(57)【要約】  第１ブランチ及び第２ブランチに電力を供給するＤＣ電源と、第１ブランチ上の第１ノードと第２ブランチ上の第２ノードとの間に接続された共振インダクタと、第１スイッチング信号によって切り替えられる、第１ノード及び共通のグランドに接続された第１スイッチと、第２スイッチング信号によって切り替えられる、第２ノード及び共通のグランドに接続された第２スイッチと、を含んだ誘導型電力伝送のためのプッシュプルインバータである。第１スイッチング信号は、第２ノードがローである時に第２ノードに基づくと共に、第２ノードがハイである時にＤＣソースに基づく。第２スイッチング信号は、第１ノードがローである時に第１ノードに基づくと共に、第１ノードがハイである時にＤＣソースに基づく。【選択図】  図２
2017503459.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導型電力伝送のためのプッシュプルインバータであって、
ａ．第１ブランチ及び第２ブランチに電力を供給するＤＣ電源と、
ｂ．前記第１ブランチ上の第１ノードと前記第２ブランチ上の第２ノードとの間に接続された共振インダクタと、
ｃ．第１スイッチング信号によって切り替えられる、前記第１ノード及び共通のグランドに接続された第１スイッチと、
ｄ．第２スイッチング信号によって切り替えられる、前記第２ノード及び前記共通のグランドに接続された第２スイッチと、
を含み、
前記第１スイッチング信号は、前記第２ノードがローである時に前記第２ノードに基づくと共に、前記第２ノードがハイである時にＤＣソースに基づき、前記第２スイッチング信号は、前記第１ノードがローである時に前記第１ノードに基づくと共に、前記第１ノードがハイである時にＤＣソースに基づく、
ことを特徴とするプッシュプルインバータ。
【請求項２】
前記ＤＣソースは、前記ＤＣ電源である、
ことを特徴とする請求項１に記載のプッシュプルインバータ。
【請求項３】
前記第１ブランチ及び前記第２ブランチは、それぞれ、前記共振インダクタの部分ではないＤＣインダクタを含む、
ことを特徴とする請求項１に記載のプッシュプルインバータ。
【請求項４】
前記共振インダクタは共振キャパシタに並列に接続される、
ことを特徴とする請求項１に記載のプッシュプルインバータ。
【請求項５】
前記共振インダクタは、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのキャパシタンスと共振する、
ことを特徴とする請求項１に記載のプッシュプルインバータ。
【請求項６】
前記共振インダクタは、前記誘導型電力伝送の送電コイルを形成する、
ことを特徴とする請求項１に記載のプッシュプルインバータ。
【請求項７】
動作周波数が約１ｋＨｚから約１００ＭＨｚまでである、
ことを特徴とする請求項１に記載のプッシュプルインバータ。
【請求項８】
動作周波数が約１０ＭＨｚまでである、
ことを特徴とする請求項７に記載のプッシュプルインバータ。
【請求項９】
前記第１スイッチの第１ゲートが、第１ダイオードによって、前記第１ダイオードが順方向バイアスされるときに前記第１ゲートが前記第２ノードによって駆動されると共に前記第１ダイオードが逆方向バイアスされるときに前記第１ゲートが前記ＤＣソースによって駆動されるように、前記第２ノードに接続され、
前記第２スイッチの第２ゲートが、第２ダイオードによって、前記第２ダイオードが順方向バイアスされるときに前記第２ゲートが前記第１ノードによって駆動されると共に前記第２ダイオードが逆方向バイアスされるときに前記第２ゲートが前記ＤＣソースによって駆動されるように、前記第１ノードに接続される、
ことを特徴とする請求項１に記載のプッシュプルインバータ。
【請求項１０】
前記第１ダイオードは第１スピードアップキャパシタに並列で接続され、前記第２ダイオードは第２スピードアップキャパシタに並列で接続される、
ことを特徴とする請求項９に記載のプッシュプルインバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一般にインバータに関する。より具体的には、本発明は、誘導型電力伝送での使用に適した新たな構成のインバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
電気コンバータが、多くの異なるタイプの電気システムにおいて見出されている。一般的に言えば、コンバータは、第１の種類の供給を第２の種類の出力へ返還する。このような変換は、ＤＣ−ＤＣ、ＡＣ−ＡＣ及びＤＣ−ＡＣ電気変換を含みうる。いくつかの構成において、コンバータは、任意の数のＤＣ及びＡＣの「パーツ」を含むことができ、例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータは、変成器の形式でＡＣ−ＡＣコンバータステージを組み込みうる。
【０００３】
用語「インバータ」は、特にＤＣ−ＡＣコンバータを説明するために用いられる場合もありうる。また、このようなインバータは、他の変換ステージを含んでもよいし、より一般的なコンバータとの関係におけるステージでありうる。したがって、用語インバータは、より一般的なコンバータと分離して又は一般的なコンバータとの関係において、ＤＣ−ＡＣコンバータを含むように解釈されるべきである。明確性の目的で、本明細書の残りは、用語「インバータ」によって、用語「コンバータ」がいくつかの状況において適切な選択肢でありうる可能性を排除することなく、本発明のＤＣ−ＡＣコンバータのことを参照する。
【０００４】
インバータの使用の一例は、誘導型電力伝送（ＩＰＴ）におけるものである。ＩＰＴシステムは、通常、誘導型電力送信機及び誘導型電力受信機を含むだろう。誘導型電力送信機は、交流磁界を生成するために適切な送信回路によって駆動される、１つまたは複数の送電コイルを含む。交流磁界は、誘導型電力受信機の１つまたは複数の受信コイルにおいて電流を誘起する。その後、受信電力は、バッテリを充電すること、又は誘導型電力受信機に関連するデバイス若しくは一部の他の負荷に電力を供給するのに用いられうる。さらに、送信コイルと受信コイルとの少なくともいずれかは、共振回路を作る共振キャパシタに接続されうる。共振回路は、対応する共振周波数におけるスループット及び効率を増やしうる。
【０００５】
通常、１つまたは複数の送信コイルには、インバータによって生成された適切なＡＣ電流が供給される。インバータは、所望の波形、周波数、位相及び振幅のＡＣ電流を生成するように構成され又は制御されうる。いくつかの例では、インバータの周波数を、共振送信コイルと共振受信コイルとの少なくともいずれかの共振周波数に整合させるのが望ましい。
【０００６】
ＩＰＴシステムにおいて用いられる１つの既知の種類のインバータは、プッシュプルインバータである。プッシュプルインバータは、通常、協調的なスイッチングを用いて、関連する１つまたは複数の送信コイルを通じて交互方向に電流が流れるようにさせる、スイッチの構成に依存する。スイッチを制御することにより、送信コイルに供給される出力のＡＣ電流を制御することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】国際公開２０１２／１４５０８１号
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】Ｐａｏｌｕｃｃｉ  Ｊ、「Ｎｏｖｅｌ  ｃｕｒｒｅｎｔ−ｆｅｄ  ｂｏｕｎｄａｒｙ−ｍｏｄｅ  ｐａｒａｌｌｅｌ−ｒｅｓｏｎａｎｔ  ｐｕｓｈ−ｐｕｌｌ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ」、２００９年
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
プッシュプルインバータに関連する問題は、スイッチング損失とＥＭＩ干渉とを減らすために、スイッチが、スイッチを渡る電圧が０となるときにスイッチがオン及びオフされるように制御されること、すなわちゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）である。ＺＶＳの実装は、多くの場合、ゼロ交差を検出する追加の検出回路とそれに従ってスイッチを制御する制御回路とを必要とする。この追加の回路は、コンバータに複雑性とコスト高を与える。さらに、いくつかの検出及び制御回路は、高周波数のインバータの要求を満たすことができない場合がある。
【００１０】
既知のインバータに関連するさらなる問題は、安定状態に達するまでその回路を始動させるための専用のスタートアップ回路が必要とされることである。また、これはコンバータに複雑性とコストを与える。
【００１１】
特許文献１は、ヒーターのためのフルブリッジ電力発振器について記載している。発振器は、フルブリッジ構成において、選択的にスイッチオン及びオフされる４つのスイッチを含む。追加の２つのスイッチ（通常のプッシュプルは２つを有する）は、回路デザインおよび制御に対してコスト及び複雑性を追加する。
【００１２】
非特許文献１は、ＺＶＳ共振ステージを有するＤＣ−ＤＣコンバータを開示している。しかしながら、本インバータは、準一定のＤＣ電流をインバータに供給するための追加のＤＣインダクタを必要とする。ＤＣインダクタは、比較的大きいコンポーネントであるため、さらなるコストに加えて、インバータに著しい容積を加える。さらに、共振ステージは、ＩＰＴシステムには適していないかもしれない、分割共振インダクタに依存する。
【００１３】
本発明は、ＺＶＳを達成するための複雑な回路に依存しない誘導型電力伝送のためのインバータ、高周波数でＺＶＳを維持するインバータ、専用のスタートアップ回路を必要としないインバータを提供し、少なくとも公衆に有用な選択の範囲を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
１つの例示の実施形態によれば、誘導型電力伝送のためのプッシュプルインバータであって、第１ブランチ及び第２ブランチに電力を供給するＤＣ電源と、前記第１ブランチ上の第１ノードと前記第２ブランチ上の第２ノードとの間に接続された共振インダクタと、第１スイッチング信号によって切り替えられる、前記第１ノード及び共通のグランドに接続された第１スイッチと、第２スイッチング信号によって切り替えられる、前記第２ノード及び前記共通のグランドに接続された第２スイッチと、を含み、前記第１スイッチング信号は、前記第２ノードがローである時に前記第２ノードに基づくと共に、前記第２ノードがハイである時にＤＣソースに基づき、前記第２スイッチング信号は、前記第１ノードがローである時に前記第１ノードに基づくと共に、前記第１ノードがハイである時にＤＣソースに基づく、ことを特徴とするプッシュプルインバータが提供される。
【００１５】
用語「comprise」、「comprises」及び「comprising」は、様々な管轄区内で、排他的又は包含的な意味に帰するものと考えられうる。本明細書の目的のため、そして、ほかに言及のない限りは、これらの用語は、包含的な意味を有することが意図されている−すなわち、それらは、直接参照を用いてリスト化されたコンポーネントを含むこと、そして場合によっては他の特定されていないコンポーネント又はエレメントを含むことを意味するものと捉えられるだろう。
【００１６】
本明細書における任意の先行技術への参照は、そのような先行技術が共通の一般的な知識の一部を形成することを認めるものではない。
【００１７】
本明細書に組み込まれ、本明細書の一部を構成する添付の図面は、本発明の実施形態を図解し、上で与えられる本発明の一般的な説明、そして、以下に与えられる実施形態の詳細な説明とともに、本発明の原理を説明するために供される。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】誘導型電力伝送システムの一般的な表現を示す図。
【図２】１つの実施形態による、インバータトポロジを示す図。
【図３】図２のインバータの安定状態の動作に対応する波形を示す図。
【図４】図２のインバータのスタートアップ動作に対応する波形を示す図。
【図５】広い周波数範囲にわたる、図２のインバータの安定状態の動作に対応する波形を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
本発明のインバータについて議論する前に、まず誘導型電力伝送（ＩＰＴ）システムについて検討するのが有用である。図１は、ＩＰＴシステム１の表現を示している。ＩＰＴシステムは、誘導型電力送信機２と誘導型電力受信機３とを含む。誘導型電力送信機は、（主電源などの）適切な電源４に接続される。誘導型電力送信機は、インバータ６に接続されるＡＣ−ＤＣコンバータ５を含みうる。インバータは、１つまたは複数の送信コイル７が交流磁界を生成するように、その１つまたは複数の送信コイルにＡＣ電流を供給する。いくつかの構成において、送信コイルはインバータから分離していると考えられうる。１つまたは複数の送信コイルは、共振回路を生成するために、並列又は直列にキャパシタ（不図示）に接続されてもよい。
【００２０】
また、図１は、誘導型電力送信機２内にコントローラ８を示している。コントローラは、誘導型電力送信機の各部分に接続されうる。コントローラは、誘導型電力送信機の各部分から入力を受信し、各部分の動作を制御する出力を生成するように適合されうる。当業者は、コントローラが単一のユニットまたは分離した複数のユニットとして実装されうることを理解するだろう。当業者は、様々な態様の誘導型電力送信機を、例えば電力潮流、チューニング、選択的通電送信コイル、誘導型電力受信機検出、および／または通信を含んだその能力に応じて、コントローラが制御するように適合されうることを理解するだろう。
【００２１】
誘導型電力受信機３は、負荷１１へ順に電力を供給する受信回路１０に接続された、１つまたは複数の受信コイル９を含む。誘導型電力送信機２と誘導型電力受信機が適切に結合されると、１つまたは複数の送信コイル７によって生成された交流磁界が、１つまたは複数の受信コイルにおいて交流電流を誘起する。受信回路は、有機された電流を負荷に対して適切な形式に変換するように適合される。１つまたは複数の受信コイルは、共振回路を作るためにキャパシタ（不図示）に並列又は直列に接続されうる。一部の誘導型電力受信機においては、受信機が、例えば、１つまたは複数の受信コイルのチューニング又は受信回路によって負荷に提供される電力を制御しうる、コントローラ１２を含みうる。
【００２２】
図２は、本発明による誘導型電力送信機のためのインバータ１３の実施形態を示している。インバータは、図１に関連して議論されたように、一般的な誘導型電力送信機２に適しうる。しかしながら、当業者は、インバータが、どのように誘導型電力送信機の他の取りうる構成に適し又はその中で動作するように適合しうるか、そして本発明がこの態様に限定されるべきではないことを理解するだろう。
【００２３】
インバータ１３は、インバータ１３の残余にＤＣ電力を供給するためのＤＣ電源１４を含む。１つの実施形態において、ＤＣ電源は、ＡＣ−ＤＣコンバータ（例えば、図１に関連して議論されたＡＣ−ＤＣコンバータ５）でありうる。ＡＣ−ＤＣコンバータの動作は、適切なコントローラによって制御されうる。ＡＣ−ＤＣコンバータが誘導型電力送信機の特定の要求に従って制御されうることが理解されるだろう。例えば、ＡＣ−ＤＣコンバータは、インバータに供給されるＤＣ電力の電流又は電圧が誘導型電力送信機の電力要求または関連する誘導型電力受信機の電力要求を満たすように制御されうる。
【００２４】
ＤＣ電源１４は、ブリッジトポロジの２つのブランチに電流を供給する。明確性の目的で、これらは、第１ブランチ１５及び第２ブランチ１６と呼ばれるものとする。各ブランチは、ＤＣインダクタ、すなわち、第１ＤＣインダクタ１７及び第２ＤＣインダクタ１８を含む。ＤＣインダクタは、ＤＣ電源によって供給された平均電流を、半分に分割する。ＤＣインダクタの効果は、以下でより詳細に説明されるように、インバータの他の部分への電流を基本的に一定とするためにならすことであることが理解されるだろう。すなわち、インバータは、「電流型」である。理解されるように、これらのＤＣインダクタは、共振に関与せず、後述の共振インダクタおよび共振キャパシタを含んだ共振タンクとは分離されている。
【００２５】
インバータ１３は、第１ブランチ１５と第２ブランチ１６との間に第ノード２０及び第２ノード２１においてそれぞれ接続される共振インダクタ１９を含む。以下でより詳細に説明するように、スイッチのペアのスイッチングが共振インダクタを通る電流の向きを交互にさせ、結果としてＡＣ電流を生じさせる。共振インダクタは、共振回路を作るために共振キャパシタに接続されうる。図２では、共振インダクタは、共振キャパシタ２２に並列に接続されている。後により詳細に議論するように、より高い動作周波数において、共振キャパシタは、スイッチのペアのキャパシタンスによって与えられる共振で、無視されうる。誘導型電力送信機の文脈において、共振インダクタは、１つまたは複数の送信コイルでありうる。
【００２６】
また、図２は、第１ノード２０及び第２ノードと共通グランド２３との間に接続されるスイッチのペアを示している。明確性の目的で、これらは、それぞれ第１スイッチ２４及び第２スイッチ２５と呼ばれるものとする。当業者であれば、第１スイッチと第２スイッチとが５０％のデューティサイクルで交互にスイッチオン及びオフされる場合、共振インダクタ１９を通る、結果のＡＣ電流が生じることを理解するだろう。各スイッチを渡る電圧がゼロである場合に各スイッチがスイッチオンされること（すなわち、ゼロ電圧スイッチ）を確実にするために、第１ノード又は第２ノードのいずれかでの電圧を検出することが必要である。図２では、第１スイッチ及び第２スイッチが、それぞれ第１ゲート２６又は第２ゲート２７での電圧を制御することによって切り替えられる、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴとして示されている。当業者は、本発明が他の種類の適切なスイッチにどのように適合されうるか、そして本発明がこの態様に限定されないことを理解するだろう。
【００２７】
図２の第１スイッチ２４を参照すると、第１ゲート２６は、第１スイッチング回路２８に接続される。第１スイッチング回路は、第１ゲートの電圧を制御するための第１スイッチング信号を生成し、第１スイッチのスイッチングを制御するように適合される。第１スイッチング回路は、第２ノード２１に接続される第１ダイオード２９とＤＣ電源１４に接続される第１電流制限レジスタ３０とを含む。
【００２８】
動作において、第２ノード２１がロー状態である（すなわち、第２スイッチ２５がオンであり第２ノードがグランド２３に接続されている）場合、第１ダイオード２９は順方向にバイアスされ、第１ゲート２６の電圧もロー状態となり、したがって、第１スイッチ２４はオフとなる。第１ダイオードにかかる順方向バイアス電圧のため、第１ゲートにおける電圧はゼロではないかもしれないが、第１ダイオードによって、十分に低くなることが理解されるだろう。すなわち、第１スイッチング信号は、第２ノードの状態を参照し、第２ノードの状態がローである場合、第１スイッチング信号は第２ノードに基づく。
【００２９】
一方で、第２ノード２１がハイ状態である（すなわち、第２スイッチ２５がオフであり、電圧が第２ノードに生じる）場合、第１ダイオード２９は逆方向にバイアスされ、第１スイッチ２４は第１電流制限レジスタ３０から電流を引き出し、第１スイッチはハイ状態（すなわち、ＶDC−ＶR1）となる。すなわち、第１スイッチング信号は、第２ノードの状態を参照し、第２ノードの状態がハイである場合、第１スイッチング信号はＤＣ電源１４に基づく。
【００３０】
図２の第２スイッチ２５を参照すると、第２ゲート２７は、第２スイッチング回路３１に接続される。第２スイッチング回路は、第２ゲートの電圧を制御するための第２スイッチング信号を生成し、第２スイッチのスイッチングを制御するように適合される。第２スイッチング回路は、第１ノード２０に接続される第２ダイオード３２とＤＣ電源１４に接続される第２電流制限レジスタ３３とを含む。
【００３１】
動作において、第１ノード２０がロー状態である（すなわち、第１スイッチ２４がオンであり第１ノードがグランド２３に接続されている）場合、第２ダイオード３２は順方向にバイアスされ、第２ゲート２７の電圧もロー状態となり、したがって、第２スイッチ２５はオフとなる。第２ダイオードにかかる順方向バイアス電圧のため、第２ゲートにおける電圧はゼロではないかもしれないが、第２ダイオードによって、十分に低くなることが理解されるだろう。すなわち、第２スイッチング信号は、第１ノードの状態を参照し、第１ノードの状態がローである場合、第２スイッチング信号は第１ノードに基づく。
【００３２】
一方で、第１ノード２０がハイ状態である（すなわち、第１スイッチ２４がオフであり、電圧が第１ノードに生じる）場合、第２ダイオード３２は逆方向にバイアスされ、第２スイッチ２５は第２電流制限レジスタ３３から電流を引き出し、第２スイッチはハイ状態（すなわち、ＶDC−ＶR2）となる。すなわち、第２スイッチング信号は、第１ノードの状態を参照し、第１ノードの状態がハイである場合、第２スイッチング信号はＤＣ電源１４に基づく。
【００３３】
単純に、第１スイッチ２４がスイッチオフである場合、これは第１ノード２０において高い電圧を生じさせる。第１ノードがハイであるため、第２スイッチ２５がスイッチオンされ、第２ノード２１はローとなる。第１ノードがローとなると、第２スイッチはスイッチオフされ、第２ノードに電圧を生じさせる。この第２ノードがハイであるため、第１スイッチはスイッチオンされ、第１ノードはローとなる。
【００３４】
第１スイッチング回路２８と第２スイッチング回路３１の正味の影響は、第１スイッチ２４及び第２スイッチ２５が、各スイッチが５０％のデューティサイクルで交互にスイッチオフおよびオンすることで、効果的に相互結合することであることが理解されるだろう。さらに、スイッチのスイッチングがノード２０及び２１における電圧に依存するため、ゼロ電圧スイッチングが生じることが理解されるだろう。
【００３５】
本回路の安定状態動作に関する波形について、後により詳細に説明する。
【００３６】
インバータ１３のダイオード２９及び３２は、任意の適切な非対称電流フローデバイスでありうる。１つの実施形態において、ダイオードは、高周波数インバータが要求する高速スイッチングおよび低電圧降下に対応するために、ショットキーダイオードでありうる。ダイオードは、スピードアップキャパシタとして動作するための並列キャパシタを含みうる。図２は、それぞれ第１ダイオード２９及び第２ダイオード３２に関連する第１スピードアップキャパシタ３４及び第２スピードアップキャパシタ３５を示している。このようなスピードアップキャパシタは、スイッチのスイッチオンを高速化することが理解されるだろう。また、これは、高周波数インバータにおいて高速スイッチングが要求される場合に特に望まれうる。
【００３７】
図２において、第１スイッチング回路２８及び第２スイッチング回路３１は、第１スイッチング信号及び第２スイッチング信号がＤＣ電源の電圧に基づくように、ＤＣ電源１４に接続される。任意のＤＣソースが適切でありうることが理解されるだろう。ＤＣ電源が高入力電圧を有するいくつかの実施形態では、第１スイッチング回路及び第２スイッチング回路に接続される別個のＤＣソース（図２において不図示）を有することが望ましい場合がありうる。例えば、高電力ＩＰＴシステムの場合、ＤＣ電源は、スイッチに対して高すぎる電圧でインバータに電力を供給する必要がありえ、したがって、スイッチに接続される別個のＤＣ電力源が適切でありうる。
【００３８】
当業者は、どのようにコンポーネントの相対的なサイズが特定のインバータの要求に基づいて選択される必要があるか、そして、本発明がこの態様に限定されないことを理解するだろう。インバータ回路は、ＤＣ電力源、使用されるスイッチのタイプ、使用されるダイオードのタイプ、スピード限定レジスタのサイズ、スピードアップキャパシタのサイズ、共振インダクタのサイズ、電力損失耐性、スイッチング周波数及びＡＣ電流の所望の波形といった要素の少なくとも一部を考慮して、構成されうる。
【００３９】
図３は、図２のインバータの安定状態の動作に関連する波形を示している。
【００４０】
時刻ｔ1において、第２ノードにおける電圧はハイであり、したがって、第１ゲート電圧はＤＣ電源に基づいており、ＶDC−ＶR1である。第１ゲート電圧がハイであるため、第１スイッチはオンであり、第１ノードはグランドに接続される。第１ノードの状態がローであるため、第２ダイオードは順方向にバイアスされ、第２ゲート電圧はＶD2であり、第２スイッチはオフである。
【００４１】
時刻ｔ2において、第２ノードにおける（及び共振インダクタにかかる）電圧はゼロに達する。この段階において、第１ダイオードは順方向にバイアスされることとなり、そのため、第１ダイオード電圧はＶD1であり、第１スイッチはスイッチオフされる。第１スイッチがオフであるため、第１ノードにおいて電圧が生じる。第１ノードにおける電圧がハイであるため、第２ダイオードは逆方向にバイアスされ、第２ゲート電圧はＤＣ電源に基づいており、ＶDC−ＶR2である。
【００４２】
時刻ｔ3において、第１ノードにおける（及び共振インダクタにかかる）電圧はゼロに達する。この段階において、第２ダイオードは順方向にバイアスされることとなり、そのため、第２ダイオード電圧はＶD2であり、第２スイッチはスイッチオフされる。第２スイッチがオフであるため、第２ノードにおいて電圧が生じる。第２ノードにおける電圧がハイであるため、第１ダイオードは逆方向にバイアスされ、第１ゲート電圧はＤＣ電源に基づいており、ＶDC−ＶR1である。
【００４３】
時刻ｔ4において、時刻ｔ2と同じ状況が適用される。このように、スイッチングのサイクルが繰り返される。図３の波形から、第１スイッチング回路と第２スイッチング回路の動作がゼロ電圧スイッチングを維持していることが理解されるだろう。例えば、第１スイッチは第２スイッチがスイッチオンとなったときにのみスイッチオフされる（換言すれば、これは第１スイッチにかかる電圧がゼロであることを要求する）。さらに、第１スイッチ及び第２スイッチのスイッチングは完全に自動であり、ゼロ交差を検出し、又はゲート信号を制御するための専用のコントローラを要求しない。本インバータは、ＤＣ電力がインバータに供給されている限り、その動作を自身で維持する。
【００４４】
本発明のインバータは、複雑なスタートアップ回路を必要とせず、自動で起動する。図４は、スタートアップ中の例示の波形を示している。時刻ｔ1'において、開始するために、両方のスイッチがオフとされる。その後、時刻ｔ2'において、ＤＣ電源がスイッチオンされる。第１ノードと第２ノードの両方がローであるため、第１ゲート電圧及び第２ゲート電圧はＤＣ電源に基づき（ＶDC−ｉＲ／２）、両方のその後、スイッチがオンとなる。その後、ＤＣ電源からの電流が、ＤＣインダクタにおいて増加する。ある点（時刻ｔ3'）において、（図４に示されるように）第１ダイオード又は第２ダイオードのいずれかにおいて第１のゼロ交差が検出される。したがって、これが、あるスイッチのゲート電圧をローとさせ、そのスイッチをオフとさせる（例えば図４における第２スイッチ）。他方のスイッチのゲート電圧は（ＶDC−ｉＲ、すなわちＶDC−ＶRまで）増加し、そのスイッチはオンのままとなる（例えば図４における第１スイッチ）。これから、図３に示されるインバータの通常動作が継続する。このスタートアップ方法は専用のスタートアップ回路を必要としないことが理解されるだろう。
【００４５】
上述のインバータのスイッチのスイッチオンが、２つの電流制限レジスタ（すなわち、図２の３０及び３３）を通じてＤＣ電源（又はいくつかの別個のＤＣソース）によって直接駆動されるため、スイッチングオフは、ダイオード（すなわち、図２の２９及び３２）を介してスイッチ（すなわち、図２の２４及び２５）を能動的に短絡させることによって達成され、高い周波数において、高い関連電力損失を伴うことなく、スイッチング信号の品質が維持されうる。このように、本インバータは、高周波数環境下で動作することができる。１つの実施形態において、本インバータは、ｋＨｚ範囲、例えば約１ｋＨｚから約１０００ｋＨｚの範囲内の低周波数から、ＭＨｚ範囲、例えば約１０ＭＨｚから約１００ＭＨｚまでの範囲内の高周波数まで、動作しうる。さらに、このような高周波数において、代わりに、第１スイッチ及び第２スイッチの出力キャパシタンスをその共振インダクタと共振するために用いて、共振インダクタに接続されている別個の共振キャパシタを無視することができる。
【００４６】
例えば、図５は、それぞれ、９１ｋＨｚ及び１０ＭＨｚでの安定状態の動作に対応する波形を示している。本波形は、共振インダクタにかかる電圧（ｖC）と共振インダクタを通る電流（ｉL）を示している。図から分かるように、周波数の増加は、出力波形の品質に対してほぼ影響しない。
【００４７】
高周波数においても、ゼロ交差を検出しスイッチを制御するための別個の回路に頼ることなく、上述のインバータがＺＶＳを達成することが理解されるだろう。さらに、別個の回路がないため、本インバータは自動であり、その動作を自身で維持する。最後に、本インバータは、単純なスタートアップ手順を有し、別個の専用のスタートアップ回路を必要としない。
【００４８】
本発明について、その実施形態の説明によって例証したが、また、実施形態について詳細に説明したが、いかなる方法においても、添付の特許請求の範囲を限定し、そのような詳細に限定することを出願人は意図していない。追加の利点及び変形が当業者には直ちに見えるだろう。したがって、そのより広い態様における本発明は、特定の詳細、代表的な装置並びに方法、及び示され説明された説明に役立つ実例に限定されない。したがって、このような詳細からの脱却が、出願人の一般的な発明のコンセプトの精神又は範囲から逸脱することなく、なされうる。
【図１】
2017503459.tif 000003
【図２】
2017503459.tif 000004
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【国際調査報告】
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