【手続補正書】
【提出日】平成20年8月13日(2008.8.13)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【書類名】  明細書
【発明の名称】  チューナ
【特許請求の範囲】
【請求項１】  無線周波信号をサンプル化した中間信号に変換する入力部(２〜１５)を備えるチューナにおいて、
上記中間信号に係る複数のサンプルの振幅の平均値の第１の関数として、しきい値を発生させるしきい値発生器(１６)と、
上記各サンプルの振幅を上記しきい値と比較する比較器(１７)と、
上記比較器(１７)に応答して、上記しきい値よりも大きい振幅を有するサンプルのそれぞれをゼロにセットする信号訂正器(１８)とを備え、
上記しきい値発生器(１６)は、上記しきい値を超過した振幅を有するすべてのサンプルを、上記平均値から除外することを特徴とするチューナ。
【請求項２】  上記信号訂正器(１８)は、ｎを正の整数とするとき、上記しきい値よりも大きい振幅を有するサンプルのそれぞれに後続するｎ個の連続したサンプルをゼロにセットするように構成された請求項１記載のチューナ。
【請求項３】  上記信号訂正器(１８)は、ｍを正の整数とするとき、上記しきい値よりも大きい振幅を有するサンプルのそれぞれに先行するｍ個の連続したサンプルをゼロにセットするように構成された請求項１または２記載のチューナ。
【請求項４】  上記平均値は移動平均値である請求項１〜３のいずれかに記載のチューナ。
【請求項５】  上記しきい値は、上記平均値と、上記中間信号のピーク値対平均値の比との積よりも大きい請求項１〜４のいずれかに記載のチューナ。
【請求項６】  上記しきい値は、上記平均値の３倍よりも大きい請求項１〜５のいずれかに記載のチューナ。
【請求項７】  上記入力部(２〜１５)はゼロ中間周波コンバータ(３〜５)を含む請求項１〜６のいずれかに記載のチューナ。
【請求項８】  上記入力部(２〜１５)は、同相出力および直交位相出力で上記サンプルを供給する請求項１〜７のいずれかに記載のチューナ。
【請求項９】  上記入力部(２〜１５)は、上記サンプルをデジタルサンプルとして形成するアナログ／デジタルコンバータ(１２)を備える請求項１〜８のいずれかに記載のチューナ。
【請求項１０】  ＣＯＦＤＭ復調器(２０)を備えたことを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載のチューナ。
【請求項１１】  上記信号訂正器(１８)からのサンプルを処理する高速フーリエ変換器(１９)を備えたことを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載のチューナ。
【請求項１２】  請求項１〜１１のいずれかに記載のチューナ(２〜２０)を備えたことを特徴とするセットトップボックス。
【請求項１３】  請求項１〜１１のいずれかに記載のチューナ(２〜２０)を備えたことを特徴とするテレビ受像機。
【請求項１４】  請求項１〜１１のいずれかに記載のチューナ(２〜２０)を備えたことを特徴とするテレビ信号レコーダ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、チューナに関する。このようなチューナは、例えば、テレビ信号を受信するために、および、セットトップボックス、テレビ受像機またはビデオカセットレコーダの一部を形成するために用いられる。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＴＴ(デジタル地上波テレビ)のためのＤＶＢ−Ｔ(Digital Video Broadcasting - Terrestrial)規格は、デジタルビットストリームを伝送するための変調方式として符号化直交多重周波数分割(ＣＯＦＤＭ)を採用する。このシステムにおける変調器および復調器の実装は、送信機にて、複素周波数領域表現から時間領域信号を発生させるために逆高速フーリエ変換(ＩＦＦＴ)アルゴリズムを用い、そして、受信機にて、データポイントの複素信号配置位相（complex constellation）を復元するために高速フーリエ変換(ＦＦＴ)を用いることによって達成される。これらの演算は、個々の搬送波間隔の逆数に等しい時間長をそれぞれ有する別個のＣＯＦＤＭ“シンボル”に対して行われる。その結果、各シンボルは、信号配置位相図の複素平面内における所定の位置に対応する、つまり、各搬送波はシンボルの継続時間にわたって固定された振幅および位相を有する。
【０００３】
インパルスノイズは、冷蔵庫やパワーツールのごとき近くの機器のスイッチオン／オフを切り換えるときに発生する可能性がある。ＤＴＴの重要な商業的ポイントは、購入者自身でシステムをセットアップできるという設置の容易さである。このことは、不幸にも、多くの場合で、理想からかけ離れた設置が行われる可能性をもたらし、干渉対策が十分でない状況が生じる可能性を増大させている。
【０００４】
もし、アンテナにおいて受信無線周波数信号に重畳されたインパルスノイズが生じると、これは、介在するチューナ／受信機の構成要素に係るインパルス応答としてＦＦＴへの入力部に現れる。帯域内のインパルスエネルギーは、典型的に広帯域の傾斜タイプのエンベロープを有し、受信データのスペクトラムに覆い被さり、１つの送信されたＣＯＦＤＭシンボル内に多数のエラーを生じさせる。ＦＦＴ後のスペクトラムが損なわれると訂正は不可能になるが、このことはＣＯＦＤＭ変調方式の本質であり、このためインパルスノイズに対して脆弱になる。
【０００５】
しかしながら、アナログ/デジタルコンバータ(ＡＤＣ)により中間周波数(ＩＦ)でＣＯＦＤＭ信号をデジタル化することは、通常のチューナ設計におけるインパルスノイズを抑圧する傾向がある。通常のチューナ設計では、ＡＤＣの前段のアナログ領域で望まないチャンネルを抑圧する。受信機のＡＧＣループがインパルスレベルの捕捉と利得の調整とを行わないことを仮定すると、ハイレベルのインパルスノイズがＡＤＣにおいてクリップされる。このことは、インパルスノイズがインパルスの定義により例えばナノセカンドのオーダーの長さを有する短いパルスであるとき、全く当てはまらなくなる。
【０００６】
デジタル領域内の処理を増加させることが望ましく、それにより、要件の厳しい仕様をＡＤＣへシフトできる。このようなシステムでは、隣接チャンネルの望まないエネルギーもすべて、所望のチャンネルとともに、ＡＤＣによりデジタル化される。この場合、もし隣接チャンネルがより高いレベル(例えば英国では、所望のＤＶＢ―Ｔチャンネルに対して＋３５ｄＢ)のとき、ＡＤＣダイナミックレンジの一部だけが所望信号で占有され、ずっと高いレベルのインパルスをＦＦＴへ導くことになる。これは、ＣＯＦＤＭ搬送波の所望のスペクトラムにわたるずっと高いレベルの干渉に変換され、インパルスが生じたシンボルに対して極めて高いエラー率を引き起こす。
【０００７】
添付した図１は、このようなダイレクトチューナシステムが、隣接チャンネル(ＰＡＬアナログＴＶチャンネル)に対して35dB弱い所望信号を受信したときの典型的な状態を示す。この図は、ＡＤＣ入力における信号のうちの３つの成分を示す。即ち、隣接チャンネルのＰＡＬ信号、所望のＣＯＦＤＭ信号(ＰＡＬ信号上に"白色"で重ねて図示する)およびノイズインパルスである。もし、ＰＡＬの振幅ピークに対して＋５０dBの振幅でインパルスが生じ、そして同じ振幅でクリップされたなら、ＦＦＴ後の受信信号の複素信号配置位相では、復号前のビットエラー率(ＢＥＲ)は４０％のオーダーになるであろう(擬似エラーフリー伝送を行うためには、この値は１％以下である必要がある)。ＢＥＲがこのように増大しても、インパルスが非周期的に生じる限り、受信ロックの問題は起こらない。しかしながら、視聴される番組およびＭＰＥＧ−２のデコーダチップに依存して画像に可視の歪みが生じる可能性がある。もし、インパルスノイズが連続した複数のシンボルを損なったときには、その問題は更に厳しくなる。
【０００８】
EP0597525 は、周波数変調(ＦＭ)受信機のためのノイズ抑圧構成を開示している。ノイズ検出構成は、ノイズとみなされる、所定のしきい値を超える信号を保持回路へ通過させ、保持回路は直前の信号レベルを保持して、ノイズと置換する粗い補間を行う。
【０００９】
同様に、US5261004 は、ノイズをブランクにする構成を開示しており、ノイズが検出されると、信号レベルが保持される。ノイズの検出のために、種々の信号がフイルタ処理された信号の例と比較される。
【００１０】
EP0651521 は、無線電話での使用のためのノイズ検出構成を開示している。ノイズは、２つの異なる時定数を用いたフイルタ処理を行うことにより検出される。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１の態様によれば、
無線周波信号をサンプル化した中間信号に変換する入力部と、
上記中間信号に係る複数のサンプルの振幅の平均値の第１の関数として、しきい値を発生させるしきい値発生器と、
上記各サンプルの振幅を上記しきい値と比較する比較器と、
上記比較器に応答して、上記しきい値よりも大きい振幅を有するサンプルのそれぞれをゼロにセットする信号訂正器とを備え、
上記しきい値発生器は、上記しきい値を超過した振幅を有するすべてのサンプルを、上記平均値から除外するチューナを提供する。
【００１２】
信号訂正器は、上記しきい値よりも大きい振幅を有するサンプルのそれぞれに後続するｎ個の連続したサンプルを０にセットするように構成されてもよい。ｎは正の整数であり、上記入力部のインパルス応答の関数であってもよい。
【００１３】
信号訂正器は、上記しきい値よりも大きい振幅を有するサンプルのそれぞれに先行するｍ個の連続したサンプルを０にセットするように構成されてもよい。ｍは正の整数であり、上記入力部のインパルス応答の関数であってもよい。
【００１４】
上記平均値は移動平均であってもよい。
【００１５】
上記しきい値は、上記平均値と、上記中間信号のピーク値対平均値の比との積より大きくてもよい。
【００１６】
上記しきい値は、上記平均値の３倍より大きくてもよい。上記しきい値は実質的に上記平均値の５．３倍であってもよい。
【００１７】
上記サンプルは、９．１４３ＭＨｚのサンプリングレートを持っていてもよい。ｎは１より大きく、５以下であってもよい。上記移動平均値は、実質的に１０００個の連続したサンプルの窓にわたるものであってもよい。
【００１８】
上記入力部は、ゼロ中間周波コンバータを含んでもよい。上記入力部は、同相出力および直交位相出力で上記サンプルを供給してもよい。
【００１９】
上記入力部は、上記サンプルをデジタルのサンプルとして形成するアナログ/デジタルコンバータを含んでも良い。
【００２０】
上記チューナは、ＣＯＦＤＭ信号を受信するために提供されてもよい。
【００２１】
上記チューナは、上記信号訂正器からのサンプルを処理する高速フーリエ変換器を含んでもよい。
【００２２】
上記チューナは、テレビ信号を受信するために提供されてもよい。
【００２３】
【作用】
本発明の別の態様によれば、セットトップボックス、テレビ受像機、テレビ信号レコーダが提供され、それらの各々は本発明の第１の態様のチューナを含む。
【００２４】
これにより、インパルス性ノイズ下での性能が実質的に改善されたチューナを提供できる。デジタルテレビ信号の場合、ビットエラー率の性能が実質的に改善され、そのため、画像の干渉が軽減される。これらの技術は、例えばＣＯＦＤＭ方式における各搬送波の複素値を抽出するために、チューナにおいて高速フーリエ変換のアルゴリズムを使用する変調方式に対して特に有用である。
【００２５】
本発明は添付した図面を参照して実施例を更に詳しく述べる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
図２に示したＣＯＦＤＭテレビチューナは、アンテナ入力１に接続され、そして、入力自動利得制御(ＡＧＣ)アンプ２を含み、その出力は、ミキサー３および４に接続される。ミキサー３および４は、入力信号をベースバンド信号に直接変換するゼロ中間周波(ＺＩＦ)の周波数コンバータの一部を形成する。局部発振器５は局部発振信号をミキサー３および４へ供給する。これらのミキサーは互いに直交位相の関係にあり、従ってミキサー３は同相信号Ｉを生成し、ミキサー４は直交位相信号Ｑを生成する。ミキサー３および４の出力はそれぞれバッファアンプ６および７を介してそれぞれローパスフイルタ８および９に供給され、ここで、ゼロ中間周波の帯域幅以外のエネルギーを減衰もしくは除去する。フイルタ８および９の出力は、それぞれバッファアンプ１０および１１を介してアナログ/デジタルコンバータ(ＡＤＣ)１２に供給される。
【００２７】
このチューナの構成要素２〜１１はアナログ回路部を表し、その直交位相の出力信号はＡＤＣ１２によりデジタル領域に変換される。このチューナの残りの構成要素は、デジタル領域内で動作し、図２では機能ブロックとして描かれているが、これらは、通常、専用デジタルハードウエアにより実現されるか、ソフトウエアの制御下のプログラマブルデータプロセッサにより実現されてもよい。
【００２８】
ＡＤＣ１２の出力は、デジタルのローパスフイルタ１３および１４を通じて自動周波数制御(ＡＦＣ)回路１５に供給され、ＡＦＣ回路１５により、信号の中心を正確に０Ｈzに調整する。
【００２９】
ＡＤＣ１２により形成されたＩおよびＱ信号のデジタル化したサンプルは、フイルタ１３および１４によりフイルタ処理され、そして回路１５により、その中心が０Ｈzになるように調整される。その信号はしきい値発生器１６、コンパレータ（比較器）１７およびコレクタ（信号訂正器）１８の入力部に供給される。図２のチューナにおける典型例では、ＡＤＣ１２は入力される信号を９．１４３ＭＨzのサンプルレートでサンプリングする。しきい値発生器１６は、ＩおよびＱ信号の多数の連続サンプルの移動平均値を形成する。上述した特定の例では、移動窓はおよそ１０００個の連続したサンプルをカバーする。
【００３０】
インパルスノイズ信号を判別できるしきい値を発生させるために、しきい値発生器１６は、ＣＯＦＤＭ信号の既知のピーク値対平均値の比を使用し、これは、およそ３：１の比でおよそ９．５デシベル(ｄＢ)である。あやまったトリガ動作を避けるために、しきい値発生器１６は、その値より高い、例えば３ｄＢまたはせいぜい５ｄＢ高いしきい値を設定し、これにより、発生器１６によりコンパレータ１７に供給されるしきい値は、例えば、実質的に、サンプルの振幅の移動窓の平均値の５．３倍に等しい。
【００３１】
コンパレータ１７は、ＩおよびＱの各サンプルをしきい値と比較し、そして、サンプルの振幅が現しきい値を超過している時、コレクタ１８に信号を送る。このような信号送出に応答して、コレクタ１８は、サンプルの値を０にセットする。コレクタ１８はまた、しきい値を超過する値を有する１つまたは複数のサンプルの直前および/または直後のサンプルであって、現しきい値未満の値を有する１つまたは複数のサンプルの値を０にセットする。特に、インパルスノイズは、チューナにおけるコレクタ１８より前段の回路部分のインパルス応答により拡散され、そして、コレクタ１８の各出力に供給された信号からできる限り多くのインパルス性ノイズのエネルギーを除去できるように、ゼロまたはブランクにされる連続したサンプルの個数がインパルス応答に従って決定される。上述した特定の例のために、０またはブランクに設定できる連続したサンプルの個数は、しきい値を超過している１つのサンプルか連続したサンプルの前側において０あるいは１個であり、後側において３〜５個であることがわかっている。しかしながら、前段の回路部分でのインパルス応答は、いかなる特定の構成に対しても計算、測定またはシミュレートでき、このことは、インパルスノイズにより不可避に損なわれるのでブランクにされるべき、連続したサンプルの個数を決定するために用いられてもよい。
【００３２】
もしチューナ入力部に過度に長いインパルス応答、例えば１０またはそれ以上のサンプル数に対応する長いインパルス応答が入力されたとき、１０またはこれ以上の連続したサンプルをブランクにすることは容認できない多数のエラーを導くので、このようなインパルスノイズの影響を十分に訂正できない。このような場合、チューナのインパルス応答、特にアナログローパスフイルタ８および９およびデジタルローパスフイルタ１３および１４のインパルス応答は、満足した性能を達成できるように、改善されるべきである。
【００３３】
コレクタ１８は、どのサンプルがブランクにされたかを示す信号をしきい値発生器１６へ送る。しきい値発生器１６は、その後、このようなサンプルが、しきい値の基礎となる平均値を発生させる処理に使用されることを阻止する。
【００３４】
コレクタ１８のＩおよびＱ出力は高速フーリエ変換器１９の入力部に供給され、変換器１９は、時間領域のデジタルでサンプリングされた信号を複素周波領域に変換する。変換器１９の出力は、テレビ受像機での表示のため、およびビデオカセットレコーダによる録画のために適したイメージ信号を供給するために、復調器および復号器のごとき別の処理を行うためのブロック２０に供給される。
【００３５】
図３は、干渉無しのクリーン信号、インパルス性干渉を受けている訂正なしの信号、および、本明細書及び図２に示したノイズ訂正または低減による訂正された信号に対する、変換器１９への時間領域の入力信号を示し、そして変換器１９の出力部での周波数領域の信号配置位相図を示す。対応するビットエラー率も示した。クリーン信号は、３５ｄＢの信号対ノイズ信号の比を持つものと仮定した。このような信号は０BERを呈する。
【００３６】
インパルス性干渉を受けている信号は、５０ｄＢの振幅および５ナノセカンドの持続時間を有するインパルスによって損なわれている。変換器１９の出力部で生じた信号配置位相は、極めて深刻に損なわれ、４５％のＢＥＲとなった。
【００３７】
本明細書で説明したインパルス訂正技術は、変換器１９の出力部に、クリーン信号の実際の信号配置位相に極めて似る信号配置位相をもたらす。その場合、ＢＥＲは２．５％で、擬似エラーフリー受信には相当しないが、実質的な改善を示し、比較的に目立たない干渉で許容できるテレビ画像が表示されることを可能にする。
【００３８】
１つのＣＯＦＤＭシンボル以上が影響されるなら、この技術の使用は極めて有利である。訂正なしでは、テレビの画面上に表示される画像がすぐに見えなくなるか、完全に失われることがあり得る。訂正ありの場合には、擬似エラーフリーの受信は可能でないかも知れないが、視聴時に中断は起こらない。いくらかの目立つ点があっても、画像の干渉は許容できる。
【００３９】
【発明の効果】
この技術は、デジタルテレビ信号のためのＣＯＦＤＭ変調方式に関し、ゼロ中間周波数変換技術の内容を詳細に述べてきたが、インパルスノイズの干渉が問題となる他のタイプのシステムにも適用できる。この技術は、デジタル領域内で大量の信号処理が実行され、かつ、アナログ/デジタル変換前に周波数領域のフイルタ処理が比較的少ないチューナに対して、特に有用である。特にこの技術は、このようなチューナに最適なパフォーマンスを与えることができ、アナログ領域におけるフイルタ処理の要件が軽減される。このことは、"オンチップ"のアナログフィルタの設計を容易化する。この技術は、ＦＦＴを用いるあらゆる復調方式、デジタルオーディオ放送(ＤＡＢ)を含む他の応用およびＯＦＤＭ変調の形態を用いるあらゆるシステムに対して特に有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  インパルスで劣化したデジタルテレビ信号と、高レベルの隣接チャンネルＰＡＬアナログ信号を示した波形図
【図２】  本発明の一実施形態に係るチューナを示したブロック図および機能図
【図３】  インパルス性のノイズ干渉の影響と、図２のチューナにより達成された、改善された性能を図式的に示した図
【符号の説明】
１  アンテナ入力
２  入力自動利得制御(ＡＧＣ)アンプ
３  ミキサー
４  ミキサー
５  局部発振器
６  バッファアンプ
７  バッファアンプ
８  ローパスフイルタ
９  ローパスフイルタ
１０  バッファアンプ１
１１  バッファアンプ１
１２  アナログ/デジタルコンバータ(ＡＤＣ)
１３  ローパスフイルタ
１４  ローパスフイルタ
１５  自動周波数制御(ＡＦＣ)回路
１６  しきい値発生器
１７  コンパレータ
１８  コレクタ
１９  高速フーリエ変換器
２０  復調器および復号器のごとき処理を行うブロック