(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ／ＤＣコンバータを具えた電源装置において、
第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子から構成されるハーフブリッジを具えて、前記電源装置の動作中に、前記ハーフブリッジを第１ＤＣ電位と第２ＤＣ電位との間に接続し、
さらに変圧器を具えて、該変圧器の１次巻線を第１容量素子と共に、前記第１スイッチ素子に並列接続する回路分岐内に含めて、該回路分岐内で前記容量素子を前記１次巻線に直列接続し、
さらに、前記各スイッチ素子用の制御信号を適応させることによって、前記変圧器の前記１次巻線の電圧を制御する１次側の制御ループを具え、
前記１次側の制御ループは前記第１容量素子と前記変圧器の１次巻線との間の点を、前記点に現れる電位に従い前記制御信号を適応する制御回路の入力と接続する、電源装置。
【請求項２】
前記第１容量素子と前記１次巻線との接続点を、第２容量素子によって、前記ＤＣ電位のうち前記第２スイッチ素子の端子に結合した方に接続したことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
【請求項３】
前記第１容量素子の端子を前記第１ＤＣ電位に接続して、前記第２スイッチ素子の端子を前記第２ＤＣ電位に接続したことを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
【請求項４】
前記第１スイッチ素子を電源電位に結合して、前記第２スイッチ素子を基準電位に結合して、前記第１スイッチ素子をオフ状態にして前記第２スイッチ素子をオン状態にした際に、１次側から２次側にエネルギーの搬送が行われるようにしたことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項５】
前記第１スイッチ素子を基準電位に結合して、前記第２スイッチ素子を電源電位に結合して、前記第１スイッチ素子をオン状態にして前記第２スイッチ素子をオフ状態にした際に、１次側から２次側にエネルギーの搬送が行われるようにしたことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
【請求項６】
前記１次巻線を前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との間の点に接続して、前記１次巻線の他の端子を前記第１容量素子に接続して、前記１次巻線と前記容量素子との間の電位の制御を行うことを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電源装置。
【請求項７】
ダイオード及び容量性の出力フィルタを前記変圧器の２次側に配置して、エネルギーが前記変圧器の１次側から２次側に流れる際に、電流が前記ダイオードを通って前記容量性の出力フィルタに流れるようにしたことを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電源装置。
【請求項８】
ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子から構成されるハーフブリッジを具えて、前記コンバータの動作中に、前記ハーフブリッジを第１ＤＣ電位と第２ＤＣ電位との間に接続し、
さらに変圧器を具えて、該変圧器の１次巻線を第１容量素子と共に、前記第１スイッチ素子に並列接続する回路分岐内に含めて、該回路分岐内で前記容量素子を前記１次巻線に直列接続し、
さらに、前記各スイッチ素子用の制御信号を適応させることによって、前記変圧器の前記１次巻線の電圧を制御する１次側の制御ループを具え、
前記１次側の制御ループは前記第１容量素子と前記変圧器の１次巻線との間の点を、前記点に現れる電位に従い前記制御信号を適応する制御回路の入力と接続する、ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項９】
ＤＣ／ＤＣコンバータを具えた電源装置において、
第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子から構成されるハーフブリッジを具えて、前記電源装置の動作中に、前記ハーフブリッジを電源電位と基準電位との間に接続し、
さらに変圧器を具えて、該変圧器の１次巻線を容量素子と共に、前記第１スイッチ素子に並列接続する回路分岐内に含めて、該回路分岐内で前記容量素子を前記１次巻線に直列接続して、前記容量素子の端子を前記電源電位に接続して、前記第２スイッチ素子の端子を前記基準電位に接続して、電流が前記第２スイッチ素子を通って流れる際に、前記変圧器の１次側から２次側にエネルギーの流れが生じるように、前記変圧器の１次巻線及び２次巻線の巻線方向を選択し、
さらに前記スイッチ素子用の制御信号を適応させることによって、前記変圧器の前記１次巻線の電圧を制御する１次側の制御ループを具え、
前記１次側の制御ループは前記容量素子と前記変圧器の１次巻線との間の点を、前記点に現れる電位に従い前記制御信号を適応する制御回路の入力と接続する、電源装置。
【請求項１０】
ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子から構成されるハーフブリッジを具えて、電源装置の動作中に、前記ハーフブリッジを電源電位と基準電位との間に接続し、
さらに変圧器を具えて、該変圧器の１次巻線を第１容量素子と共に、前記第１スイッチ素子に並列接続する回路分岐内に含めて、該回路分岐内で前記容量素子を前記１次巻線に直列接続して、前記容量素子の端子を前記電源電位に接続して、前記第２スイッチ素子の端子を前記基準電位に接続して、電流が前記第２スイッチ素子を通って流れる際に、本質的に前記変圧器の１次側から２次側にエネルギーの流れが生じるように、前記変圧器の１次巻線及び２次巻線の巻線方向を選択し、
さらに前記スイッチ素子用の制御信号を適応させることによって、前記変圧器の前記１次巻線の電圧を制御する１次側の制御ループを具え、
前記１次側の制御ループは前記第１容量素子と前記変圧器の１次巻線との間の点を、前記点に現れる電位に従い前記制御信号を適応する制御回路の入力と接続する、ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項１１】
ＡＣ電圧をＤＣ電源電圧に変換する電気装置であって、請求項１〜７のいずれかに記載の電源装置、または請求項９に記載の電源装置を具えていることを特徴とする電気装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＤＣ／ＤＣコンバータ（変換器）を具えた電源装置に関するものである。こうした電源装置は、電源または（スイッチモード）電源、あるいは（例えば移動無線用の）充電装置に用いることができ、これらの装置ではＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータによって、ＡＣ幹線電圧をＤＣ電源電圧に変換する。
【０００２】
【従来の技術】
非対称のハーフブリッジトポロジを有するコンバータは基本的には既知である。既知のコンバータは、ハーフブリッジのスイッチ素子のゼロ電圧スイッチングを有する。これらのスイッチ素子は、一定周波数を有するパルス幅変調した制御信号によって制御する。変圧器のコアの最適なリセットが保証されており、変圧器の漏洩インダクタンスを用いる。これらのスイッチ素子の電力負荷は、これらのスイッチ素子を用いなければ往々にして用いられるブロッキングコンバータ（フライバックコンバータ）に比べて低減されている。非対称のハーフブリッジ変換器によるＥＭＩ（Electro Magnetic Interference：電磁障害）負荷は小さい。
【０００３】
非対称のハーフブリッジ変換器として構成したＤＣ／ＤＣコンバータは、米国特許第5,808,879号（図９）より既知であり、これは、第１及び第２スイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ−トランジスタとして構成したスイッチ素子）を含むハーフブリッジを具え、このハーフブリッジにＤＣ電圧を供給し、即ちこのハーフブリッジを、第１ＤＣ電位（「＋」電源電位）と第２ＤＣ電位（「−」基準電位、通常接地電位に等しい）との間に配置している。変圧器の１次巻線及びこの１次巻線に直列接続したキャパシタから構成される回路分岐を、前記第１ＤＣ電位に接続した前記第１スイッチ素子に並列接続している。前記キャパシタは、前記２個のスイッチ素子の接続点と前記１次巻線との間に配置している。容量性の出力フィルタを、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力に並列に配置している。この容量性の出力フィルタと前記変圧器の２次巻線との間にダイオードを配置している。前記コンバータの１次側から２次側にエネルギーを搬送する場合には、１次側の電流は、一方では、スイッチオフ（開放）状態の前記第１スイッチ素子に並列接続した、前記１次巻線及びキャパシタを含む回路分岐を通って流れて、他方では、スイッチオン（閉路）状態の前記第２スイッチ素子も通って流れる。
【０００４】
米国特許第5,808,879号に記載のコンバータは、前記第２スイッチ素子のみに過電流保護が必要であるという点で有利である。スイッチ素子の破壊に至る過電流は、コンバータのスイッチオン段階中、及び過負荷の場合に発生し得る。コンバータをスイッチオンした（オン状態に切り換えた）際には、前記変圧器の１次巻線に直列接続したキャパシタがまだ電荷を有していない。従って、前記第２スイッチ素子をスイッチオンした直後の段階では、このスイッチ素子を通って流れて前記キャパシタを充電する電流が大幅に増加する。従って、コンバータのスイッチオン段階では、前記第２スイッチ素子を過電流から保護すべきである。スイッチオンされて、前記変圧器の１次側から２次側へのエネルギーの転送中に電流が流れるスイッチ素子は、過負荷の場合の過電流から保護すべきである。上述したコンバータでは、このスイッチ素子は前記第２スイッチ素子である。
【０００５】
米国特許第5,808,879号に記載のコンバータはさらに、前記変圧器の１次側の入力電力を測定することによって、いわゆるバーストモードを自動的に設定することができるという利点を有する。このバーストモードは、負荷の待機動作のために低減した消費電力で使用され、前記コンバータを短い期間中に交互にスイッチオフ及びスイッチオンすることを特徴とする。特に前記２個のスイッチ素子を同時にスイッチオフすると、前記コンバータがスイッチオフされる。前記コンバータをスイッチオフしている間は、このコンバータの無負荷損失が最小である。前記コンバータをスイッチオンすると、前記キャパシタの出力電圧が設定値に達するまで前記出力キャパシタが充電される。このスイッチオン及びスイッチオフの系列が、利用可能な出力電圧での低消費電力を実現する。前記バーストモードは小負荷のみに意味がある、というのはさもなければ、動作の休止中に出力電圧が急激に降下するからである。バーストモードを自動的に動作状態及び不動作状態にするために、前記コンバータの入力電力または出力電力を測定することができる。前記変圧器による出力側と入力側との間の電気絶縁はブリッジ型である必要がないので、入力電力を測定することは、出力電力を測定することに比べてコスト効率が良い。前記入力電力は、入力電圧と入力電流とを測定することによって測定することが好ましい。ここでは入力電流の測定は、単に前記第２スイッチ素子を流れる電流を測定することによって可能であり、これは測定抵抗（分流抵抗）を前記第２スイッチ素子に直列接続するだけであり、ここでは前記第２スイッチ素子が、このスイッチ素子に結合した前記ＤＣ電圧源への唯一の電流径路であるので、このことは非常に簡単である。前記測定抵抗を前記基準電位（接地電位）に接続した際には、電流を測定することが特に簡単であり、即ち前記基準電位に対する前記測定抵抗の電圧を測定することができる。
【０００６】
Phua Chee Heng、Ramesh Orugantiによる会議の寄稿"Family of Two-Switch Soft-Switched Asymmetrical PWM DC/DC Converters"、PESC 1994より、降圧リセットＴＲＣ２−コンバータと称する、非対称のハーフブリッジコンバータのさらに前のバージョンが知られている。しかしこのコンバータは、米国特許第5,808,879号の図９のコンバータの上述した２つの利点を有しない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述したコンバータは、出力電圧の制御付きで、あるいは制御なしで設計することができる。制御を設ける場合には、コンバータの出力電圧を通常、光カプラを有する帰還分岐経由で帰還させて、光カプラがコストの増加を招き、１次側の制御回路に光カプラを加えて、この制御回路は、現在のコンバータの出力電圧に応じて、スイッチ素子に供給する制御信号のデューティサイクルを適応させて、出力電圧を一定に保つ。出力電圧の制御なしでは、特に入力電圧及び出力電流が変動する場合の、コンバータの出力電圧の変動の増加をさらに考慮すべきである。
【０００８】
本発明の目的は、米国特許第5,808,879号のコンバータの前述した利点を有して、可能な最小の許容誤差範囲で出力電圧を発生し、さらにコスト効率の高い非対称のハーフブリッジコンバータを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この目的は、請求項１に記載のコンバータによって達成することができる。１次側に制御ループを具えれば、帰還径路を実現するために光カプラが不要になってコストの節減になる。ここでは１次側の制御ループを、１次側に位置する回路構成要素によって実現する。
【００１０】
１次側の制御ループでは、特に変圧器の１次側から２次側に電力を伝送する期間中に、前記スイッチ素子を制御するために使用する制御信号のデューティサイクルを適応させることによって、１次巻線に印加する電圧を所定の固定値に設定することが好ましい。
【００１１】
無制御で動作させる際には、１次巻線の電圧、従ってこれに応じたＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が許容範囲外に変動する。この変動の原因は、入力電圧の変動、入力電圧のリップル、及び特に集積回路によって実現される制御回路の生産技術上の許容誤差にもとづく調整可能なデューティサイクルの許容誤差である。１次巻線の電圧、あるいはコンバータの出力電圧のそれぞれの変動に対抗するために、１次側の制御を用いる。前記スイッチ素子を制御するための１次側の制御用に調整すべき制御信号は、特にパルス幅変調したものであり、即ちデューティサイクルを調整することによって制御信号の調整を行う。請求項２は、追加的なキャパシタを有する変形例を示すものである。
【００１２】
請求項３は、１次巻線と容量素子との間の電位を取り出すことによって、ＤＣ／ＤＣコンバータをスイッチオンする際の１次巻線の電圧の測定値を得るために、本発明による電源装置をどの程度に構成するかを示すものである。エネルギーの転送期間中に、前記第２ＤＣ電位に結合した前記第２スイッチ素子をオン状態にし、かつ前記容量素子を前記第１ＤＣ電位に結合しているので、前記容量素子と前記１次巻線との間の電位は、スイッチングサイクル内の瞬時にかかわらず、１次側から２次側へのエネルギーの転送期間中の前記変圧器の１次巻線の電圧を表わし、従ってこのようにして、多くの用途（例えば移動電話用の充電装置）向けに十分な許容誤差を以ってコンバータの出力電圧を設定することができる。基本的には、ハーフブリッジの他の状態において１次側から２次側へのエネルギーの転送が存在する際には、あるいはハーフブリッジの２つの状態において全波整流が存在する際には、この装置は１次側の制御でも動作する。
【００１３】
請求項４〜７は、本発明による電源装置の好適例を規定したものである。請求項６に記載の、好適例のさらなる変形例は、誘導性の出力フィルタ及び／または全波整流の使用を含むものである。請求項８は、本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータに関するものである。請求項９及び１０は、本発明による回路装置、及び本発明によるＤＣ／ＤＣコンバータに関するものであり、このコンバータは１次側の制御ループを利用するものである。請求項１１は、本発明による回路装置を有する電気装置に関するものであり、この電気装置は例えば、移動電話用の充電装置である。
本発明のこれら及び他の要点は、以下の図面を参照した実施例の説明より明らかになる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１に、ＡＣ／ＤＣコンバータ２及びＤＣ／ＤＣコンバータ３を具えた電源装置を有する電気装置１を示す。電気装置１は、ＡＣ幹線電圧（例えば230ボルト）ＵACをＤＣ電源電圧Ｕ0に変換するものである。まずＡＣ幹線電圧ＵACを、ＡＣ／ＤＣコンバータ２によってＤＣ電圧Ｖiに変換して、このＤＣ電圧ＶiをＤＣ／ＤＣコンバータ３用の入力電圧として用いて、コンバータ３によってＤＣ電源電圧Ｕ0に変換する。電気装置１は、（スイッチモード）電源、あるいは好適には移動電話用の充電装置である。ＡＣ／ＤＣコンバータは既知であり、コンバータ２についてはこれ以上説明しない。本発明はむしろＤＣ／ＤＣコンバータ３の実現に関するものであり、これについては図２または図４によってより詳細に説明する。
【００１５】
図２に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３の第１の変形例を示す。このコンバータの入力にＤＣ電圧Ｖiを供給して、このＤＣ電圧を２個のスイッチ素子４、５の直列結合に供給する。そして正の電源電位（＋）をスイッチ素子４の端子に接続する。基準電位（−）、即ち接地電位をスイッチ素子５に接続して、スイッチ素子５の他の端子をスイッチ素子４に接続する。容量素子６、及び容量素子６に直列接続した変圧器７の１次巻線から構成される回路分岐をスイッチ素子４に並列接続して、変圧器７の巻線方向（巻線の方向性／極性）をドット（点）で表わす。ダイオード８の陰極と変圧器７の２次巻線の他の端子との間に、ここではキャパシタ９の形態の容量性の出力フィルタを配置する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３のＤＣ出力電圧Ｕ0を容量性の出力フィルタ９から取り出す。
【００１６】
スイッチ素子４及び５を、所定のデューティサイクルで交互にオンまたはオフ状態にする。スイッチ素子４をスイッチオフ（オフ状態に）して、スイッチ素子５をスイッチオン（オン状態に）すると、コンバータ３の１次側から変圧器７経由でコンバータ３の２次側にエネルギーの搬送が行われる。そしてＤＣ電圧Ｖiが、容量素子６及び変圧器７の１次巻線から構成される回路分岐を通って、スイッチ素子５も通る電流を発生させる。そして図に示すように、変圧器７の１次巻線の電圧Ｖ0が降下する。そして変圧器７の選択した巻線方向、及びダイオード８の利用可能な極性によって、電流がダイオード８を通って変圧器７の２次巻線に流れる。第２スイッチ素子５を通って流れる電流が存在する際には、変圧器７の１次及び２次巻線の巻線方向は、変圧器７の１次側から２次側へのエネルギーの流れが本質的に存在するように選択する。電流がダイオード８を通って流れるので、キャパシタ９が充電され、そして／あるいは接続した負荷に電流が流れる。
【００１７】
スイッチ素子４をオン状態にしてスイッチ素子５をオフ状態にした場合には、電圧Ｖ0の極性が反転して、容量素子６、スイッチ素子４、及び変圧器７の１次巻線を通って電流が流れる。コンバータ３のこの動作状態では、変圧器７のコアの磁化が低減される（変圧器コアのリセット）。
【００１８】
図３に、図２に示すＤＣ／ＤＣコンバータを１次側の制御ループによって拡張した回路を示す。この制御ループは、容量素子６と変圧器７の１次巻線との間の点を制御回路１０の入力に接続して、この点に存在する電位であって、変圧器７の１次巻線の電圧Ｖ0を表わす電位Ｖp1が制御回路１０に供給されるようにすることを意味している。制御回路１０は電位Ｖp1に応じて、スイッチ素子４を制御する制御信号ａ１及びスイッチ素子５を制御する制御信号ａ２を発生する。制御信号ａ１及びａ２のデューティサイクルを制御回路１０によって設定し適応させて、コンバータ３の１次側から２次側にエネルギーが流れる際に下降する変圧器７の１次巻線の電圧が、所定の電圧値に制御されるようにする。この制御によって、出力電圧Ｕ0が電圧Ｖ0に応じて設定されるようになる。この１次側の制御ループは、入力電圧Ｖiの変動、リップル（特に100Hz以上）の不所望な影響、及び通常は集積回路によって実現する制御回路１０についての製造許容誤差にもとづく制御信号ａ１及びａ２のデューティサイクルの設定中の精度不良の不所望な影響に対抗して、使用可能なＤＣ出力電圧Ｕ0を、コンバータ３によって得られるようにする。好適な実施例では、制御信号ａ１及びａ２のデューティサイクルを設定することのみによって制御を変化させる。しかし基本的には、制御信号ａ１及びａ２の周波数を前記目的に適応させることも可能であるが、このことは１次側の制御ループの複雑性を増加させる。回路の変形例では、キャパシタ６と変圧器７の１次巻線との間の点を、さらなるキャパシタ１１によって基準電位に接続する（キャパシタ１１への接続は破線で示す）。
【００１９】
図４に、ＤＣ／ＤＣコンバータの変形例を示す。その基本構造は、コンバータ３の構造に極めて類似している。直列配置した２個のスイッチ素子２０及び２１にＤＣ電圧Ｖiを供給し、ここで電源電位（＋）をスイッチ素子２０に接続して基準電位（−）をスイッチ素子２１に接続する。しかしこの場合には、基準電位に接続したスイッチ素子２１の回路分岐を、変圧器２３の１次巻線と容量素子２２との直列結合に並列接続する。コンバータの出力の方向に順方向を有するダイオード２４を、キャパシタ２５によって実現する容量性の出力フィルタ２５と変圧器２３の２次巻線との間に配置する。コンバータの出力電圧Ｕ0はキャパシタ２５から取り出す。
【００２０】
図３とは逆に、ここでは変圧器２３の１次巻線と２次巻線とが反転した極性を有する。従って、スイッチ素子２０をオフ状態にしてスイッチ素子２１をオン状態にした際に、コンバータ３の１次側から２次側へのエネルギーの転送が生じる。そして、変圧器２３の１次巻線、スイッチ素子２１、及び容量素子２２を通って電流が流れる。変圧器２３の１次巻線では、電圧Ｖ0が図に示す方向に降下して、これにより、電流がダイオード２４を通ってキャパシタ２５及び／またはコンバータ３の出力に接続した負荷に流れ込む。そして１次側から２次側に流れるエネルギーが、容量素子２２によって供給される。スイッチ素子２０をオフ状態にしてスイッチ素子２１をオン状態にすると、この容量素子が充電されて、これにより電圧Ｖiによって発生する電流が、スイッチ素子２０、変圧器２３の１次巻線、及び容量素子２２を通って流れるが、電流がこの方向に流れる際には、コンバータ３の１次側から変圧器２３の１次巻線を通って２次側にエネルギーが転送されることがない。
【００２１】
また図４に示すコンバータの変形例は、１次側の制御ループを有する。このことは、変圧器２３の１次巻線と容量素子２２との間に存在する電位Ｖp2を取り出して、制御回路２６に供給することを意味している。この電位Ｖp2は、コンバータ３の１次側から２次側へのエネルギーの流れが存在する際の、変圧器２３の１次巻線に存在する電圧Ｖ0を表わし、この電位Ｖp2を、制御信号ｂ１及びｂ２のデューティサイクルを設定することによって所定値に制御して、制御信号ｂ１及びｂ２は、それぞれスイッチ素子２０及び２１を制御するために使用し、これらの信号は制御回路２６によって発生し、即ち電圧Ｖ0も所定値に制御する。また図４に示す変形例では、追加的なキャパシタ（図示せず）をオプションとして挿入することができ、そしてこの追加的なキャパシタが、キャパシタ２２と変圧器２３の１次巻線との間の点を電源電位に接続する。
【００２２】
図２または図４に示すコンバータの変形例は、変圧器７または変圧器２３のそれぞれの１次巻線に存在する電圧であって、コンバータの１次側から２次側へのエネルギーの転送中に常に所定値に制御すべき電圧Ｖ0を、スイッチングサイクル中の時点にかかわらず、それぞれ電位Ｖp1またはＶp2で表わして、これらの電位を制御変数として用いることができるという点で有利である。容量素子６をそれぞれ電源電位（＋）または基準電位（−）に接続して、他方では、それぞれ変圧器７の１次巻線あるいは変圧器２３の１次巻線の端子を、スイッチ素子４と５の間、あるいはスイッチ素子２０と２１の間の端子に接続しているので、このことが可能である。図２及び図３に示すコンバータの変形例では、それぞれのハーフブリッジのスイッチ素子の一方のみ、即ちスイッチ素子５に、初期段階の過電流に対する保護を行い、かつコンバータ３が過負荷である際に保護を行う過電流保護を設けることができる。他方では、図４のコンバータは２個のスイッチ素子２０及び２１に可電流保護素子を必要とし、これにより、スイッチ素子２０を初期段階の過電流から保護して、スイッチ素子２１をコンバータの過負荷から保護する。
【００２３】
図２及び図３に示すコンバータの変形例はさらに、電圧Ｖi及びスイッチ素子４を流れる電流を測定することによってコンバータ３の入力電力を測定することができるという点で有利であり、このため測定抵抗（分流器）（図示せず）をスイッチ素子５と基準電位（接地電位）との間に配置して、接地に接続した測定抵抗によって、前記電流を容易に、かつ高信頼性で測定することができる。さらに図３及び図４の実施例を、変圧器７の巻線を他の方向に選択するように根本的に変更することもできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明による電源装置を有する電気装置を示す図である。
【図２】  電源装置に使用するＤＣ／ＤＣコンバータを示す図である。
【図３】  １次側の制御ループを有する図２のコンバータを示す図である。
【図４】  図３に示すコンバータの変形例を示す図である。
【符号の説明】
１  電気装置
２  ＡＣ−ＤＣコンバータ
３  ＤＣ−ＤＣコンバータ
４  スイッチ素子
５  スイッチ素子
６  容量素子
７  変圧器
８  ダイオード
９  キャパシタ
１０  制御回路
１１  キャパシタ
２０  スイッチ素子
２１  スイッチ素子
２２  容量素子
２３  変圧器
２４  ダイオード
２５  キャパシタ
２６  制御回路
【図１】
0004198379.tif 000002
【図２】
0004198379.tif 000003
【図３】
0004198379.tif 000004
【図４】
0004198379.tif 000005