(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つのトランジスタ（１）または多数の並列接続されたトランジスタ（１、１´…）を有する増幅器段のための回路であって、この少なくとも１つのトランジスタ（１、１´…）のサンプルばらつき、温度の影響および経時変化を補償するのに適した回路において、
ａ）電圧出力端（１３）から電圧を出力し、かつ、開閉信号出力端（１４）から開閉信号を出力する制御回路（１２）が設けられ、
ｂ）各トランジスタ（１、１´…）に調節ループ（３、３´…）が付設され、調節ループ（３、３´…）がそれぞれ
ｂ１）出力端が付設された少なくとも１つのトランジスタ（１、１´…）のゲートに接続され、第１の入力端が制御回路（１２）の電圧出力端（１３）に接続された積分器回路（６、６´…）と
ｂ２）付設された少なくとも１つのトランジスタ（１、１´…）のソースと積分器回路（６、６´…）の第２の入力端との間に配置され、制御回路（１２）の開閉信号出力端（１４）から開閉信号を介して制御可能であるスイッチ（１０、１０´…）と
を有することを特徴とする増幅器段回路。
【請求項２】
積分器回路（６、６´…）が演算増幅器（７、７´…）、積分器コンデンサ（８、８´…）および直列抵抗（９、９´…）を含み、積分器コンデンサ（８、８´…）が演算増幅器（７、７´…）の出力端と反転入力端との間に接続され、直列抵抗（９、９´…）が演算増幅器（７、７´…）の反転入力端と積分器回路（６、６´…）の第２の入力端との間に接続されることを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項３】
制御回路（１２）により制御可能な切換スイッチ（１００）が設けられ、切換スイッチ（１００）を介して少なくとも１つのトランジスタ（１、１´…）のドレインに、増幅器段の休止時間中と休止時間以外とでは異なる作動電圧が与えられることを特徴とする請求項１または２記載の回路。
【請求項４】
少なくとも１つのトランジスタ（１、１´…）が少なくとも別の並列接続されたトランジスタ（１、１´…）とともに１つのグループにまとめられ、このグループが調節ループ（３、３´…）に付設されることを特徴とする請求項１ないし３の１つに記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は増幅器段の多数の並列接続されているトランジスタの相互等化のための回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
増幅器／送信器の出力段を、並列接続されて有効に作用する多数のたとえば１００個を越えるトランジスタにより構成することは知られている。その際に、この相互接続回路の個々のトランジスタを可能なかぎり均等に負荷されるように、特に個々には過度に負荷されないようにすることが極めて重要である。入手可能なトランジスタ（同一形式）のサンプルごとのばらつきが不可避であるために、また特にそれらのしきいゲート電圧にたとえば２ないし４ボルトばらつきがあるために、適切な等化の措置を講ずることが必要である。わずか２０ｍＶのゲート‐バイアス電圧の相違でも既にそれぞれの無信号電流の約２０％の相互偏差に通ずる。同一のしきい電圧を有する相応に多数のトランジスタを十分に正確に選ぶことは実行不可能であるから、各個のトランジスタに対する動作点を個々に設定することが行われている。そのために原理的には、予め調整される制御要素、もしくは電子的な調節回路を使用することができる。しかし多数のポテンシオメータの手動調整は非常に費用がかかる。固定値メモリおよびディジタル‐アナログ変換器を有する電子的な調整要素は確かに自動化された設定を可能にするが、同じく非常に高い費用を個々のディジタル‐アナログ変換器およびその駆動回路に対して必要とする。
【０００３】
多数のトランジスタの相互接続に伴って生ずる別の問題はそれぞれのトランジスタのしきい電圧の温度依存性である。たいていは負の温度係数が生ずるので、すなわち温度の上昇と共に電流が増大するので、この場合の正の帰還結合の結果として損失電力の破局的な増大さえ生じ得る。
【０００４】
出力増幅器段の並列接続されたトランジスタでは、従って共通のバイアス電圧発生の際に小さいパラメータ偏差および／または温度変化の際に既にこれらの多数のトランジスタのうちの１つまたは少数のトランジスタへの電流の集中が、たといこの段の和電流がその他の措置により制限されているとしても、生じ得る。ちなみにトランジスタ自体またはそれらのバイアス電圧源の経時変化も、たといこの経時変化がしきい電圧またはバイアス電圧の小さい変化しか生じさせないとしても、電流のかなりの相互偏差を生じ得る。
【０００５】
増幅器段、特に増幅器、特に送信器の出力段の作動に対しては、増幅すべき高周波信号の振幅を線形に再現するという最小限の課題または要求がある。増幅器段を要求に応じてＡまたはＢモードで作動させることは知られている。上記の作動形式のうちの１つの選択は特に、小信号駆動または大信号駆動が問題とされるか、またこの増幅器段の無信号電流にどの程度の要求がされるか、またはこれが許容されるかに関係する。
【０００６】
小信号駆動の際には、好ましくは、高周波信号の両半波に対して適切に選ばれた可能なかぎり線形の特性曲線範囲内でＡモードで作動させる。設定された無信号電流は初期勾配を決定する。これをトランジスタの平均大信号勾配の半分に選ぶならば、いわゆるＡ‐Ｂモードにより小信号および大信号に対してほぼ等しい増幅が達成される。無信号電流の絶対値および時間的一定性は出力信号の無ひずみ性および安定性に対して臨界的である。
【０００７】
電力出力段を有する増幅器の特別な応用はパルス送信器としての作動である。
【０００８】
このようなパルス送信器は高周波磁界を発生するための磁気共鳴トモグラフィで必要とされる。このような送信器の出力パルスはたとえば数ｍｓしか継続しない送信時間を有し、またパルスの間に回答信号を受信するための時間である休止時間を有している。送信器の有害な出力ノイズが送信休止時間または受信時間中に生じないようにするため、送信段の無信号電流の遮断、いわゆるブランキングが行われるのが通常である。これは送信‐出力段の平均的な直流電力消費の非常に望ましい減少にも寄与する。送信と休止との間の切換は外部から供給される制御信号を介していわゆるゲーティングとして行われる。その際に切換遅れをたとえば１０μｓ以下の可能なかぎり短い時間にとどめるべく努められる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、前記の出力段のような多数存在するトランジスタの個々のトランジスタを等化するための簡単に実現可能で、それにもかかわらず非常に有効かつ確実な方策を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この課題は、本発明によれば、１つのトランジスタまたは多数の並列接続されたトランジスタを有する増幅器段のための回路であって、この少なくとも１つのトランジスタのサンプルばらつき、温度の影響および経時変化を補償するのに適した回路において、
ａ）電圧出力端から電圧を出力し、かつ、開閉信号出力端から開閉信号を出力する制御回路が設けられ、
ｂ）各トランジスタに調節ループが付設され、調節ループがそれぞれ
ｂ１）出力端が付設された少なくとも１つのトランジスタのゲートに接続され、第１の入力端が制御回路の電圧出力端に接続された積分器回路と
ｂ２）付設された少なくとも１つのトランジスタのソースと積分器回路の第２の入力端との間に配置され、制御回路の開閉信号出力端から開閉信号を介して制御可能であるスイッチと
を有することによって解決される。
本発明の実施態様態様は次の通りである。
積分器回路が演算増幅器、積分器コンデンサおよび直列抵抗を含み、積分器コンデンサが演算増幅器の出力端と反転入力端との間に接続され、直列抵抗が演算増幅器の反転入力端と積分器回路の第２の入力端との間に接続される（請求項２）。
制御回路により制御可能な切換スイッチが設けられ、切換スイッチを介して少なくとも１つのトランジスタのドレインに、増幅器段の休止時間中と休止時間以外とでは異なる作動電圧が与えられる（請求項３）。
少なくとも１つのトランジスタが少なくとも別の並列接続されたトランジスタとともに１つのグループにまとめられ、このグループが調節ループに付設される（請求項４）。
【００１１】
本発明は、多数のトランジスタを含んでいる増幅器段の作動の休止時間を、それぞれ個々のトランジスタのそのつどの無信号電流の相互の等化を行い、および／またはこの等化の自動化された設定を行い、および／または特に等化の安定性に関係する温度の影響などの自動的な等化を行うという目的を達成するために利用するという着想に基づいている。
【００１２】
本発明は、各トランジスタに対して設けるべき自動的に動作する調節回路であって、そのつどのトランジスタに対する作動電流または動作点をその個別のしきい電圧に無関係に設定可能な一定の値に設定し、また増幅器作動の間はこの値にとどまる調節回路を特徴とする。しかしこの本発明による調節回路は、この設定および一定保持が他の仕方でもなお比較的わずかな費用で実行可能である小信号作動の場合とは異なって、この増幅器段のＢモードの際に生ずる少なからざる問題をも解決する。Ｂモード増幅器のための常に投入される電流調節においては、増幅器の電流消費がドライブにより変化するときに電流目標値がフォローされる必要があろう。駆動の振幅変調に追随すべきこの目標値フォローは、たとえば１μｓ以内の時間でフォローできるように非常に速く行われなければならない。すなわち、高周波信号からバイアス電圧を切り離すために、このような短い過渡的振動時間に対抗する低域通過フィルタが用いられることを考慮に入れるべきである。さらに、駆動と電流消費との間の関係も完全に線形ではなく周波数に関係することも、またそのつどの調節器入力端に場合によっては高周波が侵入することも調節特性の少なからざる擾乱に通ずることを考慮に入れるべきである。
【００１３】
上記の問題を解決するため、本発明によれば、多数設けられているトランジスタのそのつどの個々のトランジスタのそのつどのしきい電圧が休止時間中に求められる。これは、電流を休止中に一定に保つために閉じられた調節ループを介して行われる。本発明によれば、トランジスタの個々の調節ループは増幅器段のスイッチオン時間中は開かれているが、これに対するそれぞれのトランジスタのそのつどの個別のバイアス電圧値は増幅器段のスイッチオン時間中は少なくともすぐ次の休止時間まで固定的に保たれ、また休止ゲートバイアス電圧として有効である。
【００１４】
【実施例】
以下、図面に示されている実施例により本発明を一層詳細に説明する。
【００１５】
符号１および１′を付されているのは、多数のトランジスタを有する図１中に部分的に示されている増幅器段に含まれている２つのトランジスタである。これらのトランジスタ１、１′、…の各々にそれらのソースと接続されている比較的低抵抗の測定抵抗２、２′が設けられている。符号３を付されているのはトランジスタ１に対する調節ループである。調節ループは高周波信号を導出するためのコンデンサ４および５も含んでいる。第１及び第２の入力端を有する積分器回路は６を付されている。積分器回路６は演算増幅器７のほかに積分コンデンサ８および直列抵抗９を含んでいる。積分コンデンサ８は演算増幅器７の出力端と反転（マイナス）入力端との間に接続されている。直列抵抗９は演算増幅器の反転（マイナス）入力端と積分器回路６の第２の入力端との間に接続されている。符号１０を付されているのは、駆動可能な電子スイッチであり、それにより調節ループ３が送信時間または大信号増幅の間は開かれた状態に、また送信休止の間は閉じられた状態に保たれるようにされる。トランジスタ１′を有する回路に対しては、それぞれ′記号を付されている等しい回路要素が設けられている。スイッチ１０、１０′…および積分器回路６、６′…のための共通の制御回路は１２を付されている。共通の制御回路１２は駆動（ゲーティング）入力端１５と、電圧出力端１３と開閉信号出力端１４とを有する。電圧出力端１３にはすべての積分器回路６、６′…がその第１の入力端を介して接続されており、開閉信号出力端１４にはすべてのスイッチ１０、１０′…が接続されている。演算増幅器７、７′…のプラス入力端１７、１７′…は積分器回路６、６′…の第１の入力端を示す。符号１６を付されているのは共通の高周波信号入力端、また符号１８を付されているのは共通の増幅器段の共通の高周波信号出力端である。
【００１６】
図２のタイムダイアグラムは時間を横軸にとって行ａに制御回路１２の開閉信号出力端１４に生ずるスイッチ１０、１０′、…に対する開閉信号を示す。行ｅには増幅器段の休止時間および能動時間が示されている。行ｂは休止時間中にゲート電圧の目標値設定ＵSを、また能動時間中に後で説明する制御回路１２の電圧出力端１３に生ずる追加電圧ＵZを示す。行ｃは一例として任意の増幅すべき高周波入力信号ＵＨＦを示す。行ｄはそのつどのトランジスタ１、１´…のドレイン供給電流の時間に関係する経過を示す。
【００１７】
増幅器の休止時間（行ｅ）の間は調節ループ３、３′…は、すなわちスイッチ１０、１０′…は閉じられている。これは制御回路１２の開閉信号出力端１４に相応して生じすべてのスイッチ１０、１０′…を同時に制御する開閉信号により達成される。さらに制御回路１２の電圧出力端１３にはゲート電圧の目標値ＵSのための一定の電圧値（たとえば６ｍＶ）が生ずる。この電圧値は個々の演算増幅器７、７′…のすべてのプラス入力端１７、１７′…に与えられ、これにより、トランジスタ１、１′…の各々を通って、すべてのトランジスタ１、１′…に対して等しい大きさである小さい測定直流電流が休止電流ＩO（図３参照）として流れる。その際に積分コンデンサ８、８′…はそのつどのトランジスタ１、１′…に属する個別のゲート電圧まで充電され、このゲート電圧においてこの当該のトランジスタを通って統一的な大きさＩOのドレイン電流が流れる。
【００１８】
図３はサンプルごとのばらつきを有する２つのトランジスタ１、１′のためのそれぞれ調節されたないし調節される電流／電圧関係を示す。この場合ＩB は大信号ピーク電流、ＩR は無信号電流、ＩO は休止電流を示す。２つのトランジスタＦＥＴ１およびＦＥＴ１′ではトランジスタ１、１′にそれぞれ流れている本発明により実質上等しい大きさのドレイン電流ＩO 、ＩR およびＩB が示されており、その際個々のトランジスタ（１および１′）に対して自動的にサンプルごとのばらつきにより生ずる相い異なるゲート電圧が調節される。
【００１９】
能動相の開始（行ｅのＡ）によりすべてのスイッチ１０、１０′…が共通に開かれる。その後にそのつどのスイッチ１０、１０′に与えられている開閉信号が図２の行ａに示されている。積分コンデンサ８、８′…には電流がもはや流れないので、これらの積分コンデンサ８、８′…には個々のトランジスタの相い異なるしきい電圧が本発明により記憶された状態にとどまる。それにすぐ続いて電圧出力端１３の電圧（この電圧は演算増幅器７のプラス入力端１７、１７′…にも与えられる）が同様にすべてのトランジスタ１、１′…に対してあてはまる固定的な大きさ（たとえば３００ｍＶ）だけ高められる。図２の行ｂはこの電圧跳躍ＵZを示す。この結果生ずるゲート電圧の上昇はそれぞれのトランジスタ１、１′…の特性曲線ＦＥＴ１、ＦＥＴ１′…に相応して当該のトランジスタ１、１′…を通る無信号電流ＩRの上昇に通ずる。すべてのトランジスタ１、１′…ではこれはほぼ等しい大きさの設定可能な電流上昇に通ずる。なぜならば、それぞれのトランジスタ１、１′…のそのつどのしきい電圧の偏差は主として特性曲線ＦＥＴ１、ＦＥＴ１′…の平行移動によってのみ与えられているからである。この高められたゲートバイアス電圧（ＵS＋ＵZ）は増幅器段の能動相の間はトランジスタ１、１′…のゲートに与えられ続けており、また電流消費ＩBが自由に高周波入力信号ＵＨＦ（図２の行ｃ）による現在の高周波駆動に相応して設定され得る。
【００２０】
能動相の終了（行ｅのＢ）により再び、調節ループ３、３′…がスイッチ１０、１０′…を介して、小さい時間遅れ（その間にドレイン供給電流が無信号電流ＩRから休止電流ＩOに減衰する；図２の行ｄ）の後に再び閉じられる休止時間が続く。演算増幅器７、７′…のプラス入力端１７、１７′…は再び休止電流ＩOに相応する電圧ＵSに置かれ、その結果としてドレイン供給電流（図２の行ｄ）が減衰する。
【００２１】
温度上昇または経時変化により惹起される（個別の）しきい電圧のずれの結果としての変化は、本発明によればキーイングされる調節により消去される。なぜならば、これらの変化はキーイング周波数または休止列に比較してゆっくりしているからである。
【００２２】
しかし本発明の応用は、作動中に（完全に）ブランキングが行われるような増幅器段に制限されない。本発明は、増幅器段が（少なくとも）一時的に小信号作動で動作する（上記のように完全に不能動に切換えられる代わりに）ような場合にのみまたは場合も応用可能である。この応用バリエーションは特に、非常にわずかなノイズは意味をもたないような場合に適している。振幅変調された信号においてたとえば１００ｍｓごとに１００μｓの時間間隔が生じ、この間増幅すべき信号振幅が小さいならば、この時間間隔を、上記のように休止に対して説明された調節を能動化するため、また多数の存在しているトランジスタ１、１′…のうちのそのつどのトランジスタのそのつどの無信号電流を設定しかつ新たに適合させるために利用することができる。増幅すべき高周波信号の包絡線から、相応に設定されたしきい値との比較が行われることによって、たとえばスイッチ１０、１０′…を駆動するための切換規範を導き出すことができる。図４はこれについて実際に使用可能な回路図を示す。図１で既に説明した部分には図１中で使用した符号が付されている。符号５５を付されているのは（一定の）無信号電流‐目標値に対する源であり、また符号５６を付されているのは切換しきいの決定のための源を有する第１の入力端における源を有する演算増幅器である。その出力信号により包絡値を示す整流器５７の出力端は演算増幅器５６の第２の入力端に接続されている。
【００２３】
図５は図２に相応するタイムダイアグラムであり、行ａには開閉信号、行ｂには小信号時間間隔を有する代表的な高周波信号（破線はしきい値を示す）、また行ｃにはドレイン供給電流が示されている。
【００２４】
前記の応用バリエーションに対しては単に、十分に短い時間間隔で、たかだか小信号作動、すなわち信号が消滅した状態からきわめて小さい状態の作動が行われる電流調節相と、電力増幅または大信号増幅が行われその際トランジスタ１、１′…のバイアス電圧が本発明により固定的に保たれている相との間の切換が行われることが重要である。
【００２５】
ノイズ低減およびエネルギー節減は補足的に、個々のトランジスタ１、１′…のゲート電圧を自動的に個別に設定する本発明による機能を損なうことなしに、作動電圧ＵBEを休止時間中に下げることにより達成することができる。図１中には追加的に作動電圧（ＵBE）の切換可能な端子ＵBE1 およびＵBE2 が示されている。切換スイッチ１００はスイッチ１０、１０′…と一緒に制御回路１２により制御される。休止時間中に切換スイッチ１００は減ぜられた作動電圧のための端子ＵBE1 に切換えられる。休止時間の以外は全作動電圧が端子ＵBE2 を介して与えられている。
【００２６】
温度変化又はコンポーネントの経時変化による上述の擾乱を最小にするために、有利な実施例では、増幅器又は増幅器段を唯一つのトランジスタ１およびこれに付設する調節ループ３で構成することもできる。回路はこの場合上述の擾乱を補償することによってその有利な作用を発揮する。
【００２７】
他の有利な実施例では、トランジスタ１、１′…はそれぞれまたは少なくとも部分的に少なくとも２つの個別トランジスタのグループとして形成することができ、その際これらの個別トランジスタは並列接続され、グループ毎にそれぞれ１つの調節ループ３、３′…に付設される。この実施例は必要とされる個々のコンポーネントの最適化を図ることを可能にし、従って経済的な利点を供する。
【図面の簡単な説明】
【図１】マルチトランジスタの出力増幅器段の一部分、詳細には多数のこれらのトランジスタのうちの２つのトランジスタに対する個々の回路を示す図。
【図２】図１の個々の回路の機能を示すタイムダイアグラム。
【図３】それぞれ設定されたまたは生ずる特性曲線領域におれる電流／電圧関係図。
【図４】本発明の別の応用例に対する回路図。
【図５】図４に対する図２に相応するタイムダイアグラム。
【符号の説明】
１、１′    トランジスタ
２、２′    測定抵抗
３、３′    調節ループ
４、４′    コンデンサ
５、５′    コンデンサ
６、６′    積分器回路
７、７′    演算増幅器
８、８′    積分コンデンサ
９、９′    直列抵抗
１０、１０′    電子スイッチ
１２    制御回路
１３    電圧出力端
１４    開閉信号出力端
１５    駆動入力端
１６    高周波信号入力端
１７、１７′    演算増幅器のプラス入力端
１８    高周波信号出力端
５５    無信号電流源
５６    演算増幅器
５７    整流器
１００    切換スイッチ
ＵBE1、ＵBE2    切換可能な端子
ＩB    電流消費値または大信号‐ピーク電流
ＩR    無信号電流
ＩO    休止電流
ＵＨＦ    高周波‐入力信号
ＵS    目標値
ＵZ    追加電圧
ＦＥＴ１、ＦＥＴ１′    トランジスタ特性曲線
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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