(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
関連した電気信号によって振幅変調された少なくとも二つの光チャネルを有する送信器を含み、上記振幅変調された光信号は分散を示す光ファイバの区間を含む光伝送路上で波長多重化されている光伝送システムにおいて、
二つの振幅変調されたチャネルの中の一方のチャネルの他方のチャネルによる相互位相変調によって生じ、上記送信器から遠い方のファイバの端に現れるクロストークのレベルを低下させる方法であって、
上記送信器側で、上記振幅変調された他方のチャネルの振幅を変調するため使用された電気的変調から得られた信号を用いて、上記振幅変調された一方のチャネルの位相を変調する段階を含む方法。
【請求項２】
上記送信器側で、上記他方のチャネルの位相を該他方のチャネルの振幅変調に使用された電気的変調の複製で変調する段階を含む請求項１記載の方法。
【請求項３】
上記他方のチャネルの振幅を変調するため使用された変調から得られた信号は上記変調の複製である請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
上記他方のチャネルの振幅を変調するため使用された変調から得られた信号は上記変調のローパスフィルタを通された複製である請求項１又は２記載の方法。
【請求項５】
電気的トランスバーサルフィルタは上記ローパスフィルタを通された複製を発生させるため利用される請求項４記載の方法。
【請求項６】
振幅変調されたチャネルの中の各チャネル毎の別のチャネルによる相互位相変調によって生じ、送信器から遠い方のファイバの端に現れるクロストークのレベルを低下させる方法であって、
上記送信器側で、上記振幅変調された別のチャネルの振幅を変調するため使用された電気的変調から得られた信号を用いて、上記振幅変調された各チャネルの位相を変調する段階を含む請求項１乃至５のうちいずれか１項記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、波長多重化信号をディジタル伝送する光伝送システムに係わり、特に、位相変調の影響を補償する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
媒体及び長い伝搬距離を介して波長多重化信号をディジタル伝送する光伝送システムは、数種類のクロストーク効果を受ける可能性がある。上記効果の中の一つの効果は相互（クロス）位相変調である。相互位相変調は、非線形効果が重大な部分を占め、システム範囲を制限し始める高い信号パワーレベルで生じる。相互位相変調は、伝送中の何れかの信号の光パワーの変調にパワーを伝搬させる伝送媒体の屈折率の重要な対応した変調を充分に生成し得る大きさがあるときに生じる。この屈折率変調は伝送中の全ての信号の位相変調を生じさせる。屈折率変調を生成する信号の位相変調は自己（セルフ）位相変調（ＳＰＭ）であり、他の全ての位相変調は相互位相変調（ＸＰＭ）である。
【０００３】
直接検出を使用する伝送システムにおいて、検出器にＸＰＭが出現しても格別の問題は生じない。その理由は直接検出が受信信号の位相の変動に感応しないからである。しかし、伝送媒体が（色）分散を示す場合、ＸＰＭは依然として直接検出を使用する伝送システムにおいて問題になる。例えば、波長多重化トラヒックを取り扱う従来の光ファイバ導波路伝送媒体によって示されるように、かかる分散が存在する場合、ＸＰＭによって生じる位相変調は徐々に振幅変調に変換される。従って、ＸＰＭの存在は伝送アイダイヤグラム(transmission eye diagram)の部分的な閉鎖を生じさせる。ＳＰＭに起因した部分的なアイクロージャ(eye-closure) は幾分異なる態様で生じる。この場合、何れかのチャネル内のデータパルスの位相変調は、上記パルスをスペクトル的に拡大する影響を有し、このスペクトル拡大は、伝送媒体の分散の存在によってパルスの時間的な拡大に変換される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、相互位相変調及び／又は自己位相変調の悪影響の少なくとも一部を打ち消すため補償が設けられた伝送システムを提供することである。
本発明は、ＸＰＭ及び／又はＳＰＭの結果として受ける悪影響の少なくとも一部に対抗するため、個別に影響されたチャネルの一種の逆プレチャープ(inverse pre-chirping)を提供するものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、関連した電気信号によって振幅変調された少なくとも二つの光チャネルを有する送信器を含み、振幅変調された光信号は分散を示す長さの光ファイバを含む光伝送路上で波長多重化されている光伝送システムにおいて、ＸＰＭの影響への対抗に適用する場合に、二つの振幅変調されたチャネルの中の一方のチャネルの他方のチャネルによる相互位相変調によって生じ、送信器から遠い方のファイバの端に現れるクロストークのレベルを低下させる方法が提供される。上記方法は、送信器側で、上記振幅変調された他方のチャネルの振幅を変調するため使用された電気的変調から得られた信号を用いて、上記振幅変調された一方のチャネルの位相を変調する。
【０００６】
光増幅器によって連結された光ファイバ伝送路の二つ以上のスパンを有する本発明による伝送システムの最も簡単な実装において、本発明の方法は、送信器の後で第１のスパンに導入されたＸＰＭを補償することができるが、関連した増幅器によって昇圧された光パワーの結果として第２以降のスパンにおける非線形効果によって発生されたＸＰＭを補償しない。しかし、第１のスパンのＸＰＭが最も重大である。その理由は、第１のスパンのＸＰＭは第１並びに以降の全てのスパンによって振幅変調に部分的に変換され、一方、第２及びそれ以降のスパンに発生されたＸＰＭに関して、徐々に個数の制限されたスパンにおける分散によって振幅変調に部分的に変換されるからである。
【０００７】
換言すると、本発明は、別のチャネル、例えば、チャネルＢに出現するデータにより誘導されたＸＰＭによって特定のチャネル、例えば、チャネルＡに加えられる位相変調は何であるかを評価し、次に、プレチャープがチャネルＢにより誘導されたＸＰＭの結果としてチャネルＡに引き続き発生された位相変調によって徐々にオフセットされるように上記評価された位相変調の負の複製（レプリカ）でチャネルＡの位相をプレチャープすることにより動作する。
【０００８】
ＳＰＭの影響への対抗に適用される場合、送信器側において、振幅変調された一方のチャネルの位相が振幅変調された他方のチャネルの振幅を変調するため使用された電気的変調から得られた信号で変調される代わりに、振幅変調されたチャネルの位相が同じチャネルの振幅を変調するため使用された電気的変調から得た信号で変調される。
【０００９】
本発明によれば、関連した電気信号によって振幅変調された少なくとも一つの光チャネルを有する送信器を含み、振幅変調された光信号は分散を示す長さを有する光伝送路に入射される光伝送システムにおいて、上記振幅変調されたチャネルの自己位相変調によって生じ、送信器から遠い方のファイバの端に現れる振幅変調のレベルを低下させる方法が提供される。この方法は、送信器側において、上記振幅変調された一方のチャネルの位相を、上記振幅変調されたチャネルの振幅を変調するため使用された電気的変調の複製（レプリカ）で変調する。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明の他の利点及び特徴は、以下の好ましい実施例の説明、添付図面、及び、特許請求の範囲の記載から容易に明らかになる。
図１を参照するに、本発明を具現化する波長分割多重（ＷＤＭ）伝送の一例は光送信器１０の組を有し、各光送信器は、システムの波長多重化チャネルの中の別個のチャネルのデータ信号で変調される。説明の便宜上、図示されたシステムは、特に４個のＷＤＭチャネルを備えている。上記送信器は、光ファイバ導波路伝送ハイウェイ１１を介して対応した受信器１２の組と光結合される。システムの送信器側で、光送信器１０の個別の信号出力は、光増幅器１４ａが直後に接続されたマルチプレクサ１３を用いて光ハイウェイ上で波長多重化される。システムの受信器側で、多重化チャネルはデマルチプレクサ１５を用いて分割（逆多重化）されるので、異なる波長チャネルは夫々の検出器１２に特に向けられる。光ハイウェイ１１の長手方向に間隔を空けて、１台以上の別の光増幅器１４ｂが設けられる。ここまでの説明で、上記システムは従来技術のＷＤＭ伝送システムと区別されていない。本システムと従来技術のＷＤＭ伝送システムとの差は、可変遅延装置である位相変調器１６が存在することである。各位相検出器は関連した送信器１０の放射電磁波の位相を他の各送信器１０に与えられたデータから得られた信号で変調する。
【００１１】
送信器１０とその位相変調器１６の配置は、図２に詳細に示されている。４台の送信器１０への電気データは４本のデータバス２０を介して供給される。第１のデータバス２０から第１の送信器１０（図２ではＴＸ１として示されている）への直接接続が存在し、関連した位相変調器１６（図２では位相変調器ＰＭ１）はシグナルプロセッサ２１の組の中の３台、即ち、シグナルプロセッサｓｐ21、ｓｐ31及びｓｐ41の出力によって駆動される。３台のシグナルプロセッサは、他の３本のデータパスから夫々に入力を受信し、それらの出力は関連した加算増幅器で加算され、加算増幅器の出力は位相変調器ＰＭ１に供給される位相制御信号を与える。他の３台の送信器１０（図２の送信器ＴＸ２，ＴＸ３，ＴＸ４）と、それらのシグナルプロセッサ２１と、加算増幅器２２と、位相変調器１６は、同様に接続される。かくして、第２、第３及び第４の各データバスから、夫々、第２、第３及び第４の送信器ＴＸ２，ＴＸ３，ＴＸ４への直接接続が設けられる。上記の各送信器に対し、同様に、関連した３台のシグナルプロセッサの組が存在し、これらのシグナルプロセッサは、夫々、特定の送信器に直結されたデータバス以外の他の３本のデータバスからの入力を有する。従って、送信器ＴＸ２の場合、送信器ＴＸ２は、第２のデータバスからの直接接続があり、第１、第３及び第４のデータバスは、夫々、送信器ＴＸ２と関連したシグナルプロセッサｓｐ12、ｓｐ32及びｓｐ42に接続される。
【００１２】
図１及び２において、位相変調器１６は関連した送信器１０とは別の番号で示されているが、送信器がｃｗ（連続波）作動される光学的ソースによって構成され、データはアームに位相変調器を有するマッハ・ツェンダー変調器を用いて印加されるシステムの場合、マッハ・ツェンダーは、図３に示された態様で位相変調器として機能するように配置される。図３の送信器のｃｗ動作式レーザには符号３０が付されている。ｃｗ動作式レーザの光学的放射電磁波は、３ｄＢビームスプリッタ３３及び３４のペアの間に延在する干渉アーム３１及び３２のペアによって構成された光導波路マッハ・ツェンダー内に結合される。３ｄＢビームスプリッタのペアは背中合わせに配置され、二つの干渉アームの間には位相変調器３５及び３６が夫々挟まれる。マッハ・ツェナーの出力は、電気データ信号を位相変調器３５に供給することにより振幅変調され、反転電気データ信号は位相変調器３６に供給される。位相変調は両方の位相変調器に均等に共通モード信号を印加することにより実現される。
【００１３】
各シグナルプロセッサは、必要に応じて、差動ファイバ分散によって決定される相互位相変調の適当な部分のインパルス応答を補正するためのフィルタリング機能を実行する。また、シグナルプロセッサは出力の大きさを調節する可変減衰／利得素子を含む。シグナルプロセッサは、出力が適当な位相を有することを保証するため可変時間遅延素子を更に含むが、この必要条件は、位相変調器１６に印加された全ての電気信号が自動的に時間的に調整されるような形で完全なセットアップが設計された場合に回避することができる。
【００１４】
上記の通り、本発明は、ＸＰＭの結果として受けるチャープの少なくとも一部に対抗するため、個別に影響されたチャネルの一種の逆プレチャープを提供するものとみなされる。この逆プレチャープの形式は個々のシグナルプロセッサによって決定される。かくして、シグナルプロセッサｓｐ21は、位相変調器ＰＭ１に供給されたとき、送信器ＴＸ２の出力によって放出された信号、送信器ＴＸ２に供給されたデータ信号の中でフィルタを通過したバージョンに誘起されたＸＰＭを補償するため、使用する送信器ＴＸ１によって放出された信号の逆プレチャージを適用する出力を生じる。同様にシグナルプロセッサｓｐ31及びｓｐ41は、送信器ＴＸ３及びＴＸ４の出力によって夫々に送信器ＴＸ１により放出された信号に誘起されたＸＰＭを補償する。
【００１５】
３個のシグナルプロセッサｓｐ21、ｓｐ31及びｓｐ41の出力を加算するため、加算増幅器２２を使用する代わりに、電気的な様式（レジュメ）では、電気的様式和を単一の変調器ＰＭ１に供給し、この和は、送信器ＴＸ１の光出力において（図示しない）３個の位相変調器の縦続を使用することにより光学的な様式で行われ、上記の３個の各位相変調器は３個のシグナルプロセッサｓｐ21、ｓｐ31及びｓｐ41の中の関連したシグナルプロセッサから電気入力を受ける。
【００１６】
個々のシグナルプロセッサ１６によって実行される必要なフィルタリング機能の性質はＸＰＭの理論の適用によって決定される。以下の式は、ＸＰＭ伝達関数に対し導かれる。
カー効果の作用の結果として、第１の振幅変調光信号の光導波路に沿った伝搬は、その導波路の有効な屈折率の局在化された変調の伝搬を生じる。同時に、導波路を伝搬する第２の信号が存在する場合、第１の信号によって与えられた屈折率の変調は、第１の光信号の変調周波数で第２の光信号の位相の変調を生じさせるように作用する。同様に、第２の光信号が振幅変調されている場合、第２の光信号は、それ自体の屈折率の局在化された変調を生じ、今度は第１の信号の位相を変調するように働く。
【００１７】
導波路に分散が無い場合、上記の二つの信号は互いに揃って伝搬するので、位相変調は徐々に強くなる。位相変調の増強のレートは信号パワーを安定的に減退する光吸収の効果に起因して指数関数的に減衰する。他方で、分散が無い場合、位相変調（ＰＭ）の振幅変調への変換は生じない。
光導波路内を伝搬する光波が  ｅｘｐ  ι（ωｔ−βｚ）である場合を想定する。ここで、β＝２π・ｎeff ／λ0 、λ0 は光の自由空間波長、ｎeff は導波路内を伝搬する光の有効な屈折率とする。導波路に侵入した光が周波数Ωで位相変調されている場合、導波路が分散を示すならば、光が距離Ｚ0 を伝搬した後、位相変調の一部は振幅変調に変換され、ＰＭ（位相変調）からＡＭ（振幅変調）への変換係数は、
ｓｉｎ2 （β”ｚ0 ／２）・Ω
により与えられる。但し、
β”＝∂2 β／∂ω2 ＝｛λ02・Ｄ（λ）｝／（２πｃ）
であり、式中、（典型的に、ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ単位で測定される）導波路分散である。
【００１８】
分散が存在する場合、二つの信号はファイバの全長に亘って互いに厳密に揃って持続しない。情報帯域幅はチャネルの間隔よりも遙かに少なく、導波路長ｚ0 は非線形相互作用長よりも長いという（通常、実際の伝送システムでは満たされる）条件下で、分散の無い場合に生成されたＰＭ深さ、ウォークオフ効果に起因したＰＭ深さの減少、及び、ＰＭからＡＭへの変換は、互いに別個に取り扱われ得ることが分析的に示される。上記の条件下で、分散は非線形相互作用長さτw 毎にウォークオフ遅延に関係したある倍率でＸＰＭ効果によって生成された位相変調の大きさを減少させるべく動作する。ここで、
τw ＝Δλ・Ｄ／α
であり、Δλは二つの信号間のチャネル間隔を表し、αは波長減衰率を表す。ＸＰＭによって生成された位相変調の大きさが導波路内の分散の影響によって減少されるこのスケーリング倍率の大きさは、次式、
１／（１＋ιτw ・Ω）
によって与えられる。
【００１９】
上記の説明から、τw ・Ωがユニティ１よりも小さい場合、ＸＰＭによって生成された位相変調の大きさは、分散が無い場合に生成された位相変調の大きさよりも著しく低減されることが分かる。対応して、τw ・Ωがユニティ１よりも大きい場合、ＸＰＭによって生成される位相変調の大きさは１／Ωに比例した倍率で低減される。一般的に言うと、このスケーリング倍率は、正値τw に対し、単極ローパスフィルタの伝達関数と同じ形式を有することが認められる。従って、正値τw に対し、図２のいずれか一つの適当なシグナルプロセッサ２１のフィルタリング関数によりチャネルＡのプレチャープのため利用されたチャネルＢによってＸＰＭ誘導されたチャネルＡの評価された位相変調は、シグナルプロセッサの一部を構成する、極周波数１／（２πτw ）を有する単極電気フィルタによって行うことが可能である。
【００２０】
しかし、τw がチャネルＢによってチャネルＡに誘導されたＸＰＭに関して正である場合、τw はチャネルＡによってチャネルＢに誘導されたＸＰＭに関して負である。重要なことは、正値τw に対し、関数
１／（１＋ιτw ・Ω）
は、単純、かつ、電気的実装が容易な因果的な単極ローパスフィルタの伝達関数に対応し、一方、負値τw の場合に、フィルタ関数は非因果的であり、例えば、トランスバーサルフィルタの形で実現することが含まれるので、電気的実装に付加的な複雑さが含まれる傾向がある。このようなトランスバーサルフィルタは、図４に概略的に示されている。同図に示されたトランスバーサルフィルタは、介在タップ４１を具備した電気遅延素子４０の縦続を含み、介在タップの信号は減衰器４２を用いて個別に重み付けられ、その後、重み付けられた信号が加算増幅器４３で加算される。
【００２１】
３通りの異なる動作の様式が存在する。低ウォークオフの動作様式、｜τw ・Ω｜がユニティ１よりも小さい様式において、関数
１／（１＋ιτw ・Ω）
は、ユニティ１に近似するので、対応したシグナルプロセッサ２１は、ウォークオフが正又は負の何れであるかとは無関係に、フィルタリング関数を実行する必要がない。高ウォークオフの動作様式、即ち、｜τw ・Ω｜がユニティ１よりも大きい様式の場合、関数
１／（１＋ιτw ・Ω）
は、１／（ιτw ・Ω）に近似するので、正値τw 条件のプレチャープに適した単極ローパスフィルタは、対応した負値τw 条件のプレチャープのため、データの代わりに反転データと共に使用される場合に、わずかに劣化しただけの性能を与える。従って、｜τw ・Ω｜がユニティ１と匹敵する中間的なウォークオフ様式の場合に限り、単純な因果的な単極ローパスフィルタよりも複雑な一つ以上のシグナルプロセッサ２１のフィルタの設計が求められる。
【００２２】
低ウォークオフ様式のシステムの一例は、１５５０ｎｍで分散ゼロであり、０．０７５ｐｓ／ｎｍ2 ／ｋｍの分散勾配を有し、０．２２ｄＢ／ｋｍの減衰率を備えた従来のＤＳＦ（分散シフト型ファイバ）内で、夫々、１５５５．７５ｎｍ及び１５５７．３６ｎｍで伝搬するチャネルのペアを用いて、エルビウムレッド帯域内の１０Ｇｂ／ｓで動作するシステムによって与えられる。２０ｋｍの有効な非線形相互作用長に亘り、１．６１ｎｍのチャネル間隔で、ウォークオフτw は約１６ｐｓであり、これは、１０Ｇｂ／ｓ信号の１００ｐｓビット期間よりも短い。
【００２３】
ウォークオフは、ＤＳＦファイバが１５６７ｎｍで分散ゼロのレッドシフト型ＮＺ−ＤＳＦファイバによって置換された場合に増加する。この例の場合、ウォークオフτw は約２５ｐｓである。
【００２４】
媒体ウォークオフ様式システムの一例は、低ウォークオフ様式システムに関して説明したように動作するシステムにおいて、１５５０ｎｍで分散ゼロのＤＳＦファイバの代わりに約１５１４ｎｍで分散ゼロであるブルーシフト型ＮＺ−ＤＳＦを用いるシステムによって与えられる。この例の場合、分散は関心のある波長域において約３．２ｐｓ／ｎｍ／ｋｍであり、その結果、ウォークオフτw は約１０３ｐｓである。
【００２５】
チャネル間隔を２倍にすることは、ウォークオフ値を略２倍にさせ、この場合、レッドシフト型ＮＺ−ＤＳＦファイバの例は、媒体ウォークオフ様式に入るウォークオフ値を有し、ブルーシフト型ＮＺ−ＤＳＦファイバの例は高ウォークオフ様式に入るウォークオフ値を有する。
ＸＰＭによって発生された位相変調に対する適用性又は分析的に導出された表現、並びに、そのプレチャープによる補償は、図５の装置を用いて実際的な実験によって試験された。この実際的な実験には、異なる波長で放射し、その出力が合成され、後置増幅器で増幅され、典型的な伝送システムの送信器から受信器までの伝送路をシミュレーションするファイバの長手方向に伝送され、逆多重化され、次に、検出される二つのレーザダイオードを使用することが含まれる。第２のレーザの出力は、二つの出力の合成に先立って、データをシミュレーションする特定の試験波形で変調され、検出器において、第１のレーザの波長で検出された信号は、この試験波長に対応した振幅変調の有無が監視される。つぎに、第１のレーザの出力は、検出器で生じた振幅変調がどの程度打ち消され得るかを調べるため試験波形から得られた信号で位相変調される。この実験の目的のため、偏光ビームスプリッタが二つのレーザ出力を合成するため使用され得るように、後置増幅器と同じ程度にレーザからファイバを遠ざける偏光を利用することが便宜であることが分かった。典型的な伝送システムにおいて、後置増幅器から受信器へのパスは非常に長区間の非零分散シフト型ファイバによって構成され、そのパスの前半部分、典型的に全体の半分未満だけがＸＰＭに著しく寄与し、残りの部分の分散は、残りの位相変調の一部を振幅変調に変換するため役立つ。この実験の目的のため、伝送パスは代わりに二つの部分に形成され、前半部分は、ＸＰＭの大部分をこのファイバ内に発生されるのに充分な長さよりも短い区間の非零分散シフト型ファイバにより構成され、後半部分は分散補償ファイバの区間によって構成され、この分散補償ファイバの区間は単位長さ当たりの高い分散のために、短い区間のファイバにおいて、単位長さ当たりの分散が小さいファイバの長い区間を用いて得られるのと同じ量の位相変調から振幅変調への変換を行う。ＤＣＦファイバは非零分散シフト型（ＮＺ−ＤＳＦ）ファイバよりも小さいスポットサイズを有するので、ＮＺ−ＤＳＦファイバに有意なＸＰＭを励起するには足りないパワーレベルであっても、ＤＣＦファイバに有意なＸＰＭを充分に励起することができる。従って、ＤＣＦファイバに侵入するパワーが−３ｄＢｍを超えることがなく、このＤＣＦファイバに有意なＸＰＭを励起するには不足することを保証するため、光減衰器が２つのファイバ区間の間に挿入される。
【００２６】
図５を参照するに、λ1 ＝１５５４．７ｎｍで放射するようにｃｗ式に作動された第１のレーザダイオード５０の出力は、光ファイバ偏光ビームスプリッタ５２を用いて１５５６．３ｎｍで放射するようにｃｗ式に作動された第２のレーザダイオード５１の出力と合成される。二つのレーザの出力を合成する前に、第１のレーザの出力は位相変調器５３を介して伝送され、第２のレーザの出力は振幅変調器５４を介して伝送される。両方の変調器は、電気入力端子５５に印加された電気試験波形から変調信号を獲得する。端子５５に印加された電気試験波形は、図６に示される如くの１０Ｇｂ／ｓで６４ビットのシーケンスであり、正のステップと、負のステップと、０１０のシーケンスとを有する。位相変調器５３の場合、この波形はローパスフィルタ５６を通る伝送後に供給され、一方、振幅変調器５４の場合に、この波形は位相シフタ５７と増幅器５８の直列結合の通過後に供給される。偏光ビームスプリッタから生ずる合成出力は、後置増幅器５９に供給され、後置増幅器５９から、最初に−０．４１ｐｓ（ピコ秒）／ｎｍ／ｋｍの分散を有する４０ｋｍの負分散（レッドシフト型）非零分散シフト型ファイバ５０１に入射され、光減衰器５０２を介して、８０ｋｍの標準（非分散シフト型）ファイバの分散を補償するため設計された分散補償ファイバ５０３の区間を通過する。分散補償ファイバの遠い方の端で、合成された二つの出力は光ファイバ波長デマルチプレクサ５０４を用いて逆多重化され、第１のレーザの出力（λ1 ＝１５５４．７ｎｍでの出力）は、検出器５０６、特に、ディジタイジング・オシロスコープに供給される。
【００２７】
λ1 ＝１５５４．７ｎｍ及びλ2 ＝１５５６．３ｎｍの二つのチャネルは、約２００ＧＨｚの周波数差を有し、このチャネル分離のため０．２２ｄＢ／ｋｍの減衰が仮定される場合、非零分散シフト型ファイバ５０１の分散は、情報帯域幅よりも高い｜１／２πτw ｜の極周波数を与える。これは、フィルタ５６のローパスフィルタリングが必要とされ図、使用されない低ウォークオフ様式の動作であることを意味する。図７の細い実線軌跡は、変調器５３によって与えられた位相補償が存在しない場合に、ＸＰＭ及び引き続く位相変調の重要な部分の振幅変調への変換の結果としてλ1 チャネルに出現し、ディジタイジング・オシロスコープ５０５によって検出されたクロストークの強度を示す。これに対応して、図７の破線軌跡は、位相シフタ５７によって設けられた位相遅延及び増幅器５８によって与えられた利得の最適化された値に対し、位相変調器５３が作動され、振幅変調器は存在しないとき（即ち、位相前置補償が存在し、位相前置補償が補償する目的とされた効果を有するＸＰＭ自体は存在しないとき）、ディジタイジング・オシロスコープによって検出された振幅変調を表す。最後に、図７の太い実線軌跡は、位相変調器５０３及び振幅変調器５０４が共に作動されたときに、ディジタイジング・オシロスコープ５０５によって検出された振幅変調を示す。図７に示された軌跡は、低ウォークオフ条件に対し、ＸＰＭ誘導型振幅変調の二乗平均値が補償を用いることによって補償されていない値の略１０％まで削減されたことを意味する。この削減は位相変調器５３に印加されたピーク・ツー・ピーク駆動電圧の最適値を用いて獲得される。図８には、印加されたピーク・ツー・ピーク駆動電圧の最適値の両側で上記の減少が落ち込む様子が示されている。
【００２８】
同じ基本的な装置構成を使用する場合、図９に示された最適化されたＸＰＭ誘導型振幅変調削減の組は、種々のチャネル分離の値に対し獲得される。チャネル分離を増加させることは、ウォークオフτw を増加させる効果があり、その結果として、情報帯域幅に対し極周波数｜１／２πτw ｜を減少させる効果がある。ＸＰＭ誘導型振幅変調削減は、極周波数が５ＧＨｚよりも降下する（τw ＞３２ｐｓ）と共に落ち込み始めることが図９から分かる。これは、２００ＧＨｚのチャネル間隔に対し、、０．２２ｄＢ／ｋｍのファイバ損失を仮定した場合、分散の係数は約１ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ以下であるという必要条件に対応する。
【００２９】
次に、ウォークオフが充分に大きく、有意なＸＰＭ誘導型振幅変調削減率を実現するためローパスフィルタを使用することが必要な状況を考える。これは、例えば、情報帯域幅が１００Ｇｂ／ｓであり、極周波数が２．５ＧＨｚであるような場合である。負のウォークオフＸＰＭ補償の場合に、必要なフィルタは、特に図４を参照して既に説明したタイプのトランスバーサルフィルタによって実現することが可能である。１００ｐｓのタップ遅延によって分離された４タップを含むかかるフィルタの利得応答は、図１０において太い実線軌跡を用いてグラフ的に示され、また、同図には、理想的な応答が細い実線軌跡を用いて示されている。図１０から分かるように、極周波数によって定義された帯域幅の範囲内だけで、利得応答は適度な近さで理想的な応答に対応し、利得応答は、タップ遅延の逆数に対応した周波数である１０ＧＨｚで著しい共振を示す。
【００３０】
１００ｐｓのタップ遅延によって分離されたタップを備えた４タップフィルタの対応した群遅延応答は図１１の細い実線軌跡によって示されている。同様に、図１１の太い実線軌跡は理想的な応答を示す。図１１から分かるように、極周波数によって定義された帯域幅の範囲内だけで、群遅延は同様に適度な近さで理想的な応答に対応する。
【００３１】
図１２及び１３は図１０及び１１に対応するが、１００ｐｓの代わりに５０ｐｓのタップ遅延によって分離された４タップフィルタに関係する。予測される通り、実際の応答は、より広い帯域幅に亘って対応した理想的な応答に適度な近さで合致するが、フィルタ有限インパルス応答は、３００ｐｓではなく、半分１５０ｐｓであり、その結果として、より大きな補償されていない“尾部（テイル）”が残されることに注意する必要がある。それにもかかわらず、５０ｐｓのタップ遅延によって分離されたタップを備えた４タップフィルタの使用は、最適化されたＸＰＭ誘導型振幅変調を補償されていない値の約３０％まで削減すること分かる。一方、１００ｐｓのタップ遅延を備えたフィルタに関する対応した数値は、補償されていない値の約４０％までの削減である。より多くのタップを用いることにより更に改良されることが期待できる。
【００３２】
上記の説明では自己位相変調ＳＰＭに関して言及しているが、ＳＰＭ誘導型位相変調を振幅変調に変換する伝送路の分散から生じるＳＰＭ誘導型振幅変調を補償するために光信号をプレチャープする点について説明していない。しかし、ＸＰＭ誘導型振幅変調に関する上記の説明から、ＳＰＭ誘導型振幅変調が実質的に同じ方法で実現され得ることは明らかである。この目的のため、付加的なシグナルプロセッサ、特に図２において破線の外形線で示されたシグナルプロセッサｓｐ11、ｓｐ22、ｓｐ44は、１個の別の夫々の入力（破線で示されている）を各加算増幅器２２に供給するため、夫々のバスラインから取得されたデータを処理する。ＳＰＭにおいて、ウォークオフ効果は発生しないので、ＳＰＭ補償用のシグナルプロセッサはローパスフィルタ機能を実行する必要は全くなく、シグナルプロセッサの機能は、夫々の加算増幅器に印加する信号に必要な振幅及び遅延を与えることである。
【００３３】
ＷＤＭを利用しない伝送システムの場合、勿論、補償すべきＸＰＭは存在しないが、上記の方法でＳＰＭを補償することにより利点が得られることが分かっている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の好ましい実施例の構成図図である。
【図２】図１の伝送システムの送信器の詳細構成図である。
【図３】図２の送信器で使用するための結合型振幅及び位相変調器の他の形式の詳細構成図である。
【図４】図２の送信器の構成部品として使用するためのトランスバーサルフィルタの構成図である。
【図５】図１の伝送システムに利用されるＸＰＭ補償の適用可能性を試験するため使用される装置の構成図である。
【図６】図５の装置に利用される６４ビット試験波形のグラフである。
【図７】図６の試験波形を用いて得られた試験結果のグラフである。
【図８】補償中の位相変調の最適深さから離脱すると共に補償が低下する程度を示すグラフである。
【図９】極周波数の減少と共に補償が低下する程度を示すグラフである。
【図１０】１００ピコ秒のタップ間遅延を有する４タップトランスバーサルフィルタの利得性能を理想的な単極ローパスフィルタの特性と比較するグラフである。
【図１１】図１０のトランスバーサルフィルタの群遅延性能を理想的な単極ローパスフィルタと比較するグラフである。
【図１２】５０ピコ秒のタップ間遅延を有する４タップトランスバーサルフィルタの利得性能を理想的な単極ローパスフィルタの特性と比較するグラフである。
【図１３】図１２のトランスバーサルフィルタの群遅延性能を理想的な単極ローパスフィルタと比較するグラフである。
【符号の説明】
１０    送信器
１１    光ハイウェイ
１２    受信器
１３    マルチプレクサ
１４ａ，１４ｂ    光増幅器
１５    デマルチプレクサ
１６    位相変調器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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