(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチされるコンバータ出力電圧の生成のためのコンバータと、
１次側に関して前記コンバータにより供給され、２次側に接続される負荷出力を有する変圧器と、
前記変圧器の漏れインダクタンス及び／又は外部インダクタンスと共振構成を形成する少なくとも１つの共振キャパシタンスと、
前記変圧器の１次側の電流を測定するための電流センサを有し、電源システムの動作パラメータを判定するための測定装置と、
前記コンバータを制御するための手段とを備え、
前記測定装置は、前記電源システムの構成素子への電圧印加がはじめに停止され、所定のコンバータ出力電圧が生成されるように前記コンバータを作動するように設計され、
前記変圧器の１次側の電流の測定値から、前記共振構成に固有な１つ以上のパラメータが決定される、
ことを特徴とする電源システム。
【請求項２】
前記測定装置は、前記コンバータの出力電圧が短時間の励磁インターバル後にスイッチオフにされるように設計される、
請求項１記載の電源システム。
【請求項３】
前記測定装置は、前記変圧器の１次側の電流のサンプル値から該電流の２つのゼロクロス間の少なくとも１つの時間周期を計算することにより、共振周波数を決定するように設計される、
請求項１又は２記載の電源システム。
【請求項４】
前記測定装置は、前記変圧器の１次側の電流のサンプル値に基づいて正弦波関数を調整し、誤差の程度を最小化することにより共振周波数を決定するように設計される、
請求項１又は２記載の電源システム。
【請求項５】
前記測定装置は、前記変圧器の１次側の電流の振幅を決定するように設計される、
請求項１乃至４のいずれか記載の電源システム。
【請求項６】
前記測定装置は、前記変圧器の１次側の電流のサンプル値から最大値又は最小値を決定することにより、該電流の振幅を計算するように設計される、
請求項５記載の電源システム。
【請求項７】
前記測定装置は、正弦波関数を前記変圧器の１次側の電流のサンプル値に整合させることにより、該電流の振幅を決定するように設計される、
請求項５記載の電源システム。
【請求項８】
整流器及び／又は少なくとも１つの平滑化キャパシタは、前記変圧器の２次側に追加の要素として設けられる、
請求項１乃至７のいずれか記載の電源システム。
【請求項９】
前記出力電圧を制御するための制御装置が設けられ、
前記制御装置による制御は、前記共振構成に固有な前記計算されたパラメータを使用する、
請求項１乃至８のいずれか記載の電源システム。
【請求項１０】
請求項１乃至９のいずれか記載の電源システムを有するＸ線ユニット。
【請求項１１】
コンバータ出力電圧を生成するためのコンバータと、該コンバータ出力が供給され、その漏れインダクタンス及び／又は外部インダクタンスが共振キャパシタンスと共振構成を形成する変圧器と、前記変圧器の２次側に接続される負荷出力とを有する電源システムの動作パラメータを決定するための方法であって、
前記電源システムの構成素子への電圧印加が停止されていることをはじめに確認するステップと、
所定のコンバータ出力電圧が少なくとも短時間の励磁インターバルで生成されるように、前記コンバータを作動するステップと、
少なくとも前記励磁インターバルの間に、前記変圧器の１次側に現れる電流を測定するステップと、
前記電流の測定値から、前記共振構成に固有な１つ以上のパラメータを決定するステップと、
により特徴付けられる方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源システム及び該電源システムを有するＸ線ユニット、及び電源システムの動作パラメータを決定するための方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチモードの電源は、電子機器の電力或いは電圧供給向けに使用されることがある。かかるスイッチモード電源は、電源電圧をそれぞれの機器の動作に必要な電圧に通常変換する。公知のスイッチモード電源は、インバータ又はコンバータを備えており、これらは、直流電圧からスイッチされた交流電圧を生成する。このために、かかるコンバータは、制御可能なスイッチを有している。
【０００３】
このスイッチされた交流電圧（コンバータ出力電圧）は、変圧器によりそれぞれの機器のために適切な振幅を有する交流電圧に変換、すなわち、ステップアップ又はステップダウンされる。機器が直流電源を必要とする場合、変換器の２次側の交流電圧が整流され、平滑化キャパシタにより一般的に安定化される。
【０００４】
動作を最適化するために、スイッチモード電源は、共振構成として動作される。これら構成では、共振キャパシタは、（ディスクリートなインダクタンスにより生成することができる）変圧器の漏れインダクタンスと共に、直列共振回路を形成し、変圧器の２次側の巻き線キャパシタンスにより必要性が拡張される場合、直並列共振回路が形成される。動作において、コンバータの動作周波数は、負荷回路の固有の共振周波数に近づくように選択される。結果として、共振回路のインピーダンスでの電圧降下は最小になる。
【０００５】
スイッチモード電源の実施の形態の１例は、Ｘ線管の電源である。Ｘ線管は、約４０ｋＶ〜１５０ｋＶまでの電圧、及び１．３Ａまでの電流が供給される。コントローラは、管電圧を要求された設定値に調整する。制御変数として、コントローラは、コンバータの作動、すなわちスイッチング周波数を使用し、ここでは、デューティサイクルを適用することができる。
【０００６】
この適用に設けられる共振回路は、一般的に非常に高品質のものである。共振キャパシタの異なるキャパシタンス値、又は変圧器の漏れインダクタンスのための異なる値のような使用される構成素子の耐性は、老朽化にもよって、共振周波数に影響を与える。
【０００７】
制御の目的のために、したがって、共振キャパシタンスのキャパシタンス、及び変圧器の漏れインダクタンスのような、制御システムの決定的要素となる変数の場合において公知の値から導出する能力は、関心事である。これは、高精度な素子の使用により保証することができるが、これに応じて高価になる。さらに、老朽化により素子の値における偏差といった問題が存在する。
【０００８】
電源システムは、追加の制御装置を有するスイッチモード電源から形成され、論文“Fast estimation of unknown resonant frequencies by means of the VeCon chip set”EPE’97 Trondheim ,1997, Vol.3, pp.353-357に既に記載されている。制御装置は、変圧器の１次側の電流を測定するための電流センサ、及びコンバータを制御するための制御出力を有している。
【０００９】
この制御装置は、制御された共振回路の共振周波数を決定するための測定装置を備えている。電源システムの動作では、コンバータはスイッチング周波数ｆで動作し、１次側電流の経路はサンプル値によりモニタされる。共振周波数は、サンプル値から推定され、この推定値に従ってコンバータは調整される。これにより、電源システムを共振周波数で正確に動作させることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ここで記載された制御方法により、突然の変動の場合にも安定な動作が可能である。しかし、１次側の電流をモニタすることは、通常の動作において必要とされ、測定における困難が生じる。さらに、使用される「オンライン方法」は、この場合励振周波数である作動に関する非常に簡単な調整のみを可能にすることから高価である。
【００１１】
したがって、本発明の目的は、必要な動作パラメータを容易に決定することができる電源システム、及び該電源システムの動作パラメータを決定するための方法、及び特に該電源システムを有するＸ線管を提案することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、請求項１記載の電源システム、請求項１０記載のＸ線ユニット及び請求項１１記載の方法により達成される。従属する請求項は、本発明の好適な実施の形態に関連している。
【００１３】
電源システムは、コンバータ及び該コンバータにより供給される変圧器を有している。コンバータは、電源、通常は直流電源（中間的な回路電圧）を有しており、該電源から、計時されるスイッチングにより、作動により予め決定された周波数の交流電圧を生成する。コンバータは、２つのかかるスイッチを有する場合があり、たとえば、４つのパワースイッチを有するコンバータトポロジーもまた一般的である。コンバータトポロジーの更なる変形例は、たとえばEP884830において記載されている。
【００１４】
コンバータの出力電圧は、いずれかの構成からなり、システムの設計に依存して異なる巻き数、変換比、数を有する変圧器に供給される。変圧器は、所定の巻き数のキャパシタンスを一般に有し、制御システムの振る舞いにおける一部分を果たすことができる。２次側では、変圧器の出力電圧は、整流され、平滑化キャパシタにより平滑化される。共振キャパシタは、１次側に直列に通常接続され、変圧器の漏れインダクタンスと共に共振構成を形成する。
【００１５】
また、電源システムを形成する部分は測定装置であり、該測定装置は、電流センサ及びコンバータを作動するための手段を有している。測定装置は、コンバータの作動を通して測定動作を制御し、電流センサを介して電流測定を実行する。実際の実現では、測定装置は、各種の構成を仮定することができ、一般にマイクロプロセッサ又はシグナルプロセッサであり、デジタル形式で測定値が供給される。デジタル制御を実行するためのマイクロプロセッサユニットが既に存在する場合には、測定装置は、個別の回路である必要性はなく、たとえば、測定装置は、この既存の回路の追加機能として設計される場合がある。
【００１６】
本電源システムの構成素子への電圧印加がはじめに停止されて、測定装置は測定を実行する。すなわち、キャパシタンスが放電されたとき、インダクタンスを通しての電流の流れは存在しない。このことは、たとえば、電源システムの最後のスイッチングからの十分に長い待ち時間により、システムに存在する（キャパシタのような）エネルギー記憶装置の放電の振る舞いが既知である場合に保証される。
【００１７】
測定動作の開始では、所定のコンバータ出力電圧が生成されるように、測定装置はコンバータを作動する。ここで、コンバータは、コンバータ出力電圧が直流電圧であるようなやり方で作動されることが好ましい。本発明の更なる実施の形態では、コンバータ出力電圧は、短時間の励磁インターバルの間のみでスイッチオンされ、次いで、その後に更なる電圧が存在しないように、コンバータのスイッチが作動される。
【００１８】
ここで定義される励磁インターバルの長さは、できるだけ短くされるべきであり、（正確な発振サイクルの長さは未知であるが、振幅のオーダーから、この長さは使用される素子により予め決定される）多くても１０の完全な発振サイクルである。４以下が可能である場合、少ないサイクル数であることが好ましく、特に、１サイクル期間より少ない励磁インターバルであることがより好ましいが、少なくとも１サイクルの半周期に等しい。
【００１９】
１可能な実施の形態では、計算されるパラメータの推定値は、最初の発振サイクルから既に得られており、次いで、結果は、更なる発振を参照することにより確認される。しかし、出力電圧が非常に小さいままである限り有効であり、すなわち、短絡回路への近似を２次側に関して仮定することができる。
【００２０】
現れる電流は、電流センサにより測定される。本発明は、（はじめに放電される）２次側のキャパシタンス（変圧器の巻き線キャパシタンス及び平滑化キャパシタンス）のために、立ち上がりの瞬間での電源システムは、２次側に関して短絡回路としてみなすことができる。ここで、励磁インターバルは、共振電流が更に影響することなしに測定することができるように、観察インターバルよりも大きいことが好ましい。
【００２１】
数回の発振からなる好適な短い観察のインターバルにおける測定について、近似は、小さなエラーのみを有する。確かに、はじめの発振の半周期が考慮される場合、正弦波の電流経路は、高い正確さを有して構成される。電流の経路は、電流センサにより測定される。ここでは、共振キャパシタンスと変圧器の漏れインダクタンスとから形成される共振回路の最も重要なパラメータは、この経路から測定される。
【００２２】
これらのパラメータは、共振周波数、共振キャパシタンスのためのインピーダンス及び値、及び共振インダクタンスであり、これらの４つの値は、互いに関数として変動し、これにより、残りの変数を確定するために、いずれか２つの値を決定するための必要のみが存在する。
【００２３】
本発明の様々な実施の形態では、関心のある電源システムのパラメータ、すなわち、共振周波数、インピーダンス及び／又は漏れインダクタンスのための値及び共振キャパシタンスを決定するための異なる手法が提案される。
【００２４】
共振周波数は、励磁において生じる正弦波の共振電流の２つのゼロクロス間の時間長を計算することにより、容易に決定することができる。この電流の測定が連続的でなく、単なるサンプル値の形式である場合、ゼロクロスは、サンプル値の補間又は間引きにより決定することができる。ここで発見される誤差のレベルは、ゼロクロスの領域における正弦波の比較的一定の勾配により非常に小さい。
【００２５】
代替的に、測定装置は、正弦波関数を該電流のサンプル値に整合させることにより、共振周波数を決定することができる。用語「整合」は、適切な正弦波の識別を含むことが意味され、誤差の程度に関して、サンプルポイントにできるだけ近く近似する。整合は、２乗平均誤差の形式における誤差の程度が最小化されることが好ましい。
【００２６】
共振キャパシタンス及びインダクタンスについてのインピーダンス及び値を決定するための様々な測定手法も提案される。１次側電流及び１次側電圧が知られている場合、インピーダンスは、特に容易に決定することができる。１次側電圧は、励磁により、すなわちコンバータの出力電圧により予め決定される。これは、既知の値で一定であることが好ましく、代替的には、連続的に測定することもできる。電流の経路は、上述されたように、少なくともはじめの発振サイクルの間では、近似的に正弦波であると考えることができる。励磁電圧が一旦既知となれば、該電流の最大値（振幅）が既知である場合に、インピーダンスは非常に容易に決定することができる。
【００２７】
発振サイクル内に十分な数のサンプル値が与えられると、電流の最大値は、サンプル値についての最大値を使用することにより決定することができる。その最大値の領域における正弦波曲線の平坦特性のために、非常に僅かな誤差のみが生じることになる。代替的な手法によれば、電流の振幅は、正弦波関数をサンプル値に整合することにより、サンプル値から計算される。このことは、共振周波数が上述した方法のうちの１方法により既に決定されている場合には特に容易である。
【００２８】
本発明の更なる実施の形態では、電源システムは、制御装置を有しており、該装置により、出力電圧のような出力側変数を制御することができる。制御変数として、制御装置は、コンバータの作動を使用する（たとえば、スイッチング周波数及び／又はデューティサイクル）。ここで、コントローラの設計について特に重要なことは、制御されるシステムの予め決定されるパラメータであり、いわば、共振周波数、共振キャパシタンス及びインダクタンスのためのインピーダンス及び／又は値である。したがって、制御装置は、これらの予め決定されたパラメータを使用することが好ましく、これにより、非常に正確な制御が可能となる。
【００２９】
たとえば、高精度な制御が必要とされるＸ線ユニットの場合には、これは特に関係する。オーバシュート、補正時間及び電圧上昇の形式に関する厳しい仕様は、Ｘ線管の動作、すなわち、スイッチオン及び要求値への電圧上昇に適用される。コントローラの調整は、使用される構成素子が大きな耐性又は老朽特性を有する場合であっても、これらの仕様に適合させることができる。
【００３０】
このために、たとえば、指定された測定プロセスは、Ｘ線ユニットのそれぞれのサービス間隔の後に実行して、制御システムの必要なパラメータを決定することができる。次いで、これらのパラメータは、制御装置にリレーされ、該装置に記憶される。これにより、更なる動作において、制御装置は、制御システムの振る舞いに関する非常に正確な情報を有して動作することができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して、本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、これらの実施の形態は、本発明を限定するものではない。
図１は、電源システム１０の回路図を表しており、該システムは、コンバータ１２、変圧器１４、測定装置１６及び整流器１８を有している。
【００３２】
コンバータ１２は、４つの制御されるパワースイッチＴ1、Ｔ2、Ｔ3、Ｔ4を有しており、本実施の形態では、記号でのみ表されている。直流電圧源Ｕdは、コンバータ１２に電圧を供給する。スイッチＴ1〜Ｔ4の位置に応じて、コンバータの出力電圧Ｕwは、出力コネクション２０に生成することができ、該電圧は、Ｕd、０又は−Udのいずれかである。
【００３３】
たとえば、スイッチＴ1及びＴ4が閉じており、Ｔ2及びＴ4が開いている場合、コンバータ出力電圧Ｕwは、コンバータの供給電圧Ｕdに等しい。供給電圧Ｕdは、本実施の形態では、電圧源で示されており、実際には、通常整流された電源である（中間的な回路電圧）。
【００３４】
変圧器１４の一次側は、コンバータ出力２０に接続されている。共振キャパシタンスＣrは、コンバータ出力２０に直列に接続されている。抵抗Ｒpは、変圧器の１次側の巻き線抵抗を表している。
電流ｉrは、１次側を流れる。電流センサ２２は、この電流の測定のために設けられている。記録された測定値は、測定装置１６により評価される。
【００３５】
変圧器１４は、電源システム１０の特定の適用向けに選択される。たとえば、Ｘ線管の高電圧供給のために、電圧は高電圧向け変圧器により増加される。整流器１８は、このケースでは、典型的なブリッジ整流器であり、変圧器１４の２次側に接続されている。図１に表されているキャパシタンスＣp、及び抵抗Ｒsは、変圧器１４の２次側の巻き線キャパシタンス及び巻き線抵抗を表している。ブリッジ整流器１８は、出力コネクション２４を有しており、その間には、出力電圧Ｕaを平滑化するために平滑化キャパシタＣgが並列に接続されている。
【００３６】
電源システム１０は、コントローラ（図示せず）を有しており、該コントローラは、所与の出力電圧Ｕaを得るために、コンバータ１２を作動する。この制御に関して、共振構成であることが思い出される。変圧器１４は、漏れインダクタンスＬrを有しており、該インダクタンスは、共振キャパシタンスＣrと共に直列共振回路を形成している。変圧器１４の２次側の巻き線キャパシタンスは、本システムを直並列共振回路に拡張する。
【００３７】
動作において、コンバータの動作周波数は、負荷回路の固有の共振周波数の近くにあるように選択される。本実施の形態では、固有の共振周波数は、共振キャパシタンスＣrのキャパシタンス値と変圧器１４の漏れインダクタンスＬrの値とからなる関数として決定的に変動する。
【００３８】
本実施の形態において、かなりの耐性を有する構成素子が使用される場合、構成素子の値は、コントローラを設計するために必要とされる制御システムに関する情報を有するために、はじめに決定されるべきである。かかる正確な情報は、Ｘ線管向けの電圧供給の場合に特に必要とされる。このケースでは、オーバシュートなしに電圧を迅速に上昇することに関して、非常に厳しい制約が存在する。
【００３９】
制御システムに関して必要な情報は、すなわち共振周波数、共振回路のインピーダンス、及び共振キャパシタンスＣrのキャパシタンスのための値及び漏れインダクタンスＬrであり、測定装置１６により決定される。同時に、これらの値は、互いに構成する関数として当然変動する。すなわち、これらの値のうちのいずれか２つから、残りを決定することが可能である。
【００４０】
測定装置１６は、処理の詳細が表されていないが、コンバータ１２のスイッチＴ1〜Ｔ4、及び電流センサ２２の測定値のデジタル形式での評価のためのＡ／Ｄコンバータを有する適切な制御エレクトロニクスによるマイクロプロセッサを含んでいる。電圧Ｕdの値、すなわちコンバータ１２の供給電圧もまた測定装置１６には既知である。
【００４１】
測定装置は、既知の、好ましくは等間隔のサンプリングポイントで必要とされる測定値を検出して処理する位置にある。測定装置１６は、パラメータを決定するために、以下に記載される測定プロセスを独立かつ自動的に実行し、プロセスで実行された測定値を評価する。
【００４２】
測定の始動に関して、共振回路への電圧印加が停止されたと仮定、すなわち、全てのキャパシタが機能せず、出力電圧Ｕaが値０を有すると仮定する。この状態は、回路に存在するエネルギー記憶装置を故意に放電することにより提供することができるが、回路をスイッチオフにした後に、十分に長い待ち時間を通常要する。
【００４３】
本実施の形態では、キャパシタのための放電時間は既知であり、これにより、実際の回路にとって、十分な測定精度により、エネルギー記憶装置が放電されることを何時仮定することができるかを容易に判定することができる。代替的に、充電されたエネルギー記憶装置（の少なくとも１部）による測定プロセスを実行することも可能である。しかし、これは、通常のキャパシタの充電状態が既知であり、解明されなければならないので、測定をかなり困難にする。
【００４４】
ここで、電源システム１０への電圧印加が停止されて、インバータの対角線上のスイッチが時間ｔ＝０でオンにされた場合（たとえば、Ｔ1及びＴ4）、電圧Ｕwは、共振回路の入力２０に存在し、該電圧は、中間的な回路電圧Ｕdの振幅に等しい。対応するシステム変数は、図２に示されている正弦波電流経路ｉrを有する共振は、直列共振回路において生じる。平滑化キャパシタＣgに形成される電圧Ｕaは、２次側電流ｉgの量を統合したものである。
【００４５】
共振におけるはじめの半周期の発振の開始では、キャパシタンスＣp及びＣgは、機能していないので、２つのキャパシタンスは、等価なキャパシタＣpg＝Ｃp＋Ｃgに結合することができる。ここで動作可能な平滑化キャパシタは、直列の共振キャパシタンスＣrよりも本質的に大きく、これにより、キャパシタンスＣpgに関して形成する電圧は、中間の回路電圧Ｕdよりも本質的に小さいことがわかる。この点に関して、システムは、第１近似において、２次側に関して短絡回路とみなされる。したがって、電流ｉrの正弦波の共振の影響は、無視される。
【００４６】
図２に表されるシステムの変数は、Ｘ線管向け電源システムの１次側の関連する変数を示している。Ｕp及びUaについての２次側の変数は、変換ファクタを乗じることにより得られる。これにより、半サイクル後に、Ｕaについて５．５ｋＶという典型的な値が与えられる。
【００４７】
１次側の関連する出力電圧は、約１０Ｖであり、該電圧は、５５０Ｖである基準の中間の回路電圧Ｕdの１．８％に対応する。出力電圧における僅かな上昇は、出力側のキャパシタＣp及びＣgが、負荷回路における共振の特性に本質的な影響を与えないことを保証する。そのために、その影響は無視される。
【００４８】
ある電流の半周期の発振の期間は、構成素子Ｌr（変圧器１４の漏れインダクタンス）及びＣr（共振キャパシタンス）に依存する。図２に示されるように、測定装置１６は、短時間の励磁インターバル（この例では３０μｓ）の間にスイッチＴ1及びＴ4が閉じているように、コンバータ１２を作動する。次いで、スイッチは、再び開く。
【００４９】
スイッチＴ1及びＴ4のデューティサイクルは、すなわち、励磁インターバルの期間であり、このケースでは、半周期の発振が生成されて干渉することなしに観察することができるように、直列共振回路要素の半サイクル期間で期待される最大値に少なくとも等しくあるべきである。これは、共振電流ｉrの極性の反転の間、又はその後の所定の短時間の待ち時間の間に、スイッチＴ1及びＴ4をオフにすることにより、高い信頼性を達成することができる。
【００５０】
しかし、実際の電源システム１０では、Ｃr及びＬrについての構成素子の値は、少なくとも近似的に既知であり、励磁インターバルについて固定された長さを設定することができる。これにより、十分なマージンにより、励磁が少なくとも半サイクル期間に等しいことが保証される。
【００５１】
励磁電圧（この場合：Ｕd）は、励磁インターバルの間に一定であるべきである。代替的に、これが保証することができない場合、たとえば、コンバータ出力電圧Ｕwの値も測定される場合がある。測定された値は、測定装置１６に供給され、該装置は、いずれかの影響を計算する。
【００５２】
図２では、Ｕwrは、コンバータ出力電圧を示している。図示されるように、全てのスイッチＴ1、Ｔ2、Ｔ3、Ｔ4が開いた後であっても共振電流が流れるために、該出力電圧は、はじめに＋Ｕdを持続し、次いでスイッチにアンチパラレルに接続されたダイオードを介して電流が流れる。
【００５３】
図２に表されるように現れる電流ｉrについての経路は、電流センサ２２を介して測定装置１６により測定される。前に電圧印加が停止された電源システム１０では、純粋に正弦波発振に関して、非常に良好な近似が得られる（これは、はじめのサイクルに特に適用され、より詳細には、はじめに半周期の発振に適用される）。
【００５４】
発振が現れるのを観察することにより、共振素子Ｃr及びＬr、又は共振インピーダンス及び共振周波数に関して求められる情報を決定することが可能である。ここでは、多数の可能性が存在し、これらを以下に説明する。実際の実施の形態では、以下に与えられる測定方法の適切な組合せは、特に、測定装置１６で利用可能な処理スピードに従い、利用可能な特定の構成素子について選択される。
【００５５】
［固有の共振周波数を決定するための第１の方法の説明］
トランジスタＴ1及びＴ4への電圧印加を停止した後、正弦波共振電流は、共振回路において形成される。正弦波電流ｉrの振幅Ｉp及び周波数ｆRは、以下の式に従い減少させることができる。
Ｉ(ｔ)＝Ｉp*sin(２・π・ｆR・ｔ＋Φ)                （１）
図３に示すように、電流は、等間隔の時間インターバルＴで測定される。電流のサンプル値
Ｉk＝Ｉ(ｋ・Ｔ)
は、線形の係数
Ｉk+1＝２・ρ・Ｉk−Ｉk-1                          （２）
ここで、ρ＝cos(２・π・ｆR・Ｔ)
であり、サンプリング間隔はＴにより与えられる。
【００５６】
この相関関係は、測定された電流値Ｉkから周波数ｆRを決定するために利用することができる。式（２）は、Ｉk及びＩk-1に基づいたＩk+1の推定式とみなされる場合がある。この推定式のローカルな誤差は、以下のように得ることができる。
ｅk＝Ｉk+1−２・ρ・Ｉk−Ｉk-1
正弦波信号について、この誤差はゼロになる。誤差及びジッタを測定することにより生じる電流の測定値は小さい。値ρは、全体の推定誤差Ｅを計算することにより決定することができる。
【数１】
0004298223.tif 000002
全体の推定誤差Ｅは、以下の式を解くことにより最小化される。
【数２】
0004298223.tif 000003
これは、以下の値を最適値として導出する。
【数３】
0004298223.tif 000004
【数４】
0004298223.tif 000005
を計算するために、２乗平方誤差の最小化が実行され、Ｎ個の測定された値Ｉkが使用される。Ｎ＝４について、以下の値が得られる。
【数５】
0004298223.tif 000006
次のステージでは、共振周波数が決定される。
【数６】
0004298223.tif 000007
これは、図４に示されている。デジタルプロセッサシステムでは、曲線がテーブルとして記憶される。この場合、
【数７】
0004298223.tif 000008
の値が１の近くにあるときに、分解能
【数８】
0004298223.tif 000009
は相当に低くなる。
【００５７】
サンプリングポイントの数Ｎが増加する場合、個々のサンプリングポイントの間の時間間隔Ｔが減少されるものの、高い精度を一般に達成することができ、
【数９】
0004298223.tif 000010
について大きな値が導出される。これは次に、図４において見ることができるように、式（６）の安定性を減少させる。誤差及びジッタを測定することが考慮される場合には、Ｎが４又は５の場合が提案される。さらに、測定ポイントをより少なくすることにより、必要とされる計算量を少なくすることができる。
【００５８】
［固有の共振周波数を決定するための第２の方法の説明］
代替的に、共振周波数は、第２の方法により決定することもできる。第２の方法の狙いは、電流のゼロクロスの間のインターバルから共振周波数を決定することである。電流のゼロクロスを直接測定することは殆ど不可能であるので、それぞれのケースでは、線形間引き又は補間について電流のゼロクロスに最も近くにある２つの測定ポイントを使用して、電流は等間隔にサンプル抽出される。
【００５９】
できるだけ正確にゼロクロスのタイミングを検出することを可能にするために、測定は、互いにできるだけ迅速に実行されなければならず、これにより、考慮されるはじめの半サイクルの発振について、十分に多数の測定ポイントを利用することができる。
この方法は、正弦波関数の勾配がゼロクロスの領域において僅かに変動するのみであるので、わずかな誤差のみを導入する。
【００６０】
図５は、はじめの２つの測定ポイントの線形間引きを通した、はじめの線形な推移がゼロクロス後に生じることを示している。正弦波発振がその瞬間まで遭遇しないので、補間は不可能である。しかし、次のゼロクロスは、最後の正の値と最初の負の値との補間により決定される。
【００６１】
［インピーダンスを決定するための第１の方法の説明］
直列共振回路が一定電圧を接続することにより電圧印加された場合、以下の式に示すような減衰された正弦波電流経路が現れる（図２参照）。
【数１０】
0004298223.tif 000011
すなわち、僅かに減少された共振周波数
【数１１】
0004298223.tif 000012
を有する減衰された発振
【数１２】
0004298223.tif 000013
が生じる。
【００６２】
しかし、高品質の共振回路の場合、抵抗性素子は非常に小さく、両作用は無視することができる。減衰されない発振について、以下の式に到達される。
ｉ(ｔ)＝Ｉp・sin(ω0ｔ)、ここで、
【数１３】
0004298223.tif 000014
求められるインピーダンスは、
【数１４】
0004298223.tif 000015
として得られる。
【００６３】
上述された方法のうちの１つにより、共振周波数を決定することが可能である。ここで、共振電流の振幅Ｉpは、インピーダンスの計算のために必要とされ、Ｋ個の測定された電流値からも決定される。測定された電流は、以下に示される。
Ｉk＝Ｉp・sin(ω0・ｋ・Ｔ＋Φ)
ここで、Ｔはサンプリング間隔を表し、Φは位相シフトを表している。
【００６４】
電圧が印加される瞬間がｔ＝０として選択された場合、位相シフトは、ゼロに等しい。Ｉpに従い解決された以下の相関は、それぞれの測定値について得られる。
【数１５】
0004298223.tif 000016
全ての評価された測定ポイントから生じたインピーダンス全体を平均することにより、更に結果を改善することができる。電流の振幅Ｉpについて値が決定される場合、Ｕdが既知であれば、これよりインピーダンスＺ0を計算することができる。既に述べたように、既知かつ一定のＵdで作動することが好ましい。代替的にＵdは、以下のように測定することもできる。
【数１６】
0004298223.tif 000017
ｆ0及びＺ0が既知である場合、Ｃr及びＬrについての値を計算することが可能である。共振インダクタンスＬr及び共振キャパシタンスＣrは、ｆn及びＺ0から以下のように計算される。既知の式から、
【数１７】
0004298223.tif 000018
である。以下の式は、移項及び相互の置き換えにより得ることができる。
【数１８】
0004298223.tif 000019
［インピーダンスを決定するための第２の方法の説明］
代替的に、電流の最大値は、より頻繁なサンプリングを通して、直接的に測定することもできる。十分な数の測定値が与えられると、満足される精度を有する電流の最大値を決定することが可能である。これは、最大値での正弦波関数の多くの測定ポイント及び平坦曲線のために、最も大きな測定値を最大値であると単に仮定することができる。次いで、この電流の最大値は、上述されたように、回路の自己インピーダンスを決定するために使用される。
【００６５】
このように決定される制御システムのパラメータは、電源システム１０向けのコントローラの設計に組み込まれる。当業者に知られている全ての従来の設計技法は、対応するコントローラの設計のために考慮することができる。DE19940137号では、パラメータＣr及びＬrがコントローラの設計に使用される設計方法が記載されている。
【００６６】
特定の用途向けに選択される設計が、DE19940137号に記載される方法のように非常に多くの計算を必要とする場合、Ｌr及びＣrの可能性のある値について対応する計算を前もって計算し、得られたコントローラのパラメータをテーブルに記憶することが賢明である。上述した方法のうちの１つによるパラメータの測定に従い、次いで、測定された値に対応するコントローラのパラメータは、このテーブルに配置され、コントローラにロードされる。
【００６７】
このことは、Ｌr及びＣrについての値が近似的に既知である場合に可能であり、特に有効であるが、ある種の変動が生じる。次いで、対応するテーブルは計算されて、Ｌr及びＣrについて十分に小さなインターバルで編集することができ、これにより、パラメータの測定後に、コントローラは、対応する正確さで調節することができる。
【００６８】
図６は、DE19940137号から既に説明された、コントローラにより制御されるＸ線管向けの電源システム１０の出力電圧Ｕaの上昇を示している。図６において、曲線２８は、コントローラの設計容量値からの変動が構成素子、このケースではＣrに生じる場合における、出力Ｕaの時間的な特性を示している。比較のために、曲線３０は、Ｃr及びＬrについての値の測定後の時間的な特性、及び電圧コントローラの制御パラメータの整合を示している。
【００６９】
本発明は、変圧器を有する共振構成を供給するためのコンバータを有する電源システムに必要な動作パラメータを決定するために、測定装置を有するシステムが提案される点を説明することにより要約することができる。この測定装置は、コンバータを作動し、これにより、電源システムの構成素子への電圧印加がはじめに停止され、所定の出力電圧が生成され、上記共振構成に固有な１つ以上のパラメータが変圧器の１次側に現れる共振回路の測定値から決定される。ここでは、好ましくは短時間の励磁インターバルの後に、電流経路に基づいて、共振周波数、共振構成のインピーダンス、共振キャパシタンスのキャパシタンス値及び漏れインダクタンスが決定される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態による電源システムを回路図である。
【図２】図１における電流及び電圧の時間的な曲線を例示する図である。
【図３】電流経路の概念図を示す図である。
【図４】推定される共振周波数の推定パラメータへの依存性を表す図である。
【図５】サンプリングポイントを有する電流経路の概念図を表す図である。
【図６】出力電圧の時間的な曲線の例示する図である。
【符号の説明】
１０：電源システム
１２：コンバータ
１４：変圧器
１６：測定装置
１８：整流器
２０：出力コネクション
２２：電流センサ
２４：出力コネクション
Ｔ1〜Ｔ4：スイッチ
【図１】
0004298223.tif 000020
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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