(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれ、第１、第２および第３の出力端子のそれぞれを、正側に制御された場合には正の入力端子に接続し、負側に制御された場合には負の入力端子に接続し、中立に制御された場合には前記正負の入力端子から開放する第１、第２および第３のスイッチング手段を有する三相電圧形インバータの制御方法において、
前記第１のスイッチング手段を正側に、第２のスイッチング手段を中立に、第３のスイッチング手段を負側に制御する段階と、
前記第１のスイッチング手段を中立に、第２のスイッチング手段を正側に、第３のスイッチング手段を負側に制御する段階と、
前記第１のスイッチング手段を負側に、第２のスイッチング手段を正側に、第３のスイッチング手段を中立に制御する段階と、
前記第１のスイッチング手段を負側に、第２のスイッチング手段を中立に、第３のスイッチング手段を正側に制御する段階と、
前記第１のスイッチング手段を中立に、第２のスイッチング手段を負側に、第３のスイッチング手段を正側に制御する段階と、
前記第１のスイッチング手段を正側に、第２のスイッチング手段を負側に、第３のスイッチング手段を中立に制御する段階とからなる２アームオン段階を順次、もしくは前記第１、第２および第３のスイッチング手段の全てを中立に制御する全アームオフ段階を交えて順次、繰り返す段階を備え、
前記２アームオン段階の各段階の切替時に前記全アームオフ段階を過渡的に経由させることを特徴とする三相電圧形インバータの制御方法。
【請求項２】
前記第１、第２および第３のスイッチング手段は、それぞれが中立に制御された場合には前記第１、第２および第３の出力端子の当該それぞれの出力端子を前記正負の入力端子から開放して前記正負の入力端子に入力される直流電源電圧の中性点に接続する機能を有することを特徴とする請求項１に記載の三相電圧形インバータの制御方法。
【請求項３】
それぞれ、第１、第２および第３の出力端子のそれぞれを、正側に制御された場合には正の入力端子に接続し、負側に制御された場合には負の入力端子に接続し、中立に制御された場合には前記正負の入力端子から開放する第１、第２および第３のスイッチング手段を有する三相電圧形インバータのＰＷＭ（パルス幅変調）制御方法において、
搬送波と、それぞれ１２０°位相を異にする第１、第２および第３の可変振幅信号波を生成する段階と、
前記第１、第２および第３の可変振幅信号波のそれぞれの交流成分の電位が前記搬送波の交流成分の電位以上の期間にはそれぞれ論理１となりその他の期間にはそれぞれ論理−１となる第１、第２および第３の中間制御信号を生成する段階と、
前記第１と第２の中間制御信号の論理が等しい期間には論理０となり、その他の期間には前記第１の中間制御信号と同一論理となる第１の制御信号と、前記第２と第３の中間制御信号の論理が等しい期間には論理０となり、その他の期間には前記第２の中間制御信号と同一論理となる第２の制御信号と、前記第３と第１の中間制御信号の論理が等しい期間には論理０となり、その他の期間には前記第３の中間制御信号と同一論理となる第３の制御信号とを生成する段階と、
前記第１、第２および第３の制御信号のそれぞれが論理１の期間には、前記第１、第２および第３のスイッチング手段のそれぞれを正側に制御し、前記第１、第２および第３の制御信号のそれぞれが論理０の期間には、前記第１、第２および第３のスイッチング手段のそれぞれを中立に制御し、前記第１、第２および第３の制御信号のそれぞれが論理−１の期間には、前記第１、第２および第３のスイッチング手段のそれぞれを負側に制御する段階とを備えたことを特徴とする三相電圧形インバータの制御方法。
【請求項４】
前記第１、第２および第３の制御信号が、第３、第１および第２の中間制御信号のそれぞれの論理が変化する際にも過渡的に論理０となるよう制御されることを特徴とする請求項３に記載の三相電圧形インバータの制御方法。
【請求項５】
前記第１、第２および第３のスイッチング手段は、それぞれが中立に制御された場合には前記第１、第２および第３の出力端子の当該それぞれの出力端子を前記正負の入力端子から開放して前記正負の入力端子に入力される直流電源電圧の中性点に接続する機能を有することを特徴とする請求項３に記載の三相電圧形インバータの制御方法。
【請求項６】
前記第１、第２および第３の出力端子にはデルタ結線負荷が接続されることを特徴とする請求項１から５の何れかに記載の三相電圧形インバータの制御方法。
【請求項７】
前記第１、第２および第３の出力端子はそれぞれ同一容量のコンデンサを介して前記正負の入力端子に入力される直流電源電圧の中性点に接続されていることを特徴とする請求項１または４に記載の三相電圧形インバータの制御方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電圧からスイッチングにより交流電圧を発生して誘導電動機等の三相交流機器を駆動する三相電圧形インバータ（電力変換装置）の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体素子の発達に伴い、保守や制御の容易性等の利点を持つ三相電圧形インバータを利用した交流モータが広く使われるようになり、またよりきれいな電流波形の発生、高調波電流の防止、制御応答の高速化等のため三相電圧形インバータの制御搬送波周波数の高周波数化も進んでいる。
【０００３】
図８は、スター結線の例えば誘導電動機等の負荷を駆動する従来のこのような三相電圧形インバータを示す結線図である。
スター結線負荷２０の各相Ｕ、Ｖ及びＷのそれぞれは三相電圧形インバータ１０の出力端子１１、１２及び１３のそれぞれに接続され、出力端子１１、１２及び１３のそれぞれは、スイッチング素子１１Ｐ、１２Ｐ及び１３Ｐのそれぞれを介して正の入力直流電圧＋Ｅ／２に、またスイッチング素子１１Ｎ、１２Ｎ及び１３Ｎを介して負の入力直流電圧−Ｅ／２に接続されている。以下、正の入力直流電圧＋Ｅ／２に接続するスイッチング素子を上アーム、負の入力直流電圧−Ｅ／２に接続するスイッチング素子を下アームと言う。
【０００４】
従来、このような三相電圧形インバータを用いて三相交流機器を駆動する場合、ある相の上アームをオンとし残りの二相の下アームをオンとするか、またはある相の下アームをオンとし残りの二相の上アームをオンとするスイッチング制御（以下３アームオンスイッチングと言う。）を交互に繰り返すことにより三相交流を生成していた。
図９は、このような３アームオンスイッチングを説明する図であり、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のスイッチング状態を、上アームオン（下アームオフ）を１、下アームオン（上アームオフ）を−１とし、例えばＵ相の上アームをオンとし、残りのＶ、Ｗ相の下アームをオフとする時、（１、−１、−１）の様に表している。
【０００５】
スイッチング状態が（１、−１、−１）の場合、スター結線負荷２０のＵ、Ｖ、Ｗ相の各端子には、それぞれ（＋Ｅ／２、−Ｅ／２、−Ｅ／２）の電圧が印加される。従ってＵ相に流れる電流をＩ、各相の接続点２１の電圧（以下コモンモード電圧と言う。）をＶcとすると、Ｖ、Ｗ相に−Ｉ／２の電流が流れ、Ｖc＝−Ｅ／６となり、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の印加電圧はそれぞれ（２Ｅ／３、−Ｅ／３、−Ｅ／３）となり、図９の電圧ベクトルＶ1欄に示すようにＵ相方向に向かう電圧ベクトルが得られる。
従って例えば図９のＶ1欄からＶ6欄に示すように順次スイッチング状態を変化させることにより反時計回りに回転する電圧ベクトルが生成される。
なお、このスター結線負荷の場合の二相換算電圧ベクトル、電流ベクトルの大きさはそれぞれ（２／３）1/2Ｅ、（３／２）1/2Ｉとなる。
【０００６】
しかしながら、このような３アームオンスイッチングでは、図９に示すように上記コモンモード電圧がスイッチング状態により交互に±Ｅ／６の値を取るため、前述した搬送波周波数の高周波数化に従って、例えばモータ駆動用インバータを例に取ると下記のような問題点が顕在化してきた。
すなわち、搬送波周波数の高周波数化により生ずるコモンモード電圧の変動による高周波漏れ電流が、モータ巻線とフレーム間の浮遊容量を介して、接地線等を通してモータとインバータ間に流れ、伝導性と放射性の電磁妨害（ＥＭＩ）を生じたり、モータ軸受の電蝕を起こしたり、また、インバータの制御回路の誤動作を起こしたりするようになってきた。
【０００７】
このため、このコモンモード電圧の変動の影響を抑制すべく、インバータと負荷の間にコモンモードチョークやＬＣフィルタを挿入する受動的抑制方法や、コモンモード電圧を検知して負帰還するアクティブキャンセレーション等各種の方法が提案されてきた。
【０００８】
例えば、図１０は小笠原等によって電気学会論文集Ｄ、１１７巻５号（平成９年）、５６５頁〜５７１頁に発表された「電圧形ＰＷＭインバータが発生するコモンモード電圧のアクティブキャンセレーション」に記載された、コモンモードノイズキャンセラを示す結線図で三相電圧形インバータ１０の出力線に接続するコンデンサＣ1〜Ｃ3を介してコモンモード電圧Ｖcを検知し、これを相補トランジスタＴr1、Ｔr2により構成するエミッタフォロアにより増幅し、その出力電圧をコモンモードトランス４０により、前記出力線に負帰還することにより、コモンモード電圧の変動を交流的にキャンセルしている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のこのような抑制方法は、コモンモードチョークやＬＣフィルタによる受動的抑制方法にあっては、抑制効果が十分でなかったり例えば周波数制御を行うインバータの場合には共振の問題があり、また負帰還によるキャンセルにあっては帰還回路の時定数により制御遅れの問題がある他、何れの方法にあってもフィルタやチョーク、またコモンモードトランス等付加部品を必要とし、価格面、大きさや重量面また電力損失面で問題があった。
【００１０】
本発明はかかる問題点を解決するために、コモンモード電圧の変動の発生そのものを除去することにより、高周波漏れ電流の問題を発生することなく、且つ前記従来例のような付加部品を一切必要とすることなく三相交流機器を駆動することのできる三相電圧形インバータの制御方法を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明に係る三相電圧形インバータの制御方法は、それぞれ、第１、第２および第３の出力端子のそれぞれを、正側に制御された場合には正の入力端子に接続し、負側に制御された場合には負の入力端子に接続し、中立に制御された場合には前記正負の入力端子から開放する第１、第２および第３のスイッチング手段を有し、この第１、第２および第３のスイッチング手段を制御することにより、前記正と負の入力端子に供給される直流電源電圧をスイッチングして前記第１、第２および第３の出力端子から三相出力電圧を出力する三相電圧形インバータの制御方法において、
前記第１のスイッチング手段を正側に、第２のスイッチング手段を中立に、第３のスイッチング手段を負側に制御する段階と、
前記第１のスイッチング手段を中立に、第２のスイッチング手段を正側に、第３のスイッチング手段を負側に制御する段階と、
前記第１のスイッチング手段を負側に、第２のスイッチング手段を正側に、第３のスイッチング手段を中立に制御する段階と、
前記第１のスイッチング手段を負側に、第２のスイッチング手段を中立に、第３のスイッチング手段を正側に制御する段階と、
前記第１のスイッチング手段を中立に、第２のスイッチング手段を負側に、第３のスイッチング手段を正側に制御する段階と、
前記第１のスイッチング手段を正側に、第２のスイッチング手段を負側に、第３のスイッチング手段を中立に制御する段階とからなる２アームオン段階を順次、もしくは前記第１、第２および第３のスイッチング手段の全てを中立に制御する全アームオフ段階を交えて順次、繰り返す段階を備え、前記２アームオン段階の各段階の切替時に前記全アームオフ段階を過渡的に経由させることを特徴とする。
【００１３】
もしくは、前記第１、第２および第３のスイッチング手段は、それぞれが中立に制御された場合には前記第１、第２および第３の出力端子の当該それぞれの出力端子を前記正負の入力端子から開放して前記正負の入力端子に入力される直流電源電圧の中性点に接続する機能を有することが好ましい。
【００１４】
また、この三相電圧形インバータのＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行う場合には、
搬送波と、それぞれ１２０°位相を異にする第１、第２および第３の可変振幅信号波を生成する段階と、
前記第１、第２および第３の可変振幅信号波のそれぞれの交流成分の電位が前記搬送波の交流成分の電位以上の期間にはそれぞれ論理１となりその他の期間にはそれぞれ論理−１となる第１、第２および第３の中間制御信号を生成する段階と、
前記第１と第２の中間制御信号の論理が等しい期間には論理０となり、その他の期間には前記第１の中間制御信号と同一論理となる第１の制御信号と、前記第２と第３の中間制御信号の論理が等しい期間には論理０となり、その他の期間には前記第２の中間制御信号と同一論理となる第２の制御信号と、前記第３と第１の中間制御信号の論理が等しい期間には論理０となり、その他の期間には前記第３の中間制御信号と同一論理となる第３の制御信号とを生成する段階と、
前記第１、第２および第３の制御信号のそれぞれが論理１の期間には、前記第１、第２および第３のスイッチング手段のそれぞれを正側に制御し、前記第１、第２および第３の制御信号のそれぞれが論理０の期間には、前記第１、第２および第３のスイッチング手段のそれぞれを中立に制御し、前記第１、第２および第３の制御信号のそれぞれが論理−１の期間には、前記第１、第２および第３のスイッチング手段のそれぞれを負側に制御する段階とを備えたことを特徴とする。
【００１５】
この場合、前記第１、第２および第３の制御信号が、第３、第１および第２の中間制御信号のそれぞれの論理が変化する際にも過渡的に論理０となるよう制御されることが好ましい。
【００１６】
もしくは、前記第１、第２および第３のスイッチング手段は、それぞれが中立に制御された場合には前記第１、第２および第３の出力端子の当該それぞれの出力端子を前記正負の入力端子から開放して前記正負の入力端子に入力される直流電源電圧の中性点に接続する機能を有することが好ましい。
【００１７】
また、何れの場合のも、前記第１、第２および第３の出力端子にはデルタ結線負荷が接続されることが好ましい。
【００１８】
さらにまた、前記第１、第２および第３の出力端子はそれぞれ同一容量のコンデンサを介して前記正負の入力端子に入力される直流電源電圧の中性点に接続されていることが好ましい。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
前述のように、本発明の三相交流機器駆動装置及び駆動方法はデルタ結線の負荷であることがより好ましく、最初にデルタ結線負荷を例にとって実施の形態について説明する。
【００２０】
図２は、デルタ結線負荷を駆動する三相電圧形インバータを示す結線図であり、スター結線負荷２０がデルタ結線負荷３０に置き替わっていること以外は図８と同様であり重複した説明は省略する。
【００２１】
前述した３アームオンスイッチングに代えて本発明では、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の内のある相の上アームをオンとし、他の一方の相の下アームをオンとし、残りの一相については上アーム、下アームともオフとするスイッチング制御（以下２アームオンスイッチングと言う。）を交互に繰り返すことにより三相交流を生成発生する。
【００２２】
図１は、このような２アームオンスイッチングの一例を示す図で、例えば電圧ベクトルＶ1’欄のスイッチング状態（１、０、−１）は、三相電圧形インバータ１０のＵ相の上アーム１１Ｐをオン、下アーム１１Ｎをオフ、Ｖ相の上下アーム１２Ｐ、１２Ｎをオフ、Ｗ相の上アーム１３Ｐをオフ、下アーム１３Ｎをオンに制御することを表している。
この場合、デルタ結線負荷３０のＷＵ結線をａ相、ＵＶ結線をｂ相、ＶＷ結線をｃ相とすると、ａ相には−Ｅ、ｂ、ｃ相にはＥ／２の電圧が印加される。従って三相電圧形インバータ１０のＵ相に流れる電流をＩとすると、デルタ結線負荷３０のａ，ｂ、ｃ各相にはそれぞれ−２Ｉ／３、Ｉ／３、Ｉ／３の電流が流れ、図１に示すように−ＷＵ方向すなわちＷ相からＵ相に向かう方向の電圧ベクトルを得ることができる。
【００２３】
従って例えば図１のＶ1’欄からＶ6’欄に示すように順次スイッチング状態を変化させることにより、スター結線負荷２０の場合の図９と同様に反時計回りに回転する電圧ベクトルを生成することができる。
また、このデルタ結線負荷の場合の二相換算電圧ベクトル、電流ベクトルの大きさはそれぞれ（３／２）1/2Ｅ、（２／３）1/2Ｉとなる。
【００２４】
すなわち、負荷の各相インピーダンスが同一であれば、スター結線負荷に比べてデルタ結線の場合には、直流電源の電圧を２／３とし、三相電圧形インバータ１０の電流容量を３／２とすることにより同一の出力を得ることができる。反対に、三相電圧形インバータ１０の出力電圧、電流容量を同一とすると、例えばモータ各相巻線の導体断面積を２／３、巻数を３／２とし、各相の負荷インピーダンスをスター結線負荷の９／４にすることにより同一の出力を得ることができる。
【００２５】
さらに、このような２アームオンスイッチングにおいてはＵ、Ｖ、Ｗ各相の１つにＥ／２、他の１つに−Ｅ／２の電圧が全体として均等に印加されるため、各スイッチング状態の定常状態においてはデルタ結線負荷３０の仮想中性点の電圧であるコモンモード電圧は図１に示すように常に０電位となるため、負荷の外に漏洩する高周波電流を発生することがない。
【００２６】
デルタ結線負荷がモータのような誘導性負荷の場合には、スイッチング状態の切替時に三相電圧形インバータ１０の各スイッチング素子に設けられるフライホイールダイオードを経由して過渡電流が流れる。
図３は図１のＶ1’欄のスイッチング状態からＶ2’欄のスイッチング状態への切替時に負荷各相を流れる過渡電流を示す摸式図で、図３（ａ）に示すＶ1’欄のスイッチング状態のときの負荷電流が、Ｕ相の上アーム１１ＰがオフとなるためＵ相の下アーム１１Ｎのスイッチング素子のフライホイールダイオードを経由して流れ、Ｕ相が負電源に接続された状態となる。従って切替直後の負荷各相の電位は図３（ｂ）に示す様にＶ相が正電源電位Ｅ／２に、Ｕ相とＷ相が共に負電源電位−Ｅ／２に接続された形、すなわち図９のＶ3欄のスイッチング状態と等価となり−Ｅ／６のコモンモード電圧が発生する。
このようにスイッチング状態をＶ1’欄〜Ｖ6’欄相互間で直接切り換えた場合には同様の過渡電流によるコモンモード電圧の変動が発生する。
【００２７】
しかしながら、２アームオンスイッチングにおいては、例えば電圧ベクトルＶ1’〜Ｖ6’の相互間の切替時にＶ0’欄（全アームオフ）のスイッチング状態を経由することにより、この過渡電流によるコモンモード電圧の変動をも防止することができる。
図４は図１のＶ1’欄のスイッチング状態からＶ0’欄（全アームオフ）のスイッチング状態への切替時に負荷各相を流れる過渡電流を示す摸式図で、図４（ａ）に示すＶ1’欄のスイッチング状態のときの負荷電流が、当該２アーム１１Ｐおよび１３Ｎのスイッチング素子がオフとなることにより相補関係にあるアーム１１Ｎと１３Ｐのスイッチング素子のフライホイールダイオードを経由して流れるが、切替直後の負荷各相の電位は図４（ｂ）に示す様にＵＷ２相が逆電位に接続された形、すなわち図１のＶ4’欄のスイッチング状態と同様となりコモンモード電圧も０電位に維持される。
Ｖ2’欄〜Ｖ5’欄のスイッチング状態からＶ0’欄のスイッチング状態（全アームオフ）への切替時も同様である。
【００２８】
従って、２アームオンスイッチングにおいてモータのような誘導性負荷を駆動する場合、一旦全アームオフ、すなわち図１のＶ0’欄のスイッチング状態を経由して各Ｖ1’〜Ｖ6’欄のスイッチング状態に制御することとし、過渡電流によるコモンモード電圧の変動をも防止することが望ましい。
【００２９】
また、三相電圧形インバータ１０として、例えば中性点クランプ電圧形インバータを用いる等により、各相の上下アームがオフ状態の時、十分に大きい容量素子を介して正負電源のそれぞれに接続された中性点電位節点に接続されるよう制御することにより、過渡状態を含めて常に各相の内２相を正負電源に、他の１相を中性点電位節点に接続されるよう三相電圧形インバータ１０を制御しコモンモード電位を０電位に維持することとしてもよい。
【００３０】
以上述べた様に、三相形電圧インバータを本発明の２アームオンスイッチングにより制御することにより、インバータまたは負荷の仕様を若干変更するのみで、従来例のようなフィルタやチョーク、またコモンモードトランス等を付加することなく、また電力損失を伴うことなくコモンモード電圧の変動に起因する高周波漏れ電流の障害を除去することができる。
【００３１】
またさらに、図９の３アームオンスイッチングでは例えば電圧ベクトルをＶ1からＶ2に遷移させるため、Ｖ相が下アームオンから上アームオンへ切り換えられているように、各スイッチの全ての切替において、その上下のアームのオンオフを同時に切り換える必要があり、例えば制御信号の遅延のばらつきにより上下アームが共にオンにならないようにするため短絡防止期間を必要とし、さらにはこのために発生する出力電圧の歪みを補償するオンディレー補償を行う必要があったが、図１の２アームオンスイッチングでは、全てのスイッチがオフ状態を経由して上アームオンまたは下アームオンに制御されるため、このようなオンディレー補償を必要としない利点を持つ。
【００３２】
なお、三相電圧形インバータを用いて負荷のＰＷＭ（パルス幅変調）制御を行う場合等には、負荷を駆動しない状態すなわち零電圧ベクトルを発生する必要があり、従来の３アームオンスイッチングでは例えば図９の電圧ベクトルＶ7またはＶ0欄のように全相の上アームまたは下アームをオンとしていた。
２アームオンスイッチングでは図１の電圧ベクトルＶ0’欄に示すように全アームオフに制御することとなる。この場合、前述の中性点クランプ電圧形インバータのようなオフ時にアームが中性点電圧に接続される三相電圧形インバータを用いない場合には、負荷の全相が電源側から遮断されコモンモード電圧が不定となる可能性があるが、例えば図５のように三相電圧形インバータ１０の出力側にインピーダンス要素Ｃ1〜Ｃ3を組み合わせて中性点を作り、直流電源側の零電位に接続することにより全アームオフの負荷電位を安定させることができる。
【００３３】
以上、本発明の２アームオンスイッチングをデルタ結線負荷に適用した場合の実施形態について説明したが、本発明はデルタ結線に限られるものではなく、スター結線負荷についても例えば図１と同様に２アームオンスイッチングを適用することにより、各相に印加される電圧波形が単純矩形波となる点等の相違点があるが、デルタ結線負荷時と同様コモンモード電圧の変動による高周波漏れ電流の発生することのないインバータ制御を行うことができる。
【００３４】
図６は、図１のスイッチング状態（１、０、−１）に相当する、スター結線負荷時の電圧ベクトルを示す概念図であり、図６に示すように、図１と同様のスイッチングを行うことによりコモンモード電圧を０Ｖとして、デルタ結線負荷と３０°異なる回転電圧ベクトルを得ることができる。なお、この場合の二相換算電圧ベクトル、電流ベクトルの大きさはそれぞれ（１／２）1/2Ｅ、２1/2Ｉとなる。
【００３５】
以下、上記実施形態の２アームオンスイッチングを用いた三相電圧形インバータによるＰＷＭ制御の具体的実施例について、図７の波形図を参照して説明する。なお、本波形図においては、過渡電流対策としての零電圧ベクトルＶ0’は表現を省略してある。
よく用いられる従来の３アームオンスイッチングによる三相電圧形インバータのＰＷＭスイッチング信号の生成方法の一つに三角波搬送波と、図７のａ相〜ｃ相に示す、三角搬送波の３倍の周期を持ちそれぞれ位相を１２０°異にする３つの正弦波信号波を用いる方法がある。
【００３６】
この方法は、例えば、
ａ相正弦波信号波≧三角搬送波なら、ａs＝１
ａ相正弦波信号波＜三角搬送波なら、ａs＝−１
となるように各相について制御信号ａs、ｂs、ｃsを生成し、この制御信号ａs、ｂs、ｃsを用いて、それぞれが１の場合Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のそれぞれの上アームをオンとし、それぞれが−１の場合にＵ、Ｖ、Ｗ各相のそれぞれの下アームをオンとすることにより、図７に示すように図９の３アームオンスイッチングの各電力ベクトルＶ0〜Ｖ7を出力する。
この様にして正弦波信号波の振幅を制御することにより、零電圧ベクトルＶ0およびＶ7のパルス幅を変調して三相電圧形インバータの出力を制御する。
【００３７】
図１に示す実施形態の２アームオンスイッチングにより、ＰＷＭ制御を行う場合には、制御信号ｕs、ｖs、ｗsを、例えば図７に示すように、
ａs＝ｂsなら、ｕs＝０
ａs≠ｂsなら、ｕs＝ａs
となるように各相について生成し、この各相の制御信号ｕs、ｖs、ｗsを用いて、それぞれが１の場合Ｕ、Ｖ、Ｗ各相のそれぞれの上アームをオンとし、それぞれが−１の場合にＵ、Ｖ、Ｗ各相のそれぞれの下アームをオンとし、またそれぞれが０の場合にＵ、Ｖ、Ｗ各相のそれぞれの上下アームをオフすることにより、図７に示すように図１の２アームオンスイッチングの各電力ベクトルＶ0’〜Ｖ6’が得られる。
【００３８】
以上、可変振幅正弦波信号波とその３倍の周波数の三角波搬送波を用いた２アームオンスイッチングによるＰＷＭ制御信号の生成について説明したが、例えば可変振幅矩形波信号波や、鋸波搬送波を用いる場合も、また、より高い周波数比の搬送波でスイッチングする場合も全く同様にして２アームオンスイッチングによるＰＷＭ制御信号を生成することができる。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係る２アームオンスイッチングにより三相電圧形インバータを制御することにより、負荷のコモンモード電圧の変動そのものを抑止することができ、フィルタやチョーク、またコモンモードトランス等、従来の３アームオンスイッチングの場合に高周波漏れ電流の抑止に用いられる付加部品を必要とすることなく、またこのための電力損失を伴うことなく、三相交流機器の高周波漏れ電流障害の発生を防止することができる。
【００４０】
また、本発明に係る２アームオンスイッチングによれば、従来の３アームオンスイッチングの場合の上下アームの短絡防止期間の設定やこのための出力歪みを補償するオンディレー補償も不要となり、特にデルタ結線負荷について、従来のスター結線負荷の３アームオンスイッチングに比べてより簡単で安定した、また高品質波形によるＰＷＭ制御を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る２アームオンスイッチングの電圧ベクトルとスイッチング状態の一例を示す図である。
【図２】デルタ結線負荷を駆動する三相電圧形インバータを示す結線図である。
【図３】図１のＶ1’欄のスイッチング状態からＶ2’欄のスイッチング状態への切替時に負荷各相を流れる過渡電流を示す摸式図である。
【図４】図１のＶ1’欄のスイッチング状態からＶ0’欄のスイッチング状態への切替時に負荷各相を流れる過渡電流を示す摸式図である。
【図５】負荷電位安定化回路の一例を示す結線図である。
【図６】図１のスイッチング状態（１、０、−１）に相当する、スター結線負荷時の電圧ベクトルを示す概念図である。
【図７】２アームオンスイッチングを用いた三相電圧形インバータによるＰＷＭ制御の一実施例を説明する波形図である。
【図８】スター結線負荷を駆動する三相電圧形インバータを示す結線図である。
【図９】３アームオンスイッチングの電圧ベクトルとスイッチング状態の関係を説明する図である。
【図１０】先行技術に係るコモンモードノイズキャンセラを示す結線図である。
【符号の説明】
１０  三相電圧形インバータ
１１、１２、１３  出力端子
１１Ｐ、１１Ｎ、１２Ｐ、１２Ｎ、１３Ｐ、１３Ｎ  スイッチング素子
２０  スター結線負荷
２１  接続点
３０  デルタ結線負荷
４０  コモンモードトランス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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