(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
蛍光放電管を起動し給電するための装置であって、
放電管が起動されるときには第１共振周波数を有し、放電管が起動されないときには少なくとも第２および第３の共振周波数を有し、この第３共振周波数は第１および第２周波数よりも高い、放電管に接続された共振システム（Ｃ１、Ｃ２、Ｌ１、Ｌ２）と、
共振システムに接続された整流された電源回路（Ｖｄｄ、ＧＮＤ）と、
前記電源回路と共振システムとの間に直列に設けたスイッチ（ＳＷ）と、
前記電源回路によって供給された電流が所定のしきい値を超過したときにはオフにするようにスイッチ（ＳＷ）を制御する第１検出器（１２）と、
共振システムのノード（Ｎ１）上で電圧がゼロを通過する度に、またこの電圧の最低値を通過する度にオンにするようにスイッチ（ＳＷ）を制御する第２検出器（１４）と
を有する装置。
【請求項２】
共振システムが、放電管の両端間に直列に接続された第１コンデンサ（Ｃ１）と第１インダクタンス回路（Ｌ１）、および放電管の両端間に並列に接続された第２コンデンサ（Ｃ２）と第２インダクタンス回路（Ｌ２）とを含み、第２コンデンサ（Ｃ２）の容量は第１コンデンサ（Ｃ１）の容量よりも低い、請求項１に記載の起動装置。
【請求項３】
第２検出器（１４）が微分回路（Ｃ３、Ｒ３）を含み、該微分回路の出力側は所定の方向でゼロの通過を示すゼロ検出器（１６）に接続されている、請求項１に記載の装置。
【請求項４】
第２検出器（１４）が一つのトランジスタ（２７）を含み、このトランジスタのエミッタはコンデンサ（Ｃ３）を経て前記共振システムのノード（Ｎ１）の一つに接続され、またトランジスタのエミッタは抵抗器（Ｒ３）を経てベースに接続され、ベースは、接地板から前記コンデンサ（Ｃ３）の方に抵抗器（Ｒ３）を通じて制御電流を通過させてトランジスタを導電にバイアスさせるために、ダイオード（Ｄ３）を経て接地板に接続され、またコンデンサ（Ｃ３）と抵抗器（Ｒ３）の時定数は、検出が望まれる最高周波数を有する共振信号の周期よりも低い、請求項３に記載の装置。
【請求項５】
スイッチ（ＳＷ）が一つの電力用ＭＯＳトランジスタ（２１）を含み、このトランジスタのゲートは開閉するように制御され、バイポーラ・トランジスタ（２０）と直列であり、このバイポーラ・トランジスタのベースは常にバイアスされている、請求項１に記載の装置。
【請求項６】
回路が蓄電用コンデンサ（Ｃ７）を経て接地板に接続された給電用ノード（Ｎ３）を含み、この給電用ノードは、一方では高値抵抗器（Ｒ７）を経て前記電源回路の高電圧端子に接続され、他方では前記バイポーラ・トランジスタを開くたびにこのトランジスタのベースから放電電流を受け入れるために、このトランジスタのベースに結合され、さらに第２検出器の前記コンデンサから過剰電荷を受け入れるために、このコンデンサ（Ｃ３）に結合されている、請求項１、４、および５に記載の装置。
【請求項７】
蛍光放電管を起動し給電するための方法であって、
蛍光放電管が起動されるときには第１共振周波数を有し、蛍光放電管が起動されないときには第２および第３共振周波数を有し、第３共振周波数は第１および第２周波数よりも高い、蛍光放電管の両端間に接続された共振システム（Ｃ１、Ｃ２、Ｌ１、Ｌ２）を準備するステップと、
この共振システムを制御されたスイッチ（ＳＷ）を経て整流された電源回路に接続するステップと、
スイッチ内の電流を検出して、この電流が所定のしきい値を超過するたびにスイッチを開くステップと、
共振システムの一ノードにおける電圧を検出して、共振回路の共振周波数の最高値にスイッチの閉じを一致させるステップと
を含む方法。
【請求項８】
共振回路の共振周波数の最高値を検出するステップが、共振回路の一ノードに存在する電圧の最低値とこの電圧のゼロ通過を検出することからなる、請求項７に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、蛍光放電管を起動し給電するための装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、蛍光放電管には例えば１０ｋＨｚないし１００ｋＨｚ程度の高周波を供給する必要がある。さらに蛍光放電管には、起動させるためには最初に特に強い交流電圧またはパルス電圧をかけなければならない。これらのパルスは１０００ボルトないし３０００ボルト程度の電圧に達しなければならない。一般に、高周波の高電圧を発生させるために、蛍光放電管にインダクタンス回路とコンデンサとによって形成された共振回路網を付属させ、この回路網を周期的に励起させるように制御されるスイッチを経て直流電源または整流された交流電源に、この回路網を接続する。
【０００３】
蛍光放電管を起動し給電するための回路の実現は、システム構成部分の各々の実現に関する問題を引き起こす。
【０００４】
共振回路に関しては、制約の一つは構成部分の高いコストであり、特に非常に高い電圧に耐えなければならないコンデンサと強い電流を通さなければならないインダクタンス回路のコストであり、またこれらの構成部分の値はますます高くなっている。
【０００５】
切替え回路については、経済的理由から、必要とするスイッチの数をできるだけ少なくしなければならず、スイッチはすべてモノリシックなシリコン基板上に設けなければならない。実際に半ブリッジが耐電圧の制約を少なくするので、これがよく使用されるが、少なくとも２組のモノリシック・スイッチを必要とするという欠点がある。
【０００６】
切替え回路制御システムについては、これはできるだけ簡単であることと電力消費が少ないことが必要である。
【０００７】
したがって、構成部分の個数とシステムのコストとを軽減することによって、蛍光放電管用の最適の起動給電システムを提供するために、多くの妥協を行う必要がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、蛍光放電管を起動し給電するための最適化された回路を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
この一般的目的を達成するために、本発明は、蛍光放電管に接続された共振システムを含む蛍光放電管を起動し給電するための装置であって、この共振システムは、蛍光放電管が起動されるときには第１共振周波数を有し、起動されないときには少なくとも第２および第３の共振周波数を有し、この第３共振周波数は第１および第２周波数よりも高く、さらに共振システムに接続された整流された電源回路と、電源と共振システムとの間の直列スイッチと、電源によって供給された電流が所定のしきい値を超過したときにはオフにするようにスイッチを制御する第１検出器と、共振システムのノード上で電圧がゼロを通過する度に、またこの電圧の最低値を通過する度にオンにするようにスイッチを制御する第２検出器とを有する装置を提供する。
【００１０】
本発明の一実施例によれば、共振システムは、蛍光放電管の両端間に直列に接続された第１コンデンサと第１インダクタンス回路、および蛍光放電管の両端間に並列に接続された第２コンデンサと第２インダクタンス回路とを含み、第２コンデンサの容量は第１コンデンサの容量よりも低い。
【００１１】
本発明の一実施例によれば、第２検出器は分巻回路を含み、分巻回路の出力側は、所定の方向でゼロを通過する遷移を示すゼロ検出器に接続されている。
【００１２】
本発明の一実施例によれば、第２検出器は一つのトランジスタを含み、このトランジスタのエミッタはコンデンサを経て共振システムの一つのノードに接続され、またトランジスタのエミッタは一抵抗器を経てベースに接続され、ベースは、接地板からノードの方に抵抗器を通じて制御電流を通過させてトランジスタを導電時にバイアスさせるために、ダイオードを経て接地板に接続され、また時定数は、検出が望まれる最高周波数を有する共振信号の周期よりもはるかに低い。
【００１３】
本発明の一実施例によれば、スイッチは一つの電力用ＭＯＳトランジスタを含み、このトランジスタのゲートはバイポーラ・トランジスタと直列に開閉するように制御され、このバイポーラ・トランジスタのベースは常にバイアスされている。
【００１４】
本発明の一実施例によれば、回路は蓄電用コンデンサを経て接地板に接続された給電用ノードを含み、この給電用ノードは、一方では高値抵抗器を経て高電源に接続され、他方ではバイポーラ・トランジスタを開くたびにこのトランジスタのベースから放電電流を受け入れるために、このトランジスタのベースに接続され、さらに第２検出器のコンデンサから過剰電荷を受け入れるために、このコンデンサに接続されている。
【００１５】
本発明はまた、蛍光放電管を起動し給電するための方法であって、蛍光放電管が起動されるときには第１共振周波数を有し、蛍光放電管が起動されないときには第２および第３共振周波数を有し、第３共振周波数は第１および第２周波数よりも高い、蛍光放電管の両端間に接続された共振システムを準備するステップと、この共振システムを制御されたスイッチを経て整流された電源回路に接続するステップと、スイッチ内の電流を検出して、この電流が所定のしきい値を超過するたびにスイッチを開くステップと、共振システムの一ノードにおける電圧を検出して、共振回路の共振周波数の最高値にスイッチの閉じを自動的に適合させるステップとを含む方法を提供する。
【００１６】
本発明の一実施例によれば、共振回路の最高周波数を検出するステップは、共振回路の一ノードに存在する電圧の最低値とこの電圧のゼロ通過を検出することからなる。
【００１７】
本発明のこれらの目的、特徴、利点などについては、添付の図面を参照して行う本発明の特定の実施形態についての非限定的な下記の説明で詳細に論じる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
本発明の一特徴によれば、本発明による蛍光放電管に付属する共振回路は、蛍光放電管がオンのときには第１共振周波数を有し、蛍光放電管がまだ起動されていないときには（またそれが実質的に開放回路と同じときには）いくつかの共振周波数を有し、これらの少なくとも一つは第１共振周波数よりも高い。以下の特定の例示に注目されたく、また所定の高電圧について高周波数で動作することにより、高電圧に耐えるべきコンデンサがより低い値を有することができ、この結果、回路網のインダクタンス回路における電流についてもより低い値となる。したがって、より低いコストのコンデンサとインダクタンス回路を使用することができる。
【００１９】
さらに詳しくは、図１に蛍光放電管１を示すが、ここでは電極の予備加熱がないと仮定した。この蛍光放電管には、コンデンサＣ１、Ｃ２およびインダクタンス回路Ｌ１、Ｌ２を含む共振回路網が付属している。インダクタンス回路Ｌ１とコンデンサＣ１は蛍光放電管の両端間に直列に接続されている。インダクタンス回路Ｌ２とコンデンサＣ２は蛍光放電管の両端間に並列に接続されている。直流電源、例えば整流された交流電源Ｖｄｄの端子は、コンデンサＣ１、Ｃ２とインダクタンス回路Ｌ２の端子に接続されている。コンデンサＣ１とインダクタンス回路Ｌ１の接続点は回路のノードＮ１を形成する。
【００２０】
これから、単に例示として挙げた特定の一例を考察するが、ここでは印加された電圧は整流された主電圧（２２０Ｖ）であり、共振回路網の各構成部分は下記の値を有する。
Ｃ１＝１ｎＦ
Ｌ１＝６．４ｍＨ
Ｌ２＝２５ｍＨ
Ｃ２＝３００ｐＦ
【００２１】
蛍光放電管がいったん起動されると蛍光放電管は低いインピーダンス、例えば約５００Ωの抵抗を有することは、当業者なら気付くであろう。図１の蛍光放電管はコンデンサＣ２およびインダクタンス回路Ｌ２と並列に配置されているので、これらのコンデンサＣ２およびインダクタンス回路Ｌ２は制動され、いったん蛍光放電管が起動されると、もはや共振システムに影響を与えない。したがって共振回路網は実質的にコンデンサＣ１およびインダクタンス回路Ｌ１に限定され、そしてこれらのコンデンサＣ１とインダクタンス回路Ｌ１が（上記の特定例の場合には約９０ｋＨの）振動周波数を決定する。
【００２２】
蛍光放電管が起動されないときには、回路は二つの主共振回路を含むと想定することができる。第１共振回路は、インダクタンス回路Ｌ１とＬ２とによってコンデンサＣ１と直列に形成される。この第１共振回路は、上記の特定例の場合には約２８ｋＨｚの共振周波数を有することになる。第２共振回路は、インダクタンス回路Ｌ１をコンデンサＣ１、Ｃ２と直列に含む。この第２共振回路の共振周波数は、上記の特定例の場合には約１２６ｋＨｚになる。これにより、蛍光放電管が起動されないときには回路網は少なくとも二つの共振周波数を有することになり、これらの共振周波数の概略の大きさを与えて、起動された状態における共振周波数より明らかに高い高共振周波数と低共振周波数が存在することを示すことがわかる。こうして、回路が振動を発生すると、高周波信号と低周波信号との重ね合わせを少なくとも含む複雑な形状の波が得られる。
【００２３】
ノードＮ１はスイッチＳＷを経て第２電源端子（一般には接地板）に接続され、逆バイアス・ダイオードＤ１によって端子ＧＮＤに直接接続されている。
【００２４】
スイッチＳＷは、起動回路１１によって１にセットされたフリップフロップ１０のＱ出力によって制御される。
【００２５】
フリップフロップ１０のリセット入力部は、スイッチＳＷを通じて電流を検出するための回路１２に接続され、この検出回路は、所定のしきい値、例えば２００ミリアンペアを越えたときに出力信号を出す。
【００２６】
フリップフロップ１０のクロック入力は検出器回路１４によって制御され、この回路１４はＣＬＯＣＫ入力部に活動信号、すなわちノードＮ１上の電圧が正であった後にゼロに留まるとき、またはこの電圧が最低値を通過するときに低状態から高状態に切り替える信号を供給する。あとでわかるように、これによってスイッチを上記の共振周波数の中の最高周波数に制御することができる。
【００２７】
図２は、ノードＮ１における電圧を例として示す。時点ｔ１においてスイッチＳＷはオンに切り替えられると想定する。スイッチを通って流れる電流がしきい値を越えるとすぐにスイッチはオフに切り替わり、ノードＮ１における電圧は上昇し、特に上述の高共振周波数と低共振周波数との重ね合わせによって形成される、時点ｔ１とｔ２との間に示される比較的複雑な波形を持つ。時点ｔ２において、この電圧はゼロを通過し、検出器１４はフリップフロップ１０の入力部ＣＬＫに信号を供給し、スイッチＳＷをオンに戻す。時点ｔ３において、検出器１２が２００ミリアンペアより高い電流を検出すると、スイッチはオフに戻る。それから複雑な波形が再び出現し、そして時点ｔ４において、高周波数と低周波数との重ね合わせによってこの波形は最低値を通過すると、必然的にある時間が経過することになる（この期間、先の期間ｔ１〜ｔ２、または次の期間）。この最低値は高周波数成分の低い値に相当する。この時点で、検出器１４はフリップフロップ１０のＣＬＯＣＫ入力部に立上がりエッジをもたらす。それからフリップフロップ１０のＱ出力部はスイッチＳＷの制御端子にターンオン信号を加える。この時点から高周波に対する同期化がある。そして実質的にこの周波数でスイッチが開閉し、スイッチを通過する電流が２００ミリアンペアの値を越える度にターンオフが発生し、高周波電圧の最低値の新たな通過またはゼロ通過の度にターンオンが発生する。
【００２８】
図１はまた検出器１４の簡略化した実施形態も示す。この検出器は、ノードＮ１と接地板（ＧＮＤ）との間にコンデンサＣ３と抵抗器Ｒ３とを含み、これらの接続点Ｎ２は比較器１６の入力部に接続されている。比較器のもう一つの入力部は負の基準電圧に接続されている。この基準電圧は、ノードＮ１における電圧が正になった後に０（またはダイオードＤ１があるために−０．６ボルト）に留まると、フリップフロップ１０の入力部ＣＬＫに正のエッジを生じさせることができる。時定数Ｒ３Ｃ３は、最高共振周波数に該当する信号の周期よりもはるかに低く選択される。全体は一種の分流器として動作し、ノードＮ２における電圧は、ノードＮ１上の電圧の傾斜が変化する毎にゼロを通過する。比較器１６は、ノードＮ１上の電圧が最高値を通過するときに高い状態から低い状態への遷移をもたらし、最低値を通過するときに低い状態から高い状態への遷移をもたらす。フリップフロップ１０は、そのＣＬＯＣＫ入力部における低い状態から高い状態への遷移のためにそのＱ出力部に信号を供給するだけである。こうして、共振回路信号成分の中の最高周波数信号に自動的に同期する所望のスイッチ制御信号が実際に得られる。
【００２９】
その他に、コンデンサＣ１、Ｃ２の値の数値例を先に示した。コンデンサＣ２はコンデンサＣ１の静電容量よりもはるかに低い静電容量を有することを想起されたい。この静電容量が例えば１／３である場合には、この両端間の電圧は約３倍強いことになる。すなわち、コンデンサＣ１の両端間の電圧は約３００ボルトである場合には、約１０００ボルトのピークピーク電圧がコンデンサＣ２の両端間に得られ、これは蛍光放電管を起動するには十分である。
【００３０】
スイッチＳＷの高周波での多数回切替えの後に、蛍光放電管は起動し、そして先に示したように、それからコンデンサＣ１とインダクタンス回路Ｌ１のみが共振回路の中で活動化する。それから、復号器１４が自動的に新しい周波数を調節し、回路網Ｌ１−Ｃ１の共振周波数に該当する交流電圧のゼロを通過する度にスイッチＳＷのための切替えパルスを提供する。
【００３１】
図３に、図１の回路のさらに詳細な実施例を示す。この図面では、図１のものと同じ構成部分には同じ参照番号を付けた。
【００３２】
放電管１に付属する共振システムは図１のものと同一である。
【００３３】
スイッチＳＷは、バイポーラ・トランジスタ２０とＭＯＳトランジスタ２１とのカスケード組立品によって構成されている。このような構成部分は例えば、ＳＧＳ−ＴＨＯＭＳＯＮによって開発されたバイポーラＭＯＳ集積化技術において単一チップでモノリシックに実現することができる。トランジスタ２０のコレクタはノードＮ１に接続され、そのエミッタはトランジスタ２１のドレーンに接続され、そのベースは低電源電圧（＋Ｖｃｃ）が得られるノードＮ３に接続されている。トランジスタ２１のドレーンは、測定抵抗器Ｒ４を経て接地板に接続されている。トランジスタ２１のゲートはフリップフロップ１０のＱ出力部に接続されている。トランジスタ２０は常にオンの状態にバイアスされ、電流は実際には、ＭＯＳトランジスタ２１が導電性になるときにのみトランジスタ２０を流れる。バイポーラ・トランジスタ２０の本質的な機能は、このトランジスタ２０のエミッタ電圧（実質的には電圧Ｖｃｃに等しい）に遭遇するだけのＭＯＳトランジスタ２１の両端間の電圧を制限することである。実際に、高電圧に耐えるＭＯＳトランジスタよりも高電圧に耐えるバイポーラ・トランジスタを実現する方が技術的に容易である。
【００３４】
電流検出器１２は抵抗器Ｒ４を含み、この電圧（ノードＮ４）はＮＰＮトランジスタ２３のベースに印加され、このＮＰＮトランジスタ２３は、接地板に接続されたエミッタと、抵抗器Ｒ５を経て電源ノードＮ３に接続されたコレクタを有する。トランジスタ２３のコレクタ電圧はフリップフロップ１０のリセット入力部Ｒに印加される。こうして、抵抗器Ｒ４の両端間の電圧がトランジスタ２３のベース・エミッタ電圧（実質的には０．６ボルト）を越えると直ちに、このトランジスタはオンに切り替わり、そのコレクタに低レベルが出現する。この低レベルはインバータ（ＮＡＮＤゲート２５の第１入力部）を経て入力部Ｒに印加される。約２００ミリアンペアの電流がＭＯＳトランジスタ２１を通過するとすぐにＭＯＳトランジスタ２１が開くことを望む場合には、抵抗器Ｒ４のために３Ωの値が選択されることになる。
【００３５】
ノードＮ１における電圧が最低値またはゼロを通過することを検出するための回路１４は、コンデンサＣ３を含み、このコンデンサの第１端子はこのノードＮ１に接続され、第２端子はコンデンサＣ４を経て接地板に接続されている。基準ノードＮ５はコンデンサＣ３とＣ４との接続点を示す。ノードＮ５はダイオードＤ２を経てノードＮ３に接続されている。さらに回路１４は、トランジスタ２７のベースとエミッタとの間に接続された抵抗器Ｒ３を含み、トランジスタ２７のエミッタはノードＮ５に接続され、コレクタは抵抗器Ｒ６を経てノードＮ３に接続されている。接地板は、ダイオードＤ３を経てトランジスタ２７のベースに接続され、またダイオードＤ４を経てこのトランジスタのコレクタに接続されている。ノードＮ５が−１．２Ｖよりも正の方にある場合には、トランジスタ２７はブロックされる。ノードＮ５が−１．２Ｖよりも負の方になった場合には、すなわち電流がコンデンサＣ３を通じてノードＮ５からノードＮ１に流れる場合には、この電流は接地板からダイオードＤ３と抵抗器Ｒ３を通じてノードＮ５に流れ、抵抗器Ｒ３の両端間に生ずる電圧がトランジスタ２７をオンに切り替える。次いで、そのコレクタはノードＮ３の電圧レベル（高レベル）からノードＮ５の電圧レベル（低レベル）に切り換わる。この遷移により入力部ＣＬＫに信号が発生する。同じ現象が、ノードＮ１の電圧が正になった後にゼロに留まる時に発生する。この場合には、抵抗器Ｒ３はコンデンサＣ３を通る電流を取り消した後にトランジスタ２７をブロックする。
【００３６】
起動回路１１はまず抵抗器Ｒ７とコンデンサＣ７とを含む。電圧端子ＶｄｄとノードＮ３との間に接続された抵抗器Ｒ７は、電圧が端子Ｖｄｄに印加されてノードＮ３を正にバイアスするとすぐに、ノードＮ３と接地板との間に接続されたコンデンサＣ７を充電する。ツェナ・ダイオードＺが最高電圧レベルを設定する。コンデンサＣ７が十分に充電されるとすぐに、図に示すように接続された抵抗器Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、ＮＰＮトランジスタ２９とＰＮＰトランジスタ３０、およびコンデンサＣ８を含む回路は、フリップフロップのセット入力部Ｓに、また上記のゲート２５を経てフリップフロップのＲ入力部に信号を供給する。ノードＮ３の電圧はフリップフロップのＤ入力部に印加される。ノードＮ３の電圧が低すぎるとすぐに、トランジスタ２９、３０はブロックされ、フリップフロップ１０は、ゲート２５に加えられる信号によってブロックされた状態に保持される。ノードＮ３の電圧がトランジスタ２９、３０の起動しきい値を通過すると、コンデンサＣ８はフリップフロップのＳ入力部にパルスを印加する。
【００３７】
さらに、フリップフロップ１０の出力部の信号は、コンデンサＣ９と抵抗器Ｒ１４とを経てトランジスタ２３のベースに加えられ、一定の遅延でトランジスタ２３をリセットする。出力部は、スイッチＳＷのオン切替え毎にトランジスタ２３の動作を阻止するために使用される。実際に、スイッチＳＷの端子に高電圧があって、これが抵抗器Ｒ４を通じて大きな電流を誘発するときには、スイッチＳＷをオンに切り替えることができる。コンデンサＣ９は、負のパルスをトランジスタ２３のベースに印加することを可能にし、このベースは、フリップフロップのセットの直後に再びフリップフロップ１０のブロッキングを防止する。
【００３８】
本発明の一態様は、ノードＮ３における低給電電圧の精巧モードにもある。抵抗器Ｒ７を介する初期充電ステップはすでに示した。本発明は、この直流電圧を供給するための他の二つの手段を提供する。第１の手段は、ＭＯＳトランジスタ２１のブロッキングによってトランジスタ２０が開く度に、トランジスタの中に蓄えられた電荷が抵抗器Ｒ１５を経てノードＮ３に向かって排出されることからなる。第２の手段は、ダイオードＤ２を経てこのノードＮ３に向かって放出されるコンデンサＣ３上の過剰エネルギーを使用する。こうして、この充電のために、使用されなければ失われることになる電圧と電荷が本質的に使用される。こうして、回路の不必要な消費を制限するために、非常に高い値（例えば１ＭΩ）を有する抵抗器Ｒ７を保持することによって、あらゆる動作段階の間にノードＮ３に十分な電圧を維持することができる。
【００３９】
図４は、本発明の詳細な実施形態を示す。この図面では、適正な回路動作を確保するために、図３の構成部分に対して追加の構成部分をいくつか示した。特にフリップフロップ１０のＱ出力は増幅器回路を経て切替えＭＯＳトランジスタ２１のゲートに加えられ、電源回路の出力電圧は二つのインバータを経て印加される。追加した他の構成部分の有用性は当業者には明確に理解されよう。さらに、特定の実施形態において使用される各構成部分の数値または形式もしくはその両方を図面に示した。一例として示したこれらの数値は、本発明の一部であると考えられよう。
【００４０】
したがって本発明は、いくつかの周波数で振動できるように共振システムの最高周波数に自動的に適合することを可能にする、簡単な制御システムを提供する。
【００４１】
本発明は、様々な代替案、変更、および改良の対象となりそうで、これらは当業者には容易に理解されよう。特に、ここに示した数値は一例として挙げたに過ぎないことに注目すべきである。さらに、共振回路の特定の形式を説明したが、いくつかの別の共振回路も使用することができ、重要な点は、その回路が起動状態において高共振周波数を出現させ、放電管がいったん起動されると高共振周波数は自動的に阻止されることである。また電極加熱システムを備えることができ、したがって共振回路を変更することができる。
【００４２】
図５Ａ、図５Ｂ、図５Ｃに共振回路の代替実施例を示すが、図５Ｃの代替案は電極加熱を備えている。
【００４３】
このような代替案、変更、および改良は本発明の開示の一部であり、かつ本発明の意図および範囲の枠内に含まれる。したがって、前述の説明は例示としてのみ行ったもので、制限することを意図するものではない。本発明は、冒頭の特許請求の範囲の各項およびこれと等価のものの中に定義されることによってのみ制限される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による蛍光放電管を起動し給電するための回路のブロック図である。
【図２】共振回路において発生する信号の形状を示すグラフである。
【図３】図１の回路のさらに詳細な実施形態の図である。
【図４】図３の回路の詳細な実施例の図である。
【図５Ａ】共振回路の代替実施例を示す図である。
【図５Ｂ】共振回路の代替実施例を示す図である。
【図５Ｃ】共振回路の代替実施例を示す図である。
【符号の説明】
１０  フリップフロップ
１１  起動回路
１２  電流検出回路
１４  検出器回路、復号器
１６  ゼロ検出器
２０  バイポーラ・トランジスタ
２１  ＭＯＳトランジスタ
２３  ＮＰＮトランジスタ
２５  ＮＡＮＤゲート
２７  トランジスタ
２９  ＮＰＮトランジスタ
３０  ＰＮＰトランジスタ
Ｃ  コンデンサ
Ｄ  ダイオード
ＧＮＤ  接地板
Ｌ  インダクタンス回路
Ｎ  ノード
Ｒ  抵抗器
ＳＷ  スイッチ
Ｖｄｄ  電圧端子
【図１】
0004126734.tif 000002
【図２】
0004126734.tif 000003
【図３】
0004126734.tif 000004
【図４】
0004126734.tif 000005
【図５Ａ】
0004126734.tif 000006
【図５Ｂ】
0004126734.tif 000007
【図５Ｃ】
0004126734.tif 000008