(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の入力端及び第１の出力端に接続された第１のコンデンサと、
第２の入力端及び第２の出力端に接続された第２のコンデンサと、
前記第１の入力端及び第２の出力端に接続された第１の抵抗と、
前記第２の入力端及び第１の出力端に接続された第２の抵抗と、
前記第１及び第２のコンデンサの各端子をハイインピーダンスにより保持して、前記第１及び第２の入力端の入力信号に対して９０度位相の異なる第１及び第２の位相信号を生成する位相信号生成回路と、
前記第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それぞれ前記第２及び第１の入力端より流出させると共に、前記第２及び第１の出力端より流出させる位相信号による電流源とを備え、
前記位相信号生成回路は、
ベースを前記第１及び第２の入力端にそれぞれ接続し、エミッタ抵抗を介してエミッタを第３のコンデンサで接続する第１及び第２のトランジスタと、
前記第３のコンデンサの前記第２及び第１のトランジスタ側端をそれぞれベースに接続し、エミッタをそれぞれ第１及び第２の定電流源に接続すると共に第３の抵抗により接続し、コレクタをそれぞれ第３のコンデンサの前記第１及び第２のトランジスタ側端に接続する第３及び第４のトランジスタと、
それぞれエミッタ抵抗を介してエミッタを前記第３のコンデンサの前記第２及び第１のトランジスタ側端に接続し、ベースを前記第１及び第２の出力端にそれぞれ接続する第５及び第６のトランジスタとを有し、
前記第３のコンデンサの両端より前記第１及び第２の位相信号を出力し、
前記位相信号による電流源は、
エミッタを第４の抵抗で接続し、エミッタをそれぞれ第３及び第４の定電流源に接続し、前記第１及び第２の位相信号により前記第１及び第２の入力端から前記駆動電流を流出させる第７及び第８のトランジスタと、
エミッタを第５の抵抗で接続し、エミッタをそれぞれ第５及び第６の定電流源に接続し、前記第２及び第１の位相信号により前記第１及び第２の出力端から前記駆動電流を流出させる第９及び第１０のトランジスタとを有する
ことを特徴とする移相器。
【請求項２】
前記第１及び第２の入力端にドライブ抵抗を有し、
前記第１及び第２の出力端に終端抵抗を有する
ことを特徴とする請求項１に記載の移相器。
【請求項３】
移相器により入力信号を処理して前記入力信号を復調する復調回路において、
前記移相器が、
請求項１又は請求項２に記載の移相器である
ことを特徴とする復調回路。
【請求項４】
移相器により所望の信号を処理する信号処理装置において、
前記移相器が、
請求項１又は請求項２に記載の移相器である
ことを特徴とする信号処理装置。
【請求項５】
アクティブインダクタンスによるバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタの出力信号を前記バンドパスフィルタに正帰還する帰還回路とを有する電圧制御型発振回路であって、
前記バンドパスフィルタは、
前記帰還回路より差動入力による第１及び第２の入力信号をハイインピーダンスにより受け、前記第１及び第２の入力信号に対してそれぞれ９０度位相の異なる第１及び第２の位相信号を生成する位相信号生成回路と、
前記第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それぞれ前記第２及び第１の入力信号の入力端より流出させる位相信号による電流源と、
前記駆動電流を制御する制御手段とを有し、
前記位相信号生成回路は、
ベースに前記第１及び第２の入力信号を入力し、エミッタ抵抗を介してエミッタを第３のコンデンサで接続する第１及び第２のトランジスタと、
前記第３のコンデンサの前記第２及び第１のトランジスタ側端をそれぞれベースに接続し、エミッタをそれぞれ第１及び第２の定電流源に接続すると共に第３の抵抗により接続し、コレクタをそれぞれ第３のコンデンサの前記第１及び第２のトランジスタ側端に接続する第３及び第４のトランジスタと、
前記第１及び第２の入力信号の入力端を接続する第４のコンデンサとを有し、
前記第３のコンデンサの両端より前記第１及び第２の位相信号を出力し、
前記位相信号による電流源は、
エミッタを第４の抵抗で接続し、エミッタをそれぞれ第３及び第４の定電流源に接続し、前記第１及び第２の位相信号に応じて前記駆動電流を生成する第７及び第８のトランジスタを有し、
前記制御手段は、
前記位相信号による電流源の前記駆動電流の増幅率の可変により前記駆動電流を制御し、
前記帰還回路は、
前記第１及び第２の入力信号の入力端をそれぞれ終端抵抗で終端し、一方の入力端の入力信号により他方の入力端を駆動して、前記バンドパスフィルタの出力信号を前記バンドパスフィルタに正帰還する
ことを特徴とする電圧制御型発振回路。
【請求項６】
請求項５に記載の電圧制御型発振回路により搬送波を再生し、前記搬送波により所望の変調信号を復調する
ことを特徴とする復調回路。
【請求項７】
前記第１及び又は第２の入力信号を基準にして、及び又は前記第１及び又は第２の位相信号を基準にして、前記変調信号を復調する
ことを特徴とする請求項６に記載の復調回路。
【請求項８】
前記変調信号は、
振幅変調信号でなる
ことを特徴とする請求項７に記載の復調回路。
【請求項９】
前記入力信号と、前記位相信号とを演算処理して、前記入力信号に対して所望の位相差を有する基準信号を生成し、
前記基準信号を基準にして位相変調信号を復調する
ことを特徴とする請求項６に記載の復調回路。
【請求項１０】
請求項５に記載の電圧制御型発振回路を有する
ことを特徴とする信号処理装置。
【請求項１１】
周波数変調信号を復調する復調回路において、
前記周波数変調信号を帯域制限して出力するバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタの出力信号を基準にして前記周波数変調信号を処理する位相弁別回路とを有し、
前記バンドパスフィルタは、
差動入力による前記周波数変調信号をハイインピーダンスにより受け、前記周波数変調信号に対してそれぞれ９０度位相の異なる差動出力の位相信号を生成する位相信号生成回路と、
前記差動出力の位相信号に応じた駆動電流をそれぞれ前記周波数変調信号の入力端より流出させる位相信号による電流源とを有し、
前記位相信号生成回路は、
前記差動入力による前記第１及び第２の入力信号をベースに入力し、エミッタ抵抗を介してエミッタを第３のコンデンサで接続する第１及び第２のトランジスタと、
前記第３のコンデンサの前記第２及び第１のトランジスタ側端をそれぞれベースに接続し、エミッタをそれぞれ第１及び第２の定電流源に接続すると共に第３の抵抗により接続し、コレクタをそれぞれ第３のコンデンサの前記第１及び第２のトランジスタ側端に接続する第３及び第４のトランジスタと有し、
前記第３のコンデンサの両端より前記第１及び第２の位相信号を出力し、
前記第１及び第２の入力信号がそれぞれドライブ抵抗を介して入力され、
前記ドライブ抵抗の前記第１及び第２のトランジスタ側端が第４のコンデンサにより接続され、
前記位相信号による電流源は、
エミッタを第４の抵抗で接続し、エミッタをそれぞれ第３及び第４の定電流源に接続し、前記第１及び第２の位相信号に応じて前記駆動電流を生成する第７及び第８のトランジスタを有し、
前記制御手段は、
前記位相信号による電流源の前記駆動電流の増幅率の可変により前記駆動電流を制御する
ことを特徴とする復調回路。
【請求項１２】
請求項１１に記載の復調回路により周波数変調信号を復調する
ことを特徴とする信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移相器、電圧制御型発振回路、復調回路及び信号処理装置に関し、例えばラジオ受信機、テレビジョン受像機、衛星放送受信機、ビデオテープレコーダ、移動体通信機等に適用することができる。本発明は、入力端等をハイインピーダンスにより保持して、入力信号に対して９０度位相の異なる位相信号を生成し、この位相信号に応じた駆動電流をそれぞれ入力信号より流出させることにより、集積回路化に好適な移相器、電圧制御型発振回路、復調回路、これらを用いた信号処理装置を提案する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、テレビジョン受像機等の信号処理装置においては、各種移相器を用いて検波回路、復調回路を構成するようになされている。
【０００３】
すなわち図１２は、テレビジョン受像機、ラジオ受信機等に適用されるＡＭ（Amplitude Modulation）同期検波回路を示すブロック図である。このＡＭ同期検波回路１は、例えば中間周波回路より出力されるＡＭ変調信号Ｓ１を掛け算器２に与え、ここで電圧制御型発振回路（ＶＣＯ）３の出力信号Ｓ２と乗算する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４は、この掛け算器２の出力信号を帯域制限して出力し、電圧制御型発振回路３は、このローパスフィルタ４の出力信号が０レベルになるように、出力信号Ｓ２の周波数を可変する。これにより掛け算器２、電圧制御型発振回路３、ローパスフィルタ４は、ＰＬＬ（Phase Locked Loop ）回路を構成し、９０度の位相差によりＡＭ変調信号Ｓ１に位相同期してなる出力信号Ｓ２を生成する。
【０００４】
移相器５は、この出力信号Ｓ２の位相を９０度変化させ、これによりＡＭ変調信号Ｓ１に対して０度の位相差により位相同期し、かつ一定振幅でなる基準信号Ｓ３を生成する。掛け算器６は、この基準信号Ｓ３とＡＭ変調信号Ｓ１とを乗算して低域成分を出力することにより、ＡＭ変調信号Ｓ１をエンベロープ検波してなるＡＭ検波信号Ｓ４を出力する。
【０００５】
これに対して図１３は、例えば携帯電話等の移動体通信機に適用されるＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying ）復調回路を示すブロック図である。このＱＰＳＫ復調回路１１は、例えば中間周波回路より出力されるＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１を掛け算器１２に与え、ここで電圧制御型発振回路（ＶＣＯ）１３の出力信号Ｓ１２と乗算する。ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１４は、この掛け算器１２の出力信号を帯域制限して出力し、電圧制御型発振回路１３は、このローパスフィルタ１４の出力信号に応じて出力信号Ｓ１２の周波数を可変する。これにより掛け算器１２、電圧制御型発振回路１３、ローパスフィルタ１４は、ＰＬＬ回路を構成し、９０度の位相差によりＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１の搬送波に位相同期してなる出力信号Ｓ１２を生成する。
【０００６】
移相器１５は、この出力信号Ｓ１２の位相を４５度変化させ、これによりＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１の搬送波に対して４５度の位相差により位相同期し、かつ一定振幅でなる基準信号Ｓ１３を生成する。掛け算器１６は、この基準信号Ｓ１３とＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１とを乗算して低域成分を出力することにより、Ｑ軸を基準にしてＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１を復調してなるＱ信号ＳＱを出力する。
【０００７】
また移相器１７は、この出力信号Ｓ１２の位相を−４５度変化させ、これによりＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１の搬送波に対して−４５度の位相差により位相同期し、かつ一定振幅でなる基準信号Ｓ１４を生成する。掛け算器１８は、この基準信号Ｓ１４とＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１とを乗算して低域成分を出力することにより、Ｉ軸を基準にしてＱＰＳＫ変調信号Ｓ１１を復調してなるＩ信号ＳＩを出力する。
【０００８】
これに対して図１４は、例えばテレビジョン受像機の音声検波に適用されるＦＭ（Frequency Modulation）検波回路を示すブロック図である。このＦＭ検波回路２１は、クウォドレイチャー方式の検波回路であり、例えば中間周波回路より出力されるＦＭ変調信号Ｓ２１をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２２に与える。
【０００９】
ここでバンドパスフィルタ２２は、搬送波周波数ｆ０を中心として、ＦＭ変調信号Ｓ２１を帯域制限して出力することにより、この搬送波周波数ｆ０を中心としてＦＭ変調信号Ｓ２１の周波数に応じて位相が変化してなる帯域制限信号Ｓ２２を出力する。移相器２３は、ＦＭ変調信号Ｓ２１の位相を９０度変化させて出力し、位相弁別回路２４は、この移相器２３の出力信号Ｓ２３と、帯域制限信号Ｓ２２とを乗算することにより、ＦＭ変調信号Ｓ２１の周波数に応じて信号レベルが変化してなるＦＭ検波信号Ｓ２４を出力する。
【００１０】
このようにして各種復調回路に適用される移相器は、コンデンサ、抵抗等を用いたイコライザ回路構成により、又はバイカッドフィルタにより構成されるようになされている。
【００１１】
図１５は、このバイカッドフィルタによる移相器を示すブロック図である。この移相器３０は、非反転入力端に正側信号源３１を接続した第１の演算増幅回路３２と、この演算増幅回路３２の出力を反転入力端に入力する第２の演算増幅回路３３とにより構成される。移相器３０は、この第２の演算増幅回路３３の出力を第１及び第２の演算増幅回路３２及び３３の反転入力端に帰還すると共に、各演算増幅回路３２及び３３に所定容量のコンデンサＣ１及びＣ２を接続する。さらに移相器３０は、これら第１及び第２の演算増幅回路３２及び３３のコンデンサＣ１及びＣ２にそれぞれ負側信号源３４及び正側信号源３５を接続する。これにより移相器３０では、次式により伝達関数が表されるようになされている。なおここでgm1 及びgm2 は、演算増幅回路３２及び３３の相互コンダクタンスであり、Ｓは、ラプラス演算子である。
【００１２】
【数１】
0004072652.tif 000002
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
ところでコンデンサ、抵抗等のイコライザ回路構成の移相器を用いると、この種の復調回路、検波回路は、集積回路化して、所望の特性を簡易に確保することが困難な問題がある。
【００１４】
すなわちイコライザ回路構成の移相器は、集積回路化すると、抵抗値等のばらつきにより特性のばらつきを避け得ず、これにより所望の特性を確保しようとすると、種々の調整作業が必要になる。さらにインダクタンス値の調整により移相量を調整するような場合には、これに伴ってＱの変化を避け得ず、出力レベルが変動する等により特性の劣化を避け得なくなる。
【００１５】
この問題を解決する１つの方法としてバイカッドフィルタによる移相器を使用することが考えられるが、バイカッドフィルタによる移相器は、２つの演算増幅回路により使用可能周波数の上限が限られ、処理する信号の周波数が高い場合、適用することが困難な問題がある。
【００１６】
因みに、バイカッドフィルタによる移相器は、演算増幅回路のＧＢ積により使用周波数範囲が制限され、使用可能な周波数範囲で使用する場合でも、使用周波数帯の上限付近で使用すると、入出力間において位相及び利得にオフセットが発生する。またこのように使用周波数帯の上限付近で使用すると、出力インピーダンスも無視できなくなり、またＱも低下する。
【００１７】
また使用周波数が低い場合でも、２つの演算増幅回路３２及び３３を積分器として動作させることにより、出力Ｖout にオフセット電圧の発生を避け得ず、何段もの従属接続すると、正しい動作を保障できなくなる恐れがある。さらに集積回路化して、前後段の回路と差動入力、差動出力により信号を入出力する場合には、さらに２つの演算増幅回路を追加して、図１５に説明したと同様の回路を形成する必要があり、その分全体構成が煩雑になる問題がある。
【００１８】
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、これらの問題点を一挙に解決して集積回路化に好適な移相器、復調回路、これら移相器、復調回路を用いた信号処理装置を提案しようとするものである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
かかる課題を解決するため請求項１、請求項３、請求項４の発明においては、移相器、移相器を用いた復調回路、移相器を用いた信号処理装置に適用して、移相器は、第１の入力端及び第１の出力端に接続された第１のコンデンサと、第２の入力端及び第２の出力端に接続された第２のコンデンサと、前記第１の入力端及び第２の出力端に接続された第１の抵抗と、前記第２の入力端及び第１の出力端に接続された第２の抵抗と、前記第１及び第２のコンデンサの各端子をハイインピーダンスにより保持して、前記第１及び第２の入力端の入力信号に対して９０度位相の異なる第１及び第２の位相信号を生成する位相信号生成回路と、前記第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それぞれ前記第２及び第１の入力端より流出させると共に、前記第２及び第１の出力端より流出させる位相信号による電流源とを備え、前記位相信号生成回路は、ベースを前記第１及び第２の入力端にそれぞれ接続し、エミッタ抵抗を介してエミッタを第３のコンデンサで接続する第１及び第２のトランジスタと、前記第３のコンデンサの前記第２及び第１のトランジスタ側端をそれぞれベースに接続し、エミッタをそれぞれ第１及び第２の定電流源に接続すると共に第３の抵抗により接続し、コレクタをそれぞれ第３のコンデンサの前記第１及び第２のトランジスタ側端に接続する第３及び第４のトランジスタと、それぞれエミッタ抵抗を介してエミッタを前記第３のコンデンサの前記第２及び第１のトランジスタ側端に接続し、ベースを前記第１及び第２の出力端にそれぞれ接続する第５及び第６のトランジスタとを有し、前記第３のコンデンサの両端より前記第１及び第２の位相信号を出力し、前記位相信号による電流源は、エミッタを第４の抵抗で接続し、エミッタをそれぞれ第３及び第４の定電流源に接続し、前記第１及び第２の位相信号により前記第１及び第２の入力端から前記駆動電流を流出させる第７及び第８のトランジスタと、エミッタを第５の抵抗で接続し、エミッタをそれぞれ第５及び第６の定電流源に接続し、前記第２及び第１の位相信号により前記第１及び第２の出力端から前記駆動電流を流出させる第９及び第１０のトランジスタとを有するようにする。
【００２０】
また請求項５、請求項６、請求項１０の発明は、電圧制御型発振回路、この電圧制御型発振回路を用いた復調回路、この電圧制御型発振回路を用いた信号処理装置に適用して、この電圧発振回路は、アクティブインダクタンスによるバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタの出力信号を前記バンドパスフィルタに正帰還する帰還回路とを有する電圧制御型発振回路であって、前記バンドパスフィルタは、前記帰還回路より差動入力による第１及び第２の入力信号をハイインピーダンスにより受け、前記第１及び第２の入力信号に対してそれぞれ９０度位相の異なる第１及び第２の位相信号を生成する位相信号生成回路と、前記第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それぞれ前記第２及び第１の入力信号の入力端より流出させる位相信号による電流源と、前記駆動電流を制御する制御手段とを有し、前記位相信号生成回路は、ベースに前記第１及び第２の入力信号を入力し、エミッタ抵抗を介してエミッタを第３のコンデンサで接続する第１及び第２のトランジスタと、前記第３のコンデンサの前記第２及び第１のトランジスタ側端をそれぞれベースに接続し、エミッタをそれぞれ第１及び第２の定電流源に接続すると共に第３の抵抗により接続し、コレクタをそれぞれ第３のコンデンサの前記第１及び第２のトランジスタ側端に接続する第３及び第４のトランジスタと、前記第１及び第２の入力信号の入力端を接続する第４のコンデンサとを有し、前記第３のコンデンサの両端より前記第１及び第２の位相信号を出力し、前記位相信号による電流源は、エミッタを第４の抵抗で接続し、エミッタをそれぞれ第３及び第４の定電流源に接続し、前記第１及び第２の位相信号に応じて前記駆動電流を生成する第７及び第８のトランジスタを有し、前記制御手段は、前記位相信号による電流源の前記駆動電流の増幅率の可変により前記駆動電流を制御し、前記帰還回路は、前記第１及び第２の入力信号の入力端をそれぞれ終端抵抗で終端し、一方の入力端の入力信号により他方の入力端を駆動して、前記バンドパスフィルタの出力信号を前記バンドパスフィルタに正帰還する。
【００２１】
また請求項１１、請求項１２の発明は、復調回路、この復調回路を用いた信号処理装置に適用して、この復調回路は、周波数変調信号を帯域制限して出力するバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタの出力信号を基準にして前記周波数変調信号を処理する位相弁別回路とを有し、前記バンドパスフィルタは、差動入力による前記周波数変調信号をハイインピーダンスにより受け、前記周波数変調信号に対してそれぞれ９０度位相の異なる差動出力の位相信号を生成する位相信号生成回路と、前記差動出力の位相信号に応じた駆動電流をそれぞれ前記周波数変調信号の入力端より流出させる位相信号による電流源とを有し、前記位相信号生成回路は、前記差動入力による前記第１及び第２の入力信号をベースに入力し、エミッタ抵抗を介してエミッタを第３のコンデンサで接続する第１及び第２のトランジスタと、前記第３のコンデンサの前記第２及び第１のトランジスタ側端をそれぞれベースに接続し、エミッタをそれぞれ第１及び第２の定電流源に接続すると共に第３の抵抗により接続し、コレクタをそれぞれ第３のコンデンサの前記第１及び第２のトランジスタ側端に接続する第３及び第４のトランジスタと有し、前記第３のコンデンサの両端より前記第１及び第２の位相信号を出力し、前記第１及び第２の入力信号がそれぞれドライブ抵抗を介して入力され、前記ドライブ抵抗の前記第１及び第２のトランジスタ側端が第４のコンデンサにより接続され、前記位相信号による電流源は、エミッタを第４の抵抗で接続し、エミッタをそれぞれ第３及び第４の定電流源に接続し、前記第１及び第２の位相信号に応じて前記駆動電流を生成する第７及び第８のトランジスタを有し、前記制御手段は、前記位相信号による電流源の前記駆動電流の増幅率の可変により前記駆動電流を制御する。
【００２２】
ハイインピーダンスにより保持して、第１及び第２の入力端の入力信号に対して９０度位相の異なる第１及び第２の位相信号を生成し、電流源により、第１及び第２の位相信号に応じた駆動電流を、それぞれ第２及び第１の入力端、第２及び第１の出力端より流出させれば、この第１及び第２の入力端、第１及び第２の出力端より見て、入力信号に対して９０度位相の異なる電流が流れることになり、これにより入出力端間に等化的にインダクタンスを配置した構成を形成することができる。
【００２３】
これにより請求項１、請求項３、請求項４の構成によれば、移相器において、１対の入出力端間に所定の形態により第１及び第２のコンデンサ及び第１及び第２の抵抗を接続して、梯子型の４端子回路網を形成することができ、入力信号に対して９０度位相の異なる出力信号を出力することができる。
【００２４】
また請求項５、請求項６、請求項１０の構成によれば、上述の構成と類似の構成によるインダクタンスを用いてこのバンドパスフィルタを構成すると共に、帰還回路より差動入力による第１及び第２の入力信号を受けるようにすれば、正帰還による発振回路を構成することができる。さらにこのとき、それぞれ第２及び第１の入力端より流出させる駆動電流を制御するようにして、駆動電流の制御により発振周波数を可変することができる。これにより必要に応じて入力信号と、位相信号とを選択的に使用して種々の変調信号を処理することができる。
【００２５】
また請求項１１、請求項１２の構成によれば、従来構成の移相器を使用しなくても、周波数変調信号を処理することができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、適宜図面を参照しながら本発明の実施の形態を詳述する。
【００２７】
（１）第１の実施の形態
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る移相器を示す接続図である。この実施の形態において、この移相器４０は、図１２及び図１４について上述した移相器に代えて適用され、種々の信号処理回路と共に集積回路化される。
【００２８】
すなわち移相器４０は、前段の信号処理回路からの差動入力Ｖｉｎ及び−ＶｉｎをそれぞれトランジスタＱ１及びＱ２のベースに受ける。なおこの入力回路において、直流バイアスの記載は省略する。トランジスタＱ１及びＱ２は、エミッタフォロワ回路構成によるハイインピーダンス入力の差動対であり、それぞれコレクタが電源ＶＣＣに接続され、エミッタに抵抗Ｒ１３及びＲ１４が接続される。
【００２９】
さらにトランジスタＱ１及びＱ２は、抵抗Ｒ１３及びＲ１４の他端がコンデンサＣ１３により接続され、このコンデンサＣ１３の両端がそれぞれトランジスタＱ３及びＱ４のコレクタに接続される。これらトランジスタＱ３及びＱ４は、エミッタに電流源４１及び４２が接続され、またこれらトランジスタＱ３及びＱ４のエミッタが抵抗Ｒ１５により接続されるようになされている。これらによりトランジスタＱ１及びＱ２は、入力端をハイインピーダンスにより保持すると共に、コンデンサＣ１３の両端に、それぞれ入力信号Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎに対して９０度位相の変化してなる位相信号を生成する。なおここでコンデンサＣ１３の容量は、Ｃ１／２である。また抵抗Ｒ１３及びＲ１４、抵抗Ｒ１５は、抵抗値Ｒ１に設定される。
【００３０】
またトランジスタＱ１及びＱ２は、それぞれコンデンサＣ１４及びＣ１５を介してトランジスタＱ５及びＱ６とベースを共通に接続し、これらトランジスタＱ５及びＱ６のコレクタが電源ＶＣＣに接続され、またこれらトランジスタＱ５及びＱ６のエミッタがそれぞれエミッタ抵抗Ｒ１６及びＲ１７を介してトランジスタＱ３及びＱ４のコレクタに接続されるようになされている。
【００３１】
これによりトランジスタＱ５及びＱ６は、トランジスタＱ１及びＱ２と共に、ハイインピーダンス入力の差動対を構成し、移相器４０においては、これらトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６の差動対によりコンデンサＣ１４及びＣ１５の両端をハイインピーダンスにより保持するようになされ、これらコンデンサＣ１４及びＣ１５の両端がそれぞれ２端子の入出力端に割り当てられるようになされている。なおコンデンサＣ１４及びＣ１５の容量は、Ｃ２であり、抵抗Ｒ１６及びＲ１７の抵抗値は、抵抗Ｒ１３及びＲ１４と等しいＲ１である。
【００３２】
さらにトランジスタＱ１及びＱ２は、それぞれエミッタに電流源４３及び４４を接続してなるトランジスタＱ７及びＱ８のベースに、コンデンサＣ１３の両端が接続され、これらトランジスタＱ７及びＱ８のエミッタが抵抗Ｒ１９により接続されると共に、それぞれトランジスタＱ５及びＱ６側の出力端に接続される。これにより移相器４０は、コンデンサＣ１３の両端に現れる位相信号に応じて、出力端でなるコンデンサＣ１４及びＣ１５の一端を電流駆動するようになされている。
【００３３】
また同様に、トランジスタＱ１及びＱ２は、それぞれエミッタに電流源４５及び４６を接続してなるトランジスタＱ９及びＱ１０のベースに、コンデンサＣ１３の両端が接続される。これらトランジスタＱ９及びＱ１０は、エミッタが抵抗Ｒ２０により接続されると共に、それぞれトランジスタＱ１及びＱ２側の入力端にコレクタが接続される。これにより移相器４０は、コンデンサＣ１３の両端に現れる位相信号に応じて、入力端でなるコンデンサＣ１４及びＣ１５の他端を電流駆動するようになされている。なおこれら抵抗Ｒ１９及びＲ２０の抵抗値は、２Ｒ２である。
【００３４】
さらに移相器４０においては、これら入力端及び出力端が抵抗Ｒｅによりたすき掛け状に接続されるようになされている。
【００３５】
以上の構成において、前段の信号処理回路より入力される差動入力Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎは、それぞれハイインピーダンス入力のトランジスタＱ１及びＱ２に入力されると共に、他端が同様にハイインピーダンスに保持されたコンデンサＣ１４及びＣ１５をそれぞれ介して出力端に出力される。
【００３６】
ここでコンデンサＣ１３の両端電圧をそれぞれＶＬ及び−ＶＬとおき、コンデンサＣ１３のトランジスタＱ１側においてキルヒホッフの定理を適用すると、この移相器４０においては、次式の関係式を得ることができる。なおここでｉ１は、抵抗Ｒ１３の電流であり、ｉ２は、コンデンサＣ１３の電流であり、ｉ３は、トランジスタＱ３のコレクタ電流であり、ｉ４は、抵抗Ｒ１７の電流である。またＶｏｕｔ、−Ｖｏｕｔは、出力端の電圧である。
【００３７】
【数２】
0004072652.tif 000003
【００３８】
【数３】
0004072652.tif 000004
【００３９】
【数４】
0004072652.tif 000005
【００４０】
【数５】
0004072652.tif 000006
【００４１】
ここでトランジスタＱ３及びＱ４のベースにコンデンサＣ１３の両端が接続され、これらトランジスタＱ３及びＱ４のエミッタが抵抗Ｒ１５により接続されていることにより、（２）式の電流ｉ３は、次式により表される。
【００４２】
【数６】
0004072652.tif 000007
【００４３】
これら（３）〜（６）式を（２）式に代入すれば、次式の関係式を得ることができる。
【００４４】
【数７】
0004072652.tif 000008
【００４５】
さらにこの（７）式を整理すれば、次式の関係式を得ることができる。
【００４６】
【数８】
0004072652.tif 000009
【００４７】
ここでトランジスタＱ９及びＱ１０は、それぞれコンデンサＣ１３の両端にベースを接続し、このベース電圧に応じて、トランジスタＱ２及びＱ１のベースより、次式で表される電流ｉＬ１を流出させることになる。
【００４８】
【数９】
0004072652.tif 000010
【００４９】
ここで（８）式を（９）式に代入すれば、次式の関係式を得ることができる。
【００５０】
【数１０】
0004072652.tif 000011
【００５１】
これにより抵抗Ｒｅ及びコンデンサＣ１４、Ｃ１５が接続されていないとした場合に、信号源Ｖｉｎ及び−ＶｉｎよりそれぞれトランジスタＱ１及びＱ２側を見たインピーダンスＺは、次式により表され、入出力端に非接地型のアクティブインダクタンスＺ（＝Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２）が形成されていることが分かる。
【００５２】
【数１１】
0004072652.tif 000012
【００５３】
また同様にトランジスタＱ７及びＱ８は、それぞれコンデンサＣ１３の両端にベースを接続し、このベース電圧に応じて、出力電圧−Ｖｏｕｔ及びＶｏｕｔでなる出力端より、次式で表される電流ｉＬ２を流出させることになる。
【００５４】
【数１２】
0004072652.tif 000013
【００５５】
ここで（８）式を（１２）式に代入すれば、次式の関係式を得ることができる。
【００５６】
【数１３】
0004072652.tif 000014
【００５７】
これにより抵抗Ｒｅ及びコンデンサＣ１４、Ｃ１５が接続されていないとした場合に、出力端よりそれぞれトランジスタＱ５及びＱ６側を見たインピーダンスＺは、次式により表され、これによっても入出力端に非接地型のアクティブインダクタンスＺ（＝Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２）が形成されていることが分かる。
【００５８】
【数１４】
0004072652.tif 000015
【００５９】
このようにして形成される非接地型のアクティブインダクタンスＺ（＝Ｃ１・Ｒ１・Ｒ２）の接続端でなる入出力端においては、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６によりハイインピーダンスに保持されて所定の直流レベルによりバイアスされ、コンデンサＣ１４、Ｃ１５、抵抗Ｒｅが接続されていることにより、移相器４０は、図２に示す等化回路により示すことができる。
【００６０】
これにより入出力間における伝達関数Ｔ（Ｓ）は、次式により表され、これにより入力信号に対して出力信号の位相を９０度変化させる２次の移相器を構成することができる。なおここでＬ１は、ＳＣ１・Ｒ１・Ｒ２である。
【００６１】
【数１５】
0004072652.tif 000016
【００６２】
以上の構成によれば、２対の差動対トランジスタＱ１及びＱ２、Ｑ５及びＱ６によりそれぞれコンデンサＣ１４及びＣ１５の両端をハイインピーダンスにより保持すると共に、差動対トランジスタＱ１及びＱ２に入力信号Ｖｉｎ、−Ｖｉｎを入力して入力信号Ｖｉｎ、−Ｖｉｎに対して９０度位相の異なる位相信号を生成し、この位相信号に応じて入出力端より電流を流出させることにより、非接地型のアクティブインダクタンスをそれぞれコンデンサＣ１４及びＣ１５に並列に接続してなる４端子回路網を形成することができる。これにより抵抗Ｒｅをたすき掛けに接続して、移相器を構成することができる。このときバイカッドフィルタのように積分回路を用いなくても所望の特性による移相器を構成することができ、これによりオフセット電圧の発生を防止することができる。従ってその分全体としてダイナミックレンジの損失を有効に回避して、高ＳＮ比により入力信号を処理することができる。
【００６３】
また積分回路を用いなくて良いことにより、低電圧により動作させることができ、その分全体の消費電力を低減することができる。
【００６４】
さらにＮＰＮ型トランジスタのみにより構成できることにより、バイカッドフィルタによる場合のようにＰＮＰ型トランジスタを使用することによる周波数特性の劣化を防止することができ、周波数の高い復調回路等に適用することができる。
【００６５】
さらに全体として差動入力、差動出力により移相器を構成することができ、その分前後の信号処理回路との入出力を簡略化することができ、さらにＳＮ比、安定度を向上することができる。
【００６６】
これらにより集積回路化して、チップ面積を低減でき、その分簡易な構成により集積回路化することができる。
【００６７】
（２）第２の実施の形態
図３は、第２の実施の形態に係る移相器を示す接続図である。この移相器４９では、それぞれ入力端に抵抗Ｒｉｎでなるドライブ抵抗を接続し、また出力端に抵抗Ｒｏｕｔでなる終端抵抗を接続する。
【００６８】
この場合等化回路は、図４に示すように表すことができ、伝達関数Ｆ（Ｓ）は、次式により表される。
【００６９】
【数１６】
0004072652.tif 000017
【００７０】
この（１６）式の伝達関数Ｆ（Ｓ）が移相器を示すのは、Ｒｉｎ＝Ｒｏｕｔ＝Ｒのとき、Ｃ２／Ｒｅ＝Ｃ２／２Ｒでなることにより、Ｒｅ＝２Ｒｉｎにより移相器を構成することができる。
【００７１】
図３に示す構成によっても第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。また梯子型伝送網内に移相器を直流オフセット無く挿入できることにより、群遅延特性（Group-Delay ）を補正することができる。
【００７２】
（３）第３の実施の形態
図５は、本発明の第３の実施の形態に係るクウォドレイチャー方式の検波回路であり、例えば中間周波回路より出力されるＦＭ変調信号Ｓ５１をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）５２に与える。
【００７３】
ここでバンドパスフィルタ５２は、搬送波周波数ｆ０を中心として、ＦＭ変調信号Ｓ５１を帯域制限して出力することにより、このＦＭ変調信号Ｓ５１の搬送波信号に対して９０度の位相差を有する信号に対して、ＦＭ変調信号Ｓ５１の周波数に応じて位相が変化してなる帯域制限信号Ｓ５２を出力する。位相弁別回路５４は、ＦＭ変調信号Ｓ５１と帯域制限信号Ｓ５２とを乗算して低域成分を出力することにより、従来構成（図１４）における移相器を省略して、ＦＭ変調信号Ｓ５１の周波数に応じて信号レベルが変化してなるＦＭ検波信号Ｓ５３を出力する。
【００７４】
図６は、バンドパスフィルタ５２を示す接続図である。バンドパスフィルタ５２は、それぞれドライブ抵抗Ｒ２１及びＲ２２を介して、前段の信号処理回路より差動入力によりＦＭ変調信号Ｓ５１を入力する。なおここでは、ＦＭ変調信号Ｓ５１を差動入力Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎにより示す。バンドパスフィルタ５２は、差動入力Ｖｉｎ及び−ＶｉｎをコンデンサＣ２１の両端に受ける。コンデンサＣ２１は、並列共振容量を構成し、容量が値Ｃｄ／２に設定され、抵抗Ｒ２１及びＲ２２は、抵抗値Ｒｄに設定されるようになされている。
【００７５】
トランジスタＱ１１及びＱ１２は、エミッタフォロワ回路構成によるハイインピーダンス入力の差動対であり、トランジスタＱ１３〜Ｑ１６、抵抗Ｒ２３〜Ｒ２５、コンデンサＣ２３、電流源６１、６２と共にそれぞれ９０度の移相器を構成する。
【００７６】
すなわちトランジスタＱ１１及びＱ１２は、それぞれコレクタが電源ＶＣＣに接続され、エミッタに抵抗Ｒ２３及びＲ２４が接続される。トランジスタＱ１１及びＱ１２は、この抵抗Ｒ２３及びＲ２４の他端がコンデンサＣ２３により接続される。さらにトランジスタＱ１１及びＱ１２は、コンデンサＣ２３の両端がそれぞれトランジスタＱ１３及びＱ１４のコレクタに接続され、これらトランジスタＱ１３及びＱ１４のエミッタに電流源６１及び６２が接続され、またこれらトランジスタＱ１３及びＱ１４のエミッタが抵抗Ｒ２５により接続されるようになされている。これらによりトランジスタＱ１１及びＱ１２は、入力端をハイインピーダンスにより保持して、入力信号Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎに対してそれぞれ９０度位相の変化してなる位相信号をコンデンサＣ２３の両端に生成する。なおここでコンデンサＣ２３の容量は、Ｃ０／２である。また抵抗Ｒ２３及びＲ２４は、抵抗値Ｒ０に設定される。
【００７７】
またトランジスタＱ１１及びＱ１２は、それぞれエミッタに電流源６３及び６４を接続してなるトランジスタＱ１５及びＱ１６のベースに、コンデンサＣ２３の両端が接続され、これらトランジスタＱ１５及びＱ１６のエミッタが、他方のトランジスタＱ１２及びＱ１１に接続されたトランジスタＱ１３及びＱ１４のベースに接続されるようになされている。
【００７８】
なおこのトランジスタＱ１３及びＱ１４のエミッタを接続する抵抗Ｒ２５は、抵抗Ｒ２３及びＲ２４の抵抗値の２倍の抵抗値２Ｒ０に設定されるようになされている。
【００７９】
トランジスタＱ１７及びＱ１８は、電流源６５及び６６によりそれぞれエミッタを接地し、抵抗Ｒ２６によりエミッタが接続される。さらにトランジスタＱ１７及びＱ１８は、それぞれトランジスタＱ１５及びＱ１６のエミッタをベースに接続し、電流可変回路６８を介してトランジスタＱ１１及びＱ１２のベースにコレクタを接続する。ここで抵抗Ｒ２６は、抵抗値２Ｒ２に設定されるようになされている。
【００８０】
電流可変回路６８は、トランジスタＱ１７及びＱ１８のコレクタ電流をそれぞれＫ倍して入力端より流出させる。これによりトランジスタＱ１７及びＱ１８は、電流可変回路６８の制御により、コンデンサＣ２３の端子電圧でなる位相信号に応じて入力端を電流駆動する。
【００８１】
図６の構成において、ＦＭ変調信号Ｓ５１は、差動入力Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎとして、抵抗Ｒ２１及びＲ２２を介して、ハイインピーダンス入力のトランジスタＱ１１及びＱ１２に入力される。
【００８２】
ここでトランジスタＱ１１及びＱ１２のベース電圧をそれぞれＶＢ及び−ＶＢ、コンデンサＣ２３の両端電圧をそれぞれＶＬ及び−ＶＬとおき、コンデンサＣ２３のトランジスタＱ１１側においてキルヒホッフの定理を適用すると、このバンドパスフィルタ５２においては、次式の関係式を得ることができる。なおここでｉ５は、抵抗Ｒ２３の電流であり、ｉ６は、コンデンサＣ２３の電流であり、ｉ７は、トランジスタＱ１４のコレクタ電流である。
【００８３】
【数１７】
0004072652.tif 000018
【００８４】
【数１８】
0004072652.tif 000019
【００８５】
【数１９】
0004072652.tif 000020
【００８６】
ここでトランジスタＱ１５及びＱ１６のベースにコンデンサＣ２３の両端が接続され、これらトランジスタＱ１５及びＱ１６のエミッタが、他方のトランジスタＱ１２及びＱ１１に接続されたトランジスタＱ１４及びＱ１３のベースに接続されるようになされていることにより、（１７）式の電流ｉ７は、次式により表される。
【００８７】
【数２０】
0004072652.tif 000021
【００８８】
これらより次式の関係式を得ることができる。
【００８９】
【数２１】
0004072652.tif 000022
【００９０】
さらにこの（２１）式を整理すれば、次式の関係式を得ることができ、これによりコンデンサＣ２３の両端電圧ＶＬ及び−ＶＬにおいては、トランジスタＱ１１及びＱ１２のベース入力を積分してなる９０度位相成分が現れることが分かる。すなわちコンデンサＣ２３の両端に、入力信号Ｖｉｎ、−Ｖｉｎに対して９０度位相の変化してなる位相信号が現れることになる。
【００９１】
【数２２】
0004072652.tif 000023
【００９２】
ここでトランジスタＱ１７及びＱ１８は、それぞれトランジスタＱ１５及びＱ１６のエミッタをベースに接続し、このベース電圧に応じて、抵抗Ｒ２１及びＲ２２の両端より、次式で表される電流ｉＬのＫ倍値を流出させることになる。
【００９３】
【数２３】
0004072652.tif 000024
【００９４】
ここで（２２）式を（２３）式に代入すれば、次式の関係式を得ることができる。
【００９５】
【数２４】
0004072652.tif 000025
【００９６】
これにより、図７に示すように、抵抗Ｒ１１及びＲ１２の両端に、非接地型のアクティブインダクタンスＺ（＝Ｋ・Ｃ０・Ｒ０・Ｒ２）が接続されていることが分かる。これにより抵抗Ｒ２１及びＲ２２の抵抗値Ｒｄ、コンデンサＣ２１の容量Ｃｄ／２を用いて、次式の関係式を得ることができる。
【００９７】
【数２５】
0004072652.tif 000026
【００９８】
これによりトランジスタＱ１１及びＱ１２のベースに接続されてなる出力端の端子電圧ＶＢ及び−ＶＢにおいては、信号源Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎのバンドパス出力でなることが分かる。また信号源Ｖｉｎ及び−Ｖｉｎより見たインピーダンスＺ１（図７）は、次式により表される。
【００９９】
【数２６】
0004072652.tif 000027
【０１００】
またこれらを整理すれば、次式の関係式を得ることができ、これによりコンデンサＣ２３の両端出力によりローパス出力を得ることができることが分かる。
【０１０１】
【数２７】
0004072652.tif 000028
【０１０２】
また（２５）式及び（２７）式の分母の１次の項より、このバンドパスフィルタ５２のｆ０及びＱは、次式により表すことができる。
【０１０３】
【数２８】
0004072652.tif 000029
【０１０４】
【数２９】
0004072652.tif 000030
【０１０５】
かくして電流可変回路６８における電流増幅率Ｋを可変して、中心周波数ｆ０、Ｑを調整でき、この電流増幅率Ｋを調整してバンドパスフィルタ５２の中心周波数ｆ０をＦＭ変調信号Ｓ５１の搬送波周波数に設定して、このバンドパスフィルタ５２より、搬送波信号に対して９０度の位相差により同期してなる基準信号に対して、ＦＭ変調信号Ｓ５１の周波数変位に応じて位相が変化してなる出力信号Ｓ５２を得ることができる。
【０１０６】
従ってこの出力信号Ｓ５２により位相弁別回路５４でＦＭ変調信号Ｓ５１を乗算して、ＦＭ検波信号Ｓ５３を得ることができる。
【０１０７】
図５に示す構成によれば、ハイインピーダンス入力による差動対のトランジスタＱ１１及びＱ１２にＦＭ変調信号Ｓ５１（入力信号Ｖｉｎ、−Ｖｉｎ）を入力し、ＦＭ変調信号Ｓ５１に対して９０度位相の変化してなる位相信号を生成し、この位相信号に応じて入力信号Ｖｉｎ，−Ｖｉｎより電流ｉＬを流出させることにより、非接地型のアクティブインダクタンスを形成することができる。
【０１０８】
これによりこのアクティブインダクタンスを用いたバンドパスフィルタによりＦＭ変調信号Ｓ５１を帯域制限して位相弁別回路５４に供給することにより、移相器を用いなくてもＦＭ変調信号Ｓ５１を処理することができ、集積回路化に適したＦＭ検波回路を得ることができる。
【０１０９】
すなわちＩＣ回路内にインダクタンスを取り込めるので、インダクタンス等の調整が必要な素子が不要になり、その分簡易な構成により集積回路化することができ、また調整に要する時間を短縮化することができる。
【０１１０】
特にテレビジョン受像機及びラジオ受信機等の音声検波回路及びＡＦＣ検波回路等に使用することにより、バラツキによる特性の劣化を改善して性能を向上することができ、また全体構成を簡略化し、さらに基板面積を縮小することができる。
【０１１１】
またオフセット電圧の発生を防止することができ、全体としてダイナミックレンジの損失を有効に回避して、高ＳＮ比により入力信号を処理することができる。また積分回路を用いなくて良いことにより、低電圧により動作させることができ、その分全体の消費電力を低減することができる。
【０１１２】
さらにＮＰＮ型トランジスタのみにより構成できることにより、バイカッドフィルタによる場合のようにＰＮＰ型トランジスタを使用することによる周波数特性の劣化を防止することができる。高いＱを簡易に得ることができ、さらに全体として差動入力、差動出力によりフィルタを構成することができ、その分前後の信号処理回路との入出力を簡略化することができる。
【０１１３】
（４）第４の実施の形態
図８は、本発明の第４の実施の形態に係るＡＭ同期検波回路を示すブロック図である。このＡＭ同期検波回路７０は、テレビジョン受像器、ラジオ受信機等に適用される。このＡＭ同期検波回路７０は、例えば中間周波回路より出力されるＡＭ変調信号Ｓ７１を掛け算器７２に与え、ここで電圧制御型発振回路（ＶＣＯ）７３の出力信号Ｓ７２と乗算する。ローパスフィルタ７４は、この掛け算器７２の出力信号を帯域制限して出力し、電圧制御型発振回路７３は、このローパスフィルタ７４の出力信号を制御信号ＶＣとして受け、出力信号Ｓ７２及びＳ７３の周波数を可変する。これにより電圧制御型発振回路７３は、掛け算器７２、ローパスフィルタ７４と共に、ＰＬＬ回路を構成し、それぞれ９０度及び０度の位相差によりＡＭ変調信号Ｓ７１に位相同期してなる出力信号Ｓ７２及びＳ７３を生成する。
【０１１４】
掛け算器７６は、この出力信号Ｓ７３とＡＭ変調信号Ｓ７１とを乗算することにより、ＡＭ変調信号Ｓ７１をエンベロープ検波してなるＡＭ検波信号Ｓ７４を出力する。
【０１１５】
図９は、この電圧制御型発振回路７３を示す接続図である。この電圧制御型発振回路７３において、図６について上述したバンドパスフィルタ５２と同一の構成は、対応する符号を付して示し、重複した説明は省略する。
【０１１６】
すなわちこの電圧制御型発振回路７３は、図１０に示すように、アクティブインダクタンスによるバンドパスフィルタ８０と、このバンドパスフィルタ８０の出力信号を帰還する帰還回路８１とにより構成される。
【０１１７】
ここでバンドパスフィルタ８０は、コンデンサＣ２１の両端が差動出力による第１の発振出力端に設定され、コンデンサＣ２３の両端が、この第１の発振出力端に対して９０度位相の異なる第２の発振出力端に設定される。バンドパスフィルタ８０は、この出力端の設定と、電流可変回路８２とが異なる以外、図６について上述したバンドパスフィルタ５２と同一に構成される。電流可変回路８２は、制御信号ＶＣに応じて電流増幅率Ｋを可変し、これによりバンドパスフィルタ８０の共振周波数ｆ０を可変する。
【０１１８】
帰還回路８１は、第１の発振出力端でもなるバンドパスフィルタ８０の入力端を、それぞれドライブ抵抗Ｒ２１、Ｒ２２を介して電源ラインＶＣＣに接続し、これによりこの入力端をドライブ抵抗Ｒ２１、Ｒ２２の抵抗値により終端する。さらに帰還回路８１は、この第１の発振出力端のうちの１方の出力端より出力される発振出力により、他方の出力端を駆動し、これによりバンドパスフィルタ８０の出力信号をバンドパスフィルタ８０に正帰還する。
【０１１９】
すなわち帰還回路８１において、トランジスタＱ３１及びＱ３２は、それぞれ電流源８３及び８４をエミッタに有するエミッタフォロワ回路を構成し、それぞれ第１の発振出力端よりバンドパスフィルタ８０の出力信号をベースに受け、エミッタ出力をトランジスタＱ３３及びＱ３４に出力する。これらトランジスタＱ３３及びＱ３４は、差動対を構成し、それぞれ電流源８５及び８６をエミッタに有し、エミッタ間を抵抗Ｒ３１により接続する。さらにトランジスタＱ３３及びＱ３４は、このベース入力に対応する入力端とは逆側の入力端に、コレクタ出力を帰還する。
【０１２０】
ここでこの帰還回路８１における帰還量は、バンドパスフィルタ８０より発振出力を継続して安定に出力するのに十分な帰還量に設定される。
【０１２１】
これらによりＡＭ同期検波回路７０は、このバンドパスフィルタ８０の第２の発振出力（ＶＬ）を掛け算器７２に出力すると共に、第１の発振出力（ＶＢ）を掛け算器７６に出力することにより、ＡＭ変調信号Ｓ７１を復調するようになされている。またこのときこれら第１及び第２の発振出力を差動出力により掛け算器に入力して、全体として差動対により集積回路化するよになされている。
【０１２２】
図８に示す構成によれば、アクティブインダクタンスによるバンドパスフィルタと、このバンドパスフィルタの出力信号を正帰還する帰還回路とにより電圧制御型発振回路を構成し、このときこの帰還回路からの差動入力による入力信号をハイインピーダンスにより受けて９０度位相の異なる位相信号を生成し、電流増幅率を可変して、この位相信号に応じた駆動電流を入力端より流出させるようにバンドパスフィルタを構成することにより、集積回路化に好適な電圧制御型発振回路、ＡＭ検波回路を得ることができる。
【０１２３】
すなわち移相器を用いなくてもＡＭ変調信号を処理することができ、その分簡易な構成により集積回路化することができ、また調整に要する時間を短縮化することができる。さらにテレビジョン受像機及びラジオ受信機等の音声検波回路及びＡＦＣ検波回路等に使用することにより、バラツキによる特性の劣化を改善して性能を向上することができ、また全体構成を簡略化し、さらに基板面積を縮小することができる。
【０１２４】
またオフセット電圧の発生を防止することができ、全体としてダイナミックレンジの損失を有効に回避して、高ＳＮ比によりビデオ信号等を処理することができる。また積分回路を用いなくて良いことにより、低電圧により動作させることができ、その分全体の消費電力を低減することができる。
【０１２５】
さらにＮＰＮ型トランジスタのみにより構成できることにより、バイカッドフィルタによる移相器を使用する場合のようにＰＮＰ型トランジスタを使用することによる周波数特性の劣化を防止することができる。さらに高いＱを簡易に得ることができ、さらに全体として差動入力、差動出力によりフィルタを構成することができ、その分前後の信号処理回路との入出力を簡略化することができる。
【０１２６】
（５）第５の実施の形態
図１１は、携帯電話等の移動体通信機に適用されるＱＰＳＫ復調回路を示すブロック図である。このＱＰＳＫ復調回路９０は、中間周波回路より出力されるＱＰＳＫ変調信号Ｓ９１を掛け算器９２に与え、ここで電圧制御型発振回路７３の第２の発振出力ＶＬと乗算する。ローパスフィルタ９４は、この掛け算器９２の出力信号を帯域制限して出力し、電圧制御型発振回路７３は、このローパスフィルタ９４の出力信号を制御信号ＶＣとして入力する。これにより掛け算器９２、電圧制御型発振回路７３、ローパスフィルタ９４は、ＰＬＬ回路を構成し、それぞれ０度及び９０度の位相差によりＱＰＳＫ変調信号の搬送波Ｓ９１に位相同期してなる出力信号ＶＢ及びＶＬを生成する。
【０１２７】
加算器９６及び９７は、これら２つの出力信号ＶＢ及びＶＬを演算処理することにより、それぞれ４５度及び１３５度の位相差によりＱＰＳＫ変調信号の搬送波Ｓ９１に位相同期してなる出力信号φ４５及びφ１３５を生成する。
【０１２８】
掛け算器９８は、この出力信号φ４５とＱＰＳＫ変調信号Ｓ９１とを乗算して低域成分を出力することにより、Ｑ軸を基準にしてＱＰＳＫ変調信号Ｓ９１を復調してなるＱ信号ＳＱを出力する。また掛け算器９９は、出力信号φ１３５とＱＰＳＫ変調信号Ｓ９１とを乗算して低域成分を出力することにより、Ｉ軸を基準にしてＱＰＳＫ変調信号Ｓ９１を復調してなるＩ信号ＳＩを出力する。
【０１２９】
図１１に示す構成によれば、図９について上述した電圧制御発振回路をＱＰＳＫ復調回路９０に適用して、９０度位相の異なる出力信号ＶＢ及びＶＬを演算処理してそれぞれ４５度及び１３５度の位相差による出力信号φ４５及びφ１３５を生成することにより、移相器を用いなくてもＱＰＳＫ変調信号を復調することができ、これにより集積回路化に適した電圧制御型発振回路、この電圧制御型発振回路を用いた復調回路を得ることができる。
【０１３０】
（６）他の実施の形態
なお上述の第５の実施の形態においては、ＱＰＳＫ変調信号を復調する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、多値のＰＳＫ変調信号を復調する場合、さらには位相変調信号を復調する場合にも広く適用することができる。
【０１３１】
また上述の実施の形態においては、振幅変調信号、周波数変調信号、位相変調信号を復調する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えば振幅位相変調等、種々の変調信号を処理する場合に広く適用することができる。
【０１３２】
また上述の実施の形態においては、電圧制御型発振回路により復調回路を構成する場合について述べたが、本発明はこれに限らず、例えばＦＭ音源等、種々の発振回路等に広く適用することができる。
【０１３３】
【発明の効果】
上述のように本発明によれば、入力端等をハイインピーダンスにより保持して、入力信号に対して９０度位相の異なる位相信号を生成し、この位相信号に応じた駆動電流をそれぞれ入力信号より流出させることにより、集積回路化に好適な移相器、電圧制御型発振回路、復調回路、これらを用いた信号処理装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る移相器を示す接続図である。
【図２】図１の移相器の等化回路を示す接続図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態に係る移相器を示す接続図である。
【図４】図３の移相器の等化回路を示す接続図である。
【図５】本発明の第３の実施の形態に係るＦＭ検波回路を示すブロック図である。
【図６】図５のＦＭ検波回路に適用されるバンドパスフィルタを示す接続図である。
【図７】図６のバンドパスフィルタの等化回路を示す接続図である。
【図８】本発明の第４の実施の形態に係るＡＭ検波回路を示すブロック図である。
【図９】図８のＡＭ検波回路に適用される電圧制御型発振回路を示す接続図である。
【図１０】図９の電圧制御型発振回路のブロック図である。
【図１１】本発明の第５の実施の形態に係るＱＰＳＫ復調回路を示すブロック図である。
【図１２】従来のＡＭ同期検波回路を示すブロック図である。
【図１３】従来のＱＰＳＫ復調回路を示すブロック図である。
【図１４】従来のＦＭ検波回路を示すブロック図である。
【図１５】バイカッドフィルタによる移相器を示すブロック図である。
【符号の説明】
１、７０……ＡＭ同期検波回路、２、６、１２、１６、１８……掛け算器、３、７３……電圧制御型発振回路、４、１４、７４、９４……ローパスフィルタ、５、１５、１７、２３、３０、４０、４９……移相器、１１、９０……ＱＰＳＫ復調回路、２１、５０……ＦＭ検波回路、２２、５２、８０……バンドパスフィルタ、２４……位相弁別回路、Ｌ、Ｌ１……インダクタンス、Ｑ１〜Ｑ３４……トランジスタ、Ｒ１３〜Ｒ３１、Ｒｅ、Ｒｉｎ、Ｒｏｕｔ……抵抗、Ｃ１〜Ｃ２３……コンデンサ、６８、８２……電流可変回路、８１……帰還回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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