(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同相入力信号を受け、第１出力信号およびこの第１出力信号に実質的に直交する位相成分を有する第２出力信号を出力する第１の高位相精度移相器と、
前記同相入力信号に実質的に直交する位相成分を有する直交入力信号を受け、第３出力信号およびこの第３出力信号に直交する位相成分を有する第４出力信号を出力する第２の高位相精度移相器と、
前記第１出力信号から前記第４出力信号を減算し、減算信号を出力する第１の減算器と、
前記第２出力信号と前記第３出力信号を加算し、加算信号を出力する第１の加算器と、
前記第１の高振幅精度移相器での損失を補うために前記第１出力信号および前記第４出力信号をそれぞれ前記第１の減算器へ出力する第１のバッファと、
前記第２の高振幅精度移相器での損失を補うために前記第２出力記号および前記第３出力信号をそれぞれ前記第１の加算器へ出力する第２のバッファ回路と、
前記減算信号を受け、第５出力信号およびこの第５出力信号に直交する位相成分を有する第６出力信号を出力する第３の高位相精度移相器と、
前記加算信号を受け、第７出力信号およびこの第７出力信号に直交する位相成分を有する第８出力信号を出力する第４の高位相精度移相器と、
前記第５出力信号から前記第８出力信号を減算し、減算結果を同位相出力信号として出力する第２の減算器と、
前記第６出力信号と前記第７出力信号を加算し、加算結果を直交出力信号として出力する第２の加算器と、
前記第３の高振幅精度移相器での損失を補うために前記第５出力信号および前記第８出力信号をそれぞれ前記第２の減算器へ出力する第３のバッファ回路と、
前記第４の高振幅精度移相器での損失を補うために前記第６出力信号および前記第７出力信号をそれぞれ前記第２の加算器へ出力する第４のバッファ回路と、
を具備するイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項２】
前記バッファ回路は、利得を持っている請求項１記載のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項３】
前記バッファ回路は、利得が１以上である、請求項１記載のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項４】
前記バッファ回路は、差動回路構成をした電庄電流変換回路により構成され、前記加算器或いは前記減算器は電流モードで加算或いは減算を行なう請求項１記載のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項５】
前記第１の高位相精度移相器および第２の高位相精度移相器は同じ回路構成を有する請求項１記載のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項６】
前記第３の高位相精度移相器および第４の高位相精度移相器は同じ回路構成を有する請求項１記載のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項７】
前記第１の高位相精度移相器、前記第２の高位相精度移相器、前記第３の高位相精度移相器及び前記第４の高位相精度移相器の各々は、第１の抵抗と、前記第１の抵抗の一端に接続された第１端と、
前記第１端に接続された一端を有する第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタの他端に接続された第２端と、
前記第２端に接続される一端を有する第２の抵抗と、
前記第２の抵抗の他端に接続された第３端と、
前記第３端に接続された一端を有する第２のキャパシタと、
前記第２のキャパシタの他端に接続された第４端とを有し、
前記第４端と前記第１の抵抗の他端とが接続されたブリッジ回路により構成され、
前記第１の移相器は、前記同相入力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第１出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端の電位として出力し、前記第２出力信号を前記ブリッジ回路の前記第１端の電位として出力し、
前記第２の高位相精度移相器は、前記直交入力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第３出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端の電位として出力し、前記第４出力信号を前記ブリッジ回路の前記第１端の電位として出力し、
前記第３の高位相精度移相器は、前記減算信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第５出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端の電位として出力し、前記第６出力信号を前記ブリッジ回路の前記第１端の電位として出力し、
前記第４の高位相精度移相器は、前記加算信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第７出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端の電位として出力し、前記第８出力信号を前記ブリッジ回路の前記第１端の電位として出力する請求項１のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項８】
前記第１の高位相精度移相器、前記第２の高位相精度移相器、前記第３の高位相精度移相器及び前記第４の高位相精度移相器の各々は、
第１の抵抗と、
前記第１の抵抗の一端に接続された第１端と、
前記第１端に接続された一端を有する第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタの他端に接続された第２端と、
前記第２端に接続された一端を有する第２の抵抗と、
前記第２の抵抗の他端に接続された第３端と、
前記第３端に接続された一端を有する第２のキャパシタと、
前記第２のキャパシタの他端に接続された第４端とを有し、
前記第４端と前記第１の抵抗の他端とが接続されたブリッジ回路を具備し、
前記第１の高位相精度移相器は、前記同相入力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第１出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端の電位として出力し、前記第２出力信号を前記ブリッジ回路の前記第１端の電位として出力し、
前記第２の高位相精度移相器は、前記直交入力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第３出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端の電位として出力し、前記第４の出力信号を前記ブリッジ回路の前記第１端の電位として出力し、
前記第３の高位相精度移相器は、前記減算信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第５出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端及び前記第１端間の電位差として出力し、前記第６出力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として出力し、前記第４の高位相精度移相器は、前記加算信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第７出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端及び前記第１端間の電位差として出力し、前記第８出力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として出力する請求項１、５または６記載のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項９】
前記第１の高位相精度移相器、前記第２の高位相精度移相器、前記第３の高位相精度移相器及び前記第４の高位相精度移相器の各々は、
第１の抵抗と、
前記第１の抵抗の一端に接続された第１端と、
前記第１端に接続された一端を有する第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタの他端に接続された第２端と、
前記第２端に接続された一端を有する第２の抵抗と、
前記第２の抵抗の他端に接続された第３端と、
前記第３端に接続された一端を有する第２のキャパシタと、
前記第２のキャパシタの他端に接続された第４端とを有し、
前記第４端と前記第１の抵抗の他端とが接続されたブリッジ回路を具備し、
前記第１の高位相精度移相器は、前記同相入力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第１出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端及び前記第１端間の電位差として出力し、前記第２出力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として出力し、
前記第２の高位相精度移相器は、前記直交入力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第３出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端及び前記第１端間の電位差として出力し、前記第４出力信号は前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として出力し、
前記第３の高位相精度移相器は、前記減算信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第５出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端の電位として出力し、前記第６出力信号を前記ブリッジ回路の前記第１端の電位として出力し、
前記第４の高位相精度移相器は、前記加算信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第７出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端の電位として出力され、前記第８出力信号は前記ブリッジ回路の前記第１端の電位として出力する請求項１のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項１０】
前記第１の高位相精度移相器、前記第２の高位相精度移相器、前記第３の高位相精度移相器及び前記第４の高位相精度移相器は、
第１の抵抗と、
前記第１の抵抗の一端に接続された第１端と、
前記第１端に接続された一端を有する第１のキャパシタと、
前記第１のキャパシタの他端に接続された第２端と前記第２端に接続された一端を有する第２の抵抗と、
前記第２の抵抗の他端に接続された第３端と、
前記第３端に接続された一端を有する第２のキャパシタと、
前記第２のキャパシタの他端に接続された第４端と、
前記第４端とを有し、前記第１の抵抗の他端とが接続されたブリッジ回路を具備し、
前記第１の高位相精度移相器は、前記同相入力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第１出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端及び前記第１端間の電位差として出力し、前記第２出力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として出力し、
前記第２の高位相精度移相器は、前記直交入力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第３出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端及び前記第１端間の電位差として出力し、前記第４出力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として出力し、
前記第３の高位相精度移相器は、前記減算信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として受け、前記第５出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端及び前記第１端間の電位差として出力し、前記第６出力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として出力し、
前記第４の高位相精度移相器は、前記加算信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として入力し、前記第７出力信号を前記ブリッジ回路の前記第３端及び前記第１端間の電位差として出力し、前記第８出力信号を前記ブリッジ回路の前記第４端及び前記第２端間の電位差として出力する請求項１、５または６記載のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項１１】
同相入力信号を受け、第１出力信号およびこの第１出力信号に実質的に直交する位相成分を有する第２出力信号を出力する第１の高位相精度移相器と、
前記同相入力信号に実質的に直交する位相成分を有する直交入力信号を受け、第３出力信号およびこの第３出力信号に直交する位相成分を有する第４出力信号を出力する第２の高位相精度移相器と、
前記第１出力信号から前記第４出力信号を減算し、減算信号を出力する第１の減算器と、
前記第２出力信号と前記第３出力信号を加算し、加算信号を出力する第１の加算器と、
前記第１出力信号及び前記第４出力信号をそれぞれ前記第１の減算器に入力するバッファと、
前記第２出力記号及び前記第３出力信号をそれぞれ前記第１の加算器に入力するバッファ回路と、
により構成される前段移相器と、
前記減算信号を受け、第５出力信号およびこの第５出力信号に直交する位相成分を有する第６出力信号を出力する第３の高位相精度移相器と、
前記加算信号を受け、第７出力信号およびこの第７出力信号に直交する位相成分を有する第８出力信号を出力する第４の高位相精度移相器と、
前記第５出力信号から前記第８出力信号を減算し、減算結果を同位相出力信号として出力する第２の減算器と、
前記第６出力信号と前記第７出力信号を加算し、加算結果を直交出力信号として出力する第２の加算器と、
前記第５出力信号及び前記第８出力信号をそれぞれ前記第２の減算器に入力するバッファ回路と、
前記第６出力信号及び前記第７出力信号をそれぞれ前記第２の加算器に入力するバッファ回路と、
を各々が具備する複数の後段移相器と、を備えるイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項１２】
前記バッファ回路は、利得を持っている請求項１１記載のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項１３】
前記バッファ回路は、利得が１以上である、請求項１１記載のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項１４】
前記第１の高位相精度移相器および第２の高位相精度移相器は同じ回路構成を有する請求項１１記載のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項１５】
前記第３の高位相精度移相器および第４の高位相精度移相器は同じ回路構成を有する請求項１１記載のイメージ抑圧フィルタ回路。
【請求項１６】
入力信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器の増幅信号が入力され、同相信号と前記同相信号に対して直交する直交信号とを出力する入力側ミキサと、
前記同相信号に対応する同相入力信号と前記直交信号に対応する直交入力信号とを入力され、同相出力信号を出力する請求項１記載のイメージ抑圧フィルタ回路と、
前記イメージ抑圧フィルタ回路の前記同相出力信号を同相受信信号と直交受信信号に変換する出力側ミキサと、
で構成される受信機。
【請求項１７】
送信用同相信号および送信用直交信号を中間周波数信号に変換する第１の直交変調器と、
前記中間周波数信号に基づいて、同相出力信号および前記同相出力信号に対して直交する直交出力信号を生成する請求項１記載のイメージ抑圧フィルタ回路と、
前記同相出力信号および前記直交出力信号を無線周波数信号に変換する第２の直交変調器と、
により構成される送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、イメージ抑圧フィルタ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話やＰＨＳ等の多くの無線システム用端末が普及してきている。この無線システムのひとつに無線端末と基地局間とを無線で交信し、基地局同士を有線で交信するシステムがある。
【０００３】
基地局と電波によって送受信するための無線端末は、アンテナ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）、周波数変換器（またはミキサー）、中間周波数バンドパスフィルタ（ＩＦ−ＢＰＦ）、中間周波数ミキサー（ＩＦ−ＭＩＸ）、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）およびＡＤ変換器（ＡＤＣ）により構成されるヘテロダイン方式であるのが一般的である。
【０００４】
無線端末は、このような回路構成によって、基地局から飛んできた高周波電波ＲＦを無線端末のアンテナにより高周波信号として受信し、低雑音増幅器により増幅する。この増幅された高周波信号は周波数変換器により高周波ＲＦから中間周波数ＩＦに周波数変換され、中間周波数バンドパスフィルタ（ＩＦ−ＢＰＦ）によってフィルタリングされ、中間周波数ミキサおよびローパスフィルタを介してＡＤ変換器によってデジタル信号に変換される。
無線端末に必要な集積回路として、所望の周波数に混入してしまうイメージ信号を除去するためのイメージ抑圧フィルタ回路がある。
【０００５】
イメージ信号とは、受信される電波（所望波）が周波数変換器によって、高周波から中間周波数に変換される際、所望波が変換される中間周波数帯と同一の周波数帯に変換される周波数の不要波である。
【０００６】
周波数変換器は、所望波の周波数からローカル周波数を減じて得られる中間周波数を出力する。しかしながらこの周波数変換器は、ローカル信号からこの中間周波数帯を差し引いて得られる周波数成分をも同じ中間周波数帯に変換してしまう。この周波数成分がイメージ波であり、不要波となる。
【０００７】
また、いろいろなシステムでいろいろな周波数の信号を送受しており、あるシステムの所望波にとって、別なあるシステムの所望波が干渉波となり、それがイメージ信号となる。
【０００８】
また、トランジスタ自体がだす広帯域雑音がイメージ信号になる。広帯域な雑音としては、熱雑音やショット雑音等がある。
【０００９】
このようなイメージ信号は、周波数変換された所望波と同じ周波数帯域に重なってきてしまう。所望波以外は、全て不要波となるが、イメージ信号は所望波と同じ周波数に変換されてしまうために、イメージ信号を除去するためのイメージ抑圧フィルタ回路が必要である。
【００１０】
前述した無線端末の受信システムの周波数変換器部に用いられるイメージ抑圧フィルタ回路では、先ず高周波ＲＦ信号が２つに分配される。一方のＲＦ信号は局部発振信号に接続された第１の９０度移相器により生成される余弦波のローカル信号により同相信号に周波数変換され、もう一方のＲＦ信号は第１の９０度移相器により生成される正弦波のローカル信号で直交信号に周波数変換される。
【００１１】
次に、正弦波で周波数変換された直交信号が第２の９０度移相器によりさらに９０度位相を遅らせ、余弦波で周波数変換された同相信号と加算器により加算され、これによりイメージ波を抑圧する。
【００１２】
ところで、イメージ信号を除去しないで単純にローカル信号で周波数変換すると、信号の折り返しが生じ、所望波信号とイメージ信号が同一の周波数に変換される。つまり、所望波信号がイメージ信号により汚される。そこでイメージ抑圧を行なうと、所望波信号は維持したまま、イメージ波を小さくすることができる。
【００１３】
いいかえると所望波信号の変換利得を１とすると、イメージ波の変換利得を１以下の小さい数字（たとえば０．０１程度）にすることができる。これにより所望波信号がイメージ波により汚されるのを防ぐことができる。
【００１４】
このイメージ抑圧フィルタでは、ＩＣ化によりインダクタやキャパシタのクオリティファクタが低下しても、ある程度良好なフィルタ機能を達成できる。
【００１５】
このようなイメージ抑圧フィルタ回路には、位相精度が広帯域において高く一定である高位相精度移相器または出力振幅精度が広帯域において高く一定である高振幅精度移相器が使用される。高位相精度移相器は、適用周波数に応じて位相精度はよいが、出力振幅が一定でないので、広帯域に用いられる無線システムでは十分なフィルタ特性を得られない。高振幅精度移相器は、適用周波数に応じて出力振幅精度は良いが、出力位相精度が一定でないので、広帯域に用いられる無線システムとしては十分なフィルタ特性を得られない。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
上記に示したように、高位相精度移相器および高振幅精度移相器では広帯域で位相精度および振幅精度同時に高くすることができず、広帯域無線システムに用いられるイメージ抑圧フィルタをＩＣ上で製作できなかった。
【００１７】
また、これまでの携帯無線システムでは所望波帯域が狭いため、９０度移相器の位相精度及び出力振幅精度が所定の狭い帯域のみ高ければよかった。しかしながら、今後の無線システムでは情報量の増大が予想されるため所望波帯域が広帯域になり、９０度移相器も広帯域で高精度を維持することが要求されるようになる。
【００１８】
しかしながら高位相精度移相器や高振幅精度移相器では、周波数によりそれぞれ出力振幅や出力位相が変動してしまい、広帯域の無線システムではイメージ抑圧比を高くできないという問題が生ずる。
【００１９】
本発明は、広帯域無線システムにも用いることができるＩＣ化されたイメージ抑圧フィルタ回路を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１局面は、同相入力信号を受け、第１出力信号およびこの第１出力信号に実質的に直交する位相成分を有する第２出力信号を出力する第１の移相器と、前記同相入力信号に実質的に直交する位相成分を有する直交入力信号を受け、第３出力信号およびこの第３出力信号に直交する位相成分を有する第４出力信号を出力する第２の移相器と、前記第１出力信号から前記第４出力信号を減算し、減算信号を出力する第１の減算器と、前記第２出力信号と前記第３出力信号を加算し、加算信号を出力する第１の加算器と、前記減算信号を受け、この減算信号に対して第２位相成分を有する第５出力信号およびこの第５出力信号に直交する位相成分を有する第６出力信号を出力する第３の移相器と、前記加算信号を受け、この加算信号に対して前記第２位相成分を有する第７出力信号およびこの第７出力信号に直交する位相成分を有する第８出力信号を出力する第４の移相器と、前記第５出力信号から前記第８出力信号を減算し、減算結果を同位相出力信号として出力する第２の減算器と、前記第６出力信号と前記第７出力信号を加算し、加算結果を直交出力信号として出力する第２の加算器とを具備するイメージ抑圧フィルタ回路を提供する。
【００２１】
本発明の第２の局面は、同相入力信号を受け、第１出力信号およびこの第１出力信号に実質的に直交する位相成分を有する第２出力信号を出力する第１の移相器と、前記同相入力信号に実質的に直交する位相成分を有する直交入力信号を受け、第３出力信号およびこの第３出力信号に直交する位相成分を有する第４出力信号を出力する第２の移相器と、前記第１出力信号から前記第４出力信号を減算し、減算信号を出力する第１の減算器と、前記第２出力信号と前記第３出力信号を加算し、加算信号を出力する第１の加算器とを具備する前段移相器と、前記減算信号を受け、この減算信号に対して第２位相成分を有する第５出力信号およびこの第５出力信号に直交する位相成分を有する第６出力信号を出力する第３の移相器と、前記加算信号を受け、この加算信号に対して前記第２位相成分を有する第７出力信号およびこの第７出力信号に直交する位相成分を有する第８出力信号を出力する第４の移相器と、前記第５出力信号から前記第８出力信号を減算し、減算結果を同位相出力信号として出力する第２の減算器と、前記第６出力信号と前記第７出力信号を加算し、加算結果を直交出力信号として出力する第２の加算器とを各々が具備する複数の後段移相器を備えるイメージ抑圧フィルタ回路を提供する。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。先ず、本発明の実施形態のイメージ抑圧フィルタ回路に使用される高位相精度移相器と高振幅精度移相器を図１および図２を参照して説明する。
【００２３】
図１（ａ）は高位相精度移相器を示している。この高位相精度移相器によると、第１の抵抗Ｒ１０５の一端が第１端１０１に接続され、この第１端１０１に第１のキャパシタＣ１０６の一端が接続される。この第１のキャパシタＣ１０６の他端は第２端１０２に接続される。この第２端１０２は第２の抵抗Ｒ１０７の一端に接続される。この第２の抵抗Ｒ１０７の他端に第３端１０３が接続される。この第３端１０３に第２のキャパシタＣ１０８の一端が接続される。この第２のキャパシタＣ１０８の他端に第４端１０４が接続される。この第４端１０４と第１の抵抗Ｒ１０５の他端とが接続される。即ち、高位相精度移相器はＣＲブリッジ回路により構成される。
【００２４】
このＣＲブリッジ回路の入力信号ＶＩＮは第４端１０４及び第２端１０２の電位差として入力され、出力信号ＶＩおよびＶＱ（例えば±１０％の範囲内でＶＩに対して実質的に直交する信号）がそれぞれ第３端及び第１端の電位として出力される。ここで第１及び第２の抵抗のＲ、第１及び第２のキャパシタのＣ、入力信号ＶＩＮ及び出力信号ＶＩ，ＶＱは、それぞれの記号を示すと共に、後で説明する数式の値としても用いる。また、この場合第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗値は同じ値とした。また、この場合第１のキャパシタと第２のキャパシタは同じ値とした。
【００２５】
この高位相精度移相器は、図１（ｂ）の入力周波数―出力振幅特性に示すように、入力される周波数の値によって、ＶI、ＶＱの出力振幅が変わるが、図１（ｃ）の入力周波数―出力位相特性に示すように、ＶＩ、ＶＱの出力位相差(phase difference)は、入力周波数によらず一定にπ／２（９０度）であり、高精度に位相変換している点に特徴がある。この特性は以下に示す高位相精度移相器の伝達関数から明らかである。
【００２６】
VI/VIN = R/(R+(1/jωC))                                (1)
VQ/VIN = (1/jωC)/(R+(1/jωC))                        (2)
この場合ＶＩとＶＱの振幅比（振幅精度）はＲ：１／ｊωＣ、位相誤差は０度（正確に９０度移相している）となる。
この高位相精度移相器は、位相精度が広帯域において高く一定であるが、出力振幅が一定でないので、広帯域に用いられる無線システムでは後で述べるようにイメージ信号を十分に除去できない。
【００２７】
図２（ａ）は高振幅精度移相器を示している。この高振幅精度移相器によると、第１の抵抗Ｒ１０５の一端に第１端１０１が接続され、この第１端１０１に第１のキャパシタＣ１０６の一端が接続される。この第１のキャパシタＣ１０６の他端に第２端１０２が接続される。この第２端１０２に第２の抵抗Ｒ１０７の一端が接続される。この第２の抵抗Ｒ１０７の他端に第３端１０３が接続され、この第３端１０３に第２のキャパシタＣ１０８の一端が接続される。この第２のキャパシタＣ１０８の他端に第４端１０４が接続される。この第４端１０４と第１の抵抗Ｒ１０５の他端とが接続される。
【００２８】
上記のように高振幅精度移相器はＣＲブリッジ回路により構成される。このＣＲブリッジ回路の入力信号ＶＩＮは第４端１０４及び第２端１０２の電位差として入力され、出力信号ＶＩは第３端１０３及び前方端１０６間の電位差として出力され、ＶＱ（例えば±１０％の範囲内でＶＩに対してほぼ直交する信号）は第４端及び第２端間の電位差として出力される。ここで第１及び第２の抵抗のＲ、第１及び第２のキャパシタのＣ、入力信号ＶＩＮ及び出力信号ＶＩ、ＶＱは、それぞれの記号を示すと共に、後で説明する数式の値としても用いる。また、この場合第１の抵抗と第２の抵抗の抵抗値は同じ値とした。また、この場合第１のキャパシタと第２のキャパシタは同じ値とした。
【００２９】
この高振幅精度移相器は、図２（ｂ）の入力周波数―出力振幅特性に示すように、出力振幅比ＶＩ、ＶＱが入力周波数によらず高精度に一定であるが、図２（ｃ）の入カ周波数―出力位相特性に示すように、出力される位相差が入力周波数により変動される点が特徴である。この特性も、以下に示す移相器の伝達関数から明らかである。
VI/VIN = VI/VQ = (R-(1/jωC))/(R+(1/jω)C))            (3)
この場合ＶＩとＶＱの振幅比（振幅精度）は１、位相誤差は2tan-1 (1/(ωCR))となる。
【００３０】
この高振幅精度移相器は、出力振幅精度が広帯域周波数において高精度に一定であるが、出力位相精度が低いので、後に述べるように広帯域に用いられる無線システムとしては十分なフィルタ特性を得られない。
【００３１】
以降の説明を簡単にするため、図１（ａ）及び図２（ａ）にそれぞれ示す高位相精度移相器と高振幅精度移相器は図３および４にブロック回路で示す。図３及び図４のブロック回路のＶＩＮは入力信号、ＶＩは第１の出力信号、ＶＱは第１の出力信号ＶＩに対して直交する位相成分に変換される第２の出力信号を表す。ブロック回路内の四角で囲まれた値は位相を表し、四角の下に書かれた値は、振幅を表す。
【００３２】
図３に示す高位相精度移相器の出力信号ＶＩの位相を０出力信号ＶＩの出力振幅を１とした。このとき出力信号ＶＱの出力位相は周波数に依存せず出力信号ＶＩに対して−π／２に設定され、出力信号ＶＱの出力振幅は周波数ωによって変動する１／ωＣＲに設定される。
【００３３】
図４に示す高振幅精度移相器の出力信号ＶＱの出力位相を０とし、出力信号ＶＱの出力振幅を１とした。出力信号ＶＩの出力位相はＶＱの出力位相に対してθ=2tan-1(1/ωCR)として図２（ｃ）のグラフに示すように周波数ωによって変動するが、出力信号ＶＩの出力振幅は１とした。こうして出力振幅比ＶＩ／ＶＱ＝１と表わしている。
【００３４】
次に、図３及び図４のブロック回路を用いた本発明の第１の実施形態に係るイメージ抑圧フィルタ回路を図５を参照して説明する。この第１実施形態によるイーメージ除去フィルタ回路は、第１の高位相精度移相器６、第２の高位相精度移相器７及び第３の高位相精度移相器８、第４の高位相精度移相器９を２段縦列接続して構成される。
【００３５】
このイメージ抑圧フィルタ回路は、同相入力信号ＩＩＮが入力され、第１の出力信号ＶＩが出力され、更に、例えば±１０％の範囲内で第１の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相成分に変換された第２の出力信号ＶＱを出力する第１の高位相精度移相器６を具備している。
【００３６】
また、同相入力信号ＩＩＮに対して実質的に直交する位相成分を有する直交入力信号ＱＩＮが入力され、第３の出力信号ＶＩが出力され、更に第３の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相成分に変換された第４の出力信号ＶＱを出力する第２の高位相精度移相器７が設けられる。
【００３７】
図５に示す同相入力信号ＩＩＮ、直交入力信号ＱＩＮは、例えば図示しない前段の直交ミキサの同相出力、直交出力に相当し、それぞれ第１の高位相精度移相器６の入力ＶＩＮ、第２の高移精度度移相器７の入力信号ＶＩＮとなっている。
【００３８】
第１の高位相精度移相器６から出力された第１の出力信号ＶＩから第２の高位相精度移相器７から出力された第４の出力信号ＶＱは第１の減算器１０によって減算され、この減算結果を減算信号Ｘ１として出力している。
第１の高位相精度移相器６から出力された第２の出力信号ＶＱ及び第２の高位相精度移相器７から出力された第３の出力信号ＶＩは第１の加算器１１によって加算され、この加算結果を加算信号Ｘ２として出力している。
【００３９】
減算信号Ｘ１は第３の高位相精度移相器８に入力され、この第３の高位相精度移相器８は第５の出力信号ＶＩおよび第５の出力信号ＶＩと直交する位相の第６の出力信号をＶＱを出力する。
加算信号Ｘ２は第４の高位相精度移相器９に入力され、第４の高位相精度移相器９は第７の出力信号ＶＩおよび第７の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相の第８の出力信号ＶＱを出力する。
【００４０】
第３の高位相精度移相器８から出力された第５の出力信号ＶＩから第４の高位相精度移相器９から出力された第８の出力信号ＶＱは第２の減算器１２によって減算され、この減算結果を同相出力信号ＩＯＵＴとする。
第３の高位相精度移相器８から出力された第６の出力信号ＶＱ及び第４の高位相精度移相器９から出力された第７の出力信号ＶＩは第２の加算回路１３によって加算され、この加算結果を直交出力信号ＱＯＵＴとする。
【００４１】
このようにして構成されたイメージ抑圧フィルタ回路の減算信号Ｘ１、加算信号Ｘ２、同相出力信号IOUT、直交出力信号ＱＯＵＴは以下の式で表される。
【００４２】
X1 = ej(π/2)[IINe-j(π/2)+(QIN/ωCR)]                (4)
X2 = (IIN/ωCR)e-j(π/2)+QIN                            (5)
IOUT = X1-(X2/ωCR)e-j(π/2) = ej(π/2)[IINe-j(π/2)
{1+1/(ωCR)2} + QIN{2/(ωCR)}]                            (6)
QOUT = (X1/ωCR)e-j(ω/2)-X2 = IINe-j(π/2){2/(ωCR)}
+ QIN{1+1/(ωCR)2}                                (7)
イメージ信号は位相誤差が０度に近ければ近いほど除去でき、振幅精度（同相出力信号と直交出力信号の振幅比が１に近ければ近いほど除去できる。
【００４３】
上式（４）、（５）より、例えばωＣＲを１．２とした場合、移相器を第１の高位相精度移相器６及び第２の高位相精度移相器７の１段の出力結果である減算信号Ｘ１を最終的な同相出力信号とした１段のイメージ抑圧フィルタ回路では、同相出力信号と直交出力信号の振幅比（１／（１／ωＣＲ））が１．２と変わらない。ただし同相出力信号と直交出力信号の位相差は９０度である。
【００４４】
これに対して、図５に示すイメージ抑圧フィルタ回路のように、第１の高位相精度移相器６、第２の高位相精度移相器７及び第３の高位相精度移相器８、第４の高位相精度移相器９の２段の出力結果である同相出力信号ＩＯＵＴ及び直交出力信号ＱＯＵＴでは、同相入力信号ＩＩＮと直交入力信号ＱＩＮの振幅比({1+1/(ωCR)2}/{2/(ωCR)})は、図５に示されるイメージ抑圧フィルタとしての２段の第１及び第２高位相精度移相器６および７並びに第３及び第４の高位相精度移相器８および９の出力結果である同位相出力信号ＩＯＵＴおよび直交出力信号ＱＯＵＴにて１．０１７となり、振幅比がより１に近づいている（式（５）、（６）より算出）。
【００４５】
一方、同相入力信号ＩＩＮの位相はe-j(π/2)であるのに対して、直交入力信号ＱＩＮの位相はejo (=1)であり、同相出力信号ＩＯＵＴ及び直交出力信号ＱＯＵＴでは正確に９０度位相が行われている。これらから高位相精度移相器を縦列接続することで、同相入力信号ＩＩＮと直交入力信号ＱＩＮの振幅比は１．０１７と１段の１．２に比較して十分に小さくなり、かつ位相精度も９０度と一定であるので、広帯域に振幅精度及び位相精度とも高いイメージ抑圧フィルタ回路を実現できる。また、移相器６と７の位相差を９０°にするために移相器６と７は同じ回路構成する。同様に、移相器８と９の位相差を９０°にするために移相器８と９は同じ回路構成する。
縦列接続する段数を増やせば、位相精度および振幅精度の高精度化をさらに広い帯域にわたり実現できる。
【００４６】
次に、図３および図４で示したブロック回路を用いて図６に本発明の第２の実施形態に係るイメージ抑圧フィルタ回路の回路構成図を示す。この実施形態によるイメージ抑圧フィルタ回路は、第１の高位相精度移相器６、第２の高位相精度移相器７及び第３の高振幅精度移相器１４、第４の高振幅精度移相器１５を２段縦列接続したものである。
【００４７】
このイメージ抑圧フィルタ回路は同相入力信号ＩＩＮが入力され、第１の出力信号ＶＩおよびこの第１の出力信号ＶＩに直交する位相の第２の出力信号ＶＱを出力する第１の高位相精度移相器６を具備している。
【００４８】
同相入力信号ＩＩＮに対して実質的に直交する位相成分を有する直交入力信号ＱＩＮが入力され、第３の出力信号ＶＩおよびこの第３の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相の第４の出力信号ＶＱを出力する第２の高位相精度移相器７を具備している。
【００４９】
図６の同相入力信号ＩＩＮ、直交入力信号ＱＩＮは、例えば図示しない前段の直交ミキサの同相出力、直交出力に相当し、それぞれ第１の高位相精度移相器６の入力ＶＩＮ、第２の高位相精度移相器７の入力信号ＶＩＮとなっている。
【００５０】
第１の高位相精度移相器６から出力された第１の出力信号ＶＩから第２の高位相精度移相器７から出力された第４の出力信号ＶＱは第１の減算器１０によって減算され、この減算結果を減算信号Ｘ１として出力している。
第１の高位相精度移相器６から出力された第２の出力信号ＶＱ及び第２の高位相精度移相器７から出力された第３の出力信号ＶＩは第１の加算器１１によって加算され、この加算結果を加算信号Ｘ２として出力している。
【００５１】
減算信号Ｘ１は第３の高振幅精度移相器１４に入力され、この第３の高振幅精度移相器１４は減算信号Ｘ１と同じ成分を有する第５の出力信号ＶＩおよびこの第５の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相成分を含む第６の出力信号ＶＱを出力する。
加算信号Ｘ２は第４の高振幅精度移相器１５に入力され、この第４の高振幅精度移相器１５は加算信号Ｘ２と実質的に同じ位相成分を有する第７の出力信号ＶＩおよびこの第７の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相成分を有する第８の出力信号ＶＱを出力する。
【００５２】
第３の高位相精度移相器８から出力された第５の出力信号ＶＩから第４の高振幅精度移相器１５から出力された第８の出力信号ＶＱは第２の減算回路１２によって減算され、この減算結果を同相出力信号ＩＯＵＴとする。
第３の高位相精度移相器８から出力された第６の出力信号ＶＱ及び第４の高振幅精度移相器１５から出力された第７の出力信号ＶＩは第２の加算回路１３によって加算され、この加算結果を直交出力信号ＱＯＵＴとする。
【００５３】
このようにして構成されたイメージ抑圧フィルタ回路の減算信号Ｘ１、加算信号Ｘ２、同相出力信号ＩＯＵＴ、直交出力信号ＱＯＵＴは以下の式で表される。
【００５４】
0004128758.tif 000002
ここで、θ=2tan-1(1/(ωCR))を表す。
【００５５】
イメージ信号は同相出力信号ＩＯＵＴと直交出力信号ＱＯＵＴにおいて、θがπ／２に近ければ近いほど除去でき、同相入力信号ＩＩＮと直交入力信号ＱＩＮの係数の振幅比が１に近ければ近いほど除去できる。
例えばωＣＲを１．２とした場合、数式（８）、（９）から移相器を第１の高位相精度移相器６及び第２の高位相精度移相器７の１段のみからなるイメージ抑圧フィルタ回路の出力結果である減算信号Ｘ１及び加算信号Ｘ２では同相入力信号と直交入力信号の振幅比（１／（１／ωＣＲ））が１．２となり変わらない。同相入力信号と直交入力信号の位相差は９０度である。
【００５６】
これに対して、図６に示すイメージ抑圧フィルタ回路のように、第１の高位相精度移相器６、第２の高位相精度移相器７及び第３の高振幅精度移相器１４、第４の高振幅精度移相器１５の２段の出力結果である同相出力信号ＩＯＵＴ及び直交出力信号ＱＯＵＴにおいて振幅比は１となる。
【００５７】
一方同相出力信号ＩＯＵＴ及び直交出力信号ＱＯＵＴにおける位相差△φは数式（１０）、（１１）から以下のように計算できる。ここでは同相出力信号ＩＯＵＴについてのみ数式（１０）を用いて計算するが、同様に数式（１１）から直交出力信号ＱＯＵＴについても計算できる。
【００５８】
先ず、同相入力信号ＩＩＮに乗算された{ej(θ-π/2)+1/(ωCR)}は下記に式で表される。
0004128758.tif 000003
これから、この位相φ１は下記で表される。
φ1=tan-1(B/A)                                              (13)
数式（１２）においてθ=2tan-1(1/ωCR))なので、値を代入すると
φ１＝−５．６である。
【００５９】
一方、直交出力信号ＱＩＮに乗算された{ej(θ−π/2)/(ωCR)+1}は下記に式で表される。
cos(θ-π/2)/(ωCR)+jsin(θ-π/2)/(ωCR)+1
={1+cos(θ-π/2)/ - (ωCR)} +jsin(θ-π/2)/(ωCR)=C+JD    (14)
これから、この位相φ２は下記で表される。
【００６０】
φ2=tan-1(D/C)                                              (15)
数式（１５）においてθ=2tan-1(1/ωCR))なので、値を代入すると
φ２＝−４．７°である。
【００６１】
これから、位相差△φ＝−０．９°と非常に０と近くなる。これは高振幅精度移相器を１段用いた場合の位相誤差Δφ=π/2-θ=π/2-2tan-1(1/(ωCR))=-10.4°よりも大幅に改善されている。尚、ＣＲの積が移相器６，７と１４，１５との間で同じであれば、ＣとＲの値が移相器６，７と１４，１５との間で異なっても良い。
【００６２】
以上の結果より、本実施形態によるイメージ抑圧フィルタ回路のように高位相精度移相器と高振幅精度移相器を縦列配置することで、位相精度は−０．９°および振幅精度は１であり高精度化を広帯域に実現できる。縦列接続する段数を増やせば、位相精度および振幅精度の高精度化をさらに広い帯域に渡り実現することができる。
【００６３】
次に、図３および図４で示したブロック回路を用いた図７に本発明の第３の実施形態に係るイメージ抑圧フィルタ回路を説明する。この実施形態によるイメージ抑圧フィルタ回路は、第１の高振幅精度移相器１６、第２の高振幅精度移相器１７及び第３の高位相精度移相器８、第４の高位相精度移相器９を２段縦列接続したものである。
【００６４】
このイメージ抑圧フィルタ回路は、同相入力信号ＩＩＮが入力され、第１の出力信号ＶＩを出力し、更に第１の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相成分に変換された第２の出力信号ＶＱを出力する第１の高振幅精度移相器１６を具備している。
【００６５】
同相入力信号ＩＩＮに対して実質的に直交する位相成分を有する直交入力信号ＱＩＮが入力され、第３の出力信号ＶＩが出力され、更に第３の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相成分に変換された第４の出力信号ＶＱを出力する第２の高位相精度移相器１７を具備している。
【００６６】
図７中同相入力信号ＩＩＮ、直交入力信号ＱＩＮは、例えば図示しない前段の直交ミキサの同相出力、直交出力に相当し、それぞれ第１の高振幅精度移相器１６の入力ＶＩＮ、第２の高振幅精度移相器１７の入力信号ＶＩＮとなっている。
【００６７】
第１の高振幅精度移相器１６から出力された第１の出力信号ＶＩから第２の高振幅精度移相器１７から出力された第４の出力信号ＶＱは第１の減算器１０によって減算され、この減算結果を減算信号Ｘ１として出力している。
第１の高振幅精度移相器１６から出力された第２の出力信号ＶＱ及び第２の高振幅精度移相器１７から出力された第３の出力信号ＶＩは第１の加算器１１によって加算され、この加算結果を加算信号Ｘ２として出力している。
【００６８】
減算信号Ｘ１は第３の高位相精度移相器８に入力され、第５の出力信号ＶＩが出力され、更に第５の出力信号ＶＩに対して直交する位相成分に変換された第６の出力信号ＶＱを出力している。
加算信号Ｘ２は第４の高位相精度移相器９に入力され、第７の出力信号ＶＩ更に第７の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相成分に変換された第８の出力信号ＶＱを出力している。
【００６９】
第３の高位相精度移相器８から出力された第５の出力信号ＶＩから第４の高位相精度移相器９から出力された第８の出力信号ＶＱは第２の減算回路１２によって減算され、この減算結果を同相出力信号ＩＯＵＴとする。
第３の高位相精度移相器８から出力された第６の出力信号ＶＱ及び第４の高位相精度移相器９から出力された第７の出力信号ＶＩは第２の加算回路１３によって加算され、この加算結果を直交出力信号ＱＯＵＴとする。
【００７０】
このようにして構成されたイメージ抑圧フィルタ回路の減算信号Ｘ１、加算信号Ｘ２、同相出力信号ＩＯＵＴ、直交出力信号ＱＯＵＴは以下の式で表される。
X1=IINejθ-QIN                                          (16)
X2=IIN+QINejθ                                          (17)
IOUT=ej(π/2)[X1e-j(π/2)+(X2/ωCR)]
= ej(π/2)[IIN{ej(θ-π/2)+1/(ωCR)}
-QINe-j(π/2){ej(θ-π/2)/(ωCR)+1}]                  (18)
QOUT=(X1/ωCR)e-j(π/2)+X2 = IIN{ej(θ-π/2)/(ωCR)+1}
-QINe-j(π/2){ej(θ-π/2)+1/(ωCR)}              (19)
ここで、θ=2tan-1(1/(ωCR))を表す。
【００７１】
イメージ信号は同相出力信号と直交出力信号において位相θがπ／２に近ければ近いほど除去でき、同相入力信号と直交入力信号の係数の振幅比が１に近ければ近いほど除去できる。
例えばωＣＲを１．２とした場合、数式（１６）、（１７）から移相器を第１の高振幅精度移相器１６及び第２の高振幅精度移相器１７の１段のみからなるイメージ抑圧フィルタ回路の出力結果であるＸ１信号及びＸ２信号では同相出力信号と直交出力信号の位相誤差はΔφ=π/2-θ=π/2-2tan-1(1/(ωCR))
= -10.4°である。同相入力信号と直交入力信号の係数の振幅差はない。
【００７２】
これに対して、図７に示すイメージ抑圧フィルタ回路のように、第６の高振幅精度移相器１６、第２の高振幅精度移相器１７及び第３の高位相精度移相器８、第４の高位相精度移相器９の２段の出力結果である同相出力信号ＩＯＵＴ及び直交出力信号ＱＯＵＴの振幅比は１となる。
【００７３】
一方同相出力信号ＩＯＵＴ及び直交出力信号ＱＯＵＴにおける位相差Δφは数式（１８）、（１９）から以下のように計算できる。ここでは同相出力信号ＩＯＵＴについてのみ数式（１８）を用いて計算するが、同様に数式（１９）から直交出力信号ＱＯＵＴについても計算できる。
【００７４】
先ず、同相入力信号ＩＩＮに乗算された{ej(θ-π/2)+1/(ωCR)}は下記に式で表される。
cos(θ-π/2)+jsin(θ-π/2)+1/(ωCR) = {cos(θ-π/2)+1/(ωCR)}
+jsin(θ-π/2)=A+jB                                  (20)
これから、この位相φ１は下記で表される。
φ1=tan-1(B/A)                                            (21)
数式（２１）において、θ=2tan-1(1/(ωCR))なので、値を代入すると
φ1=-5.6°である。
【００７５】
一方、直交出力信号ＱＩＮに乗算された{ej(θ-π/2)/(ωCR)+1}は下記に式で表される。
cos(θ-π/2)/(ωCR)+jsin(θ-π/2)/(ωCR)+1
={1+cos(θ-π/2)/ (ωCR)} +jsin(θ-π/2)/(ωCR)=C+jD    (22)
これから、この位相φ２は下記で表される。
φ2= tan-1 (D/C)                                         (23)
数式（２２）において、θ=2 tan-1(1/(ωCR))なので、値を代入すると、φ2=-4.7°である。
これから位相差Δφ=-0.9°になる。
【００７６】
一方、高振幅精度移相器を１段用いた場合の同相信号と直交信号の位相誤差はΔφ=2 tan-1 (1/(ωCR))= -10.4°となり、本実施形態に示すイメージ抑圧フィルタの方が位相精度は大幅に改善されている。
このことから、高振幅精度移相器と高位相精度移相器を縦列接続したイメージ抑圧フィルタを用いれば、位相精度および振幅精度の高精度化を広帯域に実現できることがわかる。
この結果から、縦列接続する段数を増やせば、位相精度および振幅精度の高精度化をさらに広い帯域にわたり実現することは容易に推測できる。
【００７７】
次に、図３、図４で示したブロック図を用いて図８に本発明の第４の実施形態に係るイメージ抑圧フィルタ回路の回路構成図を示す。この実施形態によるイメージ抑圧フィルタ回路は、第１の高振幅精度移相器１６、第２の高振幅精度移相器１７及び第３の高振幅精度移相器１４、第４の高振幅精度移相器１５を２段縦列接続したものである。
【００７８】
このイメージ抑圧フィルタ回路は、同相入力信号ＩＩＮが入力され、第１の出力信号ＶＩが出力され、更に第１の出力信号に対して実質的に直交する位相成分に変換された第２の出力信号ＶＱを出力する第１の高振幅精度移相器１６を具備している。
【００７９】
また、同相入力信号ＩＩＮに対して実質的に直交する位相成分を有する直交入力信号ＱＩＮが入力され、第３の出力信号ＶＩが出力され、更に第３の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相成分に変換された第４の出力信号ＶＱを出力する第２の高振幅精度移相器１７が設けられる。
【００８０】
図８の同相入力信号ＩＩＮ、直交入力信号ＱＩＮは、例えば図示しない前段の直交ミキサの同相出力、直交出力に相当し、それぞれ第１の高振幅精度移相器１６の入力ＶＩＮ、第２の高振幅精度移相器１７の入力信号ＶＩＮとなっている。
【００８１】
第１の高振幅精度移相器１６から出力された第１の出力信号ＶＩから第２の高振幅精度移相器１７から出力された第４の出力信号ＶＱは第１の減算器１０によって減算され、この減算結果を減算信号Ｘ１として出力している。
第１の高振幅精度移相器１６から出力された第２の出力信号ＶＱ及び第２の高振幅精度移相器１７から出力された第３の出力信号ＶＩは第１の加算器１１によって加算され、この加算結果を加算信号Ｘ２として出力している。
【００８２】
減算信号Ｘ１は第３の高振幅精度移相器１４に入力され、第５の出力信号ＶＩが出力され、第５の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相成分に変換された第６の出力信号ＶＱを出力している。
加算信号Ｘ２は第４の高振幅精度移相器１５に入力され、第７の出力信号ＶＩが出力され、第７の出力信号ＶＩに対して実質的に直交する位相成分に変換された第８の出力信号ＶＱを出力している。
【００８３】
第３の高振幅精度移相器１４から出力された第５の出力信号ＶＩから第４の高振幅精度移相器１５から出力された第８の出力信号ＶＱは第２の減算回路１２によって減算され、この減算結果を同相出力信号ＩＯＵＴとする。
第３の高振幅精度移相器１４から出力された第６の出力信号ＶＱ及び第４の高振幅精度移相器１５から出力された第７の出力信号ＶＩは第２の加算回路１３によって加算され、この加算結果を直交出力信号ＱＯＵＴとする。
【００８４】
このようにして構成されたイメージ抑圧フィルタ回路の減算信号Ｘ１、加算信号Ｘ２、同相出力信号ＩＯＵＴ、直交出力信号ＱＯＵＴは以下の式で表される。
【００８５】
X1=IINejθ-QIN                                          (24)
X2=IIN+QINejθ                                          (25)
IOUT=X1ejθ-X2=2ej(θ+π/2)[IINsinθ+QINej(π/2)]    (26)
QOUT=X1+X2ejθ=2ejθ[IIN+QINsinθej(π/2)]            (27)
ここで、θ=2 tan-1(1/(ωCR))を表す。
【００８６】
イメージ信号はθが９０に近ければ近いほど除去でき、同相入力信号ＩＩＮと直交入力信号ＱＩＮの係数の振幅比が１に近ければ近いほど除去できる。
例えばωＣＲを１．２とした場合、数式（８）、（９）から前述したように、高位相精度移相器１段を用いた場合の振幅比は１．２であり、位相差は０°である。これでは振幅比が大きくずれるため、広帯域特性が得られない。
【００８７】
これに対して、図８に示すイメージ抑圧フィルタ回路のように、第１の高振幅精度移相器１６、第２の高振幅精度移相器１７及び第３の高振幅精度移相器１４、第４の高振幅精度移相器１５の２段の出力結果である同相出力信号ＩＯＵＴ及び直交出力信号ＱＯＵＴにおいて、振幅比は数式（２６）、（２７）からわかるようにｓｉｎθ＝０．９８３となる。これは高位相精度移相器を２段縦列接続した第１の実施形態に示したイメージ抑圧フィルタの振幅比１．０１７の逆数とほぼ等しくなる。
【００８８】
一方、同相入力信号ＩＩＮの位相はejo(=1)であるのに対して、直交入力信号QINはej(π/2)であり、正確に９０°位相が行われている。これから、明らかに高振幅精度移相器を縦列接続する場合も位相精度および振幅精度の高精度化を広帯域に実現できることがわかる。
【００８９】
図９は本発明の第５の実施形態に係るイメージ抑圧フィルタ回路の回路図である。
本実施形態は第１の実施形態で説明した広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路における第１の高位相精度移相器６から出力された第１の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第１の減算回路１０に入力され、第２の高位相精度移相器７から出力された第４の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第１の減算器１０に入力されて減算されている。
【００９０】
第１の高位相精度移相器６から出力された第２の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第１の加算回路１１に入力され、第２の高位相精度移相器７から出力された第３の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第１の加算回路１１に入力されて加算されている。
【００９１】
第３の高位相精度移相器８から出力された第５の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第２の減算回路１２に入力され、第４の高位相精度移相器９から出力された第８の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第２の減算器１２に入力されて減算されている。
【００９２】
第３の高位相精度移相器８から出力された第６の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第２の加算回路１３に入力され、第４の高位相精度移相器９から出力された第７の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第２の加算回路１３に入力されて加算されている。バッファ回路１８は、電圧電流変換器を含み、加算及び減算はバッファ回路１８の出力電流を用いた電流加算及び電流減算で行なっている。
【００９３】
図９には記していないが、第１の減算回路１０及び第１の加算回路１１で電流減算及び電流加算した後、その減算信号Ｘ１及び加算信号Ｘ２は例えば抵抗を用いて電圧に変換され第３の高位相精度移相器８及び第４の高位相精度移相器９に入力される。
【００９４】
このような広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路は、接続段数を増やせば、さらに精度が高くなる。
ここでバッファ回路１８を用いた理由は、図１（ａ）に示すように高位相精度移相器の特性は、ＶＩ，ＶＱ出力端子からみた出力側が高インピーダンスであることが条件とされ、バッファ回路により高インピーダンスを実現するためである。さらに、このバッファ回路１８が高位相精度移相器での損失を補うことで、雑音特性劣化を低減できる。
【００９５】
このバッファ回路１８は、例えば図１０に示すような一般に用いられる線形化を施した差動回路で簡単に実現できる。図１０のトランジスタＱ１、トランジスタＱ２のエミッタ電極が抵抗ＲＥにより接続されている。それぞれコレクタ側から電流−ＩＯＵＴ、＋ＩＯＵＴが入力され、ベースにはベース電圧＋ＶＩＮ、−ＶＩＮが出力されている。
【００９６】
図１１は、図９に示したイメージ抑圧フィルタ回路の具体的な例を示す回路図である。
この回路図に示すイメージ抑圧フィルタ回路の構成は、基本的に図９に示したものと同様であるが、ＩＣ化に適した差動回路構成を用いている。
図１１中、ＣＡＣはＡＣカップリングキャパシタを表し、直流成分を除去するために一用いたものである。ＲＬ１，ＲＬ２は電圧電流変換された電流を電圧に変換するために用いた負荷抵抗を表す。各段に用いられる移相器は、図９に示した高位相精度移相器を用いている。
【００９７】
図１１に示すように、上段左側は同相入力信号＋ＩＩＮ、−ＩＩＮが入力され、上段右側は直交入力信号＋ＱＩＮ、−ＱＩＮが入力されている。第１の出力信号ＩＩは、第４の出力信号ＱＱと接続され減算されている。第２の出力信号ＩＱは、第３の出力信号ＱＩと接続され加算されている。このようにして、それぞれ減算信号Ｘ１及び加算信号Ｘ２が形成される。
【００９８】
第５の出力信号ＩＩは、第８の出力信号ＱＱと接続され減算されている。第６の出力信号ＩＱは、第７の出力信号＋ＱＩと接続され加算されている。このようにして、同相出力信号ＩＯＵＴ、ＱＯＵＴとして出力される。
【００９９】
図１１には示さないが、この広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路は、接続段数を増やせば、さらに精度が高くなる。
【０１００】
図１２は本発明の第６の実施形態に係るイメージ抑圧フィルタ回路の回路図である。
本実施形態は第２の実施形態で説明した広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路における第１の高位相精度移相器６から出力された第１の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第１の減算回路１０に入力され、第２の高位相精度移相器７から出力された第４の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第１の減算器１０に入力されて減算されている。
【０１０１】
第１の高位相精度移相器６から出力された第２の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第１の加算回路１１に入力され、第２の高位相精度移相器７から出力された第３の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第１の加算回路１１に入力されて加算されている。
【０１０２】
第３の高振幅精度移相器１４から出力された第５の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第２の減算回路１２に入力され、第４の高振幅精度移相器１５から出力された第８の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第２の減算器１２に入力されて減算されている。
【０１０３】
また、第３の高振幅精度移相器１４から出力された第６の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第２の加算回路１３に入力され、第４の高振幅精度移相器１５から出力された第７の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第２の加算回路１３に入力されて加算されている。バッファ回路１８は、電圧電流変換器を含み、加算及び減算はバッファ回路１８の出力電流を用いた電流加算及び電流減算で行なっている。
【０１０４】
図１２には記していないが、第１の減算回路１０及び第１の加算回路１１で電流減算及び電流加算した後、その減算信号Ｘ１及び加算信号Ｘ２は例えば抵抗を用いて電圧に変換され第３の高振幅精度移相器１４及び第４の高振幅精度移相器１５に入力される。
【０１０５】
このような広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路は、接続段数を増やせば、さらに精度が高くなる。
【０１０６】
本実施形態のイメージ抑圧フィルタ回路において、バッファ回路を用いた主な理由は、以下の二つによる。一つは、図１（ｃ）で説明した高位相精度移相器の特性がＶＩ，ＶＱ出力端子からみた出力側が高インピーダンスであることが条件とされることであり、もう一つは、図２（ｂ）で説明した高振幅精度移相器の特性がＶＩ出力端子からみた出力側が高インピーダンスであることが条件とされるためである。
【０１０７】
さらに、このバッファ回路１８が高位相精度移相器および高振幅精度移相器での損失を補うことで、つまりバッファ回路１８に利得を持たせることで、雑音特性劣化を低減することできるためである。バッファ回路は、図１０に示すような一般に用いられる線形化を施した差動回路で簡単に実現できる。
【０１０８】
高振幅精度移相器を初段、高位相精度移相器を次段とした第３の実施形態に示す構成にしても、同様な効果が得られる。
【０１０９】
図１３は、図１２に示した広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路の具体的な一例を示すものである。基本的には図１１の構成と同様であるが、ＩＣ化に適した差動回路構成を用いている。図１３中、ＣＡＣはＡＣカップリングキャパシタを表し、直流成分を除去するために用いたものである。ＲＬ１，ＲＬ２は電圧電流変換された電流を電圧に変換するために用いた負荷抵抗を表す。
【０１１０】
初段に用いられる移相器は、図１（ａ）に示した高位相精度移相器を用いており、次段に用いた移相器は、図２（ａ）に示した高振幅精度移相器を用いている。
【０１１１】
図１３に示すように、上段左側は同相入力信号＋ＩＩＮ、−ＩＩＮが入力され、上段右側は直交入力信号＋ＱＩＮ、−ＱＩＮが入力されている。第１の出力信号ＩＩは、第４の出力信号ＱＱと接続され減算されている。第２の出力信号ＩＱは、第３の出力信号ＱＩと接続され加算されている。このようにして、それぞれ減算信号Ｘ１＝ＩＩ−ＱＱ及び加算信号Ｘ２＝ＩＱ＋ＱＩが形成される。
【０１１２】
第５の出力信号ＩＩは、第８の出力信号ＱＱと接続され減算されている。第６の出力信号ＩＱは、第７の出力信号ＱＩと接続され加算されている。こうして同相出力信号ＩＯＵＴおよびＱＯＵＴが得られる。
【０１１３】
図１３には示さないが、この広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路は、接続段数を増やせば、さらに精度が高くなる。
【０１１４】
高振幅精度移相器を初段、高位相精度移相器を次段とした第３の実施形態のイメージ抑圧フィルタ回路構成にしても、同様な効果が得られる。
【０１１５】
図１４は本発明の第７の実施形態に係るイメージ抑圧フィルタ回路の回路図である。本実施形態は第４の実施形態で説明した広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路における第１の高振幅精度移相器１６から出力された第１の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第１の減算回路１０に入力され、第２の高振幅精度移相器１７から出力された第４の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第１の減算器１０に入力されて減算されている。
【０１１６】
第１の高振幅精度移相器１６から出力された第２の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第１の加算回路１１に入力され、第２の高振幅精度移相器１７から出力された第３の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第１の加算回路１１に入力されて加算されている。
【０１１７】
第３の高振幅精度移相器１４から出力された第５の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第２の減算回路１２に入力され、第４の高振幅精度移相器１５から出力された第８の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第２の減算器１２に入力されて減算されている。
【０１１８】
第３の高振幅精度移相器１４から出力された第６の出力信号ＶＱが、バッファ回路１８を介して、第２の加算回路１３に入力され、第４の高振幅精度移相器１５から出力された第７の出力信号ＶＩが、バッファ回路１８を介して、第２の加算回路１３に入力されて加算されている。バッファ回路１８は、電圧電流変換器を含み、加算及び減算はバッファ回路１８の出力電流を用いた電流加算及び電流減算で行なっている。
【０１１９】
図１４には記していないが、第１の減算回路１０及び第１の加算回路１１で電流減算及び電流加算した後、その減算信号Ｘ１及び加算信号Ｘ２は例えば抵抗を用いて電圧に変換され第３の高振幅精度移相器１４及び第４の高振幅精度移相器１５に入力される。
【０１２０】
このような広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路は、接続段数を増やせば、さらに精度が高くなる。
【０１２１】
本実施形態においてバッファ回路１８を用いた主な理由は、図２（ｂ）で説明した高振幅精度移相器の特性が、ＶＩ出力端子からみた出力側が高インピーダンスであることが条件とされるためである。さらに、このバッファ回路１８が高振幅精度移相器での損失を補うことで、つまりバッファ回路１８に利得を持たせることで、雑音特性劣化を低減することできるためである。バッファ回路１８は、図１０に示すような一般に用いられる線形化を施した差動回路で簡単に実現できる。
【０１２２】
図１５は、図１４に示した広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路の具体的な一例を示すものである。基本的に図１４の構成と同様であるが、ＩＣ化に適した差動回路構成を用いている。図１５中、ＲＬ１，ＲＬ２は電圧電流変換された電流を電圧に変換するために用いた負荷抵抗を表す。本構成で用いられる移相器は、図２（ａ）に示した高振幅精度移相器を用いている。
【０１２３】
図１５に示すように、上段左側は同相入力信号＋ＩＩＮ、−ＩＩＮが入力され、上段右側は直交入力信号＋ＱＩＮ、−ＱＩＮが入力されている。第１の出力信号ＩＩは、第４の出力信号ＱＱと接続され減算されている。第２の出力信号ＩＱは、第４の出力信号＋ＱＩと接続され加算されている。このようにして、それぞれ減算信号Ｘ１＝ＩＩ−ＱＱ及び加算信号Ｘ２＝ＩＱ＋ＱＩが形成される。
【０１２４】
第５の出力信号ＩＩは、第８の出力信号ＱＱと接続され減算されている。第６の出力信号ＩＱは、第７の出力信号ＱＩと接続され加算されている。こうしてこの減算結果が同相出力信号ＩＯＵＴ，ＱＯＵＴを出力する。
【０１２５】
図１５では示していないが、本図による広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路は、接続段数を増やせば、さらに精度が高くなる。
【０１２６】
図１６（ａ）は、図１（ａ）で説明した高位相精度移相器のＶＩＮにキャパシタＣＡＣ、抵抗ＲＬ、電流源ＩＩＮを接続したものである。図１６（ｂ）は、図１（ａ）で説明した高位相精度移相器のＶＩＮに抵抗ＲＬ、電流源ＩＩＮを接続し電流駆動したものである。
【０１２７】
高位相精度移相器を電流駆動することで、移相器の利得を高める効果がある。この高利得、高位相精度移相器を前述した各実施形態に示したイメージ抑圧フィルタ回路に用いることで、雑音に関する特性が改善されることになる。
【０１２８】
図１７は、送受信システムの構成図である。これによると、受信（ＲＸ）側において、アンテナ２０で受けた受信信号はデュプレクサ（ＤＵＰ）２１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２４を介して直交ミキサ（ＭＩＸ１）２５に入力される。ここで、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２３は、所望の帯域近辺の信号を取り込むことを目的としており、イメージ信号をある程度低減できるものであればよい。
【０１２９】
次に、直交ミキサ（ＭＩＸ１）２５の出力は各実施形態で説明した広帯域イメージ抑圧フィルタ回路（ＩＲＳＣ）２６に入力される。直交ミキサ（ＭＩＸ１）２５の同相Ｉ／直交Ｑチャネル信号に含まれていたイメージ信号は広帯域イメージ抑圧フィルタ回路（ＩＲＳＣ）２６により低減され、次段の直交ミキサ（ＭＩＸ２）２７に入力される。
【０１３０】
図１８では、広帯域イメージ抑圧フィルタ（ＩＲＳＣ）２６の一方の出力（ここでは同相出力信号ＩＯＵＴのみ次段の直交ミキサ（ＭＩＸ２）２７に入力されており、他方の出力（ここでは直交出力信号ＱＯＵＴ）は廃棄している。しかしながら、場合によっては、両方の出力を用いることも可能である。直交ミキサ（ＭＩＸ２）２７は、ベースバンド信号となった同相Ｉ／直交Ｑ信号をＡ／Ｄ変換器に出力する。
【０１３１】
次に、送信（ＴＸ）側を説明する。先ずべースバンド信号の同相ＩＣＨ、直交ＱＣＨ信号が９０度移相器、ミキサー、加算器からなる直交変調器（ＱＭＯＤ１）２８により所望のＩＦ信号に変換される。このＩＦ信号は各実施形態で説明した広帯域イメージ抑圧フィルタ回路（ＩＲＳＣ）２９に入力される。
【０１３２】
この広帯域イメージ抑圧フィルタ回路（ＩＲＳＣ）２９は、イメージ信号を除去するために用いられているものではなく、ＩＦ信号を広帯域にわたり９０度位相の異なる同相Ｉ／直交Ｑ信号を生成するために用いている。
【０１３３】
これは、数式（６）、（７）、（１０）、（１１）、（１８）、（１９）、（２６）、（２７）に示す同相出力信号ＩＯＵＴ及び直交出力信号ＱＯＵＴを求める式からわかるように、各実施形態の広帯域イメージ抑圧フィルタ回路の同相入力信号ＩＩＮ及び直交入力信号ＱＩＮの一方を入力し、他方は入力しない場合、互いに９０度位相の異なる信号が出力されることを利用したものである。
【０１３４】
次に、この広帯域イメージ抑圧フィルタ回路（ＩＲＳＣ）２９の出力は、直交変調器（ＱＭＯＤ２）３０に入力され、イメージのないＲＦ信号が生成される。この出力されたＲＦ信号は、電力増幅器（ＰＡ）３１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３２、デュプレクサ（ＤＵＰ）２１、アンテナ２０を介して空間に出力される。
【０１３５】
ＲＦ用局部発振信号ＬＯＲＦ、ＩＦ用局部発振信号ＬＯＩＦは、受信用同相Ｉ／直交Ｑミキサまたは送信用直交変調器に９０度移相器（π／２）を介して入力される。この９０度移相器にも、各実施形態で説明した広帯域イメージ抑圧フィルタ回路を用いることができる。また、図中、点線で囲んだ部分は１つのＩＣチップに組み込むことが可能である。
【０１３６】
【発明の効果】
以上説明したように本発明は、減算回路及び加算回路を介して移相器を縦列接続することで、広帯域にわたって高精度のイメージ抑圧フィルタ回路を実現できる。またこれをＩＣ化することで無線部に必要なイメージ抑圧等の外部フィルタを削除できるので、無線部の小型化、低価格化できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】高位相精度移相器の回路図、入力周波数出力振幅特性図、入力周波数出力位相特性図を示す。
【図２】高位相精度移相器の回路図、入力周波数出力振幅特性図、入力周波数出力位相特性図を示す。
【図３】高位相精度移相器のブロック図。
【図４】高振幅精度移相器のブロック図。
【図５】本発明の第１の実施形態に係る広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路の回路図。
【図６】本発明の第２の実施形態に係る広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路の回路図。
【図７】本発明の第３の実施形態に係る広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路の回路図。
【図８】本発明の第４の実施形態に係る広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路の回路図。
【図９】本発明の第５の実施形態に係る広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路の回路図。
【図１０】線形化を施した作動回路で構成されるバッファ回路図。
【図１１】本発明の第５の実施形態に係る広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路のＩＣ化に適した回路図。
【図１２】本発明の第６の実施形態に係る広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路の回路図。
【図１３】本発明の第６の実施形態に係る広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路のＩＣ化に適した回路図。
【図１４】本発明の第７の実施形態に係る広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路の回路図。
【図１５】本発明の第７の実施形態に係る広帯域高精度イメージ抑圧フィルタ回路のＩＣ化に適した回路図。
【図１６】利得を高めた高位相精度移相器の回路図。
【図１７】本発明によるイメージ抑圧フィルタ回路を用いた送受信機のブロック図。
【符号の説明】
６…第１の高位相精度移相器
７…第２の高位相精度移相器
８…第３の高位相精度移相器
９…第４の高位相精度移相器
１０…第１の減算器
１１…第１の加算器
１２…第２の減算器
１３…第２の加算器
１４…第３の高振幅精度移相器
１５…第４の高振幅精度移相器
１６…第１の高振幅精度移相器
１７…第２の高振幅精度移相器
１８…バッファ回路
１０１…第１端子
１０２…第２端子
１０３…第３端子
１０４…第４端子
１０５…第１の抵抗
１０６…第１のキャパシタ
１０７…第２の抵抗
１０８…第２のキャパシタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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