(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信側に、送信する全ての情報をキャリア信号の差分で特定するようにキャリア信号を差分符号化位相変調して、一次変調波を得る手段と、該一次変調波の該シンボル端部領域における位相の値の急激な変動を排除する手段と、シンボル期間をセグメント期間に分割し、該セグメント期間に対応する該一次変調波に、一シンボル期間において時間域を変えながら同じ拡散符号を乗ずることで生成した複数の送信セグメントからなる拡散信号を発生・送信する手段と、を有し、
受信側に、準同期検波および逆拡散、ならびに差分演算を施して、過去のシンボルと現在のシンボルとの位相差を検出する手段と、該検出した位相差を当該シンボルの情報として出力する手段と、を有することを特徴とする符号分割多元接続伝送方式。
【請求項２】
請求項１に記載の符号分割多元接続伝送方式であって、
送信側に、拡散符号期間の端部領域における拡散符号の値の急激な変動を排除する手段を有することを特徴とする符号分割多元接続伝送方式。
【請求項３】
送信側に、送信する全ての情報をキャリア信号の差分で特定するようにキャリア信号を位相変調して、一次変調波を得る手段と、シンボル期間をセグメント期間に分割し、該セグメント期間に対応する該一次変調波に、一シンボル期間内において同じ拡散符号系列を乗ずることで生成した複数の送信セグメントと、シンボル期間の先頭から予め定められたオフセットを有する仮想セグメント期間を該シンボル期間に設定し、該仮想セグメント期間に対応する該一次変調波に、一シンボル期間内において同じ拡散符号系列を乗ずることで生成した複数の仮想セグメントと、からなる拡散信号を発生・送信する手段を有し、
受信側に、受信した該拡散信号の送信セグメントに対応して逆拡散符号を乗じ得られる値の総和を求め逆拡散して情報を復元する手段を有し、該受信側の復元する手段は、送信セグメント、および、仮想セグメントにおいて該逆拡散を行うことを特徴とする符号分割多元接続伝送方式。
【請求項４】
請求項１に記載の符号分割多元接続伝送方式であって、
更に、前記受信側に、受信した該拡散信号の送信セグメントに対応して逆拡散符号系列を乗じ得られる値の総和を求め逆拡散して情報を復元する手段を有し、該受信側の復元手段は、受信セグメント、および、受信セグメントに重ね合わせ設定した仮想セグメント、において該逆拡散を行うことを特徴とする符号分割多元接続伝送方式。
【請求項５】
請求項２に記載の符号分割多元接続伝送方式であって、
更に、前記受信側に、受信した該拡散信号の送信セグメントに対応して逆拡散符号を乗じ得られる値の総和を求め逆拡散して情報を復元する手段を有し、該受信側の復元手段は、受信セグメント、および、受信セグメントに重ね合わせ設定した仮想セグメント、において該逆拡散を行うことを特徴とする符号分割多元接続伝送方式。
【請求項６】
請求項３に記載の符号分割多元接続伝送方式であって、
更に、前記受信側の前記復元手段は、受信セグメント、および、受信セグメントに重ね合わせ設定した仮想セグメント、において逆拡散を行うことを特徴とする符号分割多元接続伝送方式。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、特に移動通信等の激しいフェーディング環境下で、高速デジタル情報を伝送するための符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）伝送方式に関する。
背景技術
近年、自動車電話や携帯電話等の移動通信の分野において、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）伝送方式が実用化されている。かかるＣＤＭＡ伝送方式の原理を以下に概説する。
一定値のシンボル期間におけるキャリア信号を伝送する情報に対応して位相変調（ＰＳＫ）することで、１次変調波を生成する。この時、必要に応じて、符号分割多元接続するチャネル数ｎ以上の個数の１次変調波を生成する。
この１次変調波に、３２あるいは６４等の指定する符号長の拡散符号を、各々のシンボル期間内でセグメント数だけ繰り返し乗じ、拡散信号を生成する。この拡散符号列の長さは、いわゆる拡散係数に一致する。さらに、拡散符号はＷａｌｓｈ関数などで規定され互いに直交するものとする。さらに、各シンボル期間内における単一の拡散符号における最初の符号から最後の符号までの期間をセグメントと呼ぶ。各シンボル期間は複数のセグメントで構成されることになる。特に、拡散符号に対応するセグメントを、「送信基本セグメント」あるいは単に「基本セグメント」と呼ぶ。あとで逆拡散の技術の説明で言及する事ではあるが、逆拡散符号に対応するセグメントを、同様に「受信基本セグメント」あるいは単に「基本セグメント」と呼ぶ。
すべての送信基本セグメントおよび受信基本セグメントの前縁時点と後縁時点は、それぞれ、拡散符号あるいは逆拡散符号の、最初の符号の前縁における時点と最後の符号の後縁における時点に、互いに一致する。送信ならびに受信の処理遅延や伝送遅延などの遅延時間を除けば、送信基本セグメントと受信基本セグメントは互いに時間的に一致することになる。この意味から、「送信基本セグメント」と「受信基本セグメント」を、「基本セグメント」と総称し、「仮想セグメント」と区別する。ここに、「仮想セグメント」とは、受信性能を向上させるために本発明で開示する新しい概念であり、「送信セグメント」とは、一致しない時間から開始する逆拡散に使用するセグメントを特定するために使用する。
同時通話数ｎの多元接続に必要なｎ個の拡散信号ならびに、位相補償情報や通信システムに必要な制御情報を示す最低１個の拡散信号を加算し、最低ｎ＋１個の拡散信号を加算した総和値を送信する。
一方、受信側において、受信波から、チップ・タイミング、シンボル・タイミング、シンボル期間、セグメント期間などの制御情報を検出する。そして、送信時に使用した拡散符号に対応する逆拡散符号を、受信波に乗じ、逆拡散符号が継続する期間における受信セグメントの総和を求めて逆拡散値を決定する。１シンボルごとにシンボル期間内に存在する複数の受信セグメントの逆拡散値から逆拡散信号を求め、逆拡散回路から１次変調波を復調し、シンボル期間内の情報位相を検波する。この検波した位相値を検波位相値という。移動通信においては、激しいフェーデイングを受け、検波位相値に位相誤差が生じ正しい位相値から大きく異なる事が多いので、位相誤差を補償するために、ゼロなどの概知の位相値を用いて１次変調し、かつ特定の拡散符号で拡散して得るパイロット信号を同時に伝送する。パイロット信号等で受信した時に知る既知の位相値からの位相誤差を、すべての拡散符号でも同じ値の位相誤差が生じるものと仮定して検波位相値から位相誤差を差し引き補正することで、フェーディン等による擾乱を抑圧するように工夫している。
ついで、補正した検波位相値に対応する情報を識別し、これにより情報が伝送されることになる。
かかるＣＤＭＡ伝送方式の従来の技術を図面に従って、さらに説明する。なお、図において同一または類似のものは、同一の参照番号または参照記号を付して説明する。
図２６は、一般的なＣＤＭＡ送信機の概要構成を示す。図中、入力端子１００からパイロット信号に用いる既知なる値、ならびに、ｎ個の情報入力端子１０１〜１０ｎから情報値を、それぞれ対応する位相変調回路（ＭＯＤ）１１０ならびに１１１〜１１ｎに入力する。入力情報の個数ｎは、同時多元接続する通信数を意味する。
各々の位相変調回路は入力される情報に対応して、キャリア信号を位相変調して、入力端子１００〜１０ｎからの信号に対応するｎ＋１個の１次変調波を生成する。
拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎは、それぞれ、対応する１次変調波と、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎから印加される拡散符号との積を、拡散符号の時間期間（チップ区間）対応に同期して求め、求めた積を拡散符号として出力する。なお、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎが生成する拡散符号は、それぞれ互いに直交している。また、拡散符号発生回路（ＣＧ）は同期しており、符号長Ｎがｎ＋１以上のＷａｌｓｈ関数の各行に対応する拡散符号を１シンボル期間内で、それぞれセグメント数だけ繰り返し発生する。
ｎ＋１個の拡散信号ならびに、各種の制御信号は、次いで総和回路（ＳＵＭ）１４０において、総和される。総和回路（ＳＵＭ）１４０の出力は、帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１により帯域制限され、送信回路（ＴＸ）１４２において必要に応じて周波数変換し電力増幅して送信される。
ここで、上記図２６における位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎの動作を、以下に詳細に説明する。すなわち、位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎのそれぞれにおいて、図２７に示す１次変調波とシンボル構造のように、一定Ｔ時間キャリア信号を分割し、各期間の位相を図２８に示すＱＰＳＫのビット配置あるいは、図２９に示すπ／４−ｓｈｉｆｔｅｄＱＰＳＫのビット配置に従い、１期間で伝送するシンボル値００、０１、１０、１１に１対１に対応するようにキャリア信号の位相を変調して１次変調波を生成する。
ここに、１次変調波は、ＱＰＳＫとオフセットＱＰＳＫ、あるいは差分ＱＰＳＫとπ／４−ｓｈｉｆｔｅｄ差分ＱＰＳＫなどの位相変調した信号の総称とする。さらに、１次変調波として上記のようにＱＰＳＫが用いられる場合、ＱＰＳＫ波の位相は０、９０、１８０、２７０度（あるいは、０、±９０、１８０度）の４種の値を、π／４−ｓｈｉｆｔｅｄＱＰＳＫが用いられる場合、ＱＰＳＫ波の位相情報は４５、１３５、２２５、３１５度（あるいは、±４５、±１３５度）の４種の値を、それぞれ採るものとする。位相値は、３６０度の剰余値であり、ＱＰＳＫ波の位相は、全位相空間を最大に分割するように設定されており、例えば基準位相をＱＰＳＫでは０度、π／４−ｓｈｉｆｔｅｄＱＰＳＫでは４５度と考えれば、すべての位相は互いに９０度ずつ離れている。１次変調波の４種の位相を状態００、０１、１０、１１と対応させれば、送信ビット系列を２ビットずつ纏めたダイビットに対応させることが出来、１シンボルで２ビットずつ送信できる。
図に示すようにシンボルを反時計周りに００、０１、１１、１０と設定しているのは、隣接する位相に対応する状態のハミング距離が１、隣接していない位相に対応する状態のハミング距離が２になるようにするためである。ここに、ハミング距離とは、状態のビットの値が異なる数を言い、例えば、距離（００、０１）、距離（０１、１１）、距離（１１、１０）、距離（１０、００）は、全て１であり、距離（００、１１）と距離（１０、０１）は２となる。
このような位相と状態の対応付けはグレイ符号化と呼ばれるものであり、伝播中の擾乱で伝送情報が誤る確率を小さく抑えるために用いられる。擾乱で受信位相が４５度を超えて送信位相からずれ隣接状態と誤る場合には、隣接状態との距離が常に１に設定されているので、２ビット中の１ビットが救済される理屈になる。
当然、１３５度以上の位相誤りが発生する場合には、２ビット中全ビットが誤るが、かかる場合には、どんな状態割付をしても全ビット誤りとなりグレイ符号化では救済できず、誤り訂正符号等の適用以外には救済できない。
一方、シンボル期間Ｔは、シンボルレートの逆数で定義される量であり、シンボルレートが３２ｋシンボル／秒（以降、シンボル／秒をｓｐｓと記述する）の場合には、Ｔ＝３１．２５μ秒となる。従って、シンボルレートが３２ｋｓｐｓの場合、ＱＰＳＫの伝送速度は６４ｋビット／秒（以降、ビット／秒をｂｐｓと記述する）となる。
次に、図２６の拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎの動作を、さらに詳しく説明する。
今、図３０に示すように１次変調波の各シンボル期間を、互いに等しい時間区間のセグメント０から３までの４個のセグメント区間に分割する。ここではシンボル当り４セグメントの場合について説明するが、他の場合も同様であり、容易に類推できるので説明を省略する。更に、各セグメント区間を、図３１に示すように、拡散符号列の符号数に等しい数のチップ区間に分割する。また、チップ値は、各チップ区間における１次変調波と拡散符号値との積で与えられるものとする。１次変調波が時間関数であるので、チップ値の時間分解能は、チップ期間τとなる。しかし、ＣＤＭＡ伝送においては、拡散操作と、後で説明する受信側での逆拡散操作を施すため、伝送する情報の時間分解能は、セグメント期間τＮとなる。ここに、Ｎは符号長である。
図３１に示す拡散信号の波形は、拡散符号として、符号長３２のＷａｌｓｈ関数の第１の符号を用いた場合を示している。
一般に、Ｗａｌｓｈ関数は、次に示す漸化式で与えられる。
0004117107.tif 000002
例えば、Ｗ２は、１×１の正方行列、すなわちスカラーを要素とし、次のように与えられる。
0004117107.tif 000003
かかるＷａｌｓｈ関数Ｗ２Ｎの行を符号列として使用する。ただし、Ｗａｌｓｈ関数の０を値”−１”に、Ｗａｌｓｈ関数の１を値”１”に対応させ、例えばｉ行を列０から３１列までセグメント内のチップ時刻に同期したものを、第ｉのＷａｌｓｈ符号列と呼ぶ。ここに、０≦ｉ≦Ｎ−１、ＮはＷａｌｓｈ関数のランクである。
拡散符号として、必ずしもＷａｌｓｈ符号を用いる必要は無いが、符号列が互いに直交していることは必要である。ここに、符号の内積がゼロになる場合に、その符号が互いに直交するという。さらに、符号長として３２の場合のＷａｌｓｈ符号に付いて説明するが、他の６４などの場合も同様であり、容易に相推できるので説明を省略する。
ここで、２、３のＷａｌｓｈ符号を例に採り、直交性を簡単に調べる。
第０〜２のＷａｌｓｈ符号列は、それぞれ次のように与えられる。
第０の符号：｛−１、−１、−１、−１、…、−１、−１、−１、−１｝
第１の符号：｛−１、１、−１、１、…、−１、１、−１、１｝
第２の符号：｛−１、−１、１、１、…、−１、−１、１、１｝
第０と第１のＷａｌｓｈ符号の内積、内積｛０、１｝は、つぎのように計算できる。
内積｛０、１｝＝１−１＋１−１＋…＋１−１＋１−１＝０
同様に第１と第２のＷａｌｓｈ符号の内積、内積｛１、２｝、第０と第２の符号の内積、内積｛０、２｝は、それぞれ次に示すように計算できる。
内積｛１、２｝＝１−１−１＋１＋…＋１−１−１＋１＝０
内積｛０、２｝＝１＋１−１−１＋…＋１＋１−１−１＝０
これらの内積がすべて０となる事から、Ｗａｌｓｈ関数の符号が互いに直交していることが明らかになる。他の場合も同様に容易に調べられるので、省略する。
一方、Ｗａｌｓｈ符号自身の内積は、次のように計算できる。すなわち、
内積｛０、０｝＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１＝３２
内積｛１、１｝＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１＝３２
内積｛２、２｝＝１＋１＋１＋１＋…＋１＋１＋１＋１＝３２
符号長３２で正規した、すべての符号自身の内積は、常に単位１となる。これは、符号列としてＷａｌｓｈ符号を用いる場合には、拡散符号と逆拡散符号として、互いに同じＷａｌｓｈ符号を用いることができる事を意味している。
今、あるセグメント期間において、上記に示す第０〜第２のＷａｌｓｈ符号を用いて３個の情報を多重伝送する場合を規定する。第０のＷａｌｓｈ符号を用いて値ａを、第１のＷａｌｓｈ符号を用いて値ｂを、第２のＷａｌｓｈ符号を用いて値ｃを伝送しているものとすれば、総和回路（ＳＵＭ）１４０へ入力する情報（総和信号｛０、１、２｝）をチップ対応に記述すれば、次のようになる。
0004117107.tif 000004
受信側で、総和信号が正しく受信できるものとすれば、受信した総和信号に逆拡散符号を乗じて、対応するセグメントの１次変調信号の値が、次に示すように求まる。
すなわち、第０のＷａｌｓｈ符号列に対応する値は、総和信号｛０、１、２｝と第０のＷａｌｓｈ符号との内積で次に与えられる。すなわち、
0004117107.tif 000005
従って、総和信号｛０、１、２｝と第０のＷａｌｓｈ符号との内積を符号最長３２で正規化すれば、値ａが正しく受信され、値ｂと値ｃは完全に抑圧され混信すること無く正しく受信できることが明らかになる。
さらに、第１のＷａｌｓｈ符号に対応する値は、総和信号｛０、１、２｝と第１のＷａｌｓｈ符号との内積で次に与えられる。すなわち、
0004117107.tif 000006
従って、総和信号｛０、１、２｝と第１のＷａｌｓｈ符号との内積を符号長３２で正規化すれば、値ｂが正しく受信され、値ａと値ｃは完全に抑圧されることが明らかになる。
さらになお、第２のＷａｌｓｈ符号に対応する値は、総和信号｛０、１、２｝と第２のＷａｌｓｈ符号との内積で次に与えられる。すなわち、
0004117107.tif 000007
従って、総和信号｛０、１、２｝と第２のＷａｌｓｈ符号との内積を符号長３２で正規化すれば、値ｃが正しく受信され、値ａと値ｂは完全に抑圧されることが明らかになる。
このように、拡散符号が互いに直交する限り、拡散符号の数だけ多元接続でき、かつ拡散符号が一致する場合だけ通信できる。使用するキャリア周波数を通信の鍵として多元接続する周波数（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）分割（Ｄｉｖｉｓｉｏｎ）多元（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ）接続（Ａｃｃｅｓｓ）伝送方式や、タイムスロットを通信の鍵として多元接続する時（Ｔｉｍｅ）分割（Ｄｉｖｉｓｉｏｎ）多元（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ）接続（Ａｃｃｅｓｓ）伝送方式に対応し、時間と周波数とも直交する第３の軸である符号を鍵として多元接続する符号（Ｃｏｄｅ）分割（Ｄｉｖｉｓｉｏｎ）多元（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ）接続（Ａｃｃｅｓｓ）伝送方式が実現できる理屈になる。さらに、ＣＤＭＡでは、符号が伝送路を規定するとも考えるので、拡散符号ごとにチャネルが張られ、拡散符号の個数をチャネル数と呼ぶことが多い。
図３１におけるシンボル１の第０セグメントにおける１次変調波は０〜１の正なる値であり、第１セグメントにおける１次変調波は０〜−１の負なる値であるので、同図における対応するシンボル１の第０セグメントのチップ値の符号は負、正の交番に、第１セグメントのチップ値の符号は正、負の交番に変化する。
拡散信号のチップレートは、符号長が３２の場合には、３２ｋｓｐｓ・４セグメント・３２チップ／セグメント＝４．０９６Ｍチップ／秒となる（以降、チップ／秒をｃｐｓと記述する）。
すべての拡散信号は各チップ区間において同期して変化するので、チップ値の総和をチップ区間における信号値とする総和信号は、チップ区間内では一定値を示す矩形波となる。したがって、３２チャネルを同時通信する２Ｍｂｐｓの最大情報速度の場合でも、１チャネルの６４ｋｂｐｓの最小情報速度で伝送している場合でも、伝送情報速度には関係無く、チップレートは常に一定の４．０９６Ｍｃｐｓとなる。
このようにして、図２６に示すように、情報信号ならびに必要な制御信号に対応する複数個の拡散信号を、拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎから出力される互いに直交する拡散符号を用いて、拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎで生成し、次いで複数個の拡散符号の総和を総和回路（ＳＵＭ）１４０で求め、求めた総和信号を必要に応じて送信回路（ＴＸ）において周波数変換と電力増幅して、ＣＤＭＡ信号として送信する。
ここに、拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎの個数ｎ＋１は拡散係数すなわち拡散符号列長Ｎに等しいか小なるものとする。
総和信号の総和値のみを伝送するには、シャノンのサンプリング定理から伝送帯域は、チップレートの１／２、すなわち２．０４８ＭＨｚあれば十分である。しかし、受信チップ波形と逆拡散符号との内積を求め逆拡散する必要があるので、総和値だけの伝送では拡散符号間の直交性を確保することが難しい。この為、総和信号の矩形波形を、可能な限り忠実に伝送することが望ましく、２．０４８ＭＨｚ以上の帯域幅が用いられることになる。
ＣＤＭＡ信号の矩形波形を正確に伝送するためには、チップレートの数倍の周波数帯域が必要になるが、図２６に示すように、帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１の機能としてバンドパスフィルター操作が実施され、チップレート程度に周波数帯域幅を制限する場合が多い。
図２６に示すように、ＣＤＭＡ信号は、さらに送信回路（ＴＸ）１４２において、必要に応じて目的の周波数に変換したり電力増幅など適切な処理を施した後、空中線から放射される。目的の周波数としては、２ＧＨｚ帯が良く使用されているので、以降の検討では、この２ＧＨｚ帯でのＣＤＭＡ伝送を対象とするが、他の周波数帯でも同様であり容易に推測できるので説明は省略する。なお、上記に言及した制御信号に付いては、本発明と直接に関係しないので、更なる説明は省略する。
ここで、上記のように送信回路（ＴＸ）１４２から送信された電波が、理想的な電波伝播路を経て通信されることは、一般に、ほとんど無い。自動車電話や携帯電話等の移動体通信では、送信機自体が移動するのでドップラーシフトが生じキャリア周波数が偏移する。あるいは、複数の電波伝播路を経て受信される場合が多く、受信波の位相や振幅が時間とともに変化したり（フェーディング現象と呼ばれ、位相変化が一様分布を成し、振幅がレイレー分布を成す劣悪な伝播環境を、特にレイレーフェーディングと言う。）、ビル壁面などで強く反射した電波の伝播路長が異なり時間的にバラバラに到着する。かつ、これらの強い反射自身が、それぞれ独立にレイレーフェーディング現象を受けながら到着するマルチレイ伝播路を伝播する場合が多い。
受信側において、ＣＤＭＡ受信機は、受信、同期検出、受信制御、復調、逆拡散、位相補正、判断等の主要機能回路で構成される。
図３２において、受信制御回路（ＣＮＴ）２０４は、受信信号から受信機の制御に必要な各種制御信号を検出し、ならびに受信に必要な複数個の逆拡散符号列を出力する。同期検出回路（ＳＹＮＣ）２０３は、受信信号から、キャリア再生波、チップ同期信号、セグメント同期信号、ならびにシンボル同期信号等を出力する。
復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、図３３に示す構造を有している。同図において、受信回路（ＲＸ）２００と接続される入力端子２０１０に印加される受信波は、乗算器２０１１、２０１２に入力される。ここで、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、同期検波方式を一般に用いており、キャリア再生波２０２と受信波との積を乗算器２０１１で求め、続いてキャリア周期毎にアキュムレータ２０１４で累積してキャリア周期毎の内積を求め、求めた内積をラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１６で取り込みキャリア周期期間だけ保持し、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１６で保持した値を１次変調波の復調信号の同相成分ｉ（ｔ）としてキャリア周期毎に出力する。同時に、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１は、キャリア再生波２０２を移相器２０１３で９０度移相した直交キャリア信号と受信波との積を乗算器２０１２で求め、続いてキャリア周期毎にアキュムレータ２０１５で累積してキャリア周期毎の内積を求め、求めた内積をラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１７で取り込みキャリア周期期間だけ保持し、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１７で保持した値を１次変調波の復調信号の直交成分ｑ（ｔ）としてキャリア周期毎に出力する。アキュムレータ２０１４、２０１５に入力される信号Ｒは、制御端子２０１８からキャリア周期毎に入力される累積リセット信号であり、この累積リセット信号Ｒの後縁で、アキュムレータ２０１４、２０１５の累積値がゼロにリセットされる。さらに、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２０１６、２０１７に入力される信号Ｒは、制御端子２０１８からキャリア周期毎に入力される累積リセット信号であり、この累積リセット信号Ｒの前縁で、アキュムレータ２０１６、２０１７は入力値を保持する。
復調回路２０１からの復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成分ｑ（ｔ）は、図３２において、ｎ＋１個の逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎに入力する。図３４にこの逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎの構成例が示される。入力端子２１００、２１０１に復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成分ｑ（ｔ）がそれぞれ入力される。乗算器２１０２、２１０３は、チップ同期信号に従い、それぞれ復調信号の同相成分ｉ（ｔ）、復調信号の直交成分ｑ（ｔ）と、端子２２ｉから入力される第ｉ番の逆拡散符号列との積を求め、セグメント同期信号に従い積の累積をセグメント毎に求める。ここに、第ｉ逆拡散符号列とは、送信側で用いた第ｉ番の拡散符号に対応する逆拡散符号列を言い、Ｗａｌｓｈ関数を用いる場合には逆拡散符号列と拡散符号列は互いに等しい。
従って、図３２において逆拡散回路２１０〜２１ｎのそれぞれの端子２２０〜２２ｎに対応する逆拡散符号列が入力される。続いて、乗算器２１０２、２１０３の出力は、アキュムレータ２０１４、２０１５で累積される。アキュムレータ２１０４、２１０５には、端子２１１０から累積リセット信号Ｒがセグメント毎に入力される。アキュムレータ２１０４、２１０５の出力は、それぞれ符号長で正規化され、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２１０６、２１０７でセグメント区間保持される逆拡散信号の同期成分Ｉｉ’（ｔ）ならびに逆拡散信号の直交成分Ｑｉ’（ｔ）として出力端子２１０８、２１０９から出力される。
なお、拡散符号は互いに直交しているので、逆拡散符号が送信の拡散符号に一致する場合には、逆拡散回路２１０〜２１ｎの出力は、有限な値を出力し、正しく受信できる。逆拡散符号が送信の拡散符号に一致しない場合には、逆拡散回路２１０〜２１ｎの出力は、常にゼロとなり、受信信号を効果的に出力しない。
同時多元接続のｎ個の情報チャネルに関する逆拡散信号の同和成分Ｉｉ’（ｔ）と逆拡散信号の直交成分Ｑｉ’（ｔ）は、逆拡散回路２１１〜２１ｎから出力され、これらｎチャネルに共通なパイロット信号に関する逆拡散信号の同和成分Ｉｏ’（ｔ）ならびに逆拡散信号の直交成分Ｑｏ’（ｔ）は、逆拡散回路２１０から出力される。
これらの逆拡散信号は、それぞれ伝播中に、位相誤差や振幅歪み、遅延などの擾乱を受ける。既知の値、例えば、”０”の位相情報の１次変調を拡散したパイロット拡散信号を送信し、受信側で検波する位相値と既知の値との誤差を測定することで伝播中に生じた擾乱の位相誤差を概略知ることが出来る理屈になる。従って、図３２に示すように、ｎチャネルの情報に対して、既知なる値を伝送するパイロット信号を１チャネル付加して、伝播中の擾乱を概略補正するパイロット方式が用いられることが多い。
この為、ｎ情報チャネルに対して１パイロットチャネルを付加する場合について説明するが、１情報チャネルに１パイロットチャネルを付加する場合も、あるいは各拡散信号における１次変調波の同相成分を情報に直交成分をパイロットに割り当てる場合も同様であり、容易に類推できるので説明を省略する。
図３２において、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１１〜２１ｎの各出力ならびに逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０の出力は、位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３ｎに導かれる。図３５に、この位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３ｎの構成例が示される。入力端子２３００と２３０１に、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２３ｉの同相成分Ｉｉ’（ｔ）と直交成分Ｑｉ’（ｔ）が、それぞれ入力される。また、入力端子２３０２と２３０３に、逆拡散回路２３０同相成分Ｉｏ’（ｔ）と直交成分Ｑｏ’（ｔ）が、それぞれ入力される。続いて、情報チャネルｉの同相成分Ｉｉ’（ｔ）は乗算器２３１０と２３１１に、情報チャネルｉの直交成分Ｑｉ’（ｔ）は乗算器２３１２と２３１３に入力され、パイロットチャネルの同相成分Ｉｏ’（ｔ）は乗算器２３１０と２３１２に、パイロットチャネルの直交成分Ｑｏ’（ｔ）は乗算器２３１３と２３１１に入力される。加算器２３２０は乗算器２３１０と２３１３の出力の和を位相補正信号の同相成分Ｉｉ（ｔ）として端子２３４０に出力する。さらに、加算器２３２１は乗算器２３１２の出力と乗算器２３１１の出力の差を位相補正信号の直交成分Ｑｉ（ｔ）として端子２３４１に出力する。
図３２において、位相補正回路（ＣＭＰ）２３１〜２３ｎの出力は、さらに判断回路（ＤＥＣ）２４１〜２４ｎに導かれる。位相補正信号の同相成分Ｉｉ（ｔ）と直交成分Ｑｉ（ｔ）が入力されると、判断回路（ＤＥＣ）２４１〜２４ｎは、一般的に位相角を求め、求めた受信位相角に対応して定義されているダイビットの受信シンボルＳｉ（ｔ）を求め、対応する情報として、端子２５１〜２５ｎに出力する。
次に、図３２に示した受信機における一連の処理を、数式を用いて詳細に説明する。受信回路（ＲＸ）２００の出力、すなわち受信信号ｒ（ｔ）は、式７のように示される。
0004117107.tif 000008
ここに、サフィックスｊは、マルチレイ・レイレーフェーディングの第ｊ番の伝播パスを表し、便宜的に平均受信電力の大なる順に第１、第２、…、第ｍ伝播パスとする。
ｍはマルチレイ伝播路の総数を表す。
サフィックスｉは、Ｗａｌｓｈ関数の符号列の番号、ｉ＝０，１，…ｎ、を表し、ｎは伝送に使用しているＷａｌｓｈ関数の符号列の総数を示す。
δｊ（ｔ）は、伝播パスｊにおける遅延時間を表す。
ａｊ（ｔ）は、伝播パスｊにおける振幅歪を表す。ただし、ａｊ（ｔ）＝αｊ（ｔ）ｋｊ（ｔ）で与えられるものとする。ここで、αｊ（ｔ）は伝播パスｊにおけるフェーディング振幅歪であり、振幅はレイレー分布を成し、かつ最大変動周波数はフェーディング周波数で規定されるものとする。また、ｋｊ（ｔ）は伝播パスｊの伝播利得とする。
△φｊ（ｔ）は、伝播パスｊのフェーディング位相誤差を表し、値は−１８０度から１８０度に一様分布し、変動周波数の上限はフェーディング周波数で規定されるものとする。
Ｗｉ（ｔ）は、チップ対応に変化する第ｉ拡散符号列の時刻ｔにおける値を表す。
ωｃ＝２πｆｃであり、ここで、ｆｃはキャリア周波数とする。
△ωｊ（ｔ）は伝播パスｊにおけるドップラーシフトによる偏移周波数を表す。
そして、θｉ（ｔ）は、第ｉ符号系列に対応する１次変調波の情報位相を表す。
ここで、詳細を図示していない同期検出回路（ＳＹＮＣ）において、受信信号に含まれる複数の伝播路を経由した成分に従いキャリア信号が再生される。これらの、キャリア同相再生波ｃ（ｔ）、ならびにキャリア直交再生波ｓ（ｔ）は、それぞれ次のように与えられる。
0004117107.tif 000009
ここに、δ（ｔ）はキャリア再生波の時間遅れを示し、△φ（ｔ）はキャリア再生波の位相誤差を示す。
復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１の出力である復調信号の同相成分ｉ（ｔ）ならびに直交成分ｑ（ｔ）は、それぞれ受信信号ｒ（ｔ）とキャリア同相再生波ｃ（ｔ）ならびにキャリア直交再生波ｓ（ｔ）との内積として、次のように与えられる。
0004117107.tif 000010
ここに、τはキャリア周期期間、すなわちキャリア周波数の逆数を示す。
キャリア周期は、チップ周期に比較し小さく、さらにフェーディング周期ならびにドップラーシフトの偏移周波数はキャリア周波数に比較し十分小さいので、拡散符号値、フェーディング位相歪み、ならびにフェーディング振幅歪みは、キャリア周期内においては一定値を保つと仮定できる。ここに、フェーディング周期とは、フェーディング周波数の逆数を言う。
従って、式１０ならびに式１１は、次のように計算できる。
0004117107.tif 000011
［］の三角関数の変数において、キャリア成分以外の変数は、キャリア周期内において、ほぼ定常値を示す。従って、復調信号の同相成分ｉ（ｔ）は、次に示すように、［］内の第１項の積分はゼロに収束し、第２項はほぼ平均値となる。
0004117107.tif 000012
ここに、
0004117107.tif 000013
同様に、復調信号の直交成分ｑ（ｔ）は、次のように求まる。
0004117107.tif 000014
逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎから出力されるチャネルｄの逆拡散信号の同相成分Ｉｄ’（ｔ）あるいは、直交成分Ｑｄ’（ｔ）は、逆拡散符号列Ｗｄと復調信号の同相成分ｉ（ｔ）あるいは、復調信号の直交成分ｑ（ｔ）とのセグメント内での内積として、次のように与えられる。
0004117107.tif 000015
ここに、０≦ｄ≦ｎ、λはチップ周期、Ｎは符号長である。
0004117107.tif 000016
式１６ならびに式１７において、受信チャネルｄの逆拡散符号Ｗｄが、送信符号Ｗｉに、正しく一致しているならば、第ｉ拡散符号に対応する逆拡散信号の同相成分Ｉｉ’（ｔ）ならびに逆拡散信号の直交成分Ｑｉ’（ｔ）は、それぞれ次のように与えられる。
0004117107.tif 000017
0004117107.tif 000018
劣悪な伝搬路を経て到来する受信波の拡散符号列Ｗｉも既に歪みを受けており、逆拡散信号に拡散符号列Ｗｉに固有な娯差ψｉ（ｔ）が生じる。さらに、ツーレイ・レイレーフェーディング環境におけるチャネルｉの逆拡散信号の同相成分Ｉｉ’（ｔ）ならびに直交成分Ｑｉ’（ｔ）は、次に示すような簡単な式で与えられる。
0004117107.tif 000019
ここに、
0004117107.tif 000020
さらに、式２４を、第２伝播パスと第１伝播パスとの瞬時電力比Ｐ２１（ｔ）で表現すれば、次のように与えられる。
0004117107.tif 000021
式２５の右辺も同様に、瞬時電力比で次のように与えられる。
0004117107.tif 000022
第１伝播パスの到来波を目的波（Ｄ波）と言い、第１伝播パス以外の到来波は非目的波（Ｕ波）と言い、その電力比、
0004117107.tif 000023
を、特に瞬時ＤＵＲと定義する。この瞬時ＤＵＲは、先きに定義した瞬時電力比Ｐ２１（ｔ）とは、逆数関係になる。
また、ＤＵＲとして、Ｕ波の電力の時間平均とＤ波の電力の時間平均との比で定義することが多く、真値でＤ／Ｕ、あるいはデシベルで１０ｌｏｇ１０（Ｄ／Ｕ）と表現する。
拡散符号Ｗｉは固有なスペクトラム分布を成す拡散信号を生成するので、伝播路自身が周波数特性を有する周波数選択性フェーディング環境下では、式１９、２０ならびに２２、２３に示す誤差
0004117107.tif 000024
は、強く現われる。
パイロットチャネルの既知なる位相値が０であり、第０チャネルに割り付けられているとすれば、パイロットチャネルにおける逆拡散信号の同相成分Ｉｏ’（ｔ）ならびに逆拡散信号の直交成分Ｑｏ’（ｔ）は、次のように与えられる。
0004117107.tif 000025
位相補正回路２３ｉは、次に示す位相補正を施し補正信号の同和成分Ｉｉ（ｔ）と補正信号の直交成分Ｑｉ（ｔ）を出力する。すなわち、
0004117107.tif 000026
式３０、３１に、逆拡散信号の各成分を表す式２２、２３ならびに２８、２９を代入すれば、補正信号が、次のように与えられる。
0004117107.tif 000027
判断回路２４１〜２４ｎにおいて、補正信号の同相成分Ｉｉ（ｔ）ならびに補正信号の直交成分Ｑｉ（ｔ）を用いて、次のようにチャネルｉの情報位相を求め、求めたチャネルｉの情報位相から送信側で割り付けたルールに従いチャネルｉの受信シンボルすなわち受信情報を決定する。チャネルｉの情報位相は、次のように与えられる。
0004117107.tif 000028
チャネルｉの受信情報を表す式３４の最終右辺において、第１項は受信位相の真値であり、第２項以降は擾乱を表す。式１２、１３に現れているドップラーシフト誤差、フェーディング位相誤差、遅延誤差は消滅しており、位相補正画路が効果的に作用していることは示されているが、第２、３項に示されるように周波数選択性フェーディング誤差が除去できず、通信品質を劣化される要因として残されている事が明らかになる。
式３４に示す単一のセグメント内の情報位相から受信情報を決定しても構わないが、同一シンボル期間内の複数個のセグメントにおける情報位相の平均値から受信情報を決定し雑音耐力を向上させ通信品質を改善することができる。
例えば、補正信号の同相成分Ｉｉ（ｔ）のシンボル内平均と、補正信号の同相成分Ｑｉ（ｔ）のシンボル内平均を求めるに当たり、シンボル内の振幅歪みは略一定であることに着目し、式３２、３３を用いて平均値を求め、求めた平均値から情報位相を決定すれば、さらに通信品質を改善できる。
また、式３２、３３の振幅歪みを除去した後、平均を求めることも出来る。すなわち、同相成分の自乗と直交成分の自乗との和の平方が、補正信号の振幅値である事を利用し、容易に振幅歪みを除去することもできる。
発明の開示
一般的な市街地で種々の移動モードで通信するときＣＤＭＡが受ける周波数選択性フェーディングの影響を定量的に検証するために、コンピュータシミュレーションを以下に実施する。
市街地における伝播実測の典型的な値では、ＤＵＲ＝２５ｄＢ、遅延１μ秒とあるが、ビル建物高、壁面材料、あるいは道路幅などの都市環境によっても、さらに気象条件によっても、かなり変動する。無論、各伝播パス経由で到達する受信波の成分は、それぞれ独立なレイレーフェーディングを受け、都市環境で変化する伝播時間で到達するものとして、以下のシステム条件、移動モードを設定してシミュレーションを実施している。
これらのシミュレーションでは、いかなる現実の伝播にも合致する事を目的として、厳しい条件を設定している。すなわち、システム条件として、伝送周波数帯域は２ＧＨｚ帯、チップレートは４．０９６Ｍｃｐｓ、同時多元接続数は３１（伝送速度は１．９８４Ｍｂｐｓ）、シンボルレートは、３２ｋｓｐｓ、拡散符号長、逆拡散符号長は、ともに３２とする。
システムの評価としては、補償機能を使用しない場合の移動通信で一般に使用されているＢＥＲ＝０．００１を得るＥｂ／Ｎｏ値を持って評価する。ここに、ＢＥＲは受信誤りビットと受信総ビットとの比を示し、Ｅｂ／Ｎｏは受信側における受信電力と受信雑音電力との比に対するデシベル値ｄＢを示す。またＣＤＭＡシステムを正しく評価するために、ＣＤＭＡシステムに従来から良く使用されている誤り訂正符号、ＲＡＫＥ受信、送信電力制御あるいはＡＧＣなどの補償機能は、シミュレーションでは使用しない。
受信雑音電力は、受信機内部雑音が十分小さい場合には、伝播中に混入する雑音すなわち都市雑音が支配項になる。都市雑音は通信システムに独立で、ほぼ一定値を示すので、あるＢＥＲ値を達成するに必要なＥｂ／Ｎｏは小さければ小さいほど、Ｅｂ／Ｎｏの利得に対応する送信電力が少ない事を意味し、優れた通信システムであると言える。
環境条件として、市街地の測定値だけに頼るのでは不十分であり、測定値以上に厳しい条件を想定してシミュレーションする必要がある。より厳しい環境条件として、ＤＵＲ＝１０ｄＢ、遅延１μ秒の、ツーレイレイレーフェーディングを規定する。移動通信では、移動体の移動速度が通信特怯を大きく左右するので、次のように３種の電話モードでシミュレーションを実施する。
［自動車電話モード］
ＣＤＭＡが２ＧＨｚ帯で通信されている場合、市街地などのフェーディング環境では、地表付近に準定常波が現われ、この準定常波の波長は略０．１５ｍとなる。市街地を都市高速道路などで１００ｋｍ／ｈの高速走行しながら通信するとき、最大ドップラーシフトは０．１ｐｐｍすなわちドップラーシフトによる最大偏移周波数は２００Ｈｚ、最大フェーディング周波数ｆｄは略１８５Ｈｚとなる。ＣＤＭＡのシンボルレートが３２ｋｓｐｓであるので、
0004117107.tif 000029
となる。
［携帯電話モード］
ＣＤＭＡが２ＧＨｚ帯で通信されている場合、市街地を時速１０ｋｍ／ｈで歩行しながら通信するとき、最大ドップラーシフトは０．０１ｐｐｍ、最大フェーディング周波数ｆｄは略１８．５Ｈｚとなる。ＣＤＭＡのシンボルレートが３２ｋｓｐｓであるので、
0004117107.tif 000030
となる。
［静止電話モード］
ＣＤＭＡが２ＧＨｚ帯で通信されている場合、立ち止まったり停車したりして静止しているとき、ドップラーシフトはゼロになるが、フェーディング周波数ｆｄは完全にはゼロにはならない。先に説明したように、フェーディングはあちこちで反射、遅延、回折した幾多の電波が到達し合成される結果生じるものでる。さらに、電波伝播パスを補成している空気の温度や湿度の分布状況などの物理条件が変化することでも電波伝播に及ばす特性が変化する。
このため、移動体が静止していても、伝播パスは変動しており、ゆっくりしフェーディングが現れる。このため、静止電話モードのフェーディング周波数は略携帯電語モードの１０分の１程度となり、ｆｄは略１．８５Ｈｚ、
0004117107.tif 000031
となる。
図３６、３７、３８は、従来のパイロット方式のＣＤＭＡに関して、伝送帯域幅をパラメータに採り、上記の３種の電話モードで通信した場合のシミュレーション効果を、それぞれ示している。これらの図の縦軸はビットエラーレートＢＥＲを、横軸は受信電界レベルＥｂ／Ｎｏを示している。
図３６の静止電話モード（ｉｓ９５．ｓｔｙ）では、１．５１〜２５．６０ＭＨｚのすべての伝送帯域幅で、Ｅｂ／Ｎｏ≦０ｄＢの受信電界領域において、ＢＥＲ＝０．００１の高品位な通信を達成することができる。
図中の説明ＩＳ９５．ＳＴＹ．２．１４〜ｉｓ９５．ＳＴＹ．２５．６０において、ＩＳ９５はシステム名の従来ＣＤＭＡ伝送方式を意味し、ＳＴＹは電話モードの静止電話モードを意味し、２．１４〜２５．６０は伝送帯域幅値をメガＨｚ単位で示している。
図３６〜３８、１６〜１８、ならびに２０〜２５の一連の図中説明において、Ａ．Ｂ．Ｃ、は、同様に用られている。すなわち、
0004117107.tif 000032
は、システム名．電話モード．伝送帯域幅を意味している。
最初の文字列Ａの内、
ＩＳ９５は、既に説明したように、従来ＣＤＭＡ伝送方式を、
ｄｉｆｆＣＤＭＡは、差分ＣＤＭＡ伝送方式を、
ＩＳ９５ ＣＰは、位相連続化技術を適用した従来ＣＤＭＡ伝送方式を、
ｄｉｆｆＣＤＭＡ ＣＰは、位相連続化技術を適用した差分ＣＤＭＡ伝送方式を、
ｄｉｆｆＣＤＭＡ ＣＳは、チップ波形連続化技術を適用した差分ＣＤＭＡ伝送方式を、
ＩＳ９５ ＣＰＳは、位相連続化技術とチップ波形連続化技術を適用した従来ＣＤＭＡ伝送方式を、
ｄｉｆｆＣＤＭＡ ＣＰＳは、位相連続化技術とチップ波形連続化技術を適用した差分ＣＤＭＡ伝送方式を、
ｄｉｆｆＣＤＭＡ ＶＳＩは、仮想セグメントインターリーブ技術を適用した差分ＣＤＭＡ伝送方式を、それぞれ意味する。
また、中央文字列Ｂの内、
ＳＴＹは、既に説明したように、静止電話モードを、
ＭＡＮは、携帯電話モードを、
ＣＡＲは、自動車電話モードを、それぞれ意味する。
さらにまた、最終文字列Ｃの値は、伝送帯域幅をメガＨｚ単位で意味している。
図３７の携帯電話モード（ｉｓ９５．ｍａｎ）では、伝送帯域幅を３．４６ＭＨｚ以上とする場合は、静止電話モードと略同じ受信レベルで、ＢＥＲ＝０．００１の高品位な通信を達成することができるが、伝送帯域幅を３．２８ＭＨｚ以下に制限するときはＢＥＲ≧０．００１のフロワーが生じ、いくら強力な送信電力を用いてもＢＥＲ≦０．００１の高品位な通信を実現できない欠陥が現われる。なお、図３７においては、伝送滞域幅をパラメータとして、フロワー現象が現われる帯域幅の近傍について詳しく示している。此れは、フロワーが生じるか生じないかの臨界帯域幅の値で、伝送システムを定量的評価することが重要であり、他の伝送帯域幅、例えば３．６６ＭＨｚ以上の広い場合にはＢＥＲ≦０．００１の高品位な通信状態を示し、逆に３．２０ＭＨｚ以下の狭い場合にはフロワーを生じるので、省略している。なお、臨界伝送帯域幅は、高品位な通信を実現する最少の伝送帯域幅の値をもって定義する。この図の場合には、臨界帯域幅は３．４６ＭＨｚとなる。
さらに移動速度が上がり、図３８に示すような自動車電話モード（ｉｓ９５．ｃａｒ）では、伝送帯域幅に関係無く、全ての受信電界レベルにおいてＢＥＲ≧０．２のフロワーが生じ、最早、幾ら強力な送信電力を用いても、幾ら伝送帯域幅を増大しても通信不能という状況に陥るとう問題が有った。
移動通信ではレイレーフェーディング現象に常に煩わされる問題があったが、静止電話モードではドップラーシフトが無くフェーディング現象も然程顕著では無い。この為、静止電話モードでは、かなりの狭帯域な伝送路においてでも、ＢＥＲ＝０．００１という高い通信品質をパイロット方式ＣＤＭＡは獲得できた。しかし、図３７に示す携帯電話モードのように、１０ｋｍ／ｈ程度のゆっくりした移動速度で移動しながら通信する場合には、伝送帯域幅が３．６６ＭＨｚ以上の場合には、静止電話モードと同様にＥｂ／Ｎｏ≦０ｄＢという微弱な受信電界でＢＥＲ＝０．００１という高い通信品質をパイロット方式ＣＤＭＡは提供できるが、伝送帯域幅が３．６５ＭＨｚ以下の場合にはフロワーが生じ通信を提供することが不可能となる。更に、図３８に示す自動車電話モードのように、移動速度が１００ｋｍ／ｈ程度と高速になると、携帯電話モードとは異なり、伝送帯域幅を幾ら広げても、さらに送信電力を幾ら増大しても、ＢＥＲ＝０．２近傍でフロワーが生じ、通信が提供できないという現象が現われる。
パイロット方式ＣＤＭＡは、十分な伝送帯域幅を使用し、かつ携帯電話モードのような１０ｋｍ／ｈの低速で移動する場合に限定すれば、かろうじて大容量な通信システムを提供できるが、自動車電話モードのように移動速度が１００ｋｍ／ｈと高速に移動する移動体を対象にして高品位な通信を提供することが不可能であるという欠点を有していた。
したがって、本発明の目的は、上記従来方式における問題点に鑑み、ＣＤＭＡ伝送の弱電力送信における通信品質を劣化させること無く、かつ占有周波数帯域幅を増大させること無く、同じ周波数帯域幅を使用し、同じ情報量を高速走行中の自動車のような移動体と通信できる大容量のＣＤＭＡ伝送方式を提供することにある。
上記本発明の目的を達成するＣＤＭＡ伝送方式の構成は、キャリア信号の一定期間内の位相を所定に保つように位相変調して１次変調波を生成し、この１次変調波に拡散符号列を乗じ拡散信号を生成し、複数個の拡散信号を伝送する符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）伝送方式を前提とする。
そして、第１の態様では、送信側において、差分符号化位相変調（ＤＰＳＫ）を用いて、１次変調波を生成し、受信側において、準同期検波ならびに差分演算により、直前のシンボル期間と現在のシンボル期間の位相差を検出し、この検出した位相差を現在のシンボル期間の情報位相として得ることを特徴とする。
さらに、第２の態様は、前記の符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）伝送方式において、シンボル期間端の位相を連続的に変化させる。これにより、シンボル期間端近傍の領域における位相の急激な変化を無くすように構成したことを特徴とする。
また、本発明の第３の態様では、前記前提において、前記拡散符号列の符号期間（チップ）の端部の拡散符号値を連続的に変化させる。これにより、チップ期間端近傍の領域における拡散符号値の急激な変化を無くすように構成したことを特徴とする。
さらにまた、本発明の第４の態様では、各シンボル区間に仮想セグメントを重ね合わせ設定し、各シンボル区間の送信セグメント数を上回る個数のセグメントにおいて逆拡散を行うことを特徴とする。
さらに、本発明の態様として、前記第１の態様に、前記第２の態様、または第３の態様、または第４の態様を組み合わせ、
あるいは前記第１の態様に、前記第２の態様および第３の態様さらに第４の態様を組み合わせ、
あるいは前記第１の態様に、前記第２の態様および第３の態様、または前記第２の態様および第４の態様を組み合わせ、または前記第３の態様および第４の態様を組み合わせ、
あるいは前記第２の態様に、前記第３の態様あるいは第４の態様を組み合わせ、
あるいは前記第２の態様に、前記第３の態様および第４の態様を組み合わせ、
あるいは前記第３の態様に、前記第４の態様を組み合わせる構成も可能である。
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明の実施の形態を図面に従って説明する。なお、図において同一または類似のものは、同一の参照番号または参照記号を付して説明する。
本発明の第１の実施の形態として、ＣＤＭＡ伝送において、シンボル区間の位相差に情報を載せ差分符号化位相変調した１次変調波を、拡散符号で拡散することを特徴とするＣＤＭＡ伝送方式を提案する。
また、本発明の第２の実施の形態として、位相値を連続的に変化するように位相変調した１次変調波を、拡散符号列で拡散することを特徴とする位相連続ＣＤＭＡ伝送方式を提案する。
さらに、本発明の第３の実施形態として、連続的に変化するチップ波形を用いて１次変調波を拡散することを特徴とするチップ波形連続ＣＤＭＡ伝送方式を提案する。
さらにまた、本発明の第４の実施形態として、逆拡散において仮想的にセグメントを設定し、インターリーブして重ねあわせたセグメントにおける逆拡散信号を求めることを特徴とする仮想セグメントインターリーブＣＤＭＡ伝送方式を提案する。
以下、それぞれの方式について、本発明の特徴を説明する。
［差分ＣＤＭＡ伝送方式］
先に説明したように、市街地を時速１００ｋｍ／ｈの速度で走行しながら（自動車電話モードで）２ＧＨｚ帯を使用してＣＤＭＡ通信するとき、ドップラーシフトの最大の偏移周波数は２００Ｈｚ、最大フェーディング周波数は１８５Ｈｚ、第１と第２伝播パスの伝播遅延差は１μ秒となる。しかし、静止状態から４００ｍ地点まで１４秒で到達する急激な加速状態においても、ドップラーシフトに拠り生じる周波数偏移の変化速度は、略３０Ｈｚ／秒程度であり、隣接シンボル区間のドップラーシフトの偏移周波数の差は０．００１Ｈｚと殆どゼロとみなすほど小さい。
また、フェーディングによる位相偏移は±１８０度と大きいが、隣接シンボル間におけるフェーディング位相偏移の差は±０．０１度と、やはり略ゼロとみなせるほど小さい。
同様に、伝播遅延も隣接シンボル期間では略一定とみなせる。すなわち、伝播遅延差は伝播パス長の差と移動体の移動速度で決まる量である。１シンボル期間３１．２５μ秒の間に、時速１００ｋｍ／ｈで走行しているときに生じる伝播パス長の変化は最大０．９ｍであるので、３ナノ秒の伝播遅延時間の差しか生ぜず、概略、隣接シンボル区間では、伝播遅延は一定値となる。
隣接シンボルの位相差に情報を載せ伝送すれば、伝播路上で幾多の反射・回折波などの妨害波が混入しキャリア周波数の偏移、位相誤差、ならびに遅延誤差などが原因になり周波数選択性フェーディングが生じ、受信波が厳しく歪んでも、隣接シンボル間の位相差は送信時の値に保たれることが明らかになる。
すなわち、図１は本発明に従う、１次変調にＤＱＰＳＫを用いた差分ＣＤＭＡ送信機の構成例である。図２６の従来のＣＤＭＡ送信機では、１次変調はＤＱＰＳＫでは無く、ＱＰＳＫとなっている。これに対して、本発明では１次変調がＤＱＰＳＫであることを除き、図２６に示した従来のＣＤＭＡ送信機に等しい構成になっいる。図１中、情報入力端子１００〜１０ｎ、位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎ、拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎ、拡散符号列発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎ、総和回路（ＳＵＭ）１４０、帯域制限回路（ＢＰＦ）１４１、送信回路（ＴＸ）１４２は、それぞれ同じ参照番号の図２６における要素と同じ機能を有する。
入力情報に対応し１次変調波（ＱＰＳＫ波）を生成していた図２６の構成に対して、本発明では、位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎの入力側に差分符号化回路（ＤＰ）１５０〜１５ｎを設け、この差分符号化回路（ＤＰ）１５０〜１５ｎと位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎで差分符号化位相変調回路（ｄｉｆｆＭＯＤ）を構成する点に特徴を有する。この差分符号化位相変調回路（ｄｉｆｆＭＯＤ）により、現シンボル区間の入力情報に関する位相と、直前のシンボル区間における位相との和の値で位相変調（差分符号化位相変調）した１次変調波（ＤＱＰＳＫ波）が生成される。なお、１次変調としてＤＱＰＳＫを用いて以下に説明するが、他の差分ＰＳＫの場合も同様であり、容易に類推できるので、これらについての説明は、省略する。
図２は、位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎの前段に配置された差分符号化回路（ＤＰ）１５０〜１５ｎの詳細構成例を示す図である。図中、入力端子５０からの入力信号は加算器５１に入力される。加算器５１は、入力信号と、πコレクタ回路５４の出力５５を帰還した信号とを加算する。ラッチレジスタ５２は、クロック端子（ＣＬＫ）５３に供給されるクロック信号の前縁で、加算器５１の出力を取り込み保持し、πコレクタ回路５４に入力する。
ここで、πコレクタ回路（πＣＯＲ）５４は、図３に示す入出力特性を有し、入力値ａが−π以上π以下の場合は値ａが出力される。入力値ａがπを超えると値ａ−２πが出力され、入力値ａが−πを下回ると値ａ＋２πが出力される。
図２に戻って差分符号化回路（ＤＰ）１５０〜１５ｎの動作を説明する。入力５０には次のシンボルの位相情報ａが、ラッチレジスタ５２には現シンボルの差分符号化位相値ｂが保持されているものとする。ただし、便宜的に、ｂの絶対値はπを下回っているものとする。
加算器５１の出力はａ＋ｂとなっているが、端子５３にクロックが印加されるまでは、ｂが保持される。シンボル区間Ｔに相当する時間、保持した後、クロックがクロック端子５３に印加されると、クロック信号の前縁でラッチレジスタ５２は値ａ＋ｂを取り込み、次のクロックが印加されるまで保持する。更に、クロックと同時に入力５０を更新し、次シンボルの位相値ｃに変化させる。
この間、πコレクタ回路５４はａ＋ｂの値を判断し、ａ＋ｂあるいはａ＋ｂ±２πの３値の絶対値が最小な値を選択し出力する。三角関数のｓｉｎあるいはｃｏｓが、３値、ａ＋ｂ−２π、ａ＋ｂ、ａ＋ｂ＋２πのいずれに関しても同じ関数値を示す事から、位相変調した１次変調波は同一の波形を示す。この性質を利用し、差分符号化回路（ＤＰ）１５０〜１５ｎで記憶したり処理する値を−πから＋πの間に納まるように工夫し、処理回路が複雑になる事を防止する。
図４は、本発明に従う差分ＣＤＭＡを適用した受信機の構成例である。図中の受信回路（ＲＸ）２００、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１、復調制御信号の入力端子２０２、同期検出回路（ＳＹＮＣ）２０３、受信制御検出回路（ＣＮＴ）２０４、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎ、逆拡散符号列の入力端子２２０〜２２ｎ、判断回路（ＤＥＣ）２４０〜２４ｎ、および出力端子２５０〜２５ｎは、図３２の従来のＣＤＭＡを適用した受信機の対応する参照番号を付した構成要素と同一の機能を有するので、その詳細な説明は省略する。
図３２の従来構成と異なる特徴は、差分回路（ＤＩＦＦ）２６０〜２６ｎが、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎと判断回路（ＤＥＣ）２４０〜２４ｎとの間で位相補正回路（ＣＭＰ）に置換されている点である。
図５に、かかる差分回路（ＤＩＦ）２６０〜２６ｎの構成例を示す。図中、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）の出力である逆拡散信号の同相成分Ｉｉ’（ｔ）ならびに直交成分Ｑｉ’（ｔ）が入力端子２５００、２５０１に入力される。Ｉｉ’（ｔ）は乗算器２５０３と２５０７、ならびに遅延器２５０２に入力される。Ｑｉ’（ｔ）は乗算器２５０４と２５０６、ならびに遅延器２５０５に入力される。乗算器２５０３、２５０４には逆拡散信号の同相成分Ｉｉ’（ｔ）が遅延器２５０２を通して、また乗昇器２５０６、２５０７には逆拡散信号の直交成分Ｑｉ’（ｔ）が遅延器２５０５を通して入力される。ここで、遅延器２５０２、２５０５は、入力ｆ（ｔ）を１シンボル区間に相当する時間Ｔのみ遅延した信号ｆ（ｔ−Ｔ）を出力する。
加算器２５０８は、乗算器２５０３と２５０６との出力を加算し、出力端子２５１０に差分信号の同相成分Ｉｉ（ｔ）として出力する。また、加算器２５０９は、乗算器２５０４の出力から乗算器２５０７の出力を減算し、出力端子２５１１に差分信号の直交成分Ｑｉ（ｔ）として出力する。
なお、図４の実施の形態構成においては、差分回路（ＤＩＦＦ）２６０〜２６ｎを、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１ならびに逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎに後置する構成で説明したが、これら一連の回路における処理は全て線形演算であるので、処理の順序は作用に影響を与えないので、差分回路（ＤＩＦＦ）２６０〜２６ｎ、復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎの設置順序は処理結果に影響を与えないことは容易に類推できる。此れにより、各種回路の設置個所は、必ずしも図４の構成には限られない。
復調回路（ｄｅＭＯＤ）２０１の同相成分の出力ｉ（ｔ）と直交成分の出力ｑ（ｔ）は、先に図３２に関連して説明したようにマルチレイ伝播路を経て到達する複数の受信波成分が含まれるので、受信波に含まれる複数のキャリア波と同期検出回路（ＳＹＮＣ）２０３で再生するキャリア再生波とを完全に同期させることは、必然的に不可能である。この為、復調処理においては不完全な同期検波となり、従来のＣＤＭＡ受信機では誤差が多大に含まれて、通信特性が優れない原因になっていた。しかるに、従来のＣＤＭＡ受信では、かかる不完全な同期検波を、完全な同期検波とみなし、誤差が含まれていないものとしていたので、通信品質が劣化する原因となっていたが、本発明ではかかる不完全な同期に拠る誤差を排除するように工夫している。このため、本発明で開示する技術において、完全な同期検波と区別するために、キャリア周波数、位相、遅延などに誤差を含む同期検波を、準同期検波と呼び誤差が存在することを明らかに示す。
差分ＣＤＭＡ受信では、準同期検波した復調信号を逆拡散し、ｎ＋１個の逆拡散信号の同相成分ならびに、ｎ＋１個の逆拡散信号の直交成分を求める。受信波から、ｎ＋１個の逆拡散信号を求める一連の処理は、従来のＣＤＭＡ受信と開示する差分ＣＤＭＡ受信とは互いに等しい。
しかし、従来のＣＤＭＡ受信ではｎ＋１個の逆拡散信号の全てが情報伝送に使用されていたのでは無く、少なくとも１個が共通パイロット信号として使用され、残りｎ個の逆拡散信号が情報伝送に使用されていたに過ぎない。すなわち、既知の値をパイロットとして送信し、受信時に現れる位相誤差を伝播中に受けた擾乱とみなし、かつｎ＋１個のチャネルに等しく位相誤差が生じるものと仮定して、残りｎ個の逆拡散信号に対して共通に位相補正しｎ個の情報を受信していた。
一方、開示する差分ＣＤＭＡ受信では、ｎ＋１個の逆拡散信号が全て、情報伝送に使用され、かつ各チャネルにおける隣接シンボル間の受信位相の差分を求めることで、準同期検波の誤差の影響を排除し、かつ、周波数選択性フェーディングの影響を受けず受信できるように工夫している。すなわち、チャネルｉの差分回路（ＤＩＦＦ）２６ｉは、チャネルｉの逆拡散信号、逆拡散信号の同相成分Ｉｉ’（ｔ）、逆拡散信号の直交成分Ｑｉ’（ｔ）、ならびに逆拡散信号を１シンボル期間Ｔ遅延した同相成分Ｉｉ’（ｔ−Ｔ）と逆拡散信号の直交成分Ｑｉ’（ｔ−Ｔ）を用いて、次に示す差分演算を実施し、演算結果を位相差分信号の同相成分
0004117107.tif 000033
ならびに直交成分
0004117107.tif 000034
として出力する。
0004117107.tif 000035
式３５と３６に示す位相差分信号の同相成分
0004117107.tif 000036
と直交成分
0004117107.tif 000037
に、式１９、２０に与えられる逆拡散信号の同相成分Ｉｉ’（ｔ）と直交成分Ｑｉ’（ｔ）、ならびに遅延した同相成分Ｉｉ’（ｔ−Ｔ）と直交成分Ｑｉ’（ｔ−Ｔ）を代入して求めることが出来るが、比較を明確にするために、従来の技術で説明したと同じように、式３２、３３に与えられるツーレイ・レイレーフェーディング環境下での逆拡散信号の同相成分Ｉｉ’（ｔ）と直交成分Ｑｉ’（ｔ）、ならびに遅延した同相成分Ｉｉ’（ｔ−Ｔ）と直交成分Ｑｉ’（ｔ−Ｔ）を代入して求める。
0004117107.tif 000038
ここに、ｔ’＝ｔ−Ｔ
隣接シンボル区間では、既に説明したように、フェーディング、ドップラーシフトなど略定常であるので、次のように与えられる。
0004117107.tif 000039
既に従来技術で説明したように、一般に、判断回路において、受信情報を受信位相角から求めることが多い。従来技術においては、位相補正信号の同相成分と直交成分の位相角を求めたが、本発明では位相差分信号の同相成分と直交成分の位相角を求めることが特徴となる。すなわち、
0004117107.tif 000040
式４１の最終右辺において、現シンボル区間における位相角θｉ（ｔ−δ（ｔ））と前シンボル区間における位相角θｉ（ｔ−Ｔ−δ（ｔ−Ｔ））との差が、得られることが知れる。本発明では情報を差分符号化して送信しているので、位相差θｉ（ｔ−δ（ｔ））−θｉ（ｔ−Ｔ−δ（ｔ−Ｔ））は、チャネルｉの受信情報を正確に受信していることが明らかになる。従来の方式を用いた情報位相角を表す式３４の最終右辺においては、ドップラーシフト、フェーディング位相誤差、キャリア再生遅延などは除去されているものの、周波数選択性フェーディング歪み
0004117107.tif 000041
が除去できず擾乱項として筏り、この擾乱項が原因となり受信エラーを生じ、通信品質を劣化させていた。これに対して、本発明では式４１に示すように、位相差分信号から求めた情報位相角には、情報である位相差のみが存在し、情報以外の擾乱項は完全に除去されることが明らかになる。
さらに、式３９と４０に示す位相差分信号の同相成分と直交成分のシンボル内に平均を用いて情報位相を求めれば、ランダム雑音を抑圧でき通信品質を向上させることが可能であるが、容易に類推できるので、説明を省略する。
また、位相差分信号の包絡は、位相差分信号の同相成分と直交成分の自乗和の平方で与えられる。振幅歪を検出したりするためには、この位相差分信号の包絡を用いれば良いし、さらに振幅歪みは位相差分信号を包絡で正規化することで簡単に除去でき、容易に類推できるので説明を省略する。
［位相連続ＣＤＭＡ伝送方式］
伝送路上でフェーディングを受け伝播された受信波の周波数帯域は、送信機から放射された電波が元来有する周波数帯域より増大することが知られている。この増大した周波数帯域幅を、フェーディング帯域幅と言う。
式１９と２０に示すように、逆拡散信号の同相成分と逆拡散信号の直交成分を表す三角関数の変数において、情報θｉ以外の周波数選択性フェーディングに関与する
0004117107.tif 000042
ならびにフェーディング位相誤差やドップラーシフトやキャリア再生誤差などに関与するが、周波数帯域幅を増大させる要因になっている。
移動体の速度が増せば増すほど、フェーディング周波数が増大し、それだけフェーディング帯域幅が増大し、ひいては通信品質が劣化する。静止電話モード、携帯電話モード、自動車電話モードと移動体の移動速度が増すと、それだけ通信品質が劣化する。事実、図３６に示すように、静止電話モードでは、ＢＥＲ≦０．００１を獲得するに必要な受信電界はＥｂ／Ｎｏ≦０ｄＢにおいて、１．５１ＭＨｚ以上の伝送帯域幅ならば全域で達成できる。
しかるに、図３７に示すように、携帯電話モードでは、同じ受信電界Ｅｂ／Ｎｏ≦０ｄＢにおいて、ＢＥＲ≦０．００１を獲得するに必要な伝送帯域幅は３．４６ＭＨｚ以上必要で、伝送滞域幅が３．３７ＭＨｚではフロワーが生じる。以降、このＢＥＲ≦０．００１の高品位な通信を実現する最少の伝送帯域幅を臨界伝送帯域幅と呼び、かつＣＤＭＡ伝送方式システムの評価に用いる。
臨界伝送帯域幅が小さいという事は、それだけ周波数利用効率が良い事を意味し、限り有る周波数資源の有効利用は重大なシステム評価の因子と考えられるので、臨界伝送帯域幅をシステムの評価に用いる。
図３７に示すように、自動車電話モードでは、ＢＥＲが常に０．２以上を示し、幾ら送信電力を強めても、通信品質の改善を見る事ができない。このとき、臨界伝送帯域幅は２５．６０ＭＨｚ以上となる。このように、フロワーが発生する原因として、フェーディング帯域幅の増大により送信波の周波数帯域幅が、許容伝送帯域幅を超えてしまうことが挙げられる。
伝送帯域幅は、システム設計時に予め設定されているものであり、フェーディング帯域幅は移動体の移動速度等で定まる。従って、自動車電話モードで高品質な通信を実現するためには、送信波の帯域幅を狭帯域化し、フェーディング帯域幅の増大に対するマージンを大きくする事が有効な手段となる。
送信波の帯域幅は、拡散符号列の周波数帯域幅と１次変調波の周波数帯域幅の畳み込みで、規定される。情報を運ばない時の１次変調波はキャリア周波数のトーン信号となり、帯域幅はゼロとなるので、送信波の周波数帯域幅は拡散符号列の帯域幅に一致する。
一方、情報を運んでいる時の１次変調波はシンボル区間端で位相の不連続が存在し、この位相の不連続が周波数帯域幅を拡大し、畳み込みも増大し送信波の周波数帯域幅が広帯域になる。このとき、情報は、１次変調波のシンボル区間内の位相値に拠って伝送するものであり、シンボル区間端の位相の不連続などの激しい位相変動で情報を伝送している訳では無い。従って、シンボル区間端における位相の激しい変化を排除して、伝送帯域幅を拡大すること無く、高品質な通信を実現できる事になる。
図６に、シンボル区間１とシンボル区間２における位相例を、実線で示す。図において、従来の１次変調波の情報に関する位相を破線で示す。さらに、同図のシンボルにおいて、シンボル１では−π／４、シンボル２ではπ／４ラディアンの場合を１例として示している。
破線で示すようにシンボル区間いっぱいに情報位相が規定されていると、図２７に示したようにシンボル区間端で１次変調波の極端な変化（不連続）が生じ、１次変調波の周波数帯域幅を増大する原因となっていた。
これに対して、本発明の特徴とする位相連続化技術は、図６の実線で示すようにシンボル区間端近傍に遷移区間を設け、この遷移区間において情報位相が連続的に変化するように工夫したものである。ここで、図６に実曲線で示すように、遷移区間１はシンボル０とシンボル１との間の時刻−△Ｔ／２から時刻△Ｔ／２に設定した位相が連続的に変化する区間を、遷移区間２はシンボル１とシンボル２との間の時刻Ｔ−△Ｔ／２から時刻Ｔ＋△Ｔ／２に設定した位相が連続的に変化する区間を、遷移区間ｋ＋１はシンボルｋとシンボルｋ＋１との間の時刻ｋＴ−ΔＴ／２から時刻ｋＴ＋△Ｔ／２に設定した位相が連続的に変化する区間を、指称するものである。さらに、各遷移区間長は、一定△Ｔである。
図７は、図１の差分符号化回路（ＤＰ）１５０〜１５ｎに置き換えて、本発明に従う差分ＣＤＭＡ送信機に使用される、位相連続差分符号化回路（ＤＰ−ＣＰ）の構成例を示すブロック図である。図中、入力端子５００に入力される信号は、加算器５０１に入力される。加算器５０１は、入力端子５００からの入力信号と、ｓｈｉｆｔ定数発生回路（ＯＦＦＳＥＴ）５０２からのｓｈｉｆｔ信号とを加算する。加算器５０１の出力は、πコレクタ回路（πＣＯＲ）５０３に入力される。πコレクタ回路（πＣＯＲ）５０３の出力５０４と、連続化回路（ＣＯＮＴＩ）５０６の出力とは、乗算器５０５に入力され、両者の積を乗算器５０５は出力する。さらに、位相連続差分符号化回路（ＤＰ−ＣＰ）の出力５１１が、２πコレクタ回路（２πＣＯＲ）５１０ならびにラッチレジスタ（ＲＥＧ）５０８を通じ帰還され、乗算器５０５の出力と、加算器５０７で加算され出力５１１となる。なお、図７において、端子（ＣＬＫ）５０９に入力されるクロック信号の前縁で、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）５０８は入力を取り込み保持する。
ここで、２πコレクタ回路（２πＣＯＲ）は、入力ａと出力ｂの端子を有しており、ａの入力値が２πを超える場合（ａ＞２π）は、値（ａ−２π）を出力端子ｂに出力し、ａの入力値が−２πを下回る場合（ａ＜−２π）は、値（ａ＋２π）を出力し、ａの入力値が−２π以上でかつ２π以下の場合（−２π≦ａ≦２π）は、入力値ａをそのまま出力する機能を有する。また、連続化回路（ＣＯＮＴＩ）は、図８に示すように、遷移区間ｋにおいて、値０から１まで連続的に変化する値、例えば、
0004117107.tif 000043
を、出力する。遷移区間は、時間Ｔ毎に存在するので、シンボル区間で一巡するＲＯＭに連続化回路の出力値を格納しておき、順次読み出すなどして容易に実現できる。
図６ならびに７に戻って、位相連続差分符号化回路（ＤＰ−ＣＰ）の動作を、順を追って説明する。動作は、区間Ｔで周期的であるので、遷移区間０の後縁ｔ＝△Ｔ／２から、遷移区間１の後縁ｔ＝Ｔ＋△Ｔ／２までについて説明するが、他の期間についても同様である。時刻ｔ＝△Ｔ／２において、シンボル２の位相値ａ２が入力端子５００に印加され、シンボル１の差分符号化位相値ｂ１が出力端子５１１に出力されているものとする。ただし、便宜上、ｂ１の絶対値は２π以下とする。
時刻ｔ＝△Ｔ／２において、ラッチレジスタ５０８に２πコレクタ回路５１０の出力ｂ１がラッチされ、次に端子５０９にクロックが入力されるｔ＝Ｔ＋△Ｔ／２までの間保持される。ｓｈｉｆｔＤＰＳＫの場合には、対応するｓｈｉｆｔ量がｓｈｉｆｔ定数発生回路（ＯＦＦＳＥＴ）５０２に格納され、ＤＰＳＫの場合には値”０”をｓｈｉｆｔ定数発生回路５０２に格納するが、以下、ｓｈｉｆｔ定数発生回路（ＯＦＦＳＥＴ）５０２に格納した値を統一的にｄと記述する。
従って、入力端子５００からの入力ａ２にｓｈｉｆｔ定数発生回路（ＯＦＦＳＥＴ）５０２の出力ｄを加算し、πコレクタ回路（πＣＯＲ）５０３に入力される。πコレクタ回路（πＣＯＲ）５０３は、加算器５０１の出力ａ２＋ｄを判断し、ａ２＋ｄ、ａ２＋ｄ−２π、ａ２＋ｄ＋２πの３値から最小の絶対値を有するものを選択し出力端子５０４に出力する。この出力をｐａｄｄとする。
ｐａｄｄと連続化回路（ＣＯＮＴＩ）５０６の出力との積を乗算器５０５は出力する。乗算器５０５の出力とラッチレジスタ５０８が保持する値ｂ１との和が、出力端子５１１に現われる。遷移区間２において、連続化回路の出力は、値ｂ１から連続的に変化し、時刻ｔ＝Ｔ＋△Ｔ／２で値ｂ１＋ｐａｄｄに達する。このとき、２πコレクタ回路（２πＣＯＲ）５１０の出力は、遷移区間２において変化しながら、最終的に後縁ｔ＝Ｔ＋△Ｔ／２で、ｂ１＋ｐａｄｄ、ｂ１＋ｐａｄｄ−２π、ｂ１＋ｐａｄｄ＋２πの３値の内で、絶対値が最小な値が選択的に決定される。この値をｂ２とする。
さらに、時刻ｔ＝Ｔ＋△Ｔ／２で、次のクロックが印加されるとラッチレジスタ５０８はｂ２値を取り込み保持し、入力端子５００にはシンボル３の位相値ａ３が印加保持される。
以上説明したように、位相連続差分符号化回路（ＤＰ−ＣＰ）の出力端子５１１には、差分符号化され、かつ連続的に変化する位相信号が出力されることになる。従って、図７に示す位相連続差分符号化回路（ＤＰ−ＣＰ）を、図１の差分符号化回路（ＤＰ）１５０〜１５ｎにそれぞれ置換することで、本発明の差分ＣＤＭＡ伝送方式における位相連続化技術が実現される。
図９は、この発明に従う位相連続化技術を、図１８に示す従来のＣＤＭＡ伝送方式に適用する場合の位相連続化回路の構成例を示すブロック図である。すなわち、この位相連続化回路（ＣＰ）を図２６中の位相変調回路（ＭＯＤ）１１０〜１１ｎのそれぞれの前段に設置すれば、従来のＣＤＭＡ伝送方式における１次変調波の遷移区間における位相を連続化することを可能とする新しい伝送方式が実現される。図９において、ｓｈｉｆｔ定数発生回路（ＯＦＦＳＥＴ）５２３、連続化回路（ＣＯＮＴＩ）５２６、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）５２８は、それぞれ図７のｓｈｉｆｔ定数発生回路（ＯＦＦＳＥＴ）５０２、連続化回路（ＣＯＮＴＩ）５０６、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）５０８に等しい機能を有するものである。クロック端子（ＣＬＫ）５３０に印加されるクロック信号の前縁で、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）５２８は入力を取り込み保持する。図６および図９を用いて、位相連続化回路の動作を、順を追って説明する。動作を遷移区間０の終縁ｔ＝△Ｔ／２から遷移区間ｔ＝Ｔ＋△Ｔ／２までについて説明するが、動作は遷移区間に対して周期的であり、他の区間でも同様であり容易に類推できるので説明を省略する。時刻ｔ＝△Ｔ／２において、シンボル２の位相値ａ２が入力端子５２０に入力され、シンボル１の位相値ａ１が出力端子５２９に出力されているものとする。ラッチレジスタ（ＲＥＧ）５２８は、時刻ｔ＝△Ｔ／２に印加されるクロックの前縁で入力端子に入力されている値ａ１をラッチし、これを時刻ｔ＝Ｔ＋△Ｔ／２に次のクロックが印加されるまで保持する。入力ａ２とｓｈｉｆｔ定数発生回路（ＯＦＦＳＥＴ）５０２の出力ｄとの和が加算器５２１から出力される。次いで、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）５２８が保持しているａ１との差を加算器５２４は出力する。この差は、シンボル１とシンボル２の位相差に相当する。
図８に関して、図７の連続化回路（ＣＯＮＴＩ）５０６について説明したと同様に、連続化回路（ＣＯＮＴＩ）５２６の出力は、遷移区間において０から１まで連続的に変化する。すなわち、位相差と連続化回路（ＣＯＮＴＩ）５２６の積として与えられ、遷移区間１の前縁ｔ＝Ｔ−△Ｔ／２では値０が、遷移区間１の終縁ｔ＝Ｔ＋△Ｔ／２では値ａ２−ａ１が、乗算器５２５から出力される。乗算器５２５の出力はこの間０からａ２−ａ１まで連続的に変化する。乗算器５２５の出力とラッチレジスタ（ＲＥＧ）５２８に保持されている値ａ１との和が加算器５２７で求められ出力端子５２９に出力され、遷移区間２における連続化回路（ＣＯＮＴＩ）の出力がａ１からａ２まで連続的に変化することになる。さらに、遷移区間１の終縁ｔ＝Ｔ＋△Ｔ／２において、出力端子５２９の出力がラッチレジスタ（ＲＥＧ）５２８に取り込まれる。出力端子５２９には、加算器５２７が出力しているので、遷移区間２の終縁で乗算器５２５の出力が０になるがラッチレジスタ（ＲＥＧ）５２８が保持する値ａ２が継続して出力する。
従って、図２６中の位相変調回路（ＭＯＤ）に、図９に示す位相連続化回路を前置すれば、従来のＣＤＭＡ伝送方式における、１次変調波の遷移区間における位相を連続化した新しい伝送方式が実現される。
上記のように、情報位相を連続的に変化させることで、１次変調波は、図１０に実線で示すように、不連続が解消され、変調波の帯域幅の増大を抑圧することができる。なお、図１０の破線は、従来の位相を連続化しない１次変調波を比較のために示している。図１０の実線で示す１次変調波の滑らかな連続性は、本発明に従い図６に示す位相の不連続性を排除したため実現できたものである。
［チップ波形連続ＣＤＭＡ伝送方式］
従来のＣＤＭＡ伝送方式あるいは、本発明で開示する差分ＣＤＭＡ伝送方式において、１次変調波のＰＳＫあるいはＤＰＳＫ波に、Ｗａｌｓｈ符号列などの拡散符号列を乗じ、スペクトラムを拡散した拡散信号を生成する。チップ１乃至４における拡散符号列の時間応答波形を示す模式図１１において、破線は従来の拡散符号列披形の１例を示したものである。チップ１ならびにチップ２の両区間では符号値１を、チップ３区間では符号値−１を、チップ４区間では符号値１の場合を示しているが、他の場合も同様である。チップ１とチップ２区間のように隣接するチップ区間で拡散符号値が互いに等しい場合には、隣接チップ区間での拡散信号の波形に不連続性は生じない。
一方、チップ２とチップ３区間の間、あるいはチップ３とチップ４区間の間などのように、拡散符号値が互いに異なる場合には、チップ区間端で激しい波形の変化が拡散信号に現われる。
全てのチップ区間でチップ区間端まで符号値を保持した場合には、図１１の破線で示すような激しい波形の変動がチップ区間端で生じ、拡散信号の周波数帯域幅が極端に増大する。逆に、チップ区間端における拡散符号列波形の激しい変動を排除すれば、拡散信号の周波数帯域幅の増大を防止できる。拡散符号列波形の滑らかさを最大に採る場合、符号値が交互パターンの場合に最大周波数帯域幅が現われ、その周波数帯域幅は２チップ区間長２τの逆数１／２τで与えられることになる。符号値が隣接チップ区間で等しい確率に反比例して、拡散符号列の周波数帯幅が減少してゆき、全チップ区間で等しい場合に最小値０に達する。
しかし、拡散符号列の直交性を保持するためには、拡散符号の値をチップ区間内で出来るだけ長い間保持する必要があり、周波数帯域幅１／２τでは不十分である。反面、図１１の破線で示す波形のようにチップ区間内の全域で符号値を保持していたのでは、必要以上の周波数帯域幅の増大を招く。移動通信のような雑音に埋もれた劣悪な伝送路を伝播する場合、いくらチップ区間内の全域で符号値を保持して送信しても、伝送路上で混入するランダム雑音の影響で受信チップ波形は大きく崩れてしまう。さらに、所与の帯域幅で通信するためには、送信波の周波数帯域幅を帯域制限する必要がある。帯域制限の影響で、チップ区間端のシャープな波形は必然的に欠落する。さらにまた、大きな問題として、帯域制限の影響が、拡散符号列の波形を歪ませるだけに留まるのでは無く、キャリア波形にもおよび、その結果キャリア波形まで歪ませ、伝播すべき情報位相が変化してしまい、通信品質が劣化する要因ともなっていた。
かかる背景から、拡散符号列の波形の不必要なシャープな変動を抑えることは、重要な課題となる。従って、本発明では、図１１の実線で示すように、拡散符号値が隣接チップ区間で異なる場合にのみ、過渡区間で緩やかに変化するように工夫する。ここで、過渡区間とは、図１１に示すように、各チップ区間端近傍に隣接チップ区間に跨って設置した区間を言い、チップ区間０とチップ区間１の間を過渡区間１、チップ区間１とチップ区間２との間を過渡区間２、…と便宜的に呼ぶ。また、すべての過渡区間は同じ時間長Ｒとする。
図１２は、本発明に従い、チップ波形連続化を実現する回路構成例のブロック図である。この拡散符号波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）は、例えば、図１の拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｍと拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎのそれぞれの間に挿入される。
図１２中、入力端子３００には、対応する拡散符号発生回路（ＣＧ）１３ｉからの拡散符号列が入力され、そのまま加算器３０１に入力される。クロック端子（ＣＬＫ）３０７に印加されるクロック信号の前縁で、拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）の出力端子３０６の出力は、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５に取り込まれ保持される。入力端子３００に入力される拡散符号値とラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５の保持値との差を加算器３０１は出力する。加算器３０１の出力値と、スムーサ（ＳＭＯ）３０３から出力される値との積を乗算器３０２は出力する。ついで、乗算器３０２の出力は、加算器３０４において、ラッチレジスタ３０５の出力と加算され、和が拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）の出力端子３０６に出力される。
図１３は、スムーサ（ＳＭＯ）３０３の出力の時間応答を示す図であり、時間応答、スムーサ（ｔ）は、次式に与えるように、各過渡区間において０から１まで連続的に変化する。
0004117107.tif 000044
式４３に示すように、スムーサ出力は、チップ区間Ｔに関して周期的な値を出力するので、１チップ区間分を格納したＲＯＭなどを周期的に読み出して構成することができる。
図１１と図１２に戻り、拡散符号波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）の動作を、順を追って説明する。動作は、チップ区間に対して周期的であるので、時刻ｔ＝Ｒ／２から時刻ｔ＝２τ＋Ｒ／２までについて脱明するが、他のチップ区間も同様であり、容易に類推できるので説明を省略する。過渡区間の後縁ｔ＝Ｒ／２で、クロック端子（ＣＬＫ）３０７にクロックが印加され、かつ次のチップ区間の拡散符号値が確定するものとする。図１１に示すように、時刻ｔ＝Ｒ／２において、出力端子３０６の出力が１になっているので、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５には１が取り込まれ保持される。かつ、入力端子３００にはチップ区間２の拡散符号値１が印加される。ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５の出力と入力端子３００の入力が等しいので、加算器３０１の出力は０となる。従って、スムーサ（ＳＭＯ）３０３の出力値に係わり無く乗算器３０２の出力は、過渡区間２の全域において０となり、加算器３０４の出力は１のまま変化せず、出力端子３０５には値１が継続して出力される。図１１に示すように拡散符号列波形は値１を保持する。さらに、過渡区間２の後縁ｔ＝τ＋Ｒ／２において、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５は、出力値１を取り込み保持し、入力端子には次のチップ区間の拡散符号値−１が印加される。
このため、加算器３０１の出力は−２となるが、スムーサ（ＳＭＯ）３０３は過渡区間３の前縁まで出力は０であるので、乗算器３０２は値０を継続して出力する。しかし、出力端子３０６には、乗算器３０４とラッチレジスタ（ＲＥＧ）３０５の和が出力されるので、ラッチレジスタ３０５に保持されている値１が、過渡区間３の前縁まで継続して出力される。過渡区間３において、スムーサ３０３の出力は前縁で値０から立ち上がり、終縁で値１まで連続して増大する。従って、乗算器３０２の出力は０〜−２に変化する。これにより、乗算器３０４の出力とラッチレジスタ３０５の保持値との和は、１〜−１に変化しながら出力端子３０６に現われる。このため、過渡区間３の拡散符号値は、図１１に示すように滑らかに変化する波形に整形される。さらに、過渡区間３の終縁で、出力端子の値−１がラッチレジスタ３０５に取り込まれ、次の動作に移行し、上記と同様な動作が行われる。
上記に説明したように、拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）を用いることにより、拡散信号のチップ波形が連続化される。この拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）を図１の拡散符号発生回路（ＣＧ）１３０〜１３ｎと拡散回路（ＳＳ）１２０〜１２ｎの間に、それぞれ挿入することにより、本発明のチップ波形連続化技術を適用した差分ＣＤＭＡ伝送方式が実現される。あるいは、従来のＣＤＭＡ伝送方式を示す図２９において、拡散符号発生回路１３０〜１３ｎと拡散回路１２０〜１２ｎとの間に、拡散符号波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）をそれぞれ挿入することにより、本発明のチップ波形連続化技術を適用したＣＤＭＡ伝送方式を実現できる。
［仮想セグメント・インターリーブＣＤＭＡ伝送方式］
上記では、すべてのシンボル内のセグメントは、Ｗａｌｓｈ関数の第ｉ行で与えられる拡散符号が、Ｗａｌｓｈ関数の第０列から始まる連続した３２個の符号からなる符号に対応している場合について説明した。
この符号長３２のＷａｌｓｈ関数をＷ３２と記述する。Ｗａｌｓｈ関数Ｗ３２は、式１で与えられる構造を有しており、３２個の符号長３２の符号列は、１６個の｛Ｗ１６、Ｗ１６｝ならびに１６個の
0004117107.tif 000045
で与えられ、３２個の符号列は互いに直交する。従って、Ｗ３２を１６列オフセットした関数
0004117107.tif 000046
で生成される３２個の拡散符号列は、１６個の｛Ｗ１６、Ｗ１６｝ならびに１６個の
0004117107.tif 000047
で与えられ、新たに生成される３２個の符号列もまた、互いに直交する。ただし、関数
0004117107.tif 000048
は次に与えられるものとする。
0004117107.tif 000049
さらに、直交性の成立は、オフセット量が１６の場合に限定するものでは無く、式４４がＮ＝１６から８、４、２、１と替えても次々に成立することが容易に知れる。無論、Ｎ＝３２、６４、…と大きくして行く場合も同様に、成立する。
この任意な値でオフセットした符号列の直交性が常に成立する性質は、式１に示すＷａｌｓｈ関数の本質的な性質に拠るものである。かかる、Ｗａｌｓｈ関数の直交性を利用すれば、任意な量だけオフセットした拡散符号に対応するセグメントを設定することが可能となる。これらのオフセットしたセグメントとオフセットしないセグメントが混在する場合で、特にセグメントを区別する必要がある場合には、「基本セグメント」は第０列から始まる拡散符号に対応するセグメントを意味するものとし、「仮想セグメント」は、例えば１６列だけオフセットした第１６列から始まる拡散符号に対応するセグメントを意味するものとする。
任意のオフセットを１６とした場合について、基本セグメントと仮想セグメントとの関係を図１４に示す。図において、横軸はチップ区間を表し、現シンボル区間に第０から１２７までの、１２８チップ区間が存在する場合を示している。拡散符号列長を３２に設定しているので、第０〜３１のチップ区間が第０列〜第３１列の拡散符号列に対応する第０基本セグメントを構成し、続く第３２〜６３チップ区間、第６４〜９５チップ区間、ならびに第９６〜１２７チップ区間が、それぞれ第１、２、３基本セグメントを構成する。
これに対して、第１６〜４７のチップ区間が第１６〜（３１）〜１５列のオフセット１６の拡散符号列に対応する第１仮想セグメントを構成し、続く第４８〜７９のチップ区間が第１６〜（３１）〜１５列のオフセット１６の拡散符号列に対応する第２仮想セグメントを、続く第８７〜１１１のチップ区間が第１６〜（３１）〜１５列のオフセット１６の拡散符号列に対応する第３仮想セグメントを、それぞれ構成する。
本発明の特徴は、かかる基本セグメントと仮想セグメントの両セグメントにおいて逆拡散信号を求めることにある。すなわち、従来の方式では、逆拡散符号列と復調信号との積を、基本セグメントにおいてのみ総和し、総和を基本セグメント期間に対応する逆拡散信号として求めていた。一方、本発明では、逆拡散符号と復調信号との積を、基本セグメントにおいて総和するという従来の作業に加え、仮想セグメントにおいても総和するという簡単な作業を附加することで、基本セグメント期間と仮想セグメント期間に対応する逆拡散信号を求めるように改良していることに特徴がある。
基本セグメントと仮想セグメントのオフセットを１６とすると、図１４に示すように、二重化インターリーブ構造となる。さらにオフセットを１６より小さくしてインターリーブ階層を深めて行くとき、基本セグメントと仮想セグメント期間に混入する雑音の相関が高まり、ＣＤＭＡ伝送方式の特徴の一つである雑音抑圧能力の改善効果が飽和し、回路の附加量に比較し改善効果が薄れる結果を招くので、あまりオフセットを小さくしインターリーブを深めることは好ましくない。
Ｗａｌｓｈ関数において拡散符号長の半分程度、例えばオフセットを１６とした３２符号長の場合には、先に説明したように、インターリーブが二重化構造となり、雑音抑圧能力の改善は効果的であり、基本セグメント数を２倍にして通信するＣＤＭＡ伝送方式と同程度の通信品質を得ることが可能となる。
すなわち、シンボル内の基本セグメントを８とした８．１９２ｃｐｓの場合と同程度の通信品質を、半分の４基本セグメントの４．０９６ｃｐｓで得られることになる。この場合は、図示したように、４基本セグメントと３仮想セグメントを用いて通信し、基本セグメントに対応する逆拡散信号は拡散符号列長の３２のチップ区間間隔で再生されており、二重化インターリーブした仮想セグメントに対応する逆拡散信号は基本セグメントの中間時点で得られることになる。これは、基本セグメントだけ用いて通信する場合を想定すれば、２倍のチップレート８．１９２ｃｐｓで通信している場合に相当する。第０基本セグメントを１６チップ期間オフセットした第０仮想セグメントに対応する逆拡散信号は、シンボル期間端に一致する逆拡散信号であり、元来シンボル期間端は１次変調波の情報位相が激しく変動する時点であり、不安定な値を示すので、採用する必要は無く、図に示すように７セグメントが有効な逆拡散信号に対応する。
図１５は、本発明に従う仮想セグメント・インターリーブ逆拡散回路（ｄｅＳＳ−ＶＳＩ）の詳細構成例を示す図である。図中の入力端子２１００〜２１０１、拡散符号列入力端子２２ｉ、乗算器２１０２〜２１０３、アキュムレータ２１０４〜２１０５、ラッチレジスタ（ＲＥＧ）２１０６〜２１０７、および出力端子２１０８〜２１０９は、図３４に示す従来の逆拡散回路（ｄｅＳＳ）の詳細構成図の対応する参照番号を付した構成要素と同一の機能を有するので、その詳細説明は省略する。また、アキュムレータ２６０４〜２６０５はアキュムレータ２１０４〜２１０５と同一の機能を有するので、その詳細説明は省略する。セレクタ（ＳＥＬ）２６１０は、ＦとＶの２個の入力端子、制御端子Ｃ、ならびに１個の出力端子を有し、制御端子Ｃに印加される２進制御信号の値が０の時には入力端子Ｆの値を選択し、制御端子Ｃに印加される２進制御信号の値が１の時には入力端子Ｖの値を選択し、出力端子２１０８へ出力する。また、セレクタ（ＳＥＬ）２６１１は、ＦとＶの２個の入力端子、制御端子Ｃ、ならびに１個の出力端子を有し、制御端子Ｃに印加される２進制御信号の値が０の時には入力端子Ｆの値を選択し、制御端子Ｃに印加される２進制御信号の値が１の時には入力端子Ｖの値を選択し、出力端子２１０９へ出力する。分配回路（ＤＭＰＸ）２６１２は、１個の入力端子、ＦとＶの２出力端子、ならびに制御端子Ｃを有し、制御端子Ｃに印加される２進制御信号値が０の時には出力端子Ｆへ、制御端子Ｃに印加される２進制御信号値が１の時には出力端子Ｖへ、入力端子２１１０に印加される入力信号を、排他的に出力する。２進カウンタ（ＢＣＮＴ）２６１３は、チップ区間０、１２８、…など基本セグメントの先頭チップ区間の前縁時点で出力が０になるように初期設定され、以降、入力端子２１１０に印加される信号の回数を計数し、計数結果の２進最下位桁の値０あるいは１を出力する。
なお、アキュムレータ２６０４〜２６０５、セレクタ（ＳＥＬ）２６１０〜２６１１、分配回路（ＤＭＰＸ）２６１２、ならびに２進カウンタ（ＢＣＮＴ）２６１３は、２重化インターリーブ逆拡散において仮想セグメントに対応する逆拡散信号を求めるために附加された一連の構成要素である。
次に、仮想セグメント・インターリーブ逆拡散回路（ｄｅＳＳ−ＶＳＩ）の動作を、順を追って説明する。チップ対応に、入力端子２１００に印加される復調信号の同相成分と入力端子２２ｉに印加される逆拡散符号列の積を乗算器２１０２は出力する。乗算器２１０２の出力は、続いて、アキュムレータ２１０４ならびに２６０４に入力され、チップの後縁時点で累積される。同様に、チップ対応に、入力端子２１０１に印加される復調信号の直交成分と入力端子２２ｉに印加される逆拡散符号列の積を乗算器２１０３は出力する。乗算器２１０３の出力は、続いて、アキュムレータ２１０５ならびに２６０５に入力され、チップの後縁時点で累積される。なお、すべてのアキュムレータの累積値はリセット端子Ｒに印加されるリセット信号の後縁でゼロにリセットされる。チップ０、１６、３２、…のようなセグメントの先頭チップ区間の中間時点においてリセット信号が印加される各々のアキュムレータにおいては、リセット信号の後縁でアキュムレータはリセットされ累積値が０になるが、すぐに同じチップの後縁において、入力値とアキュムレータの累積値０とが加算され、加算結果をアキュムレータは保持する。かかる動作を、乗算器２１０２〜２１０３とアキュムレータ２１０４〜２１０５ならびに２６０４〜２６０５は、チップごとに繰り返し作動している。
一方、チップ０、１６、３２、４８、…のような１６チップ毎に、各セグメントの先頭チップ区間の中間時点に、リセット信号が端子２１１０に印加される。２進カウンタ（ＢＣＮＴ）、分配回路（ＤＭＰＸ）、セレクタ（ＳＥＬ）２６１０〜２６１１、ならびにラッチレジスタ（ＲＥＧ）２１０６〜２１０７は、次に説明するように、リセット信号に対して繰り返し作動する。
チップ０、１２８、…などシンボル区間における最初のチップ前縁で、２進カウンタ（ＢＣＮＴ）が初期設置され、その出力は０となっている。２進カウンタ（ＢＣＮＴ）は、リセット信号が奇数個入力された時点で値１を、偶数個入力された時点で値０を、繰り返し出力する。このため、２進カウンタ（ＢＣＮＴ）の出力値は、チップ０、３２、６４、９６、…のような基本セグメントの先頭チップ区間の前縁では常に０、チップ１６、４８、８０、１１２、…のような仮想セグメントの先頭チップ区間の前縁では常に１と、リセット信号に対して交番出力する。
したがって、チップ区間０でリセット信号が印加されたとき、リセット信号の前縁でラッチレジスタ（ＲＥＧ）２１０６あるいは２１０７は、リセット信号が印加される以前の継続する３２チップ区間、すなわちチップ区間−３２、−３１、…、−１、における復調信号と逆拡散符号列との積の累積値を、それぞれ、アキュムレータ２１０４あるいは２１０５から取り込み保持する。この保持した値が、基本セグメント０における逆拡散信号の同相成分ならびに逆拡散信号の直交成分である。同時に、リセット信号は、２進カウンタ（ＢＣＮＴ）と、分配回路（ＤＭＰＸ）経由でアキュムレータ２１０４と２１０５の端子Ｒに導かれ、リセット信号の後縁を待って、アキュムレータ２１０４と２１０５がリセットされ、同時に２進カウンタ（ＢＣＮＴ）が歩進される。２進カウンタ（ＢＣＮＴ）の歩進の結果として出力値が１に変化し、分配回路（ＤＭＰＸ）とセレクタ（ＳＥＬ）が、それぞれＶ側に接続され、チップ区間１６におけるリセット信号で仮想セグメントの逆拡散信号を得る準備が終了する。さらに、チップ０の後縁では、アキュムレータ２１０４と２１０５は、それぞれの入力値をそのまま累積値として保持し初期化され、チップ区間０における一連の動作が終了する。
続くチップ区間１、２、…、１５のチップ後縁で、２１０４〜２６０５の４個のアキュムレータが、それぞれの入力を累積する。
さらに続く、チップ区間１６でリセット信号が印加されたとき、リセット信号の前縁でラッチレジスタ（ＲＥＧ）２１０６あるいは２１０７は、リセット信号が印加される以前の継続する３２チップ区間、すなわちチップ区間−１１６、−１５、…、１５、における復調信号と逆拡散符号列との積の累積値を、それぞれ、アキュムレータ２６０４あるいは２６０５から取り込み保持する。この保持した値が、仮想セグメント０における逆拡散信号の同相成分ならびに逆拡散信号の直交成分であるが、特に、チップ区間１６の仮想セグメント０に対応する逆拡散信号は、シンボル端を跨ぐので、先に説明したように、受信情報の判定には採用しない。同時に、リセット信号は、２進カウンタ（ＢＣＮＴ）と、分配回路（ＤＭＰＸ）経由でアキュムレータ２６０４と２６０５の端子Ｒに導かれ、リセット信号の後縁を待って、アキュムレータ２６０４と２６０５がリセットされ、同時に２進カウンタ（ＢＣＮＴ）が歩進される。２進カウンタ（ＢＣＮＴ）の歩進の結果として出力値が０に戻り、分配回路（ＤＭＰＸ）とセレクタ（ＳＥＬ）が、それぞれ初期状態と同じＦ側に接続され、次のチップ区間３２におけるリセット信号で仮想セグメントの逆拡散信号を得る準備が終了する。さらに、チップ１６の後縁では、アキュムレータ２６０４と２６０５は、それぞれの入力値をそのまま累積値として保持し初期化され、チップ区間１６における一連の動作が終了する。
さらにまた続くチップ区間１７、１８、…、３１のチップ後縁で、２１０４〜２６０５の４個のアキュムレータが、それぞれの入力を累積する。
チップ区間３２では、チップ区間０と同様な動作をするなど、仮想セグメント・インターリーブ逆拡散回路は、３２チップ区間ごとに、周期的に動作を繰り返すので、以降のチップ区間の動作は容易に類推できるので、説明を省略する。
上記に説明したように、ＣＤＭＡ伝送方式の送信側において何らの処理を附加すること無く、仮想セグメント・インターリーブ逆拡散回路（ｄｅＳＳ−ＶＳＩ）を用いることにより、セグメントをインターリーブして逆拡散操作を実行できる。この仮想セグメント・インターリーブ逆拡散回路（ｄｅＳＳ−ＶＳＩ）を図４の逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎにそれぞれ置換することで、本発明の仮想セグメント・インターリーブ逆拡散技術を適用した仮想セグメント・インターリーブ逆拡散ＣＤＭＡ伝送方式が実現できる。あるいは従来のＣＤＭＡ伝送方式を示す図３５において、仮想セグメント・インターリーブ逆拡散回路（ｄｅＳＳ−ＶＳＩ）を、逆拡散回路（ｄｅＳＳ）２１０〜２１ｎにそれぞれ置換することで、本発明の仮想セグメント・インターリーブ逆拡散技術を適用した仮想セグメント・インターリーブ逆拡散ＣＤＭＡ伝送方式が実現することができる。
以上、実施例に従い説明したように、本発明により、ＣＤＭＡ伝送方式において、通信品質を劣化させること無く、かつ占有周波数帯域幅を増大させること無く、同じ周波数帯域幅を使用し同量以上の情報を自動車のような高速な移動体と通信できる大容量のＣＤＭＡ伝送方式を提供できる。
図１６〜１８は、本発明の差分ＣＤＭＡ伝送方式を用いて、図３６〜３８の説明に関連して定義したと同じ３種の電話モードで、通信した場合のシミュレーション結果を示している。縦軸はＢＥＲを、横軸はＥｂ／Ｎｏを表している。シミュレーションにおけるシステム条件としては、伝送周波数帯域は２ＧＨｚ、チップレートは４．０９８Ｍｃｐｓ、情報伝送速度は２．０４８Ｍｂｐｓ、シンボルレートは３２ｋｓｐｓ、拡散符号列長は３２とする。
従来のＣＤＭＡ伝送方式では拡散符号列長が３２の場合には、パイロットチャネルに１チャネルを割り当てる必要があったので、情報チャネル数は最大で３１となり、情報伝送速度の最大速度は３１×６４ｋｂｐｓ＝１．９８４Ｍｂｐｓとなるが、差分ＣＤＭＡ伝送方式ではパイロットチャネルを必要としないため、すべてを情報チャネルに割り振ることができ、最大伝送速度が３２×６４ｋｂｐｓ＝２．０４８Ｍｂｐｓとなる、第１の効果が得られる。
静止電話モード（ｄｉｆｆＣＤＭＡ．ｓｔｙ）において差分ＣＤＭＡ伝送方式は、図１６に示すように、臨界伝送帯域幅が２．５６ＭＨｚとなる。伝送速度が２．０４８Ｍｂｐｓと大容量化していることが影響し、帯域幅を２．３３ＭＨｚ以下に制限するとフロワーが生じる。しかし、この場合の周波数利用効率は、０．８８ｂｉｔ／Ｈｚ以上と極めて高い状態を要求するものである。このような、高効率な高度な周波数利用は、本発明で開示する仮想セグメントインターリーブ技術を適用する場合を除いて、実現できない領域であり、現行のＣＤＭＡ伝送方式では０．５ｂｉｔ／Ｈｚ程度の周波数利用効率が最も優れたデータであり、本発明の有効性は明らかである。
次に、静止電話モードの静止状態から携帯電話モード（ｄｉｆｆＣＤＭＡ．ｍａｎ）の１０ｋｍ／ｈのゆっくりした移動状態に移行した場合について、差分ＣＤＭＡ伝送方式の第２の効果が次のように確認できる。図１７に示すように差分ＣＤＭＡ伝送方式において、臨界伝送帯域幅が２．２５ＭＨｚと観測できる。従来のＣＤＭＡ伝送方式では、図３７に示すように臨界伝送帯域幅が３．４６ＭＨｚであった事と比較すれば、差分ＣＤＭＡ伝送方式の効果は顕著である。さらに高速な図１８に示すように１００ｋｍ／ｈで走行している自動車電話モード（ｄｉｆｆＣＤＭＡ．ｃａｒ）においては、臨界伝送帯域幅が６．７４ＭＨｚと観測できる。図４１に示すように従来のＣＤＭＡ伝送方式では、幾ら伝送帯域幅を広げても通信できなかったのに対して、差分ＣＤＭＡ伝送方式は、Ｅｂ／Ｎｏ≦２０ｄＢのやや強い受信電界を必要とするものの、ＢＥＲ≦０．００１の高品位な通信を提供でき、その優位性を明確に示す。
このように、差分ＣＤＭＡ伝送方式が、優れた伝送特性を提供する理由は、図１９に示す伝送路上の各チャネルのパワースペクトラム分布から容易に理解できる。同図において、縦軸は電力を、横軸は周波数を、ｆｃはキャリア周波数を、ｆｃ±Ｗ／２は伝送帯域の上下限周波数を、それぞれ表す。
すなわち、白抜きで示す情報ｉチャネルのスペクトラムと、影を付けて示すパイロットチャネルのスペクトラムは、使用する拡散符号列が互いに異なるため、図に示すように互いに異なる周波数特性を有している。マルチレイレイレーフェーディングのような周波数選択性フェーディングが発生すると、各チャネルが周波数特性を持った歪みを受けることになる。これが周波数選択性フェーディングと呼ばれる現象であり、この影響は移動速度が増せばそれだけ強く受ける。
従来のＣＤＭＡ伝送方式におけるパイロットでは、図１９に示す情報チャネルに現われる位相誤差からパイロットチャネルに生じる位相誤差を引き、フェーディングの影響等を除去していた。この時、周波数特性を有する歪みを受ければ、パイロットチャネルにおける誤差と情報チャネルにおける誤差が互いに異なり、単純に位相差を求めるだけではフェーディングなどの擾乱を正確に抑圧できなくなる。
一方、本発明で開示する差分ＣＤＭＡ伝送方式では、隣接するシンボル区間における位相誤差を相殺する形でフェーディング誤差を除去していた。情報伝送には特定のチャネルしか使用していないので、特定チャネルのスペクトラムが周波数特性を有する歪みを受けても、情報を伝播するスペクトラムは同じ歪みしか受けず、周波数選択性フェーディングの影響は軽微になる。更に、フェーディング周期に比較しシンボル区間は桁違いに短く、隣接シンボル区間では周波数選択性フェーディング歪みの周波数特性は準定常となり、隣接シンボル区間の位相誤差を相殺する事で、差分ＣＤＭＡ伝送方式は周波数選択性フェーディングを略完全に抑圧でき、新高品位な通信を実現できる事になる。しかし、自動車電話モードで伝送帯域幅を６．４０ＭＨｚ以下に設定する場合に現われる軽微な不都合は、高速なフェーディング現象により送信信号の帯域幅が制限周波数帯域幅を越え拡散することが原因と考えられる。
図２０（ｉｓ９５ ｃｐ．ｍａｎ）は、本発明の位相連続化技術を、従来のＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合について、前述の携帯電話モードで通信したシミュレーション結果を示す。
縦軸はＢＥＲを、横軸はＥｂ／Ｎｏを表す。臨界伝送帯域幅が３．２８ＭＨｚと観測でき、図３７に示す位相連続化技術を適用しない従来のＣＤＭＡ伝送方式に観られた臨界伝送帯域幅の３．４６ＭＨｚと比べれば明らかになるように、より狭帯域化で出来る事が示される。さらに、図２１（ｄｉｆｆＣＤＭＡ ｃｐ．ｍａｎ）は、本発明の位相連続化技術を、図１の差分ＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合に付いて、同じ携帯電話モード（ｄｉｆｆＣＤＭＡ ｃｐ．ｍａｎ）で通信したシミュレーション結果を示す。臨界伝送帯域幅は２．１７ＭＨｚと観測でき、図１７に示す差分ＣＤＭＡ伝送方式の臨界伝送帯域幅の２．２５ＭＨｚを更に狭帯域化しており、位相連続化技術の効果が確認できる。
図２２（ｄｉｆｆＣＤＭＡ ｃｓ．ｍａｎ）は、本発明のチップ波形連続化技術を、図１の差分ＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合に付いて、携帯電話モードで通信したシミュレーション結果を示す。縦軸はＢＥＲを、横紬はＥｂ／Ｎｏを表す。臨界伝送帯域幅が２．１７ＭＨｚと観測でき、図１７に示すチップ波形連続化技術を適用しない差分ＣＤＭＡ伝送方式の臨界伝送帯域幅の２．２５ＭＨｚより狭帯域化しており、チップ波形連続化技術の効果は確認できる。
図２３（ｉｓ９５ ＣＰＳ．ｍａｎ）は、本発明の位相連続化技術とチップ波形連続化技術を、従来のＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合に付いて、携帯電話モードで通信したシミュレーション結果を示す。縦軸はＢＥＲを、横軸はＥｂ／Ｎｏを表す。臨界伝送帯域幅が３．２８ＭＨｚと観測でき、図３７に示す位相連続化並びにチップ波形連続化技術を適用しない従来のＣＤＭＡ伝送方式における臨界伝送帯域幅の３．４６ＭＨｚより狭帯域化されている事が示される。さらに、図２４（ｄｉｆｆＣＤＭＡ ｃｐｓ．ｍａｎ）は、本発明の位相連続化技術とチップ波形連続化技術を、図１に示す差分ＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合に付いて、携帯電話モード（ｄｉｆｆＣＤＭＡ ｃｐｓ．ｍａｎ）で通信したシミュレーション結果を示す。縦軸はＢＥＲを、横軸はＥｂ／Ｎｏを表す。臨界伝送帯域幅が２．１４ＭＨｚと観測でき、図３７に示す位相連続化ならびにチップ波形連続化技術を適用しない従来のＣＤＭＡ伝送方式における臨界伝送帯域幅の２．２５ＭＨｚより狭帯域化で出来る事が示され、位相連続化技術ならびにチップ波形連続化技術を同時に適用する効果が明確に示されている。
図２５（ｄｉｆｆＣＤＭＡ ＶＳＩ．ｃａｒ）は、本発明の仮想セグメントインターリーブ技術を、図１の差分ＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合に付いて、自動車電話モードで通信したシミュレーション結果を示す。縦軸はＢＥＲを、横紬はＥｄ／Ｎｏを表す。臨界伝送帯域幅が０．８０ＭＨｚと観測でき、図１８に示すチップ波形連続化技術を適用しない差分ＣＤＭＡ伝送方式における臨界伝送帯域幅の６．７４ＭＨｚより狭帯域化されており、仮想セグメントインターリーブ技術の効果は確認できる。この臨界伝送帯域幅では、周波数利用効率が２．５ｂｉｔ／Ｈｚと改善効果は著しい。
ここで、上記実施の形態では、本発明の効果を専ら無線伝送方式を例に採り説明してきた。本発明は、ファイバ等を用いる光通信方式にも適用することが可能であり、無線伝送に適用したと同様な効果を得る事ができる。すなわち、光通信方式における擾乱要因としての、一般的に光源として使用されているレーザの発光波長すなわち発振周波数のドリフトは、既に説明した無線伝送方式のドップラーシフトに対応させることができる。ファイバのコアを進行する光のモードとして、直進するモードと僅かに傾きながらコアとクラッド間で反射を繰り返しながら進行するモードなどが存在する。これらのモード間の光は互いに干渉し、この干渉は無線伝送方式におけるフェーディング現象に対応させることができる。さらに、光通信がインテンシティから波長多重コヒレント通信へ進展するとき、ドップラーシフトに対応する光源の発振周波数のドリフトや、マルチレイ・フェーディングに対応するモード間干渉ならびに波長間干渉は、より顕著になり、本発明の効果はより著しくなる。
【図面の簡単な説明】
図１は、本発明に従う差分ＣＤＭＡ送信機の構成例を示す図である。
図２は、図１に示す差分ＣＤＭＡ送信機中の差分符号化回路の詳細構成例を示す図である。
図３は、図１に示す差分ＣＤＭＡ送信機中のπコレクタの特性例を示す図である。
図４は、本発明に従う差分ＣＤＭＡ受信機の構成例を示す図である。
図５は、図４に示す差分ＣＤＭＡ受信機中の差分回路の詳細構成例を示す図である。
図６は、１次変調波のシンボル１ならびにシンボル２区間における、情報位相を示す模式図である。
図７は、位相連続差分符号化回路（ＤＰ−ＣＰ）の詳細構成例を示す図である。
図８は、連続化回路（ＣＯＮＴＩ）の動作特性例を示す図である。
図９は、位相連続化回路（ＣＰ）の詳細構成例を示す図である。
図１０は、シンボル１ならびにシンボル２区間における、１次変調波形を示す模式図である。
図１１は、チップ区間１〜４における、拡散符号列を示す模式図である。
図１２は、拡散符号列波形連続化回路（ＣＯＤＥ−ＣＳ）の詳細構成例を示す図である。
図１３は、スムーサ（ＳＭＯ）の出力特性例を示す図である。
図１４は、基本セグメントと仮想セグメントのインターリーブ状態例を示す図である。
図１５は、仮想セグメントインターリーブ逆拡散回路（ｄｅＳＳ−ＶＳＩ）の詳細構成例を示す図である。
図１６は、本発明に従う差分ＣＤＭＡ伝送方式の、静止電話モードにおける効果例を示す図である。
図１７は、本発明に従う差分ＣＤＭＡ伝送方式の、携帯電話モードにおける効果例を示す図である。
図１８は、本発明に従う差分ＣＤＭＡ伝送方式の、自動車電話モードにおける効果例を示す図である。
図１９は、パイロットチャネルと情報チャネルのパワースペクトラム分布を示す模式図である。
図２０は、本発明に従う位相連続ＣＤＭＡ技術を従来のＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合に得られる携帯電話モードにおける効果例を示す図である。
図２１は、本発明に従う位相連続ＣＤＭＡ技術を差分ＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合に得られる携帯電話モードにおける効果例を示す図である。
図２２は、本発明に従うチップ波形連続ＣＤＭＡ技術を差分ＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合に得られる、携帯電話モードにおける効果例を示す図である。
図２３は、本発明に従う位相連続ＣＤＭＡ技術ならびに本発明に従うチップ波形連続ＣＤＭＡ技術を、従来のＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合に得られる携帯電話モードにおける効果例を示す図である。
図２４は、本発明に従う位相連続ＣＤＭＡ技術ならびに本発明に従うチップ波形連続ＣＤＭＡ技術を、差分ＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合に得られる携帯電話モードにおける効果例を示す図である。
図２５は、本発明に従う仮想セグメント・インターリーブ逆拡散技術を差分ＣＤＭＡ伝送方式に適用した場合に得られる自動車電話モードにおける効果例を示す図である。
図２６は、従来のＣＤＭＡ送信機の構成例を示す図である。
図２７は、図２６に示すＣＤＭＡ送信機の１次変調波のシンボル０ならびにシンボル１区間における波形の模式図を示す図である。
図２８は、ＱＰＳＫのビット配置（ビットコンステレーション）例を示す図である。
図２９は、π／４−ｓｈｉｆｔｅｄＱＰＳＫのビット配置（ビットコンステレーション）例を示す図である。
図３０は、１次変調波のシンボル区間におけるセグメント構成例を示す図である。
図３１は、セグメント区間におけるチップ構成例を示す図である。
図３２は、従来のＣＤＭＡ受信機の構成例を示す図である。
図３３は、図３２に示すＣＤＭＡ受信機中の復調回路（ｄｅＭＯＤ）の構成例を示す図である。
図３４は、図３２に示すＣＤＭＡ受信機中の逆拡散回路（ｄｅＳＳ）の構成例を示す図である。
図３５は、図３２に示すＣＤＭＡ受信機中の位相補正回路（ＣＭＰ）の構成例を示す図である。
図３６は、従来のＣＤＭＡ伝送方式の静止電話モードにおける伝送特性例を示す図である。
図３７は、従来のＣＤＭＡ伝送方式の携帯電話モードにおける伝送特性例を示す図である。
図３８は、従来のＣＤＭＡ伝送方式の携帯電話モードにおける伝送特性例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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