(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランジスタの入力側にインピーダンス整合用の入力整合回路側を備えた高周波電力増幅器において、
前記入力側に流れる基本波および２次高調波における上側ピーク間の位相差を少なくする手段を備え、
上記手段は、トランジスタの入力側に接続した共振回路であり、その共振周波数を２次高調波の周波数2foよりも高くした高周波電力増幅器。
【請求項２】
上記手段は、トランジスタの入力端から入力整合回路側を見たときの２次高調波(周波数：2fo)の反射係数Γs2fo(基本波の実数成分で規格化したもの)の角度を、ポーラチャート上で１７０°〜２７０°の範囲にするものである請求項１記載の高周波電力増幅器。
【請求項３】
上記共振回路を構成する伝送線路(もしくはインダクタ)の線路長を１/４波長より短くした請求項１記載の高周波電力増幅器。
【請求項４】
上記伝送線路(もしくはインダクタ)の線路長を１/４波長とし、この伝送線路(もしくはインダクタ)をトランジスタの入力側に接続した時、伝送線路(もしくはインダクタ)と、コンデンサとの接続点にバイアス供給回路を接続する請求項１記載の高周波電力増幅器。
【請求項５】
入力整合回路の出力端に、２次高調波でオープンになるフィルタを挿入した請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅器。
【請求項６】
上記フィルタは、インダクタおよびコンデンサの直列接続による共振回路であり、その共振周波数を基本波(周波数:fo)とした請求項５記載の高周波電力増幅器。
【請求項７】
トランジスタのベース入力端にバラスト抵抗を挿入し、そのバラスト抵抗は、信号源側基本波反射係数(Γsfo)が６６％であるときのインピーダンスの抵抗値以上にした請求項１〜６のいずれかに記載の高周波電力増幅器。
【請求項８】
バラスト抵抗と並列に２次高調波でショートする共振回路を接続した請求項７記載の高周波電力増幅器。
【請求項９】
トランジスタがバイポーラトランジスタである請求項１〜８のいずれかに記載の高周波電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はトランジスタなどの増幅用半導体増幅器、特に移動通信用機器、その他マイクロ波帯通信機器一般に用いる高効率高周波電力増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来この種の高効率高周波電力増幅器としてはＦ級増幅器が知られており、トランジスタＴにＨＢＴ(Heterojuction Bipolar Transistor)を用いた回路で説明する。トランジスタ自身の出力インピーダンスと、そこに接続される負荷(一般にはアンテナ)のインピーダンスの整合を図るために出力整合回路が設けられ、同様に、トランジスタのベースの(入力)インピーダンスと、そこに接続される駆動回路(不図示)のインピーダンスとの整合を図るために入力整合回路が設けられる。
【０００３】
このような整合回路に信号が入射するとき、信号の一部がそれらの整合回路で反射する。このときの反射波と入射波との比を“反射係数”という。入射波と反射波との間で位相差があり、その位相差を、“反射係数の角度”という。(反射係数自体がベクトル値であるため角度を持つ)
【０００４】
さて、トランジスタから出力側の反射係数を見た時、インピーダンスが偶数次(２次)高調波でショート、奇数次(３次)高調波でオープンとなるようにすれば高い動作効率が得られるため、そのための“高調波制御回路”(一般に所定長の伝送線路とコンデンサとの直列回路)が上記出力整合回路に備えられる。
【０００５】
ここでトランジスタのコレクタ効率に大きく関係しているのが、コレクタ電流に含まれる２次高調波である。この２次高調波の上側ピークとコレクタ電流の基本波の上側ピークが一致する位相で、且つ２次高調波の基本波に対する電流の振幅比が０.３〜０.５の場合に効率が最も高くなる。従って発生する高調波はある程度大きいことが望ましい。
【０００６】
尚、本発明と同一分野の出願を以下に列挙する。
上述した“高調波制御回路”を出力側だけでなく入力側にも設け、入力側の２次高調波に対してもインピーダンスを所定の範囲に設定している(例えば、特許文献１参照)。
【０００７】
“高調波制御回路”を出力側に備えると、小型化に不利となるため、出力整合回自体を所定のインピーダンスに設定することで、動作効率を低下させることなく、“高調波制御回路”の設置を省略している(例えば、特許文献２参照)。
【０００８】
入力整合回路での偶数次高調波に対するインピーダンスを開放状態とし、奇数次高調波に対するインピーダンスを短絡状態にしている(例えば、特許文献３参照)。
【０００９】
これらの文献はいずれも、増幅素子にＦＥＴを使用したものであり、そのゲート電流は、上記トランジスタのベース電流に比較すると極めて小さいため、そのゲート電流に含まれる高調波に起因するような問題点は発生しない。
【００１０】
【特許文献１】
特許第2695395号「高周波電力増幅器」（請求項１、図２）
【特許文献２】
特開2000−165162号「高周波用電力増幅器」(請求項１、図１)
【特許文献３】
特開2000-164753号「高周波電力増幅器」(請求項１,２、図１)
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
電力増幅器は上記のような動作をするが、以下に述べる問題点がある。先に述べた２次高調波電流は、コレクタ側の非線形性による発生のみを考慮したものであったが、実際にはベース側も非線形性を持つために、ベース電流にも２次高調波が発生する。上述したような特性を持つ入力整合回路においては、ベース２次高調波電流の上側のピークは、図２に示されるように、ベース電流の基本波の上側ピークより位相が遅れている。
【００１２】
バイポーラトランジスタではベース電流のβ倍がコレクタ電流であるため、ベース電流の基本波と２次高調波との間の位相差が、コレクタ電流の基本波と２次高調波との間に位相差を発生させる。先に述べたとおり、コレクタ効率の向上には基本波と２次高調波の上側ピークを一致させる必要があるため、ベース側の基本波と２次高調波との間の位相差は効率低下の原因となっていた。
【００１３】
本発明は以上のような状況でなされたもので、ベース側で発生する２次高調波に対しても、位相調整(基本波との間でピークの位相を揃える)を行うことで、増幅器の効率を向上させた高周波電力増幅器を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明は、トランジスタの入力側にインピーダンス整合用の入力整合回路側を備えた高周波電力増幅器において、前記入力側に流れる基本波および２次高調波における上側ピーク間の位相差を少なくする手段を備えたことを特徴とするものであり、その手段としては、トランジスタの入力端から入力整合回路側を見たときの２次高調波(周波数：2fo)の反射係数Γs2fo(基本波の実数成分で規格化したもの)の角度を、ポーラチャート上で１７０°〜２７０°の範囲にするものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の高周波電力増幅器のブロック図を図１に示す。トランジスタＴの出力側に設けた出力整合回路１は、従来のものと同様に、インピーダンスが２次高調波でショート、３次高調波でオープン(∞)となっている。トランジスタＴのベース側のに設けた入力整合回路２においては、トランジスタＴから入力側を見た２次高調波の反射係数Γs2foの角度∠Γs2foを１７０°〜２７０°にしている。ただしこのときのΓs2foは、基本波の反射係数ΓsFoの実数成分で規格化された値を用いる。例えば基本波のインピーダンスが(３−j１.５Ω)である場合は、３Ωで規格化を行う。このときのコレクタ電流(Ｉc)、コレクタ電圧(Ｖc)、ベース電流(Ｉb)、ベース電圧(Ｖb)波形を図２に示す。コレクタ電圧は矩形波・コレクタ電流は半波整流された正弦波形となる。この場合、コレクタ電圧が０Ｖ以外の時に電流が流れないためにコレクタ効率は１００％となる。
【００１６】
図２に示されるように、基本波より位相が遅れていた２次高調波ベース電流Ｉb2foは、入力整合回路２によって位相が進められ、そのため、ベース電流の基本波Ｉbfoの上側ピークと２次高調波Ｉb2foの上側ピークとの位相差が小さくなる。この状態のベース電流をトランジスタで増幅した結果がコレクタ電流となるため、コレクタ電流Ｉcfoの２次高調波Ｉc2foの振幅は従来のものと比較して大きくなって、Ｉc2fo振幅のＩcfo振幅に対する比が０.３〜０.５に近づくため、且つ基本波と２次高調波の上側ピークの位相も一致しやすくなるためコレクタ効率が高くなることが予想される。尚、ベース電流とはベース・エミッタ間の寄生容量に流れる寄生電流を除いた電流である。
【００１７】
図３は反射係数Γs2foの絶対値|Γs2fo|を０.２、０.４、０.６、０.８、０.９５に対し、それぞれ角度∠Γs2foを変えた場合のコレクタ効率の変化(シミュレーション結果)を示す。実際に角度∠Γs2foが１７０°〜２７０°の範囲でコレクタ効率が高くなっている結果が得られた。
【００１８】
また、多段アンプでは終段トランジスタの入力整合回路は、前段トランジスタの出力整合回路と接続、もしくは一体化しているために反射係数Γs2foの絶対値|Γs2fo|を充分に大きくすることが出来ない場合があるが、この発明では絶対値|Γs2fo|が、０.２や０.４といった低い値であってもコレクタ効率改善の効果が得られることが図３より分かった。
【００１９】
ここでスミスチャートおよびポーラチャートについて簡単に述べる。図１１のスミスチャートにおけるインピーダンス平面の定抵抗線Ｒと定リアクタンス線Ｘを、半径方向を反射係数とした平面上でベクトル(Ｒ＋jＸ)の表示にして描き直したものが図１２のポーラーチャートであり、スミスチャートと同様のインピーダンスチャートであり、スミスチャートにおけるインピーダンスをベクトルとして｜Γ｜∠θ（Γは反射係数、θは位相）で表現したものである。
【００２０】
図１２のポーラチャートにおける斜線領域が本発明で推奨する反射係数Γs2foの角度∠Γs2fo(１７０°〜２７０°)であり、反射係数Γs2foの絶対値|Γs2fo|は、１以下であればよく(但し０は除く)、絶対値|Γs2fo|が狭い範囲に限定されないので製作の自由度が高く、それゆえ製作も容易となる。
【００２１】
尚、角度∠Γs2foを１８０°(２次高調波では１周期)付近にすると、入射波と反射波とが同位相になって、２次高調波ベース電流Ｉb2foが最大になるという利点が得られるものの、そのような角度では、２次高調波ベース電流に対する位相変化量が少ないため(つまり基本波と２次高調波との間のピーク位相差が残る)、全体としては、図３からわかるように最高の効率とはなっていない。
【００２２】
実施の形態１．
本発明の実施の形態１を図４に示す。同図に示すように、トランジスタＴのベースとＧＮＤ間に、伝送線路５とコンデンサ６との直列接続からなる共振回路７を接続している。この共振回路７は、一般的に基本波の周波数でインピーダンスを高くなるように、伝送線路５は１/４波長に設定されるが、本実施形態では、その線路長を１/４波長よりも短く(好ましくは１/４波長の１/３〜１/４)し、コンデンサ６は、数ｐＦ〜１０ｐＦ程度(動作周波数が１ＧＨz〜５ＧＨzの場合)の値としている。その場合の共振回路７の入力−出力におけるインピーダンスＺの特性を図５に示す。
【００２３】
同図に示されるように、共振回路７の共振周波数Ｑは２次高調波周波数2foよりも大きくなっている。このような共振回路７をトランジスタＴの入力側に接続することで、２次高調波ベース電流における反射係数の角度∠Γs2foを１７０°〜２７０°にすることが可能となる。図４中の伝送電路５の替りにインダクタを用いることも可能である。この実施形態では線路長が短いため、共振回路７を小型化できる。
【００２４】
実施の形態２．
本発明に係わる実施の形態２を図６に示す。この実施形態では、基本波の周波数でインピーダンスが高くなるように、伝送線路５の線路長を１/４波長にし、一方、コンデンサ６は大容量(１００ｐＦ以上)とし、動作周波数に対してコンデンサ６は完全にショートした状態になる。このような伝送線路５を用いることにより、２次高調波ベース電流における反射係数の角度∠Γs2foを１７０°〜２７０°にしている。
【００２５】
ところで、図４の回路においては、トランジスタＴのベースに対してバイアス電を供給するためのバイアス回路が実際に必要となる。しかし、ベースにバイアス回路を接続しても、そのベースの入力インピーダンスが変化しないように、バイアス回路側のインピーダンスが基本波に対してオープン(∞)となるような素子(１/４波長の伝送線路)が必要となる。この実施の形態２では、その伝送線路を流用して共振回路７を形成することができ、部品点数を減らすことができる。
【００２６】
実施の形態３．
本発明の形態３を図７に示す。増幅器の段数が２以上の場合、終段トランジスタＴの入力整合回路２は、前段トランジスタ(不図示)の出力整合回路１１と接続(若しくは一体化)されている。前段トランジスタの効率を改善するためには前段トランジスタから出力側を見た２次高調波の反射係数を最適化する必要がある。
【００２７】
しかし終段トランジスタＴのベース側から見た２次高調波の反射係数(Γs2fo)の角度∠Γs2foを前述のごとく、１７０°〜２７０°の最適値に維持する一方で、前段トランジスタから出力側を見た２次高調波の反射係数を最適化することは一般的に困難である。
【００２８】
そこで図７に示したように終段トランジスタＴのベース側に設けた共振回路７と入力整合回路２との間に２次高調波でオープンとなるフィルタ８を設ける。これにより、終段トランジスタＴのベース側に対しては共振回路７により、∠Γs2foを１７０°〜２７０°の最適値に維持する一方で、前段トランジスタから出力側を見た２次高調波の反射係数をフィルタ８によって随意に設定できる。
【００２９】
本実施形態を用いることによって前段トランジスタの効率を劣化させることなく終段トランジスタＴのコレクタ効率を改善することが可能となる。フィルタ８の構成としては図８に示すようなインダクタとコンデンサを直列に接続したものを例示できる。そのフイルタ８は、共振周波数が基本波となるよう回路定数を設定する。
【００３０】
実施の形態４．
本発明の実施の形態４を図９に示す。ＨＢＴではトランジスタの温度が上昇した場合に電流が増加する特性があり、そのため正帰還となって電流暴走が生じ、トランジスタが破壊に至るという問題がある。これを防ぐ方法の１つとしてベース側に直列に抵抗(バラスト抵抗)を挿入する方法がある。バラスト抵抗はトランジスタの近くに配置する必要があるため、図９のごとく共振回路７を備える場合には、入力整合回路２と共振回路７との接続点とベースとの間にバラスト抵抗９を挿入する。
【００３１】
しかし、その場合、共振回路７を含む入力整合回路２自身のΓs2foがショート付近であってもトランジスタから見たΓs2foは、バラスト抵抗の分だけオープン側にシフトする。オープン側へのシフト量が大きいとベース側の２次高調波振幅が小さくなりその結果、コレクタ効率が低下する。
【００３２】
そこで本実施の形態４では、この効率低下を防ぐためにバラスト抵抗９を信号源側基本波反射係数Γsfoが６６％であるときのインピーダンスの抵抗値（特性インピーダンスが５０Ωである場合にΓs2foが６６％であるときのインピーダンスの抵抗値は３３Ω）以上にしている。これによってΓs2foの絶対値を０.２以上にすることが可能となり、コレクタ効率の低下を抑えることができる。なおここでのバラスト抵抗９の値は終段トランジスタを１つのトランジスタと考えて計算した値である。
【００３３】
また、ここでのΓs2foの値はバラスト抵抗８を挿入していない場合の値である。バラスト抵抗８(抵抗値＝Ｒb)を挿入した場合、バラスト抵抗８から入力整合回路２側を見た場合の反射係数Γs2fo')と、Ｒbと、Γsfoとの関係は、Γsfo＝Ｒb＋Γsfo'となる。
【００３４】
実施の形態５．
本発明の実施の形態５を図１０に示す。実施の形態４(図９)で述べたようにトランジスタＴ１にバラスト抵抗を設けることによって安定性は向上するが、トランジスタから見たΓs2foの絶対値は小さくなり、その結果、コレクタ効率は低下する。これを回避するためにバラスト抵抗８と並列に、２次高調波でインピーダンスが０となる共振回路１０を設けた。２次高調波以外では、トランジスタＴからみた場合、バラスト抵抗９のみを設けた場合と同じであるが、２次高調波では直列共振回路１０ではインピーダンスが０となるため、Γs2foの絶対値を大きくすることが可能となる。本実施形態によればＨＢＴの安定性とコレクタ効率の向上を同時に行うことが可能となる。
【００３５】
【発明の効果】
この発明は、トランジスタの入力側に流れる基本波および２次高調波における上側ピーク間の位相差を少なくする手段を備えたので、トランジスタの出力側に流れる基本波と２次高調波における上側ピーク間の位相差がより少なくなり、その結果、トランジスタの動作効率を高めることが可能となる。その手段としては、Ｌ、Ｃからなる簡単な共振回路で実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の高周波増幅回路の構成を示す図である。
【図２】  図１の回路におけるトランジスタのコレクタおよびベースの電流電圧波形を示す図である。
【図３】  図１の回路におけるコレクタ効率(シミュレーション結果)を示す図である。
【図４】  本発明の実施の形態１による高周波増幅回路の構成を示す図である。
【図５】  図４の回路で用いた共振回路の特性を示す図である。
【図６】  本発明の実施の形態２による高周波増幅回路の構成を示す図である。
【図７】  本発明の実施の形態３による高周波増幅回路の構成を示す図である。
【図８】  図７の回路に用いたフィルタ回路の構成を示す図である。
【図９】  本発明の実施の形態４による高周波増幅回路の構成を示す図である。
【図１０】  本発明の実施の形態５による高周波増幅回路の構成を示す図である。
【図１１】  スミスチャートを示した図である。
【図１２】  ポーラチャートを示した図である。
【符号の説明】
１  出力整合回路、２  入力整合回路、５  伝送回路、６  コンデンサ、７  共振回路、８  フィルタ、９  バラスト抵抗、１０  共振回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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