(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
周波数及び変調内容が同一の信号を受信するブランチ数が２以上の受信系統の各ブランチからの出力が被減算端子にそれぞれ実質的に入力されるよう構成され、減算端子には回り込みの複製信号がそれぞれ入力されるよう構成された受信系統のブランチ数と同数の回り込みキャンセル用の減算部と、
該減算部の各出力が入力されており、ダイバーシティ合成のためのフィルタ係数が与えられる受信系統のブランチ数と同数のダイバーシティ合成用の適応フィルタ部と、
該ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部の各出力が入力されており、その出力が実質的に中継局の送信信号として出力されているダイバーシティ合成のための加算部と、
該加算部の出力が入力されており、回り込み複製信号を生成するためのフィルタ係数が与えられ、その出力が前記各減算部の減算端子に入力された受信系統のブランチ数と同数の回り込みキャンセル用の適応フィルタ部と、
を備えたことを特徴とするダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置において、
前記ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部は、中継システムのＯＦＤＭ信号が通過する系において最も狭帯域となる帯域通過フィルタ特性をも兼ね備えたフィルタ係数を与えるものであり、
前記ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部による遅延を含む既知の中継システムの遅延時間から、該遅延時間以上となる回り込みと、該遅延時間以下であってダイバーシティ合成によって等化する親局からの信号に含まれる遅延波とを分離して検出し、
信号の観測点を前記減算部の出力の位置に設定することで、前記ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部の特性と、前記回り込みキャンセル用の適応フィルタ部の特性とを合わせて検出する、構成としたことを特徴とするダイバーシティ受信用回りこみキャンセル装置。
【請求項２】
請求項１記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置において、
各ブランチにおいて観測した信号が著しく劣化していると判定された場合に、そのブランチから前記加算部への出力を停止するように構成したことを特徴とするダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置。
【請求項３】
請求項１または２記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置を備えたことを特徴とする中継システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal  Frequency  Division  Multiplexing：直交周波数分割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送における中継システムに係り、特に、ＳＦＮ（Single Frequency  Network：単一周波数ネットワーク）において放送波中継を行う中継局で、複数のブランチ数の受信系統を用いてダイバーシティ受信を行うとともに送信アンテナから各受信アンテナへの電波の回り込み（以下、単に回り込みと言う）を除去するための回り込みキャンセル装置及び中継システムに関する。
【０００２】
［発明の概要］
本発明は、ＯＦＤＭ方式によるデジタル放送やデジタル伝送において、放送波中継によるＳＦＮ（Single  Frequency  Network：単一周波数ネットワーク）を実現する際に問題となる中継放送所の送受アンテナ間での電波の回り込みを回路的に打ち消すための回り込みキャンセル装置ならびに回り込みキャンセル機能を有する中継システムに関するもので、特に、親局からの信号を複数の（ブランチ数の）受信系統にて受信し各受信信号をダイバーシティ合成する中継局において使用する回り込みキャンセル装置及び中継システムである。
【０００３】
【従来の技術】
従来のＯＦＤＭ信号を中継する中継システムでは、一般的な構成として１式の中継システムに対して１式の受信アンテナを使用していた。この様な構成における回り込みキャンセル装置としては、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセル装置の特許出願（特開平１１−３５５１６０「回り込みキャンセラ」）や学会発表論文「地上デジタル方向ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討」，映像情報メディア学会誌Vol.54,No.11,pp.1568-1575（2000）などがある。
【０００４】
また、ダイバーシティ受信を行う中継システムとしては、本発明者らの発明に係る特許出願（特願２０００−３５３２４５、特願２００１−６７２６７いずれも「ＯＦＤＭ信号中継装置」）や学会発表技術報告「スペースダイバシティを用いた地上デジタル放送の放送波中継の検討」，映像情報メディア学会技術報告Vol.25,No.31,pp.7-12,BCS2001-11（Mar.2001）があるが、回り込みに関しては考慮していない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
これら従来の回り込みキャンセル装置は、１式の中継装置に対して１式の受信アンテナと１式の送信アンテナを用いて構成を前提としたアルゴリズムとなっているため、１式の中継装置に対して複数のブランチ数の受信系統を用いてダイバーシティ受信を行う中継装置に適応したアルゴリズムとはなっていない。
【０００６】
また、単にダイバーシティ受信装置と回り込みキャンセル装置とを縦続接続した場合では、ダイバーシティ合成のための各ブランチの特性を変更することによって回り込み特性も変化するため、ダイバーシティ合成機能と回り込みキャンセル機能が両立できなかった。
【０００７】
本発明の目的は、同一周波数で放送波中継する中継局においてダイバーシティ受信を行いかつ回り込みをキャンセルすることを可能とする回り込みキャンセル装置及び中継システムを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために本発明は、請求項１では、周波数及び変調内容が同一の信号を受信するブランチ数が２以上の受信系統の各ブランチからの出力が被減算端子にそれぞれ実質的に入力されるよう構成され、減算端子には回り込みの複製信号がそれぞれ入力されるよう構成された受信系統のブランチ数と同数の回り込みキャンセル用の減算部と、
該減算部の各出力が入力されており、ダイバーシティ合成のためのフィルタ係数が与えられる受信系統のブランチ数と同数のダイバーシティ合成用の適応フィルタ部と、
該ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部の各出力が入力されており、その出力が実質的に中継局の送信信号として出力されているダイバーシティ合成のための加算部と、
該加算部の出力が入力されており、回り込み複製信号を生成するためのフィルタ係数が与えられ、その出力が前記各減算部の減算端子に入力された受信系統のブランチ数と同数の回り込みキャンセル用の適応フィルタ部と、
を備えたことを特徴とするダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置において、
前記ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部は、中継システムのＯＦＤＭ信号が通過する系において最も狭帯域となる帯域通過フィルタ特性をも兼ね備えたフィルタ係数を与えるものであり、
前記ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部による遅延を含む既知の中継システムの遅延時間から、該遅延時間以上となる回り込みと、該遅延時間以下であってダイバーシティ合成によって等化する親局からの信号に含まれる遅延波とを分離して検出し、
信号の観測点を前記減算部の出力の位置に設定することで、前記ダイバーシティ合成用の適応フィルタ部の特性と、前記回り込みキャンセル用の適応フィルタ部の特性とを合わせて検出する、構成としたことを特徴としている。
【０００９】
請求項２では、請求項１記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置において、
各ブランチにおいて観測した信号が著しく劣化していると判定された場合に、そのブランチから前記加算部への出力を停止するように構成したことを特徴としている。
【００１０】
請求項３では、中継システムにおいて請求項１または２記載のダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置を備えたことを特徴としている。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照して、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。なお、以下の説明における信号や伝達関数の表示については、大文字が複素数を示すベクトル、小文字が実数をそれぞれ表すものとする。また、ωは角周波数を表すものとする。
【００１５】
図１は、本発明による中継システムの一実施形態を示すブロック図である。  図１に示す中継システムは、ブランチ数Ｌのダイバーシティアンテナ１と、受信装置２と、ダイバーシティ受信・回り込みキャンセル装置３と、送信装置４と、送信アンテナ５で構成される。
【００１６】
ダイバーシティアンテナ１は、ブランチ数Ｌ（ブランチ＃１、＃２、…＃Ｌ）の受信アンテナ１１（１１−１，１１−２，・・・，１１−Ｌ）から構成される。
【００１７】
受信装置２は、ダイバーシティアンテナ１の各ブランチの受信アンテナ１１からの信号を受信周波数から特定周波数のＩＦ（中間周波数）に周波数変換し、バンドパスフィルタ処理、利得調整を行って出力する受信変換部２１（２１−１，２１−２，・・・，２１−Ｌ）で構成される。
【００１８】
ダイバーシティ受信・回り込みキャンセル装置３は、各ブランチの受信アンテナ１１の出力に対応して信号処理が容易な周波数に変換するダウンコンバータ３１（３１−１，３１−２，・・・，３１−Ｌ）と、ダウンコンバータ３１の出力信号を複素の等価ベースバンド信号に変換する直交復調部３２（３２−１，３２−２，・・・，３２−Ｌ）と、回り込みをキャンセルする減算部３３（３３−１，３３−２，・・・，３３−Ｌ）と、ダイバーシティ合成のために各ブランチの受信アンテナ１１からの信号に対してキャリア毎に最適な重み付けを行うための適応フィルタであるＦＩＲフィルタ３４（３４−１，３４−２，・・・，３４−Ｌ）と、ＦＩＲフィルタ３４の出力をダイバーシティ合成する加算部３５と、加算部３５の出力信号が入力され書き込まれているフィルタ係数から回り込み信号の複製信号を生成して出力する適応フィルタであるＦＩＲフィルタ３６（３６−１，３６−２，・・・，３６−Ｌ）と、等価ベースバンド信号を直交変調する直交変調部３７と、直交変調部３７の出力信号をＩＦ信号に周波数変換するアップコンバータ３８とで構成される。
【００１９】
送信装置４は、ダイバーシティ受信・回り込みキャンセル装置３から出力されるＩＦ信号を送信周波数の送信信号に変換する送信変換部４１と、送信変換部４１の出力信号を増幅して送信アンテナ５に供給する増幅部４２とで構成される。
【００２０】
本発明は同一周波数の再送信を行う中継システムに関するものであり、ダイバーシティアンテナ１で受信する受信信号の周波数と送信アンテナ５から送信する送信信号の周波数とは同一であるため、受信変換部２１と送信変換部４１とで周波数変換に用いる局部発振（局発）は、同一の局発出力をそれぞれに分配して入力するか、または、それぞれに用いる局発を完全同期させる。同様に、ダウンコンバータ３１とアップコンバータ３８に用いる局発についても、同一の局発出力をそれぞれに分配して入力するか、または、それぞれに用いる局発を完全同期させる。
【００２１】
なお、本実施形態では、ダイバーシティ合成ならびに回り込みのキャンセルを等価ベースバンドにて行っているが、ＩＦや送受信周波数など何れの周波数において行っても原理的には同じことであり、実現は可能である。
【００２２】
また、本実施形態をディジタル信号処理にて行う場合、通常、アナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器は各ダウンコンバータ３１と各直交復調部３２との間に挿入し、デジタル信号をアナログ信号に変換するＤ／Ａ変換器は直交変調３７とアップコンバータ３８との間に挿入するが、ダイバーシティ合成ならびに回り込みのキャンセルはアナログ信号とデジタル信号の何れの信号において行っても原理的に同じであり、本実施形態はＡ／Ｄ変換器およびＤ／Ａ変換器の挿入位置を特定するものではない。ただし、各ブランチでＡ／Ｄ変換器を用いる場合、それぞれのＡ／Ｄ変換器およびＤ／Ａ変換器は同一のサンプリングクロックで動作させるものとする。
【００２３】
以下に本発明の原理を動作原理図を用いて説明する。図２は、本発明の動作原理を示すブロック図である。ここで、図２における信号や伝達関数の表示については、大文字が複素数を示すベクトル、小文字が実数をそれぞれ表すものとする。また、ωは角周波数を表すものとする。また、図２においては、ブランチ＃１とブランチ＃２の２系統の受信系統を用いる場合を例にとって説明する。
【００２４】
図２において、１０１はブランチ＃１の受信アンテナ１１−１と親局間の伝搬路特性を示す伝達関数Ｍ１（ω）、１０２はブランチ＃２の受信アンテナ１１−２と親局間の伝搬路特性を示す伝達関数Ｍ２（ω）、１０３はブランチ＃１に対する回り込み伝搬路特性を示す伝達関数Ｃ１（ω）、１０４はブランチ＃２に対する回り込み伝搬路特性を示す伝達関数Ｃ２（ω）である。
【００２５】
また、図２において、Ｓ（ω）は親局送信信号のスペクトル、Ｔ（ω）は中継局の送信信号スペクトル、Ｏ１（ω）はダイバーシティ合成用加算部入力におけるブランチ＃１の出力信号、Ｏ２（ω）はダイバーシティ合成用加算部入力におけるブランチ＃２の出力信号、Ｏ（ω）はダイバーシティ合成用加算部３５の出力信号、αは増幅部４２の増幅度をそれぞれ示している。
【００２６】
図２に示すように、本発明による中継システムの構成上の特徴は、回り込みキャンセルのためのフィードバックループを各ブランチ＃１，＃２，・・・ごとに個々に配置し、さらにダイバーシティ合成のための適応フィルタ（ＦＩＲフィルタ）３４−１，３４−２を、それぞれ回り込みのループとキャンセルのためのフィードバックループで共通する部分に配置していることである。
【００２７】
このような回路構成を用いることの利点は次のとおりである。
【００２８】
《第１の利点》
ダイバーシティ合成のための適応フィルタ３４−１，３４−２の特性を変更しても、回り込みのキャンセル状態を乱すことがない、すなわち、回り込みのキャンセル条件に適応フィルタ３４−１，３４−２の特性が関係しないことになる。
【００２９】
《第２の利点》
装置の遅延量を小さくできることにある。回り込み波の受信電力が親局波の受信電力より大きい場合には、回り込みキャンセル装置の出力においてＯＦＤＭ信号帯域外の雑音レベルが上昇し、この上昇した雑音によりループ発振を引き起こし、回り込み波のキャンセル動作が破綻してしまう。
【００３０】
このような不具合を解消するために、すなわち負の回り込みＤＵ比（Desired to Undesired Ratio）の状態で安定な回り込みのキャンセルを実現するために、本願発明者は、回り込みのループとキャンセルのためのフィードバックループの共通する部分に中継局の系で最も通過帯域幅の狭いＢＰＦ（band-pass filter）を配置する提案をした（特願２０００−２１９２７７号参照）。
【００３１】
図２に示すような構成では、ダイバーシティ合成のための適応フィルタ３４−１，３４−２に狭帯域ＢＰＦ特性を兼ね備えさせることが可能であり、新たに遅延量の大きい狭帯域ＢＰＦを追加する必要がないため、装置の遅延量の増加を防ぐことができるのである。
【００３２】
《第３の利点》
ダイバーシティ合成用の適応フィルタ３４の特性と、回り込みキャンセル用の適応フィルタ３６の特性とを作成する基準となる信号の観測点の数がブランチ数分で済むという点である。例えば、単にダイバーシティ受信装置と回り込みキャンセル装置とを縦続接続した場合では、親局からの信号に含まれるマルチパスによる遅延波と回り込み波との分離ができた場合においても回り込みキャンセル装置の前後に信号観測点が必要となり、信号処理も複雑になる。図２に示すような構成では、信号の観測点が減らせるとともに、観測した信号からダイバーシティ合成用の適応フィルタ３４の特性と回り込みキャンセル用の適応フィルタ３６の特性とを作成する信号処理も簡便化することができる。
【００３３】
＜本発明の動作原理＞
以下に数式を使って本発明の動作原理について説明する。
【００３４】
ダイバーシティ合成用加算部３５の入力信号であるブランチ＃１の出力信号Ｏ１（ω）とブランチ＃２の出力信号Ｏ２（ω）は（１）式および（２）式で表される。
【００３５】
【数１】
O1(ω)＝D1(ω)・{S(ω)・M1(ω)+C1(ω)・T(ω)-O(ω)・L1(ω)}      （１）
O2(ω)＝D2(ω)・{S(ω)・M2(ω)+C2(ω)・T(ω)-O(ω)・L2(ω)}      （２）
【００３６】
ダイバーシティ合成用加算部の出力信号Ｏ（ω）は（１）式と（２）式を用いて（３）式で表される。
【００３７】
【数２】
0004362246.tif 000002
ここで、中継局送信信号Ｔ（ω）と加算部出力信号Ｏ（ω）は（４）式の関係にあり、（４）式を（３）式に代入して（５）式を得る。
【００３８】
【数３】
0004362246.tif 000003
（５）式の各項を親局送信信号Ｓ（ω）と加算部出力信号Ｏ（ω）について整理して（６）式を得る。
【００３９】
【数４】
0004362246.tif 000004
（６）を加算部出力信号Ｏ（ω）について解くと（７）式が得られる。
【００４０】
【数５】
0004362246.tif 000005
系全体の伝達関数をＨ（ω）とすれば、Ｈ（ω）は（８）式で表される。
【００４１】
【数６】
0004362246.tif 000006
ここで、まずダイバーシティ受信における等価条件として（９）式が成立すると仮定する。
【００４２】
【数７】
D1(ω)・M1(ω)+D2(ω)・M2(ω)＝D(ω)  （９）
ここでＤ（ω）は周波数振幅特性が周波数によらず一定で信号の遅延だけが存在する伝達関数である。
【００４３】
さらに、ブランチ＃１およびブランチ＃２における回り込みのキャンセル条件として（１０）式、および（１１）式を仮定する。
【００４４】
【数８】
α・C1(ω)-L1(ω)＝０                                          (10)
α・C2(ω)-L2(ω)＝０                                          (11)
（９）式、（１０）式、（１１）式を（８）式に代入すると（１２）式が得られる。
【００４５】
【数９】
0004362246.tif 000007
すなわち、（９）式に表すダイバーシティ受信における等化条件と（１０）式、（１１）式に示す回り込みキャンセル条件が満足されれば、系の伝達関数は単なる増幅率αと遅延のみで表すことが可能で、無歪み伝送となる。
【００４６】
次に適応フィルタの制御方法について説明する。
【００４７】
図２に示すように、各ブランチの回り込みキャンセルのための減算部３３−１，３３−２の出力を観測点とし、ブランチ＃１およびブランチ＃２における観測点をそれぞれ観測点Ｐ１、観測点Ｐ２とする。観測点Ｐ１と観測点Ｐ２における信号のスペクトルをＸ１（ω）、Ｘ２（ω）とするとＸ１（ω）、Ｘ２（ω）は（１３）式、（１４）式で表すことができる。
【００４８】
【数１０】
X1(ω)＝S(ω)・M1(ω)+C1(ω)・T(ω)-O(ω)・L1(ω)                (13)
X2(ω)＝S(ω)・M2(ω)+C2(ω)・T(ω)-O(ω)・L2(ω)                (14)
（１３）式、（１４）式に（４）式を代入して整理すると（１５）式、（１６）式が得られる。
【００４９】
【数１１】
X1(ω)＝S(ω)・M1(ω)+O(ω)・{α・C1(ω)-L1(ω)}                   (15)
X2(ω)＝S(ω)・M2(ω)+O(ω)・{α・C2(ω)-L2(ω)}                   (16)
ここで、ブランチ＃１のキャンセル残差信号のスペクトルをＥ１（ω）、ブランチ＃２のキャンセル残差信号のスペクトルをＥ２（ω）とするとＥ１（ω）、Ｅ２（ω）は（１７）式、（１８）式で表される。
【００５０】
【数１２】
E1(ω)＝α・C1(ω)-L1(ω)                                  (17)
E2(ω)＝α・C2(ω)-L2(ω)                                  (18)
（１７）式、（１８）式を（１５）式（１６）式に代入すると（１９）式、（２０）式が得られる。
【００５１】
【数１３】
X1(ω)＝S(ω)・M1(ω)+O(ω)・E1(ω)                             (19)
X2(ω)＝S(ω)・M2(ω)+O(ω)・E2(ω)                             (20)
ここでＯ（ω）はＸ１（ω）、Ｘ２（ω）、Ｄ１（ω）、Ｄ２（ω）を用いて（２１）式で表すことができる。
【００５２】
【数１４】
O(ω)＝X1(ω)・D1(ω)+X2(ω)・D2(ω)                            (21)
（２１）式を（１９）式、（２０）式に代入し、Ｅ１（ω）、Ｅ２（ω）について解くと（２２）式、（２３）式が得られる。
【００５３】
【数１５】
0004362246.tif 000008
さらに、（２４）式、（２５）式に示すように観測点Ｐ１における信号のスペクトルＸ１（ω）を親局送信信号Ｓ（ω）で除算した結果をＨ１（ω）、観測点Ｐ２における信号のスペクトルＸ２（ω）を親局送信信号Ｓ（ω）で除算した結果をＨ２（ω）とする。
【００５４】
【数１６】
0004362246.tif 000009
ここで、Ｈ１（ω）およびＨ２（ω）は、それぞれ観測点Ｐ１および観測点Ｐ２で観測した各ブランチにおける伝搬路の伝達関数に相当しており、観測点Ｐ１および観測点Ｐ２で取得したＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間をＦＦＴ（高速フーリエ変換）してＸ１（ω）およびＸ２（ω）を示すキャリアデータを求め、さらに親局波送信信号のスペクトルＳ（ω）のうち既知のキャリアデータで除算することなどで求められる。各ブランチにおける伝搬路の伝達関数の算出法については、本発明者らの発明に係る学会発表論文「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討」，映像情報メディア学会誌vol.54,No.11,pp.1568-1575（2000）などを参照されたい。
【００５５】
また、（２４）式、（２５）式を（２２）式、（２３）式に代入して整理すると（２６）式、（２７）式が得られる。
【００５６】
【数１７】
0004362246.tif 000010
ここで、伝達関数Ｄ１（ω）、Ｄ２（ω）は装置自身が設定するため既知であるから、受信アンテナ１１と親局間の伝搬路特性を示す伝達関数Ｍ１（ω），Ｍ２（ω）が求められればブランチ＃１とブランチ＃２の回り込みキャンセル用の適応フィルタ３４−１，３４−２の伝達関数Ｌ１（ω），Ｌ２（ω）の補正量であるキャンセル残差信号のスペクトルＥ１（ω），Ｅ２（ω）を算出することが可能であり、Ｅ１（ω）、Ｅ２（ω）を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することで、回り込みキャンセル用の適応フィルタ３６−１，３６−２のフィルタ係数補正量を求めることができる。
【００５７】
次に、受信アンテナ１１と親局間の伝搬路特性を示す伝達関数Ｍ１（ω），Ｍ２（ω）を算出する手段について説明する。
【００５８】
まず、（１９）式、（２０）式に（２１）式を代入すると（２８）式、（２９）式を得る。
【００５９】
【数１８】
X1(ω)＝S(ω)・M1(ω)+X1(ω)・D1(ω)・E1(ω)+X2(ω)・D2(ω)・E1(ω)  (28)
X2(ω)＝S(ω)・M2(ω)+X1(ω)・D1(ω)・E2(ω)+X2(ω)・D2(ω)・E2(ω)  (29)
（２８）式、（２９）式をＸ１（ω）、Ｘ２（ω）について整理すると（３０）式、（３１）式が得られる。
【００６０】
【数１９】
X1(ω)・{1-D1(ω)・E1(ω)}-X2(ω)・D2(ω)・E1(ω)=S(ω)・M1(ω)      (30)
X2(ω)・{1-D2(ω)・E2(ω)}-X1(ω)・D1(ω)・E2(ω)=S(ω)・M2(ω)      (31)
（３０）式、（３１）式は（３２）式に示すようにＸ１（ω）、Ｘ２（ω）についての連立一次方程式となっている。
【００６１】
【数２０】
0004362246.tif 000011
ここで（３２）式を解くと（３３）式、（３４）式が得られる。
【００６２】
【数２１】
0004362246.tif 000012
（３３）式、（３４）式を、さらに整理すると（３５）式、（３６）式が得られる。
【００６３】
【数２２】
0004362246.tif 000013
さらに、（２４）式、（２５）式に（３５）式、（３６）式を代入すると（３７）、（３８）式が得られる。
【００６４】
【数２３】
0004362246.tif 000014
さらに（３７）式、（３８）式は（３９）式（４０）式のように書き換えられる。
【００６５】
【数２４】
0004362246.tif 000015
ここでＡ（ω）とＢ（ω）は、それぞれ（４１）式、（４２）式で表される。
【００６６】
【数２５】
A(ω)＝D1(ω)・E1(ω)+D2(ω)・E2(ω)                              (41)
B(ω)＝M1(ω)・E2(ω)-M2(ω)・E1(ω)                              (42)
次に、（３９）式、（４０）式をＡ（ω）のべき乗級数に展開すると（４３）式、（４４）式が得られる。
【００６７】
【数２６】
0004362246.tif 000016
ここで、（４３）式について考察する。中継局の親局受信に使用される受信アンテナ１１は、一般的に高利得であると同時に鋭い指向性を有しているため、親局受信に含まれるレベルの大きい遅延波（マルチパス）の遅延時間は比較的短いのが普通である。言い換えれば、伝達関数Ｍ１（ω）から求めた遅延プロファイル上の応答は遅延時間の短い領域に集まっている。次に、ダイバーシティ合成のための適応フィルタ３４の特性Ｄ１（ω）およびＤ２（ω）は、ダイバーシティ合成のための特性を生成すると同時に、先にも述べたように中継局系で最も狭帯域のＢＰＦの特性も合せて実現するため、伝達関数Ｍ１（ω）およびＭ２（ω）に含まれる遅延波の遅延時間に比べ、比較的大きな遅延時間を有する。また、Ａ（ω）は、Ｄ１（ω）、Ｄ２（ω）の項で成り立っているため、その遅延時間は、Ｄ１（ω）、Ｄ２（ω）と同等もしくはそれ以上となる。
【００６８】
したがって（４３）式の第１項以外は、すべてＤ１（ω）、Ｄ２（ω）以上の遅延時間を有することになり、Ｈ１（ω）の遅延プロファイル上において遅延時間の短い成分のみを取り出すことで、Ｍ１（ω）を分離取得することができる。この処理は周波数軸上ではＬＰＦ（low-pass filter）処理で実現できる。Ｍ２（ω）についても、Ｈ２（ω）に同様の処理を施すことで分離抽出することが可能である。この際、親局波に含まれる遅延波の遅延時間と装置の遅延時間の両方を考慮して、ダイバーシティ合成のための適応フィルタ３４−１，３４−２の遅延時間を最適に選ぶことが重要である。
【００６９】
＜周波数特性Ｄ１（ω）、Ｄ２（ω）について＞
ダイバーシティ合成のための適応フィルタ３４−１の周波数特性Ｄ１（ω）と適応フィルタ３４−２の周波数特性Ｄ２（ω）は、観測点Ｐ１および観測点Ｐ２で観測した信号の周波数特性から抽出した伝搬路特性Ｍ１（ω）、Ｍ２（ω）を用いて、求めることができる。これは、本発明者らの発明に係る特許出願の明細書（特願２０００−３５３２４５号「ＯＦＤＭデジタル信号中継装置」）や学会発表技術報告「スペースダイバシティを用いた地上デジタル放送の放送波中継の検討」，映像情報メディア学会技術報告Vol.25,No.31,pp.7-12,BCS2001-11（Mar.2001）に記述されているアルゴリズムに基いて決定すればよい。
【００７０】
なお、実際のＤ１（ω）およびＤ２（ω）は、Ｍ１（ω）およびＭ２（ω）を使用し特願２０００−３５３２４５号に記述されているアルゴリズムに基いて算出した特性に狭帯域ＢＰＦの特性を合成することで、親局信号の受信電力よりも回り込みの受信電力が大きい場合でも安定的な回り込みキャンセル動作が可能となる。
【００７１】
＜周波数特性Ｌ１（ω）、Ｌ２（ω）について＞
また、回り込みキャンセル用の適応フィルタ３６−１の周波数特性Ｌ１（ω）および適応フィルタ３６−２の周波数特性Ｌ２（ω）は、Ｄ１（ω）とＤ２（ω）とＭ１（ω）とＭ２（ω）を算出した後に、（２６）式と（２７）式を用いて各ブランチにおけるキャンセル残差信号のスペクトルＥ１（ω）およびＥ２（ω）を求め、本発明者らの発明に係る特許出願の明細書（特開２００1−９４５２８号「回り込みキャンセラ」）に記述されているアルゴリズムに基いて決定すればよい。
【００７２】
さらに、観測点Ｐ１または観測点Ｐ２で観測した信号が著しく劣化している場合に、観測信号が著しく劣化しているブランチの出力を停止することで、中継装置としてより安定的に動作させることが可能となる。例えば、観測した信号が著しく劣化していることを判定する方法として、本発明者らの発明に係る特許出願の明細書（特開２００１−１６０７９４号「回り込みキャンセラ」）に記述されているアルゴリズムに基いて回り込みのキャンセル残差による信号の劣化を検知し、一定の閾値を超える場合に、そのブランチのダイバーシティ合成のための適応フィルタ３４および回り込みキャンセル用の適応フィルタ３６の出力を停止し、その後ダイバーシティ合成のための適応フィルタ３４および回り込みキャンセル用の適応フィルタ３６の特性を再度作成することで実現できる。
【００７３】
特開２００１−１６０７９４号のアルゴリズムを簡単に記述すると、このアルゴリズムでは、ループ発振が検出されると、適応フィルタの出力を停止するとともに、中継装置の出力を減力または停止させるように制御する。この制御においては、受信変換部２１を構成するＡＧＣ回路の制御情報および／または送信変換部４１を構成するＡＧＣ回路の制御情報から、それらＡＧＣ回路がその利得を各々に規定された閾値よりも小さくしようと制御していることが判明された場合には、中継装置がループ発振していると判定する。あるいは、入力された回り込み観測信号の周波数振幅特性における振幅の最大値を回り込み観測信号の周波数振幅特性における振幅の最小値で除算した値が第１の閾値を超えたとき中継装置がループ発振していると判定する。さらに、入力された回り込み観測信号の周波数振幅特性における振幅の最大値を回り込み観測信号の周波数振幅特性における振幅の最小値で除算した値が第２の閾値を超えたとき中継装置がループ発振し得る危険性があると判定し、中継装置の出力を減力させて、ループ発振を未然に防止している。
【００７４】
以上、図２はダイバーシティ受信用の受信系統を２式用いたブランチ数２の構成における本発明の動作原理図を示す図であるが、当然ブランチ数Ｌの受信系統を用いた場合においても本発明は有効で、その変形は容易であり、ここでの説明は省略する。
【００７５】
また、ここで説明したダイバーシティのブランチ構成法に関しては、空間ダイバーシティ、偏波ダイバーシティ、角度ダイバーシティなど何れのブランチ構成法においても実現可能である。
【００７６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、ＳＦＮにおいて放送波中継を行う中継局で、複数の受信系統を用いてダイバーシティ受信を行う中継局においても、送信アンテナから各受信系統への電波の回り込みを除去すると共に、各受信系統からの信号をダイバーシティ合成して中継局から再送信することが可能で、さらに、親局信号の受信電力よりも回り込みの受信電力が大きい場合でも安定的な回り込みキャンセル動作を可能とし、ダイバーシティ合成用の適応フィルタの特性と、回り込みキャンセル用の適応フィルタの特性を作成する信号処理も簡便化することが可能な回り込みキャンセル装置及び中継装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置及び中継装置の実施形態を示すブロック図である。
【図２】  本発明によるダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置及び中継システムの動作原理をブランチ数２の受信系統を用いた場合を例にブロック図にて示している。
【符号の説明】
１，１１−１，１１−２，・・・，１１−Ｌ  ダイバーシティアンテナ  ２  受信装置
３  ダイバーシティ受信用回り込みキャンセル装置
４  送信装置
５  送信アンテナ
２１−１，２１−２，・・・，２１−Ｌ    受信変換部
３１−１，３１−２，・・・，３１−Ｌ  ダウンコンバータ
３２−１，３２−２，・・・，３２−Ｌ  直交復調部
３３−１，３３−２，・・・，３３−Ｌ  減算部
３４−１，３４−２，・・・，３４−Ｌ    ダイバーシティ合成用の適応フィルタ（ＦＩＲフィルタ）
３５  加算部
３６−１，３６−２，・・・，３６−Ｌ   回り込みキャンセル用の適応フィルタ（ＦＩＲフィルタ）
３７  直交変調部
３８  アップコンバータ
４１  送信変換部
４２  増幅部
【図１】
0004362246.tif 000017
【図２】
0004362246.tif 000018