(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ステアリングコラムにかかる操舵トルクの検出信号である操舵トルク信号と、自動車の速さの検出信号である車速信号とに応じ、操舵機構を駆動する直流モータに流すべき電流の指令値である電流指令値を算出する電流指令値演算手段と、
この電流指令値と、この直流モータに流れている電流の検出信号である電流検出値のこの電流指令値に対する偏差とに応じ、この直流モータを駆動するＨブリッジ回路を制御する駆動手段に方向指令信号およびデューティー比信号に相当する信号を与える電流制御演算手段と、
を有する電動パワーステアリング制御装置において、
前記電流制御演算手段は、
前記直流モータの負荷状態を判定し、同判定に基づいて同モータの高負荷時には前記Ｈブリッジ回路を構成するスイッチング素子の上流側および下流側のうち一方だけをＰＷＭ駆動する片側駆動モードで、逆に同モータの低負荷時には両方をＰＷＭ駆動する上下駆動モードで、このＨブリッジ回路を制御するように駆動モードを指示する駆動モード信号を前記駆動手段に与える駆動モード演算手段と、
この駆動モード信号が切り替わらない通常時には、前記電流指令値と前記電流検出値との偏差に基づいて、前記デューティ比信号をフィードバック制御するフィードバック制御演算手段と、
この駆動モード信号の切替え時に、前記直流モータにかかる印加電圧の不連続が低減されるように、このデューティ比信号に基づいて適正な所定関数による演算を行い、新たなこのデューティ比信号を算出する変換手段と、
この通常時にはこのフィードバック制御演算手段に制御演算させ、この切替え時にはこの変換手段に関数演算させるように、この駆動モード信号に基づいてこのフィードバック制御演算手段とこの変換手段とのうち一方を選択する演算値選択手段と、
をもつことを特徴とする、
電動パワーステアリング制御装置。
【請求項２】
前記所定関数は、前記駆動モードの前記切替え時のうち、
前記上下駆動モードから前記片側駆動モードへの切替え時には、切替え前の前記デューティ比信号から２０％〜８０％に相当する所定オフセットを引いた値に、一倍〜三倍の所定倍数をかける関数であり、
逆にこの片側駆動モードからこの上下駆動モードへの切替え時には、切替え前のこのデューティ比信号に一倍〜三倍の所定倍数をかけたうえで、２０％〜８０％に相当する所定オフセットを加える関数である、
請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置。
【請求項３】
前記フィードバック制御演算手段は、前記駆動モード信号に応じて適正にフィードバックゲインを切替える、
請求項１〜２のうちいずれかに記載の電動パワーステアリング制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気自動車やハイブリッドカーに好適な電動パワーステアリング装置の制御技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
（一般論）
電動パワーステアリング装置は、図１に示すように、ハンドルを通してステアリングコラム（ステアリングシャフト）にかかる操舵トルクに応じ、適正な補助操舵力を直流モータ（電動機）に発生させて操舵機構を駆動する装置である。電動パワーステアリング装置は、操舵トルクセンサおよび車速センサなどのセンサの信号に基づき、車載コンピュータ（ＥＣＵ）によって直流モータを駆動する。本明細書中では、この車載コンピュータのことを電動パワーステアリング制御装置と呼ぶこととする。
【０００３】
通常、電動パワーステアリング制御装置は、図２および図３に示すように、電流指令値演算手段１と電流制御演算手段２’とを有し、両演算手段１，２’は、単一のマイクロコンピュータによってソフトウェアにより実行される。
【０００４】
ここで、電流指令値演算手段１は、図２に示すように、ステアリングコラムにかかる操舵トルクの検出信号である操舵トルク信号Ｔｑと、自動車の速さの検出信号である車速信号Ｖとに応じ、操舵機構を駆動する直流モータに流すべき電流の指令値である電流指令値を算出する手段である。すなわち、電流指令値演算手段１は、操舵トルク信号Ｔｑに対して伝達関数（Ｔ1ｓ＋１）／（ＡＴ1ｓ＋１）をかけて位相が進んだ信号Ｔｐを生成し、さらに同信号Ｔｐに対し車速信号Ｖに応じたマップ関数を施して基本電流指令値Ｉｃｂを生成する。また、これと並行して操舵トルク信号Ｔｑを伝達関数ｓ／（Ｔ2ｓ＋１）によって疑似微分した信号Ｔｉを生成し、同信号Ｔｉに適正なゲインＫをかけて慣性補償電流指令値Ｉｃｉを生成する。そして、基本電流指令値Ｉｃｂと慣性補償電流指令値Ｉｃｉとを足し合わせて、電流指令値Ｉｃを生成する。
【０００５】
一方、電流制御演算手段２’は、直流モータに流れている電流の検出信号である電流検出値とこの電流指令値Ｉｃとの偏差に応じ、直流モータを駆動するＨブリッジ回路を制御する駆動手段に方向指令信号Ｄｉｒおよびデューティー比信号に相当する信号Ｄｔを与える演算手段である。すなわち、電流制御演算手段２’は、直流モータに流れている電流の検出値である電流検出値（検出電流）と電流指令値Ｉｃとの偏差に基づいて、フィードバック制御（ＰＩ制御）を施している。そして、ＰＩ制御された電流指令値に対して方向指令演算およびガード処理を施し、方向指令信号Ｄｉｒおよびデューティ比信号Ｄｔを算出して、両信号を駆動回路に供給する。
【０００６】
駆動回路は、図４に示すように、直流モータ１１を駆動するＨブリッジ回路７２を制御するデジタル駆動手段である。なお、直流モータ１１の電流リップルをバッテリ１２に流さないようにするために、Ｈブリッジ回路７２と並列に電解コンデンサ９が配設されている。ここで、駆動回路によってＨブリッジ回路７２を駆動する方法には、片側駆動と両側駆動との二つの駆動モードがある。
【０００７】
すなわち、片側駆動モードとは、同じく図４に示すように、Ｈブリッジ回路７２を構成するスイッチング素子であるパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の上流側および下流側のうち一方だけをＰＷＭ駆動する駆動モードである。同図の例では、上流側のパワートランジスタＱ１はオンになったままであり、下流側のパワートランジスタＱ４がＰＷＭ駆動されている。
【０００８】
片側駆動モードには、図６に示すように、デューティ比に対して直流モータ１１に印加される電圧のリニアリティが高く、電流リップルが小さいという長所がある。その反面、図４に一点鎖線で示す回生電流回路が形成されて制動作用が生じてしまうので、外力によって直流モータ１１を回すには大きな抵抗トルクが生じる。すなわち、片側駆動モードには、路面反力によって操舵機構が中立位置に戻される際に回生電流が生じて直流モータ１１が抵抗するので、運転者がハンドルから手を離しても操舵機構が速やかには中立位置に復帰しにくいという短所がある。
【０００９】
一方、上下駆動モードとは、再び図５に示すように、Ｈブリッジ回路７２を構成するパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の上流側および下流側のうち両方をＰＷＭ駆動する駆動モードである。同図の例では、上流側のパワートランジスタＱ１と下流側のパワートランジスタＱ４とが、駆動回路（図３参照）により同期してＰＷＭ駆動されている。
【００１０】
上下駆動モードには、前述の片側駆動モードとは逆に、図７に示すように、デューティ比と印加電圧との関係はリニアリティが低く非線形であるという短所がある。その反面、前述のような回生回路が形成されないので、直流モータ１１に制動作用があまり生じず、運転者がハンドルから手を離せば操舵機構は速やかに中立位置に復帰するという長所がある。しかしながら、電流リップルが大きくなってしまうので、Ｈブリッジ回路７２と並列に設けられた電解コンデンサ９の容量を大きくして、バッテリ１２に流れる電流リップルを抑制する必要が生じる。
【００１１】
以上のように、片側駆動モードおよび上下駆動モードには、それぞれ相反する長所短所があるので、電動パワーステアリング制御装置の中には、駆動モードを適宜切り替えて両駆動モードの長所を生かしているものもある。特に、車両重量が大きくなった場合には、操舵機構のアシストをするために、直流モータ１１に大電流を流す必要が生じる。このような場合には、Ｈブリッジ回路７２と並列に配設された電解コンデンサ９の耐久性を確保する目的で、直流モータ１１の高負荷時には駆動モードを片側駆動モードに切り替えて、電流リップルを小さく抑制することが望ましい。
【００１２】
ところが、このような駆動モードの切替えを行うと、再び図６および図７に示すように、駆動モードによって印加電圧特性が異なるので、同じデューティ比で駆動していても印加電圧が異なる。すると、駆動モードの切替えに際して印加電圧に不連続が生じ、その結果、直流モータ１１に流れる電流も急激に変動する。すなわち、図８に示すように、駆動モードの切替えの瞬間に、電流検出値に不連続な変動を生じて直流モータ１１のトルクが変動するので、ステアリングコラムにかかる操舵トルクにもショックが生じる。
【００１３】
電動パワーステアリング制御装置において、電流フィードバック制御をアナログ回路が行っている場合には、フィードバック制御回路の応答速度が速いので、駆動電流の不連続は一瞬にして終わり、違和感は比較的少なくて済むことが多い。しかしながら、高度な制御ロジックの導入やコストダウンなどの目的で、近年は電流フィードバック制御をデジタル・マイクロコンピュータによって行う傾向にある。そして、デジタル化によるメリットが大きいので、この傾向は避けがたいものと考えられる。
【００１４】
このようにデジタル演算回路によって電流フィードバック制御が行われる場合には、無視できない程度の演算遅れがフィードバックループに大きな位相遅れを生じさせるので、フィードバックループの振動減衰特性が悪くなる。そればかりではなく、同じく図８に示すように、駆動モードの切替え時にはデューティ比にピークを伴ったインパルスが生じ、このインパルスが駆動電流に振動を引き起こす。すると、直流モータ１１を駆動する電流の振動によって、操舵トルクの振動が起き、この振動がフィードバックループを巡回してハンチングを引き起こす。それゆえ、フィードバックループに生じるハンチング（振動）が減衰するには、しばらくの間を要する。
【００１５】
その結果、このハンチングがステアリングコラムにかかる操舵トルクにも現れ、運転者はハンドルを握る手にブルルッと不快な振動を感じるので、操舵感覚の評価が大きく落ちてしまうという欠点がある。そればかりではなく、機械的な振動によって直流モータ１１から操舵機構にかけての機械装置の寿命も縮まるという欠点も生じる。
【００１６】
（従来技術）
このような欠点を克服するために、従来技術としては、特開平６−２１９３１１号公報（特許第２８５７５５５号）に開示されている電動パワーステアリング装置の制御技術がある。この技術では、駆動モードによって異なる電流フィードバック制御演算を行うとともに、それぞれの駆動モードに対して駆動特性の違いを補正する演算を常時行っている。
【００１７】
その結果、この従来技術によれば、前述のようなハンチングによる操舵感覚の低下は、おおむね回避することができるようになっているものと推察される。また、電流リップルが低減されるので電解コンデンサ９の寿命が延びるとともに、機械的な振動が抑制されるので直流モータ１１から操舵機構にかけての機械装置の寿命も延びるものと考えられる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、電流フィードバック制御演算には高速処理を要する上に、この従来技術では、補正演算を常に行っているので、制御用マイクロコンピュータに要求される演算処理速度はかなり高い。それゆえ、従来技術を実施するためには、演算速度が速いマイクロコンピュータの採用が要求されるので、電動パワーステアリング制御装置の価格が高くなってしまうという不都合がある。
【００１９】
そこで本発明は、駆動モードの切替え時にもハンチングの発生を防ぐことができる電動パワーステアリング制御装置を、より安価に提供することを解決すべき課題とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、発明者は以下の手段を発明した。
【００２１】
（第１手段）
本発明の第１手段は、請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置である。すなわち、本手段の電動パワーステアリング制御装置において、電流制御演算手段は、駆動モード演算手段と、フィードバック制御演算手段および変換手段と、演算値選択手段とをもつ。
【００２２】
ここで、駆動モード演算手段は、Ｈブリッジ回路を構成するスイッチング素子の上流側および下流側のうち一方だけをＰＷＭ駆動する片側駆動モードと、両方をＰＷＭ駆動する上下駆動モードとのうち、いずれの駆動モードでこのＨブリッジ回路を制御すべきかを指示する駆動モード信号を駆動手段に与える演算手段である。また、フィードバック制御演算手段は、この駆動モード信号が切り替わらない通常時には、電流指令値と電流検出値との偏差に基づいてデューティ比信号をフィードバック制御する演算手段である。一方、変換手段は、駆動モード信号の切替え時に、直流モータにかかる印加電圧の不連続が低減されるように、デューティ比信号に基づいて適正な所定関数による演算を行い、新たなデューティ比信号を算出する演算手段である。さらに、演算値選択手段は、通常時にはフィードバック制御演算手段に制御演算させ、駆動モードの切替え時には変換手段に関数演算させるように、駆動モード信号に基づいてフィードバック制御演算手段と変換手段とのうち一方を選択する演算手段である。
【００２３】
本手段では、駆動モード演算手段によって駆動モードが切替えられると、演算値選択手段は、駆動モード信号の変化に基づき駆動モードの切替えを検知する。そして、演算値選択手段は、駆動モードの切替えを検知したときにだけ、フィードバック制御演算手段に制御演算を止めさせ、代わりに変換手段に関数演算をさせて新たなデューティ比信号を生成させる。変換手段には、印加電圧が滑らかにつながるデューティ比を算出するように適正な所定関数が設定されている。それゆえ、デューティ比信号は適正にステップ状に切替えられ、印加電圧には急変が生じることがなくなる。その結果、直流モータに流れる駆動電流にも急変がなくなり、直流モータの動作は滑らかになる。
【００２４】
しかも、演算値選択手段によって、その後に変換手段からフィードバック制御演算手段に演算手段が戻されても、駆動電流は滑らかに連続していく。なぜならば、新たにフィードバック制御に使われる過去のデューティ比信号は、変換手段によって適正に変換されており、直流モータへの印加電圧に大きな不連続が生じないように設定されてしまっているからである。それゆえ、駆動モードの切替え直後に印加電圧が滑らかに変化し大きな不連続を生じないだけではなく、その後に通常のフィードバック制御に戻る瞬間にも、印加電圧および駆動電流は滑らかに連続する。
【００２５】
その結果、駆動モードの切替えに伴う大きな不連続が印加電圧からなくなるように、デューティ比が適正に切替えられるので、直流モータを駆動する駆動電流に振動はなくなってフィードバックループ中から振動現象がなくなる。そればかりではなく、変換手段によって関数演算が行われている間には、フィードバック制御演算が行われないので、駆動モードの切替え直後にも演算負荷が増大することがない。また、変換手段による関数演算が終わり新たなデューティ比信号が駆動手段に供給された後、フィードバック制御演算手段による制御演算に復帰すると、変換手段による関数演算は行われなくなる。
【００２６】
すなわち、いかなる瞬間にも、フィードバック制御演算手段による制御演算と変換手段による変換演算とのうち一方の演算だけが行われ、両方の演算が行われることはない。それゆえ、本手段の電動パワーステアリング制御装置には高速演算処理能力は要求されないので、演算速度が遅く安価なマイクロコンピュータを採用することができる。その結果、本手段の電動パワーステアリング制御装置を前述の従来技術よりも安価に製造することが可能になる。
【００２７】
したがって、本手段の電動パワーステアリング制御装置によれば、駆動モードの切替え時にもハンチングの発生を防ぐことができながら、より安価に提供することができるようになるという効果がある。すなわち、高い操舵感覚の評価が得られ、かつ、電動パワーステアリング装置の耐久性を保つことができながら、電動パワーステアリング制御装置の価格をより低減することができるという効果がある。
【００２８】
（第２手段）
本発明の第２手段は、請求項２記載の電動パワーステアリング制御装置である。すなわち本手段は、前述の第１手段において、駆動モードの切替え直後に新たなデューティ比信号を算出する目的で、変換手段によって演算される所定関数に特徴がある。
【００２９】
つまり、所定関数は、上下駆動モードから片側駆動モードへの切替え時には、切替え前のデューティ比信号から２０％〜８０％に相当する所定オフセットを引いた値に、一倍〜三倍の所定倍数をかける関数である。逆に、片側駆動モードから上下駆動モードへの切替え時には、切替え前のデューティ比信号に一倍〜三倍の所定倍数をかけたうえで、２０％〜８０％に相当する所定オフセットを加える関数である。なお、両切替え時において、各所定オフセットは互いに同じ値であることが望ましく、同様に各所定倍数も互いに同じ値であることが望ましい。
【００３０】
ここで、両所定オフセットおよび両所定倍数の最適値は、駆動手段、Ｈブリッジ回路および直流モータの特性によって異なる。しかしながら、通常は、各所定オフセットには５０％付近に適正値があり、各所定倍数には二倍付近に適正値がある。なぜならば、片側駆動モードでの印加電圧特性（図６参照）と上下駆動モードでの印加電圧特性（図７参照）とを比較すると、通常はこの程度の適正値を取ることによって、駆動モードの切替えの際に印加電圧を同程度にするデューティ比信号が得られるからである。
【００３１】
本手段では、両所定オフセットおよび両所定倍数をそれぞれ適正値に設定することによって、極めて簡素な関数演算をすることにより、駆動モードの切替えの際に印加電圧を同程度にするデューティ比信号が得られる。その結果、駆動モードの切替え時に適正にデューティ比が切替えられ、直流モータに印加される電圧は、駆動モードの切替えの前後でほとんど変わらずほぼ連続しているので、駆動モードの切替え時にも直流モータの動きは滑らかである。
【００３２】
したがって本手段によれば、前述の第１手段の効果に加えて、所定関数が極め簡素であって演算負荷が小さいうえに、両所定オフセットおよび両所定倍数の適正な設定によっていっそう滑らかな操舵感覚が得られるという効果がある。
【００３３】
（第３手段）
本発明の第３手段は、請求項３記載の電動パワーステアリング制御装置である。すなわち本手段は、前述の第１手段または第２手段において、フィードバック制御演算手段は駆動モード信号に応じて適正にフィードバックゲインを切替えることを特徴とする。
【００３４】
通常、片側駆動モードと上下駆動モードとの間で駆動モードが切り替わると、従来の技術の項で一般論として述べたように、デューティ比に対する印加電圧の特性も異なる特性に切り替わる。すると、フィードバック制御演算手段を含むフィードバックループの動作点でのゲインは、駆動モードによって異なる。すなわち、デューティ比が高い領域では、フィードバックゲインが勾配の差（図６および図７参照）だけ異なり、片側駆動モードでのゲインは上下駆動モードでのゲインの半分程度でしかない。つまり、上下駆動モードにおいて適正なフィードバックゲインが、フィードバック制御演算手段に設定されている場合には、片側駆動モードでは駆動電流の応答性が低下し、ハンドル操作が重くなるという不都合が生じる。そして、逆の場合には逆の不都合が発生する。
【００３５】
そこで本手段では、駆動モードを定める駆動モード信号に応じて、フィードバック制御演算手段が適正にフィードバックゲインを切替えるので、駆動モードが切り替わっても操舵感覚がほとんど変動しないようにすることができる。すなわち、駆動モードの切替えによって生じるフィードバックループのゲイン変動を補正し、フィードバックループのゲインを駆動モードの切替え前後でほぼ一定に保つことが可能になる。
【００３６】
したがって本手段によれば、前述の第１手段または第２手段の効果に加えて、駆動モードが切り替わっても操舵感覚がほとんど変動しないようにすることができ、操舵感覚をさらに向上させることができるという効果がある。
【００３７】
（付記）
なお、前述の各手段に対し、数学的に等価であったり実質的に等価であったりする電動パワーステアリング制御装置は、当然のことながら、前述の各手段に含まれるものとする。すなわち、構成に見た目の上で差異があっても、実質的な構成が同じであり作用効果も同様な電動パワーステアリング制御装置は、本発明の各手段と同一であると見なす。
【００３８】
【発明の実施の形態】
本発明の電動パワーステアリング制御装置の実施の形態については、当業者に実施可能な理解が得られるよう、以下の実施例で明確かつ十分に説明する。
【００３９】
［実施例１］
（実施例１の構成概要）
本発明の実施例１としての電動パワーステアリング制御装置１０は、図２および図９に示すように、電流指令値演算手段１と電流制御演算手段２とを有する。電流指令値演算手段１および電流制御演算手段２は、同じワンチップ・デジタルプロセッサの上でＲＯＭに格納されたプログラムの実行によって実現されるデジタル演算手段である。
【００４０】
ここで、電流指令値演算手段１は、図２に示すように、ステアリングコラムにかかる操舵トルクの検出信号である操舵トルク信号Ｔｑと、自動車の速さの検出信号である車速信号Ｖとに応じ、操舵機構を駆動する直流モータ１１に流すべき電流の指令値である電流指令値Ｉｃを算出する演算手段である。一方、電流制御演算手段２は、図９に示すように、電流指令値Ｉｃと、直流モータ１１に流れている電流の検出信号である電流検出値Ｉｍａの電流指令値Ｉｃに対する偏差Ｉｄとに応じて、直流モータ１１を駆動するＨブリッジ回路７２を制御する駆動手段７１に、方向指令信号Ｄｉｒおよびデューティー比信号Ｄｔを与える演算手段である。
【００４１】
詳しく説明すると、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０は、再び図２および図９に示すように、Ａ／Ｄ変換器１０１およびパルス計測手段１０２と、電流指令値演算手段１および電流制御演算手段２をもつデジタルプロセッサ（図略）と、駆動手段７１およびＨブリッジ回路７２と、シャント抵抗Ｒおよび電流検出手段８と、電解コンデンサ９とを有する。
【００４２】
（実施例１の前半部構成）
先ず、図２を参照して本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０がもつ前半部の構成について説明する。この前半部は、Ａ／Ｄ変換器１０１およびパルス計測手段１０２と、電流指令値演算手段１とを有する。
【００４３】
Ａ／Ｄ変換器１０１は、操舵トルクセンサから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換し、操舵トルク信号Ｔｑとして電流指令値演算手段１に与える回路である。一方、パルス計測手段１０２は、所定のサンプリング周期内に車速センサが生成したパルスを計数し、もってデジタル信号である車速信号Ｖを生成して電流指令値演算手段１に与える回路である。
【００４４】
電流指令値演算手段１は、位相進み手段１０３およびマップ関数手段１０６と、両手段に並列に配設された疑似微分手段１０５およびゲイン手段１０６と、加算手段１０７とをもつ。これらの各手段１０３〜１０７は、いずれもデジタルプロセッサ上でプログラムにより実現される演算手段である。
【００４５】
ここで、位相進み手段１０３は、操舵トルク信号Ｔｑに対して伝達関数（Ｔ1ｓ＋１）／（ＡＴ1ｓ＋１）をかけて位相が進んだ信号Ｔｐを生成し、さらに同信号Ｔｐに対しマップ関数手段１０４が車速信号Ｖに応じたマップ関数を施して、基本電流指令値Ｉｃｂを生成する。また、これと並行して、疑似微分手段１０５が操舵トルク信号Ｔｑを伝達関数ｓ／Ｔ2ｓ＋１によって疑似微分した信号Ｔｉを生成し、同信号Ｔｉにゲイン手段１０６が適正なゲインＫをかけて慣性補償電流指令値Ｉｃｉを生成する。すると、加算手段１０７が、基本電流指令値Ｉｃｂと慣性補償電流指令値Ｉｃｉとを足し合わせて、電流指令値Ｉｃを生成する。そして、電流指令値Ｉｃは、同じデジタルプロセッサによって実行される電流制御演算手段２によって利用される。
【００４６】
なお、前述のマップ関数手段１０４は、車速信号Ｖに応じた関数マップデータを複数用意している。これらの関数マップデータは、位相補償後の操舵トルク信号Ｔｐが大きくなるほど基本電流指令値Ｉｃｂが大きくなり、逆に車速信号Ｖが大きくなるほど基本電流指令値Ｉｃｂが小さくなるように、適正に設定されている。マップ関数手段１０４は、複数の関数マップデータに代えて、車速信号Ｖを媒介変数（パラメータ）とする関数を使用してもよい。
【００４７】
（実施例１の後半部構成）
次に、図９を参照して本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０がもつ後半部の構成について説明する。この後半部は、電流制御演算手段２と、駆動手段７１およびＨブリッジ回路７２と、シャント抵抗Ｒおよび電流検出手段８と、電解コンデンサ９とを有する。
【００４８】
電流制御演算手段２は、駆動モード演算手段３と、方向指令演算手段４と、絶対値演算手段５と、フィードバック制御演算手段としてのデューティ比演算手段６とをもつ。
【００４９】
ここで、駆動モード演算手段３は、Ｈブリッジ回路７２を構成するスイッチング素子としてのパワートランジスタの上流側Ｑ１，Ｑ２および下流側Ｑ３，Ｑ４のうち一方だけをＰＷＭ駆動する片側駆動モードと、両方をＰＷＭ駆動する上下駆動モードとのうち、いずれの駆動モードでＨブリッジ回路７２を制御すべきかを指示する駆動モード信号Ｍｄを駆動手段７１に与える演算手段である。また、デューティ比演算手段６は、駆動モード信号Ｍｄが切り替わらない通常時には、電流指令値Ｉｃの絶対値Ｉｃａと電流検出値Ｉｍａとの偏差Ｉｄに基づいて、デューティ比信号Ｄｔをフィードバック制御する演算手段である。一方、変換手段６６は、駆動モード信号Ｍｄの切替え時に、直流モータ１１にかかる印加電圧の不連続が低減されるように、デューティ比信号Ｄｔに基づいて適正な所定関数による演算を行い、新たなデューティ比信号Ｄｔを算出する演算手段である。さらに、演算値選択手段６２は、通常時にはＰＩ制御演算手段６１に制御演算させ、駆動モードの切替え時には変換手段６６に関数演算させるように、駆動モード信号Ｍｄに基づいてＰＩ制御演算手段６１と変換手段６６とのうち一方を選択する演算手段である。
【００５０】
すなわち、駆動モード演算手段３の演算処理に先立って、方向指令演算手段４は、前述の電流指令値演算手段１から供給される電流指令値Ｉｃの符号に基づいて次のような判定処理を行い、方向指令信号Ｄｉｒを算出する。すなわち、電流指令値Ｉｃ＞０のとき方向指令信号Ｄｉｒ＝１であり、電流指令値Ｉｃ＝０のとき方向指令信号Ｄｉｒ＝０であり、電流指令値Ｉｃ＜０のとき方向指令信号Ｄｉｒ＝−１である。このようにして算出された方向指令信号Ｄｉｒは、駆動モード演算手段３と駆動手段７１とに供給される。
【００５１】
すると駆動モード演算手段３は、操舵トルク信号Ｔｑ、方向指令信号Ｄｉｒ、電流検出値Ｉｍａおよびモータ端子間電圧Ｖｍに基づいて直流モータ１１の負荷状態を判定し、同判定に基づいて駆動モード信号Ｍｄを算出する。すなわち、高負荷時には片側駆動モードを指示する駆動モード信号Ｍｄ＝１を出力し、逆に、低負荷時には上下駆動モードを指示する駆動モード信号Ｍｄ＝０を出力する。低負荷時には、ハンドルを緩やかに切り始めた時や、ハンドルを緩やかに戻す時などが含まれる。このようにして、駆動モード演算手段３によって設定された駆動モード信号Ｍｄは、デューティ比演算手段６の演算値選択手段６２と、駆動手段７１とに供給される。
【００５２】
ここで、駆動モード演算手段３での演算処理に用いられた各信号は、次のようにして供給されている。先ず、操舵トルク信号Ｔｑには、電流指令値演算手段１（図２参照）に取り込まれた値が使用され、方向指令信号Ｄｉｒには、方向指令演算手段４によって算出された値が用いられている。次に、電流検出値Ｉｍａには、シャント抵抗Ｒにかかった電圧から電流検出手段８によって検出された値、すなわち、直流モータ１１に流れた駆動電流の絶対値が検出されて用いられている。最後に、モータ端子間電圧Ｖｍには、図示しない検出器によって検出されたＨブリッジ回路７２に印加されている電圧の検出値が用いられている。すなわち、モータ端子間電圧Ｖｍは、上流側の両パワートランジスタＱ１，Ｑ２の接続点と、下流側の両パワートランジスタＱ３，Ｑ４の接続点との間の電位差の検出値である。
【００５３】
絶対値演算手段５は、電流指令値演算手段１から供給される電流指令値Ｉｃの絶対値を取って、同絶対値Ｉｃａ＝｜Ｉｃ｜を算出する演算手段である。そして、絶対値演算手段５から供給された絶対値Ｉｃａから電流検出手段８によって供給される電流検出値Ｉｍａが引かれ、電流偏差Ｉｄ＝Ｉｃａ−Ｉｍａが算出されて、デューティ比演算手段６に供給される。ここで、デューティ比演算手段６と駆動手段７１およびＨブリッジ回路７２と直流モータ１１と電流検出値Ｉｍａとは、コントローラ／アクチュエータ／センサからなる広義のフィードバックループを形成している。
【００５４】
デューティ比演算手段６は、フィードバック制御演算手段としてのＰＩ制御演算手段６１と、演算値選択手段６２と、ガード手段６４と、変換手段６６とからなる。ワンステップ遅れ要素６５は、演算ステップの更新に伴って自然に形成される遅れ要素であって、特に演算手段として存在するわけではなく、デューティ比信号Ｄｔを格納しておくメモリがあるだけである。
【００５５】
ＰＩ制御演算手段６１は、駆動モード信号Ｍｄが切り替わらない通常時に、前述の電流偏差Ｉｄ＝Ｉｃａ−Ｉｍａに対し、次の数１に従って比例積分制御演算を行い、フィードバック指令値Ｄｔａを算出するフィードバック制御演算手段である。
【００５６】
【数１】
0004269199.tif 000002
ここで、Ｎ＝Ｋｐ＋Ｋｉ・ｔ／２，Ｍ＝Ｋｐ−Ｋｉ・ｔ／２であり、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｉは積分ゲイン、ｔは演算周期、ｎおよびｎ−１は今回値および前回値を示す添え字である。前記数１は、通常のＰＩ制御の伝達関数Ｇ（ｓ）＝Ｋｐ＋Ｋｉ／ｓを双一次変換によって離散化して電流偏差Ｉｄにかけたものを、フィードバック指令値Ｄｔａについて整理したものである。ただし、完全に線形なフィードバックではなく、フィードバック指令値Ｄｔａの前回値にの代わりに、０〜１００％の範囲に制限されたデューティ比信号Ｄｔの前回値Ｄｔ（ｎ−１）が用いられている。
【００５７】
一方、変換手段６６は、前述のように、駆動モード信号Ｍｄの切替え時に、直流モータ１１にかかる印加電圧の不連続が低減されるように、デューティ比信号Ｄｔに基づいて適正な所定関数による演算を行い、新たなデューティ比信号Ｄｔを算出する演算手段である。より正確に言えば、変換手段６６が算出するのは、ガード手段６４によって範囲制限される以前の変換指令値Ｄｔａであり、変換指令値Ｄｔａは、駆動モード切替えの瞬間にだけ前述のフィードバック指令値Ｄｔａを代替する値である。
【００５８】
ここで、変換手段６６によって使われる所定関数は、上下駆動モードから片側駆動モードへの切替え時と、片側駆動モードから上下駆動モードへの切替え時とで異なっている。すなわち、所定関数は、上下駆動モードから片側駆動モードへの切替え時には、切替え前のデューティ比信号Ｄｔから５０％の所定オフセットを引いた値に、二倍の所定倍数をかける関数である。逆に、片側駆動モードから上下駆動モードへの切替え時には、切替え前のデューティ比信号Ｄｔに二倍の所定倍数をかけたうえで、５０％の所定オフセットを加える関数である。
【００５９】
そして、演算値選択手段６２は、通常時にはＰＩ制御演算手段６１に制御演算させ、切替え時には変換手段６６に関数演算させるように、駆動モード信号Ｍｄに基づいて、ＰＩ制御演算手段６１と変換手段６６とのうち一方だけを選択して演算させる論理演算手段である。それゆえ、ＰＩ制御演算手段６１と変換手段６６とが同時に演算処理することはないようになっている。
【００６０】
デューティ比演算手段６のうち、信号の出口はガード手段６４である。ガード手段６４は、フィードバック指令値Ｄｔａまたは変換指令値Ｄｔａを適正な範囲に制限して、０〜１００％の範囲でデューティ比信号Ｄｔを駆動手段７１に供給する演算手段である。すなわち、ガード手段６４は、０％≦Ｄｔａ≦１００％の時にはＤｔ＝Ｄｔａとし、Ｄｔａ＜０の時にはＤｔａ＝０％とする一方、１００＜Ｄｔａの時にはＤｔ＝１００％とする制限手段である。
【００６１】
以上で電流制御演算手段２の構成についての説明を終わり、続けて図９を参照しつつ、最後に駆動手段７１、Ｈブリッジ回路７２および電流検出手段８などについて説明する。
【００６２】
駆動手段７１は、駆動モード信号Ｍｄ、方向指令信号Ｄｉｒおよびデューティ比信号Ｄｔに基づいて、Ｈブリッジ回路７２を駆動するデジタル回路である。駆動手段７１は、駆動モード信号Ｍｄが０であるとき（低負荷時）には上下駆動モードでＨブリッジ回路７２を駆動し、駆動モード信号Ｍｄが１であるとき（高負荷時）には片側駆動モードでＨブリッジ回路７２を駆動するようになっている。また、方向指令信号Ｄｉｒが−１の時にはＨブリッジ回路７２のパワートランジスタのうちＱ２，Ｑ３をオフにし、逆に方向指令信号Ｄｉｒが１の時にはパワートランジスタＱ１，Ｑ４をオンにするようになっている。これらの場合分けは、図１０の一覧表にまとめられている。なお、駆動手段７１は、デューティ比演算手段６から与えられるデューティ比信号Ｄｔに対応するデューティ比で、Ｈブリッジ回路７２を駆動するようになっている。
【００６３】
Ｈブリッジ回路７２は、四つのパワートランジスタ（パワーＭＯＳＦＥＴ）Ｑ１〜Ｑ４によって構成され、駆動手段７１に制御されて直流モータ１１を駆動する回路である。
【００６４】
電流検出手段８は、前述のように、Ｈブリッジ回路７２の低電位側とグラウンドとの間に挿置されたシャント抵抗Ｒの両端の電位差を計測して、Ｈブリッジ回路７２を介して直流モータ１１に流れた駆動電流を検知する計測手段である。電流検出手段８は、検知した駆動電流に対応するデジタル信号である駆動電流信号Ｉｍａを生成し、電流制御演算手段２に供給する作用をもつ。
【００６５】
電解コンデンサ９は、Ｈブリッジ回路７２を介して直流モータ１１をＰＷＭ駆動することによって生じる電流リップルが、バッテリ１２に流れたり、バッテリ１２と制御装置１０とを結ぶハーネスの経路にあらわれたりしないようにするために、Ｈブリッジ回路７２に並列に挿置されている。
【００６６】
最後に、バッテリ１２は、直流モータ１１を駆動するための直流電源である。一方、リレースイッチ１３は、バッテリ１２からＨブリッジ回路７２に供給される電力をＯＮ／ＯＦＦするスイッチであり、図示しない他の制御手段によって適宜ＯＮ／ＯＦＦされる。
【００６７】
（実施例１の作用効果）
本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０は、以上のように構成されているので、以下のような作用効果を発揮する。作用効果の説明にあたっては、本発明の特徴部分である電流制御演算手段２の作用効果を中心に説明し、特にデューティ比演算手段６の作用効果について詳しく説明する。
【００６８】
デューティ比演算手段６は、図１１に示すように、駆動モード信号Ｍｄの切替えがあったか否かを判定し、それによってＰＩ制御演算手段６１にフィードバック演算させるか、変換手段６６に関数演算させるかが異なってくる。
【００６９】
すなわち、判断ステップＳ１では、駆動モード演算手段３から演算値選択手段６２に供給された駆動モード信号Ｍｄ（図９参照）をその前回値と比較し、駆動モード信号Ｍｄの変更がなかったか否かが、演算値選択手段６２によって判定される。駆動モード信号Ｍｄに変更がなかった場合には、制御ロジックは処理ステップＳ２に進み、前述のＰＩ制御演算手段６１により数１（構成の項で説明）にしたがってＰＩ制御演算が行われ、フィードバック指令値Ｄｔａが算出される。算出されたフィードバック指令値Ｄｔａは、次の処理ステップＳ６で、ガード手段６４によって０〜１００％の範囲に制限される。
【００７０】
逆に、判断ステップＳ１で、演算値選択手段６２により駆動モード信号Ｍｄの変更が検出された場合には、制御ロジックは判断ステップＳ３に進み、駆動モード信号Ｍｄが０から１に変わったのか、１から０に変わったのかが判定される。この判定も、演算値選択手段６２によって行われる。
【００７１】
先ず、駆動モード信号Ｍｄが０から１に変わったと判定された場合には、駆動モードが上下駆動モードから片側駆動モードへ切り替わったのであるから、次の処理ステップＳ４で、変換手段６６によって片側駆動移行処理が行われる。すなわち、構成の項で説明したように、次の数２に従って関数演算がなされ、新たなデューティ比信号Ｄｔの元になる変換指令値Ｄｔａが算出され、ガード手段６４に与えられる。
【００７２】
【数２】
0004269199.tif 000003
ただし、（ｎ−１）は前回値を示す添え字である。また、所定オフセットは５０％であり、所定倍数は２倍である。
【００７３】
ここで、なぜ数２のような関数演算を行うと直流モータ１１への印加電圧がほぼ連続するかについて、図１２を参照して説明する。処理ステップＳ４で片側駆動移行処理が行われるのは、低負荷状態から高負荷状態に移行した場合であるから、高負荷状態で上下駆動モードの印加電圧特性から片側駆動モードの印加電圧特性へと移行することになる。この際、上下駆動特性の高デューティ比側のグラフは、延長すると横軸切片が約５０％のデューティ比であり、また、同グラフの傾きは片側駆動特性のグラフの傾きの約２倍である。
【００７４】
それゆえ、前述のように、デューティ比信号の前回値Ｄｔ（ｎ−１）から５０％を引いた値を２倍することによって（すなわち数２の関数演算によって）、片側駆動モードに切り替えた際に印加電圧に差異がほとんど生じない変換指令値Ｄｔａが算出される。そして、この変換指令値Ｄｔａが０〜１００％の範囲にガードされてデューティ比信号Ｄｔが更新され、次回のＰＩ制御演算（数１）に使用されるので、再びＰＩ制御演算手段６１によるＰＩ制御演算に戻っても、印加電圧はスムースに連続する。その結果、直流モータ１１に流れる駆動電流もスムースに連続するようになり、フィードバックループ内にショックが生じなくなる。
【００７５】
ちなみに、発明者が実車試験を行って確認したところ、デューティ比Ｄｔ（ｎ−１）から引く所定オフセットは５５％が最適であり、｛Ｄｔ（ｎ−１）−５５％｝にかける所定倍数は、１．９倍が最適であった。ただし、これらの最適値は、主にＨブリッジ回路７２の特性とＰＷＭ周波数とによっていくらか異なるので、新たな電動パワーステアリング装置の開発がある都度に最適値を探ることが望ましい。
【００７６】
次に、再び図１１に示すように、判断ステップＳ３で駆動モード信号Ｍｄが１から０に変わったと判定された場合には、先ほどとは逆に片側駆動モードから上下駆動モードへと駆動モードが切り替わったわけである。それゆえ、次の処理ステップＳ５で、変換手段６６によって上下駆動移行処理が行われる。すなわち、構成の項で説明したように、次の数３に従って関数演算がなされ、新たなデューティ比信号Ｄｔの元になる変換指令値Ｄｔａが算出され、ガード手段６４に与えられる。
【００７７】
【数３】
0004269199.tif 000004
数３の操作は、前述の数２の逆関数にあたる関数の演算処理操作であり、再び図１２を参照すると、先ほどとは逆の経路をたどって関数演算処理が行われる。その結果、上下駆動モードに切り替えた際に印加電圧に差異がほとんど生じない変換指令値Ｄｔａが算出される。そして、この変換指令値Ｄｔａが０〜１００％の範囲にガードされてデューティ比信号Ｄｔが更新され、次回のＰＩ制御演算（数１）に使用されるので、再びＰＩ制御演算手段６１によるＰＩ制御演算に戻っても、印加電圧はスムースに連続する。その結果、直流モータ１１に流れる駆動電流もスムースに連続するようになり、やはりフィードバックループ内にショックが生じなくなる。
【００７８】
ここで、両所定オフセットおよび両所定倍数の最適値は、前述のように、Ｈブリッジ回路７２および直流モータ１１の特性によって異なる。しかしながら、通常は、各所定オフセットには５０％付近に適正値があり、各所定倍数には二倍付近に適正値がある。なぜならば、再び図１２に示すように、片側駆動モードでの印加電圧特性と上下駆動モードでの印加電圧特性とを比較すると、通常はこの程度の適正値を取ることによって、駆動モードの切替えの際に印加電圧を同程度にするデューティ比信号Ｄｔが得られるからである。
【００７９】
本実施例では、所定オフセットを５０％に定め、所定倍数を二倍に設定することによって、極めて簡素な関数演算をすることにより、駆動モードの切替えの際に印加電圧を同程度にするデューティ比信号Ｄｔａが得られる。その結果、駆動モードの切替え時に適正にデューティ比が切替えられ、直流モータ１１に印加される電圧は、駆動モードの切替えの前後でほとんど変わらずほぼ連続しているので、駆動モードの切替え時にも直流モータ１１の動きは滑らかである。その結果、変換手段６６の所定関数が極め簡素であって演算負荷が小さいうえに、所定オフセットおよび所定倍数の適正な設定によって、いっそう滑らかな操舵感覚が得られるようになる。
【００８０】
こうして、再び図１１に示すように、処理ステップＳ２〜Ｓ３のうちいずれかの演算処理によってフィードバック指令値Ｄｔａまたは変換指令値Ｄｔａが算出されると、制御ロジックは最後の処理ステップＳ７に進む。処理ステップＳ７では、駆動モード演算手段３からの駆動モード信号Ｍｄと、方向指令演算手段４からの方向指令信号Ｄｉｒと、デューティ比演算手段６からのデューティ比信号Ｄｔとが、駆動手段７１に与えられて、駆動手段７１が適正に制御される。その結果、駆動手段７１が適正にＨブリッジ回路７２を駆動して直流モータ１１を駆動させ、適正なパワーアシストが得られる。
【００８１】
以上をまとめると、駆動モード演算手段３によって駆動モードが切替えられると、演算値選択手段６２は、駆動モード信号Ｍｄの変化に基づき駆動モードの切替えを検知する。そして、演算値選択手段６２は、駆動モードの切替え直後にだけ、フィードバック制御演算手段６１に制御演算を止めさせ、代わりに変換手段６６に関数演算をさせて新たな変換指令値Ｄｔａを生成させる。ここで、変換手段６６には、印加電圧が滑らかにつながる変換指令値Ｄｔａを算出するように、適正な所定関数が設定されている。
【００８２】
それゆえ、図１３に示すように、デューティ比信号Ｄｔは適正にステップ状に切替えられ、電流指令値Ｉｃに大きな不連続はなくなり、直流モータ１１への印加電圧にも急変が生じることがなくなる。すると、直流モータ１１に流れる駆動電流にも急変がなくなり、操舵トルクにもハンチングはなくなって、直流モータ１１の動作は滑らかになる。（図１３では、０秒から２．５秒程度までは一方に操舵し、２．５秒程度以降は手を緩めて地面反力によって自然に中立位置へと操舵を戻している。それゆえ、深く操舵した１．６秒付近から２．５秒程度までは高負荷となり、片側駆動モードに切り替わっている。すなわち、駆動モードは、１．６秒程度で上下駆動モードから片側駆動モードに切り替わっており、それから１秒弱を経た後、２．５秒付近で片側駆動モードから上下駆動モードへと切り替わっている。）
しかも、演算値選択手段６２によって、その後に変換手段６６からフィードバック制御演算手段６１に演算手段が戻されても、駆動電流は滑らかに連続していく。なぜならば、新たにフィードバック制御に使われる過去のデューティ比信号Ｄｔ（ｎ−１）は、変換手段６６によって適正に変換されており、直流モータ１１への印加電圧に大きな不連続が生じないように設定されてしまっているからである。それゆえ、駆動モードの切替え直後にも、印加電圧が滑らかに変化して大きな不連続を生じないだけではなく、その後に通常のフィードバック制御に戻る瞬間にも、印加電圧および駆動電流は滑らかに連続する。
【００８３】
その結果、駆動モードの切替えに伴う大きな不連続が印加電圧からなくなるように、デューティ比Ｄｔが適正に切替えられるので、直流モータ１１を駆動する駆動電流に振動はなくなってフィードバックループ中から振動現象がなくなる。そればかりではなく、変換手段６６によって関数演算が行われている間には、フィードバック制御演算が行われないので、駆動モードの切替え直後にも演算負荷が増大することがない。また、変換手段６６による関数演算が終わり新たなデューティ比信号Ｄｔが駆動手段に供給された後、ＰＩ制御演算手段６１によるフィードバック制御演算に復帰すると、もはや変換手段６６による関数演算は行われなくなる。
【００８４】
すなわち、いかなる瞬間にも、フィードバック制御演算手段６１による制御演算と変換手段６６による変換演算とのうち一方の演算だけが行われ、両方の演算が一つの演算周期のうちに行われることはない。それゆえ、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０には高速演算処理能力は要求されないので、演算速度が遅く安価なマイクロコンピュータを採用することができる。その結果、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０は、前述の従来技術よりも安価に製造することができるようになる。
【００８５】
したがって、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０によれば、駆動モードの切替え時にもハンチングの発生を防ぐことができ高い操舵感覚が得られながら、より安価に提供することができるようになるという効果がある。すなわち、操舵感覚について高い評価が得られ、かつ、電動パワーステアリング装置全体の耐久性を保つことができながら、電動パワーステアリング制御装置１０の価格を従来技術よりも低減することができるという効果がある。
【００８６】
（実施例１の変形態様１）
本実施例の変形態様１として、片側駆動モードにおいて、Ｈブリッジ回路７２のパワートランジスタを実施例１とは上流下流を逆に駆動する電動パワーステアリング制御装置の実施が可能である。あるいは、実施例１の片側駆動モードと本変形態様の片側駆動モードとを使い分ける電動パワーステアリング制御装置の実施も可能である。これらの変形態様によっても、前述の実施例１と同様の作用効果が得られる。
【００８７】
（実施例１の変形態様２）
本実施例の変形態様２として、直流モータ１１にＨブリッジ回路７２が内蔵されているスマートモータを採用し、Ｈブリッジ回路７２をなくした電動パワーステアリング制御装置の実施が可能である。また、Ｈブリッジ回路７２だけではなく駆動手段７１までも直流モータ１１に内蔵させたスマートモータを開発し、駆動手段７１およびＨブリッジ回路７２をなくした電動パワーステアリング制御装置の実施も可能である。
【００８８】
同様に、駆動手段７１、Ｈブリッジ回路７２、電流検出手段８および電解コンデンサ９のうちいくつかを直流モータ１１に付帯させ、電動パワーステアリング制御装置にもたない構成とすることも可能である。逆に、リレースイッチ１３を内蔵してリレースイッチ１３を自動制御する手段をも備えた電動パワーステアリング制御装置の実施も可能である。
【００８９】
以上のいずれの電動パワーステアリング制御装置によっても、前述の実施例１の電動パワーステアリング制御装置１０と同様の作用効果が得られる。
【００９０】
［実施例２］
（実施例２の構成）
本発明の実施例２としての電動パワーステアリング制御装置は、図９に信号線Ａで示す信号経路をもち、フィードバック制御演算手段６１は、駆動モード信号Ｍｄに応じて適正にフィードバックゲインを切替えることを特徴とする。その他の構成は、実施例１と同様である。
【００９１】
通常、片側駆動モードと上下駆動モードとの間で駆動モードが切り替わると、従来の技術の項で一般論として述べたように、デューティ比信号Ｄｔに対する印加電圧の特性も異なる特性に切り替わる。すると、フィードバック制御演算手段としてのＰＩ制御演算手段６１を含むフィードバックループのゲインは、駆動モードによって異なる。すなわち、デューティ比信号Ｄｔが高い領域では、フィードバックゲインが勾配の差（図６および図７参照）だけ異なり、片側駆動モードでのゲインは上下駆動モードでのゲインの半分程度でしかない。つまり、上下駆動モードにおいて適正なフィードバックゲインが、ＰＩ制御演算手段６１に設定されている場合には、片側駆動モードでは駆動電流の応答性が低下し、ハンドル操作が重くなるという不都合が生じる。そして、逆の場合には逆の不都合が発生する。
【００９２】
すなわち、前述の実施例１において、電流偏差Ｉｄから駆動手段７１に至る系全体の動作点でのＰＩゲインは、次のように駆動モードによって異なる。先ず、上下駆動モードでは、比例ゲインはＫｐ×（上下駆動モードの駆動特性勾配）であり、積分ゲインはＫｉ×（上下駆動モードの駆動特性勾配）である。次に、片側駆動モードでは、比例ゲインはＫｐ×（片側駆動モードの駆動特性勾配）であり、積分ゲインはＫｉ×（片側駆動モードの駆動特性勾配）である。ただしここで、駆動特性勾配とは、図１２の右半面での各特性曲線の勾配（傾斜）を示すものとする。
【００９３】
このように、厳密には駆動モードによってＰＩゲインが駆動特性の勾配の差だけ異なり、この差は、片側駆動モードでのＰＩゲインが上下駆動モードでのＰＩゲインに比べておおよそ半分になる程度の差である。すなわち、上下駆動モードに適合するようにＰＩゲインの設定を行った場合には、片側駆動モードでは駆動電流の応答特性が低下して不都合である。そして、逆の場合には、逆の不都合が生じる。
【００９４】
そこで、本実施例では、前述のように新たな信号経路Ａを作り、駆動モード信号Ｍｄに応じて、ＰＩ制御演算手段６１は、それぞれの駆動モードに最適な値のＰＩゲインに切替える構成を取っている。
【００９５】
（実施例２の作用効果）
本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０では、駆動モードを定める駆動モード信号Ｍｄに応じて、ＰＩ制御演算手段６１が適正にフィードバックゲインＫｐ，Ｋｉを切替える。それゆえ、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０は、駆動モードが切り替わっても、操舵感覚がほとんど変動しないようになっている。すなわち、駆動モードの切替えによって生じるフィードバックループのゲイン変動が自動的に補正され、フィードバックループのゲインが駆動モードの切替え前後でほぼ一定に保たれる。
【００９６】
したがって、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０によれば、前述の実施例１の効果に加えて、駆動モードが切り替わっても操舵感覚がほとんど変動しないようにすることができ、操舵感覚をさらに向上させることができるという効果がある。
【００９７】
（実施例２の変形態様）
本実施例においても、実施例１の変形態様１および変形態様２に対応する変形態様の実施が可能であり、実施例１に対してその各変形態様がもつ作用効果に相当する作用効果が得られる。
【００９８】
［実施例３］
（実施例３の構成）
本発明の実施例３としての電動パワーステアリング制御装置は、図１４に示すように、デューティ比演算手段６の内部に、駆動モードに応じてフィードバック指令値Ｄｔａおよび変換指令値Ｄｔａに補正を施す補正手段６３をもつ。また、ＰＩ制御演算手段６１は、デューティ比Ｄｔａからのマイナー・フィードバックループをもっている。本実施例では、これらの点と変換手段６６の構成とだけが実施例１の構成と異なり、その他の点は実施例１の構成と同様である。
【００９９】
（実施例３の作用効果）
本実施例の電動パワーステアリング制御装置では、駆動モード切替えのない通常時には、ＰＩ制御演算手段６１が、実施例１と同様のＰＩフィードバック制御演算（数１）を行い、フィードバック指令値Ｄｔａを算出する。すると、補正手段６３が図１５に示す補正処理を行ってフィードバック指令値Ｄｔａを補正し、補正後指令値Ｄｔｃを算出してガード手段６４に供給する。ここで、同じく図１５に示すように、片側駆動モードでは補正処理を行わなくて良い。なぜならば、片側駆動モードでは、再び図６に示すように、デューティ比信号Ｄｔから印加電圧に至る関係のリニアリティが高いので、補正の必要がないからである。
【０１００】
さて、駆動モード信号Ｍｄが０から１へ切り替わり、駆動モードが上下駆動モードから片側駆動モードへと切り替わった場合には、演算値選択手段６２は変換手段６６に関数演算を行わせる。この際に使用される所定関数は、図１６に示すように、上下駆動モードの駆動特性に対応する関数であって、この所定関数によって変換手段６６は関数演算を行い、変換指令値Ｄｔａを算出して補正手段６３に供給する。この変換指令値Ｄｔａは、補正手段６３を通る際に、片側駆動モードでの補正処理（つまり何も補正しない）により特に変化しない。それゆえ、補正手段６３からは、前述の所定関数（図１６参照）で小さく変換された分だけ、前回に上下駆動モードであった時より小さな補正後指令値Ｄｔｃが算出される。その結果、前回に上下駆動モードであった時の印加電圧と同等の印加電圧が、駆動モード切り替わり後の片側駆動モードでも直流モータ１１に印加されるようになることに他ならない。
【０１０１】
逆に、駆動モード信号Ｍｄが１から０へ切り替わり、片側駆動モードから上下駆動モードへと切り替わった場合にも、演算値選択手段６２は変換手段６６に関数演算を行わせる。ただし、この際に使用される所定関数は、図１７に示すように、上下駆動モードの駆動特性に対応する関数の逆関数であって、この所定関数によって変換手段６６は関数演算を行い、中間変数Ｄｔｘを算出して補正手段６３に供給する。中間変数Ｄｔｘは、これに対応するデューティ比信号Ｄｔを駆動手段７１に与えれば、印加電圧が前回の印加電圧とほとんど道都になるような値である。しかし、この中間変数Ｄｔｘをそのまま演算値選択手段６２で変換指令値Ｄｔａとして採用すると、直後に補正手段６３で再び図１５に示す上下駆動モードでの補正がなされてしまい、印加電圧の連続性が保たれなくなってしまう。そこで、変換手段６６は、中間変数Ｄｔｘに対し、さらに図１８に示すように、上下駆動モードでの補正の逆関数を通して変換指令値Ｄｔａを算出し、補正手段６３に供給する。その結果、前回に片側駆動モードであった時の印加電圧と同等の印加電圧が、駆動モード切り替わり後の上下駆動モードでも直流モータ１１に印加されるようになる。
【０１０２】
こうして駆動モード切替えに伴う変換手段６６の演算が終わってしまえば、デューティ比信号Ｄｔは、変換手段６６によって印加電圧に大きな不連続が生じないように調整されている。それゆえ、ワンステップだけ変換手段６６による関数演算が行われた後、ＰＩ制御演算手段６１による制御演算に復帰しても、印加電圧に大きな不連続は生じないようになっており、ハンチングが有効に防止されている。
【０１０３】
したがって、本実施例の電動パワーステアリング制御装置によれば、前述の実施例２と同様の効果が得られる。なお、本実施例の作用は、実質的におおむね実施例２のそれと等しく、本実施例は前述の実施例２の変形態様として捉えることもできる。
【０１０４】
（実施例３の変形態様）
本実施例においても、実施例１の変形態様１および変形態様２に対応する変形態様の実施が可能であり、実施例１に対してその各変形態様がもつ作用効果に相当する作用効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  一般的な電動パワーステアリング装置の構成を示す模式図
【図２】  公知の電流指令値演算手段の構成を示すブロック図
【図３】  公知の電流制御演算手段の構成を示すブロック図
【図４】  Ｈブリッジ回路の片側駆動モードでの作用を示す回路図
【図５】  Ｈブリッジ回路の上下駆動モードでの作用を示す回路図
【図６】  片側駆動モードでの印加電圧特性を示すグラフ
【図７】  上下駆動モードでの印加電圧特性を示すグラフ
【図８】  公知の単純な駆動モード切替えに伴う不都合を示すグラフ
【図９】  実施例１としての電動パワーステアリング制御装置の要部構成を示すブロック図
【図１０】実施例１でのＨブリッジ回路の制御方法を示す一覧表
【図１１】実施例１での電流制御演算手段の作用を示すフローチャート
【図１２】実施例１での両駆動モードの間の移行を示すグラフ
【図１３】実施例１での実車試験の制御結果で効果を示すグラフ
【図１４】実施例３のデューティ比演算手段の構成を示すブロック図
【図１５】実施例３での補正手段の補正関数を示すグラフ
【図１６】実施例３での変換手段の一方の所定関数を示すグラフ
【図１７】実施例３での変換手段の他方の所定関数の一部を示すグラフ
【図１８】実施例３での変換手段の他方の所定関数の残部を示すグラフ
【符号の説明】
１０：電動パワーステアリング制御装置
１０１：Ａ／Ｄ変換器    １０２：パルス計測手段
１：電流指令値演算手段（マイクロコンピュータの前半ロジックによる）
１０３：位相進み手段    １０４：マップ関数手段
１０５：疑似微分手段    １０６：ゲイン手段
１０７：加算手段
２：電流制御演算手段（マイクロコンピュータの後半ロジックによる）
３：駆動モード演算手段
４：方向指令演算手段
５：絶対値演算手段
６，６’：デューティ比演算手段
６１：ＰＩ制御演算手段（フィードバック制御演算手段として）
６２：演算値選択手段    ６３：補正手段
６４：ガード手段    ６６：変換手段
６５，６７：ワンステップ遅れ要素
７１：駆動手段（デジタル回路）
７２：Ｈブリッジ回路
Ｑ１，Ｑ２：上流側のパワートランジスタ（パワーＭＯＳＦＥＴ）
Ｑ３，Ｑ４：下流側のパワートランジスタ（パワーＭＯＳＦＥＴ）
８：電流検出手段    Ｒ：シャント抵抗
９：電解コンデンサ
１１：直流モータ    １２：バッテリ    １３：リレースイッチ
Ｄｉｒ：方向指令信号
Ｄｔ：デューティ比信号（０〜１００％）
Ｄｔａ：デューティ比信号（フィードバック指令値または変換指令値）
Ｉｃ：電流指令値    Ｉｃａ：電流指令値の絶対値
Ｉｄ：電流偏差（Ｉｃａ−Ｉｍａ）    Ｉｍａ：電流検出値
Ｍｄ：駆動モード信号
Ｔｑ：操舵トルク信号    Ｖ：車速信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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