(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランジスタをドライブするドライブ回路において、
前記トランジスタのゲートにゲート充電電流を供給する第１のＭＯＳトランジスタと、
前記トランジスタのゲートのゲート放電電流を放電する第２のＭＯＳトランジスタと、
前記ゲート充電電流の供給によって前記トランジスタのゲート電圧が閾値電圧よりも所定の電圧だけ小さい電圧に達してから前記閾値電圧よりも大きくなるまでの間第１のスイッチ信号を出力し、前記ゲート放電電流の放電によって前記トランジスタのゲート電圧が前記閾値電圧よりも所定の電圧だけ大きい電圧に達してから前記閾値電圧よりも小さくなるまでの間第２のスイッチ信号を出力するタイミング回路と、
前記第１のスイッチ信号によって前記第１のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を接続する第１のスイッチング手段と、
前記第２のスイッチ信号によって前記第２のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を接続する第２のスイッチング手段と、
を有することを特徴とするドライブ回路。
【請求項２】
前記タイミング回路は、前記ゲート電圧が上昇し始め前記閾値電圧よりも所定の電圧だけ小さい電圧に達してから前記閾値電圧よりも大きくなるまでの間前記第１のスイッチ信号を出力し、前記閾値電圧より大きくなったとき前記第１のスイッチ信号の出力を停止することを特徴とする請求項１記載のドライブ回路。
【請求項３】
前記タイミング回路は、前記ゲート電圧が上昇し始めたとき前記第１のスイッチ信号を出力し、前記閾値電圧より大きくなったとき前記第１のスイッチ信号の出力を停止することを特徴とする請求項１記載のドライブ回路。
【請求項４】
前記タイミング回路は、前記ゲート電圧が下降し始め前記閾値電圧よりも所定の電圧だけ大きい電圧に達してから前記閾値電圧よりも小さくなるまでの間前記第２のスイッチ信号を出力することを特徴とする請求項１記載のドライブ回路。
【請求項５】
前記タイミング回路は、前記ゲート電圧が前記閾値電圧より小さくなったとき前記第２のスイッチ信号の出力を停止することを特徴とする請求項４記載のドライブ回路。
【請求項６】
前記タイミング回路は、前記ゲート電圧が下降し始めたとき前記第２のスイッチ信号を出力し、前記閾値電圧より小さくなったとき前記第２のスイッチ信号の出力を停止することを特徴とする請求項１記載のドライブ回路。
【請求項７】
前記第１のスイッチング手段及び前記第２のスイッチング手段は、ＭＯＳトランジスタからなることを特徴とする請求項１記載のドライブ回路。
【請求項８】
トランジスタをドライブするドライブ回路において、
前記トランジスタのゲートにゲート充電電流を供給する第１のＭＯＳトランジスタと、
前記トランジスタのゲートのゲート放電電流を放電する第２のＭＯＳトランジスタと、
前記ゲート充電電流の供給によって前記トランジスタのゲート電圧が閾値電圧よりも所定の電圧だけ小さい電圧に達してから前記閾値電圧よりも大きくなるまでの間スイッチ信号を出力するタイミング回路と、
前記スイッチ信号によって前記第１のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を接続するスイッチング手段と、
を有することを特徴とするドライブ回路。
【請求項９】
前記スイッチング手段はＭＯＳトランジスタからなることを特徴とする請求項８記載のドライブ回路。
【請求項１０】
トランジスタをドライブするドライブ回路において、
前記トランジスタのゲートにゲート充電電流を供給する第１のＭＯＳトランジスタと、
前記トランジスタのゲートのゲート放電電流を放電する第２のＭＯＳトランジスタと、
前記ゲート放電電流の放電によって前記トランジスタのゲート電圧が閾値電圧よりも所定の電圧だけ大きい電圧に達してから前記閾値電圧よりも小さくなるまでの間スイッチ信号を出力するタイミング回路と、
前記スイッチ信号によって前記第２のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を接続するスイッチング手段と、
を有することを特徴とするドライブ回路。
【請求項１１】
前記スイッチング手段はＭＯＳトランジスタからなることを特徴とする請求項１０記載のドライブ回路。
【請求項１２】
トランジスタをドライブするドライブ方法において、
前記トランジスタのゲートにゲート充電電流を供給する第１のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を、前記トランジスタのゲート電圧が前記ゲート充電電流の供給によって閾値電圧よりも所定の電圧だけ小さい電圧に達してから前記閾値電圧よりも大きくなるまでの間接続するとともに、前記トランジスタのゲートのゲート放電電流を放電する第２のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を、前記トランジスタのゲート電圧が前記ゲート放電電流の放電によって前記閾値電圧よりも所定の電圧だけ大きい電圧に達してから前記閾値電圧よりも小さくなるまでの間接続することを特徴とするドライブ方法。
【請求項１３】
トランジスタをドライブするドライブ方法において、
前記トランジスタのゲートにゲート充電電流を供給するＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を、前記トランジスタのゲート電圧が前記ゲート充電電流の供給によって閾値電圧よりも所定の電圧だけ小さい電圧に達してから前記閾値電圧よりも大きくなるまでの間接続することを特徴とするドライブ方法。
【請求項１４】
トランジスタをドライブするドライブ方法において、
前記トランジスタのゲートのゲート放電電流を放電するＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を、前記トランジスタのゲート電圧が前記ゲート放電電流の放電によって閾値電圧よりも所定の電圧だけ大きい電圧に達してから前記閾値電圧よりも小さくなるまでの間接続することを特徴とするドライブ方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はトランジスタをドライブするドライブ回路及びドライブ方法に関し、特にトランジスタのスイッチング速度を抑制することなくノイズを低減するドライブ回路及びドライブ方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
トランジスタを負荷とし、スイッチング駆動する回路として、最終段をインバータで構成したドライブ回路がある。図２８に従来のドライブ回路の回路図を示す。図２８のドライブ回路は、ＰチャネルトランジスタＭ３１と、ＮチャネルトランジスタＭ３２とから構成され、負荷としてＮチャネルトランジスタＭ３３が接続されている。また、ＰチャネルトランジスタＭ３１と、ＮチャネルトランジスタＭ３２のゲートには、パルス電圧ＶＩＮが入力される。
【０００３】
ＰチャネルトランジスタＭ３１は、ゲートに印加されるパルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態にあるとソース−ドレイン間はオン状態であり、ソース−ドレイン間に電流が流れる。ゲートに印加されるパルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態にあるとソース−ドレイン間はオフ状態であり、ソース−ドレイン間に電流が流れない。
【０００４】
ＮチャネルトランジスタＭ３２は、ゲートに印加されるパルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態にあるとソース−ドレイン間はオン状態であり、ソース−ドレイン間に電流が流れる。ゲートに印加されるパルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態にあるとソース−ドレイン間はオフ状態であり、ソース−ドレイン間に電流が流れない。
【０００５】
ＮチャネルトランジスタＭ３３は、ゲートが、ＰチャネルトランジスタＭ３１のドレイン、ＮチャネルトランジスタＭ３２のドレインに接続され、ゲートに印加される電圧によって、ソース−ドレイン間をオン・オフする。
【０００６】
以下、従来のドライブ回路を、図２９のドライブ回路の動作波形を用いて説明する。
図２９（ａ）は、ドライブ回路に入力されるパルス電圧ＶＩＮを示している。図２９（ａ）に示すようにパルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”から“Ｌ”の状態に遷移すると、ＰチャネルトランジスタＭ３１のソース−ドレイン間がオン状態となり、ＮチャネルトランジスタＭ３２のソース−ドレイン間がオフ状態となる。これにより、電源ＶｃｃからＮチャネルトランジスタＭ３３のゲートに図２９（ｂ）に示すようにゲート充電電流ＩＣが流れ込み、ＮチャネルトランジスタＭ３３のゲート電圧ＶＧが図２９（ｃ）に示すように上昇する。ゲート電圧ＶＧが、ＮチャネルトランジスタＭ３１のゲートの閾値電圧ＶＴＨ（ソース−ドレイン間に電流が流れ始める電圧）を超えると、ＮチャネルトランジスタＭ３３のソース−ドレイン間がオン状態となり、負荷電流ＩＯが流れる。
【０００７】
ドライブ回路に入力されるパルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”から“Ｈ”の状態に遷移すると、ＰチャネルトランジスタＭ３１は、ソース−ドレイン間がオフ状態となり、ＮチャネルトランジスタＭ３２は、ソース−ドレイン間がオン状態となる。これにより、ゲート充電電流ＩＣがＮチャネルトランジスタＭ３３のゲートに流れ込むのを遮断し、ＮチャネルトランジスタＭ３３のゲートからゲート放電電流ＩＤＣが図２９（ｂ）に示すように流れる。このゲート放電電流ＩＤＣによって、ＮチャネルトランジスタＭ３３のゲート電圧ＶＧは、図２９（ｃ）に示すように低下する。
【０００８】
ここで、負荷であるＮチャネルトランジスタＭ３３のソース−ドレイン間に流れる負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜を図２９（ｄ）に示す。｜ｄＩＯ／ｄｔ｜は、閾値電圧ＶＴＨにおけるゲート電圧ＶＧの傾き（変化率）に比例し、極大値をとる。
【０００９】
ところで、以上のドライブ回路の動作によって発生するノイズは、負荷であるＮチャネルトランジスタＭ３３のソース−ドレイン間に流れる負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜に起因するものが支配的である。すなわち、負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜が大きいと、ＮチャネルトランジスタＭ３３から発生するノイズも大きくなる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
そこで、従来のドライブ回路では、閾値電圧ＶＴＨにおけるゲート電圧ＶＧの傾きを緩やかにするために、負荷であるトランジスタを駆動するスイッチング速度を抑えて負荷電流の変化率の絶対値を低減する必要があり、動作速度の低下を招いてしまうという問題点があった。
【００１１】
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、トランジスタのスイッチング速度を抑制することなくノイズを低減しトランジスタをドライブするドライブ回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明では上記問題を解決するために、トランジスタをドライブするドライブ回路において、前記トランジスタのゲートにゲート充電電流を供給する第１のＭＯＳトランジスタと、前記トランジスタのゲートのゲート放電電流を放電する第２のＭＯＳトランジスタと、前記ゲート充電電流の供給によって前記トランジスタのゲート電圧が閾値電圧よりも所定の電圧だけ小さい電圧に達してから前記閾値電圧よりも大きくなるまでの間第１のスイッチ信号を出力し、前記ゲート放電電流の放電によって前記トランジスタのゲート電圧が前記閾値電圧よりも所定の電圧だけ大きい電圧に達してから前記閾値電圧よりも小さくなるまでの間第２のスイッチ信号を出力するタイミング回路と、前記第１のスイッチ信号によって前記第１のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を接続する第１のスイッチング手段と、前記第２のスイッチ信号によって前記第２のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を接続する第２のスイッチング手段と、を有することを特徴とするドライブ回路が提供される。
【００１３】
このようなドライブ回路によれば、トランジスタのゲート電圧が第１のＭＯＳトランジスタのゲート充電電流の供給によって閾値電圧よりも所定の電圧だけ小さい電圧に達してから閾値電圧よりも大きくなるまでの間、第１のスイッチング手段によって第１のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を接続し、トランジスタのゲート電圧が第２のＭＯＳトランジスタのゲート放電電流の放電によって閾値電圧よりも所定の電圧だけ大きい電圧に達してから閾値電圧よりも小さくなるまでの間、第２のスイッチング手段によって第２のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を接続する。これにより、トランジスタのスイッチング速度を抑制することなくノイズを低減しトランジスタをドライブする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は、第１の実施の形態のドライブ回路を示す回路図である。
【００１７】
図１のドライブ回路は、タイミング回路１、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６、ＰチャネルトランジスタＭ１、ＮチャネルトランジスタＭ２とから構成され、負荷であるＮチャネルトランジスタＭ３が接続されている。
【００１８】
タイミング回路１は、入力されるパルス電圧ＶＩＮに応じて、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフする。
スイッチＳＷ１は、電源Ｖｃｃと、ＰチャネルトランジスタＭ１のゲートの間に接続される。スイッチＳＷ１は、タイミング回路１によってオン・オフされ、ＰチャネルトランジスタＭ１のゲートに電源Ｖｃｃの電圧を供給する。
【００１９】
スイッチＳＷ２は、ＰチャネルトランジスタＭ１のゲート−ドレイン間に接続される。スイッチＳＷ２は、タイミング回路１によってオン・オフされ、ＰチャネルトランジスタＭ１をダイオード接続する。
【００２０】
スイッチＳＷ３は、ＰチャネルトランジスタＭ１のゲートとグランドの間に接続される。スイッチＳＷ３は、タイミング回路１によってオン・オフされ、ＰチャネルトランジスタＭ１のゲートをグランドに接続する。
【００２１】
スイッチＳＷ４は、ＮチャネルトランジスタＭ２のゲートとグランドの間に接続される。スイッチＳＷ４は、タイミング回路１によってオン・オフされ、ＮチャネルトランジスタＭ２のゲートをグランドに接続する。
【００２２】
スイッチＳＷ５は、ＮチャネルトランジスタＭ２のドレイン−ゲート間に接続される。スイッチＳＷ５は、タイミング回路１によってオン・オフされ、ＮチャネルトランジスタＭ２をダイオード接続する。
【００２３】
スイッチＳＷ６は、電源Ｖｃｃと、ＮチャネルトランジスタＭ２のゲート間に接続される。スイッチＳＷ６は、タイミング回路１によってオン・オフされ、ＮチャネルトランジスタＭ２のゲートに電源Ｖｃｃの電圧を供給する。
【００２４】
ところで、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６は、例えば、ＭＯＳトランジスタなどで構成することが出来る。ＭＯＳトランジスタをスイッチＳＷ１〜ＳＷ６に配置し、タイミング回路１でＭＯＳトランジスタをオン・オフする。
【００２５】
ＰチャネルトランジスタＭ１は、ソースに電源Ｖｃｃが接続され、ドレインにＮチャネルトランジスタＭ２のドレインが接続されている。ＰチャネルトランジスタＭ１は、タイミング回路１によって切り換えられるスイッチＳＷ１、スイッチＳＷ３によって、ドレイン−ソース間をオン・オフする。また、ＰチャネルトランジスタＭ１は、スイッチＳＷ２がオンすることによって、ダイオード接続される。
【００２６】
ＮチャネルトランジスタＭ２は、ドレインにＰチャネルトランジスタＭ１のドレインが接続される。ＮチャネルトランジスタＭ２は、タイミング回路１によって切り換えられるスイッチＳＷ４、スイッチＳＷ６によって、ドレイン−ソース間をオン・オフする。また、ＮチャネルトランジスタＭ２は、スイッチＳＷ５がオンすることによって、ダイオード接続される。
【００２７】
負荷であるＮチャネルトランジスタＭ３は、ＰチャネルトランジスタＭ１のドレイン及びＮチャネルトランジスタＭ２のドレインがゲートに接続される。ＮチャネルトランジスタＭ３は、ゲートに印加される電圧によってドレイン−ソース間に負荷電流ＩＯを流す。ＮチャネルトランジスタＭ３は、例えば、直流電源を交流電源に変換するスイッチングコンバータに使用される。ＮチャネルトランジスタＭ３のゲートに印加されるゲート電圧ＶＧによって、負荷電流ＩＯが制御されることにより、直流電源を交流電源に変換する。
【００２８】
以下、図１のドライブ回路の動作について説明する。
図２は、ドライブ回路のスイッチ状態と電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はタイミング回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）〜（ｇ）はスイッチ状態、（ｈ）はゲート電流、（ｉ）はゲート電圧、（ｊ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【００２９】
図２（ａ）に示すパルス電圧ＶＩＮは、タイミング回路１に入力される。タイミング回路１は、パルス電圧ＶＩＮの“Ｈ”状態、“Ｌ”状態に応じて、スイッチＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフする。
【００３０】
タイミング回路１は、入力されたパルス電圧が図２（ａ）に示すように“Ｌ”から“Ｈ”の状態に遷移したとき、図２（ｂ）に示すようにスイッチＳＷ１をオフにし、図２（ｃ）に示すようにスイッチＳＷ２をオフにし、さらに、図２（ｄ）に示すようにスイッチＳＷ３をオンにする。また、図２（ｅ）に示すようにスイッチＳＷ４をオンにし、図２（ｆ）に示すようにスイッチＳＷ５をオフにし、図２（ｇ）に示すようにスイッチＳＷ６をオフにする。
【００３１】
このスイッチＳＷ１〜ＳＷ６の状態では、ＰチャネルトランジスタＭ１のソース−ドレイン間はオン状態、ＮチャネルトランジスタＭ２は、オフ状態となり、図２（ｈ）に示すようにＮチャネルトランジスタＭ３にゲート充電電流ＩＣが流れる。また、ゲート充電電流ＩＣにより、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲート電圧ＶＧは、図２（ｉ）に示すように上昇をはじめる。
【００３２】
ゲート電圧ＶＧが、負荷トランジスタであるＮチャネルトランジスタＭ３の閾値電圧ＶＴＨ近傍に達したとき、タイミング回路１は、図２（ｃ）、（ｄ）に示すようにスイッチＳＷ２をオンし、スイッチＳＷ３をオフする。
【００３３】
このスイッチＳＷ１〜ＳＷ３の状態では、ＰチャネルトランジスタＭ１は、ダイオード接続となる。このため、ＰチャネルトランジスタＭ１のゲートに流れるゲート充電電流ＩＣは、ＰチャネルトランジスタＭ１のダイオード特性に従った流れをし、ゲート充電電流ＩＣは、図２（ｈ）に示すように減少する。このゲート充電電流ＩＣによって、ゲート電圧ＶＧの傾きは、緩やかになる。
【００３４】
ゲート電圧ＶＧが、ＮチャネルトランジスタＭ３の閾値電圧ＶＴＨを上回ると、タイミング回路１は、スイッチＳＷ２をオフし、スイッチＳＷ３をオンにする。すなわち、ＰチャネルトランジスタＭ１のダイオード特性に従った電流の流れから、ＰチャネルトランジスタＭ１のトランジスタ特性に従った電流の流れに戻す。このため、図２（ｈ）に示すように電流は急激に上昇し、ゲート電圧ＶＧも図２（ｉ）に示すように急激に上昇する。
【００３５】
すなわち、図２（ｉ）に示すようにゲート電圧ＶＧが閾値電圧ＶＴＨ近傍にあるとき、ゲート電圧ＶＧの変化を緩め、図２（ｊ）に示すＮチャネルトランジスタＭ３のソース−ドレイン間に流れる負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜を小さくする。よって、これに起因するＮチャネルトランジスタＭ３のノイズを低減することができる。また、ゲート電圧ＶＧの閾値近傍以外は、ゲート充電電流ＩＣは急激に流れ、ターンオン時間を増加させることなく高速スイッチング動作を行うことができる。
【００３６】
次に、タイミング回路１に入力されるパルス電圧が図２（ａ）に示すように“Ｈ”から“Ｌ”の状態に遷移したとき、タイミング回路１は、図２（ｂ）に示すようにスイッチＳＷ１をオンし、スイッチＳＷ２、ＳＷ３をオフにする。また、スイッチＳＷ４、ＳＷ５をオフにし、スイッチＳＷ６をオンにする。
【００３７】
このスイッチＳＷ１〜ＳＷ６の状態では、ＰチャネルトランジスタＭ１のソース−ドレイン間はオフ状態、ＮチャネルトランジスタＭ２は、オン状態となり、図２（ｈ）に示すようにＮチャネルトランジスタＭ３にゲート放電電流ＩＤＣが流れる。また、ゲート放電電流ＩＤＣにより、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲート電圧ＶＧは、図２（ｉ）に示すように下降をはじめる。
【００３８】
ゲート電圧ＶＧが、負荷トランジスタであるＮチャネルトランジスタＭ３の閾値電圧ＶＴＨ近傍に達したとき、タイミング回路１は、図２（ｆ）、（ｇ）に示すようにスイッチＳＷ５をオンし、スイッチＳＷ６をオフする。
【００３９】
このときのスイッチＳＷ４〜ＳＷ６の状態では、ＮチャネルトランジスタＭ２のゲート−ドレイン間は、ダイオード接続となる。このため、ＮチャネルトランジスタＭ２のドレイン−ソース間に流れるゲート放電電流ＩＤＣは、ＮチャネルトランジスタＭ２のダイオード特性に従った流れをし、ゲート放電電流ＩＤＣの絶対値は、図２（ｈ）に示すように減少する。このゲート放電電流ＩＤＣによって、ゲート電圧ＶＧの傾きは、緩やかになる。
【００４０】
ゲート電圧ＶＧが、ＮチャネルトランジスタＭ３の閾値電圧を下回ると、タイミング回路１は、スイッチＳＷ５をオフし、スイッチＳＷ６をオンにする。すなわち、ＮチャネルトランジスタＭ２のダイオード特性に従った電流の流れから、ＮチャネルトランジスタＭ２のトランジスタ特性に従った電流の流れに戻す。このため、図２（ｈ）に示すように電流の絶対値は急激に下降し、ゲート電圧ＶＧは図２（ｉ）に示すように急激に下降する。
【００４１】
すなわち、図２（ｉ）に示すようにゲート電圧ＶＧが閾値電圧ＶＴＨ近傍にあるとき、ゲート電圧ＶＧの変化を緩め、図２（ｊ）に示す負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜を小さくすることができる。よって、これに起因するＮチャネルトランジスタＭ３のノイズを低減することができる。また、ゲート電圧ＶＧの閾値近傍以外は、ゲート充電電流ＩＣは急激に流れ、ターンオン時間を増加させることなく高速スイッチング動作を行うことができる。
【００４２】
ところで、上記説明では、負荷トランジスタとしてのＮチャネルトランジスタについて説明したが、同様にＰチャネルトランジスタを負荷トランジスタとすることもできる。
【００４３】
また、ゲート充電時のＮチャネルトランジスタＭ３のノイズが大きい場合、ダイオード接続をＰチャネルトランジスタＭ１のみ行えばよい。また、ゲート放電時のＮチャネルトランジスタＭ３のノイズが大きい場合、ダイオード接続をＮチャネルトランジスタＭ２のみ行えばよい。このように、一方のみダイオード接続を適用することにより部品点数が低減でき、コストの低減につながる。
【００４４】
次に、図１のドライブ回路を図３の動作フローを用いて説明する。
まず、ゲート充電電流ＩＣを流すためスイッチＳＷ１、ＳＷ２をオフし、スイッチＳＷ３をオンにする。また、スイッチＳＷ４をオンし、スイッチＳＷ５、ＳＷ６をオフする。これにより、ＰチャネルトランジスタＭ１のドレイン−ソース間はオン状態となり、ＮチャネルトランジスタＭ３にゲート充電電流ＩＣを供給する（Ｓ１）。
【００４５】
ＮチャネルトランジスタＭ３へのゲート充電電流ＩＣの供給により、ゲート電圧ＶＧが上昇し、ゲートの閾値電圧ＶＴＨに達するとき、スイッチＳＷ２をオンし、スイッチＳＷ３をオフする。スイッチＳＷ２のオンにより、ＰチャネルトランジスタＭ１はダイオード接続となり、ゲート電圧ＶＧの上昇が緩やかとなる（Ｓ２）。
【００４６】
ゲート電圧ＶＧが、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲートの閾値電圧ＶＴＨを超えると、スイッチＳＷ２をオフ、スイッチＳＷ３をオンする。これにより、ダイオード接続が解除される（Ｓ３）。
【００４７】
次いで、スイッチＳＷ１をオンし、スイッチＳＷ２、ＳＷ３をオフする。また、スイッチＳＷ４、ＳＷ５をオフし、スイッチＳＷ６をオンする。これにより、ＮチャネルトランジスタＭ２のドレイン−ソース間はオン状態となり、ＮチャネルトランジスタＭ３にゲート放電電流ＩＤＣを放電する（Ｓ４）。
【００４８】
ゲート放電電流ＩＤＣによってゲート電圧ＶＧが降下し、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲートの閾値電圧ＶＴＨに達すると、スイッチＳＷ５をオンし、スイッチＳＷ６をオフする。スイッチＳＷ５のオンにより、ＮチャネルトランジスタＭ２はダイオード接続となり、ゲート電圧ＶＧの下降が緩やかとなる（Ｓ５）。
【００４９】
ゲート電圧ＶＧが、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲートの閾値電圧ＶＴＨを下回ると、スイッチＳＷ５をオフ、スイッチＳＷ６をオンする。これにより、ダイオード接続が解除される（Ｓ６）。
【００５０】
このように、ＰチャネルトランジスタＭ１、ＮチャネルトランジスタＭ２のゲート−ドレイン間を接続し、ダイオード接続することにより負荷トランジスタであるＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度を抑制することなくノイズを低減することができる。
【００５１】
次に、ドライブ回路の出力段トランジスタがオンする場合の動作点推移について説明する。
図４は動作点推移の図で、（ａ）は、従来のドライブ回路の動作点推移、（ｂ）は第１の実施の形態のドライブ回路の動作点推移を示す。
【００５２】
図４（ａ）は、従来のドライブ回路の動作点推移を示す。横軸は、ドライブ回路の出力段トランジスタ（負荷トランジスタと接続されるトランジスタ）のドレイン−ソース間の電圧ＶＤＳを示し、縦軸は、ドレイン電流ＩＤを示す。
【００５３】
従来のドライバ回路では、図に示すように出力段トランジスタのゲートに電圧が印加されると負荷トランジスタのゲートの充電（または放電）が完了するまで（ドレイン電流ＩＤが０Ａになるまで、または、ドレイン−ソース間の電圧ＶＤＳが０Ｖになるまで）、一定ゲート電圧時の出力特性曲線上を移動する。
【００５４】
図４（ｂ）は、第１の実施の形態のドライブ回路の動作点推移を示す。図４（ａ）と同様に、横軸は、ドレイン−ソース間の電圧ＶＤＳを示し、縦軸は、ドレイン電流ＩＤを示す。
【００５５】
本発明のドライブ回路では、図に示すように出力段トランジスタのゲートに電圧が印加されると、負荷トランジスタのゲートの充電（または放電）の初期状態では一定ゲート電圧時の出力特性曲線上を移動する。負荷トランジスタのゲート電圧が閾値電圧に近づくと、出力段トランジスタをダイオード接続することにより、ダイオードの出力特性曲線上を移動し、トランジスタのドレイン電流ＩＤが減少する。負荷トランジスタのゲート電圧が閾値を離れるとダイオード接続を解除することにより、負荷のゲートの充電（放電）が完了するまで（ドレイン電流ＩＤが０Ａになるまで、または、ドレイン−ソース間の電圧ＶＤＳが０Ｖになるまで）、一定ゲート電圧時の出力特性曲線上を移動する。
【００５６】
このように、負荷トランジスタのゲート充電（放電）電流を一定期間減少させ、負荷トランジスタのゲート電圧の変化率を緩やかにする。これにより、スイッチング時間を増加させることなく抑制したまま、負荷の出力電流の微分絶対値を抑制し、ノイズの低減を図ることができる。
【００５７】
次に、第１の実施の形態のドライブ回路と、従来のドライブ回路の電源に発生するノイズの比較について説明する。
図５は、第１の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路のノイズを比較するための比較回路である。
【００５８】
図５に示すように比較回路は、ドライブ回路ＤＲ１と、ドライブ回路ＤＲ２と、ＰチャネルトランジスタＭ４と、ＮチャネルトランジスタＭ５とから構成される。
【００５９】
ドライブ回路ＤＲ１は、負荷トランジスタであるＰチャネルトランジスタＭ４のゲートに接続され、ドライブ回路ＤＲ２は、負荷トランジスタであるＮチャネルトランジスタＭ５のゲートに接続される。また、ドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２には周波数１ＭＨｚ、０Ｖ、５Ｖのパルス電圧ＶＩＮが入力される。また、ＰチャネルトランジスタＭ４のドレインと、ＮチャネルトランジスタＭ５のドレインにコンデンサＣ１が接続される。
【００６０】
ＰチャネルトランジスタＭ４と、ＮチャネルトランジスタＭ５のドレインには、電流を流すための５００ｍＡの定電流源Ｉｏが接続される。
図６は、第１の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。図６に示す２つのノイズ波形の上側が従来のドライブ回路によるノイズ波形、下側が第１の実施の形態のドライブ回路によるノイズ波形である。
【００６１】
図５に示す比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に従来のドライブ回路を用いた場合、図６に示すように電源に約１００ｍＶ（縦軸は２０ｍＶ／ｄｉｖ）のノイズが生じる。また、ドライブ回路ＤＲ１、ＤＲ２に第１の実施の形態のドライブ回路を用いた場合、図６に示すように電源に約２０ｍＶのノイズが生じる。
【００６２】
このように第１の実施の形態のドライブ回路では、従来のドライブ回路に比べノイズを１／５に低減することができる。
ところで、ＮチャネルトランジスタＭ３に流れるゲート充電電流ＩＣ、及びゲート放電電流ＩＤＣを減少させることにより、ゲート電圧ＶＧの傾きは、緩やかになる。従って、ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨのとき、ゲート充電電流ＩＣ、及びゲート放電電流ＩＤＣを低減させることによって、ＮチャネルトランジスタＭ３のノイズを低減することができる。
【００６３】
そこで、ゲート電圧ＶＧが閾値電圧近傍にあるときのみ、低減したゲート充電電流ＩＣ、ゲート放電電流ＩＤＣを流す第１のパターンがある。また、ゲート電圧ＶＧが、０Ｖから、閾値電圧ＶＴＨより大きくなるまで、低減したゲート充電電流ＩＣを流し、その後増加させたゲート充電電流ＩＣを流す。そして、ゲート電圧ＶＧが下降するとき、ゲート電圧ＶＧが閾値電圧ＶＴＨ近傍になったとき、０Ｖになるまで低減したゲート放電電流ＩＤＣを流す第２のパターンがある。さらに、第２のパターンと同様に、ゲート電圧ＶＧが上昇し、その後ゲート電圧ＶＧが下降するとき、ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨより小さくなるまで、低減したゲート放電電流ＩＤＣを流し、その後増加させたゲート放電電流ＩＤＣを流す第３のパターンがある。
【００６４】
図７は、第１のパターンにおけるゲート電流、ゲート電圧、及び負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す図で、（ａ）はゲート電流、（ｂ）はゲート電圧、（ｃ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【００６５】
図７（ａ）（ｂ）に示すように、ＮチャネルトランジスタＭ３の閾値電圧ＶＴＨ近傍にのみで、ゲート充電電流ＩＣ、及びゲート放電電流ＩＤＣを小さくする。従って、ゲート電圧ＶＧの傾きは、閾値電圧ＶＴＨ近傍で緩やかとなる。閾値電圧ＶＴＨ近傍以外では、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度が低下しないように、ゲート充電電流ＩＣ、ゲート放電電流ＩＤＣの電流値を増加させる。すなわち、図７（ｂ）に示すように、ＮチャネルトランジスタＭ３の閾値電圧ＶＴＨ近傍以外では、ゲート電圧ＶＧを急激に上昇、及び下降させる。
【００６６】
これにより、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度を低下させることなく、図７（ｃ）に示す負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜を小さくすることができ、ノイズを低減することができる。
【００６７】
図８は、第２のパターンにおけるゲート電流、ゲート電圧、及び負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す図で、（ａ）はゲート電流、（ｂ）はゲート電圧、（ｃ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【００６８】
図８（ａ）（ｂ）に示すように、ゲート電圧ＶＧが、‘０’Ｖから閾値電圧ＶＴＨ以上となるまで、ゲート電圧ＶＧの傾きが緩やかとなるように、少量のゲート充電電流ＩＣを流す。ゲート電圧ＶＧが閾値電圧ＶＴＨ以上となると、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度が低下しないよう、ゲート充電電流ＩＣを増加させ、ゲート電圧ＶＧを急激に上昇させる。また、ゲート放電電流ＩＤＣを流すときは、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度が低下しないよう、ゲート電圧ＶＧが閾値電圧ＶＴＨ近傍となるまで、多くのゲート放電電流ＩＤＣを流す。ゲート電圧ＶＧが閾値電圧近傍になったとき、ゲート電圧ＶＧの傾きが緩やかとなるように、少量のゲート放電電流ＩＤＣを流すようにする。
【００６９】
これにより、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度を低下させることなく、図８（ｃ）に示す負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜を小さくすることができ、ノイズを低減することができる。
【００７０】
図９は、第３のパターンにおけるゲート電流、ゲート電圧、及び負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す図で、（ａ）はゲート充電電流、（ｂ）はゲート放電電流、（ｃ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【００７１】
ゲート充電電流ＩＣを流す方法は、図８のゲート充電電流ＩＣを流す方法と同じであり、その説明は省略する。図９（ａ）に示すように、ゲート放電電流ＩＤＣを流すとき、図９（ｂ）に示すゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨより小さくなるまで緩やかに下降するよう、少量のゲート放電電流ＩＤＣを流す。ゲート電圧ＶＧが閾値電圧ＶＴＨ以下では、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度が低下しないよう、多くのゲート放電電流ＩＤＣを流すようにする。
【００７２】
これにより、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度を低下させることなく、図９（ｃ）に示す負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜を小さくすることができ、ノイズを低減することができる。
【００７３】
なお、第１の実施の形態のドライブ回路は、図８に示した第１のパターンに相当する。
次に、第２の実施の形態について説明する。
【００７４】
図１０は、第２の実施の形態のドライブ回路を示す図である。図１０に示すドライブ回路において、図１のドライブ回路と同じものは、同じ符号を付し、その説明は省略する。
【００７５】
図１０のドライブ回路では、タイミング回路２のスイッチＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフするタイミングが、図１のドライブ回路のタイミング回路１と異なる。以下、図１０のドライブ回路の動作について説明する。
【００７６】
図１１は、図１０のドライブ回路のスイッチ状態と電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はタイミング回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）〜（ｇ）はスイッチ状態、（ｈ）はゲート電流、（ｉ）はゲート電圧、（ｊ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【００７７】
タイミング回路２には、図１１（ａ）に示すパルス電圧ＶＩＮが入力される。スイッチＳＷ１は、図１１（ｂ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、タイミング回路２によって、オンからオフに切替えられる。スイッチＳＷ２は、図１１（ｃ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、タイミング回路２によって、オフからオンに切替えられる。スイッチＳＷ３は、図１１（ｄ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、オフのままである。
【００７８】
すなわち、ＰチャネルトランジスタＭ１は、タイミング回路２に入力されるパルス電圧が“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、スイッチＳＷ２によって、ゲート−ドレイン間が接続され、ダイオード接続となる。
【００７９】
スイッチＳＷ４は、図１１（ｅ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、タイミング回路２によって、オフからオンに切替えられる。スイッチＳＷ５は、図１１（ｆ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、オフのままである。スイッチＳＷ６は、図１１（ｇ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、タイミング回路２によって、オンからオフに切替えられる。
【００８０】
すなわち、ＮチャネルトランジスタＭ２は、タイミング回路２に入力されるパルス電圧が“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、スイッチＳＷ４によって、ゲートがグランドに接続されソース−ドレイン間がオフ状態となる。
【００８１】
よって、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に切替わった瞬間、図１１（ｈ）に示すように、ゲート充電電流ＩＣは、急激に流れるが、その後は、ＰチャネルトランジスタＭ１のダイオード接続により、トランジスタ特性に従ったときよりも少ない電流が流れる。従って、図１１（ｉ）に示すように、閾値電圧ＶＴＨでは、ゲート電圧ＶＧの傾きは、緩やかとなる。そして、図１１（ｊ）に示す負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜は小さくなる。
【００８２】
ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨより大きくなると、スイッチＳＷ２は、図１１（ｃ）に示すように、タイミング回路２によって、オンからオフに切替えられる。また、スイッチＳＷ３は、図１１（ｄ）に示すように、タイミング回路２によって、オフからオンに切替えられる。
【００８３】
すなわち、ＰチャネルトランジスタＭ１は、ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨより大きくなると、ゲート−ドレイン間の接続が開放され、トランジスタ特性に従ってゲート充電電流ＩＣを流す。
【００８４】
よって、ゲート充電電流ＩＣは、図１１（ｈ）に示すように、ＰチャネルトランジスタＭ１のダイオード接続のときよりも多く流れる。従って、図１１（ｉ）に示すように、ゲート電圧ＶＧは、急激に上昇する。
【００８５】
図１１（ａ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、スイッチＳＷ１は、図１１（ｂ）に示すように、タイミング回路２によって、オフからオンに切替えられる。スイッチＳＷ２は、図１１（ｃ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、オフのままである。スイッチＳＷ３は、図１１（ｄ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、タイミング回路２によって、オンからオフに切替えられる。
【００８６】
すなわち、ＰチャネルトランジスタＭ１は、タイミング回路２に入力されるパルス電圧が“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、スイッチＳＷ１によって、ゲートが電源Ｖｃｃに接続され、ソース−ドレイン間がオフ状態となる。
【００８７】
スイッチＳＷ４は、図１１（ｅ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、タイミング回路２によって、オンからオフに切替えられる。スイッチＳＷ５は、図１１（ｆ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、オフのままである。スイッチＳＷ６は、図１１（ｇ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、タイミング回路２によって、オフからオンに切替えられる。
【００８８】
すなわち、ＮチャネルトランジスタＭ２は、タイミング回路２に入力されるパルス電圧が“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、図１１（ｈ）に示すように、トランジスタ特性に従ってソース−ドレイン間にゲート放電電流ＩＤＣを流す。ゲート電圧ＶＧは、図１１（ｉ）に示すように、急激に下降する。
【００８９】
ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ近傍に下降すると、スイッチＳＷ５は、図１１（ｆ）に示すように、タイミング回路２によって、オフからオンに切替えられる。また、スイッチＳＷ６は、図１１（ｇ）に示すように、タイミング回路２によって、オンからオフに切替えられる。
【００９０】
すなわち、ＮチャネルトランジスタＭ２は、ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ近傍に下降すると、ゲート−ドレイン間が接続され、ダイオード特性に従ったゲート放電電流ＩＤＣを流すようになる。
【００９１】
よって、ゲート放電電流ＩＤＣは、図１１（ｈ）に示すように、ＮチャネルトランジスタＭ２のトランジスタ特性のときより少量に流れる。よって、図１１（ｉ）に示すように、閾値電圧ＶＴＨでは、ゲート電圧ＶＧの傾きは、緩やかとなる。そして、図１１（ｊ）に示す負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜は小さくなる。
【００９２】
このように、ゲート電圧ＶＧが０Ｖから上昇して、閾値電圧ＶＴＨより大きくなるまで、ＰチャネルトランジスタＭ１をダイオード接続し、閾値電圧ＶＴＨでのゲート電圧ＶＧの傾きを緩やかにする。そして、その後、ＰチャネルトランジスタＭ１のダイオード接続を解除し、トランジスタ特性によってゲート電圧ＶＧを急激に上昇させる。また、ゲート電圧ＶＧを閾値電圧ＶＴＨ近傍になるまで、ＮチャネルトランジスタＭ２をトランジスタ特性で動作させ、ゲート電圧ＶＧを急激に下降させる。そして、ＮチャネルトランジスタＭ２をダイオード接続し、閾値電圧ＶＴＨでは、ゲート電圧ＶＧの傾きを緩やかにする。これにより、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度を低下させることなく、ノイズを低減することができる。
【００９３】
上記のドライブ回路の説明では、負荷トランジスタをＮチャネルトランジスタとして説明したが、Ｐチャネルトランジスタについても同様に、スイッチング速度を低下させることなく、ノイズを低減することができる。
【００９４】
なお、第２の実施の形態は、図８に示した第２のパターンに相当する。
次に、第２の実施の形態のドライブ回路と、従来のドライブ回路の電源に発生するノイズの比較について説明する。
【００９５】
図１２は、第２の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。図５に示した比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に従来のドライブ回路を用いた場合、図１２に示すように、電源に約１００ｍＶの（縦軸は２０ｍＶ／ｄｉｖ）のノイズが生じる。また、図５に示した比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に、第２の実施の形態のドライブ回路を用いた場合、図１２に示すように、電源に約２０ｍＶのノイズが生じる。
【００９６】
このように、第２の実施の形態のドライブ回路では、従来のドライブ回路に比べ、ノイズを１／５に低減することができる。
次に、第３の実施の形態について説明する。
【００９７】
図１３は、第３の実施の形態のドライブ回路を示す図である。図１３に示すドライブ回路は、スイッチＳＷ７〜ＳＷ１３、ＰチャネルトランジスタＭ６，Ｍ９、ＮチャネルトランジスタＭ７，Ｍ８，Ｍ１０、ダイオードＤ１，Ｄ２、抵抗Ｒ１、電源Ｅ１，Ｅ２から構成され、負荷であるＮチャネルトランジスタＭ３が接続されている。
【００９８】
スイッチＳＷ７〜ＳＷ１３は、入力されるパルス電圧ＶＩＮの“Ｌ”状態、“Ｈ”状態に応じて、オン、オフ動作をする。スイッチＳＷ７〜ＳＷ１３は、例えば、ＭＯＳトランジスタなどで構成される。
【００９９】
ＰチャネルトランジスタＭ６のソースは、電源Ｖｃｃに接続されている。ドレインは、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲートに接続されている。ＰチャネルトランジスタＭ６のゲートは、スイッチＳＷ７〜ＳＷ９と接続されている。ＰチャネルトランジスタＭ６のゲートは、スイッチＳＷ７がオンすることによって、電源Ｖｃｃと接続される。ＰチャネルトランジスタＭ６のゲートは、スイッチＳＷ８がオンすることによって、ＮチャネルトランジスタＭ８のドレインと接続される。ＰチャネルトランジスタＭ６のゲートは、スイッチＳＷ９がオンすることによって、ダイオードＤ１のアノードと接続される。
【０１００】
ＮチャネルトランジスタＭ７のソースは、グランドと接続されている。ＮチャネルトランジスタＭ７のドレインは、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲートと接続されている。ＮチャネルトランジスタＭ７のゲートは、スイッチＳＷ１０〜ＳＷ１２と接続されている。ＮチャネルトランジスタＭ７のゲートは、スイッチＳＷ１０がオンすることによって、グランドと接続される。ＮチャネルトランジスタＭ７のゲートは、スイッチＳＷ１１がオンすることによって、ＰチャネルトランジスタＭ９のドレインと接続される。ＮチャネルトランジスタＭ７のゲートは、スイッチＳＷ１２がオンすることによって、ダイオードＤ２のカソードと接続される。
【０１０１】
ＮチャネルトランジスタＭ８のゲートは、ＰチャネルトランジスタＭ６のドレイン、ダイオードＤ１のカソードと接続されている。ＮチャネルトランジスタＭ８のソースは、電源Ｅ１の正極と接続されている。ＮチャネルトランジスタＭ８のドレインは、スイッチＳＷ８と接続されている。ＮチャネルトランジスタＭ８のドレインは、スイッチＳＷ８がオンすることによって、ＰチャネルトランジスタＭ６のゲートと接続される。
【０１０２】
ＰチャネルトランジスタＭ９のゲートは、抵抗Ｒ１を介してスイッチＳＷ１３と接続されている。ＰチャネルトランジスタＭ９のゲートは、ＮチャネルトランジスタＭ１０のドレインと接続されている。ＰチャネルトランジスタＭ９のソースは、電源Ｖｃｃと接続されている。ＰチャネルトランジスタＭ９のドレインは、スイッチＳＷ１１と接続されている。ＰチャネルトランジスタＭ９のドレインは、スイッチＳＷ１１がオンすることによって、ＮチャネルトランジスタＭ７のゲートと接続される。
【０１０３】
ＮチャネルトランジスタＭ１０のゲートは、ダイオードＤ２のアノードと接続されている。ＮチャネルトランジスタＭ１０のゲートは、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲートと接続されている。ＮチャネルトランジスタＭ１０のソースは、電源Ｅ２の正極と接続されている。ＮチャネルトランジスタＭ１０のドレインは、ＰチャネルトランジスタＭ９のゲート、抵抗Ｒ１に接続されている。
【０１０４】
電源Ｅ１は、電圧ＶＢ１を出力する直流電源である。電源Ｅ２は、電圧ＶＢ２を出力する直流電源である。なお、ＮチャネルトランジスタＭ８のゲートの閾値電圧を閾値電圧ＶＴＨ１、ＮチャネルトランジスタＭ１０のゲートの閾値電圧を閾値電圧ＶＴＨ２とする。そして、閾値電圧ＶＴＨ１＋電圧ＶＢ１＞閾値電圧ＶＴＨ（閾値電圧ＶＴＨ：ＮチャネルトランジスタＭ３のゲートの閾値電圧）、閾値電圧ＶＴＨ２＋電圧ＶＢ２＞閾値電圧ＶＴＨとする。ただし、閾値電圧ＶＴＨ１＞閾値電圧ＶＴＨであれば、電圧ＶＢ１は、０Ｖでよい。閾値電圧ＶＴＨ２＞閾値電圧ＶＴＨであれば、電圧ＶＢ２は、０Ｖでよい。
【０１０５】
ＮチャネルトランジスタＭ８は、ゲートに印加されるゲート電圧ＶＧを閾値電圧ＶＴＨ１＋電圧ＶＢ１を比較して、ソース−ドレイン間をオン、オフする。ＮチャネルトランジスタＭ１０は、ゲートに印加されるゲート電圧ＶＧを閾値電圧ＶＴＨ２＋電圧ＶＢ２を比較して、ソース−ドレイン間をオン、オフする。
【０１０６】
以下、図１３のドライブ回路の動作について説明する。
図１４は、図１３のドライブ回路のスイッチ状態と電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はドライブ回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）、（ｃ）はスイッチ状態、（ｄ）はゲート電流、（ｅ）はゲート電圧、（ｆ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【０１０７】
スイッチＳＷ７〜ＳＷ１３には、図１４（ａ）に示すパルス電圧ＶＩＮが入力される。スイッチＳＷ７〜ＳＷ１３は、パルス電圧ＶＩＮの“Ｈ”状態、“Ｌ”状態に応じて、オン、オフが切替えられる。
【０１０８】
スイッチＳＷ７は、図１４（ｂ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、オンからオフに切替えられる。スイッチＳＷ８，ＳＷ９は、図１４（ｃ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、オフからオンに切替えられる。
【０１０９】
ゲート電圧ＶＧ（ＮチャネルトランジスタＭ３のゲートの電圧）＜閾値電圧ＶＴＨ１＋電圧ＶＢ１では、ＮチャネルトランジスタＭ８のソース−ドレイン間は、オフ状態である。スイッチＳＷ９は、オンしているから、ＰチャネルトランジスタＭ６は、ダイオードＤ１を介してダイオード接続となる。
【０１１０】
ゲート電圧ＶＧ＞閾値電圧ＶＴＨ１＋電圧ＶＢ１では、ＮチャネルトランジスタＭ８のソース−ドレイン間は、オン状態となる。これにより、ＰチャネルトランジスタＭ６のゲート−ソース間の電位差は大きくなり、ダイオードＤ１によって、ＰチャネルトランジスタＭ６のゲート−ドレイン間の接続が開放される。Ｐチャネルトランジスタは、トランジスタ特性に従って、ソース−ドレイン間にゲート充電電流ＩＣを流す。
【０１１１】
よって、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に切替わった瞬間、図１４（ｄ）に示すように、ゲート充電電流ＩＣは、急激に流れるが、その後は、ＰチャネルトランジスタＭ６のダイオード接続により、トランジスタ特性のときより少ない電流が流れる。従って、図１４（ｅ）に示すように、ゲート電圧ＶＧが閾値電圧ＶＴＨ１＋電圧ＶＢ１より小さいときは、ゲート電圧ＶＧの傾きは、緩やかとなる。そして、図１４（ｆ）に示す負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜は小さくなる。
【０１１２】
ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ１＋電圧ＶＢ１より大きくなると、ＰチャネルトランジスタＭ６は、トランジスタ特性に従ってゲート充電電流ＩＣを流すので、ダイオード接続のときよりも多くの電流が流れる。従って、図１４（ｅ）に示すように、ゲート電圧ＶＧは、急激に上昇する。
【０１１３】
図１４（ａ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、スイッチＳＷ１０は、図１４（ｃ）に示すように、オンからオフに切替えられる。スイッチＳＷ１１〜ＳＷ１３は、図１４（ｂ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、オフからオンに切替えられる。
【０１１４】
ゲート電圧ＶＧ＞閾値電圧ＶＴＨ２＋電圧ＶＢ２では、ＮチャネルトランジスタＭ１０のソース−ドレイン間、ＰチャネルトランジスタＭ９のソース−ドレイン間は、オン状態である。スイッチＳＷ１１は、オン、スイッチＳＷ１０は、オフであるから、ＮチャネルトランジスタＭ７のゲートには、電源Ｖｃｃの電圧が供給され、ＮチャネルトランジスタＭ７のソース−ドレイン間は、オン状態にある。また、ＮチャネルトランジスタＭ７のゲート−ソース間の電位差は大きく、スイッチＳＷ１２は、オンしているが、ダイオードＤ２によって、ゲート−ドレイン間は、開放状態にある。従って、ＮチャネルトランジスタＭ７は、トランジスタ特性に従って、ゲート放電電流ＩＤＣを流す。
【０１１５】
ゲート電圧ＶＧ＜閾値電圧ＶＴＨ２＋電圧ＶＢ２では、ＮチャネルトランジスタＭ１０のソース−ドレイン間、ＰチャネルトランジスタＭ９のソース−ドレイン間は、オフ状態となる。ＮチャネルトランジスタＭ７のゲート−ソース間の電位差は、小さくなり、ＮチャネルトランジスタＭ７は、ダイオードＤ２によって、ゲート−ドレイン間が接続される。従って、ＮチャネルトランジスタＭ７は、ダイオード特性に従って、ゲート放電電流ＩＤＣを流す。
【０１１６】
よって、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に切替わったとき、図１４（ｄ）に示すように、ゲート放電電流ＩＤＣは、トランジスタ特性に従って多く流れるが、その後は、ＰチャネルトランジスタＭ６のダイオード接続により、トランジスタ特性のときより少ない電流が流れる。従って、図１４（ｅ）に示すように、ゲート電圧ＶＧが閾値電圧ＶＴＨ２＋電圧ＶＢ２より小さいときは、ゲート電圧ＶＧの傾きは、緩やかとなる。そして、図１４（ｆ）に示す負荷電流ＩＯの変化率の絶対値｜ｄＩＯ／ｄｔ｜は小さくなる。
【０１１７】
このように、ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ１＋電圧ＶＢ１となるまで（閾値電圧ＶＴＨより大きくなるまで）、ＰチャネルトランジスタＭ６をダイオード接続し、閾値電圧ＶＴＨでのゲート電圧ＶＧの傾きを緩やかにする。その後、ＰチャネルトランジスタＭ１のダイオード接続を解除し、ゲート電圧ＶＧを急激に上昇させる。また、ゲート電圧が下降するとき、ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ２＋ＶＢ２となるまで（閾値電圧ＶＴＨ近傍となるまで）、ゲート放電電流ＩＤＣをＮチャネルトランジスタＭ７のトランジスタ特性に従って多く流す。そして、ＮチャネルトランジスタＭ７をダイオード接続し、閾値電圧ＶＴＨでは、ゲート電圧ＶＧの傾きを緩やかにする。これにより、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度を低下させることなく、ノイズを低減することができる。
【０１１８】
上記説明では、負荷トランジスタをＮチャネルトランジスタとして説明したが、Ｐチャネルトランジスタについても同様に、スイッチング速度を低下させることなく、ノイズを低減することができる。
【０１１９】
なお、第３の実施の形態は、図８に示した第２のパターンに相当する。
次に、第３の実施の形態のドライブ回路と、従来のドライブ回路の電源に発生するノイズの比較について説明する。
【０１２０】
図１５は、第３の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。図５に示した比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に従来のドライブ回路を用いた場合、図１２に示すように、電源に約１００ｍＶの（縦軸は２０ｍＶ／ｄｉｖ）のノイズが生じる。また、図５に示した比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に、第３の実施の形態のドライブ回路を用いた場合、図１５に示すように、電源に約２５ｍＶのノイズが生じる。
【０１２１】
このように、第３の実施の形態のドライブ回路では、従来のドライブ回路に比べ、ノイズを１／４に低減することができる。
次に、第４の実施の形態について説明する。
【０１２２】
図１６は、第４の実施の形態のドライブ回路を示す図である。図１６に示すドライブ回路は、ＰチャネルトランジスタＭ１１、ＮチャネルトランジスタＭ１２、可変電源ＶＥ１，ＶＥ２、タイミング回路３から構成され、負荷であるＮチャネルトランジスタＭ３が接続されている。
【０１２３】
ＰチャネルトランジスタＭ１１のゲートは、可変電源ＶＥ１に接続されている。ＰチャネルトランジスタＭ１１のソースは、電源Ｖｃｃに接続されている。ＰチャネルトランジスタＭ１１のドレインは、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲートに接続されている。
【０１２４】
ＮチャネルトランジスタＭ１２のゲートは、可変電源ＶＥ２に接続されている。ＮチャネルトランジスタＭ１２のソースは、グランドに接続されている。ＮチャネルトランジスタＭ１２のドレインは、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲートに接続されている。
【０１２５】
タイミング回路３は、入力されるパルス電圧ＶＩＮに応じて、可変電源ＶＥ１の電圧ＶＧ１を可変する。また、タイミング回路３は、入力されるパルス電圧ＶＩＮに応じて、可変電源ＶＥ２の電圧ＶＧ２を可変する。ＰチャネルトランジスタＭ１１は、ゲートに入力される電圧ＶＧ１に応じて、ソース−ドレイン間にゲート充電電流ＩＣを流す。ＮチャネルトランジスタＭ１２は、ゲートに入力される電圧ＶＧ２に応じて、ソース−ドレイン間にゲート放電電流ＩＤＣを流す。
【０１２６】
以下、図１６のドライブ回路の動作について説明する。
図１７は、図１６のドライブ回路の電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はタイミング回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）、（ｃ）は可変電源の電圧、（ｄ）はゲート電流、（ｅ）はゲート電圧、（ｆ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【０１２７】
タイミング回路３には、図１７（ａ）に示すパルス電圧ＶＩＮが入力される。
タイミング回路３は、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、図１７（ｂ）に示すように、可変電源ＶＥ１に電圧ＶＧ１１を出力させる。なお、図１７（ｂ）に示す可変電源ＶＥ１の電圧ＶＧ１は、電源Ｖｃｃを基準とした、ＰチャネルトランジスタＭ１１のゲートの負の電圧を絶対値で示している。すなわち、電源ＶｃｃからＰチャネルトランジスタＭ１１のゲートの電圧を見ると、可変電源ＶＥ１によって負の電圧ＶＧ１が印加されていることになる。従って、ＰチャネルトランジスタＭ１１のソース−ドレイン間は、オン状態であり、ゲート充電電流ＩＣが流れる。
【０１２８】
タイミング回路３は、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、図１７（ｃ）に示すように、可変電源ＶＥ２に０Ｖを出力させる。従って、ＮチャネルトランジスタＭ１２のソース−ドレイン間は、オフ状態であり、電流が流れない。
【０１２９】
ＮチャネルトランジスタＭ３のゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ近傍になると、タイミング回路３は、図１７（ｂ）に示すように、可変電源ＶＥ１に電圧ＶＧ１２（電圧ＶＧ１２＜電圧ＶＧ１１）を出力させる。電圧ＶＧ１２は、電圧ＶＧ１１より小さいので、ＰチャネルトランジスタＭ１１は、図１７（ｄ）に示すように、ゲートの電圧が電圧ＶＧ１１のときより、少ないゲート充電電流ＩＣを流す。よって、ゲート電圧ＶＧの傾きは、図１７（ｅ）に示すように緩やかとなる。
【０１３０】
ＮチャネルトランジスタＭ３のゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨより大きくなると、可変電源ＶＥ１は、図１７（ｂ）に示すように、タイミング回路３によって、電圧ＶＧ１１を出力する。よって、ＰチャネルトランジスタＭ１１は、ゲートの電圧がＶＧ１２のときより多くのゲート充電電流ＩＣを流す。ゲート電圧ＶＧは、急激に上昇する。
【０１３１】
図１７（ａ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、可変電源ＶＥ１は、図１７（ｂ）に示すように、タイミング回路３によって、０Ｖを出力する。可変電源ＶＥ２は、図１７（ｃ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、電圧ＶＧ２１を出力する。ＮチャネルトランジスタＭ１２のソース−ドレイン間は、オン状態となり、ゲート放電電流ＩＤＣが流れる。
【０１３２】
ゲート放電電流ＩＤＣがＮチャネルトランジスタＭ１２を流れると、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲート電圧ＶＧが減少する。ゲート電圧ＶＧが減少し、ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ近傍になると、タイミング回路３は、図１７（ｃ）に示すように、可変電源ＶＥ２に電圧ＶＧ２２を出力させる。電圧ＶＧ２２は、電圧ＶＧ２１より小さいので、ＰチャネルトランジスタＭ１１は、図１７（ｄ）に示すように、ゲートの電圧が電圧ＶＧ２１のときより、少ないゲート放電電流ＩＤＣを流す。よって、ゲート電圧ＶＧの傾きは、図１７（ｅ）に示すように緩やかとなる。
【０１３３】
ＮチャネルトランジスタＭ３のゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨより小さくなると、タイミング回路３は、図１７（ｃ）に示すように、可変電源ＶＥ２に電圧ＶＧ２１を出力させる。従って、ＰチャネルトランジスタＭ１１は、図１７（ｄ）に示すように、ゲートの電圧が電圧ＶＧ２２のときより、多くのゲート放電電流ＩＤＣを流す。よって、ＰチャネルトランジスタＭ１１は、ゲートの電圧がＶＧ２２のときより多くのゲート充電電流ＩＣを流す。ゲート電圧ＶＧは、急激に下降する。
【０１３４】
このように、ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ近傍になると、ＰチャネルトランジスタＭ１１、ＮチャネルトランジスタＭ１２のゲートの電圧を減少させ、少ないゲート放電電流ＩＤＣ、ゲート充電電流ＩＣを流す。そして、閾値電圧ＶＴＨでのゲート電圧ＶＧの傾きを緩やかにする。ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ近傍以外では、ＰチャネルトランジスタＭ１１、ＮチャネルトランジスタＭ１２のゲートの電圧を増加させ、多くのゲート充電電流ＩＣ、ゲート放電電流ＩＤＣを流し、ゲート電圧ＶＧを急激に上昇、下降させる。これにより、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度を低下させることなく、ノイズを低減することができる。
【０１３５】
上記説明では、負荷トランジスタをＮチャネルトランジスタとして説明したが、Ｐチャネルトランジスタについても同様に、スイッチング速度を低下させることなく、ノイズを低減することができる。
【０１３６】
ゲート充電時におけるＮチャネルトランジスタＭ３のノイズが大きい場合、ダイオード接続をＰチャネルトランジスタＭ１１にのみ行うようにしてもよい。また、ゲート放電時におけるＮチャネルトランジスタＭ３のノイズが大きい場合、ダイオード接続をＮチャネルトランジスタＭ１２にのみ行うようにしてもよい。
【０１３７】
なお、第４の実施の形態は、図７に示した第１のパターンに相当する。
次に、第４の実施の形態のドライブ回路の出力段トランジスタ（ＰチャネルトランジスタＭ１１、ＮチャネルトランジスタＭ１２）がオンする場合の動作点推移について説明する。
【０１３８】
図１８は、動作点推移を示す図で、（ａ）は従来のドライブ回路の動作点推移、（ｂ）は第４の実施の形態のドライブ回路の動作点推移を示す。
図１８（ａ）に示す動作点推移の横軸は、ドライブ回路の出力段トランジスタ（負荷トランジスタと接続されるトランジスタ）のドレイン−ソース間の電圧ＶＤＳを示し、縦軸は、ドレイン電流ＩＤを示す。
【０１３９】
従来のドライバ回路では、図に示すように出力段トランジスタのゲートに電圧が印加されると負荷トランジスタのゲートの充電（または放電）が完了するまで（ドレイン電流ＩＤが０Ａになるまで、または、ドレイン−ソース間の電圧ＶＤＳが０Ｖになるまで）、一定ゲート電圧時の出力特性曲線上を移動する。
【０１４０】
図１８（ｂ）に示す動作点推移の横軸は、ドレイン−ソース間の電圧ＶＤＳを示し、縦軸は、ドレイン電流ＩＤを示す。
第４の実施の形態のドライブ回路では、図に示すように出力段トランジスタのゲートに電圧が印加されると、負荷トランジスタのゲートの充電（または放電）の初期状態ではゲート電圧Ｇ１のトランジスタの出力特性曲線上を移動する。負荷トランジスタのゲート電圧が閾値電圧に近づくと、出力段トランジスタをゲート電圧Ｇ２（Ｇ２＜Ｇ１）で駆動することにより、ゲート電圧Ｇ２のトランジスタの出力特性曲線上を移動し、トランジスタのドレイン電流ＩＤが減少する。負荷トランジスタのゲート電圧が閾値を離れると、ゲート電圧Ｇ２をゲート電圧Ｇ１にすることにより、負荷のゲートの充電（放電）が完了するまで（ドレイン電流ＩＤが０Ａになるまで、または、ドレイン−ソース間の電圧ＶＤＳが０Ｖになるまで）、ゲート電圧Ｇ１のトランジスタの出力特性曲線上を移動する。
【０１４１】
このように、負荷トランジスタのゲート充電（放電）電流を一定期間減少させ、負荷トランジスタのゲート電圧の変化率を緩やかにする。これにより、スイッチング時間を増加させることなく抑制したまま、負荷の出力電流の微分絶対値を抑制し、ノイズの低減を図ることができる。
【０１４２】
なお、上記説明では、ゲート電圧Ｇ１，Ｇ２の２値間で、非連続的にトランジスタの出力特性曲線上を移動しているが、ゲート電圧を連続的に変化させて、ゲート充電（放電）電流を流すこともできる。
【０１４３】
次に、第４の実施の形態のドライブ回路と、従来のドライブ回路の電源に発生するノイズの比較について説明する。
図１９は、第４の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。図５に示した比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に従来のドライブ回路を用いた場合、図１９に示すように、電源に約１００ｍＶの（縦軸は２０ｍＶ／ｄｉｖ）のノイズが生じる。また、図５に示した比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に、第４の実施の形態のドライブ回路を用いた場合、図１９に示すように、電源に約２５ｍＶのノイズが生じる。
【０１４４】
このように、第４の実施の形態のドライブ回路では、従来のドライブ回路に比べ、ノイズを１／４に低減することができる。
次に、第５の実施の形態について説明する。
【０１４５】
図２０は、第５の実施の形態のドライブ回路を示す図である。図２０に示すドライブ回路において、図１６のドライブ回路と同じものは、同じ符号を付し、その説明は省略する。
【０１４６】
図２０のドライブ回路では、タイミング回路４の可変電源ＶＥ１，ＶＥ２の電圧を可変するタイミングが、図１６のドライブ回路のタイミング回路３と異なる。以下、図２０のドライブ回路の動作について説明する。
【０１４７】
図２１は、図２０のドライブ回路の電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はタイミング回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）、（ｃ）は可変電源の電圧、（ｈ）はゲート電流、（ｉ）はゲート電圧、（ｊ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【０１４８】
タイミング回路４には、図２１（ａ）に示すパルス電圧ＶＩＮが入力される。タイミング回路４は、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、図２１（ｂ）に示すように、可変電源ＶＥ１に電圧ＶＧ１２（電圧ＶＧ１２＜電圧ＶＧ１１）を出力させる。なお、図２１（ｂ）に示す可変電源ＶＥ１の電圧ＶＧ１は、電源Ｖｃｃを基準としたＰチャネルトランジスタＭ１１のゲートの負の電圧を絶対値で示している。すなわち、電源ＶｃｃからＰチャネルトランジスタＭ１１のゲートの電圧を見ると、可変電源ＶＥ１によって負の電圧ＶＧ１が印加されていることになる。従って、ＰチャネルトランジスタＭ１１のソース−ドレイン間は、オン状態であり、ゲート充電電流ＩＣが流れる。なお、電圧ＶＧ１２は、電圧ＶＧ１１より小さいので、ＰチャネルトランジスタＭ１１は、図２１（ｄ）に示すように、ゲートの電圧が電圧ＶＧ１１のときより、少ないゲート充電電流ＩＣを流す。よって、ゲート電圧ＶＧの傾きは、図２１（ｅ）に示すように緩やかとなる。
【０１４９】
タイミング回路４は、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、図２１（ｃ）に示すように、可変電源ＶＥ２に０Ｖを出力させる。従って、ＮチャネルトランジスタＭ１２のソース−ドレイン間は、オフ状態であり、電流が流れない。
【０１５０】
ＮチャネルトランジスタＭ３のゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨより大きくなると、タイミング回路４は、図２１（ｂ）に示すように、可変電源ＶＥ１に電圧ＶＧ１１を出力させる。なお、電圧ＶＧ１１は、電圧ＶＧ１２より大きい。これにより、ＰチャネルトランジスタＭ１１は、図２１（ｄ）に示すように、ゲートの電圧が電圧ＶＧ１２のときより、多くのゲート充電電流ＩＣを流す。図２１（ｅ）に示すように、ゲート電圧ＶＧは、急激に上昇する。
【０１５１】
タイミング回路４は、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、図２１（ｃ）に示すように、可変電源ＶＥ２に電圧ＶＧ２１を出力させる。よって、ＮチャネルトランジスタＭ１２のソース−ドレイン間は、オン状態となり、ゲート放電電流ＩＤＣが流れる。
【０１５２】
ゲート放電電流ＩＤＣがＮチャネルトランジスタＭ１２を流れると、ＮチャネルトランジスタＭ３のゲート電圧ＶＧが減少する。ゲート電圧ＶＧが減少し、ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ近傍になると、可変電源ＶＥ２は、図２１（ｃ）に示すように、タイミング回路３によって、電圧ＶＧ２２を出力する。なお、電圧ＶＧ２２は、電圧ＶＧ２１より小さい。これにより、ＰチャネルトランジスタＭ１１は、図２１（ｄ）に示すように、ゲートの電圧が電圧ＶＧ１１のときより、少ないゲート放電電流ＩＤＣを流す。よって、ゲート電圧ＶＧの傾きは、図２１（ｅ）に示すように緩やかとなる。
【０１５３】
このように、ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨより大きくなるまで、小さいゲート電圧でＰチャネルトランジスタＭ１１を動作させ、少ないゲート放電電流ＩＤＣを流し、ゲート電圧ＶＧの傾きを緩やかにする。その後、大きいゲート電圧でＰチャネルトランジスタＭ１１を動作させ、ゲート電圧ＶＧを急激に上昇させる。また、ゲート電圧ＶＧが下降するとき、閾値電圧ＶＴＨ近傍になるまで、大きいゲート電圧でＮチャネルトランジスタＭ１２を動作させ、ゲート電圧を急激に下降させる。その後、小さいゲート電圧でＮチャネルトランジスタＭ１２を動作させ、少ないゲート放電電流ＩＤＣを流し、ゲート電圧ＶＧの傾きを緩やかにする。これにより、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度を低下させることなく、ノイズを低減することができる。
【０１５４】
上記説明では、負荷トランジスタをＮチャネルトランジスタとして説明したが、Ｐチャネルトランジスタについても同様に、スイッチング速度を低下させることなく、ノイズを低減することができる。
【０１５５】
ゲート充電時におけるＮチャネルトランジスタＭ３のノイズが大きい場合、ダイオード接続をＰチャネルトランジスタＭ１１にのみ行うようにしてもよい。また、ゲート放電時におけるＮチャネルトランジスタＭ３のノイズが大きい場合、ダイオード接続をＮチャネルトランジスタＭ１２にのみ行うようにしてもよい。
【０１５６】
なお、第５の実施の形態は、図８に示した第２のパターンに相当する。
次に、第５の実施の形態のドライブ回路と、従来のドライブ回路の電源に発生するノイズの比較について説明する。
【０１５７】
図２２は、第５の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。図５に示した比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に従来のドライブ回路を用いた場合、図２２に示すように、電源に約１００ｍＶの（縦軸は２０ｍＶ／ｄｉｖ）のノイズが生じる。また、図５に示した比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に、第５の実施の形態のドライブ回路を用いた場合、図２２に示すように、電源に約３０ｍＶのノイズが生じる。
【０１５８】
このように、第５の実施の形態のドライブ回路では、従来のドライブ回路に比べ、ノイズを１／４に抑えることができる。
次に、第６の実施の形態について説明する。
【０１５９】
図２３は、第６の実施の形態のドライブ回路を示す図である。図２３に示すドライブ回路において、図１のドライブ回路と同じものは、同じ符号を付し、その説明は省略する。
【０１６０】
図２３のドライブ回路では、タイミング回路５のスイッチＳＷ１〜ＳＷ６をオン・オフするタイミングが、図１のドライブ回路のタイミング回路１と異なる。以下、図２３のドライブ回路の動作について説明する。
【０１６１】
図２４は、図２３のドライブ回路のスイッチ状態と電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はタイミング回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）〜（ｇ）はスイッチ状態、（ｈ）はゲート電流、（ｉ）はゲート電圧、（ｊ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【０１６２】
なお、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移し、ゲート充電電流ＩＣが流れ、ゲート電圧ＶＧが上昇するまでは、第２の実施の形態のドライブ回路のタイミングと同様であり、その説明は省略する。
【０１６３】
図２４（ａ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、スイッチＳＷ１は、図２４（ｂ）に示すように、タイミング回路５によって、オフからオンに切替えられる。スイッチＳＷ２は、図２４（ｃ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、オフのままである。スイッチＳＷ３は、図２４（ｄ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に遷移したとき、オンからオフに切替えられる。
【０１６４】
すなわち、ＰチャネルトランジスタＭ１は、タイミング回路５に入力されるパルス電圧が“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、ゲートが電源Ｖｃｃに接続され、ソース−ドレイン間がオフ状態となる。
【０１６５】
スイッチＳＷ４は、図２４（ｅ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、タイミング回路５によって、オンからオフに切替えられる。スイッチＳＷ５は、図２４（ｆ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、オフからオンに切替えられる。スイッチＳＷ６は、図２４（ｇ）に示すように、パルス電圧ＶＩＮが“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、オフのままである。
【０１６６】
すなわち、ＮチャネルトランジスタＭ２は、タイミング回路５に入力されるパルス電圧が“Ｌ”状態から“Ｈ”状態に遷移したとき、ゲート−ドレイン間が接続され、ダイオード接続となる。
【０１６７】
よって、パルス電圧ＶＩＮが“Ｈ”状態から“Ｌ”状態に切替わった瞬間、図２４（ｈ）に示すように、ゲート放電電流ＩＤＣは、急激に流れるが、その後は、トランジスタ特性のときより少ない電流が流れる。よって、図２４（ｉ）に示すように、ゲート電圧ＶＧの傾きは、緩やかに減少する。
【０１６８】
ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ近傍より小さくなると、スイッチＳＷ５は、図１１（ｆ）に示すように、タイミング回路５によって、オンからオフに切替えられる。また、スイッチＳＷ６は、図２４（ｇ）に示すように、タイミング回路５によって、オフからオンに切替えられる。
【０１６９】
すなわち、ＮチャネルトランジスタＭ２は、ゲート電圧ＶＧが、閾値電圧ＶＴＨ近傍以下になると、ゲート−ドレイン間の接続が解放され、トランジスタ特性に従ってゲート放電電流ＩＤＣを流す。
【０１７０】
よって、ゲート放電電流ＩＤＣは、図２４（ｈ）に示すように、ＮチャネルトランジスタＭ２のダイオード接続のときよりも多くの電流が流れる。よって、図２４（ｉ）に示すように、ゲート電圧ＶＧは、閾値電圧ＶＴＨより小さくなると急激に減少する。
【０１７１】
このように、ゲート電圧ＶＧが下降するとき、ゲート電圧ＶＧが閾値電圧ＶＴＨより小さくなるまで、ＮチャネルトランジスタＭ２をダイオード接続し、緩やかに下降させる。そして、ゲート電圧が閾値電圧ＶＴＨより小さくなると、ＮチャネルトランジスタＭ２をトランジスタ接続し、ゲート電圧ＶＧを急激に下降させる。これにより、ＮチャネルトランジスタＭ３のスイッチング速度を低下させることなく、ノイズを低減することができる。
【０１７２】
上記説明では、負荷トランジスタをＮチャネルトランジスタとして説明したが、Ｐチャネルトランジスタについても同様に、スイッチング速度を低下させることなく、ノイズを低減することができる。
【０１７３】
なお、第６の実施の形態は、図９に示した第３のパターンに相当する。
次に、図５の比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に第６の実施の形態のドライブ回路を用いた具体的回路構成について説明する。
【０１７４】
図２５，２６は、第６の実施の形態のドライブ回路を用いた比較回路の具体的回路図である。図２５，２６に示すように、比較回路は、ＡＮＤ回路Ｚ１，Ｚ１３，Ｚ１５，Ｚ１７，Ｚ１９，Ｚ３１，Ｚ３３，Ｚ３５、インバータＺ２，Ｚ５，Ｚ７，Ｚ９，Ｚ１１，Ｚ１４，Ｚ１６，Ｚ１８，Ｚ２０，Ｚ２３，Ｚ２５，Ｚ２７，Ｚ２９，Ｚ３２，Ｚ３４，Ｚ３６、遅延回路Ｚ３，Ｚ１２，Ｚ２１，Ｚ３０、ＯＲ回路Ｚ４，Ｚ６，Ｚ８，Ｚ１０，Ｚ２２，Ｚ２４，Ｚ２６，Ｚ２８、ＰチャネルトランジスタＭ１３，Ｍ１６，Ｍ１７，Ｍ１８，Ｍ２１，Ｍ２４，Ｍ２５，Ｍ２６，Ｍ２９、ＮチャネルトランジスタＭ１４，Ｍ１５，Ｍ１９，Ｍ２０，Ｍ２２，Ｍ２３，Ｍ２７，Ｍ２８，Ｍ３０、コンデンサＣ２、定電流源Ｉｐから構成されている。
【０１７５】
図２５に示すＡＮＤ回路Ｚ１，Ｚ１３，Ｚ１５，Ｚ１７、インバータＺ２，Ｚ５，Ｚ７，Ｚ９，Ｚ１１，Ｚ１４，Ｚ１６，Ｚ１８、遅延回路Ｚ３，Ｚ１２、ＯＲ回路Ｚ４，Ｚ６，Ｚ８，Ｚ１０、ＰチャネルトランジスタＭ１３，Ｍ１６，Ｍ１７，Ｍ１８、ＮチャネルトランジスタＭ１４，Ｍ１５，Ｍ１９，Ｍ２０から構成される回路は、第６の実施の形態のドライブ回路に対応し、かつ図５のドライブ回路ＤＲ１に対応する。
【０１７６】
ＰチャネルトランジスタＭ１３は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ１に対応する。ＮチャネルトランジスタＭ１４は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ２に対応する。ＮチャネルトランジスタＭ１５は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ３に対応する。ＰチャネルトランジスタＭ１７は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ６に対応する。ＰチャネルトランジスタＭ１８は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ５に対応する。ＮチャネルトランジスタＭ１９は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ４に対応する。ＰチャネルトランジスタＭ１６は、図２３のＰチャネルトランジスタＭ１に対応する。ＮチャネルトランジスタＭ２０は、図２３のＮチャネルトランジスタＭ２に対応する。
【０１７７】
また、図２６に示すＡＮＤ回路Ｚ１９，Ｚ３１，Ｚ３３，Ｚ３５、インバータＺ２０，Ｚ２３，Ｚ２５，Ｚ２７，Ｚ２９，Ｚ３２，Ｚ３４，Ｚ３６、遅延回路Ｚ２１，Ｚ３０、ＯＲ回路Ｚ２２，Ｚ２４，Ｚ２６，Ｚ２８、ＰチャネルトランジスタＭ２１，Ｍ２４，Ｍ２５，Ｍ２６、ＮチャネルトランジスタＭ２２，Ｍ２３，Ｍ２７，Ｍ２８から構成される回路は、第６の実施の形態のドライブ回路に対応し、かつ図５のドライブ回路ＤＲ２に対応する。
【０１７８】
ＰチャネルトランジスタＭ２１は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ１に対応する。ＮチャネルトランジスタＭ２２は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ２に対応する。ＮチャネルトランジスタＭ２３は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ３に対応する。ＰチャネルトランジスタＭ２５は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ６に対応する。ＰチャネルトランジスタＭ２６は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ５に対応する。ＮチャネルトランジスタＭ２７は、図２３のドライブ回路のスイッチＳＷ４に対応する。ＰチャネルトランジスタＭ２４は、図２３のＰチャネルトランジスタＭ１に対応する。ＮチャネルトランジスタＭ２８は、図２３のＮチャネルトランジスタＭ２に対応する。
【０１７９】
ＰチャネルトランジスタＭ２９は、図５の比較回路のＰチャネルトランジスタＭ４に対応する。ＮチャネルトランジスタＭ３０は、図５の比較回路のＰチャネルトランジスタＭ５に対応する。コンデンサＣ２は、図５の比較回路のコンデンサＣ１に対応する。定電流源Ｉｐは、図５の比較回路の定電流源Ｉｏに対応する。
【０１８０】
次に、第６の実施の形態のドライブ回路と、従来のドライブ回路の電源に発生するノイズの比較について説明する。
図２７は、第６の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。図５に示した比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に従来のドライブ回路を用いた場合、図２５に示すように、電源に約１００ｍＶの（縦軸は２０ｍＶ／ｄｉｖ）のノイズが生じる。また、図５に示した比較回路のドライブ回路ＤＲ１，ＤＲ２に、第６の実施の形態のドライブ回路を用いた場合、図２７に示すように、電源に約２０ｍＶのノイズが生じる。
【０１８１】
このように、第６の実施の形態のドライブ回路では、従来のドライブ回路に比べ、ノイズを１／５に抑えることができる。
【０１８２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では、トランジスタのゲート電圧が第１のＭＯＳトランジスタのゲート充電電流の供給によって閾値電圧よりも所定の電圧だけ小さい電圧に達してから閾値電圧よりも大きくなるまでの間、第１のスイッチング手段によって第１のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を接続し、トランジスタのゲート電圧が第２のＭＯＳトランジスタのゲート放電電流の放電によって閾値電圧よりも所定の電圧だけ大きい電圧に達してから閾値電圧よりも小さくなるまでの間、第２のスイッチング手段によって第２のＭＯＳトランジスタのゲート−ドレイン間を接続するようにした。これにより、スイッチング速度を抑制することなくノイズを低減して、トランジスタをドライブすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態のドライブ回路を示す回路図である。
【図２】ドライブ回路のスイッチ状態と電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はタイミング回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）〜（ｇ）はスイッチ状態、（ｈ）はゲート電流、（ｉ）はゲート電圧、（ｊ）は負荷電流の変化率の絶対値を示す。
【図３】ドライブ回路の動作フローを示した図である。
【図４】動作点推移を示す図で、（ａ）は、第１の実施の形態のドライブ回路の動作点推移、（ｂ）は従来のドライブ回路の動作点推移を示す図である。
【図５】第１の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路のノイズを比較するための比較回路である。
【図６】第１の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。
【図７】第１のパターンにおけるゲート電流、ゲート電圧、及び負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す図で、（ａ）はゲート電流、（ｂ）はゲート電圧、（ｃ）は負荷電流の変化率の絶対値を示す図である。
【図８】第２のパターンにおけるゲート電流、ゲート電圧、及び負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す図で、（ａ）はゲート電流、（ｂ）はゲート電圧、（ｃ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【図９】第３のパターンにおけるゲート電流、ゲート電圧、及び負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す図で、（ａ）はゲート充電電流、（ｂ）はゲート放電電流、（ｃ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【図１０】第２の実施の形態のドライブ回路を示す図である。
【図１１】図１０のドライブ回路のスイッチ状態と電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はタイミング回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）〜（ｇ）はスイッチ状態、（ｈ）はゲート電流、（ｉ）はゲート電圧、（ｊ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【図１２】第２の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。
【図１３】第３の実施の形態のドライブ回路を示す図である。
【図１４】図１３のドライブ回路のスイッチ状態と電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はドライブ回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）、（ｃ）はスイッチ状態、（ｄ）はゲート電流、（ｅ）はゲート電圧、（ｆ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【図１５】第３の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。
【図１６】第４の実施の形態のドライブ回路を示す図である。
【図１７】図１６のドライブ回路の電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はタイミング回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）、（ｃ）は可変電源の電圧、（ｄ）はゲート電流、（ｅ）はゲート電圧、（ｆ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【図１８】動作点推移を示す図で、（ａ）は従来のドライブ回路の動作点推移、（ｂ）は第４の実施の形態のドライブ回路の動作点推移を示す。
【図１９】第４の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。
【図２０】第５の実施の形態のドライブ回路を示す図である。
【図２１】図２０のドライブ回路の電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はタイミング回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）、（ｃ）は可変電源の電圧、（ｄ）はゲート電流、（ｅ）はゲート電圧、（ｆ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【図２２】第５の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。
【図２３】第６の実施の形態のドライブ回路を示す図である。
【図２４】図２３のドライブ回路のスイッチ状態と電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はタイミング回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）〜（ｇ）はスイッチ状態、（ｈ）はゲート電流、（ｉ）はゲート電圧、（ｊ）は負荷電流の変化率の絶対値の波形を示す。
【図２５】第６の実施の形態のドライブ回路を用いた比較回路の具体的回路図である。
【図２６】第６の実施の形態のドライブ回路を用いた比較回路の具体的回路図である。
【図２７】第６の実施の形態のドライブ回路と従来のドライブ回路の電源に生じるノイズを示した図である。
【図２８】従来のドライブ回路を示す回路図である。
【図２９】ドライブ回路の電圧、電流波形を示した図であり、（ａ）はドライブ回路に入力されるパルス電圧、（ｂ）はゲート充電電流、（ｃ）はゲート電圧、（ｄ）は負荷電流の変化率の絶対値を示す。
【符号の説明】
１〜５  タイミング回路
ＳＷ１〜ＳＷ１１  スイッチ
Ｍ１，Ｍ４，Ｍ６〜Ｍ９，Ｍ１１  Ｐチャネルトランジスタ
Ｍ２，Ｍ３，Ｍ５，Ｍ７，Ｍ８，Ｍ１０，Ｍ１２  Ｎチャネルトランジスタ
Ｄ１，Ｄ２  ダイオード
Ｒ１  抵抗
Ｅ１，Ｅ２  電源
ＶＥ１，ＶＥ２  可変電源
【図１】
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【図２】
0004032879.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
0004032879.tif 000006
【図６】
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【図７】
0004032879.tif 000008
【図８】
0004032879.tif 000009
【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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