(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１つのチャネル上で送信される直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号に受信機のタイミングを同期させるための方法であって、前記ＯＦＤＭ信号は複数のトレーニングシンボルを含み、前記方法は、
同期していないＯＦＤＭ信号において、複数のトレーニングシンボルのうちの第１の半分を前記複数のトレーニングシンボルのうちの第２の半分と粗く相関をとり、粗い指標を決定すること、
前記粗い指標を用いて前記同期していないＯＦＤＭ信号を粗く調整すること、
前記粗く調整されたＯＦＤＭ信号において、前記複数のトレーニングシンボルのうちの最初のシンボルを前記複数のトレーニングシンボルのうちの最後のシンボルと細かく相関をとり、細かい指標を決定すること、
前記細かい指標を用いて前記粗く調整されたＯＦＤＭ信号を細かく調整し、前記受信機のタイミングを同期させることを含む方法。
【請求項２】
前記複数のトレーニングシンボルの前記第１の半分と前記第２の半分とをそれぞれ対応する複数の第１のサンプルに変換すること、
前記第１のサンプルをそれぞれ符号ビットに変換すること、
前記第１の半分のサンプルを第１のバッファに格納し、かつ前記第２の半分のサンプルを第２のバッファに格納すること、
前記第１および前記第２のバッファの前記符号ビットのベクトル積の和として第１の相関値を計算すること、
前記第１の相関値のピーク値を検出し、前記粗い指標を決定することをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記符号ビットは、前記サンプルの同相成分および直交成分である請求項２に記載の方法。
【請求項４】
前記各サンプルの前記符号ビットは、集合｛１＋ｊ、−１＋ｊ、−１−ｊ、１−ｊ｝の異なる４つの値のうちの１つをとる請求項３に記載の方法。
【請求項５】
前記第１の相関値ｄ（ｍ）は、
【数１】
0004159030.tif 000015
であり、ここでｍは前記第１のデータバッファ内の最初のサンプルであり、Ｎｓｈｏｒｔ＿ｈａｌｆは前記第１および前記第２のデータバッファに格納される全サンプルの半分の数であり、Ｎｓｈｏｒｔは前記第１および前記第２のデータバッファに格納される全サンプル数である請求項２に記載の方法。
【請求項６】
前記第１の相関値を範囲［０，１］に正規化すること、
前記第１の相関値が所定の閾値を超えるときに前記第１の相関値の前記ピーク値を検出することをさらに含む請求項２に記載の方法。
【請求項７】
前記最初のトレーニングシンボルおよび前記最後のトレーニングシンボルを対応する第１および第２の補間サンプルにアップサンプリングすること、
前記最初のトレーニングシンボルの前記第１の補間値を第３のバッファに格納し、前記最後のトレーニングシンボルの前記第２の補間値を第４のバッファに格納すること、
前記第３および前記第４のバッファのベクトル積の和として第２の相関値を計算すること、
前記第２の相関値のピーク値を検出し、前記細かい指標を決定することをさらに含む請求項１に記載の方法。
【請求項８】
前記アップサンプリングすることは、有限インパルス応答ローパスフィルタを用いて実行される請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記アップサンプリングすることは、サンプリング速度を４倍に上げる請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記第２の相関値は、
【数２】
0004159030.tif 000016
であり、ここでＮは前記トレーニングシンボルの数であり、ｍは前記最初のトレーニングシンボルである請求項７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は全般に、通信される信号のタイミング同期方法に関し、より詳細にはＯＦＤＭ無線ネットワークにおいてトレーニングシンボルを検出し、相関をとることに関する。
【０００２】
【従来の技術】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、送信機が信号を分割し、その後いくつかのサブキャリア上でその分割された信号を送信する信号変調技術である。サブキャリアは規則的な周波数間隔でベースバンド周波数の周波数軸上に配置される。従来のシリアル通信技術とは対照的に、ＯＦＤＭ通信では、送信されることになる信号がＮ個のストリームに分割され、その後Ｎ個のストリームがそれぞれ個別のキャリア周波数上で並列に送信される。ＯＦＤＭ技術は高いデータ速度において確実かつ効率的に信号を送信する。
【０００３】
サブキャリアはベースバンド周波数において適当に周波数間隔を選択することにより「直交化」される。それゆえ、直交性によって受信機がＯＦＤＭサブキャリアを確実に分離できるようになるので、サブキャリア間でスペクトルが重なり合うことが許容される。ＯＦＤＭを用いる場合、簡単な周波数分割多重を用いる場合よりも高いスペクトル効率が達成される。ＯＦＤＭは、総合データ率が同じ場合にシンボル周期が大きくなるので、１キャリアと比較すると、マルチパスフェージングに起因するデータ損失に対して高い耐性を有する。
【０００４】
さらに、ＯＦＤＭ伝送のシンボル間干渉（ＩＳＩ）は、それぞれ伝送されるブロックの前にガードインターバルを挿入することにより防ぐことができる。さらに、ＯＦＤＭは周波数選択性フェージングに対しても耐性がある。それゆえ、ＯＦＤＭは、デジタルオーディオおよびビデオ放送（ＤＡＢ、ＤＶＢ）ならびにツイストペア線上の高速デジタル加入者線（ＤＳＬ）モデムを含む多くの標準規格において用いられる。またＯＦＤＭは、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）および固定広帯域無線通信ネットワークにおいても用いられる。
【０００５】
しかしながら、ＯＦＤＭを用いる場合、タイミングおよび周波数同期が困難である。１つの問題は、送信機と受信機との間でシンボルを厳密に同期させることである。タイミング同期には、各ＯＦＤＭシンボルの開始が各フレーム内で決定されることが必要とされる。正確なタイミングがわからない場合には、受信機は個々の正確なタイミングで周期的な先頭部を除去することができず、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行して信号を復調する前に個々のシンボルを正確に分離することができない。
【０００６】
従来技術では、タイミング同期のための多数の解決手法が知られている。１つの技術は、特定のサブキャリアにおいて多数のパイロットシンボルを用いることにより同期を達成する。しかしながら、その同期の性能はパイロットサブキャリアの数に依存し、それゆえスループットが低下する。W.WarnerおよびC.Leungによる「OFDM/FM Frame Synchronization for Mobile Radio Data Communication」（IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 42, pp. 302-313, Aug. 1993）を参照されたい。
【０００７】
別の技術は、周期的な先頭部との相関を用いることにより、正確なシンボルタイミングを見いだし、かつキャリア周波数オフセットを補正するための結合技法を用いる。しかしながら、移動体チャネルにおけるマルチパスに起因するＩＳＩによって、ガードインターバルが簡単に汚染される（corrupted）場合がある。またその技術は、満足のいく同期が達成されるまで多数のＯＦＤＭシンボルの相関出力を平均するので、同期するのに長い時間を要する。J. van de Beek、 M. Sandell、 P. O. Borjessonによる「ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems」（IEEE Trans. Signal Processing, vol. 45, pp. 1800-1805, July 1997）を参照されたい。
【０００８】
さらに別の技術では、タイミングおよび周波数同期のために２つのＯＦＤＭトレーニングシンボルが用いられる。その場合、各トレーニングシンボルは時間領域において２つの部分を含む。すなわち、各トレーニングシンボルの２つの部分は偶数周波数上で擬似雑音（ＰＮ）シーケンスを伝送することにより時間的な系列においては同一に構成され、一方奇数周波数上では０が用いられる。しかしながら、その方法はＩＥＥＥ８０２．１１のようなＯＦＤＭを用いるＷＬＡＮ標準規格には適していない。なぜなら、その標準規格は異なるトレーニングシーケンスを定義するためである。T.M.SchmidlおよびD.C.Coxによる「Robust frequency and timing synchronization for OFDM」（IEEE Trans. Commun., vol. 45, pp. 1613-1621, Dec. 1997）を参照されたい。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
それゆえ本発明の目的は、現存の標準規格に適合するような無線ローカルエリアネットワークにおいてＯＦＤＭ信号を同期させるための方法を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明の方法はＯＦＤＭ信号のタイミングを同期させる。１つの利点として、本方法はＯＦＤＭを用いる標準的な無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）に、より一般的には、繰返しＯＦＤＭトレーニングシンボル構造を有する任意のＯＦＤＭシステムに適用することができる。ＯＦＤＭを用いるＷＬＡＮは多数の短いトレーニングシンボル、すなわちショートトレーニングシンボルを用いる。連続したショートトレーニングシンボルの相関がとられる場合には、その出力において、個々の正確なタイミング付近に平坦域を観測することができる。しかしながら、その平坦域は急峻には降下せず、いくつかのピークを含む場合があるので、個々の正確なタイミングは明らかではない。
【００１１】
それゆえ、本発明による方法はトレーニングシンボルシーケンスの開始部分と終了部分との相関をとる。その部分の相関をとった後に、明確なピークが検出され、タイミングを正確に調整することができる。
【００１２】
より詳細には、受信機のタイミングを１つのチャネル上で伝送される直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号に同期させる。そのＯＦＤＭ信号は、長いトレーニングシンボル、すなわちロングトレーニングシンボルおよびショートトレーニングシンボルを含む多数のトレーニングシンボルを含む。
【００１３】
トレーニングシンボルの第１の半分が第２の半分と相関をとられ、同期していないＯＦＤＭを調整するために用いられる粗い指標を決定する。
【００１４】
その後、粗く調整されたＯＦＤＭ信号において、最初のトレーニングシンボルが最後のトレーニングシンボルと相関をとられ、粗く調整されたＯＦＤＭ信号を調整するための細かい指標を決定し、受信機を伝送されたＯＦＤＭ信号と同期させる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
ＯＦＤＭシステムモデル
図１は、本発明を用いることができるベースバンド、離散時間ＯＦＤＭシステム１００を示す。送信機１０は、ＰＳＫ、ＱＡＭのような信号コンスタレーションから得られる入力シンボルｘｋ１０１を、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）１１０によってＮ個のサブキャリア周波数ＳＮ１０２上で変調する。最後のＬ個のシンボル１０３は複製され、ガードインターバルあるいは周期的先頭部１０４として配置され、ＯＦＤＭシンボルｓｋ１０５が形成される。周期的先頭部１０４の挿入によりＩＳＩが回避され、サブキャリアの周波数間の直交性が保持される。パラレル／シリアル変換１２０の後、ＯＦＤＭシンボルは離散時間チャネル１２５上で伝送される。チャネル１２０のインパルス応答は典型的にはＬサンプルより短い。
【００１６】
受信機２０において、信号データｒｋ１０６が受信され、周期的先頭部１０４が除去される。シリアル／パラレル変換１３０および離散フーリエ変換（ＤＦＴ）１４０の後、信号は受信シンボルｙｋ１０７に復調される。この結果、簡単な入力−出力関係が得られる。
【００１７】
ｙｋ＝ｈｋｘｋ＋ｎｋ, ｋ＝０，．．．，Ｎ−１
【００１８】
ただしｈｋはｋ番目のサブキャリアにおけるチャネル減衰であり、ｎｋは雑音である。チャネル１２５は非分散性であり、送信信号ｓ（ｋ）１０５は複素付加白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）ｎ（ｋ）によってのみ影響を及ぼされる、すなわち
【数３】
0004159030.tif 000002
であるものと仮定する。ＯＦＤＭシンボルの未知の到来時刻はチャネルインパルス応答の遅延、δ（ｋ−ｄ）としてモデル化することができる。ただしｄはサンプル数におけるシンボルの未知の到来時刻である。
【００１９】
送信機１０および受信機２０内の発振器間の周波数ずれに起因するキャリア周波数内のオフセットは周波数領域において偏移を引き起こす。このキャリア周波数のオフセットは、受信されたデータ信号１０６の時間領域ｅｊ２πεｋ／Ｎにおける複素乗算歪みとしてモデル化することができる。ただしεは送信機および受信機発振器の差を、キャリア間の間隔の割合として示す。それゆえ、受信されたデータ１０６は以下のようになる。
【００２０】
ｒ（ｋ）＝ｓ（ｋ−ｄ）ｅｊ２πεｋ／Ｎ＋ｎ（ｋ）
【００２１】
そのとき、送信されるＯＦＤＭベースバンド信号シーケンスは以下に記載されるＮ点複素変調シーケンスによって与えられる。
【００２２】
【数４】
0004159030.tif 000003
【００２３】
このシーケンスは２Ｋ＋１個の変調値｛Ｘｋ｝で変調される２Ｋ＋１個の複素正弦曲線を含む。受信機２０では、Ｎ点シーケンスが、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、
【００２４】
【数５】
0004159030.tif 000004
【００２５】
を用いて復調され、入力シーケンス｛Ｘ０，Ｘ１，．．．，ＸＫ，０，０，．．．，０、Ｘ−Ｋ，．．．，Ｘ−２，Ｘ−１｝１０１が再生される。
【００２６】
ＯＦＤＭを用いるＷＬＡＮのトレーニングシンボルの構造
ＯＦＤＭを用いるＷＬＡＮシステムのための標準規格が、「無線ＬＡＮ媒体アクセス制御（ＭＡＣ）および物理層（ＰＨＹ）仕様：５ＧＨｚ帯のための高速物理層」（ＩＥＥＥ標準規格８０２．１１ａ、ｐｐ３−２４、Ｓｅｐ．１９９９）に記載される。本発明に関連する部分が以下に記載される。
【００２７】
図２に示されるように、物理層コンバージェンス手順（ＰＬＣＰ）プリアンブルフィールド２００が同期のために用いられる。プリアンブルフィールド２００は、１０個のショートトレーニングシンボル２０１のフィールドと、２個のロングトレーニングシンボル２０２のフィールドとを含む。ＰＬＣＰプリアンブルフィールド２００には、信号フィールド２０３と、多数のデータフィールド２０４とが続く。プリアンブルフィールド２００の全長は１６μｓである。図２の縦の破線による境界線はＩＤＦＴ１４０の周期性に起因する繰返しを示す。
【００２８】
ショートＯＦＤＭトレーニングシンボルは、以下のシーケンスＳの要素によって変調される１２個のサブキャリア上に多重化される。
【００２９】
Ｓ−２６，２６＝√（１３／６）×｛０，０，１＋ｊ，０，０，０，−１−ｊ,０，０，０，１＋ｊ，０，０，０,−１−ｊ，０，０，０，−１−ｊ，０，０，０，１＋ｊ，０，０，０，０，０，０，０，−１−ｊ，０，０，０，−１−ｊ，０，０，０，１＋ｊ，０，０，０，１＋ｊ，０，０，０，１＋ｊ，０，０，０，１＋ｊ，０，０｝                                              （３）
【００３０】
因子√（１３／６）で乗算することにより、結果的なＯＦＤＭシンボルの平均電力が正規化される。ショートトレーニングシンボルは以下の式にしたがって生成される。
【００３１】
【数６】
0004159030.tif 000005
【００３２】
４の倍数である指数を有するＳ−２６，２６のスペクトル線のみが０以外の振幅を有するという事実によって、結果としてＴＦＦＴ／４＝０．８μｓの周期性が得られる。インターバルＴＳＨＯＲＴは１０個の０．８μｓ周期、すなわち全体として８μｓに等しい。
【００３３】
ロングＯＦＤＭトレーニングシンボルは、ＤＣの０値を含み、以下のシーケンスＬの変調された要素である５３個のサブキャリア上に多重化される。
【００３４】
Ｌ−２６，２６＝｛１，１，−１，−１，１，１，−１，１，−１，１，１，１，１，１，１，−１，−１，１，１，−１，１，−１，１，１，１，１，０，１,−１，−１，１，１，−１，１，−１，１，−１，−１，−１，−１，−１，１，１，−１，−１，１，−１，１，−１，１，１｝                      （４）
【００３５】
ロングＯＦＤＭトレーニングシンボルは以下の式にしたがって生成される。
【００３６】
【数７】
0004159030.tif 000006
【００３７】
ただしＴＧ１２＝１．６μｓである。
【００３８】
改善されたチャネル推定精度を得るために２つの周期のロングシーケンスが送信され、以下の時間インターバルが生成される。
【００３９】
ＴＬＯＮＧ＝１．６＋２×３．２＝８μｓ
【００４０】
ショートトレーニングシンボルおよびロングトレーニングシンボルはプリアンブルフィールド２００を形成するために連結される。
【００４１】
ｒＰＲＥＡＭＢＬＥ（ｔ）＝ｒＳＨＯＲＴ（ｔ）＋ｒＬＯＮＧ（ｔ−ＴＳＨＯＲＴ）
【００４２】
タイミング同期
本発明による同期方法はＯＦＤＭを用いる無線ローカルエリアネットワーク標準規格を参照して記載されるが、その方法は繰返しトレーニングシンボルを有する任意のプリアンブル構造に適用することもできることは理解されたい。
【００４３】
受信機２０が同期できるようにシンボルタイミングを推定するために、本発明による方法は最初に、送信されるＯＦＤＭ信号の存在を検出し、その後、プリアンブルフィールド２００の開始位置を推定する。
【００４４】
また本発明による方法はトレーニングシンボルの開始位置および終了位置の時間領域対称性を利用して、相関過程によってさらに厳密に正確なシンボルタイミングを推定する。具体的には、ショートトレーニングシンボルの同じ時間領域対称性に起因して、正規化された相関出力は不正確なタイミング時によりも正確なタイミング時に大きくなる。したがって、相関出力は正確なタイミングにおいてピーク６００を形成する。図６を参照されたい。図６は、正規化された相関出力をシンボル時間の関数として示す。以下に記載されるように、相関出力が閾値６０１を超える際にピーク検出が呼び出される。
【００４５】
ＯＦＤＭ信号検出および同期方法
図３は本発明によるタイミング同期方法３００を示す。方法３００への入力は受信されたアナログＯＦＤＭ信号３０１である。アナログ／デジタル変換３１０の後、その同期方法は２つの段階、すなわち粗いステージＩ４００と、細かいステージＩＩ５００とに進む。各ステージの後、受信機のタイミングが調整される（ステップ３２０では粗く、ステップ３３０では細かく）。タイミング同期の後、同期された信号３０９の復調を開始できるように、周波数同期３４０を実行することができる。
【００４６】
より詳細には、受信ＯＦＤＭ信号３０１は最初にＡ／Ｄコンバータ３１０を通過する。ＡＤＣは、たとえば２０ＭＨｚのデジタルサンプル、すなわち各ショートタイミングシンボルの場合に１６個のサンプルを生成する。デジタル信号ｒｋ３０２が、開始ステージＩ信号４０１によって起動されるＯＦＤＭ信号検出器４００に渡される。ステージＩ４００の出力は、同期していない信号３０２上で粗いタイミング調整Ｉ３２０を行うために用いられる粗い指標信号４０８である。
【００４７】
粗く同期した信号３０２’はステージＩＩで処理を行うために前方に渡される。開始ステージＩＩ信号４０９によって起動されるステージＩＩ５００では、細かいタイミング同期５００が実行される。ステージＩＩ５００の出力は、粗く同期した信号３０２’上で細かいタイミング調整ＩＩ３３０を行うために用いられる細かい指標信号５０８である。ステージＩＩ５００の終了時の信号５０９は、オフセット補正とともに周波数同期３４０を開始する。タイミングおよび周波数同期した信号３０９はこの時点で復調されることができる。
【００４８】
信号検出および粗いタイミング同期
図４はステージＩ４００の細部をより詳細に示す。複素数値ｒｋ＝ｉｋ＋ｑｋ３０２は、受信されたアナログＯＦＤＭ信号３０１のデジタル化されたサンプルを表す。ただし、Ｎ、たとえば１６は上記のような１つのショートトレーニングＯＦＤＭシンボル内の複素サンプルの数である。図４では、ＡＤＣ３１０から受信された複素数値サンプル３０２が符号検出器４１０によって２つの符号ビット、たとえば＋（プラス）あるいは−（マイナス）のいずれかに変換される。
【００４９】
符号検出器４１０はサンプル３０２の同相および直交成分の符号を取得し、これらのサンプルを＋あるいは−のいずれかに変換する。受信されたサンプルｃｋ４１１はデータバッファ４２０にも格納される。データバッファ４２１および４２２は０で初期化される。バッファはシフトレジスタとして構成され、サンプルが左側から入力され、第１のバッファから第２のバッファに右にシフトされ、そして破棄される。結局、第１のデータバッファ４２１はショートトレーニングフィールド２０１の第１の半分（５個）のサンプルを格納し、第２のデータバッファ４２２は第２の半分のサンプルを格納する。
【００５０】
ＯＦＤＭ信号検出および粗いタイミング推定のための計算を複雑にしないようにするために、同相および直交成分の符号ビットのみが用いられる。したがって、符号検出器４１０は以下のように表現することができる。
【００５１】
ｃｋ＝Ｑ［ｒ（ｋ）］，ｋ＝１，．．．，Ｎ                              （５）
【００５２】
Ｑ［ｘ］＝ｓｉｇｎ（Ｒｅ｛ｘ｝）＋ｊｓｉｇｎ（Ｉｍ｛ｘ｝）            （６）
【００５３】
0004159030.tif 000007
【００５４】
ただしＲｅは各サンプルの実数部であり、Ｉｍは虚数部である。
【００５５】
信号Ｃｋは複素ビットストリームであるので、サンプルｃｋは集合｛１＋ｊ、−１＋ｊ、−１−ｊ、１−ｊ｝（８）の異なる４つの値のうちの１つのみをとることができる。こうして信号ｃｋは２つの符号ビット、すなわち実数部（Ｒｅ）のための１つの符号ビットと、虚数部（Ｉｍ）のための１つの符号ビットとによって表されることができる。
【００５６】
第１の相関器４３０は以下の第１の相関値４３１を決定する。
【００５７】
【数８】
0004159030.tif 000008
【００５８】
ただしｍはデータバッファ内の最初のサンプルであり、Ｎｓｈｏｒｔ＿ｈａｌｆは全ショートトレーニングフレーム２０１の半分に等しいサンプルの数であり、Ｎｓｈｏｒｔは全ショートトレーニングフレーム２０１のサンプルの数である。たとえば、各ショートトレーニングシンボルが１６回サンプリングされる場合には、全ショートトレーニングフレームの長さＮｓｈｏｒｔは１６０サンプルである。相関器４３０は第１の相関値４３１を、第１および第２のデータバッファの格納された符号ビットのベクトル積の和として計算する。
【００５９】
範囲［０，１］に正規化される第１の相関値ｄ（ｍ）４３１は、閾値検出器４４０において所定の閾値Ｔ６０１、たとえば０．４に対して検査され、以下の条件を検査することにより、第１の相関値ｄ（ｍ）が閾値６０１を超える時点が判定される。
【００６０】
ｄ（ｍ）＞Ｔ
【００６１】
相関値ｄ（ｍ）４３１が閾値Ｔ６０１を超えるとき、ピーク検出器４５０が呼び出される。ピーク検出器４５０は、以下の式にしたがって、たとえば３２サンプル（時間的に２シンボル幅）内の最大ピーク相関値の位置を特定する。
【００６２】
【数９】
0004159030.tif 000009
【００６３】
これにより、タイミング位置の簡単な推定値、すなわち粗い指標４０８が生成される。こうして、ＯＦＤＭ信号検出器４００は同時に、到来するトレーニングシーケンス２００のシンボルを検出し、粗い指標４０８を生成する。
【００６４】
アップサンプリングおよび細かいタイミング同期
図５に示されるように、ステージＩＩ５００における細かいタイミング同期は、アップサンプラ／補間器５１０と、２つのデータバッファ５２３および５２４と、第２の相関器５３０と、第２のピーク検出器５４０とを用いて実行される。アップサンプリングおよびデジタル補間フィルタリング５１０は、データバッファ５２３および５２４のためのさらに高い分解能のサンプルを提供し、それゆえ相関の分解能は４倍だけ増加する。有限インパルス応答（ＦＩＲ）ローパスフィルタを用いて、元のサンプリング速度より４倍速い速度の補間されたサンプルを提供することができる。
【００６５】
値ｍはデータバッファ５２３内の第１の補間されたサンプルに対応する時間指標であり、値Ｎは１つのショートトレーニングシンボル内の補間されたサンプルの数である。最初のＯＦＤＭショートトレーニングシンボルの時間調整されたサンプルの共役
【数１０】
0004159030.tif 000010
は第３のデータバッファ５２３に格納される。最後のＯＦＤＭショートトレーニングシンボルからの補間されたサンプル
【数１１】
0004159030.tif 000011
は第４のデータバッファ５２４に格納される。
【００６６】
ＯＦＤＭ信号の正確なフレーム／シンボルタイミングを推定するために、第１および第２のデータバッファからの補間されたサンプルに対して以下のベクトルクロス乗積を用いて、第２の相関出力５３１が計算される。
【００６７】
【数１２】
0004159030.tif 000012
【００６８】
細かい指標５０８を得るために、ステージＩＩにおいて最初と最後のショートトレーニングシンボルの成分のみが相関をとられることに留意されたい。信号対雑音比が低い場合には、ショートトレーニングシンボルの最初の部分と最後の部分の大きさが増加されるようになる。たとえば、最初と最後のショートトレーニングシンボルだけを用いる代わりに、最初の２つと最後の２つのショートトレーニングシンボルを細かい相関のために用いることができる。シンボルタイミングのための最良の推定値は、タイミング指標ｍが相関出力Λ（ｍ）を最大にするときに得られる。最後に、第２のピーク検出器５４０が上記のようにピーク値を決定し、以下の式を用いて図３の細かいタイミング調整３３０のための細かいタイミング指標５０８
【数１３】
0004159030.tif 000013
を生成する。
【００６９】
【数１４】
0004159030.tif 000014
【００７０】
その時点でキャリア周波数オフセット補正３４０を開始することができ、その後復調が行われる。
【００７１】
本発明は好ましい実施形態の例を用いて記載されてきたが、種々の他の適合形態および変更形態が本発明の精神および範囲内で行われる場合があることは理解されたい。それゆえ、併記の特許請求の範囲の目的は、本発明の真の精神および範囲内に入るような全ての変形および変更を網羅することである。
【００７２】
【発明の効果】
本発明によれば、現存の標準規格に適合するような無線ローカルエリアネットワークにおいてＯＦＤＭ信号を同期させるための方法を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明を用いるＯＦＤＭシステムのブロック図である。
【図２】  本発明によって用いられるＯＦＤＭ信号のタイミング図である。
【図３】  本発明によるＯＦＤＭ同期方法の流れ図である。
【図４】  本発明によるＯＦＤＭ信号検出および粗いタイミング同期のブロック図である。
【図５】  本発明によるアップサンプリングおよび細かいタイミング同期のブロック図である。
【図６】  相関をとられたトレーニングシンボルのタイミング図である。
【図１】
0004159030.tif 000017
【図２】
0004159030.tif 000018
【図３】
0004159030.tif 000019
【図４】
0004159030.tif 000020
【図５】
0004159030.tif 000021
【図６】
0004159030.tif 000022