(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
エコー消去演算中に適応フィルタのどのタップを使用から除外するかを決定する方法であって、
（１）フィルタの集束の後、受信通信経路の信号を受けて、前記信号を前記フィルタと、前記信号を送出通信経路に少なくとも部分的に反射して戻すデバイスとに与え、次に前記信号に関して以下のステップ、すなわち
（２）前記フィルタの最初の第１の所定数のタップの中のどれが最大絶対値を有するか決定するステップと、
（３）少なくとも前記ステップ（２）で決定した前記最大絶対値の所定数倍大きい値を有するフィルタの最初のタップを決定するステップと、
（４）ステップ（３）で決定されたタップより第２の所定数のタップだけ小さいタップ順位を有するフィルタタップを構成境界第１タップとして選択するステップと、
（５）ステップ（３）で決定されたタップより第３の所定数のタップだけ大きいタップ順位を有するフィルタタップを構成境界第２タップとして選択するステップと、
（６）前記構成境界第１タップと前記構成境界第２タップを用いて、前記エコー消去演算中にどのタップをフィルタ乗算から除外するか決定するステップと、を行なう、適応フィルタのタップを決定する方法。
【請求項２】
ステップ（２）のフィルタの最初の第１の所定数のタップは前記フィルタの始めからの連続したタップである、請求項１に記載の適応フィルタのタップを決定する方法。
【請求項３】
タップの前記第１の所定数は１０である、請求項１に記載の適応フィルタのタップを決定する方法。
【請求項４】
前記所定数倍の所定数とは４より小さくなく、２０より大きくない数である、請求項１に記載の適応フィルタのタップを決定する方法。
【請求項５】
前記第２の所定数は前記第１の所定数に等しい、請求項１に記載の適応フィルタのタップを決定する方法。
【請求項６】
前記第２の所定数と第１の所定数は１０である、請求項５に記載の適応フィルタのタップを決定する方法。
【請求項７】
前記第３の所定数は８Ｎ−１、ただしＮは整数、に実質的に等しい、請求項１に記載の適応フィルタのタップを決定する方法。
【請求項８】
前記構成境界第１タップより小さい全てのタップはエコー消去演算中はフィルタ乗算から除外される、請求項１に記載の適応フィルタのタップを決定する方法。
【請求項９】
前記構成境界第１タップより小さい全てのタップは、エコー消去演算中は前記信号のサンプル値をシフトするバッファとして動作する、請求項８に記載の適応フィルタのタップを決定する方法。
【請求項１０】
前記構成境界第２タップより大きい全てのタップはエコー消去演算中は使用から除外される、請求項１に記載の適応フィルタのタップを決定する方法。
【請求項１１】
エコーキャンセラであって、
通信経路の入力信号を受け、また複数個のタップを有する、適応フィルタと、
コントローラであって、前記フィルタが前記入力信号を受けると以下の動作、すなわち、
（１）前記フィルタの最初の第１の所定数のタップの中のどれが最大絶対値を有するか決定するステップと、
（２）少なくとも前記ステップ（１）で決定された最大絶対値の所定数倍大きい値を有するフィルタの最初のタップを決定するステップと、
（３）ステップ（２）で決定されたタップより第２の所定数のタップだけ小さいタップ順位を有するフィルタタップを構成境界第１タップとして選択するステップと、
（４）ステップ（２）で決定されたタップより第３の所定数のタップだけ大きいタップ順位を有するフィルタタップを構成境界第２タップとして選択するステップと、
（５）前記構成境界第１タップと構成境界第２タップを用いて、前記エコー消去演算中はどのタップをフィルタ乗算から除外するか決定するステップと、
を行うコントローラと、
を備えるエコーキャンセラ。
【請求項１２】
ステップ（２）のフィルタの最初の第１の所定数のタップは前記フィルタの始めからの連続したタップである、請求項１１に記載のエコーキャンセラ。
【請求項１３】
タップの前記第１の所定数は１０である、請求項１２に記載のエコーキャンセラ。
【請求項１４】
前記所定数倍の所定数とは、４より小さくなく、２０より大きくない数である、請求項１１に記載のエコーキャンセラ。
【請求項１５】
前記第２の所定数は前記第１の所定数に等しい、請求項１１に記載のエコーキャンセラ。
【請求項１６】
前記第２の所定数と第１の所定数は１０である、請求項１５に記載のエコーキャンセラ。
【請求項１７】
前記第３の所定数は４８に実質的に等しい、請求項１１に記載のエコーキャンセラ。
【発明の詳細な説明】
背景
本発明は同時出願の米国特許出願一連番号（代理人文書：１４１０−２１２）、Karim El Malkiの「消音が改善されたエコーキャンセラ(SILENCE-IMPROVED ECHO CANCELLER)」に関するもので、この文書を引例として挙げる。
１．発明の分野
本発明は音声および音響信号処理に関するもので、特にエコー経路遅延の決定とエコーキャンセラの演算に関する。
２．関連技術など
音声およびオーディオサービスの品質に大きな影響を与える「エコー」現象を除去するために、エコーキャンセラが地上通信および大気通信（すなわち、無線とマイクロ波）に広く用いられている。本質的にエコーキャンセラは、聴取者が受信したデータの写しを用いて、送出線に戻すべきエコーをディジタル的に推定するものである。推定値を計算すると、エコーキャンセラはエコー推定値を送出信号から差し引いてエコーを消去する。
エコーの問題は例えば電話通信において発生する。多くの場合、通話は終端装置（ＴＥ）とハイブリッドトランス回路の間を１対の一方向２線線路（すなわち４線）で、次にハイブリッド回路から双方向２線線路で、伝送される。このように、２種類の線路の接続はハイブリッドトランスにより行う。ハイブリッドトランスは平均線路インピーダンスを平衡させるので、２つの一方向経路を完全に分離することはできない。したがってエコー信号が生成される。更に、４線経路に遅延がある場合は（衛星通信やディジタル符号化で起こり得る）、良い音質を保つためにエコーを消去しなければならない。
簡単に述べると、エコーキャンセラは一般に適応有限インパルス応答（ＦＩＲ）ディジタルフィルタと、ＦＩＲを制御する消去プロセッサと、減算器と、近端音声検出器と、非線形プロセッサを用いる。ＦＩＲは、受信通信経路で遠端から近端に送信されるデータ（連続的にサンプリングされる）の写しを受ける。ＦＩＲはエコーの推定値を生成する。消去しなければ、エコーは近端から送出通信経路で遠端に反射される。適当な時刻に、ＦＩＲが生成したエコーの推定値を減算器により送出通信経路の信号から差し引いてエコーを消去する。エコーの推定値を生成するとき、消去プロセッサはＦＩＲを制御する。ＦＩＲを制御するとき、消去プロセッサは減算器からの信号出力と、ダブルトークが起こっている（例えば、遠端と近端の呼者が両方とも話している）という近端音声検出器からの指示を考慮する。非線形プロセッサは、ＦＩＲが消去できないエコーの残りがあれば抑圧する。
ＦＩＲは多数のタップとこれに対応する数の係数を持つ横形フィルタである。タップは、サンプリング時間またはサンプリング速度に等しい遅延時間の単位である。係数は、エコーの推定値を得るために入力信号に乗算する値である（レジスタ内に記憶される）。消去プロセッサがフィルタ係数を適応させる（例えば、修正しまたは更新する）アルゴリズムを実行すると、フィルタ係数はエコー応答特性の変化より速く最適値（または最適値近く）に集束してエコーを消去する。例えば、米国特許出願一連番号第０８／６７９，３８７号、Antoni Fertnerの「標本化ディジタル通信システムにおける周波数領域の信号の再構築(A FREQUENCY DOMAIN SIGNAL RECONSTRUCTION IN SAMPLED DIGITAL COMMUNICATIONS SYSTEMS)」、１９９６年７月８日出願、を参照のこと。同出願は共に譲渡されたものであり、引例としてここに挙げる。
多くのエコーキャンセラでは、近端音声検出器でダブルトーク条件を検出するときはこのような適応は行わない。ＦＩＲの長さ（タップ数）と係数を更新しなければならない速度は、サービスの種類と、経路（すなわち線路）の特性と、キャンセラからエコー源までの距離に依存する。
従来のエコーキャンセラは一般に全エコー経路応答の推定を行う。一般的なエコー経路応答は、「純遅延」要素と「末尾遅延」で形成される。純遅延は、信号がその信号源（例えば、エコーキャンセラ）とハイブリッドの間を往復するのに要する実際の伝播時間である。「末尾遅延」は、４線線路の終端となってインピーダンスマッチングを行うハイブリッド回路の応答である。
全てのエコー経路応答がエコーキャンセラの計算に関係するわけではない。純遅延要素と末尾遅延の後に来る全ての部分は関係がないので、エコーキャンセラの適応計算に含める必要はない。
エコーキャンセラの複雑さは用いるフィルタタップの数に関係するので、フィルタ動作を最適化するにはフィルタタップの数を減らすことが重要である。エコーキャンセラの計算を最小にするため、必要なタップの実際の数を決定できるようにエコー経路遅延の推定値を計算する必要がある。したがってエコーキャンセラを最適化するには、エコー経路応答のこれらの部分の継続時間を決定する方法が必要である。
Montagnaの米国特許第４，７３６，４１４号は、適応フィルタの係数の探索を行って、エコー経路応答のピークに対応する最大絶対値を見出す。Montagnaの方法（図８に示す）では、係数またはフィルタタップの最大値ＷMAXが見つかると、ＷMAXから固定の整数を差し引いて値Ｗを計算する。ハイブリッド応答がＮサンプル（すなわちタップ）続き、かつハイブリッド応答がＷで開始すると仮定した場合は、インパルス応答が関係する部分の端はＷMAX＋Ｎ−１である。これから区分Ｔ２の境界が得られる。エコー消去に必要なエコー経路の部分はここだけである。これが決定すると、適応フィルタエコーキャンセラはＴ２の間で演算し、間隔Ｔ１は純遅延としてだけ用いる。
しかし上に述べた方法の問題は、図９に示すようにＷMAXがハイブリッド応答の開始からサンプルの固定した整数値のところにあると仮定することである。この仮定が適用できないシステムではエコー経路の計算に誤りが生じるので、フィルタが発散して通信が中断する。したがってこの方法を適用する場合は、応用毎に線路特性の種類に従って校正を行わなければならない。
利用可能なフィルタタップの総数より少ないタップを用いてエコーキャンセラを演算するという試みも行われている。Galand他の米国特許第４，７５１，７３０号は、消去フィルタを動作させるのに必要な係数の範囲を決定する方法として、受信信号と送出信号のエネルギーを測定し、次にエネルギーの比と所定のしきい値を比較してフラグ情報を生成し、これを用いてエコー経路のスイッチを制御する。Virdeeの米国特許第５，４７３，６８６号は適応ＦＩＲフィルタの長さ（すなわちタップ数）を連続的に修正するもので、その方法は、試験的な数のサンプルを選択し、フィルタを十分の時間動作させてフィルタ内のタップ重みを安定させ、タップ重みを調べてフィルタの端のタップがエコーの推定値に貢献するかどうか判定し、（必要であれば）フィルタに用いるタップ数を増減する。
必要なことは、エコー経路遅延を正確に決定し、またエコーキャンセラのＦＩＲフィルタに用いるタップの適当な数を正確に決定する、方法と装置である。
概要
本発明は、エコー経路応答を分析するための演算ＡＥＰＲと、その後で適応ＦＩＲフィルタを構成するための演算ＣＲを含む、エコー消去装置と方法である。この適応フィルタの構成により、２つの特定のタップ終点の間のフィルタタップと係数だけがエコー消去演算中のフィルタの乗算と加算と記憶に関係する。
まず、エコー経路応答を分析するための演算を行って、受信通信経路と送出通信経路を有する通信システムのエコー経路長さを決める。フィルタの集束の後、この方法は受信通信経路の信号を伝送し、次にこの信号に関して、フィルタの第１の所定数のタップの中のどれが所定の値を有するかを決定する。次に、所定の値より所定数だけ大きい値を有するフィルタの第１のタップを見つける。次に、見つけたタップより第２の所定数のタップだけ小さいタップ順位を有するフィルタタップを境界タップとして選択する。この境界タップの位置を用いてエコー経路長さを決定する。
次に、適応ＦＩＲフィルタを構成するための演算ＣＲを行って、フィルタの第１の所定数のタップの中のどれが所定の値を有するかを決定する。次に、所定の値より所定数だけ大きい値を有するフィルタの第１のタップを見つける。次に見つけたタップより第２の所定数のタップだけ小さいタップ順位を有するフィルタタップを構成境界第１タップとして選択する。フィルタの構成境界第２タップを、構成境界第１タップより第３の所定数のタップだけ大きいタップ順位を有するよう選択する。構成境界第１タップと構成境界第２タップを用いて、エコー消去演算中にどのタップをフィルタ乗算から除外するか決定する。構成境界第１タップより小さい全てのタップはバッファとして働き、エコー消去演算中に信号のサンプル値をシフトする。
【図面の簡単な説明】
本発明の以上のまたは他の目的と特徴と利点は、添付の図に示す好ましい実施の形態の以下の詳細な説明から明らかになる。各図において、参照文字は同じ部分を指す。図面は必ずしも寸法通りではなく、本発明の原理を示すことに重点が置かれている。
図１は、本発明の１つの実施の形態におけるエコーキャンセラの略図である。
図２は、図１のエコーキャンセラを用いる例示の通信システムの略図である。
図３は、一般的なエコー経路インパルス応答の図である。
図４は、図１のエコーキャンセラのコントローラが行う一般的なステップを示す流れ図である。
図４Ａは、図１のエコーキャンセラのエコー経路遅延推定器が行う一般的なステップを示す流れ図である。
図４Ｂは、図１のエコーキャンセラのエコー経路遅延推定器が行う詳細なステップを示す流れ図である。
図５は、本発明の１つの方法におけるエコー経路遅延などの計算を示す図である。
図６は、エコー経路応答を分析する本発明の演算に５１２タップのディジタルフィルタを用いる例を示す略図である。
図７は、本発明の例示の１つの事例においてフィルタの構成を最適化した後にディジタルフィルタを用いる例を示す略図である。
図８は、従来の方法におけるエコー経路遅延などの計算を示す図である。
図９は、従来の方法におけるエコー経路遅延などの計算の不正確さを示す図である。
図面の詳細な説明
図１は、本発明の１つの実施の形態におけるエコーキャンセラ２０を用いる通信システム１８を示す。図の通信システム１８は遠端２６と近端２８を有する。受信通信経路３０は遠端２６から近端２８に信号を運ぶ。送出通信経路３２は近端２８から遠端２６に信号を運ぶ。経路３０と３２は、地上線路（例えば配線）またはマイクロ波チャンネルでよく、または衛星リンケージを含んでよい。
図２は、エコーキャンセラ２０を用いる通信システム１８’の一例を示す。図２の例は電話通信システム１８’であって、通話は終端装置（ＴＥ）４０とハイブリッドトランス回路４１の間を１対の一方向２線線路４２Ａおよび４２Ｂで（すなわち、４線で）、次にハイブリッド回路４１から双方向２線線路４３で、伝送される。エコーキャンセラ２０の使用はこの例に限られるものではなく、エコ−キャンセラ２０はディジタルやマイクロ波や衛星の応用にも用いられる。
図１のエコーキャンセラ２０は、適応ＦＩＲフィルタ５２と、消去コントローラ５４と、近端音声検出器５６と、減算器５８と、非線形プロセッサ６０を含む。適応ＦＩＲフィルタ５２は受信通信経路３０に接続して信号ｘ（ｔ）を受ける。ＦＩＲフィルタ５２はコントローラ５４の監視の下に動作する。ＦＩＲフィルタ５２が生成するエコー推定値は減算器５８に入り、減算器５８は経路３２に出力する出力信号ｙa（ｔ）からエコー推定値を差し引いて信号ｅ（ｔ）を出す。近端音声検出器５６は送出通信経路３２に接続して近端２８に起こる音声を監視し、また近端音声検出信号を生成して線路６４を経てコントローラ５４に与える。信号ｅ（ｔ）はコントローラ５４と非線形プロセッサ６０に与えられる。コントローラ５４は非線形プロセッサ６０の監視動作に接続する。
コントローラ５４はエコー経路遅延推定器５５を含む。推定器５５の機能については後で詳細に説明する。
図２に示すようなハイブリッド回路が終端になる４線線路のインパルス応答は、図３に示すように同期的関数(sync-like function)を表す形式を有する。一般的なエコー経路応答は、純遅延成分ＰＤと末尾遅延成分ＴＤで形成される。純遅延成分ＰＤは、信号がその信号源（例えば、図２のエコーキャンセラ２０）とハイブリッド（例えば、ハイブリッド４１）の間を４線線路で往復するのに要する実際の伝播時間である。末尾遅延成分ＴＤは、４線線路の終端となってインピーダンスマッチングを行うハイブリッド回路自身の応答である。純遅延成分ＰＤと末尾遅延ＴＤの後に来る全ての部分は関係がないので、エコーキャンセラ２０の適応計算に含めてはならない。したがって、本発明のエコーキャンセラ２０はこれらの成分またはエコー経路応答の部分の継続時間を決定して演算を最適化する方法を与える。
図４は、エコーコントローラ５２が行う２つの演算を示す流れ図である。第１の演算（図４の演算ＡＥＰＲ）はエコー経路応答の分析である。エコー経路応答演算ＡＥＰＲはエコーコントローラ５２の推定器５５が特に行う。第２の演算は、エコー消去演算中に２つの特定のタップ終点の間のフィルタタップの範囲だけを用いるという適応ＦＩＲフィルタの構成（図４の演算ＣＦ）である。
図４Ａは、エコーキャンセラ２０が集束した後、エコーコントローラ５２の推定器５５が行うステップを示す流れ図である。この方法の第１のステップ４００は、フィルタの第１のＤ個の係数内に含まれる最大絶対値ＭＡＸの初期探索である。Ｄの値は小さいのが好ましく、図の例では１０を選んだ。この最大値のタップ位置を確認し（ステップ４０２で）、これをＨMAX値とする。ステップ４０４で、ＭＡＸよりＫ倍大きい絶対値を持つ第１の後続フィルタ係数を探す。Ｋ（所定因子とも呼ぶ）の値は、雑音スパイクを拾わないようにするために少なくとも４に、しかし２０を超えない値に設定しなければならない。ステップ４０４で得たフィルタ係数のタップ位置をＨFIRSTとする。ステップ４０６で、インパルス応答の開始をＨFIRST−Ｄで計算する。このタップを構成境界第１タップとも呼ぶ。ステップ４０８で、最大末尾遅延期間に対応する値ＨＹＢＲＩＤをＨFIRST−Ｄに加算してＨLASTを作成する。これはインパルス応答の終わりを示し、またこれを構成境界第２タップとも呼ぶ。好ましくは、最大末尾遅延ＨＹＢＲＩＤを８Ｎ−１タップに設定する（Ｎは整数）。
この方法により、純遅延の量と、図５のインパルス応答の区分Ｔ２の位置の推定を正しく行うことができる。エコー消去のためにＦＩＲフィルタ５２の係数を更新するのは区分Ｔ２の時間中である。
図４Ｂは、図４Ａに図示したステップの詳細を示す。図４Ｂでは次の仮定を行う。すなわち、適応ＦＩＲフィルタ５２はすでに集束した。Ｍ個のフィルタ係数を含むベクトルＨが存在する（Ｈ［０］からＨ［Ｍ−１］）。ベクトルＨに含まれるインパルス応答はＨ［０］で始まりＨ［Ｍ−１］で終わる。Ｄを小さな値（すなわち、１０）に設定する。Ｋを適当な数（すなわち、４）に設定する。
ＨＹＢＲＩＤを（最大末尾遅延−１）＝４７タップ（例えば、Ｎ＝６のとき８Ｎ−１＝４７）、すなわち約６ｍｓに設定する。
図４Ｂの流れ図には誤り条件が含まれている。誤り条件は、線路特性が比較的平らな場合に起こり、アルゴリズムは機能不良になる。この場合はエコー反射の量は無視できる程度であって、エコーキャンセラ２０を作動させてはならなかった。
図４Ｂでは更に、中間結果用とループ計数用に次の変数を用いるとする。
Count１−−第１ループ用のカウンタ
Count２−−第２ループ用のカウンタ
ＭＡＸ−−ベクトルＨ内の第１のＤ個の係数中に含まれる最大絶対値
ＨMAX−−ベクトルＨ内の最大値の位置
ａｂｓ（）関数は変数の絶対値を示す。
エコー経路応答を分析する演算中（図４Ａと、詳細な図４Ｂに示すＡＥＰＲ演算）、ＦＩＲディジタルフィルタ５２は図６に示すように演算する。図６に示すように、ＦＩＲディジタルフィルタ５２は５１２タップのバッファ５２−１と、複数個（Ｍ個）の乗算器５２−２と、加算器５２−３を有する。フィルタバッファ５２−１は先入れ先出しバッファで、受信通信経路３０の信号ｘ（ｔ）から入力サンプルを受ける。サンプルはバッファ５２−２の５１２タップを通してシフトされて要素Ｘ（０）乃至Ｘ（Ｍ−１）を有するベクトルＸを構成する。ただし、ＡＥＰＲ演算ではＭ＝５１２である。図６の長方形ボックス５２−１の中にフィルタ係数Ｈ（ｔ）の内容を図形で示す。乗算器５２−２の１番目はＸ（０）にＨ（０）を乗算し、乗算器５２−２の２番目はＸ（１）にＨ（１）を乗算するというように、ＡＥＰＲ演算では全部でＭ＝５１２個の乗算器を用いる。全ての乗算器５２−２の積を加算器５２−３で加算して、フィルタ出力信号を出す。
エコー経路遅延推定アルゴリズムが完了して、上に述べたＡＥＰＲ演算によりディジタルフィルタ５２のどのタップを係数の乗算に用いる必要があるかが決定すると、図４の演算ＣＦに示しまた後で図７を参照して説明するように、適応ＦＩＲフィルタ５２を最適状態に構成して動作させることができる。
図７は、本発明の例示の事例における５１２タップのディジタルフィルタ動作の最適化を示す。図７の事例では、本発明の方法は次の値を用いてエコー経路計算を行うと仮定する。すなわち、ＨFIRST＝３０、ＨFIRST−Ｄ＝２０、ＨLAST＝２０＋（４８−１）＝６７。したがって図７の事例では、タップ１乃至１９と６８乃至５１２を適応ＦＩＲフィルタ５２の計算から除外する。すなわち、更新を必要とする４８タップ（タップ２０乃至６７）の乗算器５２−２だけが使用可能になる。ＦＩＲフィルタ５２の最初の１９タップは入力サンプルｘ（ｔ）を直列にシフトするバッファを形成し、これらのサンプルは最終的に乗算を実行するタップ２０−６７に到着する。
タップ２０より下とタップ６７より上の区分は雑音と干渉だけを含み、計算の際に雑音を記憶し伝播してエコー消去手続きを不正確にする。図７の例では、フィルタ５２の最初の１９タップは平らな純遅延特性を実現するバッファとして動作し、後の４４５タップは全く考慮しない。図７のように最適化した場合はＭは５１２ではなくて４８であり、したがって演算（例えば、乗算や加算演算）の数が大幅に減少する。
このように、エコー経路遅延推定アルゴリズムとＡＥＰＲ演算を終わった後、エコーキャンセラ２０のディジタルフィルタ５２を自動的にかつ最適に構成して、その最適化構成に従って機能させることができる。すなわち、最適に機能するのに必要なタップの範囲と端タップをコントローラ５４が確定すると、コントローラ５４は乗算に用いるタップの数を削減して必要なタップだけにして、ＦＩＲフィルタ５２を構成する。条件が変化したりシステムの再最適化が必要になった場合は、ここに説明した過程を繰り返す。
本発明のエコーキャンセラ２０の特定のハードウエアによる実現では、適応ＦＩＲフィルタと、コントローラと、近端音声検出器と、減算器と、消音プロセッサの機能を全て信号プロセッサ（１個または複数個のプロセッサを含んでよい）で行うことができる。または、これらの要素の機能を、１個または複数個の集積回路（例えばＡＳＩＣ）を用いて行ってもよい。このような回路は、必要なディジタル濾波およびアルゴリズム制御アプリケーションを論理を用いて行うよう設計してもよいし、またはＤＳＰデバイスに組み込んでもよい。
本発明のエコーキャンセラ２０は、同時出願の米国特許一連番号（代理人文書：１４１０−２１２）、Karim El Malkiの「消音が改善されたエコーキャンセラ」に開示された消音検出方法に関連して動作させることができる。この文書を引例として挙げる。
したがって、本発明の方法は計算の資源を効率良く使用すると共に、エコーキャンセラの性能を改善する。上の例では後の４４５個の係数と４４５個のフィルタタップを除くので、メモリも大幅に節減になる。一般にこの方法はエコーキャンセラ全体の計算の複雑さを大幅に減少させ、また一般にエコーキャンセラの性能を顕著に改善する。
本発明の方法により、エコーを消去する計算がより効率的になる。しかし本発明の方法により通常の実時間エコー消去自体がなくなるわけではない。ソフトウエア／ファームウエア（ＤＳＰ）により実現する場合はデバイスの処理に限界があるため、通常のエコー消去演算とエコー経路遅延推定計算を同時に行うことができないことがある。したがって、集束した後でフィルタ係数（ベクトルＨ）を記憶し、これらの係数を用いて部分的に、または処理時間がとれるときに、アルゴリズムを処理してよい。これには多数の完全なエコー消去サイクル（すなわち、処理する多数の入力サンプルについて）を行う
特に好ましい実施の形態を参照して本発明を図示し説明したが、本発明の精神と範囲から逸れることなく形式および詳細に関して種々の変更が可能なことは当業者に明らかである。
【図１】
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【図２】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４】
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【図８】
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【図９】
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【図３】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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