(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ダブル・トークおよびエコー経路変化の検出器であって、
フィルタおよび減算器を有するエコー・キャンセラからの残留信号ｅ（ｔ）とエコー評価信号ｓ＾（ｔ）との間でコヒーレンス関数を用いて算出される第１の線形依存度を求めるための第１の測定ユニットと、
前記エコー・キャンセラからの前記残留信号ｅ（ｔ）と所望の信号ｙ（ｔ）との間で前記コヒーレンス関数を用いて算出される第２の線形依存度を求めるための第２の測定ユニットと、
前記第１の線形依存度を前記第２の線形依存度と比較し、それらの差を示す出力信号を発生する比較器と、
前記出力信号を第１の所定のしきい値レベルおよび第２の所定のしきい値レベルと比較し、その比較結果に基づきダブル・トークおよびエコー経路変化のそれぞれの発生を示す信号を出力するしきい値ユニットと、を備え、
前記線形依存度は、２つの静止ランダム・プロセスｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）の間の以下に示すコヒーレンス関数γ2ｘｙ（ｆ）により得ることができ、
0004205169.tif 000013
ここで、Ｓxy（ｆ）＝１／Ｔ＊Ｅ［Ｘ*（ｆ）Ｙ（ｆ）］はｘ（ｔ）とｙ（ｔ）との間のクロス・スペクトル密度であり、Ｓxx（ｆ）とＳxy（ｆ）はそれに対応するオート・スペクトル密度であり、前記第１の線形依存度は前記コヒーレンス関数においてｘ（ｔ）とｙ（ｔ）をそれぞれ前記ｅ（ｔ）と前記ｓ＾（ｔ）とすることにより得られ、前記第２の線形依存度はｘ（ｔ）とｙ（ｔ）をそれぞれ前記ｅ（ｔ）と前記ｙ（ｔ）とすることにより得られる、
ダブル・トークおよびエコー経路変化の検出器。
【請求項２】
請求項１記載の検出器であって、さらに、所定の時間の間、前記比較器と前記しきい値ユニットとの間で信号を減結合するためのタイマを含むこと、を特徴とするダブル・トークおよびエコー経路変化の検出器。
【請求項３】
テレホニー・ネットワークにおいてダブル・トークおよびエコー経路変化を検出する検出方法であって、
フィルタおよび減算器を有するエコー・キャンセラからの残留信号ｅ（ｔ）とエコー評価信号ｓ＾（ｔ）との間でコヒーレンス関数を用いて第１の線形依存度を計算するステップと、
前記エコー・キャンセラからの前記残留信号ｅ（ｔ）と所望の信号ｙ（ｔ）との間で前記コヒーレンス関数を用いて第２の線形依存度を計算するステップと、
前記第１線形依存度を前記第２線形依存度と比較し、それらの差を示す出力信号を発生するステップと、
前記出力信号を第１の所定のしきい値レベルおよび第２の所定のしきい値レベルと比較し、その比較結果に基づきダブル・トークおよびエコー経路変化のそれぞれの発生を示すステップと、を備え、
前記線形依存度は、２つの静止ランダム・プロセスｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）の間の以下に示すコヒーレンス関数γ2ｘｙ（ｆ）により得ることができ、
0004205169.tif 000014
ここで、Ｓxy（ｆ）＝１／Ｔ＊Ｅ［Ｘ*（ｆ）Ｙ（ｆ）］はｘ（ｔ）とｙ（ｔ）との間のクロス・スペクトル密度であり、Ｓxx（ｆ）とＳxy（ｆ）はそれに対応するオート・スペクトル密度であり、前記第１の線形依存度は前記コヒーレンス関数においてｘ（ｔ）とｙ（ｔ）をそれぞれ前記ｅ（ｔ）と前記ｓ＾（ｔ）とすることにより得られ、前記第２の線形依存度はｘ（ｔ）とｙ（ｔ）をそれぞれ前記ｅ（ｔ）と前記ｙ（ｔ）とすることにより得られる、
ダブル・トークおよびエコー経路変化の検出方法。
【請求項４】
請求項３記載の検出方法であって、前記出力信号は、以下のテスト変数ｄから成り、
0004205169.tif 000015
ここで、ｆ1，ｆ2は対象とする周波数バンドの境界であること、を特徴とするダブル・トークおよびエコー経路変化の検出方法。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
発明の技術分野
本発明は、一般的には、電気通信の分野に関し、詳細にはテレホニー・システムにおけるエコー・キャンセルに関するものである。
関連技術の説明
“エコー”とは、テレホニー・システム（telephony system）において、送信されたスピーチ信号エネルギの一部が反射されて送り手に戻るとき常に起き得る現象である。これらの反射は、テレホニー・ネットワークのアナログ部分におけるインピーダンス不整合により生じる。エコーのソースには異なった多くのものがあり得、例えば、公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）の加入者インターフェースにおける４線ラインから２線ラインへ変換するハイブリッド回路、あるいは移動体無線電話における音響クロストークである。実質的な遅延（例えば、物理的距離または処理遅延）を伴うエコーの存在は、処理中のスピーチ信号の品質を深刻な程劣化させることがある。
エコー・キャンセラは、テレホニー・システムにおいては、長距離トラヒックにおけるエコーを抑制または除去するため一般に使用されているデバイスである。例えば、セルラ公衆地上移動電話網（ＰＬＭＮｓ）においては、エコー・キャンセラは、移動体通信交換局（ＭＳＣｓ）において使用することにより、スピーチ・トラヒックにおけるエコーを抑制または除去する。エコー・キャンセラはまた、移動体無線電話および“ハンドフリー”電話機器において、音響エコーに対する補償を行うのにも使用されている。既存のエコー・キャンセル技術の一般的な説明については、
0004205169.tif 000002
と題する論文にみられる。
図１は、在来のエコー・キャンセラ１０の簡単化した回路ブロック図である。このようなエコー・キャンセラの主なコンポーネントは、適応型有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ１２である。適応アルゴリズム（例えば、ソフトウェア）の制御の下で、フィルタ１２は、エコー経路のインパルス応答をモデル化する。非線形プロセッサ（ＮＬＰ）１４は、その入力信号の線形処理後に残る残留エコーを除去するのに使用する。ダブル・トーク検出器（ＤＴＤ）１６は、“近端（near end）”信号に対するエコー信号の比率が、フィルタ１２の更なる適応によってもエコー経路評価において更なる改善を得ることができないような値のものであるときに、適応プロセスを制限し禁止するのに使用する。１８で示すブロックは、テレホニー・システムにおけるエコー・ソースを表しており、このテレホニー・システムは、“遠端（far end）”信号ｘ（ｔ）と“近端”信号ｖ（ｔ）の関数として“所望”の信号ｙ（ｔ）を発生する。
上記のエコー経路評価の品質は、主として、適応アルゴリズムにおいて使用するステップのサイズにより決まる。小さな評価誤差とするためには、小さなステップ・サイズを使用することができる。しかし、小ステップ・サイズを使用することの１つの結果は、適応レートが遅くなることであり、初期適応段階の間は高速の適応が望ましい。実際のトレードオフは、初期適応段階中は大きなステップ・サイズを使用し、そして予め定めた時間の後にこのステップ・サイズを小さくすることである（小さな評価誤差とするため）。
多くの既存のアプローチの内のどの１つも、ダブル・トーク検出問題を解決するのに使用することができる。標準のアプローチは、図１に示す、“遠端”信号ｘ（ｔ）と“所望”信号ｙ（ｔ）との間の信号レベル評価に基づくアルゴリズムを使用することである。これらの信号レベルｘL、ｙLは、指数関数の“ウィンドウ処理”技術によって測定することができ、そしてこれは、以下のように表せる。
0004205169.tif 000003
0004205169.tif 000004
“所望”信号レベルｙL（ｔ）が、フィルタ“長”に等しいウィンドウ“長”内で、予測ハイブリッド回路減衰度で最大“遠端”信号レベルを乗算したものを超えた場合に、ダブル・トークが存在するとみなす。言い換えれば、ダブル・トークは、次の場合に存在するとみなす。
0004205169.tif 000005
代表的には、６ｄＢ減衰をもつハイブリッド回路を想定し、したがってαは１／２に等しい。
ダブル・トーク問題を解決するのに使用する別のアプローチは、“遠端”信号と“所望”信号との間に任意の線形依存度があるかどうか判定することである。これら２つの信号間に大きな量の線形依存度がある場合には、“所望”信号にエコーが優勢であるとみなし、したがってＦＩＲフィルタ１２の適応を進める。もしそれら２つの信号間に線形依存性がほとんどあるいは全くないと判ると、ダブル・トークが存在するとみなし、そしてＦＩＲフィルタ１２の適応を禁止する。
ダブル・トーク検出器の重要な性能上の特性は、実際のダブル・トークとエコー経路インパルス応答における変化（以下、“エコー経路変化”）との間で区別できるべきであることである。注目に値することであるが、ダブル・トークとエコー経路変化は両方とも、残留エコー電力の上昇として現れる。しかし、これら２つの結果は、互いに逆の適応活動を必要とする。例えば、ダブル・トークが存在するとき、適応プロセスを禁止すべきであるが、エコー経路が変化したときは、適応レートを大きくすることによりＦＩＲフィルタ１２がより迅速に新たな信号環境をモデル化できるようにすべきである。残念にも、既存のダブル・トーク検出アプローチは、エコー経路変化についての有用な情報を提供することはない。
発明の摘要
本発明の目的は、テレホニー・ネットワークにおけるダブル・トークとエコー経路変化との間で区別することである。
本発明の別の目的は、エコー・キャンセルという目的のためダブル・トークとエコー経路変化について信頼性がありしかも有用な情報を提供することである。
本発明のさらに別の目的は、エコー・キャンセル目的のためダブル・トークとエコー経路変化とについての有用な情報をエコー・キャンセラに対し供するための計算上有効な方法を提供することである。
本発明のさらに別の目的は、ダブル・トーク／エコー経路変化の検出を実現するためのデジタルの方法を提供することである。
本発明によれば、上記およびその他の目的は、残留信号にエコーまたは“近端”信号が優勢であるかどうかについて判定を行うダブル・トーク／エコー経路変化検出器により実現する。この判定を行うには、線形依存度の第１の測定値を、残留信号とエコー評価との間で計算し、そして線形依存度の第２の測定値を、残留信号と所望信号との間で計算する。これら２つの結果は、互いに比較し、そしてこれらがおよそ同じ桁のものである場合には、更なる活動は必要でない。しかし、その比較により残留信号と所望信号との間の依存度が残留信号とエコー評価との間の依存度よりもかなり強い場合、本検出器は、ダブル・トークを検出したとみなし、その結果を示す適当な信号を出力する。一方、残留信号と所望信号との間の依存度が残留信号とエコー評価との間の依存度よりもはるかに弱い場合には、検出器は、エコー経路変化を検出したとみなし、そしてその結果を示す適当な信号を出力する。これにより、発生したダブル・トークおよびエコー経路変化についての有用な情報をエコー・キャンセラに与える、信頼性があり計算上も有効な方法および装置が提供される。
【図面の簡単な説明】
本発明の方法および装置について、以下の詳細な説明を添付図面と共に参照することによりより完全な理解が得られる。
図１は、在来のエコー・キャンセラの簡単化した回路ブロック図である。
図２は、本発明の装置および方法を実現するのに使用できる、ダブル・トーク／エコー経路変化検出器の回路ブロック図である。
図面の詳細な説明
本発明の好ましい実施形態並びにその利点については、図面の図１−２を参照することにより最も理解が得られる。尚、それら図面においては、同じ部分および対応する部分には同じ番号を使用している。
本質的には、本発明にしたがい、ダブル・トーク／エコー経路変化検出器を提供し、そしてこれは、残留信号ｅ（ｔ）にエコーまたは“近端”信号が優勢であるかどうかについて判定を行うことに基づいて機能する。この判定を行うには、線形依存性の測定値を、一方においては、残留信号ｅ（ｔ）とエコー評価ｓ＾（ｔ）との間で、そして他方において残留信号ｅ（ｔ）と所望信号ｙ（ｔ）との間で計算する。次に、これら２つの結果として生じた測定値を互いに比較し、そしてこれらがおよそ同じ桁のものである場合には、何等さらに活動を行わない。しかし、その比較によりｅ（ｔ）とｙ（ｔ）との間の依存度がｅ（ｔ）とｓ＾（ｔ）との間の依存度よりもかなり強い場合、このときには、ダブル・トークを検出したことになる。他方、ｅ（ｔ）とｙ（ｔ）との間の依存度がｅ（ｔ）とｓ＾（ｔ）との間の依存度よりもはるかに弱い場合には、エコー経路変化を検出したことになる。ただし、これらの判定は、処理している信号がかなりの量の電力を有している場合にのみ行う。
線形依存性測定値は、２つの静止ランダム・プロセス（stationary random processe）ｘ（ｔ）、ｙ（ｔ）の間のコヒーレンス関数γ２ｘｙ（ｆ）を考慮することにより得ることができ、これは以下により定まる。
0004205169.tif 000006
ここで、Ｓxy（ｆ）＝１／Ｔ＊Ｅ［Ｘ*（ｆ）Ｙ（ｆ）］はｘ（ｔ）とｙ（ｔ）との間のクロス・スペクトル密度であり、Ｓxx（ｆ）とＳxy（ｆ）はそれに対応するオート・スペクトル密度である。このコヒーレンス関数は、関係する静止ランダム・プロセス間の可能な線形関係の尺度であり、そしてこれは、０と１との間に制限される。もし完全に線形の関係がそれら静止ランダム・プロセス間に何等かの周波数に対して存在する場合、そのコヒーレンスはその周波数では１に等しくなる。もしこのような線形関係が存在しない場合、コヒーレンス関数は、ゼロに等しくなる。スカラー線形依存性測定値は、このコヒーレンス関数に対する平均値を計算することにより得ることができる。
エコー経路変化を検出するのに使用できるアプローチは、直交原理の下では、エコー評価が最適評価器により発生される場合には、残留信号ｅ（ｔ）とエコー評価ｓ＾（ｔ）との間に線形関係があり得ず、したがって、コヒーレンス関数はゼロに等しくなる、という観察結果に基づいている。エコー経路をモデル化するためＦＩＲフィルタで適応形アルゴリズムを使用すると、コヒーレンス関数は、その適応形アルゴリズムが収束する場合にはゼロに近くなる。しかし、エコー経路変化が発生する場合、強い線形関係が信号ｅ（ｔ）とｓ＾（ｔ）との間に現れ、したがってコヒーレンス関数は大きなものとなる。
所望信号ｙ（ｔ）と残留信号ｅ（ｔ）との間のコヒーレンスを考慮すると、適応形アルゴリズムが収束ししかも“近端”信号ｖ（ｔ）が弱い場合には、コヒーレンス関数は小さくなる。“近端”信号が強い場合、このときには残留信号には“近端”成分ｖ（ｔ）が優勢となっており、そしてコヒーレンス関数は１に近くなる。注目すべきことに、ＦＩＲフィルタの係数をゼロに初期化した場合、このときには、線形関係が初期適応段階の間、残留信号と所望信号との間に存在する。
ダブル・トークおよびエコー経路変化の両方を検出するには、以下のテスト変数（ｄ）を使用することができる。
0004205169.tif 000007
ここで、ｆ1，ｆ2は対象とする周波数バンドの境界である。テスト変数ｄの値は、検出器の通常の動作中（例えば、ダブル・トークあるいはエコー経路変化を全く検出しない場合）は、ゼロに近くなる。しかし、テスト変数ｄは、ダブル・トークを検出したときには１に近くなり、そしてこれは、エコー経路変化を検出したときには負になる。結果として、本発明によれば、エコー・キャンセラ内のＦＩＲフィルタ（例えば、フィルタ１２）に対し使用する適応形アルゴリズムは、テスト変数ｄを２つの所定のしきい値レベルｔｈ１，ｔｈ２と比較することができ、ここで、０＜ｔｈ１＜ｌ，−１＜ｔｈ２＜０である。テスト変数ｄ＞ｔｈ１の場合、ダブル・トークを検出したとみなす。ｄ＜ｔｈ２の場合には、エコー経路変化を検出したとみなす。ｔｈｌ，ｔｈ２の絶対値は、検出器の感度を制御するのに使用することができる。好ましい実施形態においては、しきい値レベルは、ｔｈｌ＝０．８，ｔｈ２＝−０．５にセットする。
図２は、ダブル・トーク／エコー経路変化検出器の回路ブロック図であり、この検出器は、本発明の装置および方法を実現するのに使用することができる。検出器１００は、第１のコヒーレンス測定ユニット１０２と第２コヒーレンス測定ユニット１０４とを備えている。第１コヒーレンス測定ユニット１０２は、残留信号ｅ（ｔ）とエコー経路評価ｓ＾（ｔ）との間の線形依存度を計算する。第２コヒーレンス測定ユニット１０４は、残留信号ｅ（ｔ）と所望信号ｙ（ｔ）との間の線形依存度を計算する。これら２つの測定ユニットの各々の出力は、比較器１０６で比較する。この比較は、上記の式（５）にしたがって実現する。比較器１０６の出力は、第１テスト・ユニット１１０と第２テスト・ユニット１１２の１つの入力に結合する。第１テスト・ユニット１１０は、比較器１０６の出力値（例えばテスト変数ｄ）を第１の所定のしきい値レベルｔｈ１と比較する。第２テスト・ユニット１１２は、比較器１０６の出力値（ｄ）を第２の所定のしきい値レベルｔｈ２と比較する。上記のように、テスト変数ｄの値は、通常動作の間はゼロに近く、したがってフィルタ適応は生じない。しかし、テスト変数ｄの値がしきい値レベルｔｈ１より大きい場合、第１テスト・ユニット１１０は、（好ましくはエコー・キャンセラ１２内の適当な段に対し）ダブル・トークを検出したことを示す信号を出力する。結果として、ＦＩＲフィルタ１２に対する適応形アルゴリズムを禁止する。
テスト変数ｄの値がしきい値レベルｔｈ２よりも小さい場合、第２テスト・ユニット１１２は、（好ましくはエコー・キャンセラ１２内の適当な段に対し）エコー経路変化を検出したことを示す信号を出力する。この結果、ＦＩＲフィルタ１２に対する適応形アルゴリズムを進める。タイマ１０８は、比較器１０６の出力を減結合するのに使用し、これにより、フィルタ適応プロセスが初期テスト期間中に確実に生ずるようにする。この実施形態に対しては、タイマ１０８は、使用するＦＩＲフィルタの“長さ”の約２０倍にセットする。
好ましい実施形態のデジタル形実現例においては、コヒーレンス関数の評価を行うことは、その数学的期待値（mathematical expectations）を時間平均値と置き換え、そしてスペクトルを離散フーリエ変換（またはその他の何等かの直交変換）を使用して計算することにすることができる。式（５）で上記実行する積分は、離散した周波数に渡る加算により置き換えることができる。
詳細には、検出したエコー経路変化は、その補償をある時間に渡る適応形アルゴリズム・プロセスにより行うため、比較的短いウィンドウ長を選択することが好ましい。結果として、好ましい実施形態に対しては、適応形アルゴリズムは、８ポイント高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用してコヒーレンス関数を計算する。しかし、本発明は、任意の特定のＦＦＴ値に限定することを意図しておらず、任意の適当な値（例えば、他の任意の正の値）を“８”の代わりに使うことができる。好ましくは、ＦＦＴアルゴリズムの使用を可能にする正の値を使うべきである（例えば、２の累乗）。この実施形態においては、時間平均は、６４の連続した変換に渡って実行し、これら６４の変換は、（スライドする矩形ウィンドウを使用することにより）７サンプルだけオーバーラップしている。しかし、注意すべきであるが、その他のタイプのウィンドウも平均化のために使用することができる（例えば、指数関数ウィンドウ）。
これらエコー・キャンセル問題の解決においては、関連する信号は実信号であり、その結果、それらのフーリエ変換の実部は対称であり、虚部は非対称である。結果として、この実施形態に対しては、Ｎ＝８に対するＮｘＮ変換マトリックスは、以下のように定めることができる。
0004205169.tif 000008
ここで、ｃnk＝ｃｏｓ２πｎｋ／Ｎ，ｓnk＝ｓｉｎ２πｎｋ／Ｎである。式（６）のマトリックス内のｃnk，ｓnkに対するこれら値を代入すると、以下の値が得られる。
0004205169.tif 000009
ここで、ｃ＝√２／２である。
信号ｘの最後のＮサンプルの変換、すなわちｘ（ｔ）＝［ｘ（ｔ），．．．，ｘ（ｔ−Ｎ＋１）］Tは、マトリックス・ベクトル乗算Ｆｘ（ｔ）により与えられる。離散コヒーレンス関数は、Ｓxyを
0004205169.tif 000010
の対角線要素と置き換えることにより、この変換ドメインにおいて定められる。ここで、ｄｉａｇ（）演算子は、アーギュメント・ベクトル（argument vector）から対角線マトリックス（diagonal matrix）を形成する。
Ｕxy（ｔ）の対角線要素のベクトルをｕxy（ｔ）で示すと、離散コヒーレンス・ベクトルの要素は、以下の通りに定めることができる。
0004205169.tif 000011
ここで、ａは、正規化定数（regularization constant）であり、これは、分母がさもなければ小さくなってしまうときに除算における誤差を抑制する。この正規化定数は、検出器の感度に対する制御手段を可能にする設計変数とすることができる。正規化定数の値は、好ましくは、期待される信号レベルの４乗に相当する。
式（９）が記述するコヒーレンス・ベクトルは、ベクトルの要素毎の除算から生じ、このベクトルの要素は、対応する信号の４乗の次元を有している。言い換えれば、これら要素のダイナミックレンジは、関連する信号のものよりも４倍大きい。この結果は、上記の数式が固定ポイントの算術で実現すべき場合には、望ましくない。結果として、以下の正規化ベクトルを代わりとして使用することもできる。
0004205169.tif 000012
正規化定数ａ1の値は、関連することが予想される信号の電力レベルに相当するものとなるように選択すべきである。
以上に、本発明の方法および装置の好ましい実施形態について添付の図面に図示し以上の詳細な説明において記述したが、本発明は、開示したこの実施形態に限定されるものではなく、以下の請求の範囲に記載しこれにより定まる本発明の要旨から逸脱せずに多くの再配置、変更、代替が可能である。
【図１】
0004205169.tif 000016
【図２】
0004205169.tif 000017