(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、
遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）の使用シンボルとなる部分を決定し、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調することを特徴とするマルチキャリア復調方法。
【請求項２】
有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴGI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、
遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長とガードインターバル長の和Ｔ＋ＴGIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ））の使用シンボル部分を決定したのち、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調することを特徴とするマルチキャリア復調方法。
【請求項３】
有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、
遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）の使用シンボル部分を決定する工程と、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、
Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉成分除去工程を有することを特徴とするマルチキャリア復調方法。
【請求項４】
有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴGI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、
遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長とガードインターバル長の和Ｔ＋ＴGIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ））の使用シンボル部分を決定する工程と、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を用いてＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、
Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉成分除去工程を有することを特徴とするマルチキャリア復調方法。
【請求項５】
有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、
遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、
当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、
当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調するための線形演算式であるＬ行Ｍ列の複素行列を計算する行列演算部と、
行列演算部の求めたＬ行Ｍ列の複素行列と前記Ｍ個の複素ディジタル信号による長さＭの列ベクトルとを乗じてＬ本のサブキャリアを分離復調する線形演算部とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。
【請求項６】
有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴGI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴGI／Ｔ）個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、
遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、
当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ）個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ'個（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ））の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、
当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ'個の複素ディジタル信号を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調するための線形演算式であるＬ行Ｍ'列の複素行列を計算する行列演算部と、
行列演算部の求めたＬ行Ｍ'列の複素行列と前記Ｍ'個の複素ディジタル信号による長さＭ'の列ベクトルとを乗じてＬ本のサブキャリアを分離復調する線形演算部とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。
【請求項７】
有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、
サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、
遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、
当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、
当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、
Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。
【請求項８】
有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴGI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴGI／Ｔ）個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、
遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、
当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ）個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ'個（Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ））の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、
当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ'個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、
Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とするマルチキャリア復調装置。
【請求項９】
前記１乃至複数の干渉成分除去工程の各々においては、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定することに替えて、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを軟判定することを特徴とする請求項３又は請求項４に記載のマルチキャリア復調方法。
【請求項１０】
前記１乃至複数の干渉成分除去工程の各々においては、仮判定又は軟判定されたＬ個のシンボルの、誤り訂正をした後に前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求めることを特徴とする請求項３、請求項４又は請求項９に記載のマルチキャリア復調方法。
【請求項１１】
前記Ｌ個のシンボルの誤り訂正をすることに替えて、前記Ｌ個のシンボルの軟出力誤り訂正をすることを特徴とする請求項１０に記載のマルチキャリア復調方法。
【請求項１２】
前記１乃至複数の干渉成分除去工程においては、Ｌ個のシンボルを仮判定又は軟判定、更には誤り訂正又は軟出力誤り訂正したのち、Ｌ個のシンボルを更新する工程を有し、当該各干渉成分除去工程のＬ個のシンボルを更新する工程は、前段の干渉成分除去工程のＬ個のシンボルを更新する工程の出力、ただし第１段の干渉成分除去工程においては前段に替えてＬ個の初期値、を用いてＬ個のシンボルを更新するものであることを特徴とする請求項３、請求項４、請求項９乃至請求項１１のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調方法。
【請求項１３】
前記１乃至複数の干渉成分除去部の各々においては、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器に替えて、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを軟判定する軟判定器を有することを特徴とする請求項７又は請求項８に記載のマルチキャリア復調装置。
【請求項１４】
前記１乃至複数の干渉成分除去部の各々において、仮判定器又は軟判定器の出力であるＬ個のシンボルに対し、誤り訂正をする誤り訂正器を有し、当該誤り訂正器の出力を前記干渉成分推定器に入力することを特徴とする請求項７、請求項８又は請求項１３に記載のマルチキャリア復調装置。
【請求項１５】
前記誤り訂正器に替えて、前記Ｌ個のシンボルの軟出力誤り訂正をする軟出力誤り訂正器を有することを特徴とする請求項１４に記載のマルチキャリア復調装置。
【請求項１６】
前記１乃至複数の干渉成分除去部において、仮判定器又は軟判定器、更には誤り訂正器又は軟出力誤り訂正器の出力からＬ個のシンボルを更新するシンボル更新器を有し、各干渉成分除去部のシンボル更新器は、前段の干渉成分除去部の更新器の出力、ただし第１段の干渉成分除去部においては前段に替えてＬ個の初期値、を用いてＬ個のシンボルを更新するものであることを特徴とする請求項７、請求項８、請求項１３乃至請求項１５のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はマルチキャリア復調方法及びマルチキャリア復調装置に関する。本発明は遅延波の影響の大きい場所でのＯＦＤＭ受信に特に有効である。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＯＦＤＭ変調方式において、遅延波の重畳による直交性の崩れを防止する為、有効シンボルの前に、ガードインターバルとよばれる波形を付加している。このガードインターバルは、例えば有効シンボルの末尾１／４を付加し、１シンボルを５／４倍として、ガードインターバル長以下の遅延波に対しては復調時に影響を受けないようにするものである。この際、有効シンボル長の「ウインドウ」をかけることより、有効シンボル長分の波形が復調に用いられる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしマルチパスの影響によりガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来すると、誤り率が大きく劣化するという問題がある。このような場合、ガードインターバル長を大きくとる必要が有るが、これは通信の冗長さを増すこととなり、通信効率を落とす結果となる。
【０００４】
ところでＯＦＤＭにおいては、例えばＮ本のキャリアの帯域を使用する場合でもガードバンド等のヌルキャリアを多数有することが多い。そこで本発明は、ヌルキャリアを有するマルチキャリア通信において、より短いシンボル長から有効キャリアを全て復調できることに着目し、遅延波による波形歪みの生じている信号部分を用いずに、有効キャリアを分離復調することで、ガードインターバルを越える遅延時間差を持つ遅延波が到来するマルチバスの影響下でも誤り率が大きく劣化しない復調方法及び復調装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決する為、請求項１に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）の使用シンボルとなる部分を決定し、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調することを特徴とする。
【０００６】
また、請求項２に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴGI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長とガードインターバル長の和Ｔ＋ＴGIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ））の使用シンボル部分を決定したのち、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調することを特徴とする。
【０００７】
また、請求項３に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長Ｔから長さＴＭ／Ｎ（Ｍ＜Ｎ）の使用シンボル部分を決定する工程と、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ点を用いてＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉成分除去工程を有することを特徴とする。
【０００８】
また、請求項４に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴGI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調方法において、遅延波の遅延時間差を推定し、推定された遅延時間差を基に、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように有効シンボル長とガードインターバル長の和Ｔ＋ＴGIから長さＴＭ'／Ｎ（Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ））の使用シンボル部分を決定する工程と、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調された複素ディジタル信号から、前記使用シンボル部分Ｍ'点を用いてＬ本のサブキャリアを整合フィルタにより分離する工程と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定し、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求め、前記整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアからＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じて、より信頼度の高いＬ本のサブキャリアの信号を求める１乃至複数の干渉成分除去工程を有することを特徴とする。
【０００９】
また、請求項５に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調するための線形演算式であるＬ行Ｍ列の複素行列を計算する行列演算部と、行列演算部の求めたＬ行Ｍ列の複素行列と前記Ｍ個の複素ディジタル信号による長さＭの列ベクトルとを乗じてＬ本のサブキャリアを分離復調する線形演算部とを有することを特徴とする。
【００１０】
また、請求項６に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴGI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴGI／Ｔ）個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ）個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ'個（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ））の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ'個の複素ディジタル信号を用いてＬ本のサブキャリアを分離復調するための線形演算式であるＬ行Ｍ'列の複素行列を計算する行列演算部と、行列演算部の求めたＬ行Ｍ'列の複素行列と前記Ｍ'個の複素ディジタル信号による長さＭ'の列ベクトルとを乗じてＬ本のサブキャリアを分離復調する線形演算部とを有することを特徴とする。
【００１１】
また、請求項７に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ個（Ｍ＜Ｎ）の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とする。
【００１２】
また、請求項８に記載の手段によれば、有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴGI、Ｎ本のサブキャリアの隣り合う周波数間隔が１／Ｔで、Ｎ−Ｌ本（Ｌ＜Ｎ）のサブキャリアがヌルキャリアであるマルチキャリア変調信号を受信し、各サブキャリアに分離復調するマルチキャリア復調装置において、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴGI／Ｔ）個の複素ディジタル信号を得る直交復調及びサンプリング部と、遅延波の遅延時間差を推定する遅延時間差推定部と、当該遅延時間差推定部の遅延時間差から、遅延波による波形歪みの生じている部分を含まないように前記Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ）個の複素ディジタル信号のうち使用シンボルとしてＭ'個（Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ））の複素ディジタル信号を抽出する使用シンボル抽出部と、当該使用シンボル抽出部の出力する前記Ｍ'個の複素ディジタル信号を用いて整合フィルタによりＬ本のサブキャリアを分離する整合フィルタ部と、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器と、仮判定したＬ個のシンボルから前記整合フィルタ部で分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求める干渉成分推定器と、前記整合フィルタ部の出力するＬ本のサブキャリアの信号からＬ本のサブキャリア間の前記干渉成分を減じる干渉成分減算器とから成る１乃至複数の干渉成分除去部とを有することを特徴とする。
【００１３】
また、請求項９に記載の手段によれば、請求項３又は請求項４に記載のマルチキャリア復調方法において、１乃至複数の干渉成分除去工程の各々においては、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定することに替えて、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを軟判定することを特徴とする。
また、請求項１０に記載の手段によれば、請求項３、請求項４又は請求項９に記載のマルチキャリア復調方法において、１乃至複数の干渉成分除去工程の各々においては、仮判定又は軟判定されたＬ個のシンボルの、誤り訂正をした後に前記整合フィルタにより分離されたＬ本のサブキャリアの各信号に含まれる他のサブキャリアとの間の干渉成分を求めることを特徴とする。
また、請求項１１に記載の手段によれば、請求項１０に記載のマルチキャリア復調方法において、Ｌ個のシンボルの誤り訂正をすることに替えて、前記Ｌ個のシンボルの軟出力誤り訂正をすることを特徴とする。
また、請求項１２に記載の手段によれば、請求項３、請求項４、請求項９乃至請求項１１のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調方法において、１乃至複数の干渉成分除去工程において、Ｌ個のシンボルを仮判定又は軟判定、更には誤り訂正又は軟出力誤り訂正したのち、Ｌ個のシンボルを更新する工程を有し、当該各干渉成分除去工程のＬ個のシンボルを更新する工程は、前段の干渉成分除去工程のＬ個のシンボルを更新する工程の出力、ただし第１段の干渉成分除去工程においては前段に替えてＬ個の初期値、を用いてＬ個のシンボルを更新するものであることを特徴とする。
【００１４】
また、請求項１３に記載の手段によれば、請求項７又は請求項８に記載のマルチキャリア復調装置において、１乃至複数の干渉成分除去部の各々においては、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する仮判定器に替えて、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを軟判定する軟判定器を有することを特徴とする。
また、請求項１４に記載の手段によれば、請求項７、請求項８又は請求項１３に記載のマルチキャリア復調装置において、１乃至複数の干渉成分除去部の各々においては、仮判定器又は軟判定器の出力であるＬ個のシンボルに対し、誤り訂正をする誤り訂正器を有し、当該誤り訂正器の出力を前記干渉成分推定器に入力することを特徴とする。
尚、ここで誤り訂正器とは、前段の出力するシンボル点又は軟判定出力を、２値データを演算したのち、誤り訂正符号化とシンボル点マッピングを行ってシンボル点を出力するものを言うものとする。
また、請求項１５に記載の手段によれば、請求項１４に記載のマルチキャリア復調装置において、誤り訂正器に替えて、前記Ｌ個のシンボルの軟出力誤り訂正をする軟出力誤り訂正器を有することを特徴とする。
尚、ここで軟出力誤り訂正器とは、前段の出力するシンボル点又は又は軟判定出力を、軟出力復号を行って信頼度データを演算すると共に誤り訂正符号化と信頼度に応じたシンボル点マッピッングを行ってシンボル点を出力するものを言うものとする。
また、請求項１６に記載の手段によれば、請求項７、請求項８、請求項１３乃至請求項１５のいずれか１項に記載のマルチキャリア復調装置において、１乃至複数の干渉成分除去部において、仮判定器又は軟判定器、更には誤り訂正器又は軟出力誤り訂正器の出力からＬ個のシンボルを更新するシンボル更新器を有し、各干渉成分除去部のシンボル更新器は、前段の干渉成分除去部の更新器の出力、ただし第１段の干渉成分除去部においては前段に替えてＬ個の初期値、を用いてＬ個のシンボルを更新するものであることを特徴とする。
【００１５】
【作用及び発明の効果】
ＯＦＤＭ変調されたＮ本のサブキャリアのうち、Ｌ本の有効キャリア（Ｌ＜Ｎ）を復調するには、後述する一般逆行列が存在すれば良く、少なくともＬ点以上のサンプリング点を必要としている。しかし、必ずしもＮ点を用いる必要はない。すると、ガードインターバルよりも大きい遅延波が到来した場合は、その遅延時間による波形の歪みが生じることによる影響が、例えば有効シンボル中末尾からＭ点（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ）のサンプリング点に及ばなければ当該Ｍ点のサンプリング点を用いてＬ本の有効キャリア（Ｌ＜Ｎ）を復調することが可能と言える。即ち、有効キャリアを分離復調する以前に、遅延波による波形歪みの影響を取り除くことも可能である。これはノイズの影響も受けるので、あくまでも理想である。こうして、ガードインターバルを越える遅延波が到来した場合でも、誤り率が大きく劣化しない復調方法及び復調装置とすることができる（請求項１、２、５、６）。また、ガードインターバルよりも小さい遅延波しか到来しない場合は、有効シンボルのＮ点のサンプリング点よりも多くのサンプリング点を用いることで、ノイズの影響を抑えることも可能である（請求項２、６）。
【００１６】
また、次のような１乃至複数の干渉成分除去工程を設けることで、より遅延による干渉波の影響を抑えることも可能である。上記と同様に事前に遅延波による波形歪みの影響を取り除いたのち、有効キャリアを分離する為のＭ点のサンプリング点を取り出す。次に整合フィルタによりノイズの影響を最小限にするようにＬ本のサブキャリアを分離する。次に整合フィルタにより分離したＬ本のサブキャリアの信号について、つぎのようにしてキャリア間干渉成分を減じていく。まず、整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリアの信号について、Ｌ本のサブキャリアの信号からＬ個のシンボルを仮判定する。この際、伝搬路特性が考慮されるようにする。次に、仮判定されたＬ個のシンボルから伝搬路特性及び使用するＭ点のシンボル部分を考慮して、整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリア信号に含まれるキャリア間干渉成分を演算する。このキャリア間干渉成分を先の整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリアの信号から減じればより確度の高いＬ本のサブキャリアの信号が得られる。
【００１７】
複数段の干渉成分除去工程としては、前段の干渉成分除去工程で求められた確度の高いＬ本のサブキャリアの信号から伝搬路特性を考慮してＬ個のシンボル仮判定する。次に、仮判定されたＬ個のシンボルから伝搬路特性及び使用するＭ点のシンボル部分を考慮して、整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリア信号に含まれるキャリア間干渉成分を演算する。このキャリア間干渉成分を整合フィルタで分離したＬ本のサブキャリアの信号から減じればより確度の高いＬ本のサブキャリアの信号が得られる（請求項３、４、７、８）。
【００１８】
仮判定を軟判定に替えることで、仮判定の誤りにより却ってＬ個のシンボルがＬ本のサブキャリアの信号から遠ざかることを避けることも可能である（請求項９、１３）。誤り訂正、軟出力誤り訂正を加えることで、誤り訂正をすることにより確度の高いＬ本のサブキャリアの信号が得られる（請求項１０、１１、１４、１５）。シンボル更新工程又は更新器を設け、前段の干渉成分除去工程又は干渉成分除去部のシンボル更新工程又は更新器との出力をも取り入れてシンボル更新をすれば、多段数の干渉成分除去により、更に確度の高いＬ本のサブキャリアの信号が得られる（請求項１２、１６）。
【００１９】
【発明の実施の形態】
まず、請求項１、５における一般逆行列について説明する。ＯＦＤＭ系のキャリアにおいては、第ｎ点（ｎは０からＮ−１までの整数）での波形ｘ(n)が、次の式（１）を満たすものを考える。なお、Ｘ(k)は第ｋ（ｋは０からＮ−１までの整数）のサブキャリアが有するシンボルである。また、ｘ(n)、Ｘ(k)ともに複素数である。
【数１】
0004063030.tif 000002
【００２０】
数１は、言わばＮ個の複素数ｘ(n)から成る列ベクトルが、ｎ＋１行ｋ＋１列がＷN-knのＮ行Ｎ列の行列とＮ個の複素数Ｘ(k)から成る列ベクトルの積であることを示す。数１の左辺をベクトル、右辺を行列とベクトルの積と考えて、ｎ＋１行ｋ＋１列がＷN-knのＮ行Ｎ列の行列の逆行列、即ちｋ＋１行ｎ＋１列がＷNknのＮ行Ｎ列の行列を数１の両辺に左から乗ずれば、当該行列とＮ個の複素数ｘ(n)から成る列ベクトルの積によりＮ個の複素数Ｘ(k)から成る列ベクトルが得られる。これがＯＦＤＭで通常用いられている変調側のＮ点逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）と復調側のＮ点離散フーリエ変換（ＤＦＴ）の関係である。
【００２１】
今、Ｎ個のサブキャリアのうちヌルシンボル（Ｘ(k)＝０となるもの）がＮ−Ｌ個（Ｌ＜Ｎ）あるとすると、数１の右辺はＮ行Ｌ列の行列と、Ｘ(k)が０でないＬ個の複素数Ｘ(kp)から成る列ベクトルの積となる。そこで更に、波形を示すｎ個の複素数ｘ(n)のうち、Ｍ個（Ｌ≦Ｍ＜Ｎ、例えばＮ−ＭからＮ−１までの整数nq）についてのみ着目すると、Ｍ個の複素数ｘ(nq)から成る列ベクトルが、ｑ行ｐ列がＷN-kpnqのＭ行Ｌ列の行列とＬ個の複素数Ｘ(kp)から成る列ベクトルの積であることになる。即ち、次のとおりである。
【数２】
0004063030.tif 000003
【００２２】
当該ｑ行ｐ列がＷN-kpnqのＭ行Ｌ列の行列Ａの階数(rank)がＬであればいわゆる一般逆行列が存在する。それは、（Ａ*Ａ）-1Ａ*として得られるＬ行Ｍ列の行列である。ただしＡ*はＡの共役転置行列であってＬ行Ｍ列であり、Ａ*ＡはＬ行Ｌ列の行列である。数２の左辺をベクトル、右辺を行列とベクトルの積と考えて、一般逆行列（Ａ*Ａ）-1Ａ*を数２の両辺に左から乗ずれば、当該行列とＭ個の複素数ｘ(nq)から成る列ベクトルの積によりＬ個の複素数Ｘ(kp)から成る列ベクトルが得られる。これが本願発明で用いる復調側の線形演算である。また、一般逆行列（Ａ*Ａ）-1Ａ*を求めることが本願発明の行列演算である。即ち、本願の請求項５における行列演算部で（Ａ*Ａ）-1Ａ*を求め、線形演算部でＭ個の複素数ｘ(nq)から成る列ベクトルに（Ａ*Ａ）-1Ａ*を左から乗ずる。
【００２３】
また、当該ｑ行ｐ列がＷN-kpnqのＭ行Ｌ列の行列Ａの階数(rank)がＬより小さい場合でも、次のようにして画一的にＬ行Ｍ列の行列を求め、当該行列とＭ個の複素数ｘ(nq)から成る列ベクトルの積によりＬ個の複素数から成る列ベクトルが得られる。Ｍ行Ｌ列の行列Ａの階数(rank)をｒ（ｒ≦Ｌ）とすると、行列Ａは適当なユニタリ行列Ｕ（ただしＭ行Ｍ列）とＶ（ただしＬ行Ｌ列）を用いて次のような「対角化」を行うことができる（特異値分解定理、又はAutonne-Eckart-Young定理）。
【数３】
0004063030.tif 000004
【００２４】
ここでσ1、σ2、…、σrは正であってＭ行Ｌ列の行列Ａの０でない特異値であり、Ｌ行Ｌ列の行列Ａ*Ａの０でない固有値はσ12、σ22、…、σr2となる。そこで、一般逆行列Ａ+を次のように求める。Ａ+はＬ行Ｍ列の行列である。
【数４】
0004063030.tif 000005
【００２５】
このように、数４の一般逆行列Ａ+を用いれば、Ｍ行Ｌ列の行列Ａの階数(rank)ｒがＬに等しくない場合でも、一般逆行列Ａ+とＭ個の複素数ｘ(nq)から成る列ベクトルの積によりＬ個の複素数から成る列ベクトルが得られる。これは最小２乗法によりＬ個の複素数Ｘ(kp)の近似解を求めることと考えて良い。また、以上の説明と全く同様にして、Ｎ個を越えるＭ'個の波形からＬ個の複素数Ｘ(kp)を求める場合も、一般逆行列を求めることができるのは同様である（請求項２、６）。
【００２６】
また、請求項３、４、７、８における整合フィルタは、遅延時間差の情報が必要である。使用シンボル部の各サブキャリアについて時間反転した波形を乗ずることで整合フィルタを形成する。即ち、整合フィルタにおける演算は次のとおりであり、Ｍ個の複素数ｘ(nq)から成る列ベクトル（太字のｘ）に、上述のＬ行Ｍ列の行列Ａ*を左から乗じたものである。出力であるＬ個の複素数から成る列ベクトルの各成分が、分離された各サブキャリアの信号である。
【数５】
0004063030.tif 000006
【００２７】
〔第１実施例〕
図１は本願の具体的な第１の実施例に係るマルチキャリア復調装置１００の構成を示すブロック図である。マルチキャリア復調装置１００は、直交復調及びサンプリング部１０、プリアンブル抽出部２１、同期確立部２２、遅延時間差推定部２３、サブキャリア位相・振幅推定部２４、使用シンボル抽出部３１、行列演算及び線形演算部３２、伝搬路特性等化部２５、シンボル判定部２６から成る。以下、本実施例ではプリアンブル（パイロットシンボル）を有し、ガードインターバルを有するＯＦＤＭ変調波からデータを復調する復調装置を示す。キャリア数はＮ本、うち有効キャリアをＬ本（Ｌ＜Ｎ）とする。本実施例は請求項１、２、５、６の具体的な実施例に当たる。
【００２８】
直交復調及びサンプリング部１０にて、いわゆる同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのディジタル信号列が形成される。即ち、有効シンボル長がＴ、有効シンボル長の前に付加されたガードインターバル長がＴGIとして、サンプリング間隔Ｔ／Ｎで直交復調されたＮ＋（ＮＴGI／Ｔ）個の複素ディジタル信号の実部と虚部である。この出力のうち、プリアンブル（パイロット信号）をプリアンブル抽出部２１で検出する。こうして、プリアンブル（パイロット信号）を有するシンボル区間の情報から、同期確立部２２で復調装置全体の同期が計られる。また、遅延時間差推定部２２で最も遅い遅延波との時間差が検出される。また、サブキャリア位相・振幅推定部２４により各サブキャリアの位相・振幅情報が検出され、等化のための情報が出力される。
【００２９】
同期確立部２２の同期信号と、遅延時間差推定部２３の最も遅い遅延波との時間差の情報により、使用シンボル抽出部３１では、同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのディジタル信号列から、例えばつぎのように使用シンボルを抽出する。即ち、Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ）個の複素ディジタル信号の実部と虚部から、有効シンボルの末尾からＭ'点（Ｌ≦Ｍ'＜Ｎ＋（ＮＴGI／Ｔ））を抽出する。ここでＴ＋ＴGI−（Ｍ'Ｔ／Ｎ）は、最も遅い遅延波との時間差よりも大きい。
【００３０】
次に、使用シンボル抽出部３１のＭ'個の複素数ｘ(nq)と、遅延時間推定部２３の最も遅い遅延波との時間差の情報が行列演算及び線形演算部３２に出力される。行列演算及び線形演算部３２では、Ｌ本のサブキャリアの番号の集合｛kp｝と、Ｍ'点のサンプリング番号の集合｛nq｝から、ｑ行ｐ列がexp(2πjkpnq／N)のＭ'行Ｌ列の行列Ａ（Ｌ≦Ｍ'）の一般逆行列（Ｌ行Ｍ'列）を計算する。Ｌ＝Ｍ'の場合は通常の逆行列Ａ-1である。Ｌ＜Ｍの場合はＡ*をＡの共役転置行列として、（Ａ*Ａ）-1Ａ*として得られる。このように当該逆行列をＭ'個の複素数ｘ(nq)に乗じて、Ｌ本のサブキャリアの複素信号Ｘ(kp)が得られる。こうして、最も遅い遅延波の影響をも受けない区間から、Ｌ本の有効キャリアを復調することが可能となる。このＬ本のサブキャリアの複素信号Ｘ(kp)は、伝搬路特性等化部２５に出力され、サブキャリア位相・振幅推定部２４の出力する各サブキャリアの位相・振幅情報によって等化処理が行われたのち、シンボル判定器２６で復調データ信号列として出力される。
【００３１】
図２に、マルチキャリア復調装置１００の作用を示す。（ａ）のように、先行波に対し、ガードインターバルを越える遅延波が到来した場合は、有効シンボル長より短い使用シンボルによりＬ本のサブキャリアの復調が可能である。また、（ｂ）のように、先行波に対し、ガードインターバルを越えない遅延波が到来した場合は、有効シンボル長より長い使用シンボルにより、よりＳ／Ｎ比を改善することが可能となる。
【００３２】
図３に、マルチキャリア復調装置１００のシミュレーションによる効果を示す。ＤＣキャリアをヌルとしたＬ＝５２のサブキャリアを用い、ＴGI＝Ｔ／４、サブキャリア変調をＱＰＳＫとして、遅延波と所望波を等電力とし、ビット当り電力／雑音電力密度を30dB、移動によるドップラー周波数とシンボル長の積を0.000032とした。図３から、本願発明によれば、ガードインターバルをＴ／１６程度越える遅延波が（合計５Ｔ／１６）到来しても、誤り率が大きく劣化しない復調装置とすることができることがわかる。
【００３３】
〔第２実施例〕
図４は本願の具体的な第２の実施例に係るマルチキャリア復調装置２００の構成を示すブロック図である。マルチキャリア復調装置２００は、直交復調及びサンプリング部１０、プリアンブル抽出部２１、同期確立部２２、遅延時間差推定部２３、サブキャリア位相・振幅推定部２４、使用シンボル抽出部３１、整合フィルタ部３３、キャリア間干渉除去部４０、伝搬路特性等化部２５、シンボル判定部２６から成る。キャリア間干渉除去部４０は、キャリア間干渉推定部４１と減算器４２から成り、キャリア間干渉推定部４１は、図５に示すとおり、伝搬路特性等化部４１１、サブキャリアシンボル判定部４１２、伝搬路特性再現部４１３、キャリア間干渉成分演算部４１４から成る。以下、本実施例ではプリアンブル（パイロットシンボル）を有し、ガードインターバルを有するＯＦＤＭ変調波からデータを復調する復調装置を示す。キャリア数はＮ本、うち有効キャリアをＬ本（Ｌ＜Ｎ）とする。本実施例は請求項３、４、７、８の具体的な実施例に当り、伝搬路特性等化部４１１及びサブキャリアシンボル判定部４１２が仮判定器に、伝搬路特性再現部４１３及びキャリア間干渉成分演算部４１４が干渉成分推定器に、減算器４２が干渉成分減算器に、キャリア間干渉除去部４０が干渉成分除去部に当たる。
【００３４】
マルチキャリア復調装置２００において、直交復調及びサンプリング部１０にて、いわゆる同相成分Ｉ及び直交成分Ｑのディジタル信号列が形成されたのち、整合フィルタ部３３からＬ個の複素信号が算出される。ここで、マルチキャリア復調装置２００の整合フィルタ部３３の出力であるＬ個の複素信号は各サブキャリアに整合したフィルタにより分離することで、ノイズの影響を最小限に抑えるが、他のサブキャリアからの干渉成分を含んでいるため、キャリア間干渉除去部４０にて処理される。
【００３５】
整合フィルタ部３３で分離された各サブキャリアの信号は、伝搬路特性等化部４１１にて、サブキャリア位相・振幅推定部２４の出力する各サブキャリアの位相・振幅情報によって等化処理が行われる。次に，サブキャリアシンボル判定部４１２に出力され、仮判定が行われる。次に、伝搬路特性再現部４１３に出力され、サブキャリア位相・振幅推定部２４の出力する各サブキャリアの位相・振幅情報によって伝搬路特性の影響が再現される。次にキャリア間干渉成分演算部４１４に出力され、遅延時間差推定部２３の出力する遅延波との時間差から求められる使用シンボル長に基づきキャリア間干渉が演算される。これを減算器４２にて整合フィルタ部３３で分離された各サブキャリアの信号から減じれば、より確度の高い各サブキャリアの信号が得られる。
【００３６】
確度の高くなった各サブキャリアの信号は、伝搬路特性等化部２５、シンボル判定部２６にて順に処理されても良いが、キャリア間干渉除去部４０を多段に組んでより確度を高めることも可能である。図６はキャリア間干渉除去部４０−１乃至４０−ｎの、ｎ段の構成を示す。第１段のキャリア間干渉除去部４０−１の作用は上述の通りである。第２段以降のキャリア間干渉除去部４０−ｉ（２≦ｉ≦ｎ）においては前段のキャリア間干渉除去部４０−（ｉ−１）の出力である確度の高い各サブキャリアの信号を基に各シンボルを仮判定し、キャリア間干渉を演算し、整合フィルタ部３３の出力である整合フィルタで分離された各サブキャリアの信号から減じて後段のキャリア間干渉除去部４０−（ｉ＋１）又は伝搬路特性等化部２５に出力する。こうして各段のキャリア間干渉除去部４０−ｉを通過する毎に、キャリア間干渉がより正確に除去された確度の高い各サブキャリアの信号となっていく。
【００３７】
この間の状況を式を用いて説明する。以下、Ｍ'個の複素数ｘ(nq)から成る列ベクトルとＬ個の複素数Ｘ(kp)から成る列ベクトルを単にｘ、Ｘと記す。行列Ａ、Ａ*の内容は今までの説明と同様である。整合フィルタ部３３に入力される波形はｘ＝ＡＸであり、Ｌ個の複素数Ｘ(kp)を各々有する各サブキャリアの波形はexp(2πjkpnq／N)である。整合フィルタ部３３の作用は当該各サブキャリアの波形を時間反転して乗ずるものであるから、結局Ａ*ｘ＝Ａ*ＡＸで示されるＬ個の複素数が出力される。即ち、Ｌ行Ｍ'列の行列Ａ*のｐ行ｑ列の成分はexp(-2πjkpnq／N)だからである。出力される列ベクトルをＸ0と置く。ここで、Ｌ行Ｌ列の行列Ａ*Ａは、対角成分が全てＭ'であることに注意する。
【００３８】
整合フィルタ部３３の出力する列ベクトルＸ0に対し、第１段の伝搬路特性等化部４１１−１及びサブキャリアシンボル判定部４１２−１にて、等化処理と仮判定が行われる。伝搬路特性等化部では、各サブキャリア毎の信号を各サブキャリアに対応する伝搬路特性係数で割り算を行う。次に、サブキャリアシンボル判定部にて、仮判定が行われる。その後、伝搬路特性再現部にて、各サブキャリアの仮判定結果に、各サブキャリア対応する伝搬路特性係数が乗算される。その乗算結果を列ベクトルＸ1とする。次に、伝搬路特性再現部４１３−１にて、伝搬路特性の影響が再現される。次にキャリア間干渉成分演算部４１４−１にて、キャリア間干渉が演算される。これはＡ*ＡＸ1−Ｍ'Ｘ1＝（Ａ*Ａ−Ｍ'Ｅ）Ｘ1を 求めることである。ただし、ＥはＬ行Ｌ列の単位行列であり、Ｌは今までと同じ整数である。減算器４２にて整合フィルタ部３３で分離された各サブキャリアの信号Ｘ0から減じて得られる（Ａ*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘ1)＋Ｍ'Ｘは、Ｘ0より確度の高い各サブキャリアの信号である。多段に組んだ場合は以下のとおりである。第２段のキャリア間干渉除去部４０−２においては、第１段のキャリア間干渉除去部４０−１の出力（Ａ*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘ1)＋Ｍ'Ｘから等化処理と仮判定して列ベクトルＸ2を求め、（Ａ*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘ2)＋Ｍ'Ｘを出力する。以下 同様に第ｎ段のキャリア間干渉除去部４０−ｎでは（Ａ*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘn) ＋Ｍ'Ｘを出力する。列ベクトルＸ0から、Ｘ1、Ｘ2、…、Ｘnと行くに従って、 Ｌ個の複素数Ｘ(kp)から成る列ベクトルに近づく。こうして、最終段のキャリア間干渉除去部４０−ｎの出力（Ａ*Ａ−Ｍ'Ｅ）(Ｘ−Ｘn)＋Ｍ'Ｘから、伝搬路  特性等化部２５とシンボル判定部２６からより確度の高いＬ個の複素数が得られる。
【００３９】
図７にｎ＝１乃至３におけるマルチキャリア復調装置２００のシミュレーションを示す。シミュレーション条件は図３のマルチキャリア復調装置１００のそれと同様である。本願発明によれば、ガードインターバルをＴ／４程度近く越える遅延波が（合計Ｔ／２）到来しても、誤り率が大きくは劣化しない復調装置とすることができることがわかる。
【００４０】
〔第３実施例〕
本実施例は第１実施例と第２実施例を組み合わせたものである。図８に示すマルチキャリア復調装置３００は、第２実施例のマルチキャリア復調装置２００に第１実施例の行列演算及び線形演算部３２を組み入れ、その出力と整合フィルタ部３３の出力からキャリア間干渉を除去するキャリア間干渉除去部５０としたものである。マルチキャリア復調装置３００の行列演算及び線形演算部３２の作用は第１実施例のそれと同様である。マルチキャリア復調装置３００のキャリア間干渉除去部５０は、第２実施例のマルチキャリア復調装置２００のキャリア間干渉除去部４０を構成するキャリア間干渉推定部４１に替えて、入力を行列演算及び線形演算部３２の出力であるＸ(kp)としたキャリア間干渉推定部５１とした他は、第２実施例のマルチキャリア復調装置２００のキャリア間干渉除去部４０と全く同様の作用を示す。
【００４１】
〔第４実施例〕
本実施例は第２実施例のマルチキャリア復調装置２００のキャリア間干渉除去部４０の構成のうち、サブキャリアシンボル判定部４１２をキャリアシンボル軟判定部４４４に置き換えたものである。キャリアシンボル軟判定部４４４の内容を図９に基づいて説明する。
【００４２】
例えばＱＰＳＫ変調により、１のサブキャリアにおいてシンボル００（Ｉ／Ｑ共に正で等しい）、０１（Ｉが負、Ｑが正で絶対値が等しい）、１１（Ｉ／Ｑ共に負で等しい）、１０（Ｉが正、Ｑが負で絶対値が等しい）のいずれかが送信されたはずだが、図９の（ａ）のように、そのいずれとも一致しない×点（Ｉ／Ｑ共に正）に入力信号が有ったとする。通常の判定においてはシンボル００、０１、１１、１０のうち最も近いシンボルが選択され、出力される（図９の（ａ）ではシンボル００）。
【００４３】
これに対し、軟判定では例えば次のように演算を行い、シンボル００、０１、１１、１０の中間のシンボルを出力する。まずＩＱ平面上でシンボル００、０１、１１、１０を複素数1+j, -1+j, -1-j, 1-jで、×点をa+bjと表す（図９の（ａ）但し、jは虚数単位で、a, bは実数）。次に、ｄx0、ｄx1、ｄ0x、ｄ1xを各々、ｄx0＝1-a、ｄx1＝-1-a、ｄ0x＝1-b、ｄ1x＝-1-bとおく（図９の（ｂ））。こうして、出力すべき点の座標として、(ｄx12−ｄx02)／(ｄx12＋ｄx02)＋j(ｄ1x2−ｄ0x2)／(ｄ1x2＋ｄ0x2)を出力する（図９の（ｃ））。
【００４４】
図１０は、第４実施例のマルチキャリア復調装置のキャリア間干渉除去部４４０の構成を示したものである。図５の第２実施例のマルチキャリア復調装置２００のキャリア間干渉除去部４０との差はサブキャリアシンボル判定部４１２をキャリアシンボル軟判定部４４４に置き換えたことである。図１０のキャリア間干渉除去部４４０を多段に組んだ本実施例のマルチキャリア復調装置の主要部を図１１に示す。
【００４５】
多段構成を３段とした第４実施例のシミュレーションを、図７に示したシミュレーションと重ねて図１２に示す。第４実施例の軟判定を用いた場合、同じ段数のキャリア間干渉除去部で、より誤り率が向上することがわかる。第４実施例の軟判定を用いた場合、ガードインターバルを３Ｔ／８程度近く越える遅延波が（合計５Ｔ／８）到来しても、誤り率が大きくは劣化しない復調装置とすることができることがわかる。
【００４６】
〔第５実施例〕
本実施例は第２実施例のマルチキャリア復調装置２００の各キャリア間干渉除去部４０−ｉの構成のうち、サブキャリアシンボル判定部４１２−ｉと伝搬路特性再現部４１３−ｉの間にシンボル更新器８２−ｉを設けたものである。これにより各キャリア間干渉除去部８０−ｉ、キャリア間干渉推定部８１−ｉと符号を付した。各ｉ段のシンボル更新器８２−ｉの作用はサブキャリアシンボル判定部４１２−ｉの出力である列ベクトルＸiと前段のｉ−１段のシンボル更新器８２−（ｉ−１）の出力である列ベクトルＸi-1'とから、Ｘi'＝（１−δ）Ｘi-1'＋δＸi、但しδは０＜δ＜１の定数の演算により列ベクトルＸi'を算出して伝搬路特性再現部４１３−ｉに出力する。
【００４７】
これを図１３の３段のキャリア間干渉除去部８０−１〜８０−３を有する本実施例で示す。第２実施例と同様に、整合フィルタ部３３の出力Ｘ0＝Ａ*ｘが、第１段の伝搬路特性等化部４１１−１及びサブキャリアシンボル判定部４１２−１にて等化処理と仮判定が行われ、列ベクトルＸ1がシンボル更新器８２−１に出力される。シンボル更新器８２−１においては、前段が無いので、初期値Ｘ0'を零ベクトルとして用いる。即ち、シンボル更新器８２−１において、Ｘ1'＝（１−δ）Ｘ0'＋δＸ1＝δＸ1が算出され、当該列ベクトルＸ1'が伝搬路特性再現部４１３−１に出力される。この後、当該列ベクトルＸ1'に対し第２実施例でのＸ1と同様の処理が行われ、第１段のキャリア間干渉除去部８０−１の出力が第２段のキャリア間干渉除去部８０−２に入力される。第２段の伝搬路特性等化部４１１−２及びサブキャリアシンボル判定部４１２−２にて等化処理と仮判定が行われ、列ベクトルＸ2がシンボル更新器８２−２に出力される。シンボル更新器８２−２においては、前段の第１段のキャリア間干渉除去部８０−１のシンボル更新器８２−１の出力Ｘ1'と併せて、Ｘ2'＝（１−δ）Ｘ1'＋δＸ2が算出され、当該列ベクトルＸ2'が伝搬路特性再現部４１３−２に出力される。全く同様に、第３段のキャリア間干渉除去部８０−３においては、第３段の伝搬路特性等化部４１１−３及びサブキャリアシンボル判定部４１２−３にて等化処理と仮判定が行われ、列ベクトルＸ3がシンボル更新器８２−３に出力される。シンボル更新器８２−３においては、前段の第２段のキャリア間干渉除去部８０−２のシンボル更新器８２−２の出力Ｘ2'と併せて、Ｘ3'＝（１−δ）Ｘ2'＋δＸ3が算出され、当該列ベクトルＸ3'が伝搬路特性再現部４１３−３に出力される。第３段のキャリア間干渉除去部８０−３の出力は、伝搬路特性等化部２５、シンボル判定部２６を通して最終的にシンボルが復調される。
【００４８】
ｎ段の多段構成を変化させた場合の第５実施例のシミュレーションを、図１４に示す。比較例として第２実施例を示した。図１４より、δが0.3では10段まで、δが0.5では5段までは、本実施例は第２実施例よりも誤り率が高いが、その段数を超えるとδがいずれの場合も本実施例は第２実施例よりも誤り率を低減させることができることがわかる。
【００４９】
〔第６実施例〕
本実施例は第４実施例のマルチキャリア復調装置の各キャリア間干渉除去部４４０−ｉの構成のうち、サブキャリアシンボル軟判定部４４４−ｉと伝搬路特性再現部４１３−ｉの間にシンボル更新器８７−ｉを設けたものである。これにより各キャリア間干渉除去部８５−ｉ、キャリア間干渉推定部８６−ｉと符号を付した。各ｉ段のシンボル更新器８７−ｉの作用はサブキャリアシンボル軟判定部４４４−ｉの出力である列ベクトルＸiと前段のｉ−１段のシンボル更新器８７−（ｉ−１）の出力である列ベクトルＸi-1'とから、Ｘi'＝（１−δ）Ｘi-1'＋δＸi、但しδは０＜δ＜１の定数の演算により列ベクトルＸi'を算出して伝搬路特性再現部４１３−ｉに出力するものであり、本実施例と第４実施例の関係は第５実施例と第２実施例の関係と同様である。図１５に３段のキャリア間干渉除去部８５−１〜８５−３を有する本実施例を示す。キャリア間干渉除去部８５−１〜８５−３のシンボル更新器８７−１〜８７−３の作用は、図１３のキャリア間干渉除去部８０−１〜８０−３のシンボル更新器８２−１〜８２−３の作用と全く同様である。即ち、図１５のシンボル更新器８７−１においては、サブキャリアシンボル軟判定部４４４−１の出力Ｘ1から初期値Ｘ0'を零ベクトルとしてＸ1'＝δＸ1を算出し、伝搬路特性再現部４１３−１に出力する。シンボル更新器８７−２（３）においては、サブキャリアシンボル軟判定部４４４−２（３）の出力Ｘ2（Ｘ3）とシンボル更新器８７−１（２）の出力Ｘ1'（Ｘ2'）からＸ2'＝（１−δ）Ｘ1'＋δＸ2  （Ｘ3'＝（１−δ）Ｘ2'＋δＸ3）  を算出し、伝搬路特性再現部４１３−２（３）に出力する。
【００５０】
ｎ段の多段構成を変化させた場合の第６実施例のシミュレーションを、図１６に示す。比較例として第４実施例を示した。δが0.3では16段まで、δが0.5では10段までは、本実施例は第４実施例よりも誤り率が高いが、その段数を超えるとδがいずれの場合も本実施例は第４実施例よりも誤り率を低減させることができることがわかる。
【００５１】
〔変形例〕
図１７及び図１８に第２実施例の変形例、図１９及び図２０に第４実施例の変形例を示す。図１７及び図１９においては、図５のサブキャリアシンボル判定部４１２と伝搬路特性再現部４１３の間、及び図１０のサブキャリアシンボル軟判定部４４４と伝搬路特性再現部４１３の間に誤り訂正器４３を設けたもの、図１８及び図２０においては、図５のサブキャリアシンボル判定部４１２と伝搬路特性再現部４１３の間、及び図１０のサブキャリアシンボル軟判定部４４４と伝搬路特性再現部４１３の間に、軟出力誤り訂正器４３４を設けたものである。これにより図１７乃至図２０においてはキャリア間干渉除去部を６０、６５、７０、７５と、キャリア間干渉推定部を６１、６６、７１、７６と符号を付した。このように誤り訂正器４３又は軟出力誤り訂正器４３４を設けることで、誤り率が低減され、通信品質をより向上させることができる。更には、第３実施例が第１実施例と第２実施例を組み合わせたものであるように、第４乃至第６実施例、図１７乃至図２０の変形例と第１実施例を組み合わせても良い。
【００５２】
上述の各実施例では、最も早い到来波と最も遅い遅延波との遅延時間差を考慮し、且つ最も早い到来波により同期が確立することを前提としているが、遅延時間差推定部の働きとして次のような遅延時間差を各構成要素に出力するとしても良い。即ち、各遅延波の強度も考慮した遅延時間差、或いは、予め定められた閾値以上の電力を持つ最も遅い遅延波と最も早い到来波との遅延時間差が挙げられる。
【００５３】
上述の各実施例では、遅延波のガードインターバル先頭から最も早い到来波の有効シンボル末尾までを使用シンボル部としたが、使用シンボル部は当該区間の内部で且つサンプル点がヌルキャリアでないサブキャリアの本数のＬ個以上あれば良い。
【００５４】
上述の第１、第３実施例においては、行列演算及び線形演算部３２を設け、遅延時間差を推定の後、必要な行列(Ａ*Ａ)-1Ａ*を求める構成とし、また、第２実施例においては、整合フィルタ３３を設け、遅延時間差を推定の後、必要な行列Ａ*を求める構成としたが、予め想定された遅延時間差による行列(Ａ*Ａ)-1Ａ*又は行列Ａ*を用意し、メモリに蓄えて呼び出す構成としても良い。それらは複数用意されていれば多様な遅延時間差に対応できる。これにより実動作時の計算量を削減することができる。或いは整合フィルタをＦＦＴで構成し、Ｌ個の時間軸入力に加えてＮ−Ｌ個の０を入力することで、上記整合フィルタの役割をさせても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願の第１の実施例に係るマルチキャリア復調装置１００の構成を示すブロック図。
【図２】マルチキャリア復調装置１００の作用を示す概念図、（ａ）はガードインターバルを越える遅延波が到来した場合、（ｂ）はガードインターバルを越えない遅延波が到来した場合。
【図３】マルチキャリア復調装置１００の、遅延波と誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図４】本願の第２の実施例に係るマルチキャリア復調装置２００の構成を示すブロック図。
【図５】マルチキャリア復調装置２００の構成要素であるキャリア間干渉除去部４０の構成の細部を示すブロック図。
【図６】マルチキャリア復調装置２００の構成要素であるキャリア間干渉除去部４０の多段構成を示すブロック図。
【図７】マルチキャリア復調装置２００の、遅延波と誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図８】本願の第３の実施例に係るマルチキャリア復調装置３００の構成を示すブロック図。
【図９】本願の第４の実施例に係るマルチキャリア復調装置の特徴である軟判定器の作用を説明する説明図。
【図１０】本願の第４の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部４４０の構成の細部を示すブロック図。
【図１１】本願の第４の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部４４０の多段構成を示すブロック図。
【図１２】第４の実施例に係るマルチキャリア復調装置の、遅延波と誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図１３】本願の第５の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部８０−１乃至８０−３による多段構成を示すブロック図。
【図１４】第５の実施例に係るマルチキャリア復調装置の、キャリア間干渉除去部の繰り返し回数（段数）ｎと誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図１５】本願の第６の実施例に係るマルチキャリア復調装置の構成要素であるキャリア間干渉除去部８５−１乃至８５−３による多段構成を示すブロック図。
【図１６】第６の実施例に係るマルチキャリア復調装置の、キャリア間干渉除去部の繰り返し回数（段数）ｎと誤り率の関係を示すシミュレーションの結果図。
【図１７】第１の変形例に係るキャリア間干渉除去部６０の構成の細部を示すブロック図。
【図１８】第２の変形例に係るキャリア間干渉除去部６５の構成の細部を示すブロック図。
【図１９】第３の変形例に係るキャリア間干渉除去部７０の構成の細部を示すブロック図。
【図２０】第４の変形例に係るキャリア間干渉除去部７５の構成の細部を示すブロック図。
【符号の説明】
１０  直交復調及びサンプリング部
２１  プリアンブル抽出部
２２  同期確立部
２３  遅延時間差推定部
２４  サブキャリア位相・振幅推定部
２５  伝搬路特性等化部
２６  シンボル判定部
３１  使用シンボル抽出部
３２  行列演算及び線形演算部
３３  整合フィルタ部
４０、４４０、５０、６０、６５、７０、７５  キャリア間干渉除去部
４１、５１、６１、６６、７１、７６  キャリア間干渉推定部
４２  減算器
４３  誤り訂正器
４３４  軟出力誤り訂正器
４１１、４４１  伝搬路特性等化部
４１２  サブキャリアシンボル判定部
４１３  伝搬路特性再現部
４１４  キャリア間干渉成分演算部
４４４  キャリアシンボル軟判定部
４０−ｉ、４４０−ｉ、８０−ｉ、８５−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）  ｎ段構成の各キャリア間干渉除去部
８１−ｉ、８６−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）  キャリア間干渉推定部
８２−ｉ、８７−ｉ（１≦ｉ≦ｎ）  シンボル更新器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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