(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
復調された受信信号から複素数データサンプルを生成する受信機において同調周波数オフセットを決定する方法であって、前記データサンプルは、互いに所定の関係を有するサブシーケンスを含むシーケンスに配置され、前記方法は、複数の異なる遅延期間だけ前記複素数データサンプルを遅延させるステップと、前記異なる遅延期間を用いて前記複素数データサンプルの自己相関をとり各自己相関出力を生成するステップと、各自己相関出力における位相誤差にそれぞれ依存する複数の位相依存値を決定するステップと、前記位相依存値を重み付けして結合することによって前記周波数オフセットを表す値を計算するステップと、を含む、方法。
【請求項２】
前記位相依存値はそれぞれ、連続した自己相関サンプルの位相誤差の平均を表す、請求項１記載の方法。
【請求項３】
請求項１または２に記載の方法を用いて同調周波数オフセットを決定するステップと、遅延されたサンプルを使用して所定のデータサンプルシーケンスを認識するステップと、を含む、受信機を同期させる方法。
【請求項４】
前記遅延期間を使用した前記データサンプルの自己相関が所定シーケンスの出力になるかどうかを判定することにより、前記シーケンスを認識するステップを含む、請求項３記載の方法。
【請求項５】
前記サブシーケンスを表すデータと前記複素数データサンプルの相関をとり、前記相関に応答するパターン認識手段を使用して前記複数のサブシーケンスを含むシーケンスを検出することにより、前記所定シーケンスが発生した時点を示す信号を提供するステップを含む、請求項３または４記載の方法。
【請求項６】
受信機を同期させる方法であって、
複素数データサンプルの所定シーケンスを含む信号を受信することであって、前記所定シーケンスは、互いに所定の関係を有する内容のサブシーケンスを含むこと、
前記サブシーケンスの１つに対応するデータを有する前記複素数データサンプルの相関を形成すること、
遅延手段を使用してそれぞれ異なる量だけ前記相関を遅延させること、
前記遅延手段の各出力に応答し、前記所定の関係に対応する重み付け係数を有するパターン認識手段を使用して、前記複素数データサンプルの前記所定シーケンスが受信された時点を示す信号を供給すること
を含む、方法。
【請求項７】
前記複素数データサンプルを前記遅延手段に送るステップと、前記遅延手段の異なる出力それぞれを使用して複数の自己相関を導出するステップと、前記自己相関それぞれにおける位相誤差からの同調周波数オフセットを決定するステップと、を含む、請求項６記載の方法。
【請求項８】
前記所定シーケンスは、無線ＬＡＮ送信におけるデータバーストを識別する、請求項６または７記載の方法。
【請求項９】
前記パターン認識手段はマッチドフィルタである、請求項６ないし８のいずれか一項記載の方法。
【請求項１０】
前記受信信号はＯＦＤＭシンボルを含む、請求項１ないし９のいずれか一項記載の方法。
【請求項１１】
前記受信信号はＨＩＰＥＲＬＡＮ／２信号である、請求項１ないし１０のいずれか一項記載の方法。
【請求項１２】
請求項１ないし１１のいずれか一項記載の方法に従って動作するように構成される手段を備える無線ＬＡＮ受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、受信機を同期させる方法および装置に関する。この発明は特に、信号がバーストで送信され、各バーストには既知のデータパターンすなわちプリアンブルが前置され、プリアンブルは受信機によって検出され、同期目的のために使用される、無線ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）に適用される。かかるシステムの例は、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２、ＭＭＡＣ、およびＩＥＥＥ８０２．１１ａである。この発明は、主にＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムの文脈において述べるが、他の分野でも適用することができる。
【０００２】
【従来の技術】
ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２（例えば、Ｍａｒｔｉｎ  Ｊｏｈｎｓｏｎによる「ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２  −  ５ＧＨｚの周波数帯域で動作する広帯域無線送信技術」（ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２  Ｇｌｏｂａｌ  Ｆｏｒｕｍ  １９９９、ｖ．１．０）を参照のこと）は、データを中央アクセスポイント（ＡＰ）からモバイル端末（ＭＴ）に送り、ＭＴからデータを受け取り、ＭＴ間で直接、データの送信を同期化する能力を有する中央制御式の時分割多元接続、時分割二重（ＴＤＭＡ／ＴＤＤ）システムである。ＡＰは、それぞれが個別のセクションを含む媒体アクセス制御（ＭＡＣ）フレームの形式でデータのバーストを送信する。第１の個別セクションは、ブロードキャストチャネル（ＢＣＨ）セクションである。ＭＴは、動作開始後すぐに、ＢＣＨセクションを見分けられることが重要であり、したがって、ＭＴは、ＭＴの動作をＡＰと同期させることができる。このような目的で、ＢＣＨセクションは、初めに、固有の一連の複素数データによって形成されたプリアンブルを有する。このフレーム内の他のセクションも、様々なデータシーケンスを含む識別プリアンブルを含む。
【０００３】
個別プリアンブルは、公知の複素数データパターンに合わされた受信データをフィルタに送信することで見分けられることができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、雑音、マルチパス干渉、クリッピングを呈する極端な無線チャネル信号条件のもとでも、より信頼できる結果を与えるようなプリアンブル検出用の改良された技法を提供することが望ましいであろう。また、受信した送信における所定ポイントを表す正確なタイミング信号の生成に使用することのできる技術を提供することも望ましい。
【０００５】
さらに、受信機の周波数同期に有利な技術を提供することが望ましい。
【０００６】
また、システムコンポーネントの共同使用が可能な効率的な方法でこれら技術の少なくともいくつかを組み合わせることも望ましい。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明の態様は、併記の特許請求の範囲に記載される。
【０００８】
この発明のさらなる態様によれば、サブシーケンスを取得し、たとえばマッチドフィルタを使用することによってそのサブシーケンスを既知のサブシーケンスパターンと相関付けることによって、また、相関出力が、複数のかかるサブシーケンスが正確な相対的なタイミングで発生したことを示すことを（たとえば、第２のマッチドフィルタを使用することにより）検出することにより、好ましくはプリアンブルを表す特定のデータシーケンスが検出される。これにより、あらゆるサブシーケンスにおけるあらゆるサンプルをチェックする必要なく、データシーケンスが発生する時点を高い信頼性をもって検出することができる。
【０００９】
この発明の別の態様によれば、所定のデータシーケンスが遅延の異なる複数の自己相関器に送られ、これらの出力を重みを付けて使用し、周波数オフセット値を決定する。
【００１０】
好ましくは、これら態様の双方が、サンプルをマッチドフィルタおよび自己相関器への供給するために共通の遅延手段を備える受信機において使用される。
【００１１】
次に、この発明を具現する装置について、添付図面を参照して例として述べる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２は、アップリンク、ダウンリンク、ダイレクトリンク（すなわち、センターを通じて中継される必要のないデータ）のバーストタイミングがすべて、中央アクセスポイント（ＡＰ）により制御されている中央制御式のＴＤＭＡ／ＴＤＤシステムである。データは、媒体アクセス制御（ＭＡＣ）フレームで送信される。すべてのフレーム時間は、あらゆる新規フレームの初めに、ＡＰにより送信されるブロードキャストチャネル（ＢＣＨ）バーストに対して定められる。図１は、全方向性アンテナを有するＡＰ用のフレーム構造を示している。
【００１３】
ブロードキャストチャネル（ＢＣＨ）、フレームチャネル（ＦＣＨ）、アクセスフィードバックチャネル（ＡＣＨ）、ダウンリンク（ＤＬ）のデータはすべて、ＡＰから、単一の連続ＲＦバーストとして送信されるが、ただし、それぞれ自らのフォーマットとプリアンブルを有する別々のデータバースト上に、個別のセクションがマッピングされる。このフレームの残りの部分は、モバイル端末（ＭＴ）による送信に使用される。この残りの部分は、ダイレクトリンク（ＤｉＬ）トラフィック（オプション）、ＭＴからＡＰへのアップリンク（ＵＬ）データ、および、現時点において作動していないＭＴにリソースを割り当てさせるＡＰへの要求のためのランダムアクセスチャネル（ＲＣＨ）、という３つのセクションまたは段階（phase）に分けられる。
【００１４】
ＢＣＨ、ＦＣＨ、ＡＣＨのチャネルを連結して、単一のブロードキャストデータバーストを形成する。ＤＬデータは、ダウンリンクバーストを形成する。ＵＬ段階には、短いプリアンブルを有するアップリンクバースト（ＵＳＣＨ）と、長いプリアンブルを有するアップリンクバースト（ＵＬＣＨ）という異なる２種類のアップリンクバースト使用できる。ＤｉＬデータには、オプションのダイレクトリンクバーストもある。
【００１５】
複数のアンテナセクタを有するＡＰでは、フォーマットが異なる。この場合、そのフレームの各セクションは、ｎ個のデータバーストを、それぞれのアンテナセクタに対して１個、含む。さらに、各ブロードキャストバーストは、ＢＣＨのデータしか含まない。ＦＣＨとＡＣＨのデータは連結されて、ダウンリンクバーストとして送信される。
【００１６】
バーストタイプとは無関係に、各データバーストは、プリアンブルとペイロードという２つのセクションから成っている。各バーストは、プリアンブルセクションｒPREAMBLEから開始され、その後に、ペイロードセクションｒPAYLOADが続く。また、そのベースバンドのフォーマットは、次式となる：
ｒBURST（ｔ）＝ｒPREAMBLE（ｔ）＋ｒPAYLOAD（ｔ−ｔPREAMBLE）
【００１７】
タイムオフセットｔPREAMBLEは、このバーストのペイロードセクションの開始点を決定するものであって、バーストタイプによって決まる。データバーストの基本構造は、図２に示されている。
【００１８】
このペイロードセクションは、表１に示されるように、１６個（必須）または８（任意）のサンプルのサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を用いて、６４ポイントの逆離散フーリエ変換（ＩＦＴ）で生成された５２キャリアの直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルから成っている。
【００１９】
【表１】
0004154570.tif 000002
【００２０】
以下の説明では、必須の１６サンプルのＣＰだけが考慮される。ファイン周波数（fine frequency）オフセットとフーリエ変換ブロック・タイミングは、ＤＶＢ−Ｔ（地上波デジタルビデオ放送）とＩＳＤＢ−Ｔ（地上波統合デジタル放送サービス）に提案された遅延・乗算自己相関技法を用いて、バーストのペイロードセクションを通して、追跡される場合がある。しかしながら、１シンボルにつきＣＰのサンプルが１６（または８）しかないので、これらの推定値が充分正確となる前に、いくつかのシンボルについて平均を取る必要がある。このプリアンブルの目的は、このペイロードの第１のデータシンボルが、充分な精度で受け取られるように、初期収集プロセスに役立てることである。
【００２１】
これらのデータバーストは、様々なプリアンブルを有する。これらのプリアンブルを構築するのに用いられるプリアンブルセクションには、タイプＡ、タイブＢ、タイプＣという３つのタイプがある。各プリアンブルは、異なるタイプの１つ、２つ、または３つのセクションから成っている。各セクションは、データの複数のサブシーケンス（すなわち、ブロック）を含む。各サブシーケンスは、一組のサンプルを含む。
【００２２】
セクションタイプＡ内のサブシーケンスはそれぞれ、１６の複素数データサンプルから成る所定のサブシーケンス、あるいは、これらのデータサンプルから成る符号反転のものを含む（「符号反転（sign-inverse）」という用語は、それぞれのサンプルの実数部と虚数部の双方の符号が、基本データシーケンスの対応するサンプルの符号とは逆であることを意味する）。タイプＡのセクション内では、データの個々のサブシーケンスは、Ａと呼ばれるか、あるいは、サブシーケンスが符号反転サンプルを含む場合には、ＩＡと呼ばれる。１つのＯＦＤＭシンボルと等価な５つのサブシーケンスがあり、その場合、この全体の長さは４μｓである。
【００２３】
セクションタイプＢ内のサブシーケンスはそれぞれ、１６の複素数データサンプルＢから成る所定のサブシーケンス、あるいは、これらのデータサンプルの符号反転ＩＢを含む。１つまたは２つのＯＦＤＭシンボルと等価な５つまたは１０のサブシーケンスがあり、それらの長さは４μｓまたは８μｓとなる。
【００２４】
セクションタイプＣは、２つの完全ＯＦＤＭシンボルに等しい長さを持つものであって、それぞれ複素数データサンプルＣを納めた２つのサブシーケンスに、このＣサブシーケンスの最後の部分のコピーであるサイクリックプレフィックス（ＣＰ）の形式の先行サブシーケンスを加えたものを含む。
【００２５】
ブロードキャストバーストだけが、セクションタイプＡを納めたプリアンブルを持ち、このプリアンブルは、フレーム同期向けのものであり、それゆえ、フレーム中の第１のバーストの始まりを一意に特定する必要がある。セクションタイプＢは、タイミングとファイン周波数リカバリ向けのものである。セクションＣタイプは、チャネル推定向けのものである。セクションタイプＢとセクションＣタイプは、他のプリアンブルにも認められる。
【００２６】
図３は、タイプＡ、タイプＢ、タイプＣの３つのセクションを含む、ブロードキャストバースト用のプリアンブルを示している。ブロードキャストバースト用のプリアンブルのセクションタイプＡは、Ｓ１の所に示されるものであって、変調された非零キャリアを、±２、±６、±１０、±１４、±１８、±２２の位置だけに有するスペクトルの６４ポイントＩＦＴを行うことで、生成される場合がある。その結果得られた時間領域の波形は、３２のサンプルの後で繰り返し、また、第２の１６のサンプル（ＩＡ）は、第１の１６のサンプル（Ａ）の符号反転のものである。それゆえ、その時間領域の波形は、第１の１６のサンプル（Ａ）を単にルックアップ・テーブルに格納することだけで、生成される場合もある。８０のサンプルの完全セクションＳ１（４μｓ）は、反転した１６サンプルの波形ＩＡのさらなるコピーを、６４サンプルのＩＦＴブロックの終わりに付けることで、生成される。
【００２７】
このプリアンブルのセクションタイプＢは、非零キャリアを±４、±８、±１２、±１６、±２０、±２４の位置だけに有するスペクトルの６４ポイントＩＦＴを行うことで、生成される場合がある。その結果得られた時間領域の波形は、１６のサンプル（Ｂ）の後で繰り返す。それゆえ、その時間領域の波形は、第１の１６のサンプルを単にルックアップ・テーブルに格納することだけで、生成される場合もある。８０のサンプルの完全セクションＳ２（４μｓ）は、１６のサンプルのサブシーケンスＢを４回繰り返すことで生成され、その後で、１６のサンプルの波形の符号反転コピーＩＢが続く。
【００２８】
次に、セクションＳ２の後のＳ３の所で、Ｃタイプのセクションが続く。
【００２９】
図４は、ＵＬＣＨバースト用のプリアンブルを示している。このプリアンブルは、２つのセクションＳ４とセクションＳ５を含み、これらのセクションはそれぞれ、タイプＢとタイプＣである。セクションタイプＢは、ブロードキャストバーストの場合のように生成される。ただし、１６のサンプルのサブシーケンスＢは、符号反転の波形ＩＢの前に、９回、繰り返される。
【００３０】
図５は、ＵＳＣＨバースト用のプリアンブルを示している。このプリアンブルも、それぞれタイプＢとタイプＣの２つのセクション、Ｓ６とＳ７しか持っていない。この場合、タイプＢのセクションは、図３のブロードキャストバーストのＢタイプのセクションと同じものである。
【００３１】
ダウンリンクバースト用のプリアンブルは、タイプＣの１セクションだけから成っており、またダイレクトリンクバースト用のプリアンブルは、図４のＵＬＣＨバーストに一致する。
【００３２】
図６を参照すると、これは、無線ＬＡＮトランシーバの受信部のブロック図である。アンテナ１００は、受信信号を復調して、中間周波数（ＩＦ）信号を生成するために、ダウンコンバータ１０２に接続される。このＩＦ信号は、ＩＦ・ベースバンド変換器１０４に送られて、その変換器の出力部に複素数データサンプルを発生させ、それらのサンプルを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）回路１０６に送出する。復調された出力データが、ＦＦＴ１０６によって生成される。
【００３３】
ダウン変換動作と、ＩＦ・ベースバンド変換動作は、サンプリングクロック生成および周波数同期回路１０８によって制御される。
【００３４】
このような構成は、ＯＦＤＭ信号の復調に使用されるものとして、従来技術ではよく知られている。
【００３５】
プリアンブル検出回路１１０は、ＩＦ・ベースバンド変換器１０４から複素数データサンプルを受け取るものであって、様々なプリアンブルを形成する所定のデータシーケンスを検出し、それに応答して、制御信号を生成するように構成されている。
【００３６】
処理回路１１０は、３つの機能を有する。すなわち、（ａ）特定のプリアンブルを表す所定のデータシーケンスの存在の検出することであって、検出に応答して、「プリアンブル検出」出力がライン１１６上に提供され、（ｂ）プリアンブル受信時点を正確に検出することであって、それによってライン１１２および１１４上にタイミング信号が供給し、発生器１０８およびＦＦＴ回路１０６による使用のためにタイミング信号からタイミング誤差が推定されることができ、また（ｃ）同調周波数誤差を検出し、これに応答して、同調周波数を補正するために発生器１０８が使用するための、誤差を表す値をライン１１８上に供給することである。
【００３７】
以下において、プリアンブル処理回路１１０の３つの主な機能が動作する方法について述べる。図７を参照すると、コンバータ１０４からの実数のサンプルＩおよび虚数のサンプルＱが、プリアンブル処理回路１１０の６４サンプル遅延回路７０２に与えられる。遅延回路７０２は、遅延回路７０２に送られた６４個の連続したサンプルから、以下のサンプル期間すなわち０、１６、３２、および６４（最初のサンプル期間および／または最後のサンプル期間はおそらく遅延回路７０２の出力または入力から導出される）だけ遅延するサンプルを導出することができるようにいくつかのタップを有する。この遅延回路７０２は、３つすべての機能に使用される。
【００３８】
次に、第１の機能、すなわち放送バーストを検出して、フレームの開始を見つけられるようにする機能について述べる。タイプＡのプリアンブルセクションを有する放送バーストプリアンブルは、タイプＡのプリアンブルセクションを持たないその他のバーストと区別されなければならない。自己相関器がこの目的のために使用される。
【００３９】
表２は、タイプＡのプリアンブルセクションをなすサンプルが送られる場合の、遅延の異なる自己相関器から得ることのできる出力を示す。
【００４０】
【表２】
0004154570.tif 000003
【００４１】
１列目の数は、サンプル期間に関する遅延を表す。２列目〜６列目は、周波数オフセットがない場合の１６サンプルの各ブロックまたはサブシーケンスについての自己相関器の予想出力を表す。たとえば、４８サンプルの遅延がある場合、Ａタイプセクションの４番目のブロックＩＡは、最初のブロックＡと−１の相関を有することになる。５番目のブロックＩＡは、２番目のブロックＩＡと＋１の相関を有することになる。
【００４２】
表３は、タイプＢのセクションをなすサンプルが送られる場合の出力を示す。
【００４３】
【表３】
0004154570.tif 000004
【００４４】
この場合、４８サンプルの遅延がある場合、セクションの４番目のブロックＢは、最初のブロックＢと＋１の相関を有することになる。５番目のブロックＩＢは、２番目のブロックＢと−１の相関を有することになる。
【００４５】
表２と表３を比較することにより１６サンプルまたは４８サンプルの遅延を有する相関器は、タイプＡのセクションとタイプＢのセクションとを区別することができるが、３２サンプルまたは６４サンプルの遅延を有する相関器は区別不可能なことが認められるであろう。
【００４６】
本実施の形態は、ＡタイプとＢタイプのセクションの出力の区別につながる遅延（この場合、４８サンプル）を有する相関器を、Ａタイプセクションについて予想される特定の相関器出力シーケンスを検出する手段と共に使用することによって動作する。さらに、本実施の形態は、Ａタイプセクションを検知してから適切な遅延後にＢタイプセクションの存在を調べることによって動作する。
【００４７】
サンプル０が共役器７０５に送られて、サンプルの複素共役が形成される。これと、遅延回路７０２からのサンプル４８が乗算器７０４に送られ、よって乗算器７０４の出力がライン７０６上に、４８サンプル期間の遅延を有する受信サンプルの自己相関を形成する。したがって、放送バーストプリアンブルを受信中であるものと仮定すると、表２に示すように、自己相関器７０４の出力は、１６連続サンプルについて−１の値を生成し、その後、次の１６サンプルについて＋１を生成する。この値シーケンスを検出し、ライン１１６上に放送バーストプリアンブルを表すプリアンブル検出信号を提供する手段が設けられる。
【００４８】
しかし、本実施の形態では、プリアンブル処理回路１１０は、タイプＡセクションの検出後にタイプＢセクションが検出され、タイプＡセクションとタイプＢセクションの先頭が８０サンプル遅延分、離れている場合にのみ、このような検出信号を生成する。これは、自己相関器７０４の出力７０６を８０サンプル遅延回路７０８およびインバータ７１０に送り、遅延回路７０８およびインバータ７１０の出力を検出器７１２に送ることによって達成される。検出器７１２は、インバータ７１０から「−１」の１６連続の出力および、その後の「＋１」１６連続の出力を受信する（表３に示すように、タイプＢセクションの自己相関によって生成されるサンプルを反転したものを表す）のと同時に、遅延回路７０８から同じ値を受信した場合に、放送バーストプリアンブルを表す出力を生成する。
【００４９】
表２および表３における最後の列は、周波数誤差によって導入される位相ずれψを表す。これは、相関器遅延の長さと直線的に増加することに留意されたい。周波数オフセットが、±π／２に近い測定した位相を生成するに十分であった場合には、サブシーケンスＡはサブシーケンスＢであるように見えることがあり、またその逆の場合も同様である。実際のＨＩＰＥＲＬＡＮ／２構成では、４８サンプル遅延の場合にはこれが１０４．２５ｋＨｚオフセットで発生することが見て取れる。ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２は、±２０ｐｐｍの周波数安定度を指定し、これは送信周波数５．７１２５ＧＨｚの場合での±１１４．５ｋＨｚに相当する。リンクの一端が最大の正の周波数オフセットを有し、他端が最大の負のオフセットを有する最悪の場合、差は±２２９ｋＨｚの大きさになり得る。
【００５０】
したがって、上記構成がタイプＡのセクションのみを検出するものであった場合、大きな周波数オフセットに起因する誤差が潜在的に存在する。しかし、これを回避するために、検出器７１２を配置して、（ａ）セクションタイプＡを示唆する自己相関出力シーケンスの８０サンプル後にセクションタイプＢが続く、または（ｂ）周波数オフセットが、セクションタイプＡがセクションタイプＢのものに類似する自己相関出力を生成するに十分である場合のみ発生する、かかる自己相関出力が反転したもの、のいずれかを検出する場合に、放送バーストプリアンブルを表す出力を提供することが可能である。
【００５１】
次に、放送バーストプリアンブルが受信される時刻を正確に検出する処理回路１００の第２の機能について述べる。
【００５２】
スイッチ７０３は、入力サンプルが１６タップ遅延回路７１３に与えられ、遅延回路７１３の出力が、１６サンプルサブシーケンスＡに一致するマッチドフィルタ７１４に与えられるように動作する。タップ付きフィルタ７１４の出力７１６は、受信したサンプルと既知のパターンＡの間の相関を表すため、遅延回路７１３の出力１〜１６におけるサブシーケンスＡの存在を表す信号を提供する。
【００５３】
したがって、この相関出力が入力サンプルの代わりに、遅延回路７０２の入力に送られる。上述したように、遅延回路７０２は、互いに１６サンプル期間分離れたサンプルを提供する５つの出力を有する。別の回路７１８を使用して、これら出力が、集合的にプリアンブルセクションＡを形成する５つのサブシーケンスにおける対応サンプルを表すことを調べる。
【００５４】
したがって、出力０、１６、３２、４８、および６４は、シーケンス検出器７１８のそれぞれの入力に提供される。シーケンス検出器７１８は、相関出力の予想パターンに一致するフィルタであってもよい。好ましい実施の形態のシーケンス検出器は、５つのブロックＡ、ＩＡ、Ａ、ＩＡ、およびＩＡそれぞれにおけるサンプルの値の相対的な符号と一致するように、サンプル６４、４８、３２、１６、および０を受信する入力にそれぞれに適用される重み付け係数＋１、−１、＋１、−１、および−１を有する。
【００５５】
タイプＡセクションが検出されると、検出器１７８がタイミング信号を正確なタイミングでライン１１２、１１４に提供する。
【００５６】
シーケンス検出器７１８および遅延回路７０２は、マッチドフィルタ７１４の出力を効率的に組み合わせて、長さ８０であるが、８０の個別の離れた遅延回路出力および対応する係数を必要としない等価マッチドフィルタを生成する。かかるマッチドフィルタにより、平均サンプルに関して１９ｄＢの信号対雑音比の向上が与えられ、したがって非常に信頼性の高いフレーム開始の指示が与えられる。これにより、放送バーストならびにフレーム同期についての優れた初期タイミング推定が与えられる。
【００５７】
処理回路１１０も、サブセクションＢに対応するようにマッチドフィルタ７１４の係数を変更することにより、また検出器７１８によってサンプル６４、４８、３２、１６、および０に適用される重みの付いた係数をそれぞれ＋１、＋１、＋１、＋１、および−１に変更することにより、タイプＢセクションが発生する時点を検出するように構成することが可能である。
【００５８】
次に、受信機同調周波数の誤差を検出するという処理回路１００の第３の機能について述べる。この機能の場合、スイッチ７０３は図７に示す位置に配置されるため、入力サンプルは直接遅延回路７０２に送られる。
【００５９】
表２に示すように、周波数オフセットがないものと仮定すると、自己相関器は、自己相関器の遅延に依存して所定シーケンスで既知の位相（０またはπ）の出力を生成する。しかし、周波数オフセットがある場合、これにより自己相関器の出力に位相ずれが生じる。周波数オフセットがΔｆであると仮定すると、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２システムにおける位相ずれψは、表２の列７に示すものである。位相ずれψは、自己相関器の遅延に比例する。
【００６０】
したがって、周波数オフセットは、既知の遅延の自己相関器からの出力において観察される位相ずれから決定することができる。しかし、本実施の形態によれば、異なる遅延を有する複数の相関器の出力を適宜組み合わせることにより、改善された信号対雑音比が得られる。
【００６１】
プリアンブル処理回路１１０は、３つのさらなる乗算器７２２、７２４、および７２６を備える。４つすべての乗算器は、共役器７０５から入力サンプル０の複素共役を受信する。乗算器７２２、７２４、７０４、および７２６は、別の入力として、サンプル１６、３２、４８、および６４それぞれを受信する。したがって、乗算器７２２、７２４、７０４、および７２６の出力はそれぞれ、１６、３２、４８、および６４サンプルの遅延を有する自己相関器である。
【００６２】
自己相関器の出力は、位相平均化器７２８、７３０、７３２、および７３４それぞれに送られる。各位相平均器は、受信した入力自己相関サンプルと予想される位相との間の差の平均を表す出力値を生成する。（これら予想される位相は、たとえば検出器７１８の出力によって決定し得る、現在受信中の特定のサブシーケンスに従ってアドレス指定されるルックアップテーブルから決定することができる）。
【００６３】
６４サンプル遅延の場合、平均化用に１６個の出力サンプルしかなく、熱雑音を無視して１２ｄＢの信号対雑音比（ＳＮＲ）が与えられる。４８サンプル遅延の場合、平均化用に３２個の出力サンプルがあり、１５ｄＢの信号対雑音比が与えられる。しかし、推定される位相はここで、６４サンプル遅延相関器からの対応する位相出力の３／４しかなく、小さな角度について２．５ｄＢのペナルティを生み出す。３２サンプル遅延の場合、平均化する４８個の出力サンプルがあり、これらがすべて統計学的に独立している場合には１６．８ｄＢの信号対雑音比が与えられる。しかし、予想すべき位相はここで、６４サンプル遅延相関器からの対応する位相出力の１／２しかなく、小さな角度について６ｄＢのペナルティを生み出す。さらに、３番目のセクションにおけるサンプルをその他の２つのセクションにおけるサンプルで乗算することによって生成される出力の間の部分相関に起因するペナルティがある。したがって、結果得られるＳＮＲは、１６．８ｄＢ未満である可能性が高い。同様の議論を１６サンプル遅延相関器にも適用することができ、１６サンプル遅延相関器は、すべての出力が統計学的に独立している場合、１８ｄＢのＳＮＲを与えるが、減少された角度については１２ｄＢのペナルティを与える。この場合、１６サンプルの各ブロックといずれかの側の隣接ブロックの間に部分相関があり、ＳＮＲのさらなる低減が予想される。
【００６４】
１６、３２、４８、または６４サンプルという異なる遅延を用いる最大４個の相関器の出力を適宜組み合わせることによって、すべての出力が統計学的に独立している場合、平均化用の１６出力の１０個のブロックがあり、６４サンプル相関器の場合にはＳＮＲが１０ｄＢ向上する。
【００６５】
これは、位相平均器７２８、７３０、７３２、および７３４の出力を周波数オフセット計算器７３６の重み付け入力に送ることによって達成される。計算器７３６は、（１６サンプル遅延相関器７２２に接続される）位相平均器７２８からの平均位相角のずれを４で乗算し、（３２サンプル遅延相関器７２４に接続される）位相平均器７３０の出力を２で乗算し、（４８サンプル遅延相関器７０４に接続される）位相平均器７３２の出力を１．５で乗算し、（６４サンプル遅延相関器７２６に接続される）位相平均器７３４の出力を１で乗算する。次いで、重みの付けされた値自体が平均化されて、位相ずれ値ψを生成し、周波数オフセット計算器７３６が、周波数オフセットを表し、式Δｆ＝ψｘ６２５／πを用いて導出される値Δｆをライン１１８上に提供する。
【００６６】
上記において識別した表２の上の２行に沿った部分相関に加えて、同じリアルタイム入力を共有する表２の同じ列中のブロックの間、および同じ遅延入力を共有する同じ対角線上のブロックの間にも部分相関があることに留意すべきである。各サブセクションは、表中で総計４回出現する。この手法は、「良好」なサンプルが別の「良好」なサンプルと乗算されるいくつかのチャンスを有し、特定の固定長相関器における「不良」サンプルと対になることにより「無駄」にならないため、いくらかのダイバーシチ利得を与える可能性が高い。しかし、異なる位相角を考慮に入れなければならない付加的な乗算器および結合する回路においてかなりの複雑性が増加する。
【００６７】
計算された周波数オフセットは、タイミング周波数の調整以外の他の目的に使用してもよく、たとえば、ＦＦＴ回路１０６が同調オフセットを補償できるようにするために使用することができる。
【００６８】
共通の要素、特に遅延回路７０２を、プリアンブル処理回路１１０の３つすべての機能に使用可能であることに留意されたい。乗算器７０４等他の要素も、機能同士で共有することができる。
【００６９】
上記構成では、遅延回路７０２を異なる時点で使用して、入力サンプル（上述した第１および第３の機能に関して）およびマッチドフィルタ７１４（第２の機能に関して）によって導出される入力サンプルの相関の双方を遅延させる。所望であれば、また特にこれら機能を同時に実行する必要がある場合、２つの別個の遅延回路を代わりに使用することができる。
【００７０】
上記実施の形態では、同調周波数オフセットの決定およびプリアンブルタイミング検出動作は、受信機が動作し始めた後の初期段階に実行され、後続する同期化がそれ自体既知の他の装置によって実行されるものと意図される。しかし、代わりに、周波数オフセットの決定および／またはプリアンブルタイミングの決定は、受信機の動作中に繰り返し行うこともできる。
【００７１】
上述したように、回路７１４および７１８はそれぞれ、マッチドフィルタの形態をとることができる。しかし、他のタイプのパターン認識回路を使用して、たとえば既知のシーケンスとの相関により、受信したサンプルシーケンスを認識してもよい。回路は、ＸＯＲゲート等デジタル論理回路を使用して、またはより複雑な方法で、たとえばソフトウェアまたはハードウェアにで実装されうるニューラルネットワークの形態で構築することができる。しかし、上述したように、検出器７１８は、単純な構造のものであることができ、異なるプリアンブルを検出するために変更可能であることが好ましい、少ない数（本実施の形態では５個）の重み付け係数しか必要としない。
【００７２】
上記３つの機能の任意の１つまたは複数を省略してもよいことに留意されたい。たとえば、検出器７１８の出力を使用して、放送バーストプリアンブルの受信を指示し、これによって回路７０６、７０８、７１０、および７１２の必要性をなくすことが可能である。
【００７３】
無線ローカルエリアネットワークの場合、従来の構成では、信頼性が高く正確な同期は、信号が連続して送信されないために困難である。この発明は、こういった問題を軽減する。本技術は、衛星バーストモード通信およびバーストモード電力線通信等、同様の条件が適用される他の状況において使用することもできる。
【００７４】
この発明は、個別のハードウェアもしくはプログラムされたマイクロプロセッサ、またはこれら双方の組み合わせを用いて実施することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２のシステムを用いて送信されるＭＡＣフレームの構造を示す図である。
【図２】  ＭＡＣフレーム内の１セクションの基本構造を示す図である。
【図３】  ＭＡＣフレームのセクションタイプに用いられるプリアンブルの構造を示す図である。
【図４】  ＭＡＣフレームのそれぞれのセクションタイプに用いられるプリアンブルの構造を示す図である。
【図５】  ＭＡＣフレームのそれぞれのセクションタイプに用いられるプリアンブルの構造を示す図である。
【図６】  この発明による無線ＬＡＮ受信機のブロック図である。
【図７】  受信機のプリアンブル処理回路の略図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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