(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
プローブ内を通過してきた赤外線を集光する集光手段と、集光された赤外線が照射されることにより温度が上昇する受光部と赤外線が照射されず温度が上昇しない部分の温度を検出する温度検出部とを内部に有する赤外線検出器と、赤外線検出器の出力信号が後段の回路に伝達されるのを周期的に遮るチョッパ手段と、チョッパ手段の出力信号を増幅する増幅器と、ある周波数の交流信号を出力する参照信号発生部と、前記増幅器の出力信号と参照信号発生部の出力信号とを掛け算して出力する乗算器と、乗算器の出力信号から低域周波数成分だけを取り出す低域通過フィルタと、前記赤外線検出器の温度検出部の出力信号と前記低域通過フィルタの出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、ＡＤ変換器の信号を受けて測定対象の温度に応じた信号を出力する温度換算手段と温度換算手段の温度換算結果と動作状態を表示する測定値表示手段を備えた耳孔式体温計。
【請求項２】
参照信号発生部は外部からの制御信号により出力する信号の位相を変化させることを可能とした請求項１に記載の耳孔式体温計。
【請求項３】
参照信号発生部はチョッパ手段のチョッパ駆動信号をもとに参照信号を発生させる請求項１に記載の耳孔式体温計。
【請求項４】
低域通過フィルタの遮断周波数は外部からの制御信号により変化させることを可能とした請求項１に記載の耳孔式体温計。
【請求項５】
増幅器の出力信号の位相を参照信号発生部の出力信号により反転して出力する第2の乗算器と、第２の乗算器の出力信号から低域周波数成分だけを取り出す第２の低域通過フィルタとを備え、参照信号発生部は第１の乗算器に与える交流信号と周波数は同じで位相が９０度遅れた２つ目の交流信号を第２の乗算器に与え、ＡＤ変換器はさらに第２の低域通過フィルタからの信号もＡＤ変換し温度換算手段へ送るようにした請求項１に記載の耳孔式体温計。
【請求項６】
チョッパ手段の駆動周波数は外部からの制御信号により変化させることを可能とした請求項１に記載の耳孔式体温計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は非接触で耳孔内の鼓膜温度を検出する耳孔式体温計に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
赤外線検出器を用いた耳孔内の鼓膜温度を計測する耳孔式体温計は赤外線検出器の出力信号を帯域通過フィルタあるいは低域通過フィルタを通した後、ＡＤ変換し、ＡＤ変換後の信号から赤外線の強度を検出し鼓膜の温度を算出するものであった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
前記従来の構成の耳孔式体温計は、赤外線検出器からの信号をフィルタを通して雑音を除いてからＡＤ変換するものであるが、フィルタにより温度情報を持つ信号だけを取り出すためには急峻な遮断特性を持つフィルタを用意しなければならず、設計が非常に困難である上に雑音は完全には除去しきれず計測精度を向上させるのは困難であった。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、赤外線検出器からの微小な温度情報を持つ信号だけを取り出すために、参照信号と同じ周波数の信号を抽出できるよう乗算器により赤外線検出器からの信号と参照信号とを掛け算し出力の直流成分の大きさから赤外線の強度を検出し鼓膜の温度を精度良く測定できる耳孔式体温計としている。
【０００５】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載した発明は、赤外線検出器の出力信号が後段の回路に伝達されるのを周期的に遮るチョッパ手段と、チョッパ手段の出力信号を増幅する増幅器と、交流信号を出力する参照信号発生部と、前記増幅器の出力信号と参照信号発生部の出力信号とを掛け算して出力する乗算器と、乗算器の出力信号から低域周波数成分だけを取り出す低域通過フィルタと、前記赤外線検出器の温度検出部の出力信号と前記低域通過フィルタの出力信号をＡＤ変換するＡＤ変換器と、ＡＤ変換器の信号を受けて測定対象の温度に応じた信号を出力する温度換算手段から構成することにより精度良く測定できる耳孔式体温計としている。
【０００６】
請求項２に記載した発明は、参照信号発生部は外部からの制御信号により出力する信号の位相を変化させることで精度良く計測できる耳孔式体温計としている。
【０００７】
請求項３に記載した発明は、参照信号発生部はチョッパ手段のチョッパ駆動信号をもとに参照信号を発生させることで精度良く計測できる耳孔式体温計としている。
【０００８】
請求項４に記載した発明は、低域通過フィルタの遮断周波数は外部からの制御信号により変化させることで精度良く計測できる耳孔式体温計としている。
【０００９】
請求項５に記載した発明は、増幅器の出力信号の位相を参照信号発生部の出力信号により反転して出力する第2の乗算器と、第２の乗算器の出力信号から低域周波数成分だけを取り出す第２の低域通過フィルタとを備え、参照信号発生部は第１の乗算器に与える交流信号と周波数は同じで位相が９０度遅れた２つ目の交流信号を第２の乗算器に与え、ＡＤ変換器はさらに第２の低域通過フィルタからの信号もＡＤ変換し温度換算手段へ送ることで精度良く計測できる耳孔式体温計としている。
【００１０】
請求項６に記載した発明は、チョッパ手段の駆動周波数は外部からの制御信号により変化させることで精度良く計測できる耳孔式体温計としている。
【００１１】
【実施例】
（実施例１）
以下本発明の第１の実施例を図１を参照しながら説明する。図１は本実施例の耳孔式体温計の構成を示すブロック図である。１３は測定対象物である人の鼓膜を示している。１１はこの鼓膜１３から放射された赤外線を捉えるためのプローブで、プローブ１１内を通過した赤外線は凹面鏡によって構成した集光手段１２によって集光される。赤外線検出器１は、複数の熱電対を受光部に集めて配置したサーモパイルである。図２は赤外線検出器１の内部を上面より見た図である。図２において１４は赤外線が集光手段１２によって集光されて照射される範囲である受光部である。２は赤外線が照射されても温度が上昇しないところに配置された温度検出器であり赤外線検出器１自体の温度を検出している。なお受光部１４の熱は赤外線検出器１全体に伝わらないように熱絶縁されている。また、受光部１４は複数の熱電対が集められて構成されており受光部１４の温度が上昇することで赤外線の強さを検出している。
【００１２】
図１において温度検出器２が検出した赤外線検出器１自体の温度信号はＡＤ変換器４に伝達されている。また赤外線検出器１の受光部１４からの信号は、受光部１４が熱電対で構成されているため直流信号である。このため赤外線検出器１の受光部１４からの信号はチョッパ手段１５により交流信号に変換され帯域通過フィルタ２１を通って増幅器３によって増幅された後、乗算器２２に伝達されている。ＡＤ変換器４は、伝達されたアナログ信号をディジタル信号に変換して温度換算手段５に伝達している。チョッパ手段１５は制御手段１６からの制御信号が１またはプラスのときは赤外線検出器１の受光部１４からの信号を後段の帯域通過フィルタ２１に伝え、制御信号が０またはマイナスのときは赤外線検出器１の受光部１４からの信号を遮断してゼロを後段の帯域通過フィルタ２１に伝える。２２は乗算器であり増幅器３からの信号と参照信号とを掛け算して出力するものである。２３は参照信号発生部であり増幅器３からの信号の中で最も多くの温度情報を持っている周波数と同じ周波数を発生させている。
【００１３】
２４は低域通過フィルタであり、乗算器２２の出力の中から直流成分だけを取り出すことを目的とするものである。低域通過フィルタ２４の出力信号はＡＤ変換器４に入力される。ＡＤ変換器４は、伝達されたアナログ信号をディジタル信号に変換して温度換算手段５に伝達している。温度換算手段５は、赤外線検出器１から出て乗算器２２等によって処理された信号である温度データと、温度検出器２からの温度データとを所定の演算式によって演算することによって、鼓膜１３の温度を演算し、測定値表示手段７に伝達して報知と表示とを行う。
【００１４】
鼓膜１３から放射された赤外線は赤外線検出器１の受光部１４に照射され温度を上昇させ出力電圧を発生させる。増幅器３で増幅された赤外線検出器１からの信号の振幅をある定数で除算した値と、温度検出器２が検出する赤外線検出器１自体の絶対温度の４乗した値との和は測定対象である赤外線放射源の絶対温度の４乗になる。前記温度換算手段５が備えている演算式は、この関係に基づいて設定しているものである。
【００１５】
以下本実施例の動作について説明する。プローブ１１を耳孔に挿入し、図示していないスイッチをオンすると、制御手段１６が作動して赤外線検出器１の受光部１４からの信号を周期的に遮断して交流信号に変換する。鼓膜１３から放射される赤外線は、プローブ１１から集光手段１２を介して赤外線検出器１の受光部１４に照射される。赤外線検出器１の受光部１４は照射された赤外線の強度をアナログ信号としてチョッパ手段１５に伝達し、帯域通過フィルタ２１を通り増幅器３で増幅された後、乗算器２２に伝達される。乗算器２２は参照信号発生部２３からの交流信号と増幅器３を通過してきた赤外線検出器１からの信号を掛け算し出力する。制御手段１６が１０Ｈｚすなわち１００ｍｓの周期で赤外線検出器１の受光部１４からの信号を遮断するとチョッパ手段１５の出力信号には図３（ａ）のような１０Ｈｚの高調波を多く含んだ交流信号が得られる。この交流信号の振幅Ａは鼓膜１３の温度を算出する基のデータとなる。
【００１６】
一方乗算器２２の他の入力には参照信号発生部２３からの図３（ｂ）のような同じく１０Ｈｚの方形波信号が加えられている。これにより、乗算器２２の出力信号は図３（ａ）の波形と図３（ｂ）の波形の掛け算により図３（ｃ）のような波形になる。図３（ａ）、図３（ｂ）、図３（ｃ）では参照信号発生部２３から来る図３（ｂ）の方形波の位相がチョッパ手段１５から来る図３（ａ）の正弦波の位相よりもわずかに進んでいる状態を示している。参照信号発生部２３から来るの方形波の位相がチョッパ手段１５から来る正弦波の位相とまったく同じならば乗算器２２の出力信号波形は図３（ｄ）のようになり、また、参照信号発生部２３から来るの方形波の位相がチョッパ手段１５から来る正弦波の位相よりも９０度進んでいるときは乗算器２２の出力信号波形は図３（ｅ）のようになり、さらに、参照信号発生部２３から来る方形波の位相がチョッパ手段１５から来る正弦波の位相とまったく逆ならば乗算器２２の出力信号波形は図３（ｆ）のようになる。
【００１７】
乗算器２２の出力信号を数式で示すと次のようになる。
【００１８】
【数１】
0004126806.tif 000002
【００１９】
（数１）は一般的な振幅が１の方形波をフーリエ級数展開で表したもので、基本波と奇数次の高調波の和から成り立っている。ここにωは角周波数、ｔは時間である。（数１）に振幅をＢ、基本波の周波数を１０Ｈｚを代入したものが（数２）である。
【００２０】
【数２】
0004126806.tif 000003
【００２１】
さらに、位相差φを考慮すると（数３）のように表現できる。
【００２２】
【数３】
0004126806.tif 000004
【００２３】
チョッパ手段１５からの正弦波信号は（数４）のように表現できる。
【００２４】
【数４】
0004126806.tif 000005
【００２５】
この（数４）の右辺と参照信号発生部２３から来る方形波を表す（数３）の右辺とを掛けると（数５）のようになる。
【００２６】
【数５】
0004126806.tif 000006
【００２７】
つまり、周波数成分で４０Ｈｚと８０Ｈｚと１２０Ｈｚなどの高調波成分と直流成分とからなる信号になるが直流成分だけに着目すると（数６）のようになり、
【００２８】
【数６】
0004126806.tif 000007
【００２９】
位相差φがゼロのときにはＣｏｓφが１になり、入力された２つの信号振幅の積を円周率で割った値になることが判る。また、位相差φがゼロでなくても時間的に変化せずに一定であれば、定数項になり、入力された２つの信号振幅の積をある定数で割った値になる。
【００３０】
したがって、図１において乗算器２２の出力信号は低域通過フィルタ２４を通過しているため、高調波成分は切り落とされ、（数６）で示したような直流成分のみ取り出すことができる。このため、参照信号の振幅Ｂや位相差が一定で既知であれば低域通過フィルタ２４の出力電圧から温度情報を持つチョッパ手段１５と帯域通過フィルタ２１を通過してきた赤外線検出器１の信号振幅Ａを算出することができる。このように本発明によれば赤外線検出器１からの信号にノイズが多く含まれていても、それらは乗算器により分離しやすい交流信号のままのこり、温度換算に必要な１０Ｈｚ信号成分は直流成分となって容易に低域通過フィルタで取り出すことができ非常に精度良く１０Ｈｚ信号の振幅を検出することができる。
【００３１】
この低域通過フィルタ２４の出力はＡＤ変換器４に伝達され、ＡＤ変換器４はこの信号と、赤外線検出器１自体の温度を検出する温度検出器２の信号とをディジタル信号に変換して、温度換算手段５に伝達している。温度換算手段５は例えばマイコンを使用しており、この二つの信号から鼓膜温度を演算し、この信号を測定値表示手段７に伝達している。
【００３２】
以上のように本実施例によれば、鼓膜から放射される赤外線を捉え、赤外線検出器１からの信号が微弱でノイズが多く含まれていても、それらは乗算器により分離しやすい交流信号のままのこり、温度換算に必要な微弱な１０Ｈｚ信号成分は直流成分となるので、容易に低域通過フィルタでこの直流成分を取り出すことができ、非常に精度良く１０Ｈｚ信号の振幅を検出することができる。これにより赤外線検出器１の信号振幅と温度検出器２の信号とから鼓膜温度を算出する温度換算手段５によって鼓膜温度が得られるため、瞬時に鼓膜の温度を簡単に精度良く知ることができるものである。
【００３３】
（実施例２）
次に本発明の第２の実施例について説明する。図４は本実施例の構成を示す耳孔式体温計の構成図である。本発明の第１の実施例と重複するところは説明を省略する。図４において参照信号発生部２３の出力は直接乗算器２２には入らず一旦、位相制御部３０に入って位相をずらされた後、乗算器２２に伝達される。位相制御部３０がどれくらい位相をずらすかは、低域通過フィルタ２４の出力を常にモニタしながら決定している。つまり、低域通過フィルタ２４の出力が常に最大になるように、位相制御部３０は位相をずらす量を調整している。図５は位相制御部３０が参照信号の位相をずらしたときの低域通過フィルタ２４の出力の変化を示している。図５（ａ）は帯域通過フィルタ２１を通過してきた赤外線検出器１からの信号波形、図５（ｂ）は位相制御部３０で位相を調整されてきた参照信号波形、図５（ｃ）は乗算器２２の出力波形であり、図５（ｃ）における点線で示されたものは低域通過フィルタ２４の出力波形である。最初参照信号はチョッパ手段１５を通過してきた赤外線検出器１からの信号よりも位相が進んでいたが、時間ｔ１において位相制御部３０が参照信号の位相を遅らせたため両者の位相が合い、乗算器の出力は図５（ｃ）の時間ｔ１以降は直流成分の値が大きくなっている。
【００３４】
以上のように本実施例によれば、乗算器２２の２つの入力信号の位相差をゼロにでき、第１の実施例の（数６）で示したＣｏｓφを１にすることができるため、常に最高の感度で非常に精度良く１０Ｈｚ信号の振幅を検出することができるものである。
【００３５】
（実施例３）
次に本発明の第３の実施例について説明する。図６は本実施例の構成を示すブロック図である。図６において本発明の第１の実施例と重複するところは説明を省略する。図６において制御手段１６の出力は乗算器２２の参照信号入力としても伝達されている。図７は動作を説明するための信号波形図である。図７（ａ）は赤外線検出器１の出力信号をチョッパ手段１５で交流に変換し帯域通過フィルタ２１で余分な周波数成分を除去してから増幅器３で増幅した後の波形である。図７（ｂ）は乗算器２２に入力される参照信号となる制御手段１６からの信号波形である。図７（ｃ）は乗算器２２の出力波形である。したがって、赤外線検出器１からの交流に変換された信号は帯域通過フィルタ２１を通り増幅器３で増幅されるが、この信号波形と乗算器２２の参照信号となる制御手段１６の信号波形の位相は常に一定でゼロに近く最大感度で１０Ｈｚ信号の振幅を検出することができるものである。また、チョッパ手段１５の周期を変えた場合、たとえば１０Ｈｚから２０Ｈｚに高くした場合でも、交流化された赤外線検出器１の信号波形と乗算器２２の参照信号となる制御手段１６の信号波形の位相は常に一定でゼロに近く乗算器２２の出力は影響を受けずに最大感度でこの２０Ｈｚの信号振幅を検出できるものである。
【００３６】
以上のように本実施例によれば、交流化された赤外線検出器１の出力信号波形とこれと掛け算する参照信号の位相を正確に一致させることができ常に最大の検出感度で鼓膜温度を計測することができるものである。
【００３７】
（実施例４）
次に本発明の第４の実施例について説明する。図８は本実施例の構成を示すブロック図である。図７において本発明の第１の実施例と重複するところは説明を省略する。３１はフィルタ制御手段であり、低域通過フィルタ２４の遮断周波数を帯域通過フィルタ２１の出力信号のレベルにより制御するものであり、また参照信号発生部２３に対して動作停止信号も出す。
【００３８】
次に動作について説明する。フィルタ制御手段３１はまず、参照信号発生部２３に対して信号の発生を停止させる。これにより乗算器２２に交流信号が入らない状態になる。このときの帯域通過フィルタ２１の出力信号はすべてノイズであり、このノイズレベルが低いときには外部からの電磁波等によるノイズが少ないといえる。ノイズレベルが低いときには低域通過フィルタ２４の遮断周波数を高くしても差し支えがなく、かえって低域通過フィルタ２４の反応時間が早くなり計測時間が早くなるという利点が生まれる。逆にノイズレベルが高いときには、低域通過フィルタ２４の遮断周波数を低くし、すなわち時定数を大きくして、計測時間は長くなるがノイズを遮断して高精度に計測するということができる。
【００３９】
以上のように本実施例によれば、ノイズが多い環境下では時定数の大きい低域通過フィルタで時間をかけてノイズを遮断して正確に精度良く鼓膜温度を計測でき、また、ノイズが少ない環境下では時間をかけずに瞬時に精度良く鼓膜温度を計測することができるものである。
【００４０】
（実施例５）
次に本発明の第５の実施例について説明する。図９は本実施例の構成を示すブロック図である。図９において本発明の第１の実施例と重複するところは説明を省略する。３３は９０度移相部であり参照信号発生部２３の信号の位相を９０度ずらしている。３４は第２の乗算器であり、帯域通過フィルタ２１及び増幅器３を通過してきた赤外線検出器１からの信号と第１の乗算器２２に入っている参照信号とは９０度位相が遅れた第２の参照信号を掛け算するものである。３５は第２の低域通過フィルタであり、第２の乗算器３４の出力信号の直流成分を取り出して第２の増幅器３６で増幅した後、二乗和演算部３７へ伝達している。また、第１の増幅器２５の出力もＡＤ変換器４に入らず二乗和演算部３７に伝達される。
【００４１】
次に動作について説明する。（数７）は第２の乗算器３４に入る第１の乗算器２２に入っている参照信号とは９０度位相が遅れた第２の参照信号をフーリエ級数展開で表したものである。
【００４２】
【数７】
0004126806.tif 000008
【００４３】
（数３）に示した第１の参照信号とは９０度すなわちπ／２ラジアン位相が遅れている。この第２の参照信号に（数４）の帯域通過フィルタ２１及び増幅器３を通過してきた正弦波信号を掛けると（数８）のようになる。
【００４４】
【数８】
0004126806.tif 000009
【００４５】
つまり、周波数成分で４０Ｈｚと８０Ｈｚと１２０Ｈｚなどの高調波成分と直流成分とからなる信号になるが直流成分だけに着目すると（数９）のようになり、
【００４６】
【数９】
0004126806.tif 000010
【００４７】
入力された２つの信号振幅の積にＳｉｎφを掛けたものを円周率で割った値になることが判る。これは（数６）と比べるとＣｏｓφがＳｉｎφになっただけで他は同じである。二乗和演算部３７では第１の低域通過フィルタ２４で得られ第１の増幅器２５で増幅されたＣｏｓφ成分を二乗したものと第２の低域通過フィルタ３５で得られ第２の増幅器３６で増幅されたＳｉｎφ成分を二乗したものを加算し平方根をとったものをＡＤ変換器４へ伝達する。（数１０）は二乗和演算部３７の処理内容を数式で示したものであり、
【００４８】
【数１０】
0004126806.tif 000011
【００４９】
（数１０）に示すとおりＣｏｓ成分とＳｉｎ成分のそれぞれの二乗したものを加算したものは１になるということから結局、二乗和演算部３７の出力は位相差φに全く関係のないＡ・Ｂ／πという帯域通過フィルタ２１及び増幅器３を通過してきた信号振幅Ａと参照信号振幅Ｂの積を円周率で割った値が得られることになる。このため、参照信号の振幅Ｂが既知であれば二乗和演算部３７の出力電圧から温度情報を持つ帯域通過フィルタ２１及び増幅器３を通過してきた赤外線検出器１の信号振幅Ａを算出することができる。
【００５０】
以上のように本発明によれば赤外線検出器１からの信号にノイズが多く含まれていても、それらは乗算器により分離しやすい交流信号のままのこり、温度換算に必要な１０Ｈｚ信号成分は直流成分となって容易に低域通過フィルタで取り出すことができ、さらに、赤外線検出器１の出力信号波形とこれと掛け算する参照信号の位相を一致させなくても、常に最大の検出感度で非常に精度良く鼓膜温度を計測することができるものである。
【００５１】
（実施例６）
次に本発明の第６の実施例について説明する。図１０は本実施例の構成を示すブロック図である。図１０において本発明の第１の実施例および第３の実施例と重複するところは説明を省略する。４０はチョッパ手段１５の周波数を決定する周波数決定手段であり、低域通過フィルタ２４のノイズの大きさにより周波数を変え、その周波数通りに制御手段１６が動作するように制御信号を制御手段１６に伝えるるものである。
【００５２】
次に動作について説明する。周波数決定部４０はまず、制御手段１６に対して信号出力を停止させる。これにより乗算器２２に交流信号が入らない状態になる。このときの低域通過フィルタ２４の出力に大きな信号が出れば、チョッパ手段１５を動かす周波数に近い外来ノイズが回路に飛び込んで来ていると考えられ、逆に低域通過フィルタ２４の出力レベルが低いときには外部からの電磁波等によるノイズが少ないといえる。外来ノイズが大きいときはチョッパ手段５を動かす周波数を変えて最も外来ノイズが低くなる周波数でチョッパ手段１５を動かすことにより最良のＳ／Ｎの条件下で赤外線検出器１からの信号振幅を計測することができる。
【００５３】
以上のように本実施例によれば、チョッパ手段１５の信号遮断周期に近い周波数のノイズが多い環境下ではチョッパ手段１５の信号遮断周期を変えてＳ／Ｎが良い周波数で正確に精度良く鼓膜温度を計測することができるものである。
【００５４】
【発明の効果】
請求項１に記載した発明は、鼓膜から放射される赤外線を捉え、赤外線検出器からの信号が微弱でノイズが多く含まれていても、それらは乗算器により分離しやすい交流信号のままのこり、温度換算に必要な微弱な信号成分は直流成分となるので、容易に低域通過フィルタでこの直流成分を取り出すことができ、非常に精度良く温度情報を持つ信号の振幅を検出することができる。これにより赤外線検出器の信号振幅と温度検出器の信号とから鼓膜温度を算出する温度換算手段によって鼓膜温度が得られるため、瞬時に鼓膜の温度を簡単に精度良く知ることができるものである。
【００５５】
請求項２に記載した発明は、乗算器の２つの入力信号の位相差をゼロにできるため、常に最高の感度で非常に精度良く信号の振幅を検出することができるものである。
【００５６】
請求項３に記載した発明は、赤外線検出器の出力信号波形とこれと掛け算する参照信号の位相を正確に一致させることができ常に最大の検出感度で鼓膜温度を計測することができるものである。
【００５７】
請求項４に記載した発明は、ノイズが多い環境下では時定数の大きい低域通過フィルタで時間をかけてノイズを遮断して正確に精度良く鼓膜温度を計測でき、また、ノイズが少ない環境下では時間をかけずに瞬時に精度良く鼓膜温度を計測することができるものである。
【００５８】
請求項５に記載した発明は、赤外線検出器からの信号にノイズが多く含まれていても、それらは乗算器により分離しやすい交流信号のままのこり、温度換算に必要な信号成分は直流成分となって容易に低域通過フィルタで取り出すことができ、さらに、赤外線検出器の出力信号波形とこれと掛け算する参照信号の位相を一致させなくても、常に最大の検出感度で非常に精度良く鼓膜温度を計測することができるものである。
【００５９】
請求項６に記載した発明は、チョッパ手段の信号遮断周期の周波数に近い周波数のノイズが多い環境下ではチョッパ手段の信号遮断周期を変えてＳ／Ｎが良い周波数で正確に精度良く鼓膜温度を計測することがことができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例である耳孔式体温計の構成を示すブロック図
【図２】本発明の第１の実施例である赤外線検出器の構成図
【図３】（ａ）〜（ｆ）本発明の第１の実施例である耳孔式体温計の動作説明図
【図４】本発明の第２の実施例である耳孔式体温計の構成を示すブロック図
【図５】（ａ）〜（ｃ）本発明の第２の実施例である実施例である耳孔式体温計の動作説明図
【図６】本発明の第３の実施例である耳孔式体温計の構成を示すブロック図
【図７】（ａ）〜（ｃ）本発明の第３の実施例である実施例である耳孔式体温計の動作説明図
【図８】本発明の第４の実施例である耳孔式体温計の構成を示すブロック図
【図９】本発明の第５の実施例である耳孔式体温計の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の第６の実施例である耳孔式体温計の構成を示すブロック図
【符号の説明】
１  赤外線検出器
２  温度検出器
３  増幅器
４  ＡＤ変換器
５  温度換算手段
１１  プローブ
１５  チョッパ手段
１６  制御手段
２１  帯域通過フィルタ
２２，３４  乗算器
２３  参照信号発生部
２４，３５  低域通過フィルタ
３０  位相制御部
３１  フィルタ制御部
３３  ９０度移相部
３７  二乗和演算部
【図１】
0004126806.tif 000012
【図２】
0004126806.tif 000013
【図３】
0004126806.tif 000014
【図４】
0004126806.tif 000015
【図５】
0004126806.tif 000016
【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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