤＣオフセット誤差を校正しながら、後段回路９０が変換信号および直交変換信号に所望の処理を行える。
【０１４９】
しかも、第一乗算器７２にはユーザ信号の成分が入力されないことにより、第一の実施形態に比較して、より高精度の校正が行える。
【０１５０】
第四の実施形態
第四の実施形態は第三の実施形態の構成をより具体化したものである。図１６は第四の実施形態の構成を示すブロック図である。ほぼ、第二の実施形態と同様の構成であるので、同一の部分には同一の番号を付して説明を省略する。
【０１５１】
切替スイッチ３６は、制御部５００からの制御信号を受けて、ＩＦ信号か、ＰＮ信号４６ｓかの何れかを選択してユーザ信号変換部４００へ供給する。
【０１５２】
減算器７７は、選択ＩＱ信号３８ｓからユーザ信号変換部４００の出力である検波信号３００ｓを減算する。
【０１５３】
乗算器７２は、減算器７７の出力と遅延ランダムパルス信号６４ｓとを乗算して出力する。
【０１５４】
ＡＤＣ部８０の内部構成を図１７に示す。位相誤差補正部８６および振幅誤差計測部８７は積分手段８２から信号を受けて位相誤差、振幅誤差を補正する。なお、平均値計算部８８は、選択ＩＱ信号３８ｓの平均値を計算する。
【０１５５】
なお、第四の実施形態の動作は、第一の実施形態および第三の実施形態と同様である。
【０１５６】
第五の実施形態
第五の実施形態にかかる直交復調装置は、第一の実施形態に比べて、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の出力を乗算、積分したものを縦軸、横軸にとった結果をもとに校正を行う点で異なる。第一の実施形態と同様の部分は同じ番号を付して説明を省略する。図１８に第五の実施形態にかかる直交復調装置の構成を示す。
【０１５７】
移相器３３は、擬似ノイズ混合乗算器４６の出力の位相を変化させる。誤差計測部８９は、積分器８２および直交積分器８４の出力を縦軸、横軸にとった結果をもとに誤差を計測する。なお、誤差の校正を行ってもよい。
【０１５８】
なお、直交乗算器７４は乗算器７２に、直交積分器８４は積分器８２に一体化できる。その場合の構成を図１９に示す。すなわち、切り替えスイッチ７６を設け、第一乗算器７２側の端子７６ｃを、Ｉ信号変換部１００側の端子７６ａまたはＱ信号変換部２００の端子７６ｂに接続するようにする。
【０１５９】
次に、本発明の第五の実施形態の動作を説明する。なお、第五、第六の実施形態においては、θは移相器３３が位相を変化させる量を示し、ψは位相誤差を示す。
【０１６０】
擬似ノイズ混合乗算器４６により、擬似ノイズP(t)はローカル信号Ｌ４に混合され、P(t)cosωｔとなる。次に、移相器３３が位相を変化させて、P(t)cos（ωｔ＋θ）となる。これが、加算器３２に入力される。
【０１６１】
Ｉ信号変換部１００は、ローパスフィルタ５５を有し、ローパスフィルタ５５は積分要素でもある。よって、Ｉ信号変換部１００が出力する変換信号のP(t)成分は、図２０の式（８）のようになる。Ｑ信号変換部２００もローパスフィルタ５５を有し、ローパスフィルタ５５は積分要素でもある。よって、Ｑ信号変換部２００が出力する変換信号のP(t)成分は、図２０の式（９）のようになる。なお、式（９）は、式（８）のcosωｔを、sinωｔに代えたものになっているのは、Ｉ信号変換部１００の出力の位相とＱ信号変換部２００の出力の位相とを直交させるためである。
【０１６２】
ここで、θ（移相器３３が位相を変化させる量）＝０とする。すると、式（８）は式（１０）に、式（９）は式（１１）に置きかえられる。なお、ローパスフィルタ５５の積分区間は、P(t)の周期よりも充分に短く、cosωｔ周期よりも充分に長いものとする。すなわち、式（８）はＩ信号変換部１００の出力する信号のP(t)項、式（１１）はＱ信号変換部２００の出力する信号のP(t)項となる。Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の出力のP(t)項のみが、第一積分器８２、直交積分器８４の出力に残ることは、第一の実施形態からも明らかなので、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の出力のP(t)項のみを考える。
【０１６３】
式（１０）に示す信号が、乗算、積分されれば、ある定数（Cとする）となる。式（１１）に示す信号が、乗算、積分されれば、０となる。sinの積分は充分に積分区間が長ければ、０になるからである。この結果を、第一積分器８２の出力を横軸、直交積分器８４の出力を縦軸にとると、図２１（ａ）（θ＝０度参照）に示すようなものになる。
【０１６４】
同様にθ＝９０度とすると、式（８）は式（１２）に、式（９）は式（１３）に置きかえられる。式（１２）に示す信号が、乗算、積分されれば、０となる。sinの積分は充分に積分区間が長ければ、０になるからである。式（１３）に示す信号が、乗算、積分されれば、Ｃとなる。充分に長い区間、積分すれば、sin2の積分もcos2の積分も同じ値になるからである。この結果を、第一積分器８２の出力を横軸、直交積分器８４の出力を縦軸にとると、図２１（ａ）（θ＝９０度参照）に示すようなものになる。
【０１６５】
同様にθ＝４５度とすると、式（８）は式（１４）に、式（９）は式（１５）に置きかえられる。式（１４）に示す信号が、乗算、積分されれば、Ｃ/√2となる。sinの積分は充分に積分区間が長ければ、０になるからである。式（１５）に示す信号が、乗算、積分されれば、−Ｃ/√2となる。この結果を、第一積分器８２の出力を横軸、直交積分器８４の出力を縦軸にとると、図２１（ａ）に示すようなものになる。
【０１６６】
このように、もしＩ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００に誤差がなければ、第一積分器８２の出力を横軸、直交積分器８４の出力を縦軸にとると、図２１（ａ）に示すように真円になる。しかし、Ｉ信号変換部１００に振幅誤差ｍ１（振幅がｍ１倍されてしまう）、Ｑ信号変換部２００に振幅誤差ｍ２（振幅がｍ２倍されてしまう）があれば、図２１（ｂ）に示すような楕円となる。また、Ｉ信号変換部１００にＤＣオフセット誤差Ｉ０、Ｑ信号変換部２００にＤＣオフセット誤差Ｑ０があり、Ｉ信号変換部１００に位相誤差ψがあれば、図２１（ｃ）のような楕円となる。そこで、θを様々に変更して、そのときの第一積分器８２の出力を横軸、直交積分器８４の出力を縦軸にとることで、ＤＣオフセット誤差、位相誤差、振幅誤差を求めることができる。
【０１６７】
本発明の第五の実施形態によれば、第一の実施形態と同様に、Ｉ信号変換部１００およびＱ信号変換部２００の位相誤差、振幅誤差、ＤＣオフセット誤差を校正しながら、後段回路９０が変換信号および直交変換信号に所望の処理を行える。
【０１６８】
第六の実施形態
第六の実施形態は第五の実施形態の構成をより具体化したものである。図２２は第六の実施形態の構成を示すブロック図である。
【０１６９】
移相器３３は、ＰＮ信号４６ｓの位相を変化させて出力する。ＡＤＣ部８０は、積分手段８２の出力から、位相誤差、振幅誤差、ＤＣオフセット誤差を校正する。
【０１７０】
なお、第六の実施形態の動作は、第二の実施形態および第五の実施形態と同様である。
【０１７１】
第七の実施形態
第七の実施形態は、図２３に示すように、第五の実施形態を基礎として、第三の実施形態の特徴であるユーザ信号変換部４００、減算器７７および直交減算器７８を付加したものである。第五の実施形態で説明したように、Ｉ信号変換部１００（Ｑ信号変換部２００）の出力のP(t)項のみを使用する。よって、第三の実施形態のようにユーザ信号変換部４００、減算器７７および直交減算器７８を使用して、Ｉ信号変換部１００（Ｑ信号変換部２００）の出力のP(t)項のみを減算器７７（直交減算器７８）から出力させてもよい。しかも、乗算器７２（直交乗算器７４）にはユーザ信号の成分が入力されないことにより、高精度の校正が行える。
【０１７２】
なお、直交減算器７８は減算器７７に、直交乗算器７４は乗算器７２に、直交積分器８４は積分器８２に一体化できる。その場合の構成を図２４に示す。すなわち、切り替えスイッチ７６を設け、減算器７７側の端子７６ｃを、Ｉ信号変換部１００側の端子７６ａまたはＱ信号変換部２００の端子７６ｂに接続するようにする。
【０１７３】
第八の実施形態
第八の実施形態は第七の実施形態の構成をより具体化したものである。図２５は第八の実施形態の構成を示すブロック図である。
【０１７４】
切替スイッチ３６は、制御部５００からの制御信号を受けて、ＩＦ信号か、ＰＮ信号４６ｓかの何れかを選択してユーザ信号変換部４００へ供給する。
【０１７５】
減算器７７は、選択ＩＱ信号３８ｓからユーザ信号変換部４００の出力である検波信号３００ｓを減算する。
【０１７６】
乗算器７２は、減算器７７の出力と遅延ランダムパルス信号６４ｓとを乗算して出力する。
【０１７７】
なお、第八の実施形態の動作は第二の実施形態および第七の実施形態の動作と同様である。
【０１７８】
【発明の効果】
本発明によれば、信号変換部の位相誤差、振幅誤差、ＤＣオフセット誤差等を校正しながら、信号変換部が出力する変換信号に所望の処理を行える。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第一の実施形態にかかる直交復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２】Ｉ信号変換部１００の内部構成を示すブロック図である。
【図３】切り替えスイッチ７６を設けた構成を示す図である。
【図４】第一の実施形態の動作を示すフローチャートである。
【図５】第一の実施形態の動作を示すための式である。
【図６】位相誤差補正部８６の動作例を示す概念図である。
【図７】本発明の第二の実施形態にかかる直交復調装置の構成を示すブロック図である。
【図８】Ｉ信号変換部１００の内部構成を示すブロック図である。
【図９】ＡＤＣ部８０の内部構成を示すブロック図である。
【図１０】第二の実施形態の動作を示すフローチャートである。
【図１１】位相誤差検出原理の説明図と、測定データ群のプロットから同相位置を特定する説明図である。
【図１２】微弱なＰＮ信号の検出と同期関係を説明する図である。
【図１３】本発明の第三の実施形態にかかる直交復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１４】切り替えスイッチ７６を設けた構成を示す図である。
【図１５】第三の実施形態の動作を示すための式である。
【図１６】本発明の第四の実施形態にかかる直交復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１７】ＡＤＣ部８０の内部構成を示すブロック図である。
【図１８】本発明の第五の実施形態にかかる直交復調装置の構成を示すブロック図である。
【図１９】切り替えスイッチ７６を設けた構成を示す図である。
【図２０】第五の実施形態の動作を示すための式である。
【図２１】第五の実施形態の動作を示すための図である。
【図２２】本発明の第六の実施形態にかかる直交復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２３】本発明の第七の実施形態にかかる直交復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２４】切り替えスイッチ７６を設けた構成を示す図である。
【図２５】本発明の第八の実施形態にかかる直交復調装置の構成を示すブロック図である。
【図２６】従来技術の直交復調装置１の具体例を示す図である。
【符号の説明】
３２  加算器
４６  擬似ノイズ混合乗算器
１００  Ｉ信号変換部
２００  Ｑ信号変換部
３００  基準信号変換部
９０  後段回路
７２  第一乗算器
７１  第二乗算器
７４  直交乗算器
７６  切り替えスイッチ
８２  第一積分器
８１  第二積分器
８４  直交積分器
８６  位相誤差補正部
８７  振幅誤差計測部
８８  平均値計算部
４０  基準発振器
１０１、２０１、３０１、４０１  移相器
４００  ユーザ信号変換部
７７  減算器
７８  直交減算器
３３  移相器
８９  誤差計測部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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