(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
最大デューティ比が調整可能なスイッチングレギュレータであって、
第１の基準電圧を出力する第１の基準電圧源と、
前記スイッチングレギュレータの出力電圧を分圧する分圧回路と、
前記第１の基準電圧と前記分圧回路の出力電圧が入力されるエラーアンプと、
第２の基準電圧を出力する第２の基準電圧源と、
方形波発振器を有し、前記方形波発振器の出力信号と前記第２の基準電圧により鋸波を出力する第１の鋸波発生回路と、
前記方形波発振器の出力信号と前記第１の鋸波発生回路の出力信号を受けて、前記最大デューティ比を決定する信号を出力する論理回路と、
前記論理回路の出力信号から鋸波を出力する第２の鋸波発生回路と、
前記エラーアンプの出力と前記第２の鋸波発生回路の出力信号を受けて、前記論理回路によって最大デューティ比が決定された出力信号を出力するコンパレータと、を有することを特徴とするスイッチングレギュレータ。
【請求項２】
前記第２の基準電圧源は抵抗を有し、
前記抵抗の抵抗値を可変することによって、前記最大デューティ比が可変されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチングレギュレータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はスイッチングレギュレータの最大デューティ比調節方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、図３の回路図に示されるような最大デューティ比の調節方法が知られていた。図３において、スイッチングレギュレータの出力電圧Voutを抵抗2，3により分圧した電圧と基準電圧源4の電圧を比較するエラーアンプ10と、エラーアンプ１０の出力電圧Vrと三角波を発生する発振器1の出力電圧と抵抗５，６によって分圧された電圧Vpとを比較するコンパレータ7によって構成される。
【０００３】
コンパレータ7の出力電圧EXTは、スイッチングレギュレータのスイッチングトランジスタを駆動する。コンパレータ7は図4に示すように、VrとVpの小さい方の値と、発振器1の出力を比較する。
【０００４】
すなわち、Vout電圧が低下してVrの電圧レベルが大きくなっても、図４(b)に示すように、EXTのデューティ比はVpによって決定される最大デューティ比を越えることはない。
【０００５】
また、従来の方法としては、同周波数で発振させた２つ目の発振回路によって最大デューティを調節しているものもある。（例えば、特許文献１参照。）
また、電源電圧に依存した電圧を出力する回路を用いて最大デューティ比を調節しているものもある。（例えば、特許文献２参照。）
【０００６】
【特許文献１】
特開２０００−２１７３４０号公報
【０００７】
【特許文献２】
特開平１１−２３５０２５号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし従来の最大デューティ比の調節方法では、Vpを２つの抵抗５，６によって調節する必要がある。抵抗を２つ用いることによって、より広い実装面積を消費してしまうという問題点があった。
【０００９】
そこで本発明の目的は、従来のこのような問題点を解決するために、１つの抵抗を用いてスイッチングレギュレータの最大デューティ比を調節することを目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明のスイッチングレギュレータの最大デューティ比調節方法では、１つの抵抗の抵抗値のみを調節することによって、最大デューティ比を調節可能な回路を持つことを特徴としている。
【００１１】
本願発明にかかるスイッチングレギュレータは、スイッチングレギュレータの出力が入力される第１の端子と、基準電圧を発生させる基準電圧源と、前記基準電圧を分圧する分圧回路と、前記第１の端子の信号と前記分圧回路の出力信号が入力されるエラーアンプとを有する。さらに、抵抗回路を有し、前記抵抗回路の抵抗値により出力信号が異なる第１の回路ブロックと、方形波発信器を有し、前記方形波発信器の出力信号と前記第１の回路ブロックの出力信号により信号を出力する第２の回路ブロックとを有する。さらに、前記方形波発信器の出力信号と前記第２の回路ブロックの出力信号を受けて信号を出力する論理回路と、前記論理回路の出力により出力信号が制御される回路と、前記エラーアンプの出力と前記第回路の出力信号を受けて信号を出力するコンパレータと、を有することを特徴とする。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。図１は本発明の実施例を示すスイッチングレギュレータの回路図である。
【００１３】
定電流源28と、トランジスタ25、27、29と抵抗26からなる回路ブロックAが、トランジスタ23のゲート電圧Vrefdを作る。抵抗26の抵抗値が大きくなると、Vrefdが大きくなりトランジスタ23は、より多くの電流を流す。逆に抵抗26の抵抗値が小さくなると、Vrefdが小さくなりトランジスタ23を流れる電流は少なくなる。
【００１４】
方形波を出力する発振器24と抵抗26の大きさによって電流値が変化するトランジスタ23と、コンデンサ21からなる回路ブロックBが、トランジスタ20のゲート電圧Vsを作る。
【００１５】
図２(b)に示すように、発振器24の出力電圧VrがLの時間にトランジスタ23を流れる電流がコンデンサ21を充電する。続いて図２(c)に示すように、Vsの電位がトランジスタ20のスレッショルド電圧を上回るとインバータ30の出力電圧Vtが反転する。コンデンサ21の充電が始まってから、Vtが反転するまでの時間はトランジスタ23の流す電流とコンデンサ21の容量とトランジスタ20のスレッショルド電圧の大きさによって決定される。
【００１６】
発振器24の出力Vrとインバータ30の出力電圧VtはNＯＲ回路31に入力される。図２(d)に示すように、NＯＲ回路31の出力電圧Vuは、コンデンサ21の充電が開始されてからVtが反転するまでの間でHとなる。
【００１７】
VuがLの時、コンデンサ17は定電流源15によって充電される。図２(e)に示すように、Vxが完全にLである時間はVuがHの時間となる。
【００１８】
スイッチングレギュレータの出力電圧Voutを抵抗11,12によって分圧した電圧と、基準電圧源14の出力電圧とを比較するエラーアンプ13の出力電圧は、コンパレータ16によってVxと比較される。Voutが低下するとエラーアンプ13の出力電圧Vzは低下し、コンパレータ16の出力電圧EXTのデューティ比は増加するが、少なくともVxが完全にLである時間はEXTはLとなる。
【００１９】
以上のことから、抵抗26の抵抗値のみを調節することでEXTの最大デューティ比を調節することができる。
【００２０】
【発明の効果】
以上、説明したように本発明のスイッチングレギュレータの最大デューティ調節方法によれば、1つの抵抗の抵抗値のみを調節することによって、最大デューティ比を調節することができる。これにより、回路に必要な抵抗を少なくすることができ、結果として、回路の実装面積を減らすことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例を示すスイッチングレギュレータの回路構成図
【図２】図1の回路図に関わる波形図
【図３】従来のスイッチングレギュレータの回路構成図
【図４】図３の回路図に関わる波形図
【符号の説明】
１  三角波発振器
４，１４  基準電圧源
２，３，５，６，１１，１２，２６  抵抗
７，８，１６  コンパレータ
１０，１３  エラーアンプ
１５，１９，２８  定電流源
１７，２１  コンデンサ
９，１８，２０，２２，２３，２５，２７，２９  トランジスタ
２４  方形波発振器
３０  インバータ
３１  NＯＲ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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