(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源と負荷との間に挿入し、逆阻止若しくは双方向性のサイリスタからなる第１のスイッチ回路と、自己消弧型スイッチ素子からなり、前記第１のスイッチ回路の両端に接続される第２のスイッチ回路と、前記サイリスタの点弧導通及び自己消弧型スイッチ素子の駆動を制御する制御部とを備え、前記制御部は位相制御動作時に、設定された所定の位相角から、時間的に分割した区間単位で前記自己消弧型スイッチ素子を制御駆動して該自己消弧型スイッチ素子を通じて負荷に印加される負荷電圧を傾斜上昇させる期間を設定し、この期間を経た後、前記サイリスタを点弧導通させる位相制御装置であって、
前記制御部は、前記期間においては、負荷電圧の傾斜上昇線が、前記区間単位で傾きが設定された連続的な非線形な線となるように、前記自己消弧型スイッチ素子を制御駆動することを特徴とする位相制御装置。
【請求項２】
前記期間の経過後自己消弧型スイッチ素子を飽和状態とした後、前記サイリスタを点弧導通させ、この点弧導通後に前記自己消弧型スイッチ素子をオフさせることを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【請求項３】
前記制御部に、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に前記区間単位で信号レベルが設定された制御信号をデジタル信号で生成する機能とサイリスタの点弧用信号を生成する機能とを備えたＣＰＵ回路と、このＣＰＵ回路から出力されるデジタル信号からなる制御信号をＤ／Ａ変換して前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に供給するＤ／Ａ変換回路とを備えていることを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【請求項４】
前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用い、前記制御部は、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端内部の容量或いは制御端に接続されたコンデンサを充電して該充電電圧を制御信号電圧として該自己消弧型スイッチ素子を駆動する制御信号をＰＷＭ信号として出力することを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【請求項５】
前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用いるとともに、充電電圧を前記自己消弧型スイッチ素子の制御信号電圧とするコンデンサと充電用の抵抗からなるＲＣブロックを並列に少なくとも２組以上前記消弧型スイッチ素子の制御端に接続して、各ＲＣブロックに対して制御部から設定された充電用電荷量を供給するためのパルスを出力することを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【請求項６】
前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用い、前記制御部は、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端内部の容量或いは制御端に接続されたコンデンサを充電して該充電電圧を制御信号電圧として該自己消弧型スイッチ素子を駆動する電流源を備えるとともに、この電流源の出力電流値を前記区間単位で制御することを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【請求項７】
前記自己消弧型スイッチ素子の制御端の電圧を検出する第１の検出手段を備え、前記制御部は、前記第１の検出手段で検出される電圧に基づいて制御信号電圧を制御する手段とを備えていることを特徴とする請求項４乃至６の何れか記載の位相制御装置。
【請求項８】
前記自己消弧型スイッチ素子の両端間電圧を検出する第２の検出手段を備え、前記制御部は、前記第２の検出手段の検出電圧に基づいて制御信号電圧を制御することを特徴とする請求項７記載の位相制御装置。
【請求項９】
前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部は、負荷電流検出手段の検出する負荷電流に対応して制御信号電圧を制御することを特徴とする請求項７記載の位相制御装置。
【請求項１０】
前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部は、負荷電流の大きさと制御信号電圧とを関連付けた記憶データテーブルを備え、前記負荷電流検出手段により検出される負荷電流値に対応した制御信号電圧データを前記記憶データテーブルから選択し、該制御信号電圧に基づいて前記自己消弧型スイッチ素子の制御端の電圧を制御することを特徴とする請求項７記載の位相制御装置。
【請求項１１】
前記自己消弧型スイッチ素子が、駆動開始から飽和状態に至る過渡的な領域において、前記制御部は、制御端内の容量が増大する変化を前記第１の検出手段の検出電圧から判断して制御信号電圧を一時的に増大させる機能を備えていることを特徴とする請求項７記載の位相制御装置。
【請求項１２】
前記制御部は、サイリスタを点弧導通させる直前に前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に印加する制御信号電圧を増大させる機能を備えていることを特徴とする請求項１１記載の位相制御装置。
【請求項１３】
前記制御部は、前記サイリスタの点弧導通後、交流電源電圧がゼロになる直前からゼロになるまで、前記自己消弧型スイッチ素子を再駆動して飽和状態とすることを特徴とする請求項２記載の位相制御装置。
【請求項１４】
前記自己消弧型スイッチ素子の温度を電気信号に変換出力する温度検出素子を備え、前記制御部は、該温度検出素子からの電気信号に基づいて自己消弧型スイッチ素子の温度を検出する機能を備え、自己消弧型スイッチ素子の駆動中の自己消弧型スイッチ素子の温度が安全動作温度領域以上になったときに前記サイリスタを点弧導通へ移行させる制御を行うことを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【請求項１５】
前記自己消弧型スイッチ素子の温度を電気信号に変換出力する第１の温度検出素子と、前記サイリスタの温度を電気信号に変換出力する第２の温度検出素子とを備え、前記制御部は、両温度検出素子からの電気信号に基づいて自己消弧型スイッチ素子の温度と前記サイリスタの温度とを検出する機能と、自己消弧型スイッチ素子の温度に対してサイリスタの温度が下回る場合には両温度が等しくなるまで若しくは自己消弧型スイッチ素子の温度以上となるまで位相制御サイクルにおけるサイリスタの点弧導通する位相角を順次小さくする方向に制御し、前記自己消弧型スイッチ素子の温度に対して前記サイリスタの温度が上回る場合には両温度が等しくなるまで若しくは自己消弧型スイッチ素子の温度以下となるまで、位相制御サイクルにおける３前記端子サイリスタの点弧導通する位相角を順次大きくする方向に制御する機能と、前記自己消弧型スイッチ素子及びサイリスタの温度が安全動作温度領域以上になった場合には、位相制御動作を停止することを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【請求項１６】
前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部は、前記負荷電流検出手段の検出出力から検出される負荷電流の絶対値により実効電流値を算出する機能を備え、実効電流値が所定値以下の場合に、前記自己消弧型スイッチ素子の飽和状態を電源電圧がゼロクロスまで維持する位相制御を行うことを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【請求項１７】
前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部には所定の電源投入に伴う位相制御動作時に負荷電流検出回路の検出出力から負荷電流の絶対値を検出し、その検出した絶対値に応じた制御データを記憶する手段を備え、上記所定の電源投入以外の電源投入に伴う位相制御動作時には記憶されている制御データに基づいて自己消弧型スイッチ素子及びサイリスタによる位相制御を行うことを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【請求項１８】
前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備えるとともに、負荷と交流電源の直列回路に並列接続される開閉素子とコンデンサとの直列回路ブロック若しくは負荷と交流電源の直列回路とサイリスタとの間に接続されたインダクタと開閉素子との並列回路ブロックの少なくとも一方を備え、上記制御部は負荷電流検出手段の検出する負荷電流値が所定値以上のとき上記開閉素子をオン又はオフさせることを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【請求項１９】
前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部には負荷電流検出手段の検出出力から負荷電流の絶対値を検出するとともに、その検出した絶対値から実効電流値を算出して、接続される負荷の負荷容量の大きさを検知する機能と検知された負荷容量が所定負荷容量より小さい場合、自己消弧型スイッチ素子を交流電源電圧のゼロクロスから駆動して、設定された位相でオフさせる逆位相制御による制御を行う機能を備えたことを特徴とする請求項１記載の位相制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流負荷への供給電力を位相制御して調光を行う位相制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、交流負荷への供給電力を制御するものとして、ファン等のモータの速度制御装置や、演出効果を得るため、或いは省エネルギを目的として、白熱灯や蛍光灯等の点灯電力を位相制御する照明点灯装置等が知られている。
【０００３】
このような位相制御装置の中で、一例として、上述の照明点灯装置には図２６（ａ）に示すような一般的な位相制御装置が用いられている。この従来の位相制御装置は、商用交流電源（以下、交流電源と言う）ＡＣと、白熱灯ＬＡとの直列回路を接続する２端子構造となっており、前記直列回路にリアクタンスＬを介して並列接続される双方向性３端子サイリスタ（以下、トライアックと言う）Ｑ１と、抵抗Ｒ１、可変抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の直列回路から構成されトライアックＱ１の両端間に接続された時定数回路及び、コンデンサＣ１と可変抵抗Ｒ２の接続点とトライアックＱ１のゲート端子との間に接続されるダイアックＱ２、可変抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１の直列回路の両端間に接続され、両端電圧を一定に規制する定電圧ダイオードＺＤ１、ＺＤ２の逆直列回路から成るトリガ回路Ｔとで構成される。尚、図２６（ｂ）に示すように、ダイアックＱ２の代わりにＳＢＳＱ２’を用いたトリガ回路Ｔを用いた従来例もある。
【０００４】
これらの回路では、抵抗Ｒ１、可変抵抗Ｒ２を通じて充電されるコンデンサＣ１の電圧がダイアックＱ２のブレークオーバー電圧に達したとき、或いはＳＢＳＱ２’のゲートに接続されている定電圧ダイオードＺＤ３のカソードに印加されている電圧がツェナー電圧を超えてＳＢＳＱ２’にゲート電流が流れたときに、ダイアックＱ２或いはＳＢＳＱ２’が導通してコンデンサＣ１の電荷をトライアックＱ１のゲート電流ｉとして放出し、トライアックＱ１を点弧するようになっている。
【０００５】
また、図２６（ｃ）に示すように交流電源ＡＣの電圧変動や部品のばらつき周波数変動による位相制御特性のばらつきを低減させるために、ダイアックやＳＢＳを用いずにトランジスタでトリガ電流を流すもので、電圧の抵抗分圧とＲＣ時定数を比較して点弧位相角を定めるようになっている。
【０００６】
ところで、これら位相制御装置では、トラアックＱ１により負荷である白熱灯ＬＡの負荷電流を直接点弧導通させるので、交流電源ＡＣの位相角が９０度付近では、負荷電流が非常に急峻な立ち上がりを示す。そして、点弧時のｄｉ／ｄｔが大きいので、高周波ノイズが発生する（１５０ＫＨｚ〜３０ＭＨｚ）。また、負荷である白熱灯Ｌでは急峻な負荷電流の影響によりフィラメントが振動して音響ノイズを発生させる。
【０００７】
その対策として、一般的な位相制御装置では、図示するように白熱灯ＬＡと交流電源ＡＣの直列回路間にコンデンサＣ０（又はＣ０、Ｃ０’の直列回路）を、また白熱灯ＬＡと交流電源ＡＣの直列回路にリアクタンスＬを介してトライアックＱ１を接続することで、負荷電流の立ち上がりをＬ成分により緩やかにすることにより、ノイズ発生を低減させている。
【０００８】
ところで、従来例の回路において、前記のノイズのレベルをＩＥＣ基準等の規格値を満足するレベルまで低減させるには、非常に大きなリアクタンスＬが必要となり、位相制御装置本体が非常に大型化する。またそのリアクタンスＬ自体から音響ノイズが発生する或いは発熱が発生するという問題もある。特に負荷容量の大きな位相制御装置においては、顕著である。
【０００９】
最近では、前記の問題を解決策として、位相制御素子としてトライアックや逆阻止３端子サイリスタ（以下、サイリスタと言う）に代わってＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴやパワートランジスタ等のスイッチ素子を用いた回路構成が特許第２５０７８４８号公報や特許第２９２０７７１号公報に示されるように提案されている。
【００１０】
前者の回路構成では、所定の位相制御角でスイッチ素子のゲート信号を制御して緩やかにスイッチングさせることにより、ノイズ発生を低減させるようになっている。また、後者の回路構成ではＲＰＣ（逆位相制御方式）が採用されており、交流電源電圧のゼロクロスでスイッチ素子を導通させ、設定された位相角で緩やかに遮断させることでノイズ発生を低減するようになっている。
【００１１】
しかし、両者に共通する問題として、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチ素子のオン抵抗がトラアックと比較して大きく、放熱構造を大型にする必要があり、そのため位相制御装置が大型化する問題もある。また同等のオン抵抗にする為には、素子自身を大型にする必要があり、かつ大型化に伴い非常に高価になってしまうという欠点がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
前記のような問題を解決するために、前記のＭＯＳＦＥＴ等とトラアック或いはサイリスタの複合された位相制御技術が提案されている。この技術は例えばサイリスタを点弧させる前にＩＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴを制御部によりリニア動作させて、その後にサイリスタを点弧導通させるというソフトスイッチングの方法であり、ＩＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴが投入される時間を短くすることができるので、位相制御素子を大型化で高価格なものを使用することなく、ノイズ発生を低減させることが可能となる。また、リアクタンスＬが不用となるので発熱や音響ノイズを防止することができる。
【００１３】
しかし、上記の方法では、前記のｌＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴを投入する為の制御において、リニア制御或いは緩やかなスイッチングによりノイズを低減可能であるが、負荷の容量が大きな場合に合わせてｌＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴの点弧時の制御を行うと、電流が少ない場合には、過度な制御をしていることになり、余計な発熱を生み出すことになる。また、大きな容量を制御する場合には、ｌＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴのスイッチング時の大きな損失を低減しなければ、位相制御装置全体の発熱が増大するという問題が発生する。また、ｌＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴには、ゲートの特性、スイッチング特性にばらつきがあり、そのばらつきにも拘わらず、同じ制御をした場合、ノイズのレベルも変動するという問題がある。つまり、上記のＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴを用いる従来例では、ノイズ低減と発熱低減の両方に対しては配慮されていないため、ばらつきを考慮した照明負荷の状態に合わせた詳細の制御が必要である。
【００１４】
本発明は、上述の点に鑑みて為されたもので、その目的とするところは、ｌＧＢＴ或いはＭＯＳＦＥＴ等の自己消弧型スイッチ素子と逆阻止や双方向性のサイリスタとを用いて位相制御を行う位相制御装置において、ノイズ低減と発熱低減とを配慮した位相制御が行える位相制御装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上述の目的を達成するために、請求項１の発明では、交流電源と負荷との間に挿入し、逆阻止若しくは双方向性のサイリスタからなる第１のスイッチ回路と、自己消弧型スイッチ素子からなり、前記第１のスイッチ回路の両端に接続される第２のスイッチ回路と、前記サイリスタの点弧導通及び自己消弧型スイッチ素子の駆動を制御する制御部とを備え、前記制御部は位相制御動作時に、設定された所定の位相角から、時間的に分割した区間単位で前記自己消弧型スイッチ素子を制御駆動して該自己消弧型スイッチ素子を通じて負荷に印加される負荷電圧を傾斜上昇させる期間を設定し、この期間を経た後、前記サイリスタを点弧導通させる位相制御装置であって、前記制御部は、前記期間においては、負荷電圧の傾斜上昇線が、前記区間単位で傾きが設定された連続的な非線形な線となるように、前記自己消弧型スイッチ素子を制御駆動することを特徴とする。
【００１６】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、前記期間の経過後自己消弧型スイッチ素子を飽和状態とした後、前記サイリスタを点弧導通させ、この点弧導通後に前記自己消弧型スイッチ素子をオフさせることを特徴とする。
【００１８】
請求項３の発明では、請求項１の発明において、前記制御部に、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に前記区間単位で信号レベルが設定された制御信号をデジタル信号で生成する機能とサイリスタの点弧用信号を生成する機能とを備えたＣＰＵ回路と、このＣＰＵ回路から出力されるデジタル信号からなる制御信号をＤ／Ａ変換して前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に供給するＤ／Ａ変換回路とを備えていることを特徴とする。
【００１９】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用い、前記制御部が、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端内部の容量或いは制御端に接続されたコンデンサを充電して該充電電圧を制御信号電圧として該自己消弧型スイッチ素子を駆動する制御信号をＰＷＭ信号として出力することを特徴とする。
【００２０】
請求項５の発明では、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用いるとともに、充電電圧を前記自己消弧型スイッチ素子の制御信号電圧とするコンデンサと充電用の抵抗からなるＲＣブロックを並列に少なくとも２組以上前記消弧型スイッチ素子の制御端に接続して、各ＲＣブロックに対して制御部から設定された充電用電荷量を供給するためのパルスを出力することを特徴とする。
【００２１】
請求項６の発明では、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用い、前記制御部が、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端内部の容量或いは制御端に接続されたコンデンサを充電して該充電電圧を制御信号電圧として該自己消弧型スイッチ素子を駆動する電流源を備えるとともに、この電流源の出力電流値を前記区間単位で制御することを特徴とする。
【００２２】
請求項７の発明では、請求項４乃至６の何れかの発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端の電圧を検出する第１の検出手段を備え、前記制御部が、前記第１の検出手段で検出される電圧に基づいて制御信号電圧を制御する手段とを備えていることを特徴とする。
【００２３】
請求項８の発明では、請求項７の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の両端間電圧を検出する第２の検出手段を備え、前記制御部が、前記第２の検出手段の検出電圧に基づいて制御信号電圧を制御することを特徴とする。
【００２４】
請求項９の発明では、請求項７の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、負荷電流検出手段の検出する負荷電流に対応して制御信号電圧を制御することを特徴とする。
【００２５】
請求項１０の発明では、請求項７の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、負荷電流の大きさと制御信号電圧とを関連付けた記憶データテーブルを備え、前記負荷電流検出手段により検出される負荷電流値に対応した制御信号電圧データを前記記憶データテーブルから選択し、該制御信号電圧に基づいて前記自己消弧型スイッチ素子の制御端の電圧を制御することを特徴とする。
【００２６】
請求項１１の発明では、請求項７の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子が、駆動開始から飽和状態に至る過渡的な領域において、前記制御部が、制御端内の容量が増大する変化を前記第１の検出手段の検出電圧から判断して制御信号電圧を一時的に増大させる機能を備えていることを特徴とする。
【００２７】
請求項１２の発明では、請求項１１の発明において、前記制御部が、サイリスタを点弧導通させる直前に前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に印加する制御信号電圧を増大させる機能を備えていることを特徴とする。
【００２８】
請求項１３の発明では、請求項２の発明において、前記制御部が、前記サイリスタの点弧導通後、交流電源電圧がゼロになる直前からゼロになるまで、前記自己消弧型スイッチ素子を再駆動して飽和状態とすることを特徴とする。
【００２９】
請求項１４の発明では、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の温度を電気信号に変換出力する温度検出素子を備え、前記制御部が、該温度検出素子からの電気信号に基づいて自己消弧型スイッチ素子の温度を検出する機能を備え、自己消弧型スイッチ素子の駆動中の自己消弧型スイッチ素子の温度が安全動作温度領域以上になったときに前記サイリスタを点弧導通へ移行させる制御を行うことを特徴とする。
【００３０】
請求項１５の発明では、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の温度を電気信号に変換出力する第１の温度検出素子と、前記サイリスタの温度を電気信号に変換出力する第２の温度検出素子とを備え、前記制御部が、両温度検出素子からの電気信号に基づいて自己消弧型スイッチ素子の温度と前記サイリスタの温度とを検出する機能と、自己消弧型スイッチ素子の温度に対してサイリスタの温度が下回る場合には両温度が等しくなるまで若しくは自己消弧型スイッチ素子の温度以上となるまで位相制御サイクルにおけるサイリスタの点弧導通する位相角を順次小さくする方向に制御し、前記自己消弧型スイッチ素子の温度に対して前記サイリスタの温度が上回る場合には両温度が等しくなるまで若しくは自己消弧型スイッチ素子の温度以下となるまで、位相制御サイクルにおける３前記端子サイリスタの点弧導通する位相角を順次大きくする方向に制御する機能と、前記自己消弧型スイッチ素子及びサイリスタの温度が安全動作温度領域以上になった場合には、位相制御動作を停止することを特徴とする。
【００３１】
請求項１６の発明では、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、前記負荷電流検出手段の検出出力から検出される負荷電流の絶対値により実効電流値を算出する機能を備え、実効電流値が所定値以下の場合に、前記自己消弧型スイッチ素子の飽和状態を電源電圧がゼロクロスまで維持する位相制御を行うことを特徴とする。
【００３２】
請求項１７の発明では、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部には所定の電源投入に伴う位相制御動作時に負荷電流検出回路の検出出力から負荷電流の絶対値を検出し、その検出した絶対値に応じた制御データを記憶する手段を備え、上記所定の電源投入以外の電源投入に伴う位相制御動作時には記憶されている制御データに基づいて自己消弧型スイッチ素子及びサイリスタによる位相制御を行うことを特徴とする。
【００３３】
請求項１８の発明では、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備えるとともに、負荷と交流電源の直列回路に並列接続される開閉素子とコンデンサとの直列回路ブロック若しくは負荷と交流電源の直列回路とサイリスタとの間に接続されたインダクタと開閉素子との並列回路ブロックの少なくとも一方を備え、上記制御部は負荷電流検出手段の検出する負荷電流値が所定値以上のとき上記開閉素子をオン又はオフさせることを特徴とする。
【００３４】
請求項１９の発明では、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部には負荷電流検出手段の検出出力から負荷電流の絶対値を検出するとともに、その検出した絶対値から実効電流値を算出して、接続される負荷の負荷容量の大きさを検知する機能と検知された負荷容量が所定負荷容量より小さい場合、自己消弧型スイッチ素子を交流電源電圧のゼロクロスから駆動して、設定された位相でオフさせる逆位相制御による制御を行う機能を備えたことを特徴とする。
【００３５】
【発明の実施の形態】
上述の各解決手段を踏まえて、以下にその具体的な実施形態を詳細に説明する。
【００３６】
（実施形態１）
図１は本実施形態の回路構成を示しており、本実施形態回路は、交流電源ＡＣと照明負荷ＬＯの直列回路に対して、双方向性３端子サイリスタ（以下、トラアックと言う）Ｑ１からなる第１のスイッチ回路と、トライアックＱ１の両端間にダイオードブリッジ１を介して接続される自己消弧型のスイッチ素子であるＩＧＢＴＱ３（或いはＭＯＳＦＥＴでも良い）からなる第２のスイッチ回路と、これらトライアックＱ１、ＩＧＢＴＱ３の駆動を制御する制御部２と、照明負荷ＬＯの照度比（調光レベル）を設定する外部入力部３とから構成される。尚、トライアックＱ１の代わりに逆阻止３端子サイリスタを用いても良い。またＣ３はＩＧＢＴＱ３の制御端たるゲート内の容量を、Ｒ３はゲートに接続される抵抗を示す。
【００３７】
制御部２は、ダイオードブリッジ１の整流出力電圧を所定の直流電圧に変換して電源として各部に供給するとともに、交流電源電圧のゼロクロスを検出する機能を備えた電源回路２１と、この電源回路２１から電源供給を受けて動作し、トライアックＱ１、ＩＧＢＴＱ３を駆動制御して照明負荷ＬＯの照度比が設定値となるように位相制御角を演算し、それに対応した信号を電源回路２１からのゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて生成するＣＰＵ回路２２と、このＣＰＵ回路２２からＩＧＢＴＱ３の駆動用として出力されるデジタルな制御信号電圧をアナログ電圧の制御信号電圧に変換するためのＤ／Ａ変換回路２３と、ＣＰＵ回路２２から出力され信号をトライアックＱ１のゲートに単発のトリガ信号として供給するためのドライブ回路２４とで構成される。
【００３８】
次に、以上の回路構成を踏まえて、本実施形態の動作を説明する。
【００３９】
まず、位相制御動作がオフ状態にある待機中の場合、交流電源ＡＣから照明負荷ＬＯ及びダイオードブリッジ１を通じて、全位相中或いは限定された位相期間で電源回路２１に電流が流れ、当該電源回路２１では、ＣＰＵ回路２２に電源を供給すると共にゼロクロス検出を行い、このゼロクロス検出信号ＺＳをＣＰＵ回路２２に与えることで、ＣＰＵ回路２２はゼロクロス位置を演算している。
【００４０】
そして、外部設定部３からオン動作信号と、設定照度比に対応する設定信号の入力があると、ＣＰＵ回路２２は外部入力部３で設定されている照明負荷ＬＯの照度比が得られる位相制御角を演算により求め、ゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて交流電源電圧の所定位相角で、ＩＧＢＴＱ３を駆動する制御信号電圧を出力する。この駆動ではＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を通じて印加される照明負荷ＬＯの両端電圧（負荷電圧）を図２（ａ）の（イ）で示すように緩やかに立ち上げる制御が行われる。
【００４１】
この立ち上げ期間を含めたＩＧＢＴＱ３の駆動期間はトライアックＱ１を点弧導通させる前に設定するもので、最終的にＩＧＢＴＱ３を完全にオン状態（飽和状態）とした後、ドライブ回路２４を通じてトライアックＱ１のゲートにトリガ用パルス信号を与えてトライアックＱ１を点弧導通させた後に終了させるようなっている。
【００４２】
そして、トライアックＱ１の導通期間は保持電流以下となる交流電源ＡＣの電圧のゼロクロス付近まで継続する。この一連動作を交流電源電圧の各半周期毎に繰り返され、照明負荷ＬＯは位相制御された電力が供給され、外部設定部３で設定された照度比に調光される。
【００４３】
ここでＣＰＵ回路２２は、前記駆動期間において、照明負荷ＬＯに印加される電圧（負荷電圧）が所定のパターンで滑らかに変化させるためにＩＧＢＴＱ３を駆動するための制御信号を生成するようになっている。
【００４４】
例えば、ＩＧＢＴＱ３のゲートに加える制御信号電圧に応じて、ＩＧＢＴＱ３の両端電圧を制御する方法により、照明負荷ＬＯに印加される電圧を制御する場合には、ＣＰＵ回路２２は前記駆動期間を複数の区間に分割し、夫々の区間においてＩＧＢＴＱ３のゲートに印加する制御信号電圧に対応するデジタル信号を生成し、この時分割的（時系列的）に生成されたデジタル信号をＤ／Ａ変換回路２３でアナログの制御信号電圧に変換した後、ＩＧＢＴＱ３のゲートに印加してＩＧＢＴＱ３を駆動し、前記駆動期間の立ち上がりにおける負荷電圧を、図２（ａ）の（ロ）に示すように直線状に上昇させたり、或いは同図の（イ）に示すように非線形で上昇させるのである。
【００４５】
尚、図３（ａ）は直線状に負荷電圧を上昇させるためにＩＧＢＴＱ３のゲートに加えられる制御信号電圧の変化パターンを示す。図３（ｂ）は非線形状に負荷電圧を上昇させるためにＩＧＢＴＱ３のゲートに加えられる制御信号電圧の変化パターンを示す。
【００４６】
ここで、負荷電圧を図２（ａ）の（ロ）に示すように直線状に上昇させる場合に比べて同図の（イ）に示すように非線形で上昇させる場合のほうが前者の期間Ｔ１に比べて、後者の期間Ｔ１’が短く、そのため駆動期間中のスイッチング損失も図２（ｂ）に示すように前者の場合（ハ）に比べて後者（ニ）の方が少なく、発熱量を低減できる。
【００４７】
また、Ｄ／Ａ変換回路２３を用いる代わりに制御部２内のＣＰＵ回路２２からＰＷＭ信号Ｓを生成して図４に示すようにＩＧＢＴＱ３のゲートに加えるようにしても勿論よい。
【００４８】
この場合、ＩＧＢＴＱ３のゲート内部の容量Ｃ３がＰＷＭ信号Ｓによって充電されることでこの充電カーブの変化により制御信号電圧の上昇パターンを得る。
【００４９】
このゲート内部の容量Ｃ３以外にゲートに制御信号としてコンデンサの充電電圧を加えるＲＣ回路部を付設しても良い。
【００５０】
図５（ａ）は、ＰＮＰ型のトランジスタＱ１１…のベースに制御部２からのパルス信号のタイミングに応じてオン導通させることで、トランジスタＱ１１…と抵抗Ｒ１１…とを介して流れる電源からの電流により充電されるコンデンサＣ１１…をダイオードＤ１１…を介してＩＧＢＴＱ３のゲートに接続したＲＣブロックを複数設けたもので、各々のＲＣブロックにパルス信号（図ではＳと示す）を適切なタイミングで与え、夫々ＲＣブロックの時定数によって決まる充電カーブを利用した任意の制御信号電圧をＩＧＢＴＱ３のゲートに加えることができるようになっている。
【００５１】
図５（ｂ）はＩＧＢＴＱ３のゲートに抵抗Ｒ２１…と、コンデンサＣ２１…とからなる複数段のＲＣ回路部を接続し、パルス信号（図ではＳと示す）の電圧でまず初段のコンデンサＣ２１を充電し、この充電電荷で次段のコンデンサＣ２２を充電し、更にコンデンサＣ２２の充電電荷で、最終段であるコンデンサＣ２３を充電し、このコンデンサＣ２３の充電電圧をＩＧＢＴＱ３のゲートに制御信号電圧として印加するようにしている。
【００５２】
また、図５（ｃ）は図５（ｂ）におけるコンデンサＣ２１…にＰＮＰのトランジスタＱ２１…を接続し、これらトランジスタＱ２１を適切なタイミングでオン又はオフさせることでコンデンサの数を制御し、ＩＧＢＴＱ３のゲートに制御信号電圧を加えるコンデンサの充電電圧の変化を選択できるようにしたものである。
【００５３】
この図５（ａ）〜（ｃ）の回路構成を用いることで非常に安価な構成で所定の負荷電圧の変化パターンを得ることができる。
【００５４】
尚、パルス信号を用いてＩＧＢＴＱ３のゲートに接続したコンデンサを充電する代わりに、図６に示すように電流源ＩＧを用い、この電流源ＩＧを制御部２によってその出力電流を時分割的に区切った各区間で制御することで抵抗Ｒ３を介して充電する容量Ｃ３の充電カーブ、つまりＩＧＢＴＱ３のゲート回路内の容量Ｃ３への電荷量を制御するようにしても良い。
【００５５】
つまり、ＩＧＢＴＱ３はゲート内の容量Ｃ３への電荷供給量により制御されるため、図６（或いは図５）のような電荷量を制御する形で制御する方が高精度な波形整形が行える。
【００５６】
尚、図５におけるパルス信号をＰＷＭ信号とすることでより高精度な波形を実現することが可能である。
【００５７】
前記の例ではＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を介して印加される負荷電圧をＩＧＢＴＱ３のゲートに印加する制御信号電圧により制御することで時分割的に変化させるものであるが、例えばＩＧＢＴＱ３をＰＷＭ信号でスイッチングさせることで、ＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を介して照明負荷ＬＯに印加される電圧を時分割的に制御し、その電圧を所定の変化パターンとするようにしても良い。
【００５８】
（実施形態２）
本実施形態は、図７に示すように制御部２内にＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をＣＰＵ回路２２にフィードバックさせる点に特徴がある。
【００５９】
つまりＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をＡ／Ｄ変換回路２５を介してＣＰＵ回路２２の入力ポートにフィードバックするようになっている。
【００６０】
その他の構成は実施形態１と同じであるので同じ構成要素に同じ符号を付し、説明は省略する。
【００６１】
次に、本実施形態の動作について説明する。ここでは位相制御動作を行わない待機中の動作及び位相制御の基本動作は実施形態１と同じであるので、本実施形態の特徴であるＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックにかかる動作について説明する。
【００６２】
まず、本実施形態にあっても位相制御動作を行う場合に、上述のようにトライアックＱ１を点弧導通させる前の所定期間、ＩＧＢＴＱ３をＤ／Ａ変換回路２３を介して出力される所定波形の制御信号電圧によりＩＧＢＴＱ３を駆動するのであるが、ＩＧＢＴＱ３のゲート内部の容量分のばらつき等の影響により、制御信号電圧の波形が本来の波形と相違した波形に変化することになる。そこで本実施形態ではＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をＡ／Ｄ変換回路２５を介してＣＰＵ回路２２にフィードバックさせ、ＣＰＵ回路２２で設定された基準となる制御信号電圧波形パターンと比較し、その差に基づいて出力する制御信号電圧を補正する。この補正動作を設定された誤差以内に前記の差が収束するまで繰り返す。その結果ＩＧＢＴＱ３のゲート内部の容量Ｃ３にばらつきが発生したとしても、その特性のばらつきに合わせた制御信号で制御することができるので、ＩＧＢＴＱ３の駆動時における負荷電圧の波形のばらつきを低減することができることになる。
【００６３】
このように本実施形態では、ＩＧＢＴＱ３を駆動するための制御信号電圧の波形がゲート内部の容量Ｃ３でばらつくのを補正することで、ノイズの発生レベルのばらつきを低減させることができ、そのためばらつき量が多いことによる設計的な余裕を減らすことができ、結果ＩＧＢＴＱ３の発熱量も低減させることができ、装置の小型化が可能となるという利点がある。
【００６４】
（実施形態３）
図１の回路構成や図７の回路構成では、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間において、照明負荷ＬＯに印加される電圧波形が所定の波形となるように、ＣＰＵ回路２２でデジタル信号からなる制御信号電圧を時分割的に生成させ、Ｄ／Ａ変換回路２３でＤ／Ａ変換した後、ＩＧＢＴＱ３のゲートに印加する構成となっているが、本実施形態では図８に示すように、ＩＧＢＴＱ３を駆動する駆動期間においてＣＰＵ回路２６から単パルス或いはＰＷＭ制御されたパルス信号をアナログのアンプ回路２６へ出力させ、アンプ回路２６内の積分回路構成により駆動期間を時間的に分割した各区間において所定の制御信号電圧を発生させるようになっている。つまり、各区間における制御信号電圧が所定電圧となるように演算し、その演算結果に基づいて単パルスやＰＷＭ制御されたパルス信号をＣＰＵ回路２６から出力させるようになっている。これにより駆動期間でのＩＧＢＴＱ３の両端電圧がゲートに時分割的に印加される制御信号電圧により制御され、その結果図１や図７の回路構成と同様に駆動期間での照明負荷ＬＯに印加される電圧を緩やかに上昇させるパターンとすることができる。
【００６５】
また実施形態２では、ＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をＡ／Ｄ変換回路２５でデジタル信号に変換した後、ＣＰＵ回路２２へフィードバックし、ＣＰＵ回路２２において、制御信号電圧を補正するようになっているが、本実施形態では、ＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をアンプ回路２６へフィードバックし、このアンプ回路２６において、制御信号電圧を補正するようになっている。
【００６６】
尚、その他の構成は図１，図７の回路と同じであるので、同じ構成要素には同じ符号を付して説明は省略する。
【００６７】
次に、以上の回路構成を踏まえて、本実施形態の動作について説明する。ここでは位相制御動作を行わない待機中の動作及び位相制御の基本動作は実施形態１と同じであるので、本実施形態の特徴であるＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックにかかる動作について説明する。
【００６８】
まず実施形態２で説明したように、前記ＩＧＢＴＱ３はゲート内部の容量Ｃ３のばらつき等の影響により、制御信号電圧波形の波形が変化する。
【００６９】
そこで本実施形態では、ＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をアンプ回路２６にフィードバックさせ、アンプ回路２６内において、予め設定された基準の制御信号電圧波形のパターンと比較し、その差を補正するように増幅機能を時分割で動作させる。この補正動作を前記差が設定された誤差以内に収束するまで繰り返す。その結果ＩＧＢＴＱ３のゲート内部の容量にばらつきが発生したとしても、その特性のばらつきに合わせて補正した制御信号電圧で制御することができるので、ＩＧＢＴＱ３の駆動時における負荷電圧の波形のばらつきを低減することができる。
【００７０】
このように本実施形態でも、ＩＧＢＴＱ３を駆動するための制御信号電圧波形がゲート内部の容量Ｃ３でばらつくのを補正することで、ノイズの発生レベルのばらつきを低減させることができ、そのためばらつき量が多いことによる設計的な余裕を減らすことができるので合わせて発熱量を低減させることができ、装置の小型化が可能となるという利点がある。
【００７１】
また、実施形態２のようにＣＰＵ回路２２へフィードバックする場合、ＣＰＵ回路２２では、少なくとも半サイクル前の制御信号電圧波形から補正のための演算を行う必要があり、そのため、誤差を所定の誤差範囲に収束させるまでの時間が非常に長くかかるので、ノイズレベルが高い期間が比較的長く、連続した外部入力部３での照度比設定信号が連続的に変化（例えば、人が操作するスライド調光操作）する場合などにおいては、ＣＰＵ回路２２のアルゴリズムが非常に複雑化し、さらに収束するまでの時間が長くなる。
【００７２】
特に本実施形態の場合は、ＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をアンプ回路２６へフィードバックさせるので、高速増幅機能を持つアンプ回路２６を利用することで、時間的に分割された区間毎における制御となり、そのため収束するまでの時間を非常に短くさせることができ、その結果ＣＰＵ回路２２のアルゴリズムも非常に簡単となり、低速度で且つ低価格な汎用のマイコンをＣＰＵ回路２２に使用することが可能となる。
【００７３】
（実施形態４）
本実施形態は、図９（ａ）に示すようにＩＧＢＴＱ３のエミッタに対して直列に接続してＩＧＢＴＱ３を介して流れる負荷電流を検出する負荷電流検出回路４を設け、この負荷電流検出回路４が検出する負荷電流値をＣＰＵ回路２２へフィードバックすることで、ＩＧＢＴＱ３を駆動する駆動期間を制御しようとするものである。
【００７４】
本実施形態の構成は図１の構成、或いは図７，図８に示すＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧をフィードバックする構成に加えればよいので、その他の構成はこれら図を参照し、図示は省略する。
【００７５】
而して本実施形態によれば、ＩＧＢＴＱ３の駆動時にＩＧＢＴＱ３を介して流れる負荷電流を負荷電流検出回路４で検出して、その検出電流が大きい場合には、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間を長くするようにＩＧＢＴＱ３を制御し、逆に負荷電流が小さい場合には、その駆動期間を短縮するようにＩＧＢＴＱ３を制御する。つまり負荷電流が大きい場合にはノイズレベルが大きいので、ノイズの低減が図れる。一方、位相制御装置としての定格使用電流に対して、実際に流れる負荷電流が小さい場合には、ＩＧＢＴＱ３の駆動時間を短縮することにより、ＩＧＢＴＱ３の損失による発熱を低減することができる。
【００７６】
よって、本実施形態では、負荷電流を検出することによって、ノイズの低減を図りながら、実際の使用負荷状態に合わせた制御を行い、ＩＧＢＴＱ３の発熱量を最低限化させることができ、余分なエネルギーを出すことがなく省エネルギー化を図ることが出来る。
【００７７】
尚、シャント抵抗Ｒ０の代わりに図９（ｂ）に示すようにカレントトランスＣＴからなる負荷電流検出回路４を用いても良い。
【００７８】
また、図７，図８に示す構成に併用する場合にはＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックによる制御と併用する。
【００７９】
（実施形態５）
本実施形態は、実施形態８の負荷電流検出回路４に加えて、図１０に示すように負荷電流検出回路４によリ検出された負荷電流値Ｉ１…に応じて制御部２内の例えばＣＰＵ回路２２の記憶装置５に記憶されてある図１１に示す記憶データテーブル６の中からＩＧＢＴＱ３のゲートに印加する制御信号電圧信号▲１▼…を選択し、選択する制御信号電圧信号▲１▼…によりＩＧＢＴＱ３を制御するようにした点に特徴がある。
【００８０】
而して本実施形態によれば、検出される負荷電流に合わせた制御信号電圧の出力が容易に行うことができ、そのため制御部２内の制御信号生成部分を簡略化させることができ、また定格容量が相違する場合であっても記憶データテーブル６内のデータ更新のみで対応することができるので、部品の共有化を図ることができるので低コスト化することが図れるという利点がある。
【００８１】
尚、本実施形態の場合はＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックによる制御をも併用するようになっている。
【００８２】
（実施形態６）
本実施形態は図７或いは図８で示すＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバック構成において、ＩＧＢＴＱ３を完全にオン状態（飽和状態）に駆動するまでの過渡的な領域において増大変化するゲート内部の容量Ｃ３の変化に合わせて、フィードバック制御によりゲートに印加する制御信号電圧を一時的に増大させるように制御し、その後は、緩やかな変化の制御信号電圧による制御に移行させるように制御する機能をＣＰＵ回路２２に持たせた点に特徴がある。
【００８３】
尚、構成は図７又は図８に示す構成を用いるためここでは図示しない。
【００８４】
而して図１２（ａ）に示すように、ゲートの電圧を時分割的に生成された制御信号電圧信号に基づいてＩＧＢＴＱ３をリニアに駆動制御する場合に、ＩＧＢＴＱ３（ＭＯＳＦＥＴを用いた場合も同様）の特有の現象である、オン駆動途中でのゲート内の容量Ｃ３の増大により、図１２（ｂ）に示すようにオンするまでの時間に遅れが発生してしまうという問題があるが、本実施形態では、容量が増大してゲートの電圧が高くならない場合に、その容量増大を補うようにゲートに印加する制御信号電圧を図１３（ａ）に示すように増大させて、ゲートの電圧を図１３（ｂ）において実線で示すように高くして容量Ｃ３の増大による遅れを緩和させることができるのである。従って、容量Ｃ３の影響を受けてＩＧＢＴＱ３のオン駆動が遅れる場合の負荷電圧は図１２（ｃ）に示すように緩やかに変化するが、本実施形態ではオンするに至る時間を短縮することができるので、負荷電圧は図１３（ｃ）に示すように速やかに立ち上がる。そしてＩＧＢＴＱ３が完全にオンする状態になる時間が早いため無駄な損失による発熱を防止することができることになる。
【００８５】
（実施形態７）
本実施形態は、実施形態１０のゲートの電圧制御に加えて、トライアックＱ１を点弧導通させる直前にＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧を短時間、急激に増大させるフィードバック制御を行う機能を制御部２のＣＰＵ回路２２の制御機能に持たせた点に特徴がある。
【００８６】
尚、構成は図７又は図８に示す構成を用いるためここでは図示しない。
【００８７】
而して本実施形態によれば、トライアックＱ１は、ゲート電流が流れ込むと急激に完全オン状態となるがＩＧＢＴＱ３（ＭＯＳＦＥＴを使用する場合）では、インピーダンスが非常に下がった状態では、完全にオン状態（飽和状態）とならない。
【００８８】
制御信号電圧を時分割的に生成してリニアとした図１４（ａ）に示す制御信号電圧でＩＧＢＴＱ３を駆動する場合、前記のようなＩＧＢＴＱ３が完全にオンしない状態でトライアックＱ１を点弧導通させた場合、各々のインピーダンスの差が大きく、その為に負荷電圧に図１４（ｂ）に示す段差ΔＶ１を生じ、その段差ΔＶ１でノイズが増大する。
【００８９】
しかしながら本実施形態では、見かけ上オンの状態から更にＩＧＢＴＱ３のゲートに印加する制御信号電圧を図１５（ａ）に示すように上昇させることで、ＩＧＢＴＱ３を完全にオンさせることができ、このオン状態下でトライアックＱ１を点弧導通させた場合、インピーダンスの差による負荷電圧の段差ΔＶ２は図１５（ｂ）に示すようにΔＶ１に比して極力小さくでき、その結果更なる低ノイズ化を図ることが可能となる利点がある。
【００９０】
（実施形態８）
上述の各実施形態では図１６（ａ）に示すようにトライアックＱ１を点弧導通する前に、ＩＧＢＴＱ３を駆動して負荷電流を緩やかに上昇させる駆動期間Ｔａを設け、またトライアックＱ１の導通期間Ｔｂでは、トライアックＱ１は保持電流以下となる交流電源電圧のゼロクロス付近（Ｚ）でオフするが、この場合オフする際にノイズが発生するといった問題がある。特に負荷電流が小さい場合には、オフされる電圧が高くなるのでノイズも大きくなる。
【００９１】
そこで本実施形態ではトライアックＱ１の点弧導通期間Ｔｂにおいて、図１７（ａ）に示すように交流電源電圧のゼロクロス付近で再度ＩＧＢＴＱ３を再度オンさせる機能を制御部２のＣＰＵ回路２２の制御機能に持たせている点に特徴がある。尚、構成は図７又は図８に示す構成を用いるためここでは図示しない。
【００９２】
而して本実施形態では、トライアックＱ１の導通期間において、交流電源電圧がゼロとなる直前に、ＣＰＵ回路２２の制御の下でＩＧＢＴＱ３を再度オンさせる（Ｔａ’）。これによりトライアックＱ１が保持電流以下となってターンオフしても負荷電流を次の交流電源電圧のゼロクロスまでＩＧＢＴＱ３を介して流し続けることができるので、ノイズの発生を抑制することが出来るという利点がある。
【００９３】
尚図１６（ｂ）、図１７（ｂ）は共にＩＧＢＴＱ３の駆動期間（Ｔａ，Ｔａ’）における負荷電流を示す。
【００９４】
（実施形態９）
本実施形態は、図１８に示すように図８の回路構成に、ＩＧＢＴＱ３のコレクタ・エミッタ間の電圧を分圧するための抵抗ＲＡ，ＲＢの直列回路を接続し、この抵抗ＲＡ，ＲＢで分圧された電圧をＡ／Ｄ変換回路２７でＡ／Ｄ変換した後、ＣＰＵ回路２２にフィードバックする構成を加え、ＩＧＢＴＱ３のゲートの閾値電圧のばらつきによる投入位相角のばらつき及び負荷電圧のスイッチング波形のばらつきに対処させた点に特徴がある。
【００９５】
その他の構成は図８と同じであるので、同じ構成要素に同じ符号を付し説明は省略する。
【００９６】
次に、以上の回路構成を踏まえて、本実施形態の動作について説明する。ここでは位相制御動作を行わない待機中の動作及び位相制御の基本動作は実施形態１と同じであり、またＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックにかかる動作は実施形態４と同じであるので、これらの動作の説明は省略し、本実施形態の特徴とする構成の動作について説明する。
【００９７】
而して今外部設定部３からオン動作信号と、設定照度比に対応する設定信号の入力があると、ＣＰＵ回路２２は外部入力部３で設定されている照明負荷ＬＯの照度比が得られる位相制御角を演算により求め、ゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて交流電源ＡＣの電圧の所定位相角で、ＩＧＢＴＱ３を駆動する。この駆動によりＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を通じて印加される照明負荷ＬＯの両端電圧（負荷電圧）を上述した実施形態と同様に時分割的な制御により緩やかに立ち上げる。このＩＧＢＴＱ３を駆動する駆動期間において、ＩＧＢＴＱ３のコレクタ・エミッタ間の電圧を抵抗ＲＡ，ＲＢで分圧した電圧により検出し、その電圧をＡ／Ｄ変換回路２７でＡ／Ｄ変換してＣＰＵ回路２２にフィードバックする。ＣＰＵ回路２２ではフィードバックされてきた電圧波形と、予め設定された波形パターンとを比較して相違している場合には、さらにゲートに印加する制御信号電圧を制御してコレクタ・エミッタ間の波形を変化させ、その誤差が予め設定してある範囲に収束させる制御を行う。
【００９８】
図１９（ａ）は、ＩＧＢＴＱ３のコレクタ・エミッタ間の電圧波形を示す。この波形の領域ｂでは、ＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧に対して高速な制御が必要であるので、アンプ回路２６における前記のゲートの電圧のフィードバック制御により、ばらつき低減が可能である。
【００９９】
一方、領域ａに関しては、ＩＧＢＴＱ３のゲートの閾値電圧特性のばらつきにより、ゲートの電圧のフィードバック制御だけでは制御できない領域であるため、本実施形態のようにＩＧＢＴＱ３のコレクタ・エミッタ間の電圧波形をフィードバック制御することで、設定された投入位相（時間）のずれを補正することができるのである。
【０１００】
また、尚、電圧のフィードバックの制御の構成として、アンプ回路２６ヘＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧と、コレクタ・エミッタ間の電圧をフィードバックして制御を行うようにしても良い。
【０１０１】
（実施形態１０）
本実施形態は、図２０に示すように図８の回路構成に、温度検出素子ＴＨ１を第２のスイッチ回路を構成するＩＧＢＴＱ３に温度的に結合するように近接配置し、温度検出素子ＴＨ１からの温度検出信号に基づいてＣＰＵ回路２２でＩＧＢＴＱ３の温度を検出し、この検出温度に基づいて負荷状態に対応する制御を後述するように行う点に特徴がある。ここで温度検出素子ＴＨ１として温度によってその電気的抵抗値が変化する負（又は正）特性のサーミスタを用いているが、温度によって起電圧値が変化する熱電対や、半導体等を用いることができる。
【０１０２】
その他の構成は図８と同じであるので、同じ構成要素に同じ符号を付し説明は省略する。
【０１０３】
次に本実施形態の動作について説明する。ここでは位相制御動作を行わない待機中の動作は実施形態１と同じであり、またＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックにかかる動作は実施形態４と同じであるので、これらの動作の説明は省略し、本実施形態の特徴とする構成の動作について説明する。
【０１０４】
而して今外部設定部３からオン動作信号と、設定照度比に対応する位相制御角信号の入力があると、ＣＰＵ回路２２は外部入力部３で設定されている照明負荷ＬＯの照度比が得られる位相角を演算により求め、ゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて交流電源ＡＣの電圧の所定位相角で、ＩＧＢＴＱ３を駆動する。この駆動によりＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を通じて印加される照明負荷ＬＯの両端電圧（負荷電圧）を上述した実施形態と同様に時分割的な制御により緩やかに立ち上げ、この立ち上げ期間が経過するとＩＧＢＴＱ３を完全にオン駆動させるようにＣＰＵ回路２２は制御を行う。駆動されているＩＧＢＴＱ３にはダイオードブリッジ１を介して負荷電流が流れるため、ＩＧＢＴＱ３に損失が発生して発熱する。
【０１０５】
この発熱が温度検出素子ＴＨ１たるサーミスタに熱伝達され、その抵抗値が検出する温度に応じて変化する。ここでサーミスタからなる温度検出素子ＴＨ１は抵抗ＲＣと直列に接続され、電源回路２１から定電圧が印加されており、温度検出素子ＴＨ１の抵抗値の変化は電圧変化として図２０のＸ点に現われる。
【０１０６】
このＸ点の電圧はＡ／Ｄ変換回路２７によりＣＰＵ回路２２で処理可能なデジタル信号として変換され、ＣＰＵ回路２２に入力される。
【０１０７】
一方、ＣＰＵ回路２２では内部の記憶装置（図示せず）にその温度以下ではＩＧＢＴＱ３の安全動作が保障されて且つ寿命も十分確保されるとする温度閾値を記憶している。ＣＰＵ回路２２はこの温度閾値と検出されたＩＧＢＴＱ３の温度とを比較し、ＩＧＢＴＱ３の温度が温度閾値以下であればＩＧＢＴＱ３による駆動を継続し、トライアックＱ１を停止させた状態を継続する。そしてＩＧＢＴＱ３のオン状態を次のゼロクロス点まで維持してゼロクロス点でオフさせる。この動作は以後交流電源電圧の各半周期毎に繰り返される。
【０１０８】
つまりＩＧＢＴＱ３の発熱量が少ない、小さな負荷容量の場合にはＩＧＢＴＱ３の駆動のみの位相制御を行い、ＩＧＢＴＱ３からトライアックＱ１に負荷電流の通電を切り替えないので、一連の連続した滑らかな通電電流及びスイッチ間電圧となり雑音の発生をより小さく抑えることが可能である。
【０１０９】
また、負荷容量が小さい場合にトライアックＱ１をオンさせると、その電流値がトライアックＱ１の保持電流以下である場合には、トライアックＱ１がターンオフしてしまうが、本実施形態にあっては、ＩＧＢＴＱ３のみの位相制御であるので、その不具合がなく、より小さい負荷を制御することが可能である。
【０１１０】
次に、ＩＧＢＴＱ３の駆動中に負荷電流が増加した場合について説明する。負荷電流が増加した場合、ＩＧＢＴＱ３における損失が増加するので、ＩＧＢＴＱ３の発熱量が増大し、その温度は上昇する。この温度上昇はサーミスタからなる温度検出素子ＴＨ１に熱伝達され、その抵抗値が変化してＸ点の電圧も変化することになる。そしてＡ／Ｄ変換回路２７でＡ／Ｄ変換されて後、ＩＧＢＴＱ３の温度を示す信号としてＣＰＵ回路２２に入力される。
【０１１１】
ＣＰＵ回路２２は、入力された信号により検出されたＩＧＢＴＱ３の温度と前記温度閾値とを比較し、ＩＧＢＴＱ３の温度が温度閾値を超えている場合には、ＩＧＢＴＱ３の安全動作温度領域外及び寿命が確保されない可能性があると判断し、ＣＰＵ回路２２は、トライアックＱ１のゲートに対するトリガ用のパルスを発生させ、ドライブ回路２４を通じてトライアックＱ１をトリガする。
【０１１２】
このトライアックＱ１をトリガするパルス信号の発生タイミングは、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間において、ＩＧＢＴＱ３が完全にオン状態（飽和状態）に駆動された後のタイミングである。そしてトライアックＱ１がオンとなった後は、ＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１により発生する電圧降下よりもトライアックＱ１に発生する電圧降下の方がはるかに小さいため、負荷電流はＩＧＢＴＱ３からトライアックＱ１に切り替って通電される。この後にＩＧＢＴＱ３はオフ状態となる。そしてトライアックＱ１は次の交流電源電圧のゼロクロスでターンオフする。これらの動作が交流電源周期の半周期毎に繰り返される。
【０１１３】
以上の動作により、本実施形態では小さい照明負荷ＬＯが接続されている場合にはＩＧＢＴＱ３のみで負荷電流を流すことで低ノイズ化を図り、また大きな照明負荷ＬＯが接続されている場合には、前記の各実施形態と同様にトライアックＱ１の点弧導通する前にＩＧＢＴＱ３によって立ち上がり時のノイズ低減を図る駆動期間が設定されることになり、しかもＩＧＢＴＱ３の安全動作温度領域外ではトライアックＱ１に負荷電流を流すことでＩＧＢＴＱ３の熱破壊を防ぐとともに大きな負荷にも対応できるのである
（実施形態１１）
前記実施形態１０では、ＩＧＢＴＱ３の温度を温度検出素子ＴＨ１で検出することで、ＩＧＢＴＱ３の温度が安全動作温度領域内に収まる形で動作できる場合には、ＩＧＢＴＱ３の駆動のみで負荷電流を通電し、負荷が大きくてその温度が安全動作温度領域外に上昇する場合には通電をトライアックＱ１に切り換える制御を行うようにしたものであるが、本実施形態では、実施形態１０の構成に加え、図２１に示すようにトライアックＱ１に熱結合するように第２の温度検出素子ＴＨ２たるサーミスタをトライアックＱ１に近接配置し、この温度検出素子ＴＨ２によりトライアックＱ１の温度を検出し、温度検出素子ＴＨ１、ＴＨ２の検出温度に基づいてＩＧＢＴＱ３及びトライアックＱ１を制御する点に特徴がある。
【０１１４】
尚、説明を簡略化するためにトライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の耐熱温度は同一であると仮定する。
【０１１５】
次に本実施形態の動作について説明する。ここでは位相制御動作を行わない待機中の動作は実施形態１と同じであり、またＩＧＢＴＱ３のゲートの電圧のフィードバックにかかる動作は実施形態４と同じであるので、これらの動作の説明は省略し、本実施形態の特徴とする構成の動作について説明する。
【０１１６】
而して今外部設定部３からオン動作信号と、設定照度比に対応する位相制御角信号の入力があると、ＣＰＵ回路２２は外部入力部３で設定されている照明負荷ＬＯの照度比が得られる位相角を演算により求め、ゼロクロス検出信号ＺＳに基づいて交流電源ＡＣの電圧の所定位相角で、ＩＧＢＴＱ３を駆動する。この駆動によりＩＧＢＴＱ３及びダイオードブリッジ１を通じて印加される照明負荷ＬＯの両端電圧（負荷電圧）を上述した各実施形態と同様に時分割的な制御により緩やかに立ち上げ、この立ち上げ期間が経過するとＩＧＢＴＱ３を完全にオン駆動させるようにＣＰＵ回路２２は制御を行う。一方駆動されているＩＧＢＴＱ３にはダイオードブリッジ１を介して負荷電流が流れるため、ＩＧＢＴＱ３に損失が発生して発熱する。
【０１１７】
この発熱が温度検出素子ＴＨ１たるサーミスタに熱伝達され、その抵抗値が検出する温度に応じて変化する。ここでサーミスタからなる温度検出素子ＴＨ１は抵抗ＲＣと直列に接続され、電源回路２１から定電圧が印加されており、温度検出素子ＴＨ１の抵抗値の変化は電圧変化として図２１のＸ点に現われる。
【０１１８】
このＸ点の電圧はＡ／Ｄ変換回路２７によりＣＰＵ回路２２で処理可能なデジタル信号として変換され、ＣＰＵ回路２２に入力される。
【０１１９】
同様に、トライアックＱ１の温度を検出するサーミスタからなる温度検出素子ＴＨ２も抵抗ＲＤを介して電源回路２１から定電圧が印加されており、温度検出素子ＴＨ２の抵抗値の変化は電圧変化としてＹ点に現れ、Ｘ点の電圧と同様にＡ／Ｄ変換回路２７によりＡ／Ｄ変換された後、トライアックＱ１の温度検出信号としてＣＰＵ回路２２に入力される。
【０１２０】
ＣＰＵ回路２２は、ＩＧＢＴＱ３の温度とトライアックＱ１の温度とを比較するのであるが、この場合トライアックＱ１は動作を現在まで停止していたので、ＩＧＢＴＱ３の温度はトライアックＱ１の温度よりも高い。ＣＰＵ回路２２は、トライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度より低い場合にはトリガ用のパルス信号をドライブ回路２４を通じてトライアックＱ１のゲートに与えて、トライアックＱ１を点弧導通させる。
【０１２１】
このトライアックＱ１をトリガするパルス信号の発生タイミングは、ＩＧＢＴＱ３が完全にオン状態となった後に設定される。
【０１２２】
さてトライアックＱ１が導通した後は、ＩＧＢＴＱ３及びダイオ一ドブリッジ１により発生する電圧降下よりもトライアックＱ１に発生する電圧降下のほうが遙かに小さいため、負荷電流はＩＧＢＴＱ３からトライアックＱ１に切り替わって通電される。そしてこの後にＩＧＢＴＱ３をオフする。トライアックＱ１は次のゼロクロスでターンオフする。このトライアックＱ１及びＩＧＢＴＱ３のスイッチング動作は交流電源周期の半周期毎に繰り返される。
【０１２３】
以上の動作により、ＩＧＢＴＱ３のみでスイッチング動作していたときよりも発熱が低減されるので温度検出素子ＴＨ１により検出されるＩＧＢＴＱ３の温度は低下する。
【０１２４】
一方、温度検出素子ＴＨ２により検出されるトライアックＱ１の温度は通電が開始されると上昇する。これら、トライアックＱ１の温度及び第２スイッチの温度をＣＰＵ回路２２内でさらに比較するが、トライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度より低い場合には、現在のトライアックＱ１の投入位相角よりも次の半周期ではさらに小さい位相角でトライアックＱ１を点弧導通させる。これにより、トライアックＱ１の導通期間が長くなってさらにトライアックＱ１の温度が上昇する。
【０１２５】
一方、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間は短くなってＩＧＢＴＱ３の温度は低下する。この一連の温度検出及び比較、トライアックＱ１の投入位相角を小さくする動作をトライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度と等しくなるまで若しくは、トライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度より高くなるまで続ける。トライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度よりも高くなった場合には、トライアックＱ１の投入位相角を現在の投入位相角よりも大きくする、これにより、トライアックＱ１の温度は低下し、一方ＩＧＢＴＱ３の温度は上昇する。
【０１２６】
この一連の温度検出及び比較、トライアックＱ１の投入位相角を大きくする制御動作をトライアックＱ１の温度がＩＧＢＴＱ３の温度と等しくなるまで若しくは、ＩＧＢＴＱ３の温度がトライアックＱ１の温度より高くなるまで続ける。
【０１２７】
以上のような制御を続けることにより、トライアックＱ１及びＩＧＢＴＱ３の温度を同じに保つことができる。トライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の温度が同じになった場合には、現在のトライアックＱ１の投入位相角を保持してトライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の温度を同じに維持する。
【０１２８】
尚、図２２は前記のＩＧＢＴＱ３を駆動期間ＴａとトライアックＱ１の導通期間Ｔｂとの関係を示しており、これら期間Ｔａ，Ｔｂの関係は検出温度によって変化することになる。
【０１２９】
ここで最大負荷容量はトライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の耐熱温度により決定されるが、トライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の温度差が大きいと温度の高い方のスイッチにより負荷電流が制限されてしまうが、このようにトライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３を同じ温度に制御することにより最大の負荷容量を確保することができる。
【０１３０】
また、ＣＰＵ回路２２内の記憶装置に温度閾値が記憶されており、この温度閾値以下ではトライアックＱ１及びＩＧＢＴＱ３の安全動作が保障されており、また寿命も十分確保される。ＣＰＵ回路２２内の記憶装置に記憶された温度閾値とトライアックＱ１の温度とＩＧＢＴＱ３の温度とを比較し、温度閾値を超えるとトライアックＱ１及びＩＧＢＴＱ３ヘの制御信号を停止する。これにより、素子の発熱による故障、破損が防止できる。
【０１３１】
尚、トライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の熱耐量は同じと仮定したが、トライアックＱ１とＩＧＢＴＱ３の熱耐量に差があったとしても、トライアックＱ１の温度閾値及びＩＧＢＴＱ３の温度閾値を個別に設けて、温度閾値と夫々の素子温度との差をそれぞれ同じに保つ制御としても良い。
【０１３２】
また、温度差以外にも素子温度に対する寿命特性が異なる場合などにはそれぞれの素子温度に重み付けをした温度テーブルをＣＰＵ回路２２内の記憶装置に記憶させ、重み付けされた温度が同じになるように制御することもできる。また、素子に近接した場所に熱に弱い部品などがある場合は、夫々の素子の耐熱温度で温度閾値を設定しなくても、熱に弱い部品の耐熱温度を超えないように温度閾値を設定することもできる。
（実施形態１２）
上述の各実施形態では、低ノイズ化のために、ＩＧＢＴＱ３の駆動による駆動期間をトライアックＱ１の導通期間の前に設けているが、接続される照明負荷ＬＯの負荷容量がが定格負荷容量より非常に大きな場合には、ＩＧＢＴＱ３を完全にオンさせた状態（飽和状態）とするまでの過渡的な領域でのＩＧＢＴＱ３の損失が大きくなるため、耐量が大きなＩＧＢＴＱ３を用いる必要があるとともに、負荷電流の増加のために発生ノイズが大きくなる。
【０１３３】
そこで本実施形態では、図２３に示すように開閉用スイッチ素子Ｓ１と雑音防止用コンデンサＣ０との直列回路を交流電源ＡＣと照明負荷ＬＯの直列回路に並列に接続し、また開閉用スイッチ素子Ｓ２と雑音防止用のリアクタンスＬとの並列回路を照明負荷Ｌ０とトライアックＱ１との間に挿入し、接続する照明負荷ＬＯが所定負荷容量以上の高負荷容量である場合にはスイッチ素子Ｓ１をオン、Ｓ２をオフさせることで、ＬＣによる雑音防止回路を接続して低ノイズ化を図り、接続する照明負荷ＬＯが所定負荷容量未満の場合にはスイッチ素子Ｓ１をオフ、Ｓ２をオンさせ、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間の設定のみで低ノイズ化を図るようになっている。
【０１３４】
ここで接続される照明負荷ＬＯの負荷容量を制御部２が判断するために、図１０の実施形態と同様にＩＧＢＴＱ３のエミッタに負荷電流を検出するための負荷電流検出回路４を直列接続し、制御部２はこの負荷電流検出回路４が検出する負荷電流の大きさにより照明負荷ＬＯの負荷容量を判断して、この判断結果によりスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を制御し、上述の雑音防止回路を回路に接続したり、回路から切り離すのである。
【０１３５】
本実施形態によれば所定の負荷容量未満の照明負荷ＬＯが接続されている場合には、ＬＣによる雑音防止回路によらず、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間の設定のみでノイズ発生を低減し、照明負荷ＬＯの負荷容量が所定負荷容量以上の場合には、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間の設定と、雑音防止回路とを併用することでノイズ発生を低減するのである。
【０１３６】
ここで負荷容量が大きい場合には、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間の設定による低ノイズ化と併用する形で、雑音防止回路が接続されるため、雑音防止用のリアクタンスＬやコンデンサＣ０を小型にすることができ、大負荷容量に対応する場合にも装置の大型化を避けつつ低ノイズ化が図れる。
【０１３７】
また、負荷容量が小さい場合には、雑音防止回路を接続しないため、ＬＣの唸り音を無くすことができる。
【０１３８】
尚、本実施形態においても負荷電流検出回路４の検出する負荷電流に応じて図１０の実施形態と同様な制御を行うようにするのは勿論である。
【０１３９】
また、コンデンサＣ０或いはリアクタンスＬの何れか一方のみで雑音防止回路を構成するようにしても良い。
【０１４０】
また、負荷電流検出回路４をシャント抵抗Ｒ０以外にカレントトランス等を用いて構成しても追い。
【０１４１】
（実施形態１３）
本実施形態は、図１０に示すような負荷電流検出回路４を設けた構成において、ＩＧＢＴＱ３の温度を検出する温度検出素子ＴＨ１を図２０と同様に設け、制御部２が負荷電流検出回路４の出力から負荷電流の絶対値を検出するとともに検出した絶対値から実効電流値を算出し、この算出した結果からＩＧＢＴＱ３のみによる位相制御か、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間とトライアックＱ１の導通期間との組み合わせによる位相制御かを判断し、後者の位相制御時には、ＩＧＢＴＱ３の駆動期間とトライアックＱ１の導通期期間の長さを温度検出素子ＴＨ１の検出温度によって自動制御する点に特徴がある。尚、ここでは図１０，図２０を参照して構成は図示しない。
【０１４２】
本実施形態によれば、低負荷容量の照明負荷ＬＯが接続されている場合には、低負荷時のオン抵抗がトライアックＱ１よりも小さいＩＧＢＴＱ３のみで位相制御を行うことで損失の低減を図れる。また駆動開始時に負荷電圧を上述と同様に時分割的に制御を行うことで緩やかに立ち上げさせ、更に飽和状態への移行後、次の交流電源電圧のゼロクロスでオフさせることにより、低ノイズ化を図ることができる。
【０１４３】
またＩＧＢＴＱ３の温度を検出する温度検出素子ＴＨ１の検出温度より負荷容量の大きいことを検知することにより、ＩＧＢＴＱ３の温度が安全動作温度領域を超える前に、トライアックＱ１を点弧導通させて、高負荷容量の照明負荷ＬＯを接続している場合にも安全に動作することができるのである。
【０１４４】
また、ＩＧＢＴＱ３、トライアックＱ１の各素子の電流耐量に合わせて各々の素子の駆動期間、導通期間を制御することができるので、位相制御装置をより小型にすることが可能となる。より定格負荷容量を増大させることが出来るという利点がある。
【０１４５】
（実施形態１４）
本実施形態は、上述の負荷電流検出回路４を備えた構成において、制御部２が負荷電流検出回路４の出力から負荷電流の絶対値を検出するとともに検出した絶対値から実効電流値を算出し、この算出した結果から図２４に示すようにＩＧＢＴＱ３の駆動期間ＴａとトライアックＱ１の導通期間Ｔｂとを組み合わせた位相制御か、或いは図２５に示す交流電源電圧のゼロクロス付近から駆動して、設定位相でオフさせる逆位相制御かを選択制御する機能を持たるようにしたものである。尚、後者の位相制御では実施形態１２と同様に温度検出素子ＴＨ１の検出に基づいて駆動期間Ｔａと導通期間Ｔｂの長さを自動制御するようなっている。
【０１４６】
ここで回路構成は実施形態１２と同様に図１０，図２０を参照することで、図示は省略する。本実施形態は実施形態１２の利点に加えて、低負荷容量の制御時には、交流電源電圧のゼロクロスからＩＧＢＴＱ３を駆動させることができるので、ノイズを更に低減できる。
（実施形態１５）
本実施形態は、負荷電流検出回路４を備えたものにおいて、照明器具の設置或いはランプ効果後の最初の電源或いは一定期間毎の電源投入に応じて、制御部２においてＩＧＢＴＱ３を駆動し、そのときに流れる負荷電流の絶対値を負荷検出回路４の検出出力から検出し、その検出した絶対値に応じたＩＧＢＴＱ３の制御信号データを内蔵する記憶装置（図示せず）に記憶させて、電源が遮断された後、次の位相制御動作ための電源投入時には、記憶装置に記憶された制御信号データに基づいて制御される構成を採用したものが本実施形態である。
【０１４７】
毎回負荷電流を検出をして位相制御方法を決定する実施形態では、最適な制御状態になるまで時間を要し、最適なノイズ或いは熱の低減が行われるまでには両者の特性が悪い期間が発生するが、本実施形態では、照明器具等が設置された後の状態は、変化しないことに着目して、設置後或いはランプ交換後の最初の電源投入時に照明負荷ＬＯの状態を把握して、その状態に応じた制御信号データを記憶し、その後の位相制御時には、既に記憶している制御信号データに基づいて制御を行うので、負荷電流の検知無しで高速に最適化を図ることができ、また定期的な制御信号データの更新を行うことで、照明負荷ＬＯの経時的な変化に対しても対応できる。
【０１４８】
【発明の効果】
請求項１の発明は、交流電源と負荷との間に挿入し、逆阻止若しくは双方向性のサイリスタからなる第１のスイッチ回路と、自己消弧型スイッチ素子からなり、前記第１のスイッチ回路の両端に接続される第２のスイッチ回路と、前記サイリスタの点弧導通及び自己消弧型スイッチ素子の駆動を制御する制御部とを備え、前記制御部は位相制御動作時に、設定された所定の位相角から、時間的に分割した区間単位で前記自己消弧型スイッチ素子を制御駆動して該自己消弧型スイッチ素子を通じて負荷に印加される負荷電圧を傾斜上昇させる期間を設定し、この期間を経た後、前記サイリスタを点弧導通させるので、時間的に分割した区間単位で前記自己消弧型スイッチ素子を制御駆動するので、位相制御開始の投入時点の負荷電圧の立ち上がりを緩やかにしてノイズの発生を防止することができ、しかも自己消弧型スイッチ素子での損失を抑えて発熱を低減できるように制御でき、雑音防止回路を設けることを必要としない上に発熱に配慮された制御のために装置が大型化するのを避けることができるという効果がある。その上、前記期間の負荷電圧の傾斜上昇線を、前記区間単位で個別に傾きが設定された連続的な非線形な線としたので、駆動開始と駆動終了前で緩やかに負荷電圧を変化させる制御が可能となり、そのため自己消弧型スイッチ素子の駆動期間を短くすることができ、結果ノイズ低減とともに自己消弧型スイッチ素子の損失による発熱を低減できる。
【０１４９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記期間の経過後自己消弧型スイッチ素子を飽和状態とした後、前記サイリスタを点弧導通させ、この点弧導通後に前記自己消弧型スイッチ素子をオフさせるので、請求項１の発明の効果に加えて、消弧型スイッチ素子の駆動期間を極力短くすることができて、自己消弧型スイッチ素子での発熱を防止できるという効果がある。
【０１５１】
請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記制御部に、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に前記区間単位で信号レベルが設定された制御信号をデジタル信号で生成する機能とサイリスタの点弧用信号を生成する機能とを備えたＣＰＵ回路と、このＣＰＵ回路から出力されるデジタル信号からなる制御信号をＤ／Ａ変換して前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に供給するＤ／Ａ変換回路とを備えているので、任意に制御信号波形を容易に生成することができ、ノイズ低減と発熱低減に対して最適な自己消弧型スイッチ素子の駆動を可能とする。
【０１５２】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用い、前記制御部が、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端内部の容量或いは制御端に接続されたコンデンサを充電して該充電電圧を制御信号電圧として該自己消弧型スイッチ素子を駆動する制御信号をＰＷＭ信号として出力するので、任意に制御信号電圧波形を容易に生成することができ、その上Ｄ／Ａ変換回路などを必要とせず、そのため装置の小型化が図れる。
【０１５３】
請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用いるとともに、充電電圧を前記自己消弧型スイッチ素子の制御信号電圧とするコンデンサと充電用の抵抗からなるＲＣブロックを並列に少なくとも２組以上前記消弧型スイッチ素子の制御端に接続して、各ＲＣブロックに対して制御部から設定された充電用電荷量を供給するためのパルスを出力するので、制御信号電圧波形の整形が簡単な回路構成で行え、装置の低コスト化が図れる。
【０１５４】
請求項６の発明は、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子として電圧駆動型のスイッチ素子を用い、前記制御部が、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端内部の容量或いは制御端に接続されたコンデンサを充電して該充電電圧を制御信号電圧として該自己消弧型スイッチ素子を駆動する電流源を備えるとともに、この電流源の出力電流値を前記区間単位で制御するので、高精度で制御信号電圧波形の整形が行える。
【０１５５】
請求項７の発明は、請求項４乃至６の何れかの発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の制御端の電圧を検出する第１の検出手段を備え、前記制御部が、前記第１の検出手段で検出される電圧に基づいて制御信号電圧を制御する手段とを備えているので、自己消弧型スイッチ素子のばらつきによる制御信号電圧波形のばらつきを補正し、その結果ノイズ発生レベルのばらつきを低減することができ、ばらつき量を考慮した設計条件の余裕を減らすことができ、そのため発熱量をより低減することが可能となって、装置のより小型化が図れる。
【０１５６】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の両端間電圧を検出する第２の検出手段を備え、前記制御部が、前記第２の検出手段の検出電圧に基づいて制御信号電圧を制御するので、ばらつきをより低減することができ、その結果更に、発熱量の低減や装置の小型化を可能とする。
【０１５７】
請求項９の発明は、請求項７の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、負荷電流検出手段の検出する負荷電流に対応して制御信号電圧を制御するので、装置の定格使用電流に対して実際の負荷電流が小さい場合には自己消弧型スイッチ素子の駆動期間を短くすることができ、その結果ノイズの低減を図りながら自己消弧型スイッチ素子の発熱量を最低限化することができ、余分な電力損失を低減することによる省エネルギ化が図れる。
【０１５８】
請求項１０の発明は、請求項７の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、負荷電流の大きさと制御信号電圧とを関連付けた記憶データテーブルを備え、前記負荷電流検出手段により検出される負荷電流値に対応した制御信号電圧データを前記記憶データテーブルから選択し、該制御信号電圧に基づいて前記自己消弧型スイッチ素子の制御端の電圧を制御するので、負荷電流に合わせた制御信号出力制御が容易に行え、制御部での制御処理などが簡単となる上に、定格負荷容量の変更があっても記憶データテーブルのデータ更新で容易に対処でき、そのため使用回路部品の共有化による低コスト化も図れるという効果がある。
【０１５９】
請求項１１の発明は、請求項７の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子が、駆動開始から飽和状態に至る過渡的な領域において、前記制御部が、制御端内の容量が増大する変化を前記第１の検出手段の検出電圧から判断して制御信号電圧を一時的に増大させる機能を備えているので、自己消弧型スイッチ素子の制御端内の容量が増大による駆動遅れを緩和することができ、そのため駆動時間を短縮することができ、その分自己消弧型スイッチ素子の発熱の低減が図れる。
【０１６０】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、前記制御部が、サイリスタを点弧導通させる直前に前記自己消弧型スイッチ素子の制御端に印加する制御信号電圧を増大させる機能を備えているので、自己消弧型スイッチ素子を完全にオンさせた状態でサイリスタの点弧導通が図れ、そのためサイリスタの点弧導通前の負荷電圧と点弧導通による負荷電圧と差を極力小さくすることができ、その結果更なるノイズの低減が図れる。
【０１６１】
請求項１３の発明は、請求項２の発明において、前記制御部が、前記サイリスタの点弧導通後、交流電源電圧がゼロになる直前からゼロになるまで、前記自己消弧型スイッチ素子を再駆動して飽和状態とするので、サイリスタのターンオフ時におけるノイズ発生を無くすことができる。
【０１６２】
請求項１４の発明は、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の温度を電気信号に変換出力する温度検出素子を備え、前記制御部が、該温度検出素子からの電気信号に基づいて自己消弧型スイッチ素子の温度を検出する機能を備え、自己消弧型スイッチ素子の駆動中の自己消弧型スイッチ素子の温度が安全動作温度領域以上になったときに前記サイリスタを点弧導通へ移行させる制御を行うので、ノイズ発生を低減しつつ低容量時における自己消弧型スイッチ素子の低損失を利用して、自己消弧型スイッチ素子が安全に動作できる範囲での発熱を極力抑えることができ、更なる装置の小型化を容易としている。
【０１６３】
請求項１５の発明は、請求項１の発明において、前記自己消弧型スイッチ素子の温度を電気信号に変換出力する第１の温度検出素子と、前記サイリスタの温度を電気信号に変換出力する第２の温度検出素子とを備え、前記制御部が、両温度検出素子からの電気信号に基づいて自己消弧型スイッチ素子の温度と前記サイリスタの温度とを検出する機能と、自己消弧型スイッチ素子の温度に対してサイリスタの温度が下回る場合には両温度が等しくなるまで若しくは自己消弧型スイッチ素子の温度以上となるまで位相制御サイクルにおけるサイリスタの点弧導通する位相角を順次小さくする方向に制御し、前記自己消弧型スイッチ素子の温度に対して前記サイリスタの温度が上回る場合には両温度が等しくなるまで若しくは自己消弧型スイッチ素子の温度以下となるまで、位相制御サイクルにおける３前記端子サイリスタの点弧導通する位相角を順次大きくする方向に制御する機能と、前記自己消弧型スイッチ素子及びサイリスタの温度が安全動作温度領域以上になった場合には、位相制御動作を停止するので、サイリスタ及び自己消弧型スイッチ素子を許容できる温度まで十分に活用することができ、その結果装置の小型化が図れ、また定格負荷容量を増大させることもでき、更に定格負荷容量以上の負荷が接続された場合には、素子の動作可能領域を超えると自動的に位相制御を停止させることができるため、熱等による破損、発火を未然に防止できる。
【０１６４】
請求項１６の発明は、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部が、前記負荷電流検出手段の検出出力から検出される負荷電流の絶対値により実効電流値を算出する機能を備え、実効電流値が所定値以下の場合に、前記自己消弧型スイッチ素子の飽和状態を電源電圧がゼロクロスまで維持する位相制御を行うので、高負荷容量時には、自己消弧型スイッチ素子とサイリスタとの組み合わせによって位相制御を行うことで、低ノイズ化と低発熱化を図り、低負荷容量時においては低ノイズを図りつつ、低容量時でのオン抵抗の小さい自己消弧型スイッチ素子のみによる位相制御ができるため、低容量時の発熱を抑えることができる。
【０１６５】
請求項１７の発明は、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部には所定の電源投入に伴う位相制御動作時に負荷電流検出回路の検出出力から負荷電流の絶対値を検出し、その検出した絶対値に応じた制御データを記憶する手段を備え、上記所定の電源投入以外の電源投入に伴う位相制御動作時には記憶されている制御データに基づいて自己消弧型スイッチ素子及びサイリスタによる位相制御を行うので、一度決定した制御データに基づく制御が可能であるため、電流検知等を行う制御に比して高速に最適化が図れ、特に定期的な制御データの更新を図ることで、負荷の経時的な変化にも対応できる。
【０１６６】
請求項１８の発明は、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備えるとともに、負荷と交流電源の直列回路に並列接続される開閉素子とコンデンサとの直列回路ブロック若しくは負荷と交流電源の直列回路とサイリスタとの間に接続されたインダクタと開閉素子との並列回路ブロックの少なくとも一方を備え、上記制御部は負荷電流検出手段の検出する負荷電流値が所定値以上のとき上記開閉素子をオン又はオフさせるので、高負荷容量の負荷が接続された場合の低ノイズ化も確実に行え、しかも自己消弧型スイッチ素子の時分割的な制御駆動によるノイズ低減とを併用するために雑音防止のためのインダクタやコンデンサを小型なものとすることができ、その結果雑音防止用のコンデンサやインダクタを用いた装置に比べて小型化が図れる。
【０１６７】
請求項１９の発明は、請求項１の発明において、前記負荷に流れる負荷電流を前記自己消弧型スイッチ素子を介して検出する負荷電流手段を備え、前記制御部には負荷電流検出手段の検出出力から負荷電流の絶対値を検出するとともに、その検出した絶対値から実効電流値を算出して、接続される負荷の負荷容量の大きさを検知する機能と検知された負荷容量が所定負荷容量より小さい場合、自己消弧型スイッチ素子を交流電源電圧のゼロクロスから駆動して、設定された位相でオフさせる逆位相制御による制御を行う機能を備えたので、請求項１６の発明の効果に加えて、低容量制御時のノイズを更に低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の回路構成図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明用の制御信号電圧波形図である。
【図４】同上の別の制御信号電圧波形例図である。
【図５】同上のＩＧＢＴＱの制御信号電圧波形の供給例に用いるＲＣブロックの回路例図である。
【図６】同上のＩＧＢＴＱ３の制御信号電圧波形の他の供給例に用いる回路例図である。
【図７】本発明の実施形態２の回路構成図である。
【図８】本発明の実施形態３の回路構成図である。
【図９】（ａ）は本発明の実施形態４の要部回路構成図である。
（ｂ）は同上の負荷電流検出回路の別の例を用いた要部回路構成図である。
【図１０】本発明の実施形態５の回路構成図である。
【図１１】同上に用いる記憶データテーブルの構成図である。
【図１２】本発明の実施形態６の比較例の動作波形図である。
【図１３】同上の動作説明用波形図である。
【図１４】本発明の実施形態７の比較例の動作波形図である。
【図１５】同上の動作説明用波形図である。
【図１６】本発明の実施形態８の比較例の動作波形図である。
【図１７】同上の動作説明用波形図である。
【図１８】本発明の実施形態９の回路構成図である。
【図１９】同上の動作説明図である。
【図２０】本発明の実施形態１０の回路構成図である。
【図２１】本発明の実施形態１１の回路構成図である。
【図２２】同上の動作説明用波形図である。
【図２３】本発明の実施形態１２の回路構成図である。
【図２４】本発明の実施形態１４の動作説明用波形図である。
【図２５】同上の動作説明用波形図である。
【図２６】（ａ）は従来例の回路構成図である。
（ｂ）は別の従来例の回路構成図である。
（ｃ）は他の従来例の回路構成図である。
【符号の説明】
１  ダイオードブリッジ
２  制御部
２１  電源回路
２２  ＣＰＵ回路
２３  Ｄ／Ａ変換回路
２４  ドライブ回路
３  外部入力部
Ｑ１  トライアック
Ｑ３  ＩＧＢＴＱ３
ＡＣ  商用交流電源
ＺＳ  ゼロクロス信号
Ｃ３  容量
Ｒ３  抵抗
ＬＯ  照明負荷
【図１】
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【図２】
0004036002.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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