(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル信号で変調された信号をデジタル処理により復調するデジタル復調装置であって、
前記変調された信号の周波数帯域を複数の部分周波数帯域に分割出力する複数の帯域通過フィルタと、
該複数の帯域通過フィルタから出力される前記複数の部分周波数帯域の信号を、それぞれデジタル変換する複数のアナログデジタル変換器と、
該複数のアナログデジタル変換器の出力信号に基づいて前記デジタル信号を推定する変換処理手段を有する、
ことを特徴とするデジタル復調装置。
【請求項２】
デジタル信号で変調された信号をデジタル処理により復調するデジタル復調装置であって、
前記変調された信号の周波数帯域の複数の部分周波数帯域の信号のそれぞれについて、基準周波数信号および直交基準周波数信号を乗算して２系統のベースバンド信号に変換する複数のベースバンド変換手段と、
該複数のベースバンド変換手段が出力する各２系統のベースバンド信号を、それぞれデジタル変換する複数のアナログデジタル変換器と、
該複数のアナログデジタル変換器の各２系統の出力信号に基づいて前記デジタル信号を推定する変換処理手段を有する、
ことを特徴とするデジタル復調装置。
【請求項３】
前記複数の部分周波数帯域は、クロスオーバしたものであることを特徴とする請求項１または２に記載のデジタル復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル信号で変調された信号を、アナログデジタル変換してデジタル処理で復調する装置に関するものである。
無線ＬＡＮや産業用テレコントロール装置、デジタル画像信号の無線伝送装置等における、デジタル復調装置に用いると好適である。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信機の受信部において、デジタル信号で変調された中間周波信号（以下、ＩＦ信号という）を、デジタル信号処理にて復調しようとすると、アナログデジタル変換器（ＡＤ変換器）が必要である。デジタル信号自体が広帯域であると、ＩＦ信号も高い周波数となる。そのため、ＡＤ変換器でこのＩＦ信号をそのままサンプリングしようとすると、このＩＦ信号周波数の少なくとも２倍の高いレートでサンプリングする必要がある。
例えば、中心が３５ＭＨｚ、帯域幅が１０ＭＨｚの広帯域ＩＦ信号に対し、そのままデジタル信号処理を行おうとすると、少なくとも（３５＋５）×２＝８０ＭＨｚという高速のサンプリングレートが必要である。しかし、このような高速処理が可能なＡＤ変換器はなく、仮に製作できたとしても非常に高価なものとなってしまう。
【０００３】
これに対し、アンダーサンプリング方式がある。
図５は、アンダーサンプリングを用いた従来のデジタル復調装置のブロック構成図である。図中、７１は受信アンテナ、７２は高周波段、７３はミキサ、７４は局部発振器、７５は広帯域フィルタ、７６は高速ＡＤ変換器、７７はデジタルフイルタ、７８はデジタル復調処理部、７９は処理クロック発生器である。
図６は、図５に示したデジタル復調装置の各ブロックの出力信号周波数の説明図である。図６（ａ）は中間周波帯域の周波数スペクトル、図６（ｂ）は基準周波数帯域の周波数スペクトルの説明図である。図中、８１はサンプリングクロック、８１ａはサンプリングクロックの高調波成分、８２は中間周波信号、８３はデジタルフィルタ７７の出力信号である。
【０００４】
図５において、デジタル信号で変調された無線信号は、受信アンテナ７１で受信され、高周波段７２において高周波増幅が行われる。高周波段７２の出力は、ミキサ７３において局部発振器７４の出力と乗算され、周波数変換が行われ、広帯域フィルタ７５を通して、図６に示す、広帯域のＩＦ信号８２となる。
なお、高周波段７２において第１周波数変換と第１中間周波増幅とが行われる場合、ミキサ７３における周波数変換は第２周波数変換となり、ＩＦ信号８２は第２中間周波信号となる。
【０００５】
広帯域フィルタ７５の出力するＩＦ信号８２は、高速ＡＤ変換器７６により、処理クロック発生器７９から出力されるサンプリングクロック８１によりアンダーサンプリングされる。サンプルレートは、一般に、サンプリング対象の最高周波数の２倍以上を必要とする。しかし、この例のように、サンプリング対象信号が帯域制限されているときには、この周波数帯域（１０ＭＨｚ）の２倍以上のサンプルレート（２０ＭＨｚ）のサンプリングクロックによりサンプリングが可能であることが知られている。これは、サンプリングクロックの高調波成分８１ａでサンプリングすると考えることができる。
デジタルフィルタ７７は、高速ＡＤ変換器７６の出力をフィルタリングして、図６（ｂ）のデジタルフィルタ７７の出力信号８３として示すデジタル変調信号（０〜１０ＭＨｚ）を得る。このデジタル変調信号をデジタル復調処理部７８に入力して、デジタル信号処理による復調を行う。処理クロック発生器７９から周波数分析部７８に供給する処理クロックのレートは、サンプルレートと同じか、その複数倍とする。
【０００６】
周波数ｆ1，ｆ2からなる２ＦＳＫの場合、デジタル復調処理部７８内の図示しないデジタルフィルタによって、デジタル変調信号から周波数ｆ1，ｆ2の信号を分離出力する。次に、分離出力に対して包絡線検波を行うか、分離出力に対し周波数ｆ1，ｆ2の信号を乗算して同期検波を行うことにより、送信データが復調される。
また、ＰＳＫ，ＱＰＳＫ等の場合には、デジタル復調処理部７８内において、基準周波数信号とこれに直交する基準周波数信号をデジタル的に生成して、デジタル変調信号と乗算してＩ，Ｑベースバンド信号に変換してデコード処理をする。
【０００７】
この従来例では、ＩＦ信号をそのままＡＤ変換するよりもサンプリングレートを低くできる。しかし、帯域幅１０ＭＨｚの受信信号に対し、高速ＡＤ変換器７６は、２０ＭＨｚという高いサンプルレートで動作する必要がある。デジタル復調処理部７８も同様であり、このサンプルレートでＡＤ変換された信号を処理するには、この数倍から数十倍の速度で動作させ、デジタルフィルタなどの信号処理を行う必要がある。これらを考慮すると、高速ＡＤ変換器７６、デジタル復調部７８ともども、非常に高速な信号処理速度が必要になる。
【０００８】
また、ＩＦ信号を２系統の直交するベースバンド信号に変換した後にデジタル変換を行うベースバンド処理方式もある。
図７は、ベースバンド処理方式を用いた従来のデジタル復調装置のブロック構成図である。図中、アンテナおよび高周波段の図示を省略し、図６と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。９１，９３はミキサ、９２は基準周波数信号発振器、９４はπ／２移相器、９５Ｉ，９５Ｑは広帯域フィルタ、９６Ｉ，９６Ｑは高速ＡＤ変換器、９７は処理クロック発生器、９８はデコード処理部である。
図８は、図７に示したデジタル復調装置の各ブロックの出力信号周波数の説明図である。図８（ａ）は中間周波帯域の周波数スペクトル、図８（ｂ）はＩ相ベースバンド帯域の周波数スペクトル、図８（ｃ）はＱ相ベースバンド帯域の周波数スペクトルの説明図である。図中、１０１はＩＦ信号、１０２は基準周波数信号、１０３Ｉは広帯域フィルタ９５Ｉの出力信号、１０３Ｑは広帯域フィルタ９５Ｑの出力信号、１０４はサンプリングクロックである。
【０００９】
広帯域フィルタ７５が出力する広帯域のＩＦ信号１０１は、一例として、中心が３０ＭＨｚ、帯域が１０ＭＨｚの信号であって、ミキサ９１において基準周波数信号発振器９２の基準周波数信号（３０ＭＨｚ）１０２と乗算され、基準周波数信号１０２と同相のＩ相ベースバンド信号が出力され、広帯域フィルタ９５Ｉにより、０〜５ＭＨｚの帯域がフィルタリングされる。広帯域フィルタ９５Ｉの出力信号１０３Ｉは、高速ＡＤ変換器９６Ｉにおいてデジタル信号に変換されてデコード処理部９８に出力される。
【００１０】
基準周波数信号発振器９２の基準周波数信号は、π／２移相器９４で移相されて、直交基準周波数信号となる。広帯域のＩＦ信号１０１は、ミキサ９３において、直交基準周波数信号と乗算され、基準周波数信号と直交するＱ相ベースバンド信号が出力され、広帯域フィルタ９５Ｑにより、０〜５ＭＨｚの帯域がフィルタリングされる。広帯域フィルタ９５Ｑの出力信号１０３Ｑは、高速ＡＤ変換器９６Ｑにおいてデジタル信号に変換されてデコード処理部９８に出力される。
【００１１】
処理クロック発生器９７は、高速ＡＤ変換器９６Ｉ，９６Ｑに対して、１０ＭＨｚのサンプリングクロック１０４を供給する。デコード処理部９８においては、処理クロック発生器９７からサンプリングクロック１０４のレートと同じか、この複数倍のレートの処理クロックを供給され、Ｉ相，Ｑ相ベースバンド信号をデジタル処理によりデコードして、送信されたデジタル信号を出力する。
この従来例でも、ＩＦ信号１０１をそのままＡＤ変換するよりも低速ではあるが、高速ＡＤ変換器７６は、帯域幅１０ＭＨｚの受信信号に対し１０ＭＨｚという、依然として高いサンプルレートで動作するものが必要である。デコード処理部９８は、このサンプルレートでＡＤ変換された信号を処理するのに、この数倍から数十倍の速度で動作させる必要がある。
【００１２】
現実問題として高速のＡＤ変換器は非常に高価であり、システムを構築するときのコスト問題に必ず直面してしまう。要求される処理速度が速すぎれば、実際のデバイスでは対応できない。さらに、復調処理あるいはデコード処理にしても同様で、これらの広帯域信号をそのまま処理するには、高速性が要求されるとともに、現在のデジタル回路技術でも、実現が不可能な場合がある。あわせて、高速度で処理させた場合に、回路素子の消費電流の増加も大きな問題である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述した問題点を解決するためになされたもので、低速度で低廉なＡＤ変換器とデジタル処理回路を用いることが可能なデジタル復調装置を提供することを目的とするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、請求項１に記載の発明においては、デジタル信号で変調された信号をデジタル処理により復調するデジタル復調装置であって、前記変調された信号の周波数帯域を複数の部分周波数帯域に分割出力する複数の帯域通過フィルタと、該複数の帯域通過フィルタから出力される前記複数の部分周波数帯域の信号を、それぞれデジタル変換する複数のアナログデジタル変換器と、該複数のアナログデジタル変換器の出力信号に基づいて前記デジタル信号を推定する変換処理手段を有するものである。
また、請求項２に記載の発明においては、デジタル信号で変調された信号をデジタル処理により復調するデジタル復調装置であって、前記変調された信号の周波数帯域の複数の部分周波数帯域の信号のそれぞれについて、基準周波数信号および直交基準周波数信号を乗算して２系統のベースバンド信号に変換する複数のベースバンド変換手段と、該複数のベースバンド変換手段が出力する各２系統のベースバンド信号を、それぞれデジタル変換する複数のアナログデジタル変換器と、該複数のアナログデジタル変換器の各２系統の出力信号に基づいて前記デジタル信号を推定する変換処理手段を有するものである。
したがって、デジタル変調信号の周波数帯域に比べて、低速のアナログデジタル変換器を用いることができる。その結果、低廉なアナログデジタル変換器を用いることができる。
【００１５】
請求項３に記載の発明においては、請求項１または２に記載のデジタル復調装置において、前記複数の部分周波数帯域は、クロスオーバしたものである。
したがって、デジタル変調信号の周波数帯域を複数の部分周波数帯域に分離するフィルタとして、分離特性の良いものを必要としない。クロスオーバの影響は、変換処理手段で補正することができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明のデジタル復調装置の第１の実施の形態のブロック構成図である。図中、１，２，３はミキサ、４，５，６はそれぞれ第１，第２，第３の局部発振器、７，８，９は狭帯域フィルタ、１０，１１，１２は低速ＡＤ変換器、１３は処理クロック発生器、１４，１５，１６はデジタルフィルタ、１７は変換処理部、１７ａ〜１７ｃは周波数分析部、１７ｄは送信デジタル信号推定部である。
図２は、図１に示したデジタル復調装置の各ブロックの出力信号周波数の説明図である。図２（ａ）は高周波帯域の周波数スペクトル、図２（ｂ）は中間周波帯域の周波数スペクトル、図２（ｃ）は基準周波数帯域の周波数スペクトルである。２１，２２，２３はそれぞれ第１〜第３の局部発振器から出力される局部発振信号、２４は受信信号、２５はサンプリングクロック、２５ａはサンプリングクロックの高調波成分、２６は狭帯域フィルタ７が出力するＩＦ信号、２７はデジタルフィルタ１４の出力信号である。
なお、狭帯域フィルタ８，９が出力する各ＩＦ信号も、狭帯域フィルタ７が出力するＩＦ信号２６と同じ周波数帯域を有し、デジタルフィルタ１５，１６の出力信号も、デジタルフィルタ１４の出力信号２７と同じ周波数帯域を有する。
【００１７】
この実施の形態においては、広帯域の受信信号２４を複数の局部発振信号２１、２２，２３で次段の中間周波帯のＩＦ信号とし、それぞれのＩＦ信号を複数の低速ＡＤ変換器１０，１１，１２によりアンダーサンプリングでデジタル化し、デジタルフィルタ１４，１５，１６にて不要帯域を除去する。デジタルフィルタ１４、１５，１６の出力信号は、後段の変換処理部１７に送られて、デジタル信号処理される。変換処理部１７は、狭帯域信号の復調を行い、それらの複数の信号処理結果に基づいて、送信されたデジタル信号を推定して復調を行う。
【００１８】
説明を簡単にするため、受信信号は、図示しない高周波段で周波数変換されないものとして説明する。受信信号は、高周波段を経てミキサ１，２，３において複数の局部発振器、この例では、第１，第２，第３の局部発振器４，５，６の出力２１，２２，２３と乗算され、それぞれ、狭帯域フィルタ７，８，９でフィルタリングされ、必要な周波数帯域に制限されたＩＦ信号２６となって、低速ＡＤ変換器１０，１１，１２に入力される。
図２（ａ）に示すように、受信信号２４を、例えば、２ＧＨｚを中心とする周波数帯域１０ＭＨｚの信号とする。この周波数帯域を３つの周波数帯域に分けて処理を行う。すなわち、１．９９５〜１．９９９９ＧＨｚを第１の周波数帯域２４ａとし、１．９９８〜２．００２ＧＨｚを第２の周波数帯域２４ｂとし、２０００１〜２．００５ＧＨｚを第３の周波数帯域２４ｃとする。各周波数帯域は４ＭＨｚであり、相互に１ＭＨｚのクロスオーバ（重なり）がある。
【００１９】
図２（ｂ）のＩＦ信号２６として示すように、狭帯域フィルタ７，８，９の通過帯域は１２ＭＨｚ〜１６ＭＨｚであって、狭帯域（４ＭＨｚ）になっている。第１の局部発振器４の局部発振信号２１を１．９８３ＧＨｚとし、ミキサ１において受信信号２４を周波数変換して、狭帯域フィルタ７に通すと、上述した第１の周波数帯域２４ａの受信信号が、図２（ｂ）に示すＩＦ信号２６の周波数帯域に周波数変換される。狭帯域フィルタ７の出力は、低速ＡＤ変換器１０に入力され、アンダーサンプリングされて、０〜４ＭＨｚの通過帯域のデジタルフィルタ１４を通して、図２（ｃ）に示す０〜４ＭＨｚの帯域のデジタル変調信号となる。
【００２０】
同様に、第２の局部発振器５の局部発振信号２２を１．９８６ＧＨｚとし、ミキサ２において、受信信号２４を周波数変換して、狭帯域フィルタ８に通すと、第２の周波数帯域２４ｂの受信信号が、中間周波帯域に周波数変換される。狭帯域フィルタ８の出力は、低速ＡＤ変換器１１に入力され、アンダーサンプリングされて、０〜４ＭＨｚの通過帯域のデジタルフィルタ１５を通して、０〜４ＭＨｚの帯域のデジタル変調信号となる。
また、第３の局部発振器６の局部発振信号２３を１．９８９ＧＨｚとし、ミキサ３において受信信号２４を周波数変換して、狭帯域フィルタ９に通すと、第３の周波数帯域２４ｃの受信信号が、中間周波帯域に周波数変換される。狭帯域フィルタ９の出力は、低速ＡＤ変換器１２に入力され、アンダーサンプリングされて、０〜４ＭＨｚの帯域のデジタル変調信号となる。
【００２１】
局部発振信号２１，２２，２３は、それぞれ同期がとられており、コヒーレンシが保たれている。このコヒーレンシを利用して、ＡＤ変換後のデジタル信号処理でのそれぞれのデジタル変調信号間の同期を確保している。
処理クロック発生器１３は、デジタルフィルタ１４，１５，１６および変換処理部１７に対しては、低速ＡＤ変換器１０，１１，１２に供給するサンプリングクロックのレートと同じか、その複数倍のレートの処理クロック信号を供給する。
【００２２】
デジタルフィルタ１４，１５，１６にて不要帯域が除去された狭帯域信号に対して、変換処理部１７は、それぞれ個別に周波数分析し、各個別の周波数分析出力に基づいて、前記デジタル信号を推定することにより、復調処理を行う。
それぞれの狭帯域信号は、変換処理部１７内の周波数分析部１７ａ，１７ｂ，１７ｃに入力される。デジタル変調信号は、その全帯域に送信デジタル信号に関するスペクトル情報を含んでいる。したがって、図２に示した受信信号２４の帯域を３分割した帯域について、それぞれ、独立に復調処理を行うことにより、デジタル信号により変調された波形の部分スペクトルを抽出することになる。
【００２３】
周波数分析部１７ａで周波数ｆ0［ＭＨｚ］が検出されたときには、受信信号２４においては、１９９９−ｆ0［ＭＨｚ］の周波数成分が存在することを意味する。一方、周波数分析部１７ｂで周波数ｆ0［ＭＨｚ］が検出されたときには、受信信号２４においては、２００２−ｆ0［ＭＨｚ］の周波数成分が存在することを意味する。また、周波数分析部１７ｃで周波数ｆ0［ＭＨｚ］が検出されたときには、受信信号２４においては、２００５−ｆ0［ＭＨｚ］の周波数成分が存在することを意味する。
【００２４】
送信デジタル信号推定部１７ｄは、抽出された波形の部分スペクトル情報を集めて、送信データを推定して出力する。
例えば、デジタル変調方式として、送信データ０，１を周波数ｆ1，ｆ2の正弦波信号に対応させるＦＳＫについて説明する。
ここで、周波数ｆ1の正弦波信号が図２（ａ）に示した第１の周波数帯域２４ａにあり、周波数ｆ2の正弦波信号が図２（ａ）に示した第３の周波数帯域２４ｃにあるとする。このような場合、クロスオーバーを考えなければ、周波数分析部１７ａは、同期検波等によって周波数ｆ1の正弦波信号を検出でき、周波数分析部１７ｃは、同様に、周波数ｆ2の正弦波信号を検出できる。したがって、送信デジタル信号推定部１７ｄは、周波数分析部１７ａ，１７ｃの出力信号を比較することにより送信データの０，１を判定することができる。
【００２５】
第１〜第３の周波数帯域２４ａ〜２４ｃは、周波数帯域がクロスオーバして帯域が重なる部分があるため、周波数ｆ1，ｆ2の正弦波信号が他の周波数帯域から漏れ検出される場合がある。このような場合でも、各周波数分析部１７ａ，〜１７ｃにおいて、周波数成分を参照周波数信号と乗算することによる同期検波、あるいは、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）を用いて分析すれば、漏れ成分を検出できるから、送信デジタル信号推定部１７ｄにおいて、漏れ成分を考慮して送信データを推定することができる。４以上の周波数を用いるＦＳＫであっても、上述した漏れ成分と同様に、各周波数分析部１７ａ，〜１７ｃにおいて、周波数成分を分析すれば、送信デジタル信号推定部１７ｄがこれらの周波数分析結果を用いて送信データを推定することができる。
【００２６】
次に、デジタル変調方式として、送信データ０，１を基準周波数信号に対する複数の異なる位相に対応させるＰＳＫについて説明する。
ＰＳＫにおいては、データを判定する信号点がわかれば、この信号点における入力信号の基準周波数信号に対する位相関係からデジタル信号を検出することができる。また、信号点の間の遷移期間においては、周波数が基準周波数信号の周波数の上下に変化する。したがって、周波数分析部５３ａ〜５３ｃにおける周波数分析により信号点と遷移期間を弁別し、信号点における入力信号の基準周波数信号に対する位相関係を、周波数分析部５３ｂにおいて検出すれば、送信デジタル信号推定部５３ｄにおいて、送信データを推定することができる。
なお、変換処理部１７内において、基準周波数信号とこれに直交する基準周波数信号をデジタル的に生成して、デジタル変調信号と乗算してＩ，Ｑベースバンド信号に変換してから周波数分析を行うことも可能である。
【００２７】
狭帯域フィルタ７，８，９は、受信信号の周波数帯域のクロスオーバを許容して３分割している。上述した例では、その周波数帯域は、４ＭＨｚである。したがって、低速ＡＤ変換器１０，１１，１２に入力される信号の周波数帯域は、従来のアンダーサンプリング手法を用いた場合の４０％となる。その結果、サンプルレートも４０％にしてよいので、低廉なＡＤ変換器による中間周波数信号のＡＤ変換が可能となる。また、その後のデジタルフィルタ１４〜１６，変換処理部１７においても、低速度で低廉なデジタル信号処理が可能になる。処理速度が遅いと、デジタル信号処理を行う回路素子の消費電流が少なくなるので、システム全体の消費電流も低減できる。
デジタルフィルタ部１４〜１６，変換処理部１７には、ＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＤＳＰ（Digital Signal Processor）を用いて実現することができる。
【００２８】
上述した説明では、変換処理部１７として、周波数軸上の分析手法を用いた。これに代えて、変換処理部１７をメモリ上の参照テーブルに置き換えて、入力される時間軸上のサンプリングデータの、１または複数のシンボル分に基づいて、これに対応する送信デジタル信号を読み出すようにしてもよい。
デジタル信号で変調された信号を受信してデジタルフィルタ１４〜１６から出力されるデータをシミュレーションによって生成し、これと送信デジタル信号の対応を分析することによって、この参照テーブルを作成することができる。
あるいは、送信デジタル信号推定部１７ｄのみを参照テーブルに置き換えてもよい。
【００２９】
図３は、本発明のデジタル復調装置の第２の実施の形態のブロック構成図である。図中、３１はミキサ、３２は局部発振器、３３は広帯域フィルタ、３４〜３９は乗算器、４０、４１，４２は第１〜第３の基準周波数発振器、４３，４４，４５はπ／２移相器、４６Ｉ，４６Ｑ、４７Ｉ，４７Ｑ，４８Ｉ，４８Ｑは狭帯域フィルタ、４９Ｉ，４９Ｑ，５０Ｉ，５０Ｑ、５１Ｉ，５１Ｑは低速ＡＤ変換器、５２は処理クロック発生器、５３は変換処理部、５３ａ〜５３ｃは周波数分析部、５３ｄは送信デジタル信号推定部である。
図４は、図３に示したデジタル復調装置の各ブロックの出力信号周波数の説明図である。図４（ａ）は高周波帯域の周波数スペクトル、図４（ｂ）は中間周波帯域の周波数スペクトル、図４（ｃ）はＩ相ベースバンド帯域の周波数スペクトル、図４（ｄ）はＱ相ベースバンド帯域の周波数スペクトルの説明図である。
６１は局部発振信号、６２は受信信号、６３はＩＦ信号、６３ａ，６３ｂ，６３ｃは第１〜第３の部分周波数帯域、６４，６５，６６は第１〜第３の基準周波数信号、６７Ｉ，Ｑはそれぞれ、狭帯域フィルタ４６Ｉ，４６Ｑが出力するベースバンド信号、６８はサンプリングクロックである。
なお、狭帯域フィルタ４７Ｉ，４７Ｑ、４８Ｉ，４８Ｑが出力する各ベースバンド信号も、狭帯域フィルタ４６Ｉ，４６Ｑが出力するベースバンド信号４８Ｉ，４８Ｑと同じ周波数帯域を有する。
【００３０】
この実施の形態は、基準周波数信号６４，６５，６６およびこれと直交する基準周波数信号とを用いて、デジタル変調された中間周波信号をＩ相，Ｑ相ベースバンド信号に変換した後にデジタル信号に変換してデジタル信号を復調するものである。
この実施の形態においても、説明を簡単にするため、図示しない高周波段で、周波数変換されないものとして説明する。受信信号は、高周波段を経て、ミキサ３１において局部発振器３２の局部発振信号６１と乗算され、広帯域フィルタ３３でフィルタリングされてＩＦ信号６３となり、複数の乗算器、この例では３組の乗算器３４〜３９に入力される。
【００３１】
図４（ａ）に示すように、受信信号６２を、例えば、２ＧＨｚを中心とする周波数帯域１０ＭＨｚの信号とする。局部発振信号６１を１．９７０ＭＨｚとすると、受信信号６２は、図４（ｂ）に示す、同じ帯域幅のＩＦ信号６３に周波数変換される。このＩＦ信号６３を、例えば、３つの周波数帯域に分けて処理を行う。すなわち、２５〜２９ＭＨｚを第１の周波数帯域６３ａとし、２８〜３２ＭＨｚを第２の周波数帯域６３ｂとし、３１〜３５ＭＨｚを第３の周波数帯域６３ｃとする。各周波数帯域は４ＭＨｚであり、相互に１ＭＨｚのクロスオーバがある。
狭帯域フィルタ４６Ｉ，４６Ｑ〜４８Ｉ，４８Ｑは、２ＭＨｚの狭帯域フィルタである。
【００３２】
第１の基準周波数発振器４０の基準周波数信号６４を２７ＭＨｚとし、乗算器３４においてＩＦ信号６３と乗算して同期検波すると、基準周波数信号６４と同相のＩ相成分が抽出され、これを狭帯域フィルタ４６Ｉに通し、不要帯域が除去された図４（ｃ）に示す０〜２ＭＨｚのＩ相ベースバンド信号６７Ｉを出力する。
同時に、乗算器３５において基準周波数信号６４をπ／２移相器４３で直交基準周波数信号としたものと乗算して同期検波すると、基準周波数信号と直交するＱ相成分が抽出される。これを狭帯域フィルタ４６Ｑに通し、図４（ｄ）に示す０〜２ＭＨｚのＱ相ベースバンド信号６７Ｑを出力する。
Ｉ相，Ｑ相ベースバンド信号６７Ｉ，６７Ｑは、低速ＡＤ変換器４９Ｉ，４９Ｑに入力され、処理クロック発生器５２から出力される４ＭＨｚのサンプリングクロック６８によりサンプリングされてデジタル信号となる。
【００３３】
一方、第２の基準周波数発振器４１の基準周波数信号６５を３０ＭＨｚとして、乗算器３６においてＩＦ信号６３と乗算し、狭帯域フィルタ４７Ｉに通し、０〜２ＭＨｚのＩ相ベースバンド信号を出力する。同時に、乗算器３７においてπ／２移相器４４の出力信号と乗算し、狭帯域フィルタ４７Ｑに通し、０〜２ＭＨｚのＱ相ベースバンド信号を出力する。それぞれ、低速ＡＤ変換器５０Ｉ，５０Ｑに入力され、サンプリングクロック６８によりサンプリングされる。
また、第３の基準周波数発振器４２の基準周波数信号６６を３３ＭＨｚとして、乗算器３８においてＩＦ信号６３と乗算し、狭帯域フィルタ４８Ｉに通し、０〜２ＭＨｚのＩ相ベースバンド信号を出力する。同時に、乗算器３９においてπ／２移相器４５の出力信号と乗算し、狭帯域フィルタ４８Ｑに通し、０〜２ＭＨｚのＱ相ベースバンド信号を出力する。それぞれ、低速ＡＤ変換器５１Ｉ，５１Ｑに入力され、サンプリングクロック６８によりサンプリングされる。
【００３４】
第１〜第３の基準周波数発振器４０，４１、４２は、それぞれ同期がとられており、コヒーレンシが保たれている。その結果、ＡＤ変換後のデジタル信号処理での各ベースバンド信号間の同期が確保される。
低速ＡＤ変換器４９Ｉ〜５１Ｑから出力されるベースバンド信号は、変換処理部５３に入力され、デジタル信号処理によってデジタル変調信号の復調処理を行う。処理クロック発生器５２は、サンプリングクロック６８と同一クロックレートかあるいはこの複数倍の処理クロックを変換処理部５３に供給する。
低速ＡＤ変換器４９Ｉ，４９Ｑ、低速ＡＤ変換器５０Ｉ，５０Ｑ、低速ＡＤ変換器５１Ｉ，５１Ｑのそれぞれからから出力されるＩ相，Ｑ相のベースバンド信号は、変換処理部５３内の周波数分析部５３ａ〜５３ｃに入力されて周波数分析される。
【００３５】
周波数分析部５３ａで周波数ｆ0［ＭＨｚ］（ｆ0は、正負の値をとる）が検出されたときには、中間周波信号６３において、２７＋ｆ0［ＭＨｚ］の周波数成分が存在することを意味する。一方、周波数分析部５３ｂで周波数ｆ0［ＭＨｚ］が検出されたときには、中間周波信号６３において、３０＋ｆ0［ＭＨｚ］の周波数成分が存在することを意味する。また、周波数分析部５３ｃで周波数ｆ0［ＭＨｚ］が検出されたときには、中間周波信号６３において、３３＋ｆ0［ＭＨｚ］の周波数成分が存在することを意味する。
【００３６】
送信デジタル信号推定部５３ｄは、抽出された部分スペクトルを集めて、送信データを推定して出力する。
例えば、デジタル変調方式として、送信データ０，１を周波数ｆ1，ｆ2の正弦波信号に対応させるＦＳＫについて説明する。
ここで、周波数ｆ1の正弦波信号が図４（ｂ）に示した第１の周波数帯域６３ａにあり、周波数ｆ2の正弦波信号が第３の周波数帯域６３ｃにあるとする。このような場合、クロスオーバーを考えなければ、周波数分析部５３ａは、同期検波等によって周波数ｆ1の正弦波信号を検出でき、周波数分析部５３ｃは、同様に、周波数ｆ2の正弦波信号を検出できる。したがって、送信デジタル信号推定部５３ｄは、周波数分析部５３ａ，５３ｃの出力信号を比較することにより送信データの０，１を判定することができる。
【００３７】
第１〜第３の周波数帯域６３ａ〜６３ｃは、周波数帯域がクロスオーバして帯域が重なる部分があることによる漏れ成分の検出、あるいは、４周波数以上のＦＳＫを用いる場合であっても、上述した第１の実施の形態と同様に、各周波数分析部１７ａ，１７ｂ，１７ｃにおいて周波数成分を分析しているので、送信デジタル信号推定部１７ｄは、これらの周波数分析結果を用いて送信データを推定することができる。
【００３８】
デジタル変調方式として、送信データ０，１を基準周波数信号に対する複数の位相に対応させるＰＳＫについても、上述した第１の実施の形態と同様である。ＰＳＫにおいては、周波数分析部５３ａ〜５３ｃにおける周波数分析により信号点と遷移期間を弁別し、信号点における入力信号の基準周波数信号に対する位相関係を、周波数分析部５３ｂにおいて検出すれば、送信デジタル信号推定部５３ｄにおいて、送信データを推定することができる。
【００３９】
狭帯域フィルタ４６Ｉ，Ｑ〜４８Ｉ，Ｑは、図７，８に示した従来例における広帯域フィルタ９５Ｉ，Ｑの周波数帯域５ＭＨｚを、クロスオーバを許容して実質的に３分割したもので、上述した例では、２ＭＨｚである。したがって、低速ＡＤ変換器４９Ｉ，Ｑ〜５１Ｉ，Ｑは、従来のベースバンド処理方式の場合の４０％のサンプリングレートで処理できればよい。その結果、低廉なＡＤ変換器によるベースバンド信号のＡＤ変換と、低速度で低廉なデジタル信号処理が可能になる。
【００４０】
この実施の形態においても、変換処理部５３には、ＰＬＤやＤＳＰを用いることができる。
また、変換処理部５３として、周波数軸上の分析手法に代えて、変換処理部５３をメモリに記憶させた参照テーブルとし、入力される時間軸上のサンプリングデータの、１または複数のシンボル分に基づいて、これに対応する送信データを読み出すようにしてもよい。あるいは、送信デジタル信号推定部５３ｄのもを参照テーブルとしてもよい。これらの参照テーブルは、シミュレーションによって作成することができる。
【００４１】
【発明の効果】
本発明は、上述した説明から明らかなように、低速のＡＤ変換器による中間周波信号のＡＤ変換、あるいは、低速のＡＤ変換器によるベースバンド信号のＡＤ変換によって、デジタル信号処理によるデジタル復調が可能になるため、システムのコストを低減できる。
あわせて、処理速度を低減できるため、システム全体の消費電流も低減できる。
さらには、ＡＤ変換およびデジタル信号処理が不可能な広帯域の信号帯域幅のシステムについても、より低速のＡＤ変換器を複数個用いてデジタル復調が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のデジタル復調装置の第１の実施の形態のブロック構成図である。
【図２】図１に示したデジタル復調装置の各ブロックの出力信号周波数の説明図である。
【図３】本発明のデジタル復調装置の第２の実施の形態のブロック構成図である。
【図４】図３に示したデジタル復調装置の各ブロックの出力信号周波数の説明図である。
【図５】アンダーサンプリングを用いた従来のデジタル復調装置のブロック構成図である。
【図６】図５に示したデジタル復調装置の各ブロックの出力信号周波数の説明図である。
【図７】ベースバンド処理方式を用いた従来のデジタル復調装置のブロック構成図である。
【図８】図７に示したデジタル復調装置の各ブロックの出力信号周波数の説明図である。
【符号の説明】
４，５，６  第１，第２，第３の局部発振器、１０，１１，１２  低速ＡＤ変換器、１７  変換処理部、２１，２２，２３  局部発振信号、２４  受信信号、２５  サンプリングクロック、２５ａ  サンプリングクロックの高調波成分、２６  ＩＦ信号、２７  デジタルフィルタの出力信号、４０、４１，４２  第１〜第３の基準周波数発振器、４９Ｉ，４９Ｑ，５０Ｉ，５０Ｑ、５１Ｉ，５１Ｑ  低速ＡＤ変換器、５３  変換処理部、６１  局部発振信号、６２  受信信号、６３  ＩＦ信号、６４，６５，６６  第１〜第３の基準周波数信号、６７Ｉ，Ｑ  狭帯域フィルタ４６Ｉ，４６Ｑが出力するベースバンド信号、６８  サンプリングクロック
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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