(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データを周波数分割して並列伝送するマルチキャリア伝送方式に用いられ、既知信号がデータの先頭に付加された信号を受信するアダプティブ受信機であって、
複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ周波数軸上の信号に復調する手段（１２、１３、１４）と、前記それぞれの周波数軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の復調信号とする手段（１５、１６）と、前記それぞれの周波数軸上の信号と前記アダプティブ合成後の復調信号に基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７）とを有するアダプティブアレイ部（１０）と、
前記それぞれの周波数軸上の信号に内挿されている既知信号に基づいてそれぞれの伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２１）と、この伝搬路推定手段（２１）で算出されたそれぞれの伝搬路推定値に、前記複素ウエイト算出手段（１７）で算出された複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の伝搬路推定値とする手段（２２、２３）と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記アダプティブ合成後の伝搬路推定値で除算する手段（２４）とを有する等化部（２０）とを備えたアダプティブ受信機。
【請求項２】
データを周波数分割して並列伝送するマルチキャリア伝送方式に用いられ、既知信号がデータの先頭に付加された信号を受信するアダプティブ受信機であって、
複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号とする手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手段（１３、１４）とを有するアダプティブアレイ部（１０）と、
前記時間軸上の信号を周波数軸上の信号にそれぞれ復調する手段（２２１、２２２）と、前記それぞれの周波数軸上の信号に内挿されている既知信号に基づいてそれぞれの伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２１）と、この伝搬路推定手段（２１）で算出されたそれぞれの伝搬路推定値に、前記複素ウエイト算出手段（１７１）で算出された複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の伝搬路推定値とする手段（２２、２３）と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記アダプティブ合成後の伝搬路推定値で除算する手段（２４）とを有する等化部（２０）とを備えたアダプティブ受信機。
【請求項３】
データを周波数分割して並列伝送するマルチキャリア伝送方式に用いられ、既知信号がデータの先頭に付加された信号を受信するアダプティブ受信機であって、
複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号とする手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手段（１３、１４）とを有するアダプティブアレイ部（１０）と、
前記それぞれの時間軸上の信号に内挿されている既知信号を抽出し、抽出した既知信号のそれぞれに、前記複素ウエイト算出手段（１７１）で算出された複素ウエイトを乗じて合成する手段（２２３、２２４、２２５）と、この合成された信号を周波数軸上の信号に復調する手段（２２６、２２７）と、この復調された信号に基づいて伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２１）と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記伝搬路推定値で除算する手段（２４）とを有する等化部（２０）とを備えたアダプティブ受信機。
【請求項４】
データを周波数分割して並列伝送するマルチキャリア伝送方式に用いられ、既知信号がデータの先頭に付加された信号を受信するアダプティブ受信機であって、
複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号とする手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手段（１３、１４）とを有するアダプティブアレイ部（１０）と、
前記それぞれの時間軸上の信号に内挿されている既知信号を抽出し、抽出した既知信号のそれぞれに、前記複素ウエイト算出手段で算出された複素ウエイトを乗じて合成する手段（２２３、２２４、２２５）と、この合成された信号を周波数軸上の信号に復調する手段（２２６、２２７）と、この復調された信号に基づいて伝搬路逆特性推定値を算出する伝搬路逆特性推定手段（２２８）と、前記アダプティブ合成後の復調信号に前記伝搬路逆特性推定値を乗ずる手段（２２９）とを有する等化部（２０）とを備えたアダプティブ受信機。
【請求項５】
前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７１）に代えて、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の復調信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７２）を用いることを特徴とする請求項２ないし４のいずれか１つに記載のアダプティブ受信機。
【請求項６】
前記複素ウエイト算出手段（１７２）は、前記アダプティブ合成後の周波数軸上の復調信号から算出された相関ベクトルから時間軸上の信号に変換する手段（１７２１）を有し、前記それぞれの時間軸上の信号と前記変換された時間軸上の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出することを特徴とする請求項５に記載のアダプティブ受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、データを周波数分割して並列伝送するマルチキャリア伝送方式に用いられるアダプティブ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
近年、無線を利用した大容量通信に用いる変調方式として、データを周波数分割して並列伝送するＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式が注目されている。このＯＦＤＭ方式によれば、１つのデータを長い時間かけて送ることができるため、周波数選択性フェージングの影響を軽減することができる。また、このＯＦＤＭ方式では、キャリアの直交性を利用し、キャリアを密に配置することで、周波数利用効率を高め、またガードインターバルと呼ばれる自シンボルのコピー信号を付加することで、遅延波が到来した場合でも他シンボルからの干渉を防いでいる。
【０００３】
このＯＦＤＭ方式を用いた場合でも、壁などで複数回反射され、長い時間遅れて到来する、いわゆる長遅延波の存在する環境や、遅延波で同期がかかり、先行波が存在するような場合においては、キャリアの直交性が崩れるため、特性が大きく劣化してしまう。キャリアの直交性が崩れる場合について図１８を用いて説明する。図中▲１▼は、遅延波がガードインターバル内に収まっている場合を示している。この場合は、他シンボルと干渉を起こしている部分（図中のＡで示す）が復調する際のガードインターバルの除去により切りとられるため、直交性が崩れることはない。図中▲２▼は、ガードインターバルを越えた波が到来した場合を示している。この場合は、他シンボルと干渉を起こしている部分がＦＦＴウインド内に入り込んでいるため、復調の際にキャリアの直交性が崩れてしまう。図中▲３▼は、遅延波で同期を取った場合を示している。この場合も▲２▼と同様に、他シンボルと干渉を起こしている部分がＦＦＴウインド内に入り込むため、復調の際にキャリアの直交性が崩れてしまう。
【０００４】
従来、このような所望波に対して相関の低い不要波（ガードインターバル外の遅延波、先行波、干渉波など）を効果的に抑圧する技術として、アダプティブアレイアンテナがある。アダプティブアレイアンテナとは、複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナと、各アンテナ素子の出力信号の振幅と位相を変える複素ウエイトを算出するアダプティブ演算部とを有し、各アンテナの受信信号に複素ウエイトを乗じて合成することにより、所望波を抽出し、不要波を抑圧する装置である。
【０００５】
また、アダプティブ演算部による演算をアダプティブアルゴリズムと呼び、これまでいくつかのアルゴリズムが報告されている。例えば、最小誤差２乗法ＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)に基づくものに、ＬＭＳ(Least Mean Square)やＣＭＡ(Constant Modulus Algorithm)が挙げられる。ＬＭＳは、所望のアレイ応答である参照信号と実際のアレイ出力信号の差を最小にすることにより最適な複素ウエイトを算出するアルゴリズムである。また、ＣＭＡは、定包絡線信号に適用でき、多重波伝搬環境により歪んだ信号を元の定包絡線信号に戻すように最適な複素ウエイトを算出するアルゴリズムである。これら以外にも、アレイ出力のＳＮＲ(Signal to Noise Ratio)を最大化するように複素ウエイトを算出するＭＳＮ(Maximum Signal to Noise ratio)や、所望波の到来方向が既知である事を前提に、電力の最小化を行うＤＣＭＰ(Directionally Constrained Minimization of Power)などがある。
【０００６】
また、アダプティブアレイアンテナを用いた従来技術として、特開平１０−９３３２３号公報の「アダプティブアンテナおよびマルチキャリア無線通信システム」や特開平１０−２１００９９号公報の「アダプティブ受信装置」がある。特開平１０−９３３２３号公報には、受信信号に内挿されているパイロットデータと呼ばれる既知信号を抽出し、受信機側で用意した既知信号との誤差を最小にするように複素ウエイトを更新する、いわゆるＬＭＳ、ＲＬＳ(Recursive Least Squares)アルゴリズムに基づいてアダプティブ演算を行うものが記載されている。また、特開平１０−２１００９９号公報には、アダプティブ合成後のスペクトラムを一定にするように複素ウエイトを更新する、いわゆるＣＭＡを周波数領域で行ったものが記載されている。
【０００７】
しかしながら、本発明者らが上記した技術について鋭意検討を行ったところ、アダプティブアレイアンテナを用いることにより相関の低い不要波を効果的に抑圧することができるが、相関の高い不要波（ガードインターバル内の遅延波）については有効に抑圧することができず、復調特性が劣化する問題があることがわかった。
【０００８】
本発明は上記問題に鑑みたもので、アダプティブアレイアンテナを用い、相関の低い不要波のみならず、相関の高い不要波についても有効に抑圧することができるアダプティブ受信機を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ周波数軸上の信号に復調する手段（１２、１３、１４）と、前記それぞれの周波数軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の復調信号とする手段（１５、１６）と、前記それぞれの周波数軸上の信号と前記アダプティブ合成後の復調信号に基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７）とを有するアダプティブアレイ部（１０）と、
前記それぞれの周波数軸上の信号に内挿されている既知信号に基づいてそれぞれの伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２１）と、この伝搬路推定手段（２１）で算出されたそれぞれの伝搬路推定値に、前記複素ウエイト算出手段（１７）で算出された複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の伝搬路推定値とする手段（２２、２３）と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記アダプティブ合成後の伝搬路推定値で除算する手段（２４）とを有する等化部（２０）とを備えたアダプティブ受信機を特徴としている。
【００１０】
このようにアダプティブアレイ部（１０）と等化部（２０）とを適切に組み合わせた構成とすることにより、相関の低い不要波のみならず、相関の高い不要波についても有効に抑圧することができる。
【００１１】
アダプティブアレイ部（１０）と等化部（２０）との適切な組み合わせ構成としては、請求項２ないし４に記載の発明のようにすることができる。
【００１２】
すなわち、請求項２に記載の発明では、アダプティブアレイ部（１０）を、複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号とする手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手段（１３、１４）とを有するようにし、
等化器（２０）を、前記時間軸上の信号を周波数軸上の信号にそれぞれ復調する手段（２２１、２２２）と、前記それぞれの周波数軸上の信号に内挿されている既知信号に基づいてそれぞれの伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２１）と、この伝搬路推定手段（２１）で算出されたそれぞれの伝搬路推定値に、前記複素ウエイト算出手段（１７１）で算出された複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の伝搬路推定値とする手段（２２、２３）と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記アダプティブ合成後の伝搬路推定値で除算する手段（２４）とを有するようにしている。
【００１３】
請求項３に記載の発明では、アダプティブアレイ部（１０）を、複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号とする手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手段（１３、１４）とを有するようにし、
等化器（２０）を、前記それぞれの時間軸上の信号に内挿されている既知信号を抽出し、抽出した既知信号のそれぞれに、前記複素ウエイト算出手段（１７１）で算出された複素ウエイトを乗じて合成する手段（２２３、２２４、２２５）と、この合成された信号を周波数軸上の信号に復調する手段（２２６、２２７）と、この復調された信号に基づいて伝搬路推定値を算出する伝搬路推定手段（２１）と、前記アダプティブ合成後の復調信号を前記伝搬路推定値で除算する手段（２４）とを有するようにしている。
【００１４】
請求項４に記載の発明では、アダプティブアレイ部（１０）を、複数のアンテナ素子により構成されたアレイアンテナ（１１）と、各アンテナ素子で受信した信号をそれぞれ復調前の時間軸上の信号にする手段（１１、１２）と、前記それぞれの時間軸上の信号に複素ウエイトを乗じて合成しアダプティブ合成後の信号とする手段（１５、１６）と、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７１）と、前記アダプティブ合成後の信号を周波数軸上の信号に復調してアダプティブ合成後の復調信号とする手段（１３、１４）とを有するようにし、
等化器（２０）を、前記それぞれの時間軸上の信号に内挿されている既知信号を抽出し、抽出した既知信号のそれぞれに、前記複素ウエイト算出手段で算出された複素ウエイトを乗じて合成する手段（２２３、２２４、２２５）と、この合成された信号を周波数軸上の信号に復調する手段（２２６、２２７）と、この復調された信号に基づいて伝搬路逆特性推定値を算出する伝搬路逆特性推定手段（２２８）と、前記アダプティブ合成後の復調信号に前記伝搬路逆特性推定値を乗ずる手段（２２９）とを有するようにしている。
【００１５】
なお、請求項２ないし４に記載の発明における複素ウエイト算出手段（１７１）に代えて、請求項５に記載の発明のように、前記それぞれの時間軸上の信号と前記アダプティブ合成後の復調信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出する複素ウエイト算出手段（１７２）を用いるようにしてもよい。この場合、請求項６に記載の発明のように、前記複素ウエイト算出手段（１７２）が、前記アダプティブ合成後の周波数軸上の復調信号から算出された相関ベクトルから時間軸上の信号に変換する手段（１７２１）を有し、前記それぞれの時間軸上の信号と前記変換された時間軸上の信号とに基づいて前記複素ウエイトを算出するようにするのが好ましい。
【００２６】
なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。
【００２７】
【発明の実施の形態】
（第１実施形態）
この実施形態では、信号フォーマットとして、図２に示すように、データに先立ってプリアンブルと呼ばれる既知データがあるものが用いられる。この信号フォーマットは、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ（無線ＬＡＮ規格、パケット通信）の信号フォーマットが用いられる。このプリアンブルの既知データを用いてタイミング検出、ＡＧＣ(Auto Gain Control)、ＡＦＣ(Auto Frequency Control)、伝搬路推定が行われる。
【００２８】
図１に、この第１実施形態に係るアダプティブ受信機の構成を示す。このアダプティブ受信機は、アダプティブアレイ部と、等化部とを有している。
【００２９】
アダプティブアレイ部１０は、アレイアンテナ（この実施形態では、４本のアンテナ素子で構成される）１１と、ＲＦ／１Ｆ回路およびＡＤ変換器（以下、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣという）１２と、ＧＩ（ガードインターバル）除去部１３と、ＦＦＴ（高速フーリエ変換部）１４と、複素ウェイト調整部１５と、加算部１６と、アダプティブ演算部１７とから構成されている。
【００３０】
送信機から送信されたＯＦＤＭ信号は、多重波伝搬環境を経て、複数のアンテナ素子から形成されるアレイアンテナ１１で受信される。アレイアンテナ１１で受信された信号は、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２によりサンプリングされ、ディジタルベースバンド信号となる。このベースバンド信号は、ＧＩ除去部１３、ＦＦＴ１４によってＯＦＤＭ復調される。このＯＦＤＭ復調信号は、複素ウェイト調整部１５とアダプティブ演算部１７に入力される。
【００３１】
複素ウェイト調整部１５では、ＦＦＴ１４からのＯＦＤＭ復調信号のそれぞれに、アダプティブ演算部１７からの信号（複素ウエイト）を乗じて重み付けを行う。この重み付けによって、ＯＦＤＭ復調信号の位相と振幅が調整される。重み付けされたＯＦＤＭ復調信号は、加算部１６で合成され、アダプティブアレイ部１０の出力信号（アダプティブ合成後の復調信号）として出力される。このアダプティブ合成後の復調信号は、アダプティブ演算部１７にフィードバックされる。
【００３２】
アダプティブ演算部１７では、ＦＦＴ１４からの４系統のＯＦＤＭ復調信号と加算部１６からのフィードバック信号を用いて、複素ウエイトの更新を行う。このアダプティブ演算部１７で使用されるアダプティブアルゴリズムとしては、ＭＭＳＥ、ＣＭＡ、ＭＳＮ、ＤＣＭＰ等が用いられる。
【００３３】
等化部２０は、伝搬路推定部２１と、複素ウェイト調整部２２と、加算部２３と、除算部２４とから構成されている。
【００３４】
伝搬路推定部２１では、ＦＦＴ１４からのＯＦＤＭ復調信号のそれぞれに基づき、ＯＦＤＭ復調信号に内挿されているプリアンブルの既知信号を、受信機側で予め記憶されている既知信号で除算して、伝搬路推定値を算出する。通常のＯＦＤＭの等化では、受信された既知信号を受信機側で記憶された既知信号で除算して伝搬路を推定し、それで受信データを除算して等化を行う方法以外に、受信機側で記憶された既知信号を受信された既知信号で除算して伝搬路の逆特性を推定し、それを受信データに乗算して等化を行う方法があるが、この実施形態では、後述するようにアダプティブ合成を行うため、伝搬路の逆特性は利用できない。そこで、この実施形態では、各アンテナで受信された既知信号を受信機側で記憶された既知信号でそれぞれ除算することにより、伝搬路推定値を算出するようにしている。
【００３５】
この算出された伝搬路推定値は、伝搬路推定部２１内のメモリに記憶され、複素ウェイト調整部２２に出力される。メモリに記憶された伝搬路推定値は、伝搬路推定値を新たに算出する毎に更新される。
【００３６】
複素ウェイト調整部２２では、伝搬路推定部２１からの伝搬路推定値に、アダプティブ演算部１７からの信号を乗じて重み付けを行う。この場合、複素ウェイト調整部２２での重み付けに用いた複素ウエイトと同一の複素ウエイトが、伝搬路推定部２１からの伝搬路推定値に乗じられる。重み付けされた伝搬路推定値は、加算部２３で加算され、アダプティブ合成後の伝搬路推定値となる。
【００３７】
そして、アダプティブアレイ部１０から出力されるアダプティブ合成後の復調信号が、除算部２４において、アダプティブ合成後の伝搬路推定値で除算され、アダプティブアレイ部１０と等化器２０で等化された復調信号として、後段の図示しない復調部に出力される。
【００３８】
図３に、この実施形態について、シミュレーションを行った時の収束特性とコンスタレーションの結果を示す。図４（ａ）に、このシミュレーションに用いたアンテナの配置を示し、図４（ｂ）に、シュミレーション条件を示す。また、信号フォーマットはＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したものとしている。
【００３９】
図３（ａ）から、アダプティブアレイ部１０だけでは、相関の低いガードインターバル外の遅延波（遅延波３）は抑圧されるが、ガードインターバル内の波（遅延波１、２）は抑圧効果が低いことが確認できる。なお、ガードインターバル長は８００ｎｓとしている。また、補足している波も同期を取っている所望波では無く、遅延波１となっている。その結果、コンスタレーションは、図３（ｂ）に示すように、同心円上を回るため、同期検波することができない。しかし、アダプティブアレイ部１０と等化器２０を組み合わせることで、図３（ｃ）に示すように、きれいな復調特性が得られる。図３（ｄ）に、１つのアンテナで受信し、通常の等化を行った時の復調特性を示すが、これと比較しても、この実施形態のようにアダプティブアレイ部１０と等化器２０を組み合わた構成とした方が、優れた等化能力を持っていることが確認できる。
【００４０】
また、この実施形態のもう１つの優れた点は、所望波をとるタイミングで伝搬路推定値を算出しているが、伝搬路推定値をアダプティブ合成しているので、あたかも遅延波のタイミングで伝搬路推定を行っているかのように振る舞うことである。アダプティブアルゴリズムにＣＭＡを用いた場合、信号の誤補足がしばしば問題になるが、この実施形態ではこれを回避することができる。
（第２実施形態）
図５に、本発明の第２実施形態に係るアダプティブ受信機の構成を示す。第１実施形態では、ＯＦＤＭ復調後の信号でアダプティブ演算部１７がアダプティブ演算を行っているのに対し、この実施形態では、ＯＦＤＭ復調前（時間領域）の信号でアダプティブ演算部１７１がアダプティブ演算を行っている。
【００４１】
具体的には、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２からの信号（時間領域の信号）がアダプティブ演算部１７１に入力される。このアダプティブ演算部１７１では、アダプティブアルゴリズムとしてＭＭＳＥが用いられ、プリアンブル信号の時間領域における参照信号を用意し、受信された時間領域の信号との誤差を最小にするような複素ウエイトを算出する。そして、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２からの時間領域の信号が、複素ウェイト調整部１５において、アダプティブ演算部１７１から信号によって重み付けされ、さらに加算部１６で加算される。このアダプティブ合成後の時間領域の信号は、アダプティブ演算部１７１に入力されるとともに、ＧＩ除去部１３、ＦＦＴ１４によってＯＦＤＭ復調される。
【００４２】
また、等化器２０においては、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２からの時間領域の信号が、ＧＩ除去部２２１、ＦＦＴ２２２によってそれぞれＯＦＤＭ復調され、伝搬路推定部２１に入力される。この後は、第１実施形態と同様に、伝搬路推定部２１で伝搬路推定値が算出され、複素ウェイト調整部２２で伝搬路推定値の重み付けを行い、加算部２３で合成されて、アダプティブ合成後の伝搬路推定値となる。そして、アダプティブアレイ部１０から出力されるアダプティブ合成後の復調信号が、除算部２４において、アダプティブ合成後の伝搬路推定値で除算され、アダプティブアレイ部１０と等化器２０で等化された復調信号として、後段の復調部に出力される。
（第３実施形態）
図６に、本発明の第３実施形態に係るアダプティブ受信機の構成を示す。この実施形態は、第２実施形態における等化器２０の構成を変えたものである。
【００４３】
この実施形態における等化器２０は、バッファメモリ２２３と、複素ウェイト調整部２２４と、加算部２２５と、ＧＩ除去部２２６と、ＦＦＴ２２７と、伝搬路推定部２１と、除算部２４とから構成されている。
【００４４】
ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２から出力される時間領域の信号のうち、プリアンブルの信号がバッファメモリ２２３に格納される。すなわち、このバッファメモリ２２３には、復調前の既知信号が抽出されて格納される。バッファメモリ２２３に格納された信号は、複素ウェイト調整部２２４で、アダプティブ演算部１７１から信号によって重み付けされ、加算部２２５で加算され、ＧＩ除去部２２６、ＦＦＴ２２７によってＯＦＤＭ復調される。このＦＦＴ２２７から出力された信号により、伝搬路推定部２１において、伝搬路推定値が算出される。
【００４５】
そして、第２実施形態と同様に、アダプティブアレイ部１０から出力されるアダプティブ合成後の復調信号が、除算部２４において、伝搬路推定値で除算され、アダプティブアレイ部１０と等化器２０で等化された復調信号として、後段の復調部に出力される。
【００４６】
なお、この実施形態では、ＦＦＴ２２７から出力される信号がアダプティブ合成後の信号となっているため、伝搬路推定部２１と除算部２４の代わりに、伝搬路逆特性推定部２２８と乗算部２２９を用いるようにしてもよい。この場合、伝搬路逆特性推定部２２８において、受信機側で記憶された既知信号を受信された既知信号で除算して伝搬路の逆特性を推定する。その推定値を、乗算部２２９において、アダプティブ合成後の復調信号に乗じることにより、等化を行うことができる。
（第４実施形態）
図７に、本発明の第４実施形態に係るアダプティブ受信機の構成を示す。第２実施形態では、アダプティブ演算部１７１が、ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２からの時間領域の信号と、加算部１６から出力されるアダプティブ合成後の時間領域の信号によって、アダプティブ演算を行っているのに対し、この実施形態では、アダプティブ演算部１７２がＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ１２からの時間領域の信号と、加算部１６の出力信号をＧＩ除去部１３、ＦＦＴ１４によってＯＦＤＭ復調した周波数軸上の信号によって、アダプティブ演算を行っている。
【００４７】
この場合、アダプティブ演算部１７２では、一方の入力が時間軸上の信号で他方の入力が周波数軸上の信号となるため、これまでのようなアルゴリズムを用いて、アダプティブ演算を行うことができない。このため、両信号を時間軸上の信号あるいは周波数軸上の信号とする必要がある。そこで、この実施形態では、例えば図８に示すように、アダプティブ演算部１７２内にＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換部）１７２１を設け、ＦＦＴ１４からのＯＦＤＭ復調した周波数軸上の信号から算出された相関ベクトルをＩＦＦＴ１７２１で時間軸上の信号に変換し、この変換後の信号を用いて第２実施形態と同様のアルゴリズムでアダプティブ演算を行うようにしている。
【００４８】
なお、この実施形態に示すアダプティブ演算部を第３実施形態に適用し、図９に示すように構成することもできる。
（第５実施形態）
図１０に、本発明の第５実施形態に係るアダプティブ受信機の構成を示す。この実施形態では、信号フォーマットとして、時間と共に伝搬路推定値が更新されるスキャッタードパイロット（以下、ＳＰという）信号を用いたＳＰ方式の信号フォーマットを用いている。図１１に、このＳＰ方式におけるシンボル（時間軸）とキャリア（周波数）の配置を示す。パイロットキャリア（既知信号）は、４シンボル単位で適当な箇所に配置されている。このＳＰ方式の場合、パケットの先頭にプレアンブルが配置されていないため、第１〜第４実施形態のような等化器２０を用いることはできない。
【００４９】
このため、この実施形態おける等化器２０は、図１０に示すように、既知信号抽出部２３０と、伝搬路推定部２１と、除算部２４とから構成されている。なお、アダプティブアレイ部１０は、図１０に示すように第１実施形態と同様の構成とする他、第２乃至第４実施形態と同様の構成とすることもできる（図１２、図１３参照）。
【００５０】
図１０に示す構成において、既知信号抽出部２３０は、アダプティブアレイ部１０から出力されるアダプティブ合成後の復調信号に内挿されている既知信号を所定シンボル数（例えば、４シンボル）単位で抽出する。伝搬路推定部２１は、既知信号抽出部２３０で抽出された既知信号を、受信機側で予め記憶されている既知信号で除算して、伝搬路推定値を算出する。この算出された伝搬路推定値は、伝搬路推定部２１内のメモリに記憶され、４シンボル単位で更新される。
【００５１】
そして、アダプティブアレイ部１０から出力されるアダプティブ合成後の復調信号が、除算部２４において、伝搬路推定値で除算され、アダプティブアレイ部１０と等化器２０で等化されたデータとして、後段の復調部に出力される。
【００５２】
なお、この実施形態においても、アダプティブアレイ部１０から出力される信号がアダプティブ合成後の信号となっているため、伝搬路推定部２１と除算部２４の代わりに、伝搬路逆特性推定部２２８と乗算部２２９を用るようにしてもよい。
【００５３】
この実施形態において、アダプティブ演算部１７は、第１実施形態のように各シンボル毎に複素ウエイトを更新するようにしてもよいが、伝搬路推定部２１で所定シンボル数（例えば、４シンボル）単位で伝搬路推定値を更新しているため、その所定シンボル数の間はアダプティブ演算部１７が複素ウエイトの更新を行わないようにするのが好ましい。この例について図１４を用いて説明する。
【００５４】
アダプティブ演算部１７は、４シンボル単位で複素ウエイトを更新する。今、加算部１６から複素ウエイトＷ２を用いた４つのシンボルのデータ２−１、２−２、２−３、２−４が出力されたとする。この出力後、アダプティブ演算部１７は、次の複素ウエイトＷ３を出力する。既知信号抽出部２３０は、４つのシンボルのデータ２−１、２−２、２−３、２−４から既知信号を抽出する。このとき伝搬路推定部２１は、その４シンボル前に抽出された既知信号に基づいて算出された伝搬路推定値Ｃｅｓｔ１を出力しているため、４つのシンボルのデータ２−１、２−２、２−３、２−４は、その伝搬路推定値Ｃｅｓｔ１によって等化される。
【００５５】
また、上記のように構成した場合、伝搬路推定部２１から出力される信号は、加算部１６から出力されるアダプティブ合成後の復調信号に対し、４シンボル時間だけ遅れることになる。このような時間的な遅れをなくすためには、等化するデータをバッファ等の遅延部を用いて４シンボル分遅らせればよい。例えば、図１５に示すように、除算器２４の前にバッファ２３１を設けるようにする。このようにすれば、４つのシンボルのデータ１−１、１−２、１−３、１−４から抽出された既知信号に基づいて算出された伝搬路推定値Ｃｅｓｔ１により、４つのシンボルのデータ１−１、１−２、１−３、１−４の等化を行うことができる。なお、図中のＣｅｓｔ２は、４つのシンボルのデータ２−１、２−２、２−３、２−４から抽出された既知信号に基づいて算出される伝搬路推定値を示している。
【００５６】
また、この実施形態は、図１６に示すように変形させることも可能である。この場合、アダプティブ演算部１７、複素ウェイト調整部１５、加算部１６は第１実施形態と同様の構成で、各シンボル毎にアダプティブ演算を行う。そして、その演算によって各シンボル毎に更新された複素ウエイトをサンプル・ホールド部１８で所定シンボル数（例えば、４シンボル）単位でサンプル・ホールドし、そのホールドした複素ウエイトを用いて、複素ウェイト調整部１５１、加算部１６１でアダプティブ合成を行う。後段の等化器２０の構成は、図１４に示すものと同じか、もしくは図１５に示すようなバッファ２３１を設けるようにしてもよい（図１７参照）。
【００５７】
なお、図１４から図１７に示す実施形態においても、アダプティブアレイ部１０の構成としては、第２乃至第４実施形態に示す構成としてもよく、また伝搬路推定部２１と除算部２４の代わりに、伝搬路逆特性推定部２２８と乗算部２２９を用るようにしてもよい。
【００５８】
また、本発明は、ＯＦＤＭ伝送方式を用いたものに限定されず、広くマルチキャリア伝送方式を用いたものに適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係るアダプティブ受信機の構成を示す図である。
【図２】本発明の第１実施形態に用いる信号フォーマットを示す図である。
【図３】本発明の第１実施形態について、シミュレーションを行った時の収束特性とコンスタレーションの結果を示す図である。
【図４】図３のシミュレーションに用いたアンテナの配置とシュミレーション条件を示す図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係るアダプティブ受信機の構成を示す図である。
【図６】本発明の第３実施形態に係るアダプティブ受信機の構成を示す図である。
【図７】本発明の第４実施形態に係るアダプティブ受信機の構成を示す図である。
【図８】図中のアダプティブ演算部１７２の構成を説明するための図である。
【図９】本発明の第４実施形態の変形例を示す図である。
【図１０】本発明の第５実施形態に係るアダプティブ受信機の構成を示す図である。
【図１１】本発明の第５実施形態に用いるＳＰ方式のシンボル（時間軸）とキャリア（周波数）の配置を示す図である。
【図１２】本発明の第４実施形態の変形例を示す図である。
【図１３】本発明の第４実施形態の変形例を示す図である。
【図１４】本発明の第４実施形態の変形例を示す図である。
【図１５】本発明の第４実施形態の変形例を示す図である。
【図１６】本発明の第４実施形態の変形例を示す図である。
【図１７】本発明の第４実施形態の変形例を示す図である。
【図１８】ＯＦＤＭ方式を用いた場合に、キャリアの直交性が崩れる場合を説明するための図である。
【符号の説明】
１０…アダプティブアレイ部、１１…アレイアンテナ、
１２…ＲＦ／１Ｆ・ＡＤＣ、１３…ＧＩ除去部、１４…ＦＦＴ、
１５…複素ウェイト調整部、１６…加算部、１７…アダプティブ演算部、
２０…等化部、２１…伝搬路推定部、２２…複素ウェイト調整部、
２３…加算部、２４…除算部。
【図１】
0004374764.tif 000002
【図２】
0004374764.tif 000003
【図３】
0004374764.tif 000004
【図４】
0004374764.tif 000005
【図５】
0004374764.tif 000006
【図６】
0004374764.tif 000007
【図７】
0004374764.tif 000008
【図８】
0004374764.tif 000009
【図９】
0004374764.tif 000010
【図１０】
0004374764.tif 000011
【図１１】
0004374764.tif 000012
【図１２】
0004374764.tif 000013
【図１３】
0004374764.tif 000014
【図１４】
0004374764.tif 000015
【図１５】
0004374764.tif 000016
【図１６】
0004374764.tif 000017
【図１７】
0004374764.tif 000018
【図１８】
0004374764.tif 000019