(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出装置であって、
交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を供給する電圧発生器と、
演算増幅器と、
コンデンサと、
インピーダンス変換器と、
一端に容量センサが接続可能なセンサ接続部と、他端に前記インピーダンス変換器の入力端子及び前記コンデンサがそれぞれ接続された信号線と、
両端が前記信号線及び基準電圧に接続される第１の抵抗と
を含み、
前記電圧発生器の出力端子は前記演算増幅器の入力端子に接続され、
前記演算増幅器の帰還路に前記コンデンサと前記インピーダンス変換器とが挿入されたことを特徴とするセンサ容量検出装置。
【請求項２】
請求項１記載のセンサ容量検出装置において、前記第１の抵抗は、容量センサが信号線に接続され、かつ該容量センサの容量が変化するときに、前記信号線から前記帰還路又は前記容量センサを見たときのインピーダンスよりも、前記信号線から前記第１の抵抗を見たときのインピーダンスが高くなるように設定されていることを特徴とするセンサ容量検出装置。
【請求項３】
物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出装置であって、
交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を供給する電圧発生器と、
演算増幅器と、
コンデンサと、
インピーダンス変換器と、
一端に容量センサが接続可能なセンサ接続部と、他端に前記インピーダンス変換器の入力端子及び前記コンデンサがそれぞれ接続された信号線と、
両端が前記信号線及び前記インピーダンス変換器の出力端子に接続される第２の抵抗とを含み、
前記電圧発生器の出力端子は前記演算増幅器の入力端子に接続され、
前記演算増幅器の帰還路に前記コンデンサと前記インピーダンス変換器とが挿入されたことを特徴とするセンサ容量検出装置。
【請求項４】
請求項３記載のセンサ容量検出装置において、前記第２の抵抗は、容量センサが信号線に接続され、かつ該容量センサの容量が変化するときに、前記信号線から前記帰還路又は前記容量センサを見たときのインピーダンスよりも、前記信号線から前記第２の抵抗を見たときのインピーダンスが高くなるように設定されていることを特徴とするセンサ容量検出装置。
【請求項５】
請求項１〜４いずれかに記載のセンサ容量検出装置において、前記容量センサの容量の変化周波数がオーディオ周波数帯であるとき、前記第１の抵抗又は第２の抵抗が１０ＭΩ以上であることを特徴とするセンサ容量検出装置。
【請求項６】
請求項１〜５いずれかに記載のセンサ容量検出装置において、前記インピーダンス変換器が、ボルテージホロワによって形成されていることを特徴とするセンサ容量検出装置。
【請求項７】
請求項１〜６いずれかに記載のセンサ容量検出装置において、該装置はさらに、前記信号線の少なくとも一部を電気的にシールドするシールド手段と、前記シールド手段に前記信号線の電圧と同電位の電圧を印加するガード電圧印加手段とを備えていることを特徴とするセンサ容量検出装置。
【請求項８】
物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出方法であって、
容量センサの一端及び抵抗の一端を、演算増幅器の帰還路に直列に挿入されたコンデンサ及びインピーダンス変換器の接続点に接続された信号線に接続し、かつ前記抵抗の他端を基準電圧に接続するステップと、
交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を前記演算増幅器に入力するステップと、
前記演算増幅器の出力端子からセンサ容量に対応する出力電圧を出力するステップとからなり、
前記容量センサの容量が変化するとき、前記信号線から前記帰還路又は前記容量センサを見たときのインピーダンスよりも、前記信号線から前記抵抗を見たときのインピーダンスの方が高いように設定されている
ことを特徴とするセンサ容量検出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の技術分野】
本発明は、センサ容量の検出技術に関し、より詳細には、微小な容量測定を精密に行うために、容量測定の容量センサと検出器との間の接続線の電位を固定することができるセンサ容量検出装置及び方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、コンデンサマイクロフォン等のように、様々な周波数で静電容量値が変化する場合のセンサ容量を測定するための従来例のセンサ容量測定装置を示している。該センサ容量測定装置は、図５に示すように、帰還抵抗Ｒfを備えた演算増幅器ＯＰと、交流電圧Ｖinを発生する交流電圧発生器ＯＳＣとを備え、演算増幅器ＯＰの入力端子と交流電圧発生器ＯＳＣとの間に、信号線Ｌを介してセンサ容量Ｃsが接続される。
【０００３】
図５に示した従来例のセンサ容量検出装置は、交流電圧発生器ＯＳＣからの交流電圧Ｖinにより、センサ容量Ｃsに電流が流れる。演算増幅器ＯＰの入力インピーダンスが理想的には無限大であること、さらには、演算増幅器ＯＰの２つの入力端子がイマージナリショート状態であることにより、演算増幅器ＯＰの出力端子から、
Ｖout＝−（ｊωinＣs）・Ｒf・Ｖin
なる電圧が出力される。該出力電圧Ｖoutを信号処理することにより、センサ容量Ｃｓに対応する値を得ることができる。
【０００４】
図５に示した従来例のセンサ容量検出装置においては、帰還インピーダンスとして抵抗Ｒfを用いている。Ｖin＝Ｖ・ｓｉｎωinｔとし、また、センサ容量Ｃsが、印加される物理量に応じて、固定の標準容量Ｃdを中心として角周波数ωcで変化する、すなわち、
Ｃs＝Ｃd＋ΔＣ・ｓｉｎωcｔ
とすると、出力電圧Ｖoutは、以下のように表すことができる。
Ｖout
＝−Ｒf［（Ｃd＋ΔＣ・ｓｉｎωcｔ）・ωin・ｃｏｓωinｔ
＋ΔＣ・ωc・ｃｏｓωcｔ・ｓｉｎωinｔ］Ｖ・ｓｉｎωinｔ
この式から明らかなように、出力電圧Ｖoutは、センサ容量の角周波数ωcに比例する項を含んでおり、センサ容量Ｃsの変化周波数に依存する周波数特性を有してしまう。
したがって、センサ容量検出装置の後段に、該角周波数ωcに比例する項をキャンセルするための処理回路を設ける必要があり、このため、装置全体としての規模が大きくなってしまう。
【０００５】
そこで、演算増幅器ＯＰの帰還抵抗を、帰還コンデンサに置換することにより、センサ容量Ｃsの角周波数ωcに依存しない出力電圧Ｖoutを得ることができる装置がすでに提案されている。図６は、このような帰還コンデンサＣfを用いたセンサ容量検出装置を示しており、この装置における出力電圧Ｖoutは、以下のように表すことができる。
Ｖout
＝−（Ｃd＋ΔＣ・ｓｉｎωcｔ）／Ｃf・Ｖ・ｓｉｎωinｔ
この式から明らかなように、出力電圧Ｖoutはセンサ容量の変化周波数依存性を持たないため、角周波数ωｃ成分に比例する項をキャンセルするための付加的な回路を必要としない。
【０００６】
【発明が解決すべき課題】
図６に示したセンサ容量検出装置においては、演算増幅器の帰還インピーダンスとして帰還コンデンサＣfを用いているため、該コンデンサＣfとセンサ容量Ｃsとを接続する信号線Ｌには、外部からの電流の出入りがない。したがって、信号線Ｌは電気的にフローティング状態となることから電位が不安定となり、回路出力が電源電圧に飽和する等が生じてしまうことにより、正常に回路が動作しなくなるという問題がある。
本発明は、上記した従来例の問題点を解決するためになされたものであり、その目的は、センサ容量検出回路において、演算増幅器の帰還回路にコンデンサを用いた場合でも、信号線の電位を固定することができるようにすることである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記した本発明の目的を達成するために、第１の観点の本発明に係る、物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出装置は、
交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を供給する電圧発生器と、
演算増幅器と、
コンデンサと、
インピーダンス変換器と、
一端に容量センサが接続可能なセンサ接続部と、他端に前記インピーダンス変換器の入力端子及び前記コンデンサがそれぞれ接続された信号線と、
両端が前記信号線及び基準電圧に接続される第１の抵抗と
を含み、
前記電圧発生器の出力端子は前記演算増幅器の入力端子に接続され、
前記演算増幅器の帰還路に前記コンデンサと前記インピーダンス変換器とが挿入されたことを特徴としている。
【０００８】
第１の観点の本発明に係るセンサ容量検出装置においては、第１の抵抗は、信号線と第１抵抗との間で、実質的に電流の流入流出がなくなるように設定されていることが好ましい。また、第１の抵抗は、容量センサが信号線に接続され、かつ該容量センサの容量が変化するときに、信号線から帰還路又は容量センサを見たときのインピーダンスよりも、信号線から前記第１の抵抗を見たときのインピーダンスが高くなるように設定されていることが好ましい。
【０００９】
第２の観点の本発明に係る、物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出装置は、
交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を供給する電圧発生器と、
演算増幅器と、
コンデンサと、
インピーダンス変換器と、
一端に容量センサが接続可能なセンサ接続部と、他端に前記インピーダンス変換器の入力端子及び前記コンデンサがそれぞれ接続された信号線と、
両端が前記信号線及び前記インピーダンス変換器の出力端子に接続される第２の抵抗と
を含み、
前記電圧発生器の出力端子は前記演算増幅器の入力端子に接続され、
前記演算増幅器の帰還路に前記コンデンサと前記インピーダンス変換器とが挿入されたことを特徴としている。
【００１０】
第２の観点の本発明に係るセンサ容量検出装置において、第２の抵抗は、信号線と前記第２抵抗との間で、実質的に電流の流入流出がなくなるように設定されていることが好ましい。また、第２の抵抗は、容量センサが信号線に接続され、かつ該容量センサの容量が変化するときに、信号線から帰還路又は容量センサを見たときのインピーダンスよりも、信号線から第２の抵抗を見たときのインピーダンスが高くなるように設定されていることが好ましい。
【００１１】
第１及び第２の観点の本発明に係るセンサ容量検出装置において、容量センサの容量の変化周波数がオーディオ周波数帯であるとき、第１の抵抗又は第２の抵抗が１０ＭΩ以上であることがことが好ましい。また、インピーダンス変換器が、ボルテージホロワによって形成されていることが好ましい。さらに、センサ容量検出装置がさらに、信号線の少なくとも一部を電気的にシールドするシールド手段と、シールド手段に前記信号線の電圧と同電位の電圧を印加するガード電圧印加手段とを備えていることが好ましい。
【００１２】
第３の観点の本発明に係る、物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出方法は、
容量センサの一端及び抵抗の一端を、演算増幅器の帰還路に直列に挿入されたコンデンサ及びインピーダンス変換器の接続点に接続するステップと、
交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を前記演算増幅器に入力するステップと、
前記演算増幅器の出力端子からセンサ容量に対応する出力電圧を出力するステップと
からなり、
前記容量センサの容量が変化するとき、前記信号線から前記帰還路又は前記容量センサを見たときのインピーダンスよりも、前記信号線から前記抵抗を見たときのインピーダンスの方が高いように設定されている
ことを特徴としている。
【００１３】
第４の観点の本発明に係る、物理量の変化に応じて容量が変化する容量センサの容量を検出するセンサ容量検出方法は、
容量センサの一端及び抵抗の一端を、演算増幅器の帰還路に直列に挿入されたコンデンサ及びインピーダンス変換器の接続点に接続するステップと、
交流電圧又は直流電圧の少なくとも一方を前記演算増幅器に入力するステップと、
前記演算増幅器の出力端子からセンサ容量に対応する出力電圧を出力するステップと
からなり、
前記容量センサの容量が変化するとき、前記信号線と前記抵抗との間で実質的に電流の流入流出がなくなるように設定されている
ことを特徴としている。
【００１４】
なお、上記した本発明に係るセンサ容量検出装置及びセンサ容量検出方法において、「センサ容量の容量が変化するとき」とは、センサ容量が周波数変化に依存して変化する場合だけでなく、時間的に変化する場合をすべて含んでいる。すなわち、容量値がなだらかに上昇又は下降する場合や、瞬時的すなわちデジタル的に上昇又は下降する場合等、時間的に変化する任意の場合を含んでいる。
【００１５】
【発明の実施の態様】
図１は、本発明の第１の実施例に係るセンサ容量検出装置の構成を示す回路図である。該センサ容量検出装置は、第１の演算増幅器ＯＰ1及びインピーダンス変換器Ｈizを備え、第１の演算増幅器ＯＰ1の出力端子がコンデンサＣを介してインピーダンス変換器Ｈizの入力端子に接続されている。なお、ここでは、インピーダンス変換器Ｈizは、図３に示したように、第２の演算増幅器ＯＰ2の反転入力端子と出力端子とが短絡され、これによるボルテージフォロワ回路で構成されていてもよい。該ボルテージフォロワ回路は、非反転入力端子を該回路の入力端子とし、高入力インピーダンスで低出力インピーダンスであり、かつ、入出力ゲインの絶対値が１である。さて、インピーダンス変換器Ｈizの入力端子には、さらに信号線Ｌが接続され、該信号線Ｌの他端には、容量センサの一端を形成する電極（センサ接続部の電極）Ｐ1が接続されている。図１において、信号線Ｌの部分は、太実線で示している。なお、センサ接続部は図示していない。容量センサの他端の電極Ｐ2は、基準電位、すなわち所定の電位に接続される。基準電位は、接地電位であってもよい。容量センサの他端の電極Ｐ2は、フローティング状態であってもよいが、基準電位に接続した方が、高精度の測定が可能となる。
容量センサは、受けた物理量（加速度、圧力、ガス、光、音波等）に応じて、電極Ｐ1及びＰ2の間の静電容量すなわちセンサ容量Ｃsが変化されるものであり、コンデンサマイクロフォン、微小変位容量センサ等である。
【００１６】
第１の演算増幅器ＯＰ1の非反転入力端子は基準電位（接地電位を含む所定のＤＣ電位）に接続され、反転入力端子は、交流電圧発生器ＯＳＣから第１の抵抗Ｒ1を介して交流入力電圧Ｖin（角周波数ωin）が印加される。交流電圧発生器ＯＳＣはまた、第１の抵抗Ｒ1及び第２の抵抗Ｒ2を介してインピーダンス変換器Ｈizの入力端子に接続されている。第１の演算増幅器ＯＰ1の出力端子は、センサ容量検出装置の出力端子ＯＵＴに接続され、該出力端子ＯＵＴから出力電圧Ｖoutが出力される。
第２の抵抗Ｒ2、コンデンサＣ、及びインピーダンス変換器Ｈizは、第１の演算増幅器ＯＰ1の帰還回路を構成している。
【００１７】
信号線Ｌはまた、第３の抵抗Ｒ3の一端に接続され、該抵抗Ｒ3の他端が基準電位（接地電位を含む所定の電位）に接続されている。第３の抵抗Ｒ3は、容量センサが信号線Ｌに接続されかつ容量センサの容量が変化するときに、信号線Ｌから帰還路又は該容量センサを見たときのインピーダンスよりも、信号線Ｌから第３の抵抗Ｒ3を見たときのインピーダンスが高くなるように設定されている。
【００１８】
図４は、図１に示したセンサ容量検出装置を用いて実機テストを行った場合の結果を示している。この実機テストにおいては、センサ容量Ｃsは、オーディオ周波数帯（２０ＨＺ〜２０ＫＨｚ）で変化するが、例えばその周波数をｆc（＝ωc／（２π））＝１ＫＨｚとし、第１のコンデンサＣ＝０．５ｐＦとした。そして、第３の抵抗Ｒ3の値を種々に変化させて、信号及びノイズを測定し、これら測定値に基づいてＳ／Ｎ比を求めた。図４に示すように、この実機テストの結果、第３の抵抗Ｒ3として１０ＭΩ以上の抵抗を用いることが望ましいことが分かった。しかしながら、Ｓ／Ｎ比は、センサ容量Ｃsの変化周波数ｆcと第１のコンデンサＣの容量とによって決定される時定数によっても変化するので、該時定数に応じて第３の抵抗Ｒ3の値を決定してもよい。なお、オーディオ周波数帯の上記実機テストによる他の周波数については、経験的に同様な傾向となることが推測される。
第３の抵抗Ｒ3として高い抵抗を用いることにより、該抵抗を介して信号線Ｌすなわちインピーダンス変換器Ｈizの入力端子と基準電位とを接続した場合、該抵抗の両端に電位差が発生しているが、センサ容量Ｃsに流れる交流電流は、ほとんど第３の抵抗Ｒ3に流れることがなく、電流の流入流出がない状態となっている。
【００１９】
次に、図１に示した第１の実施例のセンサ容量検出装置の検出動作を説明する。なお、以下においては、第１の演算増幅器ＯＰ1の非反転入力端子、容量センサの電極Ｐ2及び交流電圧発生器ＯＳＣの一端が接地されているものとし、また、インピーダンス変換器Ｈizは、図３に示した構成のボルテージフォロワが使用されているものとして説明する。
センサ容量の検出
第１及び第２の演算増幅器ＯＰ1及びＯＰ2並びに第１及び第２の抵抗Ｒ1及びＲ2によって、第２の演算増幅器ＯＰ2の出力端子には、交流入力電圧Ｖinを−Ｒ2／Ｒ1倍した電圧Ｖ2が得られる。すなわち、
Ｖ2＝−Ｒ2／Ｒ1・Ｖin                              （１）
【００２０】
一方、センサ容量Ｃsを介して流れる交流電流は、第２の演算増幅器ＯＰ2の入力インピーダンスが高いこと、及び電位固定回路の出力インピーダンスが高いことから、電流のほとんど全部がコンデンサＣに流れることになる。すなわち、電位固定回路の抵抗Ｒ3と信号線Ｌとの間で実質的に電流の流入流出がない。また、第２の演算増幅器ＯＰ2の２つの入力端子がイマジナリショート状態であって同電位であることから、第２の演算増幅器ＯＰ2の非反転入力端子の電圧もＶ2となり、Ｖin＝Ｖ・ｓｉｎωinｔとすると、センサ容量Ｃsに流れる電流は、
Ｉs＝ｄＣs・Ｖ2／ｄｔ                                （２）
となる。したがって、式（１）から、
Ｉs＝−（Ｒ2／Ｒ1）・ｄＣs・Ｖinｓｉｎωinｔ／ｄｔ        （３）
が得られる。
一方、コンデンサＣを流れる電流Ｉcは、
Ｉc＝ｄＣ（Ｖout−Ｖ2）／ｄｔ                        （４）
となる。
【００２１】
コンデンサＣを流れる電流Ｉcとセンサ容量Ｃsを流れる電流Ｉsとが等しいので、出力端子ＯＵＴからの出力電圧Ｖoutは、式（３）及び（４）から、
Ｖout
＝−（Ｒ2／Ｒ1）・（１＋Ｃs／Ｃ）・Ｖ・ｓｉｎωinｔ      （５）
で表される。
式（５）から明らかなように、出力電圧Ｖoutは、センサ容量Ｃsと線形関係にあり、該出力電圧Ｖoutを信号処理することにより、センサ容量Ｃsの値を得ることができる。
【００２２】
センサ容量の変化分の検出
次に、コンデンサマイクロフォン等のように、センサ容量Ｃsがある容量値Ｃdを中心として角周波数ωcで変化する場合の該変化分ΔＣの検出、すなわち、
Ｃs＝Ｃd＋ΔＣｓｉｎωc
の場合のΔＣの検出について説明する。
上記したように、第１のコンデンサＣに流れる電流ｉは全てセンサ容量Ｃsを流れ、したがって、センサ容量Ｃsに蓄積される電荷と第１のコンデンサＣに蓄積される電荷とは等しい。
Ｃ（Ｖout−Ｖ2）＝Ｃs・Ｖ2                  （６）
そして、式（６）を変形すると、Ｖin＝Ｖ・ｓｉｎωinｔであるため、以下の式（７）が得られる。
0004072030.tif 000002
このように、出力電圧Ｖoutがセンサ容量Ｃsの変化周波数に対する依存性を持たないため、センサ容量Ｃsの変化分ΔＣに線形に依存する出力を得ることができる。
【００２３】
図１に示した実施例においては、信号線の電位を固定するための第３の抵抗Ｒ3が基準電位（ゼロ電位を含む所定の電位）に接続されているが、インピーダンス変換器として図３に示したものを用いた場合、基準電位の代わりに、第２の演算増幅器ＯＰ2の出力端子に接続されてもよい。図２は、このように、高抵抗の第３の抵抗Ｒ3を信号線Ｌと第２の演算増幅器ＯＰ2の出力端子に接続した場合の第２の実施例を示している。
この第２の実施例においては、信号線Ｌは、交流電圧Ｖin及び非反転入力端子の電位で決まる電位に固定されることになる。また、第３の抵抗Ｒ3は、第２の演算増幅器ＯＰ2の反転入力端子と非反転入力端子との間に接続されており、そして、これら２つの入力端子がイマジナリショート状態で理想的には同電位であるため、第３の抵抗Ｒ3の両端に電位差がなく、流れる電流はゼロとなる。よって、センサ容量Ｃsを流れる電流はすべてコンデンサＣを流れることになり、信号線Ｌに第３の抵抗Ｒ3との間で電流が流入又は流出することがなく、より高精度の容量検出を実現することができる。
【００２４】
第１及び第２の実施例において、第３の抵抗Ｒ3は、ダイオード、トランジスタ等の電子的素子を用いてもよい。ダイオードを用いる場合はその逆バイアス状態での高インピーダンスを利用し、トランジスタを用いる場合はそのオフ状態での高インピーダンスを利用することが好適である。
また、第１及び第２の実施例において、交流電圧発生器ＯＳＣを用いているが、直流電圧発生器を用いてもよい。直流電圧をＶとしたとき、容量センサに何らかの物理量が加わると、該容量センサの容量が変化し、出力Ｖoutも変化する。そのとき、式（５）及び式（７）はそれぞれ、以下の式（５）’及び（７）’のように表される。
0004072030.tif 000003
さらに、信号線Ｌの一部又は全部をシールド線（不図示）で被覆して電気的にシールドし、かつ、該シールド線に信号線の電位と同電位のガード電圧を印加することにより、信号線と基準電位との間に形成される浮遊容量の影響を低減することができ、出力電圧のＳ／Ｎ比をより一層向上させることができる。
【００２５】
【発明の効果】
本発明は、以上のように構成されているので、容量センサと第２の演算増幅器とを接続する信号線の電位を、所定の抵抗であって、容量センサが信号線に接続されかつ容量センサの容量が変化するときに、信号線から帰還路又は容量センサを見たときのインピーダンスよりも、信号線から抵抗を見たときのインピーダンスが高くなるように設定されている抵抗を介して、所定の基準電位に固定することにより、信号線のフローティング状態を回避することができ、よって、回路動作を安定化することができる。
また、信号線の電位固定用の上記のように設定された抵抗を、第２の演算増幅器の出力端子と信号線との間に接続することにより、該抵抗と信号線との両者を介して流れる電流を理想的にはゼロとすることができ、より正確な容量測定ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例に係るセンサ容量検出装置を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例に係るセンサ容量検出装置を示す回路図である。
【図３】図１に示した第１の実施例に具備されるインピーダンス変換器の具体的構成を示す回路図である。
【図４】図１に示したセンサ容量検出装置を用いて実機テストを行った結果を示すグラフである。
【図５】従来例のセンサ容量検出装置を示す回路図である。
【図６】従来例の他のセンサ容量検出装置を示す回路図である。
【図１】
0004072030.tif 000004
【図２】
0004072030.tif 000005
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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