(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号に対して縦続接続された複数Ｎ段の差動アンプと、
上記Ｎ段の差動アンプの入力端にそれぞれ設けられて上記差動アンプに供給される信号をシャントするＮ段のシャント回路と、
利得制御電圧をＮ個の利得制御電流に変換する制御電流生成回路と
を有し、
上記制御電流生成回路は、
上記利得制御電圧をＮ個の制御電流に変換する電圧電流変換回路と、
互いに大きさの異なるＮ個の一定電流を形成する電流源回路と、
上記Ｎ個の制御電流から上記Ｎ個の一定電流をそれぞれ減算した結果の電流の最大値を制限して上記利得制御電流を出力するＮ個の電流制限回路と
から構成され、
上記Ｎ個の利得制御電流は、上記利得制御電圧が上昇したときの立ち上がり点が順次ずれた大きさとされるとともに、最大値が規定値に制限され、
上記Ｎ個の利得制御電流が、上記Ｎ段のシャント回路にその制御信号として供給されるとともに、上記立ち上がり点の遅い利得制御電流ほど上記Ｎ段のシャント回路のうちの前段のシャント回路に供給される
ようにした利得制御回路。
【請求項２】
請求項１に記載の利得制御回路において、
上記電流制限回路が、
上記減算した結果の電流を電圧に変換する回路と、
この変換結果の電圧と、温度依存性を持たない基準電圧とを電圧比較する回路と、
その比較出力により上記電圧に変換される電流の最大値を制限する回路と
から構成された利得制御回路。
【請求項３】
複数の音声番組が１つの伝送帯域により放送されるデジタル音声放送の受信機において、
中間周波信号の供給されるＡＧＣアンプを有し、
このＡＧＣアンプは、
上記中間周波信号に対して縦続接続された複数Ｎ段の差動アンプと、
上記Ｎ段の差動アンプの入力端にそれぞれ設けられて上記差動アンプに供給される信号をシャントするＮ段のシャント回路と、
ＡＧＣ電圧をＮ個の利得制御電流に変換する制御電流生成回路と、
上記複数Ｎ個の差動アンプのうちの後段側の差動アンプにより出力される中間周波から、上記ＡＧＣ電圧を形成するＡＧＣ検波回路と
を有し、
上記制御電流生成回路が、
上記ＡＧＣ電圧をＮ個の制御電流に変換する電圧電流変換回路と、
互いに大きさの異なるＮ個の一定電流を形成する電流源回路と、
上記Ｎ個の制御電流から上記Ｎ個の一定電流をそれぞれ減算した結果の電流の最大値を制限して上記利得制御電流を出力するＮ個の電流制限回路と
から構成され、
上記Ｎ個の利得制御電流は、上記ＡＧＣ電圧が上昇したときの立ち上がり点が順次ずれた大きさとされるとともに、最大値が規定値に制限され、
上記Ｎ個の利得制御電流が、上記Ｎ段のシャント回路にその制御信号として供給されるとともに、上記立ち上がり点の遅い利得制御電流ほど上記Ｎ段のシャント回路のうちの前段のシャント回路に供給される
ようにしたデジタル音声放送の受信機。
【請求項４】
請求項３に記載のデジタル音声放送の受信機において、
上記電流制限回路が、
上記減算した結果の電流を電圧に変換する回路と、
この変換結果の電圧と、温度依存性を持たない基準電圧とを電圧比較する回路と、
その比較出力により上記電圧に変換される電流の最大値を制限する回路と
から構成されたデジタル音声放送の受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、利得制御回路およびこれを使用したデジタル音声放送の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
放送のデジタル化が進み、放送波の伝送方式も従来のＡＭやＦＭなどのアナログ方式からデジタル方式へと移行しつつある。特にヨーロッパにおいては、音声番組のデジタル放送が開始されているが、そのデジタル音声放送としてＤＡＢ（Ｅｕｒｅｋａ１４７規格にしたがったデジタル音声放送）がある。
【０００３】
このＤＡＢは、変調方式としてＯＦＤＭ、伝送帯域幅は約1.5ＭHz、オーディオ信号のデータ圧縮にＭＰＥＧオーディオのレイヤIIを採用することにより、最大で64組のデジタルオーディオ信号やデジタルデータを同時に放送するものである。なお、放送に使用されている周波数は、170ＭHz〜220ＭHzおよび1.4ＧHz帯である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＤＡＢが採用しているＯＦＤＭは、多数の搬送波を同時に送信して放送を行うマルチキャリアシステムである。例えば、ＤＡＢモードIIと呼ばれる放送モードでは、上記の伝送帯域幅内に384本の搬送波信号を４ｋHz間隔で送信している。
【０００５】
このため、ＤＡＢ受信機のＡＧＣアンプの入出力特性に非直線性があると、中間周波信号に歪み成分を生じてしまうが、その歪み成分がＯＦＤＭにおける搬送波信号の周波数位置に生じると、その歪み成分はマルチキャリアシステムにおける搬送波信号と区別ができないので、復調されたデジタルオーディオデータやデジタルデータにエラーを生じてしまう。
【０００６】
したがって、ＤＡＢ受信機のＡＧＣアンプは、入出力特性の直線性が良好で、歪みの発生が充分に少ないことが要求される。もちろん、一般の受信機の場合のように、ＡＧＣ範囲が広く、低ノイズであることも要求される。
【０００７】
このため、従来のＡＧＣアンプでは、電源電圧を例えば８Ｖと高くするとともに、動作電流を45mAと大きくすることにより、上記の要求を満たすようにしている。しかし、これでは、消費電力が大きく、ポータブル用のＤＡＢ受信機には適さない。
【０００８】
この発明は、このような問題点を解決しようとするものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この発明においては、
入力信号に対して縦続接続された複数Ｎ段の差動アンプと、
上記Ｎ段の差動アンプの入力端にそれぞれ設けられて上記差動アンプに供給される信号をシャントするＮ段のシャント回路と、
利得制御電圧をＮ個の利得制御電流に変換する制御電流生成回路と
を有し、
上記制御電流生成回路は、
上記利得制御電圧をＮ個の制御電流に変換する電圧電流変換回路と、
互いに大きさの異なるＮ個の一定電流を形成する電流源回路と、
上記Ｎ個の制御電流から上記Ｎ個の一定電流をそれぞれ減算した結果の電流の最大値を制限して上記利得制御電流を出力するＮ個の電流制限回路と
から構成され、
上記Ｎ個の利得制御電流は、上記利得制御電圧が上昇したときの立ち上がり点が順次ずれた大きさとされるとともに、最大値が規定値に制限され、
上記Ｎ個の利得制御電流が、上記Ｎ段のシャント回路にその制御信号として供給されるとともに、上記立ち上がり点の遅い利得制御電流ほど上記Ｎ段のシャント回路のうちの前段のシャント回路に供給される
ようにした利得制御回路
とするものである。
したがって、入力信号レベルが大きくなるにつれて順にシャント動作が開始されていく。
【００１０】
【発明の実施の形態】
〔ＤＡＢ受信機の全体の構成〕
図１において、ＤＡＢの放送波信号がアンテナ１１により受信され、この受信信号が、スーパーヘテロダイン形式に構成されたフロントエンド回路１２に供給されて中間周波信号に変換される。この中間周波信号のレベルは、一般に、−60dBm〜０dBm程度であるが、後段のＡ／Ｄコンバータ回路においては、入力レベルとして１Ｖp-p程度を必要とする。
【００１１】
そこで、この中間周波信号がＡＧＣアンプ１３（詳細は後述する）に供給されて受信レベルにかかわらず必要な一定レベルの信号に増幅され、その出力信号がＡ／Ｄコンバータ回路１４に供給されてデジタル信号にＡ／Ｄ変換される。
【００１２】
そして、このデジタル信号が直交復調回路１５に供給されて同相成分（実軸成分）および直交成分（虚軸成分）のデータが復調され、これらデータがＦＦＴ回路１６において複素フーリエ変換されてシンボルごとに周波数成分が出力され、その出力がビタビデコーダ回路１７に供給されてデインターリーブおよびエラー訂正が行われるとともに、目的とする番組（サービスコンポーネント）のデジタルオーディオデータが選択される。
【００１３】
続いて、この選択されたデータがオーディオデコーダ回路１８に供給されてＭＰＥＧデータ伸長などのデコード処理が行われ、デコーダ回路１８からは、目的とする番組のデジタルオーディオデータが取り出される。そして、この取り出されたデジタルオーディオデータがＤ／Ａコンバータ回路１９に供給されてアナログオーディオ信号Ｌ、ＲにＤ／Ａ変換され、この信号Ｌ、Ｒがアンプ２１Ｌ、２１Ｒを通じてスピーカ２２Ｌ、２２Ｒに供給される。
【００１４】
そして、この発明においては、ＡＧＣアンプ１３が例えば図２〜図５に示すように構成される。なお、図２はＡＧＣアンプ１３のアウトラインを示し、図３〜図５は、図２における各回路の具体的な構成例を示す。
【００１５】
〔ＡＧＣアンプ１３の構成〕
図２においては、ＡＧＣアンプ１３は、５つの可変利得アンプ３１〜３５と、固定利得のアンプ３６とが縦続接続されて構成される。そして、フロントエンド回路１２から、バランス型の中間周波信号が取り出されて初段の可変利得アンプ３１に供給され、終段のアンプ３６からＡＧＣ増幅された中間周波信号が取り出されてＡ／Ｄコンバータ回路１４に供給される。なお、アンプ３１〜３６の総合の最大利得は、例えば約60dBとされる。
【００１６】
また、このとき、可変利得アンプ３５から得られる中間周波信号が、ＡＧＣ検波回路３７に供給されて中間周波信号のレベルに対応してレベルの変化する脈流電流ＩAGCが取り出される。そして、この電流ＩAGCによりコンデンサ３９が充電されてＡＧＣ電圧ＶAGCが形成され、このＡＧＣ電圧ＶAGCが制御電流生成回路３８に供給されて、例えば図６Ｂに実線で示すような特性の制御電流ＩG1〜ＩG5が生成され、これら制御電流ＩG1〜ＩG5が可変利得アンプ３１〜３５にそれらの利得の制御信号として供給される。また、鎖線で囲って示すように、回路３１〜３８は１チップＩＣ化される。
【００１７】
〔可変利得アンプ３１〜３５の構成〕
可変利得アンプ３１は、例えば図３に示すように、中間周波信号を増幅する差動アンプ４１と、その中間周波信号をシャントする可変シャント回路４２とにより構成される。
【００１８】
すなわち、トランジスタＱ13、Ｑ14のエミッタが、定電流源用のトランジスタＱ12のコレクタに接続されて差動アンプ４１が構成される。このとき、温度変化を持たない一定電圧ＶRFが抵抗器Ｒ11に供給されて所定の大きさの電流がトランジスタＱ11に供給されるとともに、トランジスタＱ11、Ｑ12により接地ラインを基準電位点とするカレントミラー回路４３が構成され、トランジスタＱ12は定電流源とされる。なお、電圧ＶRFは、バンドギャップレファレンス電圧などと呼ばれる電圧であり、その大きさは約1.2Ｖである。
【００１９】
また、トランジスタＱ13、Ｑ14ののベースが、抵抗器Ｒ13、Ｒ14を通じて前段の回路、すなわち、フロントエンド回路１２に接続される。さらに、トランジスタＱ13、Ｑ14のコレクタが、トランジスタＱ15、Ｑ16のエミッタ・コレクタ間を通じて負荷用のトランジスタＱ17、Ｑ18および抵抗器Ｒ17、Ｒ18に接続されるとともに、次段の回路、すなわち、可変利得アンプ３２に接続される。なお、トランジスタＱ15、Ｑ16は、周波数特性を改善するためのものであり、トランジスタＱ13、Ｑ14とはカスコード接続されている。
【００２０】
さらに、電源電圧＋ＶCC（例えば2.6Ｖ）が、抵抗器Ｒ12およびダイオード接続されたトランジスタＱ21、Ｑ22により分圧され、その分圧電圧が抵抗器Ｒ15、Ｒ16を通じてトランジスタＱ13、Ｑ14にそのベースバイアス電圧として供給される。また、電源電圧＋ＶCCが、抵抗器Ｒ19およびダイオード接続されたトランジスタＱ23〜Ｑ25により分圧され、その分圧電圧がトランジスタＱ15、Ｑ16にそのベースバイアス電圧として供給される。
【００２１】
さらに、トランジスタＱ13、Ｑ14のベース間に、トランジスタＱ34、Ｑ35のコレクタ・エミッタ間の直列回路が接続される。このトランジスタＱ34、Ｑ35は、可変シャント回路４２を構成するものであり、それぞれダイオード接続されるとともに、そのエミッタが定電流源用のトランジスタＱ32のコレクタに共通に接続され、そのコレクタがトランジスタＱ37、Ｑ38のコレクタに接続される。
【００２２】
そして、トランジスタＱ32は、トランジスタＱ31、Ｑ33とともに、接地ラインを基準電位点とするカレントミラー回路４４を構成するものであり、トランジスタＱ31に生成回路３８からの利得制御電流ＩG1が供給される。また、トランジスタＱ32のベース・エミッタ間の接合面積は、トランジスタＱ31、Ｑ33のそれの２倍とされる。したがって、トランジスタＱ32のコレクタからは２倍の大きさの制御電流２ＩG1が取り出され、トランジスタＱ33のコレクタからは１倍の大きさの制御電流ＩG1が取り出される。
【００２３】
また、トランジスタＱ37、Ｑ38は、トランジスタＱ36とともに、電源ラインを基準電位点としてカレントミラー回路４５を構成しているものであり、トランジスタＱ36のコレクタがトランジスタＱ33のコレクタに接続される。
【００２４】
したがって、フロントエンド回路１２からの中間周波信号が、抵抗器Ｒ13、Ｒ14を通じてトランジスタＱ13、Ｑ14のベースに供給され、トランジスタＱ15、Ｑ16のコレクタに差動増幅された中間周波信号が取り出され、この取り出された中間周波信号が後段の可変利得アンプ３２に供給される。
【００２５】
そして、この場合、トランジスタＱ34、Ｑ35のコレクタ・エミッタ間の直列回路は、トランジスタＱ13、Ｑ14のベース間に接続されているので、トランジスタＱ13、Ｑ14のベースに供給される中間周波信号は、トランジスタＱ34、Ｑ35のコレクタ・エミッタ間のインピーダンスによりシャントされることになる。
【００２６】
そして、トランジスタＱ31に供給されている制御電流ＩG1が変化すると、トランジスタＱ32のコレクタを流れる電流２ＩG1が変化してトランジスタＱ34、Ｑ35のコレクタ電流も変化するので、そのコレクタ・エミッタ間のインピーダンスが変化する。
【００２７】
したがって、トランジスタＱ31に供給される制御電流ＩG1の大きさに対応してトランジスタＱ34、Ｑ35によるシャント量が変化することになるので、差動アンプ４１から出力される中間周波信号のレベルは、制御電流ＩG1の大きさに対応して（反比例して）変化することになる。したがって、可変利得アンプ３１の利得は、制御電流ＩG1により制御できることになる。
【００２８】
そして、他の可変利得アンプ３２〜３５も可変利得アンプ３１と同様に構成されるものであり、したがって、可変利得アンプ３２〜３５の利得は、制御電流ＩG2〜ＩG5により制御できることになる。
【００２９】
〔制御電流生成回路３８の構成〕
制御電流生成回路３８は、ＡＧＣ電圧ＶAGCから制御電流ＩG1〜ＩG5を生成するものであるが、これは例えば図４に示すように、電圧電流変換回路８１と、電流源回路８２と、電流制限回路８３１〜８３５とにより構成される。
【００３０】
この場合、電圧電流変換回路８１は、例えば図６Ａに示すように、ＡＧＣ電圧ＶAGCを、これに比例した値の５つの信号電流Ｉ81〜Ｉ81に変換するための回路である。また、電流源回路８２は、所定の大きさの定電流ＩA1〜ＩA5を形成するための回路であり、これら電流ＩA1〜ＩA5を電流Ｉ81〜Ｉ81から減算することにより、図６Ａに示すように、ＡＧＣ電圧ＶAGCに対する立ち上がり点が順に高くなっている信号電流ＩM5〜ＩM1が形成される。
【００３１】
さらに、電流制限回路８３１〜８３５は、電流ＩM1〜ＩM5をＡＧＣ電圧ＶAGCに対して指数関数的に変化する特性の電流に変換するとともに、その大きさを制限して図６Ｂに示すような制御電流ＩG1〜ＩG5を得るための回路である。
【００３２】
すなわち、電圧電流変換回路８１においては、バンドギャップレファレンス電圧ＶRFが、トランジスタＱ41のベース・エミッタ間と抵抗器Ｒ41との直列回路に供給されて所定の大きさの電流が形成され、この電流がトランジスタＱ41のコレクタからトランジスタＱ42に供給されるとともに、このトランジスタＱ42とトランジスタＱ43とにより電源ラインを基準電位点とするカレントミラー回路が構成され、トランジスタＱ43は定電流源とされる。
【００３３】
そして、トランジスタＱ44のエミッタがトランジスタＱ43に接続されてトランジスタＱ44はエミッタフォロワとされ、そのベースにＡＧＣ電圧ＶAGCが供給される。さらに、トランジスタＱ44のエミッタにトランジスタＱ45〜Ｑ49のベースが接続され、これらトランジスタＱ45〜Ｑ49のエミッタが抵抗器Ｒ42に共通に接続される。
【００３４】
したがって、トランジスタＱ44のベースから、ベース・エミッタ間電圧ＶBEだけ高い電位点がトランジスタＱ45〜Ｑ49のベースであり、このベースから電圧ＶBEだけ低い電位点がトランジスタＱ45〜Ｑ49のエミッタであるから、トランジスタＱ44のベース電位と、トランジスタＱ45〜Ｑ49のエミッタ電位とは等しくなり、したがって、トランジスタＱ45〜Ｑ49のエミッタには、ＡＧＣ電圧ＶAGCが得られることになる。
【００３５】
そして、このエミッタのＡＧＣ電圧ＶAGCは、抵抗器Ｒ42の端子電圧でもあるから、抵抗器Ｒ42には、
Ｉ42＝ＶAGC／Ｒ42
で示される電流Ｉ42が流れることになる。そして、この電流Ｉ42は、トランジスタＱ45〜Ｑ49のエミッタに等分に分流するから、トランジスタＱ45〜Ｑ49のコレクタには、
Ｉ81＝Ｉ42／５
で示される電流Ｉ81〜Ｉ81が流れることになる。
【００３６】
そこで、これら電流Ｉ81〜Ｉ81が、トランジスタＱ50〜Ｑ54に供給されるとともに、これらトランジスタＱ50〜Ｑ54とトランジスタＱ55〜Ｑ59とにより、電源ラインを基準電位点とするカレントミラー回路がそれぞれ構成され、トランジスタＱ55〜Ｑ59のコレクタから電流Ｉ81〜Ｉ81が取り出される。
【００３７】
こうして、図６Ａにも示すように、ＡＧＣ電圧ＶAGCは、これに比例した値の電流Ｉ81〜Ｉ81に変換される。
【００３８】
また、電流源回路８２においては、バンドギャップレファレンス電圧ＶRFが抵抗器Ｒ61、Ｒ62により分圧され、その分圧電圧Ｖ61がエミッタフォロワのトランジスタＱ61を通じてトランジスタＱ63〜Ｑ67のベースに供給されるとともに、これらトランジスタＱ63〜Ｑ67のエミッタは、抵抗器Ｒ63〜Ｒ67を通じてバンドギャップレファレンス電圧ＶRFの電圧ラインに接続される。なお、このとき、抵抗器Ｒ63〜Ｒ67は、
Ｒ63＜Ｒ64＜Ｒ65＜Ｒ66＜Ｒ67
の関係にある所定の値とされる。
【００３９】
したがって、トランジスタＱ63〜Ｑ67のエミッタ電位は電圧Ｖ61となり、これにより抵抗器Ｒ63〜Ｒ67には、電圧ＶRFと電圧Ｖ61との差の電圧が印加されることになる。したがって、抵抗器Ｒ63〜Ｒ67には、
ＩA1＝（ＶRF−Ｖ61）／Ｒ63
ＩA2＝（ＶRF−Ｖ61）／Ｒ64
・・・
ＩA5＝（ＶRF−Ｖ61）／Ｒ67
で示される電流ＩA1〜ＩA5が流れることになる。
【００４０】
そして、電流ＩA1〜ＩA5が、トランジスタＱ63〜Ｑ67を通じてトランジスタＱ70〜Ｑ74に供給されるとともに、これらトランジスタＱ70〜Ｑ74とトランジスタＱ75〜Ｑ79とにより、接地ラインを基準電位点とするカレントミラー回路がそれぞれ構成され、トランジスタＱ75〜Ｑ79のコレクタには電流ＩA1〜ＩA5が取り出される。
【００４１】
こうして、電流源回路８２により、所定の大きさの電流ＩA1〜ＩA5が形成される。なお、このとき、抵抗器Ｒ63〜Ｒ67の値は、上記のような大小関係とされているので、図６Ａにも示すように、
ＩA1＞ＩA2＞ＩA3＞ＩA4＞ＩA5
となる。
【００４２】
そして、電圧電流変換回路８１のトランジスタＱ55〜Ｑ59のコレクタと、電流源回路８２のトランジスタＱ75〜Ｑ79のコレクタとがそれぞれ接続されるとともに、電流制限回路８３１〜８３５に接続される。そして、このとき、トランジスタＱ55〜Ｑ59からは電流Ｉ81〜Ｉ81が吐き出される極性に出力され、トランジスタＱ75〜Ｑ79からは電流ＩA1〜ＩA5が吸い込まれる極性に出力される。
【００４３】
したがって、電流Ｉ81〜Ｉ81から電流ＩA1〜ＩA5がそれぞれ減算されることなり、電流制限回路８３１〜８３５には、
ＩM1＝Ｉ81−ＩA1
ＩM2＝Ｉ81−ＩA2
・・・
ＩM5＝Ｉ81−ＩA5
で示される電流ＩM1〜ＩM5が流れることになる。ただし、ＩM1〜ＩM5≧０である。
【００４４】
なお、このとき、電流Ｉ81〜Ｉ81はＡＧＣ電圧ＶAGCに比例した電流であり、電流ＩA1〜ＩA5は上記のような大小関係とされているので、電流ＩM1〜ＩM5は、例えば図６Ａに示すような特性、すなわち、ＡＧＣ電圧ＶAGCが大きくなるにつれて電流ＩM5〜ＩM1の順に流れ始めるようになる。そして、電流ＩM1〜ＩM5が流れ始めるときのＡＧＣ電圧ＶAGCの大きさは、電流ＩA1〜ＩA5により決定されるので、抵抗器Ｒ63〜Ｒ67により決定することができる。
【００４５】
こうして、電圧電流変換回路８１および電流源回路８２をワイヤード接続することにより減算回路が構成され、電流ＩM1〜ＩM5が形成される。
【００４６】
さらに、電流制限回路８３１は、例えば図５に示すように構成される。すなわち、電流ＩM1が、ダイオード接続されたトランジスタＱ81および抵抗器Ｒ81の直列回路に供給されてＡＧＣ電圧ＶAGCに対して指数関数的に変化する電圧ＶM1に変換され、この電圧ＶM1がトランジスタＱ82に供給されて電圧ＶM1に比例した大きさの電流ＩG1に変換され、この電流ＩG1がトランジスタＱ83に供給される。
【００４７】
この場合、電圧ＶM1はＡＧＣ電圧ＶAGCに対して指数関数的に変化するのであるから、このときの電流ＩG1も図６Ｂに破線で示すように、指数関数的に変化することになる。また、トランジスタＱ83は、トランジスタＱ84、Ｑ85およびそのエミッタ抵抗器Ｒ83、Ｒ84とともに、電源ラインを基準電位点としてカレントミラー回路５１を構成している。なお、トランジスタＱ86はベースバイアス用である。
【００４８】
したがって、トランジスタＱ84、Ｑ85のコレクタからは電流ＩG1が出力されることになる。
【００４９】
さらに、トランジスタＱ84のコレクタから出力される電流ＩG1が、ダイオード接続されたトランジスタＱ91および抵抗器Ｒ91の直列回路に供給されて降下電圧ＶGnが形成され、この電圧ＶGnがトランジスタＱ92のベースに供給される。
【００５０】
このトランジスタＱ92は、トランジスタＱ93とともに、電圧比較用の差動アンプ５２を構成しているものであり、このため、トランジスタＱ92、Ｑ93のエミッタは抵抗器Ｒ92に共通に接続され、そのコレクタは、カレントミラー回路５３を構成するトランジスタＱ94、Ｑ95が接続される。また、トランジスタＱ93のベースには、基準電圧としてバンドギャップレファレンス電圧ＶRFが供給される。
【００５１】
そして、トランジスタＱ93のコレクタがトランジスタＱ96のベースに接続されるとともに、このトランジスタＱ96のエミッタがダイオード接続されたトランジスタＱ97に接続され、トランジスタＱ96のコレクタがトランジスタＱ84、Ｑ85のエミッタに接続される。
【００５２】
したがって、ＡＧＣ電圧AGCが低くて電流ＩM1が小さい場合には、ＶGn＜ＶRFとなるので、トランジスタＱ92はオフ、トランジスタＱ93はオンであり、トランジスタＱ96はオフである。したがって、この場合には、トランジスタＱ96が接続されていないのと等価であるから、トランジスタＱ84、Ｑ85のコレクタから出力される電流ＩG1は、上述のように、電流ＩM1に比例することになり、図６Ｂにおける電流ＩG1の増加部分（立ち上がり部分）が得られる。
【００５３】
しかし、ＡＧＣ電圧AGCが上昇して電流ＩM1が大きくなると、電圧ＶGnが上昇し、ＶGn≧ＶRFとなる。すると、トランジスタＱ92はオン（能動領域）、トランジスタＱ93はオフとなってトランジスタＱ96はオンとなり、トランジスタＱ96にコレクタ電流が流れるとともに、そのコレクタ電流は抵抗器Ｒ84を流れる。したがって、トランジスタＱ84のエミッタ電位が低下してトランジスタＱ84のベース・エミッタ間電圧が小さくなるので、トランジスタＱ84から出力される電流ＩG1の増加が抑えられる。
【００５４】
したがって、ＡＧＣ電圧ＶAGCが上昇した場合には、トランジスタＱ84のコレクタから出力される電流ＩG1は、図６Ｂに示すように、一定値に制限されることになる。
【００５５】
そして、トランジスタＱ85はトランジスタＱ84とバイアス条件が等しいので、トランジスタＱ85のコレクタから出力される電流ＩG1は、トランジスタＱ84のコレクタから出力される電流ＩG1に等しくなり、したがって、図６Ｂに示すような立ち上がり部分および平坦部分を有する特性となる。
【００５６】
そして、他の電流制限回路８３２〜８３５も電流制限回路８３１と同様に構成されるものであり、したがって、電流ＩM2〜ＩM5も最大値の制限された特性となる。そして、このとき、電流制限回路８３２〜８３５においては、抵抗器Ｒ91〜Ｒ91の値を選定しておくことにより、ＶGn≧ＶRFとなるときのＡＧＣ電圧ＶAGCが選択され、図６Ｂに示すように、電流ＩG2〜ＩG5の上限値が等しくされるとともに、電流ＩG1の上限値よりも小さくされる。
【００５７】
こうして、電流制限回路８３１〜８３５により、電流ＩM1〜ＩM5は図６Ｂに示す特性の制御電流ＩG1〜ＩG5に変換される。そして、この制御電流ＩG1〜ＩG5により可変利得アンプ３１〜３５の利得がそれぞれ制御される。
【００５８】
〔まとめ〕
以上により、回路１３はＡＧＣアンプとして動作することになる。そして、この場合、制御電流ＩG1〜ＩG5は図６Ｂに示すような特性とされているので、ＡＧＣ電圧ＶAGCが大きくなっていくとき、まず、最終段の可変利得アンプ３５の利得制御が開始され、次第に前段の可変利得アンプの利得制御が開始されていき、最後に初段の利得制御アンプ３１の利得制御が開始される。したがって、可変利得アンプ３１〜３５のそれぞれの利得制御幅が十数dBであってもＡＧＣアンプ１３の総合の利得制御幅を例えば60dBとすることができる。
【００５９】
そして、そのとき、ＡＧＣ電圧ＶAGCが大きくなると、制御電流ＩG1〜ＩG5はそれぞれ一定になるので、このとき、可変利得制御アンプ３１〜３５の利得も一定となり、したがって、可変利得アンプ３１〜３５のそれぞれの最大信号出力レベルも一定となるので、歪みの発生を抑えることができる。
【００６０】
また、上述のＡＧＣ回路１３によれば、制御電流ＩG1〜ＩG5が一定になったときの可変利得アンプ３１〜３５の利得が温度依存性を持つことがない。すなわち、一般に、
ＶBE：トランジスタのベース・エミッタ間電圧
ＩC ：コレクタ電流
とすると、
0004069341.tif 000002
が成立する。
【００６１】
そして、
ｖbe：ベース・エミッタ間電圧ＶBEの交流成分
ｉc ：コレクタ電流ＩCの交流成分
とすると、交流的な増幅度ｇmは、
ｇm ＝ｉc ／ｖbe
であるから、微分により求めると、
0004069341.tif 000003
となる。
【００６２】
したがって、トランジスタがオンしたときの交流的な抵抗ｒonは、
0004069341.tif 000004
となる。
【００６３】
そして、図３の可変利得アンプ３１（３２〜３５）の可変シャント回路４２においては、抵抗器Ｒ13、Ｒ14と、トランジスタＱ34、Ｑ35とにより信号が減衰されてトランジスタＱ13、Ｑ14に供給されるので、
Ｒ13＝Ｒ14（例えば、Ｒ13＝10ｋΩ）
とすれば、シャント回路４２の減衰量ＤATは、
0004069341.tif 000005
となる。ただし、
とする。
【００６４】
そして、電圧ＶTは温度依存性を持つので、可変シャント回路４２は温度依存性を持つことになり、その結果、可変利得アンプ３１〜３５の利得も温度依存性を持つことになる。
【００６５】
しかし、図５の電流制限回路８３１（８３２〜８３５）のトランジスタＱ91および抵抗器Ｒ91の直列回路において、
ＩG1＝（ＶGn−ＶBE）／Ｒ91
である。
【００６６】
そして、制御電流ＩG1が制限されているときには（電流ＩG1が平坦特性の部分では）、ＶGn＝ＶRFになっているので、
ＩGMAX：制限されているときの電流ＩG1の大きさ
とすれば、
ＩGMAX＝（ＶRF−ＶBE）／Ｒ91                        ・・・  (2)
となる。
【００６７】
そして、バンドギャップレファレンス電圧ＶRFは、温度係数がほぼ０の電圧であるが、これは、ＰＮ接合により得られる負の温度係数を持つ電圧（＝ＶBE）と、正の温度係数を持つ電圧ＶTをｎ倍した電圧とを加算して形成され、
ＶRF＝ＶBE＋ｎ・ＶT
である。
【００６８】
したがって、(2)式の右辺において、
0004069341.tif 000006
となるので、(2)式は
ＩGMAX＝ｎ・ＶT ／Ｒ91                              ・・・  (3)
となる。
【００６９】
そして、図３のシャント回路４２の減衰量ＤATが最大となるのは、(1)式において、電流ＩG1が最大値ＩGMAXのときであるから、減衰量ＤATの最大値ＤAMAXは、(1)式に(2)式および(3)式を代入して
0004069341.tif 000007
となる。
【００７０】
したがって、抵抗器Ｒ91、Ｒ13に温度依存性があっても、抵抗比Ｒ91／Ｒ13の温度依存性はなくすことができるので、最大減衰量ＤAMAXは温度依存性を持たないことになる。
【００７１】
すなわち、可変利得アンプ３１〜３５のシャント回路４２〜４２の最大減衰量ＤAMAX〜ＤAMAXに温度依存性があっても、制御電流ＩG1〜ＩG5に逆の温度特性が与えられているので、制御電流ＩG1〜ＩG5が一定になったときの可変利得アンプ３１〜３５の利得が温度依存性を持つことがない。したがって、広いＡＧＣ範囲にわたって歪みの発生を抑えることができる。
【００７２】
また、ＡＧＣアンプ１３における利得制御をシャント回路４２〜４２により実現しているので、電源電圧＋ＶCCを低くすることができるとともに、消費電流を少なくすることができる。実験によれば、電源電圧＋ＶCCが2.6Ｖ、消費電流が４mAで必要なＡＧＣ特性を得ることができた。
【００７３】
さらに、図３のシャント回路４２においては、トランジスタＱ37、Ｑ38のコレクタからトランジスタＱ34、Ｑ35のコレクタに流れ込む電流の大きさはＩG1＋ＩG1であり、トランジスタＱ34、Ｑ35のエミッタからトランジスタＱ32に流れる電流の大きさは２ＩG1であるから、制御電流ＩG1を変化させても、シャント回路４２と差動アンプ４１との間で電流の流れることはなく、したがって、制御電流ＩG1を変化させても、差動アンプ４１の動作点の変化することがない。
【００７４】
【発明の効果】
この発明によれば、広いＡＧＣ範囲にわたって歪みの発生を抑えることができる。また、電源電圧を低くすることができるとともに、消費電流を少なくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】図２の一部の一形態を示す系統図である。
【図３】図３の一部の一形態を示す接続図である。
【図４】図３の一部の一形態を示す接続図である。
【図５】図４の一部の一形態を示す接続図である。
【図６】この発明を説明するために特性図である。
【符号の説明】
１１…アンテナ、１２…フロントエンド回路、１３…ＡＧＣアンプ、１４…Ａ／Ｄコンバータ回路、１５…直交復調回路、１６…ＦＦＴ回路、１７…ビタビデコーダ回路、１８…オーディオデコーダ回路、１９…Ｄ／Ａコンバータ回路、２２Ｌおよび２２Ｒ…スピーカ、３１〜３５…可変利得アンプ、３６…固定利得アンプ、３７…ＡＧＣ検波回路、３８…制御電流生成回路、４１…差動アンプ、４２…可変シャント回路、８１…電圧電流変換回路、８２…電流源回路、８３１〜８３５…電流制限回路
【図１】
0004069341.tif 000008
【図２】
0004069341.tif 000009
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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