(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号（Ｓｉｎ）の包絡線の重みづけした値（準尖頭値）を検出するための準尖頭値検出器（１）であって：
充電コンデンサ（Ｃ）に関するプロセスをシミュレーションするディジタル充電フィルタ（４）；
放電コンデンサ（Ｃ）に関するプロセスをシミュレーションするディジタル放電フィルタ（８）；
前記ディジタル充電フィルタ（４）及び前記ディジタル放電フィルタ（８）の下流に接続された、計測装置の減衰応答をシミュレーションするディジタル減衰フィルタ（６）；
を備え、
ディジタル充電フィルタ（４）及びディジタル放電フィルタ（８）は、１次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタの形をとり、それぞれは、１次のローパスフィルタを具体化し、
前記１次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタは、２つの加算器（２５，２７）、前記加算器（２５，２７）の間に備えられる遅延エレメント（２８）、前記ＩＩＲフィルタの入力（ＩＮ）を、それぞれの場合において前記加算器（２５，２７）の１つに接続する２つの入力係数乗算器（２４，２６）及び出力側の加算器（２７）を入力側の加算器（２５）に接続するフィードバック係数乗算器（２９）を含み、且つ、それにおいてディジタル放電フィルタ（８）に関する入力係数乗算器（２４，２６）の係数（ｂ１，ｂ２）は、ゼロとなることを特徴とする準尖頭値検出器。
【請求項２】
信号（Ｓｉｎ）の包絡線の重みづけした値（準尖頭値）を検出するための準尖頭値検出器（１）であって：
充電コンデンサ（Ｃ）に関するプロセスをシミュレーションするディジタル充電フィルタ（４）；
放電コンデンサ（Ｃ）に関するプロセスをシミュレーションするディジタル放電フィルタ（８）；
前記ディジタル充電フィルタ（４）及び前記ディジタル放電フィルタ（８）の下流に接続された、計測装置の減衰応答をシミュレーションするディジタル減衰フィルタ（６）；
を備え、
前記ディジタル減衰フィルタ（６）は、２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタの形をとり、２つの臨界的に減衰させる、結合した１次のローパスフィルタを具体化し、
前記２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタは、３つの加算器（１６，１７，１８）、前記加算器（１６，１７，１８）の間に備えられる２つの遅延エレメント（１９，２０）、前記ＩＩＲフィルタの入力（ＩＮ）を、それぞれの場合において前記加算器（１６，１７，１８）の１つに接続する３つの入力係数乗算器（２１，２２，２３）、及び出力側の加算器（１８）を、それぞれの場合においてそれを除いたほかの加算器（１６，１７）の１つに接続する２つのフィードバック係数乗算器（１４，１５）を包含し、且つ、それにおいて前記入力（ＩＮ）を入力側の加算器（１６）に接続する入力係数乗算器（２１）及び前記入力（ＩＮ）を出力側の加算器（１８）に接続する入力係数乗算器（２３）の係数（ｂ１，ｂ３）は等しいことを特徴とする準尖頭値検出器。
【請求項３】
前記ディジタル充電フィルタ（４）及び前記ディジタル放電フィルタ（８）の上流にディジタル入力フィルタ（２ａ）を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の準尖頭値検出器。
【請求項４】
前記ディジタル入力フィルタ（２ａ）は、２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタの形をとることを特徴とする請求項３記載の準尖頭値検出器。
【請求項５】
前記ディジタル入力フィルタ（２ａ）と前記ディジタル充電フィルタの間に絶対値ジェネレータ（２ｂ）を備えることを特徴とする請求項３又は４記載の準尖頭値検出器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、いわゆる準尖頭値検出器に関する。準尖頭値検出器は、信号の包絡線、例えば、中間周波数段の信号の包絡線の重み付けしたピーク値を検出する上で役立つ。
【０００２】
【従来の技術】
準尖頭値検出器は、電気的なノイズ電圧の包絡線を人間の耳又は人間の目の身体的知覚応答に適合された出力信号レベルに変換する。この種の準尖頭値検出器については、「ＩＥＣ  ＣＩＳＰＲ  １６−１／１９９９−１０」、「Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｒａｄｉｏ  Ｄｉｓｔｕｒｂａｎｃｅ  ａｎｄ  Ｉｍｍｕｎｉｔｙ  Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ  ａｎｄ  Ｍｅｔｈｏｄ」（無線妨害及びイミュニティ計測装置及び方法の仕様）、第１部：「Ｒａｄｉｏ  Ｄｉｓｔｕｒｂａｎｃｅ  ａｎｄ  Ｉｍｍｕｎｉｔｙ  Ｍｅａｓｕｒｉｎｇ  Ａｐｐａｒａｔｕｓ」（無線妨害及びイミュニティ計測装置）に詳述されている。人間の耳又は人間の目は、同一振幅の干渉パルスが高いレートで繰り返されるほど、当該干渉パルスをより一層わずらわしく感じる。準尖頭値検出器の目的は、人間の耳又は人間の目の、この主観的な知覚応答をシミュレーションすることにある。
【０００３】
図２は、前述の仕様において要求される準尖頭値検出器の振る舞いを示している。ここには、それぞれの場合に、準尖頭値検出器の出力において等しい出力レベルを得るために必要となる入力側のノイズ電圧が、ノイズ電圧のパルス−レート（繰り返しのレート）の関数として表されている。この図では、特定の出力レベルを得るために準尖頭値検出器が、より高いパルス−レートの場合に比べると、より低いパルス−レートにおいて、高いノイズ電圧を必要とすることが認識できる。別の表現を用いれば、準尖頭値検出器は、比較的パルス−レートの高いノイズ電圧に対して、より高感度になると言える。
【０００４】
準尖頭値検出器は、以前から図１から明らかになる方法によるアナログ的な設計により構成されている。これについては、例えば、１９８６年５月にＨｅｗｌｅｔｔ  Ｐａｃｋａｒｄ（ヒューレット・パッカード）によって出版された「Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ  Ｎｏｔｅ  ＨＰ−ＡＮ  ３３１−１」（アプリケーション・ノートＨＰ−ＡＮ  ３３１−１）から知ることができる。Ｓｉｎは、ダイオードＤにおいて整流され、充電抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣに供給される。入力信号Ｓｉｎの各半波の間に、それに応じてコンデンサＣが充電抵抗Ｒ１を介して充電される。コンデンサＣの放電は、コンデンサＣと並列に接続された放電抵抗Ｒ２を介してもたらされる。バッファＢの下流においては計測装置、例えば、可動鉄片型計測器を直接接続することが可能であり、主として、準尖頭値測定の初期のころは、この方法に従って計装されていた。より新しくは、概して評価が電子的に行われるようになり、バッファＢの下流には計測装置の応答をシミュレーションするアナログ・ローパスフィルタＴ３が接続された。その結果として、この回路が有する時定数は、次の３つとなった：すなわち充電時定数τ１＝Ｒ１・Ｃ、放電時定数τ２＝Ｒ２・Ｃ及びダンピング・エレメントＴ３のダンピング時定数τ３である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
準尖頭値検出器のアナログによる実現に関係して、次のような問題が生じている：すなわち正確な測定のためには、ダイオードＤの補償が不可欠になることである。大きな放電時定数τ２を理由として、コンデンサは、高品質でなければならず、言い換えると、大きな損失を伴うことなく比較的長い期間（数秒）にわたって電荷を保持できなければならない。図２に示されるように、準尖頭値検出器は、周波数帯が異なると指定の感度が異なり、そのためそれぞれの周波数帯ごとに異なる回路を使用する必要がある。長期安定性ならびに温度安定性は達成が難しい。検出器のチューニング及びレンジ切り替えは、結局困難であることがわかった。
【０００６】
従って、本発明の基礎をなす目的は、上記の欠点を持たない準尖頭値検出器を作り出すことであり、特に、当該準尖頭値検出器は、高い長期安定性ならびに温度安定性を有し、各周波数帯において使用可能であり、且つ、調整を必要としないものとする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この目的は、特許請求の範囲の請求項１記載の特徴によって達成される。
【０００８】
本発明によれば、コンデンサの充電に関するプロセスをシミュレーションするディジタル充電フィルタ、コンデンサの放電に関するプロセスをシミュレーションするディジタル放電フィルタ及び計測装置の減衰応答をシミュレーションするディジタル減衰フィルタに、図１に示したアナログ・コンポーネントに代わる適用が見出されている。ディジタルによる準尖頭値検出器の実現は、高い精度を伴う測定を可能にする。
【０００９】
従属クレームは、本発明による準尖頭値検出器を有利に、且つ、更なる発展を含んでいる。
【００１０】
ディジタル充電フィルタ及びディジタル放電フィルタは、１次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタとして実装可能であり、その場合において、放電フィルタに関する入力電圧がゼロに等しくなり、その結果、入力側の係数をゼロにセットすること、又は入力側の乗算器を省略することができる。
【００１１】
ディジタル減衰フィルタは、２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタの形をとることが可能であり、２つの臨界的に減衰させる、結合した１次のローパスフィルタを具体化することができる。この場合、２つの係数は同一になる。
【００１２】
ディジタル入力フィルタは、同様に２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタとして具体化することができる。
【００１３】
このように、本発明の準尖頭値検出器は、請求項１に記載の通り、信号（Ｓｉｎ）の包絡線の重みづけした値（準尖頭値）を検出するための準尖頭値検出器（１）であって：充電コンデンサ（Ｃ）に関するプロセスをシミュレーションするディジタル充電フィルタ（４）；放電コンデンサ（Ｃ）に関するプロセスをシミュレーションするディジタル放電フィルタ（８）；前記ディジタル充電フィルタ（４）及び前記ディジタル放電フィルタ（８）の下流に接続された、計測装置の減衰応答をシミュレーションするディジタル減衰フィルタ（６）；を備え、
ディジタル充電フィルタ（４）及びディジタル放電フィルタ（８）は、１次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタの形をとり、それぞれは、１次のローパスフィルタを具体化し、
前記１次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタは、２つの加算器（２５，２７）、前記加算器（２５，２７）の間に備えられる遅延エレメント（２８）、前記ＩＩＲフィルタの入力（ＩＮ）を、それぞれの場合において前記加算器（２５，２７）の１つに接続する２つの入力係数乗算器（２４，２６）及び出力側の加算器（２７）を入力側の加算器（２５）に接続するフィードバック係数乗算器（２９）を含み、且つ、それにおいてディジタル放電フィルタ（８）に関する入力係数乗算器（２４，２６）の係数（ｂ１，ｂ２）は、ゼロとなることを特徴とする。
また、請求項２に記載の準尖頭値検出器は、信号（Ｓｉｎ）の包絡線の重みづけした値（準尖頭値）を検出するための準尖頭値検出器（１）であって：充電コンデンサ（Ｃ）に関するプロセスをシミュレーションするディジタル充電フィルタ（４）；放電コンデンサ（Ｃ）に関するプロセスをシミュレーションするディジタル放電フィルタ（８）；前記ディジタル充電フィルタ（４）及び前記ディジタル放電フィルタ（８）の下流に接続された、計測装置の減衰応答をシミュレーションするディジタル減衰フィルタ（６）；を備え、前記ディジタル減衰フィルタ（６）は、２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタの形をとり、２つの臨界的に減衰させる、結合した１次のローパスフィルタを具体化し、前記２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタは、３つの加算器（１６，１７，１８）、前記加算器（１６，１７，１８）の間に備えられる２つの遅延エレメント（１９，２０）、前記ＩＩＲフィルタの入力（ＩＮ）を、それぞれの場合において前記加算器（１６，１７，１８）の１つに接続する３つの入力係数乗算器（２１，２２，２３）、及び出力側の加算器（１８）を、それぞれの場合においてそれを除いたほかの加算器（１６，１７）の１つに接続する２つのフィードバック係数乗算器（１４，１５）を包含し、且つ、それにおいて前記入力（ＩＮ）を入力側の加算器（１６）に接続する入力係数乗算器（２１）及び前記入力（ＩＮ）を出力側の加算器（１８）に接続する入力係数乗算器（２３）の係数（ｂ１，ｂ３）は等しいことを特徴とする。
また、請求項３に記載の準尖頭値検出器は、請求項１又は２に記載の準尖頭値検出器において、前記ディジタル充電フィルタ（４）及び前記ディジタル放電フィルタ（８）の上流にディジタル入力フィルタ（２ａ）を備えることを特徴とする。
また、請求項４に記載の準尖頭値検出器は、請求項３記載の準尖頭値検出器において、前記ディジタル入力フィルタ（２ａ）は、２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタの形をとることを特徴とする。
また、請求項５に記載の準尖頭値検出器は、請求項３又は４記載の準尖頭値検出器において、前記ディジタル入力フィルタ（２ａ）と前記ディジタル充電フィルタの間に絶対値ジェネレータ（２ｂ）を備えることを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明をより詳細に説明する。
図３に、本発明による一例とする準尖頭値検出器１の実施の形態を示す。入力信号Ｓｉｎは、伝達関数Ｈｋ（ｚ）を有するディジタル入力フィルタ２ａ（図５）に供給される。ディジタル入力フィルタ２ａの出力には、出力信号の絶対値を導出する絶対値ジェネレータ２ｂ（図５）があることから、ディジタル入力フィルタ２ａ及び絶対値ジェネレータ２ｂが結合されたフィルタ・ブロック２の全体的な伝達関数は、ａｂｓ｛Ｈｋ（ｚ）｝となる。
【００１５】
入力フィルタ２は、第１のフィルタ切り替えエレメント３を介してディジタル充電フィルタ４に接続される。ディジタル充電フィルタ４は、伝達関数Ｈ１（ｚ）を有し、時定数τ１＝Ｒ１・Ｃを伴うコンデンサＣの充電に関するプロセスをシミュレーションする。図３には、本発明による準尖頭値検出器１の充電サイクルが表現されている。ディジタル充電フィルタ４の出力は、第２のフィルタ切り替えエレメント５を介してディジタル減衰フィルタ６に接続される。このディジタル減衰フィルタ６は、伝達関数Ｈ３（ｚ）を有し、時定数τ３を伴う計測装置の減衰応答をシミュレーションする。減衰フィルタ６の出力においては、出力信号Ｓｏｕｔが得られる。充電プロセスの最後における出力の最終値は、第３の切り替えエレメント７を介してディジタル放電フィルタ８に渡され、それにおいては、この最終値が放電サイクルに関する開始値として使用される。図３に示した充電サイクルの間は、ディジタル放電フィルタ８の出力が切り替えエレメント５によって減衰フィルタ６から分離されている。更に、第４の切り替えエレメント９、つまり、それを介して放電フィルタ８の出力を充電フィルタ４の入力に接続することができる切り替えエレメントが備わっている。しかしながら、図３に示した充電サイクルの間は、この切り替えエレメント９が開かれている。
【００１６】
更に、コントロール・ユニット１０が備えられており、それにおいてフィルタ２の出力電圧Ｘ１と減衰フィルタ６の入力電圧Ｘ２が比較される。電圧Ｘ１が電圧Ｘ２より大きいときには、回路が充電サイクルにあり、コントロール・ユニット１０が、切り替えエレメント３、５、７及び９を図３に示す切り替え状態に切り替えている。電圧Ｘ２が電圧Ｘ１より大きい場合には、回路が放電サイクルにあり、切り替えエレメント３、５、７及び９が図４に示す切り替えポジションに切り替えられている。
【００１７】
図４に示されている切り替えポジションにおいては、フィルタ２の出力が充電フィルタ４から切り離される。更に、充電フィルタ４の出力が、減衰フィルタ６及び放電フィルタ８のいずれからも切り離されて、且つ、放電フィルタ８の入力はゼロ電位になる。放電フィルタ８の出力は、切り替えエレメント５を介して減衰フィルタ６の入力に接続され、切り替えエレメント９を介して充電フィルタ４の入力１１に接続される。つまり、放電サイクルの最後における放電フィルタ８の出力の最終値が、切り替えエレメント９を介して充電フィルタ４の入力に渡され、その結果、これを開始電圧として、この放電サイクルの直後に続く充電サイクルを開始することができる。
【００１８】
図５は、多少修正を加えた表現を用いた、本発明による準尖頭値検出器１のブロック図を示している。入力フィルタ・ブロック２は、入力フィルタ２ａ及びその下流に接続された絶対値ジェネレータ２ｂに分けられている。充電フィルタ４及び放電フィルタ８は、実質的に同じ方法に従って実装できることから、これら２つのフィルタは、１つのフィルタ・ブロック１１に統合されている。充電フィルタ４の最終値を放電フィルタ８のための開始値として、またその逆に放電フィルタ８の最終値を充電フィルタ４のための開始値として採用することは、フィルタ・ブロック１１内において内部的に保証される。従って、フィルタ・ブロック１１の入力において単一の切り替えエレメント１２だけが必要になる。また、ここに例示したこの実施の形態においては、検出器１０が、絶対値ジェネレータ２ｂの出力における信号レベルＸ１と減衰フィルタ６の入力における信号レベルＸ２を比較する。信号レベルＸ１が信号レベルＸ２より大きいときには、フィルタ・ブロック１１が充電フィルタ４として動作するようにフィルタ・ブロック１１が切り替えられる。その逆に信号レベルＸ２が信号レベルＸ１より大きいときには、フィルタ・ブロック１１が放電フィルタ８として動作するようにフィルタ・ブロック１１が切り替えられる。減衰フィルタ６の下流には、出力信号Ｓｏｕｔの最大値を決定する最大値ジェネレータ１３が接続されている。
【００１９】
ディジタル・フィルタ２ａ、４、８及び６の実装に関するいくつかの例を図６乃至図８に示す。
【００２０】
図６は、入力フィルタ２ａの例として示した実施の形態である。準尖頭値検出器１の具体化をディジタル的に行う場合には、一方においてはＲ１及びＣからなる充電ＲＣエレメント、他方においてはＲ２及びＣからなる放電ＲＣエレメントのみがディジタル・ローパスフィルタとして具体化され、且つ、減衰フィルタＴ３が臨界的に減衰させる２次のローパスフィルタとして具体化されるようにしたのでは、図２に示した振る舞いが正確に得られないことが明らかになっている。入力フィルタ２は、標準に指定されている測定帯域幅を獲得するために、測定装置の周波数応答を矯正する。図２に示されている振る舞いを、パルス−レートの関数としてシミュレーションするために、まず入力フィルタ２ａにおいて入力信号Ｓｉｎのプレフィルタリングを行わなければならない。この入力フィルタ２ａは、例えば、６３の遅延エレメント（タップ）を伴うＦＩＲ（有限インパルス応答）として実装されなければならないことが分かった。この実装は、例えば、ＡＳＩＣによるハードウエアを用いた具体化に適している。図６に例示した好ましい実施の形態に関しては、入力フィルタ２ａが、２次のＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタとして実装される。この実装は、例えば、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）による具体化の場合に適したものとなる。
【００２１】
図６に示したように、２次のＩＩＲフィルタとして入力フィルタ２ａを具体化する場合に、従来の方法においては、３つの加算器１６、１７、１８が備えられ、それらが遅延エレメント１９及び２０を介して互いに接続される。入力ＩＮは、当該入力信号に第１の入力係数ｂ３を乗じる第１の入力係数乗算器２１を介して第１の加算器１６に接続されており、当該入力信号に第２の入力係数ｂ２を乗じる第２の入力係数乗算器２３を介して第２の加算器１７に接続されており、且つ、当該入力信号に第３の入力係数ｂ１を乗じる第３の入力係数乗算器２３を介して第３の加算器１８に接続されている。第３の加算器１８の出力は、当該出力信号に第１のフィードバック係数−ａ３を乗じる第１のフィードバック係数乗算器１４を介して第１の加算器１６に接続されており、且つ、当該出力信号に第２のフィードバック係数−ａ２を乗じる第２のフィードバック係数乗算器１５を介して第２の加算器１７に接続されている。第１の加算器１６は、係数乗算器２１及び１４の出力信号を加算する。第２の加算器１７は、遅延エレメント１９の出力信号と係数乗算器２２及び１５の出力信号を加算する。第３の加算器１８は、遅延エレメント２０の出力信号と係数乗算器２３の出力信号を加算する。係数ｂ１、ｂ２、ｂ３、−ａ２及び−ａ３は、図２に示す振る舞いが得られるように選択する必要がある。
【００２２】
図７Ａは、１次のＩＩＲフィルタとしてフィルタ・ブロック１１の実装を示している。１次のＩＩＲフィルタの場合においては一般的なように、入力ＩＮは、当該入力信号に第１の入力係数ｂ２を乗じる第１の入力係数乗算器２４を介して第１の加算器２５に接続されており、且つ、当該入力信号に第２の入力係数ｂ１を乗じる第２の入力係数乗算器２６を介して第２の加算器２７に接続されている。加算器２５及び２７は、遅延エレメント２８を介して互いに接続されている。第２の加算器２７の出力は、第２の加算器２７の出力信号にフィードバック係数−ａ２を乗じるフィードバック係数乗算器２９を介して第１の加算器２５に接続されている。第１の加算器２５は、係数乗算器２４及び２９の出力信号を加算する。第２の加算器２７は、遅延エレメント２８の出力信号と係数乗算器２６の出力信号を加算する。
【００２３】
フィルタ・ブロック１１が充電フィルタ４として動作する場合においては、係数ｂ１、ｂ２及び−ａ２を、フィルタ・ブロック１１が１次のローパスフィルタとして動作するように選択する必要がある。関連する等価回路図を図７Ｂに示す。コンデンサＣは、抵抗Ｒ１を介して充電される。
【００２４】
フィルタ・ブロック１１が放電フィルタ８として動作する場合においては、入力係数ｂ１及びｂ２を、ゼロに等しく選択する必要がある。従って、充電フィルタ４の実装と放電フィルタ８の実装が分けられる場合には、係数乗算器２４及び２６を省略することができる。関連する等価回路を図７Ｃに示す。抵抗Ｒ２を介したコンデンサＣの放電は、直列抵抗Ｒ２の入力が回路のアースに接続されているローパスフィルタと等価になる。つまり、この場合においては、ゼロに等しい入力信号が継続的にディジタル・フィルタに供給される。第２の加算器２７の出力には、Ｎを因数としてサンプリング−レートを下げるダウン−サンプラ（サンプリング−レート・コンバータ）が備わっている。
【００２５】
減衰フィルタ６は、図８に示すように、入力フィルタ２ａと実質的に同じようにして、２次のＩＩＲフィルタとして実装することができる。この接続においては、図６に関連した説明を参照するものとし、図６に基づいて既に説明した要素には、対応する参照記号が与えられている。減衰フィルタ６は、２つの臨界的（批評的）に減衰させる、結合した１次のローパスフィルタからなることから、第１の入力係数ｂ３が第３の入力係数ｂ１と同一になる。このことは、図８で明らかとなる。
【００２６】
図９及び１０には、本発明による準尖頭値検出器１の振る舞いが、２つの例に基づいて示されている。
【００２７】
図９Ａは、１Ｈｚのパルス−レート（繰り返しのレート）を伴う入力信号Ｓｉｎを表す。これにおいては、パルスの下側となるエリアが１に正規化されている。図９Ｂには、フィルタ・ブロック１１の出力における図９Ａに表された入力信号Ｓｉｎに対応する信号Ｘ２及び減衰フィルタ６の出力における出力信号Ｓｏｕｔが、時間ｔの関数として表されている。充電フィルタ４ならびに放電フィルタ８によってシミュレーションされた鋸歯状形の充電ならびに放電の振る舞いを明確に認識することができる。２つの臨界的に減衰させる、結合した１次のローパスフィルタ１からなる減衰フィルタ６は、減衰された波状信号Ｓｏｕｔをもたらす。
【００２８】
図１０Ａは、５Ｈｚのパルス−レート（繰り返しのレート）を伴う入力信号Ｓｉｎを表す。これにおいてもパルスに包含されるエリアが１に正規化されている。図１０Ｂは、前述同様にフィルタ・ブロック１１の出力における信号Ｘ２及び減衰フィルタ６の出力における出力信号Ｓｏｕｔを表す。図９Ｂに示される信号Ｓｏｕｔとは対照的に、この場合の信号Ｓｏｕｔは、波状性の影響をあまり受けず、漸近的限界値に近似される。最大値ジェネレータ１３は、それぞれの場合において、あらかじめ決定済みの測定時間の後に信号Ｓｏｕｔの最大値を確保する。
【００２９】
本発明が、ここに例示した実施の形態に限定されることはない。特に、このほかのディジタル・フィルタ、例えば、ＦＩＲフィルタを用いた具体化も可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来技術によるアナログ設計の準尖頭値検出器の基本構造を示したブロック図である。
【図２】  準尖頭値検出器の感度について説明することを目的としたグラフである。
【図３】  本発明による準尖頭値検出器の、第１の切り替え状態の実施の形態を示したブロック図である。
【図４】  図３に示した準尖頭値検出器の、第２の切り替え状態の実施の形態を示したブロック図である。
【図５】  本発明による準尖頭値検出器の実施の形態を示したブロック図である。
【図６】  図３乃至図５に例示した実施の形態における入力フィルタの具体化を示したブロック図である。
【図７】  （図７Ａ）図３乃至図５に例示した実施の形態における充電フィルタ又は放電フィルタの具体化を示したブロック図である。（図７Ｂ）充電フィルタの等価回路図である。（図７Ｃ）放電フィルタの等価回路図である。
【図８】  図３乃至図５に例示した実施の形態における減衰フィルタの具体化を示したブロック図である。
【図９】  （図９Ａ）１Ｈｚのパルス−レートを伴う干渉信号を示したグラフである。（図９Ｂ）本発明による準尖頭値検出器の場合における、図９Ａに示されるときの、入力信号が減衰フィルタの前及びその後の信号を示したグラフである。
【図１０】  （図１０Ａ）５Ｈｚのパルス−レートを伴う干渉信号を示したグラフである。（図１０Ｂ）本発明による準尖頭値検出器の場合における、図１０Ａに示されるときの、入力信号が減衰フィルタの前及びその後の信号を示したグラフである。
【符号の説明】
２  入力フィルタ
２ａ  ディジタル入力フィルタ
２ｂ  絶対値ジェネレータ２ｂ
３  第１のフィルタ切り替えエレメント
４  ディジタル充電フィルタ
５  第２のフィルタ切り替えエレメント
６  ディジタル減衰フィルタ
７  第３の切り替えエレメント
８  ディジタル放電フィルタ
９  第４の切り替えエレメント
１０  コントロール・ユニット
１１  フィルタ・ブロック
１２  切り替えエレメント
１３  最大値ジェネレータ
１４  第１のフィードバック係数乗算器
１５  第２のフィードバック係数乗算器
１６  第１の加算器
１７  第２の加算器
１８  第３の加算器
１９  遅延エレメント
２０  遅延エレメント
２１  第１の入力係数乗算器
２３  第３の入力係数乗算器
２４  第１の入力係数乗算器
２５  第１の加算器
２６  第２の入力係数乗算器
２７  第２の加算器
２８  遅延エレメント
Ｓｉｎ  入力信号
Ｓｏｕｔ  出力信号
Ｃ  コンデンサ
Ｒ１  充電抵抗
Ｒ２  放電抵抗
Ｂ  バッファ
Ｔ３  アナログ・ローパスフィルタ
τ１  充電時定数
τ２  放電時定数
τ３  ダンピング時定数
Ｈｋ（ｚ）  伝達関数
Ｘ１  信号レベル
Ｘ２  信号レベル
【図１】
0004362262.tif 000002
【図２】
0004362262.tif 000003
【図３】
0004362262.tif 000004
【図４】
0004362262.tif 000005
【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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