(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力するＬ信号とＲ信号の差信号を生成する第１の加算器と、該第１の加算器の出力側に接続されるローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力信号をサラウンド信号として互いに逆相関係で前記Ｌ信号および前記Ｒ信号に各々ミキシングする第２、第３の加算器と具備するサラウンド再生回路において、
前記ローパスフィルタが、カットオフ周波数が９００Hzで、且つ−６dB／octの減衰特性を有し、
前記第２又は第３の加算器の出力側に、ゲインが前記入力信号の全周波数帯域においてほぼ一定で、且つ前記入力信号の周波数の増大に応じて０度〜１８０度に変化し、且つ３００Hz〜３．５ＫHzの周波数帯において９０度〜１７５度に変化し、且つ１ＫHzの周波数において１２０度〜１７０度の位相シフトを行う移相回路を接続したことを特徴とするサラウンド再生回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、Ｌ信号（左信号）とＲ信号（右信号）の２チャンネルのステレオ信号を入力して、２つのスピーカでサラウンド効果を生成するためのサラウンド再生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
人間が聴取できる音声周波数分布は、その大半が３００Hz〜３．５ＫHz付近に集中している。会話での明瞭度に重要とされているのは１ＫHzであり、その波長は約３０cmである。よって、仮に音声が頭の左横方向から到達すると、左耳に比べて右耳は約１５cm離れているので、右耳には左耳と逆位相で到達することになる。つまり、左側と右側から同じ音響が到達する場合、聴取者は音像が正面にあると感じる。
【０００３】
しかし、Ｌ−Ｒ信号については、Ｒ信号に対して位相の変化と音量の差を生じているため、人間はそのＬ−Ｒ信号の音像を左１８０度の範囲の中で左横に定位することになり、左真横からくるように感じる。同様に、Ｒ−Ｌ信号については、人間はＲ−Ｌ信号の音像を右１８０度の範囲の中で右横に定位することになり、右真横からくるように感じる。
【０００４】
一方、音が前方から来る場合には、耳たぶと耳穴によって音声周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）が強調されるが、音が真横から来る場合はフラットに近い周波数特性となる。
【０００５】
よって、前方から来たＬ−Ｒ信号の音響を左横からきた音響に見せかけるためには、Ｌ−Ｒ信号の音声周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）のレベルを所定量だけ下げる必要がある。同様に、前方から来たＲ−Ｌの音響を右横からきた音響に見せかけるためには、Ｒ−Ｌ信号の音声周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）のレベルを所定量だけ下げる必要がある。
【０００６】
そこで、左右前方に各々１つのスピーカを配置する従来のサラウンド再生回路は、図７に示すように、入力端子２１、２２から入力するステレオのＬ信号とＲ信号から、加算回路２３によりＬ−Ｒ信号であるＬ側サラウンド信号を作成し、この差信号を図８の周波数特性を有するバンド除去フィルタ２４に入力させて音声周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）のレベルを下げていた。
【０００７】
そして、このように周波数特性を調整したＬ側サラウンド信号をさらに演算増幅器２５と抵抗Ｒ７，Ｒ８からなる利得可変増幅器で利得を調整してから、Ｌ信号ラインには加算器２６でそのまま加算し、Ｒ信号ラインには加算器２７で位相反転してＲ側サラウンド信号に変換してから加算して、出力端子２８、２９に出力していた。３０、３１、３２、３３はバッファである。
【０００８】
このように、人間の耳で強調される方向感が判りやすい音声信号成分を除去し、方向感の判りにくい周波数帯の残響音や反射音を増強してＬ信号やＲ信号にミキシングし、位相の変化と音量の差を強調して、サラウンド効果を実現していたのである。
【０００９】
図９は別の従来のサラウンド再生回路を示す図であり、ここでは演算増幅器３４と、その演算増幅器３４の出力端子と反転入力端子の間に接続した抵抗Ｒ９およびキャパシタＣ３の並列回路と、その反転入力端子と接地間に接続した抵抗Ｒ１０およびキャパシタＣ４の直列回路により、高次のバンド除去フィルタを構成して、このバンド除去フィルタにより、図８のバンド除去フィルタ２４と同様に音声周波数帯域（３００Hz〜５ＫHz）のレベルを下げている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、２次以上の複数のフィルタを使用しサラウンド効果を上げる回路では、位相の変化が大きくなり音像の定位が不明瞭となって、歪感のあるサラウンドになってしまう問題があった。
【００１１】
また、図７に示した従来のサラウンド再生回路では、バンド除去フィルタ２４を構成するためにキャパシタが少なくとも２個必要になり、図９に示したサラウンド再生回路でも同様である。これらのキャパシタには一般的に大きな容量が要求され、全体をＩＣ化した場合にＩＣ内部に構成することが困難であるところから、外付けとする必要があり、ＩＣのピン数が多くなってしまうという問題があった。
【００１２】
さらに、図７、図９に示した従来のサラウンド再生回路では、スピーカ間隔が２０cm以下と狭い場合には、加算器２６、２７で互い逆位相で加算されたサラウンド信号が空間で相殺されてしまい、充分なサラウンド効果が得られないという問題もあった。
【００１３】
本発明の目的は、位相の変化が大きくならず、音像の定位が明確になり、またフィルタも簡単なもので済み、さらにスピーカ間隔が狭い場合でも良好なサラウンド効果が得られるようにしたサラウンド再生回路を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１にかかる発明は、入力するＬ信号とＲ信号の差信号を生成する第１の加算器と、該第１の加算器の出力側に接続されるローパスフィルタと、該ローパスフィルタの出力信号をサラウンド信号として互いに逆相関係で前記Ｌ信号および前記Ｒ信号に各々ミキシングする第２、第３の加算器と具備するサラウンド再生回路において、前記ローパスフィルタが、カットオフ周波数が９００Hzで、且つ−６dB／octの減衰特性を有し、前記第２又は第３の加算器の出力側に、ゲインが前記入力信号の全周波数帯域においてほぼ一定で、且つ前記入力信号の周波数の増大に応じて０度〜１８０度に変化し、且つ３００Hz〜３．５ＫHzの周波数帯において９０度〜１７５度に変化し、且つ１ＫHzの周波数において１２０度〜１７０度の位相シフトを行う移相回路を接続したことを特徴とするサラウンド再生回路とした。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明者は、各種音楽ソースを用いてサラウンド効果の実験を繰り返した結果、Ｌ−ＲやＲ−Ｌの信号成分には、ボーカル成分はほとんど含まれず、反響音しか聞こえないことを確認した。すなわち、Ｌ−ＲやＲ−Ｌの信号成分には３００Hz以下の周波数成分は少なく、僅かのボーカルの高い周波数の「サシスセソ」の成分と約５ＫHz以下の反響音が主であった。
【００１７】
このように、Ｌ−ＲやＲ−Ｌの信号成分には音声周波数成分はあまり含まれておらず、主に高い周波数成分しか含まれていないので、Ｌ−ＲやＲ−Ｌの信号成分の音声周波数成分（３００Hz〜３ＫHz）のレベルを大きく下げることは不要であることが確認できた。
【００１８】
また、Ｌ−ＲやＲ−Ｌの信号の３ＫHzの周波数成分には、耳障りな信号成分が含まれるので、僅かに含まれるボーカル帯域の１ＫHz付近の信号に影響を与えないようにフィルタで除去する必要があるが、カットオフ周波数が９００Hzで−１２dB／oct以上の急峻な減衰特性をもつローパスフィルタでは約３ＫHz以下の反響音も減衰されて少なくなり、充分なサラウンド効果を得ることができなかった。
【００１９】
そこで、３ＫHzで約−６dBから−１２dBの減衰量に抑えるために、カットオフ周波数が７００Hz〜２ＫHzの範囲内で−６dB／octの緩やかな減衰特性を有するローパスフィルタを使用してみた。ちなみに、周波数３ＫHzの減衰量は、カットオフ周波数が２ＫHzのローパスフィルタで約−６dB、９００Hzで−１０dB、７００Hzで−１２dBであった。
【００２０】
いずれのローパスフィルタでも所望のサラウンド効果を得ることができたが、特にカットオフ周波数が９００Hzで−６dB／octの緩やかな減衰特性を有するローパスフィルタを使用することで、２０Hz〜２０ＫHzの周波数帯域内での位相の変化が少なくなって定位が明確になり、また耳障りな高域成分も少なくなるので、自然の広がり感のあるサラウンド効果を実現できた。
【００２１】
また、カットオフ周波数が９００Hzで−６dB／octの緩やかな減衰特性を有するローパスフィルタは、抵抗とキャパシタが各１個で構成できるので、従来の２次以上の複数のフィルタを使用する場合に比べてキャパシタ個数が少なくなる。
【００２２】
［第１の実施形態］
図１は以上の点を考慮して構成した本発明の第１の実施形態のサラウンド再生回路を示す図である。１はＬ信号入力端子、２はＲ信号入力端子、３、４はバッファ、５はＬ−Ｒ信号を生成する加算器、６はカットオフ周波数が９００Hzで−６dB／octの緩やかな減衰特性を有するローパスフィルタ、７は抵抗Ｒ１，Ｒ２と共に可変利得増幅器を構成する演算増幅器、８、９は加算器、１０、１１はバッファ、１２はＬ信号出力端子、１３はＲ信号出力端子である。
【００２３】
加算器５ではＬ信号−Ｒ信号の減算処理を行い、センターに音像を定位させる信号成分を除去してＬ側のサラウンド信号成分を抽出するが、そこで得られるＬ−Ｒ信号成分には、３００Hz以下の低い周波数成分は少なく、僅かのボーカルの高い周波数の「サシスセソ」の成分と反響音が主である。
【００２４】
この信号成分は、ローパスフィルタ６に入力し、９００Hzを超える高域成分が除去される。Ｌ−Ｒ信号成分の内の３ＫHz以上の周波数成分には耳障りな信号成分が含まれるが、ローパスフィルタ６でこれが除去される。なお、ローパスフィルタ６は、図２に示すように、カットオフ周波数が９００Hzで−６dB／octの緩やかな減衰特性を有するので、ボーカル帯域である１ＫHz付近の信号は、大きな影響を受けない。
【００２５】
演算増幅器７と抵抗Ｒ１，Ｒ２による可変利得増幅器は、ローパスフィルタ６から出力するＬ−Ｒ信号成分の利得を調整する。このとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２のいずれか一方又は両方の値を可変することにより、Ｌ−Ｒ信号成分を元のＬ信号にＬ側サラウンド信号として加算し、Ｌ−Ｒ信号成分を反転して元のＲ信号にＲ側サラウンド信号として加算するときの加算量を調整できる。
【００２６】
ローパスフィルタ６は、図３に示すように、１個の抵抗Ｒ３と１個のキャパシタＣ１で構成できる。このように、１個のキャパシタで構成できるが、その容量値が大きくなるので、全体をＩＣ化するときはＩＣに外付けとする。この場合、ＩＣのピンは１個増加するのみとなる。出力インピーダンスの大きなｇｍ増幅器を使用して低容量のキャパシタを使用しローパスフィルタを構成することもできるが、ＩＣ内部にキャパシタを作り込んでローパスフィルタを構成することはS/Nの劣化を招くおそれがあるので、上記のような外付けが好ましい。
【００２７】
また、加算器５ではＬ−Ｒ信号を取り出したが、Ｒ−Ｌ信号を取り出してもよい。この場合は、元のＬ信号にはそのＲ−Ｌ信号の位相を反転して加算器８で加算し、元のＲ信号にはそのままの位相で加算器９で加算すればよい。
【００２７】
［第２の実施形態］
本発明者は、入力信号の全周波数範囲において両チャンネル間のゲイン差がほぼほぼ一定で、且つその周波数の増大に応じて両チャンネル間で０度〜１８０度に位相がシフトするようにすれば音像を正面に定位させることができること、特に３００Hz〜３．５ＫHzの周波数帯内において位相差が９０度〜１７５度（３００Hzで９０度、３．５ＫHzでは１７５度）であれば音像を正面に定位させることができること、さらに、周波数１ＫHzで両チャンネル間の位相差が１２０度〜１７０度になる位相シフト量に収めると音像の定位が良くなり広がり感のあるステレオ効果を得ることを確認した。また、周波数が１ＫHz付近で位相差が１２０度より少なくなると広がり感が無くなり、１７０度を超えると音像が一方に定位することも確認した。
【００２８】
図４は上記のような点を考慮して構成した本発明の第２の実施形態のサラウンド回路を示すブロック図である。図１に示したサラウンド回路と同じものには同じ符号を付けた。本実施形態では、加算器８とバッファ１０との間に、位相シフト用の移相回路１４を挿入している。
【００２９】
図５はこの移相回路１４のゲインと位相の周波数特性図であり、上記した確認結果に基づいてその特性を決めたもので、ゲインは全周波数範囲に亘ってほぼ一定で、位相は周波数増大に応じて０度〜１８０度に変化するシフトを行うが、特に周波数３００Hzでは９０度シフトしている。そして、３００Hz〜３．５ＫHzの周波数帯において９０度〜１７５度に変化する位相シフトを行い、とりわけ１ＫHzの周波数においては１２０度〜１７０度（例えば１４７度）の位相シフトを行う。図６はこの移相回路１４の内部構成を示す回路図であり、抵抗Ｒ４〜Ｒ６、コンデンサＣ２、および演算増幅器１５からなる。
【００３０】
このように図５に示した周波数特性をもつ移相回路１４を、Ｌチャンネルに挿入することにより、サラウンド効果をさらに拡大し、２０cm程度の狭い間隔で配置されたスピーカであっても、充分なサラウンド効果が発揮できるようになる。なお、この移相回路１４はＲチャンネル側に挿入することもできる。
【００３１】
【発明の効果】
以上から本発明によれば、ローパスフィルタによりＬ信号とＲ信号の差信号成分の中域から高域の周波数成分を減衰させるので、従来のバンド除去フィルタを使用する場合に比較して、２０Hz〜２０ＫHzの周波数帯域内での位相の変化が少なくなって、定位が明確となり、また耳障りな高域も少なくなり、自然な広がりのあるサラウンド効果を実現できる。また、必要なキャパシタの数も少なくできる。
【００３２】
また、ゲインが全周波数範囲に亘ってほぼ一定で、１ＫＨｚの周波数において１２０度〜１７０度に変化する特性の移相回路を一方のチャンネルに挿入することにより、スピーカの間隔が２０cm程度と狭い場合であっても、お互い逆位相で加算されたサラウンド信号が空間で相殺されないようにすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施形態のサラウンド再生回路の回路図である。
【図２】  図１のローパスフィルタの周波数特性図である。
【図３】  図１のローパスフィルタの回路図である。
【図４】  本発明の第２の実施形態のサラウンド再生回路の回路図である。
【図５】  図４の移相回路の位相とゲインの周波数特性図である。
【図６】  図４の移相回路の回路図である。
【図７】  従来のサラウンド再生回路の回路図である。
【図８】  図８のバンド除去フィルタの周波数特性図である。
【図９】  従来の別のサラウンド再生回路の回路図である。
【符号の説明】
１：Ｌ信号入力端子、２：Ｒ信号入力端子、３、４：バッファ、５：加算器、６：ローパスフィルタ、７：演算増幅器、８、９：加算器、１０、１１：バッファ、１２：Ｌ信号出力端子、１３：Ｒ信号出力端子、１４：移相回路、１５：演算増幅器、１６：増幅器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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