(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の出力部を有する共振形コンバータであって、
１次巻線及び互いに相違する巻線方向の少なくとも２個の２次巻線を有する変圧器と、
前記一次巻線に印加されるべきオンオフされた直流電圧を発生させるよう入力直流電圧をオンオフするスイッチング素子と、
前記オンオフされた直流電圧の周波数及びデューティサイクルを調整する調整回路を有する帰還ループとを有し、
前記調整回路は、
前記オンオフされた直流電圧の周波数を決定する制御信号の周波数を調整する周波数コントローラと、
前記オンオフされた直流電圧のデューティサイクルを決定する前記制御信号のデューティサイクルを調整するデューティサイクルコントローラとを有することを特徴とする共振形コンバータ。
【請求項２】
前記変圧器が、第１の巻線方向を有する１個以上の２次巻線を有する２次巻線の第１群と、第２の巻線方向を有する１個以上の２次巻線を有する２次巻線の第２群とを有し、前記２次巻線の少なくとも二つを、電気的に互いに分離したことを特徴とする請求項１記載の共振形コンバータ。
【請求項３】
前記変圧器が、第１の巻線方向を有する１個以上の２次巻線を有する２次巻線の第１群と、第２の巻線方向を有する１個以上の２次巻線を有する２次巻線の第２群とを有し、前記２次巻線の少なくとも二つを、電気的に互いに接続したことを特徴とする請求項１記載の共振形コンバータ。
【請求項４】
前記２次巻線をグランド電位に接続したことを特徴とする請求項３記載の共振形コンバータ。
【請求項５】
前記共振形コンバータの共振周波数を、前記変圧器の主インダクタンス及び漏れインダクタンス及び容量性素子によって決定したことを特徴とする請求項１から４のうちのいずれか１項に記載の共振形コンバータ。
【請求項６】
前記共振形コンバータの共振周波数を前記変圧器とともに決定する少なくとも１個の他の誘導性素子を設けたことを特徴とする請求項１から５のうちのいずれか１項に記載の共振形コンバータ。
【請求項７】
前記変圧器の２次巻線を、１個のダイオード及び１個の出力フィルタを通じて前記コンバータの出力部にそれぞれ接続したことを特徴とする請求項１から６のうちのいずれか１項に記載の共振形コンバータ。
【請求項８】
巻数に対する出力電圧の比を、互いに相違する巻線方向を有する関連の２次巻線に対して互いに相違するように設けたことを特徴とする請求項１から７のうちのいずれか１項に記載の共振形コンバータ。
【請求項９】
同一巻線方向を有する複数の２次巻線の群を設け、前記コンバータの出力電圧を調整する測定信号を、関連の出力電圧のうちの一つから取得するようにしたことを特徴とする請求項１から８のうちのいずれか１項に記載の共振形コンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、共振形コンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
このタイプのコンバータにおいて、先ず、入力側の直流電圧がオンオフされ、これによって生じたオンオフされた直流電圧の形態の交流電圧が、共振形回路素子を有する回路部によって処理される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
変圧器（変成器）、特に、コンバータの入力側と出力側が電気的なに分離された変圧器は、この目的のために使用される。このタイプのコンバータによって、廉価で、小型かつ軽量の電源ユニット／スイッチモード電源の製造が可能となり、これらの電源は、セットトップボックス、衛星受信機、テレビジョンセット、コンピュータモニタ、ビデオレコーダ、コンパクトオーディオ装置のような市販の電子機器で好適に用いられる。これらの用途において、一つの入力直流電圧から複数のコンバータ出力部に複数の出力電圧を発生するコンバータが必要となる場合がある。
【０００４】
本発明の目的は、複数の出力部を有し、これら出力部のうちの二つが互いに個別に調整可能となる廉価な共振形コンバータを提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
この目的は、複数の出力部を有する共振形コンバータであって、１次巻線及び互いに相違する巻線方向の少なくとも２個の２次巻線を有する変圧器を有することを特徴とする共振形コンバータによって達成される。
【０００６】
このアプローチによって、２次巻線に結合した分岐出力部の各々について１個のダイオードのみを有するコンバータを提供することができる。したがって、分岐した出力部に必要なダイオードの個数は最少個数となる。単一の入力電圧から発生した二つの出力電圧又は出力電流を、互いに個別に調整することができ、したがって、従来の共振形コンバータに比べて誤差が小さいプリセット値に調整することができる。また、本発明によるコンバータは、複数のプリセット出力電圧及び一つ以上のプリセット出力電流を同時に発生することができる。さらに、更に廉価な変圧器を、広い出力電圧範囲に亘って使用することができる。その理由は、互いに相違する巻線方向を有する２次巻線の群が関連の２次巻線の巻数に対して発生出力電圧の比を互いに相違させるようにできるからである。
【０００７】
変圧器が、第１巻線方向を有する１個以上の２次巻線を有する２次巻線の第１群及び第２巻線方向を有する１個以上の２次巻線を有する２次巻線の第２群を有する場合、２次巻線を、互いに電気的に分離し又は互いに電気的に結合することかできる。特に後者の場合、２次巻線をグランド電位に結合することができる。２次巻線を直列接続することができ、この場合、２次巻線の間にタップを設ける。
【０００８】
共振形コンバータの共振周波数は、共振形コンバータの誘導性素子及び容量性素子によって決定され、これらの素子は、１個以上のキャパシタ及び／又はコイル及び変圧器漏れインダクタンスを伴う変圧器主インダクタンスの形態をとる。コンバータの共振周波数を、プリセット主インダクタンス及びプリセット漏れインダクタンスを有する特定の変圧器設計のみによって設定できないとしても、特に追加の個別のコイルによって所望の値に調整することができる。
【０００９】
共振形コンバータの一例において、スイッチング素子は、入力直流電圧をオンオフするのに使用され、調整回路を有する帰還ループは、二つの出力電圧を調整する役割を果たす。ここで、オンオフされる入力直流電圧の周波数及びデューティサイクルは、調整される制御変数として設けられ、同一方向に巻かれた２次巻線の１群に対する関連の出力電圧の一つから、調整回路に対する測定信号を供給するのに十分である。本発明によるコンバータの場合、変圧器の２次巻線の各々を１個のダイオード及び１個の出力フィルタを通じてコンバータに結合するのに十分である。特に、巻数に対する出力電圧の互いに相違する比を、互いに相違する巻線方向を有する関連の２次巻線に関連して設けることができ、その結果、コンバータから発生した全体に亘る出力電力の分布に対して、これらの比に応じてプリセットすることによって影響を及ぼすことができる。同時に、他のコンバータ出力電圧範囲を、簡単な変圧器設計によって容易に実現することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
図１に示す回路は、インバータ２を有する共振形コンバータ１を示し、インバータ２は、ここではチョッパとして設計され、直流電圧（図示せず）を交流電圧、すなわち、オンオフされた直流電圧Ｕｓに変換する。インバータ２は、キャパシタ３によって変圧器（変成器）４に結合され、変圧器４は、１次巻線５及び２個の２次巻線６ａ，６ｂを有する。２次巻線６ａ，６ｂは、互いに相違する巻線方向を有し、その結果、１次巻線５に正電圧Ｕｐが印加されると、２次巻線６ａに発生する電圧Ｕｓａも正となり、それに対して、正電圧Ｕｐが印加されると、２次巻線６ｂの降下電圧Ｕｓｂは負となる。変圧器４は、１次巻線５及び２次巻線６ａ，６ｂに共通の変圧器コアを有する。１次巻線５のキャパシタ３を流れる電流にＩｃを付す。
【００１１】
２次巻線６ａは、ダイオードＤａ及び出力フィルタＦａを通じて、出力電圧Ｕａが降下する出力部７ａに結合される。２次巻線６ｂは、ダイオードＤｂ及びフィルタＦｂによって、出力電圧Ｕｂが降下する出力部７ｂに接続される。コンバータ１は、調整回路８を有する帰還ループを有し、調整回路８は、入力側においてコンバータ１の出力部７ａ，７ｂに結合され、出力側においてインバータ２に結合される。調整回路８は、出力部７ａ，７ｂに存在する電圧Ｕａ，Ｕｂの関数として、インバータ２から供給される電圧Ｕｓの周波数及びデューティサイクルを設定して、出力電圧Ｕａ及びＵｂを、予め規定された所望の電圧値に調整する。
【００１２】
共振形コンバータ１において、キャパシタ３、変圧器４の主インダクタンス及び漏れインダクタンスは、共振回路素子を構成し、その素子の誘導によって、交流電圧Ｕｓによる発振が行われるとともに、共振回路素子を有する回路部に流れる電流Ｉｃ及び１次巻線上で降下する電圧Ｕｐの対応する動作が生じる。電圧Ｕｐが正の電圧値である場合、電流Ｉａが発生し、その電流は、ダイオードＤａを通じてフィルタＦａに流れ、電流が流れる間、作動状態となり、電圧Ｕｓａは、フィルタＦａの入力部に存在する電圧からダイオードＤａの順電圧を減算した電圧値を超える。１次巻線５の電圧Ｕｐが正の電圧値を有する場合、ダイオードＦｂが遮断されるので、２次巻線６ｂから電流が生じない。
【００１３】
電圧Ｕｐが負の電圧値である場合、２次巻線６ｂ上に正電圧Ｕｓｂが存在し、２次巻線６ａ上に負電圧Ｕｓａが存在する。この場合、電流Ｉｂが発生し、その電流は、ダイオードＤｂを通じて２次巻線６ｂから出力フィルタＦｂに流れ、電流が流れる間、作動状態となり、電圧Ｕｓｂは、フィルタＦｂの入力部に存在する電圧からダイオードＤｂの順電圧を減算した電圧値となる。
【００１４】
図２は、図１のインバータすなわちチョッパ２の設計変更を示す。ここではパルス列として表される調整回路８から発生した制御信号２０は、ハーフブリッジ駆動回路２１に供給され、ハーフブリッジ駆動回路２１は、制御信号２０から、ハーフブリッジ回路を形成するスイッチング素子２４，２５に対する制御信号２２，２３を発生する。スイッチング素子２４，２５を、ＭＯＳＦＥＴとして設計する。制御信号２２，２３は、トランジスタ２４，２５のゲート接続部（制御接続部）に供給される。インバータ２は、スイッチング素子２４，２５を交互にオンオフすることによって、直流電圧ＵＤＣを交流電圧ＵＳに変換する。電源ユニット／パワーパック／充電器において、例えば、交流幹線の交流電圧から整流器によって直流電圧ＵＤＣを発生させる。
【００１５】
図３Ａ−３Ｃは、共振形コンバータ１の出力フィルタＦａ，Ｆｂの設計変更を示す。これらは、ダイオードＤａ，Ｄｂに接続した接続部Ａを有する。接続部Ｂ，Ｃを、コンバータ１の出力部７ａ，７ｂに接続する。図３Ａのフィルタはキャパシタ３０のみを有する。図３Ｂの出力フィルタは、２個のキャパシタ３１，３２及びインダクタンス３３を有する。図３Ｃの出力フィルタは、キャパシタ３４、インダクタンス３５及びダイオード３６を有する。
【００１６】
図４は、変圧器４を変圧器等価回路図に置換した図１の共振形コンバータ１の等価回路図を示す。ここで、変圧器４の電気的な機能を、１次側漏れインダクタンスＬｒｐ、主インダクタンスＬｈ、２次側巻線６ａに対する２次側漏れインダクタンスＬｒｓａ、２次巻線６ｂに対する２次側漏れインダクタンスＬｒｓｂによってほぼ表すことができる。ここで、フィルタＦａ，Ｆｂを、調整回路８と同様に仮想的なものとし、図示しない。負荷Ｒａ，Ｒｂを、コンバータ１の出力部７ａ，７ｂに接続する。
【００１７】
図５−７は、交流電圧Ｕｓの周波数ｆ０及び／又はサイクル周期ｔ０＝１／ｆ０及びデューティサイクルを調整することによって出力電圧Ｕａ，Ｕｂを調整できるようにする方法を示す。この場合、デューティサイクルは時間ｔｓＨ及びｔｓＬの期間によって決定され、ｔｓＨの期間中、上側スイッチング素子２４がオンにされるとともに下側スイッチング素子２５がオフにされ、ｔｓＬの期間中、上側スイッチング素子２４がオフにされるとともに下側スイッチング素子２５がオンにされる。デューティサイクルは、ｔｓＨ／ｔ０として得られる。交流電圧Ｕｓ、キャパシタ３を流れる電流Ｉｃ、変圧器４の主インダクタンスＬａを流れる電流Ｉａ、２次巻線６ａから発生する電流Ｉａ及び２次巻線６ｂから発生する電流Ｉｂの特性は、時間ｔ０の２期間の各々に対して表される。図４の等価回路による例にある全ての巻線比は、１であると仮定され、ＬｒｓａはＬｒｓｂに等しくなる。
【００１８】
図５は、周波数ｆ０＝１／ｔ０を１．４７×ｆｒに設定する動作状態を示す。ここで、ｆｒを、
【数１】
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としてほぼ決定されるコンバータ１の共振周波数とする。
【００１９】
Ｃ（３）を、キャパシタ３のキャパシタンスとする。図５による動作状態において、デューティサイクルを５０％に選択する。この動作状態において、Ｉａ，Ｉｂの電流特性は、期間ｔｓＨ，ｔｓＬの各々の間に仮想的に同一の半波とともに表れる。図６の動作状態において、周波数ｆ０＝１／ｔ０は１．５３×ｆｒに増大する。デューティサイクルは４０％まで減少する。電流Ｉａの特性は、仮想的には図５の動作状態と同一のままである。電流Ｉｂの特性は、振幅の減少を伴う半波を有し、その結果、２次巻線６ｂによって出力部７ｂに供給される電力が減少する。図７は、１．５５×ｆｒに等しい周波数ｆ０＝１／ｔ０及び６５％のデューティサイクルを有する動作例を示す。この動作例において、電流Ｉａがほぼ零まで減少するとともにＩｂの半波の振幅が図６に比べて減少し、その結果、この動作例において、２次巻線６ａが出力部７ａに電力を供給しないが、２次巻線６ｂは、図６の場合に比べて高い電力を出力部７ｂに供給する。
【００２０】
図５−７の動作状態の例は、本発明によるコンバータの回路によって、種々のコンバータ出力の互いに相違する負荷に対する調整が可能となっていることを示す。本発明によるコンバータによって、低出力電圧及び高出力電流の場合でも出力電流の交差を小さくすることができる。
【００２１】
図８及び９は、１′及び１″を付した図１のコンバータの変形例を示す。いずれの変形例においても、２個の２次巻線６ａ，６ｂは互いに電気的に結合され、この場合、これらは共通グランド電位に接続されている。図１によるコンバータ１の展開において、２次巻線６ａ，６ｂは、互いに電気的に切り離されている。図８において、他の変形例として、追加の外部インダクタンスＬ１を設け、その外部インダクタンスＬ１は、キャパシタ３と１次巻線５との間の変圧器４の１次側に配置され、変圧器４のインダクタンスとともに他の誘導性共振回路素子として動作する。特定の変圧器インダクタンスを有する所定のタイプの変圧器４において、このような他のインダクタンスによって、コンバータの共振周波数を調整することができる。図９は、変圧器４の２次側の他の外部インダクタンスＬ２ａ，Ｌ２ｂを示す。インダクタンスＬ２ａは、２次巻線６ａとダイオードＴａとの間に配置され、インダクタンスＬ２ｂは、２次巻線６ｂとダイオードＤｂとの間に配置される。これら二つのインダクタンスは、他の回路素子としても動作し、例えば定格出力間の所望される（非対称な）電力分布を調整するのに使用することができる。変圧器４の１次側と２次側の両方に他の外部インダクタンスを設けたコンバータの変形例も可能である。
【００２２】
図１０は、複数のコンバータ出力部を有するコンバータの変形例１’’’を示す。この場合、コンバータは、４個のコンバータ出力部を有する。変圧器４は、１次巻線５に加えて、（文字ａ，ｂを付した）互いに相違する巻線方向を有する２群の２次巻線を有し、これらは、２次巻線６ａ１，６ａ２及び２次巻線６ｂ１，６ｂ２を有する。２次巻線を、ダイオードＤａ１，Ｄａ２，Ｄｂ１，Ｄｂ２及び出力フィルタＦａ１，Ｆａ２，Ｆｂ１，Ｆｂ２によって、出力電圧Ｕａ１，Ｕａ２，Ｕｂ１，Ｕｂ２を出力するコンバータ出力部に接続する。出力電圧Ｕａ１，Ｕｂ１は、測定された変数として調整回路８に供給される。したがって、この場合、調整回路８は、二つの出力電圧を分析し、一方の出力電圧Ｕａ１は、第１の巻線方向を有する２次巻線の群から２次巻線６ａ１によって発生する。調整回路８に供給される他の出力電圧Ｕｂ１は、第１の巻線方向とは逆の巻線方向を有する２次巻線の群から２次巻線６ｂ１によって発生する。したがって、測定された変数すなわち出力電圧は、互いに相違する巻線方向の２次巻線を有する２群の各々に対して分析され、調整のために使用される。これは、コンバータの出力電圧を調整する特に簡単かつ有効な方法を表す。
【００２３】
図１１は、コンバータ出力の実電圧又はコンバータの接続負荷の電圧を測定された変数として調整回路が分析することを示し、後者の電圧は、コンバータと負荷との間のリードの電圧降下のために、対応する出力電圧に比べて減少する。両方の変形例を図１１に表す。ここで、コンバータ出力部は、二つの出力電圧Ｕａ，Ｕｂを出力し、これら出力部の各々に負荷Ｒａ，Ｒｂを出力する。出力電圧Ｕａを発生するコンバータ出力部と負荷Ｒａとの間の接続リードを、ブロック３１によって表す。出力電圧Ｕｂを発生するコンバータ出力部と負荷Ｒｂとの間の接続リードを、ブロック３２によって表す。
【００２４】
図１２は、調整回路８の例を示す。出力電圧Ｕａ，Ｕｂ及びＵａ１，Ｕｂ１にそれぞれ対応する第１測定信号Ｖａ及び第２測定信号Ｖｂは、調整回路の２個の入力部に供給される。測定信号Ｖａ，Ｖｂは基準信号Ｖａｒｅｆ，Ｖｂｒｅｆと比較される。この場合、減算器１００及び１０１が使用される。減算器１００は、差Ｖａｒｅｆ−Ｖａを回路ブロック１０２に供給する。減算器１０１は、差Ｖｂｒｅｆ−Ｖｂを回路ブロック１０３に供給する。回路ブロック１０２及び１０３は、増幅器及びスケーリング回路を有し、その結果、減算器１００から発生した差信号には、係数ＫＡが乗算され、減算器１０１から発生した差信号には、係数ＫＢが乗算される。本例では、以下の関係が適用される。
ＫＡ・Ｖａｒｅｆ≒ＫＢ・Ｖｂｒｅｆ
【００２５】
回路ブロック１０２，１０３からの出力信号は、加算器１０４及び減算器１０５によって更に処理される。加算器１０４は、回路ブロック１０２，１０３からの出力信号を加算し、その出力信号を、例えばＰＩＤコントローラとして設計される周波数コントローラ１０６に供給する。減算器１０５から発生した差信号は、例えばＰＩＤコントローラとして設計されたデューティサイクルコントローラ１０７に供給される。信号発生回路１０８は、調整回路８によってインバータ２に供給される制御信号２０を発生し、ここでは、制御信号をパルス幅調整信号とする。共振形コンバータの交流電圧Ｕｓの周波数を決定する信号２０の周波数は、周波数コントローラ１０６の出力信号によって調整される。交流電圧Ｕｓのデューティサイクルを決定する信号２０のデューティサイクルは、デューティサイクルコントローラ１０７によって調整される。
【００２６】
測定信号Ｖａの値が例えば図１２の調整回路中で減少される、したがって、Ｖａ＜Ｖａｒｅｆとなる場合、コントローラ１０６によって設定された周波数が減少し、共振形コンバータの動作に応じて、共振形コンバータから発生した出力電圧の一部が増大する傾向にある。しかしながら、一方では、本例において行われる制御によって、信号２０のデューティサイクル及びコントローラ１０７によって決定される交流電圧Ｕｓが減少する。この事態は、図６の動作状態において生じ、この場合、２次巻線６ａによって出力部７ａに供給される電力は、２次巻線６ｂによって出力部７ｂに供給される電力に比べて増大する。
【００２７】
例えば測定信号Ｖｂ又は対応する出力電圧Ｕｂが減少する他の例の場合も、信号２０の周波数すなわち交流電圧Ｕｓの周波数が減少する。しかしながら、この場合、コントローラ１０７によって、信号２０のデューティサイクル及び交流電圧Ｕｓのデューティサイクルが増大し、その結果、このような動作の場合、出力部７ｂに供給される電力が出力部７ａに供給される電圧に比べて増大するように電力分布が変化する。制御特性も、３個以上のコンバータ出力を有する設計変更に対しても同様に適用される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ２個の出力部を有する共振形コンバータを示す。
【図２】  共振形コンバータに対するハーフブリッジ回路を示す。
【図３】  共振形コンバータに対する種々の出力フィルタを示す。
【図４】  共振形コンバータの等価回路図を示す。
【図５】  共振形コンバータの電圧特性及び電流特性を示す。
【図６】  共振形コンバータの電圧特性及び電流特性を示す。
【図７】  共振形コンバータの電圧特性及び電流特性を示す。
【図８】  本発明による共振形コンバータの種々のオプションの例を示す図である。
【図９】  本発明による共振形コンバータの種々のオプションの例を示す図である。
【図１０】  本発明による共振形コンバータの種々のオプションの例を示す図である。
【図１１】  共振形コンバータの調整回路に対するコンバータ出力部の結合例を示す。
【図１２】  共振形コンバータの調整回路の設計変更に対するブロック図を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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