(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１および第２のアンテナに給電するよう構成された送信機であって、
バイナリデータに応じて複素数で表される変調シンボルを生成するトレリスコード変調符号器と、
前記トレリス符号器に応じ、前記生成された変調シンボルとは異なる時間に伝送するために、前記変調シンボルのそれぞれの複素共役および負の複素共役を形成して前記変調シンボルを符号化するブロック符号器と
を備え、前記第１および第２のアンテナは空間ダイバーシチを用いることを特徴とする送信機。
【請求項２】
請求項１に記載の送信機であって、前記複数のアンテナをさらに備えることを特徴とする送信機。
【請求項３】
請求項１に記載の送信機であって、前記トレリス符号器がマルチプルトレリス符号化変調符号器であることを特徴とする送信機。
【請求項４】
請求項１に記載の送信機であって、前記ブロック符号器がマルチブランチブロック符号器であることを特徴とする送信機。
【請求項５】
請求項１に記載の送信機であって、前記ブロック符号器が空間−時間ブロック符号器であることを特徴とする送信機。
【請求項６】
請求項１に記載の送信機であって、前記ブロック符号器が、前記トレリス符号器によって展開された連続するシンボルのシーケンスを符号化することを特徴とする送信機。
【請求項７】
受信機であって、
連続した時間間隔において、第１の変調シンボルおよび該第１の変調シンボルの複素共役並びに第２の変調シンボルおよび該第２の変調シンボルの負の複素共役を含む伝送信号を受信する受信ブロックコンバイナと、
前記受信ブロックコンバイナの出力信号に応じて、メトリックを構築し、および前記受信機において受信した伝送信号の推定値を出力するビタビ復号器と、
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項８】
請求項７に記載の受信機であって、前記コンバイナが受信シンボルのフレームを組み合わせ、フレームはｎ個の時間スロットからなり、各時間スロットにおいて前記コンバイナにｍ個のシンボルを同時に与えることを特徴とする受信機。
【請求項９】
請求項８に記載の受信機であって、ｎ＝ｍであることを特徴とする受信機。
【請求項１０】
請求項９に記載の受信機であって、ｎ＝ｍ＝２であることを特徴とする受信機。
【請求項１１】
請求項８に記載の受信機であって、前記コンバイナが、送信機によって送信された信号の推定値を表すｎ個の信号を展開することを特徴とする受信機。
【請求項１２】
請求項７に記載の受信機であって、前記ビタビ復号器が送信されたシンボルの柔軟な決定についてメトリックを生成することを特徴とする受信機。
【請求項１３】
請求項７に記載の受信機であって、前記ビタビ復号器がマルチプルトレリス符号化変調復号器であることを特徴とする受信機。
【請求項１４】
請求項１３に記載の受信機であって、前記ビタビ復号器が、メト
【数１】
0004334943.tif 000006
ナとの間のチャネル特性の推定値であることを特徴とする受信機。
【請求項１５】
請求項７に記載の受信機であって、前記ビタビ復号器がメトリッ
【数２】
0004334943.tif 000007
機の受信アンテナとの間のチャネル特性の推定値であることを特徴とする受信機。
【請求項１６】
請求項７に記載の受信機であって、前記ビタビ復号器がメトリッ
【数３】
0004334943.tif 000008
とする受信機。
【請求項１７】
請求項７に記載の受信機であって、
【数４】
0004334943.tif 000009
【数５】
0004334943.tif 000010
信アンテナとの間のチャネル特性の推定値であることを特徴とする受信機。
【請求項１８】
入力するデジタルデータを符号化して複素数で表される変調シンボルを生成する入力デジタルデータ符号器と、
空間ブロック符号器であって、前記入力デジタルデータ符号器に応答し、前記変調シンボルを符号化してブロックとするよう構成され、該ブロックは、前記変調シンボル、および複素共役と、負の複素共役とを有する群から選択された２つのさらなるシンボルを含み、および２つのアンテナの各々によって前記ブロックからの異なるシンボルが伝送されるように前記２つのアンテナに出力を行うように調整される空間ブロック符号器とを備え、
前記ブロックの変調シンボルは、ｓ０およびｓ１と定められて、第１の時間または周期間隔で、第１のアンテナおよび第２のアンテナによってそれぞれ伝送され、並びに前記ブロックのさらなるシンボルは、−ｓ１＊およびｓ０＊と定められて、前記空間ブロック符号器によって生成され、および第２の時間または周期間隔で、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナとによってそれぞれ伝送され、ｓ１＊はシンボルｓ１の複素共役と定められることを特徴とする送信機。
【請求項１９】
請求項１８に記載の送信機であって、前記空間ブロック符号器は、マルチブランチの空間ブロック符号器であることを特徴とする送信機。
【請求項２０】
請求項１８に記載の送信機であって、前記空間ブロック符号器は、マルチブランチの空間−時間ブロック符号器であることを特徴とする送信機。
【請求項２１】
請求項１８に記載の送信機であって、前記空間ブロック符号器は、マルチブランチの空間周波数ブロック符号器であることを特徴とする送信機。
【請求項２２】
請求項１８に記載の送信機であって、前記変調シンボルの組は、実および虚の軸上に集合を形成することを特徴とする送信機。
【請求項２３】
デジタルデータ信号を符号化して複素数で表される変調シンボルを生成する第１の符号器と、
前記変調シンボルの隣接する組を出力して、第１および第２の空間ダイバーシチアンテナにより伝送する空間ブロック符号器と
を備え、第１の時間間隔において第１の変調シンボルの組は前記第１および第２のアンテナのそれぞれに送信され、並びに続く時間間隔において前記第１の変調シンボルの組のうちの一方の複素共役および前記第１の変調シンボルの組のうちのもう一方の負の複素共役を含む第２の変調シンボルの組は前記第１および第２のアンテナのそれぞれに送信されることを特徴とする送信機。
【請求項２４】
請求項２３に記載の送信機であって、前記変調シンボルの組は、実および虚の軸上に集合を形成することを特徴とする送信機。
【請求項２５】
請求項２３に記載の送信機であって、前記第１の符号器はトレリスコード変調符号器であり、前記空間ブロック符号器は２ブランチの空間ブロック符号器であることを特徴とする送信機。
【請求項２６】
伝送信号であって、第１および第２の信号について遅延して伝送される該第１の信号の複素共役および該第２の信号の負の複素共役を含む伝送信号を伝送するチャネルの推定値を受け取って、復号器に適用するよう信号を形成するコンバイナと、
メトリックを構築して、前記第１および第２の伝送信号の推定値を出力する復号器と
を備えることを特徴とする受信機。
【請求項２７】
請求項２６に記載の受信機であって、前記伝送チャネルの推定を行うチャネル推定器をさらに備えたことを特徴とする受信機。
【請求項２８】
請求項２６に記載の受信機であって、前記メトリックは、送信器における符号化処理により定められることを特徴とする受信機。
【請求項２９】
請求項２６に記載の受信機であって、前記コンバイナは２ブランチの空間ブロックコンバイナであり、前記復号器はビタビ復号器であることを特徴とする受信機。
【請求項３０】
請求項２６に記載の受信機であって、前記復号器が、メト
【数６】
0004334943.tif 000011
ナとの間のチャネル特性の推定値であることを特徴とする受信機。
【請求項３１】
請求項２６に記載の受信機であって、前記復号器がメトリッ
【数７】
0004334943.tif 000012
機の受信アンテナとの間のチャネル特性の推定値であることを特徴とする受信機。
【請求項３２】
請求項２６に記載の受信機であって、前記復号器がメトリッ
【数８】
0004334943.tif 000013
とする受信機。
【請求項３３】
入力するデジタルデータを符号化して複素数で表される変調シンボルを生成するステップと、
前記変調シンボルを符号化してブロックとするステップであって、該ブロックは、前記変調シンボル、および複素共役と、負の複素共役とを有する群から選択された２つのさらなるシンボルを含むステップと、
２つのアンテナの各々によって前記ブロックからの異なるシンボルが伝送されるように前記２つのアンテナに出力を行うステップと、
ｓ０およびｓ１と定められて、第１の時間または周期間隔で、第１のアンテナおよび第２のアンテナによってそれぞれ前記ブロックの変調シンボルを伝送するステップであって、前記ブロックのさらなるシンボルは、−ｓ１＊およびｓ０＊と定められて、前記空間ブロック符号器によって生成され、および第２の時間または周期間隔で、前記第１のアンテナと前記第２のアンテナとによってそれぞれ伝送され、ｓ１＊はシンボルｓ１の複素共役と定められるステップと
を備えたことを特徴とするデータを送信する方法。
【請求項３４】
請求項３３に記載の方法であって、前記変調シンボルの組は、実および虚の軸上に集合を形成することを特徴とする方法。
【請求項３５】
デジタルデータ信号を符号化して複素数で表される変調シンボルを生成するステップと、
前記変調シンボルの隣接する組を出力して、第１および第２の空間ダイバーシチアンテナにより伝送するステップであって、第１の時間間隔において第１の変調シンボルの組を第１および第２のアンテナにそれぞれ送信し、並びに続く時間間隔または第２の周期において前記第１の変調シンボルの組のうちの一方の複素共役および前記第１の変調シンボルの組のうちｋのもう一方の負の複素共役を含む第２の変調シンボルの組を前記第１および第２のアンテナにそれぞれ送信するステップと
を備えたことを特徴とするデータを送信する方法。
【請求項３６】
請求項３５に記載の方法であって、前記変調シンボルの組は、実および虚の軸上に集合を形成することを特徴とする方法。
【請求項３７】
受信機において受信した伝送信号のための複素乗数の推定値を受け取るステップと、
前記受け取った複素乗数の推定値に応じて、復号器に適用するよう信号を組み合わせるステップであって、前記伝送信号の複素共役および負の複素共役が最初に伝送される信号の列について遅延させて伝送されるステップと、
メトリックを展開して、前記最初に伝送される信号の列の推定値を出力するステップと
を備えることを特徴とするデータを受信する方法。
【請求項３８】
請求項３７に記載の方法であって、伝送チャネルの推定を行うステップをさらに備えたことを特徴とする方法。
【請求項３９】
請求項３７に記載の方法であって、前記メトリックは、送信器における符号化処理により定められることを特徴とする方法。
【請求項４０】
請求項３７に記載の方法であって、前記展開されたメト
【数９】
0004334943.tif 000014
ナとの間のチャネル特性の推定値であることを特徴とする方法。
【請求項４１】
請求項３７に記載の方法であって、前記展開されたメトリッ
【数１０】
0004334943.tif 000015
機の受信アンテナとの間のチャネル特性の推定値であることを特徴とする方法。
【請求項４２】
請求項３７に記載の受信機であって、前記展開されたメトリッ
【数１１】
0004334943.tif 000016
とする方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は無線通信に関し、特に、フェージングやその他の劣化が存在する際の効果的な無線通信のための技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
この出願は、１９９７年１０月３１日に出願された米国仮出願第６０／０６３，７９４号の恩典を主張するものである。
【０００３】
無線電波チャネルにおけるマルチパスフェージングを緩和するのに最も効果的な技術は、送信機の電力を制御することで送信機側でフェージングの影響を打ち消すことである。つまり、送信機（リンクの一方側）においてチャネルの状況が分かっていれば、送信機で信号を予めひずませて、受信機（他方側）でチャネルの影響を克服するというものである。
【０００４】
他の効果的な技術に、時間および周波数ダイバーシチがある。符号化とともに時間インターリーブを利用することで、ダイバーシチを改善することができる。
周波数ホッピングおよびスペクトル拡散も同様である。しかし、時間インターリーブは、チャネルがゆっくりと変化する場合には不必要に大きな遅延を生じる。同様に、周波数ダイバーシチ技術も、チャネルのコヒーレント帯域幅が大きい場合には効果的ではない（遅延スプレッドが小さい）。
【０００５】
散乱のある環境ではほとんどの場合、マルチパスフェージングの影響を低減するのにアンテナダイバーシチが最も実用的で効果的な技術であることは周知である。アンテナダイバーシチの典型的な手法は、受信機側で多数のアンテナを使用し、組み合わせ（または選択）を行って受信信号の質を改善するものである。
【０００６】
ＩＳ−１３６およびＧＳＭ等の現在の無線通信システムにおける受信機ダイバーシチの手法を使用することによる主な問題は、受信機のコスト寸法、電力消費に関する制約である。寸法、重量、およびコストが押さえられるのが最良であることは明らかである。受信機に多数のアンテナおよびＲＦチェーン（または選択および切り替え回路）を加えるのは、現在のところ実現に適してはいない。そのため、ダイバーシチ技術は、基地局に多数のアンテナ（および受信機）を備えて上り回線の（受信機から基地局への）送信の質を向上させることにのみ応用されることが多い。基地局は何千という受信機に対応することが多いため、受信機ではなく基地局に機器を加える方が経済的である。
【０００７】
最近、送信機のダイバーシチに関していくつか興味深い手法、すなわち遅延ダイバーシチ機構が提案されている（非特許文献１および非特許文献２を参照）。この提案によると、基地局が１つのアンテナを介してシンボルシーケンスを送信し、同じシンボルシーケンスを（しかし遅延させて）別のアンテナを介して送信する。
【０００８】
また、符号シーケンスが２つのアンテナを介して送信される同様の機構も開示されている（特許文献１を参照）。符号シーケンスは、サイクリングスイッチを介する経路をとり、このスイッチが種々のアンテナに各符号を連続して振り分ける。同じシンボルのコピーが異なる時間に複数のアンテナを介して送信されるため、空間および時間ダイバーシチの両方が得られる。その後、最尤シーケンス推定器（ＭＬＳＥ）または最小自乗平均誤差（ＭＭＳＥ）等化器を使用して、マルチパスによるひずみを解決し、ダイバーシチ利得を得る（非特許文献３および非特許文献４を参照）。
【０００９】
さらに、（１９９６年１１月７日に出願された仮出願に基づく）１９９７年４月２５日出願の米国特許出願第０８／８４７６３５号において、タロク(Tarokh)、セシャドリ、カルダーバンク（Calderbank）およびナグイブ（Naguib）が興味深い手法を開示している。それによると、それらを介してシンボルが同時に送信されるアンテナによってシンボルが符号化され、最尤復号器を用いて復号される。つまり、送信機におけるプロセスで情報をＭ１ビット（Ｍ１はＭ２の倍数、すなわちＭ１＝ｋ*Ｍ２である）のブロックで処理する。これにより、Ｍ２ビットからなる連続する群の各々を情報シンボルに変換し（その結果、ｋ個の情報シンボルが生成される）、ｋ個の情報シンボルからなる各シーケンスをｎ個のチャネル符号に符号化し（その結果、ｋ個の情報シンボルからなる各シーケンスについてｎ個のチャネル符号からなる群を展開する）、符号群の各符号を異なるアンテナに与える。
【００１０】
"Transmitter Diversity Technique for Wireless Communications"と題して１９９８年５月５日に出願されたアラモウチ(Alamouti)およびタロクによる米国特許出願第０９／０７４，２２４号にはさらに別の手法が開示されており、それによると、否定と共役のみを用いてシンボルが符号化され、チャネルダイバーシチを用いる態様で送信される。
１９９７年７月１７日に出願された仮出願第６０／０５２，６８９号に基づいて１９９８年７月１４日に"Combined Array Processing and Space-Time Coding"と題して上述の発明者らが出願した米国出願にもさらに別の手法が開示されており、それによると、シンボルを群に分割し、各群を別個のアンテナ群を介して送信し、積符号の１要素である群符号Ｃで符号化する。
【００１１】
【特許文献１】米国特許第５，４７９，４４８号明細書
【非特許文献１】Ａ．ウィットネベン(Wittneben)著、「Base Station Modulation Diversity for Digital SIMULCAST, Proceeding of the 1991 IEEE Vehicular Technology Conference(第４１回VTC)」,８４８−８５３頁、１９９１年５月
【非特許文献２】Ａ．ウィットネベン(Wittneben)著、「A New Bandwidth Efficient Transmit Antenna Modulation Diversity Scheme For Linear Digital Modulation, Proceeding of the 1993 IEEE International Conference on Communications(IICC'93)」，１６３０−１６３４頁、１９９３年５月。
【００１２】
【非特許文献３】Ｎ．セシャドリ、Ｊ．Ｈ．ウィンタース（Winters）著、「Two Signaling Schemes for Improving the Error Performance of FDD Transmission Systems Using Transmitter Antenna Diversity, Proceeding of the 1993 IEEE Vehicular Technology Conference（第４３回ＶＴＣ）」、５０８−５１１頁、１９９３年５月
【非特許文献４】Ｊ．Ｈ．ウィンタース著、「The Diversity Gain of Transmit Diversity in Wireless Systems with Rayleigh Fading, Proceeding of the 1994 ICC/SUPERCOMM,ニューオーリンズ、Vol.2」、１１２１−１１２５頁、１９９４年５月
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１３】
しかし、この手法には２つの基本的な問題がある。第１の問題は、送信機のダイナミックレンジである。送信機がｘデシベルのフェージングを克服するには、その電力をｘデシベルだけ増大させなくてはならず、放射電力の制限や増幅器のサイズおよびコストの面からほとんどの場合、実用的ではない。第２の問題は、送信機には受信機によって認識されるチャネルの情報が（送信機が同じチャネルを介して既知である別の送信機から電力を受信する時分割デュプレックスシステム以外は）ないことである。そのため、チャネル特性に基づいて送信機を制御したい場合には、チャネル情報を受信機から送信機に送らなければならず、その結果、スループットが低下し、送信機も受信機もますます複雑になってしまう。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
トレリス符号器およびブロック符号器を用いる送信機によって当該分野における進歩が実現される。これに対応して、受信機はビタビ復号器およびブロック復号器を含む。ブロック符号器および復号器は時間−空間ダイバーシチ符号化を利用するという利点を有し、このために例えば２つの送信機アンテナと１つの受信機アンテナを使用する。
【発明を実施するための最良の形態】
【００１５】
図１は、本発明の原理による構成のブロック図である。この構成は、トレリス符号化変調（ＴＣＭ）符号器１０と、後続の２ブランチ空間ブロック符号器２０とを備える。その出力はアンテナ回路３０に与えられ、そこからアンテナ３１およびアンテナ３２に与えられる。図１にはアンテナが２つしか示されていないが、これは単に一例に過ぎない。より多くのアンテナを備える構成も可能であり、ここに開示される原理はこのような構成にも同じように有利に適用されることが理解されるであろう。
【００１６】
ＴＣＭ符号器１０は、シンボル群を表す複素数を生成し、ブロック符号器２０は、隣接するシンボル対を上述の出願第０９／０７４，２２４号と同じ態様で符号化する。つまり、対を成すシンボルｓ０およびｓ１がそれぞれアンテナ３１およびアンテナ３２に送られ、その後の期間でシンボル−ｓ１＊およびｓ０＊がそれぞれアンテナ３１および３２に送られる。その後、シンボルｓ２およびｓ３がそれぞれアンテナ３１および３２に送られ、以下同様である。このように、符号器２０は、送信機から受信機へ異なる時間に異なるチャネルを介して移動する信号によるチャネルダイバーシチをもたらす。
【００１７】
アンテナ３１および３２によって送信された信号は、空中を渡り、倍増するひずみを受け、ノイズが加わって、受信機に受信される。従って、信号ｓ０、ｓ１、−ｓ１＊およびｓ０＊が送信される２つの連続する時間間隔で受信される信号は以下の式に対応する。
ｒ０（ｔ）＝ｈ０ｓ０＋ｈ１ｓ１＋ｎ０          （１）
ｒ１（ｔ）＝ｈ１ｓ０＊−ｈ０ｓ１＊＋ｎ１      （２）
ここで、ｈ０はアンテナ３１からのチャネルを表し、ｈ１はアンテナ３２からのチャネル、ｎ０は第１の時間間隔で受信したノイズ、ｎ１は第２の時間間隔で受信したノイズを表す。
【００１８】
受信機は、受信アンテナ４０と、２ブランチ空間ブロックコンバイナ５０と、ビタビ復号器６０とを備える。受信機はさらに、チャネル推定器を備えるが、これは完全に従来のものであり、本発明の一部ではないため、図１には明示的
【００１９】
【数１】
0004334943.tif 000002
【００２０】
これらの信号が、ビタビ復号器６０に与えられる。
【００２１】
ビタビ復号器は、最初に送信されるシンボルｓ０に対応する仮のブランチシンボルｓｉについて以下のメトリックを構築する。
【００２２】
【数２】
0004334943.tif 000003
【００２３】
同様に、ビタビ復号器は、最初に送信されるシンボルｓ１に対応する仮のブランチシンボルｓｉについて以下のメトリックを構築する。
【００２４】
【数３】
0004334943.tif 000004
【００２５】
（より多くのアンテナを用い、そのため一度に送信される信号群がより大きい構成では、さらなるメトリックを同様に構築する。）トレリス符号器１０がマルチプルＴＣＭ符号器である場合には、ビタビ復号器は以下のメトリックを構築する。
【００２６】
Ｍ［（ｓ０，ｓ１），（ｓｉ，ｓｊ）］＝Ｍ（ｓ０，ｓｉ）＋Ｍ（ｓ１，ｓｊ）
（７）
または、等価に、
【００２７】
【数４】
0004334943.tif 000005
【００２８】
ビタビ復号器は、送信される信号シーケンスの推定値を出力する。
【００２９】
例示的な実施形態を説明してきたが、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、当業者には種々の変形および変更が可能であることが理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の原理に従う一実施形態のブロック図を示す。
【符号の説明】
【００３１】
１０  符号器
２０  ブロック符号器
３０  ＲＦ
３１、３２、４０  アンテナ
５０  空間ブロックコンバイナ
６０  ビタビ復号器
【図１】
0004334943.tif 000017