(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電圧を交流電圧に変換する装置であって、
直流電圧を受け、フィルタリングされていない動作周波数の交流電圧を供給するインバータであって、導通状態と非導通状態とで動作する複数のトランジスタを備えるインバータと、
前記交流電圧をフィルタリングする第１及び第２の共振回路を備えるフィルタ手段であって、該第１の共振回路が並列に接続されたコンデンサと第１のインダクタで形成され、該第１の共振回路が前記コンデンサの値と前記第１のインダクタの値により決まる、前記動作周波数と異なる第１の共振周波数を有しており、前記第２の共振回路は、前記コンデンサと直列に接続された第２のインダクタを備えており、前記第２の共振回路が前記コンデンサの値と前記第２のインダクタの値により決まる、第２の共振周波数を有しており、前記フィルタ手段が、２重共振を有し、これにより、装置の出力が、前記第１の共振周波数より大きい前記動作周波数の単調増加関数となる、フィルタ手段と、
前記フィルタ手段の前記第１のインダクタを流れる電流の瞬時値を表す第１の電圧を送り出すことができる、前記電流を計測する変圧器と、
前記電流の時間に関する導関数の値を計算し、該導関数の値に前記所定期間をかけた積を表す第２の電圧を送り出すことができる、前記第１の電圧を微分する回路と、
前記第１及び第２の電圧を比較し、前記第１及が前記第２の電圧未満になったことに応答して、前記複数のトランジスタのうちの少なくとも１つを所定の期間、非導通状態から導通状態にスイッチングする出力信号を供給する比較手段と、
を備える装置。
【請求項２】
前記インバータが、フリーホイール・ダイオードをそれぞれ備えた２つのトランジスタを有する少なくとも１つの半ブリッジを含む、請求項１に記載の装置。
【請求項３】
１次巻線及び２次巻線を備える昇圧変圧器を更に有し、前記１次巻線が前記インバータに接続され、電圧整流手段が前記２次巻線に接続される、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
前記所定の期間が、前記電流の振幅がゼロに近づいたときに生じる、請求項１に記載の装置。
【請求項５】
前記変圧器と並列に接続される第１の抵抗器（Ｒ０）を更に含み、
前記微分回路は、正の端子は抵抗器を介してアースされた第１の演算増幅器と、該第１の演算増幅器の負の端子に接続されるコンデンサ（Ｃ１）と、該コンデンサ（Ｃ１）と直列に接続される第２の抵抗器（Ｒ１）および前記第１の演算増幅器１の前記負の端子と出力端子を接続する第３の抵抗器（Ｒ２）を備え、
前記比較手段は、正の端子は抵抗器を介してアースされた第２の演算増幅器を備え、前記第１及び第２の電圧は、前記第２の演算増幅器の負の端子に送り出される、請求項１乃至４のいずれかに記載の装置。
【請求項６】
直流電圧を交流電圧に変換する方法であって、
導通状態と非導通状態とで動作する複数のトランジスタを使用し、直流電圧を受け、フィルタリングされていない動作周波数の交流電圧を供給する段階と、
第１及び第２の共振回路を使用して、前記交流電圧をフィルタリングする段階であって、
前記第１の共振回路が、並列に接続されたコンデンサと第１のインダクタで形成され、該共振回路が前記コンデンサの値と前記第１のインダクタの値により決まる、前記動作周波数と異なる第１の共振周波数を有しており、前記第２の共振回路が、前記コンデンサと直列に接続された第２のインダクタを備えており、前記第２の共振回路が前記コンデンサの値と前記第２のインダクタの値により決まる、第２の共振周波数を有しており、前記フィルタ手段が、２重共振を有し、これにより、装置の出力が、前記第１の共振周波数より大きい前記動作周波数の単調増加関数となる、前記交流電圧をフィルタリングする段階と、
前記フィルタ手段の前記第１の第１のインダクタを流れれる電流の瞬時値を表す第１の電圧を測定する段階と、
前記電流の時間に関する導関数の値を計算する段階と、
前記導関数の値に前記所定の期間をかけた積を表す第２の電圧を出力する段階と、
前記第１及び第２の電圧を比較する段階と、
前記第１及が前記第２の電圧未満になったことに応答して、前記複数のトランジスタのうちの少なくとも１つを所定の期間、非導通状態から導通状態にスイッチングする出力信号を供給する段階と、
を含む方法。
【請求項７】
前記所定の期間が、前記電流の振幅がゼロに近づいたときに生じる、請求項６に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気エネルギーのＤＣ／ＡＣ変換の分野に関する。
【０００２】
【従来の技術】
インバータはＤＣ電圧を供給され、１つまたは複数のトランジスタの半ブリッジによってＡＣ電圧を出力として送り出す。出力のＡＣ電圧は一般にフィルタを受ける。
このタイプのインバータは特に、Ｘ線管の電源に使用される。
【０００３】
例えば医療用放射線機器に取り付けられたＸ線管は、真空にした耐漏ケーシング中に格納された陰極および陽極を含む。真空にすることによってこれら２つの電極の間は電気的に絶縁されている。陰極は電子ビームを発生し、これを陽極がＸ線を放射する焦点を構成する小さな表面上で受ける。
【０００４】
陰極が負の電位−Ｖになり、陽極が正の電位＋Ｖになるように、発電器を使用して陰極および陽極の端子に高い供給電圧が印加されると、陰極の電位に対して高い供給電圧を生み出す発電器を通って回路中でいわゆる陽極電流が発生する。陽極電流は、焦点に衝撃を与える電子ビームの形態で陰極と陽極の間の空間を通過する。
【０００５】
陽極は、エネルギーの散逸を促進することを目的として、ステータがケーシングの外側に配列された電気モータのロータによって回転するように駆動されるシャフトによって支持される、平らな円盤の形状をしている。Ｘ線管は、絶縁冷媒で満たされたエンクロージャ中に配列される。
【０００６】
この管から放射されるＸ線の特性、特にそれらの硬度は、電極に印加される高電圧の値も含むパラメータの数に依存する。この高電圧は、所望の特性を得るように調節可能でなければならず、また検査を受ける物体を通過したＸ線を受けるＸ線受信機の動作特性を改変しないように放射線の露光時間にわたって一定に維持しなければならない。
【０００７】
医療診断用のＸ線管はパルスで動作する。したがって、高電圧を確立するのにかかる時間およびこの高電圧からゼロ値に戻るのにかかる時間を可能な限り短くすることが重要となる。
【０００８】
Ｘ線管用の高電圧発電器は、一般に、本線から送られたＡＣ電圧から生じるＤＣ電圧Ｅを送り出す供給回路を含む。以下図１参照のこと。電圧Ｅは、少なくとも１つのトランジスタの半ブリッジを含むタイプのインバータの端子に印加され、この半ブリッジの各分岐は、トランジスタＴからなるスイッチＳ、および逆並列に接続されたフリーホイール・ダイオードＤを含む。インバータから送り出されたＡＣ信号は、フィルタを介して、巻数比ｋを有する昇圧変圧器の１次巻線に印加される。昇圧変圧器の２次巻線は、少なくとも１つのダイオードの半ブリッジ、および電圧をフィルタするコンデンサＣf を含む整流およびフィルタ回路に接続される。
【０００９】
周知の様式では、インバータは、供給回路の出力端子に直列に接続されたトランジスタ対を含む。ダイオードは、その陽極が対応するトランジスタのエミッタに接続されるように、各トランジスタＴのコレクタとエミッタの間に接続される。トランジスタのベースは、トランジスタの切替え信号を送り出す制御回路に接続される。半ブリッジが単一である場合には、インバータの２つの出力端子は、半ブリッジの２つの分岐の共通点、および並列に取り付けられた半ブリッジの２つのコンデンサに共通な点からなり、半ブリッジが２つである場合には、半ブリッジの２つのトランジスタに共通な各点からなる。
【００１０】
インバータの出力フィルタは、例えば、直列に配列されたコイルＬr およびコンデンサＣr、ならびにコンデンサＣrと並列に配列されたコイルＬp を含む。フィルタの端子の１つはインバータの出力端子に接続され、もう一方の端子は変圧器の１次回路の端子に接続される。単共振のフィルタを使用することもできる。
【００１１】
昇圧変圧器の２次巻線に接続された整流回路は、例えば、２つのダイオードに共通な点が変圧器の２次巻線の出力端子の１つに接続された２ダイオードのブリッジ、ならびにダイオードのブリッジと並列に配列された２つのコンデンサＣf1およびＣf2からなり、変圧器の２次巻線のもう一方の端子は２つのコンデンサＣf に共通な点に接続される。
【００１２】
制御回路は基本的に、比較器、変圧器の１次巻線で電流Ｉlrを測定する回路、およびインバータのトランジスタ用の切替え信号を発生させる回路を含む。比較器の２つの出力端子の一方は、Ｘ線管のＤＣ供給電圧Ｖcfが印加される分圧器の２つの抵抗器の共通点に接続され、もう一方は基準電源に接続される。比較器の出力端子は、入力端子に印加される２つの電圧の差に比例する振幅を有する信号を送り出し、また切替え信号を発生させる回路の入力端子に接続されて、トランジスタの制御信号の周波数を変化させる。変圧器の１次巻線中の電流を測定する回路の出力端子は、インバータの特定の誤動作を検出および回避することを目的として、切替え信号を発生させる回路のもう１つの入力端子に接続される。
【００１３】
上述した従来の様式では、制御回路が作用する制御変数は、インバータの電流がゼロ値に達した瞬間から開始してトランジスタがオンになるまでの時間間隔、すなわち活性化遅延Ｔdである。
【００１４】
２重共振のフィルタが存在するので、インバータの電流を、並列共振周波数と直列共振周波数の間の周波数の単調増加関数として変化させることができる。その値は、フィルタの直列コイルＬr と並列コイルＬpのコンデンサＣrの値とに依存する。したがって、インバータの動作周波数、およびその結果として活性化遅延Ｔd により、Ｘ線管に伝送される電力を制御することが可能であると考えられる。しかし、動作が並列共振周波数Ｆp 以下である場合には、インバータの電流の値は周波数の単調減少関数であり、これが調整のエラーを引き起こす可能性があることも分かる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
値がフィルタのコンデンサおよびコイルの値のばらつきによって機器ごとにプラスマイナス５％程度変化する可能性があるが、インバータは、並列共振周波数Ｆp より高い動作周波数のままとなることを保証して、上述した欠点を克服することが望ましい。
【００１６】
さらに、負荷のない状態および負荷の弱い状態で十分に動作するインバータを提供することも望ましい。
【００１７】
インバータが並列共振周波数Ｆp より高い動作周波数のままとなることを保証する、変換装置を動作させる方法を提供することが望ましい。
【００１８】
その理由は、負荷のない状態での動作から開始して、変圧器からなる負荷に伝送された電力が増加すると、トランジスタを流れる電流の振幅は増大するが、それと連動するダイオードを流れる電流の振幅は減少するからである。負荷のない状態では、電流Ｉlrは変圧器の１次巻線を流れる電流と等しく、直列インダクタＬr を流れる電流Ｉlrの第１高調波は、電流Ｉlr自体と同時にゼロと交差する。負荷が増加すると、電流Ｉlrの第１高調波は電流Ｉlrに対してシフトし、後にダイオードの導通時間中にゼロと交差する。その結果、電流Ｉlrの第１高調波とは反対の位相にある並列インダクタＬp を流れる電流Ｉlpの第１高調波も、ダイオードの導通時間内にゼロと交差する。ただし、Ｉlpは準正弦的である。したがってＩlpはダイオードの導通時間中に、すなわちＩlrの後でゼロと交差する。
【００１９】
さらに、並列インダクタの両端子間の電圧ＶlpはＩlpより９０°進んでおり、コンデンサ中を流れる電流Ｉcrは、Ｖ1pと等しいコンデンサの両端子間の電圧より９０°進んでいる。したがってＩ1pおよびＩcrは１８０°位相がずれている。Ｉlrの第１高調波は、同時にゼロと交差するＩcrの第１高調波とＩlpの第１高調波の合計に等しく、Ｉcrの振幅はＩlpの振幅より大きい。この結果、Ｉlrは、Ｉlpの高調波である。
【００２０】
定常状態では、変圧器からなる負荷に電力が伝送されると、それにより状況は、ＩlrがＩlpより先にゼロと交差するようになる。逆の場合に、ＩlrがＩlpより後でゼロと交差すると、インバータは異常な動作状態になることになる。変圧器の出力がダイオードのブリッジに接続されるので、エネルギー変換アセンブリは可逆ではなく、したがって変圧器はインバータにエネルギーを送り出すことができない。したがって、ＩlrがＩlpより後でゼロと交差するようにトランジスタが制御される場合には、定常状態を有する条件はもはや満たされず、インバータの動作は不安定になる。
【００２１】
したがって、本発明のさらに別の目的は、ＩlrがＩlpより後でゼロと交差することを防止することである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明の１実施態様の変換装置はトランジスタを有するタイプであって、直流電圧を反転させて周波数Ｆの交流電圧を得る手段と、少なくとも１つの並列インダクタＬp を含む交流電圧をフィルタする手段とを含み、共振周波数より上で動作することができる。この変換装置は、並列インダクタＬp 中の瞬時電流Ｉlpのゼロ交差を予見する手段と、電流Ｉlpのゼロ交差が予見された場合にこの装置のトランジスタを切り替える手段とを含む。これにより、変換装置のいくつかの構成要素がそれらの定格値とはわずかに異なる値を有する場合でも、負荷の低い状態での定常状態、すなわち共振周波数付近での十分な動作が保証される。
【００２３】
本発明の他の実施態様では、変換装置は、電流Ｉlpの瞬時値を測定する手段と、電流Ｉlpの時間に関する導関数Ｉ’lpの値を計算する手段と、導関数Ｉ’1pに所定周期ｔFをかけた積を計算する手段と、電流Ｉlpの瞬時値と積Ｉ’1p×ｔFとを比較する手段とを含む。
したがって、トランジスタは、電流Ｉlpが周期ｔF 内にゼロと交差すると予見されると直ちに、オンになることができる。
【００２４】
変換装置は、電流Ｉlpを計測し、電流Ｉlpの瞬時値を表す電圧Ｖ1 を送り出す変圧器と、導関数Ｖ’1の値に所定周期ｔFをかけた積を表す電圧Ｖ2 を送り出すことができる、電圧Ｖ1 を微分する回路と、電圧Ｖ1およびＶ2を比較する回路とを含むことができ、この比較器回路の出力はトランジスタの切換えを制御する装置に接続される。
【００２５】
本発明の実施態様では、変換器は、変換器の出力電流が共振周波数Ｆp より高い動作周波数Ｆの単調増加関数になる２重共振を有する。フィルタ手段は、反転手段の出力に直列に配列されたコンデンサＣrおよびインダクタＬrを含むことができ、並列インダクタＬpはコンデンサＣrと並列に配列される。
【００２６】
本発明の実施態様では、反転手段は、フリーホイール・ダイオードをそれぞれ備えた２つのトランジスタを有する少なくとも１つの半ブリッジを含む。
【００２７】
一般に変換装置は、その１次巻線が反転手段から給電される昇圧変圧器と、この変圧器の第２巻線に接続された電圧整流手段とを含む。
【００２８】
直流電圧を反転させて周波数Ｆの交流電圧を得る手段と、少なくとも１つのインダクタＬp を並列に含む交流電圧をフィルタする手段とを含む、トランジスタを有する変換装置を動作させる本発明の実施形態の方法では、並列インダクタＣr 中の瞬時電流Ｉlpのゼロ交差が決定され、遅くとも電流Ｉlpのゼロ交差が予見されたときにこの装置のトランジスタが切り替えられる。
【００２９】
電流Ｉlpのゼロ交差の予見は、電流Ｉlpの瞬時値の測定と、電流Ｉlpの時間に関する導関数Ｉ’lpの計算と、導関数Ｉ’lpに所定周期ｔF をかけた積の計算と、この積と基準値の比較とを含む。電流Ｉ1pのゼロ交差はこの積が基準値未満になると予見される。この基準値は電流Ｉ1pである。
【００３０】
全く限定的なものではない例として与えた、添付の図面によって説明する以下の実施形態の詳細な説明を読めば、本発明はより明白に理解され、その他の利点も明らかになるであろう。
【００３１】
【発明の実施の形態】
図１に示す変換装置では、可聴スペクトルの外側になるように並列共振周波数Ｆp ＝２０ｋｈｚが選択される。トランジスタＴの導通時間は４μｓである。したがって選択は、ｔF を４μｓの値に固定するように行われる。このようにして、Ｉ1pのゼロ交差が４μｓ以内に予見されると直ちに、トランジスタＴはオンになり、これは４μｓの周期後に完了することになる。したがって、電流Ｉ1rは電流Ｉ1pと同時にゼロ値に達し、これは定常状態での安定動作に望ましい状態である。
【００３２】
図５から分かるように、電流Ｉlpを測定する変圧器Ｔ1は、コイルＬpの供給導体の１つに配列される。変圧器Ｔ1 は抵抗器Ｒ0に接続される。Ｒ0の両端子間に得られた電圧Ｖ1は、それ自体電流Ｉ1pに比例する、変圧器Ｔ1の２次巻線を流れる電流に比例する。次いで電圧Ｖ1 は、直列であり、演算増幅器１の負の端子に接続される抵抗器Ｒ1およびコンデンサＣ1を含む微分器回路に送り出される。この負の端子は、抵抗器Ｒ2 を介して、演算増幅器１の出力端子にも接続される。演算増幅器の正の端子は抵抗器（図示せず）を介してアースされる。Ｒ2 と比較して小さい抵抗器Ｒ1 により、通過帯域が制限され、回路上に存在するノイズの微分が回避される。
【００３３】
したがって、演算増幅器１の出力で得られる電圧Ｖ2は、電圧Ｖ1の時間に関する導関数Ｖ’1に微分器回路の時定数ｔ1をかけた積に比例する。この時定数ｔ1 は、抵抗器Ｒ2にコンデンサＣ1をかけた積と等しい。したがって、これら２つの構成要素は４μｓになるように選択されることになる。
【００３４】
電圧Ｖ1およびＶ2は、演算増幅器２を含む比較器回路に送り出され、この演算増幅器の負の端子は、変圧器Ｔ1の出力に接続されて、抵抗器Ｒ3を介して電圧Ｖ1をサンプリングし、また演算増幅器１の出力に接続されて、その値が抵抗器Ｒ3の値と等しい抵抗器Ｒ4を介して電圧Ｖ2をサンプリングする。演算増幅器２の正の端子は、抵抗器（図示せず）によってアースされる。
【００３５】
したがって、演算増幅器２の出力端子は、その状態が電圧Ｖ1およびＶ2の比較に依存する離散的信号を送り出す。この信号は、トランジスタを制御する回路に送信される。これにより電圧Ｖ1が電圧Ｖ2未満になると直ちにトランジスタをオンにする。これは４μｓ以内の電流Ｉ1pのゼロ交差の予見に対応する。
【００３６】
本発明は、インバータの動作が不安定になる危険性なく、それらの定格値付近でばらつきのあるインダクタンス値およびキャパシタンス値を含むことができる、周波数自己適応制限を備えたエネルギー変換装置を利用可能にする。この制限がトリガされると直ちに、トランジスタは前もってオンになり、これにより動作周波数が高くなり、したがって共振周波数以下の通過が回避される。
【００３７】
当業者なら、本発明の範囲を逸脱することなく、構造および／または機能／および／または段階の様々な修正を加えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  エネルギー変換装置を示す概略図である。
【図２】  負荷に送り出される電流の変動を、インバータの動作周波数の関数として示す図である。
【図３】  負荷のない状態の時間にわたる電流Ｉ1pおよびＩ1rの変化を示す時間図である。
【図４】  負荷のない状態の時間にわたる電流Ｉ1pおよびＩ1rの変化を示す時間図である。
【図５】  本発明による電流Ｉ1pのゼロ交差を予見する手段を示す概略図である。
【符号の説明】
１  演算増幅器
２  演算増幅器
【図１】
0004119540.tif 000002
【図２】
0004119540.tif 000003
【図３】
0004119540.tif 000004
【図４】
0004119540.tif 000005
【図５】
0004119540.tif 000006