(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線、２次巻線、及び補助巻線を有するトランスと、
前記１次巻線に直列接続された主スイッチと、
前記２次巻線に接続された第１の整流素子及び平滑回路と、
前記補助巻線に接続された第２の整流素子及びコンデンサからなる電源供給回路と、
前記主スイッチを強制的にオフにする強制駆動回路と、
前記主スイッチに対するＰＷＭ制御を行う制御回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記制御回路は、前記電源供給回路から供給される電源により動作し、
前記第１の整流素子は、前記主スイッチがオンしたときにオンし、
前記強制駆動回路は、前記第１の整流素子及び前記主スイッチがオフしているときに前記補助巻線に発生する残留エネルギーによる電圧が所定の電圧以上になったときにオンするスイッチング素子を備え、
前記スイッチング素子がオンすることにより、前記主スイッチが強制的にオフされ、前記主スイッチに対する前記制御回路によるＰＷＭ制御が阻止され、
前記スイッチング素子は、前記残留エネルギーが前記制御回路により消費され、前記残留エネルギーによる電圧が前記所定の電圧より低くなることによりオフすることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器（携帯電話機、ＰＨＳ電話機、遊技機、パーソナルコンピュータ等）に利用可能なＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来例について説明する。
【０００３】
§１：従来例１の説明
従来例１の回路図を図４に示す。従来例１はフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータの１例である。この回路は、定電圧回路１と、制御回路２と、トランジスタＱ２、Ｑ３からなるドライバと、トランス３と、主スイッチングトランジスタＱ１と、コンデンサＣ１、Ｃ２と、ダイオードＤｒ、Ｄ１、Ｄ２と、コイルＬ１と、入力端子Ｔ１、Ｔ２と、出力端子Ｔ３、Ｔ４等を備えている。
【０００４】
なお、前記トランジスタＱ１はＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）、Ｑ２、Ｑ３はバイポーラ型トランジスタである。また、この例では、入力端子Ｔ１に直流入力電圧＋Ｖinを印加し、入力端子Ｔ２をＧＮＤに接続して運用する。
【０００５】
そして、トランス３には１次巻線Ｎ１と、２次巻線Ｎ２と、リセット巻線Ｎｒを備え、トランス３の１次巻線Ｎ１と直列に主スイッチングトランジスタＱ１（主スイッチ）が接続されている。また、コンデンサＣ１は入力端子Ｔ１、Ｔ２間に接続され、コンデンサＣ２は出力端子Ｔ３、Ｔ４間に接続されている。
【０００６】
制御回路２は、コンデンサＣ２の電圧を入力して主スイッチングトランジスタＱ１に対するＰＷＭ制御（ＰＷＭ：パルス幅変調）を行う回路である。トランジスタＱ２、Ｑ３は、制御回路２から出力されるＰＷＭパルスによりオン／オフ駆動され、主スイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧を制御するドライバである。定電圧回路１は、シリーズレギュレータ等で構成され、入力電圧＋Ｖin（例えば、ＤＣ５０Ｖ）から直流定電圧Ｖcc（例えば、ＤＣ１０Ｖ）を発生させ、制御回路２やドライバ（トランジスタＱ２、Ｑ３）にローカル電源として供給するものである。
【０００７】
トランス３の２次巻線Ｎ２に接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、コイルＬ１、コンデンサＣ２からなる回路は整流平滑回路であり、この整流平滑回路の出力は、出力端子Ｔ３、Ｔ４から得られるようになっている。この場合、出力端子Ｔ３の電圧は＋Ｖout 、出力端子Ｔ４の電圧は−Ｖout とする。
【０００８】
そして、制御回路２は、前記整流平滑回路の出力電圧（出力端子Ｔ３、Ｔ４間の電圧）を入力し、ドライバ（Ｑ２、Ｑ３）を介して主スイッチングトランジスタＱ１に対するＰＷＭ制御を行うように構成されている。
【０００９】
この場合、ドライバでは制御回路２から出力されたＰＷＭパルスがハイレベルの時はトランジスタＱ２がオン、Ｑ３がオフとなって主スイッチングトランジスタＱ１のゲートにハイレベルの電圧（略＋Ｖcc）を印加し、ＰＷＭパルスがローレベルの時はトランジスタＱ２がオフ、Ｑ３がオンとなって主スイッチングトランジスタＱ１のゲートにローレベルの電圧（略ＧＮＤ電位）を印加する。
【００１０】
そして、主スイッチングトランジスタＱ１のゲートにハイレベルの電圧が印加すると主スイッチングトランジスタＱ１はオンとなり、ローレベルの電圧が印加すると主スイッチングトランジスタＱ１はオフとなる。
【００１１】
前記回路の動作は次の通りである。入力端子Ｔ２をＧＮＤに接続し、入力端子Ｔ１に入力電圧＋Ｖinを印加すると、この入力電圧＋Ｖinにより、定電圧回路１から電圧Ｖccを発生し、制御回路２やトランジスタＱ２、Ｑ３に印加する。そして、制御回路２のＰＷＭ制御によりトランジスタＱ２、Ｑ３がオン／オフ駆動され、それに伴って主スイッチングトランジスタＱ１がオン／オフ駆動される。
【００１２】
また、主スイッチングトランジスタＱ１がオン／オフ駆動されるのに伴い、トランス３の１次巻線が励磁され、２次巻線Ｎ２に電圧が誘起する。そのため、２次巻線Ｎ２に誘起された電圧でダイオードＤ１が順方向バイアスされると、２次巻線Ｎ２→ダイオードＤ１→コイルＬ１→コンデンサＣ２→２次巻線Ｎ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２を充電する。
【００１３】
その後、２次巻線Ｎ２の電圧極性が逆方向になると、ダイオードＤ１は逆バイアスされるので、該ダイオードＤ１には電流が流れず、コイルＬ１に蓄えられた電磁エネルギー（残留磁束）により、コイルＬ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ２→コイルＬ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２を充電する。以降、２次巻線Ｎ２の電圧極性が変わる度に前記動作を繰り返す。
【００１４】
この時、コンデンサＣ２の電圧は制御回路２へ入力され、この電圧に応じて制御回路２からＰＷＭパルスを出力し、該ＰＷＭパルスによりトランジスタＱ２、Ｑ３からなるドライバをオン／オフ駆動することで主スイッチングトランジスタＱ１をオン／オフ駆動（オン／オフの間隔を制御しながら駆動）する。
【００１５】
前記の動作において、主スイッチングトランジスタＱ１がオンになると、入力端子Ｔ１→１次巻線Ｎ１→主スイッチングトランジスタＱ１→入力端子Ｔ２（ＧＮＤ）の経路で電流が流れ、１次巻線Ｎ１を励磁する。この時、リセット巻線Ｎｒにも誘起電圧が発生する。
【００１６】
次に、主スイッチングトランジスタＱ１がオフになると、リセット巻線Ｎｒの誘起電圧は逆向きになり、入力端子Ｔ２→ダイオードＤｒ→リセット巻線Ｎｒ→入力端子Ｔ１の経路で電流が流れる。この動作により、トランス３の励磁エネルギー（残留エネルギー）をリセット巻線Ｎｒにより入力端子側へ放出する。
【００１７】
§２：従来例２の説明
従来例２の回路図を図５に示す。この例は、従来例１と同様なフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、トランスの補助巻線を利用してローカル電源を作成する例である。
【００１８】
図５に示したように、トランス３には前記従来例１のリセット巻線Ｎｒを設けず、補助巻線Ｎ３を設ける。そして、補助巻線Ｎ３の両端子間にダイオードＤ３とコンデンサＣ３との直列回路を接続し、前記コンデンサＣ３の端子電圧をローカル電源（電圧：Ｖcc）として利用し、制御回路２やドライバ（Ｑ２、Ｑ３）に供給する。なお、前記補助巻線Ｎ３やローカル電源以外は従来例１と同じなので説明は省略する。
【００１９】
§３：従来例２の波形図による動作の説明
従来例２の出力短絡時の各部波形図を図６に示す。図６において、Ａ図は制御回路２の出力波形（ＰＷＭパルスの波形）、Ｂ図は主スイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧波形、Ｃ図は主スイッチングトランジスタＱ１の電圧波形（Ｐ点の電圧波形）、Ｄ図は主スイッチングトランジスタＱ１の電流波形、ｔ０〜ｔ７は各タイミングを示す。
【００２０】
図５に示した回路において、出力端子Ｔ３、Ｔ４が負荷の異常状態等により短絡した場合、各部の波形は図６のようになる。図６において、タイミングｔ０〜ｔ１、ｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５、ｔ６〜ｔ７の間は、主スイッチングトランジスタＱ１がオンで、タイミングｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６の間は、主スイッチングトランジスタＱ１がオフである。
【００２１】
前記出力短絡時には、制御回路２はＡ図のようなＰＷＭパルスを出力する。そして、トランジスタＱ２、Ｑ３からなるドライブ回路により主スイッチングトランジスタＱ１のゲート電圧をＢ図のような電圧波形となるように制御を行う。
【００２２】
このため、主スイッチングトランジスタＱ１は、前記ゲート電圧によりオン／オフ駆動されて電流が流れる。この場合、主スイッチングトランジスタＱ１の電圧波形（ドレイン・ソース間の電圧波形）はＣ図のようになり、主スイッチングトランジスタＱ１に流れる電流は、トランス３の残留エネルギーの影響により次第に大きくなり、その電流波形はＤ図のようになる。
【００２３】
これは、負荷の異常により出力端が短絡された際、主スイッチングトランジスタＱ１のオン時間が最大オンデューティまで広がり、トランスの励磁エネルギーが増大し、ローカル電源等で消費しきれなくなり、トランス３に励磁エネルギーが残ってしまう。
【００２４】
その状態で、次の主スイッチングトランジスタＱ１のオン時間が来ると、更に励磁エネルギーの残留量（残留エネルギー）が増えてしまい、遂にはトランス３が飽和し、主スイッチングトランジスタＱ１の電流が急増飽和する（タイミングｔ６〜ｔ７参照）。この現象は入力電圧が高いと、より顕著となる。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
前記のような従来のものにおいては、次のような課題があった。
【００２６】
(1) ：従来例１のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、定電圧回路１が無い場合、制御回路２や主スイッチングトランジスタＱ１のドライブ回路（トランジスタＱ２、Ｑ３）に供給する電源は、入力端子に印加された入力電圧を抵抗等で降圧したローカル電源から供給する。
【００２７】
この場合、入力電圧が高いと、制御回路２や主スイッチングトランジスタＱ１のドライブ回路（トランジスタＱ２、Ｑ３）の最大定格電圧を超えてしまうことがあり、別途、低電圧電源を用意する必要がある。その結果、製品のコスト高や、大型化の原因ともなる。
【００２８】
(2) ：そこで、従来例１のように、前記定電圧電源としてシリーズレギュレータ等で構成した定電圧回路１を設け、この定電圧回路１からＰＷＭ制御を行う制御回路２や主スイッチングトランジスタＱ１のドライバ（Ｑ２、Ｑ３）に電源を供給するようにしていた。
【００２９】
ところが、定電圧回路１のように、入力電圧からシリーズレギュレータで定電圧を作成し、ローカル電源（制御回路２やドライバの電源）とした場合、シリーズレギュレータは抵抗が大きく、損失が大きくなってしまう。例えば、入力端子Ｔ１の入力電圧をＶin、制御回路２の消費電流をＩccとすると、制御回路２での電力損失はＩcc×Ｖinとなり、入力電圧Ｖinが大きいと電力損失も大きくなってしまう。
【００３０】
(3) ：前記の欠点を改善するため、従来例２のように、トランス１に補助巻線Ｎ３を設け、トランス３の残留エネルギーにより補助巻線Ｎ３に誘起する電圧を利用して前記ローカル電源（或いは補助電源）とすることが行われていた。
【００３１】
ところが、従来例２で説明したように、負荷の異常により出力端子が短絡された場合、主スイッチングトランジスタＱ１のオン時間が最大オンデューティまで広がり、トランス３の励磁エネルギーが増大し、ローカル電源（補助電源）等で消費しきれなくなり、トランス３に励磁エネルギーが残ってしまう。
【００３２】
その状態で、次の主スイッチングトランジスタＱ１のオン時間が来ると、更に励磁エネルギーの残留量が増えてしまい、遂にはトランス３が飽和し、主スイッチングトランジスタＱ１の電流が急増（過大と別）し、主スイッチングトランジスタＱ１等の素子を破壊してしまう恐れがある。
【００３３】
本発明は、このような従来の課題を解決し、トランスの残留エネルギーを確実に放出しながら主スイッチのＰＷＭ制御を行うことで、主スイッチに流れる電流の飽和が起きないようにすることを目的とする。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記の目的を達成するため、１次巻線、２次巻線、及び補助巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列接続された主スイッチと、前記２次巻線に接続された第１の整流素子及び平滑回路と、前記補助巻線に接続された第２の整流素子及びコンデンサからなる電源供給回路と、前記主スイッチを強制的にオフにする強制駆動回路と、前記主スイッチに対するＰＷＭ制御を行う制御回路を備えたＤＣ−ＤＣコンバータであって、前記制御回路は、前記電源供給回路から供給される電源により動作し、前記第１の整流素子は、前記主スイッチがオンしたときにオンし、前記強制駆動回路は、前記第１の整流素子及び前記主スイッチがオフしているときに前記補助巻線に発生する残留エネルギーによる電圧が所定の電圧以上になったときにオンするスイッチング素子を備え、前記スイッチング素子がオンすることにより、前記主スイッチが強制的にオフされ、前記主スイッチに対する前記制御回路によるＰＷＭ制御が阻止され、前記スイッチング素子は、前記残留エネルギーが前記制御回路により消費され、前記残留エネルギーによる電圧が前記所定の電圧より低くなることによりオフするように構成した。
【００３７】
（作用）
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの出力短絡時には、制御回路はＰＷＭパルスを出力するが、負荷の異常により出力端子が短絡された際、主スイッチのオン時間が最大オンデューティまで広がり、トランスの励磁エネルギーが増大し、ローカル電源等で消費しきれなくなり、トランスに励磁エネルギーが残ってしまう（残留エネルギーが発生）。
【００３８】
従って、補助巻線の電圧は、トランスの残留エネルギーにより電圧の高い状態が続く。このような場合、強制駆動回路では、補助巻線に残留エネルギーによる電圧が発生していることを検出した際、制御回路から主スイッチをオンする信号が出力されても、主スイッチを強制的にオフにするように制御を行う。
【００３９】
このため、主スイッチは強制的にオフの状態に駆動され、トランスの１次巻線に電流を流さない。この時、制御回路はトランスの補助巻線の電圧を利用して作成されたローカル電源から電力を供給されて動作を継続し、トランスの残留エネルギーを消費する。
【００４０】
前記のようにして、トランスの残留エネルギーが無くなるまで、強制駆動回路が動作し、主スイッチをオフに保つ。そして前記残留エネルギーが無くなり、補助巻線の電圧が略０Ｖになると強制駆動回路は動作を停止し、制御回路からのＰＷＭパルスで主スイッチをオン／オフ駆動できる状態になる。
【００４１】
そして、次に制御回路から出力されるＰＷＭパルスの立ち上がるタイミングで主スイッチがオンとなる。以上のようにすれば、トランスの残留エネルギーを確実に放出しながら主スイッチのＰＷＭ制御を行うことができ、トランスの飽和が起らず、主スイッチに流れる電流が過大となることがない。
【００４２】
更に、前記励磁エネルギー利用手段は、第２の補助巻線に誘起する電圧で同期整流素子を駆動することによりトランスの励磁エネルギーを消費する。従って、この場合にも、前記と同様にトランスの残留エネルギーを確実に放出するので、主スイッチに流れる電流が過大となることがない。
【００４３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００４４】
§１：ＤＣ−ＤＣコンバータの構成の説明
ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を図１に示す。この例は、従来例２のフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、トランス３の補助巻線Ｎ３に残留エネルギーによる電圧が発生していることを検出した際、制御回路２から主スイッチングトランジスタＱ１をオンする信号が出力されても、主スイッチングトランジスタＱ１を強制的にオフにする強制駆動回路を設けたＤＣ−ＤＣコンバータの例である。従って、前記強制駆動回路以外の構成は前記従来例２と同じである。具体的には次の通りである。
【００４５】
図１に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、及び補助巻線Ｎ３を有するトランス３と、トランス３の１次巻線Ｎ１に直列接続された主スイッチングトランジスタＱ１（ＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴ）と、トランス３の２次巻線Ｎ２に接続された整流平滑回路（ダイオードＤ１、Ｄ２、コイルＬ１、コンデンサＣ２からなる回路）と、この整流平滑回路の出力電圧（コンデンサＣ２の電圧）を入力して主スイッチングトランジスタＱ１に対するＰＷＭ制御を行う制御回路２を備えている。
【００４６】
また、トランス３の補助巻線Ｎ３には、トランス３の励磁エネルギーを利用してローカル電源を供給するローカル電源供給回路（ダイオードＤ３、コンデンサＣ３からなる回路）を接続する。更に、トランス３の補助巻線Ｎ３に残留エネルギーによる電圧が発生していることを検出した際、制御回路２から主スイッチングトランジスタＱ１をオンする信号が出力されても、主スイッチングトランジスタＱ１を強制的にオフにする強制駆動回路を設ける。
【００４７】
この場合、前記強制駆動回路は、補助巻線Ｎ３の電圧を分圧する抵抗Ｒ１、Ｒ２と、前記抵抗で分圧した電圧（抵抗Ｒ１とＲ２の接続点の電圧）によりオン／オフ駆動されるトランジスタＱ４で構成する。また、前記ローカル電源は、制御回路２と、制御回路２から出力されるＰＷＭパルスにより主スイッチングトランジスタＱ１をオン／オフ駆動するドライバ（Ｑ２、Ｑ３）を含む回路の電源である。
【００４８】
§２：動作の説明
前記ＤＣ−ＤＣコンバータの動作は次の通りである。入力端子Ｔ２をＧＮＤに接続し、入力端子Ｔ１に直流入力電圧＋Ｖinを印加すると、この入力電圧＋Ｖinにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが動作を開始し、整流平滑回路（Ｄ１、Ｄ２、Ｌ１、コンデンサＣ２）から出力電圧が得られる。この場合、出力端子Ｔ３の電圧は＋Ｖout 、出力端子Ｔ４の電圧は−Ｖout である。具体的には、このＤＣ−ＤＣコンバータの動作は次の通りである。
【００４９】
制御回路２やドライバ（Ｑ２、Ｑ３）に前記ローカル電源（電圧Ｖcc）が印加すると、制御回路２は、整流平滑回路の出力電圧（コンデンサＣ２の電圧）を用いてＰＷＭ制御を行う。そして、制御回路２から出力されたＰＷＭパルスによりドライバのトランジスタＱ２、Ｑ３がオン／オフ駆動され、主スイッチングトランジスタＱ１のゲートに駆動信号を印加する。
【００５０】
このようにして、主スイッチングトランジスタＱ１は制御回路２から出力されるＰＷＭパルスによりドライバを介してオン／オフ駆動される。それに伴い、主スイッチングトランジスタＱ１がオンになると、トランス３の１次巻線Ｎ１に励磁電流が流れ、主スイッチングトランジスタＱ１がオフになると、１次巻線Ｎ１に流れる電流が遮断される。以降、このような動作を繰り返す。
【００５１】
前記のように、制御回路２のＰＷＭ制御により、ドライバ（Ｑ２、Ｑ３）がオン／オフ駆動されるのに伴い、主スイッチングトランジスタＱ１がオン／オフ駆動されると、トランス３の巻線が励磁され、２次巻線Ｎ２に電圧を誘起する。そして、２次巻線Ｎ２に誘起された電圧によりダイオードＤ１が順方向バイアスされると、２次巻線Ｎ２→ダイオードＤ１→コイルＬ１→コンデンサＣ２→２次巻線Ｎ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２を充電する。
【００５２】
その後、２次巻線Ｎ２の電圧極性が逆方向になると、ダイオードＤ１は逆バイアスされるので、該ダイオードＤ１に電流が流れず、コイルＬ１に蓄えられた（電磁エネルギーにより、コイルＬ１→コンデンサＣ２→ダイオードＤ２→コイルＬ１の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２を充電する。以降、２次巻線Ｎ２の電圧極性が変わる度に前記動作を繰り返す。
【００５３】
このようにして充電されたコンデンサＣ２の電圧は制御回路２へ入力され、この電圧に応じて制御回路２からＰＷＭパルスを出力し、該ＰＷＭパルスによりトランジスタＱ２、Ｑ３をオン／オフ駆動することで、主スイッチングトランジスタＱ１をオン／オフ駆動（オン／オフの間隔を制御しながら駆動）する。
【００５４】
前記の動作において、主スイッチングトランジスタＱ１がオンになると、入力端子Ｔ１→１次巻線Ｎ１→主スイッチングトランジスタＱ１→入力端子Ｔ２（ＧＮＤ）の経路で電流が流れ１次巻線Ｎ１を励磁する。この時、３次巻線Ｎ３にも誘起電圧が発生する。
【００５５】
次に、主スイッチングトランジスタＱ１がオフになると、３次巻線Ｎ３の誘起電圧の極性は逆向きになる。そして、３次巻線Ｎ３に電圧が誘起すると、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３からなる半波整流回路により半波整流された電流がコンデンサＣ３に流れ、該コンデンサＣ３を充電する。この時発生するコンデンサＣ３の電圧をローカル電源として使用し、制御回路２やドライバ（Ｑ２、Ｑ３）に供給する。
【００５６】
また、３次巻線Ｎ３の誘起電圧は抵抗Ｒ１、Ｒ２からなる分圧抵抗で分圧され、その分圧された電圧（抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点の電圧）に応じてトランジスタＱ４がオン／オフ駆動される。この場合、抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点の電圧（或いは電位）が、或る値より大きければトランジスタＱ４はオンとなり、制御回路２の出力側を強制的に略ＧＮＤ電位（ローレベル電位）にして主スイッチングトランジスタＱ１がオンにならないようにする。
【００５７】
また、抵抗Ｒ１、Ｒ２の接続点の電圧が、或る値より小さければトランジスタＱ４はオフとなり、制御回路２から出力されるＰＷＭパルスで主スイッチングトランジスタＱ１をオン／オフ駆動する（通常運用時の駆動）。
【００５８】
§３：波形による動作の説明
図１に示した回路の出力短絡時の各部波形図を図２に示す。図２において、Ａ図は制御回路出力波形（ＰＷＭパルス波形）、Ｂ図は補助巻線の電圧波形、Ｃ図は主スイッチングトランジスタＱ１（主スイッチ）のゲート電圧波形、Ｄ図は主スイッチングトランジスタＱ１（主スイッチ）の電圧波形（ドレイン・ソース間の電圧波形）、Ｅ図は主スイッチングトランジスタＱ１の電流波形を示す。また、ｔ０〜ｔ７は各タイミングを示す。
【００５９】
また、タイミングｔ０〜ｔ１、ｔ２〜ｔ３、ｔ４〜ｔ５、ｔ６〜ｔ７の間は制御回路２から主スイッチングトランジスタＱ１をオンする信号が出力され、タイミングｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、ｔ５〜ｔ６の間は主スイッチングトランジスタＱ１をオフする信号が出力される。
【００６０】
図１に示した回路において、出力端子Ｔ３、Ｔ４が負荷の異常状態等により短絡した場合、各部の波形は図２のようになる。この出力短絡時には、制御回路２はＡ図のような波形のＰＷＭパルスを出力する。この場合、入力電圧が高いと、負荷の異常により出力端が短絡された際、主スイッチングトランジスタＱ１のオン時間が最大オンデューティまで広がり、トランスの励磁エネルギーが増大し、ローカル電源（補助電源）等で消費しきれなくなり、トランス３に励磁エネルギーが残ってしまう（残留エネルギーの発生）。
【００６１】
従って、補助巻線Ｎ３の電圧は、トランス３の残留エネルギーによりＢ図に示したようにタイミングｔ１から電圧の高い状態が続き、タイミングｔ１からトランジスタＱ４がオンとなり、トランジスタＱ２、Ｑ３のベース側を略ＧＮＤ電位に保ち、トランジスタＱ２をオフ、トランジスタＱ３をオンに駆動して主スイッチングトランジスタＱ１のゲートを略ＧＮＤ電位（略０Ｖ）に保つ。
【００６２】
このため、主スイッチングトランジスタＱ１は強制的にオフに駆動され、トランス３の１次巻線Ｎ１に電流を流さない。この時、制御回路２はトランス３の３次巻線Ｎ３の電圧を利用して作成されたローカル電源から電力を供給されて動作を継続し、前記トランス３の残留エネルギーを消費する。
【００６３】
前記のようにして、トランス３の残留エネルギーが無くなるまでトランジスタＱ４をオンに駆動し、主スイッチングトランジスタＱ１をオフに保つ。そしてタイミングｔ３を過ぎてから前記残留エネルギーが無くなり始め、補助巻線Ｎ３の電圧が略０Ｖになると、トランジスタＱ４はオフとなり、制御回路２からのＰＷＭパルスで主スイッチングトランジスタＱ１をオン／オフ駆動できる状態になる。
【００６４】
そして、次に制御回路２から出力されるＰＷＭパルスの立ち上がるタイミングｔ４でトランジスタＱ２がオン、トランジスタＱ３がオフとなり主スイッチングトランジスタＱ１のゲートに、Ｃ図のようなハイレベルの電圧が印加し、主スイッチングトランジスタＱ１がオンとなる。
【００６５】
そのため、タイミングｔ４から主スイッチングトランジスタＱ１にＥ図のような波形の電流が流れ、主スイッチングトランジスタＱ１の電圧波形（ドレイン／ソース間の電圧波形）はＤ図のように略０Ｖとなる。以降同様な動作を繰り返す。
【００６６】
（他の例の説明）
§１：他の例の構成の説明
他の例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を図３に示す。この例は、前記トランス３に第２の補助巻線Ｎ３を設けると共に、トランス３の２次側の整流平滑回路に同期整流用の同期整流素子を構成するトランジスタＱ５、Ｑ６（Ｎチャンネル型ＭＯＳ−ＦＥＴ）を含む例である。この場合、励磁エネルギー利用手段として、補助巻線Ｎ３を含み、その誘起電圧で前記同期整流素子のトランジスタＱ５を駆動するように構成している。具体的には次の通りである。
【００６７】
図３に示したように、ＤＣ−ＤＣコンバータは１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、及び補助巻線Ｎ３、Ｎ４を有するトランス３と、トランス３の１次巻線Ｎ１に直列接続された主スイッチングトランジスタＱ１（ＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴ）と、トランス３の２次巻線Ｎ２に接続された同期整流回路（トランジスタＱ５、Ｑ６、コイルＬ１、コンデンサＣ２、Ｃ５からなる回路）と、同期整流回路の転流素子を構成するトランジスタＱ５をオン／オフ制御するための制御回路（Ｎ３、Ｄ１２、抵抗Ｒ１２）を備えている。
【００６８】
また、トランス３の補助巻線Ｎ４にはローカル電源を供給するためのローカル電源供給回路（Ｄ１３、Ｄ１４、Ｃ３を含む回路）を接続する。更に、トランス３の補助巻線Ｎ４に残留エネルギーによる電圧が発生していることを検出した際、制御回路２から主スイッチングトランジスタＱ１をオンする信号が出力されても、主スイッチングトランジスタＱ１を強制的にオフにする強制駆動回路を設ける。
【００６９】
この強制駆動回路は、トランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３、抵抗Ｒ５、Ｒ６等、コンデンサＣ６、ダイオードＤ１１等で構成する。また、ローカル電源（コンデンサＣ３の直流電圧を利用する電源）は、制御回路２と、該制御回路２から出力されるＰＷＭパルスにより主スイッチングトランジスタＱ１をオン／オフ駆動するドライバ（Ｑ２、Ｑ３）を含む回路の電源である。
【００７０】
前記構成の回路では、主スイッチングトランジスタＱ１がオンからオフになった時ダイオードＤ１２がオンとなり、トランス３に蓄えられている励磁エネルギーをトランジスタＱ５の入力容量を充電するのに使用しており、この時消費されるエネルギーが、トランス３の残留エネルギー消費となる。
【００７１】
§２：他の例の動作の説明
前記図３に示したＤＣ−ＤＣコンバータの動作は次の通りである。なお、基本的な動作は図１のＤＣ−ＤＣコンバータと同じである。
【００７２】
入力端子Ｔ２をＧＮＤに接続し、入力端子Ｔ１に直流入力電圧＋Ｖinを印加すると、この入力電圧＋Ｖinにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが動作を開始し、整流平滑回路（Ｑ５、Ｑ６、Ｌ１、Ｃ２、Ｃ５）が同期整流動作を行いコンデンサＣ２から出力電圧が得られる。
【００７３】
また、制御回路２やドライバ（Ｑ２、Ｑ３）に電源が印加すると、制御回路２はコンデンサＣ３の電圧を入力してＰＷＭ制御を行う。そして、制御回路２から出力されたＰＷＭパルスによりドライバのトランジスタＱ２、Ｑ３がオン／オフ駆動され、主スイッチングトランジスタＱ１のゲートに駆動信号を印加する。
【００７４】
このようにして、主スイッチングトランジスタＱ１は制御回路２から出力されるＰＷＭパルスによりドライバを介してオン／オフ駆動される。それに伴い、主スイッチングトランジスタＱ１がオンになると、トランス３の１次巻線Ｎ１に励磁電流が流れ、主スイッチングトランジスタＱ１がオフになると、１次巻線Ｎ１に流れる電流が遮断される。以降、このような動作を繰り返す。
【００７５】
前記のように、制御回路２のＰＷＭ制御により、ドライバ（Ｑ２、Ｑ３）がオン／オフ駆動されるのに伴い、主スイッチングトランジスタＱ１がオン／オフ駆動されると、トランス３の巻線が励磁され、２次巻線Ｎ２と補助巻線Ｎ３、Ｎ４に電圧が誘起する。このため、トランス３の２次側に接続された整流平滑回路では同期整流動作が行われ、その時の電流はコイルＬ１で平滑化されコンデンサＣ２を充電する。
【００７６】
この場合、主スイッチングトランジスタＱ１がオンになると、トランジスタＱ６がオン、トランジスタＱ５がオフとなるから、巻線Ｎ２→Ｃ２→Ｌ１→Ｑ６→Ｎ２の経路で電流が流れ、コンデンサＣ２を充電する。次に、主スイッチングトランジスタＱ１がオフになると、巻線Ｎ３の電圧が反対極性になり、Ｎ３→Ｑ５の浮遊容量→ダイオードＤ１２→Ｎ３の経路で電流が流れＱ５がオンとなる。また、巻線Ｎ２の電圧が反対極性となりＱ６がオフとなる。従って、Ｌ１に蓄積された電磁エネルギーにより、Ｌ１→Ｑ５→Ｃ２→Ｌ１の経路で電流が流れコンデンサＣ２を充電する。以降、同様な動作を繰り返す。
【００７７】
前記の動作において、主スイッチングトランジスタＱ１がオンになると、入力端子Ｔ１→１次巻線Ｎ１→主スイッチングトランジスタＱ１→入力端子Ｔ２（ＧＮＤ）の経路で電流が流れ１次巻線Ｎ１を励磁する。この時、補助巻線Ｎ４にも誘起電圧が発生する。
【００７８】
この時補助巻線Ｎ４の誘起電圧によりコンデンサＣ３が充電され、制御回路２やドライバ（Ｑ２、Ｑ３）にローカル電源を供給する。また、補助巻線Ｎ４の誘起電圧によりトランジスタＱ１１、Ｑ１２、Ｑ１３はオン／オフ駆動され、トランジスタＱ１３がオンになれば、制御回路２の出力側を強制的に略ＧＮＤ電位（ローレベル電位）にして主スイッチングトランジスタＱ１がオンにならないようにする。また、トランジスタＱ１３がオフになれば、制御回路２から出力されるＰＷＭパルスで主スイッチングトランジスタＱ１をオン／オフ駆動する（通常運用時の駆動）。
【００７９】
すなわち、トランス３に励磁エネルギーが残っている場合は、補助巻線Ｎ４に誘起する電圧でダイオードＤ１１がオンになると、トランジスタＱ１１がオフ、トランジスタＱ１２がオフ、トランジスタＱ１３がオンとなる。そしてトランジスタＱ１３がオンになると、制御回路２の出力側を強制的に略ＧＮＤ電位（ローレベル電位）にして主スイッチングトランジスタＱ１がオンにならないようにする（Ｑ１：オフ）。
【００８０】
また、トランス３に励磁エネルギーが残っていない場合、ダイオードＤ１１がオフになり、トランジスタＱ１１がオン、トランジスタＱ１２がオン、トランジスタＱ１３がオフとなる。そしてトランジスタＱ１３がオフになると、制御回路２から出力されるＰＷＭパルスで主スイッチングトランジスタＱ１をオン／オフ駆動する（通常運用時の駆動）。
【００８１】
§３：その他の説明
(1) ：前記主スイッチングトランジスタＱ１は、ＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴで構成したが、本発明はこのような例に限らず、バイポーラ型トランジスタ、ＰチャンルＭＯＳ−ＦＥＴ等、任意のスイッチング素子が使用可能である。
【００８２】
(2) ：強制駆動回路を構成する分圧抵抗は、前記２個の抵抗Ｒ１、Ｒ２に限らず、３個以上の任意数の抵抗を用いて分圧しても実施可能である。
【００８３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば次のような効果がある。
【００８４】
従来例２で説明したＤＣ−ＤＣコンバータでは、入力電圧が高いと、負荷の異常により出力端子が短絡された場合、主スイッチのオン時間が最大オンデューティまで広がり、トランス３の励磁エネルギーが増大し、ローカル電源（補助電源）等で消費されなくなり、トランスに励磁エネルギーが残ってしまう。
【００８５】
その状態で、次の主スイッチのオン時間が来ると、更に励磁エネルギーの残留量が増えてしまい、最後には主スイッチの電流が飽和し、主スイッチ等の素子を破壊してしまう恐れがある。
【００８６】
そこで、本発明は、前記ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、補助巻線に残留エネルギーによる電圧が発生していることを検出した際、制御回路から主スイッチをオンする信号が出力されても、主スイッチを強制的にオフにする強制駆動回路を備えている。
【００８７】
そして、強制駆動回路の動作で主スイッチを強制的にオフにした期間に、トランスの残留エネルギーをローカル電源で動作する制御回路やドライバで消費させることにより、完全に放出することができる。従って、トランスの飽和が起らず、主スイッチに流れる電流が過大となることがないため、主スイッチが素子破壊に至ることも回避できる。
【００８８】
更に、励磁エネルギー利用手段は、第２の補助巻線に誘起する電圧で同期整流素子を駆動することによりトランスの励磁エネルギーを消費する。従って、この場合にも、トランスの残留エネルギーを確実に放出するので、トランスの飽和が起らず、主スイッチに流れる電流が過大となることがないため、主スイッチが素子破壊に至ることも回避できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】図１に示した回路の出力短絡時の各部波形図である。
【図３】本発明の実施の形態における他の例のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。
【図４】従来例１の回路図である。
【図５】従来例２の回路図である。
【図６】従来例２の出力短絡時の各部波形図である。
【符号の説明】
１  定電圧回路
２  制御回路
３  トランス
Ｑ１  主スイッチングトランジスタ
Ｑ２〜Ｑ６、Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３  トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ６、Ｒ１２  抵抗
Ｃ１〜Ｃ６  コンデンサ
Ｌ１  コイル
Ｄ１〜Ｄ３、Ｄ１１、Ｄ１２、Ｄ１３、Ｄｒ  ダイオード
Ｎ１  トランスの１次巻線
Ｎ２  トランスの２次巻線
Ｎ３、Ｎ４  トランスの補助巻線
Ｎｒ  トランスのリセット巻線
Ｔ１、Ｔ２  入力端子
Ｔ３、Ｔ４  出力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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