(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
増加させる擬似的伝搬路数が入力され、ノルムの二乗和が一定な複数の複素係数を上記擬似的伝搬路の数だけ生成する複素係数生成部と、
送信シンボル系列に上記複数の複素係数を畳み込み積分する畳み込み部と、
上記畳み込み部の出力を送信する複数のアンテナと
を備える無線送信機。
【請求項２】
上記畳み込み部を複数備えることを特徴とする請求項１記載の無線送信機。
【請求項３】
上記畳み込み部の出力とトレーニング信号とを多重化して上記アンテナへ供給する多重化部を備えることを特徴とする請求項１又は２記載の無線送信機。
【請求項４】
異なる送信シンボル系列ごとに上記畳み込み部がそれぞれ設けられ、上記各送信シンボル系列対応の畳み込み部の出力が加算される複数の加算部と、これら加算部の各出力とトレーニング信号とを多重化して、それぞれ対応するアンテナへ出力する複数の多重化部とを備え、同一時刻に同一周波数帯で送信するものであることを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の無線送信機。
【請求項５】
上記擬似的伝搬路数と対応した信号を受信して上記擬似的伝搬路数を上記複素係数生成部へ供給し、上記複素係数生成部で生成された複素係数を上記擬似的伝搬路数と対応した信号を送信した無線送受信機へ送信する送受信部を備えることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の無線送信機。
【請求項６】
上記複素係数生成部は各ノルムが一定で偏角が一様分布に従うランダムに決定される複素係数を生成する手段であることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の無線送信機。
【請求項７】
上記複素係数生成部はノルムがレイリー分布に従い、偏角が一様分布に従うランダムに決定される複素係数を生成する手段であることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の無線送信機。
【請求項８】
請求項１〜７の何れかに記載の無線送信機を複数備え、各送信機はそれぞれ異なる送信シンボルを入力し、同時刻に同一周波数で送信するものであることを特徴とする無線送信システム。
【請求項９】
ノルムの二乗和が一定な複数の複素係数が畳み込まれた送信シンボル系列を受信し、受信した受信信号の伝搬路特性を推定し、その伝搬路特性を用いて受信信号を等化部で等化して受信シンボル系列を検出する無線受信機において、
受信信号とトレーニング信号が入力され、その受信信号の伝搬路特性を推定するチャネル推定部と、
上記受信信号を送信した送信機より送信された上記複素係数を受信する受信部と、
上記チャネル推定部よりの推定伝搬路特性に上記複素係数を畳み込み積分して、その結果を上記等化部に伝搬路特性として供給する畳み込み部と
を備えることを特徴とする無線受信機。
【請求項１０】
上記複素係数は複数の系列であり、その各系列ごとに上記畳み込み部が設けられ、これら畳み込み部の出力が加算部で加算されて上記伝搬路特性として上記等化部へ供給されることを特徴とする請求項９記載の無線受信機。
【請求項１１】
上記受信機は、複数の送信シンボル系列が複数の送信機から同一時刻に同一周波数帯で送信され、複数の受信信号系列として受信する受信機であって、
上記等化部は上記複数の受信信号系列と、上記各送信機に対する伝搬路特性を入力して、各送信シンボル系列ごとの受信シンボル系列を分離出力するものであり、
上記受信部は上記送信シンボル系列ごとの複素係数を受信するものであり、
上記チャネル推定部の推定伝搬路特性を上記各送信機の送信信号ごとに分離する分割部を備え、
上記分割部で分離された推定伝搬路特性は対応する送信シンボル系列の複素係数がそれぞれの上記畳み込み部で畳み込み積分され、それぞれ各送信機対応の伝搬路特性として上記等化部へ供給されることを特徴とする請求項９又は１０記載の無線受信機。
【請求項１２】
チャネル推定部により推定されたインパルス応答中の所定レベル以上の区間を計数する有効パス計数部と、
上記所定レベル以上の区間に基づき擬似的伝搬路の数と対応したパス数を相手送信機へ送信する送信部とを備えることを特徴とする請求項９〜１１の何れかに記載の無線受信機。
【請求項１３】
請求項１〜７の何れかに記載した無線送信機としてコンピュータを機能させるための無線送信プログラム。
【請求項１４】
請求項９〜１２の何れかに記載した無線受信機としてコンピュータを機能させるためのターボ受信プログラム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は例えば受信機において受信信号の伝搬路特性（以下、チャネル特性とかインパルス応答と書くこともある）を推定し、その推定チャネルを用いて受信信号を等化復号することを繰り返すターボ受信機、特に同一周波数帯を使用し同一時刻に送信を行うＮ個（Ｎは１以上の整数）の送信機からの信号をＭ個（Ｍは１以上の整数）のアンテナで受信するシステムの送信機及び受信機に適用して好ましい、送信機及び受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動体通信事業の課題は限られた周波数上でいかに高品質で多数のユーザを収容できるかということにある。このような課題を解決する手段として、多入力多出力（Multi-Input Multi-Output：ＭＩＭＯ）システムがある。このシステムでは図１に示すように複数の送信機Ｓ１〜ＳＮが同一周波数帯を使用し、同一の時間に互いに独立な情報系列の送信を行い、これらの送信信号を複数のアンテナＡ１〜ＡＭを備えるＭＩＭＯターボ受信機１０で受信し、ＭＩＭＯターボ受信機１０は受信信号を等化復号処理して各送信機Ｓ１〜ＳＮの送信シンボルを推定して出力端子Ｏｕｔ１〜ＯｕｔＮに別々に出力する。
【０００３】
多入力多出力ターボ受信法としては、電子情報通信学会、信学技報ＳＳＴ２０００−１２２，Ａ・Ｐ２０００−２５６，ＲＣＳ２０００−２５６，ＭＷ２０００−２４７（２００１−０３），Ｐ．７５〜８０「周波数選択性ＭＩＭＯチャネルにおける時空ターボ等化器」において提案されている。これに提案されている多入力多出力ターボ受信法を可能とする送信機の構成を図２に示す。情報ビット系列に対してチャネル符号器１１で誤り訂正符号化を行ない、誤り訂正符号化により得られた符号化ビット系列（符号誤系列）をインタリーバ１２でインタリーブ（並べ替え）した後、変調手段１３で搬送波信号を、例えばＱＰＳＫ変調して送信する。その際、各フレームごとに、トレーニングシンボル系列生成手段１４よりのその送信機に固有のトレーニングシンボル系列を多重化手段１５を通じて送信しこれに引き続き符号化ビット系列を送信する。通常はこの多重化手段１５の出力は高周波信号に変換されアンテナより電波として放射される。
【０００４】
図１中の多入力多出力ターボ受信機１０は各アンテナＡ１〜ＡＭで受信された信号は図３に示していないが、受信増幅後、ベースバンド信号に変更され、更に例えばシンボル（ビット）周期又はその整数分の１でサンプリングされてデジタル信号の受信信号として入力端子２１1 〜２１M より多入力多出力（ＭＩＭＯ）等化部２２に入力される。また各アンテナよりの受信信号はチャネル推定部２３にも入力され、このチャネル推定部２３にはトレーニングシンボル系列生成部２４から各送信機Ｓ１〜ＳＮよりのトレーニングシンボル系列と同一のトレーニングシンボル系列が入力され、各送信機Ｓn (ｎ＝１，…，Ｎ）と受信アンテナＡ１〜ＡＭとの間の伝搬路特性、つまりインパルスレスポンス（チャネル特性）がそれぞれ推定される。
【０００５】
図４にチャネル推定部２３の構成例を示す。トレーニングシンボル系列生成部２４からの全ユーザ（送信機）のトレーニングシンボルに対し適応アルゴリズム演算部２３１からチャネル特性推定値を畳み込み部２３２により畳み込み積分を行って受信信号のレプリカを作成し、その受信信号のレプリカを受信信号から減算部２３３で差し引き、誤差信号を求める。適応アルゴリズム演算部２３１により、減算部２３３よりの誤差信号、等化範囲信号、前繰り返し時のチャネル特性推定値を用いて、チャネル特性推定値を更新する。この適応アルゴリズムとしては、例えばＲＬＳアルゴリズムを用いることができる。等化範囲信号はＭＩＭＯ等化部２２における等化可能な区間を示す信号である。
【０００６】
これら推定されたチャネル特性と、各送信機信号と対応した系列用復号部２５1 〜２５N よりの第２事前情報系列λ1P〜λNPとがＭＩＭＯ等化部２２に入力され、全入力系列の等化処理が一括して行われ、その各送信機（ユーザ）ごとの信号系列復号部２５1 〜２５N に供給される。
ＭＩＭＯ等化部２２の構成を図５に示す。ＭＩＭＯ等化部２２には受信信号、各復号部２５1 〜２５Nの各ＳＩＳＯ復号器から帰還される事前情報系列λ1P〜λNP、チャネル推定部２３よりのチャネル特性推定値が入力される。各系列用等化手段２７1 〜２７Nにおいて、第２事前情報系列λ1P〜λNPとチャネル特性推定値とよりその系列（送信機信号）における受信信号中の干渉レプリカを干渉レプリカ生成部２８でそれぞれ再生し、これを受信信号から減算部２９でそれぞれ差し引くことで符号間干渉（ＩＳＩ）、チャネル間干渉（ＭＡＩ）を低減する。さらに、それぞれ減算部２９の出力について最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）フィルタ３１によりそれぞれ処理して残っているＩＳＩ及びＭＡＩを除去し、そのフィルタ処理結果に対し事前情報計算部３２で各シンボルの第１事前情報系列を計算し出力する。事前情報計算部３２では、ＭＭＳＥフィルタ３１の出力、チャネル特性推定値、前回処理の第２事前情報が入力され、各送信機ごとの受信信号の情報ビット（シンボル）ｂ（ｉ）が＋１である確率と−１である確率の対数尤度比Λ1 が計算され、そのΛ1 からその送信機の前回処理の第２事前情報が引算されて、等化処理結果の信頼度を示す第１事前情報として出力される。
【０００７】
ＭＩＭＯ等化部２２よりの各ユーザ（送信機）ごとの第１事前情報系列は図３に示すように各系列用復号部２５1 〜２５N でデインタリーバ３３で逆並び替え（デインタリーブ）された系列としてＳＩＳＯ（Singl Input Singl Output）復号器３４に入力され、ＳＩＳＯ復号（誤り訂正復号）が行われる。ＳＩＳＯ復号器３４では、誤り訂正復号処理を作った復号結果及びその信頼度を示す第２事前情報系列を出力する。その各第２事前情報系列はそれぞれインタリーバ３５でインタリーブされてＭＩＭＯ等化部２２へ入力される。同一受信信号に対し、このＭＩＭＯ等化処理及びＳＩＳＯ復号処理を複数回繰り返し、最終的な復号結果を出力する。これらの各部の制御及び繰り返し処理を制御部３６が行う。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ＭＩＭＯシステムでは、各送信アンテナと各受信アンテナとの間のインパルス応答（チャネル特性）の独立性を利用して、各ユーザ信号を互いに分離している。つまり各ユーザ信号が異なる複数の伝搬路いわゆるマルチパスを通って受信機に到達し、これらマルチパスのチャネル特性の違いに基づきユーザ信号を分離している。このため受信信号のＢＥＲ（ビット誤り率）特性はマルチパス数に依存し、マルチパス数が少ない場合には、ＢＥＲ特性が大幅に劣化する場合がある。
ＭＩＭＯシステムに限らず単一ユーザの場合もマルチパス数が少ないと、ダイバーシチブランチ数が少なく、受信信号の等化を精度よく行うことができず、同様にＢＥＲ特性が大幅に劣化する場合がある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明によれば見掛け上増加したい伝搬路数の複素係数を送信信号に畳み込んで送信する。この構成により擬似的にマルチパス数を増加して、ダイバーシチブランチ数をふやし、チャネル間のインパルス応答の独立性を高め、受信特性の劣化を防ぐ。
【００１０】
【発明の実施の形態】
＜第一実施形態＞
図６にこの発明をＭＩＭＯ通信システムとした移動通信方式における上り通信システムに適用した第１実施形態の機能構成を示す。移動機ＭＳ1 〜ＭＳNのそれぞれにおいてその情報ビット系列１〜Ｎはそれぞれ送信シンボル生成部４１に入力されてそれぞれ送信シンボル系列が生成される。各送信シンボル生成部４１は例えば図２に示したように構成される。各送信シンボル系列は誤り訂正符号化されたものである。この実施形態では各移動機ＭＳ1 〜ＭＳN にそれぞれ複素係数生成部４２が複数（Ｐ個）設けられ、これら複素係数生成部４２により生成された複素係数が、送信シンボル生成部４１よりの送信シンボル系列に対し、それぞれ別個の畳み込み部４３において畳み込み積分がなされる。これら畳み込み部４３の出力はこの例では別個の送信アンテナＡＳn(ｎ＝１，２，…，Ｎ)から送信される。図に示していないが各畳み込み部４３の出力は高周波信号に変換されてアンテナＡＳn へ供給される。Ｎ個の移動機ＭＳ1 〜ＭＳN は同一時刻に同一周波数帯で送信を行う。
【００１１】
複素係数生成部４２は見掛け上増加したい伝搬路数Ｌが入力され、ノルム（絶対値）の二乗和が一定で偏角がランダムなＬ個の複素係数を生成する。この例では基地局装置ＢＳから、後で述べるが各移動機ＭＳn ごとの見掛け上増加したい伝搬路数Ｌn が例えば制御チャネルにより送信され、この伝搬路数Ｌn を、各移動機ＭＳn はその受信部４４により受信し、その数Ｌn を複素係数生成部４２に入力する。
複素係数生成部４２では例えば図７Ａに示すように絶対値計算部４２１に伝搬路数Ｌn と、その移動機ＭＳn の送信アンテナＡＳn の数Ｖn とが入力され、√（１／（Ｌn ×Ｖn ））＝ｓが計算される。一方、乱偏角生成部４２２から０＜θ＜２πの一様分布の偏角θが生成され、そのθについて余弦計算部４２３、正弦計算部４２４でそれぞれｃｏｓθ、ｓｉｎθが計算され、これらに対し絶対値ｓが乗算部４２５，４２６でそれぞれ乗算され、これら乗算結果ｘ＝ｓｃｏｓθ，ｙ＝ｓｓｉｎθが複素係数Ｗ＝ｘ＋ｊｙとして求められる。このような複素係数がＬn 個生成される。この時、このＬn 個の複素係数Ｗ1 ，Ｗ2 ，…，ＷLn  のノルム（絶対値）の和は一定値となる。
【００１２】
あるいは図７Ｂに示すように、複素係数の絶対値が平均０分散１のガウス（正規）分布に従う正規乱数ｘ′1 ，ｘ′2 ，…，ｘ′Lnとｙ′1 ，ｙ′2 ，…，ｙ′Lnを正規乱数生成部４２７，４２８でそれぞれＬn 個づつ生成し、Ｌn 個の複素係数の二乗和が移動機ＭＳn のアンテナ数Ｖn の逆数となるように正規化部４２９で正規化してｘ1 ，ｘ2 ，…，ｘLn，ｙ1 ，ｙ2 ，…，ｙLnを出力するようにしてもよい。つまり（ａｘ′1）2 ＋（ａｘ′2）2 ＋…＋（ａｘ′Ln）2 ＋（ａｙ′1）2 ＋（ａｙ′2）2 ＋…＋（ａｙ′Ln）2 ＝１／Ｖn 
ａ＝√（１／Ｖn （ｘ′12＋ｘ′22＋…＋ｘ′Ln2＋ｙ′12＋ｙ′22＋…＋ｙ′Ln2））
を満すａを正規化部４２９で求め、更にｘ′1 ，ｘ′2 ，…，ｘ′Ln，ｙ′1 ，ｙ′2 ，…，ｙ′Lnにそれぞれａを乗算して、ｘ1 ，…，ｘLnとｙ1 ，…，ｙLnを出力すればよい。正規乱数生成部４２７と４２８を兼用して、２Ｌn 個の正規乱数を生成し、それらのＬn 個づつをｘ′1 ，…，ｘ′Lnとｙ′1 ，…，ｙ′Lnとしてもよい。
【００１３】
正規乱数生成部４２７，４２８としては例えば、図８Ａに示すように乱数生成部４２−１より０＜Ｕ＜１の範囲の一様な乱数Ｕを１２個Ｕ1 ，Ｕ2 ，…，Ｕ12生成し、加減算部４２−２でこれら１２個を加算し、その加算値から６を減算して正規乱数ｘ′又はｙ′として出力する。
あるいは図８Ｂに示すように、−１＜ｘ′＜１，−１＜ｙ′＜１の各範囲のｘ′，ｙ′を一様に乱数生成部４２−１，４２−１′でそれぞれ生成し、判定部４２−３でｘ′2 ＋ｙ′2 ＜１となるｘ′，ｙ′のみを採り、その２乗平均√（ｘ′2 ＋ｙ′2 ）を２乗平均部４２−４で求め割算部４２−５，４２−６でそれぞれｘ＝ｘ′／（√（ｘ′2 ＋ｙ′2 ）），ｙ＝ｙ′／（√（ｘ′2 ＋ｙ′2 ））を演算して複素係数Ｗの実数部ｘと虚数部ｙとして出力する。
【００１４】
あるいは図８Ｃに示すように、０＜Ｕ＜１の範囲の乱数Ｕを乱数生成部４２−１で生成し、そのＵの関数Ｆ（ｓ）＝１−ｅ-s/2の逆数を関数値逆数計算部４２−７で計算し、つまり−２loge（１−Ｕ）＝ｓを計算し、このｓを図７Ａについて説明した絶対値ｓとして乱偏角θの余弦値ｃｏｓθと正弦値ｓｉｎθとにそれぞれ乗算してｘ＝ｓｃｏｓθ，ｙ＝ｓｓｉｎθを求めてもよい。
見掛け上増加したい伝搬路（パス）数Ｌn は前回のＬn に対する差分ΔＬn として受信される場合がある。その場合は例えば図７Ａ中に破線で示すように、レジスタ４２−１０内の現在の見掛け上増加したいパス数Ｌn と受信したパス増減数ΔＬn を加算部４２−１１で加算し、その加算結果でレジスタ４２−１０の内容Ｌn を更新して絶対値計算部４２１へ供給すればよい。
【００１５】
上述したように、Ｐ個の複素係数生成部４２でそれぞれ得られたＬn 個の複素係数をＰ個の畳み込み部４３で送信シンボルに対し畳み込み積分をする。畳み込み部４３は例えば図９に示すように、１シンボル長の遅延時間を有する遅延素子４３１の複数個の直列に接続され、その一端に送信シンボル系列ｎが入力され、各遅延素子４３１の出力に対し、乗算部４３２において、複素係数Ｗn1，Ｗn2，…，ＷnLn がそれぞれ乗算され、これら乗算結果は加算部４３３で加算されて畳み込み部４３の出力とされる。Ｐ個の複素係数生成部４３で生成する複素係数は互いにランダムに生成し、各移動機ＭＳn において互いにランダムに生成する。
【００１６】
前述したように複素係数Ｗの実数部ｘ、虚数部ｙはそれぞれ正規分布、かつ偏角（位相）が一様分布しているから、複素係数Ｗは絶対値がレイリー分布で位相（偏角）が一様分布となる。一方、陸上移動通信などの陸上無線通信においては同一信号電波が反射などにより各種経路（パス）を通じて受信され、伝搬路でフェージングが生じたものとなり、その受信信号はその包絡線変動がレイリー分布、位相（偏角）変動が一様分布となることが知られている。従って、送信シンボル系列に前述したＬn 個の複素係数を畳み込み積分することは、見掛け上、送信シンボル系列がＬn 個のパスを通って受信側に到達した信号に変形されたことになる。
【００１７】
各Ｐ個の畳み込み部４３の出力はこの例ではＰ個の送信アンテナＡＳn より送信される。畳み込み部４３の個数Ｐは移動機によって異ならせてもよい。図１０に１つの移動機ＭＳn についてのみ示すが、複素係数生成部４２及び畳み込み部４３を各１個設け、送信アンテナＡＳn をそれぞれ複数としてもよい。各移動機ＭＳn において送信アンテナＡＳn の数と畳み込み部４３の数とを同一値としなくてもよい。
基地局装置ＢＳの受信機は図３に示したものと同様に、高周波部分を省略して対応する部分に同一参照番号を付けて示すと図６に示すようになる。チャネル推定部２３においてトレーニング信号系列生成部２４からトレーニング信号系列が入力され、各送信シンボル生成部４１と各受信アンテナとの間のインパルス応答（チャネル特性）が推定される。チャネル推定部２３の構成を図４に示した従来のものと同様にすることができる。このチャネル推定部２３において、移動機ＭＳn における複素係数による畳み込み処理による見掛け上の伝搬路と実際の伝搬路とを併せた部分を擬似的にチャネルとみなし、この擬似チャネル特性をまとめて推定することになる。このため、この実施形態では移動機側で生成した複素係数の情報を基地局装置ＢＳに伝達する必要はない。また、ここでは、各移動機ＭＳn の送信シンボル生成部４１と各受信アンテナとの間のチャネル特性を推定すればよく、各送信アンテナと各受信アンテナとの間のチャネル特性を推定する必要はない。
【００１８】
この推定されたインパルス応答（チャネル特性）はＭＩＭＯ等化部２２に、図３におけるＭＩＭＯ等化部２２に対するチャネル特性入力と同様のチャネル特性として入力され、等化部２２の出力は図３中の系列用復号部２５1 〜２５N からなる復号部２５に入力されて、各移動機ＭＳn からの各情報ビット系列が判定出力される。
この実施形態では推定されたインパルス応答は増減パス数計算部５１に入力され、各送受信期間のインパルス応答中の有効パス数がカウントされる。ここで有効パス数は、あるしきい値以上の電力のパスと定義することができる。ＭＩＭＯ等化部２２で等化可能な最大パス数から、各ユーザ（移動機ＭＳn ）ごとのその送信アンテナと全送受信アンテナＡ１〜ＡＭとの間の有効パス数の最大値を引き、この結果ΔＬn を見掛け上増加する伝搬路数と対応する値として対応する移動機ＭＳn に例えば制御チャネルの送信部５２を通じて送信される。
【００１９】
増減パス数計算部５１は例えば図１１に示すように、チャネル推定部２３で推定した移動機ＭＳn と受信アンテナＡｍとの間のインパルス応答ｈnmが有効パルス数計数部５１−１nmに入力され、受信機のサンプリングクロック間隔で得られるその各成分の絶対値がしきい値発生部５１−２よりのしきい値と比較され、しきい値以上であれば論理値“１”を、以下であれば論理値“０”を出力し、比較部５１−３の出力は、インパルス応答ｈnmの入力と共に、基地局装置ＢＳにおける受信信号をデジタル信号に変換する際のサンプリングクロックと同期してシフトレジスタ５１−４に取り込まれる。シフトレジスタ５１−４内における、“１”が格納されているシフト段中の最も初段側のものと最も終段側のものとの間のその両端を含むシフト段数が区間長検出部５１−５で検出され、有効パス数として出力される。同様にして全ての受信アンテナについての有効パス数計数部５１−１n1〜５１−１nmより検出された有効パス数中の最大値が最大値検出部５１−６で検出され、これが移動機ＭＳn との間の有効パス数とされる。この有効パス数が、等化可能レジスタ５１−７よりの等化部２２で等化可能な最大パス数より減算部５１−８で減算され、その減算結果から、前回レジスタ５１−９よりの前回の減算結果が減算部５１−１０で差し引かれ、この結果ΔＬn が増減パス数計算部５１の出力とされる。
【００２０】
例えば前回レジスタ５１−９の初期値は０とされ、各受信フレームごとに増減パス数が求められ、最大有効パス数が減少すれば、その減少した分見掛け上のパス数を増加する指示が対応移動機ＭＳn に対し行われる。このように増減パス数ΔＬn を送信する代りに、見掛け上増加したいパス数Ｌn 、つまり減算部５１−８の出力を送信してもよい。あるいは移動機ＭＳn で基地局装置ＢＳの等化可能最大範囲を知っている場合は最大有効パス数を送信してもよい。このΔＬn 又はＬn あるいは最大有効パス数は各移動機ＭＳn 対応に求められて送信される。移動機ＭＳnについて見掛け上の伝搬路数を増加すればよく、必ずしも上記Ｌnではなく、これより小さくしてもよく、しかしＬnより大にすると、返って干渉が多くなる。
この実施形態によればＭＩＭＯ等化部２２へ供給されるチャネル特性推定値は、各移動機ＭＳn ごとにその送信シンボル生成部４１から受信アンテナＡ１〜ＡＭまでのチャネル特性推定であるから、各畳み込み部４３でチャネル（パス）が見掛け上Ｌn-1だけ増加されたものとなり、それだけ各移動機ＭＳn と受信アンテナ間のインパルス応答の独立性が高くなり、複数のユーザ信号の分離がし易くなる。またパス（時間）ダイバシチ効果も大となる。
【００２１】
＜第２実施形態＞
この発明の第２実施形態は第１実施形態において、各移動機ＭＳn で用いた複素係数系列を基地局装置ＢＳに伝送し、基地局装置ＢＳのチャネル推定部２３における未知数を減らすことで、より少ないトレーニング信号数で高精度なチャネル特性の推定を可能とするものである。
図１２にこの第２実施形態を適用したＭＩＭＯ通信システムにおける上りの機能構成例を示し、図６と対応する部分に同一参照番号を付けてある。この第２実施形態は第１実施形態の各移動機ＭＳn において複数の送信アンテナＡＳn ごとにトレーニングシンボル生成部１４と多重化部５５を付加し、各畳み込み部４３の出力と、対応するトレーニングシンボル生成部４１よりトレーニングシンボル系列とが対応する多重化部５５で多重化されて対応する送信アンテナＡＳn の１つへ供給される。なお、各送信シンボル生成部４１においては、トレーニング信号の多重は行わない。またトレーニングシンボル生成部１４は各移動機ＭＳn ごとにかつ送信アンテナＡＳn の各１個ごとに異なるものが用いられる。各移動機ＭＳn の各複素係数生成部４２で生成したＬn 個の複素係数（系列）は例えば制御チャネルを通じて送受信部５６から基地局装置ＢＳへ送信される。
【００２２】
図１３に基地局装置ＢＳにおいて複素係数系列を用いてチャネル特性推定を行うチャネル推定部５８の構成例を示す。まず、アンテナ間推定部５８１において、図４に示した従来のチャネル特性推定と同様に、全ユーザの全トレーニングシンボル系列に適応アルゴリズム演算部２３１よりのチャネル特性推定値を畳み込み部２３２において畳み込み積分を行い受信信号のレプリカを作成し、減算部２３３でこの受信信号のレプリカを受信信号から差し引き、誤差信号を求める。適応アルゴリズム演算部２３１により、この誤差信号、等化範囲信号、前繰り返し時のチャネル推定値を用いて、チャネル推定値を更新する。この適応アルゴリズムとしては、例えばＲＬＳアルゴリズムを用いることができる。
【００２３】
この求められたチャネル特性推定値を分割部５８２により各ユーザ（移動機ＭＳn ）の各アンテナのチャネル特性推定値に分けユーザごとの擬似チャネル付加部５８３1 〜５８３N に供給される。トレーニングシンボル系列が前述したように送信アンテナごとに区別されているため各ユーザごとにその送信アンテナＡＳn の各１個づつについての送信アンテナと受信アンテナ間のチャネル特性推定値を求めることができ、これらを分離して対応する擬似チャネル付加部５８３n へ供給する。
【００２４】
各擬似チャネル付加部５８３n ではＰ個のチャネル特性推定値（Ｐは移動機ＭＳn の畳み込み部４３、アンテナＡＳn の数）に対し、対応する複素係数列を畳み込み部５８４で畳み込み積分し、これらＰ個の畳み込み積分値を加算部５８５で加算する。この送信側（移動機ＭＳn ）で複素係数の畳み込み積分が行われていないトレーニングシンボル系列チャネル特性推定値に対する複素係数による畳み込み処理とアンテナ間チャネル特性推定を併せた部分を、移動機ＭＳn の送信シンボル生成部４１から基地局装置ＢＳまでのチャネル特性とを擬似的にみなし、これをチャネル特性推定値としてＭＩＭＯ等化部２２へ供給する。基地局装置ＢＳの送受信部５８６に例えば制御チャネルを介して各移動機ＭＳn からＰ個の複素係数列が受信されるが、移動機ＭＳn 側で例えば第１番目の畳み込み部４３に用いた複素係数列を、その畳み込み部４３の出力が送信される第１番目のアンテナ、つまり第１番目のトレーニングシンボル系列と対応したアンテナ間チャネル特性推定値に第１番目の畳み込み部５８４で畳み込み積分を行う。第１実施形態と同様に各移動機ＭＳn によって使用する畳み込み部４３、送信アンテナＡＳn の数Ｐは異なっていてもよい。また基地局装置ＢＳでは増減パス数計算部５１により各移動機ＭＳn ごとに見掛け上増加したい伝搬路（パス）数、つまりΔＬn 又はＬn を計算して、送受信部５８６より各移動機ＭＳn へ送信する。
【００２５】
更に図１４に１つの移動機ＭＳn についてのみ示すが、畳み込み部４３を１個とし、トレーニングシンボル生成部１４、多重化部５５も各１個とし、送信アンテナＡＳn を複数個としてもよい。この場合、基地局装置ＢＳのチャネル推定部５８は図１３において、各擬似チャネル推定部５８３1 〜５８３N はそれぞれ畳み込み部５８４が１個づつ設けられる。
【００２６】
＜第３実施形態＞
第１及び第２実施形態において各移動機ＭＳn は１つの情報ビット系列について１つの送信系を用いたが、この発明の第３実施形態は複数の情報ビット系列送信系を用いて１つの情報ビット系列の送信をするようにしたものである。
図１５に第３実施形態をＭＩＭＯシステムの上りに適用した場合の１つの移動機ＭＳn と基地局装置ＢＳ内の移動機ＭＳn よりの信号受信に関係する部分を示す。
移動機ＭＳn における情報ビット系列ｎは直列並列変換部６１により例えばビット速度が１／ｑとされたｑ個の情報系列に変換され、これら各情報系列はｑ個の送信シンボル生成部４１にそれぞれ供給され、各送信シンボル生成部４１は図２に示した構成と同様のものとされるが、そのトレーニングシンボル系列生成部１４と多重化手段１５は省略される。これら送信シンボル系列生成部４１より送信シンボル系列はそれぞれ例えばＰ個の畳み込み部４３へ供給される。
【００２７】
各Ｐ個の畳み込み部４３にはそれぞれＰ個の複素係数生成部４２からのＬn 個の複素係数が設定される。この例ではこれらＬn 個の複素係数の組（列）は互いにランダムなものとされた場合である。各送信シンボル系列と対応するＰ個の畳み込み部４３の出力はそれぞれ対応するＰ個の加算部６２の１つへ供給され、各加算部６２では複素係数が畳み込み積分された送信シンボルのｑ個が加算されてそれぞれ対応する多重化部５５でトレーニングシンボル生成部１４からの移動機ＭＳn のトレーニングシンボル系列と多重化されて、Ｐ個の送信アンテナＡＳn の対応する１つへ供給される。送受信部５６で基地局装置ＢＳからの移動機ＭＳn に対する見掛け上増加するパス数と対応するデータ（Ｌn 又はΔＬn ）が受信され、またＰ×ｑ個の複素係数生成部４２の生成複素係数列が基地局装置ＢＳへ送信される。
【００２８】
基地局装置ＢＳにおいてはチャネル推定部５８において、各移動機ＭＳn より受信信号のアンテナ間チャネル特性推定値を各移動機ＭＳn のトレーニングシンボル系列の差により分割部５８２で分離し、更に分割部５８２において、各送信シンボル系列ごとに分離し、図１６に示すように、第１〜第ｑ系列用擬似チャネル付加部５８３n1〜５８３npへ供給される。第１系列用擬似チャネル付加部５８３n1では移動機ＭＳn における分割された第１送信シンボル系列に対する畳み込み用複素係数のＰ列がそれぞれ畳み込み部５８４で入力されたＰ個のアンテナ間チャネル特性推定値の対応するものに対しそれぞれ畳み込み積分される。この畳み込み積分出力が加算部５８５で加算されて、第１系列用擬似チャネル推定値とされる。
【００２９】
同様にして、分割された他の送信シンボル系列と対応する擬似チャネル推定値が求められる。これらｑ個の擬似チャネル推定値が移動機ＭＳn の信号に対するＭＩＭＯ等化部２２にそれぞれチャネル特性推定値として供給され、その復号部２５から移動機ＭＳn のｑ列の分割送信シンボル系列に対する受信シンボル系列が得られ、これらが並列／直列変換部６４により直列系列に変換されて、移動機ＭＳn の送信情報ビット系列ｎが再生される。
この第３実施形態においても、図１７に示すように各分割送信シンボル系列ごとに１個の複素係数生成部４２と畳み込み部４３の組を設け、その各畳み込み部４３の出力をＰ個の加算部６２に分配するようにしてもよい。この場合は基地局装置ＢＳの各擬似チャネル付加部５８３1n〜５８３pnはそれぞれ、畳み込み部５８４が１個づつ設けられ、その各出力がそれぞれ擬似チャネル推定値となる。
【００３０】
上述した第３実施形態では、分割送信シンボル系列の数ｑと送信アンテナＡＳn の数Ｖn とを同一としたが、これに限らない。例えばｑ＞Ｖn としても、逆にｑ＜Ｖn としてもよい。後者の場合はパスダイバーシチイのパス数が増加し、受信特性が改善されることが期待される。
上述した第１〜第３実施形態ではそれぞれ移動通信方式の上り側の構成を例としたが、下り側の構成にも同様に適用できる。
【００３１】
＜第４実施形態＞
ビルディング（高層建築）間の通信や移動通信方式の基地局間通信で用いられるマイクロ波伝送においては従来指向性の広がりがあるため、同じ周波数帯を利用する複数のアンテナを並べて伝送することは困難であった。しかし、ＭＩＭＯ受信法を用いることで、両局のアンテナとしてそれぞれ複数のアンテナを並べて同一周波数帯での並列伝送が可能となる。
マイクロ波伝送では、指向性を鋭く絞り、主に見通し内通信を行うため、ＩＳＩ（符号間干渉）はほぼ生じない。このマイクロ波通信に従来のＭＩＭＯシステムをそのまま適用した場合、有効パス数が少ないことから、情報系列の分離が困難になる。
そこで、この発明の第４実施形態を適用してマルチパス数を擬似的に増加することにより、情報系列間のチャネル特性相関の独立性を高く保つようにして受信特性を改善する。また、先にも述べたとおり、伝搬環境はほぼ変化せず、マルチパスが存在しないことから、見掛け上増加しない伝搬路（パス）の数Ｌn は多重化する情報ビット系列の数Ｎに応じて固定値とすればよい。
【００３２】
図１８及び図１９にこの第４実施形態の各実施例を示す。一方の局装置７１から他方の局装置７２への片方向通信の構成を示したが、局装置７１に図中の局装置７２の構成も、また局装置７２に図中の局装置７１の構成も設けることにより両方向通信にも適用できる。
図１８は図６に示した第１実施形態において移動機ＭＳ1 〜ＭＳn を局装置７１に収容し、受信部４４及び図７Ａ中のレジスタ４２−１０、加算部４２−１１を省略し、また局装置７２は図６中の基地局装置ＢＳから増減パス数計算部５１、送信部５２を省略したものである。この場合も送信機の構成を各情報ビット系列ｎに対し、図１０に示した構成とすることもできる。
【００３３】
図１９は図１５に示した第３実施形態において、局装置７１では移動機ＭＳn 中の直列／並列変換部６１を省略して、各送信シンボル生成部４１に、情報ビット系列１〜Ｎをそれぞれ入力し、送受信部５６を省略したものとし、局装置７２では図１５中の基地局装置ＢＳ中から増減パス数計数部５１、送受信部５８６、並列／直列変換部６４を省略したものとすればよい。この場合も情報ビット系列数Ｎと送信アンテナ数Ｖとが同一の場合に限らず、Ｎ＞Ｖ逆にＮ＜Ｖとしてもよい。また図１７に示したように、各情報ビット系列ｎごとに複素係数生成部４２と畳み込み部４３を各１個づつ設けたものとしてもよい。
更に図に示していないが、局装置７１に、図１２に示した第２実施形態の移動機ＭＳ1 〜ＭＳN を収容し、送受信部５６を省略したものとし、また局装置７２として、図１２中の基地局装置ＢＳ中から増減パス数計数部５１、送受信部５８６を省略したものとしてもよい。この場合も、局装置７１として各情報ビット系列ｎに対する構成を図１４に示すものとしてもよい。
【００３４】
上述ではこの発明をＭＩＭＯシステムに適用したが、１個の送信情報ビット系列を送受信するシングルユーザシステムにおいてもこの発明を適用することができる。この場合は、送信側の構成は第１又は第２実施形態における１つの移動機ＭＳn の構成と同様なものとし、受信側は、従来のシングルユーザターボ受信機において、そのチャネル推定部の構成と同一（第１実施形態の場合）、又は図１３中から分割部５８２を省略し、擬似チャネル付加部５８３1 〜５８３N 中の１つを残し、他を省略したものとすればよい。また上述ではこの発明をターボ受信機に適用したが、他の受信方法、例えば最尤系列復号法を用いる受信機などにも適用することができる。
上述した各実施形態において移動機あるいは局装置７１の１つの情報ビット系列ｎに対する構成、基地局装置あるいは局装置７２の構成を、コンピュータにプログラムを実行させて機能させることもできる。この場合、コンピュータに、対応する送信機プログラム又は受信機プログラムを、ＣＤ−ＲＯＭあるいは可撓性磁気ディスクなどの記録媒体からインストールし、又は通信回線を介してダウンロードして、そのプログラムをコンピュータに実行させればよい。
【００３５】
特性評価
電子計算機によるシミュレーションによりこの発明の特性評価を行った。以下にシミュレーションに用いたパラメータを示す。
【００３６】
チャネル                フラットフェージング通信路
情報ビット／フレーム    １２８
変調方式                ＱＰＳＫ
同時送信ユーザ数Ｎ      ２
アンテナ数Ｖn ／ユーザ    ４
受信アンテナ数Ｍ          ２
等化器                    ＳＣ／ＭＭＳＥ
復号アルゴリズム          Ｍａｘ−Ｌｏｇ−ＭＡＰ
符号化率                  １／２
拘束長                    ３
チャネル推定              既知
また、見掛け上増加したいパス数Ｌn を３とした。この評価は、第１、第２実施形態において、ユーザ数Ｎを２、受信アンテナ数を２とした場合、或いは第３、第４実施形態において、情報ビット系列数２、受信アンテナ数２とした場合の評価であり、これらは同一評価値となる。図２０に、この発明を用いた場合と、従来のＭＩＭＯ受信法を用いた場合のＢＥＲ（ビット誤り率）特性を示す。図において縦軸は平均ＢＥＲを、横軸は１アンテナ当りの雑音密度Ｎ0 に対するビットエネルギーＥb 比をそれぞれ示し、曲線Ｕ1 〜Ｕ4 はそれぞれ従来法による繰り返し回数１〜４の場合、曲線Ｐ1 〜Ｐ5 はそれぞれこの発明方法による繰り返し回数１〜５の場合であり、繰り返し回数１は等化復号を１回行ったことを示す。従来のＭＩＭＯ受信法では、Ｅb ／Ｎ0 を高くしても、ＢＥＲがわずかしか低くならないのに対し、この発明を用いた場合、従来のＭＩＭＯ受信法を用いた場合に比べ、ＢＥＲを大幅に改善できることがわかる。これは、従来のＭＩＭＯ受信法では、ダイバーシチブランチ数が少ないことに加え、情報系列間でインパルス応答の自由度が少ないことから独立性が低く、情報系列間の信号分離ができないのに対し、この発明では畳み込み送信を用いることで、インパルス応答の自由度を擬似的に増やすことて、これらの独立性を高め、情報系列間の信号分離を可能にしていると考えられる。
【００３７】
【発明の効果】
以上述べたようにこの発明によれば、パス数が少ない場合において、擬似的にパス数を増加し、シングルユーザシステム及びマルチユーザシステムにおいてパスダイバーシチ効果が高く、受信特性が改善され、マルチユーザシステムにおいてはチャネル間干渉が改善され、それだけ各ユーザ信号分離度及び受信特性が改善される。
【図面の簡単な説明】
【図１】多入力多出力同時送受信システムの構成例を示す図。
【図２】図１中の送信機の機能構成例を示す図。
【図３】従来の多入力多出力ターボ受信機の機能構成例を示す図。
【図４】図３中のチャネル推定部２３の機能構成例を示す図。
【図５】図３中のＭＩＭＯ等化部２２の機能構成例を示す図。
【図６】この発明の第１実施形態の機能構成例を示す図。
【図７】図６中の複素係数生成部４２の機能構成例を示す図。
【図８】複素係数生成部４２の他の機能構成例を示す図。
【図９】図６中の畳み込み部４３の機能構成例を示す図。
【図１０】第１実施形態における移動機ＭＳn の他の機能構成例を示す図。
【図１１】図６中の増減パス数計算部５１の機能構成例を示す図。
【図１２】第２実施形態の機能構成例を示す図。
【図１３】図１２中のチャネル推定部５８の機能構成例を示す図。
【図１４】第２実施形態中の移動機ＭＳn の他の機能構成例を示す図。
【図１５】第３実施形態の機能構成例を示す図。
【図１６】図１５中のチャネル推定部５８の一部の機能構成例を示す図。
【図１７】第３実施形態の変形例の一部を示す図。
【図１８】第４実施形態の機能構成例を示す図。
【図１９】第５実施形態の機能構成例を示す図。
【図２０】計算機シミュレーションによる評価結果を示す図。
【図１】
0004173321.tif 000002
【図２】
0004173321.tif 000003
【図３】
0004173321.tif 000004
【図４】
0004173321.tif 000005
【図５】
0004173321.tif 000006
【図６】
0004173321.tif 000007
【図７】
0004173321.tif 000008
【図８】
0004173321.tif 000009
【図９】
0004173321.tif 000010
【図１０】
0004173321.tif 000011
【図１１】
0004173321.tif 000012
【図１２】
0004173321.tif 000013
【図１３】
0004173321.tif 000014
【図１４】
0004173321.tif 000015
【図１５】
0004173321.tif 000016
【図１６】
0004173321.tif 000017
【図１７】
0004173321.tif 000018
【図１８】
0004173321.tif 000019
【図１９】
0004173321.tif 000020
【図２０】
0004173321.tif 000021