(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器によって指示された互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成される回転ｄｑ座標系上で、電流ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し制御する電流制御工程と、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する高周波電圧印加工程と、該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、該高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定する位置決定工程とを有する交流電動機のベクトル制御方法であって、
該高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と該高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とするフェーズロックドループを構成し、該フェーズロックドループの位相出力を該中間角の推定値とするように、該位置決定工程を構成することを特徴とする交流電動機のベクトル制御方法。
【請求項２】
該位相偏差近似値を、位相偏差またはこの２倍値の、正接値または正弦値を利用して生成することを特徴とする請求項１記載の交流電動機のベクトル制御方法。
【請求項３】
該中間角推定値となる該位相出力を積分処理して生成するように該フェーズロックドループを構成することを特徴とする請求項１記載の交流電動機のベクトル制御方法。
【請求項４】
トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器によって指示された互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成される回転ｄｑ座標系上で、電流ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し制御する電流制御手段と、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する高周波電圧印加手段と、該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、該高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定する位置決定手段とを有する交流電動機のベクトル制御装置であって、
該高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と該高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とし、位相出力を該中間角の推定値とするフェーズロックドループ手段を、該位置決定手段が有するようにしたことを特徴とする交流電動機のベクトル制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧の印加に対し突極特性を示す、永久磁石形同期電動機、同期リラクタンス電動機、誘導電動機などの交流電動機のベクトル制御方法及び同装置に関するものである。特に、ベクトル制御のためのベクトル回転器に必要な回転子位置情報の確保に、回転子に装着される位置検出器に代わって位置推定器を利用し、更には推定器駆動に必要な信号を、電動機に印加した高周波電圧に応じ発生した高周波電流を少なくとも利用して生成するようにしたセンサレスベクトル制御方法及び同装置に関するものである。
【０００２】
【従来技術】
交流電動機をして高い制御性能を発揮せしめるには、固定子電流の制御が不可欠であり、従来よりこのための制御方法としてベクトル制御方法が知られている。ベクトル制御方法は、互いに直交するｄ軸とｑ軸とで構成される回転ｄｑ座標系上で、トルク発生に寄与する固定子電流を電流ベクトルのｄ軸成分とｑ軸成分として分割し制御する電流制御工程を有する。
【０００３】
このときの回転ｄｑ座標系としては、永久磁石形同期電動機及び同期リラクタンス電動機にあっては、回転子の逆突極または突極（正突極）の位置（すなわち、位相）に、永久磁石形同期電動機及び誘導電動機にあっては回転子磁束の位置（すなわち、位相）に、空間的位相差ゼロで同期した（すなわちオリエンテーションした）座標系を採用するのが一般的である。回転ｄｑ座標系を回転子の逆突極、突極、あるいは磁束の位置と空間的位相差の無い同期状態に構成維持するためには、一般には回転子の特定の位置を知る必要がある。
【０００４】
高周波電圧の印加に対し突極特性を示す交流電動機を対象とした本発明では、以降では、一般性を失うことなく、回転子の逆突極位置（すなわち、位相）を回転子位置と呼ぶ。当業者には周知のように、回転子の逆突極位置と突極位置とは、電気角でπ／２（ｒａｄ）の差があるに過ぎず、逆突極位置より突極位置を特定できる。また、永久磁石形同期電動機においては、回転子逆突極の位置は回転子磁束の位置と同一である。以上の説明より理解されるように、交流電動機制御のための回転子の特定の基準位置として、逆突極位置を選定することは、何ら一般性を失うものではない。この一般性の成立は、永久磁石形同期電動機、同期リラクタンス電動機及び誘導電動機を対象とした具体的な本発明の実施形態例を通じ、改めて詳しく説明する。なお、本一般性は、インクリメンタルエンコーダに代表されるインクリメンタル形位置検出器においてｚ信号発生位置を回転子の基準位置とするのと、本質的に同じである。
【０００５】
従来より、回転子位置を正確に知るため、エンコーダに代表される位置検出器を回転子に装着することが行われてきた。しかし、エンコーダ等の回転子位置検出器の回転子装着は、１）電動機システムの信頼性の低下、２）電動機スペースの増大、３）回転子位置検出器動作用の電源線、検出信号を受けるための信号線の配線と配線のためのスペースの確保、４）回転子位置検出器に付随した各種コストの増大、と言った問題を不可避的に発生してきた。
【０００６】
上記の問題は回転子位置検出器に直接あるいは間接的に起因したものであり、回転子位置検出器を必要としない所謂センサレスベクトル制御方法が確立されれば、必然的に解決される。事実、このための交流電動機のセンサレスベクトル制御方法に関し、特色ある幾つかの方法が既に報告されている。例えば、文献１（電気学会交流電動機駆動方式の新技術調査専門委員会編、電気学会技術報告第７６０号、交流電動機駆動における最近の技術動向、平成１２年２月発刊）においては、交流電動機のセンサレスベクトル制御方法及び同装置に関する国内外の最近の技術開発のサーベイ結果が詳しく紹介されている。これに説明されているように、交流電動機のセンサレスベクトル制御方法は、回転子位置の推定を、トルク発生のための電圧、電流の基本波成分を用いて行う方法と、トルク発生に寄与しない高周波電力を別途注入し電圧電流に含まれる高周波成分を用いて行う方法とに大別される。また、特に本発明が対象とする高周波電圧を印加する方法に関しては、研究開発の歴史が浅く、世界的にも若干の方法が提案されているに過ぎないことも報告されている。
【０００７】
こうした技術開発の中、ごく最近、高周波電圧を印加するセンサレスベクトル制御方法の１つとして、文献２（新中新二、逆突極特性を有する交流モータの高周波電流鏡相特性とこれに基づくセンサレスベクトル制御のための回転子位置推定法、平成１３年電気学会全国大会講演論文集、４、ｐｐ．１４０３−１４０４、平成１３年３月）において、新たな方法が提案された。この新方法は、鏡相形ベクトル制御法とも呼ばれ、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加し、高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定するものである。
【０００８】
図１２は、突極特性をもつ代表的交流電動機である永久磁石形同期電動機に対し、従来の鏡相形ベクトル制御法を装置化し装着した場合の代表的１例を概略的にブロック図で示したものである。１ａは交流電動機（永久磁石形同期電動機）を、２は電力変換器を、３は電流検出器を、４ａ、４ｂは夫々３相２相変換器、２相３相変換器を、５ａ、５ｂは共にベクトル回転器を、６は電流制御器を、７は指令変換器を、８は速度制御器を示している。これらは、位置検出器利用の通常のベクトル制御方法におけるものと同様である。センサレスベクトル制御方法としての鏡相形ベクトル制御法を特色づけるものは、高周波電圧指令器９、ベクトル位置推定器１０、速度推定器１１である。１２は、高周波電流除去フィルタであるが、必ずしも必要ではない。同図より明らかなように、本例は、速度制御を行う例である。また、本図では、簡明性を確保すべく、本発明と関係の深い２ｘ１のベクトル信号を１本の太い信号線で表現している。以下のブロック図表現もこれを踏襲する。
【０００９】
２、３、４ａ、４ｂ、５ａ、５ｂ、６などの機器が固定子電流を回転ｄｑ座標系上でｄ軸成分とｑ軸成分に分割し各々をｄ軸及びｑ軸の電流指令値に追随するように制御する電流制御工程を実行する手段を構成している。また、高周波電圧指令器９が、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する高周波電圧印加工程の主要な手段を構成している。ベクトル位置推定器１０が、高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定する位置決定工程の手段を構成している。以下、各手段による工程を説明する。
【００１０】
電流検出器３で検出された３相電流は、３相２相変換器４ａで固定αβ座標系上の２相電流に変換された後、ベクトル回転器５ａで回転ｄｑ座標系の２相電流ｉｌに変換され、必要に応じフィルタ処理され、電流制御器６へ送られる。電流制
0004120775.tif 000002
0004120775.tif 000003
相３相変換器４ｂへ送る。４ｂでは、２相信号を３相電圧指令値に変換し、電力変換器２への指令値として出力する。電力変換器２は、指令値に応じた電力を発生し、交流電動機１ａへ印加しこれを駆動する。
【００１１】
0004120775.tif 000004
また、速度制御器８への入力信号の１つである回転子速度の推定値は、ベクトル位置推定器１０の出力をある種の微分処理をして得ている。
【００１２】
図１３は、回転する高周波電圧ベクトル印加のための高周波電圧指令器９の代表的１構成例を示したものである。先ず、一定の高周波角周波数ωｈを位相積分器９ａへ入力し、高周波電圧ベクトルの位相θｈを決定する。位相積分器９ａの出力たる高周波位相θｈは基本的には高周波角周波数ωｈの積分値であるが、位相
0004120775.tif 000005
位相は余弦正弦信号発生器９ｂへ入力され、９ｂはその余弦・正弦値ｕ（θｈ）を発生する。余弦・正弦値は所要の電圧レベルを得るべく一定のゲインＫｈで増幅さ
0004120775.tif 000006
圧指令器９から出力されている。図１３に明示されているように、高周波電圧指
0004120775.tif 000007
と位相積分器９ａからの余弦・正弦値ｕ（θｈ）とを出力している。なお、ｕ（θｈ）は次の（１）式に示したように、余弦・正弦関数からなる２ｘ１単位ベクトルとして定義されている。
【数１】
0004120775.tif 000008
【００１３】
次に、回転子の逆突極位置を決定する位置決定工程の手段であるベクトル位置推定器１０を説明する。図１４は、該文献２を参考に、従来の鏡相形ベクトル制御法におけるベクトル位置推定器１０の代表的内部構造の例を示したものである。ベクトル位置推定器１０は、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａ、余弦正弦生成器１０ｂ、ベクトル回転器１０ｃから構成されている。
【００１４】
図１５（ａ）は、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａの代表的な１構成例を示したものである。本例では、高周波電流ベクトルを含んだ固定子電流ベクトルｉ１と高周波電圧指令器９からの高周波角周波数ωｈとを入力信号として利用し、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルを検出し出力している。本例における同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａは、可変特性多変数フィルタの１種である２個のＤ因子フィルタＦ（Ｄ）１０ａ−１、１０ａ−２を主要素として構成されており、符号反転した高周波角周波数−ωｈを入力とする１０ａ−１が高周波同相電流ベクトルｉ１ｈｉを、符号反転のない高周波角周波数ωｈを入力とする１０ａ−２が高周波鏡相電流ベクトルｉ１ｈｍを検出し出力している。
【００１５】
図１５（ｂ）は、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａの第２構成例である。第２構成例では、固定子電流ベクトル、高周波電圧ベクトルの高周波角周波数、同ベクトルの位相の正弦・余弦値が入力され、同相電流ベクトルの正規化推定値と鏡相電流ベクトルの検出値が出力されている。高周波角周波数と同位相は、高周波電圧指令器９からのものが利用されている。
【００１６】
Ｄ因子フィルタの諸特性及び実現法等に関しては、文献３（新中新二、三相信号処理のための可変特性多変数フィルタの提案、ベクトル回転器同伴フィルタ効果の簡易生成、電気学会論文誌Ｄ、Ｖｏｌ．１２１−Ｄ、Ｎｏ．２、ｐｐ．２５３−２６０、平成１３年２月）に既に詳しく説明されているので、ここでの説明は省略する。また、Ｄ因子フィルタと等価なフィルタリング効果は、ベクトル回転器同伴フィルタによっても得られることが該文献３に示されている。したがって、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａを構成するＤ因子フィルタをベクトル回転器同伴フィルタで単純置換しても、同様に高周波同相電流ベクトルｉ１ｈｉと高周波鏡相電流ベクトルｉ１ｈｍを検出することができる。なお、図１５（ｂ）におけるＪは次の（２）式で定義された２ｘ２交代行列である。
【数２】
0004120775.tif 000009
【００１７】
図１６は、ベクトル位置推定器１０における主要な構成要素である余弦正弦生成器１０ｂの１構成例を示したものである。同図における１０ｂ−１は２倍角余弦正弦生成器であり、１０ｂ−２は中間角余弦正弦生成器である。また、１０ｂ−３は、中間角余弦正弦生成器での決定法選択に利用される選定信号を生成するための判定器である。
【００１８】
２倍角余弦正弦生成器１０ｂ−１は、回転ｄｑ座標系上の高周波同相電流ベクトルｉ１ｈｉ、高周波鏡相電流ベクトルｉ１ｈｍあるいはそれらの推定値を入力として受け取り、両ベクトルの中間角θｄｑの２倍角２θｄｑの余弦・正弦値ｕ（２θｄｑ）あるいはその推定値を決定し、出力している。このときの決定処理は、次の（３）式に従って遂行されている。
【数３】
0004120775.tif 000010
【００１９】
（３）式が明示しているように、２倍角余弦正弦生成器１０ｂ−１での処理では、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルの、あるいはこれらの推定値の正規化が必要である。当業者には周知のように、ベクトルの正規化にはベクトルのノルム算定が必要であり、ノルム算定には平方根解法処理が必要とされる。
【００２０】
中間角余弦正弦生成器１０ｂ−２は、２倍角余弦正弦生成器１０ｂ−１によって出力された２倍角２θｄｑの余弦正弦値あるいはその推定値を入力として受け取り、これを用いて中間角θｄｑの余弦・正弦値ｕ（θｄｑ）あるいはその推定値を決定し出力している。中間角余弦正弦生成器１０ｂ−２には、例えば、下の（４）−（７）式に示すような４種の決定方法が用意されており、中間角の余弦・正弦値の期待される大きさに応じて、この４種の決定方法のいずれか１つが選定されるようになっている。
【数４】
0004120775.tif 000011
【数５】
0004120775.tif 000012
【数６】
0004120775.tif 000013
【数７】
0004120775.tif 000014
【００２１】
（４）−（７）式が明示しているように、中間角余弦正弦生成器１０ｂ−２での処理でも、平方根解法処理が必要とされる。
【００２２】
判定器１０ｂ−３は、中間角の余弦・正弦値の期待される大きさを定め、上述の決定法を選定する役割に担っている。すなわち、中間角余弦正弦生成器１０ｂ−２における処理において、（４）−（７）式の中から何れの１つを利用するかを判定する役割を担っている。
【００２３】
図１２におけるベクトル位置推定器１０が回転ｄｑ座標系上で構成されていることより明白なように、余弦正弦推定器１０ｂは回転ｄｑ座標系上での回転子位置θｄｑを出力する。一方ベクトル回転器５ａ、５ｂで必要とされるのは、固定αβ座標系上で評価された回転子位置θである。２つの座標系上の変換処理を行うものが、ベクトル回転器１０ｃである。
【００２４】
ベクトル位置推定器１０の処理はすべてディジタル的に行うものとして、ｋ時点での余弦正弦生成器１０ｂの出力を、ｕ（θｄｑ）とする。一方、ｋ時点でのベクトル位置推定器１０の最終出力をｕ（θ（ｋ））とする。ｕ（θ（ｋ））はｕ（θｄｑ）の座標変換値として、次の（８）式の処理により得られている。
【数８】
0004120775.tif 000015
このとき、ベクトル回転器Ｒ（θ）は次の（９）式のように定義されている。
【数９】
0004120775.tif 000016
【００２５】
ベクトル位置推定器１０の最終処理ブロックである１０ｃでは（８）式の処理が行われ、（８）式左辺として生成されたｕ（θ（ｋ））がベクトル位置推定器１０より最終的に出力されている。本単位ベクトルｕ（θ（ｋ））はベクトル回転器５ａ、５ｂへ送られ、ベクトル回転器駆動用信号として利用されている。
【００２６】
ベクトル位置推定器１０が出力したｕ（θ（ｋ））は、速度推定器１１にも送られる。回転子速度は、回転子位置と微分積分の関係にある。速度推定器１１では、回転子位置の微分値として速度を推定している。具体的には、微分を差分近似した次の（１０）式の関係に従がい、回転子位置の余弦・正弦値から直接的に速度を推定している。
【数１０】
0004120775.tif 000017
0004120775.tif 000018
【００２７】
図１２の例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器８の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器８、速度推定器１１は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【００２８】
【発明が解決しようとする課題】
以上、永久磁石形同期電動機を対象に、従来の鏡相形ベクトル制御法を説明した。本説明より明白なように、鏡相形ベクトル制御法の中核は、ベクトル位置推定器１０およびこれに付随した速度推定器１１にある。しかし、従来の鏡相形ベクトル制御法におけるベクトル位置推定器等は、以下の１）−３）に示す課題を有していた。
【００２９】
１）（８）式が明示しているように、空間座標ｕ（θ（ｋ−１））に存在する（ｋ−１）時点での回転ｄｑ座標系上で推定した回転子位置ｕ（θｄｑ）を、直接取込む形で、ｋ時点での回転ｄｑ座標系の位置となるｕ（θ（ｋ））を決定している。この直接取り込みのために、固定子電流に含まれる雑音レベルが高い場合には、推定値ｕ（θｄｑ）、ｕ（θ（ｋ））が振動を起し、ひいては、鏡相形ベクトル制御系の全系が振動的になることがあった。
【００３０】
２）ベクトル位置推定器１０の主要構成要素である余弦正弦生成器１０ｂでは、平方根の解法が数回要求される。平方根の解法は、繰返し演算として遂行されるため、加算、乗算処理に比較し、一般に、要求される演算量が著しく大きく、しかも初期値如何により所要の演算量も変化する。ベクトル位置推定器１０における処理は、基本的に、ディジタル的に遂行することを前提としている。ベクトル位置推定器を含む鏡相形ベクトル制御系における全処理は、限られた制御周期内に完全に完了しなければならない。完了し得ない場合には、制御系がハングアップしてしまうこともある。このため、従来の鏡相形ベクトル制御法を実現し鏡相形ベクトル制御装置を得るには、相当高速のマイクロプロセッサー、ＤＳＰ等の演算素子が必要であった。
【００３１】
３）従来の鏡相形ベクトル制御は、（１０）式が明示しているように、実質的に、先ず回転子の位置を推定し、次にこの近似微分値として回転子速度を得るものであった。このため、回転子位置推定値ｕ（θ（ｋ））がノイズ等の影響により振動する場合には、その近似微分処理に関連して回転子速度の推定値が大きく狂うことがあった。
【００３２】
本発明は上記背景の下になされたものであり、その目的は、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧の印加に対し突極特性を示す、永久磁石形同期電動機、同期リラクタンス電動機、誘導電動機を含む交流電動機に対し、上記諸課題を克服し、性能、有用性を一段と高めたセンサレスベクトル制御方法及び装置を提供することにある。より具体的には、交流電動機のための上記諸課題を克服した新しい鏡相形ベクトル制御法と同装置を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器によって指示された互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成される回転ｄｑ座標系上で、電流ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し制御する電流制御工程と、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する高周波電圧印加工程と、該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、該高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定する位置決定工程とを有する交流電動機のベクトル制御方法であって、該高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と該高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とするフェーズロックドループを構成し、該フェーズロックドループの位相出力を該中間角の推定値とするように、該位置決定工程を構成することを特徴とする。
【００３４】
請求項２の発明は、請求項１記載の交流電動機のベクトル制御方法であって、該位相偏差近似値を、位相偏差またはこの２倍値の、正接値または正弦値を利用して生成することを特徴とする。
【００３５】
請求項３の発明は、請求項１記載の交流電動機のベクトル制御方法であって、該中間角推定値となる該位相出力を積分処理して生成するように該フェーズロックドループを構成することを特徴とする。
【００３６】
請求項４の発明は、トルク発生に寄与する固定子電流を、ベクトル回転器によって指示された互いに直交するｄ軸とｑ軸で構成される回転ｄｑ座標系上で、電流ベクトルのｄ軸成分及びｑ軸成分として分割し制御する電流制御手段と、回転する高周波電圧ベクトルとして扱い得る高周波電圧を固定子電圧の少なくとも一部として印加する高周波電圧印加手段と、該高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、該高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子の逆突極位置として決定する位置決定手段とを有する交流電動機のベクトル制御装置であって、該高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と該高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とし、位相出力を該中間角の推定値とするフェーズロックドループ手段を、該位置決定手段が有するようにしたことを特徴とする。
【００３７】
次に本発明の作用について説明する。本発明は、従来の鏡相形ベクトル制御法及び同装置の有する諸課題を解決する、新たな鏡相形ベクトル制御法及び同装置を提供するものである。
【００３８】
従来及び本発明による鏡相形ベクトル制御法の共通点の第１は、回転する高周波電圧ベクトルの印加に応じ発生した、高周波磁束ベクトルと同方向へ回転する高周波同相電流ベクトルと、高周波磁束ベクトルとは逆方向へ回転する高周波鏡相電流ベクトルとの成す角の中間角あるいはその推定値を回転子逆突極位置として決定する位置決定工程を有する点にある。また、従来及び本発明による鏡相形ベクトル制御法における共通点の第２は、位置決定工程における、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値、高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値の生成法である。これらの共通点は、従来の鏡相形ベクトル制御法及び同装置を通じ既に公知である。共通点の公知性を考慮し、以降では、本発明の核心である、高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれらの推定値を用いた回転子位置推定法等の作用を説明する。
【００３９】
先ず、請求項１及び請求項４の本発明による作用を説明する。固定αβ座標系上で評価した回転子位置（位相）の真値をθとし、同じく固定αβ座標系上で評
0004120775.tif 000019
既知であるとして、図１に示したフィードバックループを考える。図１の１／ｓ要素１０ｄ−３は積分処理を行う位相積分器であり、ＣＰＬＬ（ｓ）１０ｄ−２はフィードバックループを安定化するための位相制御器である。フィードバックループが
0004120775.tif 000020
されて生成されているので、同図に明示しているように、積分処理前の信号は電
0004120775.tif 000021
【００４０】
上記フィードバックループのための位相制御器ＣＰＬＬ（ｓ）は、位相積分器１０ｄ−３を制御対象と見立てて設計すればよい。すなわち、位相制御器は、最も簡単な制御対象を扱うものでよく、当業者には周知のように、容易に設計される。一般には、位相制御器ＣＰＬＬ（ｓ）は次の（１１）式のように有理多項式として記述されるが、
【数１１】
0004120775.tif 000022
簡単には、産業界で多用されている次の（１２）式のＰＩ制御器でよい。
【数１２】
0004120775.tif 000023
【００４１】
当業者には周知のように、フィードバックループを構成する場合には、ループ
0004120775.tif 000024
ができる。これより理解されるように、本フィードバックループは、フェーズロックドループとなっている。
【００４２】
0004120775.tif 000025
理解されるように、位置真値θ、あるいは位置真値と位置推定値の偏差である位
0004120775.tif 000026
位置真値θを入手できない。しかし、位相偏差は、高周波電流を適切に処理することにより得ることができる。ひいては、フェーズロックドループを正常に動作
0004120775.tif 000027
【００４３】
本発明は、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と、高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて、上記位置偏差を直接生成しようとするものである。簡明のため、以降では、従来の鏡相ベクトル制御法に示されている方法などで（例えば、図１５を用い紹介した同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａで）、回転ｄｑ座標系上の高周波同相電流ベクトルｉ１ｈｉと高周波鏡相電流ベクトルｉ１ｈｍとが既に得られているとして、本発明の作用を続けて説明する。
【００４４】
0004120775.tif 000028
。偏差の性質上、位相偏差は、固定αβ座標系上で評価しても、回転ｄｑ座標系上で評価しても不変である。特に、図２に示すように、回転ｄｑ座標系の基軸（
0004120775.tif 000029
た場合には、回転ｄｑ座標系上で回転子位置は、固定αβ座標系上の位相偏差そのものとなる。すなわち、回転ｄｑ座標系上から見た回転子位置を従来同様θｄｑと表現すると、次の（１３）式が成立する。
【数１３】
0004120775.tif 000030
【００４５】
θｄｑの２倍角２θｄｑの余弦、正弦値ｕ（２θｄｑ）と、回転ｄｑ座標系上の高周波同相電流ベクトルｉ１ｈｉと高周波鏡相電流ベクトルｉ１ｈｍとは、（３）式と同様の次の関係を有する。
【数１４】
0004120775.tif 000031
【００４６】
位相偏差θｄｑは、（１４）式より理解されるように、（１５）式のように決定することができる。
【数１５】
0004120775.tif 000032
（１５）式左辺の評価に必要な右辺のＣ２ｐ、Ｓ２ｐは、（１４）式第１式に示した簡単な積和演算により、回転ｄｑ座標系上の高周波同相電流ベクトルｉ１ｈｉと高周波鏡相電流ベクトルｉ１ｈｍとから直接的に得られる。当然のことながら、（１５）式左辺の評価に際し、これら高周波電流ベクトルはその推定値で置換して差し支えない。
【００４７】
位相偏差θｄｑの余弦正弦値に比例した比例値は、次の（１６）、（１７）式に示した高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルの加算あるいは減算を中心とした簡単な演算処理を通じ直接的に得ることも可能である。
【数１６】
0004120775.tif 000033
【数１７】
0004120775.tif 000034
（１６）、（１７）式におけるＬｉ、Ｌｍは、該文献２に定義されているように、突極特性に関係した電動機固有のインダクタンスである。
【００４８】
位相偏差θｄｑは、（１６）、（１７）式のＣ１ｐ、Ｓ１ｐを用いて、（１８）式のように決定することも可能である。
【数１８】
0004120775.tif 000035
（１８）式右辺のＣ１ｐ、Ｓ１ｐは、（１６）式第１式あるいは（１７）式第１式に示した簡単な積和演算により、回転ｄｑ座標系上の高周波同相電流ベクトルｉ１ｈｉと高周波鏡相電流ベクトルｉ１ｈｍとから直接的に得られたものである。当然のことながら、Ｃ１ｐ、Ｓ１ｐの評価に際し、これら高周波電流ベクトルは、その推定値で置換して差し支えない。
【００４９】
請求項１及び請求項４の本発明は、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とするフェーズロックドループを構成し、フェーズロックドループの位相出力を両ベクトルの中間角の推定値、すなわち回転子位置推定値とするものである。高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルと用いた本発明によるフェーズロックドループ構成の具体的第１例は（１４）、（１５）式及び次の（１９）、（２０）式として、表現される。
【数１９】
0004120775.tif 000036
【数２０】
0004120775.tif 000037
また、本発明によるフェーズロックドループ構成の具体的第２例は（１６）（または、（１７））、（１８）式及び（１９）、（２０）式として表現される。
【００５０】
以上の説明より、容易に理解されるように、請求項１あるいは請求項４の本発明によれば、回転子位置推定のための安定な推定ループが構成され、この出力として回転子位置推定を安定的に得ることができると言う作用が第１に得られる。
【００５１】
請求項１あるいは請求項４の本発明によれば、既に明白なように、回転子位置推定に平方根解法の処理を一切行うことなく、回転子位置を推定できる。この結果、従来の鏡相ベクトル制御法におけるような（例えば、図１６の余弦正弦生成器１０ｂのように）、大きな演算量を必要としないと言う作用が得られる。ひいては、特別高速のマイクロプロセッサー、ＤＳＰ等の演算素子を用いることなくセンサレスベクトル制御方法、センサレスベクトル制御装置を実現できると言う作用が得られる。
【００５２】
次に、請求項２の本発明の作用を説明する。位相偏差は、厳密には、例えば１５）式に基づき生成される。位相偏差θｄｑが十分に小さい場合には、（１５）式は次の（２１）式のように正接近似することができる。
【数２１】
0004120775.tif 000038
【００５３】
位相偏差θｄｑが十分に小さい場合には、同様に、（１５）式は次の（２２）式のように正弦近似することができる。
【数２２】
0004120775.tif 000039
【００５４】
（２１）、（２２）式が明白に示すように、位相偏差を、位相偏差の２倍値２θｄｑの正接値または正弦値により近似する場合には、近似値をＳ２ｐ、Ｃ２ｐから、あるいは近似値の比例値をＳ２ｐから直ちに生成することができる。しかも、Ｓ２ｐ及びＣ２ｐは、（１４）式第１式の簡単な積和演算に従い、高周波同相電流ベクトルｉ１ｈｉ、高周波鏡相電流ベクトルｉ１ｈｍあるいはこれらの推定値から直接的に生成することができる。
【００５５】
位相制御器ＣＰＬＬ（ｓ）は、（１１）、（１２）式に明示しているように定係数で構成され、しかも（１９）式に明示されているように位相偏差θｄｑに直接作用する。このため、高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルのノルムが一定の場合には、位相偏差θｄｑに近似的に比例した信号が生成できれば位相制御器の係数を比例関係を利用して事前調整することで、位相偏差比例値を用いた場合にも位相偏差そのものを得た場合と同等な応答特性を得ることができる。従来の鏡相形ベクトル制御に関する報告で既に明らかにされているように（例えば、図１３の高周波電圧指令器９が示すように）、回転する高周波電圧の振幅は一定であり、この結果、高周波同相電流ベクトル、高周波鏡相電流ベクトルのノルムも一定となることを指摘しておく。
【００５６】
位相偏差θｄｑが小さい場合には、（１６）式または（１７）式のＣ１ｐ、Ｓ１ｐを用いた次の（２３）、（２４）式に示した正接、正弦近似も可能である。
【数２３】
0004120775.tif 000040
【数２４】
0004120775.tif 000041
【００５７】
請求項２の本発明は、位相偏差近似値を、位相偏差またはこの２倍値の、正接値または正弦値を利用して生成するものである。（２１）〜（２４）式を用いた以上の説明より明白なような、請求項２の本発明によれば、フェーズロックドループ駆動に不可欠な信号である位相偏差を、近似値ながら、本来必要とされた逆正接の評価をすることなく、大変軽い演算量で生成できると言う作用が得られる。ひいては、請求項１の作用を一段と軽い演算量で得ることができると言う作用が得られる。
【００５８】
次に、請求項３の本発明の作用について説明する。請求項３の発明は、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルとの中間角の推定値となる位相出力を積分処理して生成するようにフェーズロックドループを構成するようにしたものである。先に示した図１は、本発明の要点を図で説明したものでもある。同図より明白なように、請求項３の本発明によれば、位相積分器の入力信号から直接、換言するならば微分処理あるいは近似微分処理の要なく、回転子速度（電気角速度）の推定値を得ることができると言う作用が得られる。ひいては、ノイズ等に強い安定した回転子速度推定値を得ることができると言う作用が得られる。この結果、鏡相ベクトル制御装置が速度制御系を構成するような場合には、請求項１の発明による重要な作用の１つである系の安定性に関し、これを更に向上させることができると言う作用が得られる。
【００５９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明の実施形態を詳細に説明する。本発明の鏡相形ベクトル制御方法を実現したベクトル制御装置を交流電動機（永久磁石形同期電動機）に適用した１実施形態例の基本的構造を図３に示す。本構造と図１２を用いて説明した従来の鏡相形ベクトル制御法による構造との基本的な違いは、回転子の逆突極位置を決定する位置決定工程の手段であるベクトル位置推定器１０にある。他の多くの機器に関しては、基本的には図１２に示した従来の鏡相形ベクトル制御法に基づく装置と同一であり、その動作原理も従来と同一である。
【００６０】
本発明の核心が回転子の逆突極位置を決定する位置決定工程の手段であるベクトル位置推定器１０にある点を考慮し、本発明によるベクトル位置推定器１０を中心に実施形態を説明をする。図４は、本発明によるベクトル位置推定器１０の１実施形態例を示したものである。ベクトル位置推定器１０は、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａ、ＰＬＬ部１０ｄ、余弦正弦信号発生器１０ｅから構成されている。
【００６１】
同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａの機能は、固定子電流ベクトルｉ１等を利用して高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトル、あるいはこれらの推定値を得るものであり、その構成は、従来の鏡相形ベクトル制御装置で利用されたもの、例えば図１５に示されたものと同一である。
【００６２】
図５は、ＰＬＬ部１０ｄの構造を更に詳しく示したものである。ＰＬＬ部１０ｄは、位相偏差検出器１０ｄ−１、位相制御器１０ｄ−２、位相積分器１０ｄ−３から構成されている。
【００６３】
図６は、位相偏差検出器１０ｄ−１の内部構造を示したものであり、ＣＳ信号生成器１０ｄ−１ａと偏差決定器１０ｄ−１ｂとから構成されている。ＣＳ信号生成器１０ｄ−１ａは、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａの出力信号から、（１４）式第１式に示した簡単な積和演算を通じ従いＣ２ｐ、Ｓ２ｐの２信号を生成している。また、Ｃ２ｐ、Ｓ２ｐを入力された偏差決定器１０ｄ−１ｂは、（１５）式、または（２１）式、または（２２）式によって実現されており、Ｃ２ｐ、Ｓ２ｐ信号を利用した簡単な演算で、位相偏差あるいはこの近似値を出力している。
【００６４】
当然のことながら、ＣＳ信号生成器１０ｄ−１ａは、同相鏡相電流ベクトル生成器１０ａの出力信号から、（１６）式第１式または（１７）式第１式に示した簡単な積和演算を通じ従いＣ１ｐ、Ｓ１ｐの２信号を生成するように構成してもよい。この場合には、Ｃ１ｐ、Ｓ１ｐを入力された偏差決定器１０ｄ−１ｂは、（１８）式、または（２３）式、または（２４）式によって実現し、Ｃ１ｐ、Ｓ１ｐ信号を利用した簡単な演算で、位相偏差あるいはこの近似値を出力することになる。
【００６５】
位相制御器１０ｄ−２は、位相偏差検出器１０ｄ−１が出力した位相偏差ある
0004120775.tif 000042
出力している。位相制御器ＣＰＬＬ（ｓ）１０ｄ−２の一般的構造は、（１１）式に示した通りである。簡単には、産業界で多用されている（１２）式のＰＩ制御器でよい。また、この設計は、位相積分器１０ｄ−３を制御対象と見立てて設計すればよい。すなわち、位相制御器は、最も簡単な制御対象を扱うものでよく、当業者には周知のように、容易に設計される。
【００６６】
0004120775.tif 000043
、ＰＬＬ部１０ｄ及びベクトル位置推定器１０の最終出力信号の１つとしても出力されている。位相積分器１０ｄ−３は位相制御器１０ｄ−２からの入力信号を
0004120775.tif 000044
Ｌ部１０ｄの説明を終了する。
【００６７】
0004120775.tif 000045
ｅは、この余弦値及び正弦値を算出し、２ｘ１ベクトル信号として出力する。本２ｘ１ベクトル信号はベクトル位置推定器１０の最終出力信号の１つでもあり、ベクトル回転器５ａ、５ｂへ向け出力される。
【００６８】
0004120775.tif 000046
の（２５）式のように電動機の極対数Ｎｐの逆数（定数）を乗じて、機械角速度推定値
0004120775.tif 000047
【数２５】
0004120775.tif 000048
【００６９】
0004120775.tif 000049
である。図３に示した実施形態例では、回転子位置推定値を必要としない例となっているので、ベクトル位置推定器１０の構成を示した図４では、破線でこれを明示した。位置制御系を構成する場合には、当然のことながら、回転子位置推定
0004120775.tif 000050
回転子位置推定値が利用されることになる。
【００７０】
図３の実施形態例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器８の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器８は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【００７１】
図３の実施形態例では、高周波電流除去フィルタ１２を利用した例を示しているが、これは必ずしも必要ではない。すなわち、電流制御系の帯域が、高周波電圧指令器９が指示する高周波角周波数ωｈに比較し相対的に小さい場合には、高周波電流除去フィルタ１２は必要でないことを指摘しておく。
【００７２】
次に、本発明の効果ひいては有用性を確認すべく遂行した実験の１例を示す。供試電動機は、（株）安川電機製の４００（ｗ）永久磁石形同期電動機である。本電動機の特性概要を表１に示す。
【表１】
0004120775.tif 000051
【００７３】
本電動機には４逓倍後の実効分解能で４０９６（ｐ／ｒ）に相当するエンコーダが装着されているが、制御にはもちろん使用していない。これは、回転子の位置、速度の真値と同推定値を比較し、推定値の妥当性を確認するためのものである。
【００７４】
本発明による効果を適切に評価するには、供試電動機に適当な負荷を与える必要がある。このための負荷装置としては、３．７（ｋＷ）直流電動機を使用した。直流電動機の慣性モーメントＪはＪ＝０．０８５（ｋｇｍ２）であり、供試電動機の約５３倍である。また、高周波電圧指令器９における高周波角周波数ωｈは、ωｈ＝２π●４００（ｒａｄ／ｓ）に設定した。
【００７５】
定格負荷の下で、定格速度比で約１／１，８００に相当する０．１（ｒａｄ／ｓ）の極低速度指令を与えた場合の応答を図７（ａ）（力行），図７（ｂ）（回生）に示す。両図とも、上から、Ｕ相電流、回転子速度（エンコーダ検出値）、回転子位置及び同推定を示している。時間軸は２（ｓ／ｄｉｖ）である。Ｕ相電流に高周波電流が重畳している様子が明瞭に確認される。同図より、回転子位置が適切に推定され、更には、高周波電流が重畳したＵ相電流と回転子位置の関係より良好にトルク発生が行われていることが確認される。
【００７６】
定格負荷の下で、定格速度指令１８０（ｒａｄ／ｓ）を与えた場合の応答を図８（ａ）（力行）、図８（ｂ）（回生）に示す。図中の波形の意味は、前図と同様である。ただし、時間軸は５（ｍｓ／ｄｉｖ）である。本応答においては、回転子速度が高いために、Ｕ相電流に重畳している高周波電流の様子は必ずしも明瞭ではない。一方、この高周波電流に基づく回転子位置の推定値は、実測位置との差が視認困難なほど、高い一致性を示しており、ひいては良好にトルク発生が行われていることが確認される。
【００７７】
図９は、ゼロ速度指令の速度制御状態で定格負荷を瞬時に印加し、負荷外乱抑圧に関する過渡応答を調べたものである。図中の信号は、上部から、指令速度、同応答値、Ｕ相電流を示している。時間軸は、２（ｓ／ｄｉｖ）である。図より、瞬時負荷に対しても安定したゼロ速度の制御が維持し、かつこの影響を排除していることが理解される。なお、ゼロ速度への回復が遅いが、これは供試電動機の約５３倍にも及ぶ負荷装置慣性モーメントを考慮し、速度制御帯域を２（ｒａｄ／ｓ）に設計したことに起因している。供試電動機と同程度の慣性モーメント負荷に対しては、１００（ｒａｄ／ｓ）速度帯域の確保は問題ない。
【００７８】
以上示した実験結果より容易に理解されるように、本発明によるセンサレスベクトル制御方法、同装置による場合には、高性能な制御性能がすなわち従来の諸課題を克服する優れた効果が得られ、ひいては高い有用性を確保することができる。
【００７９】
次に、本発明の鏡相形ベクトル制御法に基づくベクトル制御装置を同期リラクタンス電動機へ適用した１実施形態例を示す。図１０はその基本的構造である。本実施形態例における位置ベクトル推定器１０は、図３に示した永久磁石形同期電動機の実施形態例におけるものと同じである。永久磁石形同期電動機を対象とした図３の構成と本図の構成との大きな違いは、対象の電動機が同期リラクタンス電動機１ｂへ変更されている点を除けば、第２ベクトル回転器１３ａ、１３ｂが新規導入されている点にある。
【００８０】
永久磁石形同期電動機と同期リラクタンス電動機とのベクトル制御における基本的な違いは、トルク発生に寄与する固定子電流の制御における回転座標系の取り方にある。すなわち、永久磁石形同期電動機の場合には、回転子逆突極位置に回転座標系の基軸を設定するのに対し、同期リラクタンス電動機では、回転子突極位置に回転座標系の基軸を設定するのが一般的である。回転子の逆突極位置あるいは突極位置の何れに、回転座標系の基軸を設定するかは、ベクトル制御の本質ではない。しかし、当業者には周知のように、上記の基軸設定が伝統的に行われている。
【００８１】
当業者には周知のように、回転子の逆突極位置と突極位置とは、電気角でπ／２（ｒａｄ）の差があるに過ぎない。図１０で新規追加された第２ベクトル回転器は、ベクトル信号を固定の一定値π／２（ｒａｄ）だけ回転させるためのものである。同期リラクタンス電動機のための第２ベクトル回転器Ｊの定義は、（２）式に定義されている通りである。（２）式より理解されるように、第２ベクトル回転器Ｊの実現は、２ｘ１ベクトル信号の２成分を交代的に位置変更するだけであり、特別な演算を必要とするものではない。
【００８２】
図１０の実施形態例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器８の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器８は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【００８３】
図１０の実施形態例では、高周波電流除去フィルタ１２を利用した例を示しているが、これは必ずしも必要ではない。すなわち、電流制御系の帯域が、高周波電圧指令器９が指示する高周波角周波数ωｈに比較し相対的に小さい場合には、高周波電流除去フィルタ１２は必要でないことを指摘しておく。
【００８４】
次に、本発明の鏡相形ベクトル制御法に基づくベクトル制御装置を誘導電動機へ適用した１実施形態例を示す。図１１はその基本的構造である。本実施形態例における位置ベクトル推定器１０は、図３に示した永久磁石形同期電動機の実施形態例におけるものと同じである。永久磁石形同期電動機を対象とした図３の構成と本図の構成との大きな違いは、対象の電動機が誘導電動機１ｃへ変更されている点を除けば、第２ベクトル回転器１３ａ、１３ｂ、滑り角推定器１４、余弦正弦信号発生器１５が新規導入されている点にある。
【００８５】
永久磁石形同期電動機及び誘導電動機のベクトル制御においては、トルク発生に寄与する固定子電流の制御における回転座標系の基軸を、回転子磁束の位置に設定するのが、一般的である。これは、両電動機に共通している。永久磁石形同期電動機においては、回転子磁束の位置と逆突極の位置は同一である。ところが、誘導電動機はこの同一性はない。すなわち、回転子磁束位置と回転子逆突極位置は、滑り角周波数に応じて、相対的に滑っていく。
【００８６】
新規導入された第２ベクトル回転器１３ａ、１３ｂ、滑り角推定器１４、余弦正弦信号発生器１５は、回転子逆突極位置と回転子磁束位置の相対的滑りを補正するものである。これらは以下の原理に基づき構成されている。
【００８７】
誘導電動機においては、回転子磁束の角周波数ωφ、回転子の電気角速度ω２ｎ、滑り角周波数ωｓの３者間には、次の関係が成立する。
【数２６】
0004120775.tif 000052
（２６）式は、積分した状態でも成立する。すなわち、回転子磁束角周波数、回転子電気角速度、滑り角周波数の積分値を、各々θφ，θ，θｓとすると、次の（２７）式の関係が成立する。
【数２７】
0004120775.tif 000053
したがって、これらθφ，θ，θｓを用いたベクトル回転器に関しては、次の（２８）式が成立する。
【数２８】
0004120775.tif 000054
【００８８】
回転ｄｑ座標系の基軸（ｄ軸）を回転子磁束位置に合わせた場合には、滑り角周波数は、固定子電流と次の（２９）、（３０）式の関係を有する。
【数２９】
0004120775.tif 000055
【数３０】
0004120775.tif 000056
（２９）、（３０）式におけるｉｄ，ｉｑは、同座標系上での固定子電流のｄ軸成分とｑ軸成分であり、φ２ｎｄは正規化された回転子磁束である。また、Ｗ２，Ｒ２ｎは電動機パラメータであり、各々回転子時定数の逆数、正規化された回転子抵抗を意味している。
【００８９】
図１１おける滑り角推定器１４は、先ず、（２９）、（３０）式に従い固定子電流を用いて滑り角周波数ωｓを推定し、次に、これを積分処理しその積分値、すなわち
0004120775.tif 000057
の範囲でモジュラー化された値が出力されるようになっている。余弦正弦信号発生器１５は、滑り角に基づきその余弦、正弦信号を発生し、これを第２ベクトル回転器１３ａ、１３ｂへ向け出力している。
【００９０】
本実施形態例における第２ベクトル回転器１３ａ、１３ｂは、図１１に明示しているように、ベクトル回転器５ａ、５ｂに対し、シリアル的に配置されている。この結果、２つのベクトル回転器はベクトル信号にシリアル的に作用し、ひいては、（２８）式左辺に示したベクトル回転器と等価の作用を成す。換言するならば、回転ｄｑ座標系の基軸（ｄ軸）を回転子磁束と一致させる働き、すなわち所期の磁束オリエンテーションが得られる。
【００９１】
図１１の実施形態例では、速度制御系を構成した例を示しているので、速度指令値と速度推定値を入力とする速度制御器８の出力としてトルク指令値を得ている。当業者には周知のように、制御目的が発生トルクにあり速度制御系を構成しない場合には、速度制御器８は不要である。この場合には、トルク指令値が外部から直接印加される。
【００９２】
図１１の実施形態例では、高周波電流除去フィルタ１２を利用した例を示しているが、これは必ずしも必要ではない。すなわち、電流制御系の帯域が、高周波電圧指令器９が指示する高周波角周波数ωｈに比較し相対的に小さい場合には、高周波電流除去フィルタ１２は必要でないことを指摘しておく。
【００９３】
以上、本発明によるベクトル位置推定器１０に関し、各種の図を利用しつつ、更には、永久磁石形同期電動機、同期リラクタンス電動機、誘導電動機を対象とした実施形態例を用いて、具体的かつ詳しく説明した。本発明のベクトル位置推定器は、最近のディジタル技術の進歩を考えるとディジタル的に構成することが好ましい。ディジタル構成はハードウェア的構成とソフトウェア的構成があるが、当業者にとっては既に自明のように本発明はいずれでも構成できる。
【００９４】
【発明の効果】
以上の説明より明白なように、本発明は以下の効果を奏する。特に、請求項１及び請求項４の本発明は、高周波同相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値と高周波鏡相電流ベクトルあるいはこれと同相の推定値とを用いて生成した位相偏差あるいは位相偏差近似値を入力とするフェーズロックドループを構成し、フェーズロックドループの位相出力を両ベクトルの中間角の推定値、すなわち回転子位置推定値とするものである。この結果、本発明によれば、第１に、回転子位置推定のための安定な推定ループが構成され、この出力として回転子位置推定を安定的に得ることができると言う作用が得られ、第２に、センサレスベクトル制御方法、センサレスベクトル制御装置の実現に大きな演算量を必要としないと言う作用が得られた。これらの作用の結果、本発明によれば、安定性が高く高性能なセンサレスベクトル制御装置の実現が可能、更には特別高速で高価なマイクロプロセッサー、ＤＳＰ等の演算素子を要することなく、廉価で、有用性の高いセンサレスベクトル制御装置の実現が可能と言う効果が得られる。
【００９５】
特に、請求項２の本発明は請求項１記載のベクトル制御方法であって、位相偏差近似値を、位相偏差またはこの２倍値の、正接値または正弦値を利用して生成するものである。この結果、フェーズロックドループ駆動に不可欠な信号である位相偏差を、近似値ながら、本来必要とされた逆正接の評価をすることなく、大変軽い演算量で生成できると言う作用が、ひいては、請求項１の作用を一段と軽い演算量で得ることができると言う作用が得られた。この結果、請求項２の本発明によれば、請求項１で得られた効果すなわち有用性を、更に高めると言う効果が得られる。
【００９６】
請求項３の本発明は、請求項１記載のベクトル制御方法であって、高周波同相電流ベクトルと高周波鏡相電流ベクトルとの中間角の推定値となる位相出力を積分処理して生成するようにフェーズロックドループを構成するようにするものである。この結果、微分処理あるいは近似微分処理の要なく、ひいてはノイズ等に強い安定した回転子速度推定値を得ることができると言う作用が得られた。これにより、速度制御系を構成するような場合には、請求項１の発明による重要な作用の１つである系の安定性に関し、これを更に向上させることができると言う作用が得られた。これら作用の結果、請求項３の本発明によれば、請求項１の発明による重要な効果の１つである安定性に関する高性能化を更に推し進めると言う効果が得られる。
【００９７】
特に、本発明による高性能化に関する効果に関しては、永久磁石形同期電動機を対象とした実施形態例に関連して実機実験による詳細な結果を示し、従来のセンサレスベクトル制御方法による性能を遥かに超える、極めて高度な性能が得られることを実験検証的に明示した。
【００９８】
【図面の簡単な説明】
【図１】フェーズロックドループの原理を示すブロック図
【図２】回転子逆突極位置（電気角度）と固定αβ座標系、回転子位置推定のための回転ｄｑ座標系の１関係を示すベクトル図
【図３】永久磁石形同期電動機を対象とした１実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図４】１実施形態例におけるベクトル位置推定器の概略構成を示すブロック図
【図５】１実施形態例におけるＰＬＬ部の概略構成を示すブロック図
【図６】１実施形態例における位相偏差検出器の概略構成を示すブロック図
【図７】永久磁石形同期電動機を対象とした１実施形態例における実験的性能例
【図８】永久磁石形同期電動機を対象とした１実施形態例における実験的性能例
【図９】永久磁石形同期電動機を対象とした１実施形態例における実験的性能例
【図１０】同期リラクタンス電動機を対象とした１実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図１１】誘導電動機を対象とした１実施形態例におけるベクトル制御装置の基本構成を示すブロック図
【図１２】従来のベクトル制御装置の概略構成を示すブロック図
【図１３】従来の高周波電圧指令器の概略構成を示すブロック図
【図１４】従来のベクトル位置推定器の概略構成を示すブロック図
【図１５】従来の同相鏡相電流ベクトル生成器の概略構成を示すブロック図
【図１６】従来の余弦正弦生成器の概略構成を示すブロック図
【符号の説明】
１ａ          交流電動機（永久磁石形同期電動機）
１ｂ          交流電動機（同期リラクタンス電動機）
１ｃ          交流電動機（誘導電動機）
２            電力変換器
３            電流検出器
４ａ          ３相２相変換器
４ｂ          ２相３相変換器
５ａ          ベクトル回転器
５ｂ          ベクトル回転器
６            電流制御器
７            指令変換器
８            速度制御器
９            高周波電圧指令器
９ａ          位相積分器
９ｂ          余弦正弦信号発生器
１０          ベクトル位置推定器
１０ａ        同相鏡相電流ベクトル生成器
１０ａ−１    Ｄ因子フィルタ
１０ａ−２    Ｄ因子フィルタ
１０ａ−３    高周波同相電流ベクトル推定器
１０ｂ        余弦正弦生成器
１０ｂ−１    ２倍角余弦正弦生成器
１０ｂ−２    中間角余弦正弦生成器
１０ｂ−３    判定器
１０ｃ        ベクトル回転器
１０ｄ        ＰＬＬ部
１０ｄ−１    位相偏差検出器
１０ｄ−１ａ  ＣＳ信号生成器
１０ｄ−１ｂ  偏差決定器
１０ｄ−２    位相制御器
１０ｄ−３    位相積分器
１０ｅ        余弦正弦信号発生器
１１          速度推定器
１２          高周波電流除去フィルタ
１３ａ        第２ベクトル回転器
１３ｂ        第２ベクトル回転器
１４          滑り角推定器
１５          余弦正弦信号発生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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