(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数のスキャンライン上のビーム形成された複数のベースバンドサンプルを発生する超音波受信ビーム生成器からの複数の信号を処理するベースバンド・プロセッサであって、
（ａ）  前記ビーム形成された複数のサンプルに対して作用して、複数のサンプル間に干渉性を生じさせる複素応答調整器と、
（ｂ）  前記複数のサンプルをフィルタリングするためのベースバンド・フィルタと
を備えるベースバンド・プロセッサ。
【請求項２】
２つの送信始点と関連するビーム形成された複数のベースバンドサンプルを発生する超音波受信ビーム生成器からの複数の信号を処理する方法であって、
（ａ）  前記ビーム形成された複数のサンプルの複素応答を調節して、２つの送信始点と関連するサンプル間に干渉性を生じさせる工程と、
（ｂ）  ベースバンドで、前記複数のサンプルをフィルタリングする工程と
を含む方法。
【請求項３】
（ａ）  少なくとも１つの受信スキャンライン上のビーム形成された複数のベースバンドサンプルを捕捉するのに適した受信ビーム生成器と、
（ｂ）  前記複数のサンプルに対して作用して、サンプル間に干渉性を生じさせるのに適した複素応答調整器と
を備えた超音波受信ビーム生成器システム。
【請求項４】
超音波ビーム生成器からの複数のベースバンド信号を処理するための方法であって、
（ａ）  少なくとも１つの受信スキャンライン上のビーム形成された複数のベースバンドサンプルを、超音波ビーム生成器から捕捉する工程と、
（ｂ）  前記ビーム形成された複数のベースバンドサンプル間の複素応答を調整して、サンプル間に干渉性を生じさせる工程と
を含む方法。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
本発明は、例えばレーダー、ソナー、地震波などを含む、振動エネルギーを使用した干渉性（コヒーレント）イメージングシステムや超音波システムに係わり、特に、例としてのみ挙げるＢモード（グレイ−スケール）・イメージングモード及びカラードップラー・イメージングモードのようなイメージングモードにおける、例としてのみ挙げるリニア、ステアリング・リニア、セクタ、円形状、ベクタ（登録商標）、ステアリング・ベクタ（登録商標）等のスキャンフォーマットを目的としたフェーズド・アレイ型超音波イメージングシステムに関する。特に、本発明では、ビーム形成後（ポスト・ビームフォーメーション）の信号処理調整について説明する。なお、本発明は超音波システムについて論じられているが、本発明は他のタイプの干渉性イメージングシステムにおいても実施することができる。
従来のほとんどの超音波イメージングシステムでは、フェーズドアレイ型イメージングシステムにおけるチャネル間の干渉性（コヒーレンス）の必要性は良く理解されていたが、ビーム間の干渉性は要求されていない。従来のシステムでは、イメージの均一性に対する要求は、あらゆるスキャンライン上のあらゆるレンジにおける点ターゲットに対するシステムの振幅応答が、隣接するスキャンライン上の同一レンジにおける同一ターゲットに対する振幅応答と実質的に一致していることである。ビーム間の干渉性については更に、あらゆるスキャンライン上のあらゆるレンジにおける点ターゲットに対するシステムの位相応答（例えば、同相及び直交（Ｉ／Ｑ）応答により、振幅応答と結合して表される）が、同様に、隣接するスキャンライン上の同一レンジにおける同一ターゲットに対する位相応答と実質的に一致することが要求されている。スキャンフォーマットの中には、系統的な位相変動が発生するものもある。例えば、もし、連続する送受信ビームに関連する開口が相対的に変化すれば、系統的なスキャンライン間の位相変動が混入することがある。同様に、連続する送受信ビームの中心周波数が互いに関連して変化した場合に、系統的なスキャンライン間の位相変動が混入することがある。この方法の場合、そのような系統的変動を、レンジに依存しかつスキャンラインに依存して位相補正または調整することが必要になる。そのような位相補正または位相調整の値を、予め設定してメモリ内に記憶し、新しい干渉性サンプルの合成などの別の干渉性演算の前に、捕捉した干渉性サンプルに対して複素乗算器により適用するようにしてもよい。
また、スキャンにおける予め検出したビーム間において干渉性位相調整が確立されるように、検出前の再変調によって、ビーム間の送受信周波数の相違に起因した系統的な位相変動を調整することも望ましい。これは、ビーム形成されたベースバンドＩ／Ｑ信号に基づき最も効率良く実行される。
超音波イメージングは、スキャンラインと呼ばれる、空間上で直線に沿って中心を合わせた、焦点調節された超音波ビームのスキャンシーケンスを、イメージングする生体組織内あるいは他の対象物に放射する（送信する）ことにより実行される。送信スキャンラインは、送信ビーム生成器及び超音波変換器アレイにより生成される。この送信スキャンラインは、予め定められた放射またはスキャンパターンにより、平面状リニアの、平面状セクタの、または他の形状の組織表示を生成するように間隔が開けられている。組織内の所定深さに合焦するように設定した場合、超音波送信連続波（ＣＷ）またはパルス波（ＰＷ）の信号は、公称値としてのｃ＝１５４０ｍ／ｓｅｃの推定一定伝搬速度で組織内を伝搬し、組織と相互作用し、その信号の一部を超音波信号を発射した超音波変換器アレイに向けて反射する。この往復伝搬の遅延時間は、超音波変換器アレイに最も近いターゲットについては最も短く、変換器アレイから最も遠いターゲットについては最も長い。適切な時間遅延量を適用することにより、受信ビーム生成器は、受信スキャンラインと呼ばれる空間上の直線に沿って受信ビームを動的に合焦させることができる。この受信スキャンラインは例えば、最も狭い関心領域（深さ）から始まって最も深い関心領域に向かって展開される。
アナログ及びハイブリッド（アナログ−ディジタル）のフェーズドアレイ型ビーム生成器システムは、先行技術においても得られる。例えば、フェーズドアレイ型ビーム生成器システムは、以下の特許に見ることができる。
0004203834.tif 000002
ディジタル受信ビーム生成器システムも、また、従来技術において提案されている。ディジタル受信ビーム生成器システムの基本的な特徴は、（１）例えばリニアアレイ等のアレイの各素子に受信された超音波信号の増幅、（２）少なくとも超音波信号の最大周波数の２倍のアナログ−ディジタル・サンプリングレートを使った直接且つ各チャネル毎の超音波信号のアナログ−ディジタル変換、（３）焦点調節用の遅延を与えるディジタルメモリ、及び、（４）全てのチャネルからの焦点形成された信号のディジタル加算、にある。受信ビーム生成器システムの他の処理態様は、精細な焦点調節を与えるためのチャンネル毎を基礎した受信信号の位相回転、ビームのサイドローブを制御するための振幅スケーリング（アポダイゼイション）、及び、信号のバンド幅を制御するためのディジタルフィルタリングを含む。この技術は、常に達成が望まれている、高品質の再構成画像を効率的な方法で得ることを指摘している。
発明の要約
本発明は、ベースバンド・プロセッサを備える方法および装置に関し、そのベースバンド・プロセッサは、超音波イメージングシステムの受信ビーム生成器から捕捉された、複素数（同相／直交）の検出前（プリ・ディテクション）のスキャンライン・サンプルに対してビーム形成後（ポスト・ビームフォーメーション）の調整を行うものである。
好適な実施例によれば、本発明は、プログラマブル有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ及びプログラマブル複素乗算器を含んでいる。本発明の１つの観点からは、このプログラマブル・フィルタは信号整形を行なう。この信号整形能力は、送信及び受信超音波波形を歪ませる変換器及びアナログ信号経路の応答を補償するために使うことができる。また、帯域外ノイズ周波数を除去することにより信号対雑音比（ＳＮＲ）を増加させるようにプログラムすることもできる。さらに、整合フィルタとして動作するようにプログラムして、選択した送信波形形状に関する出力ＳＮＲを最大にすることもできる。本発明は、多重ビームに関連する、時間的にインターリーブしたデータサンプルとともに動作する能力も備える。
本発明の方法及び装置の別の態様として、ベースバンド・プロセッサは、受信ビーム生成器信号のサンプルレートを、画像表示プロセッサに好都合なレートに変換するサンプルレート変換器として機能することができる。
本発明の方法及び装置の別の態様として、ベースバンド・プロセッサは、プログラマブル・フィルタに続くプログラマブル複素乗算器を含む。この複素乗算器は、スキャンライン間の系統的な処理の振幅及び位相の差を補正し、その結果、スキャンライン間（ビーム間）の振幅干渉性（振幅コヒーレンス）（振幅整合とも呼ばれる）及び位相干渉性（位相コヒーレンス）（位相調整とも呼ばれる）が得られる。かかる態様によって、サンプルを合成すること及び合成スキャンラインという新規な特徴がサポートされる。
本発明の方法及び装置はさらに、グレーティングローブを軽減するため、調整可能な周波数によるスキャンをサポートしている。別の態様に係る複素乗算器は、スキャンライン・データの周波数の再変調を提供して、スキャン中に周波数が変化するときのスキャンライン間の位相干渉性を維持する。
本発明のさらに別の態様として、ベースバンド・プロセッサは、減衰により、組織内での深さに応じてダウンシフトする受信信号周波数を追跡することができる。
追加の効果、目的、及び、新規な特徴は、明細書及び図面を参照することにより得られる。
【図面の簡単な説明】
図１ａ及び図１ｂは、生体組織に向かう及び生体組織からの送信及び受信超音波ビームを概念的に表す。
図２ａは、本発明のベースバンド・プロセッサ・システムの一例を含む超音波医療用イメージングシステムにおける新規の超音波ビーム生成器システムの概略ブロック構成を表す。
図２ｂ及び２ｃは、共同して図２ａの超音波ビーム生成器システムのブロック図を表す。
図３は、図２の受信ビーム生成器用のディジタル・ベースバンド・マルチビーム・プロセッサの一例に係るブロック図を表す。
図４ａ及び図４ｂは、ベースバンド・プロセッサ・システムの別の実施例をそれぞれ表す。図４ａに示す第１の別の実施例では、ベースバンド・フィルタ及び複素乗算器の順序を交換している。図４ｂに示す第２の別の実施例では、振幅及び位相の調整機能を受信ビーム生成器内に移動している。
図５は、受信スキャンライン間のフィルタリングおよび振幅／位相調整を提供する本発明のベースバンド・プロセッサコントロールの実施例のブロック図である。
図６ａ、図６ｂおよび図６ｃは、ベースバンド・プロセッサにおける信号再変調に適用可能な、典型的な信号周波数のダウンシフトプロファイルのグラフである。
図７は、３本の超音波スキャンラインに対する同一レンジ点での波形応答を説明する。
図８は、ベクタ（登録商標）スキャン・ジオメトリに対するレンジｒtでの位相蓄積方法を示す図であり、公称ライン間隔において実際に捕捉されたスキャンライン（実線）に対する位相差が示されている。破線は、捕捉されなかったターゲット・スキャンラインを示す。
図９は、捕捉された超音波スキャンライン（ｕｓｌ）のシーケンスに対する位相差をプロットした状態（左側）を示し、また、累積した（積分した）位相をプロットした状態（右側）を示す。
好適な実施例の詳細な説明
本発明は、医療用の超音波イメージング・システムの構成要素を備えており、このシステムに関しては、前掲の他の特許出願が米国特許商標庁に同時に出願されている。
Ａ．  好適なビーム生成器・システムのアーキテクチャの概要
１．  超音波信号の説明
添付図面を参照すると、図１ａおよび１ｂはそれぞれ、送受信のスキャンライン（実線）および個々の素子からの直線状の信号伝搬パス（破線）の状態を図示している。図１ａでは、送信ビーム生成器はＴ−５０により示されており、このビーム生成器は、この特定の実施例においては、リニア・フェーズド・アレイとして形成されている多くの変換器素子Ｔ−５４各々を含む変換器アレイＴ−５２を有している。従来から知られているように、超音波送受信ビーム生成器システムとともに使用することができる変換器アレイには、非常に多くの種類の構成がある。図１ａで分かるように、この送信ビーム生成器Ｔ−５０は、適当に時間遅延された電気信号を個々の変換器素子Ｔ−５４に送る。これらの変換器素子Ｔ−５４は次いで電気信号を音響波に順次変換し、その音響波は体内組織Ｔ−５６内に伝搬する。個々の変換器素子Ｔ−５４に送られる励起信号に異なる時間遅延量を与えることで、それぞれ焦点ｒ1、ｒ2を有する送信スキャンラインＴ−６０およびＴ−６２が形成される。これらの送信スキャンラインのそれぞれは、イメージングされる体内にステアリングされ、かつ、焦点調節された別個の送信ビームの中心線の代表であることが理解される。
この送信ビーム生成器Ｔ−５０は、種々のスキャンラインに沿った同時性のある多重ビーム、または、同一のスキャンライン上の種々の深さの焦点（複合焦点）を発生させることができる。さらに、この多重送信ビームはそれぞれ、全体の画像フォーマットをスキャンすることができるし、また、この多重ビームのそれぞれが画像フォーマットの指定されたセクションのみをスキャンするように送信することもできる。
図１ｂはデジタル受信ビーム生成器Ｒ−５８を図示しており、このビーム生成器も変換器アレイＴ−５２に接続されている。同様に図１ｂでは、受信スキャンラインＲ−６４、Ｒ−６６が表されており、これらのスキャンラインはそれぞれ動的に焦点調節された第１の受信ビームおよび動的に焦点調節された第２の受信ビームに対応している。これらのビームは、各スキャンライン上の、レンジにおける複数の焦点深さ（ｒ1、ｒ2、ｒ3）でサンプルされる。本発明のデジタル受信信号パスでは、変換器アレイの信号は多重ビームの各々を表すデータに選択的に分けることができる。
送信または受信のスキャンパターンの各スキャンラインは、変換器アレイ上の始点、スキャンライン方向（角度θ）および焦点深さまたはレンジ（ｒ）によってパラメータ化できる。本発明の超音波イメージングシステムでは、これらのパラメータ（従来知られているように幾何学的考慮事項に基づいて）によってインデックス付けされた開口アポダイゼイション値および焦点調節時間遅延の予め計算された疎データの組を格納し、その値をリアルタイムな計算手段によって拡張し、所望のスキャンラインを作り出す送受信ビーム形成システムを制御する。
２．  ビーム生成器システム
図２ａ、２ｂ、２ｃは、医療用超音波イメージングシステムＲ−２０の全体のブロック図を示す。超音波システムＲ−２０は、ビーム生成器システムＲ−２２、１以上の変換器Ｔ−１１２、ディスプレイＲ−２８を有する表示処理システムＲ−２６、および、超音波イメージングシステムコントロールＲ−４０を備える。ここで使用しているように、「超音波」の用語は人間の可聴範囲以上の周波数を指している。しかしながら、変換器アレイＴ−１１２は典型的には２〜１０ＭＨｚの範囲内の周波数に最適化されている。
図２ａ、２ｂまたは２ｃにおいて、上記ビーム生成器システムＲ−２２は創造的かつ新規な、（１）デジタル送信ビーム生成器システムＴ−１０２、（２）デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００、（３）ビーム生成器中央制御システムＣ−１０４、（４）適応型焦点調節制御システムＧ−１００、（５）ドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００、（６）ベースバンド・マルチビーム・プロセッサＲ−１２５、および、（７）干渉性（コヒーレント）サンプル合成器Ｓ−１００を有している。これらのシステムは機能的ブロック図として表されている。このブロックでは、実行される信号処理機能をよりよく説明するために、好適な実施例の実際の構成を抽象化して表している。
図２ａ，２ｂ，２ｃでは、制御信号は細いリードラインを介して通信されるように描かれ、一方、信号パスは太いリードラインで描かれている。
図２ａに示すように、ビーム生成器システムＲ−２２は、２つのデジタルビームデータ源を表示処理システムＲ−２６に与える。すなわち、（１）ビームのコヒーレントな時間的サンプリング（ＣＷの場合）またはビームに沿った１つの領域位置におけるコヒーレントな時間的サンプリング（ＰＷの場合）を表すドップラー受信ビーム生成器の単一ビームの複素同相／直交データと、（２）各受信スキャンラインに沿った列状のコヒーレントなサンプリングを表すデジタル受信ビーム生成器の多重ビームの複素数の同相／直交データとである。ビーム生成器システムＲ−２２はその動作により様々な表示モードのためのデータを与えるために、上述した如く、スキャンラインのシーケンスおよび関連するサンプルを提供することができる。一例として、可能な表示モードおよびそれらの関連したプロセッサには、（１）Ｂモード（グレイスケール・イメージング）およびＭモード（運動表示）に対する輝度画像および運動プロセッサＲ−３０、（２）フローイメージングに対するカラードップラー画像プロセッサＲ−３２、および、（３）広い動的非イメージング・ドップラー速度−対−時間の表示のためのスペクトラムドップラー・プロセッサＲ−３４が含まれる。本技術の当業者には明らかなように、Ｒ−２２の２つの複素データ源から別のモードを生成することもできる。
また、超音波システムＲ−２０は、送信器Ｔ−１０３から出力された波形を変換器素子Ｔ−１１４に送るための送信デマルチプレクサＴ−１０６、変換器素子Ｔ−１１４から入力した波形を受信器Ｒ−１０１に送るための受信マルチプレクサＲ−１０８、１以上の変換器コネクタＴ−１１０および変換器アレイＴ−１１２を含む。多くのタイプの変換器アレイが本システムに使用できる。
また、超音波システムＲ−２０は、超音波イメージングシステムコントロールＲ−４０、スキャンパラメータおよびスキャンデータを格納するための保管メモリＲ−３８、および、オペレータ・インターフェースＲ−３６を有する。
変換器アレイＴ−１１２は多様な種々の変換器アレイと交換可能であり、そのような変換器アレイとしてはリニア、曲線状、曲線の、および円環状の変換器アレイを含むが、それらのみに限定はされない。多様な様々な診療上の設定要求を満足させるには、様々な変換器アレイの形状および周波数が望まれる。しかしながら、変換器アレイＴ−１１２は典型的には２〜１０ＭＨｚ内の周波数に最適化されている。この医療用超音波システムＲ−２０は３つの主要な機能の実行を担っており、その主要機能とは、超音波変換器の素子Ｔ−１１４を駆動し、焦点調節した超音波エネルギーを送信すること、変換器アレイＴ−１１４上に到達した戻り散乱の超音波エネルギーを受信し焦点調節すること、および、送受信の機能を制御してリニア、セクタ、またはベクタ（登録商標）のフォーマットを含む（ただし、それらのみには限定されない）スキャンフォーマット内の視野をスキャンすること、である。
３．  デジタル送信ビーム生成器システム
前記デジタル送信ビーム生成器Ｔ−１０２（図２ｃ）は、変換器素子Ｔ−１１４のそれぞれの１つ以上に対応する複数のデジタル・マルチチャンネル送信器Ｔ−１０３を有する。この送信器は、ある好適な実施例の場合には各送信器が４本までの独立したビームを処理できるという点で、マルチチャンネル型になっている。このため、例えば、１２８個のマルチチャンネル送信器は全体で５１２チャンネルを有することになる。他の好適な実施例では、５本以上の独立したビームも達成できる。１個のプロセッサが５本以上のビームを処理することも、本発明の範囲内である。
好適な実施例では、デジタル・マルチチャンネル送信器Ｔ−１０３の各々は、励起事象に対応する出力として、４パルスまでの重畳を行い、各々のパルスがビームに対応している。各々のパルスは正確にプログラム設定された波形を有しており、その振幅は、他の送信器又はチャンネルあるいはその両方に対して正確にアポダイズされ、共通の送信開始（ＳＯＴ）信号に対して正確に定められた時間だけ遅延される。送信器Ｔ−１０３はＣＷも生成できる能力を有する。
各々のデジタル・マルチチャンネル送信器Ｔ−１０３は、概念的には、複素変調器Ｔ−１１７に出力を送るマルチビーム送信フィルタＴ−１１５を備えている。複素変調器Ｔ−１１７の出力は、遅延／フィルタ部Ｔ−１１９に送られ、そこからデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）Ｔ−１２１に送られる。ＤＡＣ  Ｔ−１２１の出力は増幅器Ｔ−１２３によって増幅される。マルチビーム送信フィルタＴ−１１５と、複素変調器Ｔ−１１７と、遅延／フィルタ・ブロックＴ−１１９は、デジタル・マルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４を構成する。
送信フィルタＴ−１１５は、送信開始（ＳＯＴ）信号に対応して、あらゆる実数又は複素数波形を提供するようにプログラム設定できる。送信フィルタＴ−１１５は、あらゆる所望の任意のパルス波形の実数又は複素数サンプルを記憶するメモリと、焦点調節遅延機能の構成要素によって遅延された送信開始（ＳＯＴ）信号に応答して連続的にサンプルを読み出す手段と、を備えて構成される。好適な実施例では、Ｔ−１１５のメモリは、実数又は複素数パルスのエンベロープのベースバンド表示を記憶するようにプログラムされる。
ブロックＴ−１１５は、主としてメモリであるが、ブロックＴ−１１５の出力がインパルスに対するフィルタの時間応答と考えることができるので、ここでは送信フィルタと呼ぶことにする。複素変調器Ｔ−１１７は、エンベロープを送信周波数にアップコンバートし、適切な焦点調節位相及びアポダイゼーションを提供する。
遅延／フィルタ・ブロックＴ−１１９は、概念的には、あらゆる残余焦点調節遅延成分と最終的な整形フィルタを提供する。デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）Ｔ−１２１は、送信波形サンプルをアナログ信号に変換する。送信増幅器Ｔ−１２３は、送信パワーレベルを設定し、選択された変換器Ｔ−１１４へ送信デマルチプレクサＴ−１０６を経由して送られる高電圧信号を生成する。
各々のマルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４に関連するのは、局部又は２次プロセッサコントロールＣ−１２５であり、それは、アポダイゼーションと遅延値などの制御値及びパラメータを、マルチチャンネル送信プロセッサＴ−１０４の機能ブロックに提供する。各々の局部又は２次プロセッサコントロールＣ−１２５は、中央又は１次制御システムＣ−１０４によって順に制御される。
４．  デジタル受信ビーム生成器システム
前記デジタル受信ビーム生成器Ｒ−１００は図２ｂに示されている。個々の変換器素子Ｔ−１１４からの信号は、イメージングされる物体から反射される戻りエコー又は戻り信号を表している。これらの信号は、変換器コネクタＴ−１１０を経由して受信マルチプレクサＲ−１０８に送られる。マルチプレクサＲ−１０８を経由して、各々の変換器素子Ｔ−１１４が、複数のデジタル・マルチチャンネル受信器Ｒ−１０１の内の１つに別々に接続しており、このデジタル・マルチチャンネル受信器Ｒ−１０１は、加算器Ｒ−１２６と共に、本発明のデジタル受信ビーム生成器Ｒ−１００を構成している。受信器はマルチチャンネルであり、好適な実施例では、各々の受信器が４つまでの独立したビームを処理できる。プロセッサ当り５つ以上のビームを処理することも、本発明の視野の範囲である。
各々のデジタル・マルチチャンネル受信器Ｒ−１０１は、好適な実施例では、図２ｂの高レベル機能ブロック図に示す、次の要素を備えている。これらの要素は、動的で小ノイズで可変時間利得式の増幅器Ｒ−１１６と、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）Ｒ−１１８と、デジタル・マルチチャンネル受信プロセッサＲ−１２０と、を備えている。デジタル・マルチチャンネル受信プロセッサＲ−１２０は、概念的には、フィルタ／遅延ユニットＲ−１２２と、複素復調器Ｒ−１２４と、を備えている。フィルタ／遅延ユニットＲ−１２２は、フィルタリングと、粗い焦点調節の時間遅延を提供する。複素復調器Ｒ−１２４は、微細な焦点調節の遅延を位相回転とアポダイゼーションの形態で提供し、また、ベースバンドへ、又は、その近傍への信号復調を行う。このデジタル・マルチチャンネル受信器Ｒ−１０１は、加算器Ｒ−１２６と交信を行う。この加算器では、各受信プロセッサからの各ビームに関する信号サンプルが加算され、最終的な受信スキャンラインのサンプルが形成される。そして、この結果生じた複素サンプルはベースバンド・プロセッサＲ−１２５に与えられる。これらのブロックの各々の正確な機能と構成は、後に詳細に説明する。
局部又は２次コントロールＣ−２１０は、各々のデジタル・マルチチャンネル受信器Ｒ−１０１に関連する。ローカル・プロセッサコントロールＣ−２１０は、中央又は１次制御システムＣ−１０４によって制御され、タイミングと制御とパラメータの値を前述の受信器Ｒ−１０１のそれぞれに送る。パラメータ値は、時間遅延値とアポダイゼーション値を含んでいる。
５．  ドップラー受信ビーム生成器・システム
広いダイナミックレンジの非イメージングドップラー収集のためのドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００は、アナログ受信器Ａ−４０２を備えており、その各々がエコー信号を各々１以上の変換器Ｔ−１１４から受信する。ドップラー受信器Ａ−４０２の各々は、復調器／レンジゲートＡ−４０４を備えており、それは受信信号を復調してゲート制御し（ＰＷモードだけ）、エコーを狭いレンジから選択する。ドップラー受信器Ａ−４０２のアナログ出力はドップラー・プリプロセッサＡ−４０６に送られる。プリプロセッサＡ−４０６内で、アナログ信号は、加算器Ａ−４０８によって加算され、その後、積分され、フィルタリングされ、アナログプロセッサＡ−４１０によってサンプル抽出される。プリプロセッサＡ−４０６は、それからサンプル抽出したアナログ信号をアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）Ａ−４１２でデジタル化する。デジタル化された信号は表示処理システムＲ−２６に送られる。
すべてのドップラー受信器Ａ−４０２に、単一の局部又は２次ドップラービーム生成器コントロールＣ−１２７が関連している。ドップラービーム生成器コントロールＣ−１２７は、中央又は１次制御システムＣ−１０４によって制御され、制御及び焦点調節パラメータの値をドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００に提供する。
本ビーム生成器システムＲ−２２は、イメージング用のデジタル受信ビーム形成システムＲ−１００と非イメージング用のドップラー受信ビーム形成システムＡ−４００とを、有益に、同一のデジタル送信ビーム形成システムＴ−１０２および同一の変換器アレイを使用するように組み合わせている。この構成により、デジタル受信ビーム形成システムＲ−１００は、Ｂモードおよびカラードップラー・イメージングなどのイメージングモードに対して最適化され、それゆえ、高い空間分解能を有することとなり、その一方で、これに伴って設置してあるドップラー受信ビーム形成システムは広いダイナミックレンジを有し、非イメージングドップラー処理用の信号捕捉の使用に最適化される。
６．  ビーム生成器中央制御システム
本発明に係るビーム生成器中央制御システムＣ−１０４は、デジタル送信ビーム生成器システムＴ−１０２、デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００、ドップラー受信ビーム生成器システムＡ−４００、適応型焦点調節制御システムＧ−１００、および、ベースバンド・プロセッサＲ−１２５の動作を制御する。
中央制御システムＣ−１０４の主なコントロール機能が図２ｃに図示してある。コントロール機能は４つの構成要素を用いて実行される。捕捉コントロールＣ−１３０は、超音波システムコントロールＲ−４０を含むシステムの残りの部分と通信し、高レベルの制御とスキャンパラメータのダウンロードを行う。焦点調節コントロールＣ−１３２は、送信／受信ビーム生成に必要な動的遅延値とアポダイゼーションデジタル値をリアルタイムで計算し、それらは、適応型焦点調節制御システムＧ−１００により提供されるあらゆる推定補正値に加え、事前計算値と拡張理想値を含んでいる。前置コントロールＣ−１３４は、デマルチプレクサＴ−１０６とマルチプレクサＲ−１０８の切替えを設定し、変換器コネクタＴ−１１０とインタフェースし、すべての送信増幅器Ｔ−１２３及びすべての受信増幅器Ｒ−１１６の利得とバイアスレベルを設定する。タイミングコントロールＣ−１３６は、デジタル回路が要求するデジタルクロックのすべてを提供する。これは送信器ＤＡＣ  Ｔ−１２１と受信器ＡＤＣ  Ｒ−１１８のすべてのサンプリングクロックを含んでいる。
好適な実施例では、中央制御システムＣ−１０４は、補間及び補外の如き手法を用いて事前に計算され、記憶されたデータに基づいて、焦点調節時間遅延と開口アポダイゼーション値の散在テーブルを拡張する。拡張した遅延及びアポダイゼーション値は、変換器の開口をにわたるプロファイル値としてローカル・プロセッサ・コントロールに送られ、そこで、レンジにおける遅延とアポダイゼーションのデータ拡張が、変換器素子毎、サンプル毎、ビーム値毎に行われる。
７．  適応型焦点調節制御システム
適応型焦点調節制御システムＧ−１００はリアルタイム同時適応型焦点調節の機能を提供する。適応型焦点調節制御システムＧ−１００は、中央制御システムＣ−１０４の焦点調節コントロールＣ−１３２に焦点補正遅延値を提供する適応型焦点調節プロセッサＧ−５０５を備える。適応型焦点調節プロセッサＧ−５０５は、デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００のサブアレイ加算器Ｒ−１２６から収集したデータから収差値推定器Ｇ−５０２が生成した出力を演算する。従って、収差補正値、好ましくは収差遅延及び振幅値は、図２ｃに示す適応型焦点調節制御サブシステムＧ−１００により、送信焦点深さに対応するレンジ領域で、各々の受信スキャンライン又は受信スキャンラインのサブセットについて適応的に測定される。
焦点調節遅延を調整する適応型焦点調節制御システムに加えて、数多くの適応型制御システムが考えられる。これらのシステムは、例えば、（１）焦点調節遅延と開口アポダイゼーションを調整する適応型コントラスト改善制御システムと、（２）焦点調節遅延及び位相、並びに、開口アポダイゼーションを調整する適応型干渉除去コントロールと、（３）焦点調節遅延及び位相と、開口アポダイゼーションと、イメージ送受信周波数と、ベースバンド波形整形を調整する適応型目標改善コントロールと、を備える。
適応型焦点調節制御システムＧ−１００の好適な実施例に含めることができる適応型焦点調節機能の別の観点は、幾何学的収差変換デバイスＧ−５０８／５０９であり、それは、測定した収差値を、収差値推定器Ｇ−５０２が収集しなかったライン及びスキャンライン深さについて、適応型焦点調節プロセッサＧ−５０５に収差補正遅延値を提供することができる。より詳細には、測定した収差補正値はＧ−５０８／５０９の遅延テーブルに書き込まれる。Ｇ−５０８／５０９は幾何学的収差変換のルックアップルールに準じて遅延テーブルから値を検索して、収差補正値が測定された深さ、スキャン・ジオメトリ、並びに、深さ、スキャン・ジオメトリ及び収差補正値が測定されたモード以外の捕捉モードについての有効な、開口にわたる焦点調節遅延補正のプロファイルを形成する。
８．  ベースバンド・プロセッサ・システム
前記ベースバンド・プロセッサＲ−１２５は、ここで説明するように、フィルタリング、並びに、受信スキャンライン間（ビーム間）の振幅および位相調整を提供する。ベースバンド・プロセッサＲ−１２５はさらに、ベースバンド・フィルタ、複素乗算器、並びに、ベースバンド・フィルタおよび複素乗算器の動作を制御するベースバンド・プロセッサコントロールを有する。このベースバンド・プロセッサコントロールは中央制御システムＣ−１０４によって制御される。
９．  干渉性サンプル合成器システム
この干渉性（コヒーレント）サンプル合成器システムＳ−１００は図２ａに図示されている。このシステムは、本発明のマルチビーム送信およびマルチビーム受信の能力を活用し、実際のスキャンラインに沿った受信ビームデータの干渉性（検出前の）サンプルを捕捉し格納するとともに、その格納した干渉性サンプルに関する補間を実行して、実存するスキャンラインに沿った又は合成して生成したスキャンラインに沿った新規のレンジ位置での新しい干渉性サンプルを合成する。捕捉したサンプル及び合成したサンプルは、共に表示処理システムＲ−２６に送られる。
１０．  送受信マルチプレクサ
変換器アレイ素子Ｔ−１１４と、デジタル送信、デジタル受信、およびドップラー受信ビーム生成器システムのプロセッサＴ−１０３、Ｒ−１０１、Ａ−４０２との間の結合は、図２ａに示す如く、送信デマルチプレクサＴ−１０６および別個の受信マルチプレクサＲ−１０８を介して確立されている。図２ａに示す多重変換器のマルチプレクサ構成により、単一の変換器アレイ内に完全に含まれ、又は、２つの変換器アレイに跨る送信および受信の開口を選択することができる。この２つのマルチプレクサは、ビーム生成器中央制御システムＣ−１０４によって独立して制御されるものであり、プログラムされることによって、スライド式開口モードおよび合成開口モードといった多数の収集モードをサポートすることができる。
Ｂ．  ベースバンド・プロセッサ・システムの好適な実施例
デジタル・ベースバンド・マルチビーム・プロセッサＲ−１２５（図３）は、ベースバンド・フィルタＲ−１２７、複素乗算器Ｂ−２５４、及び、ベースバンド・プロセッサコントロールＣ−２７０を備えている。
１．  ベースバンド・フィルタおよび複素乗算器
前記デジタル受信ビーム生成器システムＲ−１００から出力される複素ベースバンド・ビーム信号（または、多重ビームの場合では時間的にインターリーブされたビーム信号）は、ベースバンド・マルチビーム・プロセッサＲ−１２５に送られれる。ベースバンド・フィルタＲ−１２７は、フィルタリング、信号整形、及び／又は、係数Ｌ／Ｍによるサンプリングレート変換を実行し、ここで、Ｌは整数の補間係数で、Ｍは整数の間引き係数である。複素乗算器Ｂ−２５４は、（１）スキャンライン間のアポダイゼーション変化、スキャン・ジオメトリ、および、非整列の実効送受信始点に因って生じる振幅および位相の差を補正するために必要な、フィルタ処理されたＩ／Ｑ信号Ｂ−２６０のスキャンライン依存性及びレンジ依存性の振幅及び位相の調整、及び、（２）スキャンライン毎に異なる送信周波数に起因する、レンジにおける位相変動を補正するための、フィルタ処理された信号の再変調（周波数調整）、を提供する。スキャンライン間で可変な周波数モードを送信および受信のビーム形成に使用することは、グレーティングローブを減らす上で有利である。
スキャンライン間、とくに２個以上の隣接したスキャンライン間でのそのような振幅、位相、及び、周波数の調整は、例えば、干渉性画像処理の手法を実行するために必要な干渉性サンプルを生成することを目的としている。スキャンライン間で位相干渉性サンプルを必要とする他のビーム形成後処理も、同様に、複素乗算器が行う調整により利益を受ける。
ベースバンド・フィルタＲ−１２７は、好適には、アップサンプラＢ−２５５（図３）、ダウンサンプラＢ−２５７、および、マルチタップのＦＩＲフィルタＢ−２５６を有し、このフィルタはインパルス応答シーケンス「ｈ４［ｎ］」により指定されており、実数または複素数の係数のいずれかを使ってプログラム可能である。このフィルタと協働するアップサンプラは、アップサンプリング整数係数Ｌの値だけサンプルレートを上げる補間器として機能する。フィルタと協働するダウンサンプラは、ダウンサンプリング整数係数Ｍの値だけサンプルレートを下げる間引き器として機能する。このアップサンプラおよびダウンサンプラの両方が動作したとき、正味のサンプルレート変換係数はＬ／Ｍとなる。このサンプルレート変換は、表示処理システムＲ−２６のような、下流側のプロセッサにサンプルレートを合わせるために有益である。好適な実施例では、１６タップの複素係数ＦＩＲフィルタにより、ベースバンドフィルタがプログラムされる各種のフィルタリング処理を満足させることができる。サンプルレート変換処理の間、フィルタの係数レジスタにおける所望のフィルタ応答の分数的にシフトしたバージョンが、フィルタ動作中に適切に連続する。
ベースバンド・フィルタＲ−１２７はさらに、３つの他のタスクを実行することができる。第１に、ベースバンド・フィルタＲ−１２７はプログラムされ、帯域外ノイズ周波数を除去することによりで信号対雑音比を上げることができる。
第２に、ベースバンド・フィルタは、その代わりに、整合フィルタまたは擬似整合フィルタとしてのプログラム設定、好適には、実質的にガウス形状のパルス及びその他の形状のパルスと整合するプログラム設定により、信号対雑音比を最大化させることもできる。ガウス形状のパルスは、人体のような減衰性の媒体を伝搬している間でも歪まない波形を提供するので、特に有用である。
第３に、ベースバンド・フィルタＲ−１２７は、変換器の周波数応答およびＡＤＣ  Ｒ−１１８に入る前のアナログ信号経路の両方を補償することで、パルスの等化および整形が可能になる。
２．  ベースバンド・プロセッサコントロール
ベースバンド・フィルタＲ−１２７のためのフィルタ係数ｈ４［ｎ］、間引き係数Ｍ、および、補間係数Ｌは、中央制御システムＣ−１０４からベースバンド・プロセッサ・コントロールＣ−２７０（図３）内の係数およびレート・メモリＣ−２７８（図５）にダウンロードすることにより、ベースバンド・プロセッサＲ−１２５内にプログラムされる。このダウンロードされたフィルタ係数とサンプルレート変換係数は、中央制御システムＣ−１０４内に新たな係数およびファクタを導入することにより、いつでも変更可能である。係数およびレート・メモリＣ−２７８内に格納される係数は、ベースバンド・フィルタＲ−１２７の前記フィルタおよびサンプル・レート変換比Ｌ／Ｍをプログラムするために、中央制御システムＣ−１０４により選択可能である。
複素乗算器Ｂ−２５４の次段は、スキャンライン・サンプル・データを格納するレジスタＣ−２９６である。これにより、スキャンライン・サンプル・データはスキャンライン間の較正を提供するための中央制御システムＣ−１０４のＤＭＡプロセッサＣ−２０２に報告される。
複素乗算器Ｂ−２５４は、ベースバンド・プロセッサコントロールＣ−２７０（図５）に含まれる制御関数を有する。このベースバンド・プロセッサコントロールＣ−２７０では、各ビームのサンプル毎のスキャンライン間（ビーム間）の振幅調整値Ａと位相調整値φが、時間的にインターリーブしたビーム・サンプルＢ−２６０に対応する時間的にインターリーブした方法で生成される。上述の通り、位相補正値φは下記事項を有する位相項の和となる。すなわち、その位相項には、（１）スキャンライン間のアポダイゼーション変化に因る位相差の補正をするのに必要な位相調整項、（２）非整列の実効送受信始点を生じるスキャン・ジオメトリに対する位相調整項（スキャンライン依存性およびレンジ依存性の位相調整項）、及び、（３）あたかも各走査線が共通の搬送周波数で送受信されたかのように信号を再変調するのに必要な位相項、が含まれる。周波数スケーリング・ファクタまたは周波数バーニア・ファクタを使用することにより、各ビームは異なった搬送周波数で生成することができる。そこで、複素乗算器は、スキャンライン間での受信ビーム信号の再変調を提供し、これにより、全てのビームは搬送周波数のあらゆる相違をも考慮して調整される。
動作において、スキャン・フォーマットのジオメトリ・パラメータ、粗いスキャンラインのゲインおよび遅延値、粗い値を拡張するための補間係数、補間係数Ｌ、及び、間引き係数Ｍを含むソースデータの組は、中央制御システムＣ−１０４からベースバンド・プロセッサコントロールＣ−２７０にダウンロードされる。加えて、図６ａ、６ｂおよび６ｃに従い、中央制御システムＣ−１０４の周波数プロファイル発生器で用いる周波数パラメータも、ベースバンド・プロセッサコントロールＣ−２７０にダウンロードされる。これらプロファイルは、深さに応じた周波数減衰を考慮している。
図５のベースバンド・プロセッサコントロールＣ−２７０は、ゲインおよび位相ＲＡＭ  Ｃ−２８０、スキャンライン・インデックス補間器Ｃ−２８２、及び、レンジ累積器Ｃ−２８６を有するレンジ・インデックス補間器Ｃ−２８４を含む。スキャンライン・インデックス補間器Ｃ−２８２には、中央制御システムＣ−１０４で予め計算および格納されたライン補間係数（αline）が供給される。レンジ累積器Ｃ−２８６には、中央制御システムにおいて共に予め計算され、格納された有理数サンプルレート変換係数Ｌ／Ｍ、および、位相ゾーン幅が供給される。有理数サンプルレート変換係数Ｌ／Ｍは、ベースバンド・フィルタＲ−１２７に供給されるのと同一のＬおよびＭの値である。加えて、本技術分野で知られているように、有理数サンプルレート変換係数Ｌ／Ｍに基づくサンプルレート変換は、ベースバンド・フィルタＲ−１２７への入力サンプルデータレートをディスプレイ処理システムＲ−２６への出力サンプル・データレートと整合させるために実行される。
代わりに、レンジ・インデックス補間器／補外器Ｃ−２８４にプログラマブル補間／補外係数を供給するようにしてもよい。この補間／補外係数は、一例として、（１）中央制御システムで予め計算および格納されるか、あるいは計算された値、または、（２）係数発生器によりベースバンド・プロセッサコントロール内で局部的に計算された値、のいずれかである。
また、ベースバンド・プロセッサコントロールＣ−２７０は、再変調周波数プロセッサＣ−２９２を含み、このプロセッサは、好ましくは２重位相累積器として構成される。この２重位相累積器は、スキャンライン間の周波数差の補正を行う位相調整値を計算し、あたかも共通の搬送周波数が全てのスキャンラインにわたって使用されたかの如く信号を再変調する。
この再変調処理の基礎を理解するために、複数の素子にわたって干渉性を有するように加算されたビーム生成器の出力において得られ、送信時の変調、受信時の復調及び干渉性加算を経た信号の理想化された表現を考えると：
0004203834.tif 000003
であり、ここで、
ｅ（ｔ）＝ベースバンドＩ／Ｑ信号のエンベロープ
ωm＝２πｆm＝変調周波数［MHz］
ωd＝２πｆd＝復調周波数［MHz］
ｒ＝あるイメージング深さ（レンジ）［cm］。
イメージングパルスの実際の中心周波数x（t−2r／c）は、さらに他の事項、例えば、組織の減衰、送信及び受信処理の連鎖におけるフィルタリング、及び、上記の式（１）では明確には考慮されていない効果に依存する。また、当業者には推測できるであろうことであるが、上記の式（１）には、干渉性加算のために必要な遅延及び位相調整の詳細な表現も明確に含まれてはいない。この詳細は、ここに示す特定の結果を誘導するためには必要ではない。
送信変調周波数、受信復調周波数、又は、その両方は、通常、レンジに依存する。特に、
0004203834.tif 000004
ここで、Ｒt＝アクティブなアレイ中心から送信焦点までの距離
Ｒr＝アクティブなアレイ中心から受信焦点までの距離。
ダイナミックフォーカスを有するシステムについては、これは、ωdが継続的に更新されることを意味する。
ここで、スキャンライン１は変調周波数ωm1、復調周波数ωd1、及び、ビーム生成器後の再変調周波数ωr1に対応し、その近傍のスキャンライン２は、変調、復調及び再変調周波数がそれぞれ、ωm2、ωd2、ωr2であるとする。異なる変調、復調及び再変調周波数の結果としての、これら２つのスキャンライン間のビーム生成器後の位相差は、量Δνにより境界を定められることが示される：
0004203834.tif 000005
ここで、Ｔp＝受信ビーム生成器の信号出力のあらゆる深さにおけるイメージングパルス期間。
この表示は、ビーム生成器後の再変調点における、受信焦点の深さＲrについて有効である。
Δν以外に他の条件があり、それは、上記式（２）と無関係に、ビーム生成器の出力において位相の干渉性を確保するために必要であることを再度付言しておく。そのような条件の例は、ビームの始点のオフセットを考慮した条件であり、例えば、ベクタ（登録商標）において自然に発生する、リニア、及び、曲線状リニアフォーマットで、特に端部が整列したものであるが、これらは限定的ではない。予想されるように、ωm2＝ωm1、ωd1＝ωd2、ωr2＝ωr1の時、Δν＝０である。
ここで観察すると、ビーム生成器後の再変調を規定する式（２）から、周波数ωrを有する検出後の出力は、その正しい選択により、スキャンライン間の位相干渉性を許容する。特に、ωr1とωr2を：
0004203834.tif 000006
のように選択すると、式（２）の第２項は実質的に無視することができる。もし、レンジ追従システムのようにωdがレンジに依存するならば、ωrもまたレンジに依存せねばならない。
（ωm2−ωm1）・Ｔpで与えられる式（２）の第２項は、（ωm2−ωm1）を十分に小さく維持することにより容易に制御することができる。例えば、Δν＜π／４という要求を考え、典型的なものとして、追従フォーカスシステムのための再変調点において測定されたイメージングパルスが公称の変調周波数の４周期の期間を有するとする。すると、スキャンライン間の周波数変動において要求される制限は、式（２）及び（３）から、ｆm2−ｆm1＜ｆm1／３２となる。公称の変調周波数が５MHzであれば、走査線間の変調周波数の差は、この例では０．１５６MHzを超えないように抑制できる。
このように、ビーム生成器後、ビーム生成器前の受信処理が、走査内の全てのビームに対してビーム間の位相干渉性を要求するなら、走査内のあらゆる２つのビーム間の最大送信搬送周波数差は、上記の基準を満足するように選択すべきである。
再変調周波数を規定する上記の関係（３）は、送信の変調周波数とは独立である。そのような独立性は、あらゆる送信及び受信チャンネルについての変調信号及び復調信号の双方が共通のタイミングクロックに位相ロックすると仮定している。即ち、そのような全ての変調及び復調信号の位相は、共通の時間基準に対して規定される。
また、上記の関係（３）は、連続する送信走査線上の変調周波数、及び、連続する受信走査線上の復調周波数が、それぞれ、２πの位相のアンビギティーを避けるようにゆっくりと変化することを仮定している。即ち、
0004203834.tif 000007
である。この制約は、解決されている問題とは矛盾しない。
また、上記の関係は（３）は、「適切にフォーカスされたシステム」を仮定しており、そこでは、視野内の点に関して行われたあらゆる観察が、ターゲットもまたその点にあるか否かに拘わらず、受信焦点がその点（即ち、トラッキング、又は、ダイナミックフォーカス）にある時に同時に生じる。
スキャンライン間の周波数差（デルタ周波数値）を表す、予め計算され且つ予め格納された値は、中央制御システムＣ−１０４から再変調周波数プロセッサＣ−２９２に送られる。これらの周波数差の値は、図６ａ、６ｂおよび６ｃで指定される如き周波数および周波数傾斜に基づくものである。一例としてのみ挙げるが、２本のスキャンライン間の周波数プロファイルが図６ｂのように表されるが、異なるスタート周波数Ｆstartの値と、異なるダウンシフト傾斜ΔＦdownslopeの値を有していると仮定する。したがって、この２本のスキャンラインに関して中央制御システムからベースバンド・プロセッサコントロールＣ−２７０にダウンロードされるのは、そのスキャンライン間の周波数の差と、周波数プロファイルの経時的変化の割合の差とである。これらの値は、格納されているパラメータに基づいて捕捉プロセッサＣ−１３０により計算され、現時点で使用されている特定の有理数変換係数Ｌ／Ｍに依存する。プロセッサＣ−２９２の第１累積器は、スキャンライン間の周波数プロファイルの経時的変化の割合の差を累積する一方、第２累積器は、そのスキャンライン間で周波数の経時的な差を累積する。仮に、周波数プロファイルの経時的な変化割合に差がなければ（すなわち、このプロファイルが、最初は異なるＦstartの値において正確に同一となるか、または、傾きがゼロになる図６ｂに示すＴbreak以後において）、第１累積器は何も実行しない。また、スキャンライン間で周波数の変化割合に差がなければ、第２累積器のみがその周波数差を経時的に累積し、サンプル毎の補正用再変調位相値を生成する。
スキャンライン間のアポダイゼーション変化による位相調整値、非整列の送受信始点を生じるスキャン・ジオメトリによる位相調整値、および、信号を有効な共通の搬送周波数に再変調することによる位相調整値は、加算器Ｃ−２８８で加算され、ルックアップ・テーブルＣ−２９０で正弦・余弦表示に変換される。ルックアップ・テーブルＣ−２９０の機能の一部として、ゲインが正弦・余弦表示と乗算される。この複素調整値Ａｅｊφは、ビーム信号Ｂ−２６０に適用するために複素乗算器Ｂ−２５４に与えられる。
ベースバンド・プロセッサコントロールの他の実施例も、本発明の範囲内で可能であることが理解できる。
上述したように、複素乗算器Ｂ−２５４は、干渉性信号の関係がスキャンライン間で維持されることを保証する。送信サンプルおよびビームからの信号のエコーまたは受信サンプルは、次の場合に干渉性があると定義される。すなわち、十分な情報が格納され、保存され、または保持されて、スキャンライン間で戻り信号のサンプルを位相補正及び振幅補正することができる場合である。位相および振幅の補正値を形成するプロセスは、基準に関する十分な情報が維持される限り、実際には、まだ行われている必要はない。
信号サンプルを干渉性を有するように処理する場合、この処理は、後に位相および振幅の補正を実行するために、十分な情報を保持し続けるよう継続される。２個以上のサンプルを干渉性を持つように処理するときには（例えば、干渉性を持つように加算するときには）、位相および振幅の干渉性を達成するのに必要な位相および振幅の補正は、予め実行されていなければならない。
２個以上の信号サンプルに干渉性処理を施すことにより、例えば前述の同時継続出願で説明されているように、合成サンプルを計算することができるなどの、重要な利益がもたらされる。
送受信信号の全ての態様を指定および考慮するビーム生成器中央制御システムＣ−１０４により、ビーム生成器システムは、その全体で、全ての信号サンプルを送受信号経路を通じて干渉性サンプルとして保持する。この保持は、信号がビーム形成の外部の処理により最終的に検出されるまで続けられる。
Ｃ．その他の実施例
好適な実施例においては、振幅および位相調整は、ベースバンド・フィルタの次段の複素乗算器により実行される。ｘ［ｎ］が調整すべきデータサンプル値を表すとすれば、ｘ［ｎ］・Ａｅｊφは調整値となり、Ａは振幅調整値、φは位相調整値である。これと同様の調整は、信号処理経路内において、複素乗算器をベースバンド・フィルタの前段の位置に変えることで達成できる（図４ａ）。等価的には、振幅および位相の調整は、その動作を、受信ビーム生成器Ｒ−１００の各受信プロセッサＲ−１０１の各々の内部に移動することでも実行できる（図２ｂ）。特に、図４ｂに示すように、複素復調器Ｒ−１２４のそれぞれにより各受信プロセッサ・チャンネルのサンプルに適用される復調の値は、振幅および位相の調整係数により増大させることができる。その他の実施例も、当業者には自明となろう。
Ｄ．振幅および位相の調整の基礎
受信ビーム形成およびベースバンドのフィルタリング処理の後に適用される振幅および位相の補正の必要性は、図７を考慮に入れることにより理解できる。図７は、同一直線上にある２つの捕捉されたＢモード送信／受信スキャンのスキャン・ジオメトリを示しており、これらのスキャンライン間に１つのターゲットが、そのターゲットを通る仮定したスキャンラインに沿ったレンジｒに位置している。かかるスキャンラインの始点および角度が、各捕捉送信／受信スキャンラインの組のライン上に破線で示されており、使用するアポダイゼーションがスキャンラインの始点に関して対称であると仮定すると、そのスキャンラインの組は、レンジｒtでの送信波の波面と近似している。このターゲット・スキャンラインは、音波捕捉グリッドと同一のグリッド上で規定されるが、捕捉送信／受信スキャンラインの一方と一致する必要はなく、従って、例えば、２本の隣接する捕捉送信／受信スキャンラインのペア間で補間することにより合成的に生成しなければならない。
補間されるスキャンラインは、これに対応する隣接するスキャンラインからのレンジｒtでのサンプルを用いて、あたかもターゲットに応答する実際のスキャンラインであるかのように現れる必要がある。しかしながら、各捕捉送信／受信スキャンライン上のレンジｒtでの戻り信号の位相は、実際のスキャンラインがターゲット・スキャンラインと一致して捕捉されたとしたときのレンジｒtで測定されるであろう位相と同じではない。これは、始点それぞれが実質的にそれらのアポダイゼーション重心に位置した状態で、各捕捉スキャンラインからターゲットに至り、そして、戻る波の伝搬経路がわずかに異なることに起因している。図７は、スキャンライン１の双方向の経路長が２ｒ1よりも長く、一方、スキャンライン２のかかる経路長が２ｒ1よりも短いことを示している。経路長の違いをもたらす要素はさらに、スキャンラインの始点からのアポダイゼーション重心の変位により生じ、スキャンライン１とスキャンライン２とに沿った捕捉信号間の更なる位相誤差につながる。したがって、各捕捉スキャンラインから得たレンジｒtでのスキャンラインの信号間に位相差が存在し、これを、スキャンライン間の補間などの干渉性処理を実行する前に補償する必要がある。このことは、図７中の戻り信号波形で示されている。スキャンライン２に沿ってレンジｒtで測定される位相が、スキャンライン１に沿ってレンジｒtで測定される位相と１８０度異なり、スキャンライン１とスキャンライン２と間の中心に位置するターゲットが与えられた、と仮定する。仮に、それらの戻り信号の振幅がおよそ等しいとすれば、レンジｒtでのスキャンライン１とスキャンライン２の間の補間結果は実質的にゼロとなる。しかしながら、仮に、実際に同一直線上の送信／受信スキャンラインの組がターゲットのスキャンラインに沿って放射されるとすれば、実際の応答結果は、図７中の破線波形で示されるゼロではない応答となる。一般に、ベースバンド・プロセッサで補償される位相差は、レンジとスキャンラインの始点と角度との関数である。
一般に、ターゲットのスキャンラインに沿ったターゲット・レンジｒが与えられた状態では、レンジｒでの捕捉スキャンラインの信号間に振幅と位相の両方の差があり、これは、スキャンフォーマット、アレイ形状、そのアレイに関するターゲットジオメトリ、送信／受信のアポダイゼーション、送信／受信のアポダイゼーションの端部処理、単一放射または多重放射の合成スキャンライン・フォーメーション、周波数、および波形形状に複雑に依存する。参照点の振幅と位相に対するスキャンラインの相対レスポンスについてのクローズドフォームの近似式は、次の仮定に基づいている。すなわち、（１）ターゲットのスキャンラインは個々のスキャンラインのペアのそれぞれのメインビーム内に在る、すなわち、送受信スキャンラインはナイキスト間隔よりも小さいか又は等しい間隔に配置される、（２）アポダイゼーション関数はアレイ開口にわたるガウス関数の重み付けである、という仮定である。絶対基準フェーザ（phasor）（Ａｅｊφ）に対するレンジｒtでの相対レスポンスは、３つの主要項の関数となる別の複素フェーザである。相対レスポンスフェーザρ（ｒt）は、テーブル１中の式の集合で与えられる。テーブル１中の終わりにある従属するパラメータのリストに着目すると、超音波イメージングで遭遇する全ての典型的なスキャニング・フォーマットのパラメータを含んでいる。
この差の影響を補償するためには、共通のレンジで、しかも異なるスキャンラインのサンプルに基づく干渉性演算を実行する以前に、複素ビームサンプルに例えば単純に逆数１／ρ（ｒt）を乗算することもできる。その代わりに、干渉性演算をデータを用いて実行する以前に、捕捉スキャンラインのデータにおける２つの空間点間の相対フェーザの差のみの補正を必要とすることもできる。一様なターゲットがスキャンラインに交差していると仮定し、
0004203834.tif 000008
をあるスキャンラインに沿った点１での（参照点に対する）相対複素フェーザレスポンスとし、
0004203834.tif 000009
を他の位置（同じスキャンライン上または別のスキャンライン上）にある別の点２での相対複素フェーザレスポンスとする。理想的には、一様なターゲットがスキャンラインに交差する全ての位置で、例えば、２本のスキャンラインのサンプル間のリニアな補間が同一の複素レスポンスを生じるような、同一の複素ビーム信号レスポンスを生じるビーム形成により実行される信号処理が望まれる。このような条件が達成されるときに、スキャンライン信号のレスポンスは“振幅干渉性（コヒーレント）”であり（この２点でＡ1＝Ａ2のため）、また、“位相干渉性（コヒーレント）”である（この２点でΨ1＝Ψ2のため）、と言われる。しかしながら、捕捉のジオメトリ条件と開口の有限性により系統的な影響がもたらされ、これが、テーブル１が明瞭に表すように、種々の複素レスポンスに帰着する。
少なくとも２つの空間位置の間に振幅干渉性と位相干渉性とが生じる前に、例えばρ2／ρ1を点１のレスポンスに“複素乗算”するか、あるいはρ1／ρ2を点２のレスポンスに“複素乗算”することにより、２点での“相対的な”レスポンスを少なくとも調整する必要がある。
0004203834.tif 000010
であるため、振幅干渉性は、ファクタＡ2／Ａ1またはＡ1／Ａ2を用いた“振幅調整”により達成され、位相干渉性は、ファクタ（Ψ2−Ψ1）または（Ψ1−Ψ2）を用いた“位相調整”で達成される。位相干渉性を達成する処理はまた、“位相アライメント”とも呼ばれる。なぜなら、位相調整後の２つの空間的なサンプル点間の相対的な位相は、（Ψ2−Ψ1）＝０、すなわち、調整後の位相レスポンスは“整列”して、位相差ゼロを生じるためである。複素レスポンス調整の用語は、他に断らない限り、ここでは位相調整および振幅調整のいずれか１つまたは両方の処理が使用される、ということを意味するものとする。
複素数ｃは、極座標形式でｃ＝ａ・ｅjθまたは等価的に同相／直交（Ｉ／Ｑ）形式のｃ＝ｘI＋ｊｘQで表わすことができ、ここでａ＝（ｘI2＋ｘQ2）1/2、θ＝arctan（ｘI／ｘQ）、ｘI＝ａ・ｃｏｓθ、およびｘQ＝ａ・ｓｉｎθであるため、ある複素数値ρ（またはρ値の比）を用いてρ・ｃを生じさせるための振幅および位相の調整は、多数の手段を使って実行することができる。“複素乗算器”は、複素調整ファクタρを１つ又はそれ以上の複素ビーム信号のサンプルに適用する最も一般的な手段である。仮にρに関して極座標形式を用いれば、振幅ファクタ“ａ”による１回の“実数乗算”を使うものと、位相ファクタ“θ”による“位相回転”を使うものとの別個のステップが適当な実施可能手段となる。仮にρに関して同相／直交形式を用いれば、２つのファクタ、ａ・ｃｏｓθとａ・ｓｉｎθによる分離した“実数乗算”が適当な手段であり、この場合、ファクタθは“位相シフト”演算として表される。ここで説明する“複素乗算器”は、実数乗算器、位相回転器、および位相シフタを伴う又は使用する構成を含む。
フェーザρ（ｒt）の３つの項の積は、ジオメトリ項Ｇρ、アポダイゼーション項Ａρ、および始点項Ｏρである。Ｇρは、変換器アレイおよびスキャン・ジオメトリの依存性により支配され、広帯域パルスの効果を有する。送信／受信のスキャンライン軸から増加するレンジにおけるターゲットを観察すれば、時間的分散のローパスフィルタリング効果により双方向のガウシアン・パルス帯域幅と中心周波数が減少するように項（１＋σ2β2）が増加する。項Ａρは、ガウシアン形状を有すると推定されるアポダイゼーションへの依存性により支配されている。始点項Ｏρは、単に送受信始点項ＯxとＯrとの積であり、ビーム損失と、送信／受信スキャンラインの始点ｘaxとｘarから各々動かされる送信／受信アポダイゼーションの始点ｘaxとｘarによるビームに課される追加の移相項とを含む。Ｏρはまた、素子ファクタおよび減衰の影響による効果的なアポダイゼーション・シフトを考慮している。
スキャンライン１に沿ったレンジｒtでの相対フェーザのレスポンスを
0004203834.tif 000011
として、また、スキャンライン２に沿ったそれを
0004203834.tif 000012
として示し、ここで、Ａ1およびＡ2は相対的な振幅レスポンスであり、Ψ1およびΨ2は相対的な位相レスポンスであるとすると、振幅レスポンスを整合するためにレンジｒtでのスキャンライン・レスポンスの一方または両方の振幅調整を必要とする振幅差は、ゲインファクタＡ2／Ａ1（またはＡ1／Ａ2）を伴い、また、レンジｒtでのスキャンライン・レスポンスの一方または両方の位相調整を必要とする位相差は、ファクタ（Ψ1−Ψ2）（またはΨ2−Ψ1）である。例として、新たなスキャンライン・サンプルを補間することを目的とした場合、振幅および位相干渉性を維持するために、振幅または位相調整を基本的に必要としないスキャン・フォーマットが１つ在る。アレイの中心にスキャン頂点が位置するリニア・アレイのセクタ・スキャンフォーマットを考える。また、同一のイメージング用中心周波数を使用して全てのスキャンラインを生成し、また対称的なアポダイゼーションが用いられると仮定する。この場合、ｘox＝ｘor＝ｘt＝ｘax＝ｘorとなり、ｘtox＝ｘt−ｘoxなどの各種の差分をとる式は全てゼロとなる。この状態で、テーブル１中の式は、実質的にゼロとなる位相項（位相偏角がΨのときｅjΨとなる項）と、全てのスキャンラインに同一の所定レンジに対する振幅項とをもたらす。このため、セクタ・スキャンフォーマットは、所定レンジでのスキャンライン間に既にほとんど十分な干渉性が存在しているため、一般には、振幅または位相の調整を必要としない。
テーブル１中のフェーザの式は、スキャンライン間の干渉性を維持するに必要な振幅および位相の調整を系統的に理解するための解析的な式であるけれども、リアルタイムなスキャン演算の一部として、かかる式を評価することは禁止される。リアルタイムな実行に耐える別のアプローチは、スキャンライン番号によりインデックス付けされた参照レンジの粗いグリッド上で評価された振幅および位相の補正値を予め計算することである。インデックス付けされたスキャンライン間の任意のレンジ及び／又は任意のスキャンラインに対する振幅および位相の補正値の粗いグリッドへの補間により、近似的な振幅および位相の補正値が生成される。この補正値は、複素乗算器Ｂ−２４６、またはこれに匹敵する装置、たとえば振幅用の実数乗算器および位相用の位相回転器などにより、各スキャンラインの各サンプルに適用される。
この位相調整を行う具体的な場合を考える。補正の位相部は、次式のように、単純に個々のスキャンラインの相対位相レスポンスの差である。
0004203834.tif 000013
位相差Δφは複数のスキャンラインにわたり計算できるが、この位相差によって個々のスキャンライン・サンプルを位相補正する、または位相整列させるのに必要な個々のスキャンラインの位相Ψ1およびΨ2は決定されない。図８で示す、公称スキャンライン間隔で配置される１グループのスキャンラインついての位相差を考える。同図では破線がターゲットのスキャンラインを示す。単一ビームスキャンモードがターゲットのスキャンラインと等しいように設定され、所定の位相補正用参照スキャンラインの位相Ψが、隣接するΨから形成された位相差が直接「−Δφ」の使用に帰着するか、または、隣接する位相差のリニア補間（補間）の結果に帰着するか、のいずれかであるように決められる。中心のスキャンラインから開始し、図８中の右側にスキャンすれば、位相は次の方式で累積される。絶対的な位相リファレンスが完全に任意、即ち：
0004203834.tif 000014
などとなるから、位相Ψ1はゼロに設定される。これは、参照用スキャンラインにわたり演算する単なる微分位相の数値的積分であり、この議論では、台形ルールを採用できる。台形積分は台形面積を積み重ねることで関数の積分値を近似する。このことは図９に示され、同図では、破線は、実線で示される連続的な微分位相補正値に対する台形近似を示す。台形積分の結果は、数学的に以下の式で表される。
0004203834.tif 000015
など、である。
リアルタイムのＢモード・イメージングの間、ベースバンド・プロセッサは、各受信スキャンラインの各レンジサンプルに、レンジ可変の累積位相補正値を適用することになる。仮に、参照用スキャンラインと参照用レンジにおいて所定のレンジサンプルが予め計算したテーブル内の位相補正値と一致しない場合、ベースバンド・プロセッサコントロールは、スキャンラインおよびレンジでの累積した位相補正値の間で線形補間し、補正値を生成する。実際にメモリサイズを考慮すると、参照用レンジと参照用スキャンラインの数量には限度があり、よって、参照点をレンジ−スキャンラインで形成されるグリッド内に、イメージ領域上の所望の位相補正値と補間される位相補正値との間の位相誤差が最小となるように分布させる。この微分位相は、送信焦点の近傍で最も急激に変化する。位相の累積はスキャンラインにわたり生じるため、位相補正値も送信焦点の近傍で最も急激に変化する。したがって、送信焦点の近傍で参照用レンジの密度を高めて、前述の区分的な線形近似アプローチによりレンジにおける位相変化を正確に追跡し、また、レンジと共に緩やかに変化する位相変化を示す領域内で参照用レンジの密度を低くすることが有利である。したがって、参照用スキャンラインの分布には、位相が急激に変化する領域で参照用レンジの集中度を最も高めた、一定でない間隔の配置が使用される。
0004203834.tif 000016
0004203834.tif 000017
0004203834.tif 000018
【図１ａ】
0004203834.tif 000019
【図１ｂ】
0004203834.tif 000020
【図２ａ】
0004203834.tif 000021
【図２ｂ】
0004203834.tif 000022
【図２ｃ】
0004203834.tif 000023
【図３】
0004203834.tif 000024
【図４ａ】
0004203834.tif 000025
【図４ｂ】
0004203834.tif 000026
【図５】
0004203834.tif 000027
【図６】
0004203834.tif 000028
【図７】
0004203834.tif 000029
【図８】
0004203834.tif 000030
【図９】
0004203834.tif 000031