(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、このチョッパ回路の出力直流電圧をＰＷＭ制御により所望の周波数および電圧の交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータと、前記チョッパ回路およびインバータ回路を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、前記制御回路は、前記チョッパ回路およびインバータ回路のそれぞれのスイッチング周波数を、分散制御のタイミングを同期させて所定周波数範囲内で分散させることを特徴とする電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力変換装置に係わり、とくに、入力直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、このチョッパ回路の出力直流電圧をＰＷＭ制御により所望の周波数および電圧の交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータと、前記チョッパ回路およびインバータ回路を制御する制御回路とを備えた電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１５は、従来の交流電動機２を駆動制御するための電力変換装置３の回路構成を示すものである。電力変換装置３は、直流電源４から開閉器５を介して直流電力を入力し、所望周波数の交流電力を出力して、車両を駆動するための交流電動機２に供給する。電力変換装置３は、直流コンデンサ３２およびインバータ回路３３からなっており、制御回路３４によってＰＷＭ制御される。インバータ回路３３はフリーホイーリングダイオードを有するスイッチング素子を３相ブリッジ結線してなるインバータ回路である。
【０００３】
近年、電気自動車システムに対して大容量化の要求があり、それに応じて電動機駆動パワーの向上と回生パワーの向上が必要になってきている。電気自動車には、走行距離を長くするためにも高効率化が要求され、大電流化によりパワーアップした電動機よりも高電圧化によりパワーアップした電動機の方がより小型化および高効率化を達成することができる。その場合、バッテリーによる電源の高電圧化は、車両に搭載する場合の所要スペースと所要重量が問題となるので、バッテリー電圧と電動機電圧を整合させるためのチョッパ回路を付加した回路方式も提案されている（特開平６−２４５３３２号公報）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
インバータ回路３３に昇圧用チョッパ回路を加えることにより、電動機駆動パワーの向上が可能となる。しかし、電動機パワーの向上は、高い電圧でＰＷＭ制御を行うために、低い電圧でＰＷＭ制御を行った場合に比べ、リアクトル１および電動機２の電磁騒音が大きくなり、耳障りになるという問題が発生していた。
【０００５】
本発明は、チョッパ回路およびインバータ回路を有する電力変換装置に前置されるリアクトルの電磁騒音、および電力変換回路を介して駆動される交流電動機の電磁騒音を低減しうる電力変換装置を提供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明では、
入力直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、このチョッパ回路の出力直流電圧をＰＷＭ制御により所望の周波数および電圧の交流電圧に変換して交流電動機に供給するインバータと、前記チョッパ回路およびインバータ回路を制御する制御回路とを備えた電力変換装置において、前記制御回路は、前記チョッパ回路およびインバータ回路のそれぞれのスイッチング周波数を、分散制御のタイミングを同期させて所定周波数範囲内で分散させることを特徴とする電力変換装置、
を提供するものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
＜実施の形態１＞
本発明の実施の形態１を、図１および図２に示す。図１における電力変換装置３は、直流電源４から開閉器５およびリアクトル１を介して直流電力を入力し、それを所望の周波数および電圧の交流電力に変換して交流電動機２に供給し、交流電動機２を所望の回転速度で駆動する装置である。電力変換装置３は、チョッパ回路３１と直流コンデンサ３２とインバータ回路３３とからなっている。チョッパ回路３１は並列チョッピング素子３１ｂと直列ダイオード３１ａとからなっており、昇圧手段として用いられる。電力変換装置３に含まれるチョッパ回路３１およびインバータ回路３３は制御回路３４によって制御される。インバータ回路３３は３相ブリッジ結線された６アームのスイッチング素子からなっている。制御回路３４はチョッパ回路３１をチョッパ制御するとともに、インバータ回路３３をＰＷＭ制御する。チョッパ回路３１は、直流電源４の電圧を昇圧制御し、インバータ回路３３は交流出力の周波数および電圧を、交流電動機２が所望の速度で回転するように制御する。
【００１５】
図２は、図１の装置の動作を説明するためのタイムチャートである。図２の時刻ｔｏにおいて起動指令ＳＣが入力されると、その時点で開閉器５をオンし、速度基準Ｎｓに従って制御回路３４からインバータ回路３３の各半導体素子ヘゲート信号が供給され、電力変換装置が始動されることになる。インバータ回路３３は速度基準Ｎｓに対応する所定の周波数ＦＩＮＶおよび電圧ＶＩＮＶを出力し、交流電動機２に供給してこれを駆動する。チョッパ回路３１は直流電源４の電圧を昇圧するようにチョッパ動作する。インバータ回路３３のスイッチング周波数ＰＩＮＶおよびチョッパ回路３１のスイッチング周波数ＰＣＨＰは一定にするのではなく、所定範囲内、すなわち下限周波数PLおよび上限周波数PHの範囲内で適度に分散させるものとする。これにより、リアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００１６】
スイッチング周波数の分散制御にあたっては次のような態様がありうる。
【００１７】
（１）チョッパ回路３１とインバータ回路３３のスイッチング周波数の分散制御のタイミングを同期させ、リアクトル１と交流電動機２が電磁騒音を打ち消すようにそれぞれのスイッチング周波数を決定し、聴感での電磁騒音を低減させる。
【００１８】
（２）チョッパ回路３１とインバータ回路３３の分散制御のタイミングを非同期として、スイッチング周波数の分散は個別に設定し、リアクトル１と交流電動機２の電磁騒音の分散性が大きくなるようにそれぞれのスイッチング周波数を設定し、聴感での電磁騒音を低減させる。
【００１９】
本実施の形態によれば、チョッパ回路３１とインバータ回路３３のスイッチング周波数の分散の組み合わせにより、リアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００２０】
＜参考例１＞
本発明の参考例１のタイムチャートを図３および図４に示す。この参考例で用いる回路構成は図１のものと同一であるが、図３の制御態様において図２の制御態様と異なるところは、スイッチング周波数の分散をチョッパ回路３１のみ行い、インバータ回路３３は固定とすることである。すなわち、インバータ回路３３のスイッチング周波数ＰＩＮＶは一定とし、チョッパ回路３１のスイッチング周波数ＰＣＨＰは図２の場合と同様に分散させる。これにより、リアクトル１の電磁騒音の低減に合わせた設定をすることができる。
【００２１】
図４の制御態様では、図３の場合とは逆に、スイッチング周波数の分散をインバータ回路３３のみ行い、チョッパ回路３１は固定とする。すなわち、インバータ回路３３のスイッチング周波数ＰＩＮＶは図２の場合と同様に分散させ、チョッパ回路３１のスイッチング周波数ＰＣＨＰは一定とする。これにより、交流電動機２の電磁騒音の低減に合わせた設定をすることができる。
【００２２】
この参考例によれば、チョッパ回路３１とインバータ回路３３のスイッチング周波数の分散をどちらか一方のみ行い、それぞれリアクトル１および交流電動機２の電磁騒音の低減に合わせた設定をすることができる。
【００２３】
＜参考例２＞
本発明の参考例２のタイムチャートを図５および図６〜８に示す。この参考例で用いる回路構成は図１のものと同一であるが、図５の制御態様において時刻ｔｏにおいて起動指令ＳＣが入力されると、開閉器５がオンし、速度基準Ｎｓに従って制御回路３４からインバータ回路３３の各半導体素子ヘゲート信号が出力され、インバータ回路３３は所定の出力周波数ｆＩＮＶで交流電動機２を駆動する。チョッパ回路３１も同様に動作し、この間は、インバータ回路３３およびチョッパ回路３１は共にスイッチング周波数ＰＩＮＶおよびＰＣＨＰを分散させる。時刻ｔ１において速度基準Ｎｓが所定のレベルＬ１に達したら、両スイッチング周波数は分散から固定へと移行させる。
【００２４】
なお、速度基準ＮｓがレベルＬ１より低い所定のレベルＬ０に達したとき、分散幅を徐々に減少させ、速度基準ＮｓがレベルＬ１に達したとき、固定へと移行させるようにすれば、分散から固定へと円滑に移行させることができる。
【００２５】
速度Ｎをパラメータとしてスイッチング周波数ＰＩＮＶ，ＰＣＨＰを分散させるパターンの態様を図６〜８に示す。図中のハッチングの部分がスイッチング周波数の分散を行う分散幅（縦軸）および期間（横軸）である。図６は、図５で説明した速度Ｎに応じてスイッチング周波数ＰＩＮＶまたはＰＣＨＰの分散範囲を低減させるパターンを示すものである。この場合、高速域ではスイッチング周波数の下限値を徐々に上昇させて最終的に上限値に持っていく。これにより電流制御応答を確保するようにしている。図７の制御態様では、低速域でも高速域でもほぼ上限値付近で比較的小さい一定の分散幅で分散させ、電磁騒音を速度に関係なく一定とする。これに対して、図８の制御態様では、速度によって分散幅が変わることはなく一定であるが、スイッチングの基準周波数は速度に応じて、高速になるほど高周波数になるようにする。
【００２６】
この参考例によれば、スイッチング周波数ＰＩＮＶ，ＰＣＨＰの分散範囲を速度に応じて変化させることにより、リアクトル１および交流電動機２の聴感での電磁騒音を低減することができる。
【００２７】
＜参考例３＞
本発明の参考例３のタイムチャートを図９および図１０〜１２に示す。これらの図９〜１２は図５〜８における速度基準Ｎｓを負荷Ｌに置き換えたものに相当する。この制御態様では、時刻ｔｏにおいて起動指令ＳＣが入力されると、制御回路３４に別途与えられる速度基準Ｎｓに従ってインバータ回路３３の出力周波数が制御され、負荷Ｌが所定値に達するまでは、インバータ回路３３およびチョッパ回路３１のスイッチング周波数ＰＩＮＶおよびＰＣＨＰを分散させる。時刻ｔ１において負荷Ｌが所定のレベルＬ１に達したら、両スイッチング周波数は分散から固定へと移行させる。変形例として、負荷ＬがレベルＬ１より低い所定のレベルＬ０に達したとき、それ以上の負荷領域で分散幅を徐々に減少させ、負荷ＬがレベルＬ１に達したとき、固定へと移行させるようにする。この制御態様でも分散から固定へと円滑に移行させることができる。
【００２８】
この参考例によれば、スイッチングの分散範囲を負荷により変え、それにより負荷が大きいほどスイッチング周波数を上昇させ、高負荷・低スイッチングでのリアクトル１および交流電動機２の聴感での電磁騒音を低減することができる。
【００２９】
図１０〜１２に示すように、図６〜８を参照して説明したと同様に、負荷Ｌに応じてインバータ回路３３またはチョッパ回路３１のスイッチング周波数ＰＩＮＶまたはＰＣＨＰ を所定範囲内で分散させることにより、リアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００３０】
＜参考例４＞
本発明の参考例４を説明する。この参考例４は、図６〜８および図１０〜１２のパターンを速度基準Ｎｓおよび負荷Ｌのそれぞれについて設定し、以下に示す３×３＝９通りの組み合わせによりスイッチング周波数ＰＩＮＶおよび／またはＰＣＨＰ を分散させる。
【００３１】
（１）図６と図１０
（２）図６と図１１
（３）図６と図１２
（４）図７が図１０
（５）図７と図１１
（６）図７と図１２
（７）図８と図１０
（８）図８と図１１
（９）図８と図１２
例えば、（１）の図６と図１０との組み合わせにおいては、スイッチング周波数の分散範囲が同じで、絞り始める速度が１０００rpm、負荷が２０％であるとした場合、速度６００rpmで負荷３０％の場合、負荷による絞りを優先させる。速度１２００rpmで負荷１０％の場合は、速度を優先させる。分散幅が異なる場合は、狭い方を優先させる。
【００３２】
この参考例によれば、速度Ｎまたは負荷Ｌのどちらかが大きくなった場合に合わせてスイッチング周波数の分散を変えることができ、聴感での電磁騒音を低減することができる。
【００３３】
＜参考例５＞
本発明の参考例５のタイムチャートを、図１３に示す。この参考例で用いる回路構成は図１のものと同一であるが、図１３では時刻ｔｏにおいて起動指令ＳＣが入力されると、速度基準ＳＣに従って制御回路３４からインバータ回路３３の各半導体素子ヘゲート信号が出力され、インバータ回路３３は所定の出力周波数ｆＩＮＶで交流電動機２を駆動する。この段階では、チョッパ回路３１のチョッパ動作はオフとし、直流電源１の電圧に等しい直流電圧がインバータ回路３３に供給される。時刻ｔ１において速度基準Ｎｓが所定のレベルＬ１に達したら、チョッパ回路３１をスイッチング動作させて直流電圧を昇圧させる。例えば、交流電動機２の定格電圧をＡＣ４００Ｖとすると、直流電圧６００Ｖ程度でＰＷＭ制御する必要があるが、直流電源電圧が仮に３００Ｖの場合でも、昇圧せずに約５０％のＡＣ２００Ｖまで出力することができる。したがって、５０％程度の速度までチョッパ回路３１を動作させないですむので、その損失を低減することができる。さらに、ＰＷＭ電圧波形のピーク値は５０％となるので、交流電動機２の磁気騒音も低減させることができる。また、昇圧する電圧レベルを鎖線で示すように速度基準Ｎｓの大きさに追従して調整することも可能である。
【００３４】
速度基準Ｎｓを負荷Ｌに置き換えて同様の制御をすることも可能である。さらに、チョッパ回路３１による昇圧を行うかどうかを、速度基準Ｎｓと負荷Ｌとの組み合わせにより決定することも可能である。
【００３５】
この参考例によれば、チョッパ回路３１によって昇圧する運転範囲が少なくなり、もしくは、昇圧する電圧が低くなることにより、リアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００３６】
＜参考例６＞
本発明の参考例の回路構成を図１４に示す。図１４の電力変換装置３は、交流電動機２の減速時等に交流電動機２が発電モードに入ったときに直流電源４への電力回生を行うために、チョッパ回路３１に、直流電源４側から見て降圧機能を持たせたものである。図１４のチョッパ回路３１では、入力端に並列に直流電源４に対して逆極性にダイオード３１ｃを接続し、出力端に直列に順方向ダイオードおよびそれに逆並列のスイッチングトランジスタからなるチョッピング素子３１ｄが接続されている。この実施の形態の変形例として、力行運転時は図１の回路（昇圧チョッパ）によって運転し、回生運転時のみ図１４の回路（降圧チョッパ）によって運転するように組み合わせ使用することも可能である。
【００３７】
この参考例によれば、力行運転時でも回生運転時でも、速度Ｎや負荷Ｌにより電圧を調整することができ、リアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００３８】
＜参考例７＞
本発明においては、インバータ回路３３でのスイッチング周波数ＰＩＮＶの分散が交流電動機２の機械的共振点付近で電磁音を増長させる可能性があるため、機械的共振点付近では分散制御を行わないように制御する。
【００３９】
この参考例によれば、機械的共振点付近でのリアクトル１および交流電動機２の電磁騒音を低減することができる。
【００４０】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、チョッパ回路およびインバータ回路を有する電力変換装置において、スイッチング周波数の分散制御のタイミングを同期させて適宜分散させることにより、リアクトルおよび交流電動機の電磁騒音を低減できる電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施の形態１を実施する主回路の一構成例を示す接続図。
【図２】  本発明の実施の形態１の動作例を示すタイムチャート。
【図３】  本発明の参考例１の第１の動作例を示すタイムチャート。
【図４】  本発明の参考例１の第２の動作例を示すタイムチャート。
【図５】  本発明の参考例２の動作例を示すタイムチャート。
【図６】  本発明の参考例２の分散パターンの第１の例を示す図。
【図７】  本発明の参考例２の分散パターンの第２の例を示す図。
【図８】  本発明の参考例２の分散パターンの第３の例を示す図。
【図９】  本発明の参考例３の動作例を示すタイムチャート。
【図１０】  本発明の参考例３の分散パターンの第１の例を示す図。
【図１１】  本発明の参考例３の分散パターンの第２の例を示す図。
【図１２】  本発明の参考例３の分散パターンの第３の例を示す図。
【図１３】  本発明の参考例５の動作例を示すタイムチャート。
【図１４】  本発明の参考例６の主回路構成例を示す接続図。
【図１５】  従来の電力変換装置の回路構成例を示す接続図。
【符号の説明】
１  リアクトル
２  交流電動機
３  電力変換装置
３１  チョッパ回路
３２  直流コンデンサ
３３  インバータ回路
３４  制御回路
４  直流電源
５  開閉器
ＦＩＮＶ  インバータ回路出力周波数
ＰＩＮＶ  インバータ回路スイッチング周波数
ＰＣＨＰ  チョッパ回路スイッチング周波数
Ｎｓ  速度基準
Ｎ  速度
Ｌ  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
0004092087.tif 000014
【図１４】
0004092087.tif 000015
【図１５】
0004092087.tif 000016