(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主スイッチにより入力電圧のスイッチングを行ってトランスの一次巻線に入力し、トランスの二次巻線に接続したフォワード側及びフライホイール側の整流素子からなる整流回路及びインダクタを含む平滑回路で整流平滑して直流出力を得るとともに、整流回路に同期整流用の補助スイッチを備え、前記主スイッチと並列にアクテイブクランプ用の容量素子及びアクテイブクランプ用の補助スイッチの直列回路を設けた同期整流方式とアクティブクランプ方式とを組み合わせたフォワード方式のスイッチング電源装置において、
主スイッチのオン、オフに伴うトランスの二次巻線の誘起電圧を検出する回路と、インダクタの誘起電圧に伴う直流出力を検出する回路と、一定時間を計測する計測回路とを具備し、前記インダクタの誘起電圧が連続し、主スイッチがオンしている間は前記同期整流用の補助スイッチをオフし、前記計測回路により主スイッチのオフ時点から一定時間を計測してこの一定時間の間前記同期整流用の補助スイッチをオンさせるとともに、前記誘起電圧検出回路及び直流出力検出回路の出力に基づいて、前記インダクタ電圧に連動する直流出力の低下又は不連続の状態を検出し、前記同期整流用の補助スイッチをオフする補助スイッチ制御回路と、
前記主スイッチがオフしたことを検出し前記アクテイブクランプ用の補助スイッチをオンさせるとともに、前記主スイッチのオフに伴う前記容量素子のクランプ作用を利用して主スイッチがオフした後一定時間経過後アクテイブクランプ用の補助スイッチをオフさせる回路と、
主スイッチのオフ時間をほぼ一定とし、前記アクテイブクランプ用の補助スイッチがオフした後主スイッチを目標の出力電圧となるようなオン時間幅で制御するオン時間制御回路と、
を有することを特徴とするスイッチング電源装置
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置に関し、より詳しくは、高効率化を図ったスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、スイッチング電源装置の効率向上のための対策は、スイッチング周波数が一定のあるという条件の基で検討されてきた。
【０００３】
例えば、図８に示す同期整流方式のスイッチング電源装置及び図１０に示すアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置が代表的なものである。
【０００４】
従来の同期整流方式のスイッチング電源装置は、図８に示すように、フォワード方式に構成されている。
【０００５】
即ち、電源１からの直流電圧Ｖinを、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御部２１により所定のタイミングでゲートが駆動制御される主スイッチング素子（以下「主スイッチ」という）Ｑ1 によりスイッチングして、トランスＴの一次側に供給し、トランスＴの二次側に誘起するパルス電圧（ＶT2）を、フォワード側のダイオードＤ1 、フライホイール側のダイオードＤ2 により整流し、さらに、平滑用のインダクタＬの主巻線Ｌ1 及び平滑コンデンサＣ0 により平滑して、所定の直流電圧として負荷Ｒに印加するようになっている。
【０００６】
前記ＰＷＭ制御部２１には、負荷Ｒに印加される直流電圧を、抵抗Ｒ10、フォトカプラＰＨ1 、ツェナーダイオード（ツェナー電圧ＶZ ）ＺＤからなる帰還回路により帰還し、これにより、ＰＷＭ制御部２１により主スイッチＱ1 のゲートを所定のタイミングで駆動制御し、この主スイッチＱ1 をスイッチングさせるようになっている。
【０００７】
前記フオトカプラＰＨ1 は、発光ダイオードＰＤと、フオトトランジスタＰＴ0 とを具備している。
【０００８】
また、前記スイッチング電源装置は、前記フライホイール側のダイオードＤ2 の損失を低減する目的で、このダイオードＤ2 と並列にＭＯＳＦＥＴからなる補助スイッチング素子（以下「補助スイッチ」という）Ｑ2 を用い又は代替するようにしている。この補助スイッチＱ2 のゲートの駆動信号は、インダクタＬの補助巻線Ｌ2 の誘起電圧を抵抗Ｒ0 を介して前記ゲートに供給することにより得ている。
【０００９】
前記スイッチング電源装置によれば、トランスＴの２次側のフライホイール側のダイオードＤ2 を、ＭＯＳＦＥＴからなる補助スイッチＱ2 に置き換えることにより、ダイオードＤ2 では避けられない順電圧降下（ショットキーバリヤダイオードで０．５Ｖ）を原理的にはいくらでも小さくすることが可能となる。
【００１０】
しかし、前記スイッチング電源装置においては、主スイッチＱ1 のオン時間、オフ時間とも一定ではない。
【００１１】
このため、フライホイール側のダイオードＤ2 （カソードアノード間電圧ＶK-A ）、フォワード側のダイオードＤ1 をＭＯＳＦＥＴからなる補助スイッチＱ2 のような素子に置き換えるためにはこの素子をトランスＴの巻線電圧、インダクタＬの巻線電圧又は主スイッチＱ1 のゲートの駆動信号を用いて駆動することとなる。
【００１２】
このことを単純な駆動回路で実現しようとする一例が図８に示すような回路構成であるが、この場合の課題は図９に示すように、主スイッチＱ1 がターンオンし、ダイオードＤ1 が導通を開始するタイミングと、補助スイッチＱ2 のゲートの駆動信号（ＶG-S ）が立ち下がるタイミングとが同時である点である。
【００１３】
補助スイッチＱ2 は、ゲートの駆動信号が立ち下がっても直ちにターンオフすることはできない。このため、主スイッチＱ1 がターンオン直後に補助スイッチＱ2 はまだオン状態となっており、この結果、ダイオードＤ1 、補助スイッチＱ2 に図９に示すような大きな短絡電流Ｉk が流れ、大きな損失が発生しまうことになる。
【００１４】
次に、従来のアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置について図１０を参照して説明する。尚、図８に示すスイッチング電源装置と同一の機能を有する要素には同一の機能を付して示す。
【００１５】
このアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置は、図１０に示すようにアクティブクランプ用の補助スイッチＱ2 のソースを、主スイッチＱ1 のドレインと接続する例であり、レベルシフト回路２２を用いて補助スイッチＱ2 を駆動する構成である。
【００１６】
このスイッチング電源装置では、主スイッチＱ1 と補助スイッチＱ2 との同時のオン動作を防止するため、主スイッチＱ1 のターンオン時用の第１のディレイ回路（遅れ時間ｔd1）２３と、補助スイッチＱ2 のターンオン時用の第２のディレイ回路（遅れ時間ｔd2）２４とを設け、ＰＷＭ制御部２１からの駆動信号（ＶDR）を第１のディレイ回路２３を介して図１１に示すように遅れ時間ｔd1を伴って主スイッチＱ1 のゲートに供給するとともに、ＰＷＭ制御部２１からの駆動信号（ＶDR）をインバータ２５により反転し、第２のディレイ回路２４を介して図１１に示すように遅れ時間ｔd2を伴ってレベルシフト回路２２に入力し、このレベルシフト回路２２により補助スイッチＱ2 のゲートを駆動するようになっている。また、前記主スイッチＱ1 と並列にアクティブクランプ用のコンデンサＣA を接続している。
【００１７】
このスイッチング電源装置において、主スイッチＱ1 がオフすると、トランスＴの励磁電流Ｉm で図１１に示す主スイッチＱ1 の寄生容量Ｃｒが充電され、主スイッチＱ1 のドレイン電圧が上昇する。このドレイン電圧がコンデンサＣA のクランプ電圧ＶCAになると、補助スイッチＱ2 の寄生ダイオードが導通し、主スイッチＱ1 のドレイン電圧の上昇は停止する。
【００１８】
トランスＴの励磁インダクタンス（Ｌm ）による励磁電流Ｉm は、トランスＴの１次側の電圧が主スイッチＱ1 オン時とは逆極性となるので減少に転じる（図１０に示す補助スイッチＱ2 の電流ＩD は主スイッチＱ1 のオフ期間の励磁電流を示している）。これにより、前記励磁電流ＩD は極性が反転し、さらに減少して行く。即ち、コンデンサＣA は充電から放電に転じる。
【００１９】
この逆極性の励磁電流ＩD が流れているタイミングで補助スイッチＱ2 がオフすると、逆極性の励磁電流ＩD が流れ続けるため、主スイッチＱ1 と並列接続の寄生容量Ｃｒは放電状態となり、この放電が完了し主スイッチＱ1 のドレイン電圧がゼロボルトになった後にこの主スイッチＱ1 がオンするように前記遅れ時間ｔd1を設定している。このようにして主スイッチＱ1 のターンオン時の損失を防止している。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
従来は、主スイッチがオフ期間中オンさせる補助スイッチを有する場合、主スイッチの駆動信号又はトランス・インダクタ巻線電圧等主スイッチの状態が変化することで変動する電圧を基に補助スイッチのオン／オフ信号を作っていた。
【００２１】
これは、先行技術が固定周波数のスイッチングを前提とし主スイッチのオフ期間が不定であることに起因している。
【００２２】
このため、主スイッチと補助スイッチの同時オンを回避し主スイッチがオンする前には補助スイッチをオフさせるためには複雑な回路が必要となり、又、多少の問題があっても回路構成が複雑になることを避けるため同時オンを許容し、損失を甘受していた。
【００２３】
本発明は上記の問題を解決するためのものであり主スイッチと補助スイッチの同時オンを回避し主スイッチのターンオン時の損失を防止することができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、主スイッチにより入力電圧のスイッチングを行ってトランスの一次巻線に入力し、トランスの二次巻線に接続したフォワード側及びフライホイール側の整流素子からなる整流回路及びインダクタを含む平滑回路で整流平滑して直流出力を得るとともに、整流回路に同期整流用の補助スイッチを備え、前記主スイッチと並列にアクテイブクランプ用の容量素子及びアクテイブクランプ用の補助スイッチの直列回路を設けた同期整流方式とアクティブクランプ方式とを組み合わせたフォワード方式のスイッチング電源装置において、主スイッチのオン、オフに伴うトランスの二次巻線の誘起電圧を検出する回路と、インダクタの誘起電圧に伴う直流出力を検出する回路と、一定時間を計測する計測回路とを具備し、前記インダクタの誘起電圧が連続し、主スイッチがオンしている間は前記同期整流用の補助スイッチをオフし、前記計測回路により主スイッチのオフ時点から一定時間を計測してこの一定時間の間前記同期整流用の補助スイッチをオンさせるとともに、前記誘起電圧検出回路及び直流出力検出回路の出力に基づいて、前記インダクタ電圧に連動する直流出力の低下又は不連続の状態を検出し、前記同期整流用の補助スイッチをオフする補助スイッチ制御回路と、前記主スイッチがオフしたことを検出し前記アクテイブクランプ用の補助スイッチをオンさせるとともに、前記主スイッチのオフに伴う前記容量素子のクランプ作用を利用して主スイッチがオフした後一定時間経過後アクテイブクランプ用の補助スイッチをオフさせる回路と、主スイッチのオフ時間をほぼ一定とし、前記アクテイブクランプ用の補助スイッチがオフした後主スイッチを目標の出力電圧となるようなオン時間幅で制御するオン時間制御回路と、を有することを特徴とする。
【００３０】
この発明によれば前記主スイッチがオンするときフォワード側の整流素子からフライホイール側の補助スイッチへ短絡電流が流れることを確実に防止できる。
また、補助スイッチを一定時間オンさせると共に、前記直流出力の低下又は不連続時には前記補助スイッチをオフするようにしているので、直流出力の低下又は不連続時におけるこのスイッチング電源装置の不適切な動作を防止できる。
【００３１】
また、前記直流出力の低下又は不連続時には前記補助スイッチをオフするようにしているので、直流出力の低下又は不連続時におけるこのスイッチング電源装置の不適切な動作を防止できる。
【００３５】
この発明によれば、前記主スイッチがオンするときフォワード側の整流素子からフライホイール側の補助スイッチへ短絡電流が流れることを確実に防止でき、かつ、従来例のようなアクテイブクランプ用の補助スイッチの駆動手段としてパルストランス等からなるレベルシフト回路が不要となって回路構成の簡略化を図れる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら説明する。
【００３７】
（実施の形態１）
本実施の形態１の同期整流方式のスイッチング電源装置は、図１に示すように電源１からの直流電圧Ｖinを、オン時間制御回路（オフ時間Ｔoff 一定）２により所定のタイミングでゲートが駆動制御される主スイッチング素子（以下「主スイッチ」という）Ｑ1 によりスイッチングして、一次巻線Ｎ1 、二次次巻線Ｎ2 を有するトランスＴの一次巻線Ｎ1 に供給し、トランスＴの二次次巻線Ｎ2 に誘起するパルス電圧（ＶT2）を、フォワード側のダイオードＤ1 、フライホイール側のダイオードＤ2 により整流し、さらに、平滑用のインダクタＬの主巻線Ｌ1 及び平滑コンデンサＣ0 により平滑して、所定の直流電圧として負荷Ｒに印加するようになっている。平滑用のインダクタＬは、所定の誘起電圧ＶL を出力する補助巻線Ｌ2 を具備している。
【００３８】
また、前記負荷Ｒに印加される直流電圧を、抵抗Ｒ10、フォトカプラＰＨ1 、ツェナーダイオード（ツェナー電圧ＶZ ）ＺＤからなる帰還回路により帰還し、これにより、オン時間制御回路２により前記主スイッチＱ1 のゲートを所定のタイミングで駆動制御し、この主スイッチＱ1 をスイッチングさせるようになっている。
【００３９】
前記フオトカプラＰＨ1 は、発光ダイオードＰＤと、フオトトランジスタＰＴ0 とを具備している。
【００４０】
また、前記スイッチング電源装置は、前記フライホイール側のダイオードＤ2 の損失を低減する目的で、このダイオードＤ2 と並列にＭＯＳＦＥＴからなる補助スイッチング素子（以下「補助スイッチ」という）Ｑ2 を接続するとともに、この補助スイッチＱ2 のゲートを所定のタイミングで駆動する補助スイッチ制御回路としてのゲート駆動回路３を備えている。
【００４１】
ゲート駆動回路３は、負荷Ｒへの出力電流を検出する検出抵抗ＲS と、この検出抵抗ＲS により検出する出力電流に基づく電圧と、基準電源Ｅ0 の所定の基準電圧Ｖr とを比較するコンパレータ６と、前記補助スイッチＱ2 のゲートを駆動する３入力のアンドゲート７とを有している。
【００４２】
そして、前記補助巻線Ｌ2 の誘起電圧ＶL をアンドゲート７の第１の入力端子に、前記誘起電圧ＶL をバッファ４を通した後抵抗（抵抗値ｒ）ＲT とコンデンサ（容量値ｃ）ＣT によるＣＲ時定数回路、インバータ（出力電圧Ｖ−）５を経てアンドゲート７の第３の入力端子に、さらに、前記コンパレータ６の出力信号をアンドゲート７の第２の入力端子に入力するように構成している。
【００４３】
尚、図１中、ＤX は抵抗ＲT に並列接続したダイオードである。
【００４４】
図２にトランスＴの２次巻線のＮ2 の電圧ＶT2、ダイオードＤ2 の両端電圧ＶK-A 、補助巻線Ｌ2 の誘起電圧ＶL 、インバータ５の出力電圧Ｖ−、主スイッチＱ1 のゲート電圧ＶG 、ダイオードＤ1 に流れる電流ＩK のタイミング図を示す。
【００４５】
次に、上述した構成の本実施の形態１のスイッチング電源装置の作用を図２を参照して説明する。
【００４６】
本実施の形態１のスイッチング電源装置の動作において、前記補助スイッチＱ2 は、図２に示す時刻ｔ3 以前（パルス電圧ＶT2がゼロとなる時刻ｔ2 以後）にオフする必要がある。これは、従来例で述べたように補助スイッチＱ2 のオフ時点が時刻ｔ3 又は時刻ｔ3 後であると、ダイオードＤ1 から補助スイッチＱ2 へ短絡電流が流れてしまうためである。
【００４７】
このため、補助巻線Ｌ2 の誘起電圧ＶL の立ち上がり（時刻ｔ0 ）後、時定数Ｔcr＜ｔ3 のタイミングで補助スイッチＱ2 のゲート電圧ＶG が立ち下がるようにするものである。
【００４８】
本実施の形態１では、前記誘起電圧ＶL を、アンドゲート７の第１の入力端子に入力するとともに、前記誘起電圧ＶL をバッファ４を通した後抵抗ＲT とコンデンサＣT によるＣＲ時定数回路に入力して前記インバータ５により所定の出力電圧Ｖ−に変換してアンドゲート７の第３の入力端子に入力し、さらに、前記コンパレータ６の出力信号をアンドゲート７の第２の入力端子に入力して、アンドゲート７によりこれらのアンドをとって前記補助スイッチＱ2 のゲートの駆動信号を得る。
【００４９】
この場合、前記インバータ５の入力スレッショルド電圧をＶTHとし、バッファ４の出力電圧をＶO とすると、前記ＣＲ時定数回路の時定数Ｔcrは、Ｔcr＝−ｃ×ｒ×ｌｏｇ（１−ＶTH／Ｖ0 ）で表すことができ、この時定数Ｔcrの値が時刻ｔ3 以前で適切となるように前記コンデンサＣT ，抵抗ＲT を選定している。
【００５０】
また、前記抵抗ＲT と並列に接続した前記ダイオードＤX により、補助巻線Ｌ2 の誘起電圧ＶL の立ち下がり時には、コンデンサＣT の両端電圧を直ちにゼロボルトとする。
【００５１】
そして、前記時定数Ｔcrを伴って出力され、前記インバータ５により変換された所定の出力電圧Ｖ−と、前記誘起電圧ＶL とのアンドをとってアンドゲート７から出力される駆動信号により補助スイッチＱ2 のゲートを駆動し、前記補助スイッチＱ2 を、図２に示す時刻ｔ3 以前にオフさせるとともに、前記インダクタＬの電流が不連続でコンパレータ６からの出力信号が小さくとなる場合に、補助スイッチＱ2 のゲート駆動を禁止する信号をアンドゲート７に送り、補助スイッチＱ2 をオフさせる。
【００５２】
（実施の形態２）
図３に、実施の形態２のフォワード方式のスイッチング電源装置を示す。尚、実施の形態２のスイッチング電源装置において、実施の形態１のスイッチング電源装置と同一の機能を有するものには同一の符号を付して示す。
【００５３】
本実施の形態２のスイッチング電源装置は、実施の形態１のスイッチング電源装置と略同様な構成であるが、実施の形態１の場合とは異なりトランスＴの二次巻線Ｎ2 の電圧ＶS を用い、ゲート駆動回路３Ａにより補助スイッチ（同期整流用ＭＯＳＦＥＴ）Ｑ2 のゲートの駆動信号を生成する構成としている。
【００５４】
ゲート駆動回路３Ａは、負荷Ｒへの出力電流を検出する検出抵抗ＲS と、この検出抵抗ＲS により検出する出力電流に基づく電圧と、基準電源Ｅ0 の所定の基準電圧Ｖr とを比較するコンパレータ６と、フォワード方式の二次巻線Ｎ2 の電圧ＶS と、コンパレータ６の出力とのナンドをとるナンドゲート１１と、ナンドゲート１１の出力を基に前記補助スイッチＱ2 のゲートの駆動信号を生成するタイマーＩＣ１２と、コンデンサＣ、抵抗Ｒによる時定数Ｔcr＝１．１×ｃ×ｒをもった時定数回路とを有している。
【００５５】
図４に、本実施の形態２のスイッチング電源装置におけるトランスＴの二次巻線Ｎ2 の電圧ＶT2、ダイオードＤ2 の両端電圧ＶK-A 、フォワード方式における二次巻線Ｎ2 の電圧ＶS 、補助スイッチＱ2 のゲート電圧（タイマーＩＣ１２の出力）ＶG 、ダイオードＤ1 に流れる電流ＩK のタイミング図を示す。
【００５６】
本実施の形態２のスイッチング電源装置においては、図４に示すように、実施の形態１のインダクタＬの補助巻線Ｌ2 の電圧ＶL とは異なり、フォワード方式におけるトランスＴの二次巻線Ｎ2 の電圧ＶS は主スイッチＱ1 のオフ期間一定ではなく、トランスＴのリセット期間が完了すると、図４に示すように、０Ｖとなる。
【００５７】
このため、本実施の形態２では、前記電圧ＶS がハイとなった状態を保持し、時定数ＴcrをもったタイマーＩＣ１２の動作により、補助スイッチＱ2 のゲートの駆動信号を前記電圧ＶS が立ち下がった後もハイの状態に保持して、時定数Ｔcr経過後にゲートの駆動信号をローにして、補助スイッチＱ2 をオフさせる。これにより、二次巻線Ｎ2 、ダイオードＤ2 に短絡電流が流れることを防止している。
【００５８】
（実施の形態３）
図５に、実施の形態３のアクティブクランプ方式で、フォワード方式のスイッチング電源装置を示す。尚、実施の形態３のスイッチング電源装置において、実施の形態１のスイッチング電源装置、図１０に示す従来例と同一の機能を有するものには同一の符号を付して示す。
【００５９】
本実施の形態３は主スイッチＱ1 のオフ時間がほぼ一定で、オン時間を制御することで出力電圧を制御するものである。また、タイマー回路１６を利用し、主スイッチＱ1 のオフ時のドレイン電圧をクランプする。
【００６０】
図１０に示す従来例との違いは、ＰＷＭ制御部２１に代えて、オン時間制御回路（オフ時間一定）１５を用いたこと、アクティブクランプ用の補助スイッチＱ21のゲートの駆動信号を、主スイッチＱ1 のドライブ信号から生成していことに代えて、主スイッチＱ1 のオフ時点からある一定時間後にタイマー回路１６から駆動信号が出力されるようにした点である。
【００６１】
オン時間制御回路１５は、このスイッチング電源装置の出力電圧をフォトカプラＰＨ1 の出力電流として１次側にフィードバックする比例電流回路ＩFBと、基準電源（基準電圧Ｖcr）Ｅ1 が反転入力端子に、比例電流回路ＩFBの出力が非反転入力端子に接続されたコンパレータ１９と、コンパレータ１９の非反転入力端子と電源１の負極との間に接続したコンデンサＣONと、コンパレータ１９の出力がセット端子（Ｒ）に、前記トランスに設けた補助巻線Ｎ3 がリセット端子に接続されるとともに、一方の出力端子Ｑ＊が前記主スイッチＱ1 のゲートに、他方の出力端子ＱがトランジスタＱC のベースに接続されたＲＳ  ラッチ（ＬＡＴＣＨ）回路２０とを具備している。トランジスタＱC のコレクタは前記比例電流回路ＩFBの出力に、エミッタは電源１の負極に接続されている。
【００６２】
タイマー回路１６は、電源１からの直流電圧を分圧する抵抗Ｒ11、Ｒ12と、インバータ１７と、抵抗ＲTA、コンデンサＣTAからなる時定数回路と、アンドゲート１８と、ダイオードＤi と、アンドゲート１８の出力と補助スイッチＱ21のゲートとに接続したゲート抵抗ＲG とを有している。
【００６３】
図６に、本実施の形態３のスイッチング電源装置における主スイッチＱ1 のゲート電圧ＶDR、前記補助巻線Ｎ3 の誘起電圧Ｖy 、補助スイッチＱ21のゲート電圧ＶG 、主スイッチＱ1 のドレイン電圧ＶD 、コンデンサＣONのに両端電圧、主スイッチＱ1 のドレイン電流ＩD 、補助スイッチＱ21のドレイン電流ＩD のタイミング図を示す。
【００６４】
本実施の形態３の詳細な動作を以下に説明する。
【００６５】
トランスＴに設けた補助巻線Ｎ3 の誘起電圧Ｖy が０になると、ＲＳ  ラッチ回路２０がリセットされ、一方の出力端子Ｑ＊がハイになり、主スイッチＱ1 がオンする。このタイミングを図１０に示す時刻ｔ0 とする。
【００６６】
また、この時、他方の出力端子Ｑがローとなり、トランジスタＱC がオフするため、コンデンサＣONの電圧が比例電流回路ＩFBからの充電電流で図１０に示すように上昇していく。
【００６７】
本実施の形態３のスイッチング電源装置の出力電圧は、前記フォトカプラＰＨ1 の出力電流として検出され前記比例電流回路ＩFBに帰還される。
【００６８】
この比例電流回路ＩFBからフォトカプラＰＨ1 に流れる電流に比例した電流が流出し、コンデンサＣONを充電する。コンデンサＣONの電圧が一定値Ｖcrに達すると、コンパレータ１９の出力がハイとなり、ＲＳラッチ回路２０がセットされ、一方の出力端子Ｑ＊がローに転じ、前記主スイッチＱ1 がオフとなる。
【００６９】
従って、スイッチング電源装置出力電圧が高ければ、フォトカプラＰＨ1 の電流が増大し、コンデンサＣONは短時間で充電され、従って、主スイッチＱ1 のオン時間は短時間になり出力電圧は低下するよう動作する。
【００７０】
前記主スイッチＱ1 がオフするのが図６に示す時刻ｔ1 であり、主スイッチＱ1 がオフすると、主スイッチＱ1 の入力容量Ｃiss がトランスＴの励磁電流で充電され、主スイッチＱ1 のドレイン電圧が上昇する。主スイッチＱ1 のドレイン電圧の上昇はクランプ用のコンデンサＣA の電圧ＶCAによりクランプされる。
【００７１】
このとき、補助スイッチＱ21の寄生ダイオードが導通する。このタイミングを時刻ｔ2 とする。若干の遅れ時間（補助スイッチＱ21のゲート抵抗ＲG と補助スイッチＱ21のゲート入力容量Ｃiss とによる遅れ）の後、補助スイッチＱ21はオンする。
【００７２】
この補助スイッチＱ21のオン状態は、インバータ１７、構成されるタイマー回路１６により生成される時定数Ｔcr＝−ｒTA×ｃTA×ｌｏｇ（１−ＶTH／ＶO ）経過後にオフとなる。ｒTAは抵抗ＲTAの抵抗値、ｃTAはコンデンサＣTAの容量値である。
【００７３】
また、ＶTHは、アンドゲート１８の入力スレッショルド値であり、ＶO はインバータ１７の出力電圧である。この期間補助スイッチＱ21のドレイン電流は従来例と同様に途中で極性が反転する。
【００７４】
また、前記補助スイッチＱ21がオフするタイミングが図６に示す時刻ｔ3 である。このとき、トランスＴの励磁電流は、従来例と同様に電源１側にに帰還している。
【００７５】
そして、補助スイッチＱ21がオフすると、このトランスＴの励磁電流は主スイッチＱ1 の寄生容量（Ｃoss ）を放電させ、主スイッチＱ1 のドレイン電圧が低下する。この電圧が０Ｖまで低下したタイミングが図６に示す時刻ｔ0 である。
【００７６】
この実施の形態３のスイッチング電源装置によれば、主スイッチＱ1 のオン時のダイオードＤ1 と補助スイッチＱ21とを流れる短絡電流の発生を確実に防止でき、また、従来例で述べたようなレベルシフト回路も不要で回路構成の簡略化を図れる。
【００７７】
（実施の形態４）
図７に、実施の形態４の同期整流方式及びアクティブクランプ方式で、かつ、フォワード方式のスイッチング電源装置を示す。尚、実施の形態４のスイッチング電源装置において、前記実施の形態２、実施の形態３のスイッチング電源装置と同一の機能を有するものには同一の符号を付して示す。
【００７８】
本実施の形態４は、実施の形態２と実施の形態３の各スイッチング電源装置の構成を組み合わせた構成からなるものである。即ち、本実施の形態４のスイッチング電源装置の動作は、同期整流方式の部分は、実施の形態２の同期整流方式の場合と同様であり、また、アクティブクランプ方式の部分は、実施の形態３のアクティブクランプ方式の場合と同様である。
【００７９】
本実施の形態４での特徴は、アクティブクランプ側の時定数時定数Ｔcr＝−ｒTA×ｃTA×ｌｏｇ（１−ＶTH／ＶO ）を、同期整流側の時定数Ｔcr＝１．１×ｃ×ｒより長く設定している点である。これにより、主スイッチＱ1 のオン時のダイオードＤ1 と補助スイッチＱ21とを流れる短絡電流の発生を確実に防止するものである。また、従来例で述べたようなレベルシフト回路も不要で回路構成の簡略化を図れる。
【００８０】
【発明の効果】
本発明によれば、同期整流方式の回路構成で主スイッチのオン時の整流素子と補助スイッチとを流れる短絡電流の発生を確実に防止でき、また、安定した動作を発揮できるスイッチング電源装置を提供できる。
【００８１】
本発明によれば、アクティブクランプ方式の回路構成で主スイッチのオン時の整流素子と補助スイッチとを流れる短絡電流の発生を確実に防止でき、また、回路構成の簡略化を図れるスイッチング電源装置を提供できる。
【００８２】
さらに、本発明によれば、同期整流方式及びアクティブクランプ方式を組み合わせた構成で、主スイッチのオン時の整流素子と補助スイッチとを流れる短絡電流の発生を確実に防止できるとともに安定した動作を発揮し、かつ、回路構成の簡略化を図れるスイッチング電源装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図２】実施の形態１のスイッチング電源装置の各部の信号を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図４】実施の形態２のスイッチング電源装置の各部の信号を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態３のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図６】実施の形態３のスイッチング電源装置の各部の信号を示す図である。
【図７】本発明の実施の形態４のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図８】従来の同期整流方式のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図９】従来のアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置を示す回路図である。
【図１０】従来のアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置の回路図である。
【図１１】従来の従来のアクティブクランプ方式のスイッチング電源装置の各部の信号を示す図である。
【符号の説明】
１  電源
２  オン時間制御回路
３  ゲート駆動回路
Ｔ  トランス
Ｑ1   主スイッチ
Ｑ2   補助スイッチ
Ｑ21  補助スイッチ
Ｌ  インダクタ
Ｄ1   ダイオード
Ｄ2   ダイオード
ＰＨ1   フオトカプラＰＨ1
【図１】
0004237283.tif 000002
【図２】
0004237283.tif 000003
【図３】
0004237283.tif 000004
【図４】
0004237283.tif 000005
【図５】
0004237283.tif 000006
【図６】
0004237283.tif 000007
【図７】
0004237283.tif 000008
【図８】
0004237283.tif 000009
【図９】
0004237283.tif 000010
【図１０】
0004237283.tif 000011
【図１１】
0004237283.tif 000012