(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報伝送レートに比べて広帯域幅で移動局に伝送する少なくとも１つの基地局を含む多元接続通信システムにおける 、受信装置において、
情報，カラードノイズ，白色雑音を含む伝送された通信を受信する第１入力端と、ノイズ統計値の共分散行列を供給する出力端とを有する自己共分散推定器と 、
前記自己共分散推定器の出力端と接続する入力端 と、前記伝送された情報とカラードノイズの受信に応じて前記情報を逆拡散するために最適推定ベクトルを供給する出力端とを有する事前白色化フィルタコンピュータと、
情報，カラードノイズ，白色雑音を含む前記伝送された通信を受信する第１入力端と、前記事前白色化フィルタコンピュータの出力端と作動的に接続する第２入力端と、前記最適推定ベクトルを用いて逆拡散した受信情報を供給する出力端とを有するレーキ受信機とを備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記多元接続通信システムは、同期とタイミングを支援するパイロットシンボルの伝送を含み、
前記受信装置は、前記パイロットシンボルの発生を決定するための情報を受信する入力端と、実際のパイロットシンボルの受信と同時にパイロットシンボルのレプリカを供給する出力端とを有するパイロットシンボルレプリカ生成器と、
受信信号を受信する第１入力端と、前記パイロットシンボルレプリカ生成器の出力端に作動的に接続する第２入力端と、前記自己共分散推定器の入力端に作動的に接続し、前記パイロットシンボルを除いた受信信号を供給する出力端とを有する減算回路とをさらに含み、
前記自己共分散推定器は、前記受信信号からカラードノイズをフィルタ処理するノイズ統計値の行列中のベクトルを供給できることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
前記情報は、ロングコードで拡散したトラヒックチャネルで伝送され、予定データシンボルは、チャネルの捕捉と同期を目的として、予定データをロングコードで拡散したパイロットチャネルで伝送され、
前記受信装置は、前記伝送されたパイロットチャネルを受信する入力端と、前記チャネルを逆拡散するために使用するロングコードを供給する出力端とを有するフィンガ探索ユニットと、
該フィンガ探索ユニットの出力端と作動的に接続する第１入力端と、前記伝送されたパイロットチャネルを受信する第２入力端と、同期したロングコードを供給する出力端とを有する追跡ループと、
前記伝送されたパイロットチャネルを受信する第１入力端と、前記追跡ループの出力端と作動的に接続する第２入力端と、逆拡散パイロットチャネルを供給する出力端とを有するパイロットチャネル逆拡散器とをさらに含むことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項４】
前記自己共分散推定器は、Ｒを自己共分散推定値、ＴSをサンプリング周期、ｉ及びｊを前記推定した自己共分散行列のｉ行及びｊ列、Ｋを前記自己共分散を推定したサンプル数、ｒ（ｔ）を時間ｔにおける情報と妨害を含む受信した通信として、式
【数１】
0004169446.tif 000018
で表現されるノイズ統計値の行列を提供することができ、前記自己共分散行列のｉ行とｊ列が前記自己共分散推定値Ｒ（（ｉ−ｊ）ＴS）であることを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項５】
前記事前白色化フィルタコンピュータは、αを事前白色化フィルタ、（）Hを共役転置、Ｒをノイズ共分散行列、Ｊを汎関数、ｙ0を定数、ｆを受信信号、λを非ゼロのラグランジュ乗数として、
Ｊ＝（αHｆｆHα）／（αHＲα）が最大で、Ｊ＝αHＲα−λ［αHｆ−ｙ0］が最小であるような推定ベクトルαを供給することを特徴とする請求項２に記載の受信装置。
【請求項６】
情報伝送レートに比べて広帯域幅で移動局に伝送する少なくとも１つの基地局を含む多元接続通信システムにおける受信装置を用いて、受信信号よりカラードノイズを除去する方法であって、
情報，カラードノイズ，白色雑音を含む伝送された通信を受信するステップ（ａ）と、
逆拡散受信した通信を選択的に重み付けして信号対雑音比を強調し、カラードノイズを低減するステップ（ｂ）とを含み、
前記ステップ（ｂ）は、前記ステップ（ａ）で受信した前記通信に応じてカラードノイズを低減するために、ノイズ統計値の共分散行列を算出し、該算出したノイズ統計値の共分散行列に応じて事前白色化フィルタを生成するステップ（ｂ１）と、
前記ステップ（ｂ１）で生成された事前白色化フィルタに応じて、前記受信信号のチャネルの重み付けを調節，復調し、該復調した前記受信信号の信号対雑音比を最大にして、前記伝送された情報を再生するステップ（ｂ２）とを含み、
前記ステップ（ａ）は、前記通信を、各々相当するパス遅延を持つ複数の伝送パスにより受信し、各伝送パスに関する前記受信信号のタイミングを決定し、
前記ステップ（ｂ１）は、前記ステップ（ａ）で決定した各伝送パスの前記タイミングと前記ノイズ統計値の共分散行列とに基づいて、前記伝送パスの汎関数を形成するサブステップ（ｂ１ａ）と、
前記サブステップ（ｂ１ａ）で形成された各汎関数に応じて、各々対応する伝送パスのカラードノイズ用の事前白色化フィルタを決定するサブステップ（ｂ１ｂ）とを含むことを特徴とする受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【請求項７】
前記ステップ（ａ）は、前記通信を複数の時間セグメント内で受信し、
前記ステップ（ｂ）は、前記受信信号を逆拡散する時に時間セグメントを選択的に重み付けすることを特徴とする請求項６に記載の受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【請求項８】
前記ステップ（ａ）は、前記通信を周波数帯域幅のスペクトルにわたって受信し、
前記ステップ（ｂ）は、前記受信信号を逆拡散する時に前記周波数スペクトルの一部を選択的に重み付けすることを特徴とする請求項６に記載の受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【請求項９】
前記ステップ（ａ）は、前記受信信号情報とノイズ成分の変化を含み、
前記ステップ（ｂ）は、変化する前記受信信号に応じて前記選択的重み付けを適応的に変更することを特徴とする請求項６に記載の受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【請求項１０】
前記伝送パスは、ビット形式のディジタル情報を含み、
前記サブステップ（ｂ１ａ）は、各伝送パスの前記汎関数を最適化し、
前記ステップ（ｂ２）は、前記サブステップ（ｂ１ａ）で最適化された前記汎関数に基づいて、復調したディジタル情報のビット誤り率を改善すること特徴とする請求項６に記載の受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【請求項１１】
前記サブステップ（ｂ１ａ）は、αを事前白色化フィルタ、（）Hを共役転置、Ｒをノイズ共分散行列、Ｊを汎関数、ｆを受信信号として、信号対雑音比である汎関数Ｊ＝（αHｆｆHα）／（αHＲα）を最適化することを特徴とする請求項１０に記載の受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【請求項１２】
前記サブステップ（ｂ１ａ）は、αを事前白色化フィルタ、（）Hを共役転置、Ｒをノイズ共分散行列、Ｊを汎関数、ｙ0を定数、ｆを受信信号、λを非ゼロラグランジュ乗数として、汎関数Ｊ＝αHＲα−λ［αHｆ−ｙ0］を最適化することを特徴とする請求項１０に記載の受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【請求項１３】
前記ステップ（ｂ１）は、ｎを時間離散サンプル、Ｒ-1nを時間ｎにおける逆ノイズ共分散行列、ｕを各伝送パスの遅延に対応する遅延における妨害サンプルのベクトル、ａ1とａ2を正の数とし、
Ｒ-1n+1＝ａ1Ｒ-1n-（ａ2Ｒ-1n ｕｕH Ｒ-1n）／（１＋ｕHＲ-1n ｕ）
で表されるノイズ共分散行列Ｒを反復更新することを特徴とする請求項１２に記載の受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【請求項１４】
前記伝送は、パイロットシンボルを含み、
前記ステップ（ａ）は、前記パイロットシンボルを前記受信信号の一部として受信し、
前記ステップ（ａ）での前記パイロットシンボルの受信に応じて前記パイロットシンボルのレプリカを作成するステップ（ａ１）をさらに含み、
前記ステップ（ｂ１）は、前記パイロットシンボルのレプリカを用いて、受信信号とカラードノイズから前記パイロットシンボルを消去して、前記事前白色化フィルタを最適化し、
前記ステップ（ｂ２）は、前記受信信号から前記パイロットシンボルのレプリカを減算し、前記パイロットシンボルの影響のないチャネル推定値を提供して、前記パイロットシンボルをカラードノイズとしてフィルタ処理することを特徴とする請求項６に記載の受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【請求項１５】
前記情報は、既知の第１チップ系列で伝送され、
前記ステップ（ｂ１）は、各伝送パスのチャネル係数を推定し、
前記ステップ（ａ１）は、前記ステップ（ａ）で決定した前記伝送パスのタイミングと、前記第１チップ系列と、前記ステップ（ｂ１）で推定した前記チャネル係数とを用いて、前記パイロットシンボルのレプリカを生成することを特徴とする請求項１４に記載の受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【請求項１６】
前記ステップ（ｂ１）は、前記パイロットシンボルから前記パイロットシンボルのレプリカを減算して誤り信号を生成し、
前記ステップ（ａ１）は、前記パイロットシンボルのレプリカを適応フィルタ処理し、前記誤り信号を用いて前記パイロットシンボルのレプリカを訂正し、
前記ステップ（ｂ２）は、前記訂正したパイロットシンボルのレプリカで前記パイロットシンボルを消去して、前記受信信号のカラードノイズを完全に補償することを特徴とする請求項１４に記載の受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【請求項１７】
前記ステップ（ａ１）は、前記誤り信号に応じて、各々遅延時間と可変の重み付け値を持つ複数の処理パスを通して前記パイロットシンボルのレプリカを処理し、該処理したパスを合計することにより、適応フィルタ処理することを特徴とする請求項１６に記載の受信信号よりカラードノイズを除去する方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信装置及び受信信号よりカラードノイズを除去する方法に関し、より詳細には、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信の信号対雑音比をカラードノイズをフィルタ処理することにより改善するための受信装置及び該受信装置によりカラードノイズを除去するための方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトル拡散通信技術は通信ユーザが雑音の多い無線周波数（ＲＦ）スペクトル内で運用できるようにするものであり、特に狭い帯域における妨害波に対して有効である。スペクトル拡散方式の通信は、比較的小さい電力スペクトル密度で実行でき、多数のユーザが同一の周波数スペクトルを共用できる。更に、マルチパス伝搬から保護するように受信機を設計できる。これらシステムの特性のため、軍による早期の技術開発が促進された。
【０００３】
直接拡散システムは、ＰＮ符号発生器により情報のデジタルストリームを、一般に直交位相フォーマットで拡散し、搬送波信号を位相シフトキー変調するものである。ＰＮ符号発生器の擬似雑音系列は周期的であり、拡散された信号はマッチングＰＮ符号によって受信機内で逆拡散できる。この直接拡散システムは雑音に対するイミュニティが優れている。使用されるＰＮ符号は一般にユーザのＰＮ符号の間の相関性を最小にしながら、多数のユーザがスペクトルを共用できるようにする。しかしながら、この直接拡散システムは広域ＲＦ帯域幅と長い捕捉時間を必要とする。
【０００４】
ＩＳ−９５規格は、所謂第２世代の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システム、即ち直接拡散スペクトル変調の１タイプのキーとなる特徴を定めている。長い捕捉時間を必要とするという問題の解決を容易にするために、ＩＳ−９５規格信号はパイロットチャネルを使用する。各基地局は、全ての移動局に知られているＰＮ符号で拡散したパイロットチャネルメッセージを伝送する。ＰＮ符号は、チップと呼ばれる一連の位相偏移２進シンボルより成る。ＰＮ周期は３２,７６８チップであり、ＰＮチップレートは１.２２８８メガヘルツ（ＭＨｚ）である。ＰＮ符号により拡散されるディジタル情報ストリームも、移動局には既知である。復調メッセージには曖昧さがないので、チップ位相までのＰＮ符号のタイミング特性とＱＰＳＫ（４相位相変調）の変調位相は移動局の受信機に知られている。
【０００５】
このＩＳ−９５システムは、基地局から一連のトラヒックチャネルを通し、移動局へ情報を伝送する。これらトラヒックチャネルは、即ち移動局ごとにユニークな、トラヒックチャネルのＰＮ符号で拡散された情報、例えばデジタル化されたオーディオ信号を送受信するようになっている。パイロットチャネルから誘導されるこのような正確なタイミング及び位相情報を使用することにより、移動局はセットアップチャネル、最終的には全体の“システム時間”を取得できる。この“システム時間”を用いることにより、移動局は基地局を区別でき、十分な精度で復調回路を同期化し、受信したトラヒックチャネルのメッセージを回復できる。
【０００６】
第３世代の広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）システムは、１９９７年５月のＩＥＥＥ４７th Vehicular Technology Conferenceの、オノエ他著の論文「第３世代の移動通信システムのための広帯域ＣＤＭＡ無線通信技術（Wideband-CDMA Radio Control Techniques for Third Generation Mobile Communication Systems）」に記載されているように、現在開発中であり、グローバルな用途を有し得る。このＷ−ＣＤＭＡシステムはパイロットチャネルの代わりに放送チャネル、即ちパーチチャネルを有する。各タイムスロット、即ち放送チャネルのスロットは一連の時間多重化シンボルから成る。既知の情報の１つのシンボルを拡散するために、長い符号（ロングコード）がマスクされた、即ち特別なタイミングのシンボルセグメントには短い符号（ショートコード）を使用する。このようなセグメントは、移動局が電源をオンした直後にシステムのタイミング情報を取得できるようにする。パイロット、即ち基準シンボルはＩＳ−９５パイロットチャネルに類似している。ある提案では各シンボルが２ビットとなっている４つの基準シンボルをロングコードとショートコードによって拡散する。基準シンボル情報及びショートコードは移動局によって既知となっている。ロングコードは基地局ごとにユニークであるので、一旦、ロングコードが既知となる（基地局が認定される）と、タイミング情報は更新される。従って、幾つかの提案によれば、このスロット内の５つのシンボルをタイミング情報を取得する移動局向けとする。さらに、ロングコードとショートコードの両方が、各スロット時間内に５つのシンボルのデータを拡散する。このデータシンボルの場合、情報は予め決定されていないので、正確なタイミング情報は、他の２種類の（タイミング）シンボルの場合のように正確には再生されない。基準シンボルと、特別なタイミングシンボルと、データシンボルとの他の組み合わせも可能である。
【０００７】
Ｗ−ＣＤＭＡシステムは情報、例えばデジタル化された音声またはデータを伝送するのに、いくつかのトラヒックチャネルも含む。トラヒックチャネルは主として情報を含むが、基準シンボルセグメントを含んでもよい。例えば毎秒３２キロシンボル（ｋｓｐｓ）のデータレートでは、１つのスロットは４個のパイロットシンボルと１６個の情報シンボルとを含むことができる。トラヒックチャネルメッセージの基準シンボルセグメント中で正確なタイミング情報を誘導できるが、情報セグメント中では誘導できない。
【０００８】
Ｗ−ＣＤＭＡシステム或いはどのようなスペクトル拡散システムにおいても、固定のビット誤り率（ＢＥＲ）を維持する拘束条件内でユーザの伝送出力を最少にすることにより最適に動作する。スペクトル電力密度が低ければ、システムに加わるユーザの数を増やすことができ、或いは、受信メッセージの信号対雑音比を高めることができる。各移動局は、基地局から１つ以上のトラヒックチャネルを、その移動局占有のトラヒックチャネルとして受信できるようになる。即ち、各基地局は、正確な本数はトラヒックチャネルのデータレートに依るが、数百の異なるトラヒックチャネルを伝送することができる。しかしながら、各基地局は、少数の、多分１本だけの放送チャネルを伝送し、全ての受信移動局がそれを使用している。基地局が、移動局の特別なトラヒックチャネルを越える高電力レベルで共用放送チャネルを伝送すれば、システムにとって利益になる。この理由により、放送チャネルの電力を相対的に高レベルに維持し、一方、トラヒックチャネルレベルを連続的に監視して、基地局と移動局間の通信を可能とするのに必要なレベルに伝送電力レベルを維持するように調節する。
【０００９】
無線放送チャネルの電力を最小にできるかどうかに拘らず、システム内の他の受信機への通信と無線放送チャネル、特にロングコードがマスクされたパイロットシンボルは、エネルギーをトラヒックチャネル情報を再生する特定の受信機に雑音として送られる伝送スペクトルに加える。このカラードノイズの大部分は通常の伝送機に由来するので、白色ノイズのように、スペクトルに均一ではなくランダムに拡散する。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
Dent他の米国特許第５,５７２,５５２号公報には、ＳＮＲを最大にしチップ間の混信をキャンセルする方法が開示されているが、計算量が莫大で集中的である。即ち、この方法は、受信機には現存しないサブシステムに依拠する。ＲＡＫＥ受信機と同じタップを用いた順方向リンク受信機の使用が論じられているが、これらのパスをどのように計算するかについては殆ど検討されていない。ＩＳ−９５規格又はＥＴＳＩ／ＡＲＩＢ（欧州電気通信標準協会／無線産業及び事業）のＩＭＴ−２０００（国際移動体電話通信）に関する提案に使用されているような通常のベースバンドの受信機にかようなフィルタを一体化するための手段は何も提示されていない。相対的に強力であることの多い、順方向リンク上のパイロット信号を減算消去する方法は何も示されていない。さらに、第３世代システムのために提案されているような、多数のパイロット信号又はスロット化されたパイロット信号の使用についても何も言及していない。
【００１１】
Jamal他の米国特許第５,７２７,０３２号公報には、チャネル係数を推定する最小二乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムが記載されている。この方法は、ＬＭＳアルゴリズムの収束が共分散行列固有値の比率による場合に、チャネルの推定速度が早くなるように収束することがよく知られている。このアルゴリズムをチャネルインパルスの応答推定にだけ使用する点を強調し、白色雑音問題への取り組みがなされていないように思われる。
【００１２】
１９９８年３月２５日提出のKowalski他の米国出願第０９／０４８,２４０号公報の“パイロット支援時変有限インパルス応答、適応チャネルマッチング受信システム及び方法（Pilot Aided,Time-Varying Finite Impulse Response,Adaptive Channel Matching Receiving System and Method）”及び同譲受け人に譲渡された同時出願には、相関プロセス前に遅延信号を結合することによりマルチパス信号の信号対雑音比を最大にするために用いる有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタが開示されている。
【００１３】
Papoulis（「信号分析」マグローヒル社,３２７−３２８頁,１９９７年）は、マッチドフィルタ受信機への近似法の使用を提案している。しかしながら、受信機とカラードノイズ中のチャネル推定値及び複素数値との組み合わせ、並びにＤＳ−ＣＤＭＡハンドセット受信機へのアプリケーションは新規である。
【００１４】
本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなされたものであり、ＤＳ−ＣＤＭＡシステム用の計算量の極めて少ない順方向リンク受信装置及び方法を提供し、情報伝送レートに比べて広い帯域幅で移動局に伝送する少なくとも１つの基地局を含む多元接続通信システムにおける、受信装置及び受信信号よりカラードノイズを除去する方法を提供することをその目的とする。
【００１５】
さらに、本発明は、ＲＡＫＥ受信機チャネル推定値を、白色雑音が存在するＣＤＭＡトラヒックチャネル通信の信号対雑音比を最大にするように計算することが可能な受信装置及び方法を提供することを他の目的とする。さらにＩＳ−９５システム及び第３世代のＣＤＭＡシステムに既に存在する追跡及び探索アルゴリズムを、白色雑音の悪影響を最少にするために使用できれば有益である。
【００１６】
また、本発明は、トラヒックチャネル情報を再生するために、パイロットシンボルを受信した通信から削除して有効信号対雑音比を増大させることが可能な受信装置及び方法を提供することをその目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、情報伝送レートに比べて広帯域幅で移動局に伝送する少なくとも１つの基地局を含む多元接続通信システムにおける 、受信装置において、情報，カラードノイズ，白色雑音を含む伝送された通信を受信する第１入力端と、ノイズ統計値の共分散行列を供給する出力端とを有する自己共分散推定器と 、前記自己共分散推定器の出力端と接続する入力端 と、前記伝送された情報とカラードノイズの受信に応じて前記情報を逆拡散するために最適推定ベクトルを供給する出力端とを有する事前白色化フィルタコンピュータと、情報，カラードノイズ，白色雑音を含む前記伝送された通信を受信する第１入力端と、前記事前白色化フィルタコンピュータの出力端と作動的に接続する第２入力端と、前記最適推定ベクトルを用いて逆拡散した受信情報を供給する出力端とを有するレーキ受信機とを備えたことを特徴としたものである。
【００１８】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記多元接続通信システムは、同期とタイミングを支援するパイロットシンボルの伝送を含み、前記受信装置は、前記パイロットシンボルの発生を決定するための情報を受信する入力端と、実際のパイロットシンボルの受信と同時にパイロットシンボルのレプリカを供給する出力端とを有するパイロットシンボルレプリカ生成器と、受信信号を受信する第１入力端と、前記パイロットシンボルレプリカ生成器の出力端に作動的に接続する第２入力端と、前記自己共分散推定器の入力端に作動的に接続し、前記パイロットシンボルを除いた受信信号を供給する出力端とを有する減算回路とをさらに含み、前記自己共分散推定器は、前記受信信号からカラードノイズをフィルタ処理するノイズ統計値の行列中のベクトルを供給できることを特徴としたものである。
【００１９】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、前記情報は、ロングコードで拡散したトラヒックチャネルで伝送され、予定データシンボルは、チャネルの捕捉と同期を目的として、予定データをロングコードで拡散したパイロットチャネルで伝送され、前記受信装置は、前記伝送されたパイロットチャネルを受信する入力端と、前記チャネルを逆拡散するために使用するロングコードを供給する出力端とを有するフィンガ探索ユニットと、該フィンガ探索ユニットの出力端と作動的に接続する第１入力端と、前記伝送されたパイロットチャネルを受信する第２入力端と、同期したロングコードを供給する出力端とを有する追跡ループと、前記伝送されたパイロットチャネルを受信する第１入力端と、前記追跡ループの出力端と作動的に接続する第２入力端と、逆拡散パイロットチャネルを供給する出力端とを有するパイロットチャネル逆拡散器とをさらに含むことを特徴としたものである。
【００２０】
請求項４の発明は、請求項２の発明において、前記自己共分散推定器は、Ｒを自己共分散推定値、ＴSをサンプリング周期、ｉ及びｊを前記推定した自己共分散行列のｉ行及びｊ列、Ｋを前記自己共分散を推定したサンプル数、ｒ（ｔ）を時間ｔにおける情報と妨害を含む受信した通信として、式
【数１】
0004169446.tif 000002
で表現されるノイズ統計値の行列を提供することができ、前記自己共分散行列のｉ行とｊ列が前記自己共分散推定値Ｒ（（ｉ−ｊ）ＴS）であることを特徴としたものである。
【００２１】
請求項５の発明は、請求項２の発明において、前記事前白色化フィルタコンピュータは、αを事前白色化フィルタ、（）Hを共役転置、Ｒをノイズ共分散行列、Ｊを汎関数、ｙ0を定数、ｆを受信信号、λを非ゼロのラグランジュ乗数として、Ｊ＝（αHｆｆHα）／（αHＲα）が最大で、Ｊ＝αHＲα−λ［αHｆ−ｙ0］が最小であるような推定ベクトルαを供給することを特徴としたものである。
【００２２】
請求項６の発明は、情報伝送レートに比べて広帯域幅で移動局に伝送する少なくとも１つの基地局を含む多元接続通信システムにおける受信装置を用いて、受信信号よりカラードノイズを除去する方法であって、情報，カラードノイズ，白色雑音を含む伝送された通信を受信するステップ（ａ）と、逆拡散受信した通信を選択的に重み付けして信号対雑音比を強調し、カラードノイズを低減するステップ（ｂ）とを含み、前記ステップ（ｂ）は、前記ステップ（ａ）で受信した前記通信に応じてカラードノイズを低減するために、ノイズ統計値の共分散行列を算出し、該算出したノイズ統計値の共分散行列に応じて事前白色化フィルタを生成するステップ（ｂ１）と、前記ステップ（ｂ１）で生成された事前白色化フィルタに応じて、前記受信信号のチャネルの重み付けを調節，復調し、該復調した前記受信信号の信号対雑音比を最大にして、前記伝送された情報を再生するステップ（ｂ２）とを含み、前記ステップ（ａ）は、前記通信を、各々相当するパス遅延を持つ複数の伝送パスにより受信し、各伝送パスに関する前記受信信号のタイミングを決定し、前記ステップ（ｂ１）は、前記ステップ（ａ）で決定した各伝送パスの前記タイミングと前記ノイズ統計値の共分散行列とに基づいて、前記伝送パスの汎関数を形成するサブステップ（ｂ１ａ）と、前記サブステップ（ｂ１ａ）で形成された各汎関数に応じて、各々対応する伝送パスのカラードノイズ用の事前白色化フィルタを決定するサブステップ（ｂ１ｂ）とを含むことを特徴としたものである。
【００２３】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、前記ステップ（ａ）は、前記通信を複数の時間セグメント内で受信し、前記ステップ（ｂ）は、前記受信信号を逆拡散する時に時間セグメントを選択的に重み付けすることを特徴としたものである。
【００２４】
請求項８の発明は、請求項６に発明において、前記ステップ（ａ）は、前記通信を周波数帯域幅のスペクトルにわたって受信し、前記ステップ（ｂ）は、前記受信信号を逆拡散する時に前記周波数スペクトルの一部を選択的に重み付けすることを特徴としたものである。
【００２５】
請求項９の発明は、請求項６の発明において、前記ステップ（ａ）は、前記受信信号情報とノイズ成分の変化を含み、前記ステップ（ｂ）は、変化する前記受信信号に応じて前記選択的重み付けを適応的に変更することを特徴としたものである。
【００２６】
請求項１０の発明は、請求項６の発明において、前記伝送パスは、ビット形式のディジタル情報を含み、前記サブステップ（ｂ１ａ）は、各伝送パスの前記汎関数を最適化し、前記ステップ（ｂ２）は、前記サブステップ（ｂ１ａ）で最適化された前記汎関数に基づいて、復調したディジタル情報のビット誤り率を改善することを特徴としたものである。
【００２７】
請求項１１の発明は、請求項１０の発明において、前記サブステップ（ｂ１ａ）は、αを事前白色化フィルタ、（）Hを共役転置、Ｒをノイズ共分散行列、Ｊを汎関数、ｆを受信信号として、信号対雑音比である汎関数Ｊ＝（αHｆｆHα）／（αHＲα）を最適化することを特徴としたものである。
【００２８】
請求項１２の発明は、請求項１０の発明において、前記サブステップ（ｂ１ａ）は、αを事前白色化フィルタ、（）Hを共役転置、Ｒをノイズ共分散行列、Ｊを汎関数、ｙ0を定数、ｆを受信信号、λを非ゼロラグランジュ乗数として、汎関数Ｊ＝αHＲα−λ［αHｆ−ｙ0］を最適化することを特徴としたものである。
【００２９】
請求項１３の発明は、請求項１２の発明において、前記ステップ（ｂ１）は、ｎを時間離散サンプル、Ｒ-1nを時間ｎにおける逆ノイズ共分散行列、ｕを各伝送パスの遅延に対応する遅延における妨害サンプルのベクトル、ａ1とａ2を正の数とし、
Ｒ-1n+1＝ａ1Ｒ-1n-（ａ2Ｒ-1n ｕｕH Ｒ-1n）／（１＋ｕHＲ-1n ｕ）
で表されるノイズ共分散行列Ｒを反復更新することを特徴としたものである。
【００３０】
請求項１４の発明は、請求項６の発明において、前記伝送は、パイロットシンボルを含み、前記ステップ（ａ）は、前記パイロットシンボルを前記受信信号の一部として受信し、前記ステップ（ａ）での前記パイロットシンボルの受信に応じて前記パイロットシンボルのレプリカを作成するステップ（ａ１）をさらに含み、前記ステップ（ｂ１）は、前記パイロットシンボルのレプリカを用いて、受信信号とカラードノイズから前記パイロットシンボルを消去して、前記事前白色化フィルタを最適化し、前記ステップ（ｂ２）は、前記受信信号から前記パイロットシンボルのレプリカを減算し、前記パイロットシンボルの影響のないチャネル推定値を提供して、前記パイロットシンボルをカラードノイズとしてフィルタ処理することを特徴としたものである。
【００３１】
請求項１５の発明は、請求項１４の発明において、前記情報は、既知の第１チップ系列で伝送され、前記ステップ（ｂ１）は、各伝送パスのチャネル係数を推定し、前記ステップ（ａ１）は、前記ステップ（ａ）で決定した前記伝送パスのタイミングと、前記第１チップ系列と、前記ステップ（ｂ１）で推定した前記チャネル係数とを用いて、前記パイロットシンボルのレプリカを生成することを特徴としたものである。
【００３２】
請求項１６の発明は、請求項１４の発明において、前記ステップ（ｂ１）は、前記パイロットシンボルから前記パイロットシンボルのレプリカを減算して誤り信号を生成し、前記ステップ（ａ１）は、前記パイロットシンボルのレプリカを適応フィルタ処理し、前記誤り信号を用いて前記パイロットシンボルのレプリカを訂正し、前記ステップ（ｂ２）は、前記訂正したパイロットシンボルのレプリカで前記パイロットシンボルを消去して、前記受信信号のカラードノイズを完全に補償することを特徴としたものである。
【００３３】
請求項１７の発明は、請求項１６の発明において、前記ステップ（ａ１）は、前記誤り信号に応じて、各々遅延時間と可変の重み付け値を持つ複数の処理パスを通して前記パイロットシンボルのレプリカを処理し、該処理したパスを合計することにより、適応フィルタ処理することを特徴としたものである。
【００４２】
【発明の実施の形態】
本発明においては、カラードノイズの存在する受信信号の再生確率を改善する事前白色化フィルタをもつ受信機を提供する。カラードノイズは、同一スペクトルバンドパスにおける他の受信機へのマルチパス又は伝送信号で有り得る。この受信機システムは、カラードノイズの統計値を使用して、伝送情報の逆拡散において最適の推定値を供給する。受信機の補助システムは、パイロットシンボル又はシステム捕捉シンボルを消去して、伝送された信号の逆拡散時における情報の再生確率をさらに改善する。カラードノイズの存在する受信信号を事前白色化する方法も提供される。
【００４３】
本発明においては、移動局に情報を伝送する少なくとも１つの基地局を含む符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムにおいて、受信した通信よりカラードノイズを除去する方法を提供する。この方法は、（ａ）情報、カラードノイズ及び白色雑音を含む通信を受信するステップと、（ｂ）ステップ（ａ）で受信した通信に応じ、白色雑音を低減させるために事前白色化フィルタを生成するステップと、（ｃ）伝送情報を回復するために、ステップ（ｂ）でフィルタ処理した受信信号のチャネル重み付けと復調を行なうステップとより成る。このようにして、受信した通信を選択的に強調し、カラードノイズに対して補償をする。
【００４４】
ＣＤＭＡ通信は、各々該当パス遅延を持つ複数の伝送パスに沿って受信される。ステップ（ａ）は、各伝送パスと関連する受信した通信のタイミングを決定することを含む。ステップ（ｂ）は、（ｂ１）ステップ（ａ）で決定した各伝送パスのタイミングと受信ノイズに基づき伝送パスの汎関数を形成するサブステップと、（ｂ２）サブステップ（ｂ１）で形成された各汎関数に対応して、各対応伝送パスのカラードノイズ用の事前白色フィルタを決定するサブステップより成る。特に、サブステップ（ｂ１）は、下記の汎関数を含む。
Ｊ＝αHＲα−λ［αHｆ−ｙ0］
【００４５】
上式において、αは事前白色化フィルタを表し、（）Hは共役転置を意味し、Ｒは共分散行列、Ｊは汎関数値、ｙ0は定数、ｆは受信した通信、λは非ゼロのラグランジュ乗数である。
【００４６】
ＣＤＭＡ伝送は、通常パイロット信号を含んでいる。ステップ（ａ）は、受信信号の一部としてパイロットシンボルを受信することを含んでいる。ステップ（ａ）には、同ステップでのパイロットシンボルの受信に応答してパイロットシンボルのレプリカを生成するステップ（ａ１）が後続する。次に、ステップ（ｂ）はパイロットシンボルのレプリカを用いて受信した通信とカラードノイズから受信したパイロット信号をキャンセルし、事前白色化フィルタを最適化する。ステップ（ｃ）は受信した通信からパイロットシンボルのレプリカを差し引いてパイロットシンボルの影響を受けないチャネルの推定値を供給し、パイロットシンボルをカラードノイズとしてフィルタ処理する。
【００４７】
本発明においては、移動局に情報を伝送する少なくとも１つの基地局を含む符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムにおいて、カラードノイズの存在下で信号対雑音比を最大にする受信機を提供する。この受信機は、情報，カラードノイズ，白色雑音を含む伝送されてきた通信を受信して雑音の統計値の共分散行列を提供する自己共分散推定器を有する。この自己共分散推定器の出力に作動的に接続される入力を有する事前白色化フィルタが共分散行列に応答し、最適推定ベクトルを供給する。ＲＡＫＥ受信機は、情報，白色ノイズ，カラードノイズを含む伝送された通信と最適推定ベクトルを受信する。ＲＡＫＥ受信機はこの最適推定ベクトルを用いて逆拡散された受信情報を出力端で供給することにより受信した情報の確率を改善する。
【００４８】
本発明の幾つかの実施形態において、ＣＤＭＡシステムは、同期及びタイミングを支援するパイロットシンボルの伝送を含む。パイロット信号のレプリカ発生器は、パイロットシンボルの発生を決定する情報を受け、実際のパイロットシンボルを受信すると同時にパイロットシンボルのレプリカを供給する。減算器回路は、受信信号とパイロットシンボルのレプリカを受け取る。パイロットシンボルを含まない受信した信号が次に自己共分散推定器に入力される。自己共分散推定器は、受信した信号からカラードノイズを有効にフィルタ処理する雑音統計値行列のベクトルを供給することができる。
【００４９】
バン・ツリー（van tree）の「検出，推定，変調理論（Detection,Estination,and Modulation Theory）」（290-297頁,Wiley社,1968年）に記載のように、カラードノイズ内信号用に最適な受信機として、事前白色化フィルタと後続のマッチドフィルタを用い所望のフィルタ処理された信号を得ることがよく知られている。本発明の新規性は、このコンセプトを順方向リンクにより伝送されたＣＤＭＡ信号に応用することにある。本発明は、この受信機を実装するために、現在実装されているサブシステムを使用し、計算量を極めて節約した手段を提供する。本発明のチャネルモデルを用いたシミュレーションの結果は、標準ＲＡＫＥ受信機と比較し、出力信号対雑音比において１デシベルをこえる改善を示している。電力スペクトルＨN（ω）のカラードノイズが存在するチャネルＨS（ω）を通過した信号を検出するための最適な受信機を提示する。ＨN（ω）の逆フィルタであるフィルタを通り受信信号ｒ（ｔ）を通過することにより、付加雑音を事前に白色化する。即ち、このフィルタは下記の応答周波数を有している。
【００５０】
【数３】
0004169446.tif 000003
【００５１】
次に、結果信号はＨS（ω）Ｈp（ω）にマッチングする。即ち、結果信号はＨS*（-ω）Ｈp*（-ω）を通過したものである。この目的は、パイロット信号又はパイロット信号のスロット列が受信信号成分内に存在するセルラ方式のＣＤＭＡコヒーレント通信に適用できる、上記動作に近似させて準最適化した計算量の少ない適応システムを記述することである。代表的な従来技術によるシステムは、パイロット信号の除去技法を利用しておらず、共分散行列推定値を偏らせる。本発明のシステム及び方法は、現存のベースバンド処理アルゴリズム、特に、ＩＳ−９５規格のＲＡＫＥ受信機に用いられたアルゴリズムを使用する。受信信号は、次式で表される。
【００５２】
【数４】
0004169446.tif 000004
【００５３】
上式において、ｎ（ｔ）＝ｎw（ｔ）＋ｎc（ｔ）は、雑音の白色成分ｎw（ｔ）とカラード成分ｎc（ｔ）との妨害である。Ｋ＋１のチャネル係数を仮定する。かような問題において、通常Ｅ［ｎ（ｔ）］＝Ｅ［ｎw（ｔ）］＝Ｅ［ｎc（ｔ）］＝０である。ｎ（ｔ）は自己相関（自己共分散）関数Ｒ（τ）を有すると仮定する。又、ｓ（ｔ）は所望の信号であり、
【００５４】
【数５】
0004169446.tif 000005
【００５５】
はチャネルのインパルス応答である。係数｛ｂk｝と｛Ｔk｝は一般に時変であるが、この時間依存性はここでは抑圧される。チャネルが"十分遅く"変化すれば、その後の分析と測定のために、チャネルは線形の時間不変（ＬＴＩ）チャネルとして挙動する。
【００５６】
基本的な統計値がガウスの統計値であると仮定すると、最大信号対雑音比に基づく検出統計値により、ニューマン−ピアソン（Neyman-Pearson）の意味する最適な受信機が得られる（「バン・ツリーの「検出,推定,変調理論（３３−３４頁,１９６８年）」を参照）。最適受信機の運転性能は、ＩＳ−９５規格の標準ＲＡＫＥ受信機におけるような受信マルチパスリターンの知識に基づいている。本発明による性能は、最適ＲＡＫＥ受信機に対して理論的には劣っているが、性能の劣化度は、フィンガ探索器が信号の位置する時間領域を探索する事実によって最少になる。下記に提示するシミュレーションがこの結論を裏付ける。
下記のインパルス応答ｈ（ｔ）を有するフィルタを考える。
【００５７】
【数６】
0004169446.tif 000006
【００５８】
上式（３）において、｛Ｔk｝は、“フィンガ探索器”が認定し、追跡器が追跡した遅延に相当する。所与の時間ｔ0において信号対雑音比は最大となる。
【００５９】
一般に、｛ａk｝と｛ｂk｝は、（ベースバンド）入力ｎ（ｔ）と所望信号ｓ（ｔ）のような複素数である。
上式（３）より、フィルタは移動平均フィルタであり、標準ＲＡＫＥ受信機と類似である。これにより、ＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタを要するので、“真”の最適受信機の場合には困難な、数値的な安定性が保証できる。
最大ＳＮ比は次のように定義される。
【００６０】
【数７】
0004169446.tif 000007
【００６１】
とし、ｙf（ｔ）はｆ（ｔ）によるフィルタの出力で、ｙn（ｔ）は混信（妨害）によるフィルタの出力とすると、チャネルで歪んだ所望の信号成分は次式で表される。
【００６２】
【数８】
0004169446.tif 000008
【００６３】
さらに、Hは共役転置を意味し、太字テキスト（及びアンダーライン）は行列又はベクトルを表すものとすると、
【００６４】
【数９】
0004169446.tif 000009
【００６５】
として、ｔ＝ｔ0においては、
【００６６】
【数１０】
0004169446.tif 000010
【００６７】
妨害によるフィルタの平均出力は次式のように表現できる。
【００６８】
【数１１】
0004169446.tif 000011
【００６９】
Ｒの太字は上記の特定遅延差における共分散行列を示す。よって、問題は次式を最大にすることである。
【００７０】
【数１２】
0004169446.tif 000012
【００７１】
この問題の解は、ｆｆHａ＝λmａxＲａでなければならない。ここで、λmａxはＲ-1ｆｆHに相当する最大固有値である（S.Kullbackの「情報理論と統計量」Wiley社，１９５８年参照）。
最適値ａは次にλmaxと関連する固有ベクトルである。対称行列の固有値を求めるアルゴリズムはよく知られている（例えば、GolubとVanLoanの「マトリックスの計算」第２版，ジョンホーキンス大学出版局，１９８９年刊，４０９−４７５頁参照）。複素数マトリクッス用アルゴリズムへの拡張は容易に導出でき、市販の数学ソフトウェアプログラムは複素数マトリックスの固有値問題をかようにして計算する。
【００７２】
信号がインパルス応答Ｈ2（ｗ）のチャネルによって改変されると、有効尺度は次式のようになる。
【００７３】
【数１３】
0004169446.tif 000013
【００７４】
上式において、ｈ2はチャネルのインパルス応答を表し、ｓは信号ベクトルを表す。この問題の解は、前述のごとく次式でなければならない。
【００７５】
【数１４】
0004169446.tif 000014
【００７６】
上式において、λmaxはｈ2ｓｓHｈ2HＲ-1に相当する最大固有値である。ｈ2に対する係数は、雑音が不完全に事前白色化された場合でも標準ＲＡＫＥチャネル推定値はチャネル用の不偏（バイアスがかけられていない）推定値、即ちｈ2であるので、標準ＲＡＫＥ受信機を介して発見できる。さらに、その性能は、最適受信機（即ち、真の逆フィルタ）の場合、加法性ガウス雑音（ＡＷＧＮ）における性能は何れの場合も信号エネルギーがＣＤＭＡ信号にマッチングしているものと仮定し、ほぼ同一であることを示すことができる。ここでは記述しないが、この結果は、信号と雑音のKarhunen-Loeveの拡張（バン・ツリーの「検出，推定，変調理論」２９７−２９９頁，１９６８年）から得られ、（混信に重なる）結果の付加ノイズがチップ間の混信から由来することを示しており、このノイズは通常多元接続ノイズと比較して小さい。
【００７７】
Papoulis（A.papoulisの「信号分析」マグローヒル社，３２７−３２８頁，１９７７年）に続く別の導出法は下記の通りで、計算量的にはより簡単で、数値的にはより粗である。上記性能測定値Ｊ又はＪ′を最大にするのに代えて、フィルタの重み付けによる拘束値に基づきノイズを減少させ、最適化基準により、ａHｆ＝ｙ0＝定数に基づくａHＲａの最小を求める。ラグランジュの乗数を用いた修正性能測定値は、次の通りである。
【００７８】
【数１５】
0004169446.tif 000015
【００７９】
上式の解は、通常勾配をとり、ラグランジュ乗数λの値が任意（但し非ゼロ）であることを確認することにより発見される。これにより、次式が得られる。
【００８０】
【数１６】
0004169446.tif 000016
【００８１】
上式（１５）において倍率１／２は任意である。特性測定値Ｊ′を用いたマルチセル／セクタシステムへの拡張は、簡単である（ｆが上記の様にｈ2ｓになる）。対称行列の反転も同様によく知られている。最も簡単な方法は、強引な方法（brute force）は別として、コレスキー分解である（GolubとVan−Loanの「行列計算」第２版，ジョンホーキンス大学出版局，１９８９年刊，１４２−１４５頁参照）。この誘導式は実行列に対し与えられているが、同様な誘導式は複素行列に対しても存在する。
これは、固有値の計算を付加ノイズで改変できる本システムの好適な実施形態であり、上述の等式を反復更新できる。
【００８２】
パイロット信号又はそのレプリカを入力信号から減算する必要がある場合も多い。これは、システムが軽い負荷で動作し、パイロット信号が一般にトラヒック信号よりおおむね高いレベル（例えば、ＩＳ−９５及び関連システムの場合で７デシベル）で受信される場合である。もし必要ならば、標準ＲＡＫＥ受信機のＲＡＫＥ係数をかような消去のために使用することができる。パイロット信号は再構築され、ＲＡＫＥ係数を介して重み付けされ、入力信号プラス雑音から減算される。
【００８３】
図１はＪＴＣ（無線周波数チャネルの特性化とシステム展開モデル化に関する技術報告ＪＴＣＡＩＲ／９４,０９２３−０６５Ｒ６，９月２３日，１９９４年）の屋内常駐"チャネルＢ"モデルの場合の結果を示すグラフである。チャネルのドップラ変量は、これらの結果については無視できるものと仮定する。トラヒックがピデストリアンであるから、この仮定は合理的である。この仮定は、共分散行列が推定できるサンプル数を有効とする。但し、共分散行列を反復更新する行列反転の補助定理のような方法を用い（S.Kayの「現代のスペクトル推定：理論と応用」Prentice−Hall社２３−２５頁，１９８８）、時変チャネルパラメータを軽減することができる。
【００８４】
図１は、標準ＲＡＫＥ受信機及び改良ＲＡＫＥ受信機を使用するＱＰＳＫ  ＣＤＭＡシステムのビット誤り率を示す。シミュレーションには、１ビット当たり１００チップを使用し、システムを２倍のチップレートでオーバサンプリングした。共分散行列の推定周期を５００シンボル（５ｍｓ）と仮定し、試験数は１０００であった。結果は、かようなシステムの代表的な関心領域において、即ち、１％以上の未符号化ビットの誤り率について、１デシベルを越える改善が得られ、これは、伝送出力、範囲又は低減ビット誤り率として直接表現される。
【００８５】
図２は、本発明の一実施例における、カラードノイズが存在する場合の信号対雑音比を最大にする受信機を示すブロック図である。受信機１０は、移動局に情報を伝送する少なくとも１つの基地局を含む、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムのような多元接続通信システムにおいて動作する。別案では、特に時分割双方向伝送（ＴＤＤ）通信システムの基地局受信機に同じ動作原理を適用する。周波数分割双方向伝送（ＦＤＤ）通信システムの場合、システムは移動局からチャネル情報をフィードバックされる基地局に適用できる。
【００８６】
情報伝送レートが伝送帯域幅に比べて小さい（情報帯域幅が情報レート比べて）マルチパスが存在する多元接続型通信を受信するためには、一般に、ＲＡＫＥ受信機が必要とされる。このＲＡＫＥ受信機は、マルチパスの戻りが分解可能であるとする仮定に基づき信号を処理する。即ち、２つの受信マルチパス信号は、伝送帯域幅の逆数に比べ大きい時間間隔だけ遅延する。ＣＤＭＡシステムの場合、これは、チップ間隔がマルチパスの戻り遅延拡散より大きいことを意味する。
【００８７】
ＣＤＭＡ又は時間分割多元接続（ＴＤＭＡ）システムにおいて、受信信号が、伝送帯域幅の逆数に比べて大きい時間間隔だけ遅延していなければ、一般に、チップ間（又はシンボル間）妨害が発生する。かような場合は等価器を用いる。その目的は、チャネルインパルス応答を逆フィルタ処理（チャネルインパルス応答の影響を修正）することである。よって、ＲＡＫＥ受信機の動作仮定条件が等価器の動作仮定条件と異なっている場合でも、等価器とＲＡＫＥ受信機の目的は本質的に同じである。
【００８８】
自己共分散推定器１２は、情報，カラードノイズ，白色雑音を含むライン１４の伝送された通信を受信する第１入力端と、雑音統計値の共分散行列を供給するライン１６の出力端を有している。事前白色化フィルタコンピュータ１８は、自己共分散推定器１２の出力を介し、情報，カラードノイズ，白色ノイズ（白色雑音）を含む伝送された通信とライン１６で接続する入力端を有している。フィルタコンピュータ１８は、伝送情報とカラードノイズの受信に対応し、情報を逆拡散するための最適な推定ベクトルを供給する出力端をライン２０に有している。即ち、共分散行列に対応する最適推定ベクトルを供給する。
【００８９】
ＣＤＭＡシステム内の受信機２２は、情報とカラードノイズと白色雑音を含む伝送通信を受取る第１入力端をライン２３に有し、事前白色化フィルタコンピュータ１８の出力端とライン２０で作動的に接続する第２入力端を有している。受信機２２はＲＡＫＥ受信機と類似であるが、重み付けが異なる。説明を簡単にするために、受信機２２をここではＲＡＫＥと記述する。ＲＡＫＥ受信機２２の背後の点線枠２２ｎは、複数（ｎ個）の可能な受信機部を表している。ＲＡＫＥ受信機２２は、最適な推定ベクトルを用いて逆拡散受信情報を、実際には、ｎ個の追跡されたマルチパス信号を示す複数の出力２４ａ−２４ｎを供給する。図示していないがＲＡＫＥ受信機に後続する結合器がライン２４ａ−２４ｎのマルチパス信号を結合して重み付けする。事前重み付けフィルタ１８からの最適推定ベクトルを用いることにより、情報を受信する確率が改善される。
【００９０】
代表的なＣＤＭＡシステムは、同期及びタイミングを支援するためにパイロットシンボルを含んでいる。受信機１０は、パイロットシンボルのレプリカ生成器２６を含んでおり、このレプリカ生成器２６はパイロットシンボルの発生を決定する情報を受信するライン２８上の入力端を有し、実際のパイロットシンボルの受信と同時にパイロットシンボルのレプリカを供給するライン３０上の出力端を有する。減算器（減算回路）３２は、ライン１４上に受信信号を受け取る第１入力端と、ライン３０上にパイロットシンボルのレプリカ生成器２６の出力端と作動的に接続する第２入力端と、パイロットシンボルを除いた受信信号を供給するライン１４上の自己共分散推定器１２の入力端と作動的に接続する出力端を有している。自己共分散推定器１２は、受信信号からカラードノイズを効率よくフィルタ処理するためにノイズ統計値行列中にベクトルを供給することができる。
【００９１】
ＣＤＭＡシステムのような幾つかのシステムにおいて、情報はロングコードで拡散したトラヒックチャネルで伝送され、予め定められたデータシンボルは、チャネルの捕捉と同期の目的のためにロングコードで拡散したパイロットチャネルで伝送される。受信機はさらに、伝送パイロットチャンネルを受信するためにライン２３に入力端を有し、チャネルを逆拡散するために使用するロングコードをライン３６に供給する出力端を有しているフィンガ探索ユニット３４を含んでいる。
【００９２】
追跡ループ、符号ロックループ又はディジタルロックループ（ＤＬＬ）３８はライン３６のフィンガ探索ユニット３４の出力端に作動的に接続する第１入力端と、伝送パイロットチャネルを受信するライン２８の第２入力端を有している。ループ３８は、同期したロングコードをライン４０に出力する。パイロットチャネル逆拡散器４２は、伝送パイロットチャネルを受信するライン２３の第１入力端と、ライン４０の追跡ループ（ＤＬＬ追跡器）３８の出力端と作動的に接続する第２入力端と、逆拡散したパイロットチャネルを供給するライン２８の出力端を有している。
【００９３】
本発明の幾つかの実施形態において、自己共分散推定器１２は、次式のノイズ統計値行列を供給できる。
【００９４】
【数１７】
0004169446.tif 000017
【００９５】
上式において、Ｒは自己共分散推定値であり、ＴSはサンプリング周期で、ｉ及びｊは推定された自己共分散行列のｉ行とｊ列を表し、Ｋは自己共分散を推定したサンプル数であり、ｒ（ｔ）は時間ｔにおける情報と混信を含む受信した通信を表している。これにより、推定自己共分散行列のｉ行とｊ列は、推定値Ｒ（（ｉ−ｊ）ＴS）である。
【００９６】
本発明の幾つかの実施形態において、事前白色化フィルタコンピュータ１８は、推定ベクトルを、Ｊ＝（αHｆｆHα）／（αHＲα）が最大、かつ、Ｊ＝αHＲα−λ［αHｆ−ｙ0］が最小であるようなαとして供給する。
ここで、αは事前白色化フィルタを表し、（）Hは共役転置を意味し、Ｒは混信共分散行列であり、Ｊは汎関数であり、ｙ0は定数であり、ｆは受信した通信であり、λは非ゼロのラグランジュ乗数である。
【００９７】
図３は、本発明の一実施形態における、受信した通信からカラードノイズを除去する方法を説明するためのフロー図である。ステップ８０では、移動局に情報を伝送する少なくとも１基地局を含む符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムのような多元接続通信システムを提供する。符号分割多元接続通信システムは、多元接続通信のより一般的な形式の特別なケースである。符号分割多元接続通信システムは、各ユーザに固有の方法で時間と帯域幅を割り当てることにより複数のユーザが同時に交信できるようにする。ＤＳ−ＣＤＭＡシステムは異なるユーザに異なる拡散符号を割り当てることによりこれを実現し、ＴＤＭＡシステムは各ユーザに時間スロットを割り当てることによりこれを実現する。
【００９８】
周波数ホッピング拡散スペクトル、直交周波数分割多重化等を含む他の多元接続技術が同様に存在する。これらの技術は、情報伝送速度に比べて大きい信号帯域幅を割り当てる場合と帯域幅の逆数がチャネルの遅延拡散に比べて小さい場合は、常に、最適復調のためにマルチパス結合受信機が要求される。
【００９９】
ステップ８２では、情報とカラードノイズと白色雑音を含む通信を受信する。ステップ８４では逆拡散した受信信号を選択的に重み付けして信号対雑音比を強調する。ステップ８６では、受信情報の逆拡散においてカラードノイズを低減した情報を生成する。
【０１００】
本発明の幾つかの実施形態において、ステップ８０では、通信は複数の時間セグメント内で受信される。次に、ステップ８４では、受信した通信を逆拡散する際に時間セグメントを選択的に重み付けする。別例では、ステップ８０において、通信を周波数帯域幅のスペクトルで受信する。その場合、ステップ８４は、受信した通信を逆拡散する時に周波数スペクトルの部分を選択的に重み付けすることを含んでいる。本発明の幾つかの実施形態において、ステップ８２は、受信した通信情報と雑音成分が、無線通信の場合に典型的なフェージング，混信，妨害及び大気条件に対応して変化することを含んでいる。ステップ８４は、変化する受信信号に対応するプロセスの選択的な重み付けを適応的に改良することを含んでいる。
【０１０１】
図４は、図３のフロー図をさらに詳細にしたフロー図である。ステップ１００において、移動局に情報を伝送する少なくとも１基地局を含む符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムのような多元接続通信システムを提供する。まず、ステップ１０２において、情報とカラードノイズと白色雑音を含む通信を受信する。ステップ１０４では、ステップ１０２で受信した通信に応答し、事前白色化フィルタを生成してカラードノイズを低減する。ステップ１０６では、ステップ１０４でフィルタ処理した受信信号の復調とチャネルの重み付けを行い、受信情報を逆拡散する。ステップ１０８では、受信した通信を選択的に強調してカラードノイズに対して補償した情報を得る。
【０１０２】
本発明の幾つかの実施形態において、ステップ１０６は、事前白色化フィルタに応じ、受信機の重み付けを調節し、ステップ１０６で復調した受信信号の信号対雑音比を最大にすることを含む。本発明の幾つかの実施形態において、ステップ１０４は、２次カラードノイズ統計値を測定し、測定した２次カラードノイズ統計値に応じて、事前白色化フィルタを生成することを含む。
【０１０３】
本発明の幾つかの実施形態においては、ステップ１００において、相当するパス遅延を持つ複数の伝送パスに沿って通信を受信する。ステップ１０２は、各伝送パスに関する受信した通信のタイミングを決定することを含む。ステップ１０４は、（ａ）ステップ１０２で決定した各伝送パスのタイミングと受信ノイズに基づき伝送パスの汎関数を形成するサブステップ１０４ａと、（ｂ）サブステップ１０４ａで形成した汎関数に応じ、各相当伝送パスのカラードノイズ用事前白色化フィルタを決定するサブステップ１０４ｂより成る。
【０１０４】
本発明の幾つかの実施形態において、ステップ１００では、伝送はビット形式のディジタル情報を含んでいる。ステップ１０４ａは、ステップ１０６で復調されるディジタル情報のビット誤り率（ＢＥＲ）を改善するために各伝送パスの汎関数を最適化することを含む。ステップ１０４ａは、下記の信号対雑音比である汎関数を含む。
【０１０５】
Ｊ＝（αHｆｆHα）／（αHＲα）
【０１０６】
上式において、αは事前白色化フィルタを表し、（）Hは共役転置を意味し、Ｒは混信（妨害）共分散行列であり、Ｊは信号対雑音比であり、ｆは受信した通信である。
別例では、ステップ１０４ａは下記の汎関数を含む。
【０１０７】
Ｊ＝αHＲα−λ［αHｆ−ｙ0］
【０１０８】
上式において、αは事前白色化フィルタを表し、（）Hは共役転置を意味し、Ｒは混信共分散行列であり、Ｊは汎関数値であり、ｙ0は定数であり、ｆは受信した通信であり、λは非ゼロのラグランジュ乗数である。
【０１０９】
本発明の幾つかの実施形態において、ステップ１０４は、下記のように、混信共分散行列Ｒを反復して更新することを含む。
【０１１０】
Ｒ-1n+1＝ａ1Ｒ-1n−（ａ2 Ｒ-1n ｕｕH Ｒ-1n）／（１＋ｕ Ｒ-1n ｕ）
【０１１１】
上式において、ｎは時間離散サンプルを表し、Ｒ-1nは時間ｎにおける逆混信共分散行列を示し、ｕは各伝送パスの遅延に対応する遅延における混信サンプルのベクトルを表し、ａ1とａ2は正の数である。
【０１１２】
本発明の幾つかの実施形態において、ステップ１００での伝送にはパイロット信号が含まれている。この場合、次のステップ１０２では、パイロット信号を受信信号の一部として受け取ることを含む。ステップ１０２に続くステップ１０３では、ステップ（ａ）でのパイロット信号の受信に応じて、パイロット信号のレプリカを作成する。次のステップ１０４はパイロット信号のレプリカを用い受信した通信とカラードノイズから受信したパイロット信号を消去して事前白色化フィルタを最適化することを含む。ステップ１０６では、受信信号からパイロットシンボルのレプリカを差し引いて、パイロットシンボルの影響のないチャネル推定値を供給し、パイロットシンボルをカラードノイズとしてフィルタ処理する。
【０１１３】
本発明の幾つかの実施形態において、ステップ１００では、情報は既知の第１チップ系列で伝送される。この場合、ステップ１０４では、各伝送パスのチャネル係数を推定する。ステップ１０３は、ステップ１０２で決定した伝送パスのタイミングと第１チップ系列とステップ１０４で推定したチャネル係数を用いてパイロットシンボルのレプリカを生成ｇする。さらに、ステップ１０４では受信パイロットシンボルからパイロットシンボルのレプリカを減算して誤り信号を生成する。ステップ１０３は、パイロットシンボルのレプリカを適応フィルタ処理し、誤り信号を用いパイロットのレプリカを修正する。ステップ１０６は、修正したパイロットシンボルのレプリカを用いて受信したパイロット信号を精度よくキャンセルして、受信した通信のカラードノイズをより完全に補償することを含む。
【０１１４】
本発明の幾つかの実施形態において、ステップ１０３は、誤り信号に応じ、各々遅延時間と重み値を持つ複数の処理パスを通してパイロットシンボルのレプリカを処理して処理パスを合計することにより、最適フィルタ処理をすることを含む。
【０１１５】
カラードノイズが存在する受信信号の信号対雑音比を改善する受信機と方法が提供される。このシステムと方法は、伝送された情報の逆拡散において最適な推定を提供する。さらに、受信機内のシステムはパイロットシンボルをキャンセルし、伝送情報の拡散におけるカラードノイズの影響を更に軽減する。その他の変更及び実地態様も当業者には理解されよう。
【０１１６】
【発明の効果】
本発明によれば、情報伝送レートに比べて広い帯域幅で移動局に伝送する少なくとも１つの基地局を含む多元接続通信システムにおいて、受信信号よりカラードノイズを除去することが可能である。また、ＲＡＫＥ受信機チャネル推定値を、白色雑音が存在するＣＤＭＡトラヒックチャネル通信の信号対雑音比を最大にするように計算することが可能である。さらにＩＳ−９５システム及び第３世代のＣＤＭＡシステムに既に存在する追跡及び探索アルゴリズムを、白色雑音の悪影響を最少にするために使用可能である。また、本発明によれば、トラヒックチャネル情報を再生するために、パイロットシンボルを受信した通信から削除して有効信号対雑音比を増大させることが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＪＴＣの屋内住居用“チャネルＢ”モデルの場合の結果を示すグラフである。
【図２】本発明の一実施形態における、カラードノイズが存在する場合に信号対雑音比を最大にするための受信機の概略を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態における、受信した通信よりカラードノイズを除去する方法を説明するためのフロー図である。
【図４】図３のフロー図を更に詳細にしたフロー図である。図である。
【符号の説明】
１２…自己共分散推定器Ｒ、１８…フィルタコンピュータ、２２…ＲＡＫＥ受信機、２６…パイロットシンボルレプリカ生成器、３４…フィンガ探索器、３８…ＤＬＬ追跡器、４２…パイロットチャネル逆拡散器。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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