(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力された直流入力電圧を断続するようにしてスイッチング動作を行う電流共振形のスイッチング手段と、
上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられ、コアの磁脚にギャップを形成しないことで所要以上の結合係数が得られるようにされた絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記直流出力電圧生成手段を形成するダイオード素子のターンオン期間、及びターンオフ期間においてのみ電圧共振する二次側部分電圧共振回路と、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と
を備えるスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に対して直列に接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路をさらに備える
請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
コンデンサと、上記スイッチング手段のスイッチング周波数に応じたスイッチング動作を行う補助スイッチング素子とを直列接続して形成され、上記一次側直列共振コンデンサに対して並列に接続されるスイッチング回路をさらに備える
請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図３１の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。この図に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチングコンバータとして自励式の電流共振形コンバータを備えている。
【０００４】
この図に示す電源回路において、商用交流電源から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系としては、図示するようにして、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ1,Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2を接続することで、倍電圧整流回路を形成している。これにより、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータに対して直流入力電圧として供給される。
【０００５】
この図に示す電源回路のスイッチングコンバータは電流共振形とされ、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選定されている。
スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【０００６】
ここで、スイッチング素子Ｑ1側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB1のキャパシタンスと駆動巻線ＮB1のインダクタンスによっては直列共振回路が形成される。同様にして、スイッチング素子Ｑ2側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣB2のキャパシタンスと駆動巻線ＮB2のインダクタンスによっても直列共振回路が形成される。そして、これら直列共振回路の共振周波数によって決定されるスイッチング周波数によって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が自励式でスイッチング駆動されることになる。また、後述するように、ドライブトランスＰＲＴにおいては、駆動巻線ＮB1，ＮB2が互いに逆極性となる交番電圧が励起されるようになっていることから、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、交互にオン／オフするようにして、スイッチング動作を行う。
【０００７】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００８】
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために備えられる。
そして、このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起されるようになっている。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００１０】
また、この場合には、一次巻線Ｎ1の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。本明細書では、このようにして、複合的な共振動作が得られるスイッチングコンバータについて、「複合共振形コンバータ」ともいうことにする。
【００１１】
また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装されている。
二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接続されることで、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようになっている。
また、二次巻線Ｎ3は、センタータップを施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続することによって全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2の両端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ図示しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば図３３に示す構造を有している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれの巻装領域に対スして巻装している。なお、一次巻線Ｎ1及び二次巻線Ｎ2は、それぞれ６０μmmφのリッツ線をガラ巻きにより巻装している。また、図３１においては、二次側に二次巻線Ｎ3も巻装されているが、ここでの図示は省略している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにしている。
なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
【００１３】
制御回路１では、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００１４】
また、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の例を、図３２の回路図に示す。この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた複合共振形コンバータとしての構成を採っている。
なお、この図において図３１と同一部分については同一符号を付し、共通となる構成部分については説明を省略する。
【００１５】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が備えられる。従ってこの場合には、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端に整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。
【００１６】
この場合、上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ソース−ドレイン間に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダイオードＤD1，ＤD2を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ2のソース−ドレイン間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1と共に並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成している。これにより、図３２に示す電源回路としても部分電圧共振動作が得られることになり、複合共振形コンバータとしての動作が得られることになる。
【００１７】
この他励式である電源回路においては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振ドライブ回路２が設けられる。この発振ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対してドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うようにされる。
【００１８】
なお、発振ドライブ回路２は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された低圧巻線Ｎ4と、コンデンサＣ4から成る整流回路によって得られた低圧直流電圧を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００１９】
この図に示す電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図３３による説明と同様の構造を有する。つまり、例えばＥＥ型コアの中央磁脚に対してギャップを形成することで、一次側と二次側の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるようにしているものである。
【００２０】
この場合の制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて可変の直流電流を生成し、フォトカプラＰＣを介して発振ドライブ回路２に供給する。発振ドライブ回路２では、フォトカプラＰＣを介して入力された制御回路１の出力に応じて、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００２１】
図３４は、図３１に示した電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電流ＩQ2により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ2がオフとなる期間ＴOFFにおいては、コレクタ電流ＩQ2は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2としては、整流平滑電圧Ｅｉによりクランプされたレベルが得られることになる。これに対して、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩQ2が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は０レベルとなる。このコレクタ電流ＩQ2は、期間ＴONにおいて一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1が流れるものとなる。
なお、ここでは図示していないが、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2と交互となるタイミングでオン／オフ動作していることから、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−エミッタ間電圧、及びコレクタ電流は、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2及びコレクタ電流ＩQ2をほぼ１８０°移相した波形となるものである。したがって、スイッチング素子Ｑ1側がオンとなる期間ＴOFFにおける一次巻線電流Ｉ1の波形部分が、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ電流として流れるものとなる。
そして、この場合には、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2にそれぞれ流れるコレクタ電流は３Ａｐであり、一次巻線電流Ｉ1は６Ａｐ−ｐとなる。
【００２２】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデンサＣｐには、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時に正極性の部分共振電流ＩC2が流れ、スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時（スイッチング素子Ｑ2のターンオン時）に負極性の部分共振電流ＩC2が流れるようになっており、部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
そして、このような動作波形からも分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣＳ(Zero Current Switching：零電流スイッチング）動作が得られることになって、スイッチング損失の低減が図られている。
【００２３】
また、二次巻線Ｎ2に対して接続されたブリッジ整流回路ＤBRの正極入力端子と負極入力端子との間の整流電圧Ｖ2は、図示するように、ブリッジ整流回路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされた波形が得られる。
なお、ここでの詳しい説明は省略するが、図３２に示した電源回路についても、ほぼ同様の動作波形が得られる。
【００２４】
また、図３１に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONを図３５に示す。
この図３５に示すように、負荷電力Ｐｏが重くなって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて、スイッチング周波数ｆｓは低下するように制御され、これに応じて期間ＴONが長くなっていることが分かる。
また、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には９１．８％、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗでは９２．４％となり、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られている。
【００２５】
なお、図３１に示す電源回路として、上記図３４に示す動作及び図３５に示す特性を得るのにあたっては、次のように各部を選定している。
一次巻線Ｎ1＝二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、電源回路としては、電力変換効率はできるだけ高いことが好ましい。
しかしながら、図３１及び図３２に示す電源回路では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は５０ＫＨｚ程度である。そして、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖの最小入力電圧、及び最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件においても、スイッチング周波数ｆｓについて共振周波数ｆｏ１よりも高いｆｓ＝５３ＫＨｚが維持されるようにして、二次側直流出力電圧ＥO1＝１３５Ｖで安定化されるようにしなければならない。この条件を満たさないと、安定したＺＶＳ及びＺＣＳの動作によって起動することができないからである。
このために、一次側直列共振コンデンサＣ1については、０．０５６μＦを選定し、かつ、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、１ｍｍ〜２ｍｍ程度のギャップを形成して結合係数ｋ＝０．８程度の疎結合の状態を得るようにしなければならない。
【００２７】
上記のようにして、一次側巻線と二次側巻線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）の向上には限界がある。具体的には、負荷電力Ｐｏ＝１２５Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時のＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηAC→DC）は、図３１に示した回路では、図３５によっても説明したように９２％程度が限界となる。また、図３２に示した回路では、負荷電力Ｐｏが約１２０Ｗ時で９０％程度が限界であり、特に、負荷電力Ｐｏが１２０Ｗよりも高い場合には、９０％程度に低下する。
【００２８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしまう。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどして対策することが必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことになる。
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態にある場合、ギャップＧ近傍の一次側巻線と二次側巻線とは、いわゆるフリンジ磁束による渦電流損失によって温度上昇しているために、信頼性の点で不利となる。
【００２９】
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成するのにあたっては、例えばフェライト材のＥ型コアの中央磁脚を研磨するようにされる。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴを製造するのに、研磨工程が追加されることとなってしまうので、その分コストアップになってしまうという問題も生じる。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成することとした。
先ず、第７の実施の形態に対応する請求項１に記載のスイッチング電源回路としては、次のように構成する。
つまり、入力された直流入力電圧を断続するようにしてスイッチング動作を行う電流共振形のスイッチング手段と、上記スイッチング手段のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられ、コアの磁脚にギャップを形成しないことで所要以上の結合係数が得られるようにされた絶縁コンバータトランスと、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路とを備える。
また、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のうち、所定のスイッチング素子に対して並列に接続される部分共振コンデンサのキャパシタンスと、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、上記スイッチング手段を形成する複数のスイッチング素子のターンオフ期間に電圧共振動作を行う一次側部分電圧共振回路を備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して整流動作を行って、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段を備える。
また、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記直流出力電圧生成手段を形成するダイオード素子のターンオン期間、及びターンオフ期間においてのみ電圧共振する二次側部分電圧共振回路を備える。
そして、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備えることとした。
【００３１】
また、第８の実施の形態に対応する請求項２に記載のスイッチング電源回路は、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に対して直列に接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成される二次側直列共振回路をさらに備えるものである。
【００３２】
また、第９の実施の形態に対応する請求項３に記載のスイッチング電源回路は、コンデンサと、上記スイッチング手段のスイッチング周波数に応じたスイッチング動作を行う補助スイッチング素子とを直列接続して形成され、上記一次側直列共振コンデンサに対して並列に接続されるスイッチング回路をさらに備えるものである。
【００３６】
上記各構成によれば、複合共振形コンバータとして、一次側は電流共振形スイッチングコンバータ（スイッチング手段）と一次側部分電圧共振回路が組み合わされた基本構成を採ることになる。そのうえで、二次側に対しては、二次側部分電圧共振回路、または二次側部分電圧共振回路と二次側直列共振回路とを組み合わせた共振回路が設けられる。
電流共振形コンバータとして上記した構成が採られることで、二次側の共振回路により電力をまかなうことが可能となって、絶縁コンバータトランスとしては、ギャップを形成しないでより高い結合度を与えるようにしている。
そして、このような複合共振形コンバータとしての組み合わせを得ると共に、より高い結合度が与えられた絶縁コンバータトランスの構造とを併せることで、これまでよりも電力変換効率を高めることが可能になる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態としてのスイッチング電源回路について説明を行っていく。本発明の実施の形態としては、第１の実施の形態から第９の実施の形態までを挙げることとする。
【００３８】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータとして、自励式による電流共振形コンバータが備えられる。
この図に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ1，Ｄ2と、２本の平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が備えられる。
整流ダイオードＤ1のアノードは、商用交流電源ＡＣの正極ラインに接続され、カソードは平滑コンデンサＣｉ1の正極端子に接続される。平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2は直列に接続されている。つまり、平滑コンデンサＣｉ1の負極端子は平滑コンデンサＣｉ2の正極端子と接続され、平滑コンデンサＣｉ2の負極端子は一次側アースに接続される。また、整流ダイオードＤ2のアノードは、一次側アースに接続され、カソードは商用交流電源ＡＣの正極端子に対して接続される。
【００３９】
このようにして整流ダイオードＤ1，Ｄ2及び平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2が接続されることで、商用交流電源ＡＣから整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を生成する整流回路系としては、倍電圧整流回路が形成される。これにより、直列接続された平滑コンデンサＣｉ1−Ｃｉ2の両端には、交流入力電圧ＶACの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られることになる。
【００４０】
この図に示す一次側の自励式による電流共振形コンバータとしては、図のように２つのスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2については、バイポーラトランジスタが選定されている。
これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ハーフブリッジ結合方式によって接続されている。つまり、スイッチング素子Ｑ1のコレクタは、整流平滑電圧Ｅｉのライン（平滑コンデンサＣｉ1の正極端子）と接続される。スイッチング素子Ｑ1のエミッタは、スイッチング素子Ｑ2のコレクタと接続され、スイッチング素子Ｑ2のエミッタは一次側アースに対して接続される。
【００４１】
また、スイッチング素子Ｑ1のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB1−共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。ここで、共振用コンデンサＣB1−駆動巻線ＮB1の直列接続は、共振用コンデンサＣB1のキャパシタンスと、駆動巻線ＮB1のインダクタンスによって直列共振回路を形成しており、この直列共振回路の共振周波数によってスイッチング周波数が決定される。また、ベース電流制限抵抗ＲB1は、自励発振駆動回路からスイッチング素子Ｑ1のベースに流すべき駆動信号としてのベース電流レベルを調整する。
【００４２】
また、スイッチング素子Ｑ1のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD1が図示する方向によって接続されることで、オン期間における逆方向電流経路を形成する。また、スイッチング素子Ｑ1のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ1が接続される。
【００４３】
同様にして、スイッチング素子Ｑ2のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲB2−共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。そして、共振用コンデンサＣB2−駆動巻線ＮB2によって、直列共振回路が形成される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤD2が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ2が接続される。
【００４４】
また、スイッチング素子Ｑ2 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００４５】
ドライブトランスＰＲＴ (Power Regulating Transformer）はスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために設けられる。
このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮB1，ＮB2及び共振電流検出巻線ＮAを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮB1と、駆動巻線ＮB2は、互いに逆極性の電圧が励起される巻方向によって巻装されている。
【００４６】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ (Power Isolation Transformer)はスイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮAを介してスイッチング素子Ｑ1のエミッタとスイッチング素子Ｑ2のコレクタの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００４７】
また、この場合には、一次巻線Ｎ1の他端は直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ1を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
また、特に本実施の形態においては、上記一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１としては、１０ＫＨｚ以下となるようにしている。このために、一次側直列共振コンデンサＣ1については、１μＦとしている。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。本明細書では、このようにして、複合的な共振動作が得られるスイッチングコンバータについて、「複合共振形コンバータ」ともいうことにする。
【００４８】
この電源回路のスイッチング動作としては、例えば次のようになる。
先ず商用交流電源ＡＣが投入されると、例えば起動抵抗Ｒｓ1，Ｒｓ2を介してスイッチング素子Ｑ1、Ｑ2のベースに起動のためのベース電流が供給されることになる。ここで、例えばドライブトランスＰＲＴの駆動巻線ＮB1，ＮB2には、互いに逆極性の電圧が励起されることになるので、スイッチング素子Ｑ1が先にオンとなったとすれば、スイッチング素子Ｑ2はオフとなるように制御される。そして、これら駆動巻線ＮB1，ＮB2に励起された交番電圧を源として、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各自励発振駆動回路が、共振動作による自励発振動作を行う。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が交互にオン／オフするように制御される。つまりスイッチング動作を行うことになる。
そして例えばスイッチング素子Ｑ1がオンとなったときには、そのスイッチング出力として、共振電流検出巻線ＮAを介して一次巻線Ｎ1及び直列共振コンデンサＣ1に共振電流が流れるが、この共振電流が０となる近傍で、スイッチング素子Ｑ1がオフとなるとともに、スイッチング素子Ｑ2がオンとなる。これにより、スイッチング素子Ｑ2を介して先とは逆方向の共振電流が流れる。以降、ＺＶＳ及びＺＣＳにより、スイッチング素子Ｑ1、Ｑ2が交互にオンとなる自励式のスイッチング動作が継続される。また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がオン／オフ動作に伴い、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時の短期間においては、部分共振コンデンサＣｐに電流が流れる。つまり、部分共振電圧動作が得られる。
【００４９】
また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ2と、この二次巻線Ｎ2よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ3が巻装されている。
そして、この場合の二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続される。この二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって、二次側並列共振回路が形成される。このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に交番電圧が励起されることによっては、二次側にて並列共振（電圧共振）動作が得られることになる。
つまり、図１に示す電源回路は、複合共振形コンバータとして、一次側では、電流共振動作及び部分電圧共振動作が得られると共に、二次側においては電圧共振動作が得られるように構成されていることになる。
【００５０】
この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤBR及び平滑コンデンサＣO1が接続されることで、全波整流回路が形成される。この全波整流回路の全波整流動作によって、平滑コンデンサＣO1の両端に二次側直流出力電圧ＥO1が得られるようになっている。
また、二次巻線Ｎ3は、センタータップを施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤO3，ＤO4、及び平滑コンデンサＣO2を接続することによって全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣO2の両端に二次側直流出力電圧ＥO2を生成するようにされる。これら二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2は、それぞれ図示しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力電圧ＥO1は、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００５１】
この図１に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば図４に示す構造を有している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2をそれぞれの巻装領域に対スして巻装している。なお、図１に示す回路では、二次側に二次巻線Ｎ3も巻装されているが、ここでの図示は省略している。
そして、この図に示すように、本実施の形態としての絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚に対してはギャップは形成しないものとしている。これによって、結合係数ｋ＝０．９程度となり、例えば図３３に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも高い結合度を得るようにしている。
例えば先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで、中間負荷時における異常発振を抑止していた。これに対して、本実施の形態の電源回路では、二次側に備えられる共振回路の共振動作によって、中間負荷時に異常発振が生じないようにしている。このため、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、これまでよりも高い結合度を得るように構成しても、電源回路の動作上での問題は生じないことになる。
【００５２】
また、ギャップを形成しないことで、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴを形成するためのコアとしては、Ｅ型コア以外のコアを選定する自由度も与えられる。そして、例えば図５に示すようにして、Ｕ型コアを用いた絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造とすることもできる。
この図５に示す絶縁コンバータトランスＰＩＴは、２つのＵ型コアＣｒ１１，Ｃｒ１２を組み合わせてＵ−Ｕ型コアを形成する。この際、Ｕ型コアＣｒ１１，Ｃｒ１２の各磁脚が対向する面に対しては、ギャップを形成せずに、そのまま磁脚の対向面どうしを接触させている。
そして、ボビンＢに対して、図示するようにして一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを互いに分割された巻装領域に巻装した上で、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対して、取り付けるようにされる。
【００５３】
図１に示す制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥO1のレベル変化に応じて、制御巻線ＮCに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮBのインダクタンスＬBを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ1のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００５４】
また、上記構成における要部の部品素子については、下記のように選定することとした。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ2＝３８Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０２２μＦ
そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は、１０ＫＨｚ以下となるように設定されている。また、二次側並列共振回路の共振周波数ｆｏ２は、８３ＫＨｚ程度となるようにされている。
【００５５】
図６の波形図は、上記図１に示した構成による電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図に示す動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件のもとでの測定結果を示している。
スイッチング素子Ｑ2は、期間ＴONにおいてオンとなり、期間ＴOFFにおいてオフとなるようにスイッチング動作を行う。そして、スイッチング素子Ｑ2に流れるスイッチング電流ＩQ2は、図示するようにして、期間ＴOFFにおいては０レベルで、期間ＴONにおいては、先ず、開始時においてダンパーダイオードＤD2からスイッチング素子Ｑ2のベース→コレクタを介して負極正方向にダンパー電流が流れ、この後、コレクタ−エミッタを介して流れる波形となる。
【００５６】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2は、期間ＴOFFにおいては整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のレベルでクランプされたパルスとなり、期間ＴONにおいては、０レベルとなる波形が得られる。
なお、スイッチング素子Ｑ1は、スイッチング素子Ｑ2に対して交互にオン／オフするタイミングでスイッチングしている。従って、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流及びコレクタ−エミッタ間電圧としては、上記スイッチング電流ＩQ2及びコレクタ−エミッタ間電圧ＶQ2と同じ波形形状とされたうえで、ほぼ１８０°移相されたものとなる。
【００５７】
そして、この図においては一次巻線Ｎ1にスイッチング出力として流れる一次巻線電流Ｉ1が示されている。この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング動作に応じて、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｎ1）の直列共振回路の共振動作によって得られる共振電流である。
そして、この一次巻線電流Ｉ1は、スイッチング素子Ｑ1がオフでスイッチング素子Ｑ2がオンとなる期間ＴONにおいては、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング電流ＩQ2としてスイッチング素子Ｑ2に流れることになる。また、スイッチング素子Ｑ2がオフでスイッチング素子Ｑ12がオンとなる期間ＴOFFにおいては、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング電流としてスイッチング素子Ｑ1に流れることになる。
【００５８】
また、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデンサＣｐには、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ2のターンオフ時の短期間において正極性の部分共振電流ＩC2が流れ、スイッチング素子Ｑ1のターンオフ時（スイッチング素子Ｑ2のターンオン時）の短期間において負極性の部分共振電流ＩC2が流れるようになっている。このようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時において、部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
そして、このような動作波形からも分かるように、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、ＺＶＳ(Zero Voltage Switching：零電圧スイッチング)及びＺＣＳ(Zero Current Switching：零電流スイッチング）動作が得られる。
また、この場合の一次側直列共振コンデンサＣ1の両端電圧Ｖ1は、図示するようにして、ほぼ整流平滑電圧Ｅｉの１／２のレベルが維持された状態となる。
【００５９】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側の動作は、二次巻線Ｎ2に流れる二次巻線電流Ｉ2と二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2によって示される。この場合、二次巻線Ｎ2には、図示するようにして一次巻線電流Ｉ1と同じ極性によって交番電流が流れる。また、二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2は、ブリッジ整流回路ＤBRの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥO1のレベルでクランプされた波形となる。
【００６０】
ここで、上記のようにして構成される図１に示す第１の実施の形態としての電源回路と、図３１に示した先行技術としての電源回路とを比較してみる。
先ず、回路構成として、図３２に示す回路では、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は、約５０ＫＨｚに設定されている。
本実施の形態の電源回路の安定化は、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１よりも高い周波数領域でスイッチング周波数を可変制御することで行うようにされる。この場合、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲の下限は、交流入力電圧ＶAC＝９０Ｖの最小入力電圧で、最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗの条件のときとなる。そして、この条件下でも、二次側直流出力電圧ＥO1について、例えば規定の１３５Ｖで安定化されるようにするためには、下限となるスイッチング周波数ｆｓについては、例えば５０ＫＨｚよりも高い５３ＫＨｚとなるようにする必要がある。
このため、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスについては０．０５６μＦを選定している。そのうえで、ＺＶＳ及びＺＣＳによる安定した起動動作が得られるようにする必要があるが、このために、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップＧを形成して、結合係数ｋ＝０．８程度の疎結合の状態としていたものである。
【００６１】
これに対して、図１に示した第１の実施の形態の電源回路では、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスについて、例えば１μＦとすることで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１が１０ＫＨｚ以下となるようにしている。そのうえで、二次巻線Ｎ2に対して二次側並列コンデンサＣ2を並列に接続して、二次側において並列共振（電圧共振）動作が得られるようにしている。つまり、一次側における電流共振コンバータの電流共振動作及び部分共振電圧動作に加え、二次側の電圧共振動作を組み合わせた複合共振形コンバータとしての構成としている。
そして、このような構成とすることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数を高く設定しても、安定したＺＶＳ及びＺＣＳによる起動が可能となる。そこで、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、結合係数ｋ＝０．９程度に結合度を高めることとした。これにより、本実施の形態では、図４及び図５にも示したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの磁脚にギャップを形成しなくともよいことになる。
【００６２】
このようにして、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップを形成しないようにしたことで、一次側と二次側との結合係数が高められることになるので、それだけ一次側から二次側への伝送効率が向上し、結果的には電力変換効率が高められることになる。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいてギャップを形成しないのであれば、製造にあたりギャップを形成するための工程は不要となるので、それだけ製造工程が簡略化され、コストダウンを図ることが可能になる。また、結合係数が高くなることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束も低減されるので、例えば銅板によるショートリングを絶縁コンバータトランスＰＩＴに巻回して施す必要もなくなる。この点でも、絶縁コンバータトランスＰＩＴの製造工程が簡略化され、また、コストダウンが促進されることになる。
さらに、ギャップが無くなったことで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの巻線の局部的な温度上昇の問題も解消され、それだけ信頼性が向上することにもなる。
【００６３】
また、図７に、図１に示した第１の実施の形態の電源回路についての特性として、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化を示す。
先ず、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）であるが、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、図１の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９２．２％であり、０．４％の向上が図られている。
これは、例えば先行技術として図３２に示した電源回路のスイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ1及び一次巻線電流Ｉ1が、それぞれＩQ1＝３．０Ａｐ、Ｉ1＝６Ａｐ−ｐ（図３４参照）であるのに対して、図１に示した本実施の形態の電源回路では、ＩQ1＝２．７Ａｐ、Ｉ1＝５．４Ａｐ−ｐにまで低減されていることからも分かる。また、図１に示した電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、０．９Ｗ低減しているという実験結果も得られている。
このようにして、電力変換効率が向上しているのは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップが形成されなくなったことで一次側と二次側の結合度が高められたことと、二次側並列共振コンデンサＣ2を設けて二次側にも電圧共振動作を得るようにしたことによる。
【００６４】
また、図７によるとスイッチング周波数ｆｓは、負荷が重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されていることが分かる。なお、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低く制御されるのに応じて、長くなるように制御されていることが分かる。
そして、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの範囲での、スイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝６９〜１３９ＫＨｚとなっていることが示され、実際における周波数制御範囲Δｆｓ＝７０ＫＨｚである。これに対して、図３１及び図３２に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの範囲でのスイッチング周波数ｆｓの可変範囲がｆｓ＝５８〜１９２ＫＨｚ、周波数制御範囲Δｆｓ＝１３４ＫＨｚであり、周波数制御範囲Δｆｓとしては、図１に示した電源回路のほうが、約１／２程度にまで小さくなっている。つまり、図１に示す回路のほうが制御感度が向上していることになる。
【００６５】
ここで、図１に示した電源回路の回路構成についての変形例として、二次側の構成を図２及び図３に示しておく。
図２に示す構成においては、二次巻線Ｎ2に対してセンタータップを設けて、このセンタータップを二次側アースに接続している。なお、この場合にも、二次巻線Ｎ2に対して並列に二次側並列共振コンデンサＣ2が接続されている。
そのうえで、二次巻線Ｎ2の両端に対しては、図示するようにして２本の整流ダイオードＤO1，ＤO2、及び平滑コンデンサＣO1から成る全波整流回路を形成するようにされる。この全波整流回路の整流動作によって、二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにされる。
なお、この回路構成の場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は３８Ｔ＋３８Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスは２２００ｐＦを選定する。
【００６６】
図３においては、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列接続された二次巻線Ｎ2に対して、図示する接続形態によって、２本の整流ダイオードＤO11，ＤO12と、２本の平滑コンデンサＣO1，ＣO2を接続することで、全波整流方式による倍電圧整流回路を形成している。そして、この倍電圧整流回路による倍電圧整流動作によって、直列接続された整流ダイオードＤO11−ＤO12の両端に、二次巻線Ｎ2に励起された交番電圧の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧ＥO1を得るようにされる。
この場合には、二次巻線Ｎ2については２０Ｔにまで少なくすることができる。また、この場合の二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスとしては、０．０４７μＦとする。
【００６７】
＜第２の実施の形態＞
続いて、本発明の第２の実施の形態について説明する。
図８は、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００６８】
この図８に示す電源回路においては、二次巻線Ｎ2に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2に代えて、二次側直列共振コンデンサＣ3が接続される。この場合、二次側直列共振コンデンサＣ3は、一次巻線Ｎ1の巻始め端部と、後段の整流回路であるブリッジ整流回路ＤBRの負極入力端子との間に直列に挿入される。そして、この二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって、二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路によっては、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧をもととして、二次側において電圧共振動作が得られることになる。
つまり、図８に示す第２の実施の形態の電源回路としては、一次側に、一次側直列共振回路と部分共振回路を備えると共に、二次側に並列共振回路が備えられた複合共振形コンバータとしての構成が採られていることになる。
【００６９】
また、この図に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４又は図５に示したのと同様の構造が採られる。つまり、結合係数ｋ＝０．９程度にまで結合度を高めるために、ギャップを形成しないようにしているものである。
【００７０】
また、この図に示す電源回路を実際に構成するのにあたっては、各部品素子について、例えば次のように選定している。
一次巻線Ｎ1＝３８Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０２２μＦ
そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１は、図１の回路と同様に、１０ＫＨｚ以下となるように設定される。また、二次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ２は、５４ＫＨｚ程度となるようにされている。
【００７１】
図１１は、上記図８に示した構成による電源回路の動作波形図を示している。なお、この図に示す動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件のもとでの測定結果を示している。また、この図においては、図１に示す電源回路についての波形図である図６と同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
【００７２】
この図１１の波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．６Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、５．２Ａｐ−ｐとなっている。これは、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同様に、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上していることを示している。
また、この場合の二次巻線Ｎ2の両端電圧Ｖ2は、二次側直列共振コンデンサＣ3が接続されていることに対応して、図示するように、期間ＴOFFでは、０レベルから正極性方向に二次側直流出力電圧ＥO1のレベルにまで上昇する鋸歯状波となり、期間ＴONでは、０レベルから負極性方向に増加して、二次側直流出力電圧ＥO1に対応する絶対値レベルにまで至る鋸歯状波となる。
【００７３】
また、図１２には、図８に示した電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【００７４】
先ず、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）であるが、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、図８の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９２．６％となり、０．８％もの向上が図られている。また、図１に示した電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、１．８Ｗ低減された。
特に、本実施の形態の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηＡＣ→ＤＣ＝９３．０％で最も高い効率が得られており、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗという軽負荷の条件であっても、９０％程度の高い効率が得られている。
このような電力変換効率の向上は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップが形成されなくなったことで一次側と二次側の結合度が高められたことと、二次側直列共振コンデンサＣ3を設けて二次側に電流共振（直列共振）動作を得るようにしたことによって得られたものである。
【００７５】
また、図１２によると、スイッチング周波数ｆｓは、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに従って高くなっていくように制御されていることが分かる。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなっている。
【００７６】
また、図９及び図１０は、図８に示す第２の実施の形態の電源回路についての変形例としての二次側の構成例を示している。
図９では、二次巻線Ｎ2の一端に対して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードを接続している。また、整流ダイオードＤO2のアノードは、二次側アースに接続されると共に、二次側直列共振コンデンサＣ3の直列接続を介して、二次巻線Ｎ2の他端と接続されている。平滑コンデンサＣO1は、正極端子が整流ダイオードＤO1のアノードと接続され、負極端子は、二次側アースと接続される。
【００７７】
このような回路構成では、いわゆる半波整流動作による倍電圧整流回路が形成される。つまり、二次巻線Ｎ2に負極の交番電圧が発生する期間においては、二次巻線Ｎ2→二次側直列共振コンデンサＣ3→整流ダイオードＤO2→二次巻線Ｎ2の経路で電流が流れることで、二次側直列共振コンデンサＣ3の両端に二次巻線Ｎ2に得られる交番電圧レベルと同等レベルの電位が発生する。そして、二次巻線Ｎ2の交番電圧が反転して正極となる期間では、二次巻線Ｎ2→整流ダイオードＤO1→平滑コンデンサＣO1→二次側直列共振コンデンサＣ3の経路で整流電流が流れることになり、この整流電流によって平滑コンデンサＣO1に対する充電が行われる。そして、このときには、先の負の期間において二次側直列共振コンデンサＣ3に得られている電位が加わる状態で、平滑コンデンサＣO1に対する充電が行われるので、平滑コンデンサＣO1の両端には、二次巻線Ｎ2の交番電圧の２倍に対応するレベルの二次側直流出力電圧ＥO1が得られることになる。
【００７８】
例えば、図８に示す回路においては、二次側の整流回路として、ブリッジ整流回路ＤBRが備えられているので、４本の高速リカバリ型ダイオードが必要となる。これに対して、図９に示した回路構成であれば、二次側の高速リカバリ型の整流ダイオードは２本で済むことになって、それだけ部品点数は削減されることになる。また、二次巻線Ｎ2としてもターン数を低減することができる。具体的には、二次巻線Ｎ2のターン数は、２５Ｔとすることができる。また、この場合の二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスは、０．１２μＦとなる。
【００７９】
また、図１０に示す二次側の回路構成は、先に図３に示したのと同様に、全波整流方式による倍電圧整流回路となる。つまり、図３に示した回路では、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）に対して全波整流方式の倍電圧整流回路を備えているのに対して、この図１０では、二次側直列共振回路（Ｎ2−Ｃ3）に対して同様の形式の倍電圧整流回路を設けているものである。
【００８０】
＜第３の実施の形態＞
続いては、本発明の第３の実施の形態について説明する。
図１３は、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１及び図８と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００８１】
この図８に示す電源回路においては、二次巻線Ｎ2に対して、二次側並列共振コンデンサＣ2が並列に接続される。さらに、二次巻線Ｎ2に対して直列に二次側直列共振コンデンサＣ3が接続される。この場合、二次側直列共振コンデンサＣ3は、二次巻線Ｎ2の巻始め端部側に対して直列に接続される。
【００８２】
つまり、この第３の実施の形態としての電源回路の二次側においては、二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによって二次側並列共振回路が形成される。さらに、二次側直列共振コンデンサＣ3のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2リーケージインダクタンスとによって二次側直列共振回路が形成される。そして、二次側並列共振回路及び二次側直列共振回路によって、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧を基に、二次側において電圧共振動作及び電流共振動作が複合的に得られることになる。
このようにして、図１３に示す第３の実施の形態の電源回路としては、一次側に、一次側直列共振回路と部分共振回路を備えると共に、二次側に並列共振回路及び直列共振回路が備えられた複合共振形コンバータとしての構成を採ることになる。
【００８３】
また、この図に示す電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４又は図５に示したのと同様の構造が採られる。つまり、結合係数ｋ＝０．９程度にまで結合度を高めるために、ギャップを形成しないようにしているものである。
【００８４】
また、この図に示す電源回路を実際に構成するのにあたっては、各部品素子について、例えば次のように選定している。
一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側直列共振コンデンサＣ3＝４７００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０３３μＦ
そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１としては、１０ＫＨｚ以下となるように設定される。
【００８５】
図１６は、上記図１３に示した構成による電源回路の動作波形図を示している。なお、この図に示す動作は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ系で、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗの条件のもとでの測定結果を示している。また、この図においては、第１及び第２の実施の形態の電源回路についての波形図である図６及び図１１と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
【００８６】
この図１６の波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐとなっている。これは、図１に示した第１の実施の形態の電源回路と同様に、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上していることを示している。
【００８７】
また、図１７には、図１３に示した電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【００８８】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、図１３の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．０％となり、１．２％もの向上が図られている。また、図１に示した電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、２．８Ｗ低減された。
特に、本実施の形態の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηＡＣ→ＤＣ＝９３．３％で最も高い効率が得られており、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗという軽負荷の条件であっても、９０％程度の高い効率が得られている。
このような電力変換効率の向上は、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップが形成されなくなったことで一次側と二次側の結合度が高められたことと、二次側並列共振コンデンサＣ2及び二次側直列共振コンデンサＣ3を設けて二次側に電圧共振動作及び電流共振動作を得るようにしたことによって得られたものである。
【００８９】
また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに従って高くなっていくように制御されていることが分かる。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなっている。
【００９０】
また、図１４及び図１５は、図１３に示す第３の実施の形態の電源回路についての変形例としての二次側の構成例を示している。
図１４に示す二次側の構成として、整流ダイオードＤO1，ＤO2及び平滑コンデンサＣO1の接続態様は図９と同様となる。つまり、半波整流動作による倍電圧整流回路が形成される。この場合には、二次巻線Ｎ2については２５Ｔとし、また、二次側並列共振コンデンサＣ2及び二次側直列共振コンデンサＣ3の各キャパシタンスについては、Ｃ2＝０．０２２μＦ、Ｃ3＝０．１μＦとすることができる。
また、図１５に示す二次側の構成としては、先の図３又は図１０と同様にして、全波整流方式の倍電圧整流回路を備えている。
【００９１】
＜第４の実施の形態＞
続いて、本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源回路について説明する。
この第４の実施の形態のスイッチング電源回路の回路構成としては、図１に示した第１の実施の形態と同様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が高められている。
【００９２】
但し、第４の実施の形態の電源回路としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子が選定される。
一次巻線Ｎ1＝４８Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４０Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０１５μＦ
そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１は、４０ＫＨｚ以下となるように設定されている。また、二次側並列共振回路（Ｎ2//Ｃ2）の共振周波数ｆｏ２は、１００ＫＨｚ程度となるようにされている。この一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１＝４０ＫＨｚ、二次側並列共振回路の共振周波数ｆｏ２＝１００ＫＨｚという周波数の関係とすることで、後述するようにして、電力変換効率が向上する結果を得ることができる。
【００９３】
図１８の波形図は、第４の実施の形態としての電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図においては、例えば第１の実施の形態の電源回路についての波形図である図６と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
この波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第４の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【００９４】
また、図１９には、第４の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【００９５】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第４の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９２．７％にまで向上している。また、第４の実施の形態の電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、２．７Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
【００９６】
また、スイッチング周波数ｆｓは、負荷が重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されていることが分かる。これと共に、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低く制御されるのに応じて、長くなるように制御されていることが分かる。
そして、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの範囲での、スイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝６９〜１３９ＫＨｚであり、実際における周波数制御範囲Δｆｓ＝９１ＫＨｚである。これに対して、図３１及び図３２に示した電源回路では、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの範囲でのスイッチング周波数ｆｓの可変範囲がｆｓ＝５８ＫＨｚ〜１９２ＫＨｚ、周波数制御範囲Δｆｓ＝１６７ＫＨｚであり、周波数制御範囲Δｆｓとしては、第４の実施の形態の電源回路のほうが、著しく制御感度が向上しているということがいえる。
【００９７】
なお、第４の実施の形態の電源回路としては、第１の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図２及び図３に示した回路構成を採ることができる。図２に示した全波整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は、４０Ｔ＋４０Ｔとしてセンタータップを施し、二次側並列共振コンデンサＣ2＝１５００ｐＦを選定するようにされる。
また、図３に示した倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2＝２０Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０３３μＦを選定するようにされる。
【００９８】
＜第５の実施の形態＞
続いては、本発明の第５の実施の形態のスイッチング電源回路について説明する。
この第５の実施の形態のスイッチング電源回路の回路構成としては、図８に示した第２の実施の形態と同様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が高められている。
【００９９】
そのうえで、第５の実施の形態の電源回路としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子が選定される。
一次巻線Ｎ1＝４０Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０３３μＦ
そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１は、４０ＫＨｚ以下となるように設定されている。また、二次側直列共振回路（Ｎ2−Ｃ3）の共振周波数ｆｏ２は、６０ＫＨｚ程度となるようにされている。この一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１と、二次側並列共振回路の共振周波数ｆｏ２＝との周波数の関係とすることにより、後述するようにして、電力変換効率が向上する結果を得ることができる。
【０１００】
図２０の波形図は、第５の実施の形態としての電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図においては、例えば第２の実施の形態の電源回路についての波形図である図１１と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
この波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第４の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【０１０１】
また、図２１には、第５の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【０１０２】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第５の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．２％にまで向上している。また、第５の実施の形態電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、３．３Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
特に、本実施の形態の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηＡＣ→ＤＣ＝９３．５％で最も高い効率が得られており、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗという軽負荷の条件であっても、９０％程度の高い効率が得られている。
【０１０３】
また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに従って高くなっていくように制御されている。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなっている。
【０１０４】
また、第５の実施の形態の電源回路としては、第２の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図９及び図１０に示した回路構成を採ることができる。図９に示した倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は２２Ｔとし、二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．１０μＦを選定するようにされる。
【０１０５】
＜第６の実施の形態＞
続いては、第６の実施の形態としてのスイッチング電源回路について説明する。
この第６の実施の形態のスイッチング電源回路の回路構成としては、図１３に示した第３の実施の形態と同様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が高められている。
【０１０６】
そのうえで、第６の実施の形態の電源回路としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子が選定される。
一次巻線Ｎ1＝５０Ｔ
二次巻線Ｎ2＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．１μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝６８０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝５６００ｐＦ
二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０５６μＦ
そして、このようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１は、４０ＫＨｚ以下となるように設定されている。このようにして、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１＝４０ＫＨｚ以下となるようにしたうえで、二次側に並列共振回路（電圧共振回路）と直列共振回路（電流共振回路）とを設けるようにしていることで、次に説明するようにして電力変換効率が向上されるという結果が得られる。
【０１０７】
図２２の波形図は、第６の実施の形態としての電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図においては、例えば第３の実施の形態の電源回路についての波形図である図１６と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
この波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第４の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【０１０８】
また、図２３には、第６の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【０１０９】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第６の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．２％にまで向上している。また、第６の実施の形態電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、３．３Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
特に、本実施の形態の場合には、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時においてηＡＣ→ＤＣ＝９３．５％で最も高い効率が得られており、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗという軽負荷の条件であっても、９０％程度の高い効率が得られている。
【０１１０】
また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆｓ≒７５ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに従って高くなっていくように制御されている。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなっている。
【０１１１】
また、第６の実施の形態の電源回路としては、第３の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図１４及び図１５に示した回路構成を採ることができる。図１４に示した半波整流方式による倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は２２Ｔとし、二次側並列共振コンデンサＣ2＝０．０２２μＦ、二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．１０μＦを選定するようにされる。
【０１１２】
＜第７の実施の形態＞
続いて、本発明の第７の実施の形態のスイッチング電源回路について説明する。
この第７の実施の形態のスイッチング電源回路の回路構成としては、図１に示した第１の実施の形態と同様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が高められている。
【０１１３】
そして、第７の実施の形態の電源回路としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子が選定される。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０５６μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝４７０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝２２００ｐＦ
【０１１４】
そして、上記のようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１は、約７０ＫＨｚとなるように設定されている。
【０１１５】
また、この場合において、二次巻線Ｎ2に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスは、２２００ｐＦという、これまでの第１及び第４の実施の形態におけるものよりも小容量が選定されている。
この小容量の二次側並列共振コンデンサＣ2と二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによっては、並列共振回路が形成される。この並列共振回路（Ｃ2//Ｎ2）によっては、例えば二次巻線Ｎ2に対して接続されたブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードのターンオン時とターンオフ時の短時間においてのみ電圧共振動作が行われる。つまり、部分電圧共振動作が得られることになる。この部分電圧共振動作のタイミングでは、二次側並列共振コンデンサＣ2に共振電流が流れる。これにより、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの各印加電圧（Ｖ2）について、ｄＶ／ｄｔに傾斜ができることになる。これにより、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードがスイッチングする際のスイッチング損失が低減される。
また、このような動作が得られることで、この第７の実施の形態としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップを形成しないで結合度を高めたとしても、安定したＺＶＳ，ＺＣＳ動作が得られるようになっているものである。そして、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合度が高くなったことによっても、電力変換効率の向上が図られることになるわけである。
【０１１６】
図２４の波形図は、第７の実施の形態としての電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図においては、例えば第１の実施の形態の電源回路についての波形図である図６と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
この波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．４Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．８Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第７の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【０１１７】
また、この図においては、小容量の二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC3も示されている。前述もしたように、共振電流ＩC3は、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードがターンオン、ターンオフするタイミングで流れており、これにより二次側で部分電圧共振動作を得ているものである。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応しては、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が反転することになるが、この反転時において、波形形状に傾斜が与えられていることが示される。
【０１１８】
また、図２５には、第７の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲に対応する、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【０１１９】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第７の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．２％にまで向上している。また、第７の実施の形態の電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、２．７Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
【０１２０】
また、スイッチング周波数ｆｓは、最大負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時におけるスイッチング周波数ｆｓ≒７０ＫＨｚを下限として、軽負荷の状態となるのに従って高くなっていくように制御されていることが分かる。また、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が高く制御されるのに応じて短くなっている。
【０１２１】
なお、第７の実施の形態の電源回路としては、第１の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図２及び図３に示した回路構成を採ることができる。図２に示した全波整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は、５０Ｔ＋５０Ｔとしてセンタータップを施し、二次側並列共振コンデンサＣ2＝４７０ｐＦを選定するようにされる。
また、図３に示した倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2＝２５Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝８２００ｐＦを選定するようにされる。
【０１２２】
＜第８の実施の形態＞
続いて、第８の実施の形態としての電源回路について説明する。
この第８の実施の形態としてのスイッチング電源回路の回路構成としては、図１３に示した第３の実施の形態と同様とされる。また、絶縁コンバータトランスＰＩＴとしても、図４及び図５に示した構成が採られることで、例えば結合係数ｋ＝０．９程度に一次側と二次側の結合度が高められている。
【０１２３】
そして、第８の実施の形態の電源回路としては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子が選定される。
一次巻線Ｎ1＝４８Ｔ
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０４７μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝４７０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝１５００ｐＦ
二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０５６μＦ
【０１２４】
そして、上記のようにして各素子を選定していることで、一次側直列共振回路（Ｎ1−Ｃ1）の共振周波数ｆｏ１は、約７０ＫＨｚとなるように設定されている。
【０１２５】
また、この場合において、二次巻線Ｎ2に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサＣ2のキャパシタンスは１５００ｐＦであり、これまでの第２及び第５の実施の形態におけるものよりも小容量が選定されている。これに対して二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．０５６μＦであるから、そのキャパシタンスの関係としては、Ｃ3＞＞Ｃ2となる。
【０１２６】
この場合にも、二次側並列共振コンデンサＣ2と二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによっては、先の第７の実施の形態と同様に並列共振回路が形成される。そして、前述したように、二次側において部分電圧共振動作が得られることになる。
また、二次側直列共振コンデンサＣ3と二次巻線Ｎ2のリーケージインダクタンスＬ2とによっては、二次側直列共振回路が形成される。
そして、この第８の実施の形態においては、このようにして二次側に電流共振回路と部分電圧共振回路を備えると共に、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップを形成しないで結合度を高めたことによって、電力変換効率が向上される結果を得るようにしている。
【０１２７】
図２６の波形図は、第８の実施の形態としての電源回路についての要部の動作を示している。なお、この図においては、例えば第１の実施の形態の電源回路についての波形図である図６と、同一部分の波形が示されていることから、ほぼ同様の波形及びタイミングとなっている部位についての説明は省略する。
この波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．３Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．６Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第８の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【０１２８】
また、この図においても、小容量の二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC3は、二次側の高速リカバリ型の整流ダイオードがターンオン、ターンオフするタイミングで流れており、二次側で部分電圧共振動作が得られていることが分かる。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応して、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が反転する際の波形形状に傾斜が与えられている。
【０１２９】
また、図２７には、第８の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
【０１３０】
この図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第８の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．４％にまで向上している。また、第８の実施の形態の電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、３．７Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
【０１３１】
また、スイッチング周波数ｆｓは、負荷が重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されていることが分かる。これと共に、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低く制御されるのに応じて、長くなるように制御されていることが分かる。
【０１３２】
なお、第８の実施の形態の電源回路としては、第３の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図１４及び図１５に示した回路構成を採ることができる。
図１４に示した半波整流方式による倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は２５Ｔとし、二次側並列共振コンデンサＣ2＝６８００Ｆ、二次側直列共振コンデンサＣ3＝０．１８μＦを選定するようにされる。
【０１３３】
＜第９の実施の形態＞
続いて本発明の第９の実施の形態としてのスイッチング電源回路について説明する。
図２８は、第９の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図２８に示す第９の実施の形態としての電源回路においては、ＭＯＳ−ＦＥＴとしてのトランジスタ（補助スイッチング素子）Ｑ3、クランプダイオードＤD3、コンデンサＣ4、駆動巻線Ｎｇ、コンデンサＣｇ、及び抵抗Ｒ1を備えたスイッチング回路が備えられる。
トランジスタＱ3のドレインはコンデンサＣ4を介して、一次巻線Ｎ1と一次側並列共振コンデンサＣ1の接続点に対して接続される。トランジスタＱ3のソースは一次側アースに対して接続される。また、トランジスタＱ3のドレイン−ソース間に対しては、図示する方向によりクランプダイオードＤD3が接続される。トランジスタＱ3のゲートに対しては、コンデンサＣｇ、駆動巻線Ｎｇを直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。また、トランジスタＱ3のゲートと一次側アース間に接続される抵抗Ｒ1は、ゲート電圧設定用に設けられる。
【０１３４】
このようなスイッチング回路の接続態様によると、一次側直列共振コンデンサＣ1に対して、コンデンサＣ4−トランジスタＱ3から成る直列接続回路が並列に接続されていることになる。
そして、トランジスタＱ3のゲートに接続された自励発振駆動回路（Ｃｇ−Ｎｇ，Ｒ1）では、先ず、駆動巻線Ｎｇにスイッチング周期に応じた交番電圧が励起され、この交番電圧を基として、コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇから成る共振回路の共振動作が生じることになる。そして、この共振動作によって得られる交番電圧が、抵抗Ｒ1によってレベル設定されたゲート電圧であるドライブ信号として、トランジスタＱ3のゲートに印加される。これにより、トランジスタＱ3は、一次側スイッチングコンバータのスイッチング周期に応じたスイッチング周波数によってスイッチング動作を行う。これは即ち、一次側直列共振コンデンサＣ1に対して並列にコンデンサＣ4を接続する作用が得られることになる。
そして、このようにして一次側直列共振コンデンサＣ1に対してコンデンサＣ4を並列接続して得られるキャパシタンスとして、（Ｃ1＋Ｃ4）＜０．１μＦとなるように選定することで、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏ１について、先の第７及び第８の実施の形態と同様に７０ＫＨｚ以下となるように設定することができる。
【０１３５】
また、この図２８に示す回路において、二次巻線Ｎ2に対して並列に接続される二次側並列共振コンデンサＣ2は、第７の実施の形態と同様に小容量であり、これにより、二次側において部分電圧共振動作が得られるようになっており、例えば第７の実施の形態の場合と同様に、電力変換効率が向上される。なお、この場合には、二次側並列共振コンデンサＣ2については、例えば１０００ｐＦ〜３３００ｐＦの範囲で適切とされる定数を選定するようにされる。
【０１３６】
図２９は、上記のようにして構成される第９の実施の形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。この図に示す波形は、これまでの各実施の形態の波形図と同様に、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の条件での実験結果を示している。
また、図３０には、この第９の実施の形態としての電源回路についての、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動範囲における、ＡＣ→ＤＣ電力変換特性（ηＡＣ→ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ2（又はＱ1）のオン期間ＴONの変化特性を示している。
なお、図２９及び図３０に示す実験結果を得るのにあたっては、例えば次のようにして電源回路を形成する各素子を選定した。
一次巻線Ｎ1＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ2＝５０Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ1＝０．０３３μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝４７０ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ2＝２２００ｐＦ
コンデンサＣ4＝０．０３３μＦ
【０１３７】
先ず、図２９の波形図に示されるように、スイッチング素子Ｑ2のコレクタ電流ＩQ2は、２．２Ａｐとなっており、これにより、一次巻線Ｎ1に流れる一次巻線電流Ｉ1は、４．４Ａｐ−ｐとなっている。つまり、この第９の実施の形態の電源回路についても、先行技術として示した図３１の電源回路よりもＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）が向上している。
【０１３８】
また、この図においても、小容量の二次側並列共振コンデンサＣ2に流れる共振電流ＩC3は、二次側の高速リカバリ型の整流ダイオードがターンオン、ターンオフするタイミングで流れており、二次側で部分電圧共振動作が得られていることが分かる。そして、この共振電流ＩC3が流れる期間に対応して、ブリッジ整流回路ＤBRを形成する高速リカバリ型ダイオードの印加電圧（Ｖ2）が反転する際の波形形状に傾斜が与えられている。
【０１３９】
また、図３０に示す特性図によると、ＡＣ→ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）については、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝２００Ｗ時においては、図３１に示した先行技術の電源回路がηＡＣ→ＤＣ＝９１．８％であるのに対して、第９の実施の形態の電源回路は、ηＡＣ→ＤＣ＝９３．６％にまで向上している。また、第９の実施の形態の電源回路の交流入力電力は、図３１に示した電源回路に対して、４．２Ｗ低減されるという実験結果が得られた。
【０１４０】
また、スイッチング周波数ｆｓは、負荷が重くなっていくのに応じて、低くなるように制御されていることが分かる。これと共に、スイッチング素子Ｑ2のオン期間である期間ＴONは、スイッチング周波数が低く制御されるのに応じて、長くなるように制御されていることが分かる。
【０１４１】
また、第９の実施の形態の電源回路としては、第１の実施の形態の場合と同様に、二次側の構成として、図２及び図３に示した回路構成を採ることができる。図２に示した全波整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2のターン数は、５０Ｔ＋５０Ｔとしてセンタータップを施し、二次側並列共振コンデンサＣ2＝４７０ｐＦを選定するようにされる。
また、図３に示した倍電圧整流回路の構成を採る場合には、二次巻線Ｎ2＝２５Ｔ、二次側並列共振コンデンサＣ2＝８２００ｐＦを選定するようにされる。
【０１４２】
なお、本発明としてのスイッチング電源回路としては、これまで説明した各実施の形態としての構成に限定されるものではなく、例えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応じて適切な値に変更されればよい。
例えば、各実施の形態では、一次側直列共振周波数ｆｏ１について、１０ＫＨｚ、４０ＫＨｚ、及び７０ＫＨｚ近傍を設定した場合を例に挙げている。しかし、これはあくまでも、スイッチング周波数に対してアッパーサイド制御が可能とされる直列共振周波数ｆｏ１について選択可能な範囲において、その下限値と上限値と中間値を例示しているのに過ぎないものである。従って、選択可能な範囲であれば、直列共振周波数ｆｏ１について適宜変更設定することは可能である。
また、例えば一次側スイッチングコンバータに用いられるスイッチング素子としては、各回路図に示したバイポーラトランジスタのほか、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用されて構わない。また、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用される際には、他励式により駆動する構成とされてもよいものである。また、各実施の形態として示した回路図では、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系は倍電圧整流回路とされていたが、商用交流電源の等倍レベルの直流入力電圧を生成する全波整流回路とされてもよい。そして、このような全波整流回路を備えた構成であっても、電力変換効率の向上をはじめとする本発明としての効果は充分に得られるという実験結果が得られているものである。
【０１４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では、複合共振形コンバータとして、一次側においては、電流共振形コンバータに部分電圧共振回路を組み合わせるようにしている。そして、二次側に対して、二次側部分電圧共振回路、さらに必要に応じて二次側直列共振回路を組み合わせた構成を採っている。そして、絶縁コンバータトランスについては、磁脚にギャップを形成しないことで、一次側と二次側の結合係数をこれまでよりも高いものとしている。
そして、このような構成であれば、先行技術の電源回路と比較して大幅に電力変換効率が向上されることになる。
【０１４４】
また、絶縁コンバータトランスに対してギャップを形成しなくともよくなったことで、ギャップ形成のためのコアの研磨工程は省略されることになる。これにより、例えば製造工程が簡略化され、また、絶縁コンバータトランスを製造するコストも低減することができる。
また、ギャップを形成しないことで、例えば絶縁コンバータトランスに用いるコアとしては、ＥＥ型コア以外にも、例えばＵ−Ｕ型コアなどを採用することが可能となった。つまり、コアの型式の選択についての自由度が拡がる。
【０１４５】
さらには、絶縁コンバータトランスのコアにギャップを形成しないということは、この絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線の結合度が高いものとなる。これによって、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。そして、この点でも、コストダウンが図られ、また、回路の小型軽量化が促進されるものである。
また、絶縁コンバータトランスのギャップ近傍における局部的温度上昇は発生しないことになるために、それだけ電源回路としても信頼性が向上することになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１（第４、第７）の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図３】第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図４】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図５】本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図７】第１の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図８】本発明の第２（第５）の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図９】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図１０】第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図１１】第２の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図１２】第２の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図１３】本発明の第３（第６、第８）の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１４】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図１５】第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の二次側の構成についての変形例を示す回路図である。
【図１６】第３の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図１７】第３の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図１８】第４の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図１９】第４の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図２０】第５の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図２１】第５の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図２２】第６の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図２３】第６の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図２４】第７の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図２５】第７の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図２６】第８の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図２７】第８の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図２８】第９の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２９】第９の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図３０】第９の実施の形態の電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【図３１】先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図３２】先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図３３】図３１又は図３２に示す電源回路に採用される絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。
【図３４】図３１又は図３２に示す電源回路の動作を示す波形図である。
【図３５】図３１又は図３２に示す電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示す図である。
【符号の説明】
１  制御回路、Ｄｉ，ＤBR  ブリッジ整流回路、  Ｄ1，Ｄ2  整流ダイオード、Ｃｉ1，Ｃｉ2  平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、Ｎ1  一次巻線、Ｎ2  二次巻線、Ｃ1  一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ  一次側部分共振コンデンサ、Ｃ2  二次側並列共振コンデンサ、Ｃ3  二次側直列共振コンデンサ、Ｃ4  コンデンサ、Ｑ3  トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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