(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＲＦ信号を受信してＩＦ信号を生成するためのフロントエンドと、
前記ＩＦ信号を受信してＩＦサンプルを生成するために前記フロントエンドに接続された、ダイナミックレンジを有するΣΔＡＤＣと、
前記ＩＦ信号の振幅を測定するために前記フロントエンドに接続されたパワー検出器と、
前記ＩＦサンプルを受信して希望する信号を生成するために前記ΣΔＡＤＣに接続されたデジタル信号プロセッサと
を備えているプログラマブルダイナミックレンジ受信器であって、
前記ΣΔＡＤＣの前記ダイナミックレンジを、必要ダイナミックレンジに基づいて、低パワー消費で必要レベルの性能を得るように調整する、ここにおいて、前記必要ダイナミックレンジは、前記希望する信号及びΣΔＡDCに入る前記ＩＦ信号の前記振幅に依存する、
プログラマブルダイナミックレンジ受信器。
【請求項２】
前記ΣΔＡＤＣが複数ループを備え、各ループが前記必要ダイナミックレンジに依存して有効または無効とされる、請求項１に記載の受信器。
【請求項３】
前記ΣΔＡＤＣがＭＡＳＨ４−４ＡＤＣであって、そのＭＡＳＨ  ４−４  ＡＤＣが第１のループおよび第２のループを備えている、請求項２に記載の受信器。
【請求項４】
必要ダイナミックレンジが第１ダイナミックレンジしきい値より低い場合に、ＭＡＳＨ４−４ＡＤＣの前記第１ループを利用し、必要ダイナミックレンジが前記第１ダイナミックレンジしきい値より高く、第２ダイナミックレンジしきい値より低い場合に、前記第２ループを利用し、必要ダイナミックレンジが前記第２ダイナミックレンジしきい値より高い場合に、前記第１ループおよび前記第２ループを利用する、請求項３に記載の受信器。
【請求項５】
前記第１および第２ダイナミックレンジしきい値がヒステリシスを備えている、請求項４に記載の受信器。
【請求項６】
前記ΣΔＡＤＣが増幅器を備え、その増幅器がバイアス電流を有する、請求項１に記載の受信器。
【請求項７】
前記増幅器の前記バイアス電流を、前記必要ダイナミックレンジを基に調整する、請求項６に記載の受信器。
【請求項８】
ＲＦ信号を受信し、
前記ＲＦ信号を処理してＩＦ信号を生成し、
前記ＩＦ信号をΣΔＡＤＣでサンプリングしてＩＦサンプルを生成し、前記ΣΔＡＤＣがあるダイナミックレンジを有し、
前記ＩＦサンプルを処理して希望する信号を生成し、
前記ＩＦ信号の振幅を測定し、
前記希望する信号の振幅を測定し、
前記ΣΔＡＤＣの前記ダイナミックレンジを、必要ダイナミックレンジに基いて、低パワー消費で必要レベルの性能を得るように調整する、ここにおいて、前記必要ダイナミックレンジは、前記希望する信号及びΣΔＡＤＣに入る前記ＩＦ信号の前記振幅に依存する、
ステップを備えた、受信器内にプログラマブルダイナミックレンジを設ける方法。
【請求項９】
前記調整ステップが、
前記必要ダイナミックレンジが第１ダイナミックレンジしきい値より低い場合に、前記ΣΔＡＤＣ内の第１ループを有効にするステップを備える請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記調整ステップがさらに、
前記必要ダイナミックレンジが前記第１ダイナミックレンジしきい値より高く、第２ダイナミックレンジしきい値より低い場合に、前記ΣΔＡＤＣ内の第２ループを有効にするステップを備える、請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記調整ステップがさらに、
前記必要ダイナミックレンジが第２ダイナミックレンジしきい値より高い場合に、前記ΣΔＡＤＣ内の第１ループおよび前記第２ループを有効にするステップを備える、請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記第１および前記第２ダイナミックレンジしきい値がヒステリシスを備える、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記第１および前記第２ダイナミックレンジしきい値を前記ＲＦ信号の統計値に基づき選択する、請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
前記第１および前記第２ダイナミックレンジしきい値を前記ΣΔＡＤＣの性能に基づき選択する、請求項１１に記載の方法。
【請求項１５】
前記調整ステップが、
前記必要ダイナミックレンジに基づき前記ΣΔＡＤＣのバイアス電流を調整するステップを備える、請求項８に記載の方法。
【請求項１６】
前記調整ステップが、
前記必要ダイナミックレンジに基づき前記ΣΔＡＤＣのサンプリング周波数を変化するステップを備える、請求項８に記載の方法。
【請求項１７】
前記調整ステップがさらに、
前記ΣΔＡＤＣのオーバーサンプリング・レシオを最小の１６に保持するステップを備える、請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】
前記ＲＦ信号がＣＤＭＡ信号を含む、請求項８に記載の方法。
【請求項１９】
前記ΣΔＡＤＣが４ビットより高い分解能を有する、請求項１８に記載の方法。
【請求項２０】
前記希望する信号を、前記ΣΔＡＤＣの下限雑音値より１８ｄＢ高く保持するステップを備える、請求項１９に記載の方法。
【請求項２１】
前記必要ダイナミックレンジを計算して、前記ＩＦ信号が前記ΣΔＡＤＣによってクリップされないようにする、請求項２０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（発明の背景）
I．発明の分野
本発明は通信に関する。具体的には、本発明は新規の改良されたプログラマブル(programmable)ダイナミックレンジ受信器に関する。
【０００２】
II.関連技術の説明
高性能受信器の設計にはさまざまな設計上の制約を受ける。第１は、高性能が多くの応用分野に渡って要求されることである。高性能は、能動デバイス（たとえば、増幅器、ミキサ等）の直線性および受信器の雑音指数によって表現することができる。第２は、セルラ通信システムなどの応用分野によっては、受信器の携帯性の理由から、パワー消費が重要な問題点になる。一般に、高性能で高効率な受信器は設計上の矛盾点となる。
【０００３】
能動デバイスは次の伝達関数を持つ。
【０００４】
ｙ（ｘ）＝ａ１・ｘ＋ａ２・ｘ２＋ａ３・ｘ３＋４次以上の項                                           （１）
ここでｘは入力信号、ｙ（ｘ）は出力信号、ａ１、ａ２およびａ３は能動デバイスの直線性を定義する係数である。簡単化のために、高次数項（たとえば、３次より大きい項）は無視する。理想的な能動デバイスでは、係数ａ２およびａ３は０．０であり、出力信号は単に入力信号にａ１を乗算したものになる。しかし、すべての能動デバイスは、係数ａ２およびａ３で決まるある程度の量の非直線性を持つ。計数ａ２は、２次の非直線性の量を定義し、計数ａ３は、３次の非直線性の量を定義する。
【０００５】
大部分の通信システムは狭帯域システムであり、所定の帯域幅と中心周波数を持つ入力ＲＦ信号上で動作する。一般に、入力ＲＦ信号は周波数スペクトル全体に分布している他のスプリアス信号含む。能動デバイス内の非直線性はスプリアス信号の相互変調を発生し、信号帯域中に混入する。
【０００６】
２次の非直線性の影響（たとえば、ｘ２の項で生じる）は、綿密な設計方法により、通常は減少または削除できる。２次の非直線性は、和および差の周波数の成分を発生する。一般に、帯域内の２次成分を生成するスプリアス信号は、その信号帯域から大きく外れており、容易にフイルターで除去できる。しかし、３次の非直線性は大きな問題である。３次の非直線性については、スプリアス信号ｘ＝ｇ１・ｃｏｓ（ｗ１ｔ）＋ｇ２・ｃｏｓ（ｗ２ｔ）の成分は、周波数（２ｗ１−ｗ２）および（２ｗ２−ｗ１）を生成する。このような、帯域に近いスプリアス信号（フイルターで除去するのが困難）は、帯域内に入る３次相互変調成分を生成し、受信信号を劣化させる。問題を大きくしているのは、３次の成分の振幅が、ｇ１・ｇ２２およびｇ１２・ｇ２倍されることである。このように、スプリアス信号の振幅が２倍になると、３次成分の振幅が８倍に増加する。別の見方をすれば、入力ＲＦ信号が１ｄＢ増加すると、出力ＲＦ信号は１ｄＢ増加するが、３次成分は３ｄＢ増加することになる。
【０００７】
受信器（または能動デバイス）の直線性特性は、入力基準３次遮断点（ＩＩＰ３）で表される。一般に、出力ＲＦ信号および３次内部変調成分は、入力ＲＦ信号に対してプロットされる。入力ＲＦ信号が増加すると、ＩＩＰ３は希望する出力ＲＦ信号と３次成分の振幅が等しくなる理論点に一致する。能動デバイスがＩＩＰ３点に到達する前に圧縮を開始するため、ＩＩＰ３は外挿値である。
【０００８】
カスケードに接続された複数の能動デバイスを含む受信器では、能動デバイスの第１ステージから第ｎステージの受信器のＩＩＰ３は、次のように計算できる。
【０００９】
【式１】
0004259754.tif 000002
ここでＩＩＰ３ｎは、能動デバイスの第１ステージから第ｎステージの入力基準３次遮断点であり、ＩＩＰ３ｎ−１は第１ステージから第（ｎ−１）ステージの入力基準３次遮断点であり、Ａｖｎは第ｎステージの利得、ＩＩＰｄｎは第ｎステージの入力基準３次遮断点であり、すべての項はデシベル（ｄＢ）で表されている。式（２）の計算は、受信器機内のシーケンスステージに対して順次実行できる。
【００１０】
式（２）から、受信器のカスケード接続されたＩＩＰ３を改善する１つの方法は、最初の非直線能動デバイスの前で利得を下げることである。しかし、各能動デバイスも、信号品質を劣化させる熱雑音を発生する。雑音レベルが一定レベルに維持されるため、利得が低下し、信号振幅が減少するに伴い劣化度合いは増大する。劣化量は能動デバイスの雑音指数（ＮＦ）によって測定でき、次のように表わせる。
【００１１】
ＮＦd＝ＳＮＲin−ＳＮＲout        （３）
ここでＮＦｄは能動デバイスの雑音指数、ＳＮＲｉｎは能動デバイスへの入力ＲＦ信号の信号対雑音比、ＳＮＲｏｕｔは能動デバイスからの出力ＲＦ信号の信号対雑音比であり、ＮＦｄ、ＳＮＲｉｎ、ＳＮＲｏｕｔはすべてデシベル（ｄＢ）で表される。カスケード接続された複数の能動デバイスを含む受信器では、第１ステージから第ｎステージまでの能動デバイスの受信器の雑音指数は、次のように計算できる。
【００１２】
【式２】
0004259754.tif 000003
ここでＮＦｎは第１ステージから第ｎステージまでの雑音指数、ＮＦｎ−１は第１ステージから第（ｎ−１）ステージまでの雑音指数、ＮＦｄｎは第ｎステージの雑音指数、Ｇｎ−１は第１ステージから第（ｎ−１）ステージまでの積算利得をｄＢで表したものである。式（４）に示されるように、能動デバイスの利得は後段のステージの雑音指数に影響を与える。式（２）のＩＩＰ３計算と同様に、式（４）の雑音指数の計算は、受信器の後段のステージに対し順次実行できる。
【００１３】
受信器は、セルラ通信システムや高解像度テレビジョン（ＨＤＴＶ）などの、多くの通信応用に使用されている。典型的なセルラ通信システムは、コード分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）通信システム、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）通信システム、およびアナログＦＭ通信システムを含む。多重アクセス通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の使用は、米国特許第４，９０１，３０７号の発明の名称「人工衛星または地上中継器を使用するスペクトラム拡散多元接続通信システム」、および米国特許第５，１０３，４５９号の発明の名称「ＣＤＭＡセルラ電話システムにおける波形発生のシステムおよび方法」により開示されている。両者は、本発明の出願人に譲渡されたものであり、参照してここに組み込まれる。典型的なＨＤＴＶシステムは、米国特許第５，４５２，１０４号、米国特許第５，１０７，３４５号および米国特許第５，０２１，８９１号のすべての発明の名称「適応ブロックサイズ画像圧縮方法方法およびシステム」、および米国特許第５，５７６，７６７号の発明の名称「フレーム間ビデオ符号化および復号化システム」において開示されている。これら４つの特許はすべて本発明の出願人に譲渡され、参照してここに組み込まれる。
【００１４】
セルラ応用では、同一の地理的通信可能領域内で動作する１つの通信システムだけでなく、複数システムを持つのが普通である。さらに、これらのシステムは同一周波数帯域またはそれに近い帯域で動作する可能性がある。このような場合は、１つのシステムからの伝送が別のシステムの受信信号を劣化させる恐れがある。ＣＤＭＡは、伝送パワーを全体で１．２２８８ＭＨｚ信号帯域に渡って各ユーザーに分散するスペクトル拡散通信システムである。ＦＭベースの伝送のスペクトル応答は、中心周波数に集中し易い。したがって、ＦＭベースの伝送は、割当てられたＣＤＭＡ帯域内および受信されるＣＤＭＡ信号に非常に近接して妨害電波を発生させる可能性がある。さらに、妨害電波の振幅がＣＤＭＡ信号の振幅より何倍も大きくなることがある。これらの妨害電波は、ＣＤＭＡシステムの性能を劣化させる３次の相互変調成分を発生する可能性がある。
【００１５】
一般に、妨害電波により発生する相互変調による劣化を最小にするために、受信器は高いＩＩＰ３を持つように設計される。しかし高いＩＩＰ３受信器の設計には、受信器内の能動デバイスに大きいＤＣ電流でバイアスをかける必要がある。このため大きいパワーを消費する。このような設計は、受信器が携帯式ユニットでパワーが制限されるセルラ応用では特に望ましいことである。
【００１６】
高いＩＩＰ３の要求を満たすために、いくつかの手法が従来の技術で開発されてきた。パワー消費の最小化を試みる手法の１つは、並列に接続した複数の増幅器を備える利得ステージを実現し、高いＩＩＰ３が必要とされるときに、それらの増幅器を選択的に使用可能にするものである。この手法は、本発明の出願人に譲渡され、参照してここに組み込まれる、１９９７年４月１７日に出願された、米国特許出願第０８／８４３，９０４号の発明の名称「高効率および高直線性を備えたデュアルモード増幅器」に詳細が開示されている。別の手法は、受信されたＲＦ信号のパワーを測定し、そのＲＦ信号パワーの振幅に基づいて増幅器の利得を調整することである。この手法は、本発明の出願人に譲渡され、参照してここに組み込まれる、１９９６年９月３０日に出願された、米国特許出願第０８／７２３，４９１号の発明の名称「干渉に対する受像機のパワー耐性を高める方法および装置」に詳細が開示されている。これらの手法はＩＩＰ３性能を改良するが、パワー消費を減少することも、回路の複雑性を減少することもない。
【００１７】
従来技術の受信器構造の典型的なブロック図を図１に示す。受信器１１００内では、伝送されたＲＦ信号はアンテナ１１１２で受信され、デュプレクサ１１１４に送られ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１１６に供給される。ＬＮＡはＲＦ信号を増幅し、その信号をバンドパスフィルタ１１１８に供給する。バンドパスフィルタ１１１８は信号を濾波し、後段のステージに相互変調を発生させるスプリアス信号の一部を除去する。濾波された信号はミキサ１１２０に供給され、局部発振器１１２２からの正弦波により中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされる。ＩＦ信号はバンドパスフィルタ１１２４に供給され、スプリアス信号とダウンコンバート成分を濾波された後に、後段のダウンコンバートステージに供給される。濾波されたＩＦ信号は、可変利得で増幅して必要な振幅のＩＦ信号を出力する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器１１２６に供給される。利得は、ＡＧＣ制御回路１１２８からの制御信号によって制御される。ＩＦ信号は復調器１１３０に供給され、送信機で使用する変調フォーマットに従って復調される。二位相シフトキーイング(binary phase shift keying)（ＢＰＳＫ）、四位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）、オフセット四位相シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ）および直交振幅変調（ＱＡＭ）などのデジタル伝送では、デジタル復調器を使用してデジタルベースバンドデータを供給する。
【００１８】
受信器１１００は、大部分の受信器に必要な基本機能を含んでいる。しかし、増幅器１１１６と１１２６、バンドパスフィルタ１１１８と１１２４、およびミキサ１１２０の位置は配置を変えて、特定用途向けに受信器性能を最適化できる。この受信器構造では、能動デバイスを大きいＤＣバイアス電流でバイアスして、および／または増幅器１１２６の利得を制御して、高いＩＩＰ３を備えることができる。
【００１９】
この受信器構造はいくつかの欠点を持つ。第１は、最高の必要ＩＩＰ３を得るために、一般に大きいＤＣ電流で能動デバイスをバイアスされる。これは、高いＩＩＰ３をほとんどの時間必要としない場合でも、受信器１１００を常時高いＩＩＰ３動作点で動作する結果になる。第２は、前述の米国特許第５，０９９，２０４号に開示されているように、高いＩＩＰ３をＡＧＣ増幅器１１２６の利得を調整して改良できることである。しかし、増幅器１１２６の利得の低下は、受信器１１００の雑音指数を下げる。
【００２０】
（発明の概要）
本発明は、低パワー消費でありながら、必要レベルの性能を備える新規の改良されたプログラマブルダイナミックレンジ受信器である。例示的な実施形態では、受信器はフロントエンド、ΣΔＡＤＣ、デジタル信号プロセッサ、パワー検出器およびＡＧＣ制御回路を備えている。例示的な実施形態では、入力ＲＦ信号はフロントエンドでＩＦ信号に調整、ダウンコンバートされる。ＩＦ信号は、ΣΔＡＤＣによって量子化されＩＦサンプルを生成する。このＩＦサンプルはデジタル信号プロセッサで処理され希望する信号を発生する。パワー検出器はΣΔＡＤＣに入る信号振幅を測定する。例示的な実施形態では、必要ダイナミックレンジは、希望する信号およびΣΔＡＤＣへの信号の振幅を測定して計算する。代替の実施形態では、必要ダイナミックレンジを受信器の動作モードを基に決定する。
【００２１】
本発明の目的は、ΣΔＡＤＣ内で１つまたは複数のループを有効(enabling)または無効(disabling)にすることにより、パワー消費を最小化するプログラマブルダイナミックレンジ受信器を提供することである。例示的な実施形態では、ΣΔＡＤＣは１つまたは複数ループ(loop)で実現される。各ループは所定のダイナミックレンジ性能を備えている。必要なダイナミックレンジが一連のダイナミックレンジしきい値を越えるか、またはそれ以下になるかにより、ΣΔＡＤＣ内の１つまたは複数のループを有効または無効にできる。ダイナミックレンジしきい値は、入力ＲＦ信号の統計値およびΣΔＡＤＣの性能(performance)などの多くの条件を基に選択できる。さらに、ダイナミックレンジしきい値にヒステリシスを持たせて、有効と無効状態の間のループのトグル(toggling)を防止できる。
【００２２】
本発明の別の目的は、バイアス電流を調整することにより、パワー消費を最小化するプログラマブルダイナミックレンジ受信器を提供することである。例示的な実施形態では、ΣΔＡＤＣが調整可能なバイアス電流を備えるように設計する。ΣΔＡＤＣのダイナミックレンジは、バイアス電流にほぼ比例して変化する。バイアス電流を調整することにより、最小のパワー消費で、ΣΔＡＤＣの必要なダイナミックレンジを備えることができる。バイアス電流は増加ステップまたは連続的に調整可能である。
【００２３】
さらに本発明の別の目的は、ΣΔＡＤＣの基準電圧を調整することにより、パワー消費を最小化するプログラマブルダイナミックレンジ受信器を提供することである。ΣΔＡＤＣのダイナミックレンジは、最大入力信号振幅および回路雑音と量子化雑音からなるΣΔＡＤＣの雑音により決定される。必要ダイナミックレンジが減少するに伴い、ほぼ同一雑音レベルを維持しながら基準電圧を低くできる。これは、特に１つのループが切離され、量子化雑音が回路雑音よりかなり大きくなる場合に発生する。基準電圧を低下して、量子化雑音が回路雑音にほぼ等しくなるようにすると、信号レベルを低レベルに維持しながら必要な性能レベルを備えることができる。さらに利点としては、ΣΔＡＤＣを動作させる増幅器が低い最大信号振幅を有し、小さい電流でバイアスできることである。
【００２４】
さらに本発明の別の目的は、ΣΔＡＤＣのサンプリング周波数を調整することにより、パワー消費を最小化するプログラマブルダイナミックレンジ受信器を提供することである。ΣΔＡＤＣに入る信号帯域幅が一定のため、ΣΔＡＤＣのダイナミックレンジはサンプリング周波数に比例するオーバーサンプリング率の関数である。高いダイナミックレンジは高いオーバーサンプリング率(oversampling ratio)を必要とする。ΣΔＡＤＣの実行に使用する回路のパワー消費は、サンプリング周波数に依存する。本発明では、高いダイナミックレンジを必要としない場合は、サンプリング周波数を低下してパワー消費を最小化できる。
【００２５】
さらに本発明の別の目的は、必要な性能に基づき適正なΣΔＡＤＣを切換えることにより、パワー消費を最小化するプログラマブルダイナミックレンジ受信器を提供することである。この実施形態では、受信器が２つ以上のΣΔＡＤＣを備えて、２つ以上の動作モードに対するサンプリング機能を備えるように設計できる。たとえば、受信器が２つのΣΔＡＤＣ（１つがＣＤＭＡモード、１つがＦＭモード）を備えるように設計できる。ＦＭモードに対するΣΔＡＤＣは、低い信号帯域幅および低い必要ダイナミックレンジの理由から、非常に少ないパワー消費になるように設計できる。適正なΣΔＡＤＣは、受信器がＣＤＭＡまたはＦＭモードのどちらで動作するかによって切換できる。
【００２６】
必要な場合は、上述の構成を組合せて、最大のパワー節減の状態で、性能の必要レベルを提供することができる。
【００２７】
（好ましい実施形態の詳細な説明）
本発明の受信器は、能動デバイスのＤＣバイアスを制御して、システム性能の必要なレベルを提供し、パワー消費を最小化する。本発明は、以下に詳細を述べる３つの実施形態の１つによって実行できる。第１の実施形態では、受信器出力の非直線性量を測定し、増幅器およびミキサなどの、受信器内の能動デバイスのＩＩＰ３動作点を設定するのに使用する。第２の実施形態では、能動デバイスのＩＩＰ３動作点を、受信器の動作モードに基づいて予測される受信信号レベルに従って設定する。さらに、第３の実施形態では、能動デバイスのＩＩＰ３動作点を、受信器内の各種ステージにおいて測定された信号レベルに従って設定する。
【００２８】
本発明では、ＡＧＣ機能は、バイアス制御回路と連係して動作するＡＧＣ制御回路によって提供される。能動デバイスのＩＩＰ３動作点は、信号の振幅に依存する測定された非直線性量に従って設定される。さらにこの信号の振幅は、受信器の利得設定値に依存する。本発明では、ＡＧＣおよびバイアス制御は一体で動作して、特定のＡＧＣ範囲に渡り直線性の必要レベルを提供する一方で、パワー消費を最小化する。
【００２９】
I．受信器の構造
本発明の典型的な受信機構造を図２に示す。受信器１２００内で、伝送されたＲＦ信号はアンテナ１２１２で受信され、デュプレクサ１２１４を通り減衰器１２１６に供給される。減衰器１２１６はＲＦ信号を減衰して必要な振幅の信号を提供し、その減衰信号をＲＦプロセッサ１２１０に供給する。ＲＦプロセッサ１２１０内では、減衰された信号がパッド１２２２ａおよび低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２２０ａに供給される。ＬＮＡ１２２０ａはＲＦ信号を増幅し、増幅した信号をバンドパスフィルタ１２２６に供給する。パッド１２２２ａは減衰の所定レベルを供給し、スイッチ１２２４ａに直列に接続する。ＬＮＡ１２２０ａの利得を必要としない場合は、スイッチ１２２４ａはＬＮＡ１２２０ａのバイパス経路を提供する。バンドパスフィルタ１２２６は信号を濾波して、後段の信号処理ステージに相互変調成分を発生する可能性のある、スプリアス信号を除去する。濾波された信号はパッド１２２２ｂおよび低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２２０ｂに供給される。ＬＮＡ１１２０ｂは濾波された信号を増幅して、その信号をＲＦ／ＩＦプロセッサ１２４８に供給する。パッド１２２２ｂは減衰の所定のレベルを有し、スイッチ１２２４ｂに直列接続されている。ＬＮＡ１２２０ｂの利得を必要としない場合は、スイッチ１２２４ｂはＬＮＡ１２２０ｂのバイパス経路を提供する。ＲＦ／ＩＦプロセッサ１２４８内では、ミキサ１２３０が、局部発振器（ＬＯ）１２２８からの正弦波信号によって、その信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートする。ＩＦ信号はバンドパスフィルタ１２３２に供給され、そこでスプリアス信号と帯域外ダウンコンバート成分を濾波して除去される。好ましい実施形態では、濾波されたＩＦ信号は電圧制御増幅器（ＶＧＡ）１２３４に供給され、そこで利得制御信号で調整される可変利得により信号増幅される。また、システム要求によっては、増幅器１２３４は固定利得増幅器として実行できるが、これも本発明の範囲内である。増幅されたＩＦ信号は復調器１２５０に供給され、送信器（図示せず）で使用する変調フォーマットに従って復調される。ＲＦプロセッサ１２４８およびＲＦ／ＩＦプロセッサ１２４８はまとめてフロントエンドと呼ばれる。
【００３０】
図４に、直交変調された信号（たとえば、ＱＰＳＫ、ＯＱＰＳＫおよびＱＡＭ）の復調に使用する典型的な復調器１２５０のブロック図を示す。例示的な実施形態では、復調器１２５０はサブサンプリングバンドパス復調器として実行される。ＩＦ信号はバンドパス・シグマ・デルタ・アナログ−デジタル変換器（ΣΔＡＤＣ）１４１０に供給され、ＣＬＫ信号により決まる高サンプリング周波数で量子化される。ΣΔＡＤＣの典型的設計は、本発明の出願人に譲渡されている、１９９７年９月１２日に出願された、米国特許出願第０８／９２８，８７４号の発明の名称「シグマ−デルタ・アナログ−デジタル変換器」に詳細に述べられている。受信器内にΣΔＡＤＣを使用することは、本発明の出願人に譲渡されて本明細書に一部を引用している、１９９７年１２月９日に出願された、同時係属の米国特許出願第０８／９８７，３０６号の発明の名称「シグマ−デルタ・アナログ−デジタル変換器を備えた受信器」に開示されている。量子化された信号は、信号を濾波し、減衰するフイルター１４１２に供給される。濾波された信号は乗算器１４１４ａおよび１４１４ｂに供給され、それぞれ局部発振器（ＬＯ２）１４２０および位相器１４１８からの、同相および直角正弦波によってベースバンドにダウンコンバートされる。位相器１４１８は、直角正弦波に９０°の位相シフトを与える。ベースバンドＩおよびＱ信号は、信号を濾波してＩおよびＱデータを提供するローパスフィルタ１４１６ａおよび１４１６ｂにそれぞれ供給される。図２のベースバンドデータは、図４のＩおよびＱデータを含む。例示的な実施形態では、フイルター１４１２および／またはローパスフィルタ１４１６は、信号の拡大縮小をして、復調器１２５０が種々の振幅でベースバンドデータを供給できるようにする。復調器１２５０のその他の実施では、ＱＰＳＫ変調された波形の復調が実行されるように設計できるが、これも本発明の範囲内にある。
【００３１】
図２に戻ると、受信器１２００は大部分の受信器に必要な基本的機能を含んでいる。しかし、減衰器１２１６、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂ、バンドパスフィルタ１２２６および１２３２、ならびにミキサ１２３０の配列は並び替えて、特定の応用向けに、受信器１２００の性能を最適化することができる。たとえば、減衰器１２１６をＬＮＡ１２２０ａとバンドパスフィルタ１２２６の間に置き、雑音指数性能を改良できる。さらに、バンドパスフィルタをＬＮＡ１２２０ａの前に挿入して、第１増幅ステージの前で、好ましくないスプリアス信号を除去できる。本明細書に示す機能の別の配列を考慮することもできるが、本発明の範囲に含まれる。さらに、技術的に既知のその他の受信器機能と関連付けて本明細書に示す機能のその他の配列も考慮できるが、これも、本発明の範囲に含まれる。
【００３２】
本発明では、減衰器１２１６、スイッチ１２２４ａおよび１２２４ｂ、ならびに復調器１２５０はＡＧＣ制御回路により制御され、その結果増幅器１２３４からのＩＦ信号は必要な振幅に維持される。ＡＧＣ機能は次に詳細に説明する。例示的な実施形態では、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂは固定利得増幅器である。バイアス制御回路１２８０はＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂ、ならびにミキサ１２３０を制御して、これら能動デバイスのＤＣバイアス電流および／または電流を調整し、必要な直線性性能を最小パワー消費の状態で実現する。可変ＩＩＰ３バイアス制御機構を次に詳細に説明する。
【００３３】
本発明の受信器の機構は、セルラ電話およびＨＤＴＶ応用などの各種の応用分野に採用できる。セルラ電話では、受信器１２００は、パーソナル通信システム（ＰＣＳ）帯域またはセルラ帯域で動作するＣＤＭＡ通信システムでの応用に使用できる。
【００３４】
両方の帯域（ＰＣＳおよびセルラ）および両方のモード（ＣＤＭＡおよびＡＭＰＳ）をサポートする典型的な受信器のブロック図を、図３に示す。ＰＣＳ帯域は６０ＭＨｚの帯域幅と９００ＭＨｚの中心周波数を持つ。セルラ帯域は２５ＭＨｚの帯域幅と、９００ＭＨｚの中心周波数を持つ。各帯域は特有のＲＦバンドパスフィルタを必要とする。したがって、２つのＲＦプロセッサを２つの帯域用に使用する。
【００３５】
受信器１３００は、受信器１２００（図２参照）と同様に多くの構成要素を含んでいる。アンテナ１３１２、デュプレクサ１３１４および減衰器１３１６は、受信器１２２０内のアンテナ１２１２、デュプレクサ１２１４および減衰器１２１６と同一である。減衰器１３１６からの減衰信号は、ＲＦプロセッサ１３１０ａおよび１３１０ｂに供給される。ＲＦプロセッサ１３１０ａは、セルラ帯域で動作するように設計され、ＲＦプロセッサ１３１０ｂは、ＰＣＳ帯域で動作するように設計される。ＲＦプロセッサ１３１０ａは受信器１２００内のＲＦプロセッサ１２１０と同一である。ＲＦプロセッサ１３１０ａは、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１３２０ａおよび１３２０ｂの２つのステージを含み、ＬＮＡはそのステージ間に置かれているバンドパスフィルタ１３２６とカスケードに接続されている。各ＬＮＡ１３２０は、パッド１３２２およびスイッチ１３２４を含む並列信号経路を持つ。ＲＦプロセッサ１３１０ｂｈは、ＬＡＮ１３２１ａおよび１３２１ｂならびにバンドパスフィルタ１３２７がＰＣＳ帯域で動作するように設計されていることを除いて、ＲＦプロセッサ１３１０ａと同様である。ＲＦプロセッサ１３１０ａおよび１３１０ｂからの出力は、マルチプレクサ（ＭＵＸ）１３４６に供給され、そこでコントローラ１３７０（簡単化のため図３には示していない）からの制御信号に従って希望する信号を選択される。ＭＵＸ１３４６からのＲＦ信号は、図２のＲＦ／ＩＦプロセッサ１２４８と同一のＲＦ／ＩＦプロセッサ１３４８に供給される。プロセッサ１３４８からのＩＦ信号は復調器（ＤＥＭＯＤ）１３５０供給され、そこで遠隔送信器（図示せず）で使用される変調フォーマットに従って信号を復調される。図３の復調器１３５０、ＡＧＣ制御回路１３６０、バイアス制御回路１３８０および非直線性測定回路１３９０は、図２の復調器１２５０、ＡＧＣ制御回路１２６０、バイアス制御回路１２８０および非直線性測定回路１２９０とそれぞれ同一である。
【００３６】
コントローラ１３７０はＡＧＣ制御回路１３６０、バイアス制御回路１３８０およびＭＵＸ１３４６に接続し、これらの回路の動作を制御する。コントローラ１３７０は、プログラムされたマイクロプロセッサ、マイクロコントローラまたはデジタル信号プロセッサとして実行され、本明細書で述べる機能を実行できる。また、コントローラ１３７０は、受信器１３００の動作モードおよび関連制御信号を格納する記憶格納素子を含む。
【００３７】
図２によれば、特にセルラ電話応用で採用されている受信器１２００の典型的な設計を、次に詳しく述べる。例示的な実施形態では、減衰器１２１６は２０ｄＢの減衰範囲を持ち、０．２〜−２０ｄＢの減衰を備えている。減衰器１２１６は、１対のダイオードまたは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用して設計でき、それらの実装例は既知のものである。例示的な実施形態では、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂは、それぞれ１３ｄＢの固定利得を持つ。ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂは、標準仕様品のモノリシックＲＦ増幅器またはディスクリート部品を使用して設計された増幅器であってもよい。ＬＮＡ１２２０の典型的なディスクリート設計を次に述べる。例示的な実施形態では、パッド１２２２ａおよび１２２２ｂは５ｄＢの減衰を備え、技術的に既存の方法で抵抗を使用して実現できる。例示的な実施形態では、バンドパスフィルタ１２２６は表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタであり、２５ＭＨｚの帯域幅（セルラ帯域の全体帯域幅）と約９００ＭＨｚの中心周波数を持つ。
【００３８】
例示的な実施形態では、バンドパスフィルタ１２３２もまたＳＡＷフィルタであり、１．２２８８ＭＨｚの帯域幅（１つのＣＤＭＡシステムの帯域幅）と約１１６．５ＭＨｚの中心周波数を持つ。ミキサ１２３０は能動ミキサであり、Ｍｏｔｏｒｏｌａ社のＭＣ１３１４３、または技術的に既存の方法で設計されたその他の能動ミキサなどの標準仕様品のミキサでもよい。またミキサ１２３０は、２重平衡ダイオードミキサなどの受動部品で実現できる。増幅器１２３４はモノリシック増幅器、またはディスクリート部品を使用して設計された増幅器でもよい。例示的な実施形態では、増幅器１２３４は、４０ｄＢの利得を備えるように設計する。
【００３９】
例示的な実施形態では、復調器１２５０を除く、受信器１２００の全体の利得範囲は＋５１ｄＢ〜−５ｄＢである。この利得範囲は、バンドパスフィルタ１２２６に対する典型的な挿入損失−３ｄＢ、ミキサ１２３０に対する＋１ｄＢの利得、およびバンドパスフィルタ１２２６に対する挿入損失−１３ｄＢを推定している。ＣＤＭＡ応用では、通過損失、フェージング条件および妨害波を適切に処理するために、８０ｄＢのＡＧＣ範囲が通常必要とされる。例示的な実施形態では、減衰器１２１６、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂ、ならびにパッド１２２２ａおよび１２２２ｂによって提供されるＡＧＣ範囲は５６ｄＢである。例示的な実施形態では、ＡＧＣ範囲を２４ｄＢに維持するのは、復調器１２５０および／または増幅器１２３４によって提供される。復調器１２５０（図４参照）内で、ＡＤＣ１４１０はアナログ波形を量子化し、デジタル値を後段のデジタル信号処理ブロックに供給する。例示的な実施形態では、ＡＤＣ１４１０の必要分解能は４ビットである。例示的な実施形態では、濾波されない妨害波に対して、さらに６ビットの分解能をヘッドル−ムに提供する。ＡＤＣ１４１０は、１０ビットより多い分解能を備えるように設計できる。１０以上の各追加ビットを使用して、６ｄＢの利得制御を提供できる。都合のよいことに、高いＣＤＭＡ信号レベルでは、帯域外の妨害波レベルは、連続的には、ＣＤＭＡ信号より＋７２ｄＢ高い状態にはならない。したがって、ＣＤＭＡ信号が強力な場合は、妨害波は、妨害波ヘッドルームに対して６ビットより少ない分解能を必要とする。例示的な実施形態では、ＣＤＭＡ信号が強力な、たとえば、ＣＤＭＡ制御範囲の上端にある場合に限り、復調器１２５０内で実行されるＡＧＣ機能はアクティブである。このように、最初は妨害波ヘッドルーム用に確保されている分解能の追加ビットは、強力なＣＤＭＡ信号レベルの結果として、ＡＧＣ機能のために使用される。受信器１２００に必要な性能を提供するサブサンプリングバンドパスΣΔＡＤＣの設計は、前述の同時係属の米国特許出願第０８／９８７、３０６号に開示されている。
【００４０】
II.増幅器の設計
典型的なディスクリートＬＮＡ設計の概略図を図５（Ａ）に示す。ＬＮＡ１２２０内では、ＲＦ入力はＡＣ結合コンデンサ１５１２の一端の供給される。コンデンサ１５１２の他端は、コンデンサ１５１４およびインダクタ１５１６の一端に接続されている。コンデンサ１５１４の他端はアナロググランドに接続され、インダクタ１５１６の他端は抵抗１５１８および１５２０ならびにトランジスタ１５４０の一端に接続されている。抵抗１５１８の他端はパワー供給Ｖｄｃに接続され、抵抗１５２０の他端はアナロググランドに接続されている。バイパスコンデンサ１５２２はＶｄｃおよびアナロググランドに接続されている。例示的な実施形態では、トランジスタ１５４０は、既存の技術で一般に使用されているＳｉｅｍｅｎｓ  ＢＦＰ４２０などの低雑音ＲＦトランジスタである。トランジスタ１５４０のエミッタはインダクタ１５４２の一端に接続されている。インダクタ１５４２の他端は電流源１５８０に接続され、そこからアナロググランドに接続されている。トランジスタ１５４０のコレクタは、インダクタ１５３２、抵抗１５３４およびコンデンサ１５３６の一端に接続されている。インダクタ１５３２および抵抗１５３４の他端はＶｄｃに接続されている。コンデンサ１５３６の他端はＲＦ出力を形成する。
【００４１】
ＬＮＡ１２２０内で、コンデンサ１５１２および１５３６は、それぞれＲＦ入力および出力信号のＡＣ結合を構成する。コンンデンサ１５１４およびインダクタ１５１６は雑音整合を提供する。インダクタ１５１６および１５３２は、それぞれ、ＬＮＡ入力および出力の整合を提供する。また、インダクタ１５３２はトランジスタ１５４０のバイアス電流のＤＣ経路を提供する。インダクタ１５４２は、エミッタインピーダンスを低下させて直線性を改良する。抵抗１５１８および１５２０は、トランジスタ１５４０のベースのＤＣバイアス電圧を設定する。抵抗１５３４はＬＮＡ１２２０の利得および出力インピーダンスを決定する。電流源１５８０は、トランジスタ１５４０のバイアス電流を制御し、ＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３を決定する。
【００４２】
典型的な電流源１５８０の概略図を図図５（Ｂ）に示す。ｎチャンネルＭＯＳＦＥＴ１５８２および１５８４のソースはアナロググランドに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１５８４のドレインは抵抗１５８６の一端に接続されている。抵抗１５８６の他端はＭＯＳＦＥＴ１５８２のドレインに接続され、電流源１５８０の出力を形成している。バイパスコンデンサ１５８８は電流源１５８０とアナロググランドの間に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１５８２のゲートはＶｂｉａｓ１に、ＭＯＳＦＥＴ１５８４のゲートはＶｂｉａｓ２に接続されている。
【００４３】
ＭＯＳＦＥＴ１５８２および１５８４は、トランジスタ１５４０にコレクタバイアス電流Ｉｃｃを供給し、それによりＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３動作点を決定する。ＭＯＳＦＥＴ１５８２および１５８４のゲートは接続され、それぞれ制御電圧Ｖｂｉａｓ１およびＶｂｉａｓ２に接続される。Ｖｂｉａｓ１が低い（たとえば、０Ｖ）場合は、ＭＯＳＦＥＴ１５８２はＯＦＦになり、トランジスタ１５４０にコレクタバイアス電流Ｉｃｃを供給しない。Ｖｂｉａｓ１が高い（たとえば、Ｖｄｃに近い）場合は、ＭＯＳＦＥＴ１５８２はＯＮになり、トランジスタ１５４０に最大コレクタバイアス電流Ｉｃｃを供給する。このようにＶｂｉａｓ１は、ＭＯＳＦＥＴ１５８２により供給されるコレクタバイアス電流の値を決定する。同様に、Ｖｂｉａｓ２はＭＯＳＦＥＴ１５８４により供給されるコレクタバイアス電流の値を決定する。しかし、トランジスタ１５４０のベースの電圧および抵抗１５８６の値が、ＭＯＳＦＥＴ１５８４により供給される最大コレクタバイアス電流を制限する。
【００４４】
コレクタバイアス電流Ｉｃｃに対するＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３性能を図６に示す。ＩＩＰ３は、コレクタバイアス電流のオクターブ増加（つまり２倍増加）当り約６ｄＢ増加することに注意すること。制御電圧Ｖｂｉａｓ１に対するトランジスタ１５４０のコレクタバイアス電流、ＬＮＡの利得およびＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３を図７に示す。利得はほぼ一定（たとえば、すべてのＶｂｉａｓ１電圧に対して約１ｄＢの変動）であることに注意すること。また、ＩＩＰ３は、コレクタバイアス電流Ｉｃｃと同様な変化をすることに注意すること。このように、高いＩＩＰ３を必要としない場合は、コレクタバイアス電流はＬＮＡ１２２０の利得の最小化効果により減少する。
【００４５】
図５（Ａ）および図５（Ｂ）は、それぞれＬＮＡ１２２０および電流源１５８０の典型的な設計を示す。ＬＮＡ１２２０は他の接続形態を使用して必要な性能を提供できる（たとえば、高利得、改良した雑音指数、良好なマッチング）。ＬＮＡ１２２０は、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ），金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、ひ化ガリウム電界効果トランジスタ（ＧａＡｓＦＥＴ）、またはその他の能動デバイスなどのその他の能動デバイスを使用して設計できる。またＬＮＡ１２２０は、既存の技術的方法でモノリシック増幅器として実現できる。同様に、電流源１５８０は既存の技術的方法で設計および実現できる。ＬＮＡ１２２０および電流源１５８０の各種の実現は、本発明の範囲内である。
【００４６】
III.可変ＩＩＰ３バイアス制御
上述のように、帯域内相互変調成分は、非直線デバイスを通過するスプリアス信号により生成される。要求の厳しい直線性を必要とする１つの応用は、最新移動電話システム（ＡＭＰＳ）などの他のセルラ電話システムと同一場所にあるＣＤＭＡ通信システムである。他のセルラ電話システムは、ＣＤＭＡシステムの動作帯域近くで大きいパワーのスプリアス信号（または妨害波）を伝送する可能性がある、その結果ＣＤＭＡ受信器に高いＩＩＰ３が必要になる。
【００４７】
ＣＤＭＡシステムに対するスプリアス信号除去要求条件は、「ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９８−Ａ相互変調スプリアス応答減衰」（以後、ＩＳ−９８−Ａ規格）における２つの仕様（２トーン試験とシングルトーン試験）により規定される。２トーン試験を図８（Ａ）に示す。２つのトーンは、ＣＤＭＡ波形の中心周波数からｆ１＝＋９００ＫＨｚおよびｆ２＝＋１７００ＫＨｚの位置に置かれる。２つのトーンは振幅が等しく、ＣＤＭＡ信号の振幅より５８ｄＢ大きい。この試験は、ＡＭＰＳシステムからの信号などの、隣接チャネルで伝送されるＦＭ変調信号をシミュレートしたものである。ＦＭ変調信号は搬送波のパワーの大部分を含み、その結果ＣＤＭＡ波形は１．２２８８ＭＨｚ全体に広がる。ＣＤＭＡ信号はチャンネル状態から隔離され、パワー制御ループにより低いパワーレベルに維持される。実際ＣＤＭＡ信号は、干渉を減少し、容量を増加するための性能の必要レベルだけの最小パワーレベルに維持される。
【００４８】
シングルトーン試験を図８に示す。シングルトーンは、ＣＤＭＡ波形の中心周波数からｆ１＝＋９００ＫＨｚの位置に置かれ、ＣＤＭＡ信号の振幅より＋７２ｄＢｃ大きい振幅を持つ。
【００４９】
ＩＳ−９８−Ａに従うと、受信器の直線性は、ＣＤＭＡの入力パワーレベル−１０１ｄＢｍ、−９０ｄＢｍおよび−７９ｄＢｍで規定される。２トーン試験では、妨害波は−４３ｄＢｍ、−３２ｄＢｍおよび−２１ｄＢｍ（＋５８ｄＢｃ）であり、相互変調成分の帯域内等価信号は−１０１ｄＢｍ、−９０ｄＢｍおよび−７９ｄＢｍに対して、それぞれ−１０４ｄＢｍ、−９３ｄＢｍおよび−８２ｄＢｍである。
【００５０】
図８（Ａ）に示すように、ｆ１＝＋９００ＫＨｚおよびｆ２＝＋１７００ＫＨｚにおけるスプリアストーン（または妨害波）は、（２ｆ１−ｆ２）＝＋１００ＫＨｚおよび（２ｆ２−ｆ１）＝＋２５００ＫＨｚにおいて３次相互変調成分を生成する。＋２５００ＫＨｚの成分は後段のバンドパスフィルタ１２２６および１２３２（図２参照）により容易に濾波できる。しかし、＋１００ＫＨｚの成分はＣＤＭＡ波形内に入っており、ＣＤＭＡ信号を劣化させる。
【００５１】
受信器１２００の性能の劣化っを最小にするには、受信器１２００内の能動デバイスのＩＩＰ３を受信信号の非直線性量に応じて調整する。受信器１２００を２トーン相互変調仕様に適合するように設計されている。しかし実際は、受信器１２００の動作時間の数分の１の間だけ妨害波が存在する。さらに、妨害波の振幅がまれに規定された＋５８ｄＢレベルに達することがある。したがって、さらに悪い妨害波の場合に対して設計し、さらに悪い妨害波を予測して高いＩＩＰ３モードで受信器１２００を動作するには、バッテリパワーを浪費する。
【００５２】
本発明では、能動デバイス、特にＬＮＡ１２２０ｂおよびミキサ１２３０内のＩＩＰ３を、受信器１２００からの出力信号の測定した非直線性に応じて調整する。例示的な実施形態では、非直線性はＲＳＳＩスロープ法によって測定される。ＲＳＳＩスロープ法は、本発明の出願人に譲渡され、参照してここに組み込まれる、１９９２年４月２１日に発行された、米国特許第５，１０７，２２５号の発明の名称「高いダイナミックレンジを有する閉ループ自動利得制御回路」に詳細に述べられている。図２によれば、バンドパスフィルタ１２３２は１．２２８８ＭＨｚの帯域幅を持ち、妨害波および帯域外相互変調成分の大部分を除去する。帯域内の相互変調成分は除去不可能で、ＣＤＭＡ波形に加わる。増幅器１２３４からのＩＦ信号は復調器１２５０に供給され、処理されて、ＩおよびＱデータを含むデジタル化ベースバンドデータを提供する。ベースバンドデータは非直線性測定回路１２９０に供給される。例示的な実施形態では、非直線性測定回路１２９０は、次の式に従って信号パワーを計算する。
【００５３】
Ｐ＝（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）                     （５）
ここでＰはベースバンド信号のパワーであり、ＩとＱはそれぞれＩとＱ信号の振幅である。パワー測定値はバイアス制御回路１２８０に供給される。
【００５４】
パワー測定は希望するベースバンドＩおよびＱ信号のパワーの他に、相互変調成分のパワーを含む。上述のように、２次の非直線性に対しては、相互変調成分は、入力信号レベルの各ｄＢ増加当り２ｄＢ増加する。３次の非直線性に対しては、相互変調成分は、入力信号レベルの各ｄＢ増加当り３ｄＢ増加する。このように、相互変調量は、入力信号レベル変化に対する出力信号レベル変化として定義されるＲＳＳＩスロープを測定して予測できる。入力信号レベルの変化は所定の増加分（たとえば０．５ｄＢ）に設定できる。直線範囲内で動作する受信器１２００では、入力信号レベルの０．５ｄＢの増加は、出力信号レベルの０．５ｄＢおよびＲＳＳＩスロープ１．０の増加に対応する。しかし、１つまたは複数の能動デバイスが非直線動作領域に移行すると同時に、ＲＳＳＩスロープは増加する。大きいＲＳＳＩスロープは非直線性の大きいレベルに対応する。３．０のＲＳＳＩスロープは、全体に圧縮されて動作する受信器１２００（たとえば、入力の増加と共には、希望する出力信号レベルが増加しない）に対応し、出力は３次の変調成分で左右される。
【００５５】
本発明では、ＲＳＳＩスロープは所定のＲＳＳＩしきい値と比較できる。ＲＳＳＩスロープがしきい値を越えると、固有の能動デバイスのＩＩＰ３が増加する。反対にＲＳＳＩスロープがしきい値より低い場合は、ＩＩＰ３は減少する。必要なビットエラー率（ＢＥＲ）またはフレームエラー率（ＦＥＲ）に基づいて、受信器１２００の動作中にＲＳＳＩしきい値を調整することができる。高いＲＳＳＩしきい値は、ＩＩＰ３の増加前に、高いレベルの相互変調成分見込んでおき、それによりＢＥＲまたはＦＥＲを犠牲にしてパワー消費を最小化する。またＲＳＳＩしきい値を、必要な性能レベル（たとえば１％ＦＥＲ）に対して設定する制御ループによって調整できる。例示的な実施形態では、ＲＳＳＩスロープは１．２に選択される。しかし、その他のＲＳＳＩしきい値の使用も本発明の範囲内である。
【００５６】
本発明では、妨害波の振幅を直接測定することは重要ではない。希望する信号上の妨害波の好ましくない影響を、相互変調成分の高いレベルに関して測定することがより重要である。ＲＳＳＩスロープは非直線性のレベルを測定するための１つの方法である。また非直線性のレベルは、入力信号振幅の増加変化に対して、出力信号の雑音対チップ当りのエネルギー比（Ｅｃ／Ｉｏ）の変化を計算して測定できる。受信器１２００が圧縮され、出力信号が３次変調成分で占められている場合、相互変調成分は３対１の割合で増加する。ＲＳＳＩスロープ法によるのと同様に、非直線性は、入力信号レベルの変化に対するＥｃ／Ｉｃの変化によって評価できる。非直線性のレベルを測定するその他の方法も考慮できるが、本発明の範囲内に含まれるものとする。
【００５７】
例示的な実施形態では、最大の性能を引出すために、能動デバイスのＩＩＰ３を、各能動デバイスに存在する非直線性量（たとえばＲＳＳＩスロープの測定により）に従って調整する。ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂは固定利得を備える。このように、ミキサ１２３０は最大の信号レベルになり、ＬＮＡ１２２０ｂはその次に大きい信号レベルになり、ＬＮＡ１２２０ａは最小の信号レベルになる（これはＬＮＡ１２２０ａの利得がバンドパスフィルタ１２２６の挿入損失より大きいと仮定している）。これらの仮定により、妨害波が検出された場合（たとえば大きいＲＳＳＩスロープを測定することにより）、最初にミキサ１２３０のＩＩＰ３動作点が上昇する。ミキサ１２３０のＩＩＰ３を完全に調整すると（たとえば最高のＩＩＰ３動作点まで）、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は低下する。最後に、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３を完全に調整すると、ＬＮＡ１２２０ａのＩＩＰ３は上昇する。例示的な実施形態では、ＬＮＡ１２２０ａを所定のＩＩＰ３動作点に維持して、受信器１２００の性能を最適化する。これに反して、妨害波が検出されない場合は、最初にＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３が低下する。ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３を完全に調整すると（たとえば最低のＩＩＰ３動作点まで）、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は低下する。
【００５８】
ＬＮＡ１２２０ｂおよびミキサ１２３０のＩＩＰ３を連続的（たとえば、連続的にＶｂｉａｓ１およびＶｂｉａｓ２制御電圧を供給して）または段階的に調整できる。本発明では連続的、段階的またはその他の方法を使用して、能動ダバイスのＩＩＰ３を制御することを意図している。
【００５９】
上述の順序でＩＩＰ３を調整することは、ＩＩＰ３だけを考慮していることを仮定している。しかし、別の応用では異なる入力条件が発生したり、異なる性能要求条件を持つ可能性がある。これらの要求条件に適合するために、ＩＩＰ３の調整順序を変更することができる。さらに、ＩＩＰ３調整の順序を、上述と逆にして（たとえば、入力信号レベルを増加するためにＩＩＰ３を低下して）、特定の動作条件に対して受信器１２００の性能を最適化することもできる。異なるＩＩＰ３調整順序および異なるＩＩＰ３調整方向は、本発明の範囲内に含まれる。
【００６０】
IV．利得制御
大部分の受信器は広範囲の入力レベルに適応するように設計されている。ＣＤＭＡ受信器では、必要なＡＧＣ範囲は通常８０ｄＢである。本発明の例示的な実施形態（図２参照）では、ＡＧＣ範囲は減衰器１２１６、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂ、パッド１２２２ａおよび１２２２ｂ、復調器１２５０ならびに、できれば増幅器１２３４により提供される。例示的な実施形態では、減衰器１２１６は２０ｄＢのＡＧＣ範囲、パッド１２２２ａおよび１２２２ｂは各々５ｄＢのＡＧＣ範囲、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂは各々１３ｄＢのＡＧＣ範囲、増幅器１２３４および／または復調器１２５０は２４ｄＢのＡＧＣ範囲を備えている。これらの構成要素の１つまたは複数のＡＧＣ範囲は調整可能であり、本発明の範囲内に含まれる。さらに、増幅器１２３４を、その他の構成要素のＡＧＣ範囲を補足するＡＧＣ範囲を備えるように設計することもできる。たとえば、パッド１２２２のＡＧＣ範囲を各２ｄＢ狭くし、増幅器１２３４を６ｄＢのＡＧＣ範囲を備えるように設計できる。
【００６１】
例示的な実施形態では、ＡＧＣ範囲の最初の２ｄＢは復調器１２５０により提供される。復調器１２５０は、ＡＧＣ制御に使用できる分解能の追加ビットを備える、バンドパスサブサンプリングΣΔＡＤＣ１４１０を含む。ＡＧＣ範囲の次の２０ｄＢは、減衰器１２１６および／または増幅器１２３４により提供される。ＡＧＣ範囲の次の１８ｄＢは、ＬＮＡ１２２０ａおよびパッド１２２２ａにより提供される。ＡＧＣ範囲の次の１８ｄＢは、ＬＮＡ１２２０ｂおよびパッド１２２２ｂにより提供される。ＡＧＣ範囲の残りの２２Ｂは、増幅器１２３４および／または復調器１２５０により提供される。
【００６２】
図８は、ＣＤＭＡ入力信号パワーを増加させるための、本発明による受信器１２００のＡＧＣ制御動作を示す典型的な図表である。この例では、簡単のために、増幅器１２３４は固定利得増幅器として動作する。ＣＤＭＡ入力パワーレベルは、−１０４ｄＢ〜−２４ｄＢ範囲が可能である。−１０４ｄＢｍ〜−１０２ｄＢｍでは、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂがＯＮ、スイッチ１２２４ａおよび１２２４ｂがＯＦＦになり、ＡＧＣは復調器１２５０により提供される。−１０２ｄＢｍ〜−８５ｄＢｍでは、ＡＧＣは減衰器１２１６により提供される。−８４ｄＢｍ〜−６２ｄＢｍでは、ＬＮＡ１２２０ａはＯＦＦ、スイッチ１２２４ａはＯＮになり、ＬＮＡ１２２０ｂはＯＮ、スイッチ１２２４ｂはＯＦＦに留まり、ＡＧＣは減衰器１２１６により提供される。−６３ｄＢｍ〜−４６ｄＢｍでは、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂはＯＦＦ、スイッチ１２２４ａおよび１２２４ｂはＯＮになり、ＡＧＣは減衰器１２１６により提供される。−４６ｄＢｍより上では、減衰器１２１６は完全に減衰し、復調器１２５０へのＩＦ信号レベルは入力ＩＦ信号レベルと共にｄＢ単位で増加し、ＡＧＣは復調器１２５０によりＡＤＣの後により提供される。
【００６３】
図１０は、ＣＤＭＡ入力信号パワーを増加させるための、受信器１２００のＡＧＣ制御動作を示す典型的な図表である。さらに、この例では簡単のため、増幅器１２３４は固定利得増幅器として動作する。−２４ｄＢｍ〜−４６ｄＢｍでは、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂはＯＦＦ、スイッチ１２２４ａおよび１２２４ｂはＯＮになり、ＡＧＣは復調器１２５０によりＡＤＣ１４１０の後により提供される。−４６ｄＢｍ〜−６６ｄＢｍでは、ＡＧＣは減衰器１２１６に供給される。−６６ｄＢｍ〜−６９ｄＢｍでは、減衰器１２１６は最小減衰状態になり、ＡＧＣは復調器１２５０により提供される。−７０ｄＢｍでは、ＬＮＡ１２２０ｂがＯＮ、スイッチ１２２４ｂがＯＦＦになる。−７０ｄＢｍ〜−８４ｄＢｍでは、ＡＧＣは減衰器１２１６により提供される。−８４ｄＢｍ〜−９０ｄＢｍでは、ＡＧＣは復調器１２５０により提供される。−９１ｄＢｍでは、ＬＮＡ１２２０ａがＯＮ、スイッチ１２２４ａがＯＦＦになる。−９１ｄＢｍ〜−１０２ｄＢｍでは、ＡＧＣは減衰器１２１６により提供される。−１０２ｄＢｍ〜−１０４ｄＢｍでは、ＡＧＣは復調器１２５０により提供される。
【００６４】
図９、図１０は、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂが、ＯＮおよびＯＦＦの場合の、入力信号レベルを示す。入力信号レベルが−８５ｄＢｍを超える（図９参照）と、ＬＮＡ１２２０ａはＯＦＦになり、信号レベルが−９１ｄＢｍ以下に低下するまではＯＮにならない。６ｄＢのヒステリシスは、ＬＮＡ１２２０ａがＯＮとＯＦＦ状態のトグルを防止する。また同じ理由から、ＬＮＡ１２２０ｂは６ｄＢのヒステリシスを備えている。異なるヒステリシスを使用してシステム性能を最適化できるが、これも本発明の範囲内に含まれる。
【００６５】
上述の説明は、必要とされるＡＧＣ制御の典型的な実施を示している。ＡＧＣ制御は、可変利得を有するＡＧＣ増幅器を使用して実行することもできる。さらに、図２に示す減衰器１２１６ならびにＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂの配列は、ＣＤＭＡ仕様を満たす１つの実施例に過ぎない。本明細書に述べる要素を使用するＡＧＣ機能のその他の実施、および既存の技術のその他の要素または回路に関連する要素を使用するその他の実施は、本発明の範囲内に含まれる。
【００６６】
Ｖ．測定した非直線性に従う受信器の設定
本発明の第１の実施形態では、能動デバイスのＩＩＰ３は受信器１２００で発生する非直線性の測定レベルに従って設定される。非直線性のレベルは、ＲＳＳＩスロープまたはＥｃ／Ｉｏ測定値により予測できる。図１１は、典型的なＲＳＳＩスロープ測定を実行するタイミング図である。例示的な実施形態では、入力ＲＦ信号レベルを変化させるには、狭いパルスで減衰器１２１６の減衰を変化させる。各パルスは「ウイグル」と呼ばれる。ＲＳＳＩスロープを各パルスに対して測定し、所定の期間Ｔで平均してその測定値の精度を上げる。期間Ｔの終端で、測定したＲＳＳＩスロープをＲＳＳＩしきい値と比較し、その結果を使用して、上述の方法で能動デバイスのＩＩＰ３を調整する。
【００６７】
図１１に示すように、Ｔ０におけるＲＳＳＩスロープ測定値はＲＳＳＩしきい値より小さくなり、受信器１２００が直線限界内で動作していることを示す。このように、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は低下し、パワー消費を節減する。同様に、期間Ｔ１、Ｔ２およびＴ３の終端では、測定したＲＳＳＩスロープはＲＳＳＩしきい値より小さくなり、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は低下し続ける。期間Ｔ４の終端では、測定したＲＳＳＩスロープはＲＳＳＩしきい値よりさらに小さくなり、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は低下する。これはＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３が完全に最低のＩＩＰ３動作点に調整されているためである。期間Ｔ５の終端では、測定したＲＳＳＩスロープはＲＳＳＩしきい値よりさらに大きくなり、相互変調成分が容認できないレベルにまで増加していることを示す。ミキサ１２３０のＩＩＰ３は上昇して、ミキサの応答の直線性を改良する。
【００６８】
例示的な実施形態では、各パルスは２００μｓｅｃの継続時間、期間Ｔは５ｍｓｅｃであり、１つの期間Ｔ内のパルス数は９である。これらの値を使用すると、パルスのデューティサイクルは３６％になる。好ましい実施形態では、パルスのデューティサイクルを十分小さくして、信号振幅の周期的な変化による希望する信号のＥｃ／Ｉｏの低下を最小限にすべきである。継続時間が短くなるようにパルス幅を選択して、ＡＧＣ制御回路１２８０に対する外乱を最小にする。一般に、ＡＧＣ制御ループは応答が遅く、短い減衰パルスによって生じる信号レベルの変化を追跡できない。これは、出力信号振幅の変化が正確に入力信号振幅および相互変調成分の変化を反映し、ＡＧＣ制御回路１２８０で発生する変化に影響されないためには、特に重要である。しかし、短い時間幅パルスは、出力信号パワーの測定精度を低下させる。本発明は、本明細書に説明する機能に対して、種々の幅およびデューティサイクルのパルスを使用することを意図するものである。
【００６９】
入力信号レベルの変動振幅を小さくなるように選択して、出力信号の劣化を最小にし、全体の受信器１２００のＩＩＰ３上の影響を最小にする。例示的な実施形態では、ＲＳＳＩスロープ測定の減衰ステップは０．５ｄＢである。その他の値の減衰ステップを使用することもできるが、これも本発明の範囲内に含まれる。
【００７０】
例示的な実施形態では、ＲＳＳＩしきい値は１．２に選択される。１つのＲＳＳＩしきい値を使用すると、連続する期間Ｔ間でＩＩＰ３動作点にトグルを発生する結果になる。これを防止するために、２つのＲＳＳＩしきい値を使用してヒステリシスを設ける。測定ＲＳＳＩスロープが第１のＲＳＳＩしきい値を越えない限り、ＩＩＰ３は上昇しない。また測定ＲＳＳＩスロープが第２のＲＳＳＩしきい値を下回らない限り、ＩＩＰ３は低下しない。単一しきい値または複数しきい値の使用は、本発明の範囲内に含まれる。
【００７１】
図１２は、入力ＲＦ信号パワーレベルを増加するための、本発明の受信器１２００のＩＩＰ３バイアス制御動作を示す図表である。入力ＲＦ信号はＣＤＭＡ信号、およびＣＤＭＡ信号より＋５８ｄＢｃ大きい２トーン妨害波を含む。ＣＤＭＡ信号パワーが−１０４ｄＢ〜−１０１ｄＢｍの間にある場合、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は＋１０ｄＢｍに設定され、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂのＩＩＰ３は０ｄＢｍに設定される。ＣＤＭＡ信号が−１０１ｄＢｍを越えると、測定ＲＳＳＩスロープはＲＳＳＩしきい値を越え、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は＋１５ｄＢｍまで増加し、非直線性のレベルを最小にする。減衰器１２１６は入力ＲＦ信号を−１０４ｄＢｍ〜−８４ｄＢｍ間に減衰させる。−８４ｄＢｍでは、ＬＮＡ１２２０ａはバイパスされ、減衰器１２１６は最低減衰状態にリセットされる。ＣＤＭＡ信号パワーが−８３ｄＢｍ、−７９ｄＢｍ、−７５ｄＢｍおよび−７１ｄＢｍの場合は、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は減少して相互変調成分を最小にする。約−６４ｄＢｍでは、ＬＮＡ１２２０ｂはバイパスされ、減衰器１２１６は再度最低減衰状態にリセットされる。
【００７２】
図１３は、入力ＲＦ信号パワーレベルを減少するための、受信器１２００のＩＩＰ３バイアス制御動作を示す図表である。ここでも、入力ＲＦ信号はＣＤＭＡ信号、およびＣＤＭＡ信号より＋５８ｄＢｃ大きい２トーン妨害波を含む。最初、ＣＤＭＡ入力信号パワーが−６０ｄＢｍの場合は、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂはバイパスされる。ＣＤＭＡ信号パワーが−７０ｄＢｍに減少すると、ＬＮＡ１２２０ｂはＯＮになり、必要な利得を備える。約−７６ｄＢｍ、−８０ｄＢｍ、−８４ｄＢｍおよび−８８ｄＢｍでは、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は減少してパワー消費を最小にする。−９０ｄＢｍでは、減衰器１２１６は最大減衰範囲に達し、ＬＮＡ１２２０ａはＯＮになる。−１００ｄＢｍでは、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は減少して、入力ＲＦ信号レベルが小さいため、パワーを節減する。
【００７３】
上述のように、ミキサ１２３０ならびにＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂのＩＩＰ３が調整される入力ＲＦ信号パワーレベルは、測定したＲＳＳＩスロープにより決定される。図１２および図１３に示すように、ＲＳＳＩスロープ測定は、直線的に間隔の空いたＩＩＰ３バイアス切換え点をもたらす可能性がある。さらに、階段状切換え点を連続的な調整可能バイアス制御に置き換えることができる。
【００７４】
VI．動作モードに従う受信器の設定
本発明の第２の実施形態では、能動デバイスのＩＩＰ３は受信器の動作モードに従って設定される。上述のように、受信器１３００（図３参照）は、ＰＣＳまたはセルラ帯域のどちらでも動作する必要があるセルラ電話に使用できる。各帯域はデジタルおよび／またはアナログモードのどちらもサポートできる。さらに、各プラットホームは各種の動作モードを含むことができる。各種の動作モードを利用して、性能を改良し、バッテリパワーを節減できる。たとえば、異なる動作モードを使用して、次のようなセルラ電話の機能をサポートできる。たとえば、１）長い待機時間のための、ページングするスロットモード、２）ダイナミックレンジ拡大のための利得ステップ、３）長い対話時間のための送信器出力停止、４）デュアルバンド電話（ＰＣＳおよびセルラ）に対する周波数帯域選択、５）システム間（ＣＤＭＡ、ＡＭＰＳ、ＧＳＭその他）を切換える多重アクセス、および６）妨害波のある状態での回路バイアス制御手段、の機能をサポートできる。
【００７５】
セルラ電話の動作モードは異なる性能要求を持つことができる。例示的な実施形態では、各動作モードは、Ｎモードビットを含む固有の識別名を割当てられる。モードビットは特定の動作モード特性を定義する。たとえば、１つのモードビットを使用してＰＣＳとセルラ帯域間を選択でき、別のモードビットを使用してデジタル（ＣＤＭＡ）またはアナログ（ＦＭ）モードの選択ができる。Ｎモードビットをコントローラ１３７０内のロジック回路に供給さして、そこでＮモードビットを最大２Ｎ制御ビットを含む制御バスに復号する。制御バスは、制御を必要とする受信器１３００内の回路に送られる。制御バスは次のようなものを指示できる。たとえば、（１）ＲＦ／ＩＦプロセセッサ１３４８内のミキサ、ならびにＲＦプロセッサ１３１０ａおよび１３１０ｂ内のＬＮＡのＩＩＰ３の設定、（２）受信器１３００の利得の設定、（３）受信器１３００内の他のＲＦおよびＩＦ回路に対するＤＣバイアス電圧および／または電流の設定、（４）希望する信号帯域の選択、および（５）特定周波数に対する発振器の設定、を指定できる。
【００７６】
動作モードに基づいた受信器１３００のＩＩＰ３制御の典型的な実施は、表１および２に示す。受信器１３００は、デュアルバンド（ＰＣＳおよびセルラ）およびデュアルモード（ＣＤＭＡおよびＦＭ）をサポートする。例示的な実施形態では、ＰＣＳ帯域のみがＣＤＭＡ伝送をサポートし、一方セルラ帯域はＣＤＭＡとセルラ伝送の両方（ＦＭ伝送はＡＭＰＳシステムで可能）をサポートする。例示的な実施形態では、４つのモードビットを利用する。４つのモードビットは、ＢＡＮＤ＿ＳＥＬＥＣＴ、ＩＤＬＥ／、ＦＭ／、ＬＮＡ＿／ＲＡＮＧＥビットである。ＢＡＮＤ＿ＳＥＬＥＣビットは動作帯域を決定し、１＝ＰＣＳおよび０＝セルラと定義する。ＩＤＬＥ／ビット（０＝休止）は、セルラ電話が作動していない間、受信器１３００を休止モード（たとえば低いＩＩＰ３で動作）に設定する。ＦＭ／ビット（０＝ＦＭ）は、ＦＭ信号を処理するように受信機１３００を設定する。ＬＮＡ＿ＲＡＮＧＥビット（１＝バイパス）は、受信器１３００の利得を設定する。ＬＮＡ＿ＲＡＮＧＥビットをＨ（ｈｉｇｈ）に設定すると、バイパスモードを指定する。最初のＬＡＮ１３２０ａまたは１３２１ａのＶｂｉａｓ１およびＶｂｉａｓ２はＬ（ｌｏｗ）に設定され、ＬＮＡはＯＦＦになる。
【００７７】
ＢＡＮＤ＿ＳＥＬＥＣＴを０に設定すると（セルラ帯域）、受信器１３００は表１に表したセルラ動作モードの１つで動作する。表１はＬＡＮ１３２０ａまたは１３２１ｂのＩＩＰ３動作点だけを表したものである。同様の表を、ＲＦ／ＩＦプロセッサ１３４８内の能動ミキサのＩＩＰ３動作点に対して作成できる。セルラモードの間、ＬＡＮ１３２１ａまたは１３２１ｂのＤＣバイアス電流はＯＦＦになり、バッテリパワーを節減する。
【００７８】
表１．セルラ動作モードに対する受信器制御
【表１】
0004259754.tif 000004
ＢＡＮＤ＿ＳＥＬＥＣＴを１に設定すると（ＰＣＳ帯域）、電話は表２に表したＰＣＳ動作モードの１つで動作する。ＰＣＳモードの間、ＬＡＮ１３２０ａまたは１３２０ｂのバイアス電流はＯＦＦになり、バッテリパワーを節減する。
【００７９】
表２．ＰＣＳ動作モードに対する受信器制御
【表２】
0004259754.tif 000005
表１および２は、必要な性能を維持しながらパワー消費を最小にするＬＮＡのＩＩＰ３動作点を表す。制御を必要とする他の回路に対しては別の表を作成できる。たとえば、希望する動作モードに対して、予測される入力信号レベルを基に適正な動作範囲をＡＧＣに設定する表を作成できる。受信器１３００内の各種回路で必要なＤＣバイアスまたは電流を設定する他の表も作成できる。
【００８０】
VII．受信信号レベルに従う受信器の設定
本発明の第３の実施形態では、能動デバイスのＩＩＰ３は、受信器内の各種の信号処理ステージにおける信号の測定振幅に従って設定される。図２によれば、パワー検出器を選択した構成要素の出力に接続して、その信号のパワーレベルを測定できる。この受信器の設定方法の第１の実施形態では、パワー検出器をＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂならびにミキサ１２３０の出力に接続して、これらの構成要素からのＲＦ信号パワーを測定できる。パワー測定値はバイアス制御回路１２８０に供給される。このバイアス制御回路では、所定レベル以上の非直線性で動作するすべての構成要素のＩＩＰ３動作点を調整する情報を使用する。この受信器の設定方法の第２の実施形態では、パワー検出器をミキサ１２３０および復調器１２５０の出力に接続して、これらの構成要素からのＲＦ信号およびベースバンド信号のパワーをそれぞれ測定できる。パワー測定値はバイアス制御回路１２８０にも供給される。これら２つの測定値間のパワーの差は、帯域外信号からのパワーを表し、必要なＩＩＰ３性能を推測するのに使用できる。バイアス制御回路１２８０は、上記の方法で構成要素の動作点を調整して、性能の必要レベルを維持する。パワー検出器は、ローパスフィルタを持つダイオード検出器などの多くの既存の技術的方法で実施できる。
【００８１】
VIII．必要なダイナミックレンジに従うΣΔＡＤＣの設定
同時係属の米国特許出願第０８／９８７，３０６号で開示されているように、本発明の受信器内のΣΔＡＤＣを、パワー消費を最小にしながら、必要なダイナミックレンジを備えるように設計できる。セルラ電話の携帯性特性より、ＣＤＭＡ通信システムではパワー消費は特に重要である。ΣΔＡＤＣを、高いダイナミックレンジを必要としないときは、ΣΔＡＤＣの部分を無効にしてパワー消費を最小にするように設計することができる。また、ΣΔＡＤＣを、ΣΔＡＤＣに入る信号の振幅、および必要性能を基に変化できる調整可能バイアス電流を備えるように設計することもできる。また、低いダイナミックレンジしか必要でない場合は、ΣΔＡＤＣの基準電圧を低く調整して、パワー消費を最小にすることもできる。さらに、高いダイナミックレンジを必要としない場合は、ΣΔＡＤＣのサンプリング周波数を低くして、パワー消費をさらに小さくすることもできる。必要な場合は上述の構成を組合せて、最大のパワー節減をしながら性能の必要レベルを提供できる。
【００８２】
典型的なＣＤＭＡ通信システムでは、ＩＳ−９８−Ａ規格で指定されているような種々な動作条件の下で、受信器を動作するように設計できる。例示的な実施形態では、入力ＲＦ信号は、−１０４ｄＢｍ〜−７９ｄＢｍの範囲のＣＤＭＡ信号を含む。ＩＳ−９８−Ａは２トーンおよびシングルトーン動作条件を指定している。２トーン動作条件では、入力ＲＦ信号は、ＣＤＭＡ信号および２つの妨害波（ＣＤＭＡ信号の振幅より＋５８ｄＢｃ大きく、ＣＤＭＡ信号の中心周波数から＋９００ＫＨｚおよび＋１７００ＫＨｚの位置にある）を含んでいる。シングルトーン条件では、入力ＲＦ信号は、ＣＤＭＡ信号および単一の妨害波（ＣＤＭＡ信号の振幅より＋７２ｄＢｃ大きく、ＣＤＭＡ信号の中心周波数から＋９００ＫＨｚの位置にある）を含んでいる。これらの仕様は受信器の悪い場合の動作条件を表している。
【００８３】
例示的な実施形態では、ΣΔＡＤＣを、悪い場合の動作条件で動作するのに必要なダイナミックレンジを備えるように設計する。実際、これらの悪い動作条件は頻繁に発生する。したがって、常時高いダイナミックレンジモードでΣΔＡＤＣを動作すると、資源を浪費することになる。本発明の受信器では、高いダイナミックレンジを必要としないときは、パワー消費を最小にするようにΣΔＡＤＣを構成できる。
【００８４】
例示的な実施形態では、ΣΔＡＤＣへの希望する信号（たとえば帯域内のＣＤＭＡ信号）の振幅を、ΣΔＡＤＣの雑音下限値(noise floor)より＋２０ｄＢ大きく維持する。これは、デジタル信号処理後に希望する信号レベルの振幅を測定して、その測定振幅値を使用してフロントエンドの利得を調整することにより実行できる。上の条件（たとえば雑音下限値より＋１８ｄｂ大きい）は、結果的に受信器の性能の必要レベルとなる。この条件を満たすために、４ビットの分解能を持つΣΔＡＤＣを利用して、希望する信号を量子化する。
【００８５】
しかしΣΔＡＤＣへの信号は、希望する信号に妨害波が重畳している。妨害波の振幅は広い範囲に渡って変化し、ΣΔＡＤＣへの信号の大きな部分を占める可能性がある。希望する信号および妨害波は、ΣΔＡＤＣの上限以内にあり、その結果これらの信号のクリッピングは発生しない。このように、妨害波のクリッピングが、信号帯域内に入り希望する信号を劣化させる相互変調成分になるため、ΣΔＡＤＣにより妨害波は適正に量子化され必要がある（妨害波が最終的に後段のデジタル信号処理で濾波除去されなくても）。
【００８６】
例示的な実施形態では、ΣΔＡＤＣは、１２ビットの分解能を備え、悪い動作条件の場合にも適合するように設計される。分解能の残り８ビットは、妨害波およびＡＧＣ制御用に確保されている。ΣΔＡＤＣのダイナミックレンジを調整して、パワー消費を最小にしながら、クリッピング無く希望する信号および妨害波を適正に量子化することができる。
【００８７】
例示的な実施形態では、希望する信号の振幅およびΣΔＡＤＣに入る信号の振幅を測定して、必要はダイナミックレンジを予測できる。希望する信号の振幅は、希望する信号のＲＳＳＩを計算して測定できる。ＲＳＳＩ測定は、前述の米国特許第５，１０７，２２５号で詳細に説明されている。例示的な実施形態では、ＲＳＳＩ測定は、好ましくない音像およびスプリアス信号を除去するデジタル信号処理の後の希望する信号について実行する。ΣΔＡＤＣへの信号の振幅を、ΣΔＡＤＣの入力に接続したパワー検出器によって測定できる。パワー検出器は、ダイオードまたはピーク検出器によって実現できる包絡線検出器などの技術的に既知の方法で実現できる。ピーク検出器は、ΣΔＡＤＣへの入力信号がΣΔＡＤＣの飽和電圧（基準電圧の１／２）以上かどうかを検出できる。飽和電圧以上の場合は、ΣΔＡＤＣを高いダイナミックレンジモードに切換えできる。代替方法としては、ΣΔＡＤＣへの信号の振幅を、ミキサ１２３０の出力またはバンドパスフィルタ１２３４（図２参照）などのフロントエンド内の各種の構成要素からの信号振幅の測定によって予測できる。さらに、パワー検出器を使用して、信号の振幅を測定できる。パワー検出器とΣΔＡＤＣ間に置かれた構成要素の利得を考慮に入れて、ΣΔＡＤＣへの信号の振幅を計算する。さらに、予測精度を上げるためには、測定した信号のスペクトル成分はΣΔＡＤＣへの信号のスペクトル成分に近いのが良い。精度の劣る予測は不適正なダイナミックレンジ調整動作を引起す。
【００８８】
希望する信号およびΣΔＡＤＣに入る信号の振幅を基に、必要なダイナミックレンジを次のように計算できる。
【００８９】
【式３】
0004259754.tif 000006
ここでＤＲｒｅｑｕｉｒｅｄは、ｄＢ単位の必要なダイナミックレンジ、ＶＡＤＣはΣΔＡＤＣに入る信号の振幅、ＶｄｅｓｉｒｅｄはΣΔＡＤＣの入力における希望する信号の振幅である。
【００９０】
代替方法としては、受信器の動作モードを基に必要なダイナミックレンジを決定できる。各動作モードを、異なる動作条件と関連付けできる。たとえば、妨害波が信号帯域近くの可能性があるため、ＣＤＭＡモードは高いダイナミックレンジを必要とする。ＦＭモードは、入力必要条件が厳格でないため、低いダイナミックレンジでも良い。
【００９１】
例示的な実施形態では、同時係属の米国特許出願第０８／９８７，３０６号で開示されているように、１２ビットの分解能が２つのループのＭＡＳＨ４−４構造により提供される。図１４によれば、ループ１１０ａ（すなわち、第２のループ）は第１のダイナミックレンジを提供し、低雑音下限値を持つ。ループ１１０ｂ（すなわち、第１のループ）は第２のダイナミックレンジを提供するが、ループ１１０ａよりわずかに大きい雑音下限値を持つ。ループ１１０ａの低雑音下限値の一部は、大きいバイアス電流を持つループ１１０ａ内の増幅器のバイアス、およびループ１１０ａが持つ容量の大きいコンデンサが原因している。例示的な実施形態では、ΣΔＡＤＣへの信号の振幅および必要なダイナミックレンジを基に、ＭＡＳＨ ＡＤＣ１００内の各ループ１１０は選択的に無効にして、パワー消費を最小にできる。さらに、各ループ１１０内の増幅器のバイアス電流を調整して、パワー消費を最小にし、かつ必要な性能を維持できる。
【００９２】
高いダイナミックレンジを必要とする場合は、ΣΔＡＤＣへの信号をループ１００ａに供給して、すべての増幅器のバイアス電流を高く設定し、ＭＡＳＨ  ＡＤＣ  １００を上述の方法で動作させる。この動作条件は、ＣＤＭＡ信号および＋５８ｄＢｃの２つの大きい妨害波を含む入力ＲＦ信号、またはＣＤＭＡ信号および＋７２ｄＢｃの大きい１つの妨害波を含むＲＦ信号から導き出すことができる。希望する信号の振幅が増加、または妨害波の振幅が減少すると共に、必要なダイナミックレンジは狭くなる。このような状態では、ループ１１０ｂを無効にでき、ループ１１０ａからの出力Ｙ１はΣΔＡＤＣからの出力を含む。代替方法としては、ループ１１０ｂを無効にして、ΣΔＡＤＣへの入力をループ１１０ｂに供給でき、ループ１１０ｂからの出力Ｙ２はΣΔＡＤＣからの出力を含む。このようにして、１つまたは２つのループを無効にして、必要なダイナミックレンジを提供できる。
【００９３】
ループが無効になるダイナミックレンジしきい値は、多数の考慮条件を基に選択できる。しきい値は、入力ＲＦ信号の振幅の統計値を基に選択できる。たとえば、入力信号が種々の振幅の妨害波を含む時間パーセントを作表できる。この情報を使用して、大部分の時間で最小数のループを確実に有効にすることにより、最小パワー消費を得られるダイナミックレンジしきい値を選択できる。またしきい値をΣΔＡＤＣの設計性能を基に選択することもできる。たとえば、ＸｄＢのダイナミックレンジを備える第１ループ設計は、実質的にはＹｄＢのダイナミックレンジを備える第２ループ設計より大きいパワーを必要とし（ＹはＸよりわずかに小さい）、第２ループ設計はむしろ好まれるもので、そのダイナミックレンジしきい値を第２ループ設計の性能に従って選択できる。ダイナミックレンジしきい値を選択する際には、その他の多数の条件を考慮に入れることもできるが、これも本発明の範囲内に含まれる。さらに、各しきい値にヒステリシスを持たせて、有効および無効状態の間のループのトグルを防止できる。
【００９４】
各ループ１１０内の増幅器のバイアス電流を調整して、必要な性能を備えながら、パワー消費を最小にできる。例示的な実施形態では、ループ１００ａのバイアス電流が１０ｍＡに、ループ１００ｂのバイアス電流が６ｍＡに設計されている。例示的な実施形態では、ループ１１０ａ内で、共振器１３０ａ内の増幅器は６ｍＡの消費電流に、共振器１３０ｂ内の増幅器は４ｍＡの消費電流に設計されている。高いダイナミックレンジが必要な場合は、各増幅器のバイアス電流は大きく設定される。高いダイナミックレンジを必要としない場合は、バイアス電流を減少できる。ダイナミックレンジは、バイアス電流にほぼ比例し変化し、バイアス電流が１／２に減少するとダイナミックレンジが６ｄＢ低下する。このように、ダイナミックレンジを６ｄＢ低下する必要がある場合は、共振器１３０ａ内の増幅器のバイアス電流を６ｍＡから３ｍＡに減少でき、共振器１３０ｂ内の増幅器のバイアス電流を４ｍＡから２ｍＡに減少できる。同様に、高いダイナミックレンジを必要としない場合には、ループ１１０ｂ内の増幅器のバイアス電流を減少できる。本発明では、バイアス電流を、不連続または連続的に調整できる。
【００９５】
パワー消費を最小化するその他の機構は、ΣΔＡＤＣ内の基準電圧の調整を行うことである。ΣΔＡＤＣのダイナミックレンジは、最大入力信号振幅および回路雑音と量子化雑音を含むΣΔＡＤＣからの雑音によって決定される。必要ダイナミックレンジが減少すると共に、ほぼ同一雑音レベルを維持しながら、基準電圧を低下できる。これに該当する場合は、１つのループが切離された時であり、ΣΔＡＤＣの基準電圧が一定に保持されているために量子化雑音が回路雑音よりかなり大きくなる。基準電圧を低下させて、量子化雑音が回路雑音にほぼ等しくすることにより、信号レベルを低レベルに維持しながら、性能の必要レベルを満たすことができる。基準電圧およびΣΔＡＤＣ内の信号振幅を減少させることにより、増幅器のバイアス電流を減少できる。その他の利点として、ΣΔＡＤＣを駆動する増幅器が、より小さい最大信号振幅を持ち、少ない電流でバイアスされることである。
【００９６】
増幅器のバイアス電流の調整は、ループの無効化に無関係、または関連付けて実行できる。例示的な実施形態では、ループは必要ダイナミックレンジのおよそのレンジ幅を基に有効化され、バイアス電流はダイナミックレンジの精密な調整に使用される。代替方法としては、分析および測定を実行して、ΣΔＡＤＣの各種の構成で提供されるダイナミックレンジを決定できる。この情報を作表して格納できる。その後、必要なダイナミックレンジを基に、作表データを使用して、ΣΔＡＤＣを構成できる。パワー消費を最小にしながら、必要ダイナミックレンジを備えるΣΔＡＤＣを構成するのに使用する各種の方法は、本発明の範囲内に含まれる。
【００９７】
例示的な実施形態では、両方のループが有効の場合には、ΣΔＡＤＣは７９ｄＢのダイナミックレンジ（または１２ビットより大きい分解能）を備え、３２のオーバーサンプリング率（ＯＳＲ）が利用される。バンドパスΣΔＡＤＣについては、オーバーサンプリング率は、入力信号の両側帯域幅の２倍以上のサンプリング周波数、つまりＯＳＲ＝ｆｓ／２ｆＢＷとして定義される。同等のビット数をダイナミックレンジから計算でき、また逆に次式からも計算できる。
【００９８】
ＤＲ＝６．０２・Ｍ＋１．７３          （７）
Ｍはビット数、ＤＲの単位はｄＢである。例示的な実施形態では、ループ１００ａは５４ｄＢ、ループ１１０ｂは４２ｄＢのダイナミックレンジを備え、組合わせるとループ１１０ａ＋１１０ｂは７９ｄＢのダイナミックレンジを備える。例示的な実施形態では、必要ダイナミックレンジが３６ｄＢより小さい場合はループ１１０ｂが利用され、必要ダイナミックレンジが３６ｄＢ〜４８ｄＢの場合はループ１１０ａが利用され、必要ダイナミックレンジが４８ｄＢより大きい場合はループ１１０ａおよび１１０ｂが利用される。例示的な実施形態では、入力ＲＦ信号の振幅変動に対応するために、６ｄＢの余裕を確保する。
【００９９】
ダイナミックレンジしきい値にヒステリシスを持たせて、有効と無効状態間のトグルを防止できる。上述の例示的な実施形態では、各ダイナミックレンジしきい値は、上側しきい値値および下側しきい値を含む。高いダイナミックレンジを持つループは、必要ダイナミックレンジが上側しきい値を越えない限り、有効にされない。低いダイナミックレンジを持つループは、必要ダイナミックレンジが下側しきい値より低くならない限り、有効にされない。たとえば、６ｄＢのヒステリシスを持つ場合は、ループ１１０ａは、必要ダイナミックレンジが５１ｄＢを越えない限り、有効にされない。ループ１００ａのみで動作している間は、ループ１１０ｂは有効であり、ループ１１０ａは必要ダイナミックレンジが４５ｄＢより低くなる場合だけ無効になる。
【０１００】
表３に、ＣＤＭＡ通信システムに対する本発明の例示的な実施形態を示す。希望する信号レベルが高（ｈｉｇｈ）の場合は、低いダイナミックレンジが必要とされ、ループ１１１０ｂのみが有効になる。希望する信号レベルが低（ｌｏｗ）で、妨害波レベルが高の場合は、妨害波および希望するを適正に量子化するために高いダイナミックレンジが必要とされる。希望する信号レベルが低で、妨害波レベルが低の場合は、２つのオプションが有効になる。ΣΔＡＤＣへの信号を増幅し、低い信号レベルをループ１１０ｂでサンプリング可能な高い信号レベルにまで増加できる。代替方法としては、ループ１１０ａを使用して、信号をサンプリングできるが、パワー節減のためにバイアス電流は減少し、低い信号レベルに一致するためにループ１１０ａ内のＤＡＣレベルは減少することになる。
【０１０１】
表３．入力信号に基づくＡＤＣ構成
【表３】
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注１：
１）第１オプションはループ１１０ｂを有効にし、ΣΔＡＤＣへの信号を６ｄＢ増幅する。
【０１０２】
２）第２オプションはループ１１０ａを有効にし、ループ１１０ａ内のバイアス電流とＤＡＣレベルを減少する。
【０１０３】
同時係属の米国特許出願第０８／９８７，３０６号に述べられているように、ΣΔＡＤＣのダイナミックレンジはオーバーサンプリング率の関数である。入力信号の帯域幅が固定であるため、高いサンプリング周波数は高いオーバーサンプリング率、および高いダイナミックレンジに対応する。しかし、高いサンプリング周波数は、ΣΔＡＤＣを実行するのに使用する回路により、大きいパワー消費を引起すことになる。たとえば、ＣＭＯＳのパワー消費は、ＣＭＯＳ回路のスイッチングクロック周波数に比例する。バイポーラ回路では、高い動作周波数は、一般により大きいバイアス電流が必要な広い帯域幅回路を必要とする。高いスイッチング周波数はスイッチング動作により大きいバイアス電流、および高速セトリングの増幅器に大きいバイアス電流を必要とする。
【０１０４】
本発明では、高いダイナミックレンジを必要としない場合は、ΣΔＡＤＣのサンプリング周波数を減少してパワー消費を最小化できる。サンプリング周波数を減少すると、ΣΔＡＤＣ内の回路のバイアス電流を減少できる。また低いサンプリング周波数は、ΣΔＡＤＣ内の回路のパワー消費を減少する結果になる。
【０１０５】
理論的には、４次のバンドパスΣΔＡＤＣについては、ダイナミックレンジはオーバーサンプリング率のオクターブ減少当り２７ｄＢだけ減少する。しかし、１６より小さいオーバーサンプリング率については、ダイナミックレンジは２７ｄＢ／オクターブより急激に減少する。好ましい実施形態では、オーバーサンプリング率は最小の１６に維持される。
【０１０６】
多くの応用では、サンプリング周波数の変更には、受信器周波数計画を注意深く分析する必要がある。サブサンプリングΣΔ受信器については、ＩＦ信号の中心周波数（たとえばΣΔＡＤＣへの信号）はサンプリング周波数とは無関係である。第１の周波数変換を調整して、新しいサンプリング周波数で必要になる新しいＩＦ周波数のＩＦ信号を発生させる。過大な振幅のスプリアス信号および高調波が新しいＩＦ帯域に入らないように、注意する必要がある。
【０１０７】
また受信器を、２つまたはそれ以上のΣΔＡＤＣを備えるように設計して、２つまたはそれ以上の動作モードをサポートできる。これにより、ΣΔＡＤＣを最適化して、パワー消費を最小にしながら必要性能を備えるようにできる。適正なΣΔＡＤＣを、動作モードによって切換えて使用できる。たとえば、受信器が２つのΣΔＡＤＣを備えるように設計し、１つをＣＤＭＡモード用に、１つをＦＭモード用にすることもできる。低い信号帯域幅と低い必要ダイナミックレンジの理由から、ＦＭモード用のΣΔＡＤＣを非常に低いパワー消費に設計できる。受信器がＣＤＭＡまたはＦＭのどちらで動作しているかによって、適正なΣΔＡＤＣを切換えて使用できる。
【０１０８】
好ましい実施形態のこれまでの説明で、当業者が本発明を製作または使用することができる情報を提供した。当業者には、これらの実施形態に対する各種の変更形態は容易に理解できるものであり、本明細書に定義する一般的原理は、発明的能力無しにその他の実施形態に適用可能である。このように、本発明は本明細書に示す実施形態に限定することを意図するものではなく、本明細書に開示する原理および新規の構成に最も広い範囲で適用するものである。
【図面の簡単な説明】
本発明の特徴、目的および利点は、図面と関連付けて以下に述べる詳細な説明でさらに明らかにする。図中の同一参照符号は全体を通して同一物を規定する。
【図１】  図■は、従来技術による典型的な受信器のブロック図である。
【図２】  図２は、本発明による典型的なプログラマブルリニヤー受信器のブロック図である。
【図３】  図３は、本発明による典型的なプログラマブル・リニヤー・デュアルバンド受信器のブロック図である。
【図４】  図４は、本発明による受信器内に使用している典型的なＱＰＳＫ復調器のブロック図である。
【図５（Ａ）および５（Ｂ）】  図５（Ａ）、５（Ｂ）は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）および電流源の典型的なディスクリート設計の概略図であり、それぞれ本発明による受信器内に使用されている。
【図６】  図６は、それぞれ、ＬＮＡ内に使用しているトランジスタのバイアス電流に対するＩＩＰ３性能、およびＬＮＡの性能曲線の図表である。
【図７】  図７は、それぞれ、ＬＮＡ内に使用しているトランジスタのバイアス電流に対するＩＩＰ３性能、およびＬＮＡの性能曲線の図表である。
【図８（Ａ）および８（Ｂ）】  図８（Ａ）、８（Ｂ）は、それぞれ、ＩＳ−９８−Ａで規定されているＣＤＭＡに対する２トーンおよびシングルトーン妨害波の仕様の図表である。
【図９】  図９は、それぞれ、ＣＤＭＡ入力パワーの増減に対するＡＧＣ制御範囲の図表である。
【図１０】  図１０は、それぞれ、ＣＤＭＡ入力パワーの増減に対するＡＧＣ制御範囲の図表である。
【図１１】  図１１は、本発明による典型的なＩＩＰ３バイアス制御機構の図である。
【図１２】  図１２は、それぞれ、ＣＤＭＡ入力パワーの増減に対するＩＩＰ３バイアス制御の図表でである。
【図１３】  図１３は、それぞれ、ＣＤＭＡ入力パワーの
【図１４】  図１４は、典型的な２−ループ・バンドパスＭＡＳＨ  ΣΔアナログ−デジタル変換器のブロック図である。
【符号の説明】
１１１４…デュプレクサ、１１１６…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、１１１８…バンドパスフィルタ、１１２４…バンドパスフィルタ、１２１６…減衰器、１２２６…バンドパスフィルタ、１２３２…バンドパスフィルタ、１３１４…デュプレクサ、１３１６…減衰器、１３２６…バンドパスフィルタ、１３２７…バンドパスフィルタ、
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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