(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
固体電解質を用いた素子部を有し、電圧の印加に伴い被検出ガス中の特定成分の濃度に応じた電流信号を出力するガス濃度センサに適用され、ガス濃度検出のために前記素子部に印加した電圧を、センサ特性に応じた周波数で素子検出用の電圧に一時的に切り換え、その時の電圧変化と電流変化とから前記素子部の抵抗値を検出する素子抵抗検出装置であって、
素子抵抗検出時の電流変化又は電圧変化を監視し、その監視結果を保持するためのホールド回路として、素子抵抗検出時における電流変化のピーク値を保持するためのピークホールド回路を備えることを特徴とするガス濃度センサの素子抵抗検出装置。
【請求項２】
固体電解質を用いた素子部を有し、電圧の印加に伴い被検出ガス中の特定成分の濃度に応じた電流信号を出力するガス濃度センサに適用され、ガス濃度検出時に前記素子部に流れる電流の値を、所定値に一時的に切り換え、その時の電圧変化と電流変化とから前記素子部の抵抗値を検出する素子抵抗検出装置であって、
素子抵抗検出時に、前記素子部の一方の端子を一時的に開放状態とした後、素子部へ定電流を流す定電流源と、前記開放状態での素子部の一方の端子電圧をサンプルしてこれを保持するサンプルホールド回路と、定電流を流した時の端子電圧を監視し、そのピーク値を保持するピークホールド回路とを備え、これらサンプルホールド回路及びピークホールド回路でそれぞれ保持した電圧値の差に基づいて素子抵抗値を求めるガス濃度センサの素子抵抗検出装置。
【請求項３】
固体電解質を用いた素子部を有し、電圧の印加に伴い被検出ガス中の特定成分の濃度に応じた電流信号を出力するガス濃度センサに適用され、ガス濃度検出時に前記素子部に流れる電流の値を、所定値に一時的に切り換え、その時の電圧変化と電流変化とから前記素子部の抵抗値を検出する素子抵抗検出装置であって、
素子抵抗検出時に、前記素子部に所定の定電流を流す定電流源と、前記定電流源による電流変化前の素子部の両端子間電圧をサンプルしてこれを保持するサンプルホールド回路と、電流変化後の素子部の両端子間電圧を監視し、そのピーク値を保持するピークホールド回路とを備え、これらサンプルホールド回路及びピークホールド回路でそれぞれ保持した電圧値の差に基づいて素子抵抗値を求めるガス濃度センサの素子抵抗検出装置。
【請求項４】
請求項３に記載の素子抵抗検出装置において、
ガス濃度検出の状態から素子抵抗検出の状態に切り換える時、切り換え直前に素子部に流れる電流値と同値の定電流を流し、その後、電流値を所定値分だけ変化させるガス濃度センサの素子抵抗検出装置。
【請求項５】
請求項２〜４の何れかに記載の素子抵抗検出装置において、
電流変化後の電圧変化を監視するためのピークホールド回路は、素子抵抗検出時における電流変化後、所定の微小時間でのピーク値を記憶保持するガス濃度センサの素子抵抗検出装置。
【請求項６】
前記ピークホールド回路で保持した素子抵抗検出時における電流変化又は電圧変化の監視結果を、次回の素子抵抗の検出時まで保持するためのサンプルホールド回路を更に備える請求項１に記載のガス濃度センサの素子抵抗検出装置。
【請求項７】
前記ピークホールド回路で保持した素子抵抗検出時における電流変化又は電圧変化の監視結果を取り込むためのローパスフィルタを備える請求項１に記載のガス濃度センサの素子抵抗検出装置。
【請求項８】
請求項７に記載の素子抵抗検出装置において、
素子抵抗検出の直前に前記ピークホールド回路のホールド値がクリアされるガス濃度センサの素子抵抗検出装置。
【請求項９】
前記ピークホールド回路で素子抵抗検出時における電流変化又は電圧変化を監視する際に、その時の監視結果の使用を一時的に許可しない旨の信号を出力する請求項１に記載のガス濃度センサの素子抵抗検出装置。
【請求項１０】
ガス濃度検出時の素子電流を取り込むためのガス濃度検出用サンプルホールド回路を備え、前記素子抵抗の検出期間において、ガス濃度検出用サンプルホールド回路は同検出期間の直前における素子電流の検出値を保持する請求項１〜９の何れかに記載のガス濃度センサの素子抵抗検出装置。
【請求項１１】
ガス濃度検出と素子抵抗検出とを所定のタイミングで切り換えて選択的に実施させるためのタイミング調整回路を備える請求項１〜１０の何れかに記載のガス濃度センサの素子抵抗検出装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば車両用エンジンの排出ガス中の酸素濃度など、被検出ガス中の特定成分の濃度を検出するためのガス濃度センサに適用され、当該ガス濃度センサの素子抵抗を検出する素子抵抗検出装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年の車両用エンジンの空燃比制御においては、例えば制御精度を高めるといった要望やリーンバーン化への要望があり、これらの要望に応えるべく、エンジンに吸入する混合気の空燃比（排ガス中の酸素濃度）を広域に且つリニアに検出するリニア式空燃比センサ（酸素濃度センサ）が具体化されている。このような空燃比センサにおいて、その検出精度を維持するためには同センサを活性状態に保つことが不可欠であり、一般にはセンサ素子に付設されたヒータを通電制御することにより当該センサ素子を加熱して活性状態を維持するようにしている。
【０００３】
ところで、かかるヒータの通電制御においては、センサ素子の温度（素子温）を検出してその素子温が所望の活性温度（例えば約７００℃）になるようにフィードバック制御を実施する技術が従来より開示されている。この場合、センサ素子の抵抗（素子抵抗）が素子温に対して所定の対応関係を有すること（図１３）を利用して素子抵抗を検出し、その検出された素子抵抗から素子温が導き出される。こうした素子温の検出法によれば、センサ素子に温度センサを付設することでコストアップを招くなどの問題が回避できる。
【０００４】
限界電流式の空燃比センサを用いた既存の空燃比検出装置の構成を、図１４を用いて説明する。図１４において、マイクロコンピュータ（マイコン）８１は印加電圧指令値を出力し、その電圧指令値はＤ／Ａ変換器８２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８３及びドライブ回路８４を介して空燃比センサ８５の一方の端子に印加される。同センサ８５の他方の端子には電圧バッファ８６を介して基準電圧Ｖｒｅｆが印加される。また、空燃比センサ８５に電圧を印加した時、同センサ８５に流れる電流（素子電流）は電流検出用抵抗８７により検出され、その検出値がＡ／Ｄ変換器８８を介してマイコン８１に取り込まれる。
【０００５】
ガス濃度センサの素子抵抗値を検出する手法としては、特開平９−２９２３６４号公報が開示されている。これを図１５で説明すると、所定の時定数を持たせた電圧を単発的にガス濃度センサに印加して一定時間Ｔｓ経過後のピーク電流値ΔＩ（電流変化量）を計測し、その時の電圧変化量ΔＶとピーク電流値ΔＩとから素子抵抗を検出するものであった（素子抵抗＝ΔＶ／ΔＩ）。なお、コンデンサと抵抗とを使った一次のＬＰＦで時定数が作られる。特にジルコニア等の固体電解質を用いた限界電流式センサの場合、インピーダンス特性が印加電圧の周波数１ｋＨｚ以上の領域で安定することを利用し、その特性に応じた周波数で電圧が印加されるようになっていた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術では、センサに電圧を印加して一定時間Ｔｓ経過後のピーク電流値ΔＩ（電流変化量）を計測することで、正確な素子抵抗（素子インピーダンス）が検出できる。しかしながら、素子劣化等に対応するセンサ特性によりピーク電流値ΔＩの発生時期が変化すると、正確な素子抵抗が検出できないという問題が生ずる。
【０００７】
この問題を図１６を用いて説明する。図１６において、印加電圧変化（９０）に対して正常時の素子電流変化は符号９１のような波形となり、一定時間Ｔｓ経過後に電流ピーク値（図のＡ点）が計測される。こうして電流ピーク値が正確に計測できれば、素子抵抗が正確に検出できる。しかしながら、センサの個体差や電極劣化等によって素子電流が符号９２，９３のように変化すると、ピーク電流値ΔＩの発生時期が「Ａ」から「Ｂ」，「Ｃ」のように変化する。この場合、Ｔｓ時間経過のタイミング（実際には、Ａ／Ｄ変換器８８で読み取るタイミング）で素子電流を計測すると、ピーク電流値ΔＩを「Ｂ１」又は「Ｃ１」で計測してしまう。つまり、Ｂ，Ｃのタイミングで計測される実際の電流ピーク値よりも低い電流値が計測され、正確な素子抵抗が検出できない。
【０００８】
また、印加電圧を所定の時定数で変化させるために使用するコンデンサや抵抗等、回路のバラツキによっても素子電流波形は変化し、その時の素子電流の変化は符号９４，９５のような波形となる。従って、ピーク電流値の発生時期がやはり「Ａ」から「Ｄ」，「Ｅ」のように変化し、先程と同様、正確に素子抵抗が検出できない。
【０００９】
以上のことから素子抵抗を正確に検出するためには、電流ピーク値を正確に計測する必要がある。なお、先述の通り素子抵抗検出時の印加電圧の周波数を１ｋＨｚ以上（センサによっては１０ｋＨｚ程度）とする場合には、その電流変化を逐次監視して電流ピーク値を計測すると、マイコンの演算負荷が過度に増加したり、他の制御へ悪影響を及ぼすおそれがあった。
【００１０】
本発明は、上記問題に着目してなされたものであって、その目的とするところは、一時的な電圧変化と電流変化とから素子抵抗を検出する素子抵抗検出装置において、素子抵抗を正確に検出することができるガス濃度センサの素子抵抗検出装置を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の素子抵抗検出装置ではその前提として、固体電解質を用いた素子部を有し、電圧の印加に伴い被検出ガス中の特定成分の濃度に応じた電流信号（素子電流）を出力するガス濃度センサに適用され、ガス濃度検出途中の一時的な電圧変化と電流変化とから前記素子部の抵抗値を検出する。
【００１２】
そして、請求項１に記載の発明では、ガス濃度検出のために前記素子部に印加した電圧を、センサ特性に応じた周波数で素子検出用の電圧に一時的に切り換え、その時の電圧変化と電流変化とから前記素子部の抵抗値を検出することとし、素子抵抗検出時の電流変化又は電圧変化を監視してその監視結果を保持するためのホールド回路として、素子抵抗検出時における電流変化のピーク値を保持するためのピークホールド回路を備える。素子抵抗検出時における電流変化又は電圧変化を監視してピークホールド回路に記憶保持することで、センサ劣化や回路バラツキ等の要因により電流変化や電圧変化のピーク値の発生時期が変動しても、同ピーク値が容易に且つ正確に計測できる。その結果、素子抵抗が正確に検出できるようになる。
【００１３】
しかも上記発明によれば、ピークホールド回路の採用により、マイコンを使用しない回路構成で素子抵抗検出装置が実現でき、低コスト化や小型化を図ることが可能となる。この場合、マイコンの処理能力の限界により印加電圧の周波数が制限されることもない。また、マイコンの演算負荷が過度に増加し、他の制御に悪影響が及ぶなどの不都合も回避される。仮にマイコンを使用した場合には、前記の如く電流変化又は電圧変化を監視し、その監視結果を当該マイコンに入力することで、マイコンの演算負荷を大幅に低減することが可能となる。つまり、素子抵抗算出に用いる電流変化のピーク値は既にホールドされているので、低速なＡ／Ｄ変換器が使用できる。また、Ａ／Ｄ変換時間を考慮しなくてもよいため、素子抵抗の検出時間が短縮でき、ひいてはガス濃度の検出不可時間が短縮できる。また、印加電圧の周波数を１ｋＨｚ以上（センサによっては１０ｋＨｚ程度）で変化させる場合にもその時の電流変化を逐次監視して電流ピーク値が計測できる。それ故、素子抵抗検出時に電圧をセンサ特性に応じた周波数で切り換える装置に好適に採用できる。
【００１４】
素子抵抗検出時における電流変化と電圧変化との各データを得るには、請求項１のように前記素子部への印加電圧を一時的に変化させる手法と、請求項２、請求項３の構成のように、素子部に流れる電流値を一時的に変化させる手法とが考えられる。
【００１６】
また、請求項２に記載の発明は、ガス濃度検出時に前記素子部に流れる電流の値を、所定値に一時的に切り換え、その時の電圧変化と電流変化とから前記素子部の抵抗値を検出する素子抵抗検出装置であって、素子抵抗検出時に、前記素子部の一方の端子を一時的に開放状態とした後、素子部へ定電流を流す定電流源と、前記開放状態での素子部の一方の端子電圧をサンプルしてこれを保持するサンプルホールド回路と、定電流を流した時の端子電圧を監視し、そのピーク値を保持するピークホールド回路とを備え、これらサンプルホールド回路及びピークホールド回路でそれぞれ保持した電圧値の差に基づいて素子抵抗値を求める。
【００１７】
上記請求項２の発明でもやはり、センサ劣化や回路バラツキ等の要因等に関係なく、電流変化又は電圧変化のピーク値が容易に且つ正確に計測できる。その結果、一時的な電圧変化と電流変化とから素子抵抗を検出する素子抵抗検出装置において、素子抵抗を正確に検出することができる。加えて、定電流源による定電流の値が素子抵抗検出時における電流変化量となり、サンプルホールド回路及びピークホールド回路それぞれの出力の差が電圧変化量となる。従って、これら電流変化量と電圧変化量とから素子抵抗値が算出できる。
【００２０】
請求項３に記載の発明は、ガス濃度検出時に前記素子部に流れる電流の値を、所定値に一時的に切り換え、その時の電圧変化と電流変化とから前記素子部の抵抗値を検出する素子抵抗検出装置であって、素子抵抗検出時に、前記素子部に所定の定電流を流す定電流源と、前記定電流源による電流変化前の素子部の両端子間電圧をサンプルしてこれを保持するサンプルホールド回路と、電流変化後の素子部の両端子間電圧を監視し、そのピーク値を保持するピークホールド回路とを備え、これらサンプルホールド回路及びピークホールド回路でそれぞれ保持した電圧値の差に基づいて素子抵抗値を求める。請求項３によれば、定電流を流す前後の電流値の差が素子抵抗検出時における電流変化量となり、サンプルホールド回路及びピークホールド回路それぞれの出力の差が電圧変化量となる。従って、これら電流変化量と電圧変化量とから素子抵抗値が算出できる。
【００２１】
上記請求項３の発明では、請求項４に記載したように、ガス濃度検出の状態から素子抵抗検出の状態に切り換える時、切り換え直前に素子部に流れる電流値と同値の定電流を流し、その後、電流値を所定値分だけ変化させるのが望ましい。
【００２２】
素子抵抗検出時における電流変化後、その状態のまま継続して電圧ピーク値を検出する場合には、その時の電圧変化量から得られる素子抵抗値は素子部の直流抵抗の値となる（Ｖ−Ｉ特性上の抵抗支配領域の傾き）。これに対して、請求項５に記載したように、素子抵抗検出時における電流変化後、所定の微小時間でのピーク値をピークホールド回路で記憶保持すれば、素子抵抗値として交流インピーダンスが検出できるようになる。
【００２３】
ところで、前記ピークホールド回路で保持した電流変化又は電圧変化の監視結果は、素子抵抗の検出毎に更新する必要があるため、次回の素子抵抗検出前にクリアされる。このとき、仮に前記検出値がクリアされると（０Ｖが出力されると）、素子抵抗の検出値が一時的に無くなる。そのため、素子抵抗の検出値を使ったヒータ制御や自己診断（ダイアグ処理）に悪影響が及ぶ。そこで本発明では、下記の請求項６〜請求項９の構成を採用することで、各種制御への悪影響を抑制することとしている。
【００２４】
請求項６に記載の発明では、前記ピークホールド回路で保持した素子抵抗検出時における電流変化又は電圧変化の監視結果を、次回の素子抵抗の検出時まで保持するためのサンプルホールド回路を更に備える。この場合、電流変化又は電圧変化の監視結果がクリアされた後にもサンプルホールド回路が素子抵抗出力を保持して出力するため、素子抵抗の検出値が無くて各種制御に悪影響が及ぶといった既述の問題が回避される。
【００２５】
請求項７に記載の発明では、前記ピークホールド回路で保持した素子抵抗検出時における電流変化又は電圧変化の監視結果を取り込むためのローパスフィルタを備える。この場合、請求項８に記載したように、素子抵抗検出の直前に前記ピークホールド回路のホールド値がクリアされるのが望ましい。
【００２６】
請求項７，８の構成によれば、ピークホールド回路のセット／リセットに伴い同回路の出力が変化してもその出力変化がローパスフィルタによりなまされる。そのため、ピークホールド回路の出力を素子電流検出値として継続的に使うことが可能となる。従って、素子抵抗の検出値が無くて各種制御に悪影響が及ぶといった既述の問題が回避される。
【００２７】
請求項９に記載の発明では、前記ピークホールド回路で素子抵抗検出時における電流変化又は電圧変化を監視する際に、その時の監視結果の使用を一時的に許可しない旨の信号を出力する。この場合、素子電流検出値が不確かな時に当該監視結果を各種制御に使わせないようにすることができ、各種制御に悪影響が及ぶといった問題が回避される。
【００２８】
請求項１０に記載の発明では、ガス濃度検出時の素子電流を取り込むためのガス濃度検出用サンプルホールド回路を備え、前記素子抵抗の検出期間において、ガス濃度検出用サンプルホールド回路は同検出期間の直前における素子電流の検出値を保持する。本構成によれば、素子抵抗検出時にはガス濃度検出のための前回検出値（素子電流の前回値）を保持したまま素子抵抗検出値が更新され、また、ガス濃度検出時には素子抵抗検出のための前回検出値（素子電流の前回値）を保持したままガス濃度検出値が更新される。そのため、ガス濃度検出と素子抵抗検出とが連続的に実施でき、何れか一方の値を検出する際にも他方の値が適正に管理保持できる。また、素子抵抗検出時の素子電流の変化によりガス濃度検出値が変動するといった不具合が未然に防止される。
【００２９】
請求項１１に記載の発明では、ガス濃度検出と素子抵抗検出とを所定のタイミングで切り換えて選択的に実施させるためのタイミング調整回路を備える。タイミング調整回路で各種タイミングを調整することにより、多種多様な演算プログラム（割込み処理）が実施されるマイコンでタイミングを管理する場合と比べ、各種タイミングのバラツキが削減できる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、この発明を空燃比検出装置に具体化した第１の実施の形態を図面に従って説明する。本実施の形態における空燃比検出装置は、自動車に搭載される電子制御ガソリン噴射エンジンに適用されるものであって、同エンジンの空燃比制御システムにおいては空燃比検出装置による検出結果に基づいてエンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比に制御する。以下の記載では、空燃比センサを用いた空燃比（Ａ／Ｆ）の検出手順、並びに同センサの交流特性を用いた素子抵抗検出手順を詳細に説明する。
【００３２】
図１は、本実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図である。図１において、空燃比検出装置は限界電流式の空燃比センサ（以下、Ａ／Ｆセンサという）１０を備える。Ａ／Ｆセンサ１０は、固体電解質を有するセンサ素子部１０ａ（図２参照）を備え、エンジンから排出される排ガス中の酸素濃度を検出する。すなわち、Ａ／Ｆセンサ１０は、センサ素子部１０ａへの電圧印加に伴い、排ガス中の酸素濃度に応じた限界電流（素子電流）を出力する。
【００３３】
ここで、センサ素子部１０ａの構成を図２を用いて説明する。センサ素子部１０ａは大別して、固体電解質１１、ガス拡散抵抗層１２、大気導入ダクト１３及びヒータ１４からなり、これら各部材を積層して構成されている。また、各部材の周囲には保護層１５が設けられている。
【００３４】
長方形板状の固体電解質１１は部分安定化ジルコニア製のシートであり、その上面（ガス拡散抵抗層１２側）には白金等からなる多孔質の計測電極１６がスクリーン印刷法等により形成されると共に、下面（大気導入ダクト１３側）には同じく白金等からなる多孔質の大気側電極１７がスクリーン印刷法等により形成されている。
【００３５】
ガス拡散抵抗層１２は、計測電極１６へ排ガスを導入するための多孔質シートからなるガス透過層１２ａと、排ガスの透過を抑制するための緻密層からなるガス遮蔽層１２ｂとを有する。ガス透過層１２ａ及びガス遮蔽層１２ｂは何れも、アルミナ、スピネル、ジルコニア等のセラミックスをシート成形法等により成形したものであるが、ポロシティの平均孔径及び気孔率の違いによりガス透過率が相違するものとなっている。
【００３６】
大気導入ダクト１３はアルミナ等の高熱伝導性セラミックスからなり、同ダクト１３により大気室１８が形成されている。この大気導入ダクト１３は大気室１８内の大気側電極１７に大気を導入する役割をなす。
【００３７】
大気導入ダクト１３の下面にはヒータ１４が取り付けられている。ヒータ１４は、バッテリ電源からの通電により発熱する発熱体１４ａと、それを覆う絶縁シート１４ｂとからなる。但し、図２の構成以外に、発熱体１４ａを固体電解質１１に埋設したり、発熱体１４ａをガス拡散抵抗層１２に埋設したりする構成も可能である。
【００３８】
なお上記センサ素子部１０ａにおいて、計測電極１６に達する排ガスは、ガス透過層１２ａの鉛直方向（図の上下方向）からは侵入せず、ガス透過層１２ａの側方から侵入する。すなわち、ガス透過層１２ａの表面はガス遮蔽層１２ｂに被われているため、排ガスは図の鉛直方向からは侵入できず、その方向と直交する側面方向から該透過層１２ａの内部に侵入する。かかる場合、ガス透過層１２ａのガス拡散量は、同透過層１２ａの左右方向の寸法（実際には、ガス透過層１２ａの側面と計測電極１６との距離）に依存するが、この寸法が容易に且つ自在に設定できることから、ガス透過層１２ａの孔径がばらついても均一で安定したセンサ出力が得られるようになる。
【００３９】
上記構成のＡ／Ｆセンサ１０において、センサ素子部１０ａは理論空燃比点よりリーン領域では酸素濃度に応じた限界電流を発生する。この場合、センサ素子部１０ａ（固体電解質１１）は酸素濃度を直線的特性にて検出し得るものであるが、センサ素子部１０ａを活性化するには約６００℃以上の高温が必要とされ、且つ同センサ素子部１０ａの活性温度範囲が狭いため、エンジンの排ガスのみによる加熱では活性状態を維持できない。そのため、本実施の形態では、ヒータ１４（発熱体１４ａ）の加熱制御によりセンサ素子部１０ａを活性温度域で保持する。なお、理論空燃比よりもリッチ側の領域では、未燃ガスである一酸化炭素（ＣＯ）等の濃度が空燃比に対してほぼリニアに変化し、センサ素子部１０ａはＣＯ等の濃度に応じた限界電流を発生する。
【００４０】
Ａ／Ｆセンサ１０の電圧−電流特性について図３を用いて説明する。図３において、電圧軸Ｖ（横軸）に平行な直線部分がセンサ素子部１０ａに流れる限界電流を特定するものであって、この限界電流（素子電流）の増減は空燃比の増減（すなわち、リーン・リッチの程度）に対応している。つまり、空燃比がリーン側になるほど限界電流は増大し、空燃比がリッチ側になるほど限界電流は減少する。
【００４１】
この電圧−電流特性において、電圧軸Ｖに平行な直線部分よりも小さい電圧域は抵抗支配領域となっており、その抵抗支配領域における一次直線部分の傾きは、センサ素子部１０ａにおける固体電解質１１の内部抵抗（これを素子抵抗という）により特定される。この素子抵抗は温度変化に伴い変化し、例えばセンサ素子部１０ａの温度が低下すると素子抵抗の増大により上記傾きが小さくなる。
【００４２】
一方、図１のスイッチ回路２１は、前記Ａ／Ｆセンサ１０への印加電圧を、空燃比検出用の電圧と素子抵抗検出用の電圧とで切り換えるための回路であって、図の接点ａ，ｂ，ｃの何れかに選択的に接続される。接点ａ，ｂ，ｃにはそれぞれ電源２２，２３，２４が接続されている。この場合、スイッチ回路２１の切り換え位置に応じて、電源２２〜２４のうち何れかの電圧がＡ／Ｆセンサ１０の印加電圧Ｖｐとなる。
【００４３】
ここで、空燃比検出時には、スイッチ回路２１の接点ａを介して電源２２の電圧がＡ／Ｆセンサ１０に印加される。電源２２によれば、例えば前記図３の特性線Ｌ１上の電圧、すなわちその時々の空燃比に対応した電圧が、印加電圧ＶｐとしてＡ／Ｆセンサ１０に印加される（但し、空燃比検出時にＶｐ固定とする構成も可）。
【００４４】
また、素子抵抗検出時には、スイッチ回路２１の接点ｂ，ｃを介して電源２３，２４の電圧がＡ／Ｆセンサ１０に一時的に印加される。電源２３，２４によれば、図４（ａ）の時刻ｔ２〜ｔ４に見られるように、Ａ／Ｆセンサ１０の印加電圧Ｖｐがそれまでの空燃比検出用の電圧から正負両側に一時的に変化する。この場合、Ａ／Ｆセンサ１０の周波数特性に基づき、素子抵抗検出時における印加電圧Ｖｐの周波数は１ｋＨｚ以上として設定される。但し、より安定した特性を得るためには周波数を３ｋＨｚ以上とすればよく、周波数を高くすることで、素子抵抗の検出期間、すなわち空燃比の検出不能となる期間を短縮することが可能となる。
【００４５】
スイッチ回路２１は、タイミング調整回路２５からの切換信号ＳＧ１に応じて切り換え動作される。タイミング調整回路２５は、空燃比検出の途中に一時的に印加電圧Ｖｐを切り換えて素子抵抗が検出できるよう、所定のタイミングでスイッチ回路２１に切換信号ＳＧ１を出力する。
【００４６】
印加電圧ＶｐはＬＰＦ（ローパスフィルタ）２６に入力され、同ＬＰＦ２６で高周波成分が除去された後、ドライブ回路２７に入力される。ＬＰＦ２６の時定数は、既述したようにセンサ素子（固体電解質１１）の内部抵抗を測定するのに適した値（例えば４．５ｋＨｚ）となっている。そして、ドライブ回路２７の出力は、電圧ＡＦＶとしてＡ／Ｆセンサ１０の一方の端子に印加される。
【００４７】
Ａ／Ｆセンサ１０の他方の端子には、電流検出用抵抗２９を介してオペアンプ２８の出力端子が接続される。電流検出用抵抗２９はＡ／Ｆセンサ１０に流れる素子電流を電圧値に変換して検出し、その検出値（素子電流の電圧変換値）はサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路３０並びにピークホールド（Ｐ／Ｈ）回路３１に入力される。
【００４８】
Ｓ／Ｈ回路３０は、空燃比検出時の素子電流をサンプルし、タイミング調整回路２５から信号ＳＧ２が出力されている期間内（ＳＧ２のＯＮ期間内）においてサンプル値を逐次更新して出力する。Ｓ／Ｈ回路３０の出力は、空燃比の検出値として例えばエンジン制御用ＥＣＵ（図示略）に対して出力される。そしてこの空燃比検出値は、空燃比フィードバック制御等に用いられる。
【００４９】
Ｐ／Ｈ回路３１は、タイミング調整回路２５から信号ＳＧ３が出力されている期間内（ＳＧ３のＯＮ期間内）において素子抵抗検出時の素子電流をピークホールドする。なお、ピークホールドした素子電流の検出値は、信号ＳＧ３がＯＦＦされる度にリセットされる。
【００５０】
Ｐ／Ｈ回路３１にはサンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路３２が接続されており、このＳ／Ｈ回路３２はタイミング調整回路２５から信号ＳＧ４が出力されている期間内（ＳＧ４のＯＮ期間内）においてサンプル値を逐次更新して出力する。Ｓ／Ｈ回路３２の出力は、素子抵抗の検出値として例えばエンジン制御用ＥＣＵに対して出力される。そしてこの素子抵抗検出値は、Ａ／Ｆセンサ１０の活性判定、活性化制御、異常診断（ダイアグ処理）等に用いられる。
【００５１】
因みに、Ａ／Ｆセンサ１０の活性化制御においては、センサ素子部１０ａの温度（素子温）が所定の活性温度（例えば７００℃）に維持されるよう、素子温に対して図１３の関係にある素子抵抗が目標値に対してフィードバック制御される。この素子抵抗（素子温）のフィードバック制御は、例えば前記ヒータ１４への通電デューティ比を制御することで実現される。
【００５２】
次に、上記の如く構成される空燃比検出装置の作用を図４を参照しながら説明する。図４には、空燃比検出時において一時的に（例えば１２８ｍｓｅｃ毎に）素子抵抗が検出される様子を示す。なお図４において、（ａ）は印加電圧Ｖｐの変化を、（ｂ）はＬＰＦ２６の通過後の電圧ＡＦＶの変化を、（ｃ）は電流検出用抵抗２９により検出される素子電流の変化を、（ｄ），（ｅ）は信号ＳＧ２，ＳＧ３の変化を、（ｆ）はＰ／Ｈ回路３１の出力の変化を、（ｇ）は信号ＳＧ４の変化を、それぞれ示す。
【００５３】
時刻ｔ１以前は、スイッチ回路２１が図１の接点ａに接続されており、Ａ／Ｆセンサ１０には空燃比検出用の電圧Ｖｐが印加される。そして、その電圧印加に伴い、空燃比（排ガス中の酸素濃度）に応じて流れる素子電流が電流検出用抵抗２９により検出される。このとき、信号ＳＧ２〜ＳＧ４のうち、Ｓ／Ｈ回路３０に入力される信号ＳＧ２だけがＯＮとなっており、Ｓ／Ｈ回路３０はその時々の素子電流の検出値をサンプルし空燃比検出値（Ａ／Ｆ値）として出力する。
【００５４】
時刻ｔ１では、タイミング調整回路２５により信号ＳＧ２が立ち下げられると共に、信号ＳＧ３が立ち上げられる。信号ＳＧ２がＯＮ→ＯＦＦに切り換えられた時、Ｓ／Ｈ回路３０は信号切換直前の検出値（Ａ／Ｆ値）を保持する。これにより、Ａ／Ｆ出力用の端子は、時刻ｔ１直前のＡ／Ｆ値出力の状態で保持される。また時刻ｔ１では、信号ＳＧ３がＯＦＦ→ＯＮに切り換えられることで、Ｐ／Ｈ回路３１が素子電流のピークホールドを開始する。
【００５５】
その後、時刻ｔ２では、タイミング調整回路２５からの切換信号ＳＧ１によりスイッチ回路２１が切り換えられて印加電圧Ｖｐが負側→正側の順に変化する（時刻ｔ２〜ｔ４）。このとき、印加電圧ＶｐがＬＰＦ２６を通して所定の時定数を持って変化する。すなわち、印加電圧ＶｐがなまされながらＡＦＶ波形が変化し、その電圧印加に伴い素子電流が流れる。時刻ｔ２以降の素子電流のピーク値はＰ／Ｈ回路３１にてホールドされる。
【００５６】
但し、Ｓ／Ｈ回路３０は、時刻ｔ１直前の素子電流値をホールドしている。そのため、素子抵抗検出時において印加電圧の変化に伴い素子電流が変化しても、素子電流波形に応じてＡ／Ｆ出力が変化することはない。
【００５７】
信号ＳＧ４がＯＮとなる時刻ｔ３では、一定期間だけ信号ＳＧ４が立ち上げられ、前記Ｐ／Ｈ回路３１でホールドした素子電流のピーク値がＳ／Ｈ回路３２でサンプルされると共にそのサンプル値で素子抵抗出力が更新される。そして、この更新された素子抵抗出力（電流ピーク値）を基に素子抵抗値が検出される（素子抵抗値＝電圧変化量／電流変化量）。また、素子抵抗の検出値を使って、素子抵抗（素子温）フィードバックによるヒータ通電制御等が実施される。
【００５８】
その後、時刻ｔ４では印加電圧Ｖｐが空燃比検出用の電圧値に戻される。また、時刻ｔ５では、信号ＳＧ２が立ち上げられると共に、信号ＳＧ３が立ち下げられる。従って、Ｓ／Ｈ回路３０による素子電流サンプルが再開され、その素子電流を基に空燃比が検出される。また時刻ｔ５では、Ｐ／Ｈ回路３１のサンプルホールド値がクリアされる。時刻ｔ５以降、次回の素子抵抗検出時までは、先の検出値（ＳＧ４＝ＯＮでの検出値）が素子抵抗出力としてＳ／Ｈ回路３２から出力される。
【００５９】
因みに、例えば時間の経過に伴い素子温が上昇する場合、それに伴い素子抵抗は減少する。そのため、素子抵抗検出時におけるＶｐ変化量が一定であれば、素子電流の変化量（Ｐ／Ｈ回路３１のサンプルホールド値）は素子温の上昇に従い大きくなる。
【００６０】
以上詳述した本実施の形態によれば、以下に示す効果が得られる。
（イ）素子抵抗検出時の電流変化を監視し、その時のピーク値を保持するためのＰ／Ｈ回路３１を設けた。素子抵抗検出時における素子電流のピーク値をＰ／Ｈ回路３１により検出することで、センサ劣化や回路バラツキ等の要因により電流ピーク値の発生時期が変動しても、同ピーク値が容易に且つ正確に計測できる。また、印加電圧の周波数を１ｋＨｚ以上（センサによっては１０ｋＨｚ程度）とする場合にもその電流変化を逐次監視して電流ピーク値が計測できる。その結果、素子抵抗検出時に電圧をセンサ特性に応じた周波数で切り換える素子抵抗検出装置において、素子抵抗を正確に検出することができる。
【００６１】
（ロ）マイコンを使用しない回路構成で空燃比検出装置が実現でき、低コスト化や小型化を図ることができる。この場合、マイコンの処理能力の限界により印加電圧Ｖｐの周波数が制限されることもない。また、マイコンの演算負荷が過度に増加し、他の制御に悪影響が及ぶなどの不都合も回避される。高い周波数で電圧Ｖｐを切り換えることにより、空燃比が検出不能となる期間（素子抵抗の検出期間）を短縮することが可能となる。
【００６２】
（ハ）Ｐ／Ｈ回路３１の後段には同回路３１で保持したピーク値を取り込み且つ、次回の素子抵抗の検出時までその値を保持するためのＳ／Ｈ回路３２を設けた。この場合、電流ピーク値のクリア後にもＳ／Ｈ回路３２は当該ピーク値を保持して出力するため、素子抵抗の検出値が無くて各種制御に悪影響が及ぶといった問題が回避される。
【００６３】
（ニ）素子抵抗検出時には、空燃比検出のための前回検出値（素子電流の前回値）をＳ／Ｈ回路３０で保持したまま素子抵抗出力を更新し、また、空燃比検出時には、素子抵抗検出のための前回検出値（素子電流の前回値）をＳ／Ｈ回路３２で保持したままＡ／Ｆ出力を更新した。そのため、空燃比検出と素子抵抗検出とが連続的に実施でき、何れか一方の値を検出する際にも他方の値が適正に管理保持できる。また、素子抵抗検出時の素子電流の変化により空燃比検出値が変動するといった不具合が未然に防止される。
【００６４】
（ホ）タイミング調整回路２５を設け、同回路２５により信号ＳＧ１〜ＳＧ４の出力のタイミングを調整するようにした。これにより、多種多様な演算プログラム（割込み処理）が実施されるマイコンでタイミングを管理する場合と比べ、各種タイミングのバラツキが削減できる。
【００６５】
（ヘ）ＬＰＦ２６の時定数を、センサ素子の内部抵抗を測定するのに適した値（例えば４．５ｋＨｚ）とした。この場合、Ａ／Ｆセンサ１０への印加電圧の急激な変化が抑制される。また、素子抵抗検出時における電圧印加を必要以上に長引かせることもなく、その電圧印加時間が好適に設定される。
【００６６】
（ト）上記の如く素子抵抗値が精度良く検出できれば、その検出結果を用いたＡ／Ｆセンサ１０の活性化制御（ヒータ通電制御）や異常診断処理等が精度良く実現できるようになる。
【００６７】
次に、本発明における第２〜第５の実施の形態を説明する。但し、以下の各実施の形態の構成において、上述した第１の実施の形態と同等であるものについては図面に同一の記号を付すと共にその説明を簡略化する。そして、以下には第１の実施の形態との相違点を中心に説明する。
【００６８】
（第２の実施の形態）
上記第１の実施の形態では、前記図１の通りＰ／Ｈ回路３１の出力をＳ／Ｈ回路３２に取り込み、素子抵抗検出後には素子抵抗出力をＳ／Ｈ回路３２でホールドしたが、この構成を変更する。本実施の形態では、図５に示されるように、Ｐ／Ｈ回路３１の後段において、前記図１のＳ／Ｈ回路３２に代えてＬＰＦ（ローパスフィルタ）４１を設ける。こうした図５の構成において、各種信号の変化を図７のタイムチャートを用いて説明する。図７では（ａ）〜（ｇ）が本実施の形態の動作に相当するが、そのうち（ａ）〜（ｄ）は前記図４の（ａ）〜（ｄ）に一致する。
【００６９】
図７では、時刻ｔ１１で信号ＳＧ３が立ち下げられ、Ｐ／Ｈ回路３１の出力（サンプルホールド値）がクリアされる。また、時刻ｔ１２では信号ＳＧ２が立ち下げられると共に、信号ＳＧ３が立ち上げられる。これによりその直後の時刻ｔ１３で、印加電圧Ｖｐの変化に伴う素子電流の変化がＰ／Ｈ回路３１にて観測され、そのピーク値がホールドされる。Ｐ／Ｈ回路３１の出力はＬＰＦ４１を通過して素子抵抗出力となる。なお、時刻ｔ１４，ｔ１５の動作は前記図４の時刻ｔ４，ｔ５の動作と同じであるため、その説明を省略する。
【００７０】
かかる場合、Ｐ／Ｈ回路３１の出力がＬＰＦ４１を通過することで、時刻ｔ１１以降の出力値の変化が所定の時定数でなまされ、同出力値の急激な変化が抑制される。このとき、Ｐ／Ｈ回路３１のリセットに伴いＬＰＦ出力（素子抵抗出力）は僅かに変化するが、その変化量は微少であってその際にも素子抵抗の近似値が計測できる。
【００７１】
本実施の形態によれば、上記第１の実施の形態と同様に、素子抵抗検出時に電圧をセンサ特性に応じた周波数で切り換える素子抵抗検出装置（空燃比検出装置）において、素子抵抗を正確に検出することができる。また特に、Ｐ／Ｈ回路３１の後段にＬＰＦ４１を設けたため、Ｐ／Ｈ回路３１の出力を素子電流検出値として継続的に使うことが可能となり、素子抵抗の検出値が無くて各種制御に悪影響が及ぶといった問題が回避される。この場合、素子抵抗検出の直前にＰ／Ｈ回路３１のホールド値がクリアされることで、Ｐ／Ｈ回路３１のリセット時間（図７の時刻ｔ１１〜ｔ１２）を短くし、素子抵抗出力が「０Ｖ」近くに低下するのを防止することができる。
【００７２】
（第３の実施の形態）
第３の実施の形態では、図６に示されるように、Ｐ／Ｈ回路３１の出力をそのまま素子抵抗出力とする。また、タイミング調整回路２５は「使用許可」と「使用不許可」と指示するための使用許可信号を出力する。この使用許可信号は素子抵抗出力と共に、図示しないエンジン制御用ＥＣＵに対して出力される。
【００７３】
本実施の形態の動作を図７のタイムチャートを用いて説明する。但し、図７では（ｈ）が本実施の形態特有の作用を示す（それ以外は上記実施の形態に準ずる）。つまり、Ｐ／Ｈ回路３１の出力をリセットするよりも若干早い時期（図の時刻ｔ２１）に使用許可信号を立ち下げ、Ｐ／Ｈ回路３１の出力（素子抵抗出力）をそれまでの「使用許可」から「使用不許可」にする。その後、素子抵抗検出用の電圧印加後においてＰ／Ｈ回路３１の出力がほぼ安定する時期（図の時刻ｔ２２）に使用許可信号を立ち上げ、Ｐ／Ｈ回路３１の出力（素子抵抗出力）を「使用許可」に戻す。
【００７４】
本実施の形態によれば、上記第１の実施の形態と同様に、素子抵抗検出時に電圧をセンサ特性に応じた周波数で切り換える素子抵抗検出装置（空燃比検出装置）において、素子抵抗を正確に検出することができる。特に本実施の形態では、Ｐ／Ｈ回路３１で素子電流のピーク値を検出する際に、素子抵抗出力の使用を一時的に許可しない旨の信号を出力するため、素子電流検出値が不確かな時に当該出力を各種制御に使わせないようにすることができ、各種制御に悪影響が及ぶといった問題が回避される。
【００７５】
（第４の実施の形態）
上記各実施の形態では、素子抵抗検出に際しＡ／Ｆセンサの印加電圧を、空燃比検出用の電圧値から素子抵抗検出用の電圧値に一時的に切り換えたが、本実施の形態では、素子抵抗検出に際し、Ａ／Ｆセンサに流れる電流値を一時的に変化させることとする。
【００７６】
図８は、空燃比検出装置の構成を示す電気回路図である。図８において、Ａ／Ｆセンサ１０の一方の端子には、３つの接点ａ，ｂ，ｃを持つスイッチ回路５１が接続されている。スイッチ回路５１は、Ａ／Ｆ検出の状態と素子抵抗検出の状態とを切り換えるものであり、空燃比検出の途中に素子抵抗が検出できるよう、タイミング調整回路５２により所定のタイミングで切り換え動作される。
【００７７】
Ａ／Ｆ検出時にはスイッチ回路５１の接点がａ側に接続される。そして前記図１と同様に、電源２２及びドライブ回路２７を通じて電圧ＡＦＶがＡ／Ｆセンサ１０に印加され、その時の素子電流（Ａ／Ｆに応じた限界電流）が電流検出用抵抗２９により検出されてＳ／Ｈ回路３０に取り込まれる。Ｓ／Ｈ回路３０でサンプル＆ホールドされた信号は、Ａ／Ｆ出力として外部に出力される。
【００７８】
一方、素子抵抗検出時には、スイッチ回路５１の接点がｂ側又はｃ側に接続される。接点ｂは開放されている。接点ｃには定電流回路５３が接続されており、この定電流回路５３は、電流変化により素子抵抗を検出するための定電流Ｉｃｓｔを発生する。
【００７９】
Ａ／Ｆセンサ１０のスイッチ回路５１側の端子には、Ｓ／Ｈ回路５４とＰ／Ｈ回路５５とが各々接続されており、これらＳ／Ｈ回路５４とＰ／Ｈ回路５５のセット／リセットのタイミングはタイミング調整回路５２により操作される。Ｓ／Ｈ回路５４は、スイッチ回路５１が接点ｂ側に接続された時、一時的にサンプル状態となり、サンプル値を逐次更新して出力する。また、Ｐ／Ｈ回路５５は、スイッチ回路５１が接点ｃ側に接続された時にピーク値をホールドして出力する。Ｓ／Ｈ回路５４の出力とＰ／Ｈ回路５５の出力とは、差動増幅器５６の−入力端子と＋入力端子とにそれぞれ入力され、差動増幅器５６は、Ｓ／Ｈ回路５４に保持した電圧とＰ／Ｈ回路５５に保持した電圧との差を演算する。差動増幅器５６の出力は、Ｓ／Ｈ回路５７を介して素子抵抗出力として外部に出力される。Ｓ／Ｈ回路５７は、次回の素子抵抗の検出時まで差動増幅器５６の前回出力を保持するよう構成されている。
【００８０】
実際の動作を、図９を用いて説明する。時刻ｔ３１以前は、スイッチ回路５１が接点ａ側に操作されており、Ａ／Ｆセンサ１０には電源２２によりＡ／Ｆ検出用の電圧が印加されている（Ａ／Ｆ検出動作）。
【００８１】
時刻ｔ３１〜ｔ３２では、スイッチ回路５１が接点ｂ側に操作されてＡ／Ｆセンサ１０の一端が開放状態となり、その状態が所定時間（２００μｓｅｃ程度）保持される。そして、Ｓ／Ｈ回路５４がホールド（Ｈ）状態からサンプル（Ｓ）状態に一時的に切り換えられ、その時のＶｐの電圧値がＳ／Ｈ回路５４によって記憶保持される。
【００８２】
また時刻ｔ３２では、スイッチ回路５１が接点ｃ側に切り換えられ、Ａ／Ｆセンサ１０に定電流回路５３から定電流Ｉｃｓｔが流れる。そして、定電流回路５５による電流変化後、数１０μｓｅｃが経過する迄の期間（時刻ｔ３２〜ｔ３３の期間）で、Ｐ／Ｈ回路５５がＶｐの電圧値をピークホールドし、Ａ／Ｆセンサ１０に定電流Ｉｃｓｔが流れた時に発生するＶｐ電圧のピーク値が記憶保持される。
【００８３】
本実施の形態では、素子抵抗値として交流インピーダンスを検出することとしており、電流変化後の微小時間（数１０μｓｅｃ）でＶｐ電圧のピーク値を計測する。なお、電流変化後にその状態を比較的長い間保持する場合には、その時の電圧変化量から得られる素子抵抗値は素子直流抵抗となり、これはＶ−Ｉ特性上の抵抗支配領域の傾きに相当する。素子直流抵抗と素子の交流インピーダンスとは特定の関係を有し、一般には「素子直流抵抗＞交流インピーダンス」の関係があることが知られている。
【００８４】
Ｓ／Ｈ回路５４に保持した電圧値とＰ／Ｈ回路５５に保持した電圧値との差が差動増幅器５６によって演算され、その演算結果がＳ／Ｈ回路５７を経て素子抵抗出力として外部に出力される。その後、時刻ｔ３４では、スイッチ回路５１が接点ａ側に戻され、通常のＡ／Ｆ検出が再開される。
【００８５】
かかる場合、素子抵抗出力は、外部に接続されるマイコン等（図示略）によって素子抵抗（交流インピーダンス）に変換される。このとき、定電流回路５３による定電流Ｉｃｓｔが素子抵抗検出時における電流変化量となり、Ｓ／Ｈ回路５４とＰ／Ｈ回路５５との出力の差（差動増幅器５６の出力）が電圧変化量となる。 差動増幅器５６（Ｓ／Ｈ回路５７）の出力を電圧変化量ΔＶとすれば、定電流Ｉｃｓｔは既知の一定値であるから、ΔＶ値とＩｃｓｔ値と基づいて素子抵抗値が算出される（素子抵抗値＝ΔＶ／Ｉｃｓｔ）。
【００８６】
以上第４の実施の形態によれば、素子抵抗検出時に素子電流を変化させてその時の電圧変化量を計測する装置において、素子抵抗検出時の電圧変化のピーク値をＰ／Ｈ回路５５で保持するので、センサ劣化や回路バラツキ等の要因等に関係なく、電圧変化のピーク値が容易に且つ正確に計測できる。その結果、素子抵抗を正確に検出することができる。また、差動増幅器５６の後段にＳ／Ｈ回路５７を設けたので、素子抵抗の検出値が無くて各種制御に悪影響が及ぶといった問題が回避される。
【００８７】
（第５の実施の形態）
Ａ／Ｆセンサの素子抵抗を電流変化によって検出する別の方法を、以下に説明する。
【００８８】
図１０は、空燃比検出装置の構成を示す電気回路図である。図１０において、Ａ／Ｆセンサ１０の一方の端子には、２つの接点ａ，ｂを持つスイッチ回路６１が接続されている。スイッチ回路６１は、Ａ／Ｆ検出の状態と素子抵抗検出の状態とを切り換えるものであり、空燃比検出の途中に素子抵抗が検出できるよう、タイミング調整回路６２により所定のタイミングで切り換え動作される。
【００８９】
Ａ／Ｆ検出時にはスイッチ回路６１の接点がａ側に接続される。そして前記図１と同様に、電源２２及びドライブ回路２７を通じて電圧ＡＦＶがＡ／Ｆセンサ１０に印加され、その時の素子電流（Ａ／Ｆに応じた限界電流）が電流検出用抵抗２９により検出されてＳ／Ｈ回路３０に取り込まれる。Ｓ／Ｈ回路３０でサンプル＆ホールドされた信号は、Ａ／Ｆ出力として外部に出力される。
【００９０】
一方、素子抵抗検出時には、スイッチ回路６１の接点がｂ側に接続される。接点ｂには、Ｓ／Ｈ回路３０の出力に応じた定電流ＩＬ１を流すための定電流回路６３が接続されている。ここで、Ａ／Ｆ検出時にはＡ／Ｆセンサ１０を流れる素子電流ＩＬ０がＳ／Ｈ回路３０によりサンプル＆ホールドされ、定電流回路６３は、Ｓ／Ｈ回路３０のホールド値を基に自身の定電流ＩＬ１の値を決定する。定電流回路６３によれば、素子抵抗検出の直前での素子電流ＩＬ０と同じ値の定電流ＩＬ１がＡ／Ｆセンサ１０に流れる。
【００９１】
また、スイッチ回路６１の接点ｂには、３つの接点ａ，ｂ，ｃを持つスイッチ回路６４が接続されている。スイッチ回路６４は、素子抵抗検出時においてＡ／Ｆセンサ１０に供給される電流を変更するものであり、その接点ａは定電流回路６５に接続され、接点ｂは開放され、接点ｃは定電流回路６６に接続されている。定電流回路６５は、前記定電流ＩＬ１と同じ方向に定電流ＩＬ２を流し、定電流回路６６は、前記定電流ＩＬ１の逆方向に定電流ＩＬ３を流す。
【００９２】
Ａ／Ｆセンサ１０の両端子間には、Ｓ／Ｈ回路６７とＰ／Ｈ回路６８とが接続され、これら各回路６７，６８はＡ／Ｆセンサ１０の両端子電圧を取り込んでその値を保持する。Ｓ／Ｈ回路６７の出力とＰ／Ｈ回路６８の出力とは、差動増幅器６９の−入力端子と＋入力端子とにそれぞれ入力され、差動増幅器６９はＳ／Ｈ回路６７に保持した電圧とＰ／Ｈ回路６８に保持した電圧との差を演算する。差動増幅器６９の出力は、Ｓ／Ｈ回路７０を介して素子抵抗出力として外部に出力される。Ｓ／Ｈ回路７０は、次回の素子抵抗の検出時まで差動増幅器６９の前回出力を保持するよう構成されている。
【００９３】
ここで、素子抵抗の検出時には、図１１に示されるように現在のＡ／Ｆに応じた素子電流ＩＬ０を基準として、Ａ／Ｆセンサ１０に流れる素子電流を一時的に変化させ（図中Ａ）、この時のセンサ端子間の電圧変化（図中Ｂ）を測定する。そして、素子電流の変化量とセンサ端子間電圧の変化量とからセンサ素子部の交流インピーダンスを算出する。
【００９４】
次に、実際の動作を図１２を用いて説明する。Ａ／Ｆ検出時は、スイッチ回路６１が接点ａ側に操作されており、Ａ／Ｆセンサ１０には電源２２によりＡ／Ｆ検出用の電圧が印加されている。このとき、Ａ／Ｆセンサ１０にはＡ／Ｆ相当の素子電流ＩＬ０が流れている。
【００９５】
素子抵抗検出直前の時刻ｔ４１では、Ｓ／Ｈ回路３０をサンプル（Ｓ）状態からホールド（Ｈ）状態に切り換えることにより、素子抵抗検出中の電圧変動が外部に出力されないようにする。時刻ｔ４２では、スイッチ回路６１の接点がｂ側に接続され、素子抵抗の検出が開始される。なお、素子抵抗検出の開始当初には、スイッチ回路６４は接点ｂに接続されている。
【００９６】
Ａ／Ｆ検出時における素子電流は「ＩＬ０」であり、素子抵抗検出の開始当初にはその素子電流ＩＬ０と同じ定電流ＩＬ１が定電流回路６３からＡ／Ｆセンサ１０に供給される（ＩＬ１＝ＩＬ０）。この定電流ＩＬ１の値は、図１１で示す「ＩＬ０（電流変化時の基準値）」とも一致する。
【００９７】
時刻ｔ４２後、Ｓ／Ｈ回路６７がホールド（Ｈ）状態からサンプル（Ｓ）状態に一時的に切り換えられ、素子電流の変化前のセンサ端子間電圧がＳ／Ｈ回路６７で記憶保持される。
【００９８】
その後、時刻ｔ４３では、スイッチ回路６４の接点がａ側に接続されることにより定電流回路６５が選択され、Ａ／Ｆセンサ１０には「ＩＬ１＋ＩＬ２」の電流が流れる。この時刻ｔ４３では、Ｐ／Ｈ回路６８が一時的にピークホールドの状態となり、ＩＬ２分の電流変化に伴う電圧変化時のピーク値がＰ／Ｈ回路６８により記憶保持される。なお本実施の形態でも、素子抵抗値として交流インピーダンスを検出することとし、電流変化後、数１０μｓｅｃ経過までのピーク値がＰ／Ｈ回路６８により計測される。
【００９９】
また、時刻ｔ４４〜ｔ４５では、スイッチ回路６４の接点がｃ側に接続されることにより先程のａ側とは逆向きの電流が流れる。つまり、Ａ／Ｆセンサ１０に「ＩＬ１−ＩＬ３」の電流が流され、次回のＡ／Ｆ検出のための準備が行われる。更にその後、時刻ｔ４６では、スイッチ回路６１が接点ａ側に戻され、通常のＡ／Ｆ検出が再開される。またその直後に、Ｓ／Ｈ回路３０が元のサンプル状態に戻される。
【０１００】
上記の通り素子電流の変化前後のセンサ端子間電圧がＳ／Ｈ回路６７とＰ／Ｈ回路６８とに記憶保持されると、これら両回路６７，６８の電圧値の差が差動増幅器６９で差動増幅され、その演算結果が素子抵抗出力として外部に出力される。素子抵抗出力は、外部に接続されるマイコン等（図示略）によって素子インピーダンスに変換される。
【０１０１】
かかる場合、定電流回路６５の定電流ＩＬ２が素子電流変化量ΔＩ、Ｓ／Ｈ回路６７とＰ／Ｈ回路６８との出力電圧の差（差動増幅器６９の出力）が電圧変化量ΔＶとなり、これらΔＩ、ΔＶから素子抵抗値が算出される（素子抵抗値＝ΔＶ／ΔＩ）。
【０１０２】
以上第５の実施の形態によれば、素子抵抗検出時に素子電流を変化させてその時の電圧変化量を計測する装置において、素子抵抗検出時の電圧変化のピーク値をＰ／Ｈ回路５５で保持するので、センサ劣化や回路バラツキ等の要因等に関係なく、電圧変化のピーク値が容易に且つ正確に計測できる。その結果、素子抵抗を正確に検出することができる。
【０１０３】
また、差動増幅器６９の後段には、その出力を次回の素子抵抗の検出時まで保持するためのＳ／Ｈ回路７０を設けたので、素子抵抗の検出値が無くて各種制御に悪影響が及ぶといった問題が回避される。
【０１０４】
なお、本発明は、上記以外に次の形態にて具体化できる。
第１〜第３の実施の形態において、信号ＳＧ１〜ＳＧ４を出力するためのタイミング調整回路２５をマイコンにて具体化する。この場合、マイコンを使うことでコスト高になるものの、既述の通りＰ／Ｈ回路３１で素子抵抗検出時の電流ピーク値を計測することで、同ピーク値を誤差無く検出することができる。その結果、素子抵抗の検出精度が向上する。またこの場合、センサ特性に応じた周波数で変化する素子電流を細かく監視する必要がないため、マイコンの演算負荷が大幅に低減される。また、第４，第５の実施の形態においても同様に、タイミング調整回路をマイコンにて具体化しても良い。
【０１０５】
上記第４，第５の実施の形態において、空燃比検出装置の構成を以下のように変更する。例えば図８において、差動増幅器５６の後段に、Ｓ／Ｈ回路５７に代えてＬＰＦを設ける。また図１０において、差動増幅器６９の後段に、Ｓ／Ｈ回路７０に代えてＬＰＦを設ける。本構成によれば、差動増幅器の出力値の変化がＬＰＦによりなまされ、同出力値を素子電流出力として継続的に使うことが可能となる。従って、素子抵抗の検出値が無くて各種制御に悪影響が及ぶといった既述の問題が回避される。
【０１０６】
また、上記第４，第５の実施の形態において、素子抵抗検出のための電流変化時など、差動増幅器５６，６９の出力が安定しない時期に同出力の使用を一時的に禁止する。この場合、不確かな素子抵抗出力が各種制御に使われることはなく、各種制御に悪影響が及ぶといった問題が回避される。
【０１０７】
上記第４，第５の実施の形態では、素子抵抗検出時における電流変化に対し、単位時間内（数１０μｓｅｃ）の電圧ピーク値をピークホールド回路（Ｐ／Ｈ回路５５，６８）で記憶保持したが、この構成を変更する。例えば、素子抵抗検出時における電流変化に対し、単位時間前後（数１０μｓｅｃ前後）の電圧変化をサンプルホールド回路で記憶保持する。かかる場合にも既述の通り、センサ劣化や回路バラツキ等の要因等に関係なく、電圧変化のピーク値が容易に且つ正確に計測でき、結果として素子抵抗を正確に検出することができる。
【０１０８】
上記各実施の形態では、図２に示す積層型Ａ／Ｆセンサを用いて空燃比検出装置を具体化したが、同センサをコップ型Ａ／Ｆセンサに変更してもよい。また本発明は、Ａ／Ｆセンサを用いた空燃比検出装置以外にも適用できる。つまり、ＮＯｘ，ＨＣ，ＣＯ等のガス濃度成分が検出可能なガス濃度センサを用いたガス濃度検出装置にも適用できる。当該他のガス濃度検出装置においても上記実施の形態と同様の手法を用いることで、センサ素子部の抵抗値が正確に検出できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図２】Ａ／Ｆセンサのセンサ素子部の構成を示す断面図。
【図３】Ａ／Ｆセンサの電圧−電流特性を示す図。
【図４】空燃比検出装置の動作を説明するためのタイムチャート。
【図５】第２の実施の形態において空燃比検出装置の構成の一部を示す図。
【図６】第３の実施の形態において空燃比検出装置の構成の一部を示す図。
【図７】第２，第３の実施の形態において空燃比検出装置の動作を説明するためのタイムチャート。
【図８】第４の実施の形態において空燃比検出装置の構成を示す図。
【図９】第４の実施の形態において空燃比検出装置の動作を説明するためのタイムチャート。
【図１０】第５の実施の形態において空燃比検出装置の構成を示す図。
【図１１】素子抵抗検出時の電流及び電圧変化を示す図。
【図１２】第５の実施の形態において空燃比検出装置の動作を説明するためのタイムチャート。
【図１３】素子抵抗と素子温との関係を示す図。
【図１４】従来技術において空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図１５】Ａ／Ｆセンサの印加電圧と素子電流との推移を示すタイムチャート。
【図１６】電流ピーク値の発生時期の変化を説明するためのタイムチャート。
【符号の説明】
１０…ガス濃度センサとしてのＡ／Ｆセンサ（限界電流式空燃比センサ）、１０ａ…センサ素子部、１１…固体電解質、２５…タイミング調整回路、２６…ＬＰＦ、３０…サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路、３１…ピークホールド（Ｐ／Ｈ）回路、３２…サンプルホールド（Ｓ／Ｈ）回路、４１…ＬＰＦ、５１…スイッチ回路、５２…タイミング調整回路、５３…定電流回路、５４，５７…Ｓ／Ｈ回路、５５…Ｐ／Ｈ回路、５６…差動増幅器、６１…スイッチ回路、６２…タイミング調整回路、６３，６５…定電流回路、６７，７０…Ｓ／Ｈ回路、６８…Ｐ／Ｈ回路、６９…差動増幅器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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