(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信したベースバンドＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することにより周波数軸上の信号に変換し、この周波数軸上の信号をデマッピングすることにより元のデータを再生するＯＦＤＭ受信装置において、
前記周波数軸上の信号の中の２本のパイロットキャリアによりサンプルタイミングずれτと位相ずれθを得る第１ステップと、
該第１ステップで得られたτとθに基づき、全部のサブキャリアに対して、「exp(j・2πfτ＋θ）」（ｆは当該サブキャリアの周波数）を乗算して全サブキャリアを補正する第２ステップと、
補正済みの複数のサブキャリアの内の２本のサブキャリアにより再度τとθを得る第３ステップと、
前記第３ステップで得られたτとθに基づき全部の補正済みサブキャリアに対して「exp(j・2πfτ＋θ）」を乗算して全サブキャリアを再度補正する第４ステップと、
を含む処理を実行する補正手段を具備させたことを特徴とするＯＦＤＭ受信装置。
【請求項２】
前記第１ステップを、相互に異なった２本のパイロットキャリアの複数組について行ってその複数組のτとθを得、その各組のτとθの平均値を得てこれを新たなτとθとするステップに置換したことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項３】
前記第３ステップを、相互に異なった２本の補正済みのサブキャリアの複数組について行ってその複数組のτとθを得、その各組のτとθの平均値を得てこれを新たなτとθとするステップに置換したことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項４】
前記第３ステップを、相互に異なった２本の補正済みのサブキャリアの複数組について行ってその複数組のτとθを得、異常なτとθが得られたとき、当該異常なτとθを廃棄し、残ったτとθの平均値を得てこれを新たなτとθとするステップに置換したことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項５】
前記第１ステップが、補正した全サブキャリアについての符号を仮判定する処理を含み、
前記第３ステップを、相互に異なった２本の補正済みのサブキャリアの複数組について行ってその複数組のτとθを得、異常なτとθが得られたとき、当該異常なτとθを廃棄すると共に、当該τとθを得るとき使用した補正済みサブキャリアの中から異常なサブキャリアを選定して当該異常なサブキャリアの前記仮判定した符号を訂正し、該符号を訂正したサブキャリアを用いて、前記廃棄したτとθに代わるτとθを得て、他の正常なτとθを含めて平均値を得てこれを新たなτとθとするステップに置換したことを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。
【請求項６】
受信したベースバンドＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することにより周波数軸上の信号に変換し、この周波数軸上の信号をデマッピングすることにより元のデータを再生するＯＦＤＭ受信方法において、
請求項１乃至５の第１ステップから第４ステップを含む処理を実行することを特徴するＯＦＤＭ受信方法。
【請求項７】
請求項１乃至５の第１ステップから第４ステップを含む処理を実行すコンピュータプログラムを格納したことを特徴とする記録媒体。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重）方式で変調された信号を受信し復調するＯＦＤＭ受信装置において、そのＡ／Ｄ変換用のサンプリングクロックのタイミングずれやノイズの影響を補正して誤り率を低下させる技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ変調方式は、近年ヨーロッパのディジタル音声放送、日欧の地上ディジタルテレビ放送、無線ＬＡＮなどで採用、または検討されている方式である。このＯＦＤＭ変調方式では、互いに直交関係にある数１０〜数千本の各サブキャリアについて、その実部、虚部に例えばＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ等に応じてそれぞれ送信すべきデータをマッピングし、次に逆離散フーリエ変換により時間軸上のデータに変換し、これにガードインターバルを付加して送出される。
【０００３】
例えば、図３に示すように、互いに直交関係にある（基本周波数の整数倍の関係にある）サブキャリアが５２本（番号が−２６，−２５，・・・・・，−１，０，＋１，・・・・，＋２５，＋２６）で、その内に４本のパイロットキャリアｐ（番号が−２１，−７，＋７，＋２１）を含ませた例では、５２−４＝４８本のサブキャリアの各々に、例えばＱＰＳＫの場合では２bitずつ（実部に１bit、虚部に１bit）のデータをマッピングできるので、１回当り９６bitのデータをマッピングできる。なお、サブキャリアの番号０は伝送路に送信する際のメインキャリアの周波数と同じ周波数に設定される。
【０００４】
このようにマッピングしたサブキャリア（ＯＦＤＭ信号）を逆離散フーリエ変換して時間軸データ（ベースバンドＯＦＤＭ信号）とし、この時間軸データの後半の例えば1/4のデータを先頭にコピーしてガードインターバルとして付加し、これを１シンボルの信号とする。これを所定シンボル数分繰り返し、先頭に同期用やサービス識別用シンボルを２〜３シンボル付加して１フレームとする。このようにして作成されたベースバンドＯＦＤＭ信号をＤ／Ａ変換した後、直交変調してメインキャリアに載せ、伝送路に送出する。
【０００５】
受信側では、受信信号を例えば直交復調してメインキャリアを除去しベースバンドＯＦＤＭ信号を取り出した後、Ａ／Ｄ変換し、さらにフーリエ変換により周波数軸上の信号に変換して、この周波数軸上の信号をデマッピングして、サブキャリアからデータを取り出す。
【０００６】
ところで、受信側のＡ／Ｄ変換処理では、サンプリングクロックの周波数は、充分な精度で送信側のクロックに一致させることができるが、サンプリングのタイミングは、一般にずれる。
【０００７】
この場合は、時間軸上の信号、つまりベースバンドＯＦＤＭ信号をｈ(t)とし、このｈ(t)を離散フーリエ変換した周波数軸上の信号、つまりＯＦＤＭ信号をＨ(f)とすると、サンプルの時間がτだけずれたとき、時間軸上の信号はｈ(t-τ)、周波数軸上の信号はＨ(f)exp(j・-2πfτ)となり、位相が回転する。
【０００８】
図４は、図３に示したサブキャリアの内のパイロットキャリアの番号が−２１，−７，＋７，＋２１の実部に符号＋１，＋１，＋１，−１を与え、虚部には符号を与えず（０とし）、残りの４８本のサブキャリアの実部、虚部に共に符号＋１（但し、レベルは１／√２倍）を与えて逆離散フーリエ変換したベースバンドＯＦＤＭ信号を受信側のフーリエ変換部に入力させ、その出力側に得られた正常な周波数軸上の信号を示したものである。中心の番号０のサブキャリアには符号を割り当てていない。●は実部、○は虚部のレベルである。ここでは、符号＋１のレベルは２５０ｍＶ、−１のレベルは−２５０ｍＶ、１／√２倍は１７５ｍＶである。
【０００９】
図５は、Ａ／Ｄ変換の際のサンプリングクロックの周波数は一致したが、そのクロックタイミングが５０nsec速くなったときの再生ＯＦＤＭ信号を示したものである。本来、０番やパイロットキャリア以外のサブキャリアの利得は図４に示すように一定値となるべきであるが、各サブキャリアの実部でもまた虚部でも位相が回転している。
【００１０】
このような場合に、正しいＯＦＤＭ信号Ｈ(f)を求めるために、周波数が既知で、且つ実部、虚部の正しい大きさが既知のパイロットキャリアｐを前記したようにして入れ、それらの位相から時間遷移τと初期位相θを推定し、補正することが以下に示す手法で行われている。
【００１１】
サンプリングタイムがτだけずれたときは、受信された周波数ｆのパイロットキャリアの実部ｘ(f)、虚部ｙ(f)は、次の式(1)、(2)に示すように表すことができる。ただし、ｘo(f)、ｙo(f)は周波数ｆでの正しいパイロットキャリアの実部、虚部である。
【００１２】
ｘ(f)＝ｘo(f)cos（2πfτ+θ）＋ｙo(f)sin（2πfτ+θ）    ・・・(1)
ｙ(f)＝−ｘo(f)sin（2πfτ+θ）＋ｙo(f)cos（2πfτ+θ）  ・・・(2)
この式(1)、(2)により、次の式(3)
2πfτ+θ＝tan-1[{xo(f)y(f)-yo(f)x(f)}/{xo(f)x(f)+yo(f)y(f)}]・・・ (3)
を得ることができる。
【００１３】
さらに、受信した４本のパイロットキャリアの中から周波数がf1、f2の２本のパイロットキャリアを選び出し、これを上記の式(3)に当てはめると、次の式(4)、(5)
τ＝(φ2−φ1）／2π(f2-f1)                             ・・・(4)
θ＝(f1・φ2−f2・φ1)／(f2−f1）                       ・・・(5)
但し、
φ1＝tan-1[{xo(f1)y(f1)-yo(f1)x(f1)}/{xo(f1)x(f1)+yo(f1)y(f1)}]
φ2＝tan-1[{xo(f2)y(f2)-yo(f2)x(f2)}/{xo(f2)x(f2)+yo(f2)y(f2)}]
が得られる。
【００１４】
そこで、前記したように、４本のパイロットキャリアの番号が−２１，−７，＋７，＋２１の実部に符号＋１，＋１，＋１，−１を与え、虚部には符号を与えない（０とする）信号を受信し、再生ＯＦＤＭ信号を得る。このとき、４本のパイロットキャリアから２本を選ぶ組み合わせは６通りあるので、上記式(4)、(5)から６種類のτとθを得ることができる。
【００１５】
従って、この６種類のτとθの平均をとり、この結果に基づいて４８本の各サブキャリアに、「exp(j・2πfτ＋θ）」を掛け合わせることにより、正しい元のＯＦＤＭ信号を得ることができる。ｆは当該サブキャリアの周波数である。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記手法では、ノイズが加わったときは、パイロットキャリアの振幅や位相もその影響を受けるため、補正値τ、θの誤差が増し、符号誤りが大きくなるという問題がある。
【００１７】
本発明はこのようにノイズが加わった場合であっても、その影響をキャンセルし符号誤りを小さくすることである。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するための第１の発明は、受信したベースバンドＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することにより周波数軸上の信号に変換し、この周波数軸上の信号をデマッピングすることにより元のデータを再生するＯＦＤＭ受信装置において、前記周波数軸上の信号の中の２本のパイロットキャリアによりサンプルタイムずれτと位相ずれθを得る第１ステップと、該第１ステップで得られたτとθに基づき、全部のサブキャリアに対して、「exp(j・2πfτ＋θ）」（ｆは当該サブキャリアの周波数）を乗算して全サブキャリアを補正する第２ステップと、補正済みの複数のサブキャリアの内の２本のサブキャリアにより再度τとθを得る第３ステップと、前記第３ステップで得られたτとθに基づき全部の補正済みサブキャリアに対して「exp(j・2πfτ＋θ）」を乗算して全サブキャリアを再度補正する第４ステップと、を含む処理を実行する補正手段を具備させた。
【００１９】
第２の発明は、第１の発明において、前記第１ステップを、相互に異なった２本のパイロットキャリアの複数組について行ってその複数組のτとθを得、その各組のτとθの平均値を得てこれを新たなτとθとするステップに置換した。
【００２０】
第３の発明は、第１の発明において、前記第３ステップを、相互に異なった２本の補正済みのサブキャリアの複数組について行ってその複数組のτとθを得、その各組のτとθの平均値を得てこれを新たなτとθとするステップに置換した。
【００２１】
第４の発明は、第１の発明において、前記第３ステップを、相互に異なった２本の補正済みのサブキャリアの複数組について行ってその複数組のτとθを得、異常なτとθが得られたとき、当該異常なτとθを廃棄し、残ったτとθの平均値を得てこれを新たなτとθとするステップに置換した。
【００２２】
第５の発明は、第１の発明において、前記第１ステップが、補正した全サブキャリアについての符号を仮判定する処理を含み、前記第３ステップを、相互に異なった２本の補正済みのサブキャリアの複数組について行ってその複数組のτとθを得、異常なτとθが得られたとき、当該異常なτとθを廃棄すると共に、当該τとθを得るとき使用した補正済みサブキャリアの中から異常なサブキャリアを選定して当該異常なサブキャリアの前記仮判定した符号を訂正し、該符号を訂正したサブキャリアを用いて、前記廃棄したτとθに代わるτとθを得て、他の正常なτとθを含めて平均値を得てこれを新たなτとθとするようなステップに置換した。
【００２３】
第６の発明は、受信したベースバンドＯＦＤＭ信号をフーリエ変換することにより周波数軸上の信号に変換し、この周波数軸上の信号をデマッピングすることにより元のデータを再生するＯＦＤＭ受信方法において、第１乃至第５の発明の第１ステップから第４ステップを含む処理を実行するように構成した。
【００２４】
第７の発明の記録媒体は、第１乃至第５の発明の第１ステップから第４ステップを含む処理を実行すコンピュータプログラムを格納した。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の実施形態のＯＦＤＭ受信装置の構成を示すブロック図である。ここでは、ＯＦＤＭ送信装置（図示せず）においてＤ／Ａ変換されたベースバンドＯＦＤＭ信号が直交変調されてメインキャリアに載り、これが伝送路から送られてくるものとする。
【００２６】
１はＢＰＦであり、受信信号から所定の周波数成分を通過させる。２、３は乗算器であり、受信信号を発振器４で得られるメインキャリア（番号０のサブキャリアの周波数）と同じ周波数で互いに９０度移相器５により９０度位相差のある周波数信号により乗算することにより、直交復調処理を行い、ベースバンドＯＦＤＭ信号の同相成分と直交成分を取り出す。６，７はＬＰＦで、乗算器２，３で発生した高調波成分をカットする。８，９はＡ／Ｄ変換器であり、この同相成分、直交成分を例えば８bit程度のディジタル信号に変換する。１０はＦＦＴ（高速フーリエ変換）処理部であり、ベースバンドＯＦＤＭ信号の同相成分と直交成分を取り込んでフーリエ変換を施し、周波数軸上のＯＦＤＭ信号を生成する。１１はＦＦＴ窓処理部であり、ベースバンドＯＦＤＭ信号の１シンボル期間の内のガードインターバルを除く期間についてＦＦＴ処理部１０での処理が行われるよう窓信号を作成して、ＦＦＴ処理部１０に送る。
【００２７】
１２はサンプリングタイム補正部であり、Ａ／Ｄ変換器８，９でのサンプリングのタイミングずれやノイズの影響によりサブキャリアの位相が回転しているとき、これを補正する。１３は補正済みのサブキャリアから元のデータを取り出すデマッピング処理部である。なお、この後段にさらにエラー検出や符号誤り訂正の処理部が続くが本発明と関係ないので省略する。
【００２８】
さて、サンプリングタイム補正部１２では、図２に示すような内容の処理を行う。まず、前記したように４本のパイロットキャリアを使用して６種類のτとθを得て（Ｓ１）、その平均値のτとθを得る（Ｓ２）。
【００２９】
次に、この平均したτとθに基づき、サブキャリアの全てに対して、「exp(j・2πfτ＋θ）」を掛け合わせて、パイロットキャリアを含む５２本のサブキャリアについての補正した実部、虚部であるｘo(f)、ｙo(f)を得る（Ｓ３）。ｆは当該サブキャリアの周波数である。そして、補正済みの全サブキャリアの符号を確認（仮判定）しておく（Ｓ４）。
【００３０】
次に、補正済みの５２本のサブキャリアの内から、異なる番号の２本のサブキャリアの組を複数組選び出す。このとき、１つの番号のサブキャリアが異なった２個以上の組に含まれるようにすることが好ましいが、これに限られることはない。そして、その各々の組に前記した式(4)、(5)を適用して複数種類のτとθを得る（Ｓ５）。
【００３１】
次に、この２６種類のτ、θが予め設定した所定値の範囲内、つまり異常でなければ（Ｓ６）、これを平均したτ、θを得る（Ｓ７）
【００３２】
次に、ステップＳ７で得られた平均値τ、θに基づき、全サブキャリアに対して、「exp(j・2πfτ＋θ）」を掛け合わせて、再度５２本の全てのサブキャリアについての補正した実部、虚部であるｘo(f)、ｙo(f)を得る（Ｓ８）。
【００３３】
しかし、ステップＳ６において、異常なτ、θがあるときは、まずその異常なτ、θを廃棄しする（Ｓ９）。そして、その異常なτ、θを得るために使用した異常なサブキャリアを見つける（Ｓ１０）。１個の異常なサブキャリアを複数組に使用したときは、その複数組の全てについてτ、θが異常になるので、異常なτ、θに共通なサブキャリアを選び出すことができる。
【００３４】
異常なサブキャリアが見つかったときは、その符号を訂正する（Ｓ１１）。この場合は、ステップ４で予め仮判定で得ておいた当該キャリアの符号を訂正（反転）することになる。そして、符号訂正したサブキャリアを使用し前記異常なτ、θを再度演算し直して（Ｓ１２）、この再演算のτ、θともともと正常であったτ、θの平均値を得る（Ｓ７）。異常なサブキャリアが見つからないときは、異常なτ、θを廃棄するだけとし、残った正常なτ、θによりステップＳ７を処理する。
【００３５】
なお、パイロットキャリアによりτ、θを得る処理（Ｓ１，Ｓ２）は、少なくとも２個（１組）について行えば良い。また補正済みのサブキャリアによりτ、θを得る処理（Ｓ５）も、少なくとも２個（１組）について行えば良い。
【００３６】
また、図２に示した補正の処理内容を実行するコンピュータプログラムは、フロッピーディスクやハードディスク等の磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ等の光ディスク、ＭＯ等の光磁気ディスク、半導体メモリ等の固体メモリのような記録媒体に格納してユーザに提供することができる。
【００３７】
【発明の効果】
以上から本発明によれば、パイロットキャリアによりτ、θを求めてサブキャリアを補正する他に、その補正値で補正されたサブキャリアにより新たなτ、θを得てその全サブキャリアを再度補正するので、ノイズの影響がキャンセルされ、時間や位相の誤差の少ないサブキャリアを再生することができ、符号誤りを減少させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施形態のＯＦＤＭ受信装置のブロック図である。
【図２】  サンプリングタイム補正部での処理の説明図である。
【図３】  サブキャリアの説明図である。
【図４】  サンプルクロックのタイミングが正常なときの再生ＯＦＤＭ信号の特性図である。
【図５】  サンプルクロックのタイミングがずれたときの再生ＯＦＤＭ信号の特性図である。
【符号の説明】
１：ＢＰＦ、２，３：乗算器、４：発振器、５：９０度移相器、６，７：ＬＰＦ、８，９：Ａ／Ｄ変換器、１０：ＦＦＴ処理部、１１：ＦＦＴ窓処理部、１２：サンプリングタイム補正部、１３：デマッピング処理部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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