(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
コード信号により変調された信号を送信する送信機からの電波を受信して、この受信波信号と局部発振器の局部発振信号との中間周波数信号を中間周波数フィルタに入力するようになしたスーパーヘテロダイン方式の受信部を有し、上記受信波信号からコード信号を復調し、コード信号に対応した制御信号を車両制御部に出力するようになしたキーレスエントリ受信機において、局部発振器を制御して局部発振器の発振周波数を所定範囲内で掃引する掃引手段と、受信信号強度を検出する受信信号強度検出手段と、掃引手段を制御する掃引制御手段とを具備せしめ、該掃引制御手段を、受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度が同調基準値を越えると受信波信号の同調と判定して上記発振周波数の上記掃引を停止する同調制御を行うように設定し、かつ上記掃引手段を、掃引速度を切り替え自在に構成し、上記掃引制御手段を、掃引速度を高速にして受信波信号を検索する受信波検索制御を行い、受信波信号が検出されると、掃引速度を低速にして上記同調制御を行うように設定したことを特徴とするキーレスエントリ受信機。
【請求項２】
請求項１記載のキーレスエントリ受信機において、上記受信部の上記局部発振器が水晶発振子よりも安定性の低い発振子を用いているキーレスエントリ受信機。
【請求項３】
請求項１または２いずれか記載のキーレスエントリ受信機において、上記送信機は、コード信号により変調された信号を生成する発振部を備え、該発振部が水晶発振子よりも安定性の低い発振子を用いているキーレスエントリ受信機。
【請求項４】
請求項１ないし３いずれか記載のキーレスエントリ受信機において、上記掃引制御手段を、上記受信波検索制御から上記同調制御へと移行する前に局部発振器の発振周波数の掃引を一旦、停止して受信信号の検索を継続し、予め設定した所定時間内に受信波信号が検出されない喪失状態となると上記受信波検索制御に戻るように設定したキーレスエントリ受信機。
【請求項５】
請求項１ないし４いずれか記載のキーレスエントリ受信機において、上記掃引制御手段を、上記受信波検索制御において、上記受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度が検索基準値を越えると、上記検索を完了し、上記同調制御において、上記受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度が同調基準値を越えると同調と判定して、上記掃引を停止するように設定し、かつ検索基準値を同調基準値よりも低い値としたキーレスエントリ受信機。
【請求項６】
コード信号により変調された信号を送信する送信機からの電波を受信して、この受信波信号と局部発振器の局部発振信号との中間周波数信号を中間周波数フィルタに入力するようになしたスーパーヘテロダイン方式の受信部を有し、上記受信波信号からコード信号を復調し、コード信号に対応した制御信号を車両制御部に出力するようになしたキーレスエントリ受信機において、局部発振器を制御して局部発振器の発振周波数を所定範囲内で掃引する掃引手段と、受信信号強度を検出する受信信号強度検出手段と、掃引手段を制御する掃引制御手段とを具備せしめ、該掃引制御手段を、受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度が同調基準値を越えると受信波信号の同調と判定して上記発振周波数の上記掃引を停止する同調制御を行うように設定し、かつ上記掃引制御手段を、掃引速度を高速にして受信波信号を検索する受信波検索制御を行い、受信波信号が検出されると上記掃引を停止し、受信波信号が検出されない喪失状態となると掃引速度を低速にするとともに掃引方向を反転し上記同調制御を行うように設定し、かつ受信波検索制御における掃引速度を、上記受信信号強度検出手段の応答遅れにより受信波信号の喪失を生じる値に設定し、同調制御における掃引速度を、上記受信信号強度検出手段の応答遅れにより受信波信号の喪失を生じない値に設定したことを特徴とするキーレスエントリ受信機。
【請求項７】
コード信号により変調された信号を送信する送信機からの電波を受信して、この受信波信号と局部発振器の局部発振信号との中間周波数信号を中間周波数フィルタに入力するようになしたスーパーヘテロダイン方式の受信部を有し、上記受信波信号からコード信号を復調し、コード信号に対応した制御信号を車両制御部に出力するようになしたキーレスエントリ受信機において、局部発振器を制御して局部発振器の発振周波数を所定範囲内で掃引する掃引手段と、受信信号強度を検出する受信信号強度検出手段と、掃引手段を制御する掃引制御手段とを具備せしめ、該掃引制御手段を、受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度が同調基準値を越えると受信波信号の同調と判定して上記発振周波数の上記掃引を停止する同調制御を行うように設定し、かつ上記掃引制御手段を、受信周波数が受信波信号に同調すると、上記発振周波数の上記掃引を停止するともに、上記局部発振器の発振周波数を、予め設定した値、受信波信号検出時の発振周波数の掃引方向が上昇方向であれば減算し、発振周波数の掃引方向が下降方向であれば加算する補正を行うように設定したことを特徴とするキーレスエントリ受信機。
【請求項８】
請求項１ないし７いずれか記載のキーレスエントリ受信機において、上記受信部が作動する作動期間と、受信部が作動を休止するスリープ期間とを交互に繰り返すように、受信部を間欠作動せしめる間欠作動制御手段を具備せしめ、かつ上記掃引制御手段を、上記作動期間における上記局部発振器の発振周波数の最終値を記憶し、次の作動期間における上記局部発振器の発振周波数の初期値を、上記最終値とするように設定したキーレスエントリ受信機。
【請求項９】
コード信号により変調された信号を送信する送信機からの電波を受信して、この受信波信号と局部発振器の局部発振信号との中間周波数信号を中間周波数フィルタに入力するようになしたスーパーヘテロダイン方式の受信部を有し、上記受信波信号からコード信号を復調し、コード信号に対応した制御信号を車両制御部に出力するようになしたキーレスエントリ受信機において、局部発振器を制御して局部発振器の発振周波数を所定範囲内で掃引する掃引手段と、受信信号強度を検出する受信信号強度検出手段と、掃引手段を制御する掃引制御手段とを具備せしめ、該掃引制御手段を、受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度に基づいて受信信号の同調を検出し、同調すると上記発振周波数の上記掃引を停止する同調制御を行うように設定し、かつ上記掃引手段を、掃引範囲を切り替え自在に構成し、上記掃引制御手段を、同調制御に先立ち、掃引範囲を広範囲にして受信波信号を検索する検索制御を行い、上記同調制御では、上記検索制御における受信波信号の検出点を含み検索制御時よりも狭い範囲で上記局部発振器の発振周波数を複数回掃引し、この複数回の掃引における発振周波数の平均値を同調点としたことを特徴とするキーレスエントリ受信機。
【請求項１０】
請求項９記載のキーレスエントリ受信機において、上記掃引手段を、掃引速度を切り替え自在に構成し、上記掃引制御手段を、受信波信号を検出すると、その時の検出点を含みより狭い範囲で受信波信号を検索するように順次検索範囲を狭くしながら複数回行い、かつ検索範囲が狭まるほど掃引速度を低速に切り替えるように設定したキーレスエントリ受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はキーレスエントリ受信機に関し、特に受信性能の向上に関する。
【０００２】
【従来の技術】
車両のドア等のロック／アンロック等は、イグニッションキーと共通の機械式のキーをドアのキーシリンダに挿入して行うようにしたものが一般的であるが、近年、ドアのロック／アンロック等に機械式のキーを用いない遠隔操作のキーレスエントリ制御システムが採用されるようになっている。このキーレスエントリ制御システムは、運転者の操作で送信機から車両ごとに割り振られたコードを車両側のキーレスエントリ受信機に送信し、これを復調して車両側に記憶したコードと照合して一致すると電磁アクチュエータ等の作動により車両のロックの解除等を行うもので、夜間等のドアのロック／アンロック等が楽になるという長所がある。
【０００３】
図１５はかかるキーレスエントリ制御システムの構成の一例を示すもので、送信機４ｂは運転者が所持するキー４の把手部分に内蔵され、スイッチ（ドアロック、ドアアンロック、トランクオープン、パニック）４００と、スイッチ４００に対応するＩＤコードを記憶する記憶部４０１と、スイッチ４００に応じて記憶部４０１からＩＤコードを読み込む制御部４０２とを備えており、運転者がいずれかのスイッチ４００を押すと、制御部４０２からスイッチ４００に応じたコード信号が発振部４０３に出力される。発振部４０３は、キャリア信号をつくるための３１４．３５ＭＨz の水晶発振子４０３２を有し、コード信号を変調信号として周波数変調（ＦＭ）信号がつくられ、アンテナ４０４から送信される。送信機４ｂはこれら各部に給電するための電池４０５および電圧制御部４０６を備えている。
【０００４】
キーレスエントリ受信機５は、受信部５ａと制御部５ｂとを有し、受信部５ａは、アンテナ５００で受信した電波を第１のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０１、高周波（ＲＦ）アンプ５０２、ミキサ５０３、局部発振器５０４を備えたスーパーヘテロダイン方式のものである。局部発振器５０４は３１３．８９５ＭＨz の水晶発振子５０４１を用いた発振周波数固定のもので、受信波信号は、ミキサ５０３により局部発振器５０４の発振信号との中間周波数信号に周波数変換され、中心周波数４５５ｋＨz の第２のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５０５に入力し、４５５ｋＨz の中間周波数（ＩＦ）の信号を通過せしめる。このＩＦ信号は、ＩＦアンプ５０６で増幅された後、検波回路５０７、移相器５０８およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０９、波形整形回路５１０によりデジタル化されたコード信号が復調される。
【０００５】
制御部５ｂは、受信信号強度検出回路（ＲＳＳＩ回路）５１１より知られる受信信号強度が十分かどうかを判定し、十分であればコード信号をボデーコンピュータ６にそのまま出力し、ボデーコンピュータ６は、復調されたコードを判定してコードに対応した制御信号を上記電磁アクチュエータの駆動回路等に出力する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記キーレスエントリ受信機の安定性は、送受信周波数の安定性に依存し、特に送受信機で用いられる発振子の性能に強く依存する。したがって発振子に周波数偏差が少なく安定性のよいものを用いることが必要になり、コストが高くなる。一方、第２のＢＰＦの帯域幅を広くすると、周波数の安定性が多少悪くとも送信機からの電波を拾うことができるが、ノイズが入り易くなるためＳ／Ｎが劣化し、結果的に感度が悪くなる。
【０００７】
本発明は上記実情に鑑みなされたもので、送信機の発振部や受信機の局部発振器に必ずしも性能の十分ではない発振子を用いても、高い感度で受信することができるキーレスエントリ受信機を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明では、キーレスエントリ受信機は、コード信号により変調された信号を送信する送信機からの電波を受信して、この受信波信号と局部発振器の局部発振信号との中間周波数信号を中間周波数フィルタに入力するようになしたスーパーヘテロダイン方式の受信部を有し、上記受信波信号からコード信号を復調し、コード信号に対応した制御信号を車両制御部に出力する。また局部発振器を制御して局部発振器の発振周波数を所定範囲内で掃引する掃引手段と、受信信号強度を検出する受信信号強度検出手段と、掃引手段を制御する掃引制御手段とを具備している。
この基本構成において、該掃引制御手段を、受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度が同調基準値を越えると受信波信号の同調と判定して上記発振周波数の上記掃引を停止する同調制御を行うように設定する。また、上記掃引手段を、掃引速度を切り替え自在に構成し、上記掃引制御手段を、掃引速度を高速にして受信波信号を検索する受信波検索制御を行い、受信波信号が検出されると、掃引速度を低速にして上記同調制御を行うように設定している。
【０００９】
局部発振器の発振周波数を掃引することで受信波信号を同調せしめるので、送信機の発振器や受信機の局部発振器の発振周波数の周波数偏差が大きく安定性がさ程よくなくとも、送信機からの電波を高感度で受信することができる。
また、受信周波数が受信波信号に同調したかどうかが、受信信号強度と同調基準値との二値比較で容易に判定することができる。この時、受信波信号を検出するまでは掃引速度を高速にすることで同調完了までの所要時間を短縮することができ、上記同調制御では掃引速度を低速にすることで受信信号強度検出手段の応答遅れの影響を抑えて精度よく受信波信号の同調が可能となる。
【００１０】
請求項２記載の発明では、上記受信部の上記局部発振器が水晶発振子よりも安定性の低い発振子を用いている。
【００１２】
請求項３記載の発明では、上記送信機は、コード信号により変調された信号を生成する発振部を備え、該発振部が水晶発振子よりも安定性の低い発振子を用いている。
【００１４】
請求項４記載の発明では、上記掃引制御手段を、上記受信波検索制御から上記同調制御へと移行する前に局部発振器の発振周波数の掃引を一旦、停止し、予め設定した所定時間内に受信波信号を喪失すると上記受信波検索制御に戻るように設定する。
【００１５】
これにより、一時的に発生するノイズ電波に対して復調を行うという時間的な無駄が回避され、受信波信号の同調までの時間を短縮することができる。
【００１６】
請求項５記載の発明では、上記掃引制御手段を、上記受信波検索制御において、上記受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度が検索基準値を越えると、上記検索を完了し、上記同調制御において、上記受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度が同調基準値を越えると同調と判定して、上記掃引を停止するように設定する。検索基準値を同調基準値よりも低い値とする。
【００１７】
受信波検索制御の後、受信信号強度を検索基準値よりも高い同調基準値と比較して受信波信号が検出されるから、受信周波数が、受信波信号がピークをとる中心周波数に精密に同調ができる。
【００１８】
請求項６記載の発明では、請求項１記載の発明の上記基本構成において、該掃引制御手段を、受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度が同調基準値を越えると受信波信号の同調と判定して上記発振周波数の上記掃引を停止する同調制御を行うように設定する。さらに、上記掃引制御手段を、掃引速度を高速にして受信波信号を検索する受信波検索制御を行い、受信波信号が検出されると上記掃引を停止し、受信波信号が検出されない喪失状態となると掃引速度を低速にするとともに掃引方向を反転し上記同調制御を行うように設定する。かつ受信波検索制御における掃引速度を、上記受信信号強度検出手段の応答遅れにより受信波信号の喪失を生じる値に設定し、同調制御における掃引速度を、上記受信信号強度検出手段の応答遅れにより受信波信号の喪失を生じない値に設定する。
【００１９】
受信波検索制御における局部発振器の発振周波数の掃引は、受信信号強度検出手段の応答遅れにより、受信波信号の同調点をやや通過した点で停止する。同調制御では、この通過した点から反転して同調点に向けて低速で掃引が行われ、精度良く同調がなされる。受信波検索制御では、受信信号強度検出手段の応答遅れにより受信波信号の喪失を生じる値に設定するので、受信波信号の同調までの時間を短縮することができる。
【００２０】
請求項７記載の発明では、請求項１記載の発明の上記基本構成において、該掃引制御手段を、受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度が同調基準値を越えると受信波信号の同調と判定して上記発振周波数の上記掃引を停止する同調制御を行うように設定する。さらに、上記掃引制御手段を、受信周波数が受信波信号に同調すると、上記発振周波数の上記掃引を停止するともに、上記局部発振器の発振周波数を、予め設定した値、受信波信号検出時の発振周波数の掃引方向が上昇方向であれば減算し、発振周波数の掃引方向が下降方向であれば加算する補正を行うように設定する。
【００２１】
かかる補正により、受信信号強度検出手段の応答遅れによる同調ずれが解消され、同調精度が向上する。
【００２２】
請求項８記載の発明では、上記受信部が作動する作動期間と、受信部が作動を休止するスリープ期間とを交互に繰り返すように、受信部を間欠作動せしめる間欠作動制御手段を具備せしめる。かつ上記掃引制御手段を、上記作動期間における上記局部発振器の発振周波数の最終値を記憶し、次の作動期間における上記局部発振器の発振周波数の初期値を、上記最終値とするように設定する。
【００２３】
受信信号強度検出手段がノイズ電波を誤検出し、上記掃引が度々、停止して１回の作動期間内に所定範囲内の掃引がなされなくとも、スリープ期間をはさんで連続した掃引がなされる。しかしてノイズ電波の多い環境下にあっても所定範囲内で掃引がなされ、送信機からの電波を捉えることができる。
【００２４】
請求項９記載の発明では、請求項１記載の発明の上記基本構成において、該掃引制御手段を、受信信号強度検出手段により検出された受信信号強度に基づいて受信信号の同調を検出し、同調すると上記発振周波数の上記掃引を停止する同調制御を行うように設定する。さらに、上記掃引手段を、掃引範囲を切り替え自在に構成し、上記掃引制御手段を、同調制御に先立ち、掃引範囲を広範囲にして受信波信号を検索する検索制御を行うように設定する。そして上記同調制御では、上記検索制御における受信波信号の検出点を含み検索制御時よりも狭い範囲で上記局部発振器の発振周波数を複数回掃引し、この複数回の掃引における発振周波数の平均値を同調点とする。
【００２５】
同調制御では複数回の発振周波数の掃引により平均化して同調点が求められるからより同調精度がよくなる。しかも同調制御に先立って検索制御が行われて同調点を略特定し、同調制御における掃引範囲を狭めるようになっているから、同調が完了するまでの時間を長引かせることがない。
【００２６】
請求項１０記載の発明では、上記掃引手段を、掃引速度を切り替え自在に構成する。上記掃引制御手段を、受信波信号を検出すると、その時の検出点を含みより狭い範囲で受信波信号を検索するように順次検索範囲を狭くしながら複数回行い、かつ検索範囲が狭まるほど掃引速度を低速に切り替えるように設定する。
【００２７】
検索制御において検索範囲が狭まるとともに掃引速度が順次低速になっていくので、検索制御完了時には同調点の存在する範囲がより絞られ、同調制御においてさらに掃引範囲を狭めて、同調が完了するまでの時間をさらに短縮することができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１に、本発明のキーレスエントリ受信機（以下、単に受信機）を適用したキーレスエントリ制御システムの構成を示す。イグニッションキー４に内蔵される送信機４ａは発振部４０３の発振子が水晶発振子に代えて安価ではあるがやや安定性の落ちるＳＡＷ４０３１を用いている以外、従来の技術で説明したものと実質的に同じであるので説明を省略し、受信機１を中心に説明する。
【００２９】
受信機１は、受信部１ａおよび制御部１ｂからなり、ボデーコンピュータ３とともに車両に搭載される。受信部１ａはスーパーヘテロダイン方式の構成で、アンテナ１００から入感した受信波信号が第１のＢＰＦ１０１およびＲＦアンプ１０２を介してミキサ１０３に入力している。ＢＰＦ１０１の通過帯域は、送信機４ａの送信周波数が発振部４０１のドリフト等でばらついても送信電波が入感し得るように設定する。ミキサ１０３は、局部発振器たる電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０４と周波数変換回路を構成し、受信波信号とＶＣＯ１０４の発振信号との中間周波数信号を生成するようになっている。中間周波数フィルタたる第２のＢＰＦ１０５は中心周波数が４５５ｋＨz のもので、セラミックフィルタ等で構成されている。
【００３０】
第２のＢＰＦ１０５を通過した中間周波数（ＩＦ）信号はＩＦアンプ１０６で増幅され、検波器１０７および移相器１０８に入力する。検波器１０７および移相器１０８は周波数弁別回路を構成し、周波数変化を振幅変化に変換するようになっている。検波器１０７から出力された受信波信号は、さらに高周波成分を除去するＬＰＦ１０９および波形整形回路１１０を通過してコード信号が復調され、コード信号は制御部１ｂに入力する。
【００３１】
また受信部１ａは、受信信号強度検出手段たるＲＳＳＩ回路１１１を備えており、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIを出力するようになっている。ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIは、ＩＦアンプ１０６への入力が大きいほど高くなり、受信信号強度を検出することができる。
【００３２】
ＶＣＯ１０４は発振子としてＳＡＷ１０４１を用いて構成してあり、受信部１ａはＶＣＯ１０４の周波数制御用の制御電圧を出力するスキャニング回路２が設けてある。ＶＣＯ１０４はスキャニング回路２から入力する制御電圧が高いと発振周波数が高く、制御電圧が低いと発振周波数が低くなる構成としてある。
【００３３】
スキャニング回路２は、掃引手段２ｂを構成するカウンタ２０２およびＤＡ変換器２０３とを有し、カウンタ２０２には第１、第２のクロック２０８，２０９から切り替えスイッチ２０５を介してクロック周波数の異なるクロック１、クロック２が入力している。カウンタ２０２はいずれかのクロック２０８，２０９により、所定範囲内でカウントアップ／ダウンを繰り返す構成としてある。かかるカウントアップ／ダウンするカウンタ値が、ＤＡ変換器２０３においてアナログ信号に変換され、制御電圧としてＶＣＯ１０４の発振周波数を掃引（スキャニング）せしめるようになっている。この制御電圧は二等辺三角波となる。ここでＤＡ変換器２０３の分解能すなわちビット数は、ＶＣＯ１０４の発振周波数の可変範囲を、ＶＣＯ１０４の発振周波数を合わせ込みたい周波数で除した値以上のものを用いる。なおＶＣＯ１０４を合わせ込みたい周波数は、発振周波数の最小変量であり、第２のＢＰＦ１０５の帯域幅が狭いほど小さなものが必要になる。
【００３４】
またクロック２０８，２０９のクロック周波数は、クロック信号が第２のＢＰＦ１０５へ混入しないように、中間周波数である４５５ｋＨz の整数倍ではない値に設定するのが望ましい。例えば４５５ｋＨz を８．５倍して３．９６７５ＭＨz というように設定する。
【００３５】
ここでカウンタ２０８，２０９がカウントアップ／ダウンする範囲は、ＶＣＯ１０４の発振周波数が、送信機４ａの送信周波数のばらつき（ドリフト等）およびＳＡＷ１０４１の安定性に起因するＶＣＯ１０４の発振周波数のばらつき（ドリフト等）に追随可能な範囲とする。例えば、送信機４ａの送信周波数とそのばらつきが、３１４．３５ＭＨz ±０．１５ＭＨz で、ＶＣＯ１０４の発振周波数のばらつきが±０．１５ＭＨz のとき、ミキサ１０３において、４５５ｋＨz の中間周波数信号を得るには、ＶＣＯ１０４の発振周波数の範囲が３１３．８９５ＭＨz ±０．３ＭＨz であればよいことになる。しかしてかかる周波数範囲内で可変となるように、カウンタ２０２のカウントアップ／ダウン範囲を決定する。
【００３６】
スキャニング回路２の、掃引制御手段２ａを構成するコンパレータ２００および制御ロジック２０１は、カウンタ２０２の作動を制御するもので、受信波信号が同調した時点でＶＣＯ１０４の発振周波数をロックする。コンパレータ２００は、２つの比較信号の大小により「Ｈ」、「Ｌ」の２値出力をするもので、一方の比較信号としてＲＳＳＩ回路１１１から出力されるＲＳＳＩ電圧ＶRSSIが入力し、他方の比較信号として切り替えスイッチ２０４を介して第１、第２の基準電圧発生部２０６，２０７から基準電圧１とこれよりも高い基準電圧２とが入力している。
【００３７】
制御ロジック２０１は、後述する制御フローを実行する論理演算回路等で構成されてカウンタ２０２を制御し、ＶＣＯ１０４の発振周波数のスキャニングと停止、スキャニング速度等を制御するようになっている。
【００３８】
制御部１ｂは、波形整形回路１１０から入力する復調されたコード信号を予め記憶したＩＤコードと照合し、合致すれば車両制御部たるボデーコンピュータ３に送信機４ａのスイッチ４００操作に対応した制御信号を出力するようになっている。ボデーコンピュータ３は、制御信号にしたがって、例えばドア開閉用のアクチュエータを駆動してドアの開閉等を行う。
【００３９】
また間欠作動制御手段たる制御部１ｂは、受信部１ａの立ち上げ制御等を行うようになっており、タイマー制御にて受信部１ａが作動期間とスリープ期間とを交互に繰り返す間欠作動をするように制御し、暗電流の低減を図っている。なお、カウンタ２０２は、そのメモリの記憶をバックアップするため、スリープ期間であってもバックアップ用の通電がなされるようになっている。
【００４０】
本発明の受信機１の作動を説明する。図２、図３は受信機１各部のタイミングチャートで、図４、図５は制御ロジック２０１において実行される制御フローである。
【００４１】
図２において、前半は送信機４ａからの電波がない場合を示しており、後半は作動期間の途中で送信機４ａのスイッチ４００が操作されて送信機４ａからの電波が入った場合を示している。
【００４２】
先ず電波がないときについて説明する。図４の制御フローにおいて、制御部１ｂにより受信部１ａがウェイクアップするとスタートする。制御フローは、ステップＳ１０〜Ｓ３３が受信波検索制御のステップで、受信波を高速検索し、ステップＳ４０〜が同調制御のステップで、受信周波数を受信波信号の同調周波数に固定する。ステップＳ１０では切替えスイッチ２０４，２０５を切替えて低圧の基準電圧１および速いクロック１に設定する。
【００４３】
ステップＳ１０ではカウンタ２０２に対しＶＣＯ１０４の発振周波数の掃引（スキャニング）を許可する。すなわちＤＡ変換器２０３でアナログ化されたカウンタ２０２の出力はクロック１のクロック周波数に応じた速い速度でアップダウンし、図２のごとく二等辺三角波となる。これによりＶＣＯ１０４の発振周波数が上記所定範囲内で低側から高側へ変化し、反転して高側から低側へ変化し、これを繰り返す。ＶＣＯ１０４の発振周波数の変化も二等辺三角波となる。
【００４４】
そしてミキサ１０３において、ＲＦアンプ１０２からの受信波信号とＶＣＯ１０４の発振信号とが混合されて、その中間周波数信号が第２のＢＰＦ１０５に入力し、ＶＣＯ１０４の発振信号と４５５ｋＨz の中間周波数信号をつくる受信波信号のみがＢＰＦ１０５を通過する。ＶＣＯ１０４の発振周波数が所定範囲内でスキャニングされ、受信波信号が検索される。
【００４５】
スキャニングが開始されると、ステップＳ３０においてコンパレータ２００の出力が「Ｌ」か「Ｈ」かを判定する。送信機４ａからの電波がなければＲＳＳＩ電圧ＶRSSIは低く、したがってコンパレータ２００の出力は「Ｈ」のままであり、ステップＳ３１に進む（なお、強いノイズ電波がある場合にはその影響でコンパレータ２００の出力が「Ｌ」になるがこれについては後述する）。
【００４６】
ステップＳ３１では、現在時刻Ｔがウェイクアップ時刻Ｔ0 から基準の作動時間ＴＷを越えて経過していないかどうかを判定し、越えていなければステップＳ２０に戻り、基準作動時間ＴＷを経過するまでＶＣＯ１０４の発振周波数のスキャニングが続けられる。基準作動時間ＴＷは、図例では、発振周波数のスキャニングが、途中でロックされなければ４回行われる長さに設定してある。基準作動時間ＴＷを経過すると本制御ルーチンを終了し、制御部１ｂが制御ルーチン終了を受け受信部１ａを再びスリープせしめる（ステップＳ３２）。
【００４７】
次に電波が入ったときの作動について説明する。１回目のスキャニングの終了後に運転者が送信機４ａのスイッチ５０３を操作し送信機４ａから３１４．３５ＭＨz の電波が送信されたとして説明する。送信機４ａからの電波が入感すると、２回目のスキャニング中である時刻Ｔ1 においてＲＳＳＩ電圧ＶRSSIが基準電圧１を越えてコンパレータ２００の出力が「Ｌ」になり（ステップＳ３０）、カウンタ２０１の作動を停止してＶＣＯ１０４の発振周波数をロックする。このように周波数の高いクロック１を用いることでＶＣＯ１０４の発振周波数のスキャニングを高速化し、短時間で受信波信号を検出することができる。
【００４８】
続くステップＳ３３では、現在時刻Ｔが受信波信号の検出時刻Ｔ1 から待機時間ＴＨ1 を越えて経過していないかどうかを判定し、越えていなければステップＳ３０に戻り、受信波信号の検出状態が待機時間ＴＨ1 持続するかどうかが判定される。待機時間ＴＨ1 は例えば１ｍｓに設定する。待機時間ＴＨ1 経過前にコンパレータ２００の出力が「Ｈ」に戻ってしまえば、検出した受信波信号がノイズ電波であったと判断されるので上記ステップＳ３１に進む。
【００４９】
ここでＶＣＯ１０４の発振周波数は、送信機４ａからの３１４．３５ＭＨz の送信信号と４５５ｋＨz の中間周波数信号をつくるｆ3 （３１３．８９５ＭＨz ）となった時点で同調するが、ｆ3 よりもやや高いｆ1 （３１３．９００ＭＨz ）でロックされている。これは中間周波数信号の周波数が第２のＢＰＦ１０５の帯域幅内に入った時点で同調するもののＲＳＳＩ回路１１１の応答遅れによりスキャニングがややオーバーシュートするためである。
【００５０】
本実施形態では、かかる高速検索による同調ずれはステップＳ４０以下の同調制御の手順が実行されることで、解消することができ、受信波信号の高速検索と同調の高精度化の両立を図っている。すなわちステップＳ３０，Ｓ３３により、受信波信号が送信機４ａからの送信電波である蓋然性が高いことが認められると、まずＳ４０において基準電圧１からこれよりも高い基準電圧２に切り替え、クロック１からこれよりも周波数の低いクロック２に切り替える。
【００５１】
ステップＳ５０〜Ｓ５２は、ＶＣＯ１０４の発振周波数を一定値戻す手順で、ステップＳ５０では、受信波信号を検出した時刻Ｔ1 におけるスキャニング方向を、カウンタ２０２がアップ中であったかどうかで判定する。ダウン中であればステップＳ５１に進み現在のカウンタＣに一定値ＣＢを加算して戻しカウンタＣ2 とする。またアップ中であればステップＳ５２に進み、タイムチャートに示すように、現在のカウンタＣに一定値ＣＢを減算して戻しカウンタＣ2 とする。なおここで一定値ＣＢは第２のＢＰＦ１０５の帯域幅ＢＷの半分に相当するカウント値である。かくして受信波信号検出時刻Ｔ1 から待機時間ＴＨ1 経過後の時刻Ｔ2 においてＶＣＯ１０４の発振周波数はｆ1 からＢＷ／２離れたｆ2 に戻る。図例ではｆ2 はｆ1 −ＢＷ／２である。
【００５２】
続くステップＳ６０では上記クロック２に対応したスキャニング速度および基準電圧２に対応する受信波信号の同調判定レベルにて、ＶＣＯ１０４の、戻した発振周波数ｆ2 からスキャニングする。
【００５３】
ステップＳ７０〜Ｓ７３は、実質的にステップＳ３０〜Ｓ３３と同じ手順で、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIと基準電圧２の比較出力であるコンパレータ２００の出力が「Ｌ」かどうかを判定し、「Ｌ」でなければスキャニング（ステップＳ６０）が続けられ、スキャニング開始時刻（時刻Ｔ2 ）からの経過時間が基準作動時間ＴＷを越えると本制御ルーチンを終了し再びスリープ期間に入る（ステップＳ７２）。
【００５４】
ステップＳ７０においてコンパレータ２００の出力が「Ｌ」であればステップＳ７３に進み現在時刻Ｔが受信波信号の同調時刻Ｔ3 から待機時間ＴＨ2 を越えて経過していないかどうかを判定する。待機時間ＴＨ2 を設定しているのは、待機時間ＴＨ1 を設定したのと同趣旨であり、長さは例えば２ｍｓとする。ステップＳ７３において検出時刻Ｔ3 からの経過時間が待機時間ＴＨ2 を越えていなければステップＳ７４に進み、現在のカウンタＣがスキャニング開始時のカウンタＣ2 から第２のＢＰＦ１０５の帯域幅ＢＷ相当のカウンタ値２ＣＢを越えているかどうかを判定し、越えていなければステップＳ７０に戻る。ステップＳ７４において、スキャニング開始時のカウンタＣ2 からのカウント変化が２ＣＢを越えていれば、もはや時刻Ｔ1 において検出した受信波信号とは認められないのでステップＳ１０に戻り、基準電圧１、クロック１の設定で受信波信号の検索をやり直す。
【００５５】
ステップＳ７３において検出時刻Ｔ3 からの経過時間が待機時間ＴＨ2 を越えると、ステップＳ８０に進み制御部１ｂにコード読み込みの許可が与えられる。制御部１ｂは、波形整形回路１１０から出力される復調信号からコードを読み込み、予め記憶したＩＤコードと照合して合っていればボデーコンピュータ３に、ドアオープン等の対応する制御信号を出力する。
【００５６】
ステップＳ９０では、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIを基準電圧ＶS と比較し基準電圧ＶS よりも高いかどうかをチェックする。これはＶＣＯ１０４の発振周波数や送信周波数がドリフトすること等によりＲＳＳＩ電圧ＶRSSIが低下していないかどうかを判定するもので、コード読み込みの信頼性を高める手順である。ステップＳ９０においてＲＳＳＩ電圧ＶRSSIが基準電圧ＶS よりも高ければ、制御部１ｂによるコード読み込みを容認し（ステップＳ８０）、基準電圧ＶS よりも低ければＩＤコードの正確な読み込みが困難と判断してステップＳ１００に進む。なお基準電圧ＶS は基準電圧１と同じであり、このＲＳＳＩ電圧ＶRSSIのチェックはコンパレータ２００の出力に基づいて判断される。
【００５７】
ステップＳ１００以降の手順は、同調ずれした受信周波数を同調し直す手順である。図例ではＶＣＯ１０４の発振周波数がｆ3 からｆ5'に変化した例を示している。ステップＳ１００〜Ｓ１０２では、ＶＣＯ１０４の発振周波数を一定値戻す。ステップＳ１００では、同調完了時刻（時刻Ｔ3 ）におけるスキャニング方向を、カウンタがアップ中であったかどうかで判定する。ダウン中であればステップＳ１０１に進み同調時のカウンタＣ3 に一定値ＣＢ’を加算して戻しカウンタＣ5 とする。またアップ中であればステップＳ１０２に進み、タイムチャートに示すように、現在のカウンタＣに一定値ＣＢ’を減算して戻しカウンタＣ5 とする。図例は減算の場合を示し、ＶＣＯ１０４の発振周波数がｆ5'からｆ5 に低下している。なおここで一定値ＣＢ’は、ＶＣＯ１０４の発振周波数や送信機４ａの送信周波数のドリフトの大きさを予め把握しておき、これに基づいて設定する。大きすぎると同調し直しに時間がかかり、小さいと完全に受信波信号を喪失してしまうからである。
【００５８】
同調のし直しを実行するステップＳ１１０〜Ｓ１２４は上記ステップＳ７０〜Ｓ７４と同様の手順で行われる。すなわちステップＳ１１０では、カウンタ２０２が一定値ＣＢ’戻したカウンタＣ5 から同調完了時刻（時刻Ｔ3 ）におけるカウント方向にカウントを開始する。
【００５９】
ステップＳ１２０では、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIと基準電圧２の比較出力であるコンパレータ２００の出力が「Ｌ」かどうかを判定し、「Ｌ」でなければスキャニング（ステップＳ１１０）が続けられ、スキャニング開始時刻（時刻Ｔ5 ）からの経過時間が基準作動時間ＴＷを越えると本制御ルーチンを終了し（ステップＳ１２２）再びスリープ期間に入る。
【００６０】
ステップＳ１２０においてコンパレータ２００の出力が「Ｌ」であればステップＳ１２３に進み現在時刻Ｔが受信波信号の同調時刻Ｔ6 から待機時間ＴＨ2 を越えて経過していないかどうかを判定する。ステップＳ１２３において同調時刻Ｔ6 からの経過時間が待機時間ＴＨ2 を越えていなければステップＳ１２４に進み、現在のカウンタＣがスキャニング開始時のカウンタＣ5 から第２のＢＰＦ１０５の帯域幅ＢＷ相当のカウンタ値２ＣＢを越えているかどうかを判定し、越えていなければステップＳ１２０に戻る。ステップＳ１２４において、スキャニング開始時のカウンタＣ5 からのカウント変化が２ＣＢを越えていれば、もはや同調し直そうとした受信波信号とは認められないのでステップＳ１０に戻り、基準電圧１、クロック１の設定で受信波信号の検索をやり直す。
【００６１】
ステップＳ１２３において検出時刻Ｔ6 からの経過時間が待機時間ＴＨ2 を越えると、ステップＳ８０に進み、検出時刻Ｔ6 から待機時間ＴＨ2 後の時刻Ｔ7 から再びコードが読み込まれる。
【００６２】
また制御ロジック２０１は、上記ステップＳ３２，Ｓ７２，Ｓ１２２においてスリープ期間に移行する際、その時点におけるカウンタ２０２のカウンタＣ、すなわち当該作動期間の、ＶＣＯ１０４の発振周波数の最終値を内蔵のメモリに記憶する。そして次にウェイクアップしたときに、カウンタＣの初期値として、記憶されたカウンタ値に設定するようになっており、次の効果を奏する。
【００６３】
図３はノイズ電波等の不要電波が多い状況での作動を示すもので、送信機４ａのスイッチ４００が操作されて送信機４ａから電波が送信されており、受信周波数を送信機からの電波に同調するには、ＶＣＯ１０４の発振周波数をｆ3 （３１８．８９５ＭＨz ）までスキャニングする必要がある状態を示している。ＶＣＯ１０４の発振周波数は低い周波数からスキャンニングを開始する。不要電波が入感しているために不要電波によりＲＳＳＩ電圧ＶRSSIが高くなり発振周波数がロックされるが、不要電波からはＩＤコードが認識されないので、再びスキャニングが開始される。不要電波が多いと、かかる誤検出が多くなり、不要電波の入感でＶＣＯ１０４の発振周波数がロックされる時間が増加する。この結果、ＶＣＯ１０４の発振周波数が、基準作動時間ＴＷ内にＶＣＯ１０４の可変周波数範囲の上限から下限までのスキャンニングはおろか、ｆ3 にも達しない。
【００６４】
したがってウェイクアップする度に最低周波数からスキャニングを開始するとすると、送信機４ａからの送信電波に同調させることが困難な場合が生ずる。
【００６５】
本実施形態では、スリープ後のウェイクアップにおいて、カウンタ２０２の初期値は、スリープ前のカウンタＣの最終値に設定されるから、スリープ期間をはさんで実質的に連続してスキャニングが行われ、例えば１回の作動期間で同調できなくともスリープ期間後の作動期間においてＶＣＯ１０４の発振周波数をｆ3 にロックすることができ（時刻Ｔ1 ）、以後、図２の作動と同様にして同調が可能となる。
【００６６】
なおスリープ後のウェイクアップにおけるカウンタＣの初期値は、厳密にスリープ前の最後のカウンタに設定するのではなく、送信機４ａの送信周波数やＶＣＯ１０４の発振周波数のドリフト分を考慮して、少しカウンタＣを戻して設定してもよい。すなわち図４のステップＳ５０〜Ｓ５２のごとく、スリープ前の最後のカウンタがアップ中であったかどうかを判定し、アップ中であれば一定値、カウンタを下げ、ダウン中であれば一定値、カウンタを上げる。
【００６７】
なお、本実施形態ではスキャニング回路は、スキャニング速度の切り替えを周波数の異なるクロックの切り替えで行う構成としているが、図６のスキャニング回路２Ａのごとく、ＤＡ変換器２０３の、ビット当たりのステップ電圧を規定する基準電圧が、切り替えスイッチ２１０を介して２つの基準電圧発生部２１１，２１２から入力するように構成し、基準電圧発生部２１１，２１２が高低２つの異なる基準電圧１、基準電圧２を発生するようにしてもよい。すなわち、制御ロジック２０１は切り替えスイッチ２１０を制御して、受信波検索制御では高圧側の基準電圧１に切り替えて制御電圧の変化速度を速くし、同調制御では低圧側の基準電圧２に切り替えて制御電圧の変化速度を遅くする。
【００６８】
また、ノイズ電波等の不要電波の影響が小さい場合等には、ＶＣＯ１０４の発振周波数のロック後の待機時間を設ける必要はなく、省略してもよい。
【００６９】
また、ＶＣＯ１０４の発振周波数を合わせ込む同調制御の前に、基準電圧１およびクロック１により高速で受信波信号を検索する受信波検索制御を行っているが、高速検索の要請が高くない場合、例えば、送信機４ａの発振子４０３１やＶＣＯ１０４のＳＡＷ１０４１に比較的精度のよいものを用いてＶＣＯ１０４の発振周波数を変化させる範囲が狭い場合等には、スキャニング回路２は切り替えスイッチのない、単一の基準電圧発生部、クロックのみを備えた構成とし、同調制御のみを行う構成でもよい。
【００７０】
またＶＣＯ１０４の制御電圧は二等辺三角波としているが、必ずしもこれに限定されるものではなく、鋸波等、所定範囲内で発振周波数を変化させられるものであればよい。
【００７１】
（第２実施形態）
図７に本発明の第２実施形態になるキーレスエントリ受信機のスキャニング回路の構成を示す。第２実施形態のキーレスエントリ受信機は第１実施形態においてスキャニング回路を図７の構成に変更したもので、第１実施形態との相違点を中心に説明する。なお図１と実質的に同じ作動をする部分については同じ番号を付すものとする。スキャニング回路２Ｂは、コンパレータ２００の他方の比較信号である基準電圧が単一の基準電圧発生部２１３から入力するようになっており、受信波検索制御と同調制御とで基準電圧を共通としてある。
【００７２】
上記のごとくＲＳＳＩ回路１１１は応答遅れを生じるので、ＶＣＯ１０４のスキャニング速度を速くしていくと、コンパレータ２００の出力が「Ｌ」になりＶＣＯ１０４の発振周波数をロックしても、ロックした時点では、上記応答遅れによる同調ずれで、コンパレータ２００の出力が再び「Ｈ」に反転する。かかるロック後のコンパレータ２００の出力の反転が生じるように、受信波検索制御は、クロック１のクロック周波数を高く設定する。
【００７３】
さらに、同調制御は、コンパレータ２００の出力の反転後にクロック１からクロック２に切り替える設定に加え、カウント方向を、受信波検索制御におけるＶＣＯ１０４の発振周波数のロック時がアップであればダウンに、ロック時がダウンであればアップに反転させる。
【００７４】
図８は、制御ロジックをかかる設定とした受信機１の作動を示すもので、ＤＡ変換器２０３から出力されるＶＣＯ１０４の制御電圧（ＶＣＯ１０４の発振周波数）、およびＲＳＳＩ電圧ＶRSSIを示すタイムチャートである。時刻Ｔ3 において送信機４ａからの送信電波と中間周波数信号をつくることのできるＶＣＯ１０４の発振周波数ｆ3 を通過する。このときＲＳＳＩ回路１１１の応答遅れ等により、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIは基準電圧を越えない。そして時刻Ｔ8 になるとＲＳＳＩ電圧ＶRSSIは基準電圧を越えコンパレータ２００の出力が「Ｌ」となる。制御ロジック２０１はこれを受けてカウンタ２０２を停止しＶＣＯ１０４の発振周波数をロックする。
【００７５】
しかし、スキャニングが高速で行われているために時刻Ｔ3 から時刻Ｔ8 までのスキャニングにより同調ずれし、時刻Ｔ8 後、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIはピーク値をとってから低下する。そして時刻Ｔ9 でコンパレータ２００の出力は「Ｈ」に変わる。コンパレータ２００の出力が「Ｈ」に変わると、ここで周波数の低いクロック２に切り替えるとともに、カウント方向（アップ／ダウン）を反転し（図例ではアップからダウン）、ｆ3 に向けて低速でスキャニングをする。時刻Ｔ10においてコンパレータ２００の出力が「Ｌ」に変わるとＶＣＯ１０４の発振周波数をロックする。これは図２の時刻Ｔ2 から時刻Ｔ3 における同調制御そのものであり、精密な同調が可能である。
【００７６】
しかも本実施形態ではＶＣＯ１０４の発振周波数のスキャニングを高速にし過ぎると同調がずれてしまうことを逆に利用しており、第１実施形態に比してさらに同調に要する時間を短縮することができる。
【００７７】
（第３実施形態）
上記各実施形態では、同調制御においてスキャニング速度を低速とすることで、ＲＳＳＩの応答遅れを抑えているが、あまり低速とすると同調までの所要時間が長くなるので限界がある。上記各実施形態の構成において、制御ロジック２０１の設定を一部変更した実施形態について説明する。なお以下の説明において各部の符号は図１に従い付すものとする。制御ロジック２０１を、同調制御において、ＶＣＯ１０４の発振周波数をロックした後（図２の時刻Ｔ3 後、図８の時刻Ｔ10後）、ＲＳＳＩ回路１１１の応答遅れによりカウンタＣが変化する遅れ分、カウンタＣをアップまたはダウンする補正を行うように設定するのがよい。すなわち、ＶＣＯ１０４の発振周波数のロック時にカウンタＣがアップ中であったかどうかを判定し、アップ中であれば、上記遅れ分、カウンタＣを下げ、ダウン中であれば、上記ずれ分、カウンタＣを上げる。かかる設定により、ＲＳＳＩ回路１１１の応答遅れに起因する同調ずれを解消することができる。
【００７８】
なお本実施の形態は、第１、第２実施形態のように掃引速度を切り替える構成の受信機だけではなく、ＲＳＳＩ電圧と比較される基準電圧およびスキャニング速度を単一とした構成の受信機にも適用できる。
【００７９】
（第４実施形態）
図９に本発明の第４実施形態になるキーレスエントリ受信機のスキャニング回路の構成を示す。本実施形態のキーレスエントリ受信機は第１実施形態においてスキャニング回路を図９の構成に変更したもので、上記各実施形態との相違点を中心に説明する。なお図１と実質的に同じ作動をする部分については同じ番号を付すものとする。スキャニング回路２Ｃは、ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIを入力とするピークタイミング検知回路２１４、ピークタイミング検知回路２１４とともに掃引制御手段２ａを構成する制御ロジック回路２０１、カウンタ２０２等から構成される。
【００８０】
ピークタイミング検知回路２１４はＲＳＳＩ電圧ＶRSSIがピークとなるタイミングで出力信号を制御ロジック回路２０１に発するように構成され、制御ロジック回路２０１において、ＲＳＳＩ電圧がピークとなるタイミングが知られるようになっている。制御ロジック回路２０１はカウンタ２０２を制御してカウントの開始および停止、カウント初期値、カウント速度を制御してＶＣＯ１０４の発振周波数のスキャニングの開始および停止、スキャニング初期値、スキャニング速度を制御するようになっている。
【００８１】
図１０はＶＣＯ１０４の発振周波数およびＶＣＯ１０４へ出力される制御電圧を示すタイミングチャートで、図１１は制御ロジック２０１において実行される制御フローである。制御フローにおいてステップＳ２１０〜Ｓ２５０が受信波検索制御であり、ステップＳ２６０〜Ｓ３１０が同調制御である。ステップＳ２１０では１回目のスキャニングを行う。１回目のスキャニングではＶＣＯ１０４の発振周波数を４ｍｓｅｃの時間をかけて３１３．８９５ＭＨz −０．３ＭＨz 〜３１３．８９５ＭＨz ＋０．３ＭＨz の範囲でスイープする（１回目のスイープ）。このスイープ範囲は送信機４ａの送信周波数のばらつき等に追随可能な範囲である。制御ロジック２０１はＲＳＳＩ電圧ＶRSSIがピークをとりピークタイミング検知回路２１４から出力があるとその時のカウンタ値Ｃａをレジスタに格納しておく。
【００８２】
次いで、２回目のスキャニングを行う。カウンタ値Ｃａからオフセット値Ｏａを減じた値Ｃｂをロードし（ステップＳ２３０）、カウンタ値Ｃｂを初期値として２回目のスイープを行う（ステップＳ２４０）。このスイープでは１回目のスイープのカウント範囲の１／４を４ｍｓｅｃの時間をかけて行う。すなわち１回目スイープの時の１／４のスイープ速度で行う。なおオフセット値Ｏａは例えば２回目スイープ範囲の１／２程度に設定する。
【００８３】
ＲＳＳＩ電圧ＶRSSIがピークをとりピークタイミング検知回路２１４から出力があるとその時のカウンタ値Ｃｃをレジスタに格納しておく（ステップＳ２５０）。
【００８４】
次いで、３回目のスキャニングを行う。カウンタ値Ｃｃからオフセット値Ｏｂを減じた値Ｃｄをロードし（ステップＳ２６０）、カウンタ値Ｃｄを初期値として３回目のスイープを行う（ステップＳ２７０）。このスイープはステップＳ２７０および後述するステップＳ２８０，Ｓ２９０を繰り返すことで計１６回行う。この１６回のスイープは同じ条件で行われ、以下の説明において行われた順に３−ｋ回目（ｋ＝１〜１６）というように記載する。３回目スイープの各スイープは、１回目スイープのカウント範囲の１／１６、したがって２回目スイープのカウント範囲の１／４を０．５ｍｓｅｃの時間をかけて行う。
【００８５】
この３回目スイープにおいてＲＳＳＩ電圧ＶRSSIがピークをとりピークタイミング検知回路２１４から出力があると、その時のカウンタ値Ｃｅ１をレジスタに格納しておく（ステップＳ２８０）。そして上記カウンタ値Ｃｄを再び初期値としてロードし（ステップＳ２９０）、ステップＳ２７０〜Ｓ２９０が繰り返されて３−１回目スイープに続き順次、３−２回目スイープから３−１６回目スイープまでが行われる。かくしてＲＳＳＩ電圧ＶRSSIがピークをとった時のカウンタ値Ｃｅｋ（ｋ＝１〜１６）を得る。
【００８６】
そして３−１回目から３−１６回目までのスイープが完了して最後のカウンタ値Ｃｅ１６が得られるとステップＳ３００に進む。
【００８７】
ステップＳ３００では、レジスタに格納されたカウンタ値Ｃｅｋ（ｋ＝１〜１６）の平均を計算しＣｆとする。この平均値Ｃｆはピークタイミング検知時のカウンタ値の代表値であるが、ＲＳＳＩ回路１１１等の応答遅延を含んでいるため、平均値Ｃｆからこの応答遅延に相当するオフセット値Ｏｃを減じてＣｇとし、このカウンタ値ＣｇをロードしてＶＣＯ１０４の発振周波数を固定する。
【００８８】
なおスイープ中にピークタイミング検知回路２１４から出力がなければ、ステップＳ２１０では上記各実施形態と同様にスリープ時期がくるまで同じスイープ範囲にてスイープが繰り返され、ステップＳ２４０，Ｓ２７０ではノイズ電波であると判断してステップＳ２１０からやり直す。
【００８９】
図１２、図１３はスイープ時間とピーク周波数の関係について発明者らが調査した結果を示すものである。なおスイープ範囲は固定であり、スイープ時間が長いほどスイープ速度が遅いことを表している。また、図中、各スイープ時間におけるピーク周波数の平均とともにばらつきを示し、ばらつきは標準偏差σならびに最大値および最小値で表している。
【００９０】
図１２より知られるように、スイープ時間が長くなるほどピーク周波数のばらつきは小さくなる。本実施形態では、上記のごとく、高速広範囲の１回目のスイープ（ステップＳ２１０）に続いて低速狭範囲の２回目のスイープ（ステップＳ２４０）が行われるので次の効果を奏する。１回目スイープでは、誤差は大きいものの、送信機４の送信周波数ずれ等をカバーする１回目スイープ範囲を短時間でスキャニングしピーク周波数を略特定する（カウント値Ｃｂ）ことができる。そして２回目スイープでは、１回目スイープにおいてピーク周波数が略特定されているのでスイープ範囲を上記のごとく減じることが可能となり、スイープ速度を低速とすることでさらに同調周波数を絞り込むことができる。
【００９１】
図１３は図１２のデータよりもスイープ時間が長い領域における実験結果である。スイープ時間をあまり長くしてもさ程、ピーク周波数のばらつきは小さくならず、発明者らの目標範囲である（最大値−最小値）で１０ｋＨz の範囲に入れることはできない。
【００９２】
本実施形態では、３回目スイープ（ステップＳ２７０）を行うことで、ピーク周波数のばらつきを１０ｋＨz の範囲に入れることができる。図１４は３回目スイープのごとく所定回数のスイープを行った時の、ピーク周波数の平均値とスイープ回数（図中、平均回数）の関係について発明者らが調査した結果を示すものである。図中、各平均回数におけるピーク周波数平均値の平均とともにばらつきを示し、ばらつきは標準偏差σならびに最大値および最小値で表している。ピーク周波数の平均値のばらつきは平均回数に応じて小さくなる。図例では平均回数が８回以上のときピーク周波数平均値のばらつきが（最大値−最小値）で１０ｋＨz の範囲に入る。
【００９３】
したがって、上記のごとく３回目のスイープを行いカウント値ＣｇにてＶＣＯ１０４の発振周波数を固定することにより、同調精度を高めることができる。しかも、本実施形態では３回目スイープを行う前にステップＳ２１０〜Ｓ２５０を行うことで同調周波数がある程度特定されているから、３回目スイープではスイープ範囲はかなり狭くて済み、３回目のスイープにおいて複数回のスイープを行っても同調完了までが長時間化することはない。
【００９４】
このような制御を行うことにより短時間で精度の高いスキャニングを行うことができる。
【００９５】
なお本実施形態では、受信波検索制御においてＶＣＯの発振周波数のスイープを２回、順次低速狭範囲化しながら段階的に行っているが、回数は必ずしもこれに限定されるものではなく、送信機の送信周波数やＶＣＯの発振周波数の安定性等（ドリフト量、ばらつき）によっては３回以上に増やしてもよいし、逆に１回に減らしてもよい。
【００９６】
また、本実施形態では、３回目スイープのスイープ速度を２回目スイープのスイープ速度よりも速くしているが、遅くしてもよい。この場合、図１２より知られるようにピーク周波数平均値のばらつきはスイープ速度が遅いほど小さくなるから、その分、平均回数を減らすことができる。
【００９７】
このように、本実施形態の構成をとる場合、受信波検索制御ならびに同調制御でのスイープ回数、スイープ範囲、スイープ速度は、目標とする同調精度を満足しつつ短時間で同調が完了するように、予め実験等により最適化するのがよい。この場合、同調精度の目標範囲として本実施形態では１０ｋＨz としたので、３回目スイープのスイープ回数を８回以上とする必要があるが、目標範囲によってスイープ回数が異なるのは勿論である。
【００９８】
なお、上記各実施形態は、ＦＭ電波を用いたキーレスエントリ制御システムに適用したが、振幅変調（ＡＭ）電波等の他の電波形式を用いたものに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すキーレスエントリ受信機を適用したキーレスエントリ制御システムの全体構成図である。
【図２】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する第１のタイムチャートである。
【図３】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する第２のタイムチャートである。
【図４】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する第１のフローチャートである。
【図５】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する第２のフローチャートである。
【図６】本発明の第２の実施形態を示すキーレスエントリ受信機の部分構成図である。
【図７】本発明の第３の実施形態を示すキーレスエントリ受信機の部分構成図である。
【図８】本発明の第３の実施形態を示すキーレスエントリ受信機の作動を説明するグラフである。
【図９】本発明の第４の実施形態を示すキーレスエントリ受信機の部分構成図である。
【図１０】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明するタイムチャートである。
【図１１】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明するフローチャートである。
【図１２】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する第１のグラフである。
【図１３】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する第２のグラフである。
【図１４】上記キーレスエントリ受信機の作動を説明する第３のグラフである。
【図１５】従来のキーレスエントリ受信機を有するキーレスエントリ制御システムの全体構成図である。
【符号の説明】
１  キーレスエントリ受信機
１ａ  受信部
１０３  ミキサ
１０４  ＶＣＯ（局部発振器）
１０５  第２のバンドパスフィルタ（中間周波数フィルタ）
１１１  ＲＳＳＩ回路（受信信号強度検出手段）
１ｂ  制御部（間欠作動制御手段）
２，２Ａ，２Ｂ  スキャニング回路
２ａ  掃引制御手段
２００  コンパレータ
２０１  制御ロジック
２ｂ  掃引手段
２０２  カウンタ
２０３  ＤＡ変換器
２１４  ピークタイミング検知回路
３  ボデーコンピュータ（車両制御部）
４  キー
４ａ  送信機
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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