(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力端子の出力電圧を所定の電圧に変換して取り込み目標電圧と比較する誤差増幅器と、該誤差増幅器の比較結果に応じて前記出力電圧を制御する出力制御用トランジスタとを具備する電圧レギュレータにおいて、
前記誤差増幅器の出力電圧を直接入力して前記出力電流が過電流になる条件になったか否かを検出する過電流条件検出用トランジスタと、前記出力電圧の低下を検出する出力電圧検出用トランジスタと、前記出力端子に復帰電流を供給する復帰電流供給用トランジスタと、前記過電流条件検出用トランジスタの過電流条件検出結果及び前記出力電圧検出用トランジスタの出力電圧検出結果に応じて前記出力制御用トランジスタ及び前記復帰電流供給用トランジスタを制御するゲート回路とを具備し、
該ゲート回路は、前記過電流条件検出用トランジスタが過電流条件を検出すると前記出力制御用トランジスタをオフさせ、続いて、前記出力電圧検出用トランジスタが出力電圧低下を検出すると前記復帰電流供給用トランジスタをオンさせ、続いて、前記出力電圧検出用トランジスタが出力電圧低下を検出しなくなっても、前記出力制御用トランジスタのオフ及び前記復帰電流供給用トランジスタのオンを継続させ、続いて、前記過電流条件検出用トランジスタが過電流条件を検出しなくなると、前記出力制御用トランジスタをオンさせると共に前記復帰電流供給用トランジスタをオフさせる制御を行うようにした、
ことを特徴とする電圧レギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、過電流保護機能を具備する電圧レギュレータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５に従来の電圧レギュレータの回路図を示す。ＭＰ１１、ＭＰ１２，ＭＰ１３はｐＭＯＳトランジスタ、ＭＮ１１はｎＭＯＳトランジスタである。また、Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４は抵抗、ＯＰ２は誤差増幅器である。
【０００３】
この回路では、出力電圧Ｖoutを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧して誤差増幅器ＯＰ２に取り込んで目標電圧と比較し、その差分に応じてトランジスタＭＰ１１を制御することによって、その出力電圧Ｖoutを目標電圧に保持制御する。
【０００４】
トランジスタＭＰ１１とＭＰ１２は、そのサイズ比が例えばＭＰ１１：ＭＰ１２＝１０：１に設定され、トランジスタＭＰ１１に流れる出力電流の１／１０の電流がトランジスタＭＰ１２から抵抗Ｒ１３に流れ、その抵抗Ｒ１３に発生する電圧により過電流を検出している。そして、過電流が流れてこの抵抗Ｒ１３に発生する電圧が大きくなりトランジスタＭＮ１１が導通すると、抵抗Ｒ１４に流れる電流により発生する電圧によってトランジスタＭＰ１３が導通し、トランジスタＭＰ１１、ＭＰ１２が遮断し、負荷側への電流供給を遮断する過電流保護動作が行われる。この過電流保護動作は電源電圧ＶＤＤの大きさによって、次のように異なる。
【０００５】
条件１：ＶＤＤ−Ｖout＞Ｖth（ＭＮ１１）
Ｖth（ＭＮ１１）はトランジスタＭＮ１１のしきい値電圧である。これはＶＤＤが充分高いとき、例えば電池動作においては電池交換直後のとき等である。このときは、トランジスタＭＮ１１のゲート電圧は抵抗Ｒ１３の抵抗値とトランジスタＭＰ１２のドレイン電流Ｉｄ（ＭＰ１２）の積によって求められる。過電流保護動作すべき過電流をＩａとすると、抵抗Ｒ１３の抵抗値は、
Ｒ１３＝Ｖｔｈ（ＭＮ１１）／Ｉａ
で設定できる。
【０００６】
条件２：ＶＤＤ−Ｖout≦Ｖth（ＭＮ１１）
これはＶＤＤが大きく低下したとき、例えば電池動作においては電池交換が必要になる程度に電源電圧ＶＤＤが低下したときである。このときは、ドレイン電流Ｉｄ（ＭＰ１２）が大きくなってもトランジスタＭＮ１１のゲート電圧はＶＤＤまでしか上昇しないので、トランジスタＭＮ１１は導通しない。しかし、出力電流がさらに大きくなって出力電圧Ｖoutが低下し、トランジスタＭＮ１１のゲートとソースとの間の電位差が充分大きくなると、そのトランジスタＭＮ１１が導通して過電流保護動作が行われる。このときの過電流保護動作するドレイン電流Ｉｄ（ＭＰ１２）はＩｂである。
【０００７】
図６に条件１と条件２の場合の電流／電圧特性を示した。Ａが条件１のとき、Ｂが条件２のときであり、Ｉａ＜Ｉｂとなる。
【０００８】
図７は別の電圧レギュレータの回路図である。この図７の回路は図５の回路と基本的に同じであるが、トランジスタＭＮ１１のバックゲートをＶＳＳに接続した点が異なっている。ここでは、トランジスタＭＮ１１がバックゲート効果によりそのしきい値がΔＶth（ＭＮ１１）だけ増大している。
【０００９】
条件１：ＶＤＤ−Ｖout＞Ｖth（ＭＮ１１）＋ΔＶth（ＭＮ１１）
トランジスタＭＮ１１のゲート電圧は、トランジスタＭＰ１２を流れるドレイン電流Ｉｄ（ＭＰ１２）と抵抗Ｒ１３の抵抗値により決まり、検出すべき過電流をＩａ’とするときは、抵抗Ｒ１３の抵抗値は、
Ｒ１３＝｛Ｖth（ＭＮ１１）＋ΔＶth（ＭＮ１１）｝／Ｉａ’
で設定する。また、Ｖout＝ＶＳＳのときに流れる過電流をＩａとし、これを検出するときは、バックゲート効果がなくなるので、設定すべき抵抗Ｒ１３は、
Ｒ１３＝Ｖth（ＭＮ１１）／Ｉａ
となる。
【００１０】
条件２：ＶＤＤ−Ｖout≦Ｖth（ＭＮ１１）
出力電圧Ｖoutが一定電圧を保っている間はトランジスタＭＮ１１のゲート電圧は最大でもＶＤＤまでしか上昇しないので、そのトランジスタＭＮ１１は導通しない。トランジスタＭＰ１２を流れる電流Ｉｄ（ＭＰ１２）が、条件１の電流Ｉａ’より増大してくると、レギュレーション動作によりＯＰ２の出力電圧がＶＳＳのレベル近くにまで低下し、トランジスタＭＰ１１とＭＰ１２のゲートとソース間の電位差が固定され、出力電流が制限され、出力電圧Ｖoutが急激に低下する。
【００１１】
このようにして、出力電圧Ｖoutの電圧降下によりトランジスタＭＮ１１のゲートとソース間の電位差が充分に大きくなるとトランジスタＭＮ１１が導通し、トランジスタＭＰ１３が導通し、トランジスタＭＰ１１、ＭＰ１２が遮断して過電流保護動作が行われる。このように動作するため、動作時の過電流をＩｃとすると、このＩｃは図５の回路における電流Ｉｂよりも大きな値となる。
【００１２】
図６に条件１と条件２の場合の電流／電圧特性を示した。Ａが条件１のとき、Ｃが条件２のときである。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明した図５，図７のような電圧レギュレータでは、出力電流が大きくなって過電流保護機能が働いたとき、その出力電流が図６のＡ，Ｂ、図８のＡ，Ｃに示したように連続的に変化し、この特性曲線に沿って出力電流の減少及びその後の復帰が行われる（図６，図８はＭＰ１２のドレイン電流であるがトランジスタＭＰ１１のドレイン電流もこれと相似の関係にある。）。
【００１４】
よって、過電流時の出力電圧Ｖoutが完全に０Ｖにならないうちに大きな電流が流れ、電圧レギュレータＩＣを封入したパッケージにその許容損失を超える発熱が起こり、電圧レギュレータのＩＣを破壊する恐れがある。特に図６のＢ、図８のＣのように大きな過電流が流れるときは、その問題は顕著となる。
【００１５】
これを防ぐためにパッケージを大きくするとコスト高を招く。また、この許容損失を超えないようにするには過電流保護動作する出力電流を小さくすれば良いが、頻繁に過電流動作が発生して負荷側の動作に支障を来す場合がある。
【００１６】
本発明は以上のような点に鑑みてなされたもので、その目的はパッケージ内で発生する熱を効果的に抑制できるようにした過電流保護機能を持つ電圧レギュレータを提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための本発明は、出力端子の出力電圧を所定の電圧に変換して取り込み目標電圧と比較する誤差増幅器と、該誤差増幅器の比較結果に応じて前記出力電圧を制御する出力制御用トランジスタとを具備する電圧レギュレータにおいて、前記誤差増幅器の出力電圧を直接入力して前記出力電流が過電流になる条件になったか否かを検出する過電流条件検出用トランジスタと、前記出力電圧の低下を検出する出力電圧検出用トランジスタと、前記出力端子に復帰電流を供給する復帰電流供給用トランジスタと、前記過電流条件検出用トランジスタの過電流条件検出結果及び前記出力電圧検出用トランジスタの出力電圧検出結果に応じて前記出力制御用トランジスタ及び前記復帰電流供給用トランジスタを制御するゲート回路とを具備し、該ゲート回路は、前記過電流条件検出用トランジスタが過電流条件を検出すると前記出力制御用トランジスタをオフさせ、続いて、前記出力電圧検出用トランジスタが出力電圧低下を検出すると前記復帰電流供給用トランジスタをオンさせ、続いて、前記出力電圧検出用トランジスタが出力電圧低下を検出しなくなっても、前記出力制御用トランジスタのオフ及び前記復帰電流供給用トランジスタのオンを継続させ、続いて、前記過電流条件検出用トランジスタが過電流条件を検出しなくなると、前記出力制御用トランジスタをオンさせると共に前記復帰電流供給用トランジスタをオフさせる制御を行うようにした。
【００１８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の１つの実施の形態の電圧レギュレータの回路図である。ＯＰ１は出力電圧Ｖoutを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して取り込み、その差分に応じた電圧を出力する誤差増幅器、ＭＰ１は出力制御用のｐＭＯＳトランジスタ、ＭＰ２は復帰電流供給用のｐＭＯＳトランジスタ、ＭＰ３は過電流条件検出用のｐＭＯＳトランジスタ、ＭＰ４は電流源用のｐＭＯＳトランジスタ、ＭＰ５は過電流動作制御用のｐＭＯＳトランジスタ、ＭＰ６は復帰電流供給制御用のｐＭＯＳトランジスタ、ＭＰ７は出力遮断用のｐＭＯＳトランジスタ、ＭＮ１は出力電圧検出用のｎＭＯＳトランジスタ、ＭＮ２は過電流動作制御用のｎＭＯＳトランジスタ、ＭＮ３は電流源用のｎＭＯＳトランジスタ、ＭＮ４は復帰電流供給制御用のｎＭＯＳトランジスタである。
【００１９】
Ｒ３は過電流検出用の抵抗、Ｇは入力ノードREV,OVER2の論理により図２に示す真理値のようにMAIN,BUBの論理を決めるゲート回路、ＳＷはそのゲート回路ＧのノードMAINの論理で制御されるアナログスイッチである。このノードMAINの論理はトランジスタＭＰ７も同時に制御する。また、ノードSUBの論理はトランジスタＭＮ４，ＭＰ６を相補的に制御する。ＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３はインバータである。Ｃ１は発振防止用コンデンサである。ＶＤＤは高電位電源電圧、ＶＳＳは低電位電源電圧、Ｂ１，Ｂ２はＶＤＤに対し一定の関係をもったバイアス電圧、Ｂ３はＶＳＳに対し一定の関係をもったバイアス電圧である。
【００２０】
さて、本実施形態では、トランジスタＭＰ２が導通しているとき流れる電流（復帰電流）が１００ｍＡとなるように、そのトランジスタＭＰ２のサイズを決める。また、トランジスタＭＰ１とＭＰ３のサイズ比を、ＭＰ１：ＭＰ３＝１００：１に設定する。また、トランジスタＭＰ４のサイズを１μＡが流れるサイズとする。さらに、抵抗Ｒ３に流れる電流が５ｍＡのときに、ノードOVER1の電圧がトランジスタＭＰ５を導通させ、トランジスタＭＮ２を遮断させる電圧になるように、その抵抗Ｒ３の抵抗値を設定する。以上のとき、本実施形態の動作は以下の通りとなる。
【００２１】
条件１：通常動作（出力電流が５００ｍＡより小さいとき。）
トランジスタＭＰ１を流れる電流が５００ｍＡより小さいので、そのトランジスタＭＰ１に対してサイズが１／１００のトランジスタＭＰ３に流れる電流は５ｍＡ以下となり、ノードOVER1の電圧は高くなりトランジスタＭＰ５を遮断させトランジスタＭＮ２を導通させる。よって、トランジスタＭＰ５，ＭＮ２の共通ドレイン電圧は「Ｌ」となり、ゲート回路ＧのOVER2は「Ｈ」となる。また、出力電圧Ｖoutは所定の値に保持されているので、トランジスタＭＮ１は導通していてそのドレイン電圧は「Ｌ」である。よって、ゲート回路ＧのREVも「Ｈ」となる。従って、図２の真理値からMAINは「Ｈ」、SUBは「Ｌ」となる。
【００２２】
これにより、アナログスイッチＳＷが導通すると共にトランジスタＭＰ７が遮断しており、出力電圧Ｖoutを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧された電圧が誤差増幅器ＯＰ１に入力し、トランジスタＭＰ１によるレギュレーション動作が行われている（図３の▲１▼までの領域）。なお、トランジスタＭＮ４は遮断し、ＭＰ６は導通して、トランジスタＭＰ２を遮断させている。
【００２３】
条件２：過電流検出時（出力電流が５００ｍＡを超えたとき。）
このときは、抵抗Ｒ３を流れる電流が５ｍＡを超えるので、ノードOVER1の電圧が低下してトランジスタＭＰ５が導通しトランジスタＭＮ２が遮断するため、トランジスタＭＰ５、ＭＮ２の共通ドレイン電圧が「Ｈ」となり、ゲート回路ＧのOVER2が「Ｌ」となる。また、出力電圧Ｖoutが通常の値を保持していると、トランジスタＭＮ１は導通しているので、ゲート回路ＧのREVは「Ｈ」となる。よって、図２の真理値から、MAIN、SUBともに「Ｌ」となる。
【００２４】
このため、アナログスイッチＳＷが遮断すると共にトランジスタＭＰ７が導通し、これによりトランジスタＭＰ１が遮断して、レギュレーション動作が停止する。このとき、出力電流は図３の▲１▼から▲２▼に変化し、その電流は一挙にトランジスタＭＰ３を流れる微少電流（５ｍＡ程度）となる。
【００２５】
条件３：過電流保護動作時
前記過電流検出によりトランジスタＭＰ１が遮断すると、出力電圧Ｖoutが低下し、その電圧ＶoutがトランジスタＭＮ１のしきい値電圧より低下するとそのトランジスタＭＮ１が遮断するので、ゲート回路ＧのREVが「Ｌ」に変化する。ゲート回路ＧのOVER2は「Ｌ」から変化しない。よって、図３の真理値にあるようにMAINは「Ｌ」から変化しないがSUBが「Ｈ」に変化する。このため、トランジスタＭＮ４が導通しトランジスタＭＰ６が遮断して、トランジスタＭＰ２にバイアス電圧Ｂ２が印加してそのトランジスタＭＰ２が導通し、そのトランジスタＭＰ２から出力側に前記設定した１００ｍＡの復帰電流が流れる。図３の▲３▼がこの状態である。
【００２６】
条件４：復帰時
条件３の過電流保護動作時に出力側の負荷が少なくなると、出力電圧Ｖoutが上昇してきて、それがトランジスタＭＮ１のしきい値電圧を超えるとそのトランジスタＭＮ１が導通するので、ゲート回路ＧのREVが「Ｌ」から「Ｈ」に変化する。しかし、図２の真理値から明らかなようにこのときMAIN、SUBの論理は条件３の状態から変化しない。
【００２７】
この間、導通しているトランジスタＭＰ２から供給される復帰電流により、出力電圧Ｖoutは上昇を続け、その電圧が通常動作に近い電圧に達する（図３の▲４▼）と、ノードOVER1の電圧が上昇して、トランジスタＭＰ５を遮断させると共にトランジスタＭＮ２を導通させ、ゲート回路ＧのOVER2が「Ｈ」に変化する。以上により、条件１に復帰し、通常のレギュレーション動作が再開される。
【００２８】
このように、本実施形態では、過電流検出が行われるとアナログスイッチＳＷとトランジスタＭＰ７によってトランジスタＭＰ１を完全に遮断して、出力電流と出力電圧を非常に小さな値に制限し、復帰時にはトランジスタＭＰ２により１００ｍＡ程度の小さな復帰電流を供給して出力電圧Ｖoutを通常の電圧近くまで持ち上げるので、そのとき生じる内部発熱（[ＶＤＤ−Ｖout]×Ｉout）がパッケージの許容損失を大きく超えることを防止できる。Ｉoutは出力電流である。
【００２９】
図４はその説明図であり、斜線領域がパッケージの許容損失領域である。図５や図７に示した従来の電圧レギュレータでは過電流保護動作時と復帰時に曲線Ｘに沿って電流、電圧が変化していたが、本実施形態では曲線Ｙに沿って変化するので、熱破壊が起こり難い利点がある。
【００３０】
【発明の効果】
以上から本発明によれば、パッケージの発熱を抑えることができ、動作すべき過電流を大きくしてもパッケージ自体を小さくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態の電圧レギュレータの回路図である。
【図２】  図１のゲート回路Ｇの真理値の説明図である。
【図３】  図１の電圧レギュレータの過電流保護動作の特性図である。
【図４】  パッケージの許容損失の特性図である。
【図５】  従来の電圧レギュレータの回路図である。
【図６】  図５の電圧レギュレータの過電流保護動作の特性図である。
【図７】  従来の別の電圧レギュレータの回路図である。
【図８】  図７の電圧レギュレータの過電流保護動作の特性図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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