(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線受信機のディジタル復調器において、
アンテナ入力信号周波数より低く所定のアンダーサンプリングレートｆsより高いサンプリング周波数Ｎ・ｆs（Nは2以上の整数）でサンプリングされたＮ個のアンテナ入力信号を該アンダーサンプリングレートｆsで保持して出力するデマックス部、
搬送波の位相を１／Ｎ・ｆsづつずらし、各位相をずらした搬送波を用いて前記Ｎ個の各データにディジタル直交復調処理を施すディジタル直交復調部、
N個のディジタル直交復調結果を平均してアンダーサンプリングレートｆs毎の区間平均値を出力する区間平均部、
を備えたことを特徴とするディジタル復調器。
【請求項２】
前記デマックス部は、前記Ｎ個のアンテナ入力信号をサンプリングレートＮ・ｆsでシフトするシフト部、
シフトされたＮ個のデータをアンダーサンプリングレートｆsで保持して出力する保持部、
を備えたことを特徴とする請求項１記載のディジタル復調器。
【請求項３】
前記ディジタル直交復調部は、
sin搬送波及びcos搬送波を周期１／Ｎ・ｆsでサンプルした時の値をそれぞれ保持するメモリ、
Ｎ個の各入力データ毎に、１／Ｎ・ｆsづつ読出し位相を順次ずらして前記メモリから各搬送波データを読み出し、該各搬送波データを入力データに乗算して直交復調信号を出力するN個の乗算部、
を備えたことを特徴とする請求項１記載のディジタル復調器。
【請求項４】
無線受信機のディジタル復調方法において、
アンテナ入力信号周波数より低く所定のアンダーサンプリングレートｆsより高いサンプリング周波数Ｎ・ｆs（Nは2以上の整数）でサンプリングされたＮ個のアンテナ入力信号を該アンダーサンプリングレートｆsで保存し、
搬送波の位相を１／Ｎ・ｆsづつずらし、各位相をずらした搬送波を用いて前記Ｎ個の各データに対してそれぞれディジタル直交復調を施し、
各ディジタル直交復調結果を平均してアンダーサンプリングレートｆs毎の区間平均値を出力する、
ことを特徴とするディジタル復調方法。
【請求項５】
アンテナ入力信号を直接AD変換し、変換結果を用いて直交復調及び帯域制限する無線受信機において、
アンテナ入力信号を所定のサンプリングレートＮ・ｆsでサンプリングしてＡＤ変換するＡＤ変換器、
Ｎ個のＡＤ変換器出力をアンダーサンプリングレートｆsで保持して出力するデマックス部、
搬送波の位相を１／Ｎ・ｆsづつずらし、各位相をずらした搬送波を用いて前記Ｎ個の各データにディジタル直交復調を施すディジタル直交復調部、
N個のディジタル直交復調結果を平均してアンダーサンプリングレートｆs毎の区間平均値を出力する区間平均部、
区間平均部の出力信号の帯域を制限する帯域制限フィルタ部、
帯域制限フィルタ出力にべースバンド処理を施すべースバンド処理部、
を備えることを特徴とする無線受信機。
【請求項６】
前記デマックス部は、サンプリングレートＮ・ｆsで前記ＡＤ変換器出力をシフトするシフト部、
シフトされたＮ個のデータをアンダーサンプリングレートｆsで保持して出力する保持部、
を備えたことを特徴とする請求項５記載の無線受信機。
【請求項７】
前記ディジタル直交復調部は、
sin搬送波及びcos搬送波を周期１／Ｎ・ｆsでサンプルした時の値をそれぞれ保持するメモリ、
Ｎ個の各入力データ毎に、１／Ｎ・ｆsづつ読出し位相を順次ずらして前記メモリから各搬送波データを読み出し、該各搬送波データを入力データに乗算して直交復調信号を出力するN個の乗算部、
を備えたことを特徴とする請求項５記載の無線受信機。
【請求項８】
前記アンテナ入力信号がマルチキャリア信号の場合、マルチキャリアの各キャリア毎に、
ディジタル直交復調部、区間平均部、帯域制限フィルタ部を少なくともを設け、
一括してマルチキャリアの各キャリアで送られてくる信号を復調して処理することを特徴とする請求項５記載の無線受信機。
【請求項９】
無線受信機の受信方法において、
アンテナ入力信号を所定のサンプリングレートＮ・ｆsでサンプルしてＡＤ変換し、
Ｎ個のＡＤ変換器出力をサンプリングレートＮ・ｆsでシフトすると共にアンダーサンプリングレートｆsで保存し、
搬送波の位相を１／Ｎ・ｆsづつずらし、各位相をずらした搬送波を用いて前記Ｎ個の各データに対してそれぞれディジタル直交復調を施し、
各ディジタル直交復調結果を平均してアンダーサンプリングレートｆs毎の区間平均値を出力し、
区間平均部の出力信号の帯域を制限し、
該帯域制限された信号にべースバンド処理を施すこと、
を特徴とする無線受信機の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線受信機およびそのディジタル復調方法に係わり、特に無線受信機を小型化する為に、無線周波数信号を直接ディジタル復調するディジタル復調器を備えた無線受信機及びディジタル復調方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
マルチキャリア受信機に於いて装置の小型化を実現する為に、ダイレクトRF復調方式やマルチキャリア一括復調方式等が提案されている。図４はダイレクトRF復調方式のブロック図である。ＡＤ変換器１０１はＲＦ周波数ｆoのアンテナ入力信号を該ＲＦ周波数と同等の周波数であるサンプリング周波数ｆsでサンプリングしてＡＤ変換し、ディジタル復調部１０２はsin搬送波（＝sin２πｆo×（ｋ／ｆs））及びcos搬送波（＝cos２πｆo×（ｋ／ｆs））の離散データを周期１／ｆsで順次発生し（ｋ＝０，１，２．．．）、これらをそれぞれＡＤ変換出力信号に乗算して同相成分(Ｉｃｈ信号)、直交成分（Ｑｃｈ信号）を出力する。Ｉｃｈ，Ｑｃｈのルートロールオフフィルタ１０３，１０４はＩｃｈ信号、Ｑｃｈ信号の帯域を制限すると共にそれぞれに所定の特性を付加してべースバンド処理部１０５に入力する。べースバンド処理部１０５は入力信号に復調、復号等の処理を施す。なお、図４はＲＦ周波数ｆoの１波のみに対応する構成であるが、マルチキャリアｆo〜ｆnに対応させるには、直交部１０２〜べースバンド処理部１０５をキャリアに対応して設け、ＡＤ変換器１０１の出力に並列に接続して構成する。【０００３】
このダイレクトRF復調方式は、上述のようにAD変換レートやディジタル部の処理速度がRF周波数と同等となる。このため、デバイスの性能に制約され、ＲＦ周波数が数百MHz以下のシステムまでが実現可能な対象であり、それ以上の無線受信機に採用できない。例えば、ダイレクトRF復調方式をＧＨｚ帯の無線システムに適用する場合、ＡＤ変換器の変換レートやディジタル直交復調部の動作速度もＧＨｚクラスとする必要があり、現状のデバイスでは、実現が困難である。なお、ＡＤ変換器に関して、近年ＧＨｚクラスのデバイスがリリースされているが、ASICやFPGA(Field Programmable Gate Array)などのＬＳＩの動作速度は数百MHz程度が一般であり、それ以上の無線システムに適用できない。
そこで、ＡＤ変換器によりデータをサンプリングする際、変調信号のベースバンドレートよりは大きいが、ＲＦ周波数よりは小さい周波数のクロックによりアンダーサンプリングを行ってディジタル変換するアンダーサンプリング方式が考えられる。しかしながら、単純に低いクロック周波数によるアンダーサンプリングでは、サンプリングクロックのジッタの影響をＲＦ周波数で受けるため、クロック純度が通常に比べ、（無線周波数／クロック周波数）倍の精度を必要とし、この方式も実現が困難である。【０００４】
一方、マルチキャリア一括復調方式は、アンテナ入力信号のＲＦ周波数を中間周波数にダウンコンバートしてからＡＤ変換し、ＡＤ変換出力に直交復調処理を施す方法である。図５はマルチキャリア一括復調方式の構成図であり、ミキサー２０１はＲＦ周波数ｆo〜ｆcのアンテナ受信信号にローカル発振器２０２から出力する周波数（ｆo＋ｆc）／２−ｆIFを混合して中間周波数信号を発生し、ローパスフィルタ２０３は高周波成分をカットしてＡＤ変換器２０４に入力する。ＡＤ変換器２０４はサンプリング周波数ｆIF／ｎで中間周波信号をサンプリングしてディジタルに変換して、各キャリアに対応する受信回路２０５ａ〜２０５ｎに入力する。受信回路２０５ａ〜２０５ｍは直交復調部の搬送周波数が異なるだけで同一の構成を有している。【０００５】
受信回路２０５ａにおいて、ディジタル復調部２０６ａはsin搬送波（＝sin２πｆo×（ｋ／ｆs））及びcos搬送波（＝cos２πｆo×（ｋ／ｆs））の離散データを周期１／ｆs
で順次発生し（ｋ＝０，１，２．．．）、これらをＡＤ変換出力信号に乗算して同相成分(Ｉｃｈ信号)、直交成分（Ｑｃｈ信号）を出力する。Ｉｃｈ，Ｑｃｈのルートロールオフフィルタ２０７ａ，２０８ａはＩｃｈ信号、Ｑｃｈ信号の帯域を制限すると共にそれぞれに所定の特性を付加してべースバンド処理部２０９ａに入力する。べースバンド処理部２０９ａは入力信号に復調、復号等の処理を施す。
受信回路２０５ｍにおいて、ディジタル復調部２０６ｍはsin搬送波（＝sin２πｆc×（ｋ／ｆs））及びcos搬送波（＝cos２πｆc×（ｋ／ｆs））の離散データを周期１／ｆsで順次発生してＡＤ変換出力信号に乗算して同相成分(Ｉｃｈ信号)、直交成分（Ｑｃｈ信号）を出力する。Ｉｃｈ，Ｑｃｈのルートロールオフフィルタ２０７ｍ，２０８ｍはＩｃｈ信号、Ｑｃｈ信号の帯域を制限すると共にそれぞれに所定の特性を付加してべースバンド処理部２０９ｍに入力する。べースバンド処理部２０９ｍは入力信号に復調、復号等の処理を施す。以上はマルチキャリアの場合であるが、１波についてアンテナ入力信号のＲＦ周波数を中間周波数にダウンコンバートしてからＡＤ変換し、ＡＤ変換出力に直交復調処理を施すディジタル受信機も提案されている(特許文献１参照)。【０００６】
近年ソフトウェア無線が提案され、異なる無線システムを同一のハードウェアで実現することが目標とされている。すなわち、ハードウェアを同じにして、ソフトウェアや設定データを変えるだけで異なる無線システムに適用できるようにすることが目標とされている。しかし、図５のマルチキャリア一括復調方式はアナログダウンコンバータ（２０１，２０２）を必要とし、受信可能な周波数帯域はローカル発振器２０２から出力する局部発振信号の発振周波数により決まる。このため、受信可能な周波数帯域が異なるシステムへの適用は、ローカル発振器２０２の変更を必要としソフトウェア無線を実現できない問題がある。
以上から本発明の目的は、アナログ部の削減、特にアナログダウンコンバータを使用しないようにでき、かつ、ソフトウェアの無線化を実現できるようにすることである。
本発明の別の目的は、従来のように高い精度のクロック純度を必要としなくても、精度の高い直交復調結果が得られるようにすることである。
【特許文献１】特開平８−１６２９９０号公報
【発明の開示】
【０００７】
上記課題は本発明によれば、アンテナ入力信号を直接AD変換し、変換結果を用いて直交復調及び帯域制限する無線受信機およびディジタル復調器により達成される。本発明のディジタル復調器は、アンテナ入力信号周波数より低く所定のアンダーサンプリングレートｆsより高いサンプリング周波数Ｎ・ｆs（Nは2以上の整数）でサンプリングされたＮ個のアンテナ入力信号を該アンダーサンプリングレートｆsで保持して出力するデマックス部、搬送波の位相を１／Ｎ・ｆsづつずらし、各位相をずらした搬送波を用いて前記Ｎ個の各データにディジタル直交復調処理を施すディジタル直交復調部、Ｎ個のディジタル直交復調結果を平均してアンダーサンプリングレートｆs毎の区間平均値を出力する区間平均部を備えている。
【０００８】
本発明の無線受信機は、アンテナ入力信号を所定のサンプリングレートＮ・ｆsでサンプリングしてＡＤ変換するＡＤ変換器、Ｎ個のＡＤ変換器出力をアンダーサンプリングレートｆsで保持して出力するデマックス部、搬送波の位相を１／Ｎ・ｆsづつずらし、各位相をずらした搬送波を用いて前記Ｎ個の各データにディジタル直交復調を施すディジタル直交復調部、N個のディジタル直交復調結果を平均してアンダーサンプリングレートｆs毎の区間平均値を出力する区間平均部、区間平均部の出力信号の帯域を制限する帯域制限フィルタ部、帯域制限フィルタ出力にべースバンド処理を施すべースバンド処理部を備えている。アンテナ入力信号がマルチキャリア信号の場合、本発明の無線受信機は、マルチキャリアの各キャリア毎に、ディジタル直交復調部、区間平均部、帯域制限フィルタ部を少なくとも備え、一括してマルチキャリアの各キャリアで送られてくる信号を復調して処理
する。
【０００９】
上記課題は本発明によれば、アンテナ入力信号を直接AD変換し、変換結果を用いて直交復調及び帯域制限する無線受信機の受信方法及びディジタル復調方法により達成される。本発明のディジタル復調方法は、アンテナ入力信号周波数より低くアンダーサンプリングレートｆsより高いサンプリング周波数Ｎ・ｆs（Nは2以上の整数）でサンプリングされたＮ個のアンテナ入力信号を該アンダーサンプリングレートｆsで保存するステップ、搬送波の位相を１／Ｎ・ｆsづつずらし、各位相をずらした搬送波を用いて前記Ｎ個の各データに対してそれぞれディジタル直交復調を施すステップ、各ディジタル直交復調結果を平均してアンダーサンプリングレートｆs毎の区間平均値を出力するステップを有している。
本発明の受信方法は、アンテナ入力信号を所定のサンプリングレートＮ・ｆsでサンプルしてＡＤ変換するステップ、Ｎ個のＡＤ変換器出力をサンプリングレートＮ・ｆsでシフトすると共にアンダーサンプリングレートｆsで保存するステップ、搬送波の位相を１／Ｎ・ｆsづつずらし、各位相をずらした搬送波を用いて前記Ｎ個の各データに対してそれぞれディジタル直交復調を施すステップ、各ディジタル直交復調結果を平均してアンダーサンプリングレートｆs毎の区間平均値を出力するステップ、区間平均部の出力信号の帯域を制限するステップ、該帯域制限された信号にべースバンド処理を施すステップを有している。
本発明によれば、アナログ部の削減、特にアナログダウンコンバータを使用しないようにでき、無線受信機の小型化が可能になった。また、アナログダウンコンバータを使用しないようにできるため、本発明によれば、無線処理部のソフト化が可能となった。
また、本発明によれば、従来のように高い精度のクロック純度を必要としなくても、精度の高い直交復調結果を得をことができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の無線受信機のブロック図である。
【図２】直交復調器の構成図である。
【図３】アンテナ入力信号がマルチキャリア信号の場合に適用できる本発明の無線受信機の構成図である。
【図４】ダイレクトRF復調方式のブロック図である。
【図５】マルチキャリア一括復調方式の構成図である。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１１】
（１）本発明の概略
本発明の無線受信機において、ＡＤ変換器はアンテナ入力信号を所定のサンプリングレートＮ・ｆs（ｆsはべースバンドレートより大きなアンダーサンプリングレート）でサンプルしてＡＤ変換し、デマックス部はＮ個のＡＤ変換器出力をサンプリングレートＮ・ｆsでシフトすると共にアンダーサンプリングレートｆsで保存する。ディジタル直交復調部は、搬送波の位相が１／Ｎ・ｆsづつずれたＮ個の直交復調器を備え、各直交復調器は該位相がずれた搬送波をそれぞれ用いて前記Ｎ個の各データに対してディジタル直交復調を施し、区間平均部は各ディジタル直交復調結果を平均してアンダーサンプリングレートｆs毎の区間平均値を出力する。帯域制限用フィルタ(ロールオフフィルタ)は区間平均部の出力信号の帯域を制限してべースバンド処理部に入力し、べースバンド処理部は帯域制限された信号にべースバンド処理を施す。
本発明のディジタル復調器において、デマックス部は、ＲＦ周波数より低く所定のアン
ダーサンプリングレートｆsより高いサンプリング周波数Ｎ・ｆs（Nは2以上の整数）でサンプリングされたＮ個のアンテナ入力信号を該アンダーサンプリングレートｆsで保持して出力し、直交復調部は搬送波の位相を１／Ｎ・ｆsづつずらし、各位相をずらした搬送波を用いてＮ個の各データにディジタル直交復調処理を施し、区間平均部は各ディジタル直交復調結果を平均してアンダーサンプリングレートｆs毎の区間平均値を出力する。【００１２】
（２）第１実施例
（Ａ）無線受信機の構成
図１は第１実施例の無線受信機のブロック図である。ＡＤ変換器１１はＲＦ周波数ｆoのアンテナ入力信号を所定のサンプリングレートＮ・ｆs（ｆsはべースバンドレートより大きなアンダーサンプリングレート、Ｎは２以上の整数）でアンダーサンプリングしてＡＤ変換する。デマックス部１２は、直列接続されたフリップフロップＦＦ１1〜ＦＦ１Nで構成されたシフト部１２ａと、フリップフロップＦＦ２1〜ＦＦ２Nで構成された保持部１２ｂを備えている。シフト部１２ａはＡＤ変換器１１から出力するＮ個のデータをサンプリングレートＮ・ｆsでフリップフロップＦＦ１1〜ＦＦ１N内をシフトすると共に、保持部１２ｂはアンダーサンプリングレートｆsでフリップフロップＦＦ１1〜ＦＦ１Nの内容をフリップフロップＦＦ２1〜ＦＦ２Nに保存して出力する。
ディジタル直交復調部１３は、搬送波の位相が１／Ｎ・ｆsづつずれたＮ個の直交復調器１３ａ〜１３Ｎを備え、各直交復調器は該位相がずれた搬送波をそれぞれ用いてデマックス部１２から出力される前記Ｎ個の各データに対してディジタル直交復調を施して出力する。【００１３】
図２は１つの直交復調器１３ａの構成図であり、cosメモリ３１、sinメモリ３２、２つの乗算器３３，３４を有している。cosメモリ３１は、cos搬送波（＝cos２πｆo）を１／Ｎ・ｆsの周期でサンプリングした離散データ（＝cos(α・ｋ），ｋ＝０，１，２．．．）を記憶する。ただし、α＝２πｆo／Ｎ・ｆsである。また、sinメモリ３２はsin搬送波（＝sin２πｆo）を１／Ｎ・ｆsの周期でサンプリングした離散データ（＝sin(α・ｋ)，ｋ＝０，１，２．．．）を記憶する。乗算器３３，３４はそれぞれ、周期１／Ｎ・ｆsで順次メモリ３１，３２から出力されるcos搬送波及びsin搬送波の離散データcos(α・ｋ)，sin(α・ｋ)をデマックス部１２の出力データに乗算して同相成分(Ｉｃｈ信号)、直交成分（Ｑｃｈ信号）を出力する。他の直交復調器も同様に構成できるが、cosメモリ３１とsinメモリ３２を共用するように構成することもできる。【００１４】
以上より直交復調器１３ａはｋ＝０のアドレスから始めて、以後周期１／Ｎ・ｆs 毎にｋをインクリメントして離散データcos(α・ｋ）， sin(α・ｋ)をメモリ３１，３２から読み出して乗算器３３，３４に入力する。乗算器３３，３４は離散データcos(α・ｋ)，sin(α・ｋ)をデマックス部１２の第１番目の出力データに乗算して同相成分(Ｉｃｈ信号)、直交成分（Ｑｃｈ信号）を出力する。
直交復調器１３ｂはｋ＝１のアドレスから始めて、以後周期１／Ｎ・ｆs 毎にｋをインクリメントして離散データcos(α・ｋ）， sin(α・ｋ)をメモリ３１，３２から読み出して乗算器３３，３４に入力する。乗算器３３，３４は離散データcos(α・ｋ)，sin(α・ｋ)をデマックス部１２の第２番目の出力データに乗算して同相成分(Ｉｃｈ信号)、直交成分（Ｑｃｈ信号）を出力する。すなわち、直交復調器１３ｂは直交復調器１３ａの搬送波から位相が１／Ｎ・ｆsずれた搬送波を用いてデマックス部１２から出力される第２番目のデータに対してディジタル直交復調を施して出力する。
以下同様に、直交復調器１３Nはｋ＝N−1のアドレスから始めて、以後周期１／Ｎ・ｆs 毎にｋをインクリメントして離散データcos(α・ｋ）， sin(α・ｋ)をメモリ３１，３２から読み出して乗算器３３，３４に入力する。乗算器３３，３４は離散データcos(α・ｋ)，sin(α・ｋ)をデマックス部１２の第N番目の出力データに乗算して同相成分(Ｉｃｈ信号)、直交成分（Ｑｃｈ信号）を出力する。すなわち、直交復調器１３Nは直交復調器１３
ａの搬送波から位相が（N−１）／Ｎ・ｆsずれた搬送波を用いてデマックス部１２から出力される第Ｎ番目のデータに対してディジタル直交復調を施して出力する。【００１５】
図１に戻って、Ｉｃｈ，Ｑｃｈの区間平均部１４ａ，１４ｂはそれぞれ、直交復調器１３ａ〜１３Nから出力するＩｃｈデータ、Ｑｃｈデータの区間平均値を計算し、アンダーサンプリングレートｆs毎に該区間平均値を出力する。なお、直交復調器１３ａ〜１３Nから出力するＩｃｈデータ、Ｑｃｈデータに重み付けを行なって区間平均値を計算することもできる。ついで、ＦＩＲフィルタで構成されたＩｃｈ，Ｑｃｈの帯域制限用フィルタ(ロールオフフィルタ)１５ａ，１５ｂは、区間平均部の出力信号の帯域を制限してべースバンド処理部１６に入力し、べースバンド処理部１６は帯域制限された信号に復調、復号などのべースバンド処理を施す。【００１６】
（Ｂ）数値例
以下は、本発明の２ＧＨｚ帯受信機における各周波数ｆo，ｆs及びNの数値例であり、
ｆo＝１９００［ＭＨｚ］
ｆs＝２×３．８４［ＭＨｚ］＝７．６８［ＭＨｚ］
Ｎ＝７８
Ｎ・ｆs＝５９９．０４［ＭＨｚ］
である。上式において、３．８４［ＭＨｚ］はべースバンド周波数(チップ周波数)である。
本発明の無線受信機において、ＲＦ周波数ｆoの無線入力信号は、サンプリングレートＮ・ｆsによって単純にアンダーサンプルされる。このときのアンダーサンプル比は、１９００／５９９．０４≒３倍となり、既存の装置で充分実績が有り、クロック精度の要求は実現的な値である。
動作周波数に対する、デバイスの実現性に関しては、AD変換器は現状２ＧＨｚ級のものがリリースされている。また、ディジタル処理部に関して、５００ＭＨｚ級の高速動作はフリップフロップのみであり、LVDSデバイス等にて６００ＭＨｚ以上で動作していることから実現が可能であり、ＦＦの後段に関しては、現状１００ＭＨｚ程度であれば充分実績があり、問題無く実現できる。【００１７】
ＡＤ変換器１１の出力データは、Ｎ・ｆsのクロック周波数でN個のフリップフロップＦＦ１1〜ＦＦ１N内をシフトして逐次遅延され、それぞれの遅延されたN個のデータはｆsのクロック周波数でＦＦ２1〜ＦＦ２Nに保持されてパラレルデータへデマックスされる。デマックスされたN個のデータは、それぞれ、順次一定の位相オフセットをかけたsin，cosで直交復調され、キャリアは完全にキャンセルされ、Ｎ・ｆs毎のベースバンドデータ列になる。各データは、ｆsに対しN倍のジッタの影響を持っているが、ジッタが白色(ガウス分布雑音)であるならば、次の加算により平均化され、１／Ｎに圧縮される。白色以外のジッタは、ＰＬＬ等の揺らぎにより発生するが、これらの周期は充分遅い為、フェージングによる変動と差分が無く、ベースバンド処理部１６の位相等価器やサーチャーにより補償されるため問題はない。なお、このジッタの抑圧効果は、US 6,317,071 B1に開示されているのと同等の効果が得られる。【００１８】
又、直交復調器１３ａ〜１３Ｎのcosメモリやsinメモリの値、およびＦＩＲ構成のロールオフフィルタの係数値をそれぞれダウンロードにより変更するように構成すれば、ハード変更無しに、受信周波数、即ちシステムの変更が可能になり、ソフト無線を実現できる。【００１９】
（Ｃ）実施例の数式による動作原理
以下に実施例１の動作原理を数式により説明する。
アンテナ入力の時間波形を
【数１】
0004382095.tif 000002
とおくと、AD変換器１１の出力ｆAD(t)は、
【数２】
0004382095.tif 000003
となる。なお、δはδ関数であり、δ( )はサンプリング値を示している。【００２０】
これを、デマックス部１２でＮ個の系列にアンダーサンプリングすると、ｎ番目の系列の時間波形ｇn(t)は
【数３】
0004382095.tif 000004
となる。【００２１】
ディジタル直交復調部１３は、各系列に対し、それぞれ位相をω0／Ｎ・ｆsづつずらした余弦波及び正弦波テーブルを用いて直交復調を施す。この結果、系列ｎの直交復調出力は、以下の(4)、(5)式
【数４】
0004382095.tif 000005
【数５】
0004382095.tif 000006
で与えられる。【００２２】
この結果に対し、区間平均部１４ａ，１４ｂは全系列を加算する。すなわち、１／ｆs時間毎の区間平均の結果として
【数６】
0004382095.tif 000007
【数７】
0004382095.tif 000008
を出力する。【００２３】
最後に、ルートロールオフフィルタ１５ａ，１５ｂは帯域制限処理により、2ω0の高周波成分をカットし、次式
【数８】
0004382095.tif 000009
【数９】
0004382095.tif 000010
に示すデータを出力する。ただし、Ｉ′(t)及びＱ′(t)はそれぞれ、Ｉ(t)及びＱ(t)にルートロールオフ特性がかけられたものである。【００２４】
(Ｄ) ディジタル復調器
ディジタル復調器を、デマックス部１２、ディジタル直交復調部１３、区間平均部１４ａ，１４ｂで構成する。デマックス部１２は、ＲＦ周波数より低くアンダーサンプリングレートｆsより高いサンプリング周波数Ｎ・ｆs（Nは2以上の整数）でサンプリングされたＮ個のアンテナ入力信号を該アンダーサンプリングレートｆsで保持して出力し、直交復調部１３は搬送波の位相を１／Ｎ・ｆsづつずらし、各位相をずらした搬送波を用いてＮ個のデマックス部の出力データにディジタル直交復調処理を施し、区間平均部１４ａ，１４ｂは各ディジタル直交復調結果を平均してアンダーサンプリングレートｆs毎の区間平均値を出力する。
以上から、図1の実施例によれば、アナログダウンコンバータを使用しないようにでき、無線受信機の小型化が可能になった。また、アナログダウンコンバータを使用しないようにできるため、本発明によれば、無線処理部のソフト化が実現できる。また、本発明によれば、従来のように高い精度のクロック純度を必要としなくても、精度の高い直交復調結果を得ることができる。
（３）第２実施例【００２５】
図３はアンテナ入力信号がマルチキャリア信号の場合に適用できる本発明の無線受信機の構成図である。
アンテナ入力信号が周波数ｆo〜ｆcのマルチキャリア信号の場合、無線受信機はキャリア毎に、ＡＤ変換器１１に接続されたディジタル処理部21-1〜21-Nを備えている。各ディジタル処理部21-1〜21-Nはほぼ同一の構成を備え、(1)デマックス部12-1〜12-N、(2)復調部13-1〜13-N、(3)区間平均部14a-1〜14a-N，14b-1〜14b-N、(4)帯域制限フィルタ部(ルートロールオフフィルタ)15a-1〜15a-N，15b-1〜15b-N、（5）べースバンド処理部16-1〜16-Nを備えている。ディジタル処理部21-1は、符号が異なるが図1の構成と全く同じである。
各ディジタル処理部21-1〜21-Nにおいて異なる点は、ディジタル直交復調部13-1〜13-Nがそれぞれ周波数ｆo〜ｆcの搬送波を発生して復調している点である。すなわち、ディジタル直交復調部13-1は、周波数ｆoの搬送波の位相が１／Ｎ・ｆsづつずれたＮ個の直交復調器13-1a〜13-1Nを備え、各直交復調器は該位相がずれた搬送波をそれぞれ用いてデマックス部12-1から出力されるＮ個のデータに対してディジタル直交復調を施して出力する。また、ディジタル直交復調部13-Nは、周波数ｆcの搬送波の位相が１／Ｎ・ｆsづつずれたＮ個の直交復調器13-Na〜13-NNを備え、各直交復調器は該位相がずれた搬送波をそれぞれ用いてデマックス部12-Nから出力されるＮ個のデータに対してディジタル直交復調を施して出力する。
かかる第２実施例によれば、ＡＤ変換器１１までのアナログ部は１つで、複数のキャリアが受信可能となる。また、一括してマルチキャリアの各キャリアで送られてくる信号を復調して処理することができる。なお、図３において、べースバンド処理部１６−１〜１６−Nは共用構成とすることができる。
【図１】
0004382095.tif 000011
【図２】
0004382095.tif 000012
【図３】
0004382095.tif 000013
【図４】
0004382095.tif 000014
【図５】
0004382095.tif 000015