(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換器により、永久磁石形同期電動機の巻線に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例させて制御する永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記巻線に流れる少なくとも２相の電流を検出する手段と、
検出した電流を、電動機に印加する電圧ベクトルに対し平行な電流成分及びこれに直交する電流成分の２軸電流成分に分離する座標変換手段と、
前記２軸電流成分、電動機への印加電圧、巻線のインダクタンス、及び角周波数から、界磁永久磁石が作る磁束ベクトルに平行な電流成分のみに比例する量を演算する手段と、前記演算により求めた量をゼロにするような補正量を生成して電動機の電圧指令に帰還する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【請求項２】
電力変換器により、永久磁石形同期電動機の巻線に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例させて制御する永久磁石形同期電動機の制御装置において、
前記巻線に流れる少なくとも２相の電流を検出する手段と、
検出した電流を、電動機に印加する電圧ベクトルに対し平行な電流成分及びこれに直交する電流成分の２軸電流成分に分離する座標変換手段と、
前記直交する電流成分及び前記電圧ベクトルの大きさから電力変換器が出力する無効電力を演算する手段と、
前記２軸電流成分、巻線のインダクタンス、及び角周波数から、前記インダクタンスにより生じる無効電力を演算する手段と、
前記２つの無効電力の差をゼロにするような補正量を生成して電動機の電圧指令に帰還する手段と、
を備えたことを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ等の半導体電力変換器を用いて永久磁石形同期電動機を高効率で運転するための制御装置に関し、詳しくは、同期電動機の印加電圧と周波数とほぼ比例させて制御するＶ／ｆ一定制御方式の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
永久磁石形同期電動機やリラクタンスモータのように回転子が突極性を有する同期電動機の制御では、一般に回転子の位置（磁極位置）を検出する位置検出器が必要であり、検出した位置に同期して固定子巻線の電流位相を制御している。ここで、回転子の位置検出器としてはホール素子、エンコーダ、レゾルバ等が用いられている。
回転子の位置を検出可能な場合の高効率運転は比較的容易に実現可能であり、永久磁石形同期電動機では、回転子の永久磁石が作る磁束方向の電流すなわちｄ軸電流をゼロにするＩd＝０制御が一般に採用される。永久磁石形同期電動機のように回転子に突極性がある電動機の場合には、ｄ軸電流はトルクに寄与しないため、Ｉd＝０制御によって固定子巻線に生じる銅損を最小限に抑えることができるためである。
【０００３】
一方、上記のように磁極位置を検出して電動機の電流位相を制御する制御方法の他に、電動機の電圧と周波数とを単に比例させて制御するＶ／ｆ一定制御が良く知られている。
図６は、Ｖ／ｆ一定制御の制御ブロック図を示している。図において、周波数設定手段１により所望する永久磁石形同期電動機７の周波数を設定し、加減速演算手段２により周波数をランプ関数状に変化させる。ｆ／Ｖ変換手段３では、周波数にほぼ比例した電圧が記憶あるいは計算によって求められ、周波数指令ｆ*に応じた電圧指令ｖ*が出力される。
【０００４】
積算手段４は、加減速演算手段２から出力される周波数指令ｆ*と後述する補正量Δｆ*との和であるｆ1*を積分し、電動機７の固定子巻線に印加する電圧の位相θを演算する。ＰＷＭ制御手段５は、電圧指令ｖ*の大きさ及び位相θに基づいてパルス幅変調を行い、駆動パルスを生成してインバータ６のスイッチング素子をオン、オフ制御する。インバータ６からはパルス幅制御された三相の交流電圧が出力され、この電圧は永久磁石形同期電動機７の固定子巻線に印加されて回転磁界を発生させる。
【０００５】
ここで、一般にＶ／ｆ一定制御では、定常的にトルクが振動したり、負荷が急変した場合には脱調して運転不能になる等の点で、安定性に問題がある。
そこで、電動機７の入力電流を検出し、安定化制御手段３１により３相／２相変換、座標変換、フィルタ処理、比例増幅処理、偏差演算処理等を行って印加電圧ベクトルに対し直交または平行な電流成分を検出し、これを補正量Δｆ*として電圧の周波数指令ｆ*に帰還することにより、制御の安定性を高めている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
回転子の位置検出器を備えた制御装置は、Ｉd＝０制御によって高効率運転を比較的簡単に実現できる半面、装置の小型化に難点があり、また、検出器の信号を伝える複数本の配線や受信回路が必要であるため、信頼性、作業性、価格等で問題を抱えている。
一方、図６に示した従来のＶ／ｆ一定制御は、位置検出器が不要であって制御が簡単であるので、制御装置の低価格化が可能であるが、回転子の位置が不明であるため、Ｉd＝０制御を採用することができず、高効率運転が難しかった。
【０００７】
また、Ｖ／ｆ一定制御では、出力周波数に対して予め決められた電圧を負荷の状態に関係なく印加している。例えば、予め決められた電圧が定格負荷の状態で適切になる値とすれば、負荷が軽くなったときには過大な電圧を供給していることになり、その結果、不必要な電流が流れて損失が増加し、省エネルギーの観点から問題となる。
【０００８】
そこで本発明は、これらの問題を解決し、簡単な制御で高効率の運転を可能にする、安価かつ高性能な永久磁石同期電動機の制御装置を提供しようとするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、電力変換器により、永久磁石形同期電動機の巻線に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例させて制御する永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記巻線に流れる少なくとも２相の電流を検出する手段と、検出した電流を、電動機に印加する電圧ベクトルに対し平行な電流成分及びこれに直交する電流成分の２軸電流成分に分離する座標変換手段と、前記２軸電流成分、電動機への印加電圧、巻線のインダクタンス、及び角周波数から、界磁永久磁石が作る磁束ベクトルに平行な電流成分のみに比例する量を演算する手段と、前記演算により求めた量をゼロにするような補正量を生成して電動機の電圧指令に帰還する手段と、を備えたものである。
【００１０】
また、請求項２記載の発明は、電力変換器により、永久磁石形同期電動機の巻線に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例させて制御する永久磁石形同期電動機の制御装置において、前記巻線に流れる少なくとも２相の電流を検出する手段と、検出した電流を、電動機に印加する電圧ベクトルに対し平行な電流成分及びこれに直交する電流成分の２軸電流成分に分離する座標変換手段と、前記直交する電流成分及び前記電圧ベクトルの大きさから電力変換器が出力する無効電力を演算する手段と、前記２軸電流成分、巻線のインダクタンス、及び角周波数から、前記インダクタンスにより生じる無効電力を演算する手段と、前記２つの無効電力の差をゼロにするような補正量を生成して電動機の電圧指令に帰還する手段と、を備えたものである。
【００１１】
以下、本発明の原理について、図３を参照しながら説明する。永久磁石形同期電動機における回転子の永久磁石が作る磁束ベクトルΨmをｄ軸上に取った直交座標をｄ−ｑ軸とし、電動機の固定子巻線に印加する電圧ベクトルｖ*をＰ軸上に取った直交座標をＰ−Ｑ軸とする。また、両座標軸は負荷角δを保ち、反時計方向に角周波数ωで回転しているとする。
このときの電流ベクトルをｉとすると、この電流は、Ｐ−Ｑ軸上で観測した際のＰ軸電流（有効電力成分）ｉP及びＱ軸電流（無効電力成分）ｉQと、ｄ−ｑ軸上で観測した際のｄ軸電流ｉd及びｑ軸電流ｉqとの直交２軸成分にそれぞれ分けられる。
まず、電圧ｖ*と電流ｉQとは直交関係にあるので、インバータが出力する無効電力ＱIは、数式１に示すように両者の積から求めることができる。
【００１２】
【数１】
ＱI＝ｖ*ｉQ
【００１３】
次に、電動機側から見た場合の無効電力について、図４を参照しながら説明する。永久磁石が作る磁束の回転によって発生する無負荷誘起電圧ｅmは、その大きさがωψmで表されてｑ軸上に存在する（ψmは、ベクトルΨmの大きさを示す）。電圧ｅmとこれに直交する電流ｉdとの積、すなわちωψmｉdは、無効電力になる。
また、電流ｉ（大きさＩ）によるリアクタンス降下ｅLの大きさは、固定子巻線のインダクタンスＬを用いてωＬＩとなる。ｅLとｉとは直交関係にあるので、両者の積、すなわちωＬＩ2は無効電力になる。従って、電動機側から見た無効電力Ｑmは、数式２に示すように両無効電力の和として表される。
【００１４】
【数２】
Ｑm＝ωψmｉd＋ωＬＩ2
（但し、Ｉ＝√（ｉd2＋ｉq2））
【００１５】
数式１及び数式２により求められる無効電力は、見方が異なるだけで値は等しいことから、数式３の関係が成立する。
【００１６】
【数３】
ｖ*ｉQ＝ωψmｉd＋ωＬＩ2
【００１７】
数式３を、ｉdのみに比例する項について解くと、数式４になる。
【００１８】
【数４】
ψmｉd＝（ｖ*ｉQ／ω）−ＬＩ2
【００１９】
ψmは永久磁石が作る磁束であり、電動機に対して一義的に決まる。このため、数式４の右辺をゼロに近づけるように電圧を調整すれば、Ｉd＝０制御が可能になる。
また、前述の数式３は次の数式５のように変形することができる。
【００２０】
【数５】
ωψmｉd＝ｖ*ｉQ−ωＬＩ2
【００２１】
従って、数式５の右辺をゼロに近づけるように電圧を調整すれば、ｉdに比例した無効電力つまりωψmｉdをゼロにすることができる。
【００２２】
このように請求項１記載の発明は、回転子の位置検出器を持たない装置構成では本来なら知ることができないｄ軸電流ｉdを演算により求め、トルク発生に寄与しないｉdをゼロにするように電動機の印加電圧を制御するものであり、また、請求項２記載の発明は、ｄ軸電流ｉdに起因して発生する電動機の無効電力をゼロにするように電動機の印加電圧を制御する。
これにより、不要な電流による損失の低減、高効率化及び省エネルギー化を実現するものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、請求項１に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図であり、周波数設定手段１、加減速演算手段２、ｆ／Ｖ変換手段３、ＰＷＭ制御手段５、インバータ６により永久磁石形同期電動機７に対するＶ／ｆ制御を行う点は、図６と同一である。
なお、この実施形態においても図６に示した安定化制御手段３１が設けられるが、便宜上、その一部（図６におけるハイパスフィルタ、比例増幅器等）の図示は省略してある。
【００２４】
図１の実施形態では、破線によって囲んだ電圧指令調整手段８により、周波数指令ｆ*、電動機７の電流ｉu，ｉw及び電圧指令ｖ*に基づいて、ＰＷＭ制御手段５に与える電圧指令ｖ*の補正量△ｖ*を演算し、この補正量△ｖ*をｆ／Ｖ変換手段３の出力信号に加えて新たな電圧指令ｖ*を生成するようにした。
すなわち、電動機７の固定子巻線に流れる電流ｉu，ｉw（ｉvはｉu，ｉwから求められる）は３相／２相変換手段９により２相電流ｉα，ｉβに変換される。これらの電流ｉα，ｉβは座標変換手段１０に入力され、図３に示したごとく電圧ベクトルｖ*に直交する電流成分（無効電流成分）ｉQと電圧ベクトルｖ*に平行な電流成分ｉPとに変換される。ここで、３相／２相変換手段９及び座標変換手段１０は、前述した安定化制御手段の一部としても機能している。
【００２５】
電圧指令調整手段８内のＩ2演算手段１１はＩ2＝ｉP2＋ｉQ2の演算式に従って電流の大きさの２乗値を求め、次の乗算手段１２により固定子巻線のインダクタンスＬを乗算してＬＩ2を求める。このＬＩ2は、加算手段１５に図示の符号で入力される。
一方、電圧指令ｖ*とｉQとの積が乗算手段１３により算出され、このｖ*ｉQを変換手段１８の出力である角周波数ωにより除算手段１４で除算して、ｖ*ｉQ／ωが求められる。このｖ*ｉQ／ωは、前記加算手段１５に図示の符号で入力される。
【００２６】
加算手段１５によりｖ*ｉQ／ωとＬＩ2との差を取れば、前述の数式４からψmｉdが求められ、ｄ軸電流ｉdのみに比例するｋｉd（ψmは定数なので、比例係数ｋと置換えた）が算出される。
このｋｉdは調節手段１６に入力され、電圧指令ｖ*の補正量である△ｖ*が生成される。ｋｉdが＋（プラス）の場合には、電動機７に印加した電圧が過大であることを表し、−（マイナス）の場合には電圧が過小であることを表すため、補正量△ｖ*は加算手段１７によりもとの電圧指令ｖ*に対して負帰還され、加算手段１７の出力信号が補正後の電圧指令ｖ*としてＰＷＭ制御手段５に入力される。
このような構成により、例えば負荷が軽くなって電動機７への印加電圧が過大になったときには、補正量△ｖ*が電圧指令△ｖ*を小さくするように作用することになり、従来のＶ／ｆ一定制御に比べて損失の低減を図ることができる。
【００２７】
前記調節手段１６の具体例について、図５を参照しながら説明する。なお、図中、ＫPはゲイン定数、Ｔは時定数、ｓは複素変数（ラプラス演算子）である。 図５における例▲１▼は、伝達関数がＫP／（１＋ｓＴ）で表されるように１次遅れ要素を持たせた場合、例▲２▼はＫP｛１＋（１／ｓＴ）｝で表されるように比例要素と積分要素とを組合せたＰＩ調節器により構成した場合、例▲３▼はＫPで表されるように比例要素を持たせた場合、例▲４▼はＫP／ｓＴで表されるように積分要素を持たせた場合である。何れの場合も、ｋｉdをゼロにするように補正量△ｖ*を演算して電動機７への印加電圧を調整する機能を持つ点で共通している。
【００２８】
次に、図２は請求項２に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図であり、破線で囲んだ部分が電圧指令調整手段８’を構成している。
この実施形態では、乗算手段１２の出力であるＬＩ2に次段の乗算手段１９において角周波数ωを乗算することにより、インダクタンスで発生する無効電力ωＬＩ2を求めている。
一方、乗算手段１３によってインバータ６が出力する無効電力ｖ*ｉQを求め、加算手段１５によってｖ*ｉQとωＬＩ2との差をとれば、前述の数式５からωψmｉdが求まり、ｉdに比例した無効電力△Ｑが算出される。
無効電力△Ｑをゼロに近づけるように電圧指令の補正量△ｖ*を生成する調節手段１６の構成は、前述した図５と同じである。
【００２９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、永久磁石形同期電動機に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例させて制御するＶ／ｆ一定制御方式の制御装置において、回転子の位置検出器を持たない簡単な構成であっても、トルク発生に寄与しないｄ軸電流Ｉdをゼロとする制御やｄ軸電流に起因する無効電力の低減制御を実現することができ、永久磁石形同期電動機の高効率運転を実現することができる。
また、負荷の状態に関わらず一方的に電圧を供給してきた従来のＶ／ｆ一定制御に対し、負荷変動を反映させた補正量を電圧指令に帰還させて電動機の印加電圧を調整する機能を備えたことにより、不要な電流による損失をなくして省エネルギー効果を発揮するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】請求項１に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】請求項２に記載した発明の実施形態を示す制御ブロック図である。
【図３】本発明の原理を説明するベクトル図である。
【図４】本発明の原理を説明するベクトル図である。
【図５】図１、図２における調節手段の具体例を示す図である。
【図６】従来のＶ／ｆ一定制御の制御ブロック図である。
【符号の説明】
１  周波数設定手段
２  加減速演算手段
３  ｆ／Ｖ変換手段
４  積算手段
５  ＰＷＭ制御手段
６  インバータ
７  永久磁石形同期電動機
８，８’  電圧指令調整手段
９  ３相／２相変換手段
１０  座標変換手段
１１  Ｉ2演算手段
１２，１３，１９  乗算手段
１４  除算手段
１５，１７  加算手段
１６  調節手段
１８  変換手段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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