(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
広帯域にわたる歪みを補償する装置であって、
広帯域の入力無線周波数信号ｘを受信する手段と、
第１多項式：ｐ＝|x|2Ｃ2＋|x|Ｃ1＋Ｃ0に基づいて広帯域予わい信号ｐを生成する手段を含む第１回路と（ただし、Ｃ2、Ｃ1及びＣ0は可変複合制御係数）、
受信した前記入力無線周波数信号ｘに、生成した前記広帯域予わい信号ｐを適用して、第２多項式：ｒ= xp = x|x|2Ｃ2 + x|x|Ｃ1 + xＣ0に基づいて予わい無線周波数信号ｒを求める直交利得位相調整器を含む第２回路と、
を含むことを特徴とする装置。
【請求項２】
前記第２回路は、
前記広帯域予わい信号ｐを、マルチトーン無線周波数信号に適用する手段
を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】
前記第１回路によって生成される広帯域予わい信号ｐを調整するためのコントローラを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項４】
非線形増幅器における前記入力無線周波数信号ｘの増幅によって生成される相互変調歪み成分を補償するため、該非線形増幅器における増幅に先駆けて、前記入力無線周波数信号ｘに前記広帯域予わい信号ｐを適用することを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記非線形増幅器の出力と、前記入力無線周波数信号ｘとの差に基づき、前記広帯域予わい信号ｐを調整するコントローラを更に含むことを特徴とする請求項４に記載の装置。
【請求項６】
前記第１回路は、前記入力無線周波数信号ｘの包絡線を検出する包絡線検出器を含み、該包絡線検出器により検出された包絡線に基づいて、前記広帯域予わい信号ｐを生成することを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項７】
前記第１回路は、前記包絡線検出器により検出された前記包絡線をクリッピングして、双曲線正接に近似させる可変飽和度増幅器を更に含むことを特徴とする請求項６に記載の装置。
【請求項８】
前記第１回路は、クリップされた前記包絡線を減衰させる可変利得増幅器を更に含むことを特徴とする請求項７に記載の装置。
【請求項９】
広帯域にわたる歪みを補償する方法であって、
広帯域の入力無線周波数信号ｘを受信する工程と、
第１多項式：ｐ＝|x|2Ｃ2＋|x|Ｃ1＋Ｃ0に基づいて広帯域予わい信号ｐを生成する工程と（ただし、Ｃ2、Ｃ1及びＣ0は可変複合制御係数）、
受信した前記入力無線周波数信号ｘに、生成した前記広帯域予わい信号ｐを適用して、第２多項式：ｒ= xp = x|x|2Ｃ2 + x|x|Ｃ1 + xＣ0に基づいて予わい無線周波数信号ｒを求める工程と、
を含むことを特徴とする方法。
【請求項１０】
前記入力無線周波数信号ｘは、マルチトーン無線周波数信号であることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記広帯域予わい信号ｐを調整する工程を更に含むことを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１２】
非線形増幅器における前記入力無線周波数信号ｘの増幅によって生成される相互変調歪み成分を補償するため、該非線形増幅器における増幅に先駆けて、前記入力無線周波数信号ｘに前記広帯域予わい信号ｐを適用することを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１３】
前記広帯域予わい信号ｐを、前記非線形増幅器の出力と、前記入力無線周波数信号ｘとの差に基づき、調整する工程を更に含むことを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記広帯域予わい信号ｐを生成する工程は、
前記入力無線周波数信号ｘの包絡線を検出する包絡線検出工程と、
検出された前記包絡線に基づいて、前記広帯域予わい信号ｐを生成する予わい信号生成工程と、
を含むことを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１５】
前記広帯域予わい信号ｐを生成する工程は、検出された前記包絡線をクリッピングして、双曲線正接に近似させる工程を含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記広帯域予わい信号ｐを生成する工程は、検出された前記包絡線を減衰させる工程を含むことを特徴とする請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
前記第１回路は、
前記第１多項式に含まれる|x|2Ｃ2と|x|Ｃ1とを生成する回路と、
前記第１多項式に含まれるＣ0を生成するコントローラと、
をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、歪みを補償する方法及び装置に関する。特に、広帯域予わい線形化方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線周波数（ＲＦ）信号は、しばしば、例えば、振幅変調により、或いは、２つ又はそれ以上のＲＦキャリアもしくはＲＦトーンの合成により、種々の包絡線を持つ。もし、これらの振幅変調、或いはマルチトーンＲＦ信号が、例えば、非線形増幅器によって増幅されると、その結果として相互変調歪み（ＩＭＤ）が生じる。ＩＭＤは、望ましくない干渉が、マルチトーンＲＦ信号のトーン周波数とは異なる周波数において生成される原因となる。この干渉は、通常、トーン周波数付近の周波数において起こり、従って、フィルタリングする事は困難である。従って、線形化のいくつかの形式は、非線形増幅によって起こるＩＭＤを抑制するためには、望ましいものである。
【０００３】
増幅器の設計にあたり、歪みのパフォーマンスと、効率性の間に、トレードオフが存在する。Ａクラスの条件下で動作する線形増幅器は、ほとんど歪みを生成しないが、効率的ではない。一方、Ｃクラスの条件下で動作する非線形増幅器は、合理的に効率的であるが、重大な歪みを引き起こす。効率及び歪みが、増幅器の設計において重要な考慮すべき事項である一方で、高い電力レベルでは、効率がますます重要になる。その効率化のために、非線形増幅器が、強く望まれ、対処すべき歪みの問題がないがしろにされている。
【０００４】
非線形増幅によって起こる歪みを抑制するため、多くの公知な増幅線形化技術が存在する。従来の増幅器線形化技術は、大きく分けて、フィードバック、フィードフォーワード、そして、プレディストーション（予備的な歪みを与える方法、以下、予わいと称す）に分類される。
【０００５】
フィードバックは既知の線形化技術であり、広く利用されてきた。例えば、Blackの米国特許No.2,102,671は、低周波数における歪みを抑制するための、初期的な負のフィードバック線形化技術を開示する。１９６４年６月発行の通信システムでのＩＥＥＥトランザクションのＰ１５０〜１５９に、H.A.RosenとA.T.Owensが「ＳＳＢトランスミッションの為の電力増幅器線形の研究」と題して、無線周波数の歪みを抑制するためのフィードバック線形化技術を開示している。更に最近のフィードバック技術には、ベースバンド直交変調の負のフィードバックを用いた、デカルトフィードバックがある。このタイプのフィードバックの例は、１９９６年８月発行の通信でのＩＥＥプロシーディングズ１４３号Ｎｏ.４のＰ２１２〜２１８に、M.A. BriffaとM. Faulknerが「弱い非線形度を有する増幅器のためのデカルトフィードバック線形化の安定度分析」に開示されている。他の近代フィードバック線形化技術はポーラーフィードバックと中間波（ＩＦ）フィードバックを含む。ポーラーフィードバックは、米国特許No. 5,023,937でオーパスによって論じられており、ＩＦフィードバックは、１９８９年発行のＩＥＥＥ  ＭＴＴ−Ｓ  ダイジェストのＰ８６３〜８６６にある、K.G. VoyceとJ.H. McCandlessの「ＩＦフィードバックを用いた電力増幅器線形化」において論じられている。
【０００６】
これらフィードバック線形化技術に関する問題は、システムの遅延が利用できる線形化バンド幅を典型的に制限することにある。フィードバック技術は、このように通常、狭帯域システム、例えば、シングルキャリア線形化変調方法に制限される。これらフィードバック線形化技術の他の欠点は、それらが潜在的に不安定であるということにある。
【０００７】
フィードフォーワードは、もう一つの既知の線形化技術であり、うまく無線周波数に適用されてきている。典型的なフィードフォーワードＲＦ電力増幅器は、Powellらの米国特許No.5,157,346に開示されている。この技術によれば、増幅された出力は、入力信号と、第１比較ループにて比較され、エラー信号を生成する。エラー信号は、増幅され、第２補正ループにおいて、出力中のオリジナルの歪みと180°位相がずれた状態で、出力に再度導入される。それにより、最終的な出力の歪みがキャンセルされる。この技術によれば、広帯域線形バンド幅において、ＩＭＤを非常にうまく抑制することができる。
【０００８】
フィードフォーワード線形化技術の欠点は、どうしてもエラー増幅器を利用する必要があるという点にある。このエラー増幅器は、線形であることを必要とし、このため通常Ａクラスにおいて動作される。フィードフォーワード増幅器は、Ａクラス増幅器よりも、比較性能上、未だ効率的ではあるものの、フィードフォーワード技術の効率をおとすことになる。
【０００９】
その他の既知の線形化技術としては、予わい付加がある。この技術によれば、増幅器歪みを補充する方法で予わい関数に従って入力信号を歪ませることにより、線形化が達成される。従って、それにより、予わい付加器の入力から増幅器の出力への全体的な変換が線形化関数となる。
【００１０】
予わい技術は、実際のＲＦ周波数にも、ベースバンド、すなわち、ＲＦキャリアの変調前のものにも、適用できる。ＲＦ周波数に適用される場合には、予わい技術は、広帯域線形化処理を可能とする。しかし、予わい関数がより複雑になり、従って、より高次の歪みの増幅が困難になるため、予わい技術は通常、ＩＭＤ積を３次まで減らす。１９８５年１１月発行の移動体通信ＩＥＥＥトランザクションVol. VT-34のNo. 4のＰ１６９〜１７７にある、T.NojimaとT.Konnoの、「800MHzバンドの地上波移動体通信システムのリレー装置用３次予わい線形器」や、Nojimaの米国特許No.4,943,783が、ＩＭＤ積を３次まで落とした、典型的な３次予わい付加器について、開示している。
【００１１】
図１Ａは、NojimaとKonnoの文献に開示されているような、従来の３次の予わい付加器１を示している。入力ターミナル２で受信した入力ＲＦ信号は、電力スプリッタ４で、実質的に同じ振幅を持つ、２つの信号に分割される。一方の分割信号は線形信号パスに適用されるこのパスは、可変遅延ライン９を含む。他方の分割信号は非線形信号パスに適用される。このパスは３次の関数生成器６と可変位相調整器７と、可変減衰器８を含む。３次の関数生成器６は、受信した入力ＲＦ信号と、３次の予わい信号を生成し、予わい信号をターミナル１２に出力する。可変位相調整器７は、予わい信号の位相を調整し、可変減衰器８は、予わい信号の振幅を調整する。予わい信号に調整された振幅と位相は、合成器５にて、遅延ライン９から供給される線形信号と合成される。合成信号はターミナル１０においてＲＦ電力増幅器(ＰＡ)１３に向けて配信される。この方法では、ＲＦＰＡ１３による、３次のＩＭＤ積は、増幅信号から排除され、従ってＲＦＰＡ１３を線形化する。もし、遅延ライン９が、予わい信号を積算する際に起こる遅延を補償すれば、広帯域線形化は、達成されうる。
【００１２】
図１Ｂは、予わい付加回路１に適用され得る、ｆ1とｆ2での２つのトーンを比較するＲＦ信号のスペクトルを示している。図１Ｃは、ＲＦＰＡ１３の出力スペクトルを示している。図１Ｃに示されているように、出力スペクトルは、ｆ1及びｆ2での本質的要素と、直線で示されているように、ＲＦＰＡ１３に積算された２ｆ1−ｆ2と２ｆ2−ｆ1における３次のＩＭＤ要素と、を含む。出力スペクトルは、また、破線でしめされているような、予わい付加回路１によって注入される、周波数２ｆ1−ｆ2と２ｆ2−ｆ1における、３次の予わい要素をも含む。図１Ｃに示すように、送り込まれた３次予わい要素は、ＲＦＰＡ１３の３次ＩＭＤ積に比し、等しい振幅であるが、逆の位相となっている。従って、３次予わい要素は、３次ＩＭＤ積をキャンセルする。
【００１３】
このアプローチの問題は、ＲＦ電力増幅器が、３次ＩＭＤ積のみを生成するのはまれで、更に高次のＩＭＤ積を生成することにある。通常、これらの高次のＩＭＤ積は考慮されず、実際には、３次ＩＭＤ積が抑制される際に、発生する。
【００１４】
この問題の解法について、１９９１年5月のＩＥＥＥ移動体技術会議の会報のＰ７５３〜７５８に、S.P. Stapletonと J.K. Caversが「予わい付加器線形化に適用される新技術」と題して、３次及びより高次のＩＭＤ積を補償する予わい付加器について開示している。図２は、この改良版の予わい付加器を示す図である。この予わい付加器は、３つのメインブロック、つまり、直交利得位相調整器(ＱＧＰＡ)１４と、ベースバンド多項式予わい付加回路（ＰｒｅＤ）１５と、コントローラ１６とを、本質的に含む。
【００１５】
図２に示すように、入力ＲＦ信号は、入力ターミナル１７において、ＱＧＰＡ１４及びＰｒｅＤ１５の両方に印加される。ＰｒｅＤ１５回路は、入力ＲＦ信号の包絡線を、検出器２２で検出し、非線形関数生成器Ｆ1（ｘ）２３と、Ｆ2（ｘ）２４を介して、検出された包絡線を処理することによって、２つの予わい信号を生成する。関数生成器Ｆ1（ｘ）２３と、Ｆ2（ｘ）２４は、同位相と直角位相（Ｉ＆Ｑ）信号を生成する。この信号は、ＱＧＰＡ１４に導入される信号に積算され、３次及び5次予わい要素を形成する。検出された包絡線の利用に組み合わされた、複合積算処理によって、振幅変調から振幅変調へ（ＡＭ／ＡＭ）及び、振幅変調から位相変調へ（ＡＭ／ＰＭ）の両方の歪みを補正するが、デカルト形式で結果が導き出される。
【００１６】
複合積算処理は、まず、入力ＲＦ信号を2つのパスに分岐することによって、ＱＧＰＡ１４回路で行われる。一方は積算器１９に入力され、もう一方は、積算器２１に入力される。信号は、両方のパスにおいて、同一であるが、ただし、積算器２１に入力される信号は、積算器１９に入力される信号ととの関係で、位相変換器２０により、位相が90度シフトされる。
【００１７】
関数生成器Ｆ1（ｘ）２３とＦ2（ｘ）２４によって生成された2つの多項式関数の係数は、マイクロプロセッサ（μｐ）２５によってコントローラ１６に供給される。マイクロプロセッサ２５は、線形化されたＲＦＰ（不図示）の出力から導かれる同相及び直角フィードバック信号の振幅に基づき、係数を調整する。Ｉ＆Ｑフィードバック信号は、実際に求める信号から分離することによってＩＭＤを測定するため、フィルタ２８及び２９においてバンドパスフィルタに通される。これは、増幅された所望の信号がシングルキャリア信号である場合にのみ可能である。このＩＭＤ積は、シングルキャリア変調の両側のバンドに存在すると知られているからである。検出器２６及び２７は、バンドパスフィルターに通されたＩＭＤの振幅を決定する。これによって、マイクロプロセッサ２５は、予わい関数の係数を調整し、この歪みを最小化し、従って、ＲＦＰＡの出力に存在するＩＭＤ積のレベルを最小化することができる。
【００１８】
この技術は、３次及びより高次のＩＭＤ積を補償するが、シングルキャリアアプリケーションに適するのみである。マルチキャリアシステムにおいては、キャリアの位置及び、ここで結果として生じるＩＭＤは、バンドパスフィルタリングアプローチでは、常には得ることができない。これにより、この技術は、通常マルチトーン入力信号を含む、広帯域アプリケーションには不適である。これらのアプリケーションの広帯域性質は、何らかの所定のバンドプラン（スペクトル）を越えて存在する、独立した狭い帯域のＲＦ信号を組み合わせた結果として導かれる。
【００１９】
デジタル信号処理（ＤＳＰ）は、更に精密な予わいに適用されうる。例えば、Caversの米国特許No.5,049,832は、ＤＳＰを用いて適用できる線形化技術を開示している。ＤＳＰを用いる際の問題としては、線形化バンド幅が、かなり、ＤＳＰサンプリング周波数及び所望のデジタル／アナログコンバータによって抑制されるということにある。従って、ＤＳＰを用いたシステムは、通常、広帯域アプリケーションには適さない。
【００２０】
これらの従来技術のいずれも、広帯域アプリケーションにおいて、マルチトーンＲＦ入力信号について、高次のＩＭＤを補償するものではない。加えて、これらの従来技術のいずれも、ピークと平均レベルの信号とを区別しない。
【００２１】
マルチトーンシステムにおいてトーンが合成される際には、構造上の干渉が、マルチトーンＲＦ信号のピークを、その平均レベルに比べてかなり大きくする。非線形マルチトーン電力増幅器が経済的であって、合理的な電力効率を呈するためには、そのような信号のピークを調節することは、許容（dimension）されない。結果として、マルチトーン信号のいくつかのピークは、増幅器の飽和限界を超えた場合に、クリップされるであろう。
【００２２】
図１Ａ及び２に示したような、従来の予わい付加器は、ＲＦＰＡの飽和限界以下或いは以上のオペレーションの動作を識別することは意図されていない。結果として、予わいは、通常、ＲＦＰＡを飽和させる原因となるであろうＲＦ入力信号に付加される。一度ＲＦＰＡが飽和すると、予わい信号を印加しても、出力の振幅において全く効力を有さなくなる。これは、ＲＦＰＡに対する大きな相補的入力が出力振幅を飽和されたＲＦ出力限界以上には上昇させないからである。しかし、位相についての飽和は全く異なる。ＲＦ入力信号の位相に適用された予わい補正は、出力に伝達される、従来の予わい付加器に関しては、これらの位相補正は、ピーク入力信号に関してひどく不正確であり、従って、そのようなピークでの予わいのパフォーマンスでは重大な悪化を引き起こす。
【００２３】
従って、高次のＩＭＤ積を補償するような、マルチトーンＲＦ信号のための広帯域予わい技術が必要である。ピークＲＦ入力信号に対して効果的な予わい技術も必要とされている。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
従って、本発明の目的とするところは、高次のＩＭＤ積を補償する技術を提供することにある。また、更に、ピーク入力信号のＩＭＤ補償の精度の低下を防止し、同時に、平均入力信号をＩＭＤ補償する有意な改良を図ることにある。
【００２５】
本発明の典型的な実施の形態においては、広帯域にわたる３次及びさらに高次のＩＭＤ積を補償する予わい信号を生成する。そしてその予わい信号は、入力ＲＦ信号、例えばマルチトーンＲＦ信号に作用される。予わい関数は、可変係数を有する低次の多項式である。予わい関数は、検出された入力ＲＦ信号の包絡線に基づいて生成され、予わいは、仮想的に、トーン周波数から独立したものとなる。検出された包絡線は、クリップされ、双曲線正接に近似され、減衰される。クリップされた形状は、双曲線正接の形状に近似しており、検出された包絡線が所定の値を超えることを防止し、大きなピークがその検出された包絡線に存在していても、ひどく不正確な予わい補償を行わないようにしている。
【００２６】
典型的な実施の形態においては、予わい信号は、非線形増幅器によって積算されたＩＭＤ積を補償する。多項式の係数は、その増幅器の出力と、入力ＲＦ信号との差に基づいて調整される。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下の記載中、特定の回路、回路構成、技術等といった限定された細部は、本発明を完全に理解するための説明を目的として記述されたものであり、本発明を限定するものではない。本発明が、これら限定された細部から離れた他の実施の形態においても実施されうることは当業者に取ってみれば当然のことであろう。既知の方法、装置、及び回路の細部は、本発明の説明が不明瞭とならないように省略される。
【００２８】
本発明によれば、３次及び更に高次の相互変調積が、入力ＲＦ信号に対する予わい信号を作用させることによって、補償される。本発明の典型的実施の形態によれば、予わい信号は、広帯域オペレーションを可能とするアナログ処理成分を伴って生成される。
【００２９】
図３は、本発明の一実施の形態による、典型的な予わい付加システム１００を示している。本システムは、予わい付加回路（ＰｒｅＤ）３７と直交利得位相調整器（ＱＧＰＡ）３６とを含む。ＰｒｅＤ３７は、アナログ予わい信号を生成し、ＱＧＰＡ３６はその予わい信号をＲＦＰＡ１３のマルチトーンＲＦ入力に作用させる。
【００３０】
ＰｒｅＤ３７は、その内部で、適当な予わい信号を、ターミナル３０で受信したマルチトーンＲＦ入力ＲＦinに基づいて、生成する。ターミナル３０からの、この受信した入力信号ｑは、入力分岐器３３によって等振幅の２つの信号に分岐される（太線は、合成信号を示す。その時間依存性は説明の平明化のためここでは考慮に入れていない。）その一方の信号は、遅延要素４２に送られる。他方の信号は、信号ｘとして、スプリッタ３４に送られる。スプリッタ３４は、信号ｘを、等しい振幅を持つ２つの信号に、更に分割する。その一方はＰｒｅＤ３７に供給され、他方は９０度スプリッタ３５に送られる。この９０度位相分割器は、信号ｘを２つに分割し、その一方に０°を掛け、他方に９０°を掛ける。その結果、合成信号を生成する。
【００３１】
ＰｒｅＤ３７は、信号ｘに基づいて予わい信号ｐを生成する。９０度スプリッタ３５により、ＱＧＰＡ３６は、信号ｘに、ＰｒｅＤ３７からの合成予わい信号ｐを積算することができ、それにより、信号ｘの振幅及び位相を調整することができる。その調整後の信号はＱＧＰＡ３６から、信号ｒとして、ＲＦＰＡ１３に出力される。
【００３２】
利得ベース形式での予わい付加システムの動作は、数学的に以下のように記載することができる。つまり、
r=xp
である。ここで、ｒは、予わいＲＦ信号であり、xはＲＦ入力であり、そしてｐは、ＰｒｅＤ３７によって生成された予わい信号（或いは、ダイナミック合成利得信号）、すなわち、p =pi +jpqとなる。予わい信号ｐは、ＰｒｅＤ３７において、デカルト形式で以下のように生成されてもよい。
【００３３】
つまり、
pi= |x|2Ｃ2i + |x|Ｃ1i + Ｃ0i (2a)
pq= |x|2Ｃ2q + |x|Ｃ1q + Ｃ0q (2b)
である。ここで|x|は信号ｘの振幅でありＣ2i,Ｃ2q,Ｃ1i,Ｃ1q,Ｃ0i,及びＣ0qは、予わい信号の係数を表している。これらは、コントローラ４０で調整されうる。ＱＧＰＡ３６は、予わい信号の項に入力した信号ｘを掛けるため、例えば、２つの積算器及び一つのアナログ加算器を、実装すればよい。
【００３４】
式１は拡張合成形式で、以下のように書き換えることができる。
【００３５】
つまり、
r = x(|x|2Ｃ2 + |x|Ｃ1 + Ｃ0) (3)
ここで、
Ｃ0 = Ｃ0i + jＣ0q   (4a)
Ｃ1 = Ｃ1i + jＣ1q   (4b)
Ｃ2 = Ｃ2i + jＣ2q   (4c)
再度、図３を参照すると、コントローラ４０は、入力ｑとＲＦＰＡ１３の減衰（scale）された出力との間の差を最小化することにより、予わい信号係数を調整する。ＲＦＰＡ１３の出力ｖは、分岐器４７を経て分割され減衰器４３に送られる。その分割された出力は、減衰器４３において減衰され、減衰された出力は、合成器４６を経て、入力信号に合成される。ただし、この入力信号は、要素４２により、予わい信号における遅延と実質的に同様の量だけ、遅延されたものである。減衰器４３は、分岐器４７からの出力ｖを１／ＧDだけ、減衰する。ここで、ＧDは、ＲＦＰＡ１３の利得や、分岐器４７の利得などに対応するものであり、減衰した出力信号の利得は、遅延された入力信号の利得に等しい。減衰された出力信号と遅延された入力信号は分岐器４５を経て分割され、検出器４１に送られる。この検出器４１は、減衰された出力信号と遅延された入力信号の差を検出し、この差をエラー信号ｅとしてコントローラ４０に通知する。コントローラ４０は、予わい信号係数Ｃ1i,Ｃ1q,Ｃ2i,及びＣ2qをエラー信号ｅが最小となるように調整する。これによって、温度と時間の変化に伴って生じる増幅器の特徴変化を吸収する。コントローラ４０は、また、一定の合成係数Ｃ0i及びＣ0qを生成する。これらの係数は、アナログ加算器３８及び３９によってＰｒｅＤ出力に加算され、ＲＦ増幅器の入出力間の差の静的部分を補正する。コントローラ４０は、例えばマイクロプロセッサにより実現することができる。
【００３６】
式3の利得ベースの予わい信号から分かるように、ＰｒｅＤ３７が無ければ、すなわち、Ｃ1i=0,Ｃ1q=0,Ｃ2i=0,Ｃ2q=0 → Ｃ1=0,Ｃ2=0であれば、ＱＧＰＡ３６の利得は、合成係数Ｃ0=Ｃ0i+Ｃ0qの設定によって制御される。従って、ＰｒｅＤ３７が無ければ、ＱＧＰＡ３６は、ＲＦＰＡ１３の合成利得を、作用させるＲＦ入力レベルとは独立に、調整できるに過ぎない。ＲＦＰＡ１３は、合成利得を有し、この合成利得は、ＲＦ入力レベルが変化するのに応じて幾分変化する、すなわち、非線形であるので、そのような固定的な調整ではたった一つのＲＦレベルにおいてしか、入出力差がゼロとならないであろう。つまり、他のレベルでは、入出力差は、ゼロとならないであろう。ＰｒｅＤ３７を実装することにより、合成利得が、ＲＦ入力レベルの機能に応じてダイナミックに変化可能であり、これにより、ＲＦレベルのレンジを越えて、入出力差を減少することができ、結果として効果的なＲＦＰＡ１３の線形化を行うことができる。Ｃ1項を含めることにより、ＰｒｅＤ３７は、ＱＧＰＡ３６の合成利得を、入力の振幅に比例する形で調整することができる。また、Ｃ2項を含めることにより、合成利得を、入力の振幅の二乗に応じて変化させることができる。
【００３７】
図４は、典型的な予わい付加回路の詳細なブロック図である。典型的な実施の形態によれば、図４の予わい付加回路は、図３のＰｒｅＤ３７に対応する。しかしながら、本発明は、これに限定されるものではなく、本発明のこの予わい付加回路は、３次及びより高次のＩＭＤ補償が望まれるようなシステムであれば、いかなるシステムに実装しても良いことは、理解されるべきである。
【００３８】
図４を参照すれば、入力ＲＦ信号ＲＦi（典型的な実施の形態では、図３の信号ｘに対応）は、ミキサ４８と限定的増幅器４９を含む入力検出器に印加される。入力検出器は入力ＲＦ信号の包絡線を検出する。これにより、予わいは、仮想的にトーン周波数から独立なものとなる。検出された包絡線は、可変飽和度増幅器（ＶＳＡ）５０に印加される。ＶＳＡ５０は、ターミナルＣ３に印加される制御電圧により外部から制御されうるクリップレベルで、検出された包絡線を効果的にクリッピングすることが可能である。典型的な実施の形態によれば、そのクリッピング形状は、双曲線正接（ｔａｎｈ）関数に近似させ、その包絡線が所定の値を超えることを防止する。これにより、大きなピークが、検出された包絡線に存在する場合に、ＰｒｅＤ３７が、ひどく不正確な予備補正を行わないようにしている。
【００３９】
ＶＳＡ５０からのクリップされた信号は、可変利得増幅器（ＶＧＡ）５１に印加される。ＶＧＡ５１は、そのクリップされた信号を減衰する。これにより、全ＰｒｅＤ３７回路を、スイッチオフすること、或いは、ターミナルＣ４に印加される制御電圧に応じて、漸次、機能停止状態にすることができる。
【００４０】
ＶＧＡ５１の減衰された出力は、ＲＦ入力の予備処理後の包絡線を表している。この信号|x|は二乗回路５２において二乗され、|x|2が生成される。式（２ａ）及び（２ｂ）によって与えられた関数を生成するために、|x|と|x|2の両方が、4つの線形出力積算回路５３，５４，５５，及び５６に印加される。これらの積算器は、|x|及び|x|2のそれぞれにＣ1i, Ｃ2i, Ｃ1q,及びＣ2qを掛ける。積算された信号同士は、加算器５７及び５９によって加算され、バッファ５８及び６０に一時記憶され、2つの出力ＰＲＩ及びＰＲＱが生成される。これらの出力は、式（２ａ）及び（２ｂ）の、より高次の項を表す。すなわち、ＰＲＩ=|x|2Ｃ2i+|x|Ｃ1iであり、ＰＲＱ = |x|2Ｃ2q+|x|Ｃ1qである。式（２ａ）及び（２ｂ）の、より低次の項(Ｃ01及びＣ0q)は、加算器３８及び３９により、実質的に、ＰＲＩ及びＰＲＱに加算され、それぞれpi及びpqとなる。
【００４１】
上記には利得ベース形式の場合について説明したが、本予わい付加システムは、式（３）を展開することによって、入出力変換関数を用いて、次のように記述することもできる。
【００４２】
r = x|x|2Ｃ2 + x|x|Ｃ1 + xＣ0  (5)
式（５）は、予わい信号rが、１次ＩＭＤを補償するための１次の項xＣ0と、３次ＩＭＤを補償するための３次の項x|x|2Ｃ2と、３次よりも高次のＩＭＤ積を補償する付加的な項x|x|Ｃ1とを、含むことを示す。このようにして高次ＩＭＤ積に対して効果的な線形化処理をもたらす。これは、図５Ａ〜５Ｃを参照してよりよく理解することができる。これらの図には、周波数軸において、係数を排除した、予わい信号rの各項の変化が示されている。図５Ａ及び５Ｃから分かるように、１次の項xは１次の予わいを提供し、x|x|2の項は実質的に３次の予わいを提供する。一方、図５Ｂは、x|x|の項が３次よりも高次の予わいを提供することを示している。
【００４３】
より高次のＩＭＤ積のための予わいを提供することに加え、x|x|の項は、ダイナミックレンジに関してうまく振る舞う。予わい信号の項の時間軸における変化を示す図６Ａ〜６Ｃから分かるように、これらの項の振幅は、更に高速に変化し、すなわち、全ての|x|の項について、より早く上下動を行う。同様に、x|x|の項を、他の高次の項、例えば、x5やx7の項と比較すると、xの振幅が、比較的大きい場合（１より大きい場合）には、他の高次の項の振幅は、x|x|の項の振幅よりも速く大きくなり、従って、電子的な実施の形態においては、より早くクリップの限界に到達するであろう。xが比較的小さい（＜１）場合には、他の高次の項の振幅は、x|x|の項の振幅よりも速く小さくなり、従って、電子的な実施の形態では、より速くノイズフロアに接近する。このように、特に、本質的に高いダイナミックレンジを有するマルチトーン信号を扱う場合には、x|x|の項によって、簡単に予わい付加回路を電子的に実現することができる。
【００４４】
図７Ａは、本発明の一実施の形態に係る歪み補償の典型的方法を示す図である。この方法は、ステップ７００で開始し、入力マルチトーンＲＦ信号が受信される。ステップ７２０では、予わい信号が生成される。ステップ７４０では、予わい信号がマルチトーンＲＦ信号に当てはめられ。予わい信号が当てはめられた後に、入力マルチトーンＲＦ信号が、例えば、増幅され、増幅器によって生成されたＩＭＤが、予わい信号によって補償される。図７Ａに示すように、予わい方法は、入力ＲＦ信号が受信される間、繰り返される。
【００４５】
図７Ｂは、本発明の一実施の形態に係る予わい信号生成の典型的方法を示している。この方法は、ステップ７２２に開始し、入力マルチトーンＲＦ信号の包絡線が検出される。検出された包絡線は、ステップ７２４でクリップされ、ステップ７２６で減衰される。次にステップ７２８で係数がコントローラ４０によって、例えば、増幅器の入力と増幅器の出力の間で検出されたエラーに基づいて、調整される。最後に、ステップ７３０において、多項式の予わい信号が、コントローラ４０によって調整された係数に、検出された包絡線を掛けることによって、算出される。
【００４６】
本発明によれば、ピーク入力レベルにおいて不正予わいを減少しつつ、広帯域にわたって平均的なＩＭＤのパフォーマンスが改善されうる。中心周波数が１５００ＭＨｚで、平均出力電力が２５ワット（Ｗ）で行う試験では、平均ＩＭＤにおいて１０デシベル（ｄＢ）以上の改善が、少なくとも１０ＭＨｚの帯域でのピークＩＭＤパフォーマンスをなくすことなく、実現される。本発明に係る予わい技術は、非常にわずかな変更を行えば、いかなるキャリア周波数にも、ほぼ適用できる
本発明は、上記の特定の実施の形態に限定されるものではない。例えば、上記実施の形態では、非線形増幅器によって起こる歪みを補償することに付いて記載されているが、本発明は、何らかのソースからのＩＭＤの補償に適用できる。加えて、入力ＲＦ信号は、上記に、マルチトーンＲＦ信号として記載してきたが、本発明をシングルトーンＲＦ入力信号に適用することも可能であることは、明らかであろう。その詳細な説明は、クレームに定義されているように、本発明の技術思想の範囲内で可能な、いかなる、そして全ての変更を意図するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】  従来の３次予わい付加器のブロック図である。
【図１Ｂ】  図１Ａに示された予わい付加器に印加された２トーン入力ＲＦ信号のスペクトルを示す図である。
【図１Ｃ】  図１Ａに示す３次予わい付加器のＲＦＰＡ増幅された出力のスペクトルを示す図である。
【図２】  従来の５次予わい付加器のブロック図である。
【図３】  本発明の典型的な実施の形態に係る、アナログ予わい付加システムのブロック図である。
【図４】  本発明の一実施の形態に係る典型的な予わい付加回路のブロック図である。
【図５Ａ】  本発明の一実施の形態に係る、周波数軸での典型的予わいＲＦ信号の項の変化を示す図である。
【図５Ｂ】  本発明の一実施の形態に係る、周波数軸での典型的予わいＲＦ信号の項の変化を示す図である。
【図５Ｃ】  本発明の一実施の形態に係る、周波数軸での典型的予わいＲＦ信号の項の変化を示す図である。
【図６Ａ】  本発明の一実施の形態に係る、時間軸での典型的予わいＲＦ信号の項の変化を示す図である。
【図６Ｂ】  本発明の一実施の形態に係る、時間軸での典型的予わいＲＦ信号の項の変化を示す図である。
【図６Ｃ】  本発明の一実施の形態に係る、時間軸での典型的予わいＲＦ信号の項の変化を示す図である。
【図７Ａ】  本発明の一実施の形態に係る、歪み補償の典型的方法を示す図である。
【図７Ｂ】  本発明の一実施の形態に係る、予わい信号生成の典型的方法を示す図である。
【図１Ａ】
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【図１Ｂ】
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【図１Ｃ】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図５Ｃ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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