(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第1DC電圧からより高い第2DC電圧を生じさせるDC-DCコンバータであって、
-  低周波AC電圧を供給する供給電圧源に接続されるべき整流入力端子を備える整流器から前記第1DC電圧を供給するために当該整流器の正極に接続されるべき第1入力端子と、
-  前記第1DC電圧を供給する前記整流器の負極に接続されるべき第2入力端子と、
-  誘導素子及びスイッチ素子の直列配列を有する第1分路を介してこれら入力端子を相互接続させる、当該第１分路と、
-  前記スイッチ素子の制御電極に結合されると共に、前記スイッチ素子を導通及び非導通状態にするための制御信号を生成する制御回路と、
-  前記誘導素子と前記スイッチ素子との間の前記第1分路の点を単方向素子及び出力キャパシタの直列配列を有する第2分路を介して前記第2入力端子に接続する、当該第２分路と、
-  前記誘導素子と前記スイッチ素子との間の前記第1分路の点を他の単方向素子を有する第3分路を介して前記第2入力端子に接続する、当該第３分路と、
-  前記第２分路の単方向素子を分流すると共に他のスイッチ素子を有し、当該他のスイッチ素子の制御電極は前記制御回路に結合される、第4分路と、
-  入力キャパシタンスを有する第５分路を介して前記第1及び前記第2入力端子を相互接続させる、当該第5分路と、
を備え、
-  前記制御回路は、前記制御信号の各周期において前記第１分路のスイッチ素子及び前記第４分路の他のスイッチ素子の各々を、前記供給電圧源から引き出された電流が前記低周波AC電圧と同一周波数の交流電流であると共に前記低周波AC電圧と同位相となるように制御する手段を備え、
-  前記制御回路が前記第１分路のスイッチ素子及び前記第４分路の他のスイッチ素子をある周波数で交互に導通及び非導通状態にする手段を備え、これにより前記誘導素子を流れる電流が前記制御信号の各周期において2回方向を変化するようにする、
ことを特徴とするDC-DCコンバータ。
【請求項２】
前記制御信号の周波数が一定であるような請求項１に記載のDC-DCコンバータ。
【請求項３】
請求項１又は２に記載のDC-DCコンバータであって、前記制御回路が、
-  前記低周波AC電圧の瞬間振幅と前記出力キャパシタから引き出された電力とに依存して、前記誘導素子を第1の方向に流れる電流の最大振幅の尺度である第1信号と、前記誘導素子を第2の方向に流れる電流の最大振幅の尺度である第2信号と、を生じさせるマイクロプロセッサと、
-  前記誘導素子を流れる電流の瞬間振幅の尺度である信号を生じさせる信号発生器と、
-  前記信号発生器及び前記マイクロプロセッサに結合され、前記第３分路の他の単方向素子が電流を流す時間周期で前記第１分路のスイッチ素子を導通状態にさせ、前記誘導素子を流れる電流の振幅が前記の前記誘導素子を第1の方向に流れる電流の最大振幅に等しいときに前記第１分路のスイッチ素子を非導通状態にさせ、前記第２分路の単方向素子が電流を流す時間周期で前記第４分路の他のスイッチ素子を導通状態にさせ、前記誘導素子を流れる電流の振幅が前記誘導素子を第2の方向に流れる電流の最大振幅に等しいときには前記第４分路の他のスイッチ素子を非導通状態にさせるような、ドライバと、
を備えるようなDC-DCコンバータ。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか1項に記載のDC-DCコンバータを備える、ランプに給電する回路装置。
【請求項５】
更に前記ランプにより消費される電力を調整する回路部分を備えるような請求項４に記載の回路装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、第1DC電圧からより高い第2DC電圧を生じさせるDC-DCコンバータであって、
-  前記第1DC電圧を供給する電源の正極に接続されるべき第1入力端子と、
-  前記第1DC電圧を供給する前記電源の負極に接続されるべき第2入力端子と、
-  誘導素子Ｌ及びスイッチ素子Ｓ１の直列配列を有する第1分路を介してこれら入力端子を相互接続させる、当該第１分路と、
-  前記スイッチ素子Ｓ１の制御電極に結合されると共に、前記スイッチ素子Ｓ１を導通及び非導通状態にするための制御信号を生成する制御回路と、
-  前記誘導素子Ｌと前記スイッチ素子Ｓ１との間の前記第1分路の点を単方向素子Ｄ１及び出力キャパシタＣ１の直列配列を有する第2分路を介して第2入力端子に接続する、当該第２分路と、
を有するDC-DCコンバータに関する。
【０００２】
本発明はランプに給電するための回路装置にも関する。
【０００３】
【従来の技術】
冒頭段落で述べられたようなDC-DCコンバータは、アップコンバータ又はブーストコンバータと一般に呼ばれ、例えば、ランプに給電するための電子安定器回路に、しばしば適用される。既知のDC-DCコンバータはしばしばいわゆる「クリティカルモード」で動作する。これは、制御信号の各周期で、スイッチ素子が一定時間間隔中に導通状態にされるということである。その次に、スイッチ素子は非導通状態にされ、その後誘導素子を流れる電流がゼロに等しくなった途端にまた導通状態にされる。前記コンバータを「クリティカルモード」で動作させることは、単方向素子における消費電力が比較的小さい一方、同時に、制御信号の周波数が比較的高く、このため、誘導素子Lが比較的小型になるように選択することができる、という利点を有する。
【０００４】
既知のDC-DCコンバータは例えばランプに給電するための電子安定器回路にしばしば適用される。このアプリケーション及び多くの他のアプリケーションでは、第1DC電圧は一般的に、メインにより供給される全波整流低周波AC電圧により形成される。力率及びTHDに関する法定の要件を満たすには、DC-DCコンバータによりメインから引き出された電流が、低周波AC電圧と同一周波数でほぼ同一の形状を持つ交流である必要がある。加えて、この電流は低周波AC電圧と同位相である必要がある。「クリティカルモード」で動作する既知のDC-DCコンバータの場合、これらの2つの要件は、制御信号がスイッチ素子を導通及び非導通状態にさせる周波数が、低周波AC電圧の瞬間電圧及び出力キャパシタから引き出された電力に非常に大きく依存する原因となる。実際上は、既知のDC-DCコンバータの制御回路に一般的に適用される集積回路は、制御信号の周波数に実際上の制限を規定する、ということが分かっている。この制限より高い周波数では、DC-DCコンバータの動作において損傷を生じさせかねない不安定性が生じる。この制限の結果、DC-DCコンバータは、前記制御信号の周波数が、低周波AC電圧のゼロ交差の近傍及びDC-DCコンバータにより供給される小さな値の電力においてさえもこの制限を超えることはないように、設計されなければならない。この結果、前記制御信号の周波数は、低周波AC電圧の比較的高い瞬間振幅及びDC-DCコンバータにより供給される比較的高い値の電力において比較的低い。これは例えば、誘導素子Lは比較的大きくなるよう選択される必要があり、このことはDC-DCコンバータを大容量で且つ高価にする、ということである。既知のDC-DCコンバータの他の欠点は、第1DC電圧の瞬間振幅が出力キャパシタにかかる電圧の半分よりも高いと「ハードスイッチング」が起こるということにある。ハードスイッチングは、スイッチ素子に比較的高電圧がかかっている間に該スイッチ素子が制御信号により導通状態にされることをいう。これはスイッチ素子における比較的高い消費電力を生じさせ、このことはスイッチ素子への損傷も生じさせ得る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、ハードスイッチングが効果的に抑制され、比較的小型で安価に実現することのできるようなDC-DCコンバータを提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
これを達成するために、冒頭段落で述べられたようなDC-DCコンバータは、本発明によれば、このようなDC-DCコンバータが更に、
-  前記誘導素子Lと前記スイッチ素子S1との間の前記第1分路の点を他の単方向素子D2を有する第3分路を介して前記第2入力端子に接続する、当該第３分路と、
-  前記単方向素子D1を分流すると共に他のスイッチ素子S2を有し、当該他のスイッチ素子S2の制御電極は前記制御回路に結合される、第4分路と、を備え、
-  前記制御回路が前記スイッチ素子S1及び前記他のスイッチ素子S2をある周波数fで交互に導通及び非導通状態にする手段を備え、これにより前記誘導素子Lを流れる電流が前記制御信号の各周期において2回方向を変化するようにする、
ことを特徴とする。
【０００７】
前記他のスイッチ素子の存在により、本発明によれば、DC-DCコンバータにより供給される電力の如何なる値においても、また、第1DC電圧の瞬間振幅と出力キャパシタにかかる電圧との間の如何なる比においても、ハードスイッチングが防止されるような態様でDC-DCコンバータを設計することができる。DC-DCコンバータが低周波AC電圧を供給する供給電源から給電されていれば、制御信号の周波数は、力率及びTHDに関する高い要件を満たすために、DC-DCコンバータにより供給される電力と、第1DC電圧の瞬間振幅と、の両方の大きな範囲に亘って変化させられる必要はない、ということも分かった。これにより、例えば、誘導素子Lが小さくなるように選択されることができ、DC-DCコンバータが小型且つ安価になるように実現することができるようにするために、制御信号の周波数は一定の高い値にあるように選択されることができる。
【０００８】
前記利点は本発明によるDC-DCコンバータの好適な実施例において用いられ、ここではDC-DCコンバータは更に、
-  入力キャパシタンスを有する第５分路を介して前記第1及び前記第2入力端子を相互接続させる、当該第5分路と、
-  整流器であって、該整流器の出力端子がそれぞれ前記第1及び前記第2入力端子に接続されると共に、低周波AC電圧を供給する供給電源に接続されるべき整流入力端子を備える、整流器と、を備え、
-  前記制御回路は、前記制御信号の各周期において前記スイッチ素子の各々を、前記供給電源から引き出された電流が前記低周波AC電圧と同一周波数の交流電流であると共に前記低周波AC電圧と同位相であるような態様で制御する手段を備える。この好適な実施例は、低周波正弦波AC電圧を供給するメインから給電される回路装置において非常に適切に用いられることができる。
【０００９】
本発明によるDC-DCコンバータの他の実施例においては、前記制御回路は、
-  前記低周波AC電圧の瞬間振幅と前記出力キャパシタから引き出された電力とに依存して、前記誘導素子Lを第1の方向に流れる電流の最大振幅Iposの尺度である第1信号と、前記誘導素子Lを第2の方向に流れる電流の最大振幅Inegの尺度である第2信号と、を生じさせるマイクロプロセッサと、
-  前記誘導素子Lを流れる電流の瞬間振幅の尺度である信号を生じさせる信号発生器と、
-  前記信号発生器及び前記マイクロプロセッサに結合され、前記他の単方向素子D2が電流を移送する時間周期で前記スイッチ素子S1を導通状態にさせ、前記誘導素子Lを流れる電流の振幅がIposに等しいときに前記スイッチ素子S1を非導通状態にさせ、前記単方向素子D1が電流を移送する時間周期で前記他のスイッチ素子S2を導通状態にさせ、前記誘導素子Lを流れる電流の振幅がInegに等しいときに前記第2スイッチ素子を非導通状態にさせるような、ドライバと、
を備える。Ipos及びInegの値は、前記他の好適な実施例により供給される電力及び前記第1DC電圧の瞬間値に実質的に依存する。Ipos及びInegは、制御信号の周波数f及び出力キャパシタにかかる電圧にも依存する。しかし、後者は往々にして一定である。他の好適な実施例では、前記制御回路は、該他の好適な実施例が高い力率を持ち且つ少量のTHDしか生じさせないように比較的簡素で信頼できる態様で実現される。
【００１０】
上述された有利な特性の結果として、本発明によるDC-DCコンバータは、ランプに給電するための回路装置において非常に適切に用いることができる。これは、より特定すれば、前記回路装置がランプにより消費される電力を調整するための回路部分を更に備えていれば、当てはまる。ランプにより消費される電力が大きな範囲に亘って調整されることができれば、このDC-DCコンバータは供給される電力の大きな範囲に亘って良く機能することができなければならない。上述のように、本発明によるDC-DCコンバータは、供給される電力の大きな範囲に亘っての、及び、一定周波数における、力率及びTHDに関する高い要件を満たすことができる。
【００１１】
本発明によるDC-DCコンバータの例が図面を参照して説明される。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１中で、K3及びK4は整流器DBの整流入力端子であり、これはこの例ではダイオードブリッジにより形成される。整流器DBの第1出力端子は、DC-DCコンバータの第1入力端子K1に接続される。整流器DBの第2出力端子はDC-DCコンバータの第2入力端子K2に接続される。上記第1入力端子K1はキャパシタC2により上記第2入力端子K2に接続されており、この例では上記キャパシタは第5分路及び入力キャパシタンスも形成する。キャパシタC2は、コイルL及びスイッチ素子S1の直列配列により分流され、これは、この例では第1分路を形成する。この例ではコイルLは誘導素子Lを形成する。スイッチ素子S1は、ダイオードD1及びキャパシタC1の直列配列により分流され、これは、この例では第2分路を形成する。この例ではダイオードD1は単方向素子D1を形成し、キャパシタC1は出力キャパシタを形成する。ダイオードD1はスイッチ素子S2により分流され、これは、この例では他のスイッチ素子S2及び第4分路の両方を形成する。スイッチ素子S1はダイオードD2により分流され、この例では他の単方向素子及び第3分路の両方を形成する。回路部分SCは制御回路であり、スイッチ素子S1及びS2に周波数fで導通及び非導通状態を与えるための制御信号を、コイルLを流れる電流が前記制御信号の各周期において方向を2回変化するような態様で生じさせることを意図されている。これを達成するために、回路部分SCの第1の出力はスイッチ素子S1の制御電極に接続され、回路部分SCの第2の出力はスイッチ素子S2の制御電極に接続される。制御回路SC、ダイオードD1及びD2、スイッチ素子S1及びS2、コイルL、並びにキャパシタC1は、合同でDC-DCコンバータを形成する。回路部分BAは、DC電圧から高周波電流を生じるためのDC/ACコンバータである。キャパシタC1の第1の面は回路部分BAの第1の入力に接続され、キャパシタC1の第2の面は回路部分BAの第2の入力に接続される。回路部分BAの第1の出力は、ランプLAにより回路部分BAの第2の出力に接続される。
【００１３】
スイッチ素子S1及びS2が例えばMOSFET等の内部ダイオードを有するスイッチ素子であるように実現されていれば、ダイオードD1及びD2は除去することができることに注意されたい。
【００１４】
図１に示される例の動作は次のようである。
整流入力端子K3及びK4が低周波AC電圧を供給する供給電源の極に接続されていれば、このAC電圧は整流器DBにより整流される。結果として、全波整流AC電圧が前記第1及び前記第2の入力端子の間に存在する。前記制御回路SCは、スイッチ素子S1及びS2を交互に導通及び非導通状態にさせ、この結果DC電圧がキャパシタC1にかかる。回路部分BAはこのDC電圧から高周波電流を生じ、この高周波電流はランプLAに供給される。
【００１５】
図２では、時間が任意の単位で横軸に沿ってプロットされる。縦軸には任意の単位で電流がプロットされる。ILは図１に示される例のコイルLを流れる電流の形状である。縦の破線の間の時間間隔は、コイルLを流れる電流の周期に等しく、回路部分SCにより生じる制御信号の周期にも等しい。この周期では、4つの連続した期が識別される。第1及び第2期では、電流は、スイッチ素子S1及びダイオードD1の連絡点の方向にコイルL中を流れる。第1期では、電流はゼロから最大振幅Iposまで増加する。この第1期中には、第1スイッチ素子は導通状態であり、この結果、全波整流AC電圧の瞬間振幅に等しい電圧がコイルにかかる。この図は、コイルLを流れる電流がゼロからIposまで線形的に増加することを示す。コイルLを流れる電流が値Iposに達した途端に、回路部分SCは回路素子S1に非導通状態を与え、第2期が開始する。この第2期中には、ダイオードD1は導通状態であり、電流の振幅はIposからゼロまで減少する。キャパシタC1にかかる電圧(以後Vbusと呼ばれる)から全波整流低周波AC電圧の瞬間振幅を減じたものに等しい電圧がコイルLにかかっている。前記回路部分SCは、第2期のある時点でスイッチ素子S2に導通状態を与える。コイルLを流れる電流がゼロに等しくなったら、ダイオードはもはや電流を伝えず、スイッチ素子S2が電流を伝え始める。これは第3期の始まりでもある。第3及び第4期では、電流はコイルL中をキャパシタC2の方向に流れる。第2期と同様に、第3期ではコイルにかかる電圧はVbusから全波整流低周波AC電圧の瞬間振幅を減じたものに等しい。第3期では、コイルLの電流はゼロからInegまで線形的に増加する。前記コイルを流れる電流がInegに等しくなったら、前記回路部分はスイッチ素子S2を非導通状態にさせ、D2が導通状態になる。これは第4期の開始も示す。第4期では、前記コイルにかかる電圧は全波整流AC電圧の瞬間電圧に等しく、コイルを流れる電流はInegからゼロまで減少する。前記回路部分SCは、第4期のある時点でスイッチ素子S1に導通状態を与える。コイルLを流れる電流がゼロに等しくなったら、ダイオードD2は導通状態でなくなり、スイッチ素子S1が導通状態になり、コイルLを流れる電流の次の周期の第1期が開始する。第1期の開始時及び第2期から第3期への遷移時において、コイルLを流れる電流は方向を変化させる。この高周波周期の間に供給電圧から引き出された電流I(t)の平均値は(Ipos-Ineg)/2である。供給電源から供給される低周波AC電圧がV(t) = Vmsin(ωmt)で与えられるとき、I(t)が前記低周波AC電圧と同周波数の正弦波形状であり且つ前記低周波AC電圧と同位相である(つまり、I(t) = Imsin(ωmt))という要件が課されれば、最大コイル電流Ipos及びInegに関して、
Ipos＝a0＋(a1＋a2)sin(ωmt)−a0cos（2ωmt）
及び
Ineg＝a0＋(a1−a2)sin(ωmt)−a0cos（2ωmt）
ここで
a0＝-Vm2/(4Vbus*L*f),a1＝Vm/2Lf,a2＝2Pm/Vm and Pm＝VmIm
と導出することができる。
【００１６】
制御信号の周波数f及びVbusが一定であるように選択されたら、Ipos及びIengはωmtの値及び出力キャパシタC1から引き出される電力にのみ依存する。ωmtの値は、全波整流低周波AC電圧の瞬間振幅により決定される。前記制御回路SCには、図１には示されないマイクロプロセッサが含まれる。マイクロプロセッサは、Ipos及びInegに対する上式における異なったパラメータの値が記憶されるメモリに結合される。加えて、マイクロプロセッサの各入力において、それぞれ、低周波AC電圧の振幅の瞬間値及びDC-DCコンバータにより供給される電力の調整された値の尺度である信号が存在する。該マイクロプロセッサは、Ipos及びInegに対する上式を用いてパラメータの値と各入力に存在する信号とによりIpos及びInegの値を連続的に計算する。このように、前記回路部分SCが、高い力率及び少量のTHDが得られるような態様でスイッチ素子S1及びS2を導通及び非導通状態にするということが、達成される。制御信号の周波数に対して一定値を選択することにより、用いられるコイルが小さくなることができ、回路装置を、小型になるように実現することができる。
【００１７】
Ipos及びInegの上式の第1及び第3項の和に比例する信号が、全波整流低周波電圧を低周波フィルタリングにより得られることに注意されたい。よって、Ipos及びInegの値は、低周波AC電圧の瞬間振幅に直接比例する項をこの低周波フィルタリングの結果に加えることによっても得ることができる。Ipos及びInegの尺度である信号を生じさせるこの方法は、比較的単純な電子的手段により適用することができる。
【００１８】
図３ａ及び図３ｂでは、時間が任意の単位で横軸に沿ってプロットされる。縦軸には任意の単位で電流がプロットされる。図３ａは、供給電源により供給された低周波AC電圧の半周期での図１に示される例のコイルLの電流の包絡線を示す。言い換えると、図３ａは、Ipos及びInegを低周波AC電圧の半周期に対する時間の関数として示す。図３ａに関しては、供給電源から引き出された電力は約160ワットである。この図は、供給電源から引き出された電流の平均値が比較的高いという事実の結果として、実質的に低周波AC電圧の半周期の範囲を通じてIposがInegよりも大きいことを示す。図３ｂはIpos及びInegの形状を低周波AC電圧の半周期について時間の関数として示す。図３ｂの場合は、供給電源から引き出される電力は1ワットである。この図は、この場合には、供給電源から引き出される平均電流は非常に小さな振幅を持つという事実に起因して、Ipos及びInegは半周期のほぼ全範囲に亘ってほぼ等しいことを示す。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明によるDC-DCコンバータの例を備える、ランプに給電するための、ランプが接続される回路装置。
【図２】  図１に示される例の一部を形成する誘導素子を流れる電流の形状。
【図３ａ】  2つの異なったランプ電力レベルにおける、供給電源により図１に示される例に供給される低周波AC電圧の半周期中に誘導素子を流れる電流の包絡線。
【図３ｂ】  2つの異なったランプ電力レベルにおける、供給電源により図１に示される例に供給される低周波AC電圧の半周期中に誘導素子を流れる電流の包絡線。
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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