(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基地局と少なくとも１人のユーザー（ｉ）を含む通信システム用のプリディストーション方法であって、前記ユーザーの各シンボル（ｄｉ）が、複数の搬送波（ｌ）にわたって符号化シーケンス（ｃｉ（ｌ））により拡散されることにより、アップリンク送信チャネルを通して前記基地局に送信される信号（Ｓｉ（ｔ））の前記複数の搬送波に対応する複数の周波数成分（ｄｉｃｉ（ｌ））が生成されるプリディストーション方法において、
前記各周波数成分は、前記搬送波のダウンリンク送信チャネルの前記搬送波に対応する周波数（ｆｌ）におけるチャネル応答係数（ｈｉ（ｌ））と前記搬送波に影響する雑音分散の値（σ２）の関数である重み係数（ωｉ（ｌ））により重み付けされ、
前記ユーザー（ｉ）に対して、前記重み係数を表すベクトルωｉは、前記チャネル応答係数を表すベクトル〈ベクトル〉ｈｉからベクトル〈ベクトル〉ｗｉの共役ベクトルとして決定され、後者のベクトルは、
【数１】
0004250739.tif 000050
の形式の式から得られ、ここで、〈ベクトル〉Ｉは単位行列、σ２は前記雑音分散の値、Ｎは前記符号化シーケンスの長さ、αは正規化係数、〈行列〉Φｉは前記基地局のサービスを受けるアクティブなユーザーに割り当てられた符号化シーケンスと前記チャネル応答係数とに依存する行列であることを特徴とする通信システム用のプリディストーション方法。
【請求項２】
前記行列〈行列〉Φｉは、
【数２】
0004250739.tif 000051
の形式の式に従って計算され、ここで、〈行列〉Ｄｉａｇ（ｈｉ）とＤｉａｇ（ｈｉ＊）は前記チャネル応答係数とその共役をそれぞれ対角要素に持つ対角行列であり、〈行列〉Ｄｉａｇ（ｃｉ）とＤｉａｇ（ｃｉ＊）は前記ユーザーの符号化シーケンスの要素とその共役をそれぞれ対角要素に持つ対角行列であり、〈行列〉Ｃはアクティブなユーザーに割り当てられた符号化シーケンスを表す行列であり、＊とＴはそれぞれ共役演算と転置演算を表すことを特徴とする請求項１に記載のプリディストーション方法。
【請求項３】
前記行列〈行列〉Φｉは、
【数３】
0004250739.tif 000052
の形式の式に従って計算され、ここで、Ｋはアクティブなユーザーの数、〈行列〉Ｄｉａｇ（｜ｈｉ｜２）は前記チャネル応答係数の絶対値の二乗を対角要素に持つ対角行列であることを特徴とする請求項１に記載のプリディストーション方法。
【請求項４】
基地局と少なくとも１人のユーザー（ｉ）を含む通信システム用のプリディストーション方法であって、前記ユーザーの各シンボル（ｄｉ）が、複数の搬送波（ｌ）にわたって符号化シーケンス（ｃｉ（ｌ））により拡散されることにより、アップリンク送信チャネルを通して前記基地局に送信される信号（Ｓｉ（ｔ））の前記複数の搬送波に対応する複数の周波数成分（ｄｉｃｉ（ｌ））が生成されるプリディストーション方法において、
前記各周波数成分は、前記搬送波のダウンリンク送信チャネルの前記搬送波に対応する周波数（ｆｌ）におけるチャネル応答係数（ｈｉ（ｌ））と前記搬送波に影響する雑音分散の値（σ２）の関数である重み係数（ωｉ（ｌ））により重み付けされ、
前記搬送波ｌに関連する、周波数成分に対する前記重み係数（ωｉ（ｌ））は
【数４】
0004250739.tif 000053
に比例し、ここで、（ｈｉ（ｌ））は搬送波ｌの周波数におけるチャネル応答係数、Ｎは前記シーケンスの長さ、Ｋは前記基地局のサービスを受けるアクティブなユーザー数、βは実数の重み係数、＊は共役演算であることを特徴とするプリディストーション方法。
【請求項５】
基地局と少なくとも１人のユーザー（ｉ）を含む通信システム用のプリディストーション方法であって、前記ユーザーの各シンボル（ｄｉ）が、複数の搬送波（ｌ）にわたって符号化シーケンス（ｃｉ（ｌ））により拡散されることにより、アップリンク送信チャネルを通して前記基地局に送信される信号（Ｓｉ（ｔ））の前記複数の搬送波に対応する複数の周波数成分（ｄｉｃｉ（ｌ））が生成されるプリディストーション方法において、
前記各周波数成分は、前記搬送波のダウンリンク送信チャネルの前記搬送波に対応する周波数（ｆｌ）におけるチャネル応答係数（ｈｉ（ｌ））と前記搬送波に影響する雑音分散の値（σ２）の関数である重み係数（ωｉ（ｌ））により重み付けされ、
前記ユーザー（ｉ）に対して、前記重み係数の各大きさを表すベクトルω'ｉは、
【数５】
0004250739.tif 000054
の形式の式に従って、前記チャネル応答係数のそれぞれの大きさを表すベクトルρｉから決定され、ここで、〈行列〉Ｉは単位行列、σ２は前記雑音分散の値、Ｎは前記符号化シーケンスの長さ、αは正規化係数、〈行列〉Φ'ｉは前記基地局のサービスを受けるアクティブなユーザーに割り当てられた符号化シーケンスと前記チャネル応答係数とに依存する行列であることを特徴とするプリディストーション方法。
【請求項６】
前記行列〈行列〉Φ'ｉは、
【数６】
0004250739.tif 000055
の形式の式に従って計算され、ここで、〈行列〉Ｄｉａｇ（ρｉ）は前記ベクトルρｉの成分を対角要素に持つ対角行列であり、〈行列〉Ｄｉａｇ（ｃｉ）とＤｉａｇ（ｃｉ＊）は前記ユーザーの符号化シーケンスの要素とその共役をそれぞれ対角要素に持つ対角行列であり、〈行列〉Ｃはアクティブなユーザーに割り当てられた符号化シーケンスを表す行列であり、＊とＴはそれぞれ共役演算と転置演算を表すことを特徴とする請求項５に記載のプリディストーション方法。
【請求項７】
前記雑音分散の値は、ルックアップテーブルから検索されることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のプリディストーション方法。
【請求項８】
前記雑音分散の値は、前記基地局から送信される計測値であることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載のプリディストーション方法。
【請求項９】
送信されるシンボル（ｄｉ）を複数の搬送波（ｌ）にわたって拡散して複数の周波数成分（ｄｉｃｉ（ｌ））を生成する拡散手段（３１０）を備えたＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムの携帯端末用の送信機であって、前記搬送波の周波数（ｆｌ）におけるダウンリンク送信チャネルのチャネル応答係数（ｈｉ（ｌ））を推定するための推定手段（３６０）と、前記チャネル応答係数と前記搬送波に影響する雑音分散（σ２）の値とから複数の重み係数（ωｉ（ｌ））を導き出す計算手段（３６１，３６２）と、前記周波数成分を前記重み係数で重み付けする重み付け手段（３１１）とを備え、
前記重み係数を表すベクトルωｉは、前記チャネル応答係数を表すベクトル〈ベクトル〉ｈｉからベクトル〈ベクトル〉ｗｉの共役ベクトルとして決定され、後者のベクトルは、
【数７】
0004250739.tif 000056
の形式の式から得られ、ここで、〈ベクトル〉Ｉは単位行列、σ２は前記雑音分散の値、Ｎは前記符号化シーケンスの長さ、αは正規化係数、〈行列〉Φｉは前記基地局のサービスを受けるアクティブなユーザーに割り当てられた符号化シーケンスと前記チャネル応答係数とに依存する行列であることを特徴とするＭＣ−ＣＤＭＡ通信システムの携帯端末用の送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数搬送波符号分割多重接続（ＭＣ−ＣＤＭＡ）通信システム用のアップリンクのプリディストーション（pre-distortion）方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＭＣ−ＣＤＭＡは、無線広帯域マルチメディアアプリケーション用として広く注目を集めている。複数搬送波符号分割多重接続（ＭＣ−ＣＤＭＡ）は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調とＣＤＭＡ多重接続技法を組み合わせている。この多重接続技法は、Proceedings of PIMRC'93の第１巻１０９〜１１３ページに掲載された「Multicarrier CDMA in indoor wireless radio networks」と題された論文において、N. Yee他によって最初に提案された。この技法の開発は、１９９７年１２月のIEEE Communication Magazineの１２６〜１３３ページに発表された「Overview of Multicarrier CDMA」と題された論文においてS. Hara他によって概説されている。
【０００３】
各ユーザーの信号を時間領域で乗算してその周波数スペクトルを拡散するＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符号分割多重接続）とは異なり、この技法では、周波数領域でシグネチャが信号と乗算され、シグネチャの各要素が異なる副搬送波の信号に乗算される。
【０００４】
一般的に、高い周波数利用効率、多重接続機能、周波数選択性チャネルが存在する場合のロバスト性、高い柔軟性、狭帯域干渉除去、簡単なワンタップ等化など、ＭＣ−ＣＤＭＡはＣＤＭＡとＯＦＤＭの有利な特徴を組み合わせている。
【０００５】
図１は、さらに具体的に、所与のユーザーｉのＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の構造を示している。ここでは、アップリンクを対象にする、つまり、送信機がユーザーｉの携帯端末（ＴＭと表示）内にあると仮定する。ｄｉ（ｎ）をユーザーｉから時刻ｎＴに基地局に対して送信されるシンボルとし、ｄｉ（ｎ）は変調アルファベットの１つである。最初に１１０において、シンボルｄｉ（ｎ）とｃｉ（ｎ）で表される拡散シーケンス（および、わかりやすくするためにここでは省略するスクランブルシーケンス）との乗算が行われる。拡散シーケンスは、Ｎ個の「チップ」からなり、各「チップ」は期間がＴｃからなり、拡散シーケンスの合計期間はシンボル期間Ｔに対応する。以降では、一般性を失うことなく、特に断らない限り単一の拡散シーケンスがユーザーに割り当てられていると仮定する。一般的に、ユーザーには、必要なデータ転送速度に従って１つまたは複数の直交拡散シーケンスを割り当てることができる（複数符号の割り当て）。セル内干渉の緩和のために、種々のユーザーに割り当てられる拡散は直交するように選択するのが好ましい。
【０００６】
以降で単にｄｉと表すシンボルｄｉ（ｎ）と拡散シーケンスの要素との乗算の結果、１２０において、ＯＦＤＭ多重化のＮ個の周波数のサブセットにわたって多重化されたＮ個のシンボルが得られる。一般的に、そのサブセットの周波数の数ＮはＯＦＤＭ多重化の周波数の数Ｌの約数である。以降では、Ｌ＝Ｎであると仮定し、ユーザーｉの拡散シーケンス要素の値をｃｉ（ｌ）＝ｃｉ（ｌＴｃ）、ｌ＝０，．．．，Ｌ−１と表すことにする。それから、１２０において多重化されたシンボルのブロックに、モジュール１３０において逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を適用する。シンボル間の干渉を防止するために、送信チャネルのインパルス応答の期間よりも通常は長いガードインターバルがＭＣ−ＣＤＭＡシンボルに追加される。実際にはこの処理は、上記シンボルの終わりと同一のプレフィックス（Δと表示）の追加によって達成される。並列／直列変換器１４０による直列化後、ＭＣ−ＣＤＭＡシンボルはアナログ信号に変換され、それからフィルタ処理され、ＲＦ周波数へアップコンバート（図示せず）されてから増幅器１５０により増幅され、アップリンク送信チャネルを介して送信される。ＭＣ−ＣＤＭＡ手法は、本質的には（ＩＦＦＴ前の）スペクトル領域での拡散と、それに続くＯＦＤＭ変調とみなすことができる。
【０００７】
したがって、プレフィックスを省略すると、リバースリンク送信チャネルを介して送信される前に増幅器に供給される時刻ｔの信号Ｓｉ（ｔ）は以下のように書くことができる。
【０００８】
【数７】
0004250739.tif 000002
【０００９】
ここで、ｆｌ＝（１−Ｌ／２）／Ｔ（ｌ＝０，．．．，Ｌ−１）はＯＦＤＭ多重の周波数である。より正確には、送信される信号は実際にはＲｅ（Ｓｉ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πＦ０ｔ））であり、Ｒｅ（．）は実数部を表し、Ｆ０はＲＦ搬送波の周波数である。言い換えると、Ｓｉ（ｔ）は送信される信号の複素数包絡である。
【００１０】
所与のユーザーｉのＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の概略を図２に示す。アップリンクについて検討するので、受信機は基地局に位置する。
【００１１】
ベースバンド復調後、信号は「チップ」周波数でサンプリングされ、ガードインターバルに該当するサンプルは除去される（除去は図示せず）。得られた信号は以下のように書くことができる。
【００１２】
【数８】
0004250739.tif 000003
【００１３】
ここで、ｔは連続したサンプリング時刻の値を持ち、Ｋはユーザー数、ｈｉ（ｌ）は、時刻ｎＴに送信されたＭＣ−ＣＤＭＡシンボルの副搬送波ｌの周波数に対するユーザーｉのチャネルの応答を表し、ｂ（ｔ）は受信雑音である。
【００１４】
復調信号を「チップ」周波数でサンプリングして得られたサンプルに対しては、２１０において直列／並列変換が行われてから、モジュール２２０おいてＦＦＴが適用される。２２０からの出力である周波数領域のサンプルは、ユーザーｉの拡散シーケンスにより逆拡散される。逆拡散を行うには、周波数領域のサンプルに係数ｃｉ＊（ｌ）を（この場合、乗算器２３００，．．．，２３０Ｌ−１において）乗算してから、（加算器２４０において）加算する。合計結果は、２５０において検出され、推定シンボル〈ハット〉ｄｉが出力される。図示されていないが、検出には、誤り訂正復号処理として知られるビタビ復号やターボ復号などの誤り訂正復号処理が備わっていてもよい。
【００１５】
さらに、ＤＳ−ＣＤＭＡのようにＭＣ−ＣＤＭＡでも、送信チャネルの拡散効果を補償するために、等化を受信側で行なうことができる。ＭＣ−ＣＤＭＡでは、周波数領域のサンプルにはそれぞれ等化係数ｑｉ（ｌ）（ｌ＝０，．．．，Ｌ−１）が（この場合、乗算器２３００，．．．，２３０Ｌ−１において）乗算される。しかし、ＭＣ−ＣＤＭＡでは、アップリンクチャネルの推定が非常に複雑になると考えられるため、ＤＳ−ＣＤＭＡとは対照的に、アップリンクチャネル用の簡単な等化方法が存在しない。
【００１６】
実際にＭＣ−ＣＤＭＡでは、この推定は、さまざまなユーザーからの信号がまだ混合している状態である逆拡散前に、つまりチップレベルで行なわなければならない。対照的に、ＤＳ−ＣＤＭＡでは、この推定は通常逆拡散後に、つまりシンボルレベルで、したがってユーザーごとに独立して行なわれる。
【００１７】
チャネル推定の問題を克服するには、送信側（つまりＭＴと表記する携帯端末において）でプリディストーションを実施し、チャネルの推定を必要とせずに簡単な復調器を受信側で使用できるようにすることが提案されている。プリディストーションの基礎となる基本的な考え方は、（ＴＤＤにおける）送信チャネルの相互性を利用する、つまりダウンリンク復調のために行なわれるダウンリンクチャネルの推定をアップリンクチャネルの推定として使用することである。この手法は、ＴＤＤ動作（アップリンクとダウンリンクに同一の周波数帯域を使用）とＭＴの移動性が比較的低いこと、つまりドップラ周波数が低いことの両方を示している。
【００１８】
（ダウンリンク）プリディストーションを行うＭＣ−ＣＤＭＡ  ＴＤＤシステムは、たとえばVTC2000-Spring Tokyo, IEEE 51st、第３巻の１７７３〜１７７７ページにおいて公開されているD. G. Jeong他の「Effect of channel estimation error in MC-CDMA/TDD systems」と題する論文に記述されている。プリディストーションは、送信されるＭＣ−ＣＤＭＡシンボルの各周波数成分に、その周波数におけるチャネル応答係数の逆数、つまりｈｉ−１（ｌ）を乗算することで簡単にその作用を実現できる。しかし、基地局（ＢＳと表記）は、基地局から携帯端末へのさまざまな伝搬ダウンリンクチャネル用に最適化され、プリディストーションされた複数のユーザー用の１つの共通の信号を送信することができないため（ｈｉ−１（ｌ）はｉに依存するため）、前述の論文に記述されたのとは逆に、そのようなダウンリンクプリディストーションは不可能である。この問題はアップリンク送信チャネルには存在せず、このプリディストーション技法をアップリンクに適用することも考えられる。しかし、周波数成分に係数ｈｉ−１（ｌ）を乗算すると、深いフェージングがアップリンク送信チャネルに存在する場合（つまり副搬送波ｌによってはｈｉ（ｌ）がゼロに近くなる場合）、送信電力が非常に大きくなる可能性がある。この高い送信電力により、電池による自立性が減少し、隣接するセルへの干渉が大幅に増加する可能性がある。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、前述の欠点のないＭＣ−ＣＤＭＡシステムのアップリンクチャネル用の簡単なプリディストーション技法を設計することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
そのために、本発明を、請求項１に記載するプリディストーション方法と、請求項１０に記載するそのようなプリディストーション方法を実施する送信機により定義する。本発明の有利な実施形態については、従属項で定義する。
【００２１】
【発明の実施の形態】
本発明の特徴は、添付図面と関連して記述される以下の説明を読むことで明らかになる。本発明の基礎となる基本概念は、プリディストーションと復調との類似性の問題に由来する。どちらの場合も、チャネルの選択性により拡散シーケンスの直交性が損なわれ、（復調の場合に）雑音レベルを過度に増加することなく、あるいは（プリディストーションの場合に）送信電力を過度に増加することなく直交性を回復しなければならない。
【００２２】
ここで、もう一度ＭＣ−ＣＤＭＡ  ＴＤＤ通信システムの場合、具体的には複素シンボルを複数のアクティブなユーザー、ｉ＝０，．．．，Ｋ−１から受信する基地局について考えてみる。ユーザーｉに対して、ｄｉを（複素スカラ）送信シンボル、〈ベクトル〉ｃｉを成分がｃｉ（ｌ）のベクトル、〈ベクトル〉ｈｉを成分がｈｉ（ｌ）のチャネル応答ベクトル、〈ベクトル〉ｗｉをプリディストーション係数ｗｉ（ｌ）のプリディストーションベクトル、〈ベクトル〉ωｉを重み係数ωｉ（ｌ）＝ｗｉ＊（ｌ）に対応するベクトルとする。一般的に〈ベクトル〉ｃｉ、〈ベクトル〉ｈｉ、〈ベクトル〉ｗｉ、〈ベクトル〉ωｉは、サイズがＮのベクトルで、Ｎは拡散シーケンスの長さである。前述のように、Ｎ＝Ｌ、つまり符号化シーケンス長は搬送波の数に等しく、１人のアクティブなユーザーが使用する符号化シーケンスは１つだけであると仮定する。しかし、以下で詳述する結果は、搬送波の数が拡散長よりも長い（典型的には搬送波の数の倍数である）場合、および／または複数の符号による送信の場合にまで及ぶことができる。
【００２３】
ＦＦＴの後、受信信号は、以下のように表すことができる（式（２）を参照）。
【００２４】
【数９】
0004250739.tif 000004
【００２５】
ここで、ηは分散がσ２のＡＷＧＮ成分のベクトルであり、〈白丸〉は要素と要素との乗算によるベクトルの積、つまり
【００２６】
【数１０】
0004250739.tif 000005
【００２７】
を表す。
【００２８】
アップリンクチャネルの応答を決定するのは非常に困難なため、基地局の受信機は、受信した信号を各符号化シーケンスにより逆拡散することでその信号を単純に復調する。ｉ番目のユーザーにより送信されたシンボルの推定値は、以下のように表現できる。
【００２９】
【数１１】
0004250739.tif 000006
【００３０】
ここで、μは、たとえば自動利得制御（ＡＧＣ）の利得を表す正規化係数である。符号化シーケンスは正規化されていると仮定されるので、ηｉ＝〈ベクトル〉ｃｉＨ〈ベクトル〉ηはσ２に等しい分散を持つ。
【００３１】
式（４）は、以下のように表される１組のベクトルｖｉｊを導入することで簡略化できる。
【００３２】
【数１２】
0004250739.tif 000007
【００３３】
符号化シーケンスは正規化され、一定の大きさを持つと仮定されるので、
【００３４】
【数１３】
0004250739.tif 000008
【００３５】
と表すことができる。したがって、シンボルｄｉの推定値は、以下のように書き換えることができる。
【００３６】
【数１４】
0004250739.tif 000009
【００３７】
携帯端末ｉでシンボルｄｉの送信に使用される電力は、以下のように表すことができる。
【００３８】
【数１５】
0004250739.tif 000010
【００３９】
（ユーザーｊ≠ｉによる）干渉の項ＭＡＩｉは、以下の式に等しくなる。
【００４０】
【数１６】
0004250739.tif 000011
【００４１】
それに対して有効な項は、以下のようになる。
【００４２】
【数１７】
0004250739.tif 000012
【００４３】
本発明の目的は、干渉ＭＡＩｉと送信電力Ｐｉを最小にしながら、〈チルダ〉ｄｉの値を最大にするプリディストーション係数のベクトル〈ベクトル〉ｗｉを見出すことである。本発明では、各ユーザーの送信電力が一定であるという制約の下ですべてのユーザーを考慮して、全体の平均二乗誤差を最小にすることを提案する。ユーザーｉの携帯端末と基地局との間の電力制御ループは、送信電力とチャネル減衰との積がすべてのアクティブなユーザーに対して同一のほぼ望ましい値に維持されることを保証する。一般性を失うことなく、同様に以降で、送信電力がすべてのユーザーに対して同一であり、たとえばＮに等しく（各搬送波の平均電力が１に等しくなるように選択されている）、チャネルの減衰がすべてのチャネルで同一であると仮定することができる。以下のコスト関数について検討する。
【００４４】
【数１８】
0004250739.tif 000013
【００４５】
前述した制約下での最小化の問題は、以下のラグランジュ関数の最小値を見出すことになる。
【００４６】
【数１９】
0004250739.tif 000014
【００４７】
ここで、λｉは、ラグランジュスカラ乗数である。
【００４８】
推定値の誤差〈チルダ〉ｄｉ−ｄｉは、式（６）と（８）から以下のようにして得られる。
【００４９】
【数２０】
0004250739.tif 000015
【００５０】
係数μは最適化する必要がある。すなわち、正規化された送信とチャネルに対して、有効な部分の大きさは、プリディストーション方法に依存し、〈ベクトル〉ｗｉ＝〈ベクトル〉ｈｉの場合にだけ１に等しくなる。したがって、バイアスが導入され、バイアスは、二乗誤差の計算の前にＡＧＣにより補償されなければならない。
【００５１】
式（１２）から、全体の平均二乗誤差を推定することができる。
【００５２】
【数２１】
0004250739.tif 000016
【００５３】
式（１５）の第１項は、以下のように書き換えることができる。
【００５４】
【数２２】
0004250739.tif 000017
【００５５】
ここで、ハミルトン行列〈行列〉Φｉは以下のように定義される。
【００５６】
【数２３】
0004250739.tif 000018
【００５７】
最後に、ラグランジュ関数は以下のように表すことができる。
【００５８】
【数２４】
0004250739.tif 000019
【００５９】
ベクトル〈ベクトル〉ｗｉ＊＝〈ベクトル〉ωｉに基づいて勾配を計算することで、（ベクトル〈ベクトル〉ｗｉ基づいて勾配を計算しても同じ結果が得られる）以下の１組の方程式が得られる。
【００６０】
【数２５】
0004250739.tif 000020
【００６１】
ｖｉｉを〈ベクトル〉ｈｉ／Ｎで置き換えることで、以下の式が得られる。
【００６２】
【数２６】
0004250739.tif 000021
【００６３】
ここで、〈行列〉ＩはＮ×Ｎの単位行列である。
【００６４】
その段階で、パラメータλｉとμはまだ決定されていないままである。パラメータλに基づいてＬを導き出すと以下の新しい式が得られる。
【００６５】
【数２７】
0004250739.tif 000022
【００６６】
式（２０）と（２１）とを組み合わせることで以下の式を得る。
【００６７】
【数２８】
0004250739.tif 000023
【００６８】
さらに、式（２０）の各項に左側から〈ベクトル〉ｗｉＨを乗算することで以下の式を得る。
【００６９】
【数２９】
0004250739.tif 000024
【００７０】
〈行列〉Φｉはエルミート行列であるので、式（２４）の左辺の項は実数であり、したがって〈ベクトル〉ｗｉＨ〈ベクトル〉ｈｉも実数で〈ベクトル〉ｈｉＨ〈ベクトル〉ｗｉに等しい。したがって、以下のλｉとμの間の簡単な式が得られる。
【００７１】
【数３０】
0004250739.tif 000025
【００７２】
送信電力｜〈ベクトル〉ｗｉ｜２はＮに等しいと仮定するので、以下の式が得られる。
【００７３】
【数３１】
0004250739.tif 000026
【００７４】
ここで、〈バー〉λは、ラグランジュ乗数λｉの平均値である。
【００７５】
したがって、平均値〈バー〉λは以下のように表すことができる。
【００７６】
【数３２】
0004250739.tif 000027
【００７７】
各ラグランジュ乗数λｉは各送信電力｜〈ベクトル〉ｗｉ｜２がＮに等しくなるように選択されなければならないことを思い出す必要がある。実際には、式（２０）と（２５）から正確にλｉとμの値を決定することは非常に難しい。本発明では、式（２０）でλｉの値を平均値〈バー〉λで近似することを提案する。式（２０）は以下のようになる。
【００７８】
【数３３】
0004250739.tif 000028
【００７９】
以上の近似により、式（２８）から送信電力がＮとはわずかに異なる場合について解が得られる。さらに、送信機においては、パラメータμの値が未知である。実際には、ユーザーｉの送信機では、式（２８）で表される線形連立方程式を解いて、つまり、未知のプリディストーションベクトル〈ベクトル〉ｗｉを決定して、結果を正規化することで｜〈ベクトル〉ｗｉ｜２がＮに等しくなるようにする。したがって以下の式が得られる。
【００８０】
【数３４】
0004250739.tif 000029
【００８１】
ここで、実数の係数αは〈ベクトル〉ｗｉを正規化するものである。
【００８２】
同様に、行列
【００８３】
【数３５】
0004250739.tif 000030
【００８４】
の逆行列を求める代わりに、ｗｉ（ｌ）を未知の係数として
【００８５】
【数３６】
0004250739.tif 000031
【００８６】
に対応するＮ個の線形連立方程式を解くことができる。それから、前述したようにプリディストーション係数ｗｉ（ｌ）が正規化される。次に、ωｉ（ｌ）＝ｗｉ＊（ｌ）から重み係数が求められる。
【００８７】
式（２９）には行列
【００８８】
【数３７】
0004250739.tif 000032
【００８９】
が含まれるため、送信チャネルで深いフェージングが発生してもプリディストーション係数ｗｉ（ｌ）には限界が存在する。ここで雑音分散の値σ２は、復調された信号のＳＩＮＲ（信号対干渉雑音比）とする。この値は、基地局で推定して携帯端末に送信可能である。その代わりに、雑音分散の値σ２を、たとえば携帯端末のメモリ内に格納された典型値のルックアップテーブルから検索することもできる。一般的に、テーブルはＢＥＲレベル、変調の種類、使用されるチャネル符号化の種類などの通信パラメータによって索引が付けられる。
【００９０】
ユーザーｉに対する行列〈行列〉Φｉは、（すべてのユーザーｊに対する）符号化シーケンス〈行列〉ｃｊとチャネル応答〈行列〉ｈｉの関数として以下のように表現できる。
【００９１】
【数３８】
0004250739.tif 000033
【００９２】
ここで、Ｔは転置演算を表し、〈行列〉Ｄｉａｇ（ｕ）はベクトル〈ベクトル〉ｕの成分を対角要素に持つ対角行列を表す。
【００９３】
【数３９】
0004250739.tif 000034
【００９４】
したがって、以下のように表すことができる。
【００９５】
【数４０】
0004250739.tif 000035
【００９６】
ここで、Ｃは、符号化シーケンスのＮ×Ｋ行列である。
【００９７】
式（３３）からわかるように、〈行列〉Φｉの計算は、いくつかの簡単な演算が必要な対角行列のかけ算と、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）やウォルシュアダマール変換（ＷＨＴ）などの高速アルゴリズムが使用可能な行列の〈行列〉Ｃ＊〈行列〉ＣＴの計算とが必要なだけである。後者の行列は、ユーザー数または符号の割り当てが変化したとき、たとえばフレームごとに再計算が必要なだけである。行列〈行列〉Φｉ、したがってベクトル〈ベクトル〉ｗｉは、チャネル係数〈ベクトル〉ｈｊ（ｊ≠ｉ）のベクトルには依存しないことに注意することが重要である。携帯端末ｉの送信機では、アクティブなユーザーの符号とユーザーｉのアップリンクチャネルの係数がわかるだけでよい。前述のように、アップリンクチャネルの係数はダウンリンクチャネルの係数と同一であると仮定されている。
【００９８】
図３は、本発明によるアップリンクのプリディストーション方法を実施した携帯端末内のＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の構造を示している。従来技術と同様に、送信機は、ユーザーｉの符号化シーケンスによって送信されるシンボルを乗算する第１の乗算器３１０、ＯＦＤＭ多重化により結果を多重化するマルチプレクサ３２０、（プレフィックス挿入を伴う）逆フーリエ変換を実行するモジュール３３０、並列／直列変換器３４０、増幅器３５０を備える。しかし、従来技術と対照的に、送信機はさらに、周波数成分ｄｉｃｉ（ｌ）にそれぞれ重み係数ωｉ（ｌ）＝ｗｉ＊（ｌ）を乗算する第２の乗算器３１１を備える。チャネル応答係数ｈｉ（ｌ）は、チャネル推定モジュール３６０により、たとえば基地局から送信されたパイロットシンボルに対応する受信信号から概算される。モジュール３６１において、それらの係数とＫ人のアクティブなユーザーに割り当てられた符号化シーケンスについての知識から、式（３３）に従って行列Φｉが計算される。モジュール３６２において、行列Φｉ、ベクトルｈｉ、雑音分散の値σ２からプリディストーション係数ｗｉ（ｌ）が式（２９）に従って決定され、次に重み係数ωｉ（ｌ）＝ｗｉ＊（ｌ）が決定される。
【００９９】
以下で示す第１の変形例では、モジュール３６１における行列〈行列〉Φｉの計算は、実数領域で行なうことができる。実際に、ρｉ（ｌ）とθｉ（ｌ）がそれぞれチャネル応答係数ｈｉ（ｌ）の大きさと偏角であるときに、ｈｉ（ｌ）＝ρｉ（ｌ）ｅｊθｉ（ｌ）であり、〈ベクトル〉ρｉと〈ベクトル〉ｅｊθｉとが、それぞれρｉ（ｌ）とｅｊθｉ（ｌ）を成分とするベクトルを表すとすると、以下の式が満たされる。
【０１００】
【数４１】
0004250739.tif 000036
【０１０１】
以上の式では、以下の表現を使用している。
【０１０２】
【数４２】
0004250739.tif 000037
【０１０３】
式（３４）から以下のように変形できる。
【０１０４】
【数４３】
0004250739.tif 000038
【０１０５】
したがって、以下のように表すことができる。
【０１０６】
【数４４】
0004250739.tif 000039
【０１０７】
ここで、
【０１０８】
【数４５】
0004250739.tif 000040
【０１０９】
である。したがって、３６１と３６２において実数領域で計算を行い、それから最後に実数成分ωｉ'（ｌ）に位相の係数ｅ−ｊθｉ（ｌ）を適用することができる。
【０１１０】
本発明の第２の変形例を以降で説明する。まず、ＭＣ−ＣＤＭＡが最大負荷で動作し、符号化シーケンスが直交または準直交していると仮定する。その場合、行列〈行列〉Ｃ＊〈行列〉ＣＴは、単位行列に等しくなり、また式（３３）は以下のようになる。
【０１１１】
【数４６】
0004250739.tif 000041
【０１１２】
式（３７）を式（２９）に代入して、最大負荷の場合の成分ｗｉ（ｌ）が以下のようになるプリディストーションベクトルを得る。
【０１１３】
【数４７】
0004250739.tif 000042
【０１１４】
ここで、αは正規化係数である。その場合、重み係数は以下のように表すことができる。
【０１１５】
【数４８】
0004250739.tif 000043
【０１１６】
システムが最大負荷で動作していないときには、行列〈行列〉Ｃ＊〈行列〉ＣＴはもはや単位行列に等しくないが、対角要素が値のより大きな要素となる。実際、対角要素は以下のように表される。
【０１１７】
【数４９】
0004250739.tif 000044
【０１１８】
そして、項Ｃｋｊ＊Ｃｋ’ｊはｋ≠ｋ’のときに互いに相殺される傾向にあるので、対角要素は、非対角要素
【０１１９】
【数５０】
0004250739.tif 000045
【０１２０】
よりも大きくなると予測される。行列〈行列〉Ｃ＊〈行列〉ＣＴをその対角要素で近似することで、以下の式を得る。
【０１２１】
【数５１】
0004250739.tif 000046
【０１２２】
最後に、式（４１）を式（２９）に代入して、プリディストーションベクトルの成分を以下のように表すことができる。
【０１２３】
【数５２】
0004250739.tif 000047
【０１２４】
ここで、αは正規化係数である。つまり、重み係数ωｉ（ｌ）は以下のように表される。
【０１２５】
【数５３】
0004250739.tif 000048
【０１２６】
さらに、チャネル応答係数ｈｉ（ｌ）（ｌ＝０，．．．，Ｌ−１）に相関関係がある場合、ＭＡＩレベルが減少し、重み係数を表す以下の式を有利に使用することができる。
【０１２７】
【数５４】
0004250739.tif 000049
【０１２８】
ここで、βは、０≦β≦１の範囲の重み係数であり、チャネル応答係数ｈｉ（ｌ）（ｌ＝０，．．．，Ｌ−１）の相関関係を反映し、チャネル応答係数に相関関係があるときには１より減少する。
【０１２９】
図４は、本発明によるＭＣ−ＣＤＭＡ送信機により送信された信号を受信するように適合された基地局内のＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造を示す。図２の従来技術のように、本受信機は、直列／並列変換器４１０、ＦＦＴモジュール４２０（プレフィックス除去機能付き）、周波数領域のサンプルに拡散シーケンスの要素の共役要素を乗算する乗算器４３００〜４３０Ｌ−１、加算器４４０、推定シンボルを供給するための検出器４５０を備える。従来技術のように、ビタビ復号やターボ復号のようなエラー制御復号処理を備えることが可能である。しかし、従来技術とは対照的に、プリディストーションが送信機側で行なわれているため、等化は必要ない。
【０１３０】
図３に図示したＭＣ−ＣＤＭＡ送信機については、たとえば計算手段や推定手段などの機能モジュールの観点で説明しているが、この装置のすべてまたは一部は、説明したすべての機能を果たすように専用化された１つのプロセッサ、あるいはそれぞれがそれらの機能の１つまたはいくつかを果たすように専用化またはプログラムされた複数のプロセッサの形態により実施可能であることはいうまでもない。
【図面の簡単な説明】
【図１】  現在の技術水準において既知のＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の構造の概略を示す。
【図２】  現在の技術水準において既知のＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造の概略を示す。
【図３】  本発明によるＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の構造の概略を示す。
【図４】  本発明によるＭＣ−ＣＤＭＡ送信機と共に使用されるＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造の概略を示す。
【図１】
0004250739.tif 000057
【図２】
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【図３】
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【図４】
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