(57)【要約】  本発明は、積分によって電流の測定するためのデバイスに関し、前記デバイスは、積分器として接続された第１の演算増幅器ＯＰ１と、測定状態の回路のリーク電流を補償するとともに、リセット状態の積分コンデンサのＱ０の荷電をリセットすることができる、原電流発生器として接続された第２の演算増幅器ＯＰ２とを備える。
2017534845.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
積分によって電流を測定するためのデバイスであって、
−  測定すべき電流が印加される第１の反転入力を備える第１の演算増幅器ＯＰ１と、
−  第１の演算増幅器ＯＰ１の第１の反転入力とこの第１の演算増幅器の出力との間に配置された積分コンデンサと、
−  第１の演算増幅器ＯＰ１の第１の反転入力に接続された能動電流源であって、
デバイスの第１の測定状態においてデバイスのリーク電流を補償し、
積分コンデンサが有し得る最大値ＱＭａｘと実質的に等しい積分コンデンサの荷電値によって引き起こされるデバイスの第２のリセット状態において、この荷電をその初期値Ｑ０に戻すことができる電流を生成する
ように構成されている能動電流源と、
−  制御手段であって：
第１の演算増幅器の出力における電圧Ｖｃｏに対応する積分コンデンサのＱ０の初期荷電状態を記憶し、
デバイスを測定状態にして、積分コンデンサの荷電が第１の演算増幅器の出力における電圧ＶＣＭａｘに対応するＱＭａｘに実質的に到達するまで、その状態に保ち、
・積分コンデンサの荷電が、第１の演算増幅器の出力における電圧ＶＣＭａｘに対応するＱＭａｘに実質的に到達したとき、積分コンデンサの荷電がＱ０に実質的に到達するまで、デバイスをリセット状態にする
ように構成されている制御手段とを備える、デバイス。
【請求項２】
能動電流源が、フォロアとして接続されている第２の演算増幅器ＯＰ２を備え、前記第２の演算増幅器ＯＰ２が、５００ＭΩよりも大きい値の第１の抵抗Ｒ５による正反応をさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載のデバイス。
【請求項３】
電流源の増幅器ＯＰ２の出力が、約１ｋΩの抵抗Ｒ１０の後に、２つのダイオードＤ１およびＤ２に接続されており、
−  Ｄ１については、そのカソードによってダイオードＤ１とＤ２の共通点およびＲ１に接続され、アノードは、小さい値の保護抵抗Ｒ１１によって、回路が測定状態のときにはローの論理レベルに接続され、回路がリセット状態にあってＣ５に向けて第１の方向へ電流を注入することが望まれるときにはハイの論理レベルに接続されており、
−  Ｄ２については、そのアノードによってダイオードＤ１とＤ２の共通点およびＲ１０に接続され、カソードは、回路が測定状態のときにはハイの論理レベルに接続され、回路がリセット状態にあってＣ５に向けて第２の方向へ電流を注入することが望まれるときにはローの論理レベルに接続されていることを特徴とする、請求項２に記載のデバイス。
【請求項４】
制御手段が、ダイオードＤ１およびＤ２によって、第１のコンデンサＣ５のリセット電流の流れを一方の方向または他方の方向に制御することができるマイクロコントローラを備え、Ｒ１１を介してＤ１のアノードに与えるべき論理レベルと、Ｄ２のカソードに与えるべき論理レベルとが、それぞれマイクロコントローラの論理出力によって印加されることを特徴とする、請求項３に記載のデバイス。
【請求項５】
第２の演算増幅器ＯＰ２の非反転入力に接続されていない方のＲ５の終端に中央接点が接続された電子スイッチＳＷ１によって、トランスインピーダンス増幅器状態へと切り換わることができ、この中央接点を、積分による電流測定器としての回路の動作を得るために、第１のダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２の間の共通点に接続すること、またはトランスインピーダンス増幅器としての回路の動作を得るためにＯＰ１の出力に接続することのいずれかを可能にし、この電子スイッチがマイクロコントローラによって制御可能であることを特徴とする、請求項１から４のいずれか一項に記載のデバイス。
【請求項６】
前記デバイスの熱ドリフトＴを測定するための手段を備え、熱ドリフトを測定するための前記手段がマイクロコントローラの入力に接続されていることを特徴とする、請求項３または４に記載のデバイス。
【請求項７】
積分によって電流を測定するためのシステムであって、
−  電流が循環するイオン化チャンバと、
−  請求項１から６のいずれか一項に記載の積分によって電流を測定するためのデバイスとを備える、システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電流測定デバイスに関し、より詳細には積分によって電流を測定するためのデバイスに関し、より具体的にはフェムトアンペアに近い非常に低い電流の測定に関するものである。さらに、このデバイスは、積分によって進行する医療目的のための放射線防護検知器または線量測定器に使用されるイオン化チャンバとインターフェースをとるように優先的に意図される。さらに、このデバイスは、非常に高い抵抗の内部電流の測定あるいは絶縁体または断路器の漏れ抵抗の測定に適用され得る。
【背景技術】
【０００２】
積分による電流の測定は、フェムトアンペアに達し得る非常に低い電流を測定するのに有利であり、数ｆＡの測定に約１分の積分時間を伴う。
【０００３】
イオン化放射の測定は、イオン化チャンバ、比例計、およびガイガー計数管の三つの主要なデバイスの系統によって実行され得る。
【０００４】
イオン化チャンバは、気体状誘電体によって分離された平面または同軸の２つの導電面で構成されている。これらの２つの導電面は、約１００ｖ／ｃｍ直流電圧で分極される。粒子またはイオン化放射が生成するイオンの対（電子−核）は、全体が電流源として働き、１０１５Ωを超える内部抵抗を有する。生成される低電流はイオン化に比例する。そのため、空気で構成された誘電体は、大気圧において、１ｄｍ３のボリューム単位ごとに１０−１４Ａ／μＧｙ／ｈの電流を生成する。特定のイオン化チャンバは、所与の方向またはボリュームからのものだけを検知するように鉛遮蔽によって遮られている（度量衡検定所）。実際は、考慮に入れられるボリュームは、照射されたゾーンによって境界を定められ、電極間の全体積よりも小さいものであり得る。気圧が上昇すると、感度は、電極を分離する測定ボリュームにおける気体分子の量に依存するので、比例して増加する。チャンバが照射に比例した電流を生成するので、収集回路の入力インピーダンスは、電圧降下を招かないように、イオン化チャンバの入力インピーダンスよりも無視できるものでなければならない。
【０００５】
誘電体のボリュームがチャンバの感度を決定する。現在の工業用途によれば、イオン化チャンバの感度にはいくつかのタイプがあり：
−  キュリー療法など、非常に局所的なフィールド用の約１ｃｍ３のもの、
−  携帯型制御装置（Ｂａｂｙｌｉｎｅタイプのデバイス）用の、作業性を保つために０．５ｄｍ３と小さい（空気に圧力がかかっている場合はさらに小さい）もの、
−  ガスチャンバ用の、チャンバの２つの電極の間で循環する放射性ガスによる放射を測定するための、ボリュームが約１ｄｍ３から数１０ｄｍ３のもの、
−  一般に複数の放射源が遠くにあり得る核関連の建物に対して周囲の放射を測定するように意図された、できるだけ多く捕捉することが重要な放射チャンバ用のものがある。その場合ボリュームは数ｄｍ３から数１０ｄｍ３になる。
【０００６】
しかしながら、本発明の目的は、これらの検知器自体ではなく、そのような放射検知チャンバに配置され得る入力電子回路を構成することが好ましい用途である、積分によって非常に低い電流を測定するためのデバイスと、より従来型の電子回路（たとえばＣ−ＭＯＳ）を用いて実行される測定または観察のための手段とにある。したがって、これらの検知器について簡単に述べた後に、従来技術においてこれらの検知器に関連する電子回路およびその操作の制約に的を絞ることにする。
【０００７】
イオン化チャンバは、２つの電極が、数十ボルトから数百ボルトに及ぶ電位差に至る補助的な電圧源によって極性化されると想定するものである。イオン化チャンバを有する携帯用検知器向けの最も一般的な極性化電圧は数百ボルトである。これらのイオン化チャンバが粒子またはイオン化放射の流れにさらされると、誘電性気体材料のボリュームの中に逆の符号を有する対の電荷が生じ、極性化電圧によって、それらの電荷の逆の符号の電極の方へ引きつけられる。
【０００８】
「イオン化チャンバ」という用語は、正確に言えば、イオン化チャンバ、比例計およびガイガー計数管で構成された検知器の系統も指し得る総称である。以下では、この表現は、正確に言えばイオン化チャンバを指すためにのみ使用される。
【０００９】
これらのイオン化チャンバは、チャンバを通り抜ける粒子またはイオン化放射によって蓄積されるエネルギーと、これに由来する非常に低い電流の間の大変優れた比例関係を有し、そのために計測に応用される。これらのイオン化チャンバの温度および圧力による派生物はよく知られており、再現され得る。したがって、これらの可能性を利用するために、これらのイオン化チャンバが、経時的に安定している非常に低いリーク電流の電子回路とインターフェースをとるのが適切である。この動作モードでは、チャンバの応答は平坦であり、したがって極性化電圧が変化しても変動が非常に小さいので、極性化電圧が非常に安定である必要性はない。しかしながら、そのような低値は、ほとんど常に積分によって測定され、積分器の接続は、供給電圧の大変高い安定性（１０−４）を必要とする。実際は、この接続が備えるコンデンサＣはたとえば１００ｐＦの値であり、保護抵抗と直列に、積分するコンデンサを形成する。したがって、この回路は電荷Ｑ＝ＣＶを時間にわたって積分し、コンデンサＣの端子における電圧Ｖは、時間にわたる電流の積分を表す。しかし、極性化電圧が変動する場合、この極性化電圧の変動は、イオン化チャンバの寄生コンデンサと積分器のコンデンサＣの間で分配される。したがって、積分による測定は、ほとんどの用途において１０−４よりも優れたものに対応する、極性化電圧のできるだけ高い安定性を必要とする。積分器のコンデンサがイオン化チャンバの寄生コンデンサに対して大きいと、供給電圧の安定性が劣る可能性がある。
【００１０】
より多くの電荷が生成され、しかも即時の読取りが望まれるときには、積分回路ではなく、純粋な抵抗とトランスインピーダンスで接続された簡単な増幅器が使用される。
【００１１】
比例計に使用されるイオン化チャンバは原理的に同一であり、収集された電荷を増幅するように高電圧を用いて極性化される（実際には、チャンバの構成は、最適化によって少し異なるものになる）。そのため、電極は、イオン化放射によって最初に形成されたものよりも多くの電荷を収集する。それぞれの相互作用が生成する電流パルスがカウントされる（電荷ではなくパルスを測定する）。したがって、電子回路は、もはや積分によってではなく、簡単な増幅およびパルス計測によって測定する。これらの電荷は、チャンバの内部で、極性化電圧に依存する係数によって大きく増幅される。したがって、極性化電圧は、前出の場合と同様に非常に安定していなければならない。この場合、収集されたこの荷電数は、増幅後も、入射放射によって蓄積したエネルギーに依然として比例する。
【００１２】
ガイガー計数管は、ほんのわずかな相互作用が電極上の電荷のなだれ現象を起動してパルスを生成する程度まで、前出の比例計の場合よりも強い電圧で極性化されたイオン化チャンバを使用する。この放電は、直列抵抗を通じたなだれと、「消火器」効果がある特定のガスの使用とによって引き起こされる、極性化電圧の降下によって停止することになる。
【００１３】
供給電圧の安定性の影響は非常に小さい。それぞれの相互作用が同一振幅の電流パルスを生成し、これがカウントされる（チャンバのイオン化に関連付けられた情報を搬送するのはパルス数のみである）。このタイプの測定では、入射するイオン化放射のエネルギーを識別することはできない。
【００１４】
検知の電子回路は積分せず、チャンバの信号の振幅が大きいために、比例チャンバの検知の電子回路よりもさらに簡単である。検知の電子回路が実質的に実行する簡単なパルスカウントの特性が、非常に基本的な計器の直接の起動を可能にする。
【００１５】
イオン化チャンバに戻って、妥当な期間の範囲内で、およそ数フェムトアンペアの電流やさらに小さい電流を安定したやり方で測定するためには、特に広い測定範囲が要求される場合、つじつまが合わない制約条件を同時に満たさなければならないことがある。「妥当な期間」という表現は、オペレータにとって可能性として危険な区域において操作され得る携帯デバイスについては実際的には約１秒、または、より正確な計測のためのおよそ数十秒を意味する。
【００１６】
−  回路が、その入力に提示される信号を、積分するコンデンサによって積分するより長い測定状態と、
−  回路が、積分による測定を始めるとき、積分するコンデンサを荷電状態にする、はるかに短いリセット状態との、非常に不均等な持続時間の２つの状態において二者択一で構成される、積分によって測定するための回路が提供されることを思い出されたい。従来技術によれば、このリセットは、積分するコンデンサの放電に相当する。本発明によれば、このリセットは、積分による測定を最善の状態で実行するためにＱ０の初期荷電状態にすることにある。たとえば、測定されるべき電流が、積分するコンデンサを放電させる傾向がある場合、本発明によるデバイスが備える電流源は、信号を反転する必要なく可能な限り広い測定範囲からの利益を得るために、このコンデンサを供給電圧と整合する最大の荷電状態にすることができる。このリセットを、積分するコンデンサをＱ０の荷電状態に戻すものと定義する。
【００１７】
このリセットが確立された時点において、第１の増幅器の出力として、低い閾値と称される電圧ＶＭｉｎが生成され、その絶対値は、マイクロコントローラのアナログ入力を受け取ることができる電圧測定スケールの第１の限度と実質的に等しい。したがって、電圧ＶＭａｘは、その絶対値が、マイクロコントローラの測定スケールの、高い閾値と称される測定のもう一方の限度であるものと定義される。
【００１８】
制約の中には、積分するコンデンサとして使用されるコンデンサの値の選択もある。このコンデンサは、低損失であること、ならびに経時的安定性および温度に対する安定性が優れていることが必要とされる。このコンデンサは、一般に低周波数（＜１０Ｈｚ）において使用されることになる。コンデンサの値は、測定される電流に依存し、測定範囲によっておよそ数ｐＦから数ｎＦである。Ｓｔｙｒｏｆｌｅｘタイプのコンデンサ（スチレンと薄い金属シートのブタジエンとの共重合体）は、このタイプのコンデンサ（電子回路では換喩によってコンデンサと称されることが多い）向けに非常に適切である。マイカコンデンサは非常に安定しているが、相当なリーク電流があり、非常に長い積分時間向けの使用は推奨されない。積分時間は、数ミリ秒から数時間まで変化し得る。
【００１９】
充電／放電の速度も重要なパラメータである。放電が非常に頻繁な場合（数回の放電／秒）、機械的スイッチングによって放電することはできず、電子スイッチング手段の使用が強いられる。しかしながら、現在、そのような回路が、損う割合において約１フェムトアンペアの電流の積分プロセスを妨害しないように、通過状態の抵抗とブロック化状態の抵抗の間の比が十分に大きい半導体素子はない。
【００２０】
その上、充電／放電の速度は、測定される電流の強度に依存する。測定される電流が大きい割合で変化すると、最適の妥協を見いだすことがさらに微妙になるであろう。
【００２１】
イオン化チャンバに戻ると、積分によって測定するためのイオン化チャンバの電子回路は、放射線防護の測定のための使用、高精度の計測の測定のための使用、または携帯用放射線学測定のための使用であるかどうかに従って、３つのタイプがある。
【００２２】
放射線防護における電流測定用の電子回路。
たとえば以下のようなことがある。ＣＩＥＰ  ４２は、計測のためではなく建物の放射線防護用に設計された、数リットルの固定イオン化チャンバである。このチャンバは、図１に与えられた専用の電子回路を有する。この専用の電子回路は、大きさの測定を、以下のプロセスによる時間測定に置き換えることによって、非常に低い電流における感度と安定性の微妙な問題を回避するものである。
【００２３】
チャンバは電流源に類似し、この電流は、もっぱら誘電体（空気）のイオン化による疑似的なものである。チャンバは１０ＭΩの保護抵抗Ｒ４を介して回路に接続されている。図１の回路は、チャンバにおいて生成された電荷がもたらす電流を受け取る。各電荷は、チャンバの極性化に従って常に同じ符号である。各電荷は、１０ＭΩの保護抵抗を通った後に演算増幅器（ＯＡ）の「マイナス」入力に到達し、演算増幅器の「プラス」入力はグラウンドに接続されている。非常に小さい値（４．７ｐＦ）のコンデンサＣ３が、このＯＡを積分器に変える、積分するコンデンサを形成する。出力において、問題がある場合には負信号によって下流の論理回路の入力が劣化するのを保護ダイオードが防止する。
【００２４】
積分コンデンサは、イオン化チャンバに由来する電流によって充電される。このことによって、電子的に放電サイクルを実行するとともに、測定される電流を用いて充電する必要性が生じる。このサイクルの制御も電子的であり、電圧閾値に到達すると直ちに、論理スイッチＵがこのサイクルを起動し、放電が、ポートＵ１Ｂによって、ダイオードＤ１を導通させるＲＣ回路網を介して実行される。使用の範囲では、充放電サイクルの回数は、数回の放電／時間から７０，０００回の放電／秒まで変化し得る。
【００２５】
最後に使用される信号は、それぞれの放電サイクルにおいてパルスを送出するポートＵ２Ｃの出力１０である。下流のデバイスは、チャンバによって最初に放射された強度の値を、それぞれの充電／放電の速度に関連付ける。この回路は、核施設において一般に遭遇する放射に対して適切である。このデバイスの第１の目的は、計測ではなく検知を実行することである。パルスによるこのタイプの動作では、時点ｔにおける強度を知ることができず、代表情報は、放電サイクルが起動する時点においてのみ入手可能である。２つのサイクル間で、前のサイクルが終結してから何が起っているか知ることができない。
【００２６】
他方では、ダイオードＤ１は低リーク電流を有するＰＡＤ  １タイプであるが、この電流はそれでもおよそ数十ｆＡであり、数ｆＡの電流を高精度で測定することが望まれるときには大きい。
【００２７】
最後に、そのような接続はドリフト（特に熱ドリフト）の影響を受けやすい。具体的には、ダイオードＤ１（ＰＡＤ  １）はｐＡ未満の非常に小さいリーク電流を有するが、後者はそれでも２０ｆＡ以上である。実際には、このダイオードのわずかな極性化によってリーク電流が最小になり、最適化されるが、この極性化は、非常に温度の影響を受けやすく、わずかな変動によってこの最適化が無効になり、リーク電流が変化する。これによって、およそ数ｆＡの安定した測定を望むことがやはり不可能になる。
【００２８】
これらの電子回路によって測定されるバックグラウンドノイズは１時間当り約２μグレイであり、すなわちパリ地区における自然環境バックグラウンドノイズの約２０から４０倍である。このノイズは、ほとんどが、チャンバの近くに配置されたＣｓ１３７の放射性線源の付加によって殊更に生成されるものである。これは、オペレータの制御なしで機能する必要があるので、システムの適正運転を常に保証するのに十分な複数のパルスを生成するように意図されている。
【００２９】
積分器の動作が、ピーク値がパルスを送り出す小さいコンデンサの系統的なフル充電に基づくものであるこの回路は、出力信号Ｚを決定する様々なパルスのシーケンスを用いて、特定の閾値（１秒当り７０，０００回の充電／放電に到達し得る）を上回るアラート信号を供給するのに有用である。この回路は、原子力事故の場合には人命にかかわる放射線量の非常に大きい流量の場合にも作動状態のままであり、人員の避難のきっかけとなるように、たとえばより低いで反応することを可能にする。他方では、出力信号を決定する、積分するコンデンサのアナログ充電のレベルではないので、この回路は純粋な積分器の増幅器を構成しない。このシステムは、以下の理由から、計測において、特におよそｆＡの電流の正確で安定した測定には使用することができない：
【００３０】
−  このシステムは、アナログ量の積分で作動するのではなく、それぞれが一定数のピコクーロンに対応するパルスの簡単な計数によって作動するものであり、２つのパルス間の電流の測定値を連続的に識別する見込みはなく、しかしながら、電流のそのような連続測定は、計測に使用されるイオン化チャンバの主要な利益を構成するものである。
【００３１】
−  このシステムは、必然的に、部品のばらつきと、それらの経時変化と、特に室温とに依存するリーク電流の調節を必要とし、より一般的には、これらのリーク電流は本質的であって、制御するのが困難である。
【００３２】
−  アーチファクトを最小限にするために、ＯＡは約１０１４オームの非常に高い入力インピーダンスであり、しかしながら、そのような部品は静電界の影響を非常に受けやすく、複雑で高額な実装形態（上面とグラウンドとに接続されるブレスレット）を強いられ、部品自体の価格が高い（１つの部分当り約４０から５０ユーロ）。
【００３３】
−  入力リーク電流はおよそ数十ｆＡであるが、出力は、特にダイオードＤ１の動作点が移動することによって、温度に対して変動し得る。
【００３４】
−  パルスは数ピコクーロンに対応する。しかし、このデバイスは、２つのパルス間の変化に追従することを可能にしない。放射線量が非常に少ない場合、出力パルスの連続が数十分を超えることがある。この場合、製造業者がイオン化チャンバ自体の中に最小限の基準信号を生成するように意図されたセシウム１３７のマイクロ放射源を配置していなければ、信号はノイズと融合されることになり、このマイクロ放射源は概略的に知られているが、有用な信号を導き出すには精度が不十分である。
【００３５】
したがって、このデバイスはアラート信号を供給するためには有用であるが、特に非常に低い放射線量に関する計測用には適切であり得ない。
【００３６】
この代替形態は、スイスにおいて２０１３年１１月のＲｅｖｕｅ  Ｐｏｌｙｔｅｃｈｎｉｑｕｅに発表された、Ｈａｕｔｅ  Ｅｃｏｌｅ  ｄ’Ｉｎｇｅｎｉｅｒｉｅ  ａｎｄ  ｄｅ  Ｇｅｓｔｉｏｎ  ｄｕ  Ｃａｎｔｏｎ  ｄｅ  Ｖａｕｄ（ＨＥＩＧ−ＶＤ）によって示されている。（ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｐｏｌｙｍｅｄｉａ．ｃｈ／ＲｐＡｒｔｉｃｌｅｓ／ｖｉｅｗ／３３６を参照されたい）。原理は同一であり、すなわち、積分するコンデンサの特定の負荷閾値を超えると、比較器がカウントの増加を表すパルスを出し、このパルスは、ＣＩＥＰ  ４２と同様に、積分するコンデンサを短絡することによるリセットとしても使用される。この代替形態は、同一の原理を共有するので、この原理に直接由来する上記の不都合も共有する。これに加えて、「電磁タイプ」であろう「主要な外乱」を減少させるために、非常に複雑な改善が導入された。我々の体験によれば、これは、どの点でも当てはまらず、彼らの回路に影響を及ぼすこれらの外乱が、（半導体を用いる）静的スイッチの使用を招き、このスイッチの開状態におけるリーク電流が、測定すべき電流に対して多大であると考えられる根拠がある。これが、積分するコンデンサを短絡することになる。この問題を制限するために、このデバイスは、言及されていないがリセットパルスと同期したものと推測される周波数で、測定すべき電流の電極を周期的に反転させるステージを追加する。これには、この電流の特定の方向において一定回数の測定を行い、次いで逆方向の電流で同一回数の測定を行う必要がある。したがって、この改善は、測定される電流が６０秒間厳密に安定していなければならない、という新たな制約を導入する。これは、測定量がもちろん制限されずに連続的に変化する（広義の）イオン化チャンバの電流を測定するための条件には全く対応しない。
【００３７】
高精度の計測における電流測定用の電子回路。
計測を実行するＬＮＨＢ（Ｌａｂｏ  Ｎａｔｉｏｎａｌ  Ｈｅｎｒｙ  Ｂｅｃｑｕｅｒｅｌ）またはＬＮＥ（Ｌａｂｏ  Ｎａｔｉｏｎａｌ  ｄ’Ｅｓｓａｉ）タイプのデバイスには類似点があり、非常に高額で電子棚のボリュームを有する。
【００３８】
ＬＮＨＢにおいて、測定ベンチは、特に病院施設用のイオン化チャンバ（「主要な」（すなわち基準検査室））の正確な較正の専用である。電子回路部分は、非常に低い電流を測定するためのＫｅｉｔｈｌｅｙデバイスで構成されている。この回路の入力インピーダンスは、１０１４Ωを上回る。（１ＴΩ＝１０１２Ω）。積分するコンデンサは、デバイスの外部の標準コンデンサで構成されている。このシステムのバックグラウンドノイズは約０．１ｆＡである（本発明では１ｆＡであり、原価が１００倍安い）。
【００３９】
図２によれば、積分するコンデンサを構成するコンデンサＣ１は、電流制限抵抗器と直列接続された電気機械式リレーＳＷ０によって放電される。
【００４０】
ＬＮＥにおいて、チャンバとのインターフェースをとる電子式の部分は、ＬＮＨＢの積分回路に非常に近い積分回路に接続された、計測品質の演算増幅器を使用して開発されたプロトタイプ回路によって実行される。この演算増幅器の入力インピーダンスは、１０１４Ωを上回る。（１ＴΩ＝１０１２Ω）であり、経時的に安定している。積分するコンデンサは、外部の標準コンデンサで構成されている。このシステムのバックグラウンドノイズは約０．１ｆＡである（本発明では１ｆＡであり、原価が１００倍安い）。
【００４１】
これら２つのケースでは、使用される標準コンデンサが高額である。その上、標準コンデンサは、それ自体が非常に高額な（たとえば数ユーロサンチームではなく約５０ユーロの）標準抵抗器と合同して使用され、それらを管理するのは複雑であり（在庫に限りがあるために前もって計画的に注文する必要がある）、この複雑さおよびこれらの原価は増加する可能性が高い。最後に、それらの扱いは繊細であり、人間の皮膚によって残されたリポタンパク質フィルムならびに無機塩類および水分が、示された値の前に無視できない漏れ抵抗を形成するので、手袋を使用する必要がある。
【００４２】
積分するコンデンサを構成するコンデンサの放電は、ほとんどの場合に電流制限抵抗を介してこのコンデンサを短絡する電気機械のスイッチによって行われる。このスイッチは、わずかな停止も誘起しないように高性能でなければならない。このスイッチは一般に金の接点を必要とするため、その原価が高く、増大するのみである可能性がある。ＬＮＥの場合、短絡リレーの制御電流が過度の障害になると考えられ、制御巻線が、ステッパ電動機によって変位される永久磁石に置き換えられる。これらの部品は非常に高額であり、これらの原価は、今後急速に増加する一方である可能性がある。
【００４３】
積分するコンデンサの値の選択は、測定すべき電流の大きさに関連する。コンデンサが小さければ、接続は、チャンバの極性化電圧におけるあらゆる変動に対して、より敏感に反応するであろう。実際は、電流源と並列のコンデンサによってモデル化され得る、チャンバの寄生コンデンサが、直列の積分コンデンサのキャパシタンスと共に、極性化電圧の変動を分割するキャパシタンスブリッジを生成する。
【００４４】
コンデンサが大きければ、同一の技術を使用して、その経時的安定性はより大きいが、測定時間がより長くなる。
【００４５】
ＬＮＥとＬＮＨＢは異なる目的を有する。したがって、ＬＮＥとＬＮＨＢはコンデンサの値を選択する。
【００４６】
ＬＮＥは、たとえば非常に高い値の（ＴΩよりも大きい）電流計較正器または標準抵抗器向けの非常に低い電流の測定専用である。したがって、ＬＮＥは約０．１から１ｐＦの最小限の積分するコンデンサを使用する。この非常に小さい値を考慮して、ＬＮＥは、無数の使用上の注意を必要とし、実際上、ガードリングによって境界を定められた乾性ガスの誘電体を有する差動コンデンサを実行しなければならない。全体がシールドケーブルによって回路に接続される。このタイプのデバイスは、ほとんど価格を無視して性能最適化を目的とするものであり、明らかに工業製品では考慮され得ない。
【００４７】
ＬＮＨＢは、放射線場または病院用イオン化チャンバの較正専用である。特定のデバイスのＸ線パルス発生器の存在を考慮して、ＬＮＨＢは、積分回路を飽和させることなく、イオン化チャンバ上でこれに由来する数十ｐＣまたはｎＣを受け取ることができなければならない。このために、ＬＮＨＢはより大きいコンデンサを使用しなければならない。実際に、ＬＮＨＢは、少なくとも３００ｐＦのコンデンサを使用する。
【００４８】
積分器として使用されるＢａｂｙｌｉｎｅタイプの携帯用検知器は、数ｎＦの積分するコンデンサを使用する。実際、このタイプの携帯用検知器は、飽和することなく、また別のコンデンサに切り換えることもなく、放射線量の非常に広範囲の流量を対象として含むことができなければならない。その上、オペレータによって実行されるその放電は機械的であって、そのため高速のリセットは不可能である。
【００４９】
これらのデバイスは演算増幅器を用いた入力回路を有し、演算増幅器のオフセットは、図２の通りに供給電圧間の分圧器によって調節される。
【００５０】
携帯用放射線学における測定。
専門家によって認められているよく知られているデバイスにＢａｂｙｌｉｎｅがある。このデバイスは、約３００Ｖの極性化電圧によって給電された約０．５リットル（５００ｃｍ３）のボリュームを有するイオン化チャンバと、手動で切り換えることができる２つの電流測定回路を有し、それは積分による電流測定またはトランスインピーダンスとして接続された増幅による測定のいずれかであるが、非常に高価で扱うことが困難な、非常に大きい（ＴΩよりも大きい）値の標準抵抗器を必要とする。
【００５１】
積分器としてのＢａｂｙｌｉｎｅは、機械的放電デバイスが回転式手動スイッチであることを除けば、ＬＮＨＢまたはＬＮＥのデバイスと同様に動作する。入力インピーダンスには類似点があり、静電荷に過敏な部品の導入に関連する困難によって、グラウンドおよびワークベンチに接続されたブレスレットを強いられる。当時の設計では、演算増幅器が一体型の部品ではなかったので、増幅は、過去にはＦＥＴ、現在はＭＯＳ−ＦＥＴといった個別の部品を用いて行われる。その上、これらの部品のうちのいくつかは、ますます希少になり、ますます高額になっている。
【００５２】
金の接点を有するスイッチは、積分なしの直接測定への切り替えを可能にする。次いで、増幅器は、電流を電圧に変換するトランスインピーダンス増幅器として接続される。この接続は、瞬時放射線量の直接測定を可能にするが、積分器を伴う従来のデバイスは、瞬間信号を取得するために微分を必要とする。
【００５３】
このＢａｂｙｌｉｎｅは、そのトランスインピーダンス測定のために、高額で脆弱なうえに温度の影響を受けやすい高抵抗の標準抵抗器の使用をさらに必要とする。標準抵抗器は、扱うのに、大変な使用上の注意をさらに必要とする。
【００５４】
このＢａｂｙｌｉｎｅの入力回路は、当初はＦＥＴを用い、次いで後のバージョンではＭＯＳ−ＦＥＴを用い、供給電圧と高抵抗の間の分圧器によるリーク電流の調節も備える。
【００５５】
より性能が劣った他のデバイスでもブロック図は同一であるが、部品は、それほど高額でなく、かつ／またはそれほど注意深く接続されない。電磁放電スイッチは、静的スイッチによって実行されることがあるが、測定の予知に大幅な影響を及ぼさないためには、通過状態の抵抗と導体状態の抵抗の間の比が小さすぎる。具体的には、開回路におけるその抵抗が１００ＴΩの最小値に達しない。また、静的スイッチが誘起する過大なリーク電流は、相殺できるほど十分に一定ではない。
【００５６】
およそ数ｆＡの電流を測定するには、いくつかの部品のインピーダンスは非常に高い（＞１００ＴΩ）必要があり、積分器が備える積分するコンデンサは、非常に正確な値まで定期的に放電されなければならず、この値は用途によって変化し得る。並列に配置された機械的リレーはこの機能を満たすことができ、電子スイッチは開回路におけるインピーダンスが小さすぎて（せいぜい約１ＴΩで）、過大なリーク電流を誘起する。
【００５７】
要約すると、従来技術は２つの部門に分類される。第１の部門は、小さい値のコンデンサの非常に急速な充放電を選択することによって、積分による純粋な測定を回避するものであり、その場合には、測定は、もはやアナログ積分によって直接実行されるのではなく、充電／放電のサイクルをカウントすることによって間接的に実行される。その性能はそれほど高くないが、これは、通過状態とブロック化状態の間の抵抗の点からそれほど高性能でないスイッチング電子回路の使用を可能にし、積分コンデンサを放電するために１秒につき数千回の切換えを可能にする。
【００５８】
正確性および測定の代表性に対してより関心を持つ、他の回路のすべてが同じ不都合を共有し、ごく最近のＬＮＥおよびＬＮＨＢでさえ、非常に高性能の受動部品と、計測の演算増幅器と、やはり高性能のスイッチとに基づくものである。これらの不都合は、主として積分コンデンサ（すなわち、その容量が、積分するコンデンサを構成するコンデンサ）と並列にスイッチングが起きるという事実、またはこの積分コンデンサと、リセットするとき（すなわち測定の前に積分コンデンサをＱ０の初期荷電状態に充電するとき）この積分コンデンサに関連する演算増幅器との間で直列にスイッチングが起きるという事実に由来するものである。従来技術のこれらのデバイスについては、積分コンデンサと関連する演算増幅器との間の直列のスイッチによって回路が遮断されるか、またはこのコンデンサの端子間が（場合により、この部品を損傷しない値に電流を制限する低抵抗器を介して）短絡されるか、のいずれかである。したがって、この積分コンデンサ（換喩により、この積分するコンデンサ）と演算増幅器の間の接続のすべてが、積分状態とリセット状態の間で変化する。
【００５９】
これは制限のある性能に由来するものであり、ますます高額になっている非常に高性能の部品を使用することによってこの制限を克服するための努力がなされており、その実装形態が繊細であるために、制約のある条件に対応する高度に有能な人員が必要とされる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００６０】
【非特許文献１】「Ｈａｕｔｅ  Ｅｃｏｌｅ  ｄ’Ｉｎｇｅｎｉｅｒｉｅ  ａｎｄ  ｄｅ  Ｇｅｓｔｉｏｎ  ｄｕ  Ｃａｎｔｏｎ  ｄｅ  Ｖａｕｄ（ＨＥＩＧ−ＶＤ）」、Ｒｅｖｕｅ  Ｐｏｌｙｔｅｃｈｎｉｑｕｅ、２０１３年１１月、スイス、（ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｐｏｌｙｍｅｄｉａ．ｃｈ／ＲｐＡｒｔｉｃｌｅｓ／ｖｉｅｗ／３３６）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００６１】
本発明は、従来技術の第２の部門（Ｂａｂｙｌｉｎｅ、ＬＮＥ、ＬＮＨＢ）に沿って、積分コンデンサ（換喩により、積分するコンデンサ）の接続におけるいかなる変更も導入することなく、または積分するコンデンサ自体におけるいかなる変更も導入することなく（短絡することなく）、あるいは回路の測定状態とリセット状態の間の関連する演算増幅器（直列スイッチなし）を用いて、積分による純粋なアナログ測定の構成にとどまることを目的とするものである。これは、原価が低減する見込みの低コストの部品のみを使用し、対して、従来技術の電子回路は、今後原価が増加すると見込まれる非常に高額な部品を使用する。
【課題を解決するための手段】
【００６２】
言い換えれば、本発明は、積分状態とリセット状態において、積分コンデンサ（換喩により、積分するコンデンサ）が同様に接続される回路によって積分を実行するものである。積分器をリセットするために積分コンデンサの電極を短絡することを可能にする方法はない。
【００６３】
本発明は、そのため、積分によって電流を測定するためのデバイスを提案するものであり、前記デバイスは：
−  測定すべき電流が印加される第１の反転入力を備える第１の演算増幅器ＯＰ１と、
−  第１の演算増幅器ＯＰ１の第１の反転入力とこの第１の演算増幅器の出力の間に配置された積分コンデンサと、
−  第１の演算増幅器ＯＰ１の第１の反転入力に接続された能動電流源であって：
・デバイスの第１の測定状態においてデバイスのリーク電流を補償し、
・積分コンデンサが有し得る最大値ＱＭａｘ
と実質的に等しい積分コンデンサの荷電値によって引き起こされるデバイスの第２のリセット状態において、この荷電をその初期値Ｑ０に戻すことができる電流を生成するように構成されている、能動電流源と、
−  制御手段であって：
・第１の演算増幅器の出力における電圧ＶＣ０に対応するＱ０の初期荷電状態を記憶し、
・デバイスを測定状態にして、積分コンデンサの荷電が第１の演算増幅器の出力における電圧ＶＣＭａｘに対応するＱＭａｘに実質的に到達するまで、その状態に保ち、
・積分コンデンサの荷電が、第１の演算増幅器の出力における電圧ＶＣＭａｘに対応するＱＭａｘに実質的に到達したとき、積分コンデンサの荷電がＱ０に実質的に到達するまで、デバイスをリセット状態にするように構成されている、制御手段とを備える。
【００６４】
積分コンデンサの初期荷電値Ｑ０はゼロに選択され得るが、回路の供給電圧を考慮して物理的に到達可能な任意の値にも選択され得る。
【００６５】
積分コンデンサが有し得る最大の荷電値ＱＭａｘは、回路の供給電圧を考慮して到達することができる演繹的最大値である。しかしながら、オペレータ自身が、特定の測定環境において、ＱＭａｘの値を、Ｑ０と、供給電圧を考慮して到達することができる最大値との間に設定するように選ぶことができる。したがって、測定すべき電流の符号を考慮して、測定すべき電流の影響下でＱ０およびＱＭａｘを通過することを可能する方向にＱ０とＱＭａｘの間の変化の範囲を設けるのが適切であり、その差ＱＭａｘ−Ｑ０は測定すべき強度に適切である。
【００６６】
信号のグラウンド基準は、供給電圧間の中央の電位に相当する。回路が単一の電源によって給電されるとき、このグラウンドは、抵抗を介して生成される中央の電位に選択され、しかしながら、この仮想グラウンド電位は、システムが線形動作にとどまるならば、供給電圧の間のいかなる電位にも設定され得る。回路が２つの対称の電源によって給電されるとき、このグラウンドはそれらの共通点に相当する。
【００６７】
能動電流源という用語は、それを通り抜ける信号の電力よりも大きい電力を供給することができる半導体を備えることを意味する。そこで、この電力差は、電源からエネルギーを供給する、関連する回路に由来するものである。そのため、第１の演算増幅器の反転入力の一方の方向または他方の方向に注入される電流は、本発明による全体の回路の電源と演繹的に同一であるこの能動回路の電源に由来するものである。結果的に、この電流の注入点が有する浮遊電位は、第１の演算増幅器の反転入力によって同注入点に課されるものに追従する。実際上、この浮遊電位は、通常の使用状態の下では１ｍＶ未満しか動かない。
【００６８】
より詳細には、この電流源は、図３に示されるようにフォロアとして接続された第２の演算増幅器ＯＰ２を備える。好ましくは、これら２つの増幅器（ＯＰ１およびＯＰ２）は同一のケースに組み込まれ、そのため同一の温度になる。この能動電流源の好ましい実施形態は、フォロアとして接続された演算増幅器ＯＰ２で構成されており、第１の高抵抗Ｒ５（５００ＭΩよりも大きく一般的には１ＧΩ）を使用する小さい正反応をさらに備える。この図３は本発明の基本バージョンを示すものであり、これに関していくつかの有利な改善を説明する。
【００６９】
この基本バージョンは以下のように動作する。第２の演算増幅器ＯＰ２は、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力の電圧フォロワとして接続されており、第２の演算増幅器の出力と第２の演算増幅器の反転入力の間に実質的に単位利得を有するように、非常に強い逆反応（非常に低い抵抗、ここではゼロ）を伴う。したがって、第２の演算増幅器の出力における電圧は、第２の演算増幅器の非反転入力の電圧と常に等しく、これは、第１の演算増幅器の反転入力の電圧と同一であり、物理的不完全性は各部品に近い。実際には、せいぜいおよそ数百μＶのわずかなオフセットがあり、これは準一定であって、第１の演算増幅器の反転入力の入力電圧における変化のすべてに追従する。電流源はこのオフセットに基づく。
【００７０】
第２の演算増幅器ＯＰ２の出力と第１の演算増幅器ＯＰ１の非反転入力の間には、図３の例では１ＧΩである、一般に５００ＭΩよりも大きい高抵抗Ｒ５が接続されている。高抵抗Ｒ５の両端子には、数百μＶの実質的にｄ２−ｄ１で一定のｄｄｐ（電位差）があるので、高抵抗Ｒ５にはｉ＝（ｄ２−ｄ１）／Ｒ５の電流、すなわち数値では数１０−４Ｖの１０−９倍すなわち数１０−１３Ａが流れる。第１の演算増幅器の反転入力に注入されるこの電流は非常に安定しており、このことが、以下で説明されるオフセット回路を用いてその大部分を補償することを可能にする。したがって、図３に示されたものなど、ＯＰ２で構成されたこの回路の逆反応および反応が、電流源として動作するデバイスを構成する。
【００７１】
その上、この電流は、第２の演算増幅器ＯＰ２の反転入力に印加されるオフセットによって調節され得る。この代替形態が図３に示されている。回路の製造時に手動で調節され得る（オペレータによる工場設定）第１のオフセットは、ポテンショメータＶＲ１（一般的には１００ｋΩ）によって、正の供給電圧とグラウンドの間で得られる電位ＶＲ１で構成され、ポテンショメータＶＲ１のカーソルには抵抗Ｒ７が直列に接続されており、これが、ＯＰ２によってこのオフセット電圧に適用される利得を決定するのを支援する。この利得は、電流源の動作における大きさを考慮して非常に小さくなければならない。この電流源の動作を実質的に変化させないために、ＯＰ２が非常に１に近い利得を有するように、Ｒ８は小さいままでなければならない。しかしながら、比Ｒ８／Ｒ７によって決定されるこの利得は、ＯＰ１の反転入力において数ｆＡよりも大きいオフセットを誘起しないために、およそ数１０００分の１でなければならない。例として、０．００１の利得があれば、ＶＲ１を１ｍＶに設定するとＯＰ１の反転入力上で１ｆＡが得られる。その上、Ｒ７を３０ＫΩと１００ｋΩの間に選択し、Ｒ８を数十Ωに選択することにより、ＯＰ２の利得は約０．００１になる（すなわち、ＯＰ２は反転減衰器として動作する）。
【００７２】
ＯＰ２の利得におけるＲ８、Ｒ７およびＶＲ１の役割を考慮して、Ｒ８、Ｒ７およびＶＲ１は温度において安定していなければならず、５％よりも優れた精密度を有する必要がある。これらの制約を尊重したうえで、ポテンショメータＶＲ１を手動で調節すると、ＯＰ２の動作点を相殺することができ、それによって、第１の演算増幅器の反転入力に対する回路のリーク電流をほぼ補償する。これは、第１の演算増幅器の出力電圧Ｖｃと、いかなる測定すべき電流も印加する前に第１の演算増幅器が有するドリフトとを測定することによって確認される。参考までに、１００ｐＦの積分するコンデンサに対して１０ｆＡの電流は、Ｖｃに、１ｍＶ／１０秒すなわち１００秒につき１０ｍＶの変化をもたらすことになる。しかしながら、そのようなオペレータの設定が必要とされるのは、生産直後に工場を出るとき、または場合により機器に対する衝撃または例外的に高負荷の期間の後のみである。
【００７３】
Ｒ７およびＶＲ１によるオフセットの調節は、回路が測定状態のときのリーク電流をできる限り補償して、約１ｆＡから１０ｆＡの範囲にするように調節される。本発明の回路に、１つの状態から別の状態への切換えを制御するためのマイクロコントローラが備わっていると、このマイクロコントローラが、論理出力ＬＯ４上にＰＷＭパルスを有利に送出することができ、その平均値がＲ７およびＶＲ１のオフセットと加算され、そのため、ＯＰ１（図４）の反転入力におけるリーク電流を実質的に相殺するように、電流源の電流を自動的に調節する。ＬＮＥ、ＬＮＨＢなどの以前のデバイスと同様に、このデバイスまたはＢａｂｙｌｉｎｅもしくはガスチャンバタイプのデバイスでさえ、本発明によるデバイスは個別の２つの状態を有する。第１の状態は、積分コンデンサ（図２の従来技術におけるＣ１、図３および以下の図の本発明におけるＣ５）を充電することによる測定すべき電流の積分に対応するものであり、そのコンデンサは積分するコンデンサと称される。本発明のこの第１の状態は、上記で説明された電流源によって、リーク電流のより優れた補償を可能にするものである。
【００７４】
積分による増幅器のための第２の状態は、測定すべき電流の影響下でこの荷電を無限に増加することはできないので、積分コンデンサの荷電をその初期値Ｑ０にリセットすることである。従来技術では、このリセットは、積分コンデンサの電極間を短絡することによる突然の放電であり、この短絡は、電流のピーク値を制限するように意図された小さい値の抵抗によって実行され得る。本発明によれば、このリセット状態は、もはや積分コンデンサの短絡ではなく、測定すべき電流に由来する逆方向の充電電流による、積分コンデンサの逆方向の充電である。これは、たとえば別の電位差ブリッジおよびスイッチ（これらは当業者にとって明白なので図示されていない）によって、たとえばＯＰ２の反転入力に対して適切な符号で大きい値のオフセットを印加することにより、電流源のオフセットを一時的に修正することによって、苦労して行われ得る。しかしながら、この単純な方法は性能がほとんど得られず、１つの状態から別の状態への切換えが困難なはずである。その上、リセット電流は、測定による電流よりもはるかに強く、これと逆方向であるのが望ましい。この電流は、最後のリセット以後に蓄積された電荷の蓄積効果を相殺し、積分コンデンサの荷電値をその初期値Ｑ０に置き換える。この電流は、測定すべき電流よりもたとえば１０倍、１００倍、または１０００倍大きく、コンデンサをその初期値に戻すのが、１０倍、１００倍、または１０００倍速くなるはずである。したがって、この値は、本発明の範囲を離れることなく非常に広い範囲で変化され得、この値を制限するのは、回路および所望の積分時間の技術条件のみである。回路の安定性をさらに害するほど非常に強い電流が要求されないことだけが保証されればよく、このことは当業者にとって重要ではない。
【００７５】
優先的には、１つの状態から他の状態へのこの切換えは、２つのダイオードＤ１およびＤ２ならびに小さい値（一般的には１ｋΩ）の抵抗Ｒ１０を備える改善によって行われる。図４および図５は、マイクロコントローラによって作動される場合の回路における上記素子の組込みを示すものであり、これは非常に有利である。しかしながら、本発明は、ＬＯ３およびＬＯ４として示されたマイクロコントローラ出力を、ダイオードＤ１およびＤ２にスイッチに対する手動動作で手動で印加されるかまたは論理回路によって印加される論理電圧に置き換えることによっても実行され得る。この簡易化された実現は当業者にとって明白なので、図示されていない。図４および図５に示される、逆向きに接続されたダイオードＤ１とＤ２は、小さい値（一般的には１ｋΩ）の抵抗Ｒ１０の下流の、ＯＰ２の出力（その電位はＶｃｃ／２に非常に近い）に対する共通点で始まり、その他端は：
−  Ｄ１については、そのカソードによってダイオードＤ１とＤ２の共通点およびＲ１０に接続され、アノードは、小さい値の保護抵抗Ｒ１１によって、回路が測定状態のときにはローの論理レベルに接続され、回路がリセット状態にあってＣ５に向けて第１の方向へ電流を注入することが望まれるときにはハイの論理レベルに接続され、
−  Ｄ２については、そのアノードによってダイオードＤ１とＤ２の共通点およびＲ１０に接続され、カソードは、回路が測定状態のときにはハイの論理レベルに接続され、回路がリセット状態にあってＣ５に向けて第２の方向へ電流を注入することが望まれるときにはローの論理レベルに接続される。
【００７６】
これらの論理レベルは、当業者にとって明白であり、したがって示される必要のない機構に従って、スイッチによって手動で、または論理回路によって印加され得る。しかしながら、本発明による回路がマイクロコントローラを有する場合には、これらの論理レベルはマイクロコントローラによって非常に有利に印加される。この構成は図４および図５に示されている。この場合：
−  Ｄ１のアノードは、（約１００Ωの）Ｒ１１によってマイクロコントローラの論理出力ＬＯ２に接続されており、回路が測定状態のときにローの論理レベルになり、回路がリセット状態にあってＣ５に向けて第１の方向に電流を注入することが望まれるときにはハイの論理レベルになり、
−  Ｄ２のカソードは、マイクロコントローラの論理出力ＬＯ３に接続されており、回路が測定状態のときにハイの論理レベルになり、回路がリセット状態にあってＣ５に向けて第２の方向に電流を注入することが望まれるときにはローの論理レベルになる。
【００７７】
次いで、マイクロコントローラが、積分コンデンサの荷電状態に従って、１つの状態から他の状態への変化を起動する。マイクロコントローラが、積分器として接続された演算増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖｃを直接制御して、その第１のアナログ入力ＡＩ１に入力するので、この状態はマイクロコントローラに知られている。
【００７８】
回路が積分による測定状態であるとき、２つのダイオードＤ１とＤ２は、マイクロコントローラの制御によって逆に極性化される。これらのダイオードはおよそ数ｐＡの逆電流を有するが、これらの電流は厳密に同一ではなく、差から生じる電流は抵抗Ｒ１０を介してＯＰ２の出力によって収集される。抵抗Ｒ１０を通り抜けるこの電流が生成する電圧は、ＯＰ２の出力に付加されるか、またはＯＰ２の出力に関係するように戻される。これによって、ＯＰ２の出力電圧が数ｎＶ変化するが、電流源に対する影響は無視できるものである。
【００７９】
リセットと称される回路の第２の状態では、マイクロコントローラは、その論理出力の一方または他方を作動するかどうかに従って、積分するコンデンサの急速な充電または放電を強制する：
−  ダイオードＤ１が導通する場合、抵抗Ｒ５（１ＧΩ）の電位は供給電圧からＤ１の電圧降下を減じたもの、すなわちＶＣＣ−０．６Ｖになって、コンデンサを約１ｎＡの電流で充電し、
−  導通するのがダイオードＤ２である場合、抵抗Ｒ５（１ＧΩ）の電位が０．６Ｖになって、積分するコンデンサを１ｎＡの電流で放電する。１００ｐＦのコンデンサについては、電圧は１００ミリ秒で１Ｖだけ変化し得る。このシステムは、いかなる機械的接触器システムまたは電子的接触器システムも利用しない。
【００８０】
第２の状態では、ダイオードＤ１とＤ２が同時に導通することはない。しかしながら、ダイオードＤ１とＤ２が、プログラミングエラーまたはマイクロコントローラの欠陥に誤って追従することがある。そのとき循環する可能性がある電流を制限するために、１００Ω程度の抵抗Ｒ１１が、マイクロコントローラの論理出力間の電流を制限するように挿入される。
【００８１】
しかしながら、本発明は、従来技術のデバイスと全く互換性のない別の有利な特性を有する。本発明は、開始状態における積分コンデンサの荷電Ｑが、もはやゼロに限定されないことを可能にする。実際、本発明によれば、コンデンサは積分測定の初めに荷電Ｑ０を有することができ、これは、たとえば積分状態の終了時に測定すべき電流を生じさせることができる荷電の逆の符号の荷電であり得る。回路の最高技術的な可能性において、その値は、到達したＱ＝ＣＶＭａｘであり得る最大荷電に設定され得、ここで、ＶＭａｘは積分コンデンサが充電され得る最大電圧であるが、測定すべき電流の影響下の荷電の変化とは逆の符号を有するものである。そのため、測定すべき電流によって荷電が減少する場合、積分コンデンサは、当初はＣＶＭａｘと等しい正の値にあらかじめ充電され得る。これによって、本発明によるデバイスは、従来技術のデバイスの２倍の測定範囲が可能になる。
【００８２】
本発明によるこの第２の状態を要約すると、この状態は、積分コンデンサが配置され得るとき、２つの状態の間の、積分コンデンサ自体の接続と、関連する演算増幅器の接続との変更がないことによって特徴付けられ得る。しかし、この状態は、このコンデンサの有効荷電が最大値ＱＭａｘに到達したとき、第１の積分するコンデンサをＱ０の初期荷電状態にすることができる電流を生成する電流源の容量によっても特徴付けられ得る。言い換えると、このリセット状態では、本発明の電流源は、測定すべき電流より少なくともＫ倍大きい電流を適切な方向で積分コンデンサに注入することができ、積分コンデンサを少なくともＫ倍速くＱ０の荷電状態にし、このことはデバイスのリセットを構成する。値Ｋは少なくとも１０であるが、より一般的には、採用される測定に応じて、１００、１０００またはそれ以上でさえあり得る。したがって、本発明は、積分するコンデンサＣ５を、開始時であろうとそれぞれのリセット状態であろうと可能な荷電値Ｑ０のすべてにすることができる電流源を備える。この、積分コンデンサをＱ０に充電させることが、デバイスのリセットを構成し、これが、上記で測定状態と称された第１の状態に再び切り換えることを可能にする。
【００８３】
ＯＰ１の出力電圧の最大値は、測定範囲の終端におけるその絶対値によって限定される。実際、本発明は、任意のＱ０の荷電状態から始めて、次いで測定範囲の終端を、回路の供給電圧を考慮して積分コンデンサが到達し得る最大の荷電値ＱＭａｘにすることを可能にするものである。測定すべき電流がこの荷電を変化させることになる方向が知られている場合、本発明は、Ｑ０とＱＭａｘの間で可能な変化のうち最も広い範囲を得るように、荷電Ｑ０を逆の方向における最大の可能な値に選択することを可能にするものである。
【００８４】
第１の演算増幅器から出力されるアナログ電圧は、デバイスによって測定すべき電流のすべてを表す。大きい閾値ＶＭａｘは、たとえばマイクロコントローラによって構成され、記憶され得る。マイクロコントローラは、論理信号（デジタル）を送ることによって、測定状態またはリセット状態のデバイスを切り換える。
【００８５】
図４が図解的に示す好ましい実施形態は、この切換えが、第１のダイオードＤ１および逆に極性化された第２のダイオードＤ２と、これらのダイオードの共通点と第２の演算増幅器ＯＰ２の出力の間に配置された抵抗Ｒ１０とを用いてマイクロコントローラによって制御されるものである。第１のダイオードＤ１のアノードはマイクロコントローラの第１の論理出力に接続されており、第２のダイオードＤ２のカソードはマイクロコントローラの第２の出力に接続されており、そこで、マイクロコントローラの第１および第２の出力が、デバイスの初期化状態と測定状態の間の切換えの制御を可能にする。この切換えは以下のように機能する。回路の積分状態では、２つのダイオードＤ１とＤ２は逆に極性化される。そこで、ダイオードＤ１とＤ２のそれぞれがおよそ数ｐＡの逆電流を有するが、これらの電流は完全に等しいわけではない。２つの逆電流の間の差が、抵抗Ｒ１０を介してＯＰ２の出力電流に対して代数的に加算される電流になる。Ｒ１０は、その端子においてそのように生成されたｄｄｐが電流源の動作をひどく妨害することのないように、十分に小さい値に選択される。一般的にはＲ１０は約１ＫΩであり、Ｒ１０の端子には数ｎＶが生じる。しかしながら、逆リーク電流が１ｐＡよりも大きいダイオードが選択されると、電流の差が、わずかに温度の影響を受けやすくなり得る。
【００８６】
本発明による回路の測定状態では、Ｄ１に関連したマイクロコントローラの論理出力ＬＯ２はロー状態であり、Ｄ２に関連した論理出力ＬＯ３はハイ状態である。リセット状態では、マイクロコントローラがその論理出力ＬＯ２（保護直列抵抗を介してＤ１のアノードに接続されている）をハイレベルにすると、Ｄ１が導通して抵抗Ｒ５（一般的には１ＧΩ）の電位がＶＣＣ−０．６Ｖになり、積分するコンデンサＣ５を１ｎＡの電流で充電する。
【００８７】
リセット状態では、それと反対に、マイクロコントローラがその論理出力ＬＯ３をローレベルにすると、ダイオードＤ２が導通する。次いで、Ｄ２に接続された抵抗Ｒ５の終端の電位が０．６Ｖになり、Ｄ２に１ｎＡの電流が流れ、この電流が、積分するコンデンサＣ５を放電する。
【００８８】
１ｎＡのこの値は１００ｐＦのコンデンサＣ５に対して非常に適切であり、その場合、コンデンサＣ５の端子の電圧は１００ミリ秒につき１Ｖの割合で変化し得る。電流値を、Ｃ５の別の値または異なる充電／放電の電流に適合させるのは容易である。
【００８９】
２つのダイオードと１つの抵抗Ｒ１０とのこの接続は、いかなる機械的接触器システムまたは電子的接触器システムも利用しない。安全上の理由で、Ｄ１に対して約１００Ωの抵抗Ｒ１１が直列に配置されており、２つのダイオードが不幸にして直接極性化された場合（たとえばマイクロコントローラのプログラミングエラーの場合）、マイクロコントローラの出力との間の電流を制限する。この改善により、マイクロコントローラは、２つの個別の論理出力によって、デバイスの測定状態またはリセット状態における切換えを制御する。
【００９０】
イオン化チャンバの電流を受け取るように意図された接続に適用する、先の改善と組み合わされ得る別の改善によれば、マイクロコントローラは、第４の論理出力（ＬＯ５）によって生成されるパルス幅変調（ＰＷＭ）を用いてチャンバの極性化電圧を制御することができる。これらのパルスは、極性化の電圧源を制御し得る平均電圧を生成するように構成される。この電圧源は、たとえばステップアップ変圧器とダイオードおよびコンデンサによるポンピングとを用いるステージの知られている技術によるＤＣ−ＤＣコンバータを使用して実行される。
【００９１】
マイクロコントローラを備える前出の改善と組み合わされ得る別の改善によれば、このマイクロコントローラは、第４の論理出力（ＬＯ５）としてＰＷＭで動作する第３の論理出力（ＬＯ４）を使用して、測定すべき電流信号がない状態ではリーク電流を実質的にゼロに保つことができる。第３の論理出力（ＬＯ４）は、約１ＭΩの抵抗Ｒ９によって減衰されて第２の演算増幅器ＯＰ２の反転入力にオフセットを与え、これがポテンショメータＶＲ１および抵抗Ｒ７によって供給されるオフセットに付加される。このオフセットは、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力におけるリーク電流を非常に小さい値（一般的には約１０ｆＡ）に保つのに十分なものである。
【００９２】
優先的に、このデバイスは、前記デバイスの熱ドリフトを測定するための手段も備え、前記手段はマイクロコントローラの入力に接続されている。熱ドリフトを測定するための手段は、たとえば第１の演算増幅器を備えるケースの近辺に、またはこのケースに接して配置された温度センサであり、熱ドリフトを測定するための手段の出力信号は、マイクロコントローラが上記で言及された手段によって電流源に作用することによって熱ドリフトを補償することができるように、マイクロコントローラの入力に印加される。増幅器ＯＰ１とＯＰ２が同一ケースの中にあれば、温度の測定が改善される。
【００９３】
代替形態によれば、本発明による回路は、抵抗性トランスインピーダンス増幅器（図５に示されている）と称される第３の状態によっても動作することができる。この第３の状態への移行は、（好ましくは電子的な）単極切換えスイッチＳＷ１によって制御され得る。単極切換えスイッチＳＷ１の中央接点は、Ｒ５の、ＯＰ２の非反転入力に接続されていない終端に接続されており、積分による電流測定器としての回路の動作を得るためにこの電極をＤ１とＤ２の間の共通点に接続すること、またはトランスインピーダンス増幅器としての回路の動作を得るためにこの電極をＯＰ１の出力に接続すること、のいずれかを可能にする。このスイッチＳＷ１が電子的なものであれば、マイクロコントローラによって優先的に制御可能である。
【００９４】
実際、中央接点がＯＰ１の出力に接続されると、抵抗Ｒ５が積分コンデンサＣ５と並列になり、その影響は回路の動作速度においては小さい。そこで、Ｃ５は、より高い周波数の寄生信号を平滑化するために使用される。これは回路の第３の動作状態に対応し、この状態では、ＯＰ１は、もはや積分器ではなく、逆反応抵抗Ｒ５を伴って抵抗性のトランスインピーダンス増幅器として動作する。この第３の状態への切換えは、オペレータによって手動で実行され得る。しかしながら、回路がマイクロコントローラを備える場合、回路は、このマイクロコントローラによって有利に作動される電気機械式スイッチまたは半導体スイッチによって制御され得る。
【００９５】
本発明による回路がマイクロコントローラを有するとき、このマイクロコントローラは、有利には２つのアナログデジタル変換器を備えることにより、第１のアナログ入力に入るＯＰ１の出力に対応する第１の測定チャネルに加えて、その出力がマイクロコントローラの第２のアナログ入力に入る第３の演算増幅器ＯＰ３によってたとえば１０倍増幅されたＯＰ１のこの同一の出力に対応する、より高感度の第２の測定チャネルを有することができる。
【００９６】
本発明は、積分によって電流を測定するためのシステムにも関し、前記システムは、内部で電流が循環するイオン化チャンバと、前述の実施形態のうちの１つによる積分によって電流を測定するためのデバイスとを備える。
【００９７】
付加された図面を参照しながら以下の説明を読み取れば、本発明の他の特性および利点が明白になる。
【図面の簡単な説明】
【００９８】
【図１】言及された第１の従来技術を構成するＣＩＥＰ  ４２タイプのイオン化チャンバの電子回路の図である。
【図２】言及されたもう１つの従来技術（計測およびＢａｂｙｌｉｎｅ）によってリーク電流を調節するための回路の図である。
【図３】本発明の基本的実施形態において配置された電流源１１を示す図である。
【図４】ダイオードＤ１およびＤ２を有する回路による状態切換えを備え、イオン化チャンバに接続された、本発明による、積分によって電流を測定するデバイスの好ましい実施形態を示す図である。
【図５】積分によって、または抵抗性トランスインピーダンス増幅器として動作する、イオン化チャンバに接続された電流測定デバイスの実施形態を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００９９】
より明瞭にするために、従来技術を対象として含む図１を除くすべての図について、同一の要素または類似の要素は同一の引用符号を用いて示されている。
【０１００】
図１は、積分コンデンサの充放電を非常に頻繁に行って、各充電サイクルの終了時に出力１０を通って測定の電子回路に至るパルスを出す前部の電子回路の図を示すものである。測定すべき電流の評価を示すのは、これらのパルスの数のみである。論理ポートＵ１ＢおよびＵ１Ｃは、ダイオードＤ１（ＰＡＤ  １）と協働する極性化パルスを供給する。
【０１０１】
図２は、本発明と同様に入力電流の純粋な連続測定を実行する従来技術のブロック図を示す。ポテンショメータＶＲ１および抵抗Ｒ１によって形成された全体は、リーク電流を補償することを目的とする極性化を構成する。積分コンデンサＣ１は、最大値に充電されたとき、スイッチＳＷ０がその電極間を短絡することによってリセットされ、スイッチＳＷ０は、最も正確な適用のためには、電磁石によって作動される機械式接点でなければならない。実際、静的スイッチは、オープン状態において、測定すべき電流の前に無視できないリーク電流を有する。
【０１０２】
図３は、本発明の最も基本的な実施形態を示すものである。第１の演算増幅器の出力の電圧ＶＣ０に対応する初期の荷電状態Ｑ０を記憶するためのシステムは、この場合、オペレータの介在によって記憶されるので、言及されていない。手動で、または電流源が電流を生成するのに適切な極性化電圧に接続された半導体スイッチによって、ＯＰ２の反転入力に印加されるさらなるオフセットの同語は、電流の符号および大きさによってコンデンサを初期値Ｑ０に充電することができる。この構成では、オペレータによる、または当業者によって実行される一般的な関連する回路による、Ｃ５の荷電値の監視が必要とされる。図４および図５において、適切には１１である本発明の回路（中央のボックス）は、限定しない例として、イオン化チャンバに関連するものである。ボックス２は、イオン化チャンバＣＩと、イオン化チャンバＣＩへの極性化電圧の供給とを図で示すものである。ＣＩの寄生コンデンサはＣ２によって示されている。中央のボックス１１の電流測定デバイスは、公称３．６Ｖのリチウム蓄電池Ｂａｔ１（または合計で４．８Ｖの４つのＮｉＭＨ蓄電池）の要素にも接続されている。最後に、この電流測定デバイスは、その能動部分に給電するための３．３Ｖの安定化電源にも接続されている。
【０１０３】
測定すべき電流はイオン化チャンバＣＩから出力されて、これを測定するためのデバイスへ送られる。測定デバイス１は、電子回路部分１１と、制御手段の部分とを備える。制御は、最も基本的なバージョンではオペレータによって実行され得、より精巧なバージョンは、これらの機能を与えるために基本論理回路を使用することができる。しかしながら、図４および図５には、マイクロコントローラ１２で構成されたものが示されている。
【０１０４】
図４および図５において、電子回路１１は第１の演算増幅器ＯＰ１を備える。第１の演算増幅器ＯＰ１には、ここでは安定した電圧Ｖｃｃ＝３．３Ｖを送出する直流電圧源が与えられている。測定すべき電流は、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力へ送られる。それぞれが１０ｋΩの抵抗Ｒ１およびＲ２によって構成された分圧器ブリッジにより、第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力および非反転入力は、非反転入力ではＶｃｃ／２の電位およびＶｃｃ／２＋ｄ１となり、ｄ１は、第１の演算増幅器の差動入力電圧を表す。
【０１０５】
第１のコンデンサＣ５は、第１の演算増幅器ＯＰ１に対する逆反応として、すなわち第１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力と出力の間に、接続されている。上記で説明されたように、回路のこのステージは積分器を構成する。積分するコンデンサＣ５の端子における電圧は、測定すべき全電流を表し、演算増幅器ＯＰ１の出力電圧Ｖｃを決定する。この電圧をドリフトさせることにより、イオン化チャンバの出力のように、この電圧値が直接測定するには小さすぎるときに、電流の平均値を得ることができる。
【０１０６】
回路１１は第３の演算増幅器ＯＰ３も備え、これは、積分コンデンサと称される第１のコンデンサＣ５の所望の動作範囲に応じて適合された利得を有する反転増幅器として接続された第１の演算増幅器ＯＰ１の出力に接続されている。ＯＰ１の出力とＯＰ３の反転入力の間に１０ｋΩの第３の抵抗Ｒ３があり、第３の抵抗Ｒ３と第３の演算増幅器ＯＰ３の出力の間に１００ｋΩの第４の抵抗Ｒ４がある。そのため、第３の演算増幅器ＯＰ３の出力電圧は、第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧の１０倍であり、これによって、測定すべき電流が非常に小さいときズーム効果を得ることができる。実際、回路が飽和するリスクを防止するために、第１のコンデンサの電圧動作範囲を回路の電源電圧の０．１から０．９倍にすべきである。測定すべき電流が非常に小さければ（数ｆＡ）、積分するコンデンサＣ５の電圧の変化が遅く、第１のコンデンサの値を小さく構成するか、または第３の増幅器ＯＰ３の出力を、その電圧増幅の性質によって使用することにより、電圧の変化を１０倍にすれば、積分時間を１／１０にすることができる。これによって、イオン化チャンバに由来する電流の測定時間をオペレータにとって快適な値にすることができ、すなわち、携帯用測定器具については、最低レベルに対して１分をほとんど超えない時間になる。
【０１０７】
電圧を測定するために第１の演算増幅器ＯＰ１の出力電圧の増幅された値を渡すことは、必ずしも必要とされるわけではない。実際、０．１Ｇｙ／時間の放射を有するイオン化チャンバについては、Ｂａｂｙｌｉｎｅタイプの携帯用測定器具は、（ＯＰ１の出力において）５Ｖ／秒の増幅されていない出力信号の変化をもたらす。この場合、ＯＰ１の出力電圧を増幅する必要はなく、その測定値は、直接（マイクロコントローラμＣのアナログ入力にＯＰ１の出力電圧を送ることによって）得られる。その上、この場合第３の演算増幅器ＯＰ３の出力電圧は飽和しており、したがってマイクロコントローラμＣによって考慮に入れられない。マイクロコントローラは、第１の演算増幅器ＯＰ１の第１のアナログ電圧Ｖｃを受け取るように第１の演算増幅器ＯＰ１の出力に接続された第１のアナログ入力ＡＩ１を備える。マイクロコントローラは、測定すべき電流が非常に小さいときも作動することができるように、第３の演算増幅器ＯＰ３の出力に接続された第２のアナログ入力ＡＩ２も備える（第３の演算増幅器ＯＰ３によって実行されるズーム効果に関する上記の説明を参照されたい）。
【０１０８】
電子回路１１は、マイクロコントローラによって制御され得る電流源も備え、この実施形態では、同電流源は第２の演算増幅器ＯＰ２によって構成されている。ＯＰ２は、次の４つの機能を同時に実行する：１）非反転フォロア、２）電流源（Ｒ５）、３）反転減衰加算器（ＶＲ１、Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９）、４）ダイオードＤ１およびＤ２のリーク電流の影響の除去（Ｒ１０）。ＯＰ２の第１の機能はＯＰ１の反転入力の端子の電圧に追従するもので、ＯＰ２の＋入力はＯＰ１の反転入力に接続されており、ＯＰ２の出力は５０Ωの抵抗によってその反転入力に接続されている。ＯＰ２の第２の機能はＯＰ１の反転入力において定電流を生成することであり、ＯＰ２の＋入力と出力の間の電圧はわずかに異なる（その差は１ｍＶ未満である）。電流を変化させるために数十ｆＡの電流が抵抗Ｒ５を介してＯＰ１の入力に注入され、ＯＰ２の出力電圧が、ＶＲ１、Ｒ７、Ｒ８によって構成された反転減衰加算器によってオフセットされることになり、ＶＲ１における１ｍＶの変化についてＯＰ２には１μＶの出力があり、これが、Ｒ５を介してＯＰ１の反転入力における１ｆＡの電流変化をもたらすことになる。この調節は手動であり、工場から出荷されるときまたはデバイスの較正中に実行されることになる。この調節により、ＯＰ１の反転入力に約１０ｆＡまでの入力電流を戻すことが可能になる。加えて、パルス幅変調（ＰＷＭ）を用いるマイクロコントローラの論理出力が抵抗Ｒ９に接続され、この変調が累算器の入力に加算され、生成されてＯＰ１に注入される電流も変化させることになり、この機能は、特に温度の影響によるリーク電流のいかなる可能な変動も補正するのに必要とされる。ＯＰ２の最後の機能は、積分モード（測定）において、ダイオードＤ１とＤ２の逆の差動電流を、Ｒ９を介してポンピングすることである。Ｒ１０を通るこの電流による電流源の電流に対する実質的な影響は、ないはずである。積分するコンデンサ（Ｃ５）の充電機能または放電機能が残っているが、この機能は２つのダイオードＤ１およびＤ２ならびにＲ１０により、マイクロコントローラの２つの論理出力によってもたらされる。
【０１０９】
回路の測定状態（積分）では、ダイオードＤ１とＤ２は逆に極性化される。ダイオードＤ１とＤ２はそれぞれがおよそ数ｐＡ、好ましくはｐＡ未満の逆電流を有する。第１のダイオードＤ１のアノードはマイクロコントローラの第１の論理出力ＬＯ２に接続され、第２のダイオードＤ２の第２のカソードはマイクロコントローラの第２の論理出力ＬＯ３に接続される。リセット状態では、これらの２つの論理出力のうち一方が、積分するコンデンサを一方向に充電するように切り換わり、他方は、積分するコンデンサの荷電を初期値Ｑ０にするように切り換わる。マイクロコントローラが、回路を測定状態からリセット状態に切り換えて、切り換えられているのがＬＯ２の状態かＬＯ３の状態かということに従ってリセットの方向を制御することができるのは、これらの論理出力の一方または他方のこの切換えによるものである。第１のダイオードを通る電流と第２のダイオードを通る電流は完全に等しいわけではなく、そのため、それらの差から生じる電流が抵抗Ｒ１０を通ってＯＰ２に戻り、この電流が生成する数ｎＶの電圧による電流源への影響は無視できるものである。第１のダイオードＤ１が導通して第２のダイオードＤ２が導通しないとき、逆反応と称される抵抗Ｒ５の電位はＶｃｃｃ−０．６Ｖになり、そのため第１のコンデンサＣ５を１ｎＡの電流で充電する。第２のダイオードＤ２が導通して第１のダイオードＤ１が導通しないとき、逆反応抵抗Ｒ５の電位が０．６Ｖになり、第１のコンデンサＣ５を１ｎＡの電流で放電する。そのため、電流測定デバイスは回路の電流をリセットするのに機械的接触器を使用しない。マイクロコントローラのプログラミングエラーによってダイオードが直接極性化された場合にはマイクロコントローラの第２の出力と第３の出力の間の電流を制限するために、マイクロコントローラの第２の出力ＬＯ２と第１のダイオードＤ１の間に第１１の抵抗Ｒ１１が配置されている。
【０１１０】
このデバイスは、図５に示されるように、第２の演算増幅器ＯＰ２の出力と第５の抵抗Ｒ５間に配置された第１の電子スイッチＳＷ１も備えることができる。このスイッチにより、Ｒ５の終端に接続された中央接点が、上記で説明されたような積分による測定としてのデバイスの動作のために第２の演算増幅器ＯＰ２の出力に切り換えられるか、あるいはＣ５および第１の演算増幅器ＯＰ１の出力に切り換えられ得る。この場合、第５の抵抗Ｒ５が積分するコンデンサＣ５と並列になり、その効果が、測定に使用される低周波数を支配する。Ｃ５の効果は、いかなる寄生変動も少ししか平滑化しないように限定されている。そのため、この後者の場合には、第１のコンデンサがいかなる寄生変動もフィルタリングする役割を果たすトランスインピーダンス増幅器がある。スイッチＳＷ１は、マイクロコントローラにより、第１の論理出力ＬＯ１によって優先的に制御される。
【０１１１】
デバイスが最初にオンになったときにはリーク電流の相殺が不完全であるため、リーク電流が出現する。しかし、リーク電流が経時的に安定しているため、上記で見られたように、オペレータは、ＯＰ２のまわりの回路の電流源のオフセットを構成するＶＲ１を操作することによって、大部分を工場で相殺することができる。これによって、第２の演算増幅器ＯＰ２の出力電圧を数μＶだけ変化させることができ、そのため、リーク電流を約２０ｆＡどころか数ｆＡにすることもできる。しかしながら、接続がマイクロコントローラを備えるとき、およそ＋８０ｆＡまたは−８０ｆＡの操作すべきマージンが残され、ＰＷＭを約５０％のサイクル比のままにしておくことが好まれ、電流源の自動調整の機能がこの値を数ｆＡに減らすことになる。これは、上記で示された、より正確な少数の仕様を除けば、標準部品を用いて完成された回路に関することである。測定用の演算増幅器を用いれば、この値が低減されるはずであることは明白である。最低条件として上記で言及されたものよりも精密で安定している受動素子が使用される場合、同じことが当てはまる。
【０１１２】
マイクロコントローラは、５００ｋΩと数ＭΩの間の第９の抵抗Ｒ９によって第２の演算増幅器の反転入力に接続されたパルス幅変調（ＰＷＭ）を送出することができる第３の論理出力（ＬＯ４）も備える。この例では、抵抗Ｒ９の値は１ＭΩである。これらのパルスが（考えられる測定周波数で）送出する平均電圧は、ＶＲ１およびＲ７の手動回路のオフセットと並列に第２のオフセットを構成する。そこで、マイクロコントローラは、ＯＰ１の反転入力におけるリーク電流を相殺するために、ＰＷＭパルスのサイクル比に作用するように構成され得る。
【０１１３】
本発明は、上記で図を参照しながら説明された実施形態には限定されず、本発明の範囲を出ることなく代替形態が考えられ得る。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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