(57)【要約】  本発明は、ドライバ回路と、インダクタ１を動作させる方法と、アクティブ送信装置とに関しており、ここではコンデンサ４が充電電流Ｉａによって基準電圧Ｕｒに充電され、この充電されたコンデンサ４が、インダクタ１を介して振動的に放電される。この放電は、インダクタを流れる電流が、完全な一振動周期またはその倍数を走破し終わった場合に完了する。この方法は極めて効率的であり、実行に要するコストはわずかである。
2017501602.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタ（１）用のドライバ回路において、
当該ドライバ回路は、
コンデンサ（４）と、
当該コンデンサ（４）に対して基準電圧（Ｕr）を供給する２つの入力路と、
インダクタ（１）を前記コンデンサ（４）に接続する２つの出力路と、
前記２つの入力路の１つに接続されている第１の制御可能なスイッチ（５）と、
前記２つの出力路の１つに接続されている第２の制御可能なスイッチ（７）と、
前記２つの出力路の１つに接続されており、かつ、前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）を測定するように構成されている電流測定装置（８）と、
前記電流測定装置（８）に後置接続されているスイッチ制御装置（９）であって、前記インダクタ（１）を流れる電流（９）を評価し、かつ、まず前記第２スイッチ（７）を開いて前記第１スイッチ（５）を閉じて、前記コンデンサ（４）を前記基準電圧（Ｕr）に充電し、つぎに前記第１スイッチ（５）を開きかつ前記第２スイッチ（７）を閉じて、前記インダクタ（１）を介して前記コンデンサ（４）を振動的に放電させるように構成されたスイッチ制御装置（９）とを有しており、
前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）が、完全な一振動周期間またはその倍数の周期間を流れ終わった場合に前記第２スイッチ（７）がはじめて再度開かれる、
ことを特徴とする、
インダクタ（１）用のドライバ回路。
【請求項２】
電流制限部（６）または電流印加部が前記第１スイッチ（５）に直列接続されている、
請求項１に記載のドライバ回路。
【請求項３】
前記スイッチ制御装置（９）は、測定した前記電流（Ｉａ）のゼロクロスを検出し、
２つのゼロクロスの後、または、２つのゼロクロスの整数倍の後、前記第２スイッチ（７）を開くように構成されている、
請求項１または２に記載のドライバ回路。
【請求項４】
前記スイッチ制御装置（９）は、変調信号（ＭＯＤ）用の変調入力側を有しており、かつ、前記変調信号（ＭＯＤ）に依存して前記第１スイッチ（５）および前記第２スイッチ（７）のスイッチングサイクルを制御するように構成されている、
請求項１から３までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項５】
前記スイッチ制御装置（９）は、位相シフトキーイング変調または振幅シフトキーイング変調または周波数シフトキーイング変調を実行するように構成されている、
請求項４に記載のドライバ回路。
【請求項６】
少なくとも前記第１スイッチ（５）および前記第２スイッチ（７）は、制御可能な半導体素子として構成されている、
請求項１から５までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項７】
前記電流測定装置（８）は、オーム抵抗として構成されている、
請求項１から６までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項８】
前記電流測定装置は、前記コンデンサ（４）における電圧の微分を評価するように構成されている、
請求項１から６までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項９】
前記コンデンサ（４）および前記インダクタ（１）によって構成される共振回路は、伝送のために設けられる搬送周波数よりも高い共振周波数を有する、
請求項１から８までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項１０】
前記共振周波数は、伝送のために設けられた前記搬送周波数よりも５〜３０％だけ高い、
請求項９に記載のドライバ回路。
【請求項１１】
第３の制御可能なスイッチ（１０）が、前記コンデンサ（４）に並列接続されており、
前記第３の制御可能なスイッチ（１０）は、前記ドライバ回路を非活性化するため、当該第３の制御可能なスイッチ（１０）によって前記コンデンサ（４）が短絡されるように制御される、
請求項１から１０までのいずれか１項に記載のドライバ回路。
【請求項１２】
インダクタ（１）を動作させる方法において、
充電電流を用いてコンデンサ（４）を基準電圧（Ｕr）に充電し、
充電した当該コンデンサ（４）を、インダクタ（１）を介して振動的に放電し、
前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）が、完全な一振動周期間またはその倍数の周期間を流れ終わった場合に前記放電を完了する、
ことを特徴とする方法。
【請求項１３】
前記コンデンサの前記充電電流（Ｉａ）を制限するかまたは印加する、
請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
測定した前記電流（Ｉａ）のゼロクロスを検出し、
２つのゼロクロスの後、または、２つのゼロクロスの整数倍の後、前記コンデンサ（４）の前記放電を終了する、
請求項１２または１３に記載の方法。
【請求項１５】
前記コンデンサ（４）の前記充電および放電サイクルを変調信号（ＭＯＤ）に依存して制御する、
請求項１２から１４までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１６】
前記変調信号（ＭＯＤ）に基づいて位相シフトキーイング変調または振幅シフトキーイング変調または周波数シフトキーイング変調を実行する、
請求項１５に記載の方法。
【請求項１７】
電流測定のため、前記コンデンサ（４）における電圧の微分を評価する、
請求項１２から１６までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１８】
ドライバ回路を非活性化するため、前記コンデンサ（４）を短絡する、
請求項１２から１７までのいずれか１項に記載の方法。
【請求項１９】
誘導アンテナ（１）、
コンデンサ（４）、
基準電圧（Ｕｒ）、
前記基準電圧（Ｕｒ）と前記コンデンサ（４）との間に接続された２つの入力路、
前記誘導アンテナ（１）と前記コンデンサ（４）との間に接続された２つの出力路、
前記２つの入力路の１つに接続されている第１の制御可能なスイッチ（５）、
前記２つの出力路の１つに接続されている第２の制御可能なスイッチ（７）、
前記２つの出力路の１つに接続されておりかつ前記誘導アンテナ（１）を流れる電流（Ｉａ）を測定するように構成されている電流測定装置（８）、および、
前記電流測定装置（８）に後置接続されているスイッチ制御装置（９）であって、前記誘導アンテナ（１）を流れる電流（Ｉａ）を評価し、かつ、まず前記第２スイッチ（７）を開いて前記第１スイッチ（５）を閉じて、前記コンデンサ（４）を前記基準電圧（Ｕｒ）に充電し、つぎに前記第１スイッチ（５）を開きかつ前記第２スイッチ（７）を閉じて、前記誘導アンテナ（１）を介して前記コンデンサ（１）を振動的に放電させるように構成されているスイッチ制御装置（９）とを有する、アクティブ送信装置において、
前記アンテナ（１）を流れる電流（Ｉａ）が、完全な一振動周期間またはその倍数の周期間を流れ終わった場合に前記第２スイッチ（７）がはじめて再度開かれる、
ことを特徴とするアクティブ送信装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、特に誘導アンテナのようなインダクタ用のドライバ回路と、インダクタを動作させる方法と、ドライバ回路を備えたアクティブ送信装置とに関する。
【０００２】
例えばパッシブスタートエントリ（ＰＡＳＥ  Passive Start Entry）システムのようなキーレスの車両アクセスおよびスタートシステムは、自動車キーを能動的に利用することなく車両を解錠し、単にスタートボタンを操作するだけでこれを始動させる自動的なシステムである。これは、車両のドライバが携帯する、チップを備えた電子式キーによって可能になる。この車両からはこれに設けられた少なくとも１つのアンテナを介し、符号化された問い合わせ信号が、ＬＦ周波数（ＬＦは、例えば２０ｋＨｚと２００ｋＨｚとの間の周波数の"Low Frequency"を表す）で周期的に送信される。これに続いて上記のシステムは、ＵＨＦ領域（ＵＨＦは、例えば３桁のＭＨｚ周波数領域の"Ultra High Frequency"を表す）における受信モードに移行し、確認を待機する。トランスポンダを備えたキーが到達範囲に存在する場合、キーはＬＦ信号を受信し、これを復号化し、新たな符号と共にこれをＵＨＦ信号として再び送信する。このＵＨＦ信号は車両において復号化される。この車両には２つの符号テーブルが既知であるため、この車両は、それ自体がはじめに送信したものと、今まさに受信した信号とを比較し、一致した場合にはアクセスを許可する。所定の時間内に正しい応答がない場合、なにも行われず、システムは再びスタンバイ状態に切り換わる。エンジン始動過程は実質的に上記のアクセスコントロールの過程に対応するが、この際にはエンジンスタートボタンを操作するだけでよい。
【０００３】
上記のＬＦ信号を送信するアンテナとしてはもっぱら誘導アンテナが使用され、この誘導アンテナは、（マグネチックループアンテナまたはフェライトバーアンテナとしても知られている）例えば巻線を備えたフェライトコアとして構成される。誘電アンテナのインダクタは、コンデンサと共に振動回路において動作されることが多い。このような振動回路のエネルギ消費は一般的に、アクセスおよびスタートシステムの全体消費電力を可能な限りに少なく維持するため、可能な限りに高いＱおよび正確な周波数調整によって低く維持される。消費電力が少ないことは、例えば、そうでなければ車両の停車時間が比較的長い場合に車両バッテリが迅速に放電してしまい得るというような理由だけからも望ましい。しかしながら高いＱ（良度）は、伝送データ速度を制限し、Ｑが高い場合には正確な同調にはいくらかのコストがかかる。したがって流通している装置は、データ速度と、コストと、エネルギ消費との間の不十分な妥協の産物なのである。
【０００４】
本発明の課題は、上記の点に関して改善されたインダクタ用ドライバ回路を提供することである。さらに本発明では、インダクタを動作させる改善された方法と、振動回路を備えた改善されたアクティブ送信装置とを提供する。
【０００５】
この課題は、請求項１に記載したインダクタ用ドライバ回路、ないしは、請求項１２に記載したインダクタを動作させる方法、ないしは、請求項１９に記載したアクティブ送信装置によって解決される。
【０００６】
本発明によるインダクタ用ドライバ回路は、コンデンサと、このコンデンサに対して基準電圧を供給する２つの入力路と、インダクタをコンデンサに接続する２つの出力路とを有する。さらにドライバ回路は、２つの入力路の１つに接続されている第１の制御可能なスイッチと、２つの出力路の１つに接続されている第２の制御可能なスイッチとを有する。ここでは電流測定装置が、２つの出力路の１つに接続されており、かつ、インダクタを流れる電流を測定するように構成されている。電流測定装置に後置接続されているスイッチ制御装置は、インダクタを流れる電流を評価し、かつ、まず第２スイッチを開いて第１スイッチを閉じて、コンデンサを基準電圧で充電し、つぎに第１スイッチを開きかつ第２スイッチを閉じて、インダクタを介してコンデンサを振動的に放電させるように構成されている。第２スイッチは、インダクタを流れる電流が、完全な一振動周期またはその倍数を走破し終わった場合にはじめて再度開かれる。
【０００７】
本発明によるドライバ回路の利点は、接続および調整のためのコストが小さく、電流消費が少なく、障害信号放出が比較的少なく、またディメンジョニングの許容差の影響を比較的受けにくいことである。
【０００８】
さらに電流制限部または電流印加部を第１スイッチに直列接続することができるため、コンデンサ、スイッチまたは基準電圧源に過負荷が加わることがなく有利である。
【０００９】
スイッチ制御装置は、測定した電流のゼロクロスを検出して、２つのゼロクロスの２個分または整数倍の後、第２スイッチが開かれるように構成することができる。ゼロクロスの検出は、振動周期の終了を確定する簡単かつ効果的な選択肢である。
【００１０】
スイッチ制御装置は、変調信号用の変調入力側を有し、かつ、第１スイッチおよび第２スイッチのスイッチサイクルを変調信号に依存して制御し、これによって有利にも多様な応用の選択肢が含まれるように構成することができる。
【００１１】
スイッチ制御装置はさらに、アンテナ電流の位相シフトキーイング変調または振幅シフトキーイング変調または周波数シフトキーイング変調を実行するように構成することができる。スイッチ制御装置により、変調時に１の効果的なＱが得られ、これに対して振動回路は、高いＱで、ひいてはエネルギを大きく節約して動作される。
【００１２】
少なくとも第１スイッチおよび第２スイッチは、制御可能な半導体素子として構成することが可能であり、これにより、比較的高いスイッチング周波数であっても簡単かつ少ないコストでスイッチング過程を実行することができる。
【００１３】
電流測定装置は、オーム抵抗として構成することができ、これによって簡単かつ少ないコストで電流を測定することができる。
【００１４】
しかしながら電流測定装置は、電流測定が望ましくないかまたは実践的でない場合、コンデンサにおける電圧の微分を評価するように構成することも可能である。
【００１５】
コンデンサおよびインダクタによって構成される振動回路は有利には、伝送のために設けられる搬送周波数よりも高い共振周波数を有する。この共振周波数は、例えば、伝送のために設けられた搬送周波数よりも５〜３０％だけ高くすることができる。
【００１６】
第３の制御可能なスイッチは、コンデンサに並列接続することができ、この第３スイッチは、ドライバ回路を非活性化するため、第３スイッチによってコンデンサが短絡されるように制御されることが可能である。これにより、非活性状態において、コンデンサに所定の電圧、例えば０Ｖを印加することができ、有利である。
【００１７】
上記の課題はさらに、つぎのようなインダクタを動作させる方法によって解決される。ここでは充電電流を用いてコンデンサを基準電圧に充電し、充電したこのコンデンサを、インダクタを介して振動的に放電し、インダクタを流れる電流が、完全な一振動周期またはその整数倍を走破し終わった場合に放電を完了する。このような方法は、極めて効率的であり、かつ、実行の際にわずかなコストしか要しない。
【００１８】
過電流から保護するため、上記のコンデンサの充電電流を制限または印加することも可能である。
【００１９】
本発明による方法ではさらに、測定した電流のゼロクロスを検出することができ、２つのゼロクロスの２個分または整数倍の後、コンデンサの放電を終了する。ゼロクロスの検出は、振動周期の終了を確定するための簡単かつ効率的な選択肢である。
【００２０】
特に送信装置として使用する際、コンデンサの充電および放電サイクルは、変調信号に依存して制御することができる。
【００２１】
ここでは、変調信号に基づいて位相シフトキーイング変調または振幅シフトキーイング変調または周波数シフトキーイング変調を実行することができる。充電および放電サイクルは、１の効率的なＱで変調が行われるが、振動回路が高いＱで動作されて、これがエネルギを大いに節約して行われるように構成することができる。
【００２２】
電流測定のため、択一的にコンデンサにおける電圧の微分を評価することも可能である。
【００２３】
コンデンサはさらにドライバ回路を非活性化するため、また場合によっては過電流から保護するためにも、電流制御部または電流印加部を用いて短絡させることができ、これによってこの非活性状態においてコンデンサは所定の状態になる。
【００２４】
上記の課題はさらに、誘導アンテナと、コンデンサと、基準電圧とを備えたアクティブ送信装置によって解決される。この送信装置にはさらに、基準電圧とコンデンサとの間に接続された２つの入力路と、誘導アンテナとコンデンサとの間に接続された２つの出力路とが含まれている。２つの入力路の１つには第１の制御可能なスイッチが、また２つの出力路の１つには第２の制御可能なスイッチが接続されている。さらに電流測定装置が、２つの出力路の１つに接続されており、かつ、誘導アンテナを流れる電流を測定する。電流測定装置に後置接続されているスイッチ制御装置は、誘導アンテナを流れる電流を評価し、かつ、まず第２スイッチを開いて第１スイッチを閉じて、コンデンサを基準電圧に充電し、つぎに第１スイッチを開きかつ第２スイッチを閉じて、誘導アンテナを介してコンデンサを振動的に放電させるように構成されており、このアンテナを流れる電流が、完全な一振動周期またはその倍数を走破し終わった場合に第２スイッチがはじめて再度開かれる。このようなアクティブ送信装置は、例えば、ＰＡＳＥ（Passive Start Entry）システムのようなキーレス車両アクセスおよびスタートシステムに有利に使用することができる。
【００２５】
以下では、図面の複数の図に示した実施例に基づいて本発明を詳しく説明する。
【図面の簡単な説明】
【００２６】
【図１】ＬＦ信号用アクティブ送信装置として応用された例示的なインダクタ用ドライバ回路の回路図である。
【図２】複数のスイッチの制御信号および変調信号に関連して、ドライバ回路のコンデンサの両端電圧の経過を示す線図である。
【図３】搬送周波数を基準にして、種々異なる共振周波数におけるドライバ回路のコンデンサの両端電圧の経過を示す線図である。
【図４】図３の電圧経過に対応して、アンテナを流れる電流の経過を示す線図である。
【図５】従来の矩形動作時、および、本発明によるドライバ回路の使用時に形成される複数の高調波を比較する線図である。
【図６】バイフェーズシフトキーイング変調時のアンテナ信号の経過を示す線図である。
【図７】振幅シフトキーイング変調時のアンテナ信号の経過を示す線図である。
【図８】周波数シフトキーイング変調時のアンテナ信号の経過を示す線図である。
【００２７】
図１には、インダクタ用ドライバ回路の一実施例が示されており、このインダクタは、本発明において、アクティブ送信装置として応用される際には、例えばフェライトバーアンテナのような誘導アンテナ１によって得られる。誘導アンテナ１は、図１に示したように、純粋なインダンクタンス分２および抵抗分３からなる電気直列回路によって等価的に表すことができる。ここではまずコンデンサ４が、アースＭを基準にした基準電圧Ｕｒを供給するための２つの入力路と、誘導アンテナ１と接続するための２つの出力路とに接続されている。また第１の制御可能なスイッチ５が、この２つの入力路の上側に接続されている。このスイッチは択一的には、この２つの入力路の下側に接続することも可能である。
【００２８】
スイッチ５とは直列にオーム抵抗６が接続されており、このオーム抵抗は、入力路における電流制限に使用される。オーム抵抗６の代わりに電流源または別のタイプの電流印加部または電流制限部を使用することも可能である。第２の制御可能なスイッチ７が、２つの出力路の上側に接続されており、また、誘導アンテナ１を流れる電流Ｉａを測定するための測定抵抗として、すなわち電流測定装置として使用されるオーム抵抗８が２つの入力路の下側に接続されている。択一的にはスイッチ７および抵抗８を、それぞれ同じ１つの入力路に配置することもできるし、又は、それぞれの入力路を互いに入れ替えることも可能である。電流測定のために択一的には、コンデンサ（４）における電圧の微分を評価することも可能である。
【００２９】
ドライバ回路にはスイッチ制御装置９がさらに含まれており、このスイッチ制御装置は、抵抗８を流れる電流Ｉａに比例し、ひいてはアンテナ１を流れる電流に比例する電圧を抵抗８の両端で取り出して評価し、例えば電流Ｉａのゼロクロスを求める。第２スイッチ７が開いている場合、スイッチ制御装置９の制御下で、制御信号Ｓ１によって第１スイッチ５が閉じられ、これによってコンデンサ４が基準電圧Ｕｒに充電される。引き続いて第１スイッチ５が開かれ、かつ、第２スイッチ７が制御信号Ｓ２によって閉じられ、これによって誘導アンテナ１を介してコンデンサ４を振動的に、すなわち、少なくとも１つの完全な一振動を行って放電する。ここで第２スイッチ７は、誘導アンテナ１を流れる電流Ｉａが、完全な一振動周期（またはその複数倍）を走破し終わった場合にはじめて再度開かれる。スイッチ制御装置９はさらに、変調信号ＭＯＤ用の変調入力側を有する。これについては以下でさらに詳しく説明する。
【００３０】
オプションではさらに第３の制御可能なスイッチ１０を、場合によって直列接続されるダイオード１１と共に、コンデンサ４に直接または（図示のように）抵抗６を介して並列接続することができ、ここでこのスイッチ１０は、これが、コンデンサ４を短絡して、すなわち放電して、このドライバ回路を非活性化するように制御信号Ｓ３によって制御される。
【００３１】
この実施例では、制御可能なスイッチ５，７および１０として電界効果トランジスタ、特にＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳは、酸化金属半導体"Metall Oxide Semiconductor"という用語の略語である）を使用し、制御可能なスイッチ５は、ｐチャネルタイプのＭＯＳ電界効果トランジスタであるのに対し、制御可能なスイッチ７および１０はｎチャネルタイプである。図示した（それぞれの導電形の）ＭＯＳ電界効果トランジスタの他に、適切に制御可能なスイッチの、特に制御可能な半導体スイッチの他のあらゆるタイプも、いうまでもなく対応するドライバ、ブートストラップ回路、チャージポンプなどに関連して使用することができる。
【００３２】
図２には、バイフェーズシフトキーイング変調（ＢＰＳＫ変調）の場合に対し、制御信号Ｓ１，Ｓ２およびＳ３に依存した、コンデンサ４における電圧Ｕｃの時間ｔについての経過が示されている。まずはじめに時点Ｔ０において、例えば０Ｖから基準電圧Ｕｒまでのコンデンサ４の最初の充電が開始され、これに対応してコンデンサ４の両端の電圧Ｕｃが、例えば０Ｖから基準電圧Ｕｒまで（この場合には指数関数的に）増大する。フルの充電は時点Ｔ１において達成される。諸動作条件に小さな差異が生じる場合であってもフルの充電を保証するため、充電のために閉じられる第１スイッチ５（スイッチ７は開）と、振動的な放電のために閉じられる第２スイッチ７（スイッチ５は開）との間の切換が、時点Ｔ１よりもやや遅れて、すなわち時点Ｔ２に行われる。
【００３３】
これにより、時点Ｔ２にコンデンサ４の振動的な放電のフェーズが開始される。これに相応して、コンデンサ４の両端で電圧Ｕｃが（ここでは余弦波状に）再度降下し、まずゼロに達し、つぎにコンデンサ４とアンテナ１とによって構成される振動回路の特性に対応して、時点Ｔ３に、Ｑに依存する振幅によって負の最大値に達し、つぎに時点Ｔ４に、ここでもＱに依存する振幅によって相対的な正の最大値に向かって再度接近して増大する。この正の最大値は確かに程度の差はあるもののほぼ基準電圧Ｕrに等しいが、いずれにせよこの基準電圧よりも小さい。振動的な放電フェーズ中、アンテナ１は電磁信号を送出する。つぎに時点Ｔ４にリチャージフェーズがはじまり、ここではフルの充電が時点Ｔ５に得られる。しかしながら充電から振動的な放電への切り換えはここでも、上ですでに説明した理由からやや遅れた時点Ｔ６に行われる。その後、ここでも振動的な放電フェーズが、時点Ｔ７における負の最大値への到達を含めて、時点Ｔ８まで行われる。
【００３４】
その後、時点Ｔ８からはじめて新たなリチャージフェーズが続き、ここでは時点Ｔ９にフルの充電に到達する。しかしながらその後には時点Ｔ１１までの比較的長い待機時間が続く。この待機時間は、ＢＰＳＫ変調による１８０°の位相シフトが原因である。比較のため、図２にはさらに１つの時点Ｔ１０が書き込まれており、これは、時点Ｔ１０とＴ１１との間の最小の待機時間を示す。時点Ｔ１１からは再び、時点Ｔ１２における負の最大値を有する振動的な放電が時点Ｔ１３まで行われる。その後、時点Ｔ１４までリチャージがさらに行われるが、このリチャージは、スイッチ１０を用いた時点Ｔ１４におけるドライバ回路の非活性化に起因して、ほぼ０Ｖ（場合によってはダイオード１１の両端のダイオード電圧）への最終的な放電によって中断される。
【００３５】
スイッチ５，７および１０のスイッチング特性に対応して、制御信号Ｓ１は各充電フェーズ中（時点Ｔ０〜Ｔ１，Ｔ４〜Ｔ６，Ｔ８〜Ｔ１，Ｔ１３〜Ｔ１４）の間、レベルＨにあり、制御信号Ｓ２は差し当たってはレベルＬにある。それぞれ後続の放電フェーズ（時点Ｔ２〜Ｔ４，Ｔ６〜Ｔ８，Ｔ１１〜Ｔ１３）において制御信号Ｓ１はレベルＬに、また制御信号Ｓ２はレベルＨに移行する。制御信号Ｓ３は、時点Ｔ１４における最後の放電時までレベルＬにあり、つぎにレベルＨになる。よりわかりやすくするため、図２に示した実施例では基本的に、レベルＨは閉じられたスイッチ（導通）を、またレベルＬは開いたスイッチ（非導通）を表すものとする。しかしながら実際に使用される個々またはすべてのスイッチのタイプおよびその固有の信号スイッチング配置に依存して、これとは異なる実際の駆動制御信号が生じ得る。
【００３６】
図２に示した、コンデンサ４の両端電圧Ｕcの経過を生じさせる変調信号ＭＯＤも図２に示されている。変調信号ＭＯＤは時点Ｔ２までレベルＨであり、つぎに時点Ｔ３までレベルＬであり、時点Ｔ３にレベルＨになり、時点Ｔ４までレベルＬであり、時点Ｔ４から時点Ｔ６までレベルＨであり、時点Ｔ６から時点Ｔ８までは、時点Ｔ７におけるレベルＨを除いてレベルＬであり、時点Ｔ８から時点Ｔ１１まではレベルＨであり、時点Ｔ１１から時点Ｔ１３までは時点Ｔ１３におけるレベルＨを除いてレベルＬである。これにより、変調信号ＭＯＤは実質的に、コンデンサ４の充電フェーズおよびコンデンサ４における電圧Ｕｃの負の最大値が発生する際にレベルＨであり、その他の場合にはレベルＬである。
【００３７】
図３には、コンデンサ４における電圧Ｕｃの時間ｔについての経過が、異なる２つの共振周波数Ｆ１およびＦ２において再度詳細に示されており、ここでは共振周波数Ｆ１は、所望の搬送周波数を５％上回り、共振周波数Ｆ２は、所望の搬送周波数を３０％上回る。図４には、これらにそれぞれ対応する電流経過Ｉａが、２つの共振周波数Ｆ１およびＦ２に対し、時間ｔについて示されており、この電流経過は、例えば抵抗８において示されるものである。予想されるように各電圧および電流間の位相シフトは約９０°であった。
【００３８】
図５には、アンテナ１によって放出される信号のスペクトルにおいて発生する高調波が、周波数Ｆについて、これらの高調波の振幅Ａとして略示されており、ここでは２つのケースについて（図示しない）同じ振幅を有する基本振動を想定している。ここからわかるように、本発明による方法は、矩形信号による公知の方法に比べ、高調波が寄与するエネルギが格段に好適である。すなわち、ここでは障害エネルギがあまり形成されず、ひいては電磁両立性（ＥＭＣ  electromagnetic compatibility）がより有利であり、さらに図１に示した回路からわかるように同時にコストが一層小さく有利である。アンテナの矩形状の動作時には、奇数次の高調波だけが形成されるのに対し、本発明では偶数次の高調波も奇数次の高調波も共に形成される。本発明のドライバ回路の好適な特性は、アンテナ１を流れる電流Ｉａが広い範囲にわたって正弦波状であり、正弦波状の振動過程間のリチャージ中の中断だけが、高調波成分の形成に寄与することによって得られる。基本振動および高調波の振幅は、アンテナ共振周波数と搬送周波数との間の関係によって変化する。
【００３９】
図２に示した例では、ＢＰＳＫ変調を仮定した。時間ｔについて振幅Ａとして得られるこれに対する送信信号は、図６に詳細に示されている。択一的には別の多くの変調方式、例えば対応する送信信号が図７に示されているＡＳＫ変調（ＡＳＫは"Amplitude Shift Keying"を表す）、または対応する送信信号が図８に示されているＦＳＫ変調（ＦＳＫは"Frequency Shift Keying"を表す）も同様に好適である。
【００４０】
ＢＰＳＫ変調は、本発明のドライバ回路において、伝送すべき論理値に依存して１８０°位相シフトが搬送信号に挿入されることを意味する。例えば、論理値Ｌに対して０°の位相シフトを、また論理値Ｈに対して１８０°の位相シフトを行うことができる。本発明のドライバ回路では、１８０°の位相シフトは、それぞれ関係する放電過程を、対応する時間だけ遅延して実行することによって行われる。本発明のドライバ回路では良度係数Ｑはいずれにせよ高いが、ＢＰＳＫ変調が直ちに形成されるため、良度係数Ｑは１に等しくなる。これにより、損失エネルギは極めて小さくなる。なぜならばコンデンサ４およびアンテナ１から構成される共振回路は、上記の変調のために放電しなくてもよいからである。
【００４１】
ＡＳＫ変調では、伝送すべき論理値に依存して異なる２つの振幅を形成する。特別な形態であるＯＯＫ（On-Off Keying）では、これらの２つの振幅値の１つは、ゼロであり、別の１つは例えば最大値である。本発明のドライバ回路に関連して、変調のこの特殊な方式により、例えば論理値Ｌを伝送しようとする場合にアンテナ１は全時間にわたって遮断されたままになり、その他の場合に論理値Ｈを伝送しようとする時にはアンテナ１は導通される。このことは、ｎ個の搬送周期の持続時間に対してｎ回の３６０°の位相シフトに対応する。この場合にも良度係数は１であり、ここでも変調のためにシステムからエネルギが取り去られることはない。
【００４２】
ＦＳＫ変調では、論理値毎に固有の搬送周波数が設けられる。本発明のドライバ回路では、このために各放電フェーズの後、対応する位相シフトを挿入し、これによって通常の搬送周波数よりも低い搬送周波数が形成される。この場合にもＱは１であり、ここでも変調のためにエネルギがシステムから取り去られることはない。
【００４３】
本発明によるドライバ回路および本発明によるアクティブ送信装置の利点は、伝送品質を損なうことなく、かつ、固有の良度係数Ｑを必要とすることなく高い振動回路良度係数Ｑを達成できることと、ＥＭＣ放出を比較的低くすることと、損失出力を極めて小さくすることと、マルチプレクサを使用することにより、異なる複数のアンテナを同じドライバによって動作させることもできることとである。
【符号の説明】
【００４４】
１  アンテナ、  ２  純粋なインダクタンス分、  ３  純粋な抵抗分、  ４  コンデンサ、  ５  第１の制御可能なスイッチ、  ６  電流制限部、抵抗、  ７  第２の制御可能なスイッチ、  ８  電流測定装置、抵抗、  ９  スイッチ制御装置、  １０  第３の制御可能なスイッチ、  １１  ダイオード、  Ａ  振幅、  ｆ  周波数、  Ｆ１  共振周波数、  Ｆ２  共振周波数、  Ｈ  レベル、  Ｉａ  電流、  Ｌ  レベル、  Ｍ  アース、  ＭＯＤ  変調信号、  Ｑ  良度係数、  Ｓ１  制御信号、  Ｓ２  制御信号、  Ｓ３  制御信号、  ｔ  時間、  Ｔ０〜Ｔ１４  時点、  Ｕｃ  コンデンサ電圧、  Ｕｒ  基準電圧、
【図１】
2017501602.tif 000003
【図２】
2017501602.tif 000004
【図３】
2017501602.tif 000005
【図４】
2017501602.tif 000006
【図５】
2017501602.tif 000007
【図６】
2017501602.tif 000008
【図７】
2017501602.tif 000009
【図８】
2017501602.tif 000010
【国際調査報告】
2017501602.tif 000011
2017501602.tif 000012
2017501602.tif 000013
2017501602.tif 000014