(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
パケット信号を高域通過フィルタを介して受信するときのパケット信号受信回路において、
前記高域通過フィルタの出力信号の上側エンベロープを生成する生成手段と、
前記高域通過フィルタの出力信号から前記生成手段で得られた上側エンベロープを減算する減算手段と、
パケット信号の後尾部を検出する検出手段と、
前記検出手段でパケット信号の後尾部が検出されたときに、前記高域通過フィルタの出力線を接地する接地手段と、
を有することを特徴とするパケット信号受信回路。
【請求項２】
前記高域通過フィルタの出力信号のピーク値を保持する保持手段と、
前記保持手段が保持するピーク値を所定比で分圧する分圧手段と、
前記減算手段の出力信号に対して前記分圧手段で分圧した出力信号が加算されるようにした加算手段と、
を有することを特徴とする請求項１記載のパケット信号受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信したパケット信号からデータ信号を再生するパケット信号受信回路に関し、特に高域通過フィルタでの処理によって生じるオーバシュートやアンダーシュートを除去する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線による光信号の受信においては、受信した光信号を電気信号に変換する受光素子の後段に高域通過フィルタ（以下ＨＰＦという）を設けて、照明光や反射光などの妨害光による雑音電圧を除去するのが一般的である。
【０００３】
図８は（ａ）は、ＨＰＦの入出力関係、同図（ｂ）は、ＨＰＦへの入力波形Ｖｉｎ、同図（ｃ）は、ＨＰＦからの出力波形Ｖｏｕｔを示す図である。同図（ｂ）に示す入力波形Ｖｉｎに対し、同図（ｃ）の出力波形Ｖｏｕｔは、先頭部にオーバーシュートが生じ、後尾部にアンダーシュートが生じた波形となる。この理由について図９を用いて説明する。
【０００４】
光信号の送信においては、光信号には電気信号と異なり負極性のレベルがないので、図９（ａ）に示す交流成分と同図（ｂ）に示す固定直流バイアスに相当するステップ成分とを重ね合せることにより、図８（ｂ）に示したような電圧波形を生成する。これにより負極性が生じないようにしている。ところが、交流成分とステップ成分とをそれぞれＨＰＦに通過させると、交流成分は、図９（ｃ）に示すようにほとんど影響を受けずに通過するのに対して、ステップ成分は、図９（ｄ）に示すように先頭部にオーバシュートが生じ、後尾部にアンダーシュートが生じる。これは、ステップ成分の先頭部での立上がりと後尾部での立ち下がりでは信号が急激に変化するので、この部分がＨＰＦで強調されてしまうためである。このとき、ＨＰＦの出力波形Ｖｏｕｔは、図９（ｃ）と（ｄ）の電圧波形を重ね合せることによって得られるので、図８（ｃ）に示したような波形となる。
【０００５】
図１０は、ＨＰＦの出力電圧を２値化してデジタル信号を得るときの様子を示す図である。同図（ａ）は、ＨＰＦの出力波形Ｖｏｕｔの拡大図、同図（ｂ）は、２値化された後の出力波形を示す。ここでは、データパターンとして１，０が交互に繰り返す場合を例に説明する。同図（ａ）の拡大図に示すように、ＨＰＦの出力電圧は一般的に所定の比較電圧と比較され、この比較電圧よりも大きい部分は１、小さい部分は０と判定される。同図（ｂ）に示すように、オーバーシュートのない部分では、１，０のデューティ比は５０％であるので１，０を正確に判定することができる。これに対し、オーバーシュートのある部分では、出力波形の下方部分がかろうじて比較電圧よりも低くなるにすぎないため、０と判定される部分の間隔が非常に狭くなってしまい、１，０の判定に誤りが生じ易くなる。
【０００６】
そこで、光信号の送信では、図１１（ａ）に示すように、データ部の先頭にプリアンブルと称する情報を含まない信号を付加してパケット信号を生成している。このブリアンブルの部分でオーバーシュートが終わるようにプリアンブルの長さを調整することにより、データ部での２値化判定にオーバシュートの影響を与えないようにしている。また、パケット信号の後尾部で生じたアンダーシュートが、波形干渉により次に送信されてくるパケット信号の先頭部に影響を与えないようにするため、同図（ｂ）に示すパケット信号間の送信間隔を一定以上に規定している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このプリアンブルは送信すべきデータ情報を含まないものであるため、データ伝送の効率の点からはできるだけ短くしたいという要望がある。また、パケット信号間の送信間隔についても、次のパケット信号を迅速に送信可能とする点からできるだけ短くしたいという要望がある。
【０００８】
これらの要望に応えるため、まず、ＨＰＦのカットオフ周波数を調整することが考えられる。図１２（ａ）は、カットオフ周波数が高い場合のパケット信号の状態、同図（ｂ）は、カットオフ周波数が低い場合のパケット信号の状態を示す図である。オーバーシュートの収束時間は、ＨＰＦのカットオフ周波数を上げることにより短くすることができる。しかし、同図（ａ）に示すように、カットオフ周波数を高くしすぎると、パケット信号にうねりが生じることとなる。このため、却って１，０の判定に誤りが生じやすくなるので、カットオフ周波数をあまり高く設定することはできず、プリアンブルを十分に短くすることができない。
【０００９】
そこで、次に、光信号の送信においてステップ成分に代えて一定のバイアス成分を交流成分に重ね合せることが考えれる。これは、交流成分にステップ成分を重ね合せることとすると、オーバシュートやアンダーシュートが必ず生じることとなるので、一定のバイアス成分を常に交流成分に重ね合せることにより、オーバーシュートやアンダーシュートの発生を未然に防止するものである。
【００１０】
図１３は、このように生成して送信された光信号の波形を示す図である。同図に示すように、パケット信号のない部分（非パケット部分）においても一定のバイアス光が送信される。しかし、この場合には、光信号を常時送信することになるため消費電力が増大してしまうという問題がある。また、発光素子の寿命が大幅に低下してしまうという問題もある。
【００１１】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、ＨＰＦでの処理によって生じるオーバシュートやアンダーシュートを除去することにより、プリアンブルの長さやパケット信号間の間隔を短くするとともに、消費電力の増大や発光素子の寿命の低下を防止し得るパケット信号受信回路を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明に係るパケット信号受信回路は、パケット信号を高域通過フィルタを介して受信するときのパケット信号受信回路において、前記高域通過フィルタの出力信号の上側エンベロープを生成する生成手段と、前記高域通過フィルタの出力信号から前記生成手段で得られた上側エンベロープを減算する減算手段と、を有することを特徴とする。
【００１３】
本発明にあっては、高域通過フィルタの出力信号からこの信号の上側エンベロープを減算するようにしたことで、高域通過フィルタでの処理によって生じたオーバシュートが上側エンベロープと相殺されるので、パケット信号の受信においてオーバシュートを除去することができる。
【００１４】
これにより、オーバシュートによる判定誤りの発生が防止されるので、パケット信号の送信では、オーバシュートによるデータ部の判定誤りの防止用に付加するプリアンブルの長さを短く設定することができる。
【００１５】
また、オーバシュートの発生を防止するために一定のバイアス光を常時送信する必要がなくなるので、消費電力を低減することができ、さらには発光素子の寿命を長くすることができる。
【００１６】
また、本発明は、上記のパケット信号受信回路において、パケット信号の後尾部を検出する検出手段と、前記検出手段でパケット信号の後尾部が検出されたときに、前記高域通過フィルタの出力線を接地する接地手段と、を有することを特徴とする。
【００１７】
本発明にあっては、パケット信号の後尾部が検出されたときに、高域通過フィルタの出力線を接地するようにしたことで、高域通過フィルタの出力信号が直ちに接地電位となり、パケット信号の後尾部に続いて生じるアンダーシュートが速やかに除去されるので、次に送信されてくるパケット信号に対してこのパケット信号のアンダーシュートが干渉することを防止でき、パケット信号間の送信間隔を短く設定することができる。
【００１８】
また、本発明は、上記のパケット信号受信回路において、前記高域通過フィルタの出力信号のピーク値を保持する保持手段と、前記保持手段が保持するピーク値を所定比で分圧する分圧手段と、前記減算手段の出力信号に対して前記分圧手段により分圧された出力信号が加算されるようにした加算手段と、を有することを特徴とする。
【００１９】
本発明にあっては、高域通過フィルタの出力信号のピーク値を保持し、これを例えば１／２に分圧した信号が減算手段の出力信号に対して加算されるようにしたことで、パケット信号のない部分（非パケット部分）における電圧レベルが振幅のほぼ中間電位に一致するようになる。これにより、２値判定に用いる比較電圧を中間電位に設定した場合には正確な２値判定ができるようになるので、振幅調整や電圧レベルの調整に一般に用いられているＡＧＣアンプを不要とすることができるとともに、振幅の引き込みや電圧レベルの調整のためにも使用されるプリアンブルの長さを短く設定することができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】
［第１の実施の形態］
図１は、本実施の形態に係るパケット信号受信回路の構成を示す回路図である。同図のパケット信号受信回路は、フォトダイオードＰＤ１と、増幅器１と、高域通過フィルタ（ＨＰＦ）２と、ＡＧＣ（Auto Gain Control）アンプ３と、半波整流回路４と、減算器５と、比較器６と、レベル検出器７とを有する構成である。
【００２１】
ＨＰＦ２は、増幅器１からの出力電圧Ｖ１の出力線に直列接続されたコンデンサＣ１と、コンデンサＣ１の出力線とグランド線との間に接続され抵抗Ｒ１とにより形成される。
【００２２】
半波整流回路４は、ＡＧＣアンプ３の出力端子にアノード端子が接続されるようにＡＧＣアンプ３の出力線に直列接続されたダイオードＤ１と、ダイオードＤ１の出力線と直流電源−Ｖｃｃ（−５Ｖ）との間に並列接続された抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２とにより形成される。
【００２３】
図２は、各部における電圧波形を示す図である。同図（ａ）は増幅器１の出力電圧Ｖ１、同図（ｂ）はＨＰＦ２の出力電圧Ｖ２、同図（ｃ）は半波整流回路４の出力電圧Ｖ３、同図（ｄ）は減算器５の出力電圧Ｖ４、同図（ｅ）は比較器６の出力電圧Ｖ５、をそれぞれ示す。
【００２４】
フォトダイオードＰＤ１は、図示していない光信号送信装置からの光信号を光電変換して電気信号とし、増幅器１に出力する。フォトダイオードＰＤ１には、直流電源Ｖｂにより逆バイアス電圧が印加される。
【００２５】
増幅器１は、電気信号を増幅してＨＰＦ２へ出力する。増幅器１にはフィルタとしての要素がないので、図２（ａ）に示すようにその出力電圧Ｖ１にはオーバーシュートは発生せず、振幅電圧はＶｐで一定である。
【００２６】
ＨＰＦ２は、照明光等による雑音電圧を除去するため電気信号の高域成分だけを通過させる。このため、ステップ成分の先頭部と後尾部がそれぞれ強調されてしまうので、図２（ｂ）に示すようにその出力電圧Ｖ２にはオーバーシュートとアンダーシュートが発生する。パケット信号は、いずれの部位においても正側電位と負側電位との差はＶｐで一定であり、パケット信号の終了した後の中間電位はほぼ０［Ｖ］となる。ＨＰＦ２は、出力電圧Ｖ２をＡＧＣアンプ３へ出力する。
【００２７】
ＡＧＣアンプ３は、減算器５の出力電圧Ｖ４の振幅レベルをレベル検出器７で検出した結果に基づき帰還制御によって出力電圧Ｖ４の振幅が所定値となるように、出力電圧Ｖ２の振幅を引き込むとともに一度引き込んだ振幅が保持されるようにする。振幅の引き込みは、プリアンブルの部分で完了するようにする。また、ＡＧＣアンプ３は、出力電圧Ｖ４の中間電位が比較電圧Ｖｒに一致するように出力電圧Ｖ２の電圧レベルを上下方向にシフト制御する。ＡＧＣアンプ３は、その出力信号を半波整流回路４および減算器５の非反転入力端子へ出力する。なお、説明の便宜上ＡＧＣアンプ３のゲインは１に調整されるものとする。
【００２８】
半波整流回路４は、ＡＧＣアンプ３の出力電圧を整流し、出力電圧Ｖ２の上側エンベロープを生成する。その出力電圧Ｖ３は、図２（ｃ）に示すようにダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｆ（０．６Ｖ）に相当する下方向へのレベルシフトが起こる。また、後尾部には、出力電圧Ｖ２のエンベロープに追従しない非追従部が発生する。これは、パケット信号の終了後、抵抗Ｒ２によるコンデンサＣ２のディスチャージに時間がかかることによるものである。半波整流回路４は、出力信号Ｖ３を減算器５の反転入力端子に出力する。
【００２９】
減算器５は、オペアンプにより構成されるものであり、ＡＧＣアンプ３の出力電圧から半波整流回路４の出力電圧Ｖ３を減算する。減算器５の出力電圧Ｖ４は、図２（ｄ）に示すように、オーバーシュートが上側エンベロープによって相殺され、オーバーシュートが除去された波形となる。なお、この減算によって、パケット信号のない部分における出力電位は最大電位となる。減算器５は、出力電圧Ｖ４を比較器６の一方の入力端子に出力するとともに、レベル検出器７にも出力する。
【００３０】
比較器６は、他方の入力端子に比較電圧Ｖｒが入力され、出力電圧Ｖ４と比較電圧Ｖｒとを比較する。図２（ｅ）に示すように、出力電圧Ｖ４が比較電圧Ｖｒよりも大きければ５Ｖ、小さければ０Ｖを出力することによりアナログ信号をデジタル信号に変換する。
【００３１】
レベル検出器７は、減算器５の出力電圧Ｖ４の振幅レベルを検出し、これをＡＧＣアンプ３のコントロール入力端子に出力する。
【００３２】
したがって、本実施の形態によれば、ＨＰＦ２の出力電圧Ｖ２からＨＰＦ２の出力電圧Ｖ２を半波整流回路４で整流して得た上側エンベロープＶ３を減算器５で減算するようにしたことで、ＨＰＦ２を通過することによって生じたオーバシュートが上側エンベロープと相殺されるので、オーバシュートを除去することができる。
【００３３】
これにより、オーバシュートによる誤りの発生が防止されるので、パケット信号の送信では、オーバシュートによるデータ部の判定誤りの防止用に付加するプリアンブルの長さを短く設定すること
また、オーバシュートの発生を防止するために一定のバイアス光を常時送信する必要がなくなるので、消費電力を低減することができ、さらには発光素子の寿命を長くすることができる。
【００３４】
［第２の実施の形態］
図３は、本実施の形態に係るパケット信号受信回路の構成を示す回路図である。同図のパケット信号受信回路は、図１に示したパケット信号受信回路に対して、ＨＰＦ２の出力電圧Ｖ２の出力線とグランド線との間に接続されたスイッチＳＷ１を設けるとともに、比較器６の出力電圧Ｖ５を検出した結果に基づいてスイッチＳＷ１のオン・オフを制御するコントロール回路８を設けた構成となっている。なお、その他、図１と同一物には同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【００３５】
図４は、各部の電圧波形を示す図である。同図（ａ）は増幅器１の出力電圧Ｖ１、同図（ｂ）はスイッチＳＷ１のオン・オフ状態を制御するためにコントロール回路８が出力するコントロール電圧Ｖ６、同図（ｃ）はＨＰＦ２の出力電圧Ｖ２、同図（ｄ）は半波整流回路４の出力電圧Ｖ３、同図（ｅ）は減算器５の出力電圧Ｖ４、同図（ｆ）は比較器６の出力電圧Ｖ５、をそれぞれ示す。同図（ａ）に示すように、パケット信号のデータ部の後部にはパケット信号の終了を示すフラグ情報を含むポストアンブルが付加される。
【００３６】
コントロール回路８は、通常はスイッチＳＷ１をオフしておき、ＨＰＦ２の出力電圧Ｖ２がそのままＡＧＣアンプ３に出力されるようにする。比較器６の出力電圧Ｖ６からフラグ情報を検出することによりパケット信号の終了が認識されたとき、図４（ｂ）に示すように瞬間的にコントロール電圧を出力してスイッチＳＷ１をオンする。これにより、同図（ｃ）に示すように、ＨＰＦ２の出力電圧Ｖ２が直ちに接地電位となり、アンダーシュートが除去される。
【００３７】
このようにアンダーシュートが除去された出力電圧Ｖ２からこの出力電圧Ｖ２を半波整流回路４で整流して得た上側エンベロープＶ３（同図（ｄ））を減算器５で減算することにより、オーバシュートが除去された出力電圧Ｖ４（同図（ｅ））を得ること、比較器６で２値化すること、は第１の実施の形態と同様である。
【００３８】
ここで、比較器６の出力電圧Ｖ５（同図（ｆ））は、パケット信号が終了した後に５Ｖが連続することとなってしまうので、パケット信号の終了を示すフラグ情報が検出された後の部分はデータではないものとして扱うようにする。
【００３９】
したがって、本実施の形態によれば、コントロール回路８でポストアンブルに含まれるフラグ情報を認識することによりパケット信号の後尾部を検出したときにＨＰＦ２の出力線を瞬間的に接地するようにしたことで、ＨＰＦ２の出力電圧が直ちに接地電位となり、パケット信号の後尾部に続いて生じるアンダーシュートが除去される。これにより、次に送信されてくるパケット信号に対してこのパケット信号のアンダーシュートが干渉することを防止できるので、パケット信号間の送信間隔を短く設定することができる。
【００４０】
［第３の実施の形態］
上記各実施の形態では、ＡＧＣアンプ３により電気信号の振幅調整および中間電位のレベルシフト制御を行う回路に本発明を適用した場合について説明した。
【００４１】
しかし、このような回路では、オーバーシュートを除去できたとしても、ＡＧＣアンプ３による振幅の引き込みのためのプリアンブルが必要であり、望ましくない。以下では、プリアンブル長をさらに減少させうるパケット信号受信回路の実施の形態について説明する。
【００４２】
図５は、本実施の形態に係るパケット信号受信回路の構成を示す回路図である。同図のパケット信号受信回路は、図１に示したパケット信号受信回路に対して、ＡＧＣアンプ３をバッファ１１に置き換え、減算器５を非反転入力端子を１つ増加した加減算器１２に置き換え、レベル検出器７を排除するとともに、半波整流回路４の出力電圧Ｖ３のピーク値を保持するピークホールド回路１５と、ピークホールド回路１５の出力電圧を分圧して加減算器１２の非反転入力端子に出力する２つの分割抵抗Ｒ３と、加減算器１２と比較器６との間に接続されたリミッティングアンプ１３と、比較器６の出力電圧を検出してピークホールド回路１５にコントロール電圧を出力するコントロール回路１４とを設けた構成である。なお、その他、図１と同一物には同一の符号を付すこととし、ここでは説明を省略する。
【００４３】
図６は、ピークホールド回路１５の構成を示す回路図である。同図のピークホールド回路１５は、半波整流回路４の出力端子に接続されたバッファ１６と、バッファ１６の出力端子にアノード端子が接続され、カソード端子がバッファ１７の入力端子に接続されたダイオードＤ２と、出力端子が分割抵抗Ｒ３の一方の端子に接続されたバッファ１７と、ダイオードＤ２のカソード端子からの出力線とグランド線との間に接続されたコンデンサＣ３と、この出力線と直流電源−Ｖｃｃとの間に直列接続されたスイッチＳＷ２および抵抗Ｒ４と、スイッチＳＷ２と抵抗Ｒ４との接続点にカソード端子が接続され、アノード端子が接地されたダイオードＤ３とを有する構成である。
【００４４】
スイッチＳＷ２は、コントロール回路１４からのコントロール電圧により、オン・オフ状態が制御され、後述するようにパケット信号のある部分（パケット部分）ではオフ状態となり、パケット信号のない部分（非パケット部分）ではオン状態となる。
【００４５】
図７は、図５に示したパケット信号受信回路の各部における出力電圧の波形を示す図である。同図（ａ）は増幅器１の出力電圧Ｖ１、同図（ｂ）はＨＰＦ２の出力電圧Ｖ２、同図（ｃ）は半波整流回路４の出力電圧Ｖ３、同図（ｄ）はピークホールド回路１５の出力電圧Ｖ７、同図（ｅ）は出力電圧Ｖ２から出力電圧Ｖ３を減算した出力電圧、同図（ｆ）は加減算器１２の出力電圧Ｖ８、をそれぞれ示す。
【００４６】
本パケット信号受信回路にあっては、ＡＧＣアンプによる振幅調整および中間電位のレベルシフト制御を行わないので、図７（ａ）に示すように、パケット信号のプリアンブルは短く設定される。なお、ポストアンブルにはパケット信号の終了を示すフラグ情報が含まれる。
【００４７】
コントロール回路１４は、パケット信号の受信が開始されると、比較器６の出力電圧を検出することによりそのことを認識し、ピークホールド回路１５のスイッチＳＷ２をオフ状態にする。
【００４８】
ピークホールド回路１５は、半波整流回路４の出力をバッファ１６により受け、半波整流回路４で生じたダイオードＤ１によるレベルシフト−０．６［Ｖ］の補正として０．６［Ｖ］のレベルシフトを加えてダイオードＤ２へ送出する。ダイオードＤ２では順方向電圧０．６［Ｖ］に相当する負極側へのレベルシフトが起こり、コンデンサＣ３に印加する。コンデンサＣ３では電圧のチャージが始まり、ディスチャージのための経路がないことから、オーバーシュートのピーク電圧Ｖｐ−０．６［Ｖ］がコンデンサＣ３に保持される。
【００４９】
コントロール回路１４は、フラグ情報を検出することによりパケット信号の終了を認識した場合には、ピークホールド回路１５のスイッチＳＷ２をオン状態にする。これによって、コンデンサＣ３にチャージされた電荷は瞬時に放出され、その出力電圧がダイオードＤ２の順方向電圧により−０．６［Ｖ］に保持される。
【００５０】
すなわち、ピークホールド回路１５の出力電圧Ｖ７は、図７（ｄ）に示すように、パケット部分ではＶｐ−０．６［Ｖ］、非パケット信号部分では−０．６［Ｖ］に保持され、パルス振幅がＶｐである方形波となる。この出力電圧Ｖ７は、２つの分割抵抗Ｒ３によって１／２に分圧され、加減算器１２の非反転入力端子に出力される。
【００５１】
加減算器１２は、ＨＰＦ２の出力電圧Ｖ２から半波整流回路４の出力電圧Ｖ３を減算するとともに、１／２に分圧されたピークホールド回路１５の出力電圧Ｖ７を加算する。出力電圧Ｖ２から出力電圧Ｖ３を減算した出力波形に着目すると、図７（ｅ）に示すように、第１の実施例で示した減算器５の出力電圧Ｖ４（図２（ｄ）参照）に酷似したものとなる。これに出力電圧Ｖ７の１／２電圧を加算すると、図７（ｆ）に示すように、非パケット部分に対してパケット部分の電圧を１／２Ｖｐだけ引き上げたような波形となる。ここで、パケット信号の振幅はＶｐに等しいことから、非パケット部分の電位を中間電位（同図（ｆ）では０［Ｖ］）にほぼ一致させた波形を得ることができる。
【００５２】
リミッティングアンプ１３は、加減算器１２の出力電圧Ｖ８の振幅を高ゲインで増幅し、所定のリミット値を超えた電圧についてはそのリミット値を出力することにより、正側電圧と負側電圧とが明確に分けられた安定した出力電圧を比較器６に出力する
比較器６は、リミッティングアンプ１３の出力電圧と比較電圧Ｖｒ（ここでは０［Ｖ］）とを比較する。出力電圧が比較電圧Ｖｒよりも大きければ５Ｖ、小さければ０Ｖを出力することにより、アナログ信号をデジタル信号に変換する。
【００５３】
したがって、本実施の形態によれば、ＨＰＦ２の出力電圧Ｖ２のピーク値を保持し、これを１／２に分圧した電圧がＨＰＦ２の出力電圧Ｖ２から半波整流回路４の出力電圧Ｖ３を減算した電圧に加算されるようにしたことで、非パケット部分における電圧レベルがほぼ中間電位に一致するようになる。これにより、比較器６での比較電圧Ｖｒを中間電位に設定した場合には、正確な２値判定ができるようになるので、振幅調整および電圧レベルの調整に一般に用いられているＡＧＣアンプを不要とすることができ、振幅の引き込みや電圧レベルの調整のためにも使用されるプリアンブルの長さを短く設定することができる。
【００５４】
また、本実施の形態によれば、ＡＧＣアンプが不要となるので、リミッティングアンプ１３を用いた簡易な構成とすることができる。
【００５５】
なお、本実施の形態においては、アンダーシュートの除去については特に考慮しなかったが、第２の実施の形態で説明したように、ＨＰＦ２の出力段にスイッチＳＷ１を設け、コントロール回路１４でパケット信号の終了を示すフラグ情報が検出されたときにスイッチＳＷ１を瞬間的に接地するようにしてもよい。かかる場合には、アンダーシュートを除去することができる。
【００５６】
また、上記各実施の形態においては、光信号を受信するパケット信号受信回路について説明したが、光信号を用いた受信に限られるものではなく、直流成分の伝送が可能な経路を介してパケット信号を受信する場合には幅広く適用することができる。もちろん、無線経路、有線経路のいずれを用いる場合にも適用可能であることはいうまでもない。
【００５７】
【発明の効果】
以上、説明したように、本発明によれば、高域通過フィルタの出力信号からこの信号の上側エンベロープを減算するようにしたことで、高域通過フィルタでの処理によって生じたオーバシュートが上側エンベロープと相殺されるので、受信側においてオーバシュートを除去することができる。
【００５８】
これにより、オーバシュートによる誤りの発生が防止されるので、送信側では、オーバシュートによるデータ部の判定誤りの防止用に付加するプリアンブルの長さを短く設定することができる。
【００５９】
また、オーバシュートの発生を防止するために一定のバイアス光を常時送信する必要がなくなるので、消費電力を低減することができ、さらには発光素子の寿命を長くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施の形態に係るパケット信号受信回路の構成を示す回路図である。
【図２】第１の実施の形態に係るパケット信号受信回路の各部における電圧波形を示す図である。
【図３】第２の実施の形態に係るパケット信号受信回路の構成を示す回路図である。
【図４】第２の実施の形態に係るパケット信号受信回路の各部における電圧波形を示す図である。
【図５】第３の実施の形態に係るパケット信号受信回路の構成を示す回路図である。
【図６】ピークホールド回路１５の構成を示す回路図である。
【図７】第３の実施の形態に係るパケット信号受信回路の各部における電圧波形を示す図である。
【図８】ＨＰＦの入出力関係を示す図である。
【図９】ＨＰＦの通過によりオーバーシュートやアンダーシュートが生じる理由を説明するための図である。
【図１０】ＨＰＦの出力波形を２値化する様子を示す図である。
【図１１】パケット信号の構成およびパケット信号間の間隔を示す図である。
【図１２】ＨＰＦのカットオフ周波数を変更したときのパケット信号の状態を示す図である。
【図１３】バイアス光を重ね合せたときの光信号の状態を示す図である。
【符号の説明】
１  増幅器
２  ＨＰＦ
３  ＡＧＣアンプ
４  半波整流回路
５  減算器
６  比較器
７  レベル検出器
８，１４  コントロール回路
１１，１６，１７  バッファ
１２  加減算器
１３  リミッティングアンプ
１５  ピークホールド回路
ＰＤ１  フォトダイオード
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３  ダイオード
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３  コンデンサ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４  抵抗
【図１】
0004055327.tif 000002
【図２】
0004055327.tif 000003
【図３】
0004055327.tif 000004
【図４】
0004055327.tif 000005
【図５】
0004055327.tif 000006
【図６】
0004055327.tif 000007
【図７】
0004055327.tif 000008
【図８】
0004055327.tif 000009
【図９】
0004055327.tif 000010
【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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