(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を含み該スイッチング素子の開閉により直流電圧を疑似交流電圧に変換し該疑似交流電圧をモータに対して出力する直流交流変換手段と、
前記モータの巻線電圧を検出する電圧検出手段と、
前記直流交流変換手段が出力する前記疑似交流電圧のＰＷＭ制御におけるデューティ比を制御するＰＷＭデューティ制御手段と、
ＰＷＭ制御におけるオン区間のときに、前記電圧検出手段の出力電圧を入力し、所定の時間間隔毎にサンプリングしてデジタル値に変換し、サンプリング電圧として出力するＡ／Ｄ変換手段と、
該Ａ／Ｄ変換手段からのＰＷＭ制御におけるオン区間にサンプリングされた２点以上のサンプリング電圧を相加平均処理することによりモータ巻線の誘起電圧を確定し、該確定された誘起電圧により前記モータの誘起電圧のゼロクロス位置を演算するとともにサンプリング指令を出力する制御演算手段と、
該制御演算手段からのサンプリング指令により前記誘起電圧の電圧振動成分に基づいて前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング時間ΔＴｓとサンプリング回数ｎとを制御するサンプリング時間制御手段とを有し、
上記サンプリング時間制御手段は、ＰＷＭ制御におけるオン区間の直後の誘起電圧に発生するリンギングの周波数をｆLとして、サンプリング時間ΔＴｓを、ΔＴｓ≦１／ｆLを満足するように設定することを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
上記サンプリング時間制御手段は、ＰＷＭ制御におけるオン区間の誘起電圧をサンプリングするように、上記サンプリング回数ｎを設定することを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスＤＣモータを周波数制御するインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より３相４極ブラシレスＤＣモータを回転数制御する駆動装置として、１２０゜通電制御（矩形波通電制御）の方式で駆動するものと、１８０゜通電制御（正弦波通電制御）方式で駆動するものとがある。１２０゜通電制御方式については例えば特許第２６４２３５７号公報に開示され、１８０゜通電制御方式については例えば特開平７−２４５９８２号公報や特開平７−３３７０７９号公報に開示されている。
【０００３】
上記の１２０゜通電方式は、モータ巻線の誘起電圧のゼロクロス信号を直接検出する方式であり、このゼロクロス信号に基づいて転流信号を変化させている。ゼロクロス信号の検出は、モータ巻線各相の誘起電圧と基準電圧とを比較することにより行なわれる。３相４極ブラシレスＤＣモータでは、ゼロクロス信号はモータ回転子一回転中に３相で１２回発生する。すなわち、機械角３０゜（電気角６０゜）毎に発生する。導通角が１２０゜のとき、ゼロクロス信号はモータ巻線の各相の非導通期間すなわち電気角で６０゜（＝１８０゜−１２０゜）の範囲で連続して検出することができる。
【０００４】
図１６に、従来の１２０゜通電制御を用いて、モータ１を駆動したときの一つの相に流れる電流（相電流）の波形を示す。この図では、電気角に対する相電流を示しており、この場合、電流の全く流れない区間（例えば、１５０゜から２１０゜の区間）が電気角１周期において一相あたり２回存在する。モータ１が半回転する間、３相全体では電流が流れない区間は６回存在する。したがって、モータ１の一回転中には３相合計で１２回存在する。このような電流が流れない区間において、電流が流れない相（Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のうちいずれか一つ）に対してモータ１の誘起電圧を確認することができ、誘起電圧のゼロクロス位置を見つけることができる。
【０００５】
一方、上記の１８０゜通電方式では、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との差分電圧を増幅し、それを積分回路に入力し、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理し、直流カットした信号とを比較することにより、１２０°通電方式の誘起電圧に対応する位置検知信号を得る。この位置検知信号は、モータ一回転中に１２回発生する。すなわち、機械角３０゜（電気角６０゜）毎に発生する。この方式では積分回路を用いるため、誘起電圧がゼロクロスする絶対的な位置は把握できず、位相補正等の複雑な位相制御が必要となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、１２０゜通電方式では、前述のようにモータ巻線の誘起電圧と基準値とを比較することによりのゼロクロスを検出しているため、モータ負荷の急変や電源電圧の急変がおきると、誘起電圧のゼロクロス信号が、モータ駆動電圧の領域内に隠れてしまい、検出できなくなることがある。このような状態になると、まず脱調現象が発生し、モータ駆動システムが停止してしまう。
【０００７】
また、１２０゜通電方式において、モータ運転時の音・振動を軽減するためには、導通期間を拡大すればよいため、例えば、通電角を１５０゜程度に拡大して運転させようとすると、モータ巻線各相の誘起電圧を検出できる範囲が電気角で３０゜（＝１８０゜−１５０゜）と狭まり、その範囲内ではゼロクロスの検出ができない場合がある。このため、運転時においても脱調する危険性が増加し、また乱調等の不安定現象も発生し易くなる傾向がある。このことは、導通角をより大きくするほど、すなわち、導通角を１８０゜に近づけるほど安定したモータ運転がより困難になることを意味する。
【０００８】
一方、１８０゜通電方式では、前述のように積分回路を用いるため、誘起電圧のゼロクロスの絶対的な位置の把握ができず、また、運転状態によってはゼロクロス位置と位置検知信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要であり、その位相補正調整が困難であったり、また、制御演算が複雑になったりする。また、モータに中性点出力端子が必要であり、誘起電圧波形の３次高調波成分を利用しているため正弦波着磁マグネットを使用したモータでは使用不可能という問題がある。
【０００９】
本発明は、上記課題を解決すべきなされたものであり、その目的とするところは、簡単なシステム構成で、機械的電磁ピックアップセンサの必要としない通電角１８０゜近傍の運転が可能とすることにより、機械系の音・振動を小さくし、機械系の防音、振動対策を簡略化でき、さらには、安価で信頼性の高いインバータ装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るインバータ装置は、スイッチング素子を含み、そのスイッチング素子の開閉により直流電圧を疑似交流電圧に変換し該疑似交流電圧をモータに対して出力する直流交流変換手段と、モータの巻線電圧を検出する電圧検出手段と、直流交流変換手段が出力する疑似交流電圧のＰＷＭ制御におけるデューティ比を制御するＰＷＭデューティ制御手段と、ＰＷＭ制御におけるオン区間のときに、電圧検出手段の出力電圧を入力し、所定の時間間隔毎にサンプリングしてデジタル値に変換し、サンプリング電圧として出力するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段からのＰＷＭ制御におけるオン区間にサンプリングされた２点以上のサンプリング電圧を相加平均処理することによりモータ巻線の誘起電圧を確定し、確定された誘起電圧によりモータの誘起電圧のゼロクロス位置を演算するとともにサンプリング指令を出力する制御演算手段と、制御演算手段からのサンプリング指令により前記誘起電圧の電圧振動成分に基づいて前記Ａ／Ｄ変換手段のサンプリング時間ΔＴｓとサンプリング回数ｎとを制御するサンプリング時間制御手段とを有する。サンプリング時間制御手段は、ＰＷＭ制御におけるオン区間の直後の誘起電圧に発生するリンギングの周波数をｆLとして、サンプリング時間ΔＴｓを、ΔＴｓ≦１／ｆLを満足するように設定する。
【００１４】
また、サンプリング時間制御手段は、ＰＷＭ制御におけるオン区間の誘起電圧をサンプリングするように、サンプリング回数ｎを設定してもよい。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、添付の図面を用いて本発明に係るインバータ装置の実施形態を詳細に説明する。
【００２０】
＜インバータ装置の構成＞
図１に本発明に係るインバータ装置の制御ブロック図を示す。インバータ装置は、３相４極ブラシレスＤＣモータ（以下「モータ」と略す。）１を回転数制御するモータ駆動装置である。この図において、インバータ装置は、直流電圧を疑似交流電圧に変換しモータ１に出力する直流交流変換部２と、モータ１の誘起電圧を検出する電圧検出部３と、電圧検出部３からのアナログ検出信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部４と、Ａ／Ｄ変換部４からのデジタル信号からモータ１の誘起電圧のゼロクロス位置を検出する制御演算部５と、モータ１を回転数制御するための印加電圧・周波数・位相を制御するＰＷＭデューティ信号を出力するＰＷＭデューティ制御部６と、制御演算部５の指令によりＡ／Ｄ変換部４のサンプリング点（サンプリング時間ΔＴｓ、サンプリング回数ｎ）を制御するサンプリング時間制御部７とを備える。直流交流変換部２は高速に開閉する６つのスイッチング素子を有する。
【００２１】
＜インバータ装置の動作＞
以上のように構成されたインバータ装置では、直流電圧が直流交流変換部２に入力され、周波数・位相可変の疑似交流電圧に変換されてモータ１に出力される。モータ１の回転数は、直流交流変換部２から出力される疑似交流電圧の周波数(以下「インバータ周波数」という。)、位相を変化させることにより制御される。このインバータ周波数はＰＷＭデューティ制御部６により制御される。
【００２２】
次に、インバータ装置の各部の動作を具体的に説明する。
電圧検出部３はモータ１の各相誘起電圧を降下させ、Ａ／Ｄ変換部４にアナログ出力する。図２に電圧検出部３の構成を示す。電圧検出部３は、抵抗１０ａ、１０ｂとコンデンサ１１で構成される。通常コンデンサ１１はなくてもよいが、ノイズ除去用として、誘起電圧の波形がなまらない小さな時定数であればコンデンサ１１を挿入するのが好ましい。直流交流変換部２に入力される直流電圧の値がＶＤＣとすると、２つの抵抗１０ａ、１０ｂの抵抗値できまる分圧比ｋにより、検出される誘起電圧のアナログ電圧の振幅値はｋ×ＶＤＣとなる。なお、ここでは、説明の簡単化のため、ｋ＝１とする。
【００２３】
直流交流変換部２は、高速に開閉する６つのスイッチング素子を含み、ＰＷＭデューティ制御部６からの制御信号を受け、その制御信号に基いてスイッチング素子の開閉動作を制御することにより、モータ１の駆動電圧を生成する。駆動電圧の大きさはＰＷＭ（パルス幅変調）制御され、デューティ比に応じて変化する。このため、ＰＷＭデューティ制御部６はＰＷＭ制御された制御信号（以下「ＰＷＭデューティ信号」という。）を出力する。
【００２４】
Ａ／Ｄ変換部４では、電圧検出部３からのアナログ出力電圧をサンプリングし、デジタル信号に変換し制御演算部５に出力する。
【００２５】
制御演算部５は、サンプリングを実行させるための指令であるサンプリング指令をサンプリング時間制御部７に出力する。サンプリング時間制御部７は、サンプリング指令を受けると、サンプリング時間ΔＴsとサンプリング回数ｎに関する制御指令をＡ／Ｄ変換部４に出力する。Ａ／Ｄ変換部４はその制御指令情報に基き、電圧検出部３からの出力電圧をサンプリングする際のサンプリング点を決定する。また、制御演算部５は、Ａ／Ｄ変換部４によりサンプリングされた電圧から誘起電圧を求め、それに基いてゼロクロス位置を演算し、ベースパターン信号と、ＰＷＭ制御のための情報を含む回転位相情報とをＰＷＭデューティ制御部６に出力する。
【００２６】
ＰＷＭデューティ制御部６は、直流交流変換部２の各スイッチング素子の開平を制御するベースパターン信号を出力し、駆動電圧のインバータ周波数を制御する。
【００２７】
直流交流変換部２の各スイッチング素子はベースパターン信号に応じて例えば以下のように制御される。すなわち、第１のベースパターンでは、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子がオンされる。第２のベースパターンでは、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子がオンされる。第３のベースパターンでは、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子がオンされる。第４のベースパターンでは、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子がオンされる。第５のベースパターンでは、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子がオンされる。第６のベースパターンでは、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子がオンされる。このように、ベースパターンが切り替わることにより、駆動電圧が印加されるモータの電機子巻線の相も切り替わる。
【００２８】
制御演算部５は、これらのベースパターンの転流切換ための回転位相情報を出力する。すなわち、制御演算部５は、モータ１の３相誘起電圧のゼロクロス位置を演算し、ゼロクロス信号を出力する。このゼロクロスはモータ回転子が機械的に一回転する間に１２回発生する。モータ１が等速回転を行っていれば、ゼロクロス信号は、ほぼ機械角３０゜刻みで発生する。制御演算部５は、Ａ／Ｄ変換部４のサンプリング電圧からゼロクロス位置を演算し、ＰＷＭデューティ制御部６はそのゼロクロス位置に基づいてベースパターンを順次切り換えながら、ＰＷＭデューティ信号を出力する。ＰＷＭデューティ信号はベースパターン信号にＰＷＭ情報（デューティ比）が重畳した信号である。
【００２９】
以上のように、インバータ装置においては、ＰＷＭデューティ制御部６が制御演算部５からの回転位相情報に基き直流交流変換部２のインバータ周波数を変化させながら、モータ１を回転数制御する。このとき、モータ１の回転子の磁極位置は誘起電圧のゼロクロス位置からは電機子反作用の影響により直接確定することはできず、それらの間には位相差が生ずる。この位相差は運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧のゼロクロス位置からマイコン演算により特定することは困難である。しかし、真の磁極位置は特定できなくても、誘起電圧のセロクロス位置のみによりモータ１を回転数制御することは十分可能である。
【００３０】
＜インバータ装置の通電制御＞
図３は、本実施形態のインバータ装置による１２０°通電制御における電機子巻線の一つの相における電流（相電流）波形を示した図である。図３では、通電角をＷｘとし、電気角Ｘから電気角（Ｘ＋Ｗｘ）までの間通電を行ない、その後、電気角Ｙから通電角Ｗｘの間通電を行っている。すなわち、本実施形態のインバータ装置では、電気角（Ｘ＋Ｗｘ）から電気角Ｙの間は通電は行なわず、この間にゼロクロス検出のための誘起電圧の検出を行なうようにしている。図３でＷｘ＝１２０゜とすると、図１６に示す従来技術の場合と同様となる。ここで、通電角Ｗｘは次式を満たすように設定する。
Ｗｘ＜１８０゜      （１）
すなわち、上式を満たせば、電気角の（１８０゜−Ｗｘ）の範囲でモータ１の誘起電圧を確認することができる。このため、モータ１の運転において回転子位置を検出するための位置センサが不要となる。
【００３１】
なお、導通角Ｗｘが次式を満たすときは、１２０゜通電制御で説明した６通りのベースパターン信号に加えて、３相正弦波駆動用のベースパターン信号を追加する必要がある。
１５０゜＜Ｗｘ＜１８０゜      （２）
つまり、基本的には、３相のうちのいずれか１つにおいて電流がオフとなる電気角の区間において、上記の１２０゜通電制御用の６つのベースパターンを使用する。それ以外の区間では、３相正弦波駆動用のベースパターンを使用する。３相正弦波駆動用のベースについては、通常の３相正弦波ＰＷＭ制御として周知であるので、詳細な説明は省略する。
【００３２】
＜ゼロクロス位置の検出＞
次に、インバータ装置における回転子位置の検出のためのゼロクロス位置の特定方法について説明する。前述のように、ゼロクロス位置検出のためのモータ１の誘起電圧の検出は、相電流が流れていない区間に行なわれる。例えば、図３において、電気角で−Ｘから＋Ｘまでの区間、又は、電気角で（Ｘ＋Ｗｘ）からＹまでの区間に行なわれる。以下、このような相電流が流れていない区間を「相電流オフ区間」という。
【００３３】
制御演算部５は、相電流オフ区間の所定の点（電気角）においてモータ巻線の誘起電圧を検出し、その検出値と、ゼロクロスであると判断する基準電圧値（本例では、ＶＤＣ／２）との差を求め、その差に基いてゼロクロスが発生する点（電気角）を予測して検出する。このように、相電流オフ区間の任意の点で検出された誘起電圧に基いてゼロクロス位置を検出するため、相電流オフ区間において誘起電圧が検出される限り、相電流オフ区間内に実際のゼロクロス発生点が存在するか否かにかかわらずゼロクロス位置を検出することができる。したがって、相電流オフ区間が確保される限り、通電角を１８０゜近くまで十分広く確保することができ、より円滑なモータ運転が可能となる。
【００３４】
図４は、相電流オフ区間におけるモータ１の一つの相の誘起電圧波形を拡大して示した図である。この図において電気角で−Ｘから＋Ｘまでの区間が、モータ１の誘起電圧１２を確認できる区間である。このような誘起電圧を確認できる区間は、３相分で考えると電気角６０゜の領域毎に一回存在し、モータ１の一回転中では１２回存在する。また、リカバリ電流回復角Ｒｘ（≧０）の区間では、回生電流が流れているため、誘起電圧をサンプリングすることはできない。このため、サンプリングが可能となる電気角は次式を満たす必要がある。
−Ｘ＋Ｒｘ＜サンプリング可能な電気角＜Ｘ        （３）
Ｘ＝（１８０゜−Ｗｘ）／２                    （４）
【００３５】
次に、ゼロクロス点検出時のＡ／Ｄ変換部４と制御演算部５の動作を説明する。なお、図４において、位置（電気角）"Ｚ"がゼロクロス点の位置であるとする。
【００３６】
まず、Ａ／Ｄ変換部４は、電気角（−Ｘ＋ＴＳ0）にて誘起電圧をサンプリングしてデジタル値Ｖ0に変換する。ここで、ＴＳ0はウエイト角を示し、制御演算部５からのサンプリング指令によって与えられ、ＰＷＭデューティ信号のデューティパルスがオンとなる区間（以下「ＰＷＭオン区間」という。）の部分でサンプリングできるようにサンプリングのタイミングは制御される。したがって、図４に示すように、ＰＷＭオン区間Ｔon内でサンプリングが行なわれ、ＰＷＭデューティ信号のデューティパルスがオフとなる区間（以下「ＰＷＭオフ区間」という。）Ｔoffではサンプリングは行なわれないようになっている。
【００３７】
また、ウェイト角ＴＳ0とリカバリ電流回復角Ｒｘとは次式の関係を満たすように設定し、これにより、リカバリ電流回復角Ｒｘの区間での検出を行なわないようにしている。
ＴＳ0＞Ｒｘ      （５）
【００３８】
図４において、誘起電圧のゼロクロス位置は位置Ｚであり、サンプリングした電圧Ｖ0と、ゼロクロス位置Ｚでの電圧ＶＤＣ／２との電圧差ΔＶ0は、
ΔＶ0＝Ｖ0−ＶＤＣ／２      （６）
で求める。
【００３９】
制御演算部５は上記のようにして電圧差ΔＶ0を計算した後、さらに、その電圧差ΔＶ0と、インバータ角周波数ω1と、モータ１のマグネットの誘起電圧定数Ｅ0とを用いて、サンプリング位置とゼロクロス位置との位相差Δθ0を求める。｜Δθ0｜≒０であれば、誤差Δθ0は一般に次式で与えられる。
Δθ0≒２／（１／√３・ω1・Ｅ0）・ΔＶ0      （７）
式（７）によって位相差Δθ0が求まれば、サンプリング位置と位相差Δθ0とからゼロクロス位置を検出することができる。
【００４０】
上記のようにしてゼロクロス位置が検出できれば、誘起電圧のみの観測（３相分の観測）でモータ１の回転位相制御が可能となる。
【００４１】
ここで、電圧差ΔＶ0を得るための必要条件は、相電流オフ期間においてＰＷＭオン区間が少なくとも１つ含まれることである。このため、直流交流変換部２のスイッチング素子の開閉周波数（＝キャリア周波数）ｆｃ、インバータ周波数ｆ１、通電角Ｗｘが次の関係を満たす必要がある。
ｆｃ≧ｆ１×３６０゜／（１８０゜−Ｗｘ−Ｒｘ）        （８）
【００４２】
上式をみたすようにキャリア周波数ｆｃを設定することにより、相電流オフ期間すなわち相電流オフ期間開始角から相電流オフ期間終了角の間に、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期が少なくとも１つ含まれる。このため、ＰＷＭオン区間が少なくとも１回は存在し、サンプリング電圧Ｖ0すなわち電圧差ΔＶ0を得ることが可能となる。
【００４３】
（モータの等価回路）
図５はモータ１の等価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌu・Ｌv・Ｌwは各相のインダクタンス（合成分）、Ｅu・Ｅv・Ｅwは各相の界磁誘起電圧、Ｉu・Ｉv・Ｉwは各相の相電流を表している。ここで、界磁誘起電圧とは、モータ１が回転したときに、マグネット（界磁）のみによる発生する誘起電圧を意味している。
【００４４】
同図において、Ｗ−Ｖ相間に直流電圧ＶＤＣが印加されている場合を考える。この時、Ｗ相の電位はＶＤＣ、Ｖ相の電位は０、Ｕ相は解放となり誘起電圧Ｖu２１が観測される。なお、巻線中性点２２は各相の中点である。Ｗ−Ｖ相間の電位差はＰＷＭ制御によりＶＤＣと０Ｖを交互に繰り返す。また、ＰＡＭ制御時には、常時電位差がＶＤＣとなる。この時の誘起電圧Ｖu２１の電圧波形は図４の誘起電圧に対応している。図４の相電流オフ開始角１７と相電流オフ終了角１８の区間は、Ｗ−Ｖ相に直流電圧ＶＤＣが印加されてＰＷＭ制御が行われている。
【００４５】
また、この状態において、図５に示す界磁誘起電圧ＥuとＵ相インダクタンスＬuの電気角に対する電気的特性は、図６に示す界磁誘起電圧Ｅu２４とＵ相インダクタンスＬu２３となる。図６に示すように、界磁誘起電圧Ｅu２４は、振幅がω１・Ｅ０となる正弦波状交流電圧であり、Ｕ相インダクタンスＬu２３は、最大値がＬｑ、最小値がＬｄ（Ｌｑ≧Ｌｄ＞０）、そのＤＣ成分が（Ｌｑ＋Ｌｄ）／２となる正弦波状交流電圧である。
【００４６】
界磁誘起電圧Ｅu２４が最大値Ｌｑもしくは最小値Ｌｄをとるとき、Ｕ相インダクタンスＬu２３も最大値Ｌｑをとる。界磁誘起電圧Ｅu２４がゼロとなるときは、Ｕ相インダクタンスＬu２３は最小値Ｌｄをとる。
【００４７】
界磁誘起電圧Ｅu２４のゼロクロス位置２５はモータ１のマグネットの磁極位置に完全対応している。しかしながら、誘起電圧Ｖu２１すなわち誘起電圧１２は、Ｕ相インダクタンスＬu２３の電機子反作用の影響により、ゼロクロス位置１４と、界磁誘起電圧Ｅu２４のゼロクロス位置２５との電気角は一致せず、ある位相角をもつ。この位相角はモータ１の運転状態によって変化するので、その位相角特定は困難である。
【００４８】
図５において、Ｗ−Ｖ相に直流電圧ＶＤＣが印加されてＰＷＭ制御もしくはＰＡＭ制御が行われており、かつＷ−Ｖ相の電位差がＶＤＣ、かつＩｕ＝０であるなら誘起電圧を検出できるため、サンプリング電圧（位置Ｚでの）を得ることができる。
【００４９】
＜ゼロクロス検出に用いる誘起電圧の検出＞
インバータ装置は一般的に、抵抗、インダクタンス及びマグネットの磁気回路で構成されるモータ１と、キャパシタンスを含むスイッチング素子とを含み、その誘起電圧に関する回路方程式は二階線形常微分方程式で与えられる。また、その方程式は虚根をもつ。従って、ＰＷＭオン区間（Ｔonの区間）に現れる誘起電圧の波形は、正確には図７に示すような、時間の経過とともに振動しながら一定値に収束する振動波形となる。図７において、Ｖ0mj（ｊ≧１の整数）は誘起電圧１２の極大点・極小点を示し、ｔmjはそれらの点における時刻を示す。電圧Ｖ00は誘起電圧１２の収束電圧を示し、真の誘起電圧である。
【００５０】
図７に示す波形を時間ｔに関して数式化すれば次式となる。
Ｖ0≒Ｖ00・（１−exp(−ｋ・ｔ)・sin(２π・ｆL・ｔ−φ)）        （９）
ここで、ｋ(≧０)とφ(≧０)は定数であり、ｆL(≧０)は図７において電圧振動成分の周波数を意味し、しばしばリンギング周波数と呼ばれる。これらの諸量は制御システムが決まれば自動的に決まる数値であるため定数として扱える。
【００５１】
このように一般的に誘起電圧はある時区間においては振動しているすなわち過渡状態にあるため、任意の時間に求めたサンプリング電圧は必ずしも、真の誘起電圧数値である収束電圧Ｖ00を表しているとは限らない。誘起電圧に基いてゼロクロス位置が検出され、それによりスイッチング素子の切替えタイミングが決定されることから、誘起電圧のデータ信頼性・精度は、制御システム全体の動作に大きく影響する。故に、この誘起電圧は正確に求められることが望まれる。
【００５２】
そこで、本インバータ装置では、以下に示す種々の方法で誘起電圧を正確かつ容易に検出する。なお、以下の制御において、サンプリング時間ΔＴｓとサンプリング回数ｎの設定はサンプリング時間制御部５により、誘起電圧検出値の確定については制御演算部７により行なわれる。
【００５３】
（誘起電圧の検出方法１）
本方法では、図８に示すように所定のサンプリング時間毎に検出電圧をサンプリングし、そのサンプリング電圧のうちの最後にサンプリングされた電圧を誘起電圧１２の収束値として確定する。図８において、サンプリング電圧３０をＶ0Sy、サンプリングする時刻をｔｓy、各サンプリング時間（間隔）をΔＴｓxy（ｘ,ｙは、０≦ｘ≦ｎ−１、１≦ｙ≦ｎを満たす整数）としたとき、サンプリング時間ΔＴsxy（＞０）とサンプリング回数ｎとは次の関係を満たすように設定される。
ΔＴｓxy      ≦Ｔon                        （１０）
Σ（ΔＴｓxy）≦Ｔon  （Σ：ｎ個の総和）    （１１）
このようにすれば、ＰＷＭオン区間において誘起電圧を必ずサンプリングすることが可能となる。特に、
Σ（ΔＴｓxy）＝Ｔon            （１２）
を満足するように各サンプリング時間ΔＴｓxyとサンプリング回数ｎを設定する。そして、サンプリング電圧Ｖ0Syの最終値であるＶ0Snを誘起電圧Ｖ0と確定する。これにより得られる電圧値Ｖ0は、収束電圧Ｖ00とほぼ等しい値であると考えられる。このようにすれば、容易に収束電圧Ｖ00を求めることができる。
【００５４】
このため、サンプリング時間制御部７は、制御演算部５のサンプリング指令に基きサンプリング時間ΔＴsとサンプリング回数ｎをＡ／Ｄ変換部４に出力する。Ａ／Ｄ変換部４はそのサンプリング指令情報に基づき、誘起電圧１２をｎ回（ｎ≧１）サンプリングしてサンプリング電圧を得る。制御演算部５は上記の方法で、最終のサンプリング電圧値から誘起電圧１２を確定する。
【００５５】
（誘起電圧の検出方法２）
本方法では、図９に示すように、検出方法１においてｎ＝1とし、すなわち、１回だけサンプリングするようにし、且つ、そのサンプリングを所定時間（ΔＴMIN）の経過後に行なうようにする。サンプリング時間ΔＴs01は次式を満足するように設定する。
ΔＴs01＝ｔs1＝Ｔon≧ΔＴMIN          （１３）
ここで、ΔＴMINは、誘起電圧の電圧振動成分の極大値と極小値の差が、ほぼ収束したと考えられる所定範囲内に収まるようになるまでの時間に設定する。また所定範囲とは、誘起電圧の電圧振動の過渡状態がほぼ終了し、定常状態に移行したと考え得る範囲である。このようにして求めたサンプリング電圧３１（Ｖ0S1）は誘起電圧１２（Ｖ0）の真の値とほぼ等しいと考えられる。
【００５６】
（誘起電圧の検出方法３）
本方法では、図１０に示すように、検出方法１においてｎ＝１とし、すなわち、１回だけサンプリングするようにし、且つ、そのサンプリングを振動が収束したと考えられる所定時間（ΔＴMAX）経過後に行なう。サンプリング時間ΔＴｓ01は次式を満足するように設定する。
ΔＴMAX≦ΔＴｓ01≦Ｔon                （１４）
このようにして求めたサンプリング電圧３２の値Ｖ0S1は、
Ｖ0S1＝Ｖ00＝Ｖ0                        （１５）
をみたすと考えられる。したがって、ΔＴMAXは誘起電圧の電圧振動が定常状態になったと考えられる時間に、具体的には、Ｖ00＝Ｖ0S1を満足するサンプリング時間ΔＴｓの最小値に設定する。
【００５７】
また検出方法１において、ｎ個のサンプリング電圧Ｖ0Syを求め、これらを相加平均して誘起電圧Ｖ0を次のように求めて確定することもできる。
Ｖ0＝Σ（Ｖ0Sy）／ｎ                    （１６）
この場合、外乱ノイズに対し影響の受けにくい誘起電圧Ｖ0を確定できる。
【００５８】
（誘起電圧の検出方法４）
本方法では、図１１に示すように、検出方法１においてｎ＝１とし、すなわち、１回だけサンプリングするようにし、このサンプリング値と式（９）を用いて誘起電圧（収束電圧Ｖ0）を求める。この場合、ｋ、ｆL、φを事前に求めておき、これらの値とサンプリング電圧３３（Ｖ0S1）と、次式とにより収束電圧Ｖ0を求める。
Ｖ0＝Ｖ0S1／（１−exp(−ｋ・ｔs1)・sin(２π・ｆL・ｔs1−φ)）    （１７）
【００５９】
また、検出方法１においてｎ＝４とし、４回サンプリングして電圧Ｖ0S1、Ｖ0S2、Ｖ0S3、Ｖ0S4を得るようにしてもよい。この場合には、式（９）を用いて以下の連立方程式を立て、それらを解くことにより、ｋ、ｆL、φが未知の場合にもＶ0を確定できる。
Ｖ0＝Ｖ0S1／（１−exp(−ｋ・ｔs1)・sin(２π・ｆL・ｔs1−φ)）  （１８ａ）
Ｖ0＝Ｖ0S2／（１−exp(−ｋ・ｔs2)・sin(２π・ｆL・ｔs2−φ)）  （１８ｂ）
Ｖ0＝Ｖ0S3／（１−exp(−ｋ・ｔs3)・sin(２π・ｆL・ｔs3−φ)）  （１８ｃ）
Ｖ0＝Ｖ0S4／（１−exp(−ｋ・ｔs3)・sin(２π・ｆL・ｔs3−φ)）  （１８ｄ）
【００６０】
（誘起電圧の検出方法５）
本方法では、検出方法１において次式を満足するようにサンプリング時間ΔＴｓを設定したものである。
ΔＴｓ≦１／ｆL                            （１９）
このようにすれば、図１２に示すようにリンギング成分をもつ誘起電圧期間を、時間軸上において高分解能にサンプリングすることができるので、上述したいずれのＶ0を確定する方法をも適用できる。
【００６２】
（誘起電圧の検出方法６）
ここでは、上記の検出方法５において、サンプリング時間ΔＴｓをリンギング周波数の逆数に対して十分に小さく設定し、極大点、極小点のサンプリング電圧を、収束電圧決定のためのサンプリング電圧として採用する。図１３に示すように、サンプリング電圧３５をＶ0smy、サンプリング時刻をｔｓmy（ｙは正の整数）としている。ｔｓmyは、サンプリング時間ΔＴｓの１次関数で表される。
【００６３】
（誘起電圧の検出方法７）
本方法では、図１４に示すように極大点をサンプリングして誘起電圧Ｖ0を確定する。サンプリング電圧が極大点となる時には、誘起電圧の電圧方程式は、ｙ＝１とすると、以下の方程式となる。
0004163388.tif 000002
よって、
0004163388.tif 000003
となる。
【００６４】
従って、定数ｋのみ既知であれば、極大点となる一つのサンプリング電圧３６（Ｖ0ｓm1）により、誘起電圧Ｖ0を確定できることになる。つまり、リンギング周波数ｆLやφに全く依存せずにＶ0を確定できるので、精度よく誘起電圧を求めることが可能である。
【００６５】
さらに、ｙ＝３とすると、そのサンプリング電圧により以下の電圧方程式となる。
0004163388.tif 000004
ここで、記号「^」は階乗を表す。上式より、α1を消去すればＶ０が確定できる。すなわち、極大点のサンプリング電圧Ｖ0ｓm1とＶ0ｓm3により、定数ｋにも依存せずにＶ0を確定できるため、さらに一層精度良く誘起電圧を求めることができる。
【００６６】
（誘起電圧の検出方法８）
本方法では、図１５に示すように極小点をサンプリングして誘起電圧Ｖ0を確定する。サンプリング電圧３７が極小点である場合には、誘起電圧の電圧方程式は、ｙ＝２とし、サンプリング電圧Ｖ0sm2により以下のようになる。
0004163388.tif 000005
よって、
0004163388.tif 000006
となる。従って、定数ｋが既知であれば、極小点となる一つのサンプリング電圧３７（Ｖ0sm2）により、誘起電圧Ｖ0を確定できることになる。つまり、リンギング周波数ｆLやφに全く依存せずにＶ0を確定できるので、精度よく誘起電圧１２を求めることが可能である。
【００６７】
さらに、ｙ＝４とすると、以下の電圧方程式が得られる。
0004163388.tif 000007
上式より、α2を消去すればＶ0が確定できる。すなわち、極小点のサンプリング電圧Ｖsm2とＶsm4により、定数ｋにも依存せずにＶ0を定できるため、さらに精度良く誘起電圧を求めることができる。
【００６８】
以上のような方法でサンプリング点の決定を行なうことにより、電圧検出の精度を向上できるため、より精度よいモータ制御が実現できる。
【００６９】
【発明の効果】
本発明のインバータ装置は、モータ巻線の誘起電圧の検出のためのＡ／Ｄ変換手段のサンプリング時間ΔＴｓとサンプリング回数ｎとを適宜制御する。これにより、モータ電流の通電角を簡単な回路構成にて１８０゜近傍まで拡大した場合でも、精度よくモータ回転子位置に基くモータ駆動制御ができるので、モータが発生する音・振動を低減し、機械系の防音、振動対策を簡略化でき、回路コストが安価なインバータ装置を実現できる。
【００７１】
また、サンプリング時間ΔＴｓを、ＰＷＭ制御におけるオン区間の直後の誘起電圧に発生するリンギングの周波数がｆLのときに、ΔＴｓ≦１／ｆLを満足するように設定する。これにより、高周波なリンギング成分をもつ誘起電圧を高分解能に電圧サンプリングできるので、誘起電圧を正確に確定できる。また、サンプリングされた電圧を相加平均処理することにより、誘起電圧上にノイズ電圧等の外乱電圧が瞬間的に印加されたとしても、大きな影響を受けないため精度よく誘起電圧を確定でき、インバータシステムの安定性と性能をさらに高めることができる。
【００７３】
また、サンプリング回数ｎを、ＰＷＭ制御におけるオン区間の誘起電圧をサンプリングするように設定してもよい。これにより、正常な誘起電圧以外の電圧要素をサンプリングすることが全くなくなり、誘起電圧サンプリングエラーによるインバータシステムの異常停止を防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係るインバータ装置の制御ブロック図。
【図２】  インバータ装置の電圧検出部の構成図。
【図３】  ブラシレスＤＣモータの一の相の電気角に対する相電流波形を示した図。
【図４】  制御演算部においてサンプリング電圧Ｖ1から位相差Δθ1を算出するための動作を説明するための図。
【図５】  ブラシレスＤＣモータの等価回路図。
【図６】  ブラシレスＤＣモータにおいて、Ｕ相インダクタンスＬu及び界磁誘起電圧Ｅuの電気角に対する特性を示した図。
【図７】  相電流オフ区間の誘起電圧波形を説明するための図。
【図８】  制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法１）。
【図９】  制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法２）。
【図１０】  制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法３）。
【図１１】  制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法４）。
【図１２】  制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法５）。
【図１３】  制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法６）。
【図１４】  制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法７）。
【図１５】  制御演算部が誘起電圧の確定のために用いるサンプリング点を説明するための図（検出方法８）。
【図１６】  従来の１２０゜通電制御における相電流波形を示した図。
【符号の説明】
１    ブラシレスＤＣモータ（ＢＤＭ）
２    直流交流変換部
３    電圧検出部
４    Ａ／Ｄ変換部
５    制御演算部
６    ＰＷＭデューティ制御部
７    サンプリング時間制御部
【図１】
0004163388.tif 000008
【図２】
0004163388.tif 000009
【図３】
0004163388.tif 000010
【図４】
0004163388.tif 000011
【図５】
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【図６】
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【図７】
0004163388.tif 000014
【図８】
0004163388.tif 000015
【図９】
0004163388.tif 000016
【図１０】
0004163388.tif 000017
【図１１】
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【図１２】
0004163388.tif 000019
【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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