(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
増幅器と、
前記増幅器と並列に接続された第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子に直列に接続された移相器とを備え、
前記移相器は、キャパシタと一端が該キャパシタに接続され他端が接地された抵抗とで構成されたｎ個（ｎは２以上の自然数）の基本単位回路からなる多段回路で、
前記多段回路を構成する１段目からｎ段目までの基本単位回路は、１段目の基本単位回路が前記第１のスイッチング素子と接続され、（ｉ−１）段目（ｉは２からｎの自然数）の基本単位回路のキャパシタとｉ段目の基本単位回路のキャパシタが直列に接続されており、
前記移相器のｉ段目の基本単位回路の抵抗の抵抗値を（ｉ−１）段目の基本単位回路の抵抗の抵抗値のａ倍（ａは１より大きい所定の実数）に設定し、かつ、ｉ段目の基本単位回路のキャパシタのキャパシタンス値を（ｉ−１）段目の基本単位回路のキャパシタのキャパシタンス値の１／ａ倍に設定することで、前記移相器の入力インピーダンス|Ｚ|（Ｚは所定の複素数）に対して前記移相器の出力インピーダンスをａｎ・|Ｚ|に設定し、さらに、
前記増幅器の入力インピーダンスは前記移相器の入力インピーダンス|Ｚ|と等しく設定され、前記増幅器の出力インピーダンスはａｎ・|Ｚ|に設定されており、
前記第１のスイッチング素子は、入力信号または出力信号のレベルが所定のレベルより大きい場合にオン状態になり、前記入力信号または前記出力信号のレベルが前記所定のレベルに等しいかまたは前記所定のレベルより小さい場合にオフ状態になり、
前記増幅器は前記第１のスイッチング素子がオン状態の場合には動作せず、前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合に動作し、
前記入力信号が前記増幅器を通過した場合の位相の進み量と、前記入力信号が前記第１のスイッチング素子及び前記移相器を通過した場合の位相の進み量が等しい可変利得増幅装置。
【請求項２】
前記第１のスイッチング素子は、第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とから構成されており、
前記第２のスイッチング素子の一方は、前記増幅器の入力に接続されており、
前記第２のスイッチング素子の他方は、前記移相器の一方に接続されており、
前記移相器の他方は、前記第３のスイッチング素子の一方に接続されており、
前記第３のスイッチング素子の他方は、前記増幅器の出力に接続されている請求項１記載の可変利得増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、利得制御機能を有する可変利得増幅装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話に代表される無線システムにおける受信機器の初段増幅器は、微弱信号を受信する場合には低雑音性及び高利得特性であることが必要であり、また、大信号を受信する場合には、低歪み性及び低利得特性であることが必要である。
【０００３】
特に、近年の移動体通信では、基地局と移動局との間の距離に応じて受信時の電界強度が大きく変化するため、受信機器には大きいダイナミックレンジが必要となり、その結果受信機器の初段増幅器には利得制御機能が要求される。
【０００４】
図２１に、このような利得制御機能を有する従来の可変利得増幅装置が用いられている携帯電話端末の主要部分の回路構成を示す（例えば特許文献１、特許文献２、特許文献３参照。）。図２１の携帯電話端末はＱＰＳＫ等の変調方式を用いるデジタル無線通信で用いられるものである。
【０００５】
図２１において、携帯電話端末は、アンテナ１、アンテナ共用器２、送信回路部３、可変利得増幅装置４、ミキサ７、フィルタ８、ミキサ９、１０、局部発振器１１、移相器１２から構成される。また、可変利得増幅装置４、ミキサ７、フィルタ８、ミキサ９、１０、局部発信器１１、及び移相器１２は受信回路部を構成する。また、ミキサ９、ミキサ１０、局部発振器１１、及び移相器１２は直交復調器を構成している。
【０００６】
アンテナ１は、送信信号を送信波として送信し、受信波を受信信号として受信するものである。アンテナ共用器２は、送信回路部３から出力された送信信号をアンテナ１に導き、また、アンテナ１で受信された受信波を可変利得増幅装置４に導く回路である。可変利得増幅装置４は、受信回路部の初段増幅器として受信信号を増幅する回路である。ミキサ７は、可変利得増幅装置４で増幅された受信信号に図示していない発振器から入力される信号を合成することによって、増幅された受信信号を中間周波数の信号に変換する回路である。フィルタ８は、中間周波数の信号に変換された信号のうち不要周波数成分を低減する回路である。ミキサ１０は、フィルタ８から出力された信号と局部発信器１１から入力される信号とを合成することによってベースバンドＩ信号を復調する回路である。ミキサ９は、フィルタ８から出力された信号と移相器１２で９０度位相が変えられた信号とを合成することによってベースバンドＱ信号を復調する回路である。移相器１２は、局部発信器１１で発振された信号の位相を９０度変える回路である。
【０００７】
また、可変利得増幅装置４は、増幅器５及びスイッチング素子６から構成される。
【０００８】
次に、このような従来の携帯電話端末の動作を説明する。
【０００９】
アンテナ１で受信された受信信号は、アンテナ共用器２を介して可変利得増幅装置４で増幅される。そして、ミキサ７は、可変利得増幅装置４で増幅された受信信号を中間周波数の信号に変換し、フィルタ８は、変換された中間周波数の信号の不要周波数成分を低減する。
【００１０】
一方、局部発振器１１からの信号はミキサ１０と移相器１２とに出力される。ミキサ１０は、フィルタ８からの出力信号と局部発振器１１から入力される信号とを合成することによってベースバンドＩ信号を復調する。
【００１１】
また、移相器１２は、局部発振器１１からの信号の位相を９０度変えた信号をミキサ９に出力し、ミキサ９は、フィルタ８からの出力信号と移相器１２からの信号とを合成することによって、ベースバンドＱ信号を復調する。
【００１２】
復調されたベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、図示していないベースバンド部に入力され、ベースバンド部でデジタル音声データに復元される。
【００１３】
ところで、携帯電話端末が基地局に近接した場所に存在する場合などでは、アンテナ１で受信された受信信号は大きくなる。このような場合、可変利得増幅装置４にも大きな受信信号が入力されることになる。このような場合、可変利得増幅装置４は、増幅器５を動作させるための電源電圧の供給が停止され、またスイッチング素子６はオン状態になるように制御される。従って、アンテナ共用器２から入力される大きな受信信号は、増幅器５で増幅されることなく、スイッチング素子６を通過してミキサ７に出力される。すなわち、可変利得増幅装置４は低い利得で動作する。このように可変利得増幅装置４は、受信信号が大きい場合には、低利得モードで動作する。
【００１４】
一方、携帯電話端末が基地局から遠い場所に存在する場合などでは、アンテナ１で受信された受信信号が微弱になる。このような場合、可変利得増幅装置４にも微弱な受信信号が入力されることになる。このような場合、可変利得増幅装置４は、増幅器５を動作させるための電源電圧が供給され、また、スイッチング素子６はオフ状態になるように制御される。従って、アンテナ共用器２から入力される微弱な受信信号は、スイッチング素子６を通過することなく、増幅器５で増幅されて、ミキサ７に出力される。すなわち、可変利得増幅装置４は高い利得で動作する。このように、可変利得増幅装置４は、受信信号が微弱である場合には、高利得モードで動作する。
【００１５】
このように、可変利得増幅装置４は、受信信号が大きい場合には、低利得モードで動作し、また、受信信号が微弱である場合には高利得モードで動作するので、広いダイナミックレンジを有することが出来る。
【００１６】
【特許文献１】
特開平８−１８３４８号公報
【特許文献２】
特開平１０−１７３４５３号公報
【特許文献３】
特開平１１−２６１４７９号公報
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、発明者は、可変利得増幅装置４が低利得モードで動作する場合に可変利得増幅装置４を通過した際の受信信号の位相の変化量と、可変利得増幅装置４が高利得モードで動作する場合に可変利得増幅装置４を通過した際の受信信号の位相の変化量とが異なることを発見した。
【００１８】
従って、可変利得増幅装置４を低利得モードから高利得モードに切り替えた際、または高利得モードから低利得モードに切り替えた際には、可変利得増幅装置４から出力される信号の位相が不連続的に変化し、ミキサ９、ミキサ１０、局部発振器１１、及び移相器１２から構成される直交復調器での同期が取れなくなる。従って、同期がとれるまでの間、直交復調器では、ベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号を正常に復調することが出来ないことになる。
【００１９】
上記についてさらに詳細に説明する。まず、直交復調器がベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号を正常に復調している場合について説明する。
【００２０】
直交変調器への入力信号が次の数１で表されるとする。
【００２１】
【数１】
Ｓ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）・ｃｏｓωｔ＋Ｑ（ｔ）ｓｉｎωｔ
ただし、Ｉ（ｔ）は＋１または−１をとるデジタル信号
Ｑ（ｔ）は＋１または−１をとるデジタル信号
この場合、局部発振器１１は、直交変調器への入力信号Ｓ（ｔ）と同期がとれているので、局部発振器１１は、ｃｏｓωｔで発振している信号をミキサ１０に出力している。従って、ミキサ１０では、局部発振器１１から出力される信号と、直交復調器への入力信号とを合成することによってミキサ１０からの出力信号は次の数２で表される。
【００２２】
【数２】
Ｓ（ｔ）・ｃｏｓωｔ＝Ｉ（ｔ）・（１／２）・（ｃｏｓ２ωｔ＋１）
＋Ｑ（ｔ）・（１／２）・ｓｉｎ２ωｔ
この出力信号を図２１では図示されていないローパスフィルタに通過させることにより、次の数３で表されるベースバンドＩ信号が復調される。
【００２３】
【数３】
（１／２）・Ｉ（ｔ）
一方、局部発振器１１からの出力信号ｃｏｓωｔは、移相器１２に入力され、移相器１２は、９０度位相を変化させることにより、ミキサ９にｓｉｎωｔの信号を出力する。ミキサ９では、移相器１２から出力される信号と、直交復調器への入力信号とを合成し、ミキサ９からの出力信号は次の数４で表される。
【００２４】
【数４】
Ｓ（ｔ）・ｓｉｎωｔ＝Ｉ（ｔ）・（１／２）・ｓｉｎ２ωｔ
＋Ｑ（ｔ）・（１／２）・（１−ｃｏｓ２ωｔ）
この出力信号を図２１では図示されていないローパスフィルタに通過させることにより、次の数５で表されるベースバンドＱ信号が復調される。
【００２５】
【数５】
（１／２）・Ｑ（ｔ）
このように、直交復調器への入力信号Ｓ（ｔ）と局部発振器１１が発振する信号との同期がとれている場合には、直交復調器で正常にベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号を復調することが出来る。
【００２６】
図２２の（ａ）に数３及び数５でそれぞれ示される復調されたベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号の値の例を示す。すなわち、図２２の（ａ）ではＩ（ｔ）とＱ（ｔ）とが同じ値をとり、時間の経過につれて＋１、−１、＋１・・・と変化する場合を示す。また、図２２の（ｂ）にＩ（ｔ）とＱ（ｔ）とが与えられた場合に、復調されたベースバンドＩ信号を横軸に、復調されたベースバンドＱ信号を縦軸にとってプロットした図を示す。図２２の（ａ）に示すベースバンドＩ信号とベースバンドＱ信号との組は、図２２の（ｂ）では、第１象限の点と第３象限の点にプロットされる。そして、これらの点を直線で結ぶとこの直線は横軸に対して４５度の角度になる。
【００２７】
ここで、アンテナ１で受信された受信信号の大きさが変化したため、可変利得増幅装置４が低利得モードから高利得モードに切り替えられたまたは高利得モードから低利得モードに切り替えられたとする。この場合、上述したように可変利得増幅装置４が低利得モードで動作する場合に可変利得増幅装置４を通過した際の受信信号の位相の変化量と、可変利得増幅装置４が高利得モードで動作する場合に可変利得増幅装置４を通過した際の受信信号の位相の変化量とが異なる。従って直交復調器への入力信号Ｓ（ｔ）の位相はφだけ変化することになる。
【００２８】
従って、直交変調器への入力信号Ｓ（ｔ）は次の数６で表されることになる。
【００２９】
【数６】
Ｓ（ｔ）＝Ｉ（ｔ）・ｃｏｓ（ωｔ＋φ）＋Ｑ（ｔ）ｓｉｎ（ωｔ＋φ）
ただし、Ｉ（ｔ）は＋１または−１をとるデジタル信号
Ｑ（ｔ）は＋１または−１をとるデジタル信号
この場合、局部発振器１１は、ｃｏｓωｔで発振している信号をミキサ１０に出力している。従って、ミキサ１０では、局部発振器１１から出力される信号と、直交復調器への入力信号とを合成することによってミキサ１０からの出力信号は次の数７で表される。
【００３０】
【数７】
Ｓ（ｔ）・ｃｏｓωｔ＝Ｉ（ｔ）・（１／２）・（ｃｏｓφ＋ｃｏｓ２ωｔ）
＋Ｑ（ｔ）・（１／２）・（−ｓｉｎφ＋ｓｉｎ２ωｔ）
この出力信号を図２１では図示されていないローパスフィルタに通過させることにより、次の数８で表されるベースバンドＩ信号が復調される。
【００３１】
【数８】
（１／２）・（Ｉ（ｔ）・ｃｏｓφ−Ｑ（ｔ）・ｓｉｎφ）
一方、局部発振器１１からの出力信号ｃｏｓωｔは、移相器１２に入力され、移相器１２は、９０度位相を変化させることにより、ミキサ９にｓｉｎωｔの信号を出力する。ミキサ９では、移相器１２から出力される信号と、直交復調器への入力信号とを合成し、ミキサ９からの出力信号は次の数９で表される。
【００３２】
【数９】
Ｓ（ｔ）・ｓｉｎωｔ＝Ｉ（ｔ）・（１／２）・（ｓｉｎφ＋ｓｉｎ２ωｔ）
＋Ｑ（ｔ）・（１／２）・（ｃｏｓφ−ｃｏｓ２ωｔ）
この出力信号を図２１では図示されていないローパスフィルタに通過させることにより、次の数１０で表されるベースバンドＱ信号が復調される。
【００３３】
【数１０】
（１／２）・（Ｉ（ｔ）・ｓｉｎφ＋Ｑ（ｔ）・ｃｏｓφ）
このように、可変利得増幅装置４のモードが切り替えられたことにより、直交変調器への入力信号Ｓ（ｔ）の位相が変化した場合には、復調されたベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号は、図２３のように変化する。すなわち、図２２の（ａ）は、図２３の（ａ）のように変化し、図２２の（ｂ）は図２３の（ｂ）のように変化する。すなわち、図２３の（ａ）に示すベースバンドＩ信号とベースバンドＱ信号との組は、図２３の（ｂ）では、第１象限の点と第３象限の点にプロットされているが、これらの点を直線で結んだ場合には、この直線は横軸に対して４５度より大きい角度に変化している。
【００３４】
このように、図２２の（ａ）で復調されたベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号の値の組が（１，１）であったとすると、可変利得増幅装置４のモードが切り替えられることにより、この値の組が第２象限の方に移動することも起こり得る。また、場合によっては第３象限の方に移動することも起こりうる。
【００３５】
このように、可変利得増幅装置４のモードが切り替えられてから局部発振器１１はそのモードが切り替えられた後の直交復調器への入力信号と同期するまではベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号が正常に復調できないことになり、従って、正常に音声デジタル信号が復元できず、携帯電話端末の受信音声の途切れやノイズの混入などの原因になる。
【００３６】
すなわち、可変利得増幅装置の利得を切り替えた場合には、可変利得増幅装置から出力される信号の位相が不連続的に変化するという課題がある。
【００３７】
本発明は、上記課題を考慮し、可変利得増幅装置の利得を切り替えても可変利得増幅装置から出力される位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る可変利得増幅装置を提供することを目的とするものである。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するために、第１の本発明は、増幅器と、
前記増幅器と並列に接続された第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子に直列に接続された移相器とを備え、
前記移相器は、キャパシタと一端が該キャパシタに接続され他端が接地された抵抗とで構成されたｎ個（ｎは２以上の自然数）の基本単位回路からなる多段回路で、
前記多段回路を構成する１段目からｎ段目までの基本単位回路は、１段目の基本単位回路が前記第１のスイッチング素子と接続され、（ｉ−１）段目（ｉは２からｎの自然数）の基本単位回路のキャパシタとｉ段目の基本単位回路のキャパシタが直列に接続されており、
前記移相器のｉ段目の基本単位回路の抵抗の抵抗値を（ｉ−１）段目の基本単位回路の抵抗の抵抗値のａ倍（ａは１より大きい所定の実数）に設定し、かつ、ｉ段目の基本単位回路のキャパシタのキャパシタンス値を（ｉ−１）段目の基本単位回路のキャパシタのキャパシタンス値の１／ａ倍に設定することで、前記移相器の入力インピーダンス|Ｚ|（Ｚは所定の複素数）に対して前記移相器の出力インピーダンスをａｎ・|Ｚ|に設定し、さらに、
前記増幅器の入力インピーダンスは前記移相器の入力インピーダンス|Ｚ|と等しく設定され、前記増幅器の出力インピーダンスはａｎ・|Ｚ|に設定されており、
前記第１のスイッチング素子は、入力信号または出力信号のレベルが所定のレベルより大きい場合にオン状態になり、前記入力信号または前記出力信号のレベルが前記所定のレベルに等しいかまたは前記所定のレベルより小さい場合にオフ状態になり、
前記増幅器は前記第１のスイッチング素子がオン状態の場合には動作せず、前記第１のスイッチング素子がオフ状態の場合に動作し、
前記入力信号が前記増幅器を通過した場合の位相の進み量と、前記入力信号が前記第１のスイッチング素子及び前記移相器を通過した場合の位相の進み量が等しい可変利得増幅装置である。
【００４０】
また、第２の本発明は、前記第１のスイッチング素子は、第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とから構成されており、
前記第２のスイッチング素子の一方は、前記増幅器の入力に接続されており、
前記第２のスイッチング素子の他方は、前記移相器の一方に接続されており、
前記移相器の他方は、前記第３のスイッチング素子の一方に接続されており、
前記第３のスイッチング素子の他方は、前記増幅器の出力に接続されている第１の本発明の可変利得増幅装置である。
【００５３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態及び本発明に関連する発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。
【００５４】
（第１の実施の形態）
まず、本発明に関連する発明の第１の実施の形態について説明する。
【００５５】
図１に、本実施の形態の可変利得増幅装置１８を示す。可変利得増幅装置１８は例えば、図２１の携帯電話端末の可変利得増幅装置４として用いられるものである。
【００５６】
可変利得増幅装置１８は、増幅器１３、スイッチング素子１４、及び移相器１５から構成されている。
【００５７】
増幅器１３は、入力端子１６にその入力が接続されており、その出力が出力端子１７に出力されている。また、スイッチング素子１４は、増幅器１３の入力に一方が接続されており、他方が移相器１５の一方に接続されている。そして移相器１５の他方は増幅器１３の出力に接続されている。また、入力端子１６は、図２１にアンテナ共用器２などの前段から出力された受信信号が入力される端子であり、出力端子１７は、可変利得増幅装置１８で増幅された信号を図２１のミキサ７などの後段に出力するための端子である。
【００５８】
このように本実施の形態の可変利得増幅装置１８は、増幅器１３に対してスイッチング素子１４が並列に接続されており、スイッチング素子１４に対して移相器１５が直列に接続されている構成を有する。
【００５９】
次に、このような本実施の形態の動作を説明する。
【００６０】
本実施の形態の可変利得増幅装置１８は、図示していない制御回路に従って制御されることによって動作する。そして、この制御回路は、アンテナ１で受信された受信信号のレベルに応じて可変利得増幅装置１８の動作を制御する。
【００６１】
すなわち、スイッチング素子１４は、入力信号のレベルが所定のレベルより大きい場合にオン状態になり、入力信号が所定のレベルであるまたは前記所定のレベルより小さい場合にオフ状態になるよう制御される。
【００６２】
また、増幅器１３はスイッチング素子１４がオン状態の場合には動作せず、スイッチング素子１４がオフ状態の場合に動作するよう制御される。この制御は例えば、増幅器１３を動作させる際には、増幅器１３を動作させるための電源電圧を供給し、増幅器１３の動作を停止させる際には、増幅器１３を動作させるための電源電圧の供給を停止することによって行われる。
【００６３】
従って、受信信号のレベルが所定のレベルより大きい場合には、可変利得増幅装置１８は低利得モードで動作する。すなわち、スイッチング素子はオン状態になるとともに、増幅器１３は動作を停止するので、受信信号は入力端子１６から、スイッチング素子１４、移相器１５を経由して、出力端子１７から出力される。
【００６４】
一方、受信信号のレベルが所定のレベルであるかまたは所定のレベルより小さい場合には、可変利得増幅装置１８は高利得モードで動作する。すなわち、スイッチング素子はオフ状態になるとともに、増幅器１３は動作するので、受信信号は、入力端子１６から増幅器１３で増幅されて、出力端子１７から出力される。
【００６５】
移相器１５は受信信号が増幅器１３を通過した場合の前記受信信号の位相の変化量と、受信信号がスイッチング素子１４及び移相器１５を通過した場合の受信信号の位相の変化量とが実質上等しくなるように移相器１５に入力された受信信号の位相を変化させる。
【００６６】
従って、受信信号の信号レベルが変化することにより、可変利得増幅装置１８が高利得モードから低利得モードに切り替えられた場合または低利得モードから高利得モードに切り替えられた場合であっても、出力端子１７から出力される信号の位相は不連続的には変化しない。
【００６７】
つまり、可変利得増幅装置１８のモードが切り替えられた場合でも、図２１の直交復調器に入力される入力信号の位相は不連続的に変化しないので、このモード切替に伴う携帯電話端末からの受信音声の途切れやノイズの混入などを防止することができる。従って、本実施の形態の可変利得増幅装置１８を携帯電話に代表される無線システムにおける受信機器の初段増幅器に用いることにより、受信音声が高い品質である携帯電話端末などを提供することが出来る。
【００６８】
なお、本実施の形態では、スイッチング素子１４が増幅器１３の入力に接続されており、移相器１５が増幅器１３の出力に接続されているとして説明したが、これに限らない。
【００６９】
図２に、図１とは別構成の可変利得増幅装置１９を示す。可変利得増幅装置１９では、スイッチング素子１４が増幅器１３の出力に接続されており、移相器１５が増幅器１３の入力に接続されている。可変利得増幅装置１９は、図１の可変利得増幅装置１８のスイッチング素子１４と移相器１５との挿入位置を互いに入れ替えたものである。すなわち、移相器１５の一方は、増幅器１３の入力に接続されており、移相器１５の他方は、スイッチング素子１４の一方に接続されており、スイッチング素子１４の他方は、増幅器１３の出力に接続されている。可変利得増幅装置１９を用いても上記で説明したものと同等の効果を得ることが出来る。
【００７０】
また、図３に、図１とは別構成の可変利得増幅装置２１を示す。可変利得増幅装置２１では、図１の可変利得増幅装置１８とは異なり、スイッチング素子を２つ備えている。すなわち、可変利得増幅装置２１では、スイッチング素子１４の一方は、増幅器１３の入力に接続されており、スイッチング素子１４の他方は、移相器１５に接続されており、移相器１５の他方は、スイッチング素子２０の一方に接続されており、スイッチング素子２０の他方は、増幅器１３の出力に接続されている。
【００７１】
そして、スイッチング素子１４、２０は、入力端子１６から入力される受信信号のレベルが所定のレベルより大きい場合にオン状態になり、入力端子１６から入力される受信信号が所定のレベルであるまたは所定のレベルより小さい場合にオフ状態になる。また増幅器１３は、上記実施の形態と同様に増幅器１３を動作させるための電源電圧が制御されることにより、スイッチング素子１４及び２０がオン状態の場合には動作せず、スイッチング素子１４、及び２０がオフ状態の場合に動作する。
【００７２】
そして、移相器１５は、入力端子１６から入力される受信信号が増幅器１３を通過した場合の受信信号の位相の変化量と入力端子１６から入力される受信信号がスイッチング素子１４、移相器１５、スイッチング素子２０を通過した場合の受信信号の位相の変化量とが実質上等しくなるように移相器１５に入力された受信信号の位相を変化させる。
【００７３】
また、図１の可変利得増幅装置１８では、入力端子１６に入力された受信信号が所定のレベルであるかまたは所定のレベルより小さい受信信号が入力された場合、スイッチング素子１４がオフ状態になるが、移相器１５の他方は増幅器１３の出力に接続されたままになっている。従って、移相器１５が増幅器１３の出力に接続されていることにより、増幅器１３の特性が多少なりとも劣化してしまう。
【００７４】
同様に、図２の可変利得増幅装置１９では、入力端子１６に入力された受信信号が所定のレベルであるかまたは所定のレベルより小さい受信信号が入力された場合、スイッチング素子１４がオフ状態になるが、移相器１５の一方は増幅器１３の入力に接続されたままになっている。従って、移相器１５が増幅器１３の入力に接続されていることにより、増幅器１３の特性が多少なりとも劣化する。
【００７５】
これに対して、図３の可変利得増幅装置２１では、入力端子１６に所定のレベルであるかまたは所定のレベルより小さい受信信号が入力された場合には、スイッチング素子１４及びスイッチング素子２０がともにオフ状態になるので、移相器１５が増幅器１３の入力及び出力から絶縁された状態になる。従って、図３の可変利得増幅装置２１では、本実施の形態の効果に加え、移相器１５による増幅器１３の特定の劣化を防ぐことが出来るという効果も得ることが出来る。
【００７６】
また、図２５の（ａ）に、図１とは別構成の可変利得増幅装置６１を示す。可変利得増幅装置６１では、図１の可変利得増幅装置１８とは異なり、増幅器１３と直列に移相器１５ａが接続されている。すなわち、可変利得増幅装置６１では、スイッチング素子１４の一方は、増幅器１３の入力に接続されており、スイッチング素子１４の他方は、移相器１５ａの一方に接続されており、移相器１５ａの他方は、増幅器１３の出力に接続されている。移相器１５ａは、図１の可変利得増幅装置１８の移相器１５とは異なるものである。すなわち、移相器１５ａは受信信号が増幅器１３と移相器１５ａを通過した場合の前記受信信号の位相の変化量と、受信信号がスイッチング素子１４を通過した場合の受信信号の位相の変化量とが実質上等しくなるように移相器１５ａに入力された受信信号の位相を変化させる。
【００７７】
また、可変利得増幅装置６１の移相器１５ａと増幅器１３との位置を入れ替えてもよい。図２５の（ｂ）にこのような可変利得増幅装置６２を示す。可変利得増幅装置６２では、増幅器１３の入力に移相器１５ａの一方が接続されており、移相器１５ａの他方は、スイッチング素子１４の一方と接続されている。また、増幅器１３の出力がスイッチング素子１４の他方と接続されている。このように移相器１５ａと増幅器１３との位置を入れ替えても本実施の形態と同等の効果を得ることが出来る。図２５の（ａ）、（ｂ）に示すように、増幅器１３と移相器１５ａとを直列に接続することも出来る。
【００７８】
（第２の実施の形態）
次に、本発明に関連する発明の第２の実施の形態について説明する。
【００７９】
図４に、本実施の形態の可変利得増幅装置２４を示す。可変利得増幅装置２４は例えば、図２１の携帯電話端末の可変利得増幅装置４として用いられるものである。なお、第１の実施の形態と同一のものについては同一符号を付し詳細な説明を省略する。
【００８０】
可変利得増幅装置２４は、増幅器１３、スイッチング素子１４、移相器１５、スイッチング素子２０、帰還回路２２、スイッチング素子２３から構成されている。
【００８１】
増幅器１３は、入力端子１６にその入力が接続されており、その出力が出力端子１７に出力されている。また、スイッチング素子１４は、増幅器１３の入力に一方が接続されており、他方が移相器１５の一方に接続されている。そして移相器１５の他方はスイッチング素子２０の一方に接続されており、スイッチング素子２０の他方は、増幅器１３の出力に接続されている。またスイッチング素子２３の一方は増幅器１３の出力に接続されており、スイッチング素子２３の他方は帰還回路２２の一方に接続されており、帰還回路２２の他方は増幅器１３の入力に接続されている。
【００８２】
次に、このような本実施の形態の動作を説明する。
【００８３】
本実施の形態の可変利得増幅装置２４は、第１の実施の形態と同様に、図示していない制御回路に従って制御されることによって動作する。そして、この制御回路は、アンテナ１で受信された受信信号のレベルに応じて可変利得増幅装置２４の動作を制御する。
【００８４】
すなわち、スイッチング素子１４及び２０は、入力信号のレベルが所定のレベルより大きい場合にオン状態になり、入力信号が所定のレベルであるまたは所定のレベルより小さい場合にオフ状態になるよう制御される。
【００８５】
また、増幅器１３はスイッチング素子１４がオン状態の場合には動作せず、スイッチング素子１４がオフ状態の場合に動作するよう制御される。この制御は例えば、増幅器１３を動作させる際には、増幅器１３を動作させるための電源電圧を供給し、増幅器１３の動作を停止させる際には、増幅器１３を動作させるための電源電圧の供給を停止することによって行われる。さらに、スイッチング素子１４、及び２０がオン状態の場合には、スイッチング素子２３はオフ状態になり、スイッチング素子１４、及び２０がオフ状態の場合には、スイッチング素子２３はオン状態になる。
【００８６】
従って、受信信号のレベルが所定のレベルより大きい場合には、可変利得増幅装置２４は低利得モードで動作する。すなわち、スイッチング素子１４及び２０はオン状態になるとともに、増幅器１３は動作を停止し、さらに、スイッチング素子２３はオフ状態になるので、受信信号は入力端子１６から、スイッチング素子１４、移相器１５、及びスイッチング素子２０を経由して、出力端子１７から出力される。
【００８７】
一方、受信信号のレベルが所定のレベルであるかまたは所定のレベルより小さい場合には、可変利得増幅装置２４は高利得モードで動作する。すなわち、スイッチング素子１４、及び２０はオフ状態になるとともに、増幅器１３は動作し、スイッチング素子２３はオン状態になるので、受信信号は、入力端子１６から増幅器１３で増幅されて、出力端子１７から出力されるとともに、増幅器１３からの出力信号の一部にはスイッチング素子２３及び帰還回路２２を経由して増幅器１３の入力に負帰還をかけられる。
【００８８】
移相器１５は受信信号が増幅器１３を通過した場合の前記受信信号の位相の変化量と、受信信号がスイッチング素子１４、移相器１５、スイッチング素子２０を通過した場合の受信信号の位相の変化量とが実質上等しくなるように移相器１５に入力された受信信号の位相を変化させる。
【００８９】
従って、受信信号の信号レベルが変化することにより、可変利得増幅装置２４が高利得モードから低利得モードに切り替えられた場合または低利得モードから高利得モードに切り替えられた場合であっても、出力端子１７から出力される信号の位相は不連続的には変化しない。
【００９０】
つまり、可変利得増幅装置２４のモードが切り替えられた場合でも、図２１の直交復調器に入力される入力信号の位相は不連続的に変化しないので、このモード切替に伴う携帯電話端末からの受信音声の途切れやノイズの混入などを防止することができる。従って、本実施の形態の可変利得増幅装置２４を携帯電話に代表される無線システムにおける受信機器の初段増幅器に用いることにより、受信音声が高い品質である携帯電話端末などを提供することが出来る。
【００９１】
また、図５に、図４の可変利得増幅装置２４のスイッチング素子２３と帰還回路２２との挿入位置を入れ替えた可変利得増幅装置２５を示す。すなわち、可変利得増幅装置２５は、スイッチング素子２３の一方が増幅器１３の入力に接続されており、スイッチング素子２３の他方が帰還回路２２の一方に接続されており、帰還回路２２の他方が増幅器１３の出力に接続されている。このような可変利得増幅装置２５を用いても本実施の形態と同等の効果を得ることが出来る。
【００９２】
（第３の実施の形態）
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。
【００９３】
図６に本実施の形態の可変利得増幅装置３０の回路図を示す。
【００９４】
図６に示す可変利得増幅装置３０において、入力端子Ｐ１は、直流遮断用の入力側キャパシタ１３１の一方に接続されており、入力側キャパシタ１３１の他方は、スイッチング素子１２１の一方及びトランジスタ１０１のベースに接続されている。トランジスタ１０１のベースにはバイアス電源回路１０７が接続されており、トランジスタ１０１のエミッタは入力ダイナミックレンジを広げるインダクタ１０３を介して接地されており、トランジスタ１０１のコレクタはトランジスタ１０２のエミッタに接続されている。またトランジスタ１０２のベースは、バイアス電源回路１０８に接続されるともに、接地されたバイパス用キャパシタ１０６に接続されている。トランジスタ１０２のコレクタは、直流遮断用の出力側キャパシタ１３３の一方、及び直流遮断用の負帰還側キャパシタ１０５の一方に接続されており、さらにトランジスタ１０２のコレクタは、高周波遮断用のチョークコイル１３２を介して増幅器用電源供給端子Ｖｃｃに接続されている。出力側キャパシタ１３３の他方は、出力端子Ｐ２に接続されている。
【００９５】
また、負帰還側キャパシタ１０５の他方は、スイッチング素子１２３の一方及びスイッチング素子１２２の一方に接続されている。スイッチング素子１２３の他方は、負帰還をかけるための抵抗１０４の一方に接続されており、抵抗１０４の他方は、トランジスタ１０１のベースに接続されている。
【００９６】
また、スイッチング素子１２２の他方は、キャパシタ１１６の一方に接続されており、キャパシタ１１６の他方は、接地された抵抗１１３及びキャパシタ１１５の一方に接続されている。またキャパシタ１１５の他方は接地された抵抗１１２及びキャパシタ１１４の一方に接続されている。キャパシタ１１４の他方は、接地された抵抗１１１及びスイッチング素子１２１の他方に接続されている。
【００９７】
また、スイッチング素子電源供給端子３１はスイッチング素子１２１及びスイッチング素子１２２の制御用端子に接続されている。さらにスイッチング素子電源供給端子３１は、インバータ１２４の一方に接続されており、インバータ１２４の他方はスイッチング素子１２３の制御用端子に接続されている。
【００９８】
本実施の形態の可変利得増幅装置３０は、第２の実施の形態の図４の可変利得増幅装置２４に対応するものである。
【００９９】
すなわち、入力端子Ｐ１は、図４の入力端子１６に対応しており、端子Ｐ２は、図４の出力端子１７に対応しており、抵抗１０４は図４の帰還回路２２に対応しており、インバータ１２４及びスイッチング素子１２３は、図４のスイッチング素子２３に対応しており、トランジスタ１０１、及び１０２、キャパシタ１０６、インダクタ１０３、バイアス電源回路１０７、及び１０８は、図４の増幅器１３に対応している。また、キャパシタ１１４、１１５、及び１１６と抵抗１１１、１１２、及び１１３は、図４の移相器１５に対応しており、スイッチング素子１２１は、図４のスイッチング素子１４に対応しており、スイッチング素子１２２は図４のスイッチング素子２０に対応している。
【０１００】
また、スイッチング素子電源供給端子３１は、スイッチング素子１２１、１２２、及び１２３のオン状態及びオフ状態を切り替えるための電源電圧を供給する端子である。
【０１０１】
バイアス電源回路１０７は、トランジスタ１０１のベースにバイアス電圧を供給するための回路であり、バイアス電源回路１０８はトランジスタ１０２のベースにバイアス電圧を供給するための回路であり、図示していない制御回路により動作電圧の供給を停止または開始することが出来る回路である。
【０１０２】
増幅器用電源供給端子Ｖｃｃは、トランジスタ１０２、及びトランジスタ１０１に動作電圧を供給するための端子である。
【０１０３】
スイッチング素子電源供給端子３１は、図示していない制御回路によってスイッチング素子１２１、１２２、及び１２３の各制御端子に制御用の電源電圧を供給または停止することによりスイッチング素子１２１、１２２、１２３のオン状態及びオフ状態を切り替えるための端子である。
【０１０４】
なお、本実施の形態の入力端子Ｐ１や出力端子Ｐ２等の端子は、パッド電極のような端子と、配線内の素子の接続点であるノードをも含むものとする。
【０１０５】
また、抵抗１１１、１１２、１１３等はポリシリコンで構成し、また、キャパシタ１１４、１１５、１１６等は、ＭＯＳキャパシタで構成している。なお、キャパシタ１１４、１１５、１１６については、ＭＩＭキャパシタで構成することもできる。
【０１０６】
次に、このような本実施の形態の動作を説明する。
【０１０７】
可変利得増幅装置３０を高利得モードで使用する場合には、トランジスタ１０１やトランジスタ１０２などの素子によって受信信号が増幅されるが、これらの素子すなわち、図４の増幅器１３に対応する素子によって、入力端子Ｐ１に入力される受信信号の位相より出力端子Ｐ２から出力される受信信号の位相が進むものとする。また、トランジスタ１０１のベースへの入力インピーダンスがトランジスタ１０２のコレクタの出力インピーダンスより小さいものとする。
【０１０８】
まず、可変利得増幅装置３０が高利得モードで動作する場合について説明する。
【０１０９】
入力端子Ｐ１から入力される受信信号のレベルが所定のレベルと等しいかまたは所定のレベルより低い場合には、高利得モードになる。すなわち、図示していない制御回路は、受信信号のレベルが所定のレベルより小さいことを検知すると、スイッチング素子電源供給端子３１に供給する制御電圧としてスイッチング素子１２２及び１２１がオフ状態になるような電圧（例えば０Ｖの電圧）を供給する。また、図示していない制御回路は、バイアス電源回路１０７、１０８からトランジスタ１０１及び１０２が動作する電圧を供給する。従ってトランジスタ１０１及びトランジスタ１０２は動作状態になる。
【０１１０】
このとき入力端子Ｐ１から入力された受信信号は、入力側キャパシタ１３１を通過して、トランジスタ１０１のベースに入力される。また、入力された受信信号はスイッチング素子１２１がオフ状態であるのでキャパシタ１１４の側へは流れ込まない。トランジスタ１０１のベースにはバイアス電源回路１０７によりバイアス電圧が供給されており、またトランジスタ１０２のベースにはバイアス電源回路１０８によりバイアス電圧が供給されている。トランジスタ１０１のベースに入力された受信信号はトランジスタ１０１及びトランジスタ１０２で増幅されてトランジスタ１０２のコレクタから出力される。
【０１１１】
トランジスタ１０２のコレクタから出力された信号は、その一部が出力側キャパシタ１３３を通過し、出力端子Ｐ２からミキサ７などの後段に出力される。また、トランジスタ１０２のコレクタから出力された信号のうちの残りは、負帰還側キャパシタ１０５を通過する。負帰還側キャパシタ１０５を通過した信号は、スイッチング素子１２３を通過して、抵抗１０４で所定の信号レベルに調整されて再度トランジスタ１０１のベースに入力される。また、負帰還側キャパシタ１０５を通過した信号はスイッチング素子１２２がオフ状態になっているので、キャパシタ１１６の側に流れ込むことはない。
【０１１２】
このように、高利得モードの場合には、入力端子Ｐ１から入力された受信信号は、負帰還を受けながらトランジスタ１０１、１０２で増幅されて、出力端子Ｐ２から後段に出力される。
【０１１３】
このとき入力端子Ｐ１から入力される受信信号の位相より、出力端子Ｐ２から出力される受信信号のほうが、位相が進み、また、トランジスタ１０１のベースの入力インピーダンス｜Ｚｉ（ｈｉｇｈ）｜のほうが、トランジスタ１０２のコレクタの出力インピーダンス｜Ｚｏ（ｈｉｇｈ）｜より小さいものとする。ただし、Ｚｉ（ｈｉｇｈ）とＺｏ（ｈｉｇｈ）はともに複素数である。
【０１１４】
次に、可変利得増幅装置３０が低利得モードで動作する場合について説明する。
【０１１５】
入力端子Ｐ１から入力される受信信号のレベルが所定のレベルより大きい場合には、低利得モードになる。すなわち、図示していない制御回路は、受信信号のレベルが所定のレベルより大きいことを検知すると、トランジスタ１０１やトランジスタ１０２が飽和状態となるのを抑えるために、低利得モードになる。
【０１１６】
すなわち、図示していない制御回路は、受信信号のレベルが所定のレベルより大きいことを検知すると、スイッチング素子電源供給端子３１に供給する制御電圧としてスイッチング素子１２２及び１２１がオン状態になるような電圧（例えば３Ｖの電圧）を供給する。また、図示していない制御回路は、増幅器用電源供給端子Ｖｃｃからトランジスタ１０１及び１０２が動作する電圧を供給することを停止する。従ってトランジスタ１０１及びトランジスタ１０２は動作停止状態になる。
【０１１７】
このとき入力端子Ｐ１から入力された受信信号は、入力側キャパシタ１３１を通過して、スイッチング素子１２１を通過してキャパシタ１１４、１１５、１１６、及び抵抗１１１、１１２、１１３から構成された回路部分を通過する。この回路部分は上述したように図４の移相器１５として機能する。この回路部分で入力端子Ｐ１から入力された受信信号の位相が進むように調整される。
【０１１８】
具体的には、抵抗１１１の抵抗値と抵抗１１２の抵抗値と抵抗１１３の抵抗値との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。また、キャパシタ１１４のキャパシタンス値と、キャパシタ１１５のキャパシタンス値とキャパシタ１１６のキャパシタンス値との関係は、ａ2：ａ：１の関係にある。ただし、ａは１より大きい所定の値に調整されている。
【０１１９】
図４の移相器１５として機能する回路部分は、抵抗とキャパシタからなる基本単位回路が３段に結合されている。そして、図４の移相器１５として機能する回路部分は、インピーダンス変換器の役割も果たす。
【０１２０】
一段目の基本単位回路である抵抗１１１とキャパシタ１１４とからなる回路の入力インピーダンスをＺ１とすると、この回路の出力インピーダンスは、上記の所定の数ａを用いてａ｜Ｚ１｜と表すことが出来る。ただし、Ｚ１は複素数である。従って２段目の基本単位回路である抵抗１１２とキャパシタ１１５とからなる回路の入力インピーダンスは、ａ｜Ｚ１｜であるので、この回路の出力インピーダンスは、上記のａを用いてａ2｜Ｚ１｜となる。従って３段目の基本単位回路である抵抗１１３とキャパシタ１１６とからなる回路の入力インピーダンスは、ａ2｜Ｚ１｜であるので、この回路の出力インピーダンスはａ3｜Ｚ１｜になる。このように、前段の基本単位回路の出力のインピーダンスと後段の入力のインピーダンスが比較的近い値になり、段間における損失が少なくなる。さらに、通過位相の周波数特性も比較的等しくなる。
【０１２１】
一方、上述したように、高利得モードの場合の、トランジスタ１０１のベースの入力インピーダンスが｜Ｚｉ（ｈｉｇｈ）｜であり、トランジスタ１０２のコレクタの出力インピーダンスが｜Ｚｏ（ｈｉｇｈ）｜であり、｜Ｚｉ（ｈｉｇｈ）｜のほうが、トランジスタ１０２のコレクタの出力インピーダンス｜Ｚｏ（ｈｉｇｈ）｜より小さい。
【０１２２】
従って、上記のａを次の数１１を満足する値とする。
【０１２３】
【数１１】
｜Ｚｏ（ｈｉｇｈ）｜／｜Ｚｉ（ｈｉｇｈ）｜＝ａ3
さらに、上記のＺ１をＺｉ（ｈｉｇｈ）と比較的近いインピーダンスとすることにより、高利得モードと低利得モードの出力インピーダンスも近い値になる。この場合、図４の位相器１５として機能する回路部分の通過位相は一意に決まるために、抵抗とキャパシタからなる基本単位回路の段数を増減することにより、高利得モードの通過位相と近い値とする。なお、図４の位相器１５として機能する回路部分をｎ段（ｎは１以上の整数）の基本単位回路で構成する場合には、上記のａを次の数１２を満足する値とすればよい。
【０１２４】
【数１２】
｜Ｚｏ（ｈｉｇｈ）｜／｜Ｚｉ（ｈｉｇｈ）｜＝ａn
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の進み量と実質上同じ位相進み量をとして出力端子Ｐ２から受信信号が出力される。
【０１２５】
すなわち、この回路部分を通過した信号はスイッチング素子１２２を通過する。スイッチング素子１２３はオフ状態になっているので、抵抗１０４の側にこの信号が流れることはない。従ってスイッチング素子１２２を通過した信号は負帰還側キャパシタ１０５を通過して、出力側キャパシタ１３３を介して出力端子Ｐ２から出力される。
【０１２６】
上述したように、図４の移相器１５に相当する部分で通過する信号の位相が調整されるので、高利得モードから低利得モードへと切り替えた場合であっても、出力端子Ｐ２から出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０１２７】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３０は、図２６に示すように抵抗２６４１をスイッチング素子１２２と接地の間に挿入し、抵抗２６４２をスイッチング素子１２３と接地の間に挿入し、キャパシタ２６４３をトランジスタ１０１のベースと抵抗１０４の間に挿入した構成としてもよい。これにより、スイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となることから、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０１２８】
また、抵抗２６４１、２６４２の代わりにインダクタ、４分の１波長線路を用いてもよい。
【０１２９】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３０は不平衡型の回路として説明したが、平衡型の回路として実現することも出来る。
【０１３０】
すなわち、図７に本実施の形態の可変利得増幅装置３０を平衡型の回路として実現した可変利得増幅装置３２を示す。
【０１３１】
図６の入力端子Ｐ１は、図７では入力端子Ｐ１ａ及びＰ１ｂに置き換えられ、図６の入力側キャパシタ１３１は、図７では、入力側キャパシタ１３１ａ、１３１ｂに置き換えられ、図６のスイッチング素子１２１は図７ではスイッチング素子１２１ａ、１２１ｂで置き換えられ、図６のトランジスタ１０１は図７ではトランジスタ１０１ａ、１０１ｂに置き換えられ、図６のトランジスタ１０２は図７ではトランジスタ１０２ａ、１０２ｂに置き換えられ、図６のインダクタ１０３は図７ではインダクタ１０３ａ、１０３ｂに置き換えられ、図６の抵抗１０４は図７では抵抗１０４ａ、１０４ｂに置き換えられ、図６の出力側キャパシタ１３３は図７では、出力側キャパシタ１３３ａ、１３３ｂに置き換えられ、図６のチョークコイル１３２は図７ではチョークコイル１３２ａ、１３２ｂに置き換えられ、図６の負帰還側キャパシタ１０５は図７では、負帰還側キャパシタ１０５ａ、１０５ｂに置き換えられ、図６のインバータ１２４とスイッチング素子１２３とは図７ではそれぞれインバータ１２４ａ及び１２４ｂと、スイッチング素子１２３ａ、１２３ｂに置き換えられ、図６のスイッチング素子１２２は図７では、スイッチング素子１２２ａ、１２２ｂに置き換えられ、図６のキャパシタ１１４、１１５、１１６はそれぞれ、図７ではキャパシタ１１４ａ及び１１４ｂ、キャパシタ１１５ａ及び１１５ｂ、キャパシタ１１６ａ及び１１６ｂに置き換えれ、図６の出力端子Ｐ２は図７では、出力端子Ｐ２ａ、Ｐ２ｂに置き換えられている。それ以外は本実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様であるので説明を省略する。
【０１３２】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３２も、本実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３ａ、１２３ｂの少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０１３３】
このように本実施の形態の可変利得増幅装置３０は例えば可変利得増幅装置３２のように平衡型の回路で実現することも出来る。
【０１３４】
なお、図６の可変利得増幅装置３０では、高利得モードで使用する場合に、図４の増幅器１３に対応する回路部分を受信信号が通過することによって、入力端子Ｐ１に入力される受信信号の位相より出力端子Ｐ２から出力される受信信号の位相が進み、かつトランジスタ１０１のベースへの入力インピーダンスがトランジスタ１０２のコレクタの出力インピーダンスより小さい場合に付いて説明したが、図４の増幅器１３に対応する回路部分の特性がそれ以外の場合には図４の移相器１５に対応する回路部分を変更する必要がある。
【０１３５】
まず、図８にこのような移相器１５に対応する回路部分を変更した可変利得増幅装置３３の回路図を示す。可変利得増幅装置３３は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が進み、また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きいものである。
【０１３６】
可変利得増幅装置３３のうち、図４の移相器１５に相当する部分は、スイッチング素子１２１の一方にキャパシタ３１４の一方が接続され、キャパシタ３１４の他方には接地された抵抗３１１が接続されるとともに、キャパシタ３１５の一方に接続されている。キャパシタ３１５の他方には接地された抵抗３１２が接続されるとともに、キャパシタ３１６の一方に接続されている。キャパシタ３１６の他方には、接地された抵抗３１３が接続されるとともに、スイッチング素子１２２の一方に接続されている。
【０１３７】
可変利得増幅装置３３のうち、図４の移相器１５として機能する回路部分は、第３の実施の形態と同様に位相を調整する。
【０１３８】
すなわち、抵抗３１１の抵抗値と、抵抗３１２の抵抗値と、抵抗３１３の抵抗値との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。また、キャパシタ３１４のキャパシタンス値と、キャパシタ３１５のキャパシタンス値とキャパシタ３１６のキャパシタンス値との関係は、ａ2：ａ：１の関係にある。ただし、ａは１より小さい所定の値に調整されている。つまり、ａは、高利得モードの場合に入力端子Ｐ１から入力された受信信号の位相に対する出力端子Ｐ２から出力された受信信号の位相の進み量と同じ位相進み量となるように予め設計された値である。このようなａの値は上述したものと同様にして決定することが出来る。
【０１３９】
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の進み量と実質上同じ位相進み量である信号が出力端子Ｐ２から出力される。
【０１４０】
このように、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が進み、かつ、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きい場合であっても、高利得モードから低利得モードへ切り替えるまたは低利得モードから高利得モードに切り替えた場合に出力端子Ｐ２から出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０１４１】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３３も、本実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０１４２】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３３についても本実施の形態で説明したように平衡型の回路で構成することも出来る。
【０１４３】
また、図９にこのような移相器１５に対応する回路部分を変更した他の可変利得増幅装置３４の回路図を示す。図９の可変利得増幅装置３４は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより小さいものである。
【０１４４】
すなわち、図４の移相器１５に相当する部分は、スイッチング素子１２１の一方に抵抗４１４の一方が接続され、抵抗４１４の一方には接地されたキャパシタ４１１が接続されるとともに、抵抗４１４の他方には抵抗４１５の一方が接続されるとともに、接地されたキャパシタ４１２が接続されている。抵抗４１５の他方には接地されたキャパシタ４１３が接続されるとともに、抵抗４１５の他方は抵抗４１６の一方に接続されている。また、抵抗４１６の他方はスイッチング素子１２２の一方に接続されている。
【０１４５】
図４の移相器１５として機能する回路部分は、本実施の形態と同様に位相を調整する。
【０１４６】
すなわち、抵抗４１４の抵抗値と、抵抗４１５の抵抗値と、抵抗４１６の抵抗値との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。また、キャパシタ４１１のキャパシタンス値と、キャパシタ４１２のキャパシタンス値とキャパシタ４１３のキャパシタンス値との関係は、ａ2：ａ：１の関係にある。ただし、ａは１より小さい所定の値に調整されている。つまり、ａは、高利得モードの場合に入力端子Ｐ１から入力された受信信号の位相に対する出力端子Ｐ２から出力された受信信号の位相の遅れ量と同じ位相遅れ量となるように予め設計された値である。このようなａの値は上述したものと同様にして決定することが出来る。
【０１４７】
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の遅れ量と実質上同じ位相遅れ量である信号が出力端子Ｐ２から出力される。
【０１４８】
このように、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、かつ、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより小さい場合であっても、高利得モードから低利得モードへ切り替えるまたは低利得モードから高利得モードに切り替えた場合に出力端子Ｐ２から出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０１４９】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３４も、本実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０１５０】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３４についても本実施の形態で説明したように平衡型の回路で構成することも出来る。
【０１５１】
また、図１０にこのような移相器１５に対応する回路部分を変更した他の可変利得増幅装置３５の回路図を示す。図１０の可変利得増幅装置３５は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きいものである。
【０１５２】
図４の移相器１５に相当する部分は、スイッチング素子１２１の一方に抵抗５１４の一方が接続され、抵抗５１４の他方には、接地されたキャパシタ５１１が接続されるとともに、抵抗５１４の他方には抵抗５１５の一方が接続されている。抵抗５１５の他方には接地されたキャパシタ５１２が接続されるとともに、抵抗５１５の他方は抵抗５１６の一方に接続されている。抵抗５１６の他方には接地されたキャパシタ５１３が接続されるとともに、抵抗５１６の他方にスイッチング素子１２２の一方が接続されている。
【０１５３】
図４の移相器１５として機能する回路部分は、本実施の形態と同様に位相を調整する。
【０１５４】
すなわち、抵抗５１４の抵抗値と、抵抗５１５の抵抗値と、抵抗５１６の抵抗値との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。また、キャパシタ５１１のキャパシタンス値と、キャパシタ５１２のキャパシタンス値とキャパシタ５１３のキャパシタンス値との関係は、ａ2：ａ：１の関係にある。ただし、ａは１より小さい所定の値に調整されている。つまり、ａは、高利得モードの場合に入力端子Ｐ１から入力された受信信号の位相に対する出力端子Ｐ２から出力された受信信号の位相の遅れ量と同じ位相遅れ量となるように予め設計された値である。このようなａの値は上述したものと同様にして決定することが出来る。
【０１５５】
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の遅れ量と実質上同じ位相遅れ量である信号が出力端子Ｐ２から出力される。
【０１５６】
このように、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、かつ、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きい場合であっても、高利得モードから低利得モードへ切り替えるまたは低利得モードから高利得モードに切り替えた場合に出力端子Ｐ２から出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０１５７】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３５も、本実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０１５８】
なお、可変利得増幅装置３５についても本実施の形態で説明したように平衡型の回路で構成することも出来る。
【０１５９】
なお、スイッチング素子１２１、１２２、及び１２３としては、例えばガリウム、及び砒素で形成されたＦＥＴスイッチや、トリプルウェル構造のＭＯＳＦＥＴスイッチや、シリコンオンインシュレータ構造のスイッチなどを用いることが出来る。
【０１６０】
図１１に、スイッチング素子１２１、１２２、及び１２３に用いられている高周波スイッチング素子５０の断面構成を模式的に示す。すなわち、高周波スイッチング素子は、トリプルウェル構造のＭＯＳＦＥＴスイッチである。
【０１６１】
図１１に示すように、高周波スイッチング素子５０は、例えばＰ型シリコンからなる半導体基板６０１に選択的に設けられたトレンチ部６０８、６０９により区画されてなる素子形成領域に形成されている。
【０１６２】
半導体基板６０１における素子形成領域には、ｎ型ウェル６０２とそのｎ型ウェル６０２に囲まれたｐ型ウェル６０３とが形成されている。
【０１６３】
ｐ型ウェル６０３には、互いに間隔をおいてドレイン層６０６及びソース層６０７が形成され、ｐ型ウェル６０３上におけるドレイン層６０６とソース層６０７との間の領域には酸化シリコンからなるゲート絶縁膜６０４を介してポリシリコンからなるゲート電極６０５が形成されている。
【０１６４】
高周波スイッチング素子５０が図６のスイッチング素子１２１である場合には、ドレイン層６０６は、図６の入力側キャパシタ１３１から入力される受信信号を受ける入力ノードＰ１０と接続され、ソース層６０７は、図６に示すキャパシタ１１４及び抵抗１１１へ受信信号を出力する出力ノードＰ２０と接続されている。
【０１６５】
ゲート電極６０５は、抵抗６１１を介してスイッチング素子電源供給端子３１から制御電圧の供給を受ける電圧制御端子Ｐ３と接続され、ｎ型ウェル６０２は抵抗６１０を介して電圧制御端子Ｐ３と接続されている。
【０１６６】
また、半導体基板６０１は接地されるとともにｐ型ウェル６０３は抵抗６１２を介して接地されている。
【０１６７】
このように構成された高周波スイッチング素子５０は、ｎ型ウェル６０２とｐ型ウェル６０３との間に逆バイアス電圧が印加されるため、ｎ型ウェル６０２とｐ型ウェル６０３との界面からなるｐｎ接続による空乏層が生じるので、ｎ型ウェル６０２とｐ型ウェル６０３とは基板面に対して互いに垂直な方向に互いに絶縁される。さらに半導体基板６０１とｎ型ウェル６０２との間にも逆バイアス電圧が印加されるため、半導体基板６０１とｎ型ウェル６０２との界面からなるｐｎ接合による空乏層が生じ、半導体基板６０１とｎ型ウェル６０２とは互いに絶縁分離される。
【０１６８】
従って、高周波スイッチング素子５０がオン状態の場合に、入力ノードＰ１０に入力された受信信号がドレイン層６０６、ソース層６０７及びドレイン層６０６とソース層６０７との間に形成されるチャンネル領域から半導体基板６０１に漏れることによって生じる受信信号の損失を低減でき、その結果、低利得モード時における高周波スイッチング素子５０による挿入損失を低減することが出来る。
【０１６９】
さらに、このようにトリプルウェル構造を用いることにより、高周波スイッチング素子５０がオフ状態の場合であっても入力ノードＰ１０に入力された受信信号がドレイン層６０６を介して生じる半導体基板６０１への受信信号の漏れを低減することが出来る。その結果、高利得モード時において、図６に示す入力端子Ｐ１に入力される高周波信号の一部が高周波スイッチング素子５０の挿入損失となることによる雑音特性の劣化を低減することが出来る。
【０１７０】
なお、抵抗器６１０、６１１、６１２の代わりにそれぞれインダクタ素子を用いてもよい。
【０１７１】
（第４の実施の形態）
次に、本発明に関連する発明の第４の実施の形態について説明する。
【０１７２】
図１２に第４の実施の形態の可変利得増幅装置３６の回路図を示す。
【０１７３】
本実施の形態の可変利得増幅装置３６は、図４の移相器１５に対応する部分をストリップ線路で構成したものである。
【０１７４】
なお、第３の実施の形態と同一部分には同一符号を付し詳細な説明を省略する。
【０１７５】
第４の実施の形態の可変利得増幅装置３６は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスよりも小さいものである。
【０１７６】
また、第３の実施の形態の可変利得増幅装置３３とは図４の移相器１５に相当する部分が異なっている。
【０１７７】
すなわち、図４の移相器１５に相当する部分は、ストリップ線路７１１，７１２、７１３から構成されている。ストリップ線路７１１の一方はスイッチング素子１２１の一方に接続しており、ストリップ線路７１１の他方はストリップ線路７１２の一方に接続しており、ストリップ線路７１２の他方はストリップ線路７１３の一方に接続している。また、ストリップ線路７１３の他方はスイッチング素子１２２に接続している。
【０１７８】
また、ストリップ線路７１１，７１２、７１３は、それぞれアルミ線で構成している。なお、ストリップ線路７１１，７１２、７１３を、銅配線、または金配線で構成することも出来る。
【０１７９】
次に、このような本実施の形態の動作を第３の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【０１８０】
図４の移相器１５として機能する回路部分は、第３の実施の形態と同様に位相を調整する。
【０１８１】
すなわち、ストリップ線路７１１のインピーダンスの値と、ストリップ線路７１２のインピーダンスの値と、ストリップ線路７１３のインピーダンスの値との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。ただし、ａは１より大きい所定の値に調整されている。つまり、ａは、高利得モードの場合に入力端子Ｐ１から入力された受信信号の位相に対する出力端子Ｐ２から出力された受信信号の位相の遅れ量と同じ位相遅れ量となるように予め設計された値である。
【０１８２】
図４の移相器１５として機能する回路部分は、ストリップ線路である基本単位回路が３段に結合されている。そして、図４の移相器１５として機能する回路部分は、インピーダンス変換器の役割も果たす。
【０１８３】
一段目の基本単位回路であるストリップ線路７１１のインピーダンスをＺ１とし、高利得モードの場合のトランジスタ１０１のベースの入力インピーダンス｜Ｚｉ（ｈｉｇｈ）｜とすると、Ｚ１と｜Ｚｉ（ｈｉｇｈ）｜とが近い値になるようにＺ１を選ぶ。
【０１８４】
また、三段目の基本単位回路であるストリップ線路７１３のインピーダンスをＺ３とし、トランジスタ１０２のコレクタの出力インピーダンスが｜Ｚｏ（ｈｉｇｈ）｜とすると、Ｚ３と｜Ｚｏ（ｈｉｇｈ）｜とが近い値になるようにＺ３を選ぶ。
【０１８５】
このように高利得モードの場合と低利得モードの場合の入力インピーダンスどうしが近い値になるようにＺ１を選び、また、高利得モードの場合と低利得モードの場合の出力インピーダンスが近い値になるようにＺ３を選ぶ。
【０１８６】
また、二段目の基本単位回路であるストリップ線路７１２のインピーダンスをＺ２とすると、Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３は通常実数で、かつ次の数１３を満たす場合に、比較的広い周波数範囲で損失が小さくなる。
【０１８７】
【数１３】
Ｚ２＝（Ｚ１・Ｚ３）1/2
従って、次の数１４を満たすようにａを選べばよい。
【０１８８】
【数１４】
Ｚ２＝ａＺ１、
Ｚ３＝ａ2Ｚ１
さらに、周波数範囲を広くするためには段数を増やせばよい。例えば図４の移相器１５として機能する回路部分がストリップ線路である基本単位回路が４段で構成される場合にはＺ１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４をそれぞれ１段目から４段目までの基本単位回路のインピーダンスとする場合、次の数１５を満たすようにａを選べば基本単位回路が３段の場合より広い周波数範囲で損失が小さくなる。
【０１８９】
【数１５】
Ｚ２＝ａＺ１、
Ｚ３＝ａ2Ｚ２
Ｚ４＝ａ3Ｚ３
一般に基本単位回路部分がｎ（ｎは１以上の整数）段で構成されている場合には、次の数１６を満たすようにａを選べばよい。
【０１９０】
【数１６】
Ｚi+1＝ａiＺi
ただし、ｉは、１からｎ−１までの任意の整数である。
【０１９１】
同様にして、図４の移相器１５として機能する回路部分を、線幅が連続的に変化する一つのストリップ線路から構成し、そのストリップ線路の入力側のインピーダンスを基本単位回路が３段構成の場合におけるＺ１とし、そのストリップ線路の出力側のインピーダンスを基本単位回路が３段構成の場合における上記Ｚ３にすればよい。
【０１９２】
また、位相の調整はストリップ線路の全長の長さを変更することにより可能になる。
【０１９３】
また、ストリップ線路７１１、７１２、７１３がマイクロストリップラインとして構成されている場合には次のようにすれば各ストリップ線路７１１、７１２、７１３のようにしてストリップ線路７１１、７１２、７１３のインピーダンスを求めることが出来る。
【０１９４】
すなわち、図２４にこのような基本単位回路であるマイクロストリップライン８２を示す。マイクロストリップライン８２は、誘電体８１上に形成されており、マイクロストリップライン８２の誘電体８１とは反対側には誘電体が形成されていない。マイクロストリップライン８２の幅を、ｗとし、誘電体８１の高さをｈとし、誘電体８１の誘電率をεrとする。この場合ｗ／ｈが１以下の場合には、マイクロストリップライン８２のインピーダンスＺ0は次の数１７のように近似出来る。
【０１９５】
【数１７】
0004216033.tif 000002
また、ｗ／ｈが１以上の場合にはマイクロストリップライン８２のインピーダンスＺ0は次の数１８のように近似出来る。
【０１９６】
【数１８】
0004216033.tif 000003
ただし、εreは次の数１９で表される。
【０１９７】
【数１９】
0004216033.tif 000004
従って、マイクロストリップライン８２の幅ｗ等を調整することにより、例えば数１６を満たすような各基本単位回路を得ることが出来る。
【０１９８】
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の遅れ量と実質上同じ位相遅れ量である信号が出力端子Ｐ２から出力される。
【０１９９】
このように、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、かつ、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより小さい場合であっても、高利得モードから低利得モードへ切り替えるまたは低利得モードから高利得モードに切り替えた場合に出力端子Ｐ２から出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０２００】
なお、図１２の可変利得増幅装置３６は、線幅の異なるストリップ線路７１１、７１２、７１３を用いてインピーダンスを変化させているが、異なる比誘電率または異なる厚さの誘電体を用いてインピーダンスを変化させてもよい。
【０２０１】
なお、ストリップ線路７１１，７１２、７１３の代わりに特性インピーダンスがＺ１からＺ４まで変化するテーパを持った線路を用いてもよい。
【０２０２】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３６も、第３の実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０２０３】
なお、可変利得増幅装置３６についても第３の実施の形態で説明したように平衡型の回路で構成することも出来る。
【０２０４】
また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きく、また受信信号の通過位相が遅れる場合には、図４の移相器１５に相当する回路部分を以下のように変更すれば、本実施の形態と同等の効果を得ることが出来る。
【０２０５】
すなわち、図１３の可変利得増幅装置３７は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きいものである。
【０２０６】
図４の移相器１５に相当する部分は、ストリップ線路８１１，８１２、８１３から構成されている。ストリップ線路８１１の一方はスイッチング素子１２１の一方に接続しており、ストリップ線路８１１の他方はストリップ線路８１２の一方に接続しており、ストリップ線路８１２の他方はストリップ線路８１３の一方に接続している。また、ストリップ線路８１３の他方はスイッチング素子１２２に接続している。
【０２０７】
また、この回路の部分は、第３の実施の形態と同様に位相を調整する。
【０２０８】
すなわち、ストリップ線路８１１のインピーダンスの値と、ストリップ線路８１２のインピーダンスの値と、ストリップ線路８１３のインピーダンスの値との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。ただし、ａは１より小さい所定の値に調整されている。つまり、ａは、高利得モードの場合に入力端子Ｐ１から入力された受信信号の位相に対する出力端子Ｐ２から出力された受信信号の位相の遅れ量と同じ位相遅れ量となるように予め設計された値である。このａの値は上記と同様にして決定することが出来る。
【０２０９】
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の遅れ量と実質上同じ位相遅れ量である信号が出力端子Ｐ２から出力される。
【０２１０】
このように、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、かつ、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きい場合であっても、高利得モードから低利得モードへ切り替えるまたは低利得モードから高利得モードに切り替えた場合に出力端子Ｐ２から出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０２１１】
なお、ストリップ線路８１１，８１２、８１３の代わりに特性インピーダンスがＺ１からＺ４まで変化するテーパを持った線路を用いてもよい。
【０２１２】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３７も、第３の実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０２１３】
なお、可変利得増幅装置３７についても第３の実施の形態で説明したように平衡型の回路で構成することも出来る。
【０２１４】
（第５の実施の形態）
次に、本発明に関連する発明の第５の実施の形態について説明する。
【０２１５】
図１４に第５の実施の形態の可変利得増幅装置３８の回路図を示す。
【０２１６】
本実施の形態の可変利得増幅装置３８は、図４の移相器１５に対応する部分を平行２線路で構成したものである。
【０２１７】
また、可変利得増幅装置３８は、第３の実施の形態の平衡型の可変利得増幅装置３２の移相器１５に対応する部分を平行２線路に置き換えたものに相当する。
【０２１８】
このように、本実施の形態の可変利得増幅装置３８は、平衡型の回路を有するものである。
【０２１９】
なお、第３の実施の形態と同一部分には同一符号を付し詳細な説明を省略する。
【０２２０】
可変利得増幅装置３８は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスよりも小さいものである。
【０２２１】
可変利得増幅装置３８のうち、図４の移相器１５に相当する部分は、平行２線路９１１ａ、９１１ｂ、平行２線路９１２ａ、９１２ｂ、平行２線路９１３ａ、９１３ｂから構成されている。平行２線路９１１ａ、９１１ｂの各線路は、それぞれその一方がスイッチング素子１２１ａ、１２１ｂに接続されており、その他方は、それぞれ平行２線路９１２ａ、９１２ｂの各線路の一方に接続されている。また、平行２線路９１２ａ、９１２ｂの各線路の他方は、それぞれ平行２線路９１３ａ、９１３ｂの各線路の一方に接続されている。平行２線路９１３ａ、９１３ｂの各線路の他方は、それぞれ、スイッチング素子１２２ａ、１２２ｂに接続されている。
【０２２２】
また、平行２線路９１１ａ、９１１ｂ、平行２線路９１２ａ、９１２ｂ、平行２線路９１３ａ、９１３ｂは、それぞれアルミ線で構成している。なお、平行２線路９１１ａ、９１１ｂ、平行２線路９１２ａ、９１２ｂ、平行２線路９１３ａ、９１３ｂを、銅配線、または金配線で構成することも出来る。
【０２２３】
次に、このような本実施の形態の動作を第３の実施の形態との相違点を中心に説明する
図４の移相器１５として機能する回路部分は、第３の実施の形態と同様に位相を調整する。
【０２２４】
すなわち、平行２線路９１１ａ、９１１ｂの各線路どうしの間隔と、平行２線路９１２ａ、９１２ｂの各線路どうしの間隔と、平行２線路９１３ａ、９１３ｂの各線路同士の間隔との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。ただし、ａは１より小さい所定の値に調整されている。つまり、ａは、高利得モードの場合に入力端子Ｐ１ａ、Ｐ１ｂから入力された受信信号の位相に対する出力端子Ｐ２ａ、Ｐ２ｂから出力された受信信号の位相の遅れ量と同じ位相遅れ量となるように予め設計された値である。
【０２２５】
平行２線路は線幅によって入出力のインピーダンスが決まるので、第４の実施の形態で説明したストリップ線路と同様にしてａを決定することが出来る。
【０２２６】
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の遅れ量と実質上同じ位相遅れ量である信号が出力端子Ｐ２ａ、Ｐ２ｂから出力される。
【０２２７】
このように、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、かつ、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより小さい場合であっても、高利得モードから低利得モードへ切り替えるまたは低利得モードから高利得モードに切り替えた場合に出力端子Ｐ２ａ、Ｐ２ｂから出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０２２８】
なお、平行２線路９１１ａ、９１１ｂ、９１２ａ、９１２ｂ、９１３ａ、９１３ｂの代わりに線路の幅の入出力の比が１：ａ2となるように線路幅が徐々に変化する２線路を用いてもよい。
【０２２９】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３８も、第３の実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０２３０】
また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きく、また受信信号の通過位相が遅れる場合には、図４の移相器１５に相当する回路部分を以下のように変更すれば、本実施の形態と同等の効果を得ることが出来る。
【０２３１】
すなわち、図１５の可変利得増幅装置３９は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、また、図４の増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きいものである。
【０２３２】
可変利得増幅装置３９のうち、図４の移相器１５に相当する部分は、平行２線路１０１１ａ、１０１１ｂ、平行２線路１０１２ａ、１０１２ｂ、平行２線路１０１３ａ、１０１３ｂから構成されている。平行２線路１０１１ａ、１０１１ｂの各線路は、それぞれその一方がスイッチング素子１２１ａ、１２１ｂに接続されており、その他方は、それぞれ平行２線路１０１２ａ、１０１２ｂの各線路の一方に接続されている。また、平行２線路１０１２ａ、１０１２ｂの各線路の他方は、それぞれ平行２線路１０１３ａ、１０１３ｂの各線路の一方に接続されている。平行２線路１０１３ａ、１０１３ｂの各線路の他方は、それぞれ、スイッチング素子１２２ａ、１２２ｂに接続されている。
【０２３３】
また、この回路の部分は、第３の実施の形態と同様に位相を調整する。
【０２３４】
すなわち、平行２線路１０１１ａ、１０１１ｂの各線路どうしの間隔と、平行２線路１０１２ａ、１０１２ｂの各線路どうしの間隔と、平行２線路１０１３ａ、１０１３ｂの各線路同士の間隔との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。ただし、ａは１より大きい所定の値に調整されている。つまり、ａは、高利得モードの場合に入力端子Ｐ１ａ、Ｐ１ｂから入力された受信信号の位相に対する出力端子Ｐ２ａ、Ｐ２ｂから出力された受信信号の位相の遅れ量と同じ位相遅れ量となるように予め設計された値である。平行２線路は線幅によって入出力のインピーダンスが決まるので、第４の実施の形態で説明したストリップ線路と同様にしてａを決定することが出来る。
【０２３５】
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の遅れ量と実質上同じ位相遅れ量である信号が出力端子Ｐ２ａ、Ｐ２ｂから出力される。
【０２３６】
このように、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、かつ、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きい場合であっても、高利得モードから低利得モードへ切り替えるまたは低利得モードから高利得モードに切り替えた場合に出力端子Ｐ２ａ、Ｐ２ｂから出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０２３７】
なお、平行２線路１０１１ａ、１０１１ｂ、１０１２ａ、１０１２ｂ、１０１３ａ、１０１３ｂの代わりに線路の幅の入出力の比が１：ａ2となるように線路幅が徐々に変化する２線路を用いてもよい。
【０２３８】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置３９も、第３の実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０２３９】
（第６の実施の形態）
次に、本発明の第６の実施の形態について説明する。
【０２４０】
図１６に第６の実施の形態の可変利得増幅装置４０の回路図を示す。
【０２４１】
本実施の形態の可変利得増幅装置４０は、図４の移相器１５に対応する部分をキャパシタとインダクタとで構成したものである。
【０２４２】
なお、第３の実施の形態と同一部分には同一符号を付し詳細な説明を省略する。
【０２４３】
本実施の形態の可変利得増幅装置４０は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が進み、また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスよりも小さいものである。
【０２４４】
また、第３の実施の形態の可変利得増幅装置３３とは図４の移相器１５に相当する部分が異なっている。
【０２４５】
すなわち、図４の移相器１５に相当する部分は、キャパシタ１１１４、１１１５、１１１６と、インダクタ１１１１、１１１２、１１１３から構成されている。可変利得増幅装置４０は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が進み、また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより小さいものである。
【０２４６】
可変利得増幅装置４０のうち、図４の移相器１５に相当する部分は、スイッチング素子１２１の一方にキャパシタ１１１４の一方が接続され、さらにキャパシタ１１１４の一方に接地されたインダクタ１１１１が接続されている。キャパシタ１１１４の他方には、接地されたインダクタ１１１２が接続されるとともに、キャパシタ１１１５の一方が接続されている。キャパシタ１１１５の他方には接地されたインダクタ１１１３が接続されるとともに、キャパシタ１１１６の一方が接続されている。キャパシタ１１１６の他方には、スイッチング素子１２２の一方が接続されている。
【０２４７】
なお、インダクタ１１１１、１１１２、１１１３はアルミ配線で構成し、キャパシタ１１１４、１１１５、１１１６はＭＯＳキャパシタで構成し、キャパシタ及びインダクタを接続する配線は金配線で構成した。なお、インダクタ１１１１、１１１２、１１１３を銅配線で構成してもよく、またキャパシタ１１１４、１１１５、１１１６はＭＩＭキャパシタで構成してもよい。
【０２４８】
次に、このような本実施の形態の動作を第３の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【０２４９】
可変利得増幅装置４０のうち、図４の移相器１５として機能する回路部分は、第３の実施の形態と同様に位相を調整する。
【０２５０】
すなわち、インダクタ１１１１のインダクタンス値と、インダクタ１１１２のインダクタンス値と、インダクタ１１１３のインダクタンス値との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。また、キャパシタ１１１４のキャパシタンス値と、キャパシタ１１１５のキャパシタンス値とキャパシタ１１１６のキャパシタンス値との関係は、ａ2：ａ：１の関係にある。ただし、ａは１より大きい所定の値に調整されている。つまり、ａは、高利得モードの場合に入力端子Ｐ１から入力された受信信号の位相に対する出力端子Ｐ２から出力された受信信号の位相の進み量と同じ位相進み量となるように予め調整された値である。このａの値の決定は、第３の実施の形態で説明したａの決定方法で、抵抗をインダクタに置き換えたものと同様である。また、第３の実施の形態の抵抗の代わりにインダクタを用いたので、通過損失が第３の実施の形態のものよりより少なくなる。
【０２５１】
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の進み量と実質上同じ位相進み量である信号が出力端子Ｐ２から出力される。
【０２５２】
このように、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が進み、かつ、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより小さい場合であっても、高利得モードから低利得モードへ切り替えるまたは低利得モードから高利得モードに切り替えた場合に出力端子Ｐ２から出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０２５３】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置４０も、第３の実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０２５４】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置４０は不平衡型の回路として説明したが、平衡型の回路として実現することも出来る。
【０２５５】
すなわち、図１７に本実施の形態の可変利得増幅装置４０を平衡型の回路として実現した可変利得増幅装置４１を示す。
【０２５６】
図１７の可変利得増幅装置４１は、第３の実施の形態の可変利得増幅装置３２の移相器１５に相当する部分をキャパシタ１１１４ａ、１１１４ｂ、１１１５ａ、１１１５ｂ、１１１６ａ、１１１６ｂ及びインダクタ１１１１、１１１２、１１１３で置き換えたものである。それ以外は第３の実施の形態と同様である。
【０２５７】
このように、平衡型の回路を有する可変利得増幅装置４１を用いても本実施の形態と同等の効果を得ることが出来る。
【０２５８】
なお、図１７の可変利得増幅装置４１では、高利得モードで使用する場合に、図４の増幅器１３に対応する回路部分を受信信号が通過することによって、入力端子Ｐ１に入力される受信信号の位相より出力端子Ｐ２から出力される受信信号の位相が進み、かつトランジスタ１０１のベースへの入力インピーダンスがトランジスタ１０２のコレクタの出力インピーダンスより小さい場合に付いて説明したが、図４の増幅器１３に対応する回路部分の特性がそれ以外の場合には図４の移相器１５に対応する回路部分を変更する必要がある。
【０２５９】
まず、図１８にこのような移相器１５に対応する回路部分を変更した可変利得増幅装置４２の回路図を示す。可変利得増幅装置４２は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が進み、また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きいものである。
【０２６０】
可変利得増幅装置４２のうち、図４の移相器１５に相当する部分は、スイッチング素子１２１の一方にキャパシタ１３１４の一方が接続され、キャパシタ１３１４の他方には接地されたインダクタ１３１１が接続されるとともに、キャパシタ１３１５の一方に接続されている。キャパシタ１３１５の他方には接地されたインダクタ１３１２が接続されるとともに、キャパシタ１３１６の一方に接続されている。キャパシタ１３１６の他方には、接地されたインダクタ１３１３が接続されるとともに、スイッチング素子１２２の一方に接続されている。
【０２６１】
可変利得増幅装置４２のうち、図４の移相器１５として機能する回路部分は、第３の実施の形態と同様に位相を調整する。
【０２６２】
すなわち、インダクタ１３１１のインダクタンス値と、インダクタ１３１２のインダクタンス値と、インダクタ１３１３のインダクタンス値との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。また、キャパシタ１３１４のキャパシタンス値と、キャパシタ１３１５のキャパシタンス値とキャパシタ１３１６のキャパシタンス値との関係は、ａ2：ａ：１の関係にある。ただし、ａは１より小さい所定の値に調整されている。つまり、ａは、高利得モードの場合に入力端子Ｐ１から入力された受信信号の位相に対する出力端子Ｐ２から出力された受信信号の位相の進み量と同じ位相進み量となるように予め設計された値である。このａの値の決定は、第３の実施の形態で説明したａの決定方法で、抵抗をインダクタに置き換えたものと同様である。また、第３の実施の形態の抵抗の代わりにインダクタを用いたので、通過損失が第３の実施の形態のものよりより少なくなる。
【０２６３】
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の進み量と実質上同じ位相進み量である信号が出力端子Ｐ２から出力される。
【０２６４】
このように、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が進み、かつ、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きい場合であっても、高利得モードから低利得モードへ切り替えるまたは低利得モードから高利得モードに切り替えた場合に出力端子Ｐ２から出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０２６５】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置４２も、第３の実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０２６６】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置４２についても本実施の形態で説明したように平衡型の回路で構成することも出来る。
【０２６７】
また、図１９にこのような移相器１５に対応する回路部分を変更した他の可変利得増幅装置４３の回路図を示す。図１９の可変利得増幅装置４３は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより小さいものである。
【０２６８】
すなわち、図４の移相器１５に相当する部分は、スイッチング素子１２１の一方にインダクタ１４１４の一方が接続され、インダクタ１４１４の一方には接地されたキャパシタ１４１１が接続されるとともに、インダクタ１４１４の他方にはインダクタ１４１５の一方が接続さるとともに、接地されたキャパシタ１４１２が接続されている。インダクタ１４１５の他方には接地されたキャパシタ１４１３が接続されるとともに、インダクタ１４１５の他方はインダクタ１４１６の一方に接続されている。また、インダクタ１４１６の他方にはスイッチング素子１２２の一方が接続されている。
【０２６９】
図４の移相器１５として機能する回路部分は、本実施の形態と同様に位相を調整する。
【０２７０】
すなわち、インダクタ１４１４のインダクタンス値と、インダクタ１４１５のインダクタンス値と、インダクタ１４１６のインダクタンス値との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。また、キャパシタ１４１１のキャパシタンス値と、キャパシタ１４１２のキャパシタンス値とキャパシタ１４１３のキャパシタンス値との関係は、ａ2：ａ：１の関係にある。ただし、ａは１より大きい所定の値に調整されている。つまり、ａは、高利得モードの場合に入力端子Ｐ１から入力された受信信号の位相に対する出力端子Ｐ２から出力された受信信号の位相の遅れ量と同じ位相遅れ量となるように予め設計された値である。このａの値の決定は、第３の実施の形態で説明したａの決定方法で、抵抗をインダクタに置き換えたものと同様である。また、第３の実施の形態の抵抗の代わりにインダクタを用いたので、通過損失が第３の実施の形態のものよりより少なくなる。
【０２７１】
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の遅れ量と実質上同じ位相遅れ量である信号が出力端子Ｐ２から出力される。
【０２７２】
このように、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、かつ、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより小さい場合であっても、高利得モードから低利得モードへ切り替えるまたは低利得モードから高利得モードに切り替えた場合に出力端子Ｐ２から出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０２７３】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置４３も、第３の実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０２７４】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置４３についても本実施の形態で説明したように平衡型の回路で構成することも出来る。
【０２７５】
また、図２０にこのような移相器１５に対応する回路部分を変更した他の可変利得増幅装置４４の回路図を示す。図２０の可変利得増幅装置４４は、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、また、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きいものである。
【０２７６】
図４の移相器１５に相当する部分は、スイッチング素子１２１の一方にインダクタ１５１４の一方が接続され、インダクタ１５１４の他方には、接地されたキャパシタ１５１１が接続されるとともに、インダクタ１５１４の他方にはインダクタ１５１５の一方が接続さている。インダクタ１５１５の他方には接地されたキャパシタ１５１２が接続されるとともに、インダクタ１５１５の他方はインダクタ１５１６の一方に接続されている。インダクタ１５１６の他方には接地されたキャパシタ１５１３が接続されるとともに、インダクタ１５１６の他方にスイッチング素子１２２の一方が接続されている。
【０２７７】
図４の移相器１５として機能する回路部分は、本実施の形態と同様に位相を調整する。
【０２７８】
すなわち、インダクタ１５１４のインダクタ値と、インダクタ１５１５のインダクタ値と、インダクタ１５１６のインダクタ値との関係は、１：ａ：ａ2の関係にある。また、キャパシタ１５１１のキャパシタンス値と、キャパシタ１５１２のキャパシタンス値とキャパシタ１５１３のキャパシタンス値との関係は、ａ2：ａ：１の関係にある。ただし、ａは１より小さい所定の値に調整されている。つまり、ａは、高利得モードの場合に入力端子Ｐ１から入力された受信信号の位相に対する出力端子Ｐ２から出力された受信信号の位相の遅れ量と同じ位相遅れ量となるように予め設計された値である。このａの値の決定は、第３の実施の形態で説明したａの決定方法で、抵抗をインダクタに置き換えたものと同様である。また、第３の実施の形態の抵抗の代わりにインダクタを用いたので、通過損失が第３の実施の形態のものよりより少なくなる。
【０２７９】
従って、この回路部分を通過することによって、高利得モードの場合の通過位相の遅れ量と実質上同じ位相遅れ量である信号が出力端子Ｐ２から出力される。
【０２８０】
このように、高利得モードの場合の受信信号の通過位相が遅れ、かつ、増幅器１３に相当する部分の入力インピーダンスがその部分の出力インピーダンスより大きい場合であっても、高利得モードから低利得モードへ切り替えるまたは低利得モードから高利得モードに切り替えた場合に出力端子Ｐ２から出力される信号の位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る。
【０２８１】
なお、本実施の形態の可変利得増幅装置４４も、第３の実施の形態の可変利得増幅装置３０と同様にスイッチング素子１２１、１２２、１２３の少なくとも一端が０電位となる構成としてもよい。これにより、スイッチング素子が確実にオン／オフされ、またオン時の挿入損失が改善される。
【０２８２】
なお、可変利得増幅装置４４についても本実施の形態で説明したように平衡型の回路で構成することも出来る。
【０２８３】
（第７の実施の形態）
次に、本発明に関連する発明の第７の実施の形態について説明する。
【０２８４】
図２７に、本実施の形態の無線通信装置を示す。同図において、携帯電話端末は、アンテナ１、アンテナ共用器２、送信回路部３、可変利得増幅装置４、ミキサ７、フィルタ８、復調器２７１１、ベースバンド信号処理回路２７１２、信号レベル検出回路２７１３、制御回路２７１４から構成される。また、可変利得増幅装置４、ミキサ７、フィルタ８、復調器２７１１、及びベースバンド信号処理回路２７１２は受信回路部を構成する。
【０２８５】
アンテナ１からフィルタ８は従来の技術と同じであるため、説明を省略する。復調器２７１１は、フィルタ８から出力された信号からベースバンド信号を復調する回路である。ベースバンド信号処理回路２７１２は復調された信号をデジタルデータとして処理する回路である。信号レベル検出回路２７１３はミキサ７の入力または出力の信号レベルを検出する回路である。制御回路２７１４は信号レベル検出回路２７１３のレベルに応じて可変利得増幅装置４を高利得モードまたは低利得モードに切換える回路である。
【０２８６】
また、可変利得増幅装置４は、本発明及び本発明に関連する発明の、第１から第６の実施の形態の可変利得増幅装置である。
【０２８７】
次に、本実施の形態の無線通信装置の動作を説明する。
【０２８８】
アンテナ１で受信された受信信号は、アンテナ共用器２を介して可変利得増幅装置４で増幅される。そして、ミキサ７は、可変利得増幅装置４で増幅された受信信号を中間周波数の信号に変換し、フィルタ８は、変換された中間周波数の信号の不要周波数成分を低減する。復調器２７１１は中間周波数の信号をＩＱのベースバンド信号に変換し、ベースバンド信号処理回路２７１２はベースバンド信号をベースバンド部でデジタル音声データに復元する。
【０２８９】
信号レベル検出回路２７１３では、ミキサ７の入力または出力の信号レベルを検出する。制御回路２７１４は、信号レベル検出回路２７１３からのレベル検出信号を受け、受信信号レベルが大きいと判断したときは、可変利得増幅装置４の増幅器を動作させるための電源電圧の供給を停止し、また可変利得増幅装置４のスイッチング素子をオン状態になるように制御する。従って、アンテナ共用器２から入力される大きな受信信号は、可変利得増幅装置４の増幅器で増幅されることなく、可変利得増幅装置４のスイッチング素子を通過してミキサ７に出力される。すなわち、可変利得増幅装置４は低い利得で動作する。
【０２９０】
一方、受信信号レベルが小さいと判断したときは、可変利得増幅装置４の増幅器を動作させるための電源電圧を供給し、また、可変利得増幅装置４のスイッチング素子をオフ状態になるように制御する。従って、アンテナ共用器２から入力される微弱な受信信号は、可変利得増幅装置４のスイッチング素子を通過することなく、可変利得増幅装置４の増幅器で増幅されて、ミキサ７に出力される。すなわち、可変利得増幅装置４は高い利得で動作する。
【０２９１】
この場合に可変利得増幅装置４として、本発明及び本発明に関連する発明の第１から第６の実施の形態の可変利得増幅装置を用いることにより、可変利得増幅装置４を低利得モードから高利得モードに切り替えた際、または高利得モードから低利得モードに切り替えた際に、可変利得増幅装置４から出力される信号の位相が不連続的に変化せず、位相変調の信号に対して正常な復調が出来る無線通信装置を実現できる。
【０２９２】
また、信号レベル検出回路をＩＦフィルタより後段に接続した場合と比較して、信号レベルの変化に対する応答が早いという利点がある。
【０２９３】
なお、図２７においてはミキサ７の入力または出力でレベル検出を行ったが、図２８に示すように復調器２７１１でレベル検出を行ってもよい。ミキサ７の入力または出力では所望波と妨害波の両方を受信した場合に両者の区別ができない。そのため、図２７の無線通信装置では、場合によっては所望波のレベルが低いのにも関わらず、高いレベル妨害波に対応して低利得モードに切り換わり、所望波が雑音に埋もれて正しく受信できなくなる可能性がある。これに対して図２８の構成では、ＩＦフィルタの後段である復調器２７１１でレベル検出を行うため、所望波のみのレベルに応じて利得を切り換わり、上記の問題が解決される。
【０２９４】
また、図２９に示すようにベースバンド信号処理回路２７１２においてデジタル的にレベル検出を行ってもよい。この構成にすることにより、図２８と同様の効果がありかつデジタル処理が可能であるため、より容易にレベル検出が可能である。
【０２９５】
なお、図３０に示すように、ミキサ７の入力または出力と復調器２７１１の両方でレベル検出を行ってもよい。図２８〜２９のシステムでは所望波レベルが低く、妨害波レベルが高い場合、低利得モードに切り換らないため、通常は所望波を正しく受信できる。しかしながら、さらに大きな妨害波が入った場合、可変利得増幅装置４の増幅器が飽和し、利得の低下、雑音指数の劣化が生じるため、所望波が正しく受信できなくなる可能性がある。これに対して図３０の構成では、ミキサ７で所望波と妨害波トータルのレベルを検出し、復調器２７１１で所望波のレベルを検出する。これにより、所望波レベル、妨害波レベルが各々わかる。ここで、所望波レベルがあるレベル以下でかつ妨害波レベルがあるレベル以上の場合は増幅器の消費電流を増やすことにより、上記の問題が解決される。
【０２９６】
なお、図３０ではＩＦフィルタの前段と後段で受信信号レベルを検出したが、ベースバンドフィルタの前段と後段で受信信号レベルを検出しても同様の効果が得られる。
【０２９７】
【発明の効果】
以上説明したところから明らかなように、本発明は、可変利得増幅装置の利得を切り替えても可変利得増幅装置から出力される位相が不連続的に変化するのを十分小さくすることが出来る可変利得増幅装置を提供することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に関連する発明の第１の実施の形態における可変利得増幅装置の構成を示す図
【図２】本発明に関連する発明の第１の実施の形態における可変利得増幅装置の他の構成を示す図
【図３】本発明に関連する発明の第１の実施の形態における可変利得増幅装置の他の構成を示す図
【図４】本発明に関連する発明の第２の実施の形態における可変利得増幅装置の構成を示す図
【図５】本発明に関連する発明の第２の実施の形態における可変利得増幅装置の他の構成を示す図
【図６】本発明の第３の実施の形態における可変利得増幅装置の回路図
【図７】本発明の第３の実施の形態における平衡型の回路を有する可変利得増幅装置の回路図
【図８】本発明の第３の実施の形態における他の構成の可変利得増幅装置の回路図
【図９】本発明の第３の実施の形態における他の構成の可変利得増幅装置の回路図
【図１０】本発明の第３の実施の形態における他の構成の可変利得増幅装置の回路図
【図１１】本発明の第３の実施の形態における可変利得増幅装置に用いられる高周波スイッチング素子の断面構成を示す模式図
【図１２】本発明に関連する発明の第４の実施の形態におけるストリップラインを用いた可変利得増幅装置の回路図
【図１３】本発明に関連する発明の第４の実施の形態におけるストリップラインを用いた他の構成の可変利得増幅装置の回路図
【図１４】本発明に関連する発明の第５の実施の形態における平行２線路を用いた可変利得増幅装置の回路図
【図１５】本発明に関連する発明の第５の実施の形態における平行２線路を用いた他の構成の可変利得増幅装置の回路図
【図１６】本発明の第６の実施の形態における可変利得増幅装置の回路図
【図１７】本発明の第６の実施の形態における平衡型の回路で構成した可変利得増幅装置の回路図
【図１８】本発明の第６の実施の形態における他の構成の可変利得増幅装置の回路図
【図１９】本発明の第６の実施の形態における他の構成の可変利得増幅装置の回路図
【図２０】本発明の第６の実施の形態における他の構成の可変利得増幅装置の回路図
【図２１】可変利得増幅装置を用いた携帯電話端末の構成を示す図
【図２２】（ａ）直交復調器で同期がとれている場合に復調されたベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号の値の組をプロットした図、（ｂ）直交復調器で同期がとれている場合に復調されたベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号の信号波形を示す図
【図２３】（ａ）直交復調器で同期がとれていない場合に復調されたベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号の値の組をプロットした図、（ｂ）直交復調器で同期がとれていない場合に復調されたベースバンドＩ信号及びベースバンドＱ信号の信号波形を示す図
【図２４】マイクロストリップラインの構成図
【図２５】（ａ）本発明に関連する発明の第１の実施の形態における他の構成の可変利得増幅装置の構成を示す図、（ｂ）本発明に関連する発明の第１の実施の形態における他の構成の可変利得増幅装置の構成を示す図
【図２６】本発明に関連する発明の第４の実施の形態の他の構成の可変利得増幅装置の回路図
【図２７】本発明に関連する発明の第７の実施の形態の無線通信装置の構成を示すブロック図
【図２８】本発明に関連する発明の第７の実施の形態の無線通信装置の構成を示すブロック図
【図２９】本発明に関連する発明の第７の実施の形態の無線通信装置の構成を示すブロック図
【図３０】本発明に関連する発明の第７の実施の形態の無線通信装置の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１３  増幅器
１４  スイッチング素子
１５  移相器
１６  入力端子
１７  出力端子
１８  可変利得増幅装置
１９  可変利得増幅装置
２０  スイッチング素子
２１  可変利得増幅装置
２２  帰還回路
２３  スイッチング素子
２４  可変利得増幅装置
２５  可変利得増幅装置
３０  可変利得増幅装置
３１  スイッチング素子電源供給端子
３２  可変利得増幅装置
３３  可変利得増幅装置
３４  可変利得増幅装置
３５  可変利得増幅装置
３６  可変利得増幅装置
３７  可変利得増幅装置
１０１、１０１ａ、１０１ｂトランジスタ
１０２、１０２ａ、１０２ｂ  トランジスタ
１０３、１０３ａ、１０３ｂ  インダクタ
１０４、１０４ａ、１０４ｂ  抵抗
１０５、１０５ａ、１０５ｂ  負帰還側キャパシタ
１０６  バイパス用キャパシタ
１０７  バイアス電源回路
１０８  バイアス電源回路
１１１、１１２、１１３  抵抗
１１４、１１４ａ、１１４ｂ、１１５、１１５ａ、１１５ｂ、１１６、１１６ａ、１１６ｂ  キャパシタ
１２１、１２１ａ、１２１ｂ、１２２、１２２ａ、１２２ｂ、１２３、１２３ａ、１２３ｂ  スイッチング素子
１２４、１２４ａ、１２４ｂ  インバータ
１３１、１３１ａ、１３１ｂ  入力側キャパシタ
１３２、１３２ａ、１３２ｂ  チョークコイル
１３３、１３３ａ、１３３ｂ  出力側キャパシタ
３１１、３１２、３１３  抵抗
３１４、３１５、３１６  キャパシタ
４１１、４１２、４１３  キャパシタ
４１４、４１５、４１６  抵抗
５１１、５１２、５１３  キャパシタ
５１４、５１５、５１６  抵抗
６０１  半導体基板
６０２  ｎ型ウェル
６０３  ｐ型ウェル
６０４  ゲート絶縁膜
６０５  ゲート電極
６０６  ドレイン層
６０７  ソース層
６０８  トレンチ部
６０９  トレンチ部
６１０、６１１、６１２  抵抗
Ｐ３  電圧制御端子
Ｐ１０  入力ノード
Ｐ２０  出力ノード
７１１、７１２、７１３  ストリップ線路
８１１、８１２、８１３  ストリップ線路
９１１ａ、９１１ｂ  線路
９１２ａ、９１１ｂ  線路
９１３ａ、９１３ｂ  線路
１０１１ａ、１０１１ｂ  線路
１０１２ａ、１０１２ｂ  線路
１０１３ａ、１０１３ｂ  線路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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