(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
商用交流電源を入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、
疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、
スイッチング素子を備えて、上記直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって直列共振回路を形成する二次側直列共振回路と、
整流電流経路に対して上記二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して倍電圧全波整流動作を行って、入力電圧レベルのほぼ２倍に対応する二次側直流出力電圧を得るように構成された二次側整流ダイオードを有する直流出力電圧生成手段と、
上記絶縁コンバータトランスの上記二次巻線と上記二次側直列共振コンデンサとの間に接続される被制御巻線と、該被制御巻線とその巻回方向が直交するようにされた制御巻線とが巻装される直交型制御トランスと、
上記二次側直流出力電圧のレベルに応じた大きさの制御電流を上記制御巻線に流して上記被制御巻線のインダクタンスを変化させることで上記二次側整流ダイオードの導通角を可変制御して定電圧制御を行う制御回路と、
を備えるスイッチング電源回路。
【請求項２】
上記スイッチング手段は、自励式によりスイッチング動作を行うための自励発振駆動回路を備える請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
上記スイッチング手段は、他励式によりスイッチング動作を行うための駆動回路を備える請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
上記スイッチング手段は、スイッチング素子としてバイポーラトランジスタを備えて形成される請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
上記スイッチング手段は、バイポーラトランジスタを備えて形成されるダーリントン回路を１つのスイッチング素子として用いるように構成される請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
上記スイッチング手段は、スイッチング素子としてＭＯＳ型電界効果トランジスタを備える請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
上記スイッチング手段は、スイッチング素子として絶縁ゲートバイポーラトランジスタを備えて形成される請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
上記スイッチング手段は、スイッチング素子として静電誘導サイリスタを備えて形成される請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
上記スイッチング手段は２組とされて、プッシュプルによるスイッチング動作が得られるように構成される請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
いわゆるソフトスイッチング電源回路として、電圧共振形のスイッチングコンバータを備えたスイッチング電源回路が知られている。電圧共振形のスイッチングコンバータは、スイッチング出力パルス電圧と絶縁コンバータトランスに流入するスイッチング出力電流について滑らかな波形が得られるため低ノイズであり、かつ、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットを有している。
【０００３】
図１２の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる電圧共振形スイッチング電源回路の一例を示している。
この図に示すスイッチング電源回路は、例えば日本或いは米国などの商用交流電源がいわゆるＡＣ１００Ｖ系とされ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するものとされる。
【０００４】
この図に示すスイッチング電源回路においては、商用交流電源ＡＣを整流平滑化するための整流平滑回路として、整流ダイオードＤｉ1，Ｄｉ2、及び平滑コンデンサＣｉ1，Ｃｉ2から成る、いわゆる倍電圧整流回路が備えられる。この倍電圧整流回路においては、例えば交流入力電圧ＶACのピーク値の１倍に対応する直流入力電圧をＥｉとすると、その約２倍の直流入力電圧２Ｅｉを生成する。例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖであるとすると、直流入力電圧２Ｅｉは約４００Ｖとなる。
このように、整流平滑回路として倍電圧整流回路を採用するのは、上述したように、交流入力電圧がＡＣ１００Ｖ系とされ、かつ、最大負荷電力が１５０Ｗ以上という比較的重負荷の条件に対応するためである。つまり、直流入力電圧を通常の２倍とすることで、後段のスイッチングコンバータへの流入電流量を抑制し、当該スイッチング電源回路を形成する構成部品の信頼性が確保されるようにするものである。
なお、この図に示す倍電圧整流回路に対しては、その整流電流経路に対して突入電流制限抵抗Ｒｉが挿入されており、例えば電源投入時に平滑コンデンサに流入する突入電流を抑制するようにしている。
【０００５】
この図における電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ1 を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
スイッチング素子Ｑ1 のベースは、起動抵抗ＲS を介して平滑コンデンサＣｉ1（整流平滑電圧２Ｅｉ）の正極側に接続されて、起動時のベース電流が整流平滑ラインから得られるようにしている。また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと一時側アース間にはインダクタＬB，検出駆動巻線ＮB，共振コンデンサＣB ，ダンピング抵抗ＲB とからなる自励発振用の共振回路が直列接続される。この場合、検出駆動巻線ＮB は、絶縁コンバータトランスＰＩＴ（Power Isolation Transformer)に巻装されており、インダクタＬBと共に、スイッチング周波数を設定する所要のインダクタンスが得られるようにされている。
また、スイッチング素子Ｑ1 のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤD により、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時に流れるダンパー電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタは絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端と接続され、エミッタは接地される。
【０００６】
また、上記スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 、及び直交型制御トランスＰＲＴ（Power Regulating Transformer) の被制御巻線ＮR の直列接続により得られる合成インダクタンス（Ｌ1，ＬR）とにより電圧共振形コンバータの並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ1 のオフ時には、この並列共振回路の作用によって共振コンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｒは、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【０００７】
絶縁コンバ−タトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング出力を二次側に伝送するためのもので、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタと接続され、他端側は図のように直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮR と直列に接続されている。
【０００８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ1 により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ2に発生する。この場合、二次巻線Ｎ2に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ2 が並列に接続されることで並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ2に励起される交番電圧は共振電圧とされ、この共振電圧が整流ダイオードＤO1及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路と、整流ダイオードＤO2及び平滑コンデンサＣO2からなる半波整流回路との２組の半波整流回路に供給される。そして、これら２組の半波整流回路により、それぞれ直流出力電圧ＥO1，ＥO2が得られる。
なお、この半波整流回路を形成する整流ダイオードＤO1，ＤO2は、スイッチング周期の交番電圧を整流するために高速型を使用している。
【０００９】
制御回路１は、例えば二次側の直流電圧出力と基準電圧を比較してその誤差に応じた直流電流を、制御電流として直交型制御トランスＰＲＴの制御巻線ＮC に供給する誤差増幅器である。この場合には、制御回路１に対して、検出用電圧として直流電圧出力ＥO1が入力され、動作電源として直流出力電圧ＥO2が入力されている。
【００１０】
例えば、交流入力電圧ＶAC或いは負荷電力の変動に伴って二次側の直流出力電圧ＥO2が変動した時は、制御回路１によって制御巻線ＮC に流れる制御電流を例えば１０ｍＡ〜４０ｍＡの範囲で変化させる。これにより、被制御巻線ＮR のインダクタンスＬR が例えば０．１ｍＨ〜０．６ｍＨの範囲で変化するようにされる。
【００１１】
上記被制御巻線ＮR は、前述のように電圧共振形のスイッチング動作を得るための並列共振回路を形成していることから、固定とされているスイッチング周波数に対して、この並列共振回路の共振条件が変化するようにされる。スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端には、スイッチング素子Ｑ1のオフ期間に対応して上記並列共振回路の作用によって正弦波状の共振パルスが発生するが、並列共振回路の共振条件が変化することによって共振パルスの幅が可変制御される。つまり、共振パルスに対するＰＷＭ(Pulse Width Moduration)制御動作が得られる。共振パルスの幅のＰＷＭ制御とは即ちスイッチング素子Ｑ1のオフ期間の制御であるが、これは換言すれば、固定のスイッチング周波数の条件下でスイッチング素子Ｑ1のオン期間を可変制御することを意味する。このようにしてスイッチング素子Ｑ1のオン期間が可変制御されることで、並列共振回路を形成する一次巻線Ｎ1から二次側に伝送されるスイッチング出力が変化し、二次側の直流出力電圧（ＥO1，ＥO2）の出力レベルも変化するようにされる。これによって二次側直流電圧（ＥO1，ＥO2）の定電圧化が図られることになる。なお、このような定電圧制御方式を、以降はインダクタンス制御方式ということにする。
【００１２】
また、図１３の回路図に、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる電圧共振形スイッチング電源回路の他の例を示す。なお、図１３において、図１２と同一部分には同一符号を付し、同一構成とされる部位についての説明は省略する。
この図に示す電源回路においては、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線が二次側に設けられている例が示されている。
この場合、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線としては、被制御巻線ＮR，ＮR1の２つが巻装されて備えられる、そして、被制御巻線ＮRは二次巻線Ｎ2の端部と整流ダイオードＤO1のアノード間に対して直列に挿入されるようにして接続される。また、被制御巻線ＮR1は、二次巻線Ｎ2のタップ出力と整流ダイオードＤO2のアノードとの間に対して直列に挿入される。このような接続形態では、二次側の並列共振回路は、被制御巻線ＮR，ＮR1のインダクタンス成分を含んで形成されることになる。
【００１３】
このように、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線（ＮR，ＮR1）が二次側に設けられた構成の場合には、インダクタンス制御方式として、被制御巻線ＮRのインダクタンスが可変されることで、二次側並列共振コンデンサＣ2の共振電圧Ｖ2のパルス幅、つまり、二次側整流ダイオードの導通角を可変制御するように動作する。これによって、二次側に得られる出力レベルを制御することで定電圧制御が図られる。
【００１４】
ここで、図１２及び図１３に示した電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造を図１４により断面的に示す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが形成される。この際、中央磁脚には図のようにギャップは形成されない。そして、この中央磁脚に対して、ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 をそれぞれ分割した状態で巻装して構成される。これにより、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2 とでは疎結合（例えば結合係数ｋ≒０．９）の状態が得られることになる。
【００１５】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 、二次巻線Ｎ2 の極性（巻方向）と整流ダイオードＤO （ＤO1，ＤO2）の接続との関係によって、一次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1と二次巻線Ｎ2 のインダクタンスＬ2 との相互インダクタンスＭについて、＋Ｍ（加極性モード）となる場合と−Ｍ（減極性モード）となる場合とがある。
例えば、図１５（ａ）に示す接続形態を採る場合の動作では相互インダクタンスは＋Ｍとなり、図１５（ｂ）に示す接続形態を採る場合の動作では相互インダクタンスは−Ｍとなる。
【００１６】
また、図１６に、図１２に示した電源回路のスイッチング周期による動作波形を示す。この図において、期間ＴON，ＴOFFは、それぞれスイッチング素子Ｑ1 がオン、オフとなる期間を示し、期間ＤON，ＤOFFは、それぞれ二次側の整流ダイオードＤO1がオン、オフとなる期間を示している。
スイッチング素子Ｑ１／並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する共振電圧Ｖｃｒとしては、図１６（ａ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ1 がオフとなる期間ＴOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形が得られており、スイッチングコンバータの動作を電圧共振形としている。この共振電圧Ｖｃｒのパルスのレベルとしては、図のようにピークで１８００Ｖ程度となる。これは、倍電圧整流によって得られた２Ｅｉの直流入力電圧に対して、電圧共振形コンバータの一次側の並列共振回路のインピーダンスが作用することに起因する。
また、二次側の動作として、二次側の整流ダイオードＤO1では、図１６（ｃ）に示す波形により、スイッチング素子の期間ＴONにほぼ対応する期間ＤONにおいて整流電流が流れる動作が得られる。つまりは、図１５にて説明した＋Ｍ（加極性モード）による動作となる。これに関しては、整流ダイオードＤO2側においてもほぼ同様の動作タイミングが得られる。
そして、この整流動作に伴い、二次側並列共振コンデンサＣ2の両端に得られる共振電圧Ｖ2としては、図１６（ｂ）に示すようにして、整流ダイオードＤO1がオフとなる期間ＤOFFには直流出力電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)の２倍から３．５倍程度のピークレベルの正弦波状の電圧が印加され、整流ダイオードＤO1がオンとなる期間ＤONには直流出力電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)と同等の電圧レベルが印加される。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記図１２〜図１６を参照して説明した構成による電圧共振形コンバータでは、交流入力電圧ＶACがＡＣ１００Ｖ系で最大負荷電力が１５０Ｗ以上の条件に対応するため、倍電圧整流方式により２Ｅｉのレベルの直流入力電圧を得るようにしている。このため、図１６（ａ）に示したように、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒの両端には、スイッチングＱ1のオフ時において１８００Ｖの共振電圧Ｖｃｒが発生する。
このため、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒについては、１８００Ｖの高耐圧品を選定することが要求される。従って、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒは相応に大型化してしまう。また、特にスイッチング素子Ｑ1について高耐圧品を選定した場合においては、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆが大きく、電流増幅率ｈFEが小さくなるため、スイッチング周波数を高く設定することが困難となる。スイッチング周波数が低ければスイッチング損失とドライブ電力が増加するため、それだけ電源回路としての電力損失が大きくなる。
【００１８】
また、倍電圧整流方式により２Ｅｉのレベルの直流入力電圧を得る構成とされていることで、この直流入力電圧レベルに対応して一次巻線Ｎ1の巻数は相応に多くなる。図１２及び図１３に示す回路構成では、直交型制御トランスＰＲＴを設けることでインダクタンス制御方式により定電圧制御を行うことは前に述べたとおりであるが、一次巻線Ｎ1の巻数が多いことで、定電圧制御としての制御範囲を満足するためには、被制御巻線ＮRの巻数も増加させて被制御巻線ＮRのインダクタンス可変範囲の拡大を図る必要がある。このため、直交型制御トランスＰＲＴも大型化し高価なものとなる。
【００１９】
また、図１２及び図１３に示す構成では、半波整流回路によって直流出力電圧（ＥO1，ＥO2）を得ているが、半波整流回路の整流ダイオード（ＤO1，ＤO2）の非導通時においては、図１６（ｂ）に示したように、直流出力電圧ＥO(ＥO1，ＥO2)の２倍から３．５倍程度の共振電圧Ｖ2が印加される。このため、半波整流回路に用いる整流ダイオード（ＤO1，ＤO2）としても、例えば直流出力電圧が１３５Ｖ程度であるとして５００Ｖ程度の高耐圧品が必要となり、それだけ順方向電圧降下ＶFと逆回復時間ｔｒｒが大きくなって電力損失を増加させる要因となる。例えばスイッチング周波数を高くすれば、各種部品素子の小型化が可能になるのであるが、上記したような事情により、スイッチング周波数ｆｓを高く設定することが困難で、例えばｆｓ＝５０ＫＨｚ以上では急激に電力変換効率が低下してしまうことが分かっている。
更には、上述したように高レベルの直流入力電圧を得て信頼性を確保するために倍電圧整流回路が必要となることで、比較的大型の平滑コンデンサが２本必要となって基板面積も大きくなる。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮して、例えばＡＣ１００Ｖ系で最大負荷電力が１５０Ｗの条件に対応する電圧共振形スイッチング電源回路として、電力変換効率の向上、基板面積の小型・軽量化、及び低コスト化等を図ることを目的とする。
【００２１】
このため、商用交流電源を入力して、この商用交流電源レベルの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成して直流入力電圧として出力する整流平滑手段と、疎結合とされる所要の結合係数が得られるようにギャップが形成され、一次側出力を二次側に伝送するために設けられる絶縁コンバータトランスと、スイッチング素子を備えて、直流入力電圧を断続して上記絶縁コンバータトランスの一次巻線に出力するようにされたスイッチング手段と、少なくとも、絶縁コンバータトランスの一次巻線を含む漏洩インダクタンス成分と共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されてスイッチング手段の動作を電圧共振形とする一次側共振回路と、絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して二次側直列共振コンデンサを直列に接続することで、絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって直列共振回路を形成する二次側直列共振回路と、整流電流経路に対して二次側直列共振コンデンサを挿入して形成され、絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して倍電圧全波整流動作を行って、入力電圧レベルのほぼ２倍に対応する二次側直流出力電圧を得るように構成された直流出力電圧生成手段と、絶縁コンバータトランスの一次巻線又は二次巻線に対して接続される被制御巻線と、この被制御巻線とその巻回方向が直交するようにされた制御巻線とが巻装される直交型制御トランスを備え、二次側直流出力電圧のレベルに応じて可変の制御電流を上記制御巻線に流して被制御巻線のインダクタンスを変化させることで定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備えてスイッチング電源回路を構成することとした。
【００２２】
上記構成によれば、絶縁コンバータトランスを疎結合とし、二次側においては二次側直列共振回路と倍電圧全波整流回路によって二次側直流出力電圧を生成して負荷に電力を供給するようにされる。つまり、所要の負荷条件に対しては、基本的に二次側に倍電圧全波整流回路を備えることで対応するようにされ、これに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、交流入力電圧レベルの１倍に対応する整流平滑電圧を生成する全波整流回路を備えて構成されることになる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路においては先に説明した図１２、図１３の場合と同様に、一次側に対しては、１石のスイッチング素子（バイポーラトランジスタ）による自励式の電圧共振形スイッチングコンバータが備えられる。なお、この図において、図１２及び図１３と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００２４】
この図に示す本実施の形態としての電源回路においては、交流入力電圧ＶACを入力して交流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流回路が備えられ、交流入力電圧ＶACの１倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。つまり、本実施の形態においては、従来のように倍電圧整流回路は備えられないものである。
なお、本明細書においては交流入力電圧ＶACのレベルの１倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する全波整流回路を「等倍電圧整流回路」ともいうことにする。
【００２５】
また、この図に示す電圧共振形コンバータの自励発振駆動回路では、ベース電流制限用の抵抗ＲBの挿入位置として、スイッチング素子Ｑ1のベースとインダクタＬB間に挿入されている点が、図１２，図１３に示す回路と異なるが、このような接続形態であっても、図１２，図１３にて説明したのと同様にスイッチング素子Ｑ1のための自励発振駆動回路を形成する。
【００２６】
本実施の形態の電源回路に備えられる絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２に示すように、例えばフェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられ、このＥＥ型コアの中央磁脚に対して、一次側と二次側とで巻装部が分割された分割ボビンＢを利用して一次巻線Ｎ1と、二次巻線Ｎ2dをそれぞれ分割した状態で巻装している。そして、本実施の形態では、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。このギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１、ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短く形成することで形成することが出来る。
これによって、例えば従来例として図１３に示した絶縁コンバータトランスＰＩＴよりも小さな結合係数による疎結合となるようにして、その分、飽和状態が得られにくいようにしている。この場合の結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８５とされる。
【００２７】
本実施の形態の電源回路の二次側においては、後述するようにして従来とは巻数の異なる二次巻線Ｎ2dが設けられる。この二次巻線Ｎ2dの一端は二次側アースに接続され、他端は直列共振コンデンサＣｓ1の直列接続を介して整流ダイオードＤO1のアノードと整流ダイオードＤO2のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオードＤO1のカソードは平滑コンデンサＣO1の正極と接続され、整流ダイオードＤO2のアノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO1の負極側は二次側アースに対して接続される。
また、二次巻線Ｎ2dにはタップが設けられ、このタップ端子は直列共振コンデンサＣｓ2の直列接続を介して整流ダイオードＤO3のアノードと整流ダイオードＤO4のカソードの接続点に対して接続される。整流ダイオードＤO3のカソードは平滑コンデンサＣO2の正極と接続され、整流ダイオードＤO4のアノードは二次側アースに対して接続される。平滑コンデンサＣO2の負極側は二次側アースに対して接続される。
このような接続形態では結果的に、［直列共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組と、［直列共振コンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO2］の組とから成る２組の倍電圧全波整流回路が設けられることになる。ここで、直列共振コンデンサＣｓ1は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2dの漏洩インダクタンス成分とによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成し、直列共振コンデンサＣｓ2は、自身のキャパシタンスと二次巻線Ｎ2dの漏洩インダクタンス成分とによって、整流ダイオードＤO3，ＤO4のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
即ち、本実施の形態の電源回路は、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には、倍電圧全波整流動作を得るための直列共振回路が備えられる。なお、本明細書では、このように一次側及び二次側に対して共振回路が備えられて動作する構成のスイッチングコンバータについては、「複合共振形スイッチングコンバータ」ともいうことにする。
【００２８】
ここで、上記［直列共振コンデンサＣｓ1，整流ダイオードＤO1，ＤO2、平滑コンデンサＣO1］の組による倍電圧全波整流動作としては次のようになる。
図３は、図１に示す構成の電源回路の要部の動作を示す波形図である。一次側のスイッチング動作により一次巻線Ｎ1にスイッチング出力が得られると、このスイッチング出力は二次巻線Ｎ2dに励起される。この動作は、図３（ｇ）の一次巻線Ｎ1に得られるスイッチング出力電流Ｉ1、及び図３（ｂ）の二次巻線Ｎ2dから整流ダイオードＤO1，ＤO2の整流電流経路に流れる整流電流ＩC2として示される。
そして、整流ダイオードＤO1がオフとなり、整流ダイオードＤO2がオンとなる期間Ｔ１においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2dとの極性が−Ｍとなる減極性モードで動作して、二次巻線Ｎ2dの漏洩インダクタンスと直列共振コンデンサＣｓ1による直列共振作用によって、整流ダイオードＤO2により整流した整流電流ＩC2を直列共振コンデンサＣｓ1に対して充電する動作が得られる。図３（ｅ）（ｆ）は、それぞれ整流ダイオードＤO2の整流電流ＩD3及び整流ダイオードＤO2の両端電圧ＶD3を示す。
そして、整流ダイオードＤO2がオフとなり、整流ダイオードＤO1がオンとなって整流動作を行う期間Ｔ２においては、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2dとの極性が＋Ｍとなる加極性モードとなり、二次巻線Ｎ2dに誘起された電圧に直列共振コンデンサＣｓ1の電位が加わるという直列共振が生じる状態で平滑コンデンサＣO1に対して充電が行われる動作となる。図３（ｃ）（ｄ）は、それぞれ整流ダイオードＤO1の整流電流ＩD2及び整流ダイオードＤO1の両端電圧ＶD2を示す。
上記のようにして、加極性モード（＋Ｍ；フォワード動作）と減極性モード（−Ｍ；フライバック動作）との両者のモードを利用して整流動作が行われることで、平滑コンデンサＣO1においては、二次巻線Ｎ2dの誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO1が得られる。また、［直列共振コンデンサＣｓ2，整流ダイオードＤO3，ＤO4、平滑コンデンサＣO2］の組とから成る倍電圧全波整流回路によっても同様の動作によって、二次巻線Ｎ2dの誘起電圧のほぼ２倍に対応する直流出力電圧ＥO2が得られることになる。
【００２９】
上記した倍電圧全波整流動作を得るための構成は、先に図２にて説明したように、絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧを形成して所要の結合係数による疎結合としたことによって、更に飽和状態となりにくい状態を得たことで実現されるものである。例えば、従来のように絶縁コンバータトランスＰＩＴに対してギャップＧが設けられない場合には、フライバック動作時において絶縁コンバータトランスＰＩＴが飽和状態となって動作が異常となる可能性が高く、本実施の形態のような倍電圧整流動作が適正に行われるのを望むのは難しい。
【００３０】
また、本実施の形態としての定電圧制御は、図１２の場合と同様の構成を採っている、つまり被制御巻線ＮRを一次巻線Ｎ1に対して直列に接続していることで、一次側の並列共振電圧Ｖｃｒの共振パルス（スイッチング素子Ｑ1のオフ期間）を制御することによって行われる。
【００３１】
上記構成によると、相互インダクタンスが＋Ｍと−Ｍの動作モードとなる状態を利用して、倍電圧全波整流を行うことで二次側直流出力電圧を得るようにしているため、それだけ負荷側に供給される電力も増加して、最大負荷電力の増加が図られることになる。
【００３２】
また、上記のようにして最大負荷電力の増加を図ることで、本実施の形態では、直流入力電圧を生成する整流平滑回路としては倍電圧整流方式を採って負荷電力をカバーする必要はない。このため、図１にて説明したように、例えばブリッジ整流回路による通常の等倍電圧整流回路の構成を採ることができる。
これにより、例えば交流入力電圧ＶAC＝１４４Ｖ時における整流平滑電圧Ｅｉは２００Ｖ程度となる。図３（ａ）に示すスイッチング素子Ｑ1／二次側並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端に得られる共振電圧Ｖｃｒは、整流平滑電圧Ｅｉに対して一次側の並列共振回路が作用することで、スイッチング素子Ｑ1がオフ時に発生するが、本実施の形態では、上記のように整流平滑電圧Ｅｉが倍電圧整流時の約１／２とされていることで、共振電圧Ｖｃｒは、先に図１２に示した従来例としての電源回路にて発生する共振電圧Ｖｃｒ（１８００Ｖ）の約１／２程度に抑えられることになる。つまり、共振電圧Ｖｃｒはピークで９００Ｖ程度にまで抑えられることになる。
従って、本実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ1と並列共振コンデンサＣｒについては、９００Ｖの耐圧品を選定すればよいことになる。
【００３３】
また、二次側においては、二次巻線Ｎ2dの励起電圧が正負の両期間において整流動作を行う倍電圧全波整流回路を設けたことで、本実施の形態では、図３（ｄ）（ｆ）に示す整流ダイオードＤO1，ＤO2の両端電圧ＶD2，ＶD3の波形のように、オフ期間における二次側整流ダイオードの両端電圧は、二次側直流出力電圧ＥOと同等のレベルにまで抑制されることになる。これにより、二次側の倍電圧整流回路を形成する整流ダイオードとしては、二次側直流出力電圧ＥOのレベルに対応する耐圧品を選定すればよいことになる。
【００３４】
また、倍電圧整流回路によって二次側直流出力電圧を得るようにしていることで、例えば等倍電圧整流回路（半波整流回路）によって得られる二次側直流出力電圧と同等のレベルを得ようとすれば、本実施の形態の二次巻線Ｎ2dとしては、従来の１／２の巻数で済むことになる。この巻数の削減は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型軽量化、及び低コスト化につながる。
【００３５】
更に本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ1、並列共振コンデンサＣｒ，二次側の整流ダイオードについて、従来備えられるべきものよりも低耐圧品を用いることができるため、素子としてはそれだけ安価となる。このため、特にコストアップを考慮することなく、例えばスイッチング素子Ｑ1及びブリッジ整流回路ＤOについて特性の向上されたもの（スイッチング素子Ｑ1であれば、飽和電圧ＶCE(SAT)、蓄積時間ｔSTG、下降時間ｔｆ、電流増幅率ｈFE等の特性の良好なもの、また、整流ダイオードであれば順方向電圧降下ＶF、逆回復時間ｔｒｒ等の特性の良好なもの）を選定することができる。
このような特性の向上によって、本実施の形態では、従来よりもスイッチング周波数を高く設定できることになり、それだけ電力損失の低減、及び各種部品の小型・軽量化が促進されることにもなる。つまり、従来よりも電力変換効率など諸特性の向上を図ることが可能になると共に、小型軽量化及び低コスト化を促進することが可能になる。
【００３６】
更に、電源回路の小型・軽量化の観点からすれば、従来のように直流入力電圧の生成のために倍電圧整流回路を備える構成では、それぞれ２組の整流ダイオードと平滑コンデンサが必要とされたのであるが、本実施の形態では、例えば通常のブリッジ整流回路による全波整流回路とされるため、１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、それだけ、コストの削減及び部品の小型化が図られるものである。
【００３７】
更には、等倍電圧整流回路とされたことで、従来よりも一次巻線Ｎ1の巻数が削減されるため、結果的に、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線のインダクタンス可変範囲を従来よりも狭くしても安定して定電圧制御が行われることになる。即ち、被制御巻線の巻数を従来よりも削減して、直交型制御トランスＰＲＴの小型軽量化及び低コスト化を図ることが出来る。
【００３８】
実際の実験結果として、例えば図１２及び図１３に示した従来としての電源回路の構成では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ±２０％時において、スイッチング周波数ｆｓ＝５０ＫＨｚ、対応可能な最大負荷電力が１８０Ｗであったのに対して、図１に示す本実施の形態の電源回路では、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ±２０％時において、スイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚ、対応可能な最大負荷電力が１６０Ｗと、スイッチング周波数が２倍に向上された上で、ほぼ同等の最大負荷電力に対応している。
【００３９】
図４は、本発明の第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。なお、この図において、図１及び図１２，図１３と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
【００４０】
この図に示す、複合共振形スイッチングコンバータとしての電源回路においては、二次側に対して直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線が備えられる構成を採っている。
本実施の形態の場合、直交型制御トランスＰＲＴにおいては、２つの被制御巻線ＮR，ＮRAが巻装される。被制御巻線ＮRは、二次巻線Ｎ2dの一端と二次側直列共振コンデンサＣｓ1の間に直列に挿入されることで、二次側直列共振コンデンサＣｓ1のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2dの漏洩インダクタンス成分と被制御巻線ＮRのインダクタンスとの合成インダクタンスとによって、整流ダイオードＤO1，ＤO2のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
被制御巻線ＮRAは、二次巻線Ｎ2dのタップ出力と二次側直列共振コンデンサＣｓ2の間に直列に挿入されることで、二次側直列共振コンデンサＣｓ2のキャパシタンスと、二次巻線Ｎ2dの漏洩インダクタンス成分と被制御巻線ＮRAのインダクタンスとの合成インダクタンスとによって、整流ダイオードＤO3，ＤO4のオン／オフ動作に対応する直列共振回路を形成する。
なお、本実施の形態においても絶縁コンバータトランスＰＲＴは図２により説明した構成を採る。
【００４１】
このような構成においても、第１の実施の形態と同様に、二次側の直列共振動作を含む倍電圧整流動作が得られることで、二次側直流出力電圧ＥO1，ＥO2としては、二次巻線Ｎ2dに得られる励起電圧の２倍に対応するレベルが得られる。
【００４２】
また、この場合には、二次側に対して直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線が備えられることで、先の図１３に示す電源回路により説明したインダクタンス制御方式による定電圧制御が行われる。つまり、被制御巻線のインダクタンスの可変に応じて二次側整流ダイオードの導通角を可変制御することで、定電圧制御を行うものである。
図５に、第２の実施の形態における、二次側直列共振周波数と二次側直流出力電圧ＥO（Ｅ01，Ｅ02）との関係を示す。この場合には横軸に周波数をとり、縦軸に二次側直流出力電圧ＥOのレベルをとっている。
この図においては、二次側直列共振周波数ｆｏ１，ｆｏ２がスイッチング周波数ｆｓと共に示されている。二次側直列共振周波数ｆｏ１は、最大交流入力電圧（Ｖａｃｍａｘ）、最小負荷電力（Ｐｏｍｉｎ）時に得られる周波数であり、二次側直列共振周波数ｆｏ２は、最小交流入力電圧（Ｖａｃｍｉｎ）、最大負荷電力（Ｐｏｍａｘ）時に得られる周波数である。また、この場合の二次側直列共振周波数は、スイッチング周波数ｆｓよりも低い周波数の領域（ローワーサイド）に有るように設定される。本実施の形態では、このような特性のもとで、直流出力電圧ＥOが一定となるように、被制御巻線のインダクタンスを可変する（即ち、二次側直列共振周波数を可変する）ように制御回路１が動作する。
このような第２の実施の形態としての構成によっても、先に説明した第１の実施の形態と同様の効果が得られる。
【００４３】
図６は、本発明の第３の実施の形態としての、複合形スイッチングコンバータを備えたスイッチング電源回路の構成を示す回路図であり、図１、図４、及び図１２、図１３と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいては、一次巻線Ｎ1 と二次巻線Ｎ2d及び駆動巻線ＮBに加え、一次巻線Ｎ1を巻き上げるようにして巻線Ｎ3が備えられる。なお、この絶縁コンバータトランスＰＩＴも、先に図２に示したようにして中央磁脚に対してギャップが形成され、一次側と二次側で所要の結合係数による疎結合が得られるようにされている。
【００４４】
本実施の形態において、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1を巻き上げるようにして形成された巻線Ｎ3の端部は、後述するブースト電圧生成用の平滑コンデンサＣｉBの正極と接続される。平滑コンデンサＣｉBの負極は平滑コンデンサＣｉの正極（Ｅｉライン）と接続される。
また、本実施の形態においてはブースト用ダイオードＤBが設けられる。このブースト用ダイオードＤBは、アノードが平滑コンデンサＣｉBの負極と平滑コンデンサＣｉの正極との接続点（Ｅｉライン）と接続され、カソードは直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRの直列接続を介して、一次巻線Ｎ1と巻線Ｎ3との接続点に対して接続される。
このような接続形態によると、巻線Ｎ3に得られたスイッチング出力電圧をブースト用ダイオードＤBにより整流して平滑コンデンサＣｉBにより平滑化することで、平滑コンデンサＣｉBの両端にブースト電圧ＶBを生成するブースト回路が形成されることになる。但し、上述のようにこのブースト回路には被制御巻線ＮRが直列に挿入されている。
【００４５】
上記のようにブースト回路を備えた構成では、直列接続された平滑コンデンサＣｉB−平滑コンデンサＣｉの両端には、整流平滑電圧Ｅｉに対してブースト電圧ＶBが重畳されたブースト平滑電圧ＥBが得られることになるが、このブースト平滑電圧ＥBは、
【数１】
0004218089.tif 000002
により表すことができる。
そして、巻線Ｎ3及び一次巻線Ｎ1のインダクタンスとしてＬ3＝Ｌ1の関係が得られるようにし、整流平滑電圧Ｅｉ、ブースト用ダイオードＤBの降下電圧ＶF、及びスイッチング素子Ｑ1の飽和電圧Ｖ(SAT)についてＥｉ≫ＶF，Ｖ(SAT)の関係が成立しているとすると、ブースト平滑電圧ＥBは上記（数１）に基づいて、
【数２】
0004218089.tif 000003
により示されることになる。この場合、図６に示す電源回路では、例えば、直交型トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを、０．１×Ｌ1〜１．２×Ｌ1の範囲で変化させることで、ブースト平滑電圧ＥBについて、ほぼＥｉ〜２Ｅｉ（Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉの両端に得られる整流平滑電圧レベルに相当する）の範囲で可変することが可能とされる。
【００４６】
また、本実施の形態の電源回路の接続形態では、ブースト用の整流ダイオードＤBを介して、一次巻線Ｎ1と平滑コンデンサＣｉの正極間に対して被制御巻線ＮRが直列に挿入されているものと見ることが出来るので、一次側の並列共振回路は、被制御巻線ＮRのインダクタンスＬRを含んで形成されることになる。従って、この場合には、図１に示した電源回路と同様に、共振電圧Ｖｃｒのパルス幅を制御することによって二次側出力の安定化が行われる。
【００４７】
本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ1を備えて成る電圧共振形スイッチングコンバータは、上述のブースト平滑電圧ＥBを動作電源としてスイッチング動作を行うようにされる。つまり、本実施の形態では、ブースト回路によって、電圧共振形スイッチングコンバータに供給すべき見かけ上の直流入力電圧レベルを上昇させているものである。このブースト回路の動作によって直流入力電圧レベルを引き上げていることで、本実施の形態では、倍電圧整流回路によって直流入力電圧を得る構成（即ち従来例）の場合とほぼ同等の最大負荷電力に対応することが可能となる。そして、先の各実施の形態と同様にして、二次側直列共振動作を利用した倍電圧整流回路により直流出力電圧を得るようにされていることで、結果的には２００Ｗ程度の最大負荷電力に対応することが可能となる。
なお、本実施の形態においても、先の第１の実施の形態にて説明した効果は同様に得られるものである。
【００４８】
図７は、本発明の第４の実施の形態としての、複合共振形スイッチングコンバータを備えた電源回路の構成を示す回路図であり、図１、図４、図６及び図１２、図１３と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
【００４９】
この図に示す電源回路においては、一次巻線としてはセンタータップが設けられて、一次巻線Ｎ1A（インダクタンスＬ1A），Ｎ1B（インダクタンスＬ1B）に分割される。このセンタータップ端子は、直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮR（インダクタンスＬR）の直列接続を介して整流平滑電圧Ｅｉのラインと接続される。
【００５０】
この図に示す電圧共振形コンバータは、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えた他励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ1,Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが採用されている。
この場合、スイッチング素子Ｑ1 のドレインは一次巻線Ｎ1Aの端部と接続され、ソースは一次側アースに接地される。また、スイッチング素子Ｑのドレイン−ソース間には、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するダンパーダイオードＤD1、及び並列共振コンデンサＣｒ1が並列に接続される。
スイッチング素子Ｑ2 のドレインは一次巻線Ｎ1Bの端部と接続され、ソースは一次側アースに接地される。また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しても、ダンパーダイオードＤD2及び並列共振コンデンサＣｒ2が並列に接続される。
【００５１】
並列共振コンデンサＣｒ1は、自身のキャパシタンスと、インダクタンスＬ1A，インダクタンスＬRの合成インダクタンスとによって、スイッチング素子Ｑ1のスイッチング動作を電圧共振形とする並列共振回路を形成される。
同様にして、並列共振コンデンサＣｒ2は、自身のキャパシタンスと、インダクタンスＬ1B，インダクタンスＬRの合成インダクタンスとによって、スイッチング素子Ｑ2のスイッチング動作を電圧共振形とする並列共振回路を形成する。
【００５２】
この接続形態では、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2がそれぞれ電圧共振形のスイッチング動作を行うようにされた、二系統のスイッチング回路系が備えられることになる。なお、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点は、一次巻線Ｎ1のセンタータップとなる。
【００５３】
発振ドライブ回路２は、起動抵抗ＲSにより起動されるようになっており、例えばスイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚに対応する周波数信号を発振出力すると共に、この周波数信号に基づいてスイッチング駆動信号（駆動電圧）を生成して、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加する。この際、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のゲートに印加するスイッチング駆動信号としては、互いに反転した逆極性の信号である。
【００５４】
上記発振ドライブ回路２によってスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が駆動されると、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、例えばスイッチング周波数ｆｓ＝１００ＫＨｚで、交互にオン／オフとなるタイミングでスイッチング動作を行うことになる。
つまり、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の両者によるスイッチング動作は、いわゆるプッシュプル動作となり、例えば１石のスイッチング素子による、いわゆるシングルエンド動作の場合よりも大きな電力を負荷側に対して供給することができる。これにより、本実施の形態では最大負荷電力２００Ｗ以上の重負荷の条件に対応する。
【００５５】
また、この場合には直交型制御トランスＰＲＴの被制御巻線ＮRは一次巻線に対して接続されることから、例えば図１に示した電源回路と同様に、インダクタンス制御方式として、スイッチング素子と並列共振コンデンサの並列接続回路の両端に得られる共振電圧をＰＷＭ制御することで定電圧制御を行うようにされる。
【００５６】
図７に示す構成によっても、複合形共振コンバータとされたことによる効果、及び等倍電圧整流回路によって直流入力電圧を得たことによるよる効果が、先の各実施の形態と同様に得られるものである。
【００５７】
これまでの実施の形態の説明においては、スイッチング素子Ｑ1（及びＱ2）として、１石のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）、或いはＭＯＳ−ＦＥＴを採用した場合を例に挙げていたが、本発明の実施の形態としては、以降示すようなスイッチング回路或いはスイッチング素子をスイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）に代えて採用することも可能である。
図８は、スイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）に代えて、２本のバイポーラトランジスタＱ11，Ｑ12をダーリントン接続した回路を使用する例を示している。
この場合の接続形態としては、トランジスタＱ11のコレクタとトランジスタＱ12のコレクタを接続し、トランジスタＱ11のエミッタをトランジスタＱ12のエミッタと接続し、トランジスタＱ12のエミッタをアースに接地している。また、ダンパーダイオードＤD1のアノードをトランジスタＱ11のエミッタと接続し、ダンパーダイオードＤD1のカソードを抵抗Ｒ11を介してトランジスタＱ11のベースに接続している。ダンパーダイオードＤD2のアノードは、トランジスタＱ12のエミッタに接続され、カソードはトランジスタＱ12のコレクタに接続されている。抵抗Ｒ12は、トランジスタＱ12のベース−エミッタ間に対して並列に接続されている。このようにして形成したダーリントン接続回路においては、トランジスタＱ11のベースが先の各実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）のベースと等価となり、トランジスタＱ11，Ｑ12のコレクタ接点がスイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）のコレクタと等価となる。また、トランジスタＱ12のエミッタがスイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）のエミッタと等価となる。
【００５８】
また、第１〜第３の実施の形態に対応する図１、図４、図６の電源回路のようにして、１つのスイッチング素子Ｑ1によりシングルエンド動作を行う構成を採る場合にも、図９に示すようにして、バイポーラトランジスタのスイッチング素子Ｑ1に代えて、ＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ；金属酸化膜半導体）を使用することができる。ＭＯＳ−ＦＥＴを用いる場合、ドレイン−ソース間に対して、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのツェナーダイオードＺＤが図に示す方向により並列に接続される。つまり、アノードがＭＯＳ−ＦＥＴのソースと接続され、カソードがツェナーダイオードＺＤのドレインと接続される。この場合、先の各実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ1のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート、ドレイン、ソースに置き換わることになる。また、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いる場合には、図７に示したような他励式の構成を採るなどして、電流駆動ではなく、電圧駆動する必要がある。
【００５９】
図１０は、スイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）に代えて、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を使用した例が示されている。ＩＧＢＴのコレクタ−エミッタ間に対しては、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのダイオードＤが並列に接続される。ここでは、ダイオードＤのアノード、カソードはそれぞれＩＧＢＴのコレクタ，エミッタに対して接続されている。
この回路では、先の各実施の形態に示したスイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）のベース、コレクタ、エミッタは、それぞれ、ＩＧＢＴのゲート、コレクタ、エミッタに置き換わる。
【００６０】
図１２は、スイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）に代えて、ＳＩＴ（静電誘導サイリスタ）を使用した例が示されている。このＳＩＴのコレクタ−エミッタ間に対しても、スイッチングオフ時の帰還電流の経路を形成するためのダイオードＤが並列に接続され、ダイオードＤのアノード、カソードがそれぞれＳＩＴのカソード，アノードに対して接続される。
上記図８〜図１２に示す何れの構成を採った場合にも、本実施の形態では更なる高効率化を図ることが可能になる。なお、図８〜図１２に示す構成を採る場合、ここでは図示しないが、実際にスイッチング素子Ｑ1（Ｑ2）に代えて採られるべき構成に適合するようにして、その駆動回路の構成を変更して構わないものである。
また、実施の形態として上記各図に示した構成の細部は、実際の使用条件等に応じて変更されて構わない。
【００６１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、スイッチング電源回路として、一次側に電圧共振形スイッチングコンバータを備えたうえで、絶縁コンバータトランスを疎結合とすることで、一次巻線と二次巻線の相互インダクタンスが互いに逆極性となる動作モード（＋Ｍ／−Ｍ）が得られるようにしている。更に、二次側においては、二次巻線に二次側直列共振回路を直列に接続して直列共振回路を形成して、この直列共振回路を利用した倍電圧全波整流回路を備えることで、二次巻線に得られる交番電圧（励起電圧）の二倍に対応する二次側直流出力電圧を得るようにされる。
【００６２】
上記のようにして倍電圧全波整流回路によって負荷に電力供給をする結果、本発明では、例えば従来のように半波整流回路により等倍の二次側直流出力電圧を得る場合よりも、対応可能な最大負荷電力を向上させることが可能になる。
そしてこれに伴い、一次側は倍電圧整流回路ではなく、通常の全波整流回路により交流入力電圧レベルに対応するレベルの整流平滑電圧を入力するように構成しても、充分に上記した条件に対応することができることになる。
【００６３】
以上の構成から次のようなことが言える。
例えば従来においては、上記の条件に対応する場合には、倍電圧整流回路により交流入力電圧レベルの２倍に対応する整流平滑電圧を得る必要があり、このため、スイッチング素子や一次側の並列共振コンデンサには、整流平滑電圧レベルに応じて発生するスイッチング電圧に応じた耐圧品を選定する必要があった。
また、従来においては、二次側において半波整流回路により直流出力電圧を生成するようにしていたことで、整流ダイオードの非導通期間において整流平滑電圧の２．５倍〜３．５倍程度の電圧が印加されるため、この電圧レベルに応じた耐圧品を選定していた。
【００６４】
これに対して本発明では、整流平滑電圧レベルに依存するスイッチング電圧が従来の１／２となることから、スイッチング素子や一次側の共振コンデンサについて、従来の１／２程度の耐圧品を用いることができる。
また、二次側においては、前述したように、倍電圧全波整流回路が設けられるが、ここで倍電圧全波整流回路は、交番電圧が正／負の両期間で整流動作を行う全波整流動作である結果、整流ダイオードに印加される電圧は整流平滑電圧レベルとほぼ同等に抑制されるため、二次側の整流ダイオードについても従来より耐圧の低いものを選定することができる。
これによって、先ずスイッチング素子、一次側の並列共振コンデンサ、及び二次側整流ダイオード等にかかるコストを削減することができる。また、スイッチング素子及び二次側整流ダイオードの特性の向上したものを選定して、スイッチング周波数を高く設定することも容易に可能となり、これによって、電力変換効率の向上が図られることになる。また、スイッチング素子周辺の回路部品の小型・軽量化を図ることも可能になるものである。
また、前述のように、商用交流電源から整流平滑電圧を得る回路が通常の等倍電圧整流回路とされたことで、例えば通常の１組のブロック型の平滑コンデンサとブリッジ整流ダイオードを採用することができるので、この点でも、コストの削減及び回路規模の縮小が図られる。更には、被制御巻線の巻数が削減されて、定電圧制御に用いる直交型制御トランスの小型軽量化及び低コスト化も図られるものである。
【００６５】
更に本発明として、二次側に設けられる整流回路については倍電圧全波整流回路が採用されることで、例えば等倍電圧整流回路が備えられる場合と同等レベルの直流出力電圧を得ようとすれば、二次巻線の巻数を従来の１／２程度にまで少なくすることが可能になる。
また、本発明の構成では、従来よりも狭い被制御巻線のインダクタンス可変範囲によって二次側出力の安定化動作を確保できるので、その分被制御巻線の巻数を削減して直交型制御トランスの小型軽量化及び低コスト化を図ることが可能である。
【００６６】
更には、スイッチング手段としてプッシュプル動作を行う構成を採れば、比較的簡略な回路構成によっても、対応可能な負荷電力を更に増加させることが可能になる。
【００６７】
また、スイッチング素子としては、バイポーラトランジスタを備えて形成されるダーリントン回路、又はＭＯＳ型電界効果トランジスタ、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、又は静電誘導サイリスタにより構成することが可能であり、この場合には、例えば１石のバイポーラトランジスタにより上記スイッチング手段を形成する場合よりも、更に電力変換効率を向上させることが可能となる。
【００６８】
このように本発明では、電圧共振形コンバータを備えた電源回路の低コスト化、小型軽量化、及び電力変換効率等の諸特性の向上が促進されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】本実施の形態の電源回路の絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図３】第１の実施の形態の電源回路の要部の動作を示す波形図である。
【図４】本発明の第２の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図５】図４に示す回路の二次側直列共振周波数に対するスイッチング周波数、及び二次側直流出力電圧との関係を示す説明図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態の電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図９】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図１０】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施の形態の変形例としての構成を示す回路図である。
【図１２】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１３】従来例としての電源回路の構成を示す回路図である。
【図１４】従来例としての絶縁コンバータトランスの構成を示す断面図である。
【図１５】相互インダクタンスが＋Ｍ／−Ｍの場合の各動作を示す説明図である。
【図１６】図１２及び図１３に示す電源回路における要部の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１  制御回路、２  発振・ドライブ回路、Ｃｉ，ＣｉB  平滑コンデンサ、Ｃｒ  並列共振コンデンサ、Ｃｓ1，Ｃｓ2  二次側直列共振コンデンサ、Ｄｉ  ブリッジ整流回路、ＤO1，ＤO2，ＤO3，ＤO4  整流ダイオード、ＰＩＴ  絶縁コンバータトランス、ＰＲＴ  直交型制御トランス、ＮC  制御巻線、ＮR  被制御巻線、Ｑ1，Ｑ2  スイッチング素子、ＤB  ブースト用ダイオード、Ｎ3  （ブースト用）巻線
【図１】
0004218089.tif 000004
【図２】
0004218089.tif 000005
【図３】
0004218089.tif 000006
【図４】
0004218089.tif 000007
【図５】
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【図６】
0004218089.tif 000009
【図７】
0004218089.tif 000010
【図８】
0004218089.tif 000011
【図９】
0004218089.tif 000012
【図１０】
0004218089.tif 000013
【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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