(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力系統と変換用変圧器を介して連系運転される自励式半導体変換器を備え、有効電力または無効電力の制御を行う電圧形自励式電力変換装置において、
前記自励式半導体変換器の端部に接続され、前記系統とは反対側の端部に接続される直流コンデンサを、起動時に前記電力系統から前記変換器の還流ダイオードを介して充電する構成を有し、
一方、ｄｑベクトル制御部とＰＷＭ制御部を有し、前者によるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を後者に入力して、変換器制御のＰＷＭパルスを発生する制御装置に、前記ｄ軸電圧指令値を前記変換器の前記直流コンデンサの電圧で割り算した後に前記ＰＷＭ制御部に入力する割算回路を設けたことを特徴とする電圧形自励式電力変換装置。
【請求項２】
電力系統と変換用変圧器を介して連系運転される自励式半導体変換器を備え、有効電力または無効電力の制御を行う電圧形自励式電力変換装置において、
前記自励式半導体変換器の端部に接続され、前記系統とは反対側の端部に接続される直流コンデンサを、起動時に前記電力系統から前記変換器の還流ダイオードを介して充電する構成を有し、
一方、ｄｑベクトル制御部とＰＷＭ制御部を有し、前者によるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を後者に入力して、変換器制御のＰＷＭパルスを発生する制御装置に、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値の各々を、前記変換器の前記直流コンデンサの電圧で割り算した後に前記ＰＷＭ制御部にそれぞれ入力する割算回路を設けたことを特徴とする電圧形自励式電力変換装置。
【請求項３】
電力系統と変換用変圧器を介して連系運転される自励式半導体変換器を備え、有効電力または無効電力の制御を行う電圧形自励式電力変換装置において、
前記自励式半導体変換器の端部に接続され、前記系統とは反対側の端部に接続される直流コンデンサを、起動時に前記電力系統から前記変換器の還流ダイオードを介して充電する構成を有し、
前記有効電力と無効電力に対応する変換器出力電流の有効電流と無効電流の各検出値を、各々の基準設定値に一致させるべく所定の調節演算を行う有効電流制御回路及び無効電流制御回路と、前記有効電流制御回路の出力、系統電圧からｄｑ変換して得られるｄ軸フィードフォワード検出電圧、及び前記変換用変圧器の電圧降下補正を行うインピーダンスに前記無効電流の検出値を掛け算した信号を、所定の符号関係で加算する第１の加算回路と、同様に、前記無効電流制御回路の出力、ｑ軸フィードフォワード検出電圧、及び前記インピーダンスに前記有効電流の検出値を掛け算した信号を、所定の符号関係で加算する第２の加算回路と、前記第１及び第２の加算回路の出力を前記直流コンデンサの検出電圧で割り算した信号をｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値とし、ＰＷＭパルス発生回路に印加するように構成した制御装置を備えることを特徴とする電圧形自励式電力変換装置。
【請求項４】
請求項３において、前記変換用変圧器のインピーダンスによる電圧降下補正を行うための有効電流及び無効電流を前記検出値によらず指令値を用いるように構成したことを特徴とする電圧形自励式電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電圧形自励式電力変換装置に係わり、可変容量の無効電力、有効電力を融通する電力変換制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
有効電力と無効電力が高速、かつ独立に制御できることから、自励式電力変換装置の適用開発が進んでいる。制御系の高速化のために、変換器の出力交流電流をｄｑ変換し、ｄ軸成分とｑ軸成分を非干渉で高速に電流制御する非干渉ベクトル制御方式が提案されている。また、電圧型自励式変換器を構成要素とし、直流電圧制御系と無効電力制御系（または電流制御系）を備えて直流電圧と無効電力を同時に制御し、これにより電圧形ＰＷＭ変換器の出力電圧を制御する制御方式が提案されている。以下に、この一例を説明する。
【０００３】
図７は自励式無効電力補償装置の主回路と制御回路の構成を示し、平成４年度電学論Ｂの論文「自励式無効電力補償装置の制御方式の開発（１１２巻１号、６７〜７３頁）」に開示された自励式無効電力補償装置である。
【０００４】
単線図で示す主回路側は、電力系統１と電圧形自励式変換器（以下、単に変換器と称する）３の交流側を変換用変圧器２で連系し、変換器３の直流側には直流平滑コンデンサ４を接続し、その直流電圧Ｅｄが直流電圧検出器５で検出する。
【０００５】
制御回路側は、Ｑ演算回路５０が系統電圧Ｖｓ及び系統電流Ｉｓの瞬時値から演算した瞬時Ｑは、無効電力基準値Ｑｄｐと減算され、この差がＡＱＲ回路１６の無効電力指令Ｉｑｋとなる。また、直流電圧Ｅｄは直流電圧基準値Ｅｄｐと減算され、直流電圧制御回路１１の入力信号ΔＥｄとなる。直流電圧制御回路１１の出力Ｉｄｋは有効電流指令値で、ΔＥｄを零にするように働く。
【０００６】
変流器２０からの系統電流の瞬時値は、３相／２相変換回路８で３相／２相変換後、ｄ／ｑ軸変換回路９で有効電流軸成分ＩｄＨ、無効電流軸成分ＩｑＨとして検出される。有効電流指令Ｉｄｋは有効電流軸成分ＩｄＨと減算して有効電流制御回路１３に入力する。有効電流制御回路１３はこの差を零にするように働く信号Ｒout を出力する。同様に、無効電力指令Ｉｑｋは無効電流軸成分ＩｑＨと減算して無効電流制御回路１５に入力する。無効電流制御回路１５はこの差を零にするように働く信号Ｉout を出力する。
【０００７】
また、有効電流制御回路出力Ｒout は系統電圧からｄ／ｑ軸変換器回路９で検出したｄ軸フィードフォワード電圧ＶｄＨ、および変換用変圧器インピーダンスＸによる電圧降下補正を行うインピーダンス回路１９とｑ軸電流検出値ＩｑＨを掛け算した出力信号と、それぞれ図示の符号で加算して、ｄ軸電圧指令値ＶｄＦを得る。同様に、無効電流制御回路出力Ｉout はｑ軸フィードフォワード電圧ＶｑＨ、およびインピーダンスＸによる電圧降下の補正を行うインピーダンス回路１８とｄ軸電流検出値ＩｄＨを掛け算した出力信号と、をそれぞれ図示の符号で加算して、ｑ軸電圧指令値ＶｑＦを得る。
【０００８】
さらに、ｄ軸電圧指令値ＶｄＦとｑ軸電圧指令値ＶｑＦを入力するＰＷＭパルス回路４０は、２相／３相変換後、変換器３用のゲートパルス信号を生成する。この結果、変換器３は直流基準設定値Ｅｄｐに等しい直流コンデンサの電圧Ｅｄを維持しながら、設定された無効電力Ｑｄｐを発生する無効電力補償装置として動作する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電圧形自励式変換装置は、起動時や事故からの復帰時に過電流を発生する場合があり、以下に説明する。
【００１０】
電圧形自励変換器は直流コンデンサに蓄えられたエネルギーを使って変換器出力Ｖｉを得るために、変換器の運転前に直流コンデンサを基準値（１ｐｕ）まで充電しておく必要がある。一般には、初充電装置を使って直流コンデンサの電圧が定格の１ｐｕまで充電されるので、変換器はフィードフォワード電圧ＶｄＨの効果で起動時から系統電圧と同じ電圧を発生するので、変換器の直流巻線には殆ど電流が流れない。
【００１１】
ところで、自励式変換器を構成するために使うスッチング素子、例えばＧＴＯ（Gate Turn Off Transistor）と逆並列に還流ダイオードが設置されているので、このダイオードを使って系統から充電する方法が考えられる。この場合、還流ダイオードと直流コンデンサが三相全波整流回路として動作するため、充電電圧の大きさは系統の短絡容量比（ＳＣＲ）と変換用変圧器のインピーダンスにより変わるが、定格電圧の７０％（０．７ｐｕ）程度までしか充電されない。この状態で変換器を起動すると、変換器の発生電圧は系統電圧の約７０％となるので、系統電圧と変換器を連系する変換用変圧器に約３０％の電位差が印加される。ここで、変換用変圧器の％インピーダンスを２０％と仮定すると、電流制御は瞬時には応動できないために変換器の直流巻線に１．５ｐｕ（＝０．３／０．２）の過電流が起動した瞬間に流れる。
【００１２】
また、欠相運転状態から復帰の場合にも過電流が流れる。たとえば、変換器の至近端で１線地絡事故が発生すると、系統電圧の大きさ（実効値）が約６７％まで低下するため、直流コンデンサの電圧も低下する。この場合、事故から復帰するときに系統電圧は１００％に復帰するが、変換器は直流電圧が定格より低い状態から運転するため、起動時の場合と同様に変換器の直流巻線に過電流が流れる。このように、起動時や事故からの復旧時に過電流が流れると、変換器の半導体素子を破壊する恐れがあるので、変換器の運転が継続できなくなる。
【００１３】
本発明の目的は、上記した起動時や事故復旧時における過電流の発生を防止し、初充電装置を使用することなく安全、かつ簡単に起動ないし事故からの復帰を行える自励式半導体電力変換装置の制御装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成する本発明は、電力系統と連系運転される自励式半導体変換器を備え、有効電力または無効電力の制御を行う電圧形自励式電力変換装置において、ｄｑベクトル制御部とＰＷＭ制御部を有し、前者によるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を後者に入力して、変換器制御のＰＷＭパルスを発生する制御装置に、前記ｄ軸電圧指令値を前記変換器の直流コンデンサの電圧で割り算した後に前記ＰＷＭ制御部に入力する割算回路を設けたことを特徴とする。
【００１５】
または、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値の各々を、前記変換器の直流コンデンサの電圧で割り算した後に前記ＰＷＭ制御部にそれぞれ入力する割算回路を設けたことを特徴とする。
【００１６】
より限定した本発明の電圧形自励式電力変換装置は、前記有効電力と無効電力に対応する変換器出力電流の有効電流と無効電流の各検出値を、各々の基準設定値に一致させるべく所定の調節演算を行う有効電流制御回路及び無効電流制御回路と、前記有効電流制御回路の出力、系統電圧からｄｑ変換して得られるｄ軸フィードフォワード検出電圧、及び変換用変圧器の電圧降下補正を行うインピーダンスに前記無効電流の検出値を掛け算した信号を、所定の符号関係で加算する第１の加算回路と、同様に、前記無効電流制御回路の出力、ｑ軸フィードフォワード検出電圧、及び前記インピーダンスに前記有効電流の検出値を掛け算した信号を、所定の符号関係で加算する第２の加算回路と、前記第１及び第２の加算回路の出力を直流コンデンサの検出電圧で割り算した信号をｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値とし、ＰＷＭパルス発生回路に印加するように構成した制御装置を備えることを特徴とする。
【００１７】
また、前記変換用変圧器のインピーダンスによる電圧降下補正を行うための有効電流及び無効電流を、前記検出値によらず指令値を用いるように構成したことを特徴とする。
【００１８】
以下に、本発明の作用を説明する。本発明は自励式電圧形変換装置のベクトル制御部とＰＷＭ制御部間の換算を適正化することで、上記の課題を解決したものである。まず、図２を参照して、ｄｑベクトル制御の原理を説明する。三相交流回路では系統電圧をＶｓとすると、変換器の出力電流ｉa、ｉb、ｉc の応答が数１で与えられる。
【００１９】
【数１】
0004260971.tif 000002
【００２０】
数１をｄｑ座標に変換すると、数２で表せる。
【００２１】
【数２】
0004260971.tif 000003
【００２２】
数２ではｄ座標とｑ座標の間で干渉があることを示している。そこで、電流制御回路からの制御出力をＩout、Ｒoutと設定すると、数２の非干渉項が消えて数３が求まり、さらに数４に示す非干渉制御の応答式が得られる。
【００２３】
【数３】
0004260971.tif 000004
【００２４】
ここで、Ｉout、Ｒout は電流制御回路から出力される設定電圧である。
【００２５】
【数４】
0004260971.tif 000005
【００２６】
この非干渉制御によるｄ軸電圧指令値ＶｄＦとｑ軸電圧指令値ＶｑＦがＰＷＭパルス回路に入力する。本発明は、これらＶｄＦとＶｑＦに直流コンデンサの電圧Ｅｄの情報を反映させることにより、変換器が発生する変換器出力電圧Ｖｉと系統電圧Ｖｓとの電位差を最小にする。
【００２７】
すなわち、定格の大きさを１ｐｕとすると、交流電圧が定格電圧のときｄ軸フィードフォワード電圧ＶｄＨは１ｐｕとなり、また直流コンデンサの電圧が基準値（定格）のときＥｄも１ｐｕである。ところが、系統から充電する場合などには、直流電圧Ｅｄが０．７ｐｕ程度となるので、このＥｄに依存する変換器出力Ｖｉと系統電圧Ｖｓ間に電位差が生じて過電流が流れる。次に、その理由について説明する。
【００２８】
ＰＷＭ制御方式の変換器が出力する交流電圧Ｖｉと直流電圧Ｅｄとの間には数５の関係がある。
【００２９】
【数５】
0004260971.tif 000006
【００３０】
ここで、ｋは変換器の変調度である。交流電圧Ｖｉは直流電圧Ｅｄと変調度ｋの乗算値に、定数√３／２√２≒０．６１２を掛けたものである。また、変調度ｋはＰＷＭパルス回路において、互いに９０°異なるｄ軸電圧指令値ＶdFとｑ軸電圧指令値ＶqFの合成ベクトルとなり、数６に示すようにＶdFとＶqFの二乗和の平方根に比例する。ただし、Ｋ0は定格変調度である。
【００３１】
【数６】
0004260971.tif 000007
【００３２】
ここで、定格変調度Ｋ0を直流電圧Ｅｄで割算すれば、変換器の出力電圧ＶｉはＥｄの影響を受けなくなる。なお、定格変調度Ｋ0をＥｄで割算する処理は、予めＶdFとＶqFをＥｄで割っておくのと等価であり、数７のように示される。
【００３３】
【数７】
0004260971.tif 000008
【００３４】
いま、変換器起動時の系統充電による直流電圧Ｅｄを０．７ｐｕとすると、変調度ｋは数８で示される。
【００３５】
【数８】
0004260971.tif 000009
【００３６】
すなわち、定格より低いＥｄ（ｐｕ）の逆数値を乗算したＶｄＨとＶｑＨがＰＷＭパルス回路に印加される。
【００３７】
これにより、起動時に系統から充電される直流電圧が定格より低いことによる変換器出力の低下が防止でき、系統電圧と等しい電圧を起動時から出力するので、起動時の過電流の発生を回避できる。同じことが、系統事故からの復帰時の直流電圧にも言えるので、過電流の発生を回避した変換器の運転が直ちに可能になる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
本発明の複数の実施例について、図面を参照しながら詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実施例による自励式半導体電力変換装置の構成を示す。この実施例は変換器が２多重の場合で、変換装置が直流系（共通直流コンデンサ）で接続されたＢＴＢ（Back To Back）構成で、全く同じ構成の制御回路を持つ場合である。なお、本例を２多重の変換器構成で示したのは、後述のシミュレーション装置の都合からで、単独の変換器であってもよい。
【００３９】
主回路は、単線で示した３相の交流系統１と変換器３１、３２は、変換用変圧器２１、２２で連系されている。インピーダンス回路２’は変圧器２のインピーダンスＸを模式的に示したもので、説明を簡単にするために巻数比は１とする。変換器３１、３２に接続する直流コンデンサ４は、順変換器として運転される場合は直流出力、逆変換器として運転される場合は交流出力のためのエネルギーを蓄積する。
【００４０】
この主回路から制御回路へ供給する検出信号の取得のため、変流器２０、電圧検出用変圧器３０及び直流電圧検出器５を設けている。本実施例の制御回路は図７の構成に加えて、有効電力設定器７ＡとＡＰＲ回路１７及び割算回路１３Ｂ、１５Ｂを設けている。
【００４１】
次に、制御回路の構成と動作を説明する。系統電圧の瞬時値は電圧検出器３０から、系統電流の瞬時値は変流器２０からそれぞれ検出され、Ｐ、Ｑ演算回路５０’で瞬時Ｐ、Ｑが演算される。瞬時Ｑ、Ｐはそれぞれ減算器７１、７１Ａで無効電力基準設定器７の出力Ｑｄｐ、有効電力基準設定器７Ａの出力Ｐｄｐと差をとり、ＡＱＲ回路１６、ＡＰＲ回路１７によりその偏差が０となるように制御する有効電力指令Ｉｐｋ、無効電力指令Ｉｑｋとなる。
【００４２】
直流電圧検出器５からの直流電圧Ｅｄは減算器６１で、直流電圧基準値設定器６の出力Ｅｄｐと差をとり、この偏差△Ｅｄが直流電圧制御回路１１の入力となる。また、直流電圧制御回路１１の上限リミッタに有効電力指令Ｉｐｋ、下限リミッタに−Ｉｐｋが印加される。直流電圧制御回路１１は偏差△Ｅｄを０にするように働く。すなわち、直流電圧制御回路１１の出力Ｉｄｋは、直流コンデンサ４の電圧を基準電圧に等しくするのに必要なｄ軸有効電流指令値である。
【００４３】
一方、変流器２０により検出した系統電流の瞬時値は、３相／２相変換回路８で３相／２相変換後、ｄ／ｑ軸変換回路９で有効電流軸成分ＩｄＨ、無効電流軸成分ＩｑＨとして検出される。この検出を正しく行うために、系統電圧の位相を検出する同期信号発生回路１０を設けている。
【００４４】
減算器１２で、直流電圧制御回路１１からのｄ軸有効電流指令Ｉｄｋと有効電流軸成分ＩｄＨの差を求め、ｄ軸有効電流制御回路１３に入力する。有効電流制御回路１３はこの差を零にするように働く信号Ｒout を出力し、結果として直流電圧Ｅｄが基準値Ｅｄｐに等しくなる。同様に、無効電力指令Ｉｑｋは減算器１４で無効電流軸成分ＩｑＨと差をとり、ｑ軸電流制御回路１５に入力される。電流制御回路１５はこの偏差を零にするように働く信号Ｉout を出力し、結果として変換器は無効電力基準設定値Ｑｄｐに等しい無効電力を発生する。なお、電流制御回路１３、１５には比例積分演算が用いられるが、他の演算方法によってもよい。
【００４５】
ｄ軸電流制御回路１３の出力Ｒoutは、変換用変圧器２のインピーダンスＸによる電圧降下補正を行うためのインピーダンス回路１９と無効電力指令値Ｉｑｋを掛け算した出力信号、及び系統電圧からｄｑ変換して得たｄ軸フィードフォワード電圧ＶｄＨと、加算器１３Ａで図示の符号（＋、−、＋）により加算した後、割算器１３Ｂで直流電圧Ｅｄによる割算を行い、ＰＷＭ回路４０のｄ軸電圧指令値ＶｄＦを得る。同様に、ｑ軸電流制御回路１５の出力Ｉoutは、インピーダンスＸによる電圧降下補正を行うインピーダンス回路１８とｄ軸有効電流指令Ｉｄｋを掛け算した出力信号、及び系統電圧からｄｑ変換して得たｑ軸フィードフォワード電圧ＶｑＨと、加算器１５Ａで図示の符号（＋、＋、＋）により加算した後、割算器１５Ｂで直流電圧Ｅｄによる割算を行い、ＰＷＭ回路４０のｑ軸電圧指令値ＶｑＦを得る。
【００４６】
以上のように、直流電圧Ｅｄで割算したｄ軸電圧指令値ＶｄＦとｑ軸電圧指令値ＶｑＦがＰＷＭ発生器４０に印加される。この結果、直流電圧が低い場合に、変調度ｋはその低い割合に逆比例して大きくなるため、変換器出力は系統電圧と等しい電圧を出力するようになり、直流電圧Ｅｄの大きさに依存しない変換器出力Ｖｉを常に得ることができる。
【００４７】
本実施例によれば、系統からの充電方式による定格より低い直流コンデンサの電圧で起動した場合に、直流電圧Ｅｄの影響が割算回路１３Ｂ、１５Ｂによって取り除かれるので、系統電圧と等しい変換器出力が得られ、電位差による過電流を発生しなくなる。同様に系統事故時も、変換器からの出力電圧Ｖｉが直流電圧Ｅｄに依存せず、系統電圧Ｖｓと同じフィードフォワード電圧ＶdHのみで制御されるので、直流コンデンサの電圧が低い場合にも過電流を発生せず、直ちに復帰運転が可能になる。このように、起動時に従来の初充電装置による充電が不要で、また、系統と変換器出力との電位差による過電流の発生が抑制できるので、運転継続性が大幅に改善される。
【００４８】
次に、上記自励式変換器を逆変換器、他励式変換器を順変換器とし、５００ｋｍの直流線路で連系されたハイブリッドシステムを対象に、ＥＭＴＰ（Electro‐Magnetic Transients Program）を用いたシミュレーションによる解析結果を説明する。
【００４９】
図３に、解析対象の試験回路（直流送電システム）を示す。逆変換器側は図１に示したと同様の主回路及び制御回路１００である。なお、変換器３１、３２の直流側は直列接続としているが、並列接続でもよい。順変換器側は、他励式の変換器３１Ａ、３２Ａは変換用装置用変圧器２１Ａ、２２Ａで交流系統１Ａに連系され、制御回路１００Ａによって定電流制御されている。逆変換器側は直流電圧一定制御を行うので、自励式変換器３１、３２は直流電圧Ｅｄを直流電圧基準値Ｅdpと等しくするように、逆変換器側から取り出される有効電力Ｐと逆変換器と順変換器で発生する損失分を補う、いわゆるしわとりの動作をする。本解析では、順変換器と逆変換器に与える直流電圧基準値Ｅdpを順変換器は１.１６ｐｕ，逆変換器は１.０ｐｕに設定している。
【００５０】
図４は、試験回路の自励端にて３ＬＧ事故を発生させた時のＥＭＴＰ解析波形である。（ａ）従来方式では、直流電圧での割算がないので、事故から復帰時に１.５ｐｕ以上（シミュレーションでは、１.８ｐｕ）の変換器電流が流れており、変換器を停止してスッチング素子の破壊を防止する必要がある。
【００５１】
（ｂ）本発明の方式では、直流電圧での割算を行うので、変換器電流は事故からの復帰時にも指令値Ｉdkと殆ど同じ変換器電流となり、過電流が発生しないため、変換器は運転を継続することができる。
【００５２】
次に、本発明の第２の実施例を説明する。図５は、第２の実施例による自励式半導体電力変換装置の構成を示し、図１と同等の要素には同一の符号を付している。第１の実施例との相違は、変換用変圧器のインピーダンスによる電圧降下補正を行うための有効電流信号及び無効電流信号に、それぞれ有効電流軸成分ＩdH、無効電流軸成分ＩqHを用いる構成とした点である。第１の実施例で使用する有効電流信号指令値Ｉdk、及び無効電流指令値Ｉqkに比べ、実際に変換用変圧器に流れている電流ＩdHとＩqHを使って電流制御を行うので、更に精度の良いインピーダンス電圧降下の補正ができる。
【００５３】
以上、本発明の第１、第２の実施例を詳細に説明した。ここでは、ＰＷＭ回路に入力されるｄ軸電圧指令値ＶdFとｑ軸電圧指令値ＶqFを、直流電圧Ｅdで割算することにより過電流を抑制している。しかし、この構成に限られるものではない。シミュレーションの結果から、過電流抑制効果はｄ軸電圧指令値ＶdFによる方が、ｑ軸電圧指令値に比べて大きいことが判明している。従って、ｄ軸電圧指令値ＶdFのみを直流電圧Ｅdで割算する構成も実用できる。この場合、割算回路を少なくできるので、制御ブロック全体の演算時間を低減できる。
【００５４】
また、図１、図５では変換器の直流側を並列接続（２多重）にした構成を示しているが、図３の逆変換器側に示すように直流側を直列接続した場合についても同様に適用できることは明らかである。
【００５５】
図６は本発明の適用例で、図１または図５の電圧型自励式変換器で構成したＨＶＤＣ回路を示す。この場合、順／逆いずれかの変換器で直流電圧一定制御を行う必要がある。例えば、順変換器側に直流電圧一定制御を分担させると、電圧マージン０.１ｐｕの場合、順変換器の直流電圧基準器の設定値を１ｐｕとし、逆変換器の直流電圧基準器の設定値を０.９ｐｕとする。
【００５６】
順変換器側の直流電圧一定制御回路１１は直流電圧Ｅｄを１ｐｕとするように働かせるため、制御回路１１の上下限リミッタが制御出力に影響を与えないようにする。上限リミッタとして、Ｐ指令値を電力マージン分（△Ｐd）だけ大きく設定した大きさの信号ＩpkR(＝Ｉpk+△Ｐd）を、下限リミッタとして−ＩpkRを設定する。
【００５７】
一方、逆変換器側のＰ設定値は指令値通りのＰを出力させる必要があるため、上限リミッタはＩpk、下限リミッタは−Ｉpkとする。この結果、逆変換器側は直流電圧基準器の設定が０.９ｐｕなので、減算器７１Ａで直流電圧Ｅdの１ｐｕと差が取られ、直流電圧一定制御回路１１の入力△Ｅdは常に−０.１ｐｕが入力されて下限リミッタが選択され、その出力Ｉdkは下限リミッタの設定値Ｉpkとなる。この結果、逆変換器はＡＰＲ回路出力Ｉpkに従った有効電力Ｐを出力することになる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明によれば、電力系と連系運転され有効電力や無効電力の制御を行う自励式電圧形電力変換装置の制御装置に、ＰＷＭパルス回路に印加する電圧指令値を、その時の変換器直流側のコンデンサの電圧で割り算する回路を設けたので、起動時や事故からの復帰時にコンデンサ電圧が定格より低くても過電流の発生を防止できる。この結果、過電流による変換器の運転停止が回避でき、運転継続性が大幅に改善できる。また、初充電装置を使わない系統充電方式が採用できるので、起動や事故からの復帰が容易、かつ、高速化できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例による自励式半導体電力変換装置の構成図。
【図２】ｄｑベクトル制御の原理を説明する三相交流系統と電力変換装置の主回路図。
【図３】ＥＭＴＰ解析の対象試験回路のシステム構成図。
【図４】ＥＭＴＰ解析結果の波形図。
【図５】本発明の第２の実施例による自励式半導体電力変換装置の構成図。
【図６】本発明の電圧形自励式変換器を適用したＨＶＤＣ回路の構成図。
【図７】従来の自励式無効電力補償装置の構成図。
【符号の説明】
１，１Ａ…系統、２，２１，２２…変換器用変圧器、２’…インピーダンス回路、３，３１，３２…変換器、４…直流コンデンサ、５…直流電圧検出器、６…直流電圧基準設定器、７…Ｑ基準設定器、７Ａ…Ｐ基準設定器、８…３相／２相変換回路、９…ｄ／ｑ軸変換回路、１０…同期信号発生回路、１１…直流電圧一定制御回路、１２，１４，６１，７１…減算回路、１３…ｄ軸電流制御回路、１５…ｑ軸電流制御回路、１３Ａ，１５Ａ…減算回路、１３Ｂ，１５Ｂ…割算回路、１６…ＡＱＲ回路、１７…ＡＰＲ回路、２０…変流器、３０…電圧検出用変圧器、４０…ＰＷＭパルス回路、５０…Ｐ，Ｑ演算回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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