(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
方位方向に複数の振動子を配列したトランスデューサと、該トランスデューサの複数の振動子を駆動して超音波を送信する送信制御手段と、前記超音波の物標からの反射波を受けて生じた前記複数の振動子の受信信号を合成して合成受信信号を得る受信制御手段とを備えた超音波送受信装置において、
前記送信制御手段は、前記方位方向に沿った複数の振動子のうち、方位方向の所定角度範囲毎に広がった振動子を順次選択するとともに、該選択位置を方位方向に沿って移動させて、前記選択位置の各振動子を、方位別に中心周波数が異なる帯域制限されたＦＭ信号波形で駆動して、超音波信号を送信し、
前記受信制御手段は、方位別に周波数選択して、所定方位の受信信号を得るようにしたことを特徴とする超音波送受信装置。
【請求項２】
方位方向に複数の振動子を配列したトランスデューサと、該トランスデューサの複数の振動子を駆動して超音波を送信する送信制御手段と、前記超音波の物標からの反射波を受けて生じた前記複数の振動子の受信信号を合成して合成受信信号を得る受信制御手段とを備えた超音波送受信装置において、
前記送信制御手段は、前記各振動子の駆動波形の包絡線の中心での位相が全方位について略一致し、且つ方位別に異なる周波数帯域の超音波信号を送信するように、前記トランスデューサの各振動子を駆動し、
前記受信制御手段は、方位別に周波数選択して、所定方位の受信信号を得るようにしたことを特徴とする超音波送受信装置。
【請求項３】
方位方向に複数の振動子を配列したトランスデューサと、該トランスデューサの複数の振動子を駆動して超音波を送信する送信制御手段と、前記超音波の物標からの反射波を受けて生じた前記複数の振動子の受信信号を合成して合成受信信号を得る受信制御手段とを備えた超音波送受信装置において、
前記送信制御手段は、方位方向に配列した前記振動子で囲まれた円内を移動する仮想移動点音源から発射された超音波に等価な超音波を前記各振動子から発するように当該各振動子を駆動し、
前記受信制御手段は、方位別に周波数選択して、所定方位の受信信号を得るようにしたことを特徴とする超音波送受信装置。
【請求項４】
バースト波にＦＭ信号を畳み込んで、前記各振動子の駆動波形をパルス伸長する手段を前記送信制御手段に設け、前記周波数選択された所定方位の受信信号に、または前記周波数選択前の所定方位の受信信号に、時間軸反転ＦＭ信号を畳み込んでパルス圧縮する手段を前記受信制御手段に設けた、請求項３に記載の超音波送受信装置。
【請求項５】
前記パルス伸長により時間軸上に生じるサイドローブを除去する手段を設けた請求項４に記載の超音波送受信装置。
【請求項６】
前記送信制御手段は、水平方向の角度を複数分割した角度範囲毎に、送信波形を予め算出し、前記トランスデューサの動揺に応じて、方位角と、前記送信ビーム形成のための前記送信波形の遅延量を求めて、各振動子の駆動波形を定める請求項１〜５のいずれかに記載の超音波送受信装置。
【請求項７】
前記トランスデューサは、平面上、円筒面上または球面上に前記複数の振動子を配列した請求項１または２に記載の超音波送受信装置。
【請求項８】
請求項１〜７のいずれかに記載の超音波送受信装置と、該超音波送受信装置の送信制御手段および受信制御手段の制御により、探査すべき方位を順次走査して、各方位の受信信号から探知範囲の探知画像データを求め、該探知画像データを表示する手段とを備えたスキャニングソナー。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、超音波の送受信によって水中等を探知する超音波送受信装置およびスキャニングソナーに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
水中にある物標を探知するためにスキャニングソナーが用いられている。スキャニングソナーは、周囲の全方位の物標を探知するために、図１に示すように、ほぼ円筒形のトランスデューサを備えている。このトランスデューサの各振動子の駆動によって、全周に向けて超音波の送信ビームを形成する。その際、トランスデューサの各振動子を駆動する信号は、各段ごとに適当な遅延時間を持たせる。すなわち位相制御する。このことによって、垂直方向の指向性を所定角度に絞った、所定ティルト角の傘型の送信ビームを形成する。また、トランスデューサの円周方向（方位方向）に並ぶ所定数の振動子を用いて、所定方位に受信ビームを形成し、用いる振動子列の組の選択を切り換えることによって、受信ビームの方位を順次回転させる。このことによって全方位に亘る探知を行う。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記構成のスキャニングソナーにおいては、トランスデューサが、複数の超音波振動子を粗く配列したものであるが、その構造上、グレーティングローブが生じ、探査方向以外の方向からの反射波を受信して、それが結果的に偽像となって画面に表れてしまう。
【０００４】
図６はグレーティングローブの例を示している。ここでＭＬはメインローブであり、一点鎖線を中心として鋭いビームを形成することができる。ところが、これに略直角方向に、ＧＬで示すグレーティングローブが生じる。また、メインローブＭＬの左右に幾つかのサイドローブＳＬが生じる。
【０００５】
このような特性の受信ビームを方位方向に順次変化させて探査を行うと、例えば図７に示すような画像が得られる。図７において、Ｒは実際に存在する物標による画像、Ｉは偽像である。メインローブＭＬがＩで示す方向を向いている時、グレーティングローブＧＬまたはサイドローブＳＬが、上記実在する物標の方向（Ｒの方向）を向いて、その反射波を受けることにより、このような偽像Ｉが生じる。
【０００６】
上記グレーティングローブを低減させるためには、超音波振動子の振動子間ピッチを狭くする方法がある程度有効である。しかし、振動子数が増えると、それを駆動する駆動回路、駆動のための制御回路、受信回路、さらには受信信号を処理する回路等が比例して増大するため、ハードウエアが肥大化し、大幅なコストアップにつながる。
【０００７】
この発明の目的は、トランスデューサの構造上、比較的大きなグレーティングローブおよびサイドローブが存在していても、ハードウエアを肥大化させることなく、またはコストアップを招くことなく、上述の偽像発生の問題を解消するとともに方位分解能を高めた、超音波送受信装置およびスキャニングソナーを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明の超音波送受信装置は、方位方向に複数の振動子を配列したトランスデューサと、該トランスデューサの複数の振動子を駆動して超音波を送信する送信制御手段と、前記超音波の物標からの反射波を受けて生じた前記複数の振動子の受信信号を合成して合成受信信号を得る受信制御手段とを備える。前記送信制御手段は、方位別に異なる周波数帯域の超音波信号を送信するように、前記トランスデューサの各振動子を駆動する。また、前記受信制御手段は、方位別に周波数選択して、所定方位の受信信号を得る。
【０００９】
すなわち方位別に周波数の異なった超音波信号を送信するので、受信すべき方位に応じた周波数信号を選択的に受信することによって、他の方位からの反射信号による悪影響を実質的に受けないようにする。
【００１０】
また、この発明は、前記送信制御手段として、方位方向に配列した振動子で囲まれた円内を移動する仮想移動点音源から発射された超音波に相当する超音波が各振動子から発せられるように、各振動子を駆動する。このことにより、方位別に周波数の異なる超音波信号を送信する。この送信法は、実施形態における「ドップラ送信法」に相当する。
【００１１】
また、この発明は、前記送信制御手段が、方位方向に沿った前記複数の振動子のうち所定の送信開口を形成する複数の振動子を駆動して、それらの振動子から発すべき超音波の遅延量を制御するとともに、前記送信開口を方位方向に順次移動させ、全方位方向に対する送信ビームの送信を時分割的に行うものとする。この送信法は、実施形態における「方位別送信法(RDT) 」に相当する。
【００１２】
また、この発明は、前記送信制御手段が、前記送信ビーム毎に送信周波数を変えるように制御するものとする。
【００１３】
また、この発明は、前記送信制御手段が、方位方向に沿った複数の振動子のうち、方位方向の所定角度範囲毎に広がった振動子を順次選択するとともに、該選択位置を方位方向に沿って移動させて、周波数変調した信号を送信するものとする。この送信法は、実施形態における「RA（Rotational Aperture ）FM送信法」に相当する。
【００１４】
また、この発明は、前記送信制御手段が、各振動子の駆動波形の包絡線の中心での位相が全方位について略一致し、且つ方位別に送信周波数の異なった信号を送信するものとする。この送信法は、実施形態における「方位別異周波ＣＷ送信法」に相当する。
【００１５】
また、この発明は、バースト波にＦＭ信号を畳み込んでパルス伸長する手段を前記送信制御手段に設け、周波数選択された所定方位の受信信号に、または前記周波数選択前の所定方位の受信信号に、時間軸反転ＦＭ信号を畳み込んでパルス圧縮する手段を前記受信制御手段に設ける。このことにより、１回の送信信号の持続時間を長くできるようにし、１回当たりの送信エネルギーを高め、より遠方までの探知を可能とする。この送信法は、実施形態における「パルス伸長法」に相当する。
【００１６】
また、この発明は、前記パルス伸長により時間軸上に生じるサイドローブを除去する手段を設ける。
【００１７】
また、この発明は、前記送信制御手段が、水平方向の角度を複数分割した角度範囲毎に、送信波形を予め算出し、前記トランスデューサの動揺に応じて、方位角と、前記送信ビーム形成のための前記送信波形の遅延量を求めて、各振動子の駆動波形を定めるものとする。
【００１８】
また、この発明は、前記トランスデューサを、平面上、円筒面上または球面上に複数の振動子を配列したものとする。
【００１９】
この発明のスキャニングソナーは、上記超音波送受信装置と、該超音波送受信装置の送信制御手段および受信制御手段の制御により、探査すべき方位を順次走査して、各方位の受信信号から探知範囲の探知画像データを求め、該探知画像データを表示する手段とを備える。
【００２０】
【発明の実施の形態】
各図を参照して、この発明のスキャニングソナーについて説明する。
図１はスキャニングソナーに用いるトランスデューサの構成図である。図１に示すように、トランスデューサ１は、１段６４列、５段の合計３２０個の超音波振動子Ａｉｊ（ｉ＝１〜６４、ｊ＝１〜５）で構成している。このトランスデューサ１は、船舶の底部に円筒の軸が垂直になるように設置される。
【００２１】
図２は送信ビームについて説明する図である。同図の（Ａ）は、水平（ティルト角０°）の全方位を探査する場合に形成される送信ビームの指向性を示している。（Ｂ）は、所定ティルト角の全方位を探査する場合に形成される送信ビームを示している。各振動子を駆動する際、トランスデューサ１の下の段ほど遅延時間を長くすることにより傘型の送信ビームを下方向にティルトさせる。
【００２２】
図３は受信ビームについて示す図である。受信ビームは、トランスデューサ１の円周方向の連続する複数列の振動子を組として用いる。所定数連続する複数列の振動子の受信信号を合成する際、（Ａ）に示すように、連続する複数列の中央部ほど位相を遅らせて合成することにより、（Ｂ）に示すように、水平方向の指向性を鋭くする。また、トランスデューサ１の段方向に遅延時間を設定することによって、ティルト角を制御するとともに、垂直方向の指向性も鋭くする。このことにより、所謂ペンシル型の受信ビームを形成する。
（Ｃ）はその遅延時間を一定にした例であり、（Ｄ）に示すように、受信ビームは水平方向を向く。（Ｅ）は、下の段ほど遅延時間を長くした例であり、（Ｆ）に示すように、受信ビームは下方向にティルトする。
【００２３】
このように傘型の送信ビームを形成し、その送信ビーム内の所定方位をペンシル型の受信ビームで受信することにより、傘型の探知範囲について探知する。
【００２４】
図４は上記送信ビームと受信ビームによる探知範囲を示す図である。ここで、ＴＢはティルト角θの傘型の送信ビーム、ＲＢはペンシル型の受信ビームである。上記トランスデューサ１の列方向の複数の振動子の組を６４組とすれば、方位方向に６４本の分解能で受信ビームＲＢを形成することができる。また、距離方向については、時間軸上のサンプリング周期に応じた分解能で、送信ビームＴＢ内の任意の区画Ｐについて探知画像データを順次生成する。
【００２５】
図４において、送信ビームを水平（θ＝０°）方向またはそれより所定角度ティルトさせることにより、横方向の探知を行う。
【００２６】
以上に示した例では、円筒面に複数の振動子を配列したトランスデューサを用いたが、球面の全面またはその一部の面に複数の振動子を配列したトランスデューサを用いてもよい。
【００２７】
図５は、上記トランスデューサを用いて、縦方向の探知を行う例について示す図である。図５の（Ａ），（Ｂ）は、矢印で示す船首方位に対してベアリング角αをなす垂直面の探知範囲について示している。（Ａ）は円筒形のトランスデューサ１を用いた場合の例、（Ｂ），（Ｃ）は球形のトランスデューサ１′を用いた例である。図５において、ＴＢは扇型の送信ビーム、ＲＢはペンシル型の受信ビームである。
【００２８】
このように、縦方向の探知では、縦方向に扇状に広がる範囲を探知する。但し、円筒形のトランスデューサ１を用いた場合には、真下方向へは送信ビームおよび受信ビームを形成できないので、真下付近は探知対象外となる。
なお、図５（Ｃ）は、球形のトランスデューサ１′を用い、真下方向から水平方向までの９０°分について探知する例である。
【００２９】
このように、図５に示した所定ベアリング角αをなす垂直面に沿って扇形に広がる送信ビームを形成し、その扇形に沿って、ペンシル型の受信ビームのティルト角を順次高速に変化させることにより、すなわち受信ビームの走査を行うことによって、縦方向の探知行う。
【００３０】
なお、図５の（Ｂ），（Ｃ）に示したように、球面の全面またはその一部の面に複数の振動子を配列したトランスデューサを用いる場合、例えば正２０面体を拡張した７２０面体の頂点位置に振動子を配列したものとする。この場合、球面を天体表面に見立てた時の同緯度に３個または６個の振動子が配列される。同経度には複数の振動子が存在するとは限らない。このようなトランスデューサにおいても、円筒形トランスデューサの場合と同様に、同緯度の位置にある振動子について同位相で駆動し、且つ略経度線方向に沿って配列した振動子の緯度に応じて送信信号の位相を制御する（遅延時間を定める）ことによって、所定ティルト角の傘型送信ビームを形成する。また、経度方向および緯度方向のそれぞれ所定範囲に並ぶ振動子の受信信号を合成する際、位相制御によってペンシル型の受信ビームを形成する。
【００３１】
この発明において「方位」とは、水平面内における角度位置に限らず、図４に示した傘型の円周方向の位置や、図５に示した扇型の面内における円弧方向の位置をも含む概念である。
【００３２】
図８は、スキャニングソナーの送受信チャンネルの構成を示すブロック図である。図８において、ドライバ回路１２は、インターフェース２０，１１を介して、後述するプログラマブル送信ビーム形成制御部から与えられた２値化された駆動コードを、フルブリッジ型ＰＤＭ送信アンプ（パルス幅変調（ＰＤＭ：pulse-duration modulation ）により送信するための送信アンプ）のＦＥＴを駆動するための、４種類のドライブ信号にデコードする。
【００３３】
ＴＸ増幅回路１３は、上記フルブリッジ型ＰＤＭ送信回路によりＰＤＭ変調された３値信号を出力する。これにより、送受切替回路１４を介して振動子１０を駆動する。送受切替回路１４は、送信期間にＴＸ増幅回路１３の出力信号を振動子１０へ導き、受信期間に、振動子１０が出力した信号をプリアンプ１５へ受信信号として導く。プリアンプ１５は、この受信信号を増幅し、バンドパスフィルタ１６は、受信信号の周波数帯域以外のノイズ成分を除去する。Ａ／Ｄコンバータ１７は、その受信周波数帯域の信号を所定のサンプリング周期でサンプリングし、ディジタルデータ列に変換する。
【００３４】
上記の部分で送受信チャンネル１００を構成する。この送受信チャンネルを、１００ａ，１００ｂ，・・・１００ｎで示すように、振動子１０の数だけ設けている。
【００３５】
図９は、図８に示した複数の送受信チャンネル１００を用いて送信ビームおよび受信ビームを形成するとともに、所定探知範囲の探知画像を生成するためのブロック図である。図９におけるインターフェース２０は、図８に示したインターフェース２０のことである。
図９において、２６はプログラマブル送信ビーム形成制御部である。このプログラマブル送信ビーム形成制御部２６は、送信信号生成回路２１、波形メモリ２４およびＴＸ−ＤＳＰ２５を含んでいる。送信信号生成回路２１には、タイミングジェネレータ２２と係数テーブル２３とを設けている。この送信信号生成回路２１は、ＦＰＧＡ（Field Prgramble Gate Array）からなる。タイミングジェネレータ２２は、送信信号の生成タイミングの基準となる信号を発生する。ＴＸ−ＤＳＰ２５は送信信号生成用ＤＳＰ（ディジタル信号処理回路）である。
【００３６】
ＴＸ−ＤＳＰ２５は、ＰＤＭ変調波形を生成するための、２値化された基準駆動コードを、３２方位に対して、８種類の異なるウェイトについて計算し、波形メモリ２４へ書きこむ。さらに、送信周期毎に、送信ビーム形成の為の、各チャンネルの遅延量・ウェイト値・方位角を計算し、係数テーブル２３に書きこむ。
【００３７】
送信信号生成回路２１は、各チャンネルの方位角に対応する基準駆動コードより、各チャンネルのウェイト値と遅延量に応じた駆動コードを生成する。
【００３８】
バッファメモリ２７は、インタフェース２０を介して各チャンネルからの受信データを一時記憶するメモリである。２８はプログラマブル受信ビーム形成制御部であり、ＲＸ−ＤＳＰ２９、係数テーブル３０、および受信ビーム形成演算部３１とから構成している。ＲＸ−ＤＳＰ２９は、各受信ビーム毎に各振動子による受信信号の位相とウエイトを計算し、係数テーブル３０へ書き込む。受信ビーム形成演算部３１は、各振動子の受信信号に対して係数テーブル３０に書き込まれた位相とウエイトの計算を行って合成することにより合成受信信号を得る。この合成受信信号をビーム毎の時系列データとして求め、これをバッファメモリ３２へ書き込む。この受信ビーム形成演算部３１は、ＦＰＧＡからなる。
【００３９】
３３はプログラマブルフィルタであり、フィルタＤＳＰ３４、係数テーブル３５、およびフィルタ演算部３６から構成している。このプログラマブルフィルタ３３は、ビーム毎に所定の帯域制限とパルス圧縮を行う機能を持つ。送信時に、後述のＦＭ信号との畳み込みによるパルス伸長を行う場合には、受信時に、帯域制限とパルス圧縮の両方の処理を同時に行う。つまり、送信時の畳み込みに適用したＦＭ信号の時間軸を反転し、方位別に帯域制限した信号を畳み込む。このことは、後述するRA（Rotational Aperture ）FM送信法においても同様であり、受信時に、帯域制限とパルス圧縮の両方の処理を同時に行う。送信時に、ＦＭ信号との畳み込みによるパルス伸長を行わない場合は、受信時に帯域制限のみを行う。フィルタ演算部３６はＦＰＧＡからなる。フィルタＤＳＰ３４は、ビーム毎に所定の通過帯域フィルタ特性を得るためのフィルタ係数を計算し、それを係数テーブル３５へ書き込む。フィルタ演算部３６は係数テーブル３５の係数を基にＦＩＲ（Finite Impulse Response ）フィルタとしての演算を行い、帯域処理済受信信号を求める。
【００４０】
エンベロープ検出部４０は、各受信ビームの帯域処理済受信信号のエンベロープ（包絡線）を検出する。具体的には、時間波形の実数成分の二乗と虚数成分の二乗との和の平方根を求めることにより検出する。
【００４１】
イメージ処理部４１は、各受信ビームの各距離における受信信号強度をイメージ情報化してディスプレイ４２へ出力する。これによりディスプレイ４２に所定探知範囲の探知画像を表示する。
【００４２】
操作部３９は、探知範囲のティルト角等の指示等を行う入力部である。ホストＣＰＵ３７は、インターフェース３８を介して操作部３９の指示内容を読み取り、上述した各部の制御を行う。
【００４３】
なお、図９では省略したが、船舶のローリングやピッチングを検出する装置からそれらの情報を入力し、ＴＸ−ＤＳＰ２５は、船舶の動揺に関わらず常に所定の探知範囲に送信ビームを形成するように、係数テーブル２３に書き込むべき係数を計算する。同様に、船舶のローリングやピッチングに応じて、ＲＸ−ＤＳＰ２９は、船舶の動揺に関わらず常に所定方位に受信ビームを形成するように、係数テーブル３０に書き込むべき係数を計算する。
【００４４】
［ドップラ送信法による方位別周波数］
次に、トランスデューサ１からドップラシフトを受けた超音波信号を送信するための方法について説明する。
図１０は、仮想移動点音源が等速度運動した場合のドップラ効果について示す図である。ここで、周波数ｆｏの仮想移動点音源が、時刻０からｔの間にｘ軸正方向に向かってＳからＳ′まで、等速度Ｖで移動した場合について考える。但し、音速はｃとする。ここで、時刻０で送信された音波が、時刻ｔで方位角θにおいて受信される点Ｒで観測される周波数を求める。ＲがＳよりも十分遠方にある場合、Ｒ＝Ｒ′と考えて差し支えない。よって、時刻ｔにおける仮想移動点音源Ｓ′と観測点Ｒの距離Ｓ′Ｒは次式で表される。
【００４５】
【数１】
0004164290.tif 000002
【００４６】
距離Ｓ′Ｒ′の間に含まれる波の数は、ｆo ｔであるので、方位角θにおける波長λ( θ) および周波数f(θ) は、次式で表される。
【００４７】
【数２】
0004164290.tif 000003
【００４８】
【数３】
0004164290.tif 000004
【００４９】
図１１は、座標（ｒ，θ）の振動子Ｒ１と、それに隣接する振動子Ｒ２、および仮想移動点音源Ｓの位置関係を示す図である。仮想移動点音源Ｓは、時刻ｔ＝０にて原点から速度Ｖでｘ軸正方向に等速運動するものとする。座標（ｒ、θ）の振動子Ｒ１が時刻ｔにおいて受ける音が発射された時刻ｔo を求める。
【００５０】
図１１において、三角形ＳＳ′Ｒ１に関する余弦定理を考えると、次式が成立する。
【００５１】
【数４】
0004164290.tif 000005
【００５２】
ｔo について整理すると、
【００５３】
【数５】
0004164290.tif 000006
【００５４】
（５）式のｔo についての２次方程式を、ｔo ＜ｔの範囲で解くと、
【００５５】
【数６】
0004164290.tif 000007
【００５６】
Ｖ，ｒ，θ，ｔo を使って、時刻ｔo での音源Ｓ′と振動子Ｒ１間の距離ｒｒ、および時刻ｔで振動子Ｒ１が受信した音線とｘ軸のなす角度φを求めると、
【００５７】
【数７】
0004164290.tif 000008
【００５８】
【数８】
0004164290.tif 000009
【００５９】
さらに、ｒｒ，φを用いて時刻ｔで振動子Ｒ１が受信した音を発射したＳ′の位置から振動子を見込む角度ｄφを求める。ここで、振動子間ピッチ角Ｐψが小さい場合、円弧Ｒ１Ｒ２と線分Ｒ１Ｒ２′の長さは等しく、
ｔａｎｄφ≒ｄφと考えて差し支えないので、
【００６０】
【数９】
0004164290.tif 000010
【００６１】
よって、ｄφは、次式で求められる。
【００６２】
【数１０】
0004164290.tif 000011
【００６３】
次に、時刻ｔにおいて、振動子Ｒ１が放射する音圧振幅を求める。時刻ｔ＝０にて音源Ｓから放射された円筒波を、振動子Ｒ１が受けるパワーＷｏは、定数Ａを用いて次式で表される。
【００６４】
【数１１】
0004164290.tif 000012
【００６５】
時刻ｔ＝ｔo において、音源Ｓ′から放射された円筒波を受けるパワーをＷとすると、
【００６６】
【数１２】
0004164290.tif 000013
【００６７】
時刻ｔ＝ｔo で振動子が放射する音圧振幅を、ｔ＝０での音圧振幅で規格化して表現すると、
【００６８】
【数１３】
0004164290.tif 000014
【００６９】
以上の結果より、時刻ｔにおける、座標（ｒ, θ）の振動子が放射する音波は、送信ウェート関数をｗ（ｔ）とすると、
【００７０】
【数１４】
0004164290.tif 000015
【００７１】
で表される。但し、Ｔmax ＜（ｒ／Ｖ）でなければならない。
【００７２】
先ず、次の条件でシミュレーションを行った。
音速（ｃ）：1500m/s
仮想移動点音源周波数（ｆo ）：24kHz （λ＝62.5mm）
仮想移動点音源速度（Ｖ）：30m/s
振動子配列半径（ｒ）：240 mm
振動子数：36個（0.67λピッチ）
振動子寸法・形状：0.5 λ×0.5 λの正方形
振動子配列垂直段数：１段
送信ウェート関数：gaussian４０％
パルス幅：８ｍｓ（-0.5r/V ＜t ＜0.5r/V）
時間波形サンプリング間隔：7.5 μｓ
時間波形サンプリング点数：8192点
スペクトラム計算間隔：16.3Hz
計算方位角：0 °,30 °,60 °,90 °,120°,150°,180°
以上の条件において、まず各方位角の振動子駆動時間波形およびＦＦＴによりスペクトラムを求めた。次に、各方位角上の十分遠方（１００ｍ地点）での観測信号の時間波形およびＦＦＴによりスペクトラムを求めた。
【００７３】
図１２は、０°から１８０°の各方位の遠方での観測信号の中心周波数の理論値とシミュレーションによる計算値とを示している。図１３は各方位について、振動子駆動時間波形とそのスペクトラムを示している。また、図１４は各方位について、遠方での観測信号の時間波形とスペクトラムとを示している。
【００７４】
図１３および図１４において、左側は時間波形、右側がスペクトラムである。また、上から順に、方位角０°，３０°，６０°，９０°，１２０°，１５０°，１８０°である。時間波形の横軸は０．０〜９．０ｍｓ、スペクトラムの横軸は２３．０〜２５．０kHz である。
【００７５】
図１３に示すように、0 °方向または180 °方向から離れるに従って、素子駆動波形のスペクトラムの帯域が広くなる。遠方での観測信号のスペクトラムは、図１４に示すように、方位に関わらず所定の周波数幅を持つスペクトラムとなる。
【００７６】
以上に示したように、点音源が仮想的に移動するような送信信号の送信方法を以下「ドップラ送信法」と言う。
【００７７】
図１３に示したような時間波形で各振動子を駆動するには、図９に示したＴＸ−ＤＳＰ２５が、（１４）式に基づいて、基準駆動コードを計算すればよい。
【００７８】
［ドップラシフト量およびパルス幅の関係］
次に、仮想移動点音源の移動速度を変えた時のドップラシフト量およびバースト波の持続時間（以下、単に「パルス幅」という。）を変化させた時の、送信時間波形とスペクトラムとに与える影響を示す。
【００７９】
シミュレーションの条件は次のとおりである。
音速（ｃ）：1500m/s
仮想移動点音源周波数（ｆo ）：24kHz （λ＝62.5mm）
仮想移動点音源速度（Ｖ）：10m/s ，30m/s ，50m/s ，70m/s ，90m/s
振動子配列半径（ｒ）：240 mm
振動子数：48個（0.5 λピッチ）
振動子寸法・形状：0.5 λ×0.5 λの正方形
振動子配列垂直段数：１段
送信ウェート関数：gaussian40%
時間波形サンプリング間隔：7.5 μｓ
時間波形サンプリング点数：8192８点
スペクトラム計算間隔：16.3Hz
計算方位角：180 °
パルス幅（Ｔ）： 2αr/V （α＝0.5 ）
その結果を表１に示す。
【００８０】
【表１】
0004164290.tif 000016
【００８１】
このように１０m/s 〜９０m/s の範囲で、音源速度を変化させても波形の歪みは認められず、スペクトラムのサブレベル最大値、ＢＴ積（周波数帯域幅と時間幅の積）は略一定値をとる。したがってトランスデューサの振動子（振動子）の周波数帯域の範囲内にドップラシフト周波数が収まる範囲で仮想移動点音源の移動速度を高く設定すればよい。このことにより、方位変化に伴う送受信信号の周波数変化率が大きくなって、フィルタによる周波数選択効果が高まる。しかし、パルス幅が制限されるため、遠距離探知には不利になる。
【００８２】
［送信信号の音圧振幅補正］
次に、トランスデューサの各振動子から放射される超音波の音圧振幅を補正することによって、前述した９０°方向の振動子駆動信号の時間波形およびスペクトラムの歪みを低下させる方法について説明する。
【００８３】
仮想移動点音源による、各振動子位置における音圧振幅は前述の（１３）式で表される。したがってトランスデューサの各振動子が放射する超音波の音圧振幅も（１３）式で表される。この音圧補正を「補正▲１▼」とする。
【００８４】
しかし、仮想移動点音源の移動範囲を広げた場合に、時間波形の送信ウエイト関数ｗ（ｔ）が所望の特性であるgaussian４０％より大きくなる傾向にある。そこで、（１５）式に示すように、各振動子が放射する超音波の音圧振幅を、仮想移動点音源から各振動子の中心座標の距離に応じて、拡散損失のみを補正する方法とする。これを「補正▲２▼」とする。
【００８５】
【数１５】
0004164290.tif 000017
【００８６】
図１５はその仮想移動点音源Ｓと振動子Ｒとの位置関係を示している。シミュレーションの条件を次の通りとし、補正▲１▼と補正▲２▼について比較した結果を表２に示す。
【００８７】
音速（ｃ）：1500m/s
仮想移動点音源周波数（ｆo ）：24kHz （λ＝62.5mm）
仮想移動点音源速度（Ｖ）：30m/s
振動子配列半径（ｒ）：240 mm
振動子数：36個（0.67λピッチ）
振動子寸法・形状：0.5 λ×0.5 λの正方形
振動子配列垂直段数：１段
送信ウェート関数：gaussian40%
時間波形サンプリング間隔：7.5 μｓ
時間波形サンプリング点数：8192点
スペクトラム計算間隔：16.3Hz
計算方位角：90°
パルス幅：4.8ms, 8.0ms, 11.2ms, 14.4ms
【００８８】
【表２】
0004164290.tif 000018
【００８９】
また、図１６は補正▲２▼の方式で補正した結果の時間波形とスペクトラムの例を示している。図１６において、左側は時間波形、右側がスペクトラムである。ま、上から順に、パルス幅４．８ｍｓ，８．０ｍｓ，１１．２ｍｓ，１４．４ｍｓである。時間波形の横軸は０．０〜１５．０ｍｓ、スペクトラムの横軸は２３．０〜２５．０kHz である。
【００９０】
このように、補正▲１▼では、仮想移動点音源の移動範囲を広げていくと、ＢＴ積が大きくなり、スペクトラムのサイドローブレベルが低下している。これは、時間波形のウェートの変化が、所望の特性であるgaussian40% より大きくなったのが原因であると考えられる。
一方、補正▲２▼では、ＢＴ積、サブレベル最大値ともに、ほぼ一定となっている。
以上の結果より、補正▲２▼の方が、理想的な方法に近いといえる。
【００９１】
［仮想移動点音源の移動範囲］
次に、振動子間ピッチと仮想移動点音源の移動範囲が送信信号に与える影響について説明する。
ここでシミュレーションの条件は次の通りとする。
音速（ｃ）：1500m/s
仮想移動点音源周波数（ｆo ）：２４kHz （λ＝６２．５mm）
仮想移動点音源速度（Ｖ）：30m/s
振動子配列半径（ｒ）：２４０mm
振動子数：36振動子（0.67λピッチ）、40振動子（0.6 λピッチ）、48振動子（0.5 λピッチ）
振動子寸法・形状：０．５λ×０．５λの正方形
振動子配列垂直段数：１段
送信ウェート関数：gaussian４０％
時間波形サンプリング間隔：７．５μｓ
時間波形サンプリング点数：８１９２点
スペクトラム計算間隔：１６．３Ｈｚ
計算方位角： 180°
音圧振幅補正方法：拡散損失のみの補正（前記補正▲２▼）
各振動子は、仮想移動点音源が（- αr,0 ）から（αr,0 ）の範囲を移動している時間に信号を放射するものとする。つまり、パルス幅Ｔ＝2 αr/V となる。ここでは、係数αを0.1 、0.3 、0.5 、0.7 、0.9 の５通りに変えた場合の、各方位角の遠方での観測信号の時間波形とスペクトラムをシミュレーションする。
【００９２】
表３は、送信信号の特性、図１７は、各素子間ピッチにおけるパルス幅と帯域幅の限界を示している。
【００９３】
【表３】
0004164290.tif 000019
【００９４】
この結果から明らかなように、仮想移動点音源の移動範囲が広くなるに従い、送信信号の波形が歪み、スペクトラムのサイドローブレベルが上昇する傾向にある。しかし、振動子間ピッチを狭くするに従って、歪みの少ない信号が得られる。送信時間波形の歪みおよびサイドローブレベルより判断すると、振動子間ピッチ0.67λの場合はαが0.3 以下、0.6 λの場合はαが0.5 以下、0.5 λの場合は、αが0.9 以下であれば、問題ない。
【００９５】
［方位識別度とパルス幅］
次に、方位別識別度とパルス幅の関係を定式化し、方位別識別度を高くする方法および実現可能な最大パルス幅について説明する。
【００９６】
周波数ｆｏの仮想移動点音源が、音速ｃよりも十分小さい速度Ｖで移動した場合、方位角θにおいて観測される周波数f(θ) は、
【００９７】
【数１６】
0004164290.tif 000020
【００９８】
ドップラ効果による方位別周波数の変化範囲をΔf とすると、
【００９９】
【数１７】
0004164290.tif 000021
【０１００】
受信帯域幅をB0とすると、方位別識別度Ｍは次式で定義できる。
【０１０１】
【数１８】
0004164290.tif 000022
【０１０２】
図１８は受信信号の周波数帯域幅と送信信号の周波数帯域幅との関係を示している。ここで曲線の上から順に受信帯域上限、送信帯域上限、送信中心周波数、送信帯域下限、受信帯域下限である。
【０１０３】
図１８に示すように、受信帯域幅と送信信号帯域幅の関係より、方位分解能Δθが求まる。よって、方位別識別度Ｍを小さくすることにより、方位分解能Δθを小さくすることができる。
【０１０４】
ターゲットスピードの最大値をＶmax とした場合のドップラ周波数をfdとする。受信帯域幅Ｂｏを、
【０１０５】
【数１９】
0004164290.tif 000023
【０１０６】
と定義すると、方位別識別度Ｍは次式で表すことができる。
【０１０７】
【数２０】
0004164290.tif 000024
【０１０８】
つまり、方位別識別度を高くするためには、ターゲットスピードに対して、音源移動速度を速くしなけらばならない。例えば、ターゲットスピード５m/s の場合に、方位別識別度０．１を実現するためには、音源移動速度を１００m/s にすればよい。
【０１０９】
また、ここで、トランスデューサの半径をｒとすると、最大パルス幅Ｔmax は、
【０１１０】
【数２１】
0004164290.tif 000025
【０１１１】
（１８）式を用いて表すと、
【０１１２】
【数２２】
0004164290.tif 000026
【０１１３】
（２２）式より、方位別識別度Ｍと受信帯域幅Ｂｏが与えられると、最大パルス幅は、波長とトランスデューサ半径の比で決まることがわかる。（２２）式に（１９）式を代入すると、
【０１１４】
【数２３】
0004164290.tif 000027
【０１１５】
（２３）式より、実現可能な最大パルス幅は、方位別識別度Ｍ、トランスデューサ半径ｒ、ターゲットスピード最大値Ｖmax の3 つの要素によって決定され、送信周波数には依存しないことがわかる。但し、振動子間ピッチを広げると波形歪みが大きくなるので、波形歪みの影響が問題とならない範囲でトランスデューサの半径ｒを大きくすれば良い。
【０１１６】
［グレーティングローブレベルの低減効果］
次に、受信信号に対して方位別に帯域通過フィルタを通すことによるグレーティングローブレベルの低減効果について示す。
【０１１７】
ここでシミュレーションの条件は次の通りである。
＜振動子配列仕様＞
振動子配列半径（ｒ）：240mm
振動子数：36振動子（0.67λピッチ1 段配列）
振動子寸法・形状：0.5 λ×0.5 λの正方形
＜送信仕様＞
仮想移動点音源周波数（ｆo ）：24kHz （λ=62.5mm ）
仮想移動点音源速度（Ｖ）： 30m/s
パルス幅（Ｔ）： 8.0ms（α=0.5）
送信時間波形ウェート関数：gaussian40%
音圧振幅補正方法：拡散損失のみを補正（前記補正▲２▼）
＜受信仕様＞
受信方位角： 90 °
受信開口角（全角）：90°
受信開口角内振動子ウェート関数：gaussian20%
受信フィルタ中心周波数：24kHz
受信フィルタ帯域幅：200Hz （gaussian特性 -3dB 幅）
受信フィルタ次数：200 次
時間波形サンプリング間隔：35μs （複素サンプリング）
図１９はドップラ送信法と、それを用いない従来の方法による送受信合成指向特性を示している。
【０１１８】
このようにドップラ送信法を用いることにより、従来の方法と比較して、グレーティングローブレベルが、１６．５ｄＢ程度低下する。
【０１１９】
［球形トランスデューサ］
以上に述べた例は、複数の振動子を円周配列したトランスデューサを用いた場合についてであったが、複数の振動子を球形配列した場合についての例を示す。
【０１２０】
図２０は球形トランスデューサ内部の中心を含む水平面内の、仮想移動点音源Ｓから放射された音場と、実在振動子から放射されるべき音場との関係を示している。ここで、Ｓは仮想移動点音源であり、複数の偏心円は仮想移動点音源Ｓから発せられる音場の等位相線を示している。また、円周上に並ぶ黒丸は実在の振動子の位置である。したがって、各振動子の位置での隣接する偏心円間の位置が、その各振動子の発すべき超音波の位相を表している。また、隣接する偏心円間の間隔が、各振動子の発すべき超音波の周波数を表していることになる。
【０１２１】
図２０に示すように、球形トランスデューサ内部の中心を含む水平面内の直線ｘ軸上を、仮想移動点音源Ｓが等速運動しているとする。この時、トランスデューサ内部にはドップラ音場が発生する。ここで、トランスデューサの中心を通る水平面内にある各振動子は、仮想移動点音源から放射された音波と等価な音波を放射すると考える。このようにして求められた信号を、各方位における基準信号とし、開口角内の各振動子に対して、ティルト角に応じた遅延制御を行った信号を送信することにより、方位別に周波数の変化する送信ビームを形成する。
【０１２２】
受信時には、開口角内の各振動子で受信された信号に対して、方位別のドップラ周波数に応じたフィルタリングを行うことで帯域を制限し、ティルト角、受信方位角に応じた遅延制御を行うことにより受信ビームを形成する。
【０１２３】
ここでシミュレーションの条件は次の通りとする。
＜振動子配列仕様＞
配列アルゴリズム：１２面体拡張５４０面体２７２頂点配列（球面上等分法）
振動子配列半径（ｒ）：210mm
振動子寸法：19mm（振動子単体指向特性補正係数＝0.7 ）
＜送信仕様＞
仮想移動点音源周波数（ｆo ）：24kHz （λ=62.5mm ）
仮想移動点音源速度（Ｖ）： 30m/s
仮想移動点音源移動範囲：-0.5r<x<0.5r
パルス幅（Ｔ）： 7.0ms
送信時間波形ウェート関数：gaussian40%
音圧振幅補正方法：２次元音場の拡散損失のみの補正（前記補正▲２▼）
ティルト角：0 °（水平方向）
送信開口角（半角）：50°
送信開口角内振動子ウェート関数：gaussian20%
時間波形サンプリング間隔・点数：５μs ・2048点（複素サンプリング）
＜受信仕様＞
受信方位角： 0°，90°（x 軸正方向を0 °として左回り角度を正）
受信開口角（半角）：50°
受信開口角内振動子ウェート関数：gaussian20%
受信フィルタ中心周波数：24.5kHz （受信方位角0 °），24kHz （受信方位角90°）
受信フィルタ帯域幅：200Hz （gaussian特性 -3dB 幅）
受信フィルタ次数：200 次
時間波形サンプリング間隔・点数：35μs ・512 点（複素サンプリング）
＜指向特性計算範囲＞
方位方向：0 °< ψ<90 °（5 °ピッチ）
鉛直方向：0 °
なお、上記振動子単体指向特性補正係数とは、素子単体指向特性をJinc×cos(0.7 θ）として表したときの方位θにかかる補正係数（この例では０．７）である。また、Jincは円板振動子の理論上の指向特性であるベッセル関数から求めた関数である。
【０１２４】
受信方位角０°と９０°における送受信総合指向特性の比較結果を図２１に示す。図２１の上部は受信方位角０°における特性、下部は受信方位角９０°における特性である。ここでは、受信信号に対する帯域通過フィルタリングも含めて「ドップラ送信法」と言う。
【０１２５】
これらの結果から明らかなように、ドップラ送信法を用いることにより、グレーティングローブのレベルを２０ｄＢ程度低下させることができる。また、サイドローブレベル全体のレベルも低下し、周波数変化率の高い９０°方向において特に効果的であることがわかる。
【０１２６】
［パルス伸長法］
次に、バースト波とＦＭ信号との畳み込みによるパルス伸長方法（畳み込まれる信号は、ドップラ送信法の信号でなくてもよい）について説明する。
上述したドップラ送信法によれば、トランスデューサの振動子で囲まれた円内でしか、仮想移動点音源は仮想的に移動できない。また、必要な所定のドップラシフト量により仮想移動点音源の移動速度が定まる。結果的に、送信信号であるバースト波の持続時間、すなわちパルス幅、の上限が制限される。そうすると、一回の送信信号に与えるエネルギが制限されてしまい、より遠方まで探知したい場合に問題となる。そこで、線形周波数変調波（以下ＬＦＭ(Linear-Frequency Modulation) 信号という。）いわゆるチャープ波との畳み込みによりパルス幅の伸長を行う。
【０１２７】
先ず、ドップラ送信法により送信した信号の遠方での観測信号にＬＦＭ信号を畳み込むことによりパルス幅を伸長した場合について示す。
ここで、シミュレーション条件は次のとおりである。
【０１２８】
＜振動子配列方法＞
半径240mm 円周配列36振動子
＜振動子単体指向特性＞
振動子半径  19mm
指向性補正係数  0.7
＜仮想移動点音源の条件＞
送信周波数  25kHz
移動速度  60m/s （180 °方向→ 0°方向）
音速  1500m/s
方位別周波数変化幅  2kHz
移動範囲  ±0.3 Ｒ（Ｒ：トランスデューサ半径）
送信パルス幅  2.4ms
＜畳み込み前のドップラ送信法信号振幅＞
gaussian 20%＋拡散損失補正
＜畳み込むLFM 信号の条件＞
中心周波数25kHz
周波数掃引幅  3.5kHz（23.25kHz→ 26.75kHz ）
パルス幅  30ms
包絡線  All １（振幅一定）
＜サンプリング条件＞
サンプリング点数  16384 点
サンプリング間隔  2.5 μs
図２２は、ここで用いるＬＦＭ信号のスペクトラムである。このＬＦＭ信号の時間波形は、一定振幅で、時間経過にともない周波数が２３．２５kHz から２６．７５kHz まで変化する。図２３は、遠方で観測される送信信号の方位別中心周波数の理論値および遠方で観測される上記ＬＦＭ信号の畳み込みによる方位別の遅延時間の理論値を示している。
【０１２９】
図２４は、ドップラ送信法による１００ｍ遠方での観測信号にＬＦＭ信号を畳み込んだ信号の時間波形とスペクトラムを示している。図２４において、左側は時間波形、右側がスペクトラムである。また、上から順に、方位角０°，９０°，１８０°である。時間波形の横軸は０．０〜３５．０ｍｓ、スペクトラムの横軸は２２．０〜２８．０kHz である。（後に示す図２５、図２６、図２７、図２８についても、同様である。）
このように、時間波形のメインローブの幅が、２．４ｍｓ程度の信号に、パルス幅３０ｍｓのＬＦＭ信号を畳み込むことにより、１０ｍｓ程度にまでパルス幅を延ばすことができる。また、スペクトラムの帯域幅は畳み込み前の信号と同等である。
【０１３０】
畳み込み演算には線形性が成り立つので、次に、前述のドップラ送信法による各振動子の駆動信号に予めＬＦＭ信号を畳み込んだ信号で、各振動子を駆動することを考える。
図２５は、ドップラ送信法による送信信号にＬＦＭ信号を畳み込んだ信号の時間波形とスペクトラムを示している。このように、送信信号のパルスは、約１０ｍｓに伸びており、中心周波数に応じて、理論どおりに遅延する。また、スペクトラムの帯域幅はＬＦＭ信号の畳み込み前と同等である。
【０１３１】
図２６は、このＬＦＭ信号を予め畳み込んだ信号で各振動子を駆動した場合に、１００ｍ遠方で観測された信号の時間波形とスペクトラムを示している。このように、遠方で観測される信号の波形とスペクトラムは、図２４に示した、遠方での観測波形にＬＦＭ信号を畳み込んだものと等しい。
【０１３２】
以上の結果より、ＬＦＭ信号を予め畳み込んだ信号を各振動子から送信することにより、遠方では、パルス幅が１０ｍｓ程度で、方位別に中心周波数が理論どおりに変化し、帯域幅が一定の信号が得られることがわかる。
【０１３３】
このようなパルス伸長された送信信号の反射信号である受信信号に対しては、上記送信信号に適用したＬＦＭ信号の時間軸を反転した信号、すなわち、一定振幅で、時間経過にともない周波数が２６．７５kHz から２３．２５kHz まで変化するＬＦＭ信号を畳み込む。このことにより、パルス幅を元どおり圧縮して、時間軸上の分解能、すなわち距離分解能を高める。
【０１３４】
なお、上述の例では、ＬＦＭ信号との畳み込みによりパルス幅の伸長を行ったが、ＬＦＭ信号の代わりに、周波数が時間経過にともない段階的に変化するＦＭ信号（Stepped-Frequency Modulation) を用いてもよい。
【０１３５】
［時間波形のサイドローブ除去］
次に、畳み込み法における送信信号のパルス幅をメインローブのみに制限した場合について示す。
前述の、畳み込み法において送信した場合、送信信号および遠方で観測される信号の時間波形には、図２６に示したようなサイドローブが含まれる。（前述の畳み込み法を「畳み込み法▲１▼」とする。）これらは、ターゲットの探知に障害となる。そこで、送信時に時間波形のサイドローブを除去した場合（この方法を「畳み込み法▲２▼」とする。）について示す。
図２７は、送信波形のパルス幅を、そのメインローブの幅である約１０ｍｓに制限した信号の波形とスペクトラムを示している。この図に示すように、送信信号のスペクトラムのサイドローブレベルが、−３６ｄＢ以下のレベルまで低下する。
【０１３６】
図２８は、このような信号を送信した場合に、遠方で探知される信号の時間波形とスペクトラムを示している。この図に示すように、遠方で観測される信号の時間波形、スペクトラム共に、畳み込み法▲１▼に示した場合と比較して、サイドローブレベルが低下している。スペクトラムの帯域幅は畳み込み法▲１▼と同等である。
以上の結果より、畳み込み法▲２▼を用いた方が、ターゲットの探知に有利であるといえる。
【０１３７】
図２５、図２７に示したような時間波形で各振動子を駆動するには、図９に示したＴＸ−ＤＳＰ２５が、（１４）式に基づいて計算した素子駆動信号に対して、ＦＭ信号の畳み込み演算を行い、基準駆動コードを計算すればよい。
【０１３８】
［方位別送信法(RDT) ］
以上に示した例では、送信ビームとして傘型のビームを形成し、全周方向に同時に送信し、物標からの反射波を方位方向にペンシル型の受信ビームを順に変化させながら受信する場合について説明したが、送信ビームについても所謂ペンシルビームとして形成してもよい。送信ビームを水平方向および垂直方向の両方について鋭く絞るためには、受信ビームの形成の場合と同様に、図３の（Ａ），（Ｂ）に示したように、１つの送信ビームの形成に用いる振動子の駆動信号に所定のディレイを持たせる。すなわち、図３の（Ａ）に示したように、連続する複数列の中央部ほど位相を遅らせて駆動することにより、（Ｂ）に示すように、水平方向の指向性を鋭くする。
また、垂直方向については、図２に示したように、トランスデューサ１の下の段ほど遅延時間を長くすることにより送信ビームのティルト角を定める。
【０１３９】
このようにして形成した送信ビームを送信期間中に方位方向に回転させる。このとき、トラスデューサの円周方向に並ぶ１／３毎の振動子を順に用いて、方位角１２０°ごとにずれた３方向に３つの送信ビームを同時に形成するように構成すれば、１２０°の回転によって、全周囲への送信が完了する。その後の受信期間に、前述した場合と同様にして受信ビームを全方位方向に順次移動させながら繰り返し受信する。その際、送信ビームの送信タイミングは送信ビーム毎に、すなわち方位毎に、ずれているので、受信信号から探知画像を生成する際に、方位毎の距離方向のずれ量を補正する。
【０１４０】
このように送信ビームを絞って時分割的に送信することにより、送信期間が長くなって、探査の時間間隔が長くなるが、１本のビームに与えるエネルギを増大させることができるので、探知距離を延ばし、より広範囲に亘る探知が可能となる。この送信方法は、ＲＤＴ法として知られているが、各方位に送波するキャリア周波数を変えて送信することによって、方位別に異なる周波数帯域の超音波信号を送信する方位別送信法が実現できる。
【０１４１】
［送信ビームスタビライズ］
球形トランスデューサにおいてドップラ送信法を用いる場合、振動子方位角（経度）別に基準駆動コードを計算により求める必要があるが、全振動子の方位角に対して正確に計算を行うと、送信ビームのスタビライズの更新周期に間に合わない場合が生じる。そのような場合には、特定の方位の基準駆動コードを予め計算しておき、動揺補正後の振動子方位角に最も近い方位の基準駆動コードを用いて送信する。
【０１４２】
ここで、予め計算する基準駆動コードの方位分解能が、どの程度まで許容できるかについて示す。
球形送受波器（半径240mm ，313 素子）モデルを用いて、素子方位角の近似をしない場合と、素子方位角の分解能を、2 π/128〜2 π/16 の範囲で近似した場合について、次の条件でシミュレーションを行った結果を示す。
【０１４３】
送信ビーム形成の条件
Tilt角  0 °
Roll角  0 °
Pitch 角  0 °
開口半角  47°
開口端ウェート値  0.15
方位方向位相制御  OFF
ウェート補正  ON
素子半径  19 mm
素子単体指向特性  Jinc×cos(0.7 θ)
仮想移動点音源によるドップラ信号の条件
仮想移動点音源送信周波数 (fo)   25 kHz
仮想移動点音源移動速度 (V)  60 m/s（180 °方向→ 0°方向）
音速 (c)  1500 m/s
方位別周波数変化幅 (2foV/c)   2 kHz
送信パルス幅 (2 ×Tmax=2×0.3r/V)   2.4 ms
包絡線  gaussian 40%  (Eν=0.4) ＋拡散損失補正
上記送信ビーム形成の条件で、開口内各素子の送信ウェート及びディレイを求める。また、各素子と同一方位角（経度）の水平面内（緯度0 °）にあると仮定した素子の送信信号を、上記仮想移動点音源によるドップラ信号の条件において(24)式、(25)式より求め、これを基準として、各素子の送信信号を求める。さらに、方位角0 °，90°，180 °における、100m遠方での観測時間波形とスペクトラムを求める。ここでは、サンプリング点数は2048点、サンプリング間隔は10μs とする．
【０１４４】
【数２４】
0004164290.tif 000028
【０１４５】
【数２５】
0004164290.tif 000029
【０１４６】
素子方位角の近似を行わない場合と、素子方位角の分解能を、2 π/128〜2 π/16 の範囲で近似した場合とについて、100m遠方での観測波形スペクトラムのサブレベル最大値の比較結果を表４に、そのスペクトラムのピーク周波数を表５にそれぞれ示す。
【０１４７】
【表４】
0004164290.tif 000030
【０１４８】
【表５】
0004164290.tif 000031
【０１４９】
表４より、素子方位角の近似を行わない場合と比較して、素子方位角分解能が、2 π/32 （11.3°）以下の場合には、スペクトラムのサブレベル最大値の変化は、1.4dB 以内である。しかし、素子方位角分解能が、2 π/16 （22.5°）の場合には、スペクトラムのサブレベル最大値が、7dB 〜9dB 程度上昇している。表５より、素子方位角分解能が、2 π/32 （11.3°）以下の場合には、スペクトラムのピーク周波数に変化はないが、2 π/16 （22.5°）の場合には、少し変化がある。よって、素子方位角分解能は、2 π/32 （11.3°）以下であれば、問題はないと考えられる。
【０１５０】
トランスデューサの動揺に関わらず、所定方向へ送信ビームを形成するためには、次のように制御する。
まず、図９に示したＴＸ−ＤＳＰ２５は、船舶の動揺に関わらず常に所定の探知範囲に送信ビームを形成するように、係数テーブル２３に書き込むべき係数を計算する。同様に、船舶のローリングやピッチングに応じて、ＲＸ−ＤＳＰ２９は、船舶の動揺に関わらず常に所定方位に受信ビームを形成するように、係数テーブル３０に書き込むべき係数を計算する。
【０１５１】
具体的には、３２方位について基準駆動コードを予め計算して、波形メモリ２４に記憶させる。そして、送信周期毎に、動揺を補正するための振動子の方位角と、ビーム形成のためのウェイトと遅延を求め、これらと動揺補正方位角に対応した基準駆動コードとにより、各チャンネルの駆動コードを求める。
【０１５２】
［RA（Rotational Aperture ）FM送信法(1) ］
次に、開口を回転させて、ＦＭ信号を送信する、言い換えると、方位別に帯域制限されたＦＭ信号を、各方位の中心周波数に応じて遅延させて送信する方法について述べる。この方法によれば、前述の「畳み込み法▲２▼」による送信信号に近似した信号を送信できる。また、方位別に任意の周波数を割り当てることもできる。パルス幅の制限は無い。受信時には、方位別のマッチドフィルタにより、帯域制限とパルス圧縮を行う。
【０１５３】
このＲＡＦＭ送信法による送信信号の波面の例を図３９に示す。図３９において、円形で示す部分がトランスデューサ、その内部で扇状に示す角度範囲が送信開口である。このように送信開口を方位方向に順次移動させながら、送信周波数を変化させる。
【０１５４】
まず、送信周波数fcの移動音源が、速度V で、180 °方向から0 °方向に移動した場合に、方位角θの遠方で観測される信号の周波数f(θ) は、音速をC とすると、(26)式で求められる。
【０１５５】
【数２６】
0004164290.tif 000032
【０１５６】
ここでは、移動音源の送信周波数fcを25kHz 、移動速度V を60m/s 、音速C を1500m/s とする。
【０１５７】
(26)式により、方位別の送信中心周波数を求めた結果を、図２９（Ａ）に示す。
【０１５８】
各素子から送信するLFM 信号のパルス幅をT 、周波数掃引幅をB とすると、送信周波数fcの素子を基準とした、方位角θの素子に対する送信遅延時間d(θ) は、(27)式で求めることができる。
【０１５９】
【数２７】
0004164290.tif 000033
【０１６０】
ここでは、パルス幅T を10ms、周波数掃引幅B を1kHzとする。
【０１６１】
(27)式により、方位別の送信遅延時間を求めた結果を、図２９（Ｂ）に示す。
【０１６２】
方位角θにおける素子駆動波形s(θ,t) を、(28)式で表す。ここで、包絡線w(θ,t) は、(29)式で表されるgaussian関数であり、エッジ値Evは、0.1 とする。
【０１６３】
方位角0 °,90 °,180°における、素子駆動波形とスペクトラムを、図３０に示す。
【０１６４】
【数２８】
0004164290.tif 000034
【０１６５】
【数２９】
0004164290.tif 000035
【０１６６】
球形送受波器（半径240mm ，313 素子）モデルを用いて、次の条件において、遠方での観測波形をシミュレーションし、スペクトラムを求めた。
【０１６７】
Tilt角  0 °
Roll角  0 °
Pitch 角  0 °
開口半角  47°
開口端ウェート値  0.15
方位方向位相制御  OFF
ウェート補正  ON
焦点距離  無限遠方
音速  1500 m/s
素子半径  19 mm
素子単体指向特性  Jinc×cos(0.7 θ)
観測点距離  100m
サンプリング点数  4096点
サンプリング間隔  10μs
ここでは、開口内の各素子と同一方位角（経度）の水平面内（緯度0 °）にあると仮定した素子の駆動波形を、(28)式により求め、この信号を基準にウェートとディレイをかけることにより、各素子の駆動波形を求めた。
【０１６８】
方位角0 °,90 °,180°における、遠方での観測波形とスペクトラムを、図３１に示す。図３１より、遠方において観測される信号は、パルス幅が約10ms、スペクトラムの帯域幅は約500Hz 、スペクトラムのサイドローブレベルは-30dB 以下であることがわかる。
【０１６９】
遠方で観測された信号の、方位別の帯域制限とパルス圧縮と遅延制御を行うための、マッチドフィルタのインパルス応答h(θ,t) を、(30)式で表す。ここで、包絡線wf( θ,t) は、(31)式で表されるgaussian関数であり、フィルタ長Tfは10ms、エッジ値Evf は0.01とする。
【０１７０】
【数３０】
0004164290.tif 000036
【０１７１】
【数３１】
0004164290.tif 000037
【０１７２】
方位角0 °,90 °,180°における、マッチドフィルタのインパルス応答と振幅特性を、図３２に示す。
【０１７３】
マッチドフィルタ出力の検波波形とスペクトラムを、図３３に示す。図３３より、パルス幅が約5ms （-20dB 全幅）に圧縮されており、方位別の遅延時間が補正されている。また、レンジサイドローブレベル、スペクトラムのサイドローブレベルともに、-35dB 以下と小さくなっていることがわかる。
【０１７４】
［RA（Rotational Aperture ）FM送信法(2) ］
上記FM送信法(1) では、方位別の中心周波数の変化を、ドップラ周波数に対応させた場合について示したが、次に、方位別に中心周波数がリニアに変化した場合について示す。
【０１７５】
方位別に送信中心周波数がリニアに変化する場合、方位角0 °における中心周波数をｆｏ、方位別周波数掃引幅をμとすると、方位角θにおける中心周波数f(θ) は、 (32) 式で求められる。
【０１７６】
【数３２】
0004164290.tif 000038
【０１７７】
ここでは、ｆｏを24kHz 、μを2kHzとする。
【０１７８】
(32)式により、方位別の送信中心周波数を求めた結果を、図３４（Ａ）に示す。
【０１７９】
各素子から送信するLFM 信号のパルス幅をT 、周波数掃引幅をB とすると、送信周波数fcの素子を基準とした、方位角θの素子に対する送信遅延時間d(θ) は、(33)式で求めることができる。
【０１８０】
【数３３】
0004164290.tif 000039
【０１８１】
ここでは、パルス幅T を10ms、周波数掃引幅B を1kHz、fcを25kHz とする。
【０１８２】
(33)式により、方位別の送信遅延時間を求めた結果を、図３４（Ｂ）に示す。
【０１８３】
方位角θにおける素子駆動波形s(θ,t) を、(34)式で表す。ここで、包絡線w(θ,t) は、(35)式で表されるgaussian関数であり、エッジ値Evは、0.1 とする。
【０１８４】
【数３４】
0004164290.tif 000040
【０１８５】
【数３５】
0004164290.tif 000041
【０１８６】
方位角0 °,90 °,180°,270°,359°における、素子駆動波形とスペクトラムを、図３５に示す。
【０１８７】
球形送受波器（半径240mm ，313 素子）モデルを用いて、上記FM送信法(1) の場合と同じ条件において、遠方での観測波形をシミュレーションし、スペクトラムを求めた。
【０１８８】
ここでは、開口内の各素子と同一方位角（経度）の水平面内（緯度0 °）にあると仮定した素子の駆動波形を、(34)式により求め、この信号を基準にウェートとディレイをかけることにより、各素子の駆動波形を求めた。
【０１８９】
方位角0 °,90 °,180°,270°,359°における、遠方での観測波形とスペクトラムを、図３６に示す。各方位において、パルス幅が約10ms、スペクトラムの帯域幅は約500Hz の信号が観測される。0 °,359°方位では、24kHx と26kHz のパルスが観測されるが、90°,270°方位では、不要なスペクトラム成分は、-30dB 以下である。
【０１９０】
遠方で観測された信号の、方位別の帯域制限とパルス圧縮と遅延制御を行うための、マッチドフィルタのインパルス応答h(θ,t) を、(36)式で表す。ここで、包絡線wf( θ,t) は、(37)式で表されるgaussian関数であり、フィルタ長Tfは10ms、エッジ値Evf は0.01とする。
【０１９１】
【数３６】
0004164290.tif 000042
【０１９２】
【数３７】
0004164290.tif 000043
【０１９３】
方位角0 °,90 °,180°,270°,359°における、マッチドフィルタのインパルス応答と振幅特性を図３７、マッチドフィルタ出力の検波波形とスペクトラムを図３８に示す。図３８より、パルス幅が約5ms （-20dB 全幅）に圧縮されており、方位別の遅延時間が補正されている。また、レンジサイドローブレベル、スペクトラムのサイドローブレベルともに、-35dB 以下になっている。このことから、ドップラ送信法で問題になっていたような、方位スプリアスの問題はない、といえる。
【０１９４】
［方位別異周波ＣＷ送信法］
次に、方位別に周波数の異なった送信信号を全周囲方向に同時に送信する方位別異周波ＣＷ送信法について示す。
まず、方位角θにおける、素子駆動波形s(θ,t) を(38)式、包絡線w(t)を(39)式で表す。ここで、T はパルス幅、Evは包絡線エッジ値（包絡線の両端の強度）を表す。方位別に送信中心周波数がリニアに変化する場合、方位角0 °における中心周波数をｆｏ、方位別周波数掃引幅をμとすると、方位角θにおける中心周波数f(θ) は (40) 式で求められる。パルスの中心（t = 0 ）における位相は、全方位で一致し、パルスの中心から離れるに従い、周囲の素子との位相差が大きくなる。
【０１９５】
【数３８】
0004164290.tif 000044
【０１９６】
【数３９】
0004164290.tif 000045
【０１９７】
【数４０】
0004164290.tif 000046
【０１９８】
図４４は、トランスデューサから送信される送信信号の波面の例を示している。中心の円はトランスデューサ、その周囲の同心円Ｈは、送信後10 ms 経過したときの波面である。方位角θが０から増す程、送信信号の周波数は次第に高くなる関係にある。この例では、送信後10 ms 経過したときが、各振動子の駆動波形の包絡線の中心での位相が全方位について一致する時刻である。このように、全周囲方向に、方位別に送信周波数の異なった送信信号を同時に送信する。
【０１９９】
図４０は、素子方位角0 °, 90°, 180 °における、パルス幅10 ms の場合の、素子駆動波形包絡線とスペクトラムを示している。
【０２００】
図４１は、素子方位角90°における、パルス幅10 ms , 15 ms , 20 ms の場合の、素子駆動波形包絡線とスペクトラム示している。ここで用いた素子駆動波形の条件は次のとおりである。
【０２０１】
方位角０°送信周波数ｆｏ：24kHz
方位別周波数掃引幅μ：2kHz
包絡線エッジ値Ev：0.1
このように、パルス幅10 ms の場合、スペクトラムの帯域幅は、約150 Hzである。パルス幅15 ms , 20 ms の場合のスペクトラム帯域幅は、100 Hz以内である。
【０２０２】
次に、球形送受波器（半径240 mm，313 素子）モデルを用いて、次の条件で、遠方での観測波形をシミュレーションし、スペクトラムを求めた。
【０２０３】
Tilt角：0 °
方位方向位相制御：OFF
Roll角：0 °
ウェート補正：ON
Pitch 角：0 °
焦点距離：無限遠方
垂直開口半角：47°
音速：1500 m/s
垂直開口端ウェート値：0.15
素子半径：19 mm
水平開口端角：-30 °
素子単体指向特性：Jinc×cos(0.7 θ)
水平開口角：240 °
観測点距離：100 m
水平ウェート制御区分角1 ：30°
サンプリング点数：2048点
水平ウェート制御区分角2 ：210 °
サンプリング間隔：10μs
水平方位360 °の範囲で、32方位に近似された素子方位角に対する駆動波形を(38)式により求め、この信号にビーム形成の為のウェートとディレイを与えることにより、各素子の駆動波形を求める。但し、水平方位360 °の範囲に、同時に送信を行うと、0 °方向で周波数が不連続になり、干渉が起こるので、ここでは、0 °〜180 °の半周に対して、水平開口内で台形ウェート送信を行った場合のシミュレーションを行った。180 °〜360 °の範囲に対する送信を遅延させることにより、干渉を防ぐことができる。
【０２０４】
図４２は、観測方位角0 °, 90°, 180 °における、パルス幅10 ms の場合の、観測波形包絡線とスペクトラムを示している。図４３は、観測方位角90°における、パルス幅10 ms , 15 ms , 20 ms の場合の、観測波形包絡線とスペクトラムを示している。
【０２０５】
パルス幅10 ms の場合、観測波形包絡線の歪みは少なく、スペクトラムのサイドローブは、-25 dB以下のレベルである。スペクトラムの帯域幅は、約150 Hzであり、素子駆動波形のスペクトラム帯域幅と同程度である。パルス幅15 ms , 20 ms の場合は、観測波形包絡線の歪みが大きく、スペクトラムのサイドローブレベル最大値は、-20 dBを超えている。スペクトラム帯域幅は、200Hz 程度あり、素子駆動波形のスペクトラム帯域幅の倍程度に広がっている。
【０２０６】
なお、パルス幅10 ms の場合の水平指向特性を、従来のＣＷモード25 kHzの場合と比較したところ、指向性偏差、ソースレベルともに、同程度となった。
【０２０７】
［平面トランスデューサ］
図４５はトランスデューサの他の例を示している。（Ａ）は平面図、（Ｂ），（Ｃ）はそれぞれ２つの例について示す側面図である。以上に示した各実施形態では、方位方向に複数の振動子を配列したトランスデューサとして、円筒面または球面に複数の振動子を配列したものを用いたが、この図４５に示す例では、Ａｉで示す複数の振動子を平面上または曲面上に配列している。このような、板状のトランスデューサであっても、円筒面または球面に複数の振動子を配列したトランスデューサの場合と同様の送受信法を適用できる。
【０２０８】
図４５の（Ｂ），（Ｃ）は受信ビームの指向特性の例を示している。送信ビームは扇形の走査範囲内で無指向のビームとなる。このようなビームの幅および向きは、各振動子に対する位相制御によって行う。
【０２０９】
この発明は、平面・円筒面・球面以外の、例えば回転楕円体面などの他の曲面上に振動子を配列したトランスデューサにも適用できる。また、例えば円筒面と曲面とを組み合わせた曲面等、複数種の曲面を組み合わせた曲面に振動子を配列したものにも適用できる。さらに、それらの面に振動子を２次元配列したものに限らず、１次元配列したものにも適用できる。
【０２１０】
【発明の効果】
この発明によれば、送信制御手段が、方位別に異なる周波数帯域の超音波信号を送信し、受信制御手段が、方位別に周波数選択して、所定方位の受信信号を得るようにしたので、他の方位からの反射信号を実質的に受けないようになる。その結果、グレーティングローブおよびサイドローブにより偽像が生じるのを防止できる。また、同時に方位分解能も高まる。
【０２１１】
また、この発明によれば、送信制御手段が、方位方向に配列した振動子で囲まれた円内を移動する仮想移動点音源から超音波が発射された場合に相当する超音波が各振動子から発せられるように各振動子を駆動するので、送信ビームは方位角変化方向に周波数が連続的に滑らかに変化するものとなる。その結果、受信信号に対して施す帯域通過フィルタの通過帯域中心周波数と方位とを細かく対応させることができ、方位分解能を容易に高めることができる。
【０２１２】
また、この発明によれば、方位方向に沿った複数の振動子のうち所定の送信開口を形成する複数の振動子を駆動して、それらの振動子から発すべき超音波の遅延量を制御するとともに、送信開口を方位方向に順次移動させ、全方位方向に対する送信ビームの送信を時分割的に行うようにしたことにより、所定方位に送信ビームを絞って時分割的に送信することになり、１本のビームに与えるエネルギを増大させることができ、探知距離を延ばし、より広範囲に亘る探知が可能となる。
【０２１３】
また、この発明によれば、トランスデューサのうち、方位方向の所定角度範囲毎に広がった振動子を順次選択するとともに、該選択位置（開口）を回転させて、周波数変調した信号を送信することによって、方位別に周波数を割り当てることの自由度が高くなり、ドップラ送信法のように同一周波数が２方向に送信されることによる方位スプリアス（偽像）が生じにくくなる。
【０２１４】
また、この発明によれば、各振動子の駆動波形の包絡線の中心での位相が全方位について略一致し、且つ方位別に送信周波数の異なった信号を送信するようにしたことにより、やはり方位別に周波数を割り当てることの自由度が高くなり、ドップラ送信法のように同一周波数が２方向に送信されることによる方位スプリアス（偽像）が生じにくくなる。
【０２１５】
また、この発明によれば、送信制御手段が、バースト波にＦＭ信号を畳み込んでパルス伸長するので、１回の送信信号の持続時間を長くでき、１回当たりの送信エネルギーが高まり、より遠方までの探知が可能となる。
【０２１６】
また、この発明によれば、前記パルス伸長により時間軸上に生じるサイドローブを除去するので、送信信号のスペクトラムのサイドローブレベルが低下する。これにより、指向特性のグレーティングローブおよびサイドローブによる悪影響の抑圧効果および方位分解能向上効果がより高まる。
【０２１７】
また、この発明によれば、水平方向の角度を複数分割した角度範囲毎に、送信波形を予め算出し、前記トランスデューサの動揺に応じて、方位角と、前記送信ビーム形成のための前記送信波形の遅延量を求めて、各振動子の駆動波形を定めることによって、少ない計算量で、各振動子の駆動信号を作成でき、トランスデューサの動揺に応じた送信ビームのスタビライズが容易に行えるようになる。
【０２１８】
また、この発明によれば、平面上、円筒面上または球面上に複数の振動子を配列してなるトランスデューサを用いることによって、特殊な振動子を備えたトランスデューサを用いたり、振動子を特殊に配置したトランスデューサを用いることもないので、その駆動制御も簡単になり、全体に低コスト化を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】トランスデューサの構成例を示す斜視図
【図２】送信ビームの形成を説明するための図
【図３】受信ビームの形成を説明するための図
【図４】送信ビーム、受信ビーム、および探知範囲の関係を示す図
【図５】バーチカルモードにおける送信ビーム、受信ビームおよび探知範囲の関係を示す図
【図６】メインローブ、グレーティングローブ、およびサイドローブの例を示す図
【図７】グレーティングローブおよびサイドローブによる偽像の例を示す図
【図８】スキャニングソナーの送受信チャンネルの構成を示すブロック図
【図９】同スキャニングソナーの送受信チャンネルの制御を行う制御部のブロック図
【図１０】仮想移動点音源によるドップラ効果を説明する図
【図１１】円周方向に隣接する２つの振動子と仮想移動点音源との位置関係を示す図
【図１２】ドップラ送信法による各方位における中心周波数を示す図
【図１３】各方位での振動子駆動信号の時間波形とスペクトラムを示す図
【図１４】各方位での遠方における観測時間波形とスペクトラムを示す図
【図１５】仮想移動点音源と振動子との位置関係を示す図
【図１６】方位角９０°における送信信号の時間波形とスペクトラムの例を示す図
【図１７】振動子間ピッチにおけるパルス幅と帯域幅の限界を示す図
【図１８】受信信号の帯域幅と送信信号の帯域幅との関係を示す図
【図１９】従来法に比較したドップラ送信法による送受信合成指向特性を示す図
【図２０】仮想移動点音源から放射された音場と実在振動子から放射された音場との関係を示す図
【図２１】従来法に比較したドップラ送信法による送受信総合指向特性の例を示す図
【図２２】ＬＦＭ信号のスペクトラムを示す図
【図２３】遠方で観測される信号とＬＦＭ信号との畳み込み信号の方位別中心周波数の理論値および遅延時間の理論値を示す図
【図２４】ドップラ送信法による遠方での観測信号にＬＦＭ信号を畳み込んだ信号の時間波形とスペクトラムを示す図
【図２５】予め畳み込みを行った振動子駆動信号の時間波形とスペクトラムを示す図
【図２６】同駆動による遠方での観測時間波形とスペクトラムを示す図
【図２７】振動子駆動信号の時間軸上のサイドローブを除去した時の波形とスペクトラムを示す図
【図２８】同駆動による遠方での観測信号の時間波形とスペクトラムを示す図
【図２９】RAFM送信法(1) による方位別送信中心周波数および遅延時間を示す図
【図３０】振動子駆動波形とそのスペクトラムを示す図
【図３１】遠方観測波形とそのスペクトラムを示す図
【図３２】マッチドフィルタインパルス応答とそのスペクトラムを示す図
【図３３】マッチドフィルタ出力波形とそのスペクトラムを示す図
【図３４】RAFM送信法(2) による方位別送信中心周波数および遅延時間を示す図
【図３５】振動子駆動波形とそのスペクトラムを示す図
【図３６】遠方観測波形とそのスペクトラムを示す図
【図３７】マッチドフィルタインパルス応答とそのスペクトラムを示す図
【図３８】マッチドフィルタ出力波形とそのスペクトラムを示す図
【図３９】ＲＡＦＭ送信法による送信信号の波面の例を示す図
【図４０】各方位角についての振動子駆動波形の包絡線とそのスペクトラムを示す図
【図４１】各パルス幅についての振動子駆動波形の包絡線とそのスペクトラムを示す図
【図４２】各方位角についての遠方観測波形の包絡線とそのスペクトラムを示す図
【図４３】各パルス幅についての遠方観測波形の包絡線とそのスペクトラムを示す図
【図４４】方位別異周波ＣＷ送信法による送信信号の波面の例を示す図
【図４５】トランスデューサの構成例を示す図
【符号の説明】
１−トランスデューサ
１０−振動子
２１−送信信号生成回路
２６−プログラマブル送信ビーム形成制御部
２８−プログラマブル受信ビーム形成制御部
３３−プログラマブルフィルタ
１００−送受信チャンネル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0004164290.tif 000053
【図８】
0004164290.tif 000054
【図９】
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【図１０】
0004164290.tif 000056
【図１１】
0004164290.tif 000057
【図１２】
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【図１３】
0004164290.tif 000059
【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
0004164290.tif 000062
【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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【図４５】
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