(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
受信した光信号を電流信号に変換して出力する半導体受光デバイスと、第１の増幅部と第１のトランスインピーダンスとを有し、前記電流信号を電圧信号に変換して出力する第１の前置増幅器と、第２の増幅部と第２のトランスインピーダンスとを有する第２の前置増幅器と、前記第１の前置増幅器の出力に接続された第１の入力と、前記第２の前置増幅器の出力に接続された第２の入力とを有し、前記第１の入力と前記第２の入力との差を増幅して出力する主増幅器とを含む光受信モジュールにおいて、
前記主増幅器の前記第１の入力と前記第２の入力との間に接続された抵抗と、前記第２の前置増幅器の出力と前記主増幅器の前記第２の入力との間に接続されたコンデンサとを備え、
前記第１の増幅部の回路構成と前記第２の増幅部の回路構成とは同一であり、
前記受光デバイスと前記第１の前置増幅器と前記第２の前置増幅器と前記主増幅器とは同一の電源に接続され、
前記第２のトランスインピーダンスの抵抗値は、前記第１のトランスインピーダンスの抵抗値よりも小さいことを特徴とする光受信モジュール。
【請求項２】
前記第２の前置増幅器の出力と前記コンデンサとの間に接続されたローパスフィルタを備えたことを特徴とする請求項１に記載の光受信モジュール。
【請求項３】
前記第２の前置増幅器の入力と前記電源との間に接続された、前記半導体受光デバイスの接合容量と等しい静電容量のコンデンサを含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の光受信モジュール。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光受信モジュールに関し、より詳細には、前置増幅器の電源リップル抑圧比を改善した光受信モジュールに関する。
【０００２】
【従来の技術】
光受信モジュールは、光ファイバから出射された光信号を電気信号に変換するための回路であり、光信号を電流信号に変換する受光デバイスと、電流信号を電圧信号に変換し、後段に接続される回路に必要な電圧に増幅する増幅器とから構成されている。
【０００３】
図１に、従来の光受信モジュールの回路構成を示す。光受信モジュール１００は、光ファイバから出射された光信号を電気信号に変換する受光デバイス（ＰＤ）１０１と、ＰＤ１０１の出力に接続され、増幅部１２１と帰還抵抗１２２とで構成された前置増幅器１０２と、抵抗１３１とコンデンサ１３２で構成されたローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０３と、主増幅器１０４とを有している。
【０００４】
ＰＤ１０１のカソードは、ＰＤ用電源ＶＰＤに接続され、アノードは前置増幅器１０２に接続されている。ＰＤ１０１は、光ファイバから出射された光信号を受光し、光信号に対応する電流信号（Photo Current）に変換する。増幅部１２１の入力インピーダンスは、非常に高く設定されているので、ＰＤ１０１で発生した電流信号のほとんどは、帰還抵抗１２２を経由して増幅部１２１の出力段に吸い込まれる。帰還抵抗１２２の両端には電位差が生じ、これに対応して増幅部１２１の出力電位が変化する。このような前置増幅器１０２の動作を、電流／電圧変換という。
【０００５】
主増幅器１０４の初段は、差動増幅器を構成している。前置増幅器１０２の出力は、主増幅器１０４の一方の入力（正相入力）に導かれる。主増幅器１０４の他方の入力（逆相入力）には、前置増幅器１０２の出力からＬＰＦ１０３を通した低周波信号が入力される。ＬＰＦ１０３の時定数は、前置増幅器１０２から出力される信号周波数を平滑化して、その中点電位を与える。信号周波数（数ＭＨｚ〜数ＧＨｚ）に対して十分小さな時定数であることが必要である。一般的には、カットオフ周波数（ｆｃ）は１０ｋＨｚ前後が設定され、ＬＰＦ１０３のｆｃはおよそ６．７ｋＨｚである。主増幅器１０４の出力は、差動出力ＯＵＴＡ，ＯＵＴＢとなって、次段に伝達される。
【０００６】
光受信モジュール１００において、ＰＤ１０１と前置増幅器１０２と主増幅器１０４の電源は、一般的に共有化されている。ここで、光受信モジュール１００の電源電圧変動（以下、リップルという）に対する安定性について考える。主増幅器１０４は、差動増幅器で構成され、その出力も差動出力が前提となっているので、電源リップルに対しては非常に強い回路となっている。しかしながら、差動増幅器の入力である、前置増幅器１０２またはＰＤ１０１は、単相動作を前提としているため、電源の変動に直接影響される。
【０００７】
主増幅器１０４の差動増幅器の他方の入力は、ＬＰＦ１０３のコンデンサ１３２を介して接地されているので、リップルの影響を受けない。しかしながら、差動増幅器の一方の入力は、ＰＤ１０１と前置増幅器１０２とにおいて、リップルの影響を受けた信号が入力される。従って、差動増幅器を採用しても、主増幅器１０４の差動出力にリップルが現れることとなる。
【０００８】
図２に、電源リップル抑圧比を改善した従来の光受信モジュールの回路構成を示す。図１に示した光受信モジュール１００において、主増幅器１０４の差動増幅器の他方の入力に接続されたコンデンサ１３２を、ダミー増幅部１６１の出力に接続した。ダミー増幅器１０６の入力には、何も回路素子を接続していない。このようにして、リップルの影響を受けた前置増幅器１０２の出力は、等価的に接地とみなされていた差動増幅器の他方の入力にも導入されるので、リップルの影響を軽減することができる。
【０００９】
電源リップル抑圧比（ＰＳＲＲ：Power Supply Reduction Ratio）とは、電源ラインでのリップル値と、主増幅器の差動出力に現れるリップル値との比をいう。光伝送システムにおいて、光受信モジュールのＰＳＲＲは、２ＭＨｚにおいて−４０ｄＢ以下とすることが目標であり、図２に示した光受信モジュール２００により達成することができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ＰＳＲＲを改善した従来の光受信モジュールは、電源リップルに対して強い回路となるが、差動増幅器の他方の入力にも回路が接続されるので、逆相ノイズに対して弱い回路になっている。すなわち、前置増幅器１０２とダミー増幅器１０６の両方で発生した雑音が、主増幅器１０４の差動増幅器に入力されるため、これら雑音が逆相であった場合には、光受信モジュールの受信感度が、著しく低下するという問題があった。
【００１１】
また、ダミー増幅器１０６の入力は、何も回路素子を接続していないので、等価的には開放であるため、雑音に弱い回路構成となっている。ダミー増幅器１０６の入力端子が、雑音を拾う一種のアンテナとして機能するからである。ダミー増幅器１０６自体の熱雑音とともに、ダミー増幅器１０６で発生した雑音が、差動増幅器に入力されるため、光受信モジュールの受信感度が著しく低下するという問題もあった。
【００１２】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ダミー増幅器からの雑音を低減し、ＰＳＲＲを改善した光受信モジュールを提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は、このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、受信した光信号を電流信号に変換して出力する半導体受光デバイスと、第１の増幅部と第１のトランスインピーダンスとを有し、前記電流信号を電圧信号に変換して出力する第１の前置増幅器と、第２の増幅部と第２のトランスインピーダンスとを有する第２の前置増幅器と、前記第１の前置増幅器の出力に接続された第１の入力と、前記第２の前置増幅器の出力に接続された第２の入力とを有し、前記第１の入力と前記第２の入力との差を増幅して出力する主増幅器とを含む光受信モジュールにおいて、前記主増幅器の前記第１の入力と前記第２の入力との間に接続された抵抗と、前記第２の前置増幅器の出力と前記主増幅器の前記第２の入力との間に接続されたコンデンサとを備え、前記第１の増幅部の回路構成と前記第２の増幅部の回路構成とは同一であり、前記受光デバイスと前記第１の前置増幅器と前記第２の前置増幅器と前記主増幅器とは同一の電源に接続され、前記第２のトランスインピーダンスの抵抗値は、前記第１のトランスインピーダンスの抵抗値よりも小さいことを特徴とする。
【００１４】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の光受信モジュールにおいて、前記第２の前置増幅器の出力と前記コンデンサとの間に接続されたローパスフィルタを備えたことを特徴とする。
【００１５】
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の光受信モジュールにおいて、前記第２の前置増幅器の入力と前記電源との間に接続された、前記半導体受光デバイスの接合容量と等しい静電容量のコンデンサを含むことを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。本発明は、ダミー増幅器のトランスインピーダンスの抵抗値を、前置増幅器の帰還抵抗の抵抗値より小さくする。また、ダミー増幅器の入力に、ＰＤの接合容量と等価な容量値を有するコンデンサを接続する。さらに、ダミー増幅器の出力と、主増幅器の入力との間に、ハイパスフィルタを挿入する。
【００１９】
（第１の実施形態）
図３に、本発明の第１の実施形態にかかる光受信モジュールの回路構成を示す。光受信モジュール３００は、光ファイバから出射された光信号を電気信号に変換する受光デバイス（ＰＤ）３０１と、ＰＤ３０１の出力に接続され、増幅部３２１とトランスインピーダンス３２２とで構成された第１の前置増幅器に相当する前置増幅器３０２と、抵抗３３１とコンデンサ３３２で構成されたローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０３と、主増幅器３０４とを有している。また、光受信モジュール３００は、電源リップルを除去するための第２の前置増幅器に相当するダミー増幅器３０６とを有している。
【００２０】
ＰＤ３０１は、ＩｎＧａＡｓ系の１．３μｍ帯または１．５５μｍ帯のＰＩＮ−ＰＤを使用することができる。ＰＤ３０１の動作周波数は、光通信に関する国際規格により、１５５ＭＨｚ〜２．５ＧＨｚである。ＰＤ３０１のカソードは、ＰＤ用電源ＶＰＤに接続され、アノードは前置増幅器３０２に接続されている。ＰＤ用電源ＶＰＤは、前置増幅器３０２と主増幅器３０４の電源ＶＤＤと共通化されている。電源は、＋または−の片電源で動作する一方向電源である。
【００２１】
図４に、本発明の第１の実施形態にかかる光受信モジュールの前置増幅器の回路構成を示す。前置増幅器３０２の増幅部３２１のトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ５は、ＧａＡｓ−ＭＥＳＦＥＴで構成されている。増幅段は、順方向バイアスされるダイオードＤ１，Ｄ２が直列に接続されたソースと、負荷素子が接続されたドレインとを有するデプレッション型ＦＥＴ（以下、Ｄ−ＦＥＴという）であるトランジスタＴｒ１の１段構成である。ソースに接続されたダイオードＤ１，Ｄ２は、トランジスタＴｒ１のゲートを、ソースに対してマイナス電位に自己バイアスするためのもので、ほぼ−１．５Ｖにバイアスされる。ダイオードＤ１，Ｄ２と並列にコンデンサＣ１を接続してもよい。コンデンサＣ１により、高周波信号は、ダイオードＤ１，Ｄ２をバイパスすることから、スピードアップコンデンサとして機能する。
【００２２】
負荷素子は、抵抗Ｒ１と固定バイアスされたトランジスタＴｒ２の直列回路と、ゲートソース間を短絡された、いわゆる電流源ＦＥＴであるトランジスタＴｒ３とを並列に接続した回路である。増幅段の出力は、抵抗Ｒ１とトランジスタＴｒ２のドレインとの接続点から取り出される。トランジスタＴｒ２の固定バイアスは、電源電圧ＶＤＤを抵抗Ｒ２，Ｒ３により分割して与えられる。
【００２３】
増幅段の動作について説明する。増幅された信号の電圧は、抵抗Ｒ１に流れる電流値と抵抗Ｒ１の抵抗値との積で与えられる。従って、増幅度（利得）を大きくするためには、抵抗Ｒ１の抵抗値を大きくすればよい。しかしながら、ＰＤ３０１の受光する光信号が大きくなり、トランジスタＴｒ１が十分にオン状態、すなわちＶＤＳが十分小さい場合には、増幅された信号の電圧が大きくなり過ぎ、電源電圧ＶＤＤにぼぼ等しい電圧になる場合がある。このように増幅段の出力振幅が飽和すると、前置増幅器の高速動作に差し障りが生ずる。そこで、トランジスタＴｒ１に流れる大電流をバイアスするために、定電流回路であるトランジスタＴｒ３を並列に接続する。トランジスタＴｒ３に大電流の一部をバイアスすることにより、抵抗Ｒ１に流れる電流は小さくなり、増幅段の出力振幅の飽和を抑制することができる。
【００２４】
トランジスタＴｒ２について説明する。光信号の入力がオフになると、トランジスタＴｒ１がオフとなり、負荷素子に電流が流れなくなる。トランジスタＴｒ２がない場合には、増幅段の出力電圧は電源電圧まで上昇する。このような増幅段の出力振幅の飽和も、前置増幅器の高速動作に差し障りが生ずる。従って、この飽和を防ぐために、トランジスタＴｒ２を挿入する。電源と接地との間に、オフとなるトランジスタが縦続接続されるので、トランジスタＴｒ１が出力電圧は電源電圧まで上昇しない。
【００２５】
増幅段の出力は、出力段のソースフォロワに導かれる。出力段は、電源とドレインとが接続されたトランジスタＴｒ４と、接地とソースとが接続されたトランジスタＴｒ５とが直列に配置され、トランジスタＴｒ４のソースとトランジスタＴｒ５のドレインとは、ダイオードＤ３，Ｄ４を介して接続されている。トランジスタＴｒ４はエンハンスメント型ＦＥＴであり、トランジスタＴｒ５はＤ−ＦＥＴである。ダイオードＤ３，Ｄ４と並列にＭＩＭ（Metal-Insulator-Metal）コンデンサＣ１が接続されている。
【００２６】
ダイオードＤ３，Ｄ４は、直流電位の電圧降下のためであり、コンデンサＣ１は高周波信号のバイパスのためである。すなわち、コンデンサＣ１により、高周波信号は、ダイオードＤ１，Ｄ２をバイパスすることから、スピードアップコンデンサとして機能する。トランジスタＴｒ５のゲートは、別途生成された基準電位Ｖｒｅｆが供給される。トランジスタＴｒ５は、バイアスが固定されているので定電流回路として機能する。
【００２７】
ダイオードＤ２とトランジスタＴｒ５との接続点から、増幅部３２１の出力が引き出される。増幅部３２１の出力と、増幅段のトランジスタＴｒ１のゲートとの間には、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２の並列回路が接続される。抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２とは、第１のトランスインピーダンスとして機能する。トランスインピーダンス３２２のコンデンサＣ２は、増幅部３２１の電流−電圧変換における変換利得の周波数特性を補償するものである。
【００２８】
前置増幅器３０２の動作についての説明する。ＰＤ３０１は、光ファイバから出射された光信号を受光し、光信号に対応する電流信号に変換する。電流信号は、ＰＤ３０１のアノードから増幅部３２１のトランジスタＴｒ１のゲートに導かれる。しかしながら、トランジスタＴｒ１のゲートの入力インピーダンスは非常に高いので、電流信号のほとんどは、トランスインピーダンス３２２の抵抗Ｒ４を介してトランジスタＴｒ５のドレインに吸い込まれる。抵抗Ｒ４の両端には電位差が生じ、これに対応して増幅部３２１の出力電位が変化する。
【００２９】
図５に、本発明の第１の実施形態にかかる光受信モジュールのダミー増幅器の回路構成を示す。ダミー増幅器３０６の増幅部の回路構成は、図４に示した前置増幅器３０２の増幅部３２１の回路構成と同じである。第１の実施形態では、ダミー増幅器３０６は、第２のトランスインピーダンスに相当するトランスインピーダンスを有していない。トランスインピーダンスの抵抗値が、トランスインピーダンス３２２の抵抗Ｒ４の値よりも小さければよい。第１の実施形態では最小の０Ωとしたが、抵抗Ｒ４の１ｋΩより小さければ本願の目的は達せられる。
【００３０】
ダミー増幅器３０６のトランスインピーダンスを小さくすることで、ダミー増幅器３０６の電流／電圧変換効率が低下し、等価入力換算雑音電流が小さくなる。従って、主増幅器３０４の入力における雑音強度が小さくなり、光受信モジュール３００全体としての受信感度が向上する。
【００３１】
ダミー増幅器３０６の入力は、出力段のソースフォロワにより自己バイアスされている。従って、他の素子に接続する必要はないが、ＰＤ３０１とのバランスを保つために、ＰＤ３０１の接合容量と同程度の静電容量を有するコンデンサＣＰＤを介して、電源に接続してもよい。ダミー増幅器３０６の等価入力換算雑音電流を、前置増幅器３０２の等価入力換算雑音電流と等しくすることにより、主増幅器３０４の差動増幅器において、ＰＤ３０１に関する同相ノイズを除去することができる。
【００３２】
このようにして、ＰＤ３０１、前置増幅器３０２、主増幅器３０４の全てが、電源に対して同様に挿入され、電源電圧変動の抑圧が可能となる。
【００３３】
図６に、本発明の第１の実施形態にかかる光受信モジュールの主増幅器の回路構成を示す。主増幅器３０４は、２段の差動増幅器により構成されている。初段の差動増幅器の第１の入力である正相入力は、トランジスタＴｒ２１のゲートであり、前置増幅器３０２の出力が導かれる。第２の入力である逆相入力は、トランジスタＴｒ２２のゲートであり、ＬＰＦ３０３の抵抗３３１を介して、前置増幅器３０２の出力が導かれる。また、逆相入力は、ＬＰＦ３０３のコンデンサ３３２を介して、ダミー増幅器３０６の出力に接続されている。
【００３４】
初段の差動増幅器は、ゲートを固定バイアスした電流源であるトランジスタＴｒ２３と、互いのソースを結合したトランジスタＴｒ２１，ＴＲ２２と、トランジスタＴｒ２１，ＴＲ２２の各々のドレインに接続され、ゲートを固定バイアスしたトランジスタＴｒ２４，ＴＲ２５と、トランジスタＴｒ２４，ＴＲ２５とカスコード接続された負荷抵抗Ｒ２１，Ｒ２２とから構成されている。初段の差動増幅器の出力は、負荷抵抗Ｒ２１，Ｒ２２とトランジスタＴｒ２４，ＴＲ２５のドレインとの接続点から取り出される。
【００３５】
初段の差動増幅器のソースフォロワは、ドレインを電源に接続されたトランジスタＴｒ２６，ＴＲ２７と、ソースを接地され、ゲートを固定バイアスしたＤ−ＦＥＴであるトランジスタＴｒ２８，ＴＲ２９と、出力電位を設定するためダイオードＤ２１〜Ｄ２４とから構成されている。ダイオードＤ２１，Ｄ２２とダイオードＤ２３，Ｄ２４とには、並列にコンデンサＣ２１，Ｃ２２が接続されており、高周波特性を改善している。ソースフォロワの出力は、トランジスタＴｒ２８，ＴＲ２９のドレインとダイオードＤ２２，Ｄ２４のアノードとの接続点から取り出される。
【００３６】
終段の差動増幅器の構成は、初段の差動増幅器の構成と同じである。ただし、ソースフォロワには、出力電位を設定するためのダイオードと、高周波特性を改善するためのコンデンサは挿入されていない。これは、主増幅器３０４の出力が容量結合で取り出されるため、敢えて電位を設定する必要がないからである。直流的に出力を取り出す場合には、出力電位を設定するためのダイオードを適切な数だけ挿入する必要がある。
【００３７】
電流源であるトランジスタＴｒ２３，２８，２９，３２，３７，３８のゲートは、別途生成された基準電位Ｖｒｅｆが供給される。トランジスタＴｒ２４，２５，３３，３４の固定バイアスは、電源電圧ＶＤＤを抵抗Ｒ２３，２４，２７，２８により分割して与えられる。
【００３８】
主増幅器３０４は、入力から出力まで全て差動構成としているため、電源の同相ノイズに対しては極めて安定に動作することができる。主増幅器３０４単体のＰＳＲＲは、−４０ｄＢより十分小さな値となる。
【００３９】
図７に、本発明の第１の実施形態にかかる光受信モジュールのＰＳＲＲを示す。図１に示した従来の光受信モジュール１００（図中、従来例１）では、前置増幅器１０２とＰＤ１０１とが単相動作をしているため、ＰＳＲＲは、ほとんどの周波数範囲で−１０ｄＢを越えている。図２に示したＰＳＲＲを改善した従来の光受信モジュール（図中、従来例２）と、図３に示した第１の実施形態にかかる光受信モジュールでは、１ＭＨｚ以下の低周波領域において、ＰＳＲＲは、およそ−５０ｄＢという低い値になる。
【００４０】
（第２の実施形態）
図８に、本発明の第２の実施形態にかかる光受信モジュールの回路構成を示す。図３に示した第１の実施形態にかかる光受信モジュールとの相違は、ダミー増幅器３０６の出力と、ＬＰＦ３０３のコンデンサ３３２との間に、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０７を挿入した点である。ＬＰＦ３０７は、抵抗３７１とコンデンサ３７２とにより構成されている。
【００４１】
ダミー増幅器３０６のトランスインピーダンスを小さくすると、ダミー増幅器３０６の閉ループ利得が減少し、同時に帯域が増加する。このように帰還量が増加しダミー増幅器３０６の帯域幅が増加すると、ダミー増幅器３０６の高周波領域での動作が不安定になる。高周波領域でのダミー増幅器３０６の利得を低下させるために、ＬＰＦ３０７を挿入する。ＬＰＦ３０７のカットオフ周波数（ｆｃ）は、信号周波数帯域が１５５ＭＨｚ以上であることから、数十ＭＨｚ程度に設定することが好ましい。本実施形態では、ＬＰＦ３０７のｆｃはおよそ２０ＭＨｚである。
【００４２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、前置増幅器の回路構成とダミー増幅器の回路構成とを同一とし、受光デバイスと前置増幅器とダミー増幅器と主増幅器とを同一の電源に接続し、ダミー増幅器のトランスインピーダンスの抵抗値を、前置増幅器のトランスインピーダンスの抵抗値よりも小さくしたので、ダミー増幅器の電流／電圧変換効率が低下し、等価入力換算雑音電流が小さくなるので、光受信モジュールの受信感度を向上することが可能となる。
【００４３】
また、本発明によれば、ダミー増幅器の入力と電源との間に、受光デバイスの接合容量と等しい静電容量のコンデンサを接続し、ダミー増幅器と前置増幅器との等価入力換算雑音電流と等しくすることにより、ＰＤに関する同相ノイズを除去することが可能となる。
【００４４】
さらに、本発明によれば、ダミー増幅器の出力と主増幅器の逆相入力との間にローパスフィルタを接続したので、高周波領域でのダミー増幅器の利得が低下し、出力雑音電流が低下して、光受信モジュールの受信感度の劣化を防ぐことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の光受信モジュールの回路構成を示したブロック図である。
【図２】電源リップル抑圧比を改善した従来の光受信モジュールの回路構成を示したブロック図である。
【図３】本発明の第１の実施形態にかかる光受信モジュールの回路構成を示したブロック図である。
【図４】本発明の第１の実施形態にかかる光受信モジュールの前置増幅器の構成を示した回路図である。
【図５】本発明の第１の実施形態にかかる光受信モジュールのダミー増幅器の構成を示した回路図である。
【図６】本発明の第１の実施形態にかかる光受信モジュールの主増幅器の構成を示した回路図である。
【図７】本発明の第１の実施形態にかかる光受信モジュールのＰＳＲＲを示した図である。
【図８】本発明の第２の実施形態にかかる光受信モジュールの回路構成を示したブロック図である。
【符号の説明】
１００，２００，３００    光受信モジュール
１０１，３０１    受光デバイス（ＰＤ）
１０２，３０２    前置増幅器
１０３，３０３，３０７    ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
１０４，３０４    主増幅器
３０６    ダミー増幅器
１２１，３２１    増幅部
１２２    帰還抵抗
１３１，３３１，３７１    抵抗
１３２，３３２，３７２    コンデンサ
１６１    ダミー増幅部
１６２    ダミー帰還抵抗
３２２    トランスインピーダンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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