(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタル変調波を受信してダイレクト直交検波する受信装置において、
入力される前記デジタル変調波を増幅する増幅手段と、
前記増幅手段が増幅した前記デジタル変調波のうちの、指定された受信周波数の２倍の周波数の信号、または、前記受信周波数の１／２倍の周波数の信号を減衰させる減衰手段と、
前記減衰手段が減衰させた前記デジタル変調波からＩ成分信号およびＱ成分信号を検波する検波手段と
を含むことを特徴とする受信装置。
【請求項２】
前記減衰手段は、入力される制御信号に対応して、ローパスフィルタ、またはハイパスフィルタとして択一的に機能する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
【請求項３】
デジタル変調波を受信してダイレクト直交検波する受信装置の受信方法において、
入力される前記デジタル変調波を増幅する増幅ステップと、
前記増幅ステップで増幅した前記デジタル変調波のうちの、指定された受信周波数の２倍の周波数の信号、または、前記受信周波数の１／２倍の周波数の信号を減衰させる減衰ステップと、
前記減衰ステップで減衰させた前記デジタル変調波からＩ成分信号およびＱ成分信号を検波する検波ステップと
を含むことを特徴とする受信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信装置および方法に関し、特に、デジタル変調波を受信してダイレクト直交検波する場合に用いて好適な受信装置および方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、スカイパーフェクTV（商標）のようなデジタル衛星放送の放送信号は、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)方式を用いてデジタル変調されている。したがって、そのデジタル変調波を受信する受信装置には、デジタル変調波のＩ成分信号およびＱ成分信号を検波する直交検波器が設けられている。
【０００３】
図１は、従来の直交検波器の構成例を示している。この構成例において、前置増幅器(AMP)２の入力端子１には、アンテナ（図示せず）で受信されて、Ｌバンドのうちの９５０MHz乃至２１５０MHzの信号に周波数変換されたデジタル放送波が、入力信号として入力される。前置増幅器２は、入力信号を増幅して可変制御型バンドパスフィルタ(BPF)３に出力する。可変制御型バンドパスフィルタ３は、PLL回路２３に内蔵されるローパスフィルタからの選局電圧に対応して、前置増幅器２からの入力信号に含まれるイメージ妨害周波数を除去し、アッテネータ(ATT)４に出力する。ここで、イメージ妨害周波数とは、ミキサ６のヘテロダイン検波によって発生する、周波数が（局部発振器２２の発振周波数FI）＋（ミキサ６が出力する中間周波数（４８０MHz））である信号のことである。
【０００４】
アッテネータ４は、直交検波器の外部から入力されるAGC(Automatic Gain Control)信号に基づいて、可変制御型バンドパスフィルタ３からの信号のレベルを一定に制限し、増幅器５に出力する。増幅器５は、アッテネータ４からの信号を増幅してミキサ６に出力する。
【０００５】
ミキサ６は、増幅器５から入力される信号と、局部発振器２２から入力される信号を乗算して、得られる中間周波信号（４８０MHz）をIF増幅器７に出力する。なお、局部発振器２２が発振する信号の周波数（発振周波数）LFは、次式（１）を満足するように、ユーザの選局操作に対応する、PLL(Phase Lock Loop)回路２３の分周比を制御する制御信号によって決定される。
発振周波数LF＝受信周波数Fin＋中間周波数IF（４８０MHz）      ・・・（１）
すなわち、制御信号に対応する、PLL回路２３に内蔵される電圧制御型発振器の出力パルスは、内蔵されるローパスフィルタで積分され、直流電圧に変換されて、選局電圧として共振回路(TANK)２４に供給され、共振回路２４の電圧制御型可変容量を変化させることにより、局部発振器２２が発振する信号の周波数を制御する。また、PLL回路２３のローパスフィルタからの選局電圧は、バンドパスフィルタ３にも供給される。
【０００６】
IF増幅器７は、ミキサ６から入力される中間周波を増幅してSAWフィルタ８に出力する。SAWフィルタ８は、IF増幅器７から入力される中間周波の周波数帯域を制限して、IF増幅器９に出力する。IF増幅器９は、SAWフィルタ８での振幅ロスを補正してアッテネータ１０に出力する。アッテネータ１０は、AGC信号に基づいて、IF増幅器９からの信号のレベルを一定に制限し、ミキサ１１，１２に出力する。
【０００７】
ミキサ１１は、アッテネータ１０からの信号と、SAW発振子１７によって制御される発振器１８から出力される信号を乗算してベースバンド増幅器１３に出力する。ベースバンド増幅器１３は、ミキサ１１からの信号を増幅してローパスフィルタ１５に出力する。ローパスフィルタ１５は、ベースバンド増幅器１３から入力された信号の中間周波帯域以上の周波数の信号を減衰させ、Ｉ(IN-Phase)成分信号として出力端子２０から出力する。
【０００８】
ミキサ１２は、アッテネータ１０からの信号と、９０°移相器１９により位相が９０度だけシフトされた発振器１８からの信号を乗算してベースバンド増幅器１４に出力する。ベースバンド増幅器１４は、ミキサ１２からの信号を増幅してローパスフィルタ１６に出力する。ローパスフィルタ１６は、ベースバンド増幅器１４から入力された信号の中間周波帯域以上の周波数の信号を減衰させ、Ｑ(Quadrature-Phase)成分信号として出力端子２１から出力する。
【０００９】
なお、直交検波器から出力されるＩ，Ｑ成分信号には、その後、ビタビ復号処理、誤り訂正処理、およびデコード処理等が、順次、施される。
【００１０】
ところで、図１に示した直交検波器が、Ｌバンドの入力信号から中間周波を生成して、中間周波信号からＩ，Ｑ成分信号を検波するのに対して、Ｌバンドの入力信号から、直接、Ｉ，Ｑ成分信号を検波することにより、回路構成をより簡略化したダイレクト検波方式の直交検波器が、近年、開発された。
【００１１】
図２は、ダイレクト検波方式の直交検波器（以下、ダイレクト直交検波器と記述する）の構成例を示している。
【００１２】
この構成例において、前置増幅器２で増幅されたＬバンドの入力信号は、アッテネータ４に入力される。アッテネータ４は、ダイレクト直交検波器の外部から入力されるAGC信号に基づいて、前置増幅器２からのＬバンドの入力信号のレベルを一定のレベルに制限し、増幅器５に出力する。増幅器５は、アッテネータ４からのＬバンドの入力信号を増幅してミキサ３１，３２に出力する。
【００１３】
ミキサ３１は、増幅器５からのＬバンドの入力信号と、発振器３７から出力される信号を乗算して可変利得増幅器３３に出力する。可変利得増幅器３３は、AGC信号に対応して、ミキサ３１からの信号のレベルを制限し、ローパスフィルタ３５に出力する。ローパスフィルタ３５は、可変利得増幅器３３から入力された信号の中間周波帯域以上の周波数の信号を減衰させ、Ｉ成分信号として出力端子２０から出力する。
【００１４】
ミキサ３２は、増幅器５からのＬバンドの入力信号と、９０°移相器４０により位相が９０度だけシフトされた発振器３７からの信号を乗算して可変利得増幅器３４に出力する。可変利得増幅器３４は、AGC信号に対応して、ミキサ３２からの信号のレベルを制限し、ローパスフィルタ３６に出力する。ローパスフィルタ３６は、可変利得増幅器３４から入力された信号の中間周波帯域以上の周波数の信号を減衰させ、Ｑ成分信号として出力端子２１から出力する。なお、可変利得増幅器３３，３４は、アッテネータ４の処理だけでは不十分な信号レベルの制限を補うものであり、アッテネータ４と同様の制御幅を有している。
【００１５】
発振器３７は、ユーザの選局操作に対応する、PLL回路３８の分周比を制御する制御信号に対応して、所定の周波数の信号を発信する。すなわち、制御信号に対応する、PLL回路３６に内蔵される電圧制御型発振器の出力パルスは、やはり内蔵されるローパスフィルタで積分され、直流電圧に変換されて、選局電圧として共振回路３９に供給され、共振回路３９の電圧制御型可変容量を変化させることにより、発振器３７が発振する信号の周波数を制御する。
【００１６】
このように、図２のダイレクト直交検波器では、ヘテロダイン検波（図１のミキサ６の処理に相当する）を実行していないので、イメージ妨害が発生しない。したがって、イメージ妨害周波数を除去する必要がないので、ダイレクト直交検波器においては、図１のバンドパスフィルタ３を省略することができる。さらに、ダイレクト直交検波器においては、図１のIF増幅器７乃至アッテネータ１０等を省略することができるので、図１に示した直交検波器に比較して、回路の規模が簡略化されて低コストとなる。
【００１７】
ところで、図２に示したダイレクト直交検波器に入力される信号の周波数範囲（９５０MHz乃至２１５０MHz）が広帯域であることに起因して、次のような問題が存在する。
【００１８】
すなわち、前置増幅器２への入力信号を次式（１）に示すように単一正弦信号とすれば、前置増幅器２の入出力非線形特性が次式（２）に示すものであるので、次式（３）に示すように、入力信号の２次高調波が受信帯域の妨害となる。
【００１９】
Ｖi＝（Ｖｃｏｓωｔ）                                      ・・・（１）
Ｖ0＝ａ0＋ａ1Ｖi＋ａ2Ｖi2＋ａ3Ｖi3                         ・・・（２）
Ｖ0＝ａ0＋ａ1Ｖｃｏｓωｔ＋ａ2（Ｖｃｏｓωｔ）2＋ａ3（Ｖｃｏｓωｔ）3
＝ａ0＋ａ1Ｖｃｏｓωｔ＋ａ2Ｖ2（１＋ｃｏｓ２ωｔ）／２＋．．．・・・（３）
例えば、入力信号のうちの１９００MHzの信号を受信するとき、入力信号に含まれる９５０MHzの信号Ｖiが前置増幅器２により増幅されて、その２倍の周波数１９００MHzの高調波成分（ｃｏｓ２ωｔ）が発生し、受信帯域の妨害となる。
【００２０】
また、増幅器３１，３２では、次式（４）に示すように、受信する信号の周波数Ｆｄの２倍の値と、発振器３７からの信号の周波数LFとの差に等しい周波数Ｆｂのビート妨害が発生する。
【００２１】
Ｆｂ＝２Ｆｄ−ＬＦ                                        ・・・（４）
以上のように、入力信号の周波数帯域が９５０MHz乃至２１５０MHzである場合、２次高調波が受信の妨害となる条件は、次式（５）に示すように、受信周波数Ｆｄの１／２倍が９５０MHz以上のときであり、ビート障害が発生する条件は、次式（６）に示すように、受信周波数Ｆｄの２倍が２１５０MHz以下のときである。
【００２２】
９５０MHz≦Ｆｄ／２                                       ・・・（５）
２Ｆｄ≦２１５０MHz                                       ・・・（６）
したがって、受信周波数Ｆｄが式（５）の条件を満たすとき、すなわち、受信周波数Ｆｄが１９００MHz乃至２１５０MHzであるときには、受信周波数Ｆｄの１／２倍の周波数（９５０MHz乃至１０７５MHz）の信号を減衰させる必要があり、受信周波数Ｆｄが式（６）の条件を満たすとき、すなわち、受信周波数Ｆｄが９５０MHz乃至１０７５MHzであるときには、受信周波数Ｆｄの２倍の周波数（１９００MHz乃至２１５０MHz）の信号を減衰させる必要がある。
【００２３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述したような、受信周波数の変化に対応して減衰する周波数帯域を変更することが可能な回路を設計することは、入力される信号の周波数範囲（９５０MHz乃至２１５０MHz）が広帯域であることに起因して困難であり、したがって、ダイレクト直交検波器において、２次高調波妨害およびビート妨害を抑止することは困難である課題があった。
【００２４】
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、ダイレクト直交検波器において、２次高調波妨害およびビート妨害を抑止できるようにする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の受信装置は、入力されるデジタル変調波を増幅する増幅手段と、増幅手段が増幅したデジタル変調波のうちの、指定された受信周波数の２倍の周波数の信号、または、受信周波数の１／２倍の周波数の信号を減衰させる減衰手段と、減衰手段が減衰させたデジタル変調波からＩ成分信号およびＱ成分信号を検波する検波する検波手段とを含むことを特徴とする。
【００２６】
請求項３に記載の受信方法は、入力されるデジタル変調波を増幅する増幅ステップと、増幅ステップで増幅したデジタル変調波のうちの、された受信周波数の２倍の周波数の信号、または、受信周波数の１／２倍の周波数の信号を減衰させる減衰ステップと、減衰ステップで減衰させたデジタル変調波からＩ成分信号およびＱ成分信号を検波する検波ステップとを含むことを特徴とする。
【００２７】
請求項１に記載の受信装置、および請求項３に記載の受信方法においては、入力されるデジタル変調波が増幅され、増幅されたデジタル変調波のうちの、指定された受信周波数の２倍の周波数の信号、または、受信周波数の１／２倍の周波数の信号が減衰されて、減衰されたデジタル変調波からＩ成分信号およびＱ成分信号が検波される。
【００２８】
【発明の実施の形態】
本発明を適用したダイレクト直交検波器の構成例について、図３を参照して説明する。このダイレクト直交検波器は、図２に示したダイレクト直交検波器の前置増幅器２とアッテネータ４の間にフィルタ回路４１を設けたものであり、その他の回路構成については、図２に示したものと同様であるので、その説明は省略する。
【００２９】
フィルタ回路４１は、ユーザの選局操作に対応して入力される制御信号に基づいて、ハイパスフィルタ、またはローパスフィルタに切り替わる。図４は、フィルタ回路４１の詳細な構成例を示している。フィルタ回路４１において、前置増幅器２からの入力信号（９５０MHz乃至２１５０MHz）は、端子５１に入力される。端子５２はアッテネータ４に接続される。電源端子５３には、そこに供給される電位を分圧するバイアス抵抗５４，５５が直列に接続されている。また、電源端子５３には、そこに供給される電位を分圧するバイアス抵抗６７，６８が直列に接続されている。
【００３０】
高周波スイッチダイオード５７は、バイアス抵抗５４と５５の接続点にそのアノードが接続され、抵抗５９を介して制御端子６９にそのカソードが接続されている。高周波スイッチダイオード６４は、バイアス抵抗６７と６８の接続点にそのカソードが接続され、抵抗６２を介して制御端子６９にそのアノードが接続されている。したがって、高周波スイッチダイオード５７，６４は、制御端子６９に入力される制御信号の電位に対応して、一方がオンとされたとき、他方がオフとされる。
【００３１】
コンデンサ５６は、一端が端子５１に接続され、他端がインダクタンス６１を介して端子５２に接続されている。コンデンサ５８は、コンデンサ５６とインダクタンス６１の接続点にその一端が接続され、その他端が高周波スイッチダイオード５７のカソードに接続されている。コンデンサ６０は、一端が接地され、他端が制御端子６９に接続されている。インダクタンス６３は、インダクタンス６１と端子５２の接続点にその一端が接続され、コンデンサ６５にその他端が接続されている。コンデンサ６５の一端は、バイパスコンデンサ６６を介して接地されている。
【００３２】
なお、コンデンサ５６，６５、および、インダクタンス６１，６３は、適宜、組み合わされて、高周波帯のハイパスフィルタ、またはローパスフィルタを構成する。コンデンサ５８，６０、および６６は、高周波帯において、インピーダンスが低いバイパスコンデンサである。
【００３３】
次に、フィルタ回路４１の動作について説明する。制御端子６９に低レベルの制御信号が入力されると、高周波スイッチダイオード５７がオンとされ、高周波スイッチダイオード６４がオフとなる。この場合、高周波スイッチダイオード５７は、高周波信号を減衰させずに通過させる。これにより、コンデンサ５６は、高周波スイッチダイオード５７およびバイパスコンデンサ５８の直列回路によって見かけ上、小容量となり、フィルタとして機能しない。また、高周波スイッチダイオード６４は、高インピーダンスとなって高周波信号を通過させない。その結果、直列に接続されているコンデンサ６５，６６の総合容量は、その容量比からコンデンサ６５とほぼ等しいものとなる。以上の動作によって、高周波が通過する素子のうち、主にフィルタを構成するものに注目すれば、その構成は図５(A)に示すものとなる。図５(A)から明らかなように、高周波スイッチダイオード５７がオンとされ、高周波スイッチダイオード６４がオフとされた場合、フィルタ回路４１は、ローパスフィルタとして機能する。
【００３４】
制御端子６９に高レベルの制御信号が入力されると、高周波スイッチダイオード５７がオフとされ、高周波スイッチダイオード６４がオンとされる。この場合、高周波スイッチダイオード５７は、高インピーダンスとなって高周波信号を通過させない。また、高周波スイッチダイオード６４は、高周波信号を減衰させずに通過させる。これにより、コンデンサ６５は、フィルタとして機能しない。以上の動作によって、高周波が通過する素子のうち、主にフィルタを構成するものに注目すれば、その構成は図５(B)に示すものとなる。図５(B)から明らかなように、高周波スイッチダイオード５７がオフとされ、高周波スイッチダイオード６４がオンとされた場合、フィルタ回路４１は、ハイパスフィルタとして機能する。
【００３５】
図６は、フィルタ回路４１がローパスフィルタ、またはハイパスフィルタとして機能する際の原理的な特性を示している。フィルタ回路４１がローパスフィルタとして機能する場合、図６の曲線ａに示すように、特に１９００MHz以上の周波数帯域の信号を減衰させる。また、フィルタ回路４１がハイパスフィルタとして機能する場合、図６の曲線ｂに示すように、特に１０７５MHz以下の周波数帯域の信号を減衰させる。
【００３６】
次に、フィルタ回路４１をローパスフィルタ、またはハイパスフィルタに切り替える受信周波数の境界について説明する。上述したように、受信周波数Ｆｄが１９００MHz乃至２１５０MHzであるときには、受信周波数Ｆｄの１／２倍の周波数（９５０MHz乃至１０７５MHz）の信号を減衰させることができるハイパスフィルタに切り替える必要がある。また、受信周波数Ｆｄが９５０MHz乃至１０７５MHzであるときには、受信周波数Ｆｄの２倍の周波数（１９００MHz乃至２１５０MHz）の信号を減衰させることができるローパスフィルタに切り替える必要がある。さらに、受信周波数Ｆｄが、１０７５MHz乃至１９００MHzであるときには、２次高周波やビート障害は、入力信号の周帯域（９５０MHz乃至２１５０MHz）に発生しないので、ローパスフィルタまたはハイパスフィルタのいずれであってもかまわない。したがって、１０７５MHz乃至１９００MHzのうちの任意の周波数を境界として、その境界よりも低い周波数の信号を受信するときには、ローパスフィルタに切り替えるようにし、境界の周波数よりも高い周波数の信号を受信するときには、ハイパスフィルタに切り替えるようにすればよい。
【００３７】
なお、フィルタ回路４１の特性は、図６に示したものに限定されるものではなく、受信する周波数の帯域や前置増幅器の特性等に応じて変化させるようにしてもよい。
【００３８】
また、フィルタ回路４１をローパスフィルタ、またはハイパスフィルタとして用いるのではなく、どちらか一方の機能だけを限定して用いるようにしてもかまわない。
【００３９】
なお、本発明は、デジタル変調波を直交検波する全ての電子機器に適用することが可能である。
【００４０】
【発明の効果】
以上のように、請求項１に記載の受信装置、および請求項２に記載の受信方法によれば、指定された受信周波数の２倍の周波数の信号、または、受信周波数の１／２倍の周波数の信号を減衰させるようにしたので、ダイレクト直交検波器において、２次高調波妨害およびビート妨害を抑止することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の直交検波器の構成の一例を示すブロック図である。
【図２】従来のダイレクト方式の直交検波器の構成の一例を示すブロック図である。
【図３】本発明を適用したダイレクト方式の直交検波器の構成例を一実施の形態を示すブロック図である。
【図４】図３のフィルタ回路４１の詳細な構成例を示す回路図である。
【図５】フィルタ回路４１の動作を説明するための図である。
【図６】フィルタ回路４１の原理的な特性を説明するための図である。
【符号の説明】
２  前置増幅器，  ４１  フィルタ回路，  ５１，５２  端子，  ５３  電源端子，  ５４，５５  バイアス抵抗，  ５６  コンデンサ，  ５７  高周波スイッチダイオード，  ５８  コンデンサ，  ５９  抵抗，  ６０  バイパスコンデンサ，  ６１  インダクタンス，  ６２  抵抗，  ６３  インダクタンス，  ６４，  ６５  コンデンサ，  ６６  バイパスコンデンサ，  ６７，６８  バイアス抵抗
【図１】
0004066446.tif 000002
【図２】
0004066446.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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