(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
力学量によって加わる応力が互いに逆である２つの圧電振動子と、
前記２つの圧電振動子に対して共通に電圧信号を印加する回路と、
前記２つの圧電振動子にそれぞれ流れる第１・第２の電流信号を第１・第２の電圧信号にそれぞれ変換する電流電圧変換回路と、
当該電流電圧変換回路の出力電圧信号の位相差を検出して力学量検出信号を出力する位相差信号処理回路と、
を備え、
前記電流電圧変換回路は、第１・第２のトランジスタのエミッタまたはソース同士を接続し、その接続点とアナロググランドとの間に第１の抵抗を接続し、第３・第４のトランジスタのエミッタ同士またはソース同士を接続し、その接続点とアナロググランドとの間に第２の抵抗を接続し、第１〜第４のトランジスタのベースまたはゲートを定電圧源に接続し、第２・第３のトランジスタのコレクタ同士またはドレイン同士を接続するとともに、該コレクタまたはドレインと電源ラインとの間に第５の抵抗を接続し、第１・第４のトランジスタのコレクタまたはドレインと電源ラインとの間に第３・第４の抵抗をそれぞれ接続して成る２つの差動増幅回路を備え、
第１・第２のトランジスタのエミッタまたはソース同士の接続点と第１の抵抗との接続部から第１の抵抗に前記第１の電流信号を通電し、第３・第４のトランジスタのエミッタまたはソース同士の接続点と第２の抵抗との接続部から第２の抵抗に前記第２の電流信号を通電し、
第１のトランジスタのコレクタまたはドレインと第３の抵抗との接続部から前記第１の電圧信号を出力し、第４のトランジスタのコレクタまたはドレインと第４の抵抗との接続部から前記第２の電圧信号を出力するようにした、力学量センサ。
【請求項２】
前記２つの圧電振動子に対して共通に電圧信号を印加する回路は、前記電流電圧変換回路の前記第２・第３のトランジスタのコレクタ同士またはドレイン同士の接続点と前記第５の抵抗との接続部から出力される、前記２つの圧電振動子に流れる電流信号の和の電圧信号から、該電圧信号に対して同位相の電圧信号を前記２つの圧電振動子へ正帰還させる電圧増幅回路であり、該電圧増幅回路と、前記圧電振動子と、前記電流電圧変換回路とによって発振動作させるようにした、請求項１に記載の力学量センサ。
【請求項３】
前記発振動作の周波数は前記圧電振動子の共振周波数域の周波数であり、前記共振周波数域は、前記圧電振動子のアドミタンス位相が０±４５degの範囲である請求項２に記載の力学量センサ。
【請求項４】
前記位相差信号処理回路は、前記電流電圧変換回路の出力電圧信号を差動型で入力し、位相差を電圧信号として出力する差動型位相差電圧変換回路であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の力学量センサ。
【請求項５】
前記２つの圧電振動子にそれぞれ直列に抵抗を接続したことを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の力学量センサ。
【請求項６】
前記力学量は加速度である請求項１〜５のいずれかに記載の力学量センサ。
【請求項７】
前記力学量は角加速度である請求項１〜５のいずれかに記載の力学量センサ。
【請求項８】
前記力学量は角速度である請求項１〜５のいずれかに記載の力学量センサ。
【請求項９】
前記力学量は荷重である請求項１〜５のいずれかに記載の力学量センサ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、加速度、角加速度、角速度、荷重等の力学量を検出する力学量センサに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
圧電振動子を備えた加速度センサとして、本願出願人は特許文献１を出願している。
【０００３】
この加速度センサは、加速度によって加わる応力が互いに逆である２つの圧電振動子と、２つのコンデンサを含む負荷インピーダンスでブリッジ回路を構成し、その平均出力間に分圧インピーダンス回路を設け、その分圧インピーダンス回路の分圧点の信号を帰還信号処理回路によって２つの圧電振動子の接続点に帰還させて発振回路を構成し、ブリッジ回路の平均出力間の発振出力位相差を検出して、これを加速度検出信号として出力するものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００２−２４３７５７号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
（１）回路部でのばらつき要因に関して
上記加速度センサは、重力加速度等の直流成分の加速度を検出することができること、共振周波数が高い場合にも圧電振動子が持つ静電容量の影響を受けにくく、高感度な検出が可能であること、高周波電圧信号を高精度なゲインで増幅する必要が無いこと、等の種々の特徴を備えている。
【０００６】
しかし、この前述の加速度センサにおいては、２つの圧電振動子と２つのコンデンサを含む負荷インピーダンスとでブリッジ回路を構成しているので、ブリッジが平衡状態にならないと発振出力位相差が０にならない。すなわち２つの圧電振動子に加わる応力が共に０であっても、加速度センサの出力が０にならない。また、圧電振動子間のばらつきが大きい場合に、負荷インピーダンスを調整して、圧電振動子間のばらつきをキャンセルできる、というメリットがある反面、圧電振動子間のばらつきが元々小さくて調整不要な場合には、負荷インピーダンスの特性を揃えるといった余分な作業が必要になる。
【０００７】
（２）圧電振動子と回路との配置に関して
上記加速度センサは、負荷インピーダンスに比較して大きな静電容量を用いるため、回路基板の寄生容量の影響を受けにくく、コーティングや気密封止パッケージが不要である、といった特徴を備えている。
【０００８】
しかし、この前述の加速度センサにおいては、圧電振動子と回路との距離を数ｃｍ程度にとどめる必要があった。これは、コルピッツ発振回路の原理を用いているための制約であり、回路の入力インピーダンスが高く、また、回路への入力電圧が高いため、配線抵抗やインダクタンス成分の影響を受けやすいことに起因している。すなわち、圧電振動子と回路との間隔は１０ｃｍ以上になる用途が想定されるため、原理的に、圧電振動子と回路間の距離をその程度に離しても問題が生じにくい検出方式が望まれている。
【０００９】
（３）加速度に対する感度の最良点の調整に関して
上記加速度センサは、位相シフト回路によって、加速度に対する感度を最良点に合わせることができるが、位相シフト回路による位相シフト量の制御が困難であった。
【００１０】
なお、上述の課題は、加速度を検出する加速度センサに限らず、角加速度、角速度、荷重等の力学量に応じて圧電振動子に流れる電流が変化するようにした場合に生じる共通の課題である。
【００１１】
この発明の目的は、上述した各種の課題を解消し、２つの圧電振動子の特性ばらつきの低減に伴う回路部の無調整化およびばらつき要因の削減を可能とし、また、圧電振動子と回路部間の距離を離せるようにし、さらに位相シフト回路による位相シフト量の制御を不要とした力学量センサを提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明は、力学量によって加わる応力が互いに逆である２つの圧電振動子と、前記２つの圧電振動子に対して共通に電圧信号を印加する回路と、前記２つの圧電振動子に流れる電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、当該電流電圧変換回路の出力電圧信号の位相差を検出して力学量検出信号を出力する位相差信号処理回路を設けて力学量センサを構成する。これにより、測定環境の影響を受けにくくし、安定した力学量の測定を可能とする。
【００１３】
また、この発明は、前記２つの圧電振動子に対して共通に電圧信号を印加する回路を、前記電流電圧変換回路から出力される、前記２つの圧電振動子に流れる電流信号の和の電圧信号から、該電圧信号に対して同位相の電圧信号を前記２つの圧電振動子へ正帰還させる電圧増幅回路により構成し、該電圧増幅回路と、前記圧電振動子と、前記電流電圧変換回路とによって発振動作させるように力学量センサを構成する。
【００１４】
これにより、２つの圧電振動子に加わる応力に対する共振周波数の鋭敏な変化を利用して、力学量を高感度に検出できるようにする。また、発振動作の動作点に２つの圧電振動子の特性を反映させて、２つの圧電振動子に加わる応力に対する発振周波数変化の関係を安定化させる。
【００１５】
また、この発明の力学量センサは、前記電圧増幅回路を、定電流回路と、電流スイッチ回路とからなる電圧振幅制限回路を含むものとし、その電圧振幅制限回路により、前記２つの圧電振動子に対して共通に印加する電圧信号の電圧振幅を制限する。これにより圧電振動子の駆動電圧を一定にし、回路の動作を安定化させ、圧電振動子の発熱も低減させる。
【００１６】
また、この発明の力学量センサは、その発振動作の周波数を、圧電振動子の共振周波数域の周波数とする。圧電振動子は、その共振周波数域でインピーダンスが低いため、電流電圧変換回路に流れる電流が増し、ゲインが大きくなり、安定に発振動作する。このことにより、加わる力学量に応じた力学量の検出信号の変化感度を高める。
【００１７】
また、この発明の力学量センサは、その圧電振動子の共振周波数域を、該圧電振動子のアドミタンス位相が０±４５[deg] となる範囲とする。このことにより、加わる力学量に応じた電流電圧変換回路の出力電圧信号の位相差変化を、より直線的とし、広いダイナミックレンジで力学量を検出できるようにする。
【００１８】
また、この発明の力学量センサは、前記電流電圧変換回路として、入力された電流信号に対して逆位相の電流信号を発生させて、前記入力された電流信号を打ち消し、前記逆位相の電流信号を２つに分配する差動増幅回路を２つ備え、該２つの差動増幅回路の２つの分配電流信号のうち、一方の電流信号ずつを同一のインピーダンス素子に流し、他方の電流信号を、それぞれ別のインピーダンス素子に流して、出力すべき電圧信号を発生させるように構成する。
【００１９】
このように、２つの圧電振動子に流れる電流位相の変化を、２つの差動増幅回路により電圧変化に変換することによって、同相成分のノイズ（ドリフト）を除去できるようにする。
【００２０】
また、この発明の力学量センサは、前記インピーダンス素子として抵抗を用いる。これにより低コスト化を図り、且つ２つの圧電振動子に流れる電流と同位相の電圧信号を取り出し、前記電圧増幅回路による圧電振動子に対する正帰還を容易に行えるようにする。
【００２１】
また、この発明の力学量センサは、前記差動増幅回路として、第１・第２のトランジスタのエミッタまたはソース同士を接続し、その接続点とアナロググランドとの間に第１の抵抗を接続し、第３・第４のトランジスタのエミッタ同士またはソース同士を接続し、その接続点とアナロググランドとの間に第２の抵抗を接続し、第１〜第４のトランジスタのベースまたはゲートを定電圧源に接続し、第２・第３のトランジスタのコレクタ同士またはドレイン同士を接続するとともに、該コレクタまたはドレインと電源ライン間に第５の抵抗を接続し、第１・第４のトランジスタのコレクタまたはドレインと電源ライン間に第３・第４の抵抗をそれぞれ接続して構成する。
【００２２】
このようにベース接地増幅回路またはゲート接地型増幅回路を構成して、増幅回路への入力インピーダンスを低くし、入力容量を小さくして、周波数特性が良好な電圧増幅回路および発振回路を構成する。
【００２３】
また、この発明の力学量センサは、前記位相差信号処理回路を、前記電流電圧変換回路の出力電圧を差動型で入力し、位相差を電圧信号として出力する差動型位相差電圧変換回路とする。これにより同相成分のノイズを除去し、全体にノイズ成分の少ない、力学量に応じた電圧信号を得る。
【００２４】
また、この発明の力学量センサは、前記２つの圧電振動子にそれぞれ直列に抵抗を接続する。これにより、圧電振動子に加わる応力に対する検出感度の安定化と温度特性の補償を行う。
【００２５】
上記力学量としては、たとえば加速度、角加速度、角速度、荷重を検出する。
【００２６】
【発明の実施の形態】
まず、各実施形態の加速度センサに備える圧電振動子の構成について、図９〜図１１を参照して説明する。
図９は加速度検出素子の全体の斜視図、図１０はその分解斜視図、図１１は図１０における要部の更なる分解斜視図である。
この加速度検出素子１０は、２つの圧電振動子Ｓａ，Ｓｂを絶縁性セラミック等からなる絶縁ケース５，６内に両持ち梁構造で収納支持している。この例では、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂはユニモルフ型検出素子である。短冊形状の圧電セラミック板の表裏両主面にそれぞれ電極２１，２２および３１，３２を形成した共振子２０，３０を、それぞれベース板２３，３３の一面に接着や半田付け等により接合することにより一体化している。この共振子２０，３０は、共にエネルギー閉じ込め型厚みすべり振動モードの共振子であり、共振子２０，３０の長さ方向に分極している。表裏面の電極２１，２２および３１，３２は、一端部を共振子２０，３０の中央部で対向させ、他端部を共振子２０，３０の異なる端部へ引き出している。
【００２７】
ベース板２３，３３は共振子２０，３０と同一長さ、同一幅に形成された絶縁板であり、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂの加速度の作用に伴う曲げ中性面が、共振子２０，３０とベース板２３，３３との接合面よりベース板２３，３３側になるように設定している。ベース板２３，３３は、共振子２０，３０より曲げ剛性の高い材料で構成している。また、このベース板２３，３３は、質量体（重り）として機能させるため質量をなるべく大きなものとしている。ベース板２３，３３の共振子２０，３０との対向面には、共振子２０，３０の閉じ込め振動の範囲より広くかつ加速度によって撓む範囲より小さな空隙を形成するための凹部２３ａ，３３ａを形成している。これにより、共振子２０，３０の閉じ込め振動が拘束されず、且つ加速度によって共振子２０，３０とベース板２３，３３とが一体に撓むようにしている。
【００２８】
上記２個の圧電振動子Ｓａ，Ｓｂは、共振子２０、３０が互いに相反方向を向き、且つ加速度Ｇの印加方向にそれぞれ独立して撓み得るように、長手方向両端部を、スペーサ層である接着層４を介して対面接合している。圧電振動子Ｓａ，Ｓｂの加速度Ｇの印加方向の外側面は、左右一対のケース部材５，５によって覆っている。ケース部材５は断面コ字形に形成しており、その両端突出部５ａを圧電振動子Ｓａ，Ｓｂの両端部外側面（共振子２０，３０の露出面）に接着固定している。そのため、ケース部材５と圧電振動子Ｓａ，Ｓｂとの間には、ケース部材５の凹部５ｂによって、加速度Ｇに伴い圧電振動子Ｓａ，Ｓｂが撓み得る空間を形成している。
【００２９】
また、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂとケース部材５とで形成される上下の開放面を上下一対のカバー部材６，６によって覆っている。カバー部材６の内面には、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂとの接触を防止するための凹部６ａを形成していて、その外周部を開放面に接着固定している。そのため、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂの加速度Ｇによる変位部分は、ケース部材５およびカバー部材６によって完全に密閉している。
【００３０】
共振子２０，３０に形成した電極２１，２２および３１，３２のうち、電極２１，３２は、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂとケース部材５とで形成される開放面に設けた帯状の内部電極５１によって互いに導通させ、且つケース部材５の外側面まで引き出している。また、電極２２は上側の開放面に形成した内部電極５２によってケース部材５の外側面まで引き出し、電極３１は下側の開放面に形成した内部電極５３によってケース部材５の異なる外側面まで引き出している。
【００３１】
ケース部材５およびカバー部材６の外表面には、図１に示すように、外部電極６１，６２，６３を形成していて、上記内部電極５１，５２，５３は、それぞれ外部電極６１，６２，６３に接続している。これによって、表面実装型のチップ型加速度検出素子１０を得る。
【００３２】
次に、この圧電振動子の特性を図８を参照して説明する。図８において、（Ａ）は、その図中に示した回路で、電圧源の周波数を変化させたときの電流の位相（すなわちアドミタンス位相）の変化を示している。また、実線は応力を印加していない状態、破線は応力を印加した状態である。図８の（Ｂ）は（Ａ）における共振周波数域の拡大図である。
【００３３】
図８において、位相が０[deg] になる周波数は、圧電振動子の共振周波数である。図８から明らかなように、応力印加により、共振周波数がｆｒ（０）からｆｒ（ｘ）に変化したことが分る。また、電圧源の周波数をｆｒ（０）に固定しておくと、位相は応力印加によりφ（０）からのφ（ｙ）に変化することが分る。ここで、圧電振動子の電気機械品質係数をＱｍ、 応力による共振周波数変化率をＤ（ｆｒ）とすると、φ（ｙ）は、近似的に（１）式となる。
【００３４】
φ（ｙ）＝（３６０／π）×Ｑｍ×Ｄ（ｆｒ）  [deg]     …（１）
さて、第１の実施形態に係る加速度センサの構成を図１〜図４を参照して説明する。
図１は加速度センサ全体の構成を示すブロック図である。ここで１０は加速度によって加わる応力の方向が互いに逆である２つの圧電振動子Ｓａ，Ｓｂからなる加速度検出素子である。電流電圧変換−信号加算回路１１は、加速度検出素子１０の２つの圧電振動子Ｓａ，Ｓｂに流れる電流信号を電圧信号に変換して、Ｓａ信号およびＳｂ信号を出力する。また、両信号の加算信号を出力する。
【００３５】
電圧増幅−振幅制限回路１２は、上記加算信号を電圧増幅するとともに、その振幅制限を行い、加速度検出素子１０に対して電圧信号Ｖｏｓｃを出力する。この電圧信号Ｖｏｓｃは、２つの圧電振動子Ｓａ，Ｓｂの共通接続点に印加する。
【００３６】
位相差電圧変換回路１３は、この発明に係る「位相差信号処理回路」に相当する回路であり、電圧信号として変換されたＳａ信号とＳｂ信号との位相差に比例した電圧信号を生成する。
【００３７】
増幅−フィルタ回路１４は、位相差電圧変換回路１３により変換された電圧信号を所定のゲインで増幅し、不要な周波数帯域の成分を除去して、加速度検出信号として出力する。
【００３８】
図１の回路で、圧電振動子ＳａとＳｂの共振周波数を揃え、Ｖｏｓｃの周波数をＳａとＳｂの共振周波数をｆｒ（０）とし、圧電振動子Ｓａ、圧電振動子Ｓｂには、それぞれ圧縮（引っ張り) 、引っ張り（圧縮）という具合に、逆相の応力が印加されると、増幅−フィルタ回路１４から出力信号を取り出すことができる。
【００３９】
Ｖｏｓｃは、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂ、電流電圧変換−信号加算回路１１、および電圧増幅−振幅制限回路１２の回路をループとする自励振発振系の電圧信号である。
【００４０】
Ｖｏｓｃの周波数は、圧電振動子ＳａとＳｂの共振周波数に限らず、図８に示した周波数−位相特性が略直線と見なせる周波数に設定しておけば、加速度信号を検出することができる。実用的には、アドミタンス位相が±４５[deg] 以内となる周波数であれば良い。なお、最も加速度検出感度が高くなるのは、Ｖｏｓｃの周波数を、圧電振動子ＳａとＳｂの共振周波数に一致させたときである。
【００４１】
圧電振動子ＳａとＳｂの共振周波数が揃っていない場合でも、Ｖｏｓｃの周波数が、圧電振動子ＳａとＳｂのアドミタンス位相が、±４５[deg] 以内となるようにすれば実用的な感度となる。好ましくは、Ｖｏｓｃの周波数がＳａの共振周波数とＳｂの共振周波数の中間であれば良い。
【００４２】
圧電振動子Ｓａ、圧電振動子Ｓｂには、それぞれ圧縮（引っ張り) 、引っ張り（圧縮）という具合に、逆相の応力が印加されるので、圧電振動子ＳａとＳｂの特性変化が常に逆相となるため、加算すると打ち消し合い、電流電圧変換−信号加算回路１１から出力される加算信号は、加速度印加によらず常に同じ特性となるので、加速度印加によって圧電振動子ＳａとＳｂの特性が変化しても、Ｖｏｓｃの周波数は変動しない。
【００４３】
なお、図８に示したように、圧電振動子の位相特性にはアドミタンス位相が、±４５[deg] 以内となる領域が２箇所（共振周波数域と反共振周波数域）があるが、反共振周波数域では、圧電振動子のインピーダンスが高いので、電流電圧変換−信号加算回路１１に流入する電流が少なくなることにより、ゲインが小さくなり発振しない。
【００４４】
これに対し、共振周波数域では、圧電振動子のインピーダンスが低いために、電流電圧変換−信号加算回路１１に電流が多く流れ、ゲインが大きくなるので、安定に発振する。
【００４５】
共振周波数域では、圧電振動子のインピーダンスと電流電圧変換−信号加算回路１１の入力インピーダンスが、双方とも低く、また、整合も取りやすいため、Ｃ／Ｎ比を向上させることが容易である。
【００４６】
図２は、図１に示した電流電圧変換−信号加算回路１１の回路図である。この回路は、４つのトランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２と、５つの抵抗Ｒ１〜Ｒ５とから構成している。図２に示すように、トランジスタＱ１１とＱ２１のエミッタ同士を接続し、その接続点とアナロググランドとの間に抵抗Ｒ１を接続している。また、Ｑ１２とＱ２２のエミッタ同士を接続し、その接続点とアナロググランドとの間に抵抗Ｒ２を接続している。Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２のすべてのベースを定電圧源Ｖｒｅｇに接続している。また、Ｑ１１とＱ１２のコレクタ同士を接続し、その接続点と電源Ｖｃｃ間に抵抗Ｒ５を接続している。また、Ｑ２１，Ｑ２２のコレクタと電源との間に抵抗Ｒ３，Ｒ４をそれぞれ接続している。
【００４７】
上記トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２は同一特性のトランジスタである。抵抗Ｒ１とＲ２は同じ値であり、抵抗Ｒ３とＲ４も同じ値である。また、抵抗Ｒ１〜Ｒ５の温度特性は同じである。
【００４８】
この回路はベース接地型増幅回路である。すなわち、圧電振動子Ｓａを介して、Ｑ１１，Ｑ２１のエミッタとＲ１との接続点に電流Ｉａが注入されると、その電流を打ち消すように、Ｑ１１とＱ２１とから電流が流れる。同様に、圧電振動子Ｓｂを介して、Ｑ１２，Ｑ２２のエミッタとＲ２との接続点に電流Ｉｂが注入されると、その電流を打ち消すように、Ｑ１２とＱ２２とから電流が流れる。このため、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂからこの増幅回路を見た入力インピーダンスは非常に低くなる。
【００４９】
Ｑ１１とＱ２１の特性は同じであり、ベースが同電位であるので、Ｑ１１とＱ２１のコレクタには同じ電流が流れる。同様に、Ｑ１２とＱ２２の特性は同じであり、ベースが同電位であるので、Ｑ１２とＱ２２のコレクタには同じ電流が流れる。
【００５０】
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２の特性が同じで、ベース電位が同電位、且つＲ１＝Ｒ２であるため、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂから見た入力インピーダンスは等しい。この入力インピーダンスをＺｉｎと置くと、Ｚｉｎは次の式で表される。
【００５１】
Ｚｉｎ＝１／｛(1/Ri)＋(1+hfe)/hie ｝× 1/2    …（２）
但し、
Ｒｉ＝Ｒ１＝Ｒ２
ｈｆｅ：エミッタ接地時での小信号電流増幅率
ｈｉｅ：エミッタ接地時でのベース−エミッタ間の入力インピーダンス
である。
【００５２】
ここで、ｈｆｅ＝３００、ｈｉｅ＝１ｋΩ、Ｒｉ＝１００Ωとすれば、入力インピーダンスＺｉｎは１．６Ωとなり、非常に低い入力インピーダンスとなる。このように入力インピーダンスが非常に低くなるため、次の効果が得られる。
【００５３】
(1) 電流電圧変換−信号加算回路の入力部の静電容量の変動による影響を受けない。
(2) 電流電圧変換−信号加算回路を構成する回路基板等に生じる寄生容量の影響を受けない。
(3) 加速度検出素子１０と電流電圧変換−信号加算回路１１との間の配線に抵抗やインダクタンス成分があっても、上記(1),(2) の効果により、電流電圧変換−信号加算回路へ入力される電流信号Ｉａ，Ｉｂに位相変動が生じない。
【００５４】
そのため、加速度検出素子１０と電流電圧変換−信号加算回路１１との距離を離しても、その影響が非常に少ない。
【００５５】
なお、この実施形態では、入力インピーダンスＺｉｎを１．６Ωに設定したが、これに限るものではない。加速度検出素子１０と電流電圧変換−信号加算回路１１との距離を数十ｃｍ程度離すことを目的とする場合、発振周波数が数ＭＨｚであれば（発振動作については後述する）、数百Ω程度であっても問題とはならない。すなわち、入力インピーダンスをどの程度まで低くするかは、加速度検出素子１０と電流電圧変換−信号加算回路１１との距離及び設置環境を考慮して適宜決定すればよい。
【００５６】
ここで、電流電圧変換−信号加算回路１１から出力するＳａ信号、Ｓｂ信号、加算信号の出力レベル（振幅）は、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂを介して入力される電流をＩａ，Ｉｂとした場合、それぞれ次の式で表される。
【００５７】
Ｓａ信号レベル＝Ｒ３×Ｉａ／２    …（３）
Ｓｂ信号レベル＝Ｒ４×Ｉｂ／２    …（４）
加算信号レベル＝Ｒ５×（Ｉａ＋Ｉｂ）／２    …（５）
上記３つの信号出力レベルを同じにするため、Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５の抵抗比を２：２：１となるように定めている。（３）式，（４）式より、この回路が、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂに流れる電流を電圧信号に変換する、電流−電圧変換器として作用していることがわかる。また、（５）式より、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂを介して流れる電流Ｉａ，Ｉｂを加算して電圧信号に変換する、信号加算回路として作用していることがわかる。
【００５８】
ここで、上記電流信号Ｉａ，Ｉｂは次の式で表される。
【００５９】
Ｉａ＝Ｖｏｓｃ／Ｚ（Ｓａ）    …（６）
Ｉｂ＝Ｖｏｓｃ／Ｚ（Ｓｂ）    …（７）
但し、
Ｚ（Ｓａ）：発振周波数における圧電振動子Ｓａのインピーダンス
Ｚ（Ｓｂ）：発振周波数における圧電振動子Ｓｂのインピーダンス
Ｖｏｓｃ：電圧増幅−振幅制限回路１２からの出力電圧
である。
【００６０】
ところで、この加速度センサの、加速度に対する感度が最も高くなるのは、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂの２つの圧電振動子に流れる電流Ｉａ，Ｉｂの和（Ｉａ＋Ｉｂ）の位相と、電圧増幅−振幅制限回路１２の出力電圧Ｖｏｓｃの位相とが同位相になる時である。前述した特願２００１−４２１３０で示した回路では、位相回路で最適ポイントを設定する必要があったが、本願によれば、Ｓａ，Ｓｂの２つの圧電振動子に流れる電流信号を利用することにより、位相回路が不要になる。電流電圧変換−信号加算回路１１と電圧増幅−振幅制限回路１２のトータルで、加算信号と電圧信号Ｖｏｓｃとが同位相となるように回路を構成するだけでよい。
【００６１】
電流電圧変換−信号加算回路１１は、図２に示したようにベース接地型増幅回路で構成しているので、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂに流れる電流Ｉａ，Ｉｂの和（Ｉａ＋Ｉｂ）の位相と加算信号の電圧とは同位相であり、また電圧増幅−振幅制限回路１２でも、入力信号である加算信号と出力電圧Ｖｏｓｃとは同位相となるように回路を構成している。したがって、この２つの回路でのトータルの位相は０（同位相）となる。
【００６２】
なお、図２に示した例では、バイポーラ型のトランジスタを用いたが、これに限らず、ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）用いても実現できる。この場合バイポーラ型トランジスタのベース，エミッタ，コレクタを、ＦＥＴのゲート，ソース，ドレインにそれぞれ対応させる。
【００６３】
また、トランジスタの数は４つに限らず、入力インピーダンスを下げる目的等で、トランジスタＱ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２に対して並列にトランジスタを接続してもよい。
【００６５】
図２に示したように、インピーダンス素子として抵抗Ｒ１〜Ｒ５を用いたことにより、全体に低コスト化が図れ、また、Ｉａ，Ｉｂ，（Ｉａ＋Ｉｂ）信号と同位相の電圧信号を容易に得ることができる。この効果はベース接地型増幅回路に限らない。
【００６６】
このように、力学量によって加わる応力が互いに逆である２つの圧電振動子と、この２つの圧電振動子に対して共通に電圧信号を印加する回路と、２つの圧電振動子に流れる電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、当該電流電圧変換回路の出力電圧信号の位相差を検出して力学量検出信号を出力する位相差信号処理回路を設けたことにより、測定環境の影響を受けにくく、安定した力学量の測定が可能となる。その結果、回路部の無調整化が可能となる。
【００６７】
また、電流電圧変換回路で、２つの圧電振動子に流れる電流位相の変化が、２つの差動増幅回路により電圧変化に変換されるので、同相成分のノイズ（ドリフト）の除去が可能となる。
【００６８】
また、差動増幅回路を、ベース接地増幅回路またはゲート接地型増幅回路で構成したので、増幅回路への入力インピーダンスおよび入力容量が小さくなり、周波数特性が良好な電圧増幅回路および発振回路が構成できる。
【００６９】
これらの作用効果により、検出すべき力学量を受ける圧電振動子を回路部から離せるようになり、種々の目的に利用可能となる。
【００７０】
図３は、図１に示した電圧増幅−振幅制限回路１２の回路図である。この回路は、図１に示した電流電圧変換−信号加算回路１１から出力される加算信号電圧を増幅し、任意振幅の矩形波にした後、インピーダンス変換して圧電振動子Ｓａ，Ｓｂの共通端子側に、電圧信号Ｖｏｓｃを与えるものである。
【００７１】
図３において、トランジスタＱ３と抵抗Ｒ６とでボルテージホロワ回路を構成している。この構成により、加算信号を高入力インピーダンスで受ける。このボルテージホロワ回路の出力は、コンデンサＣ３を介してトランジスタＱ７１のベースに入力される。
【００７２】
トランジスタＱ５，Ｑ６１，Ｑ６２，Ｑ７１，Ｑ７２，Ｑ８、抵抗Ｒ７〜Ｒ１０でＥＣＬ(Emitter Coupled Logic) による回路を構成している。ここで、Ｑ７１，Ｑ７２でカレントスイッチを構成していて、この２つのトランジスタＱ７１，Ｑ７２のベース電位の低い方のトランジスタがＯＦＦし、ベース電位の高い方のトランジスタがＯＮしてコレクタに電流が流れる。このカレントスイッチに流れる電流は、定電圧源の電圧Ｖｒｅｇ、抵抗Ｒ７、トランジスタＱ５，Ｑ６１，Ｑ６２で構成される定電流回路で制御される。Ｑ６１，Ｑ６２はカレントミラー回路を構成していて、Ｑ６２には、Ｑ６１に流れる電流と同じ電流が流れる。Ｑ６２に流れる電流値Ｉｓは次の式で表される。
【００７３】
Ｉｓ＝（Ｖｒｅｇ−２×Ｖｂｅ）／Ｒ７    …（８）
但し、
Ｖｒｅｇ：定電圧源の電圧
Ｖｂｅ：Ｑ５，Ｑ６１のベース−エミッタ間電圧
である。
【００７４】
したがって、Ｑ７２と抵抗Ｒ９との接続点には、次の式で表される振幅（peak to peak値）Ａをもつ矩形波が発生する。
【００７５】
Ａ＝Ｉｓ×Ｒ９    …（９）
（８）式と（９）式より、上記矩形波の振幅は、抵抗Ｒ７または電圧Ｖｒｅｇで任意の値に制御可能である。
【００７６】
図３において、トランジスタＱ８と抵抗Ｒ１０はボルテージホロワ回路を構成している。このボルテージホロワ回路は、トランジスタＱ７２と抵抗Ｒ９との接続点から出力される信号のインピーダンスを下げて次段へ与えるように作用する。
【００７７】
トランジスタＱ９，Ｑ１０、ダイオードＤ１，Ｄ２、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３はプッシュプル型のボルテージホロワ回路を構成している。このボルテージホロワ回路は、トランジスタＱ８からの出力インピーダンスをさらに下げるために設けている。抵抗Ｒ１２，Ｒ１３はトランジスタＱ９，Ｑ１０の保護用に設けている。
【００７８】
以上のようにして、この電圧増幅−振幅制限回路１２から出力される電圧信号Ｖｏｓｃは、電流電圧変換−信号加算回路１１からの加算信号電圧を任意振幅の矩形波に変換し、且つ低インピーダンスに変換したものとなる。
【００７９】
このように、電圧増幅回路を、定電流回路と電流スイッチ回路とからなる電圧振幅制限回路を含むものとし、その電圧振幅制限回路により、２つの圧電振動子に対して共通に印加する駆動電圧の振幅を制限するようにしたので、回路の動作が安定化し、圧電振動子の発熱も低減される。
【００８０】
図４は、図１に示した位相差電圧変換回路１３の回路図である。図４において、ＩＮａ１〜ＩＮａ４，ＩＮｂ１〜ＩＮｂ４，ＩＮａｂはそれぞれインバータ（ＮＯＴゲート）、Ｅｘｏｒ１，Ｅｘｏｒ２はそれぞれエクスクルーシブオアゲートである。
【００８１】
インバータＩＮａ１と抵抗Ｒ１４は所定ゲインの増幅回路を構成している。コンデンサＣ５は直流成分を除去する。インバータＩＮａ２，ＩＮａ３は波形整形回路を構成している。このようにＳａ信号を波形整形してエクスクルーシブオアゲートＥｘｏｒ１の一方の入力へ信号Ｖ１を与える。同様に、３つのインバータＩＮｂ１，ＩＮｂ２，ＩＮｂ３、Ｒ１５，Ｃ６によって、Ｓｂ信号を波形整形して、エクスクルシブオアゲートＥｘｏｒ２の一方の入力へ信号Ｖ３を与える。
【００８２】
抵抗Ｒ１６，Ｒ１７およびコンデンサＣ７は２つの信号を加算するとともに積分を行う回路を構成していて、これとインバータＩＮａ４，ＩＮｂ４，ＩＮａｂとによって、Ｓａ信号とＳｂ信号とを加算するとともに積分することによって位相を９０°シフトさせた信号Ｖ２を得ている。この信号Ｖ２を２つのエクスクルシブオアゲートＥｘｏｒ１，Ｅｘｏｒ２のそれぞれの入力に与えている。
【００８３】
さらに、この２つのエクスクルーシブオアゲートの出力に抵抗Ｒ１８，Ｒ１９とコンデンサＣ８，Ｃ９からなる平滑回路をそれぞれ接続することによって、Ｓａ信号とＳｂ信号との位相差にほぼ比例した電圧信号を差動出力として得る。
【００８４】
図１に示した増幅−フィルタ回路１４は、図４に示した、位相差を電圧信号に変換した差動信号を差動増幅回路でアナログ増幅し、検出すべき周波数成分以外の周波数帯域を除去する。
【００８５】
以上のようにして、２つの圧電振動子に流れる電流信号を電圧信号に変換し、その電圧信号の位相差に比例した電圧信号を力学量検出信号として出力する。
【００８６】
次に、第２の実施形態に係る加速度センサの構成を図５および図６を参照して説明する。
図５は、加速度センサ全体の構成を示すブロック図である。図１に示した加速度センサと異なるのは、圧電振動子Ｓａ，Ｓｂに対してそれぞれ直列に抵抗ＲＬａ，ＲＬｂを接続していることである。その他は第１の実施形態に示したものと同様である。
【００８７】
図６は圧電振動子に対して直列に抵抗を接続したことによる効果を説明するための等価回路図である。但し、圧電振動子に対して直列に抵抗を接続したことによる効果は、２つの圧電振動子Ｓａ，Ｓｂについて共通であるので、図６では一方の圧電振動子Ｓａについてのみ示している。図６において、Ｓａは圧電振動子の等価回路、Ｖｏｓｃは図５における電圧増幅−振幅制限回路１２から出力される電圧信号、ＲＬは圧電振動子Ｓａに対して直列接続した抵抗である。またI-V Convertor は、図５における電流電圧変換−信号加算回路１１による電流電圧変換回路である。
【００８８】
上記電流電圧変換回路の出力電圧Ｖｏｕｔの電圧位相φを求め、角周波数ωで偏微分し、得た数式に発振角周波数ωｏを代入して、発振角周波数ωｏでの電圧位相φの傾き（微分係数）Δφを算出する。このΔφは非常に複雑な式となるので近似解を求めると次の式で表される。
【００８９】
Δφ＝−２×Ｌ１／（Ｒ１＋ＲＬ）    …（１０）
このΔφに、発振角周波数ωｏと圧電振動子の共振角周波数ωｒとの差をかけた値が位相変化分である。加速度検出素子１０に加速度が作用していないときは、ωｏ＝ωｒである。
【００９０】
つまり、Δφは加速度検出感度を決める要素の一つである。このΔφが制御できれば加速度検出感度を補償することができる。
【００９１】
以下に、温度補償方法について考察する。
【００９２】
（１０）式を温度Ｔで偏微分した結果を次の式に示す。
【００９３】
【数１１】
0004066786.tif 000002
【００９４】
（１１）式を整理すれば、次の式のようになる。
【００９５】
Δφｔｃ＝Ｌ１ｔｃ−｛１／（Ｒ１＋ＲＬ）｝×（Ｒ１ｔｃ×Ｒ１＋ＲＬｔｃ×ＲＬ）    …（１２）
但し、Δφｔｃ，Ｌ１ｔｃ，ＲＬｔｃは、それぞれΔφ，Ｌ１，ＲＬの温度係数である。
【００９６】
（１２）式より、その右辺を０にする条件が選定できれば、位相傾斜Δφの温度補償ができる。温度係数がほぼ０とみなせる抵抗（酸化皮膜抵抗等）を使用すると、（１２）式にＲＬｔｃ＝０を代入し、温度補償する条件Δφｔｃ＝０を代入して、ＲＬについて（１２）式を解くと次式となる。
【００９７】
ＲＬ＝Ｒ１×（Ｒ１ｔｃ／Ｌ１ｔｃ−１）    …（１３）
圧電振動子として、通常の圧電セラミックの振動子を用い、ＲＬ＝Ｒ１とした場合、使用全温度範囲（−４０℃〜８５℃）での加速度検出感度の変化率レンジは約半分となった。
【００９８】
この例では、低コスト化を図るため、酸化皮膜抵抗等、汎用の表面実装型固定抵抗器で温度係数がほぼ０とみなせる抵抗を使用したが、感温抵抗器等の温度傾斜を持つ抵抗器を用いてもよい。これにより、（１２）式でΔφｔｃ＝０となる条件を選定すればよい。
【００９９】
なお、図６に示したI-V Convertor の入力インピーダンスがＲＬに対して無視できない場合には、ＲＬにI-V Convertor の入力インピーダンスを含めて計算すればよい。
【０１００】
以上のようにして、汎用の表面実装型固定抵抗器を２つ用いるだけで、コスト上昇を招くことなく、全使用温度範囲での加速度検出感度の変化率を大幅に改善することが可能となる。このような作用効果は、加速度検出素子に流れる電流信号を利用したことによって可能となったものであり、特願２００１−４２１３０で開示した構成では得られない効果である。
【０１０１】
なお、第１・第２の実施形態では、２つの圧電振動子Ｓａ，Ｓｂに加速度によって加わる応力差を検出する加速度センサについて示したが、その他の力学量によって圧電振動子Ｓａ，Ｓｂに逆向きの応力が加わるように構成すれば、その力学量を検出するセンサが同様にして構成できる。たとえば、角加速度により２つの圧電振動子Ｓａ，Ｓｂに応力差が発生するように構成すれば角加速度センサとして用いることができる。また、角速度により２つの圧電振動子Ｓａ，Ｓｂに応力差が発生するように構成すれば角速度センサとして用いることができる。同様に、荷重により２つの圧電振動子Ｓａ，Ｓｂに応力差が発生するように構成すれば荷重センサとして用いることができる。
【０１０２】
次に、参考例としての加速度センサの構成を図７を参照して説明する。
図７は、第１・第２の実施形態に示した加速度センサに備えた電流電圧変換−信号加算回路とは別の電流電圧変換−信号加算回路の構成を示す図である。第１・第２の実施形態では、電流信号の段階で加算して加算信号を得るようにしたが、この図７に示した例では、電圧信号に変換した後に、加算した例である。図７において、１０は加速度によって加わる応力の方向が互いに逆である２つの圧電振動子Ｓａ，Ｓｂからなる加速度検出素子である。１１ａ，１１ｂは、電流電圧変換回路、１１ｃは電圧信号の加算回路である。
【０１０３】
電流電圧変換回路１１ａ，１１ｂは、オペアンプと帰還抵抗Ｒ２１，Ｒ２２とからそれぞれ構成している。また、加算回路１１ｃは、オペアンプと抵抗Ｒ２３，Ｒ２４，Ｒ２５とから構成している。
【０１０４】
但し、この図７に示した例では、数ＭＨｚの発振周波数（電圧信号Ｖｏｓｃの周波数）でも、所定のゲインを示す高速オペアンプが必要になる。これに対して、図２に示した例では、能動素子として４つのトランジスタを用いるだけであるので、低コストになる利点がある。
【０１０５】
【発明の効果】
この発明によれば、力学量によって加わる応力が互いに逆である２つの圧電振動子と、前記２つの圧電振動子に対して共通に電圧信号を印加する回路と、前記２つの圧電振動子に流れる電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路と、当該電流電圧変換回路の出力電圧信号の位相差を検出して力学量検出信号を出力する位相差信号処理回路を設けて力学量センサを構成したことにより、測定環境の影響を受けにくくなり、安定した力学量の測定が可能となる。
【０１０６】
また、この発明によれば、電圧増幅回路と、圧電振動子と、電流電圧変換回路とによって発振動作させるようにしたので、２つの圧電振動子に加わる応力に対する共振周波数の鋭敏な変化を利用して、力学量を高感度に検出できる。
【０１０７】
また、この発明によれば、電圧増幅回路を、定電流回路と電流スイッチ回路とからなる電圧振幅制限回路を含むものとし、その電圧振幅制限回路により、２つの圧電振動子に対して共通に印加する駆動電圧の振幅を制限するようにしたので、回路の動作が安定化され、圧電振動子の発熱も低減される。
【０１０８】
また、この発明によれば、上記発振動作の周波数を、圧電振動子の共振周波数域の周波数とすることによって、安定に発振動作し、そのことにより、加わる力学量に応じた力学量の検出信号の変化感度が高まる。
【０１０９】
また、この発明によれば、圧電振動子の共振周波数域を、該圧電振動子のアドミタンス位相が０±４５[deg] となる範囲とすることによって、加わる力学量に応じた電流電圧変換回路の出力電圧信号の位相差変化が、より直線的となり、広いダイナミックレンジで力学量が検出できるようになる。
【０１１０】
また、この発明によれば、電流電圧変換回路で、２つの圧電振動子に流れる電流位相の変化が、２つの差動増幅回路により電圧変化に変換されるので、同相成分のノイズ（ドリフト）が除去可能となる。
【０１１１】
また、この発明によれば、前記インピーダンス素子として抵抗を用いたことにより、低コスト化が図れ、且つ圧電振動子に対する正帰還が容易に行えるようになる。
【０１１２】
また、この発明によれば、前記差動増幅回路を、ベース接地増幅回路またはゲート接地型増幅回路で構成したので、増幅回路への入力インピーダンスおよび入力容量が小さくなり、周波数特性が良好な電圧増幅回路および発振回路が構成できる。
【０１１３】
また、この発明によれば、前記位相差信号処理回路を、前記電流電圧変換回路の出力電圧を差動型で入力し、位相差を電圧信号として出力する差動型位相差電圧変換回路としたので、同相成分のノイズが除去された、全体にノイズ成分の少ない、力学量に応じた電圧信号が得られる。
【０１１４】
また、この発明によれば、２つの圧電振動子にそれぞれ直列に抵抗を接続したことにより、広い温度範囲に亘って一定の検出感度が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態に係る加速度センサの全体の構成を示すブロック図
【図２】同加速度センサにおける電流電圧変換−信号加算回路の回路構成を示す図
【図３】同加速度センサにおける電圧増幅−振幅制限回路の回路構成を示す図
【図４】同加速度センサにおける位相差電圧変換回路の回路構成を示す図
【図５】第２の実施形態に係る加速度センサの全体の構成を示すブロック図
【図６】同加速度センサの主要部の等価回路図
【図７】加速度センサの電流電圧変換−信号加算回路の構成を示す図
【図８】各実施形態の加速度センサに備える圧電振動子の特性を示す図。
【図９】加速度検出素子の外観斜視図
【図１０】加速度検出素子の分解斜視図
【図１１】加速度検出素子の要部の分解斜視図
【符号の説明】
１０−加速度検出素子
Ｓａ，Ｓｂ−圧電振動子
【図１】
0004066786.tif 000003
【図２】
0004066786.tif 000004
【図３】
0004066786.tif 000005
【図４】
0004066786.tif 000006
【図５】
0004066786.tif 000007
【図６】
0004066786.tif 000008
【図７】
0004066786.tif 000009
【図８】
0004066786.tif 000010
【図９】
0004066786.tif 000011
【図１０】
0004066786.tif 000012
【図１１】
0004066786.tif 000013