(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被検出コンデンサの静電容量に対応する検出信号を出力する静電容量検出回路であって、
入力インピーダンスが高く電圧利得がほぼ１のボルテージフォロワと、容量性の第１インピーダンス素子と、演算増幅器と、前記演算増幅器に交流電圧を印加する交流電圧発生器と、前記演算増幅器の出力に接続される信号出力端子とを備え、
前記ボルテージフォロワの入力端子には前記被検出コンデンサの一端と前記第１インピーダンス素子の一端とが信号線で接続され、
前記演算増幅器の負帰還路に前記第１インピーダンス素子及び前記ボルテージフォロワが含まれ、
前記被検出コンデンサと前記第１インピーダンス素子と前記ボルテージフォロワとは、前記信号線の浮遊容量が、前記被検出コンデンサの容量値又は前記第１インピーダンス素子の容量値の大きい方の容量値に対して１０倍を超えないほど、近接して設けられている
ことを特徴とする静電容量検出回路。
【請求項２】
前記被検出コンデンサと前記静電容量検出回路とは隣り合って接して設けられている
ことを特徴とする請求項１記載の静電容量検出回路。
【請求項３】
前記静電容量検出回路は、さらに、前記第１インピーダンス素子と並列に接続される抵抗素子を含む
ことを特徴とする請求項１又は２記載の静電容量検出回路。
【請求項４】
前記交流電圧発生器と前記演算増幅器との間に備えられる第２インピーダンス素子をさらに含む
ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の静電容量検出回路。
【請求項５】
前記静電容量検出回路は、さらに、
前記信号出力端子での信号を反転する反転増幅回路と、
前記ボルテージフォロワの出力信号と前記反転増幅回路の出力信号とを加算する加算回路とを備える
ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の静電容量検出回路。
【請求項６】
前記被検出コンデンサの一端と前記ボルテージフォロワの入力端子とは非シールドの導電体で接続される
ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の静電容量検出回路。
【請求項７】
前記被検出コンデンサ及び前記静電容量検出回路は、１つのシールドボックス内に収納されている
ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の静電容量検出回路。
【請求項８】
容量の変化に応じて物理量を検出する前記被検出コンデンサとして容量型センサと、
プリント基板又はシリコン基板上に形成され、前記容量型センサに固定して設けられている請求項１〜７のいずれか１項に記載の静電容量検出回路と
を備えることを特徴とする静電容量検出装置。
【請求項９】
前記被検出コンデンサとしてのコンデンサマイクロホンと、
請求項１〜７のいずれか１項に記載の静電容量検出回路と
を備えることを特徴とするマイクロホン装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、静電容量を検出する回路及び装置等に関し、特に、微小な容量を高い精度で検出する回路、装置及びマイクロホン装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
静電容量検出回路の従来例として、静電容量式変位計を挙げることができる（例えば、特許文献１参照）。図８は、この静電容量検出回路を示す回路図である。この検出回路では、電極９０、９１で形成される容量センサ９２が、信号線９３を介して演算増幅器９５の反転入力端子に接続されている。そしてこの演算増幅器９５の出力端子と前記反転入力端子との間にコンデンサ９６が接続されるとともに、非反転入力端子に交流電圧Ｖacが印加されている。また信号線９３はシールド線９４によって被覆され、外乱ノイズに対して電気的に遮蔽されている。そしてこのシールド線９４は、演算増幅器９５の非反転入力端子に接続されている。出力電圧Ｖｄは、演算増幅器９５の出力端子からトランス９７を介して取り出される。
【０００３】
この検出回路では、演算増幅器９５の反転入力端子と非反転入力端子とがイマージナリショートの状態となり、反転入力端子に接続された信号線９３と非反転入力端子に接続されたシールド線９４とは、互いにほぼ同電位となる。これによって、信号線９３はシールド線９４によってガーディングされ、つまり、両者９３、９４間の浮遊容量はキャンセルされ、浮遊容量に影響されにくい出力電圧Ｖｄが得られるというものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開平９−２８０８０６号公報（第２図）
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来技術によれば、確かに容量センサ９２の容量がある程度に大きいときは信号線９３とシールド線９４との間の浮遊容量に影響されない正確な出力電圧Ｖｄを得ることができるものの、数ｐＦあるいはｆＦ（フェムトファラッド）オーダー以下の微小な容量の検出においては、誤差が大きくなってしまうという問題がある。
【０００６】
また、印加する交流電圧Ｖacの周波数によっては、演算増幅器９５の内部のトラッキングエラー等により、イマージナリショートの状態にある反転入力端子と非反転入力端子の電圧間にも結果的に微妙な位相・振幅のズレが発生し、検出誤差が大きくなってしまうという問題もある。
【０００７】
一方、携帯電話機等に代表される軽量・小型の音声通信機器においては、コンデンサマイクロホン等の容量センサで検出した音声を、高感度かつ忠実に電気信号に変換するコンパクトな増幅回路が求められている。数ｐＦあるいはｆＦオーダー以下の微小な容量又はその変化を正確に検出することができるならば、極めて高い感度で、かつ、忠実に音声を検出することが可能な高性能なマイクロホンが実現され、携帯電話機等の音声通信機器での音声のピックアップにおける性能が飛躍的に向上される。
【０００８】
そこで、この発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、微小な容量を正確に検出することができ、かつ、軽量・小型の音声通信機器に使用されるコンデンサマイクロホン等の容量センサの容量検出に適した静電容量検出回路等を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係る静電容量検出回路は、被検出コンデンサの静電容量に対応する検出信号を出力する静電容量検出回路であって、入力インピーダンスが高く電圧利得がほぼ１のボルテージフォロワと、容量性の第１インピーダンス素子と、演算増幅器と、前記演算増幅器に交流電圧を印加する交流電圧発生器と、前記演算増幅器の出力に接続される信号出力端子とを備え、前記ボルテージフォロワの入力端子には前記被検出コンデンサの一端と前記第１インピーダンス素子の一端とが接続され、前記演算増幅器の負帰還路に前記第１インピーダンス素子及び前記ボルテージフォロワが含まれ、前記被検出コンデンサと前記静電容量検出回路とは隣接して設けられていることを特徴とする。
【００１０】
また、本発明に係る静電容量検出回路は、被検出コンデンサの静電容量に対応する検出信号を出力する静電容量検出回路であって、入力インピーダンスが高く電圧利得がほぼ１のボルテージフォロワと、容量性の第１インピーダンス素子と、演算増幅器と、前記演算増幅器に交流電圧を印加する交流電圧発生器と、前記演算増幅器の出力に接続される信号出力端子とを備え、前記ボルテージフォロワの入力端子には前記被検出コンデンサの一端と前記第１インピーダンス素子の一端とが接続され、前記演算増幅器の負帰還路に前記第１インピーダンス素子及び前記ボルテージフォロワが含まれ、前記被検出コンデンサと前記第１インピーダンス素子と前記ボルテージフォロワとが近接して設けられていることを特徴とする。
【００１１】
具体例としては、交流電圧発生器と、非反転入力端子が所定の電位に接続された第１演算増幅器と、ボルテージフォロワを構成する第２演算増幅器と、第１演算増幅器の反転入力端子と第２演算増幅器の出力端子間に接続される抵抗と、第１演算増幅器の出力端子と第２演算増幅器の非反転入力端子間に接続されるコンデンサと（第１インピーダンス素子）を備える静電容量検出回路を構成し、被検出コンデンサは第２演算増幅器の非反転入力端子と所定の電位間に接続し、静電容量検出回路と被検出コンデンサとは隣接、又は、信号線の浮遊容量が接続される素子の容量の最大の値の１０倍を超えないように短く近接した位置に設けておく。ここで、所定の電位とは、ある基準電位、所定の直流電位、接地電位またはフローティング状態のいずれかを指すものであり、実施の態様にあわせて最適なものが選択される。なお、交流電圧発生器と第１演算増幅器の反転入力端子間に接続される第２インピーダンス素子（抵抗）がさらに設けられても良い。
【００１２】
このような構成によって、被検出コンデンサに一定の電圧が印加されるとともに、その被検出コンデンサに流れる電流のほとんど全てがコンデンサ（第１インピーダンス素子）に流れ、信号出力端子からは、被検出コンデンサの静電容量に対応した信号が出力される。
【００１３】
なお、静電容量検出回路と被検出コンデンサとを接続する信号線へのノイズの混入や、その信号線の浮遊容量の発生を低減させるために、被検出コンデンサと静電容量検出回路とは可能な限り隣接した位置に設けておく。または、被検出コンデンサと第１インピーダンス素子とボルテージフォロワとが可能な限り近接した位置に設けておく。
ここで、本願明細書において、「近接する」とは、信号線の浮遊容量が、被検出コンデンサの容量値又は容量性の第１インピーダンス素子の容量値の大きい方の容量値に対して１０倍を超えない状態にあることをいう。これは、信号線の浮遊容量が、接続されている素子の容量値の一桁上の数値を超えない容量値としたときに、本発明の静電容量検出回路は、検出感度の大幅な悪化を防ぐことができるということが分かったものであり、これは経験的に得られたものである。この信号線の浮遊容量は、被検出コンデンサと、第１インピーダンス素子と、ボルテージフォロワとを信号線に接続しない状態で、容量測定を行えば測定できる。そして、本願明細書では、上記の近接した条件で隣り合って接している状態を「隣接」という。
【００１４】
ここで、前記静電容量検出回路に加えて、信号出力端子での信号を反転する反転増幅回路と、ボルテージフォロワの出力信号と反転増幅回路の出力信号とを加算する加算回路とを付加してもよい。また、コンデンサ（第１インピーダンス素子）と並列に抵抗を接続しておいてもよい。
【００１５】
また、本発明の応用として、被検出コンデンサは、容量の変化に応じて物理量を検出する容量型センサとし、静電容量検出回路は、プリント基板又はシリコン基板上に形成し、それら容量型センサと基板とを固定する、もしくは、一体成形しているものが好ましい。さらに具体例として、より好ましくは、被検出コンデンサとして、コンデンサマイクロホンを採用し、静電容量検出回路についてはＩＣで実現し、それらコンデンサマイクとＩＣとを一体化し、携帯電話機等に使用されるマイクロホンとして１つの筐体（シールドボックス）に収めてもよい。このとき、コンデンサマイクロホンとＩＣとは隣接した位置に固定し、導電性の板、配線パターン、ワイヤボンディング等で接続しておく。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態例について、図面を用いて詳細に説明する。
（第１の実施の形態）
図１は、本発明の第１の実施の形態における静電容量検出回路１０の回路図である。なお、本図では、この静電容量検出回路１０に、検出対象である被検出コンデンサ１７（ここでは、コンデンサマイクロホン等、静電容量Ｃsの変化を利用して各種物理量を検出する容量型センサ）が接続されている。
【００１７】
この静電容量検出回路１０は、交流電圧を発生する交流電圧発生器１１、抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３、第１演算増幅器１４、インピーダンス素子（ここでは、容量Ｃfのコンデンサ）１５及び第２演算増幅器１６から構成され、被検出コンデンサ１７の静電容量に対応する検出信号（電圧Ｖout）を信号出力端子２０から出力する。
【００１８】
交流電圧発生器１１は、一端が所定の電位（本例では接地）に接続され、他端（出力端子）から一定の交流電圧（電圧Ｖin、角周波数ω）を発生している。交流電圧発生器１１の出力端子と第１演算増幅器１４の反転入力端子との間には抵抗（Ｒ1）１２が接続されている。
【００１９】
第１演算増幅器１４は、入力インピーダンス及び開ループゲインが極めて高い電圧増幅器であり、ここでは、非反転入力端子が所定の電位（本例では接地）に接続され、非反転入力端子及び反転入力端子がイマージナリショートの状態となっている。この第１演算増幅器１４の負帰還路、つまり、第１演算増幅器１４の出力端子から反転入力端子までの間に、コンデンサ１５、第２演算増幅器１６及び抵抗（Ｒ2）１３がこの順で直列に接続されている。
【００２０】
第２演算増幅器１６は、その反転入力端子と出力端子とが接続され、入力インピーダンスが極めて高く、出力インピーダンスが極めて低い、電圧ゲインがほぼ１のボルテージフォロワを構成している。この第２演算増幅器１６の非反転入力端子２１には、信号線又はプリント基板上の配線パターン等の導電体を介して、被検出コンデンサ１７の一端が接続され、一方、被検出コンデンサ１７の他端は、所定の電位（本例では接地）に接続されている。第１演算増幅器１４の出力端子には、この静電容量検出回路１０の出力信号、つまり、被検出コンデンサ１７の容量に対応した検出信号を出力するための信号出力端子２０が接続されている。
【００２１】
なお、被検出コンデンサ１７と静電容量検出回路１０との接続について、不要な浮遊容量が検出誤差として加算されたり、外乱ノイズが混入したりすることを避けるために、可能な限り短い導電体（ケーブル、銅箔の配線パターン、接続端子など）で接続するのが好ましい。さらに、可能ならば、外乱ノイズに対する遮蔽を強化するために、被検出コンデンサ１７及び静電容量検出回路１０全体を接地されたシールド部材で覆ったり、シールドボックス内に収納するのが好ましい。
【００２２】
以上のように構成された静電容量検出回路１０の動作は以下の通りである。
抵抗（Ｒ1）１２、抵抗（Ｒ2）１３及び第１演算増幅器１４等から構成される反転増幅回路に着目すると、第１演算増幅器１４の両入力端子がイマージナリショートの状態となって同電位（例えば、０Ｖ）であり、かつ、その入力インピーダンスが極めて高く、電流が流れないことから、抵抗（Ｒ1）１２を流れる電流は、Ｖin／Ｒ1となり、その全てが抵抗（Ｒ2）１３を流れるので、第２演算増幅器１６の出力電圧をＶ2とすると、
Ｖin／Ｒ1＝−Ｖ2／Ｒ2
が成り立つ。これを整理することにより、第２演算増幅器１６の出力電圧Ｖ2は、
Ｖ2＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin      （式１）
となる。また、第２演算増幅器１６はボルテージフォロワを構成し、その両入力端子がイマージナリショートの状態にあり、入力電圧（非反転入力端子２１の電圧）Ｖ1と出力電圧（反転入力端子及び出力端子２２での電圧）Ｖ2は等しくなるので、その入力電圧Ｖ1は、
Ｖ1＝Ｖ2      （式２）
が成り立つ。すなわち、第１演算増幅器１４は利得を充分に取るためのものであり、非反転入力を所定の電位に接続することにより、その動作の安定性を向上させている。また第２演算増幅器１６の利得は１であり、反転入力と出力の電圧が決まっているため、非反転入力の電圧が決定されている。このように、利得を充分に獲得するためのアンプと電圧を決定するためのアンプとを分割しているために、それぞれの安定性が向上し、演算誤差の大幅な低減を実現することができている。
【００２３】
さて、コンデンサ１５を被検出コンデンサ１７に向かって流れる電流をｉとすると、第２演算増幅器１６の入力インピーダンスが極めて高いことから、その電流ｉの全てが被検出コンデンサ１７に流れるので、電流ｉは、ｊωＣｓ・Ｖ1となり、信号出力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutは、
Ｖout＝ｉ・（１／ｊωＣf）＋Ｖ1
＝（１＋Ｃs／Ｃf）・Ｖ1      （式３）
となる。
上記式１と式２とから、Ｖ2を消去すると、
Ｖ1＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin      （式４）
が得られ、このＶ1を上記式３に代入すると、
Ｖout＝−（１＋Ｃs／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin      （式５）
が得られる。
【００２４】
この式５から分かるように、静電容量検出回路１０の信号出力端子２０から出力される検出信号の電圧Ｖoutは、被検出コンデンサ１７の容量Ｃsに依存した値となる。従って、この電圧Ｖoutに対して種々の信号処理を施すことによって、容量Ｃsを特定することができる。また、この式５には角周波数ωが含まれていないことから分かるように、この検出信号の電圧Ｖoutは、交流電圧発生器１１からの交流信号Ｖinの周波数及び被検出コンデンサ１７の周波数の変化に依存しない。これによって、被検出コンデンサ１７に印加される交流電圧の周波数に依存することなく、被検出コンデンサ１７の容量を検出することができる（回路での周波数依存特性を有しない）静電容量検出回路が実現される。したがって、コンデンサマイクロホン等、容量値がある周波数（音声帯域）で変化するような被検出コンデンサ１７に対して、検出された信号を周波数補正することなく、その電圧値から直接、容量値を特定することが可能となる。
【００２５】
また、本実施の形態の静電容量検出回路１０では、コンデンサ１５及び被検出コンデンサ１７に電流を供給している第１演算増幅器１４は、その非反転入力端子が所定の電位に接続され、固定化されている。したがって、図８に示される従来の回路における演算増幅器９５と異なり、第１演算増幅器１４は、入力される交流信号の周波数等に依存することなく、ノイズの少ない安定した電流をコンデンサ１５及び被検出コンデンサ１７に供給するので、被検出コンデンサ１７の微小な容量の検出が可能となる。
【００２６】
なお、本発明に関する実験によれば、図１の静電容量検出回路において、例えば、Ｃｓ（被検出コンデンサ：本実施の形態ではマイクロホン）の元々の静電容量が２０ｐＦのときに、信号線の浮遊容量が２００ｐＦを越すと、かなり検出感度が悪化した。また、前記Ｃｓについて、いくつかの別の静電容量値で確認したところ、同じ傾向の結果を得た。
また、第１インピーダンス素子である容量Ｃｆと被検出コンデンサＣｓとは、この回路中ではともに信号線に接続された容量素子であり、どちらの素子についてみても計算上は前記と同じ結果をもたらすものと見られる。
これらの実験結果及び経験から、信号線の浮遊容量が、当該Ｃｓ又はＣｆの容量値の一桁上の値を越えないように、被検出コンデンサと第１インピーダンス素子とボルテージフォロワとを近接させると良好な検出感度が得られることが分かった。
【００２７】
（第２の実施の形態）
次に、本発明の第２の実施の形態例における静電容量検出回路について説明する。
図２は、第２の実施の形態における静電容量検出回路３０の回路図である。この静電容量検出回路３０は、大きく分けて、図１に示された静電容量検出回路１０に相当するコア部３１、そのコア部３１の信号出力端子２０での信号電圧Ｖ01を入力として反転する反転部３２、及び、その反転部３２の出力端子２３での信号電圧Ｖ03とコア部３１の交流出力端子２２での信号電圧Ｖ02とを加算し、出力端子２４に電圧Ｖ04の検出信号を出力する加算部３３から構成される。
【００２８】
コア部３１は、図１に示された静電容量検出回路１０と同一の回路である。したがって、コア部３１の信号出力端子２０の電圧Ｖ01は、上記式５より、
Ｖ01＝−（１＋Ｃs／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin      （式６）
となり、コア部３１の交流出力端子２２の電圧Ｖ02は、上記式１より、
Ｖ02＝−（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin      （式７）
となる。
【００２９】
反転部３２は、可変抵抗（Ｒ4）４０、抵抗（Ｒ5）４１、可変抵抗（Ｒ6）４２、コンデンサ４３及び演算増幅器４４を備えた反転増幅回路であり、電圧利得が−１で、かつ、その出力端子２３での信号Ｖ03の位相がコア部３１の交流出力端子２２での信号Ｖ02と同一になるように、可変抵抗（Ｒ4）４０及び可変抵抗（Ｒ6）４２の抵抗値が調整されている。したがって、この反転部３２の入力電圧Ｖ01と出力電圧Ｖ03とは、理想的に以下の関係が成り立っている。
Ｖ03＝−Ｖ01      （式８）
加算部３３は、抵抗値の等しい３つの抵抗（Ｒ7）４５、抵抗（Ｒ8）４６及び抵抗（Ｒ9）４７が演算増幅器４８に接続された加算器である。つまり、２つの入力信号の電圧Ｖ02及びＶ03と、出力電圧Ｖ04とは、以下の関係が成り立つ。
Ｖ04＝−（Ｖ02＋Ｖ03）      （式９）
この式９に、上記式８を代入してＶ03を消去した後に、上記式６及び式７を代入すると、
Ｖ04＝Ｖ01−Ｖ02
＝−（Ｃs／Ｃf）・（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin      （式１０）
が成り立つ。つまり、この静電容量検出回路３０の出力端子２４から出力される検出信号の電圧Ｖ04は、容量値Ｃsに比例することが分かる。よって、この電圧Ｖ04に基づいて、種々の信号処理を施すことで、未知の容量値Ｃｓ又は容量変化を容易に特定することができる。
【００３０】
この式１０と第１の実施の形態例における検出信号の電圧Ｖoutを示す式５とを比較して分かるように、第２の実施の形態例における静電容量検出回路３０で得られる検出信号は、第１の実施の形態例と異なり、被検出コンデンサ１７の容量に比例する成分だけを含み、不要なオフセット分（被検出コンデンサ１７に依存しない電圧）を含んでいない。したがって、第２の実施の形態例における検出信号から被検出コンデンサ１７の容量又は容量変化を特定する信号処理は、簡易なもので済む。
なお、本例では、Ｖ03＝−Ｖ01となる例で説明したが、本発明は、これに限定されるものではない。容量センサの種類により、Ｖ03＝ｋ・Ｖ01（ｋは反転増幅部の増幅率）として、出力電圧Ｖ04が、
Ｖ04＝｛ｋ・（Ｃs／Ｃf）＋（ｋ＋１）｝・（Ｒ2／Ｒ1）・Ｖin
となるように設定してもよい。
【００３１】
図３は、上記第１及び第２の実施の形態例における静電容量検出回路の電子機器への応用例を示す図である。ここでは、コンデンサマイクロホンと静電容量検出回路とが一体化された、携帯電話機等に用いられるマイクロホン５０の断面図が示されている。このマイクロホン５０は、音孔５２を有する蓋体５１と、音によって振動する振動膜５３と、振動膜５３を固定しているリング５４と、スペーサ５５ａと、スペーサ５５ａを介して振動膜５３と対抗して設けられた固定電極５６と、固定電極５６を支持する絶縁板５５ｂと、絶縁板５５ｂの裏面に固定された上記施の形態の静電容量検出回路が形成されたＩＣチップ５８と、ＩＣチップ５８をモールドしているＩＣパッケージ５９と、ＩＣチップ５８とワイヤボンディング、コンタクトホール等で接続された外部電極６１ａ、６１ｂ等とから構成される。
【００３２】
コンデンサを形成している一方の電極である振動膜５３は、所定の電位（本例では、接地）に接続され、他方の電極である固定電極５６は、アルミニウム板やワイヤボンディングコンタクトホール等の導電体を介してＩＣチップ５８の回路に接続されている。振動膜５３と固定電極５６とからなるコンデンサの容量又はその変化は、絶縁板５５ｂを介して隣接するＩＣチップ５８内の静電容量検出回路によって検出され、電気信号に変換されて、外部電極６１ａ、６１ｂ等から出力される。なお、蓋体５１は、アルミニウム等の金属からなり、絶縁基板６０の上面に形成された導電膜（図示せず）とともに、内部のコンデンサ５３、５６やＩＣチップ５８への外乱ノイズの侵入を遮蔽するシールドボックスとしての役割を果たしている。また本例では、固定電極５６と回路とを接続し、振動膜５３を所定の電位に接続しているが、振動膜５３と回路とを接続し、固定電極５６を所定の電位に接続してもよい。ただし、経験的には前者の方が好ましい。
【００３３】
図４は、図３に示されたマイクロホン５０の概略的な外観図である。図４（ａ）は平面図、図４（ｂ）は正面図、図４（ｃ）は底面図である。図４（ａ）、（ｂ）に示された蓋体５１の大きさは、例えば、およそφ５ｍｍ×高さ２ｍｍである。図４（ｃ）に示された４つの外部電極６１ａ〜６１ｄは、例えば、静電容量検出回路の電源用の２つの端子と、出力信号用の２つの端子である。
【００３４】
このような応用例においては、被検出コンデンサ（ここでは、コンデンサマイクロホン）と静電容量検出回路（ここでは、ＩＣチップ）とは隣接して設けられ、信号線は極めて短く、その浮遊容量がコンデンサマイクロホンか回路内の第１インピーダンス素子のいずれか大きい方の容量値の１０倍を超えないような長さの導電体によって接続されている。そして、それらの部品は、金属製の蓋体等のシールド部材で覆われている。したがって、このような応用例においては、被検出コンデンサと静電容量検出回路とを接続する信号線（導電体）に混入する外乱ノイズ等の悪影響については無視することができると考えられる。
【００３５】
つまり、このような小型のマイクロホンにおいては、被検出コンデンサと静電容量検出回路とは極めて短い導電体で接続されるので、その間をシールド付きケーブルで接続したり、そのシールドにガード電圧を印加するための特殊な回路を設けることは、却って、回路規模を大きくし、回路のコンパクト化を妨げる。したがって、被検出コンデンサと静電容量検出回路とは、非シールドの（シールドされていない）導電板、配線パターン、ワイヤボンディング、リード線等により、最短経路を接続するのが好ましい。他のマイクロホンの例として、図５及び図６に、回路を基板にのせたものを示す。図３の静電容量検出回路が基板６２に搭載された以外は基本的に同じである。
【００３６】
以上、本発明に係る静電容量検出回路について、２つの実施の形態例及び製品への応用例に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態例及び応用例に限定されるものではない。
【００３７】
例えば、静電容量検出回路１０及び３０において、被検出コンデンサ１７に流れる電流を検出するために、第１演算増幅器１４と第２演算増幅器１６との間に、コンデンサ１５が接続されたが、抵抗やインダクタンス等のインピーダンス素子を接続することも考慮可能である。
【００３８】
また、図７に示されるように、上記実施の形態における静電容量検出回路１０及び３０におけるコンデンサ１５と並列に抵抗１８を付加して接続してもよい。これによって、コンデンサ１５と被検出コンデンサ１７との接続点は、抵抗１８を介して第１演算増幅器１４の出力端子と接続されることになり、直流的にフローティング状態となることが解消され、電位が固定される。
【００３９】
また、被検出コンデンサ１７として接続される容量型センサは、コンデンサマイクロホンだけに限られず、加速度センサ、地震計、圧力センサ、変位センサ、変位計、近接センサ、タッチセンサ、イオンセンサ、湿度センサ、雨滴センサ、雪センサ、雷センサ、位置合わせセンサ、接触不良センサ、形状センサ、終点検出センサ、振動センサ、超音波センサ、角速度センサ、液量センサ、ガスセンサ、赤外線センサ、放射線センサ、水位計、凍結センサ、水分計、振動計、帯電センサ、プリント基板検査機等の公知の容量型センサなど、静電容量の変化を利用して各種物理量を検出する全てのトランスデューサ（デバイス）が含まれる。
【００４０】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明に係る静電容量検出回路、静電容量検出装置及びマイクロホン装置は、抵抗を介して演算増幅器に交流電圧を印加し、信号線に被検出コンデンサを接続することで、被検出コンデンサの容量を検出している。つまり、非反転入力端子を所定の電位に接続した演算増幅器の出力端子とボルテージフォロワの入力端子間にコンデンサを接続するとともに、ボルテージフォロワの入力端子と所定の電位間に被検出コンデンサを接続している。
【００４１】
これによって、被検出コンデンサに流れる電流の全てがコンデンサに流れ、演算増幅器の出力端子には被検出コンデンサの容量に対応する正確な信号が出力されることとなり、数ｐＦあるいはｆＦオーダー以下の微小な容量の検出が可能となる。
【００４２】
そして、演算増幅器の非反転入力端子は所定の電位に接続され、入力端子の一方の電位が固定されるので、演算増幅器は安定して動作し、演算誤差が低減し、検出信号に含まれるノイズが抑制される。
【００４３】
また、演算増幅器とボルテージフォロワとの間にコンデンサが接続されているので、演算増幅器に印加される交流電圧の周波数に依存せず、被検出コンデンサの容量変化の周波数にも依存しない検出感度が確保される。さらに、演算増幅器とボルテージフォロワとの間に抵抗を接続した場合におけるその抵抗からの熱雑音によるＳ／Ｎ比の劣化という問題も生じない。
【００４４】
なお、この静電容量検出回路と被検出コンデンサとを隣接した位置に設けておくか、又は、信号線に接続される回路素子を近接して設けることで、この間を接続するシールドケーブルや、そのケーブルで発生する浮遊容量をキャンセルする特殊な回路等は不要となる。
【００４５】
ここで、前記静電容量検出回路に、信号出力端子での信号を反転する反転増幅回路と、ボルテージフォロワの出力信号と反転増幅回路の出力信号とを加算する加算回路とを付加してもよい。これによって、静電容量検出回路の出力信号に含まれる不要なオフセット成分が除去され、被検出コンデンサの容量に対応する正味の信号を大きく増幅することができる。
【００４６】
また、被検出コンデンサをコンデンサマイクロホンとし、静電容量検出回路についてはＩＣで実現し、それらコンデンサマイクホンとＩＣとを一体化し、携帯電話機等に使用されるマイクロホンとして１つの筐体（シールドボックス）に収めることで、コンデンサマイクロホンと静電容量検出回路とは極めて隣接した位置に配置されるので、被検出コンデンサと静電容量検出回路とを接続するための径の大きなシールドケーブルやガード電圧を印加するための特殊な回路等が不要となる。
【００４７】
さらに、本発明に係る静電容量検出回路は、被検出コンデンサに電流を流すことによって容量を検出しているので、エレクトレットコンデンサマイクロホン等のように、被検出コンデンサの電極に高分子フィルム等を貼り付けてエレクトレット化する必要がなく、通常の静電容量型センサに適用することができる。
【００４８】
以上のように、本発明により、使用環境の限定も少なくなり、微小な容量を正確に検出することができ、かつ、小型化に適した静電容量検出回路等が実現され、特に、携帯電話機等の軽量・小型の音声通信機器の音声性能が飛躍的に向上され、その実用的価値は極めて高い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における静電容量検出回路の回路図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態における静電容量検出回路の回路図である。
【図３】本発明の静電容量検出回路の電子機器への応用例を示す図（マイクロホンの断面図）である。
【図４】図３に示されたマイクロホンの概略的な外観図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図、（ｃ）は底面図である。
【図５】マイクロホンの他の一例の断面図である。
【図６】図５に示されたマイクロホンの概略的な外観図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は正面図である。
【図７】本発明の他の実施の形態における静電容量検出回路の回路図である。
【図８】従来の静電容量検出回路の回路図である。
【符号の説明】
１０、３０    静電容量検出回路
１１    交流電圧発生器
１２、１３、１８、４１、４５〜４７    抵抗
１４    第１演算増幅器
１５    コンデンサ（インピーダンス素子）
１６    第２演算増幅器
１７    被検出コンデンサ
２０    信号出力端子
２１    第２演算増幅器の非反転入力端子
２２    交流出力端子
２３    反転部の出力端子
２４    静電容量検出回路の出力端子
３１    コア部
３２    反転部
３３    加算部
４０、４２    可変抵抗
４３    コンデンサ
４４、４８    演算増幅器
５０    マイクロホン
５１    蓋体
５２    音孔
５３    振動膜
５４    リング
５５ａ  スペーサ
５５ｂ  絶縁板
５６    固定電極
５８    ＩＣチップ
５９    ＩＣパッケージ
６０    絶縁基板
６１ａ〜６１ｄ  外部電極
６２    回路基板
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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