(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信復調したベースバンド信号と該ベースバンド信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との差を算出し、該差算出結果をシンボル内で平均するとともに、シンボル間でも平均し、該平均結果を微分することにより、伝送路における伝送状態を表す情報を得ることを特徴とする伝送状態情報表示方法。
【請求項２】
ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信復調したベースバンド信号と、該ベースバンド信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との差を算出し、該差算出結果をシンボル内で平均するとともに、シンボル間でも平均し、該平均結果を微分することにより、伝送路における伝送状態を表す情報を得ることを特徴とする伝送状態情報表示方法。
【請求項３】
ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信復調したベースバンド信号の同相成分信号及び直交成分信号と、これらの信号をそれぞれ有効シンボル長だけ遅延させた信号との差をそれぞれ算出し、算出したそれぞれの差信号の２乗和をシンボル内で平均するとともに、シンボル間でも平均し、該平均結果を微分することにより、伝送路における伝送状態を表す情報を得、これを表示することを特徴とする伝送状態情報表示方法。
【請求項４】
ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信信号からベースバンド信号を復調する復調手段と、上記ベースバンド信号と、該ベースバンド信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との差を算出し、該差算出結果をシンボル内で平均するとともに、シンボル間でも平均し、該平均結果を微分することにより、伝送路における伝送状態を表す情報を算出する手段と、算出した当該伝送状態を表す情報を表示する手段を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【請求項５】
ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信信号からベースバンド信号の同相成分信号と直交成分信号を直交復調する直交復調手段と、上記同相成分信号及び直交成分信号と、これらの信号をそれぞれ有効シンボル長だけ遅延させた信号との差をそれぞれ算出し、算出したそれぞれの差信号の２乗和をシンボル内で平均するとともに、シンボル間でも平均し、該平均結果を微分することにより、伝送路における伝送状態を表す情報を算出する手段と、算出した当該伝送状態を表す情報を表示する手段を有することを特徴とするＯＦＤＭ受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ伝送装置の受信機での伝送路の状況を表示する方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、移動体向けディジタル音声放送や、地上系ディジタルテレビジョン放送への応用に適した変調方式として、マルチパスフェージングやゴーストに強いという特徴のある直交周波数分割多重変調方式（Orthogonal Frequency Division Multiplex：ＯＦＤＭ）が注目を浴びている。  このＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の一種であって、互いに直交する複数本の搬送波にディジタル変調を施した伝送方式である。
ここで、伝送路の状況、特にマルチパス等の遅延波のレベルや遅延時間を表示する機能を受信機側で持っていることで、伝送路の状況把握がひと目でできる。なお、この遅延波のレベルや遅延時間の表示を遅延プロファイルと呼ぶ。
この機能を実現するのに、従来は一つの方式として、図５に示すように送信機から受信機に送る送信信号の中に、既知のパターンで期間Ｒの、リファレンス用信号を含め、期間Ｄで実際のデータ伝送を行なう信号形式としたものがあった。これは、期間Ｒの信号があらかじめ決められている既知パターンの信号なので、送信機から送るこの既知パターン信号と同じ信号を受信機に保持しておき、受信信号とこの既知パターン信号との相関を取ることによって、遅延プロファイルを表わす信号を得ることができ、これを表示することにより、伝送路の状況が把握できる。
【０００３】
ここで、遅延プロファイルを表わす信号の生成動作を、図５により説明する。なお、ここでは、説明を簡略化するため、受信信号に時間τだけ遅延した単一の遅延波が含まれているものとする。  また、受信信号は、主波と遅延波が合成されているが、ここでは分けて表示している。
受信信号には、主波と遅延波が合成されているので、期間Ｒの信号を相関用のリファレンス信号として、相関リファレンス（１）の位置で、受信信号と相関をとると、主波と相関リファレンス(１)が一致するので、相関出力としては大きな値が出力される。  また、その位置から、時間τ遅延した位置、すなわち、相関リファレンス（２）の位置で受信信号と相関を取ると、遅延波との相関が取られ遅延波と相関リファレンス(２)が一致するので、相関出力としては比較的大きな値が出力される。  通常、遅延波は、主波に対し小さいレベルなので、相関出力はそのレベルに応じて出力が得られる。
上記相関リファレンス(１)，(２)以外の位置では、相関リファレンスと一致するところがないので、それ以外では相関の出力は小さな値となる。
そこで、相関リファレンスを、受信信号の時間経過に従って、受信信号と相関リファレンスとの相関をとっていくと、図５の遅延プロファイル表示に示すような波形が得られる。  これを所定の表示回路(オシロスコープ、モニタ等)により表示することによって、伝送路の状況が目視で可能となる。
【０００４】
ところが、図６に示すような、ＯＦＤＭ信号を伝送する場合には、あらかじめ決められた既知の信号を含めることができない。
このＯＦＤＭ信号は、有効シンボル長(ＴG)の信号に遅延波の影響を軽減するためのガードインターバル(Ｇ)が付加されたシンボル構成の信号である。  即ち、有効シンボル長(ＴG)の信号の後半Ｂ1部分を前半Ａ1部分の前にコピーし、これをガードインターバル(Ｇ)として挿入したシンボル構成の信号が連続するものである。
この場合、Ａ1，Ｂ1部分の信号の何れも、送信機における入力信号に依存するので、入力信号としての送信データが変化すれば、それに従って変化する不定のデータであり、受信機では全く予測がつかない。  つまり、上記で述べたような受信信号との相関をとる相関リファレンス用信号として使用できる信号がない。
そこで、上記ガードインターバルが有効シンボルの後半部分と同じ信号であることを利用して、次のような方式で遅延プロファイルを求めるようにしている。
【０００５】
まず、受信機全体の構成を、図３に示し説明する。  なお、この構成、動作については、例えば、次の文献に詳細に開示されているため、ここでは簡単に説明する。
『ディジタル伝送』  ｐ１１７−ｐ１１９、１９９８年  オーム社発行
図３に示すような受信機において、変調されたＯＦＤＭ信号を受信し、これを帯域制限フィルタ１を通した後、Ａ／Ｄコンバータ２により、ディジタル信号に変換する。  ここで、変調されている受信信号の搬送波周波数に等しい正弦波を搬送波発生器８により発生させ、乗算器３により、この信号ｃｏｓωｔを掛け算する。  一方、搬送波発生器８から出力された信号を位相シフタ７によりπ／２シフトさせ、信号ｓｉｎωｔとして、乗算器４により掛け算を行なう。  そして、それぞれ、高調波成分を除去するローパスフィルタ５，６を通すことにより、復調されたベースバンドのＯＦＤＭ信号のＩ成分及びＱ成分が得られる。  なお、Ｉは同相成分を表わし、Ｑは直交成分を表わす、いわゆる複素信号として出力される。
そして、この出力をシリアル／パラレル変換器９により、パラレル信号に変換し、これをＦＦＴ(Fast Fourier Transform：フーリエ変換)演算器１０により、送信側で逆ＦＦＴ演算された信号をここで再生する。
そして、ＦＦＴ演算器１０の各周波数ごとの出力に対して、識別器１１によりデータの識別を行なった後、パラレル／シリアル変換器１２によって、シリアルデータとして出力する。  この出力される信号が、送信側から送信された信号を再生した信号となる。
また、復調されたベースバンド信号Ｉ，Ｑを遅延波検出器１３により、遅延波のレベルや遅延時間を検出して、その信号を表示回路１４に入力することにより、遅延プロファイルを目視できるように表示する。
【０００６】
この遅延波検出器１３は、例えば、図４に示す構成であり、受信信号のガードインターバル(Ｇ)の部分と、この受信信号を有効シンボル長(ＴG)の時間分だけ遅延させた信号のＢ1部分との相互相関をとることによって、遅延プロファイルを検出し、これを表示回路１４に出力するものである。
即ち、ベースバンド信号Ｉ，Ｑと、これらの信号を遅延器１３０−１，１３０−２でそれぞれ有効シンボル長の時間分だけ遅延させた信号とを、相関器１３０−３，１３０−４にて、それぞれ相互相関を取る。
そして、これら相互相関値をスカラー量として処理するために、複素数である同相成分(相関器１３０−３の出力信号)を乗算器１３０−５にて２乗した信号と、直交成分(相関器１３０−４の出力信号)を乗算器１３０−６にて２乗した信号との和を、加算器１３０−７にて取り、シンボル間平均化器１３０−８にて平均化を行ない、これを表示回路１４に出力していた。
【０００７】
相関器１３０−３、１３０−４は、例えば、図１２に示すような構成で、実現できる。
入力ＩＮ１から相関器１３０−３(１３０−４)に入力された信号(Ｉ，Ｑ)は、複数段の遅延器１３０−３−１によって、デジタルの離散された信号の間隔Ｔｓ毎に、順次シフトされていく。  そして、各遅延器１３０−３−１毎に、乗算器１３０−３−２の入力へ出力される。  一方、入力ＩＮ１と同様に、入力ＩＮ２から入力された信号は、遅延器１３０−３−１と同様の各遅延器１３０−３−４により、順次シフトされ、その出力が先程の乗算器１３０−３−２のもう一方の入力に入力される。  それぞれの遅延器１３０−３−１，１３０−３−４毎に、各出力がそれぞれの乗算器１３０−３−２に入力され、その乗算出力は、加算器１３０−３−３にて、総和がなされる。
ここで、乗算器１３０−３−２の数は、ＯＦＤＭ信号のＢ1部分のデータの数と同一か、もしくはそれ以下である。
この相関器１３０−３，１３０−４は、一般的な相関をとる構成であり、入力ＩＮ１に入力される信号と入力ＩＮ２に入力される信号との相関が強いと出力の値として、大きな値が出力される。  相関がほとんどない場合には、出力の値は小さい。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、この遅延波検出方式では次のような問題点があった。  これを図７を用いて説明する。  図７では、受信信号と、遅延器１３０−１，１３０−２により有効シンボル長(ＴG)遅延させた遅延出力信号とを、説明用にそれぞれ主波と遅延波に分解して書いてある。  実際には、それらがそれぞれ合成された受信信号、遅延出力信号である。
ここで、遅延波のレベルは、通常、主波のレベルよりも低く、例えば、主波に対して−２０ｄＢだとした場合、相互相関で両者を乗算するので、その結果は、−４０ｄＢと非常に低い値となってしまう。  これは、伝送路における雑音レベルに相当するレベルのため、遅延波として検出が困難である。  さらに低いレベルの遅延波では、雑音に埋もれてしまって、全く検出不可能である。
図７にて説明すると、ａおよびｂの期間では、主波同士の相関は、レベルが大きい同士のため、問題はないが、遅延波同士の相関は、ｂおよびｃ期間である。これは、レベルの小さい遅延波同士であるため、お互いに乗算をすると、レベルはさらに小さな値となってしまい、雑音に埋もれてしまって、遅延波として検出が不可能となる。
本発明は、上記の欠点を除去し、レベルの小さな遅延波に対しても、伝送路の雑音に埋もれることなく表示できるようにすることを目的とするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するため、ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信復調したベースバンド信号と該ベースバンド信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との差を算出し、該差算出結果から伝送路における伝送状態を表す情報を得るようにしたものである。
また、ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信復調したベースバンド信号と該ベースバンド信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との差をとり、それぞれの２乗和をシンボル内で平均し、さらにその結果を微分することにより、伝送路における伝送状態を表す情報を得、これを表示するようにしたものである。
また、ガードインターバルを含んだＯＦＤＭ信号を受信する受信機において、受信復調したベースバンド信号と該ベースバンド信号を有効シンボル長だけ遅延させた信号との差をとり、それぞれの２乗和をシンボル内で平均するとともに、シンボル間でも平均し、さらにその結果を微分することにより、伝送路における伝送状態を表す情報を得、これを表示するようにしたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】
まず、図１に本発明による遅延波検出器１３Ａの一実施例の構成を示し、以下、ＯＦＤＭ伝送装置の復調機の全体構成を示す図３の遅延波検出器１３に、本発明の遅延波検出器１３Ａを用いたものとして、図８の各部信号のタイムチャートとともに、詳細に説明する。
図３において、受信復調されたＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算処理を行なうためのシリアル／パラレル変換器９に入力すると共に、遅延波検出器１３Ａへも入力する。
図１において、復調されたベースバンド信号の同相成分Ｉは、加算器１３−３に入力される。  また、同相成分Ｉは、遅延器１３−１にも入力され、ここで、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長(ＴG)と等しい時間分だけ信号が遅延されて出力される。  この出力は、加算器１３−３のもう一方に入力されて差が取られる。
つまり、有効シンボル長の時間だけ遅延されると、入力信号が有効シンボル長の後半のＢ1のとき、遅延器１３−１の出力は、ガードインターバルのＢ1を出力している。  伝送路に遅延波や先行波、さらには雑音もないとすると、これらの二つの信号は全く同じ信号であるから、二つの信号の差は、０となる。
【００１１】
従って、このＢ1部分が入力している期間、加算器１３−３出力は０となる。それ以外の期間では、差をとる信号がそれぞれ全く異なるので、加算器１３−３の出力はランダムな値が出力される。
直交成分Ｑにおいても、同相成分Ｉと同様に、加算器１３−４にて入力信号と遅延器１３−２の出力との差を取る。
ここで、同相成分と直交成分とで表わされた複素数型の信号は、２次元で表現されているので、これを簡単に処理をするために、それぞれの加算器１３−３，１３−４の出力を、それぞれ乗算器１３−５，１３−６にて２乗し、加算器１３−７にてその和を取る。  そうすると、１次元としての値(スカラー量)となる。
上記のように、Ｂ1部分が入力している期間以外の期間はランダムな値になる。これをシンボル内平均化器１３−８により平均化することによって、ランダムな値から滑らかな所定の値を持った信号(図８に示す微分入力信号)となる。
この微分入力信号を、微分回路１３−９にて微分すると、図８に微分出力信号として示す様に、相対的に、主波の位置に大きなパルスが出力され、時間τ遅延した位置に、遅延波のレベルに相当したパルスが出力される。
これらのパルス信号は、送信シンボル周期で出力されるので、表示回路１４にシンボル時間に同期させ、主波の位置を基準として表示することにより、レベルの小さな遅延波に対しても、遅延プロファイルを表示することができる。
【００１２】
ここで、シンボル内平均化器１３−８は、例えば、図１１に示すような構成で実現できる。
加算器１３−７の出力は、シンボル内平均化器１３−８の遅延器１３−８−１により、データ毎にＴS間隔で順次シフトされる。  そして加算器１３−８−２により、それぞれの遅延器１３−８−１の出力を総和し、乗算器１３−８−３で係数１／４と乗算して、４サンプル分のデータを平均化する。
ここで、必ずしも遅延器１３−８−１は３個である必要はなく、必要な平均化に応じて、数を減らしても、増やしてもよい。  また、平均化ではなく、必要な周波数特性を持たせたローパスフィルタにして、出力信号を滑らかな信号としてもよい。
【００１３】
また、微分回路１３−９の一実施例としては、図１３に示すような構成で実現できる。
入力信号は、遅延器１３−９−１でデータ毎にＴS間隔で順次シフトされる。そして、このシフトされた信号と入力信号との差を、加算器１３−９−２でとることにより、微分回路１３−９が実現できる。
この例では、遅延器１３−９−１を４個連続に接続しているが，最低は１個でもよく、また４個以上でもよい。  この遅延器１３−９−１の数が少ない場合には、分解能は上がるが、逆に細かい変化分もすべて出力されるため、リップルが多くなってしまう。  また、遅延器１３−９−１数が多い場合には、リップルが少なくなって滑らかな波形にはなるが、分解能が下がってしまう。
遅延波が複数存在し、それらの遅延時間がほぼ等しい場合、分解能が下がると遅延波それぞれの区別ができなくなる可能性があるので、遅延器１３−９−１の数は、使用する伝送路の状況を考慮に入れて、決定をするべきである。
【００１４】
次に、本発明の遅延波検出器１３Ａの他の実施例を図２に示す。  この遅延波検出器１３Ｂは、シンボル内平均化器１３−８までは、図１に示した構成と同じであり、微分回路１３−９の前段に、シンボル間平均化器１３−１０が挿入されている点が異なるだけである。
このシンボル間平均化器１３−１０でシンボル間での平均化を行うことにより、伝送路の雑音成分を抑制する効果があり、非常に低いレベルの遅延波も表示が可能となる。
シンボル間平均化器１３−１０は、図９に示すような構成で実現可能である。シンボル内平均化器１３−８出力は、シリアル／パラレル変換器１３−１０−１によって、それぞれのデータ毎にパラレル信号に変換される。  そして、それをシンボル間周期ＴBでシンボル間平均フィルタ１３−１０−２にて平均化する。
シンボル間平均フィルタ１３−１０−２は、例えば、図１０に示すような構成で実現できる。
シリアル／パラレル変換器１３−１０−１出力は、それぞれのシンボル間平均フィルタ１３−１０−２内で、各遅延器１３−１０−２−１にて各々ＴB間隔でシフトされていく。  そして、それぞれの遅延器１３−１０−２−１の出力を、加算器１３−１０−２−２で総和をとり、乗算器１３−１０−２−３にて１／５にして、シンボル毎のデータを平均化する。
このフィルタもシンボル内平均化器１３−９と同様に、遅延器１３−１０−２−１は必ずしも４個である必要はなく、それよりも少なく、あるいは多い構成でもよい。  また、平均するのではなく、必要な周波数特性を持たせたローパスフィルタにして滑らかな信号としてもよい。
【００１５】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明によれば、従来表示できなかったレベルの低い遅延波であっても、遅延プロファイルとして表示が可能となる。  またシンボル間平均を長くすることにより、雑音を抑制してさらに低いレベルの遅延波のプロファイルも表示可能となる。  さらにまた、本発明は、従来使用されていた構成よりも、より簡単な構成で実現でき、小型化・廉価化も図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の遅延波検出器の一実施例を示すブロック図
【図２】本発明の遅延波検出器のもう一つの実施例を示すブロック図
【図３】ＯＦＤＭ伝送装置の受信機の全体構成を示すブロック図
【図４】従来の遅延波検出器の構成を示すブロック図
【図５】相関リファレンスを使用した場合の従来遅延プロファイル表示の説明図
【図６】ＯＦＤＭ信号の説明図
【図７】遅延波が存在する場合の従来方式の説明図
【図８】遅延波が存在する場合の本発明の遅延プロファイル表示の説明図
【図９】本発明のシンボル間平均化器の一実施例を示すブロック図
【図１０】本発明の平均化器の一実施例を示すブロック図
【図１１】本発明のシンボル内平均化器の一実施例を示すブロック図
【図１２】従来の相関器の一例を示すブロック図
【図１３】本発明の微分回路の一実施例を示すブロック図
【符号の説明】
１：帯域制限フィルタ、２：Ａ／Ｄコンバータ、３，４、１３−５，１３−６，１３−９−３，１３−１０−２−３：乗算器、５，６：ローパスフィルタ、７：位相シフタ、８：搬送波発振器、９，１３−１０−１：シリアル／パラレル変換器、１０：ＦＦＴ演算器、１１：識別器、１２：パラレル／シリアル変換器、１３，１３Ａ，１３Ｂ、１３０：遅延波検出器、１３−１，１３−２：遅延器、１３−３，１３−４，１３−７，１３−９−２，１３−１０−２−２：加算器、１３−８：シンボル内平均化器、１３−８−１：遅延器、１３−１０：シンボル間平均化器、１４：表示回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
0004365056.tif 000013
【図１３】
0004365056.tif 000014