(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１電源部から外部へ電力を供給する電力供給装置の供給電流値を検出する電流検出回路において、
前記電力供給装置の供給電圧を分圧する抵抗分圧手段と、
この抵抗分圧手段の分圧電圧を被測定信号として入力し、前記第１電源部の供給電圧より低い電圧値の第２電源部を制御電源として有する測定手段と、
前記抵抗分圧手段より内部側に設けられる電流検出抵抗と、
この電流検出抵抗に並列にオン・オフ制御可能なスイッチ手段とを備え、
前記スイッチ手段がオン状態の時の前記分圧電圧と、前記スイッチ手段がオフ状態の時の前記分圧電圧を前記測定手段で測定し、前記スイッチ手段がオン状態の時の前記分圧電圧の測定値と前記スイッチ手段がオフ状態の時の前記分圧電圧の測定値との差を前記電流検出抵抗の抵抗値で割った値に基づいて前記電力供給装置の供給電流値を検出する
ことを特徴とする電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通常離れた所に設置されたプリアンプ等へ同軸ケーブル等を介して電流を供給する受信機側の電源供給回路において、供給電流が正常か否かを判断する自己診断回路の一部を構成する電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、プリアンプ内蔵のアンテナと受信機間を同軸ケーブルで接続するＧＰＳ受信機などにおいては、アンテナの接続忘れや、プリアンプの故障、同軸ケーブルの短絡などの異常を、供給電流値を電流検出回路で測定することによって判断し、受信機の利用者に注意を促すための自己診断回路が設けられている。
【０００３】
図２はＧＰＳ受信装置の自己診断回路の一般的な構成図であり、１はアンテナ、２はプリアンプ、３は同軸ケーブル、４はＧＰＳ受信機である。ＧＰＳ受信機４は、コイル４１、電流検出回路４２を少なくとも有している。
【０００４】
図２のＧＰＳ受信装置のアンテナ部はアンテナ１とプリアンプ２とから成り、アンテナ部は例えば衛星を見通せる自動車の屋根等に設置される。ＧＰＳ受信機４は通常、車内に設置されるので、アンテナ部とＧＰＳ受信機４は少し離れたところに設置され、その間は同軸ケーブル３で接続される。
【０００５】
アンテナ部に内蔵のプリアンプ２の電源は、ＧＰＳ受信機４内の電流検出回路４２とコイル４１を通り、ＧＰＳ受信機４に接続された同軸ケーブル３を介して供給される。一方、アンテナ１で受信したＧＰＳの無線周波数信号（ＲＦ信号）はプリアンプ２で増幅された後、同軸ケーブル３を通り、ＧＰＳ受信機４へ導かれる。すなわち、同軸ケーブル３には直流電力とＲＦ信号が重畳されている。
【０００６】
ＧＰＳ受信機４の中のコイル４１は電流検出回路４２からプリアンプ２へ供給される直流電力と、プリアンプ２から送られてきた高周波のＲＦ信号を分離するための部品であり、高周波のＲＦ信号は図２には示されていないＲＦ増幅回路へ導かれる。ここでは分離するための部品としてコイル４１を例として示しているが、これに代えて、ＧＰＳ受信機４でＲＦ信号の伝送線として用いられるストリップラインやマイクロストリップライン等を利用し、そのＲＦ信号の周波数に対して所定の長さ、幅（例えば、１／４波長、極細）のストリップラインやマイクロストリップライン等で構成しても同様な効果が得られる。
【０００７】
この自己診断回路中の電流検出回路４２は、供給電流の経路中に設けた抵抗で降下した電圧を内部のＡ／Ｄ変換器でディジタル値に変換し測定している。この場合、ＧＰＳ用プリアンプ２の電源電圧は５Ｖ系であり、受信機側に設けた電流検出回路４２に含まれるＡ／Ｄ変換器も同じ５Ｖ系で動作させていたため、電源電圧は５Ｖ系で統一されており、Ａ／Ｄ変換器の使用上の問題はなかった。
【０００８】
ところで、近年ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）に使用するＣＭＯＳ回路の微細化が進んだことでＡＳＩＣの電源電圧が低下し、その結果、ＡＳＩＣに内蔵されるＡ／Ｄ変換器の基準電圧やＡ／Ｄ入力端子の許容電圧範囲もＡＳＩＣの電源電圧以下とせざるを得なくなった。例えば、設計ルール０．２５μｍのＣＭＯＳ ＡＳＩＣの電源電圧は２．５Ｖが標準であり、この設計ルールで作成されたＡ／Ｄ変換器の電源電圧、基準電圧、Ａ／Ｄ入力端子の許容電圧範囲も０〜２．５Ｖとなる。
【０００９】
一方、プリアンプ等のアナログ回路は低電圧化の傾向にはあるもののＡＳＩＣほど低電圧化が進んでおらず、依然として５Ｖ系の電源電圧が多い。プリアンプが５Ｖ系なので、従来の電流検出回路の電流検出電圧も５Ｖ系であり、これをＡ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ入力にそのまま入力するとＡ／Ｄ変換器の入力耐圧がもたず、ＡＳＩＣが壌れてしまう。そこで、ＡＳＩＣが壊れるのを防ぐため、５Ｖ系の電流検出電圧を抵抗分割により分圧し、電流検出電圧をＡ／Ｄ入力端子の許容電圧２．５Ｖ以下に下げる必要がある。このように分圧部を備えて構成された従来の電流検出回路を図３に示す。
【００１０】
図３において、４２１は供給電力による電圧降下を生じさせる検出用の抵抗であり、この抵抗４２１には電源部の内部抵抗も含まれる。４２３は抵抗４２３ａ・４２３ｂからなる分圧部、４２２は１０ビットのＡ／Ｄ変換器である。Ａ／Ｄ変換器４２２の電源電圧Ｖｄｄと基準電圧Ｖｒｅｆは２．５Ｖとする。一方、出力端子Ｖｏｕｔからコイル４１、同軸ケーブル３を介して５Ｖ系、消費電流２０ｍＡのプリアンプ２が接続されるので、電源電圧Ｖｃｃは直流５Ｖとする。Ａ／Ｄ変換器４２２の電源電圧Ｖｄｄが２．５ＶなのでＡ／Ｄ入力端子には２．５Ｖ以下の電圧しか入力できない。Ｖｃｃ端子から抵抗４２１を通った電圧Ｖａは５Ｖ系であるので、これをそのままＡ／Ｄ変換器４２２のＡ／Ｄ入力端子に入力できず、抵抗４２３ａと４２３ｂで分圧し、２．５Ｖ以下に電圧を下げて入力する必要がある。
【００１１】
図３の例では、抵抗４２１は２２オーム、抵抗４２３ａは１５ｋオーム、抵抗４２３ｂは１０ｋオームである。出力端子Ｖｏｕｔから流れ出る電流を２０mＡと仮定すると抵抗４２１で０．４４Ｖ（＝２２×０．０２）の電圧降下が生じ、分圧部４２３の電圧Ｖａは４．５６Ｖ（＝５−０．４４）となる。従って、Ａ／Ｄ入力端子の分圧電圧Ｖｄｉａｇは１．８２４Ｖ（＝４．５６×１０／２５）となる。Ａ／Ｄ変換器４２２の出力であるＡ／Ｄ変換値は７４６（＝１．８２４／２．５×１０２３）となる。ここで、プリアンプ電流の許容誤差を考慮して、プリアンプ電流が１０ｍＡ〜３０ｍＡであれば正常と判断する自己診断回路を構成したとすると、この電流に相当するＡ／Ｄ変換器４２２の出力は７４６土３６の範囲に相当する。従って、Ａ／Ｄ変換器４２２の出力がどの程度であるか、或いは所定の範囲内（７４６土３６）にあるか否か、に応じて、アンテナの接続忘れや、プリアンプの故障、同軸ケーブルの短絡などの異常を、判断することができる。
【００１２】
しかしながら、抵抗器４２３ａ、４２３ｂとして通常市販されている抵抗器を使用すると、これらの抵抗値には通常士５％以内の誤差があるのが普通である。一例として、一番厳しい条件である、抵抗４２３ａが１４．２５ｋオーム（−５％）で抵抗４２３ｂが１０．５ｋオーム（＋５％）であったとする。この場合、プリアンプ電流は標準状態で２０ｍＡであるから分圧電圧Ｖｄｉａｇ電圧は電圧Ｖａの４．５６Ｖ を分圧した １．９３４５Ｖ（＝４．５６×１０．５／２４．７５）となり、Ａ／Ｄ変換値は７９１となり、正常な監視範囲である、７４６土３６を逸脱してしまう。このように、分圧抵抗器の抵抗値の誤差によって、プリアンプの異常と判断し、警報を出すことになる。なお、検出用の抵抗４２１に数％程度の誤差があったとしても、この抵抗誤差は検出値に大きく影響することはない。
【００１３】
また、Ａ／Ｄ変換器４２２の電源電圧Ｖｄｄ，基準電圧Ｖｒｅｆは２．５Ｖであり、一方プリアンプの電源電圧Ｖｃｃは５Ｖであり、別の電源として構成される。従って、それぞれの電圧値も別々に変動することになる。例えば、Ａ／Ｄ変換器４２２の電源電圧Ｖｄｄ，基準電圧Ｖｒｅｆは２．５Ｖで変化せず、プリアンプの電源電圧Ｖｃｃが５％低下したとすると、プリアンプ電流は標準状態で２０ｍＡであるから分圧電圧Ｖｄｉａｇ電圧は電圧Ｖａの４．３１Ｖ を分圧した１．７２４Ｖ（＝４．３１×１０／２５）となり、Ａ／Ｄ変換値は７０５となり、正常な監視範囲である、７４６土３６を大きく逸脱してしまう。このように、２つの電源電圧Ｖｃｃ，Ｖｄｄの変動誤差によって、プリアンプに正常な２０ｍＡの電流が流れているにもかかわらす、自己診断回路はプリアンプの異常と判断し、警報を出すことになる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
このように、プリアンプ等へ供給する電流は通常２０mＡ程度の電流であり、ただ単に抵抗分圧部を構成しただけでは、分圧抵抗の抵抗値のばらつきとか、２系統の電源電圧Ｖｃｃ，Ｖｄｄの変動によって、正確な供給電流の測定ができず、正常な供給電流にもかかわらず異常な状態と判断する自己診断回路の誤動作が起きることになる。
【００１５】
本発明は、このような問題点を解決することを課題としてなされたものであり、分圧部を構成する２つの抵抗の抵抗値のばらつきとか、２系統の電源電圧Ｖｃｃ，Ｖｄｄの変動に左右されずに、供給電流値を正確に検出することができる電流検出回路を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明の電流検出回路は、第１電源部から外部へ電力を供給する電力供給装置の供給電流値を検出する電流検出回路において、記電力供給装置の供給電圧を分圧する抵抗分圧手段と、この抵抗分圧手段の分圧電圧を被測定信号として入力し、前記第１電源部の供給電圧より低い電圧値の第２電源部を制御電源として有する測定手段と、前記抵抗分圧手段より内部側に設けられる電流検出抵抗と、この電流検出抵抗に並列にオン・オフ制御可能なスイッチ手段とを備え、前記スイッチ手段がオン状態の時の前記分圧電圧と、前記スイッチ手段がオフ状態の時の前記分圧電圧を前記測定手段で測定し、前記スイッチ手段がオン状態の時の前記分圧電圧の測定値と前記スイッチ手段がオフ状態の時の前記分圧電圧の測定値との差を前記電流検出抵抗の抵抗値で割った値に基づいて前記電力供給装置の供給電流値を検出する
ことを特徴とする。
【００１７】
この構成によれば、抵抗分圧手段より内部側に設けられる電流検出抵抗に並列にオン・オフ制御可能なスイッチ手段を設け、このスイッチをオンすることにより電流検出抵抗をバイパスし、この状態で抵抗分圧された電圧をＡ／Ｄ変換器により測定する。次に本電流検出回路のスイッチ手段をオフし、この状態で、再度分圧電圧をＡ／Ｄ変換器により測定する。この両測定電圧の差は外部へ供給されている電流に比例した電圧であるから、この電圧差を電流経路中に入れた抵抗で割れば外部へ供給されている電流が求められる。従って、本発明の電流検出回路では、外部へ供給される電流を遮断することなく、分圧部に用いている抵抗誤差を補償し、微少電流でも正確な測定を行うことができる。また、２系統の電源電圧の変動にも影響されることなく、正確な測定を行うことができる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る電流検出回路の好適な一実施例として、ＧＰＳ受信装置の自己診断回路を挙げ、図１を参照しながら説明する。
【００１９】
図１は本発明の一実施例に係る電流検出回路であり、従来の図３と比較して、電流検出抵抗４２１に並列にスイッチ部４２４を設けている。このスイッチ部４２４は、ＰＮＰトランジスタ４２４ｃ、ＮＰＮトランジスタ４２４ｄ、抵抗４２４ａ，抵抗４２４ｂで構成され、制御端子への制御信号（制御端子電圧）Ｖｃｏｎｔによりオン、オフされる。その他の構成は、従来の図３と同様であり、対応する構成要素には同一の符号を付している。
【００２０】
さて、このように構成される本発明に係る実施例の動作を以下説明する。
【００２１】
まず、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔをハイ電位（２．１Ｖ以上）にすると、トランジスタ４２４ｄがオンし、その結果トランジスタ４２４ｃもオンする。ここで、トランジスタ４２４ｃのオン抵抗は抵抗４２１の抵抗値に比べて充分小さく無視できるように抵抗４２１の抵抗値を選んでいるので、出力端子電圧Ｖｏｕｔは電源電圧Ｖｃｃに等しいと考えることができる。この場合、出力端子から外部へ流れる電流の値に関わらず、分圧部４２３の電圧Ｖａは電源電圧Ｖｃｃと同一の５Ｖとなり、分圧電圧ＶｄｉａｇはＶｃｃ×Ｒ４２３ｂ／（Ｒ４２３ａ＋Ｒ４２３ｂ）となり、抵抗４２３ａ、４２３ｂに誤差がなければ、分圧電圧Ｖｄｉａｇは２．００Ｖとなり、Ａ／Ｄ変換値は８１８となる。
【００２２】
次に、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔをロー電位（０．５Ｖ以下）にすると、トランジスタ４２４ｄがオフし、その結果トランジスタ４２４ｃもオフするので、出力端子は抵抗４２１を通して電源電圧Ｖｃｃに接続される。出力端子から外部へ２０ｍＡの電流が流れると、分圧電圧Ｖｄｉａｇは前述のように１．８２４Ｖ、Ａ／Ｄ変換値は７４６となるから、この差７２（＝８１８‐７４６）に相当する電圧降下が抵抗４２１で生じていることがわかる。従って、プリアンプ２の許容電流を２０ｍＡ士１０ｍＡとすると、抵抗４２１で生じる電圧降下が７２±３６以内に入っていれば、正常と判断することに等しい。
【００２３】
プリアンプの消費電力が２０ｍＡで、分圧抵抗４２３ａが１５ｋオーム、抵抗４２３ｂが１０ｋオームの場合を例に取り説明する。外部へ流れる電流の大きさは、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔをハイ電位にしたときのＡ／Ｄ変換値と、ロー電位にしたときのＡ／Ｄ変換値の差を求め、それに０．２７７７／１０００（＝２．５／１０２３×２５／２２０）を掛ければ求めることができる。制御端子電圧Ｖｃｏｎｔをハイ電位にしても、ロー電位にしても、外部へ流れる電流の大きさにはほとんど影響を与えないので、外部へ電流を供給しながら、その電流値を測定することができる。
【００２４】
今、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔがロー電位であるとすると、この時Ａ／Ｄ変換値を読み取ると７４６が得られる。次に、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔをハイ電位にし、Ａ／Ｄ変換値を読み取ると８１８が得られる。Ａ／Ｄ変換値を読み取った後、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔをもとどおりロー電位に戻す。Ａ／Ｄ変換値８１８と７４６の差は７２であり、７２±３６以内に入っているから、プリアンプに正常な電流が流れていると判断できる。
【００２５】
次に、分圧抵抗に±５％の許容誤差があった場合について説明する。一例として、抵抗４２３ａが１４．２５ｋオーム（−５％）で、抵抗４２３ｂが１０．５ｋオーム（＋５％）であったとする。まず、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔをハイ電位（２．１Ｖ以上）にすると、出力端子から外部へ２０ｍＡの電流が流れている状態でも、分圧部４２３の電圧Ｖａは電源電圧Ｖｃｃと同一の５Ｖとなる。従って、分圧電圧Ｖｄｉａｇは２．１２１２Ｖとなり、Ａ／Ｄ変換値は８６８となる。次に制御端子電圧Ｖｃｏｎｔをロー電位（０．５Ｖ以下）にすると、出力端子から外部へ２０ｍＡの電流が流れている状態では、分圧電圧Ｖｄｉａｇは１．９３４５Ｖ、Ａ／Ｄ変換値は７９１となるので、抵抗４２１で生じる電圧降下に相当するＡ／Ｄ値は７７（＝８６８−７９１）が得られる。前述のように、本実施例の電流検出回路では抵抗４２１で生じる電圧降下に相当するＡ／Ｄ値が７２土３６以内に入っていれば、正常と判断するようにしている。
【００２６】
この電圧降下に相当するＡ／Ｄ値７７はこの中に入っており、抵抗４２３ａ、４２３ｂ にそれぞれ、‐５％、＋５％の誤差があったにもかかわらず、抵抗の誤差を補償することが出来、２０ｍＡに対して誤差１．３９ｍＡ（（７７−７２）×２．５／１０２３×２５／２２０）という精度で電流が測定できる。
【００２７】
次に、プリアンプの電源電圧Ｖｃｃに５％の電圧低下があった場合について説明する。まず、分圧部４２３の電圧Ｖａは制御端子電圧Ｖｃｏｎｔがハイ電位の時、電源電圧Ｖｃｃと同一の４．７５Ｖとなり、分圧電圧Ｖｄｉａｇは１．９Ｖとなり、Ａ／Ｄ変換値は７７７となる。次に制御端子電圧Ｖｃｏｎｔをロー電位にすると、分圧電圧Ｖｄｉａｇ電圧は１．７２４Ｖ、Ａ／Ｄ変換値は７０５となるので、抵抗４２１で生じる電圧降下に相当するＡ／Ｄ値は７２（＝７７７−７０５）が得られる。
【００２８】
前述のように、本実施例の電流検出回路では抵抗４２１で生じる電圧降下に相当するＡ／Ｄ値が７２土３６以内に入っていれば、正常と判断するようにしている。Ａ／Ｄ値７２はこの７２土３６の中心値であり、プリアンプの電源電圧Ｖｃｃに５％の電圧低下があったにもかかわらず、電源電圧の変動の誤差を補償することが出来、高精度で電流が測定できる。
【００２９】
本電流検出回路の使用方法としては、例えば、ＧＰＳ受信装置の電源投入時に、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔを一度ハイ電位にし、Ａ／Ｄ変換値を読み取り、その値（例えば、Ａ／Ｄｈｉｇｈ、とする）をＲＡＭなどに記憶しておく。次に、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔ をロー電位にし、Ａ／Ｄ変換値を読み取り、その値（例えば、Ａ／Ｄｌｏｗ、とする）をＲＡＭに記憶する。そして、ＲＡＭに記憶しておいた値Ａ／Ｄｈｉｇｈと今回測定した値Ａ／Ｄｌｏｗとの差を計算する。その差が、７２土３６の範囲に入っていれば、プリアンプへの電流値は正常と判断する。
【００３０】
以後、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔはロー電位に保ったまま、定期的（例えば１秒ごと）にＡ／Ｄ変換値を読み取り、ＲＯＭに記憶された１回前のＡ／Ｄｌｏｗと比較する。比較した結果、値が変化していなければ、制御端子電圧ｖｃｏｎｔをハイ電位にすることなく、Ａ／Ｄｈｉｇｈと今回のＡ／Ｄｌｏｗの差を計算し、正常か、異常かを判断する。
【００３１】
もし、前回のＡ／Ｄｌｏｗと今回のＡ／Ｄｌｏｗが大きく違っている場合には、外部へ流れる電流値に大きな変化が起こった可能性があるので、確認のため、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔをハイ電位にし、Ａ／Ｄ変換値を読み取り、ＲＡＭにＡ／Ｄｈｉｇｈとして記憶し直す。その後、制御端子電圧Ｖｃｏｎｔをロー電位にし、Ａ／Ｄ変換値を読み取り、ＲＡＭにＡ／Ｄｌｏｗとして記憶する。ＲＡＭのＡ／ＤｈｉｇｈとＡ／Ｄｌｏｗの差が７２土３６の範囲に入っているかどうかで、供給電流が正常か、異常かを判断する。
【００３２】
このように、プリアンプ２への電源供給経路中に電流検出抵抗が挿入された状態でのＡ／Ｄ変換器の測定電圧と電流検出抵抗がスイッチ４２４ｃでバイパスされた状態でのＡ／Ｄ変換器の測定電圧との差に基づいて、供給電流が正常であるか、異常であるかを判断する構成としているから、両方の状態に共通する変動分（分圧部４２３に用いている抵抗誤差、２系統の電源電圧Ｖｃｃ、Ｖｄｄの変動など）を補償して、正確に電流値を測定することができる。
【００３３】
また、電流検出抵抗４２１に並列にバイパススイッチであるトランジスタ４２４ｃが設けられているから、万一、制御用ソフトウエアの暴走とか、トランジスタスイッチ４２４ｃ、４２４ｄの故障などの異常状態が発生し、トランジスタスイッチ４２４ｃが導通状態あるいは開放状態になったとしても、プリアンプ２への電源供給は継続して行うことができる。
【００３４】
【発明の効果】
本発明によれば、抵抗分圧手段より内部側に設けられる電流検出抵抗に並列にオン・オフ制御可能なスイッチ手段を設け、このスイッチをオンすることにより電流検出抵抗をバイパスし、この状態で抵抗分圧された電圧をＡ／Ｄ変換器により測定する。次に本電流検出回路のスイッチ手段をオフし、この状態で、再度分圧電圧をＡ／Ｄ変換器により測定する。この両測定電圧の差は外部へ供給されている電流に比例した電圧であるから、この電圧差を電流経路中に入れた抵抗で割れば外部へ供給されている電流が正確に求められる。
【００３５】
従って、本発明の電流検出回路では、外部へ供給される電流を遮断することなく、分圧部に用いている抵抗誤差を補償し、微少電流でも正確な測定を行うことができる。また、２系統の電源電圧の変動にも影響されることなく、正確な測定を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施例による分圧部を備えた電流検出回路。
【図２】ＧＰＳ受信装置の自己診断回路の一般的な構成図。
【図３】従来の、分圧部を備えた電流検出回路。
【符号の説明】
１  アンテナ
２  プリアンプ
３  同軸ケーブル
４  ＧＰＳ受信機
４１  コイル
４２  電流検出回路
４２１  電流検出抵抗
４２２  Ａ／Ｄ変換器
４２３  分圧部
４２４  スイッチ部
【図１】
0004223632.tif 000002
【図２】
0004223632.tif 000003
【図３】
0004223632.tif 000004