(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ゲートに印加される電圧にもとづいてオン・オフする第１ないし第４のトランジスターを含み、前記第１および第２のトランジスターのドレインは磁気ヘッドのコイルの一端に接続され、前記第３および第４のトランジスターのドレインは前記コイルの他端に接続され、前記第２および第４のトランジスターのソースは第１の電位点に接続され、前記第１および第３のトランジスターのソースは前記第１の電位点より電圧の高い第２の電位点に接続され、前記第１ないし第４のトランジスターを通じて前記コイルに駆動電流を供給して磁界を発生させ、同磁界により情報記録媒体に情報を記録する磁気ヘッド駆動回路であって、
前記第１のトランジスターのゲートに印加されるパルス電圧を、そのハイレベルの電圧が前記第２の電位点の電圧にほぼ一致するようにクランプする第１のクランプ回路と、
前記第３のトランジスターのゲートに印加されるパルス電圧を、そのハイレベルの電圧が前記第２の電位点の電圧にほぼ一致するようにクランプする第２のクランプ回路とを備えたことを特徴とする磁気ヘッド駆動回路。
【請求項２】
前記第１のクランプ回路は、ダイオードとコンデンサーとを含み、前記ダイオードはカソードを前記第２の電位点側にして前記第２の電位点と前記第１のトランジスターのゲートとの間に接続され、前記コンデンサーは前記第１のトランジスターのゲートに直列に接続されていることを特徴とする請求項１記載の磁気ヘッド駆動回路。
【請求項３】
前記第２のクランプ回路は、ダイオードとコンデンサーとを含み、前記ダイオードはカソードを前記第２の電位点側にして前記第２の電位点と前記第３のトランジスターのゲートとの間に接続され、前記コンデンサーは前記第３のトランジスターのゲートに直列に接続されていることを特徴とする請求項１記載の磁気ヘッド駆動回路。
【請求項４】
前記第１の電位点はグランドであり、前記第２の電位点は正の電源ラインであることを特徴とする請求項１記載の磁気ヘッド駆動回路。
【請求項５】
前記第１のトランジスターのゲートと前記第３のトランジスターのドレインとの間に第１のコンデンサーが接続され、前記第２のトランジスターのゲートと前記第４のトランジスターのドレインとの間に第２のコンデンサーが接続され、前記第３のトランジスターのゲートと前記第１のトランジスターのドレインとの間に第３のコンデンサーが接続され、前記第４のトランジスターのゲートと前記第２のトランジスターのドレインとの間に第４のコンデンサーが接続されていることを特徴とする請求項１記載の磁気ヘッド駆動回路。
【請求項６】
前記第１および第４のトランジスターのゲートには前記第１および第４のトランジスターを同時にオンさせ、またオフさせるパルス電圧が印加され、第２および第３のトランジスターのゲートには前記第１および第４のトランジスターがオンしているときオフさせ、前記第１および第４のトランジスターがオフしているときオンさせるパルス電圧が印加されることを特徴とする請求項５記載の磁気ヘッド駆動回路。
【請求項７】
前記第１および第３のトランジスターはＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴであり、前記第２および第４のトランジスターはＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴであることを特徴とする請求項１，５または６の何れか１項に記載の磁気ヘッド駆動回路。
【請求項８】
前記第１のトランジスターのドレインは、同ドレイン側をアノードとするダイオードを通じて前記コイルの一端に接続され、前記第３のトランジスターのドレインは、同ドレイン側をアノードとする前記ダイオードを通じて前記コイルの他端に接続されていることを特徴とする請求項５記載の磁気ヘッド駆動回路。
【請求項９】
前記第１および第３のコンデンサーの容量は、第２および第４のコンデンサーの容量より大きいことを特徴とする請求項５記載の磁気ヘッド駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、情報記録媒体に情報を記録すべく情報記録媒体に対して磁界を印加する磁気ヘッドの駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、音楽や、各種デジタルデーターの記録媒体として光磁気ディスクが実用化され、特に再生専用だけでなく、ユーザーが光磁気ディスクに音楽やデーターを記録することができるようにしたシステムが普及している。このような光磁気ディスクに対する情報記録方式としては、いわゆる磁界変調方式が広く採用されている。
【０００３】
図５は磁界変調方式における記録動作を説明するための概念図である。図５に示したように、磁界変調方式の場合、ディスク９１に対する記録ヘッドとしては、光学ヘッド９２と磁気ヘッド９３がディスク９１を挟んで対向配置したものが用いられる。記録動作時にはディスク１９表面の垂直磁化膜９１ａに対して光学ヘッド９２からレーザ光が照射され、垂直磁化膜９１ａにおける記録部位がキュリー温度以上の温度となる。この状態で磁気ヘッド９３から記録データー波形の反転に対応して方向が切り換わる磁界が印加され、対応する磁気パターンが垂直磁化膜９１ａに記録されることになる。
このような磁界変調方式を採用するディスクドライブ装置では、磁気ヘッド９３の駆動回路が設けられ、同駆動回路によって、磁気ヘッド９３のコイル９３ａに対し、記録データーに応じた駆動電流が供給される。
【０００４】
図６は、この種の従来の磁気ヘッド駆動回路の一例を示す回路図である。図６に示した磁気ヘッド駆動回路１０２は、Ｈブリッジ回路と呼ばれる形態をとり、磁気ヘッドのコイル１０４に駆動電流を供給すべくスイッチング素子としてＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）である第１および第３のトランジスター１０６、１０８と、ＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴである第２および第４のトランジスター１１０、１１２とを含んでいる。
【０００５】
そして、第１および第２のトランジスター１０６、１１０のドレインは磁気ヘッドのコイル１０４の一端に接続され、第３および第４のトランジスター１０８、１１２のドレインはコイル１０４の他端に接続されている。また、第２および第４のトランジスター１１０、１１２のソースはグランドに接続され、第１および第３のトランジスター１０６、１０８のソースは正の電源ライン１１４に接続されている。ただし、第１および第３のトランジスター１０６、１０８のドレインはそれぞれダイオード１１６、１１８を介してコイル１０４の一端、および他端に接続されている。
【０００６】
このような構成において、各トランジスターのゲートには、ディスク９１に記録すべきデーターの波形に応じた波形のパルス電圧１２０が印加され、各トランジスターがオン・オフすることで、コイル１０４には記録データー波形に応じて極性の切り換わる駆動電流ＩＬが流れ、対応する磁界が生成されてディスク９１に対し情報が記録される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、第１ないし第４のトランジスター１０６、１１０、１０８、１１２はそれぞれ上述のようにゲートに印加されるパルス電圧によりオン・オフするスイッチング回路を構成しているが、このスイッチング回路は、きわめて電圧利得の大きい反転増幅回路でもある。そして、各トランジスターのゲートとドレインとの間には寄生容量が存在し、この寄生容量は、上記電圧利得のきわめて大きい反転増幅回路の帰還容量として作用する。その結果、各反転増幅回路の入力、すなわち各トランジスターのゲートには、ミラー効果により、大きな容量のコンデンサーＣｉが入力容量として等価的に接続されていることになる。
【０００８】
したがって、各トランジスターにパルス電圧を供給する制御回路１２２は、このような等価入力容量Ｃｉを充放電しつつパルス電圧を各トランジスターのゲートに供給しなければならず、大きな駆動能力が必要であった。特に、ディスク９１における情報の記録密度を高めたり、情報転送レートの向上を図るためには、各トランジスターを高速にオン・オフさせなければならず、パルス電圧の立ち上がり、立ち下りが急峻でなければならないので、制御回路１２２はいっそう高い駆動能力を備えることが必要となる。
【０００９】
しかし、高い駆動能力を備えることで制御回路１２２の消費電力が増大して、磁気ヘッド駆動回路１０２の低消費電力化に不利となり、さらに、大型の回路素子が必要となることから制御回路１２２の大型化、したがって磁気ヘッド駆動回路１０２の大型化を招いていた。
【００１０】
また、従来の磁気ヘッド駆動回路１０２では、第１および第３のトランジスター１０６、１０８をオンさせるためには、これらのトランジスターのゲートに電源ライン１１４の電圧Ｖｄｄより充分に低い電圧を印加する必要がある。そして、電源ライン１１４の電圧Ｖｄｄは通常１〜２Ｖ程度とされるので、トランジスターを確実にオンさせるために、多くの場合、ゲートには負の電圧を印加する必要がある。
したがって、従来はパルス電圧１２０を生成する上記制御回路１２２に、負の電源を設けるとともに、電源ライン１１４の電圧Ｖｄｄと、負の電源による負の電圧との間で切り換わるパルス電圧を発生する専用の回路を設けなければならず、制御回路１２２の小型化の点で不利であった。
【００１１】
本発明はこのような問題を解決するためになされたもので、その目的は、小型で、かつ省電力の少ない磁気ヘッド駆動回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記目的を達成するため、ゲートに印加される電圧にもとづいてオン・オフする第１ないし第４のトランジスターを含み、前記第１および第２のトランジスターのドレインは磁気ヘッドのコイルの一端に接続され、前記第３および第４のトランジスターのドレインは前記コイルの他端に接続され、前記第２および第４のトランジスターのソースは第１の電位点に接続され、前記第１および第３のトランジスターのソースは前記第１の電位点より電圧の高い第２の電位点に接続され、前記第１ないし第４のトランジスターを通じて前記コイルに駆動電流を供給して磁界を発生させ、同磁界により情報記録媒体に情報を記録する磁気ヘッド駆動回路であって、前記第１のトランジスターのゲートに印加されるパルス電圧を、そのハイレベルの電圧が前記第２の電位点の電圧にほぼ一致するようにクランプする第１のクランプ回路と、前記第３のトランジスターのゲートに印加されるパルス電圧を、そのハイレベルの電圧が前記第２の電位点の電圧にほぼ一致するようにクランプする第２のクランプ回路とを備えたことを特徴とする。
【００１３】
本発明の磁気ヘッド駆動回路では、第１のトランジスターのゲートに印加されるパルス電圧は、第１のクランプ回路により、ハイレベルの電圧が第２の電位点の電圧にほぼ一致するようにクランプされ、また、第３のトランジスターのゲートに印加されるパルス電圧は、第２のクランプ回路により、ハイレベルの電圧が第２の電位点の電圧にほぼ一致するようにクランプされる。
【００１４】
したがって、上記パルス電圧は、従来のように第２の電位点の電圧と、同電圧とは極性の異なる電圧との間で切り換わるパルス電圧である必要はなく、たとえばグランド電位と、第２の電位点の電圧との間で電圧レベルが切り換わるパルス電圧であってよい。そのため、電圧パルスを生成する回路では、第２の電位点と同じ電圧極性のパルス電圧を発生すればよいため、特別の回路は不要であり、また、第２の電位点と電圧極性が異なる専用の電源を設ける必要もない。よって、回路構成が簡素となり、回路の小型化を実現できる。
【００１５】
また、本発明においては、寄生容量を通じた帰還と同時に、各トランジスターのゲートには、自トランジスターのドレインとは逆極性のスパイク状電圧がコイルの反対側の端子から各コンデンサーを通じて印加される。したがって、寄生容量により帰還するスパイク状電圧は、コンデンサーを通じて供給される逆極性のスパイク状電圧により打ち消され、寄生容量の作用が打ち消されて、ミラー効果による等価入力容量が解消される。
その結果、各トランジスターのゲートにパルス電圧を印加する制御回路では、等価入力容量の充放電の負担がなくなり、低い駆動能力を備えるのみでよいため、消費電力を削減でき、かつ回路の小型化も実現できる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
次に本発明の実施の形態例について図面を参照して説明する。
図１は本発明による磁気ヘッド駆動回路の一例を示す回路図、図２は図１の磁気ヘッド駆動回路の動作を示す波形図である。図１において、図６と同一の要素には同一の符号が付されている。
図１に示した実施の形態例の磁気ヘッド駆動回路２は、従来と同様にＨブリッジ回路を形成し、磁気ヘッドのコイル１０４に駆動電流を供給すべくスイッチング素子としてＰチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴである第１および第３のトランジスター１０６、１０８と、ＮチャンネルＭＯＳ−ＦＥＴである第２および第４のトランジスター１１０、１１２を含んでいる。
【００１７】
そして、第１および第２のトランジスター１０６、１１０のドレインは磁気ヘッドのコイル１０４の一端（ａ点）に接続され、第３および第４のトランジスター１０８、１１２のドレインはコイル１０４の他端（ｂ点）に接続されている。また、第２および第４のトランジスター１１０、１１２のソースはグランドに接続され、第１および第３のトランジスター１０６、１０８のソースは正の電源ライン２４（電圧Ｖｄｄはたとえば１〜２Ｖ）に接続されている。ただし、第１および第３のトランジスター１０６、１０８のドレインはそれぞれ、ドレイン側をアノードとするダイオード１１６、１１８を介してコイル１０４の一端、および他端に接続されている。
【００１８】
さらに、本実施の形態例では、第１ないし第４のコンデンサー４、６、８、１０が設けられ、各コンデンサーは、それぞれ第１のトランジスター１０６のゲートと第３のトランジスター１０８のドレインとの間、第２のトランジスター１１０のゲートと第４のトランジスター１１２のドレインとの間、第３のトランジスター１０８のゲートと第１のトランジスター１０６のドレインとの間、ならびに第４のトランジスター１１２のゲートと第２のトランジスター１１０のドレインとの間に接続されている。
【００１９】
次に、このように構成された磁気ヘッド駆動回路２の動作について、図２をも参照しつつ説明する。
不図示のディスクに記録すべきデーターＤＲの波形が図２の（Ａ）に示したようなものであった場合、データー波形がハイレベルである、たとえば期間Ｔ１では、制御回路２６より、第１のトランジスター１０６のゲートにはローレベルの電圧Ｖｇ１が印加され（図２の（Ｂ））、第４のトランジスター１１２のゲートにはハイレベルの電圧Ｖｇ４が印加される（図２の（Ｅ））。一方、第２のトランジスター１１０のゲートにはローレベルの電圧Ｖｇ２が印加され（図２の（Ｃ））、第３のトランジスター１０８のゲートにはハイレベルの電圧Ｖｇ３が印加される（図２の（Ｄ））。
【００２０】
その結果、この期間Ｔ１においては、第１および第４のトランジスター１０６、１１２はオン、第２および第３のトランジスター１１０、１０８はオフとなり、コイル１０４には電流ＩＬが流れる（図２の（Ｈ））。
期間Ｔ１につづく期間Ｔ２では、データー波形はローレベルへと反転するため、期間Ｔ２では、各トランジスターのゲートに、すべて反転させた極性の電圧が制御回路２６より印加される。その結果、期間Ｔ２では、第１および第４のトランジスター１０６、１１２はオフ、第２および第３のトランジスター１１０、１０８はオンとなり、コイル１０４には、期間Ｔ１とは逆極性の電流ＩＬが流れる（図２の（Ｈ））。
そして、このような駆動電流ＩＬがコイル１０４に供給されることにより、ディスクに対する情報の記録が行われる。
【００２１】
ところで、期間Ｔ１の開始のタイミングや、期間Ｔ１から期間Ｔ２への移行のタイミングでは、各トランジスターのゲートに印加されるパルス電圧は、そのレベルが切り換わり、そしてコイル１０４に流れる電流ＩＬは、その方向が反転する。したがって、これらのタイミングでは電流ＩＬが急速に変化し、コイル１０４の両端には互いに逆極性の高いスパイク状の電圧（たとえば２０Ｖｐｐ程度）が生成される。図２の（Ｆ）はａ点における、このスパイク状電圧Ｖａを示し、図２の（Ｇ）はｂ点におけるスパイク状電圧Ｖｂを示している。
【００２２】
これらのスパイク状電圧（すなわち高周波信号）は、各トランジスターのゲート・ドレイン間の寄生容量（帰還容量）を通じてゲート側に帰還する。
一方、本実施の形態例では、上述のように第１ないし第４のコンデンサー４、６、８、１０が接続されているので、これらのスパイク状電圧は第１ないし第４のコンデンサー４、６、８、１０を通じて各トランジスターのゲートに印加される。すなわち、ａ点に発生したスパイク状電圧は第３のコンデンサー８を通じて第３のトランジスター１０８のゲートに印加されるとともに、第４のコンデンサー１０を通じて第４のトランジスター１１２のゲートに印加される。また、ｂ点に発生したスパイク状電圧は第１のコンデンサー４を通じて第１のトランジスター１０６のゲートに印加されるとともに、第２のコンデンサー６を通じて第２のトランジスター１１０のゲートに印加される。
【００２３】
そして、第１ないし第４のトランジスター１０６、１１０、１０８、１１２の各ゲートにそれぞれ第１ないし第４のコンデンサー４、６、８、１０を通じて印加されるスパイク状電圧は、各トランジスター自身のドレインから寄生容量を通じて帰還するスパイク状電圧とは、極性が逆になっている。
したがって、寄生容量により帰還するスパイク状電圧は、各コンデンサーを通じて供給される逆極性のスパイク状電圧により打ち消され、寄生容量の作用が打ち消されて、ミラー効果による等価入力容量が解消される。
その結果、本実施の形態例では、制御回路２６は、等価入力容量に過渡電流を供給する必要がなくなり、従来のような高い駆動能力は不要となるので、消費電力を削減できるとともに、回路の小型化を実現できる。
【００２４】
なお、上述のように、第１ないし第４のコンデンサー４、６、８、１０を通じて各トランジスターのゲート側に供給される電圧は、各トランジスターのドレインから寄生容量を通じて帰還する電圧と逆極性となっており、各コンデンサーの作用により寄生容量の作用が打ち消されるため、第１ないし第４のコンデンサー４、６、８、１０は、上記寄生容量を中和する中和コンデンサーとして働いていると言うことができる。
【００２５】
本実施の形態例では、第１および第３のトランジスター１０６、１０８のドレインとコイル１０４の各端子との間にダイオード１１６、１１８が介在し、第１および第３のトランジスター１０６、１０８のドレイン電圧が電源ライン２４の電圧Ｖｄｄ以上となることが防止されているので、一端がこれらのトランジスターのドレインに接続されている第１および第３のコンデンサー４、８に印加されるスパイク状電圧は最大レベルが制限される。したがって、第１および第３のコンデンサー４、８の容量は、第２および第４のコンデンサー６、１０の容量より大きく設定して、逆極性のスパイク状電圧が充分な大きさでゲートに印加されるようにすることが望ましい。
具体的には、第１および第３のコンデンサー４、８の容量はたとえば５０ｐＦ、第２および第４のコンデンサー６、１０の容量はたとえば５ｐＦ程度とすることで、良好な結果が得られる。
【００２６】
次に、本発明の第２の実施の形態例について説明する。
図３は第２の実施の形態例としての磁気ヘッド駆動回路を示す回路図、図４は図３の磁気ヘッド駆動回路の動作を示す波形図である。図３において、図１と同一の要素には同一の符号が付されている。
図３に示したように、第２の実施の形態例の磁気ヘッド駆動回路１２は、第１および第３のトランジスター１０６、１０８の入力部に第１および第２のクランプ回路１４、１６を設けた点が従来と異なっている。
第１および第２のクランプ回路１４、１６は、それぞれコンデンサー１８、ダイオード２０、ならびに抵抗２２により構成され、第１のクランプ回路１４のコンデンサー１８は第１のトランジスター１０６のゲートに直列に接続され、またダイオード２０および抵抗２２の並列回路は、ダイオード２０のアノードをゲート側にして第１のトランジスター１０６のゲートと電源ライン２４との間に接続されている。一方、第２のクランプ回路１６のコンデンサー１８は第３のトランジスター１０８のゲートに直列に接続され、またダイオード２０および抵抗２２の並列回路は、ダイオード２０のアノードをゲート側にして第３のトランジスター１０８のゲートと電源ライン２４との間に接続されている。
【００２７】
このような構成において、制御回路２６が、第１および第３のトランジスター１０６、１０８に対して電圧レベルが、たとえば０Ｖと３Ｖとの間で切り換わるパルス電圧Ｖｇ１、Ｖｇ３を出力したとすると、これらのパルス電圧は、第１および第２のクランプ回路により、全体が負の方向にシフトされ、ハイレベルの電圧が、ほぼ電源ライン２４の電圧Ｖｄｄ（１〜２Ｖ）に一致する電圧にクランプされる。
【００２８】
第１のクランプ回路１４を例に詳しく説明すると、図４の（Ａ）に示したように、制御回路２６が出力する、たとえばパルス電圧Ｖｇ１がハイレベルの期間では、ダイオード２０は順方向にバイアスされるので導通状態となり、コンデンサー１８は速やかに充電され、その両端の電圧は、パルス電圧のハイレベルの電圧Ｖｇｈ（３Ｖ）からダイオード２０の順方向電圧降下Ｖｄｆを減じた電圧Ｖｇｈ−Ｖｄｆとなる。
【００２９】
パルス電圧Ｖｇ１がローレベルになると、コンデンサー１８に蓄積した電荷は抵抗２２を通じて放電するが、抵抗２２とコンデンサー１８とにより決まる時定数を充分に大きく設定すると、この放電は緩やかとなり、パルス電圧Ｖｇ１がローレベルの期間、コンデンサー１８の両端の電圧Ｖｇｈ−Ｖｄｆはほとんど変化しない。したがって、第１のトランジスター１０６のゲートには、図４の（Ｂ）に示したように、パルス電圧Ｖｇ１からコンデンサー１８の両端の電圧Ｖｇｈ−Ｖｄｆを減じたパルス電圧Ｖｇ１’が印加される。このパルス電圧Ｖｇ１’のハイレベルの電圧は、ダイオード２０の順方向電圧Ｖｄｆに相当する電圧だけ電源ライン２４の電圧を上回るが、ダイオード２０の順方向電圧Ｖｄｆは小さいので、ほぼ電源ライン２４の電圧に一致する。一方、パルス電圧Ｖｇ１’のローレベルの電圧Ｖｄｄ−Ｖｇｈ＋Ｖｄｆは、パルス電圧Ｖｇ１のハイレベルの電圧が３Ｖ、電源電圧Ｖｄｄが１〜２Ｖの場合、負の電圧となる。第１および第２のクランプ回路１４、１６は同じ構成であるから、同様のことが第２のクランプ回路１６に関しても言える。
【００３０】
したがって、本実施の形態例では、制御回路２６は、単に０Ｖと３Ｖの間で切り換わるパルス電圧を生成すればよく、従来のように負の電圧と正の電圧との間で切り換わるパルスを生成する必要がないので、特別の回路は不要であり、また、負の電源を備える必要もない。よって、回路構成が簡素となり、回路の小型化を実現できる。
【００３１】
なお、ここでは従来の磁気ヘッド駆動回路に本発明にもとづく第１および第２のクランプ回路１４、１６を設けた場合について説明したが、最初の実施の形態例の磁気ヘッド駆動回路２に、本発明にもとづくクランプ回路を設けて、上述した第１ないし第４のコンデンサー４、６、８、１０による効果と、第１および第２のクランプ回路１４、１６による効果とを同時に得る構成とすることも無論可能である。
【００３２】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の磁気ヘッド駆動回路では、第１のトランジスターのゲートに印加されるパルス電圧は、第１のクランプ回路により、ハイレベルの電圧が第２の電位点の電圧にほぼ一致するようにクランプされ、また、第３のトランジスターのゲートに印加されるパルス電圧は、第２のクランプ回路により、ハイレベルの電圧が第２の電位点の電圧にほぼ一致するようにクランプされる。
【００３３】
したがって、上記パルス電圧は、従来のように第２の電位点の電圧と、同電圧とは極性の異なる電圧との間で切り換わるパルス電圧である必要はなく、たとえばグランド電位と、第２の電位点の電圧との間で電圧レベルが切り換わるパルス電圧であってよい。そのため、電圧パルスを生成する回路では、第２の電位点と同じ電圧極性のパルス電圧を発生すればよいため、特別の回路は不要であり、また、第２の電位点と電圧極性が異なる専用の電源を設ける必要もない。よって、回路構成が簡素となり、回路の小型化を実現できる。
【００３４】
また、本発明の磁気ヘッド駆動回路では、第１および第４のトランジスターは同時にオン・オフするように制御され、一方、第２および第３のトランジスターは第１および第４のトランジスターとは逆のタイミングでオン・オフするように制御される。これにより、方向が切り換わる駆動電流がコイルに流れ、駆動電流に対応する磁界が発生して情報記録が行われる。
【００３５】
ここで、駆動電流の方向が切り換わる際には、コイルの両端には駆動電流の方向に応じた極性のスパイク状の電圧が発生する。このスパイク状電圧は各トランジスターのゲート・ドレイン間の寄生容量、すなわち帰還容量を通じて各トランジスターのゲートに帰還する。しかし、本発明では、寄生容量を通じた帰還と同時に、各トランジスターのゲートには、自トランジスターのドレインとは逆極性のスパイク状電圧がコイルの反対側の端子から各コンデンサーを通じて印加される。したがって、寄生容量により帰還するスパイク状電圧は、コンデンサーを通じて供給される逆極性のスパイク状電圧により打ち消され、寄生容量の作用が打ち消されて、ミラー効果による等価入力容量が解消される。
その結果、各トランジスターのゲートにパルス電圧を印加する制御回路では、等価入力容量の充放電の負担がなくなり、低い駆動能力を備えるのみでよいため、消費電力を削減でき、かつ回路の小型化も実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明による磁気ヘッド駆動回路の一例を示す回路図である。
【図２】  図１の磁気ヘッド駆動回路の動作を示す波形図である。
【図３】  第２の実施の形態例としての磁気ヘッド駆動回路を示す回路図である。
【図４】  図３の磁気ヘッド駆動回路の動作を示す波形図である。
【図５】  磁界変調方式における記録動作を説明するための概念図である。
【図６】  従来の磁気ヘッド駆動回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
２……磁気ヘッド駆動回路、４……第１のコンデンサー、６……第２のコンデンサー、８……第３のコンデンサー、１０……第４のコンデンサー、１２……磁気ヘッド駆動回路、１４……第１のクランプ回路、１６……第２のクランプ回路、１８……コンデンサー、２０……ダイオード、２２……抵抗、２４……電源ライン、２６……制御回路、９１……ディスク、９２……光学ヘッド、９３……磁気ヘッド、９３ａ……コイル、１０２……磁気ヘッド駆動回路、１０４……コイル、１０６……第１のトランジスター、１０８……第３のトランジスター、１１０……第２のトランジスター、１１２……第４のトランジスター、１１４……電源ライン、１１６……ダイオード、１１８……ダイオード、１２０……パルス電圧、１２２……制御回路。
【図１】
0004264618.tif 000002
【図２】
0004264618.tif 000003
【図３】
0004264618.tif 000004
【図４】
0004264618.tif 000005
【図５】
0004264618.tif 000006
【図６】
0004264618.tif 000007