(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成方法であって、
所定のシンボル列のうちの既定の１２のシンボルが非ゼロ振幅を有しており、所定のマッピング則に基づいて前記所定のシンボル列を前記複数の副搬送波にマッピングするステップと、
前記所定のシンボル列のシンボルがマッピングされた複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって同期バーストを生成するステップと、を含み、
上記所定のシンボル列は、Ａを複素数とすると、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
と表されることを特徴とする、同期バースト生成方法。
【請求項２】
直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成方法であって、
前記複数の副搬送波のうちの既定の副搬送波の各々に対応する少なくとも１２のシンボルを含む所定のシンボル列を生成するステップと；
前記複数の副搬送波のうちの既定の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成するステップと；を含み、
前記１２のシンボルは複素数の非ゼロ振幅に設定され、他のシンボルはゼロに設定され、周波数領域において前記１２のシンボルの少なくとも一部は前記所定のシンボル列中に周期的に配され、
前記所定のシンボル列に含まれる前記１２のシンボルは、Ａを複素数とすると、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
と表されることを特徴とする、同期バースト生成方法。
【請求項３】
直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成方法であって、
各々が非ゼロ振幅に設定される１２のシンボルと、各々がゼロに設定される複数の他のシンボルを含み、前記シンボルの各々が前記複数の副搬送波のうちの所定の副搬送波にマッピングされる所定のシンボル列を入力するステップと、
前記所定のシンボル列がマッピングされた前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成するステップと、を含み、
前記所定のシンボル列に含まれる前記１２のシンボルは、Ａを複素数とすると、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
と表されることを特徴とする、同期バースト生成方法。
【請求項４】
直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信方法であって、
非ゼロ振幅に設定されており、Ａを複素数とすると、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
と表される１２のシンボルと、ゼロに設定されている他のシンボルを含む所定のシンボル列がマッピングされた複数の副搬送波を入力するステップと、
前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成するステップと、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信するステップと、
を含むことを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信方法。
【請求項５】
直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信方法であって、
所定のシンボル列がマッピングされた複数の副搬送波を入力するステップと；
前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成するステップと、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信するステップと、を含み、
前記所定のシンボル列は複素振幅を有する１２のシンボルを含み、前記所定のシンボル列に含まれる前記１２のシンボルは、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
と表され、
前記１２のシンボルは、前記所定のシンボル列において、前記複数の副搬送波のうちの４つおきの副搬送波が非ゼロ振幅を有するように配されることを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信方法。
【請求項６】
直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信方法であって、
所定のシンボル列が所定のマッピング則に基づいてマッピングされた複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成するステップと、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信するステップと、を含み、
前記所定のシンボル列は複素数で表現される下記の１２のシンボルを含み、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
前記１２のシンボルの少なくとも一部は、前記複数の副搬送波のうちの４つおきの副搬送波にマッピングされることを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信方法。
【請求項７】
直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成装置であって、
１２の非ゼロ振幅を有する既定の１２のシンボルを含む所定のシンボル列に含まれるシンボルを、所定のマッピング則に基づいて複数の副搬送波にマッピングするマッピング部と、
前記所定のシンボル列のシンボルがマッピングされた前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、を備え、
前記所定のシンボル列のシンボルは、Ａを複素数とすると、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
と表されることを特徴とする、同期バースト生成装置。
【請求項８】
直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成装置であって、
前記複数の副搬送波のうちの既定の副搬送波の各々に対応する少なくとも１２のシンボルを含む所定のシンボル列を生成する生成部と、
前記複数の副搬送波のうちの既定の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、を備え、
前記１２のシンボルは複素数の非ゼロ振幅に設定され、他のシンボルはゼロに設定され、周波数領域において前記１２のシンボルの少なくとも一部は前記所定のシンボル列中に周期的に配され、
前記所定のシンボル列に含まれる前記１２のシンボルは、Ａを複素数とすると、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
と表されることを特徴とする、同期バースト生成装置。
【請求項９】
直交周波数分割多重方式における複数の副搬送波を利用する同期バースト生成装置であって、
各々が非ゼロ振幅に設定される１２のシンボルと、各々がゼロに設定される複数の他のシンボルを含み、前記シンボルの各々が前記複数の副搬送波のうちの所定の副搬送波にマッピングされる所定のシンボル列を生成する生成部と、
前記所定のシンボル列がマッピングされた前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、を備え、
前記所定のシンボル列に含まれる前記１２のシンボルは、Ａを複素数とすると、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
と表されることを特徴とする、同期バースト生成装置。
【請求項１０】
直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信装置であって、
非ゼロ振幅に設定されており、Ａを複素数とすると、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
と表される１２のシンボルと、ゼロに設定されている他のシンボルを含む所定のシンボル列がマッピングされた複数の副搬送波を入力する入力部と、
前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信する送信部と、
を備えることを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信装置。
【請求項１１】
直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信装置であって、
所定のシンボル列がマッピングされた複数の副搬送波を入力する入力部と；
前記複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信する送信部と、を含み、
前記所定のシンボル列は複素振幅を有する１２のシンボルを含み、前記所定のシンボル列に含まれる前記１２のシンボルは、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
と表され、
前記１２のシンボルの少なくとも一部は、前記所定のシンボル列において、前記複数の副搬送波のうちの４つおきの副搬送波が非ゼロ振幅を有するように配されることを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信装置。
【請求項１２】
直交周波数分割多重方式における直交周波数分割多重信号の送信装置であって、
所定のシンボル列が所定のマッピング則に基づいてマッピングされた複数の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって時間領域の同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換部と、
前記同期バーストおよび前記直交周波数分割多重信号を送信する送信部と、を備え、
前記所定のシンボル列は複素数で表現される下記の１２のシンボルを含み、
Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ−Ａ  Ａ  Ａ  Ａ  Ａ
前記１２のシンボルの少なくとも一部は、前記複数の副搬送波のうちの４つおきの副搬送波にマッピングされることを特徴とする、直交周波数分割多重信号の送信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、同期バースト発生方法、無線直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、ＯＦＤＭという。）方式の同期方法、ＯＦＤＭ方式の送信装置及び移動通信装置に関する。特に、本発明は、特別に設計されたＯＦＤＭシンボルから構成される同期バースト、及びその時間軸上での繰返しに関する。
【０００２】
ＩＥＥＥ  Ｐ８０２．１１ａ／ｄ２．０規格の「装置間の通信及び情報交換のための規格の追加ドラフト−ＬＡＮ／ＭＡＮの特別な仕様−パート１：無線媒体アクセス制御（ＭＡＣ）及び物理層（ＰＨＹ）仕様：５Ｇｈｚ帯の高速物理層（Draft supplement to a standard for telecommunications and information exchange between systems - LAN/MAN specific requirements - part 1 : wireless medium access control (MAC) and physical layer (PHY) specifications : high-speed physical layer in the 5 GHz band）」には、直交周波数分割多重方式における同期方法が提案されている。この文献は、提供を含む同期に関する記載に限り、参照することによって本願に組み込まれる。この既知の方法について、図９〜図１１を参照しながら説明する。
【０００３】
図９は、既知の同期フィールド（synchronization field）の構成を示すタイムチャートである。図９に示すように、同期フィールドは、所謂短シンボル（short symbol）ｔ１，ｔ２，・・・ｔ６と、長シンボル（long symbol）Ｔ１，Ｔ２からなる。本発明は、特に、短シンボルｔ１，ｔ２，・・・ｔ６を対象としている。短シンボルｔ１，ｔ２，・・・ｔ６のうち、振幅利得制御（amplifier gain control）、コース周波数オフセット（course frequency offset）及びタイミングコントロールに用いられる短シンボルｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４のみが、実際に発生される。一方、短シンボルｔ５，ｔ６は、周期的な拡張（cyclic extension）であり、それぞれｔ１，ｔ２のコピーである。なお、後述する図４は、後続の同期プリアンブル（synchronization preamble）の構成を示す図であり、同期プリアンブルは、ベースバンド変調の種類（type）、符号化レート（coding rate）及び後続のデータフィールドの構成を示す後続の信号フィールド（signal field）であり、本発明の対象外である。詳細については、上述の文献に記載されている。
【０００４】
短シンボルｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４は、ＯＦＤＭ変調器により、利用可能な全ての副搬送波の中から選択された副搬送波を用いて、発生される。ＯＦＤＭ変調及び選択された副搬送波へのマッピングに用いられる短シンボルｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４を、図９を参照して説明する。
【０００５】
ＯＦＤＭ変調における短シンボルｔ１，ｔ２，・・・ｔ６は、それぞれ、シンボルアルファベット（symbol alphabet）の要素によって位相変調された１２個の変調副搬送波を用いることによって、発生される。
【０００６】
Ｓ＝√２＊(±１±ｊ)
ＯＦＤＭ変調に用いられる全てのシンボル列は、以下のように表すことができる。
【０００７】
Ｓ-24,24 ＝√２＊(1＋j,0,0,0,1＋j,0,0,0,-1−j,0,0,0,-1−j,0,0,0,1−j,0,0,0,-1−j,0,0,0,0,0,0,0,1＋j,0,0,0,1＋j,0,0,0,-1−j,0,0,0,1＋j,0,0,0,-1＋j,0,0,0,1＋j)
√２の乗算は、得られるＯＦＤＭシンボルの平均電力を正規化するためのものである。
【０００８】
信号は、以下のように表すことができる。
【０００９】
【数１】
0004050437.tif 000002
【００１０】
４が乗算されるＳ-24, 24のスペクトラル線（spectral line）は、ＴFFT／４＝０．８μｓｅｃの周期において、非ゼロ振幅を有する。期間ＴTSHORT1は、０．８μｓｅｃの周期の９倍、すなわち７．２μｓｅｃに等しい。
【００１１】
残りの１５個の値がゼロに設定されるベクトルＳに６４点（point）の逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：以下、ＩＦＦＴという。）を適用すると、トレイニング（training）用の４つの短シンボルｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４を、時間領域において発生させることができる。６４点のＩＦＦＴの出力データを周期的に拡張することによって、６つの短シンボルｔ１，ｔ２，ｔ３，・・・ｔ６が得られる。図１０に、マッピング則（mapping scheme）を示す。左側の所謂仮想副搬送波は、変調されていない。
【００１２】
ＩＦＦＴは、ＩＦＦＴアルゴリズムによって実行される。例えば６４点のＩＦＦＴを用いるときは、係数＃１〜＃２４は、同じ番号を付与されたＩＦＦＴ回路の入力端子１〜２４にマッピングされる。一方、係数＃−２４〜＃−１は、ＩＦＦＴ回路の入力端子４０〜６３にコピーされる。残りの入力端子２５〜３９及び０（ＤＣ）入力端子０は、ゼロに設定される。図１０は、このマッピングを説明するための図である。ＩＦＦＴが実行された後、その出力データは、所望の長さになるように周期的に拡張される。
【００１３】
図１０に示すように、ＩＦＦＴマッピングによって得られる時間領域信号は、４つの周期的に繰り返される短シンボルｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４と、ｔ１，ｔ２のコピーによって周期的に拡張された短シンボルｔ５，ｔ６とからなる。なお、本発明では、４が乗算されるスペクトル線のみが、非ゼロ振幅を有する。これ以外の周期性は、スペクトル線の他の乗数を非ゼロ振幅に設定することによって、発生することができる。
既知の同期方法は、極めて効果的であるが、時間領域信号の特性に関して問題がある。
【００１４】
ＯＦＤＭ又は一般的なマルチキャリア信号では、信号の包絡線変動、すなわち所謂ピーク値−平均値の電力比（Peak-to-Average-Power-Ratio：以下、ＰＡＰＲという。）が大きな問題である。ＰＡＰＲが大きいと、電力振幅の非線形歪み効果のために、伝送効率が悪くなるとともに、例えばアナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という。）のダイナミックレンジが制限される等、信号によって電気部品（component）が制限される。
【００１５】
受信機の自動利得制御（ＡＧＣ）回路が基準信号値（reference signal value）を捕捉（locking）し、Ａ／Ｄ変換器がオーバーフロー又はアンダーフローすることなく、入力信号のダイナミックレンジがＡ／Ｄ変換器の変換範囲内となるように利得を制御するためには、同期列としてＰＡＰＲが小さい信号がより望ましい。
【００１６】
図１１ａ，図１１ｂは、ルーセントテクノロジ社（Lucent Technologies  Inc.）によって提案された列の時間領域信号波形の絶対値（sqrt(In2＋Quad2)）を示す図である。制限された６４点のＩＦＦＴを用いて、ピーク値を正確に捕捉するために、８倍のオーバーサンプリングが用いられている。
【００１７】
図１１ｃ，図１１ｄは、伝送されてきた時間領域波形の実数部と虚数部を示す図である。得られるＰＡＰＲは、オーバーサンプリングなしでは２．９９９１ｄＢであり、８倍のオーバーサンプリングでは３．００９３ｄＢである。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述した実情に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、既知の同期技術に基づいているが、ハードウェアに対する要求を軽減することができる時間領域信号特性を有する同期バースト発生方法、無線直交周波数分割多重方式の同期方法、直交周波数分割多重方式の送信装置及び移動通信装置を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る同期バースト発生方法では、非ゼロ振幅を有する直交周波数分割多重方式の副搬送波を表す所定のシンボル列のシンボルを、所定のマッピング則に基づいて、周波数分割多重方式の副搬送波にマッピングする。所定のシンボル列のシンボルを有するマッピングされた直交周波数分割多重方式の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって、同期バーストを生成する。所定のシンボル列は、同期バーストの時間領域信号の包絡線が最小となるように、設定されている。すなわち、所定のシンボル列は、時間領域信号の包絡線（ピーク値−平均値の電力比）が最小となるように、最適化されている。
【００２０】
所定のシンボル列の全てのシンボルは、
ｎ＝２ｍ
Ｃi-1＝±Ｃn-i
ｎは上記所定のシンボル列のシンボル数、
ｍは１以上の整数、
Ｃはシンボル値、
ｉは１からｍまでの整数、
を満足するように選択されている。
【００２１】
所定のシンボル列のシンボルのマッピング及び逆高速フーリエ変換は、得られる同期バーストの時間領域信号が周期性を表すように、設定されている。
【００２２】
また、所定のシンボル列のシンボルのマッピング及び逆フーリエ変換は、時間領域における同期バーストの１バースト部分が発生され、時間領域における同期バーストの周期性が１バースト部分をコピーすることによって得られるように、設定されている。
【００２３】
例えば、シンボル列のシンボル数は１２である。
【００２４】
所定のシンボル列は、例えば、Ａ  Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  Ａ  −Ａ（Ａは複素数）である。
【００２５】
また、所定のシンボル列のシンボル値Ｃは、例えば、Ａ  −Ａ  Ａ  Ａ  −ＡＡ  Ａ  Ａ  Ａ  −Ａ  −Ａ  −Ａ（Ａは複素数）である。
【００２６】
また、所定のシンボル列のシンボル値Ｃは、例えば、Ａ  Ｂ  −Ａ  Ｂ  −Ａ−Ｂ  Ｂ  Ａ  −Ｂ  Ａ  −Ｂ  −Ａ（Ａ，Ｂは複素数）で表される。
【００２７】
また、所定のシンボル列のシンボル値Ｃは、例えば、Ａ  −Ｂ  −Ａ  −Ｂ  −Ａ  Ｂ  −Ｂ  Ａ  Ｂ  Ａ  Ｂ  −Ａ（Ａ，Ｂは複素数）で表される。
【００２８】
本発明に係る無線直交周波数分割多重方式の同期方法では、上述した同期バースト発生方法に基づいて、同期バーストを発生し、同期バーストを、データフィールドを伝送する前に伝送する。
【００２９】
同期バーストの時間領域信号は予め計算されて、メモリに記憶されている。これにより、同期バーストの時間領域信号の計算は１回で済む。
【００３０】
本発明に係る直交周波数分割多重方式の送信装置は、非ゼロ振幅を有する直交周波数分割多重方式の副搬送波を表す所定のシンボル列のシンボルを、所定のマッピング則に基づいて、周波数分割多重方式の副搬送波にマッピングするマッピング手段と、所定のシンボル列のシンボルを有するマッピングされた直交周波数分割多重方式の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって、同期バーストを生成する逆高速フーリエ変換手段とを備える。マッピング手段は、同期バーストの時間領域信号の包絡線が最小となるように設定された所定のシンボル列を用いる。
【００３１】
本発明に係る移動通信装置は、上述した直交周波数分割多重方式の送信装置を備える。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る同期バースト発生方法、無線直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、ＯＦＤＭという。）方式の同期方法、直交周波数分割多重方式の送信装置及び移動通信装置について、図面を参照しながら説明する。
【００３３】
本発明を適用した送信機の具体的な構成について、図１を参照しながら説明する。
【００３４】
この送信機は、図１に示すように、非ゼロ振幅を有する直交周波数分割多重方式の副搬送波（subcarrier）を表す所定のシンボル列のシンボルを、所定のマッピング則（mapping rule）に基づいて、ＯＦＤＭ方式の副搬送波にマッピングする逆高速フーリエ変換（Inverse Fast Fourier Transform：以下、ＩＦＦＴという。）マッピング器２と、所定のシンボル列のシンボルを有するマッピングされたＯＦＤＭ方式の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって、同期バーストを生成するＩＦＦＴ器３と、同期バーストの時間領域信号を拡張する時間拡張器４と、時間拡張された時間拡張信号をＯＦＤＭ変調するＩ／Ｑ変調器５とを備える。
【００３５】
ＩＦＦＴマッピング器２は、供給される同期シンボルデータを適切なＩＦＦＴポイント（point）にマッピングする。ＩＦＦＴ器３は、マッピングされたＯＦＤＭ方式の副搬送波を逆高速フーリエ変換し、得られる時間領域信号を時間拡張器４に供給する。時間拡張器４は、時間領域信号の一部、例えば短シンボルｔ１，ｔ２を短シンボルｔ５，ｔ６にコピーすることによって、時間領域信号を拡張する。そして、時間拡張器４は、拡張した時間領域信号をＩ／Ｑ変調器５に供給する。Ｉ／Ｑ変調器５は、時間領域信号を、例えばＯＦＤＭ変調して、送信する。
【００３６】
次に、本発明を適用した送信機の他の具体的な構成について、図２を参照して説明する。
【００３７】
この送信機は、図２に示すように、同期バーストの時間領域信号を予め計算する演算器７と、演算器７で計算された時間領域信号を記憶するメモリ６と、メモリ６から読み出された時間領域信号を変調するＩ／Ｑ変調器５とを備える。
【００３８】
演算器７は、予め同期バーストの時間領域信号を計算し、時間領域信号のサンプル値をメモり６に記憶する。そして、記憶された同期バーストの時間領域信号はメモリ６から読み出されて、変調器５に供給される。
【００３９】
本発明は、上述した図９に示す時間領域の同期バースト構成に適用される。また、本発明では、上述した図１０に示すＩＦＦＴマッピング、又は後述する図８に示すＩＦＦＴマッピングが用いられる。副搬送波にマッピングされるシンボル列は、ピーク値−平均値の電力比（Peak-to-Average-Power-Ratio：以下、ＰＡＰＲという。）がより小さくなるように最適化されている。
【００４０】
具体的には、本発明に基づくＯＦＤＭの短シンボル（ｔ１，・・・ｔ６）は、下記表１に示すように、１２位相変調の副搬送波からなる。
【００４１】
【表１】
0004050437.tif 000003
【００４２】
ここで、
0004050437.tif 000004
所定のシンボル列は、同期バーストの時間領域信号の包絡線が最小となるように、選択される。
【００４３】
したがって、所定のシンボル列は、以下の式が所定のシンボル列の全てのシンボルに対して満足するように、設定される。
【００４４】
ｎ＝２ｍ
Ｃi-1＝±Ｃn-i
ｎは所定のシンボル列のシンボル数、
ｍは１以上の整数、
Ｃはシンボル値、
ｉは１からｍまでの整数、
本発明を適用した新規のシンボル列の時間領域信号の特性を、図３に示す。
【００４５】
説明を簡単にするために、以下に示す従来の４位相シンボルアルファベット（symbol alphabet）Ｓを用いて説明する。
【００４６】
Ｓ＝√(１／２)＊(±１±ｊ)
このＳは、ψA＝０．１２５に相当する。各シンボルは、表２に示すようになる。
【００４７】
【表２】
0004050437.tif 000005
【００４８】
図３ａ，図３ｂは、オーバーサンプリングなし、８倍のオーバーサンプリングにおける本発明に基づき最適化されたシンボル列Ｓ０を用いたときの時間領域信号の振幅を示す図である。
【００４９】
ＰＡＰＲ（ｄＢ）は、実際のピーク値を捕捉するために時間領域においてオーバーサンプリングを用いたときでさえでも、２．０５９に制限されている。
【００５０】
図３ｃ，図３ｄは、得られる波形の位相内（in-phase）と直交位相成分（quadrature-phase component）を示す図である。図３に示すように、全てのシンボルは、短い列の４つの繰り返しからなっている。
【００５１】
図４、図５、図６は、本発明に基づいて最適化された他のシンボル列Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を用いたときの時間領域信号の特性を示す図である。
【００５２】
また、シミュレーションでは、ＰＡＰＲが最適となるだけでなく、信号のダイナミックレンジ、すなわち最小電力に対するピーク電力の比も最小となる。以下に、小さいＰＡＰＲ及び小さいダイナミックレンジを有する他の４つのシンボル列Ｓalt０，Ｓalt１，Ｓalt２，Ｓalt３を提案する。
【００５３】
従来提案されているシンボル列を用いると、ＰＡＰＲは、図１２ａ，図１２ｂ，図１２ｃに示すように３．０１ｄＢであり、ダイナミックレンジは、３０．８２ｄＢである。
【００５４】
上述の本発明を適用したシンボル列を用いることにより、ＰＡＰＲはより小さく２．０６ｄＢとなるが、ダイナミックレンジは、信号電力が０となる点で増大する。
【００５５】
そこで、本発明の具体例として、以下の４つのシンボル列Ｓalt０，Ｓalt１，Ｓalt２，Ｓalt３を提案する。
【００５６】
シンボル列は、Ｃ００，Ｃ０１，・・・Ｃ１１であり、
マッピングは、
Ｓ＝２＊{Ｃ００，０，０，０，Ｃ０１，０，０，０，Ｃ０２，０，０，０，Ｃ０３，０，０，０，Ｃ０４，０，０，０，Ｃ０５，０，０，０，０，０，０，０，Ｃ０６，０，０，０，Ｃ０７，０，０，０，Ｃ０８，０，０，０，Ｃ０９，０，０，０，Ｃ１０，０，０，０，Ｃ１１}
である。
【００５７】
【表３】
0004050437.tif 000006
【００５８】
ここで、
Ａ＝exp(ｊ２πψA )
Ｂ＝Ａ＊exp(ｊπ／２)
＝exp(ｊ２πψA ＋ｊπ／２)
０．０≦ψA ＜１．０
図７ａ，図７ｂ，図７ｃに示すように、例えばシンボル列Ｓalt１を用いることにより、
ＰＡＰＲはより小さく２．２４ｄＢとなるとともに、ダイナミックレンジは７．０１ｄＢに制限される。
【００５９】
これらのシンボル列を用いることにより、ＰＡＰＲを小さくすることができるとともに、さらに、信号のダイナミックレンジを制限しているので、クリッピングの問題（clipping problem）を軽減することができる。
【００６０】
次に、本発明を適用したＩＦＦＴマッピング則について、図８を参照しながら説明する。このマッピング則では、図１０に示すＯＦＤＭ方式の４つ毎の副搬送波だけを非ゼロ振幅（図１０参照）に設定する原則は、用いられない。したがって、図８に示すマッピング則に従って得られる時間領域信号は、周期性を有しない。
【００６１】
ＩＦＦＴの大きさは、図１０では６４であったが、ここでは１６である。短シンボルｔ１，ｔ２，・・・ｔ６のうち１つだけが生成される。これ以外の短シンボルは、コピーによって生成され、受信側における相関及び同期に必要とされる同期時間領域信号の周期性は維持される。したがって、例えば、時間拡張器４は、図１０に示すＩＦＦＴ１６によって生成される１６−サンプルの短シンボルｔ１をコピーして、他の短シンボルｔ２，ｔ３，・・・ｔ６を生成する。図８に示すマッピング則によって、ＩＦＦＴに必要とされる計算量を減らすことができる。すなわち、同期バーストの時間領域信号の周期性は、ＩＦＦＴ処理ではなく、簡素化したＩＦＦＴマッピング則によって発生される短シンボルｔ１をコピーすることによって得られる。
【００６２】
また、図８に示すマッピング則は、図２の時間領域信号を予め計算する送信機にも適用することができる。
【００６３】
すなわち、本発明は、高速無線送信システムで用いられる同期バースト構成を提供する。同期バーストは、特別に設計されたＯＦＤＭシンボル及び時間軸上での繰り返しを用いた構成となっている。これにより得られる同期バーストは、タイミングの検出精度が高く、周波数オフセットを正確に見積もることができる。また、同期バーストは、包絡線の変動（envelope fluctuation）、すなわちＰＡＰＲの電力比が非常に小さくなるように最適化されており、受信機の回路構成を簡単にするとともに、受信機での時間及び周波数の捕捉時間を減らすことができる。
【００６４】
したがって、本発明では、同期性能を、従来に比して高くすることができる。本発明に係るマッピング則では、ＯＦＤＭにおける同期バーストの包絡線が時間領域において小さくなるので、受信機におけるＡＧＣの引き込み速度（pool-in speed）が速くなり、時間及び周波数の同期を正確に行うことができる。さらに、包絡線の変動を小さくするのに必要とされる分解能に対する仕様（resolution requirement）を和らげることができ、受信機の同期回路の構成を簡単にすることができる。
【００６５】
換言すると、本発明では、以下のような効果を得ることができる。
【００６６】
・ＯＦＤＭにおける同期シンボルのピーク値−平均値の電力比（ＰＡＰＲ）を小さくすることができる。
・従来に比して、同期性能を高めることができる。
【００６７】
・同期バーストのダイナミックレンジが小さいので、自動利得制御（ＡＧＣ）の引き込み時間を短縮することができる。
【００６８】
・自動利得制御の設定を良くすることができる。すなわち、自動利得制御は、アナログ／デジタル変換器の入力信号レベルが、オーバーフロー／アンダーフローしないように調整する必要があり、同期バーストのダイナミックレンジを小さくすることによって、基準レベルをより正確に検出することができる。
【００６９】
・受信機の同期検出回路を簡単にすることができる。すなわち、包絡線の変動が小さくなることによって、必要とされる分解能を減らすことができる。
【００７０】
【発明の効果】
本発明では、非ゼロ振幅を有する直交周波数分割多重方式の副搬送波を表す所定のシンボル列のシンボルを、所定のマッピング則に基づいて、周波数分割多重方式の副搬送波にマッピングする。所定のシンボル列のシンボルを有するマッピングされた直交周波数分割多重方式の副搬送波を逆高速フーリエ変換することによって、同期バーストを生成する。所定のシンボル列は、同期バーストの時間領域信号の包絡線が最小となるように、設定されている。これにより、従来の装置に比して、同期性能を高めることができる。また、同期バーストのダイナミックレンジが小さいので、自動利得制御（ＡＧＣ）の引き込み時間を短縮することができるとともに、自動利得制御の設定を良くすることができる。また、受信機の同期検出回路を簡単にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用した送信機の具体的な構成を示すブロック図である。
【図２】本発明を適用した送信機の他の具体的な構成を示すブロック図である。
【図３】本発明を適用したシンボル列の時間領域信号の特性を示す図である。
【図４】本発明に基づいて最適化されたシンボル列Ｓ１の時間領域信号の特性を示す図である。
【図５】本発明に基づいて最適化されたシンボル列Ｓ２の時間領域信号の特性を示す図である。
【図６】本発明に基づいて最適化されたシンボル列Ｓ３の時間領域信号の特性を示す図である。
【図７】本発明に基づいて最適化されたシンボル列Ｓａｌｔ１の時間領域信号の特性を示す図である。
【図８】本発明を適用したマッピング則を示す図である。
【図９】同期フィールドの構成を示すタイムチャートである。
【図１０】従来のマッピング則を示す図である。
【図１１】従来の同期シンボルの時間領域信号の特性を示す図である。
【図１２】従来の同期シンボルの時間領域信号の特性、特にダイナミックレンジを示す図である。
【符号の説明】
２  ＩＦＦＴマッピング器、３  ＩＦＦＴ器、４  時間拡張器、５  Ｉ／Ｑ変調器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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