(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光学的パターン読取装置の光センサ若しくはラインイメージセンサから到来する電気的アナログ信号を、ディジタイザに適合した信号に変換するための、広ダイナミック信号中間処理回路であって、
入力点（ｉ）及び出力点（ｏ）と、
１個の演算増幅器（ＩＣ）と、
上記入力点（ｉ）と上記演算増幅器（ＩＣ）の反転入力端子（−端子）との間に挿入された非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）と、
上記演算増幅器（ＩＣ）の負帰還回路に挿入された双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）と、
上記演算増幅器（ＩＣ）の非反転入力端子（＋端子）に接続されたオフセット調整回路と、
を含有し、
上記双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）は、信号の圧縮伸長を行うための双方向性２端子ダイオード回路（Ｄ２）と、該双方向性２端子ダイオード回路（Ｄ２）の動作点を変移させるために該回路（Ｄ２）に対して並列に接続された第３の抵抗素子（Ｒ３）とを含有し、
上記非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）は、高域信号成分を増強するための第１のコンデンサ（Ｃ１）と、第１の抵抗（Ｒ１）と、非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）とを含有し、該非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）は第２の抵抗（Ｒ２）と順方向ダイオード（Ｄ１）との直列接続から成り、該第１のコンデンサ（Ｃ１）の一端は上記入力点（ｉ）に接続され、該第１の抵抗（Ｒ１）の一端は該第１のコンデンサ（Ｃ１）の他端に接続され、該抵抗（Ｒ１）の他端は上記演算増幅器（ＩＣ）の反転入力端子（−端子）に接続され、該非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）は、該第１の抵抗（Ｒ１）に対して並列に、若しくは該第１のコンデンサ（Ｃ１）及び該第１の抵抗（Ｒ１）の全体に対して並列に、接続されている、
広ダイナミック信号中間処理回路。
【請求項２】
請求項１記載の広ダイナミック信号中間処理回路であって、
前記オフセット調整回路は、オフセット調整用電源（ＶＤＤ）と第５の抵抗素子（Ｒ５）との直列接続によって成る２端子回路と、第４の抵抗素子（Ｒ４）だけから成る２端子回路と、第３のコンデンサ（Ｃ３）だけから成る２端子回路とが、並列に接続されて成る、
広ダイナミック信号中間処理回路。
【請求項３】
請求項１記載の広ダイナミック信号中間処理回路であって、しかも、
前記演算増幅器（ＩＣ）の利得帯域幅積（ＧＢ積）のバラツキを補正するために、当該演算増幅器（ＩＣ）の反転入力端子（−端子）と非反転入力端子（＋端子）との間に、第２のコンデンサ（Ｃ２）が並列に接続され成る、
広ダイナミック信号中間処理回路。
【請求項４】
光学的パターン読取装置の光センサ若しくはラインイメージセンサから到来する電気的アナログ信号を、電気的二値信号に変換するための、広ダイナミック信号処理回路であって、
ＣＲ形低域通過濾波器（５Ａ）と、
請求項３記載の広ダイナミック信号中間処理回路（５Ｂ）と、
リニア増幅器（５Ｃ）と、
ディジタイザ（５Ｄ・５Ｅ）と、
を含有し、
上記ＣＲ形低域通過濾波器（５Ａ）の後段には、上記広ダイナミック信号中間処理回路（５Ｂ）が接続され、
上記広ダイナミック信号中間理回路（５Ｂ）の後段には、上記リニア増幅器（５Ｃ）が接続され、
上記リニア増幅器（５Ｃ）の後段には、上記ディジタイザ（５Ｄ・５Ｅ）が接続され、
以って、上記ＣＲ形低域通過濾波器（５Ａ）は、電気的アナログ信号に重畳しているクロックノイズを、除去若しくは低減し、
上記広ダイナミック信号中間処理回路（５Ｂ）は、外乱光の影響の電気的低減乃至緩和、分解能比の向上、波形整形、演算増幅器（ＩＣ）の利得帯域幅積の補正及び同相ノイズの低減に加えて、照度パターンの劣化の補償及び／又は外乱光下の受光パターンの補正をなし、
上記リニア増幅器（５Ｃ）は、上記広ダイナミック信号中間処理回路（５Ｂ）の出力信号を増幅して、上記ディジタイザ（５Ｄ・５Ｅ）による二値化処理に適合した振幅値の出力信号に変換し、
上記ディジタイザ（５Ｄ・５Ｅ）は、上記出力信号を二値化して、その出力端子から、電気的二値信号を出力する、
広ダイナミック信号処理回路。
【請求項５】
光照射手段（１）と、
集光光学系（３）と、
ラインイメージセンサ（４）と、
請求項４記載の広ダイナミック信号処理回路（５）と、
を含有する、
光学的パターン読取装置であって、
上記光照射手段（１）は、被読取部材（２）に記録された光学的パターンを照射し、
上記集光光学系（３）は、上記光学的パターンから到来する反射光を集光し、
上記ラインイメージセンサ（４）は、集光された上記反射光を電気的アナログ信号に光電変換し、
上記広ダイナミック信号処理回路（５）は、外乱光による妨害、分解能比の低下、ＰＣＳ値の劣化に加えて、受光パターンの劣化があるときでも、上記電気的アナログ信号を、正しく電気的二値信号に変換することが出来る、
光学的パターン読取装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この出願の発明は、センサとディジタイザとの中間にあって、センサから到来した信号を、ディジタイザに適合する信号に変換する、広ダイナミック信号中間処理回路に関する。
特に、センサとディジタイザとの中間にあって、センサから到来した信号の増幅、極微弱信号の伸長、相対的強信号の圧縮、及び信号パルスの波形整形、並びにノイズの除去等々の、複数の機能を具有し、且つ単一若しくは最小の段数から成る、広ダイナミック信号中間処理回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光センサとディジタイザとの中間にあって、光センサからの信号を、ディジタイザに適合する信号に変換するための、従来の信号処理回路にあっては、一般に、信号の増幅、信号の圧縮・伸長、信号パルスの波形整形、並びにノイズの除去等々の各単位機能は、各別の単機能回路によって分担されている。
例えば、バーコードから到来した光明暗信号を光センサ（例えばｐｉｎホトダイオード又はＣＣＤ等）によって光電変換して成る電気的アナログ信号を、ディジタイザによって電気的二値信号（オン・オフ信号）に変換する場合は、当該光センサから当該ディジタイザに至る間に、例えば、下記（１）〜（８）等々の複数個の信号処理が行われる。
（１）光センサから出力された電気的アナログ信号の振幅値を、ディジタイザに適合した振幅値に増幅する、
（２）電気的アナログ信号の圧縮・伸長をする。例えば数十μＶの微小電圧から数百ｍＶまでを変化域とする入力信号を、数百ｍＶからＩＶ位までを変化域とする電圧レベルに変換する、
（３）分解能比（解像度比）を補正する、
（４）対外乱光比を補正する、
（５）光信号の明暗比（従って電気信号の強弱比）を補正する、
（６）ＰＣＳ（ｐｒｉｎｔ  ｃｏｎｔｒａｓｔ  ｓｉｇｎａｌ）値を補正する、
（７）信号パルスの波形整形をする、
（８）ＣＣＤからの電気的アナログ信号に重畳しているクロックノイズを除去乃至低減する。
（９）室内照明灯起源の定周波数ノイズを除去乃至低減する。
これらの処理機能は、通常、各別の単機能回路によって、分担されている。
【０００３】
ここに、分解能比とは、｛（細バーからのアナログ信号振幅）／（太バーからのアナログ信号振幅）｝×１００（％）のことである。従来、読取可能な分解能比の下限値は、約１０％であった（特開平７−２１０６２０号公報第７欄第５〜９行参照）。細バー起源のアナログ信号振幅が太バー起源のアナログ信号振幅の１０％を切って仕舞うと、従来のディジタイザによる変換は、困難になった。
対外乱光比とは、（外乱光の強さ）／（照射光の強さ）のことである。
ＰＣＳ（ｐｒｉｎｔ  ｃｏｎｔｒａｓｔ  ｓｉｇｎａｌ）値とは、〔｛ＲＬ（スペース反射率）−ＲＤ（バー反射率）｝／ＲＬ（スペース反射率）〕のことである。バーコードラベルのＰＣＳ値は、通常、０．９（９０％）位であり、読取可能なＰＣＳ値の下限値は、約０．３（３０％）位であった。
【０００４】
他方、非線形演算回路の分野においては、図１２に示した「対数変換回路」が提案されている（昭和６３年２月２８日、社団法人電気学会発行「新版電気工学ハンドブック」（初版）第４３１頁右欄第１０行〜第４３２頁左欄末行並びに図７２（ｂ）参照）。
この「対数変換回路」は、演算増幅器の反転入力端子（−端子）に１個の抵抗素子を、負帰還ループに１個の非線形素子、例えばシリコンダイオード素子を接続して成るものである。
【０００５】
しかし、実際のシリコンダイオードがオン状態に成るのは、順方向電圧が０．６Ｖ以上に成ってからである（ゲルマニウムダイオードがオン状態に成るのは、順方向電圧が０．２Ｖ（若しくは０．３Ｖ）以上に成ってからである。）（前掲「新版電気工学ハンドブック」第４３２頁左欄下から第９〜７行参照）。
それ故、上記「対数変換回路」を微小電圧領域（例えば数十μＶ）で動作させることは全く不可能である。
（即ち、広ダイナミック信号処理は、到底期待し得べくもない）。
因みに、上記０．６Ｖなる臨界電圧は、シリコンの原子構造に関係するものであって、これを更に低くすることは不可能である（１９９６年１月２２日  株式会社講談社発行  加藤肇外２名著「図解・わかる電子回路」（第４刷）第１１９頁第１０〜１１行参照）。
【０００６】
そこで、この出願の発明者は、先に、「広ダイナミック信号中間処理回路」なる発明を成して、前記の諸問題を解決したのであった（特開２０００−３３２，９５７号公報参照）。
そして、今回、ＣＣＤスキャナの更なる低コスト化という社会的要請に応えることを目指して、光照射手段の発光素子（ＬＥＤ）の個数を削減して例えば１個にするという開発思想を形成したのであるが、実際に試作をして見たところ、ラベル（被読取部材）上の各点から光センサに戻って来る反射散乱光の強さ、即ち光センサへの入射光の強さは、図２の破線ａの如く、ラベル上の各点に依存し、その端部近傍において極端に劣化することが判明した。
【０００７】
において、横軸（Ｘ軸）は、光電変換前においては、空間軸（走査線上の点の集合）と成り、０点が走査線中心と成る。光電変換後においては、時間軸と成る。
縦軸（Ｙ軸）は、光電変換前においては、受光軸と成り、光電変換後においては、電圧軸と成る。
破線ａは、光電変換前においては、受光曲線であって、走査線上の各点から光センサに到来する各反射散乱光の強さを表す。光電変換後においては、時間軸上の信号電圧曲線Ｖｉと成る。
破線ａによれば、走査線上の各点から到来する光は、走査線中心０で最も強く走査線端部で最も弱くなること、即ち走査点が端部方向に近付くに連れて受光強度が極端に劣化することが明らかである。
この様に劣化した受光パターンに由来する電気的アナログ信号Ｖｉを、正しく二値化することは、先の発明を以ってしても、しかく簡単ではないことが判明した。（実線ｂについては後述する）。
【０００８】
【従来技術の問題点】
第一に、従来の信号処理回路は、多数の単機能回路の連鎖から成る。別言すれば、信号の一般的増幅、信号の圧縮と伸長、信号パルスの波形整形、並びにノイズの除去等々の、各単位機能の幾つかを具有する、単一若しくは最小の段数から成る、信号中間処理回路は、提案も使用もされていなかった。
第二に、幾つかの光センサや音センサは、監視対象の状態に応じて、或は監視条件の変化に即して、極微弱レベル（１μＡ未満）から通常レベルまで広範囲に変化する電流若しくは電圧信号を出力することが出来るのであるが、かような広ダイナミック電流若しくは電圧信号を、従来の信号処理回路によって、広ダイナミックに処理することは、困難であった。
即ち、従来の信号処理回路における対数増幅器の対数特性の下方の限界点は、１μＡ（１０−６Ａ）程度であるから、例えば、センサ後段のフロント増幅器の増幅度を、通常レベル信号の増幅に適合するように設定するときは、極微弱レベル（１μＡ未満）信号の増幅不足のため当該信号中の情報を看過して仕舞ったり、反対に、フロント増幅器の増幅度を極微弱レベル信号の増幅に適合するように設定する（即ち増幅度を極端に上げる）ときは、対数増幅器の対数特性（並びにその余の増幅器の増幅特性）が、通常レベル信号については飽和をして仕舞うために、当該信号中の情報が消滅乃至読取不能となったりするのである。
【０００９】
第三に、従来の信号処理回路において、かような飽和を可能な限り回避をしようとするときは、寧ろ、回路の電圧レンジの上限値、従って電源電圧を上げなければならなかった。従って、従来の信号処理回路を以ってしては、最早、回路の低電圧化、低電力消費化という、社会的趨勢と社会的ニーズに対して、有効に応えることが出来なくなったのである。
第四に、従来の信号処理回路によって、高度のＰＣＳ値補正を実現することは困難であった。例えば、ラベルの汚染や変色、或は印刷品質の低下、更には特殊な目的による文字濃度の希薄化等々によって、ＰＣＳ値が例えば０．３（３０％）を切ったりすると、ディジタイザによる二値化処理が困難になった。
第五に、従来の信号処理回路は、前述の如く単機能回路の連鎖から成るから、回路段数の削減や部品点数の節約が困難であり、従って又、更なるコストダウン等が困難であった。
第六に、従来の対数変換回路（前掲「新版電気工学ハンドブック」第４３１頁右欄第１０行〜第４３２頁左欄末行並びに図７２（ｂ）参照）を以ってしては、ＣＣＤからの微小電圧出力（例えば数十μＶ）を、そのまま処理することは不可能であった。
【００１０】
第七に、広ダイナミック信号中間処理回路の更なる低コスト化の社会的要請に応えるべく、光照射手段の発光素子の個数を削減すると、ラベル（被読取部材）端部から到来する反射散乱光の強度パターンが、図２の破線ａの如く極端に劣化するため、同ラベルの端部近傍から到来する反射散乱光由来の電気的アナログ信号を、正確に二値化することは、先の発明を以ってしても、困難であった。
こうした問題は、レーザスキャナにおいても、起り得ることである。
第八に、広ダイナミック信号中間処理回路に用いる、市販の演算増幅器の利得帯域幅積（通称ＧＢ積）には、しばしばバラツキがある。低コストの演算増幅器の利得帯域幅積は特に然うである。
【００１１】
【発明の目的】
それ故、この出願の発明の第１の目的は、センサとディジタイザとの中間にあって、センサからの信号の増幅、極微弱信号の伸長、相対的強信号の圧縮、及び信号パルスの波形整形、並びにノイズの除去等々の、可及的多数の機能を具有し、且つ単一若しくは最小の段数から成る、広ダイナミック信号中間処理回路を提供することにある。
この出願の発明の第２の目的は、極微弱レベル（１μＡ未満）から通常レベルまで広範囲に変化する、広ダイナミック電流若しくは電圧信号を、極微弱レベル信号の伸長不足による当該信号中の情報の無視乃至看過や、通常レベル信号の飽和による当該信号中の情報の捨象乃至消滅無しに、広ダイナミックに処理することが出来る、広ダイナミック信号中間処理回路を提供することにある。
【００１２】
この出願の発明の第３の目的は、広ダイナミック信号を、上記の如く広ダイナミックに処理すると共に、回路の低電圧化・低電力消費化を実現することが出来る、広ダイナミック信号中間処理回路を提供することにある。
この出願の発明の第４の目的は、高精度のＰＣＳ値補正をすることが出来る、広ダイナミック信号中間処理回路を提供すること、例えば、ＰＣＳ値が０．０３位（人間の目では微（かす）かに識別出来る程度）の信号を補正して、０．３位にまで高めることが出来る、広ダイナミック信号中間処理回路を提供すること、更には、使用する諸デバイス（就中演算増幅器とダイオード）の改善と相俟って（あいまって）、ＰＣＳ値が０．０１位の信号をも処理することが出来る、広ダイナミック信号中間処理回路を提供することにある。
この出願の発明の第５の目的は、回路段数の削減と、部品点数の節約とを達成し、以って人的工数の節約と、回路の信頼性の向上と、回路の無調整化と、更なるコストダウンとを達成した、広ダイナミック信号中間処理回路を提供することにある。
【００１３】
この出願の発明の第６の目的は、光センサの出力信号をディジタイザに適合する信号に変換するための、分解能比補正、対外乱光比補正、光信号明暗補正、光信号コントラスト比補正等々の諸補正を、同時的に且つリアルタイムで実行することが出来る、広ダイナミック信号中間処理回路を提供することにある。
この出願の発明の第７の目的は、バーコードラベル（被読取部材）からの受光パターンが劣化し、従って又、電気的アナログ信号が劣化したときでも、その劣化を電気的に補償して、ディジタイザにおける正確な二値化動作を可能にする、広ダイナミック信号中間処理回路を提供することにある。
この出願の発明の第８の目的は、広ダイナミック信号中間処理回路に用いる演算増幅器の利得帯域幅積（通称ＧＢ積）のバラツキを、段数やコストの増大無しに、補正することが出来る、広ダイナミック信号中間処理回路を提供することにある。
この出願の発明の第９の目的は、上記広ダイナミック信号中間処理回路を使用した光学的パターン読取装置を提供することにある。
【００１４】
【目的を達成するための手段】
前記の諸問題を解消し、前記の諸目的を達成するために、
この出願の発明の第１の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路は、
光学的パターン読取装置の光センサ若しくはラインイメージセンサから到来する電気的アナログ信号を、ディジタイザに適合した信号に変換するための、広ダイナミック信号中間処理回路であって、
入力点ｉ及び出力点ｏと、
１個の演算増幅器ＩＣと、
上記入力点（ｉ）と演算増幅器ＩＣの反転入力端子（−端子）との間に挿入された非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）と、
演算増幅器ＩＣの負帰還回路に挿入された双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）と、
演算増幅器ＩＣの非反転入力端子（＋端子）に接続されたオフセット調整回路と、
を含有し、
双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）は、信号の圧縮伸長を行うための双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２と、該双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２の動作点を変移させるために該回路Ｄ２に対して並列に接続された第３の抵抗素子Ｒ３とを含有し、
上記非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）は、第１のコンデンサＣ１と、第１の抵抗Ｒ１と、非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）とを含有し、該非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）は第２の抵抗Ｒ２と順方向ダイオードＤ１との直列接続から成り、該第１のコンデンサＣ１の一端は上記入力点（ｉ）に接続され、該第１の抵抗Ｒ１の一端は該第１のコンデンサＣ１の他端に接続され、該抵抗Ｒ１の他端は演算増幅器ＩＣの反転入力端子（−端子）に接続され、該非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）は、高域信号を増強するために、該第１の抵抗Ｒ１に対して並列に、若しくは該第１のコンデンサＣ１及び該第１の抵抗Ｒ１の全体に対して並列に、接続されて成る、
ものである。
【００１５】
この出願の発明の第２の形態を成す広ダイナミック信号中間処理回路は、
前記第１の形態の広ダイナミック信号中間処理回路であって、しかも、
前記オフセット調整回路は、オフセット調整用電源ＶＤＤと第５の抵抗素子Ｒ５との直列接続によって成る２端子回路と、第４の抵抗素子Ｒ４だけから成る２端子回路と、第３のコンデンサＣ３だけから成る２端子回路とが、並列に接続されて成る、
ものである。
【００１６】
この出願の発明の第３の形態を成す広ダイナミック信号中間処理回路は、
前記第１の形態の広ダイナミック信号中間処理回路であって、しかも、
前記演算増幅器ＩＣの利得帯域幅積（ＧＢ積）のバラツキを補正するために、当該演算増幅器ＩＣの反転入力端子（−端子）と非反転入力端子（＋端子）との間に、第２のコンデンサＣ２が並列に接続されて成る、
ものである。
【００１７】
この出願の発明の第４の形態を成す広ダイナミック信号処理回路は、
光学的パターン読取装置の光センサ若しくはラインイメージセンサから到来する電気的アナログ信号を、電気的二値信号に変換するための、広ダイナミック信号処理回路であって、
ＣＲ形低域通過濾波器５Ａと、
第１の形態の広ダイナミック信号中間処理回路５Ｂと、
リニア増幅器５Ｃと、
ディジタイザ（５Ｄ・５Ｅ）と、
を含有し、
ＣＲ形低域通過濾波器５Ａの後段には、広ダイナミック信号中間処理回路５Ｂが接続され、
広ダイナミック信号中間理回路５Ｂの後段にはリニア増幅器５Ｃが接続され、
リニア増幅器５Ｃの第１の出力端子には比較回路５Ｄの第１の入力端子が接続され、
リニア増幅器５Ｃの第２の出力端子には広帯域広ダイナミックレンジ・スライス信号発生回路５Ｅの入力端子が接続され、
広帯域広ダイナミックレンジ・スライス信号発生回路５Ｅの出力端子には比較回路５Ｄの第２の入力端子が接続され、
以って、ＣＲ形低域通過濾波器５Ａは、電気的アナログ信号に重畳しているクロックノイズを、除去若しくは低減し、
広ダイナミック信号中間処理回路５Ｂは、外乱光の影響の電気的低減乃至緩和、分解能比の向上、波形整形、演算増幅器ＩＣの利得・帯域幅積の補正及び同相ノイズの低減に加えて、受光パターンの劣化の補償及び／又は外乱光下の受光パターンの補正をなし、
リニア増幅器５Ｃは、広ダイナミック信号中間処理回路５Ｂの出力信号を増幅して、ディジタイザ（５Ｄ・５Ｅ）による二値化処理に適合した振幅の出力信号に変換し、
ディジタイザ（５Ｄ・５Ｅ）は、その出力端子から、電気的二値信号を出力する、
ようにしたものである。
【００１８】
この出願の発明の第５の形態を成す光学的パターン読取装置は、
光照射手段１と、
集光光学系３と、ラインイメージセンサ４と、
請求項４記載の広ダイナミック信号処理回路５と、
を含有する、
光学的パターン読取装置であって、
光照射手段１は、被読取部材２に記録された光学的パターンを照射し、
集光光学系３は、上記光学的パターンから到来する反射光を集光し、
ラインイメージセンサ４は、集光された反射光を電気的アナログ信号に光電変換し、
広ダイナミック信号処理回路５は、外乱光による妨害、分解能比の低下、ＰＣＳ値の劣化に加えて、受光パターンの劣化があるときでも、上記電気的アナログ信号を、正しく電気的二値信号に変換することが出来る、
ようにしたものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
〔第１の実施の形態〕
この出願の発明の第１の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路について説明する。
図１の５Ｂは、同第１の実施の形態の説明図である。
図１において、５Ｂは広ダイナミック信号中間処理回路、ｉはその入力点、ｏはその出力点、ＩＣは演算増幅器、Ｃ１，Ｃ３は第１，第３のコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ５は第１〜第５の抵抗、Ｄ１は順方向ダイオード、Ｄ２は双方向性２端子ダイオード回路、ＶＤＤはオフセット調整用電源である。
この出願の明細書では、簡単のため、入力点ｉと演算増幅器ＩＣの非反転端子（−端子）との間の回路を入力回路、非反転端子（−端子）と出力点Ｏとの間の回路を帰還回路という。
【００２０】
第１のコンデンサＣ１の一端は、図示の如く入力点ｉに接続され、第１の抵抗Ｒ１の一端は、図示の如く第１のコンデンサＣ１の他端に接続され、他端は、演算増幅器ＩＣの反転入力端子（−端子）に接続される。第１のコンデンサＣ１と第１の抵抗Ｒ１とを直列に含む回路は、高域通過特性を呈することと成る。
第２の抵抗Ｒ２と順方向ダイオードＤ１とは、直列に接続され、共同して非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）を構成する。
ここに、「ＲＤ形」なる用語は、回路技術者に周知の「ＣＲ形」や「ＬＣ形」との類比（アナロジー）に基づいてこの出願の明細書で導入した用語であって、抵抗（Ｒ）とダイオード（Ｄ）からなる回路を表す。後出の「ＣＲＤ形」についても同様である。
又、記号列「（  ・  ）」は、二つの要素（例えばＲ２とＤ１）が一体的に結合されて一纏まりの回路を成すときに用いる。以下についても同様である。
【００２１】
第１のコンデンサＣ１と、第１の抵抗Ｒ１と、非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）とは、非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）が、図示の如く第１の抵抗Ｒ１に対して並列に接続され、共同して非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）を構成する。
或は、非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）が、第１のコンデンサＣ１と第１の抵抗Ｒ１とから成るＣＲ形直列２端子回路（Ｃ１・Ｒ１）の全体に対して並列に接続され、共同して非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）を構成する。
第１のコンデンサＣ１、第１の抵抗Ｒ１及び第２の抵抗Ｒ２の各値は、順方向ダイオードＤ１のバイアス電流の決定に寄与し、その活性領域の動作点の決定に寄与する。
【００２２】
非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）は、高域通過濾波器（ＨＰＦ）となり、二値化に必要な周波数成分を決定する。非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）が図１の如く第１の抵抗Ｒ１に対して並列に接続されている場合は、例えば第２の抵抗Ｒ２を小なる方向に調整するとき、容量成分が相対的に増大し、それによって、非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）の出力中の高域信号成分が相対的に強調されることとなる。又、非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）がＣＲ形直列２端子回路（Ｃ１・Ｒ１）の全体に対して並列に接続されている場合は、例えば第２の抵抗Ｒ２を大なる方向に調整するとき、容量成分が相対的に増大して、高域信号成分が相対的に強調されることとなる。
非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）は、入力点ｉと演算増幅器ＩＣの反転入力端子（−端子）との間に挿入される。
なお、記号列（  ・  ・  ・  ）は、四つの要素（例えばＣ１とＲ１とＲ２とＤ１）が一体的に結合され、一纏まりの回路を成すことを表す。記号「・」の数が２個の場合も同様である。
【００２３】
双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２は、２個のダイオードを図示の如く逆並列に接続して成るものである。この出願の発明が必要とするダイオード特性は、次式（１）又は（１′）の通りである。
Ｉ＝Ｉｓ｛ｅｘｐ（Ｖ／ａ）−１｝・・（１）
Ｖ＝ａｌｏｇ｛（Ｉ／Ｉｓ）＋１｝・・・（１′）
ここに、Ｖは端子間の電圧、Ｉは電流、Ｉｓは逆方向飽和電流である。又、ａ＝ｋＴ／ｑ（常温では２６ミリボルト）であって、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子電荷である（電子情報通信学会編「電子情報通信ハンドブック第１分冊」、昭和６３年３月３０日  株式会社オーム社発行、第７６１頁右欄第１０〜３０行、及び第３６０頁右欄下から第７〜５行参照）
しかし、上掲式（１）の特性は、通常のシリコンダイオードや、ゲルマニウムダイオードを以ってしては、前述の通り、実現することが出来ない。
この特性は、例えば、或る製造会社製のショットキーダイオードによって実現される。
【００２４】
双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２は、多機能処理の全ての動作に関わる重要な素子であるが、遺憾ながら現時点では、個々のダイオードは、活性領域のカーブや遮断点が一致せず、互いに異なっている。従って、所望の特性を有するダイオードを選択し、又、回路的に所望の特性を実現しなければならない。
順方向ダイオードＤ１と双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２とは、好ましくは同一チップ内のダイオード素子を使用する。これによって、順方向ダイオードＤ１は、双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２の温度補償を行うことが出来る。又、互いに近似した所望の指数特性を得ることが出来る。
第３の抵抗Ｒ３は、双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２の動作点を転移させるためのものであるが、その値は、使途によって異なる。（場合によってはその値が無限大に成ることを妨げない）。
【００２５】
双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２と第３の抵抗Ｒ３とは、互いに並列に接続され、共同して、双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）を構成する。
双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２は、振幅が相対的に大なる信号については相対的に圧縮し、振幅が相対的に小なる信号については相対的に伸長させるための回路である。
第３の抵抗素子Ｒ３は、その値を調節することによって、双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２の動作点を変移させるためのものである。
双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）は、演算増幅器ＩＣの負帰還回路に挿入される。
オフセット調整回路は、演算増幅器ＩＣの非反転入力端子（＋端子）に接続される。
【００２６】
第１の実施の形態の動作について説明する。
図１の入力アナログ信号に重畳しているクロックノイズは、前段のＣＲ形低域濾波器５Ａによって、除去乃至低減される。
クロックノイズが除去乃至低減された入力アナログ信号は、図１の入力点ｉから、非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ２）に入力される。
演算増幅器ＩＣの非反転端子（＋端子）の電位は定義によってゼロであるから、入力点ｉにおける入力電流Ｉｉは、入力電圧Ｖｉと、非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）とで決定される。
【００２７】
即ち、図１の抵抗Ｒ１を流れる電流をＩＲ１順方向ダイオードＤ１を流れる電流をＩＤｌ、微分演算子をｓとすれば、非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ２）について、次式（２）〜（４）が成立する。
0004320135.tif 000002
ここに、電流Ｉｉ並びにＩＲ１、ＩＤ１の符号は、それらが図１において右向きに流れるときに正としてある。
【００２８】
又、非対称ＲＤ形２端子回路（Ｒ２・Ｄ１）がＣＲ形直列２端子回路（Ｃ１・Ｒ１）の全体に対して並列に接続されている場合には、次式（２′）〜（４′）が成立する。
0004320135.tif 000003
ここに、電流ＩＲ１′及びＩＤ１′の符号は、それらが図１において右向きに流れるときに正としてある。
【００２９】
帰還回路の帰還電流をＩｆ（その符号は電流が右向きのときに正）とすれば、定義によって、非反転端子（−端子）から演算増幅器ＩＣの内部を通って反転端子（＋端子）に至る電流はゼロであるから、次式（５）が成立する。
Ｉｆ＝Ｉｉ・・・・・・・・・・・・・・・・（５）
そして、双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２を流れる電流をＩＤ２、第３の抵抗Ｒ３を流れる電流をＩＲ３とすれば、次式（７）〜（９）が成立する。
Ｉｆ＝ＩＤ２＋ＩＲ３・・・・・・・・・・・（６）
Ｖｏ＝−ａｌｏｇ｛（ＩＤ２／Ｉｓ）＋１｝・（７）
Ｖｏ＝−ＩＲ３Ｒ３・・・・・・・・・・・・（８）
ここに、電流Ｉｆ、ＩＤ２、ＩＲ３の符号は、それらが図１において右向きに流れるときに正としてある。（上掲式（７）〜（８）の右辺に符号「−」が付くのは、出力電圧Ｖｏの向きを、帰還電流Ｉｆの向きと反対にしたからである。）
【００３０】
上掲式（２）〜（４）、（２′）〜（４′）、（５）〜（８）は、超越関数を含んでいるから、一般に解析的な解を得ることは出来ない。
しかし、必要に応じて、数値計算によって入出力特性の近似解を得ることが出来るし、波形の測定によって入出力特性を大まかに把握することが出来る。
又、上掲各式の定性的な考察によって、回路の入出力特性を窺い知ることが出来る。
【００３１】
以下、上掲各式の定性的な特性について、説明する。
第一に、この出願の発明の広ダイナミック信号中間処理回路が必要とする圧伸特性について説明する。
上記の圧伸特性は、対数特性なのであるが、その特性は、主として、入力回路の第１の抵抗Ｒ１と、帰還回路の双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２とで、実現される。
即ち、第１の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路から、第１の抵抗Ｒ１及び双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２以外の諸素子を除去して（即ちＣ１を短絡し、Ｒ２、Ｒ３を開放して）成る回路については、上掲式（３）、（５）、（７）は、次の様に、簡単化される。
Ｉｉ＝Ｖｉ／Ｒ１
Ｉｆ＝Ｉｉ（＝Ｖｉ／Ｒ１）
Ｖｏ＝−ａｌｏｇ｛（Ｉｆ／Ｉｓ）＋１｝
簡単化された第３番目の式の右辺に、Ｉｆ＝Ｖｉ／Ｒ１を代入すれば、次式（９）が得られる。
Ｖｏ＝−ａｌｏｇ｛Ｖｉ／ＩｓＲ１＋１｝・（９）
式（９）によれば、出力電圧Ｖ。は、入力電圧Ｖｉの対数関数である。
【００３２】
図３は、帰還回路の双方向ＲＤ形２端子ダイオード回路（Ｄ２・Ｒ３）による圧縮伸長特性の説明図である。
図３において、横軸は入力点ｉにおける入力電圧Ｖｉ（＝ＩｉＲ１）、縦軸は出力電圧の絶対値｜Ｖｏ｜である。
上側の対数曲線は、｜Ｖｏ｜＝ａｌｏｇ｛Ｖｉ／ＩｓＲ１＋１｝なる関数を表し、傾斜角４５度の直線（以下「４５度線」という。）は、｜Ｖｏ｜＝Ｖｉなる関数を表す。Ｖｉｃは、両曲線の交点ｃの横軸座標、Ｖｉｐは対数曲線の接線が４５度線と平行に成る点（以下単に「平行点」という。）ｐの横軸座標である。入力電圧Ｖｉは、Ｖｉｃよりも小なる領域では、図示の如く相対的に伸長され、Ｖｉｃよりも大なる領域では相対的に圧縮される。
【００３３】
図３において、｜Ｖｏ｜が、ゼロ点近傍において、４５度線よりも上にあるようにするためには、ゼロ点近傍における接線の傾きが４５度よりも大とすることを要する。この条件は、ａ》ＩｓＲ１である。
｜Ｖｏ｜の微係数は、一般にａ／（Ｖｉ＋ＩｓＲ１）であり、ゼロ点における接線の傾きは、ａ／ＩｓＲ１である。従って、ゼロ点における接線の傾きを４５度よりも大とするためには、（ａ／ＩｓＲ１）》１、即ちａ》ＩｓＲ１としなければならないからである。
この条件は、例えば第１の抵抗Ｒ１の調節によって実現される。
例えば、Ｒ１を小さくすれば、ゼロ点における接線の傾きａ／ＩｓＲ１が大きくなるから、｜Ｖｏ｜曲線は反時計方向に回転し、交点ｃの横軸座標Ｖｉｃが右方に移動する。
【００３４】
第二に、第３の抵抗Ｒ３の調整による、双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）の動作点の転移について説明する。（但し、ここでの動作点の定義は、１変数の非線形素子の動作点についての定義に従う。前掲「電子情報通信ハンドブック第１分冊」第２２０頁右欄第４〜１５行参照）。
第１の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路から、第１の抵抗Ｒ１、双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２及び第３の抵抗Ｒ３以外の諸素子を除去して（即ちＣ１を短絡し、Ｒ２を開放して）成る回路については、上掲式（３）、（５）、（６）、（７）、（８）は、次の様に、簡単化される。
Ｉｉ＝Ｖｉ／Ｒ１
Ｉｆ＝Ｉｉ（＝Ｖｉ／Ｒ１）
Ｉｆ＝ＩＤ２＋ＩＲ３
Ｖｏ＝−ａｌｏｇ｛（ＩＤ２／Ｉｓ）＋１｝
Ｖｏ＝−ＩＲ３Ｒ３
【００３５】
図３における下側の曲線は、上掲第１〜第５番目の式によって決せられるＶｉと｜Ｖｏ｜の関数関係を表す。
上掲第１〜２番目の式において、Ｖｉ＝一定とすれば、Ｉｉ＝Ｉｆ＝一定と成る。そのとき、第３の抵抗Ｒ３を増加させれば、そこに分流する電流ＩＲ３が減少し、その分、双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２に分流する電流ＩＤ２が増加する（第３番目の式参照）。すると、第４番目の式によって、｜Ｖｏ｜が増加する。
｜Ｖｏ｜が増加するとき、図３における下側の曲線は、大雑把に言えば、原点を中心として、反時計方向に（上方に）回動する。そして、Ｒ３を無限大にするとき（即ちＲ３を開放するとき）、上側の対数曲線と合致することと成る。
それ故、第３の抵抗Ｒ３を増加（減少）させれば、図３の如く、４５度線との交点ｃの横軸座標Ｖｉｃは、右方に移動（左方に移動）することと成る。
このように、第３の抵抗Ｒ３を調節し、分流比を変化させることによって、双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）の任意の動作点（ここでは交点ｃ）を転移させることが出来る。
【００３６】
第三に、双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２の温度補償について説明する。
入力回路の順方向ダイオードＤ１は、帰還回路の双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２の温度変化を補償することが出来る。
温度が変化すると、式（１）のａ及び／又はＩｓが変化する。
例えば、出力電圧を決定する式（７）中のａの増大は、｜Ｖｏ｜の増大、従ってＶｏの減少に寄与する。
その間、入力電圧Ｖｉが一定不変であるとすれば、式（４）中のａの増大は、ＩＤ１の減少、式（２）、（５）、（６）によるＩｉ、Ｉｆ、ＩＤ２の減少、そして式（７）による｜Ｖｏ｜の減少、Ｖｏの増加に寄与する。
よって、式（４）中のａの変化に起因するＶｏの変化の方向は、式（７）中のａの変化に起因するＶｏの変化の方向とは逆であると言うことが出来る。
このことは、式（２′）〜（４′）についても、同様である。
【００３７】
又、出力電圧を決定する式（７）中のＩｓの増大は、｜Ｖｏ｜の減少、従ってＶｏの増大に寄与する。
その間、入力電圧Ｖｉが一定不変であるとすれば、式（４）中のＩｓの増大は、ＩＤ１の増大に寄与し、式（２）、（５）、（６）によるＩｉ、Ｉｆ、ＩＤ２の増大、式（７）による｜Ｖｏ｜の増加、Ｖｏの減少に寄与する。
よって、式（４）中のＩｓの変化に起因するＶｏの変化の方向は、式（７）中のＩｓの変化に起因するＶｏの変化の方向とは逆であると言うことが出来る。
このことは、式（２′）〜（４′）についても、同様である。
何れにしても、入力回路の順方向ダイオードＤ１は、双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２の温度変化を補償することが出来るのである。
【００３８】
第四に、入力回路の周波数特性について説明する。
上掲式（３）及び（４）において、微分演算子ｓにｊωを代入し、Ｖｉを一定とし、且つω（＝２πｆ）を大きくすれば、Ｉｉも大きくなる。
即ち、入力回路の入力電流Ｉｉの高域成分が強調されることとなるから、非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ２）が高域通過濾波特性を呈することとなる。
また、上掲式（３′）において、微分演算子ｓにｊωを代入し、Ｖｉを一定とし、且つω（＝２πｆ）を大きくすれば、同様にＩｉも大きくなる。
即ち、入力回路の入力電流Ｉｉの高域成分が強調されることとなるから、非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ２）が高域通過濾波特性を呈することとなる。
入力回路の非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）は、何れの場合も、二値化に必要な周波数成分を通過させ、不必要な周波数成分は除去乃至低減させることが出来る。
【００３９】
第五に、入力回路の調整による、双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）の動作点の転移について説明する。
入力回路の非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）のインピーダンスを増加（減少）させるときは、入力電流Ｉｉが減少（増加）する。
入力電流Ｉｉが減少（増加）すると、上掲式（５）〜（６）によって、帰還電流Ｉｆが減少（増加）し、従って双方向性２端子ダイオード回路Ｄ２に分流する電流ＩＤ２が減少（増加）し、出力電圧の絶対値｜Ｖｏ｜が減少（増加）する。
その結果、｜Ｖｏ｜を表す曲線が、原点を中心にして時計方向（反時計方向）に回転し、４５度線との交点Ｖｉｃが左方（右方）に移動する。
これを要するに、入力回路の非対称ＣＲＤ形２端子回路（Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２・Ｄ１）のインピーダンスの調整は、帰還回路の双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）の動作点の転移に寄与することが出来る。
【００４０】
この出願の発明の第１の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路が対数特性を有することは、前述の通りである。その結果、下記の諸作用を奏することが出来る。
（１）振幅が図３のＶｉｃよりも小なる信号を相対的に伸長し、Ｖｉｃよりも大なる信号を相対的に圧縮することが出来る。即ち、圧縮伸長特性を有する。
（２）細バー由来のアナログ信号の振幅が、太バー由来のアナログ信号の振幅に比べて相対的に減少したときは、前者を相対的に伸長させ、後者を相対的に圧縮することが出来る。即ち、分解能比の補正をすることが出来る。
（３）外乱光の重畳によって振幅の大きなアナログ信号が発生したときは、その振幅を相対的に圧縮して、飽和を防止することが出来る。即ち、対外乱光比の補正（外乱光の影響の電気的低減乃至緩和）をすることが出来る。
【００４１】
（４）光の明信号と暗信号の強度の差が大き過ぎ、従って又、光電変換後の強信号と弱信号の振幅の差が大き過ぎるときは、前者を相対的に圧縮し後者を相対的に伸長させて、両者の差を圧縮することが出来る。又、光電変換後の相対的な強信号の振幅と弱信号の振幅とが共に図３のＶｉｐよりも小なるときは、前者を相対的に伸長させ後者を相対的に圧縮することが出来る。即ち、光信号の明暗比（従って電気信号の強弱比）の補正をすることが出来る。
（５）被読取部材（例えばバーコードラベル）のＰＣＳ値が劣化して、スペース由来の信号の振幅とバー由来の信号の振幅との差が縮小したときは、図３のＶｉｐ以下の曲線部分を利用して、前者を相対的に伸長させ、後者を相対的に圧縮することが出来る。即ち、ＰＣＳ値の補正をすることが出来る。
（６）信号パルスの立上り部と立下り部の振幅が、ピーク部の振幅に比べて相対的に減少して、その輪郭がぼやけたときは、前者を相対的に伸長させ、後者を相対的に圧縮することが出来る。即ち、信号パルスの波形整形をすることが出来る。
【００４２】
帰還回路の双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）による受光パターンの劣化の補償について説明する。
図２の破線ａは、光電変換前においては、前述の通り、走査線上の各点から光センサに到来する各反射散乱光の強さ（即ち受光パターン）を表し、光電変換後においては、入力点ｉにおける電気的アナログ信号Ｖｉを表す。
これに対して、実線ｂは、受光パターンの劣化を回路的に補償した後の信号電圧Ｖｏを表す。
電気的アナログ信号Ｖｉの振幅が、電圧値Ｖｉｃ（図３参照）よりも小なるときは、その振幅を、双方向性ＲＤ形２端子回路（Ｄ２・Ｒ３）によって、相対的に伸長させ、電圧値Ｖｉｃよりも大なるときは、相対的に圧縮する。
換言すれば、走査線の端部近傍由来のアナログ信号については相対的に伸長させ、走査線中心近傍由来のアナログ信号については、相対的に圧縮することが出来る。
即ち、この出願の発明によれば、（例えば照射光源数の削減等による）受光パターンの劣化を、回路的に補償することが出来るのである。
【００４３】
〔第２の実施の形態〕
この出願の発明の第２の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路について説明する。
第２の実施の形態は、第１の実施の形態におけるオフセット調整回路を、より具体的に規定して成るものである。
図１において、ＶＤＤはオフセット調整用電源、Ｒ５は第５の抵抗、Ｒ４は第４の抵抗、Ｃ３は第３のコンデンサである。
この実施の形態のオフセット調整回路（ＶＤＤ・Ｒ４・Ｒ５・Ｃ３）は、
オフセット調整用電源ＶＤＤと第５の抵抗素子Ｒ５との直列接続によって成る２端子回路（ＶＤＤ・Ｒ５）と、
第４の抵抗素子Ｒ４だけから成る２端子回路と、
第３のコンデンサＣ３だけから成る２端子回路とを、
並列に接続して成るものである。
【００４４】
この出願の発明の理解の便のため、ここで、演算増幅器のオフセット電圧及びオフセット調整回路について説明する。
理想的な演算増幅器では、入力電圧が０Ｖのときは出力電圧も０Ｖであるが、実際の演算増幅器では、入力電圧が０Ｖであっても、出力に若干の電圧が発生することがある。この電圧を「オフセット電圧」という。
「オフセット調整回路」とは、この様なオフセット電圧を無くし、出力端子の電位を０Ｖにする調整回路のことである。
オフセット調整回路は、（ａ）演算増幅器に内蔵されているオフセット調整端子を利用した回路と、（ｂ）演算増幅器自身にオフセット調整端子がない場合の回路とに大別される。（加藤肇外２名著「図解・わかる電子回路」（第４刷）１９９６年１月２２日  株式会社講談社発行、第１７１頁参照）。
【００４５】
図１のオフセット調整回路は、前記（ｂ）形式のオフセット調整回路に分類される。
遡って、第１の実施の形態のオフセット調整回路は、前記（ａ）形式のオフセット調整回路を用いて具体化することも出来るし、前記（ｂ）形式のオフセット調整回路を用いて具体化することも出来る。
第２の実施の形態のその余の事項は、第１の実施の形態と同様である。
【００４６】
〔第３の実施の形態〕
この出願の発明の第３の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路について説明する。
同第３の実施の形態は、前記第１の実施の形態における演算増幅器ＩＣの利得帯域幅積（ＧＢ積）のバラツキを補正するために、当該演算増幅器ＩＣの反転入力端子（−端子）と非反転入力端子（＋端子）との間に、第２のコンデンサＣ２を並列に接続して成るものである。
【００４７】
図４は、同第３の実施の形態の説明図である。
図４において、５Ｂは広ダイナミック信号中間処理回路、ｉはその入力点、ｏはその出力点、ＩＣは演算増幅器、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３は第１、第２、第３のコンデンサ、Ｒ１〜Ｒ５は第１〜第５の抵抗、Ｄ１は順方向ダイオード、Ｄ２は双方向性２端子ダイオード回路、ＶＤＤはオフセット調整用電源である。
【００４８】
演算増幅器ＩＣの反転入力端子（−端子）と非反転入力端子（＋端子）との間に、第２のコンデンサＣ２を新たに接続するときは、当該第２のコンデンサＣ２が高域成分程より多くバイパスすることと成るから、利得Ｇ及び帯域幅Ｂを共に減少させ、従って又、利得帯域幅積（ＧＢ積）を減少させることと成る。
又、両入力端子間に第２のコンデンサＣ２が既に接続されているときに、当該第２のコンデンサＣ２の容量を増加又は減少させるときは、利得帯域幅積（ＧＢ積）を減少又は増加させることと成る。
【００４９】
これによれば、低コストの演算増幅器にありがちな、利得帯域幅積（ＧＢ積）のバラツキを補正することが可能となるから、その様な演算増幅器をも広ダイナミック信号中間処理回路に用いることが可能となる。
従って、この実施の形態によれば、広ダイナミック信号中間処理回路のコストを低減させることが出来る。
【００５０】
〔実測波形の説明〕
図１の広ダイナミック信号処理回路における入出力波形についてのオッシロスコープによる実測結果について説明する。
図６において、ＣＨ２は、通常照明灯下で、ＰＣＳ値０．４５のバーコードラベルをＣＣＤによって電子的に走査したときに、当該ＣＣＤから出力された電圧原波形、ＣＨ１は、図１の広ダイナミック信号処理回路５による処理後の電圧波形である。（因みに、通常照明灯下の照度は、百ルクスオーダーであり、ＰＣＳ値０．４５は、かなり劣化した値である）。
処理前の電圧原波形ＣＨ２についての基準電位（０電位）は、画面の左側外方上部に符号「２」を以って図示され、処理後の電圧波形ＣＨ１についての基準電位（０電位）は、画面の左側外方下部に符号「１」を以って図示されている。
又、処理前の電圧原波形ＣＨ２の単位は、一升（ひとます）が２０ｍＶであり、処理後の電圧波形ＣＨ１の単位は、一升が１．００Ｖである。
そして、下向きのピークが白バーに、上向きのピークが黒バーに対応する。図７以下においても同様である。
【００５１】
図６によれば、例えば処理前の電圧原波形ＣＨ２の最左方の位置▲１▼の山と谷の間の振幅差は約１７．６ｍＶであり、同じ位置の処理後の電圧波形ＣＨ１の山と谷の間の振幅差は約１．２Ｖであるから、後者の振幅差（約１２００ｍＶ）は、前者の振幅差（約１７．６ｍＶ）の約６８倍に拡大されている。
対するに、処理前の電圧原波形ＣＨ２の央部よりやや右寄りの位置▲２▼の山と谷の間の振幅差は約２２．４ｍＶであり、同じ位置の処理後の電圧波形ＣＨ１の山と谷の間の振幅差は約０．６７２Ｖであるから、後者の振幅差（約６７２Ｖｍ）は、前者の振幅差（約２２．４ｍＶ）の約３０倍に拡大されている。
これによって、両ピーク間の振幅差は、バーコードシンボルの端部においてより大きく伸長されていることが解る。
【００５２】
図７において、ＣＨ２は、外乱光による照度が５０００ルクスの下で、ＰＣＳ値が０．４５のバーコードラベルをＣＣＤによって電子的に走査したときに、当該ＣＣＤから出力された電圧原波形、ＣＨ１は、図１の広ダイナミック信号処理回路５による処理後の電圧波形である。
図７によれば、両ピーク間の振幅差が、端部において非常に大きく伸長されることが解る。
【００５３】
図８において、ＣＨ２は、通常室内照明灯下で、ＰＣＳ値が０．４５のバーコードラベルをＣＣＣによって電子的に走査したときに、当該ＣＣＤから出力された電圧原波形、ＣＨ１は、図１の広ダイナミック信号処理回路５による処理後の電圧波形である。
図８によれば、両ピーク間の振幅差が、端部においてより大きく伸長されることが解る。
【００５４】
図９において、ＣＨ２は、通常室内照明灯下で、白紙をＣＣＣＤによって電子的に走査したときに、当該ＣＣＤから出力された電圧原波形、ＣＨ１は、図１の広ダイナミック信号処理回路５による処理後の電圧波形である。
図９によれば、ＣＨ１では、端部由来の信号が相対的に伸長されていること、又、クロックノイズの除去されていることが解る。
【００５５】
図１０において、ＣＨ２は、外乱光下で白紙をＣＣＤによって電子的に走査したときに、当該ＣＣＤから出力された電圧原波形、ＣＨ１は、図１の広ダイナミック信号処理回路５による処理後の電圧波形である。
図１０によれば、ＣＨ１では、端部由来の信号が相対的に大きく伸長されていること、又、クロックノイズの除去されていることが解る。
なお、図１のローパスフィルタ（例えばＣＲ形低域通過濾波器）５Ａと図３の広ダイナミック信号中間処理回路５Ｂとを縦続接続して成る広ダイナミック信号処理回路の入出力波形の実測値についても同様である。
【００５６】
〔第４の実施の形態〕
この出願の発明の第４の実施の形態を成す広ダイナミック信号処理回路について説明する。
同第４の実施の形態は、光学的パターン読取装置の光センサ若しくはラインイメージセンサから到来する電気的アナログ信号を、電気的二値信号に変換するための、広ダイナミック信号処理回路である。
【００５７】
図５の破線部分は、同第４の実施の形態の説明図である。
図５の破線部分において、５Ａはローパスフィルタ、例えばＣＲ形低域通過濾波器、５Ｂは前記第１の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路、５Ｃはリニアアンプ（リニア増幅器）、比較回路、５Ｅは広帯域広ダイナミックレンジ・スライス信号発生回路である。
ＣＲ形低域通過濾波器５Ａの細部は、例えば図１の左半部の通りであって、前記特開２０００−３３２９５７号公報記載の回路と同様である。
比較回路５Ｄと広帯域広ダイナミックレンジ・スライス５Ｅとは、共同して、ディジタイザを構成する。これには符号（５Ｄ・５Ｅ）を当てる。
【００５８】
ＣＲ形低域通過濾波器５Ａの後段には、広ダイナミック信号中間処理回路５Ｂが接続される。
広ダイナミック信号中間理回路５Ｂの後段には、リニア増幅器５Ｃが接続される。
リニア増幅器５Ｃの後段には、ディジタイザ（５Ｄ・５Ｅ）が接続される。
即ち、リニア増幅器５Ｃの第１の出力端子には比較回路５Ｄの第１の入力端子が接続され、
リニア増幅器５Ｃの第２の出力端子には広帯域広ダイナミックレンジ・スライス信号発生回路５Ｅの入力端子が接続され、
広帯域広ダイナミックレンジ・スライス信号発生回路５Ｅの出力端子には比較回路５Ｄの第２の入力端子が接続される。
【００５９】
第４の実施の形態の動作について説明する。
ＣＲ形低域通過濾波器５Ａは、電気的アナログ信号に重畳しているクロックノイズを、除去若しくは低減する。
広ダイナミック信号中間処理回路５Ｂは、外乱光の影響の電気的低減乃至緩和、分解能比の向上、波形整形、演算増幅器ＩＣの利得帯域幅積（ＧＢ積）の補正及び同相ノイズの低減に加えて、受光パターンの劣化の補償及び／又は外乱光下の受光パターンの補正をなす。
リニア増幅器５Ｃは、広ダイナミック信号中間処理回路５Ｂの出力信号を増幅して、ディジタイザ５Ｄ・５Ｅによる二値化処理に適合した振幅の出力信号に変換する。
ディジタイザ５Ｄ・５Ｅは、その出力端子から、電気的二値信号を出力する。
【００６０】
〔第５の実施の形態〕
この出願の発明の第５の実施の形態を成す光学的パターン読取装置について説明する。
図５の全体は、同第５の実施の形態の説明図である。
図５において、１は光照射手段、２は被読取部材（例えばバーコードラベル）、３は集光光学系、４はラインイメージセンサ、５は広ダイナミック信号処理回路（即ち前記第１の実施の形態の広ダイナミック信号処理回路と同じもの）である。
【００６１】
第５の実施の形態の動作について説明する。
光照射手段１は、被読取部材２に記録された光学的パターンを照射する。
集光光学系３は、上記光学的パターンから到来する反射光を集光する。
ラインイメージセンサ４は、集光された反射光を電気的アナログ信号に光電変換する。
広ダイナミック信号処理回路５は、外乱光による妨害、分解能比の低下、ＰＣＳ値の劣化の補正に加えて、走査線端部に係る受光パターンの劣化があるときでも、上記電気的アナログ信号を正しく電気的二値信号に変換することが出来る。
そのため、光照射手段１の光源の個数を削減することが出来る。
極論を言えば、同光源の個数を唯１個にすることも出来る。
【００６２】
【発明の効果】
この出願の発明は、以上の様に構成したから、下記（ａ）〜（ｍ）の通り、顕著な効果を奏することが出来る。
（ａ）単一回路の多機能化を実現することが出来る。
（ｂ）更なる広ダイナミック化を実現することが出来る。例えば、数十μＶの微小電圧から数百ｍＶまでを変化域とする入力信号を、数百ｍＶから１Ｖ位までを変化域とする通常の信号に増幅することが出来る。又、一般ダイオードの対数特性の限界点は、１０−６Ａ（１０のマイナス６乗アンペア）程度であるが、この出願の発明による対数形電流／電圧変換器は、１０−１２Ａ（１０のマイナス１２乗アンペア）領域まで動作することが出来る。
（ｃ）更なる低電圧化、低電力消費化が達成される。
（ｄ）高度なＰＣＳ値補正を実現することが出来る。例えば、ＰＣＳ値０．０３位（人間の目では微（かす）かに識別出来る程度）の信号を補正して、０．３位に高めることが出来る。（将来的には、デバイスの改善により、ＰＣＳ値０．０１位の信号の処理も可能である）。
【００６３】
（ｅ）多機能化の故に、回路段数が減少し、回路規模が縮小する。
（ｆ）同じく多機能化の故に、同時且つリアルタイム制御が達成される。
（ｇ）同じく多機能化の故に、部品点数が減少する。
（ｈ）部品点数減少の故に、回路の無調整化が達成される。
（ｌ）同じく部品点数減少の故に、人的工数が減少する。
（ｊ）同じく部品点数減少の故に、回路の信頼性が向上する。
（ｋ）部品点数・人的工数減少の故に、コストダウンが実現される。
（ｌ）光センサ出力の信号処理に応用した場合、受光パターン補正、分解能比補正、対外乱光比補正、光学的補正、光信号コントラスト比補正等々の補正を、リアルタイムで、同時的に行うことが出来る。
（ｍ）光学的正反射による波形の変化率を低減する。
【図面の簡単な説明】
【図１】この出願の発明の第１〜２の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路の説明図である。
【図２】受光パターンの劣化による入力電圧Ｖｉの劣化の態様、並びにこの出願の発明の広ダイナミック信号中間処理回路の圧縮伸長特性による受光パターンの劣化の補償についての説明図である。
【図３】帰還回路の双方向性ＲＤ形２端子ダイオード回路（Ｄ２・Ｒ３）による圧縮伸長特性の説明図である。
【図４】この出願の発明の第３の実施の形態の広ダイナミック信号中間処理回路の説明図である。
【図５】この出願の発明の第４の実施の形態の広ダイナミック信号処理回路、並びに第５の実施の形態の光学的パターン読取装置の説明図である。
【図６】通常室内照明下でＣＣＤから出力された電圧原波形のオッシロスコープによる実測値、及びこの出願の発明の広ダイナック信号処理回路による処理後の電圧波形の実測値を示す拡大図である。
【図７】約５０００ルクスの外乱光下でＣＣＤから出力された電圧原波形のオッシロスコープによる実測値、及びこの出願の発明の回路による対外乱光補正後の波形信号の実測値を示す図である。
【図８】通常室内照明下でＣＣＤから出力された電圧原波形のオッシロスコープによる実測値、及びこの出願の発明の広ダイナック信号処理回路による処理後の電圧波形の実測値を示す図である。
【図９】通常室内照明下の白紙由来の受光パターンに対応する、ＣＣＤからの出力電圧原波形のオッシロスコープによる実測値、及びこの出願の発明の広ダイナック信号処理回路による処理後の電圧波形の実測値を示す図である。
【図１０】約５０００ルクスの外乱光下の白紙由来の受光パターンに対応する、ＣＣＤからの出力電圧原波形のオッシロスコープによる実測値、及びこの出願の発明の広ダイナック信号処理回路による処理後の電圧波形の実測値を示す図である。
【図１１】従来の第一の対数変換回路の説明図である。
【図１２】従来の第二の対数変換回路の説明図である。
【符号の説明】
１      光照射手段
２      被読取部材（例えばバーコードラベル）
３      集光光学系
４      ラインイメージセンサ
５      広ダイナミック信号処理回路
５Ａ    ローパスフィルタ（例えばＣＲ形低域通過濾波器）
５Ｂ    広ダイナミック信号中間処理回路
５Ｃ    リニアアンプ（リニア増幅器）
５Ｄ    比較回路
５Ｅ    広帯域広ダイナミックレンジ・スライス信号発生回路
ＩＣ    演算増幅器
ｃ      交点
ｉ      入力点
ｏ      出力点
ｐ      平行点（対数曲線の接線が４５度線と平行に成る点）
Ｖｉ    入力電圧
Ｖｏ    出力電圧
Ｖｉｃ  交点ｃの横軸座標
Ｖｉｐ  平行点ｐの横軸座標
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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