(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源に接続された整流ブリッジと、
前記整流ブリッジの出力側の一端に接続され昇圧を行うインダクタと、
前記インダクタの一端に負荷に対して直列に接続された一の巻線と、前記一の巻線の一端に前記負荷に対して並列に接続された他の巻線を有するトランスと、
前記トランスの一の巻線の一端に前記負荷に対して並列に接続されたコンデンサと、
前記整流ブリッジからの入力電圧を検出する手段と、
前記検出する手段によって検出された前記入力電圧と、基準電圧とを比較する比較手段と、
前記コンデンサの電圧が前記入力電圧にほぼ比例するように、前記比較手段の比較結果に基づいてスイッチング素子を切り替えて、前記トランスの他の巻線に印加する交流電圧を制御する制御手段と、
を有することを特徴とする力率改善回路。
【請求項２】
交流電源に接続された整流ブリッジと、
前記整流ブリッジの出力側の一端に互いに並列に接続され、昇圧を行う第１、第２の巻線を有するインダクタと、
前記インダクタの第１の巻線の一端に負荷に対して直列に接続された第３の巻線と、前記インダクタの第２の巻線の一端に前記負荷に対して直列に接続された第４の巻線と、前記第３の巻線の一端に前記負荷に対して並列に接続された第５の巻線とを有するトランスと、
前記トランスの第３の巻線に対して並列にかつ互いに第1中点を挟んで接続された第1のコンデンサおよび第２のコンデンサと、
前記整流ブリッジからの正極側または負極側の入力電圧を検出する検出手段と、
前記検出手段によって検出された前記入力電圧の正極側の電圧と基準電圧を比較する第１の比較手段と、
前記検出手段によって検出された前記入力電圧の負極側の電圧と基準電圧を比較する第２の比較手段と、
前記第１、第２のコンデンサの電圧が前記入力電圧にほぼ比例するように、前記第１、第２の比較手段の比較結果に基づいてスイッチング素子を切り替えて、前記トランスの第５の巻線に印加する交流電圧を制御する制御手段と、
を有することを特徴とする力率改善回路。
【請求項３】
前記トランスの他の巻線または第５の巻線に対して直列に接続される一端を備えた第２のインダクタをさらに有し、
前記制御手段が、前記スイッチング素子をオンまたはオフすることにより前記第２のインダクタの磁束を制御して、前記トランスの他の巻線または第５の巻線に印加される交流電圧を得ることを特徴とする請求項１または請求項２記載の力率改善回路。
【請求項４】
前記トランスの他の巻線より漏れたインダクタンスを、昇圧を行う前記インダクタとして用いることを特徴とする請求項１記載の力率改善回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流１００Ｖ／２００Ｖ電源から略同電位の出力電圧を得るスイッチング電源用の力率改善回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６に、第１の従来例として、特開平７−１９４１２４号公報に開示されているスイッチング電源の力率改善回路の構成を示す。同図に示すように、本例の力率改善回路は、ローパスフィルタＬＦ、昇圧用のインダクタＬ１、整流ブリッジＤ１、ダイオードＤ７，Ｄ８、昇圧用のスイッチング素子ＭＯＳ形ＦＥＴ（以下、単にスイッチング素子と呼ぶ。）Ｑ４，Ｑ５、昇圧用の出力コンデンサＣ１，Ｃ２、トランスＴ４、および切替えスイッチＳＷ１から構成される。切替えスイッチＳＷ１はＡＣ１００Ｖ／ＡＣ２００Ｖを切替えるためのスイッチである。
【０００３】
この力率改善回路のＡＣ１００Ｖ入力時の動作について説明する。商用交流電源の活性線側Ｌの電圧が中性線側Ｎの電圧より高い場合で、スイッチング素子Ｑ４がオンしたとき、入力電流は活性線側Ｌ→インダクタＬ１→整流ブリッジＤ１→スイッチング素子Ｑ４→切替えスイッチＳＷ１→トランスＴ４→中性線側Ｎの経路で流れ、スイッチング素子Ｑ４がオフしたとき入力電流は活性線側Ｌ→インダクタＬ１→整流ブリッジＤ１→ダイオードＤ７→出力コンデンサＣ１→切替えスイッチＳＷ１→トランスＴ４→中性線側Ｎの経路で流れる。
【０００４】
また、中性線側Ｎの電圧が活性線側Ｌの電圧より高い場合で、スイッチング素子Ｑ５がオンしたとき、入力電流は中性線側Ｎ→トランスＴ４→切替えスイッチＳＷ１→スイッチング素子Ｑ５→整流ブリッジＤ１→インダクタＬ１→活性線側Ｌの経路で流れ、スイッチング素子Ｑ５がオフしたとき入力電流は中性線側Ｎ→トランスＴ４→切替えスイッチＳＷ１→出力コンデンサＣ２→ダイオードＤ８→整流ブリッジＤ１→インダクタＬ１→活性線側Ｌの経路で流れる。
【０００５】
次に、ＡＣ２００Ｖ入力時の動作について説明する。商用交流電源の活性線側Ｌの電圧が中性線側Ｎの電圧より高い場合で、スイッチング素子Ｑ４がオンしたとき、入力電流は活性線側Ｌ→インダクタＬ１→整流ブリッジＤ１→スイッチング素子Ｑ４→スイッチング素子Ｑ５→整流ブリッジＤ１→トランスＴ４→中性線側Ｎの経路で流れ、スイッチング素子Ｑ４がオフしたとき、入力電流はＬ→活性線側Ｌ１→整流ブリッジＤ１→ダイオードＤ７→出力コンデンサＣ１→出力コンデンサＣ２→ダイオードＤ８→整流ブリッジＤ１→トランスＴ４→中性線側Ｎの経路で流れる。
【０００６】
また、中性線側Ｎの電圧が活性線側Ｌの電圧より高い場合で、スイッチング素子Ｑ５がオンしたとき、入力電流は中性線側Ｎ→トランスＴ４→整流ブリッジＤ１→スイッチング素子Ｑ４→スイッチング素子Ｑ５→整流ブリッジＤ１→インダクタＬ１→活性線側Ｌの経路で流れ、スイッチング素子Ｑ５がオフしたとき入力電流は、中性線側Ｎ→トランスＴ４→整流ブリッジＤ１→ダイオードＤ７→出力コンデンサＣ１→出力コンデンサＣ２→ダイオードＤ８→整流ブリッジＤ１→インダクタＬ１→活性線側Ｌの経路で流れる。
【０００７】
この力率改善回路は、各スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のスイッチング制御を行う制御回路７を備えている。この制御回路７は、ロ−パスフィルタＬＦと整流ブリッジＤ１との間の中性線上に一次巻線が介挿されたトランスＴ４の二次巻線の誘起電圧を昇圧用インダクタＬ１のチョ−ク電流の検出信号として監視する。制御回路７は、この検出信号に基づき、出力コンデンサＣ１，Ｃ２間の直列電圧が一定となるように、かつ入力電流波形が正弦波となるように各スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５のオン／オフの時間幅を制御する。
【０００８】
なお、１は当該力率改善回路の負荷に相当する第１のＤＣ／ＤＣコンバータであり、内部の制御回路によって単独に定電圧制御を行っている。
【０００９】
次に図７を参照して、第２の従来例として特開平７−２９８６１１号公報に開示された力率改善回路について説明する。
【００１０】
同図に示すように、この力率改善回路は、整流ブリッジＤ１と、昇圧用スイッチング用インダクタＬ４，Ｌ５と、制御巻線５０，５１、一次巻線５２、二次巻線５３および三次巻線５４を有するトランスＴ５と、ダイオードＤ９と、ダイオードＤ１０，Ｄ１１、インダクタＬ２、出力コンデンサＣ５からなる整流平滑回路９と、昇圧用のスイッチング素子ＭＯＳ形ＦＥＴ（以下、単にスイッチング素子と呼ぶ。）Ｑ６と、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２と、切替えスイッチＳＷ２とから構成される。切替えスイッチＳＷ２によりＡＣ１００Ｖ／ＡＣ２００Ｖの切替えが行われる。また、１１はスイッチング素子Ｑ６を制御する制御回路、１０は負荷である。
【００１１】
次に、この力率改善回路のＡＣ１００Ｖ入力時の動作について説明する。スイッチイング素子Ｑ６がオンの場合で、商用交流電源の活性線側Ｌの電圧が中性線側Ｎの電圧より高い場合、入力電流は活性線側Ｌ→整流ブリッジＤ１→昇圧用スイッチング用インダクタＬ４→制御巻線５０→平滑コンデンサＣ１→切替えスイッチＳＷ２→中性線側Ｎの経路で流れる。中性線側Ｎの電圧が活性線側Ｌの電圧より高い場合は、入力電流は中性線側Ｎ→切替えスイッチＳＷ２→平滑コンデンサＣ２→制御巻線５１→昇圧用スイッチング用インダクタＬ５→整流ブリッジＤ１→活性線側Ｌの経路で流れる。
【００１２】
ＡＣ２００Ｖ入力時は、スイッチング素子Ｑ６がオンの場合で、商用交流電源の活性線側Ｌの電圧が中性線側Ｎの電圧より高い場合に、入力電流は活性線側Ｌ→整流ブリッジＤ１→昇圧用スイッチング用インダクタＬ４→制御巻線５０→平滑コンデンサＣ１→平滑コンデンサＣ２→制御巻線５１→昇圧用スイッチング用インダクタＬ５→整流ブリッジＤ１→中性線側Ｎの経路で流れ、中性線側Ｎの電圧が活性線側Ｌの電圧より高い場合に、入力電流は中性線側Ｎ→整流ブリッジＤ１→昇圧用スイッチング用インダクタＬ４→制御巻線５０→平滑コンデンサＣ１→平滑コンデンサＣ２→制御巻線５１→昇圧用スイッチング用インダクタＬ５→整流ブリッジＤ１→活性線側Ｌの経路で流れる。
【００１３】
スイッチング素子Ｑ６がオンしたとき、トランスＴ５の制御巻線５０のＩ点の電圧はＪ点の電圧よりも低くなり、他方、トランスＴ５の制御巻線５１のＫ点の電圧はＬ点の電圧よりも高くなる。したがって、先の図６に示した従来例の回路のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５がオンしたときと同様にインダクタＬ４，Ｌ５の昇圧動作が行われる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図６に示した力率改善回路はスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５が２つ必要になるなど、全体として回路構成が複雑になるという問題がある。これに対して、図７に示した回路は構成は比較的簡単ではあるが、軽負荷時に入力コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧が大きく変動しやすいという問題がある。
【００１５】
本発明はこのような課題を解決するもので、回路構成を簡単化できるとともに、入力コンデンサの電圧を負荷電流に左右されずに一定化することのできる、動作信頼性の高いスイッチング電源用の力率改善回路を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１の発明は、交流電源に接続された整流ブリッジと、前記整流ブリッジの出力側の一端に接続され昇圧を行うインダクタと、前記インダクタの一端に負荷に対して直列に接続された一の巻線と、前記一の巻線の一端に前記負荷に対して並列に接続された他の巻線を有するトランスと、前記トランスの一の巻線の一端に前記負荷に対して並列に接続されたコンデンサと、前記整流ブリッジからの入力電圧を検出する手段と、前記検出する手段によって検出された前記入力電圧と、基準電圧とを比較する比較手段と、前記コンデンサの電圧が前記入力電圧にほぼ比例するように、前記比較手段の比較結果に基づいてスイッチング素子を切り替えて、前記トランスの他の巻線に印加する交流電圧を制御する制御手段と、を有することを特徴とする。
【００１７】
請求項２の発明は、交流電源に接続された整流ブリッジと、前記整流ブリッジの出力側の一端に互いに並列に接続され、昇圧を行う第１、第２の巻線を有するインダクタと、前記インダクタの第１の巻線の一端に負荷に対して直列に接続された第３の巻線と、前記インダクタの第２の巻線の一端に前記負荷に対して直列に接続された第４の巻線と、前記第３の巻線の一端に前記負荷に対して並列に接続された第５の巻線とを有するトランスと、前記トランスの第３の巻線に対して並列にかつ互いに第1中点を挟んで接続された第1のコンデンサおよび第２のコンデンサと、前記整流ブリッジからの正極側または負極側の入力電圧を検出する検出手段と、前記検出手段によって検出された前記入力電圧の正極側の電圧と基準電圧を比較する第１の比較手段と、前記検出手段によって検出された前記入力電圧の負極側の電圧と基準電圧を比較する第２の比較手段と、前記第１、第２のコンデンサの電圧が前記入力電圧にほぼ比例するように、前記第１、第２の比較手段の比較結果に基づいてスイッチング素子を切り替えて、前記トランスの第５の巻線に印加する交流電圧を制御する制御手段と、を有することを特徴とする。
【００１８】
以上、請求項１及び請求項２の発明によれば、トランスの他の巻線に印加する交流電圧の制御により、一の巻線の両端に印加するコンデンサの電圧並びにインダクタに流れる電流を制御して、コンデンサの電圧を入力電流にほぼ比例させるようにしたので、回路構成を簡単化できるとともに、入力コンデンサの電圧を負荷電流に左右されず一定化することができる。
【００２０】
請求項３の発明は、前記トランスの他の巻線または第５の巻線に対して直列に接続される一端を備えた第２のインダクタをさらに有し、前記制御手段が、前記スイッチング素子をオンまたはオフすることにより前記第２のインダクタの磁束を制御して、前記トランスの他の巻線または第５の巻線に印加される交流電圧を得ることを特徴とする。
【００２１】
請求項４の発明は、前記トランスの他の巻線より漏れたインダクタンスを、昇圧を行う前記インダクタとして用いることを特徴とする。
【００２２】
すなわち、この発明によれば、トランスの漏れインダクタンスを、昇圧インダクタとして使用すれば、部品の点数を削減でき回路構成を簡単にすることができる。
【００２４】
この発明によれば、制御信号を生成する制御手段を比較的簡単な回路構成で実現することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
【００２６】
図１に、本発明の第１の実施形態である力率改善回路の構成を示す。
【００２７】
同図に示すように、この力率改善回路は、整流ブリッジＤ１、昇圧用インダクタＬ１、巻線ｎ１，ｎ２，ｎｒからなるトランスＴ２、スイッチング素子ＳＷ１、入力コンデンサＣ１、ダイオードＤ３、そしてスイッチング素子ＳＷ１のスイッチング制御を行う制御部２から構成される。制御部２は、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、コンデンサＣ３、コンパレ−タＣＭＰ１，ＣＭＰ２、および三角波発生器２０から構成される。
【００２８】
１は力率改善回路の負荷に相当するＤＣ／ＤＣコンバータであり、内部の制御回路によって力率改善回路とは独立に定電圧制御を行っている。なお、本力率改善回路には入力電源の切替用スイッチは存在せず、商用交流電源１００Ｖまたは同２００Ｖのいずれか一方で使用される。
【００２９】
次に、本実施形態の力率改善回路の動作について説明する。
【００３０】
まず、スイッチング素子ＳＷ１をスイッチングする信号の生成過程について説明する。商用交流電源からの入力電圧のピーク値ＶｐがダイオードＤ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ３により検出される。検出されたピーク値Ｖｐはコンパレ−タＣＭＰ１で、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｃを抵抗Ｒ３，Ｒ４により分割して生成される基準電圧値と比較され、その比較結果である誤差信号はコンパレ−タＣＭＰ２で三角波発生器２０より発生された三角波と比較される。この比較結果がスイッチング素子ＳＷ１に供給されるオン／オフ信号として生成される。このように生成されたオン／オフ信号に基づいてスイッチング素子ＳＷ１がスイッチングされることで、入力コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃが商用交流電源の入力電圧のピーク値Ｖｐに比例するように制御される。
【００３１】
次に、このようなスイッチング素子ＳＷ１のスイッチング制御により力率が改善される原理について説明する。なお、ｎ１、ｎ２、ｎｒは各巻線の巻数を表わすものとする。
【００３２】
スイッチング素子ＳＷ１がオンになると、トランスＴ２の巻線ｎ１に入力コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ２の巻線ｎ２にＶｃ×ｎ２／ｎ１の電圧が発生する。この巻線ｎ２の両端のＡ点の電圧とＢ点の電圧との関係はＡ点＜Ｂ点となり、昇圧用インダクタＬ１に流れる電流ＩL が増大する。したがって、商用交流電源の入力電圧がＶｃ×（１−ｎ２／ｎ１）より高ければ入力電流が流入することとなり、力率改善効果が得られる。
【００３３】
一方、スイッチング素子ＳＷ１がオフになるとトランスＴ２の巻線ｎｒに入力コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ２の巻線ｎ２には−Ｖｃ×ｎ２／ｎｒの負電圧が発生する。したがって、Ａ点の電圧はＢ点の電圧よりも高くなり、昇圧用インダクタＬ１に流れる電流ＩL は減少する。
【００３４】
したがって、本実施形態の力率改善回路によれば、回路構成を簡単化できるとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の負荷電流に影響されず、入力コンデンサＣ１に発生する電圧を一定にすることができる。また、トランスＴ２の漏れインダクタンスを昇圧インダクタＬ１として使用すれば部品の点数をさらに削減することができる。
【００３５】
次に、本発明の他の実施形態を説明する。
【００３６】
図２に、本発明の第２の実施形態である力率改善回路の構成を示す。
【００３７】
同図に示すように、この力率改善回路は、整流ブリッジＤ１、昇圧用インダクタＬ１、巻数ｎ１，ｎ２からなるトランスＴ２、入力コンデンサＣ１、ダイオードＤ４，Ｄ５、過飽和インダクタＬｍ、そしてこの過飽和インダクタＬｍに印加される電圧を制御する制御部３から構成される。制御部３は、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ１〜Ｒ４、コンデンサＣ３、コンパレ−タＣＭＰ３およびトランジスタＱ１から構成される。
【００３８】
４は力率改善回路の負荷に相当するＤＣ／ＤＣコンバータであり、内部の制御回路によってスイッチング素子ＳＷのオン／オフ時間を可変することによって定電圧制御を行っている。なお、本実施形態の力率改善回路には商用交流電源１００Ｖ／２００Ｖの切替えスイッチは存在しない。
【００３９】
次に、本実施形態の力率改善回路の動作について説明する。
【００４０】
まず、商用交流電源の入力電圧のピーク値ＶｐがダイオードＤ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ３で検出される。検出されたピーク値Ｖｐはコンパレ−タＣＭＰ３で、コンデンサＣ３の端子電圧Ｖｃを抵抗Ｒ３，Ｒ４により分割して生成される基準電圧値と比較される。この比較の結果得られた誤差信号はトランジスタＱ１で増幅され、過飽和インダクタＬｍの制御巻線に制御電圧として印加される。
【００４１】
ここで制御部３は、入力コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃが商用交流電源の入力電圧のピーク値Ｖｐにほぼ比例するように、過飽和インダクタＬｍの補助巻線へ制御電圧を印加する時間を制御する。このような制御により、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の負荷電流に影響されず、入力コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃを一定にすることができる。
【００４２】
次に、図５を参照して、この力率改善回路の動作を説明する。
【００４３】
商用交流電源が整流ブリッジＤ１に印加されると入力コンデンサＣ１に電荷が蓄積されて行き、入力コンデンサＣ１の端子間に電圧が発生する。ＤＣ／ＤＣコンバータ４内のスイッチング素子ＳＷがオンになると（図５（Ａ）ＶSW) 、トランスＴ１の補助巻線ｎａに−Ｖｃ×ｎａ／ｎ（但し、ｎａ、ｎは巻線ｎａ、ｎの巻数）の負電圧が発生する。スイッチング素子ＳＷがオンの期間Ｔｍ、トランスＴ１の補助巻線ｎａに発生した電圧は過飽和インダクタＬｍの両端に印加される（図５（Ｂ）Ｖｍ）。スイッチング素子ＳＷのオン期間Ｔｍが経過した後、過飽和インダクタＬｍが飽和し、−Ｖｃ×ｎａ／ｎの負電圧がトランスＴ２の巻線ｎ１に発生するとともに、トランスＴ２の巻線ｎ２にＶｃ×ｎ２／ｎ１の電圧が発生し（図５（Ｃ）ＶT2）、昇圧用インダクタＬ１の印加電圧が降下する（図５（Ｄ）ＶL ）。この結果、図２のＣ点の電圧はＤ点の電圧よりも低くなり、昇圧用インダクタＬ１に流れる電流ＩL が増大する（図５（Ｅ）ＩL ：tLon）。したがって、商用交流電源からの入力電圧がＶｃ×（１−ｎ２／ｎ１）より高ければ、商用交流電源の入力電流ＩL が流れ込むことになり、力率改善効果が得られる。
【００４４】
続いてＤＣ／ＤＣコンバータ４内のスイッチング素子ＳＷがオフになると（図５（Ａ）ＶSW）、制御部３のダイオードＤ２がオンし、トランスＴ２の巻線ｎ１に入力コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ２の巻線ｎ２には−Ｖｃ×ｎ２／ｎ１の負電圧が発生する（図５（Ｃ）ＶT2）。したがって、図２のＣ点の電圧はＤ点の電圧よりも高くなり、昇圧用インダクタＬ１を流れる電流は減少する（図５（Ｅ）ＩL ：tLoff ）。
【００４５】
また、トランスＴ２の漏れインダクタンスを、昇圧用インダクタＬ１として使用すれば、部品の点数を削減でき、回路構成を簡単にすることができる。
【００４６】
図３に、本発明の第３の実施形態における力率改善回路の構成を示す。
【００４７】
同図に示すように、この力率改善回路は、整流ブリッジＤ１、巻線ｎＬ１，ｎＬ２からなる昇圧用インダクタＬ３、巻線ｎ１，ｎ２，ｎ３，ｎｒからなるトランスＴ３、スイッチング素子ＳＷ１、入力コンデンサＣ１，Ｃ２、ダイオードＤ３、切替えスイッチＣ−ＳＷ、そしてスイッチング素子ＳＷ１のスイッチングを制御する制御部５から構成される。切替えスイッチＣ−ＳＷは商用交流電源１００Ｖ／２００Ｖの切替えを行うスイッチである。
【００４８】
制御部５は、ダイオードＤ２，Ｄ６、抵抗Ｒ１〜Ｒ８、コンデンサＣ３，Ｃ４、コンパレ−タＣＭＰ４〜ＣＭＰ６、トランジスタＱ２，Ｑ３、フォトカップラＰＣ１、三角波発生器２０により構成されている。なお、１は本力率改善回路の負荷に相当するＤＣ／ＤＣコンバータであり、内部の制御回路によって力率改善回路に対して独立に定電圧制御を行っている。
【００４９】
次に、この力率改善回路の動作について説明する。
【００５０】
まず、スイッチング素子ＳＷ１をスイッチングするためのオン／オフ信号の生成過程について説明する。
【００５１】
商用交流電源の入力電圧の正極側のピーク値ＶｐはダイオードＤ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ３で検出されるとともに、負極側のピーク値ＶｐはダイオードＤ６、抵抗Ｒ５，Ｒ６、コンデンサＣ４で検出される。検出された正極側のピーク値Ｖｐはコンパレ−タＣＭＰ４において、入力コンデンサＣ１の端子電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４で分割して生成された基準電圧値と比較される一方、検出された負極側のピーク値Ｖｐはコンパレ−タＣＭＰ５において、入力コンデンサＣ２の端子電圧を抵抗Ｒ７，Ｒ８で分割して生成された基準電圧値と比較される。各コンパレ−タＣＭＰ４、ＣＭＰ５で得られた比較結果である誤差信号は、それぞれトランジスタＱ２，Ｑ３で反転され、ワイヤードオアされる。
【００５２】
ワイヤードオアされた信号によりフォトカップラＰＣ１のフォトダイオードがドライブされ、フォトトランジスタの出力信号と三角波発生器２０より発生された三角波とがコンパレ−タＣＭＰ６によって比較される。この比較の結果得られた誤差信号がスイッチング素子ＳＷ１にオン／オフ信号として供給される。すなわち、本実施形態では、スイッチング素子ＳＷ１に供給されるオン／オフ信号のオン／オフ幅を可変することで、各入力コンデンサＣ１、Ｃ２それぞれの端子電圧が商用交流電源の正負それぞれのピーク値Ｖｐにほぼ比例するように制御される。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１の負荷電流には影響されず、各入力コンデンサＣ１，Ｃ２それぞれの端子電圧を一定に保つことができる。
【００５３】
次に、切替えスイッチＣ−ＳＷをショートさせてＡＣ１００Ｖを入力する時の動作を説明する。
【００５４】
商用交流電源の活性線側Ｌの電圧が中性線側Ｎの電圧より高いとき、入力電流は中性線側Ｌ→ダイオードＤ１→トランスＴ３の巻線ｎＬ１→トランスＴ３の巻線ｎ２の順に流れて入力コンデンサＣ１を充電する。さらに、入力コンデンサＣ１に蓄積された電荷は電流となって切替えスイッチＣ−ＳＷ１を通じて中性線側Ｎに帰還する。また、中性線側Ｎの電圧が活性線側Ｌの電圧より高いとき、入力電流は中性線側Ｎ→切替えスイッチＣ−ＳＷ１を流れることで入力コンデンサＣ２が充電され、入力コンデンサＣ２に蓄積された電荷はトランスＴ３の巻線ｎ３→トランスＴ３の巻線ｎＬ２→ダイオードＤ１→中性線側Ｌの順に流れる電流となって放出される。
【００５５】
続いて、スイッチング素子ＳＷ１の制御により力率が改善される過程について説明する。なお、ｎ１、ｎ２、ｎ３、ｎｒは各巻線の巻数を表わすものとする。
【００５６】
商用交流電源の活性線側Ｌの電圧が中性線側Ｎの電圧より高い場合で、スイッチング素子ＳＷ１がオンのとき、トランスＴ３の巻線ｎ１に入力コンデンサＣ１，Ｃ２間の電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ３の巻線ｎ２にＶｃ×ｎ２／ｎ１の電圧が誘起される。したがって、Ｅ点の電圧はＦ点の電圧よりも低くなり、昇圧用インダクタＬ３に流れる電流は増大する。このため、入力電圧ＶｉがＶｃ／２×（１−ｎ２／ｎ１）（ただし、ｎ２＝ｎ３）より高ければ入力電流が流入することになり、力率改善効果が得られる。
【００５７】
スイッチング素子ＳＷ１がオフするとトランスＴ３の巻線ｎｒに入力コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ３の巻線ｎ２の両端に−Ｖｃ×ｎ２／ｎｒの電圧が発生する。このため、Ｅ点の電圧はＦ点の電圧よりも高くなり、昇圧用インダクタＬ３に流れる電流は減少する。
【００５８】
商用交流電源の中性線側Ｎの電圧が活性線側Ｌの電圧より高く、スイッチング素子ＳＷ１がオンした場合は、トランスＴ３の巻線ｎ１に各入力コンデンサＣ１，Ｃ２間の電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ３の巻線ｎ３にＶｃ×ｎ３／ｎ１の電圧が発生する。よって、Ｇ点の電圧はＨ点の電圧よりも高くなり、昇圧用インダクタＬ１に流れる電流は増大する。このため、入力電圧ＶｉがＶｃ／２×（１−ｎ２／ｎ１）（ただし、ｎ２＝ｎ３）より高ければ入力電流が流入することになり、力率改善効果が得られる。
【００５９】
スイッチング素子ＳＷ１がオフするとトランスＴ３の巻線ｎｒに入力コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ３の巻線ｎ３に−Ｖｃ×ｎ３／ｎｒの負電圧が発生する。このため、Ｇ点の電圧はＨ点の電圧よりも低くなり、昇圧用インダクタＬ３に流れる電流は減少する。
【００６０】
続いて、切替えスイッチＣ−ＳＷをオープンさせることによってＡＣ２００Ｖが入力された場合の動作について説明する。
【００６１】
商用交流電源の活性線側Ｌの電圧が中性線側Ｎの電圧より高い場合は、入力電流は活性線側Ｌ→ダイオードＤ１→昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ１→トランスＴ３の巻線ｎ２の経路で流れ、各入力コンデンサＣ１及びＣ２を充電する。各入力コンデンサＣ１，Ｃ２に蓄積された電荷は、トランスＴ３の巻線ｎ３→昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ２→ダイオードＤ１→中性線側Ｎの経路を電流となって流れることで放出される。
【００６２】
また、商用交流電源の中性線側Ｎの電圧が活性線側Ｌの電圧より高い場合は、入力電流は中性線側Ｎ→ダイオードＤ１→昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ２→トランスＴ３の巻線ｎ３を流れて各入力コンデンサＣ１及びＣ２を充電する。各入力コンデンサＣ１，Ｃ２に蓄積された電荷はトランスＴ３の巻線ｎ２→昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ１→ダイオードＤ１→活性線側Ｌの経路を電流となって流れることで放出される。
【００６３】
続いて、この実施形態により力率が改善される過程について説明する。
【００６４】
スイッチング素子ＳＷ１がオンのとき、トランスＴ３の巻線ｎ１に入力コンデンサＣ１，Ｃ２間の電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ３の巻線ｎ２にはＶｃ×ｎ２／ｎ１の電圧が発生し、同じくトランスＴ３の巻線ｎ３にはＶｃ×ｎ３／ｎ１の電圧が発生する。よって、Ｅ点の電圧はＦ点の電圧よりも低くなり、またＧ点の電圧はＨ点の電圧よりも高くなり昇圧用インダクタＬ３に流れる電流は増大する。このため、入力電圧ＶｉがＶｃ／２×（１−ｎ２／ｎ１）（ただし、ｎ２＝ｎ３）より高ければ入力電流が流入することになり、力率改善効果が得られる。スイッチング素子ＳＷ１がオフするとトランスＴ３の巻線ｎｒに入力コンデンサＣ１の端子電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ３の巻線ｎ２，ｎ３にそれぞれ−Ｖｃ×ｎ２／ｎｒの電圧が発生する。このため、Ｅ点の電圧はＦ点の電圧よりも高くなり、またＧ点の電圧はＨ点の電圧よりも低くなり昇圧用インダクタＬ３に流れる電流は減少する。
【００６５】
以上詳述したように、本実施形態によれば、トランスＴ３の巻線ｎ１に印加する交流を制御して昇圧用インダクタＬ３に流れる電流を可変し、各コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を入力電流にほぼ比例させるようにしたので、回路構成を簡単化できるとともに、入力コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を負荷電流に左右されず一定化することができる。
【００６６】
次に、本発明の第４の実施形態である力率改善回路について説明する。
【００６７】
図４に、この第４の実施形態である力率改善回路の構成を示す。
【００６８】
同図に示すように、この力率改善回路は、整流ブリッジＤ１、巻線Ｌ１，ｎＬ２からなる昇圧用インダクタＬ３、巻線ｎ１，ｎ２，ｎ３からなるトランスＴ３、過飽和インダクタＬｍ、入力コンデンサＣ１，Ｃ２、ダイオードＤ４，Ｄ５、切替えスイッチＣ−ＳＷ、過飽和インダクタＬｍを制御する制御部６から構成される。切替えスイッチＣ−ＳＷは商用交流電源１００Ｖ／２００Ｖ切替えのためのスイッチである。制御部６は、ダイオードＤ２，Ｄ６、抵抗Ｒ１〜Ｒ８、コンデンサＣ３，Ｃ４、コンパレ−タＣＭＰ４，ＣＭＰ５、トランジスタＱ２，Ｑ３から構成される。４は本力率改善回路の負荷に相当するＤＣ／ＤＣコンバータであり、内部の制御回路によりスイッチング素子ＳＷのオン／オフ時間を可変することによって定電圧制御を行っている。
【００６９】
次に、本実施形態の力率改善回路の動作について説明する。
【００７０】
商用交流電源の入力電圧の正極側のピーク値Ｖｐは、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ３で検出される。検出された入力電圧のピーク値Ｖｐは、コンパレ−タＣＭＰ４で、入力コンデンサＣ１の端子電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４により分割することで得られた基準電圧値と比較される。一方、入力電圧の負極側のピーク値Ｖｐのピーク値Ｖｐについても、正極側と同様に、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ５，Ｒ６、コンデンサＣ４で検出され、検出された入力電圧のピーク値Ｖｐは、コンパレ−タＣＭＰ５で、入力コンデンサＣ４の端子電圧を抵抗Ｒ７，Ｒ８により分割することで得られた基準電圧値と比較される。
【００７１】
各コンパレ−タＣＭＰ４，ＣＭＰ５より比較結果として得られた２つの誤差信号は、それぞれトランジスタＱ２，Ｑ３で反転され、ワイヤードオアされる。ワイヤードオアされた信号は過飽和インダクタＬｍの補助巻線に制御信号として供給される。
【００７２】
ここで、制御部６は、各入力コンデンサＣ１，Ｃ２それぞれの端子電圧が商用交流電源からの入力電圧のピーク値Ｖｐにほぼ比例するように、過飽和インダクタＬｍの補助巻線に印加する制御電圧の時間を制御する。このような制御により、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の負荷電流に影響されず、各入力コンデンサＣ１，Ｃ２それぞれの端子電圧を一定にすることができる。
【００７３】
続いて、かかる制御により力率が改善される過程について説明する。
【００７４】
切替えスイッチＣ−ＳＷをショートしてＡＣ１００Ｖが入力された場合の動作について説明する。
【００７５】
商用交流電源の活性線側Ｌの電圧が中性線側Ｎの電圧より高い場合で、ＤＣ／ＤＣコンバータ４内のスイッチング素子ＳＷがオン状態のとき、トランスＴ１の補助巻線ｎａに−Ｖｃ×ｎａ／ｎの負電圧が発生し、この電圧は過飽和インダクタＬｍに印加される。スイッチング素子ＳＷのオン期間後、過飽和インダクタＬｍが飽和し、−Ｖｃ×ｎａ／ｎの負電圧がトランスＴ２の巻線ｎ１に発生し、トランスＴ３の巻線ｎ２にはＶｃ×ｎ２／ｎ１の電圧が発生する。したがって、Ｅ点の電圧はＦ点の電圧よりも低くなり、昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ１に流れる電流が増大する。よって、商用交流電源の入力電圧がＶｃ×（１−ｎ２／ｎ１）（ただし、ｎ２＝ｎ３）より高いときに商用交流電源の入力電流が流入することになり、力率改善効果が得られる。
【００７６】
この後、スイッチング素子ＳＷがオフになると、ダイオードＤ２がオンし、トランスＴ３の巻線ｎ１に入力コンデンサＣ１，Ｃ２の間の電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ３の巻線ｎ２には−Ｖｃ×ｎ２／ｎ１の電圧が発生する。したがって、Ｅ点の電圧はＦ点の電圧よりも高くなり、昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ２に流れる電流は減少する。
【００７７】
商用交流電源の中性線側Ｎの電圧が活性線側Ｌの電圧より高く、スイッチング素子ＳＷがオンのときは、トランスＴ１の補助巻線ｎａにＶｃ×ｎａ／ｎの電圧が発生する。スイッチング素子ＳＷのオン期間、その電圧は過飽和インダクタＬｍに印加される。スイッチング素子ＳＷのオン期間後、過飽和インダクタＬｍは飽和し、トランスＴ３の巻線ｎ１にＶｃ×ｎａ／ｎの電圧が発生し、トランスＴ３の巻線ｎ３にＶｃ×ｎ３／ｎ１の電圧が発生する。したがって、Ｇ点の電圧はＨ点の電圧よりも高くなり、昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ２に流れる電流が増大する。よって、商用交流電源の入力電圧がＶｃ×（１−ｎ２／ｎ１）（ただし、ｎ２＝ｎ３）より高いときに商用交流電源の入力電流が流入することになり、力率改善効果が得られる。
【００７８】
この後、スイッチング素子ＳＷがオフになると、ダイオードＤ２がオンし、トランスＴ３の巻線ｎ１に入力コンデンサＣ１，Ｃ２の端子電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ３の巻線ｎ３には−Ｖｃ×ｎ３／ｎ１の電圧が発生する。したがって、Ｇ点の電圧はＨ点の電圧よりも低くなり、昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ２に流れる電流が減少する。
【００７９】
次に、切替えスイッチＣ−ＳＷをオープンさせてＡＣ２００Ｖが入力された場合の動作について説明する。
【００８０】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４内のスイッチング素子ＳＷはオフ状態にあるものとする。商用交流電源の活性線側Ｌの電圧が中性線側Ｎの電圧より高い場合は、入力電流は活性線側Ｌ→整流ブリッジＤ１→昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ１→トランスＴ３の巻線ｎ２→入力コンデンサＣ１及びＣ２→トランスＴ３の巻線ｎ３→昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ２→整流ブリッジＤ１→中性線側Ｎの経路で流れる。中性線側Ｎの電圧が活性線側Ｌの電圧より高い場合は、入力電流は中性線側Ｎ→整流ブリッジＤ１→昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ２→トランスＴ３の巻線ｎ３→入力コンデンサＣ２及びＣ１→トランスＴ３の巻線ｎ２→昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ１→整流ブリッジＤ１→活性線側Ｌの経路で流れる。
【００８１】
スイッチング素子ＳＷがオンになると、トランスＴ１の補助巻線ｎａに−Ｖｃ×ｎａ／ｎの負電圧が発生する。スイッチング素子ＳＷのオン期間、その電圧は過飽和インダクタＬｍに印加される。スイッチング素子ＳＷのオン期間後、過飽和インダクタＬｍは飽和し、このトランスＴ３の巻線ｎ１に−Ｖｃ×ｎａ／ｎの負電圧が発生する。トランスＴ３の巻線ｎ２にＶｃ×ｎ２／ｎ１の電圧が、トランスＴ３の巻線ｎ３に−Ｖｃ×ｎ３／ｎ１の負電圧がそれぞれ発生する。そして、昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ１に印加される電圧は降下する一方、巻線ｎＬ２に印加される電圧は上昇する。
【００８２】
したがって、Ｅ点の電圧はＦ点の電圧よりも低くなるとともにＧ点の電圧はＨ点の電圧よりも高くなり、昇圧用インダクタＬ３に流れる電流は増大する。このため、商用交流電源の入力電圧がＶｃ×（１−ｎ２／ｎ１）（ただし、ｎ２＝ｎ３）より高いときに入力電流が流入することになり、力率改善効果が得られる。
【００８３】
この後、スイッチング素子ＳＷがオフになると、ダイオードＤ２がオンし、トランスＴ３の巻線ｎ１に入力コンデンサＣ１，Ｃ２の端子電圧Ｖｃが印加され、トランスＴ３の巻線ｎ２に−Ｖｃ×ｎ２／ｎ１の負電圧が、巻線ｎ３にはＶｃ×ｎ３／ｎ１の電圧が発生する。そして、昇圧用インダクタＬ３の巻線ｎＬ１の印加電圧が上昇する一方、巻線ｎＬ２の印加電圧が降下する。したがって、Ｅ点の電圧はＦ点の電圧よりも高くなるとともにＧ点の電圧はＨ点の電圧よりも低くなり、昇圧用インダクタＬ３に流れる電流は減少する。
【００８４】
かくして本実施形態によっても、入力コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を負荷電流に拠らず一定化することのできる力率改善回路を提供することができる。
【００８５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、トランスの他の巻線に印加する交流電圧の制御により、一の巻線の両端に印加するコンデンサの電圧並びにインダクタに流れる電流を制御して、コンデンサの電圧を入力電流にほぼ比例させるようにしたことで、負荷電流に影響されずコンデンサの端子電圧を一定にすることのできる力率改善回路を提供することができる。また、トランスの漏れインダクタンスを、昇圧インダクタとして使用することで、部品の点数を削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態である力率改善回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態である力率改善回路の構成を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施形態である力率改善回路の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第４の実施形態である力率改善回路の構成を示す回路図である。
【図５】図２の力率改善回路における各部の動作波形を示す図である。
【図６】従来の力率改善回路の構成を示す回路図である。
【図７】従来の他の力率改善回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
ＬＦ・・・ローパスフィルター
Ｄ１・・・整流ブリッジ
Ｌ１〜Ｌ５, Ｌｍ・・・インダクタ
Ｄ２〜Ｄ１１・・・ダイオード
Ｃ１〜Ｃ５・・・コンデンサ
Ｑ１〜Ｑ３・・・トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ１１・・・抵抗
ＣＭＰ１〜ＣＭＰ６・・・コンパレ−タ
ＰＣ１・・・フォトカプラ
Ａ〜Ｌ・・・電圧監視点
１，４・・・ＤＣ／ＤＣコンバータ
２，３，５，６・・・制御部
【図１】
0004279937.tif 000002
【図２】
0004279937.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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