(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数ｎ個のキャリアを同時に送受信する通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置であって、
受信した信号のうち、前記既知信号を示す前記ｋ個のキャリアの各々の振幅と位相との変動量を求め、この求められた各変動量に応じて受信波の遅延情報を求める遅延情報計算手段（１１３）を有し、
前記遅延情報計算手段は、キャリアホールが存在するとき、前記ｎ個のキャリアのうち前記キャリアホールに隣接するキャリアの前記変動量によって前記キャリアホールの相当部分における振幅と位相との変動量を推定し、この推定された変動量とともに前記ｋ個のキャリアの各々における前記各変動量に基づいて、前記遅延情報を求めることを特徴とする通信装置。
【請求項２】
複数ｎ個のキャリアを同時に送受信する通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置であって、
受信した信号のうち、前記既知信号を示す前記ｋ個のキャリアの各々の振幅と位相との変動量を求め、この求められた各変動量に応じて受信波の遅延情報を求める遅延情報計算手段（１１３）を有し、
前記遅延情報計算手段は、キャリアホールが存在するとき、前記ｎ個のキャリアのうち前記キャリアホールより周波数の低い側のキャリアにおける前記変動量を算出するとともに、前記ｎ個のキャリアのうち前記キャリアホールより周波数の高い側のキャリアにおける前記変動量を算出し、前記高い側のキャリアにおける前記変動量と前記低い側のキャリアにおける前記変動量とに応じて前記遅延情報を求めることを特徴とする通信装置。
【請求項３】
前記遅延情報計算手段としては、ＭＵＳＩＣ法を用いることを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
【請求項４】
前記遅延情報計算手段としては、ＥＳＰＲＩＴ法を用いることを特徴とする請求項１または２に記載の通信装置。
【請求項５】
前記受信波の先頭を検出する検出器（１２０）と、
前記検出器が前記受信波の先頭を最初に検出したタイミングを、前記受信波の同期タイミングとして決定するタイミング決定手段（１２２）と
を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の通信装置。
【請求項６】
前記検出器は、前記受信波の先頭の相関値を出力し、
前記タイミング決定手段は、前記相関値出力手段の相関値とスレッショルド値とを比較し、この比較に応じて前記同期タイミングを決定することを特徴とする請求項５に記載の通信装置。
【請求項７】
前記受信波の先頭を検出する検出器（１２０）と、
前記検出器の検出に基づいて前記受信波の同期タイミングとして決定するタイミング決定手段（１２２）と
前記遅延情報に応じて、前記同期タイミングに先だって前記受信波が受信されたか否かを判定する判定手段（３０３）と、
前記判定手段によって前記同期タイミングに先だって前記受信波が受信されたと判定されたとき、前記同期タイミングに先だって受信された前記受信波によって前記同期タイミングを再設定するタイミング再設定手段（３０５）と、
前記再設定された同期タイミングと、前記受信した信号とに応じて、再び、前記遅延情報を求める遅延情報再計算手段（３０１）と
を有することを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載の通信装置。
【請求項８】
前記遅延情報計算手段の前記遅延情報に応じて、前記受信波の情報信号における変動を補償する補償手段（１０５）を有することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１つに記載の通信装置。
【請求項９】
先頭にガードインタバル（１０ａ）が付加された送信信号を送信する送信手段（１２５）と、
前記ガードインタバルの時間を、設定可能である最大時間に設定する時間設定手段（１２７）と
を有することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の通信装置。
【請求項１０】
複数ｎ個のキャリアを同時に受信する通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置であって、
複数ｍセットのアンテナ（１００）と受信機（１０１）と、
前記アンテナと前記受信機とのセット毎にて、受信した信号のうち前記既知信号を示す前記ｋ個のキャリアの各々における振幅と位相との変動量を求め、この求められた各変動量に応じて受信波における到来方位と遅延情報とを求める遅延情報計算手段（１２６）とを有し、
前記遅延情報計算手段によって複数の受信波における前記遅延情報が求められたとき、この遅延情報に基づいて前記複数の受信波のうち最大受信電力の受信波の到来方向を求め、この到来方向の受信波を選択的に復調することを特徴とする通信装置。
【請求項１１】
複数ｎ個のキャリアを同時に受信する通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置であって、
複数ｍセットのアンテナ（１００）と受信機（１０１）と、
前記アンテナと前記受信機とのセット毎にて、受信した信号のうち前記既知信号を示す前記ｋ個のキャリアの各々における振幅と位相との変動量を求め、この求められた各変動量に応じて受信波における到来方位と遅延情報とを求める遅延情報計算手段（１２６）とを有し、
前記遅延情報計算手段によって、複数の受信波における前記遅延情報が求められたとき、この求められた遅延情報に基づいて前記複数の受信波のうち、ガードインタバルの時間より長い遅延時間の受信波を除去して復調することを特徴とする通信装置。
【請求項１２】
複数ｎ個のキャリアを同時に受信する通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置であって、
複数ｍセットのアンテナ（１００）と受信機（１０１）と、
前記ｍセットのアンテナと前記受信機とによって受信した信号を到来方向別の信号に分離する分離手段（１２８）と、
前記分離された前記信号毎に、前記信号のうち前記既知信号を示す前記ｋ個のキャリアの各々の振幅と位相との変動量を求め、この求められた各変動量に応じて受信波における到来方向と遅延情報とを求める遅延情報計算手段（１１３）と
を有することを特徴とする通信装置。
【請求項１３】
複数ｎ個のキャリアを同時に受信する通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置であって、
複数ｍセットのアンテナ（１００）と受信機（１０１）とを有し、
前記ｍ個のアンテナは、各々、異なる指向性を有し、
前記アンテナと前記受信機とセット毎にて、受信した信号のうち前記既知信号を示す前記ｋ個のキャリアの各々における振幅と位相との変動量を求めるとともに、この求められた各変動量に応じて受信波における到来方向と遅延情報とを求める遅延情報計算手段（１１３）と
を有することを特徴とする通信装置。
【請求項１４】
前記遅延情報計算手段によって複数の受信波における前記遅延情報が求められたとき、この遅延情報に基づいて前記複数の受信波のうち最大受信電力の受信波の到来方向を求め、この到来方向の受信波を選択的に復調することを特徴とする請求項１２または１３に記載の通信装置。
【請求項１５】
前記遅延情報計算手段によって、複数の受信波における前記遅延情報が求められたとき、この求められた遅延情報に基づいて前記複数の受信波のうち、ガードインタバルの時間より長い遅延時間の受信波を除去して復調することを特徴とする請求項１２または１３に記載の通信装置。
【請求項１６】
前記通信方式は、直交マルチキャリア方式であることを特徴とする請求項１〜１５のいずれか１つに記載の通信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信装置に関し、特に、複数のキャリアを同時に送受信する通信方式を用いた通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、無線通信速度を高める通信方式として、マルチキャリア方式が知られている。特に、直交マルチキャリア（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式では、複数のサブキャリア（キャリア）が周波数軸上にて配置され、複数のキャリアのうち隣接するサブキャリア間の周波数間隔としては、理論上最小限の間隔が採用されている。このため、直交マルチキャリア方式としては、周波数利用効率を高くし得るため、強い関心がもたれている。
【０００３】
直交マルチキャリア方式のＯＦＤＭ信号のデータ構造は、その先頭にガードインタバルを有して構成され、ガードインタバルの時間（ガードインタバル長）としては、予め、無線通信環境（例えば、室内にて送信機と受信機の間の無線通信環境）を考慮して、ＯＦＤＭ信号の受信における遅延時間よりも長くなるように設定されている。このため、受信時に遅延時間を有するときであっても、その遅延時間がガードインタバルの時間に比べて短いのであれば、ＯＦＤＭ信号の復調を良好に行うことができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述した直交マルチキャリア方式の通信装置は、予め、室内の送信機と受信機の間の無線通信環境に適用することを考慮されたものである。ここで、本発明者等は、直交マルチキャリア方式の無線通信を室外で行うことについて検討した。
【０００５】
すなわち、室外において送信機と受信機との間では、電波（ＯＦＤＭ信号）が各種障害物（例えば、建物）によって反射されるため、電波としては、複数の伝搬経路を経て、受信機に伝搬される。複数の伝搬経路（伝送路の伝搬時間）としては、各々、経路長が異なるため、受信機には、複数の電波が、各々、異なる遅延時間で到来することになる。
【０００６】
このことにより、複数の受信波（例えば、直接波、遅延波等）が各々異なる遅延時間で受信機に受信されることになる。すなわち、室外においては、室内に比べて、遅延波の遅延時間がガードインタバルの時間を超えて到来する可能性が高い。また、受信機としては、ガードインタバルの時間よりも長い遅延時間で受信される受信波を、遅延波として正確に認識することができないといった不具合がある。
【０００７】
本発明は、上記点に鑑み、受信波の遅延情報を求めるようにした通信装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記目的を達成するために、請求項１、２に記載の発明では、ｎ個のキャリアを同時に送受信する通信方式を用いて、ｎ個のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置であって、受信した信号のうち、既知信号を示すｋ個のキャリアの各々の振幅と位相との変動量を求め、この求められた各変動量に応じて受信波の遅延情報を求める遅延情報計算手段（１１３）を有することを特徴とする。このように、遅延情報計算手段によって遅延情報を求めるため、ガードインタバルの時間よりも長い遅延時間で受信される受信波を、遅延波として正確に認識することができる。また、遅延情報計算手段によって遅延情報を求めるにあたり、既知信号を用いているので、新たに、信号を追加する必要がない。
【００１０】
請求項１に記載の発明のように、キャリアホールが存在するときには、遅延情報計算手段は、複数ｎ個のキャリアのうちキャリアホールに隣接するキャリアの変動量によってキャリアホールの相当部分における振幅と位相との変動量を推定し、この推定された変動量とともにｋ個のキャリアの各々における各変動量に基づいて遅延情報を求めるようにしてもよい。請求項２に記載の発明のように、キャリアホールが存在するときには、遅延情報計算手段は、ｎ個のキャリアのうちキャリアホールより周波数の低い側のキャリアにおける変動量を算出するとともに、複数ｎ個のキャリアのうちキャリアホールより周波数の高い側のキャリアにおける変動量を算出し、高い側のキャリアにおける変動量と低い側のキャリアにおける変動量とに応じて遅延波情報を求めるようにしてもよい。
【００１１】
請求項３に記載の発明のように、遅延情報計算手段としては、ＭＵＳＩＣ法を用いると、受信波の遅延情報を精度良く求めることができる。また、請求項４に記載の発明のように、遅延情報計算手段としては、ＥＳＰＲＩＴ法を用いると、受信波の遅延情報を精度良く求めることができる。請求項５に記載の発明では、受信波の先頭を検出する検出器（１２０）と、検出器が受信波の先頭を最初に検出したタイミングを、受信波の同期タイミングとして決定するタイミング決定手段（１２２）とを備えることを特徴とする。ここで、上述の如く、遅延情報計算手段は、既知信号に応じて受信波の遅延情報を求めるようにしているものの、その既知信号には、すべての受信波の遅延情報が含まれている必要がある。そこで、請求項５に記載の発明のように、タイミング決定手段によって、受信波の受信電力に関わりなく、検出器が受信波の先頭を最初に検出したタイミングを、受信波の同期タイミングとして決定すれば、すべての受信波の遅延情報が含まれた既知信号を受信することが可能になる。
【００１２】
具体的には、請求項６に記載の発明のように、検出器は、受信波の先頭の相関値を出力し、タイミング決定手段は、相関値出力手段の相関値とスレッショルド値とを比較し、この比較に応じて同期タイミングを決定するようにしてもよい。
【００１３】
請求項７に記載の発明では、受信波の先頭を検出する検出器（１２０）と、検出器の検出に基づいて受信波の同期タイミングとして決定するタイミング決定手段（１２２）と、遅延情報に応じて、同期タイミングに先だって受信波が受信されたか否かを判定する判定手段（３０３）と、判定手段によって同期タイミングに先だって受信波が受信されたと判定されたとき、同期タイミングに先だって受信された受信波によって同期タイミングを再設定するタイミング再設定手段（３０５）と、再設定された同期タイミングと、受信した信号とに応じて、再び、遅延情報を求める遅延情報再計算手段（３０１）とを有することを特徴とする。ここで、同期タイミングに先だって受信された受信波が存在するときには、当該先だって受信された受信波の既知信号を得ることができなくなるため、遅延情報計算手段は、正確な遅延情報を求めることができなくなる。そこで、請求項７に記載の発明では、同期タイミングに先だって受信された受信波が存在するときには、同期タイミングを再設定し、この再設定された同期タイミングと受信した信号とに応じて遅延情報を求めるので、その遅延情報は正確なものになる。
【００１４】
請求項８に記載の発明では、遅延情報計算手段の遅延波情報に応じて、受信波の情報信号における伝送路での変動を補償する補償手段（１０５）を有することを特徴とする。これにより、受信波の情報信号を精度良く求めることができるので、伝送品質を向上することができる。
【００１５】
請求項９に記載の発明では、先頭にガードインタバル（１０ａ）が付加された送信信号を送信する送信手段（１２５）と、ガードインタバルの時間を、設定可能である最大時間に設定する時間設定手段（１２７）とを有することを特徴とする。これにより、送信信号を受信するにあたり、遅延時間が生じるものであっても、その遅延時間がガードインタバルの時間より長くなるといったことを防ぐことが可能になる。
【００１８】
請求項１０、１１に記載の発明では、複数ｎ個のキャリアを同時に受信する通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置であって、複数ｍセットのアンテナ（１００）と受信機（１０１）と、アンテナと受信機とのセット毎にて、受信した信号のうち既知信号を示すｋ個のキャリアの各々における振幅と位相との変動量を求め、この求められた各変動量に応じて受信波における到来方位と遅延情報とを求める遅延情報計算手段（１２６）とを有することを特徴とする。これにより、受信波における到来方位と遅延情報とを求めることができる。
【００１９】
請求項１２に記載の発明では、複数ｎ個のキャリアを同時に受信する通信方式を用いて、前記ｎ個のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置であって、複数ｍセットのアンテナ（１００）と受信機（１０１）と、ｍセットのアンテナと受信機とによって受信した信号を到来方向別の信号に分離する分離手段（１２８）と、分離された信号毎に、信号のうち既知信号を示すｋ個のキャリアの各々の振幅と位相との変動量を求め、この求められた各変動量に応じて受信波における到来方向と遅延情報とを求める遅延情報計算手段（１１３）とを有することを特徴とする。このように、遅延情報計算手段においては、分離手段によって分離された受信した信号に応じて、受信波における到来方位と遅延情報とを求めるので、遅延情報計算手段の処理を、請求項１０、１１に記載の発明に比べて、簡素化できる。なお、分離手段としては、例えば、ビームフォーマを採用してもよい。
【００２０】
請求項１３に記載の発明では、複数ｎ個のキャリアを同時に受信する通信方式を用いて、ｎ個のキャリアのうちｋ（≦ｎ）個のキャリアによって既知信号を受信する通信装置であって、複数ｍセットのアンテナ（１００）と受信機（１０１）とを有し、ｍ個のアンテナは、各々、異なる指向性を有し、アンテナと受信機とセット毎にて、受信した信号のうち既知信号を示すｋ個のキャリアの各々における振幅と位相との変動量を求めるとともに、この求められた各変動量に応じて受信波における到来方向と遅延情報とを求める遅延情報計算手段（１１３）とを有することを特徴とする。このように、ｍ個の指向性の異なるアンテナを採用し、アンテナ自体で到来方向別に受信波を分離し得るので、アンテナ等の構成は複雑になるものの、到来方向を求める処理が不要になるため、全体としての処理を簡素化し得る。
【００２１】
請求項１０、１４に記載の発明のように、遅延情報計算手段によって複数の受信波における遅延情報が求められたとき、この遅延情報に基づいて複数の受信波のうち最大受信電力の受信波の到来方向を求め、この到来方向の受信波を選択的に復調するので、復調を正確に行うことができる。
【００２２】
請求項１１、１５に記載の発明のように、遅延情報計算手段によって、複数の受信波における遅延情報が求められたとき、この求められた遅延情報に基づいて複数の受信波のうち、受信波の先頭側のガードインタバルの時間より長い遅延時間の受信波を除去して復調することを特徴とする。ここで、複数の受信波のうちカードインタバルの時間より長い遅延時間の受信波が存在した状態で、複数の受信波を復調しても、その復調は正確に行うことが不可能である。そこで、上述のごとく、ガードインタバルの時間より長い遅延時間の受信波を除去して復調すれば、その復調は精度良く行うことができる。例えば、請求項１６に記載の発明のように、通信方式としては、直交マルチキャリア方式を採用すれば、周波数利用効率を最適な状態で通信を行うことができる。
【００２３】
因みに、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示す一例である。
【００２４】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
図１、図２に本発明に係る直交マルチキャリア方式の通信装置の第１実施形態を示す。図１は、通信装置の概略回路構成を示すブロック図、図２は、図１中の遅延分析回路の回路構成を示すブロック図である。ここで、本第１実施形態のＯＦＤＭ信号としては、複数ｎ個のサブキャリアが等間隔で周波数軸上に配置されている。なお、以下、直交マルチキャリア方式の通信装置を、単に、通信装置という。本第１実施形態では、通信装置は、室外にて、多重波を受信する無線通信環境に配置された例について説明する。多重波は、１つの送信機（図示しない）からの各々異なる遅延時間にて到来する複数の受信波（遅延波）が重なっているものである。
【００２５】
ＯＦＤＭ信号のデータ構造としては、図３（ａ）の♯１に示すものが採用されている。図に示すＯＦＤＭ信号は、既知信号１０がデータ１信号１１の先頭側に付加されている。既知信号１０は、既知信号のガードインタバル１０ａが既知信号のデータ部分１０ｂの先頭側に付加されて、データ１信号１１は、データ１信号のガードインタバル１１ａがデータ１信号のデータ部分（情報信号）１１ｂの先頭側に付加されている。但し、既知信号１０は、ｎ個のサブキャリアにて送受信されるものである。即ち、既知信号１０は、ｎ個のサブキャリアの全てに載せられている。なお、既知信号１０は、ＯＦＤＭ信号のプレアンプルとしての役割を果たす。
【００２６】
図１に示すように、通信装置は、受信機１０１、アナログ−デジタル変換器１０２、同期回路１０３、既知信号／データ分離器１０４、データバッファ１０４ａ、既知信号バッファ１０４ｂ、等化器１０５、データ復調器１０６、及び遅延分析回路１１３を有する。受信機１０１には、アンテナを通して多重波が受信され、受信機１０１は、多重波としてのＲＦ帯ＯＦＤＭ信号を、ベースバンド帯ＯＦＤＭ信号に変換し、アナログ−デジタル変換器（Ａ／Ｄ）１０２は、ベースバンド帯のＯＦＤＭ信号をデジタルＯＦＤＭ信号に変換する。
【００２７】
同期回路１０３は、図４（ａ）に示すように、マッチドフィルタ１２０、メモリ１２１、判定回路１２２、及び相関メモリ１２２ａから構成される。マッチドフィルタ１２０は、受信波の先頭の相関値を出力し、メモリ１２１には、既知信号のガードインタバル１０ａ（送信前の既知信号のガードインタバル１０ａ）が保持され、判定回路１２２は、後述する如く、同期タイミングＳｔの検出処理を行う。相関メモリ１２２ａは、受信波の先頭の相関値としてのマッチドフィルタ１２０のフィルタ出力を記憶する。
【００２８】
既知信号／データ分離器１０４は、デジタルＯＦＤＭ信号を、後述する如く、既知信号側部分とデータ信号側部分とに分離処理する。データバッファ１０４ａは、既知信号／データ分離器１０４からのデータ信号側部分を保持する。等化器１０５は、データバッファ１０４ａからのデータ信号側部分を、遅延分析回路１１３からの遅延波情報１１２に基づいて等化し等化データを出力する。データ復調器１０６は、等化データを復調処理して復調信号１０７を出力する。既知信号バッファ１０４ｂは、既知信号／データ分離器１０４からの既知信号側部分を保持する。
【００２９】
遅延分析回路１１３は、図２に示すように、既知信号復調回路１０８、除算器１０９、遅延分析演算回路１１０、及びデータベース１１１から構成されて、後述する如く、既知信号バッファ１０４ｂからの既知信号側部分に基づいて遅延波情報（遅延情報）１１２の計算処理を行う。データベース１１１は、送信前の既知信号１０を示す既知信号情報Ｓｏを保持している。
【００３０】
次に、本実施形態の作動について図１〜図７を参照して説明する。先ず、図１に示す受信機１０１には受信アンテナを通して多重波が受信され、受信機１０１は、多重波としてのＲＦ帯ＯＦＤＭ信号を、ベースバンド帯ＯＦＤＭ信号に変換し、アナログ−デジタル変換器１０２は、ベースバンド帯ＯＦＤＭ信号をデジタルＯＦＤＭ信号に変換する。
【００３１】
次に、図４（ａ）に示す同期回路１０３のマッチドフィルタ１２０では、アナログ−デジタル変換器１０２からのデジタルＯＦＤＭ信号とメモリ１２１からの既知信号のガードインタバルの信号との双方が入力され、双方の相関をとり、相関値としてフィルタ出力を出力する。なお、以下、図３（ａ）に示すように、多重波として、受信波♯１〜♯３が、各々、異なる遅延時間で到来した例について説明する。
【００３２】
但し、デジタルＯＦＤＭ信号は、上述の如く、多重波に基づいた信号であるため、デジタルＯＦＤＭ信号は、受信波♯１〜♯３の各々における既知信号のガードインタバルを含む。このため、マッチドフィルタ１２０のフィルタ出力は、図４（ｂ）に示すように、時間軸上にて鋭角的な複数のピーク（例えば、３つのピーク）を有する。
【００３３】
次に、判定回路１２２において、第１の閾値（スレッショルド値）を設定し（ステップ３００）、第１の閾値とマッチドフィルタ１２０のフィルタ出力とを比較する。この結果、判定回路１２２は、図４（ｂ）に示すように、フィルタ出力が最初に第１の閾値より大きな値となる時刻（タイミング）を同期タイミングとして設定し（ステップ３０１）、同期タイミングにてローレベルとなる同期タイミング信号Ｓｔを既知信号／データ分離器１０４に出力する。ここで、相関メモリ１２２ａは、マッチドフィルタ１２０のフィルタ出力を記憶する。
【００３４】
図３（ｂ）に示す例では、受信波♯１〜♯３のうち受信波♯１が最初に受信され、受信波♯１によるマッチドフィルタ１２０のフィルタ出力の方が、第１の閾値に比べて大きくなっている。このため、図３（ａ）に示すように、受信波♯１の先頭が同期タイミングとして設定される。
【００３５】
次に、既知信号／データ分離器１０４は、既知信号の時間を示す時間情報を有し、この時間情報と同期タイミング信号ＳｔとによってデジタルＯＦＤＭ信号における既知信号／データの分離処理を行う。図３（ａ）に示す例では、上述の如く、受信波♯１の先頭が同期タイミングとして設定されるため、データ１信号のガードインタバルの先頭を基準にして、デジタルＯＦＤＭ信号の既知信号側部分（先頭側部分）を、既知信号バッファ１０４ｂに出力する。これとともに、データ１信号のガードインタバルの先頭を基準にして、デジタルＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分（後側部分）を、データバッファ１０４ａに出力する。
【００３６】
図３（ａ）に示す例では、デジタルＯＦＤＭ信号の既知信号側部分としては、データ１信号のガードインタバルの先頭を基準にして、受信波♯１〜♯３のうち先頭側部分を示し、データ信号側部分としては、データ１信号のガードインタバルの先頭を基準にして、受信波♯１〜♯３のうち後側部分を示す。
【００３７】
次に、データバッファ１０４ａは、デジタルＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分を保持し、既知信号バッファ１０４ｂは、デジタルＯＦＤＭ信号の既知信号側部分を保持する。延分析回路１１３の既知信号復調回路１０８では、既知信号バッファ１０４ｂにおけるデジタルＯＦＤＭ信号の既知信号側部分に基づいてＯＦＤＭ復調処理して既知信号のデータ部分における復調信号Ｓｒを出力する。
【００３８】
ここで、既知信号復調回路１０８において、デジタルＯＦＤＭ信号のうち、ＯＦＤＭ復調処理に用いられる領域（以下、「解析に利用する領域」という）について述べる。先ず、図３に示す例では、同期タイミングとしては、上述の如く、受信波♯１の先頭に設定されるため、受信波♯１において、解析に利用する領域を、正確に、既知信号のデータ部分に一致させる得る。これに伴い、受信波♯２、♯３は、上述の如く、受信波♯１に比べて、長い遅延時間を有するため、受信波♯２、♯３においては、解析に利用する領域を、既知信号ガードインタバルの一部を含むものの、データ信号のガードインタバルを含むことなく、既知信号のデータ部分の一部に一致させ得る。
【００３９】
次に、除算器１０９は、復調信号Ｓｒの複素除算処理を行う。以下、除算器１０９のよる複素除算処理について図７（ａ）〜（ｆ）によって説明する。先ず、既知信号１０は、上述の如く、ｎ個のサブキャリアにて受信されるため、復調信号Ｓｒにおけるｎ個のサブキャリアの振幅（図７（ａ）参照）は、送信前の既知信号Ｓｏにおけるｎ個のサブキャリアの振幅（図７（ｃ）参照）に比べて変動する。さらに、復調信号Ｓｒにおけるｎ個のサブキャリアの位相（図７（ｂ）参照）としては、送信前の既知信号Ｓｏにおけるｎ個のサブキャリアの位相（図７（ｄ）参照）に比べて変動する。一方、図２に示すデータベース１１１には、送信前の既知信号Ｓｏが保持されている。
【００４０】
そこで、除算器１０９では、復調信号Ｓｒを、サブキャリア（１…ｎ）毎に、データベース１１１における既知信号Ｓｏで複素除算を行う。これにより、既知信号１０において、サブキャリア（１…ｎ）毎に、位相と振幅との変動量として変動量計算結果Ｓａ（位相と振幅との周波数依存性）を求め得る（図７（ｆ）参照）。換言すれば、既知信号１０の既知信号側部分において、サブキャリアの周波数毎に、位相と振幅との変動量を求めることになる。
【００４１】
次に、遅延分析演算回路１１０は、サブキャリア（１…ｎ）毎における変動量計算結果Ｓａを用いて遅延波解析を行う（ステップ３０２）。遅延波解析方法としては、例えば、ＥＳＰＲＩＴ法（アレーアンテナによる適応信号処理：菊間信良著：科学技術出版、参照）が採用されている。すなわち、ＥＳＰＲＩＴ法によって、サブキャリア（１…ｎ）毎における変動量計算結果Ｓａを用いて、遅延波解析して遅延波情報１１２を求める。遅延波情報１１２としては、上述した多重波を構成する受信波（遅延波）毎の遅延時間、及び受信電力が求められる。
【００４２】
次に、遅延分析演算回路１１０は、遅延波情報１１２に応じて、設定遅延時間（予め、無線通信環境にて想定される最大遅延時間）より長い遅延時間の受信波（遅延波）が存在するか否かを判定し（ステップ３０３）、設定遅延時間より長い遅延時間の受信波が存在しないとき、遅延波情報１１２を出力する（ステップ３０４）。このことは、ＥＳＰＲＩＴ法の遅延波情報１１２により、同期タイミングが、上述した多重波のうち最も先に到来した受信波♯１の先頭に設定されていることを意味する。
【００４３】
一方、遅延分析演算回路１１０は、図６（ｃ）に示すように、上記設定遅延時間より長い遅延時間の受信波が存在すると判定したとき（ステップ３０４）、ＥＳＰＲＩＴ法の遅延波情報１１２として、同期タイミングの設定に誤りがあることになる。例えば、上述した第１の閾値の方が受信波♯１の受信電力強度に比べて大きいことは勿論のこと、図６（ｂ）に示すように、受信波♯２の受信電力強度（相関値）の方が、受信波♯１、♯３の受信電力強度より大きな値になっているとき、同期タイミングとしては、受信波♯２によって設定され、図６（ａ）に示すように、受信波♯１において、解析に利用する領域として、データ信号のガードインタバルの一部を含むことになる。
【００４４】
この場合、遅延分析演算回路１１０は、遅延波情報１１２に基づいて、上述したステップ３０３で、上記設定遅延時間より長い遅延時間の受信波が存在すると判定し（図６（ｂ）参照）、同期回路１０３の判定回路１２２は、第１の閾値から所定値だけ下げて第２の閾値に設定変更し（ステップ３０５）に進んで、判定回路１２２は、第２の閾値が設定可能最小値に達しているか否かを判定する（ステップ３０６）。
【００４５】
次に、判定回路１２２は、第２の閾値が設定可能最小値に達しないと判定したとき、同期タイミングの補正を行う。すなわち、判定回路１２２は、相関メモリ１２２ａからマッチドフィルタ１２０のフィルタ出力を呼び出し、マッチドフィルタ１２０のフィルタ出力と第２の閾値との比較させる。この結果、フィルタ出力が最初に第２の閾値より大きな値となる時刻（タイミング）を補正同期タイミングとして設定する（ステップ３０１）。これにより、図４（ｂ）に示すように、補正同期タイミングは、前回設定された同期タイミングよりも、先だつように設定される。
【００４６】
次に、遅延分析回路１１３は、再度、遅延波分析を行う（Ｓ３０２）。具体的には、既知信号復調回路１０８は、既知信号バッファ１０４ｂから既知信号側部分を呼び出し、補正同期タイミングを既知信号側部分のうち先頭のタイミングとして設定する。すなわち、既知信号復調回路１０８は、補正同期タイミングを既知信号側部分における復調開始部分として設定し、このように設定された既知信号側部分に応じて復調信号Ｓｒを求めることになる。
【００４７】
次に、遅延分析回路１１３は、復調信号Ｓｒとデータベース１１１の既知信号Ｓｏとに応じて既知信号１０におけるサブキャリア（１…ｎ）毎に、位相と振幅との変動量として変動量計算結果Ｓａを求め（ステップ１０９）、この変動量計算結果Ｓａに応じてＥＳＰＲＩＴ法による遅延波解析を、再び、行う（ステップ３０２）。その後、ステップ３０３〜ステップ３０４の処理が行われ、上述と同様に、正確な、遅延波情報１１２が得られる。
【００４８】
次に、等化器１０５は、デジタルＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分と遅延波情報１１２とに基づいてデータ信号を等化処理し等化データを出力する。例えば、３波の多重波として受信波♯１〜♯３が到来したとき、デジタルＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分としては、受信波♯１〜♯３の各々におけるデータ信号のデータ部分１３を含むことになる。ここで、延分析回路１１３からの遅延波情報１１２として、上述の如く、受信波♯１〜♯３の各々の遅延時間が得られる。すなわち、遅延波情報１１２としては、受信波♯１に対する受信波♯２の遅延時間ｔ１（図３（ａ）参照）と、受信波♯１に対する受信波♯３の遅延時間ｔ２（図３（ａ）参照）とが得られる。
【００４９】
ここで、等化器１０５では、まず、デジタルＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分を、高速フーリエ変換など、一般的なＯＦＤＭの等化器並びに復調器でもちられる手段により、サブキャリア毎の信号に分離する。この信号を、Ａ１、Ａ２、Ａ３、…Ａｎとする。さらに、各サブキャリアの周波数をｆ１、ｆ２、ｆ３、…ｆｎとする。また、上述の手法により求めたの受信波（遅延波）♯１、♯２、♯３の受信電力強度（強度）をＭ１、Ｍ２、Ｍ３とし、受信波♯１、♯２、♯３の遅延時間をｔａ１、ｔａ２、ｔａ３とする。
【００５０】
次に、等化器１０５は、分離されたサブキャリア毎の信号に数式１に示す演算を行い、等化された信号Ａ１’、Ａ２’、Ａ３’、…Ａｎ’を生成する。
【００５１】
【数１】
Ａｉ’＝Ａｉ／［Ｍ１・ｅｘｐ（２πｆ１・ｔａ１）
＋Ｍ２・ｅｘｐ（２πｆ２・ｔａ２）
＋Ｍ３・ｅｘｐ（２πｆ３・ｔａ３）］
ただし、ｉ＝１、２、３、…ｎとする。
【００５２】
この演算処理により、受信波♯１、♯２、♯３の各々におけるサブキャリア毎の信号は、時間的に一致するように配列され、伝送路の遅延波の影響を補正する、すなわち、等化を行うことができる。なお、上述の例では、受信波の数としては３つの例で示しているが、３つ以上の受信波があっても同様の演算で処理可能である。
【００５３】
次に、データ復調器１０６は、等化器１０５からの等化データをＯＦＤＭ復調処理して復調信号１０７を出力する。なお、復調信号１０７は、例えば、ＱＰＳＫ変調、１６ＱＡＭ変調、若しくは６４ＱＡＭ変調等の各種変調方式のうちいずれか１つの変調方式で変調されたもので、その変調方式は既知信号１０の一部に示されている。そこで、データ復調器１０６によって既知信号１０の一部に示された変調方式が識別され、この識別された変調方式に対応して復調信号１０７の復調を行うことになる。
【００５４】
以下、本実施形態の特徴を述べる。先ず、上述の如く、遅延分析回路１１３を採用して、遅延波分析を行うため、容易に、遅延波情報１１２を得ることができる。即ち、通信装置は、各々、異なる遅延時間で受信波が到来し、その受信波の遅延時間が既知信号のガードインタバルの時間Ｔｇｐより長いときであっても、遅延波情報（受信波の遅延情報）１１１として、各受信波の各々における遅延時間、受信電力を求めることができる。遅延分析回路１１３による遅延波分析としては、ＯＦＤＭ信号の一部である既知信号のデータ部分１１を用いているため、遅延波分析のためにＯＦＤＭ信号のデータ構造を変更することはない。また、各々異なる遅延時間で遅延波が到来したとき、上述の如く、遅延分析演算回路１１０によって、同期タイミングを、必ず、最初に到来した受信波により設定するとともにこの同期タイミングに応じて復調信号Ｓｒを求め、その復調信号Ｓｒに応じて遅延波分析を行うので、遅延波分析としては、高精度に行うことができる。
【００５５】
さらに、等化器１０５によって遅延波情報１１２に基づいて等化データが求められ、データ復調器１０６としては、等化データに基づいて復調データを求めるため、復調データとしては高精度なデータを求めることができる。
【００５６】
また、上記実施形態では、ＯＦＤＭ信号としては、ｎ個のサブキャリアが等間隔で周波数軸上に配置されている例について説明したが、これに限らず、ＯＦＤＭ信号としてキャリアホールが存在する場合があり、キャリアホールが存在するときの遅延分析回路１１３の処理について図８により説明する。
【００５７】
先ず、ｎ個のサブキャリアの周波数間隔において、ある２つのサブキャリの周波数間隔を除く各周波数間隔が、各々、等しくなっているとき、ある２つのサブキャリアの間の部分をキャリアホールという。図８（ａ）、図８（ｂ）に示す例では、周波数軸上において、ｎ個のサブキャリアの配列のうち中央部にキャリアホールが存在する例について示す。すなわち、ｎ個のサブキャリアの周波数間隔において、上記中央部を挟むように配置された両サブキャリアの周波数間隔以外の各周波数間隔は、各々、等しくなっており、上記両サブキャリアの周波数間隔は、その周波数間隔以外の各周波数間隔の二倍になっている。つまり、変調周波数帯において、ｎ個のサブキャリアの配列のうち中央部のサブキャリアに信号を載せないようにしてある。
【００５８】
ここで、遅延分析回路１１３の遅延分析としては、周波数軸上にて等間隔で配置された各サブキャリアによる変動量計算結果Ｓａを用いることが望ましい。そこで、遅延分析回路１１３では、キャリアホールが存在するとき、サブキャリア（１…ｎ）の変動量計算結果Ｓａに応じてキャリアホールに相当する部分の変動量計算結果Ｓａを推定する。具体的には、キャリアホールに隣接する両サブキャリアの振幅変動量を用いて、図８（ａ）に示すように、例えば、直線補間により、キャリアホールに相当する部分の振幅変動量を求め、キャリアホールに隣接する両サブキャリアの位相変動量を用いて、図８（ｂ）に示すように、例えば、直線補間により、キャリアホールに相当する部分の位相変動量を求める。これにより、キャリアホールが存在するときであっても、周波数軸上にて等間隔で配置された各サブキャリアによる変動量計算結果Ｓａを求めることができる。
【００５９】
また、キャリアホールが存在するとき、上述の如く、キャリアホールに相当する部分の変動量計算結果Ｓａを推定するのではなく、ｎ個のサブキャリアのうちキャリアホールより周波数の低い側の各サブキャリアにおける変動量計算結果Ｓａを求めるとともに、ｎ個のサブキャリアのうちキャリアホールより周波数の高い側の各サブキャリアにおける変動量計算結果Ｓａを求めてもよい。
【００６０】
また、第１実施形態における遅延分析回路１１３のシュミレーションを行ったところ、以下のような事が分かった。本シュミレーションでは、図９（ａ）に示すように、直接波、遅延波１、遅延波２、及び遅延波３が、多重波として受信されるようにした。実験を行った無線通信伝送路（仮定した伝送路）としては、直接波の遅延時間は５０ｎｓ、遅延波１の遅延時間は２００ｎｓ、遅延波２の遅延時間は５００ｎｓ、遅延波３の遅延時間は９００ｎｓ、直接波の電力減衰量は０ｄＢ、遅延波１の電力減衰量は−３ｄＢ、遅延波２の電力減衰量は−６ｄＢ、遅延波３の電力減衰量は−１０ｄＢとなるように設定した。そして、実験分析結果において、図９（ｂ）に示すように、直接波、遅延波１、遅延波２及び遅延波３としては、遅延時間と電力減衰量（受信電力値）とともに正確な値を得ることができることが分かった。
【００６１】
なお、上記第１実施形態では、遅延波解析方法としては、ＥＳＰＲＩＴ法を採用した例について説明したが、これに限らず、ＭＵＳＩＣ法（アレーアンテナによる適応信号処理：菊間信良著：科学技術出版、参照）を適用してもよい。
【００６２】
（第２実施形態）
第２実施形態では、上記第１実施形態にて述べた変動量計算結果Ｓａを用いてガードインタバル長（時間）を最適化して、そのＯＦＤＭ信号を送信する例について説明する。本第２実施形態では、図１０に示すＯＦＤＭ信号のデータ構造が、図３に示すデータ構造に代えて、採用されている。図１０に示すＯＦＤＭ信号では、図３に示すデータ構造に、ヘッダ１３が追加され、ヘッダ１３は、既知信号１０とデータ１信号１１との間に配置されている。ヘッダ１３は、ヘッダのガードインターバル１３ａがヘッダのデータ部分の先頭側に配置されている。その他の構成は、図３に示すデータ構造と同様である。なお、図１０では、図３にて省略されたデータ２信号１１を示す。
【００６３】
第２実施形態の通信装置は、図１１に示すように、図１に示す構成に加えて、データ変調回路１２２、合成フレーム生成回路１２３、デジタル−アナログ変換器１２４、送信機１２５、既知情報生成回路１２６、及び制御回路１２７が採用されている。データ変調回路１２２は、制御回路１２７の制御によって、送信データ１２１のＯＦＤＭ変調処理を行う。
【００６４】
すなわち、データ変調回路１２２は、ヘッダ１３に加えて、データ１信号１１、データ２信号１２等のデータ信号を生成する。データ１信号１１は、データ２信号１２とともに、送信データ１２１のＯＦＤＭ変調されたものである。データ１信号のガードインタバル１１ａは、データ１信号のデータ部分１１ｂの一部を複写され、データ２信号のガードインタバル１２ａは、データ２信号のデータ部分１２ｂの一部を複写されている。ヘッダのデータ部分１３ｂは、データ信号のガードインタバルの時間Ｔｇｄに関するデータを含む。ヘッダのガードインタバル１３ａは、ヘッダのデータ部分１３ｂの一部が複写されたものである。ここで、ガードインタバル１１ａ、１２ａ等の時間Ｔｇｄは、ヘッダのガードインタバルの時間Ｔｇｈ及び既知信号のガードインタバルの時間Ｔｇｐとともに、制御回路１２７の制御によって設定される。
【００６５】
既知情報生成回路１２６は、既知信号１０を生成し、合成フレーム回路１２３は、既知情報生成回路１２６からの既知信号１０と、データ変調回路１２２からのヘッダ１３及びデータ信号（データ１信号１１、データ２信号１２）と組み合わせてフレーム生成する。これにより、図１０に示すＯＦＤＭ信号のデータ構造が得られる。また、デジタル−アナログ変換器１２４は、既知情報生成回路１２６からのＯＦＤＭ信号をデジタル−アナログ変換しアナログのＯＦＤＭ信号を出力する。送信機１２５は、アナログのＯＦＤＭ信号をＲＦ帯ＯＦＤＭ信号に変換してアンテナから送信させる。
【００６６】
次に、第２実施形態の作動の概略について図１３によって説明する。以下、第２実施形態の通信装置が適用された無線局Ａ、Ｂを採用した例につき述べる。なお、無線局Ａ、Ｂは、それぞれ、同一の構成を有する。
【００６７】
先ず、無線局Ａは、既知信号のガードインタバルの時間Ｔｇｐ、ヘッダのガードインタバル１３ａの時間Ｔｇｈ、及びデータ信号のガードインタバル時間Ｔｇｄを、各々、時間Ｔｇｍａｘに設定したＯＦＤＭ信号を送信する（Ｔｇｐ＝Ｔｇｈ＝Ｔｇｄ＝Ｔｇｍａｘ）。時間Ｔｇｍａｘは、無線通信環境において予め想定される最大遅延時間以上に設定されている。但し、ヘッダ１３のデータ部分には、データ信号のガードインタバルの時間Ｔｇｄ（＝Ｔｇｍａｘ）に関するデータが含まれている。
【００６８】
次に、無線局Ｂは、無線局Ａから送信されたＯＦＤＭ信号の既知信号により遅延分析してデータ信号のガードインタバル時間Ｔｇｄの最適ガードインタバル時間Ｔｇｎを求める。これに伴い、データ信号のガードインタバルを最適時間Ｔｇｄに設定するとともに（Ｔｇｎ＝Ｔｇｄ）、既知信号のガードインタバルの時間Ｔｇｐ及びヘッダのガードインタバル１３ａの時間Ｔｇｈを時間Ｔｇｍａｘに設定したＯＦＤＭ信号を送信する（Ｔｇｐ＝Ｔｇｈ＝Ｔｇｍａｘ）。但し、ヘッダ１３のデータ部分には、データ信号のガードインタバルの時間Ｔｇｄ（＝最適時間Ｔｇｎ）に関するデータが含まれている。
【００６９】
次に、無線局Ａは、無線局Ｂから送信されたＯＦＤＭ信号の既知信号により遅延分析してデータ信号のガードインタバル時間Ｔｇｄの最適ガードインタバル時間Ｔｇｎを求める。これに伴い、データ信号のガードインタバルを最適時間Ｔｇｄに設定するとともに（Ｔｇｎ＝Ｔｇｄ）、既知信号のガードインタバルの時間Ｔｇｐ及びヘッダのガードインタバル１３ａの時間Ｔｇｈを時間Ｔｇｍａｘに設定したＯＦＤＭ信号を送信する（Ｔｇｐ＝Ｔｇｈ＝Ｔｇｍａｘ）。但し、ヘッダ１３のデータ部分には、データ信号のガードインタバルの時間Ｔｇｄ（＝最適時間Ｔｇｎ）に関するデータが含まれている。
【００７０】
以下、無線局Ａ、無線局Ｂのうち無線局Ａを一例にとって具体的な作動について説明する。先ず、既知情報生成回路１２６は、制御回路１２７に制御されて、既知信号のガードインタバルの時間Ｔｇｐを時間Ｔｇｍａｘに設定し、その設定された時間Ｔｇｐ（＝Ｔｇｍａｘ）のガードインターバル１０ｂを生成し、このガードインターバル１０ｂを有する既知信号１０を合成フレーム回路１２３に出力する。
【００７１】
次に、データ変調回路１２２は、制御回路１２７によって制御されて、データ１信号１１、データ２信号１２等のデータ信号のガードインタバル時間Ｔｇｄを時間Ｔｇｍａｘに設定し、その時間Ｔｇｄ（＝Ｔｇｍａｘ）のガードインタバルを有するデータ信号（データ１信号１１、データ２信号１２…）を生成する。これとともに、データ変調回路１２２は、制御回路１２７によって制御されて、ヘッダのガードインタバル１３ａの時間Ｔｇｈを時間Ｔｇｍａｘに設定し、その時間Ｔｇｈ（＝Ｔｇｍａｘ）のガードインタバルを有するヘッダ１３を生成する。
【００７２】
次に、合成フレーム回路１２３は、データ変調回路１２２からのヘッダ１３とデータ信号（データ１信号１１、データ２信号１２…）と、既知情報生成回路１２６からの既知信号１０とに基づいてフレーム合成して、デジタルＯＦＤＭ信号を出力する。デジタル−アナログ変換器１２４は、デジタルＯＦＤＭ信号をアナログのＯＦＤＭ信号を変換し、送信機１２５は、アナログのＯＦＤＭ信号をＲＦ帯ＯＦＤＭ信号に変換しアンテナから電波を媒体として送信させる。
【００７３】
次に、受信機１０１は、無線局Ｂから送信されたＯＦＤＭ信号を電波を媒体として受信し、この受信ＯＦＤＭ信号は、上記第１実施形態と実質的に同様に処理される。但し、既知信号／データ分離回路１０４は、デジタルＯＦＤＭ信号のうち既知信号側部分（上記第１実施形態で述べた）を既知信号バッファ１０４ｂを通して遅延分析回路１１３に出力し、デジタルＯＦＤＭ信号のうちデータ信号側部分をデータバッファ１０４ａを通して等化器１０５に出力する。ここで、第２実施形態のデータ信号側部分としては、デジタルＯＦＤＭ信号のうちヘッダ１３の先頭を基準にして後側を示し、既知信号側部分としては、デジタルＯＦＤＭ信号のうちヘッダ１３の先頭を基準にして先頭側を示す。
【００７４】
次に、等化器１０５は、デジタルＯＦＤＭ信号のうちデータ信号側部分に応じて、上記第１実施形態と実質的に同様に、ヘッダ１３とデータ信号（データ１信号１１、データ２信号１２…）との等化データを求め、データ復調回路は、ヘッダのデータ部分１３ｂを復調してデータ信号のガードインタバルの時間Ｔｇｄを求め、このガードインタバルの時間Ｔｇｄに基づいてデータ信号のうち、データ部分を分離してＯＦＤＭ復調して復調データを求める。
【００７５】
次に、遅延分析回路１１３は、上記第１実施形態と同様に、遅延波解析処理して遅延波情報１１２を求め、制御回路１２７は、遅延波情報１１２に基づいてデータ信号（データ１信号１１、データ２信号１２…）のガードインタバルの時間Ｔｇｄを設定する。ガードインタバルの時間Ｔｇｄとしては、図１３に示すように、時間Ｔｇ１、Ｔｇ２、…、Ｔｇｎ、…Ｔｇｍａｘ（Ｔｇ１＜Ｔｇ２＜、…、＜Ｔｇｎ＜、…Ｔｇｍａｘ）のうち適正時間Ｔｇｎとして選択され、この選択されたガードインタバルの時間Ｔｇｄ（＝Ｔｇｎ）は、図１２に示すように、遅延波情報１１２にて得られた各受信波♯１〜♯３の遅延時間よりも長い時間になっている。
【００７６】
次に、データ変調回路１２２は、制御回路１２７に制御されて、適正時間Ｔｇｎ（＝Ｔｇｄ）であるガードインタバルを有するデータ信号（データ１信号１１、データ２信号１２…）を生成する。また、データ変調回路１２２は、制御回路１２７によって制御されて、ガードインタバル１３ａの時間Ｔｇｈを時間Ｔｇｍａｘに設定したヘッダ１３を生成する。ここで、ヘッダ１３には、データ信号のガードインタバルの時間Ｔｇｄ（＝Ｔｇｎ）に関するデータが含まれている。これに伴い、既知情報生成回路１２６は、制御回路１２７に制御されて、ガードインタバルの時間Ｔｇｐを時間Ｔｇｍａｘに設定した既知信号１０を生成する。合成フレーム回路１２３は、ヘッダ１３とデータ信号と既知信号１０とに基づいてフレーム合成して、デジタルＯＦＤＭ信号を出力する。デジタル−アナログ変換器１２４は、デジタルＯＦＤＭ信号をアナログのＯＦＤＭ信号を変換し、送信機１２５は、アナログのＯＦＤＭ信号をＲＦ帯ＯＦＤＭ信号に変換しアンテナから送信させる。
【００７７】
以下、第２実施形態の特徴について説明する。
【００７８】
データ信号のガードインタバル時間Ｔｇｄとしては、上述の如く、遅延波情報１１２に応じて、各受信波♯１〜♯３の最大遅延時間よりも長い時間になるように設定される。このため、データ信号のガードインタバル時間Ｔｇｄを、無線通信環境において予め想定される最大遅延時間に比べて短くし得る。このため、送信データの伝送量を増大化できるため、伝送効率の高効率化が可能である。
【００７９】
さらに、既知信号のガードインタバルの時間Ｔｇｐとしては、無線通信環境において予め想定される最大遅延時間以上に設定されている。このため、ＯＦＤＭ信号が、既知信号のガードインタバル１０ａに比べて長い遅延時間にて受信されて、既知信号のデータ部分の復調が不可能といったことを未然に防ぐことができる。また、ヘッダのガードインタバルの時間Ｔｇｈにおいても、無線通信環境において予め想定される最大遅延時間以上に設定しているため、遅延時間が生じても、ヘッダのデータ部分１３ｂの復調が不能になるといったことを未然に防ぐことができる。
【００８０】
なお、上記第２実施形態では、遅延波情報１１２に応じて、データ信号（データ１信号、データ２信号…）のガードインタバルの時間Ｔｇｄ（＝Ｔｇｎ）を設定した例について説明したが、これに限らず、既知信号のガードインタバルの時間Ｔｇｐ、或いは、ヘッダのガードインタバルの時間Ｔｇｈを、遅延波情報１１２に応じて設定するようにしてもよい。
【００８１】
（第３実施形態）
上記第１、第２実施形態では、遅延波解析によって各受信波毎における遅延時間、及び受信電力を求める例について説明したが、これに限らず、本第３実施形態では、各受信波毎における遅延時間、及び受信電力に加えて、各受信波毎における到来方向を求めるようにした。この場合における構成を図１４に示す。
【００８２】
図１４に示す通信装置では、アンテナ１００、受信機１０１、アナログ−デジタル変換器１０２、同期回路１０３、既知信号／データ分離器１０４、既知信号バッファ１０４ｂ及び除算器１０９といった構成を、複数ｍセット有しているとともに、データベース１１２、到来方向／遅延量分析処理回路（以下、分析処理回路１３６という）、及びデータ復調回路１０６を備えている。ここで、図１４に示す符号において、図１、図２に示す同一符号のものは、同一のもの、或いは、実質的な同一のものを示す。ここで、ｍセットのアンテナ１００は、各々、同一特性を有し、アレイアンテナを構成する。ｍセットの除算器１０９は、各々、変動量計算結果ＳＡ１、ＳＡ２…ＳＡＭを求める。データベース１１２は、送信前の既知信号１０を示す既知信号情報Ｓｏを保持するもので、その既知信号情報をＳｏを、ｍセットの除算器１０９の各々に供給する。
【００８３】
このように構成された第３実施形態の通信装置では、分析処理回路１２６には、ｍセットの除算器１０９からの変動量計算結果ＳＡ１、ＳＡ２…ＳＡＭが入力されて、分析処理回路１２６は、変動量計算結果ＳＡ１、ＳＡ２…ＳＡＭに基づいて遅延波分析をして到来方向／遅延波情報１３７を求める。この結果、到来方向／遅延波情報１３７として、受信波毎における受信電力、遅延時間、到来方向を求めることができる。当該遅延波分析としては、２Ｄ  Ｕｎｉｔａｒｙ  ＥＳＰＲＩＴ（電子通信情報学会：信学技報ＡＰ９７−７８参照）が採用されている。
【００８４】
ここで、データ復調回路１０６には、到来方向／遅延波情報１３７に加えて、ｍセットの既知信号／データ分離器１０４の各々からのデジタルＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分（上記第１実施形態で述べた）が入力される。データ復調回路１０６においては、ｍセットのＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分と到来方向／遅延波情報１３７とに基づいて各受信波のうち最大受信電力を有する受信波（遅延波）の到来方向を求め、この到来方向の受信波を選択的に取り出して復調処理を行う。従って、高精度な復調データ１０７を得ることができるため、伝送品質を向上し得る。
【００８５】
また、第３実施形態のデータ復調回路１０６では、上述の如く、最大受信電力を有する受信波（遅延波）の到来方向を求め、この到来方向の受信波を選択的に復調処理するのではなく、ｍセットのＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分と到来方向／遅延波情報１３７とに基づいて、各受信波のうち遅延時間が既知信号のガードインタバル１０ｂに比べて長い受信波を取り除いてＯＦＤＭ復調処理を行うようにしてもよい。これにより、高精度な復調データ１０７を得ることができるため、伝送品質を向上し得る。
【００８６】
ここで、第３実施形態では、ｍセットのアンテナ１００からなるアレイアンテナに対して、公知技術であるアダプィアンテナの技術を適用して、ｍセットのアンテナ１００の各々にて受信されたＯＦＤＭ信号の振幅と位相を最適制御してｍセットのアンテナ１００における所望の指向性を得るようにすれば、より、好適である。
【００８７】
（第４実施形態）
上記第３実施形態では、図１４に示す分析処理回路１２６が変動量計算結果ＳＡ１、ＳＡ２…ＳＡＭを用いて受信波毎における受信電力、遅延時間、到来方向を求める例につき説明したが、本第４実施形態では、ｍセットのアンテナ１００の各々で受信されたＯＦＤＭ信号を到来方向別に分離して、分離されたＯＦＤＭ信号に基づいて分離方向毎に遅延波情報を求めるようにした。この場合の構成を図１５に示す。
【００８８】
図１５に示す通信装置では、アンテナ１００、受信機１０１、アナログ−デジタル変換器１０２、同期回路１０３、既知信号／データ分離器１０４、既知信号バッファ１０４ｂ、及び遅延分析回路１１３といった構成を、ｍ（ｍ：複数）セット有しているとともに、ビームフォーマ１２８を備えている。なお、ビームフォーマ１２８としては、ＦＦＴ（高速フーリェ変換法）、或いは、ＭＵＳＩＣ法（アレーアンテナによる適応信号処理：菊間信良著：科学技術出版、参照）を採用してもよい。ここで、図１５に示す符号において、図１に示す同一符号のものは、同一物、或いは、実質的な同一物を示す。但し、ｍセットのアンテナ１００は、各々、同一の指向性を有する。ビームフォーマ１２８は、ｍセットのアナログ−デジタル変換器１０２と、ｍセットの同期回路１０３との間に接続されている。
【００８９】
このように構成された第４実施形態の通信装置では、ビームフォーマ１２８には、ｍセットのアナログ−デジタル変換器１０２の各々からのデジタルＯＦＤＭ信号が入力されて、ビームフォーマ１２８は、デジタルＯＦＤＭ信号を到来方向別に分離して分離ＯＦＤＭ信号を、対応する同期回路１０３に出力する。これにより、ｍセットの同期回路１０３は、各々、到来方向別の分離ＯＦＤＭ信号に応じて、上記第１実施形態と実質的に同様な処理をし、さらに、ｍセットの既知信号／データ分離器１０４、及びｍセットの遅延分析回路１１３は、そのセット毎に、上記第１実施形態と実質的に同様な処理を行う。また、ｍセットの遅延分析回路１１３は、各々、到来方向別（方向１、方向２、…方向ｍ）の遅延波情報を求める。
【００９０】
ここで、データ復調回路１０６には、ｍセットの到来方向別の遅延波情報と、ｍセットのＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分（上記第１実施形態で述べた）とが入力されて、データ復調回路１０６は、ｍセットのＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分とｍセットの到来方向別の遅延波情報とに基づいて各受信波のうち最大受信電力を有する受信波の到来方向を求め、この到来方向の受信波を選択的にＯＦＤＭ復調処理を行う。従って、上記第３実施形態と実質的に同様に、高精度な復調データ１０７を得ることができる。
【００９１】
また、このような処理に限らず、データ復調回路１０６において、到来方向別（方向１、方向２、…方向ｍ）の遅延波情報と、ｍセットのＯＦＤＭ信号のデータ信号側部分（既知信号／データ分離器１０４からの）とに基づいて、各受信波のうち遅延時間が既知信号のガードインタバル１０ｂに比べて長い受信波を取り除いてＯＦＤＭ復調処理を行うようにしてもよい。
【００９２】
また、ビームフォーマ１２８から出力されたＯＦＤＭ信号は、到来方向別に対応づけられるので、目的に別に、選択して復調できる。また、ビームフォーマ１２８によって、デジタルＯＦＤＭ信号を到来方向別に分離するため、遅延分析回路１１３において、到来方向を分析する処理が不必要になるため、上記第４実施形態に比べて、処理を簡素化し得る。
【００９３】
（第５実施形態）
上記第４実施形態では、デジタルＯＦＤＭ信号を到来方向別に分離するためにビームフォーマ１２８を採用した例について説明したが、本第５実施形態では、ｍセットのアンテナは、各々、異なる指向性を有して到来方向別に受信波を受信するようにした。この場合の構成を図１６に示す。
【００９４】
図１６に示す通信装置では、アンテナ１００、受信機１０１、アナログ−デジタル変換器１０２、同期回路１０３、既知信号／データ分離器１０４、既知信号バッファ１０４ｂ、及び遅延分析回路１１３といった構成を、ｍ（ｍ：複数）セット有するとともにデータ復調回路１０６を有している。ここで、図１６に示す符号において、図１に示す同一符号のものは、同一物、或いは、実質的な同一物を示す。
【００９５】
本第５実施形態では、ｍセットのアンテナ１００は、各々、異なる指向性を有するように配置されているので、ｍセットのアンテナ１００の各々には、その指向性に応じた到来方向の受信波が受信される。そして、受信機１０１、アナログ−デジタル変換器１０２、同期回路１０３、及び既知信号／データ分離器１０４、遅延分析回路１１３は、各々、上記第１実施形態と実質的に同様の作動を行う。その結果、遅延分析回路１１３は、各々、到来方向別（方向１、方向２…方向ｍ）の遅延情報を求める。データ復調回路１０６は、上記第４実施形態と同様の作動を行うため、上記第４実施形態と実質的に同様の効果が得られる。
【００９６】
また、ｍセットのアンテナ１００の各々に異なる指向性を持たせるため、アンテナ１００の構成が複雑になるものの、到来方向の分析処理が不要なため、全体としての処理（計算量）を減らし得る。
【００９７】
なお、上記各実施形態では、既知信号１０は、ｎ個のサブキャリアの全てに載せられており、サブキャリア（１…ｎ）毎における位相と振幅との変動量（変動量計算結果Ｓａ）を求め、各変動量に応じて遅延波情報を求める例について説明したが、これに限らず、既知信号１０が、ｎ個のサブキャリアのうち２つ以上のｋ個のサブキャリアに載せられており、ｋ個のサブキャリアの各々における位相と振幅との変動量（変動量計算結果Ｓａ）を求め、各変動量に応じて遅延波情報を求めるようにしてもよい。
【００９８】
さらに、本発明の実施にあたり、通信方式としては、マルチキャリア方式であれば、直交マルチキャリア方式以外のものを適用してもよい。
【００９９】
さらに、本発明の実施にあたり、直交マルチキャリア方式（若しくは、マルチキャリア方式）の通信装置としては、室外に限らず、室内で適用するようにしてもよい。例えば、本発明の通信装置を、電波反射物が多く存在する室内の通信環境に適用すれば、良好な通信を得られる。
【０１００】
また、本発明の実施にあたり、直交マルチキャリア方式（若しくは、マルチキャリア方式）の通信装置としては、例えば、地上デジタル放送、路上放送、携帯電話、無線ＬＡＮ等の各種通信システムに採用してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る直交マルチキャリア方式の通信装置の回路構成をブロック図である
【図２】図１に示す遅延分析回路の回路構成を示すブロック図である。
【図３】（ａ）は、ＯＦＤＭ信号のデータ構造と遅延波を説明するため図、（ｂ）、（ｃ）は、遅延波を説明するためのタイミングチャートである。
【図４】（ａ）は、図１に示す同期回路の構成を示すブロック図、（ｂ）は、マッチドフィルタの出力を示すタイミングチャートである。
【図５】上記第１実施形態の作動の一部を示すフローチャートである。
【図６】同期タイミングを説明するための図である。
【図７】（ａ）は、復調信号におけるｎ個のサブキャリアの振幅を示す図、（ｂ）は、復調信号におけるｎ個のサブキャリアの位相を示す図、（ｃ）は、既知信号におけるｎ個のサブキャリアの振幅を示す図、（ｄ）は、復調信号におけるｎ個のサブキャリアの振幅を示す図、（ｅ）は、変動量計算結果におけるｎ個のサブキャリアの振幅を示す図、（ｆ）は、変動量計算結果におけるｎ個のサブキャリアの振幅を示す図である。
【図８】キャリアホールが存在するときの変動量計算結果を説明するための図である。
【図９】遅延波分析のシュミレーションを説明するための図である。
【図１０】本発明の第２実施形態に係るデータ構造を示す図である。
【図１１】上記第２実施形態の通信装置の回路構成を示すブロック図である。
【図１２】最適なガードインタバルの時間の選択を説明するための図である。
【図１３】上記第２実施形態の作動を説明するための図である。
【図１４】本発明の第３実施形態に係る通信装置の回路構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明の第４実施形態に係る通信装置の回路構成を示すブロック図である。
【図１６】本発明の第５実施形態に係る通信装置の回路構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０８…既知信号復調回路、１０９…除算器、１１３…遅延波分析回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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