(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
非同期機の制御のための方法であって、
前記非同期機を、基本回転数領域では可変磁化電流（Ｉm）により相応のロータ周波数を設定することによって動作し、弱め界磁領域では最大電圧によりロータ周波数を設定することによって動作し、ステータ電流（Ｉ1）を目標値として設定し前記非同期機に供給する、非同期機の制御のための方法において、
既存の中間回路及びバッテリ電圧（ＵB）から、可能な最大基本周波数のステータ電圧（Ｕ1）を決定し、
決定された前記ステータ電圧（Ｕ1）の場合に電流目標値を供給するために必要とされるロータ周波数（ｆ2alg）を計算し、
制御特性曲線を介して前記電流目標値（Ｉ1）及び所望の前記可変磁化電流に所属の基本ロータ周波数（ｆ2）を求めさらに計算された前記ロータ周波数（ｆ2alg）と比較し、これら両方のうちのより大きいロータ周波数値を前記非同期機に対する制御量を決定するために使用することを特徴とする非同期機の制御のための方法。
【請求項２】
ロータ周波数（ｆ2alg）の値の計算を所定のサンプリング時間インターバル（ＴA）で実施することを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
ロータ周波数（ｆ2alg、ｆ2）の計算を温度影響に基づいて補正された値で実施することを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
ロータ周波数（ｆ2alg）の値の計算をマイクロプロセッサによって実施することを特徴とする請求項１〜３までのうちの１項記載の方法。
【請求項５】
ロータ周波数（ｆ2alg）の値の計算を以下の基本的なシーケンスに従って実施する、すなわち、
所定の時間（ＴA）に初期化（５１、５２）し、電流目標値（Ｉ1）を設定（５３）し、前記電流目標値（Ｉ1）に所属の基本ロータ周波数（ｆ2grund）を決定（５４）し、場合によっては温度補正し、可能な最大基本周波数のステータ電圧（Ｕ1）を計算（５５）し、主磁化電圧（ＵH）を位相角度（φKL）に依存して計算し（５６）、
磁化電流（Ｉm）を計算（５７）し、
ロータ電流（Ｉ2´）を計算（５８）し、
ロータ周波数（ｆ2alg）を計算（５９）し、
前記ロータ周波数（ｆ2alg）をブレークダウン周波数（ｆkipp）に相応する値よりも小さい値に限定（５１０）し、
位相角度（φKL）を計算（５１１）し、
計算された前記ロータ周波数（ｆ2alg）が前記基本ロータ周波数（ｆ2grund）よりも大きいかどうか比較（５１２）し、イエスならば（５１３）、計算された前記ロータ周波数（ｆ2alg）に等しい２次ロータ周波数（ｆ2）を設定（５１４）し、ノーならば（５１５）、前記基本ロータ周波数（ｆ2grund）に等しい前記２次ロータ周波数（ｆ2）を設定（５１６）し、最後にこの計算シーケンスのスタートに戻ることを特徴とする請求項１〜４までのうちの１項記載の方法。
【請求項６】
電動車両のバッテリから給電される非同期機における請求項１〜５までのうちの１項記載の方法の使用。
【発明の詳細な説明】
従来技術
本発明は、請求項１の上位概念記載の非同期機の制御のための方法に関する。この非同期機は遷移周波数（Eckfrequenz）より下側において基本回転数領域で可変磁化電流によって動作され、この遷移周波数の上側において弱め界磁領域（Feldschwaechbereich）で動作される。
回転数制御される非同期機は高いダイナミック特性を必要としない適応事例において周波数変換器で動作される。この場合、非同期機の定格動作点から回転数が低下するとステータ周波数ｆ1に対する巻線の相電圧Ｕ1の比は一定に保持される。これは図１の図示されている特性曲線から見て取れる。よって、各回転数ｎにおいて負荷にも依存しない一定の磁化電流Ｉmが生じる。非同期機の定格動作点は、この非同期機が所与の中間回路電圧Ｕzwで定格磁化電流をかろうじて得ることが出来るように選択される。回転数ｎがこれ以上高くなると、変換器からの電圧Ｕ1はステータ周波数ｆ1に比例するように保持できず、一定のままとなる。従って、Ｕ1max/ｎに比例して磁化電流Ｉmが生じる。というのも、僅かなすべりを無視すれば、ステータ周波数ｆ1も回転数ｎに比例しているからである。これは図２にいわゆる１/ｎ制御曲線に基づいて図示されている。この解決法のためには、この解決法が簡単でロバストで多数の適用事例に対して十分であることが保障されなければならない。
高ダイナミック駆動の場合、迅速なトルクシフトを可能にするいわゆる磁界志向制御（Feldorientierte Regelung）が実施される。この場合、励磁電流の調整は、Ｕ/ｆ制御の原理に従って行われる。すなわち、基本回転数領域において遷移点（Eckpunkt）、遷移周波数又は遷移回転数（Eckdrehzahl）ｎeckまで磁化電流Ｉmが一定に保持される。さらにより高い周波数では特性曲線１/ｎによって弱め界磁領域に低下される。これは図２の特性曲線から見て取れる。中間回路電圧も磁化電流も一定であるので、遷移点も変化しない。このような制御方式は、H.Grotstollen und J.Weising in ETZ Band 115 (1994) Heft 9,第４８６頁〜第４９１頁の論文に記述された制御方式の基礎となっている。
電動車両の場合のような回転数シフト可能な駆動部の適用は、各動作点において既存のエネルギのできるだけ高い利用を必要とする。前述の磁化電流Ｉmの制御機能は、基本回転数領域においては、すなわち定格回転数乃至は遷移回転数ｎeckより下の回転数においては部分負荷のある場合に低い効率の原因となる。
ステータ電流Ｉ1の各々の絶対値に対して、基本回転数領域において、このステータ電流Ｉ1の磁化電流Ｉm及びロータ電流Ｉ2への最適な分割が計算される。この分割は所与のステータ電流Ｉ1においてロータ周波数ｆ2によって調整される。それぞれ所属のこれらの値のペアはテープルで又は制御特性曲線で示される。これは図３に示されている。従って、この制御方法ではステータ電流Ｉ1及びロータ周波数ｆ2を介して動作点は従って定められる。
電流が大きくなり回転数が上がるとこの方法でもステータ電圧Ｕ1は大きくなる。遷移回転数ｎeckでは最大ステータ電圧に到達してしまう。もちろん、この遷移回転数ｎeckはステータ電流Ｉ1の大きさに依存する。というのも、比較的小さいステータ電流Ｉ1の場合には所属の磁化電流Ｉmも比較的小さく、これに相応して誘導されるステータ電圧Ｕ1も比較的小さいからである。従って、比較的小さいステータ電流Ｉ1の場合には比較的大きな回転数ｎにおいてはじめて電圧限界値に到達する。これは図４の特性曲線から識別できる。
非同期機を電動車両の駆動部に適用する場合、遷移回転数はバッテリ電圧によっても決定される。充電状態及び負荷に応じてバッテリ電圧は変動する。今日のトラクションバッテリにおいては大抵の場合、３００Ｖの無負荷電圧で駆動の際には最小動作電圧はほぼ２００Ｖであり、回復（Rekuperieren）の際には最小動作電圧は４００Ｖまでになる。これらの様々な異なる電圧値に相応して、それぞれ別の遷移回転数ｎeckが調整される。
電圧限界値曲線を越えた後の動作においては、トルク最適動作乃至は効率最適動作がその都度最大電圧の利用によって達成される。
従って、バッテリ又は中間回路の瞬時の電圧においてその都度の電流に対して適合するロータ周波数乃至はロータ周波数ｆ2を調整することが課題となる。
フォルクスワーゲンハイブリット（VW-Hybrid）において適用される制御では、この課題が電子回路によって解決される。しかし、この電子制御回路は構成部材の変更によってのみ時定数をシフトさせることが可能である。従って、これは非常に融通性がなく又は面倒であり車両に適用できるとはいえない。
よって、この制御回路を柔軟にコスト的に有利に簡単に実施しうる方法によって置き換える可能性を求める。これは既存の構成部材によって可能である。
本発明の利点
請求項１の特徴部分記載の構成を有する非同期機の制御のための本発明の方法は、公知の方法に対して次のような利点を有する。すなわち、可能な電圧限界値を利用することによって基本回転数領域でも弱め界磁領域でも既存のバッテリ電圧又は中間回路電圧を最適に利用する、という利点を有する。この理由は、瞬時の値に適合するロータ周波数が非常に現代的なやり方で算出され、制御に使用されるからである。
本発明によれば、これは原理的に次のことによって達成される。すなわち、既存の中間回路電圧又はバッテリ電圧から、可能な最大基本周波数のステータ電圧を決定し、ステータ電流を目標値として設定して非同期機に供給し、このステータ電圧の設定において電流目標値を供給するために必要とされるロータ周波数を計算し、制御特性曲線を介して電流目標値に所属の基本ロータ周波数とこの計算されたロータ周波数とを比較し、これら両方のうちのより大きいロータ周波数値を電流目標値の決定のために使用することによって達成される。
他の請求項に記載の構成によって請求項１記載の方法の有利な実施形態が可能である。
第１の非常に有利な実施形態では、適合するロータ周波数の瞬時の非常に現代的な算出のために、このロータ周波数の値の計算は所定のサンプリング時間インターバルで実施される。
さらに別のとりわけ効率を向上させる本発明の方法の実施形態では、ロータ周波数の計算は、非同期機が基本回転数領域でも弱め界磁領域でもその都度電圧限界値で動作可能乃至は動作されるように行われる。
様々な異なる温度の場合でもその都度最適な効率及び既存の給電電圧の最適な利用が確実にできるように、本発明の方法の有利な実施形態によればロータ周波数の計算は温度影響に基づいて補正された基本周波数の値及び/又は磁化電流の値及び/又はロータオーム抵抗の値で実施される。
本発明のとりわけ有利な実施形態によれば、ロータ周波数の計算はマイクロプロセッサによって実施される。この結果このロータ周波数は非常に柔軟にそして瞬時に算出される。
本発明の方法のとりわけ有利な計算方法は本発明のさらに別の非常に有利な実施形態の対象である。これによってロータ周波数の計算は以下の基本的なシーケンスに従って実施される、すなわち、
所定の時間に初期化し、
電流目標値を設定し、この電流目標値に所属の基本ロータ周波数を決定し、場合によっては温度補正し、可能な最大基本周波数のステータ電圧を計算し、主磁化電圧を位相角度に依存して計算し、
磁化電流を計算し、
ロータ電流を計算し、
ロータ周波数を計算し、
このロータ周波数をブレークダウン周波数（Kippfrequenz）に相応する値よりも小さい値に限定し、
位相角度を計算し、
計算されたロータ周波数が基本ロータ周波数よりも大きいかどうか比較し、
イエスならば、計算されたロータ周波数に等しい２次ロータ周波数を設定し、
ノーならば、基本ロータ周波数に等しい２次ロータ周波数を設定し、
最後にこの計算シーケンスの最初に戻る。
有利なやり方では本発明の方法はバッテリから給電される電動車両の非同期機で使用される。
図面
本発明を図面に図示された実施例に基づいて以下の記述において詳しく説明する。
図１は、実質的に一定の関係にあるステータ電圧乃至は巻線の相電圧Ｕ1とステータ周波数ｆ1との関係を示す特性曲線である。
図２は磁化電流Ｉmと回転数ｎとの関係を示す特性曲線であり、ここでは定格磁化電流ＩmNは遷移回転数ｎeckまで一定である。
図３は、ロータ周波数ｆ2とステータ電流又は巻線の相電流Ｉ1との間の関係を示す非線形特性曲線である。
図４は、電力Ｐ、すなわち電圧及び電流と回転数ｎとの間の関係を基本回転数領域及び弱め界磁領域ならびに電圧限界値によって示している。
図５は、ロータ周波数ｆalgの計算のためのフローチャートを概略的に示している。
図６は、非同期機の単相の等価回路図である。
図７は、等価回路図に所属のベクトル図である。
図８は、ロータ周波数を計算するために利用される幾つかの式を導出するためのベクトル図である。
実施例の記述
図１には巻線の相電圧Ｕ1とステータ周波数ｆ1との間の関係を示す特性曲線が図示されている。これら両方のパラメータの関係は実質的に一定である。この特性曲線は、例えばダイナミック特性に対する高い要求が課せられず周波数変換器で動作される回転数制御される非同期機における状況を示すのに使用される。この場合、非同期機の定格動作点から回転数が低下してゆくと、巻線の相電圧Ｕ1のステータ周波数ｆ1に対する比は一定に保持される。よって、各回転数において負荷にも依存しない一定の磁化電流Ｉmが発生する。
図２に図示された特性曲線にはこれが再現されている。この図２は磁化電流Ｉmと回転数ｎの関係を示しており、定格磁化電流ＩmNは遷移回転数ｎeckまでは一定である。この遷移回転数ｎeckを越えると磁化電流Ｉmは回転数に対して逆に、すなわち１/ｎで減少する。非同期機の定格動作点は、この非同期機が所与のバッテリ電圧又は所与の中間回路電圧Ｕzwでかろうじて定格磁化電流を得ることができるように選択される。回転数ｎがこれ以上高くなると、変換器からの電圧Ｕ1はステータ周波数ｆ1に比例するように保持されず、一定のままとなる。従って、Ｕ1max/ｎに比例して磁化電流Ｉmが生じる。というのも、僅かなすべりを無視すれば、ステータ周波数ｆ1も回転数ｎに比例しているからである。これは図２にいわゆる１/ｎ制御曲線に基づいて図示されている。
図３にはロータ周波数ｆ2とステータ電流乃至は巻線の相電流Ｉ1との間の関係を示す非線形特性曲線が示されている。ステータ電流Ｉ1の各々の絶対値に対して、基本回転数領域において、このステータ電流Ｉ1の磁化電流Ｉm及びロータ電流Ｉ2への最適な分割が計算される。この分割は所与のステータ電流Ｉ1においてロータ周波数ｆ2によって調整される。それぞれ所属のこれらの値のペアはテープルに又は制御特性曲線で示される。これは図３に示されている。従って、この制御方法ではステータ電流Ｉ1及びロータ周波数ｆ2を介して動作点は定められる。
電流が大きくなり回転数が上がるとこの方法でもステータ電圧Ｕ1が大きくなる。遷移回転数ｎeckでは最大ステータ電圧に到達してしまう。もちろん、この遷移回転数ｎeckはステータ電流Ｉ1の大きさに依存する。というのも、比較的小さいステータ電流Ｉ1の場合には所属の磁化電流Ｉmも比較的小さく、これに相応して誘導されるステータ電圧Ｕ1も比較的小さいからである。従って、比較的小さいステータ電流Ｉ1の場合には比較的大きな回転数ｎにおいてはじめて電圧限界値に到達する。これは図４の特性曲線から識別できる。
図４では、電力Ｐ、すなわち電圧及び電流と回転数ｎとの間の関係が基本回転数領域４１及び弱め界磁領域４２ならびに電圧限界値４３によって示されている。この図が示しているように、ここでは基本回転数領域は遷移回転数ｎeckを越えて広がっていると言える。電流が大きくなり回転数が上がると、この方法ではステータ電圧Ｕ1も大きくなる。遷移回転数ｎeckでは最大ステータ電圧に到達してしまう。もちろん、この遷移回転数ｎeckはステータ電流Ｉ1の大きさに依存する。というのも、比較的小さいステータ電流Ｉ1の場合には所属の磁化電流Ｉmも比較的小さく、これに相応して誘導されるステータ電圧Ｕ1も比較的小さいからである。従って、比較的小さいステータ電流Ｉ1の場合には遷移回転数ｎeckに相応する値より大きな回転数ｎにおいてはじめて電圧限界値に到達する。これは図４の特性曲線から識別できる。
既に冒頭で記述したように、電動車両の駆動部に対する非同期機の適用の際には遷移回転数はバッテリ電圧によっても決定される。充電状態及び負荷に応じてバッテリ電圧は変動する。今日のトラクションバッテリにおいては大抵の場合、３００Ｖの無負荷電圧で駆動の際には最小動作電圧はほぼ２００Ｖであり、回復の際には最小動作電圧は４００Ｖまでになる。これらの様々な電圧値に相応して、それぞれ別の遷移回転数ｎeckが生じる。
本発明の方法は、アルゴリズム乃至は計算方法を使用する。このアルゴリズム乃至は計算方法によって、いつ電圧限界値に到達するかが分かり、さらにこのアルゴリズム乃至は計算方法によって更なる回転数上昇によりロータ周波数ｆ2は使用される電圧をきっちりと利用するように上昇し乃至はこのロータ周波数ｆ2に対する値が与えられる。
本発明の方法は次のような技術思想を基礎とする。すなわち、既存の中間回路電圧又はバッテリ電圧ＵBから巻線の相電圧又は可能な最大基本周波数のステータ電圧Ｕ1を決定し、巻線の相電流又はステータ電流Ｉ1を目標値として設定して非同期機に供給し、このステータ電圧Ｕ1の設定において電流目標値Ｉ1を供給するために必要とされるロータ周波数ｆalgを計算する、技術思想を基礎とする。
テーブル形式で設けられるか又は図３に図示されているような制御特性曲線を介して電流目標値Ｉ1に所属のロータ周波数ｆ2と計算されたロータ周波数ｆalgとを比較する。これら両方のうちのより大きいロータ周波数値を電流目標値Ｉ1の決定のために使用する。
ロータ周波数ｆalgのこの計算は所定のサンプリング時間インターバルＴAで実施される。この結果、既存の電圧を最も良好に利用するために最適なロータ周波数ｆalgを現代的なやり方で算出することが可能となる。さらに、このロータ周波数ｆalgの計算は、非同期機が基本回転数領域でも弱め界磁領域でもその都度電圧限界値で動作可能乃至は動作されるように実施される。
基本パラメータ値は温度に依存するので、ロータ周波数ｆ2algの計算の際には温度影響によって補正された値を使用する。これは例えば基本周波数ｆ2、磁化電流Ｉm及びロータオーム抵抗Ｒ2´に当てはまる。
ロータ周波数ｆ2algの計算は有利にはプロセッサ、とりわけマイクロプロセッサによって実施される。
基本回転数領域から弱め界磁領域への移行を説明するために、非同期機はまず最初は基本回転数領域で動作されついで回転数が上げられると仮定する。この過程では電流目標値は不変のままである。図３の制御特性曲線を介してこの電流Ｉ1にロータ周波数ｆ2grundの所定の値が結びつけられる。所定の時間インターバルＴAでマイクロプロセッサはロータ周波数ｆ2algに対する値を計算する。基本回転数領域ではｆ2algは常にｆ2grundよりも小さい。というのも、電圧限界値にまだ到達していないからである。回転数上昇によってｆ2algの値は大きくなる。というのも、これによってロータ電流Ｉ1は相応に上昇し、一方で磁化電流Ｉmは低下するからである。ステータ電圧Ｕ1が回転数ｎeckの遷移点においてその可能な最大値に到達する時、２つの周波数値ｆ2grundとｆ2algは等しい。さらに回転数が上昇すると、ｆ2algはｆ2grundより大きくなる。ここで計算乃至はアルゴリズムによって算定されるロータ周波数ｆ2algの値がロータ周波数の設定を引き受け、これにより電流が分割される。前述の記述から明らかなように、２つの回転数領域においてその都度周波数ｆ2algとｆ2grundのうちのより大きい方の周波数の値ｆ2alg又はｆ2grundが選択される。よって、２つの制御方式の間の絶えざる移行が達成され、望ましくないトルクジャンプが回避される。
図５にはロータ周波数ｆalgの計算がどのように行われるかを概略的にフローチャートを用いて図示してある。
この計算はスタート５１で開始され、ブロック５２で所定の時間に乃至は所定のサンプリング時間インターバルＴAで初期化される。ブロック５３で電流目標値Ｉ1の設定が行われる。この後でブロック５４でこの電流目標値に所属の基本ロータ周波数ｆ2grundが、テーブルか又は図３に図示されているような制御特性曲線かのいずれかに基づいて、この所定の電流目標値Ｉ1に依存して決定される。この場合、場合によっては温度補正された値が使用される。ブロック５５でステータ電圧Ｕ1の計算が行われる。このために例えば星形結線回路及び変換器のバッテリ電圧ＵBの給電における式（１）
0004108138.tif 000002
が使用される。ブロック５６で、これから主磁化電圧ＵHの計算が位相角度φKLに依存して行われる。この位相角度φKLは例えば以前の計算過程から既知であると前提する。このために式（２）
0004108138.tif 000003
が使用される。
ブロック５７では、関数Ｇ（Ｉm）が式（４）
G(Im)=(1-σ(Im))L1(Im)Im
によってメモリ値として存在する場合、
式（３）
Uh=2πf1(1-σ(Im))L1(Im)Im
を用いて磁化電流Ｉmを主磁化電圧ＵH及びステータ周波数ｆ1から計算する。この関数Ｇ（Ｉm）には磁化電流Ｉmに依存する全てのパラメータがまとめられている。
式（５）
0004108138.tif 000004
に基づいてブロック５８でロータ電流Ｉ2´が計算され、これからブロック５９で式（６）
0004108138.tif 000005
を用いてロータ周波数ｆ2algの計算を行う。この場合、場合によってはここで温度補正も行う。
このアルゴリズムによって計算されたロータ周波数ｆ2algの値はその絶対値に基づいて検査され、ブロック５１０でブレークダウン周波数（Kippfrequenz）ｆkippに相応する値よりも小さい値に限定される。というのも、この値はこのブレークダウン周波数の予め計算された値を越えてはならないからである。ｆ2algの値が値ｆkippよりも大きい場合には、ｆ2alg＝ｆkippに設定される。これは良好な効率を保障する。というのも、さもなければ不必要に低い効率を有する動作点が調整されてしまうからである。
図６及び特に図８に図示されているようなベクトル図のこのように算出された値によってブロック５１１で位相角度φKL、つまり図６の端子に印加されるステータ電圧又は巻線の相電圧Ｕ1と供給されるステータ電流又は巻線の相電流Ｉ1との間の角度を計算する。この計算は、先に他のパラメータ、とりわけ最終的にロータ周波数ｆ2algの計算のための基礎となった位相角度φKLよりも正確な位相角度φKLの値を与える。図８のベクトル図ではこの計算に必要なパラメータが示されており、相応の角度が記入されている。式（７）
0004108138.tif 000006
によってステータ電流Ｉ1と主磁化電圧ＵHとの間の角度φiが磁化電流Ｉmとロータ電流Ｉ2´に依存して算定される。式（８）
U1im=-R1I1sinφi+σX1I1cosφi
によって値Ｕ1imが算定される。この値Ｕ1imは巻線の相電圧Ｕ1と主磁化電圧ＵHとの間の角度φU1を算定するために必要であり、さらに式（９）
U1re=Uh+R1I1cosφi+σX1I1sinφi
によって第２の値Ｕ1reが算定される。この第２の値Ｕ1reは巻線の相電圧Ｕ1と主磁化電圧ＵHとの間の角度φU1を算定するために必要である。式（１０）
0004108138.tif 000007
によって角度φU1を計算する。
次いで位相角度φKLの値が式（１１）
φkl=φi+φU1
によって得られる。この値は次の時間区間におけるロータ周波数ｆ2algの次の計算のために使用される。
ブロック５１２では計算されたロータ周波数ｆ2algが基本ロータ周波数ｆ2grundより大きいかどうかを比較する。イエスの場合、イエス線路５１３を介してブロック５１４に分岐し、ロータ周波数ｆ2をこの計算されたｆ2algに等しい値に設定する。ノーの場合、ノー線路５１５を介してブロック５１６に分岐し、ロータ周波数ｆ2を基本ロータ周波数ｆ2grundに等しい値に設定する。
ブロック５１４乃至は５１６から最後にブロック５１７に行き、サンプリングインターバルＴAの経過によって最終的にこの計算シーケンスのスタートに戻りこのアルゴリズムを繰り返すまでこの設定されたロータ周波数を使用する。
上記の式（１）から（１１）で使用されたパラメータ及び関係は図６に図示されているような非同期機の等価回路図から得られる。端子には巻線の相電圧又はステータ電圧Ｕ1が印加される。所属の巻線の相電流又はステータ電流Ｉ1はステータオーム抵抗Ｒ1及び漏れインダクタンスσＬ1を流れ、磁化電流Ｉｍ及びロータ電流Ｉ2´に分割される。この磁化電流Ｉｍによって主インダクタンス（１−σ）Ｌ1において主磁化電圧Ｕhが誘導される。ロータ電流Ｉ2´は回転子抵抗又はロータ抵抗Ｒ2´ｆ1/ｆ2を流れる。このロータ抵抗Ｒ2´ｆ1/ｆ2は主インダクタンス（１−σ）Ｌ1に対して並列に配置されている。図７ならびに右側に実部ｒｅ及び虚部ｉｍを有する図８には、この等価回路図に所属のベクトル図が図示されている。それぞれの電気的パラメータ及び角度はこれらのベクトル図では個々の矢印で記入されている。
有利なやり方では、本発明によって、マイクロプロセッサにより処理でき弱め界磁領域でのロータ周波数を計算できる方法が使用される。この場合、とりわけ基本回転数領域におけるトルク最適動作が損なわれることはない。なぜならば、これら２つの動作領域の間の移行は、固定的に前もって設定されておらず、この計算、このアルゴリズムから生じるからである。これはとりわけ電動車両における有利な適用の際に重要である。というのも、遷移回転数が、すなわちこれら２つの動作方式間の移行が、大きく変動するバッテリ電圧ならびにトルク最適動作の特性のために大きく変動しうるからである。有利には遷移点での振動も回避される。
【図１】
0004108138.tif 000008
【図２】
0004108138.tif 000009
【図３】
0004108138.tif 000010
【図４】
0004108138.tif 000011
【図５】
0004108138.tif 000012
【図６】
0004108138.tif 000013
【図７】
0004108138.tif 000014
【図８】
0004108138.tif 000015