(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
回転子に永久磁石を設けてなる永久磁石モータの電流を磁界と平行なｄ軸電流とこれに直交するｑ軸電流とに分離してそれぞれ独立に制御するベクトル制御インバータ装置において、
前記永久磁石モータの誘起電圧の少なくとも高調波成分に対応して準備された誘起電圧データと前記回転子の角周波数および回転位置とに基づいて、前記永久磁石モータのｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧とを生成する誘起電圧生成手段と、
前記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧および前記ｑ軸電流の偏差に応じて定まる電圧に対しそれぞれ前記誘起電圧生成手段により生成されたｄ軸誘起電圧およびｑ軸誘起電圧を加算してｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧を決定する出力電圧決定手段と、
前記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧およびｄ軸電流とｑ軸電流に基づいて少なくとも前記永久磁石モータのｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差を求める誘起電圧推定手段と、
少なくとも前記ｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差に基づいて前記回転子の角周波数および回転位置を決定する角周波数・位置決定手段とを備えていることを特徴とするベクトル制御インバータ装置。
【請求項２】
回転子に永久磁石を設けてなる三相の永久磁石モータの電流を磁界と平行なｄ軸電流とこれに直交するｑ軸電流とに分離してそれぞれ独立に制御するベクトル制御インバータ装置において、
前記永久磁石モータの誘起電圧の少なくとも高調波成分に対応して準備された誘起電圧データと前記回転子の角周波数および回転位置とに基づいて、前記永久磁石モータの三相の誘起電圧を生成する誘起電圧生成手段と、
前記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧および前記ｑ軸電流の偏差に応じて定まる電圧を三相変換して得られる各相の電圧に対しそれぞれ前記誘起電圧生成手段により生成された三相の誘起電圧を加算して三相の出力電圧を決定する出力電圧決定手段と、
前記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧およびｄ軸電流とｑ軸電流に基づいて少なくとも前記永久磁石モータのｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差を求める誘起電圧推定手段と、
少なくとも前記ｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差に基づいて前記回転子の角周波数および回転位置を決定する角周波数・位置決定手段とを備えていることを特徴とするベクトル制御インバータ装置。
【請求項３】
前記誘起電圧推定手段は、前記ｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差に加えて、前記ｑ軸電流の偏差に応じて定まる電圧およびｄ軸電流とｑ軸電流に基づいてｑ軸の誘起電圧基本波成分の誤差を求めるように構成され、
前記角周波数・位置決定手段は、前記ｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差と前記ｑ軸の誘起電圧基本波成分の誤差とに基づいて前記回転子の角周波数および回転位置を決定するように構成されていることを特徴とする請求項１または２記載のベクトル制御インバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石モータの電流を磁界と平行なｄ軸電流とこれに直交するｑ軸電流とに分離してそれぞれ独立に制御するベクトル制御インバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ベクトル制御は、モータ電流を磁界と平行なｄ軸成分であるＩｄとこれに直交するｑ軸成分であるＩｑとに分離し、これら電流ＩｄとＩｑをそれぞれ独立に制御するものである。このベクトル制御は、その制御性の良さから誘導電動機だけでなく、回転子に永久磁石を有する永久磁石モータにも使用されている。
【０００３】
図７は、従来から用いられているセンサレス方式のベクトル制御インバータ装置の電気的構成を機能ブロックにより示している。このインバータ装置１は、永久磁石モータ（以下モータと称す）２の電流を制御する電流制御手段３と、モータ２の回転子の角周波数（回転速度）ωおよび回転位置θを推定する回転位置推定手段４とから構成されている。
【０００４】
電流制御手段３において、電流検出手段５、６により検出されたモータ２の巻線電流Ｉｕ、Ｉｖは、三相／二相変換器７およびベクトル回転器８によりｄｑ座標軸（回転座標軸）上の電流Ｉｄ、Ｉｑに変換され、減算器９、１０によりそれぞれ指令電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒとの偏差ΔＩｄ、ΔＩｑが求められる。そして、これら偏差ΔＩｄ、ΔＩｑをそれぞれ比例積分器１１、１２に入力することにより出力電圧Ｖｄ、Ｖｑが得られる。得られた出力電圧Ｖｄ、Ｖｑは、座標変換器１３により固定子座標上の電圧量に変換され、さらに空間ベクトルなどの手法によるＰＷＭ形成器１４を介してパルス幅変調信号としてＰＷＭインバータ回路１５に与えられる。これにより、指令電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒに応じた電流がモータ２に供給される。
【０００５】
上記ベクトル回転器８および座標変換器１３で用いられる回転子の回転位置θは、かつてはモータ２にエンコーダなどの回転位置センサを配置することにより直接的に検出していたが、近年ではモータ電流などから推定するいわゆるセンサレス方式が用いられている。すなわち、回転位置推定手段４において、誘起電圧推定手段１６には予めモータ定数としてインダクタンスＬｄ、Ｌｑおよび抵抗Ｒが記憶されているとともに、上述した電流Ｉｄ、Ｉｑ、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑおよび推定した角周波数ωが入力されるようになっている。誘起電圧推定手段１６は、次の（１）式および（２）式により誘起電圧の推定値Ｅｄｓ、Ｅｑｓを演算する。なお、式の中で用いられているｐは微分演算子である。
【０００６】
【数１】
0004154149.tif 000002
【０００７】
角周波数決定手段１７は、推定誘起電圧Ｅｄｓ、Ｅｑｓから例えば次の（３）式により角周波数ωを推定する。ここで、Ｇ１はモータ２の誘起電圧定数の逆数、Ｇ２はゲイン定数である。推定された角周波数ωは積分器１８により積分され、以て回転位置θが得られる。
【０００８】
【数２】
0004154149.tif 000003
【０００９】
この位置推定方法によれば、推定誘起電圧Ｅｑｓに基づいて角周波数ωが得られるとともに推定誘起電圧Ｅｄｓがゼロとなるように制御されるので、回転位置θがモータ２の実際の回転位置と一致する作用がある。なお、以上説明した各処理は、ＤＳＰなどの高速プロセッサにより周期的に処理されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、リラクタンストルクを利用してモータ効率を高めるために、回転子鉄心１９内に永久磁石２０を配置する図８に示すような回転子構造を採用する場合がある。この場合、モータ２が回転中に発生する誘起電圧は、５次、７次、…などの高調波を多く含んだ波形となる。図３に示す誘起電圧波形は、上記回転子構造を持つモータ２についての計算結果であり、大きな高調波成分（５次と７次）が重畳していることが分かる。
【００１１】
このような誘起電圧の高調波成分は、電流制御ループに変動を与える要因となる。このようなモータ２に対し、図７に示した従来構成のインバータ装置１を用いた場合でも、プロセッサによる処理周期が短く、比例積分器１１、１２のゲイン（以下、電流ゲインと称す）が十分に高ければ、モータ電流は指令電流に追従するように制御されて正弦波形となる。
【００１２】
しかしながら、実際のインバータ装置では、ＰＷＭインバータ回路１５のスイッチング損失を低減する必要からＰＷＭによる電磁騒音が問題とならない範囲内でＰＷＭ周波数を下げることが望ましく、このためＰＷＭ周期に同期している上記処理周期が長くなってしまう。処理周期が長くなると、電流制御ループに制御遅れが生じて位相余裕が低下するため、安定化のために上記電流ゲインを下げる必要が生じる。
【００１３】
また、これとは別に、例えば特開昭６１−２６２０８４号公報や特開平２−１９７２９５号公報に記載されている電流検出手段すなわち電流検出抵抗をインバータ装置内に配置しその両端電圧に基づいてモータ電流を得る検出方法を採用する場合には、パワー系のグランドと信号系のグランドとが共通となることから上記両端電圧にノイズが混入する虞があり、やはり電流ゲインを下げることが望ましい。
【００１４】
しかし、電流ゲインを下げた場合には、電流制御ループは誘起電圧の高調波成分に対抗してモータ電流を指令電流に追従させることができなくなり、モータ電流が歪んでしまう。図９は、電流ゲインが低い場合の（ａ）出力電圧Ｖｄ、Ｖｑ、（ｂ）モータ電流Ｉｕ、Ｉｄ、Ｉｑ、（ｃ）発生トルクＴのシミュレーション結果を示している。横軸は回転位置（電気角）である。誘起電圧の高調波成分により電流Ｉｄ、Ｉｑが変動するが、電流ゲインが低いためにその変動が出力電圧Ｖｄ、Ｖｑに反映されず、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑはほとんど変化しない。このため、誘起電圧に高調波成分が存在するにもかかわらず出力電圧Ｖｕが正弦波形のままとなり、モータ電流Ｉｕは高調波成分の影響を受けて歪んでしまう。その結果、次の（４）式で計算される発生トルクＴも変動が大きくなるという問題があった。
【００１５】
【数３】
0004154149.tif 000004
【００１６】
さらに、上記電流Ｉｄ、Ｉｑの変動は、センサレス方式における回転位置の推定にも悪影響を及ぼす。すなわち、上記（１）式および（２）式において、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑは一定であるにもかかわらずモータ電流Ｉｄ、Ｉｑが変動するため、推定誘起電圧Ｅｄｓ、Ｅｑｓが変動してしまう。その結果、推定演算する角周波数ωや回転位置θにも影響が及び、インバータ装置１全体が不安定（振動的）になり、運転可能な周波数範囲が狭くなる。特に、低周波数且つ高負荷での運転が難しくなる。
【００１７】
また、これを防止するために角周波数ωや回転位置θに対し出力周波数に近い（つまり５次高調波を減衰可能な）遮断周波数を持つローパスフィルタを付加することも考えられるが、これにより応答性が低下し、急激な負荷変動や急加減速に対応できなくなるという新たな問題が生じてしまう。
【００１８】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その第１の目的は、誘起電圧に高調波成分を含む永久磁石モータに対しても正弦波電流を供給可能なベクトル制御インバータ装置を提供することにあり、その第２の目的は、誘起電圧に高調波成分を含む永久磁石モータに対してもセンサレスで正確な回転位置を推定可能なベクトル制御インバータ装置を提供することにある。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的を達成するため、請求項１に記載したベクトル制御インバータ装置は、回転子に永久磁石を設けてなる永久磁石モータの電流を磁界と平行なｄ軸電流とこれに直交するｑ軸電流とに分離してそれぞれ独立に制御するベクトル制御インバータ装置において、前記永久磁石モータの誘起電圧の少なくとも高調波成分に対応して準備された誘起電圧データと前記回転子の角周波数および回転位置とに基づいて、前記永久磁石モータのｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧とを生成する誘起電圧生成手段と、前記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧および前記ｑ軸電流の偏差に応じて定まる電圧に対しそれぞれ前記誘起電圧生成手段により生成されたｄ軸誘起電圧およびｑ軸誘起電圧を加算してｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧を決定する出力電圧決定手段とを備えていることを特徴とする。
【００２０】
この構成によれば、誘起電圧生成手段が生成するｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧には永久磁石モータの誘起電圧に対応した高調波成分が含まれ、そのｄ軸誘起電圧とｑ軸誘起電圧はｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧として永久磁石モータに印加される。その結果、当該ベクトル制御インバータ装置の出力電圧に含まれる高調波成分と永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分とが相殺され、永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分に起因する電流変動が低減してモータ電流が正弦波形となる。これにより発生トルクの変動や騒音が低減する。また、ｄ軸出力電圧およびｑ軸出力電圧には、それぞれｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧およびｑ軸電流の偏差に応じて定まる電圧が加算されているので、電流偏差をゼロにするような電流フィードバック制御が行われる。
【００２１】
本発明は、電流フィードバック制御に加えて永久磁石モータの高調波成分を含む誘起電圧をフィードフォワードする点に特徴を有しており、二相の電圧に対して誘起電圧を生成することに替えて、請求項２に記載したように三相の電圧に対して誘起電圧を生成する構成としても良い。
【００２２】
さらに、上記第２の目的を達成するため、請求項１、２に記載したベクトル制御インバータ装置は、前記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧およびｄ軸電流とｑ軸電流に基づいて、少なくとも前記永久磁石モータのｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差を求める誘起電圧推定手段と、少なくとも前記ｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差に基づいて前記回転子の角周波数および回転位置を決定する角周波数・位置決定手段とを備えていることを特徴とする。
【００２３】
この構成によれば、ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧すなわちｄ軸出力電圧のうちのｄ軸誘起電圧以外の電圧は、ｄ軸電流およびｑ軸電流を決定する電流形成成分として作用する。そして、ｄ軸出力電圧を生成する上で加算される上記ｄ軸電流の偏差に応じて定まる電圧と、ｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて演算されるｄ軸の電流形成電圧との差分は、ｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差となる。このｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差は回転位置のずれに応じた値であって、しかも誘起電圧の高調波成分の影響が除かれているため、これに基づいて回転子の角周波数を正確に決定でき、さらに角周波数を積分して正確な回転位置を得ることができる。
【００２４】
さらに、ｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差とともにｑ軸の誘起電圧基本波成分の誤差に基づいて回転子の角周波数および回転位置を決定するように構成しても良い（請求項３）。この場合、ｑ軸の誘起電圧基本波成分の誤差は角周波数のずれに応じた値となる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図４を参照しながら説明する。
図１は、ベクトル制御インバータ装置の電気的構成を機能ブロックにより示すもので、図７と同一構成部分には同一符号を付して示している。センサレス方式のインバータ装置２１は、永久磁石モータ２の電流を制御する電流制御手段２２と、モータ２の回転子の角周波数（回転速度）ωおよび回転位置θを推定する回転位置推定手段２３とから構成されている。
【００２６】
このインバータ装置２１のうち電流検出手段５、６とＰＷＭインバータ回路１５とを除いた各機能は、メモリに記憶された制御プログラムに従ってＤＳＰなどの高速プロセッサにより実行されるようになっている。その制御周期は、ＰＷＭ周期に等しく設定されている。また、インバータ装置２１が駆動するモータ２は、リラクタンストルクを発生できるように、回転子鉄心１９内に永久磁石２０を埋め込んだ図８に示すような回転子構造を有している。
【００２７】
電流制御手段２２に設けられた誘起電圧生成手段２４は、メモリなどにモータ２の誘起電圧に関する誘起電圧データを記憶しており、その誘起電圧データと回転位置推定手段２３から入力した角周波数ωおよび回転位置θとに基づいてｄ軸の誘起電圧Ｅｄとｑ軸の誘起電圧Ｅｑを生成するようになっている。
【００２８】
減算器９、１０は、それぞれ指令電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒから電流Ｉｄ、Ｉｑを減算して偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを求め、比例積分器１１、１２は、それぞれ偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを比例積分演算して電流形成電圧である電圧Ｘｄ、Ｘｑ（電流偏差に応じて定まる電圧に相当）を出力するようになっている。また、加算器２５は、誘起電圧Ｅｄと電圧Ｘｄとを加算して出力電圧Ｖｄを求め、加算器２６は、誘起電圧Ｅｑと電圧Ｘｑとを加算して出力電圧Ｖｑを求めるようになっている。これら出力電圧Ｖｄ、Ｖｑは座標変換器１３に与えられる。ここで、減算器９、１０、比例積分器１１、１２および加算器２５、２６により出力電圧決定手段２７が構成されている。
【００２９】
一方、回転位置推定手段２３に設けられた誘起電圧推定手段２８は、メモリなどにモータ定数であるインダクタンスＬｄ、Ｌｑおよび抵抗Ｒを記憶しており、これらモータ定数、電流Ｉｄ、Ｉｑ、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑおよび推定された角周波数ωに基づいて、ｄ軸の誘起電圧誤差ΔＥｄｓとｑ軸の誘起電圧誤差ΔＥｑｓとを演算するようになっている。そして、角周波数決定手段２９は、これら誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓから角周波数ωを決定し、積分器１８は決定された角周波数ωを積分して回転位置θを得てベクトル回転器６と座標変換器１３に供給するようになっている。これら角周波数決定手段２９と積分器１８とが、本発明でいう角周波数・位置決定手段に相当する。
【００３０】
次に、電流制御手段２２および回転位置推定手段２３の作用について図２ないし図４も参照しながら説明する。
（１）電流制御手段２２の作用について
図８に示す回転子構造を有するモータ２の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは、基本波成分に加え５次、７次、…などの高調波成分を含んでいる。この誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは、次の（５）式に示すように基本波成分と主要な高調波成分（５次、７次）とを重ね合わせることにより表すことができる。ここで、係数Ｅ１、Ｅ５、Ｅ７は各次数成分の電圧振幅であって試験により得ることができる。
【００３１】
【数４】
0004154149.tif 000005
【００３２】
この誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを次の（６）式に従って三相／二相変換し、さらに（７）式に従って回転座標変換することにより、（８）式、（９）式で示すｄｑ座標軸上の誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑが得られる。ここで、Ｋ０は基本波の誘起電圧定数、Ｋ１、Ｋ２はそれぞれｄ軸上、ｑ軸上の高調波成分の誘起電圧定数であって、これらＫ０、Ｋ１、Ｋ２は誘起電圧データに相当する。
【００３３】
【数５】
0004154149.tif 000006
【００３４】
図２は、上記（５）式〜（９）式を用いて行った計算結果を示している。縦軸は電圧、横軸は回転位置（電気角）θであって、（８）式、（９）式にも示されるように誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑは基本波の６倍の周波数で脈動する。上述した誘起電圧定数Ｋ１、Ｋ２は、それぞれ図２に示す誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑの振幅を角周波数ωで除した値である。誘起電圧生成手段２４は、回転位置推定手段２３から入力した角周波数ωおよび回転位置θを入力し、（８）式、（９）式を用いて誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑを算出する。
【００３５】
図３は、インバータ装置２１についての電圧、電流、トルクの計算結果を示している。ここで、（ａ）にはＰＷＭ成分を除いたｕ相の出力電圧Ｖｕ、誘起電圧生成手段２４が出力する誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑおよび出力電圧決定手段２７が出力する出力電圧Ｖｄ、Ｖｑが示され、（ｂ）にはモータ２に流れる電流Ｉｕおよびベクトル回転機８が出力する電流Ｉｄ、Ｉｑが示され、（ｃ）には（４）式に従って計算される発生トルクＴが示されている。横軸は回転位置（電気角）θである。なお、この計算では、リラクタンストルクを有効に利用して最大のトルクを得るために、電流Ｉｄ（指令電流Ｉｄｒ）を負の所定値に設定している。
【００３６】
電流制御手段２２を用いると、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑは、それぞれ電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑにより定まる電圧Ｘｄ、Ｘｑに対しさらに誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑが加算された値となる。従って、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑにはモータ２の誘起電圧とほぼ同じ電圧が含まれることになり、両者の誘起電圧は相殺される。その結果、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑのうち上記電圧Ｘｄ、Ｘｑのみが電流形成成分として作用し、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは誘起電圧に影響されることなく正弦波形となる。そして、回転座標変換して得られる電流Ｉｄ、Ｉｑは一定となり、以て電流フィードバックループから誘起電圧の高調波に起因する変動を排除できる。これにより、電流Ｉｄ、Ｉｑに基づいて計算されるトルクＴについても、従来構成におけるトルクＴを示す図９（ｃ）と比べ変動が顕著に小さくなる。
【００３７】
図４は、モータ２の電圧および電流を示すベクトル図である。（ａ）、（ｂ）は、それぞれ本実施形態のインバータ装置２１、従来構成のインバータ装置１を用いてモータ２を駆動した場合を示している。誘起電圧ベクトルＥ（Ｅｄ、Ｅｑ）は、その高調波成分によりｑ軸を中心として振幅と位相が変動する。（ａ）に示す本実施形態の場合には、出力電圧ベクトルＶ（Ｖｄ、Ｖｑ）は誘起電圧ベクトルＥ（Ｅｄ、Ｅｑ）を含む電圧であるため、電流形成電圧ベクトルＸ（Ｘｄ、Ｘｑ）および電流ベクトルＩ（Ｉｄ、Ｉｑ）がほぼ一定となる。これに対し、（ｂ）に示す従来構成の場合には、出力電圧ベクトルＶ（Ｖｄ、Ｖｑ）はほぼ一定であるため、電流形成電圧ベクトルＸ（Ｘｄ、Ｘｑ）および電流ベクトルＩ（Ｉｄ、Ｉｑ）が変動してしまう。
【００３８】
（２）回転位置推定手段２３の作用について
誘起電圧推定手段２８は、次の（１０）式および（１１）式により誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを演算する。式の中で用いられているｐは微分演算子である。
【００３９】
【数６】
0004154149.tif 000007
【００４０】
これら誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓは、実際のモータ２の角周波数および回転位置と回転位置推定手段２３で求めた角周波数ωおよび回転位置θとの差を意味している。特に、誘起電圧誤差ΔＥｄｓは回転位置θのずれ、誘起電圧誤差ΔＥｑｓは誘起電圧の大きさつまり角周波数ωのずれに対応している。また、上述したように電圧Ｘｄ、Ｘｑおよび電流Ｉｄ、Ｉｑはモータ誘起電圧の高調波成分の影響を受けないため、（１０）式および（１１）式により得られる誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓもモータ誘起電圧の高調波成分の影響を受けない。
【００４１】
角周波数決定手段２９は、誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを用いて例えば次の（１２）式により角周波数ωを推定する。ここで、Ｇａ、Ｇｂはゲイン定数である。さらに、得られた角周波数ωを積分器１８で積分することにより回転位置θが得られる。
【００４２】
【数７】
0004154149.tif 000008
【００４３】
この（１２）式により、誘起電圧誤差ΔＥｑｓがゼロになるように角周波数ωが決定され、誘起電圧生成手段２４から出力される誘起電圧Ｅｑがモータ２のｑ軸の誘起電圧と一致するように作用する。また、誘起電圧誤差ΔＥｄｓによって角周波数ωを介して回転位置θが調整されることにから、誘起電圧生成手段２４から出力される誘起電圧Ｅｄがモータ２のｄ軸の誘起電圧と一致するように作用する。その結果、モータ２の角周波数および回転位置が、それぞれ角周波数ωおよび回転位置θとして求まる。
【００４４】
以上説明したように、インバータ装置２１に設けた誘起電圧生成手段２４は、駆動対象モータ２の誘起電圧に対応した誘起電圧データを記憶しており、モータ２の回転駆動時にその誘起電圧データと角周波数ωおよび回転位置θとに基づいてモータ２の誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑを生成する。この誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑは出力電圧Ｖｄ、Ｖｑとしてモータ２に印加されるので、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑに含まれる誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑの高調波成分と実際のモータ２の誘起電圧の高調波成分とが相殺され、モータ２の誘起電圧の高調波成分に起因する電流変動が低減する。これにより、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが正弦波形となり、発生トルクの変動および騒音を低減できる。また、出力電圧Ｖｄ、Ｖｑには、それぞれ電流偏差に応じて定まる電圧Ｘｄ、Ｘｑが加算されているので、電流偏差をゼロにするような電流フィードバック制御も併せて行われる。
【００４５】
また、誘起電圧推定手段２８は、モータ誘起電圧の高調波成分の影響を受けない電圧Ｘｄ、Ｘｑと電流Ｉｄ、Ｉｑおよび角周波数ωとを用いて誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを演算するので、その誘起電圧誤差ΔＥｄｓ、ΔＥｑｓを用いて推定される角周波数ωと回転位置θは変動のない正確な値となり、推定誤差に伴うモータ効率の低下を防止できる。
【００４６】
従って、本実施形態のインバータ装置２１は、誘起電圧に大きな高調波成分が含まれるモータ、例えばモータ２に示すように回転子鉄心１９に永久磁石２０を埋め込んでリラクタンストルクを発生させる高効率モータを駆動するのに好適となる。また、誘起電圧の高調波成分に影響を受けないため、ローパスフィルタを付加する必要がなく、応答性を高められる。
【００４７】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図５を参照しながら説明する。
図５は、ベクトル制御インバータ装置の電流制御手段の電気的構成を機能ブロックにより示すもので、図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。図示しない回転位置推定手段は、第１の実施形態における回転位置推定手段２３と同一構成である。
【００４８】
インバータ装置３０の電流制御手段３１は、誘起電圧生成手段３２がモータ２の三相の誘起電圧データを記憶しており、その誘起電圧データと回転位置推定手段２３から入力した角周波数ωおよび回転位置θとに基づいてｕｖｗ各相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを生成するようになっている。
【００４９】
比例積分器１１、１２から出力される電圧Ｘｄ、Ｘｑは、座標変換器１３により回転座標上の電圧量に変換され、さらに二相／三相変換器３３により三相の電圧Ｘｕ、Ｘｖ、Ｘｗに変換される。加算器３４、３５、３６は、それぞれ誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと電圧Ｘｕ、Ｘｖ、Ｘｗとを加算して出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを求めるようになっている。これら減算器９、１０、比例積分器１１、１２、座標変換器１３、二相／三相変換器３３および加算器３４、３５、３６により出力電圧決定手段３７が構成されている。出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、三角波比較などの手法によるＰＷＭ形成器３８を介してパルス幅変調信号としてＰＷＭインバータ回路１５に与えられる。
【００５０】
誘起電圧生成手段３２は、次の（１３）式に基づく演算により三相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを生成している。ここで、Ｋ１、Ｋ２、Ｋ３は、それぞれモータ２を回転させて得た（５）式の係数Ｅ１、Ｅ５、Ｅ７を角周波数ωで除算した値である。
【００５１】
【数８】
0004154149.tif 000009
【００５２】
本実施形態は、三相の誘起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗを生成する点において二相の誘起電圧Ｅｄ、Ｅｑを生成する第１の実施形態と異なるが、その作用および効果は第１の実施形態と同様となり、モータ２に正弦波形の電流を供給することができる。
【００５３】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について図６を参照しながら説明する。
図６は、ベクトル制御インバータ装置の電気的構成を機能ブロックにより示すもので、図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。このインバータ装置３９は、第１の実施形態で説明したインバータ装置２１に対し、速度制御ループを付加した構成と回転位置推定手段４０の構成とを異にしている。回転位置推定手段４０は、第１の実施形態の回転位置推定手段２３に対し簡略化された構成となっている。
【００５４】
速度制御ループにおいて、減算器４１により指令角周波数ω0 と推定角周波数ωとの偏差Δωが演算され、その偏差Δωは比例積分器４２およびｄｑ分配器４３に入力され、指令電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒが決定されるようになっている。
【００５５】
回転位置推定手段４０の誘起電圧推定手段４４は、上述した（１０）式によりｄ軸の誘起電圧誤差ΔＥｄｓを演算する。角周波数決定手段４５は、この誘起電圧誤差ΔＥｄｓを用いて次の（１４）式による比例積分演算により角周波数ωを推定する。ここで、Ｇｘ、Ｇｙはそれぞれ比例ゲイン、積分ゲインである。さらに、得られた角周波数ωを積分することにより回転位置θを得られる。
【００５６】
【数９】
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【００５７】
この誘起電圧誤差ΔＥｄｓによって角周波数ωを介して回転位置θが調整されることから、誘起電圧生成手段２４が出力する誘起電圧Ｅｄがモータ２のｄ軸の誘起電圧と一致するように作用する。その結果、モータ２の角周波数および回転位置が、それぞれ角周波数ωおよび回転位置θとして求められる。
本実施形態によっても、誘起電圧誤差ΔＥｄｓにはモータ２の誘起電圧の高調波成分が含まれていないので、角周波数ωおよび回転位置θを正確に推定でき、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００５８】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記した各実施形態に限定されるものではなく、以下のような変形あるいは拡大が可能である。
各実施形態では誘起電圧生成手段２４、３２を電流制御手段２２、３１の一部として説明したが、これら誘起電圧生成手段２４、３２を回転位置推定手段２３、４０の一部と考えても良い。
第１、第２の各実施形態に対しても速度制御ループを付加しても良い。
【００５９】
電流検出手段５、６からの混入するノイズを低減するため、例えば角周波数ω、回転位置θ、電流Ｉｄ、Ｉｑ、電圧Ｘｄ、Ｘｑなどに対して処理周期に近い遮断周波数を持つローパスフィルタを付加しても良い。このローパスフィルタの付加は、本願発明の主旨に反するものではない。
モータ２の温度を検出するモータ温度検出器を設け、誘起電圧生成手段２４、３２の演算定数を温度補正すると良い。例えば、永久磁石２０の磁束密度温度係数に従って、検出温度が高くなれば（８）式、（９）式のＫ０、Ｋ１、Ｋ２を小さくする。これにより、より正確な誘起電圧を生成できる。
誘起電圧生成手段２４、３２は、誘起電圧の基本波成分と高調波成分とを生成しているが、誘起電圧の高調波成分のみ或いはトルク変動に影響の大きい特定次数の高調波成分のみを生成するようにしても良い。
【００６０】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明のベクトル制御インバータ装置は、永久磁石モータの誘起電圧を生成する誘起電圧生成手段と、電流の偏差に応じて定まる電圧に対し前記誘起電圧生成手段により生成された誘起電圧を加算して出力電圧を決定する出力電圧決定手段とを備えているので、出力電圧に含まれる高調波成分と永久磁石モータの誘起電圧の高調波成分とが相殺され、高調波成分に起因する電流変動が低減してモータ電流が正弦波形となり、発生トルクの変動や騒音が低減する。
【００６１】
また、電流偏差に応じて定まる電圧ならびにｄ軸電流およびｑ軸電流に基づいて、少なくとも永久磁石モータのｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差を求める誘起電圧推定手段と、少なくともそのｄ軸の誘起電圧基本波成分の誤差に基づいて回転子の角周波数および回転位置を決定する角周波数・位置決定手段とを備えているので、回転位置センサを用いることなく正確な回転位置を推定でき、推定誤差に伴うモータ効率の低下を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態であってベクトル制御インバータ装置の電気的構成を機能ブロックにより示す図
【図２】モータの回転位置に対する電圧の計算結果を示す図
【図３】モータ駆動時の電圧、電流、トルクの計算結果を示す図
【図４】モータの電圧ベクトルおよび電流ベクトルを示す図
【図５】本発明の第２の実施形態であってベクトル制御インバータ装置の電流制御手段の電気的構成を機能ブロックにより示す図
【図６】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図
【図７】従来技術を示す図１相当図
【図８】回転子の横断面図
【図９】図３相当図
【符号の説明】
２は永久磁石モータ、２１、３０、３９はベクトル制御インバータ装置、２４、３２は誘起電圧生成手段、２７、３７は出力電圧決定手段、２８、４４は誘起電圧推定手段、２９、４５は角周波数決定手段である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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