(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源を高周波に変換し、ＬＣ共振回路を介して放電灯負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、放電灯負荷のフィラメントの一端に印加される電圧により第１のダイオードを介して充電されるコンデンサを備え該コンデンサの充電電圧によりフィラメントの有無を判別する無負荷検出回路と、無負荷検出回路のコンデンサの充電電圧が基準電圧を下回るとインバータ回路の発振を停止すると共に該コンデンサの充電電圧が基準電圧を上回るとインバータ回路の発振を開始する制御部とを備え、
前記無負荷検出回路のコンデンサは、
インバータ回路が発振を開始する前は、前記直流電源から放電灯負荷のフィラメントを介して供給される直流電圧により前記第１のダイオードを介して基準電圧を上回るまで充電され、
インバータ回路が発振を開始した後は、放電灯負荷が半波放電でなく且つフィラメントが接続されているときは、放電灯負荷のフィラメントの前記一端に印加される電圧により前記第１のダイオードを介して又はインバータ回路で発生する高周波電圧から第２のダイオードを介して充電されることにより該コンデンサの充電電圧が基準電圧以上に維持されており、
インバータ回路が発振を開始した後、フィラメントが外れたときは、前記第１及び第２のダイオードを介するコンデンサの充電電流が無くなるか又は低下することで前記コンデンサの充電電圧が基準電圧を下回るように構成されており、
放電灯負荷の半波放電時であって、その半波放電の極性が前記第１のダイオードを介する前記コンデンサの充電電圧を低下させるような極性であるときには、放電灯負荷のフィラメントが接続されているときにインバータ回路で発生する高周波電圧から第２のダイオードを介して前記コンデンサに充電電流を供給することで前記コンデンサの充電電圧が基準電圧以上に維持されるように構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項２】
放電灯負荷の半波放電時には、インバータ回路の発振を一旦停止させる機能を有していることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】
請求項１又は２のインバータ回路で発生する高周波電圧は、放電灯負荷に発生した高周波交流電圧の正のピーク値と負のピーク値の振幅差を平滑して無負荷検出回路に入力していることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項４】
請求項１又は２のインバータ回路で発生する高周波電圧は、放電灯負荷に発生した高周波交流電圧の交流成分の一方の極性のピーク電圧を平滑して無負荷検出回路に入力していることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項５】
請求項１又は２のインバータ回路で発生する高周波電圧は、共振回路のインダクタに発生した高周波交流電圧の一方の極性のピーク電圧を平滑して無負荷検出回路に入力していることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項６】
請求項１又は２のインバータ回路で発生する高周波電圧は、共振回路のインダクタに発生した高周波交流電圧の交流成分の正のピーク値と負のピーク値の振幅差を平滑して無負荷検出回路に入力していることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項７】
請求項１又は２のインバータ回路で発生する高周波電圧は、インバータ回路の回路電流を電圧に変換して、無負荷検出回路に入力していることを特徴とする放電灯点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は放電灯をインバータ回路により高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
（従来例１）
第１の従来例を図１４に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、直流カット用コンデンサＣ０、共振用（限流用）インダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの電源側端子は直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの高圧側端子に接続されている。放電灯ｌａの両フィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）との間には、抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ１の直列回路が接続されている。ツェナーダイオードＺＤ１にはダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。これにより、直流電源Ｅより、抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ４を充電する直流電流ループが形成される。コンデンサＣ４の電位Ｖｋは制御回路部Ｓに入力されて、基準電位Ｖｒｅｆと比較される。
【０００３】
以下、回路動作について説明する。制御回路部Ｓは、インバータ回路の起動前に、コンデンサＣ４の電位ＶｋによりフィラメントＡが装着されているかどうかを判断する。フィラメントＡが装着されている場合は、直流電源Ｅから上述の直流電流ループを介してコンデンサＣ４が充電される。コンデンサＣ４の電位Ｖｋは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５とコンデンサＣ４の時定数で所定の分圧比の電圧まで上昇し、それが制御回路部Ｓに設けられた比較器ＣＰの基準電位Ｖｒｅｆを上回ることで、インバータ回路が動作開始する。
【０００４】
インバータ回路は、制御回路部Ｓからスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２への駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフ動作し、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、放電灯ｌａからなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加し、放電灯ｌａを正弦波状の高周波で点灯させるものである。
【０００５】
フィラメントＡが装着されていない場合は、フィラメントＡがオープンとなっているため、直流電源ＥからのコンデンサＣ４への充電は遮断され、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが上昇しない。これにより、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが制御回路部Ｓに設けられた比較器ＣＰの基準電位Ｖｒｅｆを下回ることでインバータ回路は停止する。この従来例では、フィラメントＢの装着有無の検出回路は、本発明とは直接関係が無いので省略している。
【０００６】
コンデンサＣ４の電位Ｖｋが制御回路部Ｓに設けられた比較器ＣＰの基準電位Ｖｒｅｆを上回り、インバータ回路が動作開始すると、放電灯ｌａが点灯し、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５の分圧比が変動する。具体的には、放電灯ｌａが点灯前にはインピーダンスが無限大であったのに対して、放電灯ｌａが点灯することでインピーダンスが大きく低下する。通常、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５の抵抗値は抵抗での消費電力を極力を抑えるため、また、インバータ回路の回路電流の回り込みを抑えるために、数百ＫΩ〜数ＭΩで構成される。このことから、放電灯ｌａが点灯する前と後では大幅に抵抗分圧比が変動する。放電灯ｌａが点灯した場合は、インピーダンスは負荷の定格によって変動はあるものの、おおむね数百Ω〜数ＫΩのオーダーであるため、無負荷検出回路の直流成分はほとんど、抵抗Ｒ１に印加され、抵抗Ｒ５の印加分は大幅に低下する。
【０００７】
しかし、放電灯ｌａが点灯した場合は、放電灯ｌａの両端には正弦波状の高周波電圧が発生し、無負荷検出回路の抵抗Ｒ２とダイオードＤ１の接続点には、放電灯ｌａの高周波電圧を半波整流した電圧のピーク値をツェナーダイオードＺＤ１でクランプされた電圧Ｖ１が発生する。この電圧Ｖ１をダイオードＤ１で整流し、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ５で平滑された電圧がコンデンサＣ４の電位Ｖｋとなる。つまり、放電灯ｌａが点灯した後は、コンデンサＣ４の電位Ｖｋには、僅かではあるが、直流電源Ｅからの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５、放電灯ｌａのインピーダンス分の分圧による直流電圧と、上述の交流電圧が重畳されて、その結果、コンデンサＣ４の電位Ｖｋを基準電位Ｖｒｅｆ以上確保している。
【０００８】
この一連の動作波形を図１５に記載する。図中、ＶＱ２（ＧＳ）はスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧、Ｖ１は抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ１の接続点の電圧、Ｖｌａは放電灯ｌａの両端電圧、ＶｋはコンデンサＣ４の電位、Ｖｒｅｆは比較器ＣＰの基準電位である。
【０００９】
放電灯ｌａが点灯中に放電灯負荷を外すとフィラメントＡが外れるから、直流電源Ｅからの直流電流は遮断され、また、放電灯ｌａ両端の高周波電圧は、コンデンサＣ１が外れることにより、発生しなくなる。これにより、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが低下し、基準電位Ｖｒｅｆを下回り、インバータ回路の発振が停止する。
以上のような動作により、起動時は直流電流ループの有無でフィラメントの有無を判断し、点灯時は、高周波電圧と直流電圧の重畳された電圧の有無により、フィラメントの有無を判断していた。
【００１０】
ところが、放電灯ｌａが点灯中に、フィラメントＡもしくはＢがエミレス（熱電子放出不良）となった場合、放電灯ｌａの高周波電流の流れが不均衡になり、放電灯ｌａには半波放電現象が発生し、放電灯ｌａには高周波電圧に直流電圧が重畳された電圧が発生する。このときの動作波形を図１６に示す。図中、ＶＱ２（ＧＳ）はスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧、Ｖ１は抵抗Ｒ２とツェナーダイオードＺＤ１の接続点の電圧、Ｖｌａは放電灯ｌａの両端電圧、ＶｋはコンデンサＣ４の電位、Ｖｒｅｆは比較器ＣＰの基準電位である。
【００１１】
このとき、フィラメントＡがフィラメントＢより直流的に高電位となる向きに半波放電が発生した場合、放電灯ｌａの直流電圧成分が、抵抗Ｒ２，Ｒ５に印加されるため、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが上昇しようとする。しかし、ツェナーダイオードＺＤ１があることから、コンデンサＣ４の電位Ｖｋはツェナー電圧以上には上昇しない。
【００１２】
一方、フィラメントＢがフィラメントＡより直流的に高電位となる向きに半波放電が発生した場合、放電灯ｌａの直流電圧成分が、抵抗Ｒ２、ツェナーダイオードＺＤ１に印加され、ツェナーダイオードＺＤ１が順方向にオンする割合が増加し、抵抗Ｒ２とダイオードＤ１の接続点の電圧Ｖ１は、コンデンサＣ４を充電する方向の電圧が低下する。このとき、コンデンサＣ４の充電電荷の供給電圧が著しく低下し、コンデンサＣ４の電位Ｖｋは低下する。また、半波放電の不均衡度合いは、非常に不安定であり、コンデンサＣ４の電荷充電方向の電位が無くなる場合もある。
【００１３】
このような場合、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが低下し、基準電位Ｖｒｅｆを下回ると、放電灯ｌａが装着状態にあるにも関わらず、フィラメントが外れたと誤検知し、インバータ回路が一旦発振停止し、停止した後、直流電源ＥからコンデンサＣ４が充電され、再起動する。そして、また半波放電する負荷でインバータ回路が発振し、上述のような誤検知を再度行なう。このように、インバータ回路が起動し、停止するサイクルを繰り返す問題があった。また、この繰り返す際の停止時間もコンデンサＣ４、抵抗Ｒ５の時定数により決まるが、停止時間が短いため、この点滅のサイクルが速く、回路に大きなストレスを印加する問題があった。
【００１４】
そこで、上述のような、放電灯ｌａの半波放電が生じた際に、無負荷検出回路の誤検知を防止するために、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ５の時定数を大きくし、コンデンサＣ４の電位Ｖｋの低下度合いを遅くする対策が用いられてきた。しかし、このような対策を用いた場合、放電灯ｌａの半波放電時の誤検知をある程度抑えることは可能になるものの、放電灯ｌａを点灯中に取り外した場合、抵抗Ｒ２とダイオードＤ１の接続点の電圧Ｖ１は、放電灯ｌａを取り外した瞬間に無くなるのに、コンデンサＣ４の電位Ｖｋの低下が遅いため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振は継続され、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが基準電位Ｖｒｅｆを下回るまでのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の残留発振時間が長くなり、その間に、インダクタＬ１と他の線間等に発生する寄生容量成分・浮遊容量成分との共振動作を行なう時間が長くなるため、回路に大きなストレスを印加する問題があった。
【００１５】
（従来例２）
第２の従来例を図１７に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、直流カット用コンデンサＣ０、共振用（限流用）インダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの電源側端子は直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの高圧側端子に接続されている。放電灯ｌａの両フィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）との間には、抵抗Ｒ２とダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２と抵抗Ｒ３の並列回路が接続されている。これにより、直流電源Ｅより、抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ２を充電する直流電流ループが形成される。コンデンサＣ２の電位Ｖｋは制御回路部Ｓに入力されて、基準電位Ｖｒｅｆと比較される。
【００１６】
以下、回路動作について説明する。制御回路部Ｓは、インバータ回路の起動前に、コンデンサＣ２の電位ＶｋによりフィラメントＡが装着されているかどうかを判断する。フィラメントＡが装着されている場合は、直流電源Ｅから上述の直流電流ループを介してコンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ２の電位Ｖｋは、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３とコンデンサＣ２の時定数で所定の分圧比の電圧まで上昇し、それが制御回路部Ｓに設けられた比較器ＣＰの基準電位Ｖｒｅｆを上回ることで、インバータ回路が動作開始する。
【００１７】
インバータ回路は、制御回路部Ｓからスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２への駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフ動作し、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、放電灯ｌａからなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加し、放電灯ｌａを正弦波状の高周波で点灯させるものである。
【００１８】
フィラメントＡが装着されていない場合は、フィラメントＡがオープンとなっているため、直流電源ＥからのコンデンサＣ２への充電は遮断され、コンデンサＣ２の電位Ｖｋが上昇しない。これにより、コンデンサＣ２の電位Ｖｋが制御回路部Ｓに設けられた比較器ＣＰの基準電位Ｖｒｅｆを下回ることでインバータ回路は停止する。この従来例では、フィラメントＢの装着有無の検出回路は、本発明とは直接関係が無いので省略している。
【００１９】
コンデンサＣ２の電位Ｖｋが制御回路部Ｓに設けられた比較器ＣＰの基準電位Ｖｒｅｆを上回り、インバータ回路が動作開始すると、放電灯ｌａが点灯し、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の分圧比が変動する。具体的には、放電灯ｌａが点灯前にはインピーダンスが無限大であったのに対して、放電灯ｌａが点灯することでインピーダンスが大きく低下する。通常、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３の抵抗値は抵抗での消費電力を極力を抑えるため、また、インバータ回路の回路電流の回り込みを抑えるために、数百ＫΩ〜数ＭΩで構成される。このことから、放電灯ｌａが点灯する前と後では大幅に抵抗分圧比が変動する。放電灯ｌａが点灯した場合は、インピーダンスは負荷の定格によって変動はあるものの、おおむね数百Ω〜数ＫΩのオーダーであるため、無負荷検出回路の直流成分はほとんど抵抗Ｒ１に印加され、抵抗Ｒ３の印加分は大幅に低下する。
【００２０】
しかし、放電灯ｌａが点灯した場合は、放電灯ｌａの両端には正弦波状の高周波電圧が発生し、無負荷検出回路のコンデンサＣ２には、放電灯ｌａの高周波電圧をダイオードＤ１で半波整流し、抵抗Ｒ２，Ｒ３で分圧し、コンデンサＣ２により平滑した電位Ｖｋが発生する。つまり、放電灯ｌａが点灯した後は、コンデンサＣ２の電位Ｖｋには、僅かではあるが、直流電源Ｅからの抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３、放電灯ｌａのインピーダンス分の分圧による直流電圧と、上述の交流電圧を整流平滑した電圧が重畳されて、その結果、コンデンサＣ２の電位Ｖｋを基準電位Ｖｒｅｆ以上確保している。
【００２１】
放電灯ｌａが点灯中に放電灯負荷を外すとフィラメントＡが外れるから、直流電源Ｅからの直流電流は遮断され、また、放電灯ｌａ両端の高周波電圧は、コンデンサＣ１が外れることにより、発生しなくなる。これにより、コンデンサＣ２の電位Ｖｋが低下し、基準電位Ｖｒｅｆを下回り、インバータ回路の発振が停止する。
【００２２】
以上のような動作により、起動時は直流電流ループの有無でフィラメントの有無を判断し、点灯時は、高周波電圧と直流電圧の重畳された電圧の有無により、フィラメントの有無を判断していた。
【００２３】
本従来例においても、従来例１と同様の問題が発生する。すなわち、放電灯ｌａが点灯中に、フィラメントＡもしくはＢがエミレス（熱電子放出不良）となった場合、放電灯ｌａの高周波電流の流れが不均衡になり、放電灯ｌａに半波放電現象が発生して、高周波電圧に直流電圧が重畳された電圧が放電灯ｌａに発生する。このとき、フィラメントＡがフィラメントＢより直流的に高電位となる向きに半波放電が発生した場合、放電灯ｌａの直流電圧成分が、抵抗Ｒ２、Ｒ３に印加されるため、コンデンサＣ２の電位Ｖｋが上昇する。一方、フィラメントＢがフィラメントＡより直流的に高電位となる向きに半波放電が発生した場合、放電灯ｌａの直流電圧成分が、抵抗Ｒ２，Ｒ３に印加され、ダイオードＤ１が順方向にオンする割合が低下し、コンデンサＣ２を充電する方向の電圧が低下する。このとき、コンデンサＣ２の電荷の供給電圧が著しく低下し、コンデンサＣ２の電位Ｖｋは低下する。また、半波放電の不均衡度合いは、非常に不安定であり、コンデンサＣ２の電荷充電方向の電位が無くなる場合もある。
【００２４】
このような時、コンデンサＣ２の電位Ｖｋが低下し、基準電位Ｖｒｅｆを下回ると、放電灯ｌａが装着状態にあるにも関わらす、フィラメントが外れたと誤検知し、インバータ回路が一旦発振停止し、停止した後、直流電源ＥからコンデンサＣ２が充電され、再起動する。そして、また半波放電する負荷でインバータ回路が発振し、上述のような誤検知を再度行なう。このように、インバータ回路が起動し、停止するサイクルを繰り返す問題があった。また、この繰り返す際の停止時間もコンデンサＣ２、抵抗Ｒ３の時定数により決まるが、停止時間が短いため、この点滅のサイクルが速く、回路に大きなストレスを印加する問題があった。
【００２５】
そこで、上述のような放電灯ｌａの半波放電が生じた際に、無負荷検出回路の誤検知を防止するため、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ３の時定数を大きくし、コンデンサＣ２の電位Ｖｋの低下度合いを遅くする手段が用いられてきた。しかし、このような対策を用いた場合、放電灯ｌａの半波放電時の誤検知をある程度抑えることは可能になるものの、放電灯ｌａを点灯中に取り外した場合、コンデンサＣ２の電位Ｖｋの低下が遅いため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の発振は継続され、コンデンサＣ２の電位Ｖｋが基準電位Ｖｒｅｆを下回るまでのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の残留発振時間が長くなり、その間に、インダクタＬ１と他の線間等に発生する寄生容量成分・浮遊容量成分との共振動作を行なう時間が長くなるため、回路に大きなストレスを印加する問題があった。
【００２６】
（従来例３）
第３の従来例を図１８に示す。本従来例は、特開平１−３９９５号の代表例を示したものであり、以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、直流カット用コンデンサＣ０、共振用（限流用）インダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの電源側端子は直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）に接続されている。放電灯ｌａの両フィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）との間には、抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点にはコンデンサＣ２の一端が接続されており、コンデンサＣ２の他端はダイオードＤ１を介して回路グランドに接続されている。コンデンサＣ２とダイオードＤ１の接続点と回路グランドの間にはダイオードＤ２を介してコンデンサＣ３と抵抗Ｒ４の並列回路が接続されている。コンデンサＣ３の電位Ｖｋは制御回路部Ｓに入力されて、基準電位Ｖｒｅｆと比較される。
【００２７】
抵抗Ｒ２〜Ｒ４、ダイオードＤ１，Ｄ２及びコンデンサＣ２，Ｃ３よりなるエミレス検出回路は、放電灯ｌａの両端電圧の正のピーク値と負のピーク値の差電圧を分圧した直流電圧Ｖｋを作成する。放電灯ｌａのフィラメントＢがフィラメントＡよりも高電位となる負の半サイクルでは、放電灯ｌａで発生する正弦波状の高周波電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３により分圧した電圧のピーク値がダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２に充電される。次に、放電灯ｌａのフィラメントＡがフィラメントＢよりも高電位となる正の半サイクルでは、放電灯ｌａで発生する正弦波状の高周波電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３により分圧した電圧のピーク値がコンデンサＣ２の電圧と加算されて、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ３に充電される。
【００２８】
図１９はエミレス検出回路の動作説明図である。同図（ａ）は放電灯ｌａの両端電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３により分圧した電圧Ｖ１であり、正弦波状の高周波電圧となっている。図中、ｅ１は正のピーク値、−ｅ１は負のピーク値を意味する。同図（ｂ）はコンデンサＣ３の電荷充電のための電圧Ｖｋ’であり、この電圧Ｖｋ’をダイオードＤ２で整流した電圧がコンデンサＣ３の電位Ｖｋ＝ｅ１−（−ｅ１）＝２・ｅ１となる。
【００２９】
これにより放電灯ｌａの両端電圧の正のピーク値と負のピーク値の差電圧を抵抗Ｒ２，Ｒ３により分圧した電圧がコンデンサＣ３に充電されることになる。インバータの制御回路部Ｓには、比較器ＣＰが設けられており、エミレス検出回路のコンデンサＣ３の電位Ｖｋが基準電位Ｖｒｅｆよりも高ければ放電灯ｌａはエミレス状態と判断し、基準電位Ｖｒｅｆ以下であれば放電灯ｌａは正常状態と判断する。放電灯ｌａがエミレス状態と判断した場合、インバータの回路ストレスを低下させるために、発振を停止させたり、十分な停止区間を設けて間欠発振させる制御を行なう。本従来例では、エミレスによる半波放電が発生しても、その極性にとらわれず、放電灯ｌａに発生する純粋な交流成分のみを抽出することが可能であり、交流成分の振幅変化を見るには有効な手段と言える。
【００３０】
ところが、放電灯ｌａがエミレス状態となった場合でも、放電灯ｌａの両端電圧は必ずしも交流成分が上昇するとは限らず、交流成分の上昇が少なく、直流成分の上昇だけが大きい場合があり、この場合、コンデンサＣ３の電位Ｖｋでは、放電灯ｌａがエミレス状態と判断することは困難になる。特に、放電灯ｌａの温度が高くなる程、もしくは放電灯ｌａの温度が低くなるほど、通常点灯時の交流電圧は低下する（図２０参照）。エミレス状態でも上述と同様であり、放電灯ｌａの両端電圧の交流成分は、高温時・低温時には低下する。したがって、高温時・低温時では、本従来例はエミレス検出が困難になる。つまり、エミレス検出が働かず、回路に大きなストレスが印加されてしまう問題があった。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、放電灯負荷のフィラメント有無を検出する無負荷検出回路において、負荷の如何なる状態変化においても精度良く比較的安価な回路構成にて検出できる構成を提供することにある。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の放電灯点灯装置にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｅを高周波に変換し、ＬＣ共振回路を介して放電灯負荷ｌａに高周波電力を供給するインバータ回路と、放電灯負荷ｌａのフィラメントの一端に印加される電圧により第１のダイオードＤ１を介して充電されるコンデンサＣ４を備え該コンデンサＣ４の充電電圧Ｖｋによりフィラメントの有無を判別する無負荷検出回路と、無負荷検出回路のコンデンサＣ４の充電電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを下回るとインバータ回路の発振を停止すると共に該コンデンサＣ４の充電電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを上回るとインバータ回路の発振を開始する制御部とを備え、前記無負荷検出回路のコンデンサＣ４は、インバータ回路が発振を開始する前は、前記直流電源Ｅから放電灯負荷ｌａのフィラメントを介して供給される直流電圧により前記第１のダイオードＤ１を介して基準電圧Ｖｒｅｆを上回るまで充電され、インバータ回路が発振を開始した後は、放電灯負荷ｌａが半波放電でなく且つフィラメントが接続されているときは、放電灯負荷ｌａのフィラメントの前記一端に印加される電圧により前記第１のダイオードＤ１を介して又はインバータ回路で発生する高周波電圧から第２のダイオードＤ２を介して充電されることにより該コンデンサＣ４の充電電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆ以上に維持されており、インバータ回路が発振を開始した後、フィラメントが外れたときは、前記第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２を介するコンデンサＣ４の充電電流が無くなるか又は低下することで前記コンデンサＣ４の充電電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを下回るように構成されており、放電灯負荷ｌａの半波放電時であって、その半波放電の極性が前記第１のダイオードＤ１を介する前記コンデンサＣ４の充電電圧Ｖｒｅｆを低下させるような極性であるときには、放電灯負荷ｌａのフィラメントが接続されているときにインバータ回路で発生する高周波電圧から第２のダイオードＤ２を介して前記コンデンサＣ４に充電電流を供給することで前記コンデンサＣ４の充電電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆ以上に維持されるように構成したことを特徴とするものである。
【００３３】
ここで、インバータ回路で発生する高周波電圧を無負荷検出回路に入力する構成としては、放電灯負荷に発生した高周波交流電圧の正のピーク値と負のピーク値の振幅差を平滑して入力する構成（請求項３）、放電灯負荷に発生した高周波交流電圧の交流成分の一方の極性のピーク電圧を平滑して無負荷検出回路に入力する構成（請求項４）、共振回路のインダクタに発生した高周波交流電圧の一方の極性のピーク電圧を平滑して無負荷検出回路に入力する構成（請求項５）、共振回路のインダクタに発生した高周波交流電圧の交流成分の正のピーク値と負のピーク値の振幅差を平滑して無負荷検出回路に入力する構成（請求項６）、インバータ回路の回路電流を電圧に変換して、無負荷検出回路に入力する構成（請求項７）のいずれを採用しても良い。
【００３４】
上記いずれの場合においても、制御部は、放電灯負荷の半波放電時にはインバータ回路の発振を一旦停止させる機能を有していても良い（請求項２）。インバータ回路の発振を一旦停止させる機能とは、インバータ回路の発振を一旦停止させ、所定の周期でインバータ回路を間欠的に発振させる機能、もしくは、所定の周期で所定の回数を間欠発振した後、発振停止させる機能、もしくは、発振停止を維持する機能等を含むものとする。
【００３５】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
第１の実施形態の回路図を図１に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、直流カット用コンデンサＣ０、共振用（限流用）インダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの電源側端子は直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの高圧側端子に接続されている。放電灯ｌａの両フィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）との間には、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２が接続されている。また、抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路が接続されている。コンデンサＣ２には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。これにより、直流電源Ｅより、抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ４を充電する直流電流ループが形成される。抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点にはコンデンサＣ３の一端が接続されており、コンデンサＣ３の他端はダイオードＤ３を介して回路グランドに接続されている。コンデンサＣ３とダイオードＤ３の接続点と回路グランドの間にはダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。コンデンサＣ４の電位Ｖｋは制御回路部Ｓに入力されて、基準電位Ｖｒｅｆと比較される。
【００３６】
抵抗Ｒ３〜Ｒ５、ダイオードＤ２，Ｄ３及びコンデンサＣ３，Ｃ４よりなるエミレス検出回路は、放電灯ｌａの両端電圧の正のピーク値と負のピーク値の差電圧を分圧した直流電圧Ｖｋを作成する。放電灯ｌａのフィラメントＢがフィラメントＡよりも高電位となる負の半サイクルでは、放電灯ｌａで発生する正弦波状の高周波電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧した電圧のピーク値がダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３に充電される。次に、放電灯ｌａのフィラメントＡがフィラメントＢよりも高電位となる正の半サイクルでは、放電灯ｌａで発生する正弦波状の高周波電圧を抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧した電圧のピーク値がコンデンサＣ３の電圧と加算されて、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４に充電される。
【００３７】
本回路には、２系統の無負荷検出回路が構成されており、インバータの起動前には、直流電源Ｅから抵抗Ｒ１、フィラメントＡ、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２が充電され、このコンデンサＣ２にダイオードＤ１を介して並列接続されたコンデンサＣ４の電位Ｖｋが上昇し、これによりフィラメントＡが装着されているかどうかを判断している。フィラメントＡが装着されている場合は、コンデンサＣ４の電位ＶｋはＲＣの時定数で所定の分圧比からなる電圧まで上昇し、それが制御回路部Ｓに設けられた比較器ＣＰの基準電位Ｖｒｅｆを上回ることで、インバータ回路が動作開始する。
【００３８】
インバータ回路は、制御回路部Ｓからスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２への駆動信号により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフ動作し、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、放電灯ｌａからなる共振負荷回路に矩形波状の高周波電圧を印加し、放電灯ｌａを正弦波状の高周波で点灯させるものである。
【００３９】
フィラメントＡが装着されていない場合は、フィラメントＡがオープンとなっているため、直流電源ＥからコンデンサＣ２への充電は遮断され、したがって、コンデンサＣ４への充電が遮断されて、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが上昇しない。これにより、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが基準電位Ｖｒｅｆを下回ることでインバータ回路は停止する。なお、本実施形態では、フイラメントＢの装着有無の検出回路は、本発明とは直接関係が無いので省略している。
【００４０】
コンデンサＣ４の電位Ｖｋが基準電位Ｖｒｅｆを上回り、インバータ回路が動作開始すると、放電灯ｌａが点灯し、抵抗Ｒ１，Ｒ２の分圧比が変動する。具体的には、放電灯ｌａが点灯前にインピーダンスが無限大であったのに対して放電灯ｌａが点灯することで、負荷の定格にも左右されるが、インピーダンスが数百Ω〜数ＫΩに大きく低下する。
【００４１】
通常、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５の抵抗値は抵抗での消費電力を極力抑えるために、また、インバータ回路の回路電流の回り込みを抑えるために、数百ＫΩ〜数ＭΩで構成される。このことから、放電灯ｌａが点灯する前と後では大幅に抵抗分圧比が変動する。したがって、直流電源Ｅからの直流成分は、ほとんど抵抗Ｒ１に印加されることになる。これにより無負荷検出回路のコンデンサＣ２の電位Ｖ１は、直流成分はほぼ０Ｖであり、交流成分もコンデンサＣ２の交流インピーダンスが抵抗Ｒ２に比べ遥かに小さいため、ほぼ０Ｖである。
【００４２】
一方、放電灯ｌａに交流電圧が発生すると、抵抗Ｒ３，Ｒ４にも交流電圧が発生する。そうすると、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点には、抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧された交流電圧Ｖ２が発生する。放電灯ｌａのフィラメントＢがフィラメントＡよりも高電位となる負の半サイクルでは、交流電圧Ｖ２の負のピーク値がダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３に充電される。次に、放電灯ｌａのフィラメントＡがフィラメントＢよりも高電位となる正の半サイクルでは、交流電圧Ｖ２の正のピーク値がコンデンサＣ３の電圧と加算されて、ダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４に充電される。これにより、コンデンサＣ４には、放電灯ｌａの両端電圧の正のピーク値と負のピーク値の差電圧を分圧した直流電圧Ｖｋが充電される。
【００４３】
放電灯ｌａの点灯中、フィラメントＡが外れると、直流電源Ｅからの直流電圧は遮断され、放電灯ｌａ両端の高周波電圧は、コンデンサＣ１が外れることにより共振動作が無くなり、発生しなくなる。これにより、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に発生する高周波電圧Ｖ２も無くなるため、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが低下し、制御回路部Ｓに設けられた比較器ＣＰの基準電位Ｖｒｅｆを下回り、インバータ回路は発振停止する。
【００４４】
つまり、インバータ回路の起動前は、直流電源ＥからコンデンサＣ４への直流電流ループの有無によりフィラメントＡの装着有無を判断し、フィラメントＡが装着されていると判断して放電灯ｌａが点灯した場合、コンデンサＣ４の充電は抵抗Ｒ２を介する直流電流ループからではなく、放電灯ｌａに発生する高周波交流電圧により抵抗Ｒ３を介して検出電圧Ｖｋを確保する構成となっている。そして、放電灯ｌａが点灯中に外れた場合は、高周波電圧が無くなることにより、放電灯ｌａが外れたと判断する。
【００４５】
一方、放電灯ｌａがエミレス状態となり、半波放電が発生し、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の直列回路よりなる無負荷検出回路の直流電圧印加方向に対して逆極性に直流成分の電圧が発生すると、コンデンサＣ２には半波放電の直流電圧成分が負方向に印加されることになり、その結果、コンデンサＣ２には図３のように負方向に充電された電圧Ｖ１が印加される。また、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に発生する電圧Ｖ２にも同様に図３のように高周波交流に負方向の直流成分が重畳された電圧Ｖ２が印加される。しかしながら、コンデンサＣ４の電位Ｖｋには電圧Ｖ２の直流成分を除去した交流成分のピーク−ピーク間電圧が印加される。したがって、コンデンサＣ４の電位Ｖｋは、放電灯ｌａの半波放電の直流成分の発生に影響されず安定しているので、従来例に示したようなフィラメントが接続されているにも関わらず、放電灯負荷ｌａが外れたと誤検知することがない。
【００４６】
上記のような特性を有していることから、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ５の時定数の設計幅の自由度が上がるため、放電灯負荷ｌａが点灯中に外れて、コンデンサＣ４の電位Ｖｋが基準電位Ｖｒｅｆを下回るまでの時間を従来例に比べ短くする設計が容易になる。つまり、負荷外れ検知の応答性が良いため、インバータ回路が完全に発振停止するまでの残留発振時間が短くなるため、回路ストレスを抑えることが可能となる。
以上のように、本実施形態によれば、放電灯負荷ｌａの放電状態の影響を受けずに、無負荷検出を精度良く実現することが出来る。また、検出感度の応答性の良い設計が容易になる。
【００４７】
（実施形態２）
第２の実施形態の回路図を図４に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、直流カット用コンデンサＣ０、共振用（限流用）インダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの電源側端子は直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの高圧側端子に接続されている。放電灯ｌａの両フィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）との間には、抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してコンデンサＣ２が接続されている。コンデンサＣ２には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。これにより、直流電源Ｅより、抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、抵抗Ｒ２，Ｒ３、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ４を充電する直流電流ループが形成される。抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点にはコンデンサＣ３の一端が接続されており、コンデンサＣ３の他端はダイオードＤ３を介して回路グランドに接続されている。コンデンサＣ３とダイオードＤ３の接続点と回路グランドの間にはダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。コンデンサＣ４の電位Ｖｋは制御回路部Ｓに入力されて、基準電位Ｖｒｅｆと比較される。
【００４８】
本実施形態は、実施形態１の回路図より、直流成分の電圧検出経路と、交流成分の電圧検出経路の一部を、一つの直列インピーダンス（抵抗Ｒ２，Ｒ３）により構成した例であり、起動時の直流成分の電圧検出については、直流電源Ｅ、フィラメントＡ、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ２で行い、交流成分の電圧検出については、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ２の直列回路における抵抗Ｒ２とＲ３の接続点より検出し、コンデンサＣ３、ダイオードＤ２，Ｄ３より、コンデンサＣ４を充電している。無負荷検出回路の動作に関しては、実施形態１と同様である。
本実施形態においても、実施形態１と同様に、放電灯負荷ｌａの放電状態の影響を受けずに、無負荷検出を精度良く実現することが出来る。また、検出感度の応答性の良い設計が容易になる。
【００４９】
（実施形態３）
第３の実施形態の回路図を図５に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、共振用（限流用）インダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの電源側端子は、直流カット用コンデンサＣ０を介して、直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの高圧側端子に接続されている。放電灯ｌａの両フィラメントＡ，Ｂの電源側端子間には抵抗Ｒ６が並列接続されており、また、非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの非電源側端子と直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）との間には、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２が接続されている。コンデンサＣ２には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。これにより、直流電源Ｅより、抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、抵抗Ｒ６、フィラメントＢ、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ４を充電する直流電流ループが形成される。
【００５０】
また、放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）との間には、回路グランドからダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３が接続されている。コンデンサＣ３とダイオードＤ３の接続点と回路グランドの間にはダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。コンデンサＣ４の電位Ｖｋは制御回路部Ｓに入力されて、基準電位Ｖｒｅｆと比較される。
【００５１】
本実施形態では、インバータ回路の直流カット用コンデンサＣ０をグランド側に接続し、起動時の直流電圧による無負荷検出をフィラメントＡ、Ｂの両方に挿入した例である。また交流成分の検出は、コンデンサＣ３、ダイオードＤ３，Ｄ２で構成している。点灯中にフィラメントＡもしくはＢが外れても、コンデンサＣ１が共振負荷回路から外れることにより、放電灯ｌａの交流電圧も低下するため、無負荷検出が可能である。
本実施形態の効果は実施形態１，２と同様で、放電灯ｌａの半波放電で発生する直流成分の電圧による無負荷検出電圧の電位低下がないので、無負荷検出を精度良く実現することが出来る。また、検出感度の応答性の良い設計が容易になる。
【００５２】
（実施形態４）
第４の実施形態の回路図を図６に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、直流カット用コンデンサＣ０を介してリーケージトランスＬＴ１の１次巻線の一端に接続されている。リーケージトランスＬＴ１の１次巻線の他端は直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）に接続されている。リーケージトランスＬＴ１の２次巻線の一端は直流カット用コンデンサＣ０’と抵抗Ｒ４の並列回路を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの電源側端子は、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線の他端に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの高圧側端子に接続されている。放電灯ｌａの両フィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの非電源側端子と直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）との間には、抵抗Ｒ２，Ｒ３を介してコンデンサＣ２が接続されている。コンデンサＣ２には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。これにより、直流電源Ｅより、抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、抵抗Ｒ４、リーケージトランスＬＴ１の２次巻線、フィラメントＢ、抵抗Ｒ２，Ｒ３、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ４を充電する直流電流ループが形成される。
【００５３】
また、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点にはコンデンサＣ３の一端が接続されており、コンデンサＣ３の他端はダイオードＤ３を介して回路グランドに接続されている。コンデンサＣ３とダイオードＤ３の接続点と回路グランドの間にはダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。コンデンサＣ４の電位Ｖｋは制御回路部Ｓに入力されて、基準電位Ｖｒｅｆと比較される。
【００５４】
本実施形態は、インバータ回路の共振負荷回路を、放電灯ｌａ、共振用コンデンサＣ１、リーケージトランスＬＴ１から構成した例である。コンデンサＣ０’は、コンデンサＣ０と同様、直流成分カット用コンデンサである。コンデンサＣ０’に並列接続された抵抗Ｒ４はインバータ回路の起動時にフィラメントＡ，Ｂの装着の有無を検出するための直流電流を流せる程度の高抵抗であり、これは図３の抵抗Ｒ６のようにフィラメントＡ，Ｂの電源側端子間に並列接続しても良い。
【００５５】
本実施形態では、インバータ回路の発振開始前には、抵抗Ｒ１、フィラメントＡ、抵抗Ｒ４、フィラメントＢ、抵抗Ｒ２，Ｒ３、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ５の経路で直流電流が流れるか否かを検出することで、フィラメントＡ，Ｂの装着有無を検出し、また、インバータ回路の発振開始後は、交流電圧による無負荷検出を、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点より、コンデンサＣ３、ダイオードＤ２，Ｄ３、抵抗Ｒ５、コンデンサＣ４により整流平滑した電圧Ｖｋで実現するものである。
【００５６】
放電灯ｌａが点灯中の抵抗Ｒ２とＲ３の接続点の電位は、放電灯ｌａで発生する交流電圧と、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ２で発生する電圧との合成電圧が直流電源Ｅとなるように電圧が発生するので、交流電圧が発生する。点灯中にフィラメントＡもしくはＢが外れても、コンデンサＣ１が共振負荷回路から外れることにより、放電灯ｌａの交流電圧も低下するため、無負荷検出が可能である。
本実施形態の効果は実施形態１，２と同様であり、放電灯ｌａの半波放電で発生する直流成分の電圧による、無負荷検出電圧の電位低下が無いので、無負荷検出を精度良く実現することが出来る。また、検出感度の応答性の良い設計が容易になる。
【００５７】
（実施形態５）
第５の実施形態の回路図を図７に示す。本実施形態は、第１の実施形態から放電灯負荷を２灯直列式で回路を構成した例であり、直列接続された２灯の放電灯の共通側のフィラメントＢ，ＣをインダクタＬ１の２次巻線から直流カット用のコンデンサＣ５を介して予熱している。無負荷検出回路の動作は、実施形態１と同様であるため説明を省略する。
本実施形態の効果は実施形態１と同様であり、放電灯ｌａの半波放電で発生する直流成分の電圧による、無負荷検出電圧の電位低下が無いので、無負荷検出を精度良く実現することが出来る。また、検出感度の応答性の良い設計が容易になる。
【００５８】
（実施形態６）
第６の実施形態の回路図を図８に示す。以下、その回路構成について説明する。本実施形態は、第１の実施形態（図１）において、抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路をインダクタＬ１の２次巻線出力ａ，ｂに接続したものである。本実施形態においても、点灯中にフィラメントＡが外れると、コンデンサＣ１が共振負荷回路から外れるため、放電灯ｌａの交流電圧も低下することにより、インダクタＬ１の２次巻線出力が低下し、無負荷検出が可能である。また、放電灯ｌａに半波放電が発生しても、コンデンサＣ４の電位Ｖｋは、インダクタＬ１の２次巻線電圧から印加される交流電圧のピーク−ピーク間電圧で充電されるので、フィラメントが接続されているにも関わらず、放電灯負荷ｌａが外れたと誤検知することがない。
本実施形態の効果は実施形態１と同様であり、放電灯ｌａの半波放電で発生する直流成分の電圧による、無負荷検出電圧の電位低下が無いので、無負荷検出を精度良く実現することが出来る。また、検出感度の応答性の良い設計が容易になる。
【００５９】
（実施形態７）
第７の実施形態の回路図を図９に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と抵抗Ｒｓの直列回路が接続されている。抵抗Ｒｓはスイッチング素子Ｑ２と回路グランド間に接続されており、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流を端子ａ，ｂ間に生じる電圧として検出可能としている。端子ａ，ｂ間にはダイオードＤ３がスイッチング素子Ｑ２の逆並列ダイオードと同じ向きに並列接続されている。したがって、端子ａ，ｂ間にはスイッチング素子Ｑ２を順方向に流れるスイッチング電流に応じた電圧が検出される。この端子ａ，ｂ間の電圧は抵抗Ｒ３とダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路に印加され、コンデンサＣ４にスイッチング電流に応じた電圧Ｖｋを生成させる。
【００６０】
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、直流カット用コンデンサＣ０、共振用（限流用）インダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの電源側端子は直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの高圧側端子に接続されている。放電灯ｌａの両フィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）との間には、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２が接続されている。コンデンサＣ２には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。これにより、直流電源Ｅより、抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ４を充電する直流電流ループが形成される。コンデンサＣ４の電位Ｖｋは制御回路部Ｓに入力されて、基準電位Ｖｒｅｆと比較される。
【００６１】
本実施形態は、無負荷検出回路の交流成分電圧の検出をスイッチング素子Ｑ２と回路グランド間に挿入した抵抗Ｒｓに発生する電圧で検出する例である。本実施形態においても、フィラメントＡが外れると、共振用のコンデンサＣ１が外れて、抵抗Ｒｓを流れる電流が大きく低下するため、無負荷検出を精度良く実現することが出来る。
【００６２】
（実施形態８）
第８の実施形態の回路図を図１０に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、直流カット用コンデンサＣ０、共振用（限流用）インダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの電源側端子は直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの高圧側端子に接続されている。放電灯ｌａの両フィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）との間には、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２が接続されている。コンデンサＣ２には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。これにより、直流電源Ｅより、抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ４を充電する直流電流ループが形成される。インダクタＬ１の２次巻線にはダイオードＤ３を介して抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路が接続されている。インダクタＬ１の２次巻線の一端ｂは回路グランドに接続されている。抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点と回路グランドの間にはダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。コンデンサＣ４の電位Ｖｋは制御回路部Ｓに入力されて、基準電位Ｖｒｅｆと比較される。本実施形態は、第６の実施形態（図８）において、バラストチョークＬ１の２次巻線電圧をダイオードＤ３により半波整流し、コンデンサＣ４の電圧Ｖｋを取得した例であり、第６の実施形態と同じ効果が得られる。
【００６３】
（実施形態９）
第９の実施形態の回路図を図１１に示す。以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅにはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点は、直流カット用コンデンサＣ０、共振用（限流用）インダクタＬ１を介して放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＢの電源側端子は直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）に接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの電源側端子は抵抗Ｒ１を介して直流電源Ｅの高圧側端子に接続されている。放電灯ｌａの両フィラメントＡ，Ｂの非電源側端子間には、共振用コンデンサＣ１が並列接続されている。放電灯ｌａのフィラメントＡの非電源側端子と直流電源Ｅの低圧側端子（回路グランド）との間には、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２が接続されている。また、コンデンサＣ３を介して抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路が接続されている。コンデンサＣ２には、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。これにより、直流電源Ｅより、抵抗Ｒ１、放電灯ｌａのフィラメントＡ、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ４を充電する直流電流ループが形成される。一方、抵抗Ｒ４にはダイオードＤ２を介してコンデンサＣ４と抵抗Ｒ５の並列回路が接続されている。コンデンサＣ４の電位Ｖｋは制御回路部Ｓに入力されて、基準電位Ｖｒｅｆと比較される。
【００６４】
本実施形態では、放電灯ｌａで発生した交流電圧を直流カット用のコンデンサＣ３を介して抵抗Ｒ３，Ｒ４の直列回路に印加し、抵抗Ｒ３，Ｒ４により分圧された交流電圧をダイオードＤ２により半波整流し、コンデンサＣ４により平滑することにより検出電圧Ｖｋを得ている例である。本実施形態では、放電灯ｌａが半波放電することで発生する直流電圧成分を直流カット用のコンデンサＣ３に全て印加しているので、実施形態１と同じように、どの極性で半波放電が発生しても抵抗Ｒ４の電位の低下がなく、検出電圧Ｖｋは安定する。また、フィラメントが外れると、共振用のコンデンサＣ１が外れるので、放電灯ｌａの電圧は低下し、検出電圧Ｖｋは低下し、無負荷検出することが出来る。
本実施形態の効果は実施形態１と同様であり、放電灯負荷の放電状態の影響を受けずに無負荷検出を精度良く実現することが出来る。また、検出感度の応答性の良い設計が容易になる。
【００６５】
（実施形態１０）
第１０の実施形態の回路図を図１２に示す。本実施形態では、図１に示した実施形態１の回路において、コンデンサＣ２に並列に逆方向の直流バイアスをバイパスするツェナーダイオードＺＤ１を接続し、また、検出電圧Ｖｋの発生箇所に保護用のツェナーダイオードＺＤ２を並列接続した例である。実施形態１との違いは、コンデンサＣ２の負方向への放電灯ｌａの半波放電が発生しても、コンデンサＣ２の電位はツェナーダイオードＺＤ１によりバイパスされるため、負方向の充電電位がコンデンサＣ２に入らないところである。その他の効果は実施形態１と同様である。
【００６６】
（実施形態１１）
第１１の実施形態の回路図を図１３に示す。本実施形態では、図１２の実施形態１０において、インダクタＬ１に２次巻線を設け、そこで発生する電圧をダイオードＤ４、抵抗Ｒ６，Ｒ７、コンデンサＣ５で整流・分圧・平滑して、第２の検出電圧Ｖｋ１として制御回路部Ｓに設けられた第２の比較器ＣＰ１に入力するエミレス検出回路を設けたものである。放電灯ｌａがエミレス状態となり、第２の検出電圧Ｖｋ１が第２の基準電圧Ｖｒｅｆ１を越えると、インバータ回路の発振を停止する機能を有している。また、検出電圧Ｖｋが基準電圧Ｖｒｅｆを下回り、再度、基準電圧Ｖｒｅｆを越えると発振停止維持は解除され、インバータ回路は再起動する。つまり、エミレス検出によりインバータ回路が発振停止しても、無負荷検出電圧Ｖｋにより発振停止が解除されるリセット機能があり、負荷を交換すると再起動する。このような機能を有するインバータ回路では特に、無負荷検出電圧Ｖｋは放電灯ｌａが如何なる状態になっても、フィラメント外れ以外の状態では安定している必要がある。なぜなら、放電灯ｌａがエミレス状態となって半波放電し、検出電圧Ｖｋが瞬間的に低下してしまうと、エミレス検出回路が働かず、起動・停止を繰り返すことになり、予期しない大きなストレスが回路に加わることになるからである。しかしながら、実施形態１０でも説明したように、本実施形態では、放電灯負荷の状態に影響されず、フィラメント装着時の検出電圧Ｖｋの安定化が図れる。
【００６７】
本実施形態によれば、放電灯負荷ｌａの放電状態の影響を受けずに、無負荷検出を精度良く実現することが出来る。また、検出感度の応答性の良い設計が容易になる。また、エミレス検出回路が他の制御方式、例えば、間欠発振や間欠発振の後の停止維持などの制御方式であっても同様の効果が得られることは言うまでもない。
なお、図１２又は図１３に挿入したツェナーダイオードＺＤ１，ＺＤ２は、実施形態１〜９の回路に挿入しても同様の効果が得られることは言うまでもない。
【００６８】
【発明の効果】
本発明によれば、直流電源を高周波に変換し、ＬＣ共振回路を介して放電灯負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、放電灯負荷のフィラメントの一端に印加される電圧により第１のダイオードを介して充電されるコンデンサを備え該コンデンサの充電電圧によりフィラメントの有無を判別する無負荷検出回路と、無負荷検出回路のコンデンサの充電電圧が基準電圧を下回るとインバータ回路の発振を停止すると共に該コンデンサの充電電圧が基準電圧を上回るとインバータ回路の発振を開始する制御部とを備え、前記無負荷検出回路のコンデンサは、インバータ回路が発振を開始する前は、前記直流電源から放電灯負荷のフィラメントを介して供給される直流電圧により前記第１のダイオードを介して基準電圧を上回るまで充電され、インバータ回路が発振を開始した後は、放電灯負荷が半波放電でなく且つフィラメントが接続されているときは、放電灯負荷のフィラメントの前記一端に印加される電圧により前記第１のダイオードを介して又はインバータ回路で発生する高周波電圧から第２のダイオードを介して充電されることにより該コンデンサの充電電圧が基準電圧以上に維持されており、インバータ回路が発振を開始した後、フィラメントが外れたときは、前記第１及び第２のダイオードを介するコンデンサの充電電流が無くなるか又は低下することで前記コンデンサの充電電圧が基準電圧を下回るように構成されており、放電灯負荷の半波放電時であって、その半波放電の極性が前記第１のダイオードを介する前記コンデンサの充電電圧を低下させるような極性であるときには、放電灯負荷のフィラメントが接続されているときにインバータ回路で発生する高周波電圧から第２のダイオードを介して前記コンデンサに充電電流を供給することで前記コンデンサの充電電圧が基準電圧以上に維持されるように構成したから、放電灯負荷の放電状態の影響を受けずに、無負荷検出を精度良く実現することができる。また、検出感度の応答性が良い設計が容易になる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態の回路図である。
【図２】本発明の第１実施形態の起動時の動作波形図である。
【図３】本発明の第１実施形態のエミレス時の動作波形図である。
【図４】本発明の第２実施形態の回路図である。
【図５】本発明の第３実施形態の回路図である。
【図６】本発明の第４実施形態の回路図である。
【図７】本発明の第５実施形態の回路図である。
【図８】本発明の第６実施形態の回路図である。
【図９】本発明の第７実施形態の回路図である。
【図１０】本発明の第８実施形態の回路図である。
【図１１】本発明の第９実施形態の回路図である。
【図１２】本発明の第１０実施形態の回路図である。
【図１３】本発明の第１１実施形態の回路図である。
【図１４】第１の従来例の回路図である。
【図１５】第１の従来例の起動時の動作波形図である。
【図１６】第１の従来例のエミレス時の動作波形図である。
【図１７】第２の従来例の回路図である。
【図１８】第３の従来例の回路図である。
【図１９】第３の従来例のエミレス時の動作波形図である。
【図２０】放電灯のランプ電圧の温度特性を示す特性図である。
【符号の説明】
Ｑ１  スイッチング素子
Ｑ２  スイッチング素子
ｌａ  放電灯
Ｃ１  コンデンサ
Ｌ１  インダクタ
Ｓ    制御回路部
ＣＰ  比較器
【図１】
0004103408.tif 000002
【図２】
0004103408.tif 000003
【図３】
0004103408.tif 000004
【図４】
0004103408.tif 000005
【図５】
0004103408.tif 000006
【図６】
0004103408.tif 000007
【図７】
0004103408.tif 000008
【図８】
0004103408.tif 000009
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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