(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ビデオ走査レートで実質的にパラボラ形状を有する補正信号を発生する手段と；
該補正信号を発生する手段に接続され該補正信号をクランプする電流シンクトランジスタと、該電流シンクトランジスタに接続され基準電圧を供給する基準トランジスタとを有する波形クリッパと；
該補正信号の偏位中に該基準トランジスタを動作禁止状態に、クランピング中に該基準トランジスタを動作許可状態にする手段とからなる回路。
【請求項２】
偏向レートでラスタ歪み補正波形を発生する手段と；
該補正波形をクリップする手段を備え；
該クリップする手段が、該発生する手段に接続されて該補正波形をクランプする電流シンクトランジスタと、該電流シンクトランジスタのベースに結合されて基準電圧を備える基準トランジスタを含み；
更に、該クリップする手段に接続され、該補正波形のある偏位中に該クランプする電流シンクトランジスタを動作禁止状態にするスイッチング手段を備えるビデオディスプレイのラスタ歪みを補正する装置。
【請求項３】
少なくとも一つの陰極線管及び該陰極線管に接続された補助ビーム偏向手段と；
実質的にパラボラ状の補正信号を発生する手段、及び、該補正信号の偏位中にエミッタ−コレクタで逆方向にバイアスされた電流シンクトランジスタを有するクランピング手段と；
該電流シンクトランジスタのベース−エミッタ電圧と適合するように該電流シンクトランジスタに接続された基準トランジスタと；
該偏位中に該クランピング手段を動作禁止状態にするため、該補正信号に結合され、該基準トランジスタのバイアスを変更するよう動作可能なスイッチングトランジスタとからなるビデオ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ビデオディスプレイの分野に係り、特に、安定なスイッチドクランピング回路を用いた陰極線管ディスプレイのためのビーム補正信号の発生に関する。
【０００２】
【従来の技術】
陰極線管ディスプレイには、ある種の幾何学的ラスタ歪みが伴う。上記歪みは、湾曲したフェースプレート形ＣＲＴを有する投射形ディスプレイの場合、光学的投影経路の本質的な倍率によって激しさを増す。湾曲したフェースプレート形ＣＲＴには、経路長を短縮し、光学的画像化を単純化する利点がある。しかし、ビーム偏向は、ラスタ歪みを抑え、かつ、大きいスクリーンの可視化によって課されるコンバージェンスの要求量を得るため、特に、成形された非常に安定な補正波形を必要とする。
【０００３】
ピンクッション歪みを抑止する補正信号は、一般的に、補助偏向コイルを用いてビーム偏向を調節するため結合された水平及び垂直走査レートのパラボラ状の波形を利用する。水平補正回路は、フライバック変圧器に印加された帰線パルスによってトリガーされ、補助偏向コイルに結合された略パラボラ状の水平レート駆動信号を発生する。同一線上にない投影ビームの補正を適応させるため補正信号にチルト成分を制御可能的に加算する手段が設けられている。波形クリッパが信号発生手段に接続され、補正信号の一部を成形するためチルトされた信号をクリッピングする。
【０００４】
パラボラ補正信号は、キャパシタを充電するため接続された定電流源を有するランプ発生器をトリガーすることにより帰線パルスから発生される。キャパシタ上のランプ電圧は、補助偏向コイルを駆動するパラボラ信号を得るため、例えば、フィードバックループにキャパシタを有する演算増幅器を用いて積分される。キャパシタは帰線パルスから得られた信号によって放電され、演算増幅器の出力は、パラボラの偏位の間の時間間隔に亘って、例えば、−０．１ボルトでクランプされる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
補正信号が温度及び構成要素の値の変化に対し非常に安定であることには利点がある。これには、波形クリッパは同様に非常に安定であることが要求される。安定なクランプ回路は、一方のトランジスタのベース−エミッタ接合が第２のトランジスタの基準を与えるように二つのトランジスタを接続することにより得られ、これにより、二つのトランジスタは温度の変化に追従する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の配置による回路は：ビデオディスプレイの走査レートで実質的にパラボラ形状を有する補正信号を発生する手段と；補正信号を発生する手段に接続され、補正信号を発生する手段に接続され補正信号をクランプする電流シンクトランジスタと、電流シンクトランジスタのベースに接続され基準電圧を供給する基準トランジスタとを有する波形クリッパと；補正信号の偏位中に基準トランジスタを動作禁止状態に、クランピング中に上記基準トランジスタを動作許可状態にする手段とからなる。
【０００７】
更に、本発明の配置によれば、現在好ましい実施例において、基準トランジスタを動作禁止及び動作可能状態にする手段は、基準トランジスタと補正信号に結合され、補正信号の偏位中に基準トランジスタを動作禁止状態に、クランピング中に基準トランジスタを動作許可状態にするスイッチングトランジスタからなる。電流シンクトランジスタは、補正信号の偏位中にエミッタ−コレクタで逆方向にバイアスされる。補正信号は、偏位中に電流シンクトランジスタを逆方向にバイアスするため電流シンクトランジスタのエミッタに結合される。基準トランジスタは電流シンクトランジスタのベースに接続される。スイッチングトランジスタは基準トランジスタのベース上の電圧を下げるため接続される。電流シンクトランジスタは基準トランジスタのコレクタに接続されたベースを有する。クリッパは所定の電圧の大きさでチルトされた補正信号をクリップする。
【０００８】
【発明の実施の形態】
図１には陰極線管投影を利用するビデオディスプレイの例が示されている。３本の陰極線管が、スクリーン上に一つだけのラスタを形成すべくＣＲＴ発光体ディスプレイ面から重畳する画像を投影するため取付けられている。個々のＣＲＴは表示信号の入力信号から得られた本質的に単色のラスタを表示する。図示されているように、例えば、緑色を表示する中央のＣＲＴは、スクリーンに垂直にすることが可能である。二つの別のＣＲＴは、そのラスタが変位に起因した台形状の幾何学的歪みを受け、中央から横方向に変位しているので、補正が必要である。その上、他の幾何学的歪みが電子ビームの走査から生じる。
【０００９】
図１に示されたように、各陰極線管は、投射形ＣＲＴに利用可能な湾曲した凹状の球面発光ディスプレイ面を有する。湾曲したフェースプレートの陰極線管の例には、例えば、松下製の赤用のＰ１６ＬＥＴ０７（ＲＪＡ）と、緑用のＰ１６ＬＥＴ０７（ＫＡ）と、青用のＰ１６ＬＥＴ０７（ＢＭＢ）が含まれている。上記ラスタをスクリーン上で厳密に位置合わせするため、補正偏向は、電子ビーム偏向手段、陰極線管フェースプレートの形状、スクリーン構造、及び、光学的表示経路の中の少なくも一つからから生じた幾何学的歪みを補償すべく発生される。
【００１０】
種々の形式の幾何学的歪みが電子ビームの走査から生じる。図２の（ａ）には、上−下のピンクッション歪みとして周知の垂直走査方向の歪みが示されている。この歪みの形式の場合、図２の（ａ）に示されたように、垂直走査レートが変調され、水平ライン走査構造の不正確な位置決め、湾曲、又は、垂下を生じる。ガルウィング形の歪みとして周知の同様の水平ライン走査構造の歪みは図２の（ｂ）に示されている。同図において、ラインの位置は多数の水平走査レートで湾曲している。上記歪みは、スクリーンの中心線に対しある角度の投影によって生じる台形状の歪み等と共に、図２に示されたスクリーン上で厳密な位置合わせで補正されたラスタを得るため、打ち消すことが必要である。各ラスタの水平走査ラインの垂直位置は、スプリアスな着色されたエッジ又はコンバージェンス誤差を除去するため、平行、かつ、正確に配置されている。
【００１１】
上下のピンクッション歪みは、通常、垂直レートランプ信号で変調された水平レートパラボラで補助偏向コイルを駆動することにより補正される。しかし、ラスタの端のラインの配置誤差は、特に、湾曲した面の陰極線管が投影光学系に利用されている場合に残る。かくして、パラボラ波形は、ラスタの端で所望の補正効果を生じるよう成形される。更に、成形されたパラボラ波形は、補助偏向増幅器の遅いレートの制限と、補助偏向コイルのインダクタンスとの結合によって生じたローパスフィルタリングの影響を補償するため、水平方向に位相合わせされる。
【００１２】
幾何学的及びコンバージェンスの誤差を低減する方法は、得られた補正が、温度変化に対し安定であり、かつ、電源及びビーム電流負荷の影響に不感ではないならば、価値が限定される。
図１において、表示ビデオ信号は端子Ａに入力され、例えば、陰極線管５１０、５３０、５６０のビーム電流を制御する赤、緑及び青の色成分を抽出するクロマプロセッサ３０に結合される。３本の陰極線管の表示は、相互に重なり合うよう光学的に投影され、スクリーン８００上に単一の画像を形成する。端子Ａのビデオ信号は、更に、水平レート同期パルスＨＳと、垂直レート同期パルスＶＳとを得る同期パルス分離器１０に結合される。分離された水平同期パルスＨＳは、位相ロックドループ（ＰＬＬ）の水平発振器及び偏向増幅器６００に結合される。分離された垂直同期パルスＶＳは垂直発振器及び偏向増幅器７００に結合される。水平ＰＬＬ発振器及び偏向増幅器６００は、並列接続された３本の１次水平偏向コイルＲＨ、ＧＨ、ＢＨに結合される。コイルＲＨは赤の水平偏向コイルを表わし、コイルＧＨ及びＢＨは、夫々、緑及び青の水平偏向コイルを表わす。同様に、垂直発振器及び偏向増幅器７００は、直列接続された３本の垂直偏向コイルに結合され、ＲＶは赤の垂直コイルを表わし、ＧＶ及びＢＶは、夫々、緑及び青のコイルを表わす。
【００１３】
偏向波形補正は、例えば、各陰極線管のネックに設けられた個々の水平及び垂直補助偏向コイルに結合された補正電流によって得られる。水平及び垂直方向に夫々偏向する補助偏向コイルＲＨＣ及びＲＶＣは、赤の陰極線管のネックにある。緑の補助偏向コイルＧＨＣ及びＧＶＣと、青の補助偏向コイルＢＨＣ及びＢＶＣは、緑と青の陰極線管のネックにある。補助偏向コイルは、赤、緑及び青のチャンネルを夫々に表わす水平及び垂直補助偏向増幅器５００／５０５、５２０／５２５及び５４０／５４５によって駆動される。赤の水平補助偏向増幅器５００は、水平補助偏向コイルＲＨＣに結合された複合補正信号を発生する加算／ドライバ増幅器からなり；赤の垂直補助偏向増幅器５０５と、緑及び青のチャンネルの場合も同様に構成される。複合補正信号は、特定の波形形状を有する信号の選択の総和と、個々の振幅制御とによって発生される。パルス及び波形発生器２０内の回路によって生成された水平補正信号は、赤、緑及び青の水平補正加算増幅器５００、５２０及び５４０に結合される。
【００１４】
垂直補正信号発生器５０は、赤、緑及び青の垂直補正加算増幅器５０５、５２５及び５４５に結合される補正信号を発生する。垂直補正信号発生器５０は、水平発振器及び偏向増幅器６００から水平帰線信号入力ＨＲＴを受け、パルス及び波形発生器２０から垂直レート鋸歯信号を受ける。パルス及び波形発生器２０は、垂直発振器及び増幅器７００から垂直レートパルスＶＲＴを受け、水平偏向増幅器６００から水平帰線パルスＨＲＴを受ける。偏向駆動信号の発生に加えて、パルス及び波形発生器は、上／下のピンクッション補正を除く種々の偏向波形補正信号を生成する。
【００１５】
垂直ピンクッション歪みを補正する補正信号発生器５０の一部が図３に詳細に表わされている。水平帰線パルス信号ＨＲＴは、水平レートの略パラボラ状の信号を形成するため積分された水平レートランプ信号を生成するため使用される。パラボラ信号は、垂直レートランプ信号によって変調された変調回路に供給される。変調回路は、図２の（ｄ）に示されたように、垂直レートランプ信号に応答して振幅変調されたパラボラ状の信号からなる変調された信号を発生する。垂直ランプは、パラボラ信号を変調し、フィールド区間の中央で振幅を零まで低下させ、次いで、極性を反転させる。変調された補正信号は、補助偏向コイルＲＶＣ、ＧＶＣ、ＢＶＣの夫々に上下のピンクッション補正電流を生成するため、補助偏向増幅器５０５、５２５、５４５に結合される。
【００１６】
図３を参照すると、回路８０は、ビデオ走査レートで実質的にパラボラ形状を有する補正信号を発生する。水平帰線パルス信号ＨＲＴは、抵抗Ｒ１を介して、クリップされたパルスＨＺＣを発生するツェナーダイオードクリッパＤ１のカソードに結合される。水平帰線パルスＨＲＴは、公称２２ボルトピークの振幅を有するが、パルスＨＲＴ上の振幅、形状及び水平位相合わせは、表示された画像の映像内容によって変調されるので、補正信号の不所望な水平位相変調が生じる。ツェナーダイードクリッパＤ１は、水平ＰＬＬ発振器が同期された帰線パルス振幅値に対応する破壊電圧、例えば、公称６．８ボルトを有し、偏向信号と補正信号の間の不所望な位相変調を除去するため、パルスＨＲＴの前縁の同一点で補正波形をトリガーする。
【００１７】
ダイオードＤ１のカソードでクリップされた帰線パルスＨＺＣは、クリップされた信号を微分するため直列接続されたキャパシタＣ1 と、抵抗Ｒ２及びＲ３に結合される。抵抗Ｒ３は接地され、抵抗の接合点はトランジスタＱ１のベースに接続されている。トランジスタＱ１のエミッタ端子は接地され、コレクタ端子は抵抗Ｒ４を介してキャパシタＣ２に接続されている。トランジスタＱ２のエミッタ端子は、抵抗Ｒ５を介して、＋１２ボルト電源に接続され、コレクタは、キャパシタＣ２と、抵抗Ｒ４と、トランジスタＱ３のベースとの接合点に接続されている。トランジスタＱ３は、接地されたコレクタ端子と、抵抗Ｒ６を介して＋１２ボルト電源に接続されたエミッタ端子とによってエミッタフォロワとして機能する。トランジスタＱ２は、電流の大きさがエミッタ及びベース端子に結合された信号によって制御された定電流源を形成する。トランジスタＱ２のコレクタ電流は、公称的に＋１２ボルトに向かう直線状のランプ電圧を得るためキャパシタＣ２を充電する。クリップされた帰線パルスの微分された正のエッジは、トランジスタＱ１のベースに印加され、略８マイクロ秒の間、トランジスタＱ１を飽和させる。かくして、キャパシタＣ２の両端のランプ電圧は、トランジスタＱ１及び抵抗Ｒ４を介して放電される。ランプ形成キャパシタＣ２の放電時定数は、指数関数的に成形された電圧放電ランプを発生すべく選択された抵抗Ｒ４によって殆ど決まる。
【００１８】
水平レートの成形されたランプ信号は、エミッタフォロワＱ３を介して、積分増幅器Ｕ１の反転入力に接続された直列接続キャパシタＣ３及び抵抗Ｒ７に結合される。増幅器Ｕ１は、抵抗Ｒ９を介して、＋１２ボルト電源から給電され、抵抗Ｒ８を介して、−１２ボルト電源から給電される。増幅器Ｕ１の非反転入力は接地されている。フィードバックキャパシタＣ１０１が、増幅器Ｕ１の出力Ｐと非反転入力の間に接続されている。かくして、増幅器Ｕ１は、出力Ｐにパラボラ信号を生成するため、ランプ信号を積分する。
【００１９】
回路１００及び増幅器Ｕ１は、水平レート積分器を形成し、パルス発生器をリセットする。クリップされた帰線パルスＨＺＣは、キャパシタＣ１００と、抵抗Ｒ１００及びＲ１０１とからなる直列回路に結合される。抵抗Ｒ１０１は接地され、抵抗の接合点はトランジスタＱ１００のベースに接続されている。上記直列接続回路の時定数は、正のエッジでクリップされた帰線パルスを微分し、トランジスタＱ１００を５マイクロ秒間に亘り飽和させ、積分器のリセットパルスＩＲを発生する。コレクタが増幅器Ｕ１の反転入力に接続されたトランジスタＱ１００は、増幅器Ｕ１の出力Ｐに接続された抵抗Ｒ１０２を介して、キャパシタＣ１０１を放電する。抵抗Ｒ１０２及び積分キャパシタＣ１０１の放電時定数は、短く、例えば、略０．５マイクロ秒であるので、積分キャパシタＣ１０１は急速に放電され、かつ、残りの導通周期の間、リセットされたままである。
【００２０】
キャパシタＣ２上のランプ信号は、キャパシタＣ３及び抵抗Ｒ７を介して、増幅器Ｕ１の反転入力に結合される。積分器Ｕ１の出力信号Ｐは本発明のスイッチングクリッパ又は能動クランプ回路２００に結合される。パラボラ補正信号Ｐは、トランジスタＱ２００のエミッタ端子に結合される。トランジスタＱ２００のコレクタは接地され、ベースはトランジスタＱ２０１のベースに接続されている。トランジスタＱ２０１のベース及びコレクタ端子は、相互に接続され、かつ、スイッチングトランジスタＱ２０２のコレクタに接続され、スイッチングトランジスタＱ２０２のベースは、直列抵抗Ｒ２０２を介して、増幅器Ｕ１の出力Ｐに結合されている。トランジスタＱ２０２のエミッタは接地される。
【００２１】
トランジスタＱ２０１は、クリッパトランジスタＱ２００のベース−エミッタ電圧を厳密に定める順方向にバイアスされた電圧基準ダイオードとして動作する。トランジスタＱ２０１のベース及びコレクタ端子の接合点は、抵抗Ｒ２００を介して、＋１２ボルト電源に接続されている。
トランジスタＱ２００、Ｑ２０１は、増幅器Ｕ１からの約２０ｍＡを用いて約−０．１ボルトの温度安定クランプを形成する。トランジスタＱ２０１のベース−エミッタ接合は、より大きい電流で動作するトランジスタＱ２００の基準を与える。トランジスタＱ２０１のベース−エミッタ電圧と、トランジスタＱ２００のベース−エミッタ電圧の間の差は、電流の比によって決まり、上記二つの電圧は温度の差に亘り相互に追従する。
【００２２】
スイッチングクランプ２００は、図４に示したように、パラボラの間でクランプされたパラボラ信号を保持する。トランジスタＱ２０２が無い場合、トランジスタＱ２００のベース−コレクタ接合は、波形のパラボラ部の間で順方向にバイアスされ、エミッタはベース及びコレクタに対し正である。これにより、コレクタ及びエミッタの通常の役割が交換されたトランジスタの動作が得られる。エミッタ−コレクタ間の電流は、逆方向の電流利得又はトランジスタのβ特性によって決まる。典型的に、５のオーダー上にベースとコレクタVIの曲線によって定められた逆方向のベータ電流利得率は、その一例が図５に示されている。
【００２３】
クランピング回路２００は、ベース−コレクタ間電流によって逆方向のβ係数倍された電流振幅で、電流ミラーのシンク負荷のように増幅器Ｕ１に作用する。かかる増幅器Ｕ１への余分な負荷は、増幅器の正の電源抵抗Ｒ９を流れるので、増幅器Ｕ１で利用可能な電源電圧を減少させる。
負荷電流が小さい間に、増幅器Ｕ１は、キャパシタＣ２からのランプ信号を積分するため正常に動作し、図４に示したようにパラボラを生成する。トランジスタＱ２００の不所望の逆方向の導通によって、最終的にＵ１の増幅動作が終わらない限り、増幅器Ｕ１への電源電圧が低下し、回路はパラポラのピークをクリップし、所望の形状を歪ませる。このような不所望のパラボラのピークのクリッピング及び歪みは、図５に表わされている。トランジスタＱ２００へのフィードバックは、以下に説明するように、５．６ボルトのピーク振幅出力を保持する。図６に示したように、トランジスタＱ２００のベース／エミッタ電流特性が、５．５ボルトより下で大きいエミッタ電流を流し得るような場合、不所望のパラボラのピークのクリッピングが発生する。
【００２４】
トランジスタＱ２００は、好ましくは、コレクタがオープンした場合に６ボルトのエミッタ−ベース間電圧で１マイクロアンペア未満の電流を有することを条件付けられ、試験される。トランジスタは、上記条件を満たし、かつ、ベース−エミッタ接合が順方向にバイアスされたとき、６ボルト未満のエミッタ−ベース間電圧を有する。このことは、利用可能な２通りのバイアスされた曲線のエミッタ−コレクタ電圧を、ベースラインのバイアスされていない曲線のエミッタ−コレクタ電圧と比較することによって図６から認められる。（エミッタがオープンした場合）エミッタ−コレクタの最大電圧を強制的にエミッタ−ベース電圧と一致させるには、エミッタ−コレクタ間の電圧が最大であるとき、ベース−コレクタ接合が導通しなくなるまでベース−コレクタ電圧を低下させれば十分である。このことを行なうため、本発明の回路は、図３に示したようにスイッチングトランジスタＱ２０２を利用する。
【００２５】
トランジスタＱ２０２は、増幅器Ｕ１の出力Ｐの電圧が０．６ボルトよりも大きいとき、ターンオンするようバイアスされている。抵抗Ｒ２００の電流は、トランジスタＱ２０２のコレクタに流れ込み、トランジスタＱ２００のベースの電圧は接地付近まで下げられる。かくして、トランジスタＱ２００は、ベース−コレクタ接合を順方向にバイアスする能力を失い、トランジスタＱ２００のエミッタ電流は、図６に示されたように、零付近の電流で曲線に沿った特性に降下する。これにより、パラボラ中に増幅器Ｕ１上で最小負荷の電流が得られ、トランジスタＱ２００のエミッタからコレクタに最大の動作電圧が得られる。パラボラの間の波形のクランプ部の間で、トランジスタＱ２０２はスイッチオフされ、トランジスタＱ２００及びＱ２０１は、以下の如く、出力を−０．０５ボルトでクランプするため動作する。かかるスイッチングされたクランピング方法により、特定のタイプの全てのトランジスタは、逆方向の電流特性を整える必要なく、トランジスタＱ２００として使用することが可能になる。
【００２６】
トランジスタＱ２０２が導通していないとき（即ち、トランジスタＱ２００、Ｑ２０１によるクランピング中）、トランジスタＱ２００のコレクタ電流は略５ミリアンペアに制限される。トランジスタＱ２０１の電流利得（例えば、１００）は、約５０マイクロアンペアのベース電流を設定する。トランジスタＱ２０１のベース及びコレクタ端子を接続することにより、１０マイクロアンペアのベース電流によって設定されたベース／コレクタからエミッタへの約０．５５ボルトの電位を発生するフィードバックが得られる。トランジスタＱ２０１の両端に生じた０．５５ボルトは、トランジスタＱ２００のベースに印加され、かくして、トランジスタＱ２００のエミッタ、即ち、増幅器Ｕ１の出力Ｐに温度安定性のあるクランピング電位を設定する。
【００２７】
増幅器Ｕ１は、約±２５ミリアンペアの内部電流制限を有するＬ０８２形のＩＣ演算増幅器でもよく、クランピング中にトランジスタＱ２００によって導通される最大電流を決める。トランジスタＱ２００は、電流利得（例えば、１００）を有するので、クランピング中に、約０．６ボルトのベース−エミッタ電圧で約２５０マイクロアンペアのベース電流が得られる。トランジスタＱ２００及びＱ２０１のベース−エミッタ間電圧は、互いに等しくされ、温度によって追従されるので、略−５０ミリボルトのクランピング電位がトランジスタＱ２００のエミッタに設定される。積分増幅器Ｕ１の出力端子Ｐにおける負の電圧の偏位は、トランジスタＱ２００のエミッタのクランピング動作によって略−５０ミリボルトに制限される。
【００２８】
積分器Ｕ１のパラボラ状の信号出力Ｐは、直列接続された抵抗Ｒ１０及びキャパシタＣ４を介して、トランジスタＱ２のエミッタに接続され、トランジスタＱ２のコレクタで発生されたランプ形成電流を変調し、最初と最後でランプの傾斜を低減し、増幅器Ｕ１の出力Ｐで積分されたランプ又はパラボラの形状を変更することによりガルウィング形の歪みを補正する。
【００２９】
更に、積分増幅器Ｕ１のパラボラ状の出力Ｐは、ランプ電流源発生器のトランジスタＱ２に印加された制御性の負のフィードバック電圧を発生するため、パラボラＰの振幅をツェナーダイオードＤ３００からの基準電圧と比較すべく差動的配置に結合されたトランジスタＱ３００及びＱ３０１からなる振幅制御回路３００に接続されている。パラボラ信号Ｐは、エミッタが抵抗Ｒ３０１を介してトランジスタＱ３０１に接続されたトランジスタＱ３００のベースに結合される。トランジスタＱ３００のエミッタは、抵抗Ｒ３００とキャパシタＣ３００の並列結合を介して、接地されている。トランジスタＱ３０１のベースは、＋１２ボルト電源に接続されたツェナーダイオードＤ３００と抵抗Ｒ３０３の接合点で５．６ボルトの基準電位に接続されている。トランジスタＱ３０１のベース−エミッタ間の降下に起因して、略５ボルトがキャパシタＣ３００の両端に生じる。好ましくは、出力信号Ｐ中のパラボラは、そのピークの周辺で滑らかに輪郭を描く。パラボラ信号が非常に大きい場合、トランジスタＱ１００は破壊され、出力信号Ｐはクリップされる。５．６ボルトの最大振幅が、トランジスタＱ１００の破壊を回避するため選択される。
【００３０】
トランジスタＱ３０１のコレクタは、＋１２ボルト電源に接続された抵抗Ｒ３０２及びキャパシタＣ３０１の並列結合に接続されている。抵抗Ｒ３０２及びキャパシタＣ３０１は、水平レート電流パルスを平滑化するローパスフィルタを形成し、変調された電流源の振幅を制御するためトランジスタＱ２のベースに結合された制御電圧を発生する。トランジスタＱ３００のベースに結合されたパラボラ状の信号Ｐは、パラボラ波形のピークがキャパシタＣ３００の両端の電圧とトランジスタＱ３００のベース−エミッタ電圧の合計を上回るとき、電流の流れを生じる。公称５．６ボルトを超えたパラボラのピークは、キャパシタＣ３００の両端の電圧を増加させ、これにより、トランジスタＱ３０１のベース−エミッタ電位を減少させ、コレクタ電流を低下させる。抵抗Ｒ３０２の両端の電圧降下は、ランプ形成トランジスタＱ２の電流及びランプの振幅に従って対応して減少され、パラボラ信号Ｐの正しい振幅を再生する。かくして、補正信号Ｐの振幅は、電源及び構成要素の変化とは無関係に、本質的に一定に保たれる。
【００３１】
パルス幅制御回路４００は、抵抗Ｒ４０９によって増幅器Ｕ１の反転入力に結合された直流電流を発生する。信号ＩＴは、増幅器Ｕ１によって積分された入力信号に寄与し、水平レートのチルト又はランプ成分を出力パラボラ信号Ｐに与えるため設けられている。抵抗Ｒ４０９を介して結合された直流電流は、正と負の１２ボルト電源の間に接続された分圧抵抗Ｒ４０７及びＲ４０８によって得られた電位を基準としたパルス幅の測定により得られる。スイッチドクランピング回路２００は、クランプされた負の信号の偏位の間に亘って、増幅器Ｕ１の内部電流リミッタを作動させるため十分に増幅器Ｕ１の出力からの電流を低下することにより、パラボラ信号Ｐの負の偏位を−５０ミリボルトに制限する。増幅器Ｕ１の電流制限は、−１２ボルト電源によって供給された電流を監視することにより検出される。クリッピングの始めに、電流は限界値まで増加し、そのまま保持される。−１２ボルト電源は、抵抗Ｒ８を介して、増幅器Ｕ１に接続されているので、限界値に達するための電源電流のステップによって、抵抗Ｒ８の両端の電圧降下に起因した電圧ステップ又はパルスＰＣが発生し、電圧ステップ又はパルスＰＣは回路２００によるクランピング動作中保持される。パルスＰＣは直列接続された抵抗Ｒ４０１及びＲ４０２に結合される。抵抗Ｒ４０２は−１２ボルト電源に接続され、抵抗の接合は、トランジスタＱ４００のベース端子に接続された分圧器を形成する。トランジスタＱ４００は、エミッタ端子が−１２ボルト電源に接続され、飽和スイッチとして機能する。トランジスタＱ４００のコレクタ端子は、抵抗Ｒ４０４を介して、＋１２ボルト電源に接続されている。トランジスタＱ４００のコレクタは、直列接続された抵抗Ｒ４０３と、分路接続されたキャパシタＣ４００とによって形成されたローパスフィルタに接続されている。キャパシタＣ４００は、＋１２ボルト電源と、エミッタ結合された増幅器トランジスタＱ４０１のベース端子に接続された接合点とに接続されている。トランジスタＱ４０１のコレクタ端子は接地され、エミッタは、抵抗Ｒ４０５を介して、＋１２ボルト電源に接続されている。トランジスタＱ４０１のエミッタは、抵抗Ｒ４０６を介して、トランジスタＱ４０２のエミッタに接続されている。トランジスタＱ４０１及びＱ４０２は、トランジスタＱ４０２のエミッタと直列した抵抗Ｒ４０６によって生じる利得の低下又はループ減衰を伴う差動増幅器を形成する。トランジスタＱ４０２のベースは、正及び負の１２ボルト電源の間に接続された分圧抵抗Ｒ４０７及びＲ４０８の接合点に接続されている。トランジスタＱ４０２のコレクタは、キャパシタＣ４０１を介して接地から減結合され、抵抗Ｒ４０９を介して、積分増幅器Ｕ１の反転入力に接続されている。
【００３２】
抵抗Ｒ８の正のパルスＰＣは、トランジスタＱ４００によって増幅、反転される。反転されたコレクタのパルスは、直流電圧ＶＰＣを生成するため、抵抗Ｒ４０３及びキャパシタＣ４００によって、ローパスフィルタリング、又は、積分がなされる。ローパスフィルタを通過した直流電圧ＶＰＣは、パルスＰＣの幅に比例して変化する振幅を有する。電圧ＶＰＣは、トランジスタＱ４０１及びＱ４０２によって形成された差動増幅器に結合され、差動増幅器で分圧抵抗Ｒ４０７及びＲ４０８からの基準潮流電圧と比較される。何れかの電源のレベルの変化は、基準電位の変化と、パルス幅の補償的な補正とが生ずる。
【００３３】
抵抗Ｒ４０９により誘起された補正用直流バイアス電流ＩＴの積分された影響によって、増幅器Ｕ１の出力信号Ｐが電流ＩＴに比例した傾斜を有する浅いランプに重畳される。かくして、パラボラ信号Ｐはチルトされ、波形の尖点は別個の直流電位を有し、負のパラボラ信号の偏位はスイッチングクランプ回路２００によってクランプされる。
【００３４】
積分増幅器Ｕ１からの成形されたパラボラ補正信号Ｐは、垂直レートピンクッション補正信号を発生する平衡された変調回路Ｕ２に結合される。変調された出力信号は、概略的に示された補正振幅制御を介して、補助偏向増幅器５０５、５２５及び５４５と、赤、緑及び青色の投影管に夫々対応する補助垂直偏向コイルＲＶＣ、ＧＶＣ及びＢＶＣとに結合される。集積回路Ｕ２は、図２の（ｄ）に示されたように、変調された波形、又は、ボウタイ状の信号を生成するため、垂直レート鋸歯信号と共に水平レートパラボラ信号の抑制された搬送波振幅変調を発生する。
【００３５】
上記回路は、パラボラ信号Ｐの水平位相を水平帰線パルスＨＲＴのピークに対し効果的に進め、補正信号路にある遅延の影響を補償する。従って、水平偏向に対し水平方向で中心が合わされた偏向補正が与えられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＣＲＴ投影形ディスプレイの簡単化されたブロック図である。
【図２】（ａ）乃至（ｃ）は種々の幾何学的ラスタ歪みの例を示すグラフであり、（ｄ）は補正信号の例を示している。
【図３】本発明の配置による補正信号を発生する回路の簡単化された構成図である。
【図４】図３の回路の一部を詳細に示す略部分図と、得られたスイッチング及びクランプされたパラボラ補正信号のグラフである。
【図５】ピークがクリップされたパラボラ補正信号を説明するための波形である。
【図６】別々のベース電流に対し、特徴的なトランジスタのコレクタ電流と電圧の関係を説明するためのグラフである。
【符号の説明】
Ａ    端子
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ１００，Ｃ１０１，Ｃ３００，Ｃ３０１，Ｃ４００，Ｃ４０１    キャパシタ
Ｄ１    クリッパ
Ｄ３００    ツェナーダイオード
Ｐ    増幅器出力
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ１００，Ｑ２０１，Ｑ３００，Ｑ３０１，Ｑ４００，Ｑ４０１，Ｑ４０２    トランジスタ
Ｑ２００    クリッパトランジスタ
Ｑ２０２    スイッチングトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１００，Ｒ１０１，Ｒ１０２，Ｒ２０２，Ｒ３００，Ｒ３０１，Ｒ３０２，Ｒ３０３，Ｒ４０１，Ｒ４０２，Ｒ４０３，Ｒ４０４，Ｒ４０５，Ｒ４０６，Ｒ４０７，Ｒ４０８，Ｒ４０９    抵抗
ＲＨ，ＧＨ，ＢＨ    水平偏向コイル
ＲＨＣ，ＲＶＣ，ＧＨＣ，ＧＶＣ，ＢＨＣ，ＢＶＣ    補助偏向コイル
ＲＶ，ＧＶ，ＢＶ    垂直偏向コイル
Ｕ１    積分増幅器
Ｕ２    垂直レートピンクッション補正回路
１０    同期パルス分離器
２０    パルス及び波形発生器
３０    クロマプロセッサ
５０    垂直補正信号発生器
８０，１００    回路
２００    スイッチングクリッパ
３００    振幅制御回路
４００    パルス幅制御回路
５００，５２０，５４０    水平補助偏向増幅器
５０５，５２５，５４５    垂直補助偏向増幅器
５１０，５３０，５６０    陰極線管
６００    水平位相ロックドループ（ＰＬＬ）発振器及び偏向増幅器
７００    垂直発振器及び偏向増幅器
８００    スクリーン
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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