(57)【要約】  本発明は、１つ以上の半導体スイッチおよびそれぞれの半導体スイッチに対して並列に配置されたフリーホイールダイオードを備えるパルス幅変調インバータに関する。この場合、半導体スイッチは、半導体スイッチに対して並列して配置されたフリーホイールダイオードに電流が流れない場合にのみ制御される。このようにして、半導体スイッチの制御プロセスの数を減じることもできる。半導体スイッチの制御プロセスの数が低減されることにより、損失出力が低減され、システム全体の寿命が高められる。
2017534240.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス幅変調された出力電圧を相端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）に供給するためのパルス幅変調インバータ（１）において、
入力端子、出力端子、および制御端子を含む半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）；
該半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の入力端子と出力端子との間に半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）に対して並列して配置されたダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）であって、パルス幅変調された出力電圧がノードに供給され、該ノードでは、前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の入力端子または出力端子と前記ダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）とが相互接続されているダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）；
前記パルス幅変調インバータ（１）の電流を検出するように構成された電流検出器（Ｉ１〜Ｉ９）；および
前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）を制御するための制御信号を生成し、半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の制御端子に供給するように構成された制御装置（１０）であって、該制御装置（１０）が、前記電流検出器（Ｉ１〜Ｉ９）によって前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の制御端子で検出された電流に依存して、生成された制御信号を抑制するように構成されている制御装置（１０）を備えるパルス幅変調インバータ（１）。
【請求項２】
請求項１に記載のパルス幅変調インバータ（１）において、
前記電流検出器（Ｉ１〜Ｉ９）が、前記ダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）もしくは前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）に流れる電流、または前記相端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）における電流を検出するように構成されているパルス幅変調インバータ（１）。
【請求項３】
請求項１または２に記載のパルス幅変調インバータ（１）において、
前記制御装置（１０）が、前記電流検出器（Ｉ１〜Ｉ３）によって所定方向の電流が検出された場合に、生成された制御信号を前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の制御端子で抑制するパルス幅変調インバータ（１）。
【請求項４】
請求項１から３までのいずれか一項に記載のパルス幅変調インバータ（１）において、
前記制御装置（１０）が、前記電流検出器（Ｉ１〜Ｉ９）によって検出された電流の値が所定の閾値よりも大きい場合にのみ、生成された制御信号を前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の制御端子で抑制するパルス幅変調インバータ（１）。
【請求項５】
請求項１から４までのいずれか一項に記載のパルス幅変調インバータ（１）において、
さらに前記制御装置（１０）が、前記パルス幅変調インバータ（１）の電流の電流特性を計算し、計算した電流特性に依存して、生成された制御信号を前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の制御端子で抑制するように構成されているパルス幅変調インバータ（１）。
【請求項６】
請求項１から５までのいずれか一項に記載のパルス幅変調インバータ（１）において、
前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）が、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴを含むパルス幅変調インバータ（１）。
【請求項７】
請求項１から６までのいずれか一項に記載のパルス幅変調インバータ（１）において、
第１半導体スイッチ（Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５）、第１ダイオード（Ｄ１，Ｄ３，Ｄ５）、第２半導体スイッチ（Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６）、および第２ダイオード（Ｄ２，Ｄ４，Ｄ６）を含むハーフブリッジ（１１，１２，１３）を備え、
前記第１半導体スイッチ（Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５）が供給電圧の正電位とノードとの間に配置されており、前記第２半導体スイッチ（Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６）がノードと供給電圧の負電位との間に配置されており、前記第１ダイオード（Ｄ１，Ｄ３，Ｄ５）が供給電圧の正電位とノードとの間に配置されており、第２ダイオード（Ｄ２，Ｄ４，Ｄ６）がノードと供給電圧の負電位との間に配置されており、相端子（Ｕ，Ｖ，Ｗ）がノードに接続されているパルス幅変調インバータ（１）。
【請求項８】
パルス幅変調インバータ（１）を作動するための方法（１００）であって、パルス幅変調インバータが、入力端子、出力端子、および制御端子を含む半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）、および該半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の入力端子と出力端子との間に半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）に対して並列して配置されたダイオード（Ｄ１〜Ｄ６）を備え、パルス幅変調インバータがパルス幅変調された出力電圧を相端子に供給し、方法（１００）が、次のステップ：
前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）を制御するための制御信号を生成するステップ（１１０）；
前記パルス幅変調インバータ（１）の内部の電流を検出するステップ（１２０）；および
検出された電流に依存して、生成された制御信号を前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の制御端子で抑制するステップ（１３０）
を含むパルス幅変調インバータ（１）を作動する方法（１００）。
【請求項９】
請求項８に記載の方法（１００）において、
生成された制御信号を前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の制御端子で抑制するステップ（１３０）で、前記パルス幅変調インバータ（１）の内部の電流を検出するステップ（１２０）で、所定方向の電流が検出された場合に制御信号を抑制する方法（１００）。
【請求項１０】
請求項８または９に記載の方法（１００）において、
生成された制御信号を前記半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の制御端子で抑制するステップ（１３０）で、検出された電流が所定の閾値よりも大きい場合に制御信号を抑制する方法。
【請求項１１】
請求項８から１０までのいずれか一項に記載の方法（１００）において、
さらにパルス幅変調インバータ（１）で調節される電流を計算するステップを含み、検出された電流を使用して調節される電流を計算するステップを行い、生成された制御信号を半導体スイッチ（Ｓ１〜Ｓ６）の制御端子で抑制するステップ（１３０）で、計算した電流を使用して制御信号を抑制する方法（１００）。
【請求項１２】
請求項１１に記載の方法（１００）において、
調節される電流を計算するステップ（１３０）で、クラーク変換を使用して電流を計算する方法（１００）。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、コンバータおよびコンバータを作動する方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
独国特許出願公開第１０２００９０４７６１６号明細書は、モータを作動するためのインバータ装置を開示している。この場合、モータはＢ６ブリッジによって制御される。
【０００３】
電気駆動装置ではコンバータが頻繁に使用される。コンバータは、例えば電池の直流電圧を、電気機械を制御するために適した交流電圧に変換する。一般に、このようなコンバータは、電気機械のそれぞれの相について１つのハーフブリッジを含む。この場合、このようなハーフブリッジは２つの切換素子、好ましくは半導体スイッチからなり、半導体スイッチは、並列して配置されたフリーホイールダイオードによってそれぞれ補われる。例えば、電気自動車およびハイブリッド車の場合のように高い電圧を伴う用途では、半導体スイッチとして、一般に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が使用される。このようなＩＧＢＴは、電流を順方向にしか流すことができない。
【０００４】
このようなＩＧＢＴの制御は、一般にいわゆる「ゲートドライバ」および「ブースタ」によって行われる。これらの構成ユニットの所要エネルギーは、単位時間毎の切換プロセスの数に依存している。
【０００５】
したがって、所要出力を低減したコンバータおよびコンバータの制御方法にが求められている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】独国特許出願公開第１０２００９０４７６１６号明細書
【発明の概要】
【０００７】
このために、本発明の第１態様によれば、パルス幅変調された出力電圧を相端子に供給するためのパルス幅変調インバータが得られ、パルス幅変調インバータは、入力端子、出力端子、および制御端子を含む半導体スイッチ；および半導体スイッチの入力端子と出力端子との間に半導体スイッチに対して並列して配置されたダイオードを備え、パルス幅変調された出力電圧がノードに供給され、このノードでは、半導体スイッチの入力端子または出力端子とダイオードとが相互接続されている。パルス幅変調インバータは、さらにパルス幅変調インバータの電流を検出するように構成された電流検出器；および半導体スイッチを制御するための制御信号を生成し、半導体スイッチの制御端子に供給するように構成された制御装置を含み、制御装置は、さらに半導体スイッチを制御するために生成された制御信号を、電流検出器によって検出された電流に依存して、半導体スイッチの制御端子で抑制するように構成されている。
【０００８】
本発明の一態様によれば、パルス幅変調インバータを作動する方法が得られ、パルス幅変調インバータは、入力端子、出力端子、および制御端子を含む半導体スイッチ；および半導体スイッチの入力端子と出力端子との間に半導体スイッチに対して並列して配置されたダイオードを備え、パルス幅変調インバータはパルス幅変調された出力電圧を相端子に供給する。この場合、方法は、半導体スイッチを制御するための制御信号を生成するステップ；パルス幅変調インバータの電流を検出するステップ；および、検出されたパルス幅変調インバータの電流に依存して、生成された制御信号を半導体スイッチの制御端子で抑制するステップを含む。
【０００９】
発明の利点
本発明は、半導体スイッチおよび半導体スイッチに対して並列して配置されたフリーホイールダイオードを備える電流経路に電流が流れない場合にのみ、半導体スイッチを制御するという着想に基づいている。これに対して、半導体スイッチに対して並列して配置されたフリーホイールダイオードに電流が流れることもできることが確認され場合には、半導体スイッチの積極的な制御は行われない。このようにして、半導体スイッチの制御プロセスの数を最小限にすることができる。
【００１０】
この場合、制御信号を抑制するプロセスは、特に、まず制御信号の従来の生成／計算が行われるプロセスとして理解することができる。このようにして得られた制御信号は、パルス幅変調インバータの半導体スイッチの制御も行い、このようなパルス幅変調インバータでは半導体スイッチに対して並列して配置されたフリーホイールダイオードに電流が流れる。この場合、制御信号を「抑制する」ために、既に生成されたこのような制御信号は半導体スイッチの制御端子に伝送されない。
【００１１】
付加的または代替的に、本発明による制御信号の抑制は、既に制御信号の生成時にパルス幅変調インバータの内部の電流特性が考慮されることとして理解することもできる。このように電流特性を分析した場合に、フリーホイールダイオードに電流が流れていることが明らかになった場合には、半導体スイッチのための制御信号を抑制するために、既に制御信号の生成／計算プロセスで上記電流特性を考慮してもよい。したがって、本発明による制御信号を抑制するプロセスでは、半導体スイッチに伝送されることが望ましくない制御信号はそもそも生成されない。半導体スイッチの制御プロセスが減じられることにより、半導体スイッチの制御端子に駆動信号を供給する構成要素の消費出力も低下する。このようにして、コンバータの所要出力を低減することができる。
【００１２】
さらに、半導体スイッチを駆動するための構成要素の消費出力が低減されることにより、半導体スイッチの制御時に生じる消費出力、ひいては熱エネルギーも低下する。これにより、発生した熱を排出するために必要となるコストも減じられる。
【００１３】
さらに、半導体スイッチの制御プロセスが減じられ、さらに出力損失が低減されることにより、コンバータの構成要素の寿命を高めることもできる。
【００１４】
パルス幅変調インバータの一実施形態によれば、電流検出器は、ダイオードもしくは半導体スイッチを通って流れる電流、または相端子における電流を検出するように構成されている。
【００１５】
一実施形態によれば、制御装置は、所定方向の電流が検出された場合に、生成された制御信号を半導体スイッチの制御端子で抑制する。このようにして、半導体スイッチの制御端子における制御インパルスの特に簡単な抑制を達成することができる。
【００１６】
一実施形態によれば、パルス幅変調インバータの制御装置は、電流検出器によって検出された電流の値が所定の閾値よりも大きい場合には、生成された制御信号を半導体スイッチの制御端子で抑制する。好ましくは、所定の閾値は調節可能であってもよい。閾値の調整により、電流がゼロ点に近い場合にもコンバータの安全で確実な作動を達成することができる。
【００１７】
一実施形態によれば、さらに制御装置は、パルス幅変調インバータの電流特性を計算し、計算した電流特性に依存して、生成された制御信号を半導体スイッチの制御端子に供給するように構成されている。特に電流特性は、既に検出された電流を使用して計算することができる。このように、電流をあらかじめ推定することが可能である。これにより、付加的な回路コストを必要とすることなしに、半導体スイッチの制御端子における制御信号の効率的な抑制を達成することができる。
【００１８】
一実施形態によれば、半導体スイッチは絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）である。
【００１９】
一実施形態によれば、パルス幅変調インバータはハーフブリッジを含み、ハーフブリッジは、第１半導体スイッチ、第１ダイオード、第２半導体スイッチ、および第２ダイオードを含む。第１半導体スイッチは供給電圧の正電位とノードとの間に配置されており、第２半導体スイッチはノードと供給電圧の負電位との間に配置されており、第１ダイオードは供給電圧の正電位とノードとの間に配置されており、第２ダイオードはノードと供給電圧の負電位との間に配置されている。相端子はノードに接続されている。
【００２０】
一実施形態によれば、生成された制御信号を半導体スイッチの制御端子で抑制するステップでは、パルス幅変調インバータの内部の電流を検出するステップで所定方向の電流が検出された場合には、制御信号を抑制する。
【００２１】
一実施形態によれば、生成された制御信号を抑制するステップでは、検出された電流の値が所定の閾値未満である場合にのみ、半導体スイッチの制御端子に制御信号が供給される。
【００２２】
一実施形態によれば、方法は、さらにパルス幅変調インバータで調節される電流特性を計算するステップを含み、調節される電流特性を計算するステップでは、検出された電流を使用して電流特性を計算し、生成された制御信号を半導体スイッチの制御端子で抑制するステップでは、計算した電流特性を使用して制御信号を抑制する。
【００２３】
一実施形態によれば、調節される電流特性を計算するステップでは、クラーク変換を使用して電流特性を計算する。
【００２４】
添付の図面を参照した次の説明により、本発明のさらなる実施形態および利点が明らかになる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】一実施形態によるパルス幅変調インバータを示す概略図である。
【図２】一実施形態によるパルス幅変調インバータのハーフブリッジを示す概略図である。
【図３】別の実施形態によるパルス幅変調インバータを示す概略図である。
【図４】一実施形態によるパルス幅変調インバータの基礎となる経時変化を示す線図である。
【図５】さらに別の実施形態による三相パルス幅変調インバータの基礎となる相電流の符号の決定を示す線図である。
【図６】一実施形態によるパルス幅変調インバータを作動する方法の基礎となる概略的なフロー図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
図１は、パルス幅変調インバータ１の概略図を示す。パルス幅変調インバータ１は、電池２または別の電源、特に直流電圧源から供給される。入力電圧を安定させるために、パルス幅変調インバータ１の入力部には中間回路コンデンサＣが配置されていてもよい。パルス幅変調インバータ１は、入力直流電圧を、電気駆動装置３を制御するために適した出力電圧に変換する。好ましくは、電気駆動装置３は、１つ以上の相を有するモータであってもよい。ここで説明する３つの相数は、より良い理解のためにのみ用いられ、本発明を制限するものではない。好ましくは、電気駆動装置３は、パルス幅変調インバータ１により生成される交流電圧によって制御される。
【００２７】
パルス幅変調インバータ１は、電気駆動装置３のそれぞれの相のためにハーフブリッジ１１，１２，１３を含む。これらそれぞれのハーフブリッジ１１，１２，１３は２つの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６を含む。第１ハーフブリッジ１１の第１半導体スイッチＳ１は、電池２の入力電圧の正電位を備える端子に電気的に接続されている。この半導体スイッチＳ１の他方の端子はノードに接続されている。このノードには、このハーフブリッジ１１の第２半導体スイッチＳ２の端子も電気的に接続されている。この第２半導体スイッチＳ２の他方の端子は、電池２の電圧の負電位に電気的に接続されている。さらに、第１半導体スイッチＳ１と第２半導体スイッチＳ２とが相互接続されているノードは、相端子Ｕに接続されている。パルス幅変調インバータ１のこの相端子Ｕは電気駆動装置３の対応する相端子に電気的に接続されている。第１半導体スイッチＳ１に対して並列して、フリーホイールダイオードＤ１が半導体スイッチＳ１の両方の端子の間に配置されている。フリーホイールダイオードＤ１の順方向は、半導体スイッチＳ１の順方向とは反対である。同様に、第２半導体スイッチＳ２に対しても並列して、順方向が反対の第２フリーホイールダイオードＤ２が配置されている。さらに、第１半導体スイッチＳ１および第２半導体スイッチＳ２の制御端子は制御装置１０に接続されている。
【００２８】
第２ハーフブリッジ１２および第３ハーフブリッジ１３は上記第１ハーフブリッジ１１と同様に構成されており、両方の半導体スイッチＳ３およびＳ４もしくはＳ５およびＳ６がそれぞれ相互接続されているノードは、他の相端子Ｖ，Ｗに接続されている。これらの相端子ＶおよびＷも電気駆動装置３の対応する相端子に接続されている。ハーフブリッジ１１〜１３のノード、ひいては相端子Ｕ，Ｖ，Ｗに供給される出力電圧は、ハーフブリッジ１１〜１３のノードと相端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間の電流経路に相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを誘起する。
【００２９】
電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを測定するためには、それぞれ２つの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６が相互接続されたノードと相端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間の電流経路に電流検出器Ｉ１〜Ｉ３が配置されている。このように第１電流検出器Ｉ１は、第１ハーフブリッジ１１と第１相端子Ｕとの間の電流を検出する。同様に、他の電流検出器Ｉ２およびＩ３もハーフブリッジ１２もしくは１３と他の相端子Ｖ，Ｗとの間の対応する電流を検出する。この場合、電流検出器Ｉ１〜Ｉ３はそれぞれ検出された電流に対応する検出信号を制御装置１０に供給する。
【００３０】
多相のパルス幅変調インバータ１の場合には、いずれか１つの相端子Ｕ，Ｖ，Ｗには電流検出器Ｉ１，Ｉ２またはＩ３が設けられていなくてもよい。全ての相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの合計は常にゼロとなるので、いずれか１つの相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷは他の全ての相電流が既知であれば計算することができる。したがって、例えば、三相のパルス幅変調インバータ１の場合には、電流検出器Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３によって２つの相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷのみを検出し、検出された２つの相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを使用して第３の相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを計算すれば十分である。代替的には、全ての相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを検出し、続いて、検出された全ての相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが正しいことを確認するために妥当性チェックを行ってもよい。この場合、妥当性チェックにより、検出された相電流の合計がゼロではないこと、またはゼロから著しく外れていることが明らかになった場合には、誤作動を推定することができ、運転安全性を高めるために、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６における制御信号の抑制を中断することができる。制御装置１０は所定の目標値に基づいて、必要に応じて測定値、例えば電気駆動装置３の回転数にも基づいて、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６を制御する。制御装置１０による半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御パターンに基づいて、パルス幅変調インバータ１は、電気駆動装置３の相端子に接続された相端子Ｕ，Ｖ，Ｗにおいて、適切にパルス幅変調された相電圧を生成する（パルス幅変調ＰＷＭ）。この場合、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６を制御入力部で制御するために適した制御信号を得るために、制御装置１０によってまずデジタル信号として供給された制御パルスをドライバ段（図示しない）によって増幅し、調整する必要がある。
【００３１】
図２は、一実施形態によるハーフブリッジ１１の概略図を示す。図示のハーフブリッジは、例えば、図１に示したパルス幅変調インバータ１の第１ハーフブリッジ１１であってもよい。切換状態をわかりやすく示すために、この場合には両方の半導体スイッチＳ１およびＳ２は従来のスイッチとして示されている。供給電圧の正電位に接続された上側のスイッチＳ１（ハイサイドスイッチ）は開かれている。供給電圧の負電位に接続された下側のスイッチＳ２（ローサイドスイッチ）は閉じられている。電流ＩＵが、両方の半導体スイッチＳ１およびＳ２の間のノードを電気駆動装置３の方向に流れた場合には、電流は下側のフリーホイールダイオードＤ２に流れる。電流は下側の半導体スイッチＳ２に対して並列して配置されたフリーホイールダイオードＤ２に流れることができるので、この場合には、下側の半導体スイッチＳ２を制御して閉じる必要はない。第１ハーフブリッジ１１の下側の半導体スイッチＳ２のための上記実施形態は、さらに他のハーフブリッジ１２および１３についても有効である。
【００３２】
さらに電気駆動装置３からパルス幅変調インバータ１の方向に電流ＩＵが流れており、ハーフブリッジ１１の上側の半導体スイッチＳ１が閉じられており、下側の半導体スイッチＳ２が開かれている場合には、電流ＩＵは、ハーフブリッジ１１のフリーホイールダイオードＤ１を介して流れることもできる。したがって、電気駆動装置３からパルス幅変調インバータ１の方向に電流ＩＵが流れる場合には、上側の半導体スイッチＳ１の制御を行わなくてもよい。相電流ＩＵが既知であり、特に相電流ＩＵの符号が既知である場合、すなわち、相電流ＩＵが流れる方向が既知である場合には、電流がフリーホイールダイオードＤ１またはＤ２を通って流れているかどうか、またはそれぞれのフリーホイールダイオードＤ１，Ｄ２に対して並列して配置された半導体スイッチＳ１もしくはＳ２の積極的な制御が必要かどうかを、他のセンサ装置なしに決定することができる。上述のように、ハーフブリッジ１１から電気駆動装置３への相電流ＩＵの場合には、下側の半導体スイッチＳ２（ローサイドスイッチ）の制御を行わなくてもよい。電気駆動装置３からハーフブリッジ１１の方向への相電流ＩＵの場合には、上側の半導体スイッチＳ１（ハイサイドスイッチ）の制御を行わなくてもよい。
【００３３】
いずれにせよ電流が並列して配置されたフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６を介して流れる場合に、それぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６が制御されることを回避するために、制御装置１０は、検出装置Ｉ１〜Ｉ３によって生成された検出信号、および特に相端子Ｕ，Ｖ，Ｗにおける電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの方向を評価する。この評価によってフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に電流が流れていることが明らかになった場合には、並列して配置された半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御を行わなくてもよいし、このためにダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流を直接に測定する必要はない。このようにして、従来の制御に比べて、それぞれの半導体スイッチにおける切換プロセスを最大で５０％までを節約することができる。
【００３４】
図３は、パルス幅変調インバータ１の別の実施形態を示す。この場合、このパルス幅変調インバータ１の構成は、図１に示したパルス幅変調インバータ１の構成に実質的に対応している。さらに、図３に示したパルス幅変調インバータ１は、３つの電流検出器Ｉ１，Ｉ２およびＩ３の代わりに６つの電流検出器Ｉ４〜Ｉ９を含む。この場合、電流検出器Ｉ４〜Ｉ９は、それぞれのフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６の電流経路にそれぞれ配置されている。このようにして、電流検出器Ｉ４〜Ｉ９によって、対応するフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流をそれぞれ直接に検出することができる。フリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６の電流経路に設けられたこれらの電流検出器Ｉ４〜Ｉ９の検出信号によって、ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流を直接に推定することができる。続いて、それぞれのフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に電流が流れる場合には、並列して配置された半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御を抑制することができる。
【００３５】
代替的には、さらにフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６の電流経路に電流検出器Ｉ４〜Ｉ９を配置する代わりに、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の電流経路における電流を監視することも可能である（ここでは説明しない）。この場合、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６が制御され、それぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の電流経路に電流が流れていないことが確認された場合には、並列して配置されたフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に電流が流れなければならないと推定することができる。
【００３６】
運転安全性をさらに高めるために、相端子Ｕ，Ｖ，Ｗにおいて検出された電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの値が所定の閾値を超えた場合にのみ、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御を抑制することができる。電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷが所定の閾値を超えた場合には、上側（ハイサイド）の半導体スイッチ（Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５）のための制御信号が抑制されることが望ましいか、または下側（ローサイド）の半導体スイッチ（Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６）のための制御信号が抑制されることが望ましいかについての決定が、電流方向、すなわち、検出された電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの符号を考慮して行われる。これに対して、相端子Ｕ，Ｖ，Ｗにおける電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの値が所定の閾値未満である場合には、それぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６が制御される。これに対応して、図３に示すようにフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６の電流経路の電流検出器Ｉ４〜Ｉ９によって電流が検出される場合にも、検出された電流が所定の閾値未満となった場合にのみ制御の抑制が行われる。
【００３７】
このようにして、従来のパルス幅変調インバータの場合と同様に、制御装置１０によりまずそれぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６を制御するための全ての制御信号を生成することが可能である。しかしながら、電流は、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６に対して並列して設けられたフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に流れるので、制御しようとしているそれぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６を必ずしも閉じる必要がないことがわかっている場合には、制御装置１０によって生成された制御信号は抑制され、それぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御端子に印可されない。したがって、それぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６は開かれたまま保持される。
【００３８】
制御装置１０によって生成された半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御端子のために制御信号の抑制は、この場合、ハードウェアまたはソフトウェアとして実現することができる。ハードウェアとして実現する場合には、制御装置１０は、例えば論理構成要素を含み、論理構成要素は、相端子Ｕ，Ｖ，Ｗにおいて検出された電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷに基づいて、特に、論理結合または同様な回路構成に起因する電流方向に基づいて、制御装置１０の内部で生成された制御信号を出力しない。したがって、相端子Ｕ，Ｖ，Ｗにおいて検出された電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの評価により、電流がいずれにせよ、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６に対して並列して配置されたフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に流れることが明らかにされた場合には、制御信号はそれぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６に印可されない。例えば、これは、生成された制御信号および検出された電流のＡＮＤ結合によって、必要に応じて個々の信号を反転して行うことができる。さらに、制御装置１０によって生成された制御信号を抑制するための他の回路装置も可能である。特に、それぞれの検出装置Ｉ１〜Ｉ３によって検出された電流をあらかじめ所定の閾値と比較し、閾値との比較結果をさらなる処理のために考慮することもできる。同様に、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のための制御信号の抑制は、図３に示したフリーホイールダイオードの電流経路における電流検出器Ｉ４〜Ｉ９の検出信号に基づいて行ってもよい。
【００３９】
代替的な実施形態では、制御装置１０は、検出装置Ｉ１〜Ｉ３によって検出された相電流または検出装置Ｉ４〜Ｉ９によって検出されたダイオード電流をソフトウェアに基づいても評価し、このソフトウェアに基づいた処理により、それぞれのフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に電流が流れない場合、もしくはそれぞれのフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流が所定の閾値未満である場合のみ、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のそれぞれの制御端子のための制御信号を出力してもよい。この場合、それぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６のための制御信号の抑制を実行する場合には、検出装置Ｉ１〜Ｉ９に流れる電流の検出と、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御との間にはシステムに基づいた遅延時間が生じることに留意されたい。なぜなら、ソフトウェアを用いた検出装置Ｉ１〜Ｉ９の信号処理はそれぞれの計算時間を必要とするからである。したがって、制御装置１０によって、ＰＷＭパターンΔｔＰＷＭの始まりに電流を検出した後には、後続のパターンの開始時間および停止時間のみを計算することができる。この場合、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御は、最大でＰＷＭパターンΔｔＰＷＭの長さであってもよく、この場合、ハーフブリッジの上側の半導体スイッチおよび下側の半導体スイッチの従来の制御はそれぞれ交互に行われる。上側の半導体スイッチから下側の半導体スイッチへ（またはその反対に）制御を変更する場合に、ハーフブリッジの両方の半導体スイッチを同時に制御することにより供給電圧の正電位および負電位の間に短絡が誘起されないことを保証するために、さらにハーフブリッジの半導体スイッチを制御しない保護時間を付加的に設けてもよい。この時間関係が、例えば図４に示されている。
【００４０】
図４の上側の線図には、上側の半導体スイッチ、例えば第１ハーフブリッジ１１の半導体スイッチＳ１のための制御信号が示されている。この場合、ハイアクティブ（正論理）は制御に対応し、ローアクティブ（負論理）は停止されたスイッチに対応する。ＰＷＭパターンの内部で計算される制御信号は、まず後続のＰＷＭパターンに作用する。ＰＷＭパターン（例えばＩＩとＩＩＩとの間）における制御の基礎となる電流値は、先行するＰＷＭパターンの始まり（例えば時点Ｉ）に由来する。この先行する電流値に基づいて、半導体切換素子のための制御信号を出力または抑制するために電流の計算または予測が行われる。下側の半導体スイッチ、例えば第１ハーフブリッジ１１の半導体スイッチＳ２のための予測は、図４の下側の線図ではＩＶとＶとの間に示すように、上側の半導体スイッチの予測に対して半分のＰＷＭパターン（０．５Δｔｐｗｍ）だけずらして行われる。
【００４１】
半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御を行わないことが望ましい場合には、それぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の可能な制御継続時間にわたって、相電流の符号を変更してはならない。この場合、特に相電流を確実に予想する必要がある。相電流は一般に少なくともほぼ正弦状の特性を示す。三相の電気駆動装置の場合には、３つの相Ｕ，ＶおよびＷの相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷは、α‐β座標系の座標ＩαおよびＩβによる電流ベクトルとしてクラーク変換を用いて表すことができる：
【００４２】
【数１】
2017534240.tif 000003
【００４３】
この場合、電流ベクトルは角速度ωによって回転する。さらに、電流ベクトルの長さおよび角速度が短時間にわたって一定であると仮定される場合には、上記電流ベクトルのα‐β座標はＩα，ｐｒｅｄおよびＩβ，ｐｒｅｄとして決定することができる：
【００４４】
【数２】
2017534240.tif 000004
【００４５】
この予測の精度をさらに高めるためには、回転子磁束に対して固定された座標系（ｄ−ｑ座標系）における電流ベクトルの振幅および相位置の変化を付加的に考慮してもよい。これは、端子電圧を考慮した適切な機械モデルによって行うことができる。続いてそれぞれの相電流ＩＵ，ｐｒｅｄ，ＩＶ，ｐｒｅｄ、およびＩｗ，ｐｒｅｄの符号を決定するためには、例えば、逆のクラーク変換を使用してもよい：
【００４６】
【数３】
2017534240.tif 000005
【００４７】
この場合、このようにして計算された相電流ＩＵ，ｐｒｅｄ，ＩＶ，ｐｒｅｄおよびＩＷ，ｐｒｅｄおよびこれらの相電流の符号に基づいて、計算した相電流の予測によれば電流がいずれにせよそれぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６に対して並列に配置されたフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる場合には、それぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御の抑制を行うことができる。
【００４８】
代替的に、電流ベクトルが位置する領域の分析を行ってもよい。この場合、例えば図５に示すように、それぞれ６０°の領域において３つの相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの符号は一定である。この場合、１つの領域から次の領域へ１つの符号のみが変化する。このようにして予測されたそれぞれの相電流の符号に基づいて、制御装置１０は、それぞれのフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に電流が流れるか、またはそれぞれの半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の積極的な制御が必要であるかを決定することができる。
【００４９】
ロバスト性を高めるために、相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの符号の決定に基づいてフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に電流が流れる場合には、制御装置１０が半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御を直接に抑制しないように、付加的な安全範囲が定義されていることはさらに好ましい。むしろ、制御装置１０による制御信号の抑制が行われる前に、電流ベクトルが超過しなければならない付加的な安全範囲が設定される。このようにして、電流リプル、非正弦状の相電流、または動的な変化などのなどの妨害作用を補償することができる。これにより、抑制される切換プロセスの数が減少する。
【００５０】
図６は、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６によりコンバータを作動する方法１００の基礎となる概略的なフロー図を示す。上述のように、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６は、２つの導体端子の他に制御端子を含む。両方の導体端子に対して並列してダイオードが配置されている。この場合、ステップ１１０では、まず半導体スイッチＳ１〜Ｓ６を制御するための制御信号が生成される。ステップ１２０では、パルス幅変調インバータの内部の電流が検出される。例えば、この電流はいずれか１つのフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流または相端子Ｕ，Ｖ，Ｗにおいて設定される相電流であってもよい。続いて、ステップ１３０では、生成された制御信号が、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御端子において、ステップ１２０で検出された電流に依存して変更される。ステップ１２０で検出された電流に応じて、ダイオードＤ１〜Ｄ６に電流が流れていないことが明らかになった場合にのみ、特にステップ１３０で半導体スイッチＳ１〜Ｓ６の制御端子に制御信号が供給される。特に検出された電流から、ダイオードＤ１〜Ｄ６を流れる電流が所定の閾値未満であることが明らかになった場合にのみ、制御信号が制御端子に供給される。
【００５１】
この場合、ダイオードＤ１〜Ｄ６に流れる電流を決定するためには、特に接続された負荷、例えば電気駆動装置３の電流を計算によって予測してもよい。特にこの場合に、既に測定技術的に検出された電流特性を考慮してもよい。このようにして計算した電流特性を、既に半導体スイッチＳ１〜Ｓ６を制御するための制御信号を生成する場合に考慮してもよい。これにより、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６に対して並列して配置されたフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６に電流が流れることが決定された場合には、半導体スイッチＳ１〜Ｓ６を制御するための制御信号をそもそも生成または供給する必要はない。
【００５２】
電流特性を予測するためには、特にα‐β座標系への相電流の変換を、例えばクラーク変換を用いて行ってもよい。
【００５３】
要約すれば、本発明は、１つ以上の半導体スイッチおよびそれぞれの半導体スイッチに対して並列して配置されたフリーホイールダイオードを備えるパルス幅変調インバータに関する。この場合、半導体スイッチは、この半導体スイッチに対して並列して配置されたフリーホイールダイオードに電流が流れない場合にのみ、制御される。このようにして、半導体スイッチの制御プロセスの数を低減することができる。半導体スイッチのための制御プロセスの数が低減されることにより、システム全体の出力損失が少なくなり、寿命が高められる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【国際調査報告】
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