(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも二信送信信号を生成するようオフセット周波数によって変調された搬送周波数を発生する発振器であって、周波数制御入力を有する前記発振器と、
前記周波数制御入力に結合され、前記送信信号のスペクトルを拡散する拡散スペクトル変調器と、
を備え、前記スペクトル変調器はさらに、
搬送周波数選択器と、
複数の入力ノードを有し、該入力ノードの１つが前記周波数選択器に接続される第１の加算器と、
温度によって引き起こされる周波数変化の補償のために前記第１の加算器のさらなる入力ノードに接続される温度センサと、
前記第１の加算器の出力及び前記周波数制御入力に接続されるディジタル・アナログ変換器と、
複数の入力ノードを有し、該入力ノードの１つが前記ディジタル・アナログ変換器に接続される第２の加算器と、
該第２の加算器の前記入力ノードのもう１つに接続される擬似ランダムノイズ変調器と、を備える連続波二信ドップラレーダ。
【請求項２】
少なくとも二信送信信号を生成するようオフセット周波数によって変調された搬送周波数を発生する発振器であって、周波数制御入力を有しかつ周波数測定出力を有する前記発振器と、
前記周波数制御入力に結合され、前記送信信号のスペクトルを拡散する拡散スペクトル変調器と、
を備え、前記拡散スペクトル変調器はさらに、
搬送周波数選択器と、
該搬送周波数選択器及び前記周波数測定出力に接続される位相ロックループと、
複数の入力ノードを有し、該入力ノードの１つが前記位相ロックループに接続される加算器と、
前記入力ノードのもう１つに接続されるディジタル・アナログ変換器と、
該ディジタル・アナログ変換器に接続される擬似ランダムノイズ変調器と、を備える連続波二信ドップラレーダ。
【請求項３】
少なくとも二信送信信号を生成するようオフセット周波数によって変調された搬送周波数を発生する発振器であって、周波数制御入力を有しかつタイムスロット中に前記送信信号を発生する前記発振器と、
前記周波数制御入力に結合され、前記送信信号のスペクトルを拡散する拡散スペクトル変調器と、
戻り信号と該戻り信号以外の複数個の受信された信号のうちの１つとの間の妨害を感知し、（ａ）前記搬送周波数及び（ｂ）前記タイムスロットの１つを調整する送信調整信号を発生する競合検出器と、
前記送信調整信号に応答して（ａ）前記搬送周波数及び（ｂ）前記タイムスロットのそれぞれの１つを調整するための妨害制御器と、を備えた連続波二信ドップラレーダ。
【請求項４】
前記競合検出器はさらにＡｌｏｈａ及び変更された予約Ａｌｏｈａの１つを実行する手段を含む請求項３に記載のレーダ。
【請求項５】
前記変更された予約Ａｌｏｈａを実行する手段が、
周波数フレーム及び該周波数フレームの１つにおけるタイムスロットを選択する手段と、
前記周波数フレームにおいて占有されないタイムスロットを選択する手段と、
前記占有されないタイムスロットにおいて送信するための手段と、を備えた請求項４に記載のレーダ。
【請求項６】
前記競合検出器は、
問題の範囲を超えてドップラ周波数シフトを有する信号の受信信号強度を感知するための手段と、
前記信号強度を、チャンネルのためのノイズ信号及び現在の閾値の合計と比較するための手段と、
前記信号強度が前記合計を超えたときはいつでも競合が存在するということを宣言するための手段と、を備えた請求項３に記載のレーダ。
【請求項７】
前記競合検出器は、
問題の範囲を超えてドップラ周波数シフトを有する信号の複数個の受信信号強度を感知するための手段と、
前記受信信号強度の平均を計算するための手段と、
前記平均を、チャンネルのためのノイズ信号及び現在の閾値の合計と比較するための手段と、
前記信号強度が前記合計を超えたときにはいつでも競合が存在するということを宣言するための手段と、を備えた請求項３に記載のレーダ。
【請求項８】
前記妨害制御器は、
所定の帯域幅への周波数分割多重アクセスを提供するよう所定のステップで前記搬送周波数を変更するための周波数コントローラを含む請求項３に記載のレーダ。
【請求項９】
前記周波数コントローラは、コンピュータプロセッサを含む請求項８に記載のレーダ。
【請求項１０】
前記妨害制御器は、送信信号の前記タイムスロットを変更して所定の時間間隔における時間分割多元接続を提供するためのパルス変調器を含む請求項３に記載のレーダ。
【請求項１１】
前記パルス変調器は、
クロックと、
該クロックに接続され、タイムスロットを発生するディジタル論理回路と、
前記タイムスロットの選択された１つの間に前記送信信号をターンオンするための送信スイッチと、を含む請求項１０に記載のレーダ。
【請求項１２】
少なくとも二信送信信号を生成するようオフセット周波数によって変調された搬送周波数を発生する発振器であって、周波数制御入力を有する前記発振器と、
前記周波数制御入力に結合され、前記送信信号のスペクトルを拡散する拡散スペクトル変調器と、
受信信号強度に基づいて電力制御信号を発生するための振幅分類と、
前記電力制御信号に応答して送信電力を変更し、それにより送信電力の所定の範囲内で適応利得を提供するＲＦ減衰器と、を備えた連続波二信ドップラレーダ。
【請求項１３】
タイムスロット中に少なくとも二信送信信号を生成するようオフセット周波数によって変調された搬送周波数を発生する発振器と、
戻り信号と該戻り信号以外の複数個の受信信号の１つとの間の妨害を感知する競合検出器であって、不可能な速度範囲の受信信号の強度をサンプリングし平均化し、平均強度と閾値とを比較し、その比較結果に基づいて（ａ）前記搬送周波数及び（ｂ）前記タイムスロットの１つを調整する送信調整信号を発生するための競合検出器と、
前記送信調整信号に応答して、（ａ）前記搬送周波数及び（ｂ）前記タイムスロットのそれぞれ１つを調整するための妨害制御器と、を備えた連続波二信ドップラレーダ。
【請求項１４】
前記妨害制御器は、
所定の帯域幅への周波数分割多元接続を提供するよう所定のステップで搬送周波数を変更するための周波数コントローラを備えた請求項１３に記載のレーダ。
【請求項１５】
前記周波数コントローラはコンピュータプロセッサを含む請求項１４に記載のレーダ。
【請求項１６】
前記妨害制御器は、
所定の時間間隔への時間分割多元接続を提供するよう送信信号のタイムスロットを変更するためのパルス変調器を備えた請求項１３に記載のレーダ。
【請求項１７】
前記パルス変調器は、
クロックと、
該クロックに接続されてタイムスロットを発生するディジタル論理回路と、
前記タイムスロットの選択された１つの間に前記送信信号をターンオンするための送信スイッチと、を備えた請求項１６に記載のレーダ。
【請求項１８】
さらに、
受信信号強度に基づいて電力制御信号を発生するための振幅分類と、
前記電力制御信号に応答して送信電力を変更し、それにより送信電力の所定の範囲内で適応利得を提供するＲＦ減衰器と、を備えた請求項１３に記載のレーダ。
【請求項１９】
タイムスロット中に搬送周波数においてスペクトルを有する連続二信波形を発生するための手段と、
前記連続二信波形の戻り信号及び該戻り信号以外の複数個の受信信号間の競合を検出するための手段であって、不可能な速度範囲の受信信号の強度をサンプリングし平均化し、平均強度と閾値とを比較し、その比較結果に基づいて（ａ）前記搬送周波数及び（ｂ）前記タイムスロットの１つを調整する送信調整信号を発生する、前記検出するための手段と、
前記送信調整信号に応答して、（ａ）前記搬送周波数及び（ｂ）前記タイムスロットのそれぞれ１つを調整するための手段と、を備えた連続波二信ドップラレーダ。
【請求項２０】
前記競合検出手段は、
選択されたチャンネルにおいて、戻り信号及び該戻り信号以外の複数個の受信された信号のうちの１つとの間の妨害を感知するための競合検出器と、
感知された妨害に応答して、前記送信調整信号を発生するための競合プロトコルを実行する手段と、を備えた請求項１９に記載のレーダ。
【請求項２１】
前記調整するための手段は、
検出された競合に応答して、連続波二信波形のタイムスロットを変更し、それにより、所定の時間間隔において時間分割多元接続を提供するパルス変調器を備えた請求項１９に記載のレーダ。
【請求項２２】
前記調整するための手段は、
検出された競合に応答して、連続波二信波形の周波数を変更し、それにより、所定の帯域幅に対する周波数分割多元接続を提供する周波数コントローラを備えた請求項１９に記載のレーダ。
【請求項２３】
前記調整するための手段は、
検出された競合に応答して、連続波二信波形の送信電力を変更し、それにより、送信電力の所定の範囲における適応利得を提供するＲＦ減衰器を備えた請求項１９に記載のレーダ。
【請求項２４】
前記発生手段は周波数制御入力を有し、さらに、
前記周波数制御入力に結合され、前記連続波二信波形のスペクトルを拡散する拡散スペクトル変調手段を備えた請求項１９に記載のレーダ。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
技術分野
本発明は、多数アクセスの連続波（“ＣＷ”）の二信ドップラレーダに関する。
背景技術
ＣＷ二信ドップラレーダは、２つのＣＷ信号を送信し、送信された信号と受信された信号との間の位相差を測定することによって範囲を測定する良く知られた型のＣＷレーダである。対象までの距離が位相差から計算される。
しかしながら、ＣＷドップラレーダシステムは、ユーザの送信機によって送られ対象によって反射された戻り信号を、他のユーザの送信機からの送信信号またはこれら送信機からの戻り信号のような他のレーダ信号から区別することができない。このような他の発信源からのこれら受信信号は、最初のユーザの戻り信号の受信に対して妨害もしくは干渉となる。ＣＷドップラレーダのこの特徴は、１つのレーダを他のこのようなレーダの範囲内で動作させる場合に相当な欠点となる。
戻り信号を区別するための抑え難い必要性がある１つの適用例は、衝突回避システムのためのＣＷドップラ二信レーダの使用である。例えば、表面車両においてこのようなレーダを用いれば、固定のまたは移動する対象との衝突について早期に警告を与えることによって安全性を高めることができる。この種のレーダを適用すれば、対象の範囲及び速度に関する情報を提供することができてドライバが適切な回避操縦を取るのを可能とする。
衝突回避システムのためにＣＷドプラ二信レーダを適用することは、例えば、すべてＡｓｂｕｒｙ等に与えられた米国特許第5,285,207号、第5,189,426号及び第5,181,038号によって知られている。しかしながら、これらすべての発明は、二信周波数を時間的に多重送信することによって戻り信号を追跡するものであり、このことは、ドプラシフトを測定するために特別に設計されたスイッチング速度を必要とする。この方法を用いた場合、時間解像度が一層重大なので、この技術はドプラを測定する能力に悪影響を与える。同じ理由で、この方法は、騒々しいもしくはマイクロフォニック局部発振機のようなエラー源に対して、または自動車両のような高振動環境における動作に対して敏感である。加えて、これらの発明はアナログ信号処理技術を用いており、これはディジタル技術よりも正確さに劣り、かつ温度ドリフト及び要素変動に対してディジタル技術よりも影響を受け易い。
時間多重送信を用いれば、また、拡散スペクトル技術の使用を避けて、受信信号の妨害もしくは干渉を減少する。時間多重送信方法は、二信波形に与えられる雑音信号を同期化させる必要があるであろうし、これを達成するための既知の方法はない。
発明の概要
搬送周波数においてスペクトルを有する送信信号を発生する発振機であって、周波数制御入力を有する前記発振機と、送信信号のスペクトルを広げるために周波数制御入力に結合される拡散スペクトル変調手段と、を備えた連続波二信ドプラレーダ。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明による多重アクセス、連続波（“ＣＷ”）、二信ドプラレーダの送信回路及び受信回路の第１の実施形態のブロック図である。
図２は、本発明によるレーダのディジタル信号プロセッサ及びシステムプロセッサのブロック図である。
図３Ａは、本発明によるレーダの周波数制御回路の第１の実施形態のブロック図である。
図３Ｂは、本発明によるレーダの周波数制御回路の第２の実施形態のブロック図である。
図４は、本発明によるレーダのタイミング制御回路のブロック図である。
図５は、本発明によるレーダの電力調整回路のブロック図である。
図６は、送信調整信号を発生するために本発明によって用いられる方法を示すフロー図である。
好適な実施形態の詳細な説明
本発明のレーダシステム１００の第１の実施形態が図１に示されている。局部発振機１０５は、引き続き説明されるであろう周波数コントローラもしくは制御器１１０によってセットされかつ維持される送信搬送周波数Ｌ０を発生する。発振機１０５は、例えば、電圧制御された発振機であって良い。
搬送周波数Ｌ０は、両側波帯抑圧搬送波ミクサ１１５においてオフセット周波数信号Ｆ１によって変調される。信号Ｆ１は、タイミング回路１３５によって送られ、高調波を除去するためにフィルタ１１７によってろ波され、増幅器１１８によって増幅される。ミクサ１１５の出力周波数は、Ｌ０＋Ｆ１及びＬ０−Ｆ１である。これら二信信号間の分離すなわち二信分離は、２Ｆ１、もしくは△ｆである。Ｌ０及びＦ１の代表的な値は、それぞれ、２４．１２５ＧＨｚ及び１５０ＫＨｚであり、３００ＫＨｚの△ｆとなる。二信レーダ範囲に対する良く知られた関係を用いて、これらの周波数は、車両レーダに対して合理的な範囲である約５００メートルの明瞭な範囲となる。
ミクサ１１５からの出力信号は、電力調整回路１２５によって制御されるＲＦ減衰器１２０によって変調される。ＲＦ信号は次に送信スイッチ１３０によってパルス変調される。スイッチ１３０はパルス幅Ｗを時間的に限定し、パルス繰り返し間隔（すなわちフレーム時間）はＩであり、ＩはＷよりも大きい。スイッチ１３０はタイミング回路１３５によって制御される。
ＲＦ信号はＲＦ電力増幅器１４０によって増幅され、電力スプリッタ１４２によって帯域フィルタ１４５に結合される。フィルタ１４５は、送信及び受信信号のために用いられるアンテナ１５０に接続される。フィルタ１４５は、送信及び受信モードの双方において帯域外信号を減少する。
アンテナ１５０は、時間遅延、より低い振幅、及びドップラ周波数シフトＤを除いては送信された信号と同じである戻り信号を受信する。戻り信号は、帯域フィルタ１４５によりろ波され、ダウンコンバータミキサ１５５により処理される。ミキサ１５５のための局部発振機は、送信搬送波Ｌ０から周波数Ｆ２だけオフセットされ、該オフセットは、Ｆ２の同相分（Ｆ２Ｉ）及び直角分（Ｆ２Ｑ）を用いて低い方の側波帯ミキサ１６０Ａ及び１６０Ｂ内で行われる。信号Ｆ２Ｉ及びＦ２Ｑは、タイミング回路１３５により送られ、それぞれフィルタ１６１Ａ及び１６１Ｂによりろ波され、そして増幅器１６２Ａ及び１６２Ｂにより増幅される。ミキサ１６０への送信搬送波入力は、９０度位相シフタ１６５によって生成されるＬ０の同相分及び直角分である。
ミキサ１５５のＩＦ出力信号は、Ｆ１＋Ｆ２＋Ｄ及びＦ１−Ｆ２−Ｄである。例えば、前述の１５０ＫＨｚのＦ１及び５０ＫＨｚのＦ２を用いて、受信ＩＦ周波数は、１００及び２００ＫＨｚである。これらのダウンコンバータＩＦ信号は、低ノイズＩＦ増幅器１７０によって増幅され、フィルタ１７５によって帯域ろ波され、そしてアナログ・ディジタル（“Ａ／Ｄ”）変換器１８０によってディジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器は、後述するように、信号情報を取得するために適切な速度でＩＦ信号をサンプリングする。Ａ／Ｄ変換器１８０のダイナミックレンジは、送信フィードスルー（feedthru）信号及び地面（グランド）クラッタのような他の信号の存在中に弱い信号を見つけるために充分に大きくなければならない。例えば、この状態は、瞬時ダイナミックレンジの７５−９３、すなわち１２−１５ビットを必要とするであろう。
Ａ／Ｄ変換器１８０の出力、すなわち複数個のサンプルを持ったＴＴＬディジタル信号は、窓（ウインドウ）関数１９０によって乗算され、次に、図２に示されるディジタル信号プロセッサ（“ＤＳＰ”）１８５において高速フーリエ変換（“ＦＦＴ”）アルゴリズム２００によって処理される。信号は、座標変換器２０５によってデカルト座標から極座標に変換される。信号は、通常の信号アナライザもしくは分析器２１０によって処理され、該アナライザ２１０は、振幅（すなわち、拒絶弱信号）及びドップラシフト（すなわち、目標の予想される速度範囲の外側の拒絶速度）の或る閾値に見合わない信号を拒絶することによって、受信された信号を分類する。受信されたチャンネルにおける各分類された受信信号ごとのアナライザ２１０の出力は、対象の速度及び範囲、受信信号強度（“ＲＳＳ”）、並びに受信された信号対雑音比（“ＳＮＲ”）であり、これらの情報は、対象追跡器（トラッカ）２１２に送られる。
対象トラッカ２１２は、過去及び現在のデータから、平滑化された範囲、平滑化された速度、及び加速度を計算する。結果はランカ（ranker）２１４に送られ、そこで各信号ごとに衝突すべき時刻を計算し、優先順位に従って最も重要な信号からもっとも重要でない信号まで信号をランク付けする。ランク付けは、衝突すべき時刻及び信号が如何に長く活性していたかに基づいている。ランカ２１４は、受信信号のすべてを単一の警報値に減少し、該警報値をシステムプロセッサ２２０に送る。システムプロセッサ２２０は、警報値をデータバス上に出力する。
システムプロセッサ２２０は、他のレーダシステム要素と通信し、ユーザディスプレイのような外部のシステム要素と通信し、そして重複信号を避けるために送信信号における変化を管理する。インターフェース２２５は、ユーザが、新しい振幅閾値を入力するのを許容し、動作周波数を調整するのを許容し、出力電力を調整するのを許容し、そして検出された範囲及び速度の値を含むＤＳＰにおける種々の信号の状態を監視するのを許容する。
ＦＦＴ２００の動作を参照して以下に説明するように、信号は競合検出器２３０によって分析され、分類された受信信号間に競合があるか否かを決定する。当業者には良く知られているように、受信されているチャンネル、例えば送信チャンネルが一人以上のユーザによって占有されるようになったならば、“競合”もしくは妨害が宣言される。もし競合が検出されたならば、競合検出器２３０は、競合を最小にするもしくは除去するよう、周波数における変化及び／または送信信号のタイムスロットを管理する。コントロール２４２は、競合検出器２３０からの信号を受信して、ＲＦ送信の周波数、タイミング、及び電力を制御する。
不揮発性メモリ２３５は、搬送周波数及び信号電力レベルのような、システムターンオン時の種々のシステム設定の初期値を記憶する。メモリ２３５は、また、インターフェース２２５及びコントロール２４２を通してユーザがこれらの値を変更するのを可能とする。通常の温度センサ２４０は、温度変化を補償するよう用いられる。振幅ソート（分類）２４５は、初期設定（メモリ２３５からの）、該設定に対する温度補正（図５を参照して以下に説明する）、もしくは信号が観察されているチャンネル内で検出される（アナライザ２１０からのＲＳＳ信号から）場合には新しい振幅のいずれかに基づく電力制御信号をコントロール２４２に提供する。
周波数コントローラ１１０（図１に示される）は、送信周波数Ｌ０を動作帯域に維持し、本発明の周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）特徴のための送信周波数の範囲を提供するために用いられる。コントローラ１１０の２つの実施形態は、図３Ａ及び３Ｂに示されている。図３Ａには、通常の開ループ制御回路３００が示される。周波数制御信号、例えばＴＴＬディジタル制御信号がシステムプロセッサ２２０（図２に示される）によって与えられ、送信周波数をセットする。この周波数は、第１の加算器３１０において温度センサ３３０の出力に加算される。第１の加算器３１０の出力は、Ｄ／Ａ変換器３１５によりアナログ信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器３１５からの出力は、第２の加算器３３２において擬似ランダムノイズ（“ＰＲＮ”）変調器３０５に加算され、送信信号の周波数を拡散する。例えば、送信された信号は、約１ＭＨｚ帯域幅のフラット周波数ノイズスペクトルであるであろう。第２の加算器３３２の出力は、フィルタ３２０によりろ波されて、不所望の高次周波数シフトを最小とするよう先鋭遷移を除去する。フィルタ３２０の出力はバッファ３２５により緩衝され、発振器１０５（図１に示す）を駆動する。温度補償は、温度センサ３３０により与えられる。
通常の閉ループ制御回路３５０が図３Ｂに示されている。再度、ＰＲＮ変調器３５５は拡散スペクトル信号を発生するために用いられ、該拡散スペクトル信号は、Ａ／Ｄ変換器３６０によりアナログ信号に変換されてフィルタ３６５によりろ波される。該出力は、加算器３７０により、通常の位相ロックループ（“ＰＬＬ”）３７５の出力と加算される。ＰＬＬ３７５に対する周波数制御信号は、システムプロセッサ２２０（図２に示される）により与えられ、ＰＬＬ３７５に対するフィードバック信号は、発振器１０５（図１に示される点線）からの電力タップにより与えられる。加算器３７０の出力は、発振器１０５（図１に示される）を駆動する。
タイミング回路１３５（図１に示す）は、通常、二信測距機能のための位相差を測定するための正確な手段を提供するが、本発明においては、時間分割多元接続（“ＴＤＭＡ”）特徴のためのタイムスロットをも提供する。タイミング回路１３５の一つの実施が図４に示されている。クロック４００は、代表的には１０から４０ＭＨｚの範囲における時間基準をディジタル論理回路４０５に提供する。システムプロセッサ２２０（図２に示す）からのタイミング調整信号もディジタル論理回路４０５に与えられる。ディジタル論理回路４０５は、先に説明したように、ＲＦ信号Ｆ１、Ｆ２Ｉ及びＦ２Ｑ（図１に示す）を発生する。ディジタル論理回路４０５は、また、本発明のＴＤＭＡ特徴に従って、送信信号のためのタイムスロットをセットする送信スイッチ１３０（図１に示す）に送られる新規なタイミング信号を発生する。ディジタル論理回路４０５は、また、そのサンプリング速度を調整するためにＡ／Ｄ変換器１８０（図１に示す）に送られるクロック信号を発生する。
電力調整回路１２５（図１に示す）は、通常、最大送信電力の法定制限を満足させるよう電力制御を提供するが、本発明においては、他のユーザへの妨害を減少するために電力減少機能をも提供する。図５に示される電力調整回路１２５において、電力制御信号が振幅ソート２４５（図２に示す）によって加算器４５０に与えられ、該加算器４５０は、電力制御信号と温度センサ４５５からの温度補償信号とを加算する。結果の信号は、Ｄ／Ａ変換器４６０によりアナログ電圧に変換され、バッファ４６５により緩衝される。該信号は次にＲＦ減衰器１２０（図１に示す）に送られる。
本発明は、拡散スペクトル信号及びランダムアクセスプロトコルを用いて、車両衝突回避システムのようなマルチユーザ環境において他のＣＷ二信ドップラレーダからの妨害を除去もしくは最小にする。一般に、「多重アクセス」もしくは「多元接続」とは、レーダ信号のような情報を送信するためのチャンネルの共通のグループをユーザのグループが共有することを意味する。もし幾人かのユーザが同じレーダチャンネル上に送信するならば、妨害が発生し、本発明はプロトコルを行って、ユーザ及びチャンネルを重複しないパターンに選別する。詳細には、本発明は、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、及び送信電力レベルの調整のような技術を用いて、ユーザを干渉しないチャンネルに割り当てる。
初期の搬送周波数Ｌ０及び電力レベルは、システムプロセッサ２２０の例えばＥＥＰＲＯＭである不揮発性メモリ２３５（双方共図２に示す）に記憶される。例えば、代表的な搬送周波数は、２４．１２５ＧＨｚである。搬送周波数は、周波数コントローラ１１０（図１に示す）によって拡散され、動作環境において他のレーダ信号からの妨害を減少する。例えば、送信信号帯域幅が約１ＭＨｚであり、受信帯域幅が７２Ｈｚならば、ＰＲＮ拡散スペクトル変調の使用は、共同チャンネル妨害を４１ｄＢ抑制するであろう。
本発明は、また、ＴＤＭＡを用いることにより与えられた帯域幅においてより多くのチャンネルを利用可能とすることにより妨害を減少する。周波数コントローラ１１０は、利用可能な帯域幅に所望の周波数をセットする。しかしながら、図３Ａの開ループ回路３００を用いると、この種の周波数制御の制限された精度のために、バンドエッジに接近した動作は避けなければならない。例えば、利用可能な帯域幅が１００ＭＨｚならば、帯域の単に約８０ＭＨｚだけが利用可能である。この利用可能な帯域に幾つかの周波数チャンネルを割り当てることができる。送信帯域幅が、１ＭＨｚの拡散搬送帯域幅及び３００ＫＨｚの二信分離から成る１．３ＭＨｚであり、周波数ステップサイズが、開ループ精度に対して代表的である１０ＭＨｚであるならば、次に、利用可能な周波数の数は、利用可能な帯域を周波数ステップサイズで割ったもの、すなわち８周波数である。
図３Ｂに示される閉ループ回路３５０は、図３Ａの開ループ回路３００よりも正確な周波数制御を提供するので、より多くの周波数が同じサイズの帯域幅で利用可能である。例えば、同じ１００ＭＨｚ帯域幅を用いて、帯域の約９６ＭＨｚが利用可能であり、２ＭＨｚのステップサイズが可能である。１．３ＭＨｚの同じ送信帯域幅を仮定すると、利用可能な周波数の数は４８、すなわち、図３Ａの開ループ回路３００の場合の６倍である。しかしながら、開ループ回路３００は、図３Ｂの閉ループ回路３５０よりも経済的であり、２つの周波数制御技術間の選択は、これらの要素を平衡させなければならない。
ＴＤＭＡを用いることにより追加のチャンネルを利用可能とすることによって本発明においては妨害も減少される。送信信号におけるタイムスロットは、タイミング回路１３５（図１に示す）によって制御される送信スイッチ１３０によってパルス変調を介して発生される。時間上のスイッチ、すなわちパルス幅はＷであり、パルス繰返し間隔、すなわちフレーム時間はＩである。タイムスロットの数は、Ｗの最小値及びシステム更新率によって決定される。
Ｗの最小値を計算するために、以下の基本のドップラ方程式が用いられ、測定されるべき最小速度のためのドップラシフトを計算する：
Ｄ＝２ｖ／λ
ここで、Ｄはドップラ周波数シフトに等しく、ｖは速度、λは送信波長である。例えば、設計目標が時速±１．６０９３Ｋｍ（１マイル）以内に対して対象の速度を測定することであるならば、ドップラ周波数は、２４．１２５ＧＨｚの動作周波数において７２Ｈｚである。これは、ＦＦＴ２００（図２に示す）の１つの素子の帯域幅、すなわち「ＦＦＴビンサイズ」に等しくなければならない。このＦＦＴビンサイズで測定され得る最小時間領域値、すなわちＷは、１／ＦＦＴビンサイズすなわち１４ミリ秒である。
システム更新率は、所望のタイムスロットの数、及び出力を更新することが望まれる速度、すなわちスクリーン再生速度により決定される。人間の観察のための安楽なシステム更新率は１００ミリ秒であり、最小値Ｗで割られて７のタイムスロットを提供する。システム更新率は、ＤＰＳ１８５及びシステムプロセッサ２２０（図２に示す）のための結合された待ち時間に等しく、そしてフレーム時間Ｉよりも小さくなければならない、すなわちレーダシステムは受信信号を処理することができない。このように、この例におけるフレーム時間Ｉは約１００ミリ秒である。
ＦＦＴビンサイズはまた、クロック４００（図４に示す）のための最小のサンプル周波数を決定する。例えば、１００及び２００ＫＨｚの先に用いられた受信ＩＦ周波数を用いて、少なくとも４００ＫＨｚのサンプリング速度が、ナイキスト基準を用いて必要とされるであろう。この周波数は、ＦＦＴ２００（図２に示す）における素子の数を計算するために、例えば７２ＨｚのＦＦＴビンサイズで割られ、該素子の数は少なくとも５，５５５素子であろう。しかしながら、素子の数が２のべき数に等しい場合にＦＦＴアルゴリズムが一層効率的であるということが良く知られているので、５，５５５を超えて２のべき数である素子の数は、８，１９２素子であろう。最小クロック速度は、ＦＦＴビンサイズに素子の数を掛けたもの、例えば７２Ｈｚの８，１９２倍すなわち５８９ＫＨｚに等しい。この関係は、以下の式によって表され得る：
ＦＳ＝ｎΔｆ
ここに、ＦＳはクロック周波数、ｎはビンの数、そしてΔｆはビンサイズである。
チャンネルは特定のタイムスロット及び周波数であるので、本発明のレーダにより与えられるチャンネルの数は、利用できる周波数の数にタイムスロットの数を掛けたものである。上に与えられた例において、図３Ａの開ループ回路３００により与えられるチャンネルの数は、８の７倍すなわち５６であり、図３Ｂの閉ループ回路３５０によっては、５６の７倍すなわち３９２である。
前述したように、信号分析器（アナライザ）２１０（図２に示す）は、例えば表面車両のために予想されるもののような問題の範囲及び速度のための見積もられた値に関連する所定の閾値とは異なった振幅及び位相差を有する信号の拒絶によって受信信号を仕分ける。受信されたチャンネルが一人以上のユーザによって占められ、かつ受信された信号が互いに競合もしくは干渉するとき、この状態は競合検出器２３０によって検出される。
競合検出器２３０は、表面車両のような可能な目標の予想される速度の外側の信号を表すＦＦＴビンのグループから受信されたチャンネルにおけるＲＳＳをサンプリングすることによってこの機能を行う。この方法は、もし可能な速度値の範囲においてビンだけが調べられるならば、妨害もしくは競合する信号から戻り信号を仕分けることは困難であろうという理由から用いられる。例えば、各ビンが時速±１．６０９３Ｋｍ（１マイル）の速度範囲を表す８，１９２ビンの先に与えられたＦＦＴの例において、殆どのビンは、「不可能な」速度、すなわち時速数千Ｋｍ（数千マイル）で移動する対象のためのドップラ信号を表す。
競合検出器２３０は、これらの不可能な速度のためのビンのグループ、例えば２００ビンを選択し、そしてこれらビンのための平均ＲＳＳを計算する。次に、平均ＲＳＳは、システムのノイズフロア（a noise floor）の測定値に基づく閾値と比較され、すなわち受信されたチャンネル内に妨害が存在しないとき、平均ＲＳＳが固定値だけ例えば２０ｄＢだけノイズフロアを超えるとき、この状態は、受信チャンネルにおける妨害を示す。妨害が別の拡散スペクトル信号から存在するとき、妨害は、すべてのＦＦＴビンを等しく横切って拡散されるであろう。（レーダ戻り及び妨害を含む）アンテナにおける信号をダウンコンバートする方法いおいて、妨害は数ＭＨｚを横切って拡散される。しかしながら、レーダ戻りは、干渉性の相関関係に起因してダウンコンバートもしくは変換の後に７２ヘルツよりも小さい幅である。そのため、妨害信号の小さい部分だけが、Ａ／Ｄにおいてレーダ戻り信号と共通チャンネルである。例えば、１ビンレベルが妨害に基づいて１ｄＢ上昇したならば、すべてのビンレベルが１ｄＢだけ上昇するであろう。このように、妨害が不可能な速度範囲のビンで検出されたならば、それは可能な速度範囲のビンであり、送信されたチャンネルにおける変化が競合を避けるために必要である。
競合検出器２３０は、以下に説明するＡＬＯＨＡまたは変更された予約ＡＬＯＨＡのような競合プロトコルを用いることにより、もう１つのチャンネルを選択する。例えば、次のタイムスロット及び次の周波数チャンネルを表す乱数が選択され、該乱数は、チャンネル選択アルゴリズムにおいて用いられて送信信号のための非妨害チャンネルを選択する。代表的には、チャンネル選択アルゴリズムは、競合から１つの時間フレームＩ内でタイムスロットを選択するであろう。乱数は、ソフトウエアで計算されることもできるし、あるいはハードウエアのルックアップテーブルから読取られることもできる。競合検出器２３０は、次に、周波数コントローラ１１０に周波数制御を送るか、もしくはタイミング回路１３５（双方とも図１に示す）にタイミング調整信号を送り、送信された信号のチャンネルを変更して競合を避ける。競合検出器２３０によって用いられるプロトコルは、標準ＡＬＯＨＡでもってシステムのターンオンで開始し、その後、受信された信号が分類された（仕分けされた）後に、それは、競合の可能性が増加するにつれて変更された予約ＡＬＯＨＡに変化する。
競合検出器２３０によって用いられる変更された予約ＡＬＯＨＡをここで説明する。予約ＡＬＯＨＡにおいて、利用可能な周波数帯域幅は周波数スロットに組織され、各周波数スロットは続いて起こる時間フレームに組織され、そして各時間フレームはタイムスロットに副分割される。そのため、「スロット」は周波数と時間との結合である。準備ステーションは無作為にスロットに送信する。送信が成功であったということをスロットからのフィードバックが示すならば、次に、そのステーションは、それが送信すべき何かを有する限りそのスロットを「所有」する。フィードバックが衝突もしくは競合を示すならば、次に、ステーションは、無作為にもう１つのスロットを選択する。通常の予約ＡＬＯＨＡにおいて、ステーションは、他の送信のためにスロットを聞き、そしてスロットが送信前にクリアになるまで待つ。本発明ではスロットを聞かずに送信を行って一層早い行為を達成し、この方法を変更された予約ＡＬＯＨＡと呼んだ。変更された方法よりは緩慢な処理能力を有するが、本発明は通常の予約ＡＬＯＨＡを用いることもできることに留意されたい。
振幅分類２４５（図２に示す）もまた、電力制御信号を電力調整回路１２５（図５に示す）に送って、強い信号受信の期間中、送信された信号の振幅を減少し得る。この電力減少の目的は、送信信号によって引き起こされる他のユーザレーダへの妨害を最小にすることであり、適応利得もしくは適応電力制御と称される。適応電力レベルはソフトウエアで計算され、受信された信号強度、最大許容電力レベル及び目標範囲に基づいている。
本発明の送信器部分の代替的な実施形態が図６に示され、その目的としてより低い周波数、能動ＲＦ成分を用いることを有する。構成要素の多くは図１に示されたものと同様であり、同じ番号で示される。図６のアンテナにおける搬送周波数は、７６から７７ＧＨｚである。しかしながら、周波数２倍器７００は、Δｆすなわち二信分離を２倍にする。同じΔｆを達成するために、Ｆ１は今や代表的には７５ＫＨｚであり、Ｌ０は３８から３８．５ＧＨｚの範囲に減少され得る。低調波ミキサ７０５が今やダウンコンバータミキサ１５５（図１に示す）の代わりに用いられる。
このように、本発明によるＣＷ二信ドップラレーダは、拡散スペクトル変調、周波数ホッピング、時間ホッピング、適応電力制御及びプロトコル管理を含む幾つかの新規なレーダ特徴間の相互作用による衝突回避環境において他のレーダからの妨害を減少する。
本発明を好適な実施形態を参照して説明してきたが、本発明の精神並びに範囲から逸脱することなく形態及び詳細において変更を行うことができるのを当業者には認識されるであろう。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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