(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電界レベル差の大きな複数の高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給される第一の可変利得回路と、この第一の可変利得回路の出力が供給される非線形回路と、この非線形回路の出力が供給される第二の可変利得回路と、この第二の可変利得回路の出力が供給される復調回路と、この復調回路の出力が供給される復調品質検出回路と、この復調品質検出回路の出力が接続された出力端子と、前記復調品質検出回路から出力される結果に基づいて、前記第一の可変利得回路と前記第二の可変利得回路の利得を制御する制御電圧発生回路を備え、前記入力端子と前記第一の可変利得回路の間に低雑音増幅回路とこの低雑音増幅回路と並列に接続されたスイッチを設け、サブルーチンＡでは、前記制御電圧発生回路により前記低雑音増幅回路をオンとするとともに前記復調品質検出回路から出力される前記結果に基づいて前記第二の可変利得回路の利得を下げて最適値を決定し、サブルーチンＢでは、前記制御電圧発生回路により前記低雑音増幅回路をオフにするとともに前記復調品質検出回路から出力される前記結果に基づいて前記第二の可変利得回路の利得を下げて最適値を決定し、前記サブルーチンＡ、Ｂにおけるそれぞれの前記結果を比較し、前記低雑音増幅器のオン・オフと前記第二の可変利得回路の利得を設定することにより、前記出力端子から出力される信号の品質を向上させる高周波信号受信装置。
【請求項２】
非線形回路を混合回路とした請求項１に記載の高周波信号受信装置。
【請求項３】
制御電圧発生回路に記憶回路を接続し、受信チャンネルごとにスイッチのオフ及び第一の可変利得回路と第二の可変利得回路の制御値を前記記憶回路に記憶させた請求項２に記載の高周波信号受信装置。
【請求項４】
非線形回路をダブルスーパーヘテロダイン方式とした請求項１に記載の高周波信号受信装置。
【請求項５】
復調回路をデジタル復調回路で形成するとともに復調品質検出回路を符号誤り検出回路とした請求項１に記載の高周波信号受信装置。
【請求項６】
復調回路をアナログ復調回路で形成するとともに復調品質検出回路をＣ／Ｎ検出回路とした請求項１に記載の高周波信号受信装置。
【請求項７】
復調回路をデジタル復調動作とした第一の動作モードと、復調回路をアナログ復調動作とした第二の動作モードとをスイッチで切り替える請求項１に記載の高周波信号受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電界レベル差の大きな複数の高周波信号が入力される高周波信号受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、図８を用いて従来の高周波信号受信装置について説明する。
【０００３】
従来の高周波信号受信装置は、電界レベル差の大きな複数の高周波信号が入力される入力端子１と、この入力端子１に入力された信号が供給される第一の可変利得回路２と、この第一の可変利得回路２の出力が供給される第一のフィルタ回路３と、この第一のフィルタ回路３の出力が一方の入力に供給される第一の混合回路４と、この第一の混合回路４の他方の入力に接続された第一の発振回路５と、前記第一の混合回路４の出力が供給される第二の可変利得回路６と、この第二の可変利得回路６の出力が供給される復調回路７と、この復調回路７の出力が接続された出力端子８と、前記復調回路７からの出力に基づいて、前記第一の可変利得回路２と前記第二の可変利得回路６の利得を制御する制御電圧発生回路９を備えた構成となっていた。
【０００４】
従来の高周波信号受信装置における動作について図９を用いて説明する。図９において、１０は入力端子１に入力される入力レベル（ｄＢｍ）、１１は利得（ｄＢ）、１２は第二の可変利得回路６の利得グラフ、１３は第一の可変利得回路２の利得グラフである。
【０００５】
このグラフは、入力端子１に高周波信号が入力レベル１０の範囲で入力された場合の第一の可変利得回路２と第二の可変利得回路６の利得配分を示している。入力レベル１０が−８０ｄＢｍから−７０ｄＢｍに１０ｄＢ上がった時は、第二の可変利得回路６は、利得グラフ１２の１２ａに示すように利得を１０ｄＢ下げる。このとき第一の可変利得回路２は利得グラフ１３が示すように利得の変化はない。次に入力レベル１０が−７０ｄＢｍから０ｄＢｍに７０ｄＢ上がった時は、第二の可変利得回路６は、利得グラフ１２が示すように利得の変化はない。このとき第一の可変利得回路２は利得グラフ１３の１３ａに示すように利得を７０ｄＢ下げるように動作する。図９において第一の可変利得回路２と第二の可変利得回路６の利得カーブの変わる１４のポイントをＡＧＣディレーポイントと呼ぶ。
【０００６】
このＡＧＣディレーポイント１４は、高周波信号受信装置を構成する上で、非常に重要な項目である。仮にＡＧＣディレーポイント１４を１５の方向に設定すると、第一の可変利得回路２の利得が入力レベル１０に対してより低く設定され、第一の混合回路４での歪特性は向上するが高周波信号受信装置のＮＦ特性が悪化する。逆にＡＧＣディレーポイント１４を１６の方向に設定すると、第一の可変利得回路２の利得がより高く設定され第一の混合回路４での歪特性が劣化するが、高周波信号受信装置のＮＦ特性が向上する。このため従来の回路では、歪とＮＦが最適になるように復調回路７からの出力信号を用いて制御電圧発生回路９から第一の可変利得回路２と第二の可変利得回路６の利得を適宜設定していた。
【０００７】
なお、これに類する技術として、例えば特願平１１−３５４３０３号公報がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の構成では、第一の可変利得回路２のＮＦが高周波信号受信装置の全体のＮＦを決定する上で支配的であることは明白だが、歪特性を考慮して利得を低く設定するため、強電界で多波の妨害信号が動的に変化しても常に最適な受信性能を向上できないという問題があった。
【０００９】
本発明は、このような問題点を解決するもので強電界で多波の妨害信号が動的に変化しても常に最適な受信性能を確保できる高周波信号受信装置を提供することを目的としたものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するために本発明の高周波信号受信装置は、入力端子と第一の可変利得回路の間に低雑音増幅回路とこの低雑音増幅回路と並列に接続されたスイッチを設け、サブルーチンＡでは、制御電圧発生回路により前記低雑音増幅回路をオンとするとともに復調品質検出回路から出力される結果に基づいて第二の可変利得回路の利得を下げて最適値を決定し、サブルーチンＢでは、前記制御電圧発生回路により前記低雑音増幅回路をオフにするとともに前記復調品質検出回路から出力される前記結果に基づいて前記第二の可変利得回路の利得を下げて最適値を決定し、前記サブルーチンＡ、Ｂにおけるそれぞれの前記結果を比較し、前記低雑音増幅器のオン・オフと前記第二の可変利得回路の利得を設定する。
【００１１】
これにより、出力端子から出力される信号の品質を向上させるものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、電界レベル差の大きな複数の高周波信号が入力される入力端子と、この入力端子に入力された信号が供給される第一の可変利得回路と、この第一の可変利得回路の出力が供給される非線形回路と、この非線形回路の出力が供給される第二の可変利得回路と、この第二の可変利得回路の出力が供給される復調回路と、この復調回路の出力が供給される復調品質検出回路と、この復調品質検出回路の出力が接続された出力端子と、前記復調品質検出回路から出力される結果に基づいて、前記第一の可変利得回路と前記第二の可変利得回路の利得を制御する制御電圧発生回路を備え、前記入力端子と前記第一の可変利得回路の間に低雑音増幅回路とこの低雑音増幅回路と並列に接続されたスイッチを設け、サブルーチンＡでは、前記制御電圧発生回路により前記低雑音増幅回路をオンとするとともに前記復調品質検出回路から出力される前記結果に基づいて前記第二の可変利得回路の利得を下げて最適値を決定し、サブルーチンＢでは、前記制御電圧発生回路により前記低雑音増幅回路をオフにするとともに前記復調品質検出回路から出力される前記結果に基づいて前記第二の可変利得回路の利得を下げて最適値を決定し、前記サブルーチンＡ、Ｂにおけるそれぞれの前記結果を比較し、前記低雑音増幅器のオン・オフと前記第二の可変利得回路の利得を設定することにより、前記出力端子から出力される信号の品質を向上させる高周波信号受信装置を提供できる。
【００１３】
すなわち、強電界で多波の妨害信号が動的に変化しても常に最適な受信性能を維持できる高周波信号受信装置を提供できる。
【００１４】
請求項２に記載の発明は、非線形回路を混合回路とした請求項１記載の高周波信号受信装置であり、安価な構成のシングルコンバージョン方式の高周波信号受信装置が提供できる。
【００１５】
請求項３に記載の発明は、制御電圧発生回路に記憶回路を接続し、受信チャンネルごとにスイッチのオン・オフ及び第一の可変利得回路と第二の可変利得回路の制御値を前記記憶回路に記憶させた請求項２記載の高周波信号受信装置としたものであり、記憶回路の情報を基に制御値を設定できるため高速な設定時間を樹立できる高周波信号受信装置が提供できる。
【００１６】
請求項４に記載の発明は、非線形回路をダブルスーパーヘテロダイン方式とした請求項１記載の高周波信号受信装置としたものであり、周波数通過特性の安定した高周波信号受信装置が提供できる。
【００１７】
請求項５に記載の発明は、復調回路をデジタル復調回路で形成するとともに復調品質検出回路を符号誤り検出回路とした請求項１記載の高周波信号受信装置としたものであり、デジタル搬送波受信時に正確な復調品質信号検出ができる高周波信号受信装置が提供できる。
【００１８】
請求項６に記載の発明は、復調回路をアナログ復調回路で形成するとともに復調品質検出回路をＣ／Ｎ検出回路とした請求項１記載の高周波信号受信装置としたものであり、アナログ搬送波受信時に正確な復調品質信号検出ができる高周波信号受信装置が提供できる。
【００１９】
請求項７に記載の発明は、復調回路をデジタル復調動作とした第一の動作モードと、復調回路をアナログ復調動作とした第二の動作モードとをスイッチで切り替える請求項１記載の高周波信号受信装置としたものであり、デジタル搬送波とアナログ搬送波を一つの高周波信号処理回路部で構成できる安価な高周波信号受信装置が提供できる。
【００２０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。
【００２１】
（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１を示している。図１において電界レベル差の大きな複数の高周波信号が入力される入力端子１７と、この入力端子１７に入力された信号が供給される第一の可変利得回路１８と、この第一の可変利得回路１８の出力が供給される非線形回路１９と、この非線形回路１９の出力が供給される第二の可変利得回路２０と、この第二の可変利得回路２０の出力が供給される復調回路２１と、この復調回路２１の出力が供給される復調品質検出回路２２と、この復調品質検出回路２２の出力が接続された出力端子２３と、前記復調品質検出回路２２からの出力に基づいて、前記第一の可変利得回路１８と前記第二の可変利得回路２０の利得を制御する制御電圧発生回路２４を備えたものにおいて、前記入力端子１７と前記第一の可変利得回路１８の間に低雑音増幅回路２５とこの低雑音増幅回路２５と並列に接続されたスイッチ２６を設け、前記復調品質検出回路２２からの出力に基づいて、前記スイッチ２６のオン・オフと前記第一の可変利得回路１８と前記第二の可変利得回路２０の利得を予め定められた規則に従って、前記制御電圧発生回路２４で制御する構成としている。
【００２２】
以上のように構成された高周波信号受信装置について、以下にその動作を説明する。復調回路２１に入力される高周波信号は、入力端子１７の入力レベルがいかなる場合も一定レベルにするために、第一の可変利得回路１８と第二の可変利得回路２０の利得を適宜可変して動作することは、周知の内容である。
【００２３】
通常の入力レベルの時は、スイッチ２６をオンにして、低雑音増幅回路２５を短絡して動作しているが、電界入力レベルが非常に低い弱電界においては、復調回路２１に入力される高周波信号が、十分に増幅できずに復調品質検出回路２２で復調品質が悪いと判定される。この出力信号を基に制御電圧発生回路２４がスイッチ２６をオフにするように指令を出し、低雑音増幅回路２５が増幅動作をする。
【００２４】
従って、復調回路２１に入力される高周波信号が十分に増幅できるようになるため、出力端子２３から出力される信号の品質を向上させる高周波信号受信装置を提供できる。
【００２５】
なお、本発明において非線形回路１９としたが、これは半導体などに代表される歪発生原因となるデバイスを示している。また、スイッチ２６にはスイッチングダイオードで形成された電子スイッチを用いている。
【００２６】
図２は、図１の制御電圧発生回路２４の制御値を決定する動作フローチャートである。図２（ａ）は、制御電圧発生回路のメインフローチャート、図２（ｂ）は低雑音増幅回路２５をオンにしたサブルーチンＡ、図２（ｃ）は低雑音増幅回路２５をオフにしたサブルーチンＢである。
【００２７】
図２を用いて制御電圧発生回路の動作を説明する。
【００２８】
まず図２（ｂ），（ｃ）のサブルーチンを使って、低雑音増幅回路２５をオンまたはオフにした時の、夫々の最適制御値を導き出す。
【００２９】
その手法としては、低雑音増幅回路２５オンの場合は、図２（ｂ）に示すように低雑音増幅回路２５をオンにして、第二の可変利得回路２０の利得を設定する。次に復調品質検出回路２２の結果を保存する。第二の可変利得回路２０の利得を下げてＣのポイントへ戻る。これを繰り返して第二の可変利得回路２０の最適値を決定する。
【００３０】
一方、低雑音増幅回路２５オフの場合は、図２（ｃ）に示すように低雑音増幅回路２５をオフにして、第二の可変利得回路２０の利得を設定する。次に復調品質検出回路２２の結果を保存する。第二の可変利得回路２０の利得を下げてＤのポイントに戻る。これを繰り返して第二の可変利得回路２０の最適値を決定する。
【００３１】
次に図２（ａ）のメインフローチャートを使って、先に求めた図２（ｂ），（ｃ）のサブルーチンの夫々の最適制御値の結果を比較して、低雑音増幅回路２５と第二の可変利得回路２０を設定する。これらの結果を基に、第一の可変利得回路１８の設定値は容易に決定することができる。
【００３２】
このフローチャートを高周波信号受信装置の動作開始時、もしくは一定の周期で実施することにより、入力レベルが非常に低い弱電界だけでなく、強電界で多波の妨害信号が動的に変化して入力端子１７に入力しても常に最適な低雑音増幅回路２５と第一の可変利得回路１８と第二の可変利得回路２０を設定できるため、ＮＦと歪特性が最適に維持できる高周波信号受信装置が提供できる。
【００３３】
（実施の形態２）
図３は、図１、図２の基本構成を基により具体的なシングルコンバージョン方式の高周波信号受信装置を形成した場合の実施の形態である。
【００３４】
図３において図１と同一符号を用いたものは、同一のため説明を簡略化する。
【００３５】
第一の可変利得回路１８の出力には、その出力が供給される第一のフィルタ回路２７と、この第一のフィルタ回路２７の出力が一方の入力に供給される第一の混合回路２８と、この第一の混合回路２８の他方の入力に接続された第一の発振回路２９と、前記第一の混合回路２８の出力が供給される第二のフィルタ回路３０と、この第二のフィルタ回路３０の出力が供給される第二の可変利得回路２０と、この第二の可変利得回路２０の出力が供給されるデジタル復調回路３１と、このデジタル復調回路３１の出力が供給される符号誤り検出回路３２と、この符号誤り検出回路３２の出力が接続された出力端子２３、前記符号誤り検出回路３２からの出力に基づいて、前記第一の可変利得回路１８と前記第二の可変利得回路２０の利得を制御する制御電圧発生回路２４を備え、前記入力端子１７と前記第一の可変利得回路１８の間に低雑音増幅回路２５とこの低雑音増幅回路２５と並列に接続されたスイッチ２６を設け、前記符号誤り検出回路３２からの出力に基づいて、前記スイッチ２６のオン・オフと前記第一の可変利得回路１８と前記第二の可変利得回路２０の利得を予め定められた実施の形態１と同様の規則に従って、前記制御電圧発生回路２４で制御する構成としている。また、４１は要部回路ブロックである。
【００３６】
次に図３を用いて、本実施の形態２の動作を説明する。入力端子１７に入力されたデジタル搬送波信号は、低雑音増幅回路２５と第一の可変利得回路１８を通過した後に、第一のフィルタ回路２７に入力される。この第一のフィルタ回路２７で希望周波数だけを通過したデジタル搬送波信号は、第一の混合回路２８に入力され第一の発振回路２９で希望信号に応じた発振信号と混合して第一の中間信号に変換されて出力する。次に第二のフィルタ回路３０で中間周波数のみを通過させて、第二の可変利得回路２０を通過し、デジタル復調回路３１でデジタル復調が行われ、符号誤り検出回路３２を通過して出力端子２３から出力される。
【００３７】
図３におけるレベルダイアグラムは、以下の通りである。
【００３８】
低雑音増幅回路２５の利得はスイッチ２６がオンのとき低雑音増幅回路２５はオフ動作となり０ｄＢの利得であり、スイッチ２６がオフのとき低雑音増幅回路２５はオン動作となり＋２０ｄＢの利得であり、第一の可変利得回路１８の可変利得範囲は、＋２５〜−４５ｄＢであり、第一のフィルタ回路２７の利得は−１０ｄＢであり、第一の混合回路２８の利得は＋２０ｄＢであり、第二のフィルタ回路３０の利得は−２０ｄＢであり、第二の可変利得回路２０の可変利得範囲は＋５０〜＋２０ｄＢである。
【００３９】
入力端子１７に入力されるデジタル搬送波信号のレベルが変化した時、低雑音増幅回路２５と第一の可変利得回路１８と第二の可変利得回路２０を変化させて常にデジタル復調回路３１に入力される入力レベルを−１５ｄＢｍ一定になるように制御電圧発生回路２４が利得制御をしている。
【００４０】
次に、図４を用いて、利得制御の方法について詳しく説明する。
【００４１】
図４（ａ）は、低雑音増幅回路２５をオフした場合の第一の可変利得回路１８と第二の可変利得回路２０の利得グラフであり、３３は入力端子１７に入力される入力レベル（ｄＢｍ）、３４は利得（ｄＢ）、３５は第二の可変利得回路２０の利得グラフ、３６は第一の可変利得回路１８の利得グラフである。
【００４２】
図４（ｂ）は、低雑音増幅回路２５をオンした場合の第一の可変利得回路１８と第二の可変利得回路２０の利得グラフであり、３７は第二の可変利得回路２０の利得グラフ、３８は第一の可変利得回路１８の利得グラフである。
【００４３】
先に述べたデジタル復調回路３１に入力される入力レベルを−１５ｄＢｍ一定にするためには、以下のように動作している。
【００４４】
図４（ａ）のグラフに示すように低雑音増幅回路２５をオフした場合、入力レベル３３が−８０ｄＢｍから−７０ｄＢｍに１０ｄＢ上がったときは、第二の可変利得回路２０は、利得グラフ３５が示すように利得を＋５０ｄＢから＋４０ｄＢに下げる。このとき第一の可変利得回路１８は利得グラフ３６が示すように利得の変化はない。次に入力レベル３３が−７０ｄＢｍから０ｄＢｍに７０ｄＢ上がった時は、第二の可変利得回路２０は、利得グラフ３５が示すように＋４０ｄＢ一定で利得の変化はない。このとき第一の可変利得回路１８は利得グラフ３６が示すように利得を＋２５ｄＢから−４５ｄＢまで７０ｄＢ下げるように動作する。図４（ａ）において第一の可変利得回路１８と第二の可変利得回路２０の利得カーブの変わるポイント３９を低雑音増幅回路オフ時のＡＧＣディレーポイントと呼ぶ。
【００４５】
次に図４（ｂ）のグラフに示すように低雑音増幅回路２５をオンした場合、低雑音増幅回路２５の利得が＋２０ｄＢあるため、図４（ａ）のグラフから−２０ｄＢ分弱電界側にＡＧＣディレーポイント３９がオフセットされた形で動作する。すなわち、入力レベル３３が−１００ｄＢｍから−９０ｄＢｍに１０ｄＢ上がった時は、第二の可変利得回路２０は、利得グラフ３７が示すように利得を＋３０ｄＢから＋２０ｄＢに下げる。このとき第一の可変利得回路１８は利得グラフ３８が示すように利得の変化はない。次に入力レベル３３が−９０ｄＢｍから−２０ｄＢｍに７０ｄＢ上がった時は、第二の可変利得回路２０は、利得グラフ３７が示すように＋２０ｄＢ一定で利得の変化はない。このとき第一の可変利得回路１８は利得グラフ３８が示すように利得を＋２５ｄＢから−４５ｄＢまで７０ｄＢ下げるように動作する。図４（ｂ）において第一の可変利得回路１８と第二の可変利得回路２０の利得カーブの変わるポイント４０を低雑音増幅回路オン時のＡＧＣディレーポイントと呼ぶ。
【００４６】
そして、図３の制御電圧発生回路２４は低雑音増幅回路２５、第一の可変利得回路１８、第二の可変利得回路２０をマイコンなどで制御しその結果得られた符号誤り検出回路３２の検出結果を基に図２のフローアルゴリズムなどを用いて最適な制御電圧を各回路に供給することができる。以上のような構成により、入力レベルが低い場合と高い場合とで各々最適なレベルダイアグラムが構成できるため安価な構成で弱電界レベルの入力感度特性と、強電界レベル時の歪特性を両立したシングルコンバージョン方式の高周波信号受信装置が提供できる。
【００４７】
尚、低雑音増幅回路２５オフ時のＡＧＣディレーポイント３９と低雑音増幅回路２５オン時のＡＧＣディレーポイント４０は、必ずしも一定ではなく入力信号状態に応じて変化させて動作している。
【００４８】
（実施の形態３）
図５は、図３のシングルコンバージョン方式の要部回路ブロック４１に記憶回路４２を接続したものである。これにより、受信チャンネルごとに低雑音増幅回路２５、第一の可変利得回路１８、第二の可変利得回路２０の制御値を記憶回路４２に記憶させることができるために、一度設定した制御値を高速に読み出すことができるため高速な設定時間を樹立できる高周波信号受信装置を提供できる。
【００４９】
この記憶回路４２は、不揮発性メモリ、ハードディスクなど電源オフで消滅しないデバイスで構成すると装置電源がオフされても設定情報が消滅しないためより有効な効果が得られる。
【００５０】
（実施の形態４）
図６は、図１の非線形回路１９をダブルコンバージョン方式として、第一の混合回路４３、第二の混合回路４４のダブルミキサ方式とし、夫々に第一の発振回路４５と第二の発振回路４６を接続した高周波信号受信装置である。この構成によれば、第一のフィルタ回路４７と第二のフィルタ回路４８は、固定のフィルタ回路で良好な高周波特性が確保できるため、周波数通過特性の安定した高性能な高周波信号受信装置を提供できる。
【００５１】
（実施の形態５）
図７において電界レベル差の大きな複数の高周波信号が入力される入力端子１７と、この入力端子１７に入力された信号が供給される第一の可変利得回路１８と、この第一の可変利得回路１８の出力が供給される非線形回路１９と、この非線形回路１９の出力が供給される第二の可変利得回路２０と、この第二の可変利得回路２０の出力が供給される出力端子４９を備え、この出力端子４９は、デジタル復調動作とした第一の動作モード入力端子５０と、アナログ復調動作とした第二の動作モード入力端子５１と切り替える構成となっている。すなわち、第一の動作モード時においては、入力端子５０が供給されるデジタル復調回路３１と、このデジタル復調回路３１の出力が供給される符号誤り検出回路３２と、この符号誤り検出回路の出力が接続された出力端子５２とを有し、第二の動作モード時においては、入力端子５１が供給されるアナログ復調回路５３と、このアナログ復調回路５３の出力が供給されるＣ／Ｎ検出回路５４と、このＣ／Ｎ検出回路５４の出力が接続された出力端子５５とで構成されている。また共通の制御として、前記符号誤り検出回路３２と前記Ｃ／Ｎ検出回路５４からの出力に基づいて、前記第一の可変利得回路１８と前記第二の可変利得回路２０の利得を制御する制御電圧発生回路２４を有している。そして、前記入力端子１７と前記第一の可変利得回路１８の間に低雑音増幅回路２５とこの低雑音増幅回路２５と並列に接続されたスイッチ２６を設け、前記符号誤り検出回路３２と前記Ｃ／Ｎ検出回路５４からの出力に基づいて、前記スイッチ２６のオン・オフと前記第一の可変利得回路１８と前記第二の可変利得回路２０の利得を実施の形態１で示した規則に従って、前記制御電圧発生回路２４で制御する構成としている。
【００５２】
このため、入力端子１７にデジタル搬送波信号またはアナログ搬送波信号の何れが入力されても、符号誤り検出回路３２とＣ／Ｎ検出回路５４で正確な信号品質が検出できるため、制御電圧発生回路２４は最適な制御値を低雑音増幅回路２５、第一の可変利得回路１８、前記第二の可変利得回路２０に供給できる。また、デジタル搬送波信号とアナログ搬送波信号を一つの高周波信号処理回路部で構成できる安価な高周波信号受信装置が提供できる。
【００５３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、入力端子と第一の可変利得回路の間に低雑音増幅回路とこの低雑音増幅回路と並列に接続されたスイッチを設け、サブルーチンＡでは、制御電圧発生回路により前記低雑音増幅回路をオンとするとともに復調品質検出回路から出力される結果に基づいて第二の可変利得回路の利得を下げて最適値を決定し、サブルーチンＢでは、前記制御電圧発生回路により前記低雑音増幅回路をオフにするとともに前記復調品質検出回路から出力される前記結果に基づいて前記第二の可変利得回路の利得を下げて最適値を決定し、前記サブルーチンＡ、Ｂにおけるそれぞれの前記結果を比較し、前記低雑音増幅器のオン・オフと前記第二の可変利得回路の利得を設定する。
【００５４】
これにより、強電界で多波の妨害信号が動的に変化しても、あるいは入力レベルが非常に低い弱電界においても、出力端子から出力される信号の品質を向上させる高周波信号受信装置が提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態１による高周波信号受信装置のブロック図
【図２】  （ａ）は、同制御電圧を発生させるメインルーチンのフローチャート
（ｂ）は、同第一状態を設定するサブルーチンのフローチャート
（ｃ）は、同第二状態を設定するサブルーチンのフローチャート
【図３】  同実施の形態２による高周波信号受信装置のブロック図
【図４】  （ａ）は、同低雑音増幅回路２５をオフした場合の利得グラフ
（ｂ）は、同低雑音増幅回路２５をオンした場合の利得グラフ
【図５】  同実施の形態３による高周波信号受信装置の要部ブロック図
【図６】  同実施の形態４による高周波信号受信装置のブロック図
【図７】  同実施の形態５による高周波信号受信装置のブロック図
【図８】  従来の高周波信号受信装置のブロック図
【図９】  同利得グラフ
【符号の説明】
１７  入力端子
１８  第一の可変利得回路
１９  非線形回路
２０  第二の可変利得回路
２１  復調回路
２２  復調品質検出回路
２３  出力端子
２４  制御電圧発生回路
２５  低雑音増幅回路
２６  スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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