(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
有効信号及び干渉信号を含む入力信号（INCOS）を受信し、フィルタリングされた信号を生成するノッチフィルタであって、有効信号の少なくとも一部を抑制するための入力信号の周波数にほぼ相当する中心周波数を有するノッチフィルタと、
フィルタリングされた信号及び位相シフトされた入力信号（INSIN）を受信し、干渉信号に実質的に相当する復調出力信号（OMPXA）を供給するミキサ回路と、
を備えていることを特徴とする反復調回路。
【請求項２】
位相シフトネットワークが、前記ノッチフィルタに直列に配置されていることを特徴とする請求項１に記載の反復調回路。
【請求項３】
前記ミキサ回路に対して９０°位相シフトされた入力信号（INSIN）を生成するための前記ミキサ回路の前に９０°位相シフタが配置されることを特徴とする請求項１又は２に記載の反復調回路。
【請求項４】
前記ノッチフィルタは、入力信号（INCOS）及び９０°位相シフトされた入力信号（INSIN）を受信して、９０°位相シフトされたノッチフィルタ出力信号（OCOS、OSIN）を生成し、前記ノッチフィルタは、ノッチフィルタ出力信号（OCOS、OSIN）を受信する位相シフトネットワークの前に配置され、ミキサ回路をそれぞれ含む二つの復調器分岐部により構成されており、第１ミキサ回路の第１入力は入力信号を受信し、前記第１ミキサ回路の第２入力は９０°位相シフトされた入力信号に基づく位相シフトネットワークの出力信号を受信し、第２ミキサ回路の第１入力は９０°位相シフトされた入力信号を受信し、前記第２ミキサ回路の第２入力は位相シフトされていない入力信号に基づく位相シフトネットワークの出力信号を受信し、前記ミキサ回路の出力信号は復調干渉信号（OMPXA）を生成するように加算回路において合成されることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の反復調回路。
【請求項５】
前記ノッチフィルタの中心周波数は、有効信号に従って制御可能であることを特徴とする請求項４に記載の反復調回路。
【請求項６】
Ａ（ＢＰ）はバンドパスフィルタの伝達関数、Ａ（Notch）はノッチフィルタの伝達関数であるとすると、前記ノッチフィルタは、式「１−Ａ（ＢＰ）＝Ａ（Notch）」に従ってバンドパスフィルタによって実現されることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の反復調回路。
【請求項７】
前記ノッチフィルタは、バンドパスフィルタ回路及び加算回路を備え、前記バンドパスフィルタ回路は、入力信号を受信して帯域通過入力信号を生成し、前記加算回路は、ノッチフィルタ出力信号（ＯＮＯＴＣＨ）を帯域通過入力信号と入力信号との差として生成することを特徴とする請求項６に記載の反復調回路。
【請求項８】
パルス形成段が、前記ノッチフィルタに直列に配置されていることを特徴とする請求項１乃至７のいずれかに記載の反復調回路。
【請求項９】
請求項の１乃至８のいずれかに記載の反復調回路によって特徴付けられ、フィルタリング装置の帯域幅が反復調回路の出力信号（ＯＭＰＸＡ）に従って制御可能であることを特徴とする、干渉信号を抑制するフィルタリング装置。
【請求項１０】
バンドパスフィルタ回路と、前記バンドパスフィルタ回路に並列に配置された請求項１乃至７のいずれかに記載の反復調回路とを備えていることを特徴とする復調回路。
【請求項１１】
バンドパスフィルタ回路の中心周波数は、復調された有効信号（ＯＭＰＸ）に従って制御可能であることを特徴とする請求項１０に記載の復調回路。
【請求項１２】
バンドパスフィルタ、第１及び第２ミキサ回路及び加算回路を備え、前記バンドパスフィルタは、入力信号を受信して帯域通過入力信号を生成し、前記加算回路は、ノッチフィルタ出力信号（ＯＮＯＴＣＨ）を帯域通過入力信号と入力信号との差として生成し、前記第１ミキサ回路は、復調有効信号（ＯＭＰＸ）を生成するように帯域通過入力信号と９０°位相シフト入力信号とを合成し、前記第２ミキサ回路は、復調干渉信号（ＯＭＰＸＡ）を生成するようにノッチフィルタ出力信号（ＯＮＯＴＣＨ）と９０°位相シフト入力信号とを合成することを特徴とする請求項１０又は１１に記載の復調回路。
【請求項１３】
前記バンドパスフィルタは、入力信号及び９０°位相シフト入力信号を受信し、第１及び第２の９０°位相シフトノッチフィルタ出力信号（ＯＮＯＴＣＨＣＯＳ、ＯＮＯＴＣＨＳＩＮ）を生成するように加算回路をそれぞれ含む二つの並列反復調器分岐部、並びに、第１及び第２の９０°位相シフト復調有効信号を生成するようにミキサ回路をそれぞれ含む二つの並列復調器分岐部の前に配置されることを特徴とする請求項１２に記載の復調回路。
【請求項１４】
前記二つの復調器分岐部は、復調有効信号と位相シフト復調有効信号との差を生成するように一つの加算回路に接続されており、前記加算回路は、増幅回路の前に配置されていることを特徴とする請求項１３に記載の復調回路。
【請求項１５】
前記二つの反復調器分岐部の出力は、復調干渉信号と位相シフト復調干渉信号との差を形成するように加算回路に接続されていることを特徴とする請求項１３又は１４に記載の復調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、反復調回路、フィルタリング装置及び復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
本発明に係る反復調回路は、基本的には復調回路と同様に動作するが、所望の有効信号を抑制し、Ｓ／Ｎ比を向上させる。反復調回路は、基本的に既知の復調回路と同様に製造することができるが、バンドパスフィルタの代わりに、ノッチフィルタを位相シフタ又は遅延要素として使用する。
【０００３】
また、ある周波数範囲を抑制するために、復調器と共にノッチフィルタを使用することは、最新技術において知られている。
【０００４】
米国特許明細書US-A-5,307,517は、FM受信局においてFM干渉を抑制する適応ノッチフィルタについて記載している。この文書の図５は、二つのPLL復調器及び二つの事前に配置されたノッチフィルタを含む回路の配置を示しており、これらはこの配置において位相シフトを行うために使用されることはない。復調回路の一方の分岐部は強信号の復調に使用され、他方は弱信号の復調に使用される。入力信号は両方の有効信号、即ち、強信号及び弱信号を含んでいる。第１分岐部の復調器はより強い信号にロックされ、第２分岐部のノッチフィルタを同一の共振周波数に調整する。第２分岐部の復調器はより弱い信号にロックされ、第１分岐部のノッチフィルタを同一の共振周波数に調整する。その結果、第１分岐部では弱信号が抑制され、強信号が通過することになり、第２分岐部ではこの逆となる。ノッチフィルタは、実際の復調器の部分を形成しないが、予め配置される。また、最新技術において慣行的に行われているように、ノッチフィルタは、それぞれが設けられている分岐部の各有効信号に調整されるが、関連する分岐部では不要な信号を抑制するよう調整される。
【０００５】
公開特許公報特開昭５９−４０３０８号、特開昭６０−６９８２１号、特開平３−４６３０号は、Ｓ／Ｎ比を向上させるための、復調器を伴うノッチフィルタの使用について述べている。
【０００６】
ドイツ特許出願公開明細書DE-A-3840999は、受信器における狭帯域干渉信号を抑制する回路配置について述べており、受信器の同調システムは所望の周波数帯域を調整する。コンピュータは、受信器がセットされている周波数と最大干渉成分の周波数との差を計算し、それとは無関係にPLL発振器を制御する。周波数は、干渉成分がノッチフィルタの範囲に収まるように調整される。従って、ノッチフィルタの出力信号には干渉が含まれておらず、また復調器の入力信号を構成している。
【０００７】
また、干渉信号周波数を抑制するためのノッチフィルタを使用している従来の復調器は、例えばドイツ特許出願公開明細書DE-A-19735798及びDE-A-4220228に記載されている。
【０００８】
従来のFN無線受信システムにおいては、不変のフィルタ特性を有するＩＦフィルタ、例えばセラミックフィルタが使用されており、これは無線受信器の集積回路外部の外部構成要素として実現しなければならないため、高価なコスト要因となる。送信器の受信後に、ある隣接チャネルを抑制する場合、複数のこのようなフィルタを直列に配置しなければならない。米国フィリップス社による米国特許5,220,686及び5,341,107は、無線受信器と、特に高品質なカーラジオとについて述べており、ＩＦ経路においてＩＦフィルタによる選択の少なくとも一部が集積回路によって実現されている。受信したＦＭ信号の信号状態により、このような集積フィルタの帯域幅を変更することが可能である。特に干渉信号がない場合や少ない場合はフィルタの帯域幅を大きくし、また、干渉信号が生じたときにそれに相応して小さくしなければならない。米国特許5,341,107に記載されている復調回路においては、入力信号がＦＭ復調器の出力信号（ＭＰＸ信号）である隣接チャネル検出器（ＡＣＤ）を介して、集積フィルタを、干渉成分と関係なく制御することが可能である。ＦＭ復調器はＩＦ入力信号に設定されており、ＩＦ有効信号に対して最適化される。単一又は複数の干渉信号が発生すると、このＦＭ復調器は、比較的高い信号対雑音比と、従って比較的低い妨害対信号比とを有する信号を隣接チャネル検出器に送る。従って、干渉成分に応じて集積ＩＦフィルタを最適に制御するためには、妨害対信号比を向上させるように隣接チャネル検出器において精巧にフィルタリングを行うことにより、有効信号成分を復調信号に含ませないようにしなければならない。これには非常に多数の構成要素が必要となる。
【０００９】
図１及び図２は、従来のＦＭ復調器の基本構造を示している。復調器は、位相シフタとして一次バンドパスフィルタ１０を含んでおり、その位相はＩＦ有効信号（ｆ＝ｆ０）の周波数に対して０°である。中間周波数ＩＦ（ｆ＝ｆ０）に対して復調信号ＯＭＰＸを基準化するために、一定９０°位相シフタを分岐部に挿入するか（図１）、又は、復調器を０°（ＩＮＣＯＳ）及び９０°（ＩＮＳＩＮ）信号により制御することができる（図２）。
【００１０】
図３は、ここに参考として取り上げる米国特許5,341,107に記載されている高機能復調器の回路を示している。また、復調器のこの実施例において、位相シフタは、一次バンドパスフィルタ、又は、共振周波数が線形的に制御される共振増幅器１０として実現される。バンドパスフィルタは、０°（ＩＮＣＯＳ）及び９０°（ＩＮＳＩＮ）入力信号により制御される。回路は余弦経路及び正弦経路を有しており、両経路の伝達関数は同一であり、また、両経路の位相差は総ての周波数に対して９０°である。各経路の位相変化は、本質的に一次バンドパスフィルタの位相変化に相当する。図３に示す復調器は、バンドパスフィルタ１０の共振周波数制御入力１２を介して閉じたループを構成している。バンドパスフィルタ１０の中心周波数ｆ０は常に、復調入力信号に相当する出力信号ＯＭＰＸのフィードバックによりＦＭ入力信号の瞬間周波数に調整される。この周波数では、経路における位相シフトはゼロになる。従って、二つの経路のミキサ１４、１６の入力信号は９０°位相シフトされるので、安定した状態で出力信号が疑似ゼロとなる。共振増幅器１０の共振周波数と共振増幅器１０を調整する制御信号との間の線形従属に基づき、復調出力信号ＯＭＰＸを閉じたループにおいて制御信号として直接使用することが可能となる。
【００１１】
復調出力信号ＯＭＰＸは、余弦経路及び正弦経路の出力信号の加算又は減算によって、図３に示す復調回路において構成され、このために設けられた加算回路１８は、ループフィルタ２０及び増幅回路２２の前に配置される。
【００１２】
中間周波数ｆ＝ｆ０を有する変調されていない有効信号、及び、周波数ｆ＝ｆ１を有する変調されていない干渉成分が図１、２又は３の復調回路に送られると、出力信号の周波数はｆ０〜ｆ１の値に一致するようになる。従来の無線受信器の用途においては、隣接チャネルの干渉成分に対して、有効信号の周波数よりも高い又は低い１００ｋＨｚ又は２００ｋＨｚが想定される。そのため、出力信号ＯＭＰＸの周波数は、１００ｋＨｚ及び２００ｋＨｚの異なる周波数にそれぞれ等しくなる。出力信号の振幅は、入力信号の振幅距離及び周波数距離に依存している。周波数依存は、バンドパスフィルタ１０のＱ値から求め、またこれにより図１及び２に示す復調器の帯域幅が決定される。復調器帯域幅は、少なくとも最大周波数距離と同じ大きさでなければならない。図３において、復調器の帯域幅は、ループフィルタ２０の制限周波数を介して調整してもよい。実際には、干渉信号と有効信号との間の小さな振幅距離においてのみＤＣ信号又はＤＣオフセットが得られる。
【００１３】
図３において、復調器の帯域幅はバンドパスフィルタ１０のＱ値の影響を受けるが、主としてループフィルタ２０の制限周波数によって決定される。
【００１４】
例えば、干渉成分に依存して所定の隣接チャネル抑制を行うため、無線受信器のフィルタリング装置を調整するように、隣接チャネル検出に図１乃至図３に示す復調回路を使用する場合、バンドパスフィルタ１０が有効信号に応じて干渉成分を減衰するため、これらの回路配置には復調信号ＯＭＰＸの（本来所望の）Ｓ／Ｎ比が低下するという欠点がある。また、干渉信号を検出するために、復調器には通常よりもかなり高い帯域幅が必要となる。例えば、周波数の高調波振動成分は図３に示す復調回路の出力において高くなり、その振動は、ミキサ回路１４、１６において生成される。バンドパスフィルタ１０のＱ値は、帯域幅が高い場合は、有効信号に最適に調整されることはなくなる。バンドパスフィルタ１０の帯域幅の減少が、別の信号経路におけるアンテナ入力において複数の信号が発生する場合に生成されうる干渉信号に対しての動作が明瞭に改善されることを、測定はさらに示している。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
変調有効信号及び変調干渉信号が図１、２又は３に示す復調回路に送られると、復調信号ＯＭＰＸに含まれる（所望の）有効信号成分が大きくなり、隣接チャネル抑制のためにこの信号を使用可能にするため、フィルタリングを行わなければならない。又は、ｆ０乃至ｆ１において干渉成分によって生成される比較的弱い信号を、隣接チャネル抑制を行うフィルタリング装置を調整するように、非常に多数の構成要素と共に用意する必要がある。有効信号と干渉信号との間の差分周波数の周波数依存は、ＩＦフィルタリング装置を制御する機能を更に低下させる。
【００１６】
上述のように、ＤＣオフセットは、干渉信号と有効信号との間の小さな振幅距離によってのみ調整され、このオフセットは所定の点で突然発生する。この点はオフセット検出器で検出することができ、さらに処理されてフィルタリング装置を制御するのに付加的に使用される。しかし、ＤＣオフセットが小さい場合、オフセット検出器の増幅度は高くなければならないので、構成要素の数がそれに従って著しく増え、また、ＤＣオフセットに対する比較的手の込んだ調整を実際に行う必要があり、オフセット、即ち、復調器出力において発生するものであって干渉成分によって生じるものではないＤＣオフセットの起点が異なるものになってしまう。所定の小さな振幅距離においてＤＣオフセットが突然発生することにより、非常に迅速に反応するシステムが必要になり、このシステムは実際には、安定性と干渉がないという点に関して、集積構成要素の広がりに対して変動する。
【００１７】
本発明の目的は、効果的かつ簡便な隣接チャネル抑制を可能にし、必要な回路構成要素の数が少ない高品質ＦＭ無線受信器の復調回路を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この目的は、請求項１に画定された反復調回路、請求項９に画定されたフィルタリング装置、及び、請求項１２に画定された復調回路によって達せられる。
【００１９】
基本的に、本発明に係る反復調回路は、復調回路と同様に製造できるが、バンドパスフィルタの代わりに、有効信号及び干渉信号を含む入力信号を受信してフィルタリングされた信号を生成するノッチフィルタを備えている。ノッチフィルタは、少なくとも有効信号の一部を抑制するために、入力信号の周波数にほぼ相当する中心周波数を有している。反復調回路はさらに、フィルタリングされた信号と位相シフトされた入力信号とを受信し、干渉信号にほぼ相当する復調出力信号を供給するミキサ回路を備えている。
【００２０】
従って、本発明の基本的な概念は、従来の復調器で使用されていたバンドパスフィルタの代わりにノッチフィルタを含む反復調回路に基づくものであり、所望の信号（有効信号）を抑制し、Ｓ／Ｎ比を改善する。
【００２１】
好適な実施例において、位相シフトネットワークは、高Ｓ／Ｎ比を有するＤＣオフセットを得るように、ノッチフィルタに直列に配置される。
【００２２】
特に簡便な実施例において、ノッチフィルタは、バンドパスフィルタの出力信号をその入力信号から減算することによって実現してもよい。これは、隣接チャネル抑制のための復調干渉信号と無線受信器のための復調有効信号とを得るように従来の復調器と本発明に係る反復調器とを組み合わせて使用する一方、冗長構成要素が回避されるようにバンドパスフィルタを両復調器において共同で使用できる場合に、特に好ましい。
【００２３】
本発明の別の好適な実施例において、ノッチフィルタは、一定の範囲まで高調波振動を抑制するように、パルス形成段の前に配置される。
【００２４】
本発明の別の好適な実施例は、独立請求項において定義される。
【００２５】
また、本発明は、干渉信号、特に、隣接チャネル障害を抑制し、上記種類の反復調回路を含むフィルタリング装置に関連しており、このフィルタリング装置の帯域幅は、反復調回路の出力信号に従って制御される。
【００２６】
最後に、本発明は、バンドパスフィルタ及び上記種類の反復調回路を組み合わせて、特に、並列配置で含む復調回路に関する。
【００２７】
本発明に係る反復調回路は、例えば、調整可能な帯域幅を有する完全集積型ＩＦフィルタリング装置を有するＦＭ無線受信器の集積回路において使用することができる。帯域幅は、干渉がない場合の広帯域から始まり、大きな干渉がある場合の狭帯域に至る信号領域における干渉の程度に従って、連続的に調整することができる。帯域幅を制御する制御信号は、隣接チャネル検出器（ＡＣＤ）及びオフセット検出器を介して、本発明に係る反復調器の出力により並列検出される。反復調器は干渉信号に最適化されるので、信号比に対する乱れは高くなる。
【００２８】
本発明に係る反復調器回路は、回路の多数の構成要素の大部分を不要とする。そのため、干渉信号は既に反復調器を使用する最適な方法で検出することが可能であるため、隣接チャネル抑制のための復調器の出力信号のフィルタリング及び増幅を行う貴重なチップ空間を確保することができる。システムは内部構成要素の広がりに対してあまり変動することはなく、従来技術と比較してその安定性及び信頼性は明らかに向上している。
【００２９】
本発明の上記及びその他の特徴は、以下に説明する実施例を参照することにより明らかになるであろう。
【００３０】
【発明の実施の形態】
図１乃至３は、従来技術によるバンドパスフィルタを使用する復調回路の回路図であり、図３は出願人による先行特許出願に基づいている。
【００３１】
図１は、一次バンドパスフィルタ回路１０、９０°位相シフト回路２４及びミキサ回路２６を示している。対応する構成要素は、図２において同一の参照符号によって示されている。
【００３２】
図１及び２の回路の機能は一致し、従来例を参照して前述してある。
【００３３】
図３の回路は、ここに参考として取り入れた米国特許5,341,107に説明されているものに対応する。これも従来例を参照して前述されている。
【００３４】
図４乃至６は、本発明に係る反復調器の第１、第２及び第３実施例を示しており、回路は図１乃至３の復調回路に相当するが、バンドパスフィルタ回路１０はノッチフィルタ回路又はノッチフィルタ３０に置き換えられている。
【００３５】
図４の反復調回路は、ノッチフィルタ回路３０だけではなく、位相シフトネットワーク３２、固定９０°位相シフタ３４及びミキサ回路３６を備えており、これらは総て、図４に示すように接続されている。図４の反復調回路は、干渉信号成分及び有効信号成分を有する入力信号として０°信号を受信し、高Ｓ／Ｎ比の復調干渉信号ＯＭＰＸＡをその出力から生成するが、これはノッチフィルタ３０が有効信号の大部分を抑制することが可能であるためである。
【００３６】
図５に示す他の回路構造は、ノッチフィルタ回路３０、位相シフトネットワーク３２、ミキサ回路３８を備えており、これらは総て、図５に示すように接続されている。
【００３７】
図５の反復調回路は、基本的に図４の回路と同様に動作し、反復調回路は、入力信号として０°信号及び９０°信号を受信するので、図４の回路の９０°位相シフタを省略することができる。０°信号及び９０°信号はもちろん置き換えることができる。
【００３８】
ノッチフィルタ回路３０の後に配置された位相シフトネットワーク３２は、ｆ＝ｆ０に対し反復調回路の出力（ＯＭＰＸＡ）におけるＤＣオフセットに影響を与えることができる（即ち、有効信号のみが存在し、干渉信号が無い場合）。シミュレーションにより、干渉信号が生じると、このような位相シフトネットワークを使用するときの干渉信号と有効信号との間の大きな振幅距離において（即ち、干渉成分≪有効信号）ＤＣオフセットが大幅に増大することが分かった。この場合、ＤＣオフセットは突然発生することはないが、連続的に生じるので、システム全体が広がりに対してあまり変動しなくなる。また、結果として得られる交流信号の振幅は、周波数ｆ０乃至ｆ１において明らかに大きくなり、ｆ０乃至ｆ１と無関係になる（上述したように、出力信号の周波数は、従来の復調器においてはｆ０乃至ｆ１の値に依存しており、ここで、ｆ０は未変調の有効信号の周波数、ｆ１は未変調の干渉成分の周波数である。）。その結果、制御信号として反復調器の出力信号ＯＭＰＸＡを使用する隣接チャネル検出器における回路構成要素の数、及び、オフセット検出器における回路構成要素の数が著しく減少し、また特に、隣接チャネル検出器においては、より簡素なフィルタ及び小さな増幅を使用することができ、さらに、オフセット検出器においては、増幅は小さくなりオフセット調整は不要となる。
【００３９】
図６は、ノッチフィルタ回路３０、二つの位相ネットワーク４０、４２、二つのミキサ４４、４６、及び、加算段４８を備えている本発明に係る反復調器の別の実施例を示しており、これらは図６に示すように接続されている。図３の復調器と同様に、図６の反復調器は、余弦分岐部及び正弦分岐部を含んでおり、ノッチフィルタ回路３０の中心周波数は、制御入力５０を介し且つ復調有効信号ＯＭＰＸを用いて、入力信号の瞬間周波数に常に調整されるので、図６の実施例において有効信号はほぼ完全に抑制される。
【００４０】
図６の反復調器は、図３の復調回路と同様に動作し、出力信号ＯＭＰＸＡは、有効信号のいずれの成分も実質的に含まない復調干渉信号に対応する。このような反復調回路を、隣接チャネル検出を行うＦＭ無線受信器において使用すると、無線受信器の復調器の帯域幅は、有効信号に最適に同調される。
【００４１】
図７は、バンドパスフィルタを用いる本発明に係る反復調器のノッチフィルタ回路を実現する回路を示しており、例えばＦＭ無線受信器において通常存在する復調器バンドパスフィルタを使用しつつ、ノッチフィルタを実現することができるという特別な利点を有している。そのため、本発明に係る反復調器の回路構成要素の数は、大幅に減少する。復調器が一次バンドパスフィルタを備えているとすると、ノッチフィルタ回路は式  １−Ａ（ＢＰ）＝Ａ（ＮＯＴＣＨ）に従って実現することができる。ここで、Ａ（ＢＰ）はバンドパスフィルタの伝達関数、Ａ（ＮＯＴＣＨ）は以下の式に従うノッチフィルタの伝達関数である。
【００４２】
【数１】
0004108365.tif 000002
復調器バンドパスフィルタを使用する図７のノッチフィルタ回路は、バンドパスフィルタ５２、パルス形成段５４及び加算段５６を含んでおり、これらは総て、図７に示すように接続される。ノッチフィルタの入力信号は０°入力信号ＩＮＣＯＳであり、出力信号はノッチフィルタ出力信号ＯＮＯＴＣＨとして示される。
【００４３】
ノッチフィルタ回路の入力信号ＩＮＣＯＳ又はＩＮＳＩＮは、多くの場合、方形波信号であり、特に予め配置されたリミッタの出力信号である。例えば高調波振動に対する有効信号の抑制は、バンドパスフィルタ５２と直列に配置されたパルス形成段５４によって最適化される。最も簡単な場合、パルス形成段５４は、非負帰還差分増幅器として実現される。
【００４４】
図８及び９は、最低数の回路構成要素で実現される従来の復調器と組み合わせて使用する本発明に係る反復調器の二つの好適な実施例を示している。図８に示す実施例は図２のものに対応し、図９に示す実施例は図３のものと対応し、復調器部分は図９の破線矩形で示す。
【００４５】
図８の反復調器／復調器回路は、バンドパスフィルタ６０、パルス形成段６２、ミキサ回路６４、加算段６６、位相シフトネットワーク６８及び別のミキサ回路７０を含んでおり、これらは図８に示すように接続される。反復調器／復調器回路は、図２の復調器の機能と図５の反復調器の機能とを併せ持ち、図５のノッチフィルタ回路３０は、図７に示す回路に置き換えられている。
【００４６】
図９は、本発明に係る反復調器／復調器回路の好適な実施例を示している。これは、バンドパスフィルタ回路７２、二つのミキサ回路７４及び７８、加算段８０、ループフィルタ回路８２、増幅器段８４、二つのパルス形成段８６及び８８、二つの別の加算段９０及び９２、二つの位相シフトネットワーク９４及び９６、二つの別のミキサ回路９８及び１００、及び、一つの別の加算段１０２を含んでおり、これらは総て、図９に示すように接続される。図９の反復調器／復調器回路は、図３に示す実施例に対応し、破線の四角形で示されている。これはさらに、図６に示す実施例に対応する余弦分岐部及び正弦分岐部を有する反復調器を含んでおり、図６のノッチフィルタ回路３０は図７の回路に置き換えられている。図９に示す反復調器／復調器回路の利点は、上記の様々な回路と比較すると、反復調器のノッチフィルタ回路及び復調器のバンドパスフィルタ回路の中心周波数が入力信号の瞬間周波数に従っているということにある。
【００４７】
上記説明において開示した特有の特徴、請求項及び図面は、様々な実施例の個々において、また任意の組み合わせにおいて、本発明にとって意味のあるものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術による復調器の基本的原理の回路図である。
【図２】従来技術による変形復調器の基本的原理の回路図である。
【図３】本出願人による先行特許出願に記載されている復調器の回路図である。
【図４】本発明に係る反復調器の基本的原理の回路図である。
【図５】本発明に係る反復調器の変形例の基本的原理の回路図である。
【図６】本発明に係る反復調器の好適な実施例の図である。
【図７】本発明に係る反復調器において使用するノッチフィルタの好適な実施例の回路図である。
【図８】従来の復調器と組み合わせて使用する本発明に係る反復調器の基本的原理の回路図である。
【図９】図３の復調回路と組み合わせて使用する本発明に係る反復調器の好適な実施例の回路図である。
【符号の説明】
１０  バンドパスフィルタ
１２  共振周波数制御入力
１４，１６  ミキサ
１８  加算回路
２０  ループフィルタ
２２  増幅器回路
２４  位相シフト回路
２６  ミキサ回路
３０  ノッチフィルタ回路
３２，３４  位相シフトネットワーク
３６，３８  ミキサ回路
４０，４２  位相シフトネットワーク
４４，４６  ミキサ回路
４８  加算段
５０  制御入力
５２  バンドパスフィルタ
５４  パルス形成段
５６  加算段
６０  バンドパスフィルタ回路
６２  パルス形成段
６４  ミキサ回路
６６  加算段
６８  位相シフトネットワーク
７０  ミキサ回路
７２  バンドパスフィルタ回路
７４，７８  ミキサ回路
８０  加算段
８２  ループフィルタ回路
８４  増幅器段
８６，８８  パルス形成段
９０，９２  加算段
９４，９６  位相シフトネットワーク
９８，１００  ミキサ回路
１０２  加算段
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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