(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の送信信号を搬送するマルチキャリア信号を増幅して送信する送信電力増幅器の非線形歪を補償する無線装置において、
ディジタルの各送信信号をアナログの送信ベースバンド信号に変換して出力するＤＡ変換器、
各送信ベースバンド信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算を施して周波数多重するアナログの周波数多重部、
周波数多重信号を増幅して送信する送信電力増幅器、
該送信電力増幅器の出力信号の一部を分岐する分岐手段、
分岐手段で分岐した送信電力増幅器の出力信号あるいは該出力信号に所定の処理を施して得られた信号をディジタルに変換し、フィードバック信号として出力するＡＤ変換器、
ディジタルの各送信信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算をディジタル的に施して周波数多重し、参照信号を出力するディジタルの周波数多重部、
参照信号と前記フィードバック信号を用いて送信増幅器の非線形歪みに起因する誤差信号を推定して出力する誤差推定演算部、
該誤差信号をアナログに変換して出力するＤＡ変換器、
該ＤＡ変換器でアナログに変換された誤差信号と前記アナログ周波数多重部の出力信号を合成して送信電力増幅器に入力する合成器、
を備え、前記ディジタルの周波数多重部は、
送信信号毎に、前記アナログの周波数多重部で周波数シフトにより得られたアナログ信号をディジタルに変換するＡＤ変換器、送信信号毎に、該送信信号にディジタル的に周波数シフト演算を施した信号を出力する周波数シフト部、送信信号毎に、該ＡＤ変換出力と該周波数シフト部の出力信号とを比較し、比較結果に基づいて該周波数シフト部の出力信号の振幅と位相を補正する手段を有する補正回路、
送信信号毎の各補正回路の出力信号を合成して前記参照信号を出力する合成部、
を備えたことを特徴とする無線装置。
【請求項２】
複数の送信信号を搬送するマルチキャリア信号を増幅して送信する送信電力増幅器の非線形歪を補償する無線装置であって、ディジタルの各送信信号をアナログの送信ベースバンド信号に変換して出力する第１のＤＡ変換器、各送信ベースバンド信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算を施して周波数多重するアナログの周波数多重部、周波数多重信号を増幅して送信する送信電力増幅器、該送信電力増幅器の出力信号の一部を分岐する分岐手段、分岐手段で分岐した送信電力増幅器の出力信号あるいは該出力信号に所定の処理を施して得られた信号をディジタルに変換し、フィードバック信号として出力するＡＤ変換器、ディジタルの各送信信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算をディジタル的に施して周波数多重し、参照信号を出力するディジタルの周波数多重部、参照信号と前記フィードバック信号を用いて送信増幅器の非線形歪みに起因する誤差信号を推定して出力する誤差推定演算部、該誤差信号をアナログに変換して出力する第２のＤＡ変換器、該第２のＤＡ変換器でアナログに変換された誤差信号と前記アナログ周波数多重部の出力信号を合成して送信電力増幅器に入力する合成器を備えた無線装置において、
各送信信号を同相成分と直交成分の直交信号に変換する手段、
前記第１のＤＡ変換器を構成し、それぞれの直交信号の同相成分及び直交成分をアナログに変換するＤＡ変換器、
前記直交信号毎に、対応するＤＡ変換器から出力するアナログの同相成分及び直交成分を入力されて送信信号に直交変調を施す複数の第１の直交変調器、
送信電力増幅器の出力信号あるいは該出力信号に所定の処理を施して得られる信号に直交復調処理を施す直交復調器、
前記ＡＤ変換器を構成し、直交復調器から出力する直交復調信号の同相成分と直交成分をそれぞれディジタルに変換するＡＤ変換器、
前記第２のＤＡ変換器を構成し、誤差信号推定演算部から出力する誤差信号の同相成分及び直交成分をそれぞれアナログに変換するＤＡ変換器、
該ＤＡ変換器から出力する誤差信号の各信号成分を入力されて誤差信号に直交変調を施す第２の直交変調器、
を備え、前記ディジタルの周波数多重部は、
送信信号毎に、前記アナログの周波数多重部で周波数シフトにより得られたアナログ信号に直交復調処理を施す直交復調器、直交復調器から出力する直交復調信号の同相成分と直交成分をそれぞれディジタルに変換するＡＤ変換器、送信信号毎に、該送信信号の同相成分と直交成分にディジタル的に周波数シフト演算を施した信号を出力する周波数シフト部、送信信号毎に、該ＡＤ変換器の出力信号と該周波数シフト部の出力信号とを比較し、比較結果に基づいて該周波数シフト部から出力される出力信号の振幅と位相を補正する手段を有する補正回路、
送信信号毎の各補正回路から出力される出力信号の同相成分と直交成分をそれぞれ合成して前記参照信号を出力する合成部、を備え、
前記誤差信号推定演算部は、前記参照信号と前記直交復調信号の同相成分の差及び直交成分の差がそれぞれ零となるように誤差信号を出力し、前記合成部は第１、第２の直交変調器の出力信号を合成して送信電力増幅器に入力することを特徴とする無線装置。
【請求項３】
複数の送信信号を搬送するマルチキャリア信号を増幅して送信する送信電力増幅器の非線形歪を補償する無線装置であって、ディジタルの各送信信号をアナログの送信ベースバンド信号に変換して出力する第１のＤＡ変換器、各送信ベースバンド信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算を施して周波数多重するアナログの周波数多重部、周波数多重信号を増幅して送信する送信電力増幅器、該送信電力増幅器の出力信号の一部を分岐する分岐手段、分岐手段で分岐した送信電力増幅器の出力信号あるいは該出力信号に所定の処理を施して得られた信号をディジタルに変換し、フィードバック信号として出力するＡＤ変換器、ディジタルの各送信信号にキャリア間隔によって決まる周波数シフト演算をディジタル的に施して周波数多重し、参照信号を出力するディジタルの周波数多重部、参照信号と前記フィードバック信号を用いて送信増幅器の非線形歪みに起因する誤差信号を推定して出力する誤差推定演算部、該誤差信号をアナログに変換して出力する第２のＤＡ変換器、該第２のＤＡ変換器でアナログに変換された誤差信号と前記アナログ周波数多重部の出力信号を合成して送信電力増幅器に入力する合成器を備えた無線装置において、
各送信信号を同相成分と直交成分の直交信号に変換する手段、
各直交信号毎に、ディジタルの同相成分と直交成分を入力されて送信信号に直交変調を施して前記第１のＤＡ変換器に入力する第１のディジタル形直交変調器、
前記ＡＤ変換器の出力信号に直交復調処理を施すディジタル形直交復調器、
誤差信号推定演算部から出力する誤差信号の同相成分及び直交成分を入力され、該誤差信号に直交変調を施して前記第２のＤＡ変換器に入力する第２のディジタル形直交変調器、
を備え、前記ディジタルの周波数多重部は、
送信信号毎に、前記アナログの周波数多重部で周波数シフトにより得られたアナログ信号をディジタルに変換するＡＤ変換器、ＡＤ変換器の出力信号に直交復調処理を施すディジタル形直交復調器、送信信号毎に、該送信信号の同相成分と直交成分にディジタル的に周波数シフト演算を施した信号を出力する周波数シフト部、送信信号毎に、該ディジタル形直交復調器から出力される直交復調信号と該周波数シフト部の出力信号とを比較し、比較結果に基づいて該周波数シフト部から出力される出力信号の振幅と位相を補正する手段を有する補正回路、
送信信号毎の各補正回路から出力される出力信号の同相成分と直交成分をそれぞれ合成して前記参照信号を出力する合成部、を備え、
前記誤差信号推定演算部は、前記参照信号と前記直交復調信号の同相成分の差及び直交成分の差がそれぞれ零となるように誤差信号を出力することを特徴とする無線装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は送信電力増幅器の非線形歪補償機能を備えた無線装置に関する。
無線通信に用いられる線形変調信号を増幅する電力増幅器には、スペクトラム特性や信号歪みに起因する伝送特性の劣化を抑えるため、線形性の高い増幅器が要求される。一方、ほとんど全ての用途において増幅器には常に高い電力効率が求められる。一般にアンプの線形性と効率は相反する特性であり、これを両立させるため様々な歪補償方式が考案されている。
特に本発明が有効な分野として、Ｗ−ＣＤＭＡ方式による次世代携帯電話システム（ＩＭＴ−２０００等）がある。Ｗ−ＣＤＭＡでは変調方式として直接スペクトラム拡散変調、多元接続方式として符号分割多重方式が用いられる。このため現行の第二世代携帯電話（ＰＤＣ）などで用いられてきた狭帯域変調、時分割多重方式に比較して、送信信号はより広帯域、高ダイナミックレンジな信号となる。よってＷ−ＣＤＭＡ装置に用いる電力増幅器には、これまで以上の線形性と高効率性が要求される。
背景技術
図２９は従来の無線装置の一例を示すブロック図であり、送信信号発生装置１はシリアルのディジタルデータ列を送出し、シリアル／パラレル変換器（Ｓ／Ｐ変換器）２はディジタルデータ列を１ビットづつ交互に振り分けて同相成分信号（Ｉ信号：Ｉｎ−ｐｈａｓｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）と直交成分信号（Ｑ信号：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）の２系列に変換する。ＤＡ変換器３はＩ信号、Ｑ信号のそれぞれをアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号、Ｑ信号（送信ベースバンド信号）にそれぞれ基準搬送波とこれを９００移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された搬送波を電力増幅して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。
かかる送信装置において、送信電力増幅器の入出力特性は図３０（ａ）の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性により非線形歪が発生し、送信周波数ｆ０周辺の周波数スペクトラムは図３０（ｂ）の点線に示すようにサイドローブが持ち上がり、隣接チャネルに漏洩し、隣接妨害を生じる。このため、各種歪補償技術が提案されており、その１つにプリディストータ（歪補償装置）がある。プリディストータは、送信電力増幅器の歪みの逆特性をあらかじめ入力信号に付加することにより、該送信電力増幅器から歪みのない希望信号を出力する方式である。
図３１はプリディストータの従来例としてディジタルカルテジアン方式を用いた非線形歪補償機能を備えた無線装置のブロック図である。送信信号発生装置１から送出されるディジタルデータは、Ｓ／Ｐ変換器２においてＩ信号υｉ、Ｑ信号υｑの２系列に変換されてプリディストータ８に入力される。プリディストータ８は、入力ベースバンド信号υｉ，υｑに応じた歪補償値△υｉ（ｎ），△υｑ（ｎ）を歪補償テーブル８ａ，８ｂから読み出して信号υｉ，υｑに加算してＤＡ変換器３に入力する。ＤＡ変換器３は入力されたＩ信号υｉとＱ信号υｑをアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器４に入力する。直交変調器４は入力されたＩ信号、Ｑ信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９００移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器５は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器６は周波数変換器５から出力された搬送波信号を電力増幅して空中線（アンテナ）７より空中に放射する。送信信号の一部は方向性結合器９を介して周波数変換器１０に入力され、ここで周波数変換されて直交検波器１１に入力される。
直交検波器１１は入力信号にそれぞれ基準搬送波とこれを９００移相した信号を乗算して直交検波を行い、送信側におけるベースバンド信号υ′ｉ，υ′ｑを再現してＡＤ変換器１２に入力する。このとき移相器１３は復調ベースバンド信号υｉ′，υｑ′の位相が入力信号υｉ，υｑの位相と一致するように位相調整する。ＡＤ変換器１２は直交検波により得られた復調ベースバンド信号υｉ′，υｑ′をＡＤ変換してプリディストータ８に入力する。プリディストータ８は復調ベースバンド信号υｉ′，υｑ′と入力ベースバンド信号υｉ，υｑと比較し、その誤差から歪補償テーブル８ａ，８ｂの歪補償値を更新し、更新後の歪補償値△υｉ（ｎ＋１），△υｑ（ｎ＋１）をメモリ８ａ，８ｂに記憶する。以後、上記動作が繰り返される。
以上説明したディジタルカルテジアン方式では、送信電力増幅器の歪みを直交座標系における各軸成分の誤差として求め、その逆特性を各軸の成分に加算することによりプリディストーションを行う。
図３２はフィードフォワード（ＦＦ）方式による歪補償方式の従来例である。ＦＦ方式では主アンプ（送信電力増器）６で増幅した信号の一部を方向結合器９で分岐し、演算部１５で分岐信号と遅延線１４で入力信号を遅延調整、レベル調整して得られた信号との差を演算する。この差分信号は主アンプ６によって発生した非線形歪み成分となる。この差分信号を線形な補助アンプ１６で増幅し、合成部１８において主アンプ出力を遅延線１７で遅延させた信号に補助アンプ出力を逆相で合成する。これにより歪み成分が打ち消し合い歪補償が行われる。
・従来技術の問題点
従来のプリディストータでは、アンプ（送信電力増幅器）の振幅歪みを補償するため、プリディストーションを施した信号には原信号に比較して大きなダイナミックレンジが要求される。このため、プリディストーション信号をＤＡ変換するＤＡ変換器には、より高いビット精度が必要となる。特にＷ−ＣＤＭＡに用いる電力増幅器では、原信号が符号多重された振幅変動の大きな信号であることに加えて、直接スペクトラム拡散変調により広帯域信号となっている。このため、従来のプリディストーション方式ではＤＡ変換器に高いビット精度と同時に、高速の変換速度が要求され、かかる要求が満たされない場合には、歪補償特性に劣化が生じる問題がある。
また、複数のキャリアを共通増幅するマルチキャリアＷ−ＣＤＭＡに使用する電力増幅器のプリディストーションにおいては、ＤＡ変換器に、更に高速、高ビット精度の性能が要求される。このため、現在開発されているＷ−ＣＤＭＡ装置への適用を考えた場合、現状のＤＡ変換器の性能では高速、高ビット精度の要求を実現できない問題がある。
以上の問題は、ＤＡ変換器だけでなく、歪補償係数を更新するためのフィードバック信号をサンプルするＡＤ変換器に対しても同様の問題がある。
又、アンプの歪みを入力電力に対する関数として補償するプリディストータを備えた無線装置において、直交変調器や直交復調器をアナログ回路で構成すると、これら直交変復号器の不完全性により、アンプ歪みの推定誤差が大きくなり、充分な歪補償特性が得られない問題がある。
又、ＦＦ方式では、高い線形性を要求される効率が低い補助アンプ使用する必要があること、遅延線や結合器にロスがあることなどの理由で、歪補償装置全体としての効率が低下する問題がある。。
以上から本発明の目的は、ＤＡ変換器やＡＤ変換器に高速、高ビット精度を必要としなくても、送信電力増幅器の歪みをプリディストーション方式で補償できる無線装置を提供することである。
本発明の別の目的は、ディジタル直交変調器やディジタル直交復調器を使用してアナログの直交変復調器の不完全性をなくし十分な歪補償特性が得られる無線装置を提供することである。
本発明の別の目的は、補助アンプや遅延線を使用せず、効率の良い歪補償装置を備えた無線装置を提供することである。
発明の開示
本発明の無線装置では、送信信号（主信号）と該主信号に付加する歪み成分（誤差信号）をそれぞれ独立にＤＡ変換した後、合成して送信電力増幅器に入力する。このようにすれば、アンプの歪みの逆特性を主信号に付加したプリディストーション信号の振幅に対して、誤差信号の振幅は小さいため、誤差信号のみを出力するＤＡ変換器のビット精度を低くできる。又、主信号のみを出力するＤＡ変換器にも大きなダイナミックレンジが不要であり、該ＤＡ変換器のビット精度も低くできる。
又、複数の送信信号を搬送するマルチキャリア信号を増幅して送信する送信電力増幅器の非線形歪を補償する場合には、各送信信号のＤＡ変換信号にキャリア間隔によって定まる周波数シフト演算を施して多重した周波数多重信号に、誤差信号をＤＡ変換した信号を合成して送信電力増幅器に入力する。このようにすれば、各送信信号と誤差信号を独立にＤＡ変換して合成するため、各ＤＡ変換器に広いダイナミックレンジが不要でありビット精度を低く押えることができる。
本発明の無線装置では、歪補償係数テーブルから歪補償係数を読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号を歪補償するプリディストーション処理と、ＡＤ変換器によりサンプルされたフィードバック値（アンプ出力信号）を用いて歪補償係数テーブルを更新する係数更新処理を時間的に分離して行う。このように、歪補償係数更新とプリディストーション処理を時間的に分離して行うことにより、実時間でのフィードバックループが形成されず、このためＡＤ変換器でサンプルする値として、時間的に連続したサンプル値を必要とせず、ＡＤ変換器の高速要求が軽減できる。又、プリディストーション処理により歪補償するから、ＦＦ方式の効率改善の妨げとなっていた、補助アンプ、遅延線などが不要になるため、歪補償を行った送信電力増幅器全体の効率を向上できる
又、本発明の無線装置では、フィードバック値をサンプルするＡＤ変換器の入力側に広帯域のサンプルホールド回路を設ける。ＡＤ変換器の入力に広帯域なサンプルホールド回路を接続し、該回路により非線形歪みに起因してスペクトラムが広がった広帯域信号をサンプルすれば、ナイキストレートより低いサンプル速度でのＡＤ変換が可能となる。つまりサンプル帯域は歪みを受けた信号を観測できるように充分に広くする必要があるが（ナイキストレート以上）、サンプル速度（単位時間当たりのサンプル数）はナイキストレートとは関係なく設定でき、ＡＤ変換器の高速要求を軽減できる。
本発明の無線装置では、直交変調器、直交復調器をディジタル演算により実現する。ディジタル直交変復調器の採用により、直交変復調器の誤差をＤＡ変換器、ＡＤ変換器の１ＬＳＢ以下にすることができるため、直交変復調器の不完全性に起因する歪補償特性の劣化をなくすことができる。
発明を実施するための最良の形態
（Ａ）第１実施例
図１は本発明の第１実施例の構成図である。送信信号発生部（図示せず）から出力したディジタルの送信信号ｘ（ｔ）はＤＡ変換器３１によりアナログ信号（主信号ＳＭ）に変換され、合成部３２において誤差信号推定演算部３３から出力する誤差信号ＳＥと合成されて電力増幅器（アンプ）３４に入力される。アンプ出力の一部は方向結合器等の分配器３５によって分岐され、ＡＤ変換器３６によりサンプルされてフィードバック信号ＳＦとなる。誤差信号推定演算部３３は、送信信号ｘ（ｔ）とフィードバック信号ＳＦを用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。ＤＡ変換器３７は得られた誤差信号をＤＡ変換し、アッテネータ３８は誤差信号のレベルを調整し、しかる後、合成部３２は主信号ＳＭと誤差信号ＳＥ合成してアンプに入力する。尚、合成部３２から出力する合成信号をＲＦ信号に周波数変換（ＩＦ→ＲＦ）してからアンプ３４に入力し、分配器３５からのアンプ出力信号をＩＦ信号に周波数変換（ＲＦ→ＩＦ）してからＡＤ変換器３６に入力する構成も可能である。
以上によりアンプ入力信号は、アンプの非線形歪みの逆特性を付加された（プリディストーションを施された）信号となるため、アンプ出力において線形な増幅出力信号が得られる。
図２は誤差信号推定演算部の第１の実施例であり、ディジタルカルデジアン方式によるプリディストータを用いた例である。誤差信号推定演算部３３は、誤差信号（υｅｒｒ，ｉ，υｅｒｒ，ｑ）を等価ベースバンド信号（複素数）として直交座標系を用いて演算するもので、メモリテーブル３３ａ，３３ｂには送信ベースバンド信号（ｘｉ，ｘｑ）の各成分に応じた誤差信号が記憶されている。
送信信号ｘ（ｔ）が発生すれば、メモリテーブル３３ａ，３３ｂから送信ベースバンド信号（ｘｉ，ｘｑ）に応じた誤差信号（υｅｒｒ，ｉ，υｅｒｒ，ｑ）が読み出され、合成部３２（図１）において送信信号（ｘｉ，ｘｑ）にベクトル加算され、プリディストーションが行われる。演算部３３ｃ，３３ｄは、送信ベースバンド信号（ｘｉ，ｘｑ）とフィードバック信号（ｘｉ′，ｘｑ′）の差ベクトル（ｘｉ′−ｘｉ，ｘｑ′−ｘｑ）を演算し、乗算部３３ｅ，３３ｆは差ベクトルにステップサイズパラメータμ（０＜μ＜１）を乗算し、加算器３３ｇ，３３ｈは、誤差信号（υｅｒｒ，ｉ，υｅｒｒ，ｑ）に乗算器出力を加算し、加算結果を送信ベースバンド信号（ｘｉ，ｘｑ）の各軸成分に応じたメモリアドレスに記憶して更新する。
図３は誤差信号推定演算部の第２の実施例であり、ポーラループ方式によるプリディストータを用いた例である。誤差信号推定演算部３３は、誤差信号（υｅｒｒ，ｉ，υｅｒｒ，ｑ）を等価ベースバンド系において極座標系を用いて演算するもので、メモリテーブル３３ａ，３３ｂには送信ベースバンド信号（ｘｉ，ｘｑ）を極座標変換した（ｒ，ψ）に応じた誤差信号（ｒｅｒｒ，ψｅｒｒ）が記憶されている。
送信ベースバンド信号（ｘｉ，ｘｑ）が入力すれば、直交極座標変換回路３３ｉは該送信ベースバンド信号を極座標（γ，φ）に変換し、メモリテーブル３３ａ，３３ｂから送信信号（ｒ，ψ）に応じた誤差信号（ｒｅｒｒ，ψｅｒｒ）が読み出される。極直交座標変換回路３３ｊは誤差信号（ｒｅｒｒ，ψｅｒｒ）を直交座標系の誤差信号（υｅｒｒ，ｉ，υｅｒｒ，ｑ）に変換し、合成部３２（図１）は送信ベースバンド信号（ｘｉ，ｘｑ）に該誤差信号（υｅｒｒ，ｉ，υｅｒｒ，ｑ）をベクトル加算してプリディストーションを行う。
直交極座標変換回路３３ｋは、フィードバック信号（ｘｉ′，ｘｑ′）を極座標（γ′，φ′）に変換する。演算部３３ｃ，３３ｄは、送信信号（ｒ、ψ）とフィードバック信号（ｒ′，ψ′）の差ベクトル（ｒ′−ｒ，ψ′−ψ）を演算し、乗算部３３ｅ，３３ｆは差ベクトルにステップサイズパラメータμ（０＜μ＜１）を乗算し、加算器３３ｇ，３３ｈは、誤差信号（ｒｅｒｒ，ψｅｒｒ）に乗算器出力を加算し、加算結果を送信信号（ｒ，ψ）の各成分に応じたメモリアドレスに記憶して更新する。
図４は誤差信号推定演算部の第３の実施例であり、適応形プリディストータを用いた例である。適応形プリディストータは、ＬＭＳ適応アルゴリズムを用いてアンプの歪みを推定し、その逆特性を複素乗算により送信信号に付加してプリディストーションを施す方式である。
誤差信号推定演算部３３において、乗算器３３ｍは送信信号ｘ（ｔ）に歪補償係数ｈｎ−１（ｐ）を乗算し、演算部３３ｎは送信信号ｘ（ｔ）からｈｎ−１・ｘ（ｔ）を減算して誤差信号ｖｅｒｒ（＝ｈｎ（ｐ）ｘ（ｔ）−ｘ（ｔ））を出力する。演算部３３ｐは送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐ（＝ｘ（ｔ）２）を演算し、歪補償係数記憶部３３ｑは送信信号ｘ（ｔ）の各パワーに応じた歪補償係数ｈ（ｐ）を記憶し、送信信号ｘ（ｔ）のパワーｐに応じた歪補償係数ｈｎ−１（ｐ）を出力する。又、歪補償係数記憶部３３ｑは、ＬＭＳアルゴリズムにより求まる歪補償係数ｈｎ（ｐ）で歪補償係数ｈｎ−１（ｐ）を更新する。
３３ｒは共役複素信号出力部、３３ｓは送信信号ｘ（ｔ）と帰還復調信号ｙ（ｔ）の差ｅ（ｔ）を出力する減算器、３３ｔはｅ（ｔ）とｕ＊（ｔ）の乗算を行う乗算器、３３ｕはｈｎ−１（ｐ）とｙ＊（ｔ）の乗算を行ってｕ＊（ｔ）を出力する乗算器、３３ｖはステップサイズパラメータμを乗算する乗算器、３３ｗはｈｎ−１（ｐ）とμｅ（ｔ）ｕ＊（ｔ）を加算する加算器である。上記構成により以下のＬＭＳアルゴリズムに従った演算が行われる。
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ｘ，ｙ，ｆ，ｈ，ｕ，ｅは複素数、＊は共役複素数である。ｕ（ｔ）はアンプの振幅歪みがあまり大きくないと仮定して（ｈｎ−１（ｐ）・ｈ＊ｎ−１（ｐ）≒１）、近似する。
上記演算処理を行うことにより、送信ベースバンド信号ｘ（ｔ）と帰還信号ｙ（ｔ）の差ｅ（ｔ）のパワーが最小となるように歪補償係数ｈ（ｐ）が（１）式により更新され、最終的に最適の歪補償係数値に収束し、送信電力増幅器の歪が補償される
図５は誤差信号推定演算部の第４の実施例であり、適応形プリディストータを用いた例であり、図４の実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、（１）歪補償係数記憶部３３ｑに現在の瞬時電力｜ｘ（ｔ）｜２と、現在と過去の入力の関数ｇ（ｘ）との組み合わせに対応させて歪補償係数を記憶、更新する点、（２）関数ｇ（ｘ）を演算する演算部３３ｘを設けている点、である。図５では今回と前回の電力の差Δｐを関数ｇ（ｘ）（Δｐ＝｜ｘ（ｔ）｜２−｜ｘ（ｔ−１）｜２）とした例を示している。
図５のプリディストータは、アンプの周波数非対称な歪みを補償するためにアンプを記憶をもつ歪み伝送路として取り扱い、ＬＭＳ適応アルゴリズムを用いてその歪みを推定、その逆特性を複素乗算により送信信号に付加してプリディストーションを施している。過去の入力振幅の影響を受けた歪みを補償するため、歪補償係数は現在の瞬時電力｜ｘ（ｔ）｜２と、現在と過去の入力の関数ｇ（ｘ）（＝Δｐ）との二次元に対するテーブルとして記憶、更新される。
この実施例の適応プリディストータによって、歪補償された送信信号ｈｎ−１・ｘ（ｔ）から送信信号ｘ（ｔ）を減算することにより、誤差信号υｅｒｒ（ｔ）＝ｈ・ｘ（ｔ）−ｘ（ｔ）が得られる。
（Ｂ）第２実施例
図６は送信信号ｘ（ｔ）を直交信号に変換して処理する場合の第２実施例であり、図１の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第２実施例において第１実施例と異なる点は、送信信号、誤差信号、フィードバック信号を等価ベースバンド系（複素座標系）において演算する点である。このため、送信信号ｘ（ｔ）を１ビットづつ交互に振り分けて直交信号（Ｉ信号、Ｑ信号）に変換するＳ／Ｐ変換器４１、直交変調器４２，４３、直交復調器４４が設けられている。又、ＤＡ変換器３１として直交信号の各成分をＤＡ変換するＤＡ変換器３１ａ，３１ｂが設けられ、ＤＡ変換器３７として誤差信号の各成分をＤＡ変換するＤＡ変換器３７ａ，３７ｂが設けられ、ＡＤ変換器３６としてフィードバック信号の同相成分、直交成分をＡＤ変換するＡＤ変換器３６ａ，３６ｂが設けられている。
Ｓ／Ｐ変換器４１は送信信号ｘ（ｔ）を直交信号に変換し、ＤＡ変換器３１ａ，３１ｂは直交信号の各成分をアナログ信号に変換して直交変調器４２に入力する。直交変調器４２はＤＡ変換器３１ａ，３１ｂから入力する同相成分及び直交成分（Ｉ，Ｑ信号）に直交変調を施して主信号ＳＭを発生する。合成部３２は主信号ＳＭと誤差信号推定演算部３３から出力する誤差信号ＳＥを合成して電力増幅器（アンプ）３４に入力する。アンプ出力の一部は方向結合器等の分配器３５によって分岐され、直交復調器４４に入力する。直交復調器４４は入力信号に直交復調処理を施して送信側におけるベースバンド信号を再現し、Ｉ，Ｑ信号をＡＤ変換器３６ａ，３６ｂに入力し、各ＡＤ変換器はＩ，Ｑ信号をＡＤ変換してフィードバック信号ｙ（ｔ）として誤差信号推定演算部３３に入力する。
誤差信号推定演算部３３は、送信信号ｘ（ｔ）とフィードバック信号ｙ（ｔ）を用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。ＤＡ変換器３７ａ，３７ｂは得られた誤差信号の同相成分、直交成分をそれぞれＤＡ変換して直交変調器４３に入力する。直交変調器４３はＤＡ変換器３７ａ，３７ｂから入力する同相成分、直交成分（Ｉ，Ｑ信号）に直交変調を施して誤差信号ＳＥを発生する。アッテネータ３８は誤差信号のレベルを調整し、しかる後、合成部３２は主信号ＳＭと誤差信号ＳＥを合成してアンプに入力する。
尚、合成部３２から出力する合成信号をＲＦ信号に周波数変換（ＩＦ→ＲＦ）してからアンプ３４に入力し、分配器３５からのアンプ出力信号をＩＦ信号に周波数変換（ＲＦ→ＩＦ）してからＡＤ変換器３６に入力する構成も可能である。
以上によりアンプ入力信号は、アンプの非線形歪みの逆特性を付加された（プリディストーションを施された）信号となるため、アンプ出力において線形な増幅出力信号が得られる。
（Ｃ）第３実施例
図７は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第３実施例であり、図１の第１実施例と同一部分には同一符号を付している。第３実施例において第１実施例と異なる点は、送信信号、誤差信号、フィードバック信号を等価ベースバンド系（複素座標系）において演算する点であり、送信信号ｘ（ｔ）を１ビットづつ交互に振り分けて直交信号（Ｉ信号、Ｑ信号）に変換するＳ／Ｐ変換器４１、ディジタル直交変調器４５，４６、ディジタル直交復調器４７が設けられている。
Ｓ／Ｐ変換器４１は送信信号ｘ（ｔ）を直交信号に変換し、ディジタル直交変調器４５はＳ／Ｐ変換部から入力する同相成分及び直交成分（Ｉ，Ｑ信号）に直交変調を施し、ＤＡ変換器３１はディジタルの直交変調信号をアナログに変換して主信号ＳＭを発生する。合成部３２は主信号ＳＭと誤差信号推定演算部３３から出力する誤差信号ＳＥと合成して電力増幅器（アンプ）３４に入力する。アンプ出力の一部は方向結合器等の分配器３５によって分岐され、ＡＤ変換器３６に入力する。ＡＤ変換器３６は入力信号をディジタルに変換してディジタル直交復調器４７に入力し、ディジタル直交復調器４７は入力信号に直交復調処理を施して送信側におけるベースバンド信号を再現し、同相成分、直交成分をフィードバック信号ｙ（ｔ）として誤差信号推定演算部３３に入力する。
誤差信号推定演算部３３は、送信信号ｘ（ｔ）とフィードバック信号ｙ（ｔ）を用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算し、その同相成分、直交成分をディジタル直交変調器４６に入力する。ディジタル直交変調器４６は入力する同相成分、直交成分（Ｉ，Ｑ信号）に直交変調を施し、ＤＡ変換器３７はディジタルの直交変調信号（誤差信号）をアナログに変換して誤差信号ＳＥを発生する。アッテネータ３８は誤差信号のレベルを調整し、しかる後、合成部３２は主信号ＳＭと誤差信号ＳＥを合成してアンプ３４に入力する。
尚、合成部３２から出力する合成信号をＲＦ信号に周波数変換（ＩＦ→ＲＦ）してからアンプ３４に入力し、分配器３５からのアンプ出力信号をＩＦ信号に周波数変換（ＲＦ→ＩＦ）してからＡＤ変換器３６に入力する構成も可能である。
以上によりアンプ入力信号は、アンプの非線形歪みの逆特性を付加された（プリディストーションを施された）信号となるため、アンプ出力において線形な増幅出力信号が得られる。
図８はディジタル直交変調器の実施例である。符号付け部４５ａは同相成分υｉに符号を付加し、符号付け部４５ｂは直交成分υｑに符号を付加する。セレクタ４５ｃはベースバンド信号をυｉ（ｔ），−υｑ（ｔ＋Ｔｓ），−υｉ（ｔ＋２Ｔｓ），υｑ（ｔ＋３Ｔｓ）等の順番に従ってで選択して（Ｔｓはサンプリング周期）、ＤＡ変換器３１に入力し、ＤＡ変換器３１は入力信号をアナログ信号に変換し主信号ＳＭとして出力する。ここで得られる出力変調信号の周波数ｆＩＦとＤＡ変換器３１のサンプル周波数（セレクタの切替周波数）ｆｓａｍｐｌｅは下式
ｆｓａｍｐｌｅ＝４×ｆＩＦ    （２）
に示す関係がある。以上によりディジタル直交変調が行われ変調信号が生成される。
図９はディジタル直交復調器の実施例である。受信ＩＦ信号（あるいはＲＦ信号）はＡＤ変換器３６でサンプルされる。この時、下式
ｆｓａｍｐｌｅ＝４×ｆＩＦ／（４ｍ＋１）            （３）
の条件を満たすようにＩＦ周波数ｆＩＦとｆｓａｍｐｌｅを選ぶことにより、直交復調を行う。ただし、ｍは自然数とする。上記の条件で得られるサンプル値は同相成分をυｉ、直交成分をυｑとすれば、セレクタ４７ａは入力信号をυｉ（ｔ），−υｑ（ｔ＋Ｔｓ），−υｉ（ｔ＋２Ｔｓ），υｑ（ｔ＋３Ｔｓ）等の順番に従って出力する。すなわち、セレクタ４７ａは、出力のサンプル系列を偶数サンプル、奇数サンプルに分け、偶数サンプルを符号反転部４７ｂに入力し、奇数サンプリングを符号反転部４７ｃに入力し、符号反転部４７ｂ，４７ｃは入力信号に交互に符号反転を施すことにより、直交復調結果であるυｉ，υｑを発生する。ここでυｉ，υｑは同相成分、直交成分であり、サンプル時刻がずれたサンプル系列として得られるため、インターポレーション（補間）とフィルタリング処理により所望のタイミングのサンプル値を内挿して求める。以上によりディジタル直交検波が行われ、等価ベースバンド信号（複素信号）が得られる。
（Ｄ）第４実施例
図１０は本発明の第４実施例の構成図であり、図６の第２実施例と同一部分には同一符号を付している。第２実施例と異なる点は、直交復調器４４から出力する同相成分、直交成分をサンプルホールドするサンプルホールド回路４８ａ，４８ｂをＡＤ変換器３６ａ，３６ｂの前段に設けた点である。
ＡＤ変換器３６ａ，３６ｂのサンプルクロックｆｓａｍｐｌｅと、サンプルホールド回路４８ａ，４８ｂの制御信号ｆＳＨは独立に供給される。サンプル帯域はサンプルホールド回路４８ａ，４８ｂのサンプリングゲートを制御する制御信号ｆＳＨのパルス幅で決定され、サンプル速度（単位時間当たりのサンプル数）はＡＤ変換器のサンプルクロックｆｓａｍｐｌｅで決定される。
得られたサンプル系列はフィードバック値として誤差信号推定演算部３３に入力し、歪補償係数の更新に用いられる。誤差推定演算推定部３３は図１１に示すように時間的に連続したフィードバック値を必要としない構成が可能なため、サンプル速度をサンプル帯域で決まるナイキストレートより低く設定した間引きサンプルが可能となる。尚、図１１の誤差推定演算推定部３３は図４の構成に対して遅延回路ＤＬＹを付加したものである。
サンプルホールド回路４８ａ，４８ｂは直交復調器４４から出力する同相成分、直交成分を制御信号ｆＳＨに従ってサンプル、ホールドし、ＡＤ変換器３６ａ，３６ｂはホールドされた信号をサンプルクロックｆｓａｍｐｌｅに従ってディジタル信号に変換してフィードバック値を得る。このときサンプルホールド回路４８ａ，４８ｂのサンプル時間は、サンプリングする入力歪み信号の帯域特性によって決まる。ホールド時間は保持された信号をＡＤ変換するのに必要な変換時間で決まる。又、誤差信号推定演算部３３へフィードバックされるディジタル信号のレートは、ＡＤ変換速度に対応したレートとなる。
誤差信号推定演算部３３は参照信号（送信信号）を遅延回路ＤＬＹで遅延させてフィードバック信号に対応する時刻の参照信号にし、該遅延参照信号とフィードバック信号の差が零となるようにＬＭＳ適応アルゴリズムに従って歪補償係数を演算し、該歪補償係数を遅延した電力値が示す歪補償係数記憶部３３ｑのアドレスに記憶して更新する。このときの歪補償係数の更新は、ＡＤ変換速度に対応した速度で行われる。一方、送信信号への歪補償係数の乗算（プリディストーション）は、歪補償係数記憶部３３ｑの遅延のない送信信号に応じたアドレスに記憶されている歪補償係数を用いて、送信信号のサンプル速度で行われる。具体的にはデュアルポートＲＡＭ等を用いてプリディストーションと歪補償係数の更新を独立して処理する。
第４実施例によれば、例えば広帯域のサンプルホールド回路と高精度のＡＤ変換器を組合わせることにより、広帯域、高ダイナミックレンジが要求されるＷ−ＣＤＭＡの歪補償方式において、デバイス性能の制約下で有効なフィードバック値をサンプルすることが可能となる。
（Ｅ）第５実施例
図１２は本発明の第５実施例の構成図であり、図７の第３実施例と同一部分には同一符号を付している。第３実施例と異なる点は、ＡＤ変換器３６の前段にアンプ３４の出力信号をサンプル、ホールドするサンプルホールド回路４９を設けた点である。
サンプルホールド回路４９はＩＦ信号あるいはＲＦ信号（アンプ出力信号）を制御信号ｆＳＨに従ってサンプル、ホールドし、ＡＤ変換器３６はホールドされた信号をサンプルクロックｆｓａｍｐｌｅに従ってディジタル信号に変換し、ディジタル直交復調器４７は該ディジタル信号にディジタル的に直交復調処理を施して帰還信号の同相成分、直交成分を発生し、これら信号を誤差信号推定演算部３３に入力する。サンプル帯域とサンプル速度の関係、誤差信号推定演算部の動作等は前述の第４実施例と同様である。
第５実施例によれば、広帯域のサンプルホールド回路と高精度のＡＤ変換器を組合わせることにより、広帯域、高ダイナミックレンジが要求されるＷ−ＣＤＭＡの歪補償方式において、デバイス性能の制約下で有効なフィードバック値をサンプルすることが可能となる。
（Ｆ）第６実施例
図１３は複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する場合の本発明の第６実施例の無線装置の構成図であり、４つの周波数を多重して送信する場合の例を示している。尚、第１実施例と同一部分には同一符号を付している。
各キャリアの送信信号ｘ１（ｔ），，ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），ｘ４（ｔ）は、各々独立のＤＡ変換器５１１〜５１４によりアナログ信号に変換され、フィルタ５２１〜５２４を通過後、周波数変換部５３１〜５３４で所望のキャリア周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４に周波数変換され（図１４の（ａ）参照）、合成部５４で周波数多重される。
得られた周波数多重信号（主信号）ＳＭは合成部３２において誤差信号推定演算部３３から出力する誤差信号ＳＥと合成されて電力増幅器（アンプ）３４に入力される。アンプ出力の一部は方向結合器等の分配器３５によって分岐され、周波数変換器５５でｆ１−ｆ０，ｆ２−ｆ０，ｆ３−ｆ０，ｆ４−ｆ０の周波数多重信号に周波数変換され、フィルタ５６通過後にＡＤ変換器３６でＡＤ変換され、フィードバック信号ＳＦとなる。
一方、送信信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），ｘ４（ｔ）のデジタル値は周波数シフト部５７１〜５７４でｅｘｐ（ｊω１ｔ），ｅｘｐ（ｊω２ｔ），ｅｘｐ（ｊω３ｔ），ｅｘｐ（ｊω４ｔ）（ωｎ＝２πｆｎ）を乗算されて周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４に周波数シフトを施された後、合成部５８で周波数多重される。このディジタル周波数多重信号は、前述の個別キャリア信号をアナログ合成して得られた主信号ＳＭと等価な信号となる。しかる後、周波数シフト部５９で、ディジタル周波数多重信号にｅｘｐ（−ｊω０ｔ）を乗算されてｆ１−ｆ０，ｆ２−ｆ０，ｆ３−ｆ０，ｆ４−ｆ０の周波数多重信号に変換され（図１４の（ｂ）参照）、誤差信号推定演算部３３に参照信号ＳＲとして入力する。
尚、以下の実施例でも同様であるが、周波数シフト部５９を削除し、各周波数シフト部５７１〜５７４でｅｘｐ（ｊ（ω１−ω０）ｔ），ｅｘｐ（ｊ（ω２−ω０）ｔ），ｅｘｐ（ｊ（ω３−ω０）ｔ），ｅｘｐ（ｊ（ω４−ω０）ｔ）を乗算するように構成することもできる。又、周波数変換部５５でｆ０の周波数シフトをしない場合は、周波数シフト部５９や後述する周波数変換器６１は不要である。
誤差信号推定演算部３３は、参照信号ＳＲとフィードバック信号ＳＦを用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。ＤＡ変換器３７は得られた誤差信号をＤＡ変換し、フィルタ６０を介して周波数変換部６１に入力する。周波数変換部６１は誤差信号に周波数ｆ０の信号を乗算して誤差信号周波数をアップコンバージョンする。アッテネータによりレベルを調整した後に主信号と合成する。アッテネータ３８は誤差信号のレベルを調整し、しかる後、合成部３２は主信号ＳＭと誤差信号ＳＥを合成してアンプに入力する。これにより周波数多重信号（主信号）にアンプの非線形歪みの逆特性を付加した信号が得られる。
（Ｇ）第７実施例
図１５は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第７実施例であり、図１３の第６実施例と同一部分には同一符号を付している。第７実施例において第６実施例と異なる点は、送信信号、誤差信号、フィードバック信号を等価ベースバンド系（複素座標系）において演算する点である。このため、送信信号ｘ１（ｔ）〜ｘ４（ｔ）を直交信号（Ｉ信号、Ｑ信号）に変換するＳ／Ｐ変換器７１１〜７１４、直交変調器７２１〜７２４，７３、直交復調器７４が設けられている。又、ＤＡ変換器５１１〜５１４として送信信号の同相成分、直交成分をそれぞれＤＡ変換するＤＡ変換器５１１１，５１１２〜５１４１，５１４２が設けられ、ＤＡ変換器３７として誤差信号の同相成分、直交成分をＤＡ変換するＤＡ変換器３７ａ，３７ｂが設けられ、ＡＤ変換器３６としてフィードバック信号の同相成分、直交成分ををＡＤ変換するＡＤ変換器３６ａ，３６ｂが設けられている。
Ｓ／Ｐ変換器７１１〜７１４は送信信号ｘ１（ｔ）〜ｘ４（ｔ）を直交信号に変換し、ＤＡ変換器５１１１，５１１２〜５１４１，５１４２は各直交信号の同相成分、直交成分をアナログ信号に変換し、フィルタを介して直交変調器７２１〜７２４に入力する。直交変調器７２１〜７２４は、対応するＤＡ変換器５１１１，５１１２〜５１４１，５１４２から入力する同相成分及び直交成分（Ｉ，Ｑ信号）に直交変調を施し、周波数変換部５３１〜５３４は各直交変調信号の周波数を所望のキャリア周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４にアップコンバージョンし、合成部５４は周波数多重して主信号ＳＭを発生する。
合成部３２は主信号ＳＭと誤差信号推定演算部３３から出力する誤差信号ＳＥを合成して電力増幅器（アンプ）３４に入力する。分配器３５はアンプ出力の一部を分岐し、周波数変換器５５はｆ１−ｆ０，ｆ２−ｆ０，ｆ３−ｆ０，ｆ４−ｆ０の周波数多重信号にダウンコンバージョンし、フィルタ５６を介して直交復調器７４に入力する。直交復調器７４は入力信号に直交復調処理を施して送信側におけるベースバンド信号を再現し、Ｉ，Ｑ信号をＡＤ変換器３６ａ，３６ｂに入力し、各ＡＤ変換器はＩ，Ｑ信号をＡＤ変換してフィードバック信号として誤差信号推定演算部３３に入力する。
一方、送信信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），ｘ４（ｔ）をそれぞれ直交変換して得られた直交信号は周波数シフト部５７１〜５７４でｅｘｐ（ｊω１ｔ），ｅｘｐ（ｊω２ｔ），ｅｘｐ（ｊω３ｔ），ｅｘｐ（ｊω４ｔ）（ωｎ＝２πｆｎ）を乗算されて周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４に周波数シフトを施された後、合成部５８で周波数多重される。しかる後、周波数シフト部５９で、ディジタル周波数多重信号にｅｘｐ（−ｊω０ｔ）を乗算されてｆ１−ｆ０，ｆ２−ｆ０，ｆ３−ｆ０，ｆ４−ｆ０の周波数多重信号に変換され、誤差信号推定演算部３３に参照信号ＳＲとして入力する。
誤差信号推定演算部３３は、参照信号とフィードバック信号を用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。ＤＡ変換器３７ａ，３７ｂは得られた誤差信号の同相成分、直交成分をＤＡ変換し、フィルタ６０ａ，６０ｂを介して直交変調器７３に入力する。直交変調器７３は入力信号を直交変調し、変調信号を周波数変換部６１に入力する。周波数変換部６１は誤差信号に周波数ｆ０の信号を乗算して誤差信号周波数をアップコンバージョンする。アッテネータ３８は誤差信号のレベルを調整し、合成部３２はレベル調整された誤差信号を主信号に合成してアンプに入力する。これにより、アンプの非線形歪みの逆特性が付加された周波数多重信号が得られる。
（Ｈ）第８実施例
図１６は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第８実施例であり、図１３の第６実施例と同一部分には同一符号を付している。第８実施例において第６実施例と異なる点は、送信信号、誤差信号、フィードバック信号を等価ベースバンド系（複素座標系）において演算する点であり、Ｓ／Ｐ変換器７１１〜７１４、ディジタル直交変調器７５１〜７５４，７６、ディジタル直交復調器７７が設けられている。
Ｓ／Ｐ変換器７１１〜７１４は送信信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），ｘ４（ｔ）を直交信号（Ｉ信号、Ｑ信号）に変換し、ディジタル直交変調器７５１〜７５４は各直交信号の同相成分及び直交成分（Ｉ，Ｑ信号）にディジタル直交変調を施し、ＤＡ変換器５１１〜５１４はディジタルの直交変調信号をアナログに変換し、フィルタを介して周波数変換部５３１〜５３４に入力する、各周波数変換部５３１〜５３４は各直交変調信号の周波数を所望のキャリア周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４にアップコンバージョンし、合成部５４は周波数多重して主信号ＳＭを発生する。
合成部３２は主信号ＳＭと誤差信号推定演算部３３から出力する誤差信号ＳＥを合成して電力増幅器（アンプ）３４に入力する。分配器３５はアンプ出力の一部を分岐し、周波数変換器５５はｆ１−ｆ０，ｆ２−ｆ０，ｆ３−ｆ０，ｆ４−ｆ０の周波数多重信号にダウンコンバージョンし、フィルタ５６を介してＡＤ変換器３６に入力する。ＡＤ変換器３６は入力信号をディジタルに変換してディジタル直交復調器４７に入力し、ディジタル直交復調器４７は入力信号に直交復調処理を施して送信側におけるベースバンド信号を再現し、同相成分、直交成分をフィードバック信号として誤差信号推定演算部３３に入力する。
一方、送信信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），ｘ４（ｔ）を直交変換して得られた直交信号は周波数シフト部５７１〜５７４でｅｘｐ（ｊω１ｔ），ｅｘｐ（ｊω２ｔ），ｅｘｐ（ｊω３ｔ），ｅｘｐ（ｊω４ｔ）（ωｎ＝２πｆｎ）を乗算されて周波数ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４に周波数シフトを施された後、合成部５８で周波数多重される。しかる後、周波数シフト部５９で、ディジタル周波数多重信号にｅｘｐ（−ｊω０ｔ）を乗算されてｆ１−ｆ０，ｆ２−ｆ０，ｆ３−ｆ０，ｆ４−ｆ０の周波数多重信号に変換され、誤差信号推定演算部３３に参照信号ＳＲとして入力する。
誤差信号推定演算部３３は、参照信号とフィードバック信号を用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算し、その同相成分、直交成分をディジタル直交変調器７６に入力する。ディジタル直交変調器７６は入力する同相成分、直交成分（Ｉ，Ｑ信号）に直交変調を施し、ＤＡ変換器３７はディジタルの直交変調信号（誤差信号）をアナログに変換し、変調信号をフィルタ６０を介して周波数変換部６１に入力する。周波数変換部６１は誤差信号に周波数ｆ０の信号を乗算して周波数アップコンバージョンする。アッテネータ３８は誤差信号のレベルを調整し、合成部３２はレベル調整された誤差信号を主信号に合成してアンプに入力する。これにより、アンプの非線形歪みの逆特性が付加された周波数多重信号が得られる。
（Ｉ）第９実施例
図１７は本発明の第９実施例の構成図であり、図１５の第７実施例と同一部分には同一符号を付している。第７実施例と異なる点は、直交復調器７４から出力する同相成分、直交成分をサンプルホールドするサンプルホールド回路７８ａ，７８ｂをＡＤ変換器３６ａ，３６ｂの前段に設けた点であり、サンプルホールド回路７８ａ，７８ｂ、ＡＤ変換器３６ａ，３６ｂ、誤差信号推定演算部３３の動作は図１０の第４実施例と同じであり、同一の効果が得られる。
（Ｊ）第１０実施例
図１８は本発明の第１０実施例の構成図であり、図１６の第８実施例と同一部分には同一符号を付している。第８実施例と異なる点は、ＡＤ変換器３６の前段にアンプ３４の出力信号をサンプル、ホールドするサンプルホールド回路７９を設けた点であり、サンプルホールド回路７９、ＡＤ変換器３６、誤差信号推定演算部３３の動作は図１３の第５実施例と同じであり、同一の効果が得られる。
（Ｋ）第１１実施例
図１９は参照信号の振幅及び位相を補正する機能を備えた第１１実施例の無線装置の構成図であり、図１３の第６実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、周波数シフト部５７１〜５７４の替わりに補正回路８１１〜８１４を設け、合成部５８から出力する周波数多重信号（参照信号）が合成部５４から出力する主信号ＳＭと一致するように該参照信号の振幅及び位相を補正する点である。各補正回路８１１〜８１４は、周波数変換部５３１〜５３４で周波数変換により得られた信号と、送信ベースバンド信号ｘ１（ｔ）〜ｘ４（ｔ）をディジタル演算により周波数シフトした信号とをキャリア毎に比較し、その差が零となるように制御し、参照信号を主信号と一致させる。
図２０は補正回路８１１の構成図であり、他の補正回路８１２〜８１４も同様の構成を備えている。ＡＤ変換器８１ａは周波数変換部５３１から出力する周波数変換された信号をディジタルに変換し、乗算部８１ｂは初期時、送信信号ｘ１（ｔ）とｅｘｐ（ｊωｔ）を乗算し、該送信信号ｘ１（ｔ）の周波数をディジタル的にシフトした信号を出力する。比較器８１ｃは２つの入力信号の振幅差υｄ、位相差φｄを検出し、誤差△υ＝υｄ・ｅｘｐ（ｊψｄ）を得る。平均化回路８１ｄは比較器８１ｃの出力を平均化して平均誤差△υａｖｒを発生し、共役複素信号出力部８１ｅは平均誤差△υａｖｒの複素共役値△υａｖｒ＊を発生し、乗算部８１ｆは△υａｖｒ＊をｅｘｐ（ｊωｔ）に乗算し、乗算部８１は送信信号ｘ１（ｔ）と△υａｖｒ＊・ｅｘｐ（ｊωｔ）の乗算を行う。以上の制御を繰り返すことにより、比較器８１ｃに入力する２つの信号の振幅差υｄ、位相差φｄが零になるようにする。
図２１は図１５の第７実施例に適用できる補正回路の構成図であり、図２０の補正回路と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、ＡＤ変換器８１ａの替わりに、直交復調器８１ｇとＡＤ変換器８１ｈ，８１ｉを設けた点である。直交復調器８１ｇは周波数変換部５３１の出力信号に直交復調処理を施し、ＡＤ変換器８１ｈ、８１ｉは直交復調器から出力する同相成分、直交成分をディジタルに変換して比較器８１ｃに入力する。一方、乗算部８１ｂは送信ベースバンド信号ｘ１（ｔ）の周波数をディジタル的にシフトした信号を出力する。比較器８１ｃは２つの入力信号の振幅差υｄ、位相差φｄを検出し、以後、補正回路は図２０の場合と同様にこれらの差が零となるように制御する。
図２２は図１６の第８実施例に適用できる補正回路の構成図であり、図２０の補正回路と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、ＡＤ変換器８１ａの後段にディジタル直交復調器８１ｊを設けた点である。ＡＤ変換器８１ａは周波数変換部５３１の出力信号をディジタルに変換し、ディジタル直交復調器８１ｊはＡＤ変換器出力信号にディジタル的に直交復調処理を施し、復調信号の同相成分、直交成分を比較器８１に入力する。一方、乗算部８１ｂは送信ベースバンド信号ｘ１（ｔ）の周波数をディジタル的にシフトした信号を出力する。比較器８１ｃは２つの入力信号の振幅差υｄ、位相差φｄを検出し、以後、補正回路は図２０の場合と同様にこれらの差が零となるように制御する。
（Ｌ）第１２実施例
図２３は本発明の第１２実施例の無線装置の構成図であり、図１３の第６実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、ディジタル的に周波数をシフトする際に発生するｅｘｐ（ｊω０ｔ），ｅｘｐ（ｊω１ｔ）〜ｅｘｐ（ｊω４ｔ）と同期したＰＬＬ回路８４０〜８４４を設け、各ＰＬＬ回路よりアナログ的に周波数変換する際に用いる周波数ｆ０，ｆ１〜ｆ４のローカル信号を供給する点である。第１２実施例によれば、アナログ周波数多重信号とディジタル周波数多重信号の周波数を同期させることができ、歪補償の精度を向上できる。
（Ｍ）第１３実施例
図２４は本発明の第１３実施例の無線装置の構成図であり、図１３の第６実施例と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、ＤＡ変換器８５１〜８５４を設け、ディジタル的に周波数をシフトする際に発生するｅｘｐ（ｊω１ｔ）〜ｅｘｐ（ｊω４ｔ）を各ＤＡ変換器でＤＡ変換して周波数ｆ０，ｆ１〜ｆ４のローカル信号を発生する点である。第１３実施例によれば、アナログ周波数多重信号とディジタル周波数多重信号の周波数を同期させることができ、歪補償の精度を向上できる。尚、周波数ｆ０のローカル信号は第１２実施例にし従ってｅｘｐ（ｊω０ｔ）と同期したＰＬＬ回路８４０より発生している。
（Ｎ）第１４実施例
図２５は本発明の第１４実施例の無線装置の構成図で、４つの周波数を多重した場合の例を示しており、図１３の第６実施例と同一部分には同一符号を付している。第６実施例と異なる点は、各送信ベースバンド信号ｘ１（ｔ）〜ｘ４（ｔ）にディジタル的に周波数シフト処理を施し、得られる信号をＤＡ変換して合成することによりアナログ周波数多重信号を発生する点である。
各送信ベースバンド信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），ｘ４（ｔ）は、所望のキャリア周波数間隔で決まるｅｘｐ（ｊω１ｔ），ｅｘｐ（ｊω２ｔ），ｅｘｐ（ｊω３ｔ），ｅｘｐ（ｊω４ｔ）（ωｎ＝２πｆｎ）を乗算されて周波数シフトを施された後、各々ＤＡ変換器５１１〜５１４でアナログ信号に変換され、合成部５４は各ＤＡ変換器出力を合成しアナログ周波数多重信号を生成する。
合成部３２は、周波数多重信号（主信号）ＳＭと誤差信号推定演算部３３から出力する誤差信号ＳＥを合成して電力増幅器（アンプ）３４に入力する。分配器３５はアンプの出力信号の一部を分岐し、周波数変換器５５はアンプ出力信号に周波数ｆ０のローカル信号を乗算し、周波数をダウンコンバージョンし、フィルタ５６を介してＡＤ変換器３６に入力する。ＡＤ変換器３６は入力信号をＡＤ変換し、得られたディジタル信号をフィードバック信号ＳＦとして誤差信号推定演算部３３に入力する。
一方、合成部５８は、ディジタル周波数シフト部５７１〜５７４から出力する送信信号ｘ１（ｔ）・ｅｘｐ（ｊω１ｔ），ｘ２（ｔ）・ｅｘｐ（ｊω２ｔ），ｘ３（ｔ）・ｅｘｐ（ｊω３ｔ），ｘ４（ｔ）・ｅｘｐ（ｊω４ｔ）を合成してディジタル周波数多重信号を生成する。このディジタル周波数多重信号は、前述のアナログ周波数多重信号と等価な信号となる。しかる後、周波数シフト部５９は、ディジタル周波数多重信号にｅｘｐ（−ｊω０ｔ）を乗算して周波数をダウンコンバージョンし、誤差信号推定演算部３３に参照信号ＳＲとして入力する。
誤差信号推定演算部３３は、参照信号ＳＲとフィードバック信号ＳＦを用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。ＤＡ変換器３７は得られた誤差信号をＤＡ変換し、フィルタ６０を介して周波数変換部６１に入力する。周波数変換部６１は誤差信号に周波数ｆ０の信号を乗算して誤差信号周波数をアップコンバージョンする。アッテネータ３８は誤差信号のレベルを調整し、合成部３２はレベル調整された誤差信号と主信号を合成する。これによりアンプ非線形歪みの逆特性が付加された周波数多重信号が得られる。
（Ｐ）第１５実施例
図２６は本発明の第１５実施例の無線装置の構成図で、４つの周波数を多重した場合の例を示しており、図１３の第６実施例と同一部分には同一符号を付している。第６実施例と異なる点は、アナログの周波数多重部ＡＦＭＰをサンプリングレート変換器９１１〜９１４、ディジタル変調器９２１〜９２４、ＤＡ変換器５１１〜５１４、各ＤＡ変換器出力を合成する合成部５４で構成している点である。
サンプリングレート変換器９１１〜９１４は、各送信ベースバンド信号ｘ１（ｔ），ｘ２（ｔ），ｘ３（ｔ），ｘ４（ｔ）をキャリア周波数で決まるサンプル速度にレート変換する。具体的には出力するＩＦキャリア周波数の４倍のレートに変換する。レート変換後、ディジタル直交変調器９２１〜９２４はレート変換された信号を各キャリア毎にディジタル変調し、変調信号をＤＡ変換器５１１〜５１４に入力する。ＤＡ変換器５１１〜５１４は変調信号をアナログにＤＡ変換し、合成部５４は各ＤＡ変換器の出力を合成してアナログ周波数多重信号（主信号）ＳＭを生成する。
合成部３２は周波数多重信号（主信号）と後述する手段によって生成される誤差信号を合成してアンプ３４に入力する。分配器３５はアンプ３４の出力信号の一部を分岐する。周波数変換器５５はアンプ出力信号に周波数ｆ０のローカル信号を乗算し、周波数をダウンコンバージョンし、フィルタ５６を介してＡＤ変換器３６に入力する。ＡＤ変換器３６は入力信号をＡＤ変換し、得られたディジタル信号をフィードバック信号ＳＦとして誤差信号推定演算部３３に入力する。
一方、合成部５８は、ディジタル周波数シフト部５７１〜５７４から出力する送信信号ｘ１（ｔ）・ｅｘｐ（ｊω１ｔ），ｘ２（ｔ）・ｅｘｐ（ｊω２ｔ），ｘ３（ｔ）・ｅｘｐ（ｊω３ｔ），ｘ４（ｔ）・ｅｘｐ（ｊω４ｔ）を合成してディジタル周波数多重信号を生成する。このディジタル周波数多重信号は、前述のアナログ周波数多重信号ＳＭと等価な信号となる。しかる後、周波数シフト部５９は、ディジタル周波数多重信号にｅｘｐ（−ｊω０ｔ）を乗算して周波数をダウンコンバージョンし、誤差信号推定演算部３３に参照信号ＳＲとして入力する。
誤差信号推定演算部３３は、参照信号ＳＲとフィードバック信号ＳＦを用いてアンプの非線形歪みに起因する誤差信号を計算する。ＤＡ変換器３７は得られた誤差信号をＤＡ変換し、フィルタ６０を介して周波数変換部６１に入力する。周波数変換部６１は誤差信号に周波数ｆ０の信号を乗算して誤差信号周波数をアップコンバージョンする。アッテネータ３８は誤差信号のレベルを調整し、合成部３２はレベル調整された誤差信号と主信号を合成する。これによりアンプ非線形歪みの逆特性が付加された周波数多重信号が得られる。
図２７はサンプリングレート変換器の原理図である。ディジタル信号の情報速度をｍ／ｎ倍に変換するサンプリングレート変換器は、入力サンプル値の間にｍ−１個の０を挿入するインターポレータ９１ａ、エイリアスを除去するフィルタ９１ｂ、フィルタ出力のサンプル列からｎ個おきに必要なサンプルタイミングの値を取り出すデシメータ９１ｃで構成される。ｍ／ｎ倍のサンプリングレート変換器により、チップレートあるいはチップレートの整数倍のサンプル速度で生成される送信ベースバンド信号ｘ（ｔ）を、キャリア間隔で決まるサンプル速度の信号に変換する。
図２８はサンプリングレート変換器の実施例である。サンプリングレート変換器は、フィルタタップの重み係数を切替えるＦＩＲフィルタで実現される。このＦＩＲフィルタは、複数の遅延部ＤＬＹ、複数の係数乗算部ＭＰＬ、乗算部の出力を合成する加算器ＡＤＤ、タップ係数を切り替えるタップ制御器ＴＣＣでを有している。ＦＩＲフィルタにおける演算式は次式
0004097430.tif 000003
で、示される。ここで、ｘ（ｉ）はフィルタ入力の離散時間信号、ｙ（ｉ）はフィルタ出力の離散時間信号であり、ｈ（ｋ）はｍ倍オーバーサンプル、タップ長Ｎｔａｐで設計したエイリアス除去フィルタのインパルスレスポンスである。例としてｍ＝４、ｎ＝３、Ｎｔａｐ＝８の場合について、図２８の構成におけるタップ係数ｈ（ｋ）の切替え制御を以下に示す。タップ係数ｈ（ｋ）は、ｈ（−１６）〜ｈ（１５）の３２個（＝ｍ×Ｎｔａｐ個）を式（２）の規則に従って切替ることにより得られる。
0004097430.tif 000004
このタップ係数を重み係数として用いたＦＩＲフィルタにより、４／３倍のサンプリングレート変換を実現できる。
以上本発明によれば、広帯域、高ダイナミックレンジの信号に対する非線形歪補償において、使用するＤＡ変換器のビット精度の低減、ＡＤ変換器の変換速度の低減が可能となる。
又、本発明によれば、これまで困難であったＷ−ＣＤＭＡマルチキャリア信号に対するプリディストータを既存のＤ／Ａ、Ａ／Ｄ変換器のデバイス性能で実現できる。
又、本発明によれば、従来のフィードフォワード歪補償方式に必須であった、補助アンプ、遅延線、結合器などが不要となるため、電力増幅器全体としての効率を改善できる。
【図面の簡単な説明】
図１は本発明の第１実施例の無線装置である。
図２は誤差信号推定演算部の実施例（カルテジアン方式）である。
図３は誤差信号推定演算部の実施例（ポーラループ方式）である。
図４は誤差信号推定演算部の実施例（ＬＭＳアルゴリズムによる方式）である。
図５は誤差信号推定演算部の実施例（過去の送信信号値を考慮した例）である。
図６は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第２実施例（アナログ直交変復調器使用）である。
図７は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第３実施例（ディジタル直交変復調器使用）である。
図８はディジタル直交変調器の原理図である。
図９はディジタル直交復調器の原理図である。
図１０は本発明の第４実施例の無線装置である。
図１１は遅延調整を加味した誤差信号推定演算部の構成図である。
図１２は本発明の第５実施例の無線装置である。
図１３は本発明の第６実施例の無線装置の構成図であり、複数の送信信号をマルチキャリア信号を用いて送信する場合の実施例である。
図１４は周波数変換説明図である。
図１５は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第７実施例（アナログ直交変復調器使用）である。
図１６は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第８実施例（ディジタル直交変復調器使用）である。
図１７は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第９実施例（サンプルホールド回路、アナログ直交変復調器使用）である。
図１８は送信信号を直交信号に変換して処理する場合の第１０実施例（サンプルホールド回路、ディジタル直交変復調器使用）である。
図１９は参照信号の振幅、位相を補正する機能を備えた無線装置の第１１実施例である。
図２０は補正回路の構成図である。
図２１は第７実施例の無線装置に適用できる補正回路の構成図である。
図２２は第８実施例の無線装置に適用できる補正回路の構成図である。
図２３は第１２実施例の無線装置の構成図である。
図２４は第１３実施例の無線装置の構成図である。
図２５は第１４実施例の無線装置の構成図である。
図２６は第１５実施例の無線装置の構成図である。
図２７はサンプリングレート変換器の原理図である。
図２８はサンプリングレート変換器の実施例である。
図２９は従来の送信装置の構成図である。
図３０は送信電力増幅器の非直線性による問題点の説明図である。
図３１は従来のディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置の構成（カルテジアン方式）である。
図３２はフィードフォワード方式の従来例の構成図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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