(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
擬似雑音コードをＫ個発生させる擬似雑音コード発生器と、
Ｋ個の擬似雑音コード中、基準コードとして選択された擬似雑音コードの値に従って入力信号に＋１または−１を掛けて出力するマルチプレクサと、
前記マルチプレクサの出力を所定制御信号に従って累積する２K-1個の累積器と、
前記基準コードを除外したＫ−１個のコード値に従って前記マルチプレクサの出力を前記累積器の中の一つに入力するように前記制御信号を出力する選択器と、
前記累積器の出力を所定規則に従って加算してＫ個の相関値を出力するプログラマブル加算器と、
前記Ｋ個の相関値中、所定臨界値より大きい値に該当する擬似雑音コードを出力する判別器と、を含むことを特徴とする擬似雑音コード獲得装置。
【請求項２】
前記選択器は、
前記基準コードと前記Ｋ−１個のコードを排他的論理和演算を行うＫ−１個の排他的論理和演算部と、
前記排他的論理和演算部の出力を保存するＫ−１ビットの大きさのレジスタと、
前記レジスタの出力をアドレスとして前記２K-1個の累積器の中の一つを選択し、前記マルチプレクサの出力を選択した累積器に入力するスイッチと、を具備することを特徴とする請求項１に記載の擬似雑音コード獲得装置。
【請求項３】
Ｋ個の相異なる位相を有するＮビットシーケンスの擬似雑音コードを発生させる擬似雑音コード発生器と、
前記擬似雑音コード発生器で発生させたＫ個のＮビットコードシーケンスの中の一つを保存する基準コード貯蔵器と、
入力信号をＮ回遅延させるＮ個のタップ遅延器と、
Ｎ番目タップ遅延器の出力と前記基準コード貯蔵器に保存された擬似雑音コードを各々掛ける乗算部と、
Ｋ個の擬似雑音コードを所定規則に従ってグループ化し、前記乗算部の出力を前記基準コード貯蔵器に保存されたコードビットが属するグループ別に足すことによって２K-1個の部分和を求める部分合算器と、
前記部分合算器の出力を所定規則に従って加算してＫ個の相関値を出力するプログラマブル加算器と、
前記Ｋ個の相関値中、所定臨界値より大きい相関値を有する擬似雑音コードを出力する判別器と、を含むことを特徴とする擬似雑音コード獲得装置。
【請求項４】
受信信号に含まれた擬似雑音コードを探索し、探索された擬似雑音コードを用いて前記受信信号を逆拡散及び復調させる直接シーケンスコード分割多重接続受信器において、
Ｋ個の相異なる位相を有するＮビットシーケンスの擬似雑音コードを発生させる擬似雑音コード発生器と、
前記擬似雑音コード発生器で発生させたＫ個の擬似雑音コードを所定規則に従ってグループ化し、前記Ｋ個の擬似雑音コードの中の一つを基準コードに決めて前記受信信号と前記基準コードとを掛けた結果をグループ別に合算し、合算した値を再び所定規則に従って加算した結果のＫ個の相関値中、臨界値より大きい値に該当する擬似雑音コードを前記受信信号に含まれた擬似雑音コードに決定し、決定された擬似雑音コードの位相を前記受信信号の位相と合せるコードグループ化によるコード同期化部と、
前記決定された擬似雑音コードを用いて受信された信号を逆拡散させる逆拡散部と、
逆拡散された信号を復調させる復調部と、を含むことを特徴とする直接シーケンスコード分割多重接続受信器。
【請求項５】
前記コードグループ化によるコード同期化部は、
前記Ｋ個の擬似雑音コードを所定規則に従ってグループ化し、前記Ｋ個の擬似雑音コードの中の一つを基準コードに定めて前記受信信号と前記基準コードとを掛けた結果をグループ別に合算し、合算した値を再び所定規則に従って加算した結果のＫ個の相関値中、臨界値より大きい値に該当する擬似雑音コードを前記受信信号に含まれた擬似雑音コードに決定するコードグループ化によるコード獲得部と、
決定された擬似雑音コードの位相を前記受信信号の位相と合せるコード追跡部と、を具備することを特徴とする請求項４に記載の直接シーケンスコード分割多重接続受信器。
【請求項６】
前記コードグループ化によるコード獲得部は、
前記擬似雑音コード発生器で発生させたＫ個の擬似雑音コード中、基準コードとして選択された擬似雑音コードの値に従って入力信号に＋１または−１を掛けて出力するマルチプレクサと、
前記マルチプレクサの出力を所定制御信号に従って累積する２K-1個の累積器と、
前記基準コードを除外したＫ−１個のコード値に従って前記マルチプレクサの出力を前記累積器の中の一つに入力するように前記制御信号を出力する選択器と、
前記累積器の出力を所定規則に従って加算してＫ個の相関値を出力するプログラマブル加算器と、
前記Ｋ個の相関値中、所定臨界値より大きい値に該当する擬似雑音コードを出力する判別器と、を含むことを特徴とする請求項５に記載の直接シーケンスコード分割多重接続受信器。
【請求項７】
前記選択器は、
前記基準コードと前記Ｋ−１個のコードを排他的論理和を行うＫ−１個の排他的論理和演算部と、
前記排他的論理和演算部の出力を保存するＫ−１ビットの大きさのレジスタと、
前記レジスタの出力をアドレスとして前記２K-1個の累積器の中の一つを選択し、前記マルチプレクサの出力を選択した累積器に入力するスイッチと、を具備することを特徴とする請求項６に記載の直接シーケンスコード分割多重接続受信器。
【請求項８】
前記コードグループ化によるコード獲得部は、
前記擬似雑音コード発生器で発生させたＫ個のＮビットコードシーケンスの中の一つを保存する基準コード貯蔵器と、
入力信号をＮ回遅延させるＮ個のタップ遅延器と、
Ｎ番目タップ遅延器の出力と前記基準コード貯蔵器に保存された擬似雑音コードを各々掛ける乗算部と、
Ｋ個の擬似雑音コードを所定規則に従ってグループ化し、前記乗算部の出力を前記基準コード貯蔵器に保存されたコードビットが属するグループ別に足すことによって２K-1個の部分和を求める部分合算器と、
前記部分合算器の出力を所定規則に従って加算してＫ個の相関値を出力するプログラマブル加算器と、
前記Ｋ個の相関値中、所定臨界値より大きい値に当る擬似雑音コードを出力する判別器と、を含むことを特徴とする請求項５に記載の直接シーケンスコード分割多重接続受信器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、擬似雑音（Ｐｓｅｕｄｏ  Ｎｏｉｓｅ、以下ＰＮという。）コード獲得装置及びこれを具備した直接シーケンス（Ｄｉｒｅｃｔ−Ｓｅｑｕｅｎｃｅ、以下ＤＳという。）コード分割多重接続（Ｃｏｄｅ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅ  Ａｃｃｅｓｓ、以下ＣＤＭＡという。）受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＤＭＡは帯域拡散通信方式の一つであって、現在韓国の移動通信標準のＩＳ（Ｉｎｔｅｒｉｍ  Ｓｔａｎｄａｒｄ）−９５システムで使用されており、ＩＭＴ（Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ）−２０００の候補として提案され、最近多くの研究がなされている。ＣＤＭＡシステムが注目されている大きな理由としては、他のシステムに比べて種々の長所を有することが挙げられる。まず、ＣＤＭＡシステムではＰＮコードを用いて信号を拡散させるのでチャンネルでの雑音と送信信号との区別がほとんど不可能である。従って、正確なコードを知らない限り盗聴が不可能である。また、帯域拡散システムの特性によって意図的な雑音（ｊａｍｍｉｎｇ）に強く、多重経路チャンネルでレーキ（ＲＡＫＥ）受信器を用いてダイバーシティ効果を得られるという長所も備えている。
【０００３】
ＩＳ−９５システムに採択された帯域拡散方法にはＤＳ（ｄｉｒｅｃｔ  ｓｅｑｕｅｎｃｅ）帯域拡散がある。ＤＳ帯域拡散は、送信しようとする信号にシンボル維持時間よりはるかに短い維持時間（これを「チップ維持時間」という。）を有するＰＮコードを掛けて帯域を拡散させる。即ち、送信しようとする一つの２進シンボルに対して６４個の２進ＰＮコードを掛けて拡散させる。即ち、一つのシンボルは６４個のチップに分けられる。
【０００４】
受信器では受信されたＤＳ帯域拡散信号を逆拡散して拡散させる前のシンボルを探す。逆拡散をするためにはＰＮコードの同期を探すことが重要である。ＰＮコードの同期化はコード獲得と追跡の二段階で具現化され、システムの性能を決定するのに非常に重要な役割を演ずる。
【０００５】
ＤＳ帯域拡散で行うコード獲得は種々の方式に分けられるが、最も広く使われている方法としては、受信器で送信器でと同じＰＮコード発生器を用いてＰＮコードを発生させた後、このコードと受信された信号との部分相関値を求め、この値を臨界値と比較してコード獲得されたかどうかを判断する方法が挙げられる。ここではこのような過程を「探索」という。
【０００６】
コード獲得時の探索範囲はＰＮコードの一周期である。ＰＮコードの一周期内で、コードの位相を変えながら部分相関値を求めて位相が合うまで、即ち、コード獲得がなされるまで探索が行われる。その際、探索すべきＰＮコードの一周期を「不確実領域」という。ＩＳ−９５システムではＰＮコードが３２７６８（＝２15）個であるので、最悪の場合には３２７６８個のコード位相に対して探索を行うべきである。場合によっては不確実領域をいくつの区間に分けて相異なる相関器を用いて探索する場合もあるが、不確実領域をいくつの相関器で探索するかによって直列、並列、混合の探索方式に分けることができる。
【０００７】
前記直列探索は、一つの相関器を用いて探索領域全体を探索する方式であり、一つのコード位相に対して相関値を求めてコード獲得されたかどうかを判断して、コード獲得されなかったならばさらに他の位相に対して探索する過程を反復してコードを獲得するものである。このような直列探索は相関器が一つだけで充分なのでハードウェア的な複雑度は次に説明する並列や混合探索方式に比べてはるかに小さいが、コード獲得時間は他の方式に比べて長いという短所がある。
【０００８】
前記並列探索は、全探索領域に対して探索器を並列で使用してコードを獲得する方式である。全ての領域に対する探索が一度になされるのでコード獲得時間は直列探索に比べて顕著に少なくなるが、その代償としてコード個数分の相関器が必要となるためハードウェア的な複雑度がそれに比例して増加することとなる。
【０００９】
前記混合探索は前記直列探索と前記並列探索とが混合された構成を有し、探索領域をいくつの相関器に分けて探索するものである。即ち、探索領域が縮まった直列探索方式の相関器が並列で探索する。従って、直列探索に比べてコード獲得にかかる時間を短縮できると同時に並列探索に比べてハードウェア的な複雑度を減らすことができる。
一方、コード獲得時に部分相関値を求める相関器の構造は、能動相関器とＰＮ整合フィルターとに大きく分けることができる。
【００１０】
前記能動相関器では、一つの入力データとＰＮコード発生器で発生させた一つのコードとを掛けた後、これをＮ−チップ維持時間にわたって積分して部分相関値を求める。言い換えればＮビットのＰＮコードに対してチップ単位で積分を遂行するものである。
【００１１】
図１は、従来の能動相関器を用いた混合探索器の構成図を表す。図１に示す一例の探索器は、ＰＮコード発生器１００、複数のマルチプレクサ（ＭＵＸ）１０２、１０３、１０４、複数の累積器１０５、１０６、１０７よりなる。図１に示したように、混合探索器は相異なるＫ個のＰＮコード位相を用いて不確実領域を一度に探索する。ＰＮコード発生器１００は位相が異なるＫ個のＰＮコードを発生させる。ＰＮコードは２進コードであって、０あるいは１の値を有する。ＭＵＸ１０２、１０３、１０４はＰＮコードが０であれば＋ｄnを、１であれば−ｄnを各々出力する。即ち、ＭＵＸ１０２、１０３、１０４は、チップ速度（ｃｈｉｐ  ｒａｔｅ）で入る入力データｄnとＰＮコード発生器１００で生成されるＰＮコードからＰＮコードが０であればｄnを、ＰＮコードが１であれば−ｄnを出力する。ＭＵＸ１０２、１０３、１０４の出力データは一定時間の間、Ｋ個の累積器１０５、１０６、１０７に累積され、累積された値は相異なるＫ個のＰＮコード位相に対する部分相関値Ｓ0〜ＳK-1になる。これらの部分相関値は最終的に所定臨界値と比較されてコード獲得されたかどうかが判断される。
しかし、この方法では、Ｎビットの入力データに対して一つの部分相関値が求められるので、コード獲得にかかる時間が比較的長くなるという問題点がある。
【００１２】
図２（Ａ）は、従来のＰＮ整合フィルターを用いた混合探索器の構成図である。図２（Ａ）による混合探索器は、Ｎ個の遅延器２００、Ｎ個の第１コード貯蔵部２０１、Ｎ個の第２コード貯蔵部２０２及びＮ個のＫ番目コード貯蔵部２０３よりなる。図２（Ａ）に示したように、遅延器２００は入力データｄnをチップ維持時間だけ遅延させる。各コード貯蔵部２０１、２０２、２０３はＰＮコードをあらかじめ保存する。遅延器２００から出力されるＮ個の入力データと各コード貯蔵部２０１、２０２、２０３に保存された各コードが各々掛けられ、その結果が加わって部分相関値Ｓ0〜ＳK-1になる。これら部分相関値は最終的に所定臨界値と比較されてコード獲得されたかどうかが判断される。
【００１３】
図２（Ｂ）は、図２（Ａ）に示したＰＮ整合フィルター中、Ｋ番目コード貯蔵部に該当するＰＮ整合フィルターを詳細に示すものである。図２（Ｂ）に示されたＰＮ整合フィルターは、Ｋ番目コード貯蔵部２０３、複数の乗算器２１１、２１２、２１３及び加算器２１４よりなる。
乗算器２１１、２１２、２１３は、図２（Ａ）に示した遅延器２００から入力されるＮビットの入力データｄN-1〜ｄ0とＮ個のコードｃK-1,N-1〜ｃK-1,0を各々掛け、加算器２１４は乗算器２１１、２１２、２１３の出力を全て足してＫ番目コード位相に対する部分相関値ＳK-1を出力する。
【００１４】
しかし、この方法では一つの入力データに対して一つの相関値が得られるのでコード獲得時かかる時間を短縮できるという長所がある反面、ＰＮコードをあらかじめ保存しておくことが要求されるので、ハードウェア的な負担が大きくなり、フェージングチャンネルによる信号減衰によって探索器の性能が大きく左右されるという問題点がある。
【００１５】
また、前述したような混合探索器を用いてコードを獲得する場合、探索するコード位相の個数Ｋや相関区間が延びることによって部分相関値を求めるための演算量もそれに比例して線形的に増加し、ハードウェア的な負担も線形的に増加するという問題点がある。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明が解決しようとする技術的課題は、受信された信号に含まれたＰＮコードを獲得するために受信された信号とＰＮコードの部分相関値を求める際、発生させたＫ個の擬似雑音コードを所定規則に従ってグループ化し、Ｋ個の擬似雑音コードの中の一つを基準コードとして決めて受信信号と基準コードとを掛けた結果をグループ別に合算し、合算した値を共有してＰＮコードを獲得するＰＮコード獲得装置及びこれを具備するＤＳ−ＣＤＭＡ受信器を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために本発明は、擬似雑音コードをＫ個発生させる擬似雑音コード発生器と、Ｋ個の擬似雑音コード中、基準コードとして選択された擬似雑音コードの値に従って入力信号に＋１または−１を掛けて出力するマルチプレクサと、前記マルチプレクサの出力を所定制御信号に従って累積する２K-1個の累積器と、前記基準コードを除外したＫ−１のコード値に従って前記マルチプレクサの出力を前記累積器の中の一つに入力するように前記制御信号を出力する選択器と、前記累積器の出力を所定規則に従って加算してＫ個の相関値を出力するプログラマブル加算器と、前記Ｋ個の相関値中、所定臨界値より大きい値に該当する擬似雑音コードを出力する判別器と、を含むことを特徴とする。
【００１８】
また、前記課題を解決するために本発明は、Ｋ個の相異なる位相を有するＮビットシーケンスの擬似雑音コードを発生させる擬似雑音コード発生器と、前記擬似雑音コード発生器で発生させたＫ個のＮビットコードシーケンスの中の一つを保存する基準コード貯蔵器と、入力信号をＮ回遅延させるＮ個のタップ遅延器と、Ｎ番目タップ遅延器の出力と前記基準コード貯蔵器に保存された擬似雑音コードを各々掛ける乗算部と、Ｋ個の擬似雑音コードを所定規則に従ってグループ化し、前記乗算部の出力を前記基準コード貯蔵器に保存されたコードビットが属するグループ別に足して２K-1個の部分和を求める部分合算器と、前記部分合算器の出力を所定規則に従って加算してＫ個の相関値を出力するプログラマブル加算器と、前記Ｋ個の相関値中、所定臨界値より大きい相関値を有する擬似雑音コードを出力する判別器と、を含むことを特徴とする。
【００１９】
前記の課題を達成するために本発明は、受信信号に含まれた擬似雑音コードを探索し、探索された擬似雑音コードを用いて前記受信信号を逆拡散及び復調させる直接シーケンスコード分割多重接続受信器において、Ｋ個の相異なる位相を有するＮビットシーケンスの擬似雑音コードを発生させる擬似雑音コード発生器と、前記擬似雑音コード発生器で発生させたＫ個の擬似雑音コードを所定規則に従ってグループ化し、前記Ｋ個の擬似雑音コードの中の一つを基準コードに決めて前記受信信号と前記基準コードとを掛けた結果をグループ別に合算し、合算した値を再び所定規則に従って加算した結果のＫ個の相関値中、臨界値より大きい値に該当する擬似雑音コードを前記受信信号に含まれた擬似雑音コードに決定し、決定された擬似雑音コードの位相を前記受信信号の位相と合せるコードグループ化によるコード同期化部と、前記決定された擬似雑音コードを用いて受信された信号を逆拡散させる逆拡散部と、逆拡散された信号を復調させる復調部と、を含むことを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、添付した図面を参照して本発明の実施例をより詳細に説明する。
図３は、本発明の一実施例に係るＰＮコード獲得装置に対するブロック図である。図３に示されたＰＮコード獲得装置は、ＰＮコード発生器３００、マルチプレクサ（ＭＵＸ）３１０、アドレッサ（Ａｄｄｒｅｓｓｉｎｇ  Ｌｏｇｉｃ）３２０、スイッチ３３０、累積器３４０、プログラマブル加算器３５０及び判別器３６０を含む。
【００２１】
図３に示したＰＮコード獲得装置の全体的な動作は次の通りである。まず、ＰＮコード発生器で発生できるＫ個のコードを所定規則に従うグループに分け、Ｋ個のコードの中の一つの基準コードだけで各グループで部分和を求め、前記部分和を共有して残りのＫ−１個の相関値を求めた後、Ｋ個の相関値を臨界値と比較することによって臨界値より大きい相関値を有するＰＮコードを受信信号のＰＮコードで決定する。
【００２２】
ＰＮコード発生器３００は、チップ速度で入る一つの入力データｄnに対して相異なるＫ個の位相を有するＰＮコードｃ0,n，ｃl,n，…，ｃK-1,nを発生させる。
ＭＵＸ３１０は入力データｄnと基準コードを入力として、基準コード値が０のときはｄnを、基準コード値が１のときは−ｄnを出力する。その際、基準コードはＰＮコード発生器３００で発生させたコードの中から任意に選択され、本発明ではｃ0,nを基準コードとして決定した。
【００２３】
アドレッサ３２０は、２K-1個の累積器３４０中でＭＵＸ３１０の出力値が累積される累積器を指定する。図４は、アドレッサ３２０をより詳細に示すブロック図である。図４に示されたアドレッサは、複数の排他的論理和ゲート（ＸＯＲ）３７１、３７２、３７３とＫ−１コードのレジスタ３８０とを具備する。各ＸＯＲ３７１、３７２、３７３は各々基準コードのｃ0,nとｃl,n，ｃ2,n，…，ｃK-1,nを入力して排他的論理和を遂行する。即ち、ｃ0,n＝０であれば、［ｃl,nｃ2,n…ｃK-1,n］を、ｃ0,n＝１であれば、下記（１）を出力することによって、結果的に次に説明される同じグループに属するＰＮコードに対しては同じアドレスを発生させる。レジスタ３８０は各ＸＯＲ３７１、３７２、３７３から出力された値を保存する。
【００２４】
【数１】
0004369019.tif 000002
【００２５】
スイッチ３３０は、レジスタ３８０に保存された値をアドレスとして２K-1個の累積器３４０の中で一つを選択し、ＭＵＸ３１０の出力値を選択された累積器に出力する。累積器３４０は入力される値を累積して部分和を出力する。結果的に、同一グループに属するＰＮコードに対してＭＵＸ３１０の出力値の部分和を行う。
プログラマブル加算器３５０は、累積器３４０から出力される部分和を所定の規則に従って加算して、Ｋ個のＰＮコード位相に対する部分相関値としてＳ0，…，ＳK-1を出力する。
【００２６】
判別器３６０は、出力された部分相関値Ｓ0，…，ＳK-1中、臨界値より大きい部分相関値を作る位相を有するＰＮコードを受信信号のＰＮコードで決定する。
前記アドレッサ３２０、スイッチ３３０、累積器３４０及びプログラマブル加算器３５０によるコードグループ化及び部分相関値の計算過程をより詳細に説明すれば次の通りである。
【００２７】
コードグループ化過程は次の通りである。まず、Ｋ個のコード位相に対して同時に探索しながらＮビットのチップ維持時間の間、Ｋ個のコードと受信された信号との相関値を求める場合を考える。ＰＮコードをＣ0，Ｃ1，…，ＣK-1とし、Ｃk(０≦ｋ≦Ｋ−１)のｎ番目構成要素をＣk,n（０≦ｎ≦Ｎ−１）とすれば、各ＰＮコードは下記式のように表現される。
【００２８】
【数２】
0004369019.tif 000003
また、（Ｋ×Ｎ）行列Ｃを次のように定義する。
【００２９】
【数３】
0004369019.tif 000004
【００３０】
ＰＮコードに従う行列Ｃに対して、Ｋ＝２の場合を例として説明する。Ｋ＝２の場合Ｄn＝（ｃ0,n、ｃl,n）の可能な場合の数は４つで、各々は(１,１)、(−１,−１)、(１,−１)、(−１,１)で表現可能である。この４つの組み合わせは、ｃ0,n＝ｃl,nか、またはｃ0,n＝−ｃl,nか、に従って２個のグループに絞られる。すなわち、前者に属するＤnのグループをＧ0、後者に属するＤnグループをＧ１とする。
【００３１】
例えば、二つの他の位相を有するＰＮコードシーケンスがそれぞれＣ0＝[１１−１１−１]，Ｃ1＝[１１１−１−１]で、入力データシーケンスがｄ0，ｄ1，…，ｄ4のとき、各コード位相に対する部分相関値Ｓ0，Ｓ1は各々次のように求められる。
【００３２】
【数４】
0004369019.tif 000005
【００３３】
前記式中、Ｓ00はＣ0の要素の中のＧ0に属するコードと掛けられる入力データによる部分和で、Ｓ01はＧ1に属するコードと掛けられる入力データによる部分和であることが分かる。従って、二つの位相のコードの中の一つに対してのみ部分和を求めれば、求めた部分和を用いて他の一つの位相での部分相関値を求めることができる。
【００３４】
Ｋ＝３の場合、Ｄnのパターンに従って分けうるコードグループ数は２2＝４種になる。各々のグループは次のように分けることができる。Ｇ0：ｃ0,n＝ｃ1,n＝ｃ2,n,Ｇ1：ｃ0,n＝ｃ1,n＝−ｃ2,n，Ｇ2：ｃ0,n＝−ｃ1,n＝ｃ2,n,Ｇ3：−ｃ0,n＝ｃ1,n＝ｃ2,n、即ち、Ｄn＝（ｃ0,n，ｃ1,n，ｃ2,n）＝（１,１,１）と（−１,−１,−１）はＧ0に、（１,１,−１）と（−１,−１,１）はＧ1に、（１,−１,１）と（−１,１,−１）はＧ2に、（−１,１,１）と（１,−１,−１）はＧ3に分けられる。例えば、次の表のようなコードシーケンスが発生する場合を考える。
【００３５】
【表１】
0004369019.tif 000006
【００３６】
各列のパターンを調べればＤ0とＤ6はＧ0に属する。同様に、Ｄ5とＤ7はＧ1に、Ｄ2とＤ4はＧ2に、Ｄ1とＤ3はＧ3に属する。ｋ番目位相コードでの部分相関値をＳkとすれば３個のコード位相に対する部分相関値は次の式のように求めることができる。
【００３７】
【数５】
0004369019.tif 000007
【００３８】
前記式中、Ｓ00〜Ｓ03はＧ0〜Ｇ3に属するＣ0の要素から求められる各グループの部分和である。結局、Ｋ＝３の場合にも一つの基準コードでだけコードグループ個数だけの部分和を求めれば、この値を用いて全てのコード位相での部分相関値を求めることができる。
【００３９】
Ｋ＝４の場合、可能なコードグループ数は２K-1＝８である。Ｇ0〜Ｇ7に各々属するＣ0のコードシーケンスから求めた部分和をＳ00〜Ｓ07とすれば、０番目コード位相から３番目コード位相に対する部分相関値Ｓ0〜Ｓ3は次の式のように求められる。
【００４０】
【数６】
0004369019.tif 000008
【００４１】
Ｋ＝４の場合にも、各コード位相に対する部分相関値は基準コード一つから求めた８個の部分和の組み合わせによって求めることができるが、部分和を組み合わせる過程でもう一回、中間計算結果を次の式のように共有することができる。
【００４２】
【数７】
0004369019.tif 000009
【００４３】
即ち、部分和を足す過程で部分和の部分和のＳ000とＳ001とを共有できる。前述したように部分和を組み合わせて足した後、最終部分相関値を求めるとき、Ｋ＝４の場合には次の式のような行列を定義する。
【００４４】
【数８】
0004369019.tif 000010
【００４５】
前記行列Sは、各コード位相に対する部分相関値を求める際、各々足される値を行の要素に、即ち、符号を含む各部分和の組み合わせを行の要素にする行列である。即ち、行列Sの１行〜４行要素を行方向に各々足した結果はＳ0〜Ｓ3になる。Sの行の個数は探索するコード位相の個数と同じなので４で、列の個数は部分和の個数、即ちコードグループの個数と同じなので８である。
【００４６】
前記式中、Ｓの列方向要素の組み合わせはＤnがＧ0〜Ｇ7にグループ化される条件をちょうど一回ずつだけ満足する。即ち、Sの最初の列にある要素の組み合わせは(Ｓ00＝Ｓ00＝Ｓ00＝Ｓ00)であるのでＧ0に属するための条件を満足し、２番目列に並んだ要素の組み合わせは(Ｓ01＝Ｓ01＝Ｓ01＝−Ｓ01)でＧ1に属する条件を満足する。従って、８個列の要素の組み合わせはＧ0〜Ｇ7と１対１に対応させてマッピングすることができる。
【００４７】
また、行列Ｓの任意の二行を選択して二行の要素を比較すれば、一行に含まれた全体８個の要素中、半分の４個の要素はお互い一致し、残りの半分の４個の要素はお互い符号が反対であることが分かる。例えば、数学式７の行列で最初の行と２番目の行とを比べれば１、２、３、４番目列の要素は一致し、５、６、７、８番目列の要素は符号が反対である。
【００４８】
行列Ｓの要素の符号だけを示す行列をＳ’と定義するとき、Ｓ’に対して「＋」要素を「０」に、「−」要素を「１」に変換すれば、S’の各列は０〜７までの数を２進数で示したことと１対１に対応させてマッピングすることができる。即ち、次の式のように表される。
【００４９】
【数９】
0004369019.tif 000011
【００５０】
よって、行同士で要素を比べるということは、０〜７までの数を２進法で並べて各桁数をお互い比較するということである。一般的に２進数の特性上Ｋ桁で表示できる２進数中、０から２K-1−１までの数、言い換えれば最も上位の桁を０としたとき表現可能な全ての数を並べた後のＫ個の桁中、任意の二つの桁を比べれば、２K-1個中のうち半分は一致し半分は一致しなくなる。
【００５１】
従って、行列Ｓの特性を用いればＫ個の部分相関値を求めることにおいて、任意の２個の他の位相に対して再び部分和を共有することができ、この結果によって演算量をさらに減らすことができる。例えば、Ｋ＝４の場合には４個の部分相関値は次の式のように求められる。
【００５２】
【数１０】
0004369019.tif 000012
【００５３】
前記式からも明らかなようにＳ0とＳ1を求める際にはＳ000とＳ001とを、Ｓ2とＳ3とを求める際にはＳ002とＳ003とを共有することができる。
【００５４】
図５は、本発明の他の実施例に係るＰＮコード獲得装置に対するブロック図である。図５に示されたＰＮコード獲得装置はＰＮ整合フィルターを用いたものであって、入力データを遅延させるタップ遅延器４１０、基準コード貯蔵器４２０、複数の乗算器４３１、４３２、４３３、部分合算器４４０、プログラマブル加算器４５０及び判別器４６０を具備する。
【００５５】
タップ遅延器４１０はチップ速度で入る入力データｄnを遅延し保存する。
基準コード貯蔵器４２０はＰＮコード発生器（図示せず）で発生させたＮビットＰＮコードシーケンスを保存する。これは前述したように一つのＰＮコードシーケンス［ｃ0,0  ｃ0,0  …  ｃ0,N］に対してもＮ個のコードビットを２K-1個のグループに分けて部分和を求めることができるからである。
【００５６】
乗算器４３１、４３２、４３３は、タップ遅延器４１０に保存された値と基準コード貯蔵器４２０に保存された値とを掛ける。
【００５７】
部分合算器４４０は、Ｎ個の乗算器４３１、４３２、４３３の出力を基準コード貯蔵器４２０に保存されたコードビットが属するグループに従って各グループ別に足して２K-1個の部分和を求める。
【００５８】
プログラマブル加算器４５０は、部分合算器４４０から出力される部分和を所定の規則に従って加算することによって、Ｋ個のＰＮコード位相に対する部分相関値Ｓ0，…，ＳK-1を出力する。
【００５９】
判別器４６０は出力された部分相関値Ｓ0，…，ＳK-1中、臨界値より大きい部分相関値を作る位相を有するＰＮコードを受信信号のＰＮコードで決定する。
【００６０】
つぎの表は、ＩＳ−９５システムのフォワードリンクで用いられるシフトレジスタを用いて長さが２０ビットの相異なる位相を有する４個のＰＮコードシーケンスを各々発生させたものである。即ち、Ｋ＝４でＮ＝２０である。入力データはｄ0〜ｄ19で表現され、４個のコード位相に対して２０チップ維持時間の間相関を取って部分相関値を求める。表の最も下の行はＤnが属するグループの番号を示す。
【００６１】
【表２】
0004369019.tif 000013
【００６２】
２4-1＝８個の部分和を求めるためにコードパターン別にＤnをグループ化する。基準になるＰＮコードをＣ0とすれば各々のコードグループで部分和は次のように表現される。
【００６３】
【数１１】
0004369019.tif 000014
【００６４】
前記式に示した部分和を求めるのに必要な足し算の回数は全部で２０回である。二つのコード位相同士を組み合わせてこの部分和の部分和を再び共有した後４個の部分相関値を表示すれば次の式の通りである。
【００６５】
【数１２】
0004369019.tif 000015
【００６６】
この段階で必要な足し算の数は２４回である。従って、本発明に係る方法で４個のコード位相に対する部分相関値を求める場合には全部で４４回の足し算演算が必要である。反面、従来の方法によれば総４(２０＝８０回の足し算が必要である。
【００６７】
図６は、本発明に係るＤＳ−ＣＤＭＡ受信器に対するブロック図である。図６に示された受信器はＰＮコード発生器５００、コードグループ化によるコード同期化部５１０、逆拡散部５２０、及び復調部５３０を含む。
ＰＮコード発生器５００は、チップ速度で受信される一つの入力データｄnに対して相異なる位相を有するＫ個のＰＮコードを発生させる。
【００６８】
コードグループ化によるコード同期化部５１０（以下「コード同期化部」という。）は、Ｎビットのチップ維持時間の間、ＰＮコード発生器５００で生成されるＫ個の相異なる位相を有するコードと受信された信号との相関値から、受信された信号に含まれたＰＮコードを獲得し、獲得したＰＮコードの位相を調節して同期を合せる。
【００６９】
逆拡散部５２０は、コード同期化部５１０で同期が調節されたＰＮコードを用いて受信された信号を逆拡散させるものである。
復調部５３０は、逆拡散部５２０で逆拡散された信号を送信側の変調方式に対応して復調させるものである。
コード同期化部５１０は、コードグループ化によるコード獲得部５１１（以下「コード獲得部」という。）とコード追跡部５１２とを具備してなる。
【００７０】
コード獲得部５１１は、ＰＮコード発生器５００で発生できるＫ個のコードを所定規則に従うグループに分け、発生させたコードが属するグループに従って受信された信号に対する部分和を求める。また、前記部分和を共有してＫ個の相関値を求めた後、所定臨界値より大きい相関値を有するＰＮコードを受信信号のＰＮコードで決定するものである。
コード追跡部５１２は、コード獲得部５１１で決定されたＰＮコードの位相を調節して受信信号と同期を合せるものである。
なお、本発明はこの実施の形態のみに限定されるものではなく、本発明の技術的思想に基づく限りにおいて適宜に変形することが可能である。
【００７１】
【発明の効果】
以上、説明した通り本発明によれば、ＤＳ−ＣＤＭＡ受信器でＫ個のコード位相に対して同時に探索する混合探索時コードをグループ化することによって演算量を減らすことができ、それに伴ってハードウェアをより簡単に構成することができる。
【００７２】
例えば、ＰＮ整合フィルターの場合にＮチップ維持時間の間の相関を取るような場合、従来は一つの入力データに対してＫ×Ｎ回の乗算が必要であったが、本発明によればＫ回の乗算を必要とするのみなので演算量が大幅に軽減される。即ち、従来の装置が、探索すべきコード位相の個数Ｋが増えるにつれ、演算量とハードウェアの複雑度がそれに比例して線形的に増加するのに対して、本発明に係る装置はＫの値に関わらずより少ない演算量とより簡単なハードウェア構造を実現するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の能動相関器を用いた混合探索器の構成図である。
【図２】図２（Ａ）は、従来の擬似雑音整合フィルターを用いた混合探索器の構成図である。
図２（Ｂ）は、図２（Ａ）に示した擬似雑音整合フィルター中、Ｋ番目コード貯蔵部に該当するＰＮ整合フィルターを詳細に示す図面である。
【図３】本発明の一実施例に係る擬似雑音コード獲得装置のブロック図である。
【図４】図３のアドレッサをより詳細に示すブロック図である。
【図５】本発明の他の実施例に係る擬似雑音コード獲得装置のブロック図である。
【図６】本発明に係る直接シーケンスコード分割多重接続受信器に対するブロック図である。
【符号の説明】
１００  ＰＮコード発生器
１０２、１０３、１０４  複数のマルチプレクサ（ＭＵＸ）
１０５、１０６、１０７  複数の累積器
２００  Ｎ個の遅延器
２０１  Ｎ個の第１コード貯蔵部
２０２  Ｎ個の第２コード貯蔵部
２０３  Ｎ個のＫ番目コード貯蔵部
３００  ＰＮコード発生器３００
３１０  マルチプレクサ（ＭＵＸ）
３２０  アドレッサ（Ａｄｄｒｅｓｓｉｎｇ  Ｌｏｇｉｃ）
３３０  スイッチ
３４０  累積器３４０
３５０  プログラマブル加算器
３６０  判別器
３７１、３７２、３７３  複数の排他的論理和ゲート（ＸＯＲ）
３８０  Ｋ−１コードのレジスタ
４１０  入力データを遅延させるタップ遅延器
４２０  基準コード貯蔵器
４３１、４３２、４３３  複数の乗算器
４４０  部分合算器
４５０  プログラマブル加算器
４６０  及び判別器
５００  ＰＮコード発生器（擬似雑音発生器）
５１０  コード同期化部
５１１  コード獲得部
５１２  コード追跡部
５２０  逆拡散部
５３０  復調部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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