(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ベースバンド信号を出力するベースバンドユニットと、
前記ベースバンド信号を変調して被変調信号を出力する変調器と、
前記被変調信号を増幅して送受切換器へ送信信号を出力する送信増幅器と、
前記送受切換器から受信信号を受ける受信増幅器とを有し、前記受信増幅器は前記送信信号に比例する包絡線信号により変調される利得を有する送受信機。
【請求項２】
前記包絡線信号は、前記送信信号の電力に比例する請求項１に記載の送受信機。
【請求項３】
前記包絡線信号は、前記ベースバンドユニットによって供給される請求項１に記載の送受信機。
【請求項４】
前記受信増幅器の出力を受けて前記包絡線信号を供給する包絡線検波器をさらに有する請求項１に記載の送受信機。
【請求項５】
前記受信増幅器の出力を受けて前記包絡線信号を出力する包絡線検波器と、
前記包絡線信号を受け取って、前記受信増幅器の前記利得を変調する平方根信号を出力する平方根ユニットとをさらに有する請求項１に記載の送受信機。
【請求項６】
前記受信増幅器の出力を整流して前記包絡線信号を出力する整流器をさらに備えた請求項１に記載の送受信機。
【請求項７】
送信機が受信機に誘起した混変調を減少する方法であって、
ベースバンドユニットによってベースバンド信号を形成するステップと、
被変調信号を形成するために前記ベースバンド信号を変調するステップと、
送受切換器へ送信信号を供給するために前記被変調信号を増幅するステップと、
増幅された受信信号を形成するために前記送受切換器から受信信号を受信増幅器により受けるステップと、
前記送信信号に比例する包絡線信号を用いて前記受信増幅器の利得を変調するステップとを有する方法。
【請求項８】
前記包絡線信号は、前記送信信号の電力に比例する請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記包絡線信号は、前記ベースバンドユニットによって供給される請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記包絡線信号を形成するために包絡線検波器によって前記増幅された受信信号の包絡線を検波するステップをさらに有する請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
前記包絡線信号を形成するために包絡線検波器によって前記増幅された受信信号の包絡線を検波するステップと、
前記受信増幅器の前記利得を変調するために前記包絡線信号の平方根をとるステップとをさらに有する請求項７に記載の方法。
【請求項１２】
前記包絡線信号を形成するために前記受信増幅器の出力を整流するステップをさらに有する請求項７に記載の方法。
【請求項１３】
送信機が受信機に誘起した混変調を減少する方法であって、
送受切換器を通して送信信号を送信するステップと、
前記送受切換器を通して前記受信機の増幅器により受信信号を受けるステップと、
前記送信信号の電力に比例する包絡線信号を形成するステップと、
前記包絡線信号を用いて前記増幅器の利得を変調するステップとを有する方法。
【請求項１４】
前記包絡線信号を形成するステップでは、前記送信信号を形成するベースバンド信号から前記包絡線信号を形成する請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記包絡線信号を形成するステップでは、前記増幅器の出力から前記包絡線信号を形成する請求項１３に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、それぞれ900 ＭＨｚ帯域や1.9 ＧＨｚ帯域を使用した符号分割多重アクセス（Code Division Multiple Access − CDMA ）電話や、セル方式のパーソナル通信システム（Personal Communication System − PCS）で動作するデュアルモード電話などにおいて、送信機が受信機に引き起こす混変調を低減するための装置及び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多重アクセス（CDMA）移動セルラー電話の受話器の大きさを低減する際に直面する主な問題として、しばしば同時に使用される送信機と受信機の間の高分離性が要求されることがある。その送信機と受信機とは共に送受切換器を通してアンテナに接続されている。そして典型的には、送受切換器は送信機と受信機との間で、例えば６０ｄＢを超えるような十分な分離性を確保するためにかなり大きなサイズを有している。
【０００３】
受話器のサイズを小さくするために、特にデュアルバンドCDMA/AMPS 型において、送受切換器も送信機と受信機のポート間の分離性を犠牲にした小規模化が図られている。なお、ここでAMPSはアドバンストアメリカ移動サービス（Advanced American Mobile Service）を意味する。典型的には、ＰＣＳバンド送受切換器は約４５ｄＢの分離性を有する一方、セルラーバンド送受切換器は４５〜５０ｄＢの分離性を有している。このように分離性が低減されると、受信機における低ノイズ増幅器（Low Noise Amplifier − LNA）の３次の非線型成分により、重大な混変調を引き起こす可能性がある。
【０００４】
この混変調ノイズは、受信周波数帯において大きな単一妨害信号と共に組み合わさって受話器の送信機から受信機へ伝わる受話器自身の変調送信機漏れ信号に起因するものである。そして、その妨害信号は、例えば近接した基地局の狭帯域変調信号のような近接したチャネル信号により生じるものである。
特に、上記低ノイズ増幅器の３次の非線型成分により、上記単一妨害信号の振幅は送信機漏れ信号の振幅変化によって変調される。送信機漏れ信号は、上記低ノイズ増幅器の感度を、経時変化を伴いつつ抑圧する。そして、その感度抑圧は低ノイズ増幅器の出力において、大きな信号が供給されたときにおける小さな信号のレベル変化に表れる。
【０００５】
混変調電力を低減するためには、大きな３次の遮断点（ＩＰ３）を持った高線形性低ノイズ増幅器が必要とされる。しかしながら、そのような大きなＩＰ３を有する高線形性低ノイズ増幅器は大電流を消費して、移動電話又は送受信機の電源を速く消耗してしまう。従って、大きなＩＰ３を有する高線形性低ノイズ増幅器を用いる必要が無く混変調電力を低減して、送受信機の消費電流や消費電力を最小化する必要がある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述の問題を解消するためになされたものであり、従来の受信装置の問題を低減するよう制御される受信装置とその制御方法とを提供することを目的とする。
また、本発明の他の目的は、大きな３次の遮断点（ＩＰ３）を持った本来的に高線形性を有する低ノイズ増幅器を必要とすることなく、混変調ノイズを低減した受信装置又は送受信機を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的は、ベースバンド信号を出力するベースバンドユニットと、ベースバンド信号を変調して被変調信号を出力する変調器とを有する送受信機を提供することによって達成される。送信増幅器は、被変調信号を増幅して送受切換器へ送信信号を出力する。また、この送受信機はさらに送受切換器から受信信号を受けると共に、包絡線信号により変調される利得を有する受信増幅器とを含む。包絡線信号は、送信信号の電力やその電力の平方根に比例するよう送信信号に比例する。
【０００８】
その包絡線信号は、ベースバンドユニットによって供給される。好ましい実施例においては、包絡線信号が、受信増幅器の出力信号を受け取る包絡線検波器により供給される。その包絡線信号は、受信増幅器の出力を整流する整流器により供給されるものであっても良い。
他の実施例においては、送信機が受信機に引き起こす混変調を低減する方法であって、ベースバンドユニットによってベースバンド信号を形成するステップと、被変調信号を形成するためにベースバンド信号を変調するステップと、送受切換器へ送信信号を供給するために被変調信号を増幅するステップと、増幅された受信信号を形成するために送受切換器から受信信号を受信増幅器により受けるステップと、送信信号の電力あるいはその電力の平方根に比例するよう送信信号に比例する包絡線信号を用いて受信増幅器の利得を変調するステップとを備えた方法が提供される。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明は、一般的に送受信機や送信機において混変調ノイズを低減することに関するものである。この混変調ノイズは、典型的には受信周波数帯における大きな単一妨害信号と組み合わされる変調送信漏洩信号から生じる。その混変調ノイズは、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）の３次の非線型成分に起因し、低ノイズ増幅器の３次の遮断点（ＩＰ３）特性と呼ばれてもいる。実例的には、送受信機は符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）電話や関連するＲＦベースバンド集積回路（ＩＣｓ）を含む。
【００１０】
図１は混変調ノイズを低減するために用いられた送受信機回路１００を示す図である。この送受信機回路１００は、共に送受切換器１２０を通してアンテナ１１５に接続された送信機１０５と受信機１１０を含む。送受切換器１２０は、周波数に応じて選択的に信号伝送経路を決定する。例えば、受信周波数を持った信号は実質的に受信機１１０に振り向けられ、送信機１０５からは十分に分離されている。同様に、送信周波数を持った信号は実質的に送信機１０５からアンテナ１１５へ向けられ、受信機１１０からは十分に分離されている。そして、受信機１１０は、アンテナ１１５から送受切換器１２０を通して無線周波数（ RF ）信号を受け取るために接続された低ノイズ増幅器のような増幅器１２５を含む。
【００１１】
低ノイズ増幅器１２５は、受け取ったＲＦ信号ｘ（ｔ）を増幅して増幅信号ｙ（ｔ）を出力する。影像あるいは受信帯フィルタと呼ばれている第一のフィルタ１３０は、増幅されたＲＦ信号ｙ（ｔ）を濾過してミキサ１３５へ濾過された信号を供給する。実例的には、影像フィルタ１３０は受信帯の信号を通す広帯域フィルタであり、受信帯の外の信号を通さない。ミキサ１３５は濾過されたＲＦ信号を局部発振器１４５から供給された局部発振信号１４０と混合することによって、中間周波数（ＩＦ）信号へ低周波変換する。
【００１２】
ＩＦ信号は、例えば狭帯域のチャネルフィルタ１５０によって濾過される。そして、チャネルフィルタ１５０から出力された濾過後のＩＦ信号は、同相及び直角位相（ＩＱ）復調器や自動利得制御（ＡＧＣ）回路やフィルタを含む復調器ユニット１５５に供給される。この復調器ユニット１５５はベースバンドユニット１６０へ復調された受信信号ＩR （ｔ），ＱR （ｔ）を出力する。そして、ベースバンドユニット１６０は、例えばデジタル信号プロセッサ（DSP)によって処理するために信号をデジタル形式に変換したり、受話器で話す人に送る音声信号へ再変換したりといった更なる処理を行うＤＳＰのようなプロセッサを含む。
【００１３】
上記においては、受信ユニット１１０による信号の受け取りと処理について記したが、対照的に送信ユニット１０５は以下のように信号を処理し送信する。ベースバンドユニット１６０はｖI （ｔ），ｖQ （ｔ）で示される送信信号ＩT ，ＱT を出力し、送信ユニット１０５中の変調ユニット１７０に供給される。変調ユニット１７０は、ＡＧＣ回路やフィルタだけでなくＩＱ変調器も含む。そして、変調ユニット１７０は送信ベースバンド信号ｖI （ｔ），ｖQ （ｔ）を濾過し、変調し、この技術分野で良く知られた局部発振器を使って変調ＲＦ信号へ高周波変換する。
【００１４】
変調ＲＦ信号は電力増幅器（ＰＡ）１７５へ供給される。電力増幅器１７５はＲＦ信号を増幅して、アンテナ１１５からの送信のために送受切換器１２０へ増幅信号ｓ（ｔ）を供給する。ここで、増幅信号ｓ（ｔ）の電力は送信電力ＰTXと呼ばれる。この送信電力ＰTXの部分ＬTXＰTXは、送受切換器１２０を通して低ノイズ増幅器１２５へ漏洩し、低ノイズ増幅器１２５へ入ってくる妨害信号と組み合わさって混変調ノイズを引き起こす。送信周波数ｆT での送受切換器における減衰又は分離は、ＬTXで示される。低ノイズ増幅器１２５へ漏れる妨害信号Ｐjam の一部は、妨害信号電力Ｐjam と、受信周波数ｆR での送受切換器１２０の挿入損ＬRXとの積となる。
【００１５】
実例的には、妨害物１８５は、送受信機１００を有する符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）電話と混信し、あるいは妨害するＡＭＰＳ型の電話である。図２に関して示されるように、妨害信号１８０は混変調を生じＡＭスペクトラムを作りだす帯域内無変調キャリアＣＷトーンであっても良い。特に、無変調の妨害信号１８０は広がり、受信周波数ｆRX近傍で変調漏洩信号ＬRXＰjam を生成する。変調漏洩信号ＬRXＰjam は、低ノイズ増幅器１２５へ漏洩する。
【００１６】
図２は、単調感度抑圧のスペクトラム２００の実例を示す図である。図２に示されるように、図１に示された送受信機１００を有するＣＤＭＡ移動電話又は受話器は、電力Ｐjam を有する単調な妨害信号１８０（これも図１に示される）のような無変調キャリアトーンを受けやすい。単調な妨害信号１８０は、例えばＣＤＭＡにおいて必要とされる−１０１ｄＢｍレベルの電力ＰRXを有する受信信号２１０より７１ｄＢ強いものである。必要とされる受信信号ＰRX２１０は、図１に示された受信機１１０によって検知される最小信号レベルである感度レベルより、わずかに３ｄＢ程度高いに過ぎない。
【００１７】
送信周波数ｆTXにおける移動体の送信電力ＰTX２１５は、セルラーＰＣＳ方式においてほぼ２３ｄＢｍである最高レベルに維持される。送信及び受信センタ周波数ｆTX，ｆRXは、典型的にはセルラー動作で４５ＭＨｚ、ＰＣＳ動作で８０ＭＨｚである二重バンド２１７により分けられている。
ＣＤＭＡ送信機の開閉ループ電力制御のために、受話器は受信信号２１０が−１０４ｄＢｍの感度レベルに近づいたとき、最大電力を伝送するよう仕向けられる。送受切換器１２０において送信分離性Ｌtxが５０ｄＢのとき、受信機の低ノイズ増幅器１２５への送信機からの漏洩ＬTXＰTXはおよそ−２５ｄＢｍである。
【００１８】
低ノイズ増幅器への入力における妨害信号１８０からの受信無変調妨害は、送受切換器の受信経路における３ｄＢの受信挿入損ＬRXを考慮すれば、およそ−３３ｄＢｍである。影像フィルタ１３０は、送信周波数ｆTXにおいて約３０ｄＢ減衰させるため、ミキサ１３５は十分混変調から保護される。電力増幅器１７５から低ノイズ増幅器１２５へ漏洩する減衰された移動送信機信号ＬTXＰTXは、送受切換器１２０を通して低ノイズ増幅器１２５に入ってくる単一妨害信号１８０から生じる信号ＬRXＰjam と組み合わされる。そして、組み合わされた信号ＬTXＰTX ,ＬRXＰjam は、低ノイズ増幅器１２５へ供給される。
【００１９】
低ノイズ増幅器の経時的感度抑圧は、受信信号ＰRX２１０において弱い振幅変調（Amplitude Modulation− AM ）を生じさせる。その振幅変調は大変弱いので、逆拡散の後においてノイズ比、即ち、トラヒックや同期及びパイロットチャネルのＳ／Ｎ比に関し、必要とされる信号に重大な影響を与えない。しかしながら、妨害信号Ｐjam １８０のような、低ノイズ増幅器の入力において非常に近接したチャネル間の混信に関する振幅変調の影響は大変大きくなりうる。普通の状況下においては、例えば妨害信号Ｐjam １８０のようなこれらの強い狭帯域ＡＭＰＳにおける混信は、逆拡散が生じる前に完全にチャネルフィルタ１５０により除去される。しかしながら、弱い振幅変調とともに、これらの混信信号１８０における電力のごく一部が混信信号自身の辺り、すなわち妨害信号Ｐjam １８０付近を中心として、２．５ＭＨｚ帯２２０を超えて広がる。この振幅変調から生じる拡散信号は図２の参照番号２２５として示されている。
【００２０】
典型的には、妨害信号Ｐjam １８０はチャネルフィルタ通過帯２３０の端のちょうど外側にある。その結果、混変調信号あるいはノイズ電力２２５の重要な部分は、チャネルフィルタ通過帯２３０の中に入る。
上記のように、混変調ノイズ２２５は、経時変化する低ノイズ増幅器の感度抑圧に起因する受信信号ＰRX２１０の振幅変調によって生成されるように見受けられる。受信信号ＰRX２１０は、例えば必要により低ノイズ増幅器１２５が基地局から受け取る信号である。
【００２１】
単調感度抑圧試験では、妨害信号Ｐjam １８０のような混信信号は、必要とされる受信信号ＰRX２１０からある周波数間隔２４０だけ離れている。この周波数間隔２４０はセルラーバンドにおいて９００ｋＨｚであり、ＰＣＳバンドで１．２５ＭＨｚである。その結果、図２に示されるように、２．５ＭＨｚ帯２２０のかなりの部分が受信信号ＰRX２１０の帯域２３０と重なっている。狭帯域ＡＭＰＳ妨害信号Ｐjam １８０は受信信号２１０より７１ｄＢ強いので、受信信号２１０と重なる２．５ＭＨｚ帯２２０の部分に重大な混信電力がある。この重なった混信電力のために、逆拡散後かなりの信号ノイズ比の低減が図られる。
【００２２】
図１及び図２を参照して、混変調ノイズ２２５を低減するために、ベースバンドユニット１６０は低ノイズ増幅器１２５の利得を制御する二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）を出力する。特に、二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は送信信号ＰTXの電力に比例する。二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は瞬間的な送信機電力の変化にしたがって、低ノイズ増幅器１２５の利得を変化させ、あるいは変調する。図４と図５に関して記述される他の実施の形態においては、二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は送信ベースバンド信号から導かれるものではない。むしろ、二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は低ノイズ増幅器１２５の出力から直接導かれる。さらに詳しくは、二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は包絡線検波器６１０を用いて、低ノイズ増幅器１２５の変調された出力の包絡線から導かれる。
【００２３】
混変調ノイズが低減されることにより、消費電流の増大という犠牲を払ってもかなり高い３次遮断点（ＩＰ３）を必要とする高線形性の低ノイズ増幅器を用いる必要性が緩和される。特に、線形化のために低ノイズ増幅器１２５に逆変調を行うことによって混変調ノイズが低減され、低ノイズ増幅器１２５の利得は変化し変調される。図１に示されるように、低ノイズ増幅器１２５の利得は、混変調ノイズ２２５を引き起こす漏洩信号ＬTXＰTXのように変調され低ノイズ増幅器へ漏洩するベースバンド信号ｖI （ｔ），ｖQ （ｔ）から導かれる二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）を用いて変調される。
【００２４】
より詳しくは、下記の式（１）は包絡線信号の二乗ｒ2 （ｔ）を示す。そして、この包絡線信号の二乗ｒ2 （ｔ）は、低ノイズ増幅器の出力信号ｙ（ｔ）の瞬時電力ＰT （ｔ）に比例し、低ノイズ増幅器１２５の利得を制御するためベースバンドユニット１６０から低ノイズ増幅器１２５の利得変調制御ポートへ供給される。
【００２５】
【数１】
0004350221.tif 000002
【００２６】
ここで、Ｋはｆ（ＰTX ,ｆTX）である。すなわち送信電力ＰTXの関数であって、信号生成中に送信帯周波数において校正される低ノイズ増幅器利得制御因子である。そして、Δｔは図１に示されるＡ点からＢ点まで、すなわち変調ユニット１７０への入力から低ノイズ増幅器１２５の出力までの遅延時間を示す。
下記の式（２）は低ノイズ増幅器１２５の出力ｙ（ｔ）を示す。
【００２７】
【数２】
0004350221.tif 000003
【００２８】
低ノイズ増幅器１２５の二乗時変総利得ａ1 （ｔ）は、以下の式（３）によって与えられる。
【００２９】
【数３】
0004350221.tif 000004
【００３０】
ここで、ＰT （ｔ）は低ノイズ増幅器の出力における送信機漏洩の瞬時電力である。また、Ｅは包絡線利得であり、ほぼ１に設定される。そして、ＰIP3 は送信周波数ｆTXでの低ノイズ増幅器出力ＩＰ３である。
瞬時電力ＰT （ｔ）は、図１に示されたＡ点からＢ点までの総利得Ｇに依存し、以下の式（４）により与えられる。
【００３１】
【数４】
0004350221.tif 000005
【００３２】
低ノイズ増幅器利得制御因子Ｋの値は、上記式（２）、（３）と（４）から決定することができる。
図３は、受信周波数帯において混変調ノイズ電力に関する包絡線利得Ｅの効果を示すものである。図３においては包絡線利得ＥとｄＢｍ単位での混変調ノイズ電力との関係を示すグラフ３００が示される。ここで、低ノイズ増幅器入力ＩＰ３は２ｄＢｍとされ、低ノイズ増幅器への送信機電力漏洩は−２３ｄＢｍとされ、単調妨害電力は−３３ｄＢｍとされた。混変調ノイズ電力は、線形化せずに、すなわちＥが０として、受信帯においておよそ−８６．３ｄＢｍである。図３により、混変調電力はＥ＝０に対する−８６．３ｄＢｍと、Ｅ＝１に対する−１１３ｄＢｍとの間で変化することが分かる。ここで、低ノイズ増幅器に非線型性が無い場合のシミュレーションでは、混変調ノイズの下限は−１１６ｄＢｍとなった。
【００３３】
送受信機１００は送信周波数帯におけるＫと、例えば最大レベルからおよそ１０ｄＢ下までのような送信電力の範囲に対して校正され、校正されたＫはＥの最適値に対応する。混変調電力は、ＩＱベースバンドにおける受信チャネル帯で直接に、あるいはＩＳ−９５フレームエラー率を計算することによって間接的に計量することができる。
【００３４】
図４は、低ノイズ増幅器の混変調におけるシミュレーションによるスペクトラム４００を示し、線形化されたＥ＝１の場合が点線で示され、線形化されないＥ＝０の場合が破線で示される。ここで、ｙ軸はｄＢｍを単位とした３０ｋＨｚ受信帯域での電力であり、一方ｘ軸はＭＨｚ単位の周波数である。図３と同様に、入力ＩＰ３は２ｄＢｍであり、低ノイズ増幅器への送信電力の漏れは−２３ｄＢｍであり、単調妨害電力は−３３ｄＢｍである。このスペクトラム４００により、高レベル２２５から低レベル２２７に至るまで線形化が混変調ノイズ電力の低減に当たって線形化がいかに重要かが分かる。
【００３５】
妨害信号の存在とは無関係に、最高の１０ｄＢ送信領域で常に逆変調がなされている。そして、これは二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）をベースバンドユニット１５０から低ノイズ増幅器１２５へ供給することによりなされる。
明らかに、図５と図６に示される他の実施の形態においては、低ノイズ増幅器１２５を変調するために用いられる信号は、包絡線検波器により二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）が供給される低ノイズ増幅器１２５の出力から直接得られるので、それほど徹底した校正の必要がない。低ノイズ増幅器１２５への漏洩信号において送信電力レベルの変化によって生ずるどのような変化も、低ノイズ増幅器の出力信号に反映される。それゆえに、二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は変化する漏洩信号に応じて自動的に変化するため、送信電力領域および周波数領域においていかなる校正も必要としない。これらの実施の形態では、ある特定の送信周波数ｆTXでの最大送信電力ＰTXのようなある一点の校正で十分である。
【００３６】
図５は、本発明における他の実施の形態に係る送受信機回路６００を示す図である。この送受信機回路６００では、包絡線信号ｒ（ｔ）が低ノイズ増幅器１２５自身から直接導かれ、低ノイズ増幅器１２５の変調ＲＦ出力の包絡線が包絡線検波器６１０により引き出される。これは、図１に示された送受信機１００に対して対照的である。送受信機１００では、二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は、変調や送信のためベースバンドユニット１６０から供給されたベースバンド信号ｖI （ｔ），ｖQ （ｔ）から導かれ、一部は送信漏洩信号ＰTXＬTXとして低ノイズ増幅器１２５へ漏洩する。
【００３７】
図１の送受信機回路１００と違い、低ノイズ増幅器の出力から直接導かれ、かつ低ノイズ増幅器１２５を変調するために用いられる二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）が自動的に低ノイズ増幅器１２５の入力において漏洩信号ｘ（ｔ）と共に変化するので、図５の送受信機回路６００はわずか一点での校正だけしか必要としない。
【００３８】
図５に示されるように、低ノイズ増幅器１２５は、主として電力増幅器１７５からの信号であるＲＦ入力信号ｘ（ｔ）を受け取る。低ノイズ増幅器１２５は入力信号ｘ（ｔ）を増幅し、影像フィルタ１３０と包絡線検波器６１０へ出力信号ｙ（ｔ）を供給する。包絡線検波器６１０は増幅されたＲＦ出力信号ｙ（ｔ）の包絡線を検波し抽出して、二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）を出力する。
【００３９】
図６は、図５の送受信機６００に対するさらに他の実施の形態６１５を示す図である。なお、明快さを持たせるため送受信機６００，６１５の全ての要素は図５，６に示されていない。しかし、送受信機６００，６１５は図１に示されたものと同じ要素、すなわちＩＦフィルタ１５０、復調器ユニット１５５、ベースバンドユニット１６０、プロセッサ１６５及び変調ユニット１７０をさらに含むものと理解される。
【００４０】
図６に示されるように、低ノイズ増幅器出力ｙ（ｔ）の包絡線は、濾過された二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）を供給する包絡線検波器とフィルタ６１０によって検波される。本実施の形態においては、平方根ユニット６３０は包絡線検波器６１０の出力を受け取るよう備えられ、低ノイズ増幅器１２５の利得を制御するために低ノイズ増幅器１２５の制御ポートへ包絡線信号ｒ（ｔ）を供給する。実例的には、低ノイズ増幅器の電圧制御利得のため、２：１ｄＢ−ｄＢ傾斜によって平方根をとる操作が実行される。また、平方根ユニット６３０と共に包絡線検波器またはフィルタ６１０が、図７に示された回路を使用することによって二者択一的に実装される。
【００４１】
図７は、図６の包絡線検波器またはフィルタ６１０や平方根ユニット６３０の一実施形態としての整流器６４０を示す図である。整流器６４０は図６の低ノイズ増幅器１２５の出力を整流するため抵抗Ｒや容量Ｃに接続されたダイオード６４５を備える。実例的には、整流器６４０は半波あるいは全波整流器とされる。抵抗Ｒはダイオード６４５の出力ノードと接地ノードとの間に接続される。同様に、容量Ｃもダイオード６４５の出力ノードと接地ノードとの間に接続される。そして結果的に整流された出力は、包絡線信号ｒ（ｔ）に比例する。
【００４２】
ここで注目すべきは、図５及び図６に示された送受信機６００，６１５の好ましい実施の形態は、平方根ユニット６３０や整流回路６４０を含んでいないことである。従って、送受信機６００の好ましい実施の形態においては、低ノイズ増幅器の利得が二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）を用いて変調される。
低ノイズ増幅器１２５の出力信号ｙ（ｔ）は、以下の式（５）により与えられる。
【００４３】
【数５】
0004350221.tif 000006
【００４４】
ここで、ωC はキャリア周波数である。
包絡線検波器６１０によって検波される信号である低ノイズ増幅器出力ｙ（ｔ）の二乗ｙ2 （ｔ）は、以下の式（６）により与えられる。
【００４５】
【数６】
0004350221.tif 000007
【００４６】
包絡線検波器６１０のフィルタは、次の式（７）により与えられる信号ｆ（ｔ）を出力する。
【００４７】
【数７】
0004350221.tif 000008
【００４８】
１／（ΔｔC ）が電力増幅器（ＰＡ）からの送信出力信号の帯域よりずっと大きい限りにおいて次式（８）が適用される。
【００４９】
【数８】
0004350221.tif 000009
【００５０】
次に、平方根ユニット６３０は、式（８）に示されるようにほぼｒ2 （ｔ）である包絡線検波器６１０から濾過された出力を受け取る。平方根ユニット６３０は低ノイズ増幅器の利得を変調するために低ノイズ増幅器の制御ポートへ包絡線信号ｒ（ｔ）を供給する。二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）は式（１）に示される。
図８と図９は、包絡線検波器とフィルタ６１０における他の実施の形態６１０' ，６１０" を示す図である。図８と図９に示されるように、フィルタは抵抗Ｒと容量Ｃとを有するＲＣ回路によって実現され、１／ＲＣはＲＦ信号ｙ（ｔ）のキャリア周波数ωC よりずっと小さく、かつ、信号の帯域よりずっと大きい値とされる。
【００５１】
図８に示された包絡線検波器とフィルタ６１０' は、２入力増倍ポートで低ノイズ増幅器の出力ｙ（ｔ）を受け取る乗算器６５０を用いて実現される。その乗算器６５０は入力の二乗を出力するものであり、すなわち信号ｙ2 （ｔ）を出力する。そして、この信号ｙ2 （ｔ）は接地ノードに接続された容量をともなうインラインレジスタを有するフィルタ６５２により濾過される。フィルタ６５２の出力は、上記のような校正の間設定され選択可能な利得Ｅ' を有する包絡線増幅器６５４に供給される。包絡線増幅器６５４は二乗包絡線信号ｒ2 （ｔ）を出力する。
【００５２】
図９に示された包絡線検波器とフィルタ６１０" においては、パワー検波器６６０が、低ノイズ増幅器の出力信号ｙ（ｔ）を受け取ってその二乗信号ｙ2 （ｔ）を出力する乗算器６５０にとって代わっている。実例的には、パワー検波器６６０はショットキーダイオードである。電力信号は電圧信号の二乗に関係しているので、パワー検波器６６０の出力はｙ2 （ｔ）、すなわち図８に示された乗算器６５０の出力と同じものに比例する。
【００５３】
ここで注目すべきは、図１と図６に示された双方の実施の形態において、より条件を緩和した送受切換器１２０が使用できることである。送受切換器１２０は送信機と受信機１０５，１１０との間にかなり小さな分離を有する。送受切換器１２０が送信機１１０の電力増幅器１７０と、受信機１０５の低ノイズ増幅器１２５との間の分離を低減する場合には、送信信号の電力ＰTXが低ノイズ増幅器の入力における妨害信号Ｐjam の電力よりずっと大きくなる。従って、包絡線検波器６１０は低ノイズ増幅器１２５へ漏洩する送信信号ＰTXの包絡線にだけ応答し、所望の包絡線が妨害信号Ｐjam によってひずまされることがない。よって、送信信号ＰTXが妨害信号Ｐjam よりずっと大きい場合には、混変調に対してより正確な補償がなされうる。
【００５４】
本発明による他の実施の形態に従うと、混変調ノイズを低減する方法が提供される。特に、その方法は、低ノイズ増幅器１２５の利得を変調する包絡線信号ｒ（ｔ）、あるいはむしろその二乗ｒ2 （ｔ）を用いることにより混変調ノイズを低減することを含む。一の方法においては、包絡線信号ｒ（ｔ）、あるいはむしろその二乗ｒ2 （ｔ）は図１に示されるように、ベースバンドユニット１６０により供給されるベースバンド信号から直接導かれる。好ましい方法においては、包絡線信号ｒ（ｔ）、あるいはむしろその二乗ｒ2 （ｔ）は図５及び図６に示されるように包絡線検波器６１０を用いる低ノイズ増幅器１２５から直接導かれる。包絡線検波器６１０は、低ノイズ増幅器１２５から供給されるＲＦ出力信号ｙ（ｔ）の包絡線を検波する。
【００５５】
本発明は、例証となる好ましい実施の形態に関して特に示され、かつ記述されるものであり、形式面や細部における前述その他の変更は、請求の範囲によってのみ制限される本発明の精神と意図から離れることなくなされることは当業者により理解される。
【図面の簡単な説明】
【図１】ベースバンド信号から直接的に得られる包絡線信号に応答して変調される可変利得低ノイズ増幅器を有する本発明に係る送受信機回路を示す図である。
【図２】単調な無変調妨害信号が、図１に示された送受信機回路の受信帯に広がる単調感度抑圧試験のスペクトラムを示す図である。
【図３】本発明において包絡線利得と混変調ノイズ電力との関係を示す図である。
【図４】本発明において逆変調が無いときとあるときに混変調ノイズが低減されているスペクトラムを示す図である。
【図５】本発明による他の実施の形態に係る包絡線検波器を有する送受信機回路を示す図である。
【図６】本発明による送受信機について他の実施の形態を示す図である。
【図７】図６の包絡線検波器と平方根ユニットの実施の形態を示す図である。
【図８】図５の包絡線検波器とフィルタをより詳しく示す図である。
【図９】図５の包絡線検波器とフィルタにおける他の実施の形態を示す図である。
【符号の説明】
１００  送受信機
１１０  受信機
１２０  送受切換器
１２５  受信増幅器
１６０  ベースバンドユニット
１７０  変調器
１７５  送信増幅器
６１０  包絡線検波器
６３０  平方根ユニット
６４０  整流器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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