(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パルス信号を生成し、生成したパルス信号のオン期間とオフ期間との比を、増幅すべき原信号の信号レベルに基づいて設定し、当該パルス信号に基づいて直流電圧をスイッチングし濾波することにより、前記原信号を増幅し、増幅した信号を負荷に供給するスイッチングアンプにおいて、
それぞれ位相が異なる複数のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
前記パルス信号生成部によって生成された複数のパルス信号がそれぞれ供給され、供給されたパルス信号に基づいて、直流電圧をスイッチングすることにより、それぞれ位相が異なるパワーパルス信号を生成する複数のアンプ部と、
前記複数のアンプ部から出力された各パワーパルス信号を合成するとともに濾波して負荷に供給する濾波部と、を備え、
前記濾波部は、第１のリアクトルと第２のリアクトルと第３のリアクトルと第４のリアクトルとを備え、
前記複数のアンプ部は、それぞれ、２つのスイッチング素子を直列に接続し、前記直流電圧が前記直列接続された２つのスイッチング素子に供給されるように構成された第１のアンプ部と第２のアンプ部と第３のアンプ部と第４のアンプ部とからなり、
前記第１のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第１のリアクトルの一端を接続し、前記第２のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第２のリアクトルの一端を接続し、前記第３のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第３のリアクトルの一端を接続し、前記第４のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第４のリアクトルの一端を接続し、前記第１のリアクトル乃至前記第４のリアクトルの各他端を接続し、前記第１のアンプ部乃至前記第４のアンプ部の前記２つのスイッチング素子のそれぞれの接続点に、前記第１のリアクトル乃至前記第４のリアクトルを介して負荷の一端を接続することにより、ハーフブリッジ回路が構成され、
前記パルス信号生成部は、第１のパルス信号生成部と第２のパルス信号生成部と第３のパルス信号生成部と第４のパルス信号生成部とからなり、それぞれ、
クロック信号を所定の位相だけシフトしたシフト信号を生成するクロック信号シフト手段と、
前記クロック信号シフト手段によってシフトされたクロック信号の位相で比較基準信号を生成する比較基準信号生成手段と、
前記増幅すべき原信号を、前記比較基準信号生成手段によって生成された比較基準信号と比較することにより、パルス信号を生成するパルス信号生成手段と、
前記パルス信号生成手段によって生成されたパルス信号を反転して、反転パルス信号を生成する反転パルス信号生成手段と、を備え、
前記第１のパルス信号生成部は、前記パルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ、前記第１のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第２のパルス信号生成部は、前記パルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ、前記第２のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第３のパルス信号生成部は、前記パルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ、前記第３のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第４のパルス信号生成部は、前記パルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ、前記第４のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第１のパルス信号生成部乃至前記第４のパルス信号生成部からそれぞれ出力されるパルス信号の位相が異なり、前記パワーパルス信号の基本波成分及び高調波成分がキャンセルされるように、前記第１のパルス信号生成部乃至前記第４のパルス信号生成部の各クロック信号シフト手段が、互いに異なる位相で前記クロック信号の位相をシフトする、
ことを特徴とするスイッチングアンプ。
【請求項２】
パルス信号を生成し、生成したパルス信号のオン期間とオフ期間との比を、増幅すべき原信号の信号レベルに基づいて設定し、当該パルス信号に基づいて直流電圧をスイッチングし濾波することにより、前記原信号を増幅し、増幅した信号を負荷に供給するスイッチングアンプにおいて、
それぞれ位相が異なる複数のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
前記パルス信号生成部によって生成された複数のパルス信号がそれぞれ供給され、供給されたパルス信号に基づいて、直流電圧をスイッチングすることにより、それぞれ位相が異なるパワーパルス信号を生成する複数のアンプ部と、
前記複数のアンプ部から出力された各パワーパルス信号を合成するとともに濾波して負荷に供給する濾波部と、を備え、
前記濾波部は、第１のリアクトルと第２のリアクトルと第３のリアクトルと第４のリアクトルとを備え、
前記複数のアンプ部は、それぞれ、２つのスイッチング素子を直列に接続し、前記直流電圧が前記直列接続された２つのスイッチング素子に供給されるように構成された第１のアンプ部と第２のアンプ部と第３のアンプ部と第４のアンプ部とからなり、
前記第１のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第１のリアクトルの一端を接続し、前記第２のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第２のリアクトルの一端を接続し、前記第１のリアクトルの他端と前記第２のリアクトルの他端とを接続し、前記第１のアンプ部及び前記第２のアンプ部の前記２つのスイッチング素子のそれぞれの接続点に、前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルを介して負荷の一端を接続し、
前記第３のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第３のリアクトルの一端を接続し、前記第４のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第４のリアクトルの一端を接続し、前記第３のリアクトルの他端と前記第４のリアクトルの他端とを接続し、前記第３のアンプ部及び前記第４のアンプ部の前記２つのスイッチング素子のそれぞれの接続点に、前記第３のリアクトル及び前記第４のリアクトルを介して前記負荷の他端を接続することにより、前記第１のアンプ部乃至前記第４のアンプ部をブリッジ接続したフルブリッジ回路が構成され、
前記パルス信号生成部は、第１のパルス信号生成部と第２のパルス信号生成部と第３のパルス信号生成部と第４のパルス信号生成部とからなり、
前記第１のパルス信号生成部は、
供給されたクロック信号を所定の位相だけシフトしたシフト信号を生成する第１のクロック信号シフト手段と、
前記第１のクロック信号シフト手段によってシフトされたクロック信号の位相で比較基準信号を生成する第１の比較基準信号生成手段と、
前記増幅すべき原信号を、前記第１の比較基準信号生成手段によって生成された比較基準信号と比較することにより、パルス信号を生成する第１のパルス信号生成手段と、
前記第１のパルス信号生成手段によって生成されたパルス信号を反転し、反転パルス信号を生成する第１の反転パルス信号生成手段と、を備え、
前記第２のパルス信号生成部は、
供給されたクロック信号を所定の位相だけシフトしたシフト信号を生成する第２のクロック信号シフト手段と、
前記第２のクロック信号シフト手段によってシフトされたクロック信号の位相で比較基準信号を生成する第２の比較基準信号生成手段と、
前記増幅すべき原信号を、前記第２の比較基準信号生成手段によって生成された比較基準信号と比較することにより、パルス信号を生成する第２のパルス信号生成手段と、
前記第２のパルス信号生成手段によって生成されたパルス信号を反転し、反転パルス信号を生成する第２の反転パルス信号生成手段と、を備え、
前記第３のパルス信号生成部は、
供給されたクロック信号を所定の位相だけシフトしたシフト信号を生成する第３のクロック信号シフト手段と、
前記第３のクロック信号シフト手段によってシフトされたクロック信号の位相で比較基準信号を生成する第３の比較基準信号生成手段と、
前記増幅すべき原信号を反転させる原信号反転手段と、
前記原信号反転手段によって反転された信号を、前記第３の比較基準信号生成手段によって生成された比較基準信号と比較することにより、パルス信号を生成する第３のパルス信号生成手段と、
前記第３のパルス信号生成手段によって生成されたパルス信号を反転し、反転パルス信号を生成する第３の反転パルス信号生成手段と、を備え、
前記第４のパルス信号生成部は、
供給されたクロック信号を所定の位相だけシフトしたシフト信号を生成する第４のクロック信号シフト手段と、
前記第４のクロック信号シフト手段によってシフトされたクロック信号の位相で比較基準信号を生成する第４の比較基準信号生成手段と、
前記第３のパルス信号生成部の前記原信号反転手段によって反転された信号を、前記第４の比較基準信号生成手段によって生成された比較基準信号と比較することにより、パルス信号を生成する第４のパルス信号生成手段と、
前記第４のパルス信号生成手段によって生成されたパルス信号を反転し、反転パルス信号を生成する第４の反転パルス信号生成手段と、を備え、
前記第１のパルス信号生成部は、前記第１のパルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記第１の反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ前記第１のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第２のパルス信号生成部は、前記第２のパルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記第２の反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ前記第２のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第３のパルス信号生成部は、前記第３のパルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記第３の反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ前記第３のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第４のパルス信号生成部は、前記第４のパルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記第４の反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ前記第４のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第１のパルス信号生成部乃至前記第４のパルス信号生成部からそれぞれ出力されるパルス信号の位相が異なり、前記パワーパルス信号の基本波成分及び高調波成分がキャンセルされるように、前記第１のクロック信号シフト手段乃至第４のクロック信号シフト手段は、互いに異なる位相で前記クロック信号をシフトする、
ことを特徴とするスイッチングアンプ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オーディオのスイッチングアンプに関し、特に、従来のスイッチング周波数よりも低い周波数でスイッチイングを行うことにより、歪率が改善でき、かつ、従来と同等に周波数帯域が得られるスイッチングアンプに関する。
【０００２】
【従来の技術】
オーディオアンプでは、トランジスタで増幅するリニアアンプが広く用いられている。
しかし、トランジスタで増幅するリニアアンプでは、トランジスタからの発熱があり、効率の点で難点がある。このため、スイッチング素子に直流電圧を供給し、スイッチング素子をスイッチングすることによって効率よく増幅するスイッチングアンプが用いられるようになってきている。
【０００３】
かかる従来のスイッチングアンプの構成を図１５に示す。
スイッチングアンプは、アンプ部８１と、フィルタ部８２と、直流阻止部８４と、を備えて構成されている。
【０００４】
アンプ部８１は、２つの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ５１とＱ５２とを備えて構成されている。トランジスタＱ５１とＱ５２とは、スイッチング素子であり、直流電源８６から直流電圧が供給されて交互にオン、オフする。
【０００５】
フィルタ部８２は、コイルＬ５１と、Ｌ５２と、コンデンサＣ５１と、Ｃ５２と、を備え、ローパスフィルタを構成している。
直流阻止部８４は、コンデンサＣ５３からなる。
出力部８５は、スピーカ８７からなる。
【０００６】
図１６に、かかる従来のスイッチングアンプの動作を示す。
制御部８３には、図１６（ａ）に示すような音声信号が、クロック信号とともに供給される。トランジスタＱ５１とＱ５２とは、制御部８３によってＰＷＭ制御され、交互にオン、オフする。トランジスタＱ５１とＱ５２とがオン、オフすることにより、アンプ部８１は、図１６（ｂ）に示すようなＰＷＭ信号を供給する。
【０００７】
フィルタ部８２は、ＰＷＭ信号のスイッチング周波数成分をカットして、増幅された音声信号をスピーカ８７に供給する。
スピーカ８７には、音声信号に応じた信号が、直流阻止部８４を介して供給され、これによりスピーカ８７は音声を出力する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、オーディオアンプでは、音を忠実に再生するため、周波数帯域を１００ｋＨｚ以上にする必要がある。このため、フィルタ部８２をＬＣ２段で構成し、スイッチング周波数は、従来、２ＭＨｚ以上にする必要があった。
また、ＰＷＭ信号のスイッチング周波数成分がスピーカ８７に供給されないようにするため、フィルタ部８２には、かなり性能の良いものを必要としていた。
【０００９】
言い換えると、アンプ部８１の周波数帯域を１００ｋＨｚまで伸ばすためには、ＬＣフィルタを２段にしてスイッチング周波数を２ＭＨｚ以上にする必要があった。
【００１０】
しかし、現在のＦＥＴでは、２ＭＨｚ以上で安定にスイッチングすることは非常に難しい。
このため、ＦＥＴの電源電圧を下げてスイッチング周波数を２ＭＨｚにすることもできるが、電源電圧を下げると、スピーカ８７にインピーダンスの低いものを使用しなければならず、スピーカ８７のインピーダンスを低くすると、大きな出力は得られず、帯域も狭くなり、大出力高帯域のアンプを得ることは困難である。
【００１１】
出力電力の不足を解消する手段としては、ブリッジ接続したＢＴＬ（Balanced
Transformerless）回路を用いることも考えられる。
図１７に、ＢＴＬ回路を用いたスイッチングアンプの構成を示す。
かかるスイッチングアンプは、アンプ部８１−１と、アンプ部８１−２と、フィルタ部８２と、制御部８３と、を備えて構成されている。
【００１２】
アンプ部８１−１は、トランジスタＱ６１とＱ６２とを備えて構成され、アンプ部８１−２は、トランジスタＱ６３と、Ｑ６４と、インバータ８８、８９と、を備えて構成されている。
フィルタ部８２は、コイルＬ６１〜Ｌ６４と、コンデンサＣ６１〜Ｃ６４と、を備えて構成されている。
【００１３】
制御部８３は、三角波発生回路９０と、コンパレータ９１と、インバータ９２と、を備えて構成されている。
そして、フィルタ部８２は、スピーカ８７の両端に、増幅した音声信号と、音声信号を反転した信号と、を供給する。これにより、直流電源８６の直流電圧が同じでも、出力電圧を２倍にすることができ、出力電力を４倍にすることができる。
【００１４】
しかし、かかる従来のスイッチングアンプでも、図１８（ａ）、（ｂ）に示すようなアンプ部８１−１の出力とアンプ部８１−２の出力とが合成され、図１８（ｃ）に示すような信号がフィルタ部８２に供給され、スイッチング周波数は２ＭＨｚのままであり、その周波数成分は、図１９に示すようになっている。
【００１５】
また、ディジタル信号が供給されてディジタル信号のまま処理し、変調し、スイッチングするような、全てがディジタル信号で処理するスイッチングアンプもある。
このような方式では、スイッチングするＦＥＴのスイッチングスピードがそのまま出力の歪に影響する。
【００１６】
ところで、ＦＥＴでは、スイッチングスピードが遅かったり、スイッチング時間がばらついたりする。
【００１７】
スイッチング時間のばらつきは、デッドタイムによる遅れに起因する。このデッドタイムは、上下のスイッチング素子に貫通電流が流れることを防止するために設けられたものである。
このようにスイッチングスピードが遅かったり、スイッチング時間がばらついたりすると歪率は悪くなる。
【００１８】
また、スイッチングのオフからオンに至る時間やオンからオフに至る時間が、供給された音声信号に応じて変わると回路の微妙な浮遊容量やインダクタンスにより、出力信号のパルス幅が入力パルスの幅と多少相違する場合がある。この相違は出力の歪率にも影響することになる。
【００１９】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、現状のスイッチング素子でも、所定の周波数帯域を確保することが可能となるスイッチングアンプを提供することを目的とする。
また、本発明は、歪率が良好となるようなスイッチングアンプを提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
この目的を達成するため、本発明の第１の観点に係るスイッチングアンプは、パルス信号を生成し、生成したパルス信号のオン期間とオフ期間との比を、増幅すべき原信号の信号レベルに基づいて設定し、当該パルス信号に基づいて直流電圧をスイッチングし濾波することにより、前記原信号を増幅し、増幅した信号を負荷に供給するスイッチングアンプにおいて、
それぞれ位相が異なる複数のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
前記パルス信号生成部によって生成された複数のパルス信号がそれぞれ供給され、供給されたパルス信号に基づいて、直流電圧をスイッチングすることにより、それぞれ位相が異なるパワーパルス信号を生成する複数のアンプ部と、
前記複数のアンプ部から出力された各パワーパルス信号を合成するとともに濾波して負荷に供給する濾波部と、を備え、
前記濾波部は、第１のリアクトルと第２のリアクトルと第３のリアクトルと第４のリアクトルとを備え、
前記複数のアンプ部は、それぞれ、２つのスイッチング素子を直列に接続し、前記直流電圧が前記直列接続された２つのスイッチング素子に供給されるように構成された第１のアンプ部と第２のアンプ部と第３のアンプ部と第４のアンプ部とからなり、
前記第１のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第１のリアクトルの一端を接続し、前記第２のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第２のリアクトルの一端を接続し、前記第３のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第３のリアクトルの一端を接続し、前記第４のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第４のリアクトルの一端を接続し、前記第１のリアクトル乃至前記第４のリアクトルの各他端を接続し、前記第１のアンプ部乃至前記第４のアンプ部の前記２つのスイッチング素子のそれぞれの接続点に、前記第１のリアクトル乃至前記第４のリアクトルを介して負荷の一端を接続することにより、ハーフブリッジ回路が構成され、
前記パルス信号生成部は、第１のパルス信号生成部と第２のパルス信号生成部と第３のパルス信号生成部と第４のパルス信号生成部とからなり、それぞれ、
クロック信号を所定の位相だけシフトしたシフト信号を生成するクロック信号シフト手段と、
前記クロック信号シフト手段によってシフトされたクロック信号の位相で比較基準信号を生成する比較基準信号生成手段と、
前記増幅すべき原信号を、前記比較基準信号生成手段によって生成された比較基準信号と比較することにより、パルス信号を生成するパルス信号生成手段と、
前記パルス信号生成手段によって生成されたパルス信号を反転して、反転パルス信号を生成する反転パルス信号生成手段と、を備え、
前記第１のパルス信号生成部は、前記パルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ、前記第１のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第２のパルス信号生成部は、前記パルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ、前記第２のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第３のパルス信号生成部は、前記パルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ、前記第３のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第４のパルス信号生成部は、前記パルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ、前記第４のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第１のパルス信号生成部乃至前記第４のパルス信号生成部からそれぞれ出力されるパルス信号の位相が異なり、前記パワーパルス信号の基本波成分及び高調波成分がキャンセルされるように、前記第１のパルス信号生成部乃至前記第４のパルス信号生成部の各クロック信号シフト手段が、互いに異なる位相で前記クロック信号の位相をシフトするものである。
【００２１】
このような構成によれば、パルス信号生成部が、スイッチング周波数でそれぞれ異なる位相の複数のパルス信号を生成することにより、複数のアンプ部から出力されるパワーパルス信号の位相は異なることになり、これらを合成したパワーパルス信号のスイッチング周波数は、各アンプ部のスイッチング周波数よりも高くなる。また、パワーパルス信号の基本波はキャンセルされ、キャンセルされると、濾波部は、パワーパルス信号の高調波のみを遮断すればよく、濾波部の構成が簡易となる。
【００２２】
本発明の第２の観点に係るスイッチングアンプは、
パルス信号を生成し、生成したパルス信号のオン期間とオフ期間との比を、増幅すべき原信号の信号レベルに基づいて設定し、当該パルス信号に基づいて直流電圧をスイッチングし濾波することにより、前記原信号を増幅し、増幅した信号を負荷に供給するスイッチングアンプにおいて、
それぞれ位相が異なる複数のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、
前記パルス信号生成部によって生成された複数のパルス信号がそれぞれ供給され、供給されたパルス信号に基づいて、直流電圧をスイッチングすることにより、それぞれ位相が異なるパワーパルス信号を生成する複数のアンプ部と、
前記複数のアンプ部から出力された各パワーパルス信号を合成するとともに濾波して負荷に供給する濾波部と、を備え、
前記濾波部は、第１のリアクトルと第２のリアクトルと第３のリアクトルと第４のリアクトルとを備え、
前記複数のアンプ部は、それぞれ、２つのスイッチング素子を直列に接続し、前記直流電圧が前記直列接続された２つのスイッチング素子に供給されるように構成された第１のアンプ部と第２のアンプ部と第３のアンプ部と第４のアンプ部とからなり、
前記第１のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第１のリアクトルの一端を接続し、前記第２のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第２のリアクトルの一端を接続し、前記第１のリアクトルの他端と前記第２のリアクトルの他端とを接続し、前記第１のアンプ部及び前記第２のアンプ部の前記２つのスイッチング素子のそれぞれの接続点に、前記第１のリアクトル及び前記第２のリアクトルを介して負荷の一端を接続し、
前記第３のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第３のリアクトルの一端を接続し、前記第４のアンプ部の前記２つのスイッチング素子の接続点に前記濾波部の前記第４のリアクトルの一端を接続し、前記第３のリアクトルの他端と前記第４のリアクトルの他端とを接続し、前記第３のアンプ部及び前記第４のアンプ部の前記２つのスイッチング素子のそれぞれの接続点に、前記第３のリアクトル及び前記第４のリアクトルを介して前記負荷の他端を接続することにより、前記第１のアンプ部乃至前記第４のアンプ部をブリッジ接続したフルブリッジ回路が構成され、
前記パルス信号生成部は、第１のパルス信号生成部と第２のパルス信号生成部と第３のパルス信号生成部と第４のパルス信号生成部とからなり、
前記第１のパルス信号生成部は、
供給されたクロック信号を所定の位相だけシフトしたシフト信号を生成する第１のクロック信号シフト手段と、
前記第１のクロック信号シフト手段によってシフトされたクロック信号の位相で比較基準信号を生成する第１の比較基準信号生成手段と、
前記増幅すべき原信号を、前記第１の比較基準信号生成手段によって生成された比較基準信号と比較することにより、パルス信号を生成する第１のパルス信号生成手段と、
前記第１のパルス信号生成手段によって生成されたパルス信号を反転し、反転パルス信号を生成する第１の反転パルス信号生成手段と、を備え、
前記第２のパルス信号生成部は、
供給されたクロック信号を所定の位相だけシフトしたシフト信号を生成する第２のクロック信号シフト手段と、
前記第２のクロック信号シフト手段によってシフトされたクロック信号の位相で比較基準信号を生成する第２の比較基準信号生成手段と、
前記増幅すべき原信号を、前記第２の比較基準信号生成手段によって生成された比較基準信号と比較することにより、パルス信号を生成する第２のパルス信号生成手段と、
前記第２のパルス信号生成手段によって生成されたパルス信号を反転し、反転パルス信号を生成する第２の反転パルス信号生成手段と、を備え、
前記第３のパルス信号生成部は、
供給されたクロック信号を所定の位相だけシフトしたシフト信号を生成する第３のクロック信号シフト手段と、
前記第３のクロック信号シフト手段によってシフトされたクロック信号の位相で比較基準信号を生成する第３の比較基準信号生成手段と、
前記増幅すべき原信号を反転させる原信号反転手段と、
前記原信号反転手段によって反転された信号を、前記第３の比較基準信号生成手段によって生成された比較基準信号と比較することにより、パルス信号を生成する第３のパルス信号生成手段と、
前記第３のパルス信号生成手段によって生成されたパルス信号を反転し、反転パルス信号を生成する第３の反転パルス信号生成手段と、を備え、
前記第４のパルス信号生成部は、
供給されたクロック信号を所定の位相だけシフトしたシフト信号を生成する第４のクロック信号シフト手段と、
前記第４のクロック信号シフト手段によってシフトされたクロック信号の位相で比較基準信号を生成する第４の比較基準信号生成手段と、
前記第３のパルス信号生成部の前記原信号反転手段によって反転された信号を、前記第４の比較基準信号生成手段によって生成された比較基準信号と比較することにより、パルス信号を生成する第４のパルス信号生成手段と、
前記第４のパルス信号生成手段によって生成されたパルス信号を反転し、反転パルス信号を生成する第４の反転パルス信号生成手段と、を備え、
前記第１のパルス信号生成部は、前記第１のパルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記第１の反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ前記第１のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第２のパルス信号生成部は、前記第２のパルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記第２の反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ前記第２のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第３のパルス信号生成部は、前記第３のパルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記第３の反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ前記第３のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第４のパルス信号生成部は、前記第４のパルス信号生成手段が生成したパルス信号、前記第４の反転パルス信号生成手段が生成した反転パルス信号を、それぞれ前記第４のアンプ部の一方のスイッチング素子、他方のスイッチング素子に出力し、
前記第１のパルス信号生成部乃至前記第４のパルス信号生成部からそれぞれ出力されるパルス信号の位相が異なり、前記パワーパルス信号の基本波成分及び高調波成分がキャンセルされるように、前記第１のクロック信号シフト手段乃至第４のクロック信号シフト手段は、互いに異なる位相で前記クロック信号をシフトするものである。
【００２８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態に係るスイッチングアンプを図面を参照して説明する。
まず、第１の実施の形態について説明する。
第１の実施の形態に係るスイッチングアンプは、２つのアンプ部を接続し、２つのアンプ部から位相が互いに１８０°異なるパワーパルス信号を出力し、２つのパワーパルス信号を合成することにより、アンプ部のスイッチング周波数を低減するとともに、パワーパルス信号の基本波成分をキャンセルするようにしたものである。
【００２９】
第１の実施の形態に係るスイッチングアンプの構成を図１に示す。
第１の実施の形態に係るスイッチングアンプは、アンプ部１−１、１−２と、フィルタ部２と、制御部３−１、３−２と、直流阻止部４と、を備えている。
これにより、ハーフブリッジ回路が構成されている。
【００３０】
出力部５は、スピーカ１１からなり、スイッチングアンプから供給された音声信号に基づいて、音声を出力する。
直流電源６は、スイッチングアンプに直流電圧を供給する電源である。
【００３１】
アンプ部１−１は、制御部３−１から供給されたパルス信号に基づいてＰＷＭ制御に基づくパワーパルス信号を生成するものであり、トランジスタＱ１１とＱ１２とを備えて構成されている。
【００３２】
トランジスタＱ１１、Ｑ１２は、ともにＮ形の電界効果トランジスタ（Field Effect Transistor：ＦＥＴ）である。
トランジスタＱ１１のドレインは、直流電源６の＋端子に接続され、トランジスタＱ１１のソースは、トランジスタＱ１２のドレインに接続されている。
トランジスタＱ１２のソースは、直流電源６の−端子に接続されている。
【００３３】
アンプ部１−２は、制御部３−２から供給されたパルス信号に基づいてＰＷＭ制御に基づくパワーパルス信号を生成するものであり、トランジスタＱ１３とＱ１４とを備えて構成されている。
アンプ部１−２も、アンプ部１−１と同様に構成されている。
【００３４】
フィルタ部２は、コイルＬ１１〜Ｌ１３と、コンデンサＣ１１と、Ｃ１２と、を備え、アンプ部１−１、１−２からそれぞれ供給されたパワーパルス信号を濾波するローパスフィルタを構成したものである。
【００３５】
コイルＬ１１、Ｌ１３は、トランジスタＱ１１とＱ１２との接続点に順次、接続されている。
コンデンサＣ１１、Ｃ１２は、コイルＬ１３の両端に接続され、トランジスタＱ１２と並列になっている。
【００３６】
フィルタ部２は、このように構成され、アンプ部１−１、１−２から、それぞれ供給されたパワーパルス信号を、コイルＬ１１、Ｌ１２を介して合成するようになっている。
【００３７】
制御部３−１は、音声信号及びクロック信号が供給され、供給されたクロック信号の位相から０°シフトした位相のパルス信号を生成するものであり、０°シフト回路２１と、三角波発生回路２２と、コンパレータ２３と、インバータ２４と、を備えて構成されている。
【００３８】
０°シフト回路２１は、供給されたクロック信号の位相を０°シフトする回路である。
三角波発生回路２２は、０°シフト回路２１によって０°シフトされたクロック信号に基づいて、三角波信号を生成する回路である。
【００３９】
コンパレータ２３は、音声信号を、三角波発生回路２２によって生成された三角波信号と比較することにより、パルス信号を生成する回路である。
インバータ２４は、コンパレータ２３によって生成されたパルス信号を反転する回路である。
【００４０】
制御部３−２は、音声信号及びクロック信号が供給され、供給されたクロック信号の位相から１８０°シフトした位相のパルス信号を生成するものであり、１８０°シフト回路２５と、三角波発生回路２６と、コンパレータ２７と、インバータ２８と、を備えて構成されている。
【００４１】
１８０°シフト回路２５は、供給されたクロック信号の位相を１８０°シフトする回路である。
三角波発生回路２６は、１８０°シフト回路２５によって１８０°シフトされたクロック信号に基づいて、三角波信号を生成する回路である。
【００４２】
コンパレータ２７は、音声信号を、三角波発生回路２６によって生成された三角波信号と比較することにより、パルス信号を生成する回路である。
インバータ２８は、コンパレータ２７によって生成されたパルス信号を反転する回路である。
【００４３】
直流阻止部４は、コンデンサＣ１３からなる。
コンデンサＣ１３は、フィルタ部２のコイルＬ１３と出力部５のスピーカ１１との間に接続されている。
【００４４】
次に第１の実施の形態に係るスイッチングアンプの動作を説明する。
第１の実施の形態に係るスイッチングアンプの動作を図２に示す。
制御部３−１には、図２（ａ）に示すような音声信号Ｓ１と、図２（ｂ）に示すようなクロック信号Ｓ２と、が供給される。
【００４５】
０°シフト回路２１は、クロック信号Ｓ２の位相を０°シフトして図２（ｃ）に示すようなクロック信号Ｓ３を生成する。
三角波発生回路２２は、０°シフトしたクロック信号Ｓ３から、三角波信号Ｓ４を生成し、生成した三角波信号Ｓ４をコンパレータ２３に供給する。
【００４６】
コンパレータ２３は、図２（ｄ）に示すように、音声信号Ｓ１を、三角波発生回路２２によって供給された信号Ｓ４と比較する。
そして、コンパレータ２３は、図２（ｅ）に示すように、音声信号Ｓ１の信号レベルが信号Ｓ４の信号レベルよりも高いとローレベル、信号Ｓ４の信号レベル以下であるとハイレベルとなるパルス信号Ｓ５を生成する。
【００４７】
インバータ２４は、コンパレータ２３の出力信号を反転し、図２（ｆ）に示すようなパルス信号Ｓ６を生成する。
制御部３−１は、このパルス信号Ｓ５、Ｓ６を、それぞれアンプ部１−１のトランジスタＱ１１、Ｑ１２のゲートに供給する。
【００４８】
音声信号Ｓ１とクロック信号Ｓ２とは、制御部３−２にも供給される。
１８０°シフト回路２５は、クロック信号Ｓ２の位相を１８０°シフトし、図２（ｇ）に示すようなクロック信号Ｓ７を生成する。
【００４９】
三角波発生回路２６は、クロック信号Ｓ７に基づいて三角波信号Ｓ８を生成し、生成した三角波信号Ｓ８をコンパレータ２７に供給する。
コンパレータ２７は、図２（ｈ）に示すように、音声信号Ｓ１を、三角波発生回路２６によって供給された信号Ｓ８と比較し、図２（ｉ）に示すようなパルス信号Ｓ９を生成する。
【００５０】
インバータ２８は、コンパレータ２７から供給されたパルス信号Ｓ９を反転して図２（ｊ）に示すようなパルス信号Ｓ１０を生成する。
制御部３−２は、生成されたパルス信号Ｓ９、Ｓ１０を、それぞれアンプ部１−２のトランジスタＱ１３、Ｑ１４のゲートに供給する。
【００５１】
アンプ部１−１のトランジスタＱ１１、Ｑ１２は、それぞれ、制御部３−１から供給されたパルス信号Ｓ５、Ｓ６に基づいてオン、オフする。
アンプ部１−２のトランジスタＱ１３、Ｑ１４は、それぞれ、制御部３−２から供給されたパルス信号Ｓ９、Ｓ１０に基づいてオン、オフする。
【００５２】
図３に、アンプ部１−１、１−２から出力されたＰＷＭ出力と音声出力の波形を示す。
トランジスタＱ１１、Ｑ１２がオン、オフすることにより、アンプ部１−１は、図３（ａ）に示すような、パワーパルス信号Ｓ１１をフィルタ部２に供給する。
トランジスタＱ１３、Ｑ１４がオン、オフすることにより、アンプ部１−２は、図３（ｂ）に示すようなパワーパルス信号Ｓ１２をフィルタ部２に供給する。パワーパルス信号Ｓ１１とパワーパルス信号Ｓ１２とは、合成されて図３（ｃ）に示すような合成信号Ｓ１３がフィルタ部２に供給される。
【００５３】
その拡大波形を図４に示す。
パワーパルス信号Ｓ１１とＳ１２との間には、１８０°の位相差がある。
アンプ部１−１及び１−２から、図４（ａ）に示すような信号Ｓ１１と、図４（ｂ）に示すような信号Ｓ１２とが交互に供給されるので、図４（ｃ）に示す合成信号Ｓ１３の周波数は、従来のものに比較して同一になる。
この２つのパワーパルス信号を合成することにより、パワーパルス信号の基本波はキャンセルされる。
【００５４】
即ち、図５に示すように０点を設定し、図４のパワーパルス信号Ｓ１１を、高さＡ、パルス幅Ｔのパルス波としてフーリエ展開すると、パワーパルス信号Ｓ１１は、数式１によって表される。
【数１】
0004161545.tif 000002
【００５５】
この２つのパワーパルス信号Ｓ１１とＳ１２とを合成すると、その合成信号Ｓ１３は、次の数式２によって表される。
【数２】
0004161545.tif 000003
この合成信号Ｓ１３に含まれる周波数成分を図６に示す。
数式３及び図６から分かるように、合成信号Ｓ１３の基本波はキャンセルされている。
【００５６】
フィルタ部２は、アンプ部１−１及び１−２から供給されたパワーパルス信号Ｓ１１、Ｓ１２を濾波し、所定周波数以上の信号成分を遮断し、所定周波数未満の信号成分のみを通過させる。このようにして、フィルタ部２は、図４（ｄ）に示すような信号Ｓ１４をスピーカ１１に供給する。
そして、スピーカ１１は、図３（ｄ）に示すような音声を出力する。
【００５７】
以上説明したように、本実施の形態によれば、２つのアンプ部１−１、１−２から異なる位相のパワーパルス信号をフィルタ部２に供給し、フィルタ部２においてこのパワーパルス信号を合成するようにしたので、合成されたパワーパルス信号の周波数を従来と同じと考えて比較すると、アンプ部１−１、１−２のスイッチング周波数を従来の１／２にすることができる。
【００５８】
従って、スイッチング速度が遅いＦＥＴを用いることができ、コストを安くすることができる。また、スピーカ１１も、応答速度が比較的遅い従来のものを使用することができる。また、スイッチング周波数が低くなるので、スイッチングアンプが作りやすくなり、動作も安定する。
【００５９】
また、２つのアンプ部１−１、１−２をリアクタを介して接続することにより、パワーパルス信号の基本波成分をキャンセルすることができる。
例えば、スイッチング周波数を２ＭＨｚとすると、２ＭＨｚの基本波成分がキャンセルされ、２ＭＨｚの２倍の４ＭＨｚ以上の高調波が残ることになる。
従って、フィルタ部２では、４ＭＨｚ以上の周波数成分をカットすればよくなり、フィルタ部２の構成を簡単にすることができる。
【００６０】
また、スイッチング周波数が従来のものに比較して１／２になるので、歪率への影響も１／２となる。
特に、オールデジタルアンプの場合、０．１％の歪みでも問題視される。ＦＥＴのスイッチング時間に例えば１ｎＳの遅れが生じると、スイッチング周波数が１ＭＨｚでは、周期が１μＳなので、波形には０．１％の影響があり、２ＭＨｚのときは周期が０．５μＳになるので、０．２％の影響になる。
このように、歪率も低減することができる。
【００６１】
尚、本発明を実施するにあたっては、種々の形態が考えられ、上記実施の形態に限られるものではない。
例えば、スイッチングアンプの制御は、ＰＷＭ制御に限られるものではなく、周波数制御についても、本実施の形態を適用することができる。
トランジスタＱ１１〜Ｑ１４は、ＦＥＴに限られるものではなく、例えば、バイポーラトランジスタを用いることができる。
【００６２】
次に、第２の実施の形態について説明する。
第２の実施の形態に係るスイッチングアンプは、４つのアンプ部を並列に接続し、パワーパルス信号の位相を９０°ずつシフトして各パワーパルス信号を合成するようにしたものである。
【００６３】
第２の実施の形態に係るスイッチングアンプの構成を図７に示す。
第２の実施の形態に係るスイッチングアンプは、アンプ部１−１〜１−４と、フィルタ部２と、制御部３−１〜３−４と、直流阻止部４と、を備えて構成されている。
【００６４】
アンプ部１−１は、トランジスタＱ２１とＱ２２とを備えて構成されている。
アンプ部１−２は、トランジスタＱ２３とＱ２４とを備えて構成されている。
アンプ部１−３は、トランジスタＱ２５とＱ２６とを備えて構成されている。
アンプ部１−４は、トランジスタＱ２７とＱ２８とを備えて構成されている。
フィルタ部２は、コイルＬ２１〜Ｌ２５と、コンデンサＣ２１、Ｃ２２と、を備えて構成されている。
【００６５】
制御部３−１〜３−４の構成を図８に示す。
制御部３−１は、０°シフト回路３１と、三角波発生回路３２と、コンパレータ３３と、インバータ３４と、を備えて構成されている。
０°シフト回路３１は、第１の実施の形態の０°シフト回路２１と同様に、クロック信号を０°シフトする回路である。
【００６６】
制御部３−２は、９０°シフト回路３６と、三角波発生回路３７と、コンパレータ３８と、インバータ３９と、を備えて構成されている。
９０°シフト回路３６は、クロック信号を９０°シフトする回路である。
【００６７】
制御部３−３は、１８０°シフト回路４１と、三角波発生回路４２と、コンパレータ４３と、インバータ４４と、を備えて構成されている。
１８０°シフト回路４１は、第１の実施の形態の１８０°シフト回路２５と同様に、クロック信号を１８０°シフトする回路である。
【００６８】
制御部３−４は、２７０°シフト回路４６と、三角波発生回路４７と、コンパレータ４８と、インバータ４９と、を備えて構成されている。
２７０°シフト回路４６は、クロック信号を２７０°シフトする回路である。
尚、図１と同一要素については同一符号を付して説明は省略する。
【００６９】
次に第２の実施の形態に係るスイッチングアンプの動作を説明する。
制御部３−１は、第１の実施の形態と同様に、クロック信号を０°シフトし、シフトしたクロック信号に基づいてパルス信号Ｓ２１、Ｓ２２を生成し、生成したパルス信号Ｓ２１、Ｓ２２を、それぞれアンプ部１−１のトランジスタＱ２１、Ｑ２２のゲートに供給する。
【００７０】
制御部３−２では、９０°シフト回路３６が、クロック信号を９０°シフトし、９０°シフトしたクロック信号を三角波発生回路３７に供給する。
三角波発生回路３７は、９０°シフトしたクロック信号から、三角波信号を生成し、生成した三角波信号をコンパレータ３８に供給する。
【００７１】
コンパレータ３８は、音声信号を、三角波発生回路３７によって生成された三角波信号と比較することにより、パルス信号Ｓ２１と位相が９０°ずれたパルス信号Ｓ２３を生成する。
【００７２】
インバータ３９は、コンパレータ３８によって生成されたパルス信号Ｓ２３を反転し、信号Ｓ２２と位相を９０°シフトしたパルス信号Ｓ２４を生成する。
制御部３−２は、生成したパルス信号Ｓ２３、Ｓ２４を、それぞれアンプ部１−２のトランジスタＱ２３、Ｑ２４のゲートに供給する。
【００７３】
制御部３−３は、第１の実施の形態の制御部３−２と同様に、パルス信号Ｓ２１の位相から１８０°シフトされたパルス信号Ｓ２５、及びパルス信号Ｓ２２の位相から１８０°シフトされたパルス信号Ｓ２６を生成し、生成したパルス信号Ｓ２５、Ｓ２６を、それぞれアンプ部１−３のトランジスタＱ２５、Ｑ２６のゲートに供給する。
【００７４】
制御部３−４では、２７０°シフト回路４６がクロック信号の位相を２７０°シフトする。
三角波発生回路４７は、この２７０°シフトされたクロック信号に基づいて三角波信号を生成し、生成した三角波信号をコンパレータ４８に供給する。
コンパレータ４８は、音声信号を、三角波発生回路４７から供給された三角波信号と比較することにより、信号Ｓ２１の位相から２７０°シフトされたパルス信号Ｓ２７を生成する。
【００７５】
インバータ４９は、パルス信号Ｓ２７を反転し、パルス信号Ｓ２２の位相から２７０°シフトされた信号Ｓ２８を生成する。
そして、制御部３−４は、生成されたパルス信号Ｓ２７、Ｓ２８を、それぞれアンプ部１−４のトランジスタＱ２７、Ｑ２８のゲートに供給する。
【００７６】
トランジスタＱ２１〜Ｑ２８は、ゲートに供給されたパルス信号に基づいてオン、オフする。
【００７７】
アンプ部１−１〜１−４の出力信号の波形を図９に示す。
アンプ部１−１〜１−４は、それぞれ図９（ａ）〜（ｄ）に示すようなパワーパルス信号Ｓ２９〜Ｓ３２を供給する。
【００７８】
パワーパルス信号Ｓ２９〜Ｓ３２の位相は、それぞれ９０°ずつシフトされている。
パワーパルス信号Ｓ２９〜Ｓ３２は合成され、図９（ｅ）に示すような合成信号Ｓ３３が生成される。
【００７９】
パワーパルス信号Ｓ２９〜Ｓ３２の位相が、それぞれ９０°ずつシフトされているため、パワーパルス信号Ｓ２９〜Ｓ３２の基本波はキャンセルされる。
【００８０】
合成信号Ｓ３３の周波数分布を図１０に示す。
フィルタ部２は、アンプ部１−１〜１−４から供給されたパワーパルス信号Ｓ２９〜Ｓ３２を濾波し、所定周波数以上の信号成分を遮断し、所定周波数未満の信号成分のみを通過させる。このようにして、フィルタ部２は、図９（ｆ）に示すような信号Ｓ３４をスピーカ１１に供給する。
【００８１】
以上説明したように、本実施の形態によれば、４つのアンプ部１−１〜１−４を並列に接続し、パワーパルス信号の位相を、それぞれ９０°ずつシフトして合成するようにしたので、パワーパルス信号の基本波と、２倍の高調波と、３倍の高調波と、をキャンセルすることができる。
【００８２】
従って、スイッチング周波数は、従来の４倍以上の周波数となり、各アンプ部１−１〜１−４のスイッチング周波数を従来の１／４に下げることができるとともに、フィルタが簡単になる。
【００８３】
尚、ハーフブリッジ回路は、２つに限られるものではなく、３つ以上のハーフブリッジ回路を接続して本実施の形態を適用することもできる。
【００８４】
次に、第３の実施の形態について説明する。
第３の実施の形態に係るスイッチングアンプは、ＢＴＬ回路において、２つのアンプ部から供給されたパワーパルス信号の位相を同じにして、音声信号を負荷に供給することにより、パワーパルス信号の基本波をキャンセルするようにしたものである。
【００８５】
第３の実施の形態に係るスイッチングアンプの構成を図１１に示す。
第３の実施の形態に係るスイッチングアンプは、アンプ部１−１、１−２と、フィルタ部２−１、２−２と、制御部３−１、３−２と、を備えて構成されている。
これにより、フルブリッジ回路が構成されている。
【００８６】
アンプ部１−１は、トランジスタＱ３１とＱ３２とを備えて構成されている。
アンプ部１−２は、トランジスタＱ３３とＱ３４とを備えて構成されている。
【００８７】
フィルタ部２−１は、コイルＬ３１と、Ｌ３２と、コンデンサＣ３１と、Ｃ３２と、を備えて構成されている。
フィルタ部２−２は、コイルＬ３３と、Ｌ３４と、コンデンサＣ３３と、Ｃ３４と、を備えて構成されている。
【００８８】
制御部３−１は、三角波発生回路５１と、コンパレータ５２と、インバータ５３と、を備えて構成されている。
制御部３−２は、音声信号反転回路５６と、コンパレータ５７と、インバータ５８と、を備えて構成されている。
音声信号反転回路５６は、供給された音声信号を反転する回路である。
尚、図１と同一要素については同一符号を付して説明は省略する。
【００８９】
次に第３の実施の形態に係るスイッチングアンプの動作を説明する。
ＢＴＬ回路は、フルブリッジ回路をプッシュプル動作させるように構成された回路である。
【００９０】
第３の実施の形態にかかるスイッチングアンプの動作を図１２に示す。
制御部３−１と制御部３−２とには、図１２（ａ）に示すような音声信号Ｓ４１が供給される。
制御部３−１には、図１２（ｂ）に示すようなクロック信号Ｓ４２が供給される。
【００９１】
三角波発生回路５１は、供給されたクロック信号Ｓ４２に基づいて三角波信号Ｓ４３を生成し、コンパレータ５２に供給する。
コンパレータ５２は、図１２（ｃ）に示すように、音声信号Ｓ４１を、供給された三角波信号Ｓ４３と比較し、図１２（ｄ）に示すようなパルス信号Ｓ４４を生成する。
【００９２】
インバータ５３は、コンパレータ５２の出力信号を反転し、図１２（ｅ）に示すようなパルス信号Ｓ４５を生成する。
制御部３−１は、このパルス信号Ｓ４４、Ｓ４５を、それぞれアンプ部１−１のトランジスタＱ３１、Ｑ３２のゲートに供給する。
【００９３】
制御部３−２の音声信号反転回路５６は、音声信号Ｓ４１を反転することにより、音声反転信号Ｓ４６を生成し、コンパレータ５７に供給する。
三角波発生回路５１は、三角波信号Ｓ４３をコンパレータ５７に供給する。
コンパレータ５７は、図１２（ｆ）に示すように、音声反転信号Ｓ４６を、三角波発生回路５１から供給された三角波信号Ｓ４３と比較し、図１２（ｇ）に示すようなパルス信号Ｓ４７を生成する。
【００９４】
インバータ５８は、コンパレータ５７から供給されたパルス信号Ｓ４７を反転して図２（ｈ）に示すようなパルス信号Ｓ４８を生成する。
制御部３−２は、生成したパルス信号Ｓ４７、Ｓ４８を、それぞれアンプ部１−２のトランジスタＱ３３、Ｑ３４のゲートに供給する。
【００９５】
アンプ部１−１のトランジスタＱ３１、Ｑ３２は、それぞれ、制御部３−１から供給されたパルス信号Ｓ４４、Ｓ４５に基づいてオン、オフする。
アンプ部１−２のトランジスタＱ３３、Ｑ３４は、それぞれ、制御部３−２から供給されたパルス信号Ｓ４７、Ｓ４８に基づいてオン、オフする。
【００９６】
トランジスタＱ３１〜Ｑ３４がオン、オフすることにより、アンプ部１−１、１−２は、それぞれフィルタ部２−１、２−２にパワーパルス信号を供給する。フィルタ部２−１、２−２は、それぞれアンプ部１−１、１−２から供給されたパワーパルス信号を濾波し、所定周波数以上の信号成分を遮断し、所定周波数未満の信号成分のみを通過させる。このようにして、フィルタ部２−１，２−２は、音声信号をスピーカ１１に供給する。
【００９７】
以上説明したように、本実施の形態によれば、ＢＴＬ回路において、制御部３−２において音声信号を反転し、三角波信号が同位相なパワーパルス信号をフィルタ部２−１，２−２に供給することにより、スピーカ１１に流れるパワーパルス信号の基本波をキャンセルすることができる。
【００９８】
次に、第４の実施の形態について説明する。
第４の実施の形態に係るスイッチングアンプは、２つのＢＴＬ回路を接続し、パワーパルス信号の基本波をキャンセルするようにしたものである。
【００９９】
第４の実施の形態に係るスイッチングアンプの構成を図１３に示す。
第４の実施の形態に係るスイッチングアンプは、アンプ部１−１〜１−４と、フィルタ部２−１、２−２と、制御部３−１〜３−４と、を備えて構成されている。
【０１００】
アンプ部１−１は、トランジスタＱ４１とＱ４２とを備えて構成されている。
アンプ部１−２は、トランジスタＱ４３とＱ４４とを備えて構成されている。
アンプ部１−３は、トランジスタＱ４５とＱ４６とを備えて構成されている。
アンプ部１−４は、トランジスタＱ４７とＱ４８とを備えて構成されている。
【０１０１】
フィルタ部２−１は、コイルＬ４１〜Ｌ４３と、コンデンサＣ４１と、Ｃ４２と、を備えて構成されている。
フィルタ部２−２は、コイルＬ４４〜Ｌ４６と、コンデンサＣ４３と、Ｃ４４と、を備えて構成されている。
【０１０２】
制御部３−１〜３−４の構成を図１４に示す。
制御部３−１は、０°シフト回路６１と、三角波発生回路６２と、コンパレータ６３と、インバータ６４と、を備えて構成されている。
制御部３−２は、１８０°シフト回路６６と、三角波発生回路６７と、コンパレータ６８と、インバータ６９と、を備えて構成されている。
【０１０３】
制御部３−３は、９０°シフト回路７１と、三角波発生回路７２と、コンパレータ７３と、インバータ７４と、音声信号反転回路７５と、を備えて構成されている。
制御部３−４は、２７０°シフト回路７６と、三角波発生回路７７と、コンパレータ７８と、インバータ７９と、を備えて構成されている。
【０１０４】
制御部３−３の音声信号反転回路７５は、音声信号を反転出力する回路７５であり、反転した音声信号をコンパレータ７３と、制御部３−４のコンパレータ７８と、に出力する。
尚、図１と同一要素については同一符号を付して説明は省略する。
【０１０５】
次に第４の実施の形態に係るスイッチングアンプの動作を説明する。
第４の実施の形態に係るスイッチングアンプでは、制御部３−１と制御部３−２とが、アンプ部１−１、アンプ部１−２から供給されるパワーパルス信号の位相差が１８０°となるようにアンプ部１−１、１−２を制御し、制御部３−３と制御部３−４とは、アンプ部１−３、１−４から供給されるパワーパルス信号の位相差が１８０°となるようにアンプ部１−３、１−４を制御する。
これにより、スピーカ１１の前段で、パワーパルス信号の基本波はキャンセルされる。
【０１０６】
また、制御部３−１と制御部３−３とは、アンプ部１−１、１−３から供給されるパワーパルス信号の位相差が９０°となるように制御し、制御部３−２と制御部３−４とは、アンプ部１−２、１−４から出力されるパワーパルス信号の位相差が９０°となるように制御する。
これにより、２倍の高調波がカットされ、この高調波はスピーカ１１に供給されなくなる。
【０１０７】
以上説明したように、本実施の形態によれば、ＢＴＬ回路を図１３に示すように接続し、各アンプ部１−１〜１−４から供給されるパワーパルス信号の位相を制御することにより、パワーパルス信号の基本波、さらに２倍の高調波をキャンセルすることができる。
【０１０８】
尚、ＢＴＬ回路は２つに限られるものではなく、さらに３つ以上のＢＴＬ回路を接続して本実施の形態を適用することもできる。
【０１０９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、スイッチング周波数を低減し、パワーパルス信号の基本波または基本波と高調波とをキャンセルすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るスイッチングアンプの構成を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチングアンプの動作を示す信号波形図である。
【図３】図１のスイッチングアンプの動作を示す信号波形図である。
【図４】図１のスイッチングアンプの動作を示す拡大波形図である。
【図５】図１のスイッチングアンプの動作を説明するための説明図である。
【図６】図１のスイッチングアンプのパワーパルス信号の周波数成分を示す説明図である。
【図７】本発明の第２の実施の形態に係るスイッチングアンプの構成を示す回路図である。
【図８】図７の制御部の構成を示すブロック図である。
【図９】図７のスイッチングアンプの動作を示す拡大波形図である。
【図１０】図７のスイッチングアンプのパワーパルス信号の周波数成分を示す説明図である。
【図１１】本発明の第３の実施の形態に係るスイッチングアンプの構成を示す回路図である。
【図１２】図１１のスイッチングアンプの動作を示す信号波形図である。
【図１３】本発明の第４の実施の形態に係るスイッチングアンプの構成を示す回路図である。
【図１４】図１３の制御部の構成を示すブロック図である。
【図１５】従来のスイッチングアンプの構成を示す回路図である。
【図１６】従来のスイッチングアンプの動作を示す信号波形図である。
【図１７】従来のＢＴＬ回路を用いたスイッチングアンプの構成を示す回路図である。
【図１８】従来のＢＴＬ回路を用いたスイッチングアンプの動作を示す拡大信号波形図である。
【図１９】従来のＢＴＬ回路を用いたスイッチングアンプのパワーパルス信号の周波数成分を示す説明図である。
【符号の説明】
１−１、１−２  アンプ部
２  フィルタ部
３，３−１、３−２  制御部
４  直流阻止部
５  出力部
６  直流電源
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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