(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
相対運動する２つの物体の相対位置を測定し、信号周期可変ユニット(６；２６)を有する位置測定装置にあって、この位置測定装置は、相対運動時に少なくとも一対の移相したアナログ増分信号(SIN，COS)を出力し、前記信号周期可変ユニット(６；２６)は、信号周期(ＳＰ)を少なくとも１つの信号周期の可変係数(ｎ)だけ規定通りに変更して増分信号(SIN′，COS′)にできる位置測定装置において、
前記信号周期可変ユニット（６；２６）は、位置測定時に生じる誤差を除去するための修正手段（２５，２７，３８）をさらに有すること、
前記信号周期可変ユニット(６；２６)は、少なくとも１つの第１の内挿ユニット(９；２９)及び出力側に配置された少なくとも１つのデジタル・アナログ変換器(１２Ａ，１２Ｂ；２２Ａ，２２Ｂ)を制御するための少なくとも１つの換算表を有する記憶回路(１１；４１)を備えること、及び
前記信号周期可変ユニット(６；２６)は、少なくとも１つの換算表(２１Ａ，２１Ｂ)を有する少なくとも１つの記憶回路(１１；４１)を備え、この換算表(２１Ａ，２１Ｂ)は、アドレス指定された制御可能な多数の表領域(２１A 1 −２１A k,２１B 1 −２１B k )を有し、増分信号(SIN′，COS′)の特定の信号振幅値がそれぞれ、これらの表領域(２１Ａ 1 −２１Ａ k，２１Ｂ 1 −２１Ｂ k )に割り当てられていることを特徴とする位置測定装置。
【請求項２】
変わらなかった増分信号(SIN，COS)も、最初の信号周期（ＳＰ）で伝送可能であることを特徴とする請求項１に記載の位置測定装置。
【請求項３】
前記記憶回路（１１；４１）は、設けられている信号周期可変係数（ｎ）ごとに少なくとも１つの換算表（２１Ａ，２１Ｂ）を有することを特徴とする請求項１に記載の位置測定装置。
【請求項４】
前記信号周期可変ユニット(６；２６)は、その入力側に内挿されたデジタル信号を発生する内挿ユニット（９；２９）及び方向識別ユニット（２３）を有し、位置測定装置から供給された増分信号（SIN，COS）がそれぞれ、前記内挿ユニット（９；２９）及び前記方向識別ユニット（２３）に入力可能であり、さらにアドレス計数ユニット（２４）が、前記内挿ユニット（９；２９）及び前記方向識別ユニット（２３）の出力部の後方に配置されていて、記憶回路（１１；４１）内の少なくとも１つの換算表（２１Ａ，２１Ｂ ）のアドレス指定された表領域（２１A 1 −２１A k,２１B 1 −２１B k ）が、前記アドレス計数ユニット（２４）の出力によって制御できることを特徴とする請求項１に記載の位置測定装置。
【請求項５】
信号周期(ＳＰ′)を変更するため、前記アドレス計数ユニット(２４)は、出力すべき信号周期(ＳＰ′)に応じて前記換算表(２１Ａ，２１Ｂ)を付随する制御ステップ幅で制御することを特徴とする請求項４に記載の位置測定装置。
【請求項６】
少なくとも１つのデジタル・アナログ変換器(１２Ａ，１２Ｂ；２２Ａ，２２Ｂ)が、少なくとも１つの前記記憶回路(１１；４１)の後方に配置されていて、このデジタル・アナログ変換器(１２Ａ，１２Ｂ；２２Ａ，２２Ｂ)は、この記憶回路(１１；４１)によって伝送された信号振幅値からアナログ増分信号（SIN′，COS′）を生成することを特徴とする請求項４に記載の位置測定装置。
【請求項７】
前記信号周期可変ユニット(６；２６)は、前記修正手段(２５，２７，３８)として入力計数ユニット(２５)，通過計数ユニット(３８)及びプロセッサユニット(２７)を有し、この場合
前記内挿ユニット(９；２９)の出力信号が、前記入力計数ユニット(２５)に出力可能であり、実際の目標位置の１つの測定値(ＳＰＭ)が、この入力計数ユニット(２５)から算出可能であり、
前記通過計数ユニット(３８)が、少なくとも１つの前記換算表(２１Ａ，２１Ｂ）を通過した通過数を算定し、
前記プロセッサユニット(２７)が、前記入力計数ユニット(２５)の出力信号を通じて実際の目標位置の前記測定値(ＳＰＭ)を連続して決定し、前記アドレス計数ユニット(２４)の実際のアドレス系数値と前記通過計数ユニット(３８)の実際の通過計数値とから生成される実際の実測値の１つの測定値(ＩＰＭ)と比較するように、前記プロセッサユニット(２７)は構成されていて、実際の目標位置の前記測定値(ＳＰＭ)と実際の実測値の前記測定値(ＩＰＭ)とがずれていた場合は、前記アドレス計数ユニット(２４)の前記アドレス計数値(ＡＺＷ)を規定通りに変更することを特徴とする請求項１に記載の位置測定装置。
【請求項８】
前記修正手段（２５，２７，３８）は、測定環境に関するパラメータ（ｐ，Ｔ，ｆ）を連続してセンサ式に検出するための検出手段（３９）をさらに有し、検出されたこれらのパラメータ（ｐ，Ｔ，ｆ）は、前記プロセッサユニット（２７）に出力可能であり、このプロセッサユニット（２７）は、これらのパラメータ（ｐ，Ｔ，ｆ）を実際の実測値の前記測定値（ＩＰＭ）の算定のためにさらに使用することを特徴とする請求項７に記載の位置測定装置。
【請求項９】
前記修正手段(５，２７，３８)は、データ記憶器(４０)をさらに有し、測定装置固有の補償データ（ＫＤ）が、このデータ記憶器（４０）内に保管されていて、これらの補償データ（ＫＤ）は、前記プロセッサユニット（２７）に出力可能であり、このプロセッサユニット(２７)は、これらの補償データ(ＫＤ)を実際の目標位置の前記測定値(ＳＰＭ)の算定のためにさらに使用することを特徴とする請求項７に記載の位置測定装置。
【請求項１０】
前記修正手段（２５，２７，３８）は、屈折率測定ユニットをさらに有し、この屈折率測定ユニットの出力信号が、前記プロセッサユニットに出力可能であり、このプロセッサユニットは、これらの出力信号を実際の目標位置の前記測定値の算定のためにさらに使用することを特徴とする請求項７に記載の位置測定装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、位置測定装置に関する。特に、この発明による処置は増分式位置測定装置に関連して有利に使用できる。
【０００２】
【従来の技術】
周知の増分式位置測定装置により、既にデジタル化されている、つまり矩形波状の増分信号を伝送することのほかに、正弦波状のアナログ増分信号を後続する評価ユニットに伝送することもできる。この場合、アナログ増分信号は種々の方法で発生させることができる。例えば、部材で構成されている測定目盛を光学、磁気、誘導あるいは容量的に走査して発生させることができる。このほか、位置に依存するアナログ増分信号は干渉計でも発生させることができる。この場合、部材による目盛板構造体の代わりに、光の波長あるいはその分割部分が目盛の基準を構成する。例えばマイクロ波、音響波等を使用した場合、他の波の分割部分を目盛の基準として使用することも基本的に考えられる。
【０００３】
アナログ増分信号の伝送を行う場合には、先ず評価ユニット側で、信号の更なる処理、例えば内挿により信号の更なる分割が行われる。アナログ増分信号をその時の位置測定装置から評価ユニットに伝送すると、例えば測定ステップを同じに保っている場合は伝送周波数が小さく、そして測定ステップが少ない場合は許容移動速度が比較的高いような幾つかの利点が生じる。
【０００４】
分解能が高く、それに応じて信号周期が短い位置測定装置、例えばレーザー干渉計あるいは干渉で動作する光学位置測定装置を使用すると、アナログ増分信号を伝送する時に一連の問題が生じる。例えば、この種の位置測定装置の信号周期が約 0.5μm の範囲にあれば、比較的遅い 1 m/secの移動速度で既に約 2 MHzの程度のアナログ増分信号の高い信号周波数が生じる。しかし、この種の周波数の高いアナログ増分信号をどの評価ユニットも処理できるわけではない。さらに、周波数の高い増分信号を遠距離にわたりできる限り乱れのない状態で伝送する場合、問題が生じる。信号伝送時に乱れがある場合には、評価ユニットで位置決定時に誤差が生じる。つまり、特に分解能を高めるため評価ユニット側で行われる信号の内挿では、位置測定装置の理想的な正弦波の増分信号が前提条件となる。
【０００５】
さらに、用途が異なると、位置測定装置から出力されるアナログ増分信号の分解能に関する時として速度に依存する異なった要請が設定される。速度の速い場合には通常位置測定に極端な精度が要求されないが、相対速度が遅いと通常使用する位置測定装置のアナログ増分信号の分解能に関してより高い要請が生じる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
この発明の課題は、一方で信号周期が短い高分解能の位置測定装置を用いる時に上記の問題を排除できる位置測定装置を提供することにある。他方で、位置測定装置の分解能に関して速度に依存する種々の要請を満たす必要がある。さらに、測定距離が長くても測定時間が長くてもできる限り誤差の少ない測定動作が望ましい。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この課題は、この発明により、請求項１に記載の位置測定装置によって解決される。
【０００８】
この発明による位置測定装置を構成する有利な処置は特許請求の範囲の各従属請求項の構成により実現される。
【０００９】
【発明の実施の形態】
この発明によれば、位置測定装置から後置されている評価ユニットへ伝送するアナログ出力信号あるいは増分信号の信号周期つまり信号周波数を可変できる。特に、ここでは、位置測定装置の分解能が高い場合、あるいは相対速度が速い場合、場合によっては、アナログ増分信号の高すぎる信号周波数を低減できる。この目的に対して、この発明によれば、信号周期可変ユニットが設けてある。このユニットは、例えば位置測定装置に付属しているか、あるいは位置測定装置と後置されている評価ユニットの間に配置されている。当然、可変信号周期あるいは周波数でこのように修正される増分信号のほかに、不変なアナログ増分信号を位置測定装置と後置されている評価ユニットの間で伝送することもできる。
【００１０】
したがって、この発明による処置により、基本的にはアナログ増分信号のこのように高い入力周波数を通過させない評価ユニットと結び付けて、高分解能の増分測定システムを使用することが保証される。さらに、移動速度も高くできる。何故なら、その時に信号周期を適当に大きくすることができ、これは十分な精度で位置測定する前記使用例で十分である。この時、評価ユニット側では分解能を高めるため伝送された正弦波状及び／又は余弦波状の増分信号を電子的に分割あるいは内挿する。
【００１１】
評価ユニットに伝送されたアナログ増分信号の信号周期の可変は、例えば速度に応じて自動的に行われるか、あるいは、例えば付属する評価ユニットがアナログ増分信号の一定の最大入力周波数のみを処理する場合、使用者により手動でも行われる。
【００１２】
この発明による思想は、部材で構成されている目盛板の目盛を持つ位置測定装置で採用でき、目盛基準として例えば光の波長あるいはその分割部分を利用する位置測定装置、つまり干渉計でも採用できる。特に、後に述べた場合では、この発明に基づき他の有利な構成の可能性が生じる。このことは、この種の位置測定装置で増分信号ユニットを一定のユニットに変換することが必要である及び／又は広がった周囲の影響を相殺する場合に特別な利点を与える。さらに、この発明による処置はこの種の位置測定装置を長い測定距離及び／又は長い測定時間にわたり誤りなく使用することも保証する。
【００１３】
【実施例】
この発明による位置測定装置のその他の利点及びその詳細は、添付図面に基づく以下の実施例の説明から明になる。
図１に示すこの発明による位置測定装置１の第一実施例は目盛板の目盛２とこれに対して移動する走査ユニット３を有する。位置測定装置２で生じ、場合によって、修正されたアナログ増分信号SIN′，COS′は信号伝送導線７a,７b を介して更なる処理のために後置されている評価ユニット４に伝送される。目盛板の目盛２と走査ユニット３は、例えば工作機械の相対運動する２つの部品に連結し、両者の相対位置を高精度に測定する。評価ユニット４としては、この場合、工作機械の通常の数値制御部を使用する。
【００１４】
模式的に示す直線的に相対運動を検出するこの実施例のほかに、回転位置測定装置も当然この発明により構成できる。
目盛板の目盛２と走査ユニット３が相対運動すると、信号発生ユニット５により周期的に変調されたアナログ増分信号SIN，COSが発生する。その場合、少なくとも２つの、好ましくは 90 °移相した周期的に変調された信号が必要である。これ等の信号を目盛板の目盛２と走査ユニット３の相対位置に関する位置情報や対応する方向情報にも利用する。基本的には、他の特定な位相差、例えば 120°も用いることができる。
【００１５】
模式的に示す信号発生ユニット５によるアナログ増分信号SIN，COSの発生は多種多様な形で行える。即ち、これには、周知のように、例えば図１に示すように、適当な目盛板の目盛２を走査する場合、光学、磁気、誘導あるいは容量的な走査原理を採用できる。それ故、図１では実際の走査原理に関する詳細をそれ以上示すこともなく、必要な信号発生ユニット５のみを模式的に示すだけである。
【００１６】
例えば、光学位置測定装置１の場合、反射式に構成された目盛板の目盛２を走査ユニット３で走査する。そうすると、アナログ増分信号SIN，COSの発生に必要な信号発生ユニット５には１つ又はそれ以上の光源と光電検出素子があり、これ等の部材により目盛板の目盛２から反射したビーム束を検出する。
さらに、後に説明するこの発明の解決手段は、基本的に物体で構成された目盛板の目盛を有する位置測定装置だけで使用できるのではなくて、むしろ干渉計として構成された位置測定装置を提供することも可能である。この位置測定装置の場合、目盛の基準は、使用する光の波長によって設定される。干渉計で構成された位置測定装置の側でアナログ増分信号を処理するのに特別に適したユニットは、図４に基づきさらに詳しく説明する。
【００１７】
図１に示す第一実施例で目盛板走査により発生するアナログ増分信号SIN，COSは、信号周期可変ユニット６に入力される。このユニットは、図示する実施例の場合、走査ユニット３の中に配置されている。この信号周期可変ユニット６により、望むあるいは必要な信号周期ないしは信号周波数に応じて、アナログ走査信号の信号周期を一定に可変できる。信号周期可変ユニット６の可能な形態に関する詳細は、図２の以下の説明で与える。この図には信号周期可変ユニット６の第一実施例が模式的に示してある。引き続き、信号周期可変ユニット６によって修正されたアナログ増分信号SIN，COSは、修正されたアナログ増分信号SIN′，COS′として信号伝送導線７a,７b 経由で後置された評価ユニット４に伝送されてさらに処理される。この場合、修正された増分信号SIN′，COS′は通常位置測定装置１の側で発生した元のアナログ走査信号SIN，COSより大きい信号周期つまり小さい信号周波数を有する。
【００１８】
さらに、図１には評価ユニット４を位置測定装置１，特に信号周期可変ユニット６に接続する制御導線８も示してある。１つ又はそれ以上の制御導線８を介して評価ユニット４の側から信号周期の望むあるいは必要な可変が一定の制御信号により要求される。制御導線８としては独立した付加的な接続導線を設けてもよい。しかし、位置測定装置１と評価ユニット４の間の既存の接続導線をこのために利用することもできる。最後に述べた場合では、例えば適当な制御信号を電源導線あるいは他の適当な接続導線で可変できる。
【００１９】
図１には、さらに信号発生ユニット５と評価ユニット４の間の直接接続が破線の形で示してある。したがって、変化していない増分信号SIN，COSを位置測定装置１から評価ユニット４に伝送することも当然可能であり、それのため信号周期の可変が信号周期可変ユニット６で行われないことが分かる。変化していない増分信号SIN，COSの伝送は、図１に示すように、独立した１つの信号伝送導線を経由して行われるか、２つの信号伝送導線７a,７b を経由して行われる。したがって、最後に説明した場合は、アナログ増分信号SIN，COSは信号周期可変ユニット６を通過するが、信号周期あるいは信号周波数に変化はない。
【００２０】
評価ユニット４に送るアナログ増分信号SIN，COSの信号周期の可変は、種々の理由から必要である。例えば、高分解能の位置測定装置１は比較的小さな信号周期のアナログ増分信号SIN，COSを出力するので、評価ユニット４の側の入力側では入力する増分信号の周波数が高くなり、これにより処理が出来なくなる。このような場合には、信号周期の増大つまり信号周波数の低減が必要になる。
【００２１】
目盛板の目盛２と走査ユニット３の間の移動速度が速い場合にも伝送されたアナログ増分信号の信号周期が短く、つまり信号周波数が高くなり、信号周期の増大つまり信号周波数の低減を必要とする。後に、場合によって、移動速度を遅くするなら、当然アナログ増分信号SIN，COSの信号周期を短く変換し、新たに位置測定でより高い分解能を使用することになる。
【００２２】
信号周期を増大させることが必要な場合では、主にその時の信号周期に少なくとも１つの信号周期可変係数ｎを乗算する。例えば、上に説明した理由により必要となれば、アナログ増分信号SIN，COSの信号周期を増大させるこの種の多数の係数ｎ＝ 1, 4, 8, 16を予め用意してもよい。
整数の信号周期可変係数ｎのほかに、例えば干渉計の場合、適当な非整数の可変係数ｎも当然この発明により選択できる。
【００２３】
アナログ増分信号SIN，COSの信号周期の必要な可変は、先ず制御導線８で対応する制御信号を評価ユニット４から位置測定装置１に既に述べたように伝送して行われる。しかし、このほかに代わりとして一定の望む信号周期を使用者により例えば適当な図示していないスイッチ素子により位置測定装置１の側で手動で設定することも行われる。
【００２４】
さらに、評価ユニット４から伝送される制御信号により信号周期を可変する場合には、信号周期の可変を速度に応じて自動的に行うことができる。この場合、一定の移動速度を越えると、測定動作中に制御信号を適当に伝送してそれに合わせて増大させた信号周期のアナログ増分信号SIN′，COS′の出力に切り換わる。これに応じて、この移動速度を再び下回ると、アナログ増分信号の信号周期が再び減少する。
【００２５】
伝送されたアナログ増分信号SIN，COSの信号周期のこのように速度に依存する可変は、異なった利用可能な２つ以上の信号周期に結び付けても当然実現できる。つまり、例えば多数の速度範囲に適した信号周期あるいは乗算係数ｎをアナログ増分信号SIN，COSに対して設け、それ等の間でその都度速度に応じて切り換える。
【００２６】
伝送されたアナログ増分信号SIN，COSの信号周期を自動的に可変するのに必要な速度検出は、多くの方法で行える。例えばこのために独立した速度検出器を使用してもよい。同様に、この方法で実際の移動速度に関する情報を利用するためアナログ増分信号SIN，COSの周波数のみを検出することもできる。対応する速度情報は、一定の速度でアナログ増分信号SIN，COSの信号周期の可変を要求するため、その時の評価ユニット４により利用される。
【００２７】
信号周期可変ユニット６の可能な第一実施例を以下に図２の図面に基づき詳しく説明する。この場合、図示する実施例は特に図１の位置測定装置に結び付けて使用できる。信号発生ユニット５で発生したアナログ増分信号SIN，COSは信号周期可変ユニット６に入力され、入力側で第一内挿ユニット９及び第二内挿ユニット１０に達する。第一内挿ユニット９は周知のようにアナログ増分信号SIN，COSの多重分割、例えば係数 100だけの分割を行うが、第二内挿ユニット１０では各信号零点の計数を行う。出力側で両方の内挿ユニット９，１０はそれぞれ１つのダジタル値を出力し、このデジタル値は後置されている記憶回路１１に伝送されるか、あるいはこの記憶回路をアドレス指定するために使用される。この記憶回路１１は、アナログ増分信号SIN，COSの信号周期の種々の可変係数ｎに対する一連の換算表を含む。したがって、可変係数ｎに対して対応する換算表が使用される。信号周期の望む増大に応じて換算表により伝送された２つのデジタル値から与えられる２つの信号のそれぞれの位置の値に可変された一定の位置の値が付属している。その結果、それぞれ信号周期が増加した信号波形が生じる。出力側で記憶回路１１はこのような信号処理に従い後置されているデジタル・アナログ変換器の制御信号を出力する。このデジタル・アナログ変換器は準アナログ的な正弦及び余弦波形の増分信号SIN′，COS′を発生する。これ等の修正された増分信号SIN′，COS′は次いで評価ユニットに伝送される。
【００２８】
信号周期ＰＳを可変する直ぐ前、あるいは可変した直後の少なくとも１つのアナログ増分信号の信号波形図を図３に示す。図３の左半分には、信号発生ユニット５から出力されたアナログ増分信号SINを見ることができ、この信号の信号周期ＳＰを可変する。時点ｔ0 では、例えば上に述べた評価ユニットの制御信号を伝送して信号周期ＳＰを増大させる要請が行われる。アナログ増分信号SINの他の信号周期ＳＰになると、切換時点ｔUで信号周期可変ユニットにより信号周期ＳＰが可変される。即ち、図示する例では、信号周期ＳＰが係数ｎ＝４だけ増大されている。切換時点ｔU の以降では、信号周期ＳＰ′及び信号周波数に修正された増分信号SIN′が評価ユニットに伝送される。この場合、切換時点ｔU はアナログ増分信号SINの零点で他のアナログ周期ＳＰ′に切り換わるように一定に選択されている。
【００２９】
図３には修正された増分信号SIN′の量子化が誇張した形で示してある。増分信号SIN′の理想的な正弦波形が破線で記入されている。この場合、量子化された増分信号SIN′は、信号周期可変ユニット中のデジタル・アナログ変換器の分解能を高く選べば、それだけ良好に理想的な正弦波形に一致する。
適当な信号周期可変ユニット２６の第二実施例を図４に模式図にして示す。特に、この実施態様は、干渉計に構成された位置測定装置に結び付けているのに適している。当然のことながら、この第一実施例で説明した処置が以下の実施例に結び付けても実現される。
【００３０】
評価ユニットに送るアナログ増分信号の信号周期を可変するか、あるいは信号周期を一定に指定する代わりの可能性のほかに、第二実施例について種々の修正手段も以下に説明する。これ等の手段は位置測定時に発生する種々の誤差を除去するために使用される。
周知の干渉装置（図示せず）で発生した一対の移相した増分信号SIN，COSは、再び信号周期可変ユニット２６に入力される。このユニットは、先の例の場合のように、主に信号周期の可変を引き受け、出力側でそれに合わせて修正されたアナログ増分信号SIN′，COS′を出力する。これ等の増分信号は信号伝送導線３７a,３７b を介して更なる処理をする評価ユニット（図示せず）に伝送される。そこで、例えば電子的な信号内挿等が行われる。
【００３１】
位置測定装置あるいは干渉計から出力された増分信号SIN，COSは信号周期可変ユニット２６中で内挿ユニット２９及び方向識別ユニット２３に入力される。内挿ユニット２９により入力信号SIN，COSが周知の方法でさらに電子分割される。つまり、内挿ユニット２９は出力側で内挿されたデジタル信号ＤＳあるいは入力信号SIN，COSより周波数の高い矩形パルスを出力する。方向識別ユニット２３により、 90 °移相した２つの増分信号SIN，COSに基づき相対運動する２つの部品の運動方向に関する方向信号ＲＳを出力し、両方の部品の相対位置を測定する。
【００３２】
内挿デジタル信号ＤＳ及び方向信号ＲＳもデータ導線３６と４８を介してアドレス計数ユニット２４に入力される。運動方向、つまり受け取った方向信号ＲＳに応じて、アドレス計数ユニット２４では、アドレス計数値ＡＺＷの変更が行われる。前進移動の場合には、矩形パルス毎にアドレス計数値ＡＺＷは例えば１つの値だけカウントアップつまり計数される。後退移動の場合には、矩形パルス毎にアドレス計数値ＡＺＷを１つ低下させる１つカウントダウンさせる。内挿ユニット２９の矩形パルスあるいはデジタル信号ＤＳが出力しないなら、アドレス計数値ＡＺＷは不変である。
【００３３】
アドレス計数ユニット２４の後には、記憶回路４１が配置されている。この記憶回路４１には、図示する実施例の場合、正弦値の表と余弦値の表の形をした２つの換算表２１A,２１B がある。この換算表２１A,２１B はそれぞれｋ個のアドレス指定された表領域２１A 1 〜２１Ak ，２１B 1 〜２１Bk で構成され、各ｋ個の表領域２１A 1 〜２１Ak ，２１B 1 〜２１Bk には正弦関数あるいは余弦関数の少なくとも１周期の信号振幅が保管されている。個々のｋ個の表領域２１A 1 〜２１Ak，２１B 1 〜２１Bk はアドレス指示器３４A,３４B を介してアドレス計数ユニット２４により制御される。このように制御される表領域２１A 1 〜２１Ak ，２１B 1 〜２１Bk の信号振幅は、次にそれぞれデジタル・アナログ変換器２２A,２２B に伝送され、これにより再びアナログ増分信号SIN′，COS′が生成され、評価ユニットに送られる。さらに、デジタル・アナログ変換器２２A,２２B の後には、それぞれ１つの適当なフィルタ電子回路（図示せず）が配置されている。これ等のフィルタ電子回路は得られたアナログ増分信号SIN′，COS′を評価ユニットに送る前に適当に平滑化する。
【００３４】
図示する実施例では、それぞれ１つの換算表２１A,２１B を制御する２つのアドレス表示器３４A,３４B の応答するアドレス計数ユニット２４の出力が使用される。しかし、このほかに、この発明の枠内で代わりの実施態様も幾つか実現できる。つまり、第二実施例では、アドレス計数ユニットの出力側にただ１つのアドレス表示器があり、このアドレス表示器がただ１つの換算表を制御する。この場合に選択すべき組み合わせた換算表の表領域には、第一実施例に比べて二倍の記憶幅があるので、そこには、それぞれ組み合わせた形で正弦関数及び余弦関数のデジタル信号振幅値が保管されている。
【００３５】
最後に、第三実施例では、アドレス計数ユニットの２つのアドレス指示器がただ１つの換算表を指示し、その中に、例えば正弦関数のデジタル信号振幅値を保管することが行われている。しかし、２つのアドレス指示器の間には、 90 °の位相差があるので、この方法により、出力信号に対する正弦関数及び余弦関数の移相した信号振幅値を後置されているデジタル・アナログ変換器に受け渡すことができる。
【００３６】
アナログ増分信号SIN′，COS′の出力側で可変する信号周期ＳＰ′は、図示する実施例の場合、以下に説明する方式で生じる。この場合、入力信号周期ＳＰの可変はただ整数の信号周期可変係数ｎだけ可能である。即ち、ＳＰ′＝ｎ＊ＳＰである。つまり、 1μm, 2μm, 4μm と 10 μm のアナログ増分信号SIN′，COS′の出力側の信号周期ＳＰ′が生じる。したがって、出力側で使用できる信号周期ＳＰ′は互いに整数比の関係が成り立つ。入力側では、干渉計に放出波長λ・ 633 nm のＨe-Ｎe レーザーを使用する場合、λ/2＝ 633/2 nm の信号SIN，COSの信号周期ＳＰが与えられる。この例では、両方の換算表２１A,２１B に、出力信号周期ＳＰ′の最小共通倍である信号周期を持つ正弦関数あるいは余弦関数のデジタル信号振幅値が保管されている。つまり、 20 μm の信号周期を持つ正弦関数と余弦関数である。
【００３７】
出力側で必要な信号周期に応じて、アドレス表示器３４A,３４B は矩形パルス毎に内挿ユニット２９から異なった制御ステップ幅で増分される。つまり、換算表２１A,２１B の異なった表領域２１A 1 〜２１Ak ，２１B 1 〜２１Bk に応答する。例えば、出力側で信号周期 10 μm のアナログ増分信号SIN′，COS′を望むなら、制御ステップ幅は矩形パルス毎に２テーブルステップとなる。つまり、表領域２１Ａ1 の後に続いてアドレス表示器により表領域２１Ａ3 が制御される等である。4 μm の信号周期が必要である場合には、アドレス表示器３４A,３４B に対する制御ステップ幅は５テーブルステップとなる等である。したがって、各信号周期の可変係数ｎにはアドレス表示器３４A,３４B の一定の制御ステップ幅が付属している。
【００３８】
したがって、換算表２１A,２１B には信号周期可変ユニット２６のこのような実施例の場合、正弦関数及び／又は余弦関数のデジタル信号振幅値が保管されている。これは、出力側で望まれるアナログ増分信号SIN′，COS′の信号周期ＳＰ′に相当するか、あるいはアナログ増分信号SIN′，COS′の望む全ての信号周期ＳＰ′に対して整数の割合になっている。
【００３９】
アナログ増分信号の可変信号周期をこのように実現する代わりに、前に説明した図２の実施例のように、信号周期可変ユニットの対応する記憶回路に、望む分解の各々に対して、あるいは出力側で必要な信号周期の各々に対して、正弦関数及び／又は余弦関数の独立した換算表を保管している。説明した２つの可能性を適当に組み合わせることも当然できる。例えば、図４に基づき説明した可変に関して一定の整数の信号周期の割合を実現させ、アナログ増分信号の他の信号周期を既に説明したように独立した換算表に基づき実現すること等々も考えられる。
【００４０】
既に上に説明したように、この実施例の信号周期可変ユニット２６には、さらに位置測定つまり信号周期の可変時に誤差を取り除くあるいは最小にする種々の修正手段がある。修正手段としては、入力計数ユニット２５，通過計数ユニット３８及びプロセッサユニット２７を挙げることができる。信号周期可変ユニット２６中のこれ等の動作を以下に説明する。
【００４１】
既に上で説明したデジタル信号ＤＳつまり矩形パルスの形の内挿ユニット２９の出力信号は、データ導線２８を介して入力計数ユニット２５にも入力される。つまり、実際の入力計数値ＥＺＷは今まで伝送された内挿ユニット２９の矩形パルスの数を表す。入力計数値ＥＺＷに所定の信号周期ＳＰを乗算して、つまり、空気中の干渉計の波長λLuftの適当な分数を、内挿なしで多重評価する場合、通常λLuft/8を乗算して、位置を連続的に測定する場合、実際の目標位置の測定値ＳＰＭ，
ＳＰＭ＝ＥＺＷ＊λLuft/8                  （式１）
となる。この場合、λLuft/8は入力信号SIN，COSの信号周期である。説明した乗算の形で目標位置の測定値ＳＰＭをこのようにして求めることは、入力計数ユニット２５の後に配置されたプロセッサユニット２７により行われる。この場合、当然にプロセッサユニット２７は、プロセッサの代わりに、例えば適当なデジタル論理回路等で構成されている。
【００４２】
同様に既に上に述べたアドレス計数ユニットの後には、通過計数ユニット３８が配置されている。したがって、特定の通過計数値ＤＺＷが、換算表２１A,２１B により今まで行ったアドレス表示器３４A,３４B の通過数を表す、つまり実際の実測値の測定値ＩＰＭの全信号周期の成分を表す。データ導線３１を介してプロセッサユニット２７に伝送される実際のアドレス計数値ＡＺＷに関連して、プロセッサユニット２７では実際の実測位置測定値が求まる。つまり、
ＩＰＭ＝（ＤＺＷ＋ＡＺＷ/k）＊ＳＰ′        （式２）
目標位置測定値ＳＰＭと実測位置測定値ＩＰＭをこのように求めた後、つぎにプロセッサユニット２７により両方の測定値ＳＰＭとＩＰＭの比較が行われる。両方の測定値ＳＰＭとＩＰＭの間にずれが確認されれば、次にプロセッサユニット２７によりデータ導線３０を介してアドレス計数ユニット２４はアドレス計数値ＡＺＷを修正により上下させるように制御される。アドレス計数値ＡＺＷを適当に上げるか又は下げた結果として、換算表２１A,２１B の他の表領域２１A 1 〜２１Ak ，２１B 1 〜２１Bk が制御され、こうして修正されたアナログ増分信号SIN′，COS′が発生する。
【００４３】
こうして、実測位置測定値ＩＰＭと目標位置測定値ＳＰＭの間のずれ、したがって位置測定での誤差を除去あるいは少なくとも最小にすることができる。このような修正可能な誤差にはここでは種々の原因がある。
第一の誤差源は、例えばアナログ増分信号SIN′，COS′の所定の信号周期ＳＰ′のような、メートル法で与えられる通常の単位に対して使用するレーザー波長λ、つまり使用する目盛基準の非整数比にある。換算表２１A,２１B を通過し、望む出力信号周期ＳＰ′を発生する毎に、求めた実測位置の測定値ＩＰＭに誤差が生じ、これは主に使用する表領域２１A 1 〜２１Ak ，２１B 1 〜２１Bkの数ｋに依存する。換算表２１A,２１B の何回か通過すると、誤差が累積するので、最後には測定期間及び／又は測定距離の増加と共に位置測定が必ず不正確になる。
【００４４】
しかし、先に説明した処置により、修正手段及び目標測定値ＳＰＭと実測測定値ＩＰＭの常時比較により、表領域２１A 1 〜２１Ak ，２１B 1 〜２１Bk の最小制御ステップ幅より大きい誤差の場合、アドレス計数値ＡＺＷの修正が行われる。この修正は、値ＳＰＭとＩＰＭの間で求めたずれが最小の制御ステップ幅より小さくなるまで、アドレス計数値ＡＺＷを上下させて行われる。このアドレス計数値ＡＺＷのこのような修正が、最小の制御スッテプ幅の半分より大きい目標測定値ＳＰＭと実測測定値ＩＰＭからのずれがある場合に既に行われるなら、さらに良好は修正となる。したがって、位置測定装置の最大の誤差が制御幅の半分の程度にあることが達成できる。
【００４５】
測定精度をさらに上昇させること、あるいは係数ｊだけの誤差をさらに最小化することは、換算表２１A,２１B の中に必要な信号振幅値の整数値倍ｊが保管される、つまり対応する正弦関数あるいは余弦関数のｊ倍の信号周期が保管されるなら達成できる。極端な場合、信号周期が測定距離全体に対応するような数の信号周期が保管される。誤差を最小化する原因は、保管する信号周期が多数の場合、信号周期と波長の間の比による非整数の残りが、例えばただ１つの信号周期の場合より小さくなるような処置である点にある。結局、この場合、係数ｊだけ小さい積算誤差が生じる。
【００４６】
第二の誤差源は、測定中に変動する、例えば空気圧ｐ，温度Ｔ及び湿度ｆのような周囲の条件にある。さらに、測定空間内のその時のガス組成が、変動する周囲の条件の一部とみなされる。
パラメータｐ．Ｔ，ｆ，及び、場合によって、ガス組成により、干渉計で使用するビーム源の波長λLuftも変わる。即ち、増分信号SIN，COSの信号周期ＳＰも変わる。しかし、アナログ増分信号SIN′，COS′の出力信号側の信号周期ＳＰ′が不変である。したがって修正なしには、入力側の信号周期ＳＰと出力側の信号周期ＳＰ′の間の望む関係ＳＰ′＝ｎ＊ＳＰが成立することが保証されない。
このため、図４に示す実施例の場合、信号周期可変ユニット２６が設けてあり、このユニット中に目標位置測定値ＳＰＭがプロセッサユニット２７を介して環境パラメータも一緒に使用する。つまり、ＳＰＭ＝ f(p, T, f) 。この場合、環境パラメータｐ，Ｔ，ｆ及び、場合によって、ガスの組成も、式 (1)によるＳＰＭの決定時に使用される波長λLuftに入る。したがって、適当な検出手段３９により、センサにより、空気温度、空気湿度おび空気圧力のような環境パラメータを連続的に検出し、データ導線３３を介してプロセッサユニット２７に入力し、目標位置測定値ＳＰＭを決定する時に考慮される。これには、プロセッサユニット２７中で波長λLuftは連続的に周知のエデレン公式（Edlen-Formel) により活性化され、ＳＰＭを決定する場合に考慮される。目標位置及び実測位置の測定値ＳＰＭ，ＩＳＭにずれがある場合、アドレス計数値ＡＺＷを上下させる形で説明した修正を行い、位置測定精度に対する環境の影響も最小にされる。このとき、出力側では、アナログ増分信号SIN′，COS′は最大では、選択した補正のステップ幅に応じて表領域２１A 1 〜２１Ak ，２１B 1 〜２１Bk の分解能の範囲内つまり表領域の半分の範囲内にある誤差を有する。
【００４７】
説明した環境パラメータの検出の代わりに、測定空間の空気の屈折率を屈折率測定ユニット、例えば屈折計により直接求めることができ、さらに処理するためプロセッサユニット２７に入力できる。プロセッサユニット２７は実際の目標位置の測定値を求めるためにさらに屈折計の出力信号を使用する。
さらに、図４にはデータ記憶器４０が模式的に示してある。このデータ記憶器には、測定装置固有の補償データＫＤが保管されている。この場合、工作機械で、例えばスピンドル上昇誤差、案内誤差、熱誤差等に関する機械固有な修正データが問題になる。これ等の誤差は、位置測定の間に、環境パラメータｐ，Ｔ，ｆに似てプロセッサユニット２７にも入力される。プロセッサユニット２７によりこのデータＫＤも目標位置測定値ＳＰＭの連続的な測定に使用され、説明した修正によりアナログ増分信号の出力時に考慮される。つまり、ＳＰＭ＝ｆ（ＫＤ）。
【００４８】
基本的には、この発明による信号周期可変ユニット２６により、信号周期の変換係数ｎ＝１も選択できる。その結果、これに伴う可能な修正により、特定の誤差だけが位置測定時に除去ないしは最小にされが、入力信号周期ＳＰと出力信号周期ＳＰ′が不変に維持される。
そのほか、例えば一体に構成された測定目盛を持つ位置測定装置の場合に存在し得る目盛の誤差を予め求めることができ、これに関する適当な修正データを記憶器に保管できる可能性がある。プロセッサユニットにより、この測定システムに固有な修正データも、測定過程中に考慮してもよい。
【００４９】
図示する実施例のほかに、この発明による位置測定装置を構成するその他の可能性も当然に存在する。
【００５０】
【発明の効果】
以上、説明したように、この発明による位置測定装置を用いると、信号周期が短い高分解能の位置測定装置を用いる時に処理速度の問題を排除できる。また、位置測定装置の分解能に関して速度に依存する種々の要請を満たすことができる。さらに、測定距離が長くても測定時間が長くてもできる限り誤差の少ない測定動作が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】後置されている評価ユニットを含むこの発明による位置測定装置の第一実施例の模式図である。
【図２】図１の位置測定装置に採用されているような適当な信号周期可変ユニットの第一実施例のブロック回路図である。
【図３】アナログ増分信号の信号周期を可変する少し前あるいは少し後の図１の位置測定装置の実施例の信号波形のグラフである。
【図４】特に干渉計で構成された位置測定装置内に採用できるような、信号周期可変ユニットの第二実施例のブロック回路図である。
【符号の説明】
１                位置測定装置
２                目盛板の目盛
３                走査ユニット
４                評価ユニット
５                信号発生ユニット
６                信号周期可変ユニット
７a,７b           信号伝送導線
８                制御導線
９，１０          内挿ユニット
１１              記憶ユニット
１２A,１２B       デジタル・アナログ変換器
２１A,２１B       換算表
２１A 1 〜２１Ak，２１B 1 〜２１Bk   表領域
２２A,２２B       デジタル・アナログ変換器
２３              方向識別ユニット
２４              アドレス計数ユニット
２５              入力計数ユニット
２６              信号周期可変ユニット
２７              プロセッサユニット
２８              通過計数ユニット
２９              内挿ユニット
３０              データ導線
３１              データ導線
３３              データ導線
３４A,３４B       アドレス表示器
３６              データ導線
３７a,３７b       信号伝送導線
３８              通過計数ユニット
３９              検出手段
４０              データ記憶器
４１              記憶回路
SIN，COS          位置測定装置から出力されたアナログ増分信号
SIN′，COS′         平均化されたアナログ増分信号
ＳＰ              信号周期
ＳＰ′            信号周期
ＫＤ              補償データ
ＳＰＭ            目標位置測定値
ＤＺＷ            通過計数値
ＡＺＷ            アドレス計数値
ＩＰＭ            実測位置測定値
ｐ                空気圧力
Ｔ                空気温度
ｆ                空気湿度
λ                レーザーの放出波長
λLuft            空気中の光の波長
ｔu               切換時点
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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