(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
バースト伝送された光信号を受信し、受信光信号の波形再生（Regenerating）と波形修正（Reshaping）を行う光信号受信部と、
前記光信号受信部からの出力信号をクロックのタイミングで多相サンプリングして、前記受信光信号の立ち上がり及び立ち下がりの変化点を検出し、あるいは前記受信光信号の立ち上がり又は立ち下がり変化点を検出し、該検出される変化点に基づき識別位相を決定し、該決定された識別位相のタイミングで前記受信光信号を識別出力するビット同期部とを有し、
前記光信号受信部は、受信光信号強度を検出する振幅検出部を備え、
前記ビット同期部は、該振幅検出部により検出される受信光信号強度に対応して前記識別位相のタイミングを選択する位相選択部を備えたことを特徴とする光受信器。
【請求項２】
受信光信号を電気信号に変換する光電気変換部と、
該電気信号を増幅するプリアンプと、
該プリアンプの出力信号の振幅強度を検出する振幅検出部と、
該プリアンプの出力信号を増幅するとともに識別しきい値を設定し、振幅方向の識別を行うメインアンプと、
該メインアンプの出力信号を複数に分岐し、それぞれに異なった遅延を加えた後、同一の外部入力クロックを用いて入力信号を識別する多相サンプリング部と、
該多相サンプリング部の出力信号から、信号の立ち上がり変化点及び立ち下がり変化点を検出し、あるいは信号の立ち上がり変化点又は立ち下がり変化点を検出する変化点検出部と、
該変化点検出部による変化点検出結果と前記振幅検出部の検出した値に応じて信号の識別位相を決定する制御信号を出力する選択位相制御部と、
該選択位相制御部の制御信号に応じた位相で識別された信号を出力する選択信号出力部とを有し、
該選択位相制御部は、前記振幅検出部により検出される受信信号強度に応じて選択信号出力部から出力される信号を決定する制御信号を生成すること特徴とする光受信器。
【請求項３】
受信光信号を電気信号に変換する光電気変換部と、
該電気信号を増幅するプリアンプと、
該プリアンプの出力信号の振幅強度を検出する振幅検出部と、
該プリアンプの出力信号を増幅するとともに識別しきい値を設定し、振幅方向の識別を行うメインアンプと、
該メインアンプの出力信号を複数に分岐し、それぞれを異なった位相の複数の外部入力クロックを用いて識別する多相サンプリング部と、
該多相サンプリング部の出力信号から、信号の立ち上がり変化点及び立ち下がり変化点を検出し、あるいは信号の立ち上がり変化点又は立ち下がり変化点を検出する変化点検出部と、
該変化点検出部による変化点検出結果と前記振幅検出部の検出した値に応じて信号の識別位相を決定する制御信号を出力する選択位相制御部と、
該選択位相制御部の制御信号に応じた位相で識別された信号を出力する選択信号出力部とを有し、
該選択位相制御部は、前記振幅検出部により検出される受信信号強度に応じて選択信号出力部から出力される信号を決定する制御信号を生成すること特徴とする光受信器。
【請求項４】
請求項３において、
前記それぞれの異なった位相の外部入力クロックは、外部から入力されるN倍(Nは整数)の高速クロックを分周して生成した多相クロックであることを特徴とする光受信器。
【請求項５】
請求項1において、
受信光信号振幅と前記ビット同期部の入力信号パルス幅との相関を予め記憶させたメモリ部を備え、前記振幅検出部で検出される受信信号強度と該メモリ部に記憶された値を比較して前記ビット同期部の識別位相を制御すること特徴とする光受信器。
【請求項６】
請求項5において、
さらに、周囲温度の検出部を有し、
前記メモリ部は更に複数の周囲温度における受信信号強度とビット同期部の入力信号パルス幅との相関を予め前記メモリ部に記憶させ、
前記周囲温度の検出部で検出される周囲温度と受信信号強度から前記メモリ部に記憶された相関を読み出し、該相関に基づきビット同期部の識別位相を制御すること特徴とする光受信器。
【請求項７】
請求項２乃至４のいずれかにおいて、
受信光信号振幅と前記メインアンプ出力の信号パルス幅との相関を予め記憶させたメモリ部を備え、前記振幅検出部で検出される受信信号振幅と該メモリ部に記憶された値を比較して前記選択位相制御部の制御信号を決定する識別位相を制御すること特徴とする光受信器。
【請求項８】
請求項７において、
さらに、周囲温度の検出部を有し、
前記メモリ部は更に複数の周囲温度における受信信号強度とメインアンプ出力の信号パルス幅との相関を予め記憶し、
前記周囲温度の検出部で検出される周囲温度と受信信号強度から前記メモリ部に記憶された相関を読み出し、該相関に基づき前記選択位相制御部の制御信号が決定する識別位相を制御することを特徴とする光受信器。
【請求項９】
請求項1乃至８のいずれかにおいて、
前記検出される立ち上がりおよび立ち下がり変化点の間に複数のサンプリングを行い、該複数のサンプリングされた位相の平均値から前記ビット同期部の識別位相を制御すること特徴とする光受信器。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、光通信システムに適用される光受信器に関する。特にＡＴＭ−ＰＯＮ方式光加入者システムのような、バースト伝送の行われるシステムに適用される光受信器に関する。
背景技術
従来のバースト伝送に対応する光受信器の構成例を図１に示す。この構成例における２Ｒ部１は１９９６年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会Ｂ−１０３４に記載されたものである。
ビット同期部２は、１９９６年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会Ｂ−８４４に記載されたものである。
上記２Ｒ部１は、受信光に対し、波形再生（Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ）と波形修正（Ｒｅｓｈａｐｉｎｇ）を行う機能を有する光信号受信部であり、受信した光信号をフォトダイオード１０およびプリアンプ１１で電圧信号に変換する。ＡＴＣ回路１２で振幅方向の識別を行って二値信号を出力する。
ＡＴＣ回路１２は、自動しきい値制御機能を有し、受信信号の真中にしきい値を設定して”１”および”０”レベルを識別、検出するものである。リセット回路１３は、ＡＴＣ回路１２の設定しきい値をリセットする回路である。
ビット同期部２はこの２Ｒ部１の出力信号を入力とし、外部から入力されるシステムクロックＣＬＫで多位相のタイミングでサンプリングする。さらに、その多位相のサンプリング結果をもとに入力データの両側の立ち上がりおよび立ち下がり変化点（エッジ）検出を行い、その中央の位相をデータサンプリングの最適位相として選択して出力する機能を有する。
すなわち、２Ｒ部１の出力を複数のタイミング調整回路２００〜２０ｎに共通に入力する。さらに、タイミング調整回路２００〜２０ｎの出力は対応するフリップフロップ回路２１０〜２１ｎに入力される。ここで、外部クロックＣＬＫのタイミングにより２Ｒ部１の出力データを多位相でフリップフロップ回路２１０〜２１ｎの入力がラッチされる。
フリップフロップ回路２１０〜２１ｎの出力は対応するシフトレジスタ２２０〜２２ｎに入力されるとともに、エッジ検出回路２０に入力される。
エッジ検出回路２０は、フリップフロップ回路２１０〜２１ｎの出力から、入力信号の変化点即ち、２Ｒ部１の出力の立ち上がりおよび立ち下がりエッジを検出する。
したがって、位相選択回路２１は、立ち上がり立ち下がりエッジの検出結果を基に、その中心位相のタイミングでラッチされたデータに対応するシフトレジスタからの出力を選択する様にセレクタ２２を制御する。
ここで、上記の構成においては、２Ｒ部１から出力される信号は、回路の非線型動作や、ＡＴＣ回路１２による識別しきい値設定誤差などのため、パルス幅が変動した状態になりやすい。
また、２Ｒ部１に入力される、送信側から送られる光信号データのパルス幅自体が、送信側レーザーの特性に起因するなどの理由により既に変動している場合もある。したがって、ビット同期部２は、かかる入力データのパルス幅劣化に対応できることが必要である。
このため、上記図１に示した従来構成例では、データの両側のエッジ即ち、データの立ち上がりおよび立ち下がりを検出し、その中心位相を識別位相とすることで、パルス幅が劣化しても対応できるようにしている。
しかしながら、パルス幅劣化耐力という観点からは、この両側エッジを検出する方式にも限界がある。
例えば、データ幅変動によりＮＲＺ信号のデータがデューティ１７０％の”０１００”というパターンで入力された場合と、デューティ７０％の”０１１０”というパターンで入力された場合を考えてみると、従来の光受信器の構成における問題を説明している図２に示されるように区別がつかなくなる。
すなわち、図２（ａ）、（ｂ）に示すように、それぞれデューティ１００％で”０１００”、”０１１０”を受信する場合に対し、これらが図２（ｃ）、（ｄ）に示すようにデューティが１７０％、７０％にデータ幅に劣化した場合を考える。この場合、ＮＲＺ信号の信号パターンは共通になる。
エッジ検出回路２０でのエッジ検出の結果、位相φ２，φ３に立ち上がりタイミングがあり、位相φ１５，φ１６に立ち下がりタイミングがある。
したがって、これらの中央位置にある位相φ９のタイミング位置を各ビットのサンプリング位置と決定する。その結果、（ｄ）に示す場合、３ビット目では”０”と識別されてしまい、誤りが生じることになる。
この様な不都合を回避するために、かかる従来構成では、ビット同期部２に入力される信号のパルス幅許容値を５０〜１５０％の範囲に制限することで対応していた。
発明の開示
したがって、本発明の目的は、ＡＴＭ−ＰＯＮ方式光加入者システムのような、バースト伝送の行われるシステムに適用され、入力信号パルス幅変動許容値を拡大する光受信器を提供することにある。
基本的特徴として、本発明の目的を達成する光受信器は、バースト伝送された光信号を受信し、受信光信号の波形再生（Ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｎｇ）と波形修正（Ｒｅｓｈａｐｉｎｇ）を行う光信号受信部と、
外部から入力されるクロックを用いて前記光信号受信部からの出力信号の立ち上がりおよび又は立ち下がり変化点を検出し、前記検出される変化点に基づき識別位相を決定し、前記決定された識別位相のタイミングで前記受信光信号を識別出力するビット同期部とを有し、
前記光信号受信部は、受信光信号強度を検出する振幅検出部を備え、
前記ビット同期部は、前記振幅検出部により検出される受信光信号強度に対応して前記識別位相のタイミングを選択する位相選択部を備える。
そして、好ましい一の態様として、受信光信号を電気信号に変換する光電気変換部と、前記電気信号を増幅するプリアンプと、
前記プリアンプの出力信号の振幅強度を検出する振幅検出部と、
前記プリアンプの出力信号を増幅するとともに識別しきい値を設定し、振幅方向の識別を行うメインアンプと、
前記メインアンプの出力信号を複数に分岐し、それぞれに異なった遅延を加えた後、同一の外部入力クロックを用いて入力信号を識別する多相サンプリング部と、
前記多相サンプリング部の出力信号から、信号の立ち上がり変化点および又は立ち下がり変化点を検出する変化点検出部と、
前記変化点検出部による変化点検出結果と前記振幅検出部の検出した値に応じて信号の識別位相を決定する制御信号を出力する選択位相制御部と、
前記選択位相制御部の制御信号に応じた識別位相で信号を出力する選択信号出力部とを有し、
前記選択位相制御部は、前記振幅検出部により検出される受信信号強度に応じて選択信号出力部から出力される信号の識別位相を決定する制御信号を生成すること特徴とする。
本発明の更なる特徴は、以下の図面を参照して説明される発明の実施の形態から明らかになる。
発明を実施するための最良の形態
以下図面に従い本発明の実施の形態を説明する。なお、図において、同一又は、類似のものには同一の参照番号又は、参照記号を付して説明する。
図３は、本発明の光受信器の一構成例ブロック図である。図１の構成と同様に、２Ｒ部１において、受信光信号は、フォトダイオード１０により電気信号（電流）に変換される。変換された電流信号は、プリアンプ１１において、電圧信号に変換され、所定電位まで増幅される。
プリアンプ１１の出力は、等化増幅部１４に導かれる。等化増幅部１４は、入力信号をその振幅方向で識別を行い、所定の振幅（リタイミング部が識別可能な振幅値）の電圧信号として出力する。
２Ｒ部１において、更に本発明の特徴として振幅検出部１５を有し、受信信号の強度を検出する。
一方、等化増幅部１４の出力は、ビット同期部２に入力される。
ビット同期部２の構成は、一例として図１に示した従来構成と同様である。したがって、等化増幅部１４の出力は、図１におけるタイミング調整回路２００〜２０ｎ及びラッチ回路２１０〜２１ｎにより構成されるデータサンプリング部２３に入力する。
データサンプリング部２３において、多相（多点）でサンプリングが行われ、変化点検出部２０によりデータの立ち上がり、立ち下がり変化点を検出する。
位相選択部２１は、本発明により変化点検出部２０と振幅検出部１５の情報に従い位相を選択する。データ選択出力部２４は、図１の構成におけるシフトレジスタ２２０〜２２ｎ及びセレクタ２２により構成され、位相選択部２１の出力に従って選択されたデータを出力する。
ここで、２Ｒ部１の出力波形パルス幅劣化の要因としては、相手側送信部に起因するもの（即ち、受信する信号のパルス幅が既に劣化している場合）と、２Ｒ部１に起因するものがある。
送信部におけるパルス幅変動は、送信部のパルスマスク規格で規定されている。例えば、ＡＴＭ−ＰＯＭシステムの場合、ＩＴＵ−Ｔ勧告Ｇ９８３．１では送信部パルス幅変動許容幅を±１５％と規定している。２Ｒ部１では入力信号が小さく、プリアンプ１１が線形増幅できる範囲内では、パルス幅は劣化しないが、入力信号が大きくなり、プリアンプ１１の非線型領域に入るとパルス幅歪みが生じる。
したがって、２Ｒ部１から出力される信号のパルス幅変動範囲としては、例えばパルス幅変動範囲とその原因を説明する図である図４に示す網掛け部分で示される領域である。すなわち、図４の横軸は光受信パワーであり、縦軸が２Ｒ部１の出力波形パルス幅であり、パルス幅変動範囲は２Ｒ部単独で発生するパルス幅変動（一点鎖線で示す）と送信部でのパルス幅劣化（±Δ）の和になる。
本発明は、このような２Ｒ部１におけるパルス幅歪みは、入力信号パワーと相関があるということを利用するものである。
図３に戻り動作を説明すると、受信光信号は、フォトダイオード１０、プリアンプ１１及び等化増幅部１４によって電気信号に変換される。その際、振幅検出部１５では光入力信号の強度を検出する。
ビット同期部２のデータサンプリング部２３では、等化増幅部１４から出力された電気信号を図２に示す様に多相（実施例としてφ１〜φ２０）でサンプリングする。
変化点検出部２０では、データの立上り変化点（φ２−φ３間）及び立下り変化点（φ１５−φ１６間）を検出する。位相選択部２１では、上記したようにパルス幅歪みは入力信号パワーと相関（入力信号パワーが大きいとパルス幅が広がる傾向にある方向に劣化する）ので振幅検出部１５が検出した受信パワーが所定値Ｐ１以上であれば、”１”のビットのパルスが広がったものと判断する（図２（Ｃ），図４参照）。
この時、位相選択部２１は、（φ３＋φ１５）／２→φ９
の位相選択を行う。
一方、受信パワーがＰ１以下であれば、”１１”のビットを検出したものと判断し、１タイムスロットに相当する８個分のサンプリング位相をずらし、位相選択部２１は、
（φ３＋φ１５−φ８）／２→φ５
の位相選択を行う。  データ選択出力部２４では位相選択部２１の選択指示に従い、データを出力する。したがって、図２（ｄ）において、正しく”０１１０”をサンプリング検出することができる。
なお、上記図３の実施例において、１の外部クロックＣＬＫを用いることを説明した。しかし、多相タイミングを得る方法として相互に異なる位相の複数のクロックＣＬＫを用いること、あるいは１つの高速クロックをＮに分周して用いることも可能である。
また、信号のＳ／Ｎが悪いときには、位相選択を誤る恐れがあるため、位相選択部２１において、位相選択を一度のサンプリング結果に基づくものでなく、複数回のサンプリングを行い、信号の立ち上がりまたは立ち下がり変化点の平均値を求め、これに基づき識別位相を制御することも可能である。
図５は、図３の実施例に対応する本発明の具体的回路構成例である。ただし、光受信信号の立ち下がり又は立ち上がりの一方のみの変化点を検出してサンプリング位相を制御する点が異なる。
図５において、受信した光信号はフォトダイオード１０１で電流に変換され、プリアンプ１０２で電圧信号に変換される。アンプ１０３、ダイオード１０４、コンデンサ１０５で構成されるピーク検出回路は、プリアンプ１０２の出力振幅のピーク値を検出する。
アンプ１０８、コンデンサ１０９で構成されるＤＣフィードバックアンプ部は、信号の”０”のレベルを検出する。ピーク検出電圧と”０”レベル検出電圧の値を等しい値の抵抗１１０，１１１により１／２とし、信号振幅の半分になるようにアンプ１０６のしきい値電圧を設定する。
アンプ１０７は後置されるＤ−フリップフロップ（ＦＦ）１１７〜１２１で識別するのに必要な振幅になるように信号の増幅を行う。電圧比較器１１６は、ピーク検出回路の出力電圧（コンデンサ１０５の蓄積電位）と、基準電圧値（ＲＥＦ）を比較する。
したがって、図５において、上記ピーク検出回路と電圧比較器１１６により、図３の振幅検出部１５に対応する機能が実現される。ピーク検出部出力電圧が基準電圧（ＲＥＦ）よりも大きい場合には、ロジックレベル”１”の電圧を電圧比較器１１６が出力する。
一方、アンプ１０７の出力信号は、遅延量を伝送速度ｆ０の１／４に設定された、データサンプリング部２３の一部を構成する固定遅延素子１１２〜１１５により、４相の信号になる。
さらに、データサンプリング部２３の他の部分において、それぞれ対応するＤ−ＦＦ１１７〜１２１で、外部から入力されたクロックＣＬＫで識別される。
隣り合うＤ−ＦＦの出力ごとに排他的論理和回路（ＥＸ−ＯＲ）１２２〜１２５で排他的論理和をとると、出力の符号が違っている場合のみ”１”を出力する。さらに、その信号を識別した信号自身とＡＮＤゲート１２６〜１２９で論理和をとることで、入力信号の立ち上がり検出される。
なお、それぞれの対応するＤ−ＦＦ１１７〜１２１の出力が入力されるＡＮＤゲート１２６〜１２９の入力端にインバータを挿入することによって、ＡＮＤゲート１２６〜１２９の論理和出力で入力信号の立ち下がりを検出することが可能である。
ＡＮＤゲート１２６〜１２９の検出結果に従って、セレクタ１３４において、どのサンプリング位相の信号を選択して出力するかが決定される。なお、ＳＲ−ＦＦ１３０〜１３３によって、次にリセット信号が入力されるまで、各ＡＮＤゲート１２６〜１２９の出力が保持される。
セレクタ１３４は、ＡＮＤゲート１２６〜１２９の出力によって出力データを選択する。その際、さらに電圧比較器１１６の出力信号Ｐにより、選択出力を変化させる。
図５におけるセレクタ１３４が、図３との比較において、位相選択部２１及びデータ選択出力部２４に対応する。
上記図５に示す構成の様に、実際の適用において、送信側のパルス幅変動がほとんど生じないことが分かっているような場合、あるいは受信側のパルス幅変動特性が分かっていれば、立ち上がり又は立ち下がりの片側のみの変化点を検出することで最適点に近いサンプリング位相を選択できる。
変化点検出を片側のみにすることで、回路規模が縮小できるため、消費電力低減が可能となる。
図６は、図５の実施例回路におけるセレクタ１３４の選択出力データと制御信号Ｓ１〜Ｓ４及びＰの関係を示す表１である。表１において、電圧比較器１１６により基準値（ＲＥＦ）より小さい入力信号が入力される時は、制御信号Ｐが”０”となり、基準値（ＲＥＦ）より大きい入力の時は制御信号Ｐが”１”となる。そして、制御信号Ｓ１〜Ｓ４の組み合わせに対応じて出力データＤ１〜Ｄ４の出力が選択出力される。
この関係は、図７における位相関係からも理解できる。図７は、データ信号の立ち上がりを基準としてサンプリング位相がシフトされる例を示している。実施例として、データの立ち上がり位相（φ１−φ２）を基準に、小信号入力時（図７（ａ））はφ３の位相タイミングが、大信号入力時（図７（ｂ））は、更にシフトしたφ４の位相タイミングがサンプリングタイミングとして選択される。
図８は、本発明の他の実施例構成を示す図である。先に図３に示した実施例においては２Ｒ部１の出力パルス幅歪みとして、プリアンプ１１の非線形領域のみを考慮したが、等価増幅部１４を構成するアンプのオフセットや、温度特性などによりパルス幅変動が生じる場合がある。
図１の実施例構成との比較において、図８の構成はかかる点を考慮して２Ｒ部１に更に温度検出部１６，ビット同期部２にメモリ部２５を有している。
温度検出部１６は、周囲温度を検出し、メモリ部２５は、２Ｒ部１のパルス幅歪み量を周囲温度および受信光パワーの関数として記憶保持している。したがって、メモリ部２５は、温度検出部１６により検出される周囲温度及び振幅検出部１５により検出される受信光パワーの組み合わせに対応するパターンの制御信号Ｐをメモリ部２５から読み出す。
この読み出された制御信号Ｐに対応する出力データがデータ選択出力部２４から得られる。
産業上の利用可能性
以上説明した様に，本発明を用いれば光受信器において、ビット同期部２における入力信号パルス幅変動許容値を拡大することができる。その結果、２Ｒ部１の設計を容易にすることができるという効果の提供が可能である。
本発明を上記図面を参照してその実施例を説明した。しかし本発明はこれらの実施例に限定されるものではない。本発明の保護の範囲は、特許請求の範囲により定まり、且つ特許請求の範囲と均等の範囲にあるものも本発明の保護の範囲に含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
図１は、従来のバースト伝送に対応する光受信器の構成例を示す図である。
図２は、従来の光受信器の構成における問題を説明する図である。
図３は、本発明の光受信器の一構成例ブロック図である。
図４は、パルス幅変動範囲とその原因を説明する図である。
図５は、図３の実施例に対応する本発明の具体的回路構成例である。
図６は、図５の実施例回路におけるセレクタ１３４の選択出力データと制御信号Ｓ１〜Ｓ４及びＰの関係を示す表１である。
図７は、データ信号の立ち上がりを基準としてサンプリング位相がシフトされる例を示している。
図８は、本発明の他の実施例構成を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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