(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線受信機における重み付け係数の決定方法であって、
所望のＲＦ信号の第１の表現を受信する段階、
前記所望のＲＦ信号の第１の表現に応じて第１の複数のデータ信号を発生する段階、
前記所望のＲＦ信号の第１の表現に応じて第１の複数のパイロット信号を発生する段階、
第１の総合受信信号電力を測定する段階であって、前記第１の総合受信信号電力は前記所望のＲＦ信号を生成する１つまたはそれ以上のベースステーションによって送信される総合受信信号電力の推定値に対応する、段階、そして
前記第１の複数のデータ信号、前記第１の複数のパイロット信号および前記第１の総合受信信号電力に基づき第１の複数の重み付け係数を決定する段階であって、前記第１の複数の重み付け係数の各々の１つは前記複数のデータ信号のそれぞれの１つに適用される、段階、
を具備することを特徴とする符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線受信機における重み付け係数の決定方法。
【請求項２】
前記第１の複数の重み付け係数の各々を決定する段階は次の数式によって計算され、
［数１９］
ｃｎ＝（Ｙｊ×ｐｎ＊）／（Ｉｏ−Ｋｊ×Ｅ［｜ｐｎ｜２］）
この場合、
ｃｎは重み付け係数であり、
Ｙｊはベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力に対する前記ベースステーションによって送信されるデータ信号の電力の第１の比率であり、
ｐｎ＊は前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の複素共役であり、
Ｉｏは前記ベースステーションによって送信される総合受信信号電力の推定値であり、
Ｋｊは前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力に対する前記ベースステーションによって送信される総合受信信号電力の第２の比率であり、そして
Ｅ［｜ｐｎ｜２］は前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力である、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
さらに、
所望のＲＦ信号の第２の表現を受信する段階、
前記所望のＲＦ信号の第２の表現に応じて第２の複数のデータ信号を発生する段階、
前記所望のＲＦ信号の第２の表現に応じて第２の複数のパイロット信号を発生する段階、
第２の総合受信信号電力を測定する段階、そして
前記第２の複数のデータ信号、前記第２の複数のパイロット信号および前記第２の総合受信信号電力に応じて第２の複数の重み付け係数を決定する段階、
を具備することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
さらに、
前記第１の複数のデータ信号の各々、前記第１の複数のパイロット信号の各々および前記第１の総合受信信号電力を平滑化する段階、
を具備することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
さらに、
前記平滑化された第１の複数のデータ信号の各々、前記平滑化された第１の複数のパイロット信号の各々および前記平滑化された第１の総合受信信号電力の各々を平均する段階、
を具備することを特徴とする請求項４に記載の方法。
【請求項６】
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線受信機における重み付け係数の決定方法であって、
所望のＲＦ信号の第１および第２の表現を受信する段階、
前記所望のＲＦ信号の第１および第２の表現に応じてそれぞれ第１および第２の複数のデータ信号を発生する段階、
前記所望のＲＦ信号の第１および第２の表現に応じてそれぞれ第１および第２の複数のパイロット信号を発生する段階、
前記所望のＲＦ信号の前記第１および第２の表現の各々に基づき、第１および第２の総合受信信号電力を測定する段階であって、該第１および第２の総合受信信号電力は前記所望のＲＦ信号を生成する１つまたはそれ以上のベースステーションによって送信される総合受信信号電力のそれぞれの推定値に対応する、段階、
前記第１および第２の複数のデータ信号の内の少なくとも１つ、前記第１および第２の複数のパイロット信号の内の少なくとも１つおよび前記第１および第２の総合受信信号電力の内の少なくとも１つに基づき第１の複数の重み付け係数を決定する段階であって、前記第１の複数の重み付け係数の各々は前記第１の複数のデータ信号の各々の１つに適用される、段階、そして
前記第１および第２の複数のデータ信号の内の少なくとも１つ、前記第１および第２の複数のパイロット信号の内の少なくとも１つおよび前記第１および第２の総合受信信号電力の内の少なくとも１つに基づき第２の複数の重み付け係数を決定する段階であって、前記第２の複数の重み付け係数の各々の１つは前記第２の複数のデータ信号のそれぞれの１つに適用される、段階、
を具備することを特徴とする符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線受信機における重み付け係数の決定方法。
【請求項７】
前記第１および第２の複数の重み付け係数の各々を決定する段階は次の数式によって計算され、
［数２０］
ｃｎ＝（Ｙｊ×ｐｎ＊）／（Ｉｏ−Ｋｊ×Ｅ［｜ｐｎ｜２］）
この場合、
ｃｎは重み付け係数であり、
Ｙｊはベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力に対する前記ベースステーションによって送信されるデータ信号の電力の第１の比率であり、
ｐｎ＊は前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の複素共役であり、
Ｉｏは前記ベースステーションによって送信される総合受信信号電力の推定値であり、
Ｋｊは前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力に対する前記ベースステーションによって送信される総合受信信号電力の第２の比率であり、そして
Ｅ［｜ｐｎ｜２］は前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力である、
ことを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項８】
さらに、
前記第１および第２の複数のデータ信号の各々、前記第１および第２の複数のパイロット信号の各々および前記第１および第２の総合受信信号電力の各々を平滑化する段階、
を具備することを特徴とする請求項６に記載の方法。
【請求項９】
さらに、
前記平滑化された第１および第２の複数のデータ信号の各々、前記平滑化された第１および第２の複数のパイロット信号の各々および前記平滑化された第１および第２の総合受信信号電力の各々を平均する段階、
を具備することを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線受信機を動作させる方法であって、
所望のＲＦ信号の第１の表現を受信する段階、
前記所望のＲＦ信号の第１の表現に応じて第１の複数のデータ信号を発生する段階、
前記所望のＲＦ信号の第１の表現に応じて第１の複数のパイロット信号を発生する段階、
第１の総合受信信号電力を測定する段階であって、前記第１の総合受信信号電力は前記所望のＲＦ信号を生成する１つまたはそれ以上のベースステーションによって送信される総合受信信号電力の推定値に対応する、段階、
前記第１の複数のデータ信号、前記第１の複数のパイロット信号および前記第１の総合受信信号電力に基づき第１の複数の重み付け係数を決定する段階、
前記第１の複数の重み付け係数に応じて前記第１の複数のデータ信号を重み付けして第１の複数の重み付けされた受信信号を発生する段階であって、前記第１の複数の重み付け係数の各々の１つは前記複数のデータ信号のそれぞれの１つに適用される、段階、
前記第１の複数の重み付けされた受信信号を組み合わせて結合された信号を生成する段階、
前記結合された信号をデインタリーブしてデインタリーブされた信号を生成する段階、
前記デインタリーブされた信号をデコードしてデコードされた信号を生成する段階、そして
前記デコードされた信号を処理して復元された信号を生成する段階、
を具備することを特徴とする符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線受信機を動作させる方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般的には無線受信機に関しかつ、より特定的には、ＣＤＭＡ無線受信機において重み付け係数（ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ  ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ）を決定するための方法に関する。
【０００２】
【関連出願の相互参照】
本件出願は、本発明と同じ譲受人に譲渡されかつ本件出願の対応米国出願と同じ日に出願された、「ＣＤＭＡ無線受信機において重み付け係数を適応的に調整する方法」と題する、米国特許出願シリアル番号第０８／６１７，００６号（代理人整理番号：ＣＥ０１９０４Ｒ）に関連している。
【０００３】
【従来の技術】
無線システムは無線加入者ユニットのユーザに無線通信を提供する。ある特定の形式の無線システムはセルラ無線電話システムである。ある特定の形式の無線加入者ユニットはセルラ無線電話加入者ユニットであり、しばしば移動ステーションと称される。セルラ無線電話システムは一般に公衆交換電話ネットワーク（ＰＳＴＮ）に接続されたスイッチコントローラおよび複数のベースステーションを含む。該複数のベースステーションの各々は一般に該ベースステーションに近接するある地理的領域を規定しカバレージ領域を生成する。１つまたはそれ以上の移動ステーションはベースステーションと通信し、該ベースステーションは移動ステーションと公衆交換電話ネットワークの間の呼を可能にする。セルラ無線電話システムの説明は１９８９年にウィリアム・シー・ワイ・リー（Ｗｉｌｌｉａｍ  Ｃ．Ｙ．Ｌｅｅ）博士によって著された「移動セルラ通信システム（Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  Ｓｙｓｔｅｍｓ）」なる書物に記載されている。
【０００４】
いくつかの移動ステーションはベースステーションから送信される通信信号の受信を改善するため空間ダイバシティ（ｓｐａｃｅ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）を有する。ダイバシティは機器の冗長性または重複を使用してマルチパスフェーディング条件の下で受信機の性能の改善を達成する。空間ダイバシティは、特に、波長に関連する距離だけ物理的に間隔をあけた２つまたはそれ以上のアンテナを使用する。空間ダイバシティシステムにおいては、送信された信号はやや異なる経路によって送信機から受信機における２つのアンテナへと進行する。さらに、各々のアンテナによって受信される送信信号がまた送信機から異なる経路で進行する、反射経路が存在する。経験的に、反射経路が送信信号との干渉によりフェーディングを生じさせる場合、２つの受信信号は、異なる経路のため、マルチパスフェーディングの存在によって同時に同じ程度に影響を受けることはない。送信機からの２つのアンテナのうちの一方への経路は送信および反射経路波の位相打消しを生じさせるかもしれないが、他方のアンテナへの複数の経路が同時に位相打消しを生じさせる確率は低い。２つのアンテナが全く同じ信号を受信する確率は相関係数（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ  ｆａｃｔｏｒ）と称される。
【０００５】
知られた空間ダイバシティシステムはスイッチドアンテナダイバシティ（ＳＡＤ）、選択ダイバシティ（ＳＤ）、および最大比結合ダイバシティ（ｍａｘｉｍａｌ  ｒａｔｉｏ  ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ  ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ：ＭＲＣＤ）を含む。各々のダイバシティシステムは該ダイバシティシステムを制御するためにその中にプログラムされたアルゴリズムを有するコントローラを含む。これらの３つのダイバシティシステムの詳細な比較は、カナダのモントリオールにおける、１９７８年の、ＩＥＥＥ  Ｃａｎａｄｉａｎ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ  ａｎｄ  Ｐｏｗｅｒにおける、ズドゥネック（Ｚｄｕｎｅｋ）他による“Ｏｎ  ｔｈｅ  Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｉｍｐｌｅ  Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”、および１９７９年１２月の、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓにおける、ズドゥネック他による、“Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ  ａｎｄ  Ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ  ｏｆ  Ｓｗｉｔｃｈｅｄ  Ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ  Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ”に記載されている。これら３つのダイバシティシステムについての簡単な説明を次に行なう。
【０００６】
ＳＡＤは単極双投（ｓｉｎｇｌｅ  ｐｏｌｅ，ｄｏｕｂｌｅ  ｔｈｒｏｗ）無線周波（ＲＦ）スイッチを介して単一の受信機に結合された２つのアンテナを使用する。コントローラは各々のアンテナから受信された信号をサンプルして２つのアンテナのうちの一方のみを一度に受信機に結合する。
【０００７】
ＳＤは２つのアンテナおよび２つの受信機を使用し、各アンテナはそれ自身の受信機に結合されている。最も高いベースバンド信号対雑音比（ＳＮＲ）を有する受信機が復調信号となるよう選択される。ＳＤはＳＡＤに対し改善された性能を与えるが、それは前記受信機によって生成される信号はＳＡＤよりも頻繁に監視することができスイッチングトランジェントを被ることがより少ないからである。しかしながら、ＳＡＤおよびＳＤの双方の弱点は任意の時点に１つのアンテナのみが使用され、一方他のものは無視されることである。
【０００８】
ＭＲＣＤもまた２つのアンテナおよび２つの受信機を使用し、各アンテナはそれ自身の受信機に結合されている。ＭＲＣＤは各々の信号をそれらのＳＮＲに比例して重み付けかつ次にそれらを加算することにより各アンテナからの信号を利用することを探求する。したがって、各々のダイバシティ分岐における個々の信号は同相にされ（ｃｏｐｈａｓｅｄ）および結合され、貧弱なＳＮＲを備えているものであっても、全ての受信信号を利用する。しかしながら、ＭＲＣＤの欠点はＭＲＣＤがＳＡＤまたはＳＤよりも実施するのがより困難でありかつ複雑なことである。
【０００９】
特定の形式のセルラ無線電話システムはスペクトル拡散信号方式を使用する。スペクトル拡散は送信される信号によって占有される帯域幅がベースバンド情報信号によって必要とされる帯域幅よりずっと大きいメカニズムとして広く定義することができる。スペクトル拡散通信の２つのカテゴリはダイレクトシーケンススペクトル拡散（ＤＳＳＳ）および周波数ホッピングスペクトル拡散（ＦＨＳＳ）である。２つの技術の要点はそれぞれのユーザの送信電力を、ワット／ヘルツでの、単位帯域幅あたりの電力が非常に小さくなるように広い帯域幅（１−５０Ｍｈｚ）にわたり拡散することである。
【００１０】
周波数ホッピングシステムはそれらの処理利得（ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｇａｉｎ）を干渉を避けることにより達成し、一方ダイレクトシーケンスシステムは干渉減衰技術を使用する。ＤＳＳＳについては、受信機の目的は信号が背景ノイズレベルより低い広い受信帯域幅から送信信号を拾い出すことである。受信機はこれを達成するためにはキャリア周波数信号、変調の形式、擬似ランダムノイズ符号レート、そして符号の位相を知らなければならず、それは信号対雑音比は典型的にはマイナス１５〜３０ｄＢであるからである。符号の位相を決定することが最も困難である。受信機は全ての不要の信号を拡散する一方で必要な信号を逆拡散（ｄｅｓｐｒｅａｄ）するために受信信号から符号のスタートポイントを決定するのに同期として知られたプロセスを使用する。
【００１１】
ＤＳＳＳ技術はシステムの複雑さの増大という犠牲の下に、周波数ホッピングと比較して、卓越したノイズ性能を獲得する。信号のスペクトルはそれを広帯域擬似ランダム符号発生信号によって乗算することにより最も容易に拡散することができる。拡散信号は受信機が信号を復調（すなわち、逆拡散）することができるように正確に知られていることが重要である。さらに、それは受信信号の正しい位相をワンチップ時間（すなわち、部分的または部分整数（ｓｕｂｉｎｔｅｇｅｒ）ビット期間）内で追跡または追従しなければならない。２つのフィードバックループがあり、一方は正しい符号位相を追跡するためのものでありかつ他方はキャリアに追従するためのものである。符号位相ロックのためには、受信機における符号クロックおよびキャリア周波数発生器が局部的に発生されたコードまたは符号が入力する受信コードまたは符号に対して時間的に前後に移動するように調整される。相関器の出力において最大値を生成するポイントで、前記２つの信号は同期され、これは正しいコード位相が獲得されたことを意味する。第２のループ（キャリア追跡ループ）が次にキャリアの位相および周波数を追跡し位相ロックが維持されることを保証する。
【００１２】
ＤＳＳＳを使用したセルラ無線電話システムは通常ダイレクトシーケンス符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）システムとして知られている。システムにおける個々のユーザは同じＲＦ周波数を使用するが、個々の拡散コードの使用によって分離される。
【００１３】
ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおいては、順方向チャネル（ｆｏｒｗａｒｄ  ｃｈａｎｎｅｌ）はベースステーションから移動ステーションへの通信経路として定義され、かつ逆方向チャネル（ｒｅｖｅｒｓｅ  ｃｈａｎｎｅｌ）は移動ステーションからベースステーションへの通信への通信経路として定義される。ＤＳ−ＣＤＭＡ順方向チャネルの性能はサーマルノイズ制限条件で、０−２０ｋｍ／ｈｒのオーダーの、低い車両速度で、かつソフトハンドオフがありそうなマルチカバレージ領域において貧弱なものとなる。したがって、順方向チャネルは典型的にはシステム容量を制限する。
【００１４】
ＤＳ−ＣＤＭＡの順方向チャネル動作は移動ステーションの受信機にレーキフィンガ（ｒａｋｅ  ｆｉｎｇｅｒｓ）を加えることにより大幅に改善できる。これらの余分のレーキフィンガによって提供される性能の改善は分解または解明可能な遅延広がり（ｄｅｌａｙ  ｓｐｒｅａｄ）およびソフトハンドオフを最適に活用することによりＭＲＣＤの性能に近づけることができる。各々のレーキフィンガは復調信号とパイロット信号を発生する。典型的には、移動ステーションは中間周波（ＩＦ）帯域幅における総合受信電力（Ｉｏ）および各々のフィンガに対して復調されるトラフィックチャネルに対するチップあたりの受信パイロット電力（Ｅｃ）を測定する。Ｅｃ／Ｉｏの比率は各々のフィンガに対して決定されかつ関連するトラフィックチャネルの信号対雑音比として取り扱われる。この比率は各々のレーキフィンガからの対応する復調トラフィック信号を重み付けするための重み付け関数を決定するために使用される。全てのレーキフィンガからの重み付けされかつ復調された信号は結合されかつデコードされる。各々のレーキフィンガによって受信される信号は異なる伝搬経路を通って進行する送信信号のコピーであるから、レーキフィンガの出力を組み合わせることはまたある形式のダイバシティとして取り扱うことができる。受信機のダイバシティ利得はさらに複数のアンテナを使用することにより改善できる。典型的には、２つのアンテナを使用することができる。そのような受信機においては、１つまたはそれ以上のフィンガが各アンテナに接続される。全てのフィンガの出力は単一のアンテナを備えた受信機と同様に組み合わされる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、この方法に関連して依然として２つの問題がある。総合信号電力（Ｉｏ）は総合のノイズ電力に比例せず、それは同じベースステーションからのパイロット信号および受信信号の一部は所望の信号に対して直交しているからである。さらに、２つのセルからの前記比率（Ｅｃ／Ｉｏ）の間の関係は対応するトラフィックチャネルの信号対雑音比の間の関係を反映しない。
【００１６】
残念なことに、フィールドテストではほんの少しの割合の時間のみの測定を行なっており、大きな分解または解明可能な遅延広がりがあり、かつ理論およびシミュレーションの双方は信号の非常に限られた振幅範囲にわたるソフトハンドオフの強化を示している。その結果、順方向チャネルは、アンテナダイバシティを有しかつ全てのそのフィンガの十分な利用を行なう逆方向チャネルに対して、性能の劣化を被っている。
【００１７】
フレームエラー率（ＦＥＲ）の発生が相関しているため順方向チャネルにおける到達範囲（ｒａｎｇｅ）が低減するのみならずチャネルの品質がより悪くなる。これに対し、逆方向チャネルエラーは時間的によりランダムでありその結果より高い品質の音声が得られる。前記相関の基本的な理由はフェーディングチャネルの特性および順方向チャネルの電力制御ループののろさ（ｓｌｕｇｇｉｓｈｎｅｓｓ）である。
【００１８】
加入者ユニットの受信機がアンテナダイバシティを達成するため１つより多くのアンテナを使用する場合でも、従来技術の重み付け係数の決定における問題は、個々に最大にされた信号対雑音比（ＳＮＲ）を有する、同相化されかつ重み付けされた信号を加える場合に、組み合わされた信号対雑音比を最大にしない場合があることである。
【００１９】
したがって、従来技術の不都合を克服しかつＤＳＳＳシステムにおいて良好に動作するＣＤＭＡ移動ステーションにおける重み付け係数を決定する方法が必要である。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の一態様によれば、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線受信機における重み付け係数の決定方法において、所望のＲＦ信号の第１の表現を受信する段階、前記所望のＲＦ信号の第１の表現に応じて第１の複数のデータ信号を発生する段階、前記所望のＲＦ信号の第１の表現に応じて第１の複数のパイロット信号を発生する段階、第１の総合受信信号電力を測定する段階、そして前記第１の複数のデータ信号、前記第１の複数のパイロット信号および前記第１の総合受信信号電力に応じて第１の複数の重み付け係数を決定する段階が設けられる。
【００２１】
また、前記第１の複数の重み付け係数の各々を決定する段階は次の数式によって計算することができ、
【数２１】
ｃｎ＝（Ｙｊ×ｐｎ＊）／（Ｉｏ−Ｋｊ×Ｅ［｜ｐｎ｜２］）
この場合、ｃｎは重み付け係数であり、Ｙｊはベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力に対する前記ベースステーションによって送信されるデータ信号の電力の第１の比率であり、ｐｎ＊は前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の複素共役であり、Ｉｏは前記ベースステーションによって送信される総合受信信号電力の推定値であり、Ｋｊは前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力に対する前記ベースステーションによって送信される総合受信信号電力の第２の比率であり、そしてＥ［｜ｐｎ｜２］は前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力である。
【００２２】
前記方法においては、さらに、所望のＲＦ信号の第２の表現を受信する段階、前記所望のＲＦ信号の第２の表現に応じて第２の複数のデータ信号を発生する段階、前記所望のＲＦ信号の第２の表現に応じて第２の複数のパイロット信号を発生する段階、第２の総合受信信号電力を測定する段階、そして前記第２の複数のデータ信号、前記第２の複数のパイロット信号および前記第２の総合受信信号電力に応じて第２の複数の重み付け係数を決定する段階を設けると好都合である。
【００２３】
さらに、前記第１の複数のデータ信号の各々、前記第１の複数のパイロット信号の各々および前記第１の総合受信信号電力を平滑化する段階を設けることもできる。
【００２４】
さらに、前記平滑化された第１の複数のデータ信号の各々、前記平滑化された第１の複数のパイロット信号の各々および前記平滑化された第１の総合受信信号電力の各々を平均する段階を設けてもよい。
【００２５】
本発明の別の態様では、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線受信機における重み付け係数の決定方法において、所望のＲＦ信号の第１および第２の表現を受信する段階、前記所望のＲＦ信号の第１および第２の表現に応じてそれぞれ第１および第２の複数のデータ信号を発生する段階、前記所望のＲＦ信号の第１および第２の表現に応じてそれぞれ第１および第２の複数のパイロット信号を発生する段階、第１および第２の総合受信信号電力を測定する段階、前記第１および第２の複数のデータ信号の内の少なくとも１つ、前記第１および第２の複数のパイロット信号の内の少なくとも１つおよび前記第１および第２の総合受信信号電力の内の少なくとも１つに応じて第１の複数の重み付け係数を決定する段階、そして前記第１および第２の複数のデータ信号の内の少なくとも１つ、前記第１および第２の複数のパイロット信号の内の少なくとも１つおよび前記第１および第２の総合受信信号電力の内の少なくとも１つに応じて第２の複数の重み付け係数を決定する段階が設けられる。
【００２６】
また、前記第１および第２の複数の重み付け係数の各々を決定する段階は次の数式によって計算することができ、
【数２２】
ｃｎ＝（Ｙｊ×ｐｎ＊）／（Ｉｏ−Ｋｊ×Ｅ［｜ｐｎ｜２］）
この場合、ｃｎは重み付け係数であり、Ｙｊはベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力に対する前記ベースステーションによって送信されるデータ信号の電力の第１の比率であり、ｐｎ＊は前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の複素共役であり、Ｉｏは前記ベースステーションによって送信される総合受信信号電力の推定値であり、Ｋｊは前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力に対する前記ベースステーションによって送信される総合受信信号電力の第２の比率であり、そしてＥ［｜ｐｎ｜２］は前記ベースステーションによって送信されるパイロット信号の電力である。
【００２７】
前記方法においては、さらに、前記第１および第２の複数のデータ信号の各々、前記第１および第２の複数のパイロット信号の各々および前記第１および第２の総合受信信号電力の各々を平滑化する段階を設けると好都合である。
【００２８】
さらに、前記平滑化された第１および第２の複数のデータ信号の各々、前記平滑化された第１および第２の複数のパイロット信号の各々および前記平滑化された第１および第２の総合受信信号電力の各々を平均する段階を設けることもできる。
【００２９】
本発明のさらに別の態様では、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）無線受信機を動作させる方法において、所望のＲＦ信号の第１の表現を受信する段階、前記所望のＲＦ信号の第１の表現に応じて第１の複数のデータ信号を発生する段階、前記所望のＲＦ信号の第１の表現に応じて第１の複数のパイロット信号を発生する段階、第１の総合受信信号電力を測定する段階、前記第１の複数のデータ信号、前記第１の複数のパイロット信号および前記第１の総合受信信号電力に応じて第１の複数の重み付け係数を決定する段階、前記第１の複数の重み付け係数に応じて前記第１の複数のデータ信号を重み付けして第１の複数の重み付けされた受信信号を発生する段階、前記第１の複数の重み付けされた受信信号を組み合わせて結合された信号を生成する段階、前記結合された信号をデインタリーブしてデインタリーブされた信号を生成する段階、前記デインタリーブされた信号をデコードしてデコードされた信号を生成する段階、そして前記デコードされた信号を処理して復元された信号を生成する段階が設けられる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
図１は、無線システム１０２において使用するための移動ステーション１００のブロック図を示す。無線システム１０２は概略的に、例えば、第１のベースステーション１０４および第２のベースステーション１０６を含む複数のベースステーションを含んでいる。移動ステーション１００は概略的に第１のアンテナ１０８、送信機セクション１１０および受信機セクション１１２を含む。送信機セクション１１０はバンドパスフィルタ１１４、送信機１１６およびマイクロホン１１８を含む。受信機セクション１１２は第１のフロントエンド受信機セクション１２０およびバックエンド受信機セクション１２２を含む。第１のフロントエンド受信機セクション１２０はバンドパスフィルタ１２４、中間周波（ＩＦ）コンバータ１２７、第１のパワーメータ１３７、第１のレーキ受信機（ｒａｋｅ  ｒｅｃｅｉｖｅｒ）１２６、第１の重み付け係数決定装置１２８および第１の重み付けネットワーク１３０を含む。第１のレーキ受信機１２６は第１のレーキフィンガ（ｒａｋｅ  ｆｉｎｇｅｒ）１３２、第２のレーキフィンガ１３４および第３のレーキフィンガ１３６を含む。バックエンド受信機セクション１２２はコンバイナ１３８、デインタリーバ（ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）１４０、デコーダ１４２、信号プロセッサ１４４およびスピーカ１４６を含む。
【００３１】
移動ステーション１００はまた第２のアンテナ１４８および第２の受信機フロントエンドセクション１５０を含む。第２の受信機フロントエンドセクション１５０はバンドパスフィルタ１５２、中間周波（ＩＦ）コンバータ１５３、第２のパワーメータ１６３、第２のレーキ受信機１５４、第２の重み付け係数決定装置１５６、および第２の重み付けネットワーク１５８を含む。第２のレーキ受信機１５４は第１のレーキフィンガ１６０、第２のレーキフィンガ１６２および第３のレーキフィンガ１６４を含む。
【００３２】
前記無線システム１０２においては、第１のベースステーション１０４は第１の所望の無線周波（ＲＦ）信号１６６を移動ステーション１００に送信しかつ第２のベースステーション１０６は第２の所望の無線周波（ＲＦ）信号１７０を移動ステーション１００に送信する。所望のＲＦ信号１６８は所望のＲＦ信号１６６の複製であるが反射その他により遅延されかつ減衰されている。所望のＲＦ信号１７０は所望のＲＦ信号１６６と同じであるがハンドオフその他のために第２のベースステーション１０６からのものとなっている。一般に、移動ステーション１０２はそれらの間で有効な通信を提供するためにベースステーションによって提供されるカバレージエリア内にあることが必要であることが知られている。典型的な無線システムにおいては２つより多くのベースステーションおよび３つより多くの所望のＲＦ信号があり得るが、本発明を説明するためには図１の無線システム１０２で十分であることに注意を要する。前記２つのベースステーションは第１のベースステーション１０４および第２のベースステーション１０６の間の移動ステーション１００のハンドオフ状態を概略的に表している。
【００３３】
移動ステーション１００においては、第１のアンテナ１０８は送信機セクション１１０および受信機セクション１１２に結合されている。送信機セクション１１０はアンテナ１０８から信号を送信しかつ受信機セクション１１２はアンテナ１０８から信号を受信する。
【００３４】
受信機セクション１１２においては、第１のアンテナは所望のＲＦ信号１６６，１６８および／または１７０の第１の対応信号または表現（ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ）１７２を受信する。アンテナ１０８はバンドパスフィルタ１２４に結合されている。バンドパスフィルタ１２４は所望のＲＦ信号１７２の前記第１の表現を所定の帯域幅に渡りろ波してライン１２５にろ波された信号を生成する。好ましい実施形態では、前記所定の帯域幅は１．２５メガヘルツである。
【００３５】
前記ＩＦコンバータ１２７は技術的に知られているようにライン１２５におけるろ波された信号を無線周波からライン１７４における中間周波へと変換する。ＩＦコンバータ１２７の例は概略的に、ジョン・プロアキス（Ｊｏｈｎ  Ｐｒｏａｋｉｓ）による「デジタル通信（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」、マクグローヒル（ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ）、１９８９年、の書物、あるいは１９９２年の、「通信に関するＩＥＥＥ紀要（ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」、ｖｏｌ．ｃｏｍ−３０，ｐｐ８５５−８８４、レイモンド・エル・ピックホッツ（Ｒａｙｍｏｎｄ  Ｌ．  Ｐｉｃｋｈｏｔｚ）他による「スペクトル拡散通信の理論−論文（Ｔｈｅｏｒｙ  ｏｆ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ−Ａ  Ｔｕｔｏｒｉａｌ）」に述べられている。ＩＦコンバータ１２７の多くの機能は技術的によく知られているように個別部品であるいは集積回路（ＩＣ）として実施できる。
【００３６】
前記パワーメータ１３７はＩＦコンバータ１２７の出力において総合的な受信電力Ｉｏを測定する。測定された総合受信電力Ｉｏは前記第１の重み付け係数決定装置１２８に送られる。
【００３７】
第１のレーキ受信機１２６はＩＦコンバータ１２７に結合されかつ第１のレーキフィンガ１３２、第２のレーキフィンガ１３４および第３のレーキフィンガ１３６を含む第１の複数のレーキフィンガ１３２，１３４および１３６を有する。好ましい実施形態では、３つのレーキフィンガがある。しかしながら、任意の数のレーキフィンガを使用することができる。第１のレーキフィンガ１３２は受信信号、ｘ１、をライン１７６にかつパイロット信号、ｐ１、をライン１７８に発生する。第２のレーキフィンガ１３４は受信信号、ｘ２、をライン１８０にかつパイロット信号、ｐ２、をライン１８２に発生する。第３のレーキフィンガ１３６は受信信号、ｘ３、をライン１８４にかつパイロット信号、ｐ３、をライン１８６に発生する。複素数である、受信信号ｘ１，ｘ２およびｘ３は前記所望のＲＦ信号１６６，１６８および／または１７０の第１の表現１７２を示す復調された信号である。受信信号ｘ１，ｘ２およびｘ３はまたデータ信号、トラフィックチャネル信号およびトラフィックデータとして知られている。これらもまた複素数であるが、パイロット信号ｐ１，ｐ２およびｐ３は受信信号ｘ１，ｘ２およびｘ３に対応する。受信信号ｘ１，ｘ２およびｘ３並びにパイロット信号ｐ１，ｐ２およびｐ３を生成するための第１のレーキ受信機１２６の動作は技術的によく知られており、例えば１９９５年にアディソン−ウェスリー出版社（Ａｄｄｉｓｏｎ−Ｗｅｓｌｅｙ  Ｐｕｂｌｉｓｈｉｎｇ  Ｃｏｍｐａｎｙ）によって出版された、エー・ジェイ・ビタービ（Ａ．Ｊ．Ｖｉｔｅｒｂｉ）による「ＣＤＭＡ−スペクトル拡散通信の原理（ＣＤＭＡ−Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ  ｏｆ  Ｓｐｒｅａｄ  Ｓｐｅｃｔｒｕｍ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）」に説明されている。
【００３８】
パイロット信号ｐ１，ｐ２およびｐ３、データ信号ｘ１，ｘ２およびｘ３、そして前記総合受信信号電力Ｉｏは第１の重み付け係数決定装置１２８に結合される。第１の重み付け係数決定装置１２８は第１の複数の複素重み付け係数ｃ１をライン１８８に、ｃ２をライン１９０にかつｃ３をライン１９２に発生する。第１の複数の複素重み付け係数ｃ１，ｃ２およびｃ３はそれぞれ受信信号ｘ１，ｘ２およびｘ３に対応する。第１の複数の複素重み付け係数ｃ１，ｃ２およびｃ３は図２を参照して説明する第１の方法および図３を参照して説明する第２の方法を使用して決定される。
【００３９】
第１の重み付けネットワーク１３０は第１のレーキ受信機１２６および第１の重み付け係数決定装置１２８に結合されている。第１の重み付けネットワーク１３０はそれぞれ前記第１の複数の複素重み付け係数ｃ１，ｃ２およびｃ３に応じて受信信号ｘ１，ｘ２およびｘ３を重み付けして第１の複数の複素重み付け受信信号を発生し、すなわち、それぞれ、ｗ１をライン１９４に、ｗ２をライン１９６にかつｗ３をライン１９８に発生する。受信信号ｘ１は重み付け係数ｃ１によって重み付けされて重み付けされた受信信号ｗ１を発生する。受信信号ｘ２は重み付け係数ｃ２によって重み付けされて重み付けされた受信信号ｗ２を発生する。受信信号ｘ３は重み付け係数ｃ３によって重み付けされて重み付けされた受信信号ｗ３を発生する。第１の重み付けネットワーク１３０の動作は各々のｘｉ、ｉ＝１，２，…，ｎ、を対応する重み付け係数ｃｉ、ｉ＝１，２，…，ｎ、の複素共役（ｃｏｍｐｌｅｘ  ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）によって乗算することである。得られた重み付けされた受信信号ｗｉ、ｉ＝１，２，…，ｎ、はｉ番目の積の実数部である。
【００４０】
コンバイナ１３８は第１の重み付けネットワーク１３０に結合されかつ第１の複数の重み付けされた受信信号ｗ１，ｗ２およびｗ３を組み合わせて組み合わされた信号をライン２００に生成する。前記第１の重み付け係数決定装置１２８はライン２００における組み合わされた信号の信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）を最大にするために、図２および図３に示されるフローチャートに従って、第１の複数の重み付け係数ｃ１，ｃ２およびｃ３を最適化することに注意を要する。デインタリーバ１４０はコンバイナ１３８に結合されかつライン２００における前記組み合わされた信号をデインタリーブしてデインタリーブされた信号２０２を生成する。デコーダ１４２はデインタリーバ１４０に結合されかつ前記デインタリーブされた信号をデコードしてライン２０４にデコードされた信号を生成するよう構成されている。信号プロセッサ１４４はデコーダ１４２に結合されかつ前記デコードされた信号を処理してライン２０６に受信信号を生成するよう構成されている。スピーカ１４６はライン２０６に復元または再生された信号を受けかつライン２０６における該復元されたまたは再生された信号を音響信号に変換する。コンバイナ１３８、デインタリーバ１４０、デコーダ１４２、信号プロセッサ１４４およびスピーカ１４６の動作は各々技術的によく知られている。
【００４１】
好ましい実施形態では、第１のレーキ受信機１２６（逆拡散動作、Ｉ−Ｑ復調、および同期を含む）、第１の重み付けネットワーク１３０、コンバイナ１３８、デインタリーバ１４０、デコーダ１４２は応用特定集積回路（ＡＳＩＣ）内で実施され、これに関しては「ＣＤＭＡ移動ステーションモデムＡＳＩＣ（ＣＤＭＡ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｓｔａｔｉｏｎ  Ｍｏｄｅｍ  ＡＳＩＣ）」、ＩＥＥＥ紀要、１９９２年、カスタム集積回路会議（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅＩＥＥＥ  １９９２  Ｃｕｓｔｏｍ  Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ  Ｃｉｒｃｕｉｔｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）、セクション１０．２、ページ１−５；および「ＣＤＭＡデジタルセルラシステム、ＡＳＩＣ概観（Ｔｈｅ  ＣＤＭＡ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｃｅｌｌｕｌａｒ  Ｓｙｓｔｅｍ  ａｎ  ＡＳＩＣ  Ｏｖｅｒｖｉｅｗ）」、ＩＥＥＥ紀要、１９９２年、カスタム集積回路会議（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＩＥＥＥ  １９９２  Ｃｕｓｔｏｍ  ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔｓ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ）、セクション１０．１、ページ１−７に記載されている。好ましい実施形態では、前記第１の重み付け係数決定装置１２８および信号プロセッサ１４４は一般にはマイクロプロセッサまたはデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）のようなマイクロコンピュータである。マイクロコンピュータはＭＣ６８３３２型マイクロコントローラとすることができかつＤＳＰはＭＣ５６１５６型のＤＳＰとすることができ、これら双方の部品はモトローラ・インコーポレイテッドにより製造されかつ入手可能である。
【００４２】
移動ステーション１００は好ましくは２つのアンテナ１０８および１４８を有する。第２の受信機フロントエンドセクション１５０は第２のアンテナ１４８を介して所望のＲＦ信号１６６，１６８および／または１７０の第２の表現２０８を受信する。第２の受信機フロントエンドセクション１５０は無線加入者ユニット１００に対し空間ダイバシティ動作を提供する。第２の受信機フロントエンドセクション１５０の動作は前記第１の受信機フロントエンドセクション１２０の動作と同じである。同様の要素および信号ラインに対し異なる参照数字が付されておりかつプライム符号が同様の信号の参照のために付されていることに注意を要する。従って、第２の重み付け係数決定装置１５６の第１の重み付け係数ｃ′１，ｃ′２およびｃ′３は図２を参照して説明した第１の方法および図３を参照して説明した第２の方法を使用して決定される。第１の重み付け係数決定装置１２８および第２の重み付け係数決定装置１５６は組み合わされた係数決定装置２１０を規定する。組み合わされた係数決定装置２１０はまた、前記パイロット信号ｐ１，ｐ２およびｐ３およびｐ′１，ｐ′２およびｐ′３の内の少なくとも１つ、前記データ信号ｘ１，ｘ２およびｘ３およびｘ′１，ｘ′２およびｘ′３の内の少なくとも１つ、および双方のフロントエンドセクション１２０および１５０からの第１および第２の総合受信信号電力ＩｏおよびＩ′ｏの内の少なくとも１つに応じて、それぞれ、おのおののフロントエンドセクション１２０および１５０の重み付け係数ｃ１，ｃ２およびｃ３およびｃ′１，ｃ′２およびｃ′３を決定することができる。
【００４３】
所望のＲＦ信号１６６，１６８および／または１７０の第１の表現１７２および所望のＲＦ信号１６６，１６８および／または１７０の第２の表現２０８は移動ステーション１００に同じ情報を提供する。しかしながら、第１のアンテナ１０８および第２のアンテナ１４８の空間的な関係のため、一方のアンテナで受信される所望のＲＦ信号は他方のアンテナで受信される所望のＲＦ信号に対して遅延されおよび／または減衰されているであろう。第１の受信機フロントエンドセクション１２０および第２の受信機フロントエンドセクション１５０のダイバシティ動作は移動ステーション１００の受信を改善するためにこれらの差を利用する。
【００４４】
当業者によく知られているように移動ステーション１００において２つより多くのアンテナをダイバシティ受信装置に導入することができる。第１のアンテナ１０８および第２のアンテナ１４８は一般にＲＦ信号を受信しおよび／または送信することができる任意のアンテナを含む。好ましい実施形態では、第１のアンテナ１０８および第２のアンテナ１４８は２分の１ラムダ（ｏｎｅ−ｈａｌｆ  ｌａｍｄａ）の波長を有するダイポールアンテナである。無線加入者ユニット１０２内の第１のアンテナ１０８および第２のアンテナ１４８の適切な位置、間隔、方向、その他は当業者によく知られている。第２のアンテナ１４８は技術的によく知られているように移動ステーション１００のフラップエレメント内に配置することもできる。
【００４５】
好ましい実施形態では、前記第１のアンテナ１０８は主アンテナと考えられ、それは該アンテナが第１の受信機フロントエンドセクション１２０および送信機セクション１１０の双方に結合されているからである。第２のアンテナ１４８はダイバシティ受信機能を可能にする補助（または、代替）アンテナと考えられる。送信機セクション１１０は第２のアンテナ１４８には結合されていない。
【００４６】
無線システム１００は一般にＲＦチャネルによって動作する任意の通信システムを示している。本発明の範囲内に含まれるものと考えられる無線システムは、制限なしに、セルラ無線電話通信システム、２方向無線通信システム、およびパーソナル通信システム（ＰＣＳ）を含む。
【００４７】
好ましい実施形態においては、無線システム１００はセルラ無線電話通信システムである。好ましい実施形態においては、該セルラ無線電話通信システムはダイレクトシーケンス−符号分割多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）セルラ無線電話通信システムである。このシステムの標準は、ここに参照のため導入される、１９９３年７月発行の、ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９５、デュアルモード広帯域スペクトル拡散セルラシステムのための移動ステーション−ベースステーション互換性標準（以後、「ＩＳ−９５標準」と称する）、に開示されている。
【００４８】
好ましい実施形態では、移動ステーション１００は上で述べたＩＳ−９５標準において述べられたＤＳ−ＣＤＭＡセルラ無線電話システムと両立性または互換性ある（ｃｏｍｐａｔｉｂｌｅ）よう設計されたＤＳ−ＣＤＭＡ無線加入者ユニットである。移動ステーション１００は、例えば、車両搭載ユニット、携帯用ユニット、または輸送ユニットのような、技術的によく知られた数多くの形式とすることができる。
【００４９】
ＩＳ−９５標準においては、移動ステーション内のデータエレメントのネーミングのためにある命名法が与えられている。以下の表１はＣＤＭＡ移動ステーション１００における種々のデータエレメントの間のタイミング関係を示す。
【表１】
0004210350.tif 000002
【００５０】
ＤＳ−ＣＤＭＡは独自の符号シーケンスの使用によってチャネルを生成するスペクトル拡散多元接続（ｓｐｒｅａｄ−ｓｐｅｃｔｒｕｍ  ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ａｃｃｅｓｓ）デジタル通信のための技術である。ＤＳ−ＣＤＭＡ信号は高いレベルの妨害の存在の下で可能でありかつ受信される。信号受信の実用的な限界はチャネルの条件に依存するが、上に述べたＩＳ−９５標準において述べられたＤＳ−ＣＤＭＡ受信は静的チャネル（ｓｔａｔｉｃ  ｃｈａｎｎｅｌ）に対する信号より１８ｄＢ大きな妨害の存在の下で行うことができる。典型的には、システムはより低いレベルの妨害および動的チャネル条件で動作する。
【００５１】
ＤＳ−ＣＤＭＡセルラ無線電話通信システムは技術的によく知られているようにセクタまたはカバレージ領域へと分割することができる。ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおいては、通信のための周波数はそれぞれのセルのそれぞれのセクタにおいて再使用され、かつ移動ステーション１００によって見られるある与えられた周波数に関する妨害の大部分は移動ステーション１００が所在する外側のセルからのものである。
【００５２】
ＤＳ−ＣＤＭＡベースステーション送受信機は９６００ビット／秒の基本的なデータレートを有する信号によって移動ステーション１００と通信する。該信号は次に１．２２８８Ｍｈｚの送信ビットレート、またはチップレート、に拡散される。拡散はデジタル符号を前記データビットに適用し、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムに冗長性を加える一方でデータレートを増大する。そのセルのすべてのユーザのチップは次に加えられて複合デジタル信号を形成する。該複合デジタル信号は次に信号の帯域幅を制限するためにろ波された直角位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）変調の形式を使用して送信される。
【００５３】
送信された信号が移動ステーション１００によって受信されたとき、前記所望の信号から符号化が除去され、それを９６００ビット／秒のデータレートに戻す。符号化が他のユーザのコードに適用された場合、逆拡散はなく、受信信号は１．２２８８Ｍｈｚの帯域幅を維持する。データビットに対する送信ビットまたはチップの比率は符号化利得（ｃｏｄｉｎｇ  ｇａｉｎ）である。ＩＳ−９５標準によるＤＳ−ＣＤＭＡシステムに対する符号化利得は１２８、または２１ｄＢである。２１ｄＢのこの符号化利得のため、信号レベルより１８ｄＢ上（符号化利得後の信号強度の３ｄＢ下）までの妨害が静的チャネルに対して耐え得るものとなる。
【００５４】
図２は、図１の移動ステーション１００において第１の複数の重み付け係数ｃ１，ｃ２およびｃ３を決定するための第１の実施形態を説明するフローチャート２５０を示している。
【００５５】
ステップ２５１において、本方法は始まる。
ステップ２５２において、レーキフィンガのすべてのパイロット信号が図１の第１のレーキ受信機１２６および第２のレーキ受信機１５４によって逆拡散される。
【００５６】
ステップ２５３において、前記パイロット信号が図１の第１の重み付け係数決定装置１２８および第２の重み付け係数決定装置１５６によって受信される。
【００５７】
ステップ２５４において、レーキフィンガのすべてのトラフィックデータ信号が図１の第１のレーキ受信機１２６および第２のレーキ受信機１５４によって逆拡散される。
【００５８】
ステップ２５５において、逆拡散されたトラフィックデータが図１の第１の重み付け係数決定装置１２８および第２の重み付け係数決定装置１５６によって受信される。
【００５９】
ステップ２５６において、総合受信信号電力ＩｏおよびＩ′ｏが、それぞれ、ＩＦフィルタ１２７および１５３の出力における電力を読み取ることにより決定される。これは、それぞれ、パワーメータ１３７および１６３によって達成される。
【００６０】
ステップ２５７において、図には示されていないが、それぞれ、第１の重み付け係数決定装置１２８および第２の重み付け係数決定装置１５６内に配置された、２つの高速アダマール変換器（Ｈａｄａｍａｒｄ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓ）によって前記総合受信信号電力（ＩｏおよびＩ′ｏ）から放射エネルギ（ｒａｙ  ｅｎｅｒｇｙ）が決定される。
【００６１】
ステップ２５８において、ステップ２５３，２５５，２５６および２５７から受信された信号が図１の第１の重み付け係数決定装置１２８および第２の重み付け係数決定装置１５６によって時間に対して平滑化される。このステップの目的は無線チャネルノイズ、受信機ノイズおよび信号レート変動からの損傷（ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ）を低減することである。
【００６２】
ステップ２５９において、同じベースステーションからの平滑された信号は図１の第１の重み付け係数決定装置１２８および第２の重み付け係数決定装置１５６によって平均される。このステップの目的は無線チャネルノイズ、受信機ノイズおよび信号レート変動からの損傷をさらに低減することである。両方の重み付け係数決定装置１２８および１５６における同じベースステーションからのデータはこのステップにおいて組み合わされるのが好ましい（例えば、ベースステーション１０６からの平滑化されたパイロット信号ｐ３およびｐ′３が平均されてパイロット信号の推定値を生成する）。
【００６３】
ステップ２６０において、パラメータＹｊおよびＫｊが図１の第１の重み付け係数決定装置１２８および第２の重み付け係数決定装置１５６によって計算される。
【００６４】
ステップ２６１において、第１の複数の複素重み付け係数ｃ１，ｃ２およびｃ３は以下の数式を使用して決定される。
【数１】
ｃ１＝（Ｙ１０４×ｐ１＊）／（Ｉ０−Ｋ１０４×Ｅ［｜ｐ１｜２］）
【数２】
ｃ２＝（Ｙ１０４×ｐ２＊）／（Ｉ０−Ｋ１０４×Ｅ［｜ｐ２｜２］）
【数３】
ｃ３＝（Ｙ１０６×ｐ３＊）／（Ｉ０−Ｋ１０６×Ｅ［｜ｐ３｜２］）
この場合、
シンボル（＊）は複素共役操作を示し、
Ｅ［｜ｐｉ｜２］はｐｉの累乗またはべき（ｐｏｗｅｒ）であり、
ＩｏはＩＦコンバータ１２７の後の総合受信信号電力であり、そして
Ｙｊ，Ｋｊは、ｉ番目のフィンガによって復調される、ベースステーションｊからの信号の電力分布に関連する定数である。
【００６５】
特に、前記係数Ｙｊは次の数式によって決定される。
【数４】
Ｙｊ＝（ベースステーションｊによって送信される注目トラフィック信号の電力）／（ベースステーションｊによって送信されるパイロット信号の電力）
この値はフルレートのトラフィックチャネル電力へと正規化される。
【００６６】
Ｋｊは、以下に示されるように決定することができ、あるいはリアルタイムで決定される。パイロットｐｉおよびトラフィック信号のパイロットｘｉの電力は以下に示されるように対応するパイロットおよび信号サンプルの複数の２乗振幅を平均することによって計算できる。理想的にはＫｊは次のようになるべきである。
【数５】
Ｋｊ＝（ベースステーションｊによって送信されるすべての信号の電力）／（ベースステーションｊによって送信されるパイロット信号の電力）
【００６７】
係数Ｋｊは前記比率に対する公称値となるようセットすることができる。前記パイロット電力は典型的には総合電力の２０％であるから、Ｋ＝５の選択肢が受入れ可能である。あるいは、総合送信電力は信号１７４または２１２の高速アダマール変換の出力を最も強いパイロットのサンプリング位相で加算しかつこの合計およびパイロットを数多くのまたはある数のフレームにわたり平滑化することにより推定または計算できる。従って、Ｋｊは２の比率に等しくされる。前述のように、複数の放射からの入力、両方のアンテナおよび複数のフレームをより正確な推定のために使用することができる。
【００６８】
前記総合受信信号電力ＩｏおよびＩ′ｏは、それぞれ、ＩＦフィルタ１２７および１５３の出力における電力を読み取ることによって決定される。この信号は１つまたはそれ以上のフレームにわたり平均することができる。実際の受信機の構成においては、自動利得制御（ＡＧＣ）回路が常に存在し、この回路がアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によってデジタルサンプルに変換される前に総合受信電力を一定のレベルに保持する。その結果、Ｉｏは、当業者に知られた、ＡＧＣおよびＡＤＣの動作点に依存する定数となる。
【００６９】
ステップ２６１において、前記第２の複数の重み付け係数ｃ′１，ｃ′２およびｃ′３が前記第１の複数の重み付け係数ｃ１，ｃ２およびｃ３と同様にして次のように計算される。
【数６】
ｃ′１＝（Ｙ１０４×ｐ′１＊）
／（Ｉ′０−Ｋ１０４×Ｅ［｜ｐ′１｜２］）
【数７】
ｃ′２＝（Ｙ１０４×ｐ′２＊）
／（Ｉ′０−Ｋ１０４×Ｅ［｜ｐ′２｜２］）
【数８】
ｃ′３＝（Ｙ１０６×ｐ′３＊）
／（Ｉ′０−Ｋ１０６×Ｅ［｜ｐ′３｜２］）
【００７０】
従来技術においては、Ｙｊは常に１であり、かつＫｊは常に０であり重み付け係数ｃ１＝ｐ１＊／Ｉｏ，ｃ２＝ｐ２＊／Ｉｏおよびｃ３＝ｐ３＊／Ｉｏを生じることになる。第１の実施形態は従来技術に対して実際の条件を考慮するため重み付け係数を調整することにより改善を行う。異なるベースステーションによって送信される信号はパイロット信号、トラフィックチャネル信号および総合信号電力の間で一定の関係を維持することができないであろう。実際に、ネットワークの最適化はしばしばこれらの関係を条件の要求に応じて変えることに関連している。また、異なるベースステーションからの信号は典型的には等しくない電力レベルで受信される。上の条件を考慮しない従来技術の重み付けはすべてのフィンガに対して等しい重み付けを与える傾向があり、唯一の変数はコンバイナ１３８において種々の信号を重み付けするためのパイロットエネルギｐｉである。これに対し、本発明の好ましい実施形態では送信およびチャネル条件を考慮し、それによってコンバイナ１３８への信号入力に対しより正確な重み付けを与える。これはハンドオフの間において２．０ｄＢまでの改善された性能を生じることができる。
【００７１】
典型的には、ポート当たり２〜４のフィンガが使用されかつそれらはある不平衡な構成を有するよう共有できる（例えば、ときどき一方のポートに４フィンガかつ他方に２フィンガとなる）。前記重み付け係数ｃｉの分子（ｎｕｍｅｒａｔｏｒ）は瞬時パイロットチャネルのエネルギ尺度をトラフィックチャネルのエネルギ尺度に変換する（すなわち、瞬時トラフィックチャネルエネルギ＝ＹｊＥ［｜ｐｉ｜２］）。受信信号から値Ｙｊを計算するよりはむしろ、ベースステーション１０４または１０６はＹｊに対する正しい値を含むメッセージを移動ステーション１００に送信することができる。
【００７２】
ステップ２６２において、第１のレーキ受信機１２６によって発生された第１の複数のトラフィックチャネルｘ１，ｘ２およびｘ３が第１の重み付けネットワーク１３０を使用して第１の複数の複素重み付け係数ｃ１，ｃ２およびｃ３によって重み付けされる。さらに、第２のレーキ受信機１５４によって発生される第２の複数のトラフィックチャネルｘ′１，ｘ２′およびｘ′３が第２の重み付けネットワーク１５８を使用して第２の複数の複素重み付け係数ｃ′１，ｃ′２およびｃ′３によって重み付けされる。
【００７３】
ステップ２６３において、第１の重み付けネットワーク１３０および第２の重み付けネットワーク１５８によって生成された重み付けされた信号は図１のコンバイナ１３８を使用して結合されてライン２００における結合された信号を生成する。
【００７４】
ステップ２６８において、前記組み合わされた信号２００は図１のデインタリーバ１４０内のデインタリーババッファに格納される。
【００７５】
ステップ２６９において、該デインタリーババッファが満たされているか否かの判定が行われる。もし該バッファが満たされていれば、フローはステップ２６４に続く。もしデインタリーババッファが満たされていなければ、フローはステップ２５１に戻る。
【００７６】
ステップ２６４において、前記結合された信号２００が図１のデインタリーバ１４０を使用してデインタリーブされライン２０２におけるデインタリーブされた信号を生成する。
【００７７】
ステップ２６５において、デインタリーブされた信号が図１のデコーダ１４２を使用してデコードされてライン２０４におけるデコードされた信号を生成するる。
【００７８】
ステップ２６６において、ライン２０４におけるデコードされた信号はスピーカ１４６のためのライン２０６におけるオーディオ信号を生成するよう処理される。
本方法はステップ２６７で終了する。
【００７９】
図３は、図１の移動ステーション１００における第１の複数の重み付け係数ｃ１，ｃ２およびｃ３を決定するための第２の実施形態を説明するフローチャート３００を示す。
【００８０】
従来技術の重み付け係数決定の問題は、おのおの個々に最大化された信号対雑音比（ＳＮＲ）を有する、同相化され（ｃｏ−ｐｈａｓｅｄ）重み付けされた信号をいっしょに加える場合に信号対雑音比を最大にしない場合があることである。妨害が存在する場合、個々の信号のＳＮＲを最大にするよりはむしろ妨害信号を打消し除去することがより有利であろう。一般的な場合、最善の決定は妨害波を完全に打ち消すのに十分なほど回転させるのではなく、ライン２００における結合された信号のＳＮＲを最大にするのに十分なだけ回転させることであろう。
【００８１】
ステップ３０１において、本方法はスタートする。
ステップ３０２において、パイロット信号のすべてのフィンガが図１のレーキフィンガ１３２，１３４，１３６，１６０，１６２および１６４によって逆拡散される。
【００８２】
ステップ３０３において、逆拡散されたパイロット信号は図１の重み付け係数決定装置１２８および１５６によって受信される。
【００８３】
ステップ３０６において、トラフィックデータのすべてのフィンガは図１のレーキフィンガ１３２，１３４，１３６，１６０，１６２および１６４によって逆拡散される。
【００８４】
ステップ３０７において、逆拡散されたトラフィックデータは図１の重み付けネットワーク１３０および１３８によって受信される。
【００８５】
前記２つのアンテナのフィンガがどのようにしてコンバイナの出力において平均２乗エラー（ＭＳＥ）を最小にする基準に従って最適に組み合わせることができるかを説明するため、ｘｉ（ｋ）およびｐｉ（ｋ）がｋ番目のシンボルに対するｉ番目のフィンガの受信出力のそれぞれ逆拡散データおよびパイロット出力を示すものとする。前記第１、第２および第３のフィンガは第１のアンテナに接続されかつ前記第４〜第６のフィンガは第２のアンテナに接続される。従って、時間ｎにおける２進位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）データシンボルの推定値は次の数式の実数部で与えられる。
【数９】
0004210350.tif 000003
この場合ｃｉ（ｎ）は結合係数である。
【００８６】
上の表現の実数部および虚数部はＱＰＳＫ信号をデコードする場合に使用される。最適のチャネル係数はコンバイナ出力において平均２乗エラーを最小にすべきである。これを達成するため、前記チャネル係数は次の数式の平均２乗値を最小にすべきである。
【数１０】
0004210350.tif 000004
この場合Ａは任意の定数である。
【００８７】
ステップ３０５において、係数ｃｉを解くための簡単な方法は次のように最小平均２乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを使用することである。もし、最小平均２乗（ＬＭＳ）アルゴリズムが前記構成において使用されれば、以下の数式１１および１４は係数ベクトルＣ（ｎ）の計算のためのに使用されるべきである。それは次のようにして再帰的に（ｒｅｃｕｒｓｉｖｅｌｙ）計算される。
【数１１】
Ｃ（ｎ）＝Ｃ（ｎ−１）＋Δｅ（ｎ）ｐ＊（ｎ）
【００８８】
この場合、Ｃ（ｎ）は係数ベクトルであり、次のように定義される。
【数１２】
Ｃ（ｎ）＝［ｃ１（ｎ），…，ｃＭ（ｎ）］ｔ
【００８９】
また、ｐ（ｎ）はパイロット信号ベクトルであり、次のように定義される。
【数１３】
ｐ（ｎ）＝［ｐ１（ｎ），ｐ２（ｎ），…，ｐ６（ｎ）］ｔ
【００９０】
さらに、ｅ（ｎ）はステップ３０４において決定された適応エラーであり次のように定義される。
【数１４】
0004210350.tif 000005
【００９１】
これらの数式において、“ｔ”および“＊”は、それぞれ、転置（ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）および複素共役操作を示している。
【００９２】
あるいは、ステップ３０５において、例えば、車両の用途のために、チャネル条件が急速に変化した場合、前記適応アルゴリズムはその急速なチャネル変化を追跡できることが望ましい。そのような場合、重み付け最小２乗アルゴリズムのようなより高度なアルゴリズムを使用して最適の結合係数を決定しいっそう良好な性能を得ることができる。そのようなアルゴリズムは最小２乗（ｌｅａｓｔ  ｓｑｕａｒｅｓ：ＬＳ）アルゴリズムである。このＬＳアルゴリズムは係数ベクトルＣ（ｎ）を計算するために以下の数式１５，１６および１７に示されている。
【００９３】
前記重み付け係数ベクトルＣ（ｎ）は次の行列式を解くことにより計算される。
【数１５】
Ｃ（ｎ）＝Ｒ−１（ｎ−１）ｒ（ｎ）
【００９４】
この場合、
【数１６】
0004210350.tif 000006
であり、かつ
【数１７】
0004210350.tif 000007
の関係がある。またＡは任意の常数でありかつＬは積分時間である。
【００９５】
これらの数式において、ｗ（ｋ）は重み関数であり、これはチャネルのフェーディング特性にしたがって選択されるべきである。大抵の場合、性能上の大きな損失なしに、単にｗ（ｋ）＝１とすることができる。そのようなウィンドウ関数は便宜的に方形ウィンドウ（ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒ  ｗｉｎｄｏｗ）と称される。他の一般的な形式のウィンドウはいわゆる指数関数ウィンドウであり、ｗ（ｋ）＝ｂｋであり、この場合０＜ｂ≦１である。前と同様に、ｎ番目のＢＰＳＫデータシンボルは前に述べたのと同じ数式によって次のように計算される。
【数１８】
0004210350.tif 000008
この表現の実数部および虚数部はＱＰＳＫ信号をデコードする場合に使用すべきである。
【００９６】
当業者には、指数関数または方形ウィンドウが使用される場合、係数ベクトルＣ（ｎ）は前記行列式を解くことなく再帰的に計算できることがよく知られている。
【００９７】
ステップ３０８において、第１のレーキ受信機１２６によって発生された第１の複数のトラフィックチャネルｘ１，ｘ２およびｘ３が第１の重み付けネットワーク１３０を使用して前記第１の複数の複素重み付け係数ｃ１，ｃ２およびｃ３によって重み付けされる。さらに、第２の複数のトラフィックチャネルｘ′１，ｘ′２およびｘ′３は第２のレーキ受信機１５４によって発生され第２の重み付けネットワーク１５８を使用して第２の複数の複素重み付け係数ｃ′１，ｃ′２およびｃ′３によって重み付けされる。
【００９８】
ステップ３０９において、第１の重み付けネットワーク１３０および第２の重み付けネットワーク１５８によって生成された重み付けされた信号は図１のコンバイナ１３８を使用して組み合わされてライン２００に組み合わされた信号を生成する。
【００９９】
ステップ３１４においてこの組み合わされた信号２００は図１のデインタリーバ１４０内のデインタリーババッファに格納される。
【０１００】
ステップ３１５において、前記デインタリーババッファが満たされているかが判定される。もし前記バッファが満たされていれば、フローはステップ３１０に続く。もし前記デインタリーババッファ満たされていなければ、フローはステップ３０１に戻る。
【０１０１】
ステップ３１０において、前記組み合わされた信号２００は図１のデインタリーバ１４０を使用してデインタリーブされてライン２０２におけるデインタリーブされた信号を生成する。
【０１０２】
ステップ３１１において、前記デインタリーブされた信号は図１のデコーダ１４２を使用してデコードされてライン２０４にデコードされた信号を生成する。
【０１０３】
ステップ３１２において、ライン２０４におけるデコードされた信号はスピーカ１４６のためにライン２０６における処理された信号を生成するよう処理される。
ステップ３１３において、本方法は終了する。
【０１０４】
前記第１および第２の実施形態はＣＤＭＡ移動ステーションに関して説明されたが、それらはまた同様にベースステーションにおいても実施できる。前記第１および第２の実施形態は特に前記ＩＳ−９５標準によって特定されるように逆方向チャネルが順方向チャネルと同様の構造を有するか、あるいは逆方向チャネルが少しの妨害波のみを有する、ベースステーションにとって適切なものである。
【０１０５】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、従来技術の不都合を克服しかつＤＳＳＳシステムにおいて良好に動作するＣＤＭＡ移動ステーションにおける重み付け係数を決定する改善された方法が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】無線システムにおいて使用するための移動ステーションを示すブロック図である。
【図２】図１の移動ステーションにおいて重み付け係数を決定するための第１の実施形態を示すフローチャートである。
【図３】図１の移動ステーションにおいて重み付け係数を決定するための第２の実施形態を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１００  移動ステーション
１０２  無線システム
１０４  第１のベースステーション
１０６  第２のベースステーション
１０８  第１のアンテナ
１１０  送信機セクション
１１２  受信機セクション
１１４  バンドパスフィルタ
１１６  送信機
１１８  マイクロホン
１２０  第１のフロントエンド受信機セクション
１２２  バックエンド受信機セクション
１２４  バンドパスフィルタ
１２６  第１のレーキ受信機
１２８  第１の重み付け係数決定装置
１３０  第１の重み付けネットワーク
１３２  第１のレーキフィンガ
１３４  第２のレーキフィンガ
１３６  第３のレーキフィンガ
１３８  コンバイナ
１４０  デインタリーバ
１４２  デコーダ
１４４  信号プロセッサ
１４４  スピーカ
１４８  第２のアンテナ
１５０  第２の受信機フロントエンドセクション
１５２  バンドパスフィルタ
１５３  中間周波（ＩＦ）コンバータ
１５４  第２のレーキ受信機
１５６  第２の重み付け係数決定装置
１５８  第２の重み付けネットワーク
１６０  第１のレーキフィンガ
１６２  第２のレーキフィンガ
１６４  第３のレーキフィンガ
１６３  第２のパワーメータ
１６６  第１の所望の無線周波（ＲＦ）信号
１６８  所望のＲＦ信号
１７０  第２の所望のＲＦ周波（ＲＦ）信号
【図１】
0004210350.tif 000009
【図２】
0004210350.tif 000010
【図３】
0004210350.tif 000011