(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電振動子と発振用トランジスタとを有するコルピッツ型発振器と、前記圧電振動子に流れる励振電流を一定にするオートゲインコントロール回路（以下ＡＧＣ回路と称す）とを備えた圧電発振器であって、前記ＡＧＣ回路は、前記発振用トランジスタのエミッタ側から取り出した発振ループ信号の一部を入力する第１の容量素子と、前記第１の容量素子にベースが接続された第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタのベースに一定の直流電圧を与える分圧回路と、前記第１のトランジスタのコレクタと接地間に接続された第２の容量素子と、前記第１のトランジスタのコレクタと電源間に接続された抵抗とを備え、前記第１のトランジスタのコレクタの出力信号に含まれる平均直流電圧を前記発振用トランジスタのベースに帰還させたことを特徴とする圧電発振回路。
【請求項２】
前記分圧回路は前記第１のトランジスタのベースへ供給する直流電圧を調整する手段を備え、前記第１のトランジスタベースに入力する直流電圧の値を調整することにより前記第１のトランジスタの動作点を変化させ、前記励振電流を所望の値に設定することを可能としたことを特徴とする請求項１記載の圧電発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する分野】
本発明は圧電発振器に関し、特に励振電流を制御した圧電発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に周波数信号源として広く用いられている水晶発振器はその出力周波数の安定性が要求されており、この要求を満足する為に例えば温度変化による周波数変動に対しては温度補償回路を備える等の様々な工夫がされている。
また、水晶発振器の出力周波数の安定性を損なうその他の要因には水晶振動子に流れる励振電流のレベル変動によるものがある。
【０００３】
これは、例えば温度補償回路を備えた水晶発振器では、温度変化に伴い水晶振動子の周波数温度特性を相殺するように負荷容量を変化させているが、負荷容量の変化は同時に発振ループを流れる励振電流のレベル変動を生じ更に、この励振電流のレベル変動は、これを供給するアンプ回路のトランジスタの動作条件を変化させてしまう為、発振周波数の変動を引き起こすという問題が発生する。
この問題の解決には、従来よりＡＧＣ回路を用い前記励振電流のレベルを一定に保つよう発振回路内のトランジスタの動作電流を制御する方法が知られている。
【０００４】
図３は従来の一般的なＡＧＣアンプ回路を備えた水晶発振器の一例を示した回路図である。
同図の点線で囲まれた回路１は一般的なコルピッツ型発振回路を示している。
該発振回路の構成は発振用トランジスタＱ１のベースと接地間にベースから順にコンデンサＣ１とコンデンサＣ２とコンデンサＣ３とを接続した直列回路と、更に、水晶振動子Ｙ１とコンデンサＣ４との直列回路がそれぞれ接続されている。前記トランジスタＱ１のエミッタと接地間にはエミッタから順に抵抗Ｒ１とコイルＬ１とを接続した直列回路が接続されている。
そして、前記コンデンサＣ２と抵抗Ｒ１及び、コンデンサＣ３とコイルＬ１とはそれぞれ並列となるように接続されている。
前記トランジスタＱ１のコレクタと電源Ｒｅｇとの間には抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との直列回路が接続されており、該直列回路の接続中間点と接地間にはバイパスコンデンサＣ５が接続されている。
【０００５】
また、同図の点線で囲まれた回路２はアンプ回路を示している。
該アンプ回路の増幅用トランジスタＱ２のエミッタと接地間には抵抗Ｒ３とコンデンサＣ５の並列回路が接続されており、ベースと接地間には抵抗Ｒ４が接続されており、また、ベースとコレクタ間には抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との直列回路が接続されている。
更に、該抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との直列回路の接続中間点と電源Regとは抵抗Ｒ７を介し接続されている。
そして、前記トランジスタＱ２のベースと前記発振回路のトランジスタＱ１のコレクタとはコンデンサＣ６を介し接続されている。
前記トランジスタＱ２のコレクタは抵抗Ｒ８とコンデンサＣ７を介し発振器の出力端子ＯＵＴに接続されると共に、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ８を介し点線で囲まれた整流回路３内のダイオードＤ１のカソードとダイオードＤ２のアノードとにも接続されている。
前記整流回路内のダイオードＤ１、Ｄ２のそれぞれ他の一方の端子との間には抵抗Ｒ１０が接続されると共に、接地間とにはそれぞれコンデンサＣ９、コンデンサＣ１0を接続している。
そして前記ダイオードＤ１のアノードは抵抗Ｒ１１を介し、前記発振回路１のトランジスタＱ１のベースに帰還接続されている。
尚、前記ダイオードＤ２のカソードにはバイアス電圧を印加する為、前記抵抗９と接地との間に接続される抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１３との直列回路の中間接続点が接続されている。
【０００６】
次にこの様な構成を有する発振回路の動作について説明する。
前記発振回路１は先に説明した通り一般的なコルピッツ型発振回路である為、ここではその動作についての説明を省略する。
前記発振回路１の前記トランジスタＱ１のコレクタには、該発振回路１の設定条件に基づく所望の信号が発生しする。
該信号はコンデンサＣ６を介し次段回路である前記アンプ回路２の前記トランジスタＱ２のベースに供給され更に、アンプ回路の設定条件に基づきレベル増幅され前記トランジスタＱ２のコレクタより出力される。
そして、増幅された該信号は前記抵抗Ｒ８及び、コンデンサＣ７を介し、発振器出力信号として出力されると共に、抵抗Ｒ９及び、コンデンサＣ８を介し、整流回路３のダイオードＤ１とダイオードＤ２とに供給される。
ここで、整流回路３に供給された信号のプラス側サイクルの信号は前記ダイオードＤ２を通過し、また、マイナス側サイクルの信号は前記ダイオードＤ１を通過する為、前記抵抗Ｒ１０の端子間には前記ダイオードＤ１と接続する端子側の電位が負極性となる電圧が発生する。
【０００７】
更に、前記負極性の電圧は前記抵抗Ｒ１１を介し前記発振回路１内のトランジスタＱ１のベースに供給される。
これにより発振回路１の出力が高レベルになると、前記アンプ回路２の出力も高レベルとなり、前記整流回路３に供給される信号のマイナス側サイクルの極小値とプラス側サイクルの極大値との差が増加し、これに伴い前記抵抗Ｒ１０の端子間に発生する電位差は広がり、負極性の電圧の絶対値は大きくなる。
そして、該負極性の電圧が前記発振回路１のベースに帰還されると、その電圧変動量に基づきトランジスタＱ１のベースバイアス電圧を下げる為、該トランジスタＱ１からの出力のレベルは低下する。
また、前記発振回路１の出力レベルが低下した場合は上記で説明した動作と逆の動作である為、説明を省略する。
従って、以上の動作を繰り返し行うことにより、発振器はその設定条件に基づき安定なレベルの出力信号を出力する。
尚、負極性の直流電圧値の設定は前記抵抗Ｒ１２とＲ１３とから成る分圧回路の分圧比を調整することにより行うことができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする問題】
しかしながら、上記のような構成は、アンプ回路の出力信号を発振器の出力端子側と整流回路側とに分流させている為、アンプ回路の出力信号のレベルはその増幅機能を高めて発振器の出力信号レベル以上で信号を出力する必要があった。
従って、アンプ回路の増幅機能を高めることにより水晶発振器の消費電流が増加するという問題があった。
また、トランジスタＱ１のベースに供給する負極性の電流の絶対値を大きくするには分圧回路の抵抗１９と抵抗２０との接続点の電位を高電位とすることにより容易に設定可能であるが、この様な設定ではＡＧＣ回路は発振器電源投入直後の励振レベルが所定値以下の状態であっても、大きな負極性の直流電流を発生する為、励振レベルを低く抑えようと動作する。
その為、発振器の出力信号が電源投入時から所要レベルに達するまでに時間がかかるという起動特性の悪化という問題が発生する。
【０００９】
上記の様な起動特性の悪化を回避する為に、ＡＧＣ回路の主な設定をアンプ回路の出力信号のレベルの調整により行っている。
即ち、発振器が安定な発振状態となった時に十分な負極性の直流電圧を図３に示すトランジスタＱ１のベースに供給する為に予めアンプ回路２の出力を高レベルにすることにより整流回路内の抵抗Ｒ１２の端子間に高電位を発生させ、また、分圧回路の抵抗１９と抵抗２０との接続点の電位を低電位となるように設定する。
これにより、整流回路からトランジスタＱ１のベースに供給される直流電流は発振器の出力の増加に伴い増加する為、発振器電源投入直後はその直流電流は小さい値となり、起動特性の悪化という問題を回避することが可能となる。
しかし、この様な調整方法は発振器の出力信号のレベル規定以上となるレベルにて設定を行うことが不可能である為、前記出力信号が低いレベル規定が低い場合、ＡＧＣ回路の設定の範囲が狭くなり、その設定が困難となると共に、十分な起動特性の改善が行えないという問題が生じていた。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する為に、本発明に係わる圧電発振器の請求項１記載の発明は、圧電振動子と発振用トランジスタとを有するコルピッツ型発振回路と、前記圧電振動子に流れる励振電流を一定にするオートゲインコントロール回路（以下ＡＧＣ回路と称す）とを備えた圧電発振器であって、前記ＡＧＣ回路は、前記発振用トランジスタのエミッタ側から取り出した発振ループ信号の一部を入力する第１の容量素子と、前記第１の容量素子にベースが接続された第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタのベースに一定の直流電圧を与える分圧回路と、前記第１のトランジスタのコレクタと接地間に接続された第２の容量素子と、前記第１のトランジスタのコレクタと電源間に接続された抵抗とを備え、前記第１のトランジスタのコレクタの出力信号に含まれる平均直流電圧を前記発振用トランジスタのベースに帰還させたことを特徴としている。
【００１１】
請求項２記載の発明は請求項１記載の発明に加え更に、前記分圧回路は前記第１のトランジスタのベースへ供給する直流電圧を調整する手段を備え、前記第１のトランジスタベースに入力する直流電圧の値を調整することにより前記第１のトランジスタの動作点を変化させ、前記励振電流を所望の値に設定することを可能としたことを特徴としている。
【００１２】
【発明の実施形態】
以下に図示した実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は本発明に基づいた水晶発振器の一実施例を示す回路図である。
同図に示す点線に囲まれた発振回路１及び、アンプ回路２は先の図３に示すものとほぼ等しく同一部分には同一の符号を付与し、その説明を省略する。
本発明が従来と異なる点は、上記発振回路１のコイルL1とアースとの間に抵抗Ｒ１４を接続し、この抵抗Ｒ１４により取り出した発振ループ信号の一部をコンデンサＣ１１を介しＡＧＣ回路のトランジスタＱ３のベースに供給するように構成しているところと、前記トランジスタＱ３のベースに抵抗Ｒ１５、Ｒ１６、ＲＶ１から成る分圧回路により電源電圧を分圧した直流電圧を入力するように構成としているところと、更に、電源電圧を前記Ｒ１７を介しトランジスタＱ３とコンデンサＣ１２に供給するように構成し、該コンデンサＣ１２の他の一方の端子は接地しているところと、前記トランジスタＱ３のコレクタは抵抗Ｒ１８とＲ１９を介し発振回路内のトランジスタＱ１のベースに接続されるているところにある。
尚、電源Regと接地間に接続されているコンデンサＣ１３及び、前記抵抗Ｒ１８とＲ１９との接続中間点と接地間に接続されているコンデンサＣ１４はバイパスコンデンサである。
【００１３】
次に動作について説明する。
図２はＡＧＣ回路の動作を説明するものである。
同図（ａ）は、前記トランジスタＱ３のベースに供給する信号を示すものであり、同図（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は同図（ａ）に示す信号（１、２、３）のそれぞれを前記トランジスタＱ３のベースに供給した場合にトランジスタＱ３のコレクタに発生する電圧を示したものである。
先ず、トランジスタＱ３のコレクタのベースに供給する信号が同図（ａ）に示す信号１である場合について考える。
前記信号１のプラス側サイクルが供給されるとトランジスタＱ３は動作状態に近づく為、電源から供給される直流電流は図１に示す抵抗Ｒ１７を介しトランジスタＱ３のコレクタからエミッタを通り接地へと流れ、トランジスタＱ３のコレクタは０Ｖ電位へと引き込まれる。
また、信号１のマイナス側サイクルではトランジスタＱ３は非動作状態となる為、電源から供給される直流電流は前記抵抗Ｒ１７を介しコンデンサＣ１２に電荷がチャージされるまで接地に流れる。
この時、コンデンサＣ１２にチャージ電流が流れる間、該コンデンサＣ１２の端子間には電位が生じる為、トランジスタＱ３のコレクタの電位はプラス側電位に引き上げられる。
従って、信号１が供給されると、トランジスタＱ３のコレクタに発生する電圧は同図（ｂ）に示す実線４の通りとなり、更に、その平均的な直流電圧は同図（ｂ）に示す点線５となる。
【００１４】
次に、トランジスタＱ３のベースに供給する信号の励振レベルが前記信号１と比較し低レベルである信号２である場合について考える。
同図（ａ）に示す信号２のプラス側半サイクルが供給されるとトランジスタＱ３の動作状態は信号１を供給した場合と比較し、完全な動作状態からは離れる為、０Ｖ方向への引き込みが弱いものとなる。
また、マイナス側サイクルが供給されるとトランジスタＱ３の動作状態は信号１を供給した場合と比較し電圧が高くなり、動作停止状態から離れる為、トランジスタＱ３のコレクタに発生する電圧は高くならない。
従って、信号２を供給すると、トランジスタＱ３のコレクタの電圧変動は同図（ｃ）に示す実線６となり、更に、この電圧の平均直流電圧は一点鎖線７に示す通りとなり、信号１の場合の平均直流電圧を示す点線５と比較し、電圧値は高くなる。
【００１５】
一方、トランジスタＱ３のベースに供給する励振レベルが信号１と比較し大きい信号３である場合を考える。
前記信号３のプラス側サイクルが供給されると、トランジスタＱ３は信号１の場合と比較し動作状態に近づく為、コレクタの電圧は０Ｖへと近づき、また、マイナス側サイクルが供給される場合は信号１の場合と比較し完全停止状態に近づく為、トランジスタＱ３のコレクタの電圧は高くなる。
従って、信号３が供給されるとトランジスタＱ３のコレクタの電圧変化は同図（ｄ）に示す電圧８となり、更に、その平均的な直流電圧は同図（ｄ）に示す２点鎖線９となり、信号１の場合の平均直流電圧を示す点線５と比較して低電位となる。
従って、励振レベルが低くなると、トランジスタＱ３のベースに供給される信号のレベルが低くなる為、トランジスタＱ３のコレクタに発生する直流電圧、即ち、トランジスタＱ１のベースに供給される電圧が高くなり、励振レベルを高くするよう機能する。
また、励振レベルが高くなると、トランジスタＱ３のベースに供給される信号のレベルが高くなる為、トランジスタＱ３のコレクタに発生する直流電圧、即ち、トランジスタＱ１のベースに供給される電圧が低くなり、励振レベルを低くするよう機能する。
また、前記抵抗Ｒ１７とコンデンサＣ１２で決まる時定数を適切な値に設定することによりコレクタに発生する電圧を直流動作点の電圧より低い値を保つことが可能なる。
更に、前記抵抗ＲＶ１を可変抵抗とすることによりトランジスタＱ３の直流動作点の調整を行うことによりＡＧＣアンプ回路の出力電圧値の調整を可能としている。
【００１６】
これらの構成により、ＡＧＣアンプ回路は発振回路の励振レベルに応じて、これを打ち消すように機能する為、励振レベル変動に基づき発生する周波数変動を抑圧することが可能となる。
尚、本発明を水晶振動子を用いた水晶発振器を例にして説明したが、本発明はこれのみに限るものでなく、その他の圧電材料による振動子を用いた圧電発振器にも適用可能であることは言うまでもない。
【００１７】
【発明の効果】
以上説明したように請求項１記載の発明はＡＧＣ回路に入力する信号としてアンプ回路からの出力信号を利用せず発振ループの励振信号を利用している為、発振器出力レベルの損失が少なく消費電流を減少することが可能となる。
請求項２記載の発明は上記請求項１記載の発明に加え、発振器出力信号のレベル規定の影響を受けずにＡＧＣ回路の調整が行える為、広範囲はＡＧＣ制御が可能となり、これにより高安定な周波数を出力する水晶発振器を可能にするという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に基づくＡＧＣ回路の一実施例の全体図を示す。
【図２】従来のＡＧＣ回路の一実施例を示す。
【図３】従来のAGC回路を有する水晶発振器の一実施例を示す回路図。
【符号の説明】
１・・・発振回路   ２・・・アンプ回路   ３・・・整流回路
Ｑ３・・・トランジスタ
【図１】
0004042207.tif 000002
【図２】
0004042207.tif 000003
【図３】
0004042207.tif 000004