(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力送電線に補償器端子により直列挿入された無効電力直列補償器を制御する無効電力直列補償器用コントローラであって、
ａ）前記電力送電線を流れる線電流（ｉ）を検出する線電流検出手段と、
ｂ）前記無効電力直列補償器のインバータの変調器に接続されたコンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を検出する直流電圧検出手段であって、前記変調器は、変調信号に依存して、前記インバータを介する前記コンデンサ（ＣDC）のコンデンサ直流電圧（ｕDC）の印加を制御する、直流電圧検出手段と、
ｃ）ｍ＝ｍd ｃｏｓ（ωｔ）−ｍq  ｓｉｎ（ωｔ）の形式である信号ｍを生成する変調信号生成手段であって、上式中、ωは前記変調信号として、前記変調器に供給される送電線の周波数である、変調信号生成手段と、
ｄ）前記線電流（ｉ）を所定の基準電流（ｉdref）に制御する電流制御ループであって、該電流制御ループの電流コントローラは、前記補償器の所望の補償器端子出力電圧（ｕc）に対応する制御信号（ｃｃout）を出力する、電流制御ループと、
ｅ）前記直流コンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を所定の基準電圧（ｕDCref）に制御する電圧制御ループであって、該電圧制御ループの直流電圧コントローラは、前記変調信号ｍについて変調指数ｍdを出力する、電圧制御ループと、
ｆ１）前記電流コントローラにより出力された前記制御信号（ｃｃout）を入力として受け取り、前記変調信号ｍの前記変調指数ｍqを出力する第１出力を有し、かつ、前記電圧制御ループの前記所定の基準電圧（ｕDCref）を出力する第２出力を有する、制御方法選択手段（ＳＳ）とを備え、
ｆ２１）該制御方法選択手段（ＳＳ）は、前記補償器端子出力電圧（ｕc）が所定の補償器端子出力電圧閾値（ｕcth）よりも大きい場合には、一定の変調指数ｍqと、前記電流コントローラ出力（ｃｃout）によって指示されるように、補償器端子出力電圧（ｕc）の増減に依存して増減する前記基準電圧（ｕDCref）を出力し、かつ
ｆ２２）前記制御方法選択手段（ＳＳ）は、前記補償器端子出力電圧（ｕc）が所定の補償器端子出力電圧閾値（ｕcth）よりも小さい場合には、実質的に一定の基準電圧（ｕDCref）と、前記電流コントローラ出力（ｃｃout）によって指示されるように、補償器端子出力電圧（ｕc）の増減に依存して増減する変調指数ｍqを出力することを特徴とする無効電力直列補償器用コントローラ。
【請求項２】
前記制御方法選択手段（ＳＳ）は、第１信号セパレータ（ＳＳ１）を備え、前記第１信号セパレータ（ＳＳ１）が、
前記制御電圧を所定の限界電圧（ｕDCmin、−ｕDCmin）に制限する第１リミッタと、
前記第１リミッタの出力を最大変調指数（ｍqmax）と掛け算し、その結果を前記第１限界電圧（ｕDCmin）で割り算する第１除算器と、
前記制御電圧（ｃｃout）の絶対値を決定する第１絶対値回路と、
前記第１絶対値回路の出力が前記上限閾値電圧を超える場合には、前記第１絶対値回路の出力を上限閾値（ｕDCmax）に制限し、前記第１絶対値回路の出力が前記下限閾値電圧を下回る場合には、前記第１絶対値回路の出力を下限閾値（ｕDCmin）に制限する第２リミッタと
を備えたことを特徴とする請求項１記載のコントローラ。
【請求項３】
前記制御方法選択手段（ＳＳ）は、第２信号セパレータ（ＳＳ２）を備え、前記第２信号セパレータ（ＳＳ２）が、
前記制御電圧がそれぞれ、最大変調指数を超えるか、あるいは、最小変調指数を下回る場合には、前記制御電圧を最大変調指数（ｍqmax）および最小変調指数（ｍqmin）にそれぞれ制限する第３リミッタと、
前記制御電圧の絶対値を決定する第２絶対値回路と、
前記絶対値回路の出力を所定の定数（Ｋ2）と掛け算する第１乗算器と、
前記第１乗算器の出力がそれぞれ前記上限閾値電圧（ｕDCmax）を越えるか、あるいは、前記下限閾値電圧（ｕDCmin）を下回る場合には、前記第１乗算器の出力を該上限閾値電圧（ｕDCmax）および該下限閾値電圧（ｕDCmin）に制限する第４リミッタと
を備えたことを特徴とする請求項１記載のコントローラ。
【請求項４】
前記第１信号セパレータはさらに、前記第１絶対値回路の出力の変化率を制限するレートリミッタを備えたことを特徴とする請求項２記載のコントローラ。
【請求項５】
前記第２信号セパレータ（ＳＳ４）はさらに、
前記第１乗算器の出力の変化率を制限するレートリミッタを備え、
前記乗算定数（Ｋ2）は、前記下限閾値電圧（ｕDCmin）のレートを前記最大変調指数（ｍqmax）で割り算することにより決定されることを特徴とする請求項３記載のコントローラ。
【請求項６】
前記レートリミッタは、
入力信号を受け取る第１入力、第２入力、および出力を有し、入力から前記第２入力に印加された信号を差し引く第１加算器と、
該第１加算器の出力を所定の時間定数（Ｔs）で割り算する第１除算器と、
出力がそれぞれ上限または下限を越える場合、前記第１除算器の出力を上限または下限に制限する第３リミッタと、
該第３リミッタの出力を所定の時間定数（Ｔs）と掛け算する第３乗算器と、
該第３乗算器の出力を受け取る入力、第２入力、および前記レートリミッタの出力を構成する出力を有する第２加算器と、
１サンプリング時間分前記レートリミッタの出力をシフトするｚ-1回路と
を備え、
前記ｚ-1回路の出力は、前記第１加算器の前記第２入力と、前記第２加算器の前記第２入力とに印加されることを特徴とする、請求項４または５に記載のコントローラ。
【請求項７】
非干渉制御手段をさらに備え、
前記非干渉制御手段は、前記制御方法選択手段（ＳＳ）から変調指数（ｍq’）を受け取り、かつ、前記直流電圧コントローラから変調指数（ｍd’）を受け取り、新規変調指数ｍqおよびｍdを前記変調信号生成手段に出力することにより、前記線電流（ｉ）が直流電圧コントローラの出力（ｍd’）から独立し、かつ直流コンデンサ電圧（ｕDC）が前記制御方法選択手段（ＳＳ）からの出力（ｍq’）から独立するようにし、前記交流電流振幅（ｉD）および直流コンデンサ電圧（ｕDC）は独立して制御されることが可能であることを特徴とする請求項１記載のコントローラ。
【請求項８】
前記制御方法選択手段（ＳＳ）は第３信号セパレータ（ＳＳ５）を備え、
前記第３信号セパレータ（ＳＳ５）が、
前記制御電圧（ｃｃout）の絶対値を決定する第３絶対値回路と、
前記第３絶対値回路の出力が、それぞれ、最大閾値電圧を越えるか、あるいは最小閾値電圧を下回る場合、前記絶対値回路の出力を前記最大閾値電圧（uDCmax）および前記最小閾値電圧（ｕDCmin）に制限する第４リミッタと、
前記第４リミッタの出力の変化率を所定の変化率に制限するレートリミッタと
を備えたことを特徴とする請求項７記載のコントローラ。
【請求項９】
電力送電線に補償器端子により直列挿入された無効電力直列補償器を制御する無効電力直列補償器用コントローラであって、
ａ）前記電力送電線を流れる線電流（ｉ）を検出する線電流検出手段と、
ｂ）前記無効電力直列補償器のインバータの変調器に接続されたコンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を検出する直流電圧検出手段であって、前記変調器は、変調信号に依存して、前記インバータを介する前記コンデンサ（ＣDC）のコンデンサ直流電圧（ｕDC）の印加を制御する、直流電圧検出手段と、
ｃ）ｍ＝ｍd ｃｏｓ（ωｔ）−ｍq  ｓｉｎ（ωｔ）の形式である信号ｍを生成する変調信号生成手段であって、上式中、ωは前記変調信号として前記変調器に供給される送電線の周波数である、変調信号生成手段と、
ｄ）前記線電流（ｉ）を基準電流（ｉdref）に制御する電流制御ループであって、該電流制御ループの電流コントローラは、前記補償器の所望の補償器端子出力電圧（ｕc）に対応する制御信号（ｃｃout）を出力する、電流制御ループと、
ｅ）前記直流コンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を所定の基準電圧（ｕDCref）に制御する電圧制御ループであって、前記電圧制御ループの直流電圧コントローラは、前記変調信号ｍについての変調指数ｍdを出力する、電圧制御ループと、
ｆ１）前記補償器端子出力電圧（ｕc）が直流コンデンサ電圧（ｕDC）を増大（減少）することを介して制御される（調節可能な直流電圧制御）、制御方法を設定する制御方法選択手段（ＳＳ）とを備え、
ｆ２１）前記制御方法選択手段（ＳＳ）は、前記変調指数（ｍ）を一定の変調指数に設定し、かつ基準電圧（ｕDCref）を前記電圧制御ループに出力するよう適合され、前記基準電圧（ｕDCref）は前記電流コントローラ出力（ｃｃout）によって指示されるように、前記補償器端子出力電圧（ｕc）の増減に依存して増減し、
ｆ２２）前記制御方法選択手段（ＳＳ）はさらに、前記電流コントローラ出力（ｃｃout）の変化率を所定の変化率に制限するレートリミッタを備える信号セパレータ（ＳＳ３、ＳＳ４、ＳＳ５）を含む
ことを特徴とする無効電力直列補償器用コントローラ。
【請求項１０】
前記制御方法選択手段（ＳＳ）はさらに、
前記電流コントローラ出力（ｃｃout）の絶対値を決定する絶対値回路と、
該絶対値回路の出力が最大閾値電圧を越えるか、あるいは最小閾値電圧を下回る場合、前記絶対値回路の出力を前記最大閾値電圧（ｕDCmax）または前記最小閾値電圧（ｕDCmin）に制限するリミッタと
を備えたことを特徴とする請求項９記載のコントローラ。
【請求項１１】
前記制御方法選択手段（ＳＳ）はさらに、前記絶対値回路の出力を所定の定数と掛け算する乗算器を備え、前記定数は、最大変調指数（ｍqmax）による最小電圧閾値（ｕDCmin）の割合であり、前記乗算器の出力は前記リミッタに設定されることを特徴とする請求項１０記載のコントローラ。
【請求項１２】
前記レートリミッタは、
入力信号を受け取る第１入力、第２入力、および出力を有し、入力から前記第２入力に印加された信号を差し引く第１加算器と、
該第１加算器の出力を所定の時間定数（Ｔs）で割り算する第１除算器と、
出力がそれぞれ上限または下限を越える場合、前記第１除算器の出力を上限または下限に制限する第３リミッタと、
該第３リミッタの出力を所定の時間定数（Ｔs）と掛け算する第３乗算器と、
前記第３乗算器の出力を受け取る入力、第２入力、および前記レートリミッタの出力を構成する出力を有する第２加算器と、
１サンプリング時間分前記レートリミッタの出力をシフトするｚ-1回路と
を備え、
前記ｚ-1回路の出力は、前記第１加算器の前記第２入力と、前記第２加算器の前記第２入力とに印加されることを特徴とする請求項９記載のコントローラ。
【請求項１３】
非干渉制御手段をさらに備え、
前記非干渉制御手段が、前記制御方法選択手段（ＳＳ）から変調指数（ｍq’）を受け取り、かつ、前記直流電圧コントローラから変調指数（ｍd’）を受け取り、新規変調指数ｍqおよびｍdを前記変調信号生成手段に出力することにより、前記線電流（ｉ）が前記直流電圧コントローラの出力（ｍd’）から独立し、かつ直流コンデンサ電圧（ｕDC）が前記制御方法選択手段（ＳＳ）からの出力（ｍq’）から独立するようにし、前記交流電流振幅（ｉD）および直流コンデンサ電圧（ｕDC）は、独立して制御されることが可能であることを特徴とする請求項９記載のコントローラ。
【請求項１４】
前記電流制御ループは、
前記基準値（ｉdref）から、前記線電流（ｉ）の有効電流振幅（ｉd）を差し引くとともに、その結果を前記電流コントローラに出力する電流減算器を備えたことを特徴とする請求項７または１３記載のコントローラ。
【請求項１５】
前記電圧制御ループは、
前記所定の基準電圧（ｕDCref）から、前記コンデンサ（ＣDC）の前記コンデンサ直流電圧（ｕDC）を差し引くとともに、その結果を前記直流電圧コントローラに出力する電圧減算器を備えたことを特徴とする請求項１４記載のコントローラ。
【請求項１６】
前記変調信号生成手段は、
第１基準信号（ｓｉｎ（ωｔ））と、第２基準信号（ｃｏｓ（ωｔ））と、前記電流コントローラの出力ｍq’と、前記電圧コントローラの出力ｍd’とを受け取り、前記変調信号（ｍ）を出力する座標変換手段を含むことを特徴とする請求項１５記載のコントローラ。
【請求項１７】
前記電力送電線は３相システムであり、各位相毎に、前記補償器、前記直流電圧コントローラ、前記非干渉手段、前記座標変換手段、および、前記変調信号ｍが３回提供され、かつ前記電流コントローラは一回提供されることを特徴とする請求項１６記載のコントローラ。
【請求項１８】
各位相の線電圧を検出する電圧検出器と、
該電圧検出器から前記線電圧を受け取るとともに、それぞれ前記線電圧の位相と前記送電線の周波数（ω）とに同期した第３基準信号ｓｉｎωｔおよび第４基準信号ｃｏｓωｔを出力する電圧ＰＬＬ検出器ユニットと、
前記第３および第４基準信号と、位相信号（ψ）を受け取るとともに、前記座標変換手段に供給される前記第１および第２基準信号を生成する位相回転手段と、
各位相についての前記線電流（ｉ）を受け取るとともに、前記有効電流振幅（ｉｄ）を前記電流減算器および前記非干渉手段に出力し、かつ前記位相信号（ψ）を前記位相回転手段に出力する３相極座標変換ユニットと
を備えたことを特徴とする請求項１７記載のコントローラ。
【請求項１９】
前記線電流検出手段から前記線電流（ｉ）を受け取るとともに、それぞれ前記線電流（ｉ）の位相および前記送電線の周波数（ω）と同期した、前記第１基準信号ｓｉｎωｔとして、および、前記第２基準信号ｃｏｓωｔとして、前記非干渉手段に出力する電流ＰＬＬ検出器ユニットと、
前記線電流（ｉ）を受け取るとともに、前記有効電流振幅（ｉd）を前記電流減算器および前記非干渉手段に出力し、かつ前記無効電流振幅（ｉｑ）を前記非干渉手段に出力する成分検出器と
を備えたことを特徴とする請求項１７記載のコントローラ。
【請求項２０】
前記電力送電線は、単相システムであり、前記補償器、前記直流電圧コントローラ、前記非干渉手段、前記座標変換手段、および、前記電流コントローラは一回提供されることを特徴とする請求項１６記載のコントローラ。
【請求項２１】
前記線電流検出手段から前記線電流（ｉ）を受け取るとともに、それぞれ前記線電流（ｉ）の位相および前記送電線の周波数（ω）と同期した、前記第１基準信号ｓｉｎωｔとして、および、前記第２基準信号ｃｏｓωｔとして、前記非干渉手段に出力する電流ＰＬＬ検出器ユニットと、
前記線電流（ｉ）を受け取るとともに、前記有効電流振幅（ｉd）を前記電流減算器および前記非干渉手段に出力し、かつ前記無効電流振幅（ｉq）を前記非干渉手段に出力する成分検出器と
を備えたことを特徴とする請求項２０記載のコントローラ。
【請求項２２】
前記非干渉制御手段は、
前記コンデンサ（ＣDC）のコンデンサ直流電圧（ｕDC）を前記電流ＰＬＬ検出器ユニットによって出力された送電線の周波数（ω）で掛け算する第１乗算器と、
前記電流コントローラからの出力（ｍq’×Ｋq）を前記第１乗算器の出力信号（Ｄ１）で割り算する第１除算器と、
前記成分検出器によって出力された電流（ｉq）の有効成分を前記第１除算器の除算結果（ＤＶ１）で掛け算する第２乗算器と、
前記直流電圧コントローラの出力（ｍd’×Ｋd）から、該第２乗算器の乗算結果（Ｍ１）を差し引く第１加算器と、
該第１加算器からの出力を前記成分検出器によって出力された電流（ｉd）の無効成分で割り算する第２除算器と、
該第２除算器の除算結果、および、積分器の出力を受け取る第２加算器と、該第２加算器の出力を受け取るとともに、該出力を前記積分器に供給する時間遅延ユニットとを備え、前記積分器の出力が前記修正済み変調指数ｍdを形成する、微分手段と、
前記積分器の入力を、前記電流ＰＬＬ検出器ユニットによって出力される送電線の周波数（ω）で割り算する第３除算器と、
前記第１除算器の出力（ＤＶ１）から、前記第３除算器の出力（ＤＶ２）を差し引き、その結果、修正済み変調指数ｍqを出力する第３加算器と
を備えたことを特徴とする請求項２１記載のコントローラ。
【請求項２３】
前記成分検出器は、それぞれ、検出された線電流（ｉ）を第１および第２基準信号（ｓｉｎ（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ））で掛け算する第１および第２乗算器と、それぞれ、該第１および第二乗算器の出力における基本周波数を通す第１および第２フィルタとを備え、第１および第２フィルタの前記出力は、線電流（ｉ）の無効電流振幅（ｉd）および有効電流振幅（ｉq）を構成することを特徴とする請求項２１または１９記載のコントローラ。
【請求項２４】
各前記非干渉制御手段は、
コンデンサ直流電圧（ｕDC）を前記電流ＰＬＬ検出器ユニットによって出力された送電線の周波数（ω）で掛け算する第１乗算器と、
前記電流コントローラの出力（ｍq’）を前記第１乗算器の出力信号（Ｄ1）で割り算する第１除算器と、
前記直流電圧コントローラの出力（ｍd’）を前記３相極座標変換手段によって出力された有効電流振幅（ｉd）で割り算する第２除算器と、
加算器と、時間遅延ユニットと、積分器とを含み、前記加算器は前記第２除算器の除算結果（ＤＶ３）から、積分器出力を差し引き、その結果を前記時間遅延ユニットに出力し、前記時間遅延ユニットは、その結果を前記積分器への入力として出力し、前記積分器は、修正済み変調指数ｍdを出力する、微分手段と、
前記積分器の入力を、前記電流ＰＬＬ検出器ユニットによって出力される送電線の周波数（ω）で割り算する第３除算器と、
前記第１除算器の出力（ＤＶ１）から、前記第３除算器の出力（ＤＶ２）を差し引き、その結果を修正済み変調指数ｍqとして出力する第３加算器と
を備えたことを特徴とする請求項１８記載のコントローラ。
【請求項２５】
前記変調信号生成手段はさらに、前記座標変換手段から変調信号（ｍ0）を受け取って、変調信号ｍを前記補償器のインバータに出力する電圧変動補償手段を含み、該電圧変動補償手段は、直流コンデンサ電圧（ｕDC）の電圧変動に起因する変調信号における変動を減少させることを特徴とする請求項１６記載のコントローラ。
【請求項２６】
前記座標変換手段は、
電流コントローラの出力ｍq’を第１基準信号（ｓｉｎ（ωｔ））で、直流電圧コントローラの出力ｍd’を第２基準信号（ｃｏｓ（ωｔ））で、それぞれ、掛け算する第１乗算器および第２乗算器と、
前記第２乗算器の乗算結果から、前記第１乗算器の乗算結果を差し引く減算器と
を備えたことを特徴とする請求項１６記載のコントローラ。
【請求項２７】
前記電圧制御ループはさらに、コンデンサ電圧（ｕDC）を濾波するフィルタを備え、前記電圧変動補償手段は、該フィルタの出力を該フィルタの入力で割り算する除算器と、前記座標変換手段の出力を前記除算器の出力で掛け算する乗算器とを備え、該乗算器によって出力された乗算結果は、前記補償器のインバータに供給される前記変調信号ｍを構成することを特徴とする請求項２５記載のコントローラ。
【請求項２８】
前記フィルタおよび前記電圧変動補償手段は、各位相毎に３回提供されることを特徴とする請求項１７または２７記載のコントローラ。
【請求項２９】
前記フィルタおよび前記電圧変動補償手段は、１つだけの位相につき一回提供されることを特徴とする請求項２０または２７記載のコントローラ。
【請求項３０】
前記コントローラは、変圧器なし無効電力直列補償器を制御するために設けられることを特徴とする請求項１または９記載のコントローラ。
【請求項３１】
前記コントローラは、変圧器を有する無効電力直列補償器を制御するために設けられることを特徴とする請求項１または９記載のコントローラ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電力送電線に補償器端子により直列挿入された無効電力直列補償器を制御する制御装置に関する。一般に、この種の変圧器なし無効電力直列補償器において、補償器から送電線に印加された線電流、及び／又は、電圧を制御するためにインバータ制御が実施される。電圧／電流制御は送電線の一端からもう一方の端への電力流の制御、および、補償器端子における補償器電極出力電圧を供給するコンデンサを充電するために補償器のインバータへの電力流入の実施を可能化する。
【０００２】
一般に、以下に更に詳細に説明するように、線電流の無効部分と有効部分をそれぞれ制御するために、電流フィードバック制御ループ及び電圧フィードバック制御ループが用いられる。そのために、インバータのＰＷＭ制御がこれに基づいて実施される変調信号は特定位相の正弦波信号である。変調信号の振幅および位相を調節すると、電力制御の実施を可能にする。
【０００３】
このような制御ループを用いることで、補償器の出力電圧を、一定の直流電圧で変調指数によって制御することができる。あるいは、出力電圧は、パワーエレクトロニクスとその応用に関する第８回欧州会議（ＥＰＥ）の講演論文集、Ｌａｕｓａｎｎｅ、１９９９年、「Ｈｙｂｒｉｄ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓｒｅａｃｔｉｖｅ  ｓｅｒｉｅｓ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｓ」（ハイブリットトランスレス無効電力直列補償器）（この論文の第８頁を参照のこと）のように、一定の変調指数のみを用いて、直流電圧によって制御可能である。しかし、一定の直流電圧を用いると、基本成分が直流電圧よりも小さい場合でさえも、インバータによる高調波の送電線への注入を減少することができない。さらに、一定の変調指数制御を用いると、有効電圧が送電線に十分に注入されえないため、直流電圧の制御性がゼロ又は非常に低い直流電圧領域において劣化する。したがって、この方法は、全域動作に適用することが不可能である。さらに、上述した２つの異なる制御方法では、インバータのスイッチング素子のスイッチング損失、及び補償器の直流コンデンサの漏洩損失のような直流電圧依存性損失を低減することも難しい。
【０００４】
本発明は、特に、電流及び電圧制御ループを含むコントローラによって制御される補償器による高調波の注入をどのようにして低減することができるかということに関する問題を検討する。本発明はまた、その他の上述した問題を検討するものである。
【０００５】
以下、最初に変圧器なし無効電流直列補償器と、補償器を制御するための、電流及び電圧制御ループを備えたコントローラの概略的な背景について説明する。
【０００６】
【従来の技術】
近年、融通性交流送電システム（ＦＡＣＴＳ）用電力電子装置が研究され、実用系統へ適用されている。変圧器なし無効電力直列補償器はこれらの装置の１つであり、上述したように電力流制御を実施するために効果的である。変圧器なし無効電力直列補償器は変圧器を含まないので、そのサイズが小さく、かつ有利に使用できる。
【０００７】
図１および図２は、それぞれインダクタンスＬACおよび抵抗ＲACを持つ送電線２ａ、２ｂを介して相互に干渉する２つの交流電力系統１ａ、１ｂを含む送電系統の一般的な構成を示す。図１および図２に示すように、送電系統は単相システム又は３相システムである。単相システムにおいては、ただ１つの直列補償器３を装備することが必要であるが、３相システムにおいては、図２に示すように、複数の直列補償器３がそれぞれ直列に挿入される。参照番号３ａ、３ｂはそれぞれ、それぞれの１つ又は複数の直列補償器が直列挿入されている端子を示す。
【０００８】
図３に示すように、一般的な直列補償器３は、起動スイッチ４、フィルタ１２、インバーター７、直流コンデンサＣDC、制御手段Ｃ、鋸歯波ゼネレータ１０、変調信号生成手段１１を含む。インバーター７は、制御手段Ｃによって出力されるＰＷＭ制御信号ＳＷ5a、ＳＷ5b、ＳＷ5c、ＳＷ5dによって各々制御される４つのサイリスタ５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄを含む。
【０００９】
用語「サイリスタ」とは、一般に、図３に示すように、その導通を遮断することが制御不可能な装置であるが、インバータ用にはＰＷＭが用いられるので、ゲート遮断型サイリスタが用いられる。ＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）、ＧＣＴ（ゲート転流サイリスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート双極式トランジスタ）は一般に図３に示す種類のスイッチング電力素子として使用することが可能であるので、今後、用語「サイリスタ」は、全てのこの種スイッチング電力素子を含むものと仮定する。
【００１０】
各サイリスタは、逆並列に接続されたダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを有する。フィルタ１２は、インバータ７のＰＷＭ制御によって生成する更に高次の高調波を濾波するための２つのリアクタ９ｂ、９ａ及び１つのコンデンサ８を含む。フィルタ端子は、サイリスタ５ａ、５ｂとダイオード６ａ、６ｂ、及び、サイリスタ５ｃ、５ｄとダイオード６ｃ、６ｄのそれぞれの相互接続部へ接続される。直流コンデンサＣDCは、サイリスタ及びダイオードのもう一方の端子に接続される。
【００１１】
直列補償器３の回路構成は従来型であり、例えば、同一出願者による欧州特許出願Ｎｏ．９８１１６０９６．３、Ｎｏ．９８１０６７８０．４及びＮｏ．９９１２４８５１．９に開示済みである。特に、これら２つの特許出願は、直列補償器３の起動および停止制御、並びに、非干渉制御について記述している。
【００１２】
インバータ７のＰＷＭ制御は、主として図４のダイアグラムに示すように実施される。図３における変調信号生成手段１１は正弦波変調信号ｍを生成し、鋸歯波ゼネレータ１０は２鋸歯搬送信号ｃｓ１、ｃｓ２を出力する。ＰＷＭ制御信号ＳＷ５a、ＳＷ５dは、変調信号ｍをそれぞれの搬送信号ｃｓ１、ｃｓ２と比較することにより生成される。すなわち、変調信号振幅が搬送波信号ｃｓ１振幅より大きい場合には、ＰＷＭスイッチング信号ＳＷ5aがオンであり、変調信号振幅の方が小さい場合にはオフである。同様に、変調信号の振幅が反転された搬送波信号ｃｓ２より大きい場合には、もう一方のＰＷＭスイッチング信号ＳＷ5dはオンからオフへ切り替えられる。ＰＷＭ信号ＳＷ5a、ＳＷ5dは、サイリスタ５ａ、５ｄをトリガするために使われる。勿論、同様の制御がサイリスタ５ｂ、５ｃにも適用されるが、説明を簡単にするためにここで記述しないことに注意されたい。
【００１３】
直流コンデンサＣDCがｕDCに充電されるものと仮定すれば、接続端子３ａ、３ｂにおける出力電圧ｕcは図４のグラフ底部に示すような波形となる。変調信号、及び／又は、搬送波信号の振幅を変えることにより、及び／又は、変調信号、及び／又は、搬送波信号の位相を変えることによって異なる波形の出力電圧ｕc（以後、インバータ端子電圧または補償器出力電圧とも称する）が達成されることが理解されるはずである。図４と図３を比較すると、出力電圧ｕcは実質的に端子３ａ、３ｂに供給される電圧であることが理解できる。
【００１４】
図４から、端子電圧ｕcはインバータ７のＰＷＭ制御に起因して変化するかのように見えるが、線インピーダンスＬACによる干渉効果を介して電流と電圧はリンクしているので、勿論、線電流ｉも同様に変化するはずである。ここで、ＰＷＭ制御が線電圧および線電流に同時に及ぼす影響について説明することとする。
【００１５】
電流および電圧制御を説明するために必要な図３の本質的な部分の概要ダイアグラムを図５に示す。図６は、図５に関する原理フェーザダイアグラムを示す。図１の場合と同様に図５においても、補償器３は、交流電力系統１ａ、１ｂに接続されている送電線２ａ、２ｂ間に直列的に接続される。電流制御と電圧制御の位相関係について説明するためには、勿論図５の場合にも線インピーダンスＲACは同様に存在することは理解しなければならないが、線インピーダンスＲACについて明白に考察する必要はない。参照番号７で示すブロックを用いてインバータ制御について概略的に説明することとする。変調信号ｍはＰＷＭ制御を実施するために供給される。ｕLは線インピーダンスＬACの結果として発生する電圧であり、ｉは線電流であり、ｉDCは直流コンデンサＣDCを流れる電流であり、ｕDCは直流コンデンサＣDCの電圧であり、ｕcは直列補償器３の出力電圧である。更に、ｕxは、交流供給源間の差電圧に相当する架空電圧である。説明を簡単にするために、位相関係に関する限り、スイッチング損失、コンデンサの漏洩損失、及び／又は、直流フィルタの損失を含む直流側における漏洩コンダクタンス、即ち、直流コンデンサＣDCに対して実質的な並列抵抗は考慮する必要がない。
【００１６】
図６は原理フェーザダイアグラムを示し、図５に関して説明の対象となる電圧をその中に示す。補償器３は、直流コンデンサ電圧ｕDCを用いて、限られた振幅をもつ任意の位相の出力電圧ｕcを出力することができる。図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ、線電流ｉの制御に際して補償の無い場合、容量性作動する場合、誘導性作動する場合を示す。即ち、補償器３がゼロ電圧ｕcを線（ライン）に注入する場合、インダクタンス電圧ｕLは架空電圧ｕx（図７（ａ））と同じである。この場合、線電流ｉは、インダクタンス電圧ｕLに対して９０°位相遅れをもって送電線を通る電流である。
【００１７】
補償器３が線電流ｉに対して９０°進んだ容量性電圧ｕcを注入する場合、インダクタンス電圧ｕLは増大し、従って、線電流ｉも増大する（図７（ｂ））。
【００１８】
他方、補償器３が誘導電圧を線（ライン）に注入する場合（ｕcはインダクタンス電圧ｕLと同位相である）、インダクタンス電圧ｕLは減少し、従って、線電流ｉも減少する（図７（ｃ））。従って、補償器３の第１目的は、補償器３によって出力される電圧により（補償器出力電圧ｕcの振幅および位相により）線電流ｉを制御（増加／減少）可能にすることにある。更に、勿論、当業者は、単相に関して上述した事を、３相システムに対して同じ仕方において実現する。
【００１９】
勿論、図７に示す制御は、そうでなければ線（ライン）への電圧注入は不可能なはずであるので、直流コンデンサＣDCが所定電圧ｕDCまで充電された場合に限り、実施可能である。蓄電池または別の電源を使用する代わりに、線（ライン）から直流コンデンサＣDCへ流入する電力流が実施されるように、補償器３を同様に制御することは有利である。この種の線（ライン）からコンデンサへの充電または有効電力流については、図８及び図９を参照して説明することとする。
【００２０】
既に述べたように、直流コンデンサＣDCの充電には、送電線２ａ、２ｂからインバータ７を介して直流コンデンサＣDCへの有効電力を必要とする。電力系統１ａ、１ｂから有効電力を取るには、補償器３が印加交流電圧ｕcの有効成分を直流コンデンサＣDCに供給しなければならない。
【００２１】
定常状態においては、図７（ｃ）に関して既に説明し、同様に図８（ａ）にも示すように、補償器３は、線電流ｉに対して９０°の位相差を持つ無効電圧ｕcを出力する。この状況は、図８（ａ）および図８（ｃ）に示すように、充電制御の初期状態および最終状態に存在する。
【００２２】
有効電力を取り入れるために、補償器３が短期間に亙って有効成分を出力する場合、図８（ｂ）に示すように、インダクタンス電圧も過渡的に変化する。過渡インダクタンス電圧はｄｉ／ｄｔ成分およびωＬｉ成分を含む。ｄｉ／ｄｔ成分の生成に際して、ωＬｉ成分が影響される。次に、ωＬｉ成分の変動はｄｉ／ｄｔ成分に影響し、図８（ｂ）に示すように、線電流は揺動状態で変動する。従って、充電プロセスはコンデンサ電圧に影響するだけでなく、線電流にも影響する。電流および電圧の動的動作を考察することから理解されるように、理由は線インダクタンスＬACを介する干渉効果である。
【００２３】
すなわち、インダクタンスＬACの電圧方程式は次のように表される。
【００２４】
【数１】
0004230648.tif 000002
【００２５】
ここに、ＬAC、ｉ、ｕACはそれぞれ線インダクタンス、線電流、インダクタンス電圧である。次式（１．２）及び（１．３）に示すように定常状態条件において、その周波数がωであるような回転基準フレームが導入された場合においては、
【００２６】
【数２】
0004230648.tif 000003
【００２７】
【数３】
0004230648.tif 000004
【００２８】
電圧方程式（１．１）は、次のように成分方程式に分解可能である。
【００２９】
【数４】
0004230648.tif 000005
【００３０】
【数５】
0004230648.tif 000006
【００３１】
図８（ｂ）に示すように、Ｕd（印加電圧の有効部分）が変化すると、Ｉd（電流の有効部分）も変化し、Ｉq（電流の無効部分）も同様に影響される。
【００３２】
直流電圧に対する線電流制御の干渉を図９に示す。線電流制御による補償器電圧の無効成分の急速な変化は、インダクタ電圧のｄｉ／ｄｔ成分を生成する。従って、線電流フェーザｉは最初の変化の方向に向かって動く。次に、ωＬｉ成分およびｄｉ／ｄｔ成分は、干渉が反対向きであることを除いて同じメカニズムにより相互に影響する。その結果として、線電流は変動し、かつ補償器電圧と同位相成分である有効成分を含む。この段階において、図９（ｂ）に示すようにこの有効成分は、送電線から直流コンデンサＣDCへ過渡状態における有効電力流を生じさせる。ただし、線電流が制御される場合には、明らかに線電流制御により直流電圧も影響を受ける。
【００３３】
図５，６、７、８、９についての記述から理解されるように、直列補償器用コントローラの主目的は、図７に示すように線電流を増加／減少させるような制御を実施し、図８、図９に示すように、有効電力が直流コンデンサＣDCに流入することを可能にすることによって直流コンデンサＣDCを充電することにある。この種のコントローラについて以下に説明することとする。
【００３４】
従来技術における電流および電圧制御
図１０および図１１はそれぞれ単相および３相システム用コントローラを示す。実質的に電流ループ及び電圧ループを有するこの種コントローラは、パワーエレクトロニクスとその応用に関する第８回欧州会議（ＥＰＥ）の講演論文集、Ｌａｕｓａｎｎｅ、１９９９年、頁１−１０「Ｈｙｂｒｉｄ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓ  ｒｅａｃｔｉｖｅ  ｓｅｒｉｅｓ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｓ」（ハイブリットトランスレス無効電力直列補償器）を典拠としてよく知られている。図１０を参照しながら単相システムの原理制御方式について以下に説明することとする。
【００３５】
直列補償器３の構成は、図３又は図５，６に関して既に説明したとおりである。それは、補償器端子３ａ、３ｂにおいて、送電線２ａ、２ｂに直列接続される。補償器３は変調信号ｍによって制御される。電流センサ２４は線電流ｉを感知し、電圧センサ２６は直流コンデンサ電圧ｕDCを感知する。
【００３６】
電流と電圧の間には次の方程式によって表される次の関係が存在する（この場合には線抵抗ＲACも含まれる）。
【００３７】
【数６】
0004230648.tif 000007
【００３８】
【数７】
0004230648.tif 000008
【００３９】
方程式（１．２）及び（１．３）の場合と同様に、定常状態における基準フレームωを再度導入することにより、次式が得られる。
【００４０】
【数８】
0004230648.tif 000009
【００４１】
【数９】
0004230648.tif 000010
【００４２】
【数１０】
0004230648.tif 000011
【００４３】
勿論、当業者は、これらの方程式が、たとえば、ｉ＝Ｒｅ［（ｉd＋ｊｉq）ｅｊωｔ］のような複素数平面におけるフェーザ式と同じであることを理解する。方程式（２．３）〜（２．５）を方程式（２．１）に挿入することにより、次の方程式が得られる。
【００４４】
【数１１】
0004230648.tif 000012
【００４５】
回転基準フレームωにおける交流電流の動方程式を求めるために、三角関数の係数が次のように導出される。
【００４６】
【数１２】
0004230648.tif 000013
【００４７】
【数１３】
0004230648.tif 000014
【００４８】
方程式（２．７）および（２．８）はそれぞれ電流動特性を表す。交流辺と直流辺の電力均衡を用いて、方程式（２．２）における直流電圧動特性は交流電流現行力学に関係付けることができる。勿論、補償器３の出力端子端３ａ、３ｂにおける出力電圧ｕcはインバータ７に適用された変調ｍに直接関係する。従って、原理的には、補償器３の出力電圧ｕcは変調信号ｍとの間に次の関係を有する。
【００４９】
【数１４】
0004230648.tif 000015
【００５０】
再び、基準フレームωを導入し、基準フレームをｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍqｓｉｎ（ωｔ）として変調信号にも適用すれば、振幅に関して次の関係が存在しなければならない。
【００５１】
【数１５】
0004230648.tif 000016
【００５２】
【数１６】
0004230648.tif 000017
【００５３】
方程式（２．１０）および（２．１１）を方程式（２．７）および（２．８）に挿入することにより、次式が得られる。
【００５４】
【数１７】
0004230648.tif 000018
【００５５】
【数１８】
0004230648.tif 000019
【００５６】
補償器の瞬間的な交流有効電力ＰAC＝ｕC＊ｉおよび直流電力ＰDC＝ＵDC＊ｉDCは、コンバータにおける損失の無い状態の下では平衡していなければならないので、直流電流は次式で表される。
【００５７】
【数１９】
0004230648.tif 000020
【００５８】
ここに、△ｉDCは、単相における交流電力の変動に起因する電流変動を表す。△ＩDCは次式で表される。
【００５９】
【数２０】
0004230648.tif 000021
【００６０】
従って、方程式（２．１４）を方程式（２．２）に代入することにより、直流電圧動特性は次式（２．１６）の方程式を得ることができる。
【００６１】
【数２１】
0004230648.tif 000022
【００６２】
前述の方程式で特に方程式（２．１２）および（２．１３）は、交流電流（ｉdおよびｉq）及び直流電圧（ｕDC）は、変調指数ｍdおよびｍqを介して得られる変調信号（ｍdおよびｍq）を介して実際に制御可能であることを示す。同様に、方程式（２．１６）も、これが可能であることを示す。
【００６３】
図１０に示すように、基本コントローラは、システム内の２つのフィードバック制御ループで構成され、ここに一方は交流電流振幅制御であり、もう一方は直流電圧制御であって、これらは、一連の方程式で導出された変調指数に基づく。無効電力直列補償器は定常状態における無効電力だけが制御可能であり、交流電流におけるｑ軸成分は位相ロックループ１８によってゼロに保持されるので、ｍqは誘導性および容量性電圧と関係があり、交流線電流振幅を制御するために用いられる。ｍdは有効電力に関係し、方程式（２．１６）におけるｉq＝０において唯一の利用可能な信号であるので、直流電圧はｍdによって制御される。
【００６４】
図１０は直列補償器の基本制御のブロック図を示す。このコントローラは、振幅検出器２１を有する電流コントローラ２０、フィルタ１５を有する直流電圧コントローラ１６、電流位相検出器（ＰＬＬ）１８、座標変換ユニット１４、及び、直流電圧変動補償手段１３による直流電圧変動補償から構成される。
【００６５】
原則として、図１０に示すコントローラは、前述の方程式（２．１２）、（２．１３）、（２．１６）によって規定された制御を実施する。振幅検出器２１は、電流検出器２４によって感知された線電流ｉの電流振幅を検出する。参照番号２２は、振幅検出器の出力値ｉdからコマンド値ｉdrefを減算する減算器を示す。参照番号２０は、例えば変調信号の実数部分ｍqを出力するＰＩまたはＰＩＤコントローラのような電流コントローラを示す。
【００６６】
参照番号１５は、基本周波数の第２高調波を濾波するフィルタを示す。参照番号１９は、電圧コマンドｕDCrefからフィルタ１５の出力を減算する減算器を示す。参照番号１６は直流電圧コントローラ、即ち、変調信号ｍの虚数部分ｍdを出力するＰＩまたはＰＩＤコントローラを示す。
【００６７】
既に説明したように、参照番号１８は、電流検出器２４によって検出された線電流ｉの位相にロックされた基準信号ｓｉｎ（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ）を出力する位相検出器（例えば位相ロックループＰＬＬ）を示す。既に説明したように、基本的に、無効電力直列補償器３は無効電圧ｕcを出力し、従って、場合によっては、制御システムが交流線電流ｉの位相に関する入力を必要とする。図１０に示す単相システムにおいて、交流電流ｉを利用した位相の直接測定が用いられる。位相検出器１８は、位相の三角関数を生成する位相ロックループＰＬＬを含む。
【００６８】
参照番号１４は、変調信号ｍの実数および虚数部分ｍq、ｍdに基準信号ｃｏｓ（ωｔ）、ｓｉｎ（ωｔ）をそれぞれ乗算する第１および第２乗算器１４ａ、１４ｂを含む座標変換手段を示す。参照番号１４ｃは、第２乗算器１４ｂの出力から第１乗算器１４ａの出力を減算する減算器を示す。出力は複素数信号であり、変調信号ｍ0である。
【００６９】
参照番号１３は、既に言及したように、乗算器１３ａおよび除算器１３ｂを含む直流電圧変動補償手段を示す。乗算器１３ａは、減算器１４ｃからの出力信号に除算器１３ｂからの出力を乗算し、変調信号ｍを出力する。除算器１３ｂは、フィルタ１５からの出力をフィルタ１５の入力によって除算する。フィルタ１５及びユニット１３を使用すると高調波の影響を有利に軽減できるが、これらは任意装備品である。
【００７０】
前述のユニットは、感知された電流ｉおよび感知された直流コンデンサ電圧ｕDCに基づく電流および電圧に関する２つの制御ループを形成する。
【００７１】
電流制御ループはフィードバック制御を用いて交流電流の振幅を制御するためにｑ軸変調指数ｍqを出力する。電流コントローラ２０は、測定した電流振幅ｉdが基準値よりも大きい場合、一層小さい電流作動点へ移動するように、正方向におけるｍqを修正する。測定した電流振幅ｉdが基準値より小さい場合には、反対方向に演算が実施される。従って、電流コントローラ２０直前の減算器２２は、基準信号ｉdrefに対しては負記号をもつ。振幅検出器２１は、単相補償器に対しては、ピーク検出器および整流器等であることが好ましい。
【００７２】
一方、電圧コントローラ１６は、補償器３の直流電圧を制御するために、変調信号ｍの有効成分ｍdを出力する。直流電圧が低下すると、電圧コントローラ１６は、補償器３の交流電圧の有効電力成分が増大するようにｍdを増大させ、交流システムから直流コンデンサへの電力流入が実施される。直流電圧ｕDCが増大すると、直流電圧コントローラ１６によって、ｍdは負方向に修正される。１サイクルにおける単相交流電力の変動に起因して、直流電圧には、基本周波数の２倍の変動が生じる。この周波数は一般に電圧制御ループの優勢周波数よりはるかに高いので、コントローラにおける変動を軽減するためには検出フィルタ１５を装備することが好ましい。
【００７３】
位相検出器１８は、一方において同位相基準正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）を供給し、他方において交流電流に直交するｃｏｓ（ωｔ）を供給するために、交流電流ｉの位相を検出するか、又は、これに追従する。図１０において、ｃｏｓ（ωｔ）は同位相の基準信号であり、ｓｉｎ（ωｔ）は９０°異なる信号である。
【００７４】
ｍq及びｍdが電流及び電圧制御ループから出力される場合、合成器１４、即ち座標変換手段は、ｍd及びｍqを単相交流変調信号へ変換する。この場合、変換における減算がｍqｓｉｎ（ωｔ）に関して負符号を持つように、ｍqは交流電流に対して９０度進んだ成分である。
【００７５】
既に説明したように、直流電圧変動補償手段１３は、座標変換手段１４の下流に装備される。単相交流／直流コンバータの場合、直流電力変動の周波数は交流送電系統の基本周波数の２倍である。更に、補償器の出力交流電圧はｍ＊ｕDCによって表示される。変調信号ｍが正弦波である場合には、当該変調信号は変動によって歪められるはずである。従って、変動の補償は、第２高調波を含まない状態に出力電圧を保つように実施されることが好ましい。フィルタ１５によって出力される濾波済み直流電圧（変動なしで）を瞬間直流電圧ｕDC（変動あり）によって割り算することにより、減算器１９に補償信号が供給される。座標変換の出力はこの補償信号が掛け算される。従って、減算器１９へ入力される補償信号入力はｕDC0／ｕDCとして表すことができる。この場合、ｕDC0はコンデンサ電圧ｕDCの直流成分である。従って、変調信号は次のように表現できる。
【００７６】
【数２２】
0004230648.tif 000023
【００７７】
ここに、ｍ0は変換ユニット１３の出力であり、補償器の出力電圧ｕcは、次式で表されるようにｍ0に比例する。
【００７８】
【数２３】
0004230648.tif 000024
【００７９】
図１０は単相システム用コントローラの原理的構成を示すが、図１１に示す３相システムコントローラは、図１０の単相システムに完全に類似する。図１０に示すユニットに加えて、図１１は３相極座標変換ユニット２１及び位相回転ユニット１７も含む。位相検出器１８は、基準フレームωに関して３つの線電圧の位相を検出する電圧検出器２３から信号を受け取る。３相極座標変換ユニット２１は、電流検出器２４によって検出された３相電流値に関する電流振幅ｉdを出力する。同様に、図１０に示す位相検出器１８によって出力される基準信号ｓｉｎθ、ｃｏｓθは、ここで、電流位相検出器１７によって出力される。図１０の場合と同様に、座標変換手段１４は、変調指数ｍq、ｍd並びに３相極座標変換ユニット２１によって出力された検出済みの電流振幅ｉdを受け取る。図１１における他のユニットは、補償器３、直流電圧変動補償手段１３、座標変換手段１４、直流電圧コントローラ１６、及び、２ｆフィルタがそれぞれ各位相に装備されている点だけが異なる、図１０に関して既に記述されたユニットと完全に対応する。
【００８０】
既に述べたように、基本的に、無効電力直列補償器３は無効電圧ｕcを出力し、従って、３相系統における制御システムも交流線電流ｉの位相に関する入力を必要とする。図１１に示す３相系統においては、交流電圧を使用する位相の間接測定が用いられる。第１位相ロックループＰＬＬを含む位相検出器１８は交流電圧の位相を生成する。ただし、交流電圧位相は交流電流の位相と同じではないので、修正が必要とされる。この修正は、位相差検出ユニット２１および位相回転ユニット１７によって実施される。これらのユニット２１、１７を用いると、修正された信号ｓｉｎθ、ｃｏｓθは交流電流ｉに同期化される。これらユニットの機能は次のとおりである。
【００８１】
ユニット２１は、電流センサ２４によって検出された３相交流電流を受け取り、その振幅、および、交流線電圧の位相を感知する位相検出器１８からの出力ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔによって供給される交流電圧の位相に対する位相差を出力する。従って、ユニット２１は振幅検出および位相差検出を介した位相ψに基づいて電流振幅ｉdを出力する。
【００８２】
既に説明したように、ユニット１８は基本的に位相検出の責任を負い、対応する位相の三角関数を出力する。従って、三角関数は入力交流電圧の単位振幅信号を表す。例えば、交流電圧の１つの位相と余弦関数は同位相であり、もう一方の位相は±１２０°の差がある。単位振幅の交流信号がユニット１４において用いられる。位相回転ユニット１７は、それぞれ交流線電圧と同位相である電圧ＰＬＬユニット１８の三角関数を受け取る。ただし、座標変換手段１４は、交流電圧位相でなくて交流電流位相を必要とする。従って、位相回転手段１７は、三角関数の位相が交流電流の位相と同じであるように電圧ＰＬＬユニット１８による出力を修正する。これは、基本的に、デカルト成分、即ち正弦と余弦によってデカルト座標に表されるベクトルの回転変換によって達成される。
【００８３】
上述した電流及び電圧制御用制御システムは、図１２のブロック図において要約される。即ち、電流制御ループはユニット２４、２１、１８、２２、２０によって装備され、電圧制御ループはユニット２６、１５、１９、１６によって装備される。最終的に変調信号ｍを補償器３に出力するために、変調指数ｍq及びｍdを合成する合成器１４、１３を識別することができる。
【００８４】
一定の直流電圧及び定指数制御問題
図１〜図１２に関して既に説明したように、例えば図１０に示すようなコントローラは、変調信号ｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍqｓｉｎ（ωｔ）を生成し、本質的に図７に示すような線電流制御を実施するために、搬送波信号ＣＳ１、ＣＳ２を介して、コンデンサ電圧ｕDCの補償器端子３ａ、３ｂへの印加が制御される。搬送波信号ＣＳが一定の振幅及び周波数を有する場合、補償器端子出力電圧の波形（図１３（ａ）に示すように）はパルス幅変調信号であり、その波形は、変調信号の振幅によって（かつ、勿論本明細書では送電線の周波数であり、一定であると仮定される周波数によって）決定される。補償器端子出力電圧は、変調信号に基づいて生成されているため、出力電圧の基本成分は、図１３（ｂ）に示すように、変調信号と同じに見える。しかしながら、補償器端子出力電圧はまた、図１３（ｃ）に示すように、高調波も含む。実際に補償器端子からの電圧の供給が図１３（ｂ）に示す基本成分のみを含むはずであるため、これらの高調波は望ましくない。
【００８５】
勿論、高調波成分生成の量は、変調信号の振幅に依存する。例えば、変調信号の振幅が増大すると、変調信号の振幅がそれぞれの搬送波信号の振幅を常に越えて、コンデンサ電圧の端子３ａ、３ｂへの印加が基本成分の波形に完全に対応する矩形波となるといった場合が最終的に存在する。即ち、変調指数が１に等しい場合、勿論基本成分のコンテンツはいかなる高調波成分よりも大きい。
【００８６】
図１４は、高調波の基本振幅及び実効値（二乗平均平方根）を示し、高調波成分が変調信号（基本成分）、即ちより具体的には、変調指数にしたがって変化することがわかる。図１４からわかるように、約０．６５よりも大きないずれの変調指数についても、より高次の高調波は、０．６５〜１の間の領域において（図１４において吟味する例の場合）補償器出力電圧の変調指数制御を用いることができる、即ち、変調信号の振幅が生成したいと望む出力電圧にしたがって変化すべきであるように、基本成分よりも低い値を有する。しかし、高調波実効値は、０．６５以下の低変調指数領域（低基本成分領域）において基本成分よりも大きいことに注意されたい。したがって、十分な高調波抑制を達成できるため、０．６５以上の高変調指数を有する一定変調指数制御を選択することが好ましい。
【００８７】
しかし、一定変調指数制御は、有効電圧を線（ライン）に十分に注入することができないため、直流電流の制御性がゼロ又は非常に低い直流電圧領域において劣化するといったような他の問題を有する。したがって、一定変調指数制御は、補償器端子出力電圧のすべての値に対して適用可能であるわけではない。特に、一定変調指数制御方法において、電流コントローラ２０が直流電圧を調節する。しかし、補償器端子出力電圧がゼロであれば、直流制御電圧もまたゼロである。このような場合、もはや送電線から直流コンデンサに有効電力を引き込むことは不可能であり、それ以上直流電圧を制御することができない。このため、直流コンデンサＣDCは、電池又はプレチャージ回路によって充電されなくてはならない。ゼロ線（ライン）電圧ｕcを避けるために、米国特許第５，１９８，７４６号は、インバータの出力端子電圧がゼロであるときでさえ、電圧を所定値に制限（clamp）する絶対値回路を使用する。このようにして、制御性が保持される。
【００８８】
したがって、連続動作のために補償器出力端子電圧が低い場合、一定変調指数制御を使用することができない、即ち、直流制御電圧に対する最小限度を保証しなければならない。
【００８９】
さらに、一定変調指数制御方法を適用すると、直流電圧が単相インバータにおいて摂動を有する場合、直流コンデンサ電圧が低補償器出力端子電圧においてゼロになる。このため、出力端子電圧の制御性が減少する。これら摂動の原因は、単相インバータの直流電流が、瞬間電力変化に起因する第２高調波摂動を含むということである。結果として、直流回路に第２高調波フィルタが不在であると、直流電圧もまた同じ周波数の摂動を有する。直流電圧摂動の振幅が直流コンデンサ電圧の平均値よりも大きい場合、瞬間直流コンデンサ電圧はゼロになる。逆並列のダイオードの使用に起因して、インバータは負の直流電圧を提供することができず、そのため、摂動により直流コンデンサ電圧がゼロ未満に降下する場合、補償器端子出力電圧は制御不可能である。
【００９０】
しかし、補償器端子出力電圧ｕcは、変調指数（即ち、変調信号の振幅）によってだけではなく、変調指数の代わりに直流コンデンサ電圧ｕDCを変更することによってもまた制御することができない。その理由は、補償器端子出力電圧ｕcがコンデンサ電圧ｕDCの大きさに依存するからである。したがって、パルス幅変更（変調指数変更）だけでなくコンデンサ直流電圧ｕDCの変更も、異なった出力電圧ｕcの生成につながる。このため、補償器端子出力電圧ｕcは、コンデンサ直流電圧及び／又は変調信号の振幅によって制御されることが可能である。
【００９１】
図７ａ、図７ｂ、及び図７ｃを参照して既に説明したように、線電流ｉは、補償器３によって出力された電圧によって（補償器端子出力電圧ｕcの振幅及び位相によって）制御（増大／減少）されることが可能である。（基本波の）振幅は、パルス幅を変更する（変調信号の振幅を変調指数制御に等しくなるよう変更することで実施される）か、あるいは直流コンデンサの実際の（actual）ｕDC電圧を変更する（基準電圧ｕDCrefを調節して実施される）ことにより、又はこれら両方の方法を組み合わせることにより、変更することができる。図１５及び図１６は、一定直流電圧方法及び調節可能直流電圧方法それぞれについての出力電圧波形の例を示す。図１７は、調節可能直流電圧制御方法の効果を示す。
【００９２】
補償器出力端子電圧が変調指数の高い直流電圧（図１６参照）によって制御される場合、図１７からわかるように、インバータの出力電圧の高調波成分が減少する。図１７は、変調指数が統一された調節可能な直流電圧の基本成分及び高調波成分を示す。波形は全領域において統一された変調指数の波形と類似するため、基本波及び高調波成分の割合はすべての変調指数で同じである。結果として、高調波成分は常に基本成分よりも低く、かつ一定直流電圧制御（即ち、図１４及び図１７において波線で示す可変変調指数制御）の基本成分よりも低い。送電線系統供給源１ａ、１ｂからの高調波の注入がないと仮定すると、線電流の高調波は全体的にインバータの出力電圧の高調波に依存する。調節可能直流電圧方法（即ち、一定の変調指数）が使用される場合、高調波のコンテンツは常に基本成分のコンテンツよりも低く、何の問題も生じない。
【００９３】
一定又は調節可能直流電圧制御方法のいずれが用いられるかに関係なく、インバータコンポーネントにおける電流は同一である。これは、この電流は実際に、送電線を流れる線電流ｉであるためである。サイリスタ及びダイオードのようなインバータコンポーネントの損失は、純粋に流れている電流に依存する。スイッチング周波数が減少すると、素子損失も減少する。しかし、スイッチング周波数が減少すると、補償器端子出力電圧ｕcにおける高調波が増大する。このため、最大高調波生成によって所定の限度が設定されている状況下では、スイッチング周波数を低減することができない。このようにして、インバータの低損失動作（その値が下限に制限された低スイッチング周波数）中、直流コンデンサ電圧の低減によってのみ、さらに高調波を低減することができる（一定温度状態を想定する場合）。さらに、直流コンデンサ電圧の低減により、補償器におけるフィルタの直流キャパシタンス又は成分における漏洩損失も軽減される。
【００９４】
過渡現象問題
送電線２ａ、２ｂにおける電力供給源１ａ、１ｂが一定の電圧振幅及び位相を有している場合、電流ｉの電流振幅は、主に、簡略化された送電線２ａ、２ｂのインダクタンスに亘る電圧ｕLに比例する。図７を参照して説明したように、補償器３は、補償器端子出力電圧において補償電圧ｕcを注入することにより、電圧ｕLを変更することができる。したがって、電流振幅の変更は、注入電圧ｕcの振幅に比例する。これは、電流コントローラの出力が注入電圧ｕcと線形関係を有するはずであることを意味する。電流制御のコントローラの出力が補償電圧ｕcに比例すれば、コントローラは線形に動作できる。例えば、電流振幅の必要とされる変更が２倍高い場合、電流コントローラは単にその出力ｍq（ｃｃout）を以前持っていた値を２倍した値に変えることができる。即ち、電流振幅は、（架空電圧ｕx）−（注入電圧ｕc）に比例する。しかし、基準電圧に突然の大きな降下がある場合、コンデンサにおける直流電圧は、この過渡状態においてゼロになる可能性がある。既に説明したように、インバータのスイッチング素子は正の電圧しか処理できないため、ゼロ電圧は回避しなければならない。このため、線電流の調節可能直流電圧制御を使用している場合、基準電圧の過渡的な低減時に、コンデンサにおけるゼロ電圧というさらなる問題が存在する。
【００９５】
干渉制御問題
方程式（２．１２）、（２．１３）、（２．１６）から分かるように、コントローラの本質的な問題は、ラインリアクタンスＬACに起因する電流と電圧の干渉により、本質的に電圧ｕDCも変調指数ｍqに依存するような仕方において（概略図線ＶＤＥＰによって示すように）制御が実施され、検出された電流ｉdも本質的に（概略図線ＣＤＥＰによって示すように）変調指数ｍdに依存することである。すなわち、前述の干渉方程式（１．１）〜（１．５）および（２．１）〜（２．１６）から明瞭に分かるように、図１０、図１１に示すコントローラにおける制御は、独立していない電流および電圧制御を実施する。
【００９６】
図１２におけるＶＤＥＰ、ＣＤＥＰと同じ依存性が図１８の概略図にも示される。図２０は、図１８の伝達関数の周波数特性の例、および、送電線における振幅の異なる電流を示す。図１９に示すように、変調指数ｍdの有効成分から電流振幅ｉdへの干渉は電流振幅の主伝達関数よりも大きい。もう一方の干渉は、主伝達関数と比較した場合、高い周波領域における利得が一層大きい。更に、主伝達関数は作動点（この場合には、電流振幅）によって変化し、従って、図１８に示す制御システムを用いると、制御性能は低下する。更に、図１２、図１８に示す干渉制御は、単相システム又は３相システムのいずれの場合にも独立して行われることに注意されたい。
【００９７】
図１９は、干渉制御を含む基礎的制御のステップレスポンスを示す。図１９の時点０．１に示すように、直流電圧のステップ関数を変えると（電流に対する電圧の動的干渉を決定するために）、交流線電流には大きいパルスが発生する。同様に、ステップ関数、即ち、直流線電流ｅdが同様に変化した場合には、時点０．５において、直流電圧にも同様の変化が発生する。従って、変圧器なし無効電力直列補償器用の従来型コントローラにおいては、電圧と電流制御は独立して実施することが不可能であることが図１９に示される。
【００９８】
【発明が解決しようとする課題】
既に説明したように、従来型のコントローラは、可変変調指数及び一定直流電圧、あるいは一定変調指数及び可変直流電圧のいずれかとともに動作する。しかし、補償器端子出力電圧における高調波発生の問題は依然として残っている。さらに、制御を不可能にする、ゼロへの直流電圧降下の問題がある。さらにまた、コンデンサのスイッチング損失及び漏洩損失の問題がある。また、過渡挙動におけるゼロ電圧問題もある。さらに、干渉される電圧及び電流制御ループの原理的な問題もある。
【００９９】
本発明は、上述した問題を克服するよう考案された。本発明の主目的は、補償器端子出力電圧における高調波の発生を低減し、かつ、それでいてゼロ電圧を回避するコントローラを提供することにある。
【０１００】
【課題を解決するための手段】
この目的は、電力送電線に挿入された無効電力直列補償器制御用コントローラであって、電力送電線を流れる線電流を検出する線電流検出手段と、無効電力直列補償器のインバータの変調器に接続されたコンデンサの直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、ｍ＝ｍd ｃｏｓ（ωｔ）−ｍq  ｓｉｎ（ωｔ）（式中、ωは変調信号として、補償器の変調器に供給される送電線の周波数である）の形式である変調信号ｍを生成する変調信号生成手段と、線電流を基準値に制御する電流制御ループと、変調信号について変調指数ｍq’を出力する前記電流制御ループの電流コントローラと、直流コンデンサの直流電圧を所定の基準電圧に制御する電圧制御ループと、変調信号について変調指数ｍd’を出力する前記電圧制御ループの直流電圧コントローラとを具備するコントローラによって解決される（請求項１）。
【０１０１】
即ち、本発明の第１態様によれば、制御は、調節可能直流電圧制御が高出力電圧領域について用いられ、かつ一定直流電圧制御が低出力電圧領域について用いられるような仕方で実施される。このため、高出力電圧領域では、高調波が低減され、低出力電圧領域では、一定高直流電圧制御と比較して高調波がさらに低減される。このようなコントローラはまた、直流コンデンサにおけるゼロ直流電圧を回避し、かつ容量性モードから誘導性モード、又はその逆への連続動作についても最小直流電圧を維持する。また、本発明によるコントローラは、少なくとも調節可能直流電圧制御において、一定の変調指数を選択でき、スイッチング周波数が可能な限り小さいため、スイッチング損失を低減するという利点も有する。
【０１０２】
本発明の第２態様によれば、本コントローラは、電圧制御ループに印加された所定の電圧の変化率を制限するレートリミッタを備える。これにより、過渡時にコンデンサ直流電圧がゼロに急激に降下することが回避される。したがって、調節可能な直流電圧領域のレートリミッタは、特に電流基準の突然の変更時に、過渡状態におけるゼロ直流電圧を回避するという目的を特に解決する。
【０１０３】
本発明の第３の態様によれば、特に調節可能な直流電圧領域でのレートリミッタの使用に関して、本発明によるコントローラはさらに、電流コントローラから変調指数ｍq’と、直流電圧コントローラの変調指数ｍd’とを受け取って、新規の変調指数ｍq及びｍdを変調信号生成手段に出力して、線電流が直流電圧コントローラの出力ｍd’から独立し、かつ直流コンデンサ電圧が電流コントローラの出力ｍq’から独立するようにする、非干渉制御手段を備え、交流電流振幅及び直流コンデンサ電圧は独立して制御可能である。非干渉制御手段は電圧及び電流制御ループ内に装備され、電流制御を電圧制御の変調指数から独立させ、かつ電圧制御を電流変調指数から独立させるよう適合される。レートリミッタと組み合わされて、これは、過渡状態における基準電圧の突然の変化時に、コントローラの動的行動をさらに改善する。
【０１０４】
本発明のさらに有利な実施の形態及び改良は、添付の従属クレームに列挙されている。以下、本発明について、その有利な実施の形態を参照しながら説明する。しかし、以下図の説明において説明するものは、本発明者らが目下本発明の最良の形態であると考えるものにのみ関連することを理解されたい。特に、本発明は、特許請求の範囲及び説明において独立して説明かつ特許請求された特徴からなる実施の形態を含んでもよい。
【０１０５】
図面を通して、同一又は同様の参照番号は同一又は同様のパーツを示す。
【０１０６】
【発明の実施の形態】
第１態様（制御方法選択）
すでに説明したように、従来技術によれば、補償器端子３ａ、３ｂにおける出力電圧ｕcは、２つの異なる制御方法で制御することができる。第１制御方法は、変調信号ｍの振幅が変化して、この変化により、パルス幅の変化、ひいては出力電圧ｕcの変化を引き起こす（図１５参照）という技術である。第２制御方法は、直流コンデンサ電圧ｕDCを変化させることで、出力電圧ｕcを変化させるという技術である。両方法は、高調波の発生、直流コンデンサ電圧のゼロ未満への降下（線からの有効電力の制御及び取り込みを妨げる）、及びスイッチング損失に関してそれぞれ問題を有する。以下、これらの問題を回避する、本発明の第１態様によるコントローラについて、図２１、図２２、及び図２３を参照して説明する。
【０１０７】
図２１は、図１２を参照して既に説明したように、線電流検出手段２４、直流電圧検出手段２６、変調信号生成手段１３、１４、電流制御ループ１８、２１、２２、２０、及び電圧制御ループ１５、１９、１６を備えるコントローラのブロック図を示す。即ち、変調信号生成手段１３、１４は、直流コンデンサＣDCのコンデンサ直流電圧ｕDCの補償器端子３ａ、３ｂへの印加を制御するために使用される、ｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍqｓｉｎ（ωｔ）の形式の変調信号を生成する。電流コントローラ２０は、補償器の所望の補償器端子出力電圧ｕcに対応する制御信号を出力する。さらに、所定の基準電圧ｕDCrefに依存して、電圧コントローラ１６は前記変調信号について変調指数ｍdを出力する。
【０１０８】
本発明によれば、このようなコントローラはさらに、電流コントローラ２０によって出力された制御信号ｃｃoutを入力として受け取るとともに、前記変調信号ｍの変調指数ｍqを出力する第１出力と、電圧制御ループの減算器１９に接続される第二の出力を有し、前記所定の基準電圧ｕDCrefを出力する制御方法選択手段ＳＳ（以下、「信号セパレータ」とも呼ばれる）を備える。図２１に示すように、制御方法選択手段ＳＳによって出力される変調指数ｍqは、図１２と同じ仕方において手段１３、１４等に印加される。しかし、制御方法選択手段ＳＳの電圧制御ループへの干渉により、所望の補償器端子出力電圧を指示する電流コントローラ出力ｃｃoutに依存して、所定の基準電圧ｕDCrefを調節することが可能になる。このため、電流コントローラ出力ｃｃoutに依存して、変調指数ｍqを調節する（変調信号の振幅を変更する）、及び／又は基準電圧ｕDCrefを調節する（直流コンデンサ電圧ｕDCの振幅を調節する）ことにより、補償器端子出力電圧ｕcの組み合わせた制御が可能になる。制御方法選択手段ＳＳによりｍq、ｕDCrefを生成する方法の技術について以下に説明する。
【０１０９】
しかし、まず、本発明による電流制御選択手段ＳＳは、例えば図１０又は図１１に図示する単相システム又は３相システムにおいて用いられてもよいことを理解されたい。図２２は、勿論制御方法選択手段ＳＳが一度だけ提供される単相システムにおける実施を示す。図１１のような３相システムでは、単一の電流コントローラ２０が用いられ、そのため、３相システムの場合、制御方法選択手段ＳＳはまた一度だけ提供される（電流コントローラ２０と変調信号生成手段１３、１４の間に挿入される）。この場合、ｍq及び直流電圧基準ｕDCrefは、３相すべてについて同じである。あるいは、１つの相それぞれが図２２のように別個のコントローラで制御される場合、勿論、電流コントローラ及び制御方法選択手段ＳＳは３度提供される。１つ又は３つの制御方法選択手段ＳＳの使用は、ＳＳを示すブロックの周囲の波線で、図２１において示されている。
【０１１０】
図２３は、制御方法選択手段ＳＳの機能を示す。出力電圧は直流電圧ｕDCならびに変調指数ｍq’の両方によって制御可能であるため、選択手段ＳＳは、調節可能直流電圧制御が高出力電圧領域に使用され、かつ一定直流電圧制御が低出力電圧領域に使用されるようにする。高電圧及び低電圧領域は、所定の補償器端子出力電圧閾値ｕcth、例えば、最大直流電圧の２０％だけ分離される。即ち、制御方法選択手段ＳＳは、一定の変調指数ｍqと、補償器端子出力電圧ｕcが所定の補償器端子出力電圧閾値ｕcthよりも大きい場合、電流コントローラ出力ｃｃoutによって指示される補償器端子出力電圧ｕcの増減に依存して増減する基準電圧ｕDCrefを出力する。図１７を参照してすでに説明し、かつ図２３における線「高調波成分」でも示すように、ｕc＞ｕcthである制御領域において、高調波は減じられ、そのため、高調波発生に伴う問題がない、即ち高調波成分の実効値は常に基本成分の実効値よりも低い。
【０１１１】
補償器端子出力電圧ｕcが前記所定の補償器端子出力電圧閾値ｕcthよりも小さい、即ちｕc≦ｕcthである場合、制御方法選択手段ＳＳは、実質的に一定の基準電圧ｕDCrefと、前記電流コントローラ出力ｃｃoutによって指示される補償器端子出力電圧ｕcの増減に依存して増減する変調指数ｍqを出力する。低出力電圧領域ｕc≦ｕcthにおいて、高調波コンテンツは図１７に示すほど低減されないが、図２３において波線で示す一定の高直流電圧方法と比較すると依然として低減されている。このため、ｕc＞ｕcthの場合、高調波線は図１７におけるものと同じである。直流電圧は、例えば最大の２０％に低減されるため、高調波成分も低領域における最大直流電圧の一定直流電圧方法の２０％である。調節可能直流電圧制御（一定の変調指数）が高出力電圧領域に用いられ、一定直流電圧制御（可変変調指数）が低出力電圧領域に用いられ、かつ両方法が閾値電圧ｕcthにおいてマッチングするため、低高調波成分を出力電圧範囲全体に亘って達成することができる。
【０１１２】
制御範囲全体に亘って高調波成分を低く保つことに加えて、本発明による制御方法はまたさらなる利点も有する。既に説明したように、制御範囲ｕc＜ｕcthにおいて、一定の直流コンデンサ電圧（図１５）が設定される。特に、ｕcth＝０．２*ｕDCmax（調節可能直流電圧制御の最低値）において、低高調波コンテンツを達成する電圧に設定される。次に制御方法が可変変調指数制御（コンデンサ電圧ｕDCを一定レベル０．２ｕDCmaxに保持しながら）に切り替える場合であっても、補償器出力電圧ｕcがゼロであるときに何の問題も起こらない。出力電圧をゼロから増大するという突然の必要性が生じた場合には、まず変調指数ｍqが増大されてからコンデンサ電圧が増大される。したがって、ゼロ出力電圧においてさえも、制御が可能である。
【０１１３】
既に説明したように、出力電圧が１００％から２０％になると、電圧制御ループの基準電圧ｕDCrefを低減することにより、コンデンサ電圧ｕDCが減少する。そして、最大出力電圧の例えば２０％で得られる直流コンデンサ電圧が、低出力電圧範囲（コンデンサ電圧の代わりに変調指数が変更されるところ）における一定のコンデンサ電圧ｕDCとして用いられる。最小直流電圧は、直流電圧において摂動が存在する場合であっても、瞬間直流コンデンサ電圧が正の値に保持されるように設計可能である。上記で説明したように、特に３相システム用変圧器なし構成は、各相において単相インバータを有するため、直流電圧はこのような電圧摂動を有しうる。即ち、より低い端子出力領域において用いられる一定の直流コンデンサ電圧が、最大摂動でさえもゼロ電圧を発生させることがない値に設定され、そして、最大直流電圧が維持され、このため、出力端子電圧の制御性が動作範囲全体に亘って保証される。
【０１１４】
さらに、本発明の制御方法選択に従って容量性モードから誘導性モード、及びその逆に変更する際（図７（ｂ）、図７（ｃ））、最小直流電圧が保持される。変調指数は、ゼロポイントを含む、電流に対して９０度遅れから、９０度進んだ範囲で自由に変化するよう制御される。これは、ｕc＝０（誘導性モードが容量性モードに変化するポイント）において、コンデンサ電圧がゼロでありかつ制御が不可能であるため、範囲全体に亘って可変コンデンサ電圧制御を用いては不可能である。したがって、従来技術において、この制御状態を避ける必要がある。
【０１１５】
図２３に示すように、一定の変調指数制御範囲において、最大変調指数ｍqmaxに設定された一定の変調指数が用いられる。図１４を参照して説明したように、勿論この最大変調指数ｍqmaxは、高調波成分の実効値を基本成分の実効値よりも小さくなるように低減し、そのため、このような変調指数ｍqmaxにおいて、高調波成分が常に一定の変調指数範囲内で基本成分よりも小さくなるようにする指数でなければならない。したがって、一定の変調指数ｍqは、可能な最大変調指数ｍqmax＝１、又は図１４に示すように高調波成分が依然として基本成分よりも小さい任意の値となるように選択することができる。他方、低出力電圧領域で用いられる一定の直流コンデンサ電圧は、「角電圧（corner voltage）」ｕcthにおいて達成される電圧に設定されることが好ましい。変調指数はまた、図１４の例において０．６５よりも大きく設定されてもよい。直流電圧変動（１３）の補償が直流フィルタなしの単相コンバータに印加される場合、直流電圧変動を考慮して、電圧ピークのクリッピングを回避するために、最大変調指数を設定すべきである。他方、高調波低減の利点を保持するために、図１４の例において最小直流電圧を０．６５未満に設定してもよい。さらに、最小直流電圧は、直流フィルタなしの単相コンバータにおける直流電圧変動の振幅よりも大きくなるよう設定される必要がある。
【０１１６】
以下、本発明の第１態様による制御方法選択手段ＳＳの実施の形態について、図面を参照して説明する。
【０１１７】
第１の実施の形態
図２１、図２２を参照して上記で説明したように、本発明により、線電流制御及び直流電圧制御の主制御ループは、電流コントローラｃｃoutの出力を受け取り、変調指数ｍq及び直流電圧基準ｕDCrefを出力する信号セパレータＳＳを介して相互に接続される。このため、線電流は、出力電圧を調節することで制御されるとともに、電流コントローラ２０の制御出力信号ｃｃoutは、信号セパレータＳＳによって直流電圧基準及び変調指数に分離される。この構成により、線電流ｉは、変調指数だけでなく直流電圧によっても制御される。
【０１１８】
このため、制御方法選択手段（信号セパレータＳＳ）は、いくつかの制限手段により最小直流コンデンサ電圧を保証し、かつ最小直流電圧における出力電圧を制御するよう変調指数を調節しなければならない。より高い出力電圧領域では、電流は直流電圧のみによって制御され、より低い出力電圧領域では、一定直流電圧を最小にした変調指数によって制御される。これら２つの制御方法は、閾値電圧ｕthに対して自動的にかつ連続して切り替えられる。
【０１１９】
図２４は、信号セパレータＳＳ１の第１の実施の形態を示す。上記で説明したように、信号セパレータＳＳ１への入力である、電流コントローラ２０の制御信号ｃｃoutは、補償器端子出力電圧ｕcの振幅である。補償器の最大出力電圧ｕcは基本的に最大直流コンデンサ電圧であるため、電流コントローラの出力ｃｃoutも最大直流コンデンサ電圧によって決定される最大値を有する。
【０１２０】
図２４において、制御電圧ｃｃoutがこの所定の制限電圧ｕDCminを越えると、制御電圧ｃｃoutを電圧レベルｕDCminに制限する第１リミッタ２００が装備される。同様に、制御電圧ｃｃoutが負の制限電圧−ｕDCminよりも下がると、制御電圧ｃｃoutがこの負の制限電圧ｕDCminに制限される。さらに、第１リミッタ２００の出力を最大変調指数ｍqmaxで乗算するともに、その結果を第１制限電圧ｕDCminで除算する第１除算器２０１が装備される。第１除算器２０１の出力は変調指数ｍqである。このため、制御電圧ｃｃoutが制限電圧ｕDCmin、−ｕDCminを越えるか又はこれより下に下がる場合、図２４における上部信号部分２００、２０１において、一定の変調指数ｍq＝ｍqmaxが出力される。制御電圧範囲（−ｕDCmin、ｕDCmin）内で、制御電圧ｃｃoutの増減に伴って増減（例えば線形的に）する可変変調指数ｍqが出力される。勿論、図２３を参照して説明したように、制限電圧ｕDCminは閾値電圧ｕcthに対応する。
【０１２１】
このため、制限電圧を越える正の制御電圧ｃｃoutの場合、変調指数が＋ｍqmaxになり、負の制限電圧よりも低い制御電圧ｃｃoutの場合、−ｍqmaxになる。最大変調指数ｍqmax＝１であると、変調指数はこれらの場合に±１内に制限される。＋１は線電流ｉに対して９０度進んだ電圧を意味し、−１は線電流ｉに対して９０度遅れた電圧を意味する。したがって、図２３における制御選択は、勿論負の値の側（０，０座標に関して対称なポイントについて波線軸表現により示される）にも反映される。
【０１２２】
図２４におけるより低い信号経路２０２、２０３において、制御電圧ｃｃoutの絶対値を決定する第１絶対値回路２０２が装備される。絶対値回路２０２がこの低電圧値ｕDCminよりも低くなると、基準電圧ｕDCrefを最小電圧ｕDCminに設定する第２リミッタ２０３が装備される。好ましくは、絶対値回路２０２の出力を閾値上限ｕDCmaxに制限する第２リミッタ２０３が適合される。このため、より低い信号経路２０２、２０３において、制御電圧ｃｃoutが−ｕDCminよりも大きくなるか、あるいはｕDCminよりも小さくなると常に、最小電圧ｕDCminが基準電圧ｕDCminとして電圧制御ループに出力される。
【０１２３】
図２６は、本発明のコントローラ特性を従来技術の一定直流電圧制御のコントローラ特性とを比較したものである。ｍqmax＝１であり、かつ制御電圧ｃｃoutが最小直流電圧ｕDCminよりも大きい場合、信号セパレータＳＳ１は常に１を変調指数に出力し、かつより低い経路のリミッタ２０３は基準電圧ｕDCrefにｃｃoutの絶対値を出力する。直流電圧制御ループはコンデンサの直流電圧をｃｃoutに維持し、変調指数は１に等しい。このため、補償器出力端子電圧ｕcの振幅が、実際に望ましい出力端子電圧であるｃｃoutに調節される。
【０１２４】
制御電圧ｃｃoutが負の最小ＤＣ電圧−ｕDCminよりも小さい場合、信号セパレータＳＳ１は−１を出力し、出力端子電圧ｕcが所望の値に調節される。他方、制御電圧ｃｃoutの絶対値が最小電圧−ｕDCminよりも小さい場合、信号セパレータＳＳ１は、リミッタ２００によって決定される利得で制御電圧ｃｃoutを出力する。同時に、より低い経路におけるリミッタ２０３は、一定直流電圧制御方法に対応する最小直流電圧を出力する、即ちリミッタ２００の利得に依存する可変変調指数が出力される。他方、一定の直流電圧は一定の基準電圧ｕDCrefを介して設定される。他方、制御電圧ｃｃoutが最小電圧ｕDCminを越える場合、第２リミッタ２０３の利得で乗算された制御電圧ｃｃoutが基準電圧ｕDCrefとして出力される。リミッタ２００、２０３の利得の調節は、電流制御ループ及び電圧制御ループ（ＰＩ、ＰＩＤ等）の制御挙動に適合されることが好ましい。
【０１２５】
図２６において、水平軸は望ましい出力端子電圧であるｃｃoutである。左側の垂直軸は直流コンデンサ電圧及び出力端子電圧であり、右側の垂直軸は変調指数である。直流コンデンサ電圧は、出力電圧に十分な値（この場合出力電圧と同じ値）に調節されるとともに、最小値ｕDCminよりも大きな値に保持される。なお、出力端子電圧は所望の値に比例することに注意する。比較のために、従来技術の場合の最大直流電圧による一定直流電圧制御の特性を図２６（ｂ）に示す。
【０１２６】
既に説明したように、ｍqmaxは好ましくは＋１になるよう選択される。しかし、他の値も可能である。ｍqmax＜１の場合、電流制御のための変調指数は１未満に制限され、インバータはさらに電圧を直流電圧制御のために出力することができる。即ち、最大出力電圧は直流コンデンサ電圧によって制限され、出力電圧は、図１３に示すように変調指数がＰＰＭ方法において１となるときに最大である。電流コントローラ２０が最大変調指数を出力し、かつ直流コンデンサ電圧が送電線から電力を取り込む必要がある場合、図１３における正弦波変調信号ｍが１を越え、その結果、出力電圧が歪むこととなる。したがって、変調指数ｍqmaxが１未満になるよう選択される場合、直流電圧を制御するための制御マージンが可能である。勿論、変調指数最大値は、高調波成分の実効値が基本成分の実効値よりも小さくなるよう選択されなければならない（図１４及び図２３参照）。
【０１２７】
第２の実施の形態
図２６（ａ）に示す制御特性を有する信号セパレータＳＳ２の第２の実施の形態を図２５に示す。この信号セパレータＳＳ２は、制御電圧ｃｃoutがそれぞれ最大及び最小変調指数をそれぞれ越えるか又は下回る場合、電流コントローラによって出力された制御電圧ｃｃoutを最大変調指数ｍqmax及び最小変調指数ｍqminに制限する第３リミッタ２１１を備える。したがって、ｃｃoutは変調指数レベルである。最大変調指数ｍqminはｍqmaxの負の値であってもよい。
【０１２８】
さらに、信号セパレータＳＳ２は、制御電圧ｃｃoutの絶対値を決定する第２絶対値回路２１３を備える。第１乗算器２１２は、絶対値回路の出力を所定の定数Ｋ2で乗算する。第４リミッタ２１４は、第２乗算器２１２の出力がそれぞれ閾値の上限及び下限ｕDCmax、ｕDCminを越える場合、第２乗算器２１２の出力を前記閾値上限ｕDCmax及び閾値下限ｕDCminに制限する。第１乗算器２１２は、制御電圧ｃｃoutを直流電圧基準レベルに変換するために、所定の定数Ｋ2を使用する。勿論、所定の定数Ｋ2も第４リミッタ２１４の利得の一部として組み込まれてもよい。さらに、定数Ｋ2が、この場合定数Ｋ2に対応する利得要因を備える絶対値回路２１３の一部であることも可能である。
【０１２９】
したがって、図２５のおいて、変調指数ｍqは直接制御電圧ｃｃoutとなり、その特性は図２６（ａ）と同じである。
【０１３０】
上記で説明したように、信号セパレータＳＳ１、ＳＳ２は、低電圧出力領域においては一定の直流コンデンサ電圧及び可変変調指数による制御、またより高い出力電圧領域においては一定の変調指数及び可変直流コンデンサ電圧による制御を可能とし、こうして、端子３ａ、３ｂの出力電圧における高調波を回避する。少なくともより高い出力電圧領域において、変調指数の選択によってもまたスイッチング損失を低減することができる。いずれの場合でも、ゼロ直流コンデンサ電圧が回避されるため、送電系統から直流コンデンサに有効電力を取り込むことができる。
【０１３１】
電流コントローラの出力ｃｃoutは補償器での所望の端子電圧を示し、直流電圧コントローラは、調節可能な直流電圧領域において制御電圧ｃｃoutが補償器端子出力電圧ｕcと等しくなるように直流コンデンサ電圧を維持する。
【０１３２】
本発明の第２態様（レート制限）
本発明の第２態様によれば、高調波の回避、ゼロ電圧の回避、及びスイッチング損失の改善が、図２６（ａ）に示すコントローラの静的特性によって達成可能である。換言すれば、直流電圧基準は、調節可能直流電圧制御領域において最小から最大に変更でき、かつ一定直流電圧領域における基準電圧は最小値に設定される。最小値は、特に直流フィルタなしの単相コンバータの場合、過渡状態におけるアンダーシュートに起因する直流電圧の変動がゼロ電圧を発生させないよう制限されるよう設計されうる。
【０１３３】
しかし、特に一定の変調指数が用いられている領域において、基準電圧ｕDCrefの急激な変化により直流コンデンサ電圧のアンダーシュートが引き起こされ、アンダーシュートの結果としてゼロ直流コンデンサ電圧が発生する可能性がある。このような状況は図２８（ａ）に示される。制御電圧ｃｃout（水平軸）の変化、ひいてはＡからＢの基準電圧ｕDCrefの変化は、（電圧制御ループの動的挙動に依存して）直流コンデンサ電圧ｕDCがゼロになることがあるようなアンダーシュートを引き起こす可能性がある。アンダーシュートは、コントローラ電圧ｃｃoutが急激かつ高速に減少する結果発生するものである。これは、より低い出力電圧領域では一定かつ最小の直流コンデンサ電圧がいずれの場合にも採用され、摂動（又は制御電圧ｃｃoutの急な減少に起因する変調指数の急な減少）によって生じる直流電圧の変動によりゼロ電圧が引き起こされることが決してないため、基準電圧ひいてはコンデンサ電圧が変化する制御領域において特に問題である。
【０１３４】
さらに、調節可能な直流（一定指数）から一定直流制御及びその逆への過渡状態においてグレーゾーンがある。グレーゾーンでは、例えば図２４、図２５において変調指数ｍがその変化率に関して制限されていないため、直流電圧及び変調指数ｍqが変化する。過渡状態であっても図２６（ａ）におけるように特性を保持するために、レートリミッタを信号セパレータＳＳの前に配置することができる、即ちレートリミッタは電流コントローラの出力信号ｃｃoutの変化率を制限することができる。図２９の（ｂ）は、このようなリミッタの時間応答を示す。図２９の（ｂ）では、ｔ1’までは一定のｍq制御が選択され、それから制御方法が瞬間的に一定ｕDC制御に切り替えられる。ｕDC電圧の変化率が安全な動作のために制限される場合において、２つの制御方法が互いに切り替えられた直後は、図２９の（ｂ）に図示するように、ｔ0とｔ1’の間で、ｕDC電圧が所望の信号に従わず、かつ変調指数がなお一定であるままであるため、結果として端子電圧が所望の信号ｃｃoutに比例しなくなる。実際、ｍq変調指数は、結果得られる端子電圧が所望の信号ｃｃoutに比例するように、より初期に変化し始めるべきである。
【０１３５】
例えば、送電線における両供給源が一定の電圧及び位相を有する場合、電流の振幅は簡略化された送電線のインダクタンスに亘って電圧ｕ1に主に比例する。補償器は、補償電圧ｕcを注入することで電圧ｕ1を変化することができる。したがって、電流の振幅ｃｃoutの変化は注入電圧の振幅に比例する。これは、電流コントローラの出力電圧ｃｃoutが注入電圧ｕcと線形関係を有することが望ましいことを意味する。電流コントローラの出力が補償電圧に比例する場合、コントローラは線形動作することができる。例えば、必要とされる電流振幅の変化が２倍高い場合、電流の振幅は（（架空電圧ｕx）−（注入電圧ｕc））に比例するため、電流コントローラは単にその出力ｃｃoutを先の値を２倍した値に変化させる。
【０１３６】
一定直流電圧制御領域（ｕc≧ｕcth）において、ｑ軸変調指数ｍqは注入電圧ｕcに比例する。このため、電流コントローラは、コントローラの出力ｃｃoutが変調指数として用いられる場合、理想的な様式で動作することができる。したがって、調節可能な直流電圧において、電流コントローラの出力ｃｃoutが直流電圧基準として用いられる場合、出力は注入電圧に比例する。
【０１３７】
しかし、上記で説明し、かつ図２９の（ｂ）に図示するように、レートリミッタが信号セパレータの前に配置されると、変調指数ｍqは依然として一定のままであり、かつｕDC電圧は望ましい出力信号ｃｃoutに従わない。このため、ｑ軸変調指数ｍqがより早く変化し始め、かつｔ0とｔ1’の間で一定に保持されないことが望ましい。
【０１３８】
本発明の第２態様によれば、レートリミッタが電圧基準ｕDCrefを所定の変化率に変化させる割合を制限するために使用される。レートリミッタは、基準信号ｕDCrefの変化率だけを制限するように、ｕDCrefの出力の前に、図２４、図２５の下部経路に配置される。レートリミッタの動作は、図２９の（ａ）に示される。即ち、レートリミッタがｕDC電圧基準の変化率を制限するために配置される場合、変調指数ｍqはｔ1よりも早く下がり始める。ここでも電圧基準ｕDCrefは所望の信号ｃｃoutに直接従わないが、変調指数ｍqがより初期に変化し始めるため、出力端子電圧は、図２９の（ｂ）における結果よりも所望の信号に接近して制御される。したがって、図２９の（ａ）におけるグレーゾーンは、過渡期におけるパフォーマンスをより良好に回復する効果を有し、かつ変調指数ｍqの変更を早めることで、ｕDC電圧のより遅い変更が補償される。したがって、レートリミッタは一定のｍq動作における安全な動作に有効であるが、過渡期におけるパフォーマンスを劣化させる。しかしながら、電圧基準ｕDCrefにおいてのみレートリミッタを配置することで、即ち過渡状態における図２６（ａ）の遮断特性により、過渡期におけるパフォーマンスの回復を助ける。
【０１３９】
図３１は、離散時間レートリミッタの実際の実施を示す（ただし、Ｔsはサンプリング周期であり、ｚ-1はユニットサンプル遅延である）。図３１におけるレートリミッタは、入力信号即ちｃｃout又は図２４、図２５に示すユニット２３４、２６４の出力を受け取る第１入力と、第２入力と、入力から第２入力に印加された信号を減算する出力と、を有する第１加算器２６６を備える。第１除算器２５１は、第１加算器２６６の出力を所定のサンプリング周期Ｔsで除算する。第３リミッタ２５５は、第１除算器２５１の出力が上限又は下限をそれぞれ越える場合、第１除算器２５１の出力を上限又は下限に制限する。このため、第３リミッタは実際に入力信号の変化率を制限する回路である。第３乗算器２５２は、第３リミッタ２５５の出力を所定のサンプリング時間Ｔsで乗算する。第３乗算器２５２の出力を受け取る入力と、第２入力と、レートリミッタの出力を構成する出力とを有する第２の加算器２５３が設けられる。ユニット２５４は、（離散サンプリング時間において）レートリミッタの出力を１サンプリング時間だけシフトするユニットサンプル遅延ユニットである。ｚ-1回路２５４の出力は、第１加算器２６６の第２入力と第２加算器２５３の第２入力とに印加される。入力が図３０に示すように時間離散信号である場合、その出力もまた図３０に示す離散時間信号である。
【０１４０】
第３の実施の形態
このようなレートリミッタを組み込んだ信号セパレータＳＳ３の第３の実施の形態を図２７に示す。レートリミッタ２３５は、下部経路に設けられる（直流コンデンサ電圧調節可能制御領域に責任を負う）。これは、リミッタ２３４の前又は後に構成されてもよい。図２７において、ユニット２３１、２３２、２３３、及び２３４は、図２４における第２の実施の形態のユニット２００、２０１、２０２、２０３に対応する。一定直流電圧から調節可能直流電圧への立ち上がり遅延を回避するため、リミッタ２３４の後にレートリミッタ２３５を構成することが好ましい。
【０１４１】
第４の実施の形態
レートリミッタ２６５を組み込んだ別の実施の形態による信号セパレータＳＳ４を図３３に示す。図３３において、ユニット２６１、２６２、２６３、及び２６４は、図２５におけるユニット２１１、２１３、２１２、２１４に対応するため、さらなる説明は省略する。図３３においてわかるように、レートリミッタ２６５は、一定直流電圧から調節可能直流電圧制御への立ち上がり遅延を回避するために、リミッタ２６４の後に構成される。しかし、レートリミッタ２６５はリミッタ２６４の前に構成されてもよい。
【０１４２】
乗算定数Ｋ2は、上部信号経路のリミッタ２６１で用いられる、下限閾値電圧ｕDCminを最大変調指数ｍqmaxで除算した比によって決定される。
【０１４３】
図２７、図３３におけるリミッタの構成により、図２９（ｂ）における過渡状態で所望の動作を達成することができる。
【０１４４】
本発明の第３態様（非干渉制御）
上記で説明したように、レートリミッタの使用により、過渡状態における信号セパレータの急な基準降下が回避される。レートリミッタは、図２９（ｂ）に示す所望の挙動を達成するために、直流電圧基準の経路に構成される。レートリミッタは下部信号経路又は一定直流電圧制御において構成されるが、この一定直流電圧制御内での作用は持たない。レートリミッタは、過渡状態における動作を助ける（for save operation）ために適用される。したがって、電流コントローラの出力ｃｃoutが段階的に変更する場合、直流電圧基準はレートリミッタによりゆっくりと変化し、かつｑ軸変調指数はこの場合最大値のままである。このため、レートリミッタは、基準電圧の割合を制限して、特に電流基準の突然の変化時に、過渡状態において直流電圧のゼロへの急な降下を回避する。この目的のために、レートリミッタの正の割合及び負の割合に異なる値を選択することが好ましい。好ましくは、負の割合は正の割合よりも遅いものが選択される。即ち、正の割合変化についての割合制限は、絶対値において、負の方向での変化に許容される割合変化よりも大きい。
【０１４５】
図２７、図３３におけるレートリミッタのように、直流電圧基準が過渡状態時にｃｃoutに比例しない場合、補償器出力端子電圧もそれに比例しない。その結果、状態が可変直流電圧と一定直流電圧制御との間の過渡状態において改善されるが、直流一定電圧制御領域内の制御の過渡期におけるパフォーマンスは劣化する。
【０１４６】
図２８（ｂ）及び図３２に示すように、制御電圧ｃｃoutが例えば図２８（ａ）におけるポイントＡからポイントＢに段階的に変化すると、直流電圧基準ｕDCrefは、割合制限機能により瞬間的には変化しない。したがって、制御軌道はまず、図２８（ｂ）に示すようにＡ’からＣに水平方向に移動する。そして、制御軌道は定常状態ポイントＢ’に下方移動する。しかしながら、一定直流電圧制御領域における望ましい制御軌道は、Ａ’からＢ'の直接経路である。勿論、応答挙動が遅いため直流電圧がその基準に従わない場合、動作が所望の制御軌道から外れるということも、レートリミッタなしで起こりうる。しかし、勿論、レートリミッタを設けることで、この問題が強調される。
【０１４７】
図３２の底部のグラフに示すように、レートリミッタを導入した結果は、可変直流コンデンサ制御のみが用いられる制御領域においてさえ、注入電圧ｕcが制御電圧ｃｃoutに比例しないというものである。波線は、レートリミッタを設けたにもかかわらず、制御電圧ｃｃoutに依然として比例する理想的な応答を示す。
【０１４８】
上記で説明したように、レートリミッタが設けられるか否かにかかわらず、注入電圧ｕcが電流制御電圧ｃｃoutに直接従わない理由は、電流及び電圧制御ループが図１８に示すように干渉されるためである。したがって、以下、図２７〜図３２を参照して、電圧及び電流制御ループがどのようにして非干渉されうるかを説明する。図４５及び図４６に示すように、信号セパレータＳＳは、かかる非干渉制御手段２５と共に使用可能である。この場合、信号セパレータＳＳはレートリミッタを備えても、あるいは備えなくてもよい。しかし、特にレートリミッタが用いられる場合には、レートリミッタがさらに制御ループの応答挙動を劣化させるため、非干渉制御の使用は特に有利である。
【０１４９】
図１２および図１８について既に説明したように、電流および電圧に関する２つの主制御ループは従来技術におけるクロスカップリングを有する。このクロスカップリングは、正確な制御のために必要とされる非干渉制御といったものであり、本発明の第三の態様はこのような非干渉制御を提供し、その原理は非線形微分方程式を基調とする直接補償に基づく。
【０１５０】
干渉微分方程式を非干渉にする導出方法の詳細について言及する前に、図１２及び図１８に示される従来例と図３４及び図３５に示される本発明とを比較して一般的な考察を行うこととする。
【０１５１】
図３５は本発明の第三態様に従うコントローラの原理構成図である。図３５に示すように、本発明のコントローラは電流検出器２４およびフィードバック経路２１、１８、及び、電流コントローラ２０を含む順方向経路によって形成される電流制御ループから成る。同様に、電圧制御ループは電圧検出器２６、フィードバック経路１５及び直流電圧コントローラ１６を含む順方向経路により構成される。図７、図８、図９について既に説明したように、線電流ｉおよび電圧ｕcは、基準電流値ｉdref及び基準電圧ｕDCrefに関して所要値を設定することにより、変調信号ｍを介して調節可能である。
【０１５２】
ただし、図３５に示すように、本発明のコントローラは、電流コントローラ２０及び直流電圧コントローラ１６の下流の非干渉制御手段２５を含む。非干渉制御手段２５は線交流電流ｉを制御するための第１変調制御信号ｍqおよび補償出力電圧を制御するための第２変調制御信号ｍdを出力する。
【０１５３】
第１および第２制御信号ｍq、ｍdは、第１制御信号ｍqの変動が直流制御電圧ｕDCに影響しないように、即ち、コンデンサ電圧ｕDCが、電流コントローラ２０によって出力される制御信号ｍuから独立するように選択される。同様に、第２制御信号ｍdは、線電流に影響しないように、即ち、線電流ｉが第２制御信号ｍdから独立するように選択される。従って、補償器にはただ１つの変調信号ｍ（所定の振幅および位相の複合信号）だけが供給され、ｉdrefの変化は線電流の振幅だけを変え、ｕDCrefの変動だけが直流コンデンサ電圧ｕDC、ひいては、補償器の出力電圧ｕcだけを変える。従って、本発明のコントローラにおいて、電流と電圧は、非干渉制御手段２５を使用することにより、独立して調節可能である。即ち、本発明のコントローラにおいて、電流制御ループは電圧制御ループと独立して動作する。
【０１５４】
実質的に、図１８と図３４の間の比較によって分かるように、非干渉制御手段２５は、電流伝達関数ブロックＣＴＦ、電圧伝達関数ブロックＶＴＦ、電圧電流伝達ブロックＶＣＴＦ、及び、電流電圧伝達関数ブロックＣＶＴＦによる干渉発生が相殺されるような、ある種の逆作用を実施しなければならない。即ち、電流コントローラ２０および電圧コントローラ１６が図１２に示す従来型システムと同様に作動する場合には、非干渉制御手段２５は、ブロックＣＴＦ、ＶＣＴＦ、ＣＶＴＦ、ＶＴＦを介して伝達された場合に、これらのブロックの効果を厳密に相殺するある種の前以て歪ませた変調指数ｍq’、ｍd’を出力する。特に、非干渉制御手段２５は、電流制御ループと電圧制御ループの干渉を起こさせるクロスカップリングブロックＶＣＴＦ、ＣＶＴＦの除去を可能にする。
【０１５５】
近似非線形微分方程式に基づいて非干渉制御手段２５が作成される方法の一例を以下に記載する。ただし、線形化システムの伝達関数に基づいてこの種の非干渉制御手段２５を導出することも可能であることに注意されたい。非線形微分方程式に基づいた直接補償は、動作点が直接補償可能であること、及び、動作点が２、３のシステムパラメータのみに依存するという利点を持つ。さらに、単に電流および電圧のみを測定し、コントローラに供給することが必要であるという利点を持つ。従って、非線形微分方程式による方法は、広範囲に亙る動作および可能性の殆どの状態変数が測定可能であるという好ましい方法である。
【０１５６】
非干渉制御に関する関連微分方程式を導出するためには、交流電流方程式が導出されなければならない。これは、次式の方程式を導く時間に関する方程式（２．１２）の導関数を求めることにより達成される。
【０１５７】
【数２４】
0004230648.tif 000025
【０１５８】
方程式（２．１３）および（２．１６）を使用すると、ｉdおよびｉq成分に分割される線電流に関する全微分方程式は次式のように導出される。
【０１５９】
【数２５】
0004230648.tif 000026
【０１６０】
方程式（４．２）において、ｍqの前の括弧内の式は交流電流ｉdを制御するための入力であり、ｍdによって乗算される式、即ち、ｍdの微分係数は干渉項である。交流電圧成分によって乗算される項は外乱と見なすことができる。式（４．２）を図１３と比較すると、時間微分ｄｍd／ｄｔの微分係数は主過渡干渉ブロックＶＣＴＦであり、ｍqによって乗算される式におけるωｕDCは変化作動点の影響であることが分かる。一般に変動周波数はコントローラの帯域幅よりはるかに高いので、単純化するために、直流電流変動ΔｉDCは無視できる。更に、外乱は、フィードバック又はフィードフォワードループによって制御可能であり、周波数変動は干渉に較べると小さい影響に過ぎないと見なされる。従って、方程式（４．２）および（２．１６）は次のように近似可能である。
【０１６１】
【数２６】
0004230648.tif 000027
【０１６２】
【数２７】
0004230648.tif 000028
【０１６３】
これら２つの方程式（４．３）および（４．４）は２つの制御ループの干渉の動的動作を完全に示す。本発明によれば、電流制御ループが電圧制御ループから独立するように、即ち、交流電流振幅と直流電圧は独立して制御可能であるように変調指数ｍqおよびｍdは選定されなければならない。この必要条件は、次のように数学的に表現できる。
【０１６４】
【数２８】
0004230648.tif 000029
【０１６５】
【数２９】
0004230648.tif 000030
【０１６６】
これら２つの方程式（４．５）および（４．６）において、ＫdおよびＫqは定数であり、ｍd’およびｍq’は電流振幅制御および直流電圧制御のための新規制御信号入力（または、変調指数）であると簡単に要求できる。実際には、方程式（４．５）および（４．６）に従ってシステムが設計可能であれば、補償器がその限界内で作動する限り、完全な非干渉が達成されるはずである。方程式（４．３）と方程式（４．５）および方程式（４．４）と方程式（４．６）を比較した場合、ｍdとｍqは、次の方程式を満足させなければならない。
【０１６７】
【数３０】
0004230648.tif 000031
【０１６８】
【数３１】
0004230648.tif 000032
【０１６９】
これらの方程式は、ｍd’およびｍq’の関数として、ｍdおよびｍqに関して次のように解が求められる。
【０１７０】
【数３２】
0004230648.tif 000033
【０１７１】
【数３３】
0004230648.tif 000034
【０１７２】
ｍdの追加的な時間従属微分係数が存在するので、勿論、方程式（４．９）を直接的にコントローラにおいて技術的に具現することは可能でない。方程式（４．９）がｍdの非線形微分方程式と見なすことができる場合であっても、導関数の係数がゼロのまわりで正または負の値をとり得るｉqであるので、この方程式をオンラインコントローラにおいて具現することは可能でない。いずれにせよ、変調ｍdが次式のように計算可能であるように、方程式（４．９）におけるｍdの時間微分係数を無視することができる。
【０１７３】
【数３４】
0004230648.tif 000035
【０１７４】
ただし、方程式（４．１１）および（４．１０）を用いて、これらの方程式は、依然として、抵抗、インダクタンス、及び、キャパシタンスのような回路パラメータに依存するので、完全な非干渉制御を具現することはできない。方程式（４．１０）において、主干渉作用は依然としてｍdの時間微分係数である。更に、電流のｑ軸成分ｉqは、基準フレーム検出によってゼロに保持される（実質的にはユニット１７がｉq＝０にする）。ｍd’は一般に小さく、抵抗およびコンダクタンスも同様に無視できる。従って、方程式（４．１０）および（４．１１）においてＲAC＝０およびＧDC＝０と仮定可能であり、次の２つの方程式（４．１２）および（４．１３）が導かれる。
【０１７５】
【数３５】
0004230648.tif 000036
【０１７６】
【数３６】
0004230648.tif 000037
【０１７７】
ここで、単純化すれば、方程式（４．１２）および（４．１３）を用いた非干渉制御は１つのシステムパラメータＣDCにのみ依存し、これは、一層複雑な方程式よりも、具現することがはるかに容易である。方程式（４．１２）および（４．１３）において更なる単純化が可能である、即ち、ｍd’およびｉq（ｍd’は小さく、ｉq基準フレーム検出によってゼロに保持できるので）およびｍ’d2（ｍdは小さいので）を無視することにより、方程式（４．１２）および（４．１３）から、非干渉制御に関する次のような最終方程式が得られる。
【０１７８】
【数３７】
0004230648.tif 000038
【０１７９】
【数３８】
0004230648.tif 000039
【０１８０】
基準フレーム検出が実施されるので、方程式（４．１４）におけるｉq＝０であり（ユニット１７により）、定数および実数値ＫdおよびＫqはｍd’およびｍq’値の一部分（これらは、電流および電圧制御ループにおける更なる定数を表すにすぎない）と見なすことができる。従って、次に示す非干渉化された方程式の最終組は非干渉制御手段２５のために使用できる。
【０１８１】
【数３９】
0004230648.tif 000040
【０１８２】
【数４０】
0004230648.tif 000041
【０１８３】
方程式（４．１６）および（４．１７）に従ってｍdおよびｍqを選択することにより、方程式（４．５）および（４．６）の要求に応じて、電流制御と電圧制御を独立して実施できる。図３１に示すように、手段２５の下流における干渉は、方程式（４．１４）および（４．１５）に基づく非干渉によって補償される。
【０１８４】
図１１に関して既に検討済みの線形化および３相システムを用いた図３１に示す非干渉手段２５の特殊実施形態について以下に記述する。
【０１８５】
実施の形態５．（電圧ＰＬＬを有する３相系統）
図３７は図１１に基づくコントローラを示す（即ち、交流電圧検出器２３、電圧ＰＬＬ位相検出器１８、及び、位相回転手段１７を含む）が、しかしながら、本発明の実施の形態１によれば、さらに、非干渉制御手段２５も含む。方程式（４．１４）から（４．１７）までによって分かるように、非干渉制御手段２５は、電流コントローラ２０の出力（変調指数）ｍq’、直流コンデンサ電圧ｕDC、電流振幅ｉd、送電線の周波数ω、及び、直流電圧コントローラ１６の出力ｍd’を受け取る。３相系統の場合には、非干渉制御手段２５、補償器３、２ｆフィルタ１５、及び、直流電圧コントローラ１６が３度装備される。図３７における他のユニット、すなわち、電流検出器２４、電流振幅および位相検出ユニット２１、１８、コンデンサ電圧検出器２６、平均電圧検出器１５、基準位相生成ユニット１７（制御システムにおけるｉqを０に保持する）、基準フレーム検出器１８、座標変換器１９、直流リップル補償ユニット１３、及び、電圧位相検出器２３は、既に図１１において述べたこれらのユニットに対応する。
【０１８６】
直流電圧変動手段１３および２ｆフィルタ１５を装備しない補償器の結果として得られる交流電流および出力電圧は幾らかの高調波を含むが、非干渉制御は、これらのユニットを装備しない場合であっても効果的であることに注意されたい。これらのユニットは高調波を抑圧するための何等かの用途に用いることが好ましい。例えば、直流コンデンサのキャパシタンスが変動を抑制抑圧することのできる程度に十分に大きい場合には、追加ユニットは必要ない。その代りに、２ｆフィルタ（例えば、ＬＣフィルタ）が、補償器３の直流回路と並列に直流コンデンサを備えて形成された場合には、この場合にも、ユニット１３および１５は必要でない。後者の解決方法は、変圧器なし直列補償器の場合には部分的に実際的な解決方法である。
【０１８７】
方程式（４．１４）および（４．１５）はｉqＫqｍq’／ωｕDC項を含む（図３１に示すように）にもかかわらず、非干渉制御手段２５へのｉq入力が存在しないことが図３７から分かる。上述したように、本発明によるコントローラにおいては、３相極座標変換手段２１における基準フレーム検出により、電流のｑ軸成分ｉqはゼロに保持される。従って、図３７における非干渉手段２５の実施形態を示すには、方程式（４．１４）、（４．１５）は方程式（４．１６）、（４．１７）に書き直されることが正当である。
【０１８８】
方程式（４．１６）、（４．１７）において、時間微分係数以外の全ての係数はハードウェア乗算器および除算器によって具現できる。ただし、時間微分係数は、高い周波数条件において非常に高い利得を持つことが可能であり、従って、方程式（４．１７）におけるｄｍd／ｄｔは、演算増幅器またはマイクロプロセッサのようなハードウェアを用いて具現することは困難である。ただし、図３８における非干渉制御手段２５の特殊実施形態に示すように、時間微分係数は時定数の小さいフィルタによって処理可能である。非干渉制御手段２５の実施形態の精密な構造を図３８に示す。
【０１８９】
図３８において、出力ｍd’は、乗算器２５ｊにおいて定数Ｋdが乗じられる。勿論、追加乗算器２５ｊが必ずしも必要でない、即ち、Ｋdが単位数であっても差し支えなく、Ｋdが１であるように方程式（４．１６）、（４．１７）はリスケーリング（再基準化）可能であることを理解されたい。同様に、電流コントローラの出力ｍq’は、乗算器２５ｋにおいて定数Ｋqが乗じられる（同様に正規化によってＫqは単位数であっても差し支えない）。乗算された信号Ｎ１は第１除算器２５ａの分子（ノミネータ）を形成する。検出された直流電圧ｕDCは、乗算器２５ｂにおいて基準フレーム周波数ωが乗算される。乗算された信号Ｄ１は、分割器２５ａにおける除算のために用いられる分母である。第１インバーターの出力ＤＶ１は加算器２５ｉに供給される。送電線の周波数ωは、第２除算器２５ｃにおける割り算のための分母であり、フィルタからの信号Ｎ2出力は第２除算器２５ｃの分子である。乗算済み信号ＤＶ２は、反転された入力として加算器２５ｉに供給される。
【０１９０】
乗算済み出力Ｎ3（＝ｍd’Ｋd）は、分子信号Ｎ３として第３ディバイダへ供給される。分割器２５ｄの分母はｄ軸電流成分ｉdである。第３分割器の出力ＤＶ３は、反転された仕方において積分ユニット２５ｈの出力信号を受け取る第２加算器２5ｆへ供給される。第２加算器２５ｆの出力は、ｄｍD／ｄｔフィードバック回路２５ｆ、２５ｇ、及び、２５ｈへ供給される。ユニット２５ｇ、２５ｈ、２5ｆは、方程式（４．７）における第２項を決定するために必要である。
【０１９１】
キャパシタンス電圧制御の主ループは、その周波数特性において限定された帯域幅に適合するように設計されるので、時定数の小さいフィルタ２5ｆをメインループに配置してもメインループの特性には影響しない。積分器２５ｈ、利得２５ｇ、及び、減算器２５ｆは一緒にフィルタとして作用し、フィルタの入力は時間に関するｍdの純微分である。従って、この干渉作用はフィルタ機能を用いた純粋微分により補償を適切に実施することができる。電流の分割によって補償されるもう一方の干渉作用も同様に濾波される。ただし、伝送線のインダクタンスおよび電流振幅のフィードバック制御の応答によって、電流の応答も同様に限定される。
【０１９２】
メインループ内の時定数Ｔfの小さいフィルタ２５ｆ、２５ｇ、２５ｈはメインループの特性に影響しない。積分器２５ｈ、利得２５ｇ、及び、減算器２5ｆは、一緒にフィルタとして作用し、積分器２５ｈの入力Ｎ2は、時間に関するＭｄの純粋微分である。積分器２５ｈの入力は、分割器２５ｃの分子Ｎ2を形成する。従って、干渉作用は、フィルタ機能を用いた純粋微分により適切に補償可能である。電流ｉdの分割によって補償されるもう一方の干渉作用も同様に濾波され、弱化する。ただし、伝送線のインダクタンスおよび電流振幅のフィードバック制御の応答により電流の応答も同様に限定される。
【０１９３】
図２０は、図１７の非干渉制御手段２５を用いた図１６に示す制御システムの伝達関数の周波数特徴を示す。主伝達関数は、作動点によって影響されず、干渉作用は２０ｄＢ以上も低下する。従って、電流振幅ｉdの非干渉制御およびコンデンサ電圧ｕDCが達成可能である。更に、図１７における非干渉制御の構成は、例えば伝送線ライン２ａ、２ｂ、及び、直流コンデンサのキャパシタンスＣDCのインダクタンスＬACのような系統パラメータから独立している。これは、補償器３のコントローラがローカル変数のみを必要とすることを意味する。電流検出または電圧検出によって容易に検出できる。
【０１９４】
図４１は、従来技術の図１６と対照的に、非干渉制御を用いたステップレスポンス（段階応答）を示す。電流振幅ｉdは、図１９に示す時点０．１における、干渉に起因するリップルを示すが、図１９に示す時点０．１において電圧ステップが発生する場合には、電流には何等変化が無い。同様に、図４１に示す時点０．５において電流にステップが起きる場合には、電圧には全然変化がない。従って、図４１は、電流および電圧は方程式（４．１６）、（４．１７）に基づいて独立的に制御可能であることを示す。
【０１９５】
実施の形態６．（電流ＰＬＬを有する３相系統）
図３７は図３８と共に、電圧ＰＬＬおよび独立およびローカル制御を用いた３相システムを含む本発明の実施の形態を示すが、電流ＰＬＬを有する図３７の３相システムコントローラを提供することも可能である。この場合、コントローラは、図３７に示す交流電圧検出器２６を必要としない。従って、実施の形態２の構成は、図３７のように組み立てられ、電圧検出器２３および位相回転手段１７を必要とせず、電流検出器２４の出力を、電流ＰＬＬユニット１８として作動する位相検出器１８にも接続する。３相極座標変換ユニット２１は図２３の場合と同じであり、位相検出器１８は、ｓｉｎθおよびｃｏｓθ関数を直接出力する。ただし、実施の形態１の場合と同様に、本システムは依然として３相システムである。非干渉コントロール２５への入力ｍ’q、ｕDC、ｉd、ω、ｍ’dは図３７の場合と同様であり、従って、図３８に示す非干渉制御に関するブロック図が同様に適用可能である。従って、図４３に示す実施の形態は、非干渉制御に関する限り、図３７に示す実施の形態と厳密に同じ仕方において作動することを理解されたい。
【０１９６】
実施の形態７．（電流ＰＬＬを有する単相系統）
図３９は、図１０の基礎構造を有し、本発明の実施の形態７による非干渉制御手段２５および成分検出器２６を有する単相システムを示す。この単相システムにおいて、電流検出も同様に位相である。電流検出は単相であるので、基準フレーム検出によってゼロであるべき電流現行ｉqのｑ軸成分を供給することは可能でない。従って、図３９において、図３６に示す方程式、即ち方程式（４．１４）、（４．１５）が具現される。単相システムにおいては、図３９に示すように、非干渉制御手段２５に必要とされるｉdおよびｉq成分を供給するために、電流の単相からｄ−ｑ座標への変換が必要とされる（図４０参照）。
【０１９７】
本発明の実施の形態７に基づく非干渉制御手段２５は、ユニット２５ａ−２５ｋに加えて、追加乗算器２５ｌ及び追加加算器２５ｍを含む。乗算器２５１は、ｑ軸電流成分ｉqに第１分割器２５ａの出力を乗じ、加算器２５ｍの負入力へ乗算済み出力ＭＬを供給する。加算器２５ｍは、ｍd’Ｋdからｉq＊ＤＶ１（即ち、ｉq＊ｍq’Ｋq／ｕDCω）を減算する。加算器２５ｂの出力は、第３除算器２５ｄの分子信号Ｎ3を形成する。このような構成を用いて、完全方程式（４．１４）、（４．１５）が具現化可能である。
【０１９８】
３相システムの平衡運転においては、対称演算を用いて、瞬間電流成分を容易に測定可能であるが、単相または不平衡３相システムにおいては、これに反して、測定のための幾らかの時間的遅延は避け難い。単相電流のこれらの成分を検出する幾つかの方法がある。簡単な一例を図４０に示す。電流検出器２４によって検出される交流線電流ｉは、位相検出器１８によって生成される正弦基準信号ｃｏｓ（ωｔ）及びｓｉｎ（ωｔ）を乗じられる。成分検出器２６は、直交電流成分ｉd、ｉqを生成するように、検出された線電流ｉに信号ｓｉｎ（ωｔ）及びｃｏｓ（ωｔ）を乗じるための第１および第２乗算器２６ａ、２６ｂを含む。乗算により、送電線の周波数ωの２倍の成分も存在し、フィルタ２６ｃ、２６ｄは、基本周波数ωを通過させるためだけに用いられる。基準信号ｃｏｓ（ωｔ）は交流電流と同相の信号であることに注意されたい。従って、ｉｃｏｓωｔ及びｉｓｉｎωｔは、それぞれ、交流電流ｉdの振幅および過渡成分ｉqを含む。
【０１９９】
実施の形態８．（電圧ＰＬＬを有する単相系統）
実施の形態７において、電流ＰＬＬは、単相システムにおける電流位相検出のために用いられることに注意されたい。ただし、勿論、上で説明したように、３相システムに関して単相システムにおいて電圧ＰＬＬを使用することが可能である。電流ＰＬＬの代りに電圧ＰＬＬを使用する単相システムを図４４に示す。
【０２００】
図４４に示すように、成分検出器２６はｉd及びｉq成分を出力する。３相極座標変換ユニット２１、位相検出器１８、及び、位相回転ユニット１７は、図３７に関して既に記述したこれらのユニットに対応する。電圧ＰＬＬバージョンを有する単相システムの非干渉制御は、図３７および図３８に示す電圧ＰＬＬを有する３相システムの場合とちょうど同じ様に簡易化できることは興味深い。電圧位相から電流位相への位相補正が用いられるので、この制御は、非干渉を図３８に示すように簡単にする。勿論、図３７とは対照的に、成分検出器２６における成分検出に起因して制御ループに追加遅延が存在する。ただし、非干渉コントロール２５は、そこでは電流のｑ成分がゼロになる補正済み基準フレームと共に機能する。
【０２０１】
実施の形態９．（追加フィルタ）
既に図３９に示したように、入力基準電圧ｕDCrefを濾波するために更なるフィルタ２７を使用できる。この種のフィルタ２７は、図１８−３２に示し、既に上述したように、実施の形態１〜４の各々にも使用できる。
【０２０２】
フィルタは変調指数の振幅を減少させる効果を持ち、従って、非干渉制御は、制限された出力電圧容量を用いて達成される。入力基準電圧の高い周波数成分はフィルタによって減少されるので、これらの成分は非干渉制御ユニットへ移送されない。その結果、利得ユニット２５ｇの出力は減少するはずである。これは、直流電圧コントローラの利得が低く、かつ／または、入力基準電圧が低速である場合には、非干渉制御ユニットＤＶ２が無視可能であることを意味する。
【０２０３】
実施の形態１０．（３相および単相）
既に説明したように、本発明の第三概念に基づく非干渉制御手段は２つの異なるシステム、すなわち、単相または３相システムへ適用される。更に、本質的に異なる２つの位相検出手段（電圧検出器ＰＬＬ付き、および、電圧検出器なし）を用いることができる。更に、フィルタは随意に使用できる。更に、３相システムにおいて、既に説明したように、ｉq＝０に保持することは容易である。ただし、単相システムにおいては、過渡検出遅延のために、ｉq＝０を保証することが困難であるので、（単相システムに関して図３９に示すように）非干渉制御手段の異なる内部構造が用いられる。
【０２０４】
３相システムにおいては、実施の形態５に基づき、電圧ＰＬＬの用法は一般的知られているので、電圧ＰＬＬが用いられる。実施の形態６は電圧ＰＬＬを持たず、その利点は成分の減少である。更に、単相システムにおいて、単相システムにおける本発明の適用について簡単に説明するために、実施の形態７は電圧ＰＬＬを用いない。ただし、単相システムは、実施の形態８に基づいて図４４に示すように、電圧ＰＬＬおよび電圧検出器を用いて機能することができることを理解されたい。実施の形態９に基づく追加フィルタは、他の任意の実施の形態において使用可能である。もちろん、実施形態は組み合わせ可能である。最後に、２ｆフィルタおよび直流電圧変動補償手段は、既に説明したように、任意装備ユニットであることに注意されたい。
【０２０５】
既に説明したように、本発明の第三概念は、電流および電圧ループの非線形微分方程式に近似させることによる非干渉制御に基づく。従って、独立した電圧および電流制御が達成できる。この種の非干渉手段は、補償器、好ましくは変圧器無し無効電力直列補償器を制御するために、単相システム又は３相システムにおけるコントローラ用に使用できる。本発明は、変圧器無し無効電力直列補償器の制御のみに制限されることなく、この制御は実際に変圧器を含む補償器にも充分同様に適用可能であることに注意されたい。補償器出力電圧および電流を制御することが必要なあらゆる装置に、変圧器無し無効電力直列補償器において直流コンデンサによって検出される線電圧を表わす式が利用可能なはずである。従って、上述の全ての制御方式は、変圧器を有する補償器にも適用可能である。
【０２０６】
第１１の実施の形態（レートリミッタ／非干渉制御）
上述した本発明の第３態様による第６〜第１０の実施の形態は、電流制御を電圧制御から非干渉とすることができる。これは、特に上述したレートリミッタの実施の形態に関して有用である。
【０２０７】
図４５に示すように、本発明の第１及び第２態様（第１〜第５の実施の形態）による信号セパレータＳＳは、非干渉制御手段とともに使用してもよい。即ち、電流コントローラ２０は制御電圧ｃｃoutを出力し、かつ信号セパレータは変調指数ｍq’を出力する一方、非干渉手段は、上記で説明したように、新規の修正された変調指数ｍqとｍdを出力する。図４６は、信号位相系統についての、図４５と同様のブロック図を示す。
【０２０８】
図４５、図４６で使用される好ましい信号セパレータは、図４７における第１１の実施の形態に従って例示される。該信号セパレータは、下部信号経路において、図２７におけるユニット２３３、２３４、及び２３５と同様の機能を実行する絶対値回路３４１と、リミッタ３４２と、レートリミッタ３４３とを備える。信号セパレータＳＳ５によって出力される変調指数ｍq’は、制御電圧ｃｃoutである。定常状態において、変調指数ｍq及びｍq’は、非干渉制御によりｍq＝ｍq’／ｕDCの関係を持つ。したがって、静的特性は一定の直流電圧制御について図２６と同じである。他方、動的特性は図４８及び図４９に示される。図４８及び図４９において、制御軌道はＣを通ってポイントＡ’からポイントＢ’に移行するが、変調指数ｍqの制御軌道は非干渉制御によりＡ’’からＢ’’に直接移動する。図４９に示すように、これは、変調指数が過渡時に一定ではなく、結果として出力端子電圧（図４９における最底部にある図における）は、ｍq’に等しいｃｃoutに直接比例する。従って、電流応答は非干渉制御と共に図４７の信号セパレータによって改良可能である。しかし、上述したように、送電線への干渉作用に起因して、本来既に備わっている電流及び電圧制御ループの干渉があるため、非干渉制御は図２４、図２５における実施の形態とともに有利に使用可能である。
【０２０９】
第１２の実施の形態（調節可能な直流電圧／レートリミッタ）
上記で、図１８〜図２５を参照して説明された実施の形態における過渡作用を低減させるため、おそらく非干渉制御と組み合わせて、レートリミッタを図２７、図３３、又は図４７に示すように下部信号経路において有利に使用することを説明した。しかし、図２７、図３３、及び図４７から理解されるように、レートリミッタは調節可能直流電圧制御の場合の制御経路にのみ挿入される。
【０２１０】
本発明の第１態様を使用していないコントローラでさえ、即ち完全な補償器端子出力電圧範囲に亘って従来の直流調節可能制御方法を用いるコントローラであっても、レートリミッタの使用及びおそらく非干渉制御とのレートリミッタの使用から利点を得ることが理解されよう。即ち、永久的に一定の変調指数ｍqを出力するが、可変直流基準電圧ｕDCrefを出力する図２１における任意のコントローラは、おそらく非干渉制御手段とともに、図２７、図３３、及び図４７における下部信号経路要素のみを使用しうる。これにより、調節可能直流電圧制御方法のみを使用するコントローラにおいて、電流コントローラ出力ｃｃoutにおける突然の大きな低下がある時にゼロ電圧を回避することができる。
【０２１１】
産業上の利用分野
上記で説明したように、本発明の第１態様は、補償器の低及び高出力電圧範囲それぞれにおける２つの異なる制御方法の使用に関する。これにより、高調波が減少し、ゼロ電圧が回避され、スイッチング損失が（少なくとも高出力電圧範囲において）減少する。本発明の第２態様により、電流コントローラ出力の突然の変更時かつ２つの制御領域の間の過渡状態において、ゼロ電圧が回避される。第３態様は、電流及び電圧制御ループの非干渉に関し、第１及び／又は第２態様と共に使用可能である。最後に、レートリミッタ及び非干渉制御手段に関する実施の形態は、一定の変調指数及び可変直流コンデンサ基準電圧ｕDCrefで制御を行うだけであるコントローラにおいても使用可能である。
【０２１２】
変圧器なし無効電力直列補償器又は変圧器を使用した補償器さえも制御するために、コンデンサ電圧を補償器端子の出力に印加するということを参照して本発明を上述したが、本発明の原理的概念は、所定の位相で電圧を送電線に供給する必要のあるその他の状況にも適用してもよいことを理解されたい。
【０２１３】
ただし、ここに記述した教示および説明は好ましい作動態様にのみ関係するものであること、および、ここに開示された教示に基づいて更なる実施形態が可能であることに注意されたい。従って、当業者は、前述の教示に基づいて更なる修正および改変を実施することが可能である。更に、本発明は、説明に記述され、かつ、これとは独立して特許請求の範囲に請求された特徴に基づく実施形態を含むことができる。従って、全てのこの種変化および修正が添付特許請求の範囲に含まれるものと解釈される。
【０２１４】
【発明の効果】
この発明は、電力送電線に補償器端子により直列挿入された無効電力直列補償器を制御するコントローラであって、前記電力送電線を流れる線電流（ｉ）を検出する線電流検出手段と、前記無効電力直列補償器のインバータの変調器に接続されたコンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を検出する直流電圧検出手段であって、前記変調器は、変調信号に依存して、前記インバータを介する前記コンデンサ（ＣDC）のコンデンサ直流電圧（ｕDC）の印加を制御する、直流電圧検出手段と、ｍ＝ｍd ｃｏｓ（ωｔ）−ｍq  ｓｉｎ（ωｔ）の形式である信号ｍを生成する変調信号生成手段であって、上式中、ωは前記変調信号として、前記変調器に供給される送電線の周波数である、変調信号生成手段と、前記線電流（ｉ）を所定の基準電流（ｉdref）に制御する電流制御ループであって、該電流制御ループの電流コントローラは、前記補償器の所望の補償器端子出力電圧（ｕc）に対応する制御信号（ｃｃout）を出力する、電流制御ループと、前記直流コンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を所定の基準電圧（ｕDCref）に制御する電圧制御ループであって、該電圧制御ループの直流電圧コントローラは、前記変調信号ｍについて変調指数ｍdを出力する、電圧制御ループと、前記電流コントローラにより出力された前記制御信号（ｃｃout）を入力として受け取り、前記変調信号ｍの前記変調指数ｍqを出力する第１出力を有し、かつ、前記電圧制御ループの前記所定の基準電圧（ｕDCref）を出力する第２出力を有する、制御方法選択手段（ＳＳ）とを備え、該制御方法選択手段（ＳＳ）は、前記補償器端子出力電圧（ｕc）が所定の補償器端子出力電圧閾値（ｕcth）よりも大きい場合には、一定の変調指数ｍqと、前記電流コントローラ出力（ｃｃout）によって指示されるように、補償器端子出力電圧（ｕc）の増減に依存して増減する前記基準電圧（ｕDCref）を出力し、かつ、前記制御方法選択手段（ＳＳ）は、前記補償器端子出力電圧（ｕc）が所定の補償器端子出力電圧閾値（ｕcth）よりも小さい場合には、実質的に一定の基準電圧（ｕDCref）と、前記電流コントローラ出力（ｃｃout）によって指示されるように、補償器端子出力電圧（ｕc）の増減に依存して増減する変調指数ｍqを出力するようにしたので、補償器端子出力電圧における高調波の発生を低減し、かつ、それでいてゼロ電圧を回避することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来の送電系統における直列補償器の原理構成図である。
【図２】  従来の各相に補償器を組込んだ３相系統を示す図である。
【図３】  図１、図２に用いられる一般的な補償器の詳細なブロック図である。
【図４】  図３に示すインバータの従来のＰＷＭ制御を示す図である。
【図５】  図１、図２に基づく補償器を含む従来の送電系統における電流と電圧の原理的関係を示す図である。
【図６】  図１、図２に基づく補償器を含む従来の送電系統における電流と電圧の原理的関係を示す図である。
【図７】  従来の線電流制御に関するフェーザダイアグラムを示す図である。
【図８】  従来の直流コンデンサＣDC充電時における電圧と電流の依存性のフェーザダイアグラムを示す図である。
【図９】  従来の過渡状態における直流コンデンサの充電を示す図である。
【図１０】  従来の単相コントローラを示す図である。
【図１１】  従来の３相コントローラを示す図である。
【図１２】  図１０、１１の従来のコントローラにおける干渉効果の概観図である。
【図１３】  補償器端子出力電圧における高調波成分の発生を示す図である。
【図１４】  可変変調指数による制御を用いた場合の、高調波成分の実効値（effective value）を基本成分の実効値と比較した図である。
【図１５】  一定直流電圧制御の例を示す図である。
【図１６】  調節可能直流電圧制御の例を示す図である。
【図１７】  調節可能直流電圧制御方法を使用するコントローラの場合の、高調波成分の実効値を基本成分の実行値と比較した図である。
【図１８】  図１２に示す従来の干渉効果の概要図である。
【図１９】  図１０、１１に示す基礎的コントローラのステップレスポンスを示す図である。
【図２０】  図１０、１１における従来のコントローラの利得特性を示す図である。
【図２１】  特に制御方法選択手段ＳＳ（信号セパレータ）を含む、本発明によるコントローラを示す図である。
【図２２】  特に制御方法選択手段ＳＳ（信号セパレータ）を含む、本発明によるコントローラを示す図である。
【図２３】  図２１，２２に示す制御方法選択手段の機能を示す図である。
【図２４】  信号セパレータの第１の実施の形態を示す図である。
【図２５】  信号セパレータの第２の実施の形態を示す図である。
【図２６】  特に従来技術による一定直流電圧制御と比較した、本発明によるコントローラの特徴を示す図である。
【図２７】  信号セパレータの第３の実施の形態、特に過渡状態におけるゼロ電圧を回避する、本発明の第２態様によるレートリミッタを示す図である。
【図２８】  本発明の第２態様によるレートリミッタが一定変調指数制御方法において用いられる場合の、静的特性及び過渡軌道を示す図である。
【図２９】  図２３におけるレートリミッタを使用した場合の、時間の経過に伴う変数の変化を示す図である。
【図３０】  レートリミッタを信号セパレータの前に配置した場合の、時間の経過に伴う変数の変化を示す図である。
【図３１】  離散時間におけるレートリミッタの一実施の形態を示す図である。
【図３２】  図２８におけるレートリミッタと類似するレートリミッタの効果を示す図である。
【図３３】  本発明の第２態様による信号セパレータの第４の実施の形態を示す図である。
【図３４】  図１８に示す干渉ユニットの上流に設置された非干渉制御手段を含む本発明の原理を示す図である。
【図３５】  図３４に基づく非干渉制御手段を含む本発明によるコントローラの原理ブロック図である。
【図３６】  非線形微分方程式の近似に基づいて実施される非干渉作用を示す図である。
【図３７】  電圧ＰＬＬを有する３相系統における本発明の実施の形態１による非干渉制御を含むコントローラのブロック図である。
【図３８】  本発明に基づく非干渉制御手段の詳細なブロック図である。
【図３９】  本発明の実施の形態３に基づく単相コントローラのブロック図である。
【図４０】  本発明の一実施の形態に基づく成分検出器を示す図である。
【図４１】  本発明に基づく非干渉制御を用いたステップレスポンスを示す図である。
【図４２】  発明の一実施の形態に基づく簡素化済み非干渉制御の利得特性を示す図である。
【図４３】  図１６に示す場合と同様であるが、本発明の実施の形態２による線電流位相検出用電流ＰＬＬを用いる３相系統を示す図である。
【図４４】  図１８に示す場合と同様であるが、本発明の実施の形態４による線電流位相検出用電流ＰＬＬを用いる単相系統を示す図である。
【図４５】  図３４〜図４４に示す非干渉制御とともに信号セパレータを用いた、本発明の第３態様によるコントローラを示す図である。
【図４６】  図３４〜図４４に示す非干渉制御とともに信号セパレータを用いた、本発明の第３態様によるコントローラを示す図である。
【図４７】  信号セパレータの第５の実施の形態を示す図である。
【図４８】  図４５，４６の非干渉コントローラにおいて信号セパレータを使用した場合の、過渡特性を示す図である。
【図４９】  図４５，４６の非干渉コントローラにおいて信号セパレータを使用した場合の、過渡特性を示す図である。
【符号の説明】
３  トランスレス無効電力直列補償器、２ａ，２ｂ  送電線、１３，１４  変調信号生成手段、１６  直流電圧コントローラ、１８，２１，２２  電流制御ループ、２０  電流コントローラ、２５  非干渉制御手段。
【図１】
0004230648.tif 000042
【図２】
0004230648.tif 000043
【図３】
0004230648.tif 000044
【図４】
0004230648.tif 000045
【図５】
0004230648.tif 000046
【図６】
0004230648.tif 000047
【図７】
0004230648.tif 000048
【図８】
0004230648.tif 000049
【図９】
0004230648.tif 000050
【図１０】
0004230648.tif 000051
【図１１】
0004230648.tif 000052
【図１２】
0004230648.tif 000053
【図１３】
0004230648.tif 000054
【図１４】
0004230648.tif 000055
【図１５】
0004230648.tif 000056
【図１６】
0004230648.tif 000057
【図１７】
0004230648.tif 000058
【図１８】
0004230648.tif 000059
【図１９】
0004230648.tif 000060
【図２０】
0004230648.tif 000061
【図２１】
0004230648.tif 000062
【図２２】
0004230648.tif 000063
【図２３】
0004230648.tif 000064
【図２４】
0004230648.tif 000065
【図２５】
0004230648.tif 000066
【図２６】
0004230648.tif 000067
【図２７】
0004230648.tif 000068
【図２８】
0004230648.tif 000069
【図２９】
0004230648.tif 000070
【図３０】
0004230648.tif 000071
【図３１】
0004230648.tif 000072
【図３２】
0004230648.tif 000073
【図３３】
0004230648.tif 000074
【図３４】
0004230648.tif 000075
【図３５】
0004230648.tif 000076
【図３６】
0004230648.tif 000077
【図３７】
0004230648.tif 000078
【図３８】
0004230648.tif 000079
【図３９】
0004230648.tif 000080
【図４０】
0004230648.tif 000081
【図４１】
0004230648.tif 000082
【図４２】
0004230648.tif 000083
【図４３】
0004230648.tif 000084
【図４４】
0004230648.tif 000085
【図４５】
0004230648.tif 000086
【図４６】
0004230648.tif 000087
【図４７】
0004230648.tif 000088
【図４８】
0004230648.tif 000089
【図４９】
0004230648.tif 000090