(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、
疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、
スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように構成されたスイッチング手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路と、
検出巻線と駆動巻線と制御巻線とを有し、上記検出巻線が上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記整流平滑手段との間に接続され、上記駆動巻線のインダクタンスが上記制御巻線に流れる制御電流レベルに応じて変化させられることによって、上記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変とする、可飽和リアクトルとしての直交型トランスと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記一次側並列共振回路の共振周波数と等しい共振周波数を有する二次側直列共振回路と、
二次側整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、入力電圧レベルのほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記制御巻線に流れる制御電流の大きさを制御してスイッチング周波数を可変制御することによって定電圧制御を行う制御回路と、
を備えるスイッチング電源回路。
【請求項２】
商用交流電源を入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、
疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、
スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように構成されたスイッチング手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に対して直列に接続される直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
検出巻線と駆動巻線と制御巻線とを有し、上記検出巻線が上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と上記整流平滑手段との間に接続され、上記駆動巻線のインダクタンスが上記制御巻線に流れる制御電流レベルに応じて変化させられることによって、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変とする、可飽和リアクトルとしての直交型トランスと、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路と、
二次側整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、入力電圧レベルのほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することによって定電圧制御を行う制御回路と、
を備えるスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図６の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる電圧共振形スイッチング電源回路の一例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路は、例えば日本或いは米国などの商用交流電源がいわゆるＡＣ１００Ｖ系とされ、最大負荷電力が１２０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、交流電源ＡＣを整流平滑化するための整流平滑回路として、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2から成る、いわゆる倍電圧整流回路が備えられる。この倍電圧整流回路においては、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧をＥｉとすると、その約２倍の直流入力電圧２Ｅｉを生成する。例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖであるとすると、直流入力電圧２Ｅｉは約４００Ｖとなる。
このように、整流平滑回路として倍電圧整流回路を採用するのは、上述したように、交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とされ、かつ、最大負荷電力が１２０Ｗ以上という比較的重負荷の条件に対応するためとされる。つまり、直流入力電圧を通常の２倍とすることで、後段のスイッチングコンバータへの流入電流量を抑制し、当該スイッチング電源回路を形成する構成部品の信頼性が確保されるようにするものである。
なお、この図に示す倍電圧整流回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにしている。
【０００５】
この図における電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ1（整流平滑電圧２Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一時側アース間にはダンピング抵抗ＲB ，インダクタＬB，共振コンデンサＣB，駆動巻線ＮB，とからなる自励発振用の共振回路が直列接続される。この場合、駆動巻線ＮB は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ（Power Isolation Transformer)に巻装されており、インダクタＬBと共に、スイッチング周波数を設定する所要のインダクタンスが得られるようにされている。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるダンパー電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地される。
【０００６】
また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 、及び直交型制御トランスＰＲＴ（Power Regulating Transformer) の被制御巻線ＮR の直列接続により得られる合成インダクタンス（Ｌ1，ＬR）とにより電圧共振形コンバータの並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｒは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００７】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送するためのもので、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は図のように直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮR と直列に接続されている。
【０００８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とされ、この共振電圧が整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路と、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路との２組の半波整流回路に供給される。そして、これら２組の半波整流回路により、それぞれ直流出力電圧ＥO1，ＥO2が得られる。
なお、この場合、直流出力電圧ＥO1及び直流出力電圧ＥO2は制御回路１に対しても分岐して入力される。制御回路１においては、直流出力電圧ＥO1を検出電圧として利用し、直流出力電圧ＥO2を制御回路１の動作電源として利用する。
なお、この半波整流回路を形成する整流ダイオードＤO1，ＤO2は、スイッチング周期の交番電圧を整流するために高速型を使用している。
【０００９】
制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を、制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給する誤差増幅器である。この場合には、制御回路１に対して、検出用電圧として直流電圧出力ＥO1が入力され、動作電源として直流出力電圧ＥO2が入力されている。
【００１０】
例えば、交流入力電圧ＶAC或いは最小負荷電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO2が変動した時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御電流を例えば１０ｍＡ〜４０ｍＡの範囲で変化させる。これにより、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬR が例えば０．１ｍＨ〜０．６ｍＨの範囲で変化するようにされる。
【００１１】
上記被制御巻線ＮR は、前述のように電圧共振形のスイッチング動作を得るための並列共振回路を形成していることから、固定とされているスイッチング周波数に対して、この並列共振回路の共振条件が変化するようにされる。スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間に対応して上記並列共振回路の作用によって正弦波状の共振パルスが発生するが、並列共振回路の共振条件が変化することによって共振パルスの幅が可変制御される。つまり、共振パルスに対するＰＷＭ(Pulse Width Moduration)制御動作が得られる。共振パルスの幅のＰＷＭ制御とは即ちスイッチング素子Ｑ1のオフ期間の制御であるが、これは換言すれば、固定のスイッチング周波数の条件下でスイッチング素子Ｑ1のオン期間を可変制御することを意味する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1のオン期間が可変制御されることで、並列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるスイッチング出力が変化し、二次側の直流出力電圧（ＥO1，ＥO2）の出力レベルも変化するようにされる。これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定電圧化が図られることになる。
なお、このような定電圧制御方式を、ここでは、「一次側電圧共振パルス幅制御方式」ということにする。
【００１２】
また、図７の回路図に、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる電圧共振形スイッチング電源回路の他の例を示す。なお、図７において、図６と同一部分には同一符号を付し、同一構成とされる部位についての説明は省略する。
この図に示す電源回路においては、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線が二次側に設けられている例が示されている。
この場合、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線としては、被制御巻線ＮR，ＮR1の２つが巻装されて備えられる、そして、被制御巻線ＮRは二次巻線Ｎ2の端部と整流ダイオードＤO1のアノード間に対して直列に挿入されるようにして接続される。また、被制御巻線ＮR1は、二次巻線Ｎ2のタップ出力と整流ダイオードＤO2のアノードとの間に対して直列に挿入される。このような接続形態では、二次側の並列共振回路は、被制御巻線ＮR，ＮR1のインダクタンス成分（ＬR，ＬR1）を含んで形成されることになる。
【００１３】
このように、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線（ＮR，ＮR1）が二次側に設けられた構成の場合には、インダクタンス制御方式として、被制御巻線ＮR，ＮR1のインダクタンスが可変されることで、二次側並列共振コンデンサＣ2の共振電圧Ｖ2のパルス幅、つまり、二次側整流ダイオードの導通角を可変制御するように動作する。これによって、二次側に得られる出力レベルを制御することで定電圧制御が図られる（二次側共振電圧パルス制御方式）。
【００１４】
ここで、図６及び図７に示した電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を図８により断面的に示す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが形成される。この際、中央磁脚には図のようにギャップは形成されない。そして、この中央磁脚に対して、ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1（及び駆動巻線ＮB） 、二次巻線Ｎ2 をそれぞれ分割した状態で巻装して構成される。これにより、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 とでは疎結合（例えば結合係数ｋ≒０．９）の状態が得られることになる。
【００１５】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍとなる場合と−Ｍとなる場合とがある。
例えば、図９（ａ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図９（ｂ）に示す接続形態を採る場合に相互インダクタンスは−Ｍとなる。
【００１６】
なお、図６に示す電源回路の直交型制御トランスＰＲＴの場合には、被制御巻線ＮRが一次側に挿入されるために、二次側と直流的に接続される制御巻線ＮCとの絶縁距離を確保しなければならない分、相応のサイズを要求されるが、図７に示す電源回路の直交型制御トランスＰＲＴでは被制御巻線ＮR1が二次側に設けられるために、制御巻線ＮCとの絶縁距離が不要となるため、直交型制御トランスＰＲＴのサイズをより小型なものとすることが出来る。
【００１７】
また、図１０に、図６及び図７に示した電源回路のスイッチング周期による動作波形を示す。図１０（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１／／並列共振コンデンサＣｒの両端に得られる共振電圧Ｖｃｒを示している。また図１０（ｂ）は、二次側の整流ダイオードＤO1に印加される整流電圧Ｖ2を示し、図１０（ｃ）は整流ダイオードＤO1に流れる整流電流ＩD2を示す。またこの図において、期間ＴON，ＴOFFは、それぞれスイッチング素子Ｑ1 がオン、オフとなる期間を示し、期間ＤON，ＤOFFはそれぞれ整流ダイオードＤO1がオン、オフとなる期間を示す。
【００１８】
スイッチング素子Ｑ１／並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する共振電圧Ｖｃｒとしては、図１０（ａ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形が得られており、スイッチングコンバータの動作を電圧共振形としている。この共振電圧Ｖｃｒのパルスのレベルとしては、図のようにピークで１８００Ｖ程度となる。これは、倍電圧整流によって得られた２Ｅｉの直流入力電圧に対して、電圧共振形コンバータの一次側の並列共振回路のインピーダンスが作用することに起因する。
また、二次側の動作として、二次側の整流ダイオードＤO1では、図１０（ｃ）に示す波形により、期間ＤONにおいて整流電流が流れる動作が得られる。これはは、図９にて説明した＋Ｍ（加極性モード）による動作となる。
そして、この整流動作に伴い、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる共振電圧Ｖ2としては、図１０（ｂ）に示すようにして、整流ダイオードＤO1がオフとなる期間ＤOFFには直流出力電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)の２倍から３．５倍程度のピークレベルの正弦波状の電圧が印加され、整流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤONには直流出力電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)と同等の電圧レベルが印加される。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記図６〜図１０により説明した構成による電圧共振形コンバータでは、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系で最大負荷電力が１２０Ｗ以上の条件に対応するため、倍電圧整流方式により２Ｅｉのレベルの直流入力電圧を得るようにしている。このため、図１０に示したように、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの両端には、スイッチングＱ1のオフ時において１８００Ｖの共振電圧Ｖｃｒが発生する。
このため、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒについては、１８００Ｖの高耐圧品を選定することが要求される。この場合、特にスイッチング素子Ｑ1については、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆが大きく、電流増幅率ｈFEが小さくなるため、スイッチング損失とドライブ電力が増加して、それだけ電源回路としての電力損失が大きくなる。
【００２０】
また、図６及び図７に示す構成では、図１０（ｂ）に示したようにして、直流出力電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)の２倍から３．５倍程度の二次側電圧Ｖ2が印加される。このため、半波整流回路に用いる整流ダイオード（ＤO1，ＤO2）としても、例えば直流出力電圧が１３５Ｖ程度であるとして５００Ｖ程度の高耐圧品が必要となり、それだけ順方向電圧降下ＶFと逆回復時間ｔｒｒが大きくなって電力損失を増加させる要因となる。例えばスイッチング周波数を高くすれば、各種部品素子の小型化が可能になるのであるが、上記したような事情により、スイッチング周波数ｆｓを高く設定することが困難で、例えばｆｓ＝５０ＫＨｚ以上では急激に電力変換効率が低下してしまうことが分かっている。
更には、上述したように信頼性の高い直流入力電圧を得るのに倍電圧整流回路が必要となることで、比較的大型の平滑コンデンサが２本必要となって基板面積も大きくなる。
【００２１】
また、図６及び図７に示す電源回路では、定電圧制御回路系の制御感度の向上に限界があり、これを補うために直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRのインダクタンス可変範囲を拡大して所要の定電圧制御範囲を確保する必要がある。このためには被制御巻線ＮRの巻数を増加する必要があるため、それだけ、直交型制御トランスＰＲＴが大型化して、高価となる。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明は上記した課題を考慮して、共振形電源回路の小型軽量化及び低コスト化の促進、及び定電圧制御感度や電力変換効率等をはじめとする共振形電源回路としての諸特性の向上を図ることを目的とする。
【００２３】
このため、商用交流電源を入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように構成されたスイッチング手段と、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側並列共振回路とを備える。
そして二次側の構成として、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで、絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路と、二次側整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して入力電圧レベルのほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することによって定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段とを備えてスイッチング電源回路を構成することとした。
【００２４】
また、商用交流電源を入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するように構成されたスイッチング手段と、少なくとも絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と、一次巻線に対して直列に接続される直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されてスイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。
そして二次側の構成として、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで、絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路と、二次側整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、入力電圧レベルのほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング手段のスイッチング周波数を可変制御することによって定電圧制御を行うようにされた定電圧制御手段とを備えてスイッチング電源回路を構成することとした。
【００２５】
上記構成によれば、一次側に対しては、スイッチング動作を電圧共振形とする並列共振回路、又はスイッチング動作を電流共振形とする直列共振回路が備えられたうえで、絶縁コンバータトランスは疎結合とされる。そして、二次側においては二次側直列共振回路と４倍電圧全波整流回路によって二次側直流出力電圧を生成して負荷に電力を供給するようにされる。つまり、本実施の形態では、一次側と二次側に共振回路が設けられ、所要の負荷条件に対しては、一次側の直列共振作用と二次側における共振動作とにより得られる電磁エネルギーを利用して、４倍電圧全波整流回路により直流出力電圧を生成することで対応するようにされる。これに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、交流入力電圧レベルの１倍に対応する整流平滑電圧を生成する全波整流回路を備えて構成されることになる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
図１の回路図は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路においては先に説明した図６，図及び図７の場合と同様に、一次側に対しては、１石のスイッチング素子（バイポーラトランジスタ）による自励式の電圧共振形スイッチングコンバータが備えられる。なお、この図において、図６及び図７と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。また、この電源回路も、商用交流電源（交流入力電圧）が例えば日本や米国などのＡＣ１００Ｖ系で、負荷電力１２０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。
【００２７】
この図に示す本実施の形態としての電源回路においては、交流入力電圧ＶACを入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。つまり、本実施の形態においては、従来のように倍電圧整流回路は備えられないものである。
なお、本明細書においては、図１に示すようにして、交流入力電圧ＶACのレベルの１倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路を「等倍電圧整流回路」ともいうことにする。
【００２８】
この図に示す電源回路においては、直交型ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）が設けられる。この直交型ドライブトランスＰＲＴは、検出巻線ＮD，駆動巻線ＮB，及び制御巻線ＮCが巻装された可飽和リアクトルであり、スイッチング素子Ｑ1を駆動すると共に、後述するようにしてスイッチング周波数を可変制御する。
直交型ドライブトランスＰＲＴの構造としては、例えば４本の磁脚を有する２つのダブルコの字型コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻回方向に検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBを巻装し、更に制御巻線ＮCを、上記検出巻線ＮD，駆動巻線ＮBに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００２９】
この場合、直交型ドライブトランスＰＲＴの検出巻線ＮDは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1との間に直列に挿入されることで、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ1を介して検出巻線ＮDに伝達される。直交型ドライブトランスＰＲＴにおいては、検出巻線ＮDに得られたスイッチング出力により駆動巻線ＮBが励起されて、駆動巻線ＮBに交番電圧が発生する。この交番電圧は、自励発振駆動回路における駆動電圧の源となる。
【００３０】
上記した直交型ドライブトランスＰＲＴを備えた場合には、次のような動作が得られる。
制御回路１によって、二次側直流出力電圧レベルの変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルが可変されることで、直交型ドライブトランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBが可変制御される。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これはスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となるが、この動作によって二次側直流出力電圧を安定化する作用を有する。
【００３１】
本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一次側と二次側とで巻装部が分割された分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2（Ｎ2A，Ｎ2B）をそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、本実施の形態では、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。このギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。また、本実施の形態では、ギャップＧのギャップ幅は１ｍｍ以上の所要の間隔を有するものとされる。
これによって、例えば従来例として図８に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも小さな結合係数による疎結合となるようにして、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。この場合の結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５とされる。
【００３２】
この場合、本実施の形態の電源回路の二次側においては、二次巻線Ｎ2A，Ｎ2Bが設けられる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2Aは、後述するようにして従来とは異なる巻数により巻装される。この二次巻線Ｎ2Aの一端は、直列共振コンデンサＣｓ1の直列接続を介して、整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続されると共に、直列共振コンデンサＣｓ2の直列接続を介して整流ダイオードＤO3のアノードと整流ダイオードＤO4のカソードの接続点に対して接続される。二次巻線Ｎ2Aの他端は、平滑コンデンサＣO10の負極と平滑コンデンサＣO11の正極の接続点に対して接続される。
また、整流ダイオードＤO2のアノードと整流ダイオードＤO3のカソードは、平滑コンデンサＣO10の負極と平滑コンデンサＣO11の正極の接続点に対して接続される。
平滑コンデンサＣO10と平滑コンデンサＣO11は、平滑コンデンサＣO10の負極と平滑コンデンサＣO11の正極とを接続するようにして直列接続したうえで、平滑コンデンサＣO10の正極を整流ダイオードＤO1のカソードに接続し、平滑コンデンサとＣO11の負極を二次側アースに対して接続するように設けられる。
【００３３】
このような接続形態では、結果的には、［直列共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO10］の組から成る第１の倍電圧全波整流回路と、［直列共振コンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO3，ＤO4，平滑コンデンサＣO11］の組から成る第２の倍電圧全波整流回路とが形成され、これら第１及び第２の倍電圧整流回路の出力（平滑コンデンサＣO10，ＣO11）が直列に接続されて設けられることになる。そして、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせた整流回路全体としては、直列接続された平滑コンデンサＣO10−平滑コンデンサＣO11の両端には、二次巻線Ｎ2Aに得られた交番電圧の４倍に対応する二次側出力電圧が得られる。つまり、この第１及び第２の倍電圧整流回路を組み合わせた整流回路全体としては、４倍電圧整流回路を形成する。なお、この４倍電圧整流回路の整流動作については後述する。
【００３４】
直列共振コンデンサＣｓ1は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンス成分（Ｌ2）とによって、第１の倍電圧整流回路における整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
同様に、直列共振コンデンサＣｓ2は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンス成分（Ｌ2）とによって、第２の倍電圧整流回路における整流ダイオードＤO3，ＤO4のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
また、これら直列共振回路の共振周波数としては、、一次側の並列共振回路（Ｎ1，Ｃｒ）の並列共振周波数をｆｏ１とし、上記二次側の直列共振回路（Ｎ2A，Ｃｓ1）の直列共振周波数をｆｏ２、二次側の直列共振回路（Ｎ2A，Ｃｓ2）の直列共振周波数をｆｏ３とすると、ｆｏ１≒ｆｏ２≒ｆｏ３となるように、二次側の直列共振コンデンサＣｓ1，Ｃｓ2のキャパシタンスが選定される。
【００３５】
このようにして、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には、４倍電圧整流回路、及びこの４倍電圧整流回路を形成する２組の倍電圧整流回路において、それぞれ電流共振動作を得るための２組の直列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００３６】
続いて、先に述べた４倍電圧整流回路の動作について説明する。
図３は、図１に示す構成の電源回路の要部の動作を示す波形図である。なお、この図に示す波形は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖとされ、最大負荷電力１８０Ｗ時で、スイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚでの動作である。
【００３７】
一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にスイッチング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2Aに励起される。このときの一次側の動作は、図３（ｂ）の一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力電流Ｉ1より示される。また、二次側の動作は、図３（ｄ）の整流ダイオードＤO2，ＤO4に共通に流れる整流電流Ｉ2、図３（ｅ）の直列共振コンデンサＣｓ1を介して整流ダイオードＤO1に流れる共振電流（整流電流）Ｉ3、図３（ｆ）の直列共振コンデンサＣｓ2を介して整流ダイオードＤO1に流れる共振電流（整流電流）Ｉ4として示される。
なお、図３（ｂ）に示すスイッチング出力電流Ｉ1は、一次側の並列共振回路の共振作用によって正弦波状の波形が得られており、図３（ｅ）（ｆ）に示す共振電流（整流電流）Ｉ3、共振電流（整流電流）Ｉ4は、それぞれ二次側の直列共振回路（Ｎ2A，Ｃｓ1）、（Ｎ2A，Ｃｓ2）の共振作用によって正弦波状となる波形が得られる。また、図３（ｄ）に示す二次側の整流電流Ｉ2もまた、上記二次側の直列共振回路（Ｎ2A，Ｃｓ1）、（Ｎ2A，Ｃｓ2）の共振作用によって正弦波状となる波形が得られることになる。また、二次側の整流電流Ｉ2は、第１及び第２の倍電圧整流回路に共通な整流電流経路を流れる電流であることから、図３（ｅ）（ｆ）に示す共振電流（整流電流）Ｉ3、共振電流（整流電流）Ｉ4のほぼ２倍の振幅レベルを有している。
【００３８】
ここで、本実施の形態の４倍電圧整流回路の動作説明にあたり、［直列共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO10］から成る第１の倍電圧整流回路の動作について述べる。
先ず、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間Ｔ１においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2Aとの極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2Aの漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流Ｉ2を直列共振コンデンサＣｓ1に対して充電する動作が得られる。
そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間Ｔ２においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2Aとの極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2Aに誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1の電位が加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO10に対して充電が行われる動作となる。
上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO10においては、二次巻線Ｎ2Aの誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧（整流平滑電圧）が得られる。また、［直列共振コンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO11］の組とから成る第２の倍電圧全波整流回路によっても同様の動作によって、平滑コンデンサＣO11の両端には、二次巻線Ｎ2Aの誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流電圧が得られることになる。
【００３９】
そして、上記のようにして第１，第２の倍電圧整流回路の各々によって倍電圧整流動作が行われる結果、直列接続された平滑コンデンサＣO10−平滑コンデンサＣO11の両端には、二次巻線Ｎ2Aの誘起電圧のほぼ４倍に対応する二次側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。
【００４０】
上記のようにして第１，第２の倍電圧整流回路の各々において倍電圧全波整流動作を得るための構成は、先に図２にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるものである。例えば、従来のように絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設けられない場合には、フライバック動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、本実施の形態のような倍電圧整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
【００４１】
なお、二次巻線Ｎ2Bにおいては、この二次巻線Ｎ2Bに設けたセンタータップを接地した上で、整流ダイオードＤ05，Ｄ06、及び平滑コンデンサＣO2からなる通常の全波整流回路が形成されることで二次側直流出力電圧ＥO2を得るようにされている。
【００４２】
これまで説明した電源回路の構成によると、二次側の４倍電圧整流回路としては、２組の倍電圧全波整流回路が、相互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードとなる状態を利用して倍電圧全波整流を行うようにされる。
そしてこの倍電圧整流動作は、疎結合（結合係数ｋ＝０．８５）とされた絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線から二次巻線に伝送される電磁エネルギーを、一次側の並列共振回路（電圧共振回路）と二次側の直列共振回路（電流共振回路）間で結合しているものと見ることができ、これによって、一次側と二次側とでの共振回路の共振インピーダンスを低くして二次側共振電流を増幅するようにも動作する。そして、この二次側共振電流の増幅作用によって負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加が図られることになる。
【００４３】
また、上記のようにして最大負荷電力の増加を図ることで、本実施の形態では、直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式を採って負荷電力をカバーする必要はない。このため、図１にて説明したように、例えばブリッジ整流回路による通常の等倍電圧整流回路の構成を採ることができる。
これにより、例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ時における整流平滑電圧Ｅｉは２００Ｖより低くなる。図３（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ1／二次側並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端に得られる共振電圧Ｖｃｒは、整流平滑電圧Ｅｉに対して一次側の並列共振回路が作用することで、スイッチング素子Ｑ1がオフ時に発生するが、本実施の形態では、上記のように整流平滑電圧Ｅｉが倍電圧整流時の約１／２とされていることで、共振電圧Ｖｃｒは、先に図６又は図７に示した従来例としての電源回路にて発生する共振電圧Ｖｃｒ（１８００Ｖ）の約１／２よりも低く抑えられることになる。つまり、共振電圧Ｖｃｒはピークで７００Ｖ程度にまで抑えられることになる。
従って、本実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒについては、例えば９００Ｖ程度の耐圧品を選定すればよいことになる。
【００４４】
また、二次側においては、二次巻線Ｎ2Aの励起電圧が正負の両期間において整流動作を行う２組の倍電圧全波整流回路から成る４倍電圧整流回路を設けたことで、本実施の形態では、例えば図３（ｇ）に示す整流ダイオードＤO4の両端電圧Ｖ5の波形からも分かるように、各二次側整流ダイオードに印加する両端電圧は、二次側直流出力電圧ＥOの１／２相当のレベルにまでクランプされることになる。これにより、二次側の４倍電圧整流回路を形成する整流ダイオードとしては、二次側直流出力電圧ＥOの１／２相当のレベルに対応する耐圧品を選定すればよいことになる。
【００４５】
また、４倍電圧整流回路によって二次側直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍電圧整流回路によって得られる二次側直流出力電圧と同等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線Ｎ2Aとしては、従来の１／４の巻数で済むことになる。この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型軽量化、及び低コスト化につながる。
【００４６】
更に本実施の形態では、先にも述べたようにして、スイッチング素子Ｑ1、並列共振コンデンサＣｒ，二次側の整流ダイオードについて、従来備えられるべきものよりも低耐圧品を用いることができるため、素子としてはそれだけ安価となる。このため、特にコストアップを考慮することなく、例えばスイッチング素子Ｑ1及び二次側の整流ダイオードについて特性の向上されたもの（スイッチング素子Ｑ1であれば、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆ、電流増幅率ｈFE等の特性の良好なもの、また、整流ダイオードであれば順方向電圧降下ＶF、逆回復時間ｔｒｒ等の特性の良好なもの）を選定することができる。
このような特性の向上によって、本実施の形態では、従来よりもスイッチング周波数を高く設定できることになり、それだけ電力損失の低減、及び各種部品の小型・軽量化が促進されることにもなる。つまり、従来よりも電力変換効率など諸特性の向上を図ることが可能になると共に、小型軽量化及び低コスト化を促進することが可能になる。
【００４７】
更に、電源回路の小型・軽量化の観点からすれば、従来のように直流入力電圧の生成のために倍電圧整流回路を備える構成では、それぞれ２組の整流ダイオードと平滑コンデンサが必要とされたのであるが、本実施の形態では、例えば通常のブリッジ整流回路による全波整流回路とされるため、１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、それだけ、コストの削減及び部品の小型化が図られるものである。
【００４８】
また、一次側の整流回路が等倍電圧整流回路とされたことで、従来よりも一次巻線Ｎ1の巻数が削減されるため、結果的に、直交型ドライブトランスＰＲＴによるインダクタンス可変範囲を従来よりも狭くしても安定して定電圧制御が行われることになる。これにより直交型ドライブトランスＰＲＴに巻装される制御巻線ＮC等の巻数を削減して、直交型ドライブトランスＰＲＴの小型軽量化及び低コスト化を図ることが出来る。
【００４９】
更には、一次側における定電圧制御動作としてスイッチング周波数を可変制御する結果、一次側の並列共振回路の共振インピーダンスと二次側の２組の直列共振回路の共振インピーダンスと同時に制御するという動作が得られる。このため、従来よりも定電圧制御のための制御感度が向上し、例えば従来と同一のスイッチング周波数可変幅（制御電流可変幅）の条件下であっても、交流入力電圧と負荷電力の変動に対する制御範囲が拡大される。これによっても、上記した直交型ドライブトランスＰＲＴの小型化に寄与できる。
【００５０】
実際の実験結果としては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時において、電力変換効率は９３％にまで向上されると共に、最小負荷電力時として無負荷時にまで定電圧制御範囲が拡大される。なお、無負荷時のスイッチング周波数は例えば１９５ＫＨｚとなる。
【００５１】
図４は本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の一構成例を示す回路図である。この電源回路には自励式の電流共振形コンバータが採用されている。また、この電源回路も、商用交流電源（交流入力電圧）が例えば日本や米国などのＡＣ１００Ｖ系で、負荷電力１２０Ｗ以上の条件に対応する構成を採っている。なお、この図において、図１及び図６、図７と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００５２】
この電源回路の電流共振形スイッチングコンバータは、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 をハーフブリッジ結合したうえで、平滑コンデンサＣｉの正極側の接続点とアース間に対して挿入するようにして接続されている。
このスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各コレクタ−ベース間には、それぞれ起動抵抗ＲS1、ＲS2が挿入される。また、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 の各ベース−エミッタ間にはそれぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2が挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1のベースとスイッチング素子Ｑ2のコレクタ間に対しては、共振用コンデンサＣB1，ベース電流制限用抵抗ＲB1，駆動巻線ＮB1から成る直列接続回路が挿入される。共振用コンデンサＣB1は自身のキャパシタンスと、次に説明する駆動巻線ＮB1のインダクタンスＬB1と共に自励発振用の直列共振回路を形成し、これによりスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を決定する。
同様に、スイッチング素子Ｑ2のベースと一次側アース間に対しては、共振用コンデンサＣB2，ベース電流制限用抵抗ＲB2，駆動巻線ＮB2から成る直列接続回路が挿入されており、共振用コンデンサＣB2と駆動巻線ＮB2のインダクタンスＬB2と共に自励発振用の直列共振回路を形成して、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング周波数を決定している。
【００５３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、共振電流検出巻線ＮD を介してスイッチング素子Ｑ1 のエミッタとスイッチング素子Ｑ2 のコレクタの接点に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。また、一次巻線Ｎ1 の他端は、直列共振コンデンサＣ1 を介して一次側アースに接地されている。
この場合、上記直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1は直列に接続されているが、この直列共振コンデンサＣ1 のキャパシタンス、及び一次巻線Ｎ1 （直列共振巻線）を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴの漏洩インダクタンス（リーケージインダクタンス）Ｌ1とにより、スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための直列共振回路を形成している。
なお、この図に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、先に図２によ説明したのと同様の構造を採ることで、例えば結合係数ｋ＝０．８５とされる疎結合の状態が得られるようにされている。
【００５４】
また、この図に示す電源回路においては、直交型ドライブトランスＰＲＴが設けられる。この直交型ドライブトランスＰＲＴもまた、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 を駆動すると共に、後述するようにして定電圧制御を行う。
この図の直交型ドライブトランスＰＲＴの場合には、駆動巻線ＮB1、ＮB2及び共振電流検出巻線ＮD が巻回され、更にこれらの各巻線に対して制御巻線ＮC が直交する方向に巻回された直交型の可飽和リアクトルとして構成される。また、この場合にも、駆動巻線ＮB1と駆動巻線ＮB2は互いに逆極性の電圧が発生するように巻装されている。
【００５５】
上記構成による電源回路のスイッチング動作としては、先ず商用交流電源が投入されると、例えば起動抵抗ＲS1、ＲS2を介してスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 のベースに起動電流が供給されることになるが、例えばスイッチング素子Ｑ1 が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ2 はオフとなるように制御される。そしてスイッチング素子Ｑ1 の出力として、共振電流検出巻線ＮD →一次巻線Ｎ1→直列共振コンデンサＣ1 に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍でスイッチング素子Ｑ2 がオン、スイッチング素子Ｑ1 がオフとなるように制御される。そして、スイッチング素子Ｑ2 を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が開始される。
このように、平滑コンデンサＣｉの端子電圧を動作電源としてスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2 が交互に開閉を繰り返すことによって、絶縁コンバータトランスの一次側巻線Ｎ1 に共振電流波形に近いドライブ電流を供給し、二次側の巻線Ｎ2 に交番出力を得る。
【００５６】
また、直交型ドライブトランスＰＲＴによる定電圧制御は次のようにして行われる。
例えば、交流入力電圧や負荷電力の変動によって二次側出力電圧ＥO1 が変動したとすると、制御回路１では、二次側出力電圧ＥO1 の変動に応じて制御巻線ＮC に流れる制御電流のレベルを可変制御する。
この制御電流により直交型ドライブトランスＰＲＴに発生する磁束の影響で、直交型ドライブトランスＰＲＴにおいては飽和傾向の状態が変化し、駆動巻線ＮB1，ＮB2のインダクタンスを変化させるように作用するが、これにより自励発振回路の条件が変化してスイッチング周波数が変化するように制御される。
この図に示す電源回路では、直列共振コンデンサＣ1 及び一次巻線Ｎ1 の直列共振回路の共振周波数よりも高い周波数領域でスイッチング周波数を設定しているが、例えばスイッチング周波数が高くなると、直列共振回路の共振周波数に対してスイッチング周波数が離れていくようにされる。これにより、スイッチング出力に対する一次側直列共振回路の共振インピーダンスは高くなる。
このようにして共振インピーダンスが高くなることで、一次側直列共振回路の一次巻線Ｎ1 に供給されるドライブ電流が抑制される結果、二次側出力電圧が抑制されることになって、定電圧制御が図られることになる。つまり、スイッチング周波数制御方式による定電圧制御が行われる。
【００５７】
また、図４に示す電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各コレクタ−エミッタ間に対して、それぞれ小容量のセラミックコンデンサＣｃ1，Ｃｃ2が並列に接続される。このセラミックコンデンサＣｃ1，Ｃｃ2もまた、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチングノイズを吸収するために設けられるものであるが、ここでは、上記定電圧制御動作によって比較的広範囲に変化するスイッチング周波数に対応して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にゼロ電圧スイッチング動作を得るための作用も有する。
【００５８】
また、二次側における構成は、図１に示す電源回路と同一の構成が採られる。つまり、二次巻線Ｎ2Aに対しては、直列共振回路を備えた２組の倍電圧整流回路から成る４倍電圧整流回路が接続される。
従って、本実施の形態の電源回路としては、一次側には、スイッチングコンバータを電流共振形の動作とするための直列共振回路が備えられ、二次側には、４倍電圧整流回路を形成する２組の直列共振回路が備えられた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採ることになる。
【００５９】
上記図４に示した電源回路のスイッチング周期での要部の動作波形を図５に示す。この図において、期間ＴON，ＴOFFは、それぞれスイッチング素子Ｑ2 がオン、オフとなる期間を示す。また、期間Ｔ１は整流ダイオードＤO2，ＤO4がオンで、整流ダイオードＤO1，ＤO3がオフとなる期間を示し、期間Ｔ２は整流ダイオードＤO1，ＤO3がオンで、整流ダイオードＤO2，ＤO4がオフとなる期間を示す。
【００６０】
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2によるスイッチング動作が行われたときのスイッチング素子Ｑ2側の動作として、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に得られるスイッチング電圧Ｖｃｒしては、図５（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ2がオフの期間ＴOFFにおいてパルスが発生する波形として得られるが、本実施の形態においては、このスイッチング電圧Ｖｃｒのパルスは、ほぼ整流平滑電圧Ｅｉ（例えば約１４４Ｖ）程度にまで抑制される。
また、スイッチング素子Ｑ2に流れるコレクタ電流Ｉｃｐは、図３（ｃ）に示すようにして、期間ＴOFFでは０レベルで、期間ＴONにおいて、図に示すような正弦波状の波形成分を有した波形が得られる。
そして、スイッチング出力として一次巻線Ｎ1に流れる直列共振電流Ｉ1は、図３（ｂ）に示すようにして、スイッチング周期に応じた正弦波状の波形が得られる。
【００６１】
また、二次側の動作として、図３（ｄ）（ｅ）（ｆ）（ｇ）に示す整流電流Ｉ2，共振電流Ｉ3，Ｉ4、及び整流ダイオードＤO4の両端電圧Ｖ5の波形は、一次側のスイッチング周期にほぼ対応した周期とされた上で、先に図３に示した第１の実施の形態の電源回路の場合と同様の動作が得られている。
【００６２】
このような構成によっても、二次側並列共振回路（Ｎ2A，Ｃ2）が共振動作を行うことで、第１の実施の形態の場合と同様に最大負荷電力の増加と、一次側のスイッチング周波数制御に伴う一次側と二次側の共振インピーダンスの同時制御による制御範囲の拡大が図られ、結果的に第１の実施の形態と同様の効果が得られる。
【００６３】
ところで、上記図１に示した電源回路は、１石のスイッチング素子によりスイッチング動作が行われる、いわゆるシングルエンド方式の電圧共振形コンバータとされているのであるが、電圧共振形コンバータとしては、２石のスイッチング素子を交互にオン／オフさせるようにしてスイッチング動作を行わせる、いわゆるプッシュプル方式による構成も知られている。
また、図４に示した電流共振形コンバータは、２石のスイッチング素子をハーフブリッジ結合した構成を採っているが、４石のスイッチング素子をフルブリッジ結合して、２本のスイッチング素子の組を交互にオン／オフさせるようにした構成も知られている。
本発明としては、上記したプッシュプル方式による電圧共振形コンバータ、及びフルブリッジ結合の構成を採る電流共振形コンバータに対しても適用が可能である。つまり、これらの構成の共振形コンバータの二次側に対して直列共振回路を備えた４倍電圧整流回路を備えることで、先に図１又は図４に示した構成により得られるのと同等の効果を得ることができる。
このような構成では、図１又は図４に示した構成よりも対応可能な負荷電力が増加するので、例えば２００Ｗ以上の最大負荷電力に対応する場合に好適なものとなる。
【００６４】
なお、本発明の電源回路としては、上記図１及び図４に示した構成以外にも、実際の使用条件に対応して適宜変更されて構わないものである。例えば上記各実施の形態としては、自励方式によるスイッチング駆動の構成が採られているが、他励式によってスイッチング素子を駆動する構成に対しても本発明の適用が可能である。また、スイッチング素子としても、バイポーラトランジスタやＭＯＳ−ＦＥＴの以外の他の部品素子が採用されて構わないものである。
【００６５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、スイッチング電源回路として、一次側に電圧共振形コンバータ（一次側並列共振回路）又は電流共振形コンバータ（一次側直列共振回路）を備えたうえで、絶縁コンバータトランスを疎結合とすることで、一次巻線と二次巻線の相互インダクタンスが互いに逆極性となる動作モード（＋Ｍ／−Ｍ）が得られるようにしている。
そして、二次側においては、二次巻線に二次側直列共振回路を直列に接続して直列共振回路を形成して、この直列共振回路を利用した４倍電圧全波整流回路を備えることで、二次巻線に得られる交番電圧（励起電圧）の４倍に対応する二次側直流出力電圧を得るようにされる。
【００６６】
上記したような二次側の構成によって負荷に電力供給をする結果、本発明では、対応可能な最大負荷電力を従来よりも向上させることが可能になる。
そしてこれに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、通常の全波整流回路により交流入力電圧レベルに対応するレベルの整流平滑電圧を入力するように構成しても、充分に上記した条件に対応することができることになる。
【００６７】
また、以上の構成から次のようなことも言える。
例えば従来においては、上記の条件に対応する場合には、倍電圧整流回路により交流入力電圧レベルの２倍に対応する整流平滑電圧を得る必要があり、このため、スイッチング素子や一次側の並列共振コンデンサには、整流平滑電圧レベルに応じて発生するスイッチング電圧に応じた耐圧品を選定する必要があった。
【００６８】
これに対して本発明では、整流平滑電圧レベルに依存するスイッチング電圧が従来の１／２程度となることから、スイッチング素子や一次側の共振コンデンサについて、従来の１／２程度の耐圧品を用いることができる。
また、二次側においては、４倍電圧整流回路としては、交番電圧が正／負の両期間で整流動作を行う整流動作である結果、整流ダイオードに印加される電圧は整流平滑電圧レベルのほぼ１／２程度に抑制されるため、二次側の整流ダイオードについても従来より耐圧の低いものを選定することができる。
これによって、先ずスイッチング素子、一次側の並列共振コンデンサ、及び二次側整流ダイオード等にかかるコストを削減することができる。また、スイッチング素子及び二次側整流ダイオードの特性の向上したものを選定して、スイッチング周波数を高く設定することも容易に可能となり、これによって、電力変換効率の向上が図られることになる。また、スイッチング素子周辺の回路部品の小型・軽量化を図ることも可能になるものである。
また、前述のように、商用交流電源から整流平滑電圧を得る回路が通常の等倍電圧整流回路とされたことで、例えば通常の１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、この点でも、コストの削減及び回路規模の縮小が図られる。
【００６９】
更に本発明では、二次側に設けられる整流回路について４倍電圧整流回路が採用されることで、例えば等倍電圧整流回路が備えられる場合と同等レベルの直流出力電圧を得ようとすれば、二次巻線の巻数を従来の１／４程度にまで少なくすることが可能になる。
【００７０】
また、本発明の回路構成では、一次側が電圧共振形コンバータ、電流共振形コンバータの何れの構成を採るにせよ、一次側においてはスイッチング周波数を可変制御することで定電圧制御を行うように動作するのであるが、この際、スイッチング周波数が可変されるのに応じて、一次側直列共振回路の共振インピーダンスと、二次側の共振回路（直列共振回路又は並列共振回路）の共振インピーダンスを同時に制御する動作が得られるため、定電圧制御範囲が拡大される。
また、これによって、例えば直交型トランスにおける制御巻線等の巻数を削減して小型軽量化及び低コスト化を図ることができる。また、一次側の整流回路が等倍電圧整流回路とされたことで、従来よりも一次巻線Ｎ1の巻数が削減されることによっても巻線の巻数削減が可能になって直交型トランスの小型化が図られる。
【００７１】
このように本発明では、共振形電源回路の低コスト化、小型軽量化、及び電力変換効率や定電圧制御範囲等の諸特性の向上が促進されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本実施の形態の電源回路の絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図３】図１に示す電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図４】第２の実施の形態としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図５】図４に示す電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図６】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図７】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図８】従来例としての絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図９】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す説明図である。
【図１０】図６及び図７に示す電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１  制御回路、Ｃｉ  平滑コンデンサ、Ｃｓ1，Ｃｓ2  二次側直列共振コンデンサ、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4  整流ダイオード、ＰＲＴ  直交型ドライブトランス、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、ＮC  制御巻線、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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