(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基本波成分を特定する電流指令値に基づいて、交流モータの回転に同期して回転するｄ軸およびｑ軸から成る直交座標系において前記モータの基本波電流を制御するための基本波電圧指令値を算出する基本波電流制御手段と、
前記基本波電流制御手段により算出された前記基本波電圧指令値を３相交流座標系における電圧指令値に変換する第１の座標変換手段と、
前記モータの回転位置情報に基づいて、前記モータに流れる基本波電流成分の基本波位相と、前記モータに流れる高調波電流成分の高調波位相とを算出する位相演算手段と、
前記モータの実電流を検出し、前記高調波位相に基づいて、ｄ軸およびｑ軸から成る直交座標系の高調波電流成分を抽出する高調波電流検出手段と、
高調波成分を特定する電流指令値と、前記高調波電流検出手段から出力された前記高調波電流成分とに基づいて、前記モータに流れる電流の基本波成分の周波数の所定次数の高調波周波数で回転するｄh軸およびｑh軸から成る直交座標系において前記モータの高調波電流を制御するための高調波電圧指令値を算出する高調波電流制御手段と、
前記高調波電流制御手段により算出された前記高調波電圧指令値を、少なくとも前記基本波位相および高調波位相に基づいて、前記３相交流座標系における電圧指令値に変換する第２の座標変換手段と、
前記第１の座標変換手段および前記第２の座標変換手段によりそれぞれ変換された電圧指令値に基づいて、前記モータを制御するための制御電圧を算出する制御電圧算出手段と、
前記制御電圧算出手段により算出された制御電圧に基づいてＰＷＭ制御を行うことにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換手段とを備え、
前記基本波電流制御手段、前記第１の座標変換手段、前記高調波電流制御手段、前記第２の座標変換手段、前記制御電圧算出手段、および、前記電力変換手段の制御周期を前記ＰＷＭ制御の周期の半分とし、
前記基本波電流制御手段および前記高調波電流制御手段は、前記ＰＷＭ制御の周期ごとに前記電圧指令値をそれぞれ算出することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
請求項１に記載のモータ制御装置において、
前記基本波電流制御手段および前記高調波電流制御手段は、それぞれ前記制御周期ごとに交互に前記電圧指令値を算出し、前記電圧指令値を算出すると次の制御区間まで前記算出した電圧指令値を保持することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載のモータ制御装置において、
前記第１の座標変換手段は、前記基本波電圧指令値を３相交流座標系における電圧指令値に変換すると、次の制御区間まで前記３相交流座標系における電圧指令値を保持することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項４】
請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置において、
前記第２の座標変換手段は、前記高調波電圧指令値を前記３相交流座標系における電圧指令値に変換する際に用いられる位相を１つ前の前記制御区間で求められた位相に基づいて算出することを特徴とするモータ制御装置。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか一項に記載のモータ制御装置において、
前記第２の座標変換手段は、前記高調波電流制御手段により算出された前記高調波電圧指令値を前記３相交流座標系における電圧指令値に変換するに際して、
ｄ軸，ｑ軸での高調波の次数をｋとし、前記制御周期をＴcntとし、前記モータの電気的角速度をωとし、前記基本波位相をθeとし、前記高調波位相をθehとするとき、線形補間により演算した位相θ’（θ’＝θeh＋θe＋（ｋ＋１）ωＴcnt）に基づいて座標変換することを特徴とするモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流モータを駆動制御する装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石モータは、ブラシなどの機械的な磨耗品を必要とせず、小型・高効率であるので、電気自動車の駆動モータ等に幅広く用いられている。理想的な永久磁石モータでは、永久磁石による電機子鎖交磁束は位相に対して正弦波で変化するが、磁束が歪みを持つ場合には、モータに流れる電流を正弦波に制御しただけでは、モータの高調波電流に起因するトルクリプルの発生やモータ効率の悪化などの問題が生じる。
【０００３】
このような問題に対して、特開２００２−１０６８６号公報に開示されている制御装置では、モータに流れる電流の基本波成分と高調波成分とをそれぞれに同期して回転する座標系にて制御することにより、高調波電流の制御性を高めている。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−１０６８６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した高調波電流制御を行う場合に、ＰＷＭ変調を行うインバータを用いて実現する場合には、次のような問題がある。インバータのＰＷＭ波形を、電圧指令値と三角波との比較により生成する場合、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値がサンプルホールドされた状態で三角波と比較されて、ＰＷＭ波形が生成される。図７は、Ｕ相電圧のＰＷＭ波形を生成する例を示している。
【０００６】
このようにしてＰＷＭ波形を生成する場合には、インバータで生成可能な３相交流電圧の周波数の上限値は、モータ制御装置で行われるデジタル制御の制御周期により定まる。すなわち、３相交流電圧の交流１周期の中に制御周期が６周期以上なければ、位相が１２０°ずれた３相交流電圧を生成することができない。制御周波数をｆcntとすると、インバータで生成する３相交流電圧の限界周波数ｆinv_maxは、次式（１）にて表せる。
ｆinv_max＝ｆcnt／６    …（１）
【０００７】
モータの回転速度の上昇に伴って、高調波の周波数が基本波周波数よりも早く式（１）で表される限界周波数に到達するために、モータの基本波電流制御の回転速度領域に比べて高調波電流制御の使用回転速度領域は狭くなる。図８は、モータの回転速度とモータトルクとの関係を示す図である。図８に示すように、高調波電流制御が使用できる周波数範囲は、低回転速度領域に限られる。
【０００８】
高調波電流制御の使用回転速度領域を拡大するためには、式（１）により定まる限界周波数ｆinv_maxを高く、すなわち、制御周期を短くすれば良い。しかしながら、制御周期を短くすると、ＰＷＭ周期も短くなるので、インバータのキャリア周波数を高くしなければならない。この場合には、インバータのスイッチング損失が増加する問題が生じる。
【０００９】
本発明の目的は、制御演算量の増加を抑えつつ、高調波電流制御を使用できるモータの回転速度領域を拡大するモータ制御装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明によるモータ制御装置は、基本波成分を特定する電流指令値に基づいて、交流モータの回転に同期して回転するｄ軸およびｑ軸から成る直交座標系において前記モータの基本波電流を制御するための基本波電圧指令値を算出する基本波電流制御手段と、前記基本波電流制御手段により算出された前記基本波電圧指令値を３相交流座標系における電圧指令値に変換する第１の座標変換手段と、前記モータの回転位置情報に基づいて、前記モータに流れる基本波電流成分の基本波位相と、前記モータに流れる高調波電流成分の高調波位相とを算出する位相演算手段と、前記モータの実電流を検出し、前記高調波位相に基づいて、ｄ軸およびｑ軸から成る直交座標系の高調波電流成分を抽出する高調波電流検出手段と、高調波成分を特定する電流指令値と、前記高調波電流検出手段から出力された前記高調波電流成分とに基づいて、前記モータに流れる電流の基本波成分の周波数の所定次数の高調波周波数で回転するｄh軸およびｑh軸から成る直交座標系において前記モータの高調波電流を制御するための高調波電圧指令値を算出する高調波電流制御手段と、前記高調波電流制御手段により算出された前記高調波電圧指令値を、少なくとも前記基本波位相および高調波位相に基づいて、前記３相交流座標系における電圧指令値に変換する第２の座標変換手段と、前記第１の座標変換手段および前記第２の座標変換手段によりそれぞれ変換された電圧指令値に基づいて、前記モータを制御するための制御電圧を算出する制御電圧算出手段と、前記制御電圧算出手段により算出された制御電圧に基づいてＰＷＭ制御を行うことにより、直流電圧を３相交流電圧に変換する電力変換手段とを備え、前記基本波電流制御手段、前記第１の座標変換手段、前記高調波電流制御手段、前記第２の座標変換手段、前記制御電圧算出手段、および、前記電力変換手段の制御周期を前記ＰＷＭ制御の周期の半分とし、前記基本波電流制御手段および前記高調波電流制御手段は、前記ＰＷＭ制御の周期ごとに前記電圧指令値をそれぞれ算出する。
【００１１】
【発明の効果】
本発明によるモータ制御装置によれば、モータ制御装置を構成する各手段の制御周期をＰＷＭ制御周期の半分とするとともに、基本波電流制御手段と高調波電流制御手段における電圧指令値演算をＰＷＭ制御周期ごとに行うので、制御演算量の増加を抑えつつ、高調波電流制御を行うためのモータの使用回転速度領域を拡大することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
−第１の実施の形態−
図１は、ｄｑ電流制御演算器１００とｄhｑh電流制御演算器１０１と座標変換演算器１０２とを備えた第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成を示す制御ブロック図である。ｄｑ電流制御演算器１００は、３相同期モータＭに流れる電流ｉu、ｉv、ｉwの励磁電流成分に対応するｄ軸とトルク電流成分に対応するｑ軸とからなる直交座標系、すなわち、モータ回転に同期して回転するｄｑ座標系でモータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分を制御する。
【００１３】
ｄhｑh電流制御演算器１０１は、ｄｑ電流制御演算器１００のみでモータ電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（以下、ｄhｑh座標系と呼ぶ）でモータ電流ｉu、ｉv、ｉwに含まれる高調波成分を制御する。ｄhｑh座標系は、換言すれば、モータ電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転する座標系である。
【００１４】
ｄｑ電流制御演算器１００は、減算器１a，１b、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２、非干渉制御部３、加算器４a，４b、および、３相／ｄｑ変換部６を備えている。減算器１a，１bは、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉd，ｉqと電流指令値ｉd*，ｉq*との偏差（ｉd*−ｉd），（ｉq*−ｉq）をそれぞれ演算する。ＰＩ−ｄｑ電流制御器２は、減算器１a，１bで演算された基本波電流偏差（ｉd*−ｉd），（ｉq*−ｉq）をＰＩ（比例・積分）演算することにより、ｄｑ軸電圧指令値ｖd，ｖqを算出する。
【００１５】
非干渉制御部３は、ｄｑ座標系における速度起電力を補償してｄｑ軸電流の応答性を改善するために、ｄｑ座標系の速度起電力を補償するためのｄ軸補償電圧Ｖd_cmpとｑ軸補償電圧Ｖq_cmpとを算出する。加算器４a，４bは、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２の制御出力ｖd，ｖqと、非干渉制御部３で演算されるｄ軸補償電圧Ｖd_cmp、ｑ軸補償電圧Ｖq_cmpとをそれぞれ加算して、ｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖd*、ｖq*を算出する。
【００１６】
ｄhｑh電流制御演算器１０１は、高調波抽出部１２、ｄｑ／ｄhｑh変換部１３、減算器１４a，１４b、および、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５を備えている。高調波抽出部１２は、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉd，ｉqにフィルタ処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄhｑh変換部１３は、上述した基本波電流制御回路のみでモータ電流ｉu，ｉv，ｉwを制御した場合に発生する所定次数の高調波成分の周波数で回転する直交座標系（高調波座標系）ｄhｑhを有し、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉd，ｉqの高周波成分をそれぞれ、ｄhｑh座標系の実電流ｉdh，ｉqhに変換する。
【００１７】
減算器１４a，１４bは、ｄh軸の実電流ｉdh，ｑh軸の実電流ｉqhと、電流指令値ｉdh*，ｉqh*との差をそれぞれ算出する。ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５は、減算器１４a，１４bによって減算された結果に基づいて、ｄh軸とｑh軸の高調波電圧指令値ｖdh*，ｖqh*を演算する。演算された高調波電圧指令値ｖdh*，ｖqh*は、後述するｄhｑh／３相変換部１６に入力される。
【００１８】
座標変換演算器１０２は、ｄｑ／３相変換部５、ｄhｑh／３相変換部１６、および、加算器１７a，１７b，１７cを備える。ｄｑ／３相変換部５は、３相交流モータＭの基本波電流の位相θeに基づいて、加算器４a，４bでそれぞれ演算されたｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖd*、ｖq*を３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*に変換する。また、ｄhｑh／３相変換部１６は、ｄh軸高調波電圧指令値ｖdh*およびｑh軸高調波電圧指令値ｖqh*をそれぞれ３相交流電圧指令値ｖu’，ｖv’，vw’に変換する。ｄｑ／３相変換部５で変換された３相交流電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*、および、ｄhｑh／３相変換部１６で変換された３相交流電圧指令値ｖu’，ｖv’，vw’は、加算器１７a，１７b，１７cにそれぞれ出力される。
【００１９】
加算器１７a，１７b，１７cは、ｄｑ／３相変換部５で変換された３相交流電圧指令値ｖu*，ｖv*，ｖw*と、ｄhｑh／３相変換部１６で変換された３相交流電圧指令値ｖu'，ｖv'，ｖw'とをそれぞれ加算することにより、モータを駆動制御するための最終的な電圧指令値ｖu”，ｖv”，ｖw”を演算する。電力変換部７は、最終的な電圧指令値ｖu”，ｖv”，ｖw”に基づいてＰＷＭ制御を行い、バッテリなどの直流電源（不図示）の直流電圧をスイッチングして、３相交流電圧Ｕ、Ｖ、Ｗを３相交流モータＭに印加する。
【００２０】
３相交流モータ１１は、永久磁石同期モータであって、内部埋め込み磁石構造のロータと、集中巻構造のステータとを備えたＩＰＭモータである。エンコーダ１０は、３相交流モータ１１に連結され、モータ１１の回転位置θmを検出する。位相速度演算部８は、エンコーダ１０からの回転位置信号θmに基づいて、基本波電流の位相θeを演算するとともに、基本波電流の位相θeに基づいて、ｄｑ／ｄｈｑｈ座標変換を行うための位相θehを演算する。位相θehは、ｄｑ軸での高調波の次数をｋとすると、次式（２）により求められる。
0004147883.tif 000002
なお、ｄhｑh／３相変換部１６は、位相速度演算部８にて演算される位相（θe＋θeh）に基づいて、ｄhｑh／３相座標変換を行う。
【００２１】
図２は、高調波電流の３相交流座標における次数ｍとｄｑ座標系における次数ｋとの関係を示す表である。例えば、３相交流座標にて５次高調波電流をｄｑ座標系に変換した場合、ｋ＝-6（＝-5-1）より、−６次高調波電流となる。また、３相交流座標にて７次高調波電流をｄｑ座標系に変換した場合、ｋ＝6（＝7-1）より、６次高調波電流となる。
【００２２】
電流センサ９a，９bは、３相交流モータ１１のＵ相とＶ相の実電流ｉu，ｉvを検出する。ｄｑ電流制御演算器１００に含まれる３相／ｄｑ変換部６は、基本波電流位相θeに基づいて、３相交流モータ１１の実電流ｉu，ｉv，ｉw（＝−ｉu−ｉv）をｄ軸とｑ軸の実電流ｉd，ｉqへ変換する。
【００２３】
このように、ｄｑ電流制御演算器１００に加えて、ｄhｑh電流制御演算器１０１を用いることにより、モータ１１の高調波電流を応答性良く制御することができる。図１に示すモータ制御装置では、高調波電流を制御するためのｄhｑh電流制御演算器１０１を１つしか用いてないが、複数の次数の高調波電流を制御する場合には、複数の次数ごとにｄhｑh電流制御演算器１０１を追加すればよい。
【００２４】
基本波電圧指令値ｖd*，ｖq*と高調波電圧指令値ｖdh*，ｖqh*を演算する際には、式（１）により求められる限界周波数ｆinv_maxの影響はない。従って、第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、電圧指令値ｖd*，ｖq*，ｖdh*，ｖqh*の演算をＰＷＭ制御周期にて行い、ｄhｑh座標系における電圧指令値ｖdh*，ｖqh*を３相交流座標系における電圧指令値ｖu'，ｖv'，ｖw'に変換する演算をＰＷＭ周期の半分の周期にて行うことにより、高調波電流制御の使用回転速度範囲を拡大する。
【００２５】
図３（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図３（ｂ）は、ｄｑ座標系およびｄhｑh座標系にて行われる制御を説明するための図である。第１の実施の形態におけるモータ制御装置の制御周期は、図３（ｂ）に示すように、ＰＷＭ周期の半分であり、各制御区間を便宜上、Ｘa，Ｘb，Ｘc，Ｘdとしている。
【００２６】
区間Ｘaでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、時刻ｔ0における基本波電圧指令値ｖd*(ｔ0)，ｖq*(ｔ0)を求める。ここで、(ｔ0）は時刻ｔ0の値であることを示す。以下で、詳細な動作について説明する。
【００２７】
３相／ｄｑ変換部６は、電流センサ９a，９bで検出した３相交流電流ｉu(ｔ0)，ｉv(ｔ0)を、位相速度演算部８で演算される位相θe(ｔ0)に基づいて座標変換を行い、ｄｑ座標系上の電流ｉd(ｔ0)，ｉq(ｔ0)を求める。ＰＩ−ｄｑ電流制御器２は、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉd(ｔ0)，ｉq(ｔ0)と電流指令値ｉd*(ｔ0)，ｉq*(ｔ0)とに基づいて、制御出力ｖd(ｔ0)，ｖq(ｔ0)を演算する。また、非干渉制御部３は、上述したように、ｄ軸補償電圧Ｖd_cmp(ｔ0)とｑ軸補償電圧Ｖq_cmp(ｔ0)とを算出する。加算部４a，４bは、制御出力ｖd(ｔ0)，ｖq(ｔ0)と、ｄ軸補償電圧Ｖd_cmp(ｔ0)、ｑ軸補償電圧Ｖq_cmp(ｔ0)とをそれぞれ加算して、ｄ軸とｑ軸の基本波電圧指令値ｖd*(ｔ0)，ｖq*(ｔ0)を算出する。
【００２８】
基本波電圧指令値ｖd*(ｔ0)，ｖq*(ｔ0)は、ｄｑ／３相座標変換部５により、位相θeに基づいて、３相交流電圧指令値ｖu*(ｔ0)，ｖv*(ｔ0)，ｖw*(ｔ0)に変換される。加算器１７a，１７b，１７cは、３相交流電圧指令値ｖu*(ｔ0)，ｖv*(ｔ0)，ｖw*(ｔ0)と、ｖu'(ｔ0)，ｖv'(ｔ0)，ｖw'(ｔ0)とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖu”(ｔ0)，ｖv”(ｔ0)，ｖw”(ｔ0)を演算する。なお、ｖu'(ｔ0)，ｖv'(ｔ0)，ｖw'(ｔ0)は、後述するように、区間Ｘaより１つ前の区間にて演算される。演算された電圧指令値ｖu”(ｔ0)，ｖv”(ｔ0)，ｖw”(ｔ0)は、図３（ａ）に示すように、次の区間Ｘbにおいて三角波と比較されて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電圧のＰＷＭ波形が生成される。
【００２９】
次の区間Ｘbでは、ｄhｑh電流制御演算器１０１により、時刻ｔ0＋Ｔcntにおける高調波電圧指令値ｖdh*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖqh*(ｔ0＋Ｔcnt)を求める。ここで、Ｔcntは、制御周期である。また、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖd*，ｖq*は、区間Ｘaで演算されたｖd*(ｔ0)，ｖq*(ｔ0)が保持される。
【００３０】
高調波抽出部１２は、区間Ｘaで求められたｄ軸，ｑ軸の実電流ｉd(ｔ0)，ｉq(ｔ0)にフィルタ処理を施して高周波成分を抽出する。ｄｑ／ｄhｑh変換部１３は、区間Ｘaにおいて求められた位相θeh(ｔ0)に基づいて、ｄ軸，ｑ軸の実電流ｉd(ｔ0)，ｉq(ｔ0)の高周波成分をそれぞれ、ｄhｑh座標系の実電流ｉdh(ｔ0＋Ｔcnt)，ｉqh(ｔ0＋Ｔcnt)に変換する。
【００３１】
ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５は、高調波電流ｉdh(ｔ0＋Ｔcnt)，ｉqh(ｔ0＋Ｔcnt)と、高調波電流指令値ｉdh*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｉqh*(ｔ0＋Ｔcnt)との偏差に基づいて、ｄh軸とｑh軸の高調波電圧指令値ｖdh*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖqh*(ｔ0＋Ｔcnt)を演算する。ｄhｑh／ｄｑ変換部１６は、位相θeh(ｔ0＋Ｔcnt)＋θe(ｔ0＋Ｔcnt)に基づいて、高調波電圧指令値ｖdh*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖqh*(ｔ0＋Ｔcnt)を３相交流電圧指令値ｖu'(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv'(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw'(ｔ0＋Ｔcnt)に変換する。
【００３２】
ｄｑ／３相座標変換部５は、区間Ｘaから保持されているｖd*(ｔ0)，ｖq*(ｔ0)を位相θe(ｔ0＋Ｔcnt)に基づいて、３相交流電圧指令値ｖu*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw*(ｔ0＋Ｔcnt)に変換する。加算器１７a，１７b，１７cは、３相交流電圧指令値ｖu*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw*(ｔ0＋Ｔcnt)と、ｖu'(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv'(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw'(ｔ0＋Ｔcnt)とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖu”(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv”(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw”(ｔ0＋Ｔcnt)を演算する。演算された電圧指令値ｖu”(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv”(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw”(ｔ0＋Ｔcnt)は、図３（ａ）に示すように、次の区間Ｘcにおいて三角波と比較されて、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相電圧のＰＷＭ波形が生成される。
【００３３】
次の区間Ｘcでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、時刻ｔ0＋２Ｔcntにおける基本波電圧指令値ｖd*(ｔ0＋２Ｔcnt)，ｖq*(ｔ0＋２Ｔcnt)を求める。また、ｄhｑh電流制御演算器１０１から出力される高調波電圧指令値ｖdh*，ｖqh*は、区間Ｘbで演算されたｖdh*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖqh*(ｔ0＋Ｔcnt)が保持される。
【００３４】
以後、基本波電圧指令値ｖd*，ｖq*を算出するための処理と高調波電圧指令値ｖdh*，ｖqh*を算出するための処理が制御周期Ｔcntごとに交互に行われる。また、座標変換演算器１０２によるｄｑ／３相座標変換およびｄhｑh／３相座標変換を制御周期ごとに、すなわち、ＰＷＭ周期の半周期ごとに行う。
【００３５】
以上、第１の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、制御周期ＴcntをＰＷＭ周期の１／２として、制御周波数ｆcnt（＝１／Ｔcnt）をＰＷＭ周波数の２倍とすることにより、ＰＷＭ周波数を変化させずに限界周波数ｆinv_max（式（１））を２倍にすることができる。これにより、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。
【００３６】
また、ｄｑ電流制御演算器１００とｄhｑh電流制御演算器１０１とで行う演算処理を制御周期ごとに交互に行うので、それぞれの演算処理はＰＷＭ周期ごとに行われることになり、制御周期ごとに演算処理を行う場合に比べて、モータ制御装置全体での演算量の増加を抑えることができる。すなわち、演算量の増加分は、制御周期Ｔcntごとに座標変換演算器１０２で行われる演算量となる。
【００３７】
なお、制御周期をＰＷＭ周期の例えば１／３とするような方法も考えられるが、この場合には、インバータのスイッチング回数が増加することにより、スイッチング損失が増加する。これに対し、制御周期をＰＷＭ周期の半分とする第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、図４（ａ），図７に示すように、スイッチング回数が増加することはない。
【００３８】
なお、上述したように、ｄｑ電流制御演算器１００とｄhｑh電流制御演算器１０１とで行われる演算処理は、制御周期ごとに交互に行われるので、図４に示すように、ｄhｑh電流制御演算器１０１による演算処理を先に行ってもよい。
【００３９】
−第２の実施の形態−
第１の実施の形態におけるモータ制御装置では、図３に示す区間Ｘbにおいて、高調波抽出部１２は、区間Ｘaにおいて求められたｄ軸，ｑ軸の実電流ｉd(ｔ0)，ｉq(ｔ0)にフィルタ処理を施して高周波成分を抽出した。第２の実施の形態におけるモータ制御装置では、区間Ｘbにおいても電流センサ９a，９bにより３相交流電流ｉu(ｔ0＋Ｔcnt)，ｉv(ｔ0＋Ｔcnt)を検出する。なお、第２の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４０】
３相／ｄｑ変換部６は、検出された３相交流電流ｉu(ｔ0＋Ｔcnt)，ｉv(ｔ0＋Ｔcnt)に対して、位相速度演算部８で演算される位相θe(ｔ0＋Ｔcnt)に基づいて座標変換を行い、ｄｑ座標系上の電流ｉd(ｔ0＋Ｔcnt)，ｉq(ｔ0＋Ｔcnt)を求める。高調波抽出部１２は、ｄ軸，ｑ軸の電流ｉd(ｔ0＋Ｔcnt)，ｉq(ｔ0＋Ｔcnt)にフィルタ処理を施して、高調波成分を抽出する。
【００４１】
高調波抽出部１２で抽出されたｄ軸，ｑ軸の電流ｉd(ｔ0＋Ｔcnt)，ｉq(ｔ0＋Ｔcnt)の高調波成分に対して、ｄｑ／ｄhｑh変換部１３が行う座標変換処理、および、ＰＩ−ｄｈｑｈ電流制御器１５で行われる演算処理などは、第１の実施の形態におけるモータ制御装置と同じである。
【００４２】
第２の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、モータに流れる電流の高調波成分を制御するために、制御周期Ｔcntごとに実電流ｉu，ｉvを検出するので、高調波電流制御における電流制御の応答性を向上させることができる。
【００４３】
−第３の実施の形態−
図５（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図５（ｂ）は、第３の実施の形態におけるモータ制御装置において、ｄｑ座標系およびｄhｑh座標系にて行われる制御を説明するための図である。なお、第３の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４４】
第１，第２の実施の形態におけるモータ制御装置では、図３に示す区間Ｘbにおいて、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖd*，ｖq*は、区間Ｘaで演算されたｖd*(ｔ0)，ｖq*(ｔ0)が保持された。第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、区間Ｘaにおいて求められたｖu*(ｔ0)，ｖv*(ｔ0)，ｖw*(ｔ0)を保持する。従って、区間Ｘbでは、加算器１７a，１７b，１７cは、３相交流電圧指令値ｖu*(ｔ0)，ｖv*(ｔ0)，ｖw*(ｔ0)と、ｖu'(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv'(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw'(ｔ0＋Ｔcnt)とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖu”(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv”(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw”(ｔ0＋Ｔcnt)を演算する。
【００４５】
すなわち、座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、制御周期Ｔcntごとの座標変換処理は行わずに、ＰＷＭ周期（制御周期Ｔcntの２倍）ごとにｄｑ／３相座標変換処理を行う。これにより、第１の実施の形態におけるモータ制御装置の効果に加えて、ｄｑ座標系から３相交流座標系への座標変換の演算量を低減することができる。従って、ｄｑ電流制御演算器１００、ｄhｑh電流制御演算器１０１、および、座標変換演算器１０２をマイクロプロセッサにより構成する場合には、演算速度の低いマイクロプロセッサを用いても、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。
【００４６】
−第４の実施の形態−
第１〜第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、座標変換演算器１０２のｄhｑh／３相変換部１６は、位相速度演算部８で演算される位相θeh(ｔ0＋Ｔcnt)＋θe(ｔ0＋Ｔcnt)に基づいて座標変換を行った。第４の実施の形態におけるモータ制御装置では、次式（３）に示すように、線形補間により演算される位相θeh' (ｔ0＋Ｔcnt)に基づいて座標変換を行う。なお、第４の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
θeh' (ｔ0＋Ｔcnt)＝θeh(ｔ0)＋θe(ｔ0)＋(ｋ＋１)ωＴcnt    …（３）
ただし、ωはモータ１１の電気的角速度である。
【００４７】
従って、ｄhｑh／３相変換部１６は、区間Ｘaにおいて位相θe(ｔ0)およびθeh(ｔ0)を位相速度演算部８から読み込むと、次の区間Ｘbでは位相θeh(ｔ0＋Ｔcnt)およびθe(ｔ0＋Ｔcnt)を読み込む必要がなくなる。すなわち、第４の実施の形態におけるモータ制御装置によれば、ｄhｑh／３相変換部１６は、ＰＷＭ周期ごとに位相θeおよび位相θehを読み込んで位相θeh' (ｔ0＋Ｔcnt)を演算するので、ＰＷＭ周期あたりの位相読み込みを低減することができる。
【００４８】
−第５の実施の形態−
図６（ａ）は、三角波とＵ相電圧指令値とに基づいてＰＷＭ波形を生成する方法を示す図、図６（ｂ）は、第５の実施の形態におけるモータ制御装置において、ｄｑ座標系およびｄhｑh座標系にて行われる制御を説明するための図である。なお、第５の実施の形態におけるモータ制御装置の構成は、図１に示す第１の実施の形態におけるモータ制御装置の構成と同じである。
【００４９】
第１〜第４の実施の形態におけるモータ制御装置では、制御区間ごとにｄｑ電流制御演算器１００とｄhｑh電流制御演算器１０１とに分けて制御演算を行った。第５の実施の形態におけるモータ制御装置では、ｄｑ電流制御演算器１００およびｄhｑh電流制御演算器１０１で行われる制御を制御区間ごとに明確に区別せずに行う。
【００５０】
ｄｑ電流制御演算器１００は、区間ＸaとＸbとを合わせた区間において、基本波電圧指令値ｖd*(ｔ0)，ｖq*(ｔ0)を演算する。座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、基本波電圧指令値ｖd*(ｔ0)，ｖq*(ｔ0)を位相θe(ｔ0＋Ｔcnt)に基づいて、３相交流電圧指令値ｖu*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw*(ｔ0＋Ｔcnt)に変換する。同様に、ｄhｑh電流制御演算器１０１は、区間ＸaとＸbとを合わせた区間において、高調波電圧指令値ｖdh*(ｔ0)，ｖqh*(ｔ0)を演算する。座標変換演算器１０２のｄhｑh／３相変換部１６は、高調波電圧指令値ｖdh*(ｔ0)，ｖqh*(ｔ0)を位相θeh(ｔ0＋Ｔcnt)＋θe(ｔ0＋Ｔcnt)に基づいて、３相交流電圧指令値ｖu'(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv'(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw'(ｔ0＋Ｔcnt)に変換する。
【００５１】
加算器１７a，１７b，１７cは、区間Ｘbにおいて、３相交流電圧指令値ｖu*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv*(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw*(ｔ0＋Ｔcnt)と、ｖu'(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv'(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw'(ｔ0＋Ｔcnt)とをそれぞれ加算することにより、最終的な電圧指令値ｖu”(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖv”(ｔ0＋Ｔcnt)，ｖw”(ｔ0＋Ｔcnt)を演算する。
【００５２】
次の区間Ｘcでは、ｄｑ電流制御演算器１００から出力される基本波電圧指令値ｖd*，ｖq*は、区間Ｘbで演算されたｖd*(ｔ0)，ｖq*(ｔ0)が保持される。座標変換演算器１０２のｄｑ／３相変換部５は、基本波電圧指令値ｖd*(ｔ0)，ｖq*(ｔ0)を位相θe(ｔ0＋２Ｔcnt)に基づいて、３相交流電圧指令値ｖu*(ｔ0＋２Ｔcnt)，ｖv*(ｔ0＋２Ｔcnt)，ｖw*(ｔ0＋２Ｔcnt)に変換する。
【００５３】
同様に、区間Ｘcにおいて、ｄhｑh電流制御演算器１０１から出力される高調波電圧指令値ｖdh*，ｖqh*は、区間Ｘbで演算されたｖdh*(ｔ0)，ｖqh*(ｔ0)が保持される。座標変換演算器１０２のｄhｑh／３相変換部１６は、高調波電圧指令値ｖdh*(ｔ0)，ｖqh*(ｔ0)を位相θeh(ｔ0＋２Ｔcnt)＋θe(ｔ0＋２Ｔcnt)に基づいて、３相交流電圧指令値ｖu'(ｔ0＋２Ｔcnt)，ｖv'(ｔ0＋２Ｔcnt)，ｖw'(ｔ0＋２Ｔcnt)に変換する。加算器１７a，１７b，１７cは、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相におけるそれぞれの電圧指令値を加算することにより、最終的な電圧指令値値ｖu”(ｔ0＋２Ｔcnt)，ｖv”(ｔ0＋２Ｔcnt)，ｖw”(ｔ0＋２Ｔcnt)を演算する。
【００５４】
区間Ｘa，Ｘbと同様に、区間Ｘc，Ｘdでは、ｄｑ電流制御演算器１００により、基本波電圧指令値ｖd*(ｔ0＋２Ｔcnt)，ｖq*(ｔ0＋２Ｔcnt)が演算される。同様に、ｄhｑh電流制御演算器１０１によって、高調波電圧指令値ｖdh*(ｔ0＋２Ｔcnt)，ｖqh*(ｔ0＋２Ｔcnt)が演算される。以後、上述した制御演算が繰り返し行われる。
【００５５】
第５の実施の形態におけるモータ制御装置においても、ｄｑ電流制御演算器１００とｄhｑh電流制御演算器１０１とで行う演算処理をＰＷＭ周期ごとに行うとともに、３相交流電圧指令値への座標変換処理、すなわち、モータ１１を駆動するための最終的な電圧指令値演算処理をＰＷＭ周期の半分の周期にて行うので、高調波電流制御を行うためのモータ１１の使用回転速度領域を拡大することができる。この場合も、ｄｑ座標系における基本波電流制御およびｄhｑh座標系における高調波電流制御をＰＷＭ周期ごとに行っているので、モータ制御装置全体での演算量の増加を抑えることができる。
【００５６】
本発明は、上述した一実施の形態に限定されることはない。例えば、第３の実施の形態におけるモータ制御装置では、第１の実施の形態におけるモータ制御装置を基本としたが、第２の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とすることもできる。同様に、第４の実施の形態におけるモータ制御装置を第１の実施の形態におけるモータ制御装置を基本としたが、第２，第３の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とし、第５の実施の形態におけるモータ制御装置を第２〜第４の実施の形態におけるモータ制御装置を基本とすることもできる。
【００５７】
また、モータ１１の回転位置θmを検出するためのセンサとして、エンコーダを用いたが、レゾルバを用いることもできる。さらに、駆動制御を行うモータとしてＩＰＭモータを用いて説明したが、本発明がモータ１１の種類に限定されることはない。
【００５８】
特許請求の範囲の構成要素と一実施の形態の構成要素との対応関係は次の通りである。すなわち、ＰＩ−ｄｑ電流制御器２が基本波電流制御手段を、ｄｑ／３相変換部５が第１の座標変換手段を、ＰＩ−ｄhｑh電流制御器１５が高調波電流制御手段を、ｄhｑh／３相変換部１６が第２の座標変換手段を、加算器１７a，１７b，１７cが制御電圧算出手段を、電力変換部７が電力変換手段を、位相速度演算部８が位相演算手段を、電流センサ９ａ，９ｂと３相／ｄｑ変換部６と高調波抽出部１２とｄｑ／ｄｈｑｈ変換部１３とが高調波電流検出手段をそれぞれ構成する。なお、本発明の特徴的な機能を損なわない限り、各構成要素は上記構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるモータ制御装置の第１の実施の形態の構成を示す図
【図２】高調波電流の３相交流座標における次数ｍとｄｑ座標系における次数ｋとの関係を示す表
【図３】図３（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図３（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図４】ｄｑ電流制御演算器とｄhｑh電流制御演算器で行われる制御手順を逆にした場合の図であり、図４（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図４（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図５】第３の実施の形態におけるモータ制御装置で行われる制御内容を説明するための図であり、図５（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図５（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図６】第５の実施の形態におけるモータ制御装置で行われる制御内容を説明するための図であり、図６（ａ）は、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図、図６（ｂ）は、各制御区間における制御内容を示す図
【図７】従来技術によるモータ制御装置の制御内容を説明するための図であって、Ｕ相電圧指令値と三角波とＰＷＭ波形との関係を示す図
【図８】モータの回転速度とモータトルクとの関係を示す図
【符号の説明】
１a，１b，１４a，１４b…減算器、２…ＰＩ−ｄｑ電流制御器、３…非干渉制御部、４a，４b，１７a，１７b，１７c…加算器、５…ｄｑ／３相変換部、６…３相／ｄｑ変換部、７…電力変換部、８…位相速度演算部、９a，９b…電流センサ、１０…エンコーダ、１１…３相交流モータ、１２…高調波抽出部、１３…ｄｑ／ｄhｑh変換部、１５…ＰＩ−ｄhｑh電流制御器、１６…ｄhｑh／３相変換部
【図１】
0004147883.tif 000003
【図２】
0004147883.tif 000004
【図３】
0004147883.tif 000005
【図４】
0004147883.tif 000006
【図５】
0004147883.tif 000007
【図６】
0004147883.tif 000008
【図７】
0004147883.tif 000009
【図８】
0004147883.tif 000010