(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力ＦＭ信号を増幅して所定の振幅の矩形波に変換して出力するリミッタアンプと、
一定周波数の正弦波である基準信号を発生する基準信号発生器と、
前記基準信号発生器から出力された基準信号を前記リミッタアンプから出力された矩形波に基づきサンプリングしてディジタル信号を出力するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータから出力されたディジタル信号を互いに直交する２つの信号に変換する直交化手段と、
前記直交化手段から出力された２つの信号の比に基づくアークタンジェント値を演算するアークタンジェント演算手段と、
前記アークタンジェント演算手段から出力されたアークタンジェント値の差分を求め、ディジタルＦＭ復調信号として出力する差分演算手段と、
を備えることを特徴とするＦＭ復調器。
【請求項２】
前記直交化手段、前記アークタンジェント演算手段及び前記差分演算手段に対する基準クロックとして、前記リミッタアンプから出力された矩形波を用いることを特徴とする請求項１に記載のＦＭ復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＦＭ復調器に関し、詳細にはディジタル信号処理技術を用いたアークタンジェント形ＦＭ復調器の技術分野に属する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ＦＭ復調器を構成する場合、ディジタル信号処理技術を適用し、装置の小型化、高信頼性化を実現することが要請されている。ディジタル信号処理技術を用いたＦＭ復調器としては、アークタンジェント形ＦＭ復調器が従来から知られている。
【０００３】
図３は、従来のアークタンジェント形ＦＭ復調器の構成を示すブロック図である。図３において、ＡＧＧ回路１１は、入力されたアナログのＦＭ信号を一定の振幅に保つようにゲインを可変制御して増幅する。ＡＧＣ回路１１の役割は、ＦＭ信号に含まれる振幅変動を除去することにある。そして、Ａ／Ｄコンバータ１２は、ＡＧＣ回路１１により一定レベルとなったＦＭ信号をサンプリングし、ディジタル信号に変換して出力する。サンプリングパルス発生器１３は、Ａ／Ｄコンバータ１２に対しサンプリングパルスを供給する。
【０００４】
このように、ＦＭ信号に対応するディジタル信号が得られると、これ以降の処理は主にディジタル信号処理技術を適用して行われる。まず、直交化器１４は、Ａ／Ｄコンバータ１２から出力されるディジタル信号を直交化して、互いに９０度の位相差を持つ２つのディジタル信号を出力する。そして、アークタンジェント演算器１５は、これら２つのディジタル信号の比に基づいてアークタンジェント値を演算する。差分器１６は、演算されたアークタンジェント値の差分をとって、ディジタル化されたＦＭ復調信号を出力する。このようにして、ディジタル信号処理を利用することにより、アナログＦＭ信号に対応するディジタルＦＭ復調信号を得ることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来のアークタンジェント形ＦＭ復調器においては、ディジタル信号処理を行う前に、ＡＧＣ回路１１を設ける構成にする必要がある。すなわち、チューナ等に受信されるＦＭ送信波は、受信状態等に応じて大きく振幅が変動するので、ＡＧＣ回路１１を設けない構成では、ＦＭ信号に対応するＡ／Ｄコンバータ１２のディジタル信号の値が大きく変動する。このような状態でディジタル信号を用いて後段のディジタル信号処理を行う場合、アークタンジェント演算器１５や差分器１６において誤差を生じることとなり、良好なディジタルＦＭ復調信号を得ることができなくなる。
【０００６】
このように、従来のアークタンジェント形ＦＭ復調器では、入力段のＡＧＣ回路１１が必須となる。しかし、ＡＧＣ回路１１は構成が複雑であると共に高価であり、そのため、装置全体を複雑かつ高コストにする要因となるという問題があった。
【０００７】
そこで、本発明はこのような問題に鑑みなされたものであり、構成の複雑化や高コスト化を招くことなく、ディジタル信号処理技術のメリットを十分に享受し得るアークタンジェント形のＦＭ復調器を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に記載のＦＭ復調器は、入力ＦＭ信号を増幅して所定の振幅の矩形波に変換して出力するリミッタアンプと、一定周波数の正弦波である基準信号を発生する基準信号発生器と、前記基準信号発生器から出力された基準信号を前記リミッタアンプから出力された矩形波に基づきサンプリングしてディジタル信号を出力するＡ／Ｄコンバータと、前記Ａ／Ｄコンバータから出力されたディジタル信号を互いに直交する２つの信号に変換する直交化手段と、前記直交化手段から出力された２つの信号の比に基づくアークタンジェント値を演算するアークタンジェント演算手段と、前記アークタンジェント演算手段から出力されたアークタンジェント値の差分を求め、ディジタルＦＭ復調信号として出力する差分演算手段とを備えることを特徴とする。
【０００９】
この発明によれば、ＦＭ復調器に入力されたＦＭ信号は、リミッタアンプにより増幅されて、一定レベルでクリッピングされ、所定の振幅の矩形波に変換される。一方、基準信号発生器から出力された一定周波数の正弦波は基準信号として、Ａ／Ｄコンバータに入力され、リミッタアンプからの矩形波をサンプリングパルスとして用いてＡ／Ｄ変換が行われ、ディジタル信号が出力される。このディジタル信号は、直交化手段により互いに直交する２信号に変換され、アークタンジェント演算手段によりこの２信号の比に基づくアークタンジェント値が演算され、差分演算手段によりアークタンジェント値の差分が求められる。かかる差分がディジタルＦＭ復調信号となる。
【００１０】
よって、ＦＭ信号が矩形波に変換されるため、ＡＧＣ回路を設けることなくレベルの安定化を図ることができ、これをサンプリングパルスとして一定周波数の正弦波をＡ／Ｄ変換すれば、ＦＭ変調成分を含むディジタル信号が得られるので、これを用いて後段の処理を行うことができる。そのため、アークタンジェント演算をディジタル信号処理により実現したＦＭ復調器の小型化、高信頼性化を実現しつつ、更にＡＧＣ回路等を不要として構成の簡素化とコスト低減を可能とする。
【００１１】
請求項２に記載のＦＭ復調器は、請求項１に記載のＦＭ復調器において、前記直交化手段、前記アークタンジェント演算手段及び前記差分演算手段に対する基準クロックとして、前記リミッタアンプから出力された矩形波を用いることを特徴とする。
【００１２】
この発明によれば、請求項１に記載の発明の作用に加えて、ディジタル信号処理を行うブロックは、ＦＭ信号の入力時に動作させればよいので、その基準クロックとしてＦＭ信号から得られるサンプリングパルスで代用する。そのため、クロック発生回路等を不要として、ＦＭ復調器の更なる構成の簡素化とコスト低減が可能となる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施の形態を図１及び図２に基づいて説明する。
【００１４】
図１は、本実施形態に係るアークタンジェント形のＦＭ復調器の構成を示すブロック図である。図１に示すＦＭ復調器は、基準信号発生器１と、Ａ／Ｄコンバータ２と、リミッタアンプ３と、直交化器４と、アークタンジェント演算器５と、差分器６を含んで構成されている。
【００１５】
図１において、基準信号発生器１は、単一周波数を持つ所定レベルの正弦波を発生し、基準信号Ｒとして出力する。この基準信号Ｒは、Ａ／Ｄコンバータ２に入力され、後述のように処理される。基準信号Ｒとしては、例えば、周波数１０ＭＨｚのトーン信号を用いればよい。
【００１６】
一方、ＦＭ復調器に外部から入力されるＦＭ信号は、リミッタアンプ３に入力される。このリミッタアンプ３は、ＦＭ信号を比較的大きなゲインで増幅し、所定のレベルでクリッピングすることにより、矩形波に変換する。すなわち、ＦＭ信号の変調成分に応じてパルス幅が時間変動するパルス信号が得られ、これを後述のようにＡ／Ｄコンバータ２に対するサンプリングパルスＳとする。
【００１７】
Ａ／Ｄコンバータ２は、基準信号発生器１から出力されたアナログの基準信号Ｒをサンプリングしてディジタル信号Ａに変換する。このとき、Ａ／Ｄコンバータ２では、ＦＭ信号から得られたサンプリングパルスＳに基づいて基準信号Ｒのサンプリングを行う。従って、ＦＭ信号の変調成分に応じてサンプリングのタイミングが変動しながら基準信号Ｒがディジタル化されることになる。
【００１８】
ここで、入力されたＦＭ信号、基準信号Ｒ、サンプリングパルスＳの信号波形、及び各信号波形相互の関係について図２を参照して説明する。図２では、ＦＭ信号、基準信号Ｒ、サンプリングパルスＳのそれぞれの波形と、Ａ／Ｄコンバータ２によるサンプリングタイミングを図示している。なお、図２の例では、ＦＭ信号の周波数が８０ＭＨｚ、基準信号Ｒの周波数が１０ＭＨｚの場合を例にとって説明する。
【００１９】
図２（ａ）は、リミッタアンプ３に入力されるＦＭ信号の波形を示している。図２（ａ）では、所定の振幅を有し周波数が８０ＭＨｚであるＦＭ信号の波形を、１５周期にわたる範囲で示している。実際にはＦＭ信号に対してＦＭ変調が施されているため、波形の周期が時間的に変動するが、図２（ａ）のように数百ｎｓｅｃ程度の範囲では、変動が僅かであるため見かけ上は一定周期になっている。
【００２０】
図２（ｂ）は、図２（ａ）のＦＭ信号をリミッタアンプ３によって矩形波に変換して得られたサンプリングパルスＳの波形を示している。図２（ｂ）の例では、ＦＭ信号に対して上側半周期がハイレベル、下側半周期がローレベルとなるデューティ比５０％の矩形波を示している。なお、波形の正負やデューティ比は適宜に設定することができる。
【００２１】
ＦＭ信号の振幅は受信状態に応じて大きく変動するので、振幅が小さいＦＭ信号に対しても矩形波となるようにリミッタアンプ３のゲインを大きく設定し、一定レベルでクリッピングさせる必要がある。このようにすると、広い振幅範囲を持つＦＭ信号が入力された場合でも、常に正確な矩形波に変換し、適正なサンプリングパルスＳを得ることができる。
【００２２】
また、図２（ｂ）に示すように、サンプリングパルスＳは、周期Ｔｓの矩形波となっているが、上述のようにＦＭ信号に施されるＦＭ変調に応じて、周期Ｔｓも変動することになる。なお、周期Ｔｓの変動のパターンはＦＭ信号の変調周波数及び変調度に依存する。
【００２３】
図２（ｃ）は、基準信号発生器１からＡ／Ｄコンバータ２に出力される基準信号Ｒの波形を示している。図２（ｃ）に示すように、基準信号Ｒは周波数が１０ＭＨｚで一定振幅を有する正弦波である。そして、Ａ／Ｄコンバータ２において、上述のサンプリングパルスＳに基づいて、基準信号Ｒがサンプリングされる。図２（ｃ）では、サンプリングパルスＳの立上りのタイミングでサンプリングされる場合を示している。この場合は、図２（ｃ）に示すように、基準信号Ｒにおける点ａ１〜ａ１５に対応するサンプリングデータが得られ、これらが直交化器４に出力されるディジタル信号Ａになる。
【００２４】
上述のようにサンプリングパルスＳの周期ＴｓがＦＭ変調に応じて変動するので、基準信号Ｒに対するサンプリングのタイミングも同じように変動する。従って、実際には一定周波数である基準信号Ｒを周期Ｔｓでサンプリングする場合、出力されるディジタル信号Ａには、ＦＭ変調に応じた周期の変動成分が含まれることになる。その結果、後段のアークタンジェントＦＭ復調の処理で生成される信号に、ＦＭ変調成分が残存することになり、最終的にディジタルＦＭ復調信号を得ることができる。
【００２５】
なお、図２に示した各信号波形、及び各信号波形相互の関係は限定されるものではなく、周波数やレベルなどをＡ／Ｄコンバータ２のＡ／Ｄ変換が可能な範囲内で適宜に設定することができる。
【００２６】
図１に戻って、直交化器４は、Ａ／Ｄコンバータ２から出力されたディジタル信号Ａに基づいて、互いに直交する２つの信号であるディジタル信号Ｂ及びディジタル信号Ｃを生成する。なお、ディジタル信号Ｂはディジタル信号Ｃに比べ９０度位相が進んでいるものとする。
【００２７】
具体的には、入力されたディジタル信号Ａを２つに分岐し、一方は移相器により９０度移相させ、他方は移相器の遅延時間だけ補正を行えば、２つの直交するディジタル信号Ｂ、Ｃを得ることができる。移相器としては、例えばヒルベルト変換器を用いることができる。
【００２８】
アークタンジェント演算器５は、直交化器４から出力されたディジタル信号Ｂとディジタル信号Ｃに対し、
ｔａｎ-1（Ｃ／Ｂ）＝Ｄ
を満たす角度信号Ｄを演算する。この角度信号は、直交する２信号Ｂ、Ｃに対するアークタンジェント値に対応する。
【００２９】
このアークタンジェント演算器５は、除算器とアークタンジェン値データを格納したＲＯＭテーブルとを用いて構成することができる。あるいは、ＲＯＭテーブルを設けず、演算処理を行うようにしてもよい。
【００３０】
差分器６は、アークタンジェント演算器５から出力された角度信号Ｄの微分を求めるため、差分近似による演算を行う。すなわち、角度信号Ｄに対して所定時間だけ遅延させた遅延角度信号Ｄ’を求め、角度信号Ｄと遅延角度信号Ｄ’の間で減算を行えばよい。差分器６から出力される信号は、本実施形態に係るＦＭ復調器のディジタルＦＭ復調信号となる。なお、この点は実験的にも確認されている。このディジタルＦＭ復調信号に対し、後段にＤ／Ａコンバータを設けてアナログ信号に戻すことにより、例えば音声信号を得ることができる。
【００３１】
なお、ディジタル信号処理が行われる直交化器４、アークタンジェント演算器５、差分器６は、ＦＭ信号が入力された場合に動作させればよいので、これらに対して供給する基準クロックとしてサンプリングパルスＳを用いてもよい。この場合は、ディジタル信号処理のために別途基準クロックを設けなくてもよいので、コストを低減することができる。
【００３２】
以上説明したように、本実施形態によれば、ＦＭ信号をリミッタアンプ３により矩形波に変換して、Ａ／Ｄコンバータ２に対するサンプリングパルスＳとして用いると共に、Ａ／Ｄコンバータ２には一定周波数の基準信号Ｒを入力し、サンプリンパルスＳによってサンプリングしてディジタデータに変換する。その後は、直交化器４、アークタンジェント演算器５、差分器６の作用に基づいて、最終的にディジタルＦＭ復調信号を得ることができる。従って、ＦＭ信号は受信状態に応じて振幅変動するにもかかわらず、ＡＧＣアンプを入力段に設ける必要はなく、構成が簡単でコスト低減が可能なアークタンジェント形ＦＭ復調器を提供することができる。
【００３３】
【発明の効果】
本発明によれば、アークタンジェント形のＦＭ復調器を構成するに際し、単一周波数の基準信号をＡ／Ｄコンバータに入力すると共に、そのサンプリングパルスをＦＭ信号に基づいて生成するようにしたので、ＦＭ信号の振幅変動を補償する入力段のＡＧＣ回路が不要となり、ディジタル信号処理技術を適用してＦＭ復調器の構成の簡素化とコスト低減が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態に係るアークタンジェント形ＦＭ復調器の構成を示すブロック図である。
【図２】本実施形態に係るアークタンジェント形ＦＭ復調回路の各信号波形、及び各信号波形相互の関係を説明する図である。
【図３】従来のアークタンジェント形ＦＭ復調器の構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…基準信号発生器
２…Ａ／Ｄコンバータ
３…リミッタアンプ
４…直交化器
５…アークタンジェント演算器
６…差分器
Ｒ…基準信号
Ｓ…サンプリングパルス
【図１】
0004053689.tif 000002
【図２】
0004053689.tif 000003
【図３】
0004053689.tif 000004