(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＡＣモータを駆動するＰＷＭ電力変換手段と前記ＡＣモータの３相電流を検出する３相電流検出手段と前記ＡＣモータの電気角を検出する電気角検出手段と、前記電気角を用いて３相検出電流から２相検出電流への３相／２相座標変換を行う３相／２相座標変換計算手段と、２相指令電流から前記２相検出電流を引いて電流誤差を計算する電流誤差演算手段と、前記電流誤差に第１の比例積分ゲインを掛けて２相指令電圧を計算する電流比例積分構成部と、前記電気角を用いて前記２相指令電圧から３相指令電圧への２相／３相座標変換を行う２相／３相座標変換計算手段と、前記３相指令電圧と搬送波を比較してＰＷＭゲートパルスを演算するＰＷＭゲートパルス演算手段と、前記ＰＷＭゲートパルスを入力して直流電圧を任意の交流電圧に変換する前記ＰＷＭ電力変換手段とを備え、前記電流比例積分構成部の出力部に電圧飽和処理判断を行うＡＣモータの電圧飽和処理装置において、
前記２相指令電圧から指令電圧ベクトルの大きさを計算する指令電圧振幅演算手段と、前記指令電圧ベクトルの大きさと前記搬送波の最大値を用いて変調率を計算する電圧変調率演算手段と、前記変調率が１以上・未満を判断する電圧変調率判断手段と、前記指令電圧ベクトルの大きさから前記搬送波の最大電圧値（変調率が１ときの電圧値）を引いて電圧誤差を演算する電圧誤差演算手段と、前記変調率判断が変調率1未満の場合に電圧誤差をゼロに切り替える第１の電圧飽和処理判断スイッチと、前記変調率判断が変調率１以上の場合に電圧誤差を前記電圧誤差手段から計算された前記電圧誤差に切り替える前記第１の電圧飽和処理判断スイッチと、前記電圧誤差に第２の比例積分ゲインをかけて第１の指令抑制電流を計算する電圧比例積分構成部と、前記第１の指令抑制電流を任意範囲設定が設けたリミッタに通して第２の指令抑制電流を計算する抑制電流リミッタと、前記電気角から求めたモータ速度を用いて速度の極性を計算する速度極性演算手段と、前記速度極性を前記第２の指令抑制電流にかけて第３の指令抑制電流を計算する抑制電流掛け算手段と、前記変調率判断が変調率１未満の場合に指令抑制電流をゼロに切り替える第２の電圧飽和処理判断スイッチと、前記変調率判断が変調率１以上の場合に指令抑制電流を前記第３の指令抑制電流に切り替える前記第２の電圧飽和処理判断スイッチと、前記指令抑制電流を前記２相指令電流の中のｑ軸指令電流から引いて前記ｑ軸指令電流を制限された新しいｑ軸指令電流を計算する電流減算手段を備えたことを特徴とするＡＣモータの電圧飽和処理装置。
【請求項２】
前記指令電圧振幅演算手段は２相指令電圧の代わりに３相指令電圧から指令電圧ベクトルの大きさを計算するものである請求項１記載のＡＣモータの電圧飽和処理装置。
【請求項３】
前記抑制電流リミッタの電流制限値は１サンプリング前の制御時間で計算された前記新しいq軸指令値で演算する抑制電流制限値演算手段を備えたことを特徴とする請求項１記載のＡＣモータの電圧飽和処理装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、産業用ロボットや工作機械に適用するＡＣモータの電圧飽和処理装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
まず、本発明において重要な概念である変調率(Modulation Index を以下Ｍindex と略記する)を説明する。Ｖ*は指令電圧ベクトル、Ｖt は搬送波に定義すると、指令電圧ベクトルの大きさＡＢＳ（Ｖ*）は次式（１）で、変調率Ｍindex は式（２）で示すように指令電圧ベクトルの大きさＡＢＳ（Ｖ*）と搬送波電圧の最大値ＡＢＳ（Ｖt）の比で定義される。
ＡＢＳ（Ｖ*） = (Ｖd*×Ｖd*＋Ｖq*×Ｖq*)1/2                         (１)
Ｍindex = ＡＢＳ（Ｖ*）／ＡＢＳ（Ｖt）                                  (２)
ここで、Ｖq*はｑ軸の指令電圧、Ｖd*はｄ軸の指令電圧である。ベクトルＶ*，Ｖtの絶対値は各々ＡＢＳ（Ｖ*），ＡＢＳ（Ｖt）と表現することにする。
ＡＣモータの電流制御において、大出力（トルク×モータ速度）を得る時に指令電圧の飽和が生じる現象がある。その現象はＰＷＭインバータのゲイン特性を落とさせて、トルク（または電流）が歪まされる一因となっている。そして、指令電圧飽和に対して従来は様々な方法で処理を行っている。以下に、本出願人が開示した電圧飽和処理に関する３種類の従来の電圧飽和処理方法を説明する。
第１の従来方法（以外従来例１と称す）は３相のａｂｃ座標で個別３相指令電圧を搬送波の最大値と比較して、搬送波の最大値を越えた指令電圧の部分をカットして新しい３相指令電圧を演算する電圧飽和処理方法である（特願平９−１４８０２３）。
第２の従来方法（以外従来例２と称す）は２相のｄｑ座標で指令電圧ベクトルの大きさと位相を求めて、位相を変えずに指令電圧ベクトルの大きさだけを変調率１まで縮小し、新しい指令電圧ベクトルを求める電圧飽和処理方法である（特願平９−１４８０２３）。
第３の従来方法（以外従来例３と称す）はＡＣモータの界磁に磁束電流（d軸電流）を流すことによって磁界の磁束を弱めさせて、発生誘起電圧を抑制し、モータ出力特性を改善するために磁束弱め制御を行う電圧飽和処理方法である（特願平９−１７５０４４）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、従来方法は指令電圧の飽和時に十分な出力特性を得ることが出来ず、ＰＷＭインバータのゲイン特性が急激に落ち込んで、直流電圧の変動リップルがそのままトルク（または電流）に影響を与えて大きなトルク（または電流）リップルを生じ、かつモータ速度に相当する周波数のトルク（または電流）リップルも生じるという問題があることを従来技術適用時のリップル解析でわかった。
ＡＣ電圧をＤＣ電圧変換するＡＣ／ＤＣ電力変換手段（整流ダイオード用ＡＣ／ＤＣコンバータ）において、負荷変動で直流電圧のリップル変動幅が変わって、特にモータの最大出力（最大負荷）時はリップル変動幅が一番大きくなる。直流電圧の変動リップルは単相ＡＣ／ＤＣコンバータの場合にＡＣ電源周波数の２倍周波数リップル、３相ＡＣ／ＤＣコンバータの場合にＡＣ電源周波数の６倍周波数リップルが生じる。但し、３相ＡＣ／ＤＣコンバータが単相ＡＣ／ＤＣコンバータより直流電圧の変動幅が小さい。ＰＷＭインバータによるＡＣモータの電流制御おいて、上記リップル解析によると電圧飽和領域での飽和処理方法は重要であり、従来技術の問題点を下記に述べる。
従来例１は指令電圧の飽和程度が大きくなる（変調率が１以上で大きく増加）ほど電圧リップルが大きくなり、そしてトルク（または電流）に影響を与えてモータ速度に相当するリップルが生じる短所がある。
従来例２では、1)電圧飽和処理を行うために三角関数を用いるので演算処理負担が大きくなり、2)電流制御の積分器による積分電圧項が大きくなって飽和し、3)飽和処理前の指令電圧は２次の非線形関数として急激に増加して電圧飽和処理前後の指令電圧の比は急激に大きくなる。そして、ＰＷＭインバータのゲイン特性が急激に落ちてしまう問題がある。
従来例３では、d軸とq軸指令電流を同時に変えることでｄｑ電流制御特性の狙いを失う可能性があり、ＡＣ同期モータの種類によっては大きな磁束電流を流さないと磁束を弱めることができない。したがって、大きな無効電流に相当する磁束電流を流すことで電力損失が増えるという短所がある。
そこで、本発明は前記問題に鑑みてなされたものであり、得られた上記リップル解析を利用し、前記問題点を解決する電圧飽和処理装置を提供することを目的とする。即ち、次の1)〜5)をすべて満足しながらＡＣモータの電圧飽和処理をするものである。1)ＰＷＭインバータのゲイン特性が常に同一ゲインを維持すること、2)電流制御演算量の処理負担を抑制すること、3)トルク（または電流）リップルが直流電圧リップルから影響を受けないことと、4)ｄｑ電流制御の特性（安定性）を持たすこと、5)電力損失を防止することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
上記問題を解決するため、本発明は、ＡＣモータを駆動するＰＷＭ電力変換手段と前記ＡＣモータの３相電流を検出する３相電流検出手段と前記ＡＣモータの電気角を検出する電気角検出手段と、前記電気角を用いて３相検出電流から２相検出電流への３相／２相座標変換を行う３相／２相座標変換計算手段と、２相指令電流から前記２相検出電流を引いて電流誤差を計算する電流誤差演算手段と、前記電流誤差に第１の比例積分ゲインを掛けて２相指令電圧を計算する電流比例積分構成部と、前記電気角を用いて前記２相指令電圧から３相指令電圧への２相／３相座標変換を行う２相／３相座標変換計算手段と、前記３相指令電圧と搬送波を比較してＰＷＭゲートパルスを演算するＰＷＭゲートパルス演算手段と、前記ＰＷＭゲートパルスを入力して直流電圧を任意の交流電圧に変換する前記ＰＷＭ電力変換手段とを備え、前記電流比例積分構成部の出力部に電圧飽和処理判断を行うＡＣモータの電圧飽和処理装置において、前記２相指令電圧から指令電圧ベクトルの大きさを計算する指令電圧振幅演算手段と、前記指令電圧ベクトルの大きさと前記搬送波の最大値を用いて変調率を計算する電圧変調率演算手段と、前記変調率が１以上・未満を判断する電圧変調率判断手段と、前記指令電圧ベクトルの大きさから前記搬送波の最大電圧値（変調率が１ときの電圧値）を引いて電圧誤差を演算する電圧誤差演算手段と、前記変調率判断が変調率１未満の場合に電圧誤差をゼロに切り替える第１の電圧飽和処理判断スイッチと、前記変調率判断が変調率１以上の場合に電圧誤差を前記電圧誤差手段から計算された前記電圧誤差に切り替える前記第１の電圧飽和処理判断スイッチと、前記電圧誤差に第２の比例積分ゲインをかけて第１の指令抑制電流を計算する電圧比例積分構成部と、前記第１の指令抑制電流を任意範囲設定が設けたリミッタに通して第２の指令抑制電流を計算する抑制電流リミッタと、前記電気角から求めたモータ速度を用いて速度の極性を計算する速度極性演算手段と、前記速度極性を前記第２の指令抑制電流にかけて指令抑制電流（第３の指令抑制電流）を計算する抑制電流掛け算手段と、前記変調率判断が変調率１未満の場合に指令抑制電流をゼロに切り替える第２の電圧飽和処理判断スイッチと、前記変調率判断が変調率１以上の場合に指令抑制電流を前記指令抑制電流（第３の指令抑制電流）に切り替える前記第２の電圧飽和処理判断スイッチと、前記指令抑制電流を前記２相指令電流の中のq 軸指令電流（トルク成分指令電流）から引いて前記q 軸指令電流を制限された新しいq 軸指令電流を計算する電流減算手段を備えたことを特徴とする。また前記指令電圧振幅演算手段は２相指令電圧の代わりに３相指令電圧から指令電圧ベクトルの大きさを計算するものである。また前記抑制電流リミッタの電流制限値は１サンプリング前の制御時間で計算された前記新しいq軸指令値で演算する抑制電流制限値演算手段を備えたことを特徴とするものである。
【０００５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図に基づいて説明する。
図１は本発明の実施例の形態に係るｄｑ電流制御（ベクトル電流制御）によるＡＣモータの電流制御ブロック図である。
図２は本発明の実施例の形態に係る２相指令電圧を用いたｑ軸指令電流制限法という電圧飽和処理方法に関する制御ブロック図である。
図５はＰＷＭインバータにおいて、ＰＷＭゲートパルス発生器に関する制御ブロック図である。
本発明の実施の形態は、図１に示すＡＣモータのｄｑ電流制御（ベクトル電流制御）上で、図２に示す電圧飽和処理方法を行うものである。
ＡＣモータ電流制御の電圧飽和処理方法は、図１中のＡＣモータ１１を除く構成である。即ち、このＡＣモータの電圧飽和処理装置は、ＡＣモータ１１を駆動するＰＷＭ電力変換手段１２と前記ＡＣモータの３相電流を検出する３相電流検出手段１３と前記ＡＣモータの電気角を検出する電気角検出手段１４と、前記電気角を用いて３相検出電流から２相検出電流への３相／２相座標変換を行う３相／２相座標変換計算手段１５と、２相指令電流から前記２相検出電流を引いて電流誤差を計算する電流誤差演算手段１６と、前記電流誤差に第１の比例積分ゲインを掛けて２相指令電圧を計算する電流比例積分構成部１７と、前記２相指令電圧を用いて電圧飽和処理を行う電圧飽和処理手段１００と、前記電気角を用いて前記２相指令電圧から３相指令電圧への２相／３相座標変換を行う２相／３相座標変換計算手段１８と、前記３相指令電圧と搬送波１９を比較してＰＷＭゲートパルスを演算するＰＷＭゲートパルス演算手段と、前記ＰＷＭゲートパルスを入力して直流電圧２０を任意の交流電圧に変換する前記ＰＷＭ電力変換手段１２とを備えている。
【０００６】
次に、図２に示す制御ブロック図は、本発明の電圧飽和処理が前記電流比例積分構成部のｄｑ軸の指令電圧を用いて電圧飽和処理を行う電圧飽和処理手段を示す図である。
前記２相指令電圧から指令電圧ベクトルの大きさＡＢＳ（Ｖ*）を計算する指令電圧振幅演算手段１０１−ａと、前記指令電圧ベクトルの大きさＡＢＳ（Ｖ*）と前記搬送波の最大値ＡＢＳ（Ｖt）を用いて変調率Ｍindexを計算する電圧変調率演算手段１０２と、前記変調率Ｍindexが１以上かあるいは未満を判断する電圧変調率判断手段１０３と、前記指令電圧ベクトルの大きさＡＢＳ（Ｖ*）から前記搬送波の最大電圧値ＡＢＳ（Ｖt）（変調率が１ときの電圧値）を引いて電圧誤差ΔＶを演算する電圧誤差演算手段１０４と、前記変調率判断がゼロの場合に電圧誤差ΔＶをゼロに切り替える第１の電圧飽和処理判断スイッチ１０５と、前記変調率判断が１の場合に電圧誤差ΔＶを前記電圧誤差手段１０４から計算された前記電圧誤差に切り替える前記第１の電圧飽和処理判断スイッチ１０５と、前記電圧誤差ΔＶに第２の比例積分ゲイン（ＰＩ２）をかけて第１の指令抑制電流Ｉ*１を計算する第２の電圧比例積分構成部１０６と、前記第１の指令抑制電流Ｉ*１を任意範囲設定が設けたリミッタに通して第２の指令抑制電流Ｉ*２を計算する抑制電流リミッタ１０７と、前記電気角θeから求めたモータ速度を用いて速度の極性（＋１、−１）を計算する速度極性演算手段１０８と、前記速度極性（＋１、−１）を前記第２の指令抑制電流Ｉ*２にかけて指令抑制電流Ｉ*（第３の指令抑制電流Ｉ*３）を計算する抑制電流掛け算手段１０９と、前記変調率判断Ｍindexがゼロの場合に指令抑制電流Ｉ*をゼロに切り替える第２の電圧飽和処理判断スイッチ１０１-ｂと、前記変調率判断Ｍindexが１の場合に指令抑制電流Ｉ*を前記抑制指令電流Ｉ*（第３の指令抑制電流Ｉ*３）に切り替える前記第２の電圧飽和処理判断スイッチ１０１-ｂと、前記指令抑制電流Ｉ*を前記２相指令電流の中のq軸指令電流Ｉq*（トルク成分指令電流）から引いて制限された新しいq軸指令電流Ｉq*'を計算する電流減算手段１１０を備えて電圧飽和処理を行うことからなる構成である。
【０００７】
図３は本発明の実施例の形態に係る３相指令電圧を用いたｑ軸指令電流制限法という電圧飽和処理方法に関する制御ブロック図である。
前記指令電圧振幅演算手段１０１が３相指令電圧Ｖa*、Ｖb*、Ｖc*から指令電圧ベクトルの大きさＡＢＳ（Ｖ*）を式（３）を用いて計算することを備えたことからなる構成である。
ＡＢＳ（Ｖ*） = (Ｖa*×Ｖa*＋Ｖb*×Ｖb*＋Ｖc*×Ｖc*)1/2        (３)
【０００８】
図４は本発明の実施例の形態における抑制電流リミッタの電流制限値演算方法に関する制御ブロック図である。
前記抑制電流リミッタ１０７において、前記抑制電流リミッタの電流制限値Ｉlimitが１サンプリング前の制御時間で計算された前記新しいq軸指令値Ｉq*'で演算する抑制電流制限値演算手段１１１を備えたことを特徴とする。
上記で述べた電圧飽和処理手段を下記に示す手順で行う。
ステップ１：式（１）と（２）、または式（３）と(２)を用いて指令電圧ベクトルの大きさＡＢＳ（Ｖ*）と電圧変調率Ｍindexを計算する。
ステップ２：電圧変調率Ｍindexが１以上・未満かを判断する。
ステップ３：電圧変調率判断の結果で第１と第２の電圧飽和処理判断スイッチ（変調率が１未満の時はゼロスイッチ、変調率が１以上の時はスイッチ１に切り替える電圧飽和処理判断スイッチ）を動作する。ここで、「ステップ番号Ａ」は変調率１未満ときに行うステップ、「ステップ番号Ｂ」は変調率１以上ときに行うステップであり、「ステップ番号」は共通で行うステップである。
ステップ４：式（４）で指令電圧ベクトルの大きさＡＢＳ（Ｖ*）から電圧制限値（搬送波の最大値ＡＢＳ（Ｖt）で、変調率が１である値）を引いて電圧誤差ΔＶを演算する。
ステップ５Ａ：電圧飽和処理判断スイッチがゼロに切り替えた場合、電圧誤差ΔＶをゼロで入力する。
ステップ５Ｂ：電圧飽和処理判断スイッチがゼロに切り替えた場合、電圧誤差ΔＶをステップ４で計算した電圧誤差ΔＶで入力する。
ステップ６：式（５）で電圧誤差ΔＶを第２の比例積分ゲインをかけて第１の指令抑制電流Ｉ*１を計算する。
ステップ７：式（６）で第１の指令抑制電流Ｉ*１を任意設定範囲の抑制電流リミッタ（リミッタ関数）に通して第２の指令抑制電流Ｉ*2を計算する。
ステップ８：式（７）で速度ωrの極性判断（＋１と−１）を行い、速度極性判断の結果を式（８）で第２の指令抑制電流Ｉ*2に掛け算して指令抑制電流Ｉ*（第３の指令抑制電流Ｉ*３）を計算する。
ステップ９Ａ：電圧飽和処理判断スイッチがゼロに切り替えた場合、式（９）を用いて指令抑制電流Ｉ*（＝ゼロ）をｑ軸指令電流Ｉq*から引いて新しいｑ軸指令電流Ｉq*'を計算する。
ステップ９Ｂ：電圧飽和処理判断スイッチが１に切り替えた場合、式（９）を用いてゼロ値の指令抑制電流Ｉ*（第３の指令抑制電流）でｑ軸指令電流Ｉq*から引いて新しいｑ軸指令電流Ｉq*'を計算する。
ステップ１０：ステップ９Ｂで計算した新しいｑ軸指令電流を抑制電流制限値で改めて演算する。
【０００９】
ΔＶ＝ＡＢＳ（Ｖ*） -ＡＢＳ（Ｖt）                              （４）
Ｉ*1＝Ｋp2×ΔＶ＋Ｋi２×∫ΔＶdt                              （５）
Ｉ*2＝リミッタ関数（Ｉ*1）                                      （６）
ＰＭ＝極性発生器（速度）                                        （７）
Ｉ*3＝ＰＭ×Ｉ*2                                                （８）
Ｉq*' ＝Ｉq*−Ｉ*                                               （９）
【００１０】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、1)電流制御の演算負担（従来例２）の低減、2)積分電圧飽和（従来例１と従来例２）を抑制し、3)無効電流増大による電力損失（従来例３）を抑制し、4)モータ速度に相当するリップル（従来例１と従来例３）を抑制し、5)ＡＣ／ＤＣコンバータの直流電圧の変動による影響（従来例１〜３）を低減することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】ｄｑ電流制御制御によるＡＣモータの電流制御ブロック図。
【図２】２相指令電圧を用いた本発明の電圧飽和処理方法（ｑ軸指令電流制限法）に関する制御ブロック図
【図３】３相指令電圧を用いた本発明の電圧飽和処理方法（ｑ軸指令電流制限法）に関する制御ブロック図
【図４】本発明において、抑制電流リミッタの電流制限値演算方法に関する制御ブロック図
【図５】ＰＷＭゲートパルス発生器に関する制御ブロック図
【符号の説明】
＊指令を表す添字
fb  検出を表す添字
ｄ−ｑ  ２相座標系
ａ−ｂ−ｃ  ３相座標系
Ｖt 搬送波電圧
ＡＢＳ（Ｖt）  搬送波の最大電圧の絶対値
ＡＢＳ（Ｖ*）  指令電圧の絶対値
Ｍindex 変調率
Ｖｄｃ  ＰＷＭインバータの直流電圧
Ｖq*，Ｖd*  ２相座標に於いてｄ軸とｑ軸の指令電圧
Ｖa*，Ｖb*，Ｖc*  ３相座標に於いてａ軸、ｂ軸、ｃ軸の指令電圧
Ｖa，Ｖb，Ｖc ３相座標に於いてａ軸、ｂ軸、ｃ軸のインバータの出力電圧
Ｉq*，Ｉd*  ２相座標に於いてｄ軸とｑ軸の指令電流
Ｉq*'，Ｉd*' ２相座標に於いてｄ軸とｑ軸の新しい指令電流
Ｉq，Ｉd ２相座標に於いてｄ軸とｑ軸の実際電流
Ｉa，Ｉb，Ｉc ３相座標に於いてａ軸、ｂ軸、ｃ軸の実際電流
Ｉafd，Ｉbfd，Ｉcfd ３相座標に於いてａ軸、ｂ軸、ｃ軸のフィードバック（検出）電流
ΔＩq，ΔＩd ２相座標に於いてｑ軸とｄ軸の電流誤差
ΔＶ  電圧誤差
Ｉ*1，Ｉ*2，Ｉ*3  第１、第２、第３の指令抑制電流
Ｉ* 指令抑制電流
Ｋp２, ＫI２  第２の比例ゲインと積分ゲイン
ＰＭ  速度極性判断結果（+１、-１）
θe 検出電気角
ωr 検出速度
Ｉlimit 抑制電流制限値
ＰＷＭＩＮＶＥＲＴＥＲ  ＰＷＭインバータ
Ｇau, Ｇad, Ｇbu, Ｇbd, Ｇcu, Ｇcd  ＰＷＭインバータのゲート６パルス
１１  ＡＣモータ
１２  ＰＷＭ電力変換手段
１３  三相交流電流センサ（CT）
１４  位置センサ（エンコーダ）
１５  ３／２座標変換計算手段
１６  減算器
１７  ２相座標での第１の比例積分制御構成部
１８  ２／３座標変換計算手段
１９  三角搬送波
２０  直流電源装置
１００  本発明の電圧飽和処理手段
１０１−ａ, １０１−ｂ  ２相と３相指令電圧ベクトルの大きさの演算手段
１０２  電圧変調率演算手段
１０３  電圧変調率判断手段
１０４  電圧誤差演算手段
１０５−ａ，１０５−ｂ  第１と第２の電圧飽和処理判断スイッチ
１０６  第２の比例積分構成部
１０７  抑制電流リミッタ
１０８  速度極性判断手段
１０９  乗算器
１１０  減算器
１１１  リミット設定値の演算手段
１１２  ゼロ値
２０１  ＰＷＭゲートパルス発生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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