(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチト・モード電流ブースト・コンバータであって、
少なくとも１つのキャパシタと、
少なくとも１つの出力直列インダクタと、
第１のスイッチと、
第２のスイッチであって、前記第１および第２のスイッチが、動的に時間変動する入力信号に応答して、交互にしかも相補的様式でスイッチングすることにより、第１の状態および第２の状態を実現し、これによって、前記少なくとも１つのキャパシタが、前記第１の状態にある間において電流ソースによって充電されるようにする一方で、前記第２の状態にある間において前記少なくとも１つの出力直列インダクタを介して放電されるようにすることにより、前記定ＤＣ電流フィードを生成する、前記の第２のスイッチと、
を含む、前記スイッチト・モード電流ブースト・コンバータ。
【請求項２】
請求項１に記載のスイッチト・モード電流ブースト・コンバータであって、さらに、ＡＣ電流ソースを含み、該ＡＣ電流ソースは、加入者ライン終端インピーダンスを合成し、さらに加入者ライン高忠実度スピーチ送受信機能を実現するように構成したこと、を特徴とする前記スイッチト・モード電流ブースト・コンバータ。
【請求項３】
請求項１に記載のスイッチト・モード電流ブースト・コンバータにおいて、前記第１のスイッチは、ＣＭＯＳトランジスタから成り、該トランジスタは、動的に時間変動の入力信号に応答して、前記スイッチト・モード電流ブースト・コンバータにその第１の状態と第２の状態との間でスイッチングさせて定ＤＣ出力電流を維持させるように動作可能であること、を特徴とする前記スイッチト・モード電流ブースト・コンバータ。
【請求項４】
請求項３に記載のスイッチト・モード電流ブースト・コンバータにおいて、前記第２のスイッチは、高速応答ダイオードから成り、該ダイオードは、前記動的に時間変動する入力信号に応答して、前記ＣＭＯＳトランジスタと交互にかつ相補的様式でスイッチングするように動作可能であること、を特徴とする前記スイッチト・モード電流ブースト・コンバータ。
【請求項５】
請求項１に記載のスイッチト・モード電流ブースト・コンバータにおいて、前記動的に時間変動する入力信号は、パルス幅変調コントローラを介して生成すること、を特徴とする前記スイッチト・モード電流ブースト・コンバータ。
【請求項６】
加入者ループ・インターフェース回路であって、
加入者ラインに対し定ＤＣ電流フィードを提供するように構成したスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータから成り、前記コンバータが、
少なくとも１つの出力直列インダクタと、
第１のスイッチと、
第２のスイッチであって、前記第１および第２のスイッチが、動的に時間変動する入力信号に応答して、交互にしかも相補的様式でスイッチングすることにより、第１の状態および第２の状態を実現し、これによって、前記少なくとも１つの出力直列インダクタが、前記第１の状態にある間において電圧ソースによって充電されるようにする一方で、前記第２の状態にある間において前記加入者ラインを介して放電されるようにすることにより、前記定ＤＣ電流フィードを生成する、前記第２のスイッチと、
を含むこと、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
【請求項７】
第６項記載の回路であって、さらに、ＡＣ電流ソースを含み、該ＡＣ電流ソースは、加入者ライン終端インピーダンスを合成し、さらに加入者ライン高忠実度スピーチ送受信機能を実現するように構成したこと、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
【請求項８】
第６項記載の回路において、前記第１のスイッチは、ＣＭＯＳトランジスタから成り、該トランジスタは、動的に時間変動の入力信号に応答して、前記スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータにその第１の状態と第２の状態との間でスイッチングさせて定ＤＣ出力電流を維持させるように動作可能であること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
【請求項９】
請求項８に記載の回路において、前記第２のスイッチは、高速応答ダイオードから成り、該ダイオードは、前記動的に時間変動する入力信号に応答して、前記ＣＭＯＳトランジスタと交互にかつ相補的様式でスイッチングするように動作可能であること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
【請求項１０】
請求項６に記載の回路において、前記動的に時間変動する入力信号は、パルス幅変調コントローラを介して生成すること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
【請求項１１】
加入者ライン定ＤＣ電流フィードを生成する方法であって、
動的に時間変動可能の入力信号を提供することと、
前記コンバータが充電／放電キャパシタと、さらに前記加入者ラインに結合した直列出力インダクタとを有するスイッチト・モード電流ブースト・コンバータを提供することと、
動的に時間変動可能の入力信号に応答して、第１の時間の間電流ソースを介して前記キャパシタを充電することと、
前記動的に時間変動可能の入力信号に応答して、第２の時間の間、前記キャパシタを前記直列出力インダクタを介して放電することにより、前記インダクタおよび前記キャパシタにおいてエネルギの正味の増加または正味の減少がないようにし、またさらに、前記加入者ラインに対し前記キャパシタを充電するよう動作する前記ソース電流よりも大きな値の定ＤＣ出力電流を生成することと、
から成る前記方法。
【請求項１２】
加入者ライン定ＤＣ電流フィードを生成する方法であって、
（ａ）スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータを提供するステップであって、前記コンバータが前記加入者ラインに結合した直列出力インダクタを有する、前記のステップと、
（ｂ）動的に時間変動可能の入力信号に応答して、第１の時間の間、電圧ソースを介して前記インダクタを充電するステップと、
（ｃ）前記動的に時間変動可能の入力信号に応答して、第２の時間の間、前記インダクタを前記加入者ラインを介して放電することにより、前記インダクタにおいてエネルギの正味の増加または正味の減少がないようにし、またさらに、前記加入者ラインに対し定ＤＣ出力電流を生成することによって、前記ＤＣ出力電流が加入者ライン・インピーダンスが変化する際に一定に留まる大きさを有するようにする、前記のステップと、
から成る方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、概してテレホニー加入者ループに関し、より詳細には加入者ライン・インターフェース回路（ＳＬＩＣ）を実現するためのスイッチト・モード電流フィード技術に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
加入者ライン・インターフェース回路（ＳＬＩＣ）は、標準的な電話、ファックス機器、モデム、自動応答マシン等をインターフェースするために、ＰＢＸ環境だけでなくセントラル・オフ（ＣＯ：central off）において使用されている。ボイス−オーバ（voice-over）・インターネット・プロトコル（ＶｏＩＰ）の進展により、ケーブル・モデム（ＣＭ）は現在、ボイス電話サービスを提供しており、そしてＳＬＩＣは、今は、加入者の敷地自体内に常駐している。進展しつつある標準は、各ケーブル・モデム内において４つのテレホニー接続（すなわち、４ＳＬＩＣ）を推奨している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このＳＬＩＣの最も重要な機能のうちの１つは、それがＣＯ、ＣＭあるいは任意のその他のＶｏＩＰ環境（ボイス−オーバＤＳＬに似たもの）のいずれにあろうとも、“バッテリ・フィード（battery feed）”であり、これは、レガシーの電話デバイスに対し電話ケーブルを介してＤＣ電力を供給すること以外の何物でもない。ＣＯ環境においてこのことを行うのに多くの方法が存在している。しかし、このＣＯとは異なり、ＣＭ環境においては、電力消費は、キー・ファクタであり、その理由は、ケーブルが電力をＣＭ内のデバイスの全て（例えば、ＲＦチューナ、ＤＳＰ、アナログ・フロントエンド等）に対し供給しなければならないからである。インフラストラクチャ・コストは分配すべき電力１ワット当たり約＄２０と見積もられる。今日のＳＬＩＣは、そのようなものとして使用した場合には、（全てのラインがアクティブである場合）４×２．５Ｗ＝１０Ｗも消費し得ることになる。それよりましなものであれば、４×０．８Ｗ＝３．２Ｗを消費する。ＳＬＩＣのコストは、４×＄４＝＄１６の範囲にあるが、電力インフラストラクチャのコストは、図１に示したように、３．２×＄２０＝＄６４ものかなりの大きさとなる。このコストは、最終的には、消費者が、より高い月額の使用料の形で吸収されねばならない。
【０００４】
重要なことに、ＳＬＩＣは、ケーブル・モデム内における電力の大半を消費する。さらに、ＳＬＩＣは、これまで、電力を低減するという意図のものでみられたことは決してなく、それは、これらが、ＣＯおよびＰＢＸ環境において伝統的に配置されているからである。これら環境においては、全体の電力消費は、ＳＬＩＣ電力が支配的なものとはならない。しかし、ＣＭ環境においては、その状況は、図２から分かるように、非常に全く異なってなる。図２は、ＳＬＩＣがケーブル・モデムにおいてたった１つの最も大きな電力消費者であることを示している。ここに提示したデータは、節電の１００ｍＷ毎に＄２の電力コスト節約に換算されることを示している。
以上のことに鑑み、ケーブル・モデムに関連するコストを低下させるための低電力ＳＬＩＣに対するニーズが存在している。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記およびその他の目的を達成するため、本発明は、低電力ＳＬＩＣであって、ボイス・テレホニー・サービスを実現するのに使用するケーブル・モデムに関連したコストをダウンさせるのに特に有用なものに向けたものである。その加入者ループにおいては、ループ電流は、ＡＣ成分だけでなくＤＣ成分も有する。このＤＣ成分（ＤＣループ電流）は、電力を電話に分配する機能を実行する。ＡＣ成分は、スピーチ信号である。しかし、それらの電力レベルは、大きく異なったものである。ＤＣ電力は、数百ミリワットであるのに対し、ＡＣ成分は、わずか数ミリワットである。したがって、電力フィードを効率的にしようとする場合、効率的としなければならないのは、ＤＣ電流フィードである。これと同時に、そのような実装は、ＡＣボイス・バンド信号の性能を妨げないようにしなければならない。低電力ＳＬＩＣの１つの実施形態は、図１０に示すように２つの電流ソースを並列にすることにより（一方は高効率で、他方は高忠実度のもの）実現することができる。そのＤＣ電流ソースは、高い効率とそしてボイス・バンドにおいて高いインピーダンスを有する一方で、ＡＣ電流ソースは、６００オーム（代表的）終端を合成し、そして高忠実度のスピーチ送受（ハイブリッド）機能を果たす。ＤＣ電流ソースは、次に、効率のために最適化する一方で、ＡＣ電流ソースは、忠実さ（ボイス・バンド性能）のために最適化する。ＤＣ電流ソースは、スイッチト・モード技術を使用して実現する。
【０００６】
本発明の１つの面においては、加入者ライン・インターフェース回路は、スイッチト・モード技術を使用して実現することによって、高効率を有ししかもボイス・バンド信号に対し高インピーダンスを呈する低電流ソースを提供する。
【０００７】
１実施形態によれば、加入者ライン・インターフェース回路は、電圧ブースト・コンバータの“ＤＵＡＬ（二重体）”を使用して実現することにより、高効率を有ししかもボイス・バンド信号に対し高インピーダンスを呈する電流ブースト・コンバータ定電流ソースを提供する。
【０００８】
さらに別の実施形態によれば、加入者ライン・インターフェース回路は、スイッチト・モード電流−電圧トランスコンバータの“ＤＵＡＬ”を使用して実現することにより、高効率を有ししかもボイス・バンド信号に対し高インピーダンスを呈するスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータ定電流ソースを提供する。
【０００９】
本発明の他の面および特徴並びに本発明の付随する効果の多くは、添付の図面を参照しての以下の詳細な説明から理解されれば容易に認識されることになる。尚、図面において、同一の部品には図面全体に渡って同一の参照番号で指示している。
【００１０】
尚、図面には、特定の実施形態を記載しているが、説明から分かるように本発明の他の実施形態も考えられる。その全ての場合において、本開示は、本発明の例示の実施形態を描写のために提示したものであって、限定するためではない。当業者であれば、種々の他の変更例、実施形態を考え出すことは、本発明の原理の要旨および範囲から逸脱せずに可能である。
【００１１】
【実施の形態】
本発明の最良の理解は、最初に、電話のＤＣ電力要求、加入者ライン・インターフェース回路からの電力フィードの効率、特定の加入者ループに関連した浪費電力のコストに関する詳細な説明をすることによって得られる。まず最初に、ＤＣ電力要求について以下で考察する。
【００１２】
電話のＤＣ電力要求
ＳＬＩＣの主要な機能のうちの１つは、ＤＣ電力をレガシー電話機器に対し供給することである。数十年前は、初期の世代の電話は、カーボン・マイクロホンに給電するためにループ電流（代表的には、３０ｍＡ以上）を使用していた。今日のスピーチ回路ＩＣは、それより遙かに少ない電流しか必要とせず、そして２０ｍＡが、電子的な電話の満足な動作のためには十分以上であると考えられる。電話のＤＣのＶ−Ｉ特性は、ノンリニアであるが、図３にグラフ（４０ｍＡ以下の電流に対してのみ）で示したEIA-470規格の特性を満たすことが求められる。この規格に関係する重要な問題には、１）電話の性能が２０ｍＡ未満の電流に対しては保証されないこと、２）４００オームが、電話が２０ｍＡ−３０ｍＡの範囲内で有することがある最大の抵抗であること、３）１００オームが、電話が２０ｍＡ−３０ｍＡの範囲内で有することがある最小の抵抗であること、が含まれる。ループ電流評価並びにそのためのバッテリ・フィード構成の設計の目的のため、電話は、２０ｍＡ−３０ｍＡの電流範囲内で１００オームと４００オームとの間の抵抗を有することが前提である。
【００１３】
ＳＬＩＣは、現在、電話をパワーアップすることによって、この台形領域１０で動作するようにしなければならない。このことは、電圧ソースまたは電流ソースいずれかによって行うことができる。いずれの方法でも、そのソースのＶ−Ｉ特性は、図４に示したBellcoreリミット内に入らなければならない。電流ソースは、その固有の短絡保護（電流の値が２０ｍＡと３０ｍＡとの間にある）のために好ましい。ケーブル・モデムの場合では、２０ｍＡのループ電流を選ぶことができる。この場合、電話の動作は、図３に示した１００オームと４００オームの抵抗ライン間の２０ｍＡの垂直のラインに制限される。とりわけ、電力消費は、この制限された動作領域に関して調べることができる。
【００１４】
ＳＬＩＣからの電流フィードの効率
図５は、上述の条件を受ける加入者ライン・インターフェース回路に関連したオフフック定電流（ＣＣ）バッテリ・フィードＶ−Ｉ特性を示す図である。この特性は、２つの区別できる領域を有するとみることができる。すなわち、定電流（ＣＣ）領域１２と、電圧制限（ＶＬ）領域１４（ここでは電流が降下する）。ソースがそのような特性を有し、かつ電話が図３および図４に示した特性を有する場合、電話自体は、そのようなソースに接続したときは、ＣＣ領域においてバイアスされることになる。しかし、抵抗（ライン／ループ抵抗を表す）が直列に配置されると、動作点は、抵抗の値に依存して、ＶＬ領域１４内に十分にあり得ることになる。ループが長くなるにつれ、このループ電圧が大きくなり、したがってライン抵抗が上昇するにつれ、動作点がＣＣ領域１２からＶＬ領域１４へと右に動く。このソースは、サービスすべき全てのループ長値に対してＣＣ領域１２内で動作するように設計する。ケーブル・モデムの場合、ライン抵抗の最大値は、約１６オームである（AWG22ワイヤの１５０メートルまたは５００フィートの最大ループ長に対応）。これには、以下が加わる。すなわち、１）４００オームの最大電話抵抗、２）３０オームの規格ＩＥＥＥホーム・ワイヤリング抵抗、３）１００オームの保護抵抗、であり、全部で５４６オームとなる。この値に基づき、ＳＬＩＣは、５５０オームの流抵抗を満たすように設計する。電話抵抗は、１００オームから４００オームまで変化し得るため、実際のループ抵抗は、ほとんど２００オームから５５０オームまで変化し得る。この範囲のループ抵抗に渡り、バッテリ・フィード・ソースは、ＣＣ領域内に留まることになる。ＳＬＩＣの電力消費パターンおよび効率は、図６に示した簡単な電流フィード回路モデル２０（ほとんどのＣＣＶＬ実現に対し適用可能）をみることによって調べることができる。回路２０において消費される電力は、１）電源電圧、２）ループ抵抗、３）ループ電流の定電流値、に依存する。オフフック定電流フィードの間における回路２０で消費される電力は、以下の式で見積もられる。
【００１５】
【数１】
0004088067.tif 000002
式（１）は、次のように書き直すことができる。
【数２】
0004088067.tif 000003
ここで、ＩLはループ電流であり、ＲLはループ抵抗（電話とケーブル、ワイヤリングおよび保護の抵抗）であり、ＰCONは電源電圧ＶSSからの消費電力１.１ＩLＶSSであり、ＰLOOPは、ループ（すなわち、電話とケーブルの全体）に分配される電力（＝ＩL2ＲL）である。１.１の係数は、バイアス電流および他の雑多な電流引き出しを考慮するため、ＰCON内に組み込まれる。ＶSSの値は、以下のように見積もられる。
【００１６】
【数３】
0004088067.tif 000004
ここで、Δは、ライン上の最も大きなスピーチ信号に対して必要なスイングである。ＶSSのこの見積もり値は、ＲLの最も大きな値をサーブすることに基づく。興味あることに、ＩLとＶSSのある与えられた値に対して、回路２０内で消費される電力ＰDはループ電流ＩLとループ抵抗ＲLとに依存する。短いループ（ＲLの小さな値）では、より多くの電力が回路２０内で消費されそしてより少ない電力がループ内で消費される。長いループ（ＲLの大きな値）では、ループ電力が増大し、回路２０内で消費される電力が減少する。バッテリから引き出される全電力（ＰCON）は、一定に留まり、そしてループ抵抗（ＲL）にしたがって変化しないが、その理由は、ＩLとＶSSとにのみ依存するからである。
【００１７】
図７には、消費電力を表す式（１）と、異なったループ電流に対しループ長によるその変動とを示している（４つのオフフックのラインに対し４を乗算した後のもの）。このプロットは、ＲLのある一定の値において、２０ｍＡ電流に対し回路２０において消費される電力ＰDは、２４ｍＡに対するよりも実際にはより高い、ということを示している。このことは、勿論、消費電力ＰDがＩL2のレートで降下することに起因する。このことの意味は、バッテリ・フィードが、ある一定のループ長においてはより高い値のループ電流では実際にはより効率的となり得ることである。以上の式を使用することにより、電力フィードの効率を見積もり、そして在来の方法が図８を参照して分かるように、全く非効率であることを示すことができる。尚、図８は、ループ抵抗の大きな範囲に対して、効率が実際には５０％未満であることを示している。
【００１８】
浪費電力のコスト
電力消費を最小限にすることは、可能な最も低い電流、すなわち２０ｍＡを選ぶことにより例示することができる。明らかに、この選んだループ電流においては、効率ηは、非常に悪い（４００オームでは５６％、３００オームでは４４％、２００オームではちょうど３１％）。低電力の電話は、小さな電話だけ降下し、そしてループに対しより低い抵抗を示し（例えば３００オームまたは２００オーム）、したがってより少ない電力しか消費しない。しかし、電話はより少ない電力しか消費しないが、ＳＬＩＣが消費する電力は、同じままである。これは、電話が利用しない電力をＳＬＩＣが消費するからである。
【００１９】
ループ（電話またはより小さなワイヤリング抵抗等の任意の他のコンポーネント）の低減した電力消費から利益を受けるためには、一定の効率のバッテリ・フィード機構が必要である。これは、本質的には、より少ない電力を送るべきこと、したがってより少ない電力しか実際に消費されないことを意味する。この特性は、ＤＣ−ＤＣコンバータまたはスイッチト・モード電力変換においては固有のものである。このような電力フィード方法の利点は、例えば約８５％の一定の効率ηを実現できることを仮定することによって調べることができる。しかし、テキサス・インスツルメンツ社（Texas Instruments Incorporated of Dallas, Texas）から入手可能なモデルTPS5102のような多くのＤＣ−ＤＣコンバータは、９０％以上の効率を達成することができる。コスト上の利益は、以下のテーブル１に示しており、これは、ＤＣ−ＤＣコンバータを使用して一定効率のバッテリ・フィード機構を実装することによる電力およびコストの節約を示している。
【００２０】
【表１】
0004088067.tif 000005
【００２１】
上のテーブル１に示した電力レベルは、図９に示したプロットから理解でき、この図において明かとなるように、得られる利点は、ループ長に依存する。どの場合においても、ＤＣ−ＤＣコンバータは常により効率的である。
【００２２】
加入者ループにおいては、上述したように、ループ電流は、ＡＣ成分だけでなくＤＣ成分も有する。このＤＣ成分（ＤＣループ電流）は、電話に対し電力を分配する機能を実行する。ＡＣ成分は、スピーチ信号である。しかし、それらの電力レベルは、大きく異なっている。ＤＣ電力は、数百ミリワットであるのに対し、ＡＣ電力は、数ミリワットである。したがって、電力フィードを効率的にしようとする場合、効率的としなければならないのは、ＤＣ電流フィードである。これと同時に、そのような実装は、ＡＣボイス・バンド信号の性能を妨げないようにしなければならない。このことは、図１０に示すように２つの電流ソースを並列にすることにより実現することができ、その図１０においては、ＤＣ電流ソース２２は、好ましくは、８５％と９０％との間の高い効率（η）だけでなく、ボイス・バンドにおいて高いインピーダンスを有する。ＡＣ電流ソース２４は、６００オーム（代表的）終端を合成し、そして高忠実度のスピーチ送受機能（ハイブリッド機能）に対応する。ＤＣ電流ソース２２は、次に、効率のために最適化する一方で、ＡＣ電流ソース２４は、忠実さ（ボイス・バンド性能）のために最適化する。以上に鑑み、ＤＣ電流ソース２２は、最も好ましくは、スイッチト・モード技術を使用して実現する。
【００２３】
上記文献に開示されたスイッチト・モード・コンバータの基本的な構造は、電圧コンバータに向けたものであり、これは、１）図１１に示したＢＵＣＫ（これでは、出力電圧は常に、入力電圧よりも小さい）、２）図１２に示したＢＯＯＳＴ（これでは、出力電圧は常に、入力電圧よりも大きい）、３）図１３に示したＢＵＣＫ−ＢＯＯＳＴ（これでは、出力電圧は、入力電圧よりも小さくなったりあるいはそれより大きくなったりする）。これら基本回路トポロジーのどれも、所望の定ＤＣ電流ソースを実現するためには２つの理由から適している。すなわち、第１は、それらが、定電圧ソースであり、そして第２（それよりも重要）は、それらは全て、ボイス・バンド信号に対し低インピーダンスを示す出力において大きなキャパシタを有する。しかし、２つのスイッチト・モード・スキームは、電圧ＢＯＯＳＴコンバータの二重体およびスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータを含むが、これを実装することにより、所望の高い効率を実現することができる一方で、ボイス・バンド信号に対し高いインピーダンスを示す。
【００２４】
電圧ＢＯＯＳＴコンバータの二重体は、図１１−図１３に示した基本トポロジーのうちの１つをそのそれぞれの“ＤＵＡＬ”に変換することにより到達することができる。回路トポロジーの“ＤＵＡＬ”は、“ミラー・イメージ”に似ており、これは、概して、１）インダクタをキャパシタで置き換えることによりあるいはこれの逆を行うこと、２）電流ソースを電圧ソースと置き換えることあるいはこれと逆を行うこと、３）直列エレメントを分流形式の同一エレメントの二重体と置き換えること、４）分流エレメントを直列での同一エレメントの二重体と置き換えること、５）閉成スイッチを開成スイッチと置き換えることまたはこれと逆を行うこと、によって達する。一旦、これら変形が完成すると、この二重体の電流式（または波形）は、電圧式（または波形）またはその元のものと似ている。これは、ここで図１４を参照することにより例示することができ、この図１４は、電圧ブースト・コンバータ３０とその二重体（電流ブースト・コンバータ）３２を示し、この二重体は、上記の二重性規則を適用することにより得られる。直列インダクタ３４が出力にあるため、ボイス・バンドにおいて高インピーダンスを実現できる可能性があること、が分かる。（これは、単にインダクタのインピーダンスだけでなく、定電流を維持するフィードバックによっても実現される）。
【００２５】
コンバータ３０の一次分析は、例えば、１）定常状態においてはインダクタ３４およびキャパシタ３６に、正味の増加したエネルギまたはエネルギのロスがないこと、２）インダクタ３４は非常に低い（〜１％）電流リップルしか有しない程十分大きいこと、を仮定することによって実現することができる。コンバータ３０は、２つの区別できる状態を有し、これは、状態１（この状態ではスイッチＳ１が開きスイッチＳ２が閉じている）と、状態２（この状態では、スイッチＳ１は閉じそしてスイッチＳ２は開いている）とを含む。これら２つの状態に対応する等価回路は、図１５に示している。この分析はまた、スイッチングのデューティー比がδであり、時間周期がＴPであることを仮定する。したがって、状態１は、δＴP秒の間続き、そして状態２は、（１−δ）ＴP秒の間続く。状態１では、キャパシタ３６は、入力電流が充電しており、そして増加した電圧は、以下で与えられる。
【００２６】
【数４】
0004088067.tif 000006
これは、以下のように書き直すことができる。
【数５】
0004088067.tif 000007
ΔＶC1は正であるため、キャパシタ３６のエネルギは増加する。状態２では、定常状態の仮定のため、キャパシタ３６は、減少しなければならない。このため、ΔＶC2は、負でなければならない。このことは、正味の電流が、キャパシタ３６外へと流れなければならないことを意味し、そして電圧放電は、ΔＶC2＜０であるため、以下で与えられる。
【００２７】
【数６】
0004088067.tif 000008
したがって、ＩOUTは、ＩINよりも大きく、これは、電流ソースのＢＯＯＳＴ動作を証明している。さらに、ΔＶC1の大きさは、ΔＶC2の大きさに等しく、これは、以下を意味する。
【数７】
0004088067.tif 000009
これは、以下のように書き直すことができる。
【数８】
0004088067.tif 000010
したがって、以下となる。
【数９】
0004088067.tif 000011
【００２８】
電流ブースト・コンバータ（ＣＢＣ）の波形は、電圧ブースト・コンバータ（ＶＢＣ）が生成する波形とは非常に類似しており、それは、ＣＢＣにおけるキャパシタ電圧波形がＶＢＣにおけるインダクタ電流が似ているという点である。さらに、ＶＢＣにおけるインダクタ電流は、互いに等しい＋Ｖｅ領域および−Ｖｅ領域を有しているが、ＣＢＣにおけるキャパシタ電圧は、互いに等しい＋Ｖｅ領域および−Ｖｅ領域を有している。電流ブースト・コンバータのキャパシタの電流および電圧の波形は、δ＝０．３３または１．５のブースト・レシオに対し、図１６に示している。
【００２９】
図１７には、電流ブースト回路４０の１つの好ましい実施形態を示している。電圧コンバータにおいては、スイッチのうちの１つは、制御を簡単化するようにするため通常はダイオードである。次に、スイッチＳ２は、単に高速回復（fast recovery）ダイオード４２であり、これは、スイッチＳ１（トランジスタＭ１）４４がターンオンされるときは常にターンオフすることになる。コンバータ４０が状態１にある時間のパーセンテージは、上述したようにδで示す。これは、Ｓ１（トランジスタＭ１）４４がオフである状態である。トランジスタＭ２（４６）は、トランジスタＭ１（４４）を制御するのに使用する。したがって、トランジスタＭ２（４６）に対する駆動信号は、（１−δ）のデューティー比を有するようにすべきである。認識することができるように、このδは、動的に変更することによって、その出力電流を一定に保つようにしなければならない。これはように実現されるが、それは、テキサス・インスツルメンツ社から市販されたTPS5102またはTPS6734のような、任意の工業標準のＰＷＭコントローラを使用することにより行える。
【００３０】
上述の図１７に示した電流ブースト・コンバータは、利用可能な電流ソースがあることを条件として効率的である。しかし、一次電力ソースは、ほとんど常に電圧ソースであって、電流ソースではない。電流ソースの場合においては、入力電流ソースは、電圧ソースから構成する必要がある。これは、一般には、オペアンプまたは（リニア領域で動作する）トランジスタのようなリニア・エレメントで行われる。このような技法を使用するシステムの全体の効率は、電圧−電流コンバータ（リニア）の効率と電流−電流コンバータ（スイッチト・モード）の効率の積となり、そしてそれら個々の効率は、常に１００％より低いため、結果としての効率は、それら２つの効率のうちの低い方よりも小さくなる。例えば基本的な電流ソースがη１＝５０％（リニア・ブロックに対しては良好）を有し、しかもスイッチト・モード電流ソースがη２＝９０％を有する場合、ηoverall＝０．５×０．９＝０．４５または４５％である。このとき、そのシステム非効率を克服するため、電圧を電流に変換する効率的な方法がなければならない。電圧を電流に変化する１つの好ましい実施形態は、スイッチト・モードの電圧−電流トランスコンバータを用いる。このスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータの動作原理は、スイッチト・モード電流−電圧トランスコンバータの動作原理を最初に調べることによって理解することができる。このトランス変換は、キャパシタおよびインダクタの周知の基本特性を、Ｖ＝Ｌ（ｄＩ／ｄｔ）、Ｉ＝Ｃ（ｄＶ／ｄｔ）の回路エレメントとして採用することにより実現される。これら基本的関係を使用すると、スイッチト・モード技術を使用するだけで、電流ソースから電圧ソースを得ることまたこの逆を行うことができる。このアプローチは、確実に、最小の電力しか失われないようにし、またηが最大限となるようにする。
【００３１】
電流−電圧トランス変換は、最初に、関係
【数１０】
0004088067.tif 000012
を使用して、キャパシタ内へ流れる電流を蓄積（積分）することにより電流を電圧に変換すると見なすことにより調べる。その負荷は、定電圧であることを要し、したがって図１８に示したＬＣフィルタを負荷の前に挿入することによって、どのような電圧変動も平滑化することができる。したがって、図１８内のポイント“Ａ”と“Ｂ”の両端間に印加される変動電圧は、ＲLOADの両端間にフィルタされて現れることになる。電流ソースをキャパシタに周期的にスイッチングすることによって変動する電圧を生成する場合、これは次に、図１８に示したもののようなＬＣフィルタを使用してフィルタすることができる。１つのこのようなフィルタ形電流ソースは、図１９に示しており、これは、簡単化したスイッチト・モードの電流−電圧トランスコンバータ５０を図示している。ここで、キャパシタＣ１は、２つのスイッチ、すなわちＳＷ１，ＳＷ２と一緒に配置することによって、電流を積分しそしてこれを変動電圧に変換し、そしてこの変動電圧は、後で図１８のフィルタ（Ｌ１とＣ２により形成）によってフィルタする。認識することができるように、キャパシタＣ１は、実際の電流−電圧変換を実行するの使用するが、キャパシタＣ２は、ＬＣフィルタの一部である。トランスコンバータ５０は、スイッチＳＷ１とＳＷ２を交互にしかも相補的様式で作動する（一方がオンのとき他方がオフ）。これは、図２０に示した２つの状態として表すことができる。状態２ではキャパシタＣ１の電圧の増加があり、そして状態１においてはキャパシタＣ１の電圧の減少がある。そのデューティー比は、（当業者には馴染みの誤差増幅器およびＰＷＭコントローラを使用して）調節をすることによって、負荷の電圧がＲLOADの値に無関係に一定に留まるようにすることができる。
【００３２】
スイッチト・モード・トランスコンバータ５０の分析は、ＬＣフィルタの機能が単にキャパシタ上の電圧リップルをフィルタで除去することであり、またこれが電流−電圧変換において何等役割を果たさないこと、を認識することにより良く理解できる。そのことは、ＬＣフィルタのカットオフ周波数をスイッチング周波数よりもかなり低くすることによって確保される。したがって、トランスコンバータ５０を分析するため、ＬＣフィルタを無視することは好都合である。状態１においては、キャパシタＣ１は、負荷電流を供給する。これは、それの電圧を量ΔＶCだけ垂下させる。状態２では、キャパシタＣ１は、これと同じ量だけ充電する（エネルギの正味の増加もしくは正味の減少がない定常状態を仮定する）。キャパシタ上の電圧は、蓄積されたエネルギを表すため、量ΔＶCの電圧変化はまた、エネルギ変化ΔＥCも表している。例えば、電圧Ｖ1から電圧Ｖ2まで充電中のキャパシタを考慮することにより、Ｖ2＝（Ｖ1＋ΔＶC）であるとすると、これに対応するエネルギ変化は、以下となる。
【００３３】
【数１１】
0004088067.tif 000013
さらに、Ｖ1＞＞ΔＶCである低リップル条件を考慮すると、エネルギ変化は、以下のように書くことができる。
【数１２】
0004088067.tif 000014
ここで、Ｖ0は平均出力電圧であり≒Ｖ1，Ｖ2である。項ΔＥCは、状態２におけるエネルギ増加だけでなく、状態１におけるエネルギ減少も表す。状態１においては、持続期間（１−δ）ＴFの間、抵抗器ＲLは、エネルギＥRを消費し、そしてこのエネルギは、キャパシタＣ１から来なければならないが、それは、そのソースが切り離されているからである。このエネルギに対する式は、以下のように書ける。
【００３４】
【数１３】
0004088067.tif 000015
したがって、以下となる。
【数１４】
0004088067.tif 000016
【００３５】
電圧リップルΔＶCは、キャパシタが状態２において電流ソースＩSにより充電中のとき、図２１に示したテブナンの等価回路を考察することにより見積もることができる。ここで、図２１に示したテブナンの等価回路を参照すると、キャパシタ電圧は、以下のように書くことができる。
【数１５】
0004088067.tif 000017
ここで、Ｖf＝ＩSＲLである。リップルΔＶCの見積もりすなわち、キャパシタＣ１がインターバルδＴPにおいて充電される量の見積もりは、図２２に示したように、キャパシタＣ１がｔ1のｖ1からｔ2のｖ2に充電されることを考慮することにより行うことができる。このリップルは、以下を認識することにより、
【数１６】
0004088067.tif 000018
また、
【数１７】
0004088067.tif 000019
であるため、見積もることができる。
【００３６】
【数１８】
0004088067.tif 000020
ｔ＝ｔ1において式１５を評価し、そしてΔｔ＝δＴP，τ＝ＲLＣ，Ｖf＝ＩSＲL，Ｖ1＝Ｖ0とすると、
【数１９】
0004088067.tif 000021
式１６を式１３中に代入すると、以下が示され、
【数２０】
0004088067.tif 000022
これは簡単化すると、以下となる。
【数２１】
0004088067.tif 000023
または、
【数２２】
0004088067.tif 000024
【００３７】
式１７が示す関係はまた、直観的に正しいとみることができるが、それは、トランスコンバータが継続して状態２にあった場合、すなわちδ＝１の場合、キャパシタＣ１がＶ0＝ＩSＲLの定常状態に充電されるからである。認識することができるように、式１７は、実際の応用例において使用するスイッチの有限のオン電圧に因りわずかに修正しなければならない。１つのそのような実際の応用例は、図２３に示しており、これは、スイッチト・モード電流−電圧トランスコンバータの実現例を示している。この実現例では、スイッチＳ１はトランジスタＭ１で実現し、スイッチＳ２はダイオードＤ２で実現している。トランジスタＭ１がターンオンされているときは常に、ダイオードＤ２は、逆バイアスされ、したがってそのオフ状態にある。しかし、キャパシタＣ２が電流ソースＩ1（２０ｍＡ）により充電中のとき、ダイオードＤ２は、
【外１】
0004088067.tif 000025
の電圧降下を有することになる。式１７が示す関係は、次にその電圧降下も考慮するように変更することにより、以下となる。
【００３８】
【数２３】
0004088067.tif 000026
リップルは、別の次元なしの量であり、これは、出力電圧の小さな部分として定義することができ、そしてこれは、以下のように書くことができる。
【数２４】
0004088067.tif 000027
（直観的に）分かるように、キャパシタ電圧が垂下し始める状態１の時間インターバルに比べての時定数が大きくなるにつれ、リップルが小さくなる。図２３に示したトランスコンバータの“ＤＵＡＬ”の性能は、上述の次元なしのリップル量を使用することにより、図２３に示したトランスコンバータ自体と比べ以下の通りとなる。本願発明者は、上記の式１８が、δが小さい場合を除き、実際の回路シミュレーション結果と緊密に一致することを見い出したが、それは、ダイオードＤ２降下もまた変化するからである。テーブル２は、その比較を示している。
【００３９】
【表２】
0004088067.tif 000028
【００４０】
ほとんどの電力ソースは電圧ソースであるため、また加入者ループに必要とされるものが定電流源であるため、電圧−電流トランスコンバータを有することがより有用である。このようなトランスコンバータは、図１８〜図２３を参照して上述した電流−電圧トランスコンバータの二重体とすることができる。容易に確かめることができるように、この“二重性”原理のため、全ての式および波形は、電流−電圧トランスコンバータのものと類似している。スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータの分析は、最初に以下の関係を考慮することによって達成することができ、
【００４１】
【数２５】
0004088067.tif 000029
これは、インダクタの両端間の電圧を積分している。キャパシタが電圧リップル（変動する電圧）を有することがあるのと同じように、インダクタは、電流リップル（変動する電流）を有することがある。この電流リップルは、図１８に示したフィルタの二重体によってフィルタすることができ、これは、図２４に示している。変動電流ソースを図２４内のポイント“Ａ”と“Ｂ”との間に適用した場合、負荷ＲLを通る電流がフィルタされる。これと同様の様式で、基本の電圧−電流トランスコンバータは、図２５に示したもののような、図１９に示した回路の二重体を使用して実現することができ、そしてその図２５は、スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータ６０を示している。
【００４２】
図２５に示したトランスコンバータ６０は、スイッチＳ１およびＳＷ２を交互かつ相補的様式（一方がオンのときは他方がオフ）で作動する。これは、図２６に示した２つの状態として表すことができる。状態２ではインダクタＬ１における電流の増大、そして状態１ではインダクタＬ１の電流の減少がある。このデューティー比は、（当該分野で周知の誤差増幅器およびＰＷＭコントローラによって）その調節をすることにより、負荷ＲLを通る電流がＲLの値に拘わらず一定に留まるようにすることができる。
【００４３】
図２４に示したＬＣフィルタの機能は、単にインダクタの電流リップルをフィルタリングによって除去することであり、そしてこれは、電流−電圧変換においては何等役割を果たさない。これは、ＬＣフィルタのカットオフ周波数をそのスイッチング周波数よりもかなり小さくすることにより確保される。したがって、このＬＣフィルタは、図２６に示していないが、それは、これを本分析において考慮する必要がないからである。
【００４４】
次に、図２６を続いて参照すると、インダクタは、状態２において負荷電流Ｉ0を供給する。これは、インダクタを通る電流を、ある量ΔＩLだけ垂下させる。状態１では、インダクタ電流は、その同じ量だけ増加する（エネルギの正味の増加または正味の減少のいずれもない定常状態を仮定する）。インダクタを通る電流は、蓄積されたエネルギを表しているため、インダクタを通る電流の変化は、蓄積されたエネルギを表す。また、量ΔＩLによるインダクタ電流の変化は、量ΔＥLのエネルギ変化も表す。このことの例証は、Ｉ1から値Ｉ2へ増加してＩ2＝（Ｉ1＋ΔＩL）となる電流を有するインダクタを考えることによって行うことができる。これに対応するエネルギの変化は、このとき以下となる。
【００４５】
【数２６】
0004088067.tif 000030
さらに低リップル条件Ｉ1＞＞ΔＩLが存在すると仮定すると、エネルギ変化は、以下のように近似することができる。
【数２７】
0004088067.tif 000031
ここで、Ｉ0は、平均出力電流であり、≒Ｉ1，Ｉ2である。ΔＥL項は、状態１におけるエネルギ増加と状態２におけるエネルギ減少の両方を表す。状態２では、持続期間（１−δ）ＴPの間、抵抗器ＲLは、エネルギＥRを消費し、そしてこのエネルギは、インダクタが供給しなければならないが、それは、そのソースが切り離されているからである。このとき、以下を示すことができ、
【００４６】
【数２８】
0004088067.tif 000032
これは、以下を示すように変形することができる。
【数２９】
0004088067.tif 000033
電流リップルΔＩLは、図２７に示した等価回路を考察することによって見積もることができ、その図２７は、インダクタが状態１において電圧ソースにより充電されていることを示している。このインダクタ電流は、以下のように書ける。
【００４７】
【数３０】
0004088067.tif 000034
ここで、Ｉf＝ＶS／ＲLである。電流リップルΔＩL（インターバルδＴPにおいてインダクタが充電して増加する量）の見積もりは、図２８に示したように、インダクタがｔ1におけるＩ1からｔ2におけるＩ2へ充電すると仮定することにより行うことができ、そしてその図２８は、状態１において電圧ソースによるインダクタの充電により生ずるインダクタ電流波形を示している。以上の仮定を使用すると、ここで、電流リップルΔＩLは、以下を認識することによって見積もることができる。
【００４８】
【数３１】
0004088067.tif 000035
ｔ＝ｔ1において式２４を評価し、そしてΔｔ＝δＴP，τRL＝Ｌ／ＲL，Ｉf＝ＶS／ＲL，Ｉ1＝Ｉ0とおくと、以下となる。
【数３２】
0004088067.tif 000036
式２５を式２３に代入すると、以下となり、
【数３３】
0004088067.tif 000037
これは、簡単化すると、以下となる。
【００４９】
【数３４】
0004088067.tif 000038
式２６を整理すると、最後に以下となる。
【数３５】
0004088067.tif 000039
【００５０】
容易に理解することができるように、式２７が示す関係は、直観的に正しいが、それは、図２７に示した回路が継続的に状態１にあるとした場合、すなわちδ＝１の場合、インダクタは、Ｉ0＝Ｉf＝ＶS／ＲLの定常状態電流へと充電することになるからである。式２７が明記するこの関係は、図２９に示したような実際のスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータ１００において、用いるスイッチの有限のオン電圧に因り、わずかに修正しなければならない。この場合、トランジスタＭ８のオン電圧が、ＶSの実効値を低減させて以下のようにする。
【００５１】
【数３６】
0004088067.tif 000040
このため、以下となる。
【数３７】
0004088067.tif 000041
次元なしの量ＮRIPは、この場合における出力電圧の小さな部分として表されるリップルであるが、これは、以下の通り表すことができる。
【数３８】
0004088067.tif 000042
【００５２】
以上に鑑み、（直観的に）理解することができるように、インダクタ電流が垂下し始める状態２の時間インターバルに比較して時定数が大きくなるにつれ、リップルは小さくなる。図２９に示した電圧−電流トランスコンバータ１００を実装すると、図１８〜図２３を参照して上述した電流−電圧トランスコンバータ実現例に対し顕著な差異を生じる。例えば高い値のインダクタンスを得ることはより困難であるため、より大きな値のＮRIPを許容し、またフィルタがそのリップルを除去するようにすることがより好ましい。さらに、トランジスタＭ８を、誘導性の高い負荷で十分高速にターンオン／ターンオフするようにすることが困難な場合がある。したがって、この場合においては、その駆動回路を簡単なものとするためにより低い周波数で動作するようにすることが好ましい。本願発明者は、式２９が提供する出力電流結果が、δが小さい場合において、図２９に示した電圧−電流トランスコンバータのシミュレートした実現例からの結果とほぼ同じものを提供することを見い出したが、それは、τRL＞＞（１−δ）ＴPの条件を実現することがより困難だからである。この比較は、以下のテーブル３に示している。
【００５３】
【表３】
0004088067.tif 000043
【００５４】
図３０は、図２９に示した電圧−電流トランスコンバータ１００のシミュレートした実現例に対するδ＝０．５での電流波形（Ｉ0）を示し、他方、図３１は、図２９に示した電圧−電流トランスコンバータ１００のシミュレートした実現例に対するδ＝０．５での電流リップル波形ΔＩ0を示している。
【００５５】
以上に鑑みて分かるように、本発明は、テレホニー用途において用いられる加入者ループに対するスイッチト・モード電流フィード技術の分野においてかなりの進歩をもたらすものである。さらに、本発明をかなりの詳細さで説明することによって、データ通信分野の当業者に対し、この新規な原理を適用しまたそのような特殊なコンポーネントを必要に応じて構成しかつ使用するために必要な情報を提供するようにした。以上の説明に鑑みてさらに明かなように、本発明は、従来技術のものとはその構成および動作において顕著な発展を示している。しかし、本発明の特定の実施形態について詳細に記述したが、理解されるように、特許請求の範囲に定めた種々の修正例、変更例、代替例が、本発明の要旨および範囲から逸脱せずに行うことができる。例えば、種々の実施形態について特定のトランジスタ・タイプを参照して提示したが、本発明の構造および特性は、本文で用いた特定のトランジスタ・タイプまたは特性の組に必ずしも限定されない。理解されるように、上述の実施形態は、多くの様々のトランジスタ・タイプを、その組み合わせが以上に記載の本発明の原理にしたがって低電力ＳＬＩＣを実現することができる限り、それらを使用して容易に実現することができる。
【００５６】
以上の説明に関して更に以下の項を開示する。
（１）  加入者ループ・インターフェース回路であって、
ＡＣ電流ソースであって、所望のインピーダンス終端を合成し、さらに高忠実度のスピーチ送受信機能を実現するように構成した前記のＡＣ電流ソースと、
該ＡＣ電流ソースと並列の定ＤＣ電流ソースであって、少なくとも８０％の効率を有し、さらにボイス・バンド信号に対し高インピーダンスを呈するように構成した前記の定ＤＣ電流ソースと、
から成る加入者ループ・インターフェース回路。
（２）  第１項記載の回路において、前記ＤＣ電流ソースは、スイッチト・モード電流ブースト・コンバータから成ること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（３）  第２項記載の回路において、前記スイッチト・モード電流ブースト・コンバータは、第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとから成り、前記第１および第２の半導体スイッチを構成することによって、前記第１半導体スイッチが開のとき、前記第２半導体スイッチが閉となって第１の状態を実現し、さらに、前記第１半導体スイッチが閉のとき、前記第２半導体スイッチが開となって第２の状態を実現すること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（４）  第３項記載の回路において、前記スイッチト・モード電流ブースト・コンバータは、さらに、キャパシタを含み、該キャパシタは、前記第１および第２の半導体スイッチが前記第１状態にあるとき、電流ソースによって充電され、そして前記第１および第２の半導体スイッチが前記第２状態にあるときに放電するように構成したこと、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（５）  第４項記載の回路において、前記スイッチト・モード電流ブースト・コンバータは、さらに、直列のインダクタをその出力に含み、前記インダクタは、加入者ライン・ボイス・バンドにおいて前記高インピーダンスを実現するように動作可能であり、さらに、前記インダクタは、コンバータ出力電流リップルを約１％未満に制限するのに十分なインダクタンスを有すること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（６）  第５項記載の回路において、前記第１半導体スイッチは、ＣＭＯＳトランジスタから成り、該トランジスタは、動的に時間変動の入力信号に応答して、前記スイッチト・モード電流ブースト・コンバータにその第１状態と第２状態との間でスイッチングさせて定出力電流を維持させるように動作可能であること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（７）  第６項記載の回路において、前記第２半導体スイッチは、高速応答ダイオードから成り、該ダイオードは、前記動的に時間変動する入力信号に応答して、前記ＣＭＯＳトランジスタと交互にかつ相補的様式でスイッチングするように動作可能であること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（８）  第１項記載の回路において、前記ＤＣ電流ソースは、スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータから成ること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（９）  第８項記載の回路において、前記スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータは、第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとから成り、前記第１および第２の半導体スイッチを構成することによって、前記第１半導体スイッチが開のとき、前記第２半導体スイッチが閉となって第１の状態を実現し、さらに、前記第１半導体スイッチが閉のとき、前記第２半導体スイッチが開となって第２の状態を実現すること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（１０）  第９項記載の回路において、前記スイッチト・モード電圧−電流コンバータは、さらに、直列のインダクタをその出力に含み、前記インダクタは、加入者ライン・ボイス・バンドにおいて前記高インピーダンスを実現するように動作可能であり、さらに、前記インダクタは、トランスコンバータ出力電流リップルを約１％以上とならないよう制限するのに十分なインダクタンスを有すること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（１１）  第１０項記載の回路において、前記第１半導体スイッチは、ＣＭＯＳトランジスタから成り、該トランジスタは、動的に時間変動の入力信号に応答して、前記スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータにその第１状態と第２状態との間でスイッチングさせて定出力電流を維持させるように動作可能であること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（１２）  第１１項記載の回路において、前記第２半導体スイッチは、高速応答ダイオードから成り、該ダイオードは、前記動的に時間変動する入力信号に応答して、前記ＣＭＯＳトランジスタと交互にかつ相補的様式でスイッチングするように動作可能であること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
【００５７】
（１３）  加入者ループ・インターフェース回路であって、
加入者ラインに対し定ＤＣ電流フィードを提供するように構成したスイッチト・モード電流ブースト・コンバータから成り、該コンバータが、
少なくとも１つのキャパシタと、
少なくとも１つの出力直列インダクタと、
第１のスイッチと、
第２のスイッチであって、前記第１および第２のスイッチが、動的に時間変動する入力信号に応答して、交互にしかも相補的様式でスイッチングすることにより、第１の状態および第２の状態を実現し、これによって、前記少なくとも１つのキャパシタが、前記第１状態にある間において電流ソースによって充電されるようにする一方で、前記第２状態にある間において前記少なくとも１つの出力直列インダクタを介して放電されるようにすることにより、前記定ＤＣ電流フィードを生成する、前記の第２のスイッチと、
を含むこと、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（１４）  第１３記載の回路であって、さらに、ＡＣ電流ソースを含み、該ＡＣ電流ソースは、加入者ライン終端インピーダンスを合成し、さらに加入者ライン高忠実度スピーチ送受信機能を実現するように構成したこと、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（１５）  第１３項記載の回路において、前記第１スイッチは、ＣＭＯＳトランジスタから成り、該トランジスタは、動的に時間変動の入力信号に応答して、前記スイッチト・モード電流ブースト・コンバータにその第１状態と第２状態との間でスイッチングさせて定ＤＣ出力電流を維持させるように動作可能であること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（１６）  第１５項記載の回路において、前記第２スイッチは、高速応答ダイオードから成り、該ダイオードは、前記動的に時間変動する入力信号に応答して、前記ＣＭＯＳトランジスタと交互にかつ相補的様式でスイッチングするように動作可能であること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（１７）  第１３項記載の回路において、前記動的に時間変動する入力信号は、パルス幅変調コントローラを介して生成すること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
【００５８】
（１８）  加入者ループ・インターフェース回路であって、
加入者ラインに対し定ＤＣ電流フィードを提供するように構成したスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータから成り、該コンバータが、
少なくとも１つの出力直列インダクタと、
第１のスイッチと、
第２のスイッチであって、前記第１および第２のスイッチが、動的に時間変動する入力信号に応答して、交互にしかも相補的様式でスイッチングすることにより、第１の状態および第２の状態を実現し、これによって、前記少なくとも１つの出力直列インダクタが、前記第１状態にある間において電圧ソースによって充電されるようにする一方で、前記第２状態にある間において前記加入者ラインを介して放電されるようにすることにより、前記定ＤＣ電流フィードを生成する、前記の第２のスイッチと、
を含むこと、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（１９）  第１８項記載の回路であって、さらに、ＡＣ電流ソースを含み、該ＡＣ電流ソースは、加入者ライン終端インピーダンスを合成し、さらに加入者ライン高忠実度スピーチ送受信機能を実現するように構成したこと、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（２０）  第１８項記載の回路において、前記第１スイッチは、ＣＭＯＳトランジスタから成り、該トランジスタは、動的に時間変動の入力信号に応答して、前記スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータにその第１状態と第２状態との間でスイッチングさせて定ＤＣ出力電流を維持させるように動作可能であること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（２１）  第２０項記載の回路において、前記第２スイッチは、高速応答ダイオードから成り、該ダイオードは、前記動的に時間変動する入力信号に応答して、前記ＣＭＯＳトランジスタと交互にかつ相補的様式でスイッチングするように動作可能であること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（２２）  第１８項記載の回路において、前記動的に時間変動する入力信号は、パルス幅変調コントローラを介して生成すること、を特徴とする加入者ループ・インターフェース回路。
（２３）  加入者ライン定ＤＣ電流フィードを生成する方法であって、
（ａ）スイッチト・モード電流ブースト・コンバータを提供するステップであって、前記コンバータが充電／放電キャパシタと、さらに前記加入者ラインに結合した直列出力インダクタとを有する、前記のステップと
（ｂ）動的に時間変動可能の入力信号に応答して、第１の時間の間電流ソースを介して前記キャパシタを充電するステップと、
（ｃ）前記動的に時間変動可能の入力信号に応答して、第２の時間の間、前記キャパシタを前記直列出力インダクタを介して放電することにより、前記インダクタおよび前記キャパシタにおいてエネルギの正味の増加または正味の減少がないようにし、またさらに、前記加入者ラインに対し定ＤＣ出力電流を生成するステップであって、前記ＤＣ出力電流が、前記キャパシタを充電するよう動作する前記ソース電流よりも大きな値のものである、前記のステップと、
から成る方法。
（２４）  加入者ライン定ＤＣ電流フィードを生成する方法であって、
（ａ）スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータを提供するステップであって、前記コンバータが前記加入者ラインに結合した直列出力インダクタを有する、前記のステップと
（ｂ）動的に時間変動可能の入力信号に応答して、第１の時間の間、電圧ソースを介して前記インダクタを充電するステップと、
（ｃ）前記動的に時間変動可能の入力信号に応答して、第２の時間の間、前記インダクタを前記加入者ラインを介して放電することにより、前記インダクタにおいてエネルギの正味の増加または正味の減少がないようにし、またさらに、前記加入者ラインに対し定ＤＣ出力電流を生成することによって、前記ＤＣ出力電流が加入者ライン・インピーダンスが変化する際に一定に留まる大きさを有するようにする、前記のステップと、
から成る方法。
（２５）  加入者ループ・インターフェース回路であって、
加入者ライン終端インピーダンスを合成し、さらに高忠実度のスピーチ送受信機能を実現する手段と、
加入者ライン定ＤＣ電流を生成し、また加入者ライン・ボイス・バンド信号に対し高インピーダンスを示す手段であって、少なくとも８０％の効率を有する、前記の手段と、
から成る加入者ループ・インターフェース回路。
【００５９】
（２６）  加入者ループ・インターフェース回路は、高効率の定ＤＣ電流ソースを用い、この電流ソースは、スイッチト・モード電流ブースト・コンバータまたはスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータ１００のいずれかを使用して実現する。この定ＤＣ電流ソースは、定電圧ソースを使用して実現可能なものよりも高い効率を提供する一方で、ボイス・バンド信号に対し高インピーダンスを呈する。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は、ケーブル・モデム内の加入者ライン・インターフェース回路のコストを示す図。
【図２】図２は、ケーブル・モデムにおける加入者ライン・インターフェース回路の電力消費を示す図。
【図３】図３は、電話特性に関連したEIA-470規格リミットのおよその近似を示す図。
【図４】図４は、電圧−電流特性に対するBellcore TA909リミットを示す図。
【図５】図５は、加入者ライン・インターフェース回路に関連するオフフック定電流バッテリ・フィード特性を示す図。
【図６】図６は、加入者ライン・インターフェース回路に関連した電流フィードを示す簡単化した回路図。
【図７】図７は、異なったループ長に対するＳＬＩＣ電力消費を示す図。
【図８】図８は、異なったループ長およびループ電流に対する加入者ライン・インターフェース回路に関連する電力フィードの効率を示す図。
【図９】図９は、加入者ライン・インターフェース回路に対し、在来のバッテリ・フィードを使用することに対するＤＣ−ＤＣコンバータ・アプローチを使用することの電力における効果を示す図。
【図１０】図１０は、本発明の１実施形態による加入者ライン・インターフェース回路に関連した、ＡＣ電流源と並列のＤＣ電流源を示す簡単化した図。
【図１１】図１１は、従来技術において知られた電圧バック・コンバータを示す簡単化した回路図。
【図１２】図１２は、従来技術において知られた電圧ブースト・コンバータを示す簡単化した回路図。
【図１３】図１３は、従来技術において知られた電圧バック−ブースト・コンバータを示す簡単化した回路図。
【図１４】図１４は、電圧ブースト・コンバータとその二重体の電流ブースト・コンバータを示す簡単化した回路図。
【図１５】図１５は、図１４において示した電流ブースト・コンバータの２つの状態を示す簡単化した回路図。
【図１６】図１６は、図１４において示した電流ブースト・コンバータのキャパシタ電流および電圧を示す図。
【図１７】図１７は、本発明の１実施形態による、電流ブースト・コンバータを示す回路図。
【図１８】図１８は、負荷の両端間の電圧変動を低減するために実装した簡単なＬＣフィルタを示す簡単化した回路図。
【図１９】図１９は、スイッチト・モード形の電流−電圧トランスコンバータ回路を示す簡単化した回路図。
【図２０】図２０は、図１９に示したスイッチト・モード形電流−電圧トランスコンバータ回路の２つの状態（充電／放電）を示す回路図。
【図２１】図２１は、図１９に示したスイッチト・モード電流−電圧トランスコンバータ回路のその充電段階に対するノートン−テブナン等価回路を示す回路図。
【図２２】図２２は、図１９に示したスイッチト・モード電流−電圧トランスコンバータ回路についての、キャパシタ充電／放電波形およびリップルを示す図。
【図２３】図２３は、本発明の１実施形態によるスイッチト・モード電流−電圧トランスコンバータ回路を示す回路図。
【図２４】図２４は、負荷の両端間の電流変動を低減するのに実装する簡単なＬＣフィルタを示す回路図。
【図２５】図２５は、スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータを示す簡単化した回路図。
【図２６】図２６は、図２５に示したスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータの２つの状態（充電／放電）を示す図。
【図２７】図２７は、図２５に示したスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータについて、電圧源によるインダクタの充電を示す簡単化した回路図。
【図２８】図２８は、図２５に示したスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータに関連するインダクタ充電波形を示す図。
【図２９】図２９は、本発明の１実施形態によるスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータを示す回路図。
【図３０】図３０は、図２９に示したスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータに関連する出力電流波形を示す。
【図３１】図３１は、図２９に示したスイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータに対する出力電流リップルを示す波形図。
【符号の説明】
１２  定電流（ＣＣ）領域
１４  電圧制限（ＶＬ）領域
２０  電流フィード回路モデル
３０  電圧ブースト・コンバータ
３２  電圧ブースト・コンバータの二重体（電流ブースト・コンバータ）
４０  電流ブースト回路
５０  スイッチト・モードの電流−電圧トランスコンバータ
６０  スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータ
１００  スイッチト・モード電圧−電流トランスコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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