(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期モータのロータの電気的な回転位置を示す電気角を検出する電気角検出装置であって、
所定のタイミングで前記ロータの電気角をモデル値として推定する電気角推定手段と、
前記推定された電気角に基づいて前記同期モータのコイルに所定の電圧を印加する電圧印加手段と、
該電圧に応じて前記コイルに流れる電流を、前記ロータの磁束に沿う方向の磁化電流および該磁束に電気的に直交する方向のトルク電流として検出する検出手段と、
前記同期モータのコイルについて電圧、電流、および該コイルのインダクタンスの関係を与える電圧方程式により求められる前記磁化電流のモデル値と前記検出された磁化電流の値との偏差を少なくとも含む単一のパラメータを用いた演算式により、前記電気角の真値を演算する電気角算出手段とを備えると共に、
前記パラメータは、前記磁化電流の偏差である電気角検出装置。
【請求項２】
前記電気角算出手段は、前記パラメータに第１の係数を乗じた比例項と、前記パラメータの積分値に第２の係数を乗じた積分項によって前記誤差を演算する手段である請求項１記載の電気角検出装置。
【請求項３】
前記電気角算出手段は、次式により前記電気角の真値θを求める手段である請求項１記載の電気角検出装置。
θ＝θ（ｎ−１）＋ｋ１・ΔＩｄ＋ｋ２・Σ（ΔＩｄ）;
ここで、
ΔＩｄ＝Ｉｄ（ｎ）−Ｉｄｍ；
Ｉｄｍ＝Ｉｄ（ｎ−１）＋ｔ（Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ（ｎ−１）
＋ω・Ｌｑ・Ｉｑ（ｎ−１））／Ｌｄ;
ω＝（ｋ１・ΔＩｄ＋ｋ２・Σ（ΔＩｄ））／ｔ;
θ（ｎ−１） は前タイミングにおける電気角の値；
Ｉｄ（ｎ）は現タイミングにおける磁化電流の値；
Ｉｄｍは磁化電流のモデル値；
Ｉｄ（ｎ−１）は前タイミングにおける磁化電流の値；
Ｉｑ（ｎ−１）は前タイミングにおけるトルク電流の値；
Ｌｄは磁化電流の方向のインダクタンス；
Ｌqはトルク電流の方向のインダクタンス；
Ｒはコイルの抵抗値；
Ｖｄは磁化電流方向の電圧値；
ｔは演算の実行周期；
ｋ１，ｋ２は係数；
【請求項４】
同期モータのロータの電気的な回転位置を示す電気角を検出する電気角検出装置であって、
所定のタイミングで前記ロータの電気角をモデル値として推定する電気角推定手段と、
前記推定された電気角に基づいて前記同期モータのコイルに所定の電圧を印加する電圧印加手段と、
該電圧に応じて前記コイルに流れる電流を、前記ロータの磁束に沿う方向の磁化電流および該磁束に電気的に直交する方向のトルク電流として検出する検出手段と、
前記同期モータのコイルについて電圧、電流、および該コイルのインダクタンスの関係を与える電圧方程式により求められる前記磁化電流のモデル値と前記検出された磁化電流の値との偏差を少なくとも含む単一のパラメータを用いた演算式により、前記電気角の真値を演算する電気角算出手段とを備えると共に、
前記パラメータは、前記磁化電流の偏差とトルク電流の偏差の多項式である電気角検出装置。
【請求項５】
前記電気角算出手段は、次式により前記電気角の真値θを求める手段である請求項４記載の電気角検出装置。
θ＝θ（ｎ−１）＋ｋ１・ＰＭ＋ｋ２・ΣＰＭ;
ここで、
ＰＭ＝ΔＩｄ＋ΔＩｑ；
ΔＩｄ＝Ｉｄ（ｎ）−Ｉｄｍ；
Ｉｄｍ＝Ｉｄ（ｎ−１）＋ｔ（Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ（ｎ−１）
＋ω・Ｌｑ・Ｉｑ（ｎ−１））／Ｌｄ;
ΔＩｑ＝Ｉｑ（ｎ）−Ｉｑｍ；
Ｉｑｍ＝Ｉｑ（ｎ−１）＋ｔ（Ｖｑ−Ｒ・Ｉｑ（ｎ−１）
−ω・Ｌｄ・Ｉｄ（ｎ−１）−Ｅ（ｎ−１））／Ｌｑ;
ω＝（ｋ１・ＰＭ＋ｋ２・ΣＰＭ）／ｔ;
θ（ｎ−１） は前タイミングにおける電気角の値；
Ｉｄ（ｎ）は現タイミングにおける磁化電流の値；
Ｉｄｍは磁化電流のモデル値；
Ｉｄ（ｎ−１）は前タイミングにおける磁化電流の値；
Ｉｑ（ｎ）は現タイミングにおけるトルク電流の値；
Ｉｑｍはトルク電流のモデル値；
Ｉｑ（ｎ−１）は前タイミングにおけるトルク電流の値；
Ｌｄは磁化電流の方向のインダクタンス；
Ｌqはトルク電流の方向のインダクタンス；
Ｒはコイルの抵抗値；
Ｅはコイルに生じる起電力；
Ｖｄは磁化電流方向の電圧値；
Ｖｑはトルク電流方向の電圧値；
ｔは演算の実行周期；
ｋ１，ｋ２は係数；
【請求項６】
請求項４または請求項５いずれか記載の電気角検出装置であって、
前記同期モータは永久磁石を備えた永久磁石型の同期モータであり、
前記電気角算出手段は、前記トルク電流の偏差に当たり、該同期モータの回転中に該永久磁石によって生じる起電力項を無視して前記電気角を算出する手段である電気角検出装置。
【請求項７】
請求項１または請求項４記載の電気角検出装置であって、
前記同期モータは永久磁石を備えた永久磁石型の同期モータであり、
該同期モータの回転中に該永久磁石によって生じる起電力に対し、該永久磁石の温度によって生じる変動を予め記憶する起電力記憶手段と、
該永久磁石の温度を検出する温度検出手段と、
前記電気角算出手段は、前記検出された温度に基づいて前記起電力記憶手段を参照して、起電力に生じる前記変動を補償して前記電気角を算出する手段である電気角検出装置。
【請求項８】
同期モータのロータの電気的な回転位置を示す電気角を検出する電気角検出方法であって、
（ａ）  所定のタイミングで前記ロータの電気角をモデル値として推定する工程と、
（ｂ）  前記推定された電気角に基づいて前記同期モータのコイルに所定の電圧を印加する工程と、
（ｃ）  該電圧に応じて前記コイルに流れる電流を、前記ロータの磁束に沿う方向の磁化電流および該磁束に電気的に直交する方向のトルク電流として検出する工程と、
（ｄ）  前記同期モータのコイルについて電圧、電流、および該コイルのインダクタンスの関係を与える電圧方程式により求められる前記磁化電流のモデル値と前記検出された磁化電流の値との偏差を少なくとも含む単一のパラメータを用いた演算式により、前記電気角の真値を演算する工程とを備えると共に、
前記パラメータは、前記磁化電流の偏差である電気角検出方法。
【請求項９】
同期モータのロータの電気的な回転位置を示す電気角を検出する電気角検出方法であって、
（ａ）  所定のタイミングで前記ロータの電気角をモデル値として推定する工程と、
（ｂ）  前記推定された電気角に基づいて前記同期モータのコイルに所定の電圧を印加する工程と、
（ｃ）  該電圧に応じて前記コイルに流れる電流を、前記ロータの磁束に沿う方向の磁化電流および該磁束に電気的に直交する方向のトルク電流として検出する工程と、
（ｄ）  前記同期モータのコイルについて電圧、電流、および該コイルのインダクタンスの関係を与える電圧方程式により求められる前記磁化電流のモデル値と前記検出された磁化電流の値との偏差を少なくとも含む単一のパラメータを用いた演算式により、前記電気角の真値を演算する工程とを備えると共に、
前記パラメータは、前記磁化電流の偏差とトルク電流の偏差の多項式である電気角検出方法。
【請求項１０】
同期モータのロータの電気的な位置を示す電気角を算出し、要求トルクおよび要求回転数で回転するよう前記電気角に基づいて前記同期モータを制御するモータ制御装置であって、
所定のタイミングで前記ロータの電気角をモデル値として推定する電気角推定手段と、
前記推定された電気角に基づいて、要求トルクに応じて前記同期モータのコイルに電圧を印加して、前記ロータの磁束に沿う方向の磁化電流および該磁束に電気的に直交する方向のトルク電流を流す電流制御手段と、
前記磁化電流およびトルク電流を検出する検出手段と、
前記同期モータのコイルについて電圧、電流、および該コイルのインダクタンスの関係を与える電圧方程式により求められる前記磁化電流のモデル値と前記検出された磁化電流の値との偏差を少なくとも含む単一のパラメータを用いた演算式により、前記電気角の真値を演算する電気角算出手段と、
該演算された電気角を次のタイミングにおける前記電気角の推定に反映させる反映手段とを備えると共に、
前記パラメータは、前記磁化電流の偏差であるモータ制御装置。
【請求項１１】
同期モータのロータの電気的な位置を示す電気角を算出し、要求トルクおよび要求回転数で回転するよう前記電気角に基づいて前記同期モータを制御するモータ制御装置であって、
所定のタイミングで前記ロータの電気角をモデル値として推定する電気角推定手段と、
前記推定された電気角に基づいて、要求トルクに応じて前記同期モータのコイルに電圧を印加して、前記ロータの磁束に沿う方向の磁化電流および該磁束に電気的に直交する方向のトルク電流を流す電流制御手段と、
前記磁化電流およびトルク電流を検出する検出手段と、
前記同期モータのコイルについて電圧、電流、および該コイルのインダクタンスの関係を与える電圧方程式により求められる前記磁化電流のモデル値と前記検出された磁化電流の値との偏差を少なくとも含む単一のパラメータを用いた演算式により、前記電気角の真値を演算する電気角算出手段と、
該演算された電気角を次のタイミングにおける前記電気角の推定に反映させる反映手段とを備えると共に、
前記パラメータは、前記磁化電流の偏差とトルク電流の偏差の多項式であるモータ制御装置。
【請求項１２】
さらに、前記コイルに生じる磁気飽和が前記パラメータに与える影響を補償する補償手段を備える請求項１０または請求項１１記載のモータ制御装置。
【請求項１３】
請求項１２記載のモータ制御装置であって、
前記補償手段は、
前記要求トルクに応じて前記パラメータに生じる変動を予め記憶する記憶手段と、
該記憶手段を参照して、前記パラメータを補正する補正手段とを備えるモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期モータについて、センサレスでロータの電気角を検出する電気角検出装置および検出方法に関し、該検出装置を適用して同期モータの運転を制御するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、種々の交流モータが産業機械、鉄道車両などに使用されている。近年では、交流モータを動力源として使用するハイブリッド車両も提案されている。かかる交流モータのひとつとして、多相交流を巻線に流し、該巻線による磁界と永久磁石による磁界との相互作用によりロータを回転させる同期モータがある。同期モータにより所望の回転トルクを得るためには、ロータの位置、即ち電気角に応じて巻線に流す多相交流を制御する必要がある。
【０００３】
電気角の検出方法としては、ホール素子等のセンサを用いた方法が一般的である。但し、この方法では、センサの検出精度および故障に対する信頼性がモータを安定して運転する際の課題となる。これに対し、いわゆる突極型の同期モータについては、上述のセンサを用いずに、以下に示す演算に基づいてセンサレスで電気角を検出する方法が提案されている。かかる方法によれば、センサを使用しないため、故障に対する信頼性を向上することができる。
【０００４】
突極型の同期モータの電気角をセンサレスで検出する方法として、特にモータが比較的高速回転で運転（以下、単に高速運転と呼ぶ）している場合には、次式（１）（２）に示す電圧方程式を用いる方法が提案されている。
Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ−ｐ（Ｌｄ・Ｉｄ）＋ω・Ｌｑ・Ｉｑ＝０  ・・・（１）
Ｖｑ−Ｒ・Ｉｑ−ｐ（Ｌｑ・Ｉｑ）−ω・Ｌｄ・Ｉｄ−Ｅ＝０  ・・・（２）
ここで、Ｖはモータに印加される電圧値、Ｉはモータ巻線に流れる電流値、Ｌは巻線のインダクタンスを示している。Ｖ，Ｉ，Ｌに付けられた添え字ｄおよびｑは、それぞれの値がモータのいわゆるｄ軸、ｑ軸方向の値であることを意味している。上式の他の変数について、Ｒはモータコイル抵抗、ωはモータの電気的回転角速度、Ｅはモータの回転によって生じる起電力を示している。モータの電気的角速度ωは、モータの機械的な角速度に極対数を乗じて求められる値である。また、ｐは時間微分演算子である。つまり、
ｐ（Ｌｄ・Ｉｄ）＝ｄ（Ｌｄ・Ｉｄ）／ｄｔ
である。
【０００５】
ｄ軸、ｑ軸について図３を用いて簡単に説明する。永久磁石型の三相同期モータは図３に示す等価回路によって表される。この等価回路において、モータの回転中心を通り、永久磁石の作る磁界に沿う方向を一般にｄ軸と呼ぶ。一方、ロータの回転面内においてｄ軸に直交する方向を一般にｑ軸と呼ぶ。また、図３の等価回路においてＵ相とｄ軸のなす角度がモータの電気角θに相当する。
【０００６】
上述の電圧方程式（１）（２）は、ｄ軸、ｑ軸について常に成立する方程式である。センサレスでモータを制御する場合、まずモータの制御装置はある推定された電気角（図３におけるθｃに相当）に基づいて上記方程式を演算する。このとき、演算結果には推定された電気角θｃと現実の電気角θとの誤差角（図３におけるΔθ）に応じた演算誤差が生じる。つまり、算出された電流および電圧値を用いて上述の電圧方程式（１）（２）を計算すれば、本来は値０となるべき両方程式が０以外の値となる。
【０００７】
あるタイミングにおける電気角は、モータの回転速度から算出された電気角の変化量を前のタイミングにおける電気角に加えることによって推定される。この推定において電気角の誤差は主に２つの要因によって生じる。一つは、その電気角を推定する基準となる電気角、即ち前のタイミングにおける電気角における算出誤差であり、もう一つはモータの回転速度に関する誤差である。ｑ軸について成立する方程式（２）は、モータの回転によって生じる起電力Ｅの項を含んでいる。従って、方程式（２）で生じる誤差は、主としてモータの回転速度に関する誤差に密接な関係がある。一方、ｄ軸について成立する方程式（１）について生じる誤差は、主として電気角における算出誤差に関係がある。前のタイミングにおける電気角に、現タイミングにおける電圧値、電流値等を用いて計算された方程式（１）（２）の誤差を考慮した補正を行うことにより、現タイミングにおける電気角を算出することができる。こうして求められた電気角に基づいて次のタイミングにおける電気角θｃを推定すれば、電気角をセンサレスで算出しつつモータの運転を制御することができる。
【０００８】
電気角を演算する方法の具体例を以下に示す。先に示した電圧方程式（１）（２）において、時間微分（ｄ／ｄｔ）を時間差分（変化量／時間）に置き換えて変形すると次式（３）〜（５）が得られる。
ΔＩｄ＝Ｉｄ（ｎ）−Ｉｄｍ
＝Ｉｄ（ｎ）−Ｉｄ（ｎ−１）
−ｔ（Ｖｄ−ＲＩｄ＋ωＬｑＩｑ）／Ｌｄ      ・・・（３）；
ΔＩｑ＝Ｉｑ（ｎ）−Ｉｑｍ
＝Ｉｑ（ｎ）−Ｉｑ（ｎ−１）
−ｔ（Ｖｑ−ＲＩｑ−ωＬｄＩｄ−Ｅ（ｎ−１））／Ｌｑ  ・・・（４）；
Ｅ（ｎ）＝Ｅ（ｎ−１）−ｋｋ１・ΔＩｑ      ・・・（５）；
【０００９】
ここで、Ｉｄ，Ｉｑはｄ軸、ｑ軸の電流、即ち磁化電流およびトルク電流、Ｌｄ，Ｌｑはｄ軸、ｑ軸方向のインダクタンス、Ｖｄ、Ｖｑは巻線に印加される電圧値を示している。それぞれの変数に付けられた（ｎ）等は、上記演算が周期的に繰り返し実行されていることを踏まえて付されており、（ｎ）は現タイミングにおける値であり、（ｎ−１）は前タイミングにおける値を意味している。Ｉｄｍ、Ｉｑｍは磁化電流およびトルク電流のそれぞれのモデル値、即ち推定した電気角が正しいと仮定した場合に電圧方程式に基づいて求められる電流の理論値を意味する。なお、この演算が実行される周期は、上式における時間ｔである。
【００１０】
また、上記電圧方程式における時間微分の項については、インダクタンスが一定値を採るものと仮定して展開している。例えば、
ｐ（Ｌｄ・Ｉｄ）＝Ｌｄ・ｐ（Ｉｄ）
としている。ｐ（Ｌｑ・Ｉｑ）についても同様である。
【００１１】
その他の変数について、ωはモータの回転角速度である。ωはｒａｄ／ｓｅｃを単位としており、モータの回転数Ｎ（ｒｐｍ）および極対数Ｎｐとの間には、ω＝２π・Ｎｐ・Ｎ／６０なる関係がある。ｋｋ１は起電力Ｅ（ｎ）、Ｅ（ｎ−１）、ΔＩｑとを関係づけ、電気角の算出に用いられるゲインであり、実験的に定められるものである。
【００１２】
こうして算出されたΔＩｄ，ΔＩｑ，Ｅ（ｎ）を用いて、前タイミングにおける電気角θ（ｎ−１）から次式（６）に基づいて現タイミングにおける電気角θ（ｎ）を求める。
θ（ｎ）＝θ（ｎ−１）＋ｔＥ（ｎ）／ｋｋ２
＋ｓｇｎ・ｋｋ３・ΔＩｄ  ・・・（６）
但し、ｓｇｎはω＞０のとき「＋」であり、ω＜０のとき「−」であることを意味する。ここでは、モータが高速運転されていることを前提としているため、モータが回転していない場合、即ちω＝０である場合は考慮しない。また、ｋｋ２，ｋｋ３はｋｋ１と同じく電気角の算出に用いられるゲインであり、実験的に定められるものである。従来は、上式（３）〜（６）の４式を繰り返し実行することにより、電気角を算出していた。こうして算出された電気角θ（ｎ）は次のタイミングにおける電流制御に適用される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
モータが高速運転している場合に十分な精度を確保するためには、上述の演算を高速に実行する必要がある。上述の演算によれば、ｄ軸およびｑ軸に生じる電流の誤差を求めた上で、その誤差に基づいて電気角の誤差を演算する必要があり、非常に演算量が多かった。モータの回転に追随してかかる演算を実行するためには、高価な演算回路を適用する必要があった。この結果、同期モータを搭載した装置、例えばハイブリッド車両などの製造コストの増大を招いていた。
【００１４】
処理に要する演算量を低減するためには、制御に適用するモデルを簡素化する手法が通常採られる。同期モータについて言えば、上記電圧方程式を簡素化する方法がこれに当たる。ところが、同期モータをセンサレスで制御する技術は、比較的最近になって提案された技術であり、電気角の検出精度が十分に確保されているとは言えない状況である。従って、モデルを簡素化して制御の精度を低下させることは許されず、むしろ更に精度を向上すべき状態にあった。
【００１５】
一方、従来の方法において、電気角を十分な精度で検出するためには、式（５）（６）で用いられる係数ｋｋ１，ｋｋ２，ｋｋ３にモータごとに適切な値を設定する必要があった。しかしながら、従来の方法では、電気角の検出に、ΔＩｄ、ΔＩｑという２種類のパラメータを用いており、各パラメータの変動に対応して十分な精度を確保し得る係数値を設定することは困難であった。しかも、式（５）（６）から明らかな通り、係数ｋｋ１、ｋｋ２は密接に関連しているため、適切な値の設定はますます困難になっていた。
【００１６】
更に、従来の方法においては、運転中にモータの永久磁石の温度が変化することに起因して、起電力Ｅに誤差が生じ、結果として電気角の検出精度が低下するという課題もあった。電気角の検出時に上式（４）で用いられる逆起電力Ｅは、永久磁石の磁束密度の関数となるが、モータの運転中に永久磁石の温度が変化すると、この磁束密度が変化するため、逆起電力も変化するのである。図２０は磁石温度による影響を示す説明図である。図２０（ａ）には、モータを所定の回転数で０Ｎｍを要求トルクとして回転制御した場合に、実際にモータから出力されるトルクの時間的変化を示した。図中のハッチングを付した領域が出力トルクの検出範囲である。一定の幅を持っているのは、検出時のノイズなどに起因する検出誤差範囲が含まれるからである。図２０（ｂ）には、上述の運転時における永久磁石の温度の時間的変化を示した。図中のハッチングを付した領域が磁石温度である。図示する通り、時間の経過とともに磁石温度は約１００℃にまで上昇する。これに呼応するようにして、モータの出力トルクに±５Ｎｍ程度の誤差が生じる。磁石の温度変化は、モータ運転時に必然的に生じるから、これに起因する検出誤差をいかに解消するかが課題となっていた。
【００１７】
本発明はこれらの課題を解決するためになされ、電気角の検出精度の向上を図ることを目的とする。また、突極型の同期モータの電気角をセンサレスで検出する処理に要する時間を短縮することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段およびその作用・効果】
上記課題の少なくとも一部を解決するために、本発明では以下の構成を採った。
本発明の電気角検出装置は、
同期モータのロータの電気的な回転位置を示す電気角を検出する電気角検出装置であって、
所定のタイミングで前記ロータの電気角をモデル値として推定する電気角推定手段と、
前記推定された電気角に基づいて前記同期モータのコイルに所定の電圧を印加する電圧印加手段と、
該電圧に応じて前記コイルに流れる電流を、前記ロータの磁束に沿う方向の磁化電流および該磁束に電気的に直交する方向のトルク電流として検出する検出手段と、
前記同期モータのコイルについて電圧、電流、および該コイルのインダクタンスの関係を与える電圧方程式により求められる前記磁化電流のモデル値と前記検出された磁化電流の値との偏差を少なくとも含む単一のパラメータを用いた演算式により、前記電気角の真値を演算する電気角算出手段とを備えることを要旨とする。
【００１９】
先に説明した通り、従来技術ではΔＩｄ、ΔＩｑなど複数のパラメータを用いて電気角を算出していた。先に示した式（５）を式（６）に代入すれば、ΔＩｄ、ΔＩｑ、Ｅ（ｎ−１）の３つをパラメータとして電気角を求めることになる。また、こうして得られた式のＥ（ｎ−１）に更に式（５）を代入していけば、ΔＩｑの積分項が現れる。どのように変形しても、電気角の算出には、複数のパラメータが用いられていた。
【００２０】
これに対し、本発明の電気角検出装置では、単一のパラメータを用いて電気角を算出する。従って、電気角の算出に用いられるゲインについて適切な値の設定を比較的容易に行うことができ、電気角の算出精度を向上することができる。また、パラメータの設定方法によっては、電気角の算出に必要となるパラメータを求めるための演算量を低減することができ、電気角検出に要する処理時間を短縮することができる。
【００２１】
単一のパラメータにより電気角が算出可能となった理由について説明する。電圧方程式は、先に示した通り、ｄ軸およびｑ軸の２方向について電圧、電流等の関係を与える連立方程式である。先に示した式（３）〜（６）の演算において、起電力Ｅはモータの回転によって生じるものであるから、起電力についての算出誤差はモータの回転速度についての誤差とほぼ同義である。電圧方程式では、トルク電流Ｉｑに関する式に起電力の項が含まれているため、式（５）に示す通りトルク電流Ｉｑを用いて起電力Ｅの誤差、即ち回転速度の誤差を求めることができる。一方、起電力Ｅの項を含まない磁化電流Ｉｄに関する式によれば、主として従前の電気角における算出誤差を求めることができる。回転速度とは、電気角の時間微分である。従って、磁化電流に関する式に基づいて得られた誤差を時間微分することにより、回転速度についての誤差に相当する値を求めることができる。
【００２２】
かかる観点から、本願の発明者は、磁化電流Ｉｄに関する誤差をパラメータとして起電力Ｅの項を表現し得ることを見いだした。一方、先に示した式（６）から明らかな通り、電気角も磁化電流Ｉｄに関する誤差をパラメータとして表される。これらを勘案すれば、電気角は少なくとも磁化電流Ｉｄに関する誤差を含む単一のパラメータで表し得ることになる。もちろん、起電力Ｅの項は、本来、トルク電流Ｉｑに関する誤差が含まれているから、上記パラメータにはトルク電流Ｉｑに関する誤差を含めることも可能である。
【００２３】
かかる知見は、電気角を算出する処理の短縮化のため、モデルの簡素化を検討する過程においてなされた。通常は、制御対象の特性を表す方程式において２階微分以上の項を省略したり、高次の微少項を省略することによってモデルの簡素化が図られる。ところが、既に示した通り、電圧方程式は、比較的単純な方程式であり、かかる手法による簡素化を図ることができなかった。電圧方程式における項を不用意に省略すれば、電気角の算出精度を大きく低下させるおそれがあった。
【００２４】
かかる状況下で本願発明者は、電圧方程式を用いた電気角の算出過程において用いられる種々の値につき物理的意義を再検討し、トルク電流の式に基づいて得られる起電力の誤差と、磁化電流の式に基づいて得られる電気角の誤差との間の上記関係を見いだしたのである。同期モータをセンサレスで制御する技術は比較的最近になって提案された技術であるため、電圧方程式について、かかる観点から両者の関係を検討・報告した例は存在しなかった。
【００２５】
本願発明は、このような着眼に基づいてなされたものであり、電気角の算出に際し、従来、複数用いられていたパラメータを単一のパラメータに統一した。こうして、先に説明した通り、電気角の算出精度を向上した。また、比較的単純なパラメータを用いることにより、処理の短縮化を実現することができる。従って、本発明の電気角検出装置によれば、比較的低価格の演算回路によって十分な精度および速度で電気角の検出ひいてはモータの制御を行うことが可能となる。また、従来と同程度の処理速度を有する演算回路を使用した場合には、モータをより効率のよい状態で運転するなど、従来以上に複雑な制御を実現することができる。
【００２６】
また、本発明の電気角検出装置は、電気角の演算内容を変更するのみで実現することができるため、従来のハードウェア構成のままで電気角の算出精度および処理速度を向上することができる利点もある。
【００２７】
本発明の電気角検出装置は、単一のパラメータを用いて電気角を算出する。従って、電気角の算出を実行する演算回路を比較的容易に構成することができる。このようにハードウェアにより電気角を算出する回路を構成すれば、非常に高速での処理を実現することが可能となる。
【００２８】
本発明のモータ制御装置において、前記電気角演算手段は、種々の演算式を適用可能である。例えば、先に説明した関係に基づけば、磁化電流に関して演算された誤差ΔＩｄを時間微分することにより起電力Ｅについての誤差を算出することが可能である。従って、電気角は、基本的に上記パラメータに比例する。
【００２９】
かかる観点から、前記電気角演算手段は、このように磁化電流に係数を乗じた比例項に基づいて前記起電力を算出するものとすることも可能である。
また、前記電気角算出手段は、前記パラメータに第１の係数を乗じた比例項と、前記パラメータの積分値に第２の係数を乗じた積分項によって前記誤差を演算する手段であるものとすることもできる。
【００３０】
いわゆる比例積分制御と同様、積分項を設けることにより、誤差の時間的な累積によって生じる電気角算出結果の定常的なシフトを抑制することができる。この結果、電気角の算出精度を向上でき、モータを長時間に亘って安定して運転することが可能となる。これらの式に限らず、種々の算出式を適用することができるのはいうまでもない。
【００３１】
本発明の電気角検出装置において、前記パラメータは、前記磁化電流の偏差であるものとすることができる。こうすれば、電気角の算出に際し、トルク電流に関する方程式の演算を省略することができ、処理に要する時間を更に短縮することができる。
【００３２】
また、以下の理由から、電気角の検出精度の向上を図ることも可能である。同期モータの制御において、トルクの出力に寄与するトルク電流の値は、磁化電流の値に比較して大きい。従って、トルク電流に生じた誤差も比較的大きくなりがちであり、その変動が電気角の算出誤差に与える影響も大きい。上記電気角検出装置は、磁化電流のみを用いて電気角を検出することにより、このような変動および誤差による影響を抑制することができる。従って、演算に用いるゲインの設定によって、電気角の算出精度を向上することができる。
【００３３】
磁化電流の偏差をパラメータとする場合において、より具体的には、前記電気角演算手段は、次式（７）〜（１０）により電気角θを求める手段であるものとすることができる。
θ＝θ（ｎ−１）＋ｋ１・ΔＩｄ＋ｋ２・Σ（ΔＩｄ）  …（７）;
ここで、
ΔＩｄ＝Ｉｄ（ｎ）−Ｉｄｍ  …（８）；
Ｉｄｍ＝Ｉｄ（ｎ−１）＋ｔ（Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ（ｎ−１）
＋ω・Ｌｑ・Ｉｑ（ｎ−１））／Ｌｄ  …（９）;
ω＝（ｋ１・ΔＩｄ＋ｋ２・Σ（ΔＩｄ））／ｔ  …（１０）;
θ（ｎ−１） は前タイミングにおける電気角の値；
Ｉｄ（ｎ）は現タイミングにおける磁化電流の値；
Ｉｄｍは磁化電流のモデル値；
Ｉｄ（ｎ−１）は前タイミングにおける磁化電流の値；
Ｉｑ（ｎ−１）は前タイミングにおけるトルク電流の値；
Ｌｄは磁化電流の方向のインダクタンス；
Ｌqはトルク電流の方向のインダクタンス；
Ｒはコイルの抵抗値；
Ｖｄは磁化電流方向の電圧値；
ｔは演算の実行周期；
ｋ１，ｋ２は係数；
【００３４】
かかるモータ制御装置によれば、先に示した式（３）〜（６）に代えて、上式（７）〜（１０）を用いることにより電気角を算出することができる。既に説明した通り、電気角の算出精度および処理速度を向上することができる。
【００３５】
本発明の電気角検出装置において、前記パラメータは、前記磁化電流の偏差とトルク電流の偏差の多項式であるものとすることもできる。こうすることにより、電気角のモデル値と真値との誤差が大きくなった場合でも安定して電気角の検出を行うことができ、モータ制御の安定性を向上することができる。
【００３６】
図１１は電気角の誤差と磁化電流の偏差ΔＩｄとの関係を示すグラフである。あるモータについての実験結果を例示した。図示する通り、電気角の誤差が値０から正の方向に大きくなるにつれて、磁化電流の偏差ΔＩｄは徐々に大きくなり、誤差が３０度以上の範囲でほぼ一定値となる。例えば、磁化電流の偏差ΔＩｄのみをパラメータとして電気角を検出する場合には、誤差が３０度以上に達すると、誤差量を特定することができなくなり、電気角を精度良く検出することができなくなる。
【００３７】
図１２は電気角の誤差とトルク電流の偏差ΔＩｑとの関係を示すグラフである。図示する通り、電気角の誤差が正の方向に大きくなってもトルク電流の偏差ΔＩｑは単調増加の傾向を示す。同様に、電気角の検出に用いるパラメータとして、磁化電流の偏差ΔＩｄとトルク電流の偏差ΔＩｑとの多項式を適用すれば、ΔＩｑの特性に基づき誤差角が大きくなった場合でも単調増加の傾向を示し、電気角を精度良く求めることが可能となる。図１１および図１２では、特定のモータについての実験結果を示したが、かかる傾向は同期モータに一般的に生じるものである。
【００３８】
磁化電流の偏差ΔＩｄとトルク電流の偏差ΔＩｑとの多項式をパラメータとする場合において、より具体的には、前記電気角演算手段は、次式（１１）〜（１６）により電気角θを求める手段であるものとすることができる。
θ＝θ（ｎ−１）＋ｋ１・ＰＭ＋ｋ２・ΣＰＭ  …（１１）;
ここで、
ＰＭ＝ΔＩｄ＋ΔＩｑ  …（１１）；
ΔＩｄ＝Ｉｄ（ｎ）−Ｉｄｍ  …（１２）；
Ｉｄｍ＝Ｉｄ（ｎ−１）＋ｔ（Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ（ｎ−１）
＋ω・Ｌｑ・Ｉｑ（ｎ−１））／Ｌｄ  …（１３）;
ΔＩｑ＝Ｉｑ（ｎ）−Ｉｑｍ  …（１４）；
Ｉｑｍ＝Ｉｑ（ｎ−１）＋ｔ（Ｖｑ−Ｒ・Ｉｑ（ｎ−１）
−ω・Ｌｄ・Ｉｄ（ｎ−１）−Ｅ（ｎ−１））／Ｌｑ  …（１５）;
ω＝（ｋ１・ＰＭ＋ｋ２・ΣＰＭ）／ｔ  …（１６）;
θ（ｎ−１） は前タイミングにおける電気角の値；
Ｉｄ（ｎ）は現タイミングにおける磁化電流の値；
Ｉｄｍは磁化電流のモデル値；
Ｉｄ（ｎ−１）は前タイミングにおける磁化電流の値；
Ｉｑ（ｎ）は現タイミングにおけるトルク電流の値；
Ｉｑｍはトルク電流のモデル値；
Ｉｑ（ｎ−１）は前タイミングにおけるトルク電流の値；
Ｌｄは磁化電流の方向のインダクタンス；
Ｌqはトルク電流の方向のインダクタンス；
Ｒはコイルの抵抗値；
Ｅはコイルに生じる起電力；
Ｖｄは磁化電流方向の電圧値；
Ｖｑはトルク電流方向の電圧値；
ｔは演算の実行周期；
ｋ１，ｋ２は係数；
【００３９】
図１３はパラメータΔＩｄ＋ΔＩｑと電気角の誤差との関係を示す。先に説明した通り、電気角の誤差角が大きくなってもこのパラメータは単調増加の傾向を示す。従って、誤差角が大きい領域においても精度良く電気角を検出することができ、かかる領域においても安定して同期モータの運転を制御することができる。
【００４０】
このようにトルク電流の偏差ΔＩｑを考慮して電気角を検出する場合において、
前記同期モータは永久磁石を備えた永久磁石型の同期モータである場合には、前記電気角算出手段は、前記トルク電流の偏差に当たり、該同期モータの回転中に該永久磁石によって生じる起電力項を無視して前記電気角を算出する手段であるものとすることもできる。
【００４１】
先に説明した通り、永久磁石型の同期モータでは、運転中に永久磁石の温度が変化し、これが起電力Ｅの大きさに影響を与える。起電力項を無視するものとすれば、かかる影響を回避して電気角を算出することが可能となる。この際、電圧方程式に基づく本来の演算式には含まれる起電力項を無視することによる演算誤差が生じる可能性があるが、既に説明した通り、起電力は磁化電流の偏差ΔＩｄ、トルク電流の偏差ΔＩｑと密接な関わりを持つ物理量であるから、これらの変数ΔＩｄ、ΔＩｑの多項式をパラメータとする電気角の演算式において、ゲインを適宜調整することにより、上述の演算誤差を抑制することが可能である。この結果、上記態様によれば、永久磁石型の同期モータについて、永久磁石の温度変化による影響を回避して電気角を精度良く検出することが可能となる。
【００４２】
同じく、永久磁石の温度変化による影響を抑制して電気角の検出精度を向上する態様として、
該同期モータの回転中に該永久磁石によって生じる起電力に対し、該永久磁石の温度によって生じる変動を予め記憶する起電力記憶手段と、
該永久磁石の温度を検出する温度検出手段と、
前記電気角算出手段は、前記検出された温度に基づいて前記起電力記憶手段を参照して、起電力に生じる前記変動を補償して前記電気角を算出する手段であるものとすることも望ましい。
【００４３】
こうすれば、起電力に生じる変動の補償に要する演算量が増大するものの、永久磁石の温度変化による影響を抑制して電気角の検出精度を向上することができる。なお、永久磁石の温度が起電力に与える影響の大きい所定の範囲にある場合にのみ上記補償を行うものとすることもできる。この場合には、永久磁石の温度が与える影響が小さい場合には演算を簡略化することができ、処理を高速化することができる利点がある。
【００４４】
永久磁石の温度はサーミスタや熱電対などのセンサを用いて検出することができる。永久磁石が同期モータの回転子に備えられている場合には、これらのサンセをスリップリングとブラシを用いた機構や、テレメータなどを利用して検出するものとすればよい。なお、上述の温度検出手段は、このように直接永久磁石の温度を検出する方法の他、例えば、同期モータの運転状況を継続的に監視して永久磁石の温度を推定する手段として構成してもよい。
【００４５】
上記態様の起電力記憶手段は、上記変動について予め実験または解析によって特定された関係を記憶する。テーブルで記憶するものとしてもよいし、関数で記憶するものとしてもよい。また、記憶するパラメータは種々選択可能であり、起電力自体を記憶するものとしてもよいし、所定の起電力からの偏差を記憶するものとしてもよい。
【００４６】
本発明は以下に示す電気角の検出方法として構成することもできる。
即ち、本発明の電気角検出方法は、
同期モータのロータの電気的な回転位置を示す電気角を検出する電気角検出方法であって、
（ａ）  所定のタイミングで前記ロータの電気角をモデル値として推定する工程と、
（ｂ）  前記推定された電気角に基づいて前記同期モータのコイルに所定の電圧を印加する工程と、
（ｃ）  該電圧に応じて前記コイルに流れる電流を、前記ロータの磁束に沿う方向の磁化電流および該磁束に電気的に直交する方向のトルク電流として検出する工程と、
（ｄ）  前記同期モータのコイルについて電圧、電流、および該コイルのインダクタンスの関係を与える電圧方程式により求められる前記磁化電流のモデル値と前記検出された磁化電流の値との偏差を少なくとも含む単一のパラメータを用いた演算式により、前記電気角の真値を演算する工程とを備える電気角検出方法である。
【００４７】
かかる電気角検出方法によれば、先に電気角検出装置として説明したのと同様の作用により、電気角を精度良く、高速に検出することができる。なお、上記電気角検出方法においても、電気角検出装置で説明したのと同様の付加的要素を適用することができることはもちろんである。
【００４８】
本発明はその主要部を共通にする発明として、以下に示すモータ制御装置を構成することもできる。
即ち、本発明のモータ制御装置は、
同期モータのロータの電気的な位置を示す電気角を算出し、要求トルクおよび要求回転数で回転するよう前記電気角に基づいて前記同期モータを制御するモータ制御装置であって、
所定のタイミングで前記ロータの電気角をモデル値として推定する電気角推定手段と、
前記推定された電気角に基づいて、要求トルクに応じて前記同期モータのコイルに電圧を印加して、前記ロータの磁束に沿う方向の磁化電流および該磁束に電気的に直交する方向のトルク電流を流す電流制御手段と、
前記磁化電流およびトルク電流を検出する検出手段と、
前記同期モータのコイルについて電圧、電流、および該コイルのインダクタンスの関係を与える電圧方程式により求められる前記磁化電流のモデル値と前記検出された磁化電流の値との偏差を少なくとも含む単一のパラメータを用いた演算式により、前記電気角の真値を演算する電気角算出手段と、
該演算された電気角を次のタイミングにおける前記電気角の推定に反映させる反映手段とを備えるモータ制御装置である。
【００４９】
かかるモータ制御装置は、先に説明した電気角検出装置と同様の作用により、電気角を精度良く、高速に検出することができる。こうして検出された電気角を用いてコイルに流す電流を制御するため、要求トルクおよび回転数に応じた電流を適切に流すことができる。従って、本発明のモータ制御装置によれば、トルクや回転数の変動を抑制して同期モータの運転を制御することができる。
【００５０】
本発明のモータ制御装置においても、電気角検出装置で説明した種々の付加的要素を適用できることはいうまでもない。本発明のモータ制御装置には、更に以下に示す付加的要素を適用することも可能である。
【００５１】
つまり、本発明のモータ制御装置においては、
さらに、前記コイルに生じる磁気飽和が前記パラメータに与える影響を補償する補償手段を備えるものとすることができる。
【００５２】
先に示した式（３）〜（６）等は、いずれもモータのインダクタンスＬｄ，Ｌｑが時間的に変化しないことを前提として設定されている。インダクタンスは、コイルに電流を流すことによって生じる磁束と密接な関連があり、コイルに大電流を流した場合には、いわゆる磁気飽和とよばれる現象が生じてインダクタンスが低下する現象が知られている。モータの要求トルクが大きくなった場合には、トルク電流が大きくなり、磁気飽和が生じる。こうして生じたインダクタンスの値の変化は電圧方程式の演算結果にも影響を与える。上記モータ制御装置によれば、補償手段により、かかる磁気飽和による影響を補償することができる。従って、磁気飽和を生じる程、要求トルクが大きい場合でもモータを適切に制御することができる。
【００５３】
かかる補償手段には種々の手段を適用可能であり、例えば、
前記補償手段は、
前記要求トルクに応じて前記パラメータに生じる変動を予め記憶する記憶手段と、
該記憶手段を参照して、前記パラメータについての演算結果を補正する補正手段とを備えるものとすることができる。
【００５４】
かかる補償手段によれば、比較的容易に磁気飽和の影響を補償することが可能である。要求トルクに応じて磁化電流に生じる変動は、予め解析および実験等により設定することができる。その他の方法として、前記影響は磁気飽和に起因するインダクタンスの変化が原因であるから、磁気飽和を生じる領域では要求トルクに応じてインダクタンスを変化させるものとしてもよい。
【００５５】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について、実施例に基づき、以下の順序で説明する。
Ａ．装置の構成：
Ｂ．モータ制御処理：
Ｃ．第２実施例：
Ｄ．第２実施例：
Ｅ．第４実施例：
Ｆ．モータ制御装置の適用例：
【００５６】
Ａ．装置の構成：
図１は実施例としてのモータ制御装置１０の概略構成を示す説明図である。図２は制御対象となっている三相同期モータ４０の概略構成を示す説明図である。まず、図２を用いて、三相同期モータ４０の構造について説明する。この三相同期モータ４０は、ステータ３０とロータ５０とからなる。ロータ５０は、直交する位置に４箇所の突極７１〜７４を備える。また、突極７１〜７４の中間位置には、それぞれ永久磁石５１〜５４が貼付されている。永久磁石５１〜５４は、ロータ５０の半径方向に磁化されており、その極性は隣り合う磁石同士が互いに異なる磁極となっている。例えば、永久磁石５１は外周面がＮ極であり、その隣の永久磁石５２は外周面がＳ極となっている。この永久磁石５１，５２は、ロータ５０およびステータ３０を貫く磁路Ｍｄを形成する。なお、本実施例では、永久磁石５１〜５４による磁束の分布が、ロータ５０の円周方向に正弦波とならない非正弦波着磁モータを適用しているが、もちろん正弦波着磁モータを用いることもできる。
【００５７】
ステータ３０は、計１２個のティース２２を備える。ティース２２間に形成されたスロット２４には、ステータ３０に回転磁界を発生させるコイル３２が巻回されている。コイル３２に回転磁界を発生するよう励磁電流を流すと、隣接する突極、ロータ５０およびステータ３０を貫く磁路Ｍｑが形成される。
【００５８】
上述した永久磁石５１により形成される磁束が、回転軸中心を通ってロータ５０を径方向に貫く軸をｄ軸と呼び、ロータ５０の回転面内において前記ｄ軸に電気的に直交する軸をｑ軸と呼ぶ。ｄ軸およびｑ軸はロータ５０の回転に伴い回転する軸である。本実施例では、ロータ５０に貼付された永久磁石５１および５３は外周面がＮ極となっており、永久磁石５２および５４は外周面がＳ極となっていることから、図示する通り、幾何学的にはｄ軸と４５度方向にある軸がｑ軸となる。
【００５９】
図３に本実施例の三相同期モータ４０の等価回路を示す。図示する通り、三相同期モータ４０はＵ，Ｖ，Ｗの三相コイルと、回転軸中心回りに回転する永久磁石を有する等価回路により表され、ｄ軸はこの等価回路において永久磁石のＮ極側を正方向として貫く軸として表される。また、電気角はＵ相コイルを貫く軸とｄ軸との回転角θとなる。
【００６０】
次に、図１に従ってモータ制御装置１０の構成について説明する。モータ制御装置１０は、外部からのトルク指令を受けて三相同期モータ４０の三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）のモータ電流を制御する制御用ＥＣＵ１００、三相同期モータ４０のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖを検出する電流センサ１０２、１０３、検出された電流の高周波ノイズを除去するフィルタ１０６、１０７、検出した電流値をディジタルデータに変換する２個のアナログディジタル変換器（ＩＤＣ）１１２、１１３から構成されている。なお、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流の総和は常に値０に保たれているため、Ｗ相の電流については検出しなくても、Ｕ，Ｖ相の電流値から算出可能である。また、本実施例では同期モータ４０の電気角を検出するためのセンサは設けず、センサレスで検出するものとしている。
【００６１】
制御用ＥＣＵ１００の内部には、図示するように、算術論理演算を行うＣＰＵ１２０、このＣＰＵ１２０が行う処理や必要なデータを予め記憶したＲＯＭ１２２、処理に必要なデータ等を一時的に読み書きするＲＡＭ１２４、計時を行うクロック１２６等が設けられており、バスにより相互に接続されている。このバスには、入力ポート１１６や出力ポート１１８も接続されており、ＣＰＵ１２０は、これらのポート１１６を介して、三相同期モータ４０のＵ，Ｖの各相に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖを読み込むことができる。また、制御用ＥＣＵ１００には、トルク指令が別途入力可能となっている。
【００６２】
制御用ＥＣＵ１００の出力部には、決定されたモータの各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが得られるようモータの各コイル間に電圧を印加する電圧印加部１３０が接続されている。ＣＰＵ１２０は、制御出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを電圧印加部１３０に出力することによって、三相同期モータ４０の各コイルに印加される電圧を制御する。電圧印加部１３０は、トランジスタインバータにより構成されている。トランジスタインバータは、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相ごとに主電源のソース側およびシンク側に２つのトランジスタが一組にして接続された回路構成をしている。いわゆるＰＷＭ制御によって、制御出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてトランジスタインバータを構成する各トランジスタがオン・オフされると、同期モータ４０の各コイル３２には擬似正弦波の交流が流れ回転磁界を生じる。この回転磁界とロータ５０の永久磁石５１等により構成される磁界との相互作用によりロータ５０は回転する。
【００６３】
Ｂ．モータ制御処理：
次に、本実施例におけるモータ制御装置１０におけるモータ制御処理について説明する。本実施例では、電流をベクトルとして扱うベクトル制御を適用している。ここでは、最初にベクトル制御の概要について説明し、次に具体的な処理について説明する。
【００６４】
ベクトル制御の考え方について図３を用いて説明する。図３においてＵ相に電流Ｉｕを流せば磁界が生じる。この磁界はＵ相を貫く方向に生じ、かつその大きさは電流Ｉｕに応じて変化する。従って、Ｕ相電流は、この磁界の方向および大きさＩｕをもつベクトル量として表すことができる。他のＶ相およびＷ相に流れる電流Ｉｖ、Ｉｗも同様にベクトル量として表すことができる。このように電流をベクトルとして考えると平面内の電流ベクトルは代表的な２方向の電流ベクトルの和として表される。この２方向を図３のｄ軸方向、ｑ軸方向にとれば、モータ回転面の任意の方向に生じる磁界に対応する電流ベクトルは、これらの２方向の電流Ｉｄ、Ｉｑを用いて表すことができる。
【００６５】
Ｕ，Ｖ相の電流Ｉｕ，Ｉｖに基づいて電流Ｉｄ、Ｉｑを求める関係式は、次式で与えられる。これを３相／２相変換と呼ぶ。
Ｉｄ＝（−Ｉｕ・sin（θ−１２０）＋Ｉｖ・sinθ）・√２；
Ｉｑ＝（−Ｉｕ・cos（θ−１２０）＋Ｉｖ・cosθ）・√２；
【００６６】
逆にＩｄ、Ｉｑが求まっているとき、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流の総和が０（Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）となる条件を用いれば、次式により各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを求めることもできる。これを２相／３相変換と呼ぶ。
Ｉｕ＝（Ｉｄ・cosθ−Ｉｑ・sinθ）・√（２／３）；
Ｉｖ＝（Ｉｄ・cos（θ−１２０）−Ｉｑ・sin（θ−１２０））・√（２／３）；
Ｉｗ＝  −Ｉｕ−Ｉｖ；
【００６７】
以上より、モータのｄ軸、ｑ軸方向に流す電流が求まれば、上式により実際にＵ，Ｖ，Ｗ相に流すべき電流を求めることができる。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に印加すべき電圧を求めることもできる。本実施例におけるモータの電流制御はこのような考え方に基づいてなされている。以下の説明において、例えば「ｄ軸、ｑ軸電流」という場合には、上記考え方に基づく電流ベクトルの大きさを意味している。
【００６８】
図４は、本実施例におけるモータ制御処理のフローチャートである。このルーチンは、図１に示した制御用ＥＣＵ１００のＣＰＵ１２０が他の制御処理と共に周期的に実行するルーチンである。モータ制御処理ルーチンでは、ＣＰＵ１２０は電気角検出処理（ステップＳ１００）により電気角を検出し、検出された電気角に基づいて電流制御処理を行う（ステップＳ２００）。電流制御処理とは、ステータ３０に巻回されたコイル３２に電流を流してトルクを発生させるための処理である。
【００６９】
電気角検出処理ルーチンのフローチャートを図５に示す。この処理が開始された時点では、これまでに行ってきた制御に基づいてＣＰＵ１２０は電気角をあるモデル値θｃに推定している（図３参照）。また、コイル３２には、これまでに行ってきた制御により、要求トルクに応じた電流が流れている。電気角検出処理ルーチンは以下に示す処理により、検出値としての電気角を得る。
【００７０】
電気角検出処理が開始されると、ＣＰＵ１２０はｄ軸の電流Ｉｄ、ｑ軸の電流Ｉｑを検出する（ステップＳ１１０）。これらの電流は、図１に示した電流センサ１０２，１０３により検出されるＵ相、Ｖ相に基づいて先に示した２相／３相変換を施すことにより得られる。座標変換は、モデル値としての電気角θｃを用いて行われる。
【００７１】
こうして検出された電流値Ｉｄ，Ｉｑを用いて、ＣＰＵ１２０は次式（１７）（１８）により、ΔＩｄを算出する（ステップＳ１２０）。
ΔＩｄ＝Ｉｄ（ｎ）−Ｉｄｍ  …（１７）；
Ｉｄｍ＝Ｉｄ（ｎ−１）＋ｔ（Ｖｄ−Ｒ・Ｉｄ（ｎ−１）
＋ω・Ｌｑ・Ｉｑ（ｎ−１））／Ｌｄ  …（１８）;
【００７２】
それぞれの変数に付けられた（ｎ）および（ｎ−１）は、電気角検出処理ルーチンが周期的に繰り返し実行されていることを踏まえて付されている。（ｎ）は現在の処理においてステップＳ１１０で検出された値であり、（ｎ−１）は前回に電気角検出処理ルーチンが実行された際に検出された値であることを意味している。ｔは電気角検出処理ルーチンが実行される周期を示している。Ｉｄｍは、磁化電流のモデル値を示している。つまり、前回の電流値Ｉｄ（ｎ−１）に対し、電気角が正しいものとして電圧方程式を計算することにより得られた電流の変化量を加えることで求められた値であり、現時点での磁化電流の理論的な値である。
【００７３】
その他の変数について、Ｖｄはｄ軸方向の電圧値、ωはモータの回転角速度、Ｌｄ，Ｌｑはｄ軸、ｑ軸方向のインダクタンスであり、モータごとに定まる係数である。ωはｒａｄ／ｓｅｃを単位としており、モータの回転数Ｎ（ｒｐｍ）との間には、ω＝２π・Ｎ／６０なる関係がある。
【００７４】
次にＣＰＵ１２０は、ΔＩｄの補正を行う（ステップＳ１３０）。本実施例では、要求トルクと補正量との関係がＲＯＭ１２２にテーブルとして記憶されており、ＣＰＵ１２０は要求トルクに基づいてこのテーブルを参照してΔＩｄの補正量を求め、該補正量を反映してΔＩｄを補正している。
【００７５】
ΔＩｄの補正が必要となる理由および補正量を与えるテーブルの設定について説明する。図６は、電流による磁界も含めた外部磁界Ｈと磁束密度Ｂとの関係を示したグラフであり、ｑ軸に対応する曲線Ｃｑおよびｄ軸に対応する曲線Ｃｄの各点における接線の傾きがそれぞれインダクタンスＬｑ、Ｌｄに相当する。要求トルクが比較的小さい状態は、磁束密度が比較的低い領域Ａに相当する。この領域では、グラフは直線状であるから、接線の傾き、即ちインダクタンスは一定値となる。要求トルクが比較的高くなると曲線Ｃｑが非線形性を示している領域Ｂに入る。かかる領域では、インダクタンスが変化する。上式（１７）（１８）では、インダクタンスを用いてΔＩｄを算出するため、インダクタンスが変化することにより算出結果に誤差が生じる。
【００７６】
かかる誤差の様子を示したのが図７である。図７は、横軸に後述する電気角の算出誤差Δθをとり、縦軸にΔＩｄをとって両者の相関を示したグラフである。図中のｐ１，ｐ２に対応する曲線のように、インダクタンスが線形の範囲（図６の領域Ａ）にある場合には、原点を通るグラフとなる。これに対し、図中のｐ３，ｐ４に対応する曲線のように、インダクタンスが非線形の範囲（図６の領域Ｂ）にある場合には、Δθ＝０に対応する切片がインダクタンスの値に応じてシフトする。インダクタンスの値は、図６に示した通り要求トルクに応じて定まる。本実施例では、要求トルクに応じたΔＩｄの切片ｙ１，ｙ２等のシフト量を予め求めておき、テーブルとしてＲＯＭ１２２に記憶しているのである。
【００７７】
図５のステップＳ１３０では、算出されたΔＩｄから、図７のテーブルに基づいて得られた補正量を引くことによってΔＩｄが原点を通るグラフとなるように補正をするのである。かかる補正を行う理由については後述する。
【００７８】
図５のステップＳ１３０において、上述のテーブルを用いてΔＩｄの補正を行った後、ＣＰＵ１２０は前回の電気角検出の結果θ（ｎ−１）に基づいて次式（１９）により現時点での電気角θ（ｎ）を求める（ステップＳ１４０）。また、ＣＰＵ１２０は、次のステップで次式（２０）により、ωを算出する（ステップＳ１５０）。こうして算出された電気角θ（ｎ）および角速度ωは、次のタイミングにおける制御処理において用いられる。
θ＝θ（ｎ−１）＋ｋ１・ΔＩｄ＋ｋ２・Σ（ΔＩｄ）  …（１９）;
ω＝（ｋ１・ΔＩｄ＋ｋ２・Σ（ΔＩｄ））／ｔ  …（２０）;
ここで、ｋ１，ｋ２はそれぞれゲインであり、実験的に定められるものである。
【００７９】
こうして算出された電気角θに基づいてＣＰＵ１２０は電流制御を実行する。電流制御は、いわゆる比例積分制御に基づいて行われる。即ち、要求トルクに基づいてｄ軸電流、ｑ軸電流の目標値を設定し、現タイミングにおけるｄ軸電流、ｑ軸電流との偏差を求め、この偏差およびその積分値に所定のゲインを乗じることで電圧の変化量を設定する。比例積分制御は周知の技術であるため、更に詳細な説明は省略する。
【００８０】
実際の電圧制御は、電圧印加部１３０のトランジスタインバータを構成する各トランジスタのオン・オフ時間によりなされるから、ＣＰＵ１２０は上記処理により設定された電圧指令値が実現されるように各トランジスタのオン時間をＰＷＭ制御する。ＣＰＵ１２０は、図１に示した出力ポート１１８を介してそれぞれのトランジスタのオン時間およびタイミングに応じた信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを電圧印加部１３０に出力する。
【００８１】
以上で説明したモータ制御装置によれば、同期モータの処理に要する時間を短縮することが可能である。従来のセンサレス制御では、先に示した４つの式（３）〜（６）を演算して電気角を算出し、モータの制御を実行していた。かかる制御を行うためには、約５００ｓｔｅｐの演算が必要となっていた。これに対し、本実施例のモータ制御装置によれば、上述の式（１７）〜（２０）を演算することによりモータを制御することができる。かかる制御に要する演算量は、約３００ｓｔｅｐである。このように本実施例のモータ制御装置によれば、演算量を減らすことにより、処理時間を短縮することができる。この結果、比較的処理速度の低いＣＰＵ１２０を用いても十分な精度でモータの制御を行うことができ、同期モータを用いた装置の製造コストを低減することができる。
【００８２】
本実施例のモータ制御装置は、従来と高い精度で電気角を算出しつつ、処理時間を短縮することができる。図８、図９に電気角の算出結果を示す。図８中の実線が本実施例による電気角の算出結果である。破線はセンサにより検出した電気角である。図示する通り、両者はよく一致する。比較例として先に示した式（３）〜（６）を用いて制御した場合の電気角の検出結果を図９に示す。図８の領域Ａ１と図９の領域Ａ２との比較から明らかな通り、本実施例によれば、従来よりも電気角の検出精度が向上していることが分かる。
【００８３】
精度が向上した理由は、次の２つが考えられる。第１には、本実施例ではΔＩｄという単一のパラメータを用いて電気角を算出することから、複数のパラメータを用いる従来の方法に比較してゲインｋ１，ｋ２をより適切に設定可能であることである。第２には比較的誤差が大きく現れるトルク電流の誤差ΔＩｑを省略することにより、電気角の算出誤差を抑制できたことである。本実施例のモータ制御装置によれば、このように電気角の演算内容を変更することによって、従来のハードウェア構成のままで算出精度を向上することができる利点もある。
【００８４】
本実施例では、先に示した式（５）および（６）に代えて、上式（１９）に示される通り、ｄ軸電流に生じる誤差ΔＩｄの比例項および積分項を用いて電気角を算出した。このように起電力の算出に、従来のｑ軸電流に代えてｄ軸電流を適用可能である理由については、既に述べた通りであるが、ここでは、ｄ軸電流を用いることにより電気角の誤差が収束する安定した制御を実現可能である理由および図５のステップＳ１３０においてΔＩｄを補正する理由について図７を用いて説明する。
【００８５】
図７は、電気角の誤差Δθとｄ軸電流の誤差ΔＩｄとの関係を示すグラフである。ここでは、要求トルクが磁気飽和を生じていない場合の曲線（図中のｐ１，ｐ２に対応する曲線）を例にとって説明する。磁気飽和を生じていない場合のグラフは原点付近ではΔθとΔＩｄとは単調増加の関係にある。誤差ΔＩｄの比例項および積分項を用いて電気角を算出する場合、誤差ΔＩｄが大きければ電気角の誤差Δθが大きく補正され、誤差ΔＩｄが小さければ電気角の誤差Δθが小さく補正される。比例項および積分項のゲインｋ１，ｋ２を適切に設定すれば、誤差ΔＩｄがマイナス方向に生じた場合には電気角の誤差Δθをプラス方向に補正し、誤差ΔＩｄがプラス方向に生じた場合には電気角の誤差Δθをマイナス方向に補正することができる。この結果、誤差ΔＩｄの変化に応じて電気角の誤差Δθを値０に収束させることができ、モータの運転を安定して制御することが可能となる。
【００８６】
一方、磁気飽和を生じた場合には、図７中の点ｐ３，ｐ４に対応する曲線のように要求トルクが大きくなるにつれて切片が値０からずれる。また、曲線の傾きも若干ではあるが変化する。切片が値０からずれている場合、誤差ΔＩｄの比例項および積分項による制御を実行すると、ΔＩｄが値０となる状態、即ち電気角の誤差Δθが所定の偏差を有した状態で安定する。本実施例では、図５のステップＳ１３０において誤差ΔＩｄが図７の原点を通過するように補正を行うことによって、磁気飽和が生じる領域において電気角の誤差Δθに偏差が生じることを回避している。
【００８７】
なお、厳密にはΔＩｄのグラフの傾きに応じてゲインｋ１，ｋ２の値を変更することが望ましいが、ΔＩｄのグラフが単調増加である限りゲインｋ１，ｋ２を固定しても電気角の誤差Δθを収束させることができる。本実施例では、かかる傾きの変化は比較的小さいため、ゲインｋ１，ｋ２を固定しても十分に安定してモータを制御することができる。
【００８８】
本実施例では、モータが磁気飽和を生じる領域で運転される場合に備えて図５のステップＳ１３０において誤差ΔＩｄを補正する処理を伴うものとした。これに対し、磁気飽和を生じる可能性が低い場合などには、誤差ΔＩｄを補正する処理を省略するものとしても構わない。
【００８９】
Ｃ．第２実施例：
次に第２実施例について説明する。第２実施例のモータ制御装置は、第１実施例と同じハードウェア構成を有する（図１および図２参照）。また、モータ制御処理ルーチン（図４）のフローチャートも第１実施例と同様である。第２実施例では、電気角検出処理ルーチンが若干、第１実施例と相違する。図１０は第２実施例における電気角検出処理ルーチンのフローチャートである。以下、このフローチャートに従って、電気角検出処理の内容を説明する。
【００９０】
第１実施例と同様、電気角検出処理が開始された時点では、これまでに行ってきた制御に基づいてＣＰＵ１２０は電気角をある値θｃに推定している（図３参照）。また、コイル３２には、これまでに行ってきた制御により、要求トルクに応じた電流が流れている。ＣＰＵ１２０はｄ軸の電流Ｉｄ、ｑ軸の電流Ｉｑを検出する（ステップＳ１１０）。
【００９１】
第１実施例では、次のステップＳ１２０でΔＩｄを算出した。これに対し、第２実施例では、第１実施例で示した式（１７）（１８）を用いてΔＩｄを算出するとともに、次式（２１）（２２）により、ΔＩｑを算出する（ステップＳ１２０ａ）。
ΔＩｑ＝Ｉｑ（ｎ）−Ｉｑｍ  …（２１）；
Ｉｑｍ＝Ｉｑ（ｎ−１）＋ｔ（Ｖｑ−Ｒ・Ｉｑ（ｎ−１）
−ω・Ｌｄ・Ｉｄ（ｎ−１）−Ｅ（ｎ−１））／Ｌｑ  …（２２）;
それぞれの変数の意味は第１実施例と同様である。Ｉｑｍは、トルク電流のモデル値を示している。Ｅはコイルに生じる起電力である。
【００９２】
次に第１実施例のステップＳ１３０に相当する処理として、ＣＰＵ１２０は、ΔＩｄ、ΔＩｑの補正を行う（ステップＳ１３０ａ）。第１実施例で示したのと同様のテーブルを第２実施例ではΔＩｑについても用意している。このテーブルを用いてΔＩｄおよびΔＩｑの補正を行うのである。補正方法およびテーブルの設定方法は第１実施例と同様であるため、詳細な説明を省略する。もちろん、コイルに流れる電流が比較的小さい場合には、かかる補正を省略するものとしてもよい。後述する通り、第２実施例では、「ΔＩｄ＋ΔＩｑ」なるパラメータを用いて電気角の算出を行うから、補正テーブルはこのパラメータに合わせ、「ΔＩｄ＋Ｉｑ」に対して備えるものとしてもよい。更に、パラメータによっては、「α・ΔＩｄ＋β・ΔＩｑ（α、βは係数）」の形で補正テーブルを備えることもできる。
【００９３】
次に、第１実施例のステップＳ１４０に相当する処理として、ＣＰＵ１２０は前回の電気角検出の結果θ（ｎ−１）に基づいて次式（２４）（２５）により現時点での電気角θ（ｎ）を求める（ステップＳ１４０ａ）。また、ステップＳ１５０に相当する処理として、次式（２６）（２７）により、ωおよび起電力Ｅ（ｎ）を算出する（ステップＳ１５０ａ）。こうして算出された電気角θ（ｎ）、角速度ω、起電力Ｅ（ｎ）は、次のタイミングにおける制御処理において用いられる。
θ＝θ（ｎ−１）＋ｋ２１・ＰＭ＋ｋ２２・ΣＰＭ  …（２４）;
ＰＭ＝ΔＩｄ＋ΔＩｑ  …（２５）；
ω＝（ｋ２１・ＰＭ＋ｋ２２・ΣＰＭ）／ｔ  …（２６）;
Ｅ（ｎ）＝Ｅ（ｎ−１）−ｋ２３・ΔＩｑ      ・・・（２７）；
ここで、ｋ２１〜ｋ２３はそれぞれゲインであり、実験的に定められるものである。
【００９４】
第１実施例ではΔＩｄをパラメータとして電気角を算出したのに対し、第２実施例では、ΔＩｄ＋ΔＩｑなるパラメータＰＭを用いて電気角の算出を行う。かかるパラメータを用いる理由について説明する。
【００９５】
図１１は電気角の誤差と磁化電流の偏差ΔＩｄとの関係を示すグラフである。本実施例のモータについての実験結果を例示した。図示する通り、電気角の誤差が値０から正の方向に大きくなるにつれて、磁化電流の偏差ΔＩｄは徐々に大きくなり、誤差が３０度以上の範囲でほぼ一定値となる。例えば、磁化電流の偏差ΔＩｄのみをパラメータとして電気角を検出する場合には、誤差が３０度以上に達すると、誤差量を特定することができなくなり、電気角を精度良く検出することができなくなる。
【００９６】
図１２は電気角の誤差とトルク電流の偏差ΔＩｑとの関係を示すグラフである。図示する通り、電気角の誤差が正の方向に大きくなってもトルク電流の偏差ΔＩｑは単調増加の傾向を示す。図１３は電気角の誤差とΔＩｄ＋ΔＩｑとの関係を示すグラフである。このパラメータも誤差角が大きくなった場合でも、ΔＩｑの特性に基づき単調増加の傾向を示す。
【００９７】
従って、第２実施例のモータ制御装置は、電気角を算出する際にΔＩｄ＋ΔＩｑをパラメータとして用いることにより、電気角の誤差がノイズその他の影響により一旦大きくなった場合でも、電気角を精度よく検出することができる。従って、第２実施例のモータ制御装置は、モータの運転状態が比較的頻繁に変動する状況など、検出した電気角に大きな誤差が生じやすい運転状態においても、モータを安定して制御することが可能となる。
【００９８】
図１４はΔＩｄをパラメータとした場合の電気角の算出結果を示すグラフである。図中の実線が電気角の算出結果を示し、破線が真値を示している。ここでは、ノイズを付加し、電気角の誤差を一旦大きく変動させた場合の特性を示した。図示する通り、電気角の算出値は領域Ａ３において大きく変動し、真値に追随できなくなっている。かかる領域では、モータを安定して制御することができなくなる。
【００９９】
図１５はΔＩｄ＋ΔＩｑをパラメータとした場合の電気角の算出結果を示すグラフである。図１４と同様、ノイズを付加し、電気角の誤差を一旦大きく変動させた場合の特性を示した。ΔＩｄ＋ΔＩｑをパラメータとして用いた場合には、図示する通り、電気角の算出値は真値とよく一致している。従って、誤差が大きくなった後でもモータを安定して制御することができる。
【０１００】
第２実施例のモータ制御装置は、上述のパラメータＰＭのみを用いることで電気角を算出することができる。従って、第１実施例と同様、電気角を求める式（２４）における係数に適切な値を設定しやすく、電気角を精度よく検出することができる。上式（２７）では、ΔＩｑをパラメータとして起電力を算出している。これに対し、起電力の算出もパラメータＰＭを用いて行うものとしてもよい。こうすれば、更にゲインの設定が容易になる。
【０１０１】
第２実施例では、ΔＩｄ＋ΔＩｑをパラメータとして用いた場合を例示した。電気角の誤差が大きくなった場合でもモータを安定して制御するためには、かかるパラメータに限らず、誤差角に対して幅広い範囲で単調増加または単調減少の傾向を示すいかなるパラメータをも適用することができる。先に図１１および図１２で示した特性を考慮すれば、ΔＩｄとΔＩｑの係数を種々の値に設定した多項式を適用することができる。即ち、パラメータをα・ΔＩｄ＋β・ΔＩｑの形でパラメータを設定し、それぞれの係数α、βに種々の値を適用することができる。一般にΔＩｑはΔＩｄよりも誤差が大きく現れる傾向にある。従って、単調増加の特性を損なわない程度にΔＩｑの係数βを小さく設定すれば、電気角の算出精度を更に向上できる可能性も残されている。
【０１０２】
Ｄ．第３実施例：
次に第３実施例としてのモータ制御装置について説明する。第３実施例のモータ制御装置は、第１実施例と同じハードウェア構成を有する（図１および図２参照）。モータ制御処理ルーチン（図４）も第１実施例と同様である。第３実施例の電気角検出処理ルーチンは第２実施例（図１０）と同じである。但し、途中で用いる演算式が第２実施例と相違する。以下、第２実施例との相違点について説明する。
【０１０３】
第２実施例では、ステップＳ１２０ａにおいて、上式（２１）（２２）により、ΔＩｑを算出した。これに代えて、第３実施例では、次式（２８）（２９）により、ΔＩｑを算出する。
ΔＩｑ＝Ｉｑ（ｎ）−Ｉｑｍ  …（２８）；
Ｉｑｍ＝Ｉｑ（ｎ−１）＋ｔ（Ｖｑ−Ｒ・Ｉｑ（ｎ−１）
−ω・Ｌｄ・Ｉｄ（ｎ−１））／Ｌｑ  …（２９）;
第３実施例の式（２９）は、起電力Ｅの項を省略している点で第２実施例の演算式（２２）と相違する。起電力Ｅを省略する理由については後述する。
【０１０４】
次に第１実施例および第２実施例と同様の方法により、ΔＩｄ、ΔＩｑを補正した後、第２実施例と同じ式（２４）（２５）により現時点での電気角θ（ｎ）を求める（ステップＳ１４０ａ）。また、ステップＳ１５０ａにおいて、第２実施例と同じ式（２６）によりωを算出する。但し、起電力Ｅ（ｎ）は演算を省略する。第３実施例では、上式（２９）に示す通り、ΔＩｑの算出に起電力Ｅを用いないため、算出する必要がないからである。
【０１０５】
以上で説明した第３実施例のモータ制御装置によれば、電気角の算出に起電力Ｅを用いないため、永久磁石の温度変化の影響を抑制できる利点がある。図１６は第３実施例における出力トルクおよび磁石温度の変化を示す説明図である。従来技術で示した図２０と同じ条件における変化の様子を図示した。従来は、図２０に示す通り、時間の経過につれて永久磁石の温度が上昇するとともに本来０Ｎｍとなるべきモータの出力トルクが大きく変化していた。これに対し、第３実施例では、図１６に示す通り、モータの出力トルクの変動が抑制されていることが分かる。このように、第３実施例では、永久磁石の温度変化の影響を受けやすい起電力の項を省略して電気角を算出することによって、トルク制御の精度を向上することができる。
【０１０６】
第３実施例では、逆起電力の項を省略するが、第２実施例に比較して電気角の精度は低下しない。図１７は第２実施例と第３実施例の電気角の検出誤差を示すグラフである。第２実施例における検出誤差を破線で示し、第３実施例における検出誤差を実線で示した。図示する通り、いずれの検出誤差も±５度の範囲に収まっており、電気角の検出精度がほぼ同等であることが分かる。第３実施例において起電力の項を省略したにも関わらず、電気角の検出精度が低下しない理由については完全には明らかでないが、第２実施例では永久磁石の温度変化による影響を受けやすい起電力の項がノイズとして作用し却って電気角の検出精度を低下させている可能性があること、逆起電力の項は第１実施例で説明した通りｄ軸電流の関数と捕らえることもできるため、式（２４）中のパラメータｋ２１、ｋ２２の調整により十分精度向上を図ることが可能であることなどが考えられる。
【０１０７】
以上で説明した通り、第３実施例のモータ制御装置によれば、電気角の検出精度を低下させることなく、モータの運転中に生じる永久磁石の温度変化による影響を抑制することができる。逆起電力の演算を省略する分、演算量が低減し、第２実施例よりも処理の高速化を図ることができる利点もあることは言うまでもない。
【０１０８】
Ｅ．第４実施例：
次に、第４実施例としてのモータ制御装置について説明する。第４実施例のモータ制御装置のハードウェア構成は、第２実施例と同様である（図１参照）。但し、第４実施例ではモータ４０について永久磁石の温度を検出する温度センサとしてサーミスタを備える。図２に示した通り、永久磁石は回転部であるロータ５０に設けられているため、サーミスタの出力は、スリップリングおよびブラシを介して検出するように構成されている。
【０１０９】
第４実施例の制御処理は起電圧Ｅの算出を除いては、第２実施例と同じである（図１０参照）。第２実施例では上式（２７）により起電圧Ｅを検出していた。これに対し、第４実施例では電流の検出（図１０のステップＳ１１０）に併せてサーミスタにより永久磁石温度を検出し、これに基づいてテーブルを参照して起電圧Ｅを求める。図１８は逆起電圧と磁石温度との関係を示す説明図である。起電圧Ｅは磁石温度によって変化するため、両者の関係を予めテーブルとして求めたのが図１８である。第４実施例では、上式（２７）の演算に代えて、モータ４０に備えられたサーミスタの検出結果に基づいて、図１８に示したテーブルを参照し、起電圧Ｅを求めるのである。こうして求められた起電圧Ｅは上式（２２）においてΔＩｑの演算に用いられる。
【０１１０】
以上で説明した第４実施例のモータ制御装置によれば、図１８に示すテーブルを用いることにより、永久磁石の温度に応じた起電圧Ｅを求めることができる。テーブルを参照するため、起電圧Ｅを求める際の演算量が増える不利益はあるものの、永久磁石の温度変化による影響を抑制することができ、電気角の検出およびトルク制御の精度を向上することができる。なお、第４実施例では、テーブルで起電圧Ｅを求める場合を例示したが、起電圧と磁石温度との関係を関数で記憶しておくものとしてもよい。
【０１１１】
Ｆ．モータ制御装置の適用例：
本実施例におけるモータ制御装置および該制御装置を備えたモータの有用性を示すため、これらの適用例について図１９を用いて説明する。図１９はハイブリッドカーの概略構成を示す説明図である。ハイブリッドカーとは、エンジンとモータの双方を動力源として搭載した車両をいう。図１９に示すハイブリッドカーは以下で説明する通り、エンジンの動力を直接駆動輪に伝達可能な構成となっている。かかるハイブリッドカーを特にパラレル・ハイブリッドカーと呼ぶ。
【０１１２】
まず、図１９に示したハイブリッドカーの概略構成を説明する。このハイブリッドカーの動力系統は、エンジンＥＧ、クラッチモータＣＭ、アシストモータＡＭから構成されている。エンジンＥＧは通常の車両に用いられているガソリンエンジンまたはディーゼルエンジンである。クラッチモータＣＭとは、インナロータ２０２とアウタロータ２０４とがそれぞれ相対的に回転可能な対ロータ電動機である。クラッチモータＣＭのインナロータ２０２にはエンジンのクランクシャフト１５６が結合され、アウタロータ２０４には車軸ＤＳが結合されている。
【０１１３】
アシストモータＡＭ、クラッチモータＣＭはバッテリ１９４と電力のやりとりを行いながら、ぞれぞれ駆動回路１９１，１９２により駆動される。これらの運転は制御ユニット１９０により制御されている。エンジンＥＧの運転は直接的にはＥＦＩＥＣＵ１７０により制御されるが、制御ユニット１９０は、エンジンを制御するために必要となる情報をＥＦＩＥＣＵに出力することにより、間接的にエンジンＥＧの運転をも制御している。先に示したモータ制御装置１０（図１）との対応関係としては、制御ユニット１９０が制御用ＥＣＵ１００に、駆動回路１９１，１９２が電圧印加部１３０に、モータＣＭ，ＡＭがモータ４０にそれぞれ対応する。電流センサ１０２，１０３、フィルタ１０６，１０７およびＩＤＣ１１２，１１３については図１９では図示を省略した。なお、モータ制御装置は、第１実施例および第２実施例のいずれを適用しても構わない。
【０１１４】
上記構成によるハイブリッドカーでは、エンジンＥＧから出力される動力の一部はクラッチモータＣＭのインナロータ２０２とアウタロータ２０４の電磁的な結合により車軸ＤＳに伝達される。この際、両ロータ間の相対的な滑りを制御することによって、クランクシャフト１５６の回転数を車軸ＤＳに要求された回転数に変換する。クラッチモータＣＭは、両ロータの相対的な滑りにより一部の動力を電力として回生する。一方、アシストモータＡＭは電力の供給を受けて車軸ＤＳに出力されるトルクが要求トルクに一致するようにトルクを付加する。この電力には、クラッチモータＣＭで回生された電力が用いられる。かかるハイブリッドカーは、クラッチモータＣＭ、アシストモータＡＭを用いることにより、エンジンＥＧから出力された動力を要求回転数、トルクに変換して出力可能であるため、効率の高いポイントを選択してエンジンＥＧを運転することができる。なお、このハイブリッドカーは、その他、エンジンＥＧの運転を停止してモータＡＭから出力される動力のみを用いて走行するなど、種々の運転モードによる走行が可能となっている。
【０１１５】
かかるハイブリッドカーにおいて、車両の乗り心地および運転効率の向上を図るためには、クラッチモータＣＭおよびアシストモータＡＭを適切に制御することが要求される。また、両者の制御装置の信頼性を向上する必要もある。さらに、車両の価格を抑えることも要望される。先に説明したモータ制御装置をハイブリッドカーに適用すれば、クラッチモータＣＭおよびアシストモータＡＭをセンサレスで精度良く制御することができるため、信頼性が高く、乗り心地および運転効率も良好なハイブリッドカーを提供することが可能となる。また、かかる制御を比較的安価な回路を用いて実現することができ、ハイブリッドカーの価格を抑えることも可能である。このように先に説明したモータ制御装置は、ハイブリッドカーに有効に活用可能である。
【０１１６】
以上で説明した通り、本発明のモータ制御装置は、比較的安価な制御回路により適切にモータを運転することができる点で非常に有用である。上記説明では、一例としてハイブリッドカーを挙げたが、本発明のモータ制御装置の適用例はこれに限定されるものではなく、鉄道車両や産業機械など同期モータを活用した種々の装置に適用可能である。
【０１１７】
以上で説明した実施例は、単独で構成する場合のみならず、組みあわせて構成することも可能である。例えば、モータの運転状態に応じて第１実施例と第２実施例の制御を使い分けるものとしてもよい。既に説明した通り、第１実施例は演算量を低減でき、高速処理に適するという利点がある。一方、第２実施例は電気角の推定誤差が大きくなった場合でも安定して制御することができる利点がある。モータの運転状態に応じてこれらの利点をそれぞれ活かした制御を切り替えて使用するものとしてもよい。当然、運転状態に応じて制御処理に用いられる種々の係数を変更するものとしてもよい。
【０１１８】
以上、本発明の種々の実施例について説明してきたが、本発明はこれらに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で、種々の形態による実施が可能である。例えば、上記実施例で説明した種々の処理は、その一部または全部をハードウェアで実現してもよい。特に、本発明は単一のパラメータを用いて電気角を算出するため、比較的容易に電気角の算出回路を構成することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  モータ制御装置１０の概略構成を示すブロック図である。
【図２】三相同期モータ４０の概略構成を示す説明図である。
【図３】三相同期モータ４０の等価回路図である。
【図４】モータ制御処理ルーチンのフローチャートである。
【図５】電気角検出処理ルーチンのフローチャートである。
【図６】磁界Ｈと磁束密度Ｂとの関係を示すグラフである。
【図７】電気角の誤差Δθとｄ軸電流の誤差ΔＩｄとの関係を示すグラフである。
【図８】本実施例による電気角検出結果を示すグラフである。
【図９】従来技術による電気角検出結果を示すグラフである。
【図１０】第２実施例における電気角検出処理ルーチンのフローチャートである。
【図１１】電気角の誤差と磁化電流の偏差ΔＩｄとの関係を示すグラフである。
【図１２】電気角の誤差とトルク電流の偏差ΔＩｑとの関係を示すグラフである。
【図１３】パラメータΔＩｄ＋ΔＩｑと電気角の誤差との関係を示すグラフである。
【図１４】ΔＩｄをパラメータとした場合の電気角の算出結果を示すグラフである。
【図１５】ΔＩｄ＋ΔＩｑをパラメータとした場合の電気角の算出結果を示すグラフである。
【図１６】第３実施例における出力トルクおよび磁石温度の変化を示す説明図である。
【図１７】第２実施例と第３実施例の電気角の検出誤差を示すグラフである。
【図１８】逆起電圧と磁石温度との関係を示す説明図である。
【図１９】本実施例を適用したハイブリッドカーの概略構成を示す説明図である。
【図２０】磁石温度による影響を示す説明図である。
【符号の説明】
１０…モータ制御装置
２２…ティース
２４…スロット
３０…ステータ
３２…コイル
４０…同期モータ
５０…ロータ
５１〜５４…永久磁石
７１〜７４…突極
１０２，１０３…電流センサ
１０６，１０７…フィルタ
１１２、１１３…ＩＤＣ
１１６…入力ポート
１１８…出力ポート
１２６…クロック
１３０…電圧印加部
１５６…クランクシャフト
１９０…制御ユニット
１９１，１９２…駆動回路
１９４…バッテリ
２０２…インナロータ
２０４…アウタロータ
【図１】
0004147706.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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