(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
検知電極と、この検知電極の非検出側をシールドするガード電極と、前記検知電極と同電圧を前記ガード電極に出力する電圧フォロワ回路と、この電圧フォロワ回路からの出力電圧が上限閾値を上回ったときに出力をハイレベルからロウレベルに反転し、上記出力電圧が下限閾値を下回ったときに出力をロウレベルからハイレベルに反転するシュミットトリガ・インバータ回路と、このシュミットトリガ・インバータ回路の出力端子と前記検知電極との間に介在される帰還抵抗とからなる発振回路を備え、前記検知電極と被検出物体との間に発生する静電容量に応じた前記発振回路の発振状態に基づいて被検出物体の有無などを検出する静電容量センサにおいて、
前記帰還抵抗は、前記電圧フォロワ回路の温度特性に伴う前記発振回路の発振周波数の変動を打消すように抵抗値が可変可能に構成されていることを特徴とする静電容量センサ。
【請求項２】
前記帰還抵抗は、抵抗と所定の温度特性を示すサーミスタとを直列接続して構成されていることを特徴とする請求項１記載の静電容量センサ。
【請求項３】
前記検知電極と前記ガード電極との間に空気層を介在したことを特徴とする請求項１または２記載の静電容量センサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、検知電極と当該検知電極の非検出側をシールドするガード電極を備えると共に、それらの検知電極とガード電極とを同電位にするための電圧フォロワ回路を備えた静電容量センサに関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
従来より、検知電極と非検出物体との間で発生する静電容量を発振要素とし、その静電容量の変化を検出することにより非検出物体の接近状態を認識する静電容量センサが供されている。
【０００３】
ところで、検知電極における静電容量の発生方向には指向性がなく、あらゆる方向に発生しているため、検知電極においては、被検出物体側となる検出側に静電容量が発生するのに加えて、非検出側にも静電容量が発生する。このため、検知電極に発生する静電容量としては、非検出側で発生する静電容量も含んでいるため、検出側で発生する静電容量のみを検出したいにもかかわらず、正確な検出を行うことができない。従って、このような問題を解消するために、検知電極の非検出側にガード電極を設け、非検出側に位置する物体との静電容量による影響を回避するようにしている。
【０００４】
このように検知電極にガード電極を設けた構成においては、検知電極とガード電極との間に電位差が生じると、検知電極とガード電極との間でも静電容量が発生することから、検知電極とガード電極とは同電位とする必要がある。
そこで、検知電極とガード電極とを同電位とするための手段として電圧フォロワ回路を用いるようにしている。
【０００５】
図５はこの種の静電容量センサの一例を示している。この図５において、静電容量センサは、被検出物体と接近される検知電極１と、この検知電極１からの出力電圧を受ける電圧フォロワ回路２と、この電圧フォロワ回路２からの出力を受けるシュミットトリガ・インバータ回路３と、このシュミット回路３からの出力端子と検知電極１との間に介在される帰還抵抗４とからなる発振回路５を主体として構成されている。
【０００６】
ここで、検知電極１の非検出側にはガード電極６が設けられており、そのガード電極６が電圧フォロワ回路２の出力端子と接続されている。この電圧フォロワ回路２は入力電圧と同電圧を出力するので、検知電極１とガード電極６とを同電位とすることができる。この場合、電圧フォロワ回路２の利得は理想的には１であり、この状態では、電圧フォロワ回路２の入力電圧と出力電圧、つまり検知電極１とガード電極６とは同電位となる。
【０００７】
しかしながら、電圧フォロワ回路２は温度変化により利得が変動する温度特性を有することから、温度変化により電圧フォロワ回路２の利得が１から変動してしまうと、検知電極１とガード電極６との間で電位差が生じるようになり、検知電極１とガード電極６との間に静電容量が発生するようになる。
【０００８】
しかるに、静電容量センサにおいては、検知電極１と被検出物体との間に発生する静電容量の変化を検出することにより被検出物体の接近状態を認識するように構成されていることから、電圧フォロワ回路２の利得が１の場合は、検知電極１に発生する静電容量は、検知電極１における検出側のみの静電容量となり、検知電極１の静電容量の変化を検出することは容易となるものの、上述したように、温度変化により電圧フォロワ回路２の利得が変動した場合は、検知電極１の静電容量には検出側で発生する静電容量に加えて非検出側で発生する静電容量が含まれるようになるので、検知電極１全体の静電容量に対して検出側で発生する静電容量の変化量が小さくなってしまい、被検出物体の接近状態を誤検出する虞がある。特に、温度が急激に変化して検知電極１の非検出側に発生する静電容量が検出側に被検出物体が接近することによって変化する静電容量に対して大きくなる場合には、被検出物体の接近にかかわらず非検出状態となったり、非検出物体の離間状態にかかわらず検出状態となってしまう。
【０００９】
一方、特開平７−２９４６７号公報には、検知電極とガード電極との間をガラスエポキシ基板によって支持する構造を開示している。この場合、誘電体のなかで一番誘電率の低い物体は空気であり、その誘電率は１であるのに対して、ガラスエポキシ基板は空気の数倍の誘電率を有する。このため、検知電極とガード電極との間に発生した電位差が僅かなものであったとしても、検知電極の非検出側に発生する誘電率も大きくなってくるため、その分誤検出を誘発し易くなっている。
【００１０】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、検知電極と当該検知電極の非検出側をシールドするガード電極とを電圧フォロワ回路により同電位とする構成において、温度変化にかかわらず発振回路の発振周波数が変動してしまうことを抑制できる静電容量センサを提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、検知電極と、この検知電極の非検出側をシールドするガード電極と、前記検知電極と同電圧を前記ガード電極に出力する電圧フォロワ回路と、この電圧フォロワ回路からの出力電圧が上限閾値を上回ったときに出力をハイレベルからロウレベルに反転し、上記出力電圧が下限閾値を下回ったときに出力をロウレベルからハイレベルに反転するシュミットトリガ・インバータ回路と、このシュミットトリガ・インバータ回路の出力端子と検知電極との間に介在される帰還抵抗とからなる発振回路を備え、前記検知電極と被検出物体との間に発生する静電容量に応じた前記発振回路の発振状態に基づいて被検出物体の有無などを検出する静電容量センサにおいて、
前記帰還抵抗は、前記電圧フォロワ回路の温度特性に伴う前記発振回路の発振周波数の変動を打消すように抵抗値が可変可能に構成されているものである（請求項１）。
【００１２】
このような構成によれば、シュミットトリガ・インバータ回路の出力がハイレベルの状態では、帰還抵抗を介して検知電極に充電されるので、検知電極の電圧が徐々に上昇する。このとき、電圧フォロワ回路の利得は１であるので、検知電極の電圧はそのままシュミットトリガ・インバータ回路に与えられる。
【００１３】
検知電極の電圧がシュミットトリガ・インバータ回路の上限閾値を上回ったときは、シュミットトリガ・インバータ回路の出力はハイレベルからロウレベルに反転する。これにより、検知電極から帰還抵抗を介してシュミットトリガ・インバータ回路の出力端子に放電されるので、検知電極の電圧は低下する。
【００１４】
そして、検知電極の電圧がシュミットトリガ・インバータ回路の下限閾値を下回ると、シュミットトリガ・インバータ回路の出力はロウレベルからハイレベルに反転する。
【００１５】
このようにして発振回路は発振すると共に、検知電極に対する被検出物体の接近状態に応じて発振回路の発振周波数が変動するので、発振回路の発振状態に基づいて被検出物体の接近状態を認識することができる。
【００１６】
さて、温度が変化して電圧フォロワ回路の利得が１から変動したときは、発振回路の発振周波数が変動する。このような場合、帰還抵抗は、温度変化による発振回路の発振周波数の変動を打消すように抵抗値が変化するので、温度変化による発振回路の発振周波数の変動を抑制することができる。
【００１７】
上記構成において、前記帰還抵抗は、抵抗と所定の温度特性を示すサーミスタとを直列接続して構成されていてもよい（請求項２）。
このような構成によれば、帰還抵抗は、抵抗とサーミスタとを直列接続することにより構成することができるので、容易に実施することができる。
【００１８】
また、前記検知電極と前記ガード電極との間に空気層を介在するのが望ましい（請求項３）。
検知電極とガード電極とは電圧フォロワ回路により同電位となるものの、発振回路の動作状態では、電圧フォロワ回路の入出力の僅かな時間的な差により入力と出力との間で瞬間的に電位差が生じ、それに起因して検知電極とガード電極との間に静電容量が生じ、誤検出の要因となる。
【００１９】
しかしながら、上記のような構成によれば、検知電極とガード電極との間に誘電率が最も小さな空気を用いることにより、検知電極とガード電極との間に発生する静電容量を最も小さくすることができるので、検知電極における非検出側で発生する静電容量による影響を極力回避することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態を図１乃至図４を参照して説明する。
図１は静電容量センサの電気的構成を概略的に示している。この図１において、静電容量センサ１１は、ヘッド部１２とコントローラ部１３とから構成されている。ヘッド部１２は、検知電極１４の前面以外の非検出側をシールド用のガード電極１５で覆って構成されている。
【００２１】
図２はヘッド部１２の断面を示している。この図２において、例えば樹脂ケース１６には略円形状の検知電極１４と当該検知電極１４よりも面積が大きな略円形状のガード電極１５とが収納されており、検知電極１４は、例えばＯリング１７などの絶縁物によりガード電極１５から離間した形態で支持されている。この場合、樹脂ケース１６は空気の封入状態で密閉されており、このような構成により、検知電極１４とガード電極１５との間には空気層１８が介在している。
上記検知電極１４及びガード電極１５にはシールドケーブル１９が接続されており、そのシールドケーブル１９がコントローラ部１３と接続されている。
【００２２】
ここで、ヘッド部１２にガード電極１５が設けられている理由について説明する。
即ち、検知電極１４に発生する静電容量には指向性がなくあらゆる方向に発生するため、検知電極１４の静電容量は、検出側に発生する静電容量と非検出側の静電容量との和となる。このため、検出側の静電容量の変化のみを検出したいのにもかかわらず、非検出側の静電容量の影響を受けてしまうことから、検出側に位置する被検出物体を正確に検出することができない虞がある。
【００２３】
そこで、検知電極１４の非検出側にシールド用のガード電極１５を設けて確実に検出側に位置する被検出物体のみの検出を行うというものである。この場合、検知電極１４とガード電極１５との間に電位差が生じると、検知電極１４とガード電極１５との間でも静電容量が発生することから、検知電極１４とガード電極１５とは同電位である必要がある。従って、後述するようにコントローラ部１３に設けられている電圧フォロワ回路２０（図１参照）を用いて、検知電極１４とガード電極１５とが同電位となるようにしている。
【００２４】
次に、検知電極１４とガード電極１５との間に空気層１８を介在させている理由について説明する。
即ち、コントローラ部１３の電圧フォロワ回路２０により検知電極１４とガード電極１５とを同電位とするにしても、発振回路２１の動作状態では、電圧フォロワ回路２０において入力と出力との間に電位差が瞬間的に生じ、それに起因して検知電極１４とガード電極１５との間に電位差が生じる。このため、検知電極１４とガード電極１５との間に静電容量が発生してしまい、誤検出の要因となる。
【００２５】
従来においては、検知電極１４及びガード電極１５として例えばガラスエポキシ樹脂基板上に電極をプリント形成したものを用い、それらをガラスエポキシ樹脂基板により保持するようにしていた。このガラスエポキシ樹脂基板の比誘電率は空気の比誘電率（εr ＝１）に比較して数倍大きい。
【００２６】
ここで、検知電極１４とガード電極１５との間の静電容量ＣＳを求めると、
ＣＳ＝ε（Ｓ／ｄ）
但し、誘電率ε＝ε0 ・εr 
となることから、静電容量ＣＳは、検知電極１４の電極面積Ｓと、検知電極１４とガード電極１５との間隔ｄ、及び検知電極１４とガード電極１５との間に介在する誘電体の誘電率εにより決定されることが分る。
【００２７】
ところで、静電容量ＣＳは、検知電極１４において非検出側の静電容量であることから、極力小さい方が望ましい。
しかしながら、静電容量センサ１１のヘッド部１２を小形化（薄形化）した場合、検知電極１４とガード電極１５との間の間隔ｄが小さくなる。この場合、静電容量ＣＳは、間隔ｄに反比例することから、ヘッド部１２を薄形化するほど、静電容量ＣＳは大きくなってしまう。
【００２８】
このような場合の対処として、検知電極１４の電極面積Ｓを小さくすることで静電容量ＣＳを小さくすることが考えられるが、電極面積Ｓを小さくすると、静電容量ＣＳは小さくなるものの、それに伴って検出側の静電容量Ｃ自体も小さくなってしまう。このため、被検出物体までの距離が変化するにしても、静電容量Ｃの変化が小さくなり、非検出側の静電容量ＣＳ自体による影響が大きくなることから、正確な検出を行うことはできない。
【００２９】
以上の理由から、検知電極１４とガード電極１５との間に発生する静電容量ＣＳは極力小さくするのが望ましい。この場合、静電容量ＣＳは、検知電極１４とガード電極１５との間の誘電体の誘電率εに依存して比例関係にあることから、検知電極１４とガード電極１５との間に介在する誘電体としては誘電率εが最も小さな空気（εr＝１）を用いるのが望ましい。従って、本実施の形態では、検知電極１４とガード電極１５との間の誘電体として、支持部材であるＯリング１７を除いて空気層１８を介在させるようにしている。
【００３０】
図１に戻って、コントローラ部１３は、発振回路２１と制御手段２２とから構成されており、制御手段２２が発振回路２１の発振状態を判断することにより被検出物体の有無或いは被検出物体までの距離を検出するようになっている。
【００３１】
発振回路２１において、シュミットトリガ・インバータ回路（以下、シュミット回路と略称）２３の出力端子は帰還抵抗２４を介して検知電極１４と接続されている。このシュミット回路２３はヒステリシスを有しており、入力電圧が上限閾値を上回ると、出力電圧がハイレベルからロウレベルに反転し、入力電圧が下限閾値を下回ると、出力電圧がロウレベルからハイレベルに反転するようになっている。
【００３２】
ここで、帰還抵抗２４は、固定抵抗２５と正の温度特性を示すサーミスタ２６とを直列接続して構成されている。このサーミスタ２６は、後述するように温度変化に伴う発振回路２１の発振周波数の変動を打消すように帰還抵抗２４の抵抗値を変化させるために設けられている。
以上のように、発振回路２１は、検知電極１４、シュミット回路２３及び帰還抵抗２４から構成されている。
【００３３】
上記構成の発振回路２１からのパルス信号を受ける制御手段２２はマイクロコンピュータを主体としてなり、計数手段２７、比較手段２８及び出力手段２９から構成されている。計数手段２７は、単位時間当たりに発振回路２１から出力されるパルス信号を計数することにより発振回路２１の発振周波数を求める。比較手段２８は、計数手段２７が計数した計数値を所定値と比較することにより被検出物体の接近状態を判断する。出力手段２９は、比較手段２８による検出結果に基づいて検出信号を出力する。従って、制御手段２２からの検出信号に基づいて被検出物体の有無を判断することができる。
【００３４】
次に上記構成の作用について説明する。
シュミット回路２３の出力及び検知電極１４の電圧の時間経過を示す図３において、静電容量センサ１１に電源を投入すると、シュミット回路２３の電源電圧が立上がる。このシュミット回路２３はヒステリシスを有しているので、電源投入直後でシュミット回路２３の入力電圧が低い状態では、シュミット回路２３の出力はハイレベルとなる。
【００３５】
ここで、検知電極１４は被検出物体の離間状態であっても小容量のコンデンサを形成しているので、帰還抵抗２４を介して検知電極１４に充電されて電圧が徐々に上昇する。
【００３６】
電圧フォロワ回路２０は入力電圧を高インピーダンスで受けて入力電圧と同電圧を出力するので、電圧フォロワ回路２０の出力電圧は検知電極１４の電圧と同一となる。
【００３７】
ここで、ガード電極１５は電圧フォロワ回路２０の出力端子と接続されているので、ガード電極１５は検知電極１４と同電位となる。従って、ガード電極１５により検知電極１４における非検出側に位置する物体の影響を防止することができる。
【００３８】
検知電極１４の電圧がシュミット回路２３の上限閾値ＳLTを上回ると、シュミット回路２３の出力がハイレベルからロウレベルに反転する。これにより、検知電極１４から帰還抵抗２４を介してシュミット回路２３の出力端子に放電されるので、検知電極１４の電圧が徐々に低下する。
【００３９】
そして、検知電極１４の電圧がシュミット回路２３の下限閾値ＳLBを下回ると、シュミット回路２３の出力がロウレベルからハイレベルに反転する。これにより、検知電極１４が再び充電されて電圧が上昇するようになる。
【００４０】
以上のようにして、発振回路２１が発振すると、制御手段２２は、発振回路２１の発振状態に基づいて被検出物体の有無などの判断を行う。この場合、被検出物体の離間状態では、検知電極１４の静電容量は小さいので、発振回路２１は所定周波数で発振する。
【００４１】
ここで、ヘッド部１２に被検出物体が接近した場合、検知電極１４から被検出物体までの距離をＤとすると、発振周期は検知電極１４と被検出物体までの距離Ｄに反比例している。
【００４２】
従って、検知電極１４に被検出物体が接近するほど、発振回路２１の発振周波数は低くなり、発振周期が長くなるので（図３（ｂ）参照）、制御手段２２は、発振回路２１からの単位時間当たりのパルス信号を計数し、その計数値が設定値を下回ったときは被検出物体を検出したと判断して検出信号を出力する。
【００４３】
ところで、静電容量センサ１１の内部温度が上昇すると、図４（ａ）に示すように発振回路２１の発振周期が短くなる。これは、発振回路２１に用いられている電圧フォロワ回路２０の利得が温度特性により高くなることにより生じるものである（但し、電圧フォロワ回路によっては温度上昇により低くなる場合もある）。つまり、電圧フォロワ回路２０の利得は通常は１であるものの、電圧フォロワ回路２０の温度が上昇すると、電圧フォロワ回路２０の利得が１よりも大きくなり、シュミット回路２３には検知電極１４の本来の電圧よりも高い電圧が与えられることになる。この結果、シュミット回路２３の入力電圧が上限閾値ＳLTを上回ったり、下限閾値ＳLBを下回るまでの時間が短くなることから、図４（ａ）に示すように発振回路２１の発振周期が短くなるのである。
【００４４】
通常、被検出物体が存在しない状態では発振回路２１の発振周期は短く、被検出物体が存在する状態では発振回路２１の発振周期は長くなることから、上述したように温度変化によって電圧フォロワ回路２０の利得が変動したときは、被検出物体が存在しているにもかかわらず、被検出物体が存在することを示す検出信号が出力されないことがあり、正確な検出動作を行えない虞がある。
【００４５】
そこで、本実施の形態においては、図１に示すように帰還抵抗２４を固定抵抗２５と正の温度特性を有するサーミスタ２６とを直列接続して構成するようにした。この場合、サーミスタ２６の温度特性は、温度変化に伴う発振回路２１の発振周期の変動を打消すような特性を有するように設定されている。
【００４６】
即ち、静電容量センサ１１の内部温度が上昇して発振回路２１の発振周波数が高くなるような場合、サーミスタ２６は正の温度特性を有していることから、静電容量センサ１１の内部温度の上昇により抵抗値が増大する。これにより、帰還抵抗２４の抵抗値Ｒと検知電極の静電容量Ｃとの積により決まる発振回路の時定数ＣＲが大きくなるので、発振回路２１の発振周波数が低くなり、結局、図４（ｂ）に示すように温度変化により発振回路２１の発振周波数が高くなることを抑制することができる。
【００４７】
このような実施の形態によれば、帰還抵抗２４を固定抵抗２５と正の温度特性を有するサーミスタ２６とを直列接続して構成し、静電容量センサ１１の内部温度の変化による発振回路２１の発振周波数の変動をサーミスタ２６の抵抗変化により打消すようにしたので、温度変化にかかわらず発振回路２１の発振周波数が変動してしまうことを抑制できる。従って、帰還抵抗の抵抗値が一定である従来のものと違って、静電容量センサ１１の内部温度の変化にかからず被検出物体を確実に検出することができる。
【００４８】
しかも、このように優れた効果を奏する構成は、帰還抵抗２４として固定抵抗２５とサーミスタ２６とを直列接続するだけで実施することができるので、コストが増大することなく容易に実施することができる。
【００４９】
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、次のように変形または拡張できる。
温度変化により発振回路２１の発振周期が長くなる場合は、負の温度特性を示すサーミスタを用いるようにしてもよい。
帰還抵抗２４を、抵抗及びアナログスイッチからなる異なる抵抗値の直列回路を並列接続して構成し、温度変化に応じて所定のアナログスイッチをオンすることにより帰還抵抗２４の抵抗値を調整するようにしてもよい。
【００５０】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明の静電容量センサによれば、帰還抵抗は、電圧フォロワ回路の温度特性による発振回路の発振周波数の変動を打消すように抵抗値が変化可能に構成されているので、温度変化にかかわらず発振回路の発振周波数が変動してしまうことを抑制でき、被検出物体を確実に検出することができるという優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施の形態における静電容量センサの全体構成を示す概略図
【図２】ヘッド部の断面図
【図３】非検出時と検出時における各信号の波形図
【図４】温度変化による発振周期の変動時と変動補正時における各信号の波形図
【図５】従来例における発振回路を示す電気回路図
【符号の説明】
１１は静電容量センサ、１２はヘッド部、１３はコントローラ部、１４は検知電極、１５はガード電極、２０は電圧フォロワ回路、２１は発振回路、２３はシュミットトリガ・インバータ回路、２４は帰還抵抗、２５は固定抵抗、２６はサーミスタである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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