(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期確立用の先行信号と、該先行信号に後続すると共に搬送波によりデータが所定データ単位で搬送されており且つ特定周波数の特定波を含むデータ本体部とを有するパケット信号を受信する受信装置であって、
前記パケット信号に対し、前記先行信号の周波数誤差に基づいて周波数誤差を時間軸上で補正する一次補正を施す一次補正手段と、
該一次補正が施されたパケット信号を、前記搬送波毎に周波数軸上の復調信号に復調する復調手段と、
前記復調信号に対し、前記特定波を用いて周波数誤差を周波数軸上で補正する二次補正を施す二次補正手段と、
前記先行信号の周波数誤差のばらつきに応じて、前記二次補正の実行頻度の指標となる二次補正制御信号を生成する制御信号生成手段と
を備えており、
前記二次補正手段では、前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変とされることを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変となるように前記二次補正手段を制御する制御手段を更に備えたことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の受信装置。
【請求項３】
前記復調信号を、選択的に、前記二次補正手段を介して出力させるか又は前記第二次補正手段を介することなく出力させるスイッチ手段と、
前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変となるように前記スイッチ手段を制御する制御手段を更に備えたことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の受信装置。
【請求項４】
前記制御信号生成手段は、前記周波数誤差のばらつきを検出する検出手段を含み、該検出されたばらつきに応じて前記二次補正制御信号を生成することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の受信装置。
【請求項５】
前記一次補正手段は、前記先行信号と前記先行信号を遅延させた遅延信号との複素乗算により複数個の乗算データを算出し、該複数個の乗算データのうちｍ（但し、ｍは自然数）個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータ列の加算平均値を求め、該加算平均値に基づいて前記周波数誤差を検出すると共に、
前記制御信号生成手段は、前記複数個の乗算データからｎ（但し、ｎは自然数）個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータの加算平均値を求め、該加算平均値のばらつきを前記周波数誤差のばらつきとして検出する
ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の受信装置。
【請求項６】
前記一次補正手段は、前記先行信号と前記先行信号を遅延させた遅延信号との複素乗算により複数個の乗算データを算出し、該複数個の乗算データのうちｍ（但し、ｍは自然数）個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータ列の加算平均値を求め、該加算平均値に基づいて前記周波数誤差を検出すると共に、
前記制御信号生成手段は、前記加算平均値のばらつきを、前記周波数誤差のばらつきとして検出する
ことを特徴とする請求の範囲第１項に記載の受信装置。
【請求項７】
前記制御信号生成手段は、前記受信されたパケット信号の信号長に基づいて、前記周波数誤差のばらつきを検出することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の受信装置。
【請求項８】
同期確立用の先行信号と、該先行信号に後続すると共に搬送波によりデータが所定データ単位で搬送されており且つ特定周波数の特定波を含むデータ本体部とを有するパケット信号を受信する受信方法であって、
前記パケット信号に対し、前記先行信号の周波数誤差に基づいて周波数誤差を時間軸上で補正する一次補正を施す一次補正工程と、
該一次補正が施されたパケット信号を、前記搬送波毎に周波数軸上の復調信号に復調する復調工程と、
前記復調信号に対し、前記特定波を用いて周波数誤差を周波数軸上で補正する二次補正を施す二次補正工程と、
前記先行信号の周波数誤差のばらつきに応じて、前記二次補正の実行頻度の指標となる二次補正制御信号を生成する制御信号生成工程と
を含み、
前記二次補正工程では、前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変とされることを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式等に基づくパケット信号を受信する受信装置、及びそのような受信方法の技術分野に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の受信装置では、パケット信号を受信する際の同期確立において、信号周波数の誤差を補正する処理が行われる。この処理をディジタル的に行う場合、演算量が多いために、演算速度を高速化しなければならい。そこで、演算量やメモリ量を削減するような工夫がなされている。【０００３】
例えば、特許文献１又は特許文献２に記載された技術によれば、周波数誤差補正の２段階の処理のうち、一次補正処理の結果残留することになった絶対位相誤差を、二次補正処理で補正する前提で、信号処理方法を工夫することで一次補正処理に用いる補正信号用のテーブルを格納するメモリ量の削減を図っている。【０００４】
【特許文献１】特開２００１−２２３６６２号公報
【特許文献２】特開２００３−３３３００９号公報
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、現状においては、演算量やメモリ量の削減を通して、更なる処理の高速化が求められている。【０００６】
本発明は、例えば上記問題点に鑑みなされたものであり、受信信号の周波数誤差を効率よく補正することが可能な受信装置及び受信方法を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
（受信装置）
本発明の受信装置は上記課題を解決するために、同期確立用の先行信号と、該先行信号に後続すると共に搬送波によりデータが所定データ単位で搬送されており且つ特定周波数の特定波を含むデータ本体部とを有するパケット信号を受信する受信装置であって、前記パケット信号に対し、前記先行信号の周波数誤差に基づいて周波数誤差を時間軸上で補正する一次補正を施す一次補正手段と、該一次補正が施されたパケット信号を、前記搬送波毎に周波数軸上の復調信号に復調する復調手段と、前記復調信号に対し、前記特定波を用いて周波数誤差を周波数軸上で補正する二次補正を施す二次補正手段と、前記先行信号の周波数誤差のばらつきに応じて、前記二次補正の実行頻度の指標となる二次補正制御信号を生成する制御信号生成手段とを備えており、前記二次補正手段では、前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変とされる。【０００８】
本発明の受信装置によれば、受信信号の同期確立に際し、２段階の周波数誤差補正を施す。即ち、受信されたパケット信号を復調する際に、その周波数誤差に対し、同期確立用の先行信号を用いる一次補正、特定の信号成分とその参照信号とを用いる二次補正を施す。同期確立用の先行信号は、独立したパケットの夫々に付加される信号であり、例えば、一般にプリアンブル信号と呼ばれる信号がこれに対応する。本発明に係る受信装置は、受信信号が、このような先行信号を備えると共に、先行信号に続くデータ本体部に、データを搬送する搬送波（キャリア）と特定周波数の特定波とを含むようなパケットで構成される場合、例えばＯＦＤＭ信号やＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式による信号等に対して適用される。【０００９】
一次補正では、先行信号の周波数誤差に基づいて、パケット信号の周波数誤差が時間軸上で補正される。一次補正後、信号は復調される。二次補正では、パイロットキャリア等の特定波を用いて、復調信号の周波数誤差が周波数軸上で補正される。二次補正は、一次補正で周波数を粗調整された信号に対し、補正精度を更に高める目的で施されるが、実際に一次補正だけで十分な場合には省略されてよい。そこで、本発明の受信装置は、一次補正で用いる先行信号の周波数誤差のばらつきに応じて、二次補正の実行頻度を変えることができるように構成されている。【００１０】
即ち、制御信号生成手段においては、先行信号の周波数誤差のばらつきから、二次補正を搬送されるデータに対しどの程度の頻度で行えばよいかといった、補正頻度の指標値が求められる。補正頻度の指標値は、二次補正制御信号の形式をとって制御手段に送出される。制御手段は、二次補正制御信号に基づいて動的に二次補正の頻度を変化させる。【００１１】
ここでいう「周波数誤差のばらつき」とは、一次補正における周波数誤差の“ばらつき具合”を表す指標値を意味し、具体的には、統計数学的な分散、或いは誤差値の範囲等として検出することができる。但し、この「ばらつき」は、必ずしも検出されるものとは限らず、また必ずしも周波数誤差それ自体から求められずともよい。例えば、周波数誤差の演算途中に派生する計算値であっても、それらが周波数誤差と対応関係を有していれば、間接的に得られた「周波数誤差のばらつき」として、これを援用することができる。【００１２】
また、「実行頻度が可変とされる」とは、二次補正手段から見て、直接或いは間接的に実効頻度が二次補正制御信号に応じて変わるように構成されている、という意味であり、そのような構成の具現化方法については特に問わない。具体例としては、二次補正手段の動作が、何らかの制御手段に制御される場合や、二次補正制御信号によって直接に制御される場合、更に二次補正手段を制御するのではなく、二次補正手段に対する信号入力経路を制御する場合等が挙げられる。尚、この場合の「可変とする」とは、実行頻度の多寡を変化させることだけでなく、実行しないようにする場合も含んでいる。【００１３】
このように一次補正における周波数誤差に応じて二次補正の実行頻度を可変とすることにより、必要な場合だけ二次補正を行うことができ、効率のよい補正処理が可能となる。尚、本発明の制御信号生成手段における、先行信号の周波数誤差のばらつきによれば、受信信号におけるドップラーフェージングの発生状況を識別することが可能である。【００１４】
本発明の受信装置の一態様では、前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変となるように前記二次補正手段を制御する制御手段を更に備えている。【００１５】
この態様によれば、二次補正手段は、その実行頻度が制御手段に制御される。この場合には、制御手段に動作が制御されるために、二次補正手段は、補正すべきではないタイミングで二次補正を施したり、その補正後の信号を出力したりする誤動作を起こすおそれが防止され、適正な補正処理を行うことができる。【００１６】
本発明の受信装置の他の態様では、前記復調信号を、選択的に、前記二次補正手段を介して出力させるか又は前記第二次補正手段を介することなく出力させるスイッチ手段と、前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変となるように前記スイッチ手段を制御する制御手段を更に備えている。【００１７】
この態様によれば、二次補正手段が実質的に復調信号に補正を施すか否かは、二次補正手段に入力されるか、二次補正手段を迂回するかに復調信号の経路を切り換えるスイッチ手段の動作によって決定される。そして、スイッチ手段の切り替えタイミングを制御手段が制御することにより、二次補正手段へ復調信号が入力されるタイミング、つまり二次補正の実行頻度が制御される。この場合、二次補正手段は、補正すべきではないタイミングには信号が入力されないので、誤動作を起こすおそれが防止され、適正な補正処理を行うことができる。【００１８】
本発明の受信装置の他の態様では、前記制御信号生成手段は、前記周波数誤差のばらつきを検出する検出手段を含み、該検出されたばらつきに応じて前記二次補正制御信号を生成する。【００１９】
この態様によれば、周波数誤差のばらつきは、制御信号生成手段の検出手段において、一次補正における周波数誤差に基づいて検出される。具体的には、統計数学的な分散、或いは誤差値の範囲等として検出される。二次補正制御信号は、この検出結果に応じて生成される。そのため、簡便かつ確実に、二次補正の実行頻度の指標を得ることができる。【００２０】
本発明の受信装置の他の態様では、前記一次補正手段は、前記先行信号と前記先行信号を遅延させた遅延信号との複素乗算により複数個の乗算データを算出し、該複数個の乗算データのうちｍ（但し、ｍは自然数）個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータ列の加算平均値を求め、該加算平均値に基づいて前記周波数誤差を検出すると共に、前記制御信号生成手段は、前記複数個の乗算データからｎ（但し、ｎは自然数）個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータの加算平均値を求め、該加算平均値のばらつきを前記周波数誤差のばらつきとして検出する。【００２１】
この態様によれば、制御信号生成手段は、一次補正手段で得られる複数個の乗算データが入力されると、これらのデータについて時間窓による加算平均値を求め、更に、加算平均値のばらつきを求める。最終的には、加算平均値のばらつきに応じて二次補正制御信号を生成する。【００２２】
一方、一次補正においては、パケット毎に送出されてくる先行信号の自己相関を利用することにより、周波数誤差が検出される。この処理で算出される自己相関値は、所定の時間窓内の乗算データを加算平均して求められる。即ち、この場合には、同じ乗算データに対し、一次補正手段と制御信号生成手段とが、互いに別々に加算平均処理を施すように構成されている。夫々が採用する時間窓の大きさ（データ長）は、同じであってもよいが、互いに独立に設定することが可能である。【００２３】
一次補正において適正な誤差補正量を得るためには、比較的長い時間幅における周波数誤差を得る必要があり、加算平均するデータ数（即ち、ｍの値）は大きい方が好ましい。一方、周波数誤差のばらつき度合いを精度良く見るためには、比較的短い時間幅における周波数誤差を得ることが必要であり、加算平均するデータ数（即ち、ｎの値）は小さい方が好ましい。【００２４】
従って、一次補正手段と制御信号生成手段とで、加算平均に対する条件設定を処理目的に応じて異ならせるようにすれば、一次補正、及び二次補正頻度の制御を、精度良く実行することが可能となる。【００２５】
本発明の受信装置の他の態様では、前記一次補正手段は、前記先行信号と前記先行信号を遅延させた遅延信号との複素乗算により複数個の乗算データを算出し、該複数個の乗算データのうちｍ（但し、ｍは自然数）個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータ列の加算平均値を求め、該加算平均値に基づいて前記周波数誤差を検出すると共に、前記制御信号生成手段は、前記加算平均値のばらつきを、前記周波数誤差のばらつきとして検出する。【００２６】
この態様によれば、制御信号生成手段は、一次補正手段で得られる加算平均値についてばらつきを求め、この演算結果から二次補正制御信号を生成する。【００２７】
この場合、制御信号生成手段には、一次補正手段で算出される先行信号の自己相関値（即ち、データｍ個分の時間窓内の乗算データを加算平均した値）が入力される。そして、入力される加算平均値のばらつきに応じて、二次補正制御信号が生成される。よって、加算平均処理に係る回路が一次補正手段と制御信号生成手段とで共用化されるために、回路規模を縮小することが可能である。【００２８】
本発明の受信装置の他の態様では、前記制御信号生成手段は、前記受信されたパケット・モード信号の信号長に基づいて、前記周波数誤差のばらつきを検出する。【００２９】
この態様によれば、パケット・モード信号の信号長を更に指標として二次補正の頻度が制御される。よって、二次補正の頻度を更に効率よく制御することが可能となる。【００３０】
（受信方法）
本発明の受信方法は上記課題を解決するために、同期確立用の先行信号と、該先行信号に後続すると共に搬送波によりデータが所定データ単位で搬送されており且つ特定周波数の特定波を含むデータ本体部とを有するパケット信号を受信する受信方法であって、前記パケット信号に対し、前記先行信号の周波数誤差に基づいて周波数誤差を時間軸上で補正する一次補正を施す一次補正工程と、該一次補正が施されたパケット信号を、前記搬送波毎に周波数軸上の復調信号に復調する復調工程と、前記復調信号に対し、前記特定波を用いて周波数誤差を周波数軸上で補正する二次補正を施す二次補正工程と、前記先行信号の周波数誤差のばらつきに応じて、前記二次補正の実行頻度の指標となる二次補正制御信号を生成する制御信号生成工程とを含み、前記二次補正工程では、前記生成された二次補正制御信号に基づいて、前記二次補正の実行頻度が可変とされる。【００３１】
本発明の受信方法は、上述した本発明の受信装置と同様の作用及び効果を奏する。【００３２】
以上説明したように、本発明の受信装置によれば、一次補正手段、二次補正手段、及び制御信号生成手段を備えるので、受信されたパケット信号の周波数誤差を効率よく補正することが可能であり、リソースの有効活用、二次補正手段ないし受信装置の省電力化が可能となる。【００３３】
また、本発明の受信方法によれば、一次補正工程、二次補正工程、及び制御信号生成工程を備えるので、受信されたパケット信号の周波数誤差を効率よく補正することが可能であり、リソースの有効活用、二次補正手段ないし受信装置の省電力化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３４】
【図１】本発明の実施例に係る受信装置における、主要部の一構成例を示すブロック図である。
【図２】実施例の受信装置に入力されるＯＦＤＭ信号のパケット構成を示す図である。
【図３】実施例の受信装置に入力されるＯＦＤＭ信号のサブキャリア配置を示す図である。
【図４】実施例の受信装置におけるばらつき演算回路の一例を示すブロック図である。
【図５】実施例に係るばらつき演算回路における二次補正制御信号の生成用のテーブルの構成を示す概念図である。
【図６】実施例の受信装置の動作手順を示すフローチャートである。
【図７】実施例に係るばらつき演算回路の変形例を示すブロック図である。
【符号の説明】
【００３５】
１００…一次補正手段、１０…遅延回路、１１…符号反転回路、１２…複素乗算回路、１３、１６…ばらつき演算回路、１３ａ…Ｎサンプル加算平均回路、１３ｂ…ばらつき度チェッカー、１３ｃ…Ｍサンプル加算平均回路、１３ｄ…最適値選択回路、１１３…（二次補正制御信号の生成用の）テーブル、１４…補正信号メモリ、１５…乗算器、３０…ＴＦＴ回路、２００…二次補正手段、２０…複素乗算回路、２１…参照信号メモリ、２２…符号反転回路、２３…平均化回路、２４…複素乗算回路、２５…符号反転回路、４０…制御部、４１、４２…スイッチ、ＳＩ、ＳＱ…サンプルデータ、ΔＩ、ΔＱ…周波数誤差、Ｓ２…二次補正制御信号。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
以下、本発明を実施するための最良の形態について実施例を挙げて図面に基づいて説明する。【００３７】
（実施例）
以下、図面を参照して、本発明の実施例について説明する。【００３８】
本発明に係る実施例について、図１から図５を参照して説明する。ここに図１は、本実施例における受信装置の主要部の構成を示している。図２は、この受信装置において受信されるＯＦＤＭ信号の時間軸上の構成を示しており、図３は、ＯＦＤＭ信号の周波数軸上の構成を示している。図４は、周波数誤差補正用の回路のうち、ばらつき演算回路の構成を示している。図５は、ばらつき演算回路における二次補正制御信号の生成に用いられるテーブルを示している。【００３９】
（受信装置の構成）
本実施例に係る受信装置は、受信信号をデータに復調する機能を有し、復調に際して受信信号の同期処理を行うように構成されている。この受信装置は、例えばＩＥＥＥ802.11aやＨＩＰＥＲＬＡＮ/2のように、ＯＦＤＭ変調方式を採用し、同期確立用のプリアンブル信号と、これに後続するデータ本体部として特定周波数のパイロットキャリアを含んだペイロード部（パケットペイロード部）とを有するパケット信号を対象とした通信技術に適用される。【００４０】
図１において、受信装置は、周波数誤差の補正を行う一次補正手段１００及び二次補正手段２００を含み、補正を一次補正、二次補正の２段階に行うように構成されている。二次補正は、一次補正で周波数を粗調整された信号に対して、補正精度を更に高める目的で施されるが、実際に一次補正だけで十分な場合には省略されてよい。そして、一次補正手段１００の後段、かつ、二次補正手段２００の前段に、本発明に係る「復調手段」の一例としてのＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路３０が設けられている。更に、制御部４０は、全体の動作制御を行うために設けられると共に、ここでは、本発明に係る「制御手段」の一例として、二次補正制御信号Ｓ２に基づいて二次補正手段２００の動作頻度を制御する機能をも有している。【００４１】
図２に示したように、ＯＦＤＭ信号における一パケットは、例えば、プリアンブル信号、ＳＩＧＮＡＬ、及びデータ（データ１、データ２、…）から構成される。プリアンブル信号は、同期確立に用いられる既知の固定パターンからなり、ショートシンボルとロングシンボルとが規定されている。ショートシンボルとロングシンボルとは、周波数誤差補正の他にも、夫々、信号のゲイン設定やチャネル推定等に利用される。即ち、本実施例では、プリアンブル信号が、本発明の「先行信号」の一具体例に対応している。ＳＩＧＮＡＬは、伝送速度や伝送されるデータ量等の情報を示すフィールドである。各パケットの先頭には、シンボル（一つの搬送波により搬送される所定データ単位）の最後の部分がコピーされたガードインターバル（Guard Interval：ＧＩ）が付加され、シンボル間干渉による信号劣化が防止される。【００４２】
一次補正手段１００は、受信されたＯＦＤＭ信号に対する一次補正として、そのプリアンブル信号における周波数誤差に基づくシンボル単位の相対位相誤差を補正する機能を有している。この一次補正手段１００は、遅延回路１０、符号反転回路１１、複素乗算回路１２、ばらつき演算回路１３、補正信号メモリ１４及び乗算器１５を含んでなる。ここで、複素乗算回路１２は、プリアンブル信号とその遅延信号との複素乗算を行い、その演算結果として、同相Ｉ成分及び直交Ｑ成分に対応してサンプルデータＳＩ及びＳＱを出力するように構成されている。ばらつき演算回路１３は、プリアンブル信号における周波数誤差ΔＩ、ΔＱを出力すると同時に、二次補正制御信号Ｓ２を出力するように構成されている。補正信号メモリ１４は、予め、周波数誤差ΔＩ、ΔＱに基づく一次補正用の補正信号が記録されたテーブルを有している。【００４３】
ＦＦＴ回路３０は、一次補正が施されたＯＦＤＭ信号を、サブキャリア毎に周波数成分に展開するように構成されている。即ち、ＯＦＤＭ信号を復調するという基本的な機能を有している。【００４４】
二次補正手段２００は、ＦＦＴ回路３０の後段に設けられ、ＦＦＴ処理後の信号に対し、二次補正として、シンボル毎の残留位相誤差を、パイロットキャリアを用いて補正する機能を有している。本発明の「特定波」の一具体例たるパイロットキャリアは、図３に示したように、シンボル毎に周波数変換された信号上で、データの搬送波（キャリア）であるサブキャリアとは別に、例えば一定間隔の特定周波数に夫々配置されている。尚、二次補正手段２００は、複素乗算回路２０、参照信号メモリ２１、符号反転回路２２、平均化回路２３、複素乗算回路２４及び符号反転回路２５から構成される。【００４５】
本実施例における一次補正手段１００では、ばらつき演算回路１３において、複素乗算回路１２の出力値に対するばらつきが検出され、検出されたばらつきに応じて二次補正の実行頻度の指標となる二次補正制御信号Ｓ２が生成される。【００４６】
図４において、ばらつき演算回路１３は、二次補正制御信号Ｓ２の生成に用いられるＮサンプル加算平均回路１３ａ、及び、ばらつき度チェッカー１３ｂと、一次補正の補正信号ΔＩ、ΔＱの生成に用いられるＭサンプル加算平均回路１３ｃ及び最適値選択回路１３ｄとで構成される。【００４７】
Ｎサンプル加算平均回路１３ａは、複素乗算回路１２から出力される複数個のデータのうちＮ個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータについての加算平均値を求めるように構成されている。【００４８】
ばらつき度チェッカー１３ｂは、Ｎサンプル加算平均回路１３ａの出力を一時的にメモリに保存し、それらのばらつきを、例えば以下の式１に基づく分散値（式１ではσ）として求めるように構成されている。【００４９】
σ＝Σ（ｘi−Ｘ）２／（ｎ−１）          …（１）
（但し、i＝１〜ｎ、ｘiは個々の加算平均値、Ｘはｘiの平均値、ｎはデータの数）
ここでは、分散値と二次補正の頻度とを対応させたテーブル１１３（図５参照）により、分散値から二次補正頻度が決定され、この補正頻度情報は制御部４０に送出される。尚、これらＮサンプル加算平均回路１３ａ、及び、ばらつき度チェッカー１３ｂが、本発明における「制御信号生成手段」の一具体例に対応している。【００５０】
Ｍサンプル加算平均回路１３ｃは、複素乗算回路１２から出力される複数個のデータのうちＭ個分のデータ長の時間窓で切り取られたデータについての加算平均値を求めるように構成されている。尚、ＮとＭの値は、予め設定される。これらは夫々独立に設定され、同一である必要はない。但しＭサンプル加算平均回路１３ｃでは、一次補正において適正な誤差補正量を得るためには、比較的長い時間幅における周波数誤差を得る必要があり、そのためには加算平均するデータ個数（即ち、ｍの値）を大きくすることが好ましい。これに対し、周波数誤差のばらつき度合いを精度良く見るためには、比較的短い時間幅における周波数誤差を得ることが必要であり、そのためにＮサンプル加算平均回路１３ａでは、加算平均するデータ個数（即ち、ｎの値）を小さくすることが好ましい。【００５１】
最適値選択回路１３ｄは、Ｍサンプル加算平均回路１３ｃの出力に基づいて、最終的に一次補正に用いる補正量（位相変動量）を選択するように構成されている。その選択方法は、Ｍの設定値（即ち、加算平均値１つに対するサンプル数）によっても変わってくるが、自由に設定されてよい。例えば、メジアン（中央値）、多数入力されるＭサンプル加算平均値のうち最後の入力値などと設定することができる。また、Ｍ値を全サンプルの数として、唯一つ得られる、全データの加算平均値を位相変動量としてもよい。【００５２】
（受信装置の動作）
次に、本実施例に係る受信装置の動作、特に周波数誤差の補正に係る処理について図１と共に図６のフローチャートを参照して説明する。以下では、先に基本的な補正処理について説明し、その後、二次補正頻度の制御について説明する。【００５３】
図６において、パケット化されたＯＦＤＭ信号が受信されると（ステップＳ１０）、図１に示した周波数誤差補正用の回路に送出される。【００５４】
続いて、一次補正手段１００の遅延回路１０は、受信信号（同相Ｉ成分、直交Ｑ成分）のうちプリアンブル信号について、１６Ｔ（Ｔ：サンプルクロック）だけ遅延させる。符号反転回路１１は、遅延させた直交Ｑ成分の符号を反転する。そして、複素乗算回路１２は、プリアンブル信号の同相Ｉ成分、直交Ｑ成分と、遅延させた複素共役成分とを複素乗算し、サンプルデータＳＩ及びＳＱを出力する。このサンプルデータＳＩ及びＳＱは、本発明における「乗算データ」に相当し、“１６サンプル分の位相変動量”に相当する。更に、ばらつき演算回路１３において、Ｍサンプル加算平均回路１３ｃが、入力されるサンプルデータＳＩ及びＳＱに対し、Ｍサンプルの時間窓を用いて加算平均値を求める。例えばＭを３２に設定した場合には、サンプルデータＳＩ又はＳＱのうち、時間窓で切り取られた３２個のデータが加算され、平均化される。得られた加算平均値は、最適値選択回路１３ｄに入力され、例えばそれらのメジアン等として、プリアンブル信号に対する周波数誤差（１６Ｔ分の位相回転量）ΔＩ、ΔＱが求められる。周波数誤差ΔＩ、ΔＱは、補正信号メモリ１４に出力される。そして、補正メモリ１４は、テーブルから、周波数誤差ΔＩ、ΔＱに対応する補正信号を抽出し、出力する。更に、乗算器１５において、この補正信号を元の受信信号に乗算することにより、一次補正が施される（ステップＳ１１）。【００５５】
このような一次補正（ステップＳ１１）の実行と相前後して又は並行して、二次補正制御信号Ｓ２が生成される。即ち、一次補正におけるばらつき演算回路１３は、Ｎサンプル加算平均回路１３ａにおいて、サンプルデータＳＩ及びＳＱが入力されると、Ｎサンプルの時間窓を用いて加算平均値を出力する。即ち、サンプルデータＳＩ及びＳＱは、Ｎサンプル加算平均回路１３ａとＭサンプル加算平均回路１３ｃとに同時並行的に入力され、夫々異なる処理に用いられることになる。Ｎサンプル加算平均回路１３ａにおいて、例えばＮを１に設定した場合には、演算処理は実質行われず、プリアンブル信号とその遅延信号との間の位相変動分がそのままばらつき度チェッカー１３ｂに入力される。Ｎサンプル加算平均回路１３ａが出力するＮサンプル毎の加算平均値は、ばらつき度チェッカー１３ｂに入力され、一旦格納される。そして、これらの値の分散が求められる。この分散値は、後述する周波数誤差ΔＩ、ΔＱのばらつきを表している。即ち、分散値が大きいほど、周波数誤差ΔＩ、ΔＱが大きいといえる。本発明の発明者によれば、周波数誤差ΔＩ、ΔＱが大きいと、一定の補正精度を得るにはそれだけ二次補正の回数を増やす必要があるが、逆に周波数誤差ΔＩ、ΔＱが小さいと、二次補正が殆ど或いは全く必要ではないこともあり得る。そこで、ばらつき度チェッカー１３ｂでは、分散値を指標とすることにより、周波数誤差ΔＩ、ΔＱの大きさに応じて二次補正の頻度が設定される。具体的には、テーブル１１３により、得られた分散値に対応付けられた二次補正の頻度が抽出される。この二次補正の頻度は、例えば「いくつのシンボル毎にパイロットキャリアを用いた二次補正を行なうか」を示したものであり、二次補正制御信号Ｓ２に対応している。例えば、その値が「ｎ」であれば、（ｎ−１）シンボルおきに二次補正を行うことを指示するようにする。その場合、テーブル１１３の値が「１」であれば、シンボル毎に補正し、「２」であれば、１シンボルおきに補正することを意味している。「０」は、「二次補正を行わない」旨を示すようにするとよい。「０」となる場合としては、周波数誤差ΔＩ、ΔＱ又はこれに相当する計算値のデータが１個しかなく、ばらつきがないものとして処理する場合が挙げられる。この結果、二次補正制御信号Ｓ２が得られ、制御部４０に出力される。以上により、二次補正制御信号の一例として、次に実行すべき二次補正の頻度を示す二次補正制御信号Ｓ２が生成される（ステップＳ１２）。【００５６】
次に、ＦＦＴ回路３０により、一次補正が施されたＯＦＤＭ信号に対する周波数変換がシンボル単位で行なわれる（ステップＳ１３）。尚、上述した二次補正制御信号Ｓ２の生成は、ＦＦＴ回路３０による周波数変換と並行して行われてもよい。【００５７】
次に、制御部４０は、入力された二次補正制御信号Ｓ２に基づいて、二次補正手段２００の処理の実行頻度を動的に制御する。この際、二次補正手段２００には、一次補正が施された後にＦＦＴ回路３０により変換された、周波数軸上のＯＦＤＭ信号が入力される。ここでは、制御部４０によって、二次補正制御信号Ｓ２の内容に応じて二次補正を行うべきか否かが判定される（ステップＳ１４）。二次補正を行うべきと判定されると（ステップＳ１４：ＹＥＳ）、二次補正手段２００側へのスイッチ切替えにより（ステップＳ１５）、二次補正手段２００において二次補正が行なわれる（ステップＳ１６）。即ち、この場合には、一次補正後の信号には、位相誤差が残存しているので、二次補正を行うのである。具体的には、所定周期のタイミングで二次補正が施されるように、スイッチ４１及びスイッチ４２を同期制御する。即ち、二次補正を行うタイミングでは、スイッチ４１及び４２が下側の信号経路を選択し、ＦＦＴ回路３０からの出力信号は二次補正手段２００に入力される。複素乗算回路２０は、ＯＦＤＭ信号に挿入されたパイロットキャリアと、参照信号メモリ２１に格納されている既知のパイロットキャリアとを複素乗算する。符号反転回路２２は、複素乗算によって得られた直交Ｑ成分の符号を反転させる。平均化回路２３は、こうして得られた複素共役信号を平均化する。更に、複素乗算回路２４は、平均化したＩ／Ｑ成分信号と、ＦＦＴ回路３０が出力するＩ／Ｑ成分信号とを複素乗算する。最後に、符号反転回路２５は、複素乗算回路２４が出力する乗算結果のうち、直交Ｑ成分の符号を反転させ、複素共役信号を得る。こうして、原信号に一次補正、及び二次補正がなされた信号が得られる。【００５８】
これに対して、ステップＳ１４において二次補正制御信号Ｓ２の内容に応じて二次補正を行う必要がないと判定されると（ステップＳ１４：ＮＯ）、二次補正手段２００を迂回する側へのスイッチ切替えにより（ステップＳ１７）、二次補正手段２００において二次補正が行なることはない。即ち、二次補正を行わないタイミングでは、スイッチ４１及び４２が上側の信号経路を選択して、ＦＦＴ回路３０からの出力信号は二次補正手段２００を迂回して出力される。【００５９】
次に、受信シンボルが終了しているか否かが判定され（ステップＳ１８）、受信シンボルが終了していない場合には（Ｓ１８：ＮＯ）、ステップＳ１１に戻り、上述した一次補正以下の各工程が繰り返し実行される（ステップＳ１１、ステップＳ１３〜Ｓ１８）。他方、受信シンボルが終了している場合には（Ｓ１８：ＹＥＳ）、一連の処理を終了する。【００６０】
以上説明したように本実施例では、Ｎサンプル加算平均回路１３ａ及び、ばらつき度チェッカー１３ｂが、周波数誤差のばらつきを、どの程度二次補正が必要とされるかの指標として演算により求め、その演算結果に応じて二次補正の頻度を決定し、制御部４０が、二次補正の頻度を制御するようにしたので、効率のよい補正処理が可能である。【００６１】
また、同じサンプルデータＳＩ及びＳＱに対して互いに別個に加算平均処理を施すＮサンプル加算平均回路１３ａとＭサンプル加算平均回路１３ｃとを設けるようにしたので、夫々の処理目的に応じて加算平均処理における条件設定を異ならせることができ、一次補正及び二次補正頻度の制御を精度良く実行することが可能となる。【００６２】
但し、その一方でＮサンプル加算平均回路１３ａとＭサンプル加算平均回路１３ｃとを同一の回路で構成するようにしてもよい。図７は、そのような場合のばらつき演算回路の変形例を表している。【００６３】
図７において、ばらつき演算回路１６は、Ｎサンプル加算平均回路１６ａ、ばらつき度チェッカー１６ｂ、及び最適値選択回路１６ｃから構成されている。Ｎサンプル加算平均回路１６ａは、実施例におけるＮサンプル加算平均回路１３ａ及びＭサンプル加算平均回路１３ｃの双方の機能を一つで果たすように、一次補正の処理と二次補正頻度の制御処理とに共用化されている。そのため、回路規模を縮小することが可能である。【００６４】
尚、上記実施例では、周波数誤差のばらつき（即ち、分散値）のみを二次補正頻度決定に係るパラメータとしたが、これ以外の要素も加味してよい。例えば、ばらつき度チェッカー１３ｂに分散値と共にＯＦＤＭ信号長を入力し、その両方を用いて二次補正制御信号Ｓ２を求めるようにしてもよい。例えば信号長が十分短い場合には、二次補正を行わずとも一次補正だけで足りると判断することができる。【００６５】
また、ここでは、ばらつきとして分散値を適用して二次補正制御信号Ｓ２を求めるようにしたが、本発明においては、分散以外でも周波数誤差のばらつきの度合いを表すものであれば二次補正頻度の制御の指標となり得る。例えば分散の代わりに範囲（最小値と最大値との差）等を用いてもよい。分散よりも範囲を用いる方が、演算量ははるかに小さくて済む。また、この指標値（実施例では分散値）から二次補正頻度を求めるのに、テーブル１１３を用いるようにしたが、これを変換式等から導出する等、他の手段により行うようにしてもよい。【００６６】
尚、上記実施例における二次補正は、パイロットキャリアを用いて行うようにしたが、パイロットキャリアは、対応する参照信号が無ければ、使えないこともあり得る。そのような場合には、一般的なパイロットキャリアに限らず、参照可能な信号を利用して周波数誤差を補正するようにしてもよい。【００６７】
本発明は、上述した態様及び実施例等に限定されるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う受信装置及び受信方法もまた本発明の技術思想に含まれる。
【産業上の利用可能性】
【００６８】
本発明に係る受信装置及び受信方法は、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式等に基づくパケット信号を受信する受信装置、及びそのような受信方法の技術分野に利用可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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