(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
レーザ駆動回路（１０１）および制御回路（１０２）を含む光伝送器システムであって、
前記レーザ駆動回路（１０１）はレーザ（１１０）とバイアス電流源ＤＡＣＢ（１２０）と電流源ＤＡＣＭ（１２５）とスイッチＳ１（１３０）と入力信号（１３５）とを含み、
前記レーザ（１１０）は駆動電流Ｉdrに応答して光放射を放出する半導体レーザ・ダイオードであり、前記駆動電流Ｉdrは前記電流源ＤＡＣＢ（１２０）が提供するバイアス電流Ｉbと前記変調電流源ＤＡＣＭ（１２５）が提供する変調電流Ｉmとを含み、
前記制御回路（１０２）は検知回路（１０５）と誤差回路（１０６）と更新回路（１０７）とを含み、
前記検知回路（１０５）はモニタ・フォトダイオード（１４０）とコンデンサ（１４５）とを含み、前記モニタ・フォトダイオード（１４０）は前記レーザ（１１０）によって放出される光放射の強度を検知して放射強度に比例するフォトダイオード電流を発生し、
前記誤差回路（１０６）はトランスインピーダンス増幅器（１６０）とフィードバック抵抗Ｒ（１６５）とアナログ比較器ＣＯＭＰ０（１７０）とアナログ比較器ＣＯＭＰ１（１７４）とを含み、前記トランスインピーダンス増幅器（１６０）と前記フィードバック抵抗Ｒ（１６５）は電流電圧増幅器を形成してフィルタリングされた前記フォトダイオード電流に対応する電圧ＶPを生成し、前記アナログ比較器ＣＯＭＰ０（１７０）は電圧ＶPをバイアス基準電圧ＲＥＦ０と比較してバイアス誤差電圧ＶEbを発生し、そして前記アナログ比較器ＣＯＭＰ１（１７４）は電圧ＶPを変調基準電圧ＲＥＦ１と比較して変調誤差電圧ＶEmを発生し、
前記更新回路は、バイアス・カウンタＣＮＴＢ（１７２）および変調カウンタＣＮＴＭ（１７６）を含み、前記バイアス・カウンタＣＮＴＢ（１７２）の出力は、前記入力信号（１３５）が高レベルから低レベルに遷移するとき、前記バイアス誤差電圧ＶEbの値にしたがって更新され、そして前記変調カウンタＣＮＴＭ（１７６）の出力は、前記入力信号（１３５）が低レベルから高レベルに遷移するとき、前記バイアス誤差電圧ＶEbの値にしたがって更新され、そして
前記入力信号（１３５）が低レベルのとき、スイッチＳ１（１３０）は開かれ、前記変調電流源ＤＡＣＭ（１２５）は前記バイアス電流源ＤＡＣＢ（１２０）から切断され、前記バイアス電流源ＤＡＣＢ（１２０）のみによって提供される前記駆動電流Ｉdrは前記バイアス・カウンタＣＮＴＢ（１７２）の出力によって制御され、
前記入力信号（１３５）が高レベルのとき、スイッチＳ１（１３０）は閉じられ、前記変調電流源ＤＡＣＭ（１２５）は前記電流源ＤＡＣＢ（１２０）に接続され、前記バイアス電流源ＤＡＣＢ（１２０）および前記変調電流源ＤＡＣＭ（１２５）によって提供される前記駆動電流Ｉdrは前記変調カウンタＣＮＴＭ（１７６）の出力によって制御される、
ことを特徴とする光伝送器システム。
【請求項２】
請求項１に記載の光伝送器システムにおいて、
前記検知回路（２０５）は、前記モニタ・フォトダイオード（１４０）と、前記コンデンサ（１４５）とスイッチＳ２（２３０）と基準バイアス電流ＩPを提供する基準バイアス電流源ＲＢＣＳ（２２０）と基準変調電流ＩPmを提供する基準変調電流源ＲＭＣＳ（２２５）とを含み、
前記誤差回路（２０６）は前記トランスインピーダンス増幅器（１６０）と前記フィードバック抵抗Ｒ（１６５）とアナログ比較器ＣＯＭＰ（２５０）とを含み、
前記入力信号（１３５）が低レベルにあるとき、前記スイッチＳ１（１３０）およびＳ２（２３０）がどちらも開かれ、前記駆動電流Ｉdrは前記バイアス電流Ｉbに等しく、前記フォトダイオード電流と前記基準バイアス電流ＩPbの和は前記トランスインピーダンス増幅器（１６０）によってＶP電圧に変換され、前記アナログ比較器ＣＯＭＰ（２５０）は前記ＶP電圧を固定電圧と比較して誤差電圧ＶEを生成し、前記入力信号（１３５）が低レベルから高レベルへ遷移するとき、前記誤差電圧ＶEの値に基づいて前記バイアス・カウンタ（１７２）を更新し、前記バイアス電流源ＤＡＣＢ１２０のみによって提供される前記駆動電流Ｉdrは前記バイアス・カウンタＣＮＴＢ（１７２）の出力によって制御され、
前記入力信号（１３５）が高レベルにあるとき、前記スイッチＳ１（１３０）と前記Ｓ２（２３０）はどちらも閉じられ、前記駆動電流Ｉdrは前記バイアス電流Ｉbと前記変調電流Ｉmとの和Ｉb＋Ｉmに等しく、前記フォトダイオード電流と前記基準バイアス電流ＩPbと前記基準変調電流ＩPmとの和は前記トランスインピーダンス増幅器１６０によって電圧ＶPに変換され、前記アナログ比較器ＣＯＭＰ（２５０）は前記ＶP電圧を前記固定電圧と比較して誤差電圧ＶEを生成し、前記入力信号（１３５）が高レベルから低レベルに遷移するとき、前記誤差電圧ＶEに基づいて前記変調カウンタ（１７６）を更新し、前記バイアス電流源ＤＡＣＢ（１２０）および前記変調電流源ＤＡＣＭ（１２５）によって提供される前記駆動電流Ｉdrは前記変調カウンタＣＮＴＭ（１７６）の出力によって制御される、
ことを特徴とする光伝送器システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の背景）
（１．発明の分野）
本発明は光伝送器に関する。特に、本発明は、光伝送器のローカル制御に関する。
【０００２】
（２．関連技術の説明）
既存のバースト・モード・レーザ駆動機能回路は、レーザの光信号を監視するために、線形の、広ダイナミック・レンジ・トランスインピーダンス増幅器を使用する。このトランスインピーダンス増幅器を使用して、精密（例えば１０ビット）アナログ・デジタル変換器、または独立比較器回路を駆動して、伝送信号の光レベルを求める。既存の解決策は、いくつかの集積回路を用いて実施されている。
【０００３】
１つの従来技術解決策は、半導体レーザを駆動する出力電流源を制御するためにマイクロプロセッサを使用するものである。フォトダイオードが、レーザによって放出される光放射を測定し、その光放射の強度に比例する電流を発生する。次いで、このフォトダイオード電流が、トランスインピーダンス増幅器によってアナログ電圧に変換される。アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）は、このアナログ電圧を、フォトダイオード電流を表すデジタル・データに変換する。マイクロプロセッサは、このデジタル・データを読み取り、測定されたフォトダイオード電流を所望の値と比較する。この比較の結果に基づいて、マイクロプロセッサは、適切な制御値を計算する。次いで、マイクロプロセッサは、所望の値に合致するように駆動電流を設定するために、電流源に対する制御値を出力する。このプロセスは、所望の動作範囲中、出力電流を維持するために継続的に繰り返される。この技法の欠点としては、ハードウェアの複雑さ（例えばＡＤＣやマイクロプロセッサ）、制御の精密なタイミングを維持することの難しさが挙げられる。
【０００４】
別の従来技術技法は、ピーク検出器と、アナログ比較器と、カウンタとを使用して、電流源を個別に制御することである。２つの回路のブランチが使用される。第１のブランチは、負ピーク検出器と、第１のアナログ比較器と、カウンタとを含み、第１の電流源を制御する。第２のブランチは、正ピーク検出器と、第２のアナログ比較器と、第２のカウンタとを含み、第２の電流源を制御する。各アナログ比較器は適切なしきい値と比較して、誤差値を生成し、対応するカウンタを増分する、または減分することによって制御量の量および方向を制御する。２つのカウンタは、２つの個別クロック信号によってクロックされる。この技法は、ＡＤＣおよびマイクロプロセッサを不要にするが、依然として２つのピーク検出器および２つの比較器を必要とする。さらに、カウンタに対するクロック信号を生成するために追加のクロック発生器回路が必要とされる。
【０００５】
従来技術技法の欠点としてハードウェアの複雑さが挙げられ、これは、単一集積回路で回路を実施することを困難にする。さらに、従来技術技法は、精密なタイミング制御を提供しない。これは、バースト・データ通信が関係するとき、バーストのデューティ・サイクルが短いために問題となる場合がある。
【０００６】
したがって、ハードウェアをより少なくし、タイミングの精度をより高くして光伝送器を制御する効率の良い方法および装置を提供するための技術が求められている。
【０００７】
（発明の概要）
本発明は、レーザを有する光伝送器の駆動電流を制御するための方法および装置である。検知回路が、レーザによって放出される光放射の強度に応答する検知信号を発生する。誤差回路が検知回路に結合されて、検知信号に応答して誤差量を発生する。更新回路が誤差回路に結合されて、入力信号と同期して誤差量に基づく制御量を更新する。制御量が駆動電流を制御する。
【０００８】
１つの好ましい実施態様では、入力信号が第１の状態にあるときに第１の検知信号を、入力信号が第２の状態にあるときに第２の検知信号を生成するように、入力信号と同期して検知信号が発生される。第１の検知信号は、フォトダイオード電流と、基準バイアス電流源によって発生される基準バイアス電流とによって生成される。第２の検知信号は、フォトダイオード電流と、基準バイアス電流と、基準変調電流源によって発生された基準変調電流とによって生成される。
【０００９】
本発明の特徴および利点は、以下の本発明の詳細な説明から明らかになる。
【００１０】
（本発明の説明）
本発明は、バースト・モード光伝送器のローカル制御に関する方法および装置である。制御回路は、２つの個別カウンタを使用して、レーザ用の２つの駆動電流源を制御する。一実施形態では、制御回路は対向するエッジ・トリガを有する２つのカウンタをクロックするために入力信号を使用する。別の実施形態では、制御回路は駆動電流源と同期してモニタ電流を切り換えるために入力信号を使用する。本発明は、ハードウェアの複雑さを低減し、精密なタイミング制御を提供する。
【００１１】
図１は、本発明の一実施形態による制御回路を利用することができる光伝送器システムを示す図である。光伝送器システム１００は、レーザ駆動回路１０１および制御回路１０２を含む。
【００１２】
レーザ駆動回路１０１は、レーザ１１０と、電流源ＤＡＣＢ１２０と、電流源ＤＡＣＭ１２５と、スイッチＳ１  １３０とを含む。レーザ１１０は、駆動電流Ｉdrに応答して光放射を放出する半導体レーザ・ダイオードである。駆動電流Ｉdrは、バイアス電流Ｉbと変調電流Ｉmを含む。電流源ＤＡＣＢ１２０がバイアス電流Ｉbを提供し、電流源ＤＡＣＭ１２５が変調電流Ｉmを提供する。一実施形態では、各電流源が、電流モード・デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）である。電流モードＤＡＣは、デジタル・データを受信して、このデジタル・データを対応する電流に変換する。したがって、駆動電流Ｉdrを制御することは、電流源ＤＡＣＢ１２０およびＤＡＣＭ１２５それぞれに適切なデジタル・データを提供することである。
【００１３】
スイッチＳ１  １３０は、駆動電流の変調を制御する。スイッチＳ１が開いているとき、電流源ＤＡＣＭ１２５が電流源ＤＡＣＢ１２０から切断されている。したがって、駆動電流Ｉdrは、電流源ＤＡＣＢ１２０のみによって提供される電流、すなわちバイアス電流Ｉbに等しい。この駆動電流Ｉdr＝Ｉbは、低出力レベルに対応する。スイッチＳ１  １３０が閉じられているとき、電流源ＤＡＣＭ１２５は、電流源ＤＡＣＢ１２０に接続されている。したがって、駆動電流は、電流源ＤＡＣＢ１２０とＤＡＣＭ１２５によって提供される電流の和、すなわちＩb＋Ｉmに等しくなる。この和電流は、高出力レベルに対応する。スイッチＳ１  １３０が入力信号１３５によって制御されるとき、スイッチＳ１の切換えは、適切な駆動電流を生成するように、入力信号１３５の低レベルおよび高レベルと同期される。入力信号１３５が低いとき、スイッチＳ１  １３０は開いており、低出力レベルに対応する。入力信号１３５が高いとき、スイッチＳ１  １３０は閉じており、高出力レベルに対応する。
【００１４】
制御回路１０２は、レーザ１１０によって放出される光放射の強度を測定し、電流源ＤＡＣＢ１２０およびＤＡＣＭ１２５に対する制御デジタル・データを発生する。制御回路１０２は、検知回路１０５と、誤差回路１０６と、更新回路１０７とを含む。検知回路は、モニタ・フォトダイオード１４０およびコンデンサ１４５を含む。誤差回路１０６は、トランスインピーダンス増幅器１６０と、フィードバック抵抗Ｒ１６５と、アナログ比較器ＣＯＭＰ０  １７０と、アナログ比較器ＣＯＭＰ１  １７４とを含む。更新回路は、バイアス・カウンタ１７２および変調カウンタ１７６を含む。
【００１５】
モニタ・フォトダイオード１４０は、レーザ１１０によって放出される光放射の強度を検知し、放射強度に比例するフォトダイオード電流を発生する。コンデンサＣ１４５は、フォトダイオード１４０に関連する浮遊容量を示す。トランスインピーダンス増幅器１６０とフィードバック抵抗Ｒ１６５が電流電圧増幅器を形成して、フィルタリングされたフォトダイオード電流に対応する電圧ＶPを生成する。したがって、電圧ＶPも、レーザ１１０によって放射された光の強度に比例する。次いで、電圧ＶPが、２つのアナログ比較器ＣＯＭＰ０  １７０およびＣＯＭＰ１  １７４を備える比較器回路に印加される。
【００１６】
アナログ比較器ＣＯＭＰ０  １７０は、電圧ＶPをバイアス基準電圧ＲＥＦ０と比較して、バイアス誤差電圧ＶEbを発生する。バイアス・カウンタ１７２は、カウントアップ（すなわち増分）およびカウントダウン（すなわち減分）を行うことができるカウンタである。バイアス・カウンタ１７２は、アップ／ダウン（Ｕ／Ｄ＃）制御入力端およびクロック（ＣＬＫ）入力端を有する。Ｕ／Ｄ＃入力が低レベルであるとき、バイアス・カウンタ１７２はカウントダウンする、すなわち減分する。Ｕ／Ｄ＃入力が高レベルであるとき、バイアス・カウンタ１７２はカウントアップする、すなわち増分する。バイアス・カウンタ１７２は、正方向に進むクロック信号によってクロックされる、すなわちクロック信号の正方向に進む遷移でカウントが行われる。バイアス・カウンタ１７２は、バイアス・デジタル・カウント（ＣＮＴＢ）出力を発生する。ＣＮＴＢ出力は、バイアス電流Ｉbの発生を制御するために電流源ＤＡＣＢ１２０のデジタル入力端に印加されるバイアス制御量である。
【００１７】
アナログ比較器ＣＯＭＰ１  １７４は、電圧ＶPを変調基準電圧ＲＥＦ１と比較して、変調誤差電圧ＶEmを発生する。変調（ＭＯＤ）カウンタ１７６は、ＭＯＤカウンタ１７６が負にエッジ・トリガされる、すなわちクロック信号の負方向に進む遷移でカウントが行われることを除き、バイアス・カウンタ１７２とほぼ同じものである。変調カウンタ１７６は、変調デジタル・カウント（ＣＮＴＭ）出力を発生する。ＣＮＴＭ出力は、変調電流Ｉmの発生を制御するために電流モードＤＡＣＭ１２５のデジタル入力端に印加される変調制御量である。
【００１８】
電流電圧増幅器と、２つの比較器１７０および１７４とが、誤差回路１０６を形成して誤差量を生成し、それを使用して、対応するカウンタでのデジタル・カウント出力によって表される対応する制御量を更新する。カウンタ１７２および１７６のビットの数は予め決められており、レーザ駆動電流の制御の細分性によって異なる。一実施形態では、カウンタ１７２および１７６は、０から２５５までの２５６個のカウント値を提供する８ビット・アップ／ダウン・カウンタである。
【００１９】
２つのカウンタ１７２および１７６のクロック信号は、一体につなぎ合わされて、入力信号１３５に接続されている。したがって、同じ入力信号１３５を使用して、異なるクロック・エッジにある２つのカウンタ１７２および１７６をクロックし、出力駆動回路１０１内のスイッチＳ１  １３０を制御する。
【００２０】
レーザ駆動回路１０１内のレーザ１１０によって放出される光放射の強度が低いとき、モニタ・フォトダイオード１４０は、低いフォトダイオード電流を発生する。トランスインピーダンス増幅器１６０は、その反転させる性質により、低い電流を高レベルの電圧ＶPに変換する。アナログ比較器ＣＯＭＰ０は、ＶP電圧をＲＥＦ０電圧と比較し、高レベルの誤差電圧ＶEbを生成して、バイアス・カウンタ１７２をアップカウント・モードにする。誤差電圧ＶEbは、スイッチＳ１が開いた後、伝搬遅延ΔTb後に有効になる。この伝搬遅延は、カウンタ・クロック信号（または入力信号）の正方向に進むエッジの前に比較器ＣＯＭＰ０出力を安定に保つのに十分な長さである。入力信号１３５の正方向に進む遷移で、カウンタ１７２が更新されて、１だけ増分される。バイアス電流Ｉbは、デジタル・データの１つの最下位ビット（ＬＳＢ）に相当する量だけ増大する。このバイアス電流の増大が、レーザ１１０の光放射を増大させる。
【００２１】
正方向に進む遷移の後、入力信号１３５は、その安定な高レベルに達し、スイッチＳ１を閉じ、駆動電流Ｉdrは、現在更新されたバイアス電流Ｉbと以前に更新された変調電流Ｉmとの和になる。電流源ＤＡＣＢ１２０によってもたらされるいくらかの小さな遅延ΔTdr1の後、Ｉdrが有効になる。バイアス電流Ｉbが増大されているため、駆動電流Ｉdrも、それに対応する量だけ増大されている。したがって、光放射の減少が、バイアス電流Ｉbおよび駆動電流Ｉdrの増大をもたらす。同様に、光放射の増大は、バイアス電流Ｉbおよび駆動電流Ｉdrの減少をもたらす。
【００２２】
電流源ＤＡＣＭ１２５の制御も、同様の様式で動作する。アナログ比較器ＣＯＭＰ１  １７４が、電圧ＶPを基準電圧ＲＥＦ１と比較する。低い光放射が高い誤差電圧ＶEmをもたらし、それが、入力信号１３５の負方向に進む遷移で変調カウンタ１７６を１だけ増分する。フォトダイオード電流と、トランスインピーダンス増幅器１６０と、アナログ比較器１７４との合成遅延によってもたらされる伝搬遅延ΔTm1の後に、誤差電圧ＶEmが有効になる。ここでも、このΔTm遅延は、変調カウンタ１７６の次の更新に関して比較器の出力または誤差電圧ＶEmを安定に保つのに十分な長さである。
【００２３】
負方向に進む遷移の後、入力信号１３５はその低レベルに達し、電流源ＤＡＣＭ１２５がレーザ１１０から切断され、駆動電流Ｉdrは、小さな遅延ΔTdr2後に、以前に更新されたバイアス電流Ｉbと等しくなる。現在更新された変調電流Ｉmは、入力信号１３５が高レベルに遷移したときに使用されて、駆動電流Ｉdrに寄与する。同様に、光放射が高いとき、誤差電圧ＶEmは低く、そのため変調電流Ｉmは減少する。したがって、駆動電流Ｉdrは、レーザ１１０によって放出される光放射の強度に従って更新され、制御される。
【００２４】
図２は、本発明の一実施形態による図１における制御回路に関するタイミング図である。タイミング図は、入力信号と、スイッチＳ１と、バイアス誤差電圧ＶEbと、変調誤差電圧ＶEmと、駆動電流Ｉdrとに関する波形を示す。
【００２５】
期間２１０における入力信号の低レベルが、期間２１２でスイッチＳ１を開かせる。期間２１４によって示される遅延ΔTbは、フォトダイオード１４０、トランスインピーダンス増幅器１６０、およびアナログ比較器ＣＯＭＰ０  １７０からの合成遅延によってもたらされる。遅延ΔTbの後、期間２１６でバイアス誤差電圧ＶEbが有効になる。この遅延は、バイアス・カウンタ１７２のセットアップ時間に見合うように、入力信号の正方向に進む遷移の前にＶEbを有効に保つのに十分な長さである。バイアス・カウンタ１７２が更新され、電流源ＤＡＣＢ１２０は、電流源ＤＡＣＢ１２０によってもたらされる遅延ΔTDACBの後の期間２１８でバイアス電流Ｉbを発生する。スイッチＳ１が閉じられているため、駆動電流Ｉdrは、（期間２１８での）バイアス電流Ｉbと、（期間２２６での）変調電流Ｉmの和である。期間２２６での変調電流Ｉmは、以前の負方向に進む遷移での変調誤差電圧ＶEmの更新の結果である。
【００２６】
この時間中、入力信号１３５は期間２３０にあり、期間２３２でスイッチＳ１を閉じさせる。フォトダイオード１４０およびトランスインピーダンス増幅器１６０は、その動作を続けるが、アナログ比較器ＣＯＭＰ０  １７０を介するそれらの伝搬は、スイッチＳ１が開いているときにのみ誤差電圧ＶEbが更新に関して有効であるため、バイアス・カウンタ１７２には無関係である。しかし、この期間中のフォトダイオードおよびトランスインピーダンス増幅器の動作は、変調カウンタ１７６の更新に関係している。変調誤差電圧ＶEmは、期間２４２での遅延ΔTmの後に発生される。遅延ΔTmは、フォトダイオード１４０、トランスインピーダンス増幅器１６０、およびアナログ比較器ＣＯＭＰ１  １７４からの合成遅延によってもたらされる。期間２４２での遅延ΔTmの後、期間２４４で変調誤差電圧ＶEmが有効になる。ここでも、遅延ΔTmは、変調カウンタ１７６のセットアップ時間に見合うように、入力信号１３５の負方向に進む遷移の前に変調誤差電圧ＶEmを有効に保つのに十分な長さである。入力信号１３５の負方向に進む遷移の後、変調カウンタ１７６が、そのカウント出力を更新する。電流源ＤＡＣＭ１２５は、期間２４６で、更新された変調電流Ｉmを生成する。この時間に、入力信号１３５は、期間２５０でその低レベルに達し、期間２５４でスイッチＳ１を開かせる。駆動電流Ｉdrは、小さな遅延ΔTdr2の後、期間２１８でＤＡＣＢ１２０によって発生されるバイアス電流Ｉbに等しくなる。次いで、このプロセスが繰り返される。
【００２７】
バイアス・カウンタ１７２および変調カウンタ１７６に関する共通クロック信号として入力信号１３５を使用することによって、レーザ駆動回路１０１は、精密に制御された時間で制御される。カウンタの更新は、有限遅延を伴って駆動電流の切換えと同期される。したがって、制御回路１０１は、２つのカウンタをクロックするための個別クロック発生器回路を使用することなく適切に制御する。さらに、制御回路１０１は、２つの個別ピーク検出器の使用を不要にする。
【００２８】
図３は、本発明の一実施形態による同期切換えを使用して制御回路を利用することができる光伝送器システム２００を示す図である。光伝送器システム２００は、レーザ駆動回路１０１および制御回路２０２を含む。
【００２９】
レーザ駆動回路１０１は、図１における光伝送器システム１００内の回路と同じである。しかし、制御回路２０２は、同期切換え方法を使用して異なった動作をする。制御回路２０２は、検知回路２０５と、誤差回路２０６と、更新回路２０７とを含む。検知回路２０５は、モニタ・フォトダイオード１４０と、コンデンサ１４５と、スイッチＳ２  ２３０と、基準バイアス電流源ＲＢＣＳ２２０と、基準変調電流源ＲＭＣＳ２２５とを含む。誤差電流２０６は、トランスインピーダンス増幅器１６０と、フィードバック抵抗Ｒ１６５と、アナログ比較器ＣＯＭＰ２５０とを含む。更新回路２０７は、バイアス・カウンタ１７２および変調カウンタ１７６を含む。
【００３０】
フォトダイオード１４０と、コンデンサ１４５と、トランスインピーダンス増幅器１６０と、フィードバック抵抗Ｒ１６５と、バイアス・カウンタ１７２と、変調カウンタ１７６とは、図１における制御回路１０１内のものとほぼ同じ様式で動作する。
【００３１】
スイッチＳ２  ２３０は、入力信号１３５によって制御される。すなわち、ここで入力信号１３５は、スイッチＳ２と、バイアス・カウンタ１７２と、変調カウンタ１７６と、スイッチＳ１とをまとめて駆動する。したがって、このスキームは、システム全体の同期動作を保証する。基準バイアス電流源ＲＢＣＳ２２０は、バイアス・モードで、すなわちスイッチＳ１とＳ２がどちらも開いているときに、固定電流ＩPbをトランスインピーダンス増幅器１６０に提供する。基準変調電流源ＲＭＣＳ２２５は、スイッチＳ２に接続されて、変調モードで、すなわちスイッチＳ１  １３０とＳ２  ２３０がどちらも閉じているときに、固定変調電流ＩPmを提供する。アナログ比較器ＣＯＭＰ２５０は、ＶP電圧を固定基準電圧と比較して、誤差電圧ＶEを生成する。２つのカウンタ１７２および１７６は、この誤差電圧ＶEを使用して、異なるクロック・エッジでそのカウントを更新する。これらのカウンタの出力を使用して、図１と同様の電流源ＤＡＣＢ１２０およびＤＡＣＭ１２５を制御する。
【００３２】
図３における制御回路２０２の同期動作は、制御回路２０２での誤差電圧ＶEがスイッチＳ１の切換え、および２つのカウンタ１７２および１７６の更新と同期して変化する点で、図１における制御回路１０２の同期動作と異なる。したがって、カウンタ１７２と１７４はどちらも同じ誤差電圧に接続されるが、各カウンタが、異なる誤差電圧ＶE値で更新される。その結果、図１における制御回路１０１内にある２つのアナログ比較器１７０および１７４ではなく、ただ１つのアナログ比較器ＣＯＭＰ２５０が使用される。さらに、このアナログ比較器ＣＯＭＰ２５０は、精密な合致が必要とされないため、２つの比較器１７０および１７４に比べて単純な比較器である。単純なハードウェアによって、追加のスイッチＳ２  ２３０と、２つの基準電流源ＲＢＣＳ２２０およびＲＭＣＳ２２５とを実施することができる。トランスインピーダンス増幅器１６０とアナログ比較器ＣＯＭＰ２５０が誤差回路２０６を形成して、誤差量ＶEを発生し、それを使用して、各カウンタでのデジタル・カウント出力によって表される制御量を更新する。
【００３３】
入力信号１３５が低レベルにあるとき、スイッチＳ１  １３０およびＳ２  ２３０が開かれる。駆動電流Ｉdrは、バイアス電流Ｉbに等しくなる。入力側で、トランスインピーダンス増幅器１６０に対する入力電流ＩTAは、フォトダイオード電流と基準バイアス電流ＩPbの和に等しい。入力電流ＩTAは、トランスインピーダンス増幅器１６０によってＶP電圧に変換される。基準バイアス電流ＩPbが固定されているため、電圧ＶPは依然としてフォトダイオード電流に比例しており、フォトダイオード電流は、レーザ１１０によって放出される光放射に比例している。事実上、図１における制御回路１０１でのＲＥＦ０電圧レベルが、バイアス基準電流源ＲＢＣＳ２２０に対してモニタ・フォトダイオード側に移動される。アナログ比較器ＣＯＭＰ２５０は、ＶP電圧を固定電圧と比較して、バイアス・カウンタ１７２の更新を制御する誤差電圧ＶEを生成する。入力信号１３５が低レベルから高レベルへ遷移するとき、ＶEの値に基づいてバイアス・カウンタ１７２が更新される（すなわち、増分または減分する）。したがって、電流源ＤＡＣＢ１２０がそれに応じて制御される。
【００３４】
入力信号１３５が高レベルにあるとき、スイッチＳ１  １３０とＳ２  ２３０はどちらも閉じている。駆動電流Ｉdrは、和Ｉb＋Ｉmに等しくなる。基準変調電流源ＲＭＣＳ２２５は、トランスインピーダンス増幅器１６０の入力端に接続される。ここで、トランスインピーダンス増幅器１６０の入力は、フォトダイオード電流と、基準バイアス電流ＩPbと、基準変調電流ＩPmの和に等しい。トランスインピーダンス増幅器１６０は、この入力電流ＩTAを電圧ＶPに変換する。ＩPbおよびＩPmが固定されているため、電圧ＶPは、フォトダイオード電流に比例し、フォトダイオード電流は、レーザ１１０によって放出される光放射に比例している。事実上、図１における制御回路１０２での電圧基準ＲＥＦ１が、基準バイアスおよび変調電流源ＲＢＣＳおよびＲＭＣＳに対してフォトダイオード側に移動させられている。アナログ比較器ＣＯＭＰ２５０は、前と同様にＶP電圧を固定電圧と比較して、誤差電圧ＶEを生成する。ここで、誤差電圧ＶEは、フォトダイオード電流と、基準バイアスおよび変調電流ＩPbおよびＩPmとに対応する。入力信号１３５が高レベルから低レベルに遷移するとき、変調カウンタ１７６は、誤差電圧ＶEに基づいて更新される。このとき、電流源ＤＡＣＭ１２５は、前と同様に変調カウンタ１７６によって制御される。
【００３５】
誤差電圧ＶEが２つのカウンタ１７２および１７６の更新と同期して変化することが分かる。これは、入力信号と同期してフォトダイオード側で基準電流源を切り換えることによって達成される。
【００３６】
図４は、本発明の一実施形態による図３における同期制御回路に関するタイミング図である。このタイミング図は、入力信号と、スイッチＳ１およびＳ２と、トランスインピーダンス増幅器入力電流ＩTAと、誤差電圧ＶEと、バイアス電流源ＤＡＣＢと、変調電流源ＤＡＣＭと、駆動電流Ｉdrとに関する波形を示す。
【００３７】
期間４１０における入力信号１３５の低レベルが、期間４１２でスイッチＳ１およびＳ２を開かせる。ＩTA電流は、期間４１４でフォトダイオード電流ＩPと基準バイアス電流ＩPbの和に等しくなる。期間４１６によって示される遅延ΔTbは、フォトダイオード１４０、トランスインピーダンス増幅器１６０、およびアナログ比較器ＣＯＭＰ２５０からの合成遅延によってもたらされる。遅延ΔTbの後、誤差電圧ＶEは、期間４１８でバイアス誤差電圧ＶEbの値を有する。この遅延は、バイアス・カウンタ１７２のセットアップ時間に見合うように、入力信号の正方向に進む遷移の前にＶEbを有効に保つのに十分な長さである。バイアス・カウンタ１７２が更新されて、電流源ＤＡＣＢ１２０の入力に印加される制御量を生成する。電流源ＤＡＣＢ１２０は、電流源ＤＡＣＢ１２０によってもたらされる遅延ΔTDACB後の期間において、バイアス電流を発生する。
【００３８】
正方向に進む遷移の後、入力信号１３５が高レベルに達し、スイッチＳ１およびＳ２を閉じる。駆動電流Ｉdrは、（期間４２２での）バイアス電流Ｉbと（期間４２４での）変調電流Ｉmの和になる。期間４２４での変調電流Ｉmは、以前の負方向に進む遷移での誤差電圧ＶEの更新の結果である。
【００３９】
この時間中、入力信号１３５は、期間４３０で高レベルにあり、期間４３２でスイッチＳ１およびＳ２を閉じさせる。基準電流源ＲＢＣＳ２２０およびＲＭＣＳ２２５、フォトダイオード１４０、ならびにトランスインピーダンス増幅器１６０は、その動作を続けるが、アナログ比較器２５０を介するそれらの伝搬は、入力信号１３５の正方向に進む遷移でのみバイアス・カウンタ１７２が更新されるため、バイアス・カウンタ１７２には無関係である。しかし、基準電流源ＲＢＣＳ２２０およびＲＭＣＳ２２５、フォトダイオード１４０、ならびにトランスインピーダンス増幅器１６０の動作は、変調カウンタ１７６の更新に関係する。誤差電圧ＶEは、期間４３６における遅延ΔTmの後に生成される。遅延ΔTmは、基準電流源ＲＢＣＳ２２０およびＲＭＣＳ２２５、フォトダイオード１４０、トランスインピーダンス増幅器１６０、ならびにアナログ比較器ＣＯＭＰ２５０からの合成遅延によってもたらされる。期間４３６における遅延ΔTmの後、誤差電圧ＶEは、変調誤差電圧ＶEmの値を有し、期間４３８で有効になる。ここでも、遅延ΔTmは、変調カウンタ１７６のセットアップ時間に見合うように、入力信号１３５の負方向に進む遷移の前に変調誤差電圧ＶEmを有効に保つのに十分な長さである。入力信号１３５の負の遷移の後、変調カウンタ１７６が、そのカウント出力を更新し、電流源ＤＡＣＭ１２５が、期間４４２で更新された変調電流Ｉmを生成する。
【００４０】
負方向に進む遷移の後、入力信号１３５は、期間４５０でその低レベルに達し、期間４５２でスイッチＳ１およびＳ２を開かせる。駆動電流Ｉdrは、小さな遅延ΔTdr2後の期間４２２で電流源ＤＡＣＢ１２０によって生成されるバイアス電流Ｉbに等しくなる。次いで、このプロセスが繰り返される。
【００４１】
図１における制御回路１０２と同様に、制御回路２０２は、２つのカウンタの同期更新を使用する。バイアス・カウンタ１７２および変調カウンタ１７６に関するクロック信号として入力信号１３５を使用することによって、制御回路２０２は、精密に制御された時間でレーザ駆動回路１０１を制御する。カウンタの更新は、有限遅延を伴って駆動電流の切換えと同期される。したがって、制御回路２０２は、２つのカウンタのクロックに対して個別クロック発生器回路を使用することなく適切な制御を発生する。さらに、制御回路２０２は、２つの個別ピーク検出器の使用を不要にする。
【００４２】
さらに、制御回路２０２は、制御回路１０２内の２つの比較器を不要にし、その代わりにフォトダイオード側で２つの基準電流源を使用する。電流源の動作もまた、駆動電流の切換え、および２つのカウンタの更新と同期されている。その結果、単純な構成要素を有する単純なハードウェア構造になる。
【００４３】
制御回路に対する他の変更例を実施することもできる。トランスインピーダンス増幅器では、フィードバック抵抗Ｒに並列なショットキー・ダイオードを使用して、出力電圧揺れを制限することができる。別法として、単純なショットキー・ダイオード制限の代わりに利得制御回路を使用することができる。バイアスおよび変調アップ／ダウン・カウンタを、連続近似アルゴリズムを使用して制御量を発生するデジタル回路で置き換えることができる。さらに、誤差量が最小限に抑えられているとき、電流源ＤＡＣＢおよびＤＡＣＭが、２つの隣接ＤＡＣコード間でトグルする場合がある。このトグルを防止するために、追加の論理回路を含み、所望のダイオード電流レベルに到達したときに制御機能を停止することができる。
【００４４】
したがって、本発明は、光伝送器を効率良く制御するための技法を提供する。この技法は、以前の技法よりも少ないハードウェアを用いる単純な回路設計を使用し、製造コストを低減して、信頼性を改善する。２つの実施形態が開示されている。第１の実施形態は、入力信号を使用して、カウンタの更新を駆動電流の発生と同期させる。第２の実施形態は、モニタ・フォトダイオードに基準電流源を提供して、トランスインピーダンス増幅器に対する入力電流を形成する。第２の実施形態は、入力信号を使用して、２つの個別構成要素を有する入力電流をカウンタの更新および駆動電流の発生と同期させる。
【００４５】
他の制御回路と同様に、ＦＳＡＮ（Ｆｕｌｌ  Ｓｅｒｖｉｃｅ  Ａｃｃｅｓｓ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）仕様によって定義されるレーザ制御期間中に電流調節を行うことができる。この期間を使用することによって、制御回路の帯域幅要件を緩和することができる。レーザ制御期間中に調節を行うために、外部同期信号（図示せず）を使用して、所望の時間期間中に制御回路をイネーブルする。
【００４６】
本発明を例示的な実施形態に関連して説明してきたが、この説明は、限定の意味で解釈すべきものではない。本発明に関係する技術分野における当業者に明らかな、例示的な実施形態および本発明のその他の実施形態の様々な変更が、本発明の精神および範囲内にあると考えられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施形態による制御回路を利用することができる光伝送器システムを示す図である。
【図２】  本発明の一実施形態による図１における制御回路に関するタイミング図である。
【図３】  本発明の一実施形態による同期切換えを使用して制御回路を利用することができる光伝送器システムを示す図である。
【図４】  本発明の一実施形態による図３における同期制御回路に関するタイミング図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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