(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ミクサ(34)と、該ミクサの後段に設けられたポストミクサ線形化回路(36)と、を備えたミクサ回路であって、
上記ミクサ(34)は、第１の差動入力(46, 48)で受信する第１の入力信号(VRF=RFHI-RFLO)と第２の差動入力(60, 62)で受信する第２の入力信号(VLO)とをミキシングすると共に、上記第１の入力信号と第２の入力信号に応じてミクサ出力信号(VIF)を提供する差動出力をなす第１の出力と第２の出力(74, 76)とを有しており、所定の動作範囲においては線形相互コンダクタンスを有し該所定の動作範囲以外においては非線形相互コンダクタンスを有しており、
上記ポストミクサ線形化回路(36)は、上記ミクサの差動出力に接続された差動入力(MH, ML)と、線形化されたミクサ出力信号(VOUT)を提供する出力(MO, 58)と、を有しており、
上記ポストミクサ線形化回路は、
上記ミクサの第１の出力(74, MH)に接続された第１の端子をなすベースを有する第１のトランジスタ(Q256)と、
上記ミクサの第２の出力(76, ML)に接続された第１の端子をなすベースを有する第２のトランジスタ(Q257)と、
上記第１のトランジスタ(Q256)の第２の端子をなすエミッタに接続されたアノードをなすエミッタとカソードをなすベース及びコレクタとを有する第１のダイオード(Q258)と、
上記第２のトランジスタ(Q257)の第２の端子をなすエミッタに接続されたアノードをなすエミッタとカソードをなすベース及びコレクタとを有する第２のダイオード(Q259)と、
上記ミクサの第１の出力(74, MH)に接続された第１の端子をなすベースを有する第３のトランジスタ(Q266)と、
上記第２のダイオード(Q259)の上記カソードに接続された第１の端子をなすベースを有する第４のトランジスタ(Q267)と、
上記ミクサの第２の出力(76, ML)に接続された第１の端子をなすベースを有する第５のトランジスタ(Q262)と、
上記第１のダイオード(Q258)の上記カソ−ドに接続された第１の端子をなすベースを有する第６のトランジスタ(Q263)と、
上記第３のトランジスタ(Q266)の第２の端子をなすエミッタと上記第４のトランジスタ(Q267)の第２の端子をなすエミッタとの間に接続された第１の抵抗(R241)と、
上記第５のトランジスタ(Q262)の第２の端子をなすエミッタと上記第６のトランジスタ(Q263)の第２の端子をなすエミッタとの間に接続された第２の抵抗(R240)と、
上記第３のトランジスタ(Q266)の第３の端子をなすコレクタに接続された入力端子と上記ポストミクサ線形化回路(36)の上記出力(58, VOUT)に接続された出力端子とを有する第１のカレントミラー(80)と、
上記第６のトランジスタ(Q263)の第３の端子をなすコレクタに接続された入力端子と上記ポストミクサ線形化回路(36)の上記出力(58, VOUT)に接続された出力端子とを有する第２のカレントミラー(82)と、を有しており、
上記第１のトランジスタ(Q256)と上記第２のトランジスタ(Q257)は、エミッタフォロアとして動作するようになっており、
上記第１のカレントミラー(80)は、トランジスタ(Q265)及びトランジスタ(Q269)を含み、上記第１のカレントミラー(80)の上記入力端子は、上記トランジスタ(Q265)のコレクタであり、上記第１のカレントミラー(80)の上記出力端子は、上記トランジスタ(Q269)のコレクタであり、
上記第２のカレントミラー(82)は、トランジスタ(Q264)及びトランジスタ(Q273)を含み、上記第２のカレントミラー(82)の上記入力端子は、上記トランジスタ(Q264)のコレクタであり、上記第２のカレントミラー(80)の上記出力端子は、上記トランジスタ(Q273)のコレクタであることを特徴とする上記ミクサ回路。
【請求項２】
上記第１のダイオード(Q258)の上記カソードは、第１の電流源(Q251)に接続されており、
上記第２のダイオード(Q259)の上記カソードは、第２の電流源(Q252)に接続されており、
上記第４のトランジスタ(Q267)の第３の端子をなすコレクタは、第１の電圧供給端子(50, CM)に接続されており、
上記第５のトランジスタ(Q262)の第３の端子をなすコレクタは、第２の電圧供給端子(44, VP)に接続されていることを特徴とする請求項１に記載のミクサ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
【０００２】
本発明は、アナログ受信回路に関し、さらに詳しくは、高周波可変利得ミクサ回路に関する。
【従来の技術】
【０００３】
図１は、アクティブミクサの従来例を示している。
【０００４】
図１において、この従来のミクサ回路１０は、複数のトランジスタＱ１〜Ｑ４から成るミクサコア１３と、トランジスタＱ５、Ｑ６及び電流源１８から成るＲＦ（高周波）入力部１５とを有している。このミクサ回路１０は、本願の発明者にちなんで“ギルバートミクサ”と呼ばれ、広く知られている。事実、本発明時に行った先行技術調査では、ほぼ同じ回路を開示しているJonesに対して発行された米国特許第3,241,078号が見つかった。しかしながら、この米国特許では、上記回路は同期検出器として開示されており、上記回路をミクサとして使用することを想定してはいないものであった。
【０００５】
以下、このミクサ１０の動作について説明する。ＲＦ入力部１５のトランジスタＱ５、Ｑ６のベース間に電位差がない場合、これらの２つのトランジスタＱ５、Ｑ６のコレクタ電流はほぼ等しくなる。従って、ＬＯ（局部発振）ポート１２へ印加される電位が出力電流を変化させることはない。一方、トランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタ領域における整合等の原因で小さなＤＣオフセット電位がＲＦポート１４に生じた場合、ＬＯ信号ＶLOが少量ＩＦポート１６へ流れることになるが、それは図示しない第１のＩＦフィルタによって遮断されるようになっている。
【０００６】
逆に、ＲＦポート１４にＲＦ信号ＶRFが供給され、ＬＯポート１２に電位差が印加されない場合には、出力電流は再び平衡する。トランジスタＱ１〜Ｑ４のエミッタ領域の不整合によって小さなオフセット電圧が生じた場合、いくらかのＲＦ信号が上記ＩＦポートへ供給されるが、それは、前述したように、ＩＦフィルタによって遮断されるようになっている。従って、ＩＦポート１６に信号が現れるのは、ＬＯポート１２及びＲＦポート１４の両方に信号が供給された時のみとなる。
【０００７】
図２は、上記ミクサ１０におけるＲＦ入力電圧ＶRFと出力電圧ＶIFの関係を示すグラフであり、この場合、ＬＯ信号ＶLOは所定のＤＣ値に固定されている。周知のように、ＲＦ入力電圧ＶRFと出力電圧ＶIFの関係は、双曲線正接（ｔａｎｈ）関数で表される。
【０００８】
図２に示すように、ポイント２２及び２３間の狭い一定の動作レンジでは、入力信号ＶRFと出力信号ＶIFの関係は線形性を有している。これは、この狭い動作レンジにおいて、ＲＦ入力部１５が線形相互コンダクタンスｇｍを有しているためである。
【０００９】
しかしながら、トランジスタＱ５、Ｑ６の相互コンダクタンスｇｍは、上記狭い動作レンジ外では急激に非線形となり、上記ポイント２２、２３を超えると応答性が低下する。この相互コンダクタンスｇｍの非線形動作特性は、入力信号を大幅に圧縮し、ミクサの出力信号に望ましくない相互変調積（inter-modulation products）を生じさせる。トランジスタＱ５、Ｑ６のエミッタにおける負帰還抵抗（emitter degeneration resistors）は、線形性を向上させるために使用することができるが、ミクサのノイズ特性を低下させる。
【００１０】
図１に示したミクサの他の問題点は、例えばトランジスタＱ１〜Ｑ４のようなコアトランジスタをオン・オフする際に、スイッチングノイズが生じることである。このスイッチングノイズは、ミクサ出力のスペクトルの完全性を損なわせる。図３において、その上部グラフ２６は、図１に示した差動対に供給される局部発振器信号ＶLOを示しており、下部グラフ２７は、上記信号ＶLOがハイの状態とローの状態に変化する遷移時に、増幅器によって生じるノイズバースト２８を示している。
【００１１】
このノイズバースト２８を減少させるため、ミクサコアのトランジスタＱ１〜Ｑ４は、より早くターンオンして、それらのベース端子により大きな電荷をかける必要がある。
【００１２】
しかしながら、この場合、上記トランジスタＱ１のベースから電荷を取り除くためにより大きな電流が必要となり、そのために、高周波数に適用させることが困難であるという問題が生じる。
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
本発明は、上述した問題点に鑑みなされたものであり、ＬＯポートに対してより早くベースチャージをかけることができ、かつ線形性を向上させることができる低ノイズのミクサ回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本発明に係るミクサ回路は、ポストミクサ線形化部（post-mixer linearizer）と結合され、ミクサ回路のＲＦ入力段の非線形応答性を補償するようになっている。このポストミクサ線形化部は、線形動作レンジを有するが、それに加えて、この線形動作レンジ外ではＲＦ入力段の応答の増分利得が減少すると、それと同じ程度増加する出力応答信号を有する。この増大する出力応答信号は、ＲＦ入力部の減少した非線形応答信号に対して反対に作用する（counteract）。その結果、上記ミクサ回路とポストミクサ線形化部との結合がこの結合されたミクサ回路の全体の線形動作レンジを増大させる。
【００１５】
このポストミクサ線形化部は、第１及び第２の出力ブランチ（output branch）を有し、それらはミクサコアにおける非線形性に対して反対に作用するため必要な応答信号を生成するために相補的な方式で動作する。これらの出力ブランチは、レール・トウ・レール（rail-to-rail）電圧に大きな余裕を有する高電流利得を提供する。
【００１６】
本発明の他の態様においては、入力ドライバが、ミクサコアに対してより早く電荷を供給するためミクサ部に接続されている。入力ドライバは、ミクサコアのＬＯ入力のそれぞれに対してより早く電荷を供給したり取り去ったりするためにクラスＡＢエミッタフォロア（Class-AB emitter follower）及び関連するバイアス段を有している。各入力端子に対する強制的な電荷の供給及び取り去りは、ミクサコアにおけるトランジスタのオン・オフ状態の切り替えを早くする。従って、ミクサのスイッチング動作の間に生じるノイズが減少される。
【００１７】
本発明の他の態様においては、ミクサコアは、利得制御信号における線形変化に指数関数的に比例してミクサ利得を変化させる利得制御回路を有している。従って、ミクサはデシベル利得制御において線形性を得ることができる。
【００１８】
上述した以外の本発明の目的、構成及び効果は、図面を参照した以下の実施例の記載から明らかとなるであろう。
【発明の実施の形態】
【００１９】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。
【００２０】
［全体の構成］
図４は、本発明を実施した可変利得ミクサ回路３０のブロック図である。このミクサ回路３０は、線形応答性が改善されており、またノイズ抑制特性も向上している。
【００２１】
このミクサ回路３０は、局部発振器（ＬＯ）入力ドライバ３２と、ミクサ部３４と、ポストミクサ線形化部（post-mixer linearizer）３６とを有しており、ミクサ部３４とポストミクサ線形化部３６とは直列に接続されている。入力ドライバ３２は、ミクサ部３４のノイズ特性を向上させる。ミクサ部３４は、相互コンダクタンス段を構成するとともに、それに加えて線形デシベル利得制御回路（linear-in-dB gain control circuit）を有している。この利得制御回路は、端子５４へ供給される利得制御電流ＩGの線形変化に応じて、ミクサの利得を指数関数的に変化させるようになっている。そして、このポストミクサ線形化部３６は、以下に説明するように、ミクサの非線形応答性を補償するようになっている。
【００２２】
上記ＬＯ入力ドライバ３２は、端子３８より単側入力信号ＬＯＩＰを受け、ミクサ部３４へ供給されるバランスのとれた差動出力信号ＶLOを生成する。入力閾値ドライバは、端子４２より供給される中間基準電圧ＶＭＩＤで調整される。バイアス電流ＩＢＬＯは、端子４０から入力され、ＬＯドライバ３２を動作させる。
【００２３】
上記ミクサ部３４は、端子４６、４８より差動高周波入力信号ＲＦＬＯ、ＲＦＨＩが供給される。そして、端子５２より基準電流ＩＰＭＸが供給され、端子５４からミクサの利得を設定する利得制御電流ＭＸＧＮが供給される。このミクサ部３４は、端子ＭＨ及びＭＬに差動中間周波数信号ＶIFを生成し、この信号はポストミクサ線形化部３６へ供給される。
【００２４】
このポストミクサ線形化部３６は、端子５６よりイネーブル信号ＩＢＤＲが供給され、端子５８より中間周波数（ＩＦ）出力信号ＭＸＯＰを出力する。端子４４及び５０にそれぞれ供給される電源電圧ＶＰ、ＣＭは、各ブロック３２、３４、３６へ供給される。
【００２５】
この実施例においては、上記ミクサ回路３０は、相補形バイポーラ技術（complementary bipolar technology）によって実現される。しかしながら、以下の説明から当業者に自明なように、ＣＭＯＳ等の他の技術を適宜改良して応用することができる。
【００２６】
［入力ドライバ］
次に、図５に基づいて、入力ドライバ３２について説明する。
図５は、上記入力ドライバ３２の詳細を示す回路図である。
【００２７】
トランジスタのスイッチ動作時に生じるノイズを減少させかつ信号の利得を大きくするため、ＬＯ入力ドライバ３２がミクサ部３４を駆動するために用いられる。このミクサ部３４の詳細については図６を参照して後述する。
【００２８】
入力ドライバ３２は、端子３８からの単側入力電圧ＬＯＩＰの電圧レベルを、ミクサ部３４によって要求されるレベルまで引き上げる。ＬＯ入力信号ＬＯＩＰは、２２９ＭＨｚで±５０ｍＶ（−１６ｄＢｍ）の一般的な単側電圧である。一方、ミクサ部３４（図６参照）へのＬＯ信号は、約±２５０ｍＶの良くバランスの取れた差動形態となっている。上記入力ドライバ３２は、十分に高い周波数利得を提供し、ミクサ部３４への方形波ドライブ信号を生成するリミッタのような働きをする。これにより、最大変換効率及び最小ノイズが得られる。
【００２９】
抵抗Ｒ２００は、ＶＭＩＤとＬＯＩＰとの間に接続され、ＬＯＩＰ入力信号のための内部バイアス帰還パスを形成する。抵抗Ｒ２０７及びコンデンサＣ２０１は、ノード４２に並列に接続されている。この抵抗Ｒ２０７は、抵抗Ｒ２００によって作られるバイアスオフセットと相互にバランスがとられ、またコンデンサＣ２０１は、高周波数において抵抗Ｒ２０７に分流（shunt）を生じさせる。
【００３０】
トランジスタＱ２０７及びＱ２０８は、第１の差動対（differential pair）として互いに接続されており、通常は１００μＡでバイアスされている。この電流は、好適実施例では絶対温度に比例（ＰＴＡＴ）する。このバイアスされた第１の差動対は、第１の増幅段を形成する。この第１の増幅段は、複数の負荷抵抗Ｒ２０９〜Ｒ２１２と、上記抵抗群に直列に接続されたダイオード接続トランジスタＱ２０９とを有している。この第１の増幅段は、トランジスタＱ２０１及びＱ２０２によって構成されるカレントミラー回路によってバイアスされる（“current mirror circuit”：２つのトランジスタのベースとベースが一体に接続された場合に、２つのトランジスタのコレクタ電流の整合に依拠する回路）。
【００３１】
上記第１の増幅段は、９．７５の無負荷電圧利得を有しており、この無負荷電圧利得は、公称ＮＰＮベータ（β）（nominal NPN batas（β））で第２の差動対Ｑ２１０〜Ｑ２１１の入力抵抗によって８．６５まで低くされる。この第２の増幅段は、トランジスタＱ２１０及びＱ２１１のコレクタにそれぞれ接続されている２つの２ｋΩの負荷抵抗Ｒ２１３及びＲ２１４及び電流源トランジスタＱ２１２によって約１００μＡ（絶対温度に比例：ＰＴＡＴ）にバイアスされる。この第２の増幅段は、約３０．３の負荷された低周波利得を供給する。
【００３２】
上記入力ドライバ３２の右半分は、第１のクラスＡＢエミッタフォロア（Class-AB emitter-follower）トランジスタＱ２１９、Ｑ２２０及び第２のクラスＡＢエミッタフォロアトランジスタＱ２２１、Ｑ２２２から構成される。トランジスタＱ２１９、Ｑ２２０は、第１の相補形トランジスタ対（第１の出力段）を構成し、トランジスタＱ２１０のコレクタと端子６０との間に接続される。トランジスタＱ２２１及びＱ２２２は、第２の相補形トランジスタ対（第２の出力段）を構成し、トランジスタＱ２１１のコレクタと端子６２との間に接続される。
【００３３】
２つのバイアス段が、上記増幅段と２つの出力段との間に接続されている。第１のバイアス段は、第１の出力段をコントロールするエミッタフォロア回路Ｑ２１３、Ｑ２１４を有し、第２のバイアス段は、第２の出力段をコントロールするエミッタフォロア回路Ｑ２１６、Ｑ２１７を有している。
【００３４】
これらの出力段は、中程度の電流（moderate currents）にバイアスされているが、トランジスタＱ２１９〜Ｑ２２２は、ミクサのコア（図６参照）のベース電流負荷によって、２２９ＭＨｚの通常ＬＯ周波数において約４００μＡの高ピーク電流を搬送する。そのため、端子３８から出力端子６０及び６２への負荷低周波電圧利得は、約２９．３になる。
【００３５】
上記ＬＯ入力ドライバ３２は、端子４０からの５０μＡ（ＰＴＡＴ）の入力電流ＩＢＬＯによって駆動される。この電流ＩＢＬＯは、一般的なカレントミラートランジスタＱ２２４を駆動する。このカレントミラートランジスタＱ２２４の電流は、トランジスタＱ２０３、Ｑ２１２、Ｑ２１５、Ｑ２１８によって反映される（mirrored）。カレントミラートランジスタＱ２２４は、エミッタフォロアトランジスタＱ２２３によって補助される。そして、このカレントミラートランジスタＱ２２４は、７９μＡで駆動され、トランジスタＱ２２３において約３３０Ωの抵抗ｒeを確立し、それによってトランジスタＱ２２３のエミッタにおいて共通バイアスノードで減結合される。コンデンサＣ２０２は、トランジスタＱ２２３、Ｑ２２４の周辺のベータループが安定することを確実にし、さらに高周波数で低インピーダンスを維持する。
【００３６】
動作する場合、出力段のトランジスタＱ２１９、Ｑ２２０及びＱ２２１、Ｑ２２２とそれらと関連するバイアス段が、ミクサ部３４のコアのトランジスタに対してすばやく電荷を出し入れする。例えば、トランジスタＱ２２１のベースが正電圧になった場合、トランジスタＱ２１６はこの電圧に接続される。トランジスタＱ２１７を通ってトランジスタＱ２２２のベースへ電流が流れ、また端子６２へ電荷が供給される。しかしながら、トランジスタＱ２２１のベースが負電圧になった場合、トランジスタＱ２１６はこの負電圧ステップをトランジスタＱ２２２に接続し、トランジスタＱ２２２をターンオンする。その時、トランジスタＱ２２２は、出力端子６２をただちに負にし、ミクサコアの入力端子における電荷を取り除く。従って、入力ドライバ３２は、ミクサコアが急速にターンオン又はターンオフするのに十分大きな電荷を提供する。このようにして、ミクサコアのトランジスタのオン・オフの際に生じるノイズを減少させることができる。
【００３７】
［ミクサ部］
次に、図６に基づいて、ミクサ部３４について説明する。
【００３８】
図６は、図４に示したミクサ部３４の詳細な回路図である。このミクサ部３４は、図１に示す従来の二重平行スイッチングモジュレータとして配置された複数のトランジスタＱ２３７〜Ｑ２４０からなるミクサコアを有している。従来のＲＦ入力段の代わりに、ミクサ部３４は、多重正接ダブレット（multi-tanh doublet）と称される回路を有しており、それは従来の相互コンダクタンス（ｇｍ）段として動作する一方、線形性を向上させる。この多重正接ダブレットは、本件出願人により１９９４年１１月２３日に出願された“オーバーラップした入力信号レンジを有する低電源電圧ミクサ”と題された米国特許出願第０８／３４４，３７５号（対応日本出願：平成７年特許願第３２９９４６号）の出願明細書中に開示されており、この番号を引用することにより本明細書の文中に組み入れる。しかしながら、ダブレットの使用は、本発明の動作に必要不可欠なものではない。また、ここで開示されている特定エミッタ領域率も必要不可欠ではない。従って、以下の説明中において、多重正接ダブレットは、改善されてはいるが完全な線形性を有していない相互コンダクタンスｇｍ段を意味するものとする。
【００３９】
通常、ＲＦ入力信号は、阻止コンデンサ（blocking capacitor）（図示省略）によって入力端子４６あるいは４８のいずれか一方に、単側形状（single-sidedform）（ＲＦＨＩ、ＲＦＬＯ）として供給される。ＲＦＬＯ及びＲＦＨＩ入力のためのＤＣバイアスパスは、抵抗Ｒ２３３及びＲ２３４によって形成される。これらの抵抗Ｒ２３３、Ｒ２３４の共通ノードは、トランジスタＱ２３０及びＱ２３１によってバイアスされている。この構成は、ミクサコアのすべての素子が２．７Ｖの最小供給電力及び２５℃の温度で正確に動作することを確実にするものである。
【００４０】
ＲＦＨＩからＲＦＬＯに至る入力インピーダンスは、端子５４における利得制御電圧ＭＸＧＮに従って僅かに変化する。これは、トランジスタＱ２４５及びＱ２４６、すなわち差動対Ｑ２４１、Ｑ２４４及び差動対Ｑ２４２、Ｑ２４３によって形成される“多重正接ダブレット”におけるバイアス電流が変化するためである。公称パラメータ及び動作状態のために、インピーダンス抵抗部分は、ＩG＝０（最大利得、ここでは最大バイアス電流）で２．７ＫΩからＩG＝７５μＡで５．５ｋΩまでほぼ線形的に変化する。パット及びピンの寄生容量（parasistics）を除外したミクサ自身の実効入力キャパシタンスは、ＶG＝０で１．５ｐＦからＩG＝７５μＡで１．１５ｐＦまで変化する。寄生容量にさらに１．２５ｐＦを加えると、上記入力キャパシタンスの合計は、２．４ｐＦから２．７５ｐＦの間となる。２４０ＭＨｚにおける入力インピーダンスＺINは、実用最大利得で２３８Ωから実用最小利得で２７２Ωまでほぼ線形的に変化する。
【００４１】
ノードＭＨ及びＭＬにおける差動出力の各サイドでのＨＦ負荷は、コンデンサＣ２５３及びＣ２５４によって与えられる。ポストミクサ線形回路３６（図４参照）は、適切な高インピーダンスを有している。従って、コンデンサＣ２５３及びＣ２５４は、１００ＭＨｚに近い３ｄＢ周波数を有するローパスコーナーを形成する。このローパスコーナーは、通常２４０ＭＨｚ＋２２９．３ＭＨｚ＝４６９．３ＭＨｚの出力信号の合計周波数成分を減衰させ、一方端子７４及び７６の間に存在する中間周波数（ＩＦ）は多少減衰されて通過する。
【００４２】
［ミクサ利得制御回路］
次に、図６に基づいて、ミクサ利得制御回路７０について説明する。
【００４３】
ミクサ部３４は、ミクサの利得を制御するための利得制御回路７０を有している。この利得制御回路７０は、利得制御電流における線形的増加が対応するミクサの利得における指数関数的増加、すなわち“デシベルにおける線形的増加（liner-in-decibel）”を生成することから、“線形デシベル”利得制御を提供する。これは、ミクサコア７２へ供給されるバイアス電流を変化させることによって達成される。どのようにしてこの線形デシベル利得制御が達成されるかということを述べる前に、ミクサコア７２におけるＲＦ入力段に対する基本的バイアス方法について最初に説明する。
【００４４】
約１０９μＡのミクサバイアス電流ＩＰＭＸは、端子５２へ供給され、エミッタフォロアトランジスタＱ２３６の補助によってトランジスタＱ２３５へ流れる。利得制御電流ＩGがＩG＝０の場合、トランジスタＱ２３６は、約１８０μＡの電流でバイアスされており、その電流は抵抗Ｒ２３２を通る。端子５４に供給される利得制御電流ＩGがゼロに等しく、非常に大きなベータ値である場合、トランジスタＱ２４５、Ｑ２４６は、ノードＩＰＭＸにおける入力電流の倍数で動作する。この入力電流の率は、トランジスタＱ２４５、Ｑ２４６及びＱ２３５間のエミッタ領域の率によって定義され、好適実施例においては７となる。従って、トランジスタＱ２４５、Ｑ２４６の公称コレクタ電流は、７×１０９μＡ、すなわち約７６３ｍＡとなる。
【００４５】
ＩGがたとえゼロの場合でも、トランジスタＱ２３５のベースには小さな電流（約２μＡ）が流れる。従って、トランジスタＱ２４５、Ｑ２４６のピーク電流は、抵抗Ｒ２３１による電圧降下のためより高くなる。有限ＮＰＮベータのため、トランジスタＱ２４５、Ｑ２４６の電流は、抵抗Ｒ２３１、Ｒ２３０における電圧降下によって増大する。
【００４６】
端子５４においてＩGがゼロではない一般的なケースでは、電流ＩGは、トランジスタＱ２３５の電圧ＶBE及びトランジスタＱ２４５、Ｑ２４６の電圧ＶBE間のΔＶBE＝ＩG ×Ｒ２３１を減少させる。そのため、トランジスタＱ２４５、Ｑ２４６の電流は、ｅｘｐ（ΔＶBE／ＶT）の率の割合で低下する（ここで、ＶTはサーマル電圧ｋＴ／ｑ）。
【００４７】
従って、電流ＩGが線形的に増加することは、ミクサコアの入力段での相互コンダクタンスｇｍを指数関数的に減少させる。すなわち、対数利得減少が達成される。
【００４８】
数値的には、電流ＩGが１μＡ（ＰＴＡＴ）変化すると、ＶBEが１ｍＶ（ＰＴＡＴ）となり、それによりｅｘｐ（１／２６）の変化となり、あるいはミクサの利得が０．３３３ｄＢとなる。従って、電流ＩGが２μＡから７７μＡまで７５μＡのフルスケールで変化する場合、７５×０．３３３ｄＢの利得変化（２５ｄＢの利得変化）となる。この利得制御回路は、適当な電流電圧コンバータ（図示省略）を加えることによって、電流応答形から電圧応答形に構成することができることは当業者には明白である。
【００４９】
ノードＭＸＧＮにおける７５μＡ（絶対温度に比例：ＰＴＡＴ）の電流変動は、トランジスタＱ２３６によって吸収される。このトランジスタＱ２３６のエミッタ電流の変動は、トランジスタＱ２４５、Ｑ２４６の電圧ＶBE、すなわち抵抗Ｒ２３２における電流は、電流ＩG とともに減少するので、実際には僅かである。１１０の公称ベータは、トランジスタＱ２３６において約０．７μＡのベース電流の変動となる。このトランジスタＱ２３６におけるベース電流の変動は、トランジスタＱ２３５のコレクタに供給される一次電流を変動させ、利得の線形性を少し悪化させる。トランジスタＱ２３５への一次電流の変化は、非常に低いベータに対しては特に問題となる。例えば、１／３の公称ベータで２μＡベース電流が変化すると、約２％（すなわち、０．１７ｄＢ）線形性が悪化する。
【００５０】
トランジスタＱ２３２〜Ｑ２３４は、トランジスタＱ２３５におけるコレクタ電流の変動を修正する。トランジスタＱ２３４は、トランジスタＱ２３６のベース電流と非常に似たベース電流を有している。カレントミラートランジスタＱ２３２、Ｑ２３３は、トランジスタＱ２３４のベースと入力端子５２との間に接続され、トランジスタＱ２３６のベース電流の変動をオフセットする。従って、電流ＩG及びベータ（β）の最大範囲にわたってトランジスタＱ２３５のコレクタ電流における一次電流の全体の変化は、非常に小さくなる。
【００５１】
大きなコンデンサＣ２５２が端子５５に接続され、カレントソーストランジスタＱ２４５、Ｑ２４６のベースにおけるインピーダンスができるだけ低い値となるように保持し、ＨＦ変調ノイズを最小とする。コンデンサＣ２５１は、トランジスタＱ２３５と並列に接続され、トランジスタＱ２３５、Ｑ２３６を含むベータループを安定化する。コンデンサＣ２５１も端子５２における低ＨＦインピーダンスを維持するように機能する。
【００５２】
上記線形デシベル利得制御回路７０は、ミクサに適用できるだけでなく、供給されるバイアス電流に対して線形な利得を有する相互コンダクタンス段を有する他の増幅器にも適用可能である。他の適用例としては、本出願人により１９９５年６月７日に米国に出願された“線形デシベル可変利得増幅器”に関する出願が挙げられる。
【００５３】
［ポストミクサ線形化部］
次に、図７に基づいてポストミクサ線形化部３６について説明する。
【００５４】
図７は、図４に示したポストミクサ線形化部３６の詳細な回路図である。
【００５５】
このポストミクサ線形化部３６の目的は、その名が示すように、ミクサのＲＦ入力部の非線形応答を訂正し又は補償することである。この線形化部は、ＲＦ入力部が上述した多重正接タブレットではなく１つの相互コンダクタンス段の場合に特に重要となる。しかしながら、上記多重正接タブレットの場合でも非線形性が残るので、ポストミクサ線形化部３６は、その残った非線形性を補償する。
【００５６】
端子７４、７６におけるミクサコア７２（図６参照）からのＩＦ出力信号ＭＨ、ＭＬは、かなり低レベルのものであり、適度なハイインピーダンスを有し、差動形態のものであり、また正の供給電圧に近いものとなっている。このポストミクサ線形化部３６は、大きなポストミクサ利得を提供し、３３０Ωの２重端末フィルタ（図示省略）を駆動する。端子５８の出力は、追加の負荷インピーダンスを有する電流である。ポストミクサ線形化部３６は、ＩＦ出力（ＶOUT）を供給電圧の中間点へ合わせ、さらにミクサコア出力で周波数合計成分を前置フィルタリングする。
【００５７】
簡単な抵抗負荷Ｒ２３５、Ｒ２３６が、端子７４、７６におけるミクサコア出力に接続され、公知のローパス極及び固定周波数の導入を可能にする。負荷抵抗Ｒ２３５、Ｒ２３６は、可能な最大値とすることにより、高利得増幅システムの第１の段において最大可能電圧利得を提供し、それにより低ノイズとなる。一例として、抵抗Ｒ２３５、Ｒ２３６のそれぞれは４５８．５Ωに設定される。
【００５８】
抵抗負荷Ｒ２３５、Ｒ２３８自体は、３２８ｍＶＰの絶対温度（ＰＴＡＴ）電圧のゆれに比例することになり、それは負荷が基準電圧ＶＰに直接的に受け入れられる場合に許容される。しかしながら、ポストミクサ線形化部３６の入力におけるＩＦ信号のＤＣ電圧レベルは、ミクサ部３２において確実なバイアス制限を満たすために、バイアス電圧ＶＰより低い約ａＶBEの電圧レベルでなければならない。このａＶBEの低下に３２８ｍＶの変動を重ねた場合、ミクサコアにおけるコレクタは、ＶＰ以下に最大で約１Ｖ低下する。ミクサコア７２におけるトランジスタは、その時飽和状態となる。
【００５９】
この飽和の問題は、他のアクティブ負荷設計の欠点を解決する共通モードバイアス回路を用いることにより回避できる。ポストミクサ線形化部のＭＨ及びＭＬ入力は、エミッタフォロアＱ２５６、Ｑ２５８及びＱ２５７、Ｑ２５９に接続されている（なお、エミッタフォロアＱ２５８が本発明の「第１のダイオード」を構成し、エミッタフォロアＱ２５９が本発明の「第２のダイオード」を構成する。第１のダイオードＱ２５８では、エミッタがアノードとなり、ベース及びコレクタがカソードとなる。第２のダイオードＱ２５９では、エミッタがアノードとなり、ベース及びコレクタがカソードとなる。また、エミッタフォロアＱ２５６が本発明の「第１トランジスタ」を構成し、エミッタフォロアＱ２５７が本発明の「第２のトランジスタ」を構成する。）。これらのエミッタフォロアは、トランジスタＱ２５１及びＱ２５２によって６５μＡ（ＰＴＡＴ）にバイアスされる。これらのトランジスタＱ２５８及びＱ２５９のエミッタにおける電圧は、ＰＮＰエミッタフォロアＱ２５４及びＱ２５５によって感知され、コンデンサＣ２５７に接続された抵抗Ｒ２３０及びＲ２３９において平均化される。その結果生じる共通ノード電圧は、端子７４及び７６における負荷抵抗Ｒ２３５及びＲ２３６のボトム電圧をサーボするトランジスタＱ２４９のベースに印加される。従って、ＭＨ及びＭＬの電圧は、ミクサコアバイアス電流とともに、僅かだけ変化する。
【００６０】
この電圧変化は、最大利得及び温度範囲にわたって依然として２４０ｍＶである。これは約１００ｍＶ減少する変動となるだけでなく、より重要なこととして、ミクサコア７２におけるバイアス電圧のＰＴＡＴ（絶対温度に比例）の変動が排除され、絶対温度変動（ＣＴＡＴ）に対する相補（complementary）によって置き換えられる。結局、単なる抵抗負荷に比べ温度における改良の方が重要ということを意味する。
【００６１】
［相互コンダクタンスの補正］
次に、相互コンダクタンスの補正について説明する。
【００６２】
上記ポストミクサ線形化部３６の主なる特徴は、実際には、レール・トウ・レール電圧コンプライアンス（rail-to-rail voltage compliance）を有する電流出力を提供する相互コンダクタンス（ｇm）段にある。この好適実施例では、この相互コンダクタンス（ｇm）は、通常１６．３ｍＳとなる。従って、１６５Ωの負荷を使用した場合、差動ポート（ＭＨ、ＭＬ）から端子５８における最終ミクサ出力（ＶOUT）までの電圧利得は、２．７倍すなわち８．６ｄＢ近くとなる。
【００６３】
トランジスタＱ２６６及びＱ２６７は、トランジスタＱ２５６及びＱ２５８の結合されたＶBE’ｓによって導通状態（conduction）にバイアスされ、他方トランジスタＱ２６２及びＱ２６３は、トランジスタＱ２５７、Ｑ２５９の結合されたＶBE’ｓによって導通状態にバイアスされる。ＭＨ及びＭＬにおける電圧（ＶIF）がゼロになる場合、トランジスタＱ２５６及びＱ２５７のベース電圧は等しくなる。トランジスタＱ２５６及びＱ２５７の両者のエミッタも同じ電圧となる。従って、電流も低下し、抵抗Ｒ２４０のブランチ及び抵抗Ｒ２４１のブランチにおける電流は等しくなり、ほぼ７３．２μＡ（絶対温度に比例：ＰＴＡＴ）となる。この電流は、トランジスタＱ２６３及びＱ２６７のエミッタ領域がトランジスタＱ２５６及びＱ２５７のエミッタ領域の倍数（例えば、２対１）であることから、エミッタフォロアブランチＱ２５６及びＱ２５７におけるバイアス電流より大きくなる。しかしながら、上記電流は、エミッタ抵抗Ｒ２４０及びＲ２４１を有することから、ちょうど２倍とはならない。なお、トランジスタＱ２６６及びＱ２６７がそれぞれ本発明の「第３のトランジスタ」及び「第４のトランジスタ」を構成し、トランジスタＱ２６２及びＱ２６３がそれぞれ本発明の「第５のトランジスタ」及び「第６のトランジスタ」を構成する。
【００６４】
上記エミッタフォロアＱ２５６、Ｑ２５７及び抵抗Ｒ２４０、Ｒ２４１出力ブランチの間のクロスオーバー接続（cross-over connection）は、ミクサコア４２における相互コンダクタンスｇmの非線形性に反対に作用する（相殺する）（counteracts）出力応答信号を提供する。ＭＨ及びＭＬ間の差動電圧は、エミッタフォロアトランジスタＱ２５６〜Ｑ２５９を介して、抵抗Ｒ２４１のブランチにおけるトランジスタＱ２６６及びＱ２６７のベース及び抵抗Ｒ２４０のブランチにおけるトランジスタＱ２６２、Ｑ２６３のベースにそれぞれ供給される。
【００６５】
ＭＨがＭＬに対して高くなった場合、抵抗Ｒ２４１のブランチにおける電流が増加する一方、抵抗Ｒ２４０のブランチにおける電流が減少する。ＭＨがＭＬに対して低くなった場合には、上述したことと逆のことが起こる。従って、ミクサコア７２の完全に差動した出力は、２つの分離された電流に変換される。これらの分離された電流は、それぞれＰＴＡＴバイアス生成器（図示省略）における物理的に大きな１ｋΩの抵抗に直接起因するバイアス電流によって制御される局部相互コンダクタンスｇmを有している。この相互コンダクタンスｇmは、より良好な制御を確実にするために大きな抵抗値（〜１５２．８Ω）を有する抵抗Ｒ２４０及びＲ２４１の値によって制御される。７３．２μＡ（絶対温度に比例：ＰＴＡＴ）における出力ブランチ（すなわち、抵抗Ｒ２４０のブランチ及びＲ２４１のブランチ）のエミッタ抵抗ｒeは、それぞれ３５３Ωになる。従って、各出力ブランチにおけるネット相互コンダクタンスｇmは、１／（３５３．１Ω＋１５２．８Ω＋３５３．１Ω）すなわち１．１６４ｍＳとなる。
【００６６】
抵抗Ｒ２４１のブランチは、ＰＮＰカレントミラー（「第１のカレントミラー」）８０を駆動し、また抵抗Ｒ２１０のブランチは、ＮＰＮカレントミラー（「第２のカレントミラー」）８２を駆動する。このＰＮＰカレントミラー８０は、トランジスタＱ２６５及びＱ２６９から構成され、相補形エミッタフォロアＱ２６８及びＱ２７０によって補助される（なお、トランジスタＱ２６５のコレクタが本発明の第１のカレントミラー８０の「入力端子」を構成し、トランジスタＱ２６９のコレクタが本発明の第１のカレントミラー８０の「出力端子」を構成する）。一方、ＮＰＮカレントミラー８２は、トランジスタＱ２６４及びＱ２７３から構成され、トランジスタＱ２７１及びＱ２７２によって補助される（なお、トランジスタＱ２６４のコレクタが本発明の第２のカレントミラー８２の「入力端子」を構成し、トランジスタＱ２７３のコレクタが本発明の第２のカレントミラー８２の「出力端子」を構成する）。これらのカレントミラーは、それぞれ、エミッタ領域率（例えば１４対２）を有することから、７の電流利得を有する。各カレントミラーは、クラスＡＢにバイアスされ、それにより、両カレントミラーは、中程度の信号増幅率において出力に貢献する。従って、実効電流利得は１４となる。このことは、端子７４、７６におけるＩＦ入力（ＶIF）から端子５８における出力（ＶOUT）までの全体の相互コンダクタンスｇmを、１４×１．１６４ｍＳに、すなわち１６．４ｍＳに引き上げることを意味する。
【００６７】
図１０は、従来のカレントミラー８８の回路図である。単一エミッタフォロアトランジスタＱ１３３は、トランジスタＱ１２２のベースに接続されており、少ないベータ値では得られない追加の利得を提供する。トランジスタＱ１３３が利得を増大している間に、それはカレントミラー入力における電圧降下を増大させる。特に、トランジスタＱ１３３は、電源あるいはグランドにおいて２倍のＶBE電圧降下を引き起こす。この２倍のＶBE電圧降下のために、従来のカレントミラーを低電圧の環境に適用することは望ましくない。低電圧の環境へ適用する場合は、カレントミラーを、できるだけ少ない電圧降下を有する一方、トランジスタＱ１３３による特別な利得の利益を有するように設計することが望ましい。
【００６８】
上記カレントミラー８０及び８２は、上述した２つのファクタを考慮したものである。図７のカレントミラー８２を再び参照すると、オフセット電圧を１ＶBEに低下するためにＰＮＰトランジスタＱ２７１が設けられている。トランジスタＱ２６０及びＱ２６１によって形成された補助のカレントミラーによって、他の駆動電流ＩEFが生成される。この供給電流は、トランジスタＱ２７１及びＱ２７２を駆動し、カレントミラー８２に対して特別の電流利得を与える。抵抗Ｒ２４３は、ＩEF×Ｒ２４３の他の電圧降下をもたらし、これはトランジスタＱ２６４のベースエミッタ間電圧をＶBE以下に降下させる。そのため、カレントミラー８２の入力電圧は、ＶBE−（ＩEF×Ｒ２４３）と等しくなる。コンデンサＣ２５６は、トランジスタＱ２７１及びＱ２７２のベース間に接続され、高周波数においてダイオードとして動作し、それにより位相誤差を除去する。また、抵抗Ｒ２４３も、コンデンサＣ２５６に対して予想時定数を設定する。
【００６９】
カレントミラー８０では、同様ではあるが相補的な設計が用いられる。電流供給トランジスタＱ２５３は、カレントミラー８２においてトランジスタＱ２６１が行ったように、カレントミラー８０に対して付加駆動電流を与える。
【００７０】
従って、カレントミラー８０及び８２は、ベータ許容誤差に対し高い感知性を持たずに、例えばトランジスタＱ２６４及びＱ２７３の間に大きな領域率が達成されるという意味で、高い電流利得を提供する。第２に、上記カレントミラーは、約１００ｍＶの非常に低い入力電圧を有している。従って、カレントミラー８２において抵抗Ｒ２４３との組合せでトランジスタＱ２７１を設け、またカレントミラー８０においてトランジスタＱ２６８を設けることは、高オープンループ電流利得を維持したままで、カレントミラーに対する使用可能範囲（availablehead room）を増大させる。
【００７１】
ポストミクサ線形化部３６の相互コンダクタンスは、ミクサコアの相互コンダクタンスｇmにおける非線形性を補償するために、ゆっくりと非線形化される。例えば、ＲＦ入力相互コンダクタンスｇmが双曲線正接変換曲線を有するバイポーラ型差動対の相互コンダクタンスであると仮定すると、図２に示したように圧縮された非線形性となる。増分相互コンダクタンスｇmは、ＲＦポートにおける入力信号の瞬間値が増加するに伴って、連続的に減少する。
【００７２】
ポストミクサ線形化部３６の相互コンダクタンスｇmは、上記ＶIF間の差動電圧が増加するに従って増加するように設計されている。これにより非線形性が拡張する。抵抗Ｒ２４０及びＲ２４１は、この非線形補償を最良のものにするために、ポストミクサ線形化部における非線形性の影響を測定する。抵抗Ｒ２４０及びＲ２４１を設けないと、この補償は非常に難しくなる。
【００７３】
上記ポストミクサ線形化部３６の相互コンダクタンスｇmの補償動作は、以下のように行われる。トランジスタＱ２５６のベースが正電圧になった場合、端子７４におけるＩＦ信号が相対的に増大するため、トランジスタＱ２６６がターンオンする。しかしながら、ＰＮＰトランジスタＱ２６７のベースがダイオードＱ２５９に接続されているため、トランジスタＱ２６７のベースは負電圧になる。従って、トランジスタＱ２６６のコレクタ電流は上昇し、トランジスタＱ２６３のコレクタ電流は下降する。一方、上記差動電圧ＶIFがノードＭＬにおいてノードＭＨに対してより高い値となる場合、トランジスタＱ２６７における電流は下降し、トランジスタＱ２６３における電流は上昇する。従って、トランジスタＱ２６３のコレクタ電流は増大し、トランジスタＱ２６６のコレクタ電流は減少する。抵抗Ｒ２４０のブランチ及びＲ２４１のブランチからの信号が結合した場合、出力端子５８における力信号ＶOUTを２つの異なった半分の信号として生成する。このポストミクサ線形化部３６が動作する際の応答特性を示すと図８のようになる。図８より、このポストミクサ線形化部３６が、十分に線形的な相互コンダクタンスｇmを有することが分かる。しかしながら、このｇmは、ＶIFの値が大きくなるほど徐々に増大する。
【００７４】
従って、ミクサコア７２の相互コンダクタンスｇm応答及びポストミクサ線形化部３６は、互いに働き合い、広い線形動作レンジを達成するものである。図９は、図４に示したミクサ回路の全体にわたって線形相互コンダクタンスｇmが増大されていることを示すグラフである。この広い範囲の線形応答性は、ミクサコアがフィルタリングの前に混変調積（cross-modulation products）を生成することを防止する。
【００７５】
上記実施例において本発明の原理を説明してきたが、本発明は上記原理に基づいて種々の改変又は改良をすることができることは言うまでもない。
【発明の効果】
【００７６】
上述した本発明に係るミクサ回路によれば、線形性を向上させることができるとともに、ノイズを減少することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００７７】
【図１】  従来のミクサ回路の回路図である。
【図２】  従来のミクサ回路の動作特性を示すグラフである。
【図３】  図１に示したミクサ回路のトランジスタにおいて生じるスイッチングノイズを示す説明図である。
【図４】  本発明に係るミクサ回路のブロック図である。
【図５】  図４に示したミクサ回路における入力ドライバの詳細な回路図である。
【図６】  図４に示したミクサ回路におけるミクサ部の詳細な回路図である。
【図７】  図４に示したミクサ回路におけるポストミクサ線形化部の詳細な回路図である。
【図８】  図７に示したポストミクサ線形化部の動作特性を示すグラフである。
【図９】  図４に示したミクサ回路における増大された線形動作レンジを示すグラフである。
【図１０】  従来のカレントミラーの回路図である。
【符号の説明】
【００７８】
１０  従来のミクサ回路
１２  ＬＯポート
１３  ミクサコア
１４  ＲＦポート
１５  ＲＦ入力部
１８  電流源
２２、２３  ポイント
２６  上部グラフ
２７  下部グラフ
２８  ノイズバースト
３０  可変利得ミクサ回路
３２  入力ドライバ
３４  ミクサ部
３６  ポストミクサ線形化部
３８〜６２  端子
７０  利得制御回路
７２  ミクサコア
７４、７６  端子
８０、８２、８８  カレントミラー
Ｑ１〜Ｑ２７３  トランジスタ
ＲL、Ｒ２００〜２５４  抵抗
Ｃ２０１〜２５７  コンデンサ
【図１】
0004260230.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0004260230.tif 000008
【図８】
0004260230.tif 000009
【図９】
0004260230.tif 000010
【図１０】
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