(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
制限包絡線ディジタル通信送信回路（２２）であって、
連続する単位ボー間隔（６４）の各々について位相ポイントを生成するように構成された位相マッパ（４４）と、
前記位相マッパ（４４）に結合された、各位相ポイントからのエネルギーが複数の単位ボー間隔（６４）に渡って拡散する濾波された信号ストリーム（７４）を生成するように構成されている第１のパルス拡散性フィルタ（７６）と、
前記濾波された信号ストリーム（７４）に応答する入力を有し、かつ制限帯域幅エラー信号ストリーム（１０８）を生成するように構成されている第２のパルス拡散性フィルタ（１３４）と、
前記濾波された信号ストリーム（７４）と前記制限帯域幅エラー信号ストリーム（１０８）とを結合するように構成されている結合回路（１１０）と、
前記第１のパルス拡散性フィルタ（７６）及び結合回路（１１０）の間を接続する遅延素子（１３８）と、を備える、制限包絡線ディジタル通信送信回路。
【請求項２】
前記第１のパルス拡散性フィルタ（７６）は、パルス入力がある瞬間においてバーストのピークを発生させ、かつ実質的に前記バーストのピークから離れた整数の単位ボー間隔においてバーストのゼロを発生させるように構成されている、請求項１記載の制限包絡線ディジタル通信送信回路。
【請求項３】
前記第１及び第２のパルス拡散性フィルタ（７６、１３４）は各々、パルス入力がある瞬間においてバーストのピークを発生させ、かつ実質的に前記バーストのピークから離れた整数の単位ボー間隔においてバーストのゼロを発生させるように構成されている、請求項１記載の制限包絡線ディジタル通信送信回路。
【請求項４】
前記位相マッパ（４４）は、前記位相ポイントの一部分（６０）が前記位相ポイントの他の部分（６２）とは異なる規模を示すように構成されている、請求項１記載の制限包絡線ディジタル通信送信回路。
【請求項５】
前記結合回路（１１０）に結合された実質的に線形である増幅器（１４６）をさらに備える、請求項４記載の制限包絡線ディジタル通信送信回路。
【請求項６】
前記結合回路（１１０）は、前記濾波された信号ストリームと前記制限帯域幅エラー信号ストリームとを結合して前記濾波された信号ストリームのピーク規模成分を減少させるように構成されている、請求項１記載の制限包絡線ディジタル通信送信回路。
【請求項７】
前記第１及び第２のパルス拡散性フィルタ（７６、１３４）間に結合された、前記濾波された信号ストリームが閾値を超える規模を提示するとこれを同定するための手段（１２２）をさらに備える、請求項１記載の制限包絡線ディジタル通信送信回路。
【請求項８】
前記第１及び第２のパルス拡散性フィルタ（７６、１３４）間に結合された、前記濾波された信号ストリームが閾値を超える規模を提示するとパルスによって前記第２のパルス拡散性フィルタ（１３４）を駆動するための弁別回路（１２８）をさらに備え、前記パルスは、前記濾波された信号ストリームの規模と前記閾値とに応答する規模を有する、請求項１記載の制限包絡線ディジタル通信送信回路。
【請求項９】
前記位相マッパ（４４）に結合されたインターリーバ（４０）をさらに備える、請求項１記載の制限包絡線ディジタル通信送信回路。
【請求項１０】
ディジタル通信システム（２０）において、制限包絡線通信信号（２６）を送信するための方法であって、
（ａ）位相ポイントのストリーム（５０）を濾波して濾波された信号ストリーム（７４）を生成するステップを含み、前記濾波された信号ストリームは、複数の単位ボー間隔（６４）に渡って拡散された各位相ポイント（５４）からのエネルギーを有し、さらに、
（ｂ）前記濾波された信号ストリーム（７４）から制限帯域幅エラー信号ストリーム（１０８）を生成するステップと、
（ｃ）前記濾波された信号ストリーム（７４）を遅延させるステップと、
（ｄ）前記濾波された信号ストリーム（７４）を遅延させた後に、前記濾波された信号ストリーム（７４）と前記制限帯域幅エラー信号ストリーム（１０８）とを結合して制限包絡線信号ストリーム（１１２）を生成するステップと、
（ｅ）前記制限包絡線信号ストリーム（１１２）を増幅して前記制限包絡線通信信号（２６）を生成するステップと、
（ｆ）前記制限包絡線通信信号（２６）を送信することを含む方法。
【請求項１１】
前記ステップ（ｄ）は、前記濾波された信号ストリームのピーク規模成分を減少させる、請求項１０記載の方法。
【請求項１２】
前記ステップ（ｂ）は、
前記濾波された信号ストリーム（７４）に応答するエラーパルス（１３２）を供給することと、
前記エラーパルス（１３２）を濾波して前記制限帯域幅エラー信号ストリーム（１０８）を生成することを含み、前記制限帯域幅エラー信号ストリーム（１０８）は、複数の単位ボー間隔（６４）に渡って拡散された各エラーパルスからのエネルギーを有する、請求項１０記載の方法。
【請求項１３】
前記供給するステップは、前記濾波された信号ストリームが閾値（１２０）を超える規模を呈示すると少なくとも１つの前記エラーパルスを生成し、前記少なくとも１つのエラーパルスは、前記濾波された信号ストリームの規模と前記閾値とに応答する規模を有する、請求項１２記載の方法。
【請求項１４】
前記位相ポイントのストリームを濾波するステップ（ａ）は、前記位相ポイントの１つがある第１の瞬間においてデータバーストのピークを発生させ、かつ実質的に前記データバーストのピークから離れた整数の単位ボー間隔においてデータバーストのゼロを発生させるように構成され、
前記エラーパルスを濾波するステップは、前記エラーパルスの１つがある第１の瞬間にエラーバーストのピークを発生させ、かつ実質的に前記エラーバーストのピークから離れた整数の単位ボー間隔においてエラーバーストのゼロを発生させるように構成されている、請求項１２記載の方法。
【請求項１５】
前記濾波された信号ストリームが限界信号（１２０）を超える規模を呈示すると、これを同定するステップをさらに備える、請求項１０記載の方法。
【請求項１６】
ディジタル通信システム（２０）において、制限包絡線通信信号（２６）を送信するための方法であって、
（ａ）パルス拡散性フィルタを介して位相ポイントのストリーム（５０）を濾波し、濾波された信号ストリーム（７４）を生成するステップを含み、前記濾波された信号ストリームは、複数の単位ボー間隔（６４）に渡って拡散された各位相ポイント（５４）からのエネルギーを有し、さらに
（ｂ）前記濾波された信号ストリームが限界信号（１２０）を超える規模を呈示する局部ピーク規模を同定するステップと、
（ｃ）前記同定するステップｂ）において同定された各局部ピーク規模についてエラーパルスを生成するステップと、
（ｄ）前記エラーパルスからのエネルギーを複数の単位ボー間隔に渡って拡散させ、制限帯域幅エラー信号ストリームを生成するステップと、
（ｅ）前記濾波された信号ストリーム（７４）を遅延させるステップと、
（ｆ）前記制限帯域幅エラー信号ストリームを前記濾波された信号ストリームに結合して前記局部ピーク規模を低減させることを含む方法。
【請求項１７】
前記濾波するステップ（ａ）は、前記位相ポイントの１つがある第１の瞬間においてデータバーストのピークを発生させ、かつ実質的に前記データバーストのピークから離れた整数の単位ボー間隔においてデータバーストのゼロを発生させるように構成され、
前記ステップ（ｄ）は、前記エラーパルスの１つがある第１の瞬間においてエラーバーストのピークを発生させ、かつ実質的に前記エラーバーストのピークから離れた整数の単位ボー間隔においてエラーバーストのゼロを発生させるように構成されている、請求項１６記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【技術分野】
本発明は、概してディジタル通信の分野に関する。より特定的には、本発明は、制限包絡線ディジタル送信回路に関する。
【０００２】
【背景技術】
無線ディジタル通信システムは、理想的には、通信に実際に必要なものを超える周波数スペクトルの如何なる部分も使用を慎むべきものである。周波数スペクトルのこうした最大効率的な使用は、所与のスペクトル当たり最大数の通信チャンネルを可能にする。しかしながら現実の世界では、不完全な信号増幅のために、幾分かのスペクトル再生（即ち、スペクトル帯域幅の増加）が不可避である。
【０００３】
無線通信システムにおいては、スペクトル再生を最小にする様々な方法論が使用されてきた。従来の方法論の中には、複合的なディジタル信号処理アルゴリズムを使用して、ディジタル式に変調された伝送信号を最小のスペクトル再生に繋がる何らかの方法で変化させるものがある。こうした複合するアルゴリズム的方法論は、ボコーダまたは他の音声データの送信のような低処理能力用途、即ち０．１Ｍｂｐｓ（メガバイト／秒）未満の用途に良く適合している。これは、低処理量により、プロセッサが必要な信号変調を実行する上で膨大かつしばしば繰り返しである計算を実行できるだけの記号間の時間が可能になるためである。残念ながら、高速ビデオデータのような高処理能力用途、即ち０．１Ｍｂｐｓを超える用途では、より速いデータ転送速度での処理に必要な処理電力が実際的でないことから、複合的処理アルゴリズムは使用できない。
【０００４】
ディジタル信号処理方法論は、バースト信号の伝送に使用することができる。バースト伝送の場合、バースト間の間隙時間を使用して、バースト全体に基づく必要な複合計算を実行することができる。この方法論は、連続する（バーストの反対）伝送が使用される場合には実用的でない。
【０００５】
スペクトル帯域幅を最小にする従来形式の変調後パルス整形は、ナイキスト、ルート−ナイキスト、被累乗余弦ロールオフ、他等の何らかのナイキスト形濾波を使用している。ナイキスト形のフィルタは、ほぼ理想的なスペクトルを制限された波形及びほとんど取るに足らない記号間干渉を供給する点で望ましい。これは、何れか所与の位相ポイントデータからのエネルギーが適正なボー間隔のサンプリングの瞬間に先行する位相ポイントデータ及び後続の位相ポイントデータからのエネルギーと干渉しないように、単一の配位位相ポイントのデータを多くの単位ボー間隔へと拡散させることによって実現される。
【０００６】
伝送回路にナイキスト形の濾波を使用すると、スペクトルを制限された波形を有するパルス波形を含む濾波された信号ストリームが生成される。帯域幅においてナイキスト形のパルス波形がどの程度制限されるかは、過剰帯域幅係数の一関数αである。αの値が小さいほど、スペクトル再生において制限されるパルス波形は多くなる。従って、可能な限り小値のαを有することが望ましい。但し、αの値が減少するにつれて、スペクトル制限のない波形の規模に対するスペクトルを制限された波形の規模の割合は増大する。スペクトル制限のない波形は、スペクトル再生を低減させるための対策が何ら講じられない場合に発生する波形である。典型的な設計は、０．１乃至０．５のα値を使用している。例示的なα値である０．２の場合、スペクトルを制限された波形の規模は、制限されない波形の規模の約１．８倍である。これは、正規化されたスペクトル制限のない波形規模電力が１．０である場合には、送信出力増幅器は事実上３．２４（１．８2）の出力電力を供給して、スペクトルを制限された波形を正確に送信できなければならないことを意味している。
【０００７】
スペクトル制限のない最大波形（正規化された１．０）が増幅器の線形領域の頂点または頂点付近にあるように送信出力増幅器がバイアスされている場合、全ての「過電力」は、増幅器が飽和状態になるにつれてクリップされていく。こうしたクリッピングはスペクトル再生の著しい増加をもたらし、ナイキスト形濾波の使用が未然に回避される。
【０００８】
スペクトルを制限された最大波形（正規化された１．８）が増幅器の線形領域の頂点または頂点付近にあるように送信出力増幅器がバイアスされている場合、スペクトル制限のない波形は増幅器の線形ピーク電力の５６パーセント（即ち、１／１．８）でしかない。これは、出力増幅器の非効率的使用をもたらす。
【０００９】
また、スペクトルを制限された波形が増幅器の線形領域の頂点または頂点付近にあるように送信出力増幅器をバイアスするためには、出力増幅器は、スペクトル制限のない波形の送信に必要な電力よりも各段に高い電力でなければならない。こうしたより高い電力の増幅器は本質的に、そのより低い電力の相当物よりコスト高である。
【００１０】
【発明の開示】
本発明の１つの優位点は、スペクトルを制限された波形がクリップされることなく、スペクトル制限のない波形が増幅器の線形領域の頂点または頂点付近にあるように送信出力増幅器をバイアスすることができるような回路及び方法論が提供されることにある。
【００１１】
本発明の他の優位点は、スペクトル再生の著しい増加を実行することなく、スペクトルを制限された波形がスペクトル制限のない波形とほぼ同じ規模を保有することを可能にするような回路及び方法論が提供されることにある。
【００１２】
本発明の他の優位点は、スペクトルを制限された波形が連続性の伝送スキームで使用されることを可能にする回路及び方法論が提供されることにある。
【００１３】
本発明の他の優位点は、送信出力増幅器の効率的な使用を可能にして、所与の出力増幅器及び所与の帯域幅制限に関して先に実行可能であったものよりも高い電力出力を可能にする回路及び方法論が提供されることにある。
【００１４】
本発明の他の優位点は、送信出力増幅器の効率的な使用を可能にしてより低い電力の増幅器を使用する所与の帯域幅制限の実現を可能にし、そのコストの大幅な節約を実行させる回路及び方法論が提供されることにある。
【００１５】
これらの優位点及び他の優位点は、制限包絡線ディジタル通信送信回路により、ある例示的な形式で実現される。本回路は、連続する単位ボー間隔の各々について位相ポイントを生成するように構成された位相マッパを含んでいる。第１のパルス拡散性フィルタは、位相マッパに結合され、かつ内部で各位相ポイントからのエネルギーが複数の単位ボー間隔に渡って拡散される濾波された信号ストリームを発生させるように構成されている。第２のパルス拡散性フィルタは、濾波された信号ストリームに応答する入力を有し、かつ制限帯域幅エラー信号ストリームを発生させるように構成されている。結合回路は、濾波された信号ストリームと制限帯域幅エラー信号ストリームとを結合するように構成されている。
【００１６】
本発明は、図面に関連して考察されている詳細な説明及び特許請求の範囲を参照することにより、より完璧に理解することができる。但し、複数図面における同様の参照番号は、同様のアイテムを指している。
【００１７】
【発明を実行するための最良の態様】
図１は、本発明の好適な実施形態によるディジタル通信システム２０の簡易ブロック図であり、図２は、本発明の好適な実施形態による制限包絡線ディジタル通信送信回路２２のブロック図である。以下、図１及び２を参照して論考する。
【００１８】
図１が示すようなディジタル通信システム２０は、共に無線周波（ＲＦ）放送信号２６を変調しかつ受信アンテナ２８及び受信回路３０に送信するように構成された送信回路２２と送信アンテナ２４を含み、受信アンテナ２８及び受信回路３０は、共にＲＦ放送信号２６を受信しかつ復調するように構成されている。当業者には、図示されているシステム２０の実施形態は論考目的で極度に単純化されたものでしかないことが理解されるであろう。通常の使用では、システム２０は、より多くの構成要素及び放送信号で構成される複雑なシステムであると思われる。システム２０としてこうした複雑な通信システムを使用することは、断じて本発明の精神または添付の特許請求の範囲から逸脱するものでないことは理解されるであろう。さらに、本発明の教示内容はケーブル及び有線ディジタル通信にも適用され得ることから、信号２６はＲＦ信号である必要はない。
【００１９】
送信回路２２は、バイナリ入力信号ストリーム３４を供給するバイナリデータソース３２を有している。バイナリデータソース３２は、入力された信号ストリーム３４を生成する任意の回路、装置またはこれらの組合せであることが可能である。入力された信号ストリーム３４は、任意の所望方法で予め符号化されることが可能なバイナリデータで作られる。即ち、入力された信号ストリーム３４は、使用中の通信スキームにとって望ましい、或いは使用中の通信スキームに必要な符号化、連結性の符号化、リード−ソロモン・ブロック符号化または他の任意の形式の符号化を保有しないデータで作られることが可能である。
【００２０】
本好適な実施形態では、入力された信号ストリーム３４は、重畳式符号器３６の入力へと至る連続するデータストリーム（バーストデータと対照されるもの）である。重畳式符号器３６は、入力された信号ストリーム３４を符号化された信号ストリーム３８へと重畳式に符号化（例えば、Ｖｉｔｅｒｂｉが符号化）する。送信回路２２における重畳式符号器３６及び受信回路３０における同様の重畳式復号器（図示されていない）の使用は、信号全体のエラー率を当業者には十分に理解される方法で大幅に低減させる。但し、符号器３６は、他の代替実施形態ではターボ符号化または他の種類の符号化を適用できる場合があり、他の代替実施形態では重畳式符号器３６をそっくり省くことも可能である。
【００２１】
インターリーバ４０は、符号化された信号ストリーム３８の相関性を時間的に解いてインターリーブされた信号ストリーム４２を生成する。即ち、バイナリ信号ストリームを作り上げている符号が送信回路２２内で時間的に相関を解かれ（つまり分離され）、受信回路３０において時間的に相関される。これは、後述される下流側の送信成分によって生成される相関されたエラーが次に、受信回路３０における重畳的復号化より前に受信回路３０内に位置づけられている相補的なディインターリーバを介して相関を解かれるように行われる。
【００２２】
好適な本実施形態では、インターリーブされた信号ストリーム４２は位相マッパ４４の入力へと至る。当業者には、例えば重畳式符号器３６が省かれている場合など、送信回路２２の全ての実施形態でインターリーバ４０が望まれるわけではないことが理解されるであろう。インターリーバ４０が省略されている場合、符号化された信号ストリーム３８は直接位相マッパ４４に至る。重畳式符号器３６及びインターリーバ４０が双方とも省略されている場合には、バイナリ入力された信号ストリームは直接位相マッパ４４の入力に至る。
【００２３】
図３は、本発明の好適な実施形態による１２の例示的順次位相ポイント５２に渡る直交位相ポイント信号ストリーム５０（図２）の軌跡４８を示す、１６位相ポイント極性振幅及び位相シフトキーイング（１６−Ｐ−ＡＰＳＫ）配位４６を描いたものである。以下、図２及び３を参照して論考する。
【００２４】
位相マッパ４４は、インターリーブされた信号ストリーム４２、符号化された信号ストリーム３８または入力された信号ストリーム３４に存在する記号（即ち、バイナリデータ単位）を位相ポイント配位４６内の位相ポイント５４にマップする。図３では配位４６は１６−Ｐ−ＡＰＳＫ配位として描かれているが、当業者には、本発明による回路及び方法論をあらゆる形式の配位に適用できることが理解されるであろう。本発明は、異なる規模の位相ポイントリングを有する配位、即ち振幅及び位相シフトキーイング（ＡＰＳＫ）配位と併用される場合に特に有益である。信号の振幅変調を要求するＡＰＳＫ配位は直接線形増幅器を使用してその振幅変調を再生することから、これは真実である。
【００２５】
配位４６における各位相ポイント５４は、本例では４つである複数の記号を表している。所与の位相ポイント５４における記号の値は、当業者には周知の方法でその位相ポイント５４の配位４６内の位置を決定する。
【００２６】
直交位相ポイント５４は各々、Ｉがベクトルの同位相（横座標）値でＱが直角位相（縦座標）値であるデカルト座標システムにおいてＩ、Ｑで表示されるベクトル値、またはＭがベクトルの規模でφが位相角である極座標においてＭ、φで表示されるベクトル値を有するものと考えることができる。本論考では、ベクトル規模が最も論議されるベクトル成分であることから、終始Ｍ、φ表記を採用する。
【００２７】
図３が描く例示的な１６−Ｐ−ＡＰＳＫ配位４６では、各位相ポイント５４は、外環５６または内環５８上に存在している。外環５６上に存在する位相ポイント５４は外環または最大規模位相ポイント６０である。即ち、外環の位相ポイント６０は、外環５６の半径で表される最大規模（最大値Ｍ）を有している。論考における便宜上、外環の位相ポイント６０の規模は１．００に正規化されている。
【００２８】
内環の位相ポイント６２、即ち内環５８上に存在する位相ポイント５４は、内環５８の半径で表されるより小さい規模を有している。図３が描く例示的な１６−Ｐ−ＡＰＳＫ配位４６の場合、外環の位相ポイント６０の規模が１．００に正規化されている時点で、内環の位相ポイント６２の規模は望ましくは約０．６３であることが可能である。
【００２９】
図４は、本発明の好適な実施形態による複数の信号ストリームを描いている。以下、図２及び４を参照して論考する。
【００３０】
位相マッパ４４の出力は、位相ポイント信号ストリーム５０である。位相マッパ４４は、単位ボー間隔６４につき１つの位相ポイント５４を処理する。即ち、位相ポイント信号ストリーム５０は、各々が１つの位相ポイント５４を表し、その立上りは別々に存在する単位ボー間隔６４である一連の連続性位相ポイントパルス６６で構成される。当業者には、位相ポイント信号ストリーム５０の他の実施形態も同じく有効であること、使用される実施形態は位相ポイント信号ストリーム５０を生成し処理する回路に依存すること、及びこの信号ストリームまたは任意の他の信号ストリームの他の実施形態の使用は本発明の精神からも添付の特許請求の範囲からも逸脱しないことが理解されるであろう。
【００３１】
図３及び４は、送信回路２２（図２）で処理されるランダムなデータストリームを表す一連の１２の例示的な順次位相ポイント５２を示している。これらの１２の例示的な位相ポイント５２は、ｔ0、ｔ1、ｔ2、ｔ3、ｔ4、ｔ5、ｔ6、ｔ7、ｔ8、ｔ9、ｔ10及びｔ11と標識された時間的な連続位置に存在している。これらのラベルは、単位ボー間隔６４における順次積分時間、即ち積分ボー時間を表し、かつ位相ポイントパルス６６の立上り時間を指示している。本論議を単純化するため、時間ｔNにおける任意の出来事は「出来事ｔN」と称するものとする。例えば、時間ｔ2で発生する例示的な位相ポイント５２は位相ポイントｔ2と称し、立上りが時間ｔ2で発生する関連の位相ポイントパルス６６は位相ポイント信号パルスｔ2と称するものとする。言い替えれば、時間ｔ2では、位相ポイントｔ2がクロックされ、かつ位相ポイント信号パルスｔ2が始動する。１つの単位ボー間隔６４の後、時間ｔ3で位相ポイントｔ3がクロックされ、位相ポイントパルスｔ3が始動する。この工程は、図３に描かれた１２の例示的位相ポイントｔ0乃至ｔ11及び図４の位相ポイント信号ストリーム５０に描かれた１２の対応する位相ポイント信号パルスｔ0乃至ｔ11によって無限に継続される。
【００３２】
位相ポイントｔ0は、１つの外環の位相ポイント６０である。従って、位相ポイント信号パルスｔ0は外環の規模６８を有している。同様に、位相ポイントｔ1は１つの内環の位相ポイント６２であり、位相ポイント信号パルスｔ1は内環の規模７０を有している。下記の表１は、位相ポイント信号パルスｔ0乃至ｔ11の規模を示したものである。
【００３３】
【表１】
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【００３４】
位相ポイント信号ストリーム５０は、配位４６内の軌跡４８を実行する。軌跡４８は、単位ボー間隔６４においては各例示的位相ポイントｔ0乃至ｔ11の位置に一致している。図３における軌跡４８は、隣接する例示的位相ポイント５２間の最短距離（直線）経路を実行するものとして描かれている。当業者には、軌跡４８が単に単純化のためにこのように描かれていること、及び実際の作動では、軌跡４８は例示的位相ポイント５２間を不連続に即ジャンプする、もしくは即時に動作することが理解されるであろう。
【００３５】
図５は、本発明の好適な実施形態による１２の例示的な順次位相ポイント５２に渡る濾波された信号ストリーム７４（図２）の軌跡７２を示す、拡張された位相ポイント配位４６’を描いたものである。以下、図２及び５を参照して論考する。
【００３６】
好適な本実施形態では、位相ポイント信号ストリーム５０は、好適にはナイキスト、ルート−ナイキスト、被累乗余弦ロールオフ、他等のフィルタのようなナイキスト形の濾波として実現されたパルス拡散性フィルタ７６の入力に至る。パルス拡散性フィルタ７６は、位相ポイント信号ストリーム５０を濾波し、図５に描かれた濾波された信号ストリーム７４にする。多重トーン（ＭＴＭ）システムとしても知られる直交周波数分割多重通信（ＯＦＤＭ）システムでは、パルス拡散性フィルタ７６は、トランスマルチプレクサまたは等価回路を使用して実行することができる。
【００３７】
当業者には周知であるシャノンの理論に従って、パルス拡散性フィルタ７６は、少なくとも２つ（本好適な実施形態では２つのみ）の出力される濾波された信号パルス７８、即ち濾波された信号ストリーム７４の複合サンプルを生成する。これらは、各々が入力される位相ポイントパルス６６を受信する。これは、図４に示されている。図４では、濾波された信号ストリーム７４が、単位ボー間隔６４につき２つの濾波された信号パルス７８を処理している。本好適な実施形態では、濾波された信号パルス７８は、交互性のオンタイムパルス８０、即ち単位ボー間隔６４における濾波された信号ストリームのサンプルと、オフタイムパルス８２、即ち積分単位ボー間隔の間の濾波された信号ストリーム７４のサンプルとで構成されている。実際には、濾波された信号ストリーム７４は、２つのインターリーブされたデータストリームと、オンタイム信号ストリーム８４と、オフタイム信号ストリーム８６とで作られる。
【００３８】
オンタイム信号ストリーム８４は実質的に位相ポイント信号ストリーム５０の１バージョンである。この場合、各位相ポイントパルス６６は、実質的に同一の相対立上り時間を維持しながら、持続時間が１つの単位ボー間隔６４から１／２単位ボー間隔８８に減じられてオンタイムパルス８０にされることが可能である。即ち、濾波された信号パルスｔ0は、ほぼ半分の持続時間で位相ポイントパルスｔ0と実質的に同じ規模及び実質的に同じ立上り時間を有している。しかしながら、純粋なナイキストフィルタを実行しないナイキスト形のフィルタの場合、オンタイム信号ストリーム８４は精密な意味で位相ポイント信号ストリーム５０の１バージョンとはならない。無論、当業者には、信号ストリーム７４及び８４はフィルタ７６によって生じる遅延分だけ信号ストリーム５０から遅れる可能性があること、及び信号ストリーム８４及び８６は、各パルスが実質的に位相ポイントパルス６６の持続時間を呈する分離された並行ストリームとして維持され得ることが理解されるであろう。
【００３９】
パルス拡散性フィルタ７６が生成するオンタイムパルス８０及びオフタイムパルス８２は共に、拡大された配位４６’（図５）内にオンタイム位相ポイント９０（円形）及びオフタイム位相ポイント９２（四角形）によって効果的に位置づけられる。配位４６（図３）のオリジナルの位相ポイント５４、即ち送信回路２２で伝達される情報を伝送する位相ポイントは、拡張された配位４６’のオンタイム位相ポイント９０である。
【００４０】
拡張された配位４６’には、オフタイム位相ポイント９２が付加されている。各オフタイム位相ポイント９２は、信号を連続するオンタイム位相ポイント９０間のほぼ中間時点で限定するように発生する、もしくは情報を伝送する。従って、例示的な順次位相ポイント５２は例示的な濾波された位相ポイント９４になる。例示的な濾波された位相ポイント９４は、交互性の例示的なオンタイムの濾波された位相ポイント９６と例示的なオフタイムの濾波された位相ポイント９８とで作られ、信号をｔ0、ｔ0.5、ｔ1、ｔ1.5、ｔ2、ｔ2.5、ｔ3、ｔ3.5、ｔ4、ｔ4.5、ｔ5、ｔ5.5、ｔ6、ｔ6.5、ｔ7、ｔ7.5、ｔ8、ｔ8.5、ｔ9、ｔ9.5、ｔ10、ｔ10.5及びｔ11と標識された時間的に連続する位置に限定するように存在している、もしくは情報を伝達する。図５では、例示的なオンタイムの濾波された位相ポイント９６は整数のボー時間（ｔ0、ｔ1、ｔ2他）に位置づけられ、例示的なオフタイムの濾波された位相ポイント９８は分数のボー（非整数ボー）時間（ｔ0.5、ｔ1.5、ｔ2.5他）に位置づけられている。
【００４１】
連続性のオンタイム位相ポイント９０間のほぼ中間時点でのオフタイム位相ポイント９２の生成により、濾波された信号の軌跡７２は外環の規模６８より大きい局部ピーク規模９９を有するエクスカーションを実行する。こうしたエクスカーションは、ある所与の瞬時における軌跡７２の即時位置がその位置に近接するこれらの位相ポイント５４の結果であるだけでなく、その瞬時に先行している及び後続の複数の位相ポイント５４の結果でもあるために発生する。即ち、本好適な実施形態では、時間ｔ2.5における軌跡７２の位置（つまり、オフタイム位相ポイントｔ2.5に一致）は、位相ポイントｔ2及びｔ3の位置だけでなく、位相ポイントｔ2.5に先行する多数の位相ポイント５４（即ち、位相ポイントｔ2、ｔ1.5、ｔ1、ｔ0.5他）及び位相ポイントｔ2.5に続く多数の位相ポイント５４（即ち、ｔ3、ｔ3.5、ｔ4、ｔ4.5他）によっても決定される。
【００４２】
この現象は、本発明の好適な実施形態による１対のナイキスト形データバースト１００を描いた図６に示されている。以下、図２、４、５及び６を参照して論考する。
【００４３】
好適な本実施形態では、パルス拡散性フィルタ７６がナイキスト形フィルタとして実現されている。従って、単一の位相ポイントパルス６６がパルス拡散性フィルタ７６で濾波される場合、この単パルス６６はナイキスト形データバースト１００に変換されて複数の単位ボー間隔６４に渡って散開する。ナイキスト形フィルタの特性として、データバースト１００は、特定の位相ポイントパルス６６の一次サンプリング時間（即ち、位相ポイントパルスｔ2の時間ｔ2）においてデータバーストのピーク値１０２（即ち、局部ピーク規模）を達成し、データバーストのピーク値１０２に先行及び後続する整数の単位ボー間隔６４（即ち、位相ポイントパルスｔ2の時間...、ｔ-1、ｔ0、ｔ1及びｔ3、ｔ4、ｔ5、...、）においてデータバーストの０値１０４（即ち、ゼロに等しい）を達成する。こうして、各パルス７８のエネルギーは、この刻時の瞬間（時間ｔ2）に先行及び後続する複数のボー間隔６４に渡って拡散される。
【００４４】
図６は、位相ポイントパルスｔ2及びｔ3のナイキスト形データバースト１００を示したものであり、データバーストｔ2は実線で、データバーストｔ3は点線で描かれている。一例として、図６からは、時間ｔ2においてデータバーストｔ2の値がデータバーストのピーク値１０２であることが分かる。時間ｔ2から単位ボー間隔６４の整数分だけ分離された他のあらゆる時間において、データバーストｔ2の値はゼロである。データバーストｔ3についても同様の状態が発生する。
【００４５】
各時間的瞬間における軌跡７２の値は、その瞬間の全てのデータバースト１００の総和である。図６が示す単純化された２データバーストの例では、点線で描かれた軌跡７２はデータバーストｔ2とデータバーストｔ3の和である。データバーストｔ2及びｔ3は、時間ｔ2及びｔ3以外の各整数時間ｔNにおいてゼロであるため、各々データバーストｔ2及びｔ3のピーク値を想定している時間ｔ2及びｔ3を除けば軌跡７２の値もゼロである。
【００４６】
整数のボー時間の間の任意の時間的瞬間における軌跡７２の値は、その瞬間における全てのデータバースト１００の値の総和である。例えば、２つのデータバースト１００についてのみ考察している図６では、軌跡７２の時間ｔ2.5における値は、時間ｔ2.5におけるデータバーストｔ2の値とデータバーストｔ3の値の和である。データバーストｔ2及びｔ3は、共に時間ｔ2.5においてかなり大きい正の値を有しているため、軌跡７２は、データバーストｔ2またはデータバーストｔ3の何れの最大値をも遙かに超える値を有する。
【００４７】
軌跡７２は全てのデータバースト１００の総和を表すため、軌跡７２は、これらのデータバースト１００を表す曲線形状（図６）の関数である。即ち、軌跡７２は、所与のポイントにおける被濾波信号複素ディジタル値の被濾波信号ピーク規模成分の関数である。データバースト曲線の形状は、パルス拡散性フィルタ７６の設計特性である過剰帯域幅係数αの関数である。α値が小さいほど、軌跡７２は、隣接するデータバースト１００のデータバーストピーク値１０２を超えてさらに上昇することができる。パルス拡散性フィルタ７６の典型的な設計は、０．１乃至０．５のα値を使用している。同様の値の隣接する位相ポイント５４とα値０．２の場合、最大のエクスカーション規模１０５（即ち、軌跡７２の潜在的局部ピーク規模９９）は、最大位相ポイント規模の値の約１．８倍である。即ち、制限された包絡線の規模は、制限されない包絡線の規模の約１．８倍である。図３、４及び６に描かれている好適な実施形態では、オンタイム位相ポイントｔ2及びｔ3は共に、１．００である正規化された外環の規模６８を有する外環の位相ポイント６０である。従って、オフタイム位相ポイントｔ2.5は、１．８の正規化された最大のエクスカーション１０５を有することが可能である。これは、送信回路２２が過剰な歪みなしに、かつ本発明による便益を受けることなく位相ポイントｔ2.5を正確に送信するためには、最高規模の情報伝送位相ポイント５４を表す位相ポイントｔ2またはｔ3の送信に必要な電力の３．２４（１．８2）倍の出力電力が必要になることを含意している。これは、利用可能な電力の非効率的な利用を表すものである。
【００４８】
次に、図２、４及び５を参照して論考する。
【００４９】
濾波された信号ストリーム７４の一部であるオフタイム信号ストリーム８６は、パルス拡散性フィルタ７６の出力からオフタイム制限包絡線発生器１０６の入力へと送られる。オフタイム制限包絡線発生器１０６のタスクは、オフタイム信号ストリーム８６からオフタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８を生成することである。複合加算または結合回路１１０は、オフタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８に濾波された信号ストリーム７４の遅延されたバージョン（後述する）を結合して制限包絡線信号ストリーム１１２を生成する。制限包絡線信号ストリーム１１２は効果的に濾波された信号ストリーム７４であり、外環の規模６８のような予め決められた規模より大きい規模を有する軌跡７２のエクスカーションに対して補償されている。
【００５０】
直角位相閾値発生器１１８は、直角位相限界信号１２０を生成する。本好適な実施形態では、限界信号１２０は、外環の規模６８にほぼ等しい値を有する定常状態の不断の信号である。限界信号１２０は、オフタイム信号ストリーム８６が比較される基準を確立するために使用される。当業者には、限界信号１２０は同比較に組み込まれる方法論及び回路に沿って多くの形態及び値を仮定し得ることが理解されるであろう。他の形態及び／または他の値の使用は、本発明の精神から逸脱するものではなく、また添付の特許請求の範囲からも逸脱しない。
【００５１】
限界信号１２０とオフタイム信号ストリーム８６は複合加算または結合回路１２２内で結合され、オフタイム差分信号ストリーム１２４が生成される。オフタイム差分信号ストリーム１２４は、値が等価のオフタイムパルス８２の値と限界信号１２０の値との差である一連のオフタイム差分パルス１２６で作られている。所与のオフタイムパルス８２は限界信号１２０の値よりも大きい値、等しい値または小さい値を有することが可能であるため、オフタイム差分信号ストリーム１２４は通常、正の値、ゼロ及び負の値を有するオフタイム差分パルス１２６の組合せで作られることになる。
【００５２】
オフタイム差分信号ストリーム１２４は、オフタイム弁別器１２８の入力へと送られ、オフタイムエラー信号ストリーム１３０が生成される。本好適な実施形態では、オフタイムエラー信号ストリーム１３０はオフタイム差分信号ストリーム１２４の変形であり、正の値を有するオフタイム差分パルス１２６は全てオフタイムエラーパルス１３２として変更されずに通過され、他のオフタイム差分パルス１２６は全てゼロ値パルスとして通過される（即ち、除去される）。言い替えれば、オフタイムエラー信号ストリーム１３０は、タイミングが限界信号１２０を超える軌跡７２のエクスカーションに一致し、かつ規模は軌跡７２が限界信号１２０を超過する度合いに一致するようなパルスから形成される。
【００５３】
オフタイムエラー信号ストリーム１３０は次に、オフタイムパルス拡散性フィルタ１３４の入力へと送られる、もしくは同入力を駆動する。本好適な実施形態では、オフタイムパルス拡散性フィルタ１３４は実質的に第１のパルス拡散性フィルタ７６と同一である。即ち、本好適な実施形態では、パルス拡散性フィルタ７６及び１３４は共に、実質的に同一の変換特性を有するナイキスト形フィルタとして実現されている。オフタイムパルス拡散性フィルタ１３４はオフタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８を生成し、オフタイム制限包絡線発生器１０６の行為を完了させる。
【００５４】
オフタイム制限包絡線発生器１０６の内部では、オフタイムパルス拡散性フィルタ１３４が、オフタイム弁別器１２８から、選択された単位ボー間隔６４につき１つのオフタイムエラーパルス１３２を受信する。オフタイムパルス拡散性フィルタ１３４は次いで、各オフタイムエラーパルス１３２を、複数の単位ボー間隔に渡って散開するナイキスト形エラーバーストに変換する。単一のエラーパルス１３２から生じるエラーバースト信号は、図６が示すデータバーストの形状を有している。オフタイムパルス拡散性フィルタ１３４はナイキスト形フィルタであるため、各エラーバーストは、特定のオフタイムエラーパルス１３２の一次サンプリング時間（即ち、エラーパルスｔ2.5の時間ｔ2.5）においてエラーバーストのピーク値を達成し、エラーバーストのピーク値に先行及び後続する整数の単位ボー間隔６４（即ち、エラーパルスｔ2.5の時間...、ｔ-1.5、ｔ0.5、ｔ1.5及びｔ3.5、ｔ4.5、ｔ5.5、...、）においてエラーバーストの０値を達成する。こうして、各オフタイム制限包絡線エラーパルス１３６のエネルギーは、この刻時の瞬間（時間ｔ2.5）に先行及び後続する複数のボー間隔６４に渡って拡散される。これにより、オフタイムエラー信号ストリーム１３０はオフタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８に転換されることになる。オフタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８は、オフタイム制限包絡線エラーパルス１３６で作られている。このオペレーションは、上述の位相ポイント信号ストリーム５０の濾波された信号ストリーム７４への転換におけるパルス拡散性フィルタ７６のオペレーションと本質的に同一である。
【００５５】
オフタイム制限包絡線エラーパルス１３６はオフタイムパルス８２から導出されるため、エラーバーストのピーク値及びゼロ値は、整数のボー時間のほぼ中間、即ちボー時間ｔ0.5、ｔ1.5、ｔ2.5他で、つまりは濾波された信号ストリーム７４のデータバーストのピーク値１０２及びゼロ値１０４の間で発生する。
【００５６】
オフタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８が生成されると、オフタイム制限包絡線発生器１０６のオペレーションが完了する。
【００５７】
濾波された信号ストリーム７４は、遅延素子１３８の入力にも送られる。遅延素子１３８は、遅延された信号ストリーム１４０を生成する。これは、オフタイム制限包絡線発生器１０６において、及び特にオフタイムパルス拡散性フィルタ１３４において遭遇される伝搬遅延及び他の遅延を補償し得るだけ遅延された、効果的に濾波された信号ストリーム７４である。言い替えれば、遅延された信号ストリーム１４０は、オフタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８と同期するに至った濾波された信号ストリーム７４である。
【００５８】
結合回路１１０は、遅延された信号ストリーム１４０の形式である濾波された信号ストリーム７４とオフタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８を結合し、濾波された信号ストリーム７４のピーク規模成分を低減させる。結果的に発生する制限包絡線信号ストリーム１１２は、値が対応する濾波された信号パルス７８の値とオフタイム制限包絡線エラーパルス１３６の値との差である一連のディジタルパルス１４２で作られる。結果的には、その値が本好適な実施形態における拡張された配位４６’の外環の規模６８をさほど超過しないような一連のディジタルパルス１４２が生成される。他の実施形態においては、包絡線は任意の所望規模に制限されることが可能である。
【００５９】
本発明による実施形態の中には、所与の外環の位相ポイント６０が外環の規模６８より大きい規模を有することの可能なもの、即ち外環５６を超えて位置づけられることの可能なものがある。こうした状況は、パルス拡散性フィルタ７６が当業者には周知であるルートナイキスト形フィルタ等の所与のナイキスト形機能を実行する結果として発生する可能性がある。こうした実施形態では、送信回路２２は、上述のオフタイム制限包絡線発生器１０６に加えてオンタイム制限包絡線発生器１０６’を含んでいる。
【００６０】
同じく濾波された信号ストリーム７４の一部であるオンタイム信号ストリーム８４は、パルス拡散性フィルタ７６の出力からオンタイム制限包絡線発生器１０６’の入力へと送られる。オンタイム制限包絡線発生器１０６’のタスクは、オンタイム信号ストリーム８４からオンタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８’を生成することである。結合回路１１０は、オフタイム及びオンタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８及び１０８’双方に濾波された信号ストリーム７４の遅延されたバージョン（後述する）を結合して制限包絡線信号ストリーム１１２を生成する。
【００６１】
オンタイム制限包絡線発生器１０６’は、オフタイム制限包絡線発生器１０６のオペレーションと同様に作動する。限界信号１２０とオンタイム信号ストリーム８４はオンタイム複合加算または結合回路１２２’内で結合され、オンタイム差分信号ストリーム１２４’が生成される。オンタイム差分信号ストリーム１２４’はオンタイム弁別器１２８’の入力へと送られ、オンタイムエラー信号ストリーム１３０’が生成される。オンタイムエラー信号ストリーム１３０’は次にオンタイムパルス拡散性フィルタ１３４’の入力へと送られ、同フィルタ１３４’はオンタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８’を生成する。オフタイムパルス拡散性フィルタ１３４と同様に、オンタイムパルス拡散性フィルタ１３４’も第１のパルス拡散性フィルタ７６と実質的に同一である。
【００６２】
オンタイム制限包絡線エラーパルス（図示されていない）はオンタイムパルス８０から派生するため、エラーバーストのピーク値及びゼロ値は、整数のボー時間、即ちボー時間ｔ1、ｔ2、ｔ3他で、つまりは濾波された信号ストリーム７４のデータバーストのピーク値１０２及びゼロ値１０４の間で発生する。
【００６３】
結合回路１１０は、遅延された信号ストリーム１４０の形式である濾波された信号ストリーム７４にオフタイム及びオンタイム制限帯域幅エラー信号ストリーム１０８及び１０８’双方を結合し、濾波された信号ストリーム７４のピーク規模成分を低減させる。
【００６４】
代替実施形態では、濾波された信号ストリーム７４に結合するための１つまたは複数の制限帯域幅エラー信号ストリームを生成するための代替技術を組み込むことが可能である。例えばある代替実施形態では、オンタイム制限包絡線発生器１０６’を省略することができる。他の実施形態では、オフタイム制限包絡線発生器１０６がオンタイム瞬時に発生するタイムエラーパルス１３２を有することが可能である。他の実施形態では、制限包絡線発生器１０６は、オンタイム信号ストリーム８４及びオフタイム信号ストリーム８６双方を監視し、単位ボー間隔６４の間で局部ピーク規模９９が発生する時点を予測し、相対規模がその予測された局部ピーク規模の瞬間に比例しかつオンタイム信号ストリーム８４に同期されたエラーバーストのピーク及びゼロを生成するように計時された２つの連続するエラーパルス１３２を生成することができる。一例として、本代替実施形態では、濾波された信号の軌跡７２が限界信号１２０を「Ｘ」だけ超過していることが発見され、予測されたピークが第１のオンタイム被濾波位相ポイント９６と第２のオンタイム被濾波位相ポイント９６の間の持続時間の２５％（即ち、あるオンタイム被濾波位相ポイント９６と後続のオフタイム被濾波位相ポイント９８の間の持続時間の５０％）で発生する場合には、規模０．７５Ｘのエラーパルス１３２は第１のオンタイム瞬時に発生するように計時されることが可能であり、かつ規模０．２５Ｘのエラーパルス１３２は後続のオンタイム瞬時に発生するように計時されることが可能である。さらに他の実施形態では、補間回路を使用してより多数のボー当たりの濾波される信号ストリームサンプル数を生成すること、及びこうしたより多数のボー当たりのサンプルを監視して局部ピーク規模９９の瞬間をより精確に予測することが可能である。これらの代替実施形態及び他の等価の代替実施形態は、本発明の範囲内に包含される。
【００６５】
本方法論には、整数の単位ボー間隔６４における軌跡７２が、配位４６（図３）における位相ポイント５４の位置に信号依存性のボー被限定雑音指数を付加するという副次的効果がある。これにより、「雑音に影響される」位相ポイント配位４６’’を送信する送信回路２２が生じる。雑音に影響される配位４６’’を描いた図７は、本発明の好適な実施形態による位相ポイント５４の制限包絡線位相ポイント確率１４４を示している。以下、図２、３、５及び７を参照して論考する。
【００６６】
位相ポイント確率１４４は、位相ポイント５４が配位４６内に存在するのと全く同様に、即ちその中心が同一の位置にある同一の構成で雑音に影響される配位４６’’内に存在している。所与の位相ポイント確率１４４内部における所与の被送信位相ポイント１４５の実際の位置は、複数の可変条件の関数であり、幾分は相関性があるものの、ある特定の場合を除いて容易には予測することができない。実際、所与の位相ポイント５４に関して言えば、結果的に生じる被送信位相ポイント１４５は、位相ポイント確率１４４内部の、即ち元の位相ポイント５４の位置に一致する中心を有する中間領域内のどこにでも位置づけられることが可能である。その中間領域内の任意の特定場所に位置づけられる被送信位相ポイント１４５の確率は、その特定場所と元の位相ポイント５４の位置との距離の逆関数として変化する。
【００６７】
任意の位相ポイント５４にとって、被送信位相ポイント１４５は、雑音に影響される配位４６’’内のその理想的な場所に近接していると言える。つまり、制限包絡線信号ストリーム１１２の軌跡（図示されていない）は、計時の瞬間に例示的な位相ポイントｔ0、ｔ1、ｔ2他の理想化された場所の近くを通過する。
【００６８】
位相マッパ４４によって生成されるような配位４６の元の位相ポイント５４は、拡張された配位４６’のオンタイム位相ポイント９０（円形）である。最終的に送信されるＲＦ放送信号２６の情報を伝送するのは、これらのオンタイム位相ポイント９０である。オフタイム位相ポイント９２（四角形）は、スペクトル再生の制限に必要なパルス拡散性フィルタ７６の副産物であり、実質的に何の情報も伝送しない。雑音に影響される配位４６’’の位相ポイント確率１４４は、オンタイム位相ポイント９０から導出される被送信位相ポイント１４５の推定位置の合成領域を表す。位相ポイント確率１４４の中心が雑音に影響される配位４６’’内に占める正規化された位置は、オンタイム位相ポイント９０が拡張された配位４６’内に占めるものと同一である。
【００６９】
対応するオンタイム位相ポイント９０に対する被送信位相ポイント１４５の位置上の収差は、位置誤差の度合いを表している。この位置誤差は、ビット誤り率を悪化させ、送信を害する。しかしながら、制限包絡線信号ストリーム１１２において外環の規模６８より遙かに大きい規模を有するオフタイム位相ポイント９２がなければ（図４）、所与の帯域幅及び電力増幅器に対する電力出力は、被送信位相ポイント１４５の位置誤差の補償以上に増大する。その結果、実際性能が向上する。
【００７０】
再度図２を参照すると、結合回路１１０の出力である制限包絡線信号ストリーム１１２は、実質的に線形である増幅器１４６の入力に送られる。実質的に線形である増幅器１４６はＲＦ放送信号２６を生成し、ＲＦ放送信号２６は次いで送信アンテナ２４を介して放送される。本好適な実施形態では、実質的に線形である増幅器１４６は、ディジタルリニアライザ１４８、ディジタル−アナログ変換器１５０及び無線周波（ＲＦ）増幅回路１５２で作られている。当業者には、実質的に線形である増幅器１４６が本明細書に記述されたもの以外の複数の異なる実施形態の何れかによって実現され得ること、及びこれらの異なる実施形態の何れかの使用は本発明の意向から逸脱するものではなく、また添付の特許請求の範囲からも逸脱しないことが理解されるであろう。
【００７１】
実質的に線形である増幅器１４６の内部では、ディジタルリニアライザ１４８が、制限包絡線信号ストリーム１４４（１１２？：訳者注）を予め歪められたディジタル信号ストリーム１５４に変える。予め歪められたディジタル信号ストリーム１５４は、ディジタル−アナログ変換器１５０及びＲＦ増幅回路１５２内の非線形性を補償するために非線形にされ、これにより、実質的に線形である増幅器１４６が線形化される。
【００７２】
次に、ディジタル−アナログ変換器１５０は、予め歪められたディジタル信号ストリーム１５４をアナログベースバンド信号１５６に変換する。アナログベースバンド信号１５６はさらにＲＦ増幅回路１５２によってＲＦ放送信号２６に増幅され、送信アンテナ２４を介して送信される。
【００７３】
要約すれば、本発明は、ナイキスト形濾波を使用する送信回路が所望の配位の制限されない包絡線規模と同一の、またはこれに近似する規模を有する制限された包絡線を生成することを可能にする方法論及び回路を教示するものである。これは、制限された包絡線の伝送がクリップされることなく、制限されない包絡線の最大規模が増幅器の線形領域の頂点または頂点付近となるように、送信出力増幅器がバイアスされることを可能にする。これにより、延てはより効率的な出力増幅器が製造され、所与の出力増幅器の電力出力の増大が実行される。逆に言えば、より低電力の増幅器を使用して、先に出力されたものと同じ出力電力を供給することができる。これにより、出力増幅器のコストの大幅な節約が達成される。
【００７４】
本発明の好適な実施形態について詳細に記述し、説明してきたが、当業者には、本発明の精神または添付の特許請求の範囲から逸脱することなくこれらに対して様々な修正を実行可能であることが容易に明白となるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、本発明の好適な実施形態によるディジタル通信システムの簡易ブロック図である。
【図２】  図２は、本発明の好適な実施形態による制限包絡線ディジタル通信送信回路のブロック図である。
【図３】  図３は、本発明の好適な実施形態による１２の例示的な連続的にマップされた位相ポイントに渡る直交位相ポイント信号ストリームの軌跡を示す１６−Ｐ−ＡＰＳＫ配位を描いたものである。
【図４】  図４は、本発明の好適な実施形態による複数の信号ストリームを描いたものである。
【図５】  図５は、図３の位相ポイント配位を描いたものであり、本発明の好適な実施形態による、図３の１２の連続的にマップされた位相ポイントに渡る濾波された信号ストリームの例示的な軌跡を示している。
【図６】  図６は、本発明の好適な実施形態によるナイキスト形のデータバースト対を描いたものである。
【図７】  図７は、本発明の好適な実施形態による、図３の配位の位相ポイントの制限包絡線位相ポイント確率を示す雑音に影響された配位を描いたものである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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