(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ三相交流の相電圧が入力される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、
３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、
前記入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを含む第１スイッチ素子群を有するコンバータ（１）と、
前記出力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを含む第２スイッチ素子群を有し、前記第２スイッチ素子群のスイッチングにおいてデッドタイム（Ｔｄ）を採用する電圧形インバータ（２）と、
時間に対する傾斜の絶対値が一定である三角波を呈するキャリアを生成するキャリア生成部（１５）と、
前記コンバータの転流を、前記キャリアの最小値から最大値への間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する第１基準値(ｄｒｔ)を前記キャリアが採るタイミングで行うコンバータ用ゲート信号発生部（１１〜１３）と、
前記第１基準値から前記最大値への間を第３値（ｄ０）と第４値（ｄ４＋ｄ６）との比で内分する第２基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０）から前記所定値だけ小さい値を第１指令値とし、前記最小値から前記第１基準値への間を前記第４値と前記第３値との比で内分する第３基準値（ｄｒｔ・（１−ｄ０））から所定値だけ大きい値を第２指令値とし、前記キャリアが前記第２指令値乃至前記第１指令値を採る期間において、前記インバータのスイッチング態様として零電圧ベクトルを採用させるインバータ用ゲート信号発生部（２１〜２５）と
を備え、
前記所定値の絶対値は、前記キャリアの前記最大値と前記最小値の差に前記デッドタイムの長さを乗じて前記キャリアの周期で除した値であり、
前記零電圧ベクトルを採る期間に挟まれた期間において前記第１の直流電源線と導通し続ける出力端（Ｐｕ）に流れる電流が、前記インバータから流れ出る場合には前記所定値は正の値を、前記負荷電流が前記インバータに流れ込む場合には前記所定値は負の値を、それぞれ採用する電力変換装置。
【請求項２】
それぞれ三相交流の相電圧が入力される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、
３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、
前記入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを含む第１スイッチ素子群を有するコンバータ（１）と、
前記出力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを含む第２スイッチ素子群を有し、前記第２スイッチ素子群のスイッチングにおいてデッドタイム（Ｔｄ）を採用するインバータ（２）と、
時間に対する傾斜線形である鋸歯波を呈するキャリアを生成するキャリア生成部（１５）と、
前記コンバータの転流を、前記キャリアが傾斜する期間における最小値から最大値への間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する第１基準値(ｄｒｔ)を前記キャリアが採るタイミングと、前記キャリアが前記最小値と最大値の間を遷移するタイミングとで行うコンバータ用ゲート信号発生部（１１〜１３）と、
前記第１基準値から前記最大値の間を第３値（ｄ０）と第４値（ｄ４＋ｄ６）と第５値（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）の比でこの順に内分する第２基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０）と第３基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６））、前記第１基準値から前記最小値の間を前記第３値と前記第４値と前記第５値の比でこの順に内分する第４基準値（ｄｒｔ（１−ｄ０））と第５基準値（ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６））に基づいて前記インバータをスイッチングさせるインバータ用ゲート信号発生部（２１〜２５）と
を備え、
前記インバータ用ゲート信号発生部は、
前記第３基準値から所定値だけ小さい値を第１指令値とし、前記第２基準値から前記所定値だけ大きい値を第２指令値とし、前記第４基準値から所定値だけ小さい値を第３指令値とし、前記第５基準値から前記所定値だけ大きい値を第４指令値とし、
前記キャリアが前記第２指令値乃至前記第３指令値を採る期間においては前記インバータのスイッチング態様として第１の零電圧ベクトル（Ｖ０）を、前記キャリアが前記第１指令値以上又は前記第４指令値以下を採る期間においては前記インバータのスイッチング態様として第２の零電圧ベクトル（Ｖ７）を、それぞれ前記インバータのスイッチング態様として採用させ、
前記所定値の絶対値は、前記キャリアの前記最大値と前記最小値の差に前記デッドタイムの長さを乗じて前記キャリアの周期の２倍で除した値であり、
前記第１の零電圧ベクトルと前記第２の零電圧ベクトルを採る期間に挟まれた期間において前記第１の直流電源線と導通し続ける出力端（Ｐｕ；Ｐｗ）に流れる電流が、前記インバータから流れ出る場合には前記所定値は正の値を、前記負荷電流が前記インバータに流れ込む場合には前記所定値は負の値を、それぞれ採用する電力変換装置。
【請求項３】
前記コンバータは、３６０度周期であって相互に１２０度ずれており、平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ傾斜領域の一対を有する台形波と前記キャリアとの比較によって転流が規定され、
前記キャリアの最小値及び最大値をそれぞれｍ，Ｍとし、
前記台形波の前記傾斜領域のうち位相角の増大と共に増大する領域において、当該傾斜領域内を示す位相角φを０乃至π／３ラジアンに採って、前記台形波は（（ｍ＋Ｍ）＋√３・（Ｍ−ｍ）・ｔａｎ（φ−π／６））／２を採り、
前記台形波の前記傾斜領域のうち位相角の増大と共に減少する領域において、当該傾斜領域内を示す位相角φを０乃至π／３ラジアンに採って、前記台形波は（（ｍ＋Ｍ）−√３・（Ｍ−ｍ）・ｔａｎ（φ−π／６））／２を採る、請求項１又は請求項２記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流−交流変換を行う電力変換装置に関し、特に、直流リンク用の電力蓄積手段を有さない電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流リンク用の電力蓄積手段を有さずに交流−交流変換を行う電力変換装置として、マトリックスコンバータや、ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接形電力変換器（以下「直接形電力変換器」と称す）が知られている（例えば後掲の非特許文献１）。これらは大型の電解コンデンサを用いないので、小型化、長寿命化の面で優れている。
【０００３】
直接形電力変換器では、いずれもＰＷＭ（パルス幅変調）制御されるコンバータとインバータとが、直流リンクとして機能する一対の電源線を介して接続される。そして直流リンクにおいて、平滑コンデンサで例示される電力変換装置が省略される。
【０００４】
なお、マトリックスコンバータのスイッチングパターンは、いずれもＰＷＭ制御されるコンバータとインバータとが、直流リンクを介して接続されるタイプの電力変換器を仮想し、仮想された当該電力変換器のスイッチングパターンをマトリックス変換して得られることが知られている（例えば後掲の非特許文献２）。よって以下では主として直接形電力変換器について述べる。
【０００５】
図１は直接形電力変換器の一態様を示す回路図である。コンバータ１とインバータ２とは、一対の直流電源線ＬＨ，ＬＬによって接続されている。コンバータ１の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔは三相交流電圧を入力し、それぞれ上アーム側のスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐを介して直流電源線ＬＨに接続される。また入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔはそれぞれ下アーム側のスイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを介して直流電源線ＬＬに接続される。
【０００６】
インバータ２の出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは三相交流電圧を入力し、それぞれ上アーム側のスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐを介して直流電源線ＬＨに接続される。また出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗはそれぞれ下アーム側のスイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを介して直流電源線ＬＬに接続される。
【０００７】
直接形電力変換器では、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ同士の短絡を防ぐため、コンバータ１の上アーム側のスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ及び下アーム側のスイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎはそれぞれ択一的に導通する。また直流電源線ＬＨ，ＬＬ同士の短絡を防ぐため、コンバータ１において同じ相に対応する上アーム側のスイッチ素子と下側のスイッチ素子との間でも、択一的に導通する。
【０００８】
このようなコンバータ１のスイッチング（転流）は、直流電源線ＬＨ，ＬＬに電流が流れていない状況で行うことが望ましい。かかる状況を実現するために、インバータ２の出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ同士を短絡して、いわゆる零電圧ベクトルと称される状況を生成する。具体的には上アーム側のスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐを全て導通させ、下アーム側のスイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを全て非導通とするか（電圧ベクトルＶ７と称される状態）、上アーム側のスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐを全て非導通させ、下アーム側のスイッチ素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを全て導通させるか（電圧ベクトルＶ０と称される状態）とする。
【０００９】
但し、インバータ２においても、直流電源線ＬＨ，ＬＬ同士の短絡を防ぐため、同じ相に対応する上アーム側のスイッチ素子と下側のスイッチ素子との間でも、択一的に導通する。よってインバータ２のスイッチ素子のスイッチングにおいて、同じ相に対応する一対のスイッチング素子が導通する期間が重複しないように、いわゆるデッドタイムと称される一定の期間を設け、この期間においては同じ相に対応する一対のスイッチング素子のいずれもが非導通となる期間が設けられる（例えば後掲の非特許文献３，４）。
【００１０】
なお、本願に関連する特許文献として更に非特許文献５及び特許文献１，２を挙げておく。
【００１１】
【特許文献１】特開２００４−２２２３３７号公報
【特許文献２】特公平６−８１５１４号公報
【非特許文献１】Lixiang Wei, Thomas.A Lipo,“A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation”, IEEE IAS 2001, vol.3, 2001, pp1749-1754.
【非特許文献２】伊藤里絵、高橋勲、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」、電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−０１−１２１，２００１
【非特許文献３】加藤康司、伊藤淳一、「昇圧形ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接形電力変換器の波形改善」、平成１９年電気学会全国大会４−０９８（２００７）、第４分冊153〜154頁
【非特許文献４】加藤康司、伊藤淳一、「入力電流に着目した昇圧形ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接形電力変換器の波形改善」、平成１９年電気学会産業応用部門大会１−３１，I-279〜282頁
【非特許文献５】竹下隆晴、外山浩司、松井信行、「電流形三相インバータ・コンバータの三角波比較方式ＰＷＭ制御」、電気学会論文誌Ｄ、vol.116、No.1、第１０６〜１０７頁、１９９６
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
例えば非特許文献３では、デッドタイムによる出力電圧の誤差を補償する電圧指令を紹介しているが、入力電流の誤差を補償できないことを開示している。この問題は下記の技術的背景に依拠していると考えられる。
【００１３】
零電圧ベクトルに起因する入力電流の歪みを抑制する要求から、零電圧ベクトルが採用される期間（以下「零電圧ベクトル期間」）は、コンバータで導通／非導通が繰り返される一対のスイッチング素子同士のデューティの比で分割される。かかる状況において、非特許文献３に開示された技術では、一対のスイッチング素子の導通／非導通が繰り返される二種の周期の和となる期間において平均的にデッドタイムの補償はされる。しかし、各々の周期を採る期間に対してデッドタイムが及ぼす影響を排除できない。零電圧ベクトル期間が上述の比で分割されるのに対し、デッドタイムの値自体は一定だからである。換言すれば、非特許文献３の技術では、デッドタイムの値自体が補償されてはいなかった。
【００１４】
また非特許文献４ではデッドタイムの値自体を補償したために、非特許文献３とは逆に、インバータでのスイッチング制御に複雑なロジックを採用せざるを得なくなる。
【００１５】
かかる問題は、零電圧ベクトル期間を上記のデューティの比で分割する手法として、非特許文献３，４ではインバータとコンバータとで異なるキャリアを採用したことに起因する。つまりデューティの比は、コンバータのキャリアが指令値で内分される比で決定される一方、当該比に応じてインバータのキャリアの傾斜が決定されていたことに起因する。
【００１６】
そこで本発明は、インバータとコンバータとで同じキャリアを採用し、かつ零電圧ベクトル期間に起因する入力電流の歪みも、デッドタイムに起因する入力電流の歪みも原理的に除去し、複雑な演算なくインバータとコンバータとをＰＷＭ制御する技術を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
この発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、それぞれ三相交流の相電圧が入力される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを含む第１スイッチ素子群を有するコンバータ（１）と、前記出力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを含む第２スイッチ素子群を有し、前記第２スイッチ素子群のスイッチングにおいてデッドタイム（Ｔｄ）を採用する電圧形インバータ（２）と、時間に対する傾斜の絶対値が一定である三角波を呈するキャリアを生成するキャリア生成部（１５）と、前記コンバータの転流を、前記キャリアの最小値から最大値への間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する第１基準値(ｄｒｔ)を前記キャリアが採るタイミングで行うコンバータ用ゲート信号発生部（１１〜１３）と、前記第１基準値から前記最大値への間を第３値（ｄ０）と第４値（ｄ４＋ｄ６）との比で内分する第２基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０）から前記所定値だけ小さい値を第１指令値とし、前記最小値から前記基準値への間を第４値と前記第３値との比で内分する第３基準値（ｄｒｔ・（１−ｄ０））から所定値だけ大きい値を第２指令値とし、前記キャリアが前記第２指令値乃至前記第１指令値を採る期間において、前記インバータのスイッチング態様として零電圧ベクトルを採用させるインバータ用ゲート信号発生部（２１〜２５）とを備える。
【００１８】
前記所定値の絶対値は、前記キャリアの前記最大値と前記最小値の差に前記デッドタイムの長さを乗じて前記キャリアの周期で除した値である。
【００１９】
前記零電圧ベクトルを採る期間に挟まれた期間において前記第１の直流電源線と導通し続ける出力端（Ｐｕ）に流れる電流が、前記インバータから流れ出る場合には前記所定値は正の値を、前記負荷電流が前記インバータに流れ込む場合には前記所定値は負の値を、それぞれ採用する。
【００２０】
この発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、それぞれ三相交流の相電圧が入力される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ）と、前記入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ）とを含む第１スイッチ素子群を有するコンバータ（１）と、前記出力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記出力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチ素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）とを含む第２スイッチ素子群を有し、前記第２スイッチ素子群のスイッチングにおいてデッドタイム（Ｔｄ）を採用するインバータ（２）と、時間に対する傾斜線形である鋸歯波を呈するキャリアを生成するキャリア生成部（１５）と、前記コンバータの転流を、前記キャリアが傾斜する期間における最小値から最大値への間を第１値（ｄｒｔ）と第２値（ｄｓｔ）との比で内分する第１基準値(ｄｒｔ)を前記キャリアが採るタイミングと、前記キャリアが前記最小値と最大値の間を遷移するタイミングとで行うコンバータ用ゲート信号発生部（１１〜１３）と、前記第１基準値から前記最大値への間を第３値（ｄ０）と第４値（ｄ４＋ｄ６）と第５値（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）の比でこの順に内分する第２基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０）と第３基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６））、前記第１基準値から前記最小値への間を前記第３値と前記第４値と前記第５値の比でこの順に内分する第４基準値（ｄｒｔ（１−ｄ０））と第５基準値（ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６））に基づいて前記インバータをスイッチングさせるインバータ用ゲート信号発生部（２１〜２５）とを備える。
【００２１】
前記インバータ用ゲート信号発生部は、前記第３基準値から所定値だけ小さい値を第１指令値とし、前記第２基準値から前記所定値だけ大きい値を第２指令値とし、前記第４基準値から所定値だけ小さい値を第３指令値とし、前記第５基準値から前記所定値だけ大きい値を第４指令値とする。また前記インバータ用ゲート信号発生部は、前記キャリアが前記第２指令値乃至前記第３指令値を採る期間においては前記インバータのスイッチング態様として第１の零電圧ベクトル（Ｖ０）を、前記キャリアが前記第１指令値以上又は前記第４指令値以下を採る期間においては前記インバータのスイッチング態様として第２の零電圧ベクトル（Ｖ７）を、それぞれ前記インバータのスイッチング態様として採用させる。
【００２２】
前記所定値の絶対値は、前記キャリアの前記最大値と前記最小値の差に前記デッドタイムの長さを乗じて前記キャリアの周期の２倍で除した値である。
【００２３】
前記第１の零電圧ベクトルと前記第２の零電圧ベクトルを採る期間に挟まれた期間において前記第１の直流電源線と導通し続ける出力端（Ｐｕ；Ｐｗ）に流れる電流が、前記インバータから流れ出る場合には前記所定値は正の値を、前記負荷電流が前記インバータに流れ込む場合には前記所定値は負の値を、それぞれ採用する。
【００２４】
この発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、その第１の態様又は第２の態様であって、前記コンバータは、３６０度周期であって相互に１２０度ずれており、平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ傾斜領域の一対を有する台形波と前記キャリアとの比較によって転流が規定される。前記キャリアの最小値及び最大値をそれぞれｍ，Ｍとし、前記台形波の前記傾斜領域のうち位相角の増大と共に増大する領域において、当該傾斜領域内を示す位相角φを０乃至π／３ラジアンに採って、前記台形波は（（ｍ＋Ｍ）＋√３・（Ｍ−ｍ）・ｔａｎ（φ−π／６））／２を採り、前記台形波の前記傾斜領域のうち位相角の増大と共に減少する領域において、当該傾斜領域内を示す位相角φを０乃至π／３ラジアンに採って、前記台形波は（（ｍ＋Ｍ）−√３・（Ｍ−ｍ）・ｔａｎ（φ−π／６））／２を採る。
【発明の効果】
【００２５】
この発明にかかる電力変換装置の第１の態様では、コンバータが転流する前後でキャリアの波形の傾斜は一定であるので、インバータのスイッチング態様が零電圧ベクトルを採用する期間は、コンバータの転流の前後で第１値と第２値との比で按分される。またコンバータにおける第１の導通状態と、第２の導通状態との期間の比も第１値と第２値の比となる。よって電流が流れない期間は、第１の導通状態と、第２の導通状態のそれぞれにおいて、それぞれの期間の長さに比例して発生する。よってインバータが零電圧ベクトルを採用することによる、入力電流の歪みが除去される。
【００２６】
しかも、第１の導通状態から第２の導通状態へと転流するときと、第２の導通状態から第１の導通状態へと転流するときとで、キャリアの傾斜はその絶対値が等しく、かつ正負が逆となる。よってインバータのスイッチング態様が零電圧ベクトル以外を採る状態の開始と終了に際して、デッドタイムを設けることができる。しかもインバータの負荷電流の向きに応じたデッドタイムを設定でき、デッドタイムを設けたことによる入力電流の歪みも除去される。
【００２７】
この発明にかかる電力変換装置の第２の態様では、コンバータが転流する前後ではキャリアの傾斜が一定であるか、若しくはキャリアが最小値と最大値の間を遷移する際にコンバータが転流する。よってインバータのスイッチング態様が第１の零電圧ベクトルを採用する期間及び第２の零電圧ベクトルを採用する期間は、いずれもコンバータの転流の前後で第１値と第２値との比で按分される。またコンバータにおける第１の導通状態と、第２の導通状態との期間の比も第１値と第２値の比となる。よって電流が流れない期間は、第１の導通状態と、第２の導通状態のそれぞれにおいて、それぞれの期間の長さに比例して発生する。よってインバータが零電圧ベクトルを採用することによる、入力電流の歪みが除去される。
【００２８】
しかも、インバータのスイッチング態様が零電圧ベクトル以外を採る状態の開始と終了に際して、デッドタイムを設けることができる。そしてインバータの負荷電流の向きに応じたデッドタイムを設定でき、デッドタイムを設けたことによる入力電流の歪みも除去される。
【００２９】
この発明にかかる電力変換装置の第３の態様では、キャリアの最小値と最大値の間を第１値と第２値との比で内分される第１基準値が台形波によって与えられる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３０】
以下、まず図１に示された直接形変換器において入力電流の波形を改善する方法について説明する。
【００３１】
第１の実施の形態．
以下では、説明の簡単のためにスイッチ素子Ｓｔｐ，Ｓｔｎがそれぞれ非導通、導通している場合（入力端Ｐｔが直流電源線ＬＬに接続されている場合）を例に採って説明する。従ってこの場合のコンバータ１のスイッチングでは、スイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎが非導通であって、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐが相互に排他的に導通する。もちろん、ｒ相、ｓ相が直流電源線ＬＬに接続されている状態も生じ得るが、その場合は適宜に相の種類を読み替えればよい。
【００３２】
図２はコンバータ１，インバータ２に採用されるスイッチ素子の構成を例示する回路図である。コンバータ１に採用されるスイッチ素子（同図（ａ））は高速ダイオードとＩＧＢＴとを相互に直列接続した構成とすることができる。インバータ２に採用されるスイッチ素子は例えば環流ダイオードつきのＩＧＢＴを採用することができる（同図（ｂ））。ここで文字ｘは文字ｒ，ｓ，ｔを代表し、文字ｙは文字ｕ，ｖ，ｗを代表する。
【００３３】
図３及び図４は第１の実施の形態におけるスイッチング動作を示すタイミングチャートである。時間に対する傾斜の絶対値が等しい三角波をコンバータ１のキャリアＣ１として採用する。そしてキャリアＣ１と指令値とを比較することによってコンバータ１のスイッチングが行われる。以下では図示された範囲内では指令値は一定であると近似している。実際には指令値は、例えばキャリアの周期の倍数の期間毎に更新される。
【００３４】
ここではスイッチ素子Ｓｔｎが導通している状態におけるスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐの排他的な導通を考えているので、指令値はスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐが導通するデューティに基づいて設定される。図３では簡単のため、キャリアＣ１のピーク・トゥ・ピークの振幅を１とした。また説明の簡単のため、特に断らない限り、最小値を０，最大値を１として説明する。キャリアＣ１の振幅が異なる場合であっても比例を考慮し、キャリアＣ１の中心値が異なる場合であってもキャリアＣ１のシフトを考慮すれば、以下の説明が妥当する。
【００３５】
スイッチ素子Ｓｔｐは非導通であって、その導通するデューティは０と見なせるので、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐのデューティをそれぞれ値ｄｒｔ，ｄｓｔとすると、値ｄｒｔ，ｄｓｔの和は１となる。
【００３６】
上述のようにキャリアＣ１の傾斜の絶対値は等しいので、キャリアＣ１が値０〜ｄｒｔをとる場合にスイッチ素子Ｓｒｐを導通させ、キャリアＣ１が値ｄｒｔ〜１をとる場合にスイッチ素子Ｓｓｐを導通させれば、その導通期間は上記デューティに対応することとなる。
【００３７】
よってキャリアＣ１が値ｄｒｔ以下であればスイッチ素子Ｓｒｐを導通させ、キャリアＣ１が値ｄｒｔ以上であればスイッチ素子Ｓｓｐを導通させる制御を行う。図３、図４ではスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐの導通／非導通をそれぞれグラフの上辺／下辺で表している。
【００３８】
このようなスイッチングの採用により、キャリアＣ１の一周期Ｔは、指令値たる値ｄｒｔ以上の期間Ｔｓと、指令値以下の期間Ｔｒに区分され、それぞれｄｓｔ・Ｔ、ｄｒｔ・Ｔで計算されることになる。
【００３９】
次に、零電圧ベクトルの実現を説明する。上述のように零電圧ベクトルの期間は、期間Ｔｓ，Ｔｒのそれぞれにおいて期間Ｔｓ，Ｔｒの比で分配されることが望まれる。そこで本実施の形態では、インバータ２のキャリアＣ２にコンバータ１のキャリアＣ１と同じものを採用し、値ｄｒｔを基準値とし、当該基準値よりも大きい側と小さい側のそれぞれにおいてインバータ２の指令値を設ける。
【００４０】
具体的には、一例として、インバータ２が電圧ベクトルＶ０（０００）、Ｖ４（１００）、Ｖ６（１１０）、Ｖ４（１００）をこの順に繰り返して採用したスイッチングを行う場合を説明する。即ちスイッチ素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎがそれぞれ非導通、導通している状態（出力端Ｐｗが直流電源線ＬＬに接続されている状態）において、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎがスイッチングする場合を例に採る。もちろん、ｕ相、ｖ相が直流電源線ＬＬに接続されている状態も生じ得るが、その場合は適宜に相の種類を読み替えればよい。
【００４１】
スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが共に非導通する電圧ベクトルＶ０を採るデューティ、スイッチ素子Ｓｕｐが導通し、Ｓｖｐ，Ｓｗｐが共に非導通する電圧ベクトルＶ４を採るデューティ、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐが共に導通し、Ｓｗｐが非導通する電圧ベクトルＶ６を採るデューティをそれぞれ値ｄ０，ｄ４，ｄ６で表せば、ｄ０＋ｄ４＋ｄ６＝１となる。
【００４２】
キャリアＣ２において値ｄｒｔ以上の値をとる期間Ｔｒをｄ０，ｄ４，ｄ６の比で、また値ｄｒｔ以下の値をとる期間Ｔｓをｄ０，ｄ４，ｄ６の比で、それぞれ分割する。スイッチ素子Ｓｗｐは非導通であってその導通するデューティは０と見なせる。よって、上記の分割により、インバータ２における電圧ベクトルのデューティを損なうことなく、電圧ベクトルＶ０を採る期間を、値ｄｓｔ，ｄｒｔの比で分割することができる。
【００４３】
具体的にはインバータ２のスイッチングは下記のように制御される（スイッチ素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎはそれぞれ非導通、導通している）。
【００４４】
キャリアＣ２が値ｄｒｔ（１−ｄ０）〜ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０を採る場合：電圧ベクトルＶ０を採る；
キャリアＣ２が値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）〜ｄｒｔ（１−ｄ０）、または値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０〜ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を採る場合：電圧ベクトルＶ４を採る；
キャリアＣ２が値０〜ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）、または値ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）〜ｄｒｔ＋ｄｓｔ＝１を採る場合：電圧ベクトルＶ６を採る。
【００４５】
キャリアＣ２もキャリアＣ１と同じ波形を採用し、かつ時間に対する傾斜の絶対値が等しい三角波が採用されるので、期間Ｔｓにおける電圧ベクトルＶ０の期間は正の傾斜側及び負の傾斜側のいずれにおいても下記の期間Ｔｓ０を採る。
【００４６】
【数１】
0004270316.tif 000002
【００４７】
同様に、期間Ｔｒにおける電圧ベクトルＶ０の期間は正の傾斜側及び負の傾斜側のいずれにおいても下記の期間Ｔｒ０を採る。
【００４８】
【数２】
0004270316.tif 000003
【００４９】
よって零電圧ベクトルの期間は期間Ｔｒ，Ｔｓにおいて、それぞれｄｒｔ・ｄ０・Ｔ，ｄｓｔ・ｄ０・Ｔとなり、それぞれ値ｄｒｔ，ｄｓｔの比で分配することが実現される。よって零電圧ベクトル期間に起因する入力電流の歪みを原理的に除去できる。
【００５０】
しかも、キャリアＣ２の一周期Ｔ当たりにおいて、電圧ベクトルＶ４の期間は下記で表される。
【００５１】
【数３】
0004270316.tif 000004
【００５２】
キャリアＣ２の一周期Ｔ当たりにおいて電圧ベクトルＶ６の期間は下記で表される。
【００５３】
【数４】
0004270316.tif 000005
【００５４】
そしてキャリアＣ２の一周期Ｔ当たりにおいて電圧ベクトルＶ０の期間は下記で表される。
【００５５】
【数５】
0004270316.tif 000006
【００５６】
よってキャリアＣ２の一周期Ｔ当たりにおいて、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６の期間を値ｄ０，ｄ４，ｄ６の比で実現される。
【００５７】
次に、デッドタイムの補償について説明する。ここではｕ相の出力を例に採って説明する。デッドタイムを無視して考えれば、スイッチング素子Ｓｕｐは電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６に対応してそれぞれ非導通、導通、導通し、スイッチング素子Ｓｕｎはスイッチング素子Ｓｕｐと相補的に導通／非導通する。デッドタイムを設けない場合のスイッチング指令を、図３において指令Ｓｕｐ*，Ｓｕｎ*で示す。指令Ｓｕｐ*が“１”／“０”（図では上辺／下辺で示される）を採ることにより、対応するスイッチング素子Ｓｕｐが（デッドタイムを設けない場合に）それぞれ導通／非導通する。指令Ｓｕｎ*とこれに対応するスイッチング素子Ｓｕｎの導通／非導通についても同様である。よって出力端Ｐｕは、零電圧ベクトルＶ０以外でインバータ２が採る電圧ベクトルＶ４，Ｖ６において直流電源線ＬＨと導通し続ける。
【００５８】
まず図３を参照して、出力端Ｐｕ（図１参照）から負荷電流が流れ出す向きを正にとり、負荷電流が正の場合におけるデッドタイムについて考察する。出力電位Ｖｕを、ｒ相、ｓ相、ｔ相の最大相の電位Ｖmax、中間相の電位Ｖmid、最小相の電位Ｖmin（ここではそれぞれｓ相、ｒ相、ｔ相）として示した。デッドタイム中に流れる負荷電流は、下アームの環流ダイオードを流れるので、出力端Ｐｕは直流電源線ＬＬに接続される。よって出力電位Ｖｕが電位Ｖmax，Ｖmidを採る期間はデッドタイム期間だけ、短くなる。
【００５９】
このような出力電圧誤差を補償しつつもデッドタイムを確保するため、指令Ｓｕｐ*の立ち上がりからデッドタイムＴｄだけ遅延して立ち上がり、指令Ｓｕｐ*の立ち下がりからデッドタイムＴｄと等しい期間Ｔｄ’だけ遅延して立ち下がる指令Ｓｕｐ**が採用される。またデッドタイムＴｄを確保するため、指令Ｓｕｎ*の立ち下がりのタイミングで立ち下がり、出力電圧誤差を補償するために指令Ｓｕｎ*の立ち上がりから時間Ｔｄ＋Ｔｄ’（＝２Ｔｄ）だけ遅延して立ち上がる指令Ｓｕｎ**が採用される。そして指令Ｓｕｐ**，Ｓｕｎ**が、それぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの導通／非導通を制御する。
【００６０】
このようなデッドタイムＴｄについての補償は非特許文献４で示唆されており、本実施の形態においても有効である。電位Ｖｕが中間相の電位Ｖmidをとる期間は、その開始するタイミングがデッドタイムＴｄを設けることによって遅延するが、終了するタイミングも上記の補償によってデッドタイムと同期間で遅延する。よってこの期間の長さは補償される。最大相の電位Ｖmax、最小相の電位Ｖminを採る期間についても同様である。
【００６１】
更に、通常、デッドタイムＴｄは短く、通常は下記の関係が成立する。
【００６２】
【数６】
0004270316.tif 000007
【００６３】
よって上記のように非特許文献４で示唆されるデッドタイムＴｄの補償を本実施の形態において採用した場合、この補償が期間Ｔｒ，Ｔｓの境界を跨ぐことがない。よって期間Ｔｒにおいて発生するデッドタイムＴｄの補償は期間Ｔｒ内に収まり、期間Ｔｓにおいて発生するデッドタイムＴｄの補償は期間Ｔｓ内に収まる。従って、直流リンクに流れる電流（具体的には直流電源線ＬＬ，ＬＨを流れる電流）の、デッドタイムに起因した入力電流の歪みも原理的に除去できる。しかも、指令Ｓｕｐ**が立ち上がるタイミングや指令Ｓｕｎ**が立ち下がるタイミングは、指令Ｓｕｐ*が立ち上がるタイミングや指令Ｓｕｎ*が立ち下がるタイミング、即ち指令値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０，ｄｒｔ（１−ｄ０）を基準として採用できるので、複雑な演算なく指令Ｓｕｐ**，Ｓｕｎ**を生成することができる。
【００６４】
図３には直流リンクに流れる電流Ｉｄｃを示した。上述のように、零電圧ベクトルの期間Ｔｓ０，Ｔｒ０の比は、期間Ｔｓ，Ｔｒの比に等しくなる。よってスイッチ素子Ｓｓｐ，Ｓｒｐのそれぞれの導通によって流れるべきであるが零電圧ベクトルの期間に起因して電流が流れなかった期間は、スイッチ素子Ｓｓｐ，Ｓｒｐのデューティｄｓｔ，ｄｒｔの比で期間Ｔｓ，Ｔｒに配分される。更に、電流Ｉｄｃが流れ始めるタイミングはデッドタイムＴｄによって遅延し、流れ終わるタイミングはデッドタイムの補償によって遅延するので、電流Ｉｄｃが流れる期間はデッドタイムを設けない場合と同じ長さとなる。よってデッドタイムを設ける場合のデッドタイムの補償は、デッドタイムに起因する入力電流の歪みを除去する上に、零電圧ベクトルに起因する入力電流の歪みを除去する方法を妨げない。
【００６５】
次に図４を参照して、負荷電流が負の場合におけるデッドタイムについて考察する。この場合にデッドタイム中に流れる負荷電流は、上アームの環流ダイオードを流れるので、出力端Ｐｕは直流電源線ＬＨに接続される。よって出力電圧Ｖｕが電位Ｖmax，Ｖmidを採る期間がデッドタイム期間だけ長くなる。
【００６６】
このような出力電圧誤差を補償しつつもデッドタイムを確保するため、指令Ｓｕｐ*の立ち上がりから、デッドタイムＴｄと、これと等しい期間Ｔｄ’との和だけ遅延して立ち上がり、指令Ｓｕｐ*の立ち下がりで立ち下がる指令Ｓｕｐ**が採用される。また、出力電圧誤差を補償するために指令Ｓｕｎ*の立ち下がりのタイミングから期間Ｔｄ’で立ち下がり、デッドタイムを確保するために指令Ｓｕｎ*の立ち上がりからデッドタイムＴｄだけ遅延して立ち上がる指令Ｓｕｎ**が採用される。そして指令Ｓｕｐ**，Ｓｕｎ**が、それぞれスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの導通／非導通を制御する。
【００６７】
このようなデッドタイムＴｄについての補償も非特許文献４で示唆されており、本実施の形態においても有効である。中間相の電位Ｖmidをとる期間は、その終了するタイミングはデッドタイムＴｄを設けることによって遅延する。しかしスイッチ素子Ｓｕｎの導通期間を遅延させることにより、負荷電流を下アームに流し、出力端Ｐｕを直流電源線ＬＬに接続するので、電圧Ｖｕが中間相の電位Ｖmidをとる期間はデッドタイムと同期間で遅延する。よって電位Ｖｕが中間相の電位Ｖmidをとる期間の長さは補償される。電位Ｖｕが最大相の電位Ｖmax、最小相の電位Ｖminを採る期間についても同様である。
【００６８】
これにより電流Ｉｄｃが流れる期間も補償され、入力電流の歪みが低減されるのみならず、零電圧ベクトルに起因する入力電流の歪みを除去する方法を妨げない。
【００６９】
なお、デッドタイムＴｄの存在により電圧ベクトルＶ０，Ｖ４を採る期間は変動し、図３及び図４では当該期間をそれぞれ符号Ｖ０’，Ｖ４’で示した。図３では期間Ｔｒで期間Ｖ４’が一つ消失しているが、これは図面においてたまたま（Ｔ／２）・ｄｒｔ・ｄ４がデッドタイムＴｄと等しいことが原因であって、必然的に消失するものではない。図４でも期間Ｔｒ，Ｔｓのそれぞれで期間Ｖ４’が一つずつ消失しているが、これも図面における偶発的なものであり、必然的に消失するものではない。
【００７０】
第２の実施の形態．
図５及び図６は本実施の形態の第２の実施の形態におけるスイッチング動作を示すタイミングチャートである。本実施の形態では第１の実施の形態と比較して、デッドタイムの補償の手法のみが異なる。よって零電圧ベクトルに起因する入力電流の歪みの除去については説明を省略する。
【００７１】
本実施の形態ではデッドタイムの設定及びその補償を、インバータで採用するキャリアＣ２の指令値を修正することで実現する。
【００７２】
第１の実施の形態と同様に、まず図５を用いて、出力端Ｐｕから負荷電流が流れ出す場合（負荷電流が正の場合）におけるデッドタイムについて考察する。この場合には第１の実施の形態で説明したように、デッドタイムにおいて出力端Ｐｕが直流電源線ＬＬと接続されるので、デッドタイムを単純に設ける場合と比較して電位Ｖｕが中間相の電位Vmidや最大相の電位Ｖmaxを採る期間をデッドタイムの期間だけ延長する補償が必要となる。
【００７３】
この場合、本実施の形態では第１の実施の形態では指令値として採用されていた値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０を基準値とし、当該基準値から所定の修正値δだけ小さい値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０−δを第１指令値とする。また第１の実施の形態では指令値として採用されていた値ｄｒｔ（１−ｄ０）を基準値とし、当該基準値よりも修正値δだけ大きい値ｄｒｔ（１−ｄ０）＋δを第２指令値として採用する。今、キャリアＣ２についてもキャリアＣ１と同様に、その最小値を０，最大値を１としているので、三角波の傾斜の絶対値は２／Ｔである。よってデッドタイムを考慮しない場合に指令Ｓｕｐ*が“１”となる（つまり指令Ｓｕｎ*が“０”となる）期間は、第１の実施の形態のそれよりも、開始がΔ＝δ・Ｔ／２＞０だけ早くなり、終了がΔだけ遅くなる。
【００７４】
デッドタイムＴｄを設けるべく指令Ｓｕｐ*，Ｓｕｎ*のそれぞれの立ち上がりが遅延した指令Ｓｕｐ**，Ｓｕｎ**を生成する。よって指令Ｓｕｐ**が立ち上がるタイミングは、キャリアＣ２が指令値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０や、指令値ｄｒｔ（１−ｄ０）を採るタイミングでインバータがスイッチングする場合と比較して（Ｔｄ−Δ）で遅延する。また指令Ｓｕｐ**が立ち下がるタイミングは、キャリアＣ２が指令値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０や、指令値ｄｒｔ（１−ｄ０）を採るタイミングでインバータがスイッチングする場合と比較してΔで遅延する。よって（Ｔｄ−Δ）＝Δとなるように、即ちΔ＝Ｔｄ／２（即ちδ＝Ｔｄ／Ｔ）に選定することにより、スイッチＳｕｐが導通する期間の長さ（電流Ｉｄｃが流れる期間の長さ）をキャリアＣ２が指令値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０以上あるいは指令値ｄｒｔ（１−ｄ０）以下を採る期間の長さと等しくすることができる。よってデッドタイムの存在に拘わらず、電位Ｖｕが中間相の電位Ｖmidを採る期間の長さもキャリアＣ２が指令値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０以上を採る期間の長さと等しくすることができる。同様に、電位Ｖｕが最大相の電位Ｖmaxを採る期間の長さもキャリアＣ２が指令値ｄｒｔ（１−ｄ０）以下を採る期間の長さと等しくすることができる。
【００７５】
次に図６を用いて、出力端Ｐｕから負荷電流が流れ込む場合（負荷電流が負の場合）におけるデッドタイムについて考察する。この場合には第１の実施の形態で説明したように、デッドタイムにおいて出力端Ｐｕが直流電源線ＬＨと接続されるので、デッドタイムを単純に設ける場合と比較して電位Ｖｕが中間相の電位Vmidや最大相の電位Ｖmaxを採る期間をデッドタイムの期間だけ短縮する補償が必要となる。
【００７６】
本実施の形態では、この場合も基準値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０から所定の修正値δだけ小さい値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０−δを第１指令値とし、基準値ｄｒｔ（１−ｄ０）よりも修正値δだけ大きい値ｄｒｔ（１−ｄ０）＋δを第２指令値として採用する。但し修正値の絶対値は負荷電流が正の場合と同様にＴｄ／Ｔであるが、負の値を採る（δ＝−Ｔｄ／Ｔ＜０）。
【００７７】
これにより指令Ｓｕｎ**が立ち下がるタイミングは、キャリアＣ２が指令値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０や、指令値ｄｒｔ（１−ｄ０）を採るタイミングでインバータがスイッチングする場合と比較してΔで遅延する。また指令Ｓｕｎ**が立ち上がるタイミングは、キャリアＣ２が指令値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０や、指令値ｄｒｔ（１−ｄ０）を採るタイミングでインバータがスイッチングする場合と比較して（Ｔｄ−Δ）で遅延する。よってΔ＝Ｔｄ／２に選定することにより、スイッチＳｕｎが非導通する期間の長さ（電流Ｉｄｃが流れる期間の長さ）をキャリアＣ２が指令値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０以上あるいは指令値ｄｒｔ（１−ｄ０）以下を採る期間の長さと等しくすることができる。
【００７８】
以上のようにして、第２の実施の形態ではデッドタイムを考慮しない場合の指令値を基準値とし、当該基準値に対して修正値を加減するので、複雑な演算処理を必要とせずに、デッドタイムを設けつつこれに起因する出力電圧誤差を除去し、デッドタイム及び零電圧ベクトルのいずれに起因する入力電流の歪みも除去することができる。
【００７９】
デッドタイムＴｄの存在により電圧ベクトルＶ０，Ｖ４を採る期間は変動し、当該期間をそれぞれ符号Ｖ０’，Ｖ４’で図示した。期間Ｖ４’の消失については第１の実施の形態で説明したとおり、必然的なものではない。
【００８０】
デッドタイムの存在を考慮した零電圧ベクトルＶ０’を用いて、本実施の形態におけるインバータ２のスイッチング態様は、出力端Ｐｕから負荷電流が流れ出す向きを正にとり、負荷電流が正の場合におけるデッドタイムについて考察する。キャリアＣ２が指令値ｄｒｔ（１−ｄ０）＋δ乃至指令値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０−δを採る期間において零電圧ベクトルＶ０’が採用される、と説明することができる。そして修正値δの符号及び絶対値が上述のようにして選定されれば、デッドタイムが補償されることになる。
【００８１】
第３の実施の形態．
図７及び図８は本実施の形態の第３の実施の形態におけるスイッチング動作を示すタイミングチャートである。本実施の形態では第２の実施の形態と比較して、キャリアの波形を鋸歯波とした点で異なる。インバータの指令値を修正してデッドタイムによる影響を補償する点で第２の実施の形態と共通するが、キャリアの波形を鋸歯波とした点で異なる。
【００８２】
コンバータ１の転流に用いるキャリアＣ３とインバータ２のスイッチングに用いるキャリアＣ４とは同じものを用いる。図７及び図８では、インバータ２の指令値を詳細に示すためにキャリアＣ４をキャリアＣ３よりも縦軸方向に拡大して示しているが、いずれも最小値を０，最大値を１として示している。
【００８３】
本実施の形態でもスイッチ素子Ｓｔｎが導通している状態におけるスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐの排他的な導通を考えるので、指令値はスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐが導通するデューティに基づいて設定される。キャリアＣ３の傾斜は時間に対して線形であるので、スイッチ素子ＳｒｐにキャリアＣ３が値０〜ｄｒｔをとる場合に導通させ、スイッチ素子ＳｓｐにキャリアＣ３が値ｄｒｔ〜１をとる場合に導通させれば、その導通期間は上記デューティに対応することとなる。よって第３の実施の形態でも、第１及び第２の実施の形態で用いたキャリアＣ１と同様に、キャリアＣ３に対する指令値として値ｄｒｔを採用する。
【００８４】
このようなスイッチングの採用により、キャリアＣ３の一周期Ｔは、値ｄｒｔ以上を採る期間Ｔｓと、値ｄｒｔ以下を採る期間Ｔｒに区分され、それぞれｄｓｔ・Ｔ、ｄｒｔ・Ｔで計算されることになる。
【００８５】
コンバータ１が転流する前後ではキャリアＣ３の傾斜が一定であるか、若しくはキャリアＣ３が最小値と最大値の間を遷移する際にコンバータが転流する。
【００８６】
そして本実施の形態においても、まずデッドタイムを考慮しない場合のキャリアＣ４の指令値を、値ｄｒｔを基準値とし、当該基準値よりも大きい側と小さい側のそれぞれにおいて設ける。
【００８７】
但し、キャリアＣ３は鋸歯波を採用するので、インバータ２のスイッチング態様が零電圧ベクトルを採用する手法が第１及び第２の実施の形態とは異なる。図３に示されたキャリアＣ２が時間に対して負の傾斜を呈する区間が、キャリアＣ４の傾斜する区間に相当する。そしてキャリアＣ２においては、この区間の両端でインバータ２が電圧ベクトルＶ６（１１０）を採っていた。
【００８８】
よって本実施の形態ではインバータ２のスイッチングにおいて、第１及び第２の実施の形態と同様にして一対の電圧ベクトルＶ４（１００）の間に挟まれる零電圧ベクトルＶ０（０００）を採用するのみならず、一対の電圧ベクトルＶ６（１１０）の間に挟まれる零電圧ベクトルＶ７（１１１）をも採用する必要がある。異なる電圧ベクトルが隣接する期間に設けられる場合、二つの電圧ベクトルの遷移は通常、一つのアームのスイッチングのみで実行されるからである。
【００８９】
このため、本実施の形態においてはまずデッドタイムを考慮しない場合のキャリアＣ４の指令値を基準値とし、基準値ｄｒｔよりも大きい側と小さい側のそれぞれにおいて、以下のように設ける。具体的にはキャリアＣ４が基準値ｄｒｔから最大値（＝１）への間をｄ０と（ｄ４＋ｄ６）とｄ７（＝１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）の比でこの順に内分する基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０），（ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６））を設定する。また基準値ｄｒｔから最小値（＝０）への間をｄ０と（ｄ４＋ｄ６）とｄ７との比でこの順に内分する基準値ｄｒｔ（１−ｄ０），ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）を設定する。
【００９０】
これにより、第１の実施の形態と同様にして零電圧ベクトルＶ０は期間Ｔｓ，Ｔｒにおいて、それぞれＴ・ｄｓｔ・ｄ０，Ｔ・ｄｒｔ・ｄ０となり、値ｄｓｔ，ｄｒｔの比で按分される。これと同様に、零電圧ベクトルＶ７も期間Ｔｓ，Ｔｒにおいて、それぞれＴ・ｄｓｔ・ｄ７，Ｔ・ｄｒｔ・ｄ７となり、値ｄｓｔ，ｄｒｔの比で按分される。期間Ｔｓ，Ｔｒの比も値ｄｓｔ，ｄｒｔの比となる。よって上記の基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０），（ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６）），ｄｒｔ（１−ｄ０），ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）を指令値として採用すれば、電流が流れない期間は、期間Ｔｓ，Ｔｒのそれぞれにおいて、それぞれの期間の長さに比例して発生し、零電圧ベクトルに起因する入力電流の歪みは除去される。
【００９１】
なお、出力端Ｐｕは、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７以外でインバータ２が採る電圧ベクトルＶ４，Ｖ６において直流電源線ＬＨと導通し続ける。また出力端Ｐｗは、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７以外でインバータ２が採る電圧ベクトルＶ４，Ｖ６において直流電源線ＬＬと導通し続ける。
【００９２】
さて、デッドタイムを考慮する場合には、基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０），（ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６）），ｄｒｔ（１−ｄ０），ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）に対して修正量δを加減しなければならない。しかも、零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の二種存在するので、出力電圧の誤差は二相の通電状態によって決定される。
【００９３】
図７はｕ相の出力端Ｐｕに流れる負荷電流が正であり、ｗ相の出力端Ｐｗに流れる負荷電流が負の場合について図示した。この場合、指令Ｓｕｐ**，Ｓｕｎ**は図５のキャリアＣ２の傾斜が負の領域と同様にすべきである。よって修正量δを正として、基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０），ｄｒｔ（１−ｄ０）に加減し、指令値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０）−δ，ｄｒｔ（１−ｄ０）＋δを得る。また指令Ｓｗｐ**，Ｓｗｎ**は図６のキャリアＣ２の傾斜が負の領域と同様にすべきである。よって修正量δを負として、基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６）），ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）に加減し、指令値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６））−δ，ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）＋δを得る。
【００９４】
図８はｕ相の出力端Ｐｕに流れる負荷電流が負であり、ｗ相の出力端Ｐｗに流れる負荷電流が正の場合について図示した。この場合、指令Ｓｕｐ**，Ｓｕｎ**は図５のキャリアＣ２の傾斜が正の領域と同様にすべきである。よって修正量δを負として、基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０），ｄｒｔ（１−ｄ０）に加減し、指令値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０）−δ，ｄｒｔ（１−ｄ０）＋δを得る。また指令Ｓｗｐ**，Ｓｗｎ**は図６のキャリアＣ２の傾斜が正の領域と同様にすべきである。よって修正量δを正として、基準値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６）），ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）に加減し、指令値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６））−δ，ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）＋δを得る。
【００９５】
本実施の形態でも、デッドタイムＴｄを補償するためにはΔ＝Ｔｄ／２となる。但し、キャリアＣ２の傾きの絶対値が２／Ｔであったのに対し、キャリアＣ４の傾きの絶対値は１／Ｔであるので、Δ＝δ・Ｔとなる。よって修正値δの絶対値はＴｄ／２Ｔとなる。
【００９６】
デッドタイムＴｄの存在により電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７を採る期間は変動し、当該期間をそれぞれ符号Ｖ０’，Ｖ４’，Ｖ６’，Ｖ７’で図示した。デッドタイムの存在を考慮した零電圧ベクトルＶ０’、Ｖ７’を用いることで、本実施の形態におけるインバータ２のスイッチング態様は以下のように説明することができる。キャリアＣ４が指令値ｄｒｔ（１−ｄ０）＋δ乃至（ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０）−δを採る期間においては零電圧ベクトルＶ０が採用される。キャリアＣ４が指令値（ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４＋ｄ６））−δ以上又は指令値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）＋δ以下を採る期間においては零電圧ベクトルＶ７が採用される。そして修正値δの符号及び絶対値が上述のようにして選定されれば、デッドタイムが補償されることになる。
【００９７】
以上のようにして、第３の実施の形態においても、第２の実施の形態と同様に、デッドタイムを考慮しない場合の指令値を基準値とし、当該基準値に対して修正値を加減するので、複雑な演算処理を必要とせずに、デッドタイムを設けつつこれに起因する出力電圧誤差を除去し、デッドタイム及び零電圧ベクトルのいずれに起因する入力電流の歪みも除去することができる。
【００９８】
第４の実施の形態．
本実施の形態では、コンバータ１の転流のタイミングを定め、インバータ２のスイッチングの指令値の基準となる値の、設定方法の一例について説明する。
【００９９】
電圧型インバータでは零電圧ベクトルを採用する場合を除き、一つの相についてはハイアーム側のスイッチング素子が導通し、他の一つの相についてはローアーム側のスイッチング素子が導通し、残りの一つの相についてはハイアーム側のスイッチ素子と、ローアーム側のスイッチ素子とが交互に導通する（デッドタイムを除く）。
【０１００】
よって電圧型インバータでの電圧指令の波形は、常にいずれか一つの相の電圧指令がキャリアの最大値を採り、他の一つの相の電圧指令がキャリアの最小値を採る。そして残りの一つの相の電圧指令がキャリアの最小値と最大値との間の値を採り、他の二つの相に対する中間相として把握できる。
【０１０１】
図９はかかる電圧指令Ｖａ*，Ｖｂ*，Ｖｃ*を例示するグラフである。電圧指令Ｖａ*，Ｖｂ*，Ｖｃ*はそれぞれ３６０度周期であって相互に１２０度ずれており、１２０度で連続する平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ６０度の傾斜領域の一対を有する台形波を呈する。ここでは電圧指令Ｖａ*，Ｖｂ*，Ｖｃ*の最小値、最大値としてそれぞれ値−１，１を採用する場合を例示した。図９において例えば位相角０〜６０度において電圧指令Ｖｂ*は中間相であり、このときに電圧指令Ｖａ*，Ｖｃ*がそれぞれ値１，−１を採ることに鑑みれば、電圧指令Ｖｂ*は値−１，１を（１＋Ｖｂ*），（１−Ｖｂ*）で内分することがわかる。
【０１０２】
他方、第１の実施の形態で説明したように、キャリアＣ２はインバータ２の指令値と比較され、インバータ２は電圧形であるので、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４がこの順に繰り返されるための指令値を生成するには、値ｄ０，ｄ０＋ｄ４，ｄ０＋ｄ４＋ｄ６＝１を採る出力電圧指令信号Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と、基準値ｄｒｔが必要となる（値ｄｓｔは１−ｄｒｔで求められる）。
【０１０３】
そこで、台形波電圧指令Ｖａ*，Ｖｂ*，Ｖｃ*で示された波形をそれぞれｒ相，ｓ相，ｔ相についての電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*として採用し、そのうちの中間相を検出する。キャリアＣ１，Ｃ２のいずれも最小値、最大値を０，１としたので、当該中間相の値に１／２を乗じて１／２を加算して、インバータ２の基準値（図３に示す値ｄｒｔ）として採用する。具体的にはキャリアＣ２が当該基準値以上である期間と、当該基準値以下である期間とを、電圧ベクトルに応じた値で内分する。
【０１０４】
またキャリアＣ１が上記中間相の値を採る時点を、コンバータ１の転流のタイミングとする。これにより、上記実施の形態で説明されたように、コンバータ１のＰＷＭ制御用のキャリアＣ１と、インバータ２のＰＷＭ制御用のキャリアＣ２とに同じ波形を採用することができる。以下、電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*をキャリアＣ１との比較対照に採用しつつも、キャリアＣ１が電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*の中間相の値を採るタイミングでコンバータ１が転流することについて説明する。
【０１０５】
図１０はスイッチ指令Ｓｒｐ*，Ｓｓｐ*，Ｓｔｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｎ*，Ｓｕｐ**，Ｓｖｐ**，Ｓｗｐ**，Ｓｕｎ**，Ｓｖｎ**，Ｓｗｎ**を得るための制御回路３を示すブロック図である。スイッチ指令Ｓｒｐ*，Ｓｓｐ*，Ｓｔｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｎ*は、それぞれコンバータ１のスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎの導通／非導通を指示し、スイッチ指令Ｓｕｐ**，Ｓｖｐ**，Ｓｗｐ**，Ｓｕｎ**，Ｓｖｎ**，Ｓｗｎ**は、それぞれインバータ２のスイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのデッドタイムを考慮した導通／非導通を指示する。
【０１０６】
コンバータ１を制御する部分（以下「コンバータ制御部」）は、台形波状電圧指令信号生成部１１を有しており、ここでキャリアＣ１と比較される台形波状電圧指令信号Ｖｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*が生成される。インバータ２を制御する部分（以下「インバータ制御部」）は、台形波状電圧指令信号生成部２１を有しており、ここでキャリアＣ２と比較される台形波状電圧指令信Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*が生成される。
【０１０７】
中間相検出部１４は台形波状電圧指令信号Ｖｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*の中間相を検出し、最大相と中間相との差、最小相と中間相との差、あるいは更に両者の比を求める。ここではキャリアＣ２の振幅に整合させて台形波状電圧指令信号Ｖｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*の最大振幅が１であり、図１０では図３に即した動作を記載しているので、｜Ｖｒ*−Ｖｔ*｜として値ｄｒｔを求め、｜Ｖｓ*−Ｖｔ*｜として値ｄｓｔを求めることができる。
【０１０８】
インバータ２制御部は、インバータ２の出力電圧についての指令値たる電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する出力電圧指令信号生成部２１を有している。ここでは台形波状電圧指令信号Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の最大振幅を、キャリアＣ２の振幅に整合させて１とする。もちろん、キャリアＣ１，Ｃ２の振幅は必ずしも１である必要はなく、その振幅に比例させて台形波状電圧指令信号Ｖｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*、Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*の最大振幅を決定できる。
【０１０９】
インバータ２制御部は、コンバータ制御用の台形波状電圧指令信号Ｖｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*の中間相から求められた値で電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*をそれぞれ補正する第１補正部２２、第２補正部２３を有している。
【０１１０】
第１補正部２２からの出力はキャリアＣ２が値ｄｒｔ以上を採る領域（キャリアＣ１とキャリアＣ２とは同じなので、換言すれば期間ＴｓにおけるキャリアＣ２の領域）における指令値を、第２補正部２３からの出力はキャリアＣ２が値ｄｒｔ以下を採る領域（キャリアＣ１とキャリアＣ２とは同じなので、換言すれば期間ＴｒにおけるキャリアＣ２の領域）における指令値を、それぞれ示すこととなる。
【０１１１】
具体的には、図３の場合を例にとって、インバータ２においてはスイッチ素子Ｓｗｎが導通し、スイッチ素子Ｓｗｐが非導通の状態であるので、電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*はそれぞれｄ０，ｄ０＋ｄ４，１となる。よって期間ＴｓにおけるキャリアＣ２に対する指令値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０，ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４），ｄｒｔ＋ｄｓｔ（＝１）を得るためには、電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*のそれぞれに対して値ｄｓｔを乗じて更に値ｄｒｔとの和を採ればよい。このことを図１０では「ｄｒｔ＋ｄｓｔ・Ｖ*」として示した。ここで記号Ｖ*は電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を代表する表記である。もちろん、ｄｓｔ＝１−ｄｒｔであることに鑑みて、ｄｒｔ（１−Ｖ*）＋Ｖ*として指令値を求めてもよい。
【０１１２】
同様に、期間ＴｒにおけるキャリアＣ２に対する指令値ｄｒｔ（１−ｄ０），ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４），ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４−ｄ６）（＝０）を得るためには、電圧指令Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*のそれぞれを１から減じて更に値ｄｒｔを乗じればよい。このことを図１０では「ｄｒｔ（１−Ｖ*）」として示した。
【０１１３】
このようにして得られた６個の指令値は比較部２４においてキャリアＣ２と比較される。スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは期間Ｔｒ，Ｔｓのそれぞれにおいて電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ４を構成するスイッチングを行う。例えばｕ相について言えば、スイッチ素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎが期間Ｔｒ，Ｔｓのそれぞれにおいてスイッチングする。よって上記の比較結果は相毎に論理和が求められて、スイッチ指令Ｓｕｐ**，Ｓｖｐ**，Ｓｗｐ**，Ｓｕｎ**，Ｓｖｎ**，Ｓｗｎ**が求められる。斯かる論理和の演算は論理和演算部２５において行われる。
【０１１４】
さて、コンバータ制御部は比較部１２を有しており、ここで台形波状電圧指令信号Ｖｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*とキャリアＣ１とが比較される。この比較結果と、スイッチ指令Ｓｒｐ*，Ｓｓｐ*，Ｓｔｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｎ*との関係について以下に述べる。
【０１１５】
前掲した非特許文献５には、電圧形インバータの相電圧と電流形インバータの相電流との双対性、及び電圧形インバータの線間電圧と電流形インバータの相電流との双対性に鑑みて、線電流指令値に基づくスイッチングと相電流指令値に基づくスイッチングとの対応関係について教示している。
【０１１６】
図１１はここで検討するインバータの構成を示す回路図である。当該インバータは、コンバータ１のスイッチングについて検討するためのものであり、インバータ２とは直接には関係ないので、三相交流についてａ相、ｂ相、ｃ相との名称を採用する。当該インバータはａ相のハイアーム側にスイッチ素子Ｓａｐを、ローアーム側にスイッチ素子Ｓａｎを、それぞれ有している。当該インバータは同様にして、ｂ相においてスイッチ素子Ｓｂｐ，Ｓｂｎを、ｃ相においてスイッチ素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎを、それぞれ有している。
【０１１７】
ａ相の線電流ｉａは、ａ相−ｃ相間の相電流ｉｃａとｂ相−ａ相間の相電流ｉｂａとの差で求まるため、これらの一対の相電流を流すスイッチングを行う場合のみ、ａ相電流が流れる。他の相の線電流についても同様である。そこで、相電流ｉｊｋが上アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号Ｓｊｋで、下アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号ＳｊｋＢで表すことにする。ここで記号ｊ，ｋは相互に異なりつつも記号ａ，ｂ，ｃを代表し、記号Ｓｊｋ，ＳｊｋＢが二値論理“１”／“０”をとることで、相電流ｉｊｋが「流れる」／「流れない」を示すこととする。
【０１１８】
インバータが相電圧指令とキャリアとの比較に基づいて線電流を流すときに、ハイアーム側のスイッチ素子Ｓｊｐ、ローアーム側のスイッチ素子Ｓｊｎの導通／非導通を制御するスイッチ指令を、それぞれ記号Ｓｊ+，Ｓｊ-で示すと、非特許文献５に示す内容は以下のようになる。
【０１１９】
【数７】
0004270316.tif 000008
【０１２０】
ここで更に、電圧形インバータの相電圧と電流形インバータの相電流との双対性に鑑みれば、上記の各式の右辺の論理値は、電圧形インバータでの相電圧とキャリアとの比較結果として得られることが分かる。非特許文献５によれば、相電流ｉｊｋの指令値が相電圧Ｖｊの指令値と対応する。よって記号Ｓｊｋの論理は相電圧指令Ｖｊ*とキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｓｊｐを導通させる論理と一致し、記号ＳｊｋＢの論理は相電圧指令Ｖｊ*とキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｓｊｎを導通させる論理と一致する。
【０１２１】
今、図９で示された電圧指令Ｖａ*，Ｖｂ*，Ｖｃ*において位相角が０〜６０度にある場合を説明する。電圧指令Ｖａ*，Ｖｃ*はそれぞれ値１，−１を採るので、Ｓａｃ＝１，ＳａｃＢ＝０，Ｓｃｂ＝０，ＳｃｂＢ＝１となる。これにより、Ｓａ+＝ＳｂａＢ，Ｓｂ+＝Ｓｂａ，Ｓｃ+＝Ｓａ-＝Ｓｂ-＝０となる。
【０１２２】
記号ＳｂａＢの論理は相電圧指令Ｖｂとキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｓａｐ，Ｓｂｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致し、記号Ｓｂａの論理は相電圧指令Ｖｂとキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｓｂｐ，Ｓａｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致する。より具体的には、相電圧指令Ｖｂがキャリア以下の場合にはスイッチ素子Ｓａｐを導通させ、以上の場合にはスイッチ素子Ｓｂｐを導通させる。そして記号Ｓａ+、Ｓｂ+は線電流を流すときにそれぞれスイッチ素子Ｓａｐ，Ｓｂｐを導通させる期間を示す。
【０１２３】
これを本願に即してみれば、ａ相，ｂ相，ｃ相をそれぞれｒ相、ｓ相、ｔ相と読み替えて、電圧指令信号Ｖｓ*がキャリアＣ１以下の場合にはスイッチ素子Ｓｒｐが導通し、キャリアＣ１以上の場合にはスイッチ素子Ｓｓｐが導通する。キャリアＣ１の最小値が０であることに鑑みれば、電圧指令信号Ｖｓ*の値がスイッチ素子Ｓｒｐを導通させる期間に相当する。
【０１２４】
以上のことから電圧指令信号Ｖｓ*の値は、キャリアＣ２の指令値を求める際の基準値ｄｒｔとなる。しかもコンバータ１のスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐを値ｄｒｔ，１−ｄｒｔの比に比例する期間で交互に導通させる転流のタイミングをキャリアＣ１の値として規定する。他の位相角においても同様に、電圧指令Ｖｒ*、Ｖｔ*の値ついては上記の説明が妥当する。
【０１２５】
上述のようにして決定される電圧指令信号Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*とキャリアＣ１との比較によって得られた結果は比較部１２から電流形ゲート論理変換部１３へと与えられ、式（７）で示された変換式に則った変換が行われる。当該変換により、スイッチ指令Ｓｒｐ*，Ｓｓｐ*，Ｓｔｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｎ*が求められる。
【０１２６】
第５の実施の形態．
本実施の形態では、第４の実施の形態で説明した電圧指令信号Ｖｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*の望ましい波形についての一例を示す。
【０１２７】
上述のように、第４の実施の形態では電圧指令信号Ｖｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*として図９に例示された電圧指令Ｖａ*，Ｖｂ*，Ｖｃ*（キャリアＣ１，Ｃ２の最小値、最大値をそれぞれ０，１とする場合には、電圧指令Ｖａ*，Ｖｂ*，Ｖｃ*に１／２を乗じて１／２を加算する）を採用していた。そしてこれらの波形はそれぞれ３６０度周期であって相互に１２０度ずれており、１２０度で連続する平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ６０度の傾斜領域の一対を有する台形波であった。そこで以下では６０度の区間の傾斜領域の波形についての望ましい関数形について説明する。
【０１２８】
さて、上掲の非特許文献１においては、本願ではスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐとして示されるスイッチ素子を導通させる期間の比、即ち通流比の望ましい関係について示している。そこで本実施の形態ではまず、非特許文献１で示された望ましい通流比について説明する。そしてその後、かかる通流比を実現するために、電圧指令信号Ｖｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*がどのような傾斜領域を有することになるのかについて説明する。
【０１２９】
図１２は、コンバータ１の入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔにそれぞれ入力される相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと、各相の通流比（デューティー）と、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧と、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを例示するグラフである。各相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは、２つの相電圧が正で残りの１つの相電圧が負である領域１と、２つの相電圧が負で残りの１つの相電圧が正である領域２の何れかの領域に区別される。そして、これら領域１，２が位相角６０度毎に交互に繰り返し現れる。具体的には相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは下記の式に基づいている。
【０１３０】
【数８】
0004270316.tif 000009
【０１３１】
コンバータの一つのスイッチング態様として、領域１，２のそれぞれにおいて、相電圧の絶対値が最も大きい相（最大相もしくは最小相）についてはスイッチ素子を常に導通させ、それ以外の２つの相（これらはいずれも最大相または最小相とは極性が反対）については所定の通流比でスイッチ素子を導通させる。
【０１３２】
通流比が正の場合はスイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐのデューティを示し、通流比が負の場合にはスイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎのデューティを示す。上述で例示したように、最小相に対応する相については直流電源線ＬＬに接続されるスイッチ素子が常に導通するので通流比は−１であり、最大相に対応する相については直流電源線ＬＨに接続されるスイッチ素子が常に導通するので通流比は１である。
【０１３３】
例えば位相角３０度から９０度までの領域は上記の領域１に分類される。当該領域においてｔ相は最小相であり、相電圧の絶対値が最も大きく、かつその極性が負であるので、スイッチ素子Ｓｔｎを常に導通させる。その他の相であるｒ相，ｓ相については、相電圧の極性が正であるので、スイッチ素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐをそれぞれ以下の通流比ｄｒｔ，ｄｓｔで排他的に導通させる。
【０１３４】
【数９】
0004270316.tif 000010
【０１３５】
ただし、θｒ，θｓ，θｔはそれぞれ相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの位相であるので、θｓ＝θｒ−２π／３，θｔｓ＝θｒ＋２π／３の関係にある。
【０１３６】
また位相角９０度から１５０度までの領域においては上記の領域２に分類される。当該領域において、ｓ相は最大相であり、その絶対値が最も大きく、かつその極性が正であるので、スイッチ素子Ｓｓｐを常に導通させる。その他の相であるｒ相、ｔ相については、相電圧の極性が負であるので、スイッチ素子Ｓｒｎ，Ｓｔｎをそれぞれ以下の通流比で排他的に導通させる（図１２で負となる通流比は相電圧の極性が負であることを示している）。
【０１３７】
【数１０】
0004270316.tif 000011
【０１３８】
なお、位相角が６０度ごとの領域において、常に導通させるスイッチ素子と、相互に排他的に切り替えて導通させるスイッチ素子とを表１に示す。
【０１３９】
【表１】
0004270316.tif 000012
【０１４０】
最大相もしくは最小相に対応するスイッチ素子は常に導通するので、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加される電圧（以下、「直流リンク電圧」と呼ぶ）としては、最大相と最小相との間の線間電圧Ｅｍａｘと、最小相と中間相（領域１）又は最大相と中間相（領域２）との間の線間電圧Ｅｍｉｄの２つの電圧が得られる。また、直流リンク電圧の平均値Ｖｄｃは、各々の通流比を乗じることにより得られ、次のように表され、上記の通流比でスイッチングすることにより、直流リンク電圧は脈流状の電圧波形となる。
【０１４１】
【数１１】
0004270316.tif 000013
【０１４２】
インバータ２側においては、この電圧Ｖｄｃを入力として用いて制御を行う。インバータ２側では脈流分を補償するように電圧制御を行うため、通電時間には脈流分ｃｏｓθｉｎが乗じられる。また、インバータ２の負荷は誘導性であるので、電流源として把握できる。よって直流電源線ＬＨ，ＬＬを流れる電流ｉｄｃ＿ａｖｇは、インバータの出力電流の振幅をＩ０として、ｋ・Ｉ０・ｃｏｓψ・ｃｏｓθｉｎで示される。但し、ｋは変調率であって０＜ｋ＜√３／２、ψは出力電圧と出力電流の位相差である。
【０１４３】
コンバータ１側では一相が導通状態であり、二相が各々の通流比でスイッチングするため、例えば位相角３０度から９０度の領域において、各相の入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔは、次のように表される。
【０１４４】
【数１２】
0004270316.tif 000014
【０１４５】
その他の位相角についても同様の結果となり、以って図３に示すように入力電流ｉｒ，ｉｓ，ｉｔを正弦波とすることができる。
【０１４６】
上記通流比は、相電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔの対象性から、領域１，２のそれぞれにおいて個別に位相角φ（０≦φ≦π／３）を導入すれば、傾斜領域の波形の絶対値は、各相の傾斜領域に対して共通に表現できる。ここでは３０≦θ≦９０の領域１を考察の対象として傾斜領域の波形を導く。この領域ではφ＝θ−π／６の関係が成立するので、位相角φが増大するとともに通流比が増大する傾斜領域ではその通流比は
【数１３】
0004270316.tif 000015
【０１４７】
と表される。同様にして位相角φが増大するとともに通流比が減少する傾斜領域ではその通流比は（１＋√３ｔａｎ（φ−π／６））／２と表される。
【０１４８】
よって電圧指令信号Ｖｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*の傾斜領域は、その始期を基準とする位相各φを導入して、上記通流比を以て表現することができる。例えば図９を参考にして、ｂ相をｓ相と読み替えて、電圧指令信号Ｖｓ*は下記のように表される。
【０１４９】
【数１４】
0004270316.tif 000016
【０１５０】
他の相についても同様である。もちろん、キャリアＣ１の振幅、中央値が異なれば上記の表現も異なる。例えばキャリアＣ１の最小値及び最大値をそれぞれｍ，Ｍとするとその振幅は（Ｍ−ｍ）／２，中央値は（Ｍ＋ｍ）／２となるので、台形波は下記で示される。
【０１５１】
【数１５】
0004270316.tif 000017
【０１５２】
例えばキャリアＣ１の最小値及び最大値がそれぞれ−１，１であれば、傾斜領域のうち、位相角の増大と共に増大する領域においては当該台形波は√３tan（φ−π／６）をとり、位相角の増大と共に減少する領域においては当該台形波は−√３tan（φ−π／６）をとる。
【０１５３】
第６の実施の形態．
本実施の形態では、第５の実施の形態で説明した電圧指令信号Ｖｒ*、Ｖｓ*、Ｖｔ*を得るための簡単な演算について説明する。ここでは特許文献２で記載された手法を用い、更に処理を追加して電圧指令Ｖｒ*、Ｖｓ*，Ｖｔ*を求める。具体的には図１０を参照して、台形波状電圧指令信号生成部１１はｒ相の波形Ｖｒを電源同期信号として入力する。これに基づき、電圧指令信号の元となる電圧波形を求める。具体的には各相の電圧波形は下記のように示される（図１２の相電圧参照）。
【０１５４】
【数１６】
0004270316.tif 000018
【０１５５】
次に、これらの三相の中間相の１／２をそれぞれに加える。例えば位相角０度から６０度においては、中間相はｒ相である。よってこの位相角の範囲で、新たな電圧波形Ｖｒ’、Ｖｓ’，Ｖｔ’は
【数１７】
0004270316.tif 000019
【０１５６】
が得られる。ここでＶｒ＋Ｖｓ＋Ｖｔ＝０を用いた。図１３は電圧波形Ｖｒ’、Ｖｓ’，Ｖｔ’を示すグラフであり、Ｖｍ＝１／√３とした。
【０１５７】
直流リンク電圧Ｖｄｃの高電位側の包絡線（以下、脈流電圧Ｖlinkと呼ぶ）は、最大相と最小相の電圧差であり、位相角０度から６０度においては、線間電圧Ｖｒｔである。よってこの位相角の範囲で下式が成立する。
【０１５８】
【数１８】
0004270316.tif 000020
【０１５９】
よって式（１７）、（１８）から下式が得られる。
【０１６０】
【数１９】
0004270316.tif 000021
【０１６１】
そして更に処理を追加する。具体的には電圧波形Ｖｒ’で電圧波形Ｖｒ’，Ｖｓ’，Ｖｔ’を正規化する。これにより、下記の電圧波形Ｖｒ”，Ｖｓ”，Ｖｔ”が得られる。
【０１６２】
【数２０】
0004270316.tif 000022
【０１６３】
更にキャリアＣ１の最小値及び最大値がそれぞれ０，１であることに鑑みて、これらの波形の大きさを半分に縮小し、かつ最小値及び最大値をそれぞれ０，１にする。具体的には電圧波形Ｖｓ”，Ｖｔ”を用いて下記の演算が行われる。
【０１６４】
【数２１】
0004270316.tif 000023
【０１６５】
式（２１）は０度から６０度において式（１４）と一致する。つまり上記の処理によって台形波状電圧指令信号Ｖｓ*が得られたことがわかる。
【０１６６】
つまり台形波状電圧指令信号生成部１１は、電源同期信号Ｖｒを得て、三相の電圧波形を生成し、その中間相の１／２を各波形に加算し、その加算した結果を最大相で正規化する処理を行って台形波状電圧指令信号Ｖｓ*を得る。他の相についても同様にして求められる。
【０１６７】
第７の実施の形態．
本実施の形態では、コンバータ１の転流のタイミングを定める、他の設定について説明する。具体的には電流形コンバータ１のキャリアＣ１の指令値として電流値を採用する場合を説明する。この場合、電流指令値としては、通流比自体を採用すればよい。
【０１６８】
図１２を参照して、位相角θが３０度乃至９０度の区間（ここではｔ相のローアーム側スイッチ素子値が常に導通しているので、ｔ相の通流比は−１として示されている）では、ｒ相の通流比ｄｒｔとｓ相の通流比ｄｓｔとを、キャリアＣ１の指令値として採用すればよい。
【０１６９】
換言すれば三相の電流指令値のうち、絶対値が最大となる相以外の二相を抽出し、これをキャリアＣ１の指令値として採用すればよい。しかも当該二相の指令値が流通比そのものであるので、これらを第１補正部２２、第２補正部２３に与えればよい。
【０１７０】
このような処理のためには、例えば中間相検出部１４を、上記二相を検出する機能を担う処理部に置換する。
【０１７１】
傾斜領域での通流比は式（１３）から求められるので、台形波の傾斜の絶対値も、キャリアＣ１の最小値および最大値をそれぞれｍ，Ｍとして（（ｍ＋Ｍ）＋√３・（Ｍ−ｍ）・tan（φ−π／６））／２若しくは（（ｍ＋Ｍ）−√３・（Ｍ−ｍ）・tan（φ−π／６））／２として表すことができる。
【０１７２】
このような台形波を得るために、例えば台形波状電圧指令信号生成部１１を電流指令を生成する処理部に置換する。電源同期信号Ｖｒに基づいて電流指令を生成するのである。
【０１７３】
但し、ｒ相の電流指令値Ｉｒ*は電源同期信号Ｖｒからπ／６ずらせる必要がある。式（９）に示されるようにして通流比が求まるので、図１２に示されるように傾斜領域の基点はｒ相の基点から３０度ずれるからである。このように位相をずらせる処理も、上記の電流指令を生成する処理部に担わせることができる。
【０１７４】
電圧指令の中間相を検出して電流形コンバータ１の転流を行わせる場合には、式（７）に示される変換が必要であったが、電流指令の二相を検出して転流を行わせる場合には、式（７）の変換が不要となる。よって後者の場合には、キャリアＣ１と電流指令との比較結果は、インバータ２の制御と同様に、論理和を演算するだけで足りる。
【０１７５】
マトリックスコンバータへの応用．
上述の直接形電力変換器を仮想し、そのスイッチング態様に基づいてマトリックスコンバータのスイッチングを行うこともできる。
【０１７６】
図１４はマトリックスコンバータの構成を例示する構成図である。入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔと、直接形変換部ＭＣＶと、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗとを備えている。入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔから入力される三相交流入力電圧の振幅、周期の少なくとも何れかを変換して三相交流出力電圧として出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。
【０１７７】
直接形変換部ＭＣＶは、スイッチ素子Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｔ，Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔ，Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔを備えている。３つのスイッチ素子Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｔは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と出力端Ｐｕとの間に接続されている。３つのスイッチ素子Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と出力端Ｐｖとの間に接続されている。３つのスイッチ素子Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と出力端Ｐｗとの間に接続されている。
【０１７８】
図１５はこれらのスイッチ素子を制御するスイッチ指令を生成する制御回路１０を示すブロック図である。制御回路１０は制御回路３に対してゲート論理合成部３３を追加した構成を有している。
【０１７９】
直接形変換部ＭＣＶの制御については、図１に示すコンバータ１、インバータ２を仮想する。そして上記の実施の形態と同様にして電流形ゲート論理変換部１２からスイッチ指令Ｓｒｐ*，Ｓｓｐ*，Ｓｔｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｎ*を、論理和演算部２５からスイッチ指令Ｓｕｐ**，Ｓｖｐ**，Ｓｗｐ**，Ｓｕｎ**，Ｓｖｎ**，Ｓｗｎ**を得る。
【０１８０】
そしてゲート論理合成部３３は、スイッチ指令Ｓｒｐ*，Ｓｓｐ*，Ｓｔｐ*，Ｓｒｎ*，Ｓｓｎ*，Ｓｔｎ*，Ｓｕｐ**，Ｓｖｐ**，Ｓｗｐ**，Ｓｕｎ**，Ｓｖｎ**，Ｓｗｎ**から次の式により行列変換して、直接形変換部ＭＣＶのスイッチ信号として出力する。スイッチ信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３は、それぞれスイッチ素子Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｔ，Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔ，Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔについてのスイッチ信号である。
【０１８１】
【数２２】
0004270316.tif 000024
【０１８２】
よって上記実施の形態に基づいて、いずれも仮想的なコンバータ１及びインバータ２を動作させるので、直接形変換部ＭＣＶのスイッチングによっても、本電力変換装置においても３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに生じる零電圧や、デッドタイムに起因して生じる入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔにおける電流の歪みを抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【０１８３】
【図１】直接形電力変換器の一態様を示す回路図である。
【図２】スイッチ素子の構成を例示する回路図である。
【図３】第１の実施の形態におけるスイッチング動作を示すタイミングチャートである。
【図４】第１の実施の形態におけるスイッチング動作を示すタイミングチャートである。
【図５】本実施の形態の第２の実施の形態におけるスイッチング動作を示すタイミングチャートである。
【図６】本実施の形態の第２の実施の形態におけるスイッチング動作を示すタイミングチャートである。
【図７】本実施の形態の第３の実施の形態におけるスイッチング動作を示すタイミングチャートである。
【図８】本実施の形態の第３の実施の形態におけるスイッチング動作を示すタイミングチャートである。
【図９】電圧指令を例示するグラフである。
【図１０】スイッチ指令を得るための制御回路を示すブロック図である。
【図１１】インバータの構成を示す回路図である。
【図１２】相電圧と、各相の通流比と、直流リンク電圧と、入力電流を例示するグラフである。
【図１３】電圧波形を示すグラフである。
【図１４】マトリックスコンバータの構成を例示する構成図である。
【図１５】マトリックスコンバータのスイッチ素子を制御する制御回路のブロック図である。
【符号の説明】
【０１８４】
１  コンバータ
２  インバータ
３  制御回路
１１  台形波状電圧指令信号生成部
１２，２４  比較部
１３  電流形ゲート論理変換部
１４  中間相検出部
２１  出力電圧指令信号生成部
２２  第１補正部
２３  第２補正部
２５  論理和演算部
Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ  入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ  出力端
Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ，Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ，Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｗ，Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔ，Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔ  スイッチ素子
【図１】
0004270316.tif 000025
【図２】
0004270316.tif 000026
【図３】
0004270316.tif 000027
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
0004270316.tif 000039