(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変ビットレートで転送された復号化された音声信号をフィルタリングするための方法であって、前記フィルタリングの重み付け係数が平均ビットレートに従って適応され、その平均値が、ある、予め定められた時間長にわたって計算されることを特徴とする音声信号をフィルタリングする方法。
【請求項２】
前記音声信号がある長さのフレームで処理される請求項１に記載の方法であって、前記フィルタリングの前記重み付け係数が前記平均ビットレートに従って適応され、ここで前記平均値が少なくとも２つの前期フレームの期間にわたって計算されることを特徴とする方法。
【請求項３】
前記音声信号がある長さのフレームで処理され、ここに、各前記フレームに含まれる該音声信号の部分が有声あるいは無声として分類される請求項１に記載の方法であって、各前記フレームの前記フィルタリングで使用される前記重み付け係数が、該フレームに含まれる前記音声信号の該部分の前記の有声／無声の分類に基づいて適応されることを特徴とする方法。
【請求項４】
前記音声信号がある長さのフレームで処理され、ここに、各前記フレームに含まれる該音声信号の部分が背景雑音あるいは音声として分類される請求項１に記載の方法であって、各前記フレームの前記フィルタリングに使用される前記重み付け係数が、該フレームに含まれる前記音声信号の該部分の前記の背景雑音／音声の分類に基づいて適応されること特徴とする方法。
【請求項５】
データ転送チャネルを介して転送される音声信号を処理する請求項１に記載の方法であって、前記フィルタリングの前記重み付け係数が前記データ転送チャネルの質に基づいて適応されることを特徴とする方法。
【請求項６】
請求項１に記載の方法であって、前記フィルタリングの前記重み付け係数が前記の転送された音声信号のビット誤り率に基づいて適応されることを特徴とする方法。
【請求項７】
請求項１に記載の方法であって、前記の受信された音声信号の符号化中に生じた符号化エラーの情報、および
前記フィルタリングの前記重み付け係数が前記の符号化エラー情報に基づいて適応されるフェーズからなることを特徴とする方法。
【請求項８】
可変ビットレートで符号化された音声信号を復号化するための復号化システムであって、前記音声信号をフィルタリングするための後置フィルタリングブロック(42,43) と、
予め定められた時間長に基づいて計算された平均ビットレートに従って前記後置フィルタリングブロックの演算操作を調整するための後置フィルタリング制御手段(103) とを具備することを特徴とする復号化システム。
【請求項９】
ある長さのフレームで符号化された前記音声信号を復号化するための請求項８に記載の復号化システムであって、前記後置フィルタリングブロック制御手段(103) が、また前記フレームに含まれる前記音声信号の部分の有声／無声の分類に従って、前記後置フィルタリングブロックにおいて各前記フレームの前記フィルタリングを制御するように、構成されることを特徴とする復号化システム。
【請求項１０】
ある長さのフレームで符号化された音声信号を復号化するための請求項８に記載の復号化システムであって、前記後置フィルタリングブロック制御手段(103) が、また前記フレームに含まれる前記音声信号の部分の背景雑音／音声信号の分類に従って、前記後置フィルタリングブロックにおける各前記フレームの前記フィルタリングを適応させるように、構成されることを特徴とする復号化システム。
【請求項１１】
データ転送チャネルを経由して転送される符号化された音声信号を復号化するための請求項８に記載の復号化システムであって、
それがデータ転送接続の質を決定するための装置(810) からなり、それによって前記後置フィルタリングブロック制御手段(103) が、また前記データ転送チャネルの質に基づいて前記後置フィルタリングの前記演算操作を適応させるように、構成されることを特徴とする復号化システム。
【請求項１２】
請求項８に記載の復号化システムであって、
それが前記音声信号のビット誤り率を決定するための装置(810) からなり、それによって前記後置フィルタリングブロック制御手段(103) が、前記符号化された音声信号の前記ビット誤り率に基づいて前記後置フィルタリングブロックの前記演算操作を適応させるように、構成されることを特徴とする復号化システム。
【請求項１３】
可変ビットレートで符号化された音声信号を受信するように構成される移動局であって、それが、
符号化された音声信号をフィルタリングするための後置フィルタリングブロック(322,42,43) と、
予め定められた時間長に基づいて計算された平均ビットレートに従って前記後置フィルタリングブロックの演算操作を適応させるための後置フィルタリング制御手段(103) とを具備することを特徴とする移動局。
【請求項１４】
復号化された音声信号を受信するように構成される電気通信ネットワークの要素(340, 350, 360) であって、それが復号化および後置フィルタリングのブロック(320) からなり、さらに、
前記復号化された音声信号をフィルタリングするための後置フィルタリングブロック(322,42,43) と、
予め定められた時間長に基づいて計算された平均ビットレートに従って前記後置フィルタリングブロックの演算操作を適応させるための後置フィルタリング制御手段(103) とを具備することを特徴とする電気通信ネットワークの要素。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の利用の範囲）
本発明は可変ビットレートでの音声の符号化に関するもので、これによって、ビットレートをフレーム毎に変えることができ、そしてより具体的には、復号化された音声の質を改善するために使用される方法およびフィルタに関するものである。
【０００２】
（発明の背景）
可変ビットレートでの音声の符号化は、あるレベルの音声の質でデータ転送接続の容量を最大にするために、あるいは音声接続の平均ビットレートを最小にするために使用される。これは、音声が均質でなく、そして、もし、音声が短いセクションに分割され、異なったセクションが各セクションで異なった数のビット数を使用して、知覚できる質の差無しに、表すことができるならば、可能である。固定ビットレートを使用するコーデック(codec) は一種の妥協レート(compromise rate) で作動しなければならず、この妥協レートは、データ転送容量を節約するためには高すぎるということはないが、しかし、充分な質で音声の各部分を表すには充分高いレートのことである。この妥協レートは、より小さなビット数で表すことができるサウンドに対しては不必要に高い。音声符号化の可変レート法は多くの用途にて有利に使用できる。インターネットのようなパケット交換ネットワーク(Packet-switched networks)は異なった大きさのパッケージを送ることによって直接的に可変レート通信を使用できる。符号分割多元接続(Code Division Multiple Access；ＣＤＭＡ) システムもまた直接的に可変レート符号化を利用することができる。ＣＤＭＡシステムでは、伝送レートの平均的な低下は別の伝送によって引き起こされる相互妨害を減らし、ユーザの数を増やすことを可能にする。いわゆる第３世代の移動局システムでは、可変レートデータ転送が多分何らかの形で使用されることになろう。データ転送に加えて、可変レート符号化はまた、留守番電話機(telephone answering machine) のような音声レコーディングや音声メッセージシステムに関連して有用であり、ここでは可変レート符号化による節約はレコーディング容量の節約と見なされる。
【０００３】
可変レートコーデック(variable-rate codec) のビットレートは多くの方法で制御できる。一つの方法はデータ転送ネットワークの容量をモニタすることに基づいており、それによって、利用出来る容量に従って瞬時ビットレートが決定される。このようなシステムにおいては、ビットレートはまた使用されている容量に基づいて上限および下限設定ができる。容量の限界は特に輻輳時間中は音声の質の低減と見なされ、そのときシステムはビットレートを強制的に下げる。
【０００４】
可変レート符号化はまた移動局用にエラーに強い符号化方法を実行するために使用することもできる。このような方法においては、音声符号化のビットレートは伝送チャネルの質に基づいて適応される。伝送チャネルの質が良いときは、ビットレートは相対的に高く保たれ、符号化された音声に加えて少しだけのエラー訂正情報が転送される。良好な伝送状態では、この方法は伝送エラーを取り除くのに充分である。伝送チャネルの質がより悪くなってくると、ビットレートは低くされ、それによって、より強いチャネル符号化が通常の固定レート伝送チャネルにおいて使用できる。そのうえ、このより強いチャネル符号化は、より大きいエラーを訂正することができ、それによって音声の質の低減は最小化される。しかしながら、伝送接続の質が弱められるときは、ビットレートが低くされるので、音声の質は幾らか低減される。
【０００５】
典型的なＣＥＬＰ符号器(Code Excited Linear Prediction ：符号励振線形予測) は音声形成をモデル化する多くのフィルタを含んでおり、このために、適当な励振信号がコードブックに含まれる励振ベクトル(excitation vector) から選択される。ＣＥＬＰ符号器は典型的には短期(short-term)および長期(long-term) の両方のフィルタを含み、そこでオリジナルの音声信号の合成バージョン(synthesized version) がコードブックから選択された励振(excitation)をフィルタリングすることによって形成される。最適励振信号を生成する励振ベクトルはコードブックの励振ベクトルから探索される。その探索中は、各励振ベクトルは、短期および長期の両方のフィルタを含むシンセサイザー(synthesizer) に与えられる。合成音声信号(synthesized speech signal) は人間のヒアリング能力の応答を考慮してオリジナルの音声と比較され、それによって、観測される音声の質にほぼ同等な特性が得られる。最適励振ベクトルは、対象とする音声信号の部分に対して最小の重み付けされたエラー信号を生成する励振ベクトルをコードブックから選定することによって処理される、音声信号の各部分に対して得られる。このようなＣＥＬＰ符号器は例えば米国特許明細書5 327 519 などに、より詳細に述べられている。
【０００６】
図１は従来技術の固定レートのＣＥＬＰ符号器のブロック図の例を示す。符号器は２つの分析ブロック、即ち短期分析ブロック１０と長期分析ブロック１１からなる。これらは符号化されるべき音声信号s(n)を分析し、短期分析ブロックは主として音声信号のスペクトルのホルマント(formant) を、長期分析ブロックは主として音声信号の周期性（ピッチ）を分析する。それらのブロックは乗数セットa(i)およびb(i)を形成し、それは短期および長期のフィルタブロックのフィルタリング特性を決定する。短期分析ブロックによって形成される乗数セットa(i)は符号化されるべき音声信号のスペクトルのホルマントに相当し、そして長期分析ブロックによって形成される乗数セットb(i)は符号化されるべき音声信号の周期性（ピッチ）に相当する。乗数セットa(i)およびb(i)はデータ転送チャネル５を通って受信機に送られる。乗数セットは符号化されるべき音声信号の各フレームに対して別々に計算され、フレームの時間長は典型的には２０ｍｓである。
【０００７】
長期および短期フィルタブロック１３、１２は乗数セットa(i)およびb(i)に従ってコードブックから選定された励振をフィルタする。長期フィルタは従って声の周期性（ピッチ）、すなわち、声帯の振動を模擬し、短期フィルタはスペクトルのホルマント、すなわち、人の声の形成チャネルを模擬する。フィルタリング結果ss(n) は加算器１８において、符号化されるべき音声信号s(n)から差し引かれる。残差信号e(n)は重み付けフィルタ１４に受け取られる。重み付けフィルタの特性は人のヒアリング能力に従って選定される。重み付けフィルタは知覚的に余り重要でない周波数を減衰させ、知覚された音声の質に重要な影響を及ぼすそれらの周波数を強調する。コードベクトル探索制御ブロック１５は、重み付けフィルタの出力信号に基づいてそれに相当する励振ベクトルインデックスｕを探索する。励振コードブック１６はそのインデックスに相当するコードベクトルに基づいて所望の励振を形成し、その励振は掛け算器１７に供給される。掛け算器は励振と、コードベクトル探査制御ブロックによって与えられる励振の重み付け係数ｇとの積を形成し、その積はフィルタブロック１２，１３に与えられる。コードベクトル探索制御ブロックは最適励振コードベクトルを繰り返して探索する。残差信号e(n)が最小あるいは充分小さいとき、所望のコードベクトルが見つけられたと考えられ、それによって、励振コードベクトルのインデックスｕおよび重み付け係数ｇが受信機に送られる。
【０００８】
図２は従来技術のＣＥＬＰ復号器(decoder) のブロック図の例を示す。復号器は符号化パラメータセットa(i)とb(i)、重み付け係数ｇおよび励振コードベクトルインデックスｕをデータ転送チャネル５から受け取る。インデックスｕに相当する励振コードベクトルは励振コードブックから選定され、そして、対応する励振 c(n) が掛け算器21において重み付け係数ｇと掛け算される。その結果生ずる信号は長期合成フィルタ２２そしてさらに短期合成フィルタ２３に供給される。符号化パラメータセットa(i)とb(i)は図1 の符号器における場合と同じ方法でフィルタ２２，２３を制御する。短期フィルタの出力信号は再構成された音声信号 s'(n)を形成するために後置フィルタ(postfilter)24においてさらにフィルタされる。
【０００９】
ＣＥＬＰ符号化の変形、すなわち、ＡＣＥＬＰ(algebraic code excited linear prediction ；代数的符号励振線形予測) においては、励振信号は零ではない一定数のパルスからなる。最適励振信号はＣＥＬＰ符号化におけると同様なエラー基準(error criteria)でパルスの最適位置と振幅を選定することによって得られる。このような符号化は例えば、会議論文集 Jarvinen K., Vainio J., Kapanen P., Honkanen T., Haavisto P., Salami R., Laflamme C. および Adoul J-P, "GSM Enhanced Full Rate Speech Codec", International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, Munich, Germany, April 21-24, 1997および Honkanen T., Vainio J., Jarvinen K., Haavisto P., salami R., Laflamme C. および Adoul J-P.,"Enhanced Full Rate Speech Codec for IS-136 Digital Cellular System", Ｉnternational Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, Munich, Germany, April 21-24, 1997に述べられている。
【００１０】
不正確な励振のために声の質をモデル化することがこのように貧弱になることは、このような低ビットレートコーデックの典型である。このために、コーデックの出力信号は知覚できる音声の質を改善するためにフィルタされる。短期および長期フィルタリングの両方がこのような後置フィルタリングで使用され得る。そのフィルタリング特性は重み付け係数によって調節される。短期後置フィルタリングの目的は、スペクトルのホルマントを強調し、従って、それらのまわりの周波数を減衰することで、これは音声の知覚される質を改善する。長期後置フィルタリングの目的はスペクトルの細かい特徴を強調することである。１つの例は固定の１０次の短期後置フィルタであり、これは次の形式のものである。
【００１１】
【数１】
0004275855.tif 000002
【００１２】
ここで、b i とc i は分析されるべきフレームの短期スペクトルの決定係数であり、αとβはフィルタリングを調節する重み付け係数である。重み付け係数はフィルタの短期モデルの零点と極を原点のより近くに移動させる。重み付け係数の値は典型的にはリスニングテストによって各コーデックタイプに対して個別に選定される。このような後置フィルタは、係数βの値を減らすことによって原点により近くにフィルタの極を動かすことによって、および／または係数αの値を増大させることによってフィルタの零点を単位円のより近くに動かすことによって、弱めることができる。短期後置フィルタはまた、極あるいは零点のみを有する伝達関数によって実現することもできる。
【００１３】
音声符号化において使用されるビットレートが低いほど、符号化によって生ずる歪みをマスクするために、より強い後置フィルタが必要とされることは公知の事実である。しかしながら、従来技術の可変レートコーデックでは、全てのビットレートで同じ後置フィルタが使用されてきた。このような可変レートコーデックの例がＱＣＥＬＰコーデックで、これはＩＳ−９６  ＣＤＭＡシステムで使用されている。
【００１４】
しかしながら、米国特許明細書4 617 676 はＡＤＰＣＭ符号化(Adaptive Differential Pulse Code Modulation：適応差分ＰＣＭ）に関連して、異なったビットレートで符号化された音声信号に対する後置フィルタにおいては異なった重み付け係数が使用されるという解法を開示している。その明細書によれば、重み付け係数は、符号化のために使用されるビットレートが変えられると変えられる。
【００１５】
異なったビットレートに対して異なった後置フィルタを使用することは、ビットレートと後置フィルタが変えられるとき音声のトーン(tone)もまた変えられるという問題を必然的に伴う。聴取者はこれを不連続性および擾乱として知覚する。このため、従来技術の可変レートコーデックにおいては、後置フィルタの重み付け係数は典型的に一定に保たれる。各フレームのビットレートに従って調整される後置フィルタは、サンプル毎に行われる符号化（ＡＤＰＣＭのような）においても、フレーム毎に行われる符号化（ＣＥＬＰ）においても擾乱を引き起こす。
【００１６】
図３は規格ＩＴＵ−Ｔ  Ｇ．７２８に従ったＬＤ−ＣＥＬＰ復号器に適用されるような従来技術の適応後置フィルタを示す。復号化された音声のピッチのパラメータおよび強度は分析ブロック４０で分析される。これらの結果は、長期後置フィルタブロック４２の演算操作を制御するために使用される。長期後置フィルタブロック４２の伝達関数は次式で与えられる。
【００１７】
【数２】
0004275855.tif 000003
【００１８】
ここで、ｐはピッチ遅れ(pitch-lag) 、ｂはフィルタ重み付け係数であり、ｇi はスケーリング係数である。ｂおよびｇi に対する適当な値は例えば、
【００１９】
【数３】
0004275855.tif 000004
【００２０】
【数４】
0004275855.tif 000005
【００２１】
であり、ここで、βはシングルタップピッチ予測器(single tap pitch predictor)の増幅係数で、それによるピッチ遅れはｐサンプルである。ピッチ後置フィルタはくし形フィルタ(comb filter) として構成され、ここで、共振のピークは後置フィルタにかけられる音声のピッチ周波数の倍数で生ずる。短期後置フィルタ４３の伝達関数は、
【００２２】
【数５】
0004275855.tif 000006
【００２３】
で与えられ、ここで、重み付け係数パラメータγ1 ＝０．６５およびγ2 ＝０．７５は後置フィルタの強さを調節し、係数ａは、短期スペクトルを決定するパラメータである。後置フィルタリングはさらに、次式の傾斜係数(tilt factor) Ｈ’(z) によって調整できる。
【００２４】
【数６】
0004275855.tif 000007
【００２５】
ここで、μ＝γ3k1 で、k1はまた、音声符号化において使用される短期分析ブロックに対するモデルの第１反射係数(first reflection factor) である。短期モデルの係数は復号器から得られる。信号のゲインは後置フィルタリングにおいて変わり得るので、自動ゲイン制御がゲインを一定に保つために使用される。復号化された音声のゲイン・(n) はスケーリング係数計算ブロック４１において決定され、そのあと後置フィルタにかけられた音声s'(n) のゲインが、スケーリングブロック44において復号化された音声のゲインに対応して調整される。各フレームのスケーリング係数は典型的には次の式によって計算される。
【００２６】
【数７】
0004275855.tif 000008
【００２７】
ここで、・(n) は復号化された音声信号であり、s f は短期および長期後置フィルタリングブロックの後の信号、そしてＬは分析されるべきフレームの長さである。スケーリングブロック４４は次の掛け算を実行する。
【００２８】
【数８】
0004275855.tif 000009
【００２９】
ＧＳＭ  ＥＦＲ規格では、重み付け係数はγ1 ＝０．７，γ2 ＝０．７５およびγ3 ＝０．１５である。
図４は原信号とデータ転送ネットワークによって制御される可変レート符号器を示す。符号化ブロック２０は符号化されるべき音声信号s(n)を受け取る。符号化されるべき音声信号はまた、音声信号s(n)に従ってビットレートを制御するビットレート制御ブロック２１に受け取られる。制御ブロック２１はまた制御信号Ｏを受け取り、これは許容される最も高いおよび最も低いビットレートおよび所望の平均ビットレートを典型的に決定する。この情報に加えて、制御ブロック２１は符号化の質およびデータ転送チャネルの質の情報を受け取り、この情報をビットレートを制御するために使用することができる。例えば、もしデータ転送チャネルの質が悪いならば、ビットレートを低くするのが有利であり、それによって、より強いチャネル符号化を使用することができる。データ転送チャネルは、ビットレートのような、符号器によって使用されるパラメータの情報を受信者に伝えるために使用される。
【００３０】
図５は、図４の例のように、原信号によって制御される可変レート符号器のビットレートが原信号に従って如何に変わるかを示す。上の曲線は音声信号を表し、下側の曲線は符号器によって使用されるビットレートを表す。図５の例では、平均ビットレートは約７．０kbit/sである。
可変レートコーデックで使用される後置フィルタによる解法はさらに、各フレームのサウンド(sound) が有声(voiced)、無声(unvoiced)あるいは単なる背景雑音の何れなのかと言うことを考慮に入れないと言うもう一つの問題を必然的に伴う。この問題はとくに、強い後置フィルタを要求する低ビットレートで生ずる。強い後置フィルタリングは特に無声フレーム(unvoiced frame)および背景雑音のみを含むフレームの音色(sound colour)を歪ませる。このようなフレームでは、信号スペクトルかなり平坦で、明確なホルマントを欠いており、これは強い後置フィルタリングの結果として形成されがちである。従って、音声信号はこのようなフレームの期間中に容易に歪ませられ、これは聴取者によって音声の質が弱められたとして知覚される。
（発明の簡単な記述）
可変レート音声符号化を使用する電気通信システムにおいて音声の質を改善することが本発明の目的である。また、符号化された信号から復号化された音声信号の質を改善することも本発明の目的である。さらに、本発明はデータ転送エラーに関する電気通信システムの耐性を改善することも目指している。
【００３１】
この目的は、後置フィルタリングが少なくとも長期平均ビットレートに従って適応される後置フィルタリングシステムを実現することと、それに対応する、少なくとも長期平均ビットレートに従って自己適応する適応後置フィルタを実現することによって達成される。
本発明による方法は方法独立クレームの特徴部分に述べられたことを特徴とする。本発明はまた、復号化システムに関しており、復号化システムに関する独立クレームの特徴部分に述べられたことを特徴とする。本発明はまた、移動局に関するもので、移動局に関する独立クレームの特徴部分に述べられていることを特徴とする。さらに、本発明は電気通信システムの要素に関するもので、この要素は電気通信システムの要素に関する独立クレームの特徴部分に述べられていることを特徴とする。サブクレームは本発明の種々の有利な実施例を述べている。
【００３２】
本発明による解法においては、後置フィルタの重み付け係数は瞬時のビットレート、あるいは各々のフレームの符号化において使用されるビットレートに従って調整されるのではなく、重み付け係数はある時間期間に対して計算された平均ビットレートに従って、例えば幾つかのフレームにわたってその平均を計算することによって調整される。これに加えて、後置フィルタの重み付け係数はまた、各フレームが有声音声信号、無声音声信号、あるいは背景雑音を含むかどうかに従って調整される。後置フィルタリングは無声音声信号あるいは背景雑音を含むフレームでは弱められ、従って信号のトーンは、後置フィルタリングが有声信号に適応されるのでそのような場所で、歪むことは無いであろう。さらに、後置フィルタの重み付け係数はまた、受信信号あるいは他の信号、あるいはデータ転送チャネルの質を示すパラメータの誤り率(error rate)に基づいて適応させることができる。例えば、後置フィルタリングは、ビット誤り率が増大するとき後置フィルタリングが強められ、それによって、復号化された音声信号におけるデータ転送エラーの影響が減らされ、データ転送エラーに関するシステムの耐性が増大するように、有利に調整され得る。
（本発明の好適な実施例の記述）
図６は本発明の好適な実施例による復号器のブロック図を示す。復号器は可変レート復号化ブロック８１４を有し、それは、マルチレート(multiple-rate) 応用においては幾つかの復号化ブロック８０３ａ，８０３ｂ，８０３ｃからなる。復号化ブロック８１４はデータ転送チャネル５から符号化方法情報８１１を受け取る。符号化方法情報は各ビットレートで使用される復号化ブロック８０３ａ，８０３ｂ，８０３ｃの選択を制御するために使用され、それは図６のスイッチ８０２，８０４によって示されている。本発明は図６による復号化ブロックの選択に限定されず、任意の公知の構成が本発明の別の実施例で使用され得る。復号化された音声は後置フィルタ８０８に受け取られる。後置フィルタは長期フィルタリングブロック、短期フィルタリングブロックあるいはその組合せを含むことができる。後置フィルタ８０８は復号化された音声信号をフィルタし、そして復号器の出力信号８０９を形成する。
【００３３】
図６の実施例では後置フィルタの重み付け係数の選択は平均ビットレートに基づいて実行することができる。平均計算ブロック８０１は例えば下記の式に基づいて平均ビットレート(average bit rate)を計算することが出来る。
【００３４】
【数９】
0004275855.tif 000010
【００３５】
ここで、αは平均化期間を決定する定数であり、bit - ratei は各フレームｉのビットレートである。例えば、もし平均が、３０００フレームあるいは通常のフレーム長で６０秒の期間に基づいて決定されるなら、係数αの値は１／３０００である。しかしながら、本発明は３０００フレームの期間に対して計算された平均値を使用することに限定されず、平均値は別の長さの期間に対して決定することも出来る。適切な期間は各々の応用に対して、例えばリスニングテストによって決めることができる。平均ビットレートが低いときは強い後置フィルタリングが必要とされる。一方、高い平均ビットレートは伝送される音声の質が相対的に良いことを確実にし、それによって後置フィルタリングは非常に強い必要はなくなる。後置フィルタブロック８０８は例えば式（５）による短期フィルタブロックを使用することができる。式（５）による後置フィルタの重み付け係数γ1 およびγ2 は好ましくは例えば次の表に従って選定することができる。
0004275855.tif 000011
無声音声あるいは背景雑音を含むフレームに対しては、後置フィルタリングは、フィルタリングが強すぎるためにこれらのフレームのトーンが歪むことがないようにするように、弱められる。もし有声／無声表示ブロック８０６が、対象フレームの音声信号が無声であることを検出するならば、或いは背景雑音検出ブロック８０７が対象フレームが背景雑音を含むことを検出するならば、後置フィルタリング制御ブロック８０５は、対象フレームが通常より弱くフィルタされるようにフィルタの重み付け係数を変える。
【００３６】
有声／無声の分類(classification)および背景雑音／音声信号の分類に対応する情報はまた、もし符号器がデータ転送チャネルを通してこの情報を伝送するなら、音声信号を符号化した符号器から受信することも出来る。このような応用においては、有声／無声表示ブロック８０６および背景雑音表示ブロック８０７は必要ではない。
【００３７】
必要とされるフィルタリングの低減の量はどの種類の復号化ブロックがその時に使用されているかということに基づいて選択されるのが望ましい。音声符号化の別の方法に対する適当な低減は例えば、リスニングテストで決定することができる。もし式（５）による後置フィルタが使用されており、そして背景雑音が増大するなら、重み付け係数γ1 の値は例えば信号対ノイズ比の各１０ｄＢの低減当たり０．０５だけ増大させることができる。後置フィルタリングの強さはまた符号化エラーに従って、すなわち、例えば図１に示された信号e(n)に従って、変えることができる。符号化エラーの情報は復号器に伝送されることができ、それによって、後置フィルタリングの強さは符号化エラーの量が増大する間は増大されるのが望ましい。
【００３８】
有声／無声表示および背景雑音の強さの評価はまたデータ転送チャネルを経由して受け取られ得る。もし、例えば、音声を符号化した装置がこの情報を、転送されるべき音声のパラメータの一部として復号器に送るならば、これは可能である。
本発明の一つの好適な実施例において、後置フィルタの重み付け係数はまたデータ転送接続(data transfer connection)の質に基づいて調整される。このような演算操作は図６に決定ブロック８１０によって示されており、これはデータ転送接続の質および音声信号のビット誤り率を決定し、そしてそこでデータ転送接続５の質が評価される。データ転送接続の質を評価することが可能なツールは例えば受信されそして符号化された音声信号の搬送波対干渉波（Carrier to Interference)(C/I) あるいはビット誤り率特性(characteristic Bit Error Ratio)(BER) を含む。音声信号のビット誤り率を示す特性あるいは他の音声信号の正しさの程度を示す特性はまた後置フィルタリングの演算操作を調整するために直接的に使用することができる。このような応用においては、後置フィルタリングは、データ転送接続の質が悪くなる、あるいは音声信号のビット誤り率が増大するとき強められる。このようにして、データ転送接続は従来技術の解法の場合より良好にカバーされる。例えば、重み付け係数γ1 の値は、C/I 数の各１０ｄＢの低減につき０．０５だけ低減することができる。データ転送接続の質に従った後置フィルタの調整はまた、もし音声符号化に対するチャネル符号化の比が、データ転送接続の質に従って変えられるならその平均ビットレートによって、実施することができる。質の悪い環境では、チャネル符号化の割合が増加し、それによって、音声のビットレートおよび平均ビットレートもまた低減され、平均ビットレートに従って調整されるべき後置フィルタリングはまたデータ転送接続の質に基づいて間接的に調整される。
【００３９】
重み付け係数に対する上限および下限は、データ転送接続が突然弱められたとき後置フィルタリングが強くなり過ぎないように設定することができる。例えば、式（５）に従った後置フィルタを使用するとき、重み付け係数γ1 に対する適当な下限は０．５５であり、適当な上限は約０．９である。これらの値はここでは例として述べられただけであり、本発明の別の実施例に使用される値を制限するものではない。
【００４０】
上記の例は重み付け係数γ1 による後置フィルタリングの強さの調整を実例で示したものである。しかながら、重み付け係数γ2 の値もまた後置フィルタリングの強さを変えるために変えることができるので、上記の例は本発明の種々の実施例を制限するものではない。
長期後置フィルタリングブロックの重み付け係数は短期後置フィルタリングブロックの重み付け係数と同じ基準によって調整されるのが望ましい。さらに、無声音声を含むフレームの場合は、長期後置フィルタリングは省略できるので都合が良い。一方、有声音を強く含むフレームでは強い長期後置フィルタリングを使用するのが有利である。下記の表は、異なった状態における式（２）による長期ポストフィルタの重み付け係数ｂの値の例を示す。
【００４１】
【表１】
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【００４２】
図７は本発明の好適な一実施例に従った後置フィルタの効果を示す。一番上の曲線は音声信号を符号化した符号器の短期分析ブロックによって生成された係数を表し、どの係数が対象音声信号のスペクトルにぴったり合うかを示す。下側のグラフの２つの曲線は、重み付け係数の異なった値での式（５）に従った後置フィルタの周波数応答を表す。実線は重み付け係数γ1 = ０．６およびγ2 = ０．８による周波数応答を表し、そして、点線は重み付け係数γ1 = ０．７およびγ2 = ０．８による周波数応答を表す。図から分かるように短期後置フィルタブロックが強いほど音声信号のスペクトルのホルマント上のその強調が一層強なる。
【００４３】
図８は本発明の好適実施例に従った後置フィルタを図示したものである。この例の構成は部分的に図３の後置フィルタのそれに似ているが、しかし、この実施例はまたフィルタ制御ブロック１０３を含み、これは、例えば、復号器によって与えられた、あるいはデータ転送チャネルに沿って転送された外部パラメータに基づいて、短期および長期フィルタブロックの重み付け係数を調整する。これらのパラメータは、例えば、各フレームの有声(voiced)／無声(unvoiced)Ｖ／ＵＶの分類、ビットレート、音声信号を符号化した符号器によって使用されたパラメータセットａ(i) 、係数ｇ1 およびｂ、重み付け係数γ1 およびγ2 、およびデータ転送チャネルの質、あるいは受信し符号化された音声信号の正しさの程度を示す各種特性、を含むのが有利になる。
【００４４】
復号化された音声のピッチは分析ブロック４０で分析される。長期後置フィルタブロック４２の演算操作は、分析ブロック４０によって形成された分析結果によって制御される。長期後置フィルタブロック４２はくし形フィルタが望ましく、それによって、フィルタの応答周波数のピークの位置が、分析ブロックの分析結果に従って調整される。制御ブロック１０３はまた、復号器から来るパラメータに従って長期後置フィルタの演算操作を調整する。このようなパラメータは、望ましくは例えば、各フレームの、復号化された音声を伝送するのに使用される平均ビットレート、係数ｇ1 およびｂ、および有声／無声の分類、を含むことができる。制御ブロック１０３は長期後置フィルタリングの強さを、例えば式（２）に従ったスケーリング係数ｇ1 によって調整する。無声フレームでは、制御ブロック１０３は長期後置フィルタリングを、例えばスケーリング係数ｇ1 を零として設定することによって阻止する。制御ブロックは、望ましくは、長期後置フィルタリングの演算操作を式（２）に従って重み付け係数ｂによって調整する。
【００４５】
制御ブロック１０３は、復号器から受け取った係数セットａ(i) および重み付け係数γ1 およびγ2 に基づいて短期後置フィルタブロック４３の運転操作を制御する。フィルタされた信号は、スケーリング係数計算ブロック４１およびスケーリングブロック４４によって、例えば式（７）および（８）に従って、復号化された信号の強さに応じてスケーリングされる。
【００４６】
図８に示された例に従って、制御ブロック１０３は重み付け係数およびその他の係数ｇ，ｂ，γ1 およびγ2 に基づいて後置フィルタブロック４２，４３の演算操作を制御する。しかしながら、本発明はこのような解法に限定されるものではなく、制御ブロック１０３は例えば、平均ビットレートと、上記に、あるいは他の手段によって与えられた表とによってこれらの係数の値を決定することができる。例えば、制御ブロックはまた、上に与えられた表に従って平均ビットレートに基づいて重み付け係数ｂの値を適応させることによって、長期後置フィルタブロックの演算操作を制御することができる。制御ブロックはまた、例えば、上記の表と式（５）および（６）に従って重み付け係数γ1 およびγ2 の値を都合良く適応させることによって平均ビットレートに基づいて後置フィルタブロックの演算操作を制御することができる。
【００４７】
図９は本発明の好適な一実施例による移動局のブロック図示す。移動局はマイクロホン３０１、キーパッド３０７、ディスプレー３０６、イヤホーン３１４、送／受信スイッチ３０８、アンテナ３０９、および制御ユニット３０５といったような装置の典型的な部品を含む。さらに、図は移動局の典型的な伝送および受信ブロック３０４、３１１を示す。伝送ブロック３０４は音声信号を符号化するための符号器３２１を含む。伝送ブロック３０４はまた、チャネル符号化、解読(deciphering) 、変調、並びにＲＦ機能のために要求される演算操作を含むが、これらは図には明瞭化のために描かれていない。受信ブロック３１１はまた本発明に従った復号化および後置フィルタリングのブロック３２０を含む。復号化および後置フィルタリングのブロック３２０は、後置フィルタ３２２を含み、望ましくは、これは図８に示されたものと同様な後置フィルタとすることができる。マイクロホン３０１から来た信号は増幅段３０２で増幅され、Ａ／Ｄコンバータでディジタル化され、伝送ブロック３０４に、典型的には伝送ブロックによって含まれる音声符号化装置に受け取られる。伝送ブロックによって処理され、変調され、増幅された伝送信号は送信／受信スイッチ３０８を経由してアンテナ３０９に受け取られる。受信されるべき信号は送信／受信スイッチ３０８を経由してアンテナから受信ブロック３１１に受け取られ、これは受信信号を復調し、そして解読およびチャネル符号化を復号化する。結果として生ずる音声信号はＤ／Ａコンバータ３１２を経由してアンプ３１３、そしてさらにイヤホーン３１４に受け取られる。制御ユニット３０５は移動局の運転操作を制御し、キーパッド３０７からユーザによって与えられた制御コマンドを読み、ディスプレー３０６によってユーザにメッセージを与える。
【００４８】
本発明に従った後置フィルタはまた、通常の電話ネットワークのような電気通信ネットワーク、あるいはＧＳＭネットワークのような移動局ネットワークにおいても使用できる。図１０は本発明のこのような好適な実施例のブロック図の例を示す。例えば、電気通信ネットワークは電話交換あるいはそれに相当する交換システム３６０を含むことができ、これには通常の電話３７０、基地局３４０、基地局制御装置３５０および電気通信ネットワークの他の中央装置(central device)３５５が連結される。移動局３３０は基地局３４０を経由して電気通信ネットワークへの接続を確立することができる。本発明による復号化および後置フィルタリングのブロック３２０は例えば基地局３４０に特に有利に置くことができる。しかしながら、本発明はこれに限定されず、本発明の復号化および後置フィルタリングのブロック３２０はまた基地局制御装置３５０、あるいは他の中央あるいは交換装置３５５に置くこともできる。もし移動局システムが、例えば、基地局と基地局制御装置の間で、無線チャネルから受け取った符号化された信号を電気通信システムに転送される典型的な６４kbit/sの信号に変換するために、あるいはその逆のために、別のトランスコーダ(transcoder)を使用するなら、本発明による復号化および後置フィルタリングのブロック３２０はまたこのようなトランスコーダの中に置かれることもできる。一般に、本発明に従った復号化および後置フィルタリングのブロック３２０は電気通信ネットワークの任意の要素装置の中に置かれることができ、これは符号化されたデータストリームを符号化されないデータストリームに変換する。復号化および後置フィルタリングのブロック３２０は移動局３３０から来る符号化された音声信号を復号化し、フィルタし、その後、その音声信号は、圧縮されない信号として通常の方法で電気通信ネットワークに転送され得る。復号化および後置フィルタリングのブロック３２０は本願において述べられた後置フィルタの任意の実施例のように実施され得る。
【００４９】
適応後置フィルタリングの利点として、後置フィルタをかけられた声のトーンはフレーム毎には変わらないことを挙げることができる。後置フィルタの重み付け係数は長期平均ビットレートに従って適応されるとき、音声のトーンは平坦であり、急速に乱されて変わることはない。
本発明による解法は、高いビットレートで符号化されたフレームのバーストが符号化された音声信号において生ずることが、低い平均ビットレートでも可能であるので、従来技術の方法に比較して明らかな利点を有する。もし、従来技術の解法のように後置フィルタリングが瞬時ビットレートに基づいて適応されるなら、低いビットレートのフレームのフィルタリングで使用される係数とは別の重み付け係数がこれらのバーストのフィルタリングに使用され、結果的に復号化された音声のトーンに急速かつ擾乱的な変化が生ずることになるであろう。
【００５０】
本発明は種々のデータ転送システムでの多くの場所で適用できる。一般に、本発明は、符号化された音声信号が復号化されるデータ転送システムの全てのこのような部分に使用できる。本発明は、従って、例えば、移動局において、あるいはデータ転送システムの他のタイプの無線あるいは固定端末装置、あるいは電話システムの中央および交換装置で使用できる。
【００５１】
例を用いて述べられた本発明の上記実施例においては、後置フィルタは長期と短期の両方の後置フィルタリングブロックを有すると仮定してきた。しかしながら、本発明はこれに限定されるものではなく、それはまた、後置フィルタが１つの後置フィルタブロックのみを有する構成にも適用できる。
上記の式（２）および（５）は従来技術の後置フィルタの例である。本発明はこれに限定されるものではなく、他の種類のフィルタもフィルタとして使用できる。
【００５２】
本発明は音声を伝送する全ての種類のデータ転送システムに適用され得る。本発明は各応用で使用されるビットレート決定論拠に無関係に適用され得る。
この明細書において、背景雑音(backgound noise) という用語は、実際のノイズに加えて、また実際の音声信号の部分ではなく、交通や装置、人や動物などによって生ずる全ての他の背景音も意味する。
【００５３】
以上、本発明はその好適な実施例を参照して述べたが、本発明は請求項によって規定された発明の考えに従った多くの方法で修正され得ることは明らかでる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来技術のＣＥＬＰ符号器を示す。
【図２】  従来技術の後置フィルタリングによる解法を示す。
【図３】  従来技術の復号器を示す。
【図４】  従来技術の可変レート符号器のブロック図を示す。
【図５】  従来技術の可変レート符号器によって生成された符号化された音声信号のビットレートの変化の例を示す。
【図６】  本発明の好適な一実施例による復号器を示す。
【図７】  短期後置フィルタの周波数応答の調整を図解で示す。
【図８】  本発明の好適な実施例の後置フィルタ構成を示す。
【図９】  本発明の好適な実施例のブロック図を示す。
【図１０】  本発明の実施例のブロック図を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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