(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気回路で発せられた振動電圧（Ｕ１）により一定の振動状態におかれる振動体と、
該振動体上に配置されており加速度つまりは旋回レートの尺度を成す出力電圧（Ｕ２）を送出する少なくとも１つのセンサエレメントとが設けられている、
旋回レート測定装置において、
前記振動体の目下の速度（ｖ（ｔ））に比例する振動電圧（Ｕ１）が取り出されてディジタル化され、
出力電圧（Ｕ２）がディジタル化されまたはすでにディジタル信号として形成され、
ディジタル形式で存在するこれら両方の電圧（Ｕ１，Ｕ２）から伝達関数が形成され、
該伝達関数は、旋回レートがゼロであるときのすべての障害成分をシミュレートし、該伝達関数を用いて旋回レートが求められることを特徴とする、
旋回レート測定装置。
【請求項２】
準備処理された振動電圧（Ｕ１）はＦＩＲフィルタ（１９）を介してヒルベルトフィルタ（１８）へ導かれ、該ヒルベルトフィルタの第１の分岐により、シミュレートされた障害信号に対応する出力電圧（Ｕ２″）が供給され、該信号は加算点（２１）において、ディジタル化されバンドパスフィルタ処理された電圧（Ｕ２′）から減算されて誤差信号（ｅ）が形成され、該誤差信号は、前記ヒルベルトフィルタの第２の分岐から得られ振幅調整された信号と乗算され、ローパスフィルタ（２３）におけるフィルタリング後に旋回レートを供給する、請求項１記載の装置。
【請求項３】
前記フィルタ（１９）の係数は、前記誤差信号（ｅ）により制御される適応化部（２４）を介して調整され、これにより該フィルタ（１９）の特性が必要条件に合わせて適合化される、請求項２記載の装置。
【請求項４】
電気回路で発せられた振動電圧（Ｕ１）により一定の振動状態におかれる振動体と、
該振動体上に配置されており加速度つまりは旋回レートの尺度を成す出力電圧（Ｕ２）を送出する少なくとも１つのセンサエレメントとが設けられている、
旋回レート測定装置において、
前記振動体の目下の速度（ｖ（ｔ））に比例する振動電圧（Ｕ１）が取り出されてディジタル化され、
出力電圧（Ｕ２）がディジタル化されまたはすでにディジタル信号として形成され、
付加的にテスト信号（ＵＴ）が形成され、該テスト信号は、前記機械振動体の振動周波数付近の周波数成分を有しており、該テスト信号は加速度センサへ付加的に供給され、
前記テスト信号により、該加速度センサの出力電圧（Ｕ２′）に対して引き起こされる変化がディジタル的にシミュレートされ、シミュレートされた出力電圧（Ｕ２″）が、前記加速度センサにより送出された実際の出力電圧（Ｕ２′）から減算されることを特徴とする、
旋回レート測定装置。
【請求項５】
テスト信号（ＵＴ）から出力電圧（Ｕ２）への伝達関数が同定されてシミュレートされ、該伝達関数は旋回レート決定にあたり考慮される、請求項４記載の装置。
【請求項６】
ディジタル化されバンドパスフィルタ処理されたテスト信号の電圧および振動電圧（ＵＴ′，Ｕ１′）はそれぞれ１つずつ対応して設けられた適応形ＦＩＲフィルタ（３４，３７）へ供給され、ディジタル化されバンドパスフィルタ処理されシミュレートされた前記出力電圧（Ｕ２″）と、ディジタル化されバンドパスフィルタ処理された前記実際の出力電圧（Ｕ２′）に依存して適応化が行われる、請求項５記載の装置。
【請求項７】
同一の各ＦＩＲフィルタ（３４，３７）の係数は、誤差信号（ｅ）により制御される適応化アルゴリズム（３６）を介して、テスト信号（ＵＴ）から出力電圧（Ｕ２）への伝達関数がＦＩＲフィルタによりシミュレートされるよう調整される、請求項６記載の装置。
【請求項８】
ディジタル化されフィルタリングされた振動信号（Ｕ１″）の振幅が調整され、調整された振動信号（Ｕ１′″）が前記誤差信号（ｅ）と乗算され、ローパスフィルタ（４０）においてローパスフィルタ処理された後、旋回レート信号Ｄが発生する、請求項７記載の装置。
【請求項９】
振幅調整部（２０または３８）は、該振幅調整部の出力電圧（Ｕ９０またはＵ１′″）の振幅が一定となるよう調整を行う、請求項１〜８のいずれか１項記載の装置。
【請求項１０】
振幅調整部（２０または３８）は、該振幅調整部の出力電圧（Ｕ９０またはＵ１′″）の振幅が振動電圧（Ｕ１）の振幅の逆数に比例するよう調整を行う、請求項１〜８のいずれか１項記載の装置。
【請求項１１】
評価回路の出力側にローパスフィルタが設けられており、該ローパスフィルタは高周波信号成分をフィルタ除去する、請求項１〜１０のいずれか１項記載の装置。
【請求項１２】
ＦＩＲフィルタの適応加速度が外部から整合される、請求項１〜１１のいずれか１項記載の装置。
【請求項１３】
ディジタル評価回路が完全に集積可能な回路として構成されている、請求項１〜１２のいずれか１項記載の装置。
【発明の詳細な説明】
従来の技術
本発明は、主請求項の上位概念に記載の旋回レート測定装置に関する。
コリオリ効果を利用した旋回レートセンサを使用することは、自動車の走行ダイナミック制御系との関連で知られている。この種の旋回レートセンサは一般に１つまたは複数の質量体によって構成されており、それらの質量体は電気回路において形成された電圧により励振させられ、周波数ｆＳで機械的に振動する。このような機械振動により１つまたは複数の加速度センサに作用が及ぼされ、それらのセンサは系の旋回時に振動質量体に作用するコリオリ加速度も測定する。そして適切な評価回路を用いることで、励振信号と加速度信号から系の旋回レートを求めることができる。
意図的に形成された付加的な加速度がセンサに作用を及ぼすようにするために、加速度センサへ与えられる１つまたは複数の付加的な電気テスト信号を用いることができる。このことによってたとえば、加速度センサやそれに後置接続されている評価回路の特性に関する情報を得ることができる。そしてこれにより、エラー殊に系統誤差を識別することも可能である。このことは非常に重要である。それというのも、コリオリ効果を評価する旋回レートセンサは、評価方式を適切に選択して測定信号への影響を最小にしなければならないような系統誤差を有しているからである。この種の系統誤差は以下のような誤差の種類に分類される：
ａ）加速度センサが、測定すべきコリオリ加速度の方向で反応するだけでなく、別の方向でも反応する。
ｂ）電気回路により振動させられる機械振動子が、コリオリ加速度の方向で不所望な振動成分を有している。
ｃ）加速度信号への振動信号のクローストークが生じる可能性がある。
これまで、旋回レートセンサの出力信号を評価するために、信号処理用アナログ回路として設計された回路が用いられてきた。この種の評価回路は国際出願WO 96/21138に記載されており、その回路によれば旋回レートセンサの出力信号から旋回レートを求めることができ、しかもこれによればセンサないし評価回路の機能正常性検査も可能になる。
公知の旋回レート測定装置は、共振振動ジャイロメータの原理に従って動作し、振幅制御された発振器ループによって励振される旋回レートセンサを有している。このセンサはたとえば、車両のヨーイング速度を求めるために使用される。この目的で、目下のヨーイング速度に対する尺度を成すコリオリ加速度の作用が評価される。センサやそれに付属するエレクトロニクスの機能正常性検査のために、選定可能な特定の時間に付加的な電圧をたとえばＢＩＴＥ関数として供給し、この付加的な電圧に対する系の応答を評価して誤差を識別する。
発明の利点
公知の装置に対し、請求項１または４の特徴を備えた本発明による装置のもつ利点とは、公知の装置はアナログ回路で動作するのに対しディジタル信号処理が行われることである。ディジタル信号処理の適応化手法を利用することで、有利なシステム同定ならびにシステムシミュレーションが可能となる。センサの誤差は、適応化プロセスによって首尾よく補償される。本発明によるディジタル評価回路は有利には完全に集積可能であり、個々のコンポーネントの同期動作やドリフトの問題がない。さらにこの回路は、スケーリングファクタを除いて調整不要である。
これらの利点は、振動電圧も電気的加速度信号もいっしょに評価されることにより達成され、その際、まずはじめに信号のディジタル化が行われる。第１の評価手法において、ディジタル化された信号に対し適応形システム同定が行われ、これによって振動信号と加速度信号との間におけるセンサ系の伝達関数がシミュレートされる。この伝達関数を用いることにより、旋回レートを求めることができる。さらにこの手法において、システム同定により重要な影響量すべてがシミュレートされる。もっとも、長く持続する一定の旋回レートは相殺される。
加速度センサを励起するテスト信号ＵＴを付加的に用いる第２の手法において、同時に高速な適応化レートが可能でありながら、やはり長く持続する一定の旋回レートが求められる。この手法によれば、テスト信号ＵＴと加速度信号Ｕ２との間における伝達関数のシステム同定が実行され、これによって旋回レートが求められる。しかもこの場合、テスト信号を利用することで、有利にはセンサやそれに付属するディジタル評価回路の誤動作も判別できる。
従属請求項には本発明の有利な実施形態が示されている。
図面
次に、図面を参照しながら本発明の実施例について詳細に説明する。図１は旋回レートセンサのブロック図であり、図２は評価回路を示す図であり、図３は図１による旋回レートセンサの出力信号のための第２の評価回路である。
実施例
図１に示されている旋回レートセンサの場合、機械振動子たとえば一方の側がクランプされた中空シリンダに参照符号１０が付されている。この振動子は電気回路によって機械的に振動させられる。そしてこの電気回路は２つの増幅器１１，１２を有している。増幅器１１は制御増幅器でありリミッタ特性を有するものである。対応する出力信号を振動信号Ｕ１と表す。
周波数ｆＳで振動するよう励振される機械振動子１０により、この振動子上に取り付けられている加速度センサ１３（場合によっては複数の加速度センサ）に作用が及ぼされる。図１によるブロック回路図の場合、この作用は速度ｖ（ｔ）として描かれている。さらに加速度センサ１３または複数の加速度センサは、コリオリ加速度ａｃの作用を受ける。これに加えてテスト信号ＵＴも供給され、この信号によって意図的に形成される付加的な加速度が加速度センサ１３に作用を及ぼすようになる。加速度センサ１３の出力側には出力電圧Ｕ２として表された電圧が発生し、これは本来の加速度信号を成すものである。
図２および図３に示されているディジタル評価回路によって、振動電圧Ｕ１および出力電圧Ｕ２から旋回レートＤを求めることができる。つまり図２に示された回路によって、励振信号および加速度信号から系の旋回レートＤを求めることができる。図３に示されている回路は、付加的にテスト信号ＵＴを用いるものである。
図２には、電圧Ｕ１，Ｕ２を評価する第１の評価回路が示されている。これによれば、機械振動の目下の速度ｖ（ｔ）に比例する振動電圧Ｕ１（ｔ）と電気的な加速度信号つまり出力信号Ｕ２（ｔ）が、アナログ／ディジタル変換器１４，１５においてそれぞれディジタル信号に変換される。場合によっては、加速度センサの出力信号Ｕ２もすでにディジタル化されている。このことはたとえば、加速度情報がいわゆるシグマ−デルタ方式を用いてすでにディジタル形式で得られるときにあてはまる。
ディジタル化された信号は、同一のバンドパスフィルタ１６，１７によってそれぞれフィルタリングされ、その際、バンドパスフィルタの中心周波数は、機械振動周波数ｆＳ付近にある。これに続いて適応形システム同定（adaptive systemidentification）が実施され、これはたとえばＬＭＳアルゴリズムまたはＲＬＳアルゴリズムを利用して実行され、これは振動信号Ｕ１（Ｚ）と加速度信号Ｕ２（Ｚ）との間のセンサ系の伝達関数ＨＮｂ１２（ｚ）をシミュレートするものである。ここで、
Ｕ２（Ｚ）＝ＨＮｂ１２（ｚ）＊Ｕ１（Ｚ）
が成り立つ。
伝達関数Ｈｎｂ１２（ｚ）は、旋回レート０のときに発生し振動周波数ｆＳをもつすべての障害成分をシミュレートする。この場合、主要な障害成分が速度ｖつまりはコリオリ加速度ａｃに対し９０°の位相のずれを有するものとすれば、以下で述べる評価を実施できる。この目的で、システム同定にディジタル９０°ヒルベルトフィルタ１８の分岐が取り込まれる。このヒルベルトフィルタ１８へ、ＦＩＲフィルタ１９を介してバンドパスフィルタ１６の出力電圧が供給される。ヒルベルトフィルタ１８は、システム同定に取り入れられる分岐１８ｂのほかに分岐１８ａも有しており、この分岐の電圧は第１の分岐１８ｂに対し９０°の位相のずれを有している。第２の分岐の出力信号Ｕ９０はその振幅に関し、振幅調整部２０において調整される。
振幅調整の実施に関しては２つの変形実施例がある。第１の変形実施例によれば、電圧Ｕ９０′は一定の振幅になるよう調整される。すなわち、
（Ｕ９０′）ｓｓ＝一定
となる。
この種の調整は、速度ｖの振幅が一定または電圧Ｕ１の振幅が一定であるときに有用である。
振幅調整の第２の変形実施例によれば、電圧Ｕ９０の振幅と電圧Ｕ１の振幅との乗算結果が一定となるよう、電圧Ｕ９０′が調整される。すなわち、
（Ｕ９０′）ｓｓ＊（Ｕ１）ｓｓ＝一定
が成り立つ。
この種の調整は、速度ｖの振幅が不定または電圧Ｕ１の振幅が不定であるときに有用である。
アナログ／ディジタル変換されバンドパスフィルタ処理された加速度信号Ｕ２′はバンドパスフィルタ１７の出力側に生じ、この信号はヒルベルトフィルタ１８の出力側に生じる信号Ｕ２″と同様、加算点２１へ導かれる。加算点２１において、シミュレートされた障害信号Ｕ２″が加速度信号Ｕ２′から減算される。その結果生じた信号ｅはクリーンにされた加速度信号であり、これは正規化された信号Ｕ９０′との乗算により復調される。図２では、この復調は点２２として表されている。後置接続されたバンドパスフィルタによって、乗算により生じた２倍の振動周波数２ｆＳが復調された信号から取り除かれ、ノイズ帯域幅が低減される。そしてバンドパスフィルタ２３の出力側に、旋回レートＤに対応する信号が発生する。
信号ｅは、適応形制御のための誤差信号としても用いられる。したがって適応化過程は著しくゆっくりとたとえば分単位で行わなければならない。なぜならば、そのようにしないとかなり長い期間にわたり一定の旋回レートも補償ないし相殺除去されてしまうからである。適応化速度は有利には、外部から付加情報たとえば”センサ静止状態”を用いて制御できる。このようにすれば、静止状態では高速な適応化が実現されるし、通常動作中はゆっくりとした適応化が実現される。図２の場合、ブロック２４に適応化過程がまとめられており、このブロックへ入力側２５を介して付加情報を供給することができる。適応化段は、相応の接続ラインを介してフィルタ段１９を制御する。
図３には、第２の手法に従って信号評価を行うことのできる別のディジタル評価回路が示されている。この評価回路の場合、振動電圧Ｕ１と加速度電圧Ｕ２はやはりまずはじめに、それぞれアナログ／ディジタル変換器２６，２７とバンドパスフィルタ２８，２９へ供給される。そしてバンドパスフィルタ２８，２９の出力側に電圧Ｕ１′とＵ２′が生じる。
この場合、付加的にテスト信号発生器３０を用いることでテスト信号ＵＴＤが形成される。この信号は機械振動子の振動周波数付近の周波数成分をもち、たとえば正弦波または矩形波とすることができる。その際、いわゆる疑似バイナリノイズ（ＰＲＢＳ，ＰＮ列）がテスト信号として適している。このテスト信号はディジタル／アナログ変換器３１において変換され、図１に示されているように電圧ＵＴとして加速度センサへ供給される。
さらに、図１による入力ＵＴから出力Ｕ２への伝達関数ＨＮｂＴ２（ｚ）が同定されシミュレートされる。この目的でまずはじめにディジタル形式で存在するテスト信号に関して、Ｕ２′へ向かう信号経路上で信号Ｕ２′が受ける変化がディジタル的にシミュレートされる。このモデリングは、アナログ／ディジタル変換器シミュレーション３２ならびにバンドパスフィルタシミュレーション３３を用いて行われる。したがって、バンドパスフィルタシミュレーション３３の出力側には電圧ＵＴ′が生じる。
テスト信号として正弦波テスト信号を用いれば、シミュレーションのために相応の位相のずれであれば十分である。伝達関数ＨＮｂＴ２（ｚ）のシミュレーションは、適応形ＦＩＲフィルタ３４を介して行われる。この場合、
Ｕ２″（ｚ）＝ＵＴ′（ｚ）＊ＨＮｂＴ２（ｚ）
が成り立つ。
電圧Ｕ２″は、アナログ／ディジタル変換されバンドパスフィルタ処理された加速度電圧をシミュレートする。この信号は加算点３５において実際の加速度電圧Ｕ２′から減算され、これによって誤差信号ｅが発生し、さらにこの誤差信号はブロック３６として描かれた適応化アルゴリズムを制御する。適応化が定常化したときには信号ｅにはもはやテスト信号成分は含まれていないが、測定すべき機械的な旋回レートＤにより引き起こされるすべての信号成分が含まれている。
アナログ／ディジタル変換されバンドパスフィルタ処理された振動電圧Ｕ１′は第２のＦＩＲフィルタ３７によりフィルタリングされるが、このＦＩＲフィルタ３７の係数はフィルタ３４の係数のコピーである。このようにして得られた信号Ｕ１″はその位相位置ゆえに、信号ｅ中に含まれている旋回レート信号の復調に適している。もちろん、第１の手法のところで述べたように、電圧Ｕ２″を事前に正規化しなければならない。さらにこの信号は振幅調整部３８へ導かれ、その出力側に電圧Ｕ１′″が発生し、これは点３９において信号ｅと乗算される。電圧Ｕ２′″と信号ｅとの乗算ならびにローパスフィルタ４０におけるローパスフィルタ処理の後、ディジタル／アナログ変換器４１においてディジタル／アナログ変換されてから旋回レート信号Ｄが得られる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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