(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定の高周波信号を復調する復調装置であって、
上記高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、
上記周波数変換手段によって得られた上記中間周波数を有する中間周波数信号に対する上記所定の高周波信号の復調のための所定の信号処理を施す信号処理手段と、
上記周波数変換手段及び上記信号処理手段に対する設定を行う設定手段とを備え、
上記周波数変換手段は、所定の源発振器によって生成される所定の源発振信号に基づいて、上記高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変換するために局部発振周波数にて局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段を有し、
上記信号処理手段は、上記局部発振信号生成手段と上記源発振器を共用し、上記源発振器によって生成される上記源発振信号によって生成される発振信号に基づいて、上記中間周波数信号に対して上記所定の信号処理を施すための所定の周波数を有する信号を生成する信号生成手段と、
キャリアの同期を確立するキャリア同期手段と、
を有し、
上記局部発振信号生成手段は、上記源発振器によって生成される上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて上記設定手段が設定可能な複数のパラメータに基づいて、分周比が可変的に設定されることによって上記局部発振信号の局部発振周波数を可変とし、
上記キャリア同期手段に信号を供給する上記信号生成手段は、上記源発振器によって生成される上記源発振信号の任意の源発振周波数及び上記中間周波数に応じて、上記設定手段を介して分周比が可変的に設定されることによって上記信号の周波数を可変とすることを特徴とする復調装置。
【請求項２】
上記信号生成手段は、上記設定手段によって設定される複数のパラメータであって、上記源発振器によって生成される上記源発振信号の任意の源発振周波数に対応した複数のパラメータに基づいて分周比が可変的に設定されることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項３】
上記信号処理手段は、複数の上記信号生成手段を備えることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項４】
上記信号生成手段は、受信信号に対応する周波数の信号を生成することを特徴とする、請求項３記載の復調装置。
【請求項５】
上記設定手段は、局部発振信号生成手段及び上記信号生成手段における上記分周比をそれぞれ設定するための設定値を設定することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項６】
上記高周波信号は、スペクトラム拡散信号であり、
上記信号処理手段は、
再生符号と入力された上記スペクトラム拡散信号に含まれる拡散符号との同期を確立するループ回路を有することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項７】
上記ループ回路に信号を供給する上記信号生成手段は、上記ループ回路にて上記再生符号を発生させる際に必要となる信号を生成するものであり、可変周波数範囲が、拡散符号の速度に、上記源発振器の上記源発振周波数の誤差と、送信側と受信側との相対速度の変化によって生じるドップラシフト量とを加えた範囲をカバーするように、上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設定手段を介して分周比が可変的に設定されることを特徴とする請求項６記載の復調装置。
【請求項８】
上記キャリア同期手段に信号を供給する上記信号生成手段は、上記キャリア同期手段にて上記再生キャリアを生成するものであり、可変周波数範囲が、上記中間周波数に、上記源発振器の上記源発振周波数の誤差と、送信側と受信側との相対速度の変化によって生じるドップラシフト量とを加えた範囲をカバーするように、上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設定手段を介して分周比が可変的に設定されることを特徴とする請求項６記載の復調装置。
【請求項９】
上記信号処理手段は、上記源発振器によって生成される上記源発振信号に基づく所定のサンプリング周波数で上記中間周波数信号をサンプリングするサンプリング手段を有し、
上記サンプリング手段は、上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設定手段を介して分周比が可変的に設定されることによって上記サンプリング周波数を可変とすることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項１０】
上記高周波信号は、スペクトラム拡散信号であり、
上記サンプリング手段は、拡散符号の１周期あたりのサンプリング数が一定の整数値となるように、上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設定手段を介して分周比が可変的に設定されることを特徴とする請求項９記載の復調装置。
【請求項１１】
上記サンプリング手段は、上記源発振信号に基づいて、上記拡散符号の１周期にほぼ一致する周期的なタイミングリセット信号を生成し、上記タイミングリセット信号に基づいて、サンプリングするタイミングを初期化することを特徴とする請求項１０記載の復調装置。
【請求項１２】
上記高周波信号の周期に応じて、上記源発振器の上記源発振周波数の最小桁が決定されることを特徴とする請求項１１記載の復調装置。
【請求項１３】
上記高周波信号の拡散符号の１周期は、１ミリ秒であり、
上記源発振周波数の最小桁は、１ｋＨｚの整数分の１であり、
上記サンプリング手段は、上記拡散符号の１周期ではなく、上記拡散符号の１周期の整数倍あたりのサンプリング数が一定の整数値となるように、上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設定手段を介して分周比が可変的に設定されることを特徴とする請求項１２記載の復調装置。
【請求項１４】
上記サンプリング手段は、上記拡散符号の１周期あたりのサンプリング数が２のべき乗個となるように設定されることを特徴とする請求項１０記載の復調装置。
【請求項１５】
上記スペクトラム拡散信号は、符号長が２のべき乗−１であり、
上記サンプリング手段は、上記拡散符号の１周期あたりのサンプリング数が（２のべき乗−１）個となるように設定され、上記拡散符号の１周期の中でダミーのビットを等間隔で挿入し、上記拡散符号の１周期内のデータ数を２のべき乗個とすることを特徴とする請求項１０記載の復調装置。
【請求項１６】
上記信号処理手段は、上記サンプリング手段によってサンプリングされたデータを、上記拡散符号の１周期あたりのサンプリング数が２のべき乗個となるように間引きし、間引きしたデータに対して信号処理を施すことを特徴とする請求項１０記載の復調装置。
【請求項１７】
上記周波数変換手段によって得られた上記中間周波数信号における拡散符号の位相を検出する同期捕捉と上記中間周波数信号におけるキャリア周波数の検出とを行う同期捕捉手段を備え、
上記同期捕捉手段は、上記サンプリング手段を有することを特徴とする請求項１０記載の復調装置。
【請求項１８】
上記周波数変換手段及び上記信号処理手段は、それぞれ、入力された信号のうち所定の周波数帯域成分を通過させるフィルタ手段を有し、
上記フィルタ手段は、上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設定手段を介して通過周波数帯域を含む特性が可変的に設定されることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項１９】
上記高周波信号は、自己の位置を算出するために衛星から受信したスペクトラム拡散信号であり、
上記周波数変換手段によって得られた上記中間周波数信号における拡散符号の位相を検出する同期捕捉と上記中間周波数信号におけるキャリア周波数の検出とを行う同期捕捉手段を備え、
上記同期捕捉手段は、上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、位置算出のための情報となる拡散符号の同期タイミングを計測するにあたっての計測の時間分解能が上記設定手段を介して設定されることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項２０】
上記源発振信号を動作クロックとして、外部との通信を行う入出力インターフェース手段と、
上記源発振信号を動作クロックとして動作する内部時計手段と、
上記源発振信号を動作クロックとして動作する所定のペリフェラルとを備え、
上記入出力インターフェースの通信速度、上記内部時計手段、及び／又は上記ペリフェラルは、それぞれ、上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、上記設定手段を介して可変的に設定されることを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項２１】
上記源発振器は、所定の機能を実現する他のユニットの動作クロックを生成するために設けられるものであり、
少なくとも上記局部発振信号生成手段及び上記信号生成手段は、上記源発振器を共用することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項２２】
上記源発振信号を動作クロックとして、外部との通信を行う入出力インターフェース手段を備え、
上記設定手段は、外部から上記源発振器の上記源発振周波数のみを入力し、上記源発振周波数に基づいて、少なくとも上記局部発振信号生成手段及び上記信号生成手段における上記分周比並びに上記入出力インターフェース手段の通信速度をそれぞれ設定するための設定値を算出して設定することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項２３】
上記設定手段は、上記源発振器とは異なる他の既知周波数の発振器によって生成される発振信号をゲート信号として、上記源発振器によって生成される上記源発振信号をカウントし、このカウント値に基づいて、上記源発振器の上記源発振周波数を判別することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
【請求項２４】
上記源発振信号を動作クロックとして、外部との通信を行う入出力インターフェース手段を備え、
上記設定手段は、電源がオン状態となると同時に上記源発振器によって生成される上記源発振信号をカウントして上記源発振器の上記源発振周波数を判別し、判別した上記源発振周波数に基づいて、少なくとも上記局部発振信号生成手段及び上記信号生成手段における上記分周比並びに上記入出力インターフェース手段の通信速度をそれぞれ設定することを特徴とする請求項２０記載の復調装置。
【請求項２５】
衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する測位ユニットが組み込まれた受信装置であって、
上記衛星からの信号を受信する受信手段と、
上記受信手段によって受信した所定の高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、
上記周波数変換手段によって得られた上記中間周波数を有する中間周波数信号に対する上記所定の高周波信号の復調のための所定の信号処理を施す信号処理手段と、
上記周波数変換手段及び上記信号処理手段に対する設定を行う設定手段と、
上記測位ユニットとは異なる所定の機能を実現する他のユニットの動作クロックを生成するために設けられ、所定の源発振信号を有する源発振信号を生成する源発振器とを備え、
上記周波数変換手段は、上記源発振器によって生成される上記源発振信号に基づいて、上記高周波信号の周波数を上記中間周波数に変換するために局部発振周波数にて局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段を有し、
上記信号処理手段は、上記局部発振信号生成手段と上記源発振器を共用し、上記源発振器によって生成される上記源発振信号によって生成される発振信号に基づいて、上記中間周波数信号に対して上記所定の信号処理を施すための所定の周波数を有する信号を生成する信号生成手段と、
キャリアの同期を確立するキャリア同期手段と、
を有し、
上記局部発振信号生成手段は、上記源発振器によって生成される上記源発振信号の任意の源発振周波数に応じて上記設定手段が設定可能な複数のパラメータに基づいて、分周比が可変的に設定されることによって上記局部発振信号の局部発振周波数を可変とし、
上記キャリア同期手段に信号を供給する上記信号生成手段は、上記源発振器によって生成される上記源発振信号の任意の源発振周波数及び上記中間周波数に応じて、上記設定手段を介して分周比が可変的に設定されることによって上記信号の周波数を可変とすることを特徴とする受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所定の高周波信号を復調する復調装置、及びこの復調装置を適用した受信装置であっていわゆるＧＮＳＳ（Global Navigation Satellites System）における衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、人工衛星を利用して地上における移動体の位置を測定するＧＮＳＳシステムが普及しつつある。このＧＮＳＳシステムとしては、例えば全地球測位システム（Global Positioning System；以下、ＧＰＳという。）がある。このＧＰＳシステムにおいて、ＧＰＳ衛星からの信号を受信するＧＰＳ受信機は、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信して、その受信信号に基づいて当該ＧＰＳ受信機の位置を算出し、ユーザに報知することが基本機能である。
【０００３】
すなわち、ＧＰＳ受信機は、各ＧＰＳ衛星からの信号を復調して各ＧＰＳ衛星の軌道情報を取得し、各ＧＰＳ衛星の軌道及び時間情報と受信信号の遅延時間とに基づいて、当該ＧＰＳ受信機の３次元位置を連立方程式によって導出するものである。なお、ＧＰＳシステムにおいて、受信信号を得るＧＰＳ衛星が少なくとも４個必要となるのは、ＧＰＳ受信機が備える時計による内部時間とＧＰＳ衛星が備える原子時計による時間との間に誤差があり、その誤差の影響を除去した３次元位置と正確な時刻との４つの未知パラメータを算出するためには、少なくとも４個のＧＰＳ衛星からの擬似距離が必要となることによる。
【０００４】
ＧＰＳシステムにおいては、民生用のＧＰＳ受信機を用いる場合には、ＧＰＳ衛星（Navstar）からのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Clear and Acquisition）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行う。
【０００５】
このＬ１帯、Ｃ／Ａコードと呼ばれる送信信号は、送信信号速度、すなわち、チップレートが１．０２３ＭＨｚであり、例えばいわゆるＧｏｌｄ符号等の符号長が１０２３の擬似ランダムノイズ（Pseudo-random Noise；ＰＮ）系列の拡散符号で、５０ｂｐｓのデータを直接拡散した信号により、周波数が１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという。）に対して２相位相変調方式（Binary Phase Shift Keying；以下、ＢＰＳＫ変調方式という。）に基づく変調を施した信号である。この場合、符号長が１０２３であることから、Ｃ／Ａコードは、図１４中１段目に示すように、拡散符号が１０２３チップを１周期として、すなわち、１周期＝１ミリ秒（msec）として、繰り返すものとなる。
【０００６】
このＣ／Ａコードの拡散符号は、ＧＰＳ衛星毎に異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、どの拡散符号を用いるかは、予めＧＰＳ受信機によって検知できるようになされている。また、ＧＰＳ受信機は、後述する航法メッセージにより、どのＧＰＳ衛星からの信号をその地点及びその時点で受信することができるかが把握できるようになされている。そのため、ＧＰＳ受信機は、例えば３次元測位であれば、その地点及びその時点で取得することができる少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの電波を受信してスペクトラム逆拡散を施し、測位演算を行うことにより、自己の位置を算出する。
【０００７】
また、ＧＰＳ衛星からの信号データの１ビットは、同図中２段目に示すように、拡散符号の２０周期分、すなわち、２０ミリ秒単位として伝送される。すなわち、データの伝送速度は、上述したように、５０ｂｐｓである。さらに、拡散符号の１周期分の１０２３チップは、ビットが"１"であるときと"０"であるときとでは、反転したものとなる。
【０００８】
さらに、ＧＰＳ衛星からの信号は、同図中３段目に示すように、３０ビット、すなわち、６００ミリ秒で１ワードを形成する。さらにまた、ＧＰＳ衛星からの信号は、同図中４段目に示すように、１０ワード、すなわち、６秒で１サブフレームを形成する。そして、ＧＰＳ衛星からの信号には、同図中５段目に示すように、１サブフレームの先頭のワードに、データが更新されたときであっても常に規定のビットパターンとされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルに後続してデータが伝送されてくる。
【０００９】
さらにまた、ＧＰＳ衛星からの信号は、５サブフレーム、すなわち、３０秒で１フレームを形成する。そして、ＧＰＳ衛星からの信号においては、上述した航法メッセージが、この１フレームのデータ単位で伝送されてくる。
【００１０】
この１フレームのデータのうちの始めの３個のサブフレームは、エフェメリス（Ephemeris）情報と呼ばれるＧＰＳ衛星固有の情報である。このエフェメリス情報には、ＧＰＳ衛星の軌道を求めるためのパラメータと、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻とが含まれる。
【００１１】
全てのＧＰＳ衛星は、原子時計を備えることによって共通の時刻情報を用いており、エフェメリス情報に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、原子時計の１秒単位とされている。また、ＧＰＳ衛星の拡散符号は、原子時計に同期したものとして生成される。
【００１２】
エフェメリス情報に含まれる軌道情報は、数時間毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同一の情報となる。そのため、ＧＰＳ受信機は、エフェメリス情報に含まれる軌道情報をメモリに保持しておくことにより、数時間は同じ軌道情報を精度よく使用することができる。なお、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、ＴＯＷ（Time Of Week）情報として６秒毎に更新される。
【００１３】
一方、１フレームのデータのうちの残りの２個のサブフレームの航法メッセージは、アルマナック（Almanac）情報と呼ばれる全てのＧＰＳ衛星から共通に送信される情報である。このアルマナック情報は、全情報を取得するために２５フレーム分必要となるものであり、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報や、どのＧＰＳ衛星が使用可能であるのかを示す情報等から構成される。このアルマナック情報は、数日毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同一の情報となる。そのため、ＧＰＳ受信機は、アルマナック情報をメモリに保持しておくことにより、数日は同じ情報を精度よく使用することができる。しかし、ＧＰＳ受信機は、精度は多少落ちるものの、数か月の間、同じアルマナック情報を使用することもできる。
【００１４】
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を受信して上述したデータを得るために、まず、キャリアを除去した後、受信しようとするＧＰＳ衛星で用いられているＣ／Ａコードと同じ拡散符号を用いて、そのＧＰＳ衛星からの信号について、Ｃ／Ａコードの位相同期をとることによってＧＰＳ衛星からの信号を捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。ＧＰＳ受信機は、Ｃ／Ａコードとの位相同期をとってスペクトラム逆拡散を行うと、ビットが検出され、ＧＰＳ衛星からの信号に基づいて時刻情報等を含む航法メッセージを取得することが可能となる。
【００１５】
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号の捕捉をＣ／Ａコードの位相同期探索によって行うが、この位相同期探索として、自己が発生する拡散符号とＧＰＳ衛星からの受信信号の拡散符号との相関を検出し、例えば、その相関検出結果の相関値が予め定められた値よりも大きい場合に、両者が同期しているものと判定する。そして、ＧＰＳ受信機は、同期がとれていないものと判定した場合には、何らかの同期手法を用いて、自己が発生する拡散符号の位相を制御し、受信信号の拡散符号と同期させるようにしている。
【００１６】
ところで、ＧＰＳ衛星からの信号は、上述したように、データを拡散符号で拡散した信号によってキャリアをＢＰＳＫ変調方式に基づいて変調した信号である。したがって、ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を受信するには、拡散符号のみならず、キャリア及びデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリアの同期を独立に行うことはできない。
【００１７】
また、ＧＰＳ受信機は、通常、受信信号のキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数（Intermediate Frequency；以下、ＩＦという。）に変換することによって受信信号をＩＦ信号に変換し、このＩＦ信号で上述した同期検出処理を行う。このＩＦ信号におけるキャリア（以下、ＩＦキャリアという。）には、主に、ＧＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラシフトによる周波数誤差分と、受信信号をＩＦ信号に変換する際にＧＰＳ受信機の内部で生成する局部発振器の周波数誤差分とが含まれる。
【００１８】
したがって、ＧＰＳ受信機においては、これらの周波数誤差要因によってＩＦキャリア周波数が未知であることから、その周波数のサーチが必要となる。また、拡散符号の１周期内での同期点（同期位相）は、ＧＰＳ受信機とＧＰＳ衛星との位置関係に依存することに起因して未知であることから、ＧＰＳ受信機においては、上述したように、何らかの同期手法が必要となる。
【００１９】
従来のＧＰＳ受信機では、キャリアについての周波数サーチと、スライディング相関器による同期捕捉、ＤＬＬ（Delay Locked Loop）及びコスタスループによる同期保持とを組み合わせた同期手法を用いている。以下、この同期手法について説明する。
【００２０】
ＧＰＳ受信機の拡散符号の発生器を駆動するクロックは、当該ＧＰＳ受信機に用意されている基準周波数発振器を分周したものが一般に用いられる。この基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いられ、ＧＰＳ受信機は、この基準周波数発振器の出力に基づいて、ＧＰＳ衛星からの受信信号をＩＦ信号に変換するために用いる局部発振信号を生成する。
【００２１】
ここで、周波数サーチについての処理内容を図１５に示す。ＧＰＳ受信機は、拡散符号の発生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ１であるときの拡散符号についての位相同期探索を行う。すなわち、ＧＰＳ受信機は、拡散符号の位相を１チップずつ順次ずらしていくことによって各チップ位相のときのＧＰＳ衛星からの受信信号と拡散符号との相関を検出し、相関のピークを検出することにより、同期がとれる位相を検出する。また、ＧＰＳ受信機は、クロック信号の周波数がｆ１であるときにおいて、１０２３チップ分の位相探索の全てで同期する位相が存在しない場合には、例えば基準周波数発振器に対する分周比を変化させ、クロック信号の周波数を他の周波数ｆ２に変更し、同様に１０２３チップ分の位相探索を行う。ＧＰＳ受信機は、このような動作を、クロック信号の周波数をステップ的に変化させて繰り返すことによって周波数サーチを実現する。
【００２２】
そして、ＧＰＳ受信機は、このような周波数サーチを行うことによって同期可能とされるクロック信号の周波数を検出すると、そのクロック信号の周波数で最終的な拡散符号の位相同期を行う。これにより、ＧＰＳ受信機は、水晶発振器の発振周波数にずれがある場合であっても、ＧＰＳ衛星からの信号を捕捉することが可能となる。
【００２３】
しかしながら、このような従来の同期手法は、原理的には高速同期には不向きである。ＧＰＳ受信機においては、拡散符号及びＩＦキャリアの同期に時間を要すると反応が遅くなり、使用上において不便を生じる。そのため、実際のＧＰＳ受信機においては、この欠点を補うため、多チャンネル化して並列処理によって同期捕捉までの時間を短縮している。
【００２４】
一方、上述したスライディング相関を用いた手法に代わってスペクトラム拡散信号の同期捕捉を高速に行う手法としては、マッチドフィルタの利用がある。マッチドフィルタは、いわゆるトランスバーサルフィルタによってディジタル的に実現可能である。また、マッチドフィルタとしては、近年のＤＳＰ（Digital Signal Processor）に代表されるハードウェアの能力の向上により、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、ＦＦＴという。）を利用したディジタルマッチドフィルタによって拡散符号の同期を高速に行う手法が実現されている。後者は、古くから知られる相関計算の高速化手法に基づくものである。
【００２５】
ＧＰＳ受信機は、これらのマッチドフィルタを用いることにより、相関がある場合には、例えば図１６に出力波形の１周期分を示すように、相関のピークを検出する。このピークの位置は、拡散符号の先頭を示すものである。ＧＰＳ受信機は、このピークを検出することにより、同期を捕捉、すなわち、受信信号における拡散符号の位相を検出することができる。また、ＧＰＳ受信機は、例えば上述したＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタを用い、ＦＦＴの周波数領域での操作を行うことにより、拡散符号の位相とともにＩＦキャリア周波数を検出することができる。そして、ＧＰＳ受信機は、拡散符号の位相を擬似距離に換算し、少なくとも４個のＧＰＳ衛星が検出された場合には当該ＧＰＳ受信機の位置を算出することができ、また、ＩＦキャリア周波数に基づいて当該ＧＰＳ受信機の速度を算出することができる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上述したＣ／Ａコードを利用したＧＰＳ受信機においては、上述した発振器によって生成する発振信号の周波数である源発振周波数として、Ｃ／Ａコードのチップレートである１．０２３ＭＨｚの倍数が用いられることが多い。例えば、ＧＰＳ受信機においては、チップレートの１６倍である１６．３６８ＭＨｚを源発振周波数とした場合には、ベースバンド信号を処理するディジタル信号処理部の動作クロックを源発振器と同じ周波数である１６．３６８ＭＨｚとし、ＧＰＳ衛星からの受信信号をＩＦ信号に変換するために用いる局部発振信号の周波数を１６．３６８ＭＨｚ×９６＝１５７１．３２８ＭＨｚとし、ＩＦ信号の周波数を４．０９２ＭＨｚとするのが典型的である。この場合、ＧＰＳ受信機においては、源発振周波数を変更すると、ＩＦ信号の周波数が大きく変化することになる。
【００２７】
例えば、ＧＰＳ受信機においては、源発振周波数を単純に１６．３６８ＭＨｚから１６ＭＨｚに変更した場合には、ＩＦ信号の周波数は３９．４２ＭＨｚへと大幅に変更され、ベースバンド処理では対応しがたいものとなる。また、ＧＰＳ受信機においては、他の例として、源発振周波数を１６．４ＭＨｚに変更した場合には、ＩＦ信号の周波数は１．０２ＭＨｚとなり、ベースバンド処理で十分対応できるものとなるが、ダウンコンバートするための帯域通過フィルタ（Band Pass Filter；以下、ＢＰＦという。）が４．０９２ＭＨｚを中心とする帯域固定である場合には、ＩＦ信号を大幅に減衰させてしまうことになる。
【００２８】
また、ＧＰＳ受信機においては、スペクトル拡散信号を復調するための上述したＤＬＬ及びコスタスループ、並びにＩＦ信号を蓄積して所定のサンプリング周波数でサンプリングするためのサンプリングクロックに用いる源発振周波数に基づくＮＣＯ（Numeric Controlled Oscillator）の周波数範囲も変化することになる。
【００２９】
このように、ＧＰＳ受信機においては、源発振周波数を変更すると、ベースバンド処理に適応した対応ができなかった。
【００３０】
ここで、ＧＰＳ受信機の利用例としては、携帯電話機等の携帯端末をはじめとする所定の機能を有する電子機器に当該ＧＰＳ受信機の機能を組み込むものがあげられる。この場合、電子機器には、クロック用にそれぞれ異なる独自の周波数を有する信号を生成する発振器が搭載されることから、ＧＰＳ受信機の機能を実現するための構成部分であるＧＰＳユニット用に新たに発振器を搭載することは、コストアップ及び電子機器の大型化につながる他、ＥＭＣ（Electro Magnetic
Compatibility）の観点からは新たな不要輻射源にもなる。
【００３１】
したがって、電子機器においては、ＧＰＳユニット用のクロックも当該電子機器に搭載されている発振器から得られるようにするのが好ましい。しかしながら、発振器の周波数は、電子機器によって異なることから、ＧＰＳユニットにおいては、どの発振周波数でも対応できるように、受信信号をＩＦ信号にダウンコンバートする周波数変換部及びその他のディジタル信号処理部が設計されている必要がある。
【００３２】
これらの問題は、ＧＰＳ受信機の機能に限ったものではなく、ＧＰＳ受信機の機能以外の所定の機能を実現する各種ユニットを所定の電子機器に組み込む場合に共通のものである。
【００３３】
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり、様々な発振周波数に対応することができ、また、所定の機能を有する電子機器に既に搭載されている発振器からの発振周波数を源発振周波数として利用することによってコストダウン及び小型化を図ることができる復調装置を提供することを目的とする。また、本発明は、この復調装置を適用し、本来の所定の機能とは異なる他の機能が組み込まれた受信装置を提供することを目的とする。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
上述した目的を達成する本発明にかかる復調装置は、所定の高周波信号を復調する復調装置であって、高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、この周波数変換手段によって得られた中間周波数を有する中間周波数信号に対する所定の信号処理を施す信号処理手段と、周波数変換手段及び信号処理手段に対する設定を行う設定手段とを備え、周波数変換手段は、所定の源発振器によって生成される所定の源発振信号に基づいて、高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変換するための局部発振周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段を有し、信号処理手段は、局部発振信号生成手段と源発振器を共用し、源発振器によって生成される源発振信号に基づいて、所定の周波数を有する信号を生成する信号生成手段を有し、局部発振信号生成手段は、源発振信号の源発振周波数に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の値となるように、源発振器によって生成される源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定されることによって局部発振信号の局部発振周波数を可変とし、信号生成手段は、源発振器によって生成される源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定されることによって信号の周波数を可変とすることを特徴としている。
【００３５】
このような本発明にかかる復調装置は、少なくとも局部発振信号生成手段と信号生成手段との源発振器を共用し、源発振信号の源発振周波数に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の値となるように、任意の源発振周波数に応じて、少なくとも局部発振信号生成手段と信号生成手段との分周比が設定手段を介して可変的に設定される。
【００３６】
また、上述した目的を達成する本発明にかかる受信装置は、衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する測位ユニットが組み込まれた受信装置であって、衛星からの信号を受信する受信手段と、この受信手段によって受信した所定の高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、この周波数変換手段によって得られた中間周波数を有する中間周波数信号に対する所定の信号処理を施す信号処理手段と、周波数変換手段及び信号処理手段に対する設定を行う設定手段と、測位ユニットとは異なる所定の機能を実現する他のユニットの動作クロックを生成するために設けられ、所定の源発振信号を有する源発振信号を生成する源発振器とを備え、周波数変換手段は、源発振器によって生成される源発振信号に基づいて、高周波信号の周波数を中間周波数に変換するための局部発振周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段を有し、信号処理手段は、局部発振信号生成手段と源発振器を共用し、源発振器によって生成される源発振信号に基づいて、所定の周波数を有する信号を生成する信号生成手段を有し、局部発振信号生成手段は、源発振信号の源発振周波数に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の値となるように、源発振器によって生成される源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定されることによって局部発振信号の局部発振周波数を可変とし、信号生成手段は、源発振器によって生成される源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定されることによって信号の周波数を可変とすることを特徴としている。
【００３７】
このような本発明にかかる受信装置は、測位ユニットにおける少なくとも局部発振信号生成手段と信号生成手段との源発振器を共用するとともに、この源発振器として、測位ユニットとは異なる所定の機能を実現する他のユニットの動作クロックを生成するために設けられた源発振器を共用し、源発振信号の源発振周波数に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の値となるように、任意の源発振周波数に応じて、少なくとも局部発振信号生成手段と信号生成手段との分周比が設定手段を介して可変的に設定される。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
【００３９】
この実施の形態は、人工衛星を利用して地上における移動体の位置を測定するいわゆるＧＮＳＳ（Global Navigation Satellites System）システムの一種である全地球測位システム（Global Positioning System；以下、ＧＰＳという。）を適用したものであり、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信して、その受信信号に基づいて自己の位置を算出するＧＰＳ受信機の機能が組み込まれた携帯電話機である。この携帯電話機は、ＧＰＳ受信機の機能を実現するための構成部分であるＧＰＳユニットによってＬ１帯、Ｃ／Ａ（Clear and Acquisition）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信信号として受信するものであって、ＧＰＳユニット用のクロックを生成するための発振器を通常の電話機能に必要となるクロックを生成するための発振器と共用し、この発振器の任意の発振周波数に応じて、ＧＰＳユニットにおける各部の設定を可変とすることにより、様々な発振周波数に対応することを可能とするとともに、コストダウン及び小型化を図ることができるものである。
【００４０】
なお、この携帯電話機におけるＧＰＳユニットは、図１に示すように、受信した受信信号を復調する際に、自己が発生する擬似ランダムノイズ（Pseudo-random Noise；ＰＮ）系列の拡散符号と受信信号における拡散符号との同期を捕捉する機能と、拡散符号と搬送波（以下、キャリアという。）との同期を保持する機能とを分離することにより、小さい回路規模のもとに、同期捕捉を高速化することができるものである。
【００４１】
携帯電話機１０は、同図に示すように、通常の電話機能を実現するユニットである電話ユニット１１と、所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成する水晶発振器（X'tal Oscillator；以下、ＸＯという。）１２と、このＸＯ１２とは異なる所定の発振周波数ＦＯＳＣを有する発振信号Ｄ２を生成する温度補償型水晶発振器（Temperature Compensated X'tal Oscillator；以下、ＴＣＸＯという。）１３と、このＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２を逓倍（multiply）及び／又は分周（divide）する逓倍／分周器１４とを備える。
【００４２】
電話ユニット１１は、例えば、受信した信号に対するベースバンド処理や音声変換処理といった通常の電話機能を実現する各部を総称したユニットである。この電話ユニット１１は、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２の発振周波数ＦＯＳＣに基づくクロックを動作クロックとして用いて動作する。
【００４３】
ＸＯ１２は、例えば３２．７６８ｋＨｚ程度の所定の発振周波数を有する発振信号Ｄ１を生成する。ＸＯ１２は、生成した発振信号Ｄ１を後述するＲＴＣ（Real Time Clock）２８に供給する。
【００４４】
ＴＣＸＯ１３は、本来、電話ユニット１１の動作クロックに用いるために設けられるものであって、ＸＯ１２とは異なる例えば１６．３８４ＭＨｚ程度の所定の発振周波数ＦＯＳＣを有する発振信号Ｄ２を生成する。ＴＣＸＯ１３は、生成した発振信号Ｄ２を電話ユニット１１、逓倍／分周器１４、及び後述する周波数シンセサイザ１９等に供給する。
【００４５】
逓倍／分周器１４は、後述するＣＰＵ（Central Processing Unit）２７から供給される制御信号Ｄ３に基づいて、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２を、所定の逓倍率で逓倍し、及び／又は所定の分周比で分周する。逓倍／分周器１４は、逓倍及び／又は分周した発振信号Ｄ４を後述する同期捕捉部２５、後述する同期保持部２６、ＣＰＵ２７、後述するタイマ２９、及び後述するメモリ３０に供給する。
【００４６】
また、携帯電話機１０は、ＧＰＳ衛星から送信されてきたＲＦ（Radio Frequency）信号を受信するアンテナ１５と、このアンテナ１５によって受信された受信ＲＦ信号Ｄ５を増幅するローノイズ・アンプ（Low Noise Amplifier；以下、ＬＮＡという。）１６と、このＬＮＡ１６によって増幅された増幅ＲＦ信号Ｄ６のうち所定の周波数帯域成分を通過させる帯域通過フィルタ（Band Pass Filter；以下、ＢＰＦという。）１７と、このＢＰＦ１７によって通過された増幅ＲＦ信号Ｄ７をさらに増幅する増幅器１８と、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周波数ＦＬＯを有する局部発振信号Ｄ１０を生成する周波数シンセサイザ１９と、増幅器１８によって増幅された所定の周波数ＦＲＦを有する増幅ＲＦ信号Ｄ８に対して周波数シンセサイザ１９から供給された局部発振信号Ｄ１０を乗算するミキサ２０と、このミキサ２０によって乗算されることによってダウンコンバートされた所定の周波数ＦＩＦを有する中間周波数（Intermediate Frequency；以下、ＩＦという。）信号Ｄ１１を増幅する増幅器２１と、この増幅器２１によって増幅された増幅ＩＦ信号Ｄ１２のうち所定の周波数帯域成分を通過させる低域通過フィルタ（Low Pass Filter；以下、ＬＰＦという。）２２と、このＬＰＦ２２によって通過されたアナログ形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１３をディジタル形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１４に変換するアナログ／ディジタル変換器（Analog/Digital Converter；以下、Ａ／Ｄという。）２３とを備える。
【００４７】
アンテナ１５は、ＧＰＳ衛星から送信されてきた周波数が１５７５．４２ＭＨｚのキャリアが拡散されたＲＦ信号を受信する。このアンテナ１５によって受信された受信ＲＦ信号Ｄ５は、ＬＮＡ１６に供給される。
【００４８】
ＬＮＡ１６は、アンテナ１５によって受信された受信ＲＦ信号Ｄ５を増幅する。ＬＮＡ１６は、増幅した増幅ＲＦ信号Ｄ６をＢＰＦ１７に供給する。
【００４９】
ＢＰＦ１７は、いわゆるＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）フィルタからなり、ＬＮＡ１６によって増幅された増幅ＲＦ信号Ｄ６のうち所定の周波数帯域成分を通過させる。このＢＰＦ１７によって通過された増幅ＲＦ信号Ｄ７は、増幅器１８に供給される。
【００５０】
増幅器１８は、ＢＰＦ１７によって通過された増幅ＲＦ信号Ｄ７をさらに増幅する。増幅器１８は、増幅した所定の周波数ＦＲＦ、すなわち、１５７５．４２ＭＨｚの増幅ＲＦ信号Ｄ８をミキサ２０に供給する。
【００５１】
周波数シンセサイザ１９は、ＣＰＵ２７から供給される制御信号Ｄ９による制御のもとに、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２に基づいて所定の周波数ＦＬＯを有する局部発振信号Ｄ１０を生成する。このとき、周波数シンセサイザ１９は、詳細は後述するが、ＴＣＸＯ１３によって生成される発振信号Ｄ２の発振周波数ＦＯＳＣに応じて設定を可変とする。周波数シンセサイザ１９は、生成した局部発振信号Ｄ１０をミキサ２０に供給する。
【００５２】
ミキサ２０は、増幅器１８によって増幅された所定の周波数ＦＲＦを有する増幅ＲＦ信号Ｄ８に対して周波数シンセサイザ１９から供給された局部発振信号Ｄ１０を乗算することによって増幅ＲＦ信号Ｄ８をダウンコンバートし、例えば１．０２３ＭＨｚ程度の所定の周波数ＦＩＦを有するＩＦ信号Ｄ１１を生成する。このミキサ２０によって生成されたＩＦ信号Ｄ１１は、増幅器２１に供給される。
【００５３】
増幅器２１は、ミキサ２０によってダウンコンバートされたＩＦ信号Ｄ１１を増幅する。増幅器２１は、増幅した増幅ＩＦ信号Ｄ１２をＬＰＦ２２に供給する。
【００５４】
ＬＰＦ２２は、増幅器２１によって増幅された増幅ＩＦ信号Ｄ１２のうち所定の周波数よりも低域成分を通過させる。なお、ＬＰＦ２２は、詳細は後述するが、必要に応じて、ＴＣＸＯ１３によって生成される発振信号Ｄ２の発振周波数ＦＯＳＣに応じて通過周波数帯域等の特性を可変とする。このＬＰＦ２２によって通過された増幅ＩＦ信号Ｄ１３は、Ａ／Ｄ２３に供給される。
【００５５】
Ａ／Ｄ２３は、ＬＰＦ２２によって通過されたアナログ形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１３をディジタル形式の増幅ＩＦ信号Ｄ１４に変換する。このＡ／Ｄ２３によって変換された増幅ＩＦ信号Ｄ１４は、同期捕捉部２５及び同期保持部２６に供給される。
【００５６】
なお、携帯電話機１０においては、これらの各部のうち、ＬＮＡ１６、ＢＰＦ１７、増幅器１８，２１、周波数シンセサイザ１９、ミキサ２０、ＬＰＦ２２、及びＡ／Ｄ２３は、アンテナ１５によって受信された１５７５．４２ＭＨｚの高い周波数を有する受信ＲＦ信号Ｄ５を、ディジタル信号処理が施しやすいように、例えば１．０２３ＭＨｚ程度の低い周波数ＦＩＦを有する増幅ＩＦ信号Ｄ１４にダウンコンバートする周波数変換部２４として構成される。
【００５７】
さらに、携帯電話機１０は、自己が発生する拡散符号とＡ／Ｄ２３から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号との同期捕捉及び増幅ＩＦ信号Ｄ１４におけるキャリア周波数の検出を行う同期捕捉部２５と、Ａ／Ｄ２３から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号とキャリアとの同期保持及びメッセージの復調を行う同期保持部２６と、各部を統括的に制御して各種演算処理を行うＣＰＵ２７と、ＸＯ１２から供給される発振信号Ｄ１に基づいて時間を計測するＲＴＣ２８と、ＣＰＵ２７の内部時計としてのタイマ２９と、ＲＡＭ（Random Access Memory）やＲＯＭ（Read Only Memory）等からなるメモリ３０とを備える。
【００５８】
同期捕捉部２５は、ＣＰＵ２７の制御のもとに、逓倍／分周器１４から供給される逓倍及び／又は分周された発振信号Ｄ４に基づいて、Ａ／Ｄ２３から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号の同期捕捉を粗い精度で行うとともに、増幅ＩＦ信号Ｄ１４におけるキャリア周波数の検出を行う。このとき、同期捕捉部２５は、詳細は後述するが、ＴＣＸＯ１３によって生成される発振信号Ｄ２の発振周波数ＦＯＳＣに応じて設定を可変とする。同期捕捉部２５は、検出したＧＰＳ衛星を識別するための衛星番号、拡散符号の位相、及びキャリア周波数を同期保持部２６及びＣＰＵ２７に供給する。
【００５９】
同期保持部２６は、ＣＰＵ２７の制御のもとに、逓倍／分周器１４から供給される逓倍及び／又は分周された発振信号Ｄ４に基づいて、Ａ／Ｄ２３から供給される増幅ＩＦ信号Ｄ１４における拡散符号とキャリアとの同期保持を行うとともに、増幅ＩＦ信号Ｄ１４に含まれる航法メッセージの復調を行う。このとき、同期保持部２６は、詳細は後述するが、ＴＣＸＯ１３によって生成される発振信号Ｄ２の発振周波数ＦＯＳＣに応じて設定を可変とする。また、同期保持部２６は、同期捕捉部２５から供給される衛星番号、拡散符号の位相、及びキャリア周波数を初期値として動作を開始する。同期保持部２６は、複数のＧＰＳ衛星からの増幅ＩＦ信号Ｄ１４についての同期保持を並列的に行い、検出した拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセージをＣＰＵ２７に供給する。
【００６０】
ＣＰＵ２７は、同期保持部２６から供給される拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセージを取得し、これらの各種情報に基づいて、当該携帯電話機１０の位置及び速度を算出するとともに、航法メッセージから得られるＧＰＳ衛星の正確な時間情報に基づいて、当該携帯電話機１０の時間情報を補正するといったＧＰＳに関する各種演算処理を行う。また、ＣＰＵ２７は、当該携帯電話機１０の各部及び各種ペリフェラル、並びに外部との入出力（Input/Output）に関する制御を統括的に行う。
【００６１】
ＲＴＣ２８は、ＸＯ１２から供給される発振信号Ｄ１に基づいて、時間を計測する。このＲＴＣ２８によって計測される時間情報は、ＧＰＳ衛星の正確な時間情報が得られるまでの間に代用されるものであって、ＧＰＳ衛星の正確な時間情報を得たＣＰＵ２７がＸＯ１２を制御することによって適宜補正される。
【００６２】
タイマ２９は、ＣＰＵ２７の内部時計として機能するものであり、各部の動作に必要となる各種タイミング信号の生成及び時間参照に用いられる。例えば、携帯電話機１０においては、同期捕捉部２５が同期捕捉した拡散符号の位相に合わせて同期保持部２６が後述する拡散符号発生器の動作を開始させるタイミングを、このタイマ２９によって参照する。
【００６３】
メモリ３０は、ＲＡＭやＲＯＭ等からなる。メモリ３０においては、ＣＰＵ２７等による各種処理を行う際のワークエリアとしてＲＡＭが用いられるとともに、入力した各種データをバッファリングする際や、演算過程で生成される中間データ及び演算結果データを保持する際にもＲＡＭが用いられる。また、メモリ３０においては、各種プログラムや固定データ等を記憶する手段としてＲＯＭが用いられる。
【００６４】
なお、携帯電話機１０においては、これらの同期捕捉部２５、同期保持部２６、ＣＰＵ２７、ＲＴＣ２８、タイマ２９、メモリ３０は、ベースバンド処理部として構成される。
【００６５】
このような各部を備える携帯電話機１０においては、少なくとも、ＸＯ１２、ＴＣＸＯ１３、アンテナ１５、ＬＮＡ１６、及びＢＰＦ１７を除く各部を、集積回路化した１チップからなる復調回路３１として構成することができる。
【００６６】
携帯電話機１０は、通常の電話機能を実現するのは勿論のこと、ＧＰＳユニットを用いたＧＰＳ受信機として機能する場合には、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からのＲＦ信号を受信して、このＲＦ信号を周波数変換部２４によってＩＦ信号に変換した後、同期捕捉部２５によって拡散符号の同期捕捉及びキャリア周波数の検出を行い、同期保持部２６によって拡散符号とキャリアとの同期保持及び航法メッセージの復調を行う。そして、携帯電話機１０は、拡散符号の位相、キャリア周波数、及び航法メッセージに基づいて、ＣＰＵ２７によって当該携帯電話機１０の位置及び速度を算出する。
【００６７】
つぎに、携帯電話機１０における同期捕捉部２５及び同期保持部２６について説明する。なお、携帯電話機１０は、上述したように、同期捕捉の機能と同期保持の機能とを、同期捕捉部２５及び同期保持部２６に分離したものである。ここでは、このように機能を分離した理由についても併せて説明する。
【００６８】
同期捕捉部２５は、上述したように、ＩＦ信号における拡散符号の同期捕捉及びキャリア周波数の検出を高速に行う。同期捕捉部２５は、拡散符号の同期捕捉を高速に行うためにマッチドフィルタを利用する。具体的には、同期捕捉部２５は、マッチドフィルタとして、例えば図２に示すように、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform；以下、ＦＦＴという。）を利用したディジタルマッチドフィルタ５０を用いることができる。
【００６９】
具体的には、ディジタルマッチドフィルタ５０は、同図に示すように、上述したアンテナ１５及び周波数変換部２４によって得られる増幅ＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号を、ＴＣＸＯ１３によって生成される発振信号Ｄ２に基づく所定のサンプリング周波数で入力信号をサンプリングするサンプラ５１によってサンプリングした上で入力する。ディジタルマッチドフィルタ５０は、サンプラ５１によってサンプリングされたＩＦ信号をバッファリングするメモリ５２と、このメモリ５２によってバッファリングされたＩＦ信号を読み出してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部５３と、このＦＦＴ処理部５３によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングするメモリ５４と、ＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と同じ拡散符号を発生する拡散符号発生器５５と、この拡散符号発生器５５によって発生された拡散符号に対してＦＦＴ処理を施すＦＦＴ処理部５６と、このＦＦＴ処理部５６によってＦＦＴ処理が施されて得られた周波数領域信号をバッファリングするメモリ５７と、メモリ５４にバッファリングされている周波数領域信号とメモリ５７にバッファリングされている周波数領域信号とのうちいずれか一方の複素共役と他方とを乗算する乗算器５８と、この乗算器５８によって乗算された周波数領域信号に対して逆ＦＦＴ（Inversed Fast Fourier Transform；以下、ＩＦＦＴという。）処理を施すＩＦＦＴ処理部５９と、このＩＦＦＴ処理部５９によってＩＦＦＴ処理が施されて得られた相関関数に基づいてＧＰＳ衛星からのＲＦ信号における拡散符号と拡散符号発生器５５によって発生された拡散符号との相関のピークを検出するピーク検出器６０とを有する。
【００７０】
このようなディジタルマッチドフィルタ５０は、実際には、ＦＦＴ処理部５３，５６、拡散符号発生器５５、乗算器５８、ＩＦＦＴ処理部５９、及びピーク検出器６０の各部をＤＳＰ（Digital Signal Processor）によって実行されるソフトウェアとして実装される。すなわち、ディジタルマッチドフィルタ５０を適用した同期捕捉部２５は、例えば図３に示すように、上述したサンプラ５１に相当するサンプラ７１と、上述したメモリ５２に相当するＲＡＭ７２と、上述したメモリ５４，５７とＤＳＰのプログラムエリア及びワークエリアとを含むＲＡＭ／ＲＯＭ７３と、上述したＦＦＴ処理部５３，５６、拡散符号発生器５５、乗算器５８、ＩＦＦＴ処理部５９、及びピーク検出器６０の処理を実行するＤＳＰ７４とから構成される。
【００７１】
同期捕捉部２５は、例えば、１．０２３ＭＨｚのＩＦ信号をサンプラ７１によって４．０９６ＭＨｚでサンプリングし、ＤＳＰ７４によってディジタルマッチドフィルタ５０と等価な演算を行うことにより、拡散符号の同期捕捉、すなわち、ＩＦ信号における拡散符号の位相検出を１／４チップの精度で行うことができる。また、この同期捕捉部２５は、ＲＡＭ７２の容量が１６ミリ秒分であるものとすると、ＤＳＰ７４によってＦＦＴの周波数領域での操作を行うことにより、１／１６ｋＨｚ（±１／３２ｋＨｚ）の精度で、ＩＦ信号におけるキャリア（以下、ＩＦキャリアという。）周波数を検出することができる。同期捕捉部２５は、ＲＡＭ７２に記憶したＩＦ信号には複数のＧＰＳ衛星からの信号が含まれていることから、各ＧＰＳ衛星の拡散符号との相関を算出することにより、複数のＧＰＳ衛星を検出することができる。
【００７２】
携帯電話機１０は、この同期捕捉部２５によって検出した少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星に対する拡散符号の位相とキャリア周波数とに基づいて、当該携帯電話機１０の位置と速度とを算出することができる。
【００７３】
ただし、携帯電話機１０においては、拡散符号の位相検出精度としての上述した１／４チップ、及びキャリア周波数の検出精度としての１／１６ｋＨｚのもとに得られる当該携帯電話機１０の位置及び速度の算出結果は十分な精度とは言い難いものである。携帯電話機１０においては、精度を向上させるためには、サンプラ７１によるサンプリング周波数を高くする、ＩＦ信号を記憶する時間長を長くする、といった処理が必要となるが、これにともない、ＲＡＭ７２等のメモリの容量が増大し、且つ、拡散符号の位相及びキャリア周波数を検出するまでの処理時間が長くなる事態が想定される。また、携帯電話機１０においては、同期捕捉部２５が外部から航法メッセージを受け取らないものとすると、少なくとも４個以上のＧＰＳ衛星からの航法メッセージを２０ミリ秒毎に復調する必要があることから、ＤＳＰ７４は、常に、同期の検出と航法メッセージの復調とを極めて高速に行う必要がある。これらの問題は、ハードウェアのサイズの膨大化によるコストアップと消費電力の増大化を招来する。
【００７４】
そこで、携帯電話機１０においては、粗い精度での同期捕捉を同期捕捉部２５によって行い、複数のＧＰＳ衛星の同期保持及び航法メッセージの復調を同期保持部２６によって行う。
【００７５】
同期捕捉部２５は、検出したＧＰＳ衛星の衛星番号、その拡散符号の位相、及びキャリア周波数を同期保持部２６に供給する。一方、同期保持部２６は、同期捕捉部２５から供給されるこれらの各種情報を初期値として動作を開始する。同期保持部２６は、拡散符号の位相に基づいて、後述するＤＬＬ（Delay Locked Loop）の回路で生成する拡散符号の開始タイミングを合わせる。なお、携帯電話機１０は、生成する拡散符号として、検出したＧＰＳ衛星の衛星番号に対応するものを設定する。このとき、携帯電話機１０においては、ドップラシフト、及びＴＣＸＯ１３等の発振器によって生成される発振信号の発振周波数の誤差の影響を受けるが、基本的に拡散符号は１ミリ秒の周期で繰り返されるものであることから、ＤＬＬの回路で生成する拡散符号の開始タイミングは、１ミリ秒の整数倍ずらしても構わない。
【００７６】
なお、ＩＦキャリア周波数は、ＩＦ信号を上述したＲＡＭ７２等のメモリに取り込むためのサンプリングクロックを生成しているＴＣＸＯ１３の誤差を含むことから、上述した分解能の問題を除去したとしても、正確な値、すなわち、キャリア周波数とドップラシフト量との和ではない。しかしながら、携帯電話機１０においては、同期捕捉部２５と同期保持部２６とが同じ発振器、すなわち、ＴＣＸＯ１３を発振源とするクロックで動作している場合には、両者で全く同じ周波数誤差を有することから、同期保持部２６が同期捕捉部２５によって検出されたＩＦキャリア周波数を初期値として動作を開始することには何らの問題がない。
【００７７】
同期保持部２６は、複数のＧＰＳ衛星の同期保持を並列的に行うことから、例えば図４に示すように、複数個の独立したチャンネル回路８１１，８１２，・・・，８１Ｎを有する。チャンネル回路８１１，８１２，・・・，８１Ｎは、それぞれ、コントロール・レジスタ８２の設定によって同期捕捉部２５による個々の検出結果に対して割り当てられる。
【００７８】
チャンネル回路８１１，８１２，・・・，８１Ｎは、それぞれ、図５に示すように、従来のＧＰＳ受信機における同期捕捉及び同期保持の双方を実現するＩＦキャリア同期用のコスタスループ１０１と拡散符号同期用のＤＬＬ１０２とを組み合わせた回路と基本的には同様に構成される。
【００７９】
すなわち、チャンネル回路８１１，８１２，・・・，８１Ｎにおいては、それぞれ、同図に示すように、コスタスループ１０１には、上述したアンテナ１５及び周波数変換部２４によって得られる増幅ＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号に対して、後述する拡散符号発生器（PN Generator；以下、ＰＮＧという。）１２８によって発生された位相がＰ（Prompt）とされる拡散符号が乗算器１０３によって乗算された信号が入力される。一方、チャンネル回路８１１，８１２，・・・，８１Ｎにおいては、それぞれ、ＤＬＬ１０２には、上述したアンテナ１５及び周波数変換部２４によって得られる増幅ＩＦ信号Ｄ１４に対応するＩＦ信号が入力される。
【００８０】
コスタスループ１０１においては、入力された信号に対して、ＮＣＯ（Numeric Controlled Oscillator）１０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分（同相成分）が乗算器１０５によって乗算される一方、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分（直交成分）が乗算器１０６によって乗算される。コスタスループ１０１においては、乗算器１０５によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１０７によって通過され、この信号が位相検出器１１０、２値化回路１１１及び２乗和算出回路１１２に供給される。一方、コスタスループ１０１においては、乗算器１０６によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１０８によって通過され、この信号が位相検出器１１０及び２乗和算出回路１１２に供給される。コスタスループ１０１においては、ＬＰＦ１０７，１０８のそれぞれから出力された信号に基づいて位相検出器１１０によって検出された位相情報がループフィルタ１０９を介してＮＣＯ１０４に供給される。また、コスタスループ１０１においては、ＬＰＦ１０７，１０８のそれぞれから出力された信号が２乗和算出回路１１２に供給され、この２乗和算出回路１１２によって算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＰとされる拡散符号についての相関値（Ｐ）として出力される。さらに、コスタスループ１０１においては、ＬＰＦ１０７から出力された信号が２値化回路１１１に供給され、２値化されて得られた情報が航法メッセージとして出力される。
【００８１】
一方、ＤＬＬ１０２においては、入力されたＩＦ信号に対して、ＰＮＧ１２８によって発生された位相がＰよりも進んだＥ（Early）とされる拡散符号が乗算器１１３によって乗算されるとともに、ＰＮＧ１２８によって発生された位相がＰよりも遅れたＬ（Late）とされる拡散符号が乗算器１１４によって乗算される。ＤＬＬ１０２においては、乗算器１１３によって得られた信号に対して、コスタスループ１０１におけるＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器１１５によって乗算されるとともに、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器１１６によって乗算される。そして、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１１５によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１１７によって通過され、この信号が２乗和算出回路１１９に供給される。一方、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１１６によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１１８によって通過され、この信号が２乗和算出回路１１９に供給される。また、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１１４によって得られた信号に対して、コスタスループ１０１におけるＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのサイン成分が乗算器１２０によって乗算されるとともに、ＮＣＯ１０４によって生成された再生キャリアのうちのコサイン成分が乗算器１２１によって乗算される。そして、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１２０によって得られた同相成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１２２によって通過され、この信号が２乗和算出回路１２４に供給される。一方、ＤＬＬ１０２においては、乗算器１２１によって得られた直交成分の信号のうち所定の周波数帯域成分がＬＰＦ１２３によって通過され、この信号が２乗和算出回路１２４に供給される。
【００８２】
ＤＬＬ１０２においては、２乗和算出回路１１９，１２４のそれぞれから出力された信号が位相検出器１２５に供給され、これらの信号に基づいて位相検出器１２５によって検出された位相情報がループフィルタ１２６を介してＮＣＯ１２７に供給され、さらに、ＮＣＯ１２７によって生成された所定の周波数を有する信号に基づいて、ＰＮＧ１２８によって各位相Ｅ，Ｐ，Ｌの拡散符号が発生される。さらに、ＤＬＬ１０２においては、２乗和算出回路１１９によって算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＥとされる拡散符号についての相関値（Ｅ）として出力される一方、２乗和算出回路１２４によって算出された２乗和（Ｉ２＋Ｑ２）が、位相がＬとされる拡散符号についての相関値（Ｌ）として出力される。
【００８３】
このように、ＩＦキャリア同期用のコスタスループ１０１と拡散符号同期用のＤＬＬ１０２とを組み合わせた回路と同様に構成されるチャンネル回路８１１，８１２，・・・，８１Ｎを有する同期保持部２６においては、動作開始前に、ＧＰＳ衛星の衛星番号、拡散符号の位相、及びキャリア周波数が初期値として設定される。この初期値の設定は、同期捕捉部２５との間で直接的に通信を行うか、又は、同期捕捉部２５及び当該同期保持部２６を制御するＣＰＵ２７を介して行うことによってなされる。
【００８４】
このような同期保持部２６は、以下のようにして拡散符号と同期を合わせる。すなわち、図６に示すように、同期捕捉部２５がＩＦ信号をＲＡＭ７２等のメモリに取り込むタイミングでタイマを開始させ、同期捕捉部２５がメモリに記憶しているＩＦ信号に対して拡散符号の位相ｈを検出すると、同期保持部２６は、この位相ｈの値を受け取った後、同じタイマによって１ミリ秒の整数倍からｈだけずらした時点においてＤＬＬ１０２によって発生する拡散符号を開始させることにより、受信信号の拡散符号に位相を合わせる。なお、同図における"ＰＮ"は、ＰＮ系列の符号、すなわち、拡散符号を示している。
【００８５】
ここで、従来のコスタスループとＤＬＬとを組み合わせた回路においては、受信信号における拡散符号の位相が未知であることから、ＤＬＬによって発生するＩＦキャリア周波数と拡散符号の周期とを少しずらし、ＩＦ信号の拡散符号に対して位相をスライドしていく過程で、有意な強度の相関がある位相を検出していた。そのため、従来の回路においては、位相を検出するのに、最悪の場合、数ｋＨｚの範囲のキャリア周波数と符号長が１０２３の拡散符号における全ての位相とに対して検出を行うことから、同期を確立するまでにかなりの時間を要していた。
【００８６】
これに対して、携帯電話機１０においては、同期保持部２６が従来の回路と基本的には同様の構成でありながら、同期保持部２６が受け取った拡散符号の位相とＩＦキャリア周波数との初期値は真値から僅かにしかずれていないことから、有意な強度の相関がある位相は、誤差を含めても初期値の近辺に必ず存在する。したがって、同期保持部２６は、従来の回路と同様に、まずコスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２におけるループフィルタ１０９，１２６の制御を止めた状態にして、ＮＣＯ１０４，１２７のそれぞれによって生成する信号を初期値の近辺で変化させながら有意な強度の相関を探索し、相関を検出した後には、ループフィルタ１０９，１２６のそれぞれからの制御に切り替える。これにより、同期保持部２６は、ＤＬＬ１０２による拡散符号の位相の同期確立、及びコスタスループ１０１によるキャリアの位相の同期確立を極めて短時間に行うことができ、以降、同期を保持し続けることができる。同期保持部２６においては、ＩＦキャリア周波数に対して、ＮＣＯ１０４によって生成する再生キャリアの周波数を数十Ｈｚの誤差範囲で初期値を設定できることから、ＬＰＦ１０７，１０８，１１７，１１８，１２２，１２３、及びループフィルタ１０９，１２６の帯域幅を当初から狭くすることができ、Ｓ／Ｎ（Signal to Noise ratio）が高い状態で同期を確立することができる。
【００８７】
携帯電話機１０においては、同期保持部２６を例えば１．０２３ＭＨｚ×１６＝１６．３６８ＭＨｚのクロックで動作させ、ＤＬＬ１０２において拡散符号の位相を１／１６．３６８ＭＨｚの時間分解能で検出すれば、１／１６チップの精度で拡散符号の位相からＧＰＳ衛星までの擬似距離を算出することができ、また、コスタスループ１０１におけるＮＣＯ１０４を１Ｈｚ単位で制御できる構成にすれば、ＩＦキャリア周波数の分解能は１Ｈｚとなり、ＤＬＬ１０２とコスタスループ１０１とによってこれらの精度で同期を保持することができる。
【００８８】
以上のように、携帯電話機１０においては、同期保持部２６によって同期保持が行われると、ＤＬＬ１０２によって発生する拡散符号の位相に基づいて、当該携帯電話機１０の位置を連続的に算出して出力することができるとともに、コスタスループ１０１によって得られるＩＦキャリア周波数に基づいて、当該携帯電話機１０の速度を連続的に算出して出力することができる。
【００８９】
同期保持部２６は、上述したように、同期捕捉部２５から受け渡された拡散符号の位相及びＩＦキャリア周波数を初期値とすることにより、これらの初期値の近辺で有意な強度の相関が得られる位相を探索する。これは、携帯電話機１０に搭載されているクロック源の発振器、すなわち、ＴＣＸＯ１３が公称周波数に対して誤差を有することが１つの理由である。携帯電話機１０においては、先に図２に示したＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタ５０を用いて同期捕捉部２５を構成した場合には、ＩＦ信号をメモリに記憶した後、ＤＳＰの処理時間分遅れて同期保持部２６に検出結果が供給されることから、発振器の公称周波数ＦＯＳＣとの誤差をΔＦＯＳＣとし、ＤＳＰの処理時間をＴ秒とすると、同期保持部２６に検出結果が供給される時点では、Ｔ×ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣの誤差が生じる。例えば、携帯電話機１０においては、Ｔ＝３秒とし、ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣが±３ｐｐｍの範囲内とすると、±９マイクロ秒＝約±９チップ以内の誤差が生じる。このように、携帯電話機１０においては、ＤＳＰの処理時間が長くなると、その分誤差が大きくなる。
【００９０】
また、携帯電話機１０においては、ＧＰＳ衛星と当該携帯電話機１０との移動によって生じるキャリア周波数のドップラシフトも誤差を生じる要因となる。携帯電話機１０においては、キャリアの周波数、すなわち、１５７５．４２ＭＨｚをＦＲＦとし、受信信号のドップラシフトをΔＦＤとすると、ドップラシフトによって拡散符号の周期、すなわち、１ミリ秒は、ほぼ（１−ΔＦＤ／ＦＲＦ）倍となり、例えば、＋５〜−５ｋＨｚの範囲のドップラシフトが生じている場合には、３秒間で約−９．５〜９．５マイクロ秒＝約−９．５〜９．５チップの誤差が生じる。
【００９１】
これらの２つの例は、比較的現実に近い値であり、携帯電話機１０においては、発振器の誤差とドップラシフトとの両者の要因を併せると、±２０チップ程度の範囲内で誤差が生じることから、この範囲だけを探索して相関を検出すればよい。例えば、同期保持部２６は、同期捕捉部２５から供給される拡散符号の位相よりも２０チップ分だけ早くＤＬＬ１０２によって発生する拡散符号を開始させ、そのときの拡散符号の周期として、ＮＣＯ１０４，１２７の周波数設定を（１＋５／１５７５．４２０）ミリ秒よりも長めに設定しておけば、ＩＦ信号に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の拡散符号に対するスライドが＋２０チップだけずれた時点から開始され、適当な時間の間、拡散符号同士の位相がスライドしている状態で相関の有無を探索することができる。
【００９２】
このように、従来においては、ＤＬＬとコスタスループとを用いて１０２３チップの範囲で、且つ、ＩＦキャリア周波数についても発振器の誤差とドップラシフト量との範囲で変化させながら、相関検出を行っていたのに比較して、携帯電話機１０においては、初期値のキャリア周波数が僅かな誤差しか有さず、相関を検出する範囲も数十分の１程度で済むことから、同期保持部２６による同期確立に要する時間を極めて短時間とすることができる。
【００９３】
以上のように、携帯電話機１０は、同期捕捉の機能と同期保持の機能とを分離して構成することにより、同期捕捉部２５によってＩＦ信号に含まれるＧＰＳ衛星からの信号の拡散符号の位相及びＩＦキャリア周波数を高速に検出することができ、この検出結果に基づいて同期保持部２６が速やかに同期保持動作に移行することができる。しかしながら、携帯電話機１０においては、ＩＦ信号に含まれる微弱なＧＰＳ衛星の信号を検出するために処理シーケンスが増える場合、また、電力消費を抑制するために同期捕捉部２５を低速のクロックで動作させている場合等には、同期捕捉部２５での処理時間が長くなり、これにともない、同期保持部２６による同期確立までに探索する範囲が広くなり、好ましくない。
【００９４】
一般に、ＧＰＳ受信機においては、周波数変換部における局部発振器とベースバンド処理部における信号処理のクロックを生成する源発振器として、共通の水晶発振器を用いるが、携帯電話機１０においては、これと同様に、先に図１に示したように、周波数変換部２４における局部発振器の源発振器と同期捕捉部２５及び同期保持部２６の動作クロックの源発振器とを、ＴＣＸＯ１３に共通化する。そして、同期保持部２６は、同期捕捉部２５によって検出したＩＦキャリア周波数とＴＣＸＯ１３の公称値に基づく例えば１．０２３ＭＨｚの中間周波数ＦＩＦとの差分をΔＦＩＦとし、１５７５．４２ＭＨｚであるＧＰＳ衛星からの信号のキャリア周波数をＦＲＦとし、同期捕捉部２５がＩＦ信号をメモリに取り込んでから同期捕捉処理に要した時間をＴ秒とし、拡散符号の位相をｈとすると、図７に示すように、拡散符号の位相ｈをｈ＋Δｈ（Δｈ＝−Ｔ×ΔＦＩＦ／ＦＲＦ）のように補正する。例えば、ΔＦＩＦ＝＋３ｋＨｚ、Ｔ＝１０秒の場合には、Δｈ＝−１９マイクロ秒＝約−１９チップとなる。同期保持部２６は、このような補正を行うことにより、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣの誤差とドップラシフトとによって生じる拡散符号の位相のずれを極めて正確に補正することができ、同期捕捉部２５による同期捕捉処理に時間を数十秒要した場合であっても、ほぼ１チップ程度の範囲での探索で同期を確立することができる。
【００９５】
このような補正が可能な理由は、以下のとおりである。
【００９６】
携帯電話機１０においては、周波数変換部２４によってＧＰＳ衛星からの信号の既知であるキャリア周波数ＦＲＦを既知である中間周波数ＦＩＦに変換するために、公称発振周波数ＦＯＳＣのＴＣＸＯ１３に基づいて周波数シンセサイザ１９によって局部発振周波数ＦＬＯ＝Ｎ×ＦＯＳＣ（Ｎは定数数、Ｎ＞＞１）を生成し、ＦＩＦ＝ＦＲＦ−ＦＬＯとなるようにする。ここで、実際に受信するＧＰＳ衛星からの信号には、中間周波数ＦＩＦに対してＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣの誤差とドップラシフトとによって生じる誤差ΔＦＩＦが加わったものである。すなわち、携帯電話機１０においては、ドップラシフト量をΔＦＤとし、ＴＣＸＯ１３による公称発振周波数との誤差をΔＦＯＳＣとすると、
ＦＩＦ＋ΔＦＩＦ＝ＦＲＦ＋ΔＦＤ−ＦＬＯ＝ＦＲＦ＋ΔＦＤ−Ｎ×（ＦＯＳＣ＋ΔＦＯＳＣ）
となる。したがって、携帯電話機１０においては、同期捕捉部２５が検出するＩＦキャリア周波数は、
ＦＩＦ＋ΔＦＩＦ、ΔＦＩＦ＝ΔＦＤ−Ｎ×ΔＦＯＳＣ
となる。ここで重要なことは、同期捕捉部２５が検出することができるものはΔＦＩＦのみであり、ΔＦＤ，ΔＦＯＳＣは最初の同期捕捉の段階では未知であるということである。
【００９７】
ここで、ＴＣＸＯ１３によって拡散符号の１周期長である１ミリ秒を公称発振周波数でタイマがカウントした場合には、誤差ΔＦＯＳＣがあるために、実際には、１ミリ秒×ＦＯＳＣ／（ＦＯＳＣ＋ΔＦＯＳＣ）≒（１−ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ）ミリ秒となる。一方、受信信号における拡散符号の１周期長さは、ドップラシフト量ΔＦＤにより、１ミリ秒×ＦＲＦ／（ＦＲＦ＋ΔＦＤ）≒（１−ΔＦＤ／ＦＲＦ）ミリ秒となる。したがって、受信信号における拡散符号の１周期長とＴＣＸＯ１３による公称発振周波数でカウントした１ミリ秒との比は、
（１−ΔＦＤ／ＦＲＦ）／（１−ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ）≒１−ΔＦＤ／ＦＲＦ＋ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ
となる。さらに、この式における右辺は、変形すると、
１−ΔＦＩＦ／ＦＲＦ＋（ΔＦＯＳＣ／ＦＯＳＣ）×（ＦＩＦ／（Ｎ×ＦＯＳＣ））≒１−ΔＦＩＦ／ＦＲＦ
となる。このように、携帯電話機１０においては、同期捕捉部２５にとって未知のパラメータであるΔＦＤ，ΔＦＯＳＣを含まない形でかなり良好な近似をすることができる。
【００９８】
この結果により、携帯電話機１０においては、同期捕捉部２５がＩＦ信号をメモリに取り込んだ時点から同期捕捉処理を行い、検出した拡散符号の位相ｈが同期保持部２６に供給されるまでの時間にＴ秒要した場合には、このＴ秒の間に同期捕捉部２５が検出した拡散符号の位相から−Ｔ×ΔＦＩＦ／ＦＲＦだけずれることになる。したがって、同期保持部２６は、図７に示したように、同期捕捉部２５から供給された拡散符号の位相ｈに補正値Δｈ＝−Ｔ×ΔＦＩＦ／ＦＲＦを加えたｈ＋ΔｈによってＤＬＬ１０２によって発生する拡散符号の開始タイミングを合わせることにより、同期捕捉処理時間に生じた拡散符号の位相のずれを補正することができ、これによってほぼ１チップ程度の範囲内において相関を検出することができ、極めて短時間に同期を確立することができる。携帯電話機１０においては、補正値を例えばＣＰＵ２７によって算出し、その算出結果を同期保持部２６に供給し、同期保持部２６によって位相を補正した後に、同期捕捉部２５による同期捕捉処理を開始すればよい。
【００９９】
このような拡散符号の位相を補正する手法において必要となる情報は、同期捕捉部２５が検出したＩＦキャリア周波数のみであり、携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣの誤差もドップラシフト量も、情報として不要である。また、携帯電話機１０においては、ＩＦキャリア周波数に依存せず、ＦＩＦ＝ＦＲＯ−ＦＬＯとなるように局部発振周波数ＦＬＯを設定する場合であっても、ΔＦＩＦの符号を変更するのみで済む。
【０１００】
さて、このような携帯電話機１０は、上述したように、本来であれば電話ユニット１１の動作クロックを生成するために設けられたＴＣＸＯ１３をＧＰＳユニットが共用するものである。このＴＣＸＯ１３は、携帯電話機１０の機種等によって発振周波数ＦＯＳＣが多岐にわたるものである。そこで、携帯電話機１０は、様々な発振周波数ＦＯＳＣに対応するために、周波数変換部２４及びベースバンド処理部における各部の設定を可変とする。
【０１０１】
具体的には、携帯電話機１０は、周波数変換部２４によって生成される増幅ＩＦ信号Ｄ１４の周波数、すなわち、中間周波数ＦＩＦが、ＴＣＸＯ１３によって生成する発振信号Ｄ２の発振周波数ＦＯＳＣに拘泥せずに所定の範囲内の値となるように、少なくとも、周波数変換部２３における周波数シンセサイザ１９によって生成される局部発振信号Ｄ１０の周波数である局部発振周波数ＦＬＯを可変とする。また、携帯電話機１０は、ベースバンド処理部における同期保持部２６として設けられるスペクトル拡散信号を復調するための上述したコスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２のＮＣＯ１０４，１２７の周波数設定を可変とする。
【０１０２】
さらに、携帯電話機１０においては、必要に応じて、周波数変換部２４におけるＬＰＦ２２の通過周波数帯域等の特性を可変とする。さらにまた、携帯電話機１０は、同期捕捉部２５における増幅ＩＦ信号Ｄ１４を所定のサンプリング周波数でサンプリングするための上述したサンプラ７１のサンプリングクロックに用いる後述するＮＣＯの周波数範囲や、同期捕捉部２５及び同期保持部２６におけるコスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２の上述したＬＰＦ１０７，１０８，１１７，１１８，１２２，１２３の通過周波数帯域等の特性、及び／又は上述したループフィルタ１０９，１２６の特性も可変とする。以下では、これらの各部について詳述する。
【０１０３】
まず、周波数変換部２４における設定を可変とする基本的な手法について説明する。
【０１０４】
携帯電話機１０においては、周波数ＦＲＦを有する増幅ＲＦ信号Ｄ８をダウンコンバートして周波数ＦＩＦを有するＩＦ信号Ｄ１１を生成するために、周波数シンセサイザ１９における分周器の分周比を可変とすることにより、局部発振信号Ｄ１０の周波数である局部発振周波数ＦＬＯを可変とする。
【０１０５】
具体的には、周波数シンセサイザ１９は、例えば図８に示すように、ＣＰＵ２７によって可変的に設定される４つの設定値Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４によって分周比が可変とされるＰＬＬ（Phase Locked Loop）シンセサイザとして構成される。すなわち、この周波数シンセサイザ１９は、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２を所定の分周比で分周する分周器１３１と、この分周器１３１から供給される分周された発振信号と後述するダウンカウンタ１３６から供給される信号との位相を比較する位相比較器１３２と、この位相比較器１３２による比較結果信号のうち所定の周波数帯域成分を通過させるＬＰＦ１３３と、このＬＰＦ１３３によって通過された比較結果信号に基づいて所定の周波数を有する発振信号を生成する発振器である電圧制御発振器（Voltage Controlled Oscillator；以下、ＶＣＯという。）１３４と、このＶＣＯ１３４から供給される発振信号を外部からの制御によって"１"だけ異なる所定の２つの分周比で分周するパルススワロカウンタ１３５と、このパルススワロカウンタ１３５から供給される分周された信号に基づいて信号をダウンカウントするダウンカウンタ１３６と、後述するＡＮＤゲート１４０から供給される信号に基づいて信号をダウンカウントするダウンカウンタ１３７と、ＣＰＵ２７によって設定された設定値Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４を保持するレジスタやメモリ等の記憶素子１３８とを有する。この周波数シンセサイザ１９の構成は、一般的によく用いられるものである。
【０１０６】
分周器１３１は、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２を、ＣＰＵ２７によって記憶素子１３８に設定された設定値Ｋ１を用いて表される分周比１／Ｋ１で分周する。分周器１３１は、分周した発振信号を位相比較器１３２に供給する。この分周した発振信号は、ＰＬＬのリファレンスクロック周波数となる。
【０１０７】
位相比較器１３２は、分周器１３１から供給される分周された発振信号とダウンカウンタ１３６から供給される信号との位相を比較する。位相比較器１３２は、比較結果を示す比較結果信号をＬＰＦ１３３に供給する。
【０１０８】
ＬＰＦ１３３は、ＰＬＬのループフィルタとして動作するものであり、位相比較器１３２から供給された比較結果信号のうち所定の周波数よりも低域成分を通過させる。このＬＰＦ１３３によって通過された比較結果信号は、ＶＣＯ１３４に供給される。
【０１０９】
ＶＣＯ１３４は、ＬＰＦ１３３から供給された比較結果信号に基づいて所定の周波数を有する発振信号を生成する。このとき、ＶＣＯ１３４の発振周波数は、比較結果信号の電圧に基づいて変化する。ＶＣＯ１３４は、生成した発振信号をパルススワロカウンタ１３５に供給するとともに、上述した局部発振周波数ＦＬＯを有する局部発振信号Ｄ１０として出力する。
【０１１０】
パルススワロカウンタ１３５は、ダウンカウンタ１３７から供給される２値信号に応じて、ＶＣＯ１３４から供給される発振信号を、ＣＰＵ２７によって記憶素子１３８に設定された設定値Ｋ２を用いて表される分周比１／Ｋ２又は分周比１／（Ｋ２＋１）で分周する。パルススワロカウンタ１３５の分周比は、ダウンカウンタ１３７から供給される２値信号が"１"であるときには１／Ｋ２とし、２値信号が"０"であるときには１／（Ｋ２＋１）とする。パルススワロカウンタ１３５は、分周した信号をダウンカウンタ１３６に供給する。また、パルススワロカウンタ１３５は、分周した信号をＡＮＤゲート１４０を介してダウンカウンタ１３７に供給する。
【０１１１】
ダウンカウンタ１３６，１３７は、それぞれ、内部にカウンタを有する。ダウンカウンタ１３６，１３７は、それぞれ、カウンタによるカウント値を１つずつ減らし、カウント値が"０"のときには出力が"１"となり、それ以外のカウント値のときには出力が"０"となるものとし、プリセットイネーブル入力が"１"のとき、カウント値をＣＰＵ２７によって記憶素子１３８に設定された設定値Ｋ３，Ｋ４に設定するものとする。ダウンカウンタ１３６からの出力とされる２値信号は、位相比較器１３２に供給されるとともに、自身及びダウンカウンタ１３７のプリセットイネーブル入力として用いられる。一方、ダウンカウンタ１３７からの出力とされる２値信号は、パルススワロカウンタ１３５に供給されるともに、インバータ１３９によって反転され、さらに、ＡＮＤゲート１４０によってこの反転信号とパルススワロカウンタ１３５から出力される信号との論理積がとられて得られた演算結果が自身に供給される。
【０１１２】
ダウンカウンタ１３６は、内部のカウンタをＫ３，Ｋ３−１，・・・，０とダウンカウントし、カウント値が"０"となったときに、当該ダウンカウンタ１３６及びダウンカウンタ１３７のプリセットイネーブル入力に"１"を供給し、当該ダウンカウンタ１３６及びダウンカウンタ１３７のカウント値を、それぞれ、Ｋ３，Ｋ４に戻す。一方、ダウンカウンタ１３７は、内部のカウンタをＫ４，Ｋ４−１，・・・，０とダウンカウントし、カウント値が"０"となる前までは"０"を出力し続ける。ダウンカウンタ１３７においては、カウント値が"０"となったときに、ＡＮＤゲート１４０の出力が"０"となり、次にダウンカウンタ１３６のカウント値が"０"となる。したがって、ダウンカウンタ１３７は、カウント値がＫ４に戻されるまで、カウント値を"０"、出力を"１"として停止する。ダウンカウンタ１３７からの出力とされる２値信号は、パルススワロカウンタ１３５の分周比を１／Ｋ２又は１／（Ｋ２＋１）に切り替える役割を果たす。この一連のダウンカウンタ１３６，１３７及びパルススワロカウンタ１３５の動作により、ダウンカウンタ１３６からの出力は、ＶＣＯ１３４からの出力を１／（Ｋ２×Ｋ３＋Ｋ４）に分周したものとなる。
【０１１３】
記憶素子１３８は、ＣＰＵ２７によって設定された少なくとも４つの設定値Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４を保持する。この記憶素子１３８に保持された設定値Ｋ１は、上述したように、分周器１３１における分周比を決定するのに用いられ、設定値Ｋ２は、パルススワロカウンタ１３５における分周比を決定するのに用いられ、設定値Ｋ３は、ダウンカウンタ１３６における分周比を決定するのに用いられ、設定値Ｋ４は、ダウンカウンタ１３７における分周比を決定するのに用いられる。
【０１１４】
このような周波数シンセサイザ１９は、４つの設定値Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４を固定値とするのではなく、ＣＰＵ２７によって可変的に設定されるものとする。この周波数シンセサイザ１９においては、局部発振信号Ｄ１０の局部発振周波数ＦＬＯ、すなわち、ＶＣＯ１３４によって生成される発振信号の周波数は、リファレンスクロック周波数の（Ｋ２×Ｋ３＋Ｋ４）倍となる。
【０１１５】
これにより、周波数シンセサイザ１９は、上述した増幅ＲＦ信号Ｄ８が有する特定の周波数ＦＲＦ、すなわち、１５７５．４２ＭＨｚに対する中間周波数ＦＩＦとして、例えば、４．０６９ＭＨｚ±５００ｋＨｚ又は１．０２３ＭＨｚ±５００ｋＨｚといった周波数が可変とされた局部発振信号Ｄ１０を生成することができる。なお、周波数シンセサイザ１９は、増幅ＲＦ信号Ｄ８に対してダウンコンバートせずに直接ベースバンド処理を施す場合には、０ＭＨｚ＋５００ｋＨｚといった中間周波数ＦＩＦを有する局部発振信号Ｄ１０を生成することもできる。また、携帯電話機１０は、中間周波数ＦＩＦにダウンコンバートする周波数ＦＲＦをＶＣＯ１３４の可変範囲において可変とすることにより、複数の無線に対応することも可能となる。
【０１１６】
なお、周波数シンセサイザ１９は、設定値Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４をＣＰＵ２７によって記憶素子１３８に設定するのではなく、集積回路端子の設定や外部インターフェースを通じて設定可能とする構成でもよい。
【０１１７】
ところで、携帯電話機１０においては、このような周波数シンセサイザ１９の設定に応じて生成された局部発振信号Ｄ１０に基づいて、中間周波数ＦＩＦが決定される。したがって、携帯電話機１０においては、上述した周波数変換部２４におけるＬＰＦ２２の特性を中間周波数ＦＩＦに応じたものとするように、必要に応じて、ＣＰＵ２７の制御のもとに、通過周波数帯域等の特性を可変とする。
【０１１８】
ＬＰＦ２２は、アナログフィルタ又はディジタルフィルタのいずれであってもよい。携帯電話機１０においては、ＬＰＦ２２としてディジタルフィルタを用いた場合には、例えばＡ／Ｄ及びＤＳＰによって構成することにより、周波数帯域等の特性をプログラマブルにすることが容易となる。また、携帯電話機１０においては、ＬＰＦ２２としてアナログフィルタを用いた場合であっても、複数種類のコンデンサ及び抵抗をアナログスイッチによって選択的に切り替える構成とすることにより、容易に特性を可変とすることができる。なお、携帯電話機１０においては、ＬＰＦ２２の代わりにＢＰＦを設けてもよく、この場合であっても同様に可変とすることができる。
【０１１９】
つぎに、ベースバンド処理部における設定を可変とする基本的な手法について説明する。
【０１２０】
携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３によって発振する発振周波数ＦＯＳＣとして特定の値を指定せず、例えば１０〜２０ＭＨｚ程度のある周波数範囲内を許容し、周波数変換部２４の動作クロックとベースバンド処理部におけるコスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２に設けられるＮＣＯ１０４，１２７及び同期捕捉部２５におけるサンプラ７１のサンプリングクロックに用いる後述するＮＣＯの動作クロックとを、ＴＣＸＯ１３を共用することによって共通化する。
【０１２１】
ここで、携帯電話機１０においては、ベースバンド処理部における同期保持部２６として、コスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２にＮＣＯ１０４，１２７が設けられたものを用いている。したがって、コスタスループ１０１は、ＮＣＯ１０４の動作クロックを中間周波数ＦＩＦ付近に合わせ込む必要があり、ＤＬＬ１０２は、ＮＣＯ１２７の動作クロックをほぼＣ／Ａコードのチップレートである１．０２３ＭＨｚ付近に合わせ込む必要がある。
【０１２２】
そこで、携帯電話機１０においては、ＮＣＯ１０４，１２７の分周比を可変とする。このとき、携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣと必要な周波数帯域とを考慮して、集積回路端子、ＣＰＵ２７又は外部インターフェースを通じてＮＣＯ１０４，１２７の分周比を設定可能とする。
【０１２３】
また、携帯電話機１０においては、必要に応じて、コスタスループ１０１におけるＬＰＦ１０７，１０８の通過周波数帯域等の特性も可変とする。
【０１２４】
携帯電話機１０においては、これらのＬＰＦ１０７，１０８の帯域幅を可変とするために、例えば図９に示すようにＬＰＦを構成する。なお、同図においては、入力信号を１ビットであるものとしている。携帯電話機１０においては、ＧＰＳ衛星からの受信信号は熱雑音よりもかなり低いレベルであることから、アナログ／ディジタル変換を２値化で行ったとしても、Ｓ／Ｎの劣化は僅かである。
【０１２５】
同図（Ａ）に示すＬＰＦは、同図（Ｂ）に示すＲＣフィルタの伝達関数を差分近似した無限インパルス応答（Infinite Impulse Response；ＩＩＲ）フィルタである。このＬＰＦは、入力信号Ｘ［ｎ］に対して２のべき乗ｋを乗算する乗算器１４１と、後述するレジスタ１４５から供給される信号Ｙ［ｎ−１］と２のべき乗ｋとを乗算する乗算器１４２と、レジスタ１４５から供給される信号Ｙ［ｎ−１］と乗算器１４２によって得られた信号ｋＹ［ｎ−１］との差分をとる差分器１４３と、乗算器１４１によって得られた信号ｋＸ［ｎ］と差分器１４３によって得られた信号（１−ｋ）Ｙ［ｎ−１］とを加算する加算器１４４と、この加算器１４４によって得られたＲＣフィルタの差分近似式で表される信号を所定ビット長だけ保持するレジスタ１４５とからなる。なお、入力信号Ｘ［ｎ］及び出力信号Ｙ［ｎ］における"ｎ"は、離散的な時間を表すものである。
【０１２６】
このようなＬＰＦにおいて、入力信号Ｘ［ｎ］と出力信号Ｙ［ｎ］との関係は、
Ｙ［ｎ］＝（１−ｋ）Ｙ［ｎ−１］＋ｋＸ［ｎ］
となり、加算器１４４から出力される信号がこの関係を満たすものとなる。このＬＰＦにおいては、サンプリング周波数をｆｓとすると、時定数ｔｃ、カットオフ周波数ｆｃは、それぞれ、
ｔｃ＝ＲＣ＝１／（ｋｆｓ）、
ｆｃ＝１／（２πＲＣ）＝ｋｆｓ／（２π）、
ｋ＝１／（ＲＣｆｓ）
となる。したがって、ＬＰＦにおいては、ｋ＝２−１６とし、サンプリング周波数をｆｓ＝１８．４１４ＭＨｚとすると、時定数ｔｃは３．５６ミリ秒、カットオフ周波数ｆｃは４４．７Ｈｚとなる。
【０１２７】
このようなＬＰＦにおいては、入力信号Ｘ［ｎ］は１ビットであり、値が"１"又は"−１"とされるが、入力信号Ｘ［ｎ］及び出力信号Ｙ［ｎ］において、レジスタ１４５をＭビット長とし、"１"を"１００・・・０"、"−１"を"０００・・・０"とみなし、ｋを２−Ｌ（Ｌは整数）とすれば、ｋＸ［ｎ］の演算を行う乗算器１４１は、（Ｍ−Ｌ）ビットの左シフトを行うバレルシフタによって実現することができ、ｋＹ［ｎ］の演算を行う乗算器１４２は、Ｌビットの右シフトを行うバレルシフタによって実現することができる。例えば、レジスタ１４５を２２ビット長とし、ｋ＝２−１６とすると、乗算器１４１は、６ビットの左シフトを行うバレルシフタによって実現することができ、乗算器１４２は、１６ビットの右シフトを行うバレルシフタによって実現することができる。したがって、ＬＰＦにおいては、Ｌを外部から設定可能とした場合には、カットオフ周波数ｆｃをオクターブ単位で可変とすることができる。また、ＬＰＦにおいては、"０"を"０１０・・・０"とみなし、この値との大小比較によって出力信号Ｙ［ｎ］の符号判定を行うことができる。さらに、ＬＰＦにおいては、レジスタ１４５に保持されたビット列の最上位ビットを除いた残りのビット列の最上位ビットを反転して出力することにより、出力信号Ｙ［ｎ］の値は、２の補数となる。
【０１２８】
携帯電話機１０においては、ＬＰＦ１０７，１０８をこのように構成することにより、上述したｋの値をＣＰＵ２７による設定又は外部インターフェースを通じた設定を可能とした場合には、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣを考慮した帯域幅の設定を容易に行うことができる。なお、携帯電話機１０においては、ＤＬＬ１０２におけるＬＰＦ１１７，１１８，１２２，１２３の帯域幅も可変とするのが好ましく、これらのＬＰＦ１１７，１１８，１２２，１２３も同図に示すように構成することができる。
【０１２９】
さらに、携帯電話機１０においては、必要に応じて、コスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２におけるＮＣＯ１０４，１２７の位相を制御するループフィルタ１０９，１２６の特性も可変とする。
【０１３０】
携帯電話機１０においては、これらのループフィルタ１０９，１２６として、図９に示したＬＰＦと同様に構成することもできるが、周波数オフセット、ランダム位相オフセットがある場合に最適フィルタとなる完全積分型のループフィルタとして構成することもできる。
【０１３１】
図１０（Ａ）に示す完全積分型のループフィルタの等価回路を同図（Ｂ）に示す。このループフィルタにおける伝達関数Ｆ（ｓ）は、
Ｆ（ｓ）＝（１−ｓτ２）／（ｓτ１）、τ１＝Ｒ１Ｃ、τ２＝Ｒ２Ｃ
である。これを差分近似すると、入力信号Ｘ［ｎ］と出力信号Ｙ［ｎ］との関係は、
Ｙ［ｎ］＝Ｙ［ｎ−１］＋ａ（Ｘ［ｎ］−Ｘ［ｎ−１］）＋ｂＸ［ｎ］、
ａ＝τ２／τ１、ｂ＝Ｔ／τ１
となる。ここで、Ｔはサンプリング周期であり、サンプリング周波数は、ＬＰＦのカットオフ周波数よりも十分高くする。上式より、ループフィルタで設定するパラメータは、ａ，ｂの２個となる。これらのパラメータａ，ｂを、それぞれ、ａ＝２Ａ、ｂ＝２Ｂ（Ａ，Ｂは整数）とすると、上式におけるａＸ［ｎ］、ａＸ［ｎ−１］、ｂＸ［ｎ］は、それぞれ、Ａビット又はＢビットだけ左シフトすることによって演算することができ、上式に示す演算は、図１１に示すループフィルタによって実現することができる。
【０１３２】
したがって、ループフィルタにおいては、Ａ，Ｂの値に対してＣＰＵ２７による設定又は外部インターフェースを通じた設定を可能とした場合には、受信状況に応じて、当該ループフィルタの帯域幅及び応答速度を可変とすることができる。
【０１３３】
さらにまた、携帯電話機１０においては、必要に応じて、同期捕捉部２５におけるサンプラ７１のサンプリングクロックを生成する手段としてＮＣＯを用い、このＮＣＯの周波数範囲も可変とする。
【０１３４】
すなわち、同期捕捉部２５は、ＩＦ信号をサンプラ７１によってＣ／Ａコードの１周期である１ミリ秒の間に２０４６点以上の整数でサンプリングする必要がある。そのため、同期捕捉部２５は、本件出願人が先に出願している特願２００１−１９０６５８号及び特願２００１−２０３１９３号に記載したように、２のべき乗個のサンプリング数でもってＦＦＴ処理を行うのが都合がよい。そこで、同期捕捉部２５は、ＩＦ信号をサンプリングするためのサンプラ７１をＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２に基づいて動作するＮＣＯを用いて構成し、コスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２と同様に、ＮＣＯに与えられる分周比を、集積回路端子の設定、ＣＰＵ２７による設定又は外部インターフェースを通じた設定を可変的に行うことによって任意のサンプリングクロックを実現することができる。
【０１３５】
以上のように、携帯電話機１０においては、少なくとも周波数変換部２４における周波数シンセサイザ１９並びにコスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２におけるＮＣＯ１０４，１２７の動作クロックを共用し、これらの周波数シンセサイザ１９及びＮＣＯ１０４，１２７を、集積回路端子、ＣＰＵ２７又は外部インターフェースを通じて可変的に設定を行うことができるように構成するとともに、必要に応じて、周波数変換部２４におけるＬＰＦ２２、コスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２におけるＬＰＦ１０７，１０８，１１７，１１８，１２２，１２３、及びコスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２におけるループフィルタ１０９，１２６といった各種ディジタルフィルタ又はアナログフィルタや、同期捕捉部２５におけるサンプラ７１に設けられるＮＣＯを、集積回路端子、ＣＰＵ２７又は外部インターフェースを通じて可変的に設定を行うことができるように構成することにより、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに左右されないＧＰＳ受信機の機能を組み込むことが可能となる。また、携帯電話機１０においては、電話ユニット１１とＴＣＸＯ１３を共用することにより、必要な発振器の個数を削減することができる。
【０１３６】
以下では、設定を可変とする上述した各部及びこれら以外の各部における具体的説明を行う。
【０１３７】
まず、周波数変換部２４について説明する。
【０１３８】
周波数変換部２４におけるＬＰＦ２２（ＢＰＦでも可）は、アナログ的な構成をとることが殆どであることから、その特性は固定である場合が多い。携帯電話機１０においては、中間周波数ＦＩＦに合わせてＬＰＦ２２の通過周波数帯域等の特性を決定することから、復調回路３１、すなわち、ＧＰＳユニットを先に図１に示した構成とし、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣによらず中間周波数ＦＩＦがほぼ同じ周波数となるように、周波数変換部２４における周波数シンセサイザ１９の分周比を設定すれば問題はない。なお、携帯電話機１０においては、特性が固定である場合のＬＰＦ２２の観点からすると、中間周波数ＦＩＦの範囲は帯域外とならない程度に幅があってもよい。携帯電話機１０においては、中間周波数ＦＩＦの範囲がＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣによらず目的の周波数に近い値に設定できるようにするには、上述した設定値Ｋ１の値を大きくし、位相比較器１３２による位相比較を行うリファレンスクロックの周波数を下げればよい。
【０１３９】
先に図８に示した周波数シンセサイザ１９においては、リファレンスクロックをＴＣＸＯ１３の出力とし、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣが１８．４１４ＭＨｚである場合であって、例えば、上述した設定値Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４の値が、それぞれ、Ｋ１＝１８，Ｋ２＝１００，Ｋ３＝１５，Ｋ４＝３９の場合には、中間周波数ＦＩＦは１．０２３ＭＨｚとなり、設定値Ｋ１，Ｋ２，Ｋ３，Ｋ４の値が、それぞれ、Ｋ１＝２０，Ｋ２＝１００，Ｋ３＝３１，Ｋ４＝４９の場合には、中間周波数ＦＩＦは０．９２ＭＨｚとなる。この例では、両者の間で中間周波数ＦＩＦの差が１００ｋＨｚ程度であることから、携帯電話機１０においては、ＬＰＦ２２として通常のＬＰＦを用いれば、両者の間で特性に差が生じることは特にない。
【０１４０】
また、周波数シンセサイザ１９は、ベースバンド処理部やＣＰＵ等を含むディジタル信号処理を行う部分ではなく、アナログ信号処理を行うものとして設けられるのが通常であるが、分周器自体はディジタル信号処理を行うものである。そのため、携帯電話機１０は、周波数シンセサイザ１９における各分周器を上述したレジスタ１３８に設定された設定値に応じて分周するものとすることにより、集積回路端子、ＣＰＵ２７又は外部インターフェースを通じて分周比を可変的に設定することが可能となる。
【０１４１】
なお、携帯電話機１０においては、上述したように、レジスタ１３８に対する設定値の設定を、集積回路端子、ＣＰＵ２７又は外部インターフェースを通じて行うが、レジスタ１３８に対する設定値の設定用のビット数が多い場合には、周波数シンセサイザ１９を含む周波数変換部２４とＣＰＵ２７を含むベースバンド処理部とを接続するために必要なピン数が増加し、集積回路化する際には好ましくない。そこで、携帯電話機１０においては、ＣＰＵ２７によってレジスタ１３８に対する設定値の読み出し及び書き込みを行う際に、所定の通信プロトコルに基づいたシリアル伝送を行うことにより、周波数シンセサイザ１９を含む周波数変換部２４とＣＰＵ２７を含むベースバンド処理部とを接続するために必要なピン数を削減することができる。
【０１４２】
つぎに、ベースバンド処理部におけるＤＬＬ１０２に設けられるＮＣＯ１２７について説明する。
【０１４３】
携帯電話機１０においては、ＲＦ信号がスペクトラム拡散信号であるため、拡散符号の同期を行うためのＤＬＬ１０２は、ＮＣＯ１２７が拡散符号であるＣ／Ａコードのチップレートである１．０２３ＭＨｚ付近をカバーするように、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに応じて分周比を設定する。ここで、ＮＣＯ１２７は、例えば図１２に示すように構成することができる。
【０１４４】
すなわち、ＮＣＯ１２７は、同図に示すように、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２を所定の分周比で分周する分周器１５１，１５２と、後述するレジスタ１５５に保持される値の分解能を表すＫビットのレジスタ値が設定されるレジスタ値設定部１５３と、このレジスタ値設定部１５３に設定されたレジスタ値とレジスタ１５５から読み出された値とを累積加算する加算器１５４と、この加算器１５４から供給される累積加算値を保持する有限長のレジスタ１５５と、分周器１５２から供給される分周された発振信号を所定の分周比で分周する分周器１５６と、ＣＰＵ２７によって設定された設定値Ｎ，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を保持するレジスタやメモリ等の記憶素子１５７とを有する。
【０１４５】
分周器１５１は、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２を、ＣＰＵ２７によって記憶素子１５７に設定された設定値Ｍ１を用いて表される分周比１／Ｍ１で分周する。分周器１５１は、分周した信号をレジスタ１５５に供給する。
【０１４６】
分周器１５２は、レジスタ１５５から読み出された値に応じて、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２を、ＣＰＵ２７によって記憶素子１５７に設定された設定値Ｍ２を用いて表される分周比１／（Ｍ２−１）又は分周比１／Ｍ２又は分周比１／（Ｍ２＋１）で分周する。分周器１５２は、分周した信号を分周器１５６に供給する。
【０１４７】
レジスタ値設定部１５３には、ＣＰＵ２７によって記憶素子１５７に設定された設定値Ｎが、レジスタ１５５に保持される値の分解能を表すＫビットのレジスタ値として設定される。このレジスタ値Ｎは、２の補数で表され、正負の値をとるものである。レジスタ値設定部１５３に設定されたレジスタ値Ｎは、加算器１５４に供給される。
【０１４８】
加算器１５４は、レジスタ値設定部１５３に設定されたレジスタ値Ｎとレジスタ１５５から読み出された値とを加算する。加算器１５４は、加算して得られた累積加算値をレジスタ１５５に供給する。その結果、レジスタ１５５に保持される値は、レジスタ値Ｎの累積加算値となる。
【０１４９】
レジスタ１５５は、Ｋビットの有限長からなり、分周器１５１から供給される分周された発振信号をゲート信号としたタイミングに基づいて、加算器１５４から供給された累積加算値を保持する。このレジスタ１５５に保持された累積加算値は、分周器１５２における分周比を決定するのに用いられる。
【０１５０】
分周器１５６は、分周器１５２から供給される発振信号を、ＣＰＵ２７によって記憶素子１５７に設定された設定値Ｍ３を用いて表される分周比１／Ｍ３で分周する。分周器１５６は、分周した信号を再生キャリアとして出力する。
【０１５１】
記憶素子１５７は、ＣＰＵ２７によって設定された少なくとも４つの設定値Ｎ，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を保持する。この記憶素子１５７に保持された設定値Ｎは、上述したように、レジスタ値設定部１５３に設定されるレジスタ値として用いられ、設定値Ｍ１は、分周器１５１における分周比を決定するのに用いられ、設定値Ｍ２は、分周器１５２における分周比を決定するのに用いられ、設定値Ｍ３は、分周器１５３における分周比を決定するのに用いられる。
【０１５２】
このようなＮＣＯ１２７は、４つの設定値Ｎ，Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３を固定値とするのではなく、ＣＰＵ２７によって可変的に設定されるものとする。これにより、ＮＣＯ１２７においては、周波数及び可変幅を設定することができる。ここで、ＮＣＯ１２７においては、レジスタ１５５が有限長であることから、桁あふれが生じる場合がある。そこで、ＮＣＯ１２７においては、レジスタ値設定部１５３に設定されたレジスタ値Ｎを加算器１５４によって累積加算していく際に、レジスタ１５５に保持される値の桁あふれがない場合には、分周器１５２によって分周比１／Ｍ２で分周するが、正の桁あふれが生じた場合には、分周器１５２の図示しないカウンタを"１"だけ多くカウントアップすることによって分周比１／（Ｍ２＋１）で分周し、負の桁あふれが生じた場合には、分周器１５２のカウントアップを"１"だけ少なくすることによって分周比１／（Ｍ２−１）で分周する。したがって、ＮＣＯ１２７は、レジスタ値設定部１５３に設定されるレジスタ値がＮ＝０とされた場合には、ＴＣＸＯ１３から供給される発振信号Ｄ２の発振周波数ＦＯＳＣを１／（Ｍ２×Ｍ３）倍した周波数を有する再生キャリアを出力し、レジスタ値がＮ＞０とされた場合には、レジスタ値がＮ＝０とされた場合よりも高い周波数を有する再生キャリアを出力し、レジスタ値がＮ＜０とされた場合には、レジスタ値がＮ＝０とされた場合よりも低い周波数を有する再生キャリアを出力する。
【０１５３】
また、ＮＣＯ１２７の周波数範囲は、拡散符号のチップレートにＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣの誤差と、送信側であるＧＰＳ衛星と受信側との相対速度の変化によって生じるドップラシフト量とを加えた範囲をカバーするように設定する。例えば、携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３を用いるものとすると、その発振周波数誤差が±約３ｐｐｍ以内であれば、ドップラシフト量が±約３ｐｐｍ以内であることから、全体としてＮＣＯ１２７の可変範囲が少なくとも１．０２３ＭＨｚ±６ｐｐｍ程度を含むものであればよい。
【０１５４】
つぎに、ベースバンド処理部におけるコスタスループ１０１に設けられるＮＣＯ１０４について説明する。
【０１５５】
ＲＦ信号は、例えば２相位相変調方式（Binary Phase Shift Keying；以下、ＢＰＳＫ変調方式という。）といったＰＳＫ変調方式に基づいて変調した信号又はＰＳＫ変調方式に基づいて変調した信号をスペクトラム拡散した信号であるが、ＩＦ信号におけるＰＳＫ信号のキャリアの同期を行うためのコスタスループ１０１は、ＮＣＯ１０４が例えば周波数変換部２４の設定によって１．０２３ＭＨｚとされる中間周波数ＦＩＦ付近をカバーするように、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに応じて分周比を設定する。ここで、ＮＣＯ１０４は、先に図１２に示したＮＣＯ１２７と同様に構成することができる。
【０１５６】
ＮＣＯ１０４の周波数範囲は、ＮＣＯ１２７と同様に、中間周波数ＦＩＦにＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣの誤差と、送信側であるＧＰＳ衛星と受信側との相対速度の変化によって生じるドップラシフト量とを加えた範囲をカバーするように設定する。例えば、携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３を用いるものとすると、上述したように、その発振周波数誤差が±約３ｐｐｍ以内であれば、ドップラシフト量が±約３ｐｐｍ以内である。そのため、携帯電話機１０においては、周波数変換部２４によって１回でＲＦ信号のキャリア周波数ＦＲＦを中間周波数ＦＩＦに変換する場合には、局部発振周波数ＦＬＯが周波数シンセサイザ１９のリファレンスクロック周波数のＬ倍（Ｌは整数）とすれば、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣの誤差による中間周波数ＦＩＦの誤差がＬ倍となることから、ＮＣＯ１０４の可変範囲が少なくとも１．０２３ＭＨｚ±３Ｌｐｐｍ±３ｐｐｍ程度を含むものであればよい。
【０１５７】
つぎに、ベースバンド処理部における同期捕捉部２５に設けられるサンプラ７１について説明する。
【０１５８】
携帯電話機１０においては、同期捕捉部２５を先に図３に示したように構成し、この同期捕捉部２５によってスペクトラム拡散信号の拡散符号と同期をとるためのディジタルマッチドフィルタ処理を行う場合には、上述したように、ＩＦ信号をサンプラ７１によってＣ／Ａコードの１周期である１ミリ秒の間に２０４６点以上の整数でサンプリングする必要がある。ここで、携帯電話機１０においては、ＩＦ信号をサンプリングするためのサンプリングクロックをＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに基づいて生成するが、発振周波数ＦＯＳＣによってサンプリング数が異なると、ディジタルマッチドフィルタ処理を行いにくくなる。
【０１５９】
しかしながら、携帯電話機１０においては、先に図１２に示したＮＣＯ１２７と同様の構成からなるＮＣＯを用いてサンプラ７１を構成してサンプリングクロックを生成させ、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに応じて、１ミリ秒あたりのサンプリング数が一定の整数値となるように、すなわち、一定のサンプリングレートとなるようにＮＣＯを設定する。これにより、携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに拘泥せずに、例えばソフトウェアで処理する場合にはディジタルマッチドフィルタ処理を同じ手順で行うことができる。
【０１６０】
ところで、単純にサンプリングクロックをＮＣＯによってのみ生成した場合には、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣとＮＣＯの周波数分解能との関係により、例えば図１３中２段目に示すように、サンプリングする時間長によっては拡散符号の１周期あたりのサンプリング数に端数を生じ、タイミングが時間の経過とともにずれていく事態を生じ得る。この現象は、拡散符号の多周期にわたって信号処理を行う場合には好ましくないものである。この現象を回避するためには、ＮＣＯの周波数分解能を極めて高いものとする必要がある。
【０１６１】
そこで、携帯電話機１０においては、例えば、同図中１段目に示すように、所定のタイミング信号生成手段によって拡散符号の１周期にほぼ一致するパルス状の周期的なタイミングリセット信号を生成し、同図中３段目に示すように、サンプリングクロックを生成させるサンプラ７１におけるＮＣＯを構成する先に図１２に示した各分周器１５１，１５２，１５６とレジスタ１５５とをタイミングリセット信号に応じて１周期毎にリセットするといった動作を行うことにより、サンプリングするタイミングを初期化する。これにより、携帯電話機１０においては、拡散符号の１周期におけるサンプリング数を常に同じものとし、且つ、サンプリングが行われるタイミングを各周期毎にほぼ同じものとすることができる。この場合、携帯電話機１０においては、拡散符号の１周期内で生じた端数に起因して当該１周期の最後の部分でサンプリング間隔がずれるが、１周期毎にサンプリングのタイミングが補正されることから、ＮＣＯの周波数分解能を極めて高いものとする必要がない。
【０１６２】
ここで、携帯電話機１０においては、拡散符号であるＣ／Ａコードの周期に応じて、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣの最小桁が決定される。すなわち、携帯電話機１０においては、拡散符号であるＣ／Ａコードの周期が１ミリ秒であることから、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣの最小桁が１ｋＨｚであれば、ＮＣＯによって１周期にほぼ一致する周期的なタイミングリセット信号を容易に生成することができる。また、携帯電話機１０においては、拡散符号の１周期である１ミリ秒間隔で、すなわち、１ｋＨｚのタイミングリセット信号を生成することにより、これらの処理を容易に行うことができる。したがって、携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣをある範囲内で自由度を持たせながらも最小桁を１ｋＨｚと指定することにより、例えばＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣが１８．４１４ＭＨｚである場合には分周比を１／１８４１４とする分周器を有するＮＣＯによって容易に１ミリ秒間隔のタイミングリセット信号を生成することができる。
【０１６３】
なお、ここでは、発振周波数ＦＯＳＣの最小桁を１ｋＨｚとするものとして説明したが、携帯電話機１０においては、発振周波数ＦＯＳＣの最小桁を１ｋＨｚの整数分の１としてもよい。この場合、携帯電話機１０においては、１ミリ秒の整数倍間隔のタイミングリセット信号を生成することができ、例えばＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣが１８．４１４５ＭＨｚである場合には分周比を１／３３６８２９とした分周器を有するＮＣＯによって２ミリ秒間隔で、すなわち、Ｃ／Ａコードの２周期長のタイミングリセット信号を生成することができる。このとき、携帯電話機１０においては、拡散符号の１周期あたりのサンプリング数を一定の整数値とする上述した処理を、１周期長から２周期長に置き換え、ＦＦＴ等の処理を２周期長のデータ単位で行うか、或いはデータを半分長ずつに分けて１周期長での処理を行うといったようにする。これにより、携帯電話機１０においては、処理内容が若干増加するものの、Ｃ／Ａコードの周期を単位とすることで処理がしやすくなる。
【０１６４】
また、携帯電話機１０においては、ディジタルマッチドフィルタ処理が先に図２に示したＦＦＴを利用したものである場合には、サンプリング数が２のべき乗個であることがＦＦＴ処理には都合がよいことから、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣによって拡散符号の１周期あたりのサンプリング数が２のべき乗個となるようにサンプラ７１を設定することにより、処理が極めて容易となる。
【０１６５】
さらに、携帯電話機１０においては、拡散符号がいわゆるＭ系列又はＭ系列から生成されるいわゆるＧｏｌｄ符号である場合には、符号長が２のべき乗−１であることから、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣによってはサンプリング数を拡散符号の１周期あたり（２のべき乗−１）個とする方が容易な場合がある。ここで、ディジタルマッチドフィルタ処理が先に図２に示したＦＦＴを利用したものである場合には、上述したように、サンプリング数が２のべき乗個であることが好ましいことから、携帯電話機１０においては、符号長が２のべき乗−１である拡散符号を処理する場合には、拡散符号の１周期の中でダミーのビットを等間隔で挿入し、ＦＦＴ処理を行うデータ数を２のべき乗個に合わせ込むようにしてもよい。
【０１６６】
例えば、携帯電話機１０においては、Ｃ／Ａコードの１周期である１ミリ秒で４０９２個のサンプリングを行った場合には、１／４周期、すなわち、１０２３個のサンプリングを行う毎に、１個のダミーデータを挿入すればよい。このとき、挿入するダミーデータは、当該ダミーデータの直前のビットと同じ値とするのが自然であるが、固定値としてもよい。
【０１６７】
なお、携帯電話機１０においては、ディジタルマッチドフィルタ処理をソフトウェアとして実装する場合であって処理能力に余裕がある場合には、ＦＦＴ処理を行う場合であっても、拡散符号の１周期あたりのサンプリング数を必ずしも２のべき乗個にする必要はなく、サンプリング数がある程度多めになるようにサンプラ７１におけるＮＣＯを設定し、ソフトウェアで処理する際に２のべき乗個となるように間引きしてから、間引きしたデータに対してＦＦＴ処理を行うようにしてもよい。
【０１６８】
つぎに、ベースバンド処理部又は周波数変換部２４におけるＬＰＦを含む各フィルタについて説明する。
【０１６９】
ＬＰＦを例えば先に図９（Ａ）に示したようなディジタルフィルタとして構成した場合には、当該ＬＰＦの帯域は、多段階に設定することができる。同図に示すＬＰＦにおいては、上述したように、サンプリング周波数をｆｓとすると、時定数ｔｃ、カットオフ周波数ｆｃは、それぞれ、
ｔｃ＝ＲＣ＝１／（ｋｆｓ）、
ｆｃ＝１／（２πＲＣ）＝ｋｆｓ／（２π）、
ｋ＝１／（ＲＣｆｓ）
となる。ここで、サンプリング周波数ｆｓとＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣとが等しいものとすると、カットオフ周波数ｆｃは、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに比例して変化するものとなる。
【０１７０】
したがって、このようなＬＰＦを先に図５に示したコスタスループ１０１に適用した場合には、サンプリング周波数をｆｓ＝２０ＭＨｚとすると、カットオフ周波数ｆｃは、４８．６Ｈｚとなり、サンプリング周波数をｆｓ＝１０ＭＨｚとすると、カットオフ周波数ｆｃは、２４．３Ｈｚとなる。ここで、データの伝送速度が５０ｂｐｓであり、且つ、ＮＲＺ（Non Return to Zero）信号であるＧＰＳ衛星からの信号に含まれるメッセージの主帯域幅が２５Ｈｚであるものとし、これを考慮すると、サンプリング周波数をｆｓ＝１０ＭＨｚとした場合のカットオフ周波数ｆｃである２４．３Ｈｚは、若干狭い。そこで、携帯電話機１０においては、サンプリング周波数をｆｓ＝１０ＭＨｚとした場合には、カットオフ周波数ｆｃを１つ上げるようにする。
【０１７１】
また、携帯電話機１０においては、ＬＰＦとして、先に図９（Ａ）に示したもの以外にも、有限インパルス応答（Finite Impulse Response；ＦＩＲ）フィルタや、他の構成のＩＩＲフィルタを用いることも可能である。また、携帯電話機１０においては、コスタスループ１０１以外の各部であっても、先に図１に示した周波数変換部２４におけるＡ／Ｄ２３の後段にＬＰＦを配置することによって当該ＬＰＦをディジタルフィルタとして構成することもできる。さらに、携帯電話機１０においては、ＬＰＦの代わりに中間周波数ＦＩＦ付近を帯域の中心としたＢＰＦを適用することもできる。携帯電話機１０においては、ＬＰＦ又はＢＰＦを適用した場合であっても、中間周波数ＦＩＦがほぼ一定範囲に収まるように周波数シンセサイザ１９を構成すると、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣによってフィルタの帯域が変化することから、フィルタの帯域を可変としておくことはこのような場合にも有効である。
【０１７２】
このように、携帯電話機１０においては、フィルタの帯域を可変可能とし、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに応じて、フィルタの設定を変化させることにより、フィルタの帯域を最適とした動作を行うことができる。
【０１７３】
ところで、携帯電話機１０は、上述したように、ＧＰＳ衛星からのスペクトラム拡散信号における拡散符号である１ミリ秒周期のＣ／Ａコードの同期タイミングを計測することによって測位演算を行い、自己の位置を取得するものである。ここで、拡散符号の同期タイミングを計測するにあたっての計測の時間分解能は、上述した同期捕捉部２５といった同期回路の動作クロック周波数に依存する。したがって、携帯電話機１０においては、同期回路の動作クロックをＴＣＸＯ１３によって生成する場合には、計測の時間分解能はＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに依存することになる。
【０１７４】
通常、ＧＰＳ受信機においては、内部に設けられる時計に同期した基準タイミングを起点として、そこからＣ／Ａコードの先頭がどれだけ遅延した位置に現れるかをカウンタによって計測し、当該ＧＰＳ受信機の時計を基準にしたＧＰＳ衛星から当該ＧＰＳ受信機までの電波の到達距離である擬似距離を算出する。ここで、ＧＰＳ受信機においては、電波の到達時間が同一であっても、ＴＣＸＯ等の源発振器の発振周波数が異なればカウント値も異なることになる。
【０１７５】
そこで、携帯電話機１０は、例えば先に図１に示したＣＰＵ２７によってＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに応じてカウント値を時間に換算する。これにより、携帯電話機１０は、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣが変化した場合であっても、正確な擬似距離の算出に容易に対応することができる。
【０１７６】
さて、これまでは、ＧＰＳ衛星からの信号を含むスペクトラム拡散信号の復調回路及びＧＰＳ受信機の復調に関する部分についての対応について説明してきたが、携帯電話機１０は、これら以外の各部についても、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに対する対応を施す。
【０１７７】
ＧＰＳ受信機は、一般に、外部との通信等を行うために、例えば、所定のシリアルポートやＵＳＢ（Universal Serial Bus）ポート等の各種入出力インターフェース、上述したタイマ２９のような制御用のタイマ、Ａ／Ｄ、及びディジタル／アナログ変換器（Digital/Analog Converter；以下、Ｄ／Ａという。）等の各種ペリフェラルを内蔵する。ＧＰＳ受信機においては、これら各部の動作クロックも、周波数変換や同期を行う各部と同じ源発振器から生成するのが通常である。
【０１７８】
そこで、携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣにより、通信速度、時間及びサンプリング周波数等に影響が及ぶことから、発振周波数ＦＯＳＣに応じて、各種入出力インターフェースの通信速度、タイマ２９、並びにＡ／Ｄ及び／又はＤ／Ａのサンプリング周波数の設定を変えるようにする。これにより、携帯電話機１０は、各種ペリフェラルについても、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに拘泥せずに動作させることができる。
【０１７９】
以上のように、携帯電話機１０は、ＧＰＳユニットに必要となる発振器を、本来であれば電話ユニット１１のために設けられたＴＣＸＯ１３と共用し、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに応じて各部の設定を変更することにより、発振周波数ＦＯＳＣの変化に依存しない動作を行うことができ、ＧＰＳユニットのための専用の発振器を設ける必要がないことから、発振器の個数を削減することができる。すなわち、携帯電話機１０は、特定の周波数を発振しない源発振器を用いた場合であっても、源発振器の発振周波数に応じて各部の設定を可変とすることにより、発振周波数の変化に依存しない動作を行うことができ、発振器の個数を削減することができる。
【０１８０】
なお、携帯電話機１１においては、電話ユニット１１の他、例えばいわゆるブルートゥース（Bluetooth（登録商標））や無線ＬＡＮ（Local Area Network）等の所定の無線システムに対応する無線ユニットが同じモジュール又は機器に搭載されている場合には、無線ユニット用又は信号処理用に当該無線ユニットが対応する無線の種別に応じた周波数を発振する発振器が存在することになる。この場合、携帯電話機１０においては、無線ユニット用又は信号処理用に設けられる発振器をＧＰＳユニットの源発振器とするようにしてもよい。勿論、携帯電話機１０は、無線ユニット以外の他の機能を実現するユニットが搭載されている場合には、このユニット用に設けられる発振器をＧＰＳユニットの源発振器とするようにしてもよい。
【０１８１】
ところで、携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに応じた設定変更の対象として、上述したように、少なくとも周波数変換部２４における周波数シンセサイザ１９の分周比並びにコスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２におけるＮＣＯ１０４，１２７の周波数範囲の他、必要に応じて、ＬＰＦ等の各フィルタの特性、同期捕捉部２５におけるサンプラ７１のサンプリングクロック、及びその他の各種ペリフェラルがある。このように、携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに応じて設定を可変とすべき箇所が多い。そのため、携帯電話機１０においては、各部の最適な設定値を算出し、得られた各設定値を所定の外部インターフェース等を介して設定するのは煩雑である。
【０１８２】
そこで、携帯電話機１０においては、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣに応じた各設定値を算出するルーチンをＣＰＵ２７が実行可能なプログラムとして内蔵しておき、外部インターフェースからはＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣのみを入力するとともに、入力した発振周波数ＦＯＳＣに基づいてＣＰＵ２７によって各設定値を算出し、ＣＰＵ２７によって各設定値を各部に対して自動的に設定することにより、設定の煩雑さを解消することができる。
【０１８３】
また、携帯電話機１０においては、例えば上述したＲＴＣ２８に対する動作クロックを供給するための３２．７６８ｋＨｚ程度の所定の発振周波数を有する発振信号を生成する上述したＸＯ１２といった他の既知周波数の発振器を備えている場合には、この発振器によって生成される発振信号をゲート信号として、ある一定期間で源発振器たるＴＣＸＯ１３からの出力パルスを簡易的にカウントする機能を持たせることにより、このカウント値に基づいて、おおよその発振周波数ＦＯＳＣを当該携帯電話機１０が把握することが可能となる。具体的には、携帯電話機１０においては、ＸＯ１２の精度を仮に±１００ｐｐｍとすると、例えば１０〜２０ＭＨｚ程度の周波数範囲を許容するＴＣＸＯ１３に対しては約±１００ｐｐｍの精度、すなわち、約±１〜２ｋＨｚの誤差範囲で、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣを推定することができる。また、携帯電話機１０においては、ＸＯ１２の精度がさらによい場合には、１ｋＨｚ単位でのＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣの特定を行うことも十分可能となる。
【０１８４】
一般に利用される源発振器の発振周波数は、実際にはそれほど種類が多くはないことから、精度は高くなくともおおよその値を把握することができるならば、例えば、利用可能なＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣのテーブルを予めメモリ３０に記憶させておくことにより、どの発振周波数の発振器かを確実に判別することができる。したがって、携帯電話機１０においては、このような機能を当該携帯電話機１０の電源がオン状態となると同時に作動するようにＣＰＵ２７の初期ルーチンとして内蔵しておき、ＣＰＵ２７によってＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣを特定できるならば、ＣＰＵ２７による上述した各部に対する各設定値の設定動作と組み合わせることにより、完全に自動的に周波数変換部２４における周波数シンセサイザ１９、コスタスループ１０１及びＤＬＬ１０２におけるＮＣＯ１０４，１２７、ＬＰＦ等の各フィルタ、同期捕捉部２５におけるサンプラ７１、及びその他の各種ペリフェラルに対する設定を行うことが可能となる。なお、携帯電話機１０においては、ペリフェラルに関しては、通信速度が設定されない状態では外部からの制御が困難であることから、外部との入出力インターフェースの通信速度を自動設定することにより、外部との通信が可能となることは重要である。
【０１８５】
以上説明したように、携帯電話機１０に組み込まれるＧＰＳユニットにおいては、必要となるクロックの発振周波数が特定の周波数である必要がなくなることから、ＴＣＸＯ１３等の大量に市販されている標準的な発振器を利用することができる。
【０１８６】
また、ＧＰＳユニットにおいては、必要な源発振器として、携帯電話機１０等の電子機器に組み込む際に、本来であれば電話ユニット１１といった他の機能を実現するユニットのために設けられたＴＣＸＯ１３等の発振器と共用することができ、当該ＧＰＳユニットのための専用の発振器を設ける必要がないことから、電子機器に搭載される発振器の個数を削減してコストダウン及び小型化を図ることができる。
【０１８７】
さらに、ＧＰＳユニットは、モジュール化又は上述した復調回路３１のように集積回路化して構成する場合には、様々な源発振器が設けられた場合、すなわち、ＴＣＸＯ１３の発振周波数ＦＯＳＣが多様であっても、１種類のモジュール又は集積回路で対応することができる。したがって、ＧＰＳユニットは、様々な発振周波数の電子機器に搭載することができる汎用品として流通させることが可能となる。
【０１８８】
さらにまた、ＧＰＳユニットは、ＲＦ信号の周波数ＦＲＦ及びＩＦ信号の周波数ＦＩＦを可変とすることができることから、複数の無線周波数に対応することが可能となる。
【０１８９】
なお、本発明は、上述した実施の形態に限定されるものではない。例えば、上述した実施の形態では、ＧＰＳ受信機の機能を実現するＧＰＳユニットが組み込まれた携帯電話機１０を用いて説明したが、本発明は、携帯電話機以外の電子機器にも容易に適用することができ、また、ＧＰＳユニット以外の他の機能を実現するユニットが組み込まれた電子機器であっても容易に適用することができる。
【０１９０】
また、上述した実施の形態では、スペクトラム拡散信号を復調するものとして説明したが、本発明は、スペクトラム拡散信号以外であっても、所定の高周波の信号を復調するものであれば、いかなるものでも適用することができる。
【０１９１】
さらに、上述した実施の形態では、ＧＰＳ受信機の機能を実現するＧＰＳユニットが組み込まれた携帯電話機１０を用いて説明したが、本発明は、衛星を利用した測位システム、すなわち、ＧＮＳＳシステムを適用した受信機の機能が組み込まれた電子機器であれば、いかなるものであっても適用することができる。ＧＮＳＳシステムとしては、米国における上述したＧＰＳシステムの他、旧ソ連邦におけるＧＬＯＮＡＳＳ（Global Navigation Satellites System）や、欧州を中心として開発が進められているＧＡＬＩＬＥＯ等があるが、本発明は、これら全てのＧＮＳＳシステムを適用することができるものである。
【０１９２】
このように、本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能であることはいうまでもない。
【０１９３】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように、本発明にかかる復調装置は、所定の高周波信号を復調する復調装置であって、高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、この周波数変換手段によって得られた中間周波数を有する中間周波数信号に対する所定の信号処理を施す信号処理手段と、周波数変換手段及び信号処理手段に対する設定を行う設定手段とを備え、周波数変換手段は、所定の源発振器によって生成される所定の源発振信号に基づいて、高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変換するための局部発振周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段を有し、信号処理手段は、局部発振信号生成手段と源発振器を共用し、源発振器によって生成される源発振信号に基づいて、所定の周波数を有する信号を生成する信号生成手段を有し、局部発振信号生成手段は、源発振信号の源発振周波数に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の値となるように、源発振器によって生成される源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定されることによって局部発振信号の局部発振周波数を可変とし、信号生成手段は、源発振器によって生成される源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定されることによって信号の周波数を可変とする。
【０１９４】
したがって、本発明にかかる復調装置は、少なくとも局部発振信号生成手段と信号生成手段との源発振器を共用し、源発振信号の源発振周波数に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の値となるように、任意の源発振周波数に応じて、少なくとも局部発振信号生成手段と信号生成手段との分周比が設定手段を介して可変的に設定されることにより、様々な発振周波数に対応することができ、必要となる源発振周波数が特定の周波数である必要がなくなることから、源発振器として標準的な発振器を利用することができる。
【０１９５】
また、本発明にかかる受信装置は、衛星からの信号を受信して自己の位置及び速度を算出する測位ユニットが組み込まれた受信装置であって、衛星からの信号を受信する受信手段と、この受信手段によって受信した所定の高周波信号の周波数を所定の中間周波数に変換する周波数変換手段と、この周波数変換手段によって得られた中間周波数を有する中間周波数信号に対する所定の信号処理を施す信号処理手段と、周波数変換手段及び信号処理手段に対する設定を行う設定手段と、測位ユニットとは異なる所定の機能を実現する他のユニットの動作クロックを生成するために設けられ、所定の源発振信号を有する源発振信号を生成する源発振器とを備え、周波数変換手段は、源発振器によって生成される源発振信号に基づいて、高周波信号の周波数を中間周波数に変換するための局部発振周波数を有する局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段を有し、信号処理手段は、局部発振信号生成手段と源発振器を共用し、源発振器によって生成される源発振信号に基づいて、所定の周波数を有する信号を生成する信号生成手段を有し、局部発振信号生成手段は、源発振信号の源発振周波数に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の値となるように、源発振器によって生成される源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定されることによって局部発振信号の局部発振周波数を可変とし、信号生成手段は、源発振器によって生成される源発振信号の任意の源発振周波数に応じて、設定手段を介して分周比が可変的に設定されることによって信号の周波数を可変とする。
【０１９６】
したがって、本発明にかかる受信装置は、測位ユニットにおける少なくとも局部発振信号生成手段と信号生成手段との源発振器を共用するとともに、この源発振器として、測位ユニットとは異なる所定の機能を実現する他のユニットの動作クロックを生成するために設けられた源発振器を共用し、源発振信号の源発振周波数に拘泥せずに中間周波数が所定の範囲内の値となるように、任意の源発振周波数に応じて、少なくとも局部発振信号生成手段と信号生成手段との分周比が設定手段を介して可変的に設定されることにより、様々な発振周波数に対応することができ、必要となる源発振周波数が特定の周波数である必要がなくなることから、源発振器として標準的な発振器を利用することができる、また、所定の機能を有する電子機器に既に搭載されている発振器からの発振周波数を源発振周波数として利用することによってコストダウン及び小型化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態として示す携帯電話機の構成を説明するブロック図である。
【図２】同携帯電話機が備える同期捕捉部として適用することができるＦＦＴを利用したディジタルマッチドフィルタの構成を説明するブロック図である。
【図３】同携帯電話機が備える同期捕捉部として図２に示すディジタルマッチドフィルタを適用した場合における実際の実装例を説明するブロック図である。
【図４】同携帯電話機が備える同期保持部の構成を説明するブロック図である。
【図５】同携帯電話機が備える同期保持部が有するチャンネル回路の構成を説明するブロック図である。
【図６】同携帯電話機が備える同期保持部における拡散符号の位相合わせについて説明するための図である。
【図７】同携帯電話機が備える同期保持部における拡散符号の位相補正について説明するための図である。
【図８】同携帯電話機が備える周波数変換部が有する周波数シンセサイザの構成を説明するブロック図である。
【図９】ＬＰＦの構成を説明する図であって、（Ａ）は、ＩＩＲフィルタの構成を示し、（Ｂ）は、ＲＣフィルタの構成を示す図である。
【図１０】完全積分型のループフィルタの等価回路の構成を説明する図であって、（Ａ）は、ループフィルタの構成を示し、（Ｂ）は、（Ａ）に示すループフィルタの等価回路の構成を示す図である。
【図１１】完全積分型のループフィルタの構成を説明する図である。
【図１２】同携帯電話機が備える同期保持部が有するＮＣＯの構成を説明するブロック図である。
【図１３】同携帯電話機が備える同期捕捉部が有するサンプラにおけるサンプリングタイミングの補正について説明するための図である。
【図１４】ＧＰＳ衛星からの信号の構成を説明する図である。
【図１５】従来の拡散符号及びキャリアの同期処理を説明するための図であって、周波数サーチを説明するための図である。
【図１６】ディジタルマッチドフィルタを用いて検出した相関値の時間変化を示す出力波形の例を説明する図である。
【符号の説明】
１０  携帯電話機、  １１  電話ユニット、  １２  ＸＯ、  １３  ＴＣＸＯ、  １４  逓倍／分周器、  １５  アンテナ、  １６  ＬＮＡ、  １７  ＢＰＦ、  １８，２１  増幅器、  １９  周波数シンセサイザ、  ２０  ミキサ、  ２２，１０７，１０８，１１７，１１８，１２２，１２３，１３３  ＬＰＦ、  ２３  Ａ／Ｄ、  ２４  周波数変換部、  ２５  同期捕捉部、  ２６  同期保持部、  ２７  ＣＰＵ、  ２８  ＲＴＣ、  ２９  タイマ、  ３０，５２，５４，５７  メモリ、  ３１  復調回路、  ５０  ディジタルマッチドフィルタ、  ５１，７１  サンプラ、  ５３，５６  ＦＦＴ処理部、  ５５，１２８  拡散符号発生器、  ５８，１０３，１０５，１０６，１１３，１１４，１１５，１１６，１２０，１２１，１４１，１４２  乗算器、  ５９  ＩＦＦＴ処理部、  ６０  ピーク検出器、  ７２  ＲＡＭ、  ７３  ＲＡＭ／ＲＯＭ、  ７４  ＤＳＰ、  ８１，８１１，８１２，・・・，８１Ｎ  チャンネル回路、  ８２  コントロール・レジスタ、  １０１  コスタスループ、  １０２  ＤＬＬ、  １０４，１２７ＮＣＯ、  １０９，１２６  ループフィルタ、  １１０，１２５  位相検出器、  １１１  ２値化回路、  １１２，１１９，１２４  ２乗和算出回路、  １３１，１５１，１５２，１５６  分周器、  １３２  位相比較器、  １３４  ＶＣＯ、  １３５  パルススワロカウンタ、  １３６，１３７  ダウンカウンタ、  １３８，１５７  記憶素子、  １４３  差分器、  １４４，１５４  加算器、  １４５，１５５  レジスタ、  １５３  レジスタ値設定部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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