(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高圧車両負荷に給電する高圧バッテリと、
低圧車両負荷に給電する低圧バッテリと、
前記高圧バッテリの電力を降圧して前記低圧バッテリに給電する充電装置と、
を備え、
前記充電装置は、
前記高圧バッテリからの電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力電圧を降圧する降圧トランスと、
前記降圧トランスの出力電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、
を有する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備える二バッテリ搭載型車両用電源装置において、
前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧をＶi、前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのデューティ比をＤＵＴＹ、前記降圧トランスの巻数比をＮ、前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をＶoとした際に、前記入力電圧Ｖiと前記デューティ比ＤＵＴＹと前記巻数比Ｎとの積から前記出力電圧Ｖoを減算した値に基づき、前記充電装置の出力電流を演算する出力電流演算部を有することを特徴とする二バッテリ搭載型車両用電源装置。
【請求項２】
高圧車両負荷に給電する高圧バッテリと、
低圧車両負荷に給電する低圧バッテリと、
前記高圧バッテリの電力を降圧して前記低圧バッテリに給電する充電装置と、
を備え、
前記充電装置は、
前記高圧バッテリからの電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力電圧を降圧する降圧トランスと、
前記降圧トランスの出力電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、
を有する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備える二バッテリ搭載型車両用電源装置において、
前記整流回路の整流ダイオード素子の電圧降下に基づいて前記充電装置の出力電流を演算する出力電流演算部を有することを特徴とする二バッテリ搭載型車両用電源装置。
【請求項３】
請求項２記載の二バッテリ搭載型車両用電源装置において、
所定電流が給電されるダミーダイオードを有し、
前記出力電流演算部は、ダミーダイオードの電圧降下に基づいて、前記出力電流を演算することを特徴とする二バッテリ搭載型車両用電源装置。
【請求項４】
高圧車両負荷に給電する高圧バッテリと、
低圧車両負荷に給電する低圧バッテリと、
前記高圧バッテリの電力を降圧して前記低圧バッテリに給電する充電装置と、
を備え、
前記充電装置は、
前記高圧バッテリからの電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
前記インバータ回路の出力電圧を降圧する降圧トランスと、
前記降圧トランスの出力電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、
を有する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備える二バッテリ搭載型車両用電源装置において、
前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端と前記低圧バッテリの高位端との電位差に基づいて前記充電装置の出力電流を演算する出力電流演算部を有することを特徴とする二バッテリ搭載型車両用電源装置。
【請求項５】
請求項４記載の二バッテリ搭載型車両用電源装置において、
前記低圧バッテリの高位端と前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端との間の送電線と平行に敷設されて、前記低圧バッテリの高位端から前記出力電流演算部への低圧バッテリ電位検出用の信号線を有することを特徴とする二バッテリ搭載型車両用電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、二バッテリ搭載型車両用電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ハイブリッド車を含む電気自動車では走行用モータへは高圧の主バッテリから給電し、エアコン、照明装置などの低圧負荷へは低圧の補機バッテリから給電する二電源方式が、低圧負荷として汎用機を流用できるなどの点で有益である（例えば、特開２０００−１０２１７７号公報参照）。また、通常の内燃機関車においても、エンジン始動、エンジントルクアシストなどの大電力送電は高圧の主バッテリから行い、低圧負荷へは従来どおり低圧の補機バッテリから給電する二バッテリ電源系を搭載する機運が生じている。
【０００３】
この二電源方式の車両用電源系では、補機バッテリを小容量とし、補機バッテリの容量が不足した場合や大電力の低圧負荷を駆動する場合に、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにより高圧バッテリから低圧バッテリに給電する。
【０００４】
この時、回路保護や送電電力の算出のために降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流を検出している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した電流検出に通常用いられる磁気式電流検出装置は、高価であり、また、ホール素子などの磁気センサを装備するフェライトコアに送電線を貫通させる必要、磁気式電流検出装置内のセンスアンプへ電源電力を給電する必要があり、装置規模が増大するという欠点があった。
【０００６】
低抵抗の電流検出用抵抗素子を送電配線と直列に接続することも可能であるが、電力損失が大きいという問題があった。電流が小さい降圧トランスの一次側に電流検出用抵抗素子を配置することも可能であるが、通常、検出電流を利用する制御回路系は低圧バッテリの電圧を電源電圧として動作するので、検出電圧を低圧バッテリ基準に変換する必要があり、信号電圧処理が面倒であった。
【０００７】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、装置規模増大を回避しつつ出力電流を検出可能な二バッテリ搭載型車両用電源装置を提供することを、その目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の二バッテリ搭載型車両用電源装置は、高圧車両負荷に給電する高圧バッテリと、低圧車両負荷に給電する低圧バッテリと、前記高圧バッテリの電力を降圧して前記低圧バッテリに給電する充電装置と、を備え、前記充電装置は、前記高圧バッテリからの電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電圧を降圧する降圧トランスと、前記降圧トランスの出力電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路と、を有する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備える二バッテリ搭載型車両用電源装置において、前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧をＶi、前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータのデューティ比をＤＵＴＹ、前記降圧トランスの巻数比をＮ、前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をＶoとした際に、前記入力電圧Ｖiと前記デューティ比ＤＵＴＹと前記巻数比Ｎとの積から前記出力電圧Ｖoを減算した値に基づき、前記充電装置の出力電流を演算する出力電流演算部を有することを特徴としている。
【０００９】
すなわち、本発明によれば、充電装置の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの入、出力電圧とデューティ比により電流を推定するので装置規模の増大を抑止でき、更に電流検出用抵抗素子を用いないので、無駄な電力損失減らすことができる。
【００１０】
請求項２記載の二バッテリ搭載型車両用電源装置は、高圧車両負荷に給電する高圧バッテリと、低圧車両負荷に給電する低圧バッテリと、前記高圧バッテリの電力を降圧して前記低圧バッテリに給電する充電装置とを備え、前記充電装置は、前記高圧バッテリからの電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電圧を降圧する降圧トランスと、前記降圧トランスの出力電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路とを有する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備える二バッテリ搭載型車両用電源装置において、
前記整流回路の整流ダイオード素子の電圧降下に基づいて前記充電装置の出力電流を演算する出力電流演算部を有することを特徴としている。
【００１１】
すなわち、本発明は、整流回路の整流ダイオード素子の電流と電圧降下との関数関係に基づいて二バッテリ搭載型車両用電源装置の電流を推定するので、電流検出装置を省略して装置規模の増大を抑止することができる。また、電流検出用抵抗素子を降圧トランスの二次側に配置する場合における大きな電力損失を防止でき、一次側に配置する場合における検出信号電圧の基準レベルの変換回路の増設を省略することができる。
【００１２】
請求項３記載の構成は請求項２記載の二バッテリ搭載型車両用電源装置において更に、所定電流が給電されるダミーダイオードを有し、前記出力電流演算部は、ダミーダイオードの電圧降下に基づいて、前記出力電流を演算することを特徴としている。
【００１３】
本構成によれば、このダミーダイオードにたとえば種々の値の電流を流してその電圧降下を検出することにより、ダイオードの電流と電圧降下との関係を知ることができ、ダイオードの電流と電圧降下との間の非直線関係を示すマップを省略することができる。特に、ダイオードの電流ー電圧降下特性の温度による変動を容易にキャンセルすることができる。
【００１４】
好適な態様において、整流回路の整流ダイオード素子とこのダミーダイオードとを同一パッケージ又は同一チップに実装ないし集積される。これにより、両ダイオード間の温度差による電圧ー電流特性の差を低減することができる。
【００１５】
好適な態様において、ダミーダイオードの電圧降下が整流ダイオード素子の電圧降下に等しくなるようにダミーダイオードへの給電電流を制御し、この給電電流を抵抗により電圧に変換して、この電圧を整流ダイオード素子の電流値に比例する信号とする。これによりマップを用いることなく簡素な回路構成で整流ダイオード素子の電流を検出することができる。
【００１６】
請求項４記載の二バッテリ搭載型車両用電源装置は、高圧車両負荷に給電する高圧バッテリと、低圧車両負荷に給電する低圧バッテリと、前記高圧バッテリの電力を降圧して前記低圧バッテリに給電する充電装置とを備え、前記充電装置は、前記高圧バッテリからの電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路の出力電圧を降圧する降圧トランスと、前記降圧トランスの出力電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を平滑する平滑回路とを有する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを備える二バッテリ搭載型車両用電源装置において、
前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端と前記低圧バッテリの高位端との電位差に基づいて前記充電装置の出力電流を演算する出力電流演算部を有することを特徴としている。
【００１７】
すなわち、本発明は、従来の電流検出用抵抗素子の代わりに、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端から低圧バッテリの高位端に送電する送電線の電圧降下を利用して二バッテリ搭載型車両用電源装置の電流を推定するので、高価な電流検出装置を省略して装置規模の増大を抑止することができる。また、電流検出用抵抗素子を降圧トランスの二次側に配置する場合における大きな電力損失を防止でき、一次側に配置する場合における検出信号電圧の基準レベルの変換回路の増設を省略することができる。
【００１８】
なお、低圧バッテリ電位検出用の信号線は、ほとんど電流が流れないので細くてよく、コストはきわめて小さい。太い上記送電線に新たに端子を設ける必要もなく、送電線の低圧バッテリ側の端子と信号線の一端とはあらかじめ接続しておくこともできる。
【００１９】
上記送電線は、少なくも数十mＶ以上の電圧降下を生じるので、通常、差動増幅器からなる出力電流演算部は容易に電流比例の信号電圧を検出することができる。
【００２０】
なお、出力電流演算部は差動増幅器の前又は後にローパスフィルタをもつことが好ましい。これにより、ローパスフィルタの接地により上記送電線などのインダクタンス成分により発生する高周波ノイズ電圧をカットすることができ、必要な信号である直流電位を高精度に検出することができる。
【００２１】
請求項５記載の構成は 請求項４記載の二バッテリ搭載型車両用電源装置において更に、前記低圧バッテリの高位端と前記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力端との間の送電線と平行に敷設されて、前記低圧バッテリの高位端から前記出力電流演算部への低圧バッテリ電位検出用の信号配線を有することを特徴としている。
【００２２】
本構成によれば、配線作業が簡単となり、かつ、外部から送電線に同相高周波電磁波ノイズ電圧をキャンセルできる。
【００２３】
【発明を実施するための態様】
本発明の二バッテリ搭載型車両用電源装置の好適な態様を以下の実施例を参照して説明する。
【００２４】
【実施例１】
本発明の二バッテリ搭載型車両用電源装置の一実施例を図１に示す回路図を参照して説明する。
（回路構成）
この二バッテリ搭載型車両用電源装置は、ハイブリッド車の走行エネルギー蓄電用の主バッテリ１から、補機及び制御装置給電用の補機バッテリ２に電圧変換して給電するためのものであって、３は平滑コンデンサ、４は４個のＭＯＳトランジスタをブリッジ接続してなるインバータ回路、５は電圧制御回路（本発明でいう出力電流演算部を含む）、６は降圧トランス、７はゲート制御回路、８は全波整流用の２個の整流ダイオード素子８１，８２からなる整流回路、９はチョークコイル１０及び平滑コンデンサ１１からなる平滑回路である。電圧制御回路５は、入力される低圧バッテリ２の端子電圧Ｖｏを一定値に保つためにインバータ回路のＰＷＭ電圧のデューティ比をネガティブフィードバック制御する。すなわち、電圧制御回路５は、低圧バッテリ２の端子電圧Ｖoを内部に記憶する目標値Ｖrefに一致させるべくデューティ比を調整したＰＷＭ信号をゲート制御回路７に送信し、ゲート制御回路７はそれを必要なレベルに増幅してインバータ回路４に出力し、インバータ回路のデューティ比を調整する。
【００２５】
主バッテリ１は、インバータ回路４の正負直流入力端及び平滑コンデンサ３に高電圧（たとえば３００Ｖ）を印加し、インバータ回路４はたとえば２０kＨzのキャリヤ周波数でＰＷＭ単相交流電圧をトランス６に印加する。トランス６は同方向に接続された一対の二次コイルを有しており、これら二次コイルの中点はチョークコイル９を通じて低圧バッテリ２の正極端に接続され、両二次コイルの残る他端は整流回路の各ダイオード素子を通じて接地されている。整流回路８で整流された直流電圧は平滑回路９で平滑されされた後、補機バッテリ２に送られる。補機バッテリ２の定格電圧は１２Ｖである。
【００２６】
１２は、装置温度を検出するサーミスタであり、その電圧降下は電圧制御回路５に出力される。
【００２７】
上記降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の動作は良く知られているので説明を省略する。以下、上記各回路要素のうち、電圧制御回路５以外を、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３と称し、電圧制御回路５と降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３とを総称して充電装置１４と称する。
（電流検出動作）
次に、電圧制御回路５により実行される電流検出動作について以下に説明する。電圧制御回路５はハードウエアでもソフトウエアでも構成できるが、この実施例では電圧制御回路５が内蔵するマイコンのソフトウエア処理により降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の出力電流を演算するものとする。このソフトウエア自体は後述のように簡単であるので、フローチャート図示は省略する。
【００２８】
電圧制御回路５には、低圧バッテリ２の端子電圧に略相当する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の出力電圧Ｖoと、高圧バッテリ１の端子電圧に略相当する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１２の入力電圧Ｖiと、サーミスタ１２が検出した温度信号電圧Ｖtが入力される。また、電圧制御回路５は内部にてデューティ比ＤＵＴＹに相当する電圧又はデジタル信号値を形成しているのは前述のとおりである。
【００２９】
まず、上記入力信号に基づいて、関数値Ｆx＝Ｋ（Ｖi・ＤＵＴＹ・ＮーＶo）を算術演算する。Ｋはあらかじめ記憶する比例定数、Ｎはあらかじめ記憶している二次コイルの一個のターン数／一次コイルのターン数である。
【００３０】
この関数値Ｆxは、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の出力電流に略比例関係をもつことを以下に説明する。
【００３１】
トランス６がない場合に置換すれば、この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの実質的な入力電圧は、真の入力電圧ＶiにＤＵＴＹ・Ｎを掛けた値となる。ただし、この実施例では、インバータ回路４の実質の出力電圧平均値はデューティ比ＤＵＴＹに比例すると仮定する。
【００３２】
また、この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の内部損失のうち、整流ダイオード素子８１，８２の順方向電圧降下、トランス６の鉄損及び平滑コンデンサ３，１１の誘電体損失が降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の出力電流iに比例すると仮定する場合（抵抗に置換した場合）、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３はトランス６がない場合に置換して、一個の内部等価抵抗rに置換することができ、Ｖi・ＤＵＴＹ・ＮーＶo＝i・rの式が成立する。
【００３３】
したがって、Ｆx＝Ｋ（Ｖi・ＤＵＴＹ・ＮーＶo）においてＫを適切に設定すれば、Ｆxは出力電流iとなる。
【００３４】
実際には、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の各部の電気抵抗などのインピーダンスは、温度の関数となるので、電圧制御回路５にこの温度と比例定数（内部抵抗）との関係をマップとして必要ペアだけ記憶しておく。そして、サーミスタ１２から検出した温度信号電圧Ｖtにより現在温度に相当する比例定数Ｋをサーチし、選択したＫを用いて関数値Ｆxすなわち出力電流iを算出すればよい。
【００３５】
以上説明したこの実施例の電流推定法によれば、磁気式電流検出装置を省略できるので装置規模及び製造費用の増大を抑止でき、電流検出用抵抗素子を省略できるので電力損失を低減することができる。また、この降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は出力インピーダンスが小さいので、それよりたとえば二桁以上小さい電流検出用抵抗素子を形成することは容易ではないが、この実施例では、電流検出用抵抗素子を必要としないのでこの問題は生じない。
【００３６】
【実施例２】
他の実施例を図２を参照して以下に説明する。
【００３７】
この実施例は、図１に示す整流回路８の整流ダイオード素子８１の電圧降下に基づいて電流を検出するものである。よく知られているように整流ダイオード素子８１の電圧降下は、整流ダイオード素子８１を流れる電流と所定の非直線関係をもつ。
【００３８】
したがって、電圧制御回路５にこの非直線関係を表すマップを各温度ごとに記憶しておけば、整流ダイオード素子８１の電圧降下及び検出温度をこのマップ群に代入すれば、整流ダイオード素子８１の電流を推定することができる。降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の出力電流iは、整流ダイオード素子８１の電流の２倍であるので、出力電流iを容易に求めることができる。なお、整流ダイオード素子８１の内部寄生容量は誤差要因となるが等価回路に相当する式を記憶し、それを利用して内部寄生容量による誤差を補償してもよい。
【００３９】
【実施例３】
他の実施例を図２を参照して以下に説明する。
【００４０】
この実施例は、図１に示す整流回路８の整流ダイオード素子８１の電圧降下に基づいて電流を検出するものである。
【００４１】
８３はダミーダイオード、８４はコンパレータ、８５はベース抵抗、８６は抵抗ソース接地ＰＮＰトランジスタ、８７はエミッタ抵抗、８８はコレクタ抵抗、８９はボルテージホロワ回路、９０はローパスフィルタである。
【００４２】
整流ダイオード素子８１とダミーダイオード８３とは、同一パッケージに実装されるか又は同一チップに集積されている。ただし、ダミーダイオード８３のチップ有効面積は整流ダイオード素子８１のそれに比較して格段に縮小（たとえば１００分の１）されている。
【００４３】
両ダイオード８１，８３のアノード電極は接続され、両ダイオード８１，８３のカソード電極は、コンパレータ８４の一対の入力端に個別に接続されている。ただし、ダミーダイオード８３はコンパレータ８４のー入力端に接続されている。コンパレータ８４の出力端はベース抵抗８５を通じてトランジスタ８６のベース電極に接続され、トランジスタ８６のエミッタはエミッタ抵抗８７を通じてダミーダイオード８３のカソード電極に接続され、トランジスタ８６のコレクタはコレクタ抵抗８８を通じて接地されている。ボルテージホロワ回路８９はトランジスタ８６のコレクタ電圧を電流増幅し、ローパスフィルタ９０はボルテージホロワ回路８９の出力電圧の低域成分を抽出して電流比例信号電圧とする。
【００４４】
動作を説明すると、ダミーダイオード８３の電圧降下が整流ダイオード素子８１のそれよりも小さければコンパレータ８４はローレベルを出力してトランジスタ８６をオンしてダミーダイオード８３に流れる電流を増加し、ダミーダイオード８３の電圧降下が整流ダイオード素子８１のそれよりも大きければコンパレータ８４はハイレベルを出力してトランジスタ８６をオフし、ダミーダイオード８３を流れる電流を減らす。これにより、等価的にダミーダイオード８３の電圧降下は整流ダイオード素子８１のそれと等しい値となる。
【００４５】
ダミーダイオード８３の有効面積が整流ダイオード素子８１のそれの１／Ｇ倍（Ｇは面積比）であるので、この時、ダミーダイオード８３には整流ダイオード素子８１の電流の１／Ｇ倍の電流が流れることになり、ローパスフィルタ９０にはi・rc／Ｇの電圧降下に等しい信号電圧が発生する。降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の出力電流は整流ダイオード素子８１の電流の約２倍であるので、相当正確に降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の出力電流を検出することができ、温度変化にもほとんど影響を受けない。
【００４６】
なお、整流ダイオード素子８２にも同様にダミーダイオードを設けてその電流を検出し、検出した両電流を合算することも当然可能である。この回路を図３に示す。
【００４７】
【実施例４】
他の実施例を図４を参照して以下に説明する。
【００４８】
１３は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ、１００は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の出力端から補機バッテリ２の高位端子に送電する送電線、１０１は、この送電線１０１に沿って敷設された信号線、２０は差動電圧増幅器、２１はローパスフィルタである。
【００４９】
送電線１００の電気抵抗はあらかじめ決定されている。送電線１００の両端の電位を差動電圧増幅器２０で差動増幅器で検出し、ローパスフィルタ２１でその直流成分を抽出すれば降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ１３の出力電流に相当する信号電圧を検出することができ、これを既知の抵抗値で割れば電流を算出することができる
この実施例によれば、電流検出用抵抗素子を追加することを必要としないので、電力効率が優れ、回路コストが小さいという効果を有している。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の二バッテリ搭載型車両用電源装置の一実施例を示す回路図である。
【図２】  実施例２の装置を示す回路図である。
【図３】  実施例３の変形態様を示す回路図である。
【図４】  実施例４の変形態様を示す回路図である。
【符号の説明】
１  主バッテリ
２  補機バッテリ
４  インバータ回路
５  電圧制御回路
６  降圧トランス
８  整流回路
９  平滑回路
【図１】
0004389379.tif 000002
【図２】
0004389379.tif 000003
【図３】
0004389379.tif 000004
【図４】
0004389379.tif 000005