(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流モータ、この直流モータへの直流電力供給用の電源、および前記直流モータの速度制御用の制御装置を備え、
前記制御装置は、前記直流モータとともに前記電源の両出力端子間に直列接続されるスイッチング手段と、前記スイッチング手段のオフ時に前記直流モータに発生する逆起電力を放出する放出手段と、前記逆起電力の検出を行う検出手段と、前記スイッチング手段に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を前記検出手段の検出結果に応じて行う駆動手段とにより成り、
前記検出手段は、前記放出手段が前記直流モータに発生する逆起電力を放出する時間を検出し、
前記駆動手段は、電圧レベルが変化するスイープ信号を一定周期で発振する掃引発振器と、設定速度に応じた基準電圧レベルに充電される基準電圧用コンデンサと、前記基準電圧レベルと前記スイープ信号の電圧レベルとの比較を行う比較器とを備え、前記比較器の比較結果に応じて前記スイッチング手段のオン／オフ制御を行うとともに、前記検出手段により検出された逆起電力を放出する時間だけ前記基準電圧用コンデンサを放電させることを特徴とする直流モータ速度制御装置。
【請求項２】
前記放出手段は、前記直流モータおよびスイッチング手段の接続点の電圧レベルをクランプするダイオードである請求項１記載の直流モータ速度制御装置。
【請求項３】
前記基準電圧用コンデンサは分圧抵抗を通じて充電され、前記直流モータの最低回転数は前記分圧抵抗による分圧レベルで設定されることを特徴とする請求項１または２記載の直流モータ速度制御装置。
【請求項４】
前記基準電圧用コンデンサは可変抵抗を含む分圧抵抗を通じて充電され、前記可変抵抗の設定および前記直流モータに対する負荷状態に関わらず、前記比較器の比較結果に応じて前記スイッチング手段が安定してオン／オフするように、前記掃引発振器における前記スイープ信号を設定する充電の時定数と、前記分圧抵抗および基準電圧用コンデンサで決まる時定数とを設定して成ることを特徴とする請求項３記載の直流モータ速度制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流モータの回転速度の制御を行う直流モータ速度制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、直流モータを所定速度で駆動する種々の速度制御装置が提案されているが、例えば特公平６−１０１９５２号公報には、スイッチング素子のオフ時およびオン時にそれぞれ充放電されるコンデンサを抵抗を介して、モータと直列に接続するとともにスイッチング素子と並列に接続し、コンデンサの端子電圧が基準電圧より高くなったときにスイッチング素子をオンにする比較手段を設け、スイッチング素子のオン／オフのデューティを逆起電力および負荷電流に対応して変え、モータの速度を一定になるように制御する直流電動機の速度制御装置が記載されている。
【０００３】
この構成では、コンデンサは、スイッチング素子のオフ時に抵抗を介してそのスイッチング素子の両端電圧により充電される一方、スイッチング素子のオン時にそのスイッチング素子および抵抗を介して放電される。すなわち、回転しているモータへの電源供給が絶たれた時、スイッチング素子の両端に発生する電圧により抵抗を介して充電されたコンデンサの電圧が第１の基準電圧を超えたとき、スイッチング素子をオンにしてモータを力行させ、そのオン信号により直ちに第１の基準電圧をこれよりも低い第２の基準電圧に切り換える。一方、この逆起電圧源はスイッチング素子のオンによって短絡される形となるが、直ちにゼロにならず、ある時定数をもって低下する。そしてその電圧が第２の基準電圧よりも下回った時、スイッチング素子をオフとしてモータへの電源供給を絶つと同時に第２の基準電圧を第１の基準電圧に戻す。この電源オフによりスイッチング素子の両端にはモータの逆起電圧が発生するが、このスイッチング素子の両端に発生する電圧により抵抗を介して充電されたコンデンサの電圧が第１の基準電圧と比較され、このコンデンサの電圧が第１の基準電圧を超えていれば、スイッチング素子をオンにしてモータを力行させ、そのオン信号により直ちに第１の基準信号をこれよりも低い第２の基準電圧に切り換える、という動作を繰り返し、モータをオン／オフさせるのである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の直流電動機の速度制御装置では、スイチング損失が増大する課題がある。すなわち、軽負荷時には、コンデンサの両端電圧は、逆起電力だけでは基準電圧に達せず、放電後のスイッチング素子の両端電圧によりゆっくり上昇するので、第１の基準電圧に達するまでの時間が長くなる。これに対して、重負荷時には、スイッチング素子のオフ時に発生する逆起電力が大きくなるので、コンデンサの両端電圧は早く上昇して第１の基準電圧に達するまでの時間が短くなる。また、スイッチング素子のオン期間にコンデンサを放電する時間は、負荷の軽重によって変わらないので、スイッチング素子のオン期間は負荷の軽重に関わらず同じになり、そのオフ期間は負荷が重いほどより短くなる。従って、重負荷時の方がスイッチング素子の駆動周波数が高くなり、この結果、スイチング損失が増大するのである。
【０００５】
なお、上記直流電動機の速度制御装置では、最初に電源を投入したとき、直流モータに逆起電圧が発生していないため、電源電圧そのものが第１の基準電圧として設定されるが、その電圧が通常の動作状態での第１の基準電圧と比較して極めて高いため、電源投入時のトリガの所定量とは無関係に電源の投入と同時にモータが高速回転を始め、一定時間経過してはじめてトリガで設定した回転数に落ち着く動作となり、電源の投入と同時にモータが高速回転を始めるという課題もある。
【０００６】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング損失の増大防止が可能な直流モータ速度制御装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために請求項１記載の発明の直流モータ速度制御装置は、直流モータ、この直流モータへの直流電力供給用の電源、および前記直流モータの速度制御用の制御装置を備え、前記制御装置は、前記直流モータとともに前記電源の両出力端子間に直列接続されるスイッチング手段と、前記スイッチング手段のオフ時に前記直流モータに発生する逆起電力を放出する放出手段と、前記逆起電力の検出を行う検出手段と、前記スイッチング手段に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を前記検出手段の検出結果に応じて行う駆動手段とにより成り、前記検出手段は、前記放出手段が前記直流モータに発生する逆起電力を放出する時間を検出し、前記駆動手段は、電圧レベルが変化するスイープ信号を一定周期で発振する掃引発振器と、設定速度に応じた基準電圧レベルに充電される基準電圧用コンデンサと、前記基準電圧レベルと前記スイープ信号の電圧レベルとの比較を行う比較器とを備え、前記比較器の比較結果に応じて前記スイッチング手段のオン／オフ制御を行うとともに、前記検出手段により検出された逆起電力を放出する時間だけ前記基準電圧用コンデンサを放電させることを特徴とする。
【０００８】
この構成では、スイッチング手段に対する駆動周波数が一定であるので、スイチング損失の増大防止が可能になる。また、検出手段の検出結果に応じてスイッチング手段に対するオン／オフのデューティ制御が行われるので、直流モータに対する負荷状態に応じたデューティ制御が可能になる。また、基準電圧レベルは、検出手段の検出結果に応じて調整されるようになるので、つまるところ、直流モータに対する負荷状態に応じて調整されるようになり、負荷状態に応じて調整された基準電圧レベルに従ってスイッチング手段のオン／オフ制御が行われるようになる。この結果、瞬間的に直流モータが高速で回転を始める不具合の発生しない好適な速度制御が可能になる。
【０００９】
なお、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記放出手段は、前記直流モータおよびスイッチング手段の接続点の電圧レベルをクランプするダイオードであってもよい（請求項２）。この構成によれば、スイチング損失の増大防止が可能になる。
【００１２】
また、請求項１または２記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサは分圧抵抗を通じて充電され、前記直流モータの最低回転数は前記分圧抵抗による分圧レベルで設定される構成でもよい（請求項３）。この構成によれば好適な直流モータ速度制御装置が得られるようになる。
【００１３】
さらに、請求項３記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサは可変抵抗を含む分圧抵抗を通じて充電され、前記可変抵抗の設定および前記直流モータに対する負荷状態に関わらず、前記比較器の比較結果に応じて前記スイッチング手段が安定してオン／オフするように、前記掃引発振器における前記スイープ信号を設定する充電の時定数と、前記分圧抵抗および基準電圧用コンデンサで決まる時定数とを設定して成る構成でもよい（請求項４）。この構成によれば好適な直流モータ速度制御装置が得られるようになる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の第１基本形態に係る直流モータ速度制御装置の構成図、図２は図１における各部の信号波形図で、これらの図を用いて以下に第１基本形態の説明を行う。ただし、図２（ａ），（ｂ）はそれぞれ無負荷時および負荷時の信号波形を示し、図２における電圧Ｖd，Ｖg，Ｖbおよび電流Ｉfは図１におけるそれらとそれぞれ対応している。
【００１５】
図１に示す直流モータ速度制御装置１０は、電源スイッチ１１、直流モータ１２、電源スイッチ１１を介して直流モータ１２に直流電力を供給する例えばバッテリにより成る電源１３、および直流モータ１２の速度制御用の制御装置１４により構成されている。
【００１６】
この制御装置１４には、電源スイッチ１１および直流モータ１２とともに電源１３の両出力端子間に直列接続されるスイッチング手段としてのＦＥＴＱ１５が具備されている。スイッチング手段としてはパワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴなどが使用されるが、図１の例ではＦＥＴが使用されている。また、電源１３の正極性出力端子に対して電源スイッチ１１および直流モータ１２がこの順番に直列に接続され、直流モータ１２の負極側の端子および電源１３の負極性出力端子にそれぞれＦＥＴＱ１５のドレインおよびソースが接続されている。
【００１７】
また、制御装置１４には、直流モータ１２と並列に接続され、ＦＥＴＱ１５のオフ時に直流モータ１２に発生する逆起電力を電源１３に向けて放出する放出手段としてのダイオードＤ１６が具備されている。
【００１８】
また、制御装置１４には、直流モータ１２およびＦＥＴＱ１５の接続点における電圧Ｖd から、直流モータ１２に発生する逆起電力の検出を行う検出回路１７（検出手段）が具備されている。ここで、検出回路１７による検出について詳述する。図２に示すように、直流モータ速度制御装置１０の動作時に、ＦＥＴＱ１５がオンからオフになると（ｔ１１，ｔ２１）、直流モータ１２において、両端子に印加の電荷の極が反転して逆起電力が発生する。この逆起電力による逆起電圧をＶm とおくと、電圧Ｖd は、電源１３の電圧Ｖb と逆起電圧Ｖm との和になるところ、ダイオードＤ１６を直流モータ１２と並列に接続してあるので、ダイオードＤ１６の電圧Ｖf 以上の電荷が全て電流Ｉf として電源１３に戻されることになって、電源１３の電圧Ｖb と電圧Ｖf との和にクランプされる。つまり、ＦＥＴＱ１５がオンからオフになると（ｔ１１，ｔ２１）、直流モータ１２に逆起電力が発生してＶd ＝Ｖb ＋Ｖf となり、この後、逆起電力が発生しなくなると（ｔ１２，ｔ２２）、電圧Ｖd は電圧Ｖb に戻るのである。そこで、検出回路１７は、電圧Ｖd の検出を行い、この検出結果の電圧レベルが電圧Ｖb のレベルより高い期間を、直流モータ１２に逆起電力が発生している期間（ＴＭ１１，ＴＭ２１）として検出するのである。では、なぜこのように逆起電力の発生期間を検出するかというと、図２から分かるように、逆起電力の発生期間は直流モータ１２に対する負荷状態に応じて長さが変わる（負荷が重いほどより長く、逆に負荷が軽いほどより短くなる）ことから、その負荷状態を知るために逆起電力の発生期間を検出するのである。
【００１９】
さらに、制御装置１４には、ＦＥＴＱ１５に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を検出回路１７の検出結果に応じて行う駆動手段としてのフィードバック回路１８が具備されている。さらに詳述すると、フィードバック回路１８は、図２に示すように、負荷時および無負荷時に関わらず、駆動周波数を一定の１／Ｔ（ただし、Ｔ＝ｔ１３−ｔ１０＝ｔ２３−ｔ２０）にして、例えば、検出回路１７から無負荷時の検出結果が得られると、直流モータ１２の回転速度が設定速度になるように、ＦＥＴＱ１５に対してオン／オフのデューティ制御を行う一方、検出回路１７から負荷時の検出結果が得られると、負荷が軽いほどＦＥＴＱ１５のオン期間がより短くオフ期間がより長くなるように、逆に負荷が重いほどＦＥＴＱ１５のオン期間がより長くオフ期間がより短くなるように、オン／オフのデューティ制御を行う。このように、検出回路１７の検出結果に応じてオン／オフのデューティ制御を行うことで、負荷状態に応じたデューティ制御が可能になるのである。また、ＦＥＴＱ１５に対する駆動周波数を一定にすることで、例えば重負荷時におけるスイチング損失の増大防止が可能になるのである。
【００２０】
次に、図２（ａ），（ｂ）を併用して直流モータ速度制御装置１０の動作説明を行う。電源スイッチ１１をオンにすると、制御装置１４が作動して、検出回路１７から、ＦＥＴＱ１５がまだオン／オフ動作を行っていないので、逆起電力は発生していない検出結果が得られる。一方、フィードバック回路１８も作動し、駆動周波数を一定にして、直流モータ１２の回転速度が設定速度になるように、ＦＥＴＱ１５に対するオン／オフのデューティ制御が行われ、まずは図２（ａ）に示すように、直流モータ１２の回転速度が設定速度になるように、ＦＥＴＱ１５に対して、オン制御が時点ｔ１０〜ｔ１１の間行われる。これにより、直流モータ１２は設定速度になるように駆動を開始することになる。
【００２１】
この後、時点ｔ１１になると、ＦＥＴＱ１５に対してオフ制御が行われる。このとき、直流モータ１２に逆起電力が発生するので、検出回路１７から逆起電力発生の検出結果が得られ、この検出結果は、図２（ａ），（ｂ）に示すように、負荷状態に応じた長さの時間（ＴＭ１１，ＴＭ２１）持続する。
【００２２】
この後、時点ｔ１０から周期Ｔの時間が経過すると（ｔ１３）、ＦＥＴＱ１５に対して、駆動周波数を一定にしたオン／オフのデューティ制御が検出回路１７の検出結果に応じて行われる。例えば、検出回路１７から無負荷時の検出結果が得られ、逆起電力発生期間がＴＭ１１であったとすれば、図１（ａ）に示すように、オン期間がｔ１１−ｔ１０の長さになるとともにオフ期間がｔ１３−ｔ１１の長さになるようにデューティ制御が行われる。これに対して、検出回路１７から負荷時の検出結果が得られ、逆起電力発生期間がＴＭ２１であったとすれば、図１（ｂ）に示すように、オン期間がｔ２１−ｔ２０の長さになるとともにオフ期間がｔ２３−ｔ２１の長さになるようにデューティ制御が行われる。
【００２３】
以降の動作も上記と同様、検出回路１７の検出結果に応じたオン／オフのデューティ制御が行われる。つまり、負荷状態に応じたフィードバック制御が行われるのである。
【００２４】
以上により、ＦＥＴＱ１５に対する駆動周波数を一定にすることで、スイチング損失の増大防止が可能になる。また、検出回路１７の検出結果に応じてＦＥＴＱ１５に対するオン／オフのデューティ制御を行うことで、負荷状態に応じたデューティ制御が可能になる。
【００２５】
図３は本発明の第２基本形態に係る直流モータ速度制御装置の構成図、図４は図３における各部の信号波形図で、これらの図を用いて以下に第２基本形態の説明を行う。ただし、図４（ａ），（ｂ）はそれぞれ無負荷時および負荷時の信号波形を示す。
【００２６】
図３に示す直流モータ速度制御装置２０は、電源スイッチ１１、直流モータ１２および電源１３を第１基本形態と同様に備えているほか、第１基本形態との相違点として直流モータ１２の速度制御用の制御装置２４を備えている。
【００２７】
この制御装置２４は、ＦＥＴＱ１５、ダイオードＤ１６およびフィードバック回路１８を第１基本形態と同様に備えているほか、第２基本形態の特徴として、ダイオードＤ１６に直列に接続され、そのダイオードＤ１６とともに直流モータ１２と並列に接続される電流検出用の抵抗Ｒ２７、および検出回路２７を備えている。なお、抵抗Ｒ２７の抵抗値は損失を考慮して数十ｍΩ程度に設定される。
【００２８】
検出回路２７は、図４から分かるように、直流モータ１２に発生する逆起電力に応じて三角波状に変化する電圧Ｖ27が現れる抵抗Ｒ２７のその電圧Ｖ27を検出することにより、直流モータ１２に発生する逆起電力の検出を行うものである。例えば、図４（ａ）に示すように、無負荷時には、逆起電力がＴＭ３１の期間発生するが、その期間、抵抗Ｒ２７に三角波状の電圧Ｖ27が現れる。同様に、図４（ｂ）に示すように、負荷時には、逆起電力がＴＭ４１（＞ＴＭ３１）の期間発生するが、その期間、抵抗Ｒ２７に三角波状の電圧Ｖ27が現れる。従って、抵抗Ｒ２７に電圧が発止している期間を検出することで、直流モータ１２に逆起電力が発生している期間を検出することが可能になる。
【００２９】
このように構成される直流モータ速度制御装置２０では、第１基本形態と同様にフィードバック回路１８が具備されているので、回路動作が第１基本形態とほぼ同様となり、スイチング損失の増大防止が可能になるとともに、負荷状態に応じたデューティ制御が可能になる。
【００３０】
図５は本発明の第３基本形態に係る直流モータ速度制御装置の構成図で、この図を用いて以下に第３基本形態の説明を行う。
【００３１】
図５に示す直流モータ速度制御装置３０は、電源スイッチ１１、直流モータ１２および電源１３を第１基本形態と同様に備えているほか、第１基本形態との相違点として直流モータ１２の速度制御用の制御装置３４を備えている。
【００３２】
この制御装置３４は、ＦＥＴＱ１５およびフィードバック回路１８を第１基本形態と同様に備えているほか、第３基本形態の特徴として、ＦＥＴＱ１５と並列に接続され、ＦＥＴＱ１５のオフ時に直流モータ１２に発生する逆起電力を回路グランドに向けて放出する放出手段としての定電圧ダイオードＤ３６、およびこの定電圧ダイオードＤ３６による放出時間の検出を行う検出回路３７を備えている。
【００３３】
このように構成される直流モータ速度制御装置３０では、直流モータ１２に逆起電力が発生すると、電圧Ｖdは定電圧ダイオードＤ３６によって所定電圧にクランプされる。この所定電圧は、例えば考えられる電源１３の電圧のばらつきの最大値と同等レベルに設定される。そして、定電圧ダイオードＤ３６によってクランプされる時間から逆起電力量（＝放出時間）が検出され、この逆起電力量、つまり放出時間（逆起電力発生期間）に応じてＦＥＴＱ１５に対するオン／オフのデューティ制御が駆動周波数を一定にして行われる。これにより、第１基本形態と同様に、スイチング損失の増大防止が可能になるとともに、負荷状態に応じたデューティ制御が可能になる。
【００３４】
なお、検出回路３７に代えて、図３に示す抵抗Ｒ２７および検出回路２７を設けて、第２基本形態と同様に逆起電力の検出が行われる構成でもよい。
【００３５】
図６は本発明の実施形態に係る直流モータ速度制御装置の構成図、図７は図６における各部の低速回転で無負荷時の信号波形図、図８は図６における各部の高速回転で無負荷時の信号波形図、図９は図６における各部の低速回転で負荷時の信号波形図で、これらの図を用いて以下に本実施形態の説明を行う。
【００３６】
図６に示す直流モータ速度制御装置４０は、例えば電気ねじ回しや電気ドリルなどの電動工具に適用され、電源スイッチ１１、直流モータ１２および電源１３を第１基本形態と同様に備えているほか、第１基本形態との相違点として直流モータ１２の速度制御用の制御装置４４を備えている。
【００３７】
この制御装置４４は、ＦＥＴＱ１５およびダイオードＤ１６を第１基本形態と同様に備えているほか、実施形態の特徴として、検出回路４７および駆動回路４８を備えているとともに、抵抗Ｒ４９０，Ｒ４９１、コンデンサＣ４９および定電圧ダイオードＤ４９により構成され、検出回路４７および駆動回路４８に安定な電力を供給する安定化電源４９を備えている。
【００３８】
検出回路４７は、電圧Ｖd および電圧Ｖb の検出を行い、図７〜図９に示すように、電圧Ｖd のレベルが電圧Ｖb のレベルより高い期間を、直流モータ１２に逆起電力が発生している期間ＴＭ５１，ＴＭ６１，ＴＭ７１として検出して、ローレベルの信号Ｖdet の出力を行い、電圧Ｖd のレベルが電圧Ｖb のレベル以下の期間ではハイレベルの信号Ｖdet の出力を行うものである。この検出回路４７は、図６の例では、電圧Ｖb 検出用の分圧抵抗Ｒ４７０，Ｒ４７１と、電圧Ｖd 検出用の分圧抵抗Ｒ４７２，Ｒ４７３と、分圧抵抗Ｒ４７０，Ｒ４７１による分圧電圧より分圧抵抗Ｒ４７２，Ｒ４７３による分圧電圧の方が高レベルであればローレベルの信号Ｖdet の出力を行い、そうでなければハイレベルの信号Ｖdet の出力を行う比較器４７０とにより構成されている。
【００３９】
駆動回路４８は、ＦＥＴＱ１５に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を検出回路４７の検出結果に応じて行うもので、電圧レベルが三角波状に降下変動するスイープ信号Ｖosc を一定周期で発振する掃引発振器４８ａと、駆動制御回路４８ｂとにより構成されている。この駆動制御回路４８ｂは、直流モータ１２に対する設定速度に応じた基準電圧（指示電圧）Ｖref のレベルに充電されるコンデンサＣ４８１（基準電圧用コンデンサ）を有し、スイープ信号Ｖosc の電圧レベルと基準電圧Ｖref のレベルとの比較を行い、この比較結果に応じてＦＥＴＱ１５に対するオン／オフ制御を行うとともに、検出回路４７の検出結果に応じて基準電圧Ｖref のレベルを調整するものである。
【００４０】
図６の例では、掃引発振器４８ａは、抵抗Ｒ４８０〜Ｒ４８４、ダイオードＤ４８０、コンデンサＣ４８０およびオペアンプ４８０により構成されている。この掃引発振器４８ａの発振周波数は、抵抗Ｒ４８０〜Ｒ４８４およびコンデンサＣ４８０の各値を調整して設定される。
【００４１】
駆動制御回路４８ｂは、上記コンデンサＣ４８１に加えて、抵抗Ｒ４８５〜Ｒ４８８、ダイオードＤ４８１，Ｄ４８２、直流モータ１２に対する速度設定用の可変抵抗ＶＲ、および基準電圧Ｖref とスイープ信号Ｖosc とのレベル比較を行い、スイープ信号Ｖosc のレベルが基準電圧Ｖref のレベルより高ければＦＥＴＱ１５のゲートに対する信号Ｖg をハイレベルにする一方、そうでなければローレベルにする比較器４８１により構成されている。この駆動制御回路４８ｂにおける抵抗Ｒ４８５〜Ｒ４８７および可変抵抗ＶＲは、検出回路４７の信号Ｖdet がハイレベルのとき、安定化電源４９の出力電圧を分圧する分圧回路を構成するとともに、この分圧回路の分圧電圧でコンデンサＣ４８１を充電する充電回路を構成し、またそのうちの抵抗Ｒ４８７および可変抵抗ＶＲは、検出回路４７の信号Ｖdet がローレベルのとき、コンデンサＣ４８１を放電させる放電回路を構成する。ここで、例えば直流モータ１２の回転数をより高く設定する場合には、図７および図８から分かるように、基準電圧Ｖref 、つまりコンデンサＣ４８１の両端電圧のレベルを下げればよいので、可変抵抗ＶＲの可動接点をダイオードＤ４８１から離れる方向の所望位置に移動させればよい。また、図７および図８から、無負荷時の場合、放電時間は設定速度に関わらず一定の長さになるのが分かる（ＴＭ５１＝ＴＭ６１＝一定）。
【００４２】
次に、直流モータ速度制御装置４０の動作について説明する。電源スイッチ１１をオンにすると、制御装置４４が作動して、検出回路４７から、ＦＥＴＱ１５がまだオン／オフ動作を行っていないのでハイレベルの信号Ｖdet が出力され、コンデンサＣ４８１がダイオードＤ４８１、抵抗Ｒ４８５〜Ｒ４８７および可変抵抗ＶＲを通じて安定化電源４９からの電力により充電される。これにより、設定速度に応じた基準電圧Ｖref がコンデンサＣ４８１の両端に発生する（図７，図８参照）。
【００４３】
一方、掃引発振器４８ａも作動してスイープ信号Ｖosc を出力する（ｔ５０，ｔ６０）。
【００４４】
これらの基準電圧Ｖref およびスイープ信号Ｖosc はそれぞれ比較器４８１の反転入力端子および非反転入力端子に入力され、比較器４８１の出力からＦＥＴＱ１５のゲートに向けて、スイープ信号Ｖosc の上述の出力時点からスイープ信号Ｖosc のレベルが基準電圧Ｖref のレベルよりも低くなる時点（ｔ５１，ｔ６１）まで、ハイレベルの信号Ｖg が出力される。この結果、その間ＦＥＴＱ１５がオンになり、直流モータ１２が電源１３から電力を受けて設定速度になるように回転を始める。このとき、電圧Ｖd は低下する。
【００４５】
スイープ信号Ｖosc のレベルが基準電圧Ｖref のレベルよりも低くなると（ｔ５１，ｔ６１）、比較器４８１の出力からＦＥＴＱ１５のゲートに向けてローレベルの信号Ｖg が出力され、ＦＥＴＱ１５がオフになる。このとき、直流モータ１２に逆起電力が発生してダイオードＤ１６に電圧Ｖf が発生し、この電圧Ｖf が電圧Ｖb に重畳することになるので、電圧Ｖd のレベルが電圧Ｖb のレベルより高くなる。このように電圧Ｖd のレベルが電圧Ｖb のレベルより高くなる期間は、例えば図７および図９に示すように、負荷状態に応じた長さの時間（ＴＭ５１，ＴＭ７１）持続し、その期間中、検出回路４７からローレベルの信号Ｖdet が出力されることになる。これにより、ダイオードＤ４８１のアノードの電圧レベルがローレベルになり、安定化電源４９からコンデンサＣ４８１への電力供給が遮断されるので、コンデンサＣ４８１が可変抵抗ＶＲおよび抵抗Ｒ４８７を通じて放電することになる。つまり、直流モータ１２に対する負荷状態に応じて、コンデンサＣ４８１の電圧、すなわち基準電圧Ｖref のレベルが下げられるのであって、負荷が重いほど、放電時間が一層長くなって、基準電圧Ｖref のレベルがより大きく下げられ、逆に、負荷が軽いほど、放電時間が一層短くなって、基準電圧Ｖref のレベルがより小さく下げられ、この結果、基準電圧Ｖref のレベルが負荷状態に応じて調整されるのである。
【００４６】
この後、直流モータ１２に逆起電力が発生しなくなると、検出回路４７からハイレベルの信号Ｖdet が出力されるので、ダイオードＤ４８１、抵抗Ｒ４８５〜Ｒ４８７および可変抵抗ＶＲを通じて安定化電源４９からの電力によりコンデンサＣ４８１が充電され、この両端電圧が上昇に転じる。
【００４７】
この後、スイープ信号Ｖosc のレベルが基準電圧Ｖref のレベルよりも高くなり、スイープ信号Ｖosc の出力時点から一周期の時間が経過すると（ｔ５３，ｔ６３）、ＦＥＴＱ１５に対して、駆動周波数を一定にしたオン／オフのデューティ制御が、スイープ信号Ｖosc の電圧レベルと、検出回路４７の検出結果に応じて調整された基準電圧Ｖref のレベルとの比較結果に応じて、行われる。すなわち、基準電圧Ｖref のレベルが無負荷時の逆起電力発生期間（ＴＭ５１，ＴＭ６１）に応じて調整されたとすれば、上記同様のオン／オフのデューティ制御が行われる一方、負荷時の逆起電力発生期間（ＴＭ７１）に応じて調整されたとすれば、オン期間をより長くしてその分だけオフ期間を短くするデューティ制御が行われる。例えば、図７および図９を用いてさらに具体的に説明すると、図７に示す時点ｔ５１〜ｔ５３の間に、基準電圧Ｖref のレベルが無負荷時の逆起電力発生期間ＴＭ５１に応じて調整されたとすれば、時点ｔ５３以降、時点ｔ５０〜ｔ５３に行われたデューティ制御と同じ制御が行われる。これに対して、基準電圧Ｖref のレベルが図９に示す負荷時の逆起電力発生期間ＴＭ７１に応じて調整されたとすれば、時点ｔ５３以降、図９の時点ｔ７０〜ｔ７３に示すデューティ制御と同じ制御が行われる。
【００４８】
これ以降も上記同様、ＦＥＴＱ１５に対して、駆動周波数を一定にしたオン／オフのデューティ制御が、スイープ信号Ｖosc の電圧レベルと、検出回路４７の検出結果に応じて調整された基準電圧Ｖref のレベルとの比較結果に応じて、行われる。
【００４９】
以上により、電源投入時には、負荷時および無負荷時に関わらず、設定速度に応じた基準電圧Ｖref に従って直流モータ１２が回転し、これ以降、検出回路４７の検出結果に応じて調整された基準電圧Ｖref に従って直流モータ１２が回転するので、瞬間的に直流モータ１２が高速で回転を始める不具合の発生しない好適な速度制御が可能になる。また、ＦＥＴＱ１５に対する駆動周波数を一定にすることで、スイチング損失の増大防止が可能になる。
【００５０】
なお、上記実施形態において、直流モータ１２の最低回転数は、抵抗Ｒ４８５〜Ｒ４８７および可変抵抗ＶＲの分圧抵抗による分圧レベルで最も高いレベルに設定されることになるので、図１０に示すように、正常動作を保証すべく、それら分圧抵抗のばらつきおよび環境要因を考慮して最悪条件となるＶmaxを設定し、直流モータ１２の最低回転数の場合の分圧レベルがそのＶmax以下になるように設定するのが望ましい。
【００５１】
また、可変抵抗ＶＲの設定および直流モータ１２に対する負荷状態（無負荷を含む負荷の軽重）に関わらず、比較器４８１の比較結果に応じてＦＥＴＱ１５が安定してオン／オフするように、掃引発振器４８ａにおけるスイープ信号Ｖosc を設定する充放電の時定数（抵抗Ｒ４８０〜Ｒ４８４によるコンデンサＣ４８０の充放電速度）と、抵抗Ｒ４８５〜Ｒ４８７および可変抵抗ＶＲの分圧抵抗、およびコンデンサＣ４８１で決まる時定数（その分圧抵抗による充放電速度）とを設定するのが望ましい。例えば、図６の構成例では、図７〜図９に示すように、スイープ信号Ｖosc は降下変動し、基準電圧Ｖref も逆起電力発生期間中は降下変動するので、ＦＥＴＱ１５に対して適切なオン／オフ制御を行うためには、逆起電力発生期間における基準電圧Ｖref の降下角度がスイープ信号Ｖosc の降下角度よりも緩やかになるように、上述の時定数を設定する必要がある。これに対して、例えばスイープ信号が上昇変動し、基準電圧が逆起電力発生期間中に上昇変動してその期間終了後に降下変動に転じるような回路構成の場合には、逆起電力発生期間における基準電圧の上昇角度がスイープ信号の上昇角度よりも緩やかになるように、時定数を設定する必要がある。
【００５２】
【発明の効果】
以上のことから明らかなように、請求項１記載の発明によれば、直流モータ、この直流モータへの直流電力供給用の電源、および前記直流モータの速度制御用の制御装置を備え、前記制御装置は、前記直流モータとともに前記電源の両出力端子間に直列接続されるスイッチング手段と、前記スイッチング手段のオフ時に前記直流モータに発生する逆起電力を放出する放出手段と、前記逆起電力の検出を行う検出手段と、前記スイッチング手段に対して、駆動周波数を一定にして、オン／オフのデューティ制御を前記検出手段の検出結果に応じて行う駆動手段とにより成り、前記検出手段は、前記放出手段が前記直流モータに発生する逆起電力を放出する時間を検出し、前記駆動手段は、電圧レベルが変化するスイープ信号を一定周期で発振する掃引発振器と、設定速度に応じた基準電圧レベルに充電される基準電圧用コンデンサと、前記基準電圧レベルと前記スイープ信号の電圧レベルとの比較を行う比較器とを備え、前記比較器の比較結果に応じて前記スイッチング手段のオン／オフ制御を行うとともに、前記検出手段により検出された逆起電力を放出する時間だけ前記基準電圧用コンデンサを放電させることを特徴とするので、スイチング損失の増大防止が可能になる。また、直流モータに対する負荷状態に応じたデューティ制御が可能になる。また、瞬間的に直流モータが高速で回転を始める不具合の発生しない好適な速度制御が可能になる。
【００５３】
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の直流モータ速度制御装置において、前記放出手段は、前記直流モータおよびスイッチング手段の接続点の電圧レベルをクランプするダイオードであるので、スイチング損失の増大防止が可能になる。
【００５６】
請求項３記載の発明によれば、請求項１または２記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサは分圧抵抗を通じて充電され、前記直流モータの最低回転数は前記分圧抵抗による分圧レベルで設定されるので、好適な直流モータ速度制御装置を得ることができる。
【００５７】
請求項４記載の発明によれば、請求項３記載の直流モータ速度制御装置において、前記基準電圧用コンデンサは可変抵抗を含む分圧抵抗を通じて充電され、前記可変抵抗の設定および前記直流モータに対する負荷状態に関わらず、前記比較器の比較結果に応じて前記スイッチング手段が安定してオン／オフするように、前記掃引発振器における前記スイープ信号を設定する充電の時定数と、前記分圧抵抗および基準電圧用コンデンサで決まる時定数とを設定して成るので、好適な直流モータ速度制御装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１基本形態に係る直流モータ速度制御装置の構成図である。
【図２】  図１における各部の信号波形図である。
【図３】  本発明の第２基本形態に係る直流モータ速度制御装置の構成図である。
【図４】  図３における各部の信号波形図である。
【図５】  本発明の第３基本形態に係る直流モータ速度制御装置の構成図である。
【図６】  本発明の実施形態に係る直流モータ速度制御装置の構成図である。
【図７】  図６における各部の低速回転で無負荷時の信号波形図である。
【図８】  図６における各部の高速回転で無負荷時の信号波形図である。
【図９】  図６における各部の低速回転で負荷時の信号波形図である。
【図１０】  直流モータの最低回転数に関する設定の説明図である。
【符号の説明】
１０，２０，３０，４０  直流モータ速度制御装置
１１  電源スイッチ
１２  直流モータ
１３  電源
１４，２４，３４，４４  制御装置
Ｑ１５  ＦＥＴ
Ｄ１６  ダイオード
Ｄ３６  定電圧ダイオード
１７，２７，３７，４７  検出回路
１８  フィードバック回路
４８  駆動回路
４９  安定化電源
【図１】
0004113307.tif 000002
【図２】
0004113307.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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