(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
原信号の特定周波数帯域における周波数成分が抑圧された入力信号から、該抑圧された周波数成分を近似的に復元して原信号に近い信号を再生するための周波数補間装置であって、
該入力信号を、各々が複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数成分を有するような複数の成分信号に分割し、この分割された成分信号の各々を、同一の周波数帯域の信号に周波数変換し、該周波数変換された該複数の成分信号を線形結合して合成信号を生成し、この合成信号を周波数変換し、かつ該入力信号における抑圧されないで残存する周波数成分のスペクトル包絡線情報に基づいて決定される信号レベルに設定することにより得られる、該抑圧された周波数帯域成分を有する補間用の成分信号を、該入力信号に付加するようにしたことを特徴とする周波数補間装置。
【請求項２】
請求項１に記載の周波数補間装置において、
該スペクトル包絡線情報は、該入力信号を周波数分析することにより求められる関数式により表されるものである周波数補間装置。
【請求項３】
請求項２に記載の周波数補間装置において、
該関数式が一次関数である周波数補間装置。
【請求項４】
請求項１に記載の周波数補間装置において、
該複数の成分信号が、一定の通過帯域幅を有する複数個の帯域通過フィルタを用いて生成されるものである周波数補間装置。
【請求項５】
請求項１及至４に記載の周波数補間装置において、
該入力信号は、アナログ・オーディオ信号を、サンプリングし、かつ量子化することにより得られたディジタル・オーディオ信号である周波数補間装置。
【請求項６】
原信号の特定周波数帯域における周波数成分が抑圧された入力信号から、該抑圧された周波数成分を近似的に復元して原信号に近い信号を再生するための周波数補間装置であって、
該入力信号を、各々が複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数成分を有する複数の成分信号に分割する手段と、
該複数の成分信号を周波数変換処理してそれぞれの成分信号の周波数帯域を同一にするための手段と、
該入力信号を周波数分析して、残存する周波数成分のスペクトル包絡線情報を抽出する手段と、
該分割されかつ周波数変換された成分信号を用いて該抑圧された周波数成分を有する補間用成分信号を合成するとともに、抽出されたスペクトル包絡線情報に基づいて合成信号のレベルを決定する手段であって、該補間用成分信号の合成が、該残存する周波数成分を有するいくつかの成分信号の線形結合により行われる手段と、
該周波数変換されたそれぞれの成分信号を逆周波数変換して、もとの周波数帯域の信号にもどす手段とを含む周波数補間装置。
【請求項７】
原信号の特定周波数帯域における周波数成分が抑圧された入力信号から、該抑圧された周波数成分を近似的に復元して原信号に近い信号を再生するための周波数補間方法であって、
該入力信号を、各々が複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数成分を有する複数の成分信号に分割し、この分割された成分信号の各々を、同一の周波数帯域の信号に周波数変換し、該周波数変換された該複数の成分信号を線形結合して合成信号を生成し、この合成信号を周波数変換し、かつ該入力信号における抑圧されないで残存する周波数成分のスペクトル包絡線情報に基づいて決定される信号レベルに設定することにより得られる、該抑圧された周波数帯域成分を有する補間用の成分信号、該入力信号に付加する各ステップを含むことを特徴とする周波数補間方法。
【請求項８】
原信号の特定周波数帯域における周波数成分が抑圧された入力信号から、該抑圧された周波数成分を近似的に復元して原信号に近い信号を再生するための周波数補間方法であって、
該入力信号を、各々が複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数成分を有する複数の成分信号に分割するステップと、
該複数の成分信号を周波数変換処理してそれぞれの成分信号の周波数帯域を同一にするためのステップと、
該入力信号を周波数分析して、残存する周波数成分のスペクトル包絡線情報を抽出するステップと、
該分割されかつ周波数変換された成分信号を用いて該抑圧された周波数成分を有する補間用成分信号を合成するとともに、抽出されたスペクトル包絡線情報に基づいて合成信号のレベルを決定するステップであって、該補間用成分信号の合成が、該残存する周波数成分を有するいくつかの成分信号の線形結合により行われるステップと、
該周波数変換されたそれぞれの成分信号を逆周波数変換して、もとの周波数帯域の信号にもどすステップとを含む周波数補間方法。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、特定の周波数帯域における周波数成分が除去又は抑圧されている所与の信号の当該周波数成分を近似値に合成してこれを該所与の信号に補間することによりスペクトル分布を改善するための周波数補間装置および方法に関する。
背景技術
ＭＰ３（ＭＰＥＧ１  ａｕｄｉｏ  ｌａｙｅｒ  ３）形成のデータの配信、及び、ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）放送やテレビジョン音声多重放送等の手法による音楽などの供給が近年盛んになっている。これらの手法では、帯域が過度に広くなることによるデータ量の増大や占有帯域幅の広がりを回避するために、対象となるオーディオ信号などの高域周波数成分を抑圧して上限周波数を下げるようにしている。例えば、上限周波数が２０ｋＨｚのオーディオ信号の約１５ｋＨｚ以上の周波数成分を抑圧して上限周波数を低下させれば、サンプリング周波数は元の信号の３／４で済むため、データレートの低減につながり有利である。しかしながら、当然のことながら、高域周波数成分が抑圧されたオーディオ信号は、元の信号に比べその音質が劣化する。このため、当該抑圧された周波数成分を、何らかの形で近似的に復元する試みがなされている。このような周波数成分復元の手法としては、対象となる信号を歪ませて、その結果発生する歪み信号から抑圧帯域の補間に供する周波数帯域成分をフィルタにて抽出し、これを補間の対象となる信号に加算してもとの信号に近似して信号を復元するようにしたものがある。
また別の手法としては、原オーディオ信号から基音と倍音が組で存在する音声成分を抽出して、抽出した音声成分を用い、原オーディオ信号の帯域より高域側の倍音成分を予測して原オーディオ信号に外挿するというものがある。
しかしながら、前者の手法においては、オーディオ信号の波形をリミッタ回路等を用いて歪ませることにより高調波を発生させるに過ぎないので、この高調波は元のオーディオ信号に本来含まれているものを近似し得るものであるかは定かでない。
また、元の音声等の帯域を制限して得られる原オーディオ信号に後者の手法を適用した場合、純音の音色成分については、倍音成分を予測して外挿することができず、同様に、帯域が制限された結果倍音成分が除去された音声成分については除去された倍音成分を推測して外挿することができない。
さらに、最近考案された手法として、対象信号を周波数分析して残存スペクトルパターンから抑圧周波数成分のスペクトルパターン、あるいはその強度等を推定し、これを合成して対象信号に加算付加するようにしたものがある。この手法は、音質改善上、優れたものであるが、実用上問題がある。というのは、この手法は、必然的に対象となる主信号の広帯域にわたる高分解能の短時間フーリエ変換および逆変換処理を要求するものであるため、デジタル信号処理に用する演算量が膨大となるからである。
これは、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）の演算速度および回路規模についての過度の要求につながり、実用価値を低下せしめることとなる。
本発明は、上記実状に鑑みてなされたものであり、原信号の特定の周波数帯域が抑圧されたオーディオ信号を高品質で復元するための信号補間装置及び信号補間方法を提供すること、並びに、比較的小さな演算規模を用いながらも原信号に近い信号を効率的に復元できるという実用的価値の高い信号補間装置及び信号補間方法を提供することを目的とする。
発明の開示
上記目的を達成するために、本発明の周波数補間装置は、原信号の特定周波数帯域における周波数成分が抑圧された入力信号から、該抑圧された周波数成分を近似的に復元して原信号に近い信号を再生することを目的として、該入力信号を、各々が複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数成分を有するような複数の成分信号に分割し、この分割された成分信号を用いて該抑圧された帯域周波数成分を有する成分信号を合成し、及び該入力信号に付加するよう、基本的に動作する。
そして、該分割されたそれぞれの成分信号は、さらに所定の同一の周波数帯域の信号に周波数変換されて、該周波数変換された成分信号の線形結合として、該抑圧された周波数成分を有する信号が合成されるようになっている。さらに、本発明の装置においては、該入力信号における抑圧されないで残存する周波数成分のスペクトル包絡線情報を抽出する手段を含み、このスペクトル包絡線情報に基づいて、該合成される成分信号のレベルが適正に決定されるようになっている。また、好適には、該スペクトル包絡線情報は、該入力信号を周波数分析することにより求められる所定の関数式により表されるものであり、この関数式としては、処理を効率化すべく最も簡単な一次関数直線式が用いられる、また該複数の成分信号は、一定の通過帯域幅を有する複数個の帯域通過フィルタを用いて生成されるようになっている。なお、本発明において、入力信号としては、典型的にはアナログ・オーディオ信号を、サンプリングし、かつ量子化することにより得られたディジタル・オーディオ信号が用いられる。
本発明を別の局面から把えるとすれば、本発明の周波数補間装置は、該入力信号を、各々が複数の周波数帯域におけるそれぞれの周波数成分を有する複数の成分信号に分割する手段と、該複数の成分信号を周波数変換処理してそれぞれの成分信号の周波数帯域を同一にする為の手段と、該入力信号を周波数分析して残存する周波数成分のスペクトル包絡線情報を抽出する手段と、該分割されかつ周波数変換された成分信号を用いて該抑圧された周波数帯域成分を有する成分信号を合成するとともに、抽出されたスペクトル包絡線情報に基づいて合成信号のレベルを決定する手段と、該周波数変換された成分信号を逆周波数変換して、もとの周波数帯域の信号にもどす手段とから成るものであるということができる。この装置においては、該抑圧された周波数帯域成分を有する補間用成分信号の合成は、該残存する周波数成分を有するいくつかの成分信号を線形結合することにより行われる。
さらに、本発明の周波数補間装置は、該入力信号をフィルタリングすることにより、抑圧されないで残存する周波数成分の一部を含む成分信号を生成する手段と、この成分信号に周波数変換を施すことにより、該抑圧された周波数成分を有する信号を合成して、これを該入力信号に付加する手段とを含む簡易な構成により実現することも可能である。この簡易化装置においては、さらに該入力信号における抑圧されないで残存する周波数成分のスペクトル包絡線情報を抽出する手段が含まれ、このスペクトル包絡線情報に基づいて、該合成される信号のレベルが決定されるようになっている。
本発明の信号補間装置は、上記のような構成を採用するため、（特定の帯域成分が抑圧される前の）原信号に本来含まれていた周波数成分を比較的忠実に合成し得、抑圧信号の補間に供することができる。このため、原信号に対して近似度の良い信号が復元されることとなり、オーディオ信号等を低歪み、かつ高音質で再生することが可能となる。
その上、非線形動作をする回路構成は一切用いられていないため、信号歪が若干存在するとしても、その信号歪は聴感上許容され得る線形性のものに、限られるものである。したがって、聴感上の歪感は極めて少ないといえる。
さらに、本発明の装置においては、主信号そのものを処理するために、（広帯域の信号を対象とし、かつ高分解能の）フーリエ変換及びその逆変換を用いていない。本発明の手法は、信号の周波数成分に着目して信号処理がなされるものではあるが、主信号そのものを“時間領域”から“周波数領域”へと変換する（あるいは逆に“周波数領域”の信号を“時間領域”の信号にもどす）処理はおこなわれていない。なるほど、本発明においても、フーリエ変換処理を一部で用いてはいるが、これは残存スペクトルの包絡線を推定する処理に留まるものである（その変換は、さほど高分解能を要しない）。本発明において、主信号の処理は、フーリエ変換ではなく線形のフィルタ（即ち帯域通過型フィルタ）を用いて行っている。このため、信号処理全体の演算量が大幅に低減できるという長所がある。したがって、本発明の周波数補間装置は、オーディオ用の１チップのＤＳＰのみでデジタル信号処理に必要な演算処理を完遂でき実用な価値が高いといえる。
発明の実施の形態
以下図面を参照して、本発明による周波数補間装置の実施の形態を詳細に説明する。
第１図は、本発明の周波数補間装置の基本構成を示す図であり、本発明の装置が、大きく帯域分割セクション、周波数変換セクション、周波数補間セクション、周波数逆変換セクションおよび帯域合成セクションから成るものであることを示している。
本発明においては周波数補間の対象となる（予め特定の周波数帯域の周波数成分が除去又は抑圧された）信号が、まず帯域分割セクション１０に入力される。ここでは、入力信号が予め定めた複数個（Ｍ個）の周波数帯域（Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，・・・・，ＦＭ−１）におけるそれぞれの周波数成分を有するＭ個の成分信号（Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・・，ＳＭ−１）に分割される。ついで、帯域分割により得られた各成分信号Ｓｉ（ｉ＝０，・・・，Ｍ−１）は周波数変換セクション２０に供給されて周波数シフトが施され、各成分信号の周波数帯域Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，・・・・，ＦＭ−１が特定の１つの周波数帯域（典型的には、最低周波数の帯域Ｆ０）に一律に変換される。次に、周波数補間セクション３０においては、周波数変換された成分信号Ｓｉ’（ｉ＝１，２，・・・，Ｍ−１）のうちのいくつかを用いて抑圧された帯域の成分信号（例えば、高域周波数帯域の成分信号ＳＭ−２’，Ｓ’Ｍ−１，およびＳ’Ｍ）が合成される。これが、事実上の周波数補間処理に相当する。その後、周波数逆変換セクション４０において、周波数変換されていた成分信号Ｓｉ’（ｉ＝０〜Ｍ−１）の周波数帯域がもとにもどされる。そして、最後に、分割されていた成分信号が結合され、周波数成分の補間された所望の信号が出力として取り出されることとなる。
第２図及び第３図は、以上説明した信号処理の流れを直感的に把握し得るよう、各処理過程における信号の形態を模式的に示したものである。第２図（ａ）は、（特定帯域の周波数成分が除去もしくは抑圧された）入力信号を時間領域表現形式で示したものである。第２図（ｂ）は、信号の周波数領域表示であり、例示として、入力信号が帯域幅ｆ０を有するＭ個（Ｍ＝９）の周波数帯域に分割される様子を示している。ここでは、第７、８および９番目の周波数帯域（Ｆ６，Ｆ７およびＦ８）の周波数成分が抑圧されている場合を想定している。第２図（ｃ）は、周波数変換後の各成分信号のスペクトル配置を表し、いずれも周波数成分（スペクトル）の占有帯域が０〜ｆ０（Ｈｚ）となっていることがわかる。
第２図（ｃ）は周波数補間前の周波数スペクトル分布を、また第３図（ａ）は補間後のスペクトル分布を示しており、抑圧帯域Ｆ６，Ｆ７及びＦ８のスペクトル分布が補間される様子がわかる。第３図（ｂ）は、周波数逆変換後のスペクトル分布を示すものであり、また第３図（ｃ）はこのスペクトル分布を有する信号の時間領域表現、即ち、周波数補間後の出力信号そのものの時系列を表している。
次に、第４図は、本発明の周波数補間装置の好適な実施例を示す図である。
第１図を参照しての説明で述べた帯域分割成分信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・，ＳＭ−１は、Ｍ個のバンドパスフィルタ６０（ＢＰＦ０〜ＢＰＦＭ−１）により生成される。ついで、成分信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，・・・，ＳＭ−１は、それぞれミキサ部Ｘにて周波数ｎｆ０（ｎ＝２，３，・・・Ｍ）を有する正弦波信号Ｓｉｎ（２ｎπｆ０ｔ）にて乗算され、かつ低域通過フィルタ７０（ＬＰＦ０，・・・・，ＬＰＦＭ−１）により低域ろ波されて、その周波数帯域が最低周波数帯域［０、ｆ０］にシフトされる。なお、帯域通過フィルタ部６０と、ミキサＸと、低域通過フィルタ部とを一体化したものは、当業者にはＱＭＦ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｍｉｒｒｏｒ  Ｆｉｌｔｅｒ）アナライザとして知られている。このように、異なる周波数帯域の成分信号を同一の周波数帯域の成分信号へと周波数変換をする意義は、「帯域通過フィルタ（ＢＰＦ０〜ＢＰＦＭ−１）を通して得たフィルター出力信号の集合を複数ロケーションを有する１つのフィルタバンクにおさめ、そのフィルタバンク内の各ロケーションに格納された各信号Ｓｉ（ｉ＝０〜Ｍ−１）を任意にとり出して相互に交換あるいは加減算又はコピーなどをすることが自由にできるようになる。」という点にある。周波数帯域がシフトされた成分信号Ｓ０’，Ｓ１’，・・・，ＳＭ−１’は、ついで周波数補間ユニット８０に供給され、そこでは後述するように、抑圧された帯域の周波数成分が合成され、かつ補間される。この周波数補間ユニットには、入力信号を周波数分析器（ＦＦＴ）１１０により周波数分析し（典型的には、フーリエ変換し）、かつ低域ろ波された信号が供給されている。これらＦＦＴ１１０および低域通過フィルタ１２０の動作機能については、後に詳述するが、基本的には、入力信号の抑圧された特定帯域が既知でない場合にそれを検出するとともに、残存するスペクトルの（補間用信号のレベルを定めるための）包絡線情報を求めるためのものである。周波数補間ユニット８０において補間処理された（抑圧された周波数成分が合成復元されて付加された信号）Ｓ０”，Ｓ１”，Ｓ２”，・・・，ＳＭ−１”は、ミキサー部Ｙにて周波数ｎ’ｆ０（ｎ’＝１，２，３，・・・，（Ｍ−１））を有する正弦波信号Ｓｉｎ（２ｎ’πｆ０ｔ）にて乗算され、かつ低域通過フィルタ９０（ＬＰＦ０〜ＬＰＦＭ−１）にて（その低域成分が）ろ波され、結果として、補間後の成分信号（Ｓ０”，Ｓ１”，・・・，ＳＭ−１”）はもとの周波数帯域の信号にもどされる。
なお、ミキサ８０と、低域通過フィルタ部とを一体化したものは、当業者にはＱＭＦシンセサイザとして知られている。
最後に、これら成分信号Ｓｉ”（ｉ＝０，〜，（Ｍ−１））は、加算器１００にて互いに加え合わされて出力信号ｂとして取り出される。
さて、本発明の本題である周波数補間ユニット８０の構成およびそこでなされる信号処理機能について説明する。
上述したように、周波数補間ユニット８０には、Ｍ個の帯域に分割され、かつ周波数変換された成分信号Ｓ１’，Ｓ２’，Ｓ３’，・・・，ＳＭ−１’が入力され、補間処理のなされた成分信号Ｓ０”，Ｓ１”，・・・，ＳＭ−１”が出力される。
本発明の補間処理においては、（周波数成分が）抑圧された帯域における成分信号が、（周波数成分の）残存する帯域における成分信号を用いて、これら信号を線形結合することにより合成される。
出力が入力の線形結合で表されるような周波数補間ユニット８０入力と出力関係は一般に次のように表すことができる。
0004106624.tif 000002
ここで、Ｍ個の周波数帯域のうち、高域部の周波数帯域ＦＭ−３，Ｆ２およびＦＭ−１の周波数成分が予め抑制されていた（即ち、ＳＭ−３’＝ＳＭ−２’＝ＳＭ−１’≒０）ものとする。この場合、残りの周波数帯域（Ｆ０〜ＦＭ−４）の各周波数成分は０でないと考えられるからＳ０’＝Ｓ１’＝・・・＝ＳＭ−１’≠０である。また、抑圧帯域以外の成分信号については、入力がそのまま出力されるものとすると、上記第（１）式は、以下のように表される。
0004106624.tif 000003
と表現される。
線形結合係数の値ａ１１，ａ１２，ａ１３，・・・・，ａ２１，ａ２１，ａ２３，・・・ａ３（Ｍ−３）は、一般には、信号中の残存するスペクトルの特性に基づいて決められるものである。本発明においては、これら係数値は後述するように、残存スペクトルの包絡線基づき、抑圧された周波数に対して補間すべき信号レベルの推定値との関連で決められる。
第５図は、周波数補間ユニット８０の具体的構成例を示す図である。ここでは、信号が１０個の周波数帯域Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２，Ｆ３，・・・・，Ｆ７，Ｆ８およびＦ９に分割され、１０個の（周波数変換後の）成分信号Ｓ０’，Ｓ１’，Ｓ２’，・・・・・・，Ｓ７’，Ｓ８’およびＳ９’が生成される場合であって、高域の３つの帯域Ｆ７，Ｆ８およびＦ９が抑圧帯域である場合を想定している。第５図の例においては、抑圧帯域Ｆ７に低周波数側で隣接する周波数帯域Ｆ４，Ｆ５およびＦ６の信号Ｃ４’，Ｃ５’およびＣ６’をそれぞれ所定レベル減衰させて、即ち、重み係数ｋ１，ｋ２，ｋ３，（＜１）を掛けたものｋ１・Ｃ’４，ｋ２・Ｃ’５およびｋ３・Ｃ’６を抑圧帯域に加算（つまり、抑圧帯域の成分を補間）するようにしている。この構成例は、上述の第（２）式における線形結合係数の一部を
0004106624.tif 000004
とした場合に相当する。なお、係数値ｋ１，ｋ２，ｋ３，（＜１）は、信号の残存するスペクトルの包絡線関数に基づいて（後述のように）求められるものである。
第６図は、周波数補間操作についての別の事例を別の表現法にて表したものである。この第６図において、信号は１９個の帯域（Ｆ０，Ｆ１，・・・，Ｆ１８）に分割されたものとし、また、帯域Ｆ１４，Ｆ１５，Ｆ１６，Ｆ１７およびＦ１８を抑圧帯域と仮定している。第６図（ａ）は、残存する帯域Ｆ９〜Ｆ１３の信号Ｃ９’〜Ｃ１３’がそれぞれそのまま対応する抑圧帯域Ｆ１４〜Ｆ１８に加えられる場合を示している。また、第６図（ｂ）は、抑圧帯域Ｆ１４〜Ｆ１８に対し補間されるべき信号Ｃ１４’〜Ｃ１８’は、
0004106624.tif 000005
として求められる場合を示している。つまり、寄与率を考慮した重みづけをして、抑圧された帯域（例えば、Ｆ１４）に対応する補間帯域（例えば、Ｆ９）の成分信号（例えば、Ｃ９’）には、最も高い重みづけ（１）を与え、その帯域から低い方に遠ざかるにつれ、（寄与率を減ずるようにして）徐々に重みづけの値を減ずるようになっている。
ここで、第６図（ｂ）に示す補間操作を、上記行列式（１）の表現形式で略記すると、次のようになる。
0004106624.tif 000006
次に、第４図のブロック図中周波数分析器１１０（具体的にはフーリエ変換器）、低域通過フィルタ１２０およびスペクトル包絡線検出器１３０の役割について述べる。これら構成要素は、周波数分析器１１０により周波数分析（具体的にはフーリエ変換）して抑圧された周波数帯域を識別検出（予めそれが既知でない場合）するともに、残存する周波数成分のスペクトル包絡線情報を抽出するために用いられる。信号のスペクトルは時々刻々変化するものであるため、この周波数分析は短時間スペクトル分析であり、典型的にはデジタル入力信号に所定の時間窓をかけ、各フレームについて所定のサンプル値についての離散的フーリエ変換が行われる。検出される周波数分析データ（例えば、ＦＦＴ演算による複素フーリエ係数のようなパラメータ）は各フレーム毎に変化するが、それが階段状に不連続に変化しないよう、つまりその急激な変化を抑え、パラメータがゆるやかに変化するよう、平滑化のための低域フィルター（ＬＰＦ）１２０を通すようにする。このような平滑処理の前後におけるパラメータ値の変化の様子を第７図に示す。これにより高域補間を避け、補間後の波形の歪を最小限に迎えることが可能となる。
最後に、スペクトル包絡線検出器１３０は、得られた周波数分析結果に基づいて残存する周波数帯域におけるスペクトル包絡線を関数式で表し、およびそれから（周波数補間ユニット内の）周波数補間用重みづけ係数値（例えば、ｋ１，ｋ２，ｋ３）を算出し出力するものである。
入力信号を周波数分析した結果あるフレームについて（例えば、第８図（ａ））に示されるように短時間スペクトルが得られたとする。ｆｃは抑圧帯域の下限周波数である。このとき、残存スペクトルパターン（ａ）から、スペクトル包絡線特性の定量データとして包絡線を表す関数式を求める。例えば、最も簡単には包絡線を近似する一次関数
0004106624.tif 000007
を最小２乗近似法により求める。具体的には周波数の関数としてのスペクトル強度ＳＰ（ｆ）について、所与の周波数帯域をＮ等分し間隔Δｆ毎に平均化しかつサンプルして得た値をＳＰ１，ＳＰ２，ＳＰ３，・・・・，ＳＰＮ−１およびＳＰＮ（図の例示では、ＳＰ１〜ＳＰ１０）とする。
このとき
0004106624.tif 000008
という測度が最小と成るよう一次関数式（５）の係数ＡおよびＢを求めればよい。次に、この一次関数式に基づいて、補間されるべき抑圧帯域のスペクトル強度Ｌ（補間係数）が求められる。即ち、補間後のスペクトルの包絡線もやはり一次関数式で精度よく近似され得るように、補間係数Ｌ（補間されるべき信号のスペクトル強度）を決めるようにする。補間されるべき抑圧帯域の周波数ポイントを例えば、ＳＰＮ＋１，ＳＰＮ＋２，・・・，ＳＰＮ＋ＭのＭポイントとする（第８図の例示では、ＳＰ８，ＳＰ９，ＳＰ１０の３ポイント）。抑圧帯域におけるＭポイントの周波数成分を、抑圧帯域に隣接する残存する帯域の周波の周波数ポイントＳＰＮ−Ｍ，ＳＰＮ−Ｍ＋１，ＳＰＮ−Ｍ＋２・・・・ＳＰＮ（図の例では、ＳＰ５，ＳＰ６，ＳＰ７）（正確には、これをＬ倍したもの）で補間するものとする。このとき、次式で表される２乗平均誤差が最小値をとるようにＬの値を決定するようにすればよい。
0004106624.tif 000009
ここで、上記（７）式の第１項は先の演算で求められる最小値δｍｉｎで表され、また、Ｈ（ｆ）は周波数成分が残存する帯域のスペクトル包絡線特性によりＨ（ｆ）＝Ａｆ＋Ｂ（Ａ，Ｂ：定値）として既に算出されているから、これらの値を用いて補間レベル（補間スペクトル強度）Ｌを具体的に求めることができる。
以上説明した、入力信号の残存成分のスペクトル包絡線に基づく補間係数の算出過程をフローチャートで示したのが第９図である。
まず、所与の入力信号をスペクトル分析して（典型的には高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を施して）、信号の周波数スペクトルを表す周波数分析パラメータ（典型的には複素フーリエ係数）を求める（ステップ２００）。このパラメータは、フレーム毎に求められるものであり、フレーム間における不連続な変化（第７図（ａ））を例えば、第７図（ｂ）に示すように緩和するために、低域通過フィルタ（第４図、１２０）を通過させて平滑化処理を行う（ステップ２１０）。得られたスペクトルパラメータ（例えば、複素フーリエ係数Ｒ（ｆ）、Ｉ（ｆ））を用いてスペ
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りスペクトルの包絡線を表す関数を計算する（ステップ２２０）。一方、残存する成分信号から抑圧帯域の成分信号（補間用信号）を合成する（ステップ２４０）とともに、包絡線関数式Ｈ（ｆ）＝Ａｆ＋Ｂから補間用信号のレベル（即ち、補間用重みづけ係数Ｌ）を算出する（ステップ２５０）。最後に重みづけされた（抑圧帯域の周波数成分を有する）合成信号を補間の対象となる帯域制限信号に付加することとする。
上述の実施例における、（その具体的構成が第４図に示されるような）周波数補間装置については、入力信号を帯域分割した後、一律に一定の周波数帯域（例えば、帯域［０，ｆ０］）へと周波数変換するようにしていた。このようにすることにより、フィルタバンクとしたての操作が容易となるメリットあるが、必ずしもこの方法による必要はない。補間に供する周波数帯域が事前に判明している場合には、その帯域の成分のみを（帯域通過フィルタなどで）抽出してその帯域の成分信号を抑圧帯域に直接周波数変換するようにしてもよい。こうすることにより回路構成が簡略化できる。この簡略化構成の例を示したのが第１０図である。この方式においては、入力信号が、帯域通過フィルタ３１０によりろ波され、補間に供する帯域成分（例えば、抑圧帯域に隣接する高域成分）の信号が生成され、ついでその信号が抑圧帯域へと周波数変換される。周波数変換の具体的方法としては、所定の周波数の正弦波信号を乗算して、フィルタリングする。例えば、補間に供する帯域の中心周波数がｆ１であり、抑圧帯域の中心周波数がｆ２の場合には、補間に供する信号（帯域通過３１０フィルタの出力信号）に（ｆ２−ｆ１）の周波数の正弦波（即ち、ｓｉｎ｛２π（ｆ２−ｆ１）ｔ｝）を乗算してｆ２の近傍帯域の成分のみをろ波してとり出すようにすればよい。第１０図おいて３３０は重みづけ係数を与える乗算器であるがこの係数の決め方については第一の実施例について上述した手法をそのままもちいることができる。即ち、入力信号を周波数分析してスペクトル包絡線関数を求め、それに基づいて補間用信号のレベルＬを定める（つまり、係数を求める）ようにすればよい。
産業上の利用可能性
予め高域周波数成分が除去（もしくは抑圧）されたオーディオ信号等の高域成分を良い近似度で復元し、もとの原信号に近い信号音を合成することができる。このため高音域が十分に伸びた高品質のオーディオ信号の再生が可能となる。また、本発明の周波数補間用デジタル信号処理に要求される演算量は比較的少ないため小規模の回路にて装置を構成でき、コストを大幅に低減化することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の周波数補間装置の基本構成を示す図である。
第２図は、本発明の装置により行われる前半の信号処理の各過程における信号の形態を模式的に示す図である。
第３図は、本発明の装置により行われる後半の信号処理の各過程における信号の形態を模式的に示す図である。
第４図は、本発明の周波数補間装置の好適な一実施例のブロック回路図である。
第５図は、第２図に示すブロック回路中の周波数補間ユニットの一具体的内部構成を示す図である。
第６図は、周波数補間の実例を示す図である。
第７図は、周波数分析データ（フーリエ係数）の時間的変動を平滑かするために挿入されるフィルタの作用効果を示す図である。
第８図は、信号における残存するスペクトルパターンおよび補間後のスペクトルパターンの実例と、包絡線情報を表す一次関数直線を示す図である。
第９図は、スペクトル包絡線情報の抽出処理に関する一連の処理ステップのフローチャートである。
第１０図は、本発明の周波数補間装置の別の実施例である簡易型周波数補間装置のブロック図である。
第１１図は、従来技術の、非線形回路を用いた周波数補間装置の基本構成を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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