(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
界磁有向性制御によって動作されるエレベータモータの少なくとも一つのパラメータを、モータの静止測定を使用して計算し、モータがモータインピーダンスＺM，回転子インピーダンスＺR，過渡インダクタンスＬσを有する、方法であって、
ａ）モータインピーダンス（ＺM）が過渡インダクタンス（Ｌσ）によって支配されるような充分に高い高周波数（ＦHIGH）で正弦波トルク電流基準信号を供給するステップと、
ｂ）フィードバックトルク電流（Ｉｑ）とフィードバックトルク電圧（Ｖｑ）を測定するステップと、
ｃ）式Ｌσ＝Ｉｍａｇ（ＺM）／（２πＦHIGH）、
ただし、ＺMはＦHIGHにおける値、ＺM＝Ｖｑ／Ｉｑである、によって、前記高周波数（ＦHIGH）における前記過渡インダクタンス（Ｌσ）を計算するステップと、
ｄ）可変入力周波数を有する正弦波トルク電流基準信号を供給するステップと、
ｅ）フィードバックトルク電流（Ｉｑ）とフィードバックトルク電圧（Ｖｑ）を測定するステップと、
ｆ）Ｉｍａｇ（ＺR）＝Ｉｍａｇ（ＺM）−ωＬσ
ここで、ωは前記入力周波数、およびＺM＝Ｖｑ／Ｉｑ、のように回転子インピーダンスの虚部Ｉｍａｇ（ＺR）を計算するステップと、
ｇ）Ｉｍａｇ（ＺR）の最大値が生じる周波数（ＦPEAK）を得るために、前記入力周波数を変えると共にステップ（ｄ）〜（ｆ）を行うステップと、
ｈ）ＦPEAKに基づいて回転子時定数（τR）を計算するステップと、
によって構成されていることを特徴とする方法。
【請求項２】
前記τRは、次のように、
τR＝１／（２πＦPEAK）
で計算されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
ＺMを計算する前記ステップが、
前記測定されたＩｑの基本の調波成分の大きさを決定するステップと、
前記測定されたＶｑの基本の調波成分の大きさを決定するステップと、
得られた両数値からＺM＝Ｖｑ／Ｉｑを計算するステップと、
によって構成されていることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
Ｉｑの基本の調波成分の大きさを決定する前記ステップが、前記測定されたＩｑのフーリエ変換を行ってそのフーリエ係数を演算するステップによって構成され、Ｖｑの基本の調波成分の大きさを決定する前記ステップが、前記測定されたＶｑのフーリエ変換を行ってそのフーリエ係数を演算するステップによって構成されていることを特徴とする、請求項３に記載の方法。
【請求項５】
さらに、Ｌφ＝２Ｉｍａｇ（ＺR）／ω，（ただし、ω＝１／τRである）、によって、磁化インダクタンスＬφを計算するステップが加えられていることを特徴とする、請求項２に記載の方法。
【請求項６】
さらに、ｉ）式ＫT＊＝（３／２）（Ｐ／２）ＬφＩd＊を用いて、モータトルク定数（ＫT＊）を計算し、ここで
Ｐ＝モータ極の数、
Ｉd＊＝Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤ／（ωＲ＿ＲＡＴＥＤ×Ｌφ）、
Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤ＝定格モータ電圧、
ωＲ＿ＲＡＴＥＤ＝定格モータ速度、
であるステップと、
ｊ）式Ｖm＊＝（Ｖd＊2＋Ｖｑ＊2）1/2を使用して、モータ電圧（Ｖm＊）を計算し、ここで、
Ｖd＊＝ωEＬσＩｑ＊、
Ｖｑ＊＝ωEＬsＩｄ＊、
Ｉｑ＊＝Ｔ＿ＲＡＴＥＤ／ＫT＊、
Ｔ＿ＲＡＴＥＤは定格モータトルク
ωE＊＝ωＲ＿ＲＡＴＥＤ＋ωs＊
ωｓ＊＝（１／τR）（Ｉｑ＊／Ｉｄ＊）
であるステップと、
ｋ）Ｖm＊に対するＶｐｈ＿ＲＡＴＥＤの比率を計算するステップと、
ｌ）Ｉd＊を変えるとともに、前記比率が１の所定の公差内になるまでステップ（ｈ）〜（ｋ）を実行するステップと、
が加えられていることを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記Ｉd＊を変えるステップが、Ｉd＊×比率としてＩd＊の次の値を計算するステップによって構成されていることを特徴とする、請求項６に記載の方法。
【請求項８】
さらに、ｍ）式ＲTOT＝Ｒｅａｌ（ＺM）、（ただし、ＺMはＦHIGHにおける値である）、によって、前記高周波数でトータル抵抗（ＲTOT）を計算するステップと、
ｎ）ＲS＝ＲTOT−Ｒ2、ここでＲ2＝Ｌφ／τRのように固定子抵抗（ＲS）を計算するステップと、
ｏ）ステップ（ｂ）と（ｄ）間でステップ（ｍ）を実行するステップと、が加えられていることを特徴とする、請求項５に記載の方法。
【請求項９】
前記ステップ（ａ）〜（ｈ）が、サービス・ツールからの指令を受けると自動的に実行されることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
【請求項１０】
前記ステップ（ａ）〜（ｌ）が、サービス・ツールからの指令を受けると自動的に実行されることを特徴とする、請求項６に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、界磁有向性モータ駆動装置の校正に係り、特に、エレベータモータ駆動装置用の界磁有向性（又はベクトル制御）駆動パラメータの自動校正に関する。
【０００２】
同時に出願中の米国特許出願Ｎｏ．８／９９６，２３４（社内整理番号Ｎｏ．ＯＴ−３０６６）、Ｎｏ．８／９９６，２６３（社内整理番号ＯＴ−３０６５）、（社内整理番号ＯＴ−３０５４）、Ｎｏ．８／９９６，２６６（社内整理番号ＯＴ−４０４６）、Ｎｏ．８／９９６，２６４（社内整理番号ＯＴ−４０４７）は、ここに述べられていることに関連する主題を含んでいる。
【０００３】
【従来の技術】
界磁有向性（又はベクトル制御）モータ駆動装置とモータ速度制御装置が、回転子時定数（τR）、トルク定数（ＫT＊）、および定格磁化電流ＩdRATEDのようなモータパラメータの知識を必要とすることは、界磁有向性（又はベクトル制御）モータ駆動装置とモータ速度制御装置の分野で知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
これらのモータパラメータを決めるために使用される技術の一つは、ダイナモメータと高価な試験設備を使用しかつ熟練した専門技術者またはエンジニアによる時間を浪費する高度に技術的な仕事を行うエンジニアリング実験室においてモータを解析することである。しかしながら、現代化の又はレトロフィットの適用にあたって、新しい駆動装置は現存するエレベータシステムの古い駆動装置と取り替えるものであり、モータを評価するためにモータをエレベータシステムから取り外すことは、不都合であり費用がかかる。
【０００５】
また、静止しているモータの測定に基づいてモータパラメータを決めることは、望ましいことである。モータを運転しながら（無負荷又は負荷状態のもとで）モータパラメータを決める技術は存在するけれども、この技術は、モータに適用するにあたって、必ずしも実用的ではない。特に、無負荷試験は、エレベータからロープを外すか又はギヤボックスからモータを切り離すことが必要であるので、実用的でない。
【０００６】
さらに、負荷状態すなわちエレベータに接続されたモータでテストを行うことは、負荷状態で運転しているモータの測定を行うためにエレベータを始動するのは、ほぼ正しいモータパラメータが必要であるので、実用的でない。また、そのようなモータパラメータを決めるための技術は、概して駆動制御に含まれていることが望ましく、レトロフィット又は現代の駆動装置のフィールド・コミッショニングは、特別なモータ／駆動同調技術なくして、取付け作業員または整備員によって実行される。
【０００７】
本発明の目的は、モータをエレベータシステムから取り外し又は切り離す必要がなくかつモータの静止測定のみを使用するエレベータ用の界磁有向性駆動装置および／若しくは制御装置のためのモータパラメータの現場での自動校正を提供する、ことである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の方法は、界磁有向性制御によって動作されるエレベータモータの少なくとも一つのパラメータを、モータの静止測定を使用して計算し、モータがモータインピーダンスＺM，回転子インピーダンスＺR，過渡インダクタンスＬσを有する、方法であって、ａ）モータインピーダンス（ＺM）が過渡インダクタンス（Ｌσ）によって支配されるような充分に高い高周波数（ＦHIGH）で正弦波トルク電流基準信号を供給するステップと、ｂ）フィードバックトルク電流（Ｉｑ）とフィードバックトルク電圧（Ｖｑ）を測定するステップと、ｃ）式Ｌσ＝Ｉｍａｇ（ＺM）／（２πＦHIGH）、ただし、ＺMはＦHIGHにおける値、ＺM＝Ｖｑ／Ｉｑである、によって、前記高周波数（ＦHIGH）における前記過渡インダクタンス（Ｌσ）を計算するステップと、ｄ）可変入力周波数を有する正弦波トルク電流基準信号を供給するステップと、ｅ）フィードバックトルク電流（Ｉｑ）とフィードバックトルク電圧（Ｖｑ）を測定するステップと、ｆ）Ｉｍａｇ（ＺR）＝Ｉｍａｇ（ＺM）−ωＬσ、ここで、ωは前記入力周波数、およびＺM＝Ｖｑ／Ｉｑ、のように回転子インピーダンスの虚部Ｉｍａｇ（ＺR）を計算するステップと、ｇ）Ｉｍａｇ（ＺR）の最大値が生じる周波数（ＦPEAK）を得るために、前記入力周波数を変えると共にステップ（ｄ）〜（ｆ）を行うステップと、ｈ）ＦPEAKに基づいて回転子時定数（τR）を計算するステップと、によって構成されている。さらに本発明によれば、前記τRは、次のように、τR＝１／（２πＦPEAK）で計算されることを特徴とする。さらに本発明によればＬφ＝２Ｉｍａｇ（ＺR）／ω，（ただし、ω＝１／τRである）、によって、磁化インダクタンスＬφを計算するステップによって構成されていることを特徴とする。
【０００９】
さらに、本発明によれば、さらに、ｉ）式ＫT＊＝（３／２）（Ｐ／２）ＬφＩd＊を用いて、モータトルク定数（ＫT＊）を計算し、ここでＰ＝モータ極の数、Ｉd＊＝Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤ／（ωＲ＿ＲＡＴＥＤ×Ｌφ）、Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤ＝定格モータ電圧、ωＲ＿ＲＡＴＥＤ＝定格モータ速度、であるステップと、
ｊ）式Ｖm＊＝（Ｖd＊2＋Ｖｑ＊2）1/2を使用して、モータ電圧（Ｖm＊）を計算し、ここで、Ｖd＊＝ωEＬσＩｑ＊、Ｖｑ＊＝ωEＬsＩｄ＊、Ｉｑ＊＝Ｔ＿ＲＡＴＥＤ／ＫT＊、Ｔ＿ＲＡＴＥＤは定格モータトルク
ωE＊＝ωＲ＿ＲＡＴＥＤ＋ωs＊
ωｓ＊＝（１／τR）（Ｉｑ＊／Ｉｄ＊）
であるステップと、
ｋ）Ｖm＊に対するＶｐｈ＿ＲＡＴＥＤの比率を計算するステップと、
ｌ）Ｉd＊を変えるとともに、前記比率が１の所定の公差内になるまでステップ（ｈ）〜（ｋ）を実行するステップと、によって構成されていることを特徴とする。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１を参照すると、ライン９の左側にエレベータモータ制御装置７の一部が示されており、界磁有向性（又はベクトル）モータ制御装置を含む。このモータ制御装置は、各々異なる制御軸、すなわちモータ磁化に関するｄ軸と、トルクに関するｑ軸に対応する２つの制御ループを、持っている。ｄ軸ループはライン１４に供給されたｄ軸電流基準入力信号ＩdREFを持っている。ＩdREFは、モータ磁化曲線、例えば後述するＩdRATED又はＩNO-LOADに基づいてモータに適正な磁束を供給するために、所定の一定の値にセットされる。ＩdREF信号は、図２で後述するように、界磁有向性電流調整器／モータ駆動回路２０に供給される。
【００１１】
ｑ軸電流ループはライン１５の第１のｑ軸電流基準入力信号ＩqREF1を有し、この第１のｑ軸電流基準入力信号は、スイッチ１９の一つの入力端子に供給される。ＩqREF1は、他のロジック（図示せず）例えば速度ループ補償ロジック（図示せず）によって供給され、米国特許出願番号（社内整理番号ＯＴ−３０５４）で述べられているような、自動校正でない時に、ｑ軸電流基準信号を制御装置に供給するモータ速度制御ループを閉じる。スイッチ１９への他の入力は、ライン１７の第２のｑ軸電流基準入力信号ＩqREF2である。スイッチ１９の出力は、ライン１８のｑ軸電流ループ基準信号ＩqREFであって、スイッチ１９に供給されるライン１３のＭＯＤＥ１信号の状態に基づいて、ＩqREF1又はＩqREF2と等しくなるようにセットされる。ＩqREF信号は、図２で後述するように、界磁有向性電流調整器／モータ駆動回路２０に供給される。
【００１２】
本発明で使用される３相ＡＣインダクションモータの２つの例は、ギヤ方式の、定格電力４５ＫＷ，定格電圧３５５ボルト，定格速度１４８０，定格周波数５０Ｈｚを有するロハー（Ｌｏｈｅｒ）によるモデルＬＵＧＡ−２２５ＬＢ−０４Ａと、タツング（Ｔａｔｕｎｇ）（台湾）による定格電力４０ＫＷ，定格電圧５００ボルト，定格速度２５１，および定格周波数１６．７Ｈｚを有するギヤレス方式のモデル１５６ＭＳＴ、である。必要ならば、他の定格パラメータを有する他のモータを使用することもできる。
【００１３】
回路２０はライン２２の３相電圧信号Ｖｘ，Ｖｙ，Ｖｚをモータ２４例えば３相インダクションモータに供給する。モータ２４は、機械的なリンケージ２６例えばシャフトおよび／若しくはギヤボックスによって、シーブ２８に接続されている。ロープ又はケーブル３０は、シーブ２８に巻装され、エレベータかご３２に接続された一端と、カウンターウェイト３４に接続された他端を持っている。カウンターウェイトの重さは、一般に、空のかごの重さにかごの最大負荷の４０〜５０％を加えたものに等しい。
【００１４】
必要ならば、他のエレベータシスタム構造、すなわち、カウンターウェイトの有無、ギヤボックスの有無によるものを、モータ２４の出力トルクをエレベータかご３２の動きに変換するために使用できる。当該他のエレベータシスタム構造としては、例えば、二重リフト、ドラムマシン等があり、二重リフトでは、２つのエレベータかごが単一のロープに接続され、かごは反対方向に動き、各かごは他のかごに対してカウンターウェイトとなる。また、ドラムマシンとしては、ロープがモータによって駆動されるドラムのまわりに巻装される。
【００１５】
ブレーキ３７例えば電磁駆動ディスクブレーキは、シャフト２６に配置され、回路２０からのライン３８上の電気ブレーキ指令信号ＢＲＫＣＭＤによって駆動される。ブレーキ３７は、作動され又は落とされると、シャフト２６をクランプし、モータシャフト２６が回るのを防止し、すなわち回転子をロックし、シーブ２８の動きを防ぐ。
【００１６】
図２に示すように、界磁有向性モータ制御において、それぞれｄ軸およびｑ軸に対応する電流（Ｉｄ，Ｉｑ）および電圧（Ｖｄ，Ｖｑ）パラメータを使用することは、周知である。周知のように、界磁有向性を使用すると、モータ磁界（又は磁束）はＩｄによって制御され、モータトルクはＩｑによって制御される。特に、図１の界磁有向性電流調整器／モータ駆動装置２０は２つの電流制御ループによって構成され、一つはｄ軸電流Ｉｄ用であり、他の一つはｑ軸電流Ｉｑ用である。Ｉｄループはライン１４上のＩdREF信号を加減算器１０２の正入力で受ける。ライン１０４の測定された又はフィードバックｄ軸電流信号Ｉｄは加減算器１０２の負入力に供給される。加減算器１０２の出力はライン１０６のエラー信号ＩdERRであり、このエラー信号は、比例一積分（Ｐ−Ｉ）電流ループ制御装置のような制御補償ロジック１０８に供給される。必要ならば、他の電流ループ制御補償を使用してもよい。ロジック１０８はライン１１０にｄ軸電圧指令信号ＶdCMDを供給する。
【００１７】
ｑ軸に対して、Ｉｑループは、ライン１８のＩqREF信号を加減算器１１４の正入力で受ける。ライン１１６の測定された又はフィードバックｑ軸電流信号Ｉｑは加減算器１１４の負入力に供給される。加減算器１１４の出力は、ライン１１８のエラー信号ＩqERRであり、ロジック１０８と同様に、制御補償ロジック１２０例えば比例一積分（Ｐ−Ｉ）ロジックに供給される。ロジック１２０の出力は、ライン１２２のｑ軸電圧指令信号ＶqCMDである。他の制御補償たとえば比例、進み−遅れなども、ロジック１０８，１２０に使用できる。使用されている補償の形態は本発明に対しては重大なものではない。
【００１８】
電圧信号ＶdCMDとＶqCMDは、周知の界磁有向性３相変換ロジック１２４に供給され、３相変換ロジック１２４は、ｄ軸電圧指令とｑ軸電圧指令をライン１２６の３相電圧指令ＶXCMD，ＶYCMD，ＶZCMDに変換する。位相電圧指令ＶXCMD，ＶYCMD，ＶZCMDは、周知の３相駆動回路（又はインバータ）１２８に供給され、３相駆動回路１２８は、それぞれ位相電圧ＶX，ＶY，ＶZを、ライン１３０，１３２，１３４（集約的にライン２２）に供給して、モータ２４を駆動する。
【００１９】
駆動回路１２８（詳細は示されていない）内で、ライン１２６の電圧指令ＶXCMD，ＶYCMD，ＶZCMDは、対応する入力電圧レベルを示すパーセント・デューティ・サイクル指令に変換される。パーセント・デューティ・サイクルはパルス幅変調駆動信号に変換され、パルス幅変調駆動信号によってパワートランジスタが駆動され、それぞれライン１３０，１３２，１３４にパルス幅変調可変周波数３相電圧ＶX，ＶY，ＶZが供給される。駆動装置１２８内での変換は、モータ駆動回路の分野で周知の電子構成要素および／若しくはソフトウェアを、使用して行われる。入力電圧指令を受け出力位相電圧を供給する駆動回路は他のタイプのものでも使用でき、位相電圧はパルス幅変調でなくてもよい。
【００２０】
それぞれ電圧ＶX，ＶY，ＶZに関連する位相電流ＩX，ＩY，ＩZは、それぞれ周知の電流センサ１３６，１３８，１４０例えば閉ループホール効果電流センサ（例えばＬＥＭＳ）によって測定され、それぞれ、ライン１４１，１４２，１４３に供給される。位相電流ＩX，ＩY，ＩZは３相界磁有向性変換ロジック１５０に供給され、界磁有向性変換ロジック１５０は位相電流をライン１０４，１１６のｄ軸電流とｑ軸電流に変換し、ｄ軸電流とｑ軸電流は、それぞれ、加減算器１０２，１１４に供給される。
【００２１】
コンバータ１２４，１５０は、Ｄ．ノボトニィ（Ｎｏｖｏｔｎｙ）らによる“ＡＣ駆動装置のベクトル制御およびダイナミックス”、オックスフォード大学出版、１９９６，第５章、２０３〜２５１頁で述べられているような、ベクトル（ｄ軸およびｑ軸）パラメータと位相パラメータとの間の変換を行う。コンバータ１２４，１５０は、そのような変換を、マイクロプロセッサなどを用いてソフトウェアで実行する。
【００２２】
モータの回転子時定数τRの値を制御することが、界磁有向性ｄ軸とｑ軸への変換およびそれらからの変換を行うのに必要であることは、界磁有向性駆動装置の分野では知られている。特に、τRは、界磁有向性を達成するために正しいすべり周波数ωSを確立するのに使用される。回転子時定数τRの値はライン１４４で２つのコンバータ１２４，１５０に供給される。
【００２３】
モータ駆動ロジック１１１はブレーキ駆動回路１４５を含み、ブレーキ駆動回路１４５はライン１４６の入力信号ＢＲＫを受け、ライン３８にＢＲＫＣＭＤ信号を供給する。
【００２４】
図１に示すように、本発明は、モータパラメータτR，ＫT＊，ＩdRATEDを自動的に演算する自動校正ロジック４８によって構成され、ライン１４４でτRを回路２０に供給し、かつライン１６０でＫT＊を速度ループ補償ロジック（図示せず）に供給する。この速度ループ補償ロジックは、例えば、本願と同時に出願され係属中の米国特許出願（社内整理番号ＯＴ−３０５４）で述べられている。ロジック４８は、また、他のモータパラメータ例えば過渡インダクタンスＬσ，磁化インダクタンスＬφ，固定子抵抗ＲS（又はＲ１）および定格トルク電流ＩqRATEDも演算する。ロジック４８は、回路２０からＩqERR、Ｉｑを受ける。ロジック４８は、スイッチ１９に電流基準信号ＩqREF2を、ライン１４で回路２０に電流基準信号ＩdREFを供給する。
【００２５】
ロジック４８は、本願に記載した機能を実行可能な、マイクロプロセッサ，インターフェース回路，メモリ、ソフトウェア，および／若しくはファームウェアを含む、周知の電子構成要素によって構成される。
【００２６】
また、ロジック４８は、ライン１３のＭＯＤＥ１をスイッチ１９に供給する。ＭＯＤＥ１フラグにより、校正ロジック４８からの電流基準信号ＩqREF2がロジック２０に供給される。ロジック４８はライン１４６でブレーキ要求信号ＢＲＫを回路２０に供給する。
【００２７】
計算ロジック４８はシリアルリンク８２を介してサービス・ツール８０と通信する。サービス・ツール８０は、ディスプレイ８４と、データをサービス・ツール８０内におよびリンク８２を介して制御装置７に入力するキーパッド（又はキーボード）８６とを含んでいる。特に、ロジック４８は、サービス・ツール８０からリンク８２を通して、いつ自動校正を始めるかを制御する始動指令を受ける。ロジック４８は、ＤＯＮＥ信号とＦＡＵＬＴ信号を、リンク８２を通してサービス・ツール８０に供給する。ＤＯＮＥ信号は故障がなく自動校正が完了した時点を示し、ＦＡＵＬＴ信号は故障が自動校正中に検出された時点を示す。
【００２８】
図３に示すインダクションモータの周知の等価回路９０は、ノボトニィ（Ｎｏｖｏｔｎｙ）とリポ（Ｌｉｐｏ）による、オックスフォード１９９６、第５章の“ＡＣ駆動装置のベクトル制御およびダイナミックス”で述べられているものと同様である。図３はＡＣ定常状態動作用の１位相分の等価回路であり、ここで電流Ｉ１と電圧Ｖ１はフェーザー量である。回路９０は、直列接続された抵抗Ｒs，等価過渡インダクタンスＬσ、および回転子インピーダンスＺRによって構成され、回転子インピーダンスＺRは磁化インダクタＬφと等価抵抗Ｒ2／Ｓの並列回路によって構成される。ここで、
ＲS（又はＲ1）＝固定子巻線抵抗
ＬS＝固定子巻線インダクタンス
Ｌr＝回転子巻線インダクタンス
Ｌｍ＝相互インダクタンス
Ｒｒ＝回転子巻線抵抗
Ｌσ＝Ｌs−Ｌm2／Ｌｒ＝過渡インダクタンス
Ｌφ＝Ｌm2／Ｌr＝磁化インダクタンス
ωE＝入力電流Ｉ1の電気周波数
ωR＝電気基準フレームについてのモータ出力回転速度（ラジアン／秒）
Ｓ＝すべり＝（ωE−ωR）／ωE
ωS＝すべり周波数＝ωE−ωR＝（１／τR）（Ｉq／Ｉd）
ここで、τR＝回転子時定数、Ｉｑ＝ｑ軸（又はトルク）電流、Ｉｄ＝ｄ軸（又は磁化）電流、
Ｒ2＝（Ｌm2／Ｌr2）＊Ｒr
である。
【００２９】
また、回転子時定数τRとモータトルク定数ＫT＊は、次のように回路９０のパラメータに関連する。
【００３０】
τR＝Ｌr／Ｒr＝Ｌφ／Ｒ2
ＫT＊＝（３／２）（Ｐ／２）ＬφＩd＝トルク／電流
ここで、Ｐ＝極数である。
【００３１】
図４を参照すると、回路９２は図３の回路９０に等価であり、回転子インピーダンスＺRは実部Ｒｅａｌ（ＺR）とωＬXに等しい虚部Ｉｍａｇ（ＺR）とを有する等価直列回路インピーダンスに変換されている。ＺRの変換を有する等価回路９２は回転子時定数τRを決めるのに有用である（以下に論ずる）。
【００３２】
図５を参照すると、ロジック４８のトップレベルフロー図はステップ２００で始まる。ステップ２００では、始動指令がサービス・ツール８０から受けられているか否かをチェックする。始動指令が受けられていなければ、ロジックは終わる。始動指令が受けられていれば、ステップ２０２でモータパラメータを要求してリンク８２を介してサービス・ツール８０からモータパラメータ（図１）を受ける。モータパラメータは整備員によって入力される。受けられたモータパラメータは、定格モータシャフト出力（ＰＷＲ＿ＲＡＴＥＤ）（ワット），定格モータ速度（ＲＰＭ＿ＲＡＴＥＤ）（ｒｐｍ），定格ｒｍｓ線間電圧（ＶＬＬ＿ＲＡＴＥＤ）（ボルト），定格周波数（ＨＺ＿ＲＡＴＥＤ）（ヘルツ），および極数（ＰＯＬＥＳ）であり、これらは全てモータネームプレートデータから得られる。それから、ステップ２０３では、ＭＯＤＥ＝１，ブレーキ３７（図１）で回転子をロックするためのＢＲＫ＝１，およびＩdREF2＝０アンペアをセットする。ここで述べられているテストの各々に対して、回転子はロックされたままであり（回転子速度ωR＝０）、ＩdREF2＝０アンペアである。ωR＝０，ＩdREF2＝０，すべりＳ＝１の時、モータ電流Ｉ1はｑ軸電流Ｉｑに等しく、モータ電圧Ｖ1はｑ軸電圧Ｖｑに等しい。Ｉｑ＝０の時、図３，図４の回路によってモータは単相運転で動作する。
【００３３】
次に、ステップ２０４では、正弦波電流信号を周波数ＦHIGHでライン１７（図１）の基準電流ＩqREF2のｑ軸に供給することによって、過渡インダクタンスＬσを測定する。ここで、ＦHIGHは、モータインピーダンスが過渡インダクタンスＬσによって支配される程に充分に高く、例えば３１．２５ヘルツである。必要ならば、他の周波数例えば３０Ｈｚを超えるものも使用できる。正弦波入力信号は、信号処理装置、たとえばディジタル信号処理装置、たとえば５ＫＨｚの更新（またはサンプリング）速度を有するモトローラＤＳＰ５６００２プロセッサによって、ディジタル的に発生される。他のハードウェアおよび／若しくはソフトウェア技術または更新速度を、正弦波入力信号を発生させるために使用できる。ステップ２０４では、ｑ軸フィードバック電流Ｉｑとｑ軸出力電圧Ｖｑ（前述のように、それぞれ、モータ電流Ｉ1とモータ電圧Ｖ1に等しい）を読み出す。
【００３４】
次に、ステップ２０４では、前述のディジタル信号処理装置を使用して、ＩｑとＶｑの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を行い、第１の調波フーリエ係数を決める。ＤＦＴからの測定された信号の基本または第１の調波成分はＡｓｉｎ（ωｔ）＋Ｂｃｏｓ（ωｔ）であり、ここでω＝２πｆは入力周波数（ラジアン／秒）である。第１の調波が主としてインピーダンスを計算するために使用されるので、システムにおける非線形性によって計算がひずむことはない。
【００３５】
周知のように、ＤＦＴを演算するために、テスト周波数での単位振幅の標準の正弦波と余弦波は、ロジック４８内で発生される。測定された信号（Ｉｑ，Ｖｑ）は標準の正弦波によって乗じられ、積は信号のフーリエ級数係数Ａを生じさせるために１励磁期間にわたって積分される。標準の余弦波によって信号を乗算しかつ積分することにより、Ｂ係数が生じる。入力信号の１５期間にわたって積分することは、システム応答におけるいかなる過渡現象をもフィルタアウトするのに充分であることが判った。所望ならば他の期間の数を使用してもよい。また、ここで論じられているＤＦＴに対して、所望ならば、他のタイプのフーリエ変換を使用でき、所望の信号の第１の調波が得られるという条件で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）などを使用できる。さらに、フーリエ変換の代わりに、所望の信号の第１の調波を決めるために、他のフィルタリング又はスペクトル解析技術を使用することができる。それから、ステップ２０４で、上記のように演算された電圧と電流の第１の調波成分を使用して、電圧と電流の比（Ｖ1／Ｉ1＝Ｖｑ／Ｉｑ）を計算することによって、モータインピーダンスＺMを演算する。次に、ステップ２０４で、フーリエ係数からＺMの実部と虚部とを演算する。ＦHIGH（ヘルツ）でのモータインピーダンスＺMの虚部は過渡インダクタンス項ωＬσによって支配される。従って、過渡インダクタンスＬσは、ＦHIGHに等しい入力周波数を有し、周波数ω（ラジアン／秒）（２πＦHIGH）によって割算された過渡リアクタンス（又はＺMの虚部）であり、すなわち
Ｌσ＝Ｉmag（ＺM）／（２πＦHIGH）、
（ただし、ＺMはＦHIGHにおける値である）、
である。
【００３６】
次に、ステップ２０４で決められたモータインピーダンスＺMの実部として、オプショナルステップ２０６は回路インピーダンスのトータル抵抗（ＲTOT＝ＲS＋Ｒ2）すなわち固定子抵抗と回転子抵抗の和を測定する。従って、
ＲTOT＝Ｒｅａｌ（ＺM）、（ただし、ＺMはＦHIGHにおける値である）、
である。
【００３７】
特に、ステップ２０４で使用した比較的高い高周波数ＦHIGHでは、回路９０のインダクタンスＬφは大きく、ＺMの実部はＲTOTに等しい。ＲTOTの値は、ＲSを計算するための後述での使用のために記憶される（ステップ２１２参照）。
【００３８】
次に、ステップ２０８では、次のように、回転子時定数τRを測定する。ステップ２０８では、後述するサーチアルゴリズムによって規定される増分において、０．１から８．０ヘルツまでの低周波数正弦波入力ｑ軸基準電流ＩqREF2の数列を生じる。正弦波入力信号は、ステップ２０４で述べたように、ディジタル的に発生する。各周波数で、モータ電流Ｉｑとモータ電圧Ｖｑ（前述したように、それぞれ、モータ電流Ｉ1とモータ電圧Ｖ1に等しい）が測定され、電流信号Ｉ1とモータ電圧信号Ｖ1のＤＦＴは別々に演算される。ステップ２０４で述べたように、基本又は第１の調波フーリエ係数が得られる。
【００３９】
それから、ステップ２０８は、電流に対する電圧の比（Ｖ1／Ｉ1）を計算することによって、各周波数でのモータインピーダンスＺMを演算する。それから、ステップ２０８では、フーリエ係数からＺMの実部と虚部が計算される。また、ステップ２０８では、次のように、モータインピーダンスＺMの虚部から過渡リアクタンス（ωＬσ）を引くことによって、回転子インピーダンスの虚部Ｉｍａｇ（ＺR）＝ωＬXを計算する。ここで、Ｌσはステップ２０４で前もって計算されたものであり、ωは入力周波数である。
【００４０】
Ｉｍａｇ（ＺR）＝ωＬX＝Ｉｍａｇ（ＺM）−ωＬσ
図６において、曲線２５０はモータインピーダンスの虚部Ｉｍａｇ（ＺM）＝ω（Ｌσ＋ＬX）を示し、曲線２５２は回転子インピーダンスの虚部Ｉｍａｇ（ＺR）＝ωＬXを示す。曲線２５２が最大２５４になる周波数ω（ラジアン／秒）は、回転子時定数の逆数すなわちω＝１／τRである。周知のサーチアルゴリズム例えば“ゴールデンセクションラインサーチ”アルゴリズムは、入力周波数を変えると共に、ωＬXが最大値になる周波数Ｆｐｅａｋを決める。使用されるサーチアルゴリズムは、本発明にとって重要でなく、入力パラメータを変えると共に出力パラメータの最大値を決定する任意のサーチアルゴリズムが用いられる。回転子時定数τRは次のように計算される。
【００４１】
τR＝１／ωｐｅａｋ＝１／（２πＦｐｅａｋ）
次に、ステップ２１０では、磁化インダクタンスＬφが計算される。特に、モータ伝達関数の折点周波数である回転子時定数の周波数（ω＝１／τR）で、回転子インピーダンスＺRの実部と虚部は互いに等しく、すなわちωＬX＝ＲXである。また、この同じ周波数で、ωＬXが１／２ωＬφ（磁化リアクタンス）に等しいことは、以下に示されている。特に、回転子インピーダンスＺRは、以下に示すように、Ｒ2に並列なｊωＬφに等しい。
【００４２】
ＺR＝ｊωＬφＲ2／（Ｒ2＋ｊωＬφ）
分子と分母に分母の複素共役（Ｒ2−ｊωＬφ）を乗じることによって、次の（１）式が得られる。
【００４３】
ＺR＝ω2Ｌφ2Ｒ2／（Ｒ22＋ω2Ｌφ2）＋ｊωＬφＲ22／（Ｒ22＋ω2Ｌφ2）………（１）
式（１）はインピーダンスの直列の組合せの形を有するとともに、または以下に示すように、実部と虚部を持っている。
【００４４】
ＺR＝ＲX＋ｊωＬX
ＺR＝Ｒｅａｌ＋ｊＩｍａｇｉｎａｒｙ
Ｉｍａｇ（ＺR）の曲線２５２のピーク２５４で、実部と虚部は等しく、次の式（２）が得られる。
【００４５】
ω2Ｌφ2Ｒ2／（Ｒ22＋ω2Ｌφ2）＝ωＬφＲ22／（Ｒ22＋ω2Ｌφ2）………（２）
式（２）を簡略化すると次のようになる。
【００４６】
ωＬφ＝Ｒ2
Ｒ2＝ωＬφをＺRの虚部に代入し、ωＬXに等しく設定すると次の式（３）が得られる。
【００４７】
Ｉｍａｇ（ＺR）＝（ωＬφ）（ω2Ｌφ2）／（ω2Ｌφ2＋ω2Ｌφ2）＝ωＬX………（３）
式（３）を簡略化すると次の（４）式が得られる。
【００４８】
ωＬX＝ωＬφ／２………（４）
したがって、磁化インダクタンスＬφは次のように計算される。
【００４９】
Ｌφ＝２Ｉｍａｇ（ＺR）／ω、（ただし、ω＝１／τRである）
次に、オプショナルステップ２１２で、Ｒ2の値を最初に計算することによって固定子抵抗Ｒｓを計算する。ω＝１／τRで回転子インピーダンスの実部Ｒｅａｌ（ＺR）がＲ2／２に等しいことは、以下に示されている。
【００５０】
特に、式（１）の実部は、
Ｒｅａｌ（ＺR）＝ＲX＝ω2Ｌφ2Ｒ2／（Ｒ22＋ω2Ｌφ2）
である。Ｒ2＝ωＬφを代入して簡略化すると、ＲX＝Ｒ2／２となる。したがって、
Ｒ2＝２Ｒｅａｌ（ＺR）、（ただし、ω＝１／τRにおいて）
また、Ｒ2はＲ2＝Ｌφ／τRを用いて計算される。ここで、ＬφとτRはそれぞれステップ２０４，２０８で予め計算されている。いずれの場合も、固定子抵抗Ｒｓは、ステップ２０６で計算されたトータル抵抗（ＲTOT＝Ｒｓ＋Ｒ2）からＲ2を引くことによって決められる。
【００５１】
したがって、次式が得られる。
【００５２】
Ｒｓ＝ＲTOT−Ｒ2
モータのＲｓの値が例えばデータシートからすでに知られていれば、その値はリンク８２を介して制御装置に供給され、Ｒｓは、それが期待値の所定のパーセンテージ内であることを確実にするためにステップ２１２で範囲がチェックされる。
【００５３】
Ｒｓが所望の範囲内になければ、ステップ２１２ではフォルトフラグＦＡＵＬＴ１＝１が設定される。また、Ｒｓの値は、計算されかつサービス・ツールに供給され、整備員がシステムに設備されたモータの型を決めるのに役立つ。
【００５４】
次に、ステップ２１４では、Ｌφ，τR，およびステップ２０２で得られたパラメータＰＷＲ＿ＲＡＴＥＤ，ＲＰＭ＿ＲＡＴＥＤ，ＶＬＬ＿ＲＡＴＥＤ，ＨＺ＿ＲＡＴＥＤ，ＰＯＬＥＳを、図７に示すようにモータパラメータをシミュレートするためにおよび定格磁化電流ＩdRATEDおよびトルク定数ＫT＊を繰り返し計算するために使用する。
【００５５】
図７を参照すると、シミュレートされたモータパラメータは、上述した実際の測定されたモータパラメータとの混同を避けるために、アスタリスク（＊）によって示されている。特に、ステップ３００では、電気基準フレームωR＿ＲＡＴＥＤに関するモータの定格回転速度を計算する。
【００５６】
次に、ステップ３０２では、定格線間電圧（ＶＬＬ＿ＲＡＴＥＤ）を定格の線と中性点間電圧（又は位相電圧）Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤに変換する。ステップ３０３では、定格電力と定格ＲＰＭに基づいて定格トルクＴ＿ＲＡＴＥＤを計算する。それから、ステップ３０４で、過渡インダクタンスＬσと磁化インダクタンスＬφの和として固定子インダクタンスＬsを計算する。また、ステップ３０６では、定格電圧と速度を使用して、Ｉdの一次近似に基づいてシミュレートされたｄ軸電流Ｉd＊の初期値を計算する。ステップ３０８では、変数ＣＯＵＮＴを０に等しくセットする。
【００５７】
次に、一連のステップ３１０〜３２２では、ステップ２１０（図５）で計算されたＬφの値に基づいてシミュレートされた様々なモータパラメータすなわち上記ステップ３００〜３０８で計算されたパラメータ，および界磁有向性モータ制御装置の周知の関係（そのいくつかは上述している）を使用して、ＫT＊およびシミュレートされたモータ電圧ＶM＊を計算する。特に、ステップ３１０では、ステップ２１０（図５）で計算されたＬφと磁化電流Ｉd＊の電流値に基づいて、トルク定数ＫT＊を計算する。次にステップ３１２でトルク電流Ｉｑ＊を計算する。次にステップ３１４で、シミュレートされた電流周波数ωE＊を計算するために次のステップ３１６で使用されるシミュレートされたすべり周波数ωs＊を計算する。シミュレートされた電流周波数ωE＊は、モータの回転周波数（又は速度）（定格速度に匹敵する）ωR＿ＲＡＴＥＤにすべり周波数ωS＊を加えたものに等しい。
【００５８】
次に、ステップ３１８では、シミュレートされたｑ軸出力電圧Ｖｑ＊が磁化電流Ｉd＊に基づいて計算されると共に、ステップ３２０では、シミュレートされたｄ軸出力電圧Ｖd＊がトルク電流Ｉｑ＊に基づいて計算される。それから、ステップ３２２では、それぞれｄ軸出力電圧Ｖd＊の自乗とｑ軸出力電圧Ｖｑ＊の自乗の和の平方根に等しいシミュレートされたベクトル和合計であるモータ電圧Ｖm＊を計算する。
【００５９】
次に、ステップ３２４では、シミュレートされた位相モータ電圧Ｖm＊に対する、定格位相電圧Ｖｐｈ＿ＲＡＴＥＤの比率に等しい比率パラメータを、計算する。ロジックは、比率が１に対して望ましい公差内たとえば０．００１内になるまで繰り返す。比率が１に等しい時、Ｉd＊の値は定格ＲＰＭと定格トルクでの定格電圧を生じる。
【００６０】
次に、ステップ３２６では、Ｉｄ＊の電流値の比率倍の値に等しいＩd＊の次の値を計算する。また、ステップ３２８で、比率が１の所定の公差内たとえば０．００１内であるかどうかをチェックする。比率が所望の公差内になければ、ステップ３３０で、ＣＯＵＮＴが１０に等しいか又は１０よりも大きいかどうか（すなわち、ループが少なくとも１０回繰り返されているかどうか）をチェックする。ループが少なくとも１０回繰り返されておれば、ステップ３３２で、ＦＡＵＬＴフラグを１にセットし、リンク８２（図１）を介してサービス・ツール８０に送り、ロジックが励起される。ループの繰り返しが１０回より少なければ、ステップ３３４でＣＯＵＮＴを１だけインクリメントし、ロジック２１４は、再び繰り返すためにステップ３１０に進む。
【００６１】
比率がステップ３２８において所望の公差内であれば、ロジックは収束していると判定され、収束においてＩd＊の値とＩｑ＊の値は、それぞれ、定格ｄ軸電流ＩdRATEDと定格ｑ軸電流ＩqRATEDに等しい。従って、ステップ３４０で、ｄ軸電流基準ＩdREFをＩdRATEDに等しいＩd＊に等しく設定し、ステップ３４４でＩｑ＊に等しくＩqRATEDを設定する。それから、ロジック２１４は、終わると共に、図５のロジック４８に戻る。
【００６２】
次に、図５に示すように、ステップ２１６では、エラーが上述のステップ２０２〜２１４のいずれかで検出されたかどうか（すなわちＦＡＵＬＴ＝１であるかどうか）を決める。故障が検出されていれば、ステップ２１８でＦＡＵＬＴ＝１をセットし、このＦＡＵＬＴ＝１を直列リンク８２を介してサービス・ツール８０（図１）に送り、ステップ２２０でＭＯＤＥ１＝０，ＢＲＫ＝０，をセットし、ロジックが終わる。故障が発生していなければ、ステップ２２２でＤＯＮＥフラグを１にセットし、このＤＯＮＥフラグは直列リンク８２を介してサービス・ツール８０に送られる。次に、ステップ２２４において、モータパラメータτR，ＫT＊，ＩdRATED，Ｌσ，Ｌφ，ＲSおよびＩqRATEDのいくつかまたは全ては、直列リンク８２を介してサービス・ツール８０に送られる。サービス・ツール８０は、整備員によって使用するためのパラメータを表示する。次に、ステップ２２０でＭＯＤＥ１＝０，ＢＲＫ＝０をセットし、ロジックが終わる。
【００６３】
発明は模範的な実施例について開示されているけれども、本発明の精神と範囲から逸脱することなく、前述の、および種々な他の変形、省略および追加ができることは、当業者によって理解されるべきである。
【００６４】
【発明の効果】
本発明は、インダクションモータの静止測定に基づくエレベータシステム用の界磁有向性（又はベクトル制御）インダクションモータ制御装置の自動校正を設けることによって、従来技術に勝って、大きな改良を行っている。本発明によれば、モータをエレベータシステム又はギヤボックスから切り離すことなく、モータパラメータ例えば回転子時定数（τR），トルク定数（ＫT＊）および定格磁化電流ＩdRATEDが得られる。また、本発明によれば、適用にあたっての必要性に応じて、過渡インダクタンスＬσ，磁化インダクタンスＬφ，固定子抵抗Ｒsおよび定格トルク電流ＩqRATEDを演算できる。
【００６５】
さらに、本発明によれば、モータ／駆動装置システムを同調させるために、特別な試験設備を有する特別に訓練された技術者を必要とすることもない。かくして、本発明によれば、新しいモータ駆動装置が現場にレトロフィットされる時、モータ駆動を同調させることに関連するコストが大幅に低減される。従って、フィールド・サイトでモータパラメータを自動校正するにあたって、時間とお金の両方が節約される。結果として、本発明は、エレベータシステムを現代の制御装置にまで向上させるにあたって、現代化の現場で見られる古いモータのパラメータを決めるための高いコストによって現在は経済的に実用的でないビルディング所有者にとって魅力的である。
【００６６】
本発明の前述のおよび他の目的、特徴および利点は、添付図面に示されているような上述の模範的な詳細な説明に鑑みて、より明白になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による自動校正ロジックを有するモータ制御装置の概略ブロック図。
【図２】本発明による電流調整器／モータ駆動の概略ブロック図。
【図３】本発明による界磁有向性によって制御されるインダクションモータの等価回路モデルの概略図。
【図４】本発明による図３の等価回路の簡略化された概略図。
【図５】本発明による図１の自動校正のロジックフロー図。
【図６】本発明による、周波数に対する回転子インピーダンスとモータインピーダンスの虚部のグラフ。
【図７】本発明による、図５の自動校正ロジックの一部のロジックフロー図。
【符号の説明】
７…制御装置
１９…スイッチ
２０…電流調整／モータ駆動回路
２４…モータ
２８…シーブ
３２…エレベータかご
３４…カウンターウェイト
４８…自動校正ロジック
８０…サービス・ツール
１０８，１２０…制御補償ロジック
１２４…３相変換ロジック
１２８…３相駆動回路
１５０…界磁有向性変換ロジック
【図１】
0004205795.tif 000002
【図２】
0004205795.tif 000003
【図３】
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【図４】
0004205795.tif 000005
【図５】
0004205795.tif 000006
【図６】
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【図７】
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