(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
可変局部発振器信号を受けて所望中間周波数の出力信号を発生する基準チャネル・ミキサと、
リターン・ロス・ブリッジ及び上記基準チャネル・ミキサに結合された可変周波数信号源と、
上記リターン・ロス・ブリッジからのリターン・ロス信号及び上記可変局部発振器信号を受けて、上記所望中間周波数の出力信号を発生するテスト・チャネル・ミキサと、
上記基準チャネル・ミキサ及び上記テスト・チャネル・ミキサからの上記中間周波数の出力信号を処理して、上記リターン・ロス・ブリッジのインピーダンス・テスト・ポートに結合された被試験装置のＲＦ測定結果を得る処理手段と
を具えたネットワーク・アナライザであって、
上記基準チャネル・ミキサ及び上記テスト・チャネル・ミキサに上記可変局部発振器信号を順次に供給する第１スイッチと、
上記基準チャネル・ミキサ及び上記テスト・チャネル・ミキサの出力端からの上記中間周波数の出力信号を上記処理手段に順次に供給する第２スイッチとを更に具え、
上記第１スイッチが上記基準チャネル・ミキサを選択するとき上記第２スイッチが上記基準チャネル・ミキサを選択し、上記第１スイッチが上記テスト・チャネル・ミキサを選択するとき上記第２スイッチが上記テスト・チャネル・ミキサを選択することを特徴とするネットワーク・アナライザ。
【請求項２】
伝送テスト・ポートと、
第１入力端に上記伝送テスト・ポートからの信号を受け、第２入力端に上記第１スイッチを介して上記可変局部発振器信号を順次に受け、出力端が上記第２スイッチを介して上記処理手段に順次に結合された伝送チャネル・ミキサとを更に具え、
上記被試験装置が上記インピーダンス・テスト・ポート及び上記伝送テスト・ポートの間に結合されたときに、上記被試験装置の利得／損失測定を行い、
上記第１スイッチが上記基準チャネル・ミキサを選択するとき上記第２スイッチが上記基準チャネル・ミキサを選択し、上記第１スイッチが上記テスト・チャネル・ミキサを選択するとき上記第２スイッチが上記テスト・チャネル・ミキサを選択し、上記第１スイッチが上記伝送チャネル・ミキサを選択するとき上記第２スイッチが上記伝送チャネル・ミキサを選択することを特徴とする請求項１のネットワーク・アナライザ。
【請求項３】
被試験装置のＲＦ測定を行う方法であって、
信号源からの信号を、リターン・ロス・ブリッジを介して上記被試験装置の入力端に供給すると共に、第１ミキサにも供給するステップと、
上記被試験装置の入力端からのリターン・ロス信号を、上記リターン・ロス・ブリッジを介して、第２ミキサに供給するステップと、
上記第１ミキサ及び上記第２ミキサの各々からの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を順次に測定するステップと、
上記大きさ及び位相の測定から、上記被試験装置の反射係数を求めるステップとを具え、
上記順次に測定するステップは、
局部発振器信号を所定時間だけ上記第１ミキサに供給し、
該第１ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を測定し、
その後、上記局部発振器信号を所定時間だけ上記第２ミキサに供給し、
上記第２ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を測定する
ことを特徴とするＲＦ測定方法。
【請求項４】
上記被試験装置の出力端に第３ミキサを結合し、
該第３ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を測定し、
上記第１ミキサ及び上記第３ミキサの大きさ及び位相の測定から、上記被試験装置の利得／損失測定結果を求める
ことを特徴とする請求項３のＲＦ測定方法。
【請求項５】
被試験装置のＲＦ測定を行う方法であって、
信号源の信号を、上記被試験装置の入力端にリターン・ロス・ブリッジを介して供給すると共に、第１ミキサにも供給するステップと、
上記被試験装置の出力信号を第３ミキサに供給するステップと、
上記第１ミキサ及び上記第３ミキサの各々からの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を順次に測定するステップと、
上記大きさ及び位相の測定の各々から、上記被試験装置の利得／損失測定結果を求めるステップとを具え、
上記順次に測定するステップは、
局部発振器信号を上記第１ミキサに所定時間だけ供給し、
上記第１ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を測定し、
その後、上記局部発振器信号を上記第３ミキサに所定時間だけ供給し、
上記第３ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を測定する
ことを特徴とするＲＦ測定方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般に、ネットワーク分析に関し、特に、時間シーケンス測定によってＲＦ（無線周波数）測定を行うネットワーク・アナライザ及びＲＦ測定方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
総てのネットワーク・アナライザにおいては、反射係数の大きさ及び位相を求めるのに、２つのＲＦ測定が必要となる。かかる従来のネットワーク・アナライザは、例えば、ブラッドレイ等による米国特許第５６４２０３９号の第７図に示されている。添付の図２は、この米国特許の第７図に対応する。かかる図２において、シンセサイザ７００は、分周比Ａの位相拘束ループ（ＰＬＬ）回路７０４−７０８と、発振器７０２とで構成され、基準信号源７４０からの基準周波数信号に位相拘束された信号を発生する。このシンセサイザ７００の出力信号は、周波数が１．５〜３．０ＧＨｚであり、２のべき乗で分周する２進分周カウンタ（２のｎ乗の分周器）７１０で分周されて、０〜３ＧＨｚの信号となる。これらシンセサイザ７００及び分周カウンタ７１０で可変周波数信号源を構成する。この可変周波数信号源の出力信号は、スプリッタ７４２を介して、リターン・ロス・ブリッジ７４４に供給されると共に、基準チャネル・ミキサ７５２にも供給される。リターン・ロス・ブリッジ７４４のインピーダンス・テスト・ポート７４６には、被試験装置が接続される。よって、スプリッタ７４２を介した可変周波数信号源の出力信号Ｆｏは、リターン・ロス・ブリッジ７４４を介して被試験装置に供給され、被試験装置で反射された信号がリターン・ロス・ブリッジ７４４を介してテスト・チャネル・ミキサ７５０に供給される。別のシンセサイザ７２０は、分周比ＢのＰＬＬ回路７２４−７２８と、局部信号源７２２とで構成され、基準信号源７４０からの基準周波数信号に位相同期した信号を出力する。この出力信号の周波数は、１．５〜３．０ＧＨｚ＋ＩＦ×［２の１１乗］である。シンセサイザ７２０の出力信号は、２進分周カウンタ７３０で分周され、スプリッタを介して、基準チャネル・ミキサ７５２及びテスト・チャネル・ミキサ７５０に供給される。これらシンセサイザ７２０及びカウンタ７３０は、可変局部発振器を構成する。基準チャネル・ミキサ７５２は、被試験装置の入力信号と可変局部発振器信号（可変局部発振器の出力信号）とを混合して、これら信号の周波数の差である中間周波数（ＩＦ）信号を発生する。また、テスト・チャネル・ミキサ７５０は、被試験装置からの反射信号と可変局部発振器信号とを混合して、中間周波数は信号を発生する。デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）７６０は、ミキサ７５２及び７５０からの中間周波数信号を次のように処理する。すなわち、リターン・ロス・ブリッジ７４４に供給された信号（基準チャネル・ミキサ７５２からの中間周波数信号に相当）のサンプルを用いて、その信号の大きさ及び位相を求める。この信号を基準信号と呼ぶ。また、リターン・ロス・ブリッジ７４４からの戻り信号（テスト・チャネル・ミキサ７５０からの中間周波数信号に相当）、即ち、テスト信号出力を測定して、この信号の大きさ及び位相を求める。この信号をテスト信号と呼ぶ。テスト信号を基準信号で除算して、基準信号に対するテスト信号の比として、被試験装置の反射係数を求める。この方法において、信号源の信号の任意の大きさ及び位相を測定結果から除く。ブラッドレイ等のこの米国特許は、ミキサ７５２及び７５０からの中間周波数信号の測定、即ち、���つの測定を同時に行うことを開示している。なお、ミキサ７５２及び７５０を用いて、リターン・ロス・ブリッジ７４４の入力信号及び出力信号の周波数を中間周波数に下げるのは、被試験装置でのＲＦ信号をＤＳＰ７６０が処理できるようにするためである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このように２つの測定を同時に行うことの利点は、測定における位相ノイズの影響を非常に少なくできることである。しかし、この従来技術の欠点は、不完全な遮蔽や、不完全な回路要素により、２つの測定処理の間にわずかな漏れ信号が流れる影響により、これら測定の一方又は両方に測定誤差が生じることである。次の２つの点により、直接漏れの問題が生じる。すなわち、（１）適切な遮蔽が施されていないことと、（２）信号源（シンセサイザ７００）の信号がミキサの入力端から局部発振器（シンセサイザ７２０）の端子へ漏れることである。一般に、ネットワーク・アナライザは、被試験装置の出力端子からの信号と局部発振器の出力信号とを混合する伝送チャネル・ミキサ（図２に示さず）も具えており、この伝送チャネル・ミキサからの中間周波数信号と、基準チャネル・ミキサからの中間周波数信号とから、被試験装置の利得／損失が測定できる。上述の信号源から局部発振器への信号の漏れは、局部発振器の経路に沿って、伝送チャネル・ミキサと局部発振器との共通点に伝わる。すなわち、信号の漏れが、局部発振器の経路に沿って伝送チャネル・ミキサにも進む。
【０００４】
よって、測定に影響を与える信号源の漏れを最小にしながら、被試験装置に対するＲＦ測定を行うネットワーク・アナライザが望まれている。
【０００５】
したがって、本発明は、信号源からの漏れの影響を最小にすることにより、測定誤差を小さくして、被試験装置のＲＦ測定を行えるネットワーク・アナライザ及びＲＦ測定方法の提供にある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、可変局部発振器信号を受けて所望中間周波数の出力信号を発生する基準チャネル・ミキサ（３６）と；リターン・ロス・ブリッジ（３４）及び基準チャネル・ミキサ（３６）に結合された可変周波数信号源（１９、２２）と；リターン・ロス・ブリッジからのリターン・ロス信号及び可変局部発振器信号を受けて、所望中間周波数の出力信号を発生するテスト・チャネル・ミキサ（４０）と；基準チャネル・ミキサ及びテスト・チャネル・ミキサからの中間周波数信号を処理して、リターン・ロス・ブリッジのインピーダンス・テスト・ポート（３２）に結合された被試験装置（４６）のＲＦ測定結果を得る処理手段（４４）とを具えたネットワーク・アナライザであって；基準チャネル・ミキサ及びテスト・チャネル・ミキサに可変局部発振器信号を順次に供給する第１スイッチ（３８）と；基準チャネル・ミキサ及びテスト・チャネル・ミキサの出力端からの中間周波数の出力信号を処理手段に順次に供給する第２スイッチ（４２）とを更に具え；第１スイッチが基準チャネル・ミキサを選択するとき第２スイッチが基準チャネル・ミキサを選択し、第１スイッチがテスト・チャネル・ミキサを選択するとき第２スイッチがテスト・チャネル・ミキサを選択する。
また、本発明は、被試験装置（４６）のＲＦ測定を行う方法であって；信号源（１９、２２）からの信号を、リターン・ロス・ブリッジ（３４）を介して被試験装置の入力端に供給すると共に、第１ミキサ（３６）にも供給するステップと；被試験装置の入力端からのリターン・ロス信号を、リターン・ロス・ブリッジを介して、第２ミキサ（４０）に供給するステップと；第１ミキサ及び第２ミキサの各々からの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を順次に測定し、これら大きさ及び位相の測定から、上記被試験装置の反射係数を求めるステップとを具え；順次に測定するステップは、局部発振器信号を所定時間だけ第１ミキサに供給し、この第１ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を測定し、その後、局部発振器信号を所定時間だけ上記第２ミキサに供給し、第２ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を測定することを特徴とする。
さらに、本発明は、被試験装置（４６）のＲＦ測定を行う方法であって；信号源（１９、２２）の信号を、被試験装置の入力端にリターン・ロス・ブリッジ（３４）を介して供給すると共に、第１ミキサ（３６）にも供給するステップと；被試験装置の出力信号を第３ミキサ（５０）に供給するステップと；第１ミキサ及び第３ミキサの各々からの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を順次に測定するステップと；これら大きさ及び位相の測定の各々から、被試験装置の利得／損失測定結果を求めるステップとを具え；順次に測定するステップは、局部発振器信号を第１ミキサに所定時間だけ供給し、第１ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を測定し、その後、局部発振器信号を第３ミキサに所定時間だけ供給し、第３ミキサからの中間周波数信号出力の大きさ及び位相を測定することを特徴とする。
【０００７】
本発明によるネットワーク・アナライザが用いている時間的シーケンス測定（時間的に順次に行う測定）では、測定対象でない期間中のチャネル・ミキサ（基準チャネル・ミキサ又はテスト・チャネル・ミキサ）を信号源から分離して、信号源からの直接的な漏れにより生じる問題を軽減している。信号源を所望測定周波数に設定し、局部発振器（ＬＯ）を所望周波数に設定して、混合した際に所望の中間周波数（ＩＦ）が発生するようにする。インピーダンス・テスト・ポートからのリターン・ロス信号をテスト・チャネル・ミキサに供給する。局部発振器の出力信号は、時間的シーケンスで、且つ任意の順序で、先ず、局部発振器用スイッチを介して、一方のチャネル・ミキサに供給され、その後、他方のチャネル・ミキサに供給される。出力スイッチは、各ミキサを同じ時間的シーケンスでプロセッサに結合させて、各チャネルの大きさ及び位相を順次に測定する。この測定結果から被試験装置反射係数を求める。同様に、被試験装置をインピーダンス・テスト・ポート及び伝送テスト・ポートの間に結合することにより、利得／損失の測定を行える。この伝送テスト・ポートは、伝送チャネル・ミキサに結合しており、この伝送チャネル・ミキサに、局部発振器出力信号が局部発振器用スイッチを介して時間シーケンスで入力する。伝送チャネル・ミキサの出力信号は、出力スイッチを介して、プロセッサに結合され、利得／損失測定結果を得る。
【０００８】
本発明の目的、利点及び新規な特徴は、添付図を参照した以下の詳細説明から更に理解できよう。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明により、時間的に順次にＲＦ測定を行うネットワーク・アナライザのブロック図である。信号源用位相拘束ループ（ＰＬＬ）回路１４及び局部発振器（ＬＯ）用ＰＬＬ回路１６の両方に基準信号源１２を結合する。これらＰＬＬ回路１４及び１６は、発振器（信号源）１８及び２０を夫々制御する。これら発振器とＰＬＬ回路との組合せは、シンセサイザ１７及び１９を夫々構成する。これらシンセサイザ１９及び１７の出力信号を、可変２進（２のべき乗）分周カウンタ２２及び２４に夫々入力する。発振器１８及び２０の同調範囲は、周波数で２：１である。これら発振器１８及び２０の出力信号を２進分周カウンタ２２及び２４に夫々供給すると、その結果、シンセサイザの同調周波数範囲は、非常に広く、順次に同調できるようになる。シンセサイザ１９及び２進分周カウンタ２２の組合せが、可変周波数信号源として機能し、シンセサイザ１７及び２進分周カウンタ２４の組合せが、可変局部発振器として機能する。被試験装置（ＤＵＴ）４６のＲＦ測定を行うために、可変周波数信号源及び可変局部発振器は、ＲＦ信号を発生する。
【００１０】
基準信号源１２は、その出力信号をＭ分周カウンタ２６にも供給する。このＭ分周カウンタは、サンプリング・クロックをアナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）２８に供給する。可変２進分周カウンタ２２からの信号源出力信号は、スプリッタ３０を介してリターン・ロス・ブリッジ３４の入力端に供給される。スプリッタ３０からの信号源出力信号は、基準チャネル・ミキサ（第１ミキサ）３６にも供給される。可変２進分周回路２４からの局部発振器（ＬＯ）出力信号は、局部発振器用スイッチ（第１スイッチ）３８を介して基準チャネル・ミキサ３６に供給される。インピーダンス・テスト・ポート３２からのリターン・ロス信号（反射により戻り、損失のある信号）は、局部発振器用スイッチ３８を介した局部発振器出力信号と共に、テスト・チャネル・ミキサ（第２ミキサ）４０に供給される。基準チャネル・ミキサ３６及びテスト・チャネル・ミキサ４０は、夫々２つの入力信号を混合して、所望中間周波数（ＩＦ）出力信号を発生する。この混合動作により、ＲＦ信号の周波数を中間周波数に下げることができる。これら所望の中間周波数出力信号は、出力スイッチ（第２スイッチ）４２を介して、バンドパス・フィルタ２９を通過し、アナログ・デジタル変換器２８の入力端に供給される。アナログ・デジタル変換器２８は、入力アナログ信号をデジタル出力信号に変換し、この出力信号は、処理手段であるデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）４４に供給されて、分析及び表示が行われる。
【００１１】
動作において、局部発振器出力信号（カウンタ２４を介した局部発振器１７からの出力信号）は、局部発振器用スイッチ３８を介して、ミキサ３６又は４０に供給される。また、これらミキサからの中間周波数信号は、出力スイッチ４２を介して選択され、測定される。測定を行うために、正確なＰＬＬ周波数を選択し、可変２進分周カウンタ２２用の正確な変数を選択することにより、シンセサイザ（信号源）１９を所望テスト周波数に設定する。正確にＰＬＬ周波数を選択し、可変２進分周カウンタ２４用の対応変数を選択することにより、局部発振器（シンセサイザ１７及びカウンタ２４）の出力周波数は、所望中間周波数だけ信号源（シンセサイザ１９及びカウンタ２２）の出力周波数から減算した周波数に設定される。ミキサ３６及び４０からの中間周波数信号の各サイクルに、正確に整数の数のサンプルが生じるように、Ｍ分周カウンタ２６からのサンプリング・クロック周波数の約数に中間周波数を選択する。
【００１２】
処理を容易にするために、典型的な構成では、中間周波数において、この中間周波数の１サイクル期間に、アナログ・デジタル変換器により正確に４つのサンプルを得るようにする。他の中間周波数でも容易に適応できる。局部発振器用スイッチ３８は、局部発振器信号を基準チャネル・ミキサ３６に供給する一方、出力スイッチ４２は、基準チャネル・ミキサ３６からの中間周波数信号をアナログ・デジタル変換器２８の入力端に供給する。ＤＳＰ４４は、充分に長く記録したデータを処理して、所望確度で、中間周波数信号の大きさ及び相対位相を求める。信号源（シンセサイザ１９及びカウンタ２２）又は局部発振器（シンセサイザ１７及びカウンタ２４）用の任意のＰＬＬの設定を変更することなく、局部発振器用スイッチ３８を設定して局部発振器信号をテスト・チャネル・ミキサ４０に供給する一方、出力スイッチ４２は、テスト・チャネル・ミキサからの中間周波数信号をアナログ・デジタル変換器２８に供給する。再び、上述のように、中間周波数信号の大きさ及び位相を求める。
【００１３】
基準チャネル測定の開始からアナログ・デジタル変換器２８のサンプルの数を追跡して、上述の２つの測定が互いにコヒーレントであることを確実とする。そうでなければ、位相測定の意味がなくなる。テスト・チャネル測定の開始として選択したサンプルのサンプル数を中間周波数信号の１サイクル当たりのサンプル数で除算したとき、その余りがゼロでなければならない（割り切れなければならない）。基準チャネル信号及びテスト・チャネル信号の大きさ及び位相が求まると、テスト・チャネルの大きさを基準チャネルの大きさで除算して、反射係数の大きさの値を見積る。また、基準チャネルの位相をテスト・チャネルの位相から減算して、反射の相対的な位相が求まる。また、測定順序は重要ではないが、測定結果に影響することなく、テスト・ポートの測定を行う。
【００１４】
図１の残りの部分である伝送テスト用回路を考察すると、この連続的測定アプリケーションの利点が一層明らかになる。ここで、被試験装置（ＤＵＴ）４６をインピーダンス・テスト・ポート３２及び伝送テスト・ポート４８の間に結合する。被試験装置４６からの伝送信号を伝送チャネル・ミキサ（第３ミキサ）５０に入力するが、このミキサ５０には、局部発振器用スイッチ３８からの局部発振器信号も入力する。信号源及び局部発振器に対して上述と同じ設定により、局部発振器信号が局部発振器用スイッチ３８を介して伝送チャネル・ミキサ５０に順次に供給される。その結果の中間周波数信号は、出力スイッチ４２を介してアナログ・デジタル変換器２８に供給され、ＤＳＰ４４により処理されて、利得及び損失の測定結果を得る。
【００１５】
利得及び損失の測定での問題は、ユーザが損失の極値、例えば、９０ｄＢ、１００ｄＢ又はそれ以上の測定をしばしば望むことである。かかるダイナミック・レンジを扱う際、図２に示す従来装置では、信号源からの小さな漏れ信号により測定誤差が生じるのを防ぐために、極度な注意深さが必要となる。しかし、本発明では、局部発振器用スイッチ３８及び出力スイッチ４２により、その時の測定に未使用のミキサに局部発振器信号が漏れるのを防止して、任意の望ましくない周波数変換処理を阻止することにより、信号源からの直接的な漏れによる問題を軽減し、中間周波数信号の分離を充分に行って、高いダイナミック・レンジの測定を可能にできる。さらに、スイッチ３８及び４２を用いて、測定しているチャネルへの信号源信号の低レベルの漏れを最小としているため、充分な分離を行う別の回路を用いる場合よりも、本発明は、一層経済的で、消費電力が低くなる。シンセサイザ技術の改良して、位相ノイズを最小にすることにより、本発明の時間シーケンス・アプローチは、より安価な回路で、より少ない遮蔽により、反射係数の測定と、利得／損失の測定との両方を所望の確度で行える。
【００１６】
【発明の効果】
したがって、本発明のネットワーク・アナライザ及びＲＦ測定方法は、時間シーケンスで順次の測定を行うので、被試験装置の反射係数測定（大きさ及び位相の測定）と、利得／損失測定とを行う際、信号源からの漏れを測定結果から遮蔽でき、測定誤差を少なくすることができる。また、順次の測定を行う際、測定対象以外のミキサは、スイッチにより分離されているので、信号源からの漏れの影響を最小にできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明により、時間的に連続な測定を行うネットワーク・アナライザのブロック図である。
【図２】同時測定を行う従来のネットワーク・アナライザのブロック図である。
【符号の説明】
１２  基準信号源
１４  信号源用位相拘束ループ
１６  局部発振器用位相拘束ループ
１７、１９  シンセサイザ
１８、２０  発振器（信号源）
２２、２４  ２進分周カウンタ
２６  Ｍ分周カウンタ
２８  アナログ・デジタル変換器
２９  バンドパス・フィルタ
３０  スプリッタ
３２  インピーダンス・テスト・ポート
３４  リターン・ロス・ブリッジ
３６  基準チャネル・ミキサ（第１ミキサ）
３８  局部発振器用スイッチ（第１スイッチ）
４０  テスト・チャネル・ミキサ（第２ミキサ）
４２  出力スイッチ（第２スイッチ）
４４  デジタル信号プロセッサ（処理手段）
４６  被試験装置
４８  伝送テスト・ポート
５０  伝送チャネル・ミキサ（第３ミキサ）
【図１】
0004076822.tif 000002
【図２】
0004076822.tif 000003