(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行い直流電圧を交流電圧に変換することでモータに印加する電圧を制御するモータ制御装置において、
モータに印加する正弦波状電圧の指令値である第１の電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
上記直流電圧で出力可能な正弦波状電圧の大きさに対する、上記電圧指令値生成手段にて生成した第１の電圧指令値の大きさの割合を示す変調率を演算する変調率演算手段と、
上記変調率演算手段により演算された変調率に応じて、上記電圧指令値生成手段により生成された第１の電圧指令値の補正をして第２の電圧指令値を生成する電圧指令値補正手段と、
上記第２の電圧指令値の基本周波数に応じてＰＷＭ制御をするときに使用するキャリア周波数を変更するキャリア周波数変更手段と、
上記キャリア周波数変更手段により周波数変更されたキャリア及び上記第２の電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御をして、上記直流電圧を交流電圧に変換したＰＷＭ電圧を生成するＰＷＭ電圧生成手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
【請求項２】
上記電圧指令値補正手段は、第１の電圧指令値の大きさと上記ＰＷＭ電圧生成手段の出力電圧の基本波成分の大きさの関係を線形化する補正を行うことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
【請求項３】
上記電圧指令値補正手段は、出力電圧の上下限値が制限されることによる出力電圧変化の影響を補正して線形化する処理、又は、デジタル制御の離散化による出力電圧変化の影響を補正して線形化する処理のいずれか、もしくは両方を行うことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
【請求項４】
上記キャリア周波数変更手段は、少なくとも上記変調率が１を超える場合に、キャリア周波数を第１の電圧指令値もしくは第２の電圧指令値の基本周波数の略６ｎ倍（ｎ：自然数）の周波数にすること
を特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項５】
上記ＰＷＭ電圧生成手段は、少なくとも上記変調率が１を超える場合に、上記第１の電圧指令値の電圧ベクトルと基本電圧ベクトルとの電圧位相が略２π／６の整数倍である時の第２の電圧指令値の値に基づいて、ＰＷＭ電圧を生成することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載のモータ制御装置。
【請求項６】
上記ＰＷＭ電圧生成手段は、少なくとも前記変調率が１を超える場合に、ｄ軸の電圧ベクトルと基本電圧ベクトルとの電圧位相が略２π／６の整数倍近傍の所定値である時の第２の電圧指令値の値に基づいてＰＷＭ電圧を生成することを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れかに記載のモータ制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、正弦波ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）駆動と矩形波駆動を行って、モータに印加する電圧を制御してモータトルクを制御するモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、さまざまな分野において、モータの小型化、高効率化の要求が大きくなっている。
【０００３】
モータの高効率化を達成するためには、磁石を使用したモータを使用することが不可欠であり、近年は、磁石によるトルクと、リラクタンスによるトルクとを併用するＩＰＭモータが広く使用されている。また、小型化を達成するために、モータの高回転化が行われている。
【０００４】
モータ自体の進歩と歩調をあわせて、制御面でも小型・高効率化を支える技術が使われている。モータを高効率に駆動するには、通常、モータを正弦波ＰＷＭ制御により駆動する。一方、高回転域で大きな出力を発生させるには、大きな電圧が必要になるため、正弦波ＰＷＭ駆動で出力可能な最大電圧以上の電圧を出力できる矩形波駆動が用いられる。このように小型・高効率モータを高効率で大きな出力にて駆動するには、動作領域に応じて正弦波駆動方式と矩形波駆動方式とのうち、望ましい駆動方式を行うことができるモータ制御装置が必要となる。
【０００５】
このモータ制御装置としては、正弦波駆動方式と矩形波駆動方式とを切り替える必要が生じる。しかし、この駆動方式切り替え時に電圧変化及び電流変化が発生して、モータのトルク変化が発生してしまうという問題点が発生する。この問題を低減する方法として、例えば、特開平１１−２８５２８８号公報に開示された技術が知られている。
【０００６】
この従来例では、正弦波駆動方式と矩形波駆動方式とを切り替える際に、モータ回転速度及びモータトルクの少なくとも一方に応じて駆動方式を切り替える。そして、駆動方式切り替えの際に、正弦波電圧波形の位相と電圧を連続的に変化させることで切り替え前の電圧波形から切り替え後の電圧波形に近づけるようにしている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような駆動方式の切替方法では、正弦波駆動方式と矩形波駆動方式との駆動方式を滑らかに繋ぐことを目的として、両駆動方式の切り替え移行時の中間状態において、切り替え前後の両駆動方式の電圧の振幅及び位相を滑らかに接続する方法であるが、ｄｑ軸電圧成分の変化に伴ってｄｑ軸電流の変化が発生し、滑らかに移行することはできてもトルクが変化してしまうことは免れない。
【０００８】
また、従来において、正弦波の振幅を無限大にするだけでは、矩形波駆動にはならず、インバータで出力可能な最大電圧まで出力することが不可能であり、所望の出力電圧と異なる電圧を出力してしまう。
【０００９】
更に、正弦波駆動と矩形波駆動の中間状態時や、矩形波駆動時では、電流の振動が発生してしまうことがある。
【００１０】
以上のように、従来では、正弦波駆動と矩形波駆動を滑らかに移行させて、完全な矩形波駆動を実現することはできないという問題点があり、正弦波駆動から矩形波駆動に切り替える場合にトルクショックが発生してしまう。
【００１１】
本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであり、正弦波駆動方式と矩形波駆動方式とを切り替えることなくシームレスに制御し、何れの駆動方式においても所望の電圧を出力できるモータ制御装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係るモータ制御装置では、ＰＷＭ制御を行い直流電圧を交流電圧に変換することでモータに印加する電圧を制御するモータ制御装置において、モータに印加する正弦波状電圧の指令値である第１の電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、上記直流電圧で出力可能な正弦波状電圧の大きさに対する、上記電圧指令値生成手段にて生成した第１の電圧指令値の大きさの割合を示す変調率を演算する変調率演算手段と、上記変調率演算手段により演算された変調率に応じて、上記電圧指令値生成手段により生成された第１の電圧指令値の補正をして第２の電圧指令値を生成する電圧指令値補正手段と、上記第２の電圧指令値の基本周波数に応じてＰＷＭ制御をするときに使用するキャリア周波数を変更するキャリア周波数変更手段と、上記キャリア周波数変更手段により周波数変更されたキャリア及び上記第２の電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御をして上記直流電圧を交流電圧に変換したＰＷＭ電圧を生成するＰＷＭ電圧生成手段とを備えることで、上述の課題を解決する。
【００１３】
請求項２に係るモータ制御装置では、請求項１記載のモータ制御装置であって、上記電圧指令値補正手段は、第１の電圧指令値の大きさと上記ＰＷＭ電圧生成手段の出力電圧の基本波成分の大きさの関係を線形化する補正を行うことを特徴とする。
【００１４】
請求項３に係るモータ制御装置では、請求項２に記載のモータ制御装置であって、上記電圧指令値補正手段は、出力電圧の上下限値が制限されることによる出力電圧変化の影響を補正して線形化する処理、又は、デジタル制御の離散化による出力電圧変化の影響を補正して線形化する処理のいずれか、もしくは両方を行うことを特徴とする。
【００１５】
請求項４に係るモータ制御装置では、請求項１乃至請求項３の何れかに記載のモータ制御装置であって、上記キャリア周波数変更手段は、少なくとも上記変調率が１を超える場合に、キャリア周波数を第１の電圧指令値もしくは第２の電圧指令値の基本周波数の略６ｎ倍（ｎ：自然数）の周波数にすることを特徴とする。
【００１６】
請求項５に係るモータ制御装置では、請求項１乃至請求項３の何れかに記載のモータ制御装置であって、上記ＰＷＭ電圧生成手段は、少なくとも上記変調率が１を超える場合に、上記第１の電圧指令値の電圧ベクトルと基本電圧ベクトルとの電圧位相が略２π／６の整数倍である時の第２の電圧指令値の値に基づいて、ＰＷＭ電圧を生成することを特徴とする。
【００１７】
請求項６に係るモータ制御装置では、請求項１乃至請求項３の何れかに記載のモータ制御装置であって、上記ＰＷＭ電圧生成手段は、少なくとも前記変調率が１を超える場合に、ｄ軸の電圧ベクトルと基本電圧ベクトルとの電圧位相が略２π／６の整数倍近傍の所定値である時の第２の電圧指令値の値に基づいてＰＷＭ電圧を生成することを特徴とする。
【００１８】
【発明の効果】
請求項１に係るモータ制御装置では、変調率演算手段により演算された変調率に応じて、電圧指令値生成手段により生成された第１の電圧指令値の補正をして第２の電圧指令値を生成すると共に第２の電圧指令値の基本周波数に応じてＰＷＭ制御をするときに使用するキャリア周波数を変更して、第２の電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御をしてＰＷＭ電圧をモータに供給することができるので、正弦波駆動時のみならず、矩形波駆動時、及び駆動方法の移行時においても、第１の電圧指令値に応じた電圧をモータに印加できる。
【００１９】
請求項２に係るモータ制御装置によれば、第１の電圧指令値の大きさと出力電圧の基本波成分の大きさの関係を線形化する補正を行うので、正弦波駆動時のみならず、矩形波駆動じ及び駆動方法の移行時においても、電圧指令値と出力電圧の基本波成分とを線形な関係とすることができ、いずれの駆動状態であっても電圧指令値に応じた基本波電圧をモータに印加することができる。
【００２０】
請求項３に係るモータ制御装置によれば、出力電圧の上下限値が制限されることによる出力電圧変化の影響を補正して線形化する処理、又は、デジタル制御の離散化による出力電圧変化の影響を補正して線形化する処理のいずれか、もしくは両方を行うので、直流電圧の最大値で決まる出力電圧の上下限値の範囲に制限されることで発生する電圧歪みの影響と、高回転域でその影響が大きくなる離散化による出力電圧誤差の影響を補正することができ、第１の電圧指令とその基本波が同じ電圧が出力できる。
【００２１】
請求項４に係るモータ制御装置によれば、少なくとも変調率が１を超える場合に、キャリア周波数を第１の電圧指令値もしくは第２の電圧指令値の基本周波数の略６ｎ倍（ｎ：自然数）の周波数にするので、矩形波駆動時及び駆動方法の移行時において、出力電圧の基本波成分の振幅を振動させることなく第１の電圧指令値の振幅に一致させることができる。
【００２２】
請求項５に係るモータ制御装置によれば、少なくとも変調率が１を超える場合に、第１の電圧指令値の電圧ベクトルと基本電圧ベクトルとの電圧位相が略２π／６の整数倍である時の第２の電圧指令値の値に基づいてＰＷＭ電圧を生成するので、ＰＷＭ生成時の基準とする第２の電圧指令値を、常に基本電圧ベクトル上の電圧位相とすることができ、確実に最大電圧を出力することができる。
【００２３】
請求項６に係るモータ制御装置では、少なくとも変調率が１を超える場合に、ｄ軸の電圧ベクトルと基本電圧ベクトルとの電圧位相が略２π／６の整数倍近傍の所定値である時の第２の電圧指令値の値に基づいてＰＷＭ電圧を生成するので、ＰＷＭ生成時の基準とする第２の電圧指令値を、常に基本電圧ベクトル上の電圧位相とすることができる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００２５】
本発明は、例えば図１に示すように構成されたモータ制御装置に適用される。このモータ制御装置は、制御対象である３相交流モータ１をベクトル制御するものである。この３相交流モータ１は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に供給される各電流値が制御されることで、内部コイルに流れる各電流が制御されてトルクが制御される。
【００２６】
先ず、このモータ制御装置における基本的な駆動方法について説明する。
【００２７】
このモータ制御装置の３相交流モータ１の駆動方式としては、正弦波駆動方式と矩形波駆動方式とがある。このモータ制御装置は、正弦波駆動方式の最大電圧出力時から矩形波駆動方式に移行するときにシームレスな同一制御を行うことで、３相交流モータ１に所望とするトルクを発生させる。
【００２８】
このモータ制御装置において、３相交流モータ１に供給する電圧状態は８状態あり、各状態をベクトル表記すると図２に示すようになる。例えば基本電圧ベクトルＶ１（１，０，０）で表現される電圧状態は、Ｕ相に電源電圧（バッテリ電圧）を印加し、Ｖ相及びＷ相には電圧印加をしないことを示す。モータ制御装置では、各基本電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち、とびとびの基本電圧ベクトルしか出力できないが、等価的には、図２の６角形内の全領域の電圧ベクトルを出力する。
【００２９】
例えば、図３に示すように基本電圧ベクトルＶ１と基本電圧ベクトルＶ６とで挟まれた領域の電圧ベクトルＶｏを等価的に出力する場合には、ある時間範囲Ｔにおける等価出力電圧Ｖｏを、下記式１及び式２のように、
Ｖｏ＝（ｔ１Ｖ１＋ｔ２Ｖ６＋ｔ３Ｖ０＋ｔ４Ｖ７）／Ｔ  （式１）
Ｔ＝ｔ１＋ｔ２＋ｔ３＋ｔ４    （式２）
にて表現される演算をして実現する。すなわち、上記式１、式２により、等価出力電圧Ｖｏは、実現したい電圧ベクトルＶｏを挟む２つの基本電圧ベクトルＶ１，Ｖ６と、２つの零の基本電圧ベクトルである電圧ベクトルＶ０，Ｖ７の出力時間の割合を変えることにより出力可能とされる。これにより、２つの基本電圧ベクトルで挟まれる全領域の電圧を等価的に出力できる。他の基本電圧ベクトルで挟まれる領域も全く同じ演算をする。このように、モータ制御装置では、原理的には、図２の６角形に囲まれる領域内の全ての電圧ベクトルを出力することができる。
【００３０】
上記の正弦波駆動方式は、図４に示すように、各相に印加する電圧ベクトルを調整することで、線間電圧が正弦波となるように３相交流モータ１を駆動する方式である。この正弦波駆動方式では、電源電圧（バッテリ電圧）の中間電位を基準とした仮想相電圧（以降、単に相電圧と呼ぶ）が正弦波の場合と、そうでない場合がある。ここで、モータ制御装置により３相交流モータを駆動するときには、一般的に、キャリアの三角波と正弦波とを比較したＰＷＭ変調により疑似的に正弦波を生成する場合が多く、その出力電圧範囲は、図２に示す６角形の内接円で囲まれる範囲である。図４では、位相軸上で正弦波駆動で出力可能な最大の相電圧及び線間電圧を表記している。
【００３１】
一方、矩形波駆動方式は、相電圧が矩形波となるように駆動する方式である。その出力電圧は、各電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６のとびとびの電圧のみである。すなわち、この矩形波駆動方式では、図５に示すような位相軸上での相電圧及び線間電圧となる。
【００３２】
このように、正弦波駆動方式では図２に示す六角形の内接円範囲外の電圧は出力することができないが、矩形波駆動方式では内接円範囲外の基本電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を出力することができ、矩形波駆動方式のほうが、大きい電圧を出力することができる。すなわち、正弦波駆動方式では、図４に示す相電圧の最大値を１に規格化すると線間電圧の振幅は２に規格化されるが、矩形波駆動方式では、図５に示す線間電圧波形となり、その基本波成分の振幅が４ｓｑｒｔ（３）／π＝２．２０５３…となる。
【００３３】
従って、矩形波駆動方式では、正弦波駆動方式での最大出力電圧の約１．１倍の基本波成分電圧を出力でき、矩形波駆動方式を用いることにより正弦波駆動方式より大きなトルクを得られる。矩形波駆動方式では、通常、高回転領域、つまり周波数が高い領域で使用されるので、矩形波に含まれる高次成分は減衰し、３相交流モータ１にほぼ基本波成分の電流を供給する。
【００３４】
［モータ制御装置の構成］
このモータ制御装置は、図１に示すように、外部から３相交流モータ１のトルクを制御するトルク指令Ｔｅ＊が供給されて、このトルク指令Ｔｅ＊のトルクを発生させるための各種演算を行って、３相交流モータ１に供給する電流を制御する。
【００３５】
トルク指令Ｔｅ＊に従って３相交流モータ１を駆動制御する場合には、３相交流モータ１に供給しているＵ相モータ電流ｉｕ及びＶ相モータ電流ｉｖを電流センサ２Ｕ及び電流センサ２Ｖにより検出して、３相／ｄｑ変換部３に送る。また、回転角センサ（ＰＳ）４により３相交流モータ１の回転角を入力することにより３相交流モータ１の回転角θｍを検出し、位相・速度計算部５に送る。
【００３６】
位相・速度計算部５は、回転角θｍに基づいて３相交流モータ１の回転速度ωｅ及び電圧位相θｅを計算して３相／ｄｑ変換部３に送る。ここで、電圧位相θｅとは、図６において、例えば電圧ベクトルＶｏを出力するときのＵ相軸とｄ軸電圧ベクトルＶｄ＿ｏとのなす角度である。
【００３７】
３相／ｄｑ変換部３は電圧位相θｅを入力すると、Ｕ相モータ電流ｉｕ及びＶ相モータ電流ｉｖを、回転直交座標系であるｄｑ座標系のｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑに変換して電流制御部６に送る。
【００３８】
一方、トルク制御部７は、外部からトルク指令Ｔｅ＊及び３相交流モータ１の回転速度（電気）ωｅが与えられると、目標とするｄ軸電流値のｄ軸電流指令ｉｄ＊及び目標とするｑ軸電流値ｉｑのｑ軸電流指令ｉｑ＊を求めて、電流制御部６に送る。電流制御部６は、トルク制御部７からｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊が供給され、３相／ｄｑ変換部３からｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑが供給されると、ｄ軸電流値ｉｄをｄ軸電流値ｉｄ＊にするためのｄ軸電圧指令値ｖｄ＊、ｑ軸電流値ｉｑをｑ軸電流指令ｉｑ＊にするためのｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を計算してｄｑ／３相変換部８に送る。
【００３９】
ｄｑ／３相変換部８は、電流制御部６からｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊が供給され、位相・速度計算部５から電圧位相θｅが供給されると、電圧位相θｅに基づいた３相座標系のＵ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値ｖｗ＊に変換して基本波電圧成分線形化部９に送る。このとき、ｄｑ／３相変換部８は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊を図６におけるｄ軸電圧ベクトルＶｄ及びｑ軸電圧ベクトルＶｑとし、ｄ軸電圧ベクトルＶｄとの電圧位相γを有する３相の電圧ベクトルを求めてＵ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値ｖｗ＊に変換する。ここで、電圧位相γはｔａｎ−１（Ｖｑ／Ｖｄ）であり、この演算をｄｑ／３相変換部８により行う。
【００４０】
このモータ制御装置では、基本波電圧成分線形化部９によってＵ相電圧指令値ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ＊及びＷ相電圧指令値ｖｗ＊の補正をして出力電圧の線形化を行うための変調率の補正係数ｍ＿ｃｍｐを演算する変調率補正部１０を備える。この変調率補正部１０は、変調率計算部２１によりバッテリ１１のバッテリ電圧及び２軸電圧指令値（ｖｄ＊、ｖｑ＊）から、変調率ｍを求める。この変調率ｍは、バッテリ電圧で出力可能な正弦波状電圧の大きさに対する、３相電圧指令値（ｖｄ＊，ｖｑ＊）の大きさの割合を示す値であり、正弦波駆動方式にて正弦波状電圧が飽和するときに、その値が１となる。
【００４１】
そして、変調率補正係数演算部２２は、変調率ｍを基に、３相交流モータ１に供給する出力電圧の基本波成分を３相電圧指令値（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）に一致させるための変調率の補正係数ｍ＿ｃｍｐを求めて、基本波電圧成分線形化部９に送る。
【００４２】
基本波電圧成分線形化部９は、ｄｑ／３相変換部８から出力された３相の電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を、実際に３相交流モータ１に印加する出力電圧の基本波成分に一致させる。基本波電圧成分線形化部９は、変調率補正係数演算部２２からの補正係数ｍ＿ｃｍｐを３相電圧指令値（ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊）に乗じて補正後のＵ相電圧指令値ｖｕ＿ｃｍｐ＊，Ｖ相電圧指令値ｖｖ＿ｃｍｐ＊，Ｗ相電圧指令値ｖｗ＿ｃｍｐ＊を求めて、電圧リミッター部１２に送る。
【００４３】
電圧リミッター部１２は、補正後の３相電圧指令値（ｖｕ＿ｃｍｐ＊，ｖｖ＿ｃｍｐ＊，ｖｗ＿ｃｍｐ＊）の上下限値を設定して電流制御部６に送ることで、電流制御部６に２軸電圧指令値（ｖｄ＊，ｖｑ＊）の上下限値を制限させる。電圧リミッター部１２は、入力した３相電圧指令値（ｖｕ＿ｃｍｐ＊，ｖｖ＿ｃｍｐ＊，ｖｗ＿ｃｍｐ＊）をＰＷＭ生成部１３に送る。
【００４４】
ＰＷＭ生成部１３は、電圧リミッター部１２からの３相電圧指令値をもとにＰＷＭ駆動用パルスを生成する。このＰＷＭ駆動用パルスは、変調率ｍが１以下である場合には通常の正弦波状の波形となり、変調率ｍが１を超える場合には正弦波の上部及び下部が制限された歪んだ波形となり、その値が大きくなると矩形波になる。
【００４５】
キャリア周波数決定部１４は、変調率ｍが１を超える場合に、キャリア電圧の周波数を３相交流モータ１の回転速度ωｅの６倍とするように演算して、ＰＷＭ生成部１３に送る。
【００４６】
電圧位相計算部１５は、実際の３相交流モータ１の電圧位相θｅを基に、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値ｖｑ＊との電圧位相を計算してＰＷＭ生成部１３に送る。
【００４７】
ＰＷＭ生成部１３は、キャリア周波数決定部１４で決定したキャリア周波数、電圧位相計算部１５で計算された電圧位相に基づいて、ＰＷＭ駆動用パルスの周波数を可変させ、３相電圧指令値（ｖｕ＿ｃｍｐ＊、ｖｖ＿ｃｍｐ＊、ｖｗ＿ｃｍｐ＊）とキャリアとの比較結果に基づくバッテリ電圧のＰＷＭ変調をする。そして、ＰＷＭインバータ１６内のスイッチ回路は、ＰＷＭ生成部１３によりＰＷＭ変調されたバッテリ１１からの直流電圧を交流電圧に変換して３相交流モータ１に印加する。
【００４８】
「出力電圧の線形化処理」
つぎに、上述したようなモータ制御装置における出力電圧の線形化について説明する。
【００４９】
先ず、出力電圧の上下限値が制限されることによる出力電圧変化の影響を補正して線形化する処理について説明する。
【００５０】
変調率ｍが１を超える高回転数領域では、３相電圧指令値と３相交流モータ１に印加される電圧が異なるようになる。すなわち、正弦波状電圧のピーク部分が欠けた電圧が３相交流モータ１に印加されることになる。そのため、このような高回転数領域では、３相電圧指令値の振幅と３相交流モータ１に印加する電圧の基本波成分が異なることになる。この関係を図７，図８に示す。
【００５１】
図７は、変調率ｍを１〜１０まで変化させた場合の線間電圧波形を示している。一方、図８は、変調率ｍと線間電圧波形の基本波成分の関係を示している。図示していないが、正弦波駆動を行なう変調率１以下の領域では、３相電圧指令値に従った電圧を出力できるので、３相電圧指令値と出力電圧との基本波成分は同一である。
【００５２】
これに対し、図７及び図８に示したように変調率ｍが１を超える領域では、線間電圧が非線形となっているので、変調率補正部１０及び基本波電圧成分線形化部９により、３相電圧指令値と出力電圧との基本波成分が同じとなるように、３相電圧指令値を補正を行ない、３相電圧指令値と出力電圧が一致するようにする。これにより、変調率ｍが１以下の場合のみならず、変調率ｍが約１．１となる場合であっても３相電圧指令と同一な基本波成分の出力電圧を得ることができる。
【００５３】
変調率ｍが１より大きい場合であって出力電圧の補正を行わない場合、ディジタル処理による離散化の影響を無視できるシステムでは、演算した変調率ｍと実際の出力電圧の変調率は、図８のような関係がある。したがって、演算上の変調率ｍと最終的に出力される電圧の変調率が同じとなるように補正を行なう。これにより、全電圧範囲において、３相交流モータ１に印加する
電圧の基本波と３相電圧指令値（ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊）とを一致させる。
【００５４】
このように制御する場合、変調率ｍに対する補正係数ｍ＿ｃｍｐは、図９に示すような関係にすれば良い。すなわち、変調率補正係数演算部２２では、変調率ｍが「１」よりも大きい場合には、予め保持しておいた図９に示すようなテーブルを参照して補正係数ｍ＿ｃｍｐを決定する。
【００５５】
次に、ディジタル制御の離散化による出力電圧変化の影響を補正して線形化する処理について説明する。
【００５６】
図１０に、連続系の電圧指令値と離散系の電圧指令値の関係を示す。ディジタル離散系の電圧指令値は、この図において２ｎπ／６の位相毎に演算を行なった場合について示している。
【００５７】
このように、２ｎπ／６のタイミングで出力電圧を印加するようにした場合、電圧指令値と出力電圧の関係は、図１１示すように、３相電圧指令値の補正をしない場合には３相電圧指令値と出力電圧とは一致しない。これに対し、この線形化処理では、変調率補正係数演算部２２により、図１２に示すように、変調率ｍにかかわらず変調率ｍの補正係数ｍ＿ｃｍｐを約１．０４７倍とすることで３相電圧指令値を出力電圧と一致させることができる。
【００５８】
このような補正をすることにより、モータ制御装置によれば、離散化システムであっても正弦波駆動領域から矩形波駆動領域まで、常に所望の電圧がモータに印加することになる。
【００５９】
なお、上述の説明では、出力電圧の上下限値が制限されることによる出力電圧変化の影響を補正して線形化する処理と、ディジタル制御の離散化による出力電圧変化の影響を補正して線形化する処理を別々に説明したが、少なくとも変調率ｍが１を超える場合に、変調率補正係数演算部２２により何れかの処理をするように補正係数ｍ＿ｃｍｐを決定しても良く、双方の線形化処理を行うように補正係数ｍ＿ｃｍｐを決定しても良い。
【００６０】
「演算タイミング制御処理」
上述のモータ制御装置は、変調率ｍが１を超える内接円の外の領域の出力電圧を３相交流モータ１に供給する場合、図２からわかるように電圧位相θｅによって出力できる最大電圧Ｖｏが異なり、ディジタル離散系ではＰＷＭ生成部１３において出力電圧演算を実行するタイミングが重要である。
【００６１】
図１３に（２ｎ−０．５）π／６のタイミングで出力電圧の演算を行なう場合、図１４に２ｎπ／６のタイミングで出力電圧の演算を行なう場合の、相電圧と線間電圧の最大値を示す。
【００６２】
図１３に示す場合の線間電圧の基本波成分の最大値は、６／π＝１．９１…となり、図１４に示す場合の線間電圧の基本波成分の最大値は、４・ｓｑｒｔ（３）／π＝２．２０…となる。したがって、位相が２ｎπ／６のタイミングで演算を行なう場合にのみモータ制御装置から最大電圧の出力電圧を印加することが原理的には可能となる。これは、変調率が１を超えるような高回転高出力領域では補正後の３相電圧指令値の電圧位相が概略ｄ軸電圧ベクトルから１８０°回転した位置となるため、電圧ベクトルの位相の計算を省略してｄ軸の位相の近傍の値としても、ほぼ同じ効果を得ることができるからである。
【００６３】
したがって、このモータ制御装置によれば、演算を行なうタイミング、すなわち出力電圧を印加するタイミングを、電圧ベクトルが２ｎπ／６の位相で行なうことが望ましく、このために、ＰＷＭ生成部１３によりキャリア電圧の周期を、基本周波数の概略６ｎ倍とする。
【００６４】
［モータ制御装置の他の構成］
図１５に、他のモータ制御装置の構成を示す。このモータ制御装置は、電圧位相計算部３１により、変調率ｍが１を超えるような高回転高出力領域では、電圧ベクトルの電圧位相を、ほぼ基本電圧ベクトル上の位相とする。これにより、ｄ軸位相が２ｎπ／６となるタイミングで出力電圧を３相交流モータ１に印加することができ、上述した効果と同じ効果を得ることができる。
【００６５】
［実施の形態の効果］
以上詳細に説明したように、モータ制御装置によれば、変調率ｍに応じて３相電圧指令値を補正するようにしたので、変調率ｍが１以上であって３相電圧指令値の出力電圧の基本は成分とを一致させることができ、正弦波駆動をしていて変調率ｍが１以上となって矩形波駆動に切り替えるときであっても、シームレスな同一な制御を行なって所望とするモータトルクを発生させることができる。また、このモータ制御装置によれば、正弦波駆動方式と矩形波駆動方式を切り替えることにより電圧の振幅が急に変化して、電流変動が発生しトルク変動が発生することを防止することができる。
【００６６】
また、このモータ制御装置によれば、変調率が１を超える高回転数領域であっても、キャリア周波数を最適な値に設定してＰＷＭ生成部１３にＰＷＭ変調を行わせることができるので、３相交流モータ１の回転周波数とキャリア周波数が近接して出力電圧の振動を発生させることなく、最大電圧まで安定した出力電圧を出力することができる。すなわち、変調率ｍが１を超える場合には、電圧位相θｅによって出力できる最大電圧が異なるため、ある決まった位相タイミングで電圧を出力しない限りは電圧の振動が発生する。これに対し、モータ制御装置では、キャリア周波数決定部１４により、キャリア周波数を３相交流モータ１の回転速度ωｅの６倍とすることにより、２π／６周期毎に出力電圧を出力するので、出力タイミング毎に電圧が変化することがない。さらに、その出力するタイミングを電圧位相が２ｎπ／６となるようにすることで、出力可能な最大電圧まで出力できる。
【００６７】
なお、上述の実施の形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施の形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】電圧ベクトルと出力電圧範囲の関係を示す図である。
【図３】基本電圧ベクトルに挟まれた電圧ベクトルを等価的に出力する処理を説明するための図である。
【図４】正弦波駆動方式で出力可能な最大の相電圧と線間電圧とを示す図である。
【図５】矩形波駆動の相電圧と線間電圧とを示す図である。
【図６】ｄ軸電圧ベクトル、ｑ軸電圧ベクトルから電圧ベクトルＶｏを決定することを説明するための図である。
【図７】変調率を変化させたときのと出力電圧波形の変化を示す図である。
【図８】変調率と出力電圧の基本波成分との関係を示す図である。
【図９】変調率と補正係数との関係を示す図である。
【図１０】規格化した電圧指令値と出力電圧との関係を示す図である。
【図１１】変調率と補正係数との他の関係を示す図である。
【図１２】離散系システムでの出力電圧及び相電圧の変化を示す図である。
【図１３】（２ｎ−０．５）π／６のタイミングにて演算を行なう場合の相電圧と線間電圧の関係を示す図である。
【図１４】θ＝２ｎπ／６のタイミングにて演算を行なう場合の相電圧と線間電圧の最大値を示す図である。
【図１５】本発明を適用した他のモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１  ３相交流モータ
２  電流センサ
３  ３相／ｄｑ変換部
４  回転角センサ
５  位相・速度計算部
６  電流制御部
７  トルク制御部
８  ｄｑ／３相変換部
９  基本波電圧成分線形化部
１０  変調率補正部
１１  バッテリ
１２  電圧リミッター部
１３  ＰＷＭ生成部
１４  キャリア周波数決定部
１５，３１  電圧位相計算部
１６  ＰＷＭインバータ
２１  変調率計算部
２２  変調率補正係数演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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