(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電気光学効果を有する基板上に、第１及び第２の分岐光導波路を有する光導波路を設け、前記第１の分岐光導波路と第２分岐光導波路の中を伝送される光の間に位相差を生じさせるように、前記第１および第２の分岐光導波路にそれぞれ第１及び第２の信号電極を配置した分岐干渉型光変調器と、
所定のビットレートの第１の駆動信号を該分岐干渉型光変調器の第１の信号電極に印加して、該第１の分岐光導波路を通る光に第１の位相変調を与える第１の駆動手段と、
該所定のビットレートで、該第１の駆動信号の位相に対して位相が半タイムスロットずれた、第１の駆動信号とは独立した第２の駆動信号を該分岐干渉型光変調器の第２の信号電極に印加して、該第２の分岐光導波路を通る光に第２の位相変調を与える第２の駆動手段と、
該第１の駆動信号の位相の符号を反転した信号を該第２の分岐光導波路を通過する光に与え、該第２の分岐光導波路を通る光に第１の位相変調の符号を反転した位相変調を与える第３の信号電極と、
該第２の駆動信号の位相の符号を反転した信号を該第１の分岐光導波路を通過する光に与え、該第１の分岐光導波路を通る光に第２の位相変調の符号を反転した位相変調を与える第４の信号電極と、
該第１の分岐光導波路内を通る光と該第２の分岐光導波路内を通る光とを合波することによって、該第１の分岐光導波路内を通る光の位相変調と該第２の分岐光導波路を通る光の位相変調とを相殺する合波部と、
を備えることを特徴とする光変調装置。
【請求項２】
前記第１及び第２の駆動信号を、請求項１に記載の前記光変調装置によって生成される光信号のビットレート以下の狭スペクトル帯域の信号とすることにより、該光信号の分散トレランスを大きくすることを特徴とする請求項１に記載の光変調装置。
【請求項３】
前記光変調装置によって生成される光信号のビットレート以下の低い高域遮断周波数の駆動用電子デバイスを用いることで、狭スペクトル帯域の前記第１及び第２の駆動信号を生成し、該光信号の分散トレランスを大きくすることを特徴とする請求項２に記載の光変調器。
【請求項４】
前記光変調装置によって生成される光信号のビットレート以下の低い高域遮断周波数のローパスフィルタに前記第１及び第２の駆動信号を透過させることで、狭スペクトル帯域の該第１及び第２の駆動信号を生成し、該光信号の分散トレランスを大きくすることを特徴とする請求項２に記載の光変調装置。
【請求項５】
光変調器に第１の駆動信号と、第２の駆動信号を与えて光に変調をかける半ビットシフト多重方式で送信された光信号を復調する復調装置であって、
受信した光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、
該電気信号の立ち上がり及び立ち下がりを検出するエッジ検出手段と、
検出されたエッジ信号を、該電気信号の１タイムスロットを周期として偶数番目の時間位置にある偶エッジ信号と奇数番目の時間位置にある奇エッジ信号に分離する偶奇エッジ検出手段と、
偶エッジ信号が存在する場合には第１の出力信号値を反転させ、奇エッジ信号が存在する場合には第２の出力信号値を反転させる反転手段を備える
ことを特徴とする復調装置。
【請求項６】
前記偶奇エッジ検出手段が、
該電気信号から該電気信号のビットレートの１／２の周期の正転クロック信号及び反転クロック信号を生成するクロック抽出手段と、
正転クロック信号の立ち上がりに対応したエッジ信号を保持する偶エッジ検出手段と、
反転クロックの立ち上がりに対応したエッジ信号を保持する奇エッジ検出手段から構成されることを特徴とする請求項５に記載の復調装置。
【請求項７】
前記反転手段を、
該第１及び第２の出力信号値をそれぞれの１タイムスロット前の信号値の論理的排他和をとることによって、
光変調器の第１の駆動信号と、第２の駆動信号をそれぞれ復調することを特徴とする請求項５に記載の復調装置。
【請求項８】
電気光学効果を有する基板上に、第１及び第２の分岐光導波路を有する光導波路を設け、前記第１の分岐光導波路と第２分岐光導波路の中を伝送される光の間に位相差を生じさせるように、前記第１および第２の分岐光導波路にそれぞれ第１及び第２の信号電極を配置した分岐干渉型光変調器を用いた変調方法であって、
（ａ）所定のビットレートの第１の駆動信号を該分岐干渉型光変調器の第１の信号電極に印加して、該第１の分岐光導波路を通る光に第１の位相変調を与えるステップと、
（ｂ）該所定のビットレートで、該第１の駆動信号の位相に対して位相が半タイムスロットずれた、該第１の駆動信号とは独立の第２の駆動信号を該分岐干渉型光変調器の第２の信号電極に印加して、該第２の分岐光導波路を通る光に第２の位相変調を与えるステップと、
（ｃ）該第１の駆動信号の位相の符号を反転した信号を該第２の分岐光導波路を通過する光に与え、該第２の分岐光導波路を通る光に第１の位相変調の符号を反転した位相変調を与えるステップと、
（ｄ）該第２の駆動信号の位相の符号を反転した信号を該第１の分岐光導波路を通過する光に与え、該第１の分岐光導波路を通る光に該第２の位相変調の符号を反転した位相変調を与えるステップと、
（ｅ）該第１の分岐光導波路内を通る光と該第２の分岐光導波路内を通る光とを合波することによって、該第１の分岐光導波路内を通る光の位相変調と該第２の分岐光導波路を通る光の位相変調とを相殺するステップと、
を備えることを特徴とする光変調方法。
【請求項９】
前記第１及び第２の駆動信号を、前記光変調器によって生成される光信号のビットレート以下の狭スペクトル帯域の信号とすることにより、該光信号の分散トレランスを大きくすることを特徴とする請求項８に記載の光変調方法。
【請求項１０】
前記光変調方法によって生成される光信号のビットレート以下の低い高域遮断周波数の駆動用電子デバイスを用いることで、狭スペクトル帯域の前記第１及び第２の駆動信号を生成し、該光信号の分散トレランスを大きくすることを特徴とする請求項９に記載の光変調方法。
【請求項１１】
前記光変調器によって生成される光信号のビットレート以下の低い高域遮断周波数のローパスフィルタに前記第１及び第２の駆動信号を透過させることで、狭スペクトル帯域の該第１及び第２の駆動信号を生成し、該光信号の分散トレランスを大きくすることを特徴とする請求項９に記載の光変調方法。
【請求項１２】
光変調器に第１の駆動信号と、第２の駆動信号を与えて光に変調をかける半ビットシフト多重方式で送信された光信号を復調する復調方法であって、
（ａ）受信した光信号を電気信号に変換するステップと、
（ｂ）該電気信号の立ち上がり及び立ち下がりを検出するステップと、
（ｃ）検出されたエッジ信号を、該電気信号の１タイムスロットを周期として偶数番目の時間位置にある偶エッジ信号と奇数番目の時間位置にある奇エッジ信号に分離するステップと、
（ｄ）偶エッジ信号が存在する場合には第１の出力信号値を反転させ、奇エッジ信号が存在する場合には第２の出力信号値を反転させるステップを備える
ことを特徴とする復調方法。
【請求項１３】
前記ステップ（ｃ）において、
（ｅ）該電気信号から該電気信号のビットレートの１／２の周期の正転クロック信号及び反転クロック信号を生成するステップと、
（ｆ）正転クロック信号の立ち上がりに対応したエッジ信号を保持するステップと、
（ｇ）反転クロックの立ち上がりに対応したエッジ信号を保持するステップとを備えることを特徴とする請求項１２に記載の復調方法。
【請求項１４】
前記ステップ（ｄ）において、該第１及び第２の信号値をそれぞれの１タイムスロット前の信号値の論理的排他和をとることによって、光変調器の第１の駆動信号と、第２の駆動信号をそれぞれ復調することを特徴とする請求項１２に記載の復調方法。
【請求項１５】
電気光学効果を有する基板上に、第１及び第２の分岐光導波路を有する光導波路を設け、前記第１の分岐光導波路と第２分岐光導波路の中を伝送される光の間に位相差を生じさせるように、前記第１および第２の分岐光導波路にそれぞれ第１及び第２の信号電極を配置した分岐干渉型光変調器と、
所定のビットレートの第１の駆動信号を該分岐干渉型光変調器の第１の信号電極に印加することによって、第１の位相変調を与える第１の駆動手段と、
該所定のビットレートで、該第１の駆動信号の位相に対して位相が半タイムスロットずれた、該第１の駆動信号とは独立の第２の駆動信号を該分岐干渉型光変調器の第２の信号電極に印加することによって、第２の位相変調を与える第２の駆動手段と、
該第１の分岐光導波路と該第２の分岐導波路に分岐する前、あるいは、合流された後の光導波路を通過する光に、該第１の位相変調の位相の符号を反転し、位相変調の大きさを１／２とした第３の位相変調を与える第３の駆動信号を印加する第３の電極手段と、該第２の位相変調の位相の符号を反転し、位相変調の大きさを１／２とした第４の位相変調を与える第４の駆動信号を印加する第４の電極手段とを備え、
該第１の分岐光導波路を通過した光が受ける全位相変調と該第２の分岐光導波路を通過した光が受ける全位相変調とが位相の符号が反転した関係となり、該第１の分岐光導波路を通過した光と該第２の分岐光導波路を通過した光が合波後の状態で位相変調が相殺される
ことを特徴とする光送信機。
【請求項１６】
光変調器に第１の駆動信号と、第２の駆動信号を与えて光に変調をかける半ビットシフト多重方式で送信された光信号を復調する光受信機であって、
受信した光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、
該電気信号の立ち上がり及び立ち下がりを検出するエッジ検出手段と、
検出されたエッジ信号を、該電気信号の１タイムスロットを周期として偶数番目の時間位置にある偶エッジ信号と奇数番目の時間位置にある奇エッジ信号に分離する偶奇エッジ検出手段と、
偶エッジ信号が存在する場合には第１の出力信号値を反転させ、奇エッジ信号が存在する場合には第２の出力信号値を反転させる反転手段を備える
ことを特徴とする光受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は光通信装置に関する。特には、光伝送システムにおいて、時分割多重方式による光送信機におけるマッハツェンダ形光変調器を用いた光変調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、急激な情報量の増加に伴い、光通信システムの大容量化・長距離化が望まれている。現在は、伝送速度１０Ｇｂｉｔ／ｓの光増幅中継システムが実用化されつつある。今後、更なる大容量化が必要とされ、時分割多重（ＴＤＭ）方式・波長多重（ＷＤＭ）方式の両面からの研究開発が進められている。
【０００３】
４０Ｇｂｉｔ／ｓ伝送等、時分割（ＴＤＭ）方式によって大容量化を実現するための技術的課題としては、大きく分けて以下の二点がある。
（１）光送受信器における超高速動作の電子・光デバイスの実現
（２）伝送路ファイバの伝送距離制限要因（波長分散、非線形効果、偏波分散）の克服
（１）においては、現状では光デバイスよりも電子デバイスの動作限界に律則されており、それを克服するために、例えば、時間軸上で光多重を行うことで、２０Ｇｂｉｔ／ｓ用の帯域の電子デバイスのみを用いて４０Ｇｂｉｔ／ｓ光信号を生成する光時分割多重（ＯＴＤＭ）変調方式（G.Ishikawa  et  al.,ECOC'96  Post-deadline  papers,  TuC3.3,  pp.37-40,  1996.）などが考えられてきた。
【０００４】
また、（２）における波長分散（ＧＶＤ）においては、分散耐力がビットレートの二乗に反比例するために、１０Ｇｂｉｔ／ｓシステムにおいては、約８００ｐｓ／ｎｍであった分散耐力が、４０Ｇｂｉｔ／ｓシステムにおいては、１／１６の約５０ｐｓ／ｎｍと厳しくなる。波長分散による波形劣化を低減するためには、信号光スペクトルの狭帯域化が有効であり、その一つの実現手段としては、光デュオバイナリ変調方式が考えられている。（例えば、A.J.Price  et  al.,"Reduced  bandwidth  optical  digital  intensity  modulation  with  improved  chromatic  dispersion  tolerance",  Electron.  Lett.,  Vol.31,  No.1,  pp.58-59,  1995 ）
この方式においては、電気入力信号をビットレートの１／４程度の帯域の低域透過フィルタを透過することで、狭帯域化された３値の電気駆動信号を生成している。更に、マッハツェンダ変調器の光のオン・オフを生じる電圧（Ｖπ電圧）の２倍の振幅で光変調を行い、電気３値信号の“０”、“０．５”、“１”が光信号の“−１”、“０”、“１”の３値に対応するように駆動を行うために、光変調において信号スペクトルの帯域幅が約半分になり、分散耐力もＮＲＺ変調方式の２倍以上に拡大することができる。また、波長多重（ＷＤＭ）技術によって大容量化を図る場合、光デュオバイナリ変調方式のような光信号の狭帯域性スペクトルを利用して、光増幅器の増幅帯域幅内に、より高密度に信号チャネルを配置することができる。しかし、光デュオバイナリ変調方式においては、ＮＲＺ方式と同様に光信号と同じビットレートの高速動作をする電気デバイスが必要になるという問題がある。さらには、両側電極においてプッシュプル駆動を理想的に行うために、２つの駆動信号の振幅・位相を正確に一致させる必要があるという電気駆動系に厳しい要求が求められる。また、原理的に光変調波形が上下非対称で、アイ開口ダイヤグラムにおける信号波形のクロスポイントが中心レベルよりオン側に上がり、波形の符号間干渉が大きいという問題がある。
【０００５】
その問題解決する方法の一つとして図１８〜図２１に示すような変調方式が考えられている。このような変調方式については特開平３−２００９２３号公報を参照されたい。
【０００６】
まず、図１８に示されるように、両側電極のマッハツェンダ形光変調器の入力電極の一方に、ビットレートＢ／２（ｂ／ｓ）の２値電気信号を入力信号＃１として入力する。入力信号＃１は、アンプＡＭＰ１によって増幅され、電気信号Ｅ1（ｔ）として両側駆動マッハツェンダ形光変調器に印加される。両側駆動マッハツェンダ光変調器のもう一方の入力電極には、ビットレートＢ／２（ｂ／ｓ）の２値電気信号（入力信号＃２）をアンプＡＭＰ２で増幅して、半ビットシフト遅延素子（Ｔ／２遅延素子）によって半ビット分遅延させられたものが印加される。また、プッシュプル形マッハツェンダ光変調器の光入力口からは、連続（ＣＷ）光がＥ0として入力される。このＣＷ光は、プッシュプル形マッハツェンダ光変調器に入力される入力信号Ｅ1（ｔ）及びＥ2（ｔ）によって変調され、変調光信号Ｐ（ｔ）が出力される。Ｐ（ｔ）のビットレートはＢ（ｂ／ｓ）である。
【０００７】
図１９は、半ビットシフト多重方式における両側駆動マッハツェンダ光変調器の動作を説明する図である。
同図の電圧対光強度の図に示すように、両側駆動マッハツェンダ光変調器は、その両側電極に印加される電圧差によって光強度が三角関数形で周期的に変化する。光強度変調を行う場合には、周期的な変化の内、光強度が“１”になるある電圧（同図の場合“０”電圧）を中心として、光強度が“０”になるＶπと−Ｖπとの間の電圧の電気信号を使用する。両側電極に印加される電圧がＶπと−Ｖπとの間で変化することによって、光強度が消光の状態（“０”の状態）と最大強度の状態（“１”の状態）の間で変化する強度変調光が得られる。
【０００８】
又は、図２０の変調方法２のように光強度が“０”になるある電圧を中心として光強度が“１”になるＶπと−Ｖπとの間の電圧信号を使用してもよい。以下では変調方法１について記述する。
【０００９】
図２１は、半ビットシフト変調方式を説明する図である。
同図（ａ）は、ＣＷ光の光強度を示しており、振幅（光強度）が一定である連続光を示している。同図（ｂ）は、図１８の入力電気信号Ｅ1 （ｔ）の振幅変動の例を示しており、ＮＲＺ信号で、（１１００１００）という信号が入力されているとしている。ビットレートは、Ｂ／２（ｂ／ｓ）であり、１シンボルのタイムスロット長は、２Ｔ＝２／Ｂ（ｓｅｃ）である。一方、同図（ｃ）は、図１８の入力電気信号Ｅ2 （ｔ）の振幅変動の例を示しており、ＮＲＺ信号で、（０１００１０１０）という信号が入力されているとしている。ビットレートは、入力電気信号＃１と同じで、１シンボルのタイムスロット長は、２Ｔ＝２／Ｂ（ｓｅｃ）である。すると、両側駆動マッハツェンダ光変調器の両側電極に印加される上記各入力電気信号は、光変調に際し、それらの差が作用することになる。同図（ｄ）は、入力電気信号Ｅ1 （ｔ）とＥ2 （ｔ）の差分振幅を示した図である。すると、同図から明らかなように、入力電気信号Ｅ1 （ｔ）、Ｅ2 （ｔ）に比べて２倍のビットレート（Ｂ（ｂ／ｓ）：１シンボルのタイムスロット長は、Ｔ＝１／Ｂ（ｓｅｃ））の電気信号がプッシュプル形マッハツェンダ光変調器に印加されるようになる。同図（ｄ）の電圧差がプッシュプル形マッハツェンダ光変調器の両側電極に印加された場合に、どのようにＣＷ光（同図のＥ0）が変調されるかを示したのが、同図（ｅ）である。同図（ｄ）の差分電圧が、Ｖπあるいは−Ｖπとなる場合には、図１９に示されているように、プッシュプル形マッハツェンダ光変調器から出力される光信号の強度は“０”である。従って、同図（ｅ）に示されるように、同図（ｄ）の差分電圧がＶπあるいは−Ｖπとなる場合には、光信号の強度Ｐ（ｔ）は消光状態（光強度が“０”）となる。一方、差分電圧が“０”である場合には、図１９から、最大強度の光信号Ｐ（ｔ）が出力されることになる。このようにして、Ｐ（ｔ）は、ビットレートがＢ（ｂ／ｓ）となり、２分の１のビットレートの電気信号を２つ組み合わせることによって、所望のビットレートの光信号を生成することができる。つまり、例えば、４０Ｇｂｉｔ／ｓの光信号を生成するためには、２０Ｇｂｉｔ／ｓ動作の電子デバイスを用いればよいので、電気駆動系に対する要求が大きく軽減される利点がある。この変調方式を「半ビットシフト多重変調方式」と呼ぶことにする。
【００１０】
図２２は、従来例における半ビットシフト多重変調方式に使用する両側電極マッハツェンダ形光変調器の構成を示す図である。両側プッシュプル駆動によるＮＲＺ変調と同一のものを用いている。
【００１１】
両側電極のマッハツェンダ形光変調器の二つの信号電極＃１、＃２に、振幅がＶπで、お互いに半タイムスロットの遅延差を持つＢ／２（ｂ／ｓ）の独立な２つの電気信号＃１、＃２を入力する。マッハツェンダ形光変調器の印加電圧対光強度特性は、図１９のように三角関数形で周期的に変化する特性を持つ。ここでの印加電圧は、入力電気信号＃１、＃２の電位差に相当する。
【００１２】
半ビットシフト多重変調方式においては、低速の電子デバイスのみで変調を行えるという利点に加え、その結果、信号スペクトル帯域が狭くなるために、分散耐力が大きくなるという利点も期待できる。しかし、図２２に示したような従来の両側駆動電極構成のマッハツェンダ形光変調器を用いて半ビットシフト多重変調を行った場合、光伝送路に波長分散が存在すると、他の変調方式（光デュオバイナリ、ＮＲＺ）と比べ、顕著な波形劣化を生じるという問題がある。これは、半ビットシフト多重変調方式においては、マッハツェンダ形光変調器の両側の電極を使用しているが、それぞれの電極に印加される電圧が同期しておらず、別々の信号となっているために、実質的には、片側電極駆動のマッハツェンダ形光変調器を２つ重ね合わせた場合と同様の作用を示すことによる。
【００１３】
図２３は、各変調方式における総波長分散量とアイ開口ペナルティの関係を示す図である。
同図の伝送波形シミュレーションに於いては、光信号が伝搬する、所定の分散特性を有する光ファイバの長さを変化させて、光信号が、この光ファイバを伝搬した後に受信される光信号の劣化の様子をアイパターンで調べている。また、この伝送波形シミュレーションによる波長分散対アイ開口ペナルティにおいては、ＮＲＺ変調方式におけるBack-to-backでのアイ開口度を共通の基準としている。ここで、Back-to-backとは、送信機と受信機の間に光ファイバが無い状態のことであり、実質的に入力信号そのものを示している。同図に示されるように、半ビットシフト多重変調方式に於いては、他の変調方式（ＮＲＺ、光デュオバイナリ）に比べ、分散トレランス（例えば、アイ開口ペナルティが１ｄＢ以下になる伝送路分散の範囲）が小さいことが理解される。
【００１４】
図２４は、各変調方式における受信側での波形劣化の様子を示す等化波形である。
半ビットシフト多重方式においては、ＮＲＺ方式や光デュオバイナリ方式に比べて、正負の両方の伝送路分散に対して波形の劣化が顕著であり、分散トレランス（例えば、アイ開口ペナルティが１ｄＢ以下になる伝送路分散の範囲）は、ＮＲＺ方式や光デュオバイナリ方式に比べて明らかに小さくなる。なお、同図において、変調帯域が半ビットシフト多重変調方式と、ＮＲＺ方式では、０．６７Ｂとなっているが、光デュオバイナリ方式の場合には、０．２５Ｂとなっている。これは、光デュオバイナリ方式の場合、変調帯域を０．２５Ｂとするのが最適であることが知られているので、もっとも波形劣化の少ない変調帯域について伝送波形シミュレーションを行ったものである。
【００１５】
半ビットシフト多重変調方式が他の変調方式に比べて波形劣化が大きい原因を以下に定式化して説明する。光変調器に入力されるコヒーレント（ＣＷ）光の電界成分を
Ｅin＝Ｅ0 ・ｅｘｐ（ｉω0 ｔ）
（ｉは虚数単位、ω0 はキャリアの角周波数）
とすると、光変調器の信号電極＃１，＃２において駆動電気信号による位相変調φA （ｔ）、φB （ｔ）を受けた光信号電界成分は以下のように表される。
【００１６】
信号電極＃１：Ｅ0 ／√２・ｅｘｐ（ｉ（ω0 ｔ＋φA ））
信号電極＃２：Ｅ0 ／√２・ｅｘｐ（ｉ（ω0 ｔ＋φB ））
光変調器の出力光信号電界成分は以下のように表すことができる。
【００１７】
Ｅout ＝Ｅ0 ／２・ｅｘｐ（ｉ（ω0 ｔ＋φA ））＋Ｅ0 ／２・ｅｘｐ（ｉ（ω0 ｔ＋φB ））＝Ｅ0 ／２｛ｅｘｐ（ｉφA ）＋ｅｘｐ（ｉφB ）｝・ｅｘｐ（ｉω0 ｔ）＝Ｅ0 ／２｛（ｃｏｓφA ＋ｃｏｓφB ）＋ｉ・（ｓｉｎφA ＋ｓｉｎφB ）｝・ｅｘｐ（ｉω0 ｔ）・・・（１）
よって、出力光信号の強度Ｐ（ｔ）と位相Φ（ｔ）は以下のように表される。
【００１８】
Ｐ（ｔ）＝（Ｅ0 ／２）2 ・｛（ｃｏｓφA ＋ｃｏｓφB ）2 ＋（ｓｉｎφA ＋ｓｉｎφB ）2 ｝＝Ｅ0 2 ／２｛１＋ｃｏｓ（φA −φB ）｝＝Ｅ0 2 ・ｃｏｓ2 （（φA −φB ）／２）・・・（２）
Φ（ｔ）＝ｔａｎ-1｛（ｓｉｎφA ＋ｓｉｎφB ）／（ｃｏｓφA ＋ｃｏｓφB ）｝＝ｔａｎ-1｛（ｓｉｎ（（φA ＋φB ）／２）／ｃｏｓ（（φA ＋φB ）／２）｝＝（φA ＋φB ）／２・・・（３）
波長チャーピングΔλは以下のように表される。
【００１９】
Δλ（ｔ）＝Δ（２πｃ’／ω）＝−（２πｃ’／ω2 ）・Δω＝−（２πｃ’／ω2 ）・ｄΦ（ｔ）／ｄｔ＝−（πｃ’／ω2 ）・（ｄφA ／ｄｔ＋ｄφB ／ｄｔ）・・・（４）
（ｃ’：光ファイバ中の光の伝搬速度）
図２２に示した従来のＮＲＺ変調における両側駆動構成の光変調器は、プッシュプル駆動（両側入力電気信号として、お互いに反転した信号を用いる）ことによって、上記チャーピングが常に零になるようにしている。つまり、
φA （ｔ）＝π／２・Ｅ（ｔ）
φB （ｔ）＝−π／２・Ｅ（ｔ）
Ｅ（ｔ）：入力電気信号  オン：Ｅ＝１、オフ：Ｅ＝０
Ｐ（ｔ）＝Ｅ0 2 ／２・｛１＋ｃｏｓ（π・Ｅ（ｔ））｝
Δλ（ｔ）＝０
同じ従来構成の両側駆動変調器を用いて半ビットシフト多重変調を行う場合には、両側の電極に独立の電気信号Ｅ1 （ｔ）、Ｅ2 （ｔ）が入力されるので、上記のプッシュプル駆動の場合と異なり、以下のようになる。
【００２０】
φA （ｔ）＝π・Ｅ1 （ｔ）・・・（５）
φB （ｔ）＝π・Ｅ2 （ｔ）・・・（６）
Ｐ（ｔ）＝Ｅ0 2 ／２・｛１＋ｃｏｓ（π・（Ｅ1 （ｔ）−Ｅ2 （ｔ）））｝・・・（７）
Δλ（ｔ）＝−（π2 ｃ’／ω2 ）・（ｄＥ1 （ｔ）／ｄｔ＋ｄＥ2 （ｔ）／ｄｔ）・・・（８）
Ｅ1 （ｔ）：入力電気信号＃１      オン：Ｅ＝１、オフ：Ｅ＝０
Ｅ2 （ｔ）：入力電気信号＃２      オン：Ｅ＝１、オフ：Ｅ＝０
光信号強度Ｐ（ｔ）は、（７）式より、入力電気信号Ｅ1 （ｔ）、Ｅ2 （ｔ）の差Ｅ1 （ｔ）−Ｅ2 （ｔ）のみにより、表１の組み合わせとなる。
【００２１】
【表１】
0004094761.tif 000002
【００２２】
それに対して、波長チャーピングΔλ（ｔ）は、（８）式より、入力電気信号Ｅ1 （ｔ）の立ち上がり、たち下がりの強度変化−ｄＥ1 （ｔ）／ｄｔおよび入力電気信号Ｅ2 （ｔ）の立ち上がり、たち下がりの強度変化−ｄＥ2 （ｔ）／ｄｔのみによって決まることが分かる。その結果、生成された光信号Ｐ（ｔ）の立ち上がり（“０”→“１”）において、長波長側（Δλ＞０）へのチャーピングと短波長側（Δλ＜０）へのチャーピングの両方の場合が現れる。つまり、上記の表より光信号の立ち上がりにおいては、以下の４つの組み合わせがある。
【００２３】
（１）Ｅ1 （ｔ）＝０のまま、Ｅ2 （ｔ）が１→０の変化：Δλ＞０
（２）Ｅ1 （ｔ）＝１のまま、Ｅ2 （ｔ）が０→１の変化：Δλ＜０
（３）Ｅ2 （ｔ）＝０のまま、Ｅ1 （ｔ）が１→０の変化：Δλ＞０
（４）Ｅ2 （ｔ）＝１のまま、Ｅ1 （ｔ）が０→１の変化：Δλ＜０
同様に光信号Ｐ（ｔ）のたち下がり（“１”→“０”）においても、長波長側（Δλ＞０）へのチャーピングと短波長側（Δλ＜０）へのチャーピングの両方の場合が現れる。図２１と同じ信号パターンを例に、図２５に光信号強度Ｐ（ｔ）とチャーピングΔλ（ｔ）の時間変化を示した。光信号の立ち上がり及びたち下がりの各々において、Δλ＜０及びΔλ＞０のチャーピングが混じっていることが分かる。半ビットシフト多重変調方式が分散耐力が非常に小さい原因として、Δλ＞０のチャーピングとΔλ＜０のチャーピングが混じって伝送されるので、光ファイバの分散特性に複雑に影響されることが挙げられる。
【００２４】
ここで、ファイバ伝送路には前述のように波長分散という性質がある。
波長分散Ｄ（ｐｓ／ｎｍ）＞０→長波長ほど光信号の群速度小
波長分散Ｄ（ｐｓ／ｎｍ）＜０→長波長ほど光信号の群速度大
よって、上記のように、光信号のアイの立ち上がり、たち下がりに長波長側（Δλ＞０）と短波長側（Δλ＜０）のチャーピングの両方が混じっている場合、両チャーピングに対する群遅延に差を生じるので、波形が二重に分離し、大きな波形劣化を起こすことが分かる。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
以上説明したように、高速度光通信の限界を打破するためには、動作速度の遅い電気回路で、速い光信号を生成する必要がある。従って、電気信号のビットレートの２倍のビットレートの光信号を生成することのできる半ビットシフト多重変調方式を用いることが望まれる。しかし、半ビットシフト多重変調方式に於いては、複雑な波長チャーピングが生じ、分散特性を有する光ファイバを伝搬すると大きな波形歪みを受けてしまう。そのため、受信側で正しく信号を受信できなかったり、受信できても多くの誤りを含んでしまう等の障害が発生する。
【００２６】
本発明の課題は、高速かつ光信号の波形劣化を抑制することの可能な光通信用の装置及び方法を提供することである。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
本発明の光変調装置は、マッハツェンダ形光変調器において、所定のビットレートの第１の駆動信号を該マッハツェンダ形光変調器の第１の光路に印加する第１の電極手段と、該所定のビットレートで、該第１の駆動信号の位相に対して位相が半タイムスロットずれた第２の駆動信号を該マッハツェンダ形光変調器の第２の光路に印加する第２の電極手段と、該第１の駆動信号によって該第１の光路を通過する光に与えられるチャーピングと、該第２の駆動信号によって該第２の光路を通過する光に与えられるチャーピングとが、該第１の光路を通過する光と該第２の光路を通過する光を合波した後に相殺されるように、該マッハツェンダ形光変調器に設けられた光路を伝搬する光に位相変調を与える第３の電極手段とを備え、該第１の駆動信号と該第２の駆動信号を印加することにより得られる変調光のビットレートは、該所定のビットレートの２倍であると共に光信号の３値化によって分散トレランスを拡大することを特徴とする。
【００２８】
本発明の復調装置は、受信した光信号を電気信号に変換する光電変換手段と、該電気信号の立ち上がり及びたち下がりを検出するエッジ検出手段と、該電気信号の１タイムスロットを周期として偶数番目の偶エッジ信号と奇数番目の奇エッジ信号を検出する偶奇エッジ検出手段と、偶エッジ信号及び奇エッジ信号によって第１及び第２の出力信号をそれぞれ反転させることによって、送信側で使用した光変調器の第１の駆動信号と、第２の駆動信号をそれぞれ生成する復調手段とを備えることを特徴とする。
【００２９】
本発明の光変調方法は、マッハツェンダ形光変調器における光変調方法であって、（ａ）所定のビットレートの第１の駆動信号を該マッハツェンダ形光変調器の第１の光路に印加するステップと、（ｂ）該所定のビットレートで、該第１の駆動信号の位相に対して位相が半タイムスロットずれた第２の駆動信号を該マッハツェンダ形光変調器の第２の光路に印加するステップと、（ｃ）該第１の駆動信号によって該第１の光路を通過する光に与えられるチャーピングと、該第２の駆動信号によって該第２の光路を通過する光に与えられるチャーピングとが、該第１の光路を通過する光と該第２の光路を通過する光を合波した後に相殺されるように、該マッハツェンダ形光変調器に設けられた光路を伝搬する光に位相変調を与えるステップとを備え、該第１の駆動信号と該第２の駆動信号を印加することにより得られる変調光のビットレートは、該所定のビットレートの２倍であると共に、光信号の３値化によって分散トレランスを拡大することを特徴とする。
【００３０】
本発明の復調方法は、（ａ）受信した光信号を電気信号に変換するステップと、（ｂ）該電気信号の立ち上がり及びたち下がりを検出するステップと、（ｃ）該電気信号の１タイムスロットを周期として偶数番目の偶エッジ信号と奇数番目の奇エッジ信号を検出するステップと、（ｄ）偶エッジ信号及び奇エッジ信号によって第１及び第２の出力信号をそれぞれ反転させることによって、送信側で使用した光変調器の第１の駆動信号と、第２の駆動信号をそれぞれ生成するステップとを備えることを特徴とする。
【００３１】
本発明によれば、送信すべきデータを有する独立した２つの駆動信号により、駆動信号のビットレートの２倍の光信号を生成することができると共に、光信号の３値化によって分散トレランスを拡大することができる。また、この光変調に於いては、生成された光信号が複雑なチャーピングの影響を受け、光ファイバを伝搬する間に大きな波形劣化を受けてしまい、分散耐力が小さいという問題があったが、光変調する場合に於いて、チャーピングを打ち消す電極手段を設けたことにより、分散耐力を大きくして、伝送可能距離を長距離化することができる。従って、低速の電気回路で生成された駆動信号を使用して、高速の光信号を生成し、長距離に渡って伝送することができる。
【００３２】
受信側では、上記のようにして伝送されてきた光信号を、光変調方法の特性を利用して、比較的容易にデータを含む独立した２つの駆動信号を再生することができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
まず、半ビットシフト多重方式は、光信号の３値化によって、信号の狭帯域化を実現でき、結果として、分散トレランスの拡大及び波長多重における高密度化を行うことができることを示す。
【００３４】
信号を多値化した場合、信号レベルがｄ値の変調方式における周波数密度Ｗ（ｆ）には以下の式が成り立つ。（A.Lender, “Correlative  Digital  Communication  Technique”,  IEEE  Trans,  Commun.  Technol.  vol.  COM-12,  pp.128-135,  1964.）
Ｗ（ｆ）＝（Ｔ／４）・｛（ｓｉｎ（（ｂ−１）πｆＴ））／（πｆＴ）｝2 
よって、スペクトル帯域Δｆは以下のようになる。
【００３５】
（ｂ−１）・π・Δｆ・Ｔ＝π
∴  Δｆ＝１／（（ｂ−１）・Ｔ）
ＮＲＺ信号においては、信号レベルが“０”、“１”の２値なのでｂ＝２であり、Δｆ＝１／Ｔとなる。
【００３６】
半ビットシフト多重信号においては、信号レベルが“−１”、“０”、“１”の３値なので、ｂ＝３であり、Δｆ＝１／（２Ｔ）となる。
よって、半ビットシフト多重信号はＮＲＺ信号に比べ、光信号の３値化によって狭帯域化を図ることができ、結果として分散トレランスの拡大、及び波長多重における高密度化を実現することができる。
【００３７】
次に、半ビットシフト多重変調方式での波形劣化に関しては、入力電気信号Ｅ1（ｔ）及びＥ2（ｔ）の立ち上がり、たち下がりが原理上、時間的に分離されており、いずれに於いてもチャーピングを生ずることが根本的な問題である。その課題を解決するためには、両側電気入力を持ちながら、各々の電気入力信号に対してチャーピングを生じない光変調器の構成が必要になる。
【００３８】
そのためには、各々の電気入力信号に対して、両側の分岐導波路に与える位相変調がプッシュプル（逆符号で同じ大きさ）になるような変調器構成が有効である。
【００３９】
図１は、本発明の実施形態であるマッハツェンダ形光変調器の原理構成例を示すブロック図である。
独立な電気入力信号Ｅ1 、Ｅ2 によって生じる位相変調量を各々φ1、φ2で示す。−φ1 、−φ2 は、φ1 、φ2 と同じ大きさで逆符号の位相変調を与えることを示している。＋φ1 と−φ1 、＋φ2 と−φ2 を入れ替えても良い。
【００４０】
同図（ａ）では、入力信号Ｅ1 に対応して、分岐導波路の各々に＋φ1 と−φ1 の位相変調が与えられ、プッシュプル変調を行う。同様に入力信号Ｅ2 に対応しても、分岐導波路の各々に＋φ2 と−φ2 の位相変調が与えられ、プッシュプル変調を行う。すなわち、入力信号Ｅ1 が入力された場合には、導波路＃１にφ1の位相変調が生じるが、このとき、導波路＃２に−φ1 の位相変調を生じさせ、導波路＃１から来た光信号と導波路＃２から来た光信号とが合波される時に、それぞれが受けた位相変調が相殺するようになっている。同様に、入力信号Ｅ2が導波路＃２に印加された場合には、導波路＃２にφ2 の位相変調が生じるが、導波路＃１の側には、位相変調−φ2 が生じるように構成する。このようにすることによって、導波路＃１、＃２をそれぞれ通過してきた光信号が合波される場合に位相変調が相殺される。このように、変調を行う場合に、２つの導波路で生じる位相変調を常に“０”とすることにより、位相変調の時間微分が“０”となり、波長チャーピングが抑制される。
【００４１】
同図（ｂ）においては、入力信号Ｅ1に対応して、上側の分岐導波路＃１に＋２φ1 の位相変調が与えられ、合波後の導波路において−φ1 の位相変調が与えられる。結果として、上側の分岐導波路＃１を透過した光は＋２φ1 −φ1 ＝＋φ1 の位相変調を受け、下側の分岐導波路＃２を透過した光は−φ1 の位相変調を受けることになり、合波された時に、位相変調が相殺されるので、プッシュプル変調を行っていることになる。入力信号Ｅ2に関しては、分岐導波路＃２において＋２φ2 の位相変調を行い、合波後に−φ2 を行っており、入力信号Ｅ1 が導波路＃１に印加された場合と同様のプッシュプル変調を構成している。入力信号Ｅ1 とＥ2 とが同時に印加された場合には、導波路＃１を通過した光信号は、変調光信号として出力される際には、φ1 −φ2 の位相変調を受ける。一方、導波路＃２を通過した光信号は、変調光信号として出力される際には、−φ1 ＋φ2 の位相変調を受ける。合波後の光信号の位相変調は式（３）により両位相変調の平均で表されるので、導波路＃１を通過した光信号と導波路＃２を通過した光信号の位相変調が常に相殺されることになる。波長チャーピングの発生を抑制することができる。同図（ｂ）の−φ1 、−φ2 の位相変調は、導波路における分岐前、合波後のいずれにおいて行っても良く、同図（ｃ）は両方とも分岐前に配置した場合を、同図（ｄ）は一方のみ分岐前に配置し、他方を、合波後に行った場合を示している。動作は、同図（ｂ）に示した場合と同様であって、同図（ｃ）、（ｄ）の場合も、導波路＃１に入力信号Ｅ1 が印加され、導波路＃２に入力信号Ｅ2 が印加されていない場合には、−φ1 及び＋２φ1 の位相変調のみを生じる。入力信号Ｅ１が印加されておらず、入力信号Ｅ2 のみが印加されている場合も同様に、−φ2 と＋２φ2 の位相変調のみが生じる。入力信号Ｅ1 及びＥ2 が共に印加されている場合にのみ、全ての位相変調が生じるようになる。従って、同図（ｃ）及び（ｄ）のいずれの場合にも、入力信号Ｅ1のみが印加されている場合には、導波路＃１を通過した光信号は、＋φ1 の位相変調を受け、導波路＃２を通過した光信号は−φ1 の位相変調を受ける。同様に、入力信号Ｅ2 のみが印加されている場合には、導波路＃１を通過した光信号は−φ2 の位相変調を、導波路＃２を通過した光信号はφ2 の位相変調を受け、互いに相殺する構成となっている。また、入力信号Ｅ１及びＥ２が共に印加された場合には、導波路＃１を通過した光信号はφ1 −φ2 の位相変調を受け、導波路＃２を通過した光信号は−φ1 ＋φ2 の位相変調を受けるので、やはり互いに相殺して、波長チャーピングを抑制する構成となっている。なお、具体的な電極配置に関して、＋φ1 （＋２φ1 ）と−φ1 の位相変調を生じる電極を別々に設けて各々に入力信号Ｅ1を入力する方法と、一つの連結した電極で構成する方法が考えられる。入力信号Ｅ2 に関しても入力信号Ｅ1 用の電極と同様のことが言える。
【００４２】
以上のように構成した光変調器は、入力駆動信号の変調方式によらず零チャープが実現できるので、半ビットシフト多重方式のみならず、他のあらゆる変調方式において、分散トレランスの拡大のために利用できることが重要である。
【００４３】
図２は、本発明の一実施形態である具体的な変調器の電極構成を示す図である。
なお、同図の実施形態は図１（ｄ）の原理構成に基づいて構成されている。
【００４４】
電極長ｌ1 ・ｌ2 及びその各々における変調効率α、βの間には以下の関係が成り立つように電極構造を設計する。
２・α・ｌ1 ＝β・ｌ2 ・・・（９）
まず、電気入力信号＃１による変調の寄与のみに注目して考える。マッハツェンダ形変調器における上側の導波路＃１を通過する光信号に関しては、電極長ｌ2 の部分では、β・ｌ2 の位相変調を受け、合波後の電極長ｌ1 の部分で、（信号電極と接地電極ＧＮＤの配置が逆になっているので、電極長ｌ2 の部分で与えられる位相変調とは変調の方向が逆になる）−α・ｌ1 の位相変調を受ける。よって、全体としての位相変調量は以下のようになる。
【００４５】
β・ｌ2 −α・ｌ1 ＝＋α・ｌ1   （∵（９））・・・（１０）
また、マッハツェンダ形変調器における下側の導波路＃２を通過する光信号に関しては、分岐後の電極長ｌ1 の部分で−α・ｌ1の位相変調を受けるのみである。よって、導波路＃１と導波路＃２において受ける位相変調量は逆符号で同じ大きさになるため、プッシュプル駆動が実現され、チャーピングを生じないことになる。電気入力信号＃２による変調の寄与に関しても、同様にチャーピングを生じない。
【００４６】
図３は、本発明の別の一実施形態である具体的な変調器の電極構成を示す図である。なお、同図の実施形態は図１（ｂ）の原理構成に基づいて構成されており、同様に説明できる。
【００４７】
具体的に定式化すると以下のようになる。式（５）〜（８）は上記の説明から以下のように書き換えられる。
φA （ｔ）＝π／２・（＋Ｅ1 （ｔ）−Ｅ2 （ｔ））・・・（１１）
φB （ｔ）＝π／２・（−Ｅ1 （ｔ）＋Ｅ2 （ｔ））・・・（１２）
Ｅ1 （ｔ）：入力電気信号＃１  オン：Ｅ＝１、オフ：Ｅ＝０
Ｅ2 （ｔ）：入力電気信号＃２  オン：Ｅ＝１、オフ：Ｅ＝０
Ｐ（ｔ）＝Ｅ0 2 ／２・｛１＋ｃｏｓ（φA −φB ）｝＝Ｅ0 2 ／２・｛１＋ｃｏｓ（π・（Ｅ1 （ｔ）−Ｅ2 （ｔ）））｝・・・（１３）
Φ（ｔ）＝（φA ＋φB ）／２＝０・・・（１４）
このように、光強度波形Ｐ（ｔ）は式（７）と同じにしたままで、チャーピング（式（１４））を零にすることができる。
【００４８】
上記マッハツェンダ形光変調器の構成を取り入れて伝送波形シミュレーションによって計算した、４０Ｇｂｉｔ／ｓ半ビットシフト多重方式の分散耐力特性、光波形、光スペクトルの他の光変調方式（光デュオバイナリ、ＮＲＺ）との比較を、それぞれ図４〜５に示す。
【００４９】
図４は、本実施形態のマッハツェンダ形光変調器を用いた半ビットシフト多重変調方式を含む各変調方式における分散トレランスを示す図である。
図４におけるアイ開口ペナルティにおいては、ＮＲＺ方式（変調帯域０．６７Ｂ：Ｂはビットレート）におけるBack-to-backでのアイ開口度を基準としている。
【００５０】
図２３と比較して、図４では、本実施形態の電極構成を導入したことによって、半ビットシフト多重変調方式の分散トレランスが明らかに改善したことが分かる。また、各変調方式比較においては、分散トレランスが大きい方式より光デュオバイナリ＞半ビットシフト多重＞ＮＲＺとなる傾向にある。
【００５１】
図５は、本実施形態のマッハツェンダ形光変調器を用いた半ビットシフト多重変調方式を含む各変調方式におけるアイダイアグラムを示す図である。
図５のアイダイアグラムによる比較によると、半ビットシフト多重変調方式においては、Ｂ（ｂ／ｓ）のＮＲＺと同じアイ開口の光変調波形が得られるとともに、分散耐力は、アイ開口ペナルティが１ｄＢ以下を基準としてＢ（ｂ／ｓ）のＮＲＺの約１．２倍の１８０ｐｓ／ｎｍに拡大されていることが分かる（図４参照）。
【００５２】
ここで、電子デバイスが持つ高速動作特性は、周波数帯域特性によって表される。伝送波形シミュレーションに於いては周波数帯域特性を高域遮断周波数Ｆｃ（Ｈｚ）のベッセルフィルタと仮定し、矩形のデジタル信号をそのフィルタに透過させることで、電気駆動信号を生成している。以後、その高域遮断周波数Ｆｃのことを変調帯域と呼ぶ。
【００５３】
図４及び図５においては、半ビットシフト多重の変調帯域はＮＲＺ変調での最適値と同じ０．６７・Ｂ（Ｈｚ）（Ｂはビットレート）として計算しており、これは半ビットシフト多重において、ＮＲＺと同等の高速動作特性の電子デバイスを用いたことに相当する。半ビットシフト多重においては、実際の電子デバイスの動作速度はビットレートの半分なので、電気デバイスに要求される帯域特性も４０Ｇｂｉｔ／ｓ用デバイスの半分程度であることが望まれる。
【００５４】
図６は、本実施形態を適用した半ビットシフト多重変調方式とその他の変調方式によって生成される光信号のスペクトル分布を示した図である。
同図において、半ビットシフト多重変調方式と、ＮＲＺ変調方式の変調帯域は、０．６７Ｂ（Ｂ：ビットレート）としており、光デュオバイナリ方式の場合には、最適と考えられている０．２５Ｂに設定している。
【００５５】
本実施形態を適用した半ビットシフト多重変調方式の場合、スペクトルの頂点から２０ｄＢ下がった部分におけるスペクトルの広がりは、３４ＧＨｚである。光デュオバイナリの場合には、スペクトルの頂点から２０ｄＢ下がった部分におけるスペクトルの広がりは、４３ＧＨｚとなっている。また、ＮＲＺ変調方式の場合には、スペクトルの頂点から２０ｄＢ下がった部分のスペクトルの広がりは、６８ＧＨｚとなっている。このように、スペクトルの頂点から２０ｄＢ下がった部分におけるスペクトルの広がりは、本実施形態を使用した半ビットシフト多重変調方式が最も狭くなっている。波長分散は、スペクトルが大きく拡がっていればいるほど大きな影響を及ぼすと考えられるので、本実施形態を使用した半ビットシフト多重変調方式は良い特性を示しているといえる。なお、スペクトルの頂点から４０ｄＢ下がった部分におけるスペクトルの広がりは、本実施形態を使用した半ビットシフト多重変調方式においては１１７ＧＨｚ、光デュオバイナリ方式では７４ｄＢ、ＮＲＺ方式では１４８ｄＢとなっている。ここでは、光デュオバイナリ方式が最もスペクトルの広がりが小さくなっているが、これは、変調帯域を０．２５Ｂと他の変調方式よりも小さく取っていることも原因の一つと考えられる。いずれにしても、本実施形態を適用することによって、光信号の３値化により半ビットシフト多重変調方式による光信号のスペクトルの広がりを抑え、分散トレランスを大きく改善できる。
【００５６】
前述のように、零チャープ変調器は、半ビットシフト多重方式のみならず、他のあらゆる変調方式において、分散トレランスの拡大のために利用できるという利点がある。更に、この零チャープ変調器は、半ビットシフト多重方式のような両側駆動でなく、片側駆動にも応用できる。
【００５７】
図７に片側駆動の場合の零チャープ変調器の構成例について示す。
構成例（ａ）〜（ｃ）の電極位置は、両側駆動の図１における構成（ａ）〜（ｃ）と同じである。同様の説明によって、（ａ）〜（ｃ）のいずれにおいても、導波路＃１に＋φ1 の位相変調が、導波路＃２に−φ1 の位相変調が与えられるため、プッシュプル駆動になり、出力信号にはチャーピングを生じない。
【００５８】
この零チャープ変調器は、入力駆動信号の変調方式によらず零チャープが実現できるので、ＮＲＺ変調やＲＺ変調など、片側駆動で行うことのできるあらゆる変調方式において、分散トレランスの拡大のために利用できることが重要である。
【００５９】
図８に片側駆動の場合の零チャープ変調器の具体的な構成例を示す。
電気入力信号＃１に対してプッシュプル駆動になる原理は、図２と同じである。
【００６０】
本実施形態を適用する半ビットシフト多重方式に於いて、変調帯域を低くしていったときの分散耐力特性、光波形、光スペクトルの比較をそれぞれ図９〜８に示す。
【００６１】
図９は、本実施形態を適用した半ビットシフト多重変調方式の変調帯域を変化させていったときの分散トレランスの様子を示す図である。
同図に於いては、変調帯域０．６７ＢのＮＲＺ信号の零分散の場合の出力波形のアイ開口ペナルティを基準として各場合のアイ開口ペナルティを記載している。
【００６２】
図９によると、半ビットシフト多重変調においては、変調帯域を小さくしていくにつれ、零分散周辺でのアイ開口ペナルティの値は悪くなるが、総分散量が大きくなるにつれ、アイ開口ペナルティが小さく、すなわち、分散耐力が大きくなっている。従って、本実施形態を使用した半ビットシフト多重変調方式に於いては、帯域の低い電気デバイスでの動作を行える利点に加え、変調帯域を狭くすることによって分散耐力が拡大される。ただし、変調帯域を狭くすると分散耐力が向上すると同時にBack-to-backにおける（入力信号そのものの）符号間干渉が増大するため、そのトレードオフを考慮して帯域設定をする必要がある。
【００６３】
図１０は、本実施形態を適用した半ビットシフト多重変調方式において、変調帯域を変化させた場合の出力における波形の様子を示すアイダイアグラムである。
【００６４】
同図に示されるように、分散が０ｐｓ／ｎｍの場合には、変調帯域が小さくなる程符号間干渉が大きくなるが、−１００ｐｓ／ｎｍや１００ｐｓ／ｎｍの分散を有する光ファイバを伝搬した後であっても変調帯域を狭くすることによって、伝搬後に於いても０ｐｓ／ｎｍの場合に比べてほとんど波形劣化を生じないことが示されている。
【００６５】
図１１は、本実施形態を適用した半ビットシフト多重変調方式において、変調帯域を変化させた場合の光信号のスペクトルの拡がりの様子を示した図である。同図に示されているように、変調帯域が０．６７Ｂ（Ｂ：ビットレート）の場合は、スペクトルの頂点から２０ｄＢ光強度が下がった場合におけるスペクトルの広がりは３４ＧＨｚであり、変調帯域が０．３３５Ｂの場合には３４ＧＨｚ、変調帯域が０．２５Ｂの場合には３１ＧＨｚである。また、スペクトルの頂点から４０ｄＢ分光強度が下がった部分におけるスペクトルの広がりは、変調帯域が０．６７Ｂの場合には１１７ＧＨｚ、変調帯域が０．３３５Ｂの場合には６６ＧＨｚ、変調帯域が０．２５Ｂの場合には６０ＧＨｚである。このように、変調帯域を狭くして、スペクトル幅を狭くすることにより、光ファイバの分散特性から与えられる影響を抑え、分散トレランスを広くとりうることが期待される。
【００６６】
図１２は、各変調方式における変調帯域対分散トレランスの計算結果を示す図である。
分散トレランスの基準としては、図１２（ａ）においては、ＮＲＺ方式におけるBack-to-backからのアイ開口ペナルティ１ｄＢ以下としている。また、図１２（ｂ）においては、ＮＲＺ方式におけるBack-to-backからのアイ開口ペナルティ２ｄＢ以下としている。
【００６７】
ＮＲＺ方式においては、信号狭帯域化による分散トレランスの拡大の効果が行えないのに対して、半ビットシフト多重方式においては、アイ開口ペナルティ１ｄＢ以下の場合には、変調帯域を小さくすることによる分散耐力の拡大は見られないものの、アイ開口ペナルティ２ｄＢ以下の場合には、変調帯域が０．３Ｂ（Ｂ：ビットレート）以上の範囲に於いて変調帯域を小さくする程、分散耐力は拡大される。これは、変調帯域を狭くすることにより、分散による波形変化の抑制が生じると同時にBack-to-backの符号間干渉も増大し、両者の間にトレードオフがあるので、変調帯域を狭くすることによっては単純には分散耐力を拡げることができないことを示している。従って、変調帯域を狭くすることによる波形劣化の抑制と符号間干渉とのトレードオフを考慮して、変調帯域を適切に設定する必要がある。光デュオバイナリ方式との比較に於いては、本実施形態を使用した半ビットシフト多重変調方式は分散トレランスに関して優れているとは限らない。しかし、同図（ｂ）に示されるように、アイ開口ペナルティを２ｄＢ以下に設定した場合には、変調帯域の狭帯域化により分散トレランスに改善が見られている。このように、アイ開口ペナルティと符号間干渉及び波形劣化等を適切に考慮することにより、半ビットシフト多重変調方式に於いても、分散トレランスを十分に拡げることができる。
【００６８】
本実施形態により、光伝送システムに使用される光送信機において、ビットレートの半分の動作速度の電子デバイスを用いて光信号を生成すると共に、駆動信号の狭帯域化による伝送信号の波長分散トレランスの拡大により、より長距離の伝送を可能にすることができる。
【００６９】
図１３は、半ビットシフト多重変調方式を用いた光通信システムの構成例を示す図である。
両側電極マッハツェンダ形光変調器を用いて、ビットレートがＢ／２（ｂ／ｓ）で、振幅がＶπ、位相が半周期ずれた二つの独立な変調用入力電気信号から、ビットレートがＢ（ｂ／ｓ）の変調光信号を取り出す光送信機１０と、光ファイバ伝送路１２と光受信機１１から構成される。図１８〜図２１（特開平３−２００９２３号公報）の方式と異なるところは、入力電気信号源＃１、＃２のいずれの変調用電気信号に対しても出力光信号がチャーピングを生じない零チャープ光変調器を用いていることであり、例えば、前述の図２の電極構成を用いることで実現できる。
【００７０】
入力電気信号源＃１、＃２からは、それぞれ独立した、ビットレートＢ／２（ｂ／ｓ）の電気信号が出力される。入力電気信号源＃２から出力された電気信号は、半ビット分信号の位相をシフトするＴ／２遅延器１３に入力され、入力電気信号源＃１の電気信号に対し、半ビット分シフトされて、駆動回路＃２に入力される。駆動回路＃１及び＃２では、入力された電気信号を零チャープ光変調器を駆動するための振幅にまで増幅する。零チャープ光変調器には光源ＬＤから出力されたＣＷ光が入力され、駆動回路＃１、＃２から印加される駆動信号によって位相変調される。駆動信号によってそれぞれ位相変調されたＣＷ光は合波されることによって光強度変調信号に変換される。終端部＃１、＃２は、それぞれ入力電気信号源＃１、＃２からの駆動電気信号を終端する。零チャープ光変調器によって半ビットシフト多重変調された光出力信号のビットレートはＢ（ｂ／ｓ）となっている。このようにして生成された光出力信号は光ファイバ伝送路１２を介して光受信機に送信される。
【００７１】
図１４は、図１３の光送信機の零チャープ光変調器部分を詳細に示した構成例示す図である。
入力電気信号源＃１、＃２から出力される入力電気信号間の半タイムスロット（半ビット）の遅延差は、例えば、電気信号線の長さを調節することで入力電気信号間に与えることが可能である。零チャープ光変調器の電気出力端子にはバイアスティー＃１、＃２と高速信号用の終端器＃１、＃２を用いている。ここで、バイアスティー＃１、＃２は、図１９における駆動電気信号対光強度の特性曲線に対して、駆動信号の中心電圧を適正値に設定するためのバイアス電圧を供給するために用いている（図１９の説明では、バイアス電圧を省略した）。光変調特性は、２つの電極に生じる電位差のみに影響されるため、例えば、バイアスティー＃２に与える直流電位を０Ｖとし、バイアスティー＃１に与えるバイアス電圧のみをバイアス電圧供給回路２０を用いて調整すればよい。また、コンデンサＣ１〜Ｃ４はバイアス電圧をこの位置で遮断するために用いている。ここで、上述のように、電気入力信号のスペクトルを狭くすることで、分散耐力を拡大することができる。それは、帯域の低い駆動デバイスを用いることができるというさらなる利点がある。更に意図的に帯域を調整して伝送特性の最適化を図るためには、同図のように低域透過フィルタ（ＬＰＦ＃１、＃２）を用いることもできる。なお、入力電気信号の帯域を制限するにはＬＰＦ＃１、＃２を設けてもよいし、駆動回路＃１、＃２のアンプの帯域を制限することによっても実現することができる。従って、駆動回路＃１、＃２のアンプの帯域を制限する場合には、ＬＰＦ＃１、＃２は特に必要とされないので、同図では、括弧に入れて図示してある。
【００７２】
零チャープ光変調器に駆動信号を与えて半ビットシフト多重変調を行う動作に関しては、前述したとおりであるので説明を省略する。
図１５は、半ビットシフト多重方式を用いたときの光受信機構成に関する実施形態を示す図である。
【００７３】
同図（ａ）に示されるように、光受信機２８は、Ｂ（ｂ／ｓ）伝送光信号を光電変換するための受光部２５、電気信号の一部からそれに同期したＢ／２（Ｈｚ）のクロック信号を得るためのクロック抽出部２６、Ｂ（ｂ／ｓ）の電気信号から、送信機における入力電気信号と同一のＢ／２（ｂ／ｓ）の独立な二つの電気信号を復調する復調部２７から構成される。復調の原理の一例としては、同図（ｂ）に示したように、Ｂ（ｂ／ｓ）の電気信号（ａ）の立ち上がり、または、たち下がりが、１タイムスロット（Ｔ＝１／Ｂ  ｓｅｃ）を単位として奇数番目の時間位置にある場合には復調電気信号＃１を反転させ、偶数番目の位置にある場合には復調電気信号＃２を反転させることで、ビットレートがＢ／２（ｂ／ｓ）の独立な二つの復調信号を得ることができる。Ｂ（ｂ／ｓ）電気信号（ａ）の立ち上がり、または、たち下がりが、奇数番目及び偶数番目のいずれの時間位置にあるかは、抽出したＢ／２（Ｈｚ）クロック（ｂ）との位相比較によって、例えば、クロックの立ち上がりの時間と一致しているか、たち下がりの時間と一致しているので区別することができる。
【００７４】
図１６及び図１７は、図１５の復調方式を回路で実現する場合の構成例とその動作の詳細を示す図である。
ビットレートがＢ（ｂ／ｓ）の光信号は、受光部３０で受光され、電気信号に変換される。受光部３０から出力される電気信号の例が図１７の（ａ）に示されている。この電気信号の１ビット分のタイムスロット長はＴ＝１／Ｂ（ｓｅｃ）である。受信電気信号の立ち上がり、及び、たち下がり（エッジ）を検出するために、Ｔ／２遅延部３１とＥＸ−ＯＲ３２からなるエッジ検出部３５を設けている。エッジ検出部３５では、受信電気信号が分岐されて、Ｔ／２遅延部３１においてＴ／２の時間差が与えられ、論理回路ＥＸ−ＯＲ（Exclusive-or；排他的論理和）３２に入力される。ＥＸ−ＯＲ３２の動作は以下の表２のようになる。
【００７５】
【表２】
0004094761.tif 000003
【００７６】
その結果、図１７（ｃ）に示すように、エッジの位置で信号が“１”となるエッジ抽出用の信号が生成される。エッジ抽出用信号のパルスの時間位置がＴを単位として偶数番目と奇数番目のいずれにあるか判別するために、ＥＸ−ＯＲ３２からの出力を分離し、各々をクロック抽出部３３からのＢ／２（Ｈｚ）クロック（ｄ１）、（ｄ２）とともに偶奇エッジ検出部３６の論理回路Ｄ−ＦＦ（Ｄ形フリップフロップ）に入力する。Ｂ／２（Ｈｚ）クロック（ｄ１）、（ｄ２）は互いに逆位相になるように、クロック抽出部３３からのクロック信号の内、クロック（ｄ２）は、クロック（ｄ１）をインバータ３４によってパルス反転させたものを使用する。クロック（ｄ１）、（ｄ２）の信号波形は、図１７の（ｄ１）、（ｄ２）に示されている。なお、クロック（ｄ１）、（ｄ２）は、信号（ｃ）の偶数番目と奇数番目に立ち上がりが一致するように位相調整しておく。Ｄ−ＦＦ＃１、＃２の動作は、以下の表３のようになる。
【００７７】
【表３】
0004094761.tif 000004
【００７８】
その結果、信号（ｅ１）、（ｅ２）が示すように、クロック（ｄ１）、（ｄ２）の立ち上がり時に信号（ｃ）が“１”か“０”かによって、それぞれＤ−ＦＦ＃１、＃２は、“１”あるいは“０”を保持することになる。すなわち、信号（ｅ１）、（ｅ２）は、それぞれ、信号（ｃ）のパルスが奇数位置、偶数位置にある場合、すなわち、信号（ａ）のエッジが奇数位置、偶数位置にある場合に各々“１”、無い場合に“０”となる。次に、信号（ｅ１）、（ｅ２）は、反転部３７のＥＸ−ＯＲ＃１、＃２に入力する。ＥＸ−ＯＲ＃１、＃２は、２Ｔ遅延部３８，３９によって遅延されて入力される１タイムスロット（２Ｔｓｅｃ）前の入力とＤ−ＦＦ＃１，＃２からの入力とのＥＸ−ＯＲを取り、Ｄ−ＦＦ＃１、＃２からの入力が“１”の場合に、２Ｔ遅延部３８，３９からの入力を反転させて出力する回路である。つまり、ビットレートがＢ／２（ｂ／ｓ）の入力データ信号（１タイムスロット＝２Ｔ）を数列ａn、出力データ信号を数列ｂnと見なした場合（ｎは入力される信号のタイムスロットの時間順序を示す：１タイムスロット前の出力データ信号はｂn-1と表される）、以下の表４のようになる。
【００７９】
【表４】
0004094761.tif 000005
【００８０】
その結果、信号（ｆ１）、（ｆ２）には、送信機における入力電気信号と同一のＢ／２（ｂ／ｓ）の独立な二つの復調電気信号が得られる。
このようにして、元の信号が再生できるのは、半ビットシフト多重変調が、信号（ｆ１）と半ビットシフトされた信号（ｆ２）とを以下の表に基づいて変調していることと同義であるからである。
【００８１】
【表５】
0004094761.tif 000006
【００８２】
すなわち、図１７の信号（ｆ１）、（ｆ２）から半ビットシフト多重変調によって信号（ａ）を得る場合を考えてみる。はじめに、１タイムスロットが２Ｔ（ｓｅｃ）の信号（ｆ１）が立ち上がると、１タイムスロットが２Ｔ（ｓｅｃ）でＴ（ｓｅｃ）だけ遅延した信号（ｆ２）は、まだ立ち上がっていないので、信号（ａ）は、“０”となる。次に、信号（ｆ１）の立ち上がりからＴ（ｓｅｃ）後に信号（ｆ２）が立ち上がると、表５より信号（ａ）は“１”になる。信号（ｆ２）が立ち上がらなかった場合には信号（ａ）は、“０”のままである。このように、表５から、信号（ａ）が“１”の場合には、信号（ｆ１）、（ｆ２）が共に“１”か“０”であり、信号（ａ）が“０”の場合には、信号（ｆ１）、（ｆ２）のいずれかが“１”であり、他方が“０”となっている。信号（ｆ１）と信号（ｆ２）とは、送信側では、半ビットシフトされて多重されているので、最初、例えば、信号（ｆ１）を信号（ａ）のある状態で“１”に立ち上げた場合、信号（ｆ１）を立ち上げてからＴ（ｓｅｃ）後の信号（ａ）の状態が、依然“１”であれば、すなわち、信号（ａ）にエッジがなければ、信号（ｆ２）は、“１”となる。また、同様に、信号（ｆ１）を“１”に立ち上げてからＴ（ｓｅｃ）後の信号（ａ）の状態が“０”、すなわち、信号（ａ）にエッジがあった場合には、信号（ｆ２）が“１”から“０”となる。これは、信号（ｆ１）は、Ｔ（ｓｅｃ）後には変化しないからである。
【００８３】
そこで、信号（ａ）から、元の２つの信号を再生するには、信号（ｆ１）の周期２Ｔ毎のエッジの有無と、信号（ｆ２）の遅延Ｔ分だけおくれた周期２Ｔ毎のエッジの有無を知る必要がある。本構成例では、信号（ｃ）を設けることによって、信号（ａ）のエッジの時間位置を特定すると共に、信号（ｆ１）、（ｆ２）の周期２Ｔ毎の変化を生成するために信号（ｅ１）、（ｅ２）が設けられている。信号（ｅ１）は、タイムスロットの２Ｔ（ｓｅｃ）の周期毎に信号（ａ）に立ち上がりなどのエッジがあるか無いかを判断するものである。元の信号（ｆ１）と信号（ｆ２）が半ビットシフトされているため、信号（ｆ１）が変化するときは、信号（ｆ２）は一定値を取っていることになる。したがって、２Ｔ（ｓｅｃ）周期毎にエッジが存在すれば、信号（ｆ１）が変化したことを意味しており、信号（ａ）のエッジがなければ信号（ｆ１）は、変化していないということになる。信号（ｅ１）と同様の目的で信号（ｅ２）は設けられており、信号（ａ）の最初からＴ（ｓｅｃ）遅延した２Ｔ（ｓｅｃ）周期の時間地点において信号（ａ）のエッジが存在すれば、信号（ｆ２）が変化したことを示し、信号（ａ）のエッジが存在しなければ、信号（ｆ２）が変化していないことを意味する。信号（ｅ１）、（ｅ２）は、このように、信号（ｆ１）、（ｆ２）それぞれに変化があったか否かを示す信号になっている。
【００８４】
【発明の効果】
本発明によれば、電気回路で生成される信号のビットレートの２倍のビットレートの光信号を光変調によって生成し送信する。この場合、変調光がチャーピングを受けることを防止し、光信号が光ファイバの波長分散特性によって受ける波形劣化あるいはアイ開口ペナルティの劣化を抑制することができる。従って、長距離高速光通信の実現に寄与するところが大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態であるマッハツェンダ形光変調器の原理構成例を示すブロック図である。
【図２】本発明の一実施形態である具体的な変調器の電極構成を示す図である。
【図３】零チャープ変調器の第２の具体的構成例を示す図である。
【図４】本実施形態のマッハツェンダ形光変調器を用いた半ビットシフト多重変調方式を含む各変調方式における分散トレランスを示す図である。
【図５】本実施形態のマッハツェンダ形光変調器を用いた半ビットシフト多重変調方式を含む各変調方式におけるアイダイアグラムを示す図である。
【図６】本実施形態を適用した半ビットシフト多重変調方式とその他の変調方式によって生成される光信号のスペクトル分布を示した図である。
【図７】片側駆動の場合の零チャープ変調器の原理構成例を示す図である。
【図８】片側駆動の場合の零チャープ変調器の具体的構成例を示す図である。
【図９】本実施形態を適用した半ビットシフト多重変調方式の変調帯域を変化させていったときの分散トレランスの様子を示す図である。
【図１０】本実施形態を適用した半ビットシフト多重変調方式において、変調帯域を変化させた場合の出力における波形の様子を示すアイダイアグラムである。
【図１１】本実施形態を適用した半ビットシフト多重変調方式において、変調帯域を変化させた場合の光信号のスペクトルの拡がりの様子を示した図である。
【図１２】各変調方式における変調帯域対分散トレランスの計算結果を示す図である。
【図１３】半ビットシフト多重変調方式を用いた光通信システムの構成例を示す図である。
【図１４】図１３の光送信機の零チャープ光変調器部分を詳細に示した構成例示す図である。
【図１５】半ビットシフト多重方式を用いたときの光受信機構成に関する実施形態を示す図である。
【図１６】図１５の復調方式を回路で実現する場合の構成例とその動作の詳細を示す図（その１）である。
【図１７】図１５の復調方式を回路で実現する場合の構成例とその動作の詳細を示す図（その２）である。
【図１８】従来の変調方式を説明する図（その１）である。
【図１９】従来の変調方式を説明する図（その２）である。
【図２０】従来の変調方式を説明する図（その３）である。
【図２１】従来の変調方式を説明する図（その４）である。
【図２２】従来例における半ビットシフト多重変調方式に使用する両側電極マッハツェンダ形光変調器の構成を示す図である。
【図２３】各変調方式における総波長分散量とアイ開口ペナルティの関係を示す図である。
【図２４】各変調方式における受信側での波形劣化の様子を示すアイダイアグラムである。
【図２５】従来技術における光信号強度Ｐ（ｔ）とチャーピングΔλ（ｔ）の時間変化を示した図である。
【符号の説明】
１０      光送信機
１１、２８      光受信機
１２      光ファイバ伝送路
１３、３１      Ｔ／２遅延器
２０      バイアス電圧供給回路
２５、３０      受光部
２６、３３      クロック抽出部
２７      復調部
３２      ＥＸ−ＯＲ
３４      インバータ
３５      エッジ検出部
３６      偶奇エッジ検出部
３７      反転部
３８，３９      ２Ｔ遅延部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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