(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線移動チャンネル環境のＣＤＭＡ通信システムの受信器において、ＣＤＭＡ変調された信号を受信してアナログダウンコンバートして複素デジタル信号にサンプリングした後、初期の拡散コード同期を取得する方法であって、
（ａ）サンプリングされた複素デジタル信号中Ｋ個の連続的成分と前記受信器の内部から生成されたＮ個の並列複素拡散コードとの相関関係を求めるためにＫ×Ｎ個の並列複素相関を行う段階と、
（ｂ）Ｎ個の並列複素相関の結果に対し、各成分別に連続的に生成されたＫ個の並列複素相関結果値の成分を並列に累積する段階と、
（ｃ）Ｋ個の並列複素相関結果値の成分が累積された結果に対し、各成分別エネルギ値を並列に求める段階と、
（ｄ）各成分別エネルギ値から最大エネルギ値と平均エネルギ値との比率値を求め、その比率を所定の判定臨界値と比べ、前記比率値が前記判定臨界値より大きいか同一であれば前記最大エネルギ値に該当するコード位相が正しいと判定してコード同期取得過程を終了し、前記比率値が前記判定臨界値より小さければ前記最大エネルギ値に該当するコード位相が正しくないと判定する段階と、を含むことを特徴とするＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得方法。
【請求項２】
（ｅ）前記（ｄ）段階で前記Ｎ個の並列複素拡散コードのコード位相内に正しいコード位相がないと判定したとき、前記Ｎ個の並列複素拡散コードの次のＮ個のコード位相を有するＮ個の並列複素拡散コードを発生して前記（ａ）段階の以下を繰り返す段階をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得方法。
【請求項３】
Ｎ個のＰＮコード周期の間には並列複素拡散コードをそのまま保つことによって入力される複素デジタル信号と並列複素拡張コードとの相対的なコード位相をＮ個変更させ、次のＮ個のＰＮコード周期の間には毎周期入力される複素デジタル信号に対応して並列複素拡張コードをシフトしながら生成することによって相対的なコード位相をそのまま保つことを特徴とする請求項２に記載のＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得方法。
【請求項４】
前記最大エネルギ値は前記各成分別エネルギ値のうち最大エネルギ値とし、前記平均エネルギ値は前記最大エネルギ値を除外した（Ｎ−１）個のエネルギ値の平均値であることを特徴とする請求項１に記載のＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得方法。
【請求項５】
前記平均エネルギ値は前記Ｎ個のエネルギ値を全て加算した値から前記最大エネルギ値を減算した後、その減算結果を（Ｎ−１）で割って求めることを特徴とする請求項４に記載のＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得方法。
【請求項６】
無線移動チャンネル環境のＣＤＭＡ通信システムの受信器において、ＣＤＭＡ変調された信号を受信してアナログダウンコンバートして複素デジタル信号にサンプリングした後、初期の拡散コード同期を取得する装置であって、
サンプリングされた複素デジタル信号中Ｋ個の連続的成分と前記受信器の内部から生成されたＮ個の並列複素拡散コードとの相関関係を求めるためにＫ×Ｎ個の並列複素相関結果値を生成する並列複素相関器と、
Ｎ個の各成分別に、連続して生成されたＫ個の並列複素相関結果値を並列に累積する並列複素累積器と、
Ｎ個の各成分別に、Ｋ個累積された並列複素相関結果値のエネルギ値を並列に求める並列エネルギ検出器と、
Ｎ個の各成分別エネルギ値から最大エネルギ値と平均エネルギ値の比率値を求め、その比率を所定の判定臨界値と比べ、前記比率値が前記判定臨界値より大きいか同一であれば前記最大エネルギ値に該当するコード位相が正しいと判定して検索終了信号を生成する適応比率判定器と、を含むことを特徴とするＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得装置。
【請求項７】
前記適応比率判定器は前記Ｎ個の並列複素拡散コードのコード位相内に正しいコード位相がないと判定したとき検索制御信号を生成し、
前記検索制御信号の制御により連続的なＮ個のＰＮコード周期と連続的なＮ個のＰＮコード周期毎に各々シフトイネーブルまたはホールドイネーブル状態を示すＰＮコード制御信号を生成するＰＮコード発生制御器と、
前記ＰＮコード制御信号により前記Ｎ個の並列複素拡散コードを発生する並列複素ＰＮコード発生器と、をさらに含むことを特徴とする請求項６に記載のＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得装置。
【請求項８】
前記ＰＮコード発生制御器は、前記検索制御信号を入力とするクリア入力端子とホールド入力端子とを具備し、０からＮ−１までカウンティングしてその結果を出力するカウンターと、
前記カウンターの出力値をＮ−１と比較してその結果をＰＮコード制御信号として出力する比較器と、を具備し、
前記ＰＮコード制御信号を前記カウンターのホールド入力端子に入力させることを特徴とする請求項７に記載のＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得装置。
【請求項９】
前記並列複素ＰＮコード発生器は、
複素拡散コードを生成する線形フィードバックシフトレジスタ部と、
前記線形フィードバックシフトレジスタ部から生成された値を順次に貯蔵しながら、Ｎ個の位相を有する複素ＰＮコードを並列に発生するシフトレジスタ部と、を具備することを特徴とする請求項７に記載のＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得装置。
【請求項１０】
前記並列複素ＰＮコード発生器は、
前記ＰＮコード発生制御器からのＰＮコード制御信号がシフトイネーブルを示すときには前記線形フィードバックシフトレジスタ部から生成された値を前記シフトレジスタ部で順次にシフトしながら前記Ｎ個の並列複素拡散コードを生成し、前記ＰＮコード発生制御器からのＰＮコード制御信号がホールドイネーブルを示すときには前記線形ピットバックシフトレジスタ部及び前記シフトレジスタ部におけるシフト動作をホールドさせることによって前記並列複素相関器に入力されるサンプリングされた複素デジタル信号との相対的なコード位相をＮ個移動させることを特徴とする請求項９に記載のＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得装置。
【請求項１１】
前記適応比率判定器は、
前記Ｎ個の各成分別エネルギ値から最大エネルギ値を検出する最大信号検出器と、
前記Ｎ個の各成分別エネルギ値を全て加算する加算器と、
前記加算器の出力から前記最大エネルギ値を減算する減算器と、
前記減算器の出力をＮ−１で割って平均エネルギ値を求める第１除算器と、
前記最大エネルギ値を前記平均エネルギ値で割って比率値を求める第２除算器と、
前記比率値と前記所定の判定臨界値と比較して判定値を生成する判定器と、
前記判定値によって前記検索終了信号及び前記検索制御信号を生成する判定状態タイミング発生部と、を具備することを特徴とする請求項７に記載のＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得装置。
【請求項１２】
前記最大信号検出器は、
入力された二つの信号を比較してその中大きな信号を出力する（ｌｏｇ２Ｎ）個の比較出力器を具備することを特徴とする請求項１１に記載のＣＤＭＡ通信システムの受信器における拡散コード同期取得装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は符号分割多重接続(Code Division Multiple Access:以下CDMAと称する)変調方式を使用する信号伝送システムに係り、特にCDMA伝送システムの受信器で拡散コードの同期を合せる過程中初期同期取得方法及びその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
CDMAは伝送するデータビットを拡散コードに変調して伝送チャンネルを形成する通信方式であって、複数個の拡散コードを使用して同時に複数個の伝送チャンネルを形成する帯域拡散デジタル通信方式である。拡散コードはデータビット率(data bit rate)より極めて高いチップ率(chip rate)で動作して伝送するデータを帯域拡散するコードである。拡散コードの自己相関(auto correlation)特性と相互相関(cross correlation)特性を用いて複数のチャンネル信号を多重化できるが、これは一般に[+１、-１]値を持ちながら相互直交(orthogonal)または準直交(quasi-orthogonal)する性質を有する擬似雑音(Pseudo Noise:以下PNと称する)コードを拡散コードとして使用することによる。
【０００３】
CDMAにおいてPNコード同期の主な機能は受信信号を復調するために受信信号を逆拡散することである。受信信号は本質的に２種のデジタル信号で構成されている。最初の信号は符号化された音声信号のような情報信号である。二番目の信号はPNコード発生器によって発生されたPNコードであって情報信号より余程高いビット率を有している。
【０００４】
受信端では局部PN発生器によって発生するPNコードを使用して受信信号を逆拡散し、このPNコードと受信信号に含まれたPNコード成分との同期を合せる過程を行う。従って、受信信号からPNコード成分を除去し、PNコード成分が除去された受信信号をシンボル周期の間に積分することによって元の情報信号を理想的に得ることができるようになる。
【０００５】
通常、コード同期過程は次のような２段階で行われる。即ち、第１段階は、コード同期取得段階と称し、受信信号に含まれたPNコード位相と局部的に発生するPNコード位相を１コードチップ周期以内に整列することである。第２段階は、コード位相追跡段階と称し、位相同期ループ(Phase Locked Loop:以下PLLと称する)を以って継続的に２つのPNコード位相を正確な位置に整列することである。
【０００６】
本発明は前記２段階のうち初期コード同期取得過程に焦点を合わせたものである。
初期コード同期取得はCDMAシステムにおいて最も重要な過程中の一つである。初期コード同期取得の重要性のため、最近まで多様な形態の探索方式と判定方式を使用した初期コード同期取得のための方式が提案されてきた。提案される初期コード同期取得方式は探索方式によって大きく次のような２種に分類されうる。
【０００７】
第１の分類としては、並列探索(Parallel Search)方式が挙げられる。これは受信信号と局部的に発生されるPNコードの全ての可能なコード位相を同時に並列に相関させて各コード位相に対する同期の成否を並列に判定する方式であって、コード同期取得時間を短縮しうるという長所があるが、ハードウェアが複雑になるという短所も有する。
【０００８】
第２の分類としては、直列探索(Serial Search)方式が挙げられる。この方式は、先に受信信号と局部的に発生するPNコードとを相関させて求めた相関値を特定臨界値と比較して両信号の同期が一致するかを判定する。もし、同期が一致すると判定されればコード位相追跡過程が始まり、同期が一致しないと判定されれば受信器の内部から発生されるPNコード位相を変えて上記の過程を再実行する。このように同期が一致するまでに発生可能な全てのPNコード位相に対して探索を行う。ハードウェア面では相対的に前記並列探索方式に比べて簡単であるが、同期取得時間が長くなる短所がある。
【０００９】
コード同期取得過程の取得時間と探索した同期の正確度は、CDMA受信器の性能を決定する主な要因となる。一般に初期コード同期取得過程はCDMAシステムで行われるべき過程のうち最も難しい過程の１つであるが、その原因は低い信号対雑音比(Signal-to-Noise Ratio:以下SNRと称する)、ドップラ(Doppler)影響、そしてフェーディング(fading)環境のような劣悪なチャンネル環境のためである。このような歪曲要素のうち本発明で主に関心を有することはドップラ影響によるチャンネル変化である。
【００１０】
無線移動チャンネル環境で、受信器の移動、周辺の事物の相対的な移動時発生するドップラ影響は経時的にチャンネル電力及びチャンネル位相の変化を招き、その変化量は移動体の速度に比例することになる。チャンネル電力変化により受信信号の大きさが変わると、受信信号と局部PNコードとの相関エネルギ値が変わる。
【００１１】
従って、従来のように直列探索方式を使用する場合は各局部PNコード位相を探索する度に受信信号の大きさが異なるため、同一な環境でコード位相を探索できない。もし、探索中の局部PNコード位相が正確なコード位相であると仮定すれば、相関エネルギ値は以前の局部PNコード位相に対する相関エネルギ値に比べて相当大きい(理論的にはプロセッシングゲイン倍だけ大きい)。
【００１２】
しかし、チャンネル電力変化によって現在のチャンネル電力が以前のチャンネル電力に比べて相当小さいと、探索中のコード位相が正確なコード位相であっても受信信号が小さ過ぎて相関エネルギ値も非常に小さくなる。最悪の場合を考慮すれば、以前の正確でないコード位相の相関エネルギとほぼ同じか、むしろ小さな場合も発生しうる。
【００１３】
このような状況では固定形臨界値(Fixed Threshold)を使用してコード同期の成否を判定する場合はいうまでもなく、適応型臨界値(Adaptive Threshold)を使用するとしても正しいコード同期を取得しにくくなる。適応型臨界値を使用したコード同期取得方式はチャンネル電力変化を計算し続けてその度に判定臨界値を適応的に求める方式であるが、チャンネル電力変化を計算する速度面で実時間的に処理しにくいために、適応的に求めた臨界値を適宜に用いて判定することは難しい。また、現実的に現在の無線移動チャンネル環境のようにSNRの悪い状況下ではチャンネル電力変化を求めにくいために、適応的に求めた判定臨界値も正しい値と認められない。
【００１４】
固定型臨界値を使用する従来の直列探索方式の例としては、「発明の名称：Method And Apparatus For Performing Search Acquisition In a CDMA Communications System（訳：CDMA通信方式において探索を行うための方法および装置、米国特許番号：５,６４４,５９１、登録日時：１９９７年７月１日、出願人：Qualcomm社）」が挙げられる。そして、適応型臨界値を使用した従来の直列探索方式の例としては、「発明の名称：Serial Search Acquisition System With Adaptive Threshold and Optimal Decision for Spread Spectrum Systems（訳：拡張スペクトルシステムのための適応型臨界値および光学的手法を用いた探索方式）米国特許番号：５,６４２,３７７、登録日時：１９９７年６月２４日、出願人：Nokia Mobile Phones社」が挙げられる。
【００１５】
従来の直列探索方式から発生する問題点は従来の並列探索方式を使用する場合にも同様に発生する。即ち、従来の並列探索方式は複数のコード位相に対する相関エネルギを同時に求める点を以外に、判定方法は直列探索方式と同一なので、前記チャンネル電力変化による問題点を解決しにくい。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は前記問題点を解決するために案出されたものであって、無線移動チャンネルを伝送媒体とし、CDMA方式による信号を受信する受信装置で、拡散コードの同期を合せる過程中、初期同期コード取得過程でCDMA受信信号に含まれた歪曲の影響を受けず、CDMA受信信号の電力変化により発生する誤謬検出(false alarm)確率及び誤探知(miss detect)確率を大幅に減らすことによって安定で、全体的に初期コード同期取得時間を短縮しうるCDMA伝送システムの初期同期コード取得方法及びその装置を提供することをその目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために、本発明に係る無線移動チャンネル環境のＣＤＭＡ通信システムの受信器において、ＣＤＭＡ変調された信号を受信してアナログダウンコンバートして複素デジタル信号にサンプリングした後、初期の拡散コード同期を取得する方法は、（ａ）サンプリングされた複素デジタル信号中Ｋ個の連続的成分と前記受信器の内部から生成されたＮ個の並列複素拡散コードとの相関関係を求めるためにＫ×Ｎ個の並列複素相関を行う段階と、（ｂ）Ｎ個の並列複素相関の結果に対し、各成分別に連続的に生成されたＫ個の並列複素相関結果値の成分を並列に累積する段階と、（ｃ）Ｋ個の並列複素相関結果値の成分が累積された結果に対し、各成分別エネルギ値を並列に求める段階と、（ｄ）各成分別エネルギ値から最大エネルギ値と平均エネルギ値との比率値を求め、その比率を所定の判定臨界値と比べ、前記比率値が前記判定臨界値より大きいか同一であれば前記最大エネルギ値に該当するコード位相が正しいと判定してコード同期取得過程を終了し、前記比率値が前記判定臨界値より小さければ前記最大エネルギ値に該当するコード位相が正しくないと判定する段階と、を含むことを特徴とする。
【００１８】
前記目的を達成するために、本発明に係る無線移動チャンネル環境のＣＤＭＡ通信システムの受信器において、ＣＤＭＡ変調された信号を受信してアナログダウンコンバートして複素デジタル信号にサンプリングした後、初期の拡散コード同期を取得する方法は、（ｅ）前記（ｄ）段階で前記Ｎ個の並列複素拡散コードのコード位相内に正しいコード位相がないと判定したとき、前記Ｎ個の並列複素拡散コードの次のＮ個のコード位相を有するＮ個の並列複素拡散コードを発生して前記（ａ）段階の以下を繰り返す段階をさらに含むことを特徴とする。
【００１９】
前記他の目的を達成するために、本発明に係る無線移動チャンネル環境のＣＤＭＡ通信システムの受信器において、ＣＤＭＡ変調された信号を受信してアナログダウンコンバートして複素デジタル信号にサンプリングした後、初期の拡散コード同期を取得する装置は、サンプリングされた複素デジタル信号中Ｋ個の連続的成分と前記受信器の内部から生成されたＮ個の並列複素拡散コードとの相関関係を求めるためにＫ×Ｎ個の並列複素相関結果値を生成する並列複素相関器と、Ｎ個の各成分別に、連続して生成されたＫ個の並列複素相関結果値を並列に累積する並列複素累積器と、Ｎ個の各成分別に、Ｋ個累積された並列複素相関結果値のエネルギ値を並列に求める並列エネルギ検出器と、Ｎ個の各成分別エネルギ値から最大エネルギ値と平均エネルギ値の比率値を求め、その比率を所定の判定臨界値と比べ、前記比率値が前記判定臨界値より大きいか同一であれば前記最大エネルギ値に該当するコード位相が正しいと判定して検索終了信号を生成する適応比率判定器と、を含むことを特徴とする。
【００２０】
前記他の目的を達成するために、本発明に係る無線移動チャンネル環境のＣＤＭＡ通信システムの受信器において、ＣＤＭＡ変調された信号を受信してアナログダウンコンバートして複素デジタル信号にサンプリングした後、初期の拡散コード同期を取得する装置において、前記適応比率判定器は前記Ｎ個の並列複素拡散コードのコード位相内に正しいコード位相がないと判定したときに検索制御信号を生成し、前記検索制御信号の制御により連続的なＮ個のＰＮコード周期と連続的なＮ個のＰＮコード周期毎に各々シフトイネーブルまたはホールドイネーブル状態を示すＰＮコード制御信号を生成するＰＮコード発生制御器と、前記ＰＮコード制御信号により前記Ｎ個の並列複素拡散コードを発生する並列複素ＰＮコード発生器とをさらに含むことを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、添付した図面に基づき本発明を詳しく説明する。
図１は、本発明に係るCDMA受信装置におけるコード位相取得装置の一実施例を示す図であり、並列複素相関器１１、並列複素累積器１２、並列エネルギ検出器１３、適応比率判定器１４、PNコード発生制御器１６及び並列複素PNコード発生器１７を含んで構成される。
【００２２】
並列複素相関器１１は入力されるdkデータサンプル信号１０１と内部から発生されるN個の並列複素PNコードで構成されたckベクトル信号１０５との複素相関(complex correlation)を並列に行う。
並列複素累積器１２は並列複素相関器１１の出力のrkベクトル信号１０２の各成分別にK個の連続するサンプルに対する相関値を累積する。
並列エネルギ検出器１３は複素信号の並列複素累積器１２の出力skベクトル信号１０３に対して各複素成分別エネルギを求める。
【００２３】
適応比率判定器１４は並列エネルギ検出器１３の出力のekベクトル信号１０４と判定臨界値VTH１１１を入力とし、ekベクトル信号１０４の統計的特性を用いてコード同期の成否を判定する。
PNコード発生制御器１６は適応比率判定器１４の出力信号のうちSEARCH FLAG信号１０７を用いて並列複素PNコード発生器１７の動作を制御する。
並列複素PNコード発生器１７はPNコード発生制御器１６の出力信号のPN CNTL信号１０８の制御によって、N個のコード位相を有する並列複素PNコードのckベクトル信号１０５を発生する。
【００２４】
図２は、図１に示された本発明に係るCDMA受信装置におけるコード位相取得装置の一実施例を示す図であり、前記CDMA受信装置の構成要素のうち適応比率判定器１４は、最大信号検出器２１、加算器２２、減算器２３、第１除算器２４、第２除算器２５、判定器２６及び判定状態タイミング信号発生部２７を具備してなる。
【００２５】
最大信号検出器２１はekベクトル信号１０４のN個の各エネルギ成分のうち最大エネルギ値(Emax)を検出する。
加算器２２はekベクトル信号１０４のN個の各エネルギ成分を全て加算する。
減算器２３は加算器２２の出力信号のEsum２０２から最大信号検出器２１の出力信号のEmax２０１を減算し、第１除算器２４は減算器２３の出力信号２０３を(N-１)で割って平均エネルギ値のEmean２０４を生成する。
【００２６】
第２除算器２５は最大信号検出器２１の出力信号のEmax２０１を第１除算器２４の出力のEmean２０４で割る。
判定器２６は第２除算器２５の出力が所定の判定臨界値VTH１１１より大きいか、小さいかを判定する。
判定状態タイミング信号発生部２７は判定器２６の出力の判定値２０６からSEARCH FLAG信号１０７、SEARCH DONE信号１１０を生成する。
【００２７】
図４は、図１に示された本発明に係るCDMA受信装置におけるコード位相取得装置の一実施例を示す図であり、前記CDMA受信装置の構成要素のうちPNコード発生制御器１６は、SEARCH FLAG信号１０７によりリセットされるカウンター４１、カウンター４１の出力値が(N-１)と一致するかを比較し、その結果をPN CNTL信号１０８に出力する比較器４２及びPN CNTL信号１０８を反転させてカウンター４１のカウントホールド動作制御のための制御信号を出力するインバータ４３を具備してなる。
【００２８】
以下、本発明の動作原理を添付した図面に基づいて詳しく説明する。
図１によれば、入力されるdk信号１０１はCDMA受信信号であって、アンテナを通して受信されIF(Intermediate Frequency)信号にダウンコンバート(down-conversion)された後、再び基底帯域信号に復調されてアナログ/デジタル変換器(A/D converter、図示せず)によりサンプリングされた信号であって、I成分(In Phase)とQ成分(Quadrature Phase)との存する複素信号である。即ち、入力されるdk信号は、下記式（１）で表される。
【００２９】
【数１】
0004350271.tif 000002
【００３０】
前記式（１）中、dk信号１０１はCDMA伝送システムにおいて無線移動チャンネルを経た信号である。その無線移動チャンネルは複素チャンネルであって下記式（２）のようにモデリングされる。
【００３１】
【数２】
0004350271.tif 000003
【００３２】
前記式（２）中、A(t)は経時的に変わるチャンネルの大きさを示し、その変化分布はレイリー(Rayleigh)分布を有する。qは複素チャンネルの位相成分であって(０、２π)範囲で均等(Uniform)分布を有する。
【００３３】
dk信号１０１は並列複素相関器１１に入力される。並列複素相関器１１のさらに他の入力信号は並列複素PNコード発生器１７から出力されるck１０５である。ck１０５は、下記式（３）で表されるようにN個の複素PNコードよりなるベクトル信号である。
【００３４】
【数３】
0004350271.tif 000004
【００３５】
前記式（３）中、Tはベクトル転置(vector transpose)を示す。なお、各成分は共役複素信号(Complex Conjugate)である。即ち、各成分は下記式（４）で表される。
【００３６】
【数４】
0004350271.tif 000005
【００３７】
並列複素相関器１１はdk信号１０１とckベクトル信号１０５のそれぞれの成分の複素相関を並列に行って、その結果をrkベクトル信号１０２に出力する。即ち、rkは下記式（５）で表される。
【００３８】
【数５】
0004350271.tif 000006
【００３９】
前記式（５）中、rkベクトル信号１０２はN個の成分で構成されており、それぞれの成分は複素信号であって、dk信号１０１とckベクトル信号１０５の各成分との複素相関結果である。即ち、rkは下記式（６）で表される。
【００４０】
【数６】
0004350271.tif 000007
【００４１】
そして、rkベクトル信号１０２は並列複素累積器１２に入力され、各成分毎に別に、そしてI成分とQ成分とが別にそれぞれの累積器でK個ずつ累積され、skベクトル信号１０３に出力される。skベクトル信号１０３はN個の成分からなっており、それぞれの成分は複素信号である。この関係は下記式（７）または式（８）で表される。
【００４２】
【数７】
0004350271.tif 000008
【００４３】
【数８】
0004350271.tif 000009
【００４４】
並列エネルギ検出器１３は並列複素累積器１２の出力信号のskベクトル信号１０３を入力とし、各成分のエネルギを並列に計算してekベクトル信号１０４に出力する。ekベクトル信号１０４はN個の成分で構成されており、各成分はskベクトル信号１０３の各成分のエネルギ値であり、実数である。この関係は下記式（９）または式（１０）のように表される。
【００４５】
【数９】
0004350271.tif 000010
【００４６】
【数１０】
0004350271.tif 000011
【００４７】
適応比率判定器１４の内部動作は次の通りである。ekベクトル信号１０４を入力としてN個のエネルギ成分のうち最大エネルギ値Emaxを求め、最大エネルギ値を除いた残り(N-１)個の成分の平均値Emeanを求める。次いで、その両値の比率と他の入力信号の判定臨界値VTH１１１と比較することによって、最大エネルギ値に該当するコード位相が正しいコード位相なのかを判定してSEARCH#FLAG信号１０７とMAX#PHASE信号１０９を出力する。ここで用いられるクロック信号はその周期が一つのPNコードチップ周期と同一なCHIP#CLK信号(図示せず)である。
【００４８】
MAX#PHASE信号１０９は現在のekベクトル信号１０４から求めた最大エネルギ値に該当するコード位相である。そして、SEARCH#FLAG信号１０７は現在のekベクトル信号１０４から求めた最大エネルギ値Emaxが判定臨界値VTH１１１より大きければ１となり、小さければ０となる信号であって、PNコード発生制御器１６に入力される。他の出力信号のSEARCH#DONE信号１１０はコード同期取得過程から正しいコード位相を探したときにコード同期取得過程が完了したことを示す状態信号であって、正しいコード位相を探せば１となり、そうでなければ０となる信号である。
【００４９】
PNコード発生制御器１６は入力されるSEARCH#FLAG信号１０７の値に応じてPN#CNTL信号１０８を出力して並列PNコード発生器１７の動作を制御する。PNコード発生制御器１６はN個のコード位相に対するコード同期探索を完了した後、正しいコード位相を探せなかったとき、連続する次のN個のコード位相を並列複素PNコード発生器１７から効率よく発生させるためのものである。ここで、N個のコード位相を下記（１１）のように表す。
【００５０】
【数１１】
0004350271.tif 000012
【００５１】
このとき、その次のN個のコード位相は下記（１２）のように表すことができる。
【００５２】
【数１２】
0004350271.tif 000013
【００５３】
従って、現在のN個のコード位相に対する同期探索が完了された後、PNコード発生制御器１６はN個のPNコード周期の間並列複素PNコード発生器１７の動作をホールドすることによって後続N個の位相を有する複素PNコードを発生可能にする。
【００５４】
並列複素PNコード発生器１７はPN CNTL信号１０８の制御により複素PNコード信号のckベクトル信号１０５を発生する。ckベクトル信号１０５は数学式３のように連続するN個の位相を有する複素コードで構成されており、並列複素相関器１１に入力される。
【００５５】
図２によれば、図１に示された適応比率判定器１４の細部的な動作過程は次の通りである。入力されるekベクトル信号１０４は最大信号検出器２１に入力される。最大信号検出器２１ではekベクトル信号１０４のN個の成分のうち最大エネルギ値を探してそのエネルギ値を最大値Emax２０１に出力し、同時にそのエネルギ値に該当するコード位相のインデックスをMAX PHASE信号１０９として出力する。この関係は下記式（１３）で表される。
【００５６】
【数１３】
0004350271.tif 000014
ここで、MAX PHASE=Emaxのインデックスとする。
【００５７】
ekベクトル信号１０４は加算器２２にも入力される。加算器２２ではekベクトル信号１０４のN個の成分を全て合算してその結果のEsum２０２を出力する。減算器２３は加算器２２の出力信号のEsum２０２から最大エネルギ値Emax２０１を減算する。
【００５８】
第１除算器２４は減算器２３により減算した結果値２０３を(N-１)で割って平均エネルギ値Emean２０４に出力する。他の除算器の第２除算器２５は最大エネルギ値Emax２０１を平均エネルギ値Emean２０４で割ってその結果値を適応比率R信号２０５に出力する。
【００５９】
判定器２６は入力信号の適応比率R信号２０５及び他の入力信号の臨界判定値VTH１１１を比較して判定値２０６を出力する。判定値２０６は適応比率R信号２０５が臨界判定値VTH１１１より大きいか同一であれば１となり、小さければ０となる。即ち、R≧VTHならば判定値=１、R＜VTHならば判定値=０となる。
【００６０】
判定状態タイミング信号発生部２７は判定値２０６を入力とし、複素PNコード発生を制御するためのSEARCH FLAG信号１０７とコード同期取得過程の終否を示すSEARCH DONE信号１１０を出力する。SEARCH FLAG信号１０７はK個のサンプル信号に対する相関値を累積する区間では常に１を保ち、コード同期の成否を判定した結果によって、１つのPNコード周期の間にその値が変わる。即ち、正しいコード位相と判定される場合は１の状態を保ち、そうでない場合は１つのPNコード周期の間に０となる。前記SEARCH DONE信号１１０はコード同期を取得できなかったときには０となり、コード同期が取得されたと判定されると１となってコード同期取得過程を終了することにする。
【００６１】
図３は図２の最大信号検出器２１の細部構成を例示した図面である。図３において、N個の入力信号のek(１０４.０)乃至ek-N+1 (１０４.N-１)は図１の並列エネルギ検出器１３の出力信号のekベクトル信号１０４の各成分を示す。第１段階では連続する２つの信号ずつ一対に束ねて各々比較出力器１.１乃至３１.N/２に入力する。図３に示されているように、入力信号ek(１０４.０)とek-1(１０４.１)は比較出力器３１.１に入力され、ek-N+2(１４.N-２)とek-N+1(１０４.N-１)は比較出力器３１.N/２に入力される。第２段階では連続する２つの第１段階の比較出力器の出力信号を対にして後続段階の比較出力器３２.１乃至３２.N/４に入力する。このように徐々に段階を増加させることによって比較対象の数を減らせ、最後の段階のlog2 N番目の段階では１つの比較出力器３３のみが必要となる。この最後の比較出力器３３はその前段階から繰越された２つの信号を比較して最終的に最大エネルギ値Emax２０１を得ることになる。
【００６２】
比較出力器の詳細な構成を説明するために複数個の比較出力器のうち比較出力器３１.１について説明する。残り比較出力器の構成も部材番号３１.１の比較出力器の構成と同一である。比較出力器３１.１内の比較器３１.１.１は２つの入力信号１０４.０、１０４.１を各々比較器３１.１.１のA端子とB端子に入力され、比較結果値３０１を出力する。比較結果値３０１はA端子入力信号がB端子入力信号より大きいか同一であれば１となり、小さければ０となる。選択器３１.１.２はek １０４.０信号をL端子に入力され、ek-1 １０４.N-１信号をH端子に入力され、S端子に入力される比較器３１.１.１の比較結果値３０１によりOUT端子３０２に選択的に出力する。即ち、S端子に入力される比較結果値３０１が１ならH端子入力信号１０４.１をOUT端子３０２に出力し、０ならL端子入力信号１０４.０をOUT端子３０２に出力する。
【００６３】
図４は、図１に示されたPNコード発生制御器１６の細部的な動作過程を示す図である。
即ち、カウンター４１のクリア端子に入力されるSEARCH FLAG信号１０７は図１の適応比率判定器１４から出力される信号である。クリア端子はローアクティブ端子であって、０が入力されるとカウンター４１の出力値１４１を０にリセットさせる。カウンター４１はクリア端子の信号が１となるときのみPNコード周期毎に１回ずつカウント出力値１４１を増加させる。比較器４２はカウント出力値１４１が(N-１)値１４２と一致するか否かを比較し続け、一致しないときは０を発生し、一致する場合は１を発生してPN CNTL信号１０８として外部に出力する。また、PN CNTL信号１０８はインバータ４３により反転されてカウンター４１のホールド(HOLD)端子に入力される。ホールド端子はローアクティブ端子であって、０が入力されればカウント出力値１４１を保ちながらこれ以上増加させず、１が入力されればカウント出力値１４１を増加させる。図６は入力されるSEARCH FLAG信号１０７と出力されるPN CNTL信号１０８とのタイミング関係を示す。
【００６４】
図５は、図１に示された並列複素PNコード発生器１７の細部的な動作過程を示す図である。ここではIn-phase PNコード発生のみを示した。Quadrature PNコード発生は生成多項式のみ違って構成及び動作においてはIn-phase PNコード発生の場合と同一である。
生成多項式G(x)の差数はr差と仮定した。従って、生成多項式G(x)は下記式（１４）で表される。
【００６５】
【数１４】
0004350271.tif 000015
【００６６】
前記式（１４）中、gr-1、g r-2、…、g 1は生成多項式G(n)の係数であり、[１、０]値を有する。gr、g0は常に１となる。線形フィードバックシフトレジスタ部部(Linear Feedback Shift Register:以下、LFSRと称する)５１のD型フリップフロップ５２.r乃至５２.１のうちr-１個のD型フリップフロップ５２.r乃至５２.２の初期値は０に設定し、残り１個のD型フリップフロップ５２.１は１に設定する。ここでの初期値は通常の値に過ぎず、必要に応じて他の値を設定することもできる。生成多項式の係数はゲート５３.r-１乃至５３.１の動作を制御する。ゲート５３.１の場合を例とすれば、前記生成多項式の係数g 1値が１ならゲート５３.１は入力をそのまま出力し、g 1値が０ならゲート５３.１は入力に関係なく無条件０を出力する。
【００６７】
シフトレジスター部５４はLFSR５１の出力のck信号５０１を入力とし、図１のckベクトル信号１０５を生成する。シフトレジスター部５４は(N-１)個のD型フリップフロップ５４.１乃至５４.N-１で構成されており、直/並列変換レジスターと類似した動作を行う。
【００６８】
LFSR５１に入力されるPN CNTL信号１０８はLFSR５１内部の全てのD型フリップフロップ５２.r乃至５２.１のホールド端子に入力される。ホールド端子はローアクティブ端子であって、０が入力されれば各D型フリップフロップのシフト動作を止め、その状態を保ち、１が入力されれば各D型フリップフロップがシフト動作を行う。各D型フリップフロップに供給されるクロックはPNコードチップクロックである。従って、K個のPNコード周期の間はLFSR５１により連続するPNコード信号５０１が発生し続け、シフトレジスター部５４内部の各D型フリップフロップ５４.１乃至５４.N-１の継続的なシフト動作によって連続的に進行するベクトル信号１０５を生成する。それから、PN CNTL信号１０８がN個のPNコード周期の間０になるとLFSR５１の各D型フリップフロップ５２.r乃至５２.１のシフト動作が止まり、以前の状態値をそのまま保つことになり、保ち期間はN個のPNコード周期の間となる。同時に、シフトレジスター部５４の各D型フリップフロップ５４.１〜５４.N-１も同様にシフト動作が止まり、以前の値をN個のPNコード周期の間にそのまま保つことになるので、ベクトル信号１０５の値もN個のPNコード周期の間にそのまま保つことになる。
【００６９】
PN CNTL信号１０８はシフトレジスター部５４にも入力され、内部の全てのD型フリップフロップ５４.１乃至５４.N-１のホールド端子に入力される。PN CNTL信号１０８によるシフトレジスター部５４動作制御過程はLFSR５１におけるPN CNTL信号１０８による動作制御過程と同一である。
【００７０】
このようにシフトとホールド動作とを交互に行うことによって、PNコードの位相を所望の位置で変更可能になる。即ち、先にN個のコード位相を同時に探索するためにK個のPNコード周期の間に連続的に発生するckベクトル信号１０５と図１のdk信号１０１との並列複素相関の結果を並列にK個累積する。その累積結果を用いてコード同期の成否を判定した後、正しいコード同期を探せなかったときにはその次のN個のコード位相を有するckベクトル信号１０５を生成することになる。コード位相はdk信号１０１のインデックスとPNコードインデックスとの相対的な比較値である。dk信号１０１はサンプリングし続けて入力される信号なので、前述したようにN個のPNコード周期の間にckベクトル信号１０５値をホールドすることによってdk信号１０１とckベクトル信号１０５との間の相対的なコード位相をN個のPNコードだけ変更しうる。即ち、次のN個のコード位相を有するckベクトル信号１０５を生成可能になる。
【００７１】
図７(A)及び図７(B)、図８(A)及び図８(B)は本発明の効果を従来の探索方式と比べたものであって、図７(A)は従来の直列探索方式による判定結果を、図７(B)はチャンネル電力の変化がないときの従来の並列探索方式による判定結果(N=４の場合)を、図８(A)はチャンネル電力の変化時の従来の並列探索方式による判定結果(N=４の場合)を、図８(B)はチャンネル電力の変化時の本発明の適応比率判定方式による判定結果(N=４の場合)を、各々図式的に示した図面である。
【００７２】
本発明の性能を検証するために、コンピュータシミュレーションを行った。無線移動チャンネルにおいてドップラ周波数は８３Hzとし、並列探索の並列の個数Nは１６とした。その結果を図９(A)及び図９(B)に示す。
【００７３】
図９(A)は探索する各コード位相における相関エネルギを示したものであって、所望のコード位相はx軸から３３番目である。しかし、図９(A)においてコード位相９２で相関エネルギが最大で、コード位相が６０以上の相関エネルギ値が以前のものより全体的に相当大きいことが分かる。これはドップラ影響によるチャンネル電力変化によってこの部分のチャンネル電力が相対的に前方のチャンネル電力より非常に大きいからである。従って、既存の判定方式のように図９(A)に示された相関エネルギを単に特定の判定臨界値と比較して判定するなら、正しいコード位相(コード位相３３)を探し出すことができない。
【００７４】
しかしながら、本発明では図９(A)に示された相関エネルギをN個(本実験ではN=１６)ずつ分け、その中での統計的な特性を求めて判定するので正確なコード位相が得られる。
【００７５】
図９(B)は図９(A)からコード位相が１〜４８の部分のみを拡大したものである。図９(B)によれば、４８個のコード位相に対する結果を１６個の単位に分け(なぜなら、N=１６なので)、各々をブロック１、ブロック２、そしてブロック３と表現した。正確なコード位相の３３はブロック３にある。図９(B)によれば、４８個のコード位相のうち最大の相関エネルギはコード位相が１０のときであるが、これが属しているブロック１の平均エネルギも大きいために本発明の適応比率判定によってこのコード位相１０は正しいコード位相とは判定されない。
【００７６】
一方、正確なコード位相の３３が属しているブロック３の場合は、コード位相３３の相関エネルギは大きい反面、平均エネルギは非常に小さいために本発明の適応比率判定によりコード位相３３を正しいコード位相と判定しうる。
【００７７】
【表１】
0004350271.tif 000016
【００７８】
表１は図９(A)の１６個単位の各ブロックの最大エネルギ、平均エネルギ及び適応比率Rを示したものである。表１に示す各ブロック毎の適応比率Rを用いて所定の判定臨界値と比較することによりコード位相を適切に判定しうる。
【００７９】
【発明の効果】
本発明によれば、無線移動チャンネル環境でCDMA方式を使用して信号を伝送するシステムにおける初期コード同期取得過程で、無線移動チャンネルにおいてチャンネル歪曲によるCDMA受信信号に含まれた歪曲の影響をほとんど受けず安定的にコード位相の同期の成否を判定しうる効果がある。
【００８０】
本発明の他の効果は、初期コード同期取得過程でCDMA受信信号の電力変化により発生するエラー検出確率及び誤探知確率を大幅に減らすことによって、安定したCDMA受信システムを具現化しうる。
【００８１】
本発明のさらに他の効果は、初期コード同期取得過程でCDMA受信信号の電力変化によって発生可能なエラー検出確率及び誤探知確率を減らすことによって、全体的に初期コード同期取得時間を大幅に短縮しうる。
【００８２】
具現的側面で得られる本発明の効果は、既存のハードウェアの具現に適していた初期コード同期取得装置を並列処理することによって、ソフトウェアによる効果的な具現を可能にし、また複数個のコード位相に対する相関エネルギの特性及び分布を計算して臨界判定値を求める方式なので、ソフトウェアによる演算機能の効果を最大限に適用することができる。
【００８３】
本発明の利用分野は、DS-CDMA(Direct Sequence CDMA)を使用する全ての信号伝送システムに適用でき、特に現在のセルラーホン(Cellular Phone)、PCS(Personal Communication System)などのシステムを始め、今後のIMT-２０００のような第３世代移動通信機器の受信システムにも適用しうる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の全体構成図である。
【図２】適応比率判定器の詳細構成を例示した図面である。
【図３】最大信号検出器の詳細構成を例示した図面である。
【図４】  PNコード発生制御器の構成を例示した図面である。
【図５】並列複素PNコード発生器の詳細構成を例示した図面である。
【図６】制御信号のタイミング図である。
【図７】図７(A)及び図７(B)は、それぞれ従来の直列探索方式による判定結果と、チャンネル電力の変化がないときの従来の並列探索方式による判定結果(N=４の場合)を示した図面である。
【図８】図８(A)はチャンネル電力の変化時の従来の並列探索方式による判定結果(N=４の場合)を示した図面であり、図８(B)は本発明の探索方式を示した図面である。
【図９】図９(A)及び図９(B)は本発明の性能を検証するためのコンピュータシミュレーションの結果を示した図面である。
【符号の説明】
１１  並列複素相関器
１２  並列複素累積器
１３  並列エネルギ検出器
１４  適応比率判定器
１６  PNコード発生制御器
１７  並列複素PNコード発生器
２１  最大信号検出器
２２  加算器
２３  減算器
２４  第１除算器
２５  第２除算器
２６  判定器
２７  判定状態タイミング信号発生部
ek(１０４.０)〜ek-N+1 (１０４.N-１)  図１の並列エネルギ検出器１３の出力信号のekベクトル信号１０４の各成分
３２.１〜３２.N/４  比較出力器
３３  比較出力器
２０１  最大エネルギ値Emax
４１  カウンター
１０７  SEARCH FLAG信号
１０８  PN CNTL信号
４２  比較器
４３  PN CNTL信号１０８を反転させてカウンター４１のカウントホールド動作制御のための制御信号を出力するインバータ
【図１】
0004350271.tif 000017
【図２】
0004350271.tif 000018
【図３】
0004350271.tif 000019
【図４】
0004350271.tif 000020
【図５】
0004350271.tif 000021
【図６】
0004350271.tif 000022
【図７】
0004350271.tif 000023
【図８】
0004350271.tif 000024
【図９】
0004350271.tif 000025