(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の界磁極が形成された界磁鉄心をもつ回転子と、
前記界磁極を磁化させるための界磁電流が給電される界磁巻線と、
複数の相巻線をもつ電機子巻線が巻装された電機子鉄心を有する電機子と、
前記相巻線の発電電圧を整流して出力電圧として出力する整流回路と、
を有する車両用交流発電機に装備されて前記界磁電流の調整により前記出力電圧を制御する車両用交流発電機の制御装置において、
前記界磁電流を断続するスイッチ手段と、
前記出力電圧に関連する信号に応じて前記スイッチ手段を制御する制御回路と、
前記制御回路に電源電力を給電する電源回路と、
前記電源回路を動作状態又は非動作状態に制御する電源駆動回路と、
を備え、
前記電源駆動回路は、
各前記相巻線のうちの互いに９０度位相差をもつ一対の相巻線の発電電圧を二値化して前記発電電圧の２倍の周波数のパルス電圧を形成し、
前記パルス電圧のエッジから所定期間だけ前記電源回路を動作状態とすることを特徴とする車両用交流発電機の制御装置。
【請求項２】
前記電源駆動回路は、
前記整流回路の前記出力電圧が所定値以上になった場合に前記主電源回路を前記動作状態とすることを特徴とする請求項１記載の車両用交流発電機の制御装置。
【請求項３】
前記電源駆動回路は、
前記車両用交流発電機のバッテリ端子電位と前記電源回路の電源電圧入力端子との間を開閉する電源スイッチを有し、
前記電源スイッチを開閉制御することにより前記電源回路を一時的に動作状態とすることを特徴とする請求項１又は２記載の車両用交流発電機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は車両用交流発電機の電圧制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
特開昭５５ー１２７８４９号公報や特開平６ー２８４５９８号公報は、回転界磁極型オルタネータの回転時に、鉄心に残留して電機子巻線に鎖交する磁束が界磁極の回転により変調されて電機子巻線に誘起する交流電圧（残留磁化電機子巻線誘起電圧ともいう）を検出して、オルタネータの回転すなわちエンジン始動を検出している。
【０００３】
特開平３ー２１５２００号公報やＥＰ６６４８８７号公報は、回転界磁極型オルタネータを構成する回転磁極に残留する磁束が多相電機子巻線に鎖交して誘起する多相交流電圧のうちの２相の電圧間の電位差を検出することにより、発電検出を行うことを開示している。これらの発電検出技術を用いれば、ＩＧ配線を省略できるとともに、ＩＧスイッチオンにもかかわらずエンジン始動しない場合にはオルタネータを励磁することはないという利点が生じる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この種の残留磁化電機子巻線誘起電圧による回転検出には、この残留磁化電機子巻線誘起電圧の振幅が所定値を超えたら界磁巻線への界磁電流通電を開始するため、検出した残留磁化電機子巻線誘起電圧を整流し、この整流電圧を所定のしきい値電圧と比較するという回路処理を必要とするが、回転初期における残留磁化電機子巻線誘起電圧自体が０．４Ｖ程度と非常に小さいため、それを整流した上記整流電圧は更に小さくなり、発電開始回転数近傍における整流電圧の検出精度が低下し、また検出のために複雑な検出回路を必要とするなどの問題が生じた。また、発電開始回転数近傍にて急に大きな界磁電流が流れてエンジン負荷トルクが増大するという問題もあった。
【０００５】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、回転数が発電開始回転数に達したことを検出する信号電圧の劣化を抑止して高精度かつ早期の発電開始が可能で、かつ、発電開始時の車両用交流発電機の駆動トルクの変化を円滑化することが可能な車両用交流発電機の制御装置を提供することを、その目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の車両用交流発電機の制御装置は、複数の界磁極が形成された界磁鉄心をもつ回転子と、前記界磁極を磁化させるための界磁電流が給電される界磁巻線と、複数の相巻線をもつ電機子巻線が巻装された電機子鉄心を有する電機子と、前記相巻線の発電電圧を整流して出力電圧として出力する整流回路とを有する車両用交流発電機に装備されて前記界磁電流の調整により前記出力電圧を制御する車両用交流発電機の制御装置において、前記界磁電流を断続するスイッチ手段と、前記出力電圧に関連する信号に応じて前記スイッチ手段を制御する制御回路と、前記制御回路に電源電力を給電する電源回路と、前記電源回路を動作状態又は非動作状態に制御する電源駆動回路とを備え、前記電源駆動回路は、各前記相巻線のうちの互いに９０度位相差をもつ一対の相巻線の発電電圧を二値化して前記発電電圧の２倍の周波数のパルス電圧を形成し、前記パルス電圧のエッジから所定期間だけ前記電源回路を動作状態とすることを特徴としている。
【０００７】
なおここでいう相巻線とは所定相の交流電圧を発生する電機子巻線をいう。
【０００８】
この構成を採用することにより、発電電圧のピーク値が上記二値化のためのしきい値にやっと達した段階では、上記所定期間に相当するパルス幅と、回転数に対応するパルス周期とにより規定されるデューティ比の発電を開始し、回転数の増大とともにデューティ比が増大し、回転数増大につれて上記パルス周期が上記所定期間以下になれば連続発電を行うことができる。
その結果、発電開始回転数近傍で急に大きな界磁電流が流れて発電機の駆動トルクが増大するという問題を抑止することができる。
【０００９】
また、本発明によれば、界磁巻線又は電機子巻線（相巻線）の発電電圧を整流する必要がないので、発電開始のために回転数に連動する信号電圧のＳＮ比を向上することができ、発電開始動作の信頼性を向上することができ、低回転から発電を開始することができる。また、比較的簡単なハードウエア回路で実現できるので、回路負担が軽くなる。更に、本構成によれば、上記発電検出により制御回路への電源電力給電を制御するので、回転数が発電開始回転数未満では制御回路や電源回路の消費電力を抑止することができる。
【００１０】
好適な態様において、前記電機子巻線（相巻線）又は前記界磁巻線の発電電圧をコンパレータ又は差動増幅回路で二値化したパルス信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの両方からそれぞれ所定期間だけ一定出力信号レベルを出力することが好ましい。このようにすれば、両エッジの一方だけを用いる場合よりもパルス周期を半減することができるので、ＣＲ積分回路すなわち遅延回路を小型化でき、多段デジタルカウンタなどのデジタル回路を省略して回路構成を簡素化、高信頼化することができる。なお、パルス信号の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジの両方からそれぞれ所定期間だけ一定出力信号レベルを出力するには、立ち上がりエッジから所定時間Hi信号を出力する回路の出力信号と、立ち下がりエッジから所定時間Hi信号を出力する回路の出力信号との論理和信号を形成すればよい。
【００１１】
なお、本明細書でいう電源回路は、制御回路への電源電力を断続する回路であればよく、一個のスイッチで構成されることもできる。
【００１２】
更に具体的には、本発明では、前記電源駆動回路は、各前記相巻線のうちの所定の位相差をもつ所定数の相巻線の発電電圧に基づいて前記発電電圧の所定倍の周波数のパルス電圧を形成し、前記パルス電圧のエッジから所定期間だけ前記電源回路を動作状態とする。これにより、回転数の検出精度を向上できるとともに、上記した所定期間を形成するための遅延回路すなわちタイマの回路構成を簡素化することができる。たとえばＣＲ積分回路すなわち遅延回路を小型化でき、多段デジタルカウンタなどのデジタル回路を省略して回路構成を簡素化、高信頼化することができる。
【００１３】
たとえば、三相電機子巻線の３つの相巻線の発電電圧をそれぞれ異なるコンパレータで同一しきい値で二値信号（パルス信号）とすればそれらのエッジは互いに１２０度位相が異なる信号となる。これら３つのパルス信号の論理演算により周期が１／３のパルス信号を形成して、その立ち上がりエッジから所定期間だけＨｉとなる信号を合成し、この信号で電源回路への電源電力給電を制御すればよい。
【００１４】
更に具体的には、本発明では、前記電源駆動回路は、各前記相巻線のうちの互いに９０度位相差をもつ一対の相巻線の発電電圧に基づいて前記発電電圧の２倍の周波数のパルス電圧を形成し、前記パルス電圧のエッジから所定期間だけ前記電源回路を動作状態とする。このようにすれば簡素な回路構成により、回転数に連動する信号電圧として周波数が従来の２倍の信号電圧（回転起因電気信号）を得ることができ、上記した所定期間を形成するための遅延回路すなわちタイマの回路構成を簡素化することができ、回転数の検出精度を向上できる。たとえばＣＲ積分回路すなわち遅延回路を小型化でき、多段デジタルカウンタなどのデジタル回路を省略して回路構成を簡素化、高信頼化することができる。
【００１５】
好適な態様において、前記電源駆動回路は、前記一対の相巻線の発電電圧をそれぞれ二値信号（パルス信号）に変換する一対のコンパレータと、前記両コンパレータの排他オア信号又は一致信号のどちらかを出力する倍周波回路とを有し、前記倍周波回路の出力信号のエッジから所定期間だけ前記電源回路を動作状態とする。このようにすれば回路を簡素化することができる。
【００１６】
たとえば、２ｐ個の界磁極を備える回転子と、４ｐｍ個のスロットが円周方向に等間隔に施された鉄心に、その出力端子が互いに電気的に独立して巻装された２組の対称ｍ相巻線を設ける。ｐ、ｍは正の整数である。これにより、任意の相数をもつ発電機でも９０度位相差の電圧波形を実在させることができ、特殊な信号処理をすることなく容易に２倍周波数の矩形波を作り出すことができる。
【００１７】
請求項２記載の構成によれば、前記電源駆動回路は、前記整流回路の前記出力電圧が所定値以上になった場合に前記主電源回路を優先的に前記動作状態とする。これにより、発電機の回転数が所定値以上になった場合には安定して主電源回路を動作させることができる。
【００１８】
請求項３記載の構成によれば、前記電源駆動回路は、前記車両用交流発電機のバッテリ端子電位と前記電源回路の電源電圧入力端子との間を開閉する電源スイッチを有し、前記電源スイッチを開閉制御することにより前記電源回路を一時的に動作状態とする。これにより、主電源回路への電源電力供給の制御を確実に実施できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明の車両用交流発電機の制御装置の好適な態様を以下の実施例を参照して詳細に説明する。
【００２０】
〔第１の実施例〕
図１は第１実施例の車両用交流発電機の回路構成を示すブロック図である。
【００２１】
１は車両用交流発電機（オルタネータ）、２は車載バッテリ、３１，３２は電機子巻線、４１、４２は電機子巻線３１，３２の各相出力端に接続される全波整流回路、５は平滑コンデンサ、６は界磁極を有する界磁鉄心（図示せず）に巻装される界磁巻線、７は界磁電流を調整してオルタネータ１の出力電圧を所定範囲内に制御する電圧制御装置である。
【００２２】
７１は界磁巻線と直列に接続されて界磁電流を断続するトランジスタ、７２はトランジスタ７１がオフの際に界磁電流を環流させるフライホイルダイオード（環流ダイオード）、７３は全波整流回路４の出力電圧をモニタし、出力電圧が所定の範囲内に収まるようにパワートランジスタ７１を駆動させる信号を発生する制御回路、７４は電圧制御回路７３を動作状態に保つべく電源電力を給電する電源回路、７５は回転子の回転を検出して電源回路７４を駆動するための信号を発する電源駆動回路である。
【００２３】
電源回路７４自体は、制御回路７３に電源電圧を給電する従来同様の回路であり、たとえば定電圧回路で構成してもよく、電源回路のＩＧ端子に入力される電源電圧をそのまま制御回路７３に電源電圧として印加してもよい。制御回路７３は、バッテリ電圧と所定の調整電圧を比較して比較結果によりトランジスタ７１を断続制御するコンパレータを含む。電源回路７４及び制御回路７３は従来同様であるので、詳細な説明を省略する。
【００２４】
電機子巻線３１，３２について更に説明する。
【００２５】
電機子巻線は２つの相巻線すなわちＵ相巻線３１とＶ相巻線３２とからなり、両相巻線３１，３２の発電電圧は互いに電気的に９０度位相がずれている。第１の全波整流器４１はＵ相巻線の交流電力を全波整流し、第２の全波整流器４２はＶ相巻線の交流電力を全波整流する。
【００２６】
電源駆動回路７５の一例を図２に示す。
【００２７】
７５１はＵ相巻線３１のどちらか１端の電圧（Ｕ相電圧もという）と所定の基準電位Ｖrefとを比較する第１のコンパレータ、７５２はＶ相巻線３２のどちらか１端の電圧（Ｕ相電圧もという）と所定の基準電位Ｖrefとを比較する第２のコンパレータであり、７５３は、
コンパレータ７５１、７５２の出力信号の排他論理和信号を出力する排他論理和回路であるが、一致回路としてもよい。
【００２８】
７５４は、図示しない定電圧回路で形成される電源電圧Ｖｃｃを分圧する抵抗群で各々の抵抗値は等しく設定する事が望ましい。７５５は電源電圧Ｖｃｃの２／３分圧と後段のＣＲ積分回路７５８の出力とを比較するコンパレータ、７５６は排他的論理和回路７５３の出力電圧と電源電圧Ｖｃｃの１／３分圧とを比較するコンパレータ、７５７は、コンパレータ７５５の出力をリセット入力、コンパレータ７５６の出力をセット入力とするＲＳフリップフロップ、７５８はコンデンサＣ１と抵抗Ｒ２とを直列接続してなる前述のＣＲ積分回路、７５９はフリップフロップ７５５の反Ｑ出力をベース抵抗Ｒｂを通じて受けてコンデンサＣ１の電荷を放電させるトランジスタである。
【００２９】
７６１はオルタネータ１の直流出力電圧Ｖｂの分圧ＶＳを所定の電圧Ｖｒｅｆ２と比較するコンパレータ、７６２はフリップフロップ７５５のＱ出力とコンパレータ７６１の出力との論理和をとるオア回路、７６０はオア回路７６２の出力で駆動され、電源回路７４のＩＧ端子に供給する電力を断続するアナログスイッチである。
【００３０】
図３を用いて電源駆動回路７５の動作を以下に説明する。
【００３１】
オルタネータ１の各鉄心特に界磁鉄心には前回の発電によって磁化が残留している。回転子が回転することでＵ相巻線３１及びＶ相巻線３２には、界磁鉄心の残留磁化と電機子鉄心の残留磁化との合成残留磁化（特に界磁鉄心の残留磁化）により形成されて両巻線３１，３２とそれぞれ鎖交する残留磁束が周期変動し、これにより両巻線３１，３２に交流電圧が誘起される。
この交流電圧の振幅はたとえば約０．２〜０．４Ｖ、周波数は回転磁極数（界磁鉄心の界磁極総数）を２Ｐ１個とするとＮ〔ｒｐｍ〕にてＰ１・Ｎ／６０〔Ｈｚ〕となる。
【００３２】
コンパレータ７５１は、Ｕ相巻線３１の交流電圧と定電圧Ｖrefと比較して、デュ−ティ比５０％、周波数Ｐ１・Ｎ／６０の矩形波パルス電圧ｉｎ１を出力する。なお、この交流電圧は、全波整流器４１により負の半波期間では約ー０．７Ｖにクランプされる。
【００３３】
コンパレータ７５２は、Ｖ相巻線３２の交流電圧と定電圧Ｖrefと比較して、デュ−ティ比５０％、周波数Ｐ１・Ｎ／６０の矩形波パルス電圧ｉｎ２を出力する。なお、この交流電圧は、全波整流器４２により負の半波期間では約ー０．７Ｖにクランプされる。
【００３４】
排他論理和回路７５３は、矩形波パルス電圧ｉｎ１、ｉｎ２の排他論理和信号ｉｎをコンパレータ７５６に出力し、コンパレータ７５６はそれを分圧Ｖｃｃ／３と比較して比較結果をフリップフロップ７５５のセット入力端に出力する。
【００３５】
コンパレータ７５５には後段のＣＲ回路７５８の出力が入力され、分圧２・Ｖｃｃ／３と比較される。つまり、ＣＲ回路７５８の出力が分圧２・Ｖｃｃ／３に達した時点でコンパレータ７５５はＨｉ出力を出し、フリップフロップ７５７をリセットする。
【００３６】
コンパレータ７５５の出力がＬｏ、つまりＣＲ回路の出力が２・Ｖｃｃ／３以下の期間ではフリップフロップ７５７のＱ出力はＨｉ、反Ｑ出力はＬｏになり、トランジスタ７５９がオフとなってコンデンサＣ１が充電される。コンデンサＣ１が充電されて電位Ｖｃが２・Ｖｃｃ／３に達するとフリップフロップ７５７がリセットされてトランジスタ７５９がオンし、コンデンサＣ１が放電される。結局、フリップフロップ７５７は、コンデンサＣ１が充電されている期間、つまりほぼＣＲ回路７５８の時定数に等しいだけの一定期間だけＨｉを出力する。フリップフロップ７５７の出力がＨｉである場合、電源回路７４のＩＧ端子に電力を供給するスイッチ７６０はオン状態に維持され、電源回路７４が動作可能になる。
【００３７】
回転数が低い場合には、フリップフロップ７５７のセット入力の周期よりＣＲ回路７５８のＣＲ時定数の方が短いので、フリップフロップ７５７がリセットされる時点つまりコンデンサＣ１の電位が２・Ｖｃｃ／３となる時点ではセット入力はＬｏになっており、次に、セット入力がＨｉになるまで、フリップフロップ７５７のＱ出力Ｏｕｔ１はＬｏを維持し、電源駆動回路７５の出力ＯｕｔはＬｏを維持する。
【００３８】
回転数が所定値を超えるとフリップフロップ７５７のセット入力の周期の方がＣＲ時定数より短くなるので、フリップフロップ７５７のリセット時点つまりコンデンサＣ１の電位が２・Ｖｃｃ／３になる時点ではセット入力もＨｉになっており、フリップフロップ７５７はＨｉ出力を維持し、電源駆動回路７５の出力ＯｕｔはＨｉを維持する。つまり、回転数が高くなるにつれて電機子巻線３１、３２に誘起される電圧の周波数が高くなって出力Ｏｕｔのオフ期間が次第に短縮され、やがては連続的にオンになる。つまりは連続的に電源回路７４を動作状態に維持できる。すなわち、低回転域では間欠動作であり、ある回転数以上で連続動作に移行する。
【００３９】
たとえば１２極（６極対）の回転磁極を備えるオルタネータにおいて、Ｒ２＝１００ｋΩ、Ｃ１＝０．１μＦに設定すると約１０００〔ｒｐｍ〕にて連続的に動作可能である。一般に２・Ｐ１極のオルタネータをＮ１〔ｒｐｍ〕で連続に動作させたい場合、ＣＲ回路７５８の時定数を６０／（Ｐ１・Ｎ１）〔ｓｅｃ〕に設定すればよい。
【００４０】
なお、ＲＳフリップフロップ７５７を用いた場合、セット、リセット入力がともにＨｉとなる場合にフリップフロップ出力が不定となる。そこで、この実施例では、オルタネータ１の出力電圧（直流出力電圧）を図示しない分圧回路で分圧して、コンパレータ７６４でバッテリの開放端子電圧よりも高い基準電圧たとえば１３．０Ｖに対応する基準電圧値Ｖｒｅｆと比較し、オルタネータ１の出力電圧がこの基準電圧値Ｖｒｅｆよりも高い場合に比較結果Ｏｕｔ２としてＨｉを出力し、この信号と出力Ｏｕｔ１との論理和信号にてスイッチ７６０のゲートを駆動すれば動作を一層の安定化することができる。
【００４１】
また、オルタネータ１の出力電圧とバッテリの開放端子電圧よりも高い基準電圧との比較結果を論理和ゲートを通すことで更に以下の如き効果も奏することができる。
【００４２】
車両の運行が終了して車載エンジンを停止させるプロセスを考える。通常、バッテリは略満充電状態に維持されているので、その端子電圧、即ちコンパレータ７６１の入力電圧はほぼ１４．５Ｖに対応する値になっており、コンパレータ７６１の出力はＨｉである。運転者がエンジンを停止させるとオルタネータ１も直ちに停止するものの、オルタネータ１の電圧制御装置の主電源はコンパレータ７６１のＨｉ信号を受けてまだアクティブ状態にある。従って、適当なデュ−ティ比でオルタネータ１の界磁巻線６に励磁電流を通電し続ける。やがて車載バッテリの端子電圧は充電分極の消失などにより無負荷電圧略１２．８Ｖにまで落ち込み、コンパレータ７６１の出力を反転させて電源回路７４を非動作状態にする。一般の車載バッテリは化学反応を利用しているので、エンジンが停止し、オルタネータ１の発電が停止してから電圧制御装置の電源回路７４が非動作状態になり、界磁巻線６に流れる励磁電流が完全に消滅するまで１０数秒〜数１０秒要する。
【００４３】
したがって、この実施例では、界磁巻線６の減衰励磁電流が回転停止時に電機子鉄心を消磁するという現象を、バッテリ電圧すなわちオルタネータ１の直流出力電圧に基づく制御回路への電源電力給電停止の遅延により実現しているので、次回のエンジン始動時にも、オルタネータ１の電圧制御装置を確実にスタンバイ状態に復帰させることができる。もちろん、直流出力電圧の大きさの変化ではなく、その周波数変化や電機子巻線の発電電圧又は周波数の変化により制御回路への電源電力給電停止の遅延を実現してもよい。
【００４４】
なお、ここではＣＲ回路の時定数を利用したアナログ信号処理にてタイマ機能を実現した例を示しているが、各種ディジタルカウンタを利用したディジタル信号処理を施しても同等の効果が得られることはもちろんである。図３は各部電位状態を示す。
【００４５】
このようにすれば、単に１相の電機子巻線すなわち一つの相巻線の発電電圧から信号Ｏｕｔを形成する場合に比較して、周波数２倍、パルス周期が半分とすることができるので、ＣＲ回路７５８のコンデンサＣ１の容量を半減したり、回転数変化を精密に検出することができる。
【００４６】
〔変形態様１〕
第１実施例の変形態様を図４に示す。
【００４７】
上述した第１実施例では二相電機子巻線のＵ相巻線３１とＶ相巻線３２との誘起交流電圧を検出して電源回路７４の覚醒のためのトリガ信号としていたのに対し、本変形態様では、９０度（π／２）の位相差をもつ２つの相巻線８１、８２の各相電圧ＶＦ１、ＶＦ２をコンパレータ７５１，７５２に入力するようにしたものである。
【００４８】
更に説明すれば、図４において、８１１〜８１３は互いに１２０度の位相差を有して第一の対称３相電機子巻線８１を構成する相巻線すなわちＸ相巻線、Ｙ相巻線、Ｚ相巻線であり、８１４〜８１６は互いに１２０度の位相差を有して第二の対称３相電機子巻線８２を構成する相巻線すなわちＵ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線である。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相とＸ相、Ｙ相、Ｚ相とはそれぞれ３０度の位相差を持っている。
【００４９】
これら各相巻線８１１〜８１６は図５に示すごとく、電機子鉄心に円周方向に等間隔にもうけられたスロット内に収納されるごとく巻装される。３相、１２極の場合は７２スロット、１６極の場合９６スロット、２Ｐ１極の場合は１２・Ｐ１個のスロットを有する。隣り合うスロット同士は電気的に３０度の位相差になっている。
【００５０】
このようにすれば、Ｘ相とＷ相、Ｙ相とＵ相、Ｚ相とＶ相はそれぞれ９０度位相差となる。したがって、容易に倍周波数の矩形波を得ることができる。
【００５１】
２組の対称５相電機子巻線を用いる例を図６に示す。
【００５２】
図６に２組の対称５相巻線の場合につき説明する。
【００５３】
第１の５相巻線９１を構成する５つの相巻線Ｘ１、Ｘ２、Ｘ３、Ｘ４、Ｘ５は隣り合う相巻線から７２度の位相差を持っている。第２の５相巻線９２を構成する５つの相巻線Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３、Ｕ４、Ｕ５も隣り合う相巻線から７２度の位相差を持っている。第１の５相巻線９１と第２の５相巻線９２とは電気的に１８度の位相差をもって図７に示すごとき鉄心に巻装される。１２極の場合１２０スロット、１６極の場合１６０スロット、２Ｐ１極の場合２０・Ｐ１個のスロットを備え、隣り合うスロット同士は電気的には１８度である。この場合、Ｘ１相とＵ５相、Ｘ２相とＵ１相、Ｘ３相とＵ２相、Ｘ４相とＵ３相、Ｘ５相とＵ４相が互いに９０度位相差になっている。
【００５４】
〔変形態様２〕
第１実施例の他の変形態様を図８を参照して以下に説明する。
【００５５】
図８は、図４の合計６相の相巻線８１〜８６から出力されるＵ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚ相電圧を６個のコンパレータ７５１１〜７５１６で処理して、３つの排他論理和回路から互いに１２０度位相が異なる３つの倍周波パルス電圧を作製し、これら三相倍周波数パルス電圧を論理回路７５４で処理して６倍周波数のパルス電圧ｉｎを合成したものである。このパルス電圧ｉｎを用いることでコンデンサＣ１の容量を１／６に縮小することができる。図８の回路の各部電位変化を図９のタイミングチャートに示す。
【００５６】
〔変形態様３〕
上記した各実施例では、電源駆動回路７５は、フリップフロップ７５７のセット入力端に入力されるパルス電圧の立ち上がりエッジから所定期間だけＨｉレベル電位となる出力電圧を用いたが、フリップフロップ７５７のセット入力端に入力されるパルス電圧の立ち下がりエッジから所定期間だけＨｉレベル電位となる出力電圧をもちいてもよく、両方を用いてもよい。すなわち、パルス電圧ｉｎの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジからそれぞれ所定期間だけ電源回路７４の動作を可能とすることにより上記実施例と同様に周波数を倍増することができる。
【００５７】
この回路例を図１０に示す。
【００５８】
電機子巻線の一つの相巻線から出力される相電圧又は界磁巻線の発電電圧をコンパレータ７５１で二値電圧（パルス電圧）ＶＸとし、インバータ回路７７０でその反転電圧ＶＹを求め、これらパルス電圧ＶＸ、ＶＹを時定数が小さい単安定マルチバイブレータ７７１，７７２に個別に入力して、パルス電圧ＶＸ、ＶＹの立ち上がりエッジから非常に短い所定期間だけＨｉとなる短パルス電圧Ｓ１、Ｓ２を求め、これら短パルス電圧Ｓ１、Ｓ２をオア回路７７３で加算して単安定マルチバイブレータ７７４に入力する。この単安定マルチバイブレータ７７４のＨｉ出力期間はＣＲ回路７５８の時定数に等しくされる。この単安定マルチバイブレータ７７４の出力電圧でアナログスイッチ７６０を制御すれば、上記実施例と同様の倍周波機能をもつ電源駆動回路７５を実現することができる。なお、この回路は、一個の三相電機子巻線だけをもつ通常のオルタネータにも適用することができる。
【００５９】
（変形態様）
図４に示す２組の独立した三相電機子巻線の各相に図１０の回路を適用した変形例を図１１に示す。
【００６０】
この場合には最大で１２倍周波数をもつパルスが形成でき、コンデンサ容量をより一層減少させることができ、かつ、回転数検出精度を一層向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施例１のオルタネータの回路構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す電源駆動回路の一例を示す回路図である。
【図３】図２に示す電源駆動回路の各部状態を示すタイミングチャートである。
【図４】第１実施例の一変形態様を示す回路図である。
【図５】図４の変形態様で用いる電機子鉄心を示す正面図である。
【図６】第１実施例の他の変形態様を示す回路図である。
【図７】図６の変形態様で用いる電機子鉄心を示す正面図である。
【図８】第１実施例の他の変形態様を示す回路図である。
【図９】図８に示す電源駆動回路の各部状態を示すタイミングチャートである。
【図１０】第１実施例の他の変形態様を示す回路図である。
【図１１】図１０に示す回路を２組の三相巻線それぞれに適用した変形態様を示す回路図である。
【符号の説明】
１      車両用発電機
３      電機子巻線
６      界磁巻線
７      電圧制御装置
７１    トランジスタ（スイッチ手段）
７３    制御回路
７４    電源回路
７５    電源駆動回路
【図１】
0004265115.tif 000002
【図２】
0004265115.tif 000003
【図３】
0004265115.tif 000004
【図４】
0004265115.tif 000005
【図５】
0004265115.tif 000006
【図６】
0004265115.tif 000007
【図７】
0004265115.tif 000008
【図８】
0004265115.tif 000009
【図９】
0004265115.tif 000010
【図１０】
0004265115.tif 000011
【図１１】
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