(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主トランスと、スイッチ手段と、出力回路と、制御回路と、第２のトランスと、補助電源回路とを含むＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記主トランスは、第１の巻線と、第２の巻線と、第３の巻線とを有しており、
前記スイッチ手段は、前記第１の巻線に直列に接続され、前記第１の巻線を通して供給される直流電圧をスイッチングし、
前記制御回路は、前記スイッチ手段を制御し、
前記出力回路は、第１のコンデンサと、第１のダイオードと、インダクタと、第２のダイオードと、第２のコンデンサとを含んでおり、
前記第１のコンデンサは、一端が前記第２の巻線の一端に接続されており、
前記第１のダイオード及び前記インダクタは、直列に接続され、直列回路の両端が前記第１のコンデンサの他端と、前記第２の巻線の他端との間に接続されており、
前記第１のダイオードは、前記スイッチ手段の閉動作時に、前記第２の巻線及び前記インダクタを通って、前記第１のコンデンサに充電電流を流すように方向付けられており、
前記第２のダイオードは、前記スイッチ手段の開動作時に、前記第２の巻線及び前記コンデンサを通って前記第２のコンデンサに充電電流を流し、かつ、前記第１のダイオードと共に、前記スイッチ手段の閉動作時に前記インダクタに蓄積されたエネルギーを、前記第２のコンデンサに伝送する回路を構成し、
前記第２のコンデンサは、出力平滑コンデンサであり、
前記第２のトランスは、第１の巻線と、第２の巻線とを含んでおり、
前記第２のトランスの前記第１の巻線は前記インダクタを構成しており、
前記補助電源回路は、前記主トランスの前記第３の巻線に生じる電圧と前記第２のトランスの前記第２の巻線に生じる電圧とを利用し、前記制御回路のための動作電源を生成し、
負荷が短絡された場合において、前記第２のトランスの第２の巻線には、前記主トランスの前記第３の巻線に生じる電圧よりも高い電圧が生ずるように、前記第２のトランスの巻き数比が選定されている、
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
主トランスと、スイッチ手段と、出力回路と、制御回路と、第２のトランスと、補助電源回路とを含むＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記主トランスは、第１の巻線と、第２の巻線と、第３の巻線とを有しており、
前記スイッチ手段は、前記第１の巻線に直列に接続され、前記第１の巻線を通して供給される直流電圧をスイッチングし、
前記制御回路は、前記スイッチ手段を制御し、
前記出力回路は、第１のコンデンサと、第１のダイオードと、インダクタと、第２のダイオードと、第２のコンデンサとを含んでおり、
前記第１のコンデンサは、一端が前記第２の巻線の一端に接続されており、
前記第１のダイオード及び前記インダクタは、直列に接続され、直列回路の両端が前記第１のコンデンサの他端と、前記第２の巻線の他端との間に接続されており、
前記第１のダイオードは、前記スイッチ手段の閉動作時に、前記第２の巻線及び前記インダクタを通って、前記第１のコンデンサに充電電流を流すように方向付けられており、
前記第２のダイオードは、前記スイッチ手段の開動作時に、前記第２の巻線及び前記コンデンサを通って前記第２のコンデンサに充電電流を流し、かつ、前記第１のダイオードと共に、前記スイッチ手段の閉動作時に前記インダクタに蓄積されたエネルギーを、前記第２のコンデンサに伝送する回路を構成し、
前記第２のコンデンサは、出力平滑コンデンサであり、
前記第２のトランスは、第１の巻線と、第２の巻線とを含んでおり、
前記第２のトランスの前記第１の巻線は前記インダクタを構成しており、
前記補助電源回路は、第３のダイオードを含み、前記主トランスの前記第３の巻線に生じる電圧と前記第２のトランスの前記第２の巻線に生じる電圧とを利用し、前記制御回路のための動作電源を生成し、
前記主トランスの前記第３の巻線と、前記第２のトランスの第２の巻線とは、極性を合わせて直列に接続されており、
前記第３のダイオードは、前記主トランスの前記第３の巻線及び前記第２のトランスの第２の巻線の直列回路と直列に接続され、前記スイッチ手段が閉動作をしたときに、前記主トランスの前記第３の巻線に生じる電圧及び前記第２のトランスの第２の巻線に生じる電圧に対して順方向となるように選定されている
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
主トランスと、スイッチ手段と、出力回路と、制御回路と、第２のトランスと、補助電源回路とを含むＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記主トランスは、第１の巻線と、第２の巻線と、第３の巻線とを有しており、
前記スイッチ手段は、前記第１の巻線に直列に接続され、前記第１の巻線を通して供給される直流電圧をスイッチングし、
前記制御回路は、前記スイッチ手段を制御し、
前記出力回路は、第１のコンデンサと、第１のダイオードと、インダクタと、第２のダイオードと、第２のコンデンサとを含んでおり、
前記第１のコンデンサは、一端が前記第２の巻線の一端に接続されており、
前記第１のダイオード及び前記インダクタは、直列に接続され、直列回路の両端が前記第１のコンデンサの他端と、前記第２の巻線の他端との間に接続されており、
前記第１のダイオードは、前記スイッチ手段の閉動作時に、前記第２の巻線及び前記インダクタを通って、前記第１のコンデンサに充電電流を流すように方向付けられており、
前記第２のダイオードは、前記スイッチ手段の開動作時に、前記第２の巻線及び前記コンデンサを通って前記第２のコンデンサに充電電流を流し、かつ、前記第１のダイオードと共に、前記スイッチ手段の閉動作時に前記インダクタに蓄積されたエネルギーを、前記第２のコンデンサに伝送する回路を構成し、
前記第２のコンデンサは、出力平滑コンデンサであり、
前記第２のトランスは、第１の巻線と、第２の巻線とを含んでおり、
前記第２のトランスの前記第１の巻線は前記インダクタを構成しており、
前記補助電源回路は、
第４のコンデンサと、第５のダイオードと、第６のダイオードとを含み、
前記主トランスの前記第３の巻線に生じる電圧と前記第２のトランスの前記第２の巻線に生じる電圧とを利用し、前記制御回路のための動作電源を生成し、
前記第４のコンデンサは、一端が前記主トランスの前記第３の巻線の一端に接続されており、
前記第５のダイオードは、前記スイッチ手段の閉動作時に、前記第３の巻線から前記第４のコンデンサに充電電流を流すように方向付けられており、
前記第６のダイオードは、前記スイッチ手段の開状態時に、前記第４のコンデンサに蓄積された電荷を放電するように方向付けられている
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
請求項１乃至３の何れかに記載されたＤＣ−ＤＣコンバータであって、
更に、出力電流検出回路を含んでおり、
前記制御回路は、前記出力電流検出回路から供給される出力電流検出信号に基づいて、前記スイッチ手段を制御する
ＤＣ−ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来技術】
ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、主スイッチ手段に加わる電圧をクランプし、主スイッチ手段に加わる電圧ストレスを軽減する技術は、例えば、U.S.Pat.No.4,441,146号に開示されている。この先行技術文献に開示されたアクティブ出力回路は、直流入力端子の両端の間に、トランスと主スイッチ手段とを挿入し、トランスの２次側にはクランプ用コンデンサと補助スイッチ手段との直列回路を、並列に接続してある。主スイッチ手段が開状態にあるときに、補助スイッチ手段を閉状態とすることによって、主スイッチ手段に加わる電圧を、コンデンサによってクランプでき、主スイッチの電圧ストレスを軽減できる。
【０００３】
上述した文献で代表される従来技術の問題点は、主スイッチ手段と補助スイッチ手段の２つのスイッチ手段を必要とするため、回路構成が複雑になること、主スイッチ手段と補助スイッチ手段とを交互に閉動作させる時に、同時に閉状態とならないようにする必要があるため、制御及びドライブ回路が複雑となることである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、簡単な構成で、スイッチ手段に加わる電圧ストレスを下げることができるＤＣーＤＣコンバータを提供することである。
【０００５】
本発明のもう一つの課題は、損失が小さく、効率の高いＤＣーＤＣコンバータを提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータはトランスと、スイッチ手段と、出力回路とを含む。前記主トランスは、第１の巻線と、第２の巻線とを有する。前記スイッチ手段は、前記第１の巻線に直列に接続され、前記第１の巻線を通して供給される直流電圧をスイッチングする。
【０００７】
前記出力回路は、第１のコンデンサと、第１のダイオードと、インダクタと、第２のダイオードと、第２のコンデンサとを含む。前記第１のコンデンサは、一端が前記第２の巻線の一端に接続される。前記第１のダイオード及び前記インダクタは、直列に接続され、直列回路の両端が前記第１のコンデンサの他端と、前記第２の巻線の他端との間に接続されている。
【０００８】
前記第１のダイオードは、前記スイッチ手段の閉動作時に、前記第２の巻線及び前記インダクタを通って、前記第１のコンデンサに充電電流を流すように方向付けられている。
【０００９】
前記第２のダイオードは、前記スイッチ手段の開動作時に、前記第２の巻線及び前記第１のコンデンサを通って前記第２のコンデンサに充電電流を流し、かつ、前記第１のダイオードと共に、前記スイッチ手段の閉動作時に前記インダクタに蓄積されたエネルギーを、前記第２のコンデンサに伝送する回路を構成する。前記第２のコンデンサは出力平滑コンデンサを構成する。
【００１０】
本発明に係るＤＣーＤＣコンバータにおいて、スイッチ手段は、主トランスに備えられた第１の巻線に直列に接続され、第１の巻線を通して供給される直流電圧をスイッチングする。スイッチング出力は、主トランスの第１の巻線から第２の巻線に伝送される。
【００１１】
主トランスの第２の巻線には、出力回路が備えられている。出力回路は、第１のコンデンサと、第１のダイオードと、インダクタとを含んでいる。第１のコンデンサは、一端が第２の巻線の一端に接続されている。第１のダイオード及びインダクタは、直列に接続され、直列回路の一端が第１のコンデンサの他端に接続され、他端が第２の巻線の他端に接続されている。第１のダイオードは、スイッチ手段の閉動作時に、第２の巻線及びインダクタを通って、第１のコンデンサに充電電流を流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段が閉動作をした時、直流電源から、主トランスの第１の巻線及び第２の巻線を通して、第１のコンデンサに充電電流が流れる。第１のコンデンサの容量値を十分に大きくすることにより、第１のコンデンサの端子電圧を、２次側換算した直流電源の電圧値とほぼ同じ一定の値に設定することができる。
【００１２】
スイッチ手段の閉動作時において、第１のコンデンサに流れる充電電流が、インダクタを通る。このため、インダクタと第１のコンデンサとの間に直列共振が生じ、流れる充電電流の波形は滑らかになる。このように、主トランスに流れる電流の波形が滑らかになるので、主トランスのコアで生じる表皮効果による銅損を低減することができる。
【００１３】
出力回路は、更に、第２のダイオードと、第２のコンデンサとを含んでいる。第２のダイオードは、スイッチ手段の開状態時に、第２の巻線から、第１のコンデンサを通して、第２のコンデンサに充電電流を流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段の開状態時に、主トランスの第２の巻線から、第１のコンデンサを通して、第２のコンデンサに充電電流が流れる。また、スイッチ手段の閉期間中に主ランスに蓄えられた磁気エネルギーと第１のコンデンサに蓄えられた静電エネルギーが、第２のコンデンサに伝送される。
【００１４】
第２のコンデンサは、出力平滑コンデンサを構成するから、その端子電圧を、直流出力電圧として、直流出力端子間に接続された負荷に供給することができる。
【００１５】
スイッチ手段が開状態となった時、主トランスの第２の巻線に発生する電圧は、直流出力電圧から、第１のコンデンサの端子電圧を引いた値にクランプされる。スイッチ手段の両端には、直流電源の電圧値に、第２の巻線に生じるクランプ電圧（２次側クランプ電圧）を主トランスの１次側に換算した電圧（１次側換算クランプ電圧）を加えた値が発生する。一次側換算クランプ電圧は、主トランスの第２の巻線と第１の巻線との巻き数比によって定まる。従って、巻き数比を適切に選定することにより、スイッチ手段に加わる電圧を低下させ、電圧ストレスを軽減することができる。
【００１６】
しかも、スイッチ手段に加わる電圧は、入力の直流電源が変動しても、ほぼ一定となる。これにより、耐圧の小さなスイッチ手段を使用でき、閉状態における抵抗値の小さいスイッチ手段を使用できる。
【００１７】
第１のコンデンサに充電電流が流れている期間は、インダクタは励磁されていて、インダクタに磁気エネルギーが蓄積される。本発明において、出力回路に含まれる第２のダイオードは、スイッチ手段の開動作時に、第１のダイオードと共に、スイッチ手段の閉動作時にインダクタに蓄積されたエネルギーを、第２のコンデンサに伝送する回路を構成する。従って、第１のコンデンサに充電電流が流れている期間に、スイッチ手段が開状態になった時、インダクタに蓄積されたエネルギーが、第１のダイオードを通して放出され、第２のコンデンサに充電電流が流れる。それによって、インダクタに蓄積されていた磁気エネルギーは第２のコンデンサに伝送されるから、インダクタに蓄積された磁気エネルギーが損失になることがない。
【００１８】
本発明に係るＤＣーＤＣコンバータは、一般的な構成要素として、制御回路を含んでおり、制御回路はスイッチ手段を制御する。
【００１９】
更に、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータは、１つの態様として、第２のトランスと、補助電源回路とを含んでいてもよい。前記第２のトランスは、２つの巻線を有しており、第１の巻線は、前記インダクタを構成する。前記補助電源回路は、前記第２のトランスの第２の巻線に生じる電圧を利用して、制御回路のための動作電源を生成する。
【００２０】
上記した態様のＤＣーＤＣコンバータにおいて、第２のトランスの巻線の一方が、上述したインダクタを構成するので、スイッチ手段が閉動作したとき、トランスの第２の巻線、第１のダイオード、第２のトランスの第１の巻線及び第１のコンデンサを巡る回路ループが構成され、第１のコンデンサに対して上述した充電動作が加わる。
【００２１】
また、スイッチ手段が開状態になったときは、第２のトランスの第１の巻線に蓄積されたエネルギーが、第１のダイオード及び第２のダイオードを通して放出され、出力平滑コンデンサに充電電流が流れる。それによって、インダクタに蓄積されていた磁気エネルギーが第２のコンデンサに伝送される。従って、インダクタに蓄積された磁気エネルギーが損失になることはない。
【００２２】
また、直流出力端子間に接続された負荷が短絡された場合、第２のコンデンサの端子電圧はゼロになり、第１のコンデンサの端子電圧もゼロになる。したがって、スイッチ手段の閉動作時に、主トランスの第２の巻線に発生する電圧は、上述の回路ループにおいて、直接に、第２のトランスの第１の巻線に加わるようになる。このため、第２のトランスの第２の巻線に充分な電圧が発生するようになる。従って、負荷短絡時にも、制御回路に対して充分な動作電圧を供給し得る。この回路動作により、ＤＣーＤＣコンバータに対して、制御回路による定電流制御動作を行なわせ、負荷に安定した定電流を供給することができる。
【００２３】
本発明の他の目的、構成及び利点については、添付図面を参照して更に詳しく説明する。添付図面は、単なる例を示すものに過ぎない。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの電気回路図である。図を参照すると、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータは、主トランス２と、スイッチ手段３と、出力回路４とを含む。参照符号１は直流電源であり、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータに対し直流電圧Ｖｉｎを供給する。直流電源１は交流電源から整流平滑された電源またはバッテリ等である。直流電圧Ｖｉｎは入力端子Ｔ１１、Ｔ１２に供給される。
【００２５】
主トランス２は、第１の巻線Ｎ１と、第２の巻線Ｎ２とを含んでいる。スイッチ手段３は、第１の巻線Ｎ１に直列に接続され、第１の巻線Ｎ１を通して供給される直流電圧Ｖｉｎをスイッチングする。スイッチ手段３は、一般には、ＦＥＴ等の３端子スイッチ素子によって構成される。スイッチ手段３は、制御回路６から供給される制御信号によってスイッチング動作が制御される。スイッチ手段３の制御は、一般には、パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）方式によって行なわれる。制御回路６は、直流出力端子Ｔ２１ーＴ２２に現れる直流出力電圧Ｖｏを監視し、直流出力電圧Ｖｏが一定となるような電圧安定化制御を、スイッチ手段３に与える。そのほか、過電流制御等も与える。
【００２６】
出力回路４は、第１のコンデンサ４１と、第１のダイオード４２と、インダクタ１１とを含む。第１のコンデンサ４１は、一端が第２の巻線Ｎ２の一端に接続されている。第１のダイオード４２及びインダクタ１１は直列に接続され、その直列回路の一端が第１のコンデンサ４１の他端に接続され、他端が第２の巻線Ｎ２の他端に接続されている。第１のダイオード４２は、スイッチ手段３の閉動作時に、第２の巻線Ｎ２から第１のコンデンサ４１に充電電流を流すように方向付けられている。
【００２７】
出力回路４は、更に、第２のダイオード４３と、第２のコンデンサ４４とを含んでいる。第２のダイオード４３は、スイッチ手段３の開状態時に、第２の巻線Ｎ２から、第１のコンデンサ４１を通して、第２のコンデンサ４４に充電電流を流すように方向付けられている。更に、第２のダイオード４３は、スイッチ手段３の開動作時に、第１のダイオード４２と共に、スイッチ手段３の閉動作時にインダクタ１１に蓄積されたエネルギーを、第２のコンデンサ４４に伝送する回路を構成する。第２のコンデンサ４４は、出力平滑コンデンサとして用いられる。
【００２８】
次に図２〜図４を参照して、図１に示したＤＣーＤＣコンバータの動作を説明する。図２はスイッチ手段３が閉動作をしたときの回路動作を説明する図、図３はスイッチ手段３が開状態にあるときの回路動作を説明する図、図４は図１に示したＤＣーＤＣコンバータの各部における電圧波形を示している。図４（ａ）はスイッチ手段３の両端に現れる電圧Ｖｓｗの波形、図４（ｂ）は第１のダイオード４２の両端に加わる電圧ＶＤ１の波形、図４（ｃ）は第２のダイオード４３の両端に加わる電圧ＶＤ２の波形、図４（ｄ）は第１のコンデンサ４１の端子電圧Ｖｃの波形である。
【００２９】
図１に示したＤＣーＤＣコンバータにおいて、スイッチ手段３は、主トランス２に備えられた第１の巻線Ｎ１に直列に接続され、第１の巻線Ｎ１を通して供給される直流電圧Ｖｉｎをスイッチングする。スイッチング出力は、主トランス２の第１の巻線Ｎ１から第２の巻線Ｎ２に伝送される。
【００３０】
主トランス２の第２の巻線Ｎ２には、出力回路４が備えられている。出力回路４は、第１のコンデンサ４１と、第１のダイオード４２とを含んでいる。第１のコンデンサ４１は、一端が第２の巻線Ｎ２の一端に接続されている。第１のダイオード４２及びインダクタ１１は、直列に接続され、直列回路を構成し、直列回路の一端が第１のコンデンサ４１の他端に接続され、直列回路の他端が第２の巻線Ｎ２の他端に接続されている。
【００３１】
従って、スイッチ手段３が閉動作をしたとき（図２参照）、主トランス２の第２の巻線Ｎ２、第１のコンデンサ４１、第１のダイオード４２及びインダクタ１１を巡る回路ループが構成される。
【００３２】
しかも、第１のダイオード４２は、スイッチ手段３の閉動作をしている時に、第２の巻線Ｎ２から第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃを流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段３が閉動作をしているｔ０〜ｔ１時（図４参照）の期間に、直流電源１から、主トランス２の第１の巻線Ｎ１及び第２の巻線Ｎ２を通し、更に、インダクタ１１及び第１のダイオード４２を通して、第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃ（図２参照）が流れる。第１のコンデンサ４１の容量値を十分に大きくすることにより、第１のコンデンサ４１の端子電圧Ｖｃは、ほぼ一定（図４（ｄ）参照）となり、２次側換算した直流電源１の電圧値となる。
【００３３】
スイッチ手段３が閉動作をしているｔ０〜ｔ１時には、直流電源１から、主トランス２の第１の巻線Ｎ１及び第２の巻線Ｎ２を通して、第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃ（図２参照）が流れ、それによって、第１のコンデンサ４１に静電エネルギーが蓄積されると共に、主トランス２のコアに磁気エネルギーが蓄積される。
【００３４】
出力回路４の第２のダイオード４３は、スイッチ手段３が開状態となる時に、主トランス２の第２の巻線Ｎ２から第１のコンデンサ４１を通して、第２のコンデンサ４４に充電電流ＩＦを流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段３が開状態（図３参照）となっているｔ１〜ｔ２時（図４参照）の期間に、主トランス２の第２の巻線Ｎ２から、第１のコンデンサ４１を通し、更に、第２のダイオード４３を通して、第２のコンデンサ４４に充電電流ＩＦが流れる。これにより、スイッチ手段３の閉期間中に主トランス２に蓄えられた磁気エネルギー、及び、第１のコンデンサ４１に蓄えられた静電エネルギーが、第２のコンデンサ４４に伝送される。スイッチ手段３の開期間はｔ１時からｔ３時までであるが、ｔ２時からｔ３時までは、エネルギー伝送は行なわれない。
【００３５】
第２のコンデンサ４４は、出力平滑コンデンサを構成し、直流出力端子Ｔ２１ーＴ２２間に接続されているから、第２のコンデンサ４４の端子電圧が、直流出力電圧Ｖｏとして、直流出力端子Ｔ２１ーＴ２２間に接続された負荷５に供給される。
【００３６】
スイッチ手段３が開状態となった時、主トランス２の第２の巻線Ｎ２に発生する電圧ＶＦ（図３参照）は、直流出力電圧Ｖｏから、第１のコンデンサ４１の端子電圧Ｖｃを引いた値にクランプされる。スイッチ手段３の両端には、直流電源１から供給される直流電圧Ｖｉｎと、第２の巻線Ｎ２に生じるクランプ電圧（２次側クランプ電圧）を１次側換算した電圧（１次側換算クランプ電圧）Ｖｎｐとを加えた電圧Ｖｓｗが発生する。一次側換算クランプ電圧Ｖｎｐは、主トランス２の第２の巻線Ｎ２と第１の巻線Ｎ１との巻き数比によってほぼ定まる。この関係を、式によって示すと、
Ｖｃ＝（Ｎｓ／Ｎｐ）Ｖｉｎ                              （１）
Ｖｎｐ＝（Ｎｐ／Ｎｓ）（Ｖｏ−Ｖｃ）                    （２）
Ｖｓｗ＝Ｖｉｎ＋Ｖｎｐ                                  （３）
式（１）、（２）及び（３）より
Ｖｓｗ＝（Ｎｐ／Ｎｓ）Ｖｏ
但し、
Ｖｏ：直流出力電圧
Ｎｐ：主トランス２の第１の巻線Ｎ１の巻数
Ｎｓ：主トランス２の第２の巻線Ｎ２の巻数
となる。
【００３７】
上記式から明らかなように、巻数比（Ｎｐ／Ｎｓ）を適切に選定することにより、スイッチ手段３に加わる電圧Ｖｓｗを低下させ、電圧ストレスを軽減することができる。また、スイッチ手段３に加わる電圧ストレスを軽減することによって、従来と比べて、導通時の抵抗値の小さいスイッチ手段３を使用でき、スイッチ手段３の導通期間に発生する損失を従来と比べて減らすことができる。
【００３８】
また、スイッチ手段３の閉動作時において、第１のコンデンサ４１に流れる充電電流Ｉｃが、インダクタ１１を通るので、インダクタ１１と第１のコンデンサ４１との間に直列共振が生じ、流れる充電電流Ｉｃはサイン波形になる。よって、スイッチ手段３に流れる電流波形は、主トランス２に流れる鋸波状励磁電流と、第１のコンデンサ４１に流れ込む共振電流とを重畳した波形になる。このため、主トランス２に流れる電流波形の高周波成分が減るので、高周波成分の表皮効果に起因する銅損が低減できる。また、ノイズの発生を少なくすることができる。
【００３９】
上述のように、第１のコンデンサ４１に流れる充電電流Ｉｃ（図２参照）が、インダクタ１１を通る。このため、第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃが流れている期間は、インダクタ１１は励磁されていて、インダクタ１１に磁気エネルギーが蓄積される。
【００４０】
第１のコンデンサ４１に充電電流Ｉｃが流れている期間に、スイッチ手段３が開状態になった時、インダクタ１１から第２のコンデンサ４４に充電電流ＩＬ（図３参照）が流れ、それによって、インダクタ１１に蓄積された磁気エネルギーが、第２のコンデンサ４４に伝送される。従って、インダクタ１１に蓄えられた磁気エネルギーが損失になる恐れはない。
【００４１】
図５は、本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。図５において、図１、２、３と同一の構成部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。図５に示したＤＣーＤＣコンバータは、第２のトランス７と、補助電源回路８とを含んでいる。
【００４２】
主トランス２は第３の巻線Ｎ３を有しており、主トランス２の第３の巻線Ｎ３は、補助電源回路８に接続されている。また、負荷５に直列に出力電流検出回路９が接続されている。
【００４３】
制御回路６は、補助電源回路８から動作電圧を供給され、直流出力電圧Ｖｏが一定となるような電圧安定化制御を、スイッチ手段３に与える。制御回路６は、更に、出力電流検出回路９から供給される電流検出信号により、直流出力電流Ｉｏを監視し、定電流制御をスイッチ手段３に与える。
【００４４】
次に、第２のトランス７は、第１の巻線１１と、第２の巻線１２とを有する。第１の巻線１１は、インダクタ１１（図１〜図４参照）を構成する。第１の巻線１１による作用効果は、図１〜図４のインダクタ１１と全く同じであるので、説明は省略する。第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２は、補助電源回路８に接続されている。従って、補助電源回路８は、主トランス２の第３の巻線Ｎ３、及び、第２のトランス７の第２の巻線１２の両者から、エネルギーの供給を受ける。
【００４５】
通常の負荷５で動作している場合、ＤＣーＤＣコンバータは定電圧動作をし、主トランス２の第３の巻線Ｎ３には充分な電圧が発生する。第３の巻線Ｎ３に生じる電圧は補助電源回路８に利用される。制御回路６は、第３の巻線Ｎ３及び補助電源回路８から供給される動作電圧により、安定に動作する。
【００４６】
次に、負荷短絡を生じた場合、ＤＣーＤＣコンバータは定電流源として動作する。この場合、制御回路６により、スイッチ手段３の導通期間は非常に短く制御される。このため、第３の巻線Ｎ３及び補助電源回路８によって構成される回路が、フォワード方式となっている場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する電圧が、第１の巻線Ｎ１と第３の巻線Ｎ３との間の巻き数比によって定まる値にはならずに、低下する。第３の巻線Ｎ３及び補助電源回路８によって構成される回路が、フライバック方式となっている場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する電圧はゼロになる。
【００４７】
一方、第２のトランス７は、第１の巻線１１に結合された第２の巻線１２を有しており、第２の巻線１２から補助電源回路８に対して、エネルギーが供給される。負荷短絡を生じた場合、第２のコンデンサ４４及び第１のコンデンサ４１の端子電圧が零になる。そして、スイッチ手段３が閉状態になったとき、主トランス２の第２の巻線Ｎ２に発生した電圧が、トランス７の第１の巻線１１に加わり、第２の巻線１２に電圧が発生する。この電圧が補助電源回路８に供給される。このため、負荷短絡を生じた場合も、補助電源回路８に対して充分なエネルギーを供給し、ＤＣーＤＣコンバータに対して、制御回路６による定電流制御動作を行なわせ、負荷５に安定した定電流を供給することができる。
【００４８】
従来、出力電流検出回路９の電圧降下から、制御回路６の動作電源を得る回路が知られていた。しかし、この場合は、出力電流検出回路９のインピーダンスを高くする必要があり、必然的に、出力電流検出回路９に大きな損失を生じる。これに対して、図５に示す実施例の場合、第２のトランス７に生じる電圧を利用して、制御回路６の動作電源を得ているので、出力電流検出回路９のインピーダンスを低下させることができ、損失を低減することができる。
【００４９】
図６は、図５に示したＤＣーＤＣコンバータにおける補助電源回路８の具体的な電気回路図である。図６において、図５と同一の構成部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。
【００５０】
補助電源回路８は、第３のダイオード８１と、第４のダイオード８２と、第３のコンデンサ８３とを含んでいる。第３のダイオード８１は、主トランス２の第３の巻線Ｎ３と直列に接続され、直列回路を構成し、直列回路の両端が第３のコンデンサ８３の両端に接続されている。第３のコンデンサ８３は、補助電源回路８における平滑コンデンサを構成する。
【００５１】
第３のダイオード８１は、スイッチ手段３の開状態時に、主トランス２の第３の巻線Ｎ３から第３のコンデンサ８３に充電電流を流す（フライバック方式）ように方向付けられている。但し、第３のダイオード８１は、スイッチ手段３の閉動作時に、主トランス２の第３の巻線Ｎ３から第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向付けられていてもよい。
【００５２】
第４のダイオード８２は、第２のトランス７の第２の巻線１２に、直列に接続され、直列回路を構成し、直列回路の両端が第３のコンデンサ８３の両端に接続されている。第４のダイオード８２は、スイッチ手段３の閉動作時に、第２のトランス７の第２の巻線１２から第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向付けられている。
【００５３】
上述したように、図示された補助電源回路８において、第３のダイオード８１と、主トランス２の第３の巻線Ｎ３とを直列に接続して構成された直列回路の両端が、第３のコンデンサ８３の両端に接続されている。従って、主トランス２の第３の巻線Ｎ３、第３のダイオード８１及び第３のコンデンサ８３を巡る充電ループが構成される。実施例において、第３のダイオード８１は、スイッチ手段３の開状態時に、主トランス２の第３の巻線Ｎ３から第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向付けられているので、スイッチ手段３の開状態時に、主トランス２の第３の巻線Ｎ３から第３のダイオード８１を通って、第３のコンデンサ８３に充電電流が流れ、第３のコンデンサ８３が端子電圧Ｖ０２まで充電される。この端子電圧Ｖ０２が制御回路６に供給される。
【００５４】
第４のダイオード８２は、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２に直列に接続され、直列回路を構成する。この直列回路の両端は第３のコンデンサ８３の両端に接続されている。従って、第２のトランス７の第２の巻線１２、第４のダイオード８２及び第３のコンデンサ８３を巡る充電回路ループが構成される。
【００５５】
第４のダイオード８２は、スイッチ手段３の閉動作時に、第２のトランス７の第２の巻線１２から第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向付けられている。従って、スイッチ手段３の閉動作時に、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２から、第４のダイオード８２を通って、第３のコンデンサ８３に充電電流が流れ、第３のコンデンサ８３が端子電圧Ｖ０２まで充電される。この端子電圧Ｖ０２が制御回路６に供給される。
【００５６】
次に、図６に示したＤＣーＤＣコンバータの動作を説明する。まず、定常動作領域では、主トランス２の第３の巻線Ｎ３に生じる電圧Ｖｈにより、第３のダイオード８１を通して、第３のコンデンサ８３が充電される。
【００５７】
負荷５が短絡された場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｈはゼロであるが、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２に電圧Ｖｇが発生する。第３のコンデンサ８３は、第２の巻線１２に電圧Ｖｇにより、第４のダイオード８２を通して、充電される。
【００５８】
また、負荷５が短絡された場合、第２のコンデンサ４４及び第１のコンデンサ４１の端子電圧が零になり、スイッチ手段３の閉期間において、主トランス２の第２の巻線Ｎ２に発生する電圧が、第２のトランス７に備えられた第１の巻線１１に加わる。同時に、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２に電圧Ｖｇが発生し、第３のコンデンサ８３に充電電流が流れ込む。これによって、負荷短絡時にも、第３のコンデンサ８３の端子電圧Ｖ０２が低下することがなくなり、制御回路６が安定に動作する。従って、負荷短絡時に、ＤＣーＤＣコンバータに定電流動作を確実に行なわせることができる。
【００５９】
負荷短絡時に、第２のトランス７の第２の巻線１２に発生する電圧Ｖｇと、第１の主トランス２の第３の巻線Ｎ３に生じる電圧Ｖｈについて、Ｖｈ＜Ｖｇを満たすように、第２のトランス７の第１の巻線１１と、第２の巻線１２との巻き数比を定めておくものとする。
【００６０】
図７は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。図７において、図６と同一の構成部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。この実施例では、主トランス２の第３の巻線Ｎ３と第２のトランス７の第２の巻線１２とを、極性を合わせて直列に接続してある。第３の巻線Ｎ３及び第２の巻線１２の直列回路と直列に、第３のダイオード８１が接続されている。第３のダイオード８１の極性は、スイッチ手段３が閉動作をしたときに、第３の巻線Ｎ３に生じる電圧Ｖｈ、及び、第２の巻線１２に生じる電圧Ｖｇに対して順方向（フォワード方式）となるように選定されている。
【００６１】
定常動作領域では、主トランス２の第３の巻線Ｎ３に生じる電圧により、第３のダイオード８１を通して、コンデンサ８３が充電される。
【００６２】
負荷５が短絡された場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｈが前述した理由によって低下するが、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２に電圧Ｖｇが発生する。第３のコンデンサ８３は、低下した電圧Ｖｈと第２の巻線１２に発生した電圧Ｖｇとの和（Ｖｈ＋Ｖｇ）によって、第３のダイオード８１を通して、充電される。これによって、負荷短絡時にも、第３のコンデンサ８３の端子電圧Ｖ０２が低下することがなくなり、制御回路６が安定に動作する。従って、負荷短絡時に、ＤＣーＤＣコンバータに定電流動作を確実に行なわせることができる。
【００６３】
図８は本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。図８において、図６と同一の構成部分については、同一の参照符号を付し、説明を省略する。この実施例では、補助電源回路８のうち、主トランス２の第３の巻線Ｎ３に生じる電圧Ｖｈを利用する回路部分は、第４のコンデンサ８４と、第５のダイオード８５とを含む。第４のコンデンサ８４は、一端が主トランス２の第３の巻線Ｎ３の一端に接続されている。第５のダイオード８５は、スイッチ手段３の閉動作時に、第３の巻線Ｎ３から第４のコンデンサ８４に充電電流を流すように方向付けられている。
【００６４】
補助電源回路４は、更に、第６のダイオード８６を含んでいる。第６のダイオード８６は、スイッチ手段３の開状態時に、第３の巻線Ｎ３から、第４のコンデンサ８４を通して、第３のコンデンサ８３に充電電流を流すように方向付けられている。
【００６５】
上述した補助電源回路８の回路構成は、主トランス２の第２の巻線Ｎ２、第１のコンデンサ４１、第１のダイオード４２、第２のダイオード４２及び第２のコンデンサ４４による回路構成と、基本的に同じであり、同様の作用効果を奏する。従って、定常動作時に、入力電圧が変動した場合も、制御回路６に供給される第３のコンデンサ８３の端子電圧Ｖ０２を一定化することができる。このため、補助電源回路８において発生する損失を一定化し、電圧Ｖ０２の値を、従来よりも低く設定できるようになるので、補助電源回路８で発生する損失を小さくすることができる。
【００６６】
負荷５が短絡された場合は、第３の巻線Ｎ３に発生する電圧Ｖｈは低下するが、第２のトランス７に備えられた第２の巻線１２に電圧Ｖｇが発生する。第３のコンデンサ８３は、電圧Ｖｇにより、第３のダイオード８２を通して充電される。これによって、負荷短絡時にも、第３のコンデンサ８３の端子電圧Ｖ０２が低下することがなくなり、制御回路６が安定に動作する。従って、負荷短絡時に、ＤＣーＤＣコンバータに定電流動作を確実に行なわせることができる。
【００６７】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば次のような効果を得ることができる。
（ａ）簡単な構成で、スイッチ手段に加わる電圧ストレスを下げることができるＤＣーＤＣコンバータを提供することができる。
（ｂ）損失が小さく、効率の高いＤＣーＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図である。
【図２】図１に示したＤＣーＤＣコンバータにおいてスイッチ手段が閉動作をしたときの回路動作を説明する図である。
【図３】図１に示したＤＣーＤＣコンバータにおいて、スイッチ手段が開状態にあるときの回路動作を説明する図である。
【図４】図１に示したＤＣーＤＣコンバータの各部における電圧波形を示している。
【図５】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの別の実施例を示す電気回路図である。
【図６】本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。
【図７】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。
【図８】本発明に係るＤＣーＤＣコンバータの更に別の実施例を示す電気回路図である。
【符号の説明】
１        直流電源
２        主トランス
３        スイッチ手段
４        出力回路
４１      第１のコンデンサ
４２      第１のダイオード
１１      インダクタ
４３      第２のダイオード
４４      第２のコンデンサ
５        負荷
【図１】
0004144715.tif 000002
【図２】
0004144715.tif 000003
【図３】
0004144715.tif 000004
【図４】
0004144715.tif 000005
【図５】
0004144715.tif 000006
【図６】
0004144715.tif 000007
【図７】
0004144715.tif 000008
【図８】
0004144715.tif 000009