(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号が供給される第１の端子と、
前記第１の端子に接続された負荷素子と、
前記第１の端子に第１の入力端子が接続され第２の入力端子に供給される第１の基準信号と比較し第１の出力信号を導出する第１の増幅器と、
前記第２の入力端子に前記第１の基準信号を供給する第１の基準信号発生器と、
前記第１の端子に第３の入力端子が接続され第４の入力端子に供給される第２の基準信号と比較し第２の出力信号を導出する第２の増幅器と、
前記第４の入力端子に前記第２の基準信号を供給する第２の基準信号発生器と、
前記負荷素子からの第３の出力信号と前記第１と第２の増幅器からの第１と第２の出力信号が合成されて合成信号を取り出す第２の端子と、を備え、
前記第１の増幅器および前記第２の増幅器のうち、少なくとも一方は、
ベースに入力信号が供給されエミッタが帰還抵抗の一端に接続された第１のトランジスタと、
前記帰還抵抗の他端にエミッタが接続されベースに基準電圧が供給される第２のトランジスタと、
前記入力信号がベースに供給されエミッタ及びコレクタがそれぞれ前記第１又は第２のトランジスタのエミッタ及びコレクタに接続された第３のトランジスタと、
前記第１のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第１のダイオードと、
前記第２のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが前記基準電位に接続された第２のダイオードと、
前記第１と第２のトランジスタのコレクタがそれぞれベースに接続されエミッタが共通接続されコレクタから出力信号を導出する第４と第５のトランジスタからなる差動増幅器と、を備え、
前記帰還抵抗に発生する電圧を前記第１と第２のトランジスタのベース・エミッタの順方向動作電圧の差より大きく設定したことを特徴とするガンマ補正回路。
【請求項２】
前記第１と第２のトランジスタのエミッタに流れる電流と前記差動増幅器のエミッタ電流源に流れる電流で該差動増幅器のコレクタから導出する電流量を決めることを特徴とする請求項１に記載のガンマ補正回路。
【請求項３】
前記第２のトランジスタのベースに供給される前記基準電圧を可変して前記第３のトランジスタの動作を設定することを特徴とする請求項１に記載のガンマ補正回路。
【請求項４】
入力信号が供給される第１の端子と、
前記第１の端子に一端が接続された負荷素子と、
前記負荷素子の他端に接続された第２の端子と、ベースに前記入力信号が供給されエミッタが第１の帰還抵抗の一端に接続された第１のトランジスタと、
前記第１の帰還抵抗の他端にエミッタが接続されベースに第１の基準電圧が供給される第２のトランジスタと、
前記入力信号がベースに供給されエミッタが前記第２のトランジスタのエミッタに接続されコレクタが前記第２のトランジスタのコレクタに接続された第３のトランジスタと、
前記第１のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第１のダイオードと、
前記第２のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが前記基準電位に接続された第２のダイオードと、
前記第１と第２のトランジスタのコレクタがそれぞれベースに接続されエミッタが共通接続され第５のトランジスタのコレクタが前記基準電位に接続され、第４のトランジスタから第１の出力信号を導出する第４と第５のトランジスタからなる第１の差動増幅器と、
ベースに前記入力信号が供給されエミッタが第２の帰還抵抗の一端に接続された第６のトランジスタと、
前記第２の帰還抵抗の他端にエミッタが接続されベースに第２の基準電圧が供給される第７のトランジスタと、
前記第２の基準電圧がベースに供給されエミッタが前記第６のトランジスタのエミッタに接続されコレクタが前記第６のトランジスタのコレクタに接続された第８のトランジスタと、
前記第６のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが前記基準電位に接続された第３のダイオードと、
前記第７のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが前記基準電位に接続された第４のダイオードと、
前記第６と第７のトランジスタのコレクタがそれぞれベースに接続されエミッタが共通接続され一方のトランジスタのコレクタが前記基準電位に接続され、他方のトランジスタのコレクタから第２の出力信号を導出する第９と第１０のトランジスタからなる第２の差動増幅器と前記第１と第２の差動増幅器の第１と第２の出力信号を合成し前記第２の端子に接続し、
前記第１の帰還抵抗に発生する電圧を前記第１と第２のトランジスタのベース・エミッタの順方向動作電圧の差より大きく設定し、かつ前記第２の帰還抵抗に発生する電圧を前記第６と第７のトランジスタのベース・エミッタの順方向動作電圧の差より大きく設定したことを特徴とするガンマ補正回路。
【請求項５】
前記第１と第２のトランジスタのエミッタに流れる電流と前記第１の差動増幅器のエミッタに結合された電流源に流れる電流で該第１の差動増幅器のコレクタに流れる電流量を決めることを特徴とする請求項４に記載のガンマ補正回路。
【請求項６】
前記第６と第７のトランジスタのエミッタに流れる電流と前記第２の差動増幅器のエミッタに結合された電流源に流れる電流で該第２の差動増幅器のコレクタに流れる電流量を決めることを特徴とする請求項４に記載のガンマ補正回路。
【請求項７】
前記第２および前記第７のいずれか一方のトランジスタのベースに供給されるバイアスを可変して前記第３および第８のいずれか一方のトランジスタの動作を設定することを特徴とする請求項４に記載のガンマ補正回路。
【請求項８】
前記第７のトランジスタのベースに供給される前記第２の基準電圧を前記第２のトランジスタのベースに供給される前記第１の基準電圧より大きく設定することを特徴とする請求項４に記載のガンマ補正回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＬＣＤパネル（液晶表示装置）ドライバ等の表示装置の映像信号処理回路に用いられるガンマ補正回路に関する。さらに詳しくは、電圧−電流変換回路であるｇｍアンプを用いて任意のガンマ曲線を形成するシステム、回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
液晶表示装置等に使用されるディスプレイの入出力特性は直線でなく曲線であらわされることが知られていて、この曲線に対応させるため様々な回路が検討されている。
【０００３】
図６にガンマ補正回路に用いられる電圧−電流変換回路（第５のｇｍアンプと記載する）の従来例を示す。
【０００４】
まず第５のｇｍアンプの回路接続について説明する。
トランジスタＱ５１とＱ５２のエミッタがエミッタ帰還抵抗Ｒ５０を介して共通接続され、トランジスタＱ５１のベースに入力信号（電圧）Ｖｉｎが供給され、トランジスタＱ５２のベースは基準バイアスから基準電圧Ｖ５０が供給されている。トランジスタＱ５１，Ｑ５２の各出力はダイオード構成されたカソードに相当するトランジスタＱ５３，Ｑ５４の各エミッタに接続され、一方ダイオードのアノードに相当するベースとコレクタは電源（基準電位）にそれぞれ接続されている。
さらに、トランジスタＱ５１，Ｑ５２の出力はエミッタが共通接続されていて差動増幅器を構成するトランジスタＱ５７，Ｑ５６の各ベースに接続されている。トランジスタＱ５７のコレクタは電源に接続され、Ｑ５６のコレクタから出力信号である出力電流Ｉ５６が導出される。
【０００５】
次に、この第５のｇｍアンプの電気的動作を説明する。
いまトランジスタＱ５１，Ｑ５２のエミッタに流れる電流Ｉ５１とＩ５２をＩｏとし、トランジスタＱ５１，Ｑ５２のベース・エミッタ間の順方向電圧をそれぞれＶｆ１，Ｖｆ２とすると、入力信号（電圧）Ｖｉｎは
Ｖｉｎ＝Ｖ５０−Ｖｆ２＋Ｒ５０（Ｉ５３−Ｉｏ）
＋Ｖｆ１        ・・・（１）
と表される。
ここで、式（１）のＲ５０を例えば、｜Ｒ５０（Ｉ５３−Ｉｏ）｜＞＞｜Ｖｆ１−Ｖｆ２｜の条件を満足するように選ぶと、
Ｖｉｎ＝Ｖ５０＋Ｒ５０（Ｉ５３−Ｉｏ）・・・（２）
となる。
式（２）からトランジスタＱ５３のコレクタ電流Ｉ５３を求めると、
Ｉ５３＝（Ｖｉｎ−Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ）
／Ｒ５０                        ・・・（３）
となる。
ただし、電流Ｉ５３は０から２Ｉｏまで変化し、その後一定になる。
【０００６】
このことを考慮すると、入力信号（電圧）ＶｉｎとトランジスタＱ５１のコレクタに流れる電流Ｉ５３との関係は
Ｖｉｎ＜Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏ  のとき
Ｉ５３＝０                          ・・・（４）
Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏのとき
Ｉ５３＝（Ｖｉｎ−Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ）
／Ｒ５０                      ・・・（５）
Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ  のとき
Ｉ５３＝２Ｉｏ                      ・・・（６）
となる。
【０００７】
次に、トランジスタＱ５３，Ｑ５４，Ｑ５６，Ｑ５７の関係式からトランジスタＱ５６のコレクタに流れる出力電流Ｉ５６を求める。Ｉ５３，Ｉ５４，Ｉ５６とＩ５７の関係は、
Ｉ５３×Ｉ５７＝Ｉ５４×Ｉ５６      ・・・（７）
と求められる。
ここで、Ｉ５３＋Ｉ５４＝２Ｉｏ、Ｉ５６＋Ｉ５７＝Ｉ５５であるから、出力電流Ｉ５６は、
Ｉ５６＝（Ｉ５５／２Ｉｏ）×Ｉ５３  ・・・（８）
となる。
式（８）に式（４），（５），（６）を代入すると以下のようになる。
Ｖｉｎ＜Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏ  のとき
Ｉ５６＝０                          ・・・（９）
Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏのとき
Ｉ５６＝（Ｉ５５／２Ｉｏ）
×（Ｖｉｎ−Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ）
／Ｒ５０                      ・・・（１０）
Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ  のとき
Ｉ５６＝Ｉ５５              ・・・（１１）
式（９），（１０），（１１）のそれぞれの場合について、トランジスタＱ５６のコレクタから導出される出力電流Ｉ５６の交流成分（ｉ５６）を求めると以下のようになる。
Ｖｉｎ＜Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏのとき
ｉ５６＝０                  ・・・（１２）
Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏのとき
ｉ５６＝（Ｉ５５／２Ｉｏ）
×ｖｉｎ／Ｒ５０      ・・・（１３）
ただしｖｉｎは入力信号（電圧）の交流成分である。
Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎのとき
ｉ５６＝０                  ・・・（１４）
となり、Ｖ５０−Ｒ５０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏのときのみｇｍアンプとして動作し、それ以外はゲインを持たないことになる。
【０００８】
上述の様に構成されたｇｍアンプを複数個設け各ｇｍアンプの出力電流Ｉ５６を合成し抵抗などを用いて電圧に変換しガンマ曲線を形成している。例えば２段縦続接続し、それぞれを第５のｇｍアンプ（ｇｍ５アンプ）、第６のｇｍアンプ（ｇｍ６アンプ）とし、それぞれの基準バイアスから発生する基準電圧をＶ５０，Ｖ６０とし、かつＶ５０＜Ｖ６０と設定する。ただし、ｇｍ６アンプは基準バイアスの基準電圧（Ｖ６０）が異なるだけでそれ以外はｇｍ５アンプと同一の回路構成であるからここでは図示しないことにする。
図７にこの様に構成したときのガンマ（γ）補正回路の電気的特性図を示す。このグラフの横軸は入力信号（電圧）Ｖｉｎ、縦軸は出力電流（Ｉ５６）と出力電圧Ｖｏｕｔを示して、グラフに示した折れ線の屈曲点は基準バイアスから供給される基準電圧Ｖ５０の設定値だけでなく、エミッタ帰還抵抗Ｒ５０の値とトランジスタＱ５１とＱ５２に流れるエミッタ電流の値を調整して決められている。
【０００９】
次に、上述したｇｍアンプとその動作を参照してガンマ補正回路の動作について説明する。
入力信号（電圧）Ｖｉｎが、Ｖ５０−Ｉｏ×Ｒ５０＜Ｖｉｎ＜Ｖ５０＋Ｉｏ×Ｒ５０のとき、Ｖ５０＋Ｉｏ×Ｒ５０＜Ｖ６０−Ｉｏ×Ｒ５０と設定すると、ｇｍ５アンプはＯＮし、ｇｍ６アンプはＯＦＦしている。上述したように抵抗Ｒ５０とトランジスタＱ５１のエミッタ電流Ｉｏを調整し、式（１３）を参照しかつｇｍ５アンプ全体の比例定数をｇｍとすると、ｇｍ５アンプの出力電流の交流成分ｉ１は入力信号（電圧）の交流成分をｖａｍｐとして
ｉ１＝ｇｍ×ｖａｍｐ          ・・・（１５）
となる。
よって出力電圧の交流成分ｖ１は
ｖ１＝Ｒ６０×ｉ１
＝ｇｍ×Ｒ６０×ｖａｍｐ  ・・・（１６）
但しｖａｍｐは入力信号（電圧）の交流成分ｖｉｎと等しい。またＲ６０は負荷抵抗である。
と求められる。
従って、出力端子Ｖｔで導出される出力電圧Ｖｏｕｔの交流成分ｖｏｕｔはｖ１と入力信号（電圧）の交流成分ｖｉｎを加算した値であるから、
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ＋ｖ１
＝（１＋ｇｍ×Ｒ６０）ｖｉｎ・・・（１７）
となる。
【００１０】
次に、Ｖ５０＋Ｉｏ×Ｒ５０＜Ｖｉｎ＜Ｖ６０−Ｉｏ×Ｒ５０のとき
ｇｍ５アンプとｇｍ６アンプ両方ともＯＦＦしているから、ｇｍ＝０で、入力信号（電圧）そのものを出力することになる。つまり、出力端子Ｖｔで導出される出力電圧Ｖｏｕｔの交流成分ｖｏｕｔは
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ              ・・・（１８）
となる。
ただし、この条件においてｇｍ５アンプの出力の直流電流は最大値で一定となるが、ｇｍ６アンプ出力の直流電流はまだ０である。
更に、Ｖ６０−Ｉｏ×Ｒ５０＜Ｖｉｎ＜Ｖ６０＋Ｉｏ×Ｒ５０のとき、
今度はｇｍ６アンプがＯＮし、ｇｍ５アンプはＯＦＦする。この場合はｇｍ５アンプが動作したときと同様に、
ｖｏｕｔ＝（１＋ｇｍ×Ｒ６０）ｖｉｎ ・・・（１９）
とあらわせる。
ただし、ｇｍ６アンプの比例定数もｇｍとした。またこの条件においてもｇｍ５アンプの出力電流は最大値で一定のままである。
【００１１】
この結果、ｇｍアンプを２個用いて構成したガンマ補正回路の電気的特性を図７に示す。図７（ａ），（ｂ）の水平軸は入力信号（電圧）Ｖｉｎ、縦軸はガンマ補正回路の出力電流Ｉ５６である。図７（ａ）はｇｍ５アンプの基準バイアスから供給される基準電圧をＶ５０としたときのグラフを示し、Ｉｏ’はトランジスタＱ５６，Ｑ５７の電流源Ｉ５５ｓの１／２の電流量をあらわしている。
図７（ｂ）はｇｍ６アンプの基準バイアスから供給される電圧で、Ｖ５０をＶ６０としたときのグラフを示している。このグラフでも、Ｉｏ’については図７（ａ）と同様トランジスタＱ５６，Ｑ５７の電流源Ｉ５５ｓの１／２の電流量をあらわしている。
また図７（ｃ）は、横軸は入力信号Ｖｉｎ、縦軸は出力電圧Ｖｏｕｔとしたときの、ｇｍアンプを２個縦続して構成したガンマ補正回路のグラフを示し、具体的には図７（ａ），（ｂ）を合成し、電圧に変換したグラフになっている。
【００１２】
ここで図７（ａ），（ｂ），（ｃ）において、ガンマ曲線の屈曲点を示す電圧のγ１とγ２は基準電圧Ｖ５０とＶ６０の値とは異なっている。
具体的には、図７と式（９）、（１０）、（１１）から明らかなように、図６に示したｇｍアンプを用いた場合、グラフの屈曲点を示す水平軸のγ１とγ２の値はそれぞれ、
γ１＝Ｖ５０＋Ｒ５０×Ｉｏ    ・・・（２０）
γ２＝Ｖ６０−Ｒ５０×Ｉｏ    ・・・（２１）
となっていて、外部電圧Ｖ５０とＶ６０から一意的に定まらない。
またｇｍアンプの比例定数ｇｍを０にしてスイッチングするためトランジスタのエミッタ抵抗の影響をうけ、屈曲点を示すγ１、γ２の切換がなだらかになる。さらにｇｍアンプのゲインが大きくなるとＶ５０＜γ１、γ２＜Ｖ６０の関係から、外部電圧を設定する範囲が限定される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その課題はディスプレイ装置におけるガンマ補正回路の入出力特性の屈曲点を示すスイッチングポイントを一意的に定めることである。
またｇｍアンプの伝達コンダクタンスをゼロにしないでスイッチングすることにより、トランジスタの内部抵抗、例えばエミッタ抵抗の影響を受けなくし、スイッチング（切換）ポイントを鋭くすることである。
又、ｇｍアンプのゲインが大きくなっても、ガンマ曲線の屈曲点の電圧の設定範囲を広くすることである。
更に、ｇｍアンプのゲインを変えるためエミッタ帰還抵抗値を変えたり、電流源の電流値を変えても、トランジスタのスイッチングポイントを一定にするとともに、外部電圧を用いて設定することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本願の第１の発明は、入力信号が供給される第１の端子と、第１の端子に接続された負荷素子と、第１の端子に第１の入力端子が接続され第２の入力端子に供給される第１の基準信号と比較し第１の出力信号を導出する第１の増幅器と、第２の入力端子に第１の基準信号を供給する第１の基準信号発生器と、第１の端子に第３の入力端子が接続され第４の入力端子に供給される第２の基準信号と比較し第２の出力信号を導出する第２の増幅器と、第４の入力端子に第２の基準信号を供給する第２の基準信号発生器と、負荷素子からの第３の出力信号と第１と第２の増幅器からの第１と第２の出力信号が合成されて合成信号を取り出す第２の端子とを備え、第１の増幅器および第２の増幅器のうち、少なくとも一方は、ベースに入力信号が供給されエミッタが帰還抵抗の一端に接続された第１のトランジスタと、帰還抵抗の他端にエミッタが接続されベースに基準電圧が供給される第２のトランジスタと、入力信号がベースに供給されエミッタ及びコレクタがそれぞれ第１又は第２のトランジスタのエミッタ及びコレクタに接続された第３のトランジスタと、第１のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第１のダイオードと、第２のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第２のダイオードと、第１と第２のトランジスタのコレクタがそれぞれベースに接続されエミッタが共通接続されコレクタから出力信号を導出する第４と第５のトランジスタからなる差動増幅器と、を備え、帰還抵抗に発生する電圧を第１と第２のトランジスタのベース・エミッタの順方向動作電圧の差より大きく設定したことを特徴とするガンマ補正回路である。
【００１７】
本願の第４の発明は、入力信号が供給される第１の端子と、第１の端子に一端が接続された負荷素子と、負荷素子の他端に接続された第２の端子と、ベースに入力信号が供給されエミッタが第１のエミッタ帰還抵抗の一端に接続された第１のトランジスタと、第１のエミッタ帰還抵抗の他端にエミッタが接続されベースに第１の基準電圧が供給される第２のトランジスタと、入力信号がベースに供給されエミッタが第２のトランジスタのエミッタに接続されコレクタが第２のトランジスタのコレクタに接続された第３のトランジスタと、第１のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第１のダイオードと、第２のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第２のダイオードと、第１と第２のトランジスタのコレクタがそれぞれベースに接続されエミッタが共通接続され第５のトランジスタのコレクタが基準電位に接続された第４と第５のトランジスタからなる第１の差動増幅器と、ベースに入力信号が供給されエミッタが第２のエミッタ帰還抵抗の一端に接続された第６のトランジスタと、第２のエミッタ帰還抵抗の他端にエミッタが接続されベースに第２の基準電圧が供給される第７のトランジスタと、第２の基準電圧がベースに供給されエミッタが第６のトランジスタのエミッタに接続されコレクタが第６のトランジスタのコレクタに接続された第８のトランジスタと、第６のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第３のダイオードと、第７のトランジスタのコレクタにカソードが接続されアノードが基準電位に接続された第４のダイオードと、第６と第７のトランジスタのコレクタがそれぞれベースに接続されエミッタが共通接続され一方のトランジスタのコレクタが基準電位に接続され他方のトランジスタのコレクタから出力信号が導出される第９と第１０のトランジスタからなる第２の差動増幅器と、第４と第９のトランジスタのコレクタ電流を合成し第２の端子に接続し、第１の帰還抵抗に発生する電圧を第１と第２のトランジスタのベース・エミッタの順方向動作電圧の差より大きく設定し、かつ第２の帰還抵抗に発生する電圧を第６と第７のトランジスタのベース・エミッタの順方向動作電圧の差より大きく設定したことを特徴とするガンマ補正回路である。
【００１８】
したがって、差動型増幅器のトランジスタの動作が切換わった後も追加したトランジスタが動作しているためｇｍアンプは電流が流れ続け動作しているので、ｇｍアンプの比例定数ｇｍは０でない。
入力信号（電圧）が比較用基準電圧の近傍に達したとき、追加したトランジスタが動作しているので、ｇｍアンプを構成するトランジスタの内部エミッタ抵抗の変化が少なくなり、その結果屈曲点での切換が鋭くなる。
また本回路構成にすると、ｇｍアンプを構成するトランジスタのスイッチング（切換）ポイントを示す電圧がｇｍアンプの内部定数に依存せず、基準電圧だけで設定できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の具体的な実施の形態につき添付図面を参照して説明する。また以後電圧−電流変換回路をｇｍアンプと称することにする。
実施の形態例１
まず、図１を参照して本発明のＬＣＤパネル装置等に用いられるガンマ補正回路について説明する。
【００２０】
入力信号（電圧）Ｖｉｎが負荷抵抗Ｒ１の一方の端子と第１のｇｍアンプの非反転端子さらに第２のｇｍアンプの非反転端子にそれぞれ接続されている。負荷抵抗Ｒ１の他方の端子は出力端子Ｖｔに接続されている。更に、第１のｇｍアンプの反転端子は第１の基準バイアスに接続され、第２のｇｍアンプの反転端子は第２の基準バイアスに接続されている。
【００２１】
第１と第２のｇｍアンプの出力は電流出力の回路構成になっていて、それぞれの出力は出力端子Ｖｔに接続されている。
次に、本ガンマ補正回路の電気的動作を説明する。
図１でガンマ曲線の屈曲点を示す第１と第２の基準バイアスから供給する基準電圧Ｖ１がＶ２より小さく設定してあるとする。
まず、入力信号（電圧）ＶｉｎがＶ１より小さいとき、第１のｇｍアンプ（以後ｇｍ１アンプと記載する）のみが動作し第２のｇｍアンプ（以後ｇｍ２アンプと記載する）は非動作状態になる。ｇｍ１アンプの比例常数（トランスコンダクタンス）をｇｍとすると、ｇｍ１アンプは入力信号（電圧）の交流成分に比例した交流電流を出力し、
ｉ１＝ｇｍ×ｖａｍｐ            ・・・（２２）
が流れる。
ここで、ｖａｍｐはｇｍ１アンプに供給される入力信号（電圧）の交流成分とする。
【００２２】
通常、出力側の接続はインピーダンスが高いので、ｇｍ１アンプに関する出力信号（電圧）の交流成分ｖ１は、
ｖ１＝Ｒ１×ｉ１
＝ｇｍ×Ｒ１×ｖａｍｐ      ・・・（２３）
となる。
また、ｖａｍｐはＶｉｎの交流成分ｖｉｎと等しく、ｖ１にｖｉｎを加算した信号電圧の交流成分が本ガンマ補正回路の出力電圧の交流成分であるから、いまこの出力電圧の交流成分をｖｏｕｔとすると、
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ＋ｇｍＲ１×ｖａｍｐ
＝（１＋ｇｍＲ１）ｖｉｎ・・・（２４）
と表される。
【００２３】
次に、入力信号（電圧）ＶｉｎがＶ１とＶ２の間（Ｖ１＜Ｖｉｎ＜Ｖ２）に存在する時、ｇｍ１，ｇｍ２アンプの両方のアンプは共に交流動作上非動作状態になる。即ち、ｇｍ１，ｇｍ２アンプの出力交流電流は共に、ｉ１＝０，ｉ２＝０であり、かつ上述のアンプの入力電圧の差は０で、交流成分ｖａｍｐ＝０だから、出力端子には入力信号（電圧）そのものが出力されることになる。
その結果、
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ                ・・・（２５）
となる。
【００２４】
更に、入力信号（電圧）Ｖｉｎがｇｍ２アンプに供給されている基準電圧Ｖ２より大きい（Ｖｉｎ＞Ｖ２）とき、ｇｍ１アンプは非動作状態にあり、ｇｍ２のみが動作状態となる。
この場合もＶｉｎ＜Ｖ１のときのｇｍ１アンプと同様な計算を行ない、かつｇｍ２アンプのトランスコンダクタンスをｇｍ１アンプの伝達コンダクタンスと等しくｇｍとすると、つぎの入力−出力関係式
ｖｏｕｔ＝（１＋ｇｍＲ１）ｖｉｎ・・・（２６）
が得られる。
【００２５】
これらの３つの条件を合わせると入力信号（電圧）Ｖｉｎに対する出力電圧が求まり、ガンマ曲線が形成される。
ここではｇｍアンプ２段縦続接続の例を示したが、さらに接続段数を増やして任意の曲線を形成できることは勿論である。
【００２６】
実施の形態例２
次に、図２を参照して本発明の実施の形態例２を説明する。図２は実施の形態例２のｇｍアンプを示す図である。なお以下に述べる実施の形態例では主にバイポーラトランジスタを用いたｇｍアンプの例を示したもので有るが、本発明の技術的思想はバイポーラトランジスタ以外の素子、例えばＭＯＳトランジスタ、ＢＩ−ＣＭＯＳを用いた回路でも同じ機能を持つものであれば、この実施の形態例２に限定されるものではない。
【００２７】
まずｇｍアンプの回路接続について説明する。
トランジスタＱ１１とＱ１２のエミッタがエミッタ帰還抵抗Ｒ１０を介して共通接続され、さらにトランジスタＱ１３のエミッタが直接トランジスタＱ１２のエミッタに接続されている。トランジスタＱ１１とＱ１３の共通接続されたベースに入力信号（電圧）Ｖｉｎが供給され、トランジスタＱ１２のベースは基準バイアスから基準電圧Ｖ１０が供給されている。トランジスタＱ１１の出力はダイオード構成され、カソードに相当するトランジスタＱ１４のエミッタに接続され、一方アノードに相当するベースとコレクタは基準電位（以下電源と記載する）に接続されている。
またトランジスタＱ１２とＱ１３のコレクタは共通接続され、ダイオード構成されたカソードに相当するトランジスタＱ１５のエミッタに接続され、一方アノードに相当するベースとコレクタは電源に接続されている。
【００２８】
さらに、トランジスタＱ１１と、Ｑ１２，Ｑ１３の出力はエミッタが共通接続されて差動増幅器を構成するトランジスタＱ１７，Ｑ１６の各ベースに接続されている。また共通接続されたエミッタは電流源Ｉ１８ｓを介してグランドに接続されている。
トランジスタＱ１７のコレクタは電源に接続され、トランジスタＱ１６のコレクタから出力信号である出力電流Ｉ１６が導出される。
【００２９】
次に、本実施の形態例２のｇｍアンプの電気的動作の直流動作と交流動作について説明する。
まず直流動作について説明する。いま入力信号（電圧）Ｖｉｎの電圧が差動増幅器を構成するトランジスタＱ１２のベースに供給されている基準電圧Ｖ１０より小さい（Ｖｉｎ＜Ｖ１０）とき、 トランジスタＱ１１とＱ１２の電流源Ｉ１１ｓ、Ｉ１２ｓに流れる電流量Ｉ１１とＩ１２の電流を等しくＩｏとし、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のベース・エミッタ間の順方向電圧をＶｆ１１，Ｖｆ１２とすると、入力信号（電圧）Ｖｉｎは
Ｖｉｎ＝Ｖ１０−Ｖｆ１２＋Ｒ１０（Ｉ１４−Ｉｏ）
＋Ｖｆ１１                    ・・・（２７）
となる。
【００３０】
ここで、式（２７）のＲ１０を大きく、｜Ｒ１０（Ｉ１４−Ｉｏ）｜＞＞｜Ｖｆ１１−Ｖｆ１２｜の条件を満足するように選ぶと、
Ｖｉｎ＝Ｖ１０
＋Ｒ１０（Ｉ１４−Ｉｏ）      ・・・（２８）
のように簡略化された式が得られる。式（２８）からＩ１４を求めると、
Ｉ１４＝（Ｖｉｎ−Ｖ１０＋Ｒ１０×Ｉｏ）
／Ｒ１０                      ・・・（２９）
となる。
ただし、電流Ｉ１４は０からＩｏまで変化し、その後一定になる。
【００３１】
このことを考慮すると、入力信号（電圧）ＶｉｎとトランジスタＱ１１のコレクタに流れる電流Ｉ１４との関係は
Ｖｉｎ＜Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏ  のとき
Ｉ１４＝０                      ・・・（３０）
Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ１０のとき
Ｉ１４＝（Ｖｉｎ−Ｖ１０＋Ｒ１０×Ｉｏ）
／Ｒ１０                  ・・・（３１）
Ｖ１０＜Ｖｉｎ  のとき
Ｉ１４＝Ｉｏ                    ・・・（３２）
となる。
【００３２】
次に、トランジスタＱ１４，Ｑ１５，Ｑ１６，Ｑ１７のコレクタに流れる電流Ｉ１４，Ｉ１５，Ｉ１６とＩ１７の関係式は、
Ｉ１４×Ｉ１７＝Ｉ１５×Ｉ１６  ・・・（３３）
と求められる。
ここで、Ｉ１４＋Ｉ１５＝２Ｉｏ，Ｉ１６＋Ｉ１７＝Ｉ１８であるから、出力信号である出力電流Ｉ１６は、
Ｉ１６＝（Ｉ１８／２Ｉｏ）Ｉ１４・・・（３４）
と求まる。
【００３３】
式（３４）に式（３０），（３１），（３２）を代入すると次のようになる。Ｖｉｎ＜Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏ  のとき
Ｉ１６＝０                      ・・・（３５）
Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ１０のとき
Ｉ１６＝（Ｉ１８／２Ｉｏ）
×（Ｖｉｎ−Ｖ１０＋Ｒ１０×Ｉｏ）
／Ｒ１０                  ・・・（３６）
Ｖ１０＜Ｖｉｎ  のとき
Ｉ１６＝Ｉ１８／２              ・・・（３７）
次に、交流動作について説明する。式（３５），（３６），（３７）のそれぞれの場合について、トランジスタＱ１６のコレクタ電流の交流成分（ｉ１６）を求めると以下のようになる。
Ｖｉｎ＜Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏのとき
ｉ１６＝０                      ・・・（３８）
Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ１０のとき
ｉ１６＝（Ｉ１８／２Ｉｏ）
×ｖｉｎ／Ｒ１０          ・・・（３９）
ただしｖｉｎは入力信号（電圧）の交流成分である。
Ｖ１０＜Ｖｉｎのとき
ｉ１６＝０                      ・・・（４０）
となり、Ｖ１０−Ｒ１０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ＜Ｖ１０のときのみｇｍアンプとして動作し、それ以外はゲインを持たないことになる。
【００３４】
実施の形態例３
次に、図３を参照して本発明の実施の形態例３を説明する。図３は実施の形態例３のｇｍアンプを示す図である。なお以下に述べる実施の形態例３では主にバイポーラトランジスタを用いたｇｍアンプの例を示したもので有るが、本発明の技術的思想はバイポーラトランジスタ以外の素子、例えばＭＯＳトランジスタ、ＢＩ−ＣＭＯＳを用いた回路でも同じ機能を持つものであれば、上述した本発明の実施の形態例１，２と同様、この実施の形態例３に限定されるものではない。
【００３５】
まずｇｍアンプの電気的接続について説明する。
差動増幅器を構成するトランジスタＱ２１とＱ２２のエミッタがエミッタ帰還抵抗Ｒ２０を介して共通接続され、さらにトランジスタＱ２３のエミッタとコレクタが直接トランジスタＱ２１のエミッタとコレクタにそれぞれ接続されている。トランジスタＱ２１のベースに入力信号（電圧）Ｖｉｎが供給されトランジスタＱ２２とＱ２３の各ベースは共通接続され基準バイアスから基準電圧Ｖ２０が供給されている。
トランジスタＱ２１とＱ２３の出力はダイオード構成されてカソードに相当するトランジスタＱ２４のエミッタに接続され、一方アノードに相当するトランジスタＱ２４のベースとコレクタは電源に接続されている。またトランジスタＱ２２のコレクタは、ダイオード構成されたカソードに相当するトランジスタＱ２５のエミッタに接続され、一方アノードに相当するトランジスタＱ２５のベースとコレクタは電源に接続されている。
また、トランジスタＱ２１，Ｑ２３とトランジスタＱ２２の各エミッタはそれぞれ電流量Ｉ２１，Ｉ２２が流れる電流源Ｉ２１ｓ，Ｉ２２ｓに接続されている。
【００３６】
さらに、トランジスタＱ２１，Ｑ２３と、Ｑ２２の出力はエミッタが共通接続されて差動増幅器を構成するトランジスタＱ２７，Ｑ２６の各ベースに接続されている。トランジスタＱ２７のコレクタは電源に接続され、トランジスタＱ２６のコレクタから出力信号である出力電流Ｉ２６が導出される。
【００３７】
次に、本実施の形態例３のｇｍアンプの電気的動作について説明する。
まず直流動作について説明する。いま入力信号（電圧）Ｖｉｎが差動増幅器を構成するトランジスタＱ２２のベースに供給されている基準電圧Ｖ２０より大きい（Ｖｉｎ＞Ｖ２０）のとき、
電流Ｉ２１とＩ２２を等しくＩｏとし、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のベース・エミッタ間の順方向電圧をＶｆ２１，Ｖｆ２２とすると、入力信号（電圧）Ｖｉｎは
Ｖｉｎ＝Ｖ２０−Ｖｆ２２＋Ｒ２０（Ｉ２４−Ｉｏ）
＋Ｖｆ２１                ・・・（４１）
となる。
【００３８】
ここで、式（４１）のＲ２０を大きく、｜Ｒ２０（Ｉ２４−Ｉｏ）｜＞＞｜Ｖｆ２１−Ｖｆ２２｜の条件を満足するように選ぶと、
Ｖｉｎ＝Ｖ２０
＋Ｒ２０（Ｉ２４−Ｉｏ）  ・・・（４２）
となる。
式（４２）からＩ２４を求めると、
Ｉ２４＝（Ｖｉｎ−Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ）
／Ｒ２０                  ・・・（４３）
となる。
ただし、電流Ｉ２４はＩｏから２Ｉｏまで変化し、その後一定になる。
【００３９】
このことを考慮すると、入力信号（電圧）ＶｉｎとトランジスタＱ２１のコレクタに流れる電流Ｉ２４との関係は、
Ｖｉｎ＜Ｖ２０  のとき
Ｉ２４＝Ｉｏ                    ・・・（４４）
Ｖ２０＜Ｖｉｎ＜Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏのとき
Ｉ２４＝（Ｖｉｎ−Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ）
／Ｒ２０                  ・・・（４５）
Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ  のとき
Ｉ２４＝２Ｉｏ                  ・・・（４６）
となる。
【００４０】
トランジスタＱ２４，Ｑ２５，Ｑ２６，Ｑ２７のコレクタに流れる電流Ｉ２４，Ｉ２５，Ｉ２６とＩ２７の関係は、
Ｉ２４×Ｉ２７＝Ｉ２５×Ｉ２６  ・・・（４７）
と求まる。
ここで、Ｉ２４＋Ｉ２５＝２Ｉｏ、Ｉ２６＋Ｉ２７＝Ｉ２８であるから、出力信号である出力電流Ｉ２６は、
Ｉ２６＝（Ｉ２８／２Ｉｏ）Ｉ２４・・・（４８）
となる。
【００４１】
式（４８）に式（４４），（４５），（４６）を代入すると以下のようにる。
Ｖｉｎ＜Ｖ２０  のとき
Ｉ２６＝Ｉ２８／２              ・・・（４９）
Ｖ２０＜Ｖｉｎ＜Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏのとき
Ｉ２６＝（Ｉ２８／２Ｉｏ）
×（Ｖｉｎ−Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ）
／Ｒ２０                  ・・・（５０）
Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ＜Ｖｉｎ  のとき
Ｉ２６＝Ｉ２８                  ・・・（５１）
次に交流動作について説明する。式（４９），（５０），（５１）のそれぞれの場合について、トランジスタＱ２６のコレクタ電流の交流成分（ｉ２６）を求めると以下のようになる。
Ｖｉｎ＜Ｖ２０のとき
ｉ２６＝０                      ・・・（５２）
Ｖ２０＜Ｖｉｎ＜Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏのとき
ｉ２６＝（Ｉ２８／Ｉ２０）
×ｖｉｎ／Ｒ２０          ・・・（５３）
ただしｖｉｎは入力信号（電圧）の交流成分である。
Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏ＜Ｖｉｎのとき
ｉ２６＝０                      ・・・（５４）
となり、Ｖ２０＜Ｖｉｎ＜Ｖ２０＋Ｒ２０×Ｉｏのときのみｇｍアンプとして動作し、それ以外はゲインを持たないことになる。
【００４２】
実施の形態例４
次に、図４を参照して本発明の実施の形態例４を説明する。図４は実施の形態例４のガンマ補正回路を示す図である。なお以下に述べる実施の形態例では主にバイポーラトランジスタを用いたガンマ補正回路を示したもので有るが、本発明の技術的思想はバイポーラトランジスタ以外の素子、例えばＭＯＳトランジスタ、ＢＩ−ＣＭＯＳを用いた回路でも同じ機能を持つものであれば、上述した本発明の実施の形態例１，２と３同様、この実施の形態例４に限定されるものではない。
【００４３】
図４に示したガンマ補正回路は図１の回路構成と原理的に同じ構成で、基本構成要素として第３と第４のｇｍアンプさらに負荷素子の抵抗とから成り立っている。
まず第３のｇｍアンプ（以後ｇｍ３アンプと記載する）の回路接続関係について説明する。
トランジスタＱ３１とＱ３２のエミッタがエミッタ帰還抵抗Ｒ３０を介して共通接続され、さらにトランジスタＱ３３のエミッタが直接トランジスタＱ３２のエミッタに接続されている。トランジスタＱ３１とＱ３３の共通接続されたベースに入力信号（電圧）Ｖｉｎが供給されトランジスタＱ３２のベースは基準バイアスから基準電圧Ｖ３０が供給されている。
【００４４】
トランジスタＱ３１とＱ３２の各エミッタは、電流源Ｉ３２ｓとＩ３３ｓにそれぞれ接続されている。また電源ＶＣＣとグランド間に電流源Ｉ３５ｓとＩ３１ｓが直列接続され、電流源Ｉ３１ｓの電流量に応じて電流源Ｉ３２ｓ，Ｉ３３ｓの電流量Ｉ０は制御される。この電流を制御する回路は一般にカレントミラー回路を用いて構成されている。
トランジスタＱ３１の出力はダイオードＱ３４のカソードに接続され、アノードは電源ＶＣＣに接続されている。またトランジスタＱ３２とＱ３３のコレクタは共通接続され、ダイオードＱ３５のカソードに接続され、アノードは電源ＶＣＣに接続されている。
【００４５】
さらに、トランジスタＱ３１と、Ｑ３２，Ｑ３３の出力はエミッタが共通接続されて差動増幅器を構成するトランジスタＱ３７，Ｑ３６の各ベースに接続されている。トランジスタＱ３７のコレクタは電源ＶＣＣに接続され、Ｑ３６のコレクタは次段の第４のｇｍアンプに接続され、出力信号である出力電流Ｉ３６が導出される。
この差動増幅器を構成するトランジスタＱ３６，Ｑ３７の共通接続されたエミッタは電流源Ｉ３４ｓに接続され、この電流量２Ｉｏ’は前述した電流源Ｉ３１ｓを用いて制御される。
【００４６】
次に第４のｇｍアンプ（以後ｇｍ４アンプと記載する）の回路接続関係について説明する。
差動増幅器を構成するトランジスタＱ４１とＱ４２のエミッタがエミッタ帰還抵抗Ｒ４０を介して共通接続され、さらにトランジスタＱ４３のエミッタとコレクタが直接トランジスタＱ４１のエミッタとコレクタにそれぞれ接続されている。  トランジスタＱ４１のベースに入力信号Ｖｉｎが供給され、トランジスタＱ４２とＱ４３の各ベースは共通接続され基準バイアスから基準電圧Ｖ４０が供給されている。
トランジスタＱ４１とＱ４３の出力はダイオードＱ４４のカソードに接続され、アノードは電源ＶＣＣに接続されている。またトランジスタＱ４２のコレクタは、ダイオードＱ４５のカソードに接続され、アノードは電源ＶＣＣに接続されている。
【００４７】
また、トランジスタＱ４１，Ｑ４３とトランジスタＱ４２の各エミッタはそれぞれ電流源Ｉ４１ｓ，Ｉ４２ｓに接続され、この電流源Ｉ４１ｓ，Ｉ４２ｓの電流量Ｉ０は前述の電流源Ｉ３１ｓの電流量に応じて制御される。
さらに、トランジスタＱ４１，Ｑ４３と、トランジスタＱ４２の出力はエミッタが共通接続されて差動増幅器を構成するトランジスタＱ４７，Ｑ４６の各ベースに接続されている。
【００４８】
差動増幅器を構成するトランジスタＱ４６，Ｑ４７の共通接続されたエミッタは電流源Ｉ４３ｓに接続され、この電流源Ｉ４３ｓの電流量２Ｉｏ’は電流源Ｉ３１ｓによって制御されている。
トランジスタＱ４７のコレクタは電源ＶＣＣに接続され、トランジスタＱ４６のコレクタは電流源Ｉ４４ｓとトランジスタＱ３６のコレクタにそれぞれ接続されている。
【００４９】
電流源Ｉ４５ｓの一方の端子は電源ＶＣＣに、また他方の端子は出力端子Ｖｔに接続されると共に、この電流量はカレントミラー回路等を用いて電流源Ｉ４４ｓの電流量に応じて制御される。
【００５０】
出力端子Ｖｔは負荷抵抗Ｒ４１を介して、トランジスタＱ３１，Ｑ３３，Ｑ４１の各ベースと入力信号（電圧）Ｖｉｎに接続されている。
【００５１】
次にガンマ補正回路の電気的動作について説明する。この回路構成のｇｍ３アンプは本発明の実施の形態例２で、またｇｍ４アンプの回路は本発明の実施の形態例３で説明した回路と基本的に同じであるため、回路動作の詳細な説明は省略することにする。
（１）まず入力信号（電圧）Ｖｉｎの信号電圧が基準電圧Ｖ３０より小さいとき、ｇｍ３アンプがＯＮし、このｇｍ３アンプ入力の電位差Ｖａｍｐに比例した電流Ｉ３６が流れる。一方このときｇｍ４アンプは交流的にＯＦＦしている。
ｇｍ３アンプを構成するトランジスタＱ３６からの出力電流の交流成分ｉ３６は、比例定数をｇｍとすると、
ｉ３６＝ｇｍ×ｖａｍｐ            ・・・（５５）
ただしｖａｍｐはＶａｍｐの交流成分である。
となる。
通常、出力側の接続に関し、インピーダンスが高いのでｇｍ３アンプにおける出力信号の交流成分ｖ１は以下のように求められる。
ｖ１＝Ｒ４１×ｉ３６
＝ｇｍ×Ｒ４１×ｖａｍｐ      ・・・（５６）
ただしｖａｍｐはＶａｍｐの交流成分である。
ここで、ＶａｍｐはＶｉｎと等しく、出力端子Ｖｔにあらわれる電圧の交流成分ｖｏｕｔは入力信号の交流成分ｖｉｎとｖ１を加えたものであるから、
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ
＋ｇｍ×Ｒ４１×ｖａｍｐ  ・・・（５７）
となる。
一方この条件では、トランジスタＱ４１がＯＦＦしていて、ｇｍ４アンプは交流的にＯＦＦの状態になる。しかしこのときトランジスタＱ４２，Ｑ４３のベースは同電位で直流的には動作していて、出力トランジスタＱ４６のコレクタから出力される出力電流Ｉ４６は一定値のＩｏ’である。
【００５２】
（２）次に、入力信号（電圧）Ｖｉｎの信号電圧が基準バイアスから供給される基準電圧Ｖ３０より大きくＶ４０より小さいとき、
ｇｍ３アンプとｇｍ４アンプはともに交流的にＯＦＦする。ただし、これらのｇｍアンプにおいては、従来例とは違いアンプのｇｍは０ではない。ｇｍ３アンプの初段の差動増幅器を構成するトランジスタＱ３２がＯＦＦするが、トランジスタＱ３１，Ｑ３３はＯＮしているので、ｇｍは０にはならない。
トランジスタＱ３１とＱ３３のベースは等電位になっているのでｇｍ３アンプの入力の電位差Ｖａｍｐは０、即ちｖａｍｐ＝０で、出力信号の交流成分はｖ１＝０となる。
このとき、トランジスタＱ３６のコレクタから取り出される出力電流Ｉ３６は一定値であるＩｏ’となる。
またｇｍ４アンプもｇｍ３アンプと同じ動作をし、トランジスタＱ４６のコレクタから取り出される出力電流はＩｏ’である。
その結果出力端子Ｖｔから導出される電圧は、交流成分に関して入力信号のみが寄与することになり、
ｖｏｕｔ＝ｖｉｎ                  ・・・（５８）
となる。
【００５３】
（３）さらに、入力信号（電圧）Ｖｉｎの信号電圧が基準電圧Ｖ４０より大きいとき、
ｇｍ４アンプがＯＮし、このときの動作はｇｍ３アンプがＯＮした場合と同じである。またｇｍ３アンプは交流動作に関してはＯＦＦ状態のままである。
その結果、出力端子Ｖｔから導出される電圧の交流成分は、
ｖｏｕｔ＝（１＋ｇｍ×Ｒ４１）ｖｉｎ・・・（５９）
と導かれる。
【００５４】
いままで述べた３つの条件に伴う入力信号（電圧）と出力電流または出力電圧との関係を図５にあらわした。ここで、ガンマ（γ）曲線の屈曲点をγ１とγ２と表す。図５（ａ）はｇｍ３アンプ，図５（ｂ）はｇｍ４アンプの入出力特性のグラフで、図５（ｃ）はこれらを合成した総合図である。
図５（ｃ）のグラフにおいて、屈曲点γ１とγ２はそれぞれｇｍ３アンプのトランジスタＱ３２のベースに供給されている基準バイアスから供給される基準電圧Ｖ３０、またｇｍ４アンプのトランジスタＱ４２のベースに供給されている基準バイアスから供給されている基準電圧Ｖ４０となっている。
このγ１とγ２の値は図６で構成されたガンマ補正回路での値と異なり、エミッタ帰還抵抗Ｒ３０，Ｒ４０と、さらにエミッタ電流即ち電流源Ｉ３２ｓ，Ｉ３３ｓ，Ｉ４１ｓ，Ｉ４２ｓの電流量Ｉ３２，Ｉ３３，Ｉ４１，Ｉ４２に依存しないで、ｇｍ３アンプ，ｇｍ４アンプに供給されている基準電圧Ｖ３０，Ｖ４０のみで決定されている。
【００５５】
従って、上述のｇｍアンプを用いて、ガンマ補正回路を集積回路で構成すると、ガンマ曲線の屈曲点は内部回路の抵抗、電流値さらにアンプの利得などに依存しないで、外部電圧にのみ依存する。よってこの屈曲点は集積回路の製造プロセスがばらついて、回路素子の定数が変わっても変動しない利点が有る。
更に、ｇｍ３アンプ，ｇｍ４アンプは常に動作しているので、このｇｍアンプのトランジスタの内部エミッタ抵抗に影響されずスイッチングでき、その結果ガンマ曲線の切換ポイントが鋭くなる。
【００５６】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、ガンマ補正回路の入出力特性の屈曲点を示すスイッチングポイントが外部回路で一意的に設定できる。
また本発明のｇｍアンプを用いると、伝達コンダクタンスをゼロにしてスイッチングすることが無いから、トランジスタの内部抵抗例えばエミッタ抵抗の影響を受けず、スイッチングポイントの切換が鋭くなる。
また、ｇｍアンプのゲインが大きくなっても、屈曲点を表す電圧が抵抗、電流に依存しないから、この屈曲点（電圧）を設定する範囲が広くなった。
更に、ｇｍアンプのゲインを変えるために差動アンプの帰還抵抗値を変えたり、電流源の電流値を変えるが、本発明のｇｍアンプではスイッチングポイントが回路定数に依存することがなくなったので、アンプのゲインによらずガンマ曲線の屈曲点を任意に設定できるようになった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態例１に係るガンマ補正回路を示す回路構成図である。
【図２】本発明の実施の形態例２に係るｇｍアンプを示す回路構成図である。
【図３】本発明の実施の形態例３に係るｇｍアンプを示す回路構成図である。
【図４】本発明の実施の形態例４に係るガンマ補正回路を示す回路構成図である。
【図５】本発明の実施の形態例４に示したガンマ補正回路の電気的特性を示すグラフである。
【図６】従来例のｇｍアンプを示す回路構成図である。
【図７】従来例のｇｍアンプを用いてガンマ補正回路を構成したときの電気的特性を示すグラフである。
【符号の説明】
ｇｍ１…第１のｇｍアンプ、ｇｍ２…第２のｇｍアンプ、Ｖ１，Ｖ２，Ｖ１０，Ｖ２０，Ｖ３０，Ｖ４０，Ｖ５０…基準電圧、Ｒ１，Ｒ４１…負荷素子（負荷抵抗）、Ｒ１０，Ｒ２０，Ｒ３０，Ｒ４０，Ｒ５０…エミッタ帰還抵抗、Ｑ１１〜Ｑ１７，Ｑ３１〜Ｑ３７…第３のｇｍアンプ（ｇｍ３アンプ）を構成するトランジスタ、Ｑ２１〜Ｑ２７，Ｑ４１〜Ｑ４７…第４のｇｍアンプ（ｇｍ４アンプ）を構成するトランジスタ、Ｑ５１〜Ｑ５７…第５のｇｍアンプを構成するトランジスタ、Ｉ１１ｓ，Ｉ１２ｓ，Ｉ１８ｓ，Ｉ２１ｓ，Ｉ２２ｓ，Ｉ２８ｓ，Ｉ３１ｓ〜Ｉ３５ｓ，Ｉ４１ｓ〜Ｉ４５ｓ，Ｉ５１ｓ，Ｉ５２ｓ，Ｉ５５ｓ…電流源、ＶＣＣ…電源
【図１】
0004066516.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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