(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器により電力を供給された誘導電動機の推定された励磁電流ベクトルの位相に基づいて，前記誘導電動機の励磁電流ベクトルの大きさと出力トルクがそれぞれ励磁電流指令とトルク指令に追従するように前記電力変換器を制御する信号を出力するベクトル制御器を具備する速度センサレス誘導電動機の制御装置において，ｄ軸と該ｄ軸に直交したｑ軸を用意し，ωｒ，M，Ｌｒをそれぞれ前記誘導電動機の回転角速度と相互インダクタンスと二次自己インダクタンスとし、前記励磁電流ベクトルの前記ｄ軸成分とｑ軸成分をそれぞれｉ０ｄ，ｉ０ｑとして，ｄ軸成分が
ｅｒｄ=−ωｒ・M・M／Ｌｒ・ｉ０ｑ
で，ｑ軸成分が
ｅｒｑ=ωｒ・M・M／Ｌｒ・ｉ０ｄ
で定義される前記誘導電動機の二次速度起電力ベクトルを前記誘導電動機の入力電流と入力電圧から推定演算し，該推定演算された二次速度起電力ベクトルの前記ｄ軸成分が０となるように前記ｄ軸の位相を調整して出力するｄ軸推定器を具備し，前記ｄ軸推定器の出力の前記ｄ軸の位相を前記励磁電流ベクトルの位相とすることを特徴とする速度センサレス誘導電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は，速度センサを設けない誘導電動機の出力トルクを制御するシステムに係り，特に誘導電動機の入力周波数が０付近におけるトルク制御特性を改善する速度センサレス誘導電動機の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の技術の構成を図３に示し，この図に基づいて説明する。
誘導電動機１は電力変換器２により電力が供給される。電力変換器２はベクトル制御器３の出力の制御信号Ｓにより制御される。ベクトル制御器３は，励磁電流位相演算器６の出力である誘導電動機１の励磁電流ベクトルの位相（以下ｄ軸位相）θＭに基づいて，励磁電流の誘導電動機１の励磁電流ベクトルの大きさと出力トルクがそれぞれ励磁電流指令値ｉ０ｃとトルク指令Ｔｃに追従するような信号を出力する。
【０００３】
ベクトル制御器３は，例えば図５の構成となる。一次励磁電流指令演算器３１で，次に示す式
【０００４】
【数１】
0004145031.tif 000002
【０００５】
により一次励磁電流指令ｉｓｄｃを求める。
ここで，Ｌｒは誘導電動機１の二次自己インダクタンス，Ｒｒは誘導電動機１の二次抵抗，ｐ（）はかっこ内の時間微分を表す。
一次トルク電流指令演算器３２では，トルク指令Ｔｃを用いて次に示す式
【０００６】
【数２】
0004145031.tif 000003
【０００７】
により一次トルク電流指令ｉｓｑｃを求める。
ここで，Ｍは誘導電動機１の相互インダクタンスである。座標変換器３８は検出してきた誘導電動機１の入力電流ベクトルｉをθＭに基づいて座標変換して，ｄ軸成分電流ｉｓｄとそれと直交したｑ軸成分電流ｉｓｑとに分けて出力する。ｉｓｄｃとｉｓｄとの差とｉｓｑｃとｉｓｑとの差をそれぞれｄ軸誤差演算器３３，ｑ軸誤差演算器３４で求め，電流制御器３５でそれらの差が０となるようなそれぞれの電圧指令ｖｓｄｃ，ｖｓｑｃを出力し，逆座標変換器３６でθＭに基づいて固定子座標の成分ｖｓａｃ，ｖｓｂｃに変換して，制御信号変換器３７で電力変換器２が固定子の電圧指令ｖｓａｃ，ｖｓｂｃ通りの電圧を出力するような制御信号Ｓを出力する。
【０００８】
励磁電流位相演算器６は，入力電流ベクトルｉと速度検出器５の出力の誘導電動機１の回転角速度ωｒを入力して，次に示す式
【０００９】
【数３】
0004145031.tif 000004
【００１０】
により，励磁電流ベクトルの静止座標成分（ｉ０ａ，ｉ０ｂ）を求め，その位相を次に示す式
【００１１】
【数４】
0004145031.tif 000005
【００１２】
で求めて出力する。
ここで（ｉａ，ｉｂ）は，入力電流ベクトルｉの静止座標成分である。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
上述の従来技術において，ベクトル制御器３に必要なｄ軸位相θＭを励磁電流位相演算器６で求めているが，励磁電流位相演算器６は速度検出器５の出力の誘導電動機１の回転角速度ωｒを必要とする。よって速度検出器５が取り付けられない場合はトルク制御ができなくなる。
本発明は，上述した点に鑑みて創案されたもので，その目的とするところは，速度検出器を用いないでもｄ軸位相を得ることができ，トルク制御が可能となる。
また，周波数を常時０とならないようにすることができ，よって周波数の平均値が０でも励磁電流ベクトルの位相であるｄ軸の位相が推定でき，トルク制御が可能となる速度センサレス誘導電動機の制御装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
つまり，その目的を達成するための手段は，
請求項１では，電力変換器により電力を供給された誘導電動機の推定された励磁電流ベクトルの位相に基づいて，前記誘導電動機の励磁電流ベクトルの大きさと出力トルクがそれぞれ励磁電流指令とトルク指令に追従するように前記電力変換器を制御する信号を出力するベクトル制御器を具備する速度センサレス誘導電動機の制御装置であり，ｄ軸と該ｄ軸に直交したｑ軸を用意し，前記誘導電動機の入力電流と入力電圧から，前記誘導電動機の回転速度に大きさが比例し前記励磁電流ベクトルより位相が９０度進んだ前記誘導電動機の二次速度起電力ベクトルの前記ｄ軸成分が０となるように前記ｄ軸の位相を調整して出力するｄ軸推定器を具備し，前記ｄ軸推定器の出力の前記ｄ軸の位相を前記励磁電流ベクトルの位相とすることを特徴とするものである。
【００１５】
請求項２では，前記誘導電動機の電流周波数が所定値以下の場合に前記励磁電流指令を脈動させる脈動発生器を具備することを特徴としたものである。
以下，本発明の一実施例を図面に基づいて詳述する。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の請求項１にかかる一実施例を示すブロック図であり，図３と異なる部分のみの説明をする。
図１において，ｄ軸推定器４は，誘導電動機１の入力電流ベクトルｉと入力電圧ｖベクトルから，誘導電動機１の回転速度に大きさが比例し誘導電動機１の励磁電流ベクトルｉ０より位相が９０度進んだ誘導電動機１の二次速度起電力ベクトルｅｒを推定し，推定された二次速度起電力ベクトルのｄ軸成分が０となるようにｄ軸の位相θＭを調整して出力する。
図４は，ｄ軸推定器４の構成例を表したものである。二次速度起電力誤差演算器４１は，推定された二次速度起電力ベクトルｅｒＭと実際の二次速度起電力ベクトルｅｒとの差である二次速度起電力誤差ベクトルの各成分Δｅｒｄ，Δｅｒｑを求める。以下はその手法を説明する。誘導電動機の特性式は次に示す式
【００１７】
【数５】
0004145031.tif 000006
【００１８】
で表される。
ここでＲｓは一次抵抗，ｖｓｄ，ｖｓｑはそれぞれ誘導電動機１の入力電圧ベクトルのｄ軸成分とｑ軸成分である。ｅｒｄ，ｅｒｑは二次速度起電力ベクトルの成分，Ｌｇは漏れインダクタンスで，次ぎに示す（６）式，（７）式で定義される。
【００１９】
【数６】
0004145031.tif 000007
【００２０】
ここで，Ｌｓは誘導電動機１の一次自己インダクタンスで，ｉ０ｄ，ｉ０ｑはそれぞれ励磁電流ベクトルのｄ軸成分とｑ軸成分である。
（５）式の右辺第２項を電流微分電圧ｖｇｄ，ｖｇｑとして解くと，次に示す式
【００２１】
【数７】
0004145031.tif 000008
【００２２】
となる。（８）式を推定された逆起電力ベクトルで置き換えると，次ぎに示す式
【００２３】
【数８】
0004145031.tif 000009
【００２４】
となり，（９）式から（８）式を引くことにより，次ぎに示す（１０）式が得られ，（１０）式の最終項は回転角速度ωｒが大きいと無視できるので（１１）式が得られる。または，（１０）式を連立して解いて（１２）式で二次速度起電力誤差ベクトルの各成分を求めることができる。
【００２５】
【数９】
0004145031.tif 000010
【００２６】
以上より，まず入力電流ベクトルｉを位相θＭで座標変換してｄ軸成分電流ｉｓｄとｑ軸成分電流ｉｓｑを求め，入力電圧ベクトルｖも同様にしてｄ軸電圧成分ｖｓｄとｑ軸電圧成分ｖｓｑを求め，（９）式を用いて電流微分電圧ｖｇｄ’とｖｇｑ’を求め，（１１）式または（１２）式を用いて二次速度起電力誤差ベクトルの各成分を求めることができる。
【００２７】
二次速度起電力推定器４２は，二次速度起電力誤差ベクトルを入力して，次ぎに示す（１３）式により推定された二次速度起電力ベクトルの各成分を求める。ここでＫφは，推定ゲインである。また，位相推定器４３は，（１４）式により推定された二次速度起電力ベクトルのｄ軸成分が０となるように位相が調整される。速度演算器４４は，（１５）式で回転角速度を求める。
【００２８】
【数１０】
0004145031.tif 000011
【００２９】
本発明の請求項２にかかる実施例を図２に示し，図１と異なる部分のみの説明をする。
誘導電動機には，次ぎに示す（１６）式の関係があり，（５）式に（６）式と（１６）式とを代入して，定常状態を想定してｐ（）＝０，角周波数０状態としてω＝０とすると（１７）式となり，二次速度起電力ベクトルに拘わらなくなるので，ｄ軸推定器４でｄ軸位相を推定できなくなる。
【００３０】
【数１１】
0004145031.tif 000012
【００３１】
そこで，脈動分発生器９は数Ｈｚ程度の周波数の交流信号を出力し，それは誘導電動機１の入力電流の周波数が所定値以下でオンするスイッチ１０を介して，一定の励磁電流指令Ｉ０ｃと加算器１１で加算されて励磁電流指令値ｉ０ｃとするようにする。以上の構成により，周波数が０にとどまらなくなるのでｄ軸位相が推定できるようになる。
以下は，図２の構成で周波数が０にとどまらなくなる理由を説明する。
【００３２】
すべり角周波数ωｓは，次に示す式
【００３３】
【数１２】
0004145031.tif 000013
【００３４】
で表されるので，励磁電流指令値ｉ０ｃに脈動分発生器９の出力の交流信号成分が含まれると，すべり角周波数ωｓも脈動することになる。角周波数ωは，誘導電動機１の回転角周波数をωｒとするとω＝ωｓ＋ωｒで表されるので，ωｓが脈動すれば角周波数ωも脈動する。ωが脈動するとω＝０にとどまらなくなる。
【００３５】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、請求項１の発明により，速度検出器を用いないでもｄ軸位相を得ることができ，トルク制御が可能となる。
また，請求項２の発明により，周波数を常時０とならないようにすることができ，よって周波数の平均値が０でも励磁電流ベクトルの位相であるｄ軸の位相が推定でき，トルク制御が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の請求項１の一実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明の請求項２の一実施例を示すブロック図である。
【図３】従来技術例を示すブロック図である。
【図４】ｄ軸推定器の構成例を示すブロック図である。
【図５】ベクトル制御器の構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１・・・誘導電動機
２・・・電力変換器
３・・・ベクトル制御器
３１・・・一次励磁電流指令演算器
３２・・・一次トルク電流指令演算器
３３・・・ｄ軸誤差演算器
３４・・・ｑ軸誤差演算器
３５・・・電流制御器
３６・・・逆座標変換器
３７・・・制御信号変換器
３８・・・座標変換器
４・・・ｄ軸推定器
４１・・・二次速度起電力誤差演算器
４２・・・二次速度起電力推定器
４３・・・位相推定器
４４・・・速度演算器
５・・・速度検出器
６・・・励磁電流位相演算器
９・・・脈動分発生器
１０・・・スイッチ
１１・・・加算器
【図１】
0004145031.tif 000014
【図２】
0004145031.tif 000015
【図３】
0004145031.tif 000016
【図４】
0004145031.tif 000017
【図５】
0004145031.tif 000018