(57)【要約】共振回路（802）を介して接続された少なくとも２つのスイッチＳ1，Ｓ2を備える誘導受電器（3）であって、当該共振回路は、インダクタンス及びキャパシタンスを含み、当該少なくとも２つのスイッチのうちの第１スイッチＳ1は、受電器変数に依存した第１イベントに基づいて第１状態に切り替わるように構成され、当該第１スイッチは、受電器変数に依存しない第２イベントに基づいて第２状態に切り替わるように構成されている。
2017537588.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
共振回路を介して接続された少なくとも２つのスイッチを備える誘導受電器であって、前記共振回路は、インダクタンス及びキャパシタンスを含み、
前記少なくとも２つのスイッチのうちの第１スイッチは、受電器変数に依存した第１イベントに基づいて第１状態に切り替わるように構成され、
前記第１スイッチは、受電器変数に依存しない第２イベントに基づいて第２状態に切り替わるように構成されている、受電器。
【請求項２】
請求項１に記載の受電器であって、前記第１イベントは、前記第１スイッチの両端電圧又は電流が、０に到達すること、０を横切ること、又は０から立ち上がることである、受電器。
【請求項３】
請求項２に記載の受電器であって、前記第２イベントは、遅延の終わりである、受電器。
【請求項４】
請求項３に記載の受電器であって、前記遅延は、前記少なくとも２つのスイッチのうちの第２スイッチが、前記第２状態に切り替わった時から始まる、受電器。
【請求項５】
請求項３に記載の受電器であって、前記遅延は、予め定められたＤＣ出力電圧に基づいて定められる、受電器。
【請求項６】
請求項５に記載の受電器であって、前記予め定められたＤＣ出力電圧は、バック電圧及びブースト電圧から成るグループから選択される、受電器。
【請求項７】
請求項３に記載の受電器であって、前記遅延は、予め定められた基準に基づいて定められる、受電器。
【請求項８】
請求項３に記載の受電器であって、切り替え信号を前記少なくとも２つのスイッチへ提供して、ＤＣ出力電圧をほぼ予め定められたレベルへ制御するように構成された閉ループコントローラを更に備える、受電器。
【請求項９】
請求項１に記載の受電器であって、前記共振回路は、コンデンサと並列に、直列の一対の受信コイル又は分割された受信コイルを含み、コイル間の共有点は、ＤＣ負荷に接続されている、受電器。
【請求項１０】
請求項１に記載の受電器であって、前記共振回路は、コンデンサと並列の受信コイルを含み、前記受電器は、各スイッチとＤＣ負荷との間にそれぞれ接続された２つのインダクタを更に備える、受電器。
【請求項１１】
請求項１に記載の受電器であって、共振回路を介して接続された前記少なくとも２つのスイッチの組み合わせは、修正されたプッシュプル型コンバータ、又は修正された倍電流
整流回路である、受電器。
【請求項１２】
請求項１に記載の受電器であって、前記第１状態はオン状態であり、前記第２状態はオフ状態である、受電器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、概して、コンバータに関し、限定するものではないが、特に、誘導電力伝送システム用のコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
電気コンバータは、技術的に周知であり、種々の応用についての多くの構成において利用可能である。一般的に、コンバータは、１つのタイプの電気供給を異なるタイプの出力に変換する。このような変換には、ＤＣ−ＤＣ、ＡＣ−ＡＣ及びＤＣ−ＡＣ電気変換が含まれうる。いくつかの構成では、コンバータは、任意の数のＤＣ及びＡＣ「部品」を有し、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＡＣ−ＡＣトランス・コンバータ部を内蔵しうる。
【０００３】
より具体的には、「インバータ」は、ＤＣ−ＡＣコンバータを表すために使用されうる用語である。インバータは、より大きなコンバータと分離して又はその一部として存在しうる（上記の例のように、ＡＣ−ＡＣトランスの前段でＤＣをＡＣに変換しなければならない）。このため、「コンバータ」は、インバータ自体と、インバータを含むコンバータとを包含するように解釈されるべきである。明確化のために、本明細書の残りの部分では、インバータがある文脈における適切な代替用語でありうる可能性を除外することなく、「コンバータ」にのみ言及する。
【０００４】
ＤＣ−ＡＣ変換を実現するコンバータについての多数の構成が存在する。主に、これは、調整されたスイッチングによって、交互に切り替わる方向に電流が素子を流れるようにするスイッチの適切な配置を通して実現される。当該スイッチは、所望のＡＣ出力波形を実現するように、制御回路によって制御されうる。出力波形を形成するために、追加の回路素子が含まれてもよい。特定の回路トポロジーの影響を受けて、出力波形が、スイッチの周波数、デューティサイクル、及び機能相互関係に依存することになる。
【０００５】
コンバータの使用の一例は、誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムとの関連である。これらのシステムは、確立された技術（例えば、電気歯ブラシの無線充電）及び開発中の技術（例えば、「充電マット」上でのハンドヘルドデバイスの無線充電）の周知の領域である。典型的には、一次側は、送信コイル又は複数の送信コイルから時変の磁界を発生させる。この磁界は、適切な受信コイルに交流電流を誘導し、それにより、当該受信コイルは、バッテリーを充電するために、又はデバイス若しくは他の負荷に電力を供給するために使用されうる。いくつかの例では、共振回路を作るために送信コイルの周囲にコンデンサを追加できる。同様に、共振回路を作るために（複数の）受信コイルの周囲にコンデンサが追加されうる。共振回路の使用により、対応する共振周波数において電力スループット及び効率が増大しうる。
【０００６】
通常、送信コイルは、コンバータによって駆動される。駆動回路の特性（例えば、周波数、位相、及び振幅）は、特定のＩＰＴシステムに関係することになる。いくつかの例では、コンバータの駆動周波数は、共振送信コイル及び／又は共振受信コイルの共振周波数と一致することが望ましい場合がある。その振幅は、二次側の負荷の要求条件に対応するように変更されうる。いくつかのシステムでは、負荷の要求条件が、適切な手段によって一次側へ伝達されうる。
【０００７】
これらの制御の積み重ねの全ては、ＩＰＴシステムの設計に複雑性及びコストをもたらす。このため、コンバータを制御する簡略化した方法があることが望まれる。
【０００８】
ＩＰＴシステムに関連する他の問題は、共振システムでは送電器の共振周波数が固定されておらず、受電器の負荷に応じて変化することである。負荷の変化は、相互誘導結合を介して送電器へ逆に反映され、これは送電器の共振周波数に影響する。このため、コンバータが、もはや送電器の共振周波数と等しくない周波数で送信コイルへ出力を供給している場合、電力スループットが減少し、システムの効率が低くなる。
【０００９】
ＩＰＴシステムに関連する更なる問題は、送信又は受信コイル及び共振コンデンサのような共振素子の値が、製造公差、年代、温度、送電距離の変化、及び近くの金属又は磁性物質、その他の要因に起因して、変化しうることである。このような変化は、送電器の共振周波数に影響し、当該共振周波数が受電器との共振から外れる可能性があり、それにより、電力スループットが減少し、システムの効率が低くなる。
【００１０】
共振周波数のこのような変化に対応する１つの方法は、送信コイルの両端電圧が０になった際にオフとオフとが切り替わるように制御スイッチを適応させることによるものである。これにより、切り替え（スイッチング）周波数は自動的に送信コイルの共振周波数に対応することになる。このような解決策の欠点は、それにより送信磁界の周波数が送信コイルの共振周波数に依存した範囲にわたって変化することである。これは、２つの理由で問題があり、第１は、受電器が、送信周波数の変化に対して適応的に再チューニングしなければならないこと、あるいは電力を失うことであり、第２は、利用可能な帯域幅が狭すぎる可能性があるため、周波数範囲にわたってシステムを動作させることが望ましくないことである。
【００１１】
本発明の目的は、有用な選択肢を公に提供することにある。
【発明の概要】
【００１２】
一実施形態によれば、共振回路を介して接続された少なくとも２つのスイッチを備える誘導受電器であって、前記共振回路は、インダクタンス及びキャパシタンスを含み、
前記少なくとも２つのスイッチのうちの第１スイッチは、受電器変数に依存した第１イベントに基づいて第１状態に切り替わるように構成され、
前記第１スイッチは、受電器変数に依存しない第２イベントに基づいて第２状態に切り替わるように構成されている、受電器が提供される。
【００１３】
用語「comprise（含む、備える）」、「comprises（含む、備える）」及び「comprising（含む、備える）」は、様々な司法権の下で、排他的または包含的な意味で用いられうるものと認められる。本明細書のために、これらの用語は、特に言及されない限り包含的な意味を有することが意図されており、即ち、それらは、直接的に参照を使用する、記載された構成要素を含むこと、及び特定されていない他の構成要素または要素も含みうることを意味するものとされる。
【００１４】
そのような先行技術が共通の一般知識の一部を形成することの承認を形成するものではない。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
本明細書に組み込まれ、本明細書の一部を構成する添付の図面は、本発明の実施形態を示しており、また、上記で与えられた本発明の概要、及び以下で与えられる実施形態の詳細な説明とともに、本発明の原理を説明するのに貢献する。
【００１６】
【図１】誘導電力伝送システムの概略図である。
【図２】一実施形態に係るコンバータ・トポロジーの回路図を示す。
【図３】コンバータの典型的な制御に関連する一連のグラフである。
【図４】一実施形態に係るコンバータの制御に関連する一連のグラフである。
【図５】更なる実施形態に係るコンバータの制御に関連する一連のグラフである。
【図６】他の実施形態に係るコンバータの制御に関連する波形を示す。
【図７】他の実施形態に係るコンバータ・トポロジーを示す。
【図８】分割された受信コイルＬ１及びＬ２を有する受電器構成の回路図である。
【図９】遅延パルスを変化させるとどのようにＤＣ出力の変化がもたらされるかを示す一連のグラフである。
【図１０】図８の受電器構成のコントローラの実施形態の回路図である。
【図１１】分離されたコイルＬ５を有する受電器構成の回路図である。
【発明を実施するための形態】
【００１７】
図１には、誘導電力伝送（ＩＰＴ）システム１が大まかに示されている。ＩＰＴシステムは、誘導送電器２及び誘導受電器３を備える。誘導送電器は、適切な電源４（主電源等）に接続される。誘導送電器は、インバータ６に接続されたＡＣ−ＤＣコンバータ５を備えうる。インバータは、送信コイル又は複数の送信コイル７が交流磁界を生成するよう、当該送信コイル又は複数の送信コイルへＡＣ電流を供給する。いくつかの構成では、送信コイルは、インバータから分離されていると考えられてもよい。送信コイル又は複数の送信コイルは、共振回路を作るために、コンデンサ（図示せず）に並列又は直列に接続されてもよい。
【００１８】
図１は、誘導送電器２内のコントローラ８も示している。コントローラは、誘導送電器の各部に接続されうる。コントローラは、誘導送電器の各部からの入力を受信して、各部の動作を制御する出力を生成するよう構成されうる。コントローラは、単一のユニット又は個別のユニットとして実装され、例えば、電力フロー、チューニング、送信コイルへの選択的な通電、誘導受電器の検出、及び／又は通信を含む、誘導送電器の能力に依存して、当該誘導送電器の種々の態様を制御するよう構成されうる。
【００１９】
誘導受電器３は、負荷１１へ電力を供給する受信回路１０に接続された、受信コイル又は複数の受信コイル９を備える。誘導送電器２及び誘導受電器３が適切に結合されている場合、送信コイル又は複数の送信コイル７によって生成される交流磁界が、受信コイル又は複数の受信コイル９に交流電流を誘導する。受信回路１０は、誘導電流を、負荷１１に適した形式に変換するように構成される。受信コイル又は複数の受信コイル９は、共振回路を作るために、コンデンサ（図示せず）に並列又は直列に接続されてもよい。いくつかの誘導受電器において、当該受電器は、受信コイル又は複数の受信コイル９のチューニングを制御、又は受信回路１０によって負荷１１へ供給される電力を制御しうるコントローラ１２を備えうる。
【００２０】
図２は、インバータ６の例を示す。インバータ６は、ＤＣ電源２０２、ＤＣインダクタ２０３、出力インダクタ２０４（送信コイル７）、共振コンデンサ２０５、（明確化のため、スイッチ１  ２０６及びスイッチ２  ２０７と称される）制御スイッチ、及び制御回路２０８を備える。図２には、制御スイッチの特徴である寄生コンデンサ２０９及び寄生ボディダイオード２１０も示されている。
【００２１】
インバータ６の典型的な動作の下では、スイッチ１  ２０６及びスイッチ２  ２０７は、５０％のデューティサイクルで交互にオン及びオフに切り替えられる。当該切り替えの周波数は、出力インダクタ２０４及び共振コンデンサ２０５の本来の共振周波数に一致するものである。これにより、図３に示されるような波形が生成されることになる。当該切り替えパターンを実現するために、従前のシステムは、出力インダクタの電圧のゼロクロスに応じて交互にスイッチをアクティブ化するようプログラムされたコントローラを採用していた場合がある。
【００２２】
コンバータを制御する方法は、以下のとおりであり、即ち、各スイッチが、コンバータ変数に依存した第１切り替えイベントが発生した際に第１状態へ切り替えられ、コンバータ変数に依存しない第２切り替えイベントが発生した際に第２状態へ切り替えられる。
【００２３】
以下では、第１状態をオン状態と称し、第２状態をオフ状態と称する。しかし、第１状態がオフ状態であってもよく、第２状態がオン状態であってもよい。
【００２４】
＜第１切り替えイベント＞
第１切り替えイベントは、スイッチ１  ２０６又はスイッチ２  ２０７の両端電圧が０又は０付近に達した場合である。即ち、スイッチ１は、当該スイッチの両端電圧が０又は０付近に達すると、オンに切り替わり、スイッチ２は、当該スイッチ２の両端電圧が０又は０付近に達すると、オンに切り替わる。スイッチ１  ２０６又はスイッチ２  ２０７の両端電圧は、出力インダクタ２０４の両端電圧に依存するため、コンバータに依存する変数に関係していると言えよう。第１切り替えイベントの発生がシステムの変化に伴って変わりうるため、当該スイッチのオンへの切り替えは当該システムの変化に対応しうる。
【００２５】
このように、第１イベントは、コンバータ変数に依存し、当該コンバータ変数は、電圧のゼロクロスである。
【００２６】
当該電圧は検出可能であり、ある値に達すると、トリガ・イベントになる。例えば、共振送信コイルの両端電圧が、規定された閾値を下回った場合に、比較回路が状態の変化を出力してもよい。この制御は、制御回路２０８に含まれうる。
【００２７】
スイッチ１  ２０６又はスイッチ２  ２０７の両端電圧が０に到達した又は近づいたことを、第１切り替えイベントとして使用することの１つの利点は、ゼロ電圧切り替えでありうる。即ち、スイッチは、当該スイッチの両端電圧が０になるとオンに切り替えられ、これは、エネルギー損失を最小限にし、効率を改善し、かつ、過電流に起因したスイッチへのダメージを防止する。
【００２８】
他の実施形態では、第１切り替えイベントは、スイッチ１又はスイッチ２を流れる電流のゼロクロスである。即ち、スイッチ１は、スイッチ１を流れる電流が０又は０付近に達すると、オンに切り替わり、スイッチ２は、スイッチ２を流れる電流が０又は０付近に達すると、オンに切り替わる。システム１の他の変数の特徴が、第１切り替えイベントの基礎として適していてもよい。
【００２９】
＜第２切り替えイベント＞
第２切り替えイベントは、他のスイッチがオフに切り替わってからの一定時間間隔（α）の満了である。即ち、スイッチ１  ２０６は、スイッチ２がオフに切り替わってから一定時間間隔（α）でオフに切り替わり、スイッチ２  ２０７は、スイッチ１がオフに切り替わってから一定時間間隔（α）でオフに切り替わる。スイッチ１又はスイッチ２のオフへの切り替えは、システムに依存ずる関係しない（即ち、プリセットされており、変化しない）ため、システムのいかなる変化にもかかわらず同じままである。更に、スイッチは、一定時間間隔の後に継続的にオフに切り替わるため、スイッチの周波数も、システムに依存する変数に関係しない。コンバータの周波数は、式１によって計算されうる。
ｆconverter＝１／（２α）      （１）
【００３０】
スイッチのオフ状態への切り替えを検出するための、及び一定遅延の後に他のスイッチのオフへの切り替えをトリガするための回路が含まれうる。あるいは、スイッチの状態の変化を実際に検出する必要なく、このプロセスを内部的に制御するよう、コントローラがプログラムされうる。この制御は、制御回路２０８に含まれてもよく、時間間隔αは、ユーザによって又はルックアップテーブルに従って変更されてもよい。
【００３１】
このように、第２イベントは、コンバータ変数に依存せず、遅延αは、コンバータの動作変数（例えば、電圧又は電流ベースの変数）に依存せずに設定され、当該第２イベントは、遅延の終わり（conclusion）である。
【００３２】
あるいは、第２切り替えイベントは、同じスイッチの状態の変化から始まる時間間隔の満了であってもよいし、又は、スイッチのオフへの切り替えを他のスイッチの状態に関係なくトリガするために、クロック信号が使用されてもよい。
【００３３】
図４は、スイッチ１及びスイッチ２の状態、各スイッチの両端電圧、及び出力インダクタの両端電圧を示している。時刻ｔ1において、スイッチ１がオフに切り替わり、スイッチ２がオンに切り替わる。スイッチ２は、当該スイッチの両端電圧が０に達するため、オンに切り替わる。スイッチ１がオフに切り替わるため、インダクタの両端電圧は、増加し始め、その後、減少し始める（観測されている波形が得られる）。スイッチ１がオフに切り替わってから時間αの経過後の、時刻ｔ2において、スイッチ２がオフに切り替わる。αは、出力インダクタ及び出力コンデンサの本来の共振期間の半分（ｔR）に一致するようにプリセットされており、かつ、ｔ2は、スイッチ１の両端電圧が０に達する時刻に相当するため、スイッチ１がオンに切り替わる。このサイクルが繰り返され、上述の一定周波数を有する５０％のデューティサイクルと同様の効果を有する切り替えパターンが得られる。
【００３４】
場合によっては、出力インダクタ及び出力コンデンサの共振周波数は、例えば、回路部品の劣化、ＩＰＴシステムにおける一次コイルと二次コイルとの間の結合に影響する負荷の変化等に起因して変化しうる。図５は、共振期間の半分（ｔR'）がαより小さい場合、又はαがｔR'より大きい値に固定されている場合を示している。時刻ｔ1において、スイッチ１がオフに切り替わり、それにより、インダクタの両端電圧が増加して、その後、減少することで、観測されている波形が得られる。ｔR'がαより小さいため、スイッチ１の両端電圧は、αが経過する前に０に到達する。それ故に、ｔ2において、スイッチ１がオンに切り替わる。これは、スイッチ２がオフに切り替わる前に発生し、それにより、両方のスイッチが同時にオンになる。その後、スイッチ１がオフに切り替わってから時間αの経過後の、時刻ｔ3において、スイッチ２がオフに切り替わる。このサイクルが繰り返され、５０％より大きいが、図３に示される例と同じ周波数（即ち、１／（２α））を有するデューティサイクルの、切り替えパターンが得られる。
【００３５】
図６は、ｔR''がαより大きい場合（又は等価的には、αがｔR''より小さく設定されている場合）を示している。この実施形態では、各サイクルの一部において両方のスイッチが（図４で与えられる例のように）同時にオンになるのではなく、両方のスイッチが同時にオフになる。
【００３６】
インダクタ２０３に蓄積されたエネルギーに起因して、オープンのスイッチ１  ２０６又はオープンのスイッチ２  ２０７の両端間に高電圧スパイクが生じることを避けるために、スナバ（snubber）ネットワークが使用されうる。例えば、追加の離散コンデンサが、スイッチ１  ２０６及びスイッチ２  ２０７のそれぞれの両端間にスナバとして設けられうるとともに、出力インダクタ２０４と一緒に共振ネットワークの一部を形成しうる。
【００３７】
図７は、そのような追加のコンデンサ７１２を備える、そのような代替のコンバータ・トポロジー７１１を示している。コンバータ７１１は、ＤＣ電源７１３、ＤＣインダクタ７１４、出力インダクタ７１５、寄生コンデンサ７１８及び寄生ボディダイオード７１９を有する制御スイッチ７１６、並びに制御回路７１７を備える。
【００３８】
代替の実施形態では、（例えば、スナバ・ネットワークが望ましくないため）図６に示されるような波形が生じることを防止することが望ましいであろう。これは、ｔR''より小さくならないよう、又は、その状況において他の方法を使用するよう、αを制御することによって実現されうる。
【００３９】
例えば、以下の最後が発生した際に、スイッチがオフに切り替えられるように、制御方法を調整することが可能である：
●他のスイッチがオフに切り替わってからの一定時間間隔（α）の満了（即ち、上述の第２切り替えイベント）、又は
●他のスイッチのオンへの切り替え。
【００４０】
このようにして、図６に示される波形は、他のスイッチがオンに切り替わった際にのみ各スイッチがオフに切り替わるものとならず、両方のスイッチが同時にオフになることが妨げられる。これにより、共振期間が２α未満である（即ち、１／（２α））場合はいつでも一定の周波数が得られるが、共振期間が２αより大きい場合はいつでも可変周波数となるであろう。
【００４１】
１つ以上の実施形態は、（αによって定められるように）周波数が一定であり続けることを可能にする一方で、それでも、インダクタンス値及びキャパシタンス値の変化や（スイッチの変化のデューティサイクルによる）負荷又は結合の変化のような、パラメータの変化に敏感である。
【００４２】
従来技術のＩＰＴシステムでは、受電器の出力の負荷の増加は、送信インダクタ（即ち、コイル又は複数のコイル）及びキャパシタの共振周波数の増加を招く。しかし、１つ以上の実施形態は、（αによって定められるように）送電器の動作周波数が一定であり続けることを確保する。これは、図４と図５を比較することによって実証されうる。
【００４３】
例えば、第１負荷の下でαがｔRに設定された場合、図４の波形が生じる。しかし、受電器の出力の負荷が増加した場合、送信コイル及びコンデンサの共振周波数が増加し、これは、共振期間の半分の減少と等価である（即ち、ｔR'＜ｔRの場合のｔR'）。ｔR'はαより小さいため、図５の波形が生じる。送電器の周波数は、送信コイル及びコンデンサの共振周波数に影響する負荷の変化にかかわらず一定であり続ける。１つ以上の実施形態は、基本的に、複雑な制御回路を必要とせずに、負荷の変化にすぐに適応可能である。
【００４４】
ＩＰＴシステムとの関連での更なる利点は、送電器の周波数が一定である場合、受電器が再チューニングを行う必要がないことでありうる。このため、受電器を設定周波数へチューニングでき、これにより、より効率的な無線エネルギー伝送がもたらされうる。
【００４５】
＜受電器＞
インバータ６を制御する上述の方法は、更に、受信回路１０における使用に摘要されてもよい。典型的な受信回路１０は、電力ピックアップステージ、整流ステージ、及び電力制御ステージを備える。
【００４６】
従来技術の受電器では、受信回路１０における損失が問題となりうる。例えば、電力制御ステージは、損失をもたらす何らかのスイッチング構成から成る。整流ステージは、ダイオードの導電損失に起因してた損失を追加し、ただし、これは同期整流器を使用することによって低減可能である。アプリケーションに依存して、受電器へ伝送される電力の量が（例えば、数ワットから数１０ワット程度）既に低い場合があり、それ故に、受信回路１０におけるあらゆる損失を減らすことが望ましいであろう。
【００４７】
熱の考慮も設計ファクタである場合、これは、受電器の損失を最小限にすることの望ましさを増加させうる。ＰＣＢサイズが重要である場合、部品数を減らすことも望ましいであろう。
【００４８】
更なる実施形態では、出力電力制御ステージは、整流ステージ及び／又は電力ピックアップステージと組み合わされる。このようにして、損失及び回路サイズが最小限にされうる。
【００４９】
図８は、受電器３の電力整流及び調整回路として適用可能な、一実施形態に係る受信回路トポロジー８００を示している。分割された受信コイルＬ1，Ｌ2が、チューニングコンデンサＣ1と並列に接続される。コイルＬ1，Ｌ2とコンデンサＣ1との組み合わせは、送電器２の周波数と実質的に同じ周波数に対してチューニングされる共振タンク８０２を形成する。分割された受信コイルＬ1，Ｌ2は一緒に受信コイル９として機能するが、これは、ＩＰＴシステムの送電器によって伝送される電力の、受電器を利用した受電が最適化されるよう、コイルＬ1とＬ2との間の相互結合のレベルが最小化されることを確保することによって実現される。理想的には相互結合は存在しないが、現実的には最大で約３０％の相互結合が、商用のＩＰＴシステムにおいて必要な受電効率に対して許容される。これは、コイルコイルＬ1及びＬ2を反対に、例えば、Ｌ1を時計回りに巻き、Ｌ2を反時計回りに巻くことによって実現されうる。更に、内部に生じる磁界の制御をもたらすために、例えば、フェライトのような透磁性材料の相互コアにコイルを巻く又は位置付けることによって、（複数の）受信コイルの効率が高められうる。
【００５０】
コイルＬ1，Ｌ2のほぼ中間点又は実質的に中点のタッピング８０４が、ＤＣ平滑コンデンサＣ2と並列に接続された負荷Ｒ9に接続される。コイルＬ1，Ｌ2の端部は、プッシュプル構成又は倍電流整流構成で、２つのスイッチＳ1，Ｓ2に接続される。各スイッチには、共振タンク８０２の両端に生じる共振電圧を、受電器３の負荷１１（Ｒ9）が必要とする電圧に整流するために、コントローラ８０６によって制御信号が提供される。具体的には、一方のコイルＬ1，Ｌ2の共振回路における各電圧８０８ａ，８０８ｂ及び共振タンク８０２からの（関連する位相を有する）出力電圧８１０は、コントローラ８０６へ入力され、当該コントローラは、制御信号を提供するようにこれらの出力を比較する。
【００５１】
図９は、受電器の制御信号の例を示している。要約すると、各スイッチは、送電器２内のインバータ６の上述の切り替えと同様に切り替えられる。即ち、各スイッチは、第１イベントに基づいてオンにされ、第２イベントに基づいてオフにされる。
【００５２】
各スイッチは、（複数の）受信コイルの、一方の側の両端電圧に関連付られる。典型的には、同期整流において、反対側のコイル電圧が立ち上がり始めた際に、スイッチがオンにされる。一実施形態では、反対側のコイル電圧の立ち上がり時間と、スイッチのオン時間との間に、遅延が挿入される。実際には、スイッチは、ある期間、コイルの両端電圧を０Ｖに「ホールド」するために使用される。コイル電圧が０Ｖにホールドされる期間を調整することによって、受信回路８００のＤＣ出力を、そうでなければ同期整流されるＤＣ出力電圧より高く又は低くなるように制御できる。これは、受電器３が、バック（buck）及びブースト能力を有することを意味する。
【００５３】
言い換えれば、共振チューニングコンデンサＣ1の一方の側の電圧が０に降下すると、当該一方の側の対応するスイッチが、オンになり（第１イベント）、（共振コンデンサの側の電圧が０に降下すると）共振サイクルの半分の期間にわたってオンであり続け、その後、設定された遅延αの間、オンを保持する（遅延の終わりである、第２イベント）。
【００５４】
送電器２の制御と同様、受電器３において、第１イベントは、受電器自体の変数に依存しており（例えば、受電器変数は、電圧ゼロクロスである）、第２イベントは、受電器の変数に依存しない（例えば、遅延αは、当該第２イベントが遅延の終わりを設定するように、電圧又は電流ベースの変数のような、受電器の動作変数に依存せずに設定される）。
【００５５】
図１０に示されるように、コントローラ８０６は、一定の出力電圧のための離散アナログ素子（オペアンプ、比較器等）を用いて実装でき、スイッチは、電界効果トランジスタＱ1，Ｑ2（又は、他の同様のスイッチ構成）として実装できる。図１０に示される例示的な実施形態において、共振タンク８０２の両端電圧は、比較器Ｕ2によって測定される。方形波出力が、ランプ生成器８１２へ提供される。ＤＣ出力電圧は、当該電圧を１．２５Ｖ  ＤＣ信号と比較する誤差信号に変換される。ランプ電圧は、比較器Ｕ3によって、ＤＣ誤差信号と比較され、その出力は、Ｑ2のゲートへ提供される。同様に、共振タンク８０２の両端電圧の逆極性の電圧が、比較器Ｕ4によって測定される。ランプ生成器８１４及び比較器Ｕ4は、Ｑ1用のゲート信号を生成する。このようにして、出力ＤＣ電圧を、Ｖref信号による予め定められた値に維持するために、閉ループ制御を実現できる。実際には、遅延αは、出力電圧が１．２５Ｖになるまで調整される。これは、出力フェーズにおける出力電圧がＵ6へ直接入力されるためである。あるいは、出力電圧の分数をＵ6へ（電圧分周器を介して）入力するために、目標出力電圧が設定されてもよい。例えば、出力を２．５Ｖに調整するために、出力電圧が２で除算され、当該信号が１．２５ＶrefとともにＵ6へ入力されてもよい。
【００５６】
あるいは、コントローラは、調整可能な出力電圧のためにマイクロコントローラを用いて実装されてもよい。一例では、出力電圧が感知され、そして、閉フィードバックループで出力を変化させるためにマイクロコントローラが遅延αを徐々に増加又は減少させうる。制御ストラテジに関連する予め定められた基準を含むように、アルゴリズムのステップがマイクロコントローラにプログラムされうる。
【００５７】
更なる実施形態において、図１１に示される受信回路１０００が提供され、受信回路１０００は、共振タンク１００２を形成するためにチューニングコンデンサＣ3と並列に接続された単一の（ループ）コイルＬ5を備える。２つの（分割された）ＤＣインダクタＬ4，Ｌ8は、共振タンク１００２を、平滑コンデンサＣ2と並列に示されている受電器３の（ＤＣ）負荷Ｒ9（１１）に接続されたＤＣ電圧出力ノード１００４に接続している。図８と同様に、２つのスイッチＱ1，Ｑ2は、プッシュプル構成又は倍電流整流構成で、共振タンク１００２に接続され、同様に操作される。
【００５８】
図１０の回路は、例えば、送信コイルと受信コイルとの間に一定の結合係数が存在する状況において、又は回路のサイズ及び複雑度が、出力電圧のリップルより優先される場合に、図１１の回路よりも有益である。これは、図１１の回路が多くのＤＣインダクタを含むためである。これらのインダクタは、システムに対して安定性をもたらすとともに、ＤＣ出力のリップルがこの構成によって低くなるように、ＤＣ出力電流を平滑化する役割を果たすが、図１０の実施形態と比べて回路サイズが大きくなる。また、従来の単一インダクタの受信コイルが利用されうることで、受信機の製造がより単純に、かつ、より安くなりうる。
【００５９】
発明の実施形態の記述によって本発明を説明してきたが、また、実施形態を詳細に説明してきたが、添付の請求項の範囲を多少なりともそのような詳細に限定することは、出願人の意図ではない。更なる利点及び変更が、当業者には容易に見てとれることになる。したがって、より広い態様の発明が、図示及び記述されている具体的な詳細、代表的な装置及び方法、並びに例示的な例に限定されることはない。このため、出願人の全体的な発明概念の精神または範囲から逸脱することなく、そのような詳細からの逸脱がなされてもよい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【国際調査報告】
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