(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信側の逆拡散符号列の位相を送信側の拡散符号列の位相に同期して追跡させる同期追跡回路において、
マルチパスのうち所定の着目パスにおいて同期追跡をDLL(Delay Locked Loop)制御により行なうDLL回路、
着目パスに対する他パスからの干渉成分を推定する干渉成分推定部、
を備え、前記干渉成分推定部は、他パスから着目パスへの干渉成分を、他パスのチャネル推定値と、他パスと着目パスのパス間遅延時間差と、送受信機全体のインパルス応答に基づいて推定し、前記DLL回路は他パスからの干渉成分を除去して受信側の逆拡散符号列の位相を送信側拡散符号列の位相に同期して追跡させるDLL制御を実行する、
ことを特徴とするスペクトラム拡散方式における同期追跡回路。
【請求項２】
受信側の逆拡散符号列の位相を送信側の拡散符号列の位相に同期して追跡させる同期追跡回路において、
マルチパスのうち所定の着目パスにおいて同期追跡をDLL(Delay Locked Loop)制御により行なうDLL回路、
着目パスに対する他パスからの干渉成分を推定する干渉成分推定部、
を備え、前記DLL回路は、
受信信号を受信側逆拡散符号列で逆拡散する逆拡散部、
逆拡散信号から前記干渉成分を除去する干渉成分除去部、
干渉成分を除去した逆拡散信号に基づいて受信側逆拡散符号列の位相を制御する信号を発生する位相制御信号発生部、
を備え、該DLL回路は他パスからの干渉成分を除去して受信側の逆拡散符号列の位相を送信側拡散符号列の位相に同期して追跡させるDLL制御を実行する、
ことを特徴とするスペクトラム拡散方式における同期追跡回路。
【請求項３】
インパルス応答値を離散的に記憶し、パス間遅延差に応じたインパルス応答値を出力するインパルス応答発生部を備え、
該インパルス応答発生部は、インパルス応答値をピーク値の２n分の１（ｎは正整数）で近似して該ｎを離散的に記憶する記憶部と、パス間遅延差に応じた時刻のｎを求め、ピーク値をｎビットシフトしてインパルス応答値を演算する演算部、
を有することを特徴とする請求項１記載の同期追跡回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は受信側の逆拡散符号列の位相を送信側の拡散符号列の位相に同期して追跡させる同期追跡回路に係わり、特に、スペクトラム拡散方式を用いたCDMA移動通信の分野において一度同期捕捉に成功した受信信号に対して受信側の拡散符号列が時間ずれを起こさないようにDLL(Delay Locked Loop)制御する同期追跡回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトラム拡散方式を用いたCDMA(Code Division Multiple Access)移動通信システムにおいて、送信側は送信情報を拡散符号列を用いて拡散して送信し、受信側は送信側より受信した信号を送信側の拡散符号列と同一の逆拡散符号列を用いて逆拡散して送信情報を復調する。
図１２はCDMA受信機の構成図である。無線部１は、アンテナATNにより受信した高周波信号をベースバンド信号に周波数変換(RF→IF変換)する。直交検波器２はベースバンド信号を直交検波し、同相成分（Ｉ成分)データと直交成分（Ｑ成分)データを出力する。直交検波器２において、２ａは受信キャリア発生部、２ｂは受信キャリアの位相をπ/2シフトする位相シフト部、２ｃ，２ｄは乗算器でありベースバンド信号に受信キャリアを乗算してＩ成分信号及びＱ成分信号を出力するものである。ローパスフィルタ(LPF)３ａ，３ｂは出力信号の帯域を制限し、ＡＤ変換器４ａ，４ｂはＩ成分信号、Ｑ成分信号をそれぞれディジタル信号に変換し、サーチャ５と各フィンガー部６1〜６4に入力する。
【０００３】
サーチャ５はマルチパスの影響を受けた直接拡散信号（DS信号）が入力すると、マッチトフィルタ（図示せず）を用いて自己相関演算を行ってマルチパスを検出し、各パスにおける逆拡散開始のタイミングデータτ0〜τ3及び遅延時間調整データをフィンガー部６1〜６4に入力する。各フィンガー部６1〜６4の逆拡散コード発生部6aは送信側の拡散符号列と同一の符号列をサーチャ５から入力するタイミングデータτ0〜τ3に基づいて発生する。すなわち、サーチャ５は送信側拡散符号の位相を１チップ以内の精度で検出し（同期捕捉）、逆拡散コード発生部6aは該位相に同期して受信側における逆拡散のための拡散符号列を発生する。  DLL(Delayed Locked Loop)回路6bは受信信号が変調や雑音等の影響で位相が変化しても、一度同期捕捉に成功した受信信号に対して受信側の逆拡散符号列が時間ずれを起こさないように制御する（同期追跡）。
【０００４】
逆拡散／遅延時間調整部6cは、所定のパスを介して到来する直接波あるいは遅延波に拡散符号と同じ符号を用いて逆拡散処理を施してダンプ積分し、しかる後、パスに応じた遅延処理を施し、パイロット信号（参照信号）、情報信号を出力する。位相補償部（チャネル推定部）6dはパイロット信号のＩ成分、Ｑ成分をそれぞれ所定スロット数分電圧平均して、チャネル推定信号Ｉt，Ｑtを出力する。同期検波部6eは受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号間の位相差θに基づいて、逆拡散された情報信号I′、Q′の位相を元に戻す。すなわち、チャネル推定信号Ｉt，Ｑtは位相差θのcos成分、sin成分であるから、同期検波部6eはチャネル推定信号(It，Qt)を用いて次式
【数１】
0004265864.tif 000002
により受信情報信号(I′,Q′)に位相回転処理を施して受信情報信号(I,Q)の復調(同期検波)を行う。RAKE合成部７は各フィンガー部６1〜６4から出力する信号を合成して軟判定データ列として誤り訂正復号器８に出力する。誤り訂正復号器８は誤り訂正処理して送信情報を復号して出力する。
【０００５】
・DLL回路
以上のように、CDMA受信機はサーチャにより送信側拡散符号の位相を１チップ以内の精度で検出し（同期捕捉）、以後、該位相に同期して受信側における逆拡散のための逆拡散符号列を発生して逆拡散を行う。又、DLL回路は、受信信号が変調や雑音等の影響で位相が変化しても、一度同期捕捉に成功した受信信号に対して受信側の逆拡散符号列が時間ずれを起こさないように制御する（同期追跡）。
図１３はDLL回路の構成図であり、6aは逆拡散コード発生部、6bはDLL回路である。逆拡散コード発生部6aにおいて、6a-1はM系列である逆拡散符号列(第１のPN系列)Ａ1を発生するPN発生器で、Ｎチップで構成され、１シンボル期間T(＝N×Tc、Tcはチップ周期）毎に循環的に発生するようになっている。6a-2は電圧制御発振器（VCO）で、DLL回路出力に基づいてクロック周波数（チップ周波数）を可変するものである。DLL回路6bにおいて、6b-1は１チップ周期分第１のPN系列Ａ1を遅延して第２のPN系列Ａ2を出力する遅延回路、6b-2はPN発生器より出力する第１PN系列Ａ1と受信データ列Ｂをチップ毎に乗算して逆拡散するする逆拡散器(乗算器)、6b-3は１チップ遅延した第２のPN系列Ａ2と受信データ列Ｂをチップ毎に乗算して逆拡散する逆拡散器(乗算器)、6b-4は逆拡散器6b-2の出力と逆拡散器6b-3の出力の符号を反転したものを加算する加算器、6b-5は積分回路(ローパスフィルタ)である。
【０００６】
なお、図１３のDLL回路では、逆拡散符号列Ａ1を遅延して1チップ位相の異なる逆拡散符号列Ａ2を生成し、逆拡散符号列Ａ1，Ａ2を用いて受信データ列Ｂに逆拡散処理を施したが、DLL回路を図１４に示すように構成することもできる。すなわち、受信データ列Ｂを遅延回路6b-1′で遅延して1チップ位相の異なる受信データＢ′を生成し、逆拡散符号列Ａを用いて受信データ列Ｂ，Ｂ′に逆拡散処理を施すようにしてDLL回路を構成することもできる。
【０００７】
図１３において、逆拡散器6b-2及びローパスフィルタ6b-5は第１のPN系列Ａ1と受信データ列Ｂの相関を演算する機能を備え、第１のPN系列Ａ1と受信データ列Ｂの位相が一致していれば最大になり図１５(a)に示すように１シンボル毎に１チップ周期幅の相関値Ｒ(τ)＝１を出力し、位相が１チップ周期以上ずれると相関値Ｒ(τ)は1/Nになる。逆拡散器6b-3及びローパスフィルタ6b-5は１チップ周期遅延した第２のPN系列Ａ2と受信データ列Ｂの相関を演算する機能を備え、第２のPN系列と受信データ列Ｂの位相が一致していれば最大になり図１５(b)に示す相関値Ｒ(τ)を出力し、位相が１チップ周期以上ずれると相関値Ｒ(τ)は1/Nになる。加算器6b-4は逆拡散器6b-2の出力と逆拡散器6b-3の出力の符号を反転したものを加算することにより、位相差τに対して図１５(c)に示すＳカーブ特性を有する信号をローパスフィルタ6b-5を介して出力する。
【０００８】
逆拡散コード発生部6aの電圧制御発振器6a-2は、ローパスフィルタ出力に基づいて位相差τが０となるようにクロック周波数を制御する。例えば、PN系列（逆拡散符号）の位相が受信データ列に含まれる送信側の拡散符号に対して進めばクロック周波数を小さくして位相差が０となるように制御し、又、PN系列（逆拡散符号）の位相が送信側拡散符号に対して遅れればクロック周波数を高くして位相差が０となるように制御する。以上より、スペクトラム拡散方式のDLL回路6bは、希望信号(送信側拡散符号列)のタイミングに対して、位相差τ=±0.5チップ（＝±Tc/2)のタイミングで逆拡散を行い、それぞれのタイミングで逆拡散した信号の電力差を求め、その符号の正負でPN系列（逆拡散符号）の位相進み遅れを判定してパスの追従を行う。なお、τ=-Tc/2のタイミングをearly timing、τ=+Tc/2のタイミングをlate timingという。
【０００９】
以上のDLL回路では、受信データ列をIチャネル、Qチャネルに分けて説明しなかったが、実際には、受信データ列はIチャネル、Qチャネルに分かれてDLL回路に入力する。図１６はIチャネル,Qチャネルの両方を考慮したDLL回路の構成例であり、図１２と同一部分には同一符号を付している。DLL回路6bにおいて、遅延回路6b-1i,6b-1qは１チップ周期分、IチャネルおよびQチャネルの受信データ列ＢI，ＢQを遅延して遅延受信データ列ＢI′，ＢQ′を出力する。逆拡散器(乗算器)6b-2i,6b-2qは逆拡散コード発生器6aより出力するＩチャネル、Ｑチャネルの逆拡散符号列ＡI，ＡQと受信データ列ＢI，ＢQをチップ毎に乗算して逆拡散する。逆拡散器(乗算器)6b-3i,6b-3qはＩチャネル、Ｑチャネルの逆拡散符号列ＡI，ＡQと遅延回路から出力する遅延受信データ列ＢI′，ＢQ′とをチップ毎に乗算して逆拡散する。
【００１０】
電力算出部6b-6は各逆拡散器6b-2i,6b-2qから出力する逆拡散信号を１シンボル期間積分し、各積分出力を自乗して加算することによりearly timingにおける逆拡散信号の電力値を算出する。同様に、電力算出部6b-7は各逆拡散器b-3i,6b-3qから出力する逆拡散信号を１シンボル期間積分し、各積分出力を自乗して加算することによりlate timingにおける逆拡散信号の電力値を算出する。
加算器6b-4はearly timingにおける逆拡散信号の電力値とlate timingにおける逆拡散信号の電力値の差を演算し、進み遅れ判定部6b-5は加算器出力Ｘに基づいて逆拡散コード発生部6aに対して逆拡散符号列の位相の進み遅れを指示する。たとえば、閾値をTHとすれば、加算器出力Ｘが正で、|X|>THであれば、逆拡散符号列の位相を進めるように指示し、加算器出力Ｘが負で、|X|>THであれば、逆拡散符号列の位相を遅らすように指示する。
図１７は図１６の簡略表現図であり、以降の説明ではこの簡略図を用いてDLL回路を表現する。なお、逆拡散部6b-2はearly timingで逆拡散し、逆拡散部6b-3はlate timingで逆拡散する。
以上、DLLの構成として1シンボル周期のM系列を用い、位相差τ±0.5チップの場合について1例として説明したが、この構成にかぎるものではない。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
マルチパス環境において、パス間の遅延間隔(パス間遅延時間差)が小さくなると互いのパスが干渉となり、early timing，late timingのうち他のパスに近いタイミングで逆拡散した信号の電力が大きくなり、DLL制御に誤動作が発生する。
例えば、図１８(a)に示すタイミング0のパスPT1が他パスの干渉を受けなければ、early timing(=-TC/2)，late timing(=+TC/2)における逆拡散信号は図１８ (b),(c)に示すようになり、Sカーブは(d)に示すようにt=0で0となる。従って、 early timing，late timingにおける逆拡散信号の差が0となるようにDLL制御すれば位相を1チップ以内の精度で同期追跡することができる。しかし、図１９(a)に示すようにタイミング0のパスPT1が他の近接パスPT2の干渉を受けると、early timing(=-Tc/2)，late timing(=+Tc/2)における逆拡散信号は図１９(b),(c)に示すようになり、Sカーブは(d)に示すように歪み、t=0で0とならず、t=tdで0となる。このため、early timing，late timingにおける逆拡散信号の差が0となるようにDLL制御すると、本来のタイミングよりtdずれたタイミングで逆拡散符号列を発生するように制御し、誤動作する。
以上から本発明の目的は、マルチパス環境において着目パスに対する他パスからの干渉成分を除去して正しい同期追跡ができるようにすることである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、受信側の逆拡散符号列の位相を送信側の拡散符号列の位相に同期させる同期追跡回路であり、マルチパスのうち所定の着目パスにおいて同期追跡をDLL制御により行なうDLL回路、マルチパス環境における所定の着目パスに対する他パスからの干渉成分を推定する干渉成分推定部を備え、受信信号を逆拡散して得られた逆拡散信号から前記推定された干渉成分を除去し、干渉成分除去により得られた信号に基づいて受信側逆拡散符号列の位相を制御する。干渉成分推定部は、他パスから着目パスへの干渉成分を、(1) 他パスのチャネル推定値、(2) 他パスと着目パスのパス間遅延時間差、(3) 送受信機全体のインパルス応答に基づいて推定する。
以上のように、マルチパス環境において所定の着目パスに対する他パスからの干渉成分を除去してDLL制御するため、正しい同期追跡ができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
（Ａ）本発明の原理および概略
理想的な伝搬路(送信した信号がそのまま受信される系)を通った信号を受信フィルタで濾波したとき、該受信フィルタの出力信号を
【数２】
0004265864.tif 000003
と表す。但し、anは送信データ(1 or -1)、ｐnは拡散符号(1 or -1)、g(t)は送信系から受信系を含めたトータルのインパルス応答（図２参照）、Ｔはチップ長（チップ周期）、Ｎは拡散比である。又、n=0の送信データａ0が現時刻の送信データであり、その時の拡散符号列はｐ0，ｐ1，ｐ2，．．ｐN-1である。
【００１４】
この受信信号を拡散符号（＝逆拡散符号列）pnで逆拡散すると、
【数３】
0004265864.tif 000004
となる。希望信号成分と干渉成分を分けて
ν2(t)=a0g(t)+I(t)      (4)
と書くことができる。右辺第１項の希望信号は(3)式において
【数４】
0004265864.tif 000005
としたときの信号であり、
【数５】
0004265864.tif 000006
となる。右辺第２項の干渉信号Ｉ(t)は(3)式において
【数６】
0004265864.tif 000007
の場合を除いた信号であり、
【数７】
0004265864.tif 000008
となる。I(t)の中では同じ番号の逆拡散符号どうしの掛算は起こらないので、逆拡散符号の積は1又は-1を等確率でランダムにとると考えられる。
【００１５】
従って、干渉信号I(t)の平均電力は
PI=<|I(t)|2>=(1/N)Σk≠0|ｇ(t-kT)|2   (7)
となり、逆拡散前に比べ拡散比分の1の電力となる。
他パスからの干渉信号の主な成分は、チャネル(伝送路)の値αiと、着目パスと他パスのパス間遅延時間τiを考慮したインパルス応答ｇ(t-τi)の積となる。チャネルの値とは、信号が伝送路でどれだけ減衰および位相回転するかを示す量である。他パスからの干渉信号を含む逆拡散された信号を計算式で書くと、(4)式より
【数８】
0004265864.tif 000009
とすることができる。但し、g(t)は送受信機トータルのインパルス応答、a0は送信データ(1 or -1)、αiはパスiのチャネル(伝搬路)の値(チャネル推定値)、τiはパスiの着目パス0からの遅延時間、Iiは逆拡散した際発生する干渉成分である。干渉成分Iiはフィルタ等の帯域制限により発生するチップ間干渉成分であり、(7)式より逆拡散により拡散比分の1電力になる。但し、希望信号の電力が逆拡散により変らないとする。
【００１６】
(8)式は変形すると
ν(t)=α0(a0g(t-τ0) +I0)+Σi≠0αi(α0g(t-τi)+Ii)  (8)′
となる。したがって、着目パス0(i=0)のタイミングτ0で、すなわち、t=τ0のタイミングで逆拡散すると、
【数９】
0004265864.tif 000010
となる。ここで、α0a0g(0)が希望信号成分であり、インパルス応答g(t)は図２に示すようにt=τiで最大値をとり、tがτiから離れるにしたがって、平均的には小さな振幅となるよう設計される。従って、マルチパス環境で、パス間隔が近い場合(τ0-τiが小さい場合）、インパルス応答g(τ0-τi)の振幅が大きくなり、i番目からのパスの干渉が大きな値となる。図２にはパスｉのパス０に対する干渉成分ｇ(τ0-τi)が示されいる。DLL回路の場合early timingとlate timingの時間間隔をTcとするとi番目のパス（パスｉ）からの干渉は、earlytiming, late timingでそれぞれg(τ0-τi-Tc/2)、g(τ0-τI+Tc/2)となり図  １９で示した問題が発生する。
【００１７】
そこで、チャネル推定値αiとパスタイミングτ0、τiを利用して、干渉成分Σi≠0αiα0g(τ0-τi)を推定し、(8)式の逆拡散信号から差し引くことにより、干渉成分を除去する。チャネル推定値αiは、CDMA受信装置の同期検波で用いるチャネル推定値と同様に求め、又、パスタイミングτ0,τiはDLL回路で求めた前回(前シンボル)におけるタイミングを用いる。インパルス応答g(t)は送受信機固定の値であり、事前に測定し又は設計値を用いるなどして、ROM等のメモリに確保する。このように、チャネル推定値、パスタイミング、送受トータルのインパルス応答を利用して干渉成分を推定して、その成分を除去するにより、注目しているパスのみの信号でDLL回路を動作させ正常なパス追従を可能とする。
【００１８】
図１は本発明の概略構成図である。DLL回路１１はDLL制御により逆拡散符号列の位相を制御するもので、干渉除去部１１ｅを備えている。逆拡散符号列発生部２１は図示しないサーチャ（マッチトフィルタ）  から指示されたタイミングで逆拡散符号列を発生すると共に、DLL回路１１からの位相進み／遅れ指令にしたがって逆拡散符号列の位相を進めあるいは遅らす。干渉信号発生部１２は、チャネル推定値αi、パスタイミングτ0、τi、図２に示す送受信機トータルのインパルス応答ｇ(t)を用いて干渉成分Σi≠0αiα0g(τ0-τi)を推定してDLL回路１１に入力する。干渉除去部１１eは、受信信号を逆拡散して得られる逆拡散信号から干渉成分を除去し、 DLL回路１１は干渉成分を除去するにより、注目しているパスのみの信号でDLL制御を行なえ正常なパス追従ができる。
【００１９】
（Ｂ）実施例
（ａ）第１実施例
図３は本発明の第１実施例の同期追跡回路の構成図であり、DLL回路は図１７と同様の簡略形式で表現されている。従って、DLL回路において、電力算出部の入力までの各部の信号は複素信号である。
CDMA受信機の無線受信部で受信された信号はAD変換器１０においてディジタルに変換され、変換により発生したディジタルデータは受信データ列Ｂとして着目パスのDLL回路１１に入力する。この受信データ列は、送信側において送信データを拡散符号で拡散した拡散データに相当する。干渉信号推定部１２はマルチパス環境における所定の着目パスに対する他パスからの干渉成分を推定してDLL回路１１に入力する。すなわち、干渉信号発生部１２は、他パスから着目パスへの干渉成分を、(1) 他パスのチャネル推定値、(2) 他パスと着目パス間の遅延時間差、(3) 送受信機全体のインパルス応答に基づいて推定する。DLL回路１１は受信データ列を逆拡散して得られた逆拡散信号から他パスからの干渉成分を除去し、得られた信号に基づいて受信側の拡散符号列の位相を制御する信号PCSを出力する。チャネル推定部１３は、受信データをTc/2遅延したデータ列Ｂ″を用いて、同期検波におけるチャネル推定と同様の方法でチャネル推定値を求め、他パスの干渉信号発生部に入力する。
【００２０】
DLL回路１１おいて、遅延回路１１ａ，１１ｂは受信データ列Ｂを順次Tc/2(Tcはチップ周期)づつ遅延し、第１の逆拡散部１１ｃは受信データ列Ｂを逆拡散符号列を用いて逆拡散し、第２の逆拡散部１１ｄはトータルTc遅延した受信データ列Ｂ′を逆拡散符号列を用いて逆拡散する。受信データ列Ｂのタイミングから時間(Tc/2)後のタイミングを送信側拡散符号のタイミングとみなせば、第１の逆拡散部１１ｃは送信側拡散符号列のタイミングより(Tc/2)位相が進んだタイミング(early timing)で受信データを逆拡散し、第２の逆拡散部１１ｄは送信側拡散符号列のタイミングより(Tc/2)位相が遅れたタイミング(late timing)で受信データを逆拡散することになる。
【００２１】
干渉除去部１１ｅはeraly timingの逆拡散信号から干渉成分ISを減算することにより他パスからの干渉を除去する。又、干渉除去部１１ｆはlate timingの逆拡散信号から干渉成分IS′を減算することにより他パスからの干渉を除去する。干渉信号IS,IS′は共に他パスから着目パスへの干渉信号であるが異なる値となる。これは以下の理由によるものである。すなわち、着目パスにおける希望信号のタイミング(パスタイミング)をτ0とすると、逆拡散部１１ｃは(τ0-Tc/2)のタイミング(eraly timing)で逆拡散し、逆拡散部１１ｄは(τ0+Tc/2)のタイミング(late timing)で逆拡散する。従って、他パスのパスタイミングをτiとすれば、他パスのパスタイミングから逆拡散部１１ｃのeraly timingまでの遅延時間は(τi-τ0+Tc/2)となり、また、他パスのパスタイミングから逆拡散部１１ｄのlate timingまでの遅延時間は(τi-τ0-Tc/2)となり、遅延時間が異なる。このため、他パスと着目パス間の遅延時間差に依存する干渉信号IS,IS′は異なった値になる。
【００２２】
電力算出部１１ｇはeraly timingの逆拡散信号から干渉信号ISを除去した信号の電力を算出し、電力算出部１１ｈはlate timingの逆拡散信号から干渉信号IS′を除去した信号の電力を算出し、演算部１１ｉは電力差を演算し、正負判定部１１ｊは電力差に基づいて受信側の逆拡散符号列の位相を制御する位相制御信号PCSを出力する。すなわち、正負判定部１１は正であれば、電力差が零なるように受信側逆拡散符号列の位相を遅らせる位相制御信号PCSを出力し、負であれば、電力差が零なるように受信側逆拡散符号列の位相を進ませる位相制御信号PCSを出力する。
【００２３】
チャネル推定部１３は、同期検波におけるチャネル推定と同様の方法でチャネル推定値を求める。CDMA通信においてパイロットシンボルＰは伝送により位相回転を受けるが、受信側においてその信号点位置ベクトルＰA（図４参照）がわかればパイロットシンボルの理想信号点位置ベクトルＰIDLは既知であるから、これらより伝送によるシンボルの位相回転角度θおよび振幅減衰が求まる。これら位相回転角度θ、減衰度がチャネル推定値になる。図５はチャネル推定部１３の構成図であり、逆拡散部１３ａ，１３ｂはそれぞれ受信データ列ＢをTc/2遅延したデータ列のＩチャネル、Ｑチャネル列ＢI″，ＢQ″を受信側のＩチャネル、Ｑチャネルの逆拡散符号列で逆拡散する。スイッチ１３ｃ，１３ｄはそれぞれパイロット受信タイミングで閉じることにより、パイロットシンボルのＩチャネル、Ｑチャネル成分Ｉp,Ｑpをチャネル推定値算出部１３ｅに入力する。チャネル推定値算出部１３ｅはパイロットシンボルのＩチャネル、Ｑチャネル成分Ｉp,Ｑpが入力する毎に、これらと既知のパイロットシンボルのＩチャネル、Ｑチャネル成分Ｉkp，Ｑkpとを用いてチャネル推定値のＩチャネル、Ｑチャネル成分を算出し、積分器１３ｆ，１３ｇはこれらを平均化してチャネル推定値Ｉt，Ｑtを出力する。
【００２４】
干渉信号発生部１２は、他パスPTi(i=1,2,..)から着目パスPT0への干渉成分IS,IS′を発生する。第iパスPTiから着目パスPT0への干渉成分は、(9)式を参照するとαiａ0g(τ0-τi)である。ただし、a0は送信データ(1 or -1)、αiはパスPTiのチャネル推定値(=Iti+jQti)、τ0は着目パスPT0のパスタイミング、τi(i=1,2,...)はパスPTiのパスタイミング、(τ0-τi)はパスPT0からパスPTiまでの遅延時間、ｇ(t)はインパルス応答である。
インパルス応答発生部１２ａは、時刻とインパルス応答値(図２参照）の対応をROMあるいはRAM等の記憶部に離散的に記憶し、干渉信号推定部１２ｂより要求される遅延時間差(τ0-τi)に応じたインパルス応答値g(τ0-τi)を記憶部より読み出して出力する。干渉信号推定部１２ｂは他フィンガーより入力するチャネル推定値αi(i=1,2,..)、パスタイミングτi、インパルス応答値g(t)を用いて、early timingにおける干渉信号IS、late timingにおける干渉信号IS′を推定して出力する。
【００２５】
干渉信号ISは次式
IS=Σiαiａ0g(τ0-τi+D/2)   i=1,2,...    (10)
により推定し、干渉信号IS′は次式
IS′=Σiαiａ0g(τ0-τi-D/2)   i=1,2,...    (10)′
により推定する。
以上、第１実施例によれば、チャネル推定値αi、パスタイミングτi、送受トータルのインパルス応答ｇ(t)を利用して、他パスから着目パスへの干渉成分を推定し、この干渉成分を受信信号より除去してDLL制御するようにしたから、注目しているパスのみの信号でDLL制御ができ、正常なパス追従ができる。
【００２６】
(b) 第２実施例
図６は本発明の第２実施例の同期追跡回路の構成図である。この第２実施例は、着目パスに対して干渉するパスが１つの場合の例であり、図３の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。
干渉信号推定部１２ｂにおいて、第１のインパルス応答算出部２１はearly timing (T1-T0+Tc/2)におけるインパルス応答値ｇ(T1-T0+Tc/2)を算出して出力し、第２のインパルス応答算出部２２はlate timing (T1-T0-Tc/2)におけるインパルス応答値ｇ(T1-T0-Tc/2)を算出して出力する。
【００２７】
第１の乗算部２３はインパルス応答値ｇ(T1-T0+Tc/2)にパスPT1のチャネル推定値α1を乗算して干渉信号IS
IS=α1ｇ(T1-T0+Tc/2)
を干渉除去部１１ｅに入力する。又、第２の乗算部２４はインパルス応答値  ｇ(T1-T0-Tc/2)にパスPT1のチャネル推定値α1を乗算して干渉信号IS′
IS′=α1ｇ(T1-T0-Tc/2)
を干渉除去部１１ｆに入力する。干渉除去部１１ｅはearly timinngの逆拡散信号から干渉成分ISを減算することにより他パスからの干渉を除去し、干渉除去部１１ｆはlate timinngの逆拡散信号から干渉成分IS′を減算することにより他パスからの干渉を除去する。以後、第１実施例と同様のDLL制御が行なわれる。
第２実施例によれば、着目パスに対して干渉するパスが１つの場合、着目パスPT0のDLL回路は、干渉パスPT1からの干渉を除去した信号を用いてDLL制御するため、正しい同期追跡制御が可能になる。
【００２８】
図７は干渉成分説明図であり、パスPT1のインパルス応答を示している。ただし、パスPT1の逆拡散タイミングをT1とし、又、パスPT1における位相回転角度をθ1、減衰度をＡ1とし(チャネル推定値α1＝Ａ1exp(jθ1)、パスPT0の逆拡散のタイミングをT0としている。パスPT1が着目パスPT0に対する干渉はタイミングT0におけるインパルス応答値であり、図より
Ａ1exp(jθ1)ｇ(T1-T0)
となる。又、early timing (T0-Tc/2)、late timing (T0+Tc/2)における干渉信号IS,IS′は
IS  =Ａ1exp(jθ1)ｇ(T1-T0+Tc/2)
IS′=Ａ1exp(jθ1)ｇ(T1-T0-Tc/2)
となる。
【００２９】
(c) インパルス応答発生部の別の構成
図８は別のインパルス応答発生の原理説明図、図９は別のインパルス応答発生部の構成図である。第１、第２実施例においてインパルス応答発生部１２ａは、時刻とインパルス応答値の対応をROMあるいはRAM等の記憶部に離散的に記憶しておき、遅延時間差(T1-T0±Tc/2)に応じたインパルス応答値ｇ(T1-T0±Tc/2)を記憶部より読み出して出力するものとした。しかし、かかる構成では、インパルス応答を記憶するために大量のメモリを必要とする。
そこで、図８に示すよう所定時刻のインパルス応答値をピーク値の２n分の１（ｎは正整数）で近似し、時刻とｎの対応を離散的に記憶部（ビットシフト量記憶部）３１に記憶する。又、インパルス応答のピーク値Ｉpeakを記憶部３２に記憶する。そして、インパルス応答算出部３３は、遅延時間差(T1-T0±Tc/2)に応じたｎを求め、ピーク値Ｉpeakをｎビットシフトしてインパルス応答値ｇ(T1-T0±Tc/2)を演算して出力する。このようにすれば、メモリ容量を削減することができる。
【００３０】
(d) 第３実施例
マルチパス環境において、パス間の遅延間隔が大きければ着目パスに対する他パスからの影響は小さい。しかし、パス間の遅延間隔が小さければ着目パスに対する他パスからの影響は大きい。そこで、第３実施例では、パス間の遅延間隔がある閾値より小さな場合のみ、干渉成分を推定し、該干渉成分を除去する。
図１０は第３実施例の同期追跡回路の構成図であり、図６の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。第２実施例と異なる点は、
(1) パス間隔監視部２５を設け、着目パスPT0のearly timing及びlate timingのそれぞれにおいて、パス間の遅延間隔(パス間遅延時間差)と設定時間Tsの大小を監視し、その大小に基づいてスイッチ開閉信号SOC1,SOC2を出力する点、
(2) スイッチ開閉信号SCO1,SCO2によりオン/オフするスイッチ２６，２７を設けた点、である。
【００３１】
すなわち、パス間隔監視部２５は、▲１▼着目パスPT0のearly timing とパスPT1のパスタイミングの間隔(=T1-T0+Tc/2)が設定時間Tsより小さい時、ハイレベルのスイッチ開閉信号SCO1を出力し、▲２▼間隔(=T1-T0+Tc/2)が設定時間Tsより大きければ、ローレベルのスイッチ開閉信号SCO1を出力する。又、パス間隔監視部２５は、▲１▼着目パスPT0のlate timing とパスPT1のパスタイミングの間隔(=T1-T0-Tc/2)が設定時間Tsより小さい時、ハイレベルのスイッチ開閉信号SCO2を出力し、▲２▼間隔(=T1-T0-Tc/2)が設定時間Tsより大きければ、ローレベルのスイッチ開閉信号SCO2を出力する。
スイッチ２６は、▲１▼スイッチ開閉信号SCO1がハイレベルの時（T1-T0+Tc/2≦Ts)、閉じてインパルス応答値ｇ(T1-T0+Tc/2)を乗算器２３に入力し、▲２▼スイッチ開閉信号SCO1がローレベルの時（T1-T0+Tc/2＞Ts)、開いて乗算器２３に０を入力する。又、スイッチ２７は、▲１▼スイッチ開閉信号SCO2がハイレベルの時（T1-T0-Tc/2≦Ts)、閉じてインパルス応答値ｇ(T1-T0-Tc/2)を乗算器２４に入力し、▲２▼スイッチ開閉信号SCO2がローレベルの時（T1-T0-Tc/2＞Ts)、開いて乗算器２４に０を入力する。
【００３２】
以上より、パス間遅延時間差が小さく、スイッチ開閉信号SCO1がハイレベルであれば（T1-T0+Tc/2≦Ts)、乗算器２３は干渉信号IS=α1ｇ(T1-T0+Tc/2)をDLL回路 １１に入力し、DLL回路１１はこの干渉成分ISを除去してDLL制御する。しかし、パス間遅延時間差が大きく、スイッチ開閉信号SCO1がローレベルであれば（T1-T0+Tc/2＞Ts)、乗算器２３は干渉信号IS=0とする。この結果、DLL回路１１は、干渉成分を除去しないでDLL制御を行なう。
又、パス間遅延時間差が小さく、スイッチ開閉信号SCO2がハイレベルであれば（T1-T0-Tc/2≦Ts)、乗算器２４は干渉信号IS′=α1ｇ(T1-T0-Tc/2)をDLL回路１１に入力し、DLL回路１１はこの干渉成分IS′を除去してDLL制御する。しかし、パス間遅延時間差が大きく、スイッチ開閉信号SCO2がローレベルであれば（T1-T0-Tc/2＞Ts)、乗算器２４は干渉信号IS′=0とする。この結果、DLL回路１１は、干渉成分を除去しないでDLL制御を行なう。
以上では、着目パスに干渉するパスが１つの場合であるが、干渉するパスが複数存在する場合にも同様に制御することができる。
以上より、第３実施例によれば干渉成分が大きいときのみ該干渉成分を除去して正しい同期追跡が可能になる。
【００３３】
(e) 第４実施例
マルチパス環境では、各遅延波の位相は異なる。そこで、early、lateの両タイミングの各逆拡散信号から干渉信号を除去して得られる信号の差をとり、チャネル推定値を用いて位相回転し、その信号の符号の正負で進み遅れを判定するようにDLL制御すれば、精度の高い同期追跡を実現できる。
図１１はかかる第４実施例の同期追跡回路の構成図であり、図６の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。第２実施例と異なる点は、干渉信号が除去された逆拡散信号の位相をチャネル推定値を用いて回転し、位相回転により得られた信号の正負により位相制御信号PCSを出力する点である。
演算器１１ｍは、干渉除去部１１ｅ，１１ｆで干渉信号が除去された early  timing, late timingの逆拡散信号の差を複素演算して出力する。位相回転部  １１ｎはチャネル推定部１３から出力するチャネル推定値It,Qtを用いて演算器１１ｍから出力する複素信号の位相を回転する。正負判定部１１ｊは位相回転により得られた複素信号のＩ成分の正負に基づいて位相制御信号PCSを出力する。
第４実施例によれば、チャネル推定値を用いて位相回転し、その信号の符号の正負で進み遅れを判定するようにしたから精度の高い同期追跡が可能となる。
【００３４】
・付記
（付記１）  受信側の拡散符号列の位相を送信側の拡散符号列の位相に同期して追跡させる同期追跡回路において、
同期追跡をDLL(Delay Locked Loop)制御により行なうDLL回路、
マルチパスのうち所定の着目パスに対する他パスからの干渉成分を推定する干渉成分推定部、
を備え、DLL回路は他パスからの干渉成分を除去して受信側逆拡散符号列の位相を送信側拡散符号列の位相に同期して追跡させるDLL制御を実行する、
ことを特徴とするスペクトラム拡散方式における同期追跡回路。
【００３５】
（付記２）  前記干渉成分推定部は、他パスから着目パスへの干渉成分を、他パスのチャネル推定値と、他パスと着目パスのパス間遅延時間差と、送受信機全体のインパルス応答に基づいて推定する、
ことを特徴とする付記１記載の同期追跡回路。
【００３６】
（付記３）  前記DLL回路は、
受信信号を受信側逆拡散符号列で逆拡散する逆拡散部、
逆拡散信号から前記干渉成分を除去する干渉成分除去部、
干渉成分を除去した逆拡散信号に基づいて受信側逆拡散符号列の位相を制御する信号を発生する位相制御信号発生部、
を備えたことを特徴とする付記１記載の同期追跡回路。
【００３７】
（付記４）  前記DLL回路は、他パスと着目パスのパス間遅延時間差が閾値以下の他パスからの干渉成分のみを除去する、
ことを特徴とする付記１記載の同期追跡回路。
【００３８】
（付記５）  インパルス応答値を離散的に記憶し、パス間遅延差に応じたインパルス応答値を出力するインパルス応答発生部を備え、
該インパルス応答発生部は、インパルス応答値をピーク値の２n分の１（ｎは正整数）で近似して該ｎを離散的に記憶する記憶部と、パス間遅延差に応じた時刻のｎを求め、ピーク値をｎビットシフトしてインパルス応答値を演算する演算部、
を有することを特徴とする付記２記載の同期追跡回路。
【００３９】
（付記６）  前記逆拡散部は、送信側拡散符号列のタイミングより所定位相進んだタイミングおよび所定位相遅れたタイミングで逆拡散して逆拡散信号を発生し、
前記干渉成分除去部は、各逆拡散信号より干渉成分を除去し、
前記位相制御信号発生部は、干渉成分が除去された各逆拡散信号の電力を求め、電力差に基づいて受信側逆拡散符号列の位相を制御する信号を発生することを特徴とする付記３記載の同期追跡回路。
【００４０】
（付記７）  前記逆拡散部は、送信側拡散符号列のタイミングより所定位相進んだタイミングおよび所定位相遅れたタイミングで逆拡散して逆拡散信号を発生し、
前記干渉成分除去部は、各逆拡散信号より干渉成分を除去し、
前記位相制御信号発生部は、干渉成分が除去された各逆拡散信号の差信号を着目パスのチャネル推定値で位相回転し、位相回転により得られた信号に基づいて受信側逆拡散符号列の位相を制御する信号を発生することを特徴とする付記３記載の同期追跡回路。
以上、本発明を実施例により説明したが、本発明は請求の範囲に記載した本発明の主旨に従い種々の変形が可能であり、本発明はこれらを排除するものではない。
【００４１】
【発明の効果】
以上本発明によれば、マルチパス環境において所定の着目パスに対する他パスからの干渉成分を除去してDLL制御するため、正しい同期追跡ができる。
又、本発明によれば、▲１▼他パスのチャネル推定値、▲２▼他パスと着目パスのパス間遅延時間差、▲３▼送受信機全体のインパルス応答とに基づいて、正しく干渉成分を推定してその影響を除去できる。
又、本発明によれば、インパルス応答値をピーク値の２n分の１（ｎは正整数）で近似して該ｎを離散的に記憶し、ピーク値をｎビットシフトしてインパルス応答値を演算するようにしたから、インパルス応答発生部のメモリ量を削減できる。
又、本発明によれば、チャネル推定値を用いて位相回転し、その信号の符号の正負で進み遅れを判定するようにしたから精度の高い同期追跡ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の概略構成図である。
【図２】インパルス応答波形図である。
【図３】本発明の同期追跡回路の第１実施例である。
【図４】パイロットシンボルの位相回転説明図である。
【図５】チャネル推定部の構成図である。
【図６】本発明の同期追跡回路の第２実施例である。
【図７】干渉成分説明図である。
【図８】別のインパルス応答発生の原理説明図である。
【図９】別のインパルス応答発生部の構成図である。
【図１０】本発明の同期追跡回路の第３実施例である。
【図１１】本発明の同期追跡回路の第４実施例である。
【図１２】  CDMA受信機の構成図である。
【図１３】従来のDLL回路の構成図である。
【図１４】従来のDLL回路の別の構成図である。
【図１５】  DLL制御のＳカーブ説明図である。
【図１６】Ｉチャネル、Ｑチャネルを考慮したDLL回路の構成図である。
【図１７】図１６を簡略表現したDLL回路の構成図である。
【図１８】パス間干渉がない場合のＳカーブ説明図である。
【図１９】パス間干渉がある場合のＳカーブ説明図である。
【符号の説明】
１１・・DLL回路
１１ｅ・・干渉除去部
１２・・干渉信号発生部
２１・・逆拡散符号列発生部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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