(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主トランスの一次側にある主スイッチング素子をオン・オフすることにより、負荷に出力電圧を供給すると共に、前記負荷を流れる電流である被検出電流が順方向からカレントトランスの一次巻線に流れ込むと、前記カレントトランスの二次巻線から一方向導通素子を通じて検出電流が流れる電流検出回路を備え、前記検出電流に基づき、前記主スイッチング素子の動作タイミングを決定するスイッチング電源装置において、前記被検出電流が逆方向に流れるときに、前記一方向導通素子の両端間を短絡するスイッチ素子を設け、前記スイッチ素子と前記主スイッチング素子を同期してオン・オフさせるために、当該スイッチ素子および主スイッチング素子に駆動電圧を供給する制御部を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチ素子がＭＯＳ型ＦＥＴであり、前記一方向導通素子が前記ＭＯＳ型ＦＥＴのボディダイオードであることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば同期整流方式のスイッチング電源装置に適用されるカレントトランスを利用した電流検出回路に関し、特にカレントトランスの一次巻線に正負双方向の電流が流れるような電流検出回路を備えたスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
図４は、従来のカレントトランスを利用した電流検出回路の一例を示すものである。同図において、１はカレントトランス２の一次巻線２Ａを流れる電流源で、この電流源１からはカレントトランス２が検出したい被検出電流ｉpが一次巻線２Ａに流れる。またＬはカレントトランス２の励磁インダクタンスであり、ｉLはこの励磁インダクタンスＬを流れる励磁電流である。なお、図４に示すＮ1はカレントトランス２の一次巻線２Ａの巻数、Ｎ2はカレントトランス２の二次巻線２Ｂの巻数である。
【０００３】
前記二次巻線２Ｂの両端間には、一方向導通素子である電流検出用ダイオードＤ１と電流検出用抵抗Ｒ１との直列回路が接続されると共に、ダイオードＤ１のオフ時におけるカレントトランス２のリセット用抵抗Ｒ２が接続される。この場合のリセット用抵抗Ｒ２の抵抗値は、電流検出用抵抗Ｒ１の抵抗値よりも十分大きく設定される（Ｒ１＜＜Ｒ２）。
【０００４】
このような電流検出回路では、カレントトランス１の二次側にある電流検出用抵抗Ｒ１に流れる電流値ｉSが、次の数１にて表わされる。
【０００５】
【数１】
0004069627.tif 000002
【０００６】
すなわち、電流検出用抵抗Ｒ１に流れる電流値ｉSは、被検出電流ｉpから励磁電流ｉLを差し引いたものに、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2との巻数比を掛けあわせた値と等しくなる。
【０００７】
図５および図６は上記電流検出回路における各部の波形図を示し、各図において、上段より被検出電流ｉp，二次巻線２Ｂに発生する電圧Ｖr2，励磁電流ｉL，検出電流ｉSを表わしている。
【０００８】
図５は、電流源１からの被検出電流ｉpが順方向すなわち正方向だけから流れ込むものを示している。この場合、一次巻線２Ａのドット側端子から電流が流れ込んでいる間は、二次巻線２Ｂのドット側端子に正の電圧Ｖr2（Ｖr2＞０）が発生してダイオードＤ１が導通し、二次巻線２ＢからダイオードＤ１を通じて検出電流ｉSが電流検出用抵抗Ｒ１に流れる。一方、電流源１からの被検出電流ｉpが遮断され零になると、それまで励磁インダクタンスＬを流れていた一部の励磁電流ｉLにより、今度は逆に二次巻線Ｎ２のドット側端子に負の電圧Ｖr2（Ｖr2＜０）が発生し、ダイオードＤ１がオフする関係で、抵抗Ｒ２でそのエネルギーが消費される。そして、励磁インダクタンスＬに蓄えられていたエネルギーが抵抗Ｒ２で全て消費されると、電圧Ｖr2および励磁電流ｉLは零になり、次に電流源１から被検出電流ｉpが流れ込むまでその状態を維持する。
【０００９】
このように、被検出電流ｉpが一方向しか流れない場合、カレントトランス１の一次巻線２に被検出電流ｉpの大部分が流れ込むと、二次巻線２Ｂ側のダイオードＤ１がオンしてローインピーダンス（概ね、抵抗Ｒ１の抵抗値に等しい）になるので、励磁インダクタンスＬはさほど励磁されない。すなわち、実質的に励磁電流ｉLを零と見なすことができるので、抵抗Ｒ１に流れる電流値ｉSは次の数２のようになり、被検出電流ｉpに比例した値となる。
【００１０】
【数２】
0004069627.tif 000003
【００１１】
一方、図６は被検出電流ｉpが正負両方向に流れる場合を示しているが、被検出電流ｉpが逆方向すなわち負方向から流れ込む（ｉp＜０）と、一次巻線２Ａの非ドット側端子から電流が流れ込むため、二次巻線２Ｂのドット側端子に負の電圧Ｖr2（Ｖr2＜０）が発生し、ダイオードＤ１はオンしない。すなわち、カレントトランス１の二次巻線２Ｂ側はハイインピーダンス（抵抗Ｒ２の抵抗値に等しい）となり、前記負の電圧Ｖr2は、最初に被検出電流ｉpと抵抗Ｒ2を掛け合わせた大きな値（Ｖr2＝ｉp・Ｒ2）になると共に、負方向の励磁電流ｉLが大きくなる。
【００１２】
このように負方向の励磁電流ｉLが大きくなると、被検出電流ｉpが正方向に転じても、励磁インダクタンスＬには大きなエネルギーが蓄えられたままであり、前記数１のｉLの項が無視できなくなり、ダイオードＤ１を通して抵抗Ｒ１に流れる電流値ｉSは、励磁インダクタンスＬを流れる励磁電流ｉLの値に依存したものとなる。その結果、被検出電流ｉpが零になるのを境に、励磁電流ｉLひいては抵抗Ｒ１に流れる検出電流の値ｉSが変化して不連続になる。特にこの抵抗Ｒ１の検出電流ｉSに基づき、主トランスの一次側にある主スイッチング素子の動作タイミングを決定する電流モード制御による同期整流方式のスイッチング電源装置では、軽負荷時において主トランスの一次側若しくは二次側を流れる被検出電流ｉpが逆方向に流れるが、上述のようにこの場合は電流検出がうまくできないので、電源装置を構成するフィードバック系の回路動作が不安定になりやすい。また、並列運転時における無負荷または軽負荷状態でのカレントバランスも取りにくいという問題がある。
【００１３】
本発明は、上記の課題に着目して成されたものであって、その目的は、被検出電流が双方向に流れる場合であっても、カレントトランスの励磁電流値に依存することなく、常に被検出電流に比例した電流値を得ることができ、スイッチ素子と主スイッチング素子を同期してオン・オフさせることができると共に、負荷電流が無負荷から全負荷の範囲で、内部の回路動作を安定化させることができるスイッチング電源装置を得ることにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明におけるスイッチング電源装置は、主トランスの一次側にある主スイッチング素子をオン・オフすることにより、負荷に出力電圧を供給すると共に、前記負荷を流れる電流である被検出電流が順方向からカレントトランスの一次巻線に流れ込むと、前記カレントトランスの二次巻線から一方向導通素子を通じて検出電流が流れる電流検出回路を備え、前記検出電流に基づき、前記主スイッチング素子の動作タイミングを決定するスイッチング電源装置において、前記被検出電流が逆方向に流れるときに、前記一方向導通素子の両端間を短絡するスイッチ素子を設け、前記スイッチ素子と前記主スイッチング素子を同期してオン・オフさせるために、当該スイッチ素子および主スイッチング素子に駆動電圧を供給する制御部を備えたものである。
【００１５】
この場合、被検出電流が順方向に流れているときは、ダイオードがオンするので、このダイオードを通じて被検出電流にほぼ比例した検出電流を取り出すことができるが、被検出電流が逆方向に流れる場合でも、ダイオードの両端間がスイッチ素子により短絡するので、カレントトランスの二次巻線側のインピーダンスが低くなって、カレントトランスに励磁電流が殆ど流れない。したがって、被検出電流が双方向に流れる場合であっても、カレントトランスの励磁電流値に依存することなく、常に被検出電流に比例した電流値を得ることが可能になる。また、制御部がスイッチ素子および主スイッチング素子に駆動電圧を供給するので、スイッチ素子と主スイッチング素子を互いに同期してオン・オフすることができる。しかも、被検出電流がどちらの方向に流れていても、検出電流は連続して被検出電流に比例したものとなり、負荷電流が無負荷から全負荷の範囲で、電源装置内部の回路動作が安定化する。
【００１６】
また本実施例では、前記スイッチ素子がＭＯＳ型ＦＥＴであり、前記一方向導通素子が前記ＭＯＳ型ＦＥＴのボディダイオードであることを特徴とする。
【００１７】
スイッチ素子としてＭＯＳ型ＦＥＴを用いれば、外付けの一方向導通素子ではなく、このＭＯＳ型ＦＥＴに内蔵するボディダイオードを利用することができる。したがって、実質的に外付けのダイオードに代わりＭＯＳ型ＦＥＴだけを取り付ければよく、余計なコスト上昇を省くことができる。
【００１８】
【発明の実施形態】
以下、本発明における好ましい実施態様について、添付図面を参照して詳細に説明する。なお、本実施例における電流検出回路は後述する同期整流方式のスイッチング電源装置に適用されるものである。
【００１９】
電流検出回路の構成を示す図１において、前記従来例と異なる点は、一方向導通素子である電流検出用ダイオードＤ１の両端間にスイッチ素子であるＭＯＳ型ＦＥＴ３を接続し、被検出電流ｉpが逆方向に流れてダイオードＤ１がオフする期間、このＭＯＳ型ＦＥＴ３をオンしてダイオードＤ１を短絡させるように構成していることである。なお、スイッチ素子としては他にトランジスタなどを利用してもよいが、実施例のようなＭＯＳ型ＦＥＴ３であれば、内蔵するボディダイオードを電流検出用ダイオードＤ１として利用でき好ましい。ＭＯＳ型ＦＥＴ３の駆動回路（図示せず）は種々のものを利用できるが、ここでは被検出電流ｉpが逆方向に流れていることを検出して、ＭＯＳ型ＦＥＴ３をオンにする電流検出機能付きの駆動回路を用いる。
【００２０】
次に、上記構成における作用を図２の波形図に基づき説明する。なお、この図２において、上段より被検出電流ｉp，二次巻線２Ｂに発生する電圧Ｖr2，励磁電流ｉL，検出電流ｉS，ＭＯＳ型ＦＥＴ３のゲート・ソース間電圧Ｖgsをそれぞれ表わしている。
【００２１】
被検出電流ｉpが逆方向から流れ始めると、これを検出したスイッチ素子の駆動回路は直ちにＭＯＳ型ＦＥＴ３をオンにして、ダイオードＤ１の両端間を短絡させる。このとき、一次巻線２Ａの非ドット側端子から電流が流れ込むため、二次巻線２Ｂのドット側端子に負の電圧Ｖr2（Ｖr2＜０）が発生するが、ＭＯＳ型ＦＥＴ３がオンになっている関係で、カレントトランス２の二次巻線２Ｂ側はローインピーダンス（抵抗Ｒ１の抵抗値に等しい）となり、抵抗Ｒ１に検出電流ｉSが流れる。したがって、励磁インダクタンスＬはさほど励磁されず、実質的に励磁電流ｉLを零と見なすことができる。
【００２２】
一方、被検出電流ｉpが順方向に流れている間は、二次巻線２Ｂのドット側端子に正の電圧Ｖr2（Ｖr2＞０）が発生し、二次巻線２ＢからダイオードＤ１またはＭＯＳ型ＦＥＴ３を通じて検出電流ｉSが電流検出用抵抗Ｒ１に流れる。ＭＯＳ型ＦＥＴ３のオフタイミングは、被検出電流ｉpが順方向に流れている期間の何時でもよい。ここでも、カレントトランス２の二次巻線２Ｂ側は少なくともダイオードＤ１がオンしている関係でローインピーダンスになり、励磁インダクタンスＬはさほど励磁されず、実質的に励磁電流ｉLを零と見なすことができる。したがって、被検出電流ｉpの流れる方向に拘らず、常時連続して上記数２の関係を満たすことになり、被検出電流ｉpに比例した検出電流ｉSを抵抗Ｒ１から取り出すことができる。
【００２３】
なお、電流源１からの被検出電流ｉpが遮断され零になると、それまで僅かに蓄えられていた励磁インダクタンスＬのエネルギーが、カレントトランス２を介して抵抗Ｒ２で消費され、カレントトランス２の偏励磁を防止する。
【００２４】
次に、本実施例における電流検出回路が適用される同期整流方式のスイッチング電源装置の一例を図３において説明する。同図において、11は直流入力電圧を供給する直流電源、12は一次側と二次側とを絶縁する主トランスすなわちトランスであり、直流電源11の両端間にトランス12の一次巻線13と例えばＭＯＳ型ＦＥＴからなる主スイッチング素子14との直列回路が接続される。また、トランス12の二次巻線15には、同期整流回路を構成する整流素子と転流素子として、いずれもＭＯＳ型ＦＥＴからなる整流スイッチング素子16と転流スイッチング素子17が接続される。さらに、トランス12の二次巻線15側には、出力側のチョークコイル18と平滑コンデンサ19が接続される。なお、20，21，22は整流スイッチング素子16，転流スイッチング素子17，主スイッチング素子14にそれぞれ内蔵するボディダイオードで、また平滑コンデンサ19の両端間には負荷23が接続される。
【００２５】
本実施例におけるスイッチング電源装置は、いわゆるフォワード式ＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を有し、主スイッチング素子14がオンすると、直流電源11からの入力電圧がトランス12の一次巻線13に印加され、二次巻線15のドット側端子に正極性の電圧が発生して整流スイッチング素子16がオン、転流スイッチング素子17がオフになる。これにより、トランス12の二次巻線15からチョークコイル18および平滑コンデンサ19を介して負荷23にエネルギーが供給される。
【００２６】
一方、主スイッチング素子14がオフして、直流電源11からトランス12の一次巻線13への入力電圧が途絶えると、今度は整流スイッチング素子16がオフ、転流スイッチング素子17がオンになる。これにより、チョークコイル18にそれまで蓄えられたエネルギーが負荷23に供給される。
【００２７】
25は、負荷23に供給する出力電圧の安定化を図るためのフィードバック回路である。これは具体的には、負荷23の出力電圧を検出する検出部26と、この検出部からの検出電圧を内蔵する基準電圧と比較する比較部27と、比較部27で得た比較結果を電気的に絶縁して伝送するフォトカプラ28と、この比較部27の比較結果と、負荷電流を検出する電流検出回路31からの検出結果に基づき、主スイッチング素子14のスイッチングタイミングを決定する制御部としての制御ＩＣ32とを備えて構成される。前記電流検出回路31は、図１で示したものと全く同じ構成となっており、ここでは負荷電流23を検出するために、トランス12の一次側電流を検出する位置に電流検出器たるカレントトランス２の一次巻線２Ａを挿入接続しているが、トランス12の二次側電流を検出する位置にカレントトランス２の一次巻線２Ａを挿入接続してもよい。
【００２８】
制御ＩＣ32のOUTは、ＭＯＳ型ＦＥＴ３および主スイッチング素子14のゲートに駆動電圧を供給する電圧供給端子に相当し、これによりＭＯＳ型ＦＥＴ３と主スイッチング素子14は互いに同期してオン・オフする。また+CSは、電流検出回路31の検出電流ｉSにより抵抗Ｒ１の両端間に発生する電圧を制御ＩＣ32に取り込む検出電流入力端子である。さらに、Gはグランドレベルを決める端子、FBは比較部27による比較結果に基づく電圧を取り込む電圧フィードバック入力端子である。フォトカプラ28は周知のように、発光素子28Ａと受光素子28Ｂとにより構成され、所定の動作電圧を供給する動作電圧端子Vccと前記グランド端子G間に抵抗33と受光素子28Ｂの直列回路が接続され、この抵抗33と受光素子28Ｂとの間に接続点が電圧フィードバック入力端子FBに直接接続される。
【００２９】
そして制御ＩＣ32は、負荷23の出力電圧に応じて変化する電圧フィードバック入力端子FBの電圧レベルと、負荷電流に応じて変化する検出電流入力端子+CSの電圧レベルをそれぞれ監視している。ＭＯＳ型ＦＥＴ３および主スイッチング素子14がオンすると、検出電流ｉSが流れて正方向に増加していく。これにより検出電流入力端子+CSの電圧レベルが正方向に増加していく。その後、検出電流ｉSに比例した検出電流入力端子+CSの電圧レベルが電圧フィードバック入力端子FBの電圧レベルと一致するまで上昇すると、電圧供給端子OUTの電圧レベルをＬレベルに切換え、ＭＯＳ型ＦＥＴ３および主スイッチング素子14をオフさせる。この動作の繰り返しによって、負荷23の出力電圧の安定化を図るようになっている。
【００３０】
ところで、一般に同期整流方式のスイッチング電源装置は、出力側のチョークコイル18を流れる電流が軽負荷時において逆流する。これにより、ダイオード整流とは異なって軽負荷時においても不連続モードの動作にはならず、無負荷や軽負荷時においても比較的回路が安定に動作する。しかし、図３に示すような電流モード制御のスイッチング電源装置では、検出電流ｉSによって主スイッチング素子14のスイッチングタイミングが決定されるため、従来に示すような電流検出回路の構成では、被検出電流ｉpが逆方向に流れる軽負荷時には、電流検出がうまく行われず、検出電流入力端子+CSの電圧レベルが不連続になって、フィードバック回路25の動作が不安定となるため、発振などの不具合を生じる。
【００３１】
その点、本実施例における電流検出回路31は、上述の理由により無負荷に至るまで電流検出がうまく行われるので、結果的にフィードバック回路25の動作が安定し、発振などの不具合も生じない。また、並列運転時における無負荷または軽負荷状態でのカレントバランスも改善される。
【００３２】
以上のように、本実施例においては、トランス12の一次側にある主スイッチング素子14をオン・オフすることにより、負荷23に出力電圧を供給すると共に、負荷23を流れる電流である被検出電流ｉpが順方向からカレントトランス２の一次巻線２Ａに流れ込むと、カレントトランス２の二次巻線２Ｂから一方向導通素子であるダイオードＤ１を通じて検出抵抗Ｒ１に検出電流ｉSが流れる電流検出回路31を備え、検出電流ｉSに基づき、主スイッチング素子14の動作タイミングを決定するスイッチング電源装置において、被検出電流ｉpが逆方向すなわち前記ダイオードＤ１をオフにする方向に流れるときに、このダイオードＤ１の両端間を短絡するスイッチ素子（ＭＯＳ型ＦＥＴ３）を設け、ＭＯＳ型ＦＥＴ３と主スイッチング素子14を同期してオン・オフさせるために、このＭＯＳ型ＦＥＴ３および主スイッチング素子14に駆動電圧を供給する制御部としての制御ＩＣ32を備えている。
【００３３】
この場合、被検出電流ｉpが順方向に流れているときは、ダイオードＤ１がオンするので、ダイオードＤ１を通じて被検出電流ｉpにほぼ比例した検出電流ｉSを取り出すことができるが、被検出電流ｉpが逆方向に流れる場合でも、ダイオードＤ１の両端間がＭＯＳ型ＦＥＴ３により短絡するので、カレントトランス２の二次巻線２Ｂ側のインピーダンスが低くなって、カレントトランス２に励磁電流ｉLが殆ど流れない。したがって、被検出電流ｉpが双方向に流れる場合であっても、カレントトランス２の励磁電流値に依存することなく、常に被検出電流ｉpに比例した電流値を得ることが可能になる。また、制御ＩＣ32のOUTがＭＯＳ型ＦＥＴ３および主スイッチング素子14に駆動電圧を供給するので、ＭＯＳ型ＦＥＴ３と主スイッチング素子14を互いに同期してオン・オフすることができる。
【００３４】
さらに、本実施例における電流検出回路は、図３に示すような同期整流方式のスイッチング電源装置の負荷電流を検出するのに用いるのが好適である。すなわち、同期整流方式のスイッチング電源では、主スイッチング素子14のオン時に負荷23より二次巻線15に向けて逆電流が流れる場合があるが、本実施例における電流検出回路31を組み込むことにより、被検出電流ｉpがどちらの方向に流れていても、抵抗Ｒ１から取り出せる検出電流ｉSは連続して被検出電流ｉpに比例したものとなり、負荷電流が無負荷から全負荷の範囲で、電源装置内部の回路動作が安定化する。
【００３５】
また、本実施例ではスイッチ素子がＭＯＳ型ＦＥＴ３であり、一方向導通素子がＭＯＳ型ＦＥＴ３のボディダイオードＤ１となっている。
【００３６】
この場合、スイッチ素子としてＭＯＳ型ＦＥＴ３を用いれば、外付けの一方向導通素子ではなく、このＭＯＳ型ＦＥＴ３に内蔵するボディダイオード４を利用することができる。したがって、実質的に外付けのダイオードに代わりＭＯＳ型ＦＥＴ３だけを取り付ければよく、余計なコスト上昇を省くことができる。
【００３７】
また、並列運転を行なう同期整流方式のスイッチング電源装置においては、並列運転時における各電源装置本体の特に無負荷や軽負荷状態でのカレントバランスが改善され、さらに負荷電流が無負荷から全負荷の範囲で、電源装置内部の回路動作が安定化する。
【００３８】
なお、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば、本発明における電流検出回路をスイッチング電源装置以外の各種電流検出に利用してよい。
【００３９】
【発明の効果】
本発明における請求項１のスイッチング電源装置によれば、被検出電流が双方向に流れる場合であっても、カレントトランスの励磁電流値に依存することなく、常に被検出電流に比例した電流値を得ることができる。
【００４０】
本発明における請求項２のスイッチング電源装置によれば、既存の外付けダイオードに代わってＭＯＳ型ＦＥＴだけを取り付ければよく、余計なコスト上昇を省くことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施例を示す電流検出回路の回路図である。
【図２】  同上各部の動作を示す波形図である。
【図３】  電流検出回路を組み込んだスイッチング電源装置の回路図である。
【図４】  従来例を示す電流検出回路の回路図である。
【図５】  従来例における被検出電流が一方向だけから流れているときの各部の動作を示す波形図である。
【図６】  従来例における被検出電流が双方向から流れているときの各部の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
２  カレントトランス
３  ＭＯＳ型ＦＥＴ（スイッチ素子）
12  トランス（主トランス）
14  主スイッチング素子
23  負荷
31  電流検出回路
32  制御ＩＣ（制御部）
Ｄ１  ダイオード（一方向導通素子、ボディダイオード）
【図１】
0004069627.tif 000004
【図２】
0004069627.tif 000005
【図３】
0004069627.tif 000006
【図４】
0004069627.tif 000007
【図５】
0004069627.tif 000008
【図６】
0004069627.tif 000009