(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パイロットセルと基準シンボルとを有する多重搬送波信号の周波数を補正する方法であって、
フィードバック制御ループにおいて、評価した搬送波周波数偏移を補正するために、上記搬送波周波数偏移の評価のための第１の処理（自動周波数制御）及び第２の処理（同相誤差評価）が行われ、
上記第１の処理は、上記基準シンボルを用いて搬送波間隔の数個分のオーダーの周波数偏移を評価し、
上記第２の処理は、上記パイロットセルを用いて搬送波間隔の一部分のオーダーの周波数偏移を評価し、
上記第１の処理により得た評価による補正は、上記評価された搬送波周波数偏移と閾値とに依存してスイッチオフされることを特徴とする方法。
【請求項２】
上記第１の処理及び上記第２の処理は、上記多重搬送波信号の種々の搬送波の分離後に行われ、
上記第１の処理及び上記第２の処理の結果は、搬送波の分離前にベースバンド信号を補正するため使用されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
上記フィードバック制御ループにおいて、
上記第１の処理がスイッチオンされたときに、１つのブロック全体の間で上記第２の処理がスイッチオフされる段階と、
次のブロックの間に、上記第１の処理と上記第２の処理との間で切り替えが行われる段階と、
上記１つのブロックに対して上記第１の処理により評価された周波数偏移が閾値より小さいとき、上記次のブロックの最後に、上記第２の処理が再初期化される段階と、
再初期化された後、上記第２の処理はスイッチオンされ、上記第１の処理がスイッチオフされる段階が行われることを特徴とする請求項１または２記載の方法。
【請求項４】
上記多重搬送波信号は、さらにＣＡＺＡＣ系列とＭ系列とからなるＯＦＤＭ信号であり、
上記第１の処理において、上記ＯＦＤＭ信号の基準シンボル中に分布したＣＡＺＡＣ系列及びＭ系列が調べられ、
上記第２の処理において、上記周波数偏移が上記パイロットセルに関する位相変化を平均化することにより評価されることを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか１項記載の方法。
【請求項５】
パイロットセルと基準シンボルとを有する多重搬送波信号の周波数を補正する装置であって、
フィードバック制御ループは、搬送波周波数偏移を補正するために、搬送波周波数偏移の評価を行う第１のユニット及び第２のユニットを有し、
上記第１のユニットは、上記基準シンボルを用いて搬送波間隔の数個分のオーダーの周波数偏移を評価し、
上記第２のユニットは、上記パイロットセルを用いて上記搬送波間隔の一部分のオーダーの周波数偏移を評価し、
上記フィードバック制御ループは、上記評価された搬送波周波数偏移と閾値とに依存して上記第１のユニットにより得た評価による補正をスイッチオフするように構成されていることを特徴とする装置。
【請求項６】
上記フィードバック制御ループは、
上記多重搬送波信号を変調する乗算器と、
上記搬送波信号の中の種々の搬送波を分離し、上記搬送波周波数偏移を評価及び／又は補正する上記第１のユニット及び上記第２のユニットに、上記分離された搬送波の信号を供給する高速フーリエ変換ユニットと、
上記第１のユニット及び上記第２のユニットの結果に依存した出力を生成し、上記乗算器に供給する局部発振器とを更に有することを特徴とする請求項５記載の装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は多重搬送波信号の周波数を補正する方法及び対応する装置に係わり、特に、ＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）受信器の局部タイミング発振器を制御する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ、ＱＰＳＫ（直交位相シフトキーイング）及びＱＡＭ（直交振幅変調）等の変調タイプを有するディジタル放送信号を地上伝送するための種々の方法が公知である。かかる放送信号の中には、例えば、ＤＶＢ（ディジタルビデオ放送）、ＨＤＴＶ−Ｔ（階層的ディジタルテレビジョン伝送）及びＤＡＢ（ディジタルオーディオ放送）信号が含まれる。
【０００３】
ＯＦＤＭ方法の場合、伝送された信号は多数の変調された搬送波を含む。上記搬送波は，ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を用いて受信器で分離される。周波数域に変換される前に、アナログ信号を標本化する必要がある。この目的のため、局部発振器はＦＦＴの前にタイミングを制御する。発振器の不完全性（ジッタ、周波数偏移）は標本化動作の精度を低下させ、ＦＦＴの後に搬送波間干渉を生じる可能性がある。ＡＦＣ（自動周波数制御）処理及びＣＰＥＥ（同相誤差評価）処理は、発振器の不完全性を補正するため、周波数誤差評価を与えるべく設けられている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
自動周波数制御処理は、搬送波間隔の２０倍までの大きい周波数偏移を検出し得る利点がある。しかし、この処理は、２個の連続した基準シンボルによって区切られた１ブロックについて１回しか実行されない。その処理結果は、シンボルの約１８個分の長い処理遅延の後で利用可能になる。従って、自動周波数制御処理は発振器のジッタを補正するため使用できない。更に、この処理は、感度レイヤに対する性能を非常に劣化させる可能性のある偏差を残す。
【０００５】
一方、同相誤差評価処理では、多数のパイロットセル関するノイズのフィルタ処理が行われるので良好な精度が得られる。この処理は、シンボル毎に行えるので、発振器ジッタを検出し得る。その処理結果はシンボル４個分の遅延後に利用可能である。しかし、同相誤差評価処理は位相比較に基づいているので、大きい周波数偏移を扱えない。２個のシンボルの間の±πの回転は最大の理論値である。
【０００６】
本発明の目的は多重搬送波信号の周波数偏移及びジッタを除去し得る方法を提供することである。この目的は請求項１に記載された方法により達成される。
本発明の更なる目的は、新規の方法を利用する装置を提供することである。この目的は請求項６に記載された装置により実現される。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、上記の自動周波数制御及び同相誤差評価の両方の方法がフィードバックループ内で結合され、自動周波数制御は初期化の際の周波数偏差を補正するため使用され、同相誤差評価は初期化後に残存する偏移及びジッタを補正するため使用される。これにより、著しい位相ノイズを生ずることなく、周波数偏移及び局部発振器ジッタの低周波成分の大部分を除去し得るようになる。
【０００８】
原則として、本発明による多重搬送波信号の周波数を補正する方法は、搬送波周波数偏移を評価及び／又は補正する第１の処理及び第２の処理が行われるフィードバック制御ループにより構成され、上記第１の処理は搬送波間隔の数個分のオーダーの周波数偏移を処理し、上記第２の周波数処理は搬送波間隔の一部分のオーダーの周波数偏移を処理する。
【０００９】
第１の処理と第２の処理との間の切り替えが閾値に依存して行われる点が有利である。
周波数偏移のための第１の処理及び第２の処理が多重搬送波信号の種々の搬送波の分離後に行われ、その結果が搬送波の分離前にベースバンド信号を補正するため使用される点が有利である。
【００１０】
更に、多重搬送波信号は、ＣＡＺＡＣ系列、Ｍ系列及びパイロットセルからなるＯＦＤＭ信号でも良く、かつ、第１の処理において、ＯＦＤＭ信号の基準シンボル内に分布したＣＡＺＡＣ系列及びＭ系列が調べられ、第２の処理において、周波数偏移がパイロットセルに関して位相変化を平均化することにより評価される。
【００１１】
フィードバック制御ループは、以下の段階、即ち、
・上記第１の処理がスイッチオンされたとき、上記第２の処理がブロック全体の間でスイッチオフされる段階と、
・次のブロックの間に、上記第１の処理と上記第２の処理との間で切り替えが行われる段階と、
・上記ブロックの最後に、上記第２の処理が再初期化される段階と、
・再初期化後に、上記第２の処理がスイッチオンされ、上記第１の処理がスイッチオフされる段階とを行うことが有利である。
【００１２】
原則として、本発明による多重搬送波信号の周波数を補正する装置は、フィードバック制御ループが搬送波周波数偏移を評価及び／又は補正する第１のユニット及び第２のユニットにより構成され、上記第１のユニットは搬送波間隔の数個分のオーダーの周波数偏移を処理し、上記第２のユニットは搬送波間隔の一部分のオーダーの周波数偏移を処理する。
【００１３】
上記フィードバック制御ループは、上記多重搬送波信号を変調する乗算器と、上記多重搬送波信号の種々の搬送波を分離する高速フーリエ変換ユニットとを更に有し、上記分離された搬送波の信号は、搬送波周波数偏移を評価及び／又は補正する上記第１のユニット及び上記第２のユニットに供給され、上記第１のユニット及び上記第２のユニットの出力は局部発振器に供給され、上記局部発振器の出力信号は上記乗算器に供給される点が有利である。
【００１４】
【発明の実施の形態】
処理のタイミングチャート及び遷移図が図１の（ａ）及び（ｂ）に夫々示される。同図の（ａ）において、各ブロックＢ１、Ｂ２、Ｂ３、．．．は２５個のシンボルにより構成される。自動周波数制御ＡＦＣの結果は、約１８個のシンボル分の長い遅延後に限り利用可能であり、その結果を予測する方法は無い。従って、自動周波数制御ＡＦＣをスイッチオンする前に次のブロックＢ２を待ち、かつ、（同図にＣＰＥＥｏによって示されているように）そのブロックＢ２の間に同相誤差評価ＣＰＥＥをスイッチオフする必要がある。このため、自動周波数制御ＡＦＣをスイッチオンするために１ブロックの遅延が生じる。最初から関連した値に基づいて処理し、収束に要する時間を防止するため、上記ブロックの最後で（同図にＣＰＥＥｉｎｉによって示される如く）同相誤差評価ＣＰＥＥを再初期化した方がよい。次のブロックＢ３、Ｂ４の間に同相誤差評価ＣＰＥＥ補正が行われる。
【００１５】
自動周波数制御ＡＦＣと同相誤差評価ＣＰＥＥとの間の遷移は図１の（ｂ）に示される。最初、処理の状態は自動周波数制御ＡＦＣを行う状態１である。初期化後、処理の状態は、同相誤差評価ＣＰＥＥをスイッチオンし、自動周波数制御ＡＦＣをスイッチオフすることが必要である状態２である。次に、自動周波数制御ＡＦＣの結果は閾値αｆs と比較される。その結果が同相誤差評価ＣＰＥＥの有効性限界よりも小さいか大きいかによって、処理は状態２のまま継続するか、或いは、状態１に戻り、次のブロックのための自動周波数制御ＡＦＣを行う。
【００１６】
本発明によるフィードバックループ構造の原理構成図が図２に示される。ディジタルデータは高速フーリエ変換器ＦＦＴに供給され、高速フーリエ変換器ＦＦＴは異なる搬送波を分離する。高速フーリエ変換器ＦＦＴの出力は自動周波数制御処理ユニットＡＦＣ及び同相誤差評価処理ユニットＣＰＥＥに供給される。自動周波数制御処理ＡＦＣの場合に、ＯＦＤＭ信号の基準シンボル内に分布したＣＡＺＡＣ系列及びＭ系列が調べられる。同相誤差評価処理ＣＰＥＥの場合に、周波数偏移がパイロットセルに関する位相変化を平均化することにより評価される。自動周波数制御ＡＦＣの結果は比較器ＣＯＭＰにおいて閾値αｆs と比較され、値０又は１が得られる。結果として得られた値は、遅延器Ｄ１Ｂにおいて１ブロックずつ遅延され、乗算器Ｍ２において、基準シンボルが在る場合にはシンボル基準Ｓｙｍｒｅｆ＝１と、或いは、基準シンボルが無い場合にはシンボル基準Ｓｙｍｂｒｅｆ＝０と乗算される。
【００１７】
乗算器Ｍ２の乗算結果は２通りの目的のため使用される。第１に、乗算結果は更なる乗算器Ｍ１に供給され、乗算器Ｍ１で元の自動周波数制御ＡＦＣの結果と乗算される。乗算器Ｍ１の結果は、次に、スケールユニットＫｆ１においてスケール処理を受け、加算器Ａ１に供給される。第２に、上記乗算器Ｍ２の乗算結果は、遅延器Ｄ７Ｓにおいてシンボル７個分ずつ遅延され、初期化のため同相誤差評価ユニットＣＰＥＥに供給される。位相誤差評価である同相誤差評価ユニットＣＰＥＥの結果は、変換器ＣＯＮＶにおいて、等価的な周波数偏移に変換される。変換された結果は、乗算器Ｍ３に供給され、遅延器Ｄ７Ｓで７シンボルずつ遅延された比較器ＣＯＭＰの結果と乗算器Ｍ３で乗算される。乗算器Ｍ３の結果は、スケールユニットＫｆ２においてスケール処理を受け、加算器Ａ１に供給される。
【００１８】
乗算器Ｍ１及びＭ３は、加算器Ａ１と共にスイッチング機能を提供し、比較器ＣＯＭＰの比較結果に依存して、自動周波数制御処理ＡＦＣの結果又は同相誤差評価処理ＣＰＥＥの結果のいずれかを通す。加算器Ａ１の結果は、前の補正値を維持するため、遅延器Ｄ１Ｓ、増幅器ＫＩ及び加算器Ａ２により構成された有限インパルス応答フィルタＩＩＲにおいてループの最後でフィルタ処理を受ける。補正された信号は、高速フーリエ変換器ＦＦＴの前にあるディジタル制御発振器ＤＣＯに供給され、新たに到来した標本化されたデータを変調器Ｍにより変調するため使用される。
【００１９】
図３には、以下のシミュレーションのため使用されるようなパラメータの再初期化を伴う場合と伴わない場合の同相誤差評価ＣＰＥＥの収束を表わすグラフである。再初期化は２６番目のシンボルＳ２６で行われる。同図に破線で示される如く、このアルゴリズムは、再初期化が行われない場合には、収束するまでに約４乃至５ブロックの数ブロックが必要とされる。これは、略３０乃至４０ｍｓの間隔に対応する。同図に実線で示される如く、再初期化が使用された場合、この時間遅延は必要ない。
【００２０】
【実施例】
以下に列挙する特に適切なパラメータの値は、シミュレーションによって定められた。シミュレーションにおいて、自動周波数制御ＡＦＣは、常に１段階で粗い偏移を補正することが可能であり、連続的に数段階の時間に亘ってスイッチオンさせる必要はない。しかし、１回の自動周波数制御ＡＦＣ段階では不十分な状況も存在する。そのような場合、自動周波数制御ＡＦＣを状態オンに留めることが可能であるように第２の構造を定義しても良い。
【００２１】
同相誤差評価の理論的な限界は、シンボル長の間のπずつの搬送波の回転に対応する。１／４ガードインターバルを伴う２ＫのＯＦＤＭの場合に、理論的な限界は、１５６２．５Ｈｚの制限に対応する。ノイズが存在するため、実際の状況における有効域は限界値よりも小さい。これを評価するためシミュレーションが行われた。
【００２２】
シミュレーションのパラメータは以下の通りである。
・２Ｋ  ＯＦＤＭ、ガードインターバル  １／４
・ライス(Rice)チャネル（ｋ＝１０，ＳＮ比＝２３．５ｄＢ）及びレイリーチャネル（ＳＮ比＝８．５ｄＢ）
・同相ノイズ
・一定周波数偏移
両方のチャネルの結果を図４に示す。１３００Ｈｚの周波数偏移がある場合（同図に実線で示される）、同相評価は常に関係し、ディジタル制御発振器ＤＣＯに帰還させられる。評価の小さい変動は、位相ノイズ及び付加的なガウシアンノイズに起因する。１５００Ｈｚの周波数偏移の場合（同図に破線で示される）、理論的限界に近いため、アルゴリズムは正と負の周波数偏移の間で区別できない。その結果によれば、約８００Ｈｚに対応するα＝０．２の値は合理的な閾値である。
【００２３】
自動周波数制御ＡＦＣは、次の基準シンボルが高速フーリエ変換器ＦＦＴを通過する前に補正を完了している点が有利である。即ち、偏差は、不安定化の危険性を全く伴うことなく１段階で補正され得る。係数Ｋｆ1 ＝１を使用することが可能であり、補正の迅速性が保証される。
補正は４シンボル分の遅延を伴って行われるので、非常に大きい係数Ｋｆ2 の選択によって系の不安定性が生じる可能性がある。このことは、以下の理論計算により明らかになる。
【００２４】
時刻ｋにおいて、ディジタル制御発振器ＤＣＯの周波数偏移をｘ（ｋ）、補正をＣ（ｋ）、補正された周波数をｙ（ｋ）、同相誤差評価から得られるｙ（ｋ）の評価を
【００２５】
【外１】
0004198212.tif 000002
【００２６】
のように表わすと、
【００２７】
【外２】
0004198212.tif 000003
【００２８】
は、ディジタル制御発振器ＤＣＯに帰還され、以下の式
【００２９】
【数１】
0004198212.tif 000004
【００３０】
が得られ、これにより、
【００３１】
【数２】
0004198212.tif 000005
【００３２】
が得られる。
同相誤差評価ＣＰＥＥの完全な評価が仮定されるならば、以下の式
【００３３】
【数３】
0004198212.tif 000006
【００３４】
で表わされる４次有限インパルス応答ＩＩＲフィルタが得られる。
各零点の振幅が１未満であるならば、系は安定である。Ｋ１が１の近傍であるとき、Ｋｆ2 ≒０．４４の限界値に対応する。選択された値Ｋｆ2 は減衰率を与えるため限界値よりも小さくなければならない。
フィードバックループは周波数偏移の評価に依存し、この周波数偏移は、ノイズによる影響を受けた信号に基づいているので付加的な位相ノイズを生ずる。小さいＫｆ2 の値は上記位相ノイズの電力を減少させるが、補正を周波数ジッタの中の非常に低周波数に制限する。上記の二つの現象の間の妥協点を見つける必要がある。
【００３５】
上記妥協点は、異なるＫｆ2 の値及び異なるジッタに関する系の応答のシミュレーションによって見つけられる。使用されるジッタは２個の周波数ｆｍ1 及びｆｍ2 からなる。周波数偏移Δｆ（ｔ）は、以下の式
【００３６】
【数４】
0004198212.tif 000007
【００３７】
により表わされ、以下の値（Ｈｚ単位）の組が用いられる。
・ｆｍ1 ＝１，    ｈ1 ＝４８，  ｆｍ2 ＝４，    ｈ2 ＝１６
・ｆｍ1 ＝１０，  ｈ1 ＝４８，  ｆｍ2 ＝４０，  ｈ2 ＝１６
・ｆｍ1 ＝２０，  ｈ1 ＝４８，  ｆｍ2 ＝８０，  ｈ2 ＝１６
シミュレーションのパラメータは以下の通りである。
・２Ｋ  ＯＦＤＭ、ガードインターバル  １／４
・ライス(Rice)チャネル（ｋ＝１０，ＳＮ比＝２３．５ｄＢ）及びレイリーチャネル（ＳＮ比＝８．５ｄＢ）
シミュレーションの典型的な結果が、（太い実線で示された）補正無しの挙動と対照して図５に示される。上記の非常に大きいＫｆ2 の値は、不安定化を生じさせ、系の収束を保証しない。破線で示されたそのシミュレーションにより、約０．４の限界値が得られる。細い実線で示される如く、０．２５のようなより小さい値に対し、安定性の問題は生じない。ループによって誘起された位相ノイズは、Ｋｆ2 の値が非常に大きい場合でも結果に著しい劣化を生じさせない。例えば、Ｋｆ2 ＝０．３の場合に、対応する劣化は、何れの場合にも０．０５ｄＢよりも少ない。シミュレーションは、更に３０Ｈｚまでの周波数が除去されることを示した。従って、適当な値はＫｆ2 ＝０．３であり、この値は不安定化の危険を全く伴うことなく実現可能な最大値に対応する。
【００３８】
係数Ｋ１については、１に非常に近い値を選定する必要がある。シミュレーションは、係数Ｋ１が０．９９９９５の場合に良好な結果を与えた。
図６には本発明により実現可能なＯＦＤＭ受信器の構成図が示される。フロントエンドＦＥ及びソース復号化部は、図面を分かり易くするため図示されない。ローパスフィルタ処理の後、ベースバンド信号ＢＢは、アナログ・ディジタル変換器を用いて変換され、複素乗算器Ｍにより変調された後、高速フーリエ変換ユニットＦＦＴに供給される。不正確な標本化位相により生じるＯＦＤＭ搬送波の搬送波間干渉を防止するため、自動周波数制御ユニットＡＦＣ及び同相誤差評価ユニットＣＰＥＥと、ディジタル制御発振器ＤＣＯとによって構成されたフィードバックループは、ベースバンド信号（或いは、一般的にダウンコンバートされた信号）の周波数位置を標本化レートと対応する値に補正する。高速フーリエ変換処理自体は、ＯＦＤＭ伝送フレームのヌルシンボルからヌルシンボル取得ユニットＮＳＤにより得られた特別のインパルスにより起動される。高速フーリエ変換の精密な位置合わせは特別の同期シンボルの評価により行われる。高速フーリエ変換ウィンドウ、そのウィンドウ位置の制御、及び時間基準の設定は、高速フーリエ変換パラメータユニットＦＦＴＰＡＲにより行われる。チャネルを評価するため、チャネル評価ユニットＣＥＳＴにおいて、既知の基準シンボルの組が受信された基準シンボルと比較される。評価された値は、信号処理路中のチャネル補正ユニットＣＣＯＲＲに供給される。チャネル補正ユニットＣＣＯＲＲは、典型的に、各搬送波の振幅及び位相を補正する信号路内の４台の乗算器により構成される。この結果は、最終的にデインターリーブユニットＤＥＩＮＴ、ソフトシンボルデマッパーＤＥＭＡＰ及びビタビ復号化器ＶＩＴＤＥＣに連続的に供給される。ビタビ復号化器ＶＩＴＤＥＣには、更に、ＳＮ比ユニットＳＮＲで判定されたＳＮ比の評価が供給される。
【００３９】
本発明は、伝送、特に、例えば、ディジタルテレビジョン、ディジタルオーディオ、或いは、他のディジタルデータ信号の地上伝送に使用され得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）は本発明の処理のタイミングチャートであり、（ｂ）は本発明の処理の遷移図である。
【図２】本発明のフィードバックループのブロック図である。
【図３】再初期化を行う場合及び行わない場合の同相誤差評価の収束度を表わすグラフである。
【図４】異なる周波数偏移による同相誤差評価の結果を表わすグラフである。
【図５】Ｋｆ2 の異なる値に対する周波数ジッタの除去を表わすグラフである。
【図６】本発明による受信器のブロック図である。
【符号の説明】
Ａ１，Ａ２    加算器
Ｄ１Ｂ、Ｄ１Ｓ、Ｄ７Ｓ    遅延器
ＦＦＴ    高速フーリエ変換器
Ｋｆ１，Ｋｆ２，ＫＩ    スケールユニット
Ｍ    変調器
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３    乗算器
Ｓｙｍｒｅｆ    シンボル基準
【図１】
0004198212.tif 000008
【図２】
0004198212.tif 000009
【図３】
0004198212.tif 000010
【図４】
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【図５】
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【図６】
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