(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
光パルスを出力する短パルスレーザと；
上記光パルスの一方を入力し、その電気応答を出力する時間波形観測システム用フォトダイオードと；
上記時間波形観測システム用フォトダイオードが出力した電気出力信号に基づいて、シンセサイザ同期信号を抽出する同期信号抽出器と；
上記同期信号抽出器の出力信号を入力する第１、第２のシンセサイザと；
上記第１、第２のシンセサイザの出力信号から、トリガ信号を抽出するミクサと；
上記第１のシンセサイザが出力したドライブ信号によって駆動され、被測定信号を出力する被測定回路と；
上記短パルスレーザの光パルスの他方が照射され、上記被測定回路が出力した被測定信号を入力し、サンプリング信号を出力するサンプラー回路と；
上記トリガ信号と上記サンプリング信号とを入力し、実時間スケールで波形表示する実時間波形表示器と；
を有することを特徴とする時間波形観測システム。
【請求項２】
請求項１において、
上記サンプラー回路は、
第１の伝送線路と；
バイアス電源端子と上記第１の伝送線路との間に接続されているフォトダイオードと；
上記第１の伝送線路の途中または他端に、単相信号を両相信号に変換する変換器と；
第１の信号線と第２の信号線とによって構成され、上記第１の信号線の一端と上記第２の信号線の一端とが上記変換器の出力端子に接続されている第２の伝送線路と；
上記第１の信号線の他端が一端に接続されている第１の容量と、上記第１の容量の他端にアノードが接続されている第１のダイオードと、上記第１のダイオードのカソードにアノードが接続されている第２のダイオードと、上記第２のダイオードのカソードが一端に接続され、他端が上記第２の信号線の他端に接続されている第２の容量とを具備し、一端が接地されている抵抗の他端と上記第２のダイオードのアノードとが接続されているサンプリングゲートと；
を有し、上記フォトダイオードに光パルスを入射し、被測定信号を上記第１のダイオードのカソードに入力し、サンプリング信号を上記第１の容量の他端または上記第２の容量の一端から取り出す回路であることを特徴とする時間波形観測システム。
【請求項３】
請求項２において、
上記第１の伝送線路は、マイクロストリップ線路またはコプレナー線路であることを特徴とする時間波形観測システム。
【請求項４】
請求項２において、
上記変換器は、バランであることを特徴とする時間波形観測システム。
【請求項５】
請求項２において、
上記第１、２の信号線は、スロット線路であることを特徴とする時間波形観測システム。
【請求項６】
請求項２において、
上記第２の伝送線路の特性インピーダンスと、上記サンプリングゲートのインピーダンスとを整合する整合回路を有することを特徴とする時間波形観測システム。
【請求項７】
請求項６において、
上記整合回路は、終端整合ネットワークであることを特徴とする時間波形観測システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、被測定信号をサンプリングする回路（サンプラー回路）と、その回路を用いた時間波形観測システムとに関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は、従来のサンプラー回路ＳＣ１１を示す回路図である。
【０００３】
この従来のサンプラー回路ＳＣ１１は、「参考文献：W.C. Whiteley, W.E. Kunz, W.J.Anklam,“50 GHz sampler hybrid utilizing a small shockline and an internal SRD”, 1991 IEEE MTT-S Digest pp.895-898(1991)）」に開示されている。
【０００４】
従来のサンプラー回路ＳＣ１１において、被測定信号入力端子ＲＦと、ＬＯ信号入力端子ｔ１と、サンプリング信号出力端子ＩＦ１、ＩＦ２とが設けられている。
【０００５】
また、従来のサンプラー回路ＳＣ１１において、ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤと、マイクロストリップ線路２１、２２とが設けられ、容量ＣｍとインダクタＬｍとによって構成されている終端ネットワーク６２は、ＬＯ信号入力端子ｔ１からサンプラー回路側を見た入力インピーダンスを、ＬＯ信号の周波数で５０Ωとする整合ネットワークである。
【０００６】
また、従来のサンプラー回路ＳＣ１１において、スロット線路４１、４２と、マイクロストリップ線路２１、２２と、スロット線路４１、４２へ変換するバラン３１と、コプレナー線路６４と、電荷を蓄積するホールド容量Ｃｈと、サンプリング用のダイオードＤ１、Ｄ２と、コプレナー線路用の終端抵抗Ｒｔとが設けられている。
【０００７】
従来のサンプラー回路ＳＣ１１を、機能的に分割すると、以下の（１）、（２）の機能部分に分けられる。
（１）サンプリング用ダイオードＤ１、Ｄ２を駆動する電圧パルス（サンプリングパルス）の発生部分と、
（２）上記サンプリングパルスを用いた被測定信号のサンプリング部分と
に分けられる。
【０００８】
次に、従来のサンプラー回路ＳＣ１１において、上記２つの機能部分毎の動作について説明する。
（１）サンプリングパルスの発生部分における動作
ＬＯ信号入力端子ｔ１へ入力されるＬＯ信号に基づいて、図８中のステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤと、終端整合ネットワーク６２と、バラン３１と、片端がマイクロストリップ線路２１、２２のグランドへ接地されているスロット線路４１、４２とによって構成されている回路部分において、サンプリングパルスが発生する。
【０００９】
ＬＯ信号の周期は、発生させるサンプリングパルスの時間幅よりも十分に長く、上記参考文献の例では、サンプリングパルスの時間幅が、ｐｓオーダであるのに対して、ＬＯ信号の周期は、ｎｓオーダである。
【００１０】
次に、上記従来例におけるサンプリングパルスの発生原理について説明する。
【００１１】
図９は、従来のサンプラー回路ＳＣ１１において、ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤが高速な立ち下がり信号を発生する様子を示す図である。
【００１２】
ここで、ＬＯ信号として、図９（１）に示すような、正弦波状に時間変化する電圧信号を考える。
【００１３】
図９（２）は、上記従来例において、ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤのアノードからカソードへ流れる電流ＩSRDの時間的変化を模擬的に示す図である。
【００１４】
図９（３）は、上記従来例において、ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤのアノード電圧ＶAの時間的変化を模擬的に示す図である。
【００１５】
トリガ信号の電圧が正である時間帯では、ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤへのバイアス電圧は、順方向であり、ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤは、ＩSRDが流れるｏｎ状態である。したがって、ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤのアノードは、接地されているステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤのカソードと、非常に低いインピーダンスで導通がとれ、アノード電圧ＶAは、図９（３）に示すように、ほぼ０に近い値を示す。
【００１６】
次いで、ＬＯ信号の電圧が負になると、しばらくの間は、負方向の電流ＩSRDが流れるが、一定時間後に、ＩSRDは、急激に０になる。すなわち、ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤは、逆方向にバイアスされてから一定時間後に、非常に短い時間で、ｏｎ状態からｏｆｆ状態へ遷移する。
【００１７】
このｏｎ状態からｏｆｆ状態への遷移が、非常に高速であることが、ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤの特徴である。ＰＮ接合ダイオードでは、遷移時間がｎｓオーダであるが、ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤでは、遷移時間が数十ｐｓオーダである。ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤがｏｎからｏｆｆへ高速に遷移される結果、アノード電圧ＶAは、ほぼ０に近い値から、ＬＯ信号入力端子ｔ１に印加されたＬＯ信号に近い電圧値へ、ステップ状に変化する。
【００１８】
このときに、ＬＯ信号の電圧値が負であるので発生する電圧ステップは、立ち下がりになる。この立ち下がり電圧ステップは、マイクロストリップ線路を伝搬し、バラン３１へ到達する。バラン３１は、マイクロストリップ線路２１、２２から、スロット線路４１、４２への線路変換を利用し、単相（シングル）信号を両相（バランス）信号へ変換する素子である。
【００１９】
よって、従来のサンプラー回路ＳＣ１１では、立ち下がり電圧ステップのみの単相信号が、立ち下がり電圧ステップと立ち上がり電圧ステップとによって構成される両相信号へ変換される。このバラン３１で生成された立ち下がり／立ち上がり電圧ステップは、それぞれ、図８のスロット線路の下側／上側の導体を伝搬する。
【００２０】
立ち下がり／立ち上がり電圧ステップが、伝搬すると、スロット線路がコプレナー線路のグランドでショートされている地点まで到達する。この結果、立ち下がり／立ち上がり電圧ステップは、その先頭から順次、逆相で反射される。
【００２１】
この結果、立ち下がり／立ち上がり電圧ステップの後方の部分は、逆相で反射した先頭部の電圧ステップによって打ち消され、電圧パルスが形成される。立ち上がり電圧ステップが、伝搬してきたスロット線路の上部導体には、電圧が時間的に立ち上がり／立ち下がりと変化する正極性の電圧パルスが発生し、逆に、立ち下がり電圧ステップが伝搬してきたスロット線路の下部導体には、立ち下がり／立ち上がりと変化する負極性の電圧パルスが発生する。
【００２２】
この電圧パルスの時間幅は、ショート地点からの距離で異なる。つまり、ショート地点から近い程、立ち上がりから立ち下がり（または立ち下がりから立ち上がり）の変化が早く発生するので、パルスの時間幅が短くなる。
（２）被測定信号のサンプリング部分における動作
被測定信号のサンプリングは、上記（１）で説明した電圧サンプリングパルスを用いて、図８中のホールド容量Ｃｈ、ダイオードＤ１、Ｄ２、抵抗Ｒｔ、コプレナー線路によって構成されている回路部分で行われる。
【００２３】
まず、被測定信号のサンプリング部分における回路構成について説明する。
【００２４】
被測定信号は、ＲＦ端子から入力され、コプレナー線路を伝搬し、グランドに並列接続されている２つの抵抗Ｒｔで終端される。なおサンプラー回路の被測定信号に対する入力インピーダンスは、高速回路である場合、５０Ωが一般的であり、コプレナー線路の特性インピーダンスは５０Ω、終端抵抗も５０Ωになるように、Ｒｔ＝１００Ωと設定される。また、被測定信号の電位のサンプリングを、終端地点ｓ（２つの抵抗Ｒｔのグランドではない方の接続点）で行うべく、サンプリング用のダイオードＤ１のカソードと、ダイオードＤ２のアノードとが終端地点ｓに接続されている。
【００２５】
さらに、ダイオードＤ１のアノード、Ｄ２のカソードは、それぞれ、ホールド容量Ｃｈを介して、スロット線路の上側、下側の導体に接続されている。
【００２６】
上記（１）で説明したように、スロット線路の上側、下側には、それぞれ、正極性、負極性の電圧パルスが、対で発生する。この電圧パルス対（サンプリングパルス）によって、ホールド容量を介して、ダイオードがｏｎするように、ダイオードＤ１、Ｄ２と、ホールド容量Ｃｈのパラメータとが決められている。
【００２７】
以上の説明を基にして、被測定信号のサンプリング動作について説明する。
【００２８】
サンプリングパルスによって、ダイオードＤ１、Ｄ２は、電流が流れるｏｎ状態となる。ここで、ダイオードＤ１、Ｄ２を流れる電流量は、必ずしも互いに等しくはなく、両者の接続点である端子ｓの電位によって変化し、すなわち被測定信号の電位によって変化する。たとえば、被測定信号の電位が高いと、ダイオードＤ２に加えられる電圧が、ダイオードＤ１に加えられる電圧よりも大きくなり、ダイオードＤ２を流れる電流量が、ダイオードＤ１を流れる電流量よりも大きくなる。逆に、被測定信号の電位が低いときには、ダイオードＤ１を流れる電流量が、ダイオードＤ２を流れる電流量よりも大きくなる。
【００２９】
したがって、ダイオードＤ１、Ｄ２のそれぞれに接続されているホールド容量Ｃｈにチャージされる電荷量も、被測定信号の電位に応じて、変化する。ホールド容量Ｃｈにチャージされた電荷は、サンプリングパルスが消えた後でも、保持され続け、端子ＩＦ１、ＩＦ２から電圧信号として読み出される。この電圧信号が、サンプリング信号である。
【００３０】
ここで、ダイオードのｏｎ状態である時間が短い程、ホールド容量Ｃｈにチャージされる電荷は、被測定信号の短い時間の電位を反映したものになる。つまり、サンプリングパルスが短い程、高い時間分解能で、被測定信号をサンプリングすることができる。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来例のサンプラー回路の時間分解能は、サンプリングパルスの時間幅が短い程、向上する。
【００３２】
上記従来例では、ステップ・リカバリ・ダイオードＳＲＤと、ショートされたスロット線路４１、４２との組み合わせで、サンプリングパルスが形成されるが、この組み合わせで形成されるパルスの立ち上がり／立ち下がり時間は、３５〜４５ｐｓ程度である。
【００３３】
上記従来例よりも高い時間分解能を得るには、より高速な立ち上がり／立ち下がり時間を持つサンプリングパルスの発生が不可欠である。
【００３４】
本発明は、高速な立ち上がり／立ち下がり時間を持つ光サンプリングパルスを、サンプラー回路に供給したときに、より高時間分解能を有するサンプラー回路を実現できるようにすることを目的とするものである。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、光パルスを出力する短パルスレーザと、上記光パルスの一方を入力し、その電気応答を出力する時間波形観測システム用フォトダイオードと、上記時間波形観測システム用フォトダイオードが出力した電気出力信号に基づいて、シンセサイザ同期信号を抽出する同期信号抽出器と、上記同期信号抽出器の出力信号を入力する第１、第２のシンセサイザと、上記第１、第２のシンセサイザの出力信号から、トリガ信号を抽出するミクサと、上記第１のシンセサイザが出力したドライブ信号によって駆動され、被測定信号を出力する被測定回路と、上記短パルスレーザの光パルスの他方が照射され、上記被測定回路が出力した被測定信号を入力し、サンプリング信号を出力するサンプラー回路と、上記トリガ信号と上記サンプリング信号とを入力し、実時間スケールで波形表示する実時間波形表示器とを有することを特徴とする時間波形観測システムである。
【００３７】
【発明の実施の形態および実施例】
［第１の実施例］
図１は、本発明の第１の実施例であるサンプラー回路ＳＣ１を示す回路図である。
【００３８】
サンプラー回路ＳＣ１は、第１の伝送線路としてのマイクロストリップ線路２１、２２と、バイアス電源端子１１とマイクロストリップ線路２１、２２との間に接続されているフォトダイオードＰＤと、上記マイクロストリップ線路２１、２２の途中または他端に、単相信号を両相信号に変換する変換器としてのバラン３１と、スロット線路４１、４２と、サンプリングゲート５０とを有する。
【００３９】
スロット線路４１の一端とスロット線路４２の一端とがバラン３１の出力端子に接続され、スロット線路４１と４２とによって、第２の伝送線路を構成し、スロット線路４１は、第１の信号線の例であり、スロット線路４２は、第２の信号線の例である。
【００４０】
サンプリングゲート５０は、第１の容量Ｃ１と、第１のダイオードＤ１と、第２のダイオードＤ２と、第２の容量Ｃ２とによって構成されている直列回路である。
【００４１】
第１の容量Ｃ１は、スロット線路４２の他端が一端に接続されている容量であり、第１のダイオードＤ１は、第１の容量Ｃ１の他端にアノードが接続されているダイオードであり、第２のダイオードＤ２は、第１のダイオードＤ１のカソードにアノードが接続されているダイオードである。また、第２の容量Ｃ２は、第２のダイオードＤ２のカソードが一端に接続され、他端がスロット線路４１の他端に接続されている容量である。さらに、一端が接地されている終端抵抗Ｒｔｒｆの他端と第２のダイオードＤ２のアノードとが接続されている。
【００４２】
また、被測定信号入力端子ＲＦが、第１のダイオードＤ１のカソードに設けられ、サンプリング信号出力端子ＩＦ１が、第１の容量Ｃ１の他端に設けられ、サンプリング信号出力端子ＩＦ２が、第２の容量Ｃ２の一端に設けられている。
【００４３】
そして、フォトダイオードＰＤに光パルスを入射し、被測定信号を第１のダイオードＤ１のカソードに入力し、サンプリング信号を第１の容量Ｃ１の他端または第２の容量Ｃ２の一端から取り出す。
【００４４】
次に、サンプラー回路ＳＣ１の動作について説明する。
【００４５】
フォトダイオードＰＤに、光パルスが照射されることによって、サンプリングパルスが発生する。フォトダイオードＰＤのアノード側が、バイアス電源端子に接続され、フォトダイオードＰＤのカソード側が、マイクロストリップ線路２１、２２と抵抗Ｒｔｐｄとを通じて、接地されている。
【００４６】
バイアス電源端子１１に負電位を印加し、これによって、フォトダイオードＰＤを逆バイアスし、フォトダイオードＰＤが光信号に応答するようになる。このときに、フォトダイオードＰＤのインピーダンスは、ＭΩオーダであり、抵抗Ｒｔｐｄは、線路を整合するために、数十Ω程度である。したがって、バイアス電源端子１１に印加された電圧の殆どは、フォトダイオードＰＤに印加される。
【００４７】
このために、フォトダイオードＰＤのカソードの電位は、ほぼ０Ｖである。この状態で、光がフォトダイオードＰＤに照射されると、光電流は、フォトダイオードＰＤのカソードからアノードに流れ、カソードの電位が、０から負へ低下する。
【００４８】
今、照射する光の波形は、パルス状であるので、フォトダイオードＰＤのカソードの電位変化は、負極性のパルス状になる。ただし、その電位パルスの時間幅・ピーク値は、現状の技術レベルでは、一般にフォトダイオードＰＤの帯域・飽和出力で制限され、報告されている単一走行キャリアフォトダイオードを用いれば、数ｐｓ、数Ｖ程度までは実現可能である。
【００４９】
上記単一走行キャリアフォトダイオードＰＤは、「参考文献：S.Kodama, T.Ito, N.Watanabe, S.Kondo, H.Takeuchi, H.Ito, and T.Ishibashi,“Optical gate integrated a photodiode and an electroabsorption modulator”, Trends in optics and photonics series vol.49, Oprical Society of America, to bi published(2001)」に記載されている。
【００５０】
光パルスによって発生した負極性電位パルスは、バラン３１が接続されている地点まで、マイクロストリップ線路２１、２２を伝搬する。バラン３１は、伝送線路を変換することによって、単相信号を両相信号に変換する素子である。
【００５１】
上記実施例では、マイクロストリップ線路２１、２２からスロット線路４１、４２へ、伝送線路を変換することによって、負極性のみの単相の電位パルスに基づいて、負極性と正極性との両相の電位パルスヘ変換される。この負極性／正極性のパルスは、それぞれ、スロット線路４１（下側導体）、スロット線路４２（上側導体）を、サンプリングゲート５０まで伝搬する。
【００５２】
サンプリングゲート５０は、容量Ｃ１、Ｃ２と、ダイオードＤ１、Ｄ２とによって構成されている。サンプリングゲート５０は、スロット線路４１、４２の終端点であり、この地点において、スロット線路４１、４２とサンプリングゲート５０とのインピーダンス整合が取れていないと、反射によって、電位パルスの時間幅の増大・ピーク値の減少等を引き起こす。
【００５３】
電位パルスの時間幅が増大すると、サンプラー回路の時間分解能の悪化を招き、ピーク値が減少すると、ホールド容量Ｃ１、Ｃ２に蓄積される電荷の減少によって、サンプラー回路ＳＣ１の変換効率が低下する。
【００５４】
これらを抑制するには、スロット線路４１、４２のインピーダンスと、サンプリングゲート５０のインピーダンスとの整合が必要である。このインピーダンス整合を行う場合、スロット幅を変化させることによって、スロット線路４１、４２の特性インピーダンスを調整するか、容量Ｃ１、Ｃ２の容量値を調整するか、ダイオードＤ１、Ｄ２の面積を変化させるかを実行することによって、サンプリングゲート５０のインピーダンスを調整し、これによって、スロット線路４１、４２とサンプリングゲート５０とのインピーダンス整合を行う。
【００５５】
サンプリングゲート５０で、反射がなく終端された負極性／正極性のパルスが、サンプリングゲート５０をｏｎ状態にし、被測定信号入力端子ＲＦから入力された被測定信号をサンプリングする。サンプリングゲート５０の動作の詳細は、従来技術の説明における「（２）被測定信号のサンプリング部分における動作」で述べた通りである。
【００５６】
［第２の実施例］
図２は、本発明の第２の実施例であるサンプラー回路ＳＣ２を示す回路図である。
【００５７】
サンプラー回路ＳＣ２は、フォトダイオードＰＤのバイアス方法を除いては、サンプラー回路ＳＣ１と同じである。
【００５８】
つまり、サンプラー回路ＳＣ２は、マイクロストリップ線路２１、２２の代わりに、コプレナー線路６１、６２、６３が設けられている点と、スロット線路４１、４２の代わりに、スロット線路４３、４４が設けられている点とが、サンプラー回路ＳＣ１とは異なる。
【００５９】
バラン３２は、コプレナー線路６１、６２、６３を、スロット線路４３、４４に変換するものである。ＤＣショート４５は、スロット線路４３、４４のスロット部分から十分に離れ、時間的に変化する電磁界成分がほぼ０であるような地点を接地することによって得たＤＣ成分に対するショートである。
【００６０】
サンプラー回路ＳＣ２において、フォトダイオードＰＤは、カソード側が、バイアス電源端子１１に接続され、アノード側が、コプレナー線路６１とスロット線路４４（上部導体）のＤＣショート４５を通して、ＤＣ的に接地されている。なお、スロット線路４３、４４上の電位パルスは、ＤＣではないので、サンプラー回路ＳＣ１の場合と同様に、サンプリングゲート５０ヘ伝搬される。
【００６１】
［第３の実施例］
図３は、本発明の第３の実施例であるサンプラー回路ＳＣ３を示す図である。
【００６２】
サンプラー回路ＳＣ３は、サンプラー回路ＳＣ１において、終端整合ネットワーク５１が付加されている実施例である。
【００６３】
終端整合ネットワーク５１は、スロット線路４１、４２の終端整合ネットワークである。
【００６４】
サンプラー回路ＳＣ３の動作は、基本的には、サンプラー回路ＳＣ１の動作と同じである。
【００６５】
ただ、サンプラー回路ＳＣ３では、スロット線路４１、４２とサンプリングゲート５０との接続点において、スロット線路４１、４２の２つの導体間に、整合ネットワーク５１が挿入され、インピーダンス整合を得ている点が、サンプラー回路ＳＣ１とは異なる。この場合でも、終端点における電位パルスの時間幅の増大・ピーク値の減少等が起こらずに、サンプリングゲート５０がｏｎされる。
【００６６】
［第４の実施例］
図４は、本発明の第４の実施例であるサンプラー回路ＳＣ４を示す回路図である。
【００６７】
サンプラー回路ＳＣ４は、サンプラー回路ＳＣ２において、終端整合ネットワーク５２が付加されている実施例である。
【００６８】
終端整合ネットワーク５２は、スロット線路４３、４４の終端整合ネットワークである。
【００６９】
サンプラー回路ＳＣ４の動作は、基本的には、サンプラー回路ＳＣ２の動作と同じである。
【００７０】
ただ、サンプラー回路ＳＣ３では、スロット線路４３、４４とサンプリングゲート５０との接続点において、スロット線路４３、４４の２つの導体間に、整合ネットワーク５１が挿入され、インピーダンス整合を得ている点が、サンプラー回路ＳＣ２とは異なる。この場合でも、終端点における電位パルスの時間幅の増大・ピーク値の減少等が起こらずに、サンプリングゲート５０がｏｎされる。
【００７１】
［第５の実施例］
図５は、本発明の第５の実施例である時間波形観測システムＷＷ１を示すブロック図である。
【００７２】
最初に、時間波形観測システムＷＷ１の動作原理について説明する。
【００７３】
時間波形観測システムＷＷ１の動作原理は、ｆ＋Δｆ（Ｈｚ）の周期で繰り返される超高速信号を、Δｆ（Ｈｚ）の低速信号へ等価的に速度変換し、その時間波形を観測するシステムである。なお、Δｆは、ｆに比べて十分小さく、１／１０００以下である。
【００７４】
現状の技術レベルでは、時間波形を実時間で観測する実時間波形表示器は、高々数ＧＨｚ程度の繰り返し信号の観測しかできないので、上記のように、ｆ＋Δｆ（Ｈｚ）の周期で繰り返される超高速信号を、Δｆ（Ｈｚ）の低速信号へ等価的に速度変換し、その時間波形を観測するシステムを採用する。
【００７５】
図６は、時間波形観測システムＷＷ１における動作原理を示す図である。
【００７６】
低速信号への速度変換は、図５中のサンプラー回路ＳＣ１で行われるが、低速信号への速度変換を、図６を用いて詳細に説明する。
【００７７】
被測定信号ｆ＋Δｆは、ｆ＋Δｆ（Ｈｚ）の繰り返し周期を有し、サンプリングパルスは、ｆ／ｍ（Ｈｚ）の繰り返し周期で、被測定信号ｆ＋Δｆをサンプリングする。なお、ｍは、整数値である。図６では、ｍ＝１であるが、ｍ＞１００であることが、一般的である。
【００７８】
ここで、被測定信号ｆ＋Δｆと、サンプリングパルスとの間には、同期が確立されている。このときに、被測定信号ｆ＋Δｆに加えられている△ｆのオフセット周波数成分のために、サンプリングパルスの発生毎に、被測定信号ｆ＋Δｆの進んだ位相部分が、サンプリングされる。このサンプリングパルス発生毎の被測定信号ｆ＋Δｆの位相進みが、時間波形観測システムＷＷ１における時間分解能Δｔであり、この時間分解能Δｔは
Δｔ＝ｍ／ｆ−ｍ／（ｆ＋Δｆ）＝ｍΔｆ／｛ｆ（ｆ＋Δｆ）｝…式（１）
と表される。この時間分解能Δｔで、被測定信号の１周期をサンプリングするのに必要なサンプリングの回数ｎは、
ｎ＝（１／Δｔ）・（１／（ｆ＋Δｆ））＝ｆ／（ｍ△ｆ）…式（２）
である。
【００７９】
これから、被測定信号の１周期のサンプリングに要する時間Ｔが求められ、
Ｔ＝ｎ・（ｍ／ｆ）＝１／Δｆ…式（３）
となる。式（３）は、被測定信号ｆ＋Δｆ（Ｈｚ）における１周期が、Δｆ（Ｈｚ）という周波数の信号における１周期に変換されたことを意味している。
【００８０】
次に、上記の動作原理を実現する時間波形観測システムＷＷ１の構成を、図５に基づいて説明する。
【００８１】
短パルスレーザ７１は、サンプラー回路ＳＣ１へ光サンプリングパルスｆ／ｍを供給する光パルス源であり、機能的に光サンプリングパルスｆ／ｍを発生することができるものであればよく、ファイバレーザ、半導体モードロックレーザ等である。
【００８２】
また、時間波形観測システムＷＷ１では、動作原理の説明で述べたように、光サンプリングパルスｆ／ｍと、被測定信号ｆ＋Δｆとが同期する必要がある。そこで、時間波形観測システムＷＷ１では、短パルスレーザ７１、時間波形観測システム用フォトダイオード７２、同期信号抽出器７３、発振器８０、被測定回路９１と連なる経路で、光サンプリングパルスｆ／ｍと、被測定信号ｆ＋Δｆとの同期を確立する。
【００８３】
まず、短パルスレーザ７１の出力信号である光サンプリングパルスｆ／ｍの一部が、時間波形観測システム用フォトダイオード７２に入力され、光サンプリングパルスｆ／ｍの発振周波数成分を含む電気信号が生成される。この電気信号は、同期信号抽出器７３に入力され、光サンプリングパルスｆ／ｍに同期した発振器同期信号を、同期信号抽出器７３が出力する。
【００８４】
ここで、同期信号抽出器７３は、光サンプリングパルスｆ／ｍと、後段の第１のシンセサイザ８１、第２のシンセサイザ８２のインターフェースとを整合するように構成する。たとえば、光サンプリングパルスｆ／ｍの発振周波数が、１００ＭＨｚであり、シンセサイザ８１，８２が、１０ＭＨｚ信号を入力するインターフェースである場合、１００ＭＨｚバンドパスフィルタと、１００ＭＨｚ挟帯域アンプと、１／１０分周器とによって、同期信号抽出器７３を構成することが考えられる。
【００８５】
続いて、発振器同期信号は、第１のシンセサイザ８１、第２のシンセサイザ８２に入力され、互いに同期した発振信号が出力される。このうちで、第１のシンセサイザ８１の出力信号（ドライブ信号ｆ＋Δｆ）が、被測定回路９１を駆動し、被測定信号ｆ＋Δｆを得ることができる。結局、被測定信号ｆ＋Δｆは、ドライブ信号、発振器同期信号（シンセサイザ同期信号）を通じて、光サンプリングパルスｆ／ｍと同期する。
【００８６】
また、時間波形観測システムＷＷ１では、サンプラー回路ＳＣ１で速度変換された信号を、実時間波形表示器９２が表示する。この際、被測定信号ｆ＋Δｆが、正弦波信号のように、同一繰り返し信号であるか、ランダムなデジタルデータ信号のように、同一繰り返しではないが立ち上がり／立ち下がりの時間間隔が、ある周期の整数倍になっている信号であるかに応じて、実時間波形表示器９２へのトリガ信号Δｆの要・不要が決まる。
【００８７】
図７は、時間波形観測システムＷＷ１において、被測定信号のタイプに応じて得られるサンプリング信号Δｆの違いを示す図である。
【００８８】
被測定信号が、同一繰り返し信号であるときに、図７（１）に示すように、光サンプリングパルスｆ／ｍは、被測定信号を時間的に、シーケンシャルにサンプリングする。よって、得られたサンプリング信号の波形は、被測定信号を時間軸方向に引き延ばした形の波形であり、同一信号の繰り返し波形である。
【００８９】
ここで、サンプリング信号Δｆの立ち上がりの中心をトリガ点として、トリガ毎にサンプリング信号を折り返すことを考える。このときに、立上がりは、サンプリング信号の１周期毎にあるので、観測される信号は、図７（１）に示すように、サンプリング信号の１周期分、すなわち、被測定信号を時間軸方向に伸ばした信号である。
【００９０】
つまり、被測定信号ｆ＋Δｆが、同一繰り返し信号である場合には、サンプリング信号Δｆ自身をトリガ信号とすれば、波形観測は可能であり、トリガ信号を別途設ける必要がない。
【００９１】
一方、被測定信号が、ランダムなデジタルデータ信号のような場合には、図７（２）に示すように、光サンプリングパルスｆ／ｍは、被測定信号を恰もランダムにサンプリングする。しかし、得られたサンプリング信号を、何点かおきに（図７（２）では８点おきに）、折り返すと、いわゆる“アイパターン”波形になる。
【００９２】
これは、ハイレベルとローレベルとの発生がランダムであるので、折り返されたサンプリング点の全てで、ハイレベル／ローレベルになる可能性があるが、立ち上がり／立ち下がりについては、ある周期の整数倍でしか発生しないので、折り返されたサンプリング点においても、決まった点でしか現れないためである。
【００９３】
ここで、アイパターンを得るために、サンプリング信号を折り返すタイミングを与えるトリガ信号が必要であるが、この場合、サンプリング信号自身は、ランダムであるので、トリガ信号にはなれない。そこで、被測定信号が、ランダムなデジタルデータである場合には、トリガ信号が必要になる。
【００９４】
時間波形観測システムＷＷ１では、トリガ信号を得るために、被測定信号を駆動する第１のシンセサイザ８１と、これに同期した第２のシンセサイザ８２と、発振器１の出力信号と発振器２の出力信号とのビート成分を抽出するミクサ８３とを用意している。
【００９５】
トリガ信号として、サンプリング信号の１周期の信号△ｆ（Ｈｚ）を必要とするが、第１のシンセサイザ８１、第２のシンセサイザ８２が、それぞれｆ＋Δｆ、ｆ（Ｈｚ）を出力し、これらをミクサ８３に入力することによって、Δｆ（Ｈｚ）を得ることができる。
【００９６】
［その他の実施例］
サンプラー回路ＳＣ１、ＳＣ３において、フォトダイオードＰＤのアノードが、バイアス電源端子１１に接続されているが、このようにする代わりに、フォトダイオードＰＤのカソードを、バイアス電源端子１１に接続するように、極性を反転した例が、本発明の他の実施例である。
【００９７】
ただし、上記他の実施例において、マイクロストリップ線路２１、２２上のパルスの極性も、負極性から正極性に反転し、これに伴い、スロット線路４１、４２の２導体を伝搬するパルスの極性も反転する。つまり、上側導体４２が、正極性から負極性になり、下側導体４１が、負極性から正極性になる。上記の場合、ダイオードＤ１、Ｄ２の極性も、反転させる必要がある。
【００９８】
また、サンプラー回路ＳＣ２、ＳＣ４において、フォトダイオードＰＤのカソードが、バイアス電源端子１１に接続されているが、このようにする代わりに、フォトダイオードＰＤのアノードが、バイアス電源端子１１に接続されるように、極性を反転した例が、本発明の別の実施例である。上記別の実施例において、スロット線路４３、４４上のパルス極性が反転するので、ダイオードＤ１、Ｄ２の極性を反転させる必要がある。
【００９９】
時間波形観測システムＷＷ１において、Δｆ（Ｈｚ）のトリガ信号を得るために、第１のシンセサイザ８１の出力信号ｆ＋Δｆ（Ｈｚ）と、第２のシンセサイザ８２の出力信号ｆ（Ｈｚ）とを、ミクサ８３に入力しているが、ミクサ８３を省略し、第２のシンセサイザ８２を、Δｆ（Ｈｚ）で出力させ、この出力されたΔｆ（Ｈｚ）の信号を、トリガ信号として用いるようにしてもよい。
【０１００】
また、時間波形観測システムＷＷ１において、サンプラー回路ＳＣ１の代わりに、サンプラー回路ＳＣ２、ＳＣ３、ＳＣ４を使用するようにしてもよい。
【０１０１】
【発明の効果】
本発明によれば、高速な立ち上がり／立ち下がり時間を持つ光サンプリングパルスｆ／ｍを、サンプラー回路に供給したときに、より高時間分解能を有するサンプラー回路を実現できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例であるサンプラー回路ＳＣ１を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施例であるサンプラー回路ＳＣ２を示す回路図である。
【図３】本発明の第３の実施例であるサンプラー回路ＳＣ３を示す図である。
【図４】本発明の第４の実施例であるサンプラー回路ＳＣ４を示す回路図である。
【図５】本発明の第５の実施例である時間波形観測システムＷＷ１を示すブロック図である。
【図６】時間波形観測システムＷＷ１における動作原理を示す図である。
【図７】時間波形観測システムＷＷ１において、被測定信号のタイプに応じて得られるサンプリング信号Δｆの違いを示す図である。
【図８】従来のサンプラー回路ＳＣ１１を示す回路図である。
【図９】従来のサンプラー回路ＳＣ１１において、ステップ・リカバリ・ダイオードが高速な立ち下がり信号を発生する様子を示す図である。
【符号の説明】
ＳＣ１、ＳＣ２、ＳＣ３、ＳＣ４…サンプラー回路、
２１…第１の伝送線路としてのマイクロストリップ線路、
２２…第２の伝送線路としてのマイクロストリップ線路、
ＰＤ…フォトダイオード、
３１…変換器としてのバラン、
４１…第１の信号線としてのスロット線路、
４１…第２の信号線としてのスロット線路、
５０…サンプリングゲート、
Ｃ１…第１の容量、
Ｃ２…第２の容量、
Ｄ１…第１のダイオード、
Ｄ２…第２のダイオード、
４３、４４…スロット線路、
６１、６２、６３…コプレーナ線路、
５１、５２…終端整合ネットワーク、
ＷＷ１…時間波形観測システム、
７１…短パルスレーザ、
７２…時間波形観測システム用フォトダイオード、
７３…同期信号抽出器、
８０…発振器、
８１…第１のシンセサイザ、
８２…第２のシンセサイザ、
９１…被測定回路、
９２…実時間波形表示器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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