(57)【要約】  本発明は、２、３又はそれより多い個別のＤＣ出力電圧を生成する多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ並びに多出力ブーストＤＣ−ＤＣコンバータを用いる多レベル電力インバータ及び交流電流生成器に関する。【選択図】図２
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
半導体スイッチ装置（１０１）を備える多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ（１００）であって、前記半導体スイッチ装置は、
直列接続されているＮ個の半導体スイッチを備える第１のレッグであって、Ｎは１より大きい整数であり、前記第１のレッグの第１の端部は、直流基準電位に接続されており、前記第１のレッグの第２の端部は、ブーストノード（２２２）に接続されている第１のレッグと、
直列接続されているＮ個の半導体スイッチを備える第２のレッグであって、前記第２のレッグの第１の端部は、前記ブーストノード（２２２）に接続されており、前記第２のレッグの第２の端部は、前記多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１の直流出力電圧（Ｐｖｄｄ）を供給するための第１の出力ノード（２２４）に接続されている第２のレッグと、
前記ブーストノード（２２２）に接続されている第１の端部及び直流入力電源（Ｖｄｄ）に接続可能な第２の端部を有するインダクタ（２１１）と、
前記第１のレッグの第１の中間ノード（２２１）に接続されている第１の端部を有するとともに前記第２のレッグの第２の中間ノード（２２３）に接続されている第２の端部を有する第１のコンデンサ（２１２）と、
第２の出力ノード（２２５）の前記第１のコンデンサの第１の端部への結合又は前記第２の出力ノード（２２５）の前記第１のコンデンサの第１の端部からの切り離しを選択的に行うとともに第２の直流出力電圧（1/2 ＰｖＤＤ）を前記第２の出力ノード（２２５）を介して供給する第１の別の半導体スイッチ（２０５）と、
前記第２の出力ノード（２２５）又は存在する場合の第３の出力ノード（５２６）の前記第１のコンデンサ（２１２）の第２の端部への結合又は前記第２の出力ノード（２２５）又は存在する場合の第３の出力ノード（５２６）の前記第１のコンデンサ（２１２）の第２の端部からの切り離しを選択的に行う第２の別の半導体スイッチ（２０６）と、
前記直流基準電位と前記第２の出力ノード（２２５）との間に接続されている第２のコンデンサ（２１３）と、
前記直流基準電位と前記第１の出力ノード（２２４）との間に接続されている第３のコンデンサ（２１４）と、
前記半導体スイッチ装置（１０１）の半導体スイッチの各々の制御端子に結合されている制御回路（１０２）と、を備え、前記制御回路（１０２）は、
前記半導体スイッチ装置（１０１）を、前記ブーストノード（２２２）から前記第２の出力ノード（２２５）と前記直流基準電位の少なくとも一方まで延在する第１の電流経路を介して前記インダクタ（２１１）に充電する第１の充電形態にし、
前記半導体スイッチ装置（１０１）を、前記第１のコンデンサ（２１２）を介して前記第２の出力ノード（２２５）まで延在する第２の電流経路を介して前記インダクタ（２１１）を放電させる第１の放電形態にし、
前記ブーストノード（２２２）から直接前記第２のレッグを介して前記第１の出力ノード（２２４）まで又は前記第１のコンデンサ（２１２）、前記第１のレッグの少なくとも一つの半導体スイッチ及び前記第２のレッグの一つの半導体スイッチを介して延在する第３の電流経路を介して前記インダクタ（２１１）を放電させる第２の放電形態にするように構成されている多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項２】
前記制御回路（１０２）は、
前記半導体スイッチ装置（１０１）を介して直列になっている前記第１のコンデンサ（２１２）及び前記第２のコンデンサ（２１３）を、前記第１の放電形態と前記第２の放電形態の少なくとも一方にし、
前記半導体スイッチ装置（１０１）を介して並列になっている前記第１のコンデンサ（２１２）及び前記第２のコンデンサ（２１３）を、少なくとも前記第１の充電形態にするように構成されている請求項１に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項３】
前記制御回路（１０２）は、前記第１の出力電圧（Ｐｖｄｄ）が前記直流入力電源（Ｖｄｄ）の２倍未満である動作の第１領域において、
前記半導体スイッチ装置（１０１）を、前記ブーストノード（２２２）から前記第２の出力ノード（２２５）まで延在する第１の電流経路及び前記ブーストノード（２２２）から前記第１のコンデンサ（２１２）を介して前記第１の出力ノード（２２４）まで延在する第２の電流経路を介して前記インダクタ（２１１）を充電する第１のコンバータ状態にし、
前記半導体スイッチ装置を、前記ブーストノード（２２２）から前記第１の出力ノード（２２５）まで延在する第３の電流経路及び前記ブーストノード（２２２）から前記第１のコンデンサ（２１２）を介して前記第２の出力ノード（２１３）まで延在する第４の電流経路を介して前記インダクタ（２１１）を放電する第２のコンバータ状態にし、
前記半導体スイッチ装置（１０１）を、前記ブーストノード（２２２）から前記第２の出力ノード（２２５）まで延在する第５の電流経路及び前記ブーストノード（２２２）から前記第５のコンデンサ（２１２）を介して前記直流基準電位まで延在する第６の電流経路を介して前記インダクタ（２１１）を充電する第３のコンバータ状態にし、
又は、前記第１の出力電圧（Ｐｖｄｄ）が前記直流入力電源（Ｖｄｄ）の２倍より大きい動作の第２領域において、
前記半導体スイッチ装置（１０１）を、前記ブーストノード（２２２）から前記直流基準電位まで延在する第７の電流経路及び前記ブーストノード（２２２）から前記第１のコンデンサ（２１２）を介して前記第２の出力ノード（２２５）まで延在する第８の電流経路を介して前記インダクタ（２１１）を充電する第４のコンバータ状態にし、
前記半導体スイッチ装置を、前記第５の電流経路及び前記第６の電流経路を介して前記インダクタ（２１１）を放電する前記第３のコンバータ状態にし、
前記半導体スイッチ装置（１０１）を、前記第１の電流経路及び前記第２の電流経路を介して前記インダクタ（２１１）を放電する前記第１のコンバータ状態にする請求項１又は２に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項４】
前記第１のレッグは、前記直流基準電位に接続されている第１の端部を有するとともに前記第１の中間ノード（２２１）に接続されている第２の端部を有する第１の半導体スイッチ（２０１）を備え、
前記第１のレッグは、前記第１の中間ノードに接続されている第１の端部を有するとともに前記ブーストノード（２２２）に接続されている第２の端部を有する第２の半導体スイッチ（２０２）を更に備え、
前記第２のレッグは、前記ブーストノード（２２２）に接続されている第１の端部を有するとともに第２の中間ノード（２２３）に接続されている第２の端部を有する第３の半導体スイッチ（２０３）を備え、
前記第２のレッグは、前記第２の中間ノード（２２３）に接続されている第１の端部を有するとともに前記第１の出力ノード（２２４）に接続されている第２の端部を有する第４の半導体スイッチ（２０４）を更に備え、
前記第１のコンデンサ（２１２）の第１の端部は、前記第１の中間ノード（２２１）に接続されており、前記第１のコンデンサの第２の端部は、前記第２の中間ノード（２２３）に接続されており、
前記第１の別の半導体スイッチは、前記第１のコンデンサの第１の端部に接続されている第１の端部を有するとともに前記第２の出力ノード（２２５）に接続されている第２の端部を有する第５の半導体スイッチ（２０５）であり、
前記第２の別の半導体スイッチは、前記第２の出力ノード（２２５）に接続されている第１の端部を有するとともに前記第１のコンデンサ（２１２）の第２の端部に接続されている第２の端部を有する第６の半導体スイッチ（２０６）である請求項１〜３のいずれか一項に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項５】
前記第１のレッグは、前記直流基準電位に接続されている第１の端部を有するとともに前記第１の中間ノード（５２１）に接続されている第２の端部を有する第１の半導体スイッチ（５０１）を備え、
前記第１のレッグは、前記第１の中間ノード（５２１）に接続されている第１の端部を有するとともに前記第２の中間ノード（５２２）に接続されている第２の端部を有する第２の半導体スイッチ（５０２）を備え、
前記第１のレッグは、前記第２の中間ノード（５２２）に接続されている第１の端部を有するとともに前記ブーストノード（２２２）に接続されている第２の端部を有する第３の半導体スイッチ（５０３）を備え、
前記第２のレッグは、前記ブーストノード（２２２）に接続されている第１の端部を有するとともに第３の中間ノード（５２３）に接続されている第２の端部を有する第４の半導体スイッチ（５０４）を備え、
前記第２のレッグは、前記第３の中間ノード（５２３）に接続されている第１の端部を有するとともに前記第４の中間ノード（５２４）に接続されている第２の端部を有する第５の半導体スイッチ（５０５）を備え、
前記第２のレッグは、前記第４の中間ノード（５２４）に接続されている第１の端部を有するとともに前記第１の出力ノード（５２５）に接続されている第２の端部を有する第６の半導体スイッチ（５０６）を備え、
前記第１のコンデンサ（５３１）の第１の端部は、前記第１の中間ノード（５２１）に接続されており、前記第１のコンデンサ（５３１）の第２の端部は、前記第４の中間ノード（５２４）に接続されており、
前記第４のコンデンサ（５３２）の第１の端部は、前記第２の中間ノード（５２２）に接続されており、前記第４のコンデンサの第２の端部は、前記第３の中間ノード（５２３）に接続されており、
前記第１の別の半導体スイッチは、前記第１のコンデンサ（５３１）の第１の端部に接続されている第１の端部を有するとともに前記第２の出力ノード（５２７）に接続されている第２の端部を有する第７の半導体スイッチ（６０７）であり、
前記第２の別の半導体スイッチは、前記第３の出力ノード（５２６）に接続されている第１の端部を有するとともに前記第１のコンデンサ（５３１）の第２の端部に接続されている第２の端部を有する第８の半導体スイッチ（６１０）であり、前記第３の出力ノードは、第３の直流出力電圧を供給し、
前記制御回路は、前記第１の直流出力電圧、前記第２の直流出力電圧及び前記第３の直流出力電圧を供給する複数のコンバータ状態で前記多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータを動作させるように機能し、前記第３の直流出力電圧は、前記第２の直流出力電圧の略２倍であり、前記第２の直流出力電圧は、前記第１の出力電圧の略１／３であり、
前記第２のノードに接続されている第１の端部を有するとともに前記第３の出力ノード（５２６）に接続されている第２の端部を有する第９の半導体スイッチ（６０９）と、
前記第２の出力ノード（５２７）に接続されている第１の端部を有するとともに前記第３のノードに接続されている第２の端部を有する第１０の半導体スイッチ（６０８）と、
を更に備える請求項１〜３のいずれか一項に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項６】
前記制御回路（１０２）は、前記第１のコンバータ状態、前記第２のコンバータ状態、前記第３のコンバータ状態、前記第２のコンバータ状態及び前記第１のコンバータ状態の予め規定された一連のスキームに従って前記多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータを前記第１のコンバータ状態、前記第２のコンバータ状態及び前記第３のコンバータ状態の間で切り替えるように機能する請求項３〜５のいずれか一項に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項７】
前記制御回路は、前記第１の直流出力電圧のレベルの略半分である前記第２の直流出力電圧のレベルを提供するように構成されている請求項１〜６のいずれか一項に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項８】
前記半導体スイッチ装置の半導体スイッチの各々は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ及びバイポーラジャンクショントランジスタ（ＢＪＴ）の少なくとも一つを備える請求項１〜７のいずれか一項に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項９】
前記半導体スイッチ装置の半導体スイッチの各々のスイッチング周波数は、１０ｋＨｚと１０ＭＨｚとの間、１０ｋＨｚと１ＭＨｚとの間のような１ｋＨｚ−１０ＭＨｚの間にある請求項１〜８のいずれか一項に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項１０】
直流ターゲット電圧と、前記第１の直流出力電圧、前記第２の直流出力電圧、存在する場合の前記第３の直流出力電圧又は前記第１の直流出力電圧、前記第２の直流出力電圧及び前記第３の直流出力電圧の任意の組合せとの差を最小にするように構成されている電流調整ループを更に備える請求項１〜９のいずれか一項に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項１１】
前記第１の出力ノード、前記第２の出力ノード又は前記第３の出力ノードに結合されている第１の入力部を有するとともに前記直流ターゲット電圧を受信するために結合されている第２の入力部を有し、前記差を表す変調信号を供給する電圧コントローラと、
前記電圧コントローラからの前記変調信号及びランプ信号に基づいて二つ以上のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成し、前記パルス幅変調信号のデューティサイクルが前記変調信号に応答して前記差が最小になる方向に変化するパルス幅変調器と、
前記パルス幅変調信号を受信するとともにそれに基づいてゲート制御信号を生成するように適合されており、前記ゲート制御信号は、前記半導体スイッチ装置を第１の形態、第２の形態、第３の形態及び第４の形態の少なくとも二つにするように前記多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータを機能させるように適合されているゲートドライバと、
を更に備える請求項１０に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項１２】
前記制御回路は、１８０°互いに位相シフトした二つのＰＷＭ信号又は１２０°互いに位相シフトした三つのＰＷＭ信号を供給し、前記ゲートドライバは、前記二つ又は三つのＰＷＭ信号に基づいて前記半導体スイッチ装置の前記半導体スイッチにゲート信号を供給する請求項１１に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ。
【請求項１３】
請求項１〜１２のいずれか一項に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ（１００，１０００）と、
前記直流基準電位並びに前記多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの少なくとも前記第１の直流出力電圧及び前記第２の直流出力電圧に接続されており、それに基づいて交流電流出力（ＡＣ）を供給するように適合されているインバータ回路（１５０１）と、
を備えるマルチレベル電力インバータ（１５００）。
【請求項１４】
請求項１〜１２のいずれか一項に記載の多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ（１００，１０００）を備えるＤ級オーディオパワーアンプ（１７００）であって、少なくとも前記基準電位、前記第１の直流出力電圧及び前記第２の直出力電圧にそれぞれ結合されている第１の電源レール（ＧＮＤ）、第２の電源レール（ＰＶｄｄ）及び第３の電源レール（１／２Ｐｖｄｄ）を有するオーディオ回路（１７０１）を備え、前記オーディオ回路は、スピーカ負荷に接続可能な出力部を更に備えるＤ級オーディオアンプ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、２、３又はそれより多い個別のＤＣ出力電圧を生成する多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ並びに多出力ブーストＤＣ−ＤＣコンバータを用いる多レベル電力インバータ及び交流電流生成器に関する。
【背景技術】
【０００２】
太陽光及び風のようなエネルギー源から取り出されるエネルギーは、通常、住宅環境又は工業環境での使用に適さない。その理由は、大抵の電気設備が比較的安定した電圧振幅、例えば１２０Ｖ又は２３０Ｖと、比較的安定した周波数、例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚとの両方を必要とするからである。しかしながら、太陽光源又は風力エネルギー源から取得した電力は、平滑化のための容量性素子と、典型的にはバッテリからの直流電流／電圧（ＤＣ）を交流（ａｃ）電流／電圧に変換する電力インバータとを用いて、安定した交流電流（ＡＣ）にすることができる。燃料電池のような他のエネルギー源も、ＡＣ設備の給電に適合するために電力インバータを必要とする。電気モータのケースのような他のケースにおいて、可変周波数電流が望ましい。バッテリによって給電されるオーディオアンプも直流から可変周波数電流への変換を必要とする。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
直流電源からの電流を交流電流に変換するために２レベルインバータ又は３レベルインバータが通常用いられる。両方のタイプは種々の接続形態があり、それぞれが利点及び欠点を有する。ある状況において、３レベルインバータが有利である。しかしながら、このタイプのインバータは、三つの電圧レベルを必要とし、これによって、２レベルインバータより回路が複雑になる。さらに、３レベルインバータは、本質的に２レベルインバータより多い最小個数の回路素子を必要とする。
【０００４】
電力／エネルギー効率の良い多出力ＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、一般的には、運用コストを減少させるとともに二酸化炭素排出量を最小にするのが望ましく、例えば、電力インバータ及び交流電力生成器で用いることができる。
【０００５】
本発明の種々の実施の形態は、従来の多出力ＤＣ−ＤＣ電力コンバータより部品数が少ない高効率の多出力ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを提供する。例えば、マルチレベルインバータにおいて本発明によるＤＣ−ＤＣ電力コンバータを用いることによって、電力インバータ回路の全体を簡略にすることができる。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
発明の第１の態様は、半導体スイッチ装置（１０１）を備える多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ（１００）であって、半導体スイッチ装置は、
直列接続されているＮ個の半導体スイッチを備える第１のレッグであって、Ｎは１より大きい整数であり、第１のレッグの第１の端部は、直流基準電位に接続されており、第１のレッグの第２の端部は、ブーストノード（２２２）に接続されている第１のレッグと、
直列接続されているＮ個の半導体スイッチを備える第２のレッグであって、第２のレッグの第１の端部は、ブーストノード（２２２）に接続されており、第２のレッグの第２の端部は、多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの第１の直流出力電圧（Ｐｖｄｄ）を供給するための第１の出力ノード（２２４）に接続されている第２のレッグと、
ブーストノード（２２２）に接続されている第１の端部及び直流入力電源（Ｖｄｄ）に接続可能な第２の端部を有するインダクタ（２１１）と、
第１のレッグの第１の中間ノード（２２１）に接続されている第１の端部を有するとともに第２のレッグの第２の中間ノード（２２３）に接続されている第２の端部を有する第１のコンデンサ（２１２）と、
第２の出力ノード（２２５）の第１のコンデンサの第１の端部への結合又は第２の出力ノード（２２５）の第１のコンデンサの第１の端部からの切り離しを選択的に行うとともに第２の直流出力電圧（1/2 ＰｖＤＤ）を第２の出力ノード（２２５）を介して供給する第１の別の半導体スイッチ（２０５）と、
第２の出力ノード（２２５）又は存在する場合の第３の出力ノード（５２６）の第１のコンデンサ（２１２）の第２の端部への結合又は第２の出力ノード（２２５）又は存在する場合の第３の出力ノード（５２６）の第１のコンデンサ（２１２）の第２の端部からの切り離しを選択的に行う第２の別の半導体スイッチ（２０６）と、
直流基準電位と第２の出力ノード（２２５）との間に接続されている第２のコンデンサ（２１３）と、
直流基準電位と第１の出力ノード（２２４）との間に接続されている第３のコンデンサ（２１４）と、
半導体スイッチ装置（１０１）の半導体スイッチの各々の制御端子に結合されている制御回路（１０２）と、を備え、制御回路（１０２）は、
半導体スイッチ装置（１０１）を、ブーストノード（２２２）から第２の出力ノード（２２５）と直流基準電位の少なくとも一方まで延在する第１の電流経路を介してインダクタ（２１１）に充電する第１の充電形態にし、
半導体スイッチ装置（１０１）を、第１のコンデンサ（２１２）を介して第２の出力ノード（２２５）まで延在する第２の電流経路を介してインダクタ（２１１）を放電させる第１の放電形態にし、
ブーストノード（２２２）から直接第２のレッグを介して第１の出力ノード（２２４）まで又は第１のコンデンサ（２１２）、第１のレッグの少なくとも一つの半導体スイッチ及び第２のレッグの一つの半導体スイッチを介して延在する第３の電流経路を介してインダクタ（２１１）を放電させる第２の放電形態にするように構成されている多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータに関する。
【０００７】
本発明による多出力ＤＣ−ＤＣ電力コンバータの接続形態を、後に更に説明するような新規で効率のよい電力コンバータ接続形態となるチャージポンプ及びスイッチモードブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの特徴及び動作特性を混在させたハイブリッドコンバータ接続形態として見ることができる。
【０００８】
一態様によれば、制御回路（１０２）は、
半導体スイッチ装置（１０１）を介して直列になっている第１のコンデンサ（２１２）及び第２のコンデンサ（２１３）を、第１の放電形態と第２の放電形態の少なくとも一方にし、
半導体スイッチ装置（１０１）を介して並列になっている第１のコンデンサ（２１２）及び第２のコンデンサ（２１３）を、少なくとも第１の充電形態にするように構成されている。
【０００９】
半導体スイッチ装置の半導体スイッチの各々は、例えば、一つ以上の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、バイポーラジャンクショントランジスタ（ＢＪＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等又はその組合せを備えてもよい。ＦＥＴをエンハンスメントモードタイプ又はデプレションモードタイプのものとしてもよい。ＦＥＴの一つ以上は、例えば、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を備える。ダイオードである半導体スイッチの少なくとも一つを有する回路を構成することもできる。他の関連の素子のタイプがマルチレベルブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの一部の実施の形態の半導体スイッチ装置の半導体スイッチとして適していてもよい。
【００１０】
多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの一実施の形態において、半導体スイッチ装置の半導体スイッチの一つ以上は、ＭＯＳＦＥＴを備える。この場合、当該ＭＯＳＦＥＴのソースは、特定の半導体スイッチの第１の端部としての役割を果たし、ＭＯＳＦＥＴのドレインは、特定の半導体スイッチの第２の端部としての役割を果たす。制御回路は、ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続されており、ＭＯＳＦＥＴを導通状態／オン状態と非導通状態／オフ状態との間で切り替えるためにＭＯＳＦＥＴのゲート電圧又は電位を制御する。
【００１１】
同様に、半導体スイッチ装置の特定の半導体スイッチを、好適には並列ダイオードを有するＩＧＢＴとしてもよい。この場合、ＩＧＢＴのエミッタは、特定の半導体スイッチの第１の端部としての役割を果たし、ＩＧＢＴのコレクタは、特定の半導体スイッチの第２の端部としての役割を果たす。制御回路は、ＩＧＢＴを導通状態と非導通状態との間で切り替えるためにＩＧＢＴのゲート電位を制御する。
【００１２】
一部の実施の形態において、第１の半導体スイッチ、第２の半導体スイッチ及び第５の半導体スイッチは、ｎチャネルＦＥＴを備え、第３の半導体スイッチ、第４の半導体スイッチ及び第６の半導体スイッチは、ｐチャネルＦＥＴを備える。一部の実施の形態において、第１の半導体スイッチ、第２の半導体スイッチ、第３の半導体スイッチ、第４の半導体スイッチ、第５の半導体スイッチ及び第６の半導体スイッチは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴを備える。
【００１３】
本発明による多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの所定の実施の形態は、直流入力電源の互いに異なる直流電圧レベル及び第１の直流出力電圧で利用される動作の第１領域及び動作の第２領域を備える。動作の第１領域及び動作の第２領域の各々は、半導体スイッチ装置の予め決定された状態のセットを備える。本実施の形態によれば、制御回路（１０２）は、第１の出力電圧（Ｐｖｄｄ）が直流入力電源（Ｖｄｄ）の２倍未満である動作の第１領域において、
半導体スイッチ装置（１０１）を、ブーストノード（２２２）から第２の出力ノード（２２５）まで延在する第１の電流経路及びブーストノード（２２２）から第１のコンデンサ（２１２）を介して第１の出力ノード（２２４）まで延在する第２の電流経路を介してインダクタ（２１１）を充電する第１のコンバータ状態にし、
半導体スイッチ装置を、ブーストノード（２２２）から第１の出力ノード（２２５）まで延在する第３の電流経路及びブーストノード（２２２）から第１のコンデンサ（２１２）を介して第２の出力ノード（２１３）まで延在する第４の電流経路を介してインダクタ（２１１）を放電する第２のコンバータ状態にし、
半導体スイッチ装置（１０１）を、ブーストノード（２２２）から第２の出力ノード（２２５）まで延在する第５の電流経路及びブーストノード（２２２）から第５のコンデンサ（２１２）を介して直流基準電位まで延在する第６の電流経路を介してインダクタ（２１１）を充電する第３のコンバータ状態にし、
又は、第１の出力電圧（Ｐｖｄｄ）が直流入力電源（Ｖｄｄ）の２倍より大きい動作の第２領域において、
半導体スイッチ装置（１０１）を、ブーストノード（２２２）から直流基準電位まで延在する第７の電流経路及びブーストノード（２２２）から第１のコンデンサ（２１２）を介して第２の出力ノード（２２５）まで延在する第８の電流経路を介してインダクタ（２１１）を充電する第４のコンバータ状態にし、
半導体スイッチ装置を、第５の電流経路及び第６の電流経路を介してインダクタ（２１１）を放電する第３のコンバータ状態にし、
半導体スイッチ装置（１０１）を、第１の電流経路及び第２の電流経路を介してインダクタ（２１１）を放電する第１のコンバータ状態にする。
【００１４】
動作の第１領域及び第２領域での多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作を、添付図面を参照しながら後に詳細に説明する。
【００１５】
多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの所定の実施の形態を、添付図面を参照しながら後に詳細に説明する動作の第１領域及び第２領域の各々の間に三つの個別のコンバータ状態を介した予め規定された周期的な遷移で動作させてもよい。制御回路は、第１のコンバータ状態、第２のコンバータ状態、第３のコンバータ状態、第２のコンバータ状態及び第１のコンバータ状態の予め規定された一連のスキームに従って多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータを第１のコンバータ状態、第２のコンバータ状態及び第３のコンバータ状態の間で切り替えるように構成される又は機能する。そのような実施の形態において、制御回路は、この通りの順序となるように、ＤＣ−ＤＣコンバータを第１のコンバータ状態にし、その後、第２のコンバータ状態に切り替え、その後、第３のコンバータ状態に切り替え、その後、第２のコンバータ状態に切り替え、その後、第１のコンバータ状態に戻すよう順次動作させるように機能する。
【００１６】
第１の直流出力電圧の電圧レベルは、添付図面を参照しながら後に詳細に説明する本発明による電力コンバータのチャージポンプ動作のために本発明による多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作により第２の直流出力電圧の電圧レベルの２倍に向かう傾向がある。ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを、第１の直流出力電圧の電圧レベルの略半分に等しい直流電圧レベルを有する第２の直流出力電圧を供給するように適合させてもよい。この状態を避けて動作することができるが、それは、変換効率を減少させるとともに状態切替／遷移スキームが更に複雑になり、場合によっては追加のコンバータ状態を伴う。
【００１７】
一部の実施の形態において、第１のコンデンサ、第２のコンデンサ及び第３のコンデンサの各々の容量は、１ｎＦ〜１０μＦの間にある。一部の実施の形態において、第２のコンデンサの容量又は第３のコンデンサの容量は、第１のコンデンサの容量と５０％未満、１０％未満、５％未満、２％未満又は１％未満だけ異なる。一部の実施の形態において、第２のコンデンサの容量及び第３のコンデンサの容量は、第１のコンデンサの容量と５０％未満、１０％未満、５％未満、２％未満又は１％未満だけ異なる。
【００１８】
一部の実施の形態において、第３のコンデンサの容量は、第２のコンデンサの容量と５０％未満、１０％未満、５％未満、２％未満又は１％未満だけ異なる。
【００１９】
一部の実施の形態において、ブーストインダクタのインダクタンスは、１０ｎＨと１０μＨとの間にある。第１のレッグのＮ個の半導体スイッチの各々、第２のレッグのＮ個の半導体スイッチの各々並びに第１の別の半導体スイッチ及び第２の別の半導体スイッチの各々のスイッチング周波数は、同一としてもよく、１０ｋＨｚと１０ＭＨｚとの間、１０ｋＨｚと１ＭＨｚとの間のような１ｋＨｚ−１０ＭＨｚの間にあってもよい。
【００２０】
本発明による多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、所定の実施の形態において、電圧調整ループなしで動作してもよい。これは、第１の直流出力電圧及び第２の直流出力電圧の負荷の各々が既知であるとともに固定されている用途、直流入力電源の電圧が既知である用途及び第１の直流出力電圧及び第２の直流出力電圧のターゲット直流電圧又は所望される直流電圧が既知である用途において特に都合がよい。用途の後者のタイプにおいて、制御回路を、一定のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を第１のレッグのＮ個の半導体スイッチ、第２のレッグのＮ個の半導体スイッチ並びに第１の別の半導体スイッチ及び第２の別の半導体スイッチの各制御端子に印加することによって適切なサイクルの状態切替を行うように構成してもよい。
【００２１】
代替的には、本発明による多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの他の実施の形態は、負荷変動及び直流入力電源の電圧の変動にもかかわらず第１の直流出力電圧及び第２の直流出力電圧の各直流電圧レベルを更に正確に制御するために電圧調整ループを備えてもよい。電圧調整ループは、フィードバックループ、フィードフォワードループ又はその任意の組合せを備えてもよい。電圧調整ループを、ターゲット直流電圧と、第１の直流出力電圧、第２の直流出力電圧又は存在する場合の第３の直流出力電圧の一つを表す信号との差を最小にするように構成してもよい。
【００２２】
したがって、本発明による多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの一部の実施の形態は、
第１の出力ノード、第２の出力ノード又は第３の出力ノードに結合されている第１の入力部を有するとともに直流ターゲット電圧を受信するために結合されている第２の入力部を有し、差を表す変調信号を供給する電圧コントローラと、
電圧コントローラからの変調信号及びランプ信号に基づいて二つ以上のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を生成し、パルス幅変調信号のデューティサイクルが変調信号に応答して差が最小になる方向に変化するパルス幅変調器と、
パルス幅変調信号を受信するとともにそれに基づいてゲート制御信号を生成するように適合されており、ゲート制御信号は、半導体スイッチ装置を第１の形態、第２の形態、第３の形態及び第４の形態の少なくとも二つにするように多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータを機能させるように適合されているゲートドライバと、
を備えてもよい。
【００２３】
制御回路のゲートドライバを、パルス幅変調信号を受信するとともにそれに基づいてゲート制御信号を生成するように適合させ、ゲート制御信号を、半導体スイッチ装置を上述した形態の少なくとも二つにするようＤＣ−ＤＣ電力コンバータを機能させるように適合させてもよい。
【００２４】
一実施の形態において、制御回路は、１８０°互いに位相シフトした二つのＰＷＭ信号又は１２０°互いに位相シフトした三つのＰＷＭ信号を供給してもよい。ゲートドライバは、二つ又は三つのＰＷＭ信号に基づいて半導体スイッチ装置の半導体スイッチにゲート信号を供給する。
【００２５】
制御回路は、ゲート制御信号を生成する際にゲートドライバによる使用のための別のパルス変調信号を生成してもよい。
【００２６】
発明の第２の態様は、発明の一態様による多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの上記実施の形態のいずれか一つの多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータと、
直流基準電位並びに多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの少なくとも第１の直流出力電圧及び第２の直流出力電圧に接続されており、それに基づいて交流電流出力（ＡＣ）を供給するように適合されているインバータ回路と、
を備えるマルチレベル電力インバータを提供する。
【００２７】
電力インバータを、例えば、電気モータを駆動するために又はオーディオアンプにおいて用いることができる。オーディオアンプは、本発明によって提供される多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの一部の実施の形態の（３レベルのような）マルチレベル出力の利益を享受する。電力インバータは、例えば、３出力レベルを提供するブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの実施の形態を用いることができる。代替的には、電力インバータを、ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの実施の形態から４以上のレベルで動作するように構成してもよい。
【００２８】
発明の第３の態様は、発明の第２の態様のマルチレベル電力インバータの実施の形態によるマルチレベル電力インバータと、
入力電源としてマルチレベル電力インバータに接続されている電源（１６０１）と、
を備える交流電力生成器を提供する。
【００２９】
マルチレベル電力インバータは、例えば、３出力レベル、４出力レベル又はそれより多い出力レベルに基づいてもよい。
【００３０】
電力生成器は、例えば、風力タービン、ソーラーパネル等であってもよく、他の再生可能な又は再生不能なエネルギー源からエネルギーを取得してもよい。電力生成器は、例えば、車両のバッテリとすることができ、この場合、バッテリは、例えば、車両のブレーキ動作中に車両の運動エネルギーを減少させるときに充電される。
【００３１】
発明の第４の態様は、Ｄ級オーディオパワーアンプを提供する。Ｄ級オーディオパワーアンプは、発明の第１の態様による多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータを備え、少なくとも基準電位、第１の直流出力電圧及び第２の直出力電圧にそれぞれ結合されている第１の電源レール（ＧＮＤ）、第２の電源レール（ＰＶｄｄ）及び第３の電源レール（１／２Ｐｖｄｄ）を有するオーディオ回路（１７０１）を更に備える。オーディオ回路は、スピーカ負荷に接続可能な出力部を更に備える。
【００３２】
本発明を直流入力電圧に関連して説明したとしても、本発明によるＤＣ−ＤＣ電力コンバータを、入力電圧の変動の程度を考慮して動作させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】本発明の第１の実施の形態による２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータを示す。
【図２】図１に示す２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータのトランジスタレベルブロック図を示す。
【図３】図１に示す２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの制御回路を概略的に示す。
【図４】図３の制御回路によって供給されるゲート制御信号を示す。
【図５】図１に示す２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作中の第１のコンバータ状態の電流経路又は導通経路を示す。
【図６】図１に示す２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作中の第２のコンバータ状態の電流経路又は導通経路を示す。
【図７】図１に示す２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作中の第３のコンバータ状態の電流経路又は導通経路を示す。
【図８】２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの４のブースト計数を実現する例示的なゲート制御信号を示す。
【図９】更に高いブーストレベルとなる代替的な第２のコンバータ状態の電流経路又は導通経路を示す。
【図１０】本発明の一実施の形態による３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータを示す。
【図１１】図１０に示すレベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータで用いられる３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力変換回路のトランジスタレベルブロック図である。
【図１２ａ】図１のＤＣ−ＤＣ電力変換回路を動作させるために図１０の制御回路によって供給されるゲート制御信号を示す。
【図１２ｂ】図１２ａのゲート制御信号を生成する制御回路を概略的に示す。
【図１３】図１０に示す３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータで用いられる３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力変換回路の他のトランジスタレベルブロック図を示す。
【図１４ａ】図１３のＤＣ−ＤＣ電力変換回路を動作させるために図１０の制御回路によって供給されるゲート制御信号を示す。
【図１４ｂ】図１４ａのゲート制御信号を生成する制御回路を概略的に示す。
【図１５】図１に示す２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータを用いる３レベルインバータを示す。
【図１６】電源及び図１５に示す３レベルインバータを用いる交流電流（ＡＣ）生成器を示す。
【図１７】多出力ＤＣ−ＤＣ電力コンバータを備えるＤ級オーディオパワーアンプを示す。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら説明する。説明及び図面は、例示のためのものであり、後に説明する特定の実施の形態は、特許請求の範囲を限定するものとして考察すべきでない。
【００３５】
図１は、本発明の第１の実施の形態による２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００の一実施の形態を示す。２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００は、電力変換回路１０１と、ＤＣ−ＤＣ電力変換回路１０１の動作を制御する制御回路１０２と、を備える。電力変換回路１０１は、エネルギーを２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力変換回路１００に供給する入力電力又は入力電源Ｖｄｄに接続されている。ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００は、異なるＤＣレベルＰｖｄｄ及び1/2 Ｐｖｄｄをそれぞれ有する個別の第１の直流出力電圧及び第２の直流出力電圧を生成するように構成されている。第２の直流出力電圧の電圧レベルは、係数１／２によって表されるように第１の直流出力電圧の略半分である。この特徴は、後に詳細に説明するように新規で効率の良い電力コンバータ接続形態となるようにチャージポンプの動作特性及びスイッチングモードブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作特性を混合するハイブリッドコンバータ接続形態によって可能となる電力変換回路１００の注目すべき特徴である。ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００の本実施の形態は、直流入力電圧、負荷、温度及び回路素子の時間的な変動にかかわらずに第１の直流出力電圧Ｐｖｄｄの直流出力電圧レベル及び第２の直流出力電圧1/2 Ｐｖｄｄの直流出力電圧レベルの各々の正確な設定及び連続的な追跡を可能にする制御回路１０２を含む付加的なフィードバック電圧調整ループを備える。
【００３６】
図２は、簡略化した回路図形態で示した電力変換回路１００の例示的なトランジスタレベル回路図を示す。例示的な電力変換回路１０１は、六つの制御可能な半導体スイッチ２０１〜２０６を備える半導体スイッチ装置を備える。制御可能な半導体スイッチ２０１〜２０６の各々は、例えば、図示したようなＮＭＯＳＦＥＴ及び／又はＰＭＯＳＦＥＴを備えてもよい。好適には、スイッチ２０１，２０２，２０５は、ｎ形スイッチであり、スイッチ２０３，２０４，２０６は、ｐ形スイッチ、例えば、ｐＭＯＳＦＥＴである。スイッチの選択は、設計事項であり、例えば、直流電圧レベル及び電圧極性に関連して意図する用途の回路を最適化するように有利に選択される事項である。
【００３７】
半導体スイッチ装置は、本実施の形態では接地点／ＧＮＤであるが負の直流供給レール（ｎｅｇａｔｉｖｅ  ＤＣ  ｓｕｐｐｌｙ  ｒａｉｌ）としてもよい直流基準電位とブーストノード２２２との間で直列接続又はカスケード接続されている第１の半導体スイッチ２０１及び第２の半導体スイッチ２０２を備える第１のレッグを備える。半導体スイッチ装置は、ブーストノード２２２と第１の直流出力電圧Ｐｖｄｄとの間で直列接続又はカスケード接続されている第３の半導体スイッチ２０３及び第４の半導体スイッチ２０４を備える第２のレッグを備える。第１のレッグは、第１の半導体スイッチ２０１及び第２の半導体スイッチ２０２の接合ノードに配置された第１の中間ノード２２１を備え、同様に、第２のレッグは、第３の半導体スイッチ２０３及び第４の半導体スイッチ２０４の接合又は結合ノードに配置された第２の中間ノード２２３を備える。ブーストインダクタＬ１は、直流入力電源Ｖｄｄに結合されている第１の端部及びブーストノード２２に結合されている第２の端部を有する。フライング又はポンプコンデンサＣ２は、Ｃ２の第１の端部が第１の中間ノード２２１に結合されるとともに第２の端部が第２の中間ノード２２３に結合されるように第１の中間ノード２２１と第２の中間ノード２２３との間に結合されている。後に詳細に説明するように、半導体スイッチ装置は、第１の別の半導体スイッチ２０５を備え、すなわち、本実施の形態の第５の半導体スイッチは、第２の出力ノード２２５との接続及び第２の出力ノード２２５からの切り離しを選択的に行うとともに第２の直流出力電圧1/2 Ｐｖｄｄを第１のコンデンサの第１の端部すなわち第１の中間ノード２２１に供給するように構成されている。第２の別の半導体スイッチ２０６、すなわち、本実施の形態の第６のスイッチは、第２の出力ノード２２５又は存在する場合の第３の出力ノード５２６の第１のコンデンサ２１２、したがって、第２の中間ノード２２３への接続及び第２の出力ノード２２５又は存在する場合の第３の出力ノード５２６の第１のコンデンサ２１２、したがって、第２の中間ノード２２３からの切り離しを選択的に行うように構成されている。
【００３８】
図３は、２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００を第１のコンバータ状態、第２のコンバータ状態及び第３のコンバータ状態の間で切り替えるように構成された制御回路１０２を示す。制御回路１０２は、パルス幅変調器３０１と、素子３２０として概略的に示すゲートドライバと、を備える。制御回路１０２についての更なる詳細を、明細書で後に説明する。制御回路１０２は、制御可能な半導体スイッチ２０１〜２０６のそれぞれに対する各ゲート制御信号Ｑ０〜Ｑ５を生成する、したがって、コンバータ状態の間の切替を制御するように構成されている。
【００３９】
３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣコンバータの動作
以下のセクションにおいて、２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００の本実施の形態の電圧変換動作を、第１のコンバータ状態、第２のコンバータ状態、第３のコンバータ状態及び第４のコンバータ状態並びにこれらのコンバータ状態の間の切替を行う方法に関連して説明する。２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００は、以下のセクションで個別に説明する動作の二つの個別の領域を備える。しかしながら、二つの動作領域は、同一の変換回路１０１を利用する。二つの異なる領域の共通の特徴は、特に所定の好適な実施の形態における電力変換動作中に第１の出力ノード２２５及び第２の出力ノード２２４にそれぞれ接続されている平滑コンデンサＣ４，Ｃ３がそれぞれ略Ｐｖｄｄ及び1/2 Ｐｖｄｄである直流電圧レベルを供給することである（図２参照）。
【００４０】
さらに、ポンプ又はフローティングコンデンサＣ２の切替スキームは、第１の直流出力電圧と第２の直流出力電圧との間の上述した所望の直流電圧レベル関係を可能にする。その理由は、ブーストインダクタＬ１の放電状態の少なくとも一つにおいて半導体スイッチ装置１０１を介してポンプ又はフローティングコンデンサＣ２及び平滑コンデンサＣ３を直列にするとともにブーストインダクタＬ１の充電状態の少なくとも一つにおいて半導体スイッチ装置１０１を介してＣ２及びＣ３を並列にするように制御回路（１０２）を構成することができるからである。第１の直流出力電圧Ｐｖｄｄは、第１の出力ノード２２４で利用することができ、第２の直流出力電圧は、第２の出力ノード２２５で1/2 Ｐｖｄｄとして利用できる。第１の直流出力電圧及び第２の直流出力電圧の所望の又はターゲット電圧に到達するとともに電力コンバータの動作中に維持されるようにコンバータ状態の切替を適合させる。これらの直流電圧レベルを、所望の出力電圧に応じて二つの方法の少なくとも一つにおいて取得することができる。
【００４１】
２出力ブーストＤＣ−ＤＣコンバータの多数の実施の形態は、半導体スイッチ装置（１０１）の半導体スイッチの各々が全直流出力電圧Ｐｖｄｄの代わりに1/2 Ｐｖｄｄの最大電圧差を受ける、したがって、個々の半導体スイッチの電圧ストレスを著しく減少させるという注目すべき利点を有する。
【００４２】
領域１：Ｐｖｄｄ＜２＊Ｖｄｄ
以下、第１の直流出力電圧Ｐｖｄｄの直流電圧レベルが入力電源Ｖｄｄの直流電圧レベルの２倍未満である場合のコンバータ状態の好適なセット及びこれらのコンバータ状態の間の好適な切替に関連してＤＣ−ＤＣ電力コンバータの動作を説明する。領域１での動作は、２出力ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００が通常動作を行うとき、すなわち、第１の直流出力電圧及び第２の直流出力電圧の電圧レベルがターゲット直流出力電圧の付近にある場合に特に当てはまる。プリチャージ又はスタートアップ段階中、境界条件は、ＤＣ−ＤＣ電圧コンバータの通常の動作と異なる。しかしながら、同一の基本的な切替パターンをスタートアップ時に用いることができる。
【００４３】
第１のコンバータ状態のＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００によって任意に開始する動作を、以下で説明する。当業者は、第１の直流出力電圧及び／又は第２の直流出力電圧に負荷を加えたときに本ケースにおける円滑コンデンサＣ３，Ｃ４（及び後に説明するＣ５）のようなコンバータエネルギー蓄積部が一部を放電することを理解する。これによって、第１の直流出力電圧及び第２の直流出力電圧の各々の対応する減少又は低減が生じる。フィードバック及び制御回路によって制御されるコンバータ状態の切替は、平滑コンデンサ及び他のエネルギー蓄積部へのエネルギー又は電力の再充填を保証する。したがって、後に説明する第１の直流出力電圧、第２の直流出力電圧及び第３の直流出力電圧は、公称ターゲット電圧となる。実際には、これらの直流電圧は、所望の要求に従って制御できる程度に僅かに変化する。それにもかかわらず、第１の直流出力電圧、第２の直流出力電圧及び第３の直流出力電圧はそれぞれ、説明した切替動作によってターゲット直流電圧付近に維持される。これは、当業者に周知であり、したがって、用語「略」（ｓｕｂｓｔａｎｔｉａｌｌｙ）は、所望の公称値付近の直流出力電圧を維持することを意味する。直流電圧出力の所定のものに対する公称ターゲット電圧からの１％の逸脱（ｄｅｖｉａｔｉｏｎ）は、一部の場合においては許容される。一部の場合において、更に小さい逸脱を維持するのが望ましく、他の場合において、２％内、５％内又は１０％内の逸脱が許容される。
【００４４】
当業者は、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータが安定した直流出力電圧を供給するのを要求する所定の期間中にのみ各直流出力電圧の維持を要求されることも理解する。電力コンバータの出力を上げる又は出力を下げる段階において、直流出力電圧は、例えば、ターゲット出力電圧から著しく逸脱することがある。ターゲット直流出力電圧を、例えば、上述した電圧調整ループによって維持してもよい。電圧調整ループを、例えば、直流ターゲット電圧と第１の出力電圧、第２の出力電圧又は存在する場合の第３の出力電圧の一つとの差を最小にするように構成することができる。例えば、直流ターゲット電圧を第１の直流出力電圧と比較し、直流ターゲット電圧と第１の直流出力電圧との差が閾値に到達する又は閾値を超えるときにコンバータ状態間の切替を開始する。比較を、代替的には、第２の直流出力電圧又は第３の直流出力電圧に基づくことができる。
【００４５】
図４は、領域１（Ｐｖｄｄ＜２＊Ｖｄｄの場合）の下での動作中の第１の制御可能な半導体スイッチ２０１、第２の制御可能な半導体スイッチ２０２、第３の制御可能な半導体スイッチ２０３、第４の制御可能な半導体スイッチ２０４、第５の制御可能な半導体スイッチ２０５及び第６の制御可能な半導体スイッチ２０６の例示的なゲート制御信号Ｑ０〜Ｑ５をそれぞれ示す。描かれたゲート制御信号Ｑ０〜Ｑ５の生成によって電力コンバータの本実施の形態の第１のコンバータ状態、第２のコンバータ状態及び第３のコンバータ状態となる。第１のコンバータ状態４０１において、第２のスイッチ、第４のスイッチ及び第５のスイッチ（２０２，２０４，２０６）は、制御回路１０２によって導通状態になり、第１のスイッチ、第３のスイッチ及び第６のスイッチ（２０１，２０３，２０６）は、非導通状態となる。この第１のコンバータ状態の結果的に得られる電流経路又は導通経路を、図５において黒い太線で示す。第１の導通状態において、第２の直流出力電圧の電圧レベル又は電位は、ブーストインダクタＬ１（２１１）による短絡のために1/2 Ｐｖｄｄに維持される。ブーストインダクタＬ１は、ノード２２５の第２の直流出力電圧がＶｄｄの直流電圧より低いことを意味するＰｖｄｄ＜２＊Ｖｄｄの条件／領域のためにこの第１のコンバータ状態において充電される。第２の平滑コンデンサＣ３もこの状態において略1/2 Ｐｖｄｄまで充電される。後に詳細に説明するように、ポンプコンデンサＣ２の両端間の電圧も1/2 Ｐｖｄｄであり、したがって、第１の出力ノード２２４における第１の直流出力電圧の電圧レベルは、Ｐｖｄｄとなる。後者の特徴を、上述したように1/2 Ｐｖｄｄの電圧レベル電位であるＣ３にＣ２を直列に接続していることに注目することによって理解することができる。第１の出力ノード２２４の電位又は電圧は、平滑コンデンサＣ４の充電によって維持される。平滑コンデンサＣ４の充電を、後に詳細に説明する。当業者は、ポンプコンデンサＣ２の動作が（負荷がかかったときの回路素子の充電及び放電によるマージン（ｍａｒｇｉｎ）の範囲内で）第１の直流出力電圧の電圧レベルが自動的に第２の直流出力電圧の電圧レベルの略２倍に調整される上述したような第１の直流出力電圧と第２の直流出力電圧との間の関係をサポートすることを理解する。
【００４６】
制御回路によって決定されるような所定の時間間隔の後、変換回路は、図４の瞬時４０２ａのゲート制御信号の各論理レベルによって示すような第２のコンバータ状態に切り替えられる。第２のコンバータ状態においてスイッチ装置の対応する電流経路６１１，６１２を図６に示す。第２のコンバータ状態において、第１の出力ノード２２４における第１の直流出力電圧及びこのノード２２４に結合されているコンデンサＣ４は、ブーストインダクタＬ１からの蓄積された電流／エネルギーの電流経路６１２を介した放出によって充電される。さらに、（第２の直流出力電圧1/2 Ｐｖｄｄの）第２の出力ノード２２５の第２のコンデンサＣ３（２１３）もブーストインダクタＬ１からの電流の他の電流経路６１１を介した放出によって充電される。後者の電流経路６１２は、導通状態又はオン状態の第３の半導体スイッチ２０３及び第５の半導体スイッチ２０５並びにポンプコンデンサＣ２に及ぶ。第３の半導体スイッチ２０３及び第５の半導体スイッチ２０５を導通状態にすることによって、直列のポンプコンデンサＣ２及び平滑コンデンサＣ４が接地される。さらに、第４のスイッチ２０４が導通状態であるので、ポンプコンデンサＣ２及び平滑コンデンサＣ３の直列接続は、第１の直流出力電圧Ｐｖｄｄの平滑コンデンサＣ４に並列に結合される。当業者は、従来のチャージポンプ電力コンバータの電荷移動状態のようにポンプコンデンサＣ２及び平滑コンデンサＣ３の直列接続の両端間の電圧が第１の直流出力電圧Ｐｖｄｄの直流電圧レベルにされることを理解する。したがって、第２のコンバータ状態における半導体スイッチ装置の構成又は設定によって、同時的な第１の直流出力電圧Ｐｖｄｄ及び第２の直流出力電圧1/2   Ｐｖｄｄの両方の充電のためのブーストインダクタＬ１からの電流の放出並びに直列接続されているポンプコンデンサＣ２及び平滑コンデンサＣ３の第１の直流出力電圧Ｐｖｄｄまでの充電を行うことができる。
【００４７】
制御回路によって決定されるような所定の第２の時間間隔の後、変換回路は、図４の瞬時４０３のゲート制御信号の各論理レベルによって示すような第３のコンバータ状態に切り替えられる。第３のコンバータ状態におけるスイッチ装置の対応する電流経路７１１，７１２を図７に示す。第３のコンバータ状態において、ポンプコンデンサＣ２及び平滑コンデンサＣ３は、第１のスイッチ２０１及び第６のスイッチ２０６が導通状態であるとともに第５のスイッチ２０５がオフ又は非導通状態であるので並列になる。したがって、ポンプコンデンサＣ２及び平滑コンデンサＣ３は、第３の状態において電荷の再分配がなされる。ブーストインダクタＬ１は、第１のコンバータ状態（図５参照）の場合と同様にこの第３のコンバータ状態において充電されるが、電流経路は異なる。第１の直流出力電圧は、平滑コンデンサＣ４に保持されている電荷によって給電される。第２の直流出力電圧1/2 Ｐｖｄｄは、コンデンサＣ２，Ｃ３及びブーストインダクタＬ１によって給電される。ポンプコンデンサＣ２がＣ３に並列に配置されているので、ポンプコンデンサＣ２は、第１のコンバータ状態の開示に関連して説明したように1/2 Ｐｖｄｄまで充電される。
【００４８】
電力コンバータ１００の本実施の形態において、制御回路１０２は、好適には、図４に示すような領域１に従った切替サイクルを完了するために第３のコンバータ状態にあるときに第２のコンバータ状態４０２ａに戻した後に第１のコンバータ状態４０１にするように構成される。その結果、図４は、領域１に従う複数の完全な切替サイクルを示す。
【００４９】
図１に概略的に示すように、第１の直流出力電圧Ｐｖｄｄを、電圧調整ループのフィードバック電圧又は検知電圧として用いてもよい。切替サイクルは、第１の直流出力電圧及び第２の直流出力電圧の各負荷によって部分的に決定される。負荷がオンである、例えば、第１の直流出力電圧が増大する場合、平滑コンデンサＣ４を、Ｐｖｄｄが所定のターゲット範囲又は境界内にある場合に電圧レベルを維持するために更に頻繁に再充電する必要がある。同様に、第１の直流出力電圧及び第２の直流出力電圧の各々の負荷が増大する場合、コンデンサＣ３を更に頻繁に再充電する必要がある。
【００５０】
しかしながら、第１の直流出力電圧が大きくアンロードされる（ｕｎｌｏａｄｅｄ）場合でも、第１の直流出力電圧をフィードバック電圧としてうまく用いることができ、第１の直流出力電圧は、再充電が必要であることを決定することができる。その理由は、（図７に示すような）第３のコンバータ状態の動作がコンデンサＣ２とコンデンサＣ３との間の電荷の再分配を保証するからである。Ｃ３によって保持される第２の直流出力電圧の大きな負荷によってＣ２の両端間の電圧の減少が生じる。電力変換回路が（図５に示すような）第１のコンバータ状態に戻ると、電荷がコンデンサＣ２とコンデンサＣ４との間で再分配され、したがって、第１の直流出力電圧の電圧レベルは、第１の直流出力電圧にほとんど負荷がない場合でも減少する。したがって、制御回路が第１の直流出力電圧の電圧レベルの減少を検出するので、コンバータ状態の切替が制御回路によって行われる。
【００５１】
コンデンサＣ２，Ｃ３，Ｃ４、ブーストインダクタ値及び要求される切替サイクルパターンの間の関係が存在する。コンデンサＣ２，Ｃ３，Ｃ４が非常に小さい容量を有する場合、回路のインピーダンスが増大するために電力コンバータの動作に悪影響が及ぼされる。コンデンサの容量が減少する場合、ターゲット又は所望の直流出力電圧を予め決定された限度に維持することができるようにするために更に迅速な切替サイクルを必要とする。出力電圧ノード２２５，２２６で利用できる電荷が比較的少ないために第１の直流出力電圧及び第２の直流出力電圧の電圧リップルも増大する。それに対し、コンデンサＣ２，Ｃ３、Ｃ４の容量を増大させる場合、充電時間も増大し、したがって、電力コンバータのスタートアップのための充電時間及びＤＣ−ＤＣ電圧コンバータの動作中に必要な充電時間が増大する。本発明に関連する限り、これらの特性の間の適切なバランスは、設計的事項であり、最適な容量は、特定の使用事例及び性能制約に直面したときの当業者による適切な実験及び／又はシミュレーションによって容易に決定される。
【００５２】
制御回路
図４及び図８は、上述したコンバータ状態及び状態切替を取得するために生成される半導体スイッチ２０１〜２０６の図式的な論理ゲート制御信号を示す。ゲート信号を、関連のスイッチが導通状態又は非導通状態であることをそれぞれ意味する「オン」及び「オフ」として示す。異なるスイッチタイプは、「オン」又は「オフ」にするためにゲート制御信号の異なる極性及びレベルを必要とし、したがって、実際のゲート電圧は、異なるスイッチタイプに対して異なる。制御回路の実現において、図示した論理ゲート制御信号を、所望されるオン状態及びオフ状態を実現するゲート制御電圧又は電位に遷移させる必要がある。
【００５３】
図３に示す制御回路３０１の例示的な実施の形態は、ターゲット直流電圧ＶｒｅｆとＰｖｄｄである第１の直流出力電圧の瞬時の電圧レベルとの比較を図式的に示す。第１の直流出力電圧の電圧レベル又は電位が図３においてＶｒｅｆで表される所定の直流ターゲット電圧を下回るとき、変調信号Ｖｍｏｄは、コンデンサＣ２，Ｃ３，Ｃ４及びブーストインダクタＬ１の充電を保証するために調整される。例示的な実施の形態において、制御回路は、電圧コントローラ３０２を介して、電力変換回路の第１の直流出力電圧Ｐｖｄｄと直流ターゲット電圧Ｖｒｅｆとの間の差を表す信号を供給する。
【００５４】
電圧コントローラは、一対のコンパレータ３１１，３１２に供給される変調信号Ｖｍｏｄを生成する。これらのコンパレータ３１１，３１２は、二つのパルス幅信号をゲートドライバ３２０に供給するために変調信号Ｖｍｏｄを相補的なランプ信号３０４ａ，３０４ｂの各々と比較するように構成されている。ゲートドライバ３２０は、半導体スイッチ２００１〜２０６を介した第１のコンバータ状態、第２のコンバータ状態及び第３のコンバータ状態との間での変換回路の切替に用いられる上述したゲート制御信号Ｑ０〜Ｑ５を生成する。したがって、本実施の形態は、必要なゲート制御信号を供給するために二つのＰＷＭ段階を用いる。二つのコンパレータの出力は、図４及び図８のゲート制御信号又は電圧Ｑ３，Ｑ２によって表される。残りのゲート制御信号Ｑ０，Ｑ１，Ｑ４，Ｑ５を、ゲート制御信号Ｑ２，Ｑ３に基づいて論理回路部で取得する。
【００５５】
図３に示す例は、電圧モードコントローラ及び二つのランプ信号３０４ａ，３０４ｂを用いる。制御回路のランプ信号３０４ａ，３０４ｂを略三角波形として示すが、他の波形タイプ、例えば、のこぎり搬送波（ｓａｗｔｏｏｔｈ  ｃａｒｒｉｅｓ）又は逆のこぎり搬送波（ｉｎｖｅｒｔｅｄ  ｓａｗｔｏｏｔｈ  ｃａｒｒｉｅｓ）を複数の用途において用いることもできる。特許請求の範囲は、図３に示す図式的な実現に限定されない。種々のコンバータ状態を設けることの本質は、当業者がよく知る単なる設計的事項である。
【００５６】
制御回路は、一つ又は両方の出力のリップル電流のような動作基準の所望の特性／許容誤差要求に従って必要に応じてスイッチング周波数を取り扱うことができる。
【００５７】
領域２：Ｐｖｄｄ＞２＊Ｖｄｄ
領域２の動作の下では、電力変換回路は、上述したような、すなわち、領域１のようなブーストノード２２２と第２の直流出力電圧との間の充電電流の流れによってブーストインダクタＬ１を充電することができない。その代わりに、ブーストノード２２２は、好適には、導通状態である第１のスイッチ２０１及び第２のスイッチ２０２を介して、1/2 Ｐｖｄｄではなく直流基準電位、例えば、ＧＮＤに接続される。スイッチ装置のこの状態は、代替的な第２のコンバータ状態、又は、領域１の動作について説明した第２のコンバータ状態と比べられる第４の状態を表す。図８は、領域２（Ｐｖｄｄ＞２＊Ｖｄｄの場合）による動作中の第１の制御可能な半導体スイッチ２０１、第２の制御可能な半導体スイッチ２０２、第３の制御可能な半導体スイッチ２０３、第４の制御可能な半導体スイッチ２０４、第５の制御可能な半導体スイッチ２０５及び第６の制御可能な半導体スイッチ２０６の例示的な各ゲート制御信号Ｑ０〜Ｑ５を示す。上述した代替的な第２のコンバータ状態と第２のコンバータ状態／第４のコンバータ状態との間の電流経路に関する違いは、第２のコンバータ状態において見つけられる。瞬時４０１における第１のコンバータ状態及び瞬時４０３における第３のコンバータ状態は、図４及び図８を比較することによって明らかであるように領域１の動作及び領域２の動作の下では同一である。しかしながら、第１のスイッチ２０１及び第２のスイッチ２０２は、代替的な第２のコンバータ状態においてオン状態又は導通状態となり、第３のスイッチ２０３、第４のスイッチ２０４、第５のスイッチ２０５及び第６のスイッチ２０６は、オフ状態又は非導通状態となる。瞬時４０２ｂにおけるこのような代替的な第２のコンバータ状態を図８に示す。領域１の動作の下では、図４のゲート制御信号に関連して示すように、第１のスイッチ及び第２のスイッチは、図４の瞬時４０２ａにおいて、状態に対応するようにオフ／非導通状態となる。領域２の代替的な第２のコンバータ状態の電流経路９１１，９１２を図９に示す。ブーストインダクタＬ１は、電流経路９１１の導通している第１のスイッチ２０１及び第２のスイッチ２０２を介して直流基準電位に接続されており、ポンプコンデンサＣ２は、電流経路９１２を介して平滑コンデンサＣ３に直列に接続されている。
【００５８】
上述したように、第１のコンバータ状態及び第３のコンバータ状態は、同一の電流経路を利用する。領域１（図４）と領域２（図８）の間のゲート制御信号の比較は、特に、電流経路の変化がゲート制御信号のデューティサイクルの変化の結果であることを示す。例えば、第１のスイッチ２０１及び第２のスイッチ２０２のオン時間は、第１の出力電圧及び第２の出力電圧と共に増大する。領域１の動作に関連する図４において、第１のスイッチ及び第２のスイッチのゲート制御信号の各々のデューティサイクルは、略２０％である。領域２の動作に関連する図８において、第１のスイッチ及び第２のスイッチのゲート制御信号の各々のデューティサイクルは、略８０％である。ゲート制御信号が略同一の回路接続形態によって提供されるとともに動作条件のみが異なることに留意されたい。したがって、領域２の動作に遷移するために半導体スイッチ装置（１０１）の回路接続形態を変更する必要がない。制御回路は、自動的にデューティサイクルを増大し、最終的には、第２のコンバータ状態から、直流基準電位を介したブーストインダクタＬ１の充電を伴う図９に示した代替的な第２のコンバータ状態に遷移する。
【００５９】
領域２の動作の第１のコンバータ状態において、ポンプコンデンサＣ２は、第１の出力又は平滑コンデンサＣ４を充電し、これは、領域２においてＣ４を充電することができる唯一の方法である。それに対し、領域１において、Ｃ４は、瞬時４０１の第１のコンバータ状態の間及び瞬時４０２ａの第２のコンバータ状態の間にブーストインダクタＬ１によって充電される。第３のコンバータ状態において、コンデンサＣ２，Ｃ３は並列に接続され、両方のコンデンサＣ２，Ｃ３は、ブーストインダクタＬ１によって供給される電流によって再充電される。この状況の結果、領域２における必要な充電時間を、ブーストインダクタＬ１が充電されている間に決定することができない。電力コンバータが瞬時４０２ｂの第２のコンバータ状態から瞬時４０１の第１のコンバータ状態又は瞬時４０３の第３のコンバータ状態に切り替えられるとき、コンデンサは、ブーストインダクタＬ１によって再充電され、制御回路は、デューティサイクルを必要に応じて調整してもよい。
【００６０】
図１０は、本発明の他の実施の形態による３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１０００の概略的なブロック図を示す。３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１０００は、ＤＣ−ＤＣ電力変換回路１００１と、ＤＣ−ＤＣ電力変換回路１００１を制御するためにＤＣ−ＤＣ電力変換回路１００１に結合されている制御回路１００２と、を備える。
【００６１】
図１１は、図１０の３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１０００の３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力変換回路１００１の例示的な実施の形態を示す。３レベル出力ＤＣ−ＤＣ電力変換回路は、上述した２出力ＤＣ−ＤＣ電力変換回路と所定の特徴を共有する。３レベル出力ＤＣ−ＤＣ電力変換回路は、ブーストノード２２２に接合されている第１の下側のレッグ及び第２の上側のレッグも備える。図２の２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力変換回路が単一のブースト又はフローティングコンデンサＣ２を備える場合、図１１の３レベル出力ＤＣ−ＤＣ電力変換回路１００１は、第１のレッグの中間ノード及び第２のレッグの中間ノードの個別の対に接続されている二つの個別のブースト／フライングコンデンサＣ１，Ｃ２を備える。半導体スイッチ装置の第１のレッグは、直流基準電位すなわち本実施の形態の接地点／ＧＮＤとブーストノード５２２との間で直列接続又はカスケード接続している第１の半導体スイッチ５０１、第２の半導体スイッチ５０２及び第３の半導体スイッチ５０３を備える。半導体スイッチは、ブーストノード５２２ａと第１の出力ノード５２５の第１の直流出力電圧Ｐｖｄｄとの間で直列接続又はカスケード接続している第４の半導体スイッチ５０４、第５の半導体スイッチ５０５及び第６の半導体スイッチ５０６を備える第２のレッグを備える。第１のレッグは、第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチの接合ノードに配置されている第１の中間ノード５２１及び第２の半導体スイッチと第３の半導体スイッチの接合ノードに配置されている第２の中間ノード５２２を備える。同様に、第２のレッグは、第４の半導体スイッチと第５の半導体スイッチの接合ノードに配置されている第３の中間ノード５２３及び第５の半導体スイッチと第６の半導体スイッチの接合ノードに配置されている第４の中間ノード５２４を備える。ブーストインダクタＬ１は、直流入力電源Ｖｄｄに結合されている第１の端部及びブーストノード５２２ａに結合されている第２の端部を有する。第１のポンプコンデンサＣ１は、第２の中間ノード５２２と第３の中間ノード５２３との間に結合されており、第２のポンプコンデンサＣ２は、第１の中間ノード５２１と第４の中間ノード５２４との間に結合されている。後に詳細に説明するように、半導体スイッチ装置は、複数の他の半導体スイッチ６０７，６０８，６０９，６１０を備える。
【００６２】
一つ以上のブーストコンデンサ（２１２，５３１，５３２）は、充電されるために及び／又は電荷を各出力ノードに供給するために選択的に切替が行われる。図２の２出力の実施の形態と比較すると、図１１の３レベルの実施の形態は、他の直流出力電圧を供給するために他のエネルギーを蓄積する他のコンデンサを備える。３レベル電力コンバータにおいて、コンデンサ２１２は、ノード２２４，２２５を介して２出力を提供する。図１１の３レベル電力変換回路において、二つのコンデンサ、すなわち、コンデンサ５３１及びコンデンサ５３２は、（直流基準電圧を含む）所望の四つの出力レベルを取得するために制御回路が切替を周期的に行うことによって充電状態における充電又は放電状態における放電が選択的に行われる。
【００６３】
図１３は、図１０の３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１０００のＤＣ−ＤＣ電力変換回路１００１として用いられる他の３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力変換回路１３０１を示す。
【００６４】
本開示に基づいて、特に、図２の２レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ並びに図１１及び図１３の３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの開示において、本明細書において提供する一般的な本発明の概念を、４レベルブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ、５レベルブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ（等）の提供に拡張してもよい。
【００６５】
図１２ａは、３レベル出力を取得するために図１１のＤＣ−ＤＣ電力変換回路１００１の半導体スイッチを制御する制御信号の例を示す。Ｄは、図１１の第１の半導体スイッチ５０１のデューティサイクルである。図１０の制御回路は、スイッチ５０１〜５０６，６０７〜６１０（図１１参照）を介した一連のコンバータ状態の間での変換回路１００１の切替に用いられるゲート制御信号Ｑ０〜Ｑ９をそれぞれ生成するように構成されている。これらのゲート制御信号を、例えば、図１２ｂに示すような制御回路１２０２によって供給することができる。制御回路１２０２は、三つのコンパレータ１２１２を用いる点を除いて上述した２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータに関連して説明したものと同様である。三つのコンパレータ１２１２は、変調信号Ｖｍｏｄとそれぞれ１２０°位相シフトしたランプ信号１２０５ａ，１２０５ｂ，１２０５ｃの各々とを比較する。ゲートドライバ１２２０は、必要なゲート信号Ｑ０〜Ｑ９を供給する。
【００６６】
同様に、図１４ａは、図１３の変換回路１３０１から３レベル出力を取得するために図１３の変換回路１３０１の半導体スイッチを制御する制御信号を示す。Ｄは、図１３の第１の半導体スイッチ５０１のデューティサイクルである。図１０の制御回路は、スイッチ５０１〜５１０（図１３参照）を介した一連のコンバータ状態の間での変換回路１３０１の半導体スイッチ装置（５０１，５０２，５０３，５０４，５０５，５０６，５０９，５１０，５１１，４１２）の切替に用いられるゲート制御信号Ｑ０〜Ｑ１１を供給する。これらのゲート信号を、例えば、図１４ｂに示す例示的な制御回路１３０２によって供給することができる。制御回路１３０２は、上述した３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータに関連して説明したものと同様である。制御回路１３０２は、変調信号Ｖｍｏｄとそれぞれ１２０°位相シフトしたランプ信号１３０５ａ，１３０５ｂ，１３０５ｃの各々とを比較する三つのコンパレータ１２１２を用いる。ゲートドライバ１３２０は、必要なゲート信号Ｑ０〜Ｑ１１を供給する。図１２ｂのゲートドライバ１２２０によって用いられる論理回路及び図１４ｂのゲートドライバ１３２０によって用いられる論理回路は幾分異なり、これは、図１１の３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力変換回路１１０１と図１３の３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力変換回路１３０１との間のアーキテクチャの差を反映する。２レベルブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータと同様に、状態の間の切替を、第１の直流出力電圧のような直流出力電圧と直流ターゲット電圧との比較に基づいて有利に開始してもよい。
【００６７】
電力インバータ
図１５は、上述した２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータ１００の上述した実施の形態を用いる２レベル電力インバータ１５００を示す。インバータ回路１５０１は、直流基準電位、例えば、図示したような接地点並びに第１の直流出力ノード２２４及び第２の直流出力ノード２２５（図１及び図２参照）に接続されている。インバータ回路は、交流出力を生成するために２出力ブーストＤＣ−ＤＣコンバータによって供給されるノード２２４の第１の直流出力電圧、ノード２２５の第２の直流出力電圧及び直流基準電位を用いる。電力インバータの他の実施の形態は、図１０に示すような３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータを用い、３レベル出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータは、上述したような適切な３レベルＤＣ−ＤＣ電力変換回路を用いる。更に一般的には、インバータは、本発明の第１の態様によるＮ個の半導体スイッチを備える第１のレッグ及び第２のレッグを有する多出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力コンバータの実施の形態に基づく。
【００６８】
交流生成器
図１６は、図１５に示す２レベルインバータ１５００及び適切な電力生成器１６０１を用いる交流生成器１６００を示す。電力生成器１６０１は、風力タービン、ソーラーパネル又は波に基づく環境発電装置（ｗａｖｅ−ｂａｓｅｄ  ｅｎｅｒｇｙ  ｈａｒｖｅｓｔｉｎｇ  ａｐｐａｒａｔｕｓ）を備えてもよい。電力生成器１６０１からの電力は、２レベルインバータ１５００の２出力ブーストＤＣ−ＤＣ電力変換回路部１０１に対する入力電源として用いられる。出力は、交流電流ＡＣである。
【００６９】
図１７は、多出力ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ（１００，１０００）並びに直流基準電位に結合されている第１の電源レール（ＧＮＤ）、第１の直流出力電圧に結合されている第２の電源レール（Ｐｖｄｄ）及び第２の直流出力電圧に結合されている第３の電源レール（1/2 Ｐｖｄｄ）を有するオーディオ回路１７０１を備えるＤ級オーディオパワーアンプを示す。オーディオ回路は、スピーカ負荷１７１０に接続可能な出力部を備える。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２ａ】
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【図１２ｂ】
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【図１３】
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【図１４ａ】
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【図１４ｂ】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【国際調査報告】
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