(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
エネルギー蓄積コンデンサを段階的に充電する方法において、
電源から共振インダクタンスと共振キャパシタンスとの共振による共振電流を流して、前記エネルギー蓄積コンデンサを予め決められた所定の電圧値まで充電する第１の段階と、
前記エネルギー蓄積コンデンサに流れる共振電流を遮断すると同時に、前記共振インダクタンスに蓄えられたエネルギーを循環させ保持する第２の段階と、
再び前記電源から前記共振インダクタンスを通して前記エネルギー蓄積コンデンサに共振電流を流すことにより、負荷条件を考慮して各充電サイクル毎に計算された設定電圧値まで前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する第３の段階と、
再び前記エネルギー蓄積コンデンサに流れる共振電流を遮断すると同時に、前記共振インダクタンスに蓄えられたエネルギーを放出させる第４の段階と、
を備えたことを特徴とするコンデンサの充電方法。
【請求項２】
請求項１において、
前記第１の段階と第２の段階は、前記第３の段階で前記計算された設定電圧値に対応する新たな可変の基準電圧が得られるまでの期間で行われることを特徴とするコンデンサの充電方法。
【請求項３】
請求項１において、
前記第４の段階で前記共振インダクタンスから放出されたエネルギーは前記電源へ帰還されることを特徴とするコンデンサの充電方法。
【請求項４】
請求項１において、
前記第４の段階で前記共振インダクタンスから放出されたエネルギーは、前記エネルギー蓄積コンデンサに流れないようにバイパスされ、該コンデンサを過充電しないことを特徴とするコンデンサの充電方法。
【請求項５】
互いに直列接続された第１の半導体スイッチと、共振インダクタンス手段と、トランス１次巻線と、第２の半導体スイッチとを直流電源に跨がって接続すると共に、前記共振インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーを前記第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとがオフの期間に帰還させるための帰還回路を備え、さらに前記トランスの２次巻線に整流回路を接続し、整流出力にエネルギー蓄積コンデンサを接続して、該エネルギー蓄積コンデンサを最終電圧まで段階的に充電する充電装置において、
前記共振インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーを選択的に循環させ得る第３の半導体スイッチと、
予め決められた所定の基準電圧と、各充電サイクル後に負荷条件から算出される可変の基準電圧とからなる基準電圧と前記エネルギー蓄積コンデンサの端子間電圧の検出電圧とを比較する比較回路と、
を備え、
先ず前記第１と第２の半導体スイッチの双方をオンさせて前記エネルギー蓄積コンデンサを前記予め決められた所定の基準電圧に対応する中間電圧値まで充電し、
次に前記第１と前記第２の半導体スイッチの少なくとも一方をオフさせ、前記直流電源から前記エネルギー蓄積コンデンサを遮断して充電を停止し、
その充電の停止とほぼ同時に前記第３の半導体スイッチをオンさせてそれまで流れていた前記共振インダクタンス手段の電流を循環保持し、
前記算出された可変の基準電圧が設定された時点で再び前記第１と前記第２の半導体スイッチをオンさせると共に、前記第３の半導体スイッチをオフすることにより、前記エネルギー蓄積コンデンサを前記電源に電気的に接続して所望電圧まで充電することを特徴とするコンデンサの充電装置。
【請求項６】
請求項５において、
前記第１と前記第２の半導体スイッチはそれぞれ直列の一対の半導体スイッチからなるブリッジインバータを構成し、前記第１と第２の半導体スイッチは逆相で動作することを特徴とするコンデンサの充電装置。
【請求項７】
請求項５又は請求項６において、
前記第３の半導体スイッチが前記トランスの１次側に備えられることを特徴とするコンデンサの充電装置。
【請求項８】
請求項５又は請求項６において、
前記第３の半導体スイッチが前記トランスの２次側に備えられることを特徴とするコンデンサの充電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
この発明は、インバータ回路とインダクタンス手段とを用いて２段階で充電するコンデンサの充電方法及び充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
エキシマレーザなどのパルスレーザにおいては、数kVから数10kV程度の高電圧に充電された負荷コンデンサの電荷を磁気圧縮回路などを通してレーザ管に高速で放電し、レーザ光を励起する。パルスレーザの応用装置ではレーザ光の励起回数が高いほど、すなわちコンデンサの充放電繰り返し回数が高いほど装置としての性能が向上し、近年は数kHz で繰り返しができることが課題となってきた。このため、コンデンサ充電装置も数100 μs 以下で充電完了する高速充電動作を繰り返しできる性能が必要である。またエキシマレーザでは、毎回のレーザ光出力変動を検出して次のサイクルのレーザ光出力を制御するため、充電電圧を毎サイクル制御する必要があり、高速制御性も重要である。
【０００３】
例えば、4kHzの周期で充電放電を繰り返すことのできる充電装置において、最終充電電圧Vc1 まで充電された負荷コンデンサがレーザーショット指令により負荷の磁気圧縮回路などに放電する。その磁気圧縮回路の出力がレーザー管でレーザ光に変換されて、ステッパ光源となる。このレーザ光の強度がセンサで検出され、検出信号はコンピュータで処理されて毎ショットのレーザ光出力が安定するように、負荷コンデンサの次の最終充電電圧Vc2 を計算する。この算出にはある程度の時間が必要であり、例えば180 μｓである。繰り返し周波数が４ｋHzの周期であるとすると、１回のサイクルが250 μｓとなり、計算時間に180 μｓとられると、充電に使える時間は70μｓしか残らない。このように充電時間が短くなると、充電装置の瞬時電力を大幅に増大させねばならず、経済性がなくなる。
【０００４】
この問題を解決する方法として、充電電圧が算出され、その設定が行われる前に見切り発車して50% 程度の最低使用電圧、（以下中間電圧という）まで充電しておき、中間電圧まで充電した後に算出され設定された最終電圧に２段階で充電する２段階充電が行われる。
【０００５】
ところで、このコンデンサの充電方式として共振充電がある。図７は従来の共振充電回路であり、直流電源71から第１の半導体スイッチ72、共振インダクタンス手段73、トランス74の１次巻線75、第２の半導体スイッチ76が直列接続される。トランスの２次巻線77には逆流防止または整流ダイオード78を通してエネルギー蓄積コンデンサ79が接続される。第１、第２の半導体スイッチのエミッタ又はコレクタから直流電源71に帰還ダイオード80，81が接続される。
【０００６】
その動作について説明すると、第１、第２の半導体スイッチ72，76が同時にオンすると、共振インダクタンス73とエネルギー蓄積コンデンサ79が直列共振してエネルギー蓄積コンデンサ79を等価的に電源電圧の２倍に向けて充電する。充電電圧の制御は、直流電源71の電圧を制御する方法と、充電電圧が目標値になったときに半導体スイッチ72，76をオフさせる方法がある。後者の方法では、半導体スイッチがオフすると、共振インダクタンス73の電流はエネルギー蓄積コンデンサ79を充電しながらダイオード80，81を通して電源71に帰還する。
【０００７】
共振充電の利点は、スイッチング周波数がエネルギー蓄積コンデンサを充電する周波数でよく、例えばエキシマレーザなどのように4kHzの繰り返しで充放電を繰り返す場合には、4kHzのスイッチング周波数で良いことである。コンバータを用いた方式の充電装置では、半導体スイッチがコンバータのキャリア周波数、例えば100kHzでスイッチングするため、損失が大きいが、上記した２段階充電が容易である。一方、共振充電では、充電中に半導体スイッチを一旦オフさせると、共振電流が電源に帰還して、再度オンしても所定の短時間の間に設定電圧値まで充電できないという問題がある。このため電力損失を小さくできる共振充電方式では、２段階充電による高速充電が実現できず、負荷の高周波化に対応できないという問題があった。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明は、共振充電方式によってエネルギー蓄積コンデンサの２段階充電を可能にすることにより、低電力損失で高速の充電方法及び充電装置を提案することを主な課題とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明の請求項１は前記課題を解決するため、エネルギー蓄積コンデンサを段階的に充電する方法において、電源から共振インダクタンスと共振キャパシタンスとの共振による共振電流を流して、前記エネルギー蓄積コンデンサを予め決められた所定の電圧値まで充電する第１の段階と、前記エネルギー蓄積コンデンサに流れる共振電流を遮断すると同時に、前記共振インダクタンスに蓄えられたエネルギーを循環させ保持する第２の段階と、再び前記電源から前記共振インダクタンスを通して前記エネルギー蓄積コンデンサに共振電流を流すことにより、負荷条件を考慮して各充電サイクル毎に計算された設定電圧値まで前記エネルギー蓄積コンデンサを充電する第３の段階と、再び前記エネルギー蓄積コンデンサに流れる共振電流を遮断すると同時に、前記共振インダクタンスに蓄えられたエネルギーを放出させる第４の段階とを備えたコンデンサの充電方法を提供する。
【００１０】
この発明の請求項２は前記課題を解決するため、請求項１において、前記第１の段階と第２の段階は、前記第３の段階で前記計算された設定電圧値に対応する新たな可変基準電圧が得られるまでの期間で行われるコンデンサの充電方法を提供する。
【００１１】
この発明の請求項３は前記課題を解決するため、請求項１において、前記第４の段階で前記共振インダクタンスから放出されたエネルギーは前記電源へ帰還されるコンデンサの充電方法を提供する。
【００１２】
この発明の請求項４は前記課題を解決するため、請求項１において、前記第４の段階で前記共振インダクタンスから放出されたエネルギーは、前記エネルギー蓄積コンデンサに流れないようにバイパスされ、そのコンデンサを過充電しないコンデンサの充電方法を提供する。
【００１３】
この発明の請求項５は前記課題を解決するため、互いに直列接続された第１の半導体スイッチと、共振インダクタンス手段と、トランス１次巻線と、第２の半導体スイッチとを直流電源に跨がって接続すると共に、前記共振インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーを前記第１の半導体スイッチと第２の半導体スイッチとがオフの期間に帰還させるための帰還回路を備え、さらに前記トランスの２次巻線に整流回路を接続し、整流出力にエネルギー蓄積コンデンサを接続して、そのエネルギー蓄積コンデンサを最終電圧まで段階的に充電する充電装置において、前記共振インダクタンス手段に蓄えられたエネルギーを選択的に循環させ得る第３の半導体スイッチと、予め決められた所定の基準電圧と、各充電サイクル後に負荷条件から算出される可変の基準電圧とからなる基準電圧と前記エネルギー蓄積コンデンサの端子間電圧の検出電圧とを比較する比較回路とを備え、先ず前記第１と第２の半導体スイッチの双方をオンさせて前記エネルギー蓄積コンデンサを前記予め決められた所定の基準電圧に対応する中間電圧値まで充電し、次に前記第１と前記第２の半導体スイッチの少なくとも一方をオフさせ、前記直流電源から前記エネルギー蓄積コンデンサを遮断して充電を停止し、その充電の停止とほぼ同時に前記第３の半導体スイッチをオンさせてそれまで流れていた前記共振インダクタンス手段の電流を循環保持し、前記算出された可変の基準電圧が設定された時点で再び前記第１と前記第２の半導体スイッチをオンさせると共に、前記第３の半導体スイッチをオフすることにより、前記エネルギー蓄積コンデンサを前記電源に電気的に接続して所望電圧まで充電するコンデンサの充電装置を提供する。
【００１４】
この発明の請求項６は前記課題を解決するため、請求項５において、前記第１と前記第２の半導体スイッチはそれぞれ直列の一対の半導体スイッチからなるブリッジインバータを構成し、前記第１と第２の半導体スイッチは逆相で動作するコンデンサの充電装置を提供する。
【００１５】
この発明の請求項７は前記課題を解決するため、請求項５又は請求項６において、前記第３の半導体スイッチが前記トランスの１次側に備えられるコンデンサの充電装置を提供する。
【００１６】
この発明の請求項８は前記課題を解決するため、請求項５又は請求項６において、前記第３の半導体スイッチが前記トランスの２次側に備えられるコンデンサの充電装置を提供する。
【００１７】
【発明の実施の形態】
先ず、本発明の実施例を説明するための図１を利用して、本発明の実施の形態について説明する。(1) エネルギー蓄積コンデンサ９に充電されていた電荷を急速に放電して図示していない負荷装置にパルス電流を流すと、その状態は前記負荷装置のセンサにより検出され、次の充電サイクルにおける負荷条件に合致するエネルギー蓄積コンデンサ９の充電電圧が前記負荷装置に付随するコンピュータにより算出され、新たな設定が行われる。(2) 一方、共振キャパシタンスと共振インダクタンスとによる共振動作が周期的に行われ、エネルギー蓄積コンデンサ９の充電を速めるために前記新たな設定が行われる前に共振動作が開始されて、先ずエネルギー蓄積コンデンサ９を予め決められた一定の電圧値に充電する。(3) エネルギー蓄積コンデンサ９が予め決められた一定の電圧値に充電されると、前記共振が中断されて共振電流が流れなくなり、前記新たな設定が完了するまで、前記共振インダクタンスに蓄えられたエネルギーを循環保持する。(4) 前記共振インダクタンスに蓄えられたエネルギーを循環保持する過程で前記新たな設定が完了すると同時に共振動作が再開されて、直流電源１から共振電流をエネルギー蓄積コンデンサ９に再び供給し、エネルギー蓄積コンデンサ９を所望の電圧値まで充電する。
【００１８】
このように本発明では、エネルギー蓄積コンデンサ９の充電電荷が負荷側に放電された後、次の充電サイクルの新たな設定が完了する前に、エネルギー蓄積コンデンサ９を最低使用電圧に相当する中間電圧まで充電しておき、新たな設定が完了するまで共振インダクタンスのエネルギーを循環保持させているので、前記新たな設定が完了した時点で直ぐに共振電流をエネルギー蓄積コンデンサ９に供給して新たな設定電圧値まで毎サイクル高速で充電することが可能になるのである。
【実施例】
【００１９】
実施例１
図１は本発明の共振充電型のコンデンサ充電装置の１実施例を示す。商用交流電源と整流装置などで構成される直流電源１から第１の半導体スイッチ２、共振インダクタンス手段３、トランス４の１次巻線５、第２の半導体スイッチ６が直列接続される。トランス４の２次巻線７には逆流防止機能をもつ整流ダイオード８を通してエネルギー蓄積コンデンサ９が接続される。第１、第２の半導体スイッチ２，６のエミッタまたはコレクタから直流電源１に帰還ダイオード10，11が接続される。また、共振インダクタンス３と並列に、第３の半導体スイッチ12と逆流阻止ダイオード13との直列回路が接続される。
【００２０】
制御回路20は以下の構成部品などからなる。21、22は充電電圧検出用分圧抵抗であり、例えばエネルギー蓄積コンデンサ９の充電電圧10kVを数Ｖの検出電圧Vdに変換する。23は検出電圧Vdと図示していない負荷装置のコンピュータ25からの基準電圧Vrとを比較する比較器である。基準電圧Vrは、前記中間電圧に対応する予め決められた一定の基準電圧Vr0 と、毎充電サイクルで新たに設定される最終目標の充電電圧値に対応する可変の基準電圧Vrｎ(n＝1 、2 、3 ・・・) とに２段階で変化する。この可変の基準電圧Vrｎは、図示していないエキシマレーザ装置などのような負荷装置のセンサにより検出されると共に、そのコンピュータ25により負荷条件から充電サイクル毎に算出され、決定される。しかし実際の装置では、エネルギー蓄積コンデンサ９の放電後、この可変の基準電圧Vrn が算出されて設定完了、つまり固定の基準電圧Vr0 から可変の基準電圧Vrnに切り換わるまでの遅れ時間が問題になる。
【００２１】
比較器23の出力である比較信号Vhは、検出電圧Vdが基準電圧Vrよりも低いときはH レベル、高いときはL レベルである。26は充電開始信号発生器であり、例えばパルス幅１５０μｓの４ｋＨｚ繰り返し信号である充電開始信号Von を発生する。27は第１のＡＮＤ回路であり、充電開始信号Von と比較信号Vhの両方の信号が共にH レベルのとき、H レベルの出力信号Vg1 を発生して半導体スイッチ２と６をオンさせる。28はＡＮＤ回路27の出力信号Vg1 を反転した信号Vg1'を出力するインバータである。29はインバータ28の出力信号Vg1'とフリップフロップ30のQ 信号とをＡＮＤ論理する第２のＡＮＤ回路である。フリップフロップ30は、東芝製TC4027集積回路のようなJ-K マスタースレーブ・フリップフロップであり、J 入力は制御電源Vcc のH レベルの制御電圧に接続し、R,S 入力はL レベル( グランド) に接続する。また、CL入力に信号Vg1 を反転した信号Vg1'を受け、K 入力に充電開始信号Von を受ける。この接続により、信号Von がL レベルのとき、Q 信号は無条件でL レベルになる。信号Von がH レベルのとき、Q信号はCL入力の信号Vg1'の立ち上がりでそれまでの状態から別の状態に変化する。そのQ 信号は第２のＡＮＤ回路29の一方の入力となる。第２のＡＮＤ回路29の出力信号Vg2 で半導体スイッチ12をオンさせる。つまり信号Vg2 は、インバータ28の出力信号Vg1'がH レベルで、Q 信号もH レベルのとき、H レベルとなって半導体スイッチ12をオンさせる。なお、各半導体スイッチ２，６、12をＩＧＢＴで表示しているが、ＦＥＴなど他の半導体スイッチもでも良く、またそのゲート極をＡＮＤ回路で直接制御しているが、実際には、信号増幅と絶縁手段を必要とする。しかしこれらについては周知なので説明を省略する。
【００２２】
次に図２を用いて、負荷装置がエキシマレーザ装置の場合について動作を説明する。なお、Vc0 、Vc1 、Vc2 はそれぞれ可制御基準電圧源24の一定の基準電圧Vr0 、可変の基準電圧Vrn(n ＝1)、Vrn(n ＝2)に対応するエネルギー蓄積コンデンサ９の充電電圧を示す。また、図中で共振インダクタンスを流れる電流ILの斜線部分は、半導体スイッチ12に流れるインダクタンス循環電流である。他の実施例についても同様である。
【００２３】
時刻t0で充電電圧Vc1 に充電されていたエネルギー蓄積コンデンサ９が放電され、レーザ光が発生する。このレーザ出力が図示していない負荷装置のセンサにより測定され、そのコンピュータ25が次の設定充電電圧Vc2 を計算し、基準電圧Vrが新たに可変の基準電Vr2 に設定し直される時刻をt3とする。比較器23の出力信号Vhは、エネルギー蓄積コンデンサ９が放電されたのでH レベルとなる。また、時間t0〜t1では充電開始信号Von がL レベルであり、フリップフロップ30のK 入力はL レベルとなるので、Q 信号はL レベルである。すなわち、信号Vg2 はL レベルであり、半導体スイッチ12はオフである。またこのとき、基準電圧Vrは一定の基準電圧Vr0 にあり、比較器23の出力信号VhがH レベルである。充電開始信号Von が発生すると、ＡＮＤ回路27の出力Vg1 がH レベルになって、第１、第２の半導体スイッチ２，６が同時にオンする。第１、第２の半導体スイッチ２、６が同時にオンする結果、共振インダクタンス手段３とエネルギー蓄積コンデンサ９が直列共振して共振電流ILが流れ始め、エネルギー蓄積コンデンサ９を等価的に電源電圧の２倍に向けて充電を開始する。
【００２４】
時刻t2で、エネルギー蓄積コンデンサ９の充電電圧Vcが一定の基準電圧Vr0 に対応する中間電圧Vc0 になると、比較器23の出力信号VhがL レベルとなり、ＡＮＤ回路27の出力信号Vg1 はL レベルとなるので、半導体スイッチ２，６はオフする。同時に信号Vg1'がL からH レベルに変化する。フリップフロップ30は充電開始信号Von 、すなわちK 入力がH レベルであるので、信号Vg1 の立ち上がり( 図中矢印で示す) でトリガーされ、Q 出力はL からH レベルに変化する。したがって、第２のＡＮＤ回路29の信号Vg1'とQ 出力は双方ともH レベルとなり、その出力信号Vg2 はH レベルとなり、半導体スイッチ12がオンする。半導体スイッチ12のオンにより、この時点まで共振インダクタンス手段３に流れていた共振電流ILは、半導体スイッチ12とダイオード13を通して循環し、小さな回路損失でそのエネルギーを循環維持する。半導体スイッチ２，６のオフにより、同時にエネルギー蓄積コンデンサ９に流れていた充電電流が遮断され、そのコンデンサ９は中間電圧Vc0 に維持される。
【００２５】
時刻t3で、基準電圧Vrが一定の基準電圧Vr0 から可変の基準電圧Vr2 に上昇すると、比較器23の出力信号Vhは再びH レベルになる。この結果、第１のＡＮＤ回路27の出力信号Vg1 もH レベルとなり、半導体スイッチ２，６は再度オンする。同時に第２のＡＮＤ回路29の入力Vg1'はL レベルとなり、その出力Vg2 もL レベルとなるので半導体スイッチ12はオフする。半導体スイッチ12がオフすると、共振インダクタンス手段３を流れていた循環電流は遮断される。これに伴い共振インダクタンス手段３に蓄積保持されたエネルギーは、半導体スイッチ２と６のオン、半導体スイッチ12のオフにより、共振電流となって、再びトランス４とダイオード８を通してエネルギー蓄積コンデンサ９を充電する。
【００２６】
時刻t4でエネルギー蓄積コンデンサ９が可変の基準電圧Vr2 に対応する所望の設定電圧Vc2 まで充電されると、比較器23の出力信号VhはL レベルになり、ＡＮＤ回路27の出力信号Vg1 がL レベルとなって半導体スイッチ２と６はオフする。同時に信号Vg1'はインバータ28によりH レベルとなり、一方、フリップフロップ30のK 入力の信号Von が未だH レベルなので、フリップフロップ30はトリガーされ、Q 出力はL レベルに復帰するので、信号Vg1'がH レベルとなっても第２のＡＮＤ回路29の出力信号Vg2 はL レベルのままであり、半導体スイッチ12はオフのままとなる。この結果、共振インダクタンス手段３を流れていた電流は、トランス４の１次巻線５、２次巻線７、ダイオード８、エネルギー蓄積コンデンサ９、帰還ダイオード10、11、及び直流電源１を通して流れ、エネルギー蓄積コンデンサ９を充電する。エネルギー蓄積コンデンサ９の充電電圧はダイオード８の逆流防止作用により時刻t5まで保持される。
【００２７】
時刻t5で充電開始信号Von がL レベルになると、エネルギー蓄積コンデンサ９は図示していない負荷装置に放電して、その充電電圧Vc2 に対応する強度のレーザ光を発生する。同時に、フリップフロップ30のK 入力がL レベルとなり、Q 出力は無条件でL レベルになる。そして、図示していない負荷装置のセンサにより前記レーザ光が検出され、その検出結果に基づいてコンピュータ25などにより次の充電サイクルの最適な充電電圧値に対応する新たな可変の基準電圧Vr3 が算出されることになる。
【００２８】
本発明によれば、共振インダクタンス手段３とエネルギー蓄積コンデンサ９の共振動作を予め決めた中間電圧になった時点で一時停止し、新たに可変の基準電圧が設定された時点で共振動作を再開するように動作する２段階充電が可能である。この実施例では、半導体スイッチ２、６がオフしたとき、共振インダクタンス手段３に蓄えられたエネルギーで、エネルギー蓄積コンデンサ９が過充電される問題がある。この問題をも解決する第２の実施例を図３で説明する。
【００２９】
図３において、図１に示した符号と同一の符号は相当する部材を示すものとする。この実施例では、トランス４の２次巻線７を短絡する形で逆流阻止ダイオード14と第３の半導体スイッチ15を接続する。制御回路20は、フリップフロップ30のQ 出力と第１のＡＮＤ回路27の出力信号Vg1 を受けるＯＲ回路31の出力Vg3 で第２の半導体スイッチ６を制御する。第３の半導体スイッチ15はインバータ28で信号Vg1 を反転した信号Vg1'で制御される。
【００３０】
次に図４により動作を説明するが、図１と共通の点は省略する。なお、図中でインダクタンス電流ILの斜線部分は、半導体スイッチ15でバイパスされるインダクタンス電流部分である。時刻t1で充電開始信号Von が発生する、つまりH レベルになると、前記実施例と同様にＡＮＤ回路27の出力信号Vg1 と比較回路23の出力信号Vhは共にH レベルであるから、信号Vg1 により半導体スイッチ２はオンする。また、信号Vg1 はＯＲ回路31を通してH レベルの信号Vg3 となり、半導体スイッチ６もオンさせる。これにより共振動作が開始し、エネルギー蓄積コンデンサ９の充電が行われ始める。
【００３１】
時刻t2でエネルギー蓄積コンデンサ９の充電電圧が予め決められた中間電圧Vc0 になったとき、信号VhはL レベルとなり、信号Vg1 もL レベルとなるので半導体スイッチ２はオフする。これに伴い、信号Vg1'はH レベルとなり、半導体スイッチ15をオンさせる。同時に信号Vg1'の立ち上がりエッジでフリップフロップ30がトリガーされてQ 出力はH レベルとなる。ＯＲ回路31の出力Vg3は、信号Vg1 がL レベルになっても、Q 出力がH レベルなので、H レベルのままであり、したがって半導体スイッチ６はオンのままである。すなわち、半導体スイッチ２がオフ、半導体スイッチ６と15がオンである。この結果、インダクタンス電流は、共振インダクタンス手段３の右端子側から流れ出た電流は、トランス４の１次巻線５の黒点側、２次巻線７の黒点側、ダイオード14、半導体スイッチ15、２次巻線７の非黒点側、１次巻線５の非黒点側、半導体スイッチ６、帰還ダイオード10の経路で循環する。したがって、回路損失を無視すれば、共振インダクタンス手段３のエネルギーは循環保持されると同時に、エネルギー蓄積コンデンサ９を充電しないので、過充電することはない。
【００３２】
時刻t3で基準電圧Vrが新たな第２の基準電圧Vr2 に上昇すると、前述のように信号Vhが再びH レベル、信号Vg1 もH レベルとなり、半導体スイッチ２はオンし、半導体スイッチ６はオンを継続する。このとき信号Vg1'はL レベルとなるから、半導体スイッチ15はオフする。この結果、半導体スイッチ２がオフする直前の共振状態に復帰し、エネルギー蓄積コンデンサ９を所望の設定電圧Vc2 に向かって充電して行く。
【００３３】
時刻t4でエネルギー蓄積コンデンサ９の充電電圧がVc2 に至ると、信号Vh、信号Vg1 が共にL レベルとなり、またフリップフロップ30も信号Vg1の立ち上がりでトリガーされ、Q 出力はL レベルとなる。この結果、半導体スイッチ２と６はオフし、半導体スイッチ15は信号Vg1'がH レベルとなるためオンする。この電流経路を示すと、共振インダクタンス手段３の右端子側から流れ出た電流は、トランス４の１次巻線５の黒点側、２次巻線７の黒点側、ダイオード14、半導体スイッチ15、２次巻線７の非黒点側、１次巻線５の非黒点側、帰還ダイオード11、直流電源１、及び帰還ダイオード10の経路で直流電源１にエネルギーを帰還する。すなわち、共振インダクタンス電流は半導体スイッチ15でバイパスされてエネルギ−蓄積コンデンサ９を過充電しない。半導体スイッチ15は次の充電開始信号Von までオンを続けるので、共振インダクタンス手段３のエネルギーはすべて直流電源１に帰還される。すなわち、この実施例では、共振インダクタンス手段３の電流によるエネルギ−蓄積コンデンサ９の過充電がなく、充電電圧の精度を上げることができ、また共振インダクタンス手段３の余分なエネルギーを直流電源１に帰還できる効率の高い充電装置を提供することができる。ここで、共振インダクタンス手段３は図示しないトランス４の漏れインダクタンスも含むものとする。
【００３４】
次に、図５はブリッジインバータ形式の共振充電回路に本発明を適用した実施例である。図３と同一の符号は対応する部材を示すものとし、かつA 相とB 相とが交互に動作するので、符号の後に、A 相の部材はA 、B 相の部材はB を付した。例えば、図３の同相の半導体スイッチ２，６に対応する半導体スイッチは２A と６A とし、B 相は２B と６B とした。帰還ダイオードも同様に相別に１０A と１１A 、１０B と１１B とした。
【００３５】
A 相の半導体スイッチ２A と６A 、B 相の半導体スイッチ２B と６B は交互にオンして、エネルギ−蓄積コンデンサ９を１サイクルで２回充電する。トランス４は交流的に駆動される。また、共振インダクタンス手段３の電流は、図示のように交流電流となる。トランス４の２次巻線７に接続されたブリッジ全波整流器41でどちらの相も整流され、エネルギ−蓄積コンデンサ９を充電する。短絡用の半導体スイッチ44は、２次巻線７にカソードを向きあわせて直列接続された２個のダイオード42，43の共通のカソード端子に接続されており、A 相、B 相に共通化されている。
【００３６】
制御回路20の充電開始信号発生器24ABは、A 相とB 相の信号VonAとVonBを交互に発生する。各相毎に、図３に対応する回路が構成され、半導体スイッチ２A と６A 、２B と６B をを交互に駆動するが、半導体スイッチ44を共通化したので、ＮＯＲ回路41とインバータ42を追加した。ＮＯＲ回路41は、少なくとも一方の入力がL レベルのとき、H レベルの出力である。信号Vg1AとVg1Bの反転信号Vg1A' とVg1B' をＮＯＲ論理した信号Vg3 をインバータ42で反転した信号Vg3'で半導体スイッチ44を駆動する。図６は動作説明図であるが、各相の細かい動作は図３、４と同様であり、説明を省略する。なお、図中でインダクタンス電流ILの斜線部分は、トランス４の２次側で半導体スイッチ44にバイパスされるインダクタンス電流である。
【００３７】
なお、主回路の電力インバータ回路については実施例のものの他に、ハーフブリッジ構成など種々のものが考えられる。また、制御回路についても実施例の回路構成に限定されることなく、各充電サイクル毎に新たに可変の基準電圧が設定される前に半導体スイッチをオンさせる駆動信号と、エネルギ−蓄積コンデンサ９が中間電圧に充電されたとき、共振インダクタンスに蓄えられたエネルギーを循環させるために半導体スイッチをオン又はオフさせる駆動信号を発生するものならば良い。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では、共振充電回路において、２段階充電を可能にしたのでコンデンサを高速で充電することができる。また、トランスの２次側にエネルギー蓄積コンデンサをバイパスするための半導体スイッチを設けることにより、過充電を防止でき、充電電圧の精度を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る共振充電型のコンデンサ充電装置の一実施例を示す。
【図２】  図１の装置の動作を説明するための波形図。
【図３】  本発明に係る共振充電型のコンデンサ充電装置の他の実施例を示す。
【図４】  図３の装置の動作を説明するための波形図。
【図５】  本発明に係る共振充電型のコンデンサ充電装置の他の実施例を示す。
【図６】  図５の装置の動作を説明するための波形図。
【図７】  従来の共振充電型のコンデンサ充電回路を示す。
【符号の説明】
１・・直流電源                      ２・・半導体スイッチ
３・・共振インダクタンス手段        ４・・トランス
６・・半導体スイッチ                ９・・エネルギー蓄積コンデンサ
１０、１１・・帰還用ダイオード      １５・・バイパス用の半導体スイッチ
２１、２２・・電圧検出用抵抗        ２３・・比較回路
２５・・コンピュータ                ２６・・充電開始信号発生器
２７、２９・・ＡＮＤ回路            ２８・・インバータ
３０・・フリップフロップ            ３１・・ＯＲ回路
４１・・ＮＯＲ回路                  ４２・・インバータ
４４・・バイパス用の半導体スイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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