(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流入力電圧を受けて所望の直流電圧に変換するための直流−直流変換回路と、該直流−直流変換回路の出力電圧を交流電圧に変換した後に放電灯に供給するための直流−交流変換回路と、放電灯への起動用パルスを発生させる起動回路と、放電灯に投入される電力を制御するための制御回路とを備えた放電灯点灯回路において、
（イ）放電灯にかかる電圧及び放電灯に流れる電流についての検出信号に応じて上記制御回路が放電灯の定常状態での電力制御を行うとともに、当該電力制御への移行前には、放電灯に対して過渡的に投入される電力を制御するために直流−直流変換回路の出力制御を行うこと、
（ロ）上記過渡的に投入される電力については、上記定常状態での電力よりも大きな電力とし、放電灯の光束を短時間で定常時の光束に近づけるために放電灯の発光を促進させること、
（ハ）上記（ロ）の過渡的な投入電力のうち、上記定常状態での電力を超える増分が、放電灯にかかる電圧の変化量の積算値に応じて上記制御回路により規定されたのち、放電灯の点灯時点若しくは点灯回路の動作開始からの経過時間と放電灯にかかる電圧との積が増加するにつれて低下すること、
を特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項２】
請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
横軸に放電灯にかかる電圧「ＶＬ」をとり、縦軸に放電灯に流れる電流「ＩＬ」をとって示した制御特性図上の制御線について、その構成部分のうち、定格電力での定電力曲線又は当該曲線に係る近似線の近傍に位置される部分が、放電灯にかかる電圧ＶＬの変化量の積算値に応じて放電灯への投入電力を増やす方向に一時的に移動されるように、前記増分が規定されることを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項３】
請求項１に記載した放電灯点灯回路において、
放電灯にかかる電圧が高いほど又は前記経過時間が長くなるほど、前記増分の低下速度が遅くなるようにしたことを特徴とする放電灯点灯回路。
【請求項４】
請求項１又は請求項２又は請求項３に記載した放電灯点灯回路において、
直流−交流変換回路が複数のスイッチング素子を用いたブリッジ型の回路構成を有しており、各スイッチング素子の交番動作によって放電灯への供給電圧の極性が切り替えられた直後又はその前後では、放電灯にかかる電圧を検出しないようにした
ことを特徴とする放電灯点灯回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯回路における過渡電力投入の制御についてコストの低減や小型化を図るための技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
放電灯（メタルハライドランプ等）の点灯回路については、直流電源回路、直流−交流変換回路、起動回路（所謂スタータ回路）を備えた構成が知られている。例えば、直流電源回路にＤＣ−ＤＣコンバータの構成を用い、直流−交流変換回路にはフルブリッジ型回路（４つの半導体スイッチング素子をそれぞれ２組にしてオン／オフ制御を交互に行うように構成された回路）及びそのドライバ回路を使用した構成では、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力する正極性（又は負極性）電圧がフルブリッジ型回路において矩形波状電圧に変換された後、放電灯に供給される。
【０００３】
ところで、放電灯の始動性を速くすることは、例えば、車両用光源等への利用において安全面から要求される事項であり、光束をできる限り早急に定常時の光束値まで立ち上げることが好ましい。特に、前回の点灯から比較的長時間が経過した後の冷えた状態の放電灯を点灯させる場合（所謂コールドスタート）には、定常電力に対して数倍（２、３倍程度）の電力投入が必要となる。また、前回の点灯からあまり時間が経っておらず、比較的温まっている放電灯を点灯させる場合（所謂ホットスタート）には、定常電力に対してこれを少し上回る程度の電力を投入すれば良い。つまり、後者の場合にコールドスタートの場合と同程度の電力投入を行ったのでは、放電灯への熱的ストレスによる劣化や短寿命化を招く原因となり、また、明るくなり過ぎることに起因する弊害（安全性の低下等）が問題となる。
【０００４】
従って、放電灯がどの程度冷えた状態になっているか、あるいは消灯してからどの位の時間が経っているかを予測し、検出した上で、放電灯の状態に応じた電力の投入が必要とされる。そして、放電灯の冷え具合や消灯時間の検出については、下記の方法が知られている。
【０００５】
（１）コンデンサの放電時定数を利用した方法
（２）定常状態において放電灯にかかる電圧を記憶しておき、放電灯が点灯したときの電圧と比較する方法。
【０００６】
先ず、（１）については、点灯回路を起動して放電灯を点灯させている間にコンデンサを充電して満充電状態にしておき、放電灯の停止指示により当該放電灯が消灯すると当該コンデンサが放電を開始するように構成する。次の起動時においてコンデンサに残っている電荷が少ないほど経過時間が長いことを意味するので、当該コンデンサの端子電圧を検出すれば、前回消灯した時点からの経過時間（消灯時間）を知ることができる。尚、この方法によれば、コンデンサの端子電圧が小さいほど、過渡電力の投入制御において放電灯に供給電力が大きくなる。
【０００７】
上記（２）については、放電灯が点灯したときに当該放電灯にかかる電圧を、所定の記憶値（例えば、前回の定常状態において放電灯にかかる電圧値やその平均値等）と比較し、また、点灯後に当該電圧がどのように変化して定常状態での電圧値に漸近してくるか等を監視することにより、放電灯の冷え具合や消灯時間を予測することができる。よって、この方法によれば、放電灯の状態を予測しながら発光促進のために必要な電力を投入できるという利点が得られる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記した方法では、以下に示すような不都合が生じ得る。
【０００９】
先ず、方法（１）では、コンデンサの容量が大きく（例えば、消灯時間として数十秒乃至数分の時間を検出する場合に数十μＦ程度が必要になる。）、コストやサイズの面で不利益があるとともに、微小電流での放電が必要となるためコンデンサ自身のリーク電流等の影響が時間検出の特性に悪影響を及ぼす虞が生じる。
【００１０】
また、方法（２）の記憶値の保持にメモリ（不揮発性ＲＡＭ等）を必要し、点灯回路の起動や放電灯を点灯していないときでも記憶情報を保持しなければならない（よって、初期化処理を行わない専用メモリを別途設ける必要性や、制御形態としてコンピュータの使用が必須となってしまう。）。
【００１１】
そこで、本発明は、放電灯の冷え具合や消灯時間に応じた過渡電力制御を行う際に、大容量のコンデンサや記憶装置等を用いることなく制御を行うことで、コスト削減及び小型化を図ることを課題とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記した課題を解決するために、直流入力電圧を受けて所望の直流電圧に変換するための直流−直流変換回路と、該直流−直流変換回路の出力電圧を交流電圧に変換した後に放電灯に供給するための直流−交流変換回路と、放電灯への起動用パルスを発生させる起動回路と、放電灯に投入される電力を制御するための制御回路とを備えた放電灯点灯回路において、下記に示す構成を備えたものである。
【００１３】
・放電灯にかかる電圧及び放電灯に流れる電流についての検出信号に応じて制御回路が放電灯の定常状態での電力制御を行うとともに、当該電力制御への移行前には、放電灯に対して過渡的に投入される電力を制御するために直流−直流変換回路の出力制御を行うこと。
【００１４】
・放電灯に対して過渡的に投入される電力については、定常状態での電力よりも大きな電力とし、放電灯の光束を短時間で定常時の光束に近づけるために放電灯の発光を促進させること。
【００１５】
・過渡的に投入される電力のうち定常状態での電力を超える増分については、放電灯にかかる電圧の変化量の積算値に応じて制御回路により規定されたのち、放電灯の点灯時点若しくは点灯回路の動作開始からの経過時間と放電灯にかかる電圧との積が増加するにつれて低下すること。
【００１６】
従って、本発明によれば、放電灯に対する過渡的な投入電力についての制御に際して、当該放電灯の電力制御に必要な検出情報以外を利用する必要がなく、また放電灯の消灯後の冷え具合や、前回消灯時から今回の点灯までの経過時間を検出するために必要な回路や装置を不要にすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の基本的構成を示すものであり、放電灯点灯回路１は、直流電源２、直流−直流変換回路３、直流−交流変換回路４、起動回路５を備えている。
【００１８】
直流−直流変換回路３は、直流電源２からの直流入力電圧（これを「Ｖin」と記す。）を受けてこれを昇圧し又は降圧して所望の直流電圧を出力するものであり、後述する制御回路からの制御信号に応じてその出力電圧が可変制御される。この直流−直流変換回路３には、例えば、スイッチングレギュレータの構成を有するＤＣ−ＤＣコンバータ（チョッパー式、フライバック式等。）が用いられる。
【００１９】
直流−交流変換回路４は、直流−直流変換回路３の出力電圧を交流電圧に変換した後で放電灯６に供給するために設けられており、例えば、複数の半導体スイッチング素子を使って構成されるブリッジ型回路（フルブリッジ回路やハーフブリッジ回路）及びその駆動用回路等が挙げられる。
【００２０】
起動回路５は、放電灯６に起動用の高電圧信号（起動パルス）を発生させて放電灯６に起動をかけるために設けられており、当該起動信号は直流−交流変換回路４の出力する交流電圧に重畳された上で放電灯６に印加される。
【００２１】
放電灯６に係る電圧や電流を検出するための検出回路としては、下記に示す形態が挙げられる。
【００２２】
・放電灯の管電圧や管電流を直接的に検出するために、例えば、電流検出用素子（シャント抵抗や検出用トランス等）を放電灯に接続して当該素子に流れる電流値を検出するようにした形態
・放電灯の管電圧や管電流についての相当電圧を検出する形態。
【００２３】
尚、図１では、直流−直流変換回路３の直後に電圧検出手段７（例えば、分圧抵抗等を使って出力電圧を検出する回路）や電流検出手段８（検出用抵抗素子等）をそれぞれ設け、放電灯６にかかる電圧や電流の相当信号（あるいは代用信号）を用いており、当該信号は制御回路９に送出されるようになっている。
【００２４】
制御回路９は、放電灯６に投入される電力を制御するための回路であり、下記の機能を備えている。
【００２５】
・定常状態での電力制御機能
・過渡状態での電力制御機能
つまり、制御回路９は、放電灯にかかる電圧や放電灯に流れる電流についての検出信号に応じて放電灯の定常状態での電力制御（定電力制御）を行うとともに、当該電力制御への移行前には、放電灯に対して過渡的に投入される電力を制御するために、直流−直流変換回路３の出力制御を行う。放電灯の光束を短時間で定常時の光束に近づけるために放電灯の発光を促進させるには、過渡的に投入される電力について、定常状態での電力よりも大きな電力を必要とするからである。
【００２６】
そこで、過渡的電力の投入制御にあたって、前記したように放電灯の状態に応じた投入電力を規定することが必要になるが、従来のように消灯時間検出用のコンデンサや、電圧値記憶用メモリ等を用いると前記の不都合が起きるので、本発明では既存の情報を活用し、当該情報又はこれを加工した情報のみを用いることで部品点数の増加や回路の複雑化等を回避する。
【００２７】
ここで既存の情報とは、下記の通りである。
【００２８】
（Ａ）放電灯にかかる電圧及び当該電圧の変化量
（Ｂ）放電灯が点灯した時点又は点灯回路の動作開始からの経過時間。
【００２９】
先ず、（Ａ）については、定常状態での電力制御に関して放電灯にかかる電圧の検出が必須であり、また、当該電圧の時間経過から変化量を検出することができる。
【００３０】
そして、（Ｂ）については、放電灯が点灯した時点を検出電流、発光量等から判断して当該時点からの経過時間を計測したり、あるいは、点灯回路の動作開始時点（点灯スイッチの投入時点等）からの経過時間を計測することで得られる。例えば、時間の起点から充電されるコンデンサを利用し、当該コンデンサの端子電圧を検出してその上昇に応じて経過時間を検出する回路形態（消灯時間の検出ではなく、また長時間の検出は不要なので、コンデンサの容量が小さくて済む。）や、時間の起点から発振されるクロック信号の計数により経過時間（放電灯が定常点灯に到達するまでの経過時間等。）を検出する回路形態等が挙げられる。
【００３１】
過渡電力の制御において当該電力のうち、定常状態での電力を超える増分（増加分）については、（Ａ）及び（Ｂ）の情報に応じて制御回路９により規定されることになる。
【００３２】
回路構成を説明する前に、先ず、本発明に係る電力制御について図２乃至図１２を用いて説明する。
【００３３】
図２は、放電灯にかかる電圧（あるいはその検出電圧）として「ＶＬ」を横軸にとり、放電灯に流れる電流（あるいはその検出電流）として「ＩＬ」を縦軸にとって制御線Ｇを用いて制御特性を示したものであり、制御線ｇは定格電力での制御線（右下がりの傾斜直線であり、正確には定格電力での定電力曲線について直線近似を施したもの）を示す。
【００３４】
制御線Ｇのうち、ＩＬが最大域の部分（コールドスタート時の点灯初期に大電流を流す制御に対応する。）を除いた各部、図の左から順にＰＵＰＡ、ＰＵＰＢ、ＰＵＰＣ、ＰＵＰＣ２はいずれも過渡電力の投入制御に関するものであり、それらの意味は下記の通りである。
【００３５】
・「ＰＵＰＡ」＝上記最大域の右側に隣接する制御部分であり、最も勾配（の絶対値）が大きい（負の勾配が大きい）右下がりの線分
・「ＰＵＰＢ」＝ＰＵＰＡの右側に隣接する制御部分であり、ＰＵＰＡよりは勾配が小さくされた右下がりの線分
・「ＰＵＰＣ」＝ＰＵＰＢの右側に隣接する制御部分であり、ＰＵＰＢよりは勾配が小さくされた右下がりの線分
・「ＰＵＰＣ２」＝ＰＵＰＣの右側に隣接する制御部分であり、制御線ｇの勾配に等しいか又はこれとほぼ等しい勾配をもった右下がりの線分。
【００３６】
尚、本例では過渡電力の制御について４つの制御部分を用いているが、より多くの区分けを行うことも可能である（但し、回路構成の複雑化等を考慮すると妥当な数の選択が必要となる。）。
【００３７】
電力制御にあたって、各制御部分をＩＬ軸に平行な方向にずらせば異なる電力の投入が可能となり、同図に矢印Ｄ、Ｄ、…で示すように制御線をＶＬ軸に近づく方向に下げることで投入電力を減らすことができる。つまり、上記（Ａ）や（Ｂ）の情報に応じて制御線Ｇを全体的に又は部分的に下げていけば、放電灯の状態に応じた電力の投入が可能になる。
【００３８】
今、過渡電力の制御に関与する制御部分のうち、ＰＵＰＡ、ＰＵＰＢのみを考え、制御線が平行移動せずに一定であると仮定する。
【００３９】
図３はその様子を示したものであり、横軸がＶＬ軸、縦軸がＩＬ軸である。
【００４０】
放電灯の定常状態では当該放電灯の定格電力での制御が行われることを期待しているので、ＰＵＰＢの右端が定電力近似の制御線ｇに接続されている。
【００４１】
この制御特性を採用した場合に、放電灯のコールドスタートについて光束の時間的変化を概略的に示したもの（変化を誇張して示す。）が図４であり、横軸に時間「ｔ」（点灯開始時点を起点とする。）をとり、縦軸に放電灯の光束「ＬＭ」をとっている。
【００４２】
図中にＰ点で示す位置が光束ＬＭのピークであり、放電灯の動作点は、図３のＰＵＰＡ上からＰＵＰＢ上へ、そして制御線ｇ上へと移っていくので、放電灯の点灯から数秒後に当該ピークを示してから光束が低下していく。尚、図３においてＱ点に示す制御線上の位置（ＰＵＰＢから制御線ｇに移行する位置）が、上記Ｐ点に対応しており、この時点以降は光束ＬＭの上昇がなくなる。
【００４３】
従って、コールドスタートでの点灯時に、図４のピーク以後の部分における光束の低下をなくすためには、制御線ｇの示す電力よりも大きな電力を供給できる制御線が必要となり、ＰＵＰＣやＰＵＰＣ２を設ける理由がここにある。
【００４４】
図２の制御部ＰＵＰＣやＰＵＰＣ２が制御線ｇよりも上側（ＶＬ軸から離れる側）に位置しているのは、上記の光束低下を補うために必要な電力を得るためであるが、これらの制御部を常にこの位置に固定しておくことはできないので（定常点灯に放電灯への供給電力が定格電力を超えてしまう。）、ＰＵＰＣやＰＵＰＣ２についていずれは図示の矢印Ｄ、Ｄのように下げる必要がある。
【００４５】
ここで問題となるが、放電灯の定常状態での供給電圧（以下、これを「ＶＬｓ」と記す。）に関して、放電灯の製造誤差や個体差によってバラツキが生じることである。また、一の放電灯においても経時変化によって当該電圧が変わってくる。
【００４６】
その際、ＰＵＰＣ２のように制御線ｇに対して平行な制御部分がないと、図５に示すように（ＰＵＰＣのみの場合を示す。）、動作点が定常状態での電圧ＶＬｓに近づいたときの放電灯への供給電力に違いが生じる。
【００４７】
図５は制御線ｇ及びＰＵＰＣと、ＰＵＰＣ上の２つの動作点ＯＬ、ＯＨを示したものであり、動作点ＯＬは定常状態での電圧ＶＬｓが低い場合を示し、動作点ＯＨは定常状態での電圧ＶＬｓが高い場合を示している。
【００４８】
この場合、動作点ＯＬについての投入電力の方が、動作点ＯＨについての投入電力によりも大きくなるので、光束低下の補償に関して差が出ることが分かる（投入電力が大き過ぎれば光束のオーバーシュートの原因となり、投入電力が少ないと光束の不足を招く。）。
【００４９】
よって、制御線ｇに平行なＰＵＰＣ２を設けることで制御線ｇの差が一定化されるので、投入電力の不均一を防止できる。尚、放電灯の特性のバラツキを所定の許容範囲内に収めることができるようになった場合には、ＰＵＰＣ２を不用にしてＰＵＰＣのみを用いたり、あるいはＰＵＰＣ２のみを用いることができることは勿論であるが、ＰＵＰＣ及びＰＵＰＣ２の併用が現実的である。
【００５０】
図２においてＰＵＰＣ及びＰＵＰＣ２の各制御部を下げるにあたっては、放電灯にかかる電圧ＶＬと点灯時点（あるいは点灯回路の動作開始時点）からの経過時間に基く演算データを用いる。例えば、ディジタル演算の場合には、ＶＬ又はその検出値をディジタルデータに変換して当該データのうちの必要なビット値と、時間データを示すディジタルデータのうちの必要なビット値との積値の演算を利用し、積値が大きいほど、ＰＵＰＣ及びＰＵＰＣ２を下げる速度が遅くなるように制御すれば良い。つまり、ＶＬが大きいときや、経過時間が長いときにはＰＵＰＣやＰＵＰＣ２が制御線ｇに近づくときの速度を遅くする。その理由は、下記の通りである。
【００５１】
先ず、ＶＬが大きい場合に、制御線の低下速度を遅くするのは、コールドスタートでの点灯において、定常状態での電圧ＶＬｓが高い放電灯に対して光束不足を防止するためである。
【００５２】
図６及び図７はＶＬｓの異なる２つの放電灯について制御線上の動作点が移動する様子と光束ＬＭの時間的変化をそれぞれ示したものであり、図６はＶＬｓが低い場合を示し、図７はＶＬｓが高い場合を示す。尚、これらの図において、上方に位置するグラフ図がＶＬ−ＩＬ特性図（制御線上に示す点「１Ｓ」乃至「１０Ｓ」が動作点の時間的推移を示し、「Ｓ」の前に付した数字が大きいほど経過時間が長いことを意味する。）、下方に位置するグラフ図が光束ＬＭの時間的変化を示す。
【００５３】
図６に示すように、ＶＬｓの値が小さい場合には、ＰＵＰＢ、ＰＵＰＣの線上に滞在している時間が相対的に長いのに対して、図７に示すように、ＶＬｓの値が大きい場合には、ＰＵＰＢ、ＰＵＰＣの線上での滞在時間が相対的に短い。従って、放電灯が受け取る電力の総量は、ＶＬｓの小さい放電灯の方が大きい。
【００５４】
制御線を下げる速度が一定である場合には、両者の違いが光束変化の違いとして現れることになり、例えば、図６では光束のオーバーシュートが少ないが、図７ではピーク以後の光束が不足気味である。あるいは、これとは逆に図６においてオーバーシュートが顕著になる場合も起こり得る。
【００５５】
従って、光束の時間的変化についてオーバーシュートをなくし、かつ光束不足が生じないようにするためには、ＶＬの値に応じて制御線の低下速度を調整することが好ましい。
【００５６】
また、経過時間が長い場合に制御線の低下速度を遅くする理由は、数秒とか十秒といった短い時間ではなく、数十秒から１分程度の時間に亘る光束の不足状態が生じるのを防ぐためである。
【００５７】
図８はコンデンサを用いて計時回路を構成する場合において放電灯の点灯時点又は点灯開始時点を起点としたコンデンサの端子電圧（これを「ＶＣ」と記す。）の時間的変化（上昇）を概略的に示したものである。
【００５８】
例えば、コンデンサを含むＣＲ回路を用い、該コンデンサの静電容量及び抵抗素子の抵抗値により規定される、充電時の時定数を利用する場合（例えば、点灯開始時点から得られる給電電圧が抵抗を介してコンデンサに供給されるように構成して、該コンデンサの端子電圧を検出する電圧検出回路を付設する等。）には、端子電圧ＶＣは当該時定数をもって上昇して満充電時の電圧に到達するので、経過時間が長くなると、図に両向き矢印で示す電圧差が小さくなる。当該電圧差は放電灯に投入すべき過渡的な電力に対応するので、電圧ＶＣが高いほど電力値が小さい。そして、その投入電力が低下する度合（時間経過に伴う低下）が制御線の低下速度に対応し、当該速度はＶＣが低いときには速く、ＶＣが高いときには遅くなる。
【００５９】
図９及び図１０は制御線の低下速度の相違について対比的に説明するための図であり、図９はＰＵＰＣ２に関して時間経過とともに一定の間隔をもって引き下げた場合を示し、図１０はＰＵＰＣ２に関して経過時間が長くなるにつれて遅い速度で引き下げた場合を示す。尚、これらの図において上方に示す図は、ＰＵＰＣ２が低下する時間的推移を示し、下方のグラフ図は光束の時間的変化を概略的に示す。
【００６０】
両図の比較から分かるように、図９では時間の経過（時刻ｔ１＜ｔ２＜ｔ３＜ｔ４）とともにＰＵＰＣ２が一定の速度で低下して制御線ｇに到達するので、光束ＬＭがその立ち上がりからピークを示したあとの範囲で定常時の光束（破線で示す。）未満となり、比較的長い時間に亘り不足してしまう。これに対して、図１０では、時刻ｔ１乃至ｔ７（数字が大きいほど時間的に後である。）に示すように、ＰＵＰＣ２が制御線ｇに近づくほどＰＵＰＣ２の低下速度が遅くなるので、光束ＬＭにおけるピーク以後の不足範囲を取り除くことができる。
【００６１】
尚、コンデンサではなく、発振信号を用いて計時する場合についても当該信号の周波数を変化させる等の方法で制御線の低下速度を変化させることができる。
【００６２】
ところで、ＰＵＰＣ、ＰＵＰＣ２の各線について、点灯回路の起動時点（あるいは点灯スイッチの投入による点灯開始時点）から図２に示す位置（制御線ｇよりも上方の位置）にあったのでは、放電灯のホットスタート時に具合の悪いことが起きる。即ち、放電灯がまだ熱いうちに再点灯させた場合には、ＰＵＰＣやＰＵＰＣ２上の動作点に応じた電力が放電灯に供給されるので、投入電力が多すぎ、光束のオーバーシュートを惹き起こす虞がある（消灯間もない放電灯の場合に、点灯直後の電圧ＶＬは定常時の電圧ＶＬｓにほぼ等しい。）。
【００６３】
そこで、ＰＵＰＣやＰＵＰＣ２については、点灯回路の起動時点あるいは点灯スイッチの投入による点灯開始時点では制御線ｇの近くにおき、その後において、ある制御量に応じて制御線ｇの上方に移動させる。ここで、「ある制御量」とは、上記電圧ＶＬの変化量についての積算値である。
【００６４】
図１１は、ＰＵＰＣ２を例にして、これを制御線ｇの近くから上記積算値に応じて上方に移動させる様子を示したものであり、放電灯が冷めていない場合（ＰＵＰＣ２−hot）には上方への移動量「ΔＵ」が少なく、コールドスタート時のように放電灯が冷えきった状態の場合（ＰＵＰＣ２−cold）には移動量ΔＵが最も大きい。尚、ＰＵＰＣ２−medは両者の中間的な状態を示す。
【００６５】
図１２は放電灯の状態に応じた電圧ＶＬの時間的変化の一例を示したものであり、上段の図は放電灯が冷えないうちに直ぐ再点灯させた場合、中段の図は放電灯がやや冷めた状態が再点灯させた場合、下段の図は放電灯が冷えきった状態から点灯させた場合（コールドスタート）についてそれぞれ示している。
【００６６】
電圧ＶＬの変化量に係る積算値に応じて上記移動量ΔＵを規定してやれば、放電灯の冷え方に見合った電力投入が可能になり、光束のオーバーシュートや光束不足を伴うことなく放電灯の光束をスムーズに立ち上げて定常値に漸近させることができる。
【００６７】
次に、本発明に係る回路構成についての説明に移る。尚、以下では、放電灯の電力制御において良く知られているＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式を例にして説明するが、ＰＦＭ（パルス周波数変調）制御方式等の他方式の制御において、下記の内容を参考にして本発明に係る回路構成を適用できることは勿論である。
【００６８】
図１３は、上記した制御線による電力制御をＰＷＭ制御に反映させるための制御回路について説明するためのものであり、その要部だけを示す。
【００６９】
エラーアンプ１０の正側入力端子には所定の基準電圧「Ｅｒｅｆ」（図には定電圧源の記号で示す。）が供給され、その負側入力端子に接続された制御ラインＣＬには、下記に示す回路が接続されている(括弧内の数字は符号を示す。）。
【００７０】
・放電灯にかかる電圧検出回路（１１）
・放電灯に流れる電流検出回路（１２）
・過渡及び定常電力規定回路（１３）。
【００７１】
尚、電圧検出回路１１が上記ＶＬを検出し、電流検出回路１２が上記ＩＬを検出するものである。また、各回路部の出力端子はそれぞれの抵抗を介して制御ラインＣＬに接続されているが、電流出力型の構成とする場合にはそれらの抵抗は不要である。
【００７２】
放電灯が安定するまでの過渡域と、安定した定常点灯が行われる定常域での制御に関して、過渡及び定常電力規定回路１３は上記ＰＵＰＡ、ＰＵＰＢ、ＰＵＰＣ、ＰＵＰＣ２の制御部分に基く特性を形成しており、その入力端子（ＩＮ）には電圧検出回路１１からの検出信号が供給され、また、その出力端子（ＯＵＴ）が抵抗を介して制御ラインＣＬに接続されている。
【００７３】
尚、本構成では、エラーアンプ１０の出力電圧が大きい程、放電灯への供給電力が増大するようになっており（エラーアンプはその負側入力電圧が基準電圧Ｅｒｅｆに等しくなるように直流−直流変換回路の出力電圧を調整する。）、エラーアンプ１０の出力電圧は、図示しないＰＷＭ制御部（ＰＷＭ制御用の汎用ＩＣ等を用いて構成される回路部であり、入力電圧と鋸歯状波とのレベル比較結果に応じてデューディーサイクルの変化するパルス信号を生成する。）や駆動回路等を経て直流−直流変換回路内のスイッチング素子（半導体素子）への制御信号に変換される。
【００７４】
図中にＡ１乃至Ａ３で示す矢印は、各部がエラーアンプ１０への入力電流に対する寄与分をそれぞれ表しており、矢印の向きが各部による制御電流の向きの基準となる。例えば、電圧検出回路１１（矢印Ａ１を参照。）についてはその制御電流の向きがエラーアンプ１０から遠ざかる向き（電流シンクの方向）とされているので、この向きに流れる電流値が大きくなる程、放電灯への供給電力が大きくなる。これとは逆に、電流検出回路１２（矢印Ａ２を参照。）や過渡及び定常電力規定回路１３（矢印Ａ３を参照。）についてはその制御電流の向きがエラーアンプ１０に近づく向き（電流ソースの方向）とされているので、この向きに流れる電流値が大きくなる程、放電灯への供給電力が小さくなる。
【００７５】
いずれにしても回路部から制御ラインＣＬに対して電流が流れ込むか流れ出すかの方向及び電流量に応じて放電灯に投入される電力が減少し又は増加することになる。
【００７６】
図１４は過渡及び定常電力規定回路１３の構成例について要部を示したものであり、ディジタル演算回路を用いた例を示す（同内容の処理をアナログ演算で行う構成も勿論可能である。）。
【００７７】
本回路は、下記の要素を具備する（括弧内の数字は符号を示す。）
・アナログ−ディジタル変換部（１５）
・ＰＵＰＡに係る演算部（１６）
・ＰＵＰＢに係る演算部（１７）
・ＰＵＰＣ及びＰＵＰＣ２に係る演算部（１８）
・電圧変化量検出部（１９）
・電力低下制御部（２０）
・合成部（２１）
・ディジタル−アナログ変換部（２２）。
【００７８】
先ず、電圧検出回路１１によって得られる電圧ＶＬの検出信号は、入力端子１４からアナログ−ディジタル変換部１５（図には「Ａ／Ｄ」と略記する。）に送られ、ここでディジタルデータ（所定ビット数のデータであり、これを「ＡＶＱ」と記す。）に変換される。尚、変換方式には各種の形態があるが、回路規模及び変換速度の観点からは逐次比較型が好ましい。
【００７９】
変換後のデータＡＶＱは、演算部１６乃至１８にそれぞれ送出されるとともに、電圧変化量検出部１９、電力低下制御部２０に送られる。
【００８０】
演算部１６乃至１８は、いずれもそれぞれに対応した制御線を作るのに必要なものであるが、基本的な作成手順は同じであり、下記に示すアルゴリズムに従う。
【００８１】
（１）対象となる制御線（ＰＵＰＡ、ＰＵＰＢ、ＰＵＰＣ）と制御線ｇとの交点位置から定数値「ａ１」を設定する
（２）上記データＡＶＱについて、定数値「ａ１」で減算する
（３）（２）に対して定数値「ａ２」を乗算する。
【００８２】
図１５は、制御線ｇ（定格電力曲線の直線近似曲線）を基準として、対象となる制御線ＰＵＰＸ（ＸはＡ、Ｂ、Ｃのいずれか）を示したものであり、横軸がＶＬ軸、縦軸がＩＬ軸である。
【００８３】
本例では、制御線ＰＵＰＸの勾配（の絶対値）が制御線ｇの勾配（の絶対値）よりも大きく、前者のうち制御線ｇの上側に位置する部分と当該制御線ｇとの差が放電灯への電力供給の増分に相当する。そして、両制御線の交点におけるＶＬ値が上記の定数値ａ１である。
【００８４】
図１６は制御線の生成手順について示したものであり、左から右方にかけて処理が進行する。
【００８５】
左側のグラフ図は、横軸にＶＬをとり、縦軸には電圧軸「Ｖ」をとって、Ｖ＝ＶＬの直線「ＬＮ」（勾配１の右上がり傾斜直線）と、「Ｖ＝ａ１」（破線で示す）のレベルを示したものである。
【００８６】
また、真中のグラフ図は、「Ｖ＝ａ１−ＶＬ」の直線を示しており、上記手順（２）の結果を示す。
【００８７】
右側のグラフ図は、真中のグラフ図に対して定数値ａ２の乗算（図示の例では、ａ２の値が１未満とされる。）を行うことにより得られるものであり、上記手順（３）の結果を示す。尚、グラフの横軸がＶＬを示し、縦軸は演算部の出力データ「ＰＸＱ」を示している（ＸはＡ、Ｂ、Ｃのいずれかであり、「ＰＡＱ」が演算部１６の出力データ、「ＰＢＱ」が演算部１７の出力データ、「ＰＣＱ」が演算部１８の出力データをそれぞれ示す。）。
【００８８】
ＶＬに対するＰＸＱの特性を示す一次関数式は、「ＰＸＱ＝ａ２・（ａ１−ＶＬ）＝ａ２・ａ１−ａ２・ＶＬ」から分かるように、接片が「ａ２・ａ１」であって、傾きが「−ａ２」の直線を表わす式に他ならない。従って、定数値ａ１、ａ２の値を変えれば、ＰＵＰＡ、ＰＵＰＢ、ＰＵＰＣに対応する関数式が得られることが分かる（それらの数値が異なるだけである。）。
【００８９】
尚、ＰＵＰＣ２については、ＶＬ−ＩＬ特性図においてＰＵＰＣ２と制御線ｇとは平行な関係にあるので、演算としては、ある値（これを「ｂ」と記す。）を加算することが平行移動に相当する。従って、制御線ｇを基準とした場合にはＰＵＰＣ２と制御線ｇとの差は単なる数値「ｂ」で表される。
【００９０】
図１７は演算部の回路構成例を示したものであり、ＰＵＰＣ、ＰＵＰＣ２の生成に係る演算部１８を示す。尚、本図において信号線については簡略化のための単線で表示するが、実際には多ビットのディジタルデータ処理が行われることに注意を要する。
【００９１】
先ず、ＶＬに相当するデータＡＶＱが減算部２３に送られ、ここでは上記（１）、（２）の処理が行われる。
【００９２】
減算部２３内の比較回路２４に供給され、ここで定数値「ａ１」と比較される。そして、「ＡＶＱ＜ａ１」のときに比較回路２４のＨレベル信号が、多入力ＡＮＤ（論理積）回路２５の１入力として供給される。
【００９３】
データＡＶＱはＮＯＴ（論理否定あるいは全ビット反転）回路２６を介して負値に変換された上で加算回路２７に送られ、ここでａ１と加算される。尚、加算回路２７はフルアダ−（全加算器）を用いて構成されており、その出力データが上記ＡＮＤ回路２５における残りの入力端子に供給される。
【００９４】
ＡＮＤ回路２５は、比較回路２４の出力信号がＨレベルの場合に、加算回路２５の出力をそのままに通して後段の乗算部２８に送り、また、比較回路２４の出力信号がＬレベルの場合には、全ビットについてＬレベル信号（ゼロに相当する。）を乗算部２８に送る。
【００９５】
乗算部２８には、フルアダ−を用いた乗算回路２９が設けられており、減算部２３の出力データに対して、定数値ａ２を掛け算した結果として得られるデータを、後段のＭＡＸ選択回路（２つのデータのうち大きいものを選択する回路）３０に送る。
【００９６】
ＭＡＸ選択回路３０には、ＰＵＰＣ２を示す定数値「ｂ」のデータが供給されるようになっており、当該データと乗算部２８からのデータとを比べて大きい方の値を採用し、加算回路ＡＤＤを介して上記「ＰＣＱ」として出力する。
【００９７】
尚、ＰＵＰＡ、ＰＵＰＢに係る演算部１６、１７の構成についても、ＰＵＰＣ２の生成に関与する部分を除けば図１７と同様であることが明らかである。
【００９８】
電圧変化量検出部１９（図１４には「ＤＶ」と略記する。）は、電圧ＶＬの変化量を検出するために必要なものであり、図１８にその構成例を示す。
【００９９】
２つのラッチ回路３１、３２と減算回路３３とを備えており、データＡＶＱが初段のラッチ回路３１に供給されると、当該回路によるラッチデータ及び当該データについて後段のラッチ回路３２を介した後のデータが減算回路３３に送られ、ここで両者間の差分が計算され、この差分データ（これを「ＤＶＱ」と記す。）がＰＵＰＣ及びＰＵＰＣ２の演算部１８に送られる。尚、ラッチ回路３１、３２には図示しないタイミング制御回路により生成されるインターバルパルス「ＩＰ」（クロックパルスに相当するものであり、サンプリング時点を規定する。）が供給されることで、ラッチタイミングが制御される。
【０１００】
電圧変化量について積算するための積算演算部は、ＰＵＰＣ及びＰＵＰＣ２の演算部１８の内部に設けられており、その構成例３４を図１９に示す。
【０１０１】
電圧変化量検出部１９からのＤＶＱが供給される加算回路３５と、ラッチ回路３６を備えており、ラッチ回路３６の出力データが加算回路３５に入力されて、これにＤＶＱのデータ値が加算されていく構成になっており、従って、ラッチ回路３６の出力が積算値データ「ＳＳ」を示す（当該データ出力は、図１７の加算回路ＡＤＤに送出され、ここでＭＡＸ選択回路３０の出力と加算される。）。尚、ラッチ回路３６は上記インターバルパルスＩＰを受けて動作する。
【０１０２】
積算演算部３４の出力値又はこれに所定の係数を乗じた値に基いてＰＵＰＣやＰＵＰＣ２に対する加算演算を行うことで、これらの制御線をＶＬ−ＩＬ図で上方に移動させることができる。即ち、ＰＵＰＣやＰＵＰＣ２については、点灯開始直後、定格電力での定電力曲線に対する近似線ｇの近傍に位置されているが、放電灯にかかる電圧ＶＬの変化量が検出されて、その積算値（データＳＳの示す値）が計算されると、これに応じて放電灯への投入電力を増やす方向（ＶＬ軸から離れる方向）に一時的に移動されることになる（制御線は一時的な上昇後に下降するので、図２には両向き矢印Ｚで示す。）。
【０１０３】
電力低下制御部（あるいは低下電力規定部であり、図１４には「ＰＤ」と記す。）２０は、データＡＶＱ及び経過時間の情報に基いてＶＬ−ＩＬ特性図における上記制御線をＶＬ軸寄りに下げるのに必要なデータ「ＰＤＱ」を生成して、これを合成部２１に送出するものであり、図２０にその構成例を示す。
【０１０４】
先ず、データＡＶＱと経過時間のデータ（例えば、点灯開始時点からのクロック信号の計数データ等であり、これを「Ｔｍ」と記す。）とを乗算回路３７で掛け算し、その結果（乗算値であり、これを「ＭＰ」と記す。）を比較回路３８に送る。
【０１０５】
フリーラン（自走）カウンタ３９（図には「ＦＲＣ」と記す。）のカウント出力（これを「ＣＴＯ」と記す。）を比較回路３８に送り、ここで上記乗算値ＭＰとレベル比較を行った結果（これを「ＤＵＰ」と記す。）を当該フリーランカウンタ３９のリセット端子（ＲＳＴ）に供給して、ＤＵＰの立ち上がりに同期してリセットをかける。
【０１０６】
図２１は乗算値ＭＰ、フリーランカウンタ出力ＣＴＯ、比較結果ＤＵＰの位相関係を示したものである。
【０１０７】
図から分かるように、ＣＴＯのレベルがＭＰのレベルに達したときにＤＵＰが一時的にＨレベルとなりフリーランカウンタ３９がリセットされるので、ＣＴＯが鋸歯状波となり、そのピークがＭＰのレベル増加に伴って上昇していく。そして、ＤＵＰについてはＭＰの上昇とともにパルスのインターバル（生成間隔）「Ｔ」が長くなっていく。
【０１０８】
このＤＵＰをカウンタ４０に送り、ＤＵＰについてのパルスを受け取る度に１ずつカウント値が加算されるように構成することで、その加算値を上記ＰＤＱとして得ることができる。
【０１０９】
このＰＤＱを合成部２１に送出することにより、放電灯に対して過渡的に投入される電力のうち、定常状態での電力を超える増分（あるいは増加分）が、放電灯にかかる電圧に相当するデータＡＶＱと経過時間との積値（電圧時間積）の増加につれて低下することになる。また、ＭＰの上昇につれてＤＵＰのインターバルＴが長くなることは、電圧時間積の増加につれてカウンタ４０における加算間隔が延びること、その結果、ＰＤＱによる制御線の低下速度が遅くなることを意味する（図１０参照。）。
【０１１０】
各演算部の出力データＰＡＱ、ＰＢＱ、ＰＣＱと、電力低下制御部２０の出力データＰＤＱは合成部２１に送られて合成された後、出力データ（図１４に「ＧＱ」と記す。）はディジタル−アナログ変換部２２（図１４には「Ｄ／Ａ」と略記する。）に送られる。尚、各データＰＡＱ、ＰＢＱ、ＰＣＱの処理については、それらのデータ値のうち一番大きなものを選択することで行う（∵図２に示すように制御線Ｇは、各制御部をそれぞれ含む複数の直線のうち最も上側に位置するものを選んで合成した凸多角形の辺部分に相当するから。）。次に、選択したデータ値からＰＤＱのデータ値を減算する（投入電力を下げるためである。）。その減算結果を全ビット反転した結果がＧＱである。従って、合成部２１内には、ＰＡＱ、ＰＢＱ、ＰＣＱに対するＭＡＸ選択回路及びその出力からＰＤＱを引き算するための減算回路、そして、ＮＯＴ（論理否定あるいは全ビット反転）回路が設けられている。
【０１１１】
ＧＱはディジタル−アナログ変換部２２を経てアナログ値に変換された後、抵抗を介して図１３の制御ラインＣＬに送られる。即ち、ＧＱのデータ値に相当する電圧値が小さい場合にはシンク方向（図１３の矢印Ａ３とは逆の方向）への電流が大きくなる結果、放電灯に対する投入電力の増分が大きくなり、これとは逆に制御ラインＣＬに対してソース方向への電流が大きくなると、投入電力が減少する。上記した合成部２１内で全ビット反転（符号反転を意味する。）処理前のデータ値についてはそのＰＡＱ、ＰＢＱ、ＰＣＱの各データ値の増加及びＰＤＱのデータ値の低下により増加することになるが、これをそのままディジタル−アナログ変換して制御ラインＣＬに供給したのでは、投入電力の増減についての関係が逆になってしまう。よって、これを是正して図１３で説明した規約に従って投入電力を増減するために全ビット反転が必要とされる。従って、例えば、ＧＱのデータ値が仮に２バイト（１６進「００」〜「ＦＦ］）であるとすると、「００」のときにかなり大きな電力投入が行われることになる。
【０１１２】
ところで、本発明において電圧ＶＬの検出は基本的事項とされ、よって当該検出を正確に行うことが必要となるが、例えば、上記したＰＵＰＣ、ＰＵＰＣ２の制御部について、電圧ＶＬの変化量の積算値を利用した電力制御を行う（制御線を上げる）場合等で注意すべきことは、放電灯への供給電圧についての極性切替の時に発生する電圧を、ＶＬあるいはその変化量として演算が行われてしまうと問題が起きることである。つまり、この場合の極性切替時に発生する電圧とは起動用の高圧パルスを発生させる起動回路のもつインダクタンス成分（誘導性成分）によって起こるものであり、本来のＶＬよりも大きな電圧であって、みせかけの（あるいは嘘の）電圧である。従って、この電圧をＶＬと信用して演算を行った場合には、実際の電圧ＶＬではなく、実際よりも絶対値の大きな電圧として過大評価されてしまい、実態に即した制御に支障を来す虞がある。
【０１１３】
図２２は直流−直流変換回路、直流−交流変換回路、起動回路を示すとともに、前二者に係る概略的な出力波形を併せて示したものである。
【０１１４】
本例において、直流−交流変換回路４は、複数のスイッチング素子（ｓｗ１乃至ｓｗ４）を用いたフルブリッジ型の構成を有しており、各スイッチング素子の交番動作によって放電灯への供給電圧の極性が切り替えられる。即ち、図示しない制御回路からの信号（図には、信号ＳＤ及びＳＤの上にバー記号を付して示す信号により示す。）を受けて、素子ｓｗ１とｓｗ４とを組みとし、素子ｓｗ２とｓｗ３とを組みとして交互にスイッチング制御がなされるので、交番動作時の極性切替の際に発生するインパルス性の電圧により、急激な電圧上昇や電圧低下が起こっているかの如き様相を呈することになる。
【０１１５】
そこで、放電灯への供給電圧の極性が切り替えられた直後又はその前後において検出される電圧検出値を正式な検出値として採用しないこと、あるいは無視することにより、不正な検出が行われるのを防止する（極性切替直後や切替前後では放電灯にかかる電圧を検出しない）ことが望ましい。
【０１１６】
尚、上記した誤演算の原因となる発生電圧を回避するには、適当なフィルタ手段（例えば、データの平均化によりレベルを平準化するためのディジタルフィルタ等）を用いる方法が挙げられるが、回路規模が大きくなったり、コストが嵩む原因ともなりかねないので、例えば、下記の形態を用いる。
【０１１７】
（１）前記インターバルパルスＩＰ（図１８参照）の発生を一時的に停止させることにより生成されるパルスを新たなインターバルパルスとして用いる回路形態
（２）インパルス性の電圧を検出するタイミングが生じないように配慮してインターバルパルスを最初から生成する回路形態。
【０１１８】
形態（１）は、ＶＬに相当する上記ＡＶＱのデータが極性切替直後や切替前後でラッチされないようにすることで、ＡＶＱを電圧検出データとして利用できなくするものである。
【０１１９】
直流−交流変換回路の交番動作による極性切替のタイミングについて、例えば、図２２に示す例では、信号ＳＤ等によって制御され、当該信号は図示しない信号生成回路によって発生されるクロック信号に基いて作成されるので、信号ＳＤ（あるいは当該信号の反転信号）や当該信号を生成する際にその基になる信号を利用できる。つまり、当該信号の立ち上がりや立ち下りを検出して所定期間（上記した、インパルス性の電圧をマスクするための期間）中において、上記インターバルパルスＩＰの発生を一時的に禁止すれば良い。
【０１２０】
図２３はそのための構成例４１を示したものであり、２入力ＡＮＤ（論理積）ゲート４２、２入力ＥＸＮＯＲ（Exclusive-Not-OR：排他的否定論理和）ゲート４３、Ｄフリップフロップ４４を備えている。
【０１２１】
先ず、直流−交流変換回路における極性切替（あるいは極性反転）のための信号ＳＤ（例えば、５００Ｈｚ）は、Ｄフリップフロップ４４のＤ入力端子及びＥＸＮＯＲゲート４３の一方の入力端子に供給される。そして、Ｄフリップフロップ４４のクロック信号入力端子（ＣＫ）には、所定周波数（例えば、２０００Ｈｚ）の基準信号（これを「ＣＬＫ」と記す。）が供給されるようになっており、Ｄフリップフロップ４４のＱ出力信号がＥＸＮＯＲゲート４３の残りの入力端子に供給される。
【０１２２】
インターバルパルスＩＰについては、図示しない生成回路から一定周期をもって生成され、ＡＮＤゲート４２の一方の入力端子に供給される。当該ＡＮＤゲートの他方の入力端子には、ＥＸＮＯＲゲート４３の出力信号が供給される。
【０１２３】
そして、ＡＮＤゲート４２の出力する信号（これを「ＮＩＰ」と記す。）が上記信号ＩＰの代わりに使用されて前記のラッチ動作等を規定する。
【０１２４】
図２４は回路各部の信号を示したタイミングチャート図であり、本図に示した記号のうち上記以外の記号の意味は下記の通りである。
【０１２５】
・「Ｓ４４Ｑ」＝Ｄフリップフロップ４４のＱ出力信号
・「Ｓ４３」＝ＥＸＮＯＲゲート４３の出力信号。
【０１２６】
尚、図中の「Ｈ」はハイレベル、「Ｌ」はローレベルをそれぞれ示す。
【０１２７】
図から分かるように、極性反転用の信号ＳＤに対して、Ｓ４４Ｑは、ＣＬＫの立ち上がりタイミングをもって少し遅れるので、Ｓ４３は両信号ＳＤとＳ４４ＱがともにＨレベルのときに、Ｈレベルを示す。従って、そのときにだけ、ＩＰがＡＮＤゲート４２を素通りしてＮＩＰとなるが、Ｓ４３がＬレベルのとき（極性切替時点から所定の期間）には、ＮＩＰはＬレベルとなってＩＰがマスクされるので、パルスが立たない（よって、ＮＩＰによる上記ＡＶＱのラッチが禁止される。）。
【０１２８】
上記形態（２）については、形態（１）のようにＩＰからＮＩＰを生成するのでなく、はじめから極性反転時の付近でパルスが立たない信号を生成してこれをＮＩＰに利用するものである。具体的には、図２３においてＡＮＤゲート４２をなくし、ＣＬＫの周波数を上げることにより高周波信号する。そして、ＥＸＮＯＲゲート４３をＥＸＯＲ（Exclusive-OR：排他的論理和）ゲートに置き換え、当該ゲートの出力信号をＮＩＰとして利用すれば良い。この場合には、ＳＤの立ち上がり時点からＤフリップフロップ４４のＳ４４Ｑが立ち上がった後ＣＬＫの立ち下りまでの期間、ＥＸＯＲゲートの出力信号がＬレベルとなり、この間にＮＩＰのパルスは立たないので、極性反転直後においてデータＡＶＱがラッチされないことが明らかである。また、ＩＰが必要ない分、形態（１）と比べた場合に回路構成が簡単になるという点で有利である。
【０１２９】
いずれの形態においても、放電灯への供給電圧の極性が切り替えられた直後や前後では放電灯にかかる電圧を検出しないので、上記したインパルス性の電圧が電圧ＶＬとして誤検出されないように的確に防止できるという利点が得られる。
【０１３０】
【発明の効果】
以上に記載したところから明らかなように、請求項１に係る発明によれば、放電灯に対して過渡的に投入される電力の制御に当たり、当該放電灯の電力制御に必要な検出情報以外を利用することがなく、また放電灯の消灯後の冷え具合や、前回消灯時から点灯までの時間を検出するために必要な回路や装置を不要にすることができる。そして、時間経過に係る情報については、放電灯が点灯した時点又は点灯回路の動作開始時点からの時間を計測すれば良いので、大容量のコンデンサ等を用いた計時手段は不要であり、従って、コストの削減及び装置の小型化を図ることができる。
【０１３１】
さらに、請求項１に係る発明によれば、放電灯にかかる電圧及び経過時間の積に基いて放電灯への投入電力の増分を制御することにより、既存の電力制御を利用して放電灯の状態に応じた過渡的な必要電力を制御できるので、コスト低減に有利である。また、放電灯を点灯させようとするときの当該放電灯の状態（冷え具合を含む。）に応じて必要な投入電力が得られるように制御することができるので、放電灯の光束を速やかに、かつ円滑に立ち上げて定常状態での光束値へと到達させることができる。
【０１３２】
請求項３に係る発明によれば、放電灯の光束の立ち上がり特性を良好にして、光量不足を防止することができる。
【０１３４】
請求項４に係る発明によれば、放電灯にかかる電圧についての誤検出に起因する弊害を防止することで、制御の正確性及び安定した電力制御を保証できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る放電灯点灯回路の基本構成を示す回路ブロック図である。
【図２】制御線について説明するための図である。
【図３】過渡制御について説明するための図である。
【図４】図３に対応した光束の時間的変化について説明するための図である。
【図５】平行関係にない制御線についての説明図である。
【図６】定常状態での供給電圧が低い場合について説明するための図であり、上図が制御線を示し、下図が光束の時間的変化を示す。
【図７】定常状態での供給電圧が高い場合について説明するための図であり、上図が制御線を示し、下図が光束の時間的変化を示す。
【図８】コンデンサを使った計時回路について説明するための図である。
【図９】制御線を時間経過につれて一定速度で下げる場合の光束変化の一例を示す図である。
【図１０】時間経過につれて速度を落としながら制御線を下げる場合の光束変化の一例を示す図である。
【図１１】制御線を上昇させる方法についての説明図である。
【図１２】放電灯の冷え具合に応じた電圧変化を示す図である。
【図１３】電力制御について要部の構成を示す図である。
【図１４】制御線の形成に関与する部分の回路構成例を示すブロック図である。
【図１５】図１６とともに制御線の生成方法について説明するための図であり、本図はＶＬ−ＩＬ図を示す。
【図１６】処理手順について順を追って示す説明図である。
【図１７】演算部の回路構成例を示す図である。
【図１８】電圧変化量検出部の構成例を示す図である。
【図１９】電圧変化量の積算部について構成例を示す回路図である。
【図２０】電力低下制御部の回路構成例を示す図である。
【図２１】図２０における各部の波形及び位相関係を示す図である。
【図２２】電圧（ＶＬ）検出の誤検出について説明するための図であり、直流−直流変換回路及びそれ以降の回路について概略的に示す。
【図２３】誤検出対策のための回路構成例を示す図である。
【図２４】図２３における各部の信号関係を示すタイミングチャート図である。
【符号の説明】
１…放電灯点灯回路、３…直流−直流変換回路、４…直流−交流変換回路、５…起動回路、６…放電灯、９…制御回路、ｓｗ１、ｓｗ２、ｓｗ３、ｓｗ４…スイッチング素子
【図１】
0004050474.tif 000002
【図２】
0004050474.tif 000003
【図３】
0004050474.tif 000004
【図４】
0004050474.tif 000005
【図５】
0004050474.tif 000006
【図６】
0004050474.tif 000007
【図７】
0004050474.tif 000008
【図８】
0004050474.tif 000009
【図９】
0004050474.tif 000010
【図１０】
0004050474.tif 000011
【図１１】
0004050474.tif 000012
【図１２】
0004050474.tif 000013
【図１３】
0004050474.tif 000014
【図１４】
0004050474.tif 000015
【図１５】
0004050474.tif 000016
【図１６】
0004050474.tif 000017
【図１７】
0004050474.tif 000018
【図１８】
0004050474.tif 000019
【図１９】
0004050474.tif 000020
【図２０】
0004050474.tif 000021
【図２１】
0004050474.tif 000022
【図２２】
0004050474.tif 000023
【図２３】
0004050474.tif 000024
【図２４】
0004050474.tif 000025