(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信周波数に対してオフセットを有する周波数の搬送波を発振する局部発振器と、
受信信号に前記局部発振器からの出力を乗算する第１の乗算器と、
前記第１の乗算器の出力から２倍波を除去する第１の低域ろ波器と、
前記第１の低域ろ波器の出力デジタル信号に変換して同相成分のデジタル信号を出力する第１のＡＤ変換器と、
前記局部発振器の出力を９０度移相する９０度移相器と、
前記受信信号に前記９０度移相器からの出力を乗算する第２の乗算器と、
前記第２の乗算器の出力から２倍波を除去する第２の低域ろ波器と、
前記第２の低域ろ波器の出力デジタル信号に変換して直交成分のデジタル信号を出力する第２のＡＤ変換器と、
前記同相成分のデジタル信号と前記直交成分のデジタル信号を入力し、前記受信信号に含まれるイメージ周波数信号を除去する処理と、前記局部発振器で設けた前記オフセットを取り除く周波数変換処理を行うデジタル信号処理部とを有することを特徴とする直接検波回路。
【請求項２】
デジタル信号処理部が、
第２のＡＤ変換器から出力される直交成分のデジタル信号を入力し、ヒルベルト変換によって９０度移相処理を行うヒルベルトフィルタと、
第１のＡＤ変換器から出力される同相成分のデジタル信号を入力し、前記ヒルベルトフィルタの遅延時間と同一の遅延時間を持たせて出力する遅延器と、
前記ヒルベルトフィルタからの出力と前記遅延器からの出力とを加算或いは減算する加算器と、
前記加算器からの出力に対して、局部発振器で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行い、同相成分信号と直交成分信号を出力する複素周波数変換器と、
前記複素周波数変換器からの同相成分信号と直交成分信号の各々に対して、帯域制限を施す低域フィルタとを備えるデジタル信号処理部であることを特徴とする請求項１記載の直接検波回路。
【請求項３】
ヒルベルトフィルタが、
入力信号を遅延させて出力する遅延器を奇数個設けて順に接続し、前記奇数個の遅延器の内、真ん中の遅延器を中心として対称に前段部分と後段部分とに分け、対称関係にある前記前段部分の遅延器の入力信号と前記後段部分の遅延器の出力信号とを加算又は減算する複数の加算器、及び前記真ん中の遅延器の入力信号と出力信号とを加算又は減算する加算器と、
前記各加算器からの出力信号にフィルタ係数を乗算する複数の乗算器と、
前記複数の乗算器からの出力を加算する加算器とを有するヒルベルトフィルタである
ことを特徴とする請求項２記載の直接検波回路。
【請求項４】
ヒルベルトフィルタにおける複数の乗算器が、乗算するフィルタ係数が０の場合、乗算を行わない乗算器であることを特徴とする請求項３記載の直接検波回路。
【請求項５】
複素周波数変換器が、
局部発振器で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行うために予め定めた第１のＳＩＮテーブルと第１のＣＯＳテーブルと、
入力信号に前記第１のＳＩＮテーブルの値を乗算し同相成分信号を出力する第１の乗算器と、
前記入力信号に前記第１のＣＯＳテーブルの値を乗算し直交成分信号を出力する第２の乗算器とを有する複素周波数変換器であることを特徴とする請求項２乃至請求項４記載の直接検波回路。
【請求項６】
複素周波数変換器が、
微小な周波数オフセットを取り除く周波数変換処理を行うために予め定めた第２のＳＩＮテーブルと第２のＣＯＳテーブルと、
第１の乗算器からの同相成分信号に前記第２のＳＩＮテーブルの値を乗算する第３の乗算器と、
前記第１の乗算器からの同相成分信号に前記第２のＣＯＳテーブルの値を乗算する第４の乗算器と、
第２の乗算器からの直交成分信号に前記第２のＣＯＳテーブルの値を乗算する第５の乗算器と、
前記第２の乗算器からの直交成分信号に前記第２のＳＩＮテーブルの値を乗算する第６の乗算器と、
前記第３の乗算器からの出力と前記第５の乗算器からの出力とを減算する減算器と、
前記第４の乗算器からの出力と前記第６の乗算器からの出力とを加算する加算器とを設けた複素周波数変換器であることを特徴とする請求項５記載の直接検波回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信機等に用いられる直接検波回路に係り、特にイメージ信号除去比を向上でき、更にハードウェアの負荷や処理の負荷を軽減できる直接検波回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
まず、直接検波方式の検波回路の概略構成について、図４を使って説明する。図４は、直接検波方式を実現する一般的な直接検波回路の構成ブロック図である。
直接検波方式を実現する一般的な直接検波回路（従来の第１の直接検波回路）は、図４に示すように、帯域ろ波フィルタ（図ではBand Pass Filter：ＢＰＦ）１と、増幅器２′と、乗算器３と、乗算器４と、局部発振器５と、９０°移相器６と、低域ろ波器７（図ではLow Pass Filter:ＬＰＦ）と、低域ろ波器８と、ＡＤ変換器９と、ＡＤ変換器１０と、ベースバンド復調部１１とから構成されている。
【０００３】
帯域ろ波フィルタ１は、空中線から入力された受信信号を所要の帯域、減衰量にフィルタリングして希望の周波数帯域の信号を抽出して出力する一般的な帯域ろ波フィルタである。
増幅器２′は、受信機で必要な所定の増幅度を有する一般的な増幅器である。
【０００４】
局部発振器５は、受信周波数と同一の周波数の搬送波を出力する一般的な局部発振器である。
９０°移相器６は、局部発振器５から出力される信号を９０°移相させる移相器である。
乗算器３は、局部発振器５から出力される受信周波数と同一の周波数の搬送波と受信信号との乗算を行って同相成分を出力するものである。
乗算器４は、局部発振器５からの受信周波数と同一の周波数の搬送波を９０°移相器６で９０°移相させた搬送波と受信信号との乗算を行って直交成分を出力するものである。
【０００５】
低域ろ波器７は、乗算器３から出力される同相成分の2倍波を除去する一般的な低域ろ波器（Low Pass Filter:ＬＰＦ）である。
低域ろ波器８は、乗算器４から出力される直交成分の2倍波を除去する一般的な低域ろ波器（Low Pass Filter:ＬＰＦ）である。
【０００６】
ＡＤ変換器９は、アナログ信号をデジタル信号に変換し、同相成分のデジタル信号を出力するものである。
ＡＤ変換器１０は、アナログ信号をデジタル信号に変換し、直交成分デジタル信号を出力するものである。
ベースバンド復調部１１は、入力される同相成分及び直交性分のデジタル信号からデジタル信号処理により復調処理を行い、復調信号を出力するものである。
【０００７】
次に、従来の第１の直接検波回路の動作について、図４を使って説明する。
従来の第１の直接検波回路では、空中線から入力された受信信号が、帯域ろ波フィルタ（ＢＰＦ）１で所要の帯域、減衰量にフィルタリングされて希望の周波数帯域の受信信号となり、増幅器２′において受信機で必要な所定の増幅度で増幅される。
【０００８】
そして、増幅器２′からの増幅された受信信号は、乗算器３において、局部発振器５からの受信周波数と同一の周波数の搬送波と乗算されて、同相成分が出力されると共に、乗算器４で局部発振器５からの搬送波を９０°移相器６で９０°移相させた搬送波と乗算されて、直交成分が出力される。
【０００９】
乗算器３からの同相成分、及び乗算器４からの直交成分は、各々低域ろ波器７、低域ろ波器８で２倍波が除去され、ＡＤ変換器９、ＡＤ変換器１０でアナログ信号からデジタル信号に変換されて、同相出力及び直交出力のデジタル信号が出力され、ベースバンド復調部１１で復調処理が為されて、復調信号が出力されるようになっている。
【００１０】
従来の第１の直接検波回路による周波数変換の様子を周波数スペクトラムで説明すると、図５に示すように、局部発振器５から発振される受信周波数と同一の周波数の搬送波を乗算することによってダウンコンバートされ、ベースバンドフィルタ（ＬＰＦ７，８）でベースバンド帯域の受信希望信号の同相、直交成分信号が抽出されて出力されることになる。図５は、直交検波方式の周波数変換の様子（周波数スペクトラム）を示す説明図である。
【００１１】
しかしながら、このような直接検波方式においては、局部発振器５からの搬送波出力周波数と希望受信周波数が同一であるため、局部発振器５からの出力が、再び乗算処理の別の入力に入力されて局部発振器５の出力と再度乗算されベースバンド信号のＤＣ成分にオフセットが生じるＤＣ（直流）オフセットという現象を生じたり、乗算されたベースバンド信号の中心が周波数０（ぜろ）の近傍であるため、１／ｆ雑音を生じたりするといった根本的な問題があり、広帯域で安定に受信を行うことが困難であった。
【００１２】
これに対して低ＩＦ（low Intermediate Frequency：low IF）方式の直接検波回路がある。
低ＩＦ（low Intermediate Frequency：low IF）方式の直接検波回路とは、希望受信周波数と局部発振器の周波数にＤＣオフセットや１／ｆ雑音を生じない程度のオフセット周波数（周波数差）を設けて低いＩＦに直交した局部発振器により変換し、その後そのオフセット周波数でデジタル信号処理で周波数変換を行い、同相出力と直交出力を得るものである。
【００１３】
ここで、従来の低ＩＦ方式の直接検波回路（従来の第２の直接検波回路）の構成例について、図６を使って説明する。図６は、従来の低ＩＦ方式の直接検波回路の構成例の構成ブロック図である。
従来の低ＩＦ方式の直接検波回路（従来の第２の直接検波回路）は、図６に示すように、帯域ろ波フィルタ（図ではBand Pass Filter：ＢＰＦ）１と、増幅器２′と、乗算器３と、乗算器４と、局部発振器５′と、９０°移相器６と、低域ろ波器７（図ではLow Pass Filter:ＬＰＦ）と、低域ろ波器８と、ＡＤ変換器９と、ＡＤ変換器１０と、ベースバンド復調部１１と、周波数変換処理部１２とから構成されている。
【００１４】
従来の第２の検波回路における局部発振器５′と、周波数変換処理部１２を除く部分は、従来の第１の検波回路と同様である。
局部発振器５′は、希望受信周波数にＤＣオフセットや１／ｆ雑音を生じない程度のオフセット（周波数差）を設けた周波数の搬送波を出力する一般的な局部発振器である。
周波数変換処理部１２は、デジタル信号処理によって、局部発振器５′で設けたオフセットを周波数変換によって取り除くデジタル信号処理を行うものである。
【００１５】
従来の第２の検波回路の動作は、空中線から入力された受信信号が、帯域ろ波フィルタ（ＢＰＦ）１で所要の帯域、減衰量にフィルタリングされて希望の周波数帯域の受信信号となり、増幅器２′において受信機で必要な所定の増幅度で増幅されされる。
【００１６】
そして、増幅器２′からの増幅された受信信号は、乗算器３において、局部発振器５′からの受信周波数とオフセット周波数を有する周波数の搬送波と乗算されて、同相成分が出力されると共に、乗算器４で局部発振器５′からの搬送波を９０°移相器６で９０°移相させた搬送波と乗算されて、直交成分が出力される。
【００１７】
乗算器３からの同相成分、及び乗算器４からの直交成分は、各々低域ろ波器７、低域ろ波器８で２倍波が除去され、ＡＤ変換器９、ＡＤ変換器１０でアナログ信号からデジタル信号に変換されて、同相出力及び直交出力のデジタル信号が出力され、周波数変換処理部１２で前述のオフセット周波数だけ周波数変換され、ベースバンド復調部１１で復調処理が為されて、復調信号が出力されるようになっている。
【００１８】
従来の第２の直接検波回路による周波数変換の様子を周波数スペクトラムで説明すると、図７に示すように、希望波（図中網掛け部分）を含む受信信号に局部発振器５から発振される（受信周波数＋オフセット）の周波数の搬送波を乗算することによってダウンコンバートされてベースバンド帯域に周波数変換され、希望波（図中、右の網掛け部分）は、オフセットされている周波数帯に変換され、ベースバンドフィルタ（ＬＰＦ７，８）でベースバンド帯域の同相、直交成分信号が出力され、Ａ／Ｄ変換後にチャネル選択フィルタの機能を実現する周波数変換処理部１２の処理で希望波部分（図中、左の網掛け部分）が抽出されて、周波数０（ぜろ）の近傍にくることになる。図７は、低ＩＦ方式の直交検波の周波数変換の様子（周波数スペクトラム）を示す説明図である。
【００１９】
しかし低ＩＦ方式ではイメージ周波数（影像周波数）の信号が希望信号と折り重ならないようにイメージ信号を抑圧する必要がある。
上記従来の第２の直接検波回路では、送信側の局部発信周波数の乗算の際に発生したイメージ周波数の信号が含まれる受信信号について、帯域ろ波フィルタ１で希望波に対してイメージ周波数信号を充分に減衰させることが難しいという問題点があり、場合によっては、帯域ろ波フィルタ１の中心周波数や帯域等を可変にする必要が生じてくる。
つまり、図６に示したような構成方法では、直接検波回路を有する受信機のの広帯域性を得ることが難しく、低IＩＦ方式を広帯域受信機として構成することが困難となる。
【００２０】
上記のようなイメージ周波数信号の問題に対して、イメージ信号を除去する処理構成を設ける方法がある。
ここで、従来の低ＩＦ方式でイメージ信号除去処理を設けた直接検波回路（従来の第３の直接検波回路）の構成例について、図８を使って説明する。図８は、従来の低ＩＦ方式でイメージ信号除去処理を設けた直接検波回路の構成例の構成ブロック図である。
従来の低ＩＦ方式でイメージ信号除去処理を設けた直接検波回路（従来の第３の直接検波回路）は、図８に示すように、従来の第２の直接検波回路の構成に加えて、ＡＤ変換器９、ＡＤ変換器１０の前段にイメージ除去処理部１３を設けた構成である。
【００２１】
従来の第３の検波回路では、第２の検波回路と同様に、局部発振器５′からの受信周波数とオフセット周波数を有する周波数の搬送波を用いて、乗算器３及び乗算器４で同相成分、直交成分が出力され、低域ろ波器７、低域ろ波器８で２倍波が除去されたものについて、イメージ除去処理部１３でイメージ周波数の信号が除去されてから、周波数変換処理部１２で前述のオフセット周波数だけ周波数変換され、ベースバンド復調部１１で復調処理が為されて、復調信号が出力されるようになっている。
【００２２】
尚、直接検波方式の受信機に関する従来技術としては、平成１０年３月１０日公開の特開平１０−７０４８２号「受信機」（出願人：フィリップス  エレクトロニクス  ネムローゼ  フェンノートシャップ、発明者：ポール、アンソニー、ムーア他）がある。
この従来技術は、直接検波された妨害波の周波数よりも高い中間周波数を発生させる局部発振信号を使用して、入力信号の周波数をダウンコンバートする集積受信機であり、これにより、振幅変調妨害信号の影響を取り除くことができるものである。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の第３の直接検波回路では、イメージ除去処理部１３がアナログ処理であるため、アナログ素子のばらつき等によりアナログフィルタの係数誤差等が発生し、イメージ除去比が充分でないといった問題が存在する。
例えば素子値のばらつきが平均値として１％の場合、アナログ処理では４０ｄＢ程度のイメージ抑圧比が限度であり、イメージ除去の性能が悪いという問題点があった。
【００２４】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、イメージ除去をデジタル信号処理により行うことによって、イメージ除去比を向上し、更にハードウェアの負荷や処理の負荷を軽減できる直接検波回路を提供することを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、直接検波回路において、
受信周波数に対してオフセットを有する周波数の搬送波を発振する局部発振器と、
受信信号に局部発振器からの出力を乗算する第１の乗算器と、
第１の乗算器の出力から２倍波を除去する第１の低域ろ波器と、
第１の低域ろ波器の出力デジタル信号に変換して同相成分のデジタル信号を出力する第１のＡＤ変換器と、
局部発振器の出力を９０度移相する９０度移相器と、
受信信号に９０度移相器からの出力を乗算する第２の乗算器と、
第２の乗算器の出力から２倍波を除去する第２の低域ろ波器と、
第２の低域ろ波器の出力デジタル信号に変換して直交成分のデジタル信号を出力する第２のＡＤ変換器と、
同相成分のデジタル信号と直交成分のデジタル信号を入力し、受信信号に含まれるイメージ周波数信号を除去する処理と、局部発振器で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行うデジタル信号処理部とを有することを特徴としており、
イメージ周波数信号を除去する処理をデジタル信号処理により行うので、アナログ処理に比べてイメージ除去比を向上できる。
【００２６】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、請求項１記載の直接検波回路において、
デジタル信号処理部が、
第２のＡＤ変換器から出力される直交成分のデジタル信号を入力し、ヒルベルト変換によって９０度移相処理を行うヒルベルトフィルタと、
第１のＡＤ変換器から出力される同相成分のデジタル信号を入力し、ヒルベルトフィルタの遅延時間と同一の遅延時間を持たせて出力する遅延器と、
ヒルベルトフィルタからの出力と遅延器からの出力とを加算或いは減算する加算器と、
加算器からの出力に対して、局部発振器で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行い、同相成分信号と直交成分信号を出力する複素周波数変換器と、複素周波数変換器からの同相成分信号と直交成分信号の各々に対して、帯域制限を施す低域フィルタとを備えるデジタル信号処理部であることを特徴としており、
イメージ周波数信号を除去する処理をデジタル信号処理により行うので、アナログ処理に比べてイメージ除去比を向上できる。
【００２７】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、請求項２記載の直接検波回路において、
ヒルベルトフィルタが、
入力信号を遅延させて出力する遅延器を奇数個設けて順に接続し、奇数個の遅延器の内、真ん中の遅延器を中心として対称に前段部分と後段部分とに分け、対称関係にある前段部分の遅延器の入力信号と後段部分の遅延器の出力信号とを加算又は減算する複数の加算器、及び真ん中の遅延器の入力信号と出力信号とを加算又は減算する加算器と、
各加算器からの出力信号にフィルタ係数を乗算する複数の乗算器と、
複数の乗算器からの出力を加算する加算器とを有するヒルベルトフィルタであることを特徴としているので、加算又は減算してからフィルタ係数を乗算して加算することによって、乗算器の数を１／２にしてハードウェアの構成負荷を大幅に軽減できる。
【００２８】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、請求項３記載の直接検波回路において、ヒルベルトフィルタにおける複数の乗算器が、乗算するフィルタ係数が０の場合、乗算を行わない乗算器であることを特徴としているので、乗算器における乗算回数を１／２にして処理の負荷を大幅に軽減できる。
【００２９】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、請求項２乃至請求項４記載の直接検波回路において、
複素周波数変換器が、
局部発振器で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行うために予め定めた第１のＳＩＮテーブルと第１のＣＯＳテーブルと、
入力信号に第１のＳＩＮテーブルの値を乗算し同相成分信号を出力する第１の乗算器と、
入力信号に第１のＣＯＳテーブルの値を乗算し直交成分信号を出力する第２の乗算器とを有する複素周波数変換器であることを特徴としているので、簡単な構成・処理でオフセット周波数を取り除くことができる。
【００３０】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、請求項５記載の直接検波回路において、
複素周波数変換器が、
微小な周波数オフセットを取り除く周波数変換処理を行うために予め定めた第２のＳＩＮテーブルと第２のＣＯＳテーブルと、
第１の乗算器からの同相成分信号に第２のＳＩＮテーブルの値を乗算する第３の乗算器と、
第１の乗算器からの同相成分信号に第２のＣＯＳテーブルの値を乗算する第４の乗算器と、
第２の乗算器からの直交成分信号に第２のＣＯＳテーブルの値を乗算する第５の乗算器と、
第２の乗算器からの直交成分信号に第２のＳＩＮテーブルの値を乗算する第６の乗算器と、
第３の乗算器からの出力と第５の乗算器からの出力とを減算する減算器と、
第４の乗算器からの出力と第６の乗算器からの出力とを加算する加算器とを設けた複素周波数変換器であることを特徴としており、微小な周波数オフセットまで精度良く取り除くことができる。
【００３１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
尚、以下で説明する機能実現手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのような回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は全部をソフトウェアで実現することも可能である。更に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよく、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよい。
【００３２】
上位概念的に説明すれば、本発明に係る直接検波回路は、受信周波数に対してオフセットを有する周波数の搬送波を発振する局部発振器を用いて直交検波された同相成分のデジタル信号と直交成分のデジタル信号を入力し、デジタル信号処理部で受信信号に含まれるイメージ周波数信号を除去する処理と、直交検波の際の局部発振器で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行うものなので、イメージ周波数信号を除去する処理をデジタル信号処理により行うので、アナログ処理に比べてイメージ除去比を向上できるものである。
【００３３】
機能実現手段で説明すれば、本発明に係る直接検波回路は、デジタル信号処理部が、第２のＡＤ変換器から出力される直交成分のデジタル信号を入力し、ヒルベルト変換によって９０度移相処理を行うヒルベルトフィルタと、第１のＡＤ変換器から出力される同相成分のデジタル信号を入力し、ヒルベルトフィルタの遅延時間と同一の遅延時間を持たせて出力する遅延器と、ヒルベルトフィルタからの出力と遅延器からの出力とを加算或いは減算する加算器と、加算器からの出力に対して、局部発振器で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行い、同相成分信号と直交成分信号を出力する複素周波数変換器と、複素周波数変換器からの同相成分信号と直交成分信号の各々に対して、帯域制限を施す低域フィルタとを備え、直交成分をヒルベルトフィルタで９０度移相した信号と同相成分を遅延器で遅延した信号とを加算器で加算或いは減算してイメージ周波数信号を除去するものなので、イメージ周波数信号を除去する処理をデジタル信号処理により行うので、アナログ処理に比べてイメージ除去比を向上できるものである。
【００３４】
まず、本発明に係る直接検波回路の構成について図１を使って説明する。図１は、本発明に係る直接検波回路の構成ブロック図である。尚、図８と同様の構成をとる部分については同一の符号を付して説明する。
【００３５】
本発明に係る低ＩＦ方式の直接検波回路（本回路）は、図１に示すように、従来と同様の構成部分として、帯域ろ波フィルタ（図ではBand Pass Filter：ＢＰＦ）１と、増幅器２と、乗算器３と、乗算器４と、局部発振器５′と、９０°移相器６と、低域ろ波器７（図ではLow Pass Filter:ＬＰＦ）と、低域ろ波器８と、ＡＤ変換器９と、ＡＤ変換器１０とから構成され、更に本発明の特徴部分として、従来のイメージ除去処理部１３と周波数変換処理部１２とベースバンド復調部１１の代わりに、受信信号に含まれるイメージ周波数信号（イメージ信号）を除去する処理と、前記局部発振器で設けた前記オフセットを取り除く周波数変換処理と、復調処理をデジタル信号処理で行うデジタル信号処理部２０が設けられている。
【００３６】
そして、デジタル信号処理部２０の内部は、遅延器２１と、ヒルベルトフィルタ２２と、加算器２３と、複素周波数変換器２４と、低域フィルタ２５と、低域フィルタ２６と、復調処理部２７とから構成されている。
【００３７】
次に、本回路の各部について、具体的に説明するが、帯域ろ波フィルタ１〜ＡＤ変換器１０までは、従来の構成と同様であるので、説明を省略する。
局部発振器５′は、従来の第２の直接検波回路の局部発振器５′と同様で、希望受信周波数にＤＣオフセットや１／ｆ雑音を生じない程度のオフセット（周波数差）を設けた周波数の搬送波を出力する一般的な局部発振器である。
【００３８】
デジタル信号処理部２０内の各部について説明する。
ヒルベルトフィルタ２２は、ヒルベルト変換処理を行って入力信号を９０度移相させる移相処理を行う有限長インパルス応答（Finite impulse Response：ＦＩＲ）フィルタである。尚、具体的構成例については、後述する。
遅延器２１は、ヒルベルトフィルタ２２における処理遅延時間に相当する遅延時間分だけ、入力信号を遅延させる遅延器である。
加算器２３は、ヒルベルトフィルタ２２で９０°移相された直交成分信号と、遅延器２１で遅延された同相成分信号とを加算又は減算する加算器である。
【００３９】
複素周波数変換器２４は、従来の周波数変換処理部１２の代わりに設けたもので、局部発振器５′で設けたオフセットを周波数変換によって取り除くデジタル信号処理を行い、同相成分信号と直交成分信号を出力するものである。
低域フィルタ２５，低域フィルタ２６は、複素周波数変換器２４からの同相成分信号と直交成分信号に対して、各々帯域制限を行って希望波信号を抽出するものである。
復調処理部２７は、従来のベースバンド復調部１１と同様に、復調処理を行うものである。
【００４０】
次に、本発明の直接検波回路の動作について、図１を使って動作原理もふまえて説明する。
本発明の直接検波回路では、空中線から入力された受信信号が、帯域ろ波フィルタ（ＢＰＦ）１で所要の帯域、減衰量によりイメージ信号以外の信号が除去され、増幅器２において受信機で必要な所定の増幅度で線形増幅される。
【００４１】
そして、増幅器２からの増幅された受信信号は、乗算器３において、局部発振器５′からの受信周波数とオフセット周波数を有する周波数の搬送波と乗算されて、同相成分が出力されると共に、乗算器４で局部発振器５′からの搬送波を９０°移相器６で９０°移相させた搬送波と乗算されて、直交成分が出力される。
そして、同相成分、直交成分各々が、低域ろ波器７、低域ろ波器８で２倍波が除去され、ＡＤ変換器９、ＡＤ変換器１０でアナログ信号からデジタル信号に変換される。
【００４２】
ここで、局部発振器５′の出力信号の振幅をＶＣ、角周波数をωＣ＋ωΔｆ、送信信号の信号成分の振幅をＶＳ、角周波数をωＳＳ、イメージ信号成分の振幅をＶｉ、角周波数をωＳｉとすると、乗算器３及び乗算器４に入力される受信信号Ｖｒｆは、次式となる。
Ｖｒｆ＝Ｖｉ・cos(ωＣ−ωＳｉ)t＋ＶＳ・cos(ωＣ＋ωＳＳ)t
【００４３】
そして、乗算器３におけるミキサの変換係数をＫとすると、乗算器３の出力ＶＭＩＸ０１は次式となる。
ＶＭＩＸ０１＝Ｋ｛Ｖｉ・cos（ωＣ−ωＳｉ)t＋ＶＳ・cos(ωＣ＋ωＳＳ)t｝
ＶＣcos(ωＣ＋ωΔｆ)t
そして、乗算器３の出力から２倍波が除去された低域ろ波器７の出力ＶＬＰＦ０１は次式となる。
ＶＬＰＦ０１＝｛（ＫＶｉＶＣ)/2｝cos(ωＳｉ＋ωΔｆ)t
＋｛（ＫＶＳＶＣ)/2｝・cos(ωΔｆ−ωＳＳ)t
【００４４】
一方、乗算器４におけるミキサの変換係数を乗算器３と同様にＫとすると、乗算器４の出力ＶＭＩＸ０２は次式となる。
ＶＭＩＸ０２＝Ｋ｛Ｖｉ・cos（ωＣ−ωＳｉ)t＋ＶＳ・cos(ωＣ＋ωＳＳ)t｝
・ＶＣ・｛−sin(ωＣ＋ωΔｆ)t｝
そして、乗算器４の出力から２倍波が除去された低域ろ波器８の出力ＶＬＰＦ０２は次式となる。
ＶＬＰＦ０２＝｛−（ＫＶｉＶＣ)/2｝sin(ωＳｉ＋ωΔｆ)t
＋｛（ＫＶＳＶＣ)/2｝・sin(ωＳＳ−ωΔｆ)t
【００４５】
そして、デジタル信号処理部２０の内部で、ＡＤ変換器９からのデジタル信号は、遅延器２１で遅延され、ＡＤ変換器１０からのデジタル信号は、ヒルベルトフィルタ２２でヒルベルト変換され、加算器２３で両者が加算されて、イメージ信号が除去されることになる。
【００４６】
低域ろ波器８の出力ＶＬＰＦ０２が、ＡＤ変換器９でアナログ信号からデジタル信号に変換され、ヒルベルトフィルタ２２でヒルベルト変換された信号ＶＨＩＬ０は次式となる。
ＶＨＩＬ０＝｛−（ＫＶｉＶＣ)/2｝cos(ωＳｉ＋ωΔｆ)t
＋｛（ＫＶＳＶＣ)/2｝・cos(ωΔｆ−ωＳＳ)t
【００４７】
そして、加算器２３の出力ＶＡＤＤは次式となる。
ＶＡＤＤ＝ＶＬＰＦ０１＋ＶＨＩＬ０
＝｛（ＫＶｉＶＣ)/2｝cos(ωＳｉ＋ωΔｆ)t
＋｛（ＫＶＳＶＣ)/2｝・cos(ωΔｆ−ωＳＳ)t
＋｛−（ＫＶｉＶＣ)/2｝cos(ωＳｉ＋ωΔｆ)t
＋｛（ＫＶＳＶＣ)/2｝・cos(ωΔｆ−ωＳＳ)t
＝（ＫＶＳＶＣ)・cos(ωＳＳ−ωΔｆ)t
【００４８】
尚、イメージ信号（ωＳｉ）と受信希望波信号（ωＳＳ)の関係が逆である場合は、加算器２３を減算することにより、同様にイメージ信号が除去できる。
ＶＡＤＤ（ＳＵＢ）＝ＶＬＰＦ０１−ＶＨＩＬ０
＝｛（ＫＶｉＶＣ)/2｝cos(ωＳｉ＋ωΔｆ)t
＋｛（ＫＶＳＶＣ)/2｝・cos(ωΔｆ−ωＳＳ)t
−｛−（ＫＶｉＶＣ)/2｝cos(ωＳｉ＋ωΔｆ)t
−｛（ＫＶＳＶＣ)/2｝・cos(ωΔｆ−ωＳＳ)t
＝（ＫＶｉＶＣ)・cos(ωＳｉ＋ωΔｆ)t
【００４９】
上式において、イメージ信号（ωＳｉ）が抽出されているが、最初に定義した変数の記号がそのままなのでイメージ信号（ωＳｉ）と受信希望波信号（ωＳＳ)の関係が逆であると考えると受信希望波信号が抽出できることになる。
【００５０】
そして、イメージ信号が除去された加算器２３の出力信号は、複素周波数変換器２４でオフセット周波数Δｆだけ変換され、復調処理に必要な同相出力及び直交出力が得られ、低域フィルタ２５及び低域フィルタ２６で各々フィルタをかけ、復調処理部２７で復調処理を行うようになっている。
【００５１】
加算器２３の出力ＶＡＤＤに対して複素周波数変換器２４でオフセット周波数Δfだけ変換し、低域フィルタ２５及び低域フィルタ２６でフィルタをかけた出力ＶＬＰＦは複素数表示で次式となる。
ＶＬＰＦ＝（ＫＶＳＶＣ)・ｅｊ（ωＳＳ−ωΔｆ)t・ｅｊ（ωΔｆ)t
＝（ＫＶＳＶＣ)・ｅｊ（ωＳＳ)t
これにより、目的の希望波信号が復調できることになる。
【００５２】
次に、本発明のヒルベルトフィルタ２２の具体的構成例について、図２を使って説明する。図２は、本発明の直接検波回路におけるヒルベルトフィルタ２２の具体的構成例を示すブロック図である。
ヒルベルト変換処理は、周波数特性が次式で表せる９０度移相処理である。
Ｈ（ｊω）＝ｅ−ｊπ／２＝−ｊ（０≦ω≦π)
＋ｊ（π≦ω≦２π)
【００５３】
そこで、Ｈ（ｊω）を逆フーリエ変換して、フィルタ係数ｈｋを求めると、次式となる。但し、−∞＜ｋ＜∞である。
ｈｋ＝０                  （ｋ：偶数）
２／（ｋπ）       （ｋ：奇数）
【００５４】
実際にヒルベルト変換処理を実現するヒルベルトフィルタ２２では、フィルタのタップ長を有限長で打ち切り、窓関数を伝達関数に掛ける構成及び操作を行う。
即ち、本発明のヒルベルトフィルタ２２の具体的構成例としては、図２に示すように、遅延器３０を奇数個設けて順に接続し、真ん中の遅延器３０を中心にして対称に前段部分と後段部分とに分け、対称関係にある遅延器３０の段部分の遅延器の入力信号と後段部分の遅延器の出力信号とを加算又は減算する複数の加算器３１、及び真ん中の遅延器の入力信号と出力信号とを加算又は減算する加算器３１とを設けて、加算又は減算し、加算又は減算結果に対して、乗算器３２でヒルベルト係数を乗算し、乗算結果を加算器３３で加算するよう構成されている。
【００５５】
上記構成により、ヒルベルトフィルタ２２は、原点（真ん中の遅延器３０）を中心に奇対称であるため、対称関係にある遅延器３０の入出力を加算又は減算してからフィルタ係数を乗算して加算することによって、乗算器３２の数を遅延器３０の数に対して１／２にすることができ、ハードウェアの構成負荷を大幅に軽減できることになる。
【００５６】
更に、上式で説明したように、ｋが偶数の場合、フィルタ係数ｈｋが０なので、乗算を行わないこととすると、乗算器３２における乗算回数を更に１／２にして処理の負荷を大幅に軽減することが可能である。
【００５７】
次に、本発明の複素周波数変換器２４の具体的構成例について、図３を使って説明する。図３は、本発明の直接検波回路における複素周波数変換器２４の具体的構成例を示すブロック図である。
本発明の直接検波回路における複素周波数変換器２４の具体的構成例としては、図３に示すように、局部発振器５で設けたオフセットを除去するために予め設定されたＳＩＮテーブル４０とＣＯＳテーブル４２と、入力信号にＳＩＮテーブル４０の値を乗算して同相成分を出力する乗算器４１と、入力信号にＣＯＳテーブル４２の値を乗算して直交成分を出力する乗算器４３が設けられている。
【００５８】
そして、更に、微小な周波数オフセットを除去するために予め設定されたＳＩＮテーブル４４とＣＯＳテーブル４５と、乗算器４１からの同相成分出力にＳＩＮテーブル４４の値を乗算する乗算器４６とＣＯＳテーブル４５の値を乗算する乗算器４７と、乗算器４２からの直交成分出力にＳＩＮテーブル４４の値を乗算する乗算器４９とＣＯＳテーブル４５の値を乗算する乗算器４８と、乗算器４６出力と乗算器４８出力とを減算する減算器５０と、乗算器４７出力と乗算器４９出力とを加算する加算器５１とが設けられている。
【００５９】
本発明の直接検波回路における複素周波数変換器２４の動作は、加算器２３から出力されるオフセットがあるイメージが除去された信号が、乗算器４１及び乗算器４３に入力され、ＳＩＮテーブル４０及びＣＯＳテーブル４２の値を乗算することによってオフセットが取り除かれ同相及び直交成分が出力される。
【００６０】
乗算器４１及び乗算器４３の出力は、乗算器４６，乗算器４７，乗算器４８，乗算器４９に入力され、各々ＳＩＮテーブル４４1及びＣＯＳテーブル４５の値が乗算され、減算器５０及び加算器５１の処理により微小な周波数オフセットの周波数変換が行われることになる。
【００６１】
尚、図１に示した複素周波数変換器２４の後段の低域フィルタ２５及び低域フィルタ２６の２倍波の除去により周波数精度が確保できるのであれば、ＳＩＮテーブル４４〜加算器５１の構成を設けず、乗算器４１及び乗算器４３の出力を同相出力、直交出力とすることも可能である。
【００６２】
尚、一般的に搬送波の乗算処理は搬送周波数が高くなるにつれて、処理負荷が大きくなるため、搬送波の乗算処理部分はＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array），その他の部分はＤＳＰ（Digital Signal Processor）等を使用して構成することが好ましい。
【００６３】
また、本発明の直接検波回路をＤＳＰ等を用いて実現する場合、乗算器、加算器、減算器などをソフトウェアによって実現するようにしても構わない。
【００６４】
本発明の低ＩＦ方式の直接検波回路によれば、送信側の局部発信周波数の乗算の際に発生したイメージ周波数の信号に対して、デジタル信号処理部２０におけるデジタル信号処理によってイメージ除去を行うので、従来のようにアナログ処理により行うためにイメージ除去比が充分でなく４０ｄＢ程度が限界であったのに対し、デジタル信号処理では６０ｄＢ程度までイメージ除去比を向上できる効果がある。
【００６５】
また、デジタル信号処理によってイメージ除去を行うので、ハードウエアの負荷が小さく、また処理負荷も軽減できる効果がある。
【００６６】
具体的に、イメージ除去を行う構成として、局部発振器５′出力を乗算した同相成分信号と直交成分信号のデジタル信号に対して、直交成分信号をヒルベルトフィルタ２２で９０°移相し、同相成分を遅延器２１で遅延してから、加算器２３で加算（減算）することによってイメージ信号を除去するので、簡単な構成でイメージ除去を実現できる効果がある。
【００６７】
また、イメージ除去を実現するためのヒルベルトフィルタ２２内部の構成として、遅延器３０を奇数個設けて順に接続し、真ん中の遅延器３０を中心にして対称に前段部分と後段部分とに分け、対称関係にある遅延器３０の段部分の遅延器の入力信号と後段部分の遅延器の出力信号とを加算又は減算する複数の加算器３１、及び真ん中の遅延器の入力信号と出力信号とを加算又は減算する加算器３１とを設けて、加算又は減算し、加算又は減算結果に対して、乗算器３２でヒルベルト係数を乗算し、乗算結果を加算器３３で加算するよう構成するので、対称関係にある遅延器３０の入出力を加算又は減算してからフィルタ係数を乗算して加算することによって、乗算器３２の数を遅延器３０の数に対して１／２にすることができ、ハードウェアの構成負荷を大幅に軽減できる効果がある。
【００６８】
更に、ヒルベルトフィルタ２２におけるフィルタ係数の特性として、偶数番目の係数は０（ゼロ）であるため、乗算を行わないこととすると、乗算回数を更に１／２にして処理の負荷を大幅に軽減することができる効果がある。
【００６９】
本発明の直接検波回路によれば、複素周波数変換器２４において、局部発振器５′で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行うために予め定めたＳＩＮテーブル４０とＣＯＳテーブル４２を用い、乗算器４１で入力信号にＳＩＮテーブル４０の値を乗算し同相成分信号を出力し、乗算器４３で入力信号にＣＯＳテーブル４２の値を乗算し直交成分信号を出力するので、簡単な構成・処理でオフセット周波数を取り除くことができる効果がある。
【００７０】
また、複素周波数変換器２４において、微小な周波数オフセットを取り除く周波数変換処理を行うために予め定めたＳＩＮテーブル４４とＣＯＳテーブル４５とを用い、乗算器４６で乗算器４１からの同相成分信号にＳＩＮテーブル４４の値を乗算し、乗算器４７で乗算器４１からの同相成分信号にＣＯＳテーブル４５の値を乗算し、乗算器４８で乗算器４３からの直交成分信号にＣＯＳテーブル４５の値を乗算し、乗算器４９で乗算器４３からの直交成分信号にＳＩＮテーブル４４の値を乗算し、乗算器４６からの出力と乗算器４８からの出力とを減算器５０で減算し、乗算器４８からの出力と乗算器４９からの出力とを加算器５１で加算ので、微小な周波数オフセットまで精度良く取り除くことができる効果がある。
【００７１】
本発明の直接検波回路を受信機に使用すれば、イメージ除去比が向上し、更にハードウェア構成が軽減し、処理負荷が軽減された受信機を構成することができる効果がある。
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、局部発振器で発振する受信周波数に対してオフセットを有する周波数の搬送波を第１の乗算器で受信信号に乗算し、第１の低域ろ波器、第１のＡＤ変換器を介して同相成分のデジタル信号を出力し、局部発振器の出力を９０度移相器で９０度移相した搬送波を第２の乗算器で受信信号に乗算し、第２の低域ろ波器、第２のＡＤ変換器を介して直交成分のデジタル信号を出力し、デジタル信号処理部で同相成分のデジタル信号と直交成分のデジタル信号を入力して、受信信号に含まれるイメージ周波数信号を除去する処理と、局部発振器で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行う直接検波回路としているので、イメージ周波数信号を除去する処理をデジタル信号処理により行うので、アナログ処理に比べてイメージ除去比を向上できる効果がある。
【００７３】
本発明によれば、デジタル信号処理部が、ヒルベルトフィルタで直交成分のデジタル信号をヒルベルト変換によって９０度移相して出力し、遅延器で同相成分のデジタル信号をヒルベルトフィルタの遅延時間と同一の遅延時間を持たせて出力し、加算器で両出力を加算或いは減算してイメージ周波数信号を除去し、複素周波数変換器で加算器からの出力に対して、局部発振器で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行って同相成分信号と直交成分信号を出力し、低域フィルタで複素周波数変換器からの同相成分信号と直交成分信号の各々に対して帯域制限を施すデジタル信号処理部である直接検波回路としているので、イメージ周波数信号を除去する処理をデジタル信号処理により行うので、アナログ処理に比べてイメージ除去比を向上できる効果がある。
【００７４】
本発明によれば、直接検波回路におけるヒルベルトフィルタが、入力信号を遅延させて出力する遅延器を奇数個設けて順に接続し、奇数個の遅延器の内、真ん中の遅延器を中心として対称に前段部分と後段部分とに分け、加算器で対称関係にある前段部分の遅延器の入力信号と後段部分の遅延器の出力信号とを加算又は減算し、また真ん中の遅延器の入力信号と出力信号とを加算又は減算し、各加算器からの出力信号にフィルタ係数を複数の乗算器で乗算し、複数の乗算器からの出力を加算器で加算するヒルベルトフィルタとしているので、加算又は減算してからフィルタ係数を乗算して加算することによって、乗算器の数を１／２にしてハードウェアの構成負荷を大幅に軽減できる効果がある。
【００７５】
本発明によれば、直接検波回路のヒルベルトフィルタにおける複数の乗算器が、乗算するフィルタ係数が０の場合、乗算を行わない乗算器としているので、乗算器における乗算回数を１／２にして処理の負荷を大幅に軽減できる効果がある。
【００７６】
本発明によれば、直接検波回路における複素周波数変換器が、局部発振器で設けたオフセットを取り除く周波数変換処理を行うための値を第１のＳＩＮテーブルと第１のＣＯＳテーブルとに予め定め、第１の乗算器で入力信号に第１のＳＩＮテーブルの値を乗算して同相成分信号を出力し、第２の乗算器で入力信号に第１のＣＯＳテーブルの値を乗算して直交成分信号を出力する複素周波数変換器であるとしているので、簡単な構成・処理でオフセット周波数を取り除くことができる効果がある。
【００７７】
本発明によれば、直接検波回路における複素周波数変換器が、微小な周波数オフセットを取り除く周波数変換処理を行うための値を第２のＳＩＮテーブルと第２のＣＯＳテーブルとに予め定め、第１の乗算器からの同相成分信号に第３の乗算器で第２のＳＩＮテーブルの値を乗算し、第４の乗算器で第２のＣＯＳテーブルの値を乗算し、第２の乗算器からの直交成分信号に第５の乗算器で第２のＣＯＳテーブルの値を乗算し、第６の乗算器で第２のＳＩＮテーブルの値を乗算し、第３の乗算器からの出力と第５の乗算器からの出力とを減算器で減算し、第４の乗算器からの出力と第６の乗算器からの出力とを加算器で加算する複素周波数変換器としており、微小な周波数オフセットまで精度良く取り除くことができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る直接検波回路の構成ブロック図である。
【図２】本発明の直接検波回路におけるヒルベルトフィルタの具体的構成例を示すブロック図である。
【図３】本発明の直接検波回路における複素周波数変換器の具体的構成例を示すブロック図である。
【図４】直接検波方式を実現する一般的な直接検波回路（従来の第１直接検波回路）の構成ブロック図である。
【図５】直交検波方式の周波数変換の様子（周波数スペクトラム）を示す説明図である。
【図６】従来の低ＩＦ方式の直接検波回路（従来の第２直接検波回路）の構成例の構成ブロック図である。
【図７】ＩＦ方式の直交検波の周波数変換の様子（周波数スペクトラム）を示す説明図である。
【図８】従来の低ＩＦ方式でイメージ信号除去処理を設けた直接検波回路（従来の第３直接検波回路）の構成例の構成ブロック図である。
【符号の説明】
１…帯域ろ波フィルタ（ＢＰＦ）、  ２…増幅器、  ３，４…乗算器、  ５，５′…局部発振器、  ６…９０°移相器、  ７，８…低域ろ波器（ＬＰＦ）、９，１０…ＡＤ変換器、  １１…ベースバンド復調部、  １２…周波数変換処理部、  １３…イメージ除去処理部、  ２０…デジタル信号処理部、  ２１…遅延器、  ２２…ヒルベルトフィルタ、  ２３…加算器、  ２４…複素周波数変換器、  ２５，２６…低域フィルタ、  ２７…復調処理部、  ３０…遅延器、  ３１，３３…加算器、  ３２…乗算器、  ４０，４４…ＳＩＮテーブル、  ４１，４３、４６，４７，４８，４９…乗算器、  ４２，４５…ＣＯＳテーブル、  ５０…減算器、  ５１…加算器
【図１】
0004063563.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
0004063563.tif 000006
【図６】
0004063563.tif 000007
【図７】
0004063563.tif 000008
【図８】
0004063563.tif 000009