(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ロータと、複数相のコイルが巻かれたステータと、速度指令値に応じた電圧を前記コイルに印加する電圧印加手段と、前記電圧印加手段により前記コイルに流れる電流値を検出し出力する電流値出力手段と、モータ定数を含むモータのモデル式と前記電流値出力手段から出力された前記電流値と前記電圧印加手段により印加された電圧値とに基づき前記ロータの推定角度を演算出力する推定位置出力手段と、直流量で与えられる電流指令値を出力する電流指令値出力手段と、前記ロータの前記推定角度を用いて前記コイルに流す電流が前記電流指令値となるように制御する電流制御手段とを具備する位置センサレスモータの制御装置であって、
前記推定位置出力手段は、前記電流指令値が小さいときに比べて前記電流指令値が大きいときの前記モータ定数に含まれる前記コイルのインダクタンスが小さくなるように、前記電流指令値に応じて前記インダクタンスを変更するとともに、前記速度指令値が大きいときに比べて前記速度指令値が小さいときの前記推定角度の位相が遅れるように、前記速度指令値に応じて前記モータ定数を変更することで、前記推定角度を補正することを特徴とする位置センサレスモータの制御装置。
【請求項２】
前記推定位置出力手段は、モータの動作開始時に比べて動作開始一定期間後に前記モータ定数に含まれる前記コイルの抵抗値が大きくなるように前記抵抗値も変更することを特徴とする請求項１に記載の位置センサレスモータの制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は位置センサを用いずにモータモデル式と電流値、電圧値などを用いて演算出力したロータの位置（回転角度）を用いてモータを制御する事が可能な位置センサレスモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
位置センサを用いず電流センサから検出された電流と印加された電圧を用いてロータ位置θをモータのモデル式から推定する方式がある。そして位置θを用い１８０度の通電指令波形を作成し、１８０度（サイン波）通電駆動を行う。この技術に関しては電気学会論文集Ｄ、１１５、ｐ４２０（平７年４月）や電気学会論文集Ｄ、１１０、ｐ１１９３（平２年１１月）に記載されたものが良く知られている。
【０００３】
前者の内容の推定式について簡単に説明する。
【０００４】
モータの回転子磁極上に定義されたｄ軸とｑ軸電圧方程式は次式で表される。
【０００５】
【数１】
0004211110.tif 000002
【０００６】
上式においてｉd、ｉqは電流のｄ軸、ｑ軸成分、Ｌd、Ｌqはインダクタンスのｄ軸、ｑ軸成分、Ｖd*、Ｖq*は電圧のｄ軸、ｑ軸成分、Ｒは相巻線抵抗値、Ｅは速度起電力、ωは回転角速度である。また、φをｄ、ｑ軸上の電機子鎖交磁束とするとＥ＝ω・φとなる。
【０００７】
（数１）のモータのモデル式から導かれた以下の推定式に従い推定回転角度θc(n)と推定回転角速度ω(n)を演算出力する。
【０００８】
【数２】
0004211110.tif 000003
【０００９】
上式において、ＴはＰＷＭ周期、Ｋemは誘起電圧定数、Ｋe、Ｋθ、Ｋは制御ゲインである。さらに添え字(n)は今回の値、(n-1)は前回の値を示すため、Δθc(n-1)は前回計算したＰＷＭ毎の回転角速度を示す。
【００１０】
以上のように、ロータの位置（回転角度）を知るためのエンコーダなどの位置センサを用いることなく、モータのモデル式を用いて演算する事によってロータの角度と角速度を出力することが可能となる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記の従来方式では、モータのモデル式の抵抗ＲやインダクタンスＬや誘起電圧定数Ｋemを一定値で与えている。しかし実際のモータではインダクタンスＬは印加電流値によって変化する。また実際に計算で用いる電圧値がデッドタイム（上下スイッチング素子の同時導通を避けるための上下両方のスイッチングがオフする期間）などの影響があるため推定する角度が動作条件によって進んだり、遅れたりするため推定角度が実際の値からずれ、効率が低下したり希望通りのトルクが出力されないという問題点がある。
【００１２】
本発明は上記問題点に鑑み、モータモデル式の定数を電流値や回転数などの動作条件によって可変にする推定位置出力手段を設けることによって、動作状態に関わらずロータの実際の位置に精度良く推定する事で高効率な位置センサレスモータの制御装置を提供する事を目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
これらの課題を解決するために、本発明の位置センサレスモータの制御装置は、ロータと、複数相のコイルが巻かれたステータと、速度指令値に応じた電圧を前記コイルに印加する電圧印加手段と、前記電圧印加手段により前記コイルに流れる電流値を検出し出力する電流値出力手段と、モータ定数を含むモータのモデル式と前記電流値出力手段から出力された前記電流値と前記電圧印加手段により印加された電圧値とに基づき前記ロータの推定角度を演算出力する推定位置出力手段と、直流量で与えられる電流指令値を出力する電流指令値出力手段と、前記ロータの前記推定角度を用いて前記コイルに流す電流が前記電流指令値となるように制御する電流制御手段とを具備する位置センサレスモータの制御装置であって、前記推定位置出力手段は、前記電流指令値が小さいときに比べて前記電流指令値が大きいときの前記モータ定数に含まれる前記コイルのインダクタンスが小さくなるように、前記電流指令値に応じて前記インダクタンスを変更するとともに、前記速度指令値が大きいときに比べて前記速度指令値が小さいときの前記推定角度の位相が遅れるように、前記速度指令値に応じて前記モータ定数を変更することで、前記推定角度を補正するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図１から図１２を用いて説明する。
【００１５】
（実施の形態１）
図１は第１の実施の形態における位置センサレスモータの制御装置のブロック図である。
【００１６】
図１において、１はモータ、２はロータ、３はステータのコイル、４は電圧印加手段、５は電流値出力手段、６は電流センサ、７はＡＤコンバータ、８は３相２相変換部、９は推定位置出力手段、１０はＡＤコンバータ、１１は速度制御部、１２は電流指令値出力手段、１３は電流値制御手段、１４は電圧指令作成部、１５は２相３相変換部、１６はＰＷＭ制御器である。
【００１７】
以下、その動作について詳細に説明する。
【００１８】
モータ１は表面に永久磁石が配置されたロータ２とステータ（図示せず）に巻かれたコイル３（ｕ相コイル３ｕ、ｖ相コイル３ｖ、ｗ相コイル３ｗ）から構成される。
【００１９】
電圧印加手段４は図２に示す様に直流電源２０とトランジスタなどのスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）とスイッチング素子と逆並列に接続されたダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）、ベースドライブ回路２１から構成される。スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）をオン、オフして直流電源から電圧を与え各相のコイル３ｕ、３ｖ、３ｗに電流を流す。ここで、オン信号に応じてスイッチング素子を導通するためのベースドライブ回路２１が設けられている。
【００２０】
次に、電流値出力手段５は電流センサ６、ＡＤコンバータ７と３相２相変換部８から構成される。まず、コイル３に流れる電流はその内の２つの相の電流値が電流センサ６によって検出され電圧出力される。そして電圧はマイコンに内蔵されているＡＤコンバータ７によってマイコン内に取り込まれる。そして３相２相変換部８は次式の演算を行い３相交流量(iu、ｉv)から２相直流量(Ｉd、Ｉq)への変換し出力する。
【００２１】
【数３】
0004211110.tif 000004
【００２２】
上式で用いるロータの角度θcは後述する推定位置出力手段９から出力される推定角度θcを用いる。
【００２３】
次に電流指令値（ｉd*、ｉq*）を作成する手段について述べる。まず、速度指令値ω*に対応する電圧がＡＤコンバータ１０を通してマイコン内に取る込まれる。また、推定位置出力手段９から出力される角速度の推定値ωも速度制御部１１に入力される。そして速度指令値ω*と推定角速度ωの差を比例・積分(ＰＩ)制御を行いトルク指令Ｔを出力する。次に電流指令値出力手段１２はトルク指令Ｔを直流量の電流指令値（ｉd*、ｉq*）に変換して出力する。ここで、トルクと電流との間には次式が成立する。
【００２４】
【数４】
0004211110.tif 000005
【００２５】
ここで、ｉd、ｉqはそれぞれ電流値出力手段５から出力される電流値のｄ軸成分、ｑ軸成分である。また、φaは永久磁石の誘起電圧定数から求められる値、Pはロータの極対数である。
【００２６】
ここで、一般の表面磁石形モータ（ＳＰＭ）ではＬq＝Ｌdであるため、トルク指令値Ｔから電流指令値に次のように変換される。
【００２７】
【数５】
0004211110.tif 000006
【００２８】
即ち、上式に応じて電流指令値出力手段１２から電流指令値が出力される。
【００２９】
次に、電流値制御手段１３について説明する。電流値制御手段１３は電圧指令作成部１４、２相３相変換部１５、ＰＷＭ制御器１６から構成される。まず電圧指令作成部１４は電流指令値出力手段１２と電流値出力手段５から出力される直流量（ｉd*、ｉq*）と（ｉd、ｉq）の各々の誤差を次式のＰＩ動作に従って電圧指令値（Ｖd*、Ｖq*）に変換し出力する。
【００３０】
【数６】
0004211110.tif 000007
【００３１】
ここで、ＫP、ＫIはそれぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。
そして、２相３相変換部１５は２相直流電圧量(Ｖd*、Ｖq*)から３相交流量(Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*)への変換を次式に従って行い出力する。
【００３２】
【数７】
0004211110.tif 000008
【００３３】
上式で用いるロータの角度θcは同様に後述する推定位置出力手段９から出力される推定角度θcを用いる。
【００３４】
次にＰＷＭ制御器１６について図２と図３を用いて説明する。
【００３５】
電圧印加手段４はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）の損失を低減するためオンまたはオフの動作を行う。この手法はモータのスイッチング素子の制御ではよく知られたＰＷＭ制御というものでありこれについて説明する。
【００３６】
まず、三角波発生回路２２は図３に示す三角波を発生させる。そして図３に示す電圧（例えばＶu*）を三角波と比較し電圧が三角波より大きい場合にスイッチング素子Ｑ１を導通し、電圧が三角波より小さい場合にスイッチング素子Ｑ４を導通する（実際には後述するようにスイッチング素子Ｑ１とＱ４の同時導通を避けるためスイッチング素子Ｑ１とＱ４が両方ＯＦＦであるデッドタイム期間が存在する）。即ち、ＰＷＭ期間（三角波の１周期）にオンまたはオフの指令が与えられ、オン期間の長さによって各相に印加される電圧が制御される。ＰＷＭの１周期は３００μsec〜５０μsec程度の値が採用されている。
【００３７】
次に、推定位置出力手段９について説明する。推定位置出力手段９は、以下のモータの理論式から導かれたモデル式を用い最終的に回転角度θcと回転角速度ω(n)を演算出力する。
【００３８】
まず、モータ定数の一つの変数であるｄ軸インダクタンスＬd、ｑ軸インダクタンスＬqを以下の式を用いて求める。
【００３９】
【数８】
0004211110.tif 000009
【００４０】
上式においてはＬd#max、Ｌq#maxは印加電流が小さくステータが飽和していない場合のｄ軸、ｑ軸のインダクタンスの最大値である。また、Ｌd#min、Ｌq#minをインダクタンスの最小値、Ｌd#nom、Ｌd#nomを演算のための切片、Ｋd、Ｋqは比例定数とする。
【００４１】
図４に電流ｉとインダクタンスＬの関係を示す。ここでＬdの変化はｉd、Ｌqの変化はｉqの変化に各々対応している。図４に示すようにモータインダクタンスは電流が増加するとステータの磁気飽和によって実線のようにインダクタンスが減少する。そこで演算で用いるインダクタンスＬd、Ｌqを（数８）に従い点線の様に補正して与える。
【００４２】
次に、上式で求めたＬd、Ｌqを用いて、中間変数Δｉγ(n)とΔｉδ(n)を以下の式から求める。
【００４３】
【数９】
0004211110.tif 000010
【００４４】
電圧のｄ軸成分Ｖd*、ｑ軸成分Ｖq*は電圧指令作成部１４から出力される電圧指令値を用いる。また、ＴはＰＷＭ周期、Ｅは（数１０）で求められた回転数に比例する誘起電圧、Ｒは相巻線抵抗値[Ω]を代入する。さらに添え字(n)は今回の値、(n-1)は前回の値を示すため、Δθ(n-1)は前回計算したＰＷＭ毎の移動量を示す。
【００４５】
次に（数９）で求めたΔｉγ(n)とΔｉδ(n)を次式に代入し誘起電圧Ｅ(n)とＰＷＭ毎の移動量Δθ(n)の演算を行う。
【００４６】
【数１０】
0004211110.tif 000011
【００４７】
ここで、Ｋemはモータの回転数あたりの誘起電圧定数、Ｋθ、Ｋeは制御ゲインを表す。
【００４８】
そして、次式に示すように前回角度に今回の移動量を加算して回転角度θcと移動量Δθをフィルタ処理して回転角速度ω(n)を演算出力する。
【００４９】
【数１１】
0004211110.tif 000012
【００５０】
以上のように、ロータ２の位置（角度）を知るためのエンコーダなどの位置センサを用いることなくモータのモデル式を用いて演算する事によってロータ２の角度と角速度を出力することが可能となる。また、インダクタンスの電流量による変化を考慮しているため位置推定精度が良く常に高効率が実現される。例えば、モータの種類や電流量にもよるが実際のＬに対して演算で用いるＬの値が３０％程度大きくなると推定角度は２０度程度遅れる場合がある。この場合出力されるトルクは６％程度少なくなり効率の低下が起こる事となる。
【００５１】
本実施の形態において図１に示すように電流センサ６を除く電流値出力手段５からＰＷＭ制御器１６まではアナログ／デジタル変換や演算処理でありマイコン内で実現される。
【００５２】
尚、本実施の形態では電流値出力手段５から出力される検出電流値を用いてインダクタンスＬd、Ｌqの変更を行っている。ここで、実際に印加される電流は電流制御手段１３によって電流指令値に従うように制御されているため、電流指令値出力手段１２から出力される電流指令値（ｉd*、ｉq*）を用いて（数８）のインダクタンスの補正を行っても同様の効果を得ることは言うまでもない。
【００５３】
また、本方式は磁石の付いたモータのみならず、磁石がなく鉄のみで構成されるシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）に対しても有効なことは言うまでもない。ここで、ＳｙｎＲＭのモータ式に関する展開は本特許の主要とする所でないため省略する。詳細は電気学会半導体電力変換研究会資料、９８年、Ｎｏ.３１を参照。前記文献でもインダクタンスを用いて位置を推定している。
【００５４】
（実施の形態２）
図５は第２の実施の形態における位置センサレスモータの制御装置のブロック図である。
【００５５】
図５において、１はモータ、２はロータ、３はステータのコイル、４は電圧印加手段、５は電流値出力手段、６は電流センサ、７はＡＤコンバータ、８は３相２相変換部、１０はＡＤコンバータ、１１は速度制御部、１２は電流指令値出力手段、１３は電流値制御手段、１４は電圧指令作成部、１５は２相３相変換部、１６はＰＷＭ制御器、１９は推定位置出力手段である。
【００５６】
ここで、既に述べた実施の形態１と同一の動作をする１から８、および１０から１６については同様の番号を付け説明を省略する。即ち、実施の形態１に対し実施の形態２では推定位置出力手段が変更されている。
【００５７】
以下、その動作について説明する。
【００５８】
実施の形態１と同様にロータの角度θcは後述する推定位置出力手段１９から出力される推定角度θcを用い、３相２相変換部８は（数３）と全く同じ演算を行い３相交流量(iu、ｉv)から２相直流量(Ｉd、Ｉq)への変換し出力する。
【００５９】
さらに、実施の形態１と同様にロータの角度θcは後述する推定位置出力手段１９から出力される推定角度θcを用い、２相３相変換部１５は２相直流電圧量(Ｖd*、Ｖq*)から３相交流量(Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*)への変換を（数３）と全く同じに行い出力する。
【００６０】
次に、推定位置出力手段１９は、同様にモータのモデル式から導かれた式を用い最終的に回転角度θcと回転角速度ω(n)を演算出力する。同様に演算過程において中間変数Δｉγ(n)とΔｉδ(n)を（数９）から求め、（数１０）により誘起電圧Ｅ(n)とＰＷＭ毎の移動量Δθ(n)の演算を実施する。さらに（数１１）を用いて前回角度に今回の移動量を加算して回転角度θcと移動量をフィルタ処理して回転角速度ω(n)を演算出力する。
【００６１】
ここで（数９）で用いるＶd*(n-1)、Ｖq*(n-1)に対して実際に印加される電圧について考える。
【００６２】
まず、電圧を印加するための図２に示す電圧印加手段４の１相分のスイッチング素子Ｑ１とＱ４の動作について説明する。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４は同時導通によるスイッチング素子の破壊をさけるための同時遮断期間（デッドタイム）が設けられる。図６（ａ）、図６（ｂ）はｕ相のスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４の導通、遮断のタイミングを示す。各々Ｈ（ハイ）の時が導通（オン）を示し、Ｌ（ロウ）の時が遮断（オフ）を示す。ここで、図３（ａ）、（ｂ）において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４がともに遮断である期間Ａ1、Ａ2が存在する。この同時遮断期間をデッドタイムと言う。デッドタイムは図２のベースドライブ回路２１に含まれるマイコンからの信号を伝達するフォトカプラ（図示せず）、スイッチング素子を駆動する回路（図示せず）、スイッチング素子の立ち上がり、立ち下がりなどの時間差を吸収し同時導通を避けるため数μ秒程度設けられている。
【００６３】
以上のデッドタイムのため、指令電圧値の絶対値に対して実際に印加される電圧値の絶対値は小さくなる。ここで、モータ１に印加される電圧は回転数が大きいほど誘起電圧が大きくため大きくなる。デッドタイムによる電圧の低下分が一定であると仮定すると、電圧が大きくなるほどデッドタイムの影響は小さくなる。
【００６４】
デッドタイムの影響で電圧が印加されないと電流が小さくなり（数９）の第４項、第５項が小さくなるためΔＩγは負となり（数１０）のＥ(n)が大きくなる。Ｅ(n)が大きくなると（数１０）の第２式からΔθ(n)は大きくなり推定値が進み位相が進む事となる。位相が進むと（数１２）の位相βがβ＝０からずれる事になりトルクが減少する。
【００６５】
【数１２】
0004211110.tif 000013
【００６６】
ここで、ｉはｉd、ｉqのベクトル和で得られる電流値、βは電流位相である。
【００６７】
以上により（数１０）のＫem一定の場合の回転数とトルクの特性図を図７に示す。図７に示すようにモータから計算されたあるＫem1を与えると図７の点線のように低速度域で電流位相が進みすぎるためトルクが低下している。そこで、Ｋem1よりも大きいＫem2を与えると（数１０）の第２式で演算されるように低速度域でΔθが小さくなり位相進みが改善され図７の実線のような速度−トルク特性が得られる。しかし、低速度域から高速度域までＫem2一定で演算すると、デッドタイムの影響の小さくなる高速度域に行くと位相が逆に遅れすぎてトルクが低下する事になる。
【００６８】
そこで、図８に回転数ωと与える誘起電圧定数Ｋemとの関係を示す。図８に示すように低速度域でＫem2を用い、高速度域でＫem1を用い、その間の回転数でＫemを次式に従って変化させる。
【００６９】
【数１３】
0004211110.tif 000014
【００７０】
上式においてはωは推定位置出力手段１９において前回演算された回転角速度ω(n-1)を用いる。ωL、ωHは図７に示すＫemの変化する回転数、Ｋem3は図７に示すＫemの切片の値、Ｋem2をＫemの最大値、Ｋem1をＫemの最小値とする。
【００７１】
以上のようにＫemを与える事により、全ての回転数でトルクが最大となり効率も良くなる。
【００７２】
以上のように、ロータ２の位置（角度）を知るためのエンコーダなどの位置センサを用いることなくモータのモデル式を用いて演算する事によってロータ２の角度と角速度を出力することが可能となる。また、回転数によるデッドタイムの影響を考慮しているため位置推定精度が良く常に高効率が実現される。
【００７３】
尚、既に述べた様にデッドタイムの影響は電圧が小さい場合に大きいため、電圧指令作成部１４から出力される電圧が小さい場合にはＫemを大きくして、大きい場合には小さくする事によって同様の効果が得られる事は言うまでもない。
【００７４】
また電流量が大きいとスイッチング素子の電圧の立ち下がりが早く、電流量が小さいとスイッチング素子の電圧の立ち下がりが遅いため、デッドタイムの影響度合いが異なる。そこで、電流量に応じてＫemを変化させても同様の効果が得られる。さらに、回転数、電圧、電流量を全て考慮してＫemを変化させる事でより効果が増す事は言うまでもない。
【００７５】
ここで、デッドタイムの影響を一定として補償するデッドタイム補償と言われる方式がある。しかし上述したようにデッドタイムの影響は電流量などによって変化するためなかなか完全に補償する事は難しく位相の変化は発生する。そこでＫemを変化させる事で位相を調整できることとなり同様の効果を得る。
【００７６】
ここで、直接（数９）のＶd*、Ｖq*をデッドタイムの影響を考慮して変化させても同様の効果を得ることは言うまでもない。
【００７７】
また、（数９）で用いられるコイルの抵抗値Ｒも起動時は温度が低いため小さく、動作時は温度が上昇し大きくなる。抵抗値が大きくなると位相が遅れる事となり最適効率位相とはならない。しかし、温度上昇は動作状況や使用環境によって異なるため一意に決定することができないが、抵抗変化を動作開始後の時間の関数で与えるように予め設定する事である程度の補正が可能となり同様の効果を有する事は言うまでもない。
【００７８】
尚、本実施例は電流指令値と電流値出力手段から出力される直流量（ｉd*、ｉq*）と（ｉd、ｉq）の誤差をＰＩ制御によって制御している。しかし従来アナログ系で行っていた３相の電流値制御手段１３を構成しても良い事は言うまでもない（図示せず）。即ち、電流値出力手段５から交流量（ｉu、ｉv）を出力する。そして電流値指令手段１２から出力される（ｉd*、ｉq*）を推定位置出力手段１９から出力される推定位置θcを用いて２相３相変換して交流電流指令値（ｉu*、ｉv*）を出力する。そしてｉu*とｉu、ｉv*とｉvの誤差をＰＩ制御してＶu*、Ｖv*を求め、Ｖw*をＶw*＝−Ｖu*−Ｖv*から求める。これらの値をＰＷＭ制御器１６に与える構成でも同様の効果を得る事は言うまでもない。
【００７９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、電圧印加手段４により印加された電圧値と電流値出力手段５から出力された電流値を推定位置出力手段９に入力してモータのモデル式から位置を演算推定する。ここで、推定位置出力手段９はモデル式で用いるモータ定数を動作条件に応じて変化させる。即ち、電流指令値あるいは電流値が増加するとモータのモデル式のインダクタンスを減少させる。そして、誘起電圧定数を回転数が低い時に大きくし、回転数が大きい時に小さくする推定位置手段を設ける。さらに、抵抗値を動作開始時には低く、動作開始一定期間後に大きくする。これにより、インダクタンスの電流量による変化やデッドタイムの影響を補償できる事となり位置推定精度が良く常に高効率な位置センサレスモータの制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態における位置センサレスモータの制御装置のブロック図
【図２】電圧印加手段とＰＷＭ制御器の説明図
【図３】電圧指令と三角波とスイッチングの説明図
【図４】第１の実施の形態における電流とインダクタンスの関係図
【図５】第２の実施の形態における位置センサレスモータの制御装置のブロック図
【図６】（ａ）は第２の実施の形態におけるスイッチング素子Ｑ１の導通・遮断タイミング図
（ｂ）は第２の実施の形態におけるスイッチング素子Ｑ２の導通・遮断タイミング図
【図７】第２の実施の形態においてＫem一定の場合の回転数とトルクの特性図
【図８】第２の実施の形態における回転数と誘起電圧定数の関係図
【符号の説明】
１  モータ
２  ロータ
３，３ｕ，３ｖ，３ｗ  ステータのコイル
６  電流センサ
【図１】
0004211110.tif 000015
【図２】
0004211110.tif 000016
【図３】
0004211110.tif 000017
【図４】
0004211110.tif 000018
【図５】
0004211110.tif 000019
【図６】
0004211110.tif 000020
【図７】
0004211110.tif 000021
【図８】
0004211110.tif 000022