(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信用圧電振動子を駆動する超音波伝搬時間検出回路における送信回路において、
前記送信用圧電振動子と並列に接続された主トランジスタと、
前記送信用圧電振動子と前記主トランジスタとの並列回路に直列に接続されたコイルと、
前記主トランジスタのオン、オフ制御を所定の周期で行うことにより前記送信用圧電振動子に自由振動を行わせるスイッチング回路とを備えた単発バースト昇圧駆動回路を有し、
前記単発バースト昇圧駆動回路は、前記主トランジスタを一定時間オン状態にして前記コイルの電流が一定値に達した後に、前記トランジスタをオフ状態にして前記送信用圧電振動子に単発の高電圧パルスを印加し、
前記コイルと電源との間に接続され、このコイルを電源から所定のタイミングで切り離す補助トランジスタと、
前記スイッチング回路からの出力を受け、前記主トランジスタがオンした直後に前記補助トランジスタをオンして前記電源とコイルとを接続し、前記主トランジスタがオフして高電圧パルスが発生した後に前記補助トランジスタをオフして前記電源とコイルとを切り離す補助トランジスタ制御回路とを有する
ことを特徴とする超音波伝搬時間検出回路における送信回路。
【請求項２】
請求項１に記載の送信回路において、前記補助トランジスタ制御回路は、
前記スイッチング回路の出力側に接続され、これより前記主トランジスタをオンする信号を入力するとローレベルの信号を出力するインバータと、
前記電源と前記インバータの出力側間に直列接続された第１の抵抗と第２の抵抗とを有し、
前記第１の抵抗と第２の抵抗の接続点と前記補助トランジスタのベースが接続され、前記インバータがローレベルの信号を出力すると、これら抵抗により分割された電圧が前記補助トランジスタのベースに印加されることにより前記補助トランジスタをオンすることを特徴とする超音波伝搬時間検出回路における送信回路。
【請求項３】
請求項１に記載の送信回路において、前記補助トランジスタ制御回路は、
ベースが前記スイッチング回路の出力側に、エミッタが接地電位レベルに接続され、前記主トランジスタをオンする信号を入力するとコレクタ・エミッタ間を導通する補助トランジスタ駆動用トランジスタと、
前記電源と前記補助トランジスタ駆動用トランジスタのコレクタ間に直列接続された第１の抵抗と第２の抵抗とを有し、
前記第１の抵抗と第２の抵抗の接続点と前記補助トランジスタのベースが接続され、前記補助トランジスタ駆動用トランジスタがオンすると、これら抵抗により分割された電圧が前記補助トランジスタのベースに印加されることにより前記補助トランジスタをオンすることを特徴とする超音波伝搬時間検出回路における送信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は超音波伝搬時間検出回路、より具体的には圧電超音波振動子を用いた超音波伝搬時間検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波伝搬時間検出回路は、送信用圧電振動子から超音波を送出し、この超音波が反射体により反射された反射波を受信用圧電振動子により検出し、この間の時間を出力することによりたとえば反射体までの距離測定を行う装置に用いられる回路である。距離測定を行うこの種の装置では、超音波伝搬時間検出回路により超音波の伝搬時間の検出を高い精度で行う程、反射体までの距離測定を正確に行うことができる。このため、超音波の伝搬時間の検出を高精度で行える超音波伝搬時間検出回路が求められている。
【０００３】
図１８および図１９は、このような従来技術における超音波伝搬時間検出回路の機能ブロック図を示したものである。これら図において、図１８と図１９の構成上の違いは、図１８では送信用圧電振動子１と受信用圧電振動子２が送受分離タイプの圧電振動子であるのに対し、図１９ではこれらが一体となった送受兼用圧電振動子３を用いている点であり、これ以外の構成要素は同じである。このため、以下の説明では重複する説明は省略する。
【０００４】
このような超音波伝搬時間検出回路の送信用圧電振動子１の駆動回路としては、振動子の振動の立上りを鋭く且つ強力にして、それによって受信信号の立上りを鋭くしＳＮ比を大きくする必要がある。そのために、後述する送信回路５５（６５）のコイルやトランスに流れている電流を急激に切断し、それを圧電振動子１に加えて高電圧を発生させることを、圧電振動子１の共振点近くの周波数に合わせて１０発前後繰返し、機械振動振幅を増大させることが考えられる。
【０００５】
図２０、図２１は送信回路５５，６５における複数発バースト昇圧回路を示した回路であり、この回路を回路５５ａ，６５ａとする。また図２２はその動作波形を示したものであり、図２２（ａ）は図２０、図２１における点Ｐの電圧波形を、図２２（ｂ）は点Ｒの電圧波形を、図２２（ｃ）は点Ｓの電圧波形を図２２（ｄ）は点Ｔの電圧波形をそれぞれ示している。点Ｐがハイレベルになっている期間ｔ１（ｔ１＝２５μｓ）は時定数Ｃ３・Ｒ４で決まり、バーストの周期ｔ２（ｔ２＝１０ｍｓ）は時定数Ｃ３・Ｒ３で決まり、ｔ１の期間だけ圧電振動子１は共振点近くの周波数で駆動される。その周期２ｔ０（ｔ０＝１．２５μｓ）は時定数Ｃ４・Ｒ６によって決まる。
【０００６】
図２０、図２１において、送信用圧電振動子１を駆動する駆動用トランジスタＱ１としては、入力インピーダンスが高く少数キャリアのストレージ効果のないＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）が優れている。つぎに図２０に示す回路の動作の理論解析を試みる。
【０００７】
図２０の回路５５ａでＱ１がＯＮしてＬ１に流れる電流がＩ０に達した時点でＱ１がＯＦＦしてからｔ時間後の点Ｓの電圧υＢは
【数１】
0004375848.tif 000002
となる。
【０００８】
ここでＶＣＣは電源電圧、ＲＯＮはＱ１のＯＮ抵抗である。また、ＣＢは送信用圧電振動子１の等価キャパシタンスＣＰと、Ｑ１の等価キャパシタンスＣ１の並列容量
【数２】
0004375848.tif 000003
であり、
【数３】
0004375848.tif 000004
であり、したがって
【数４】
0004375848.tif 000005
となる。
【０００９】
式（１）において、ｔ＝０とおけばυＢ＝Ｉ０ＲＯＮとなり、（ＶＣＣ−Ｉ０ＲＯＮ）／（２Ｒ１）をＩ０に対して無視すれば、υＢの最大値は
【数５】
0004375848.tif 000006
となる。
ここでｔＭはυＢが最大となるｔであるが、これを
【数６】
0004375848.tif 000007
と近似すれば
【数７】
0004375848.tif 000008
となる。
【００１０】
ωＢを振動子の共振点近くに合わせ、点Ｒの駆動周波数をこれに合わせたとすれば、Ｑ１がＯＮしている時間間隔ｔ０は
【数８】
0004375848.tif 000009
となる。
Ｑ１がＯＦＦしてからｔ＝ｔ０の時点では
【数９】
0004375848.tif 000010
となり、この時点でＱ１は他励発振器５７によって強制的に再びＯＮさせられ、υＢ＝０Ｖとなり、図２２（ｃ）に示すように、発振器の駆動時間ｔ１の間、周波数ｆＢ＝ωＢ／（２π）＝１／（２ｔ０）、振幅｜ＶＢ｜＝υＢＭＡＸの駆動電圧が点Ｓに発生する。
【００１１】
Ｑ１がＯＮしてからｔ０の時点にＬ１に流れている電流Ｉ０は、ＲＯＮ《Ｒ１，ＲＯＮ《π（ωＢＣＢ）ならば、Ｒ１と振動子に流れる電流が無視できるので
【数１０】
0004375848.tif 000011
となり、ＲＯＮ・ｔ０《Ｌ１の場合は
【数１１】
0004375848.tif 000012
となる。
【００１２】
たとえば、ＣＰ＝１３０ｐＦ，Ｃ１＝６０ｐＦ，ＲＯＮ＝８Ω，ｆＢ＝ωＢ／（２π）＝４００ｋＨｚとすれば、ＣＢ＝１９０ｐＦ，１／（ωＢＣＢ）＝２．０９４ｋΩ，ｔ０＝１．２５μｓとなる。
假りにＲ１＝∞とすれば、Ｌ１＝Ｏ．８３３ｍＨ，Ｌ１／ｔ０＝６６６．６Ω，ＲＯＮｔ０／Ｌ１＝０．０１２となり、式（１０）より
【数１２】
0004375848.tif 000013
となり、Ｉ０ＲＯＮ＝０．０１２ＶＣＣ，ＶＣＣ−Ｉ０ＲＯＮ＝０．９８８ＶＣＣ，
【数１３】
0004375848.tif 000014
【数１４】
0004375848.tif 000015
【数１５】
0004375848.tif 000016
となる。
【００１３】
つぎにＲ１＝１０ｋΩとすればＲ１ωＢＣＢ＝４．７７５，１／（４Ｒ１２ωＢＣＢ２）＝０．０１１，Ｌ１＝０．８２４ｍＨ，Ｌ１／ｔ０＝６５９．２Ω，ＲＯＮｔ０／Ｌ１＝０．０１２１４となり、式（１０）より
【数１６】
0004375848.tif 000017
となり、Ｉ０ＲＯＮ＝０．０１２１ＶＣＣ，ＶＣＣ−Ｉ０ＲＯＮ＝０．９８８ＶＣＣ，
【数１７】
0004375848.tif 000018
【数１８】
0004375848.tif 000019
【数１９】
0004375848.tif 000020
となる。この場合の点Ｓの電圧波形を図１８（ｂ）に示す。
【００１４】
つぎに図２１の回路６５ａにおいて、Ｑ１がＯＮして１次側のＬ１に流れる電流がＩ０に達した時点でＱ１がＯＦＦしてからｔ時間後の点Ｃの電圧υＣは式（１）と同様にして
【数２０】
0004375848.tif 000021
となる。
【００１５】
ここにｎはトランスの１次側に対する２次側の巻数比であり、Ｌ２は２次側のインダクタンスであり、ＣＣは点Ｔにおける等価キャパシタンス
【数２１】
0004375848.tif 000022
であり、
【数２２】
0004375848.tif 000023
であり、したがって
【数２３】
0004375848.tif 000024
となる。
【００１６】
式（１８）において、ｔ＝０とおけばυＣ＝−ｎ（ＶＣＣ−Ｉ０ＲＯＮ）となり、υＣが最大値υＣＭＡＸとなる時点ｔＭを式（６）のように近似すれば
【数２４】
0004375848.tif 000025
となる。
ωＣを振動子の共振点近くに合わせ、点Ｒの駆動周波数をこれに合わせたとすれば、Ｑ１がＯＮしている時間間隔ｔ０は
【数２５】
0004375848.tif 000026
となる。
Ｑ１がＯＦＦしてからｔ＝ｔ０の時点では
【数２６】
0004375848.tif 000027
となり、この時点でＱ１は他励発振器５７によって強制的に再びＯＮさせられ、υＣ＝−ｎＶＣＣとなり、図２２（ｄ）に示すように、発振器の駆動時間ｔ１の間、周波数ｆＣ＝ωＣ／（２π）＝１／（２ｔ０）の駆動電圧が点Ｔに発生する。この場合の振幅は
【数２７】
0004375848.tif 000028
となる。
Ｑ１がＯＮしてからｔ０の時点にＬ１に流れている電流Ｉ０に対して、ｎ２ＲＯＮ《Ｒ１，ｎ２ＲＯＮ《π／（ωＣＣＣ）ならば、Ｒ１と振動子に流れる電流が無視できるので、式（１０）が適用でき、ＲＯＮｔ０《Ｌ１の場合は
【数２８】
0004375848.tif 000029
となる。
【００１７】
たとえば、図２０の場合と同様に、ＣＰ＝１３０ｐＦ，Ｃ１＝６０ｐＦ，ＲＯＮ＝８Ω，ｆＣ＝ωＣ／（２π）＝４００ｋＨｚとし、ｎ＝７とすれば、ＣＣ＝１３１．２ｐＦ，１／（ωＣＣＣ）＝３．０３ｋΩ，ｔ０＝１．２５μｓとなる。假りにＲ１＝∞とすれば、Ｌ２＝１．２ｍＨ，Ｌ１＝０．０２４６ｍＨ，Ｌ１／ｔ０＝１９．６８Ω，ＲＯＮｔ０／Ｌ１＝０．４０７となり、式（１０）より
【数２９】
0004375848.tif 000030
となり、Ｉ０ＲＯＮ＝０．３３４ＶＣＣ，ＶＣＣ−Ｉ０ＲＯＮ＝０．６６６ＶＣＣ，Ｉ０／ｎ２＝ＶＣＣ／（１．１７３６ｋΩ），
【数３０】
0004375848.tif 000031
【数３１】
0004375848.tif 000032
【数３２】
0004375848.tif 000033
【数３３】
0004375848.tif 000034
となる。
【００１８】
つぎにＲ１＝１０ｋΩとすれば、Ｒ１ωＣＣＣ＝３．３，１／（４Ｒ１２ωＣ２ＣＣ２）＝０．０２３，Ｌ２＝１．１７３ｍＨ，Ｌ１＝０．０２４ｍＨ，Ｌ１／ｔ０＝１９．２Ω，ＲＯＮｔ０／Ｌ１＝０，４１７となり、式（１０）より
【数３４】
0004375848.tif 000035
となり、Ｉ０ＲＯＮ＝０．３４ＶＣＣ，ＶＣＣ−Ｉ０ＲＯＮ＝０．６６ＶＣＣ，（ＶＣＣ−Ｉ０ＲＯＮ）／（２Ｒ１ωＣＣＣ）＝０．１ＶＣＣ，
【数３５】
0004375848.tif 000036
【数３６】
0004375848.tif 000037
【数３７】
0004375848.tif 000038
【数３８】
0004375848.tif 000039
となる。
【００１９】
この場合の点Ｔの電圧波形を図２２（ｄ）に示す。以上の具体例について、図２０の回路５５ａに対する式（１２）〜（１９）と、図２１の回路６５ａに対する式（２９）〜式（３８）において、ＶＣＣの値を代入すれば具体的な数値が得られる。たとえばＶＣＣ＝５Ｖとすれば、図２０の回路５５ａに対して、式（１６）と式（１８）よりＩ０＝７．５４ｍＡ，｜ＶＢ｜＝１９Ｖとなり、図２０の回路５５ａに対して、式（３４）と（３８）よりＩ０＝２１３ｍＡ，｜ＶＣ｜＝１０７．２５Ｖとなる。このように図２０に示した回路５５ａでは、圧電振動子１の共振点近くの周波数で駆動しようとすると、ＲＯＮとＲ１の影響を無視した場合、式（１１）より
【数３９】
0004375848.tif 000040
となり、式（７）より
【数４０】
0004375848.tif 000041
となり、これ以上に昇圧することができない。
【００２０】
これに対して、図２１に示した回路６５ａでは上記と同様の条件の下で式（２８）より
【数４１】
0004375848.tif 000042
となり、式（２４）と式（２７）より
【数４２】
0004375848.tif 000043
となり、Ｉ０がｎ２ＣＣ／ＣＢ倍で、｜ＶＣ｜がｎ倍になり得る。したがって従来の複数発バースト昇圧回路としては、図２０に示す回路５５ａは使用されておらず、一般に図２１に示す回路６５ａが送信回路の複数発バースト昇圧回路として使用されている。
【００２１】
つぎに図１８、図１９に示した超音波伝搬時間検出回路の機能ブロック図の中で、受信増幅回路５６としては、約１００ｋＨｚ以上の信号に対してはＩＣ演算増幅器の利得が大きくとれないので、高周波高利得多段トランジスタ増幅回路が使用されている。図２３は従来技術における受信増幅回路５６の回路図である。この回路ではトランジスタＱ１２、Ｑ１３が受信用圧電振動子２の増幅を行う高周波高利得多段トランジスタであり、これらトランジスタＱ１２、Ｑ１３により増幅された信号が出力ＶＯＵＴとして信号レベル検出回路５７に送られる。
【００２２】
つぎに図１８、図１９に示した超音波伝搬時間検出回路の機能ブロック図の中で、信号レベル検出回路５７としては、従来は図２４に示すようなダイオードピーク検波回路が使用されており、図２５（ａ）、（ｂ）は受信信号周波数がたとえば５００ｋＨｚの場合の動作波形例を示す。この場合の送信回路は図２１に示した回路６５ａを用いている。Ｖ１は受信増幅回路の出力電圧であり、バーＶ１はその平均値であり、Ｖ１の交流分Ｖ１−（バーＶ１）が結合コンデンサＣ５１を通して検波ダイオードＤ５１、Ｄ５２に電圧Ｖ２が加わり、積分コンデンサＣ５２と放電抵抗の端子に電圧Ｖ３が生じる。Ｃ５２・Ｒ５１の時定数が信号周期に対して充分大きく、Ｃ５１》Ｃ５２ならば、Ｖ３の立上り時の任意の瞬間の値は、それ以前のＶ１の負の交流分のピーク値がＤ５１の順方向電圧ＶＦ１より大きい分だけ加わったＶ１の正の交流分からＤ５２の順方向電圧ＶＦ２を引いて残った正の部分のピーク値となる。Ｖ３は通常中速コンパレータＩＣ５１によって雑音除去の規準レベルＶ４と比較され、Ｖ３＞Ｖ４の瞬間からコンパレータの遅れｔｄだけ遅れて出力にＶＯＵＴの信号が発生する。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながらこのような従来技術における超音波伝搬時間検出回路では以下に示す問題点があった。
（１）従来の送信回路５５（６５）では十分に高い電圧により送信用圧電振動子１を駆動することができなかったため、１発のパルスでは振動子の振動振幅が小さく、超音波出力が不十分なので、複数発バースト昇圧駆動回路５５ａ，６５ａにより、駆動時間ｔ１の間に１０発程度のパルスを出力することで送信用圧電振動子１の振動振幅を時間的に増大させていた。したがって、受信用圧電振動子に到達する超音波音圧は、到達時点では小さく、受信信号出力が図２５（ａ）、（ｂ）に示しているＶ１のように立ち上がりが緩やかで、１０発程度の繰り返しによって次第に増大する傾向を示すので、受信信号のレベル検出のタイミングに誤差が生じる。したがって、超音波伝搬時間に誤差が生じ高精度な測定ができないという欠点があった。
【００２４】
また、従来の複数発バースト昇圧回路５５ａ，６５ａでは、駆動時間ｔ１の間に複数発のパルスを出力するため、送信用圧電振動子１の共振周波数に合わせた他励発振器５７が必要である。この周波数調整は抵抗Ｒ６とコンデンサＣ４により行うが、これら素子の値を適切に調整することは非常に困難であった。
さらに、複数発バースト昇圧回路５５ａでは充分に昇圧できないため実用性に欠けるという問題があった。また、複数発バースト昇圧回路６５ａでは、複数発バーストを行うことにより送信用圧電振動子１の駆動を行うことが可能であるが、このような昇圧トランスによる回路では充分に昇圧しようとすると、１次側の電流が過大となるという間題があった。
【００２５】
（２）図２３に示した従来の受信増幅回路５６では、高周波高利得多段トランジスタ増幅回路が利得を大にすると寄生発振してしまうという間題があった。このため、受信回路５６で安定した増幅が行えず、後段の信号レベル検出回路での検出が正確に行えないという問題があった。
【００２６】
（３）図２４に示した従来の信号レベル検出回路５７として使用しているダイオードピーク検波回路の動作は図２５（ａ）、（ｂ）に示されており、交流信号振幅（Ｖｐ-＋Ｖｐ+）がダイオードＤ５２とＤ５３の順方向電圧ＶＦ１とＶＦ２との和以上でないと検出できず、しかもＶＦによる温度依存性が大きい。したがって、検出レベルを使用用途等に応じて微小な値に調整することができず、検出するまでの時間遅延が生じるとともに、温度により特性の変化の影響を受けるために使用環境により測定誤差が生じるという問題があった。このため、使用環境の影響を受けること無く高精度な超音波伝搬時間の検出を行えなかった。
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、高精度で安定動作の行える超音波伝搬時間検出回路を提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明は上述の課題を解決するために、送信用圧電振動子を駆動する超音波伝搬時間検出回路における送信回路は、送信用圧電振動子と並列に接続された主トランジスタと、送信用圧電振動子と主トランジスタとの並列回路に直列に接続されたコイルと、主トランジスタのオン、オフ制御を所定の周期で行うことにより送信用圧電振動子に自由振動を行わせるスイッチング回路とを備えた単発バースト昇圧駆動回路を有する。単発バースト昇圧駆動回路は、主トランジスタを一定時間オン状態にしてコイルの電流が一定値に達した後に、トランジスタをオフ状態にして送信用圧電振動子に単発の高電圧パルスを印加する。さらに、コイルと電源との間に接続され、このコイルを電源から所定のタイミングで切り離す補助トランジスタと、スイッチング回路からの出力を受け、主トランジスタがオンした直後に補助トランジスタをオンして電源とコイルとを接続し、主トランジスタがオフして高電圧パルスが発生した後に補助トランジスタをオフして電源とコイルとを切り離す補助トランジスタ制御回路とを有する。
【００３１】
【発明の実施の形態】
次に添付図面を参照して本発明による超音波伝搬時間検出回路の実施の形態を詳細に説明する。
図９および図１０は、本発明による超音波伝搬時間検出回路の実施の形態を示す機能ブロック図である。これらの図において、図９と図１０の構成上の違いは、図１８および図１９と同様に、図９では送信用圧電振動子１と受信用圧電振動子２が送受分離タイプの圧電振動子であるのに対し、図１０ではこれらが一体となった送受兼用圧電振動子３を用いている点であり、これ以外の構成要素は同じである。このため、以下の説明では重複する説明は省略する。
【００３２】
図９に示すように、送受分離タイプの圧電振動子を用いた超音波伝搬時間検出回路は、送信用圧電振動子１、受信用圧電振動子２、送信回路５（１５）、受信増幅回路６、信号レベル検出回路７（１７）、ＲＳフリップフロップ（以下ＲＳＦＦと称す）８により構成されている。
送信回路５（１５）は送信用圧電振動子１を駆動して超音波を出力する単発バースト昇圧回路が内蔵された駆動回路である。送信回路５（１５）はまた、信号レベル検出回路７（１７）に送信雑音阻止信号を出力するとともに、送信用圧電振動子１の駆動時にＲＳＦＦ８をリセットするリセット信号を出力する。
【００３３】
送信用圧電振動子１は送信回路５（１５）により駆動されると反射体４に向けて超音波を出力する圧電超音波振動子である。受信用圧電振動子２は反射体４により反射された送信用圧電振動子１からの超音波を受信・検出する圧電超音波振動子である。受信回路６は、受信用圧電振動子２で受信・検出された微弱な信号を、後段の信号レベル検出回路７（１７）で安定した検出が行えるように、たとえば１，０００倍程度の増幅を行う増幅回路である。受信回路６は、このように１，０００倍程度の増幅を行っても、寄生発振が生じないように寄生発振防止回路が付加されている。
【００３４】
信号レベル検出回路７（１７）は、受信増幅回路６により増幅された信号が所定のレベルに達したときに超音波の検出出力を後段のＲＳＦＦ８のセット入力端子Ｓに出力する検出回路である。信号レベル検出回路７（１７）は、検出レベルを任意に調整可能であり、温度により影響を受けることがほとんどない回路構成になっている。
【００３５】
ＲＳＦＦ８は、送信用圧電振動子１の駆動時に送信回路５（１５）によりリセット端子Ｓがリセットされ、信号レベル検出回路７で反射波の検出時にセット端子Ｓをセットすることにより、超音波伝搬時間の測定を行う回路である。ＲＳＦＦ８よりＱの反転出力であるＱバー（図面上ではＱの上にバーが示してある）を超音波伝搬時間の検出出力とすることにより、超音波伝搬時間がハイレベルで出力される。
【００３６】
図１１は図９または図１０に示した超音波伝搬検出回路における波形図である。図７において、波形Ｗ、波形Ｘ、波形Ｙはそれぞれ図９および図１０の点Ｗ、点Ｘ、点Ｙに現れる波形を示している。以下、図９〜図１１を用いて超音波伝搬検出回路の動作を説明する。
送信回路５（１５）は、一定の周期ｔ２で時間幅ｔ１のタイミングパルスに従って、送信用圧電振動子１を駆動して超音波を反射体４に向けて送出するとともに、ＲＳＦＦ８をリセットして（波形Ｗ）、Ｑバー出力をハイレベルとする（波形Ｙ）。送信用圧電振動子１より送出された超音波は、受信用圧電振動子２で検出され、受信増幅回路６で増幅された後に、信号レベル検出回路７に送られる。信号レベル検出回路７では、送信回路５（１５）より入力した送信雑音阻止信号により正規の受信信号以前に生じている送信雑音を阻止し、その後の信号レベルが一定値以上に達した瞬間にＲＳＦＦ８をセットし（波形Ｘ）、このＲＳＦＦ８のＱバー出カをローレベルとする（波形Ｙ）。そして、波形Ｙに示すＲＳＦＦ８のＱバー出力のハイレベル期間の時間Ｔから超音波伝搬時間を求める。
【００３７】
このように、図５および図６に示した超音波伝搬時間検出回路は図１３および図１４に示した機能ブロックと同じであるが、送信回路５（１５）、受信回路６および信号レベル検出回路７（１７）の回路構成がそれぞれ異なっている。以下、本実施の形態のこれら回路を図面を用いて詳細に説明する。
【００３８】
本実施の形態における送信回路５（１５）は、送信用圧電振動子１の駆動回路として、ＭＯＳＦＥＴとコイルによる単発バースト昇圧駆動回路が用いられている。図１は図９または図１０に示した送信回路５の単発バースト昇圧駆動回路５ａを示す回路図であり、図２は送信回路１５の単発バースト昇圧駆動回路１５ａを示す回路図である。また、図５〜図７はこれら単発バースト昇圧駆動回路５ａ，１５ａの動作波形図である。
【００３９】
図１において、トランジスタＱ１はＭＯＳＦＥＴ、Ｌ１は昇圧コイル、Ｒ１は残響減衰用および送受兼用振動子３の場合の負荷抵抗である。また、１は送信用または送受兼用の圧電振動子であるが、本実施の形態ではこれらいずれを用いた場合も実質的には同じであるため、差異のある場合以外は送信用振動子１を例に説明する。
【００４０】
図１の回路では、２個のインバータＩＣ１とＩＣ２によって、Ｑ１のゲート（点Ａ）に図５に示すような発振電圧を与えると、Ｑ１はｔ１の間ＯＮしてＬ１の電流がＩ１に達した瞬間にＯＦＦする。これにより、点Ｂに図６に示すような単発の高電圧パルスが発生する。この動作に対しては、式（１）〜（７）においてＩ０をＩ１に置換えた式が適用できる。この場合、ＲＯＮ《Ｒ１，ＲＯＮ《ｔ１／ＣＢならば、式（１０）と同様にして
【数４３】
0004375848.tif 000044
となり、例えばＶＣＣ＝５Ｖ，Ｌ１＝０．８２ｍＨ，ｔ１＝２５μｓ，ＲＯＮ＝８ΩとするとＩ１＝１３５ｍＡとなり、図２０や図２１の場合と同じくＣＰ＝１３０ｐＦ，Ｃ１＝６０ｐＦ，ｆＢ＝４００ｋＨｚとすればＩ１／（ωＢＣＢ）＝２８２．７Ｖ，Ｉ１ＲＯＮ＝１．０８Ｖとなり、Ｒ１＝１０ｋΩの場合は式（７）よりυＢＭＡＸ≒２４３Ｖとなる。
【００４１】
以上の式（１）以降の理論は圧電振動子を等価キャパシタンスＣＰで置換えた近似的なものである。上記の条件に近い場合の図１の回路での実測値としてはＩ１＝１２５ｍＡとなり、図６に示すようにυＢＭＡＸ＝１９０Ｖとなる。本実施の形態による図１に示す回路の特性を従来の図２０に示す回路の特性と理論値間で比較すると、図１に示す回路では、図２０に示す回路に比して、Ｉ１が１３５／７．５４＝１７．９倍、υＢＭＡＸが２４３／１９＝１２．８倍となる。また、図１７に示す回路に比べても、Ｉ１が１３５／２１３＝Ｏ．６３倍、υＢＭＡＸが２４３／１０７．２５＝２．６倍となる。
【００４２】
次に、図６に示したような点Ｂの振動波形について説明する。Ｑ１を通してＬ１に流れていた電流Ｉ１はＱ１がＯＦＦすると、振動子１とＱ１のキャパシタンスＣＰ、Ｃ１を充電して急激に電圧が上昇する。この電圧がピークに達すると、充電チャージから逆にＬ１を通して電源に放電し、このＬ１の逆方向電流が減少すると、点Ｂの電圧は負となり、ＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン・ソース間の寄生ダイオードが順方向にバイアスされ、これを通してＬ１に逆方向電流が流れる。
【００４３】
この逆方向電流が減少してＬ１の電流が正に逆転すると、寄生ダイオードの逆方向ストレージチャージの放電が行なわれて、ダイオードがＯＦＦとなり、Ｌ１の正方向電流が急減する。これにより、振動子１とＱ１のキャパシタンスＣＢ（ＣＢ＝Ｃ１＋ＣＰ）を充電して点Ｂの電圧は２０〜３０Ｖに上昇し、その後、前記と同様にしてＱ１の寄生ダイオードを通してＬ１に逆方向電流が流れ、同様の過程を経て点Ｂの電圧は再び２０〜３０Ｖに上昇する。これが３〜４回繰返される。寄生ダイオードが順方向にバイアスされている間は振動子１の端子間は低インピーダンスでショートされた状態となり、振動子１は直列共振点で自由振動を行なう。
【００４４】
次に、図２の回路について説明する。この単発バースト昇圧駆動回路は、高電圧印加後にコイルＬ１を電源ＶＣＣより切り離す制御回路２７を付加したものである。この制御回路２７は、コイルＬ１と電源ＶＣＣとの間に補助トランジスタＱ２を挿入し、この補助トランジスタＱ２をインバータＩＣ３により制御している。インバータＩＣ３はハイレベルの信号を入力するとローレベルの信号を出力する。このため、点Ａがハイレベルになると抵抗Ｒ６，Ｒ７に電流が流れて補助トランジスタＱ２がオンになる。
【００４５】
図２に示すようにインバータＩＣ３の入力側は、点Ａと接地電位間に直列接続された抵抗Ｒ５とコンデンサＣ４の接続点と、アノード側が点Ａに接続されたダイオードのカソード側に接続されている。このような素子がインバータＩＣ３の入力側に接続されているため、主トランジスタＱ１がＯＮした直後に補助トランジスタＱ２がＯＮし、主トランジスタＱ１がＯＦＦして高電圧パルスが発生した後に補助トランジスタＱ２がＯＦＦする動作を行う。これによって、Ｑ１がＯＮする以前に、点Ｃの電圧は０Ｖになっているので、主トランジスタＱ１がＯＮした瞬間に振動子に電圧のショックを与えることがなく、有害な振動が発生しない。
【００４６】
この制御回路２７において、Ｑ２がＯＦＦすると、電源からＬ１に電流が流れ込まないが、Ｌ１の逆方向電流はＱ２のインバーストランジスタを通して電源へ流れる。したがって、Ｃ４・Ｒ５の時定数を適切に選んで、高電圧パルスの発生後、上記のような第１回のＬ１の逆方向電流が流れ終わる以前に、Ｑ２がＯＦＦするようにすると、第１回のＬ１の逆方向電流が減少してゼロになってからは、電流が正方向に流れ込むことがない。
【００４７】
このため、点Ｃの電圧は図７に示したように単発の高電圧パルスのみとなり、Ｌ１による後続のパルスは発生しない。振動子１は単発の高電圧パルスで駆動された後は、Ｑ１の寄生ダイオードの順方向バイアスで−ＶＦに短絡されたまま共振周波数で自由振動し、寄生ダイオードと振動子の間で振動電流が流れる。Ｌ１の逆方向電流が流れ終わった後も寄生ダイオードはストレージ効果のためにしばらく低インピーダンス状態が続き、振動子１の振動電流が流れても図７に示すように点Ｃにはしばらく振動電圧が発生しない。寄生ダイオードのストレージ効果が減少し、次第に高抵抗になるに従って振動電流が流れ込む度に、図７に示すような小さな振動電圧が発生し、振動子の残響が終了するとともに消滅する。
【００４８】
図３は、Ｑ１のゲートの駆動電圧を外部の制御回路からＶｉｎとして導入する場合の、図２に示す制御回路２７と同じ機能を持つ制御回路３７を備えた駆動回路例を示したものである。この制御回路３７では、インバータＩＣ３の代わりにＮＰＮトランジスタＱ３を用いている。このＮＰＮトランジスタＱ３は、ベースが駆動電圧Ｖｉｎに、コレクタが直列抵抗Ｒ６，Ｒ７に、エミッタが接地電位に接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ３は、ハイレベルの駆動電圧Ｖｉｎを入力すると、抵抗Ｒ６，Ｒ７に電流が流れて補助トランジスタＱ２をオンにする。
【００４９】
図１〜図３に示す回路において、Ｑ１としては前述したようにＭＯＳＦＥＴが優れており、５Ｖ程度の矩形波電圧で高速にＯＮ／ＯＦＦすることができる。上述のように、単発の高電圧パルスが発生した後は寄生ダイオードで振動子１を短絡して自由振動を可能とする。また単発パルスは式（１）で表されるような正弦半波であり、その周波数ｆＢが振動子の共振周波数に合うようにＬ１の値を選び、パルスのピーク値が所望の値になるようにＱ１のＯＮ時間ｔ１を決定することによって、任意のピーク値を持った単発パルスが容易に実現できる。
【００５０】
Ｑ１として用いるトランジスタは、上述したようにＭＯＳＦＥＴが優れている点が多いが、本発明による送信回路はとくにＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、バイポーラトランジスタでもよい。図４は図１に示したＭＯＳＦＥＴＱ１の代わりにバイポーラトランジスタＱＰを用いた送信回路５ａ’の回路図である。バイポーラトランジスタＱＰを駆動用トランジスタとして用いた場合、図４に示すようにこのトランジスタＱＰのベース側に、過電流防止のための抵抗Ｒ５とスピードアップコンデンサＣ４とを並列接続した回路を接続する。図８は図４に示した送信回路５ａ’の点Ｂｐにおける振動波形である。図８に示すように、バイポーラトランジスタＱＰを駆動用トランジスタとして用いた場合には、高電圧パルスを発生後、ＣＢ（ＣＢ＝Ｃ１’＋Ｃｐ）とＬ１，Ｒ１による自由振動が発生する。なお、図２および図３に示した送信回路においても、図１と同様にバイポーラトランジスタを駆動用トランジスタとして用いることができる。
【００５１】
図１２は、本発明による超音波伝搬時間検出回路における受信増幅回路６の実施の形態として、受信用２段トランジスタ増幅回路を示したものである。この増幅回路６では、受信用圧電振動子で検出された信号を約３０倍に増幅する１段目の増幅用トランジスタＱ１２と、このトランジスタＱ１２で増幅した信号をさらに約３３倍に増幅する２段目の増幅用トランジスタＱ１３を備えている。この増幅回路では、これら増幅用トランジスタの寄生発振を防止する回路として、コイルＬ１１とコンデンサＣ１５が直列接続された寄生発振防止回路７０と、コイルＬ１２とコンデンサＣ１６が直列接続された寄生発振防止回路７２が付加されている。すなわち、寄生発振防止回路７０は１段目の増幅用トランジスタＱ１２のコレクタに接続された負荷抵抗Ｒ１５に並列に接続され、寄生発振防止回路７２は２段目の増幅用トランジスタＱ１３のコレクタに接続された負荷抵抗Ｒ１９に並列に接続されている。
【００５２】
図１３は図１２に示す受信増幅回路６により、４００ｋＨｚの受信信号を約６０ｄＢ増幅した場合の出力電圧波形の実測例を示す波形図である。この場合の送信回路は図２に示した回路１５ａを用いている。寄生発振防止回路７０，７２のような直列共振回路を挿入しない従来の２段増幅回路では、図１３（ａ）に示す如く、約１００ｋＨｚで±１Ｖの寄生発振電圧を生じる。２段目のみにＬ１２＝１ｍＨ，Ｃ１６＝２ｎＦの寄生発振防止回路（共振周波数≒１１３ｋＨｚ）７２を挿入した場合は、図１３（ｂ）に示す如く１００ｋＨｚの寄生発振電圧が±０．２Ｖ程度に減小する。さらに、１段目にもＬ１１＝１ｍＨ，Ｃ１５＝２ｎＦの寄生発振防止回路７０を挿入した場合、図１３（ｃ）に示す如く、寄生発振は生じていない。また４００ｋＨｚの受信信号に対する出力電圧のピーク値が挿入したＬの効果でＶＣＣ＋１Ｖまで増大している。
【００５３】
図１４は本発明による超音波伝搬時間検出回路の信号レベル検出回路の実施の形態を示した回路図である。また、図１５は信号レベル検出回路７における受信信号周波数が５００ｋＨｚの場合の動作波形図である。この場合の送信回路は、図２に示した送信回路１５ａを用いており、受信信号の立ち上がりが図２５（ａ）、（ｂ）に示している従来の送信回路６５ａ（図２１）を用いた場合の受信信号の立ち上がりに比べて鋭くなっている。
【００５４】
図１４において、受信用増幅回路６の出力点Ｅと、Ｒ３１，Ｃ３１による平滑出力点Ｆに、それぞれトランジスタＱ３２とＱ３１のベースを接続してエミッタから出力を取り出すエミッタフォロワにしている。Ｑ３１の出力を抵抗Ｒ３２とＲ３３で分割した点Ｈと、Ｑ３２のエミッタに接続した結合コンデンサＣ３２の出力点Ｋとの間に負荷抵抗Ｒ３５を接続する。点Ｋの出力信号をＱ３１のエミッタ点Ｇの電圧を基準として高速コンパレータＩＣ３１で比較し、点Ｋの電圧が点Ｇの電圧より高くなった瞬間に、ＩＣ３１の出力がハイレベルとなる。
【００５５】
送信雑音阻止用のコンパレータＩＣ３２の出力もハイレベルの時に、プルアッブ抵抗Ｒ３８によって出力点Ｎの電圧が０ＶからＶＣＣに急上昇し、受信信号のレベル検出出力が得られる。図１５の中には各部の電圧レベルが記入されている。Ｑ３２のエミッタの徴分抵抗をｒｅ３２とし、Ｒ３４《Ｒ３５とすれば、点Ｋの交流信号電圧は点Ｅの交流信号電圧のＲ３４／（ｒｅ３２＋Ｒ３４）倍となり、点Ｉの電圧をＶＥとすればｒｅ３２＝２６ｍＶ・Ｒ３４／ＶＥであるからｒｅ３２／Ｒ３４＝２６ｍＶ／ＶＥとなる。
【００５６】
ＶＥ＝２ＶとすればＲ３４（ｒｅ３２＋Ｒ３４）＝０．９８７となり、点Ｅの交流信号は点Ｈのバイアス電圧を中心として点Ｋにほとんどそのままの形で伝達され、点Ｇと点Ｈの電圧差Ｖ０でレベル検出される。点Ｆの電圧をＶＢ，Ｑ３１のベース・エミッタ間電圧をＶＢＥ１とすれば
【数４４】
0004375848.tif 000045
となり、温度をＴとすれば
【数４５】
0004375848.tif 000046
となり、Ｖ０の温度特性がＶＢＥ１のそれに比して改善されていることが分かる。この回路によって受信増幅回路の出力信号はそのままの形で、Ｒ３２／Ｒ３３の比を変えることによって、任意のレベルでの検出が可能である。
【００５７】
図１６は本発明による超音波伝搬時間検出回路の信号レベル検出回路１７の実施の形態として、安価な中速コンパレータを使用した場合の回路図である。また、図１７は受信信号周波数が５００ｋＨｚの場合の動作波形図である。この場合の送信回路は図２に示した送信回路１５ａを用いており、受信信号の立ち上がりが図１５の場合と同じく鋭くなっている。図１６に示す信号レベル検出回路１７においては、図１４に示す信号レベル検出回路７の中のＲ３４の代りに、Ｃ４３、Ｒ４４およびＲ４５の積分回路を使用している。Ｃ４３は積分コンデンサ、Ｒ４４は放電抵抗、Ｒ４５は抵抗値の低い充電抵抗である。
【００５８】
結合コンデンサＣ３２の出力点Ｐの波形は図１７に示すように点Ｈの電圧からスタートして、点Ｅの信号をピーク検波した形となり、点Ｐの電圧を基準として安価な中速コンパレータＩＣ４１で比較する。中速コンパレータＩＣ４１は、点Ｐの電圧が点Ｇの電圧より高くなった瞬間よりコンパレータの遅延時間ｔｄ後にコンパレータＩＣ４１の出力がハイレベルとなり、送信雑音阻止用のコンパレータＩＣ４２の出力もハイレベルの時に、プルアップ抵抗Ｒ３８によって出力点Ｑの電圧がハイレベルとなり、受信信号のレベル検出出力が得られる。
【００５９】
この信号レベル検出回路１７は、図２４に示す従来のダイオード検波回路５７と違って、Ｑ３２に適当なバイアス電流を流すことによって、点Ｅの信号を微小レベルからピーク検波することができ、しかも温度依存性が小さい。点Ｐの波形が図１７に示すように受信信号の立上り波形の各ピーク値を保持するので、コンパレータＩＣ４１の遅延時間ｔｄが大きくても、高周波信号の任意の立上りレベルを、点Ｇと点Ｈの電圧差Ｖ０を変えることによって検出することができる。また、遅延時間ｔｄが一定の値をとるため、遅延時間ｔｄ分の補正を行って精度の高い測定を行うことが可能である。Ｖ０の温度依存性は図１４に示す回路の場合と同じく、式（４５）で表わされ、ＶＢＥ１のそれに比して改善されている。
【００６０】
【発明の効果】
以上、詳細に説明したように本発明によれば、高精度で安定した動作を行うことのできる超音波伝搬時間検出回路を実現することが可能となる。すなわち、本発明による送信回路は、単発バースト昇圧駆動回路によって、適当な電流値で、送信用圧電振動子に適当な電圧の単発高電圧パルスを印加してから、振動子に共振点で自由振動を行わせることが容易にできる。これにより、共振周波数での他励発振器が不要となり、且つ立上りが鋭く残響の少ない安定した超音波の送信が可能となる。したがって、受信信号の立ち上がりが鋭くなり、近距離の超音波伝搬時間を正確に検出することができる。
また、本発明によれば、受信増幅回路として使用する高周波高利得多段トランジスタ増幅回路の寄生発振防止手段により充分な高利得が得られ、安定な受信増幅が可能となる。
さらに本発明による信号レベル検出回路によれば、温度依存性が少なく、微小信号レベルの検出も可能となり、受信信号の立上りの瞬間を精度よく検出できる。  以上の本発明の中のどれか１つを採用しても有効であるが、これらを組合せることによって、さらに高精度の高速超音波伝搬時間検出回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による超音波伝搬時間検出回路の送信回路における実施の形態として、ＭＯＳＦＥＴを駆動用トランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆動回路を用いたときの回路図である。
【図２】本発明による超音波伝搬時間検出回路の送信回路における実施の形態として、ＭＯＳＦＥＴを駆動用トランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆動回路を用いたときの他の回路図である。
【図３】本発明による超音波伝搬時間検出回路の送信回路における実施の形態として、ＭＯＳＦＥＴを駆動用トランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆動回路を用いたときの他の回路図である。
【図４】本発明による超音波伝搬時間検出回路の送信回路における実施の形態として、バイポーラトランジスタを駆動用トランジスタとして備えた単発バースト昇圧駆動回路を用いたときの回路図である。
【図５】図１〜図４に示した送信回路における点Ａの波形図である。
【図６】図１に示した送信用圧電振動子の駆動回路の動作波形図である。
【図７】図２および図３に示した送信用圧電振動子の駆動回路の動作波形図である。
【図８】図４に示した送信用圧電振動子の駆動回路の動作波形図である。
【図９】本発明による超音波伝搬時間検出回路の実施の形態を示す送受分離タイプの圧電振動子を用いたときの機能ブロック図である。
【図１０】本発明による超音波伝搬時間検出回路の実施の形態を示す送受兼用タイプの圧電振動子を用いたときの機能ブロック図である。
【図１１】図９および図１０に示した超音波伝搬時間検出回路の点Ｗ、点Ｘ、点Ｙにおける波形図である。
【図１２】本発明による超音波伝搬時間検出回路における受信増幅回路の実施の形態を示す回路図である。
【図１３】図１２に示した受信増幅回路の動作波形図である。
【図１４】本発明による超音波伝搬時間検出回路の信号レベル検出回路の実施の形態として高速コンパレータを使用したときの回路図である。
【図１５】図１４に示した信号レベル検出回路の動作波形図である。
【図１６】本発明による超音波伝搬時間検出回路の信号レベル検出回路の実施の形態として中速コンパレータを使用したときの回路図である。
【図１７】図１６に示した信号レベル検出回路の動作波形図である。
【図１８】従来技術における超音波伝搬時間検出回路の送受分離タイプの圧電振動子を用いたときの機能ブロック図である。
【図１９】従来技術における超音波伝搬時間検出回路の送受兼用タイプの圧電振動子を用いたときの機能ブロック図である。
【図２０】複数発バースト昇圧駆動回路を用いた従来技術における送信回路の回路図である。
【図２１】複数発バースト昇圧駆動回路を用いた従来技術における他の送信回路の回路図である。
【図２２】図２０および図２１に示した複数発バースト昇圧駆動回路の動作波形図である。
【図２３】従来技術における受信増幅回路の回路図である。
【図２４】従来技術における信号レベル検出回路の回路図である。
【図２５】図２４に示した信号レベル検出回路の動作波形図である。
【符号の説明】
１    送信用圧電振動子
２    受信用圧電振動子
３    送受兼用圧電振動子
４    超音波反射体
５，１５    送信回路
５ａ，１５ａ    単発バースト昇圧回路
６    受信増幅回路
７，１７    信号レベル検出回路
８    ＲＳＦＦ
２７，３７  制御回路
７０，７２  寄生発振防止回路
【図１】
0004375848.tif 000047
【図２】
0004375848.tif 000048
【図３】
0004375848.tif 000049
【図４】
0004375848.tif 000050
【図５】
0004375848.tif 000051
【図６】
0004375848.tif 000052
【図７】
0004375848.tif 000053
【図８】
0004375848.tif 000054
【図９】
0004375848.tif 000055
【図１０】
0004375848.tif 000056
【図１１】
0004375848.tif 000057
【図１２】
0004375848.tif 000058
【図１３】
0004375848.tif 000059
【図１４】
0004375848.tif 000060
【図１５】
0004375848.tif 000061
【図１６】
0004375848.tif 000062
【図１７】
0004375848.tif 000063
【図１８】
0004375848.tif 000064
【図１９】
0004375848.tif 000065
【図２０】
0004375848.tif 000066
【図２１】
0004375848.tif 000067
【図２２】
0004375848.tif 000068
【図２３】
0004375848.tif 000069
【図２４】
0004375848.tif 000070
【図２５】
0004375848.tif 000071