(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
独立の直流出力電圧母線と、
第１及び第２の入力電圧母線と、
前記直流出力電圧母線を制御する入力バック調整器であって、該入力バック調整器は第１の入力電圧母線の両端間に結合されており、該第１の入力電圧母線は第２の入力電圧母線と直列であり、これらの第１及び第２の入力電圧母線は入力電源に結合されるようになっていて、前記直流出力電圧母線の電圧が通常の運転中は前記第２の入力電圧母線の電圧より高くなるようにした入力バック調整器と、
前記直流出力電圧母線に結合されていて、負荷に電圧を供給するブリッジ・インバータと、
閾値電圧値より高い負荷電圧に対しては前記入力バック調整器が調整を行うように制御すると共に、前記閾値電圧値より低い負荷電圧に対しては前記ブリッジ・インバータが調整を行うように制御するスイッチング制御装置と、を有するスイッチング増幅装置。
【請求項２】
前記直流出力電圧母線が可変電圧母線である請求項１記載のスイッチング増幅装置。
【請求項３】
前記スイッチング制御装置が、前記入力バック調整器及び前記ブリッジ・インバータをＰＷＭモードでスイッチングするように制御する請求項１記載のスイッチング増幅装置。
【請求項４】
前記バック調整器が可変入力電源から電力を受取るように結合されている請求項１記載のスイッチング増幅装置。
【請求項５】
前記可変入力電源が高力率電源で構成されている請求項４記載のスイッチング電源。
【請求項６】
前記ブリッジ・インバータが互いに位相シフトしている請求項１記載のスイッチング増幅装置。
【請求項７】
前記入力バック調整器が多相バック調整器で構成されている請求項１記載のスイッチング増幅装置。
【請求項８】
前記入力バック調整器が、前記ブリッジ・インバータの電圧定格の一部分に等しい電圧定格を持つ部分電圧バック調整器で構成されている請求項１記載のスイッチング増幅装置。
【請求項９】
前記ブリッジ・インバータが約５０％のデューティ・サイクルを持つ請求項１記載のスイッチング増幅装置。
【請求項１０】
前記スイッチング制御装置が、前記第２の電圧母線の電圧を直接的に負荷に印加する為に、前記バック調整器又は前記ブリッジ・インバータ内のデバイスをスイッチングさせずに前記第２の電圧母線を制御する請求項１記載のスイッチング増幅装置。
【請求項１１】
前記負荷に供給される電流を平滑するフィルタ手段を更に有し、
前記フィルタ手段が各々の前記バック調整器に接続された出力フィルタ又は前記ブリッジ・インバータに結合された出力フィルタで構成されている請求項１記載のスイッチング増幅装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は全般的に磁気共鳴イメージング（ＭＲＩ）装置の勾配コイルを駆動するのに役立つスイッチング増幅装置、更に具体的に言えば、任意の連続的な波形を発生することが出来るこのような増幅装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＭＲＩ装置の勾配コイルは、変化の速い大電流並びに精密な電流制御を必要とする。速い電流変化を達成する為には、高電圧駆動部が必要であり、高電圧大電流の半導体デバイス（典型的には絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ、すなわち、ＩＧＢＴ）を必要とする。一般的に高電圧のデバイスは、そのスイッチング損失が大きく、達成し得る最高スイッチング周波数が制限される。スイッチング損失が大きいと、高電圧インバータが、精密な電流波形を保つのに十分高い周波数で切換わる為に許される期間も制限される。解決策は線形増幅器を付け加えることであるが、都合の悪いことに、そうすると、比較的高い損失が加わる。台形のコイル電流では、高電圧インバータが速い電流の立上がり及び立下がり時間を達成するのに必要な高い電圧を供給し、高い電圧を必要としない波の平坦な頂部部分の間は、線形増幅器が電流を制御する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
都合の悪いことに、上に述べたように線形増幅器を使うことは、任意の電流波形（すなわち、台形ではない波形）に対して実用的ではない。その理由は、高性能のイメージングが出来る位の十分な時間の間、このような波形を保つことが出来るようにすると、損失が大きくなりすぎるからである。その為、任意の波形を長期間保つことが出来るように、デバイスのスイッチング損失を減らすと共に分配するスイッチング増幅装置を提供し、これを利用することにより高性能のイメージングを可能にすることが望ましい。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、任意の勾配コイル用波形を発生するスイッチング増幅装置が、比較的低電圧でスイッチング速度の速いデバイスを含む、高周波の、低減した電圧のバック(buck)調整器を有し、この調整器は、高電圧全ブリッジ・インバータに給電する高電圧母線を制御する。高電圧が必要なとき、低減した電圧のバック回路がスイッチング機能を果たして、コイル電流を制御する。低電圧が必要なとき、高電圧ブリッジ・インバータがスイッチング機能を果たし、その入力には低電圧直流母線が結合される。こうして、スイッチング損失がバック調整器及びブリッジ・インバータによって分担され、且つ最小限に抑えられる。その結果、高周波動作が達成されて、任意のコイル波形を発生することが出来、もってスパイラル軌跡を使うような最新のイメージング技術が使えるようにする。更に、可変入力電源を制御して入力母線電圧を調節することにより、勾配コイルに於ける一層の最適化及びリップル電流の減少が達成される。
【０００５】
【発明の実施の形態】
図１は、ＭＲＩ装置の勾配コイルを駆動するのに適した、高電圧及び比較的高いスイッチング周波数を得る為の従来の１つのスイッチング増幅装置を示す。図示のように、何れも４つのスイッチング・デバイス１５乃至１８で構成された４つの全ブリッジＤ級スイッチング増幅器１０乃至１３が、ＭＲＩ装置の勾配コイル２２を駆動する線形増幅器２０と直列に積重ねられている。典型的な場合、増幅器に給電する直流母線は、直流４００ボルト程度であることがあり、この為、合計で１６００ボルトの高電圧駆動部になる。スイッチングのとき、各々のブリッジは、隣のブリッジに対して４５゜位相シフト（移相）しており、個別のブリッジのスイッチング周波数に実効的に８という倍数を乗ずる。例えば、各々のブリッジが３１．２５ｋＨｚでスイッチングする場合、実効的なコイル・リップル周波数は２５０ｋＨｚになる。ブリッジが高いスルーレート(slew rate) の電流変化を制御し、ブリッジに直列に接続された線形増幅器が、勾配電流波形の低いスルーレート部分の間、電流を制御する。
【０００６】
図２は、図１と同様であるが、より新しくて一層高い電圧のＩＧＢＴを活用し、その為、直列に入る２つのＤ級ブリッジ増幅器３０及び３２しか必要としない装置を示す。図２の装置で達成し得るスルーレートは、同じ種類のデバイスが使われると仮定すれば、図１の場合の半分であるが、高いスルーレートは、患者の神経に望ましくない刺激を招くことがあるので、これは大抵のＭＲＩの用途にとって十分であることが判った。その結果、図２のより低コストの装置が、台形の勾配電流波形を用いるイメージング・シーケンスのために一般的に使われている。図１及び図２の装置は、任意のある電流波形を発生することが出来るが、高いスイッチング損失並びにそれに伴う半導体デバイスの温度上昇の為に、このような波形を長い期間に互って実際に保つことが出来ない。
【０００７】
図３は、台形波形の平坦な頂部の間すなわち高電圧を必要としない場合に使うために、１ステップで直流母線電圧を下げる装置を示している。図３の装置は、各々の全ブリッジ増幅器３０及び３２の入力に切換え式２レベル母線回路３３を含んでいる。各々の切換え式２レベル母線回路３３は、半ブリッジ接続のスイッチング・デバイス３８及び４０を含む。増幅器から低電圧が要求される場合、デバイス３８がターンオフされ且つデバイス４０がターンオンされる。ブリッジのスイッチング損失が減少する。これはこういう損失がそれに対して供給される直流母線電圧に大体比例するからである。図３の増幅装置は米国特許第５６６３６４７号明細書に記載されており、普通、勾配増幅器切換え式２レベル母線と呼ばれている。このような装置を用いると、高い損失が加わる線形増幅器を省略することが出来、台形電流波形の平坦な頂部の間、精密な電流制御を保つことが出来る。しかし、この装置は台形波形にしか最適化できない。更に最新のスパイラル・イメージング方式に使われる正弦波のような任意の波形に対しては、波形の大部分の間、高電圧母線を接続したまヽにしなければならないので、高いスイッチング損失が生ずる。その為、ＩＧＢＴの過度のスイッチング損失の為に、任意の波形を長い間保つことが出来ない。
【０００８】
図４は本発明の好ましい実施例に従って、任意の勾配コイル波形を発生するスイッチング増幅装置５０を示す。図４の増幅装置では、２つの全ブリッジＤ級スイッチング増幅器５２及び５４が直列に接続されている。スイッチング増幅器５２及び５４は何れもスイッチング・デバイス５６乃至５９を有する。それぞれ独立の直流母線電圧ＶA 及びＶB （例えば、直流７５０ボルトまでの範囲であってよい）により、それぞれのスイッチング増幅器に電力が供給される。それぞれ独立の直流母線電圧ＶA 及びＶB はそれぞれの両方向バック変換器４６から供給される。各々のバック変換器は、線路−インターフェイス電源５５（Ｐ1 ）からその直流母線電圧Ｖ1 を得る。各々の電源とバック変換器の組合せが、可変母線調整器６６を構成する。スイッチング・デバイスの制御装置が図４ではブロック７０で示してある。バック調整器の出力にあるフィルタ７２が、インダクタンス７４及び静電容量７６で構成されていて、電流を平滑する。
【０００９】
バック調整器にあるスイッチング・デバイス（６０、６２）は、全体の母線電圧Ｖ1 ＋Ｖ2 （例えば、８００Ｖｄｃ程度）ではなく、直流母線電圧Ｖ1 （例えば、４００〜５００Ｖｄｃ）の定格がありさえすればよい。その結果、バック調整器には、一層低い電圧のスイッチング・デバイスを使うことが出来る。事実上、７５０Ｖｄｃの母線が、４００Ｖｄｃの定格しか持たないバック調整器によって制御され、この為、これをこの明細書では「部分電圧」バック調整器と呼ぶ。バック調整器に用いることが出来る６００ボルトのＩＧＢＴにおけるスイッチング損失は、例えば同じ種類のデバイスが使われる場合、全ブリッジ・スイッチング増幅器に使われる１２００ボルトのＩＧＢＴの場合の典型的には１／３である。更に、最新の高速の６００ボルトのＩＧＢＴ（デバイス６０及び６２）は、スイッチング損失を旧式の一層高い電圧のデバイスの１／８に減らす。本発明は、低減した電圧のバック調整器に一層低い電圧のスイッチング・デバイスの著しく小さくなったスイッチング損失を活用するが、これを以下に説明する。
【００１０】
本発明の好ましい実施例では、制御装置７０によって、部分電圧バック調整器を適当に制御することにより、直流母線電圧ＶA 及びＶB が、Ｖ2 とＶ1 ＋Ｖ2 との間で速やかに変えられる。大部分のパルス幅変調（ＰＷＭ）スイッチングが、電圧の一層低いバック調整器のデバイスを使って実施される。例えば、コイルによって４００及び７５０ボルトの間の電圧レベルが要求される場合、そのスイッチング機能を全ブリッジ増幅器が果たした場合のように、７５０Ｖｄｃではなく、４００Ｖｄｃの直流母線を切換えるバック調整器のスイッチング・デバイス６０及び６２を使って、電圧が調整される。この様に高い電圧出力が必要な場合、制御装置７０が出力ブリッジを切換えて、単にコイルに正しい極性の電圧を供給させるので、それによって起こるスイッチング損失は無視し得る。電圧ＶA （並びにＶB ）をＶ2 （例えば４００Ｖ）より下げることは出来ないから、出力ブリッジは、こういう一層低い出力電圧が必要なとき、ＰＷＭ方式にスイッチングを開始する。この時間の間、入力バック調整器はスイッチングをせず、その為、何らスイッチング損失を発生せず、出力ブリッジが低減した直流母線電圧（例えばＶ2 ＝４００Ｖｄｃ）でスイッチングをする。スイッチング損失が直流母線電圧に大体比例するから、低減した母線電圧における出力ブリッジのスイッチング損失はずっと小さくなる。増幅装置全体をこのように制御することにより、スイッチング損失が減らされ、幾つかのデバイスに分配される。
【００１１】
例として、図４の実施例で、典型的な勾配コイルのインダクタンスを約１ｍＨにすると、１５００Ａ／ｍｓｅｃの勾配コイル電流の変化率（ｄｉ／ｄｔ）が得られる。８５Ａ／ガウス／ｃｍの典型的なコイル利得では、この結果生ずる勾配磁界のスルーレート（すなわち、ｄｉ／ｄｔをコイルの利得で除したもの）は約１７６テスラ／ｍ／ｓｅｃである。１２０テスラ／ｍ／ｓｅｃの典型的な最大スルーレートで十分であるから、７５０Ｖｄｃ母線は、勾配コイルのインダクタンス及び抵抗値の変動に打勝つ余裕を持っている。
【００１２】
図５は、比較的高い増幅装置出力電圧を必要とするスルーレートを持つ正弦波出力の場合に、図４のバック調整器及びブリッジが切換わるときを示している。Ｖ1 ＝Ｖ2 ＝４００Ｖｄｃと仮定すると、４００Ｖより高い出力電圧が必要なときに、デバイス６０（Ｑa ）及び６２（Ｑb ）がＰＷＭ式に切換わり、これに対して出力ブリッジは単に勾配コイルに印加する極性を選択するだけである。すなわち、出力ブリッジはＰＷＭスイッチングをしない。４００Ｖより低い出力電圧が必要なとき、デバイスＱb が大部分の時間の間オンに留まって、Ｖ2 をブリッジの入力母線ＶA に印加し、ブリッジのデバイスがＰＷＭ式に切換わって出力電圧を調整する。一層低い電圧のデバイス（６０、６２）は、高電圧が必要なときにスイッチング機能を果たす。高電圧のデバイスは、低い出力電圧が必要なときにスイッチングをするが、低い母線電圧が印加されているので有利である。高電圧デバイスは母線に低電圧が印加されているときにスイッチングを行い、その結果、スイッチング損失が低くなるので有利であるだけでなく、一層高い電圧のデバイスに対するＰＷＭスイッチング時間の百分率は、図示例では約１／３、すなわち１８０゜の内の６０゜にすぎない。
【００１３】
図６は台形勾配電流波形の場合を示す。Ｖ2 より高い電圧が必要なとき、デバイス６０（Ｑa ）及び６２（Ｑb ）がスイッチング機能を果たし、Ｖ2 より低い電圧が必要なとき、ブリッジがスイッチング機能を果たす。
更に、デバイスＱb をオンにしたまヽにすることにより、電圧Ｖ2 を直接的にコイルに印加することが出来（例えば、台形波形の平坦な頂部の間）、この場合、コイル電流を直接的に制御することが出来るので、デバイスのスイッチングを必要としない。その結果、増幅器のスイッチング損失はゼロになる。
【００１４】
電圧Ｖ1 及びＶ2 は、可変に制御することの出来る線路-インターフェイス電源から供給される。従って、所定のイメージング・シーケンスに対し、Ｖ1 及びＶ2 は、それらの割合で又は別々に、可能な最善の機能を達成するように変えることが出来る。
本発明によるスイッチング増幅装置の構成の利点は、比較的高いスイッチング周波数を達成することが出来ることであり、これは勾配コイルのリップル電流を低くすることと精密な電流制御に通ずる。その結果、図１及び２の回路に使われているような線形増幅器を必要としない。
【００１５】
図７は、ブリッジの枝路（例えばＱ１及びＱ２）のスイッチング周波数が、勾配コイルでは４倍になる様子を示している。すなわち、スイッチング周波数が、全ブリッジであることによって、２倍となると共に、２つのブリッジの間の１８０゜の位相シフトによって、再び２倍になる。例えば、ブリッジのデバイスが３１．２５ｋＨｚで切換えられる場合、等価出力スイッチング周波数は１２５ｋＨｚになる。高周波出力ＬＣフィルタと組合せたこの比較的高い周波数により、勾配コイルに印加される電流はリップルが小さくなる。図６に示すような台形電流では、入力電源を調節することにより、Ｖ2 は（ブリッジが５０％のデューティ・サイクルで動作出来るように）この精密な値に制御することが出来る。この場合、出力リップルは非常に低くなり、理論的にはゼロである。出力電流リップルは、台形電流波形の平坦な頂部の間、入力電源が電圧Ｖ2 を電力変換器及び勾配コイルに於ける導電損失に打勝つのに必要な値に調整すれば、有効に除くことが出来る。この方式は、バック調整器及び出力ブリッジの両方におけるスイッチング損失を実質的になくすという別の利点をもたらす。これは、バック調整器及び出力ブリッジが、波形の平坦な頂部の間、連続的に導電しているからである。
【００１６】
入力電源５６（Ｐ1 ）は、米国特許第４８６４４７９号に記載されているような位相シフト変化共振ブリッジ、又はその代案として、直列共振変換器のような任意の適当な形状のソフト切換え式電源であってよい。とりわけ、こういう例に挙げた何れのソフト切換え式電源も、ここで説明する用途に適した、応答が速く、スイッチング損失が小さく、効率の高い電源になる。更に、こういう例に示した電源は、希望する場合、入力交流線路の力率を高くする。
【００１７】
低減した電圧のバック調整器のスイッチング周波数は、前に述べたように、２つのブリッジが互いに１８０゜位相シフトしていれば、２倍になる。バック調整器にあるデバイスは、出力ブリッジにあるデバイスよりもスイッチング損失が一層小さいから、バック調整器のデバイスは高い周波数で動作することが出来る。例えば、バック調整器が６２．５ｋＨｚで動作する場合、出力ブリッジにおけるのと同様に、等価出力スイッチング周波数は１２５ｋＨｚになる。
【００１８】
図８は、本発明の好ましい実施例に従って、Ｎ個のバック調整器を多相接続に配置することが出来ることを示す。ここでは、Ｎ個のスイッチング調整器が、Ｎ＊ｆの等価スイッチング周波数を達成する為に、３６０゜／Ｎの位相外れで動作する。２つのバック調整器が互いに位相シフトしていれば、スイッチング周波数はやはり２倍になる。一層小さい電力の調整器を並列に結合して構成される多相バック調整器は、１つのモジュールにある並列の個別のデバイスの代りになるものである。
【００１９】
図９は別の実施例の勾配増幅器切換え式可変母線回路を示す。特に図９は、各々のバック調整器の出力フィルタ７２が省略されている点で、図４と異なる。図９の回路の動作は、前に述べた図４の回路の動作と同様であって、フィルタ７２の作用が出力フィルタ８０によって行われ、各々の勾配コイル２２と組合わさったインダクタンス８２及び静電容量８４で構成される。
【００２０】
本発明の好ましい実施例を図面に示して説明したが、これらの実施例が例として述べられたにすぎないことは明らかである。本発明を逸脱せずに、当業者には、多数の変更及び置換が考えられよう。従って、本発明は特許請求の範囲によって限定されることを承知されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】高電圧及び比較的高いスイッチング周波数を達成する為の積重ねられた４つの全ブリッジ増幅器を示す回路図である。
【図２】図１の回路と類似しているが、一層高い電圧のＩＧＢＴを利用した装置の回路図である。
【図３】勾配増幅器切換え式２レベル母線回路の回路図である。
【図４】本発明の好ましい実施例による勾配増幅器切換え式可変母線回路の回路図である。
【図５】比較的高い増幅装置出力電圧を必要とするスルーレートを持つ正弦波出力の場合に対する図４のバック調整器及びブリッジ・インバータのスイッチング時間を示すグラフである。
【図６】台形勾配電流波形の場合のバック調整器及びブリッジ・インバータに対するスイッチング時間を示すグラフである。
【図７】本発明の好ましい実施例に従って、インバータ・ブリッジの枝路のスイッチング周波数が勾配コイルで４倍になる様子を示すグラフである。
【図８】多相部分電圧バック調整器の回路図である。
【図９】本発明の別の実施例の勾配増幅器切換え式可変母線回路の回路図である。
【符号の説明】
２２    勾配コイル
４６    両方向バック変換器
５０    スイッチング増幅装置
５２、５４    全ブリッジＤ級スイッチング増幅器
５５    線路−インターフェイス電源
５６、５７、５８、５９    スイッチング・デバイス
６０、６２    スイッチング・デバイス
６６    可変母線調整器
７０    制御装置
７２    フィルタ
８０    出力フィルタ
【図１】
0004362176.tif 000002
【図２】
0004362176.tif 000003
【図３】
0004362176.tif 000004
【図４】
0004362176.tif 000005
【図５】
0004362176.tif 000006
【図６】
0004362176.tif 000007
【図７】
0004362176.tif 000008
【図８】
0004362176.tif 000009
【図９】
0004362176.tif 000010