(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信信号の増幅度を可変する自動利得制御回路と、
前記受信信号の電界強度を計測する計測回路と、
前記計測回路の出力信号に応じて前記自動利得制御回路の増幅度を調整する第１の制御信号を生成する信号生成回路と、
前記第１の制御信号に応じて調整された前記自動利得制御回路から出力される信号をベースバンドの信号に復調する復調回路と、
前記復調回路の出力信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換器と、
前記アナログ・デジタル変換器の出力信号から電力を計算し、前記信号生成回路に供給する電力計算回路とを具備し、
前記信号生成回路は前記電力計算回路から供給された電力に応じて前記自動利得制御回路の増幅度を調整する第２の制御信号を生成し、
前記信号生成回路は、複数の基準電圧を有し、前記計測回路の出力信号を複数のレベルに分解する複数の比較回路と、
前記複数の比較回路の出力信号が供給されるレベルシフト回路と、
前記電力計算回路の出力信号をデシベル値に換算する換算回路と、
第１の入力端に前記レベルシフト回路の出力信号が供給され、第２の入力端に前記換算回路の出力信号が供給され、これら第１、第２の入力端を順次切替えるスイッチ回路と、  前記スイッチ回路の出力信号が供給され、前記第１、第２の制御信号を生成する第２の補正回路と、
前記第２の補正回路から供給される前記第１、第２の制御信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換器とを具備することを特徴とするＯＦＤＭ信号受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば無線ＬＡＮのようなシステムに適用される例えばＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）信号の受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ信号は、マルチキャリア方式と呼ばれ、複数のサブキャリア信号にデータが割り付けられている。また、各サブキャリア信号がＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）によって信号の振幅方向に情報を持っている。このため、信号の最大振幅と最小振幅の比が大きくなり、受信回路には大きなダイナミックレンジが要求される。ＯＦＤＭ信号の受信処理には、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）等のデジタル信号処理が利用され、受信信号のデジタル化には、信号帯域の２倍程度のサンプリング速度を有するＡＤＣ（Analog Digital Converter）が用いられる。
【０００３】
ＡＤＣのサンプリングビット数は、受信信号のダイナミックレンジに合わせて設計される必要が有る。しかし、高速で多ビットのＡＤＣを実現することは技術的に困難である。このため、必要最小限のビット数のＡＤＣを用いることが重要である。
【０００４】
無線通信において受信される信号は、伝送距離や障害物の有無等によってその電力が大幅に変動する。例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａで規定されている無線ＬＡＮは、−８２ｄＢｍ〜−３０ｄＢｍという大きな受信電力差にも対応できることを要求している。このため、一般には、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプと呼ばれる可変利得アンプを用いて、受信電力のばらつきを吸収し、都合のよい信号振幅レベルに調整した後、ＡＤＣによってサンプリングしている。
【０００５】
図１０は、従来のＯＦＤＭ信号受信回路の構成を概略的に示している。この受信回路は、例えばアンテナ切替え方式のダイバシティが用いられている。第１、第２のアンテナ１１、１２はアンテナ切替回路１３を介してＲＦ回路１４に接続されている。このＲＦ回路１４は、受信信号を中間周波（ＩＦ）に変換する。ＲＦ回路１４の出力端には、ＡＧＣ回路１５が接続されている。このＡＧＣ回路１５は、図示せぬＡＧＣアンプを有し、後述するＡＧＣ信号生成回路２０から供給される制御信号に応じて、ＡＧＣアンプの増幅度を調整する。このＡＧＣ回路１５の出力信号は、ＩＦ回路１６に供給される。このＩＦ回路１６は中間周波をベースバンドに変換する。このＩＦ回路１６の出力信号はＩＱ検出回路１７に供給される。このＩＱ検出回路１７は、所謂直交復調器であり、ベースバンドの信号からＩ，Ｑ信号を検出する。
【０００６】
一方、前記ＲＦ回路１４の出力信号はＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）回路１８に供給される。このＲＳＳＩ回路１８は、ＲＦ回路１４の出力信号より、受信電界強度を計測する。この計測された受信電界強度は、ｄＢ（デシベル）に換算されている。ＲＳＳＩ回路１８の出力信号はＬＰＦ（Low Pass Filter）１９を介してＡＧＣ信号生成回路２０に供給される。このＡＧＣ信号生成回路２０は、例えばＡＤＣ２１、ＡＧＣ補正回路２２、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）２３により構成されている。
【０００７】
前記ＬＰＦ１９の出力信号はＡＤＣ２１を介してＡＧＣ補正回路２２に供給される。このＡＧＣ補正回路２２は、ＬＰＦ１９の出力信号より、ＡＧＣの補正値を算出する。この補正値はＤＡＣ２３によりアナログ信号に変化され、ＡＧＣ回路１５に供給される。このようにして、ＡＧＣ回路１５が受信信号の電力に応じて制御される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記受信電界強度を計測するＲＳＳＩ検出回路１８の出力信号を用いたＡＧＣ回路の制御方式は、次のような課題を有している。
【０００９】
ＲＳＳＩ回路１８は、一般にＩＦ段に設けられるため、広帯域な信号の電力を積算している。したがって、所望帯域外の成分がノイズフロアを増加させてしまうため、受信電力が低い場合、正確に受信電界強度を計測することが困難であった。
【００１０】
また、ＲＦ回路１４は、例えばＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタを用いて所望周波数帯域の信号を抽出している。しかし、ＩＥＥＥ８０２．１１ａで規定している２０ＭＨｚ毎にチャネル周波数が設定されている無線ＬＡＮシステムにおいて、隣接チャネルの伝送信号を十分に排除することは困難である。したがって、ＲＳＳＩ回路１８は、このような所望帯域外の信号も合わせて受信電界強度を計測してしまうことがあった。
【００１１】
さらに、受信電界強度の計測期間において、受信電力は一定ではない。このため、計測精度を高めるためには時定数が十分に長いＬＰＦを用いた平滑化処理が必要である。しかし、無線ＬＡＮ等に用いられているプリアンブル期間は非常に短く、この期間内にＡＧＣの動作を完了させることが困難であった。
【００１２】
具体的には、無線ＬＡＮシステムにおいて、ＡＧＣの制御信号を確定するには、パケットの先頭に付加されたプリアンブル部を利用することが可能である。このプリアンブル部は、送出パターンが既知で、１６μｓｅｃの期間を有している。このプリアンブル期間うち、振幅特性がほぼ安定した８μｓｅｃの時間を受信電界強度の測定に利用できる。しかし、実際には、プリアンブル期間にＡＦＣ（Automatic Frequency Control）等の処理も行う必要がある。このため、受信電界強度の計測に利用できる期間は、４μｓｅｃのみである。
【００１３】
しかも、無線ＬＡＮシステムは、マルチパス等によるフェーディングの影響を緩和するため、上記のように、２本のアンテナを用いたダイバシティ受信を行う。このため、アンテナ１本当りの計測時間は２μｓｅｃのみとなる。
【００１４】
前述したように、ＲＳＳＩ検出回路を用いた計測は、プリアンブルパターン自体の振幅変動を平滑化するためにＬＰＦを用いる必要がある。このため、残存リプルによる測定誤差と平滑化に要する時間はトレードオフの関係にあり、２μｓｅｃで計測を行うためには、±０．５ｄＢの残存リプルが測定誤差を発生する可能性がある。
【００１５】
また、図１０に示すように、ＲＳＳＩ検出回路１８やＡＧＣ回路１５の特性の非線形性、及び部品特性のばらつきを補正するため、ＲＳＳＩ検出回路１８の検出結果をＡＤＣ２１でサンプリングし、ＡＧＣ補正回路２２によりデジタル処理によって補正した後、ＤＡＣ２３によってＡＧＣ回路１５の制御信号を生成している。しかし、この構成においても、ＡＤＣ２１、ＤＡＣ２３に非線形特性や部品の特性にばらつきがあり、十分な測定精度を得ることが困難であった。
【００１６】
一方、ＲＳＳＩ検出回路を用いず、デジタル処理によって受信電力を計測し、この計測結果に基づきＡＧＣ回路の制御信号を生成する方式が考えられる。この場合、受信電力の移動平均処理を行うことにより、プリアンブルパターンの振幅変動から残存リプルを完全に除去することができる。プリアンブルパターンの周期性を考えると４００ｎｓｅｃの移動平均処理が必要である。これには、受信信号をＡＤＣによりサンプリングする必要がある。
【００１７】
しかし、上述したように受信信号は大きなダイナミックレンジを有している。このため、受信信号を正確にサンプリングするためにはビット数の大きなＡＤＣを用いる必要がある。すなわち、例えば１０ビットのＡＤＣを用いて受信電界強度を計測すると仮定すると、約３０ｄＢ程度のダイナミックレンジしかない。このため、無線ＬＡＮのように、５０ｄＢ以上のダイナミックレンジを有する受信信号を１回の動作でサンプリングするためには、１０ビット以上の大きな回路規模のＡＤＣを用いる必要がある。また、デジタル処理による計測は、ＡＤＣ、ＬＰＦ、移動平均等の処理全体で１μｓｅｃ程度の処理時間を要する。このため、ビット数の小さなＡＤＣを用いて複数回計測を繰り返していたのでは２μｓｅｃ以内で計測を完了できない。
【００１８】
上記のように、ＲＳＳＩ検出回路を用いた従来のＡＧＣ回路の調整方式は、ダイナミックレンジは十分であるが、短時間で十分な精度を得ることが困難であった。また、デジタル処理によるＡＧＣ回路の調整方式は、少ないビット数のＡＤＣで精度良く、且つ高速に入力信号の振幅を調整することができない。このため、予めＡＤＣのビット数に余裕を持たせた設計を行う必要があり、ＡＤＣの回路規模が大きくなるという問題を有している。
【００１９】
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、受信電界強度を短時間で高精度に計測することができ、ＡＧＣ回路の調整誤差を低減することが可能なＯＦＤＭ信号受信回路を提供しようとするものである。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の一態様によるＯＦＤＭ信号受信回路は、受信信号の増幅度を可変する自動利得制御回路と、前記受信信号の電界強度を計測する計測回路と、前記計測回路の出力信号に応じて前記自動利得制御回路の増幅度を調整する第１の制御信号を生成する信号生成回路と、前記第１の制御信号に応じて調整された前記自動利得制御回路から出力される信号をベースバンドの信号に復調する復調回路と、前記復調回路の出力信号をデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換器と、前記アナログ・デジタル変換器の出力信号から電力を計算し、前記信号生成回路に供給する電力計算回路とを具備し、前記信号生成回路は前記電力計算回路から供給された電力に応じて前記自動利得制御回路の増幅度を調整する第２の制御信号を生成し、前記信号生成回路は、複数の基準電圧を有し、前記計測回路の出力信号を複数のレベルに分解する複数の比較回路と、前記複数の比較回路の出力信号が供給されるレベルシフト回路と、前記電力計算回路の出力信号をデシベル値に換算する換算回路と、第１の入力端に前記レベルシフト回路の出力信号が供給され、第２の入力端に前記換算回路の出力信号が供給され、これら第１、第２の入力端を順次切替えるスイッチ回路と、前記スイッチ回路の出力信号が供給され、前記第１、第２の制御信号を生成する第２の補正回路と、前記第２の補正回路から供給される前記第１、第２の制御信号をアナログ信号に変換するデジタル・アナログ変換器とを具備することを特徴とする。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２２】
（参考例）
図１は、本発明の参考例を示すものであり、図１０と同一部分には同一符号を付し、異なる部分について説明する。
【００２３】
図１において、ＲＦ回路１４の出力端にはＲＳＳＩ検出回路１８が接続されている。ＲＳＳＩ検出回路１８の接続位置は、ＲＦ回路１４の出力端に限定されるものではなく、中間周波段の他の箇所でも良い。ＲＳＳＩ検出回路１８から出力されるＲＳＳＩ検出信号は、ＬＰＦ１９を介してＡＧＣ信号生成回路３１に供給される。このＡＧＣ信号生成回路３１は、ＡＤＣ２１、ＡＧＣ補正回路２２、ＤＡＣ２３に加えて、ＲＳＳＩ補正回路３２、レベルシフト回路３３、ｄＢ換算回路３４、スイッチ回路３５を有している。
【００２４】
ＲＳＳＩ補正回路３２は、ＲＳＳＩ検出回路１８に用いられているＲＳＳＩアンプの非線形性を補正する。すなわち、ＲＳＳＩ補正回路３２は、ＡＤＣ２１から出力されるデジタル化されたＲＳＳＩ検出信号を線形に補正する。このＲＳＳＩ補正回路３２の出力信号は、レベルシフト回路３３に供給され、所定のレベルにシフトされる。このレベルシフト回路３３の出力信号はスイッチ回路３５の一方入力端に供給される。このスイッチ回路３５の他方入力端には、後述するｄＢ換算回路３４の出力信号が供給される。このスイッチ回路３５は、ＡＧＣ回路１５を調整する時、例えば１μｓｅｃ毎に入力信号を切替える。すなわち、ＡＧＣ回路１５の調整時、スイッチ回路３５は、先ずレベルシフト回路３３の出力信号を選択し、１μｓｅｃ経過後、前記ｄＢ換算回路３４の出力信号を選択する。このスイッチ回路３５の出力信号は前記ＡＧＣ補正回路２２に供給される。
【００２５】
一方、ＩＱ検出回路１７から出力されるベースバンドのＩ、Ｑ信号はそれぞれＡＤＣ３６、３７に供給される。これらＡＤＣ３６、３７によりサンプリングされたＩ、Ｑ信号は、受信電力計算回路３８に供給される。この受信電力計算回路３８は、サンプリングされたＩ、Ｑ信号からベースバンド信号の電力を算出する。すなわち、この受信電力計算回路３８は、例えばデジタルフィルタ３９及び電力積算処理回路４０により構成されている。デジタルフィルタ３９は、Ｉ、Ｑ信号から所望帯域の信号成分を抽出する。この抽出されたＩ、Ｑ信号は電力積算処理回路４０に供給される。この電力積算処理回路４０は、Ｉ、Ｑ信号を移動平均処理し、電力を算出する。この電力積算処理回路４０により算出された電力は前記ｄＢ換算回路３４に供給される。
【００２６】
ｄＢ換算回路３４は、例えばＲＯＭにより構成されている。このＲＯＭには積算電力をｄＢに換算した複数のｄＢ換算値が記憶されている。これらｄＢ換算値は電力積算処理回路４０から供給される電力に対応して読み出される。このｄＢ換算回路３４から出力された信号は前記スイッチ回路３５の他方入力端に供給される。
【００２７】
尚、図１において、受信信号中のデータを処理するデータ処理系の構成は省略している。
【００２８】
図２は、前記デジタルフィルタ３９の一例を示すものである。このデジタルフィルタ３９は、例えば周知のＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタにより構成されている。すなわち、デジタルフィルタ３９は、シフトレジスタを構成する直列接続された複数の遅延素子（Ｄ）５１−１、５１−２〜５１−ｎ−１、５１−ｎと、複数の乗算器５２−０、５２−１〜５２−ｎと、加算器５３とにより構成されている。乗算器５２−０、５２−１〜５２−ｎは、遅延素子５１−１〜５１−ｎの入力端及び出力端に接続され、遅延素子５１−１〜５１−ｎの入力信号及び出力信号に所定の値Ｗ０〜Ｗｎを乗算して重み付けする。加算器５３は、乗算器５２−０、〜５２−ｎの出力信号を順次加算することにより、所望の帯域の信号を抽出する。
【００２９】
図３は、前記電力積算処理回路４０の一例を示すものである。この電力積算処理回路４０は、Ｉ、Ｑ信号の二乗和を計算する演算回路５６と、例えばシフトレジスタを構成する直列接続された複数の遅延素子（Ｄ）５４−１、５４−２〜５４−ｎと、加算器５５とにより構成されている。演算回路５６の出力信号は遅延素子５４−１に供給される。遅延素子５４−１〜５４−ｎの入力端及び出力端は加算器５５に接続されている。加算器５５は、遅延素子５１−１〜５１−ｎの入力信号及び出力信号を順次加算することにより、Ｉ、Ｑ信号から求めた電力値の移動平均を計算する。このようにして電力積算処理回路４０において計算された電力は、図１に示すｄＢ換算回路３４に供給される。
【００３０】
次に、図１に示す回路の概略的な動作について説明する。
【００３１】
上記ＲＳＳＩ検出回路１８は、入力信号に対するダイナミックレンジが広いという特徴を有している。このため、計測値に高精度を求めなければ、短時間の平滑化処理で計測を完了できる。しかし、ＲＳＳＩ検出回路１８は、所望帯域外の信号も検出してしまうため、ノイズフロアが増加する。このため、ＲＳＳＩ検出回路１８の出力信号に基づいて高精度のＡＧＣ制御信号を生成することは困難である。
【００３２】
また、受信電力計算回路３８は、ＡＤＣ３６、３７から出力され、デジタルフィルタ３９を通過したＩ、Ｑ各々のデジタル信号から、電力積算処理回路４０により積算電力を算出している。このため、受信電力を高精度に計測でき、この計測値に基づき、ＡＧＣ補正回路２２において、高精度のＡＧＣ制御信号を生成することができる。しかし、ＡＤＣ３６、３７は、入力信号のレベルが変換に適したレベルでない場合、サンプリング誤差が生じる。このため、電力積算処理回路４０において、積算電力の誤差が大きくなってしまう。
【００３３】
そこで、参考例は、先ず、ＲＳＳＩ検出回路１８及びＡＧＣ信号生成回路３１を用いて第１の制御信号を生成する。この第１の制御信号によりＡＧＣ回路１５を調整し、ベースバンド信号がＡＤＣ３６、３７の変換範囲内に収まるように設定する。次に、受信電力計算回路３８及びＡＧＣ信号生成回路３１を用いて第２の制御信号を生成する。この第２の制御信号によりＡＧＣ回路１５を正確に調整する。
【００３４】
図４は、上記ＡＧＣ回路１５の調整タイミングを示している。ＡＧＣ回路１５の調整は、図４に示すように、プリアンブル部において、受信信号の電力が比較的安定している期間に行われる。すなわち、プリアンブル部の始めの４μｓｅｃの期間内に、第１、第２のアンテナ１１、１２の受信電力をそれぞれ測定し、ＡＧＣ回路１５を調整する。このため、１本のアンテナ当たりに使用できるＡＧＣ回路１５の調整時間は２μｓｅｃであり、この２μｓｅｃの時間内に第１、第２の制御信号を用いたＡＧＣ調整が行われる。
【００３５】
次に、１本のアンテナに関するＡＣＧ回路１５の調整動作について具体的に説明する。
【００３６】
ＡＧＣ回路１５を調整する際、前記スイッチ回路３５は、先ず、レベルシフト回路３３の出力信号を選択している。この状態において、ＲＦ回路１４はアンテナ切替え回路１３から供給される高周波信号を中間周波に変換する。ＲＦ回路１４の出力信号はＡＧＣ回路１５に供給されるとともに、ＲＳＳＩ回路１８に供給される。ＡＧＣ回路１５は、ＡＧＣ信号生成回路３１から供給される制御信号に基いて受信信号に対する増幅度を可変し、抽出されるベースバンド信号が所望の振幅を持つように制御する。ＡＧＣ回路１５から出力された中間周波信号は、ＩＦ回路１６に供給される。
【００３７】
ＲＳＳＩ回路１８は、中間周波信号を包絡線検波し、信号強度をｄＢ値に換算した信号に変換する。このＲＳＳＩ回路１８の出力信号は、適切な時定数を有するＬＰＦ１９によって平滑化される。このＬＰＦ１９の出力信号はＡＤＣ２１によりデジタル信号に変換されてＲＳＳＩ補正回路３２に供給される。このＲＳＳＩ補正回路３２において非線形性を補正された信号はレベルシフト回路３３により所定のレベルシフトされ、スイッチ回路３５を介してＡＧＣ補正回路２２に供給される。このＡＧＣ補正回路２２は、ＡＧＣ回路１５に用いられるＡＧＣアンプの非線形性を補正する。すなわちＡＧＣ補正回路２２は、ＡＧＣ回路１５の増幅度がスイッチ回路３５の出力と一致する様にＤＡＣ２３への出力信号を補正する。この補正値はＤＡＣ２３によりアナログ信号に変化され、第１の制御信号としてＡＧＣ回路１５に供給される。このようにして、ＡＧＣ回路１５が第１の制御信号に応じて制御される。
【００３８】
次に、第１の制御信号によるＡＧＣ回路１５の増幅度調整が安定化する時刻を待って、受信電力計算回路３８で積算電力を算出する。この時、前記スイッチ回路３５は、他方の入力端を選択する。
【００３９】
この状態において、ＩＦ回路１６はＡＧＣ回路１５から出力される中間周波信号をベースバンドの信号に変化する。このベースバンドの信号はＩＱ検出回路１７に供給される。このＩＱ検出回路１７は入力された信号を直交復調し、ベースバンドのＩ、Ｑ信号を出力する。このＩ、Ｑ信号はそれぞれＡＤＣ３６、３７に供給される。ＡＧＣ回路１５は、第１の制御信号により、その出力信号レベルがＡＤＣ３６、３７の変換範囲内に設定されている。このため、ＡＤＣ３６、３７は、Ｉ、Ｑ信号を確実にサンプリングすることができる。このように、ＡＤＣ３６、３７は、受信処理に必要なビット数のデジタル信号を出力する。このデジタル信号は、デジタルフィルタ３９に供給される。このデジタルフィルタ３９は、前述した動作により、入力されたデジタル信号から受信対象チャネルの周波数帯域成分のみを抽出する。この抽出されたベースバンド信号は、電力積算処理回路４０に供給される。この電力積算処理回路４０は、前述した動作により、Ｉ、Ｑ信号成分の二乗和からベースバンド信号の電力を算出し、これを移動平均処理して受信電力を平滑化した電力を算出する。
【００４０】
電力積算処理回路４０により算出された電力は、ＡＧＣ信号生成回路３１のｄＢ変換回路３４に供給される。このｄＢ変換回路３４は、供給された電力に対応するｄＢ換算値を読み出し出力する。このｄＢに換算された電力は、スイッチ回路３５を介してＡＧＣ補正回路２２に供給される。このＡＧＣ補正回路２２は、供給された信号に応じてＡＧＣの補正値を算出する。この補正値は、前記受信電力計算回路３８により精密に計測された受信電力に基づいて算出されている。したがって、前述したＲＳＳＩ回路１８の出力信号に基づいて算出された補正値より正確な値である。この補正値はＤＡＣ２３によりアナログ信号に変化され、第２の制御信号としてＡＧＣ回路１５に供給される。ＡＧＣ回路１５は、第２の制御信号に基づき、ＡＧＣアンプの利得をより正確に制御する。
【００４１】
無線ＬＡＮシステムは、前述したように、受信信号の電力が安定しているプリアンブル期間に上記ＡＧＣ回路１５の調整を行い、電力が変動するデータ受信期間ではＡＧＣ回路１５を上記調整した状態に固定する。
【００４２】
参考例において、アンテナ切替えは要旨ではないため、具体的な説明は省略する。しかし、アンテナ切替えとＡＧＣ回路の調整との関係は次のようにすればよい。例えば図４に示すように、先ず、第１のアンテナ１１を選択してＡＧＣ回路１５を調整し、その後、第２のアンテナ１２を選択してＡＧＣ回路１５を調整する。この時、第１のアンテナ１１に対応する第２の制御信号を例えばメモリ４１に記憶しておく。このメモリ４１は、例えばＤＡＣ２３とＡＧＣ回路１５の間に設けられる。第２のアンテナ１２を選択してＡＧＣ回路１５を調整した後、受信電界強度に応じて第１又は第２のアンテナ１２が切替えられる。この場合、例えば第１のアンテナ１１の受信電界強度が第２のアンテナ１２のそれより強い場合、第１のアンテナ１１が選択される。これに伴い、前記メモリ４１に記憶された前記第２の制御信号を読み出し、第２の制御信号に応じてＡＧＣ回路１５を調整すればよい。
【００４３】
また、受信電界強度に応じて第２のアンテナ１２が選択された場合、ＤＡＣ２３から出力されている第２の制御信号に応じてＡＧＣ回路１５が調整される。
【００４４】
上記参考例によれば、ＡＧＣ回路１５を調整する際、先ず、ＲＳＳＩ検出回路１８及びＡＧＣ信号生成回路３１を用いて第１の制御信号を生成し、この第１の制御信号により、ＡＧＣ回路１５を調整することにより、ベースバンドの信号レベルをＡＤＣ３６、３７の変換範囲内に収まるように設定し、この後、受信電力計算回路３８及びＡＧＣ信号生成回路３１を用いて生成した第２の制御信号を用いて、ＡＧＣ回路１５を調整している。このため、大きなダイナミックレンジを有するＲＳＳＩ検出回路１８と、正確に受信電力を算出できる受信電力計算回路３８の利点を用いて受信電界強度を高精度に計測することができ、ＡＧＣ回路１５を高精度、且つ短時間に調整することができる。
【００４５】
しかも、第１の制御信号を用いて、ＡＧＣ回路１５を調整することにより、ＡＤＣ３６、３７のビット数を必要最小限のビット数に削減することができる。このため、ＡＤＣ３６、３７の回路規模を縮小できる利点を有している。
【００４６】
また、ＡＧＣ信号生成回路３１はＡＤＣ２１、ＲＳＳＩ補正回路３２を有している。このため、ＲＳＳＩ回路１８から出力される信号の非線形性をデジタル処理によって補正できる。さらに、部品毎の特性ばらつきについても、同様に補正することが容易になる。
【００４７】
（第１の実施形態）
図５は、本発明の第１の実施形態を示している。図５において、図１と同一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【００４８】
例えば１０ビットのＡＤＣ３６、３７によりサンプリングされた信号から電力を計測できるダイナミックレンジは、原理的には約６０ｄＢである。しかし、入力信号の振幅が小さい時、量子化誤差の影響で高精度に電力を計測することができない。このため、現実的には３０ｄＢ程度の狭いダイナミックレンジしか計測ができない。
【００４９】
そこで、第１の実施形態では、ＲＳＳＩ検出回路１８の出力信号を前記狭いダイナミックレンジよりもさらに狭い範囲、例えば２０ｄＢ程度に分解できるように何段階かの比較器で判別する。この判別された範囲の信号に応じて、第１の制御信号を生成し、この第１の制御信号によってＡＧＣ回路１５を調整することにより、受信電力計算回路３８で精度良く計測できるＩ、Ｑ信号を生成する。
【００５０】
すなわち、参考例において、ＡＧＣ信号生成回路３１はＡＤＣ２１、ＲＳＳＩ補正回路２２を有していた。これに対して、第１の実施形態におけるＡＧＣ信号生成回路３１は、ＡＤＣ２１、ＲＳＳＩ補正回路２２に代えて、比較回路６１を有している。この比較回路６１は、ＲＳＳＩ検出回路１８の出力信号を受信電力計算回路３８の測定レンジ内に入るように調整する。
【００５１】
図６は、比較回路６１の一例を示している。この比較回路６１は、例えば複数の比較器６１−１〜６１−４により構成されている。これら比較器６１−１〜６１−４の非反転入力端は共通接続され、反転入力端にはそれぞれ異なる基準電位Ｖref1〜Ｖref4が供給されている。これら比較器６１−１〜６１−４の出力端は、それぞれレベルシフト回路３３に供給される。
【００５２】
第１の実施形態において、ＡＧＣ回路１５の調整動作は、参考例と同様である。すなわち、先ず、ＲＳＳＩ検出回路１８及び比較回路６１を含むＡＧＣ信号生成回路３１を用いて第１の制御信号を生成し、この第１の制御信号により、ＡＧＣ回路１５を調整する。これにより、ベースバンドの信号レベルをＡＤＣ３６、３７の変換範囲内に収まるように設定する。この後、受信電力計算回路３８及びＡＧＣ信号生成回路３１を用いて生成した第２の制御信号を用いて、ＡＧＣ回路１５を調整する。
【００５３】
第１の実施形態によれば、ＡＧＣ信号生成回路３１に比較回路６１を設け、この比較回路６１により、ＲＳＳＩ検出回路１８から供給される信号のレベルを狭い範囲に分解し、この比較回路６１の出力信号に応じて生成された第１の制御信号によってＡＧＣ回路１５を調整している。このため、受信電力計算回路３８で精度良く計測できるＩ、Ｑ信号を生成することができる。したがって、高精度に受信信号の電力を計測できるため、ＡＧＣ回路１５を正確に調整できる。
【００５４】
しかも、比較回路６１は、参考例におけるＡＤＣ２１、ＲＳＳＩ補正回路２２に比べて回路規模が小さいため、チップ内の占有面積を削減できる利点を有している。
【００５５】
（第２の実施形態）
図７、図８は、本発明の第２の実施形態を示している。図７において、図１と同一部分には同一符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【００５６】
無線ＬＡＮで想定している受信電界強度のダイナミックレンジは、−８２ｄＢｍ〜−３０ｄＢｍと非常に広い。一方、ＲＦ回路１４は極微弱な電波を増幅するため、最小電界強度時での動作を想定し、大きな増幅度が設定されている。このように大きな増幅度を有するＲＦ回路１４により、大電界強度の信号が供給されると、ＲＦ回路１４以降の回路で信号が飽和してしまう。このため、ＡＧＣ回路１５に供給される信号が歪んでしまい、ＡＧＣ回路１５だけで受信信号の振幅を制御することが困難となる。
【００５７】
そこで、第２の実施形態では、ＲＳＳＩ検出回路１８や受信電力計算回路３８で測定された受信信号の電力に応じて、ＲＦ回路の段階で受信信号のレベルを調整することにより、歪の発生を抑制する。
【００５８】
すなわち、図７において、ＲＦ回路７１は、図８（ａ）に示すように、増幅度を変化することが可能な増幅器７１−１を含んでいる。また、スイッチ回路３５とＡＧＣ補正回路２２の間には、閾値判定回路７２が接続されている。この閾値判定回路７２は、図８（ｂ）に示すように、例えば比較器７２−１により構成されている。この比較器７２−１の非反転入力端には、スイッチ回路３５から供給される信号が供給され、反転入力端には所定の閾値Ｗｔｈが供給されている。この比較器７２−１は、スイッチ回路３５から供給される受信信号の電力が閾値Ｗｔｈを越えると第３の制御信号を出力する。この第３の制御信号は前記ＲＦ回路７１の増幅器７１−１に供給される。増幅器７１−１は、第３の制御信号に応じて増幅度が低下される。このため、ＲＦ回路７１以降の回路において、信号に歪が発生することが防止される。
【００５９】
第３の制御信号は、増幅器７１−１に供給するだけでなく、図７に破線で示すように、ＩＦ回路１６に供給してもよい。ＩＦ回路１６に増幅器７１−１と同様に増幅度が変化可能な増幅器を設け、この増幅器を第３の制御信号により制御することにより、一層歪の発生を防止できる。
【００６０】
上記第２の実施形態によれば、ＡＧＣ信号生成回路３１内に閾値判定回路７２を設け、この閾値判定回路７２により、ＲＳＳＩ検出回路１８や受信電力計算回路３８で測定された受信信号の電力を判定し、この電力が閾値Ｗｔｈを越えると第３の制御信号を発生し、ＲＦ回路７１やＩＦ回路１６で受信信号のレベルを低下させている。このため、大電界強度の信号を受信した場合においても、歪の発生を抑制することができる。したがって、正確に受信電力を計測できる。
【００６１】
図９は、第２の実施形態の変形を示すものである。第２の実施形態において、ＲＦ回路７１は可変増幅度の増幅器を有していた。これに対して、図９において、ＲＦ回路７１は増幅器７１−３と、この増幅器７１−３の出力端に接続されたアッテネータ７１−４とを有している。このアッテネータ７１−４には第３の制御信号が供給される。このアッテネータの数は１つに限定されるものではなく、複数段設けることも可能である。
【００６２】
閾値判定回路７２から第３の制御信号が供給されると、アッテネータ７１−４は増幅器７１−３の出力信号を減衰させる。このため、大電界強度の信号を受信した場合においても、歪の発生を抑制することができる。したがって、正確に受信電力を計測できる。
【００６３】
尚、本発明は、上記第２の実施形態は、参考例に適用した場合について説明した。しかし、これに限定されるものではなく、第２の実施形態を図５に示す第１の実施形態に適用することも可能である。すなわち、図５において、ＲＦ回路１７をＲＦ回路７１に代え、スイッチ回路３５とＡＧＣ補正回路２２の相互間に閾値判定回路７２を接続し、この閾値判定回路７２の出力信号によりＲＦ回路７１を制御する。さらに、閾値判定回路７２の出力信号によりＩＦ回路１６を制御してもよい。
【００６４】
その他、本発明の要旨を変えない範囲において種々変形実施可能なことは勿論である。
【００６５】
【発明の効果】
以上、詳述したように本発明によれば、短時間で受信電界強度を高精度に計測することができ、ＡＧＣ回路の調整誤差を低減することが可能なＯＦＤＭ信号受信回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の参考例を示すブロック図。
【図２】  図１に示すデジタルフィルタの一例を示す回路図。
【図３】  図１に示す電力積算処理回路の一例を示す回路図。
【図４】  参考例の動作を説明するために示す波形図。
【図５】  本発明の第１の実施形態を示すブロック図。
【図６】  図５示す比較回路の一例を示す回路図。
【図７】  本発明の第２の実施形態を示すブロック図。
【図８】  図８（ａ）は、図７に示すＲＦ回路の一例を示す回路図、図８（ｂ）は、図７に示す閾値判定回路の一例を示す回路図。
【図９】  第２の実施形態の変形を示す回路図。
【図１０】  従来のＯＦＤＭ信号受信回路の構成を概略的に示すブロック図。
【符号の説明】
１１、１２…第１、第２のアンテナ、
１３…アンテナ切替回路、
１４、７１…ＲＦ回路、
１５…ＡＧＣ回路、
１６…ＩＦ回路、
１７…ＩＱ検出回路、
１８…ＲＳＳＩ回路、
２１…ＡＤＣ、
２２…ＡＧＣ補正回路、
２３…ＤＡＣ、
３１…ＡＧＣ信号生成回路、
３２…ＲＳＳＩ補正回路、
３３…レベルシフト回路、
３４…ｄＢ換算回路、
３５…スイッチ回路、
３６、３７…ＡＤＣ、
３８…受信電力計算回路、
３９…デジタルフィルタ、
４０…電力積算処理回路、
６１…比較回路、
７１−１…増幅器、
７２…閾値判定回路、
７１−３…増幅器、
７１−４…アッテネータ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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