(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インタフェース回路であって、
第一リンク端子（５４，６４）、第二リンク端子（５６，６６）、及び制御端子（５２，７２）を有する少なくとも１つの半導体スイッチング装置（４４，６８）を含み、
前記第一リンク端子（５４，６４）は第一回路装置（４８，８０）に接続され、
前記第二リンク端子（５６，６６）は第二回路装置（５０，８２）に接続され、
前記半導体スイッチング装置（４４，６８）は前記制御端子（５２，７２）と前記第一リンク端子（５４，６４）および前記第二リンク端子（５６，６６）の１つとの間の電位差が予め定められた閾値を超えたときに、前記第一回路装置（４８，８０）を前記第二回路装置（５０，８２）に接続するように適合されており、
前記インタフェース回路の電源が切られた場合に、前記第一リンク端子（５４，６４）と前記第二リンク端子（５６，６６）の最大電位を前記制御端子（５２，７２）に与えるように適合されている、故障防止装置（６０，５８，７６，７８）を含み、
前記故障防止装置（６０，５８，７６，７８）が、
前記第一リンク端子（５４，６４）と前記第二リンク端子（５６，６６）の少なくとも最大電位を出力するように適合された第一最大値生成装置（５８，７０）と、
前記第一最大値生成装置（５８，７０）に接続され、前記インタフェース回路の電源が切られた場合に前記制御端子（５２，７２）に信号を供給する制御増幅器に供給される電位としてその出力を選択するように適合された第一選択器装置（６０）とを含むことを特徴とする、インタフェース回路。
【請求項２】
請求項１記載のインタフェース回路であって、
第一導電型（Ｐ）の前記半導体スイッチング装置（４４，６８）
と、そして
前記故障防止装置（６０，５８，７０，７６，７８）が前記インタフェース回路の電源が切られた場合に、前記第一リンク端子（５４，６４）および前記第二リンク端子（５６，６６）の最大電位を絶縁領域（４６，７４）に供給するように適合されていることを特徴とする、インタフェース回路。
【請求項３】
請求項２記載のインタフェース回路に於いて、
前記故障防止装置（７０，７６，７８）が前記最大値生成装置（７０）に接続され、その出力を前記インタフェース回路の電源が切られた時に前記制御端子（７２）に供給される電位として選択するように適合された第二選択器装置（７８）を含むことを特徴とするインタフェース回路。
【請求項４】
請求項１から３記載のインタフェース回路に於いて、前記各々の最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）が、
前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の第一入力端子（９０，１００）に接続された制御電極と、前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の第二入力端子（９２，１０２）に接続された第一電極と、そして前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の出力端子（８８，９８）に接続された第二電極とを具備した第一導電型（Ｐ）の第一トランジスタスイッチング装置（８４，９４）と、
前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の第二入力端子（９２，１０２）に接続された制御電極と、前記第一トランジスタスイッチング装置（８４，９４）の前記第二電極に接続された第一電極と、そして前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の前記第一入力端子（９０，１００）に接続された第二電極とを有する前記第一導電型（Ｐ）の第二トランジスタスイッチング装置（８６，９６）とを含み、ここで
前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の前記出力端子（８８，９８）が前記第一トランジスタスイッチング装置（８４，９４）の前記第二電極と、前記第二トランジスタスイッチング装置（８６，９６）の前記第一電極とに接続されていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項５】
請求項４記載のインタフェース回路に於いて、
前記第一トランジスタスイッチング装置（９４）と前記第二トランジスタスイッチング装置（９６）とが、前記インタフェース回路の電源が切られたときに前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の前記出力端子（９８）の電位にバイアスが掛けられるように適合されている絶縁領域内に具備されていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項６】
請求項４記載のインタフェース回路に於いて、
前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）が更に、
前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の前記第一入力端子（１１８）に接続された制御電極と、前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の前記第二入力端子（１２０）に接続された第一電極と、そして電流源装置（１１２）に接続された第二電極とを具備した前記第一導電型（Ｐ）の第三トランジスタスイッチング装置（１０４，１２６）と、そして
前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の前記第二入力端子（１２０）に接続された制御電極と、前記第三トランジスタスイッチング装置（１０４，１２６）の前記第二電極に接続された第一電極と、そして前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の前記第一入力端子（１１８）に接続された第二電極と、前記第一電極はまた前記電流源装置（１１２）に接続されている、とを有する前記第一導電型（Ｐ）の第四トランジスタスイッチング装置（１０６，１２８）と、
前記電流源（１１２）に接続された制御電極と、前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の前記第二入力端子（１２０）に接続された第一電極と、そして前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の前記出力端子（１２２）に接続された第二電極とを具備した前記第一導電型（Ｐ）の第五トランジスタスイッチング装置（１０８，１３０）と、
前記電流源（１１２）に接続された制御電極と、前記第五トランジスタスイッチング装置（１０８，１３０）の前記第二電極に接続された第一電極と、そして前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の前記第一入力端子（１１８）に接続された第二電極とを具備した前記第一導電型（Ｐ）の第六トランジスタスイッチング装置（１１０，１３２）とを含むことを特徴とするインタフェース回路。
【請求項７】
請求項６記載のインタフェース回路に於いて、
前記第三、第四、第五および第六トランジスタスイッチング装置（１０４，１０６，１０８，１１０，１２６，１２８，１３０，１３２）が、前記インタフェース回路の電源が切られた時に、前記最大値生成装置（１２，３８，５８，７０）の前記出力端子（１２２）の電位でバイアスが掛けられるように適合されている絶縁領域内に具備されていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項８】
請求項１から４のいずれか１つに記載のインタフェース回路に於いて、前記選択器装置（１４，２８，６０，７６，７８）が、
第一電源供給ライン（１５２）に接続された制御電極と、選択器装置（１４，２８，６０，７６，７８）の第一入力端子（１５４）に接続された第一電極と、そして前記選択器装置の出力端子（１５６）に接続された第二電極とを有する第二導電型（Ｎ）の第一トランジスタスイッチング装置（１５０，１８２）と、
前記第一電源供給ライン（１５２）に接続された制御電極と、前記選択器装置（１４，２８，６０，７６，７８）の前記出力端子（１５６）に接続された第一電極と、そして前記選択器装置（１４，２８，６０，７６，７８）の前記第二入力端子（１６０）に接続された第二電極とを有する第一導電型（Ｐ）の第七トランジスタスイッチング装置（１５８，１７６）と、
制御電極、前記選択器装置（１４，２８，６０，７６，７８）の前記第一入力端子（１５４）に接続された第一電極と、前記選択器装置（１４，２８，６０，７６，７８）の前記出力端子（１５６）に接続された第二電極と、を有する前記第一導電型（Ｐ）の第八トランジスタスイッチング装置（１６２，１７８）と、
前記第一電源供給ライン（１５２）に接続された制御電極と、前記第八トランジスタスイッチング装置（１６２，１７８）の前記制御電極に接続された第一電極と、そして前記選択器装置（１４，２８，６０，７６，７８）の前記第二入力端子（１６０）に接続された第二電極とを有する前記第一導電型（Ｐ）の第九トランジスタスイッチング装置（１６４，１８０）と、
前記第一電源供給ライン（１５２）に接続された制御電極と、前記第八トランジスタスイッチング装置（１６２，１７８）の前記制御電極に接続された第一電極と、そして第二電源供給ライン（１６８，１８６）に接続された第二電極とを有する前記第二導電型（Ｎ）の第二トランジスタスイッチング装置（１６６，１８４）とを含むことを特徴とするインタフェース回路。
【請求項９】
請求項８記載のインタフェース回路に於いて、
前記第一導電型（Ｐ）の前記第七、第八および第九トランジスタスイッチング装置（１７６，１７８，１８０）が、それぞれ前記インタフェース回路の電源が切られたときに外部的に生成されたバイアス電位（ＶＮ）でバイアスが掛けられるように適合されている絶縁領域内に具備されていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項１０】
請求項８または９記載のインタフェース回路に於いて、
前記第二導電型（Ｎ）の前記第一および第二トランジスタスイッチング装置（１８２，１８４）が、それぞれ前記インタフェース回路の電源が切られたときに前記第二電源供給ライン（１８６）の電位でバイアスが掛けられるように適合されている絶縁領域内に具備されていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項１１】
請求項の１乃至１０のいずれかの請求項に記載のインタフェース回路に於いて、
前記第一回路装置（８，２４，４８，８０）が前記少なくとも１つの半導体スイッチング装置（１９８，２０２）を経由して前記第二回路装置（１０，２６，５０，８２）に電源を供給するための電源供給装置（９２）であることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項１２】
請求項の１乃至１１のいずれかの請求項に記載のインタフェース回路に於いて、
前記第二回路装置（１０，２６，５０，８２）が負荷を駆動するための出力装置（１９４）であることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項１３】
請求項１２記載のインタフェース回路に於いて、
前記電源供給装置（１９２）および前記出力装置（１９４）が、
前記導通防止装置または前記故障防止装置を具備し、前記電源供給装置（１９２）の第一出力端子（２００）と前記出力装置（１９４）の第一入力端子（２０６）とを接続する第一半導体スイッチング装置（１９８）と、
前記導通防止装置または前記故障防止装置を具備し、前記電源供給装置（１９２）の第二出力端子（２０４）と前記出力装置（１９４）の第二入力端子（２０８）とを接続する第二半導体スイッチング装置（２０２）とで結合されていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項１４】
請求項１１から１３の１つに記載のインタフェース回路に於いて、前記電源供給装置（１９２）が更に、
一時的にエネルギーを蓄える様に適合され、前記電源供給装置（１９２）の前記第一および第二出力端子（２００，２０４）に接続されたリアクタンス装置（２１０）と、
前記リアクタンス装置（２１０）に接続され、前記リアクタンス装置（２１０）に電源からエネルギーが供給される充電フェーズと、前記リアクタンス装置（２１０）内に蓄えられた前記エネルギーの少なくとも一部が前記電源供給装置（１９２）の前記第一および第二出力端子（２００，２０４）に放電される放電フェーズとを具備するように適合された、充電スイッチング装置（２１２，２１４）とを含むことを特徴とするインタフェース回路。
【請求項１５】
請求項１４記載のインタフェース回路に於いて、前記充電スイッチング装置（２１２，２１４）が前記導通防止装置または前記故障防止装置を具備する第三半導体スイッチング装置（２１２）を含むことを特徴とするインタフェース回路。
【請求項１６】
請求項１２から１５のいずれか１つに記載のインタフェース回路であって、
第一リンク端子、第二リンク端子および制御端子を具備し、前記インタフェース回路の電源が切られた場合に、前記第一リンク端子および前記第二リンク端子の最大電位を前記制御電極に供給するように適合された導通防止装置、または前記インタフェース回路の電源が切られた場合に、前記第一リンク端子および前記第二リンク端子の最大電位を第四半導体スイッチング装置（２１６，２２２）の絶縁領域に供給するように適合された故障防止装置とを含む前記第三半導体スイッチング装置（２１６，２２２）と、
第一リンク端子、第二リンク端子および制御端子を具備し、前記インタフェース回路の電源が切られた場合に、前記第一リンク端子および前記第二リンク端子の最大電位を前記制御電極に供給するように適合された導通防止装置、または前記インタフェース回路の電源が切られた場合に、前記第一リンク端子および前記第二リンク端子の最大電位を第五半導体スイッチング装置（２１８，２２４）の絶縁領域に供給するように適合された故障防止装置とを含む前記第四半導体スイッチング装置（２１８，２２４）とを含み、ここで
前記第三半導体スイッチング装置（２１６，２２２）と前記第四半導体スイッチング装置（２１８，２２４）とが前記インタフェース回路の出力端子（１９６）と前記インタフェース回路の第一および第二入力端子（２０６，２０８）にそれぞれ接続されているインタフェース回路。
【請求項１７】
請求項１６記載のインタフェース回路に於いて、
前記インタフェース回路の電源が切られている間、前記出力端子（１９６）の電位が抵抗器装置（２２０）及び導通防止装置または故障防止装置を経由して前記第三半導体スイッチング装置（２１６）と前記第四半導体スイッチング装置（２１８）の制御電極へ供給されることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項１８】
請求項１６記載のインタフェース回路に於いて、更に、
前記インタフェース回路の電源が切られている時に、第一供給電位（ＶＤＤ）を前記第三半導体スイッチング装置（２１６）と前記第四半導体スイッチング装置（２１８）を駆動する第一駆動回路装置（２３４，２３６）に供給するように適合された、第一導電型（Ｐ）の第十トランジスタスイッチング装置（２３８）と、
前記インタフェース回路の電源が切られている時に、前記インタフェース回路の前記出力端子（１９６）の前記電位を前記抵抗器装置（２２０）を経由してそれぞれ前記第三半導体スイッチング装置（２１６）と前記第四半導体スイッチング装置（２１８）の前記第一駆動回路装置（２３４，２３６）の供給電位として供給するように適合された、前記第一導電型（Ｐ）の第十一トランジスタスイッチング装置（２３０）とを含むインタフェース回路。
【請求項１９】
請求項１６から１８の１つに記載のインタフェース回路に於いて、
前記第三及び第四半導体スイッチング装置（２１６，２１８，２２２，２２４）が第一導電型（Ｐ）のｐ−チャンネルＭＯＳＦＥＴを含むことを特徴とするインタフェース回路。
【請求項２０】
請求項１９記載のインタフェース回路に於いて、前記第三および第四半導体スイッチング装置（２１６，２１８）には含まれていない、前記インタフェース回路内の前記第一導電型（Ｐ）のトランジスタスイッチング装置の絶縁領域を、電源供給電位および前記出力装置の前記出力端子（１９６）の前記電位の最大電位にバイアスするように適合された第七最大値生成装置（２４０）が具備されていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項２１】
請求項２０記載のインタフェース回路に於いて、
前記第三および第四半導体スイッチング装置（２１６，２１８）に含まれている、前記第一導電型（Ｐ）のトランジスタスイッチング装置の絶縁領域を、前記入力端子（２０６，２０８）および前記インタフェース回路の前記出力端子（１９６）の最大電位にバイアスするように適合された第三最大値生成装置（２４６）が具備されていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項２２】
請求項１２から１５のいずれか１つに記載のインタフェース回路であって、
前記出力装置の第一入力端子（２０６）に接続された第一端子と、前記出力装置の出力端子（１９６）に接続された第二端子とを有する、第五半導体スイッチング装置（２５２）と、
前記第五半導体スイッチング装置（２５２）内の絶縁領域を前記出力装置の前記第一入力端子（２０６）と前記出力端子（１９６）の前記電位の最大電位にバイアスするように適合された第四最大値生成装置（２５４）とを含むインタフェース回路。
【請求項２３】
請求項２２記載のインタフェース回路に於いて、これが更に、
前記第四最大値生成装置（２５４）の前記出力電位と前記出力装置の電源供給電位との最大値を生成するように適合された第五最大値生成装置（２５６）と、
前記第五最大値生成装置（２５６）の出力電位を、前記第三半導体スイッチング装置（２５２）を駆動する第二駆動回路装置（２６４，２６６）の入力端子に接続された第一電極を有し、また前記インタフェース回路の第二電源供給ラインに接続された第二電極を有する第二導電型（Ｎ）の第三トランジスタスイッチング装置（２６０）の制御電極に供給するように適合された第三選択器装置（２５８）と、
前記第二駆動回路装置（２６４，２６６）の出力端子（２７０）を前記第十最大値生成装置（２５６）の前記出力電位に接続するように適合された第一導電型（Ｐ）の第十二トランジスタスイッチング装置（２６８）とを含むことを特徴とするインタフェース回路。
【請求項２４】
請求項２３記載のインタフェース回路に於いて、更に前記出力装置の電源が切られている間、前記第二駆動回路装置（２６４，２６６）を前記電源供給ラインから切り離すように適合された、前記第一導電型（Ｐ）の第十三トランジスタスイッチング装置（２７２）を具備することを特徴とするインタフェース回路。
【請求項２５】
請求項２３記載のインタフェース回路に於いて、更に前記出力装置の前記出力端子（１９６）に接続された第一端子と、前記出力装置の前記第二入力端子（２０８）に接続された第二端子とをそれぞれ有する第六半導体スイッチング装置（２７４）を具備することを特徴とするインタフェース回路。
【請求項２６】
請求項２５記載のインタフェース回路に於いて、
更に前記第六半導体スイッチング装置（２７４）内の絶縁領域に、前記出力装置の前記第二入力端子（２０８）と前記出力端子（１９６）の最大電位でバイアスを掛けるように適合された第六最大値生成装置（２７６）が具備されていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項２７】
請求項２６記載のインタフェース回路に於いて、
更に前記第四最大値生成装置（２５４）と前記第六最大値生成装置（２７６）の最大出力電位を前記第五最大値生成装置（２５６）に供給するように適合された第七最大値生成装置（２７８）を具備することを特徴とするインタフェース回路。
【請求項２８】
請求項２７記載のインタフェース回路に於いて、前記第三選択器装置（２５８）がまた、前記第五最大値生成装置（２５６）の出力を、前記第六半導体スイッチング装置（２７４）を駆動する第三駆動装置（２８４，２８６）の入力端子（２８２）に接続された第一電極と、前記第二電源供給ラインに接続された第二端子とを有する前記第二導電型（Ｎ）の第四トランジスタスイッチング装置（２８０）の制御電極に供給するように適合されていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項２９】
請求項２８記載のインタフェース回路に於いて、
更に前記第三駆動装置（２８４，２８６）の前記出力端子（２９０）を前記第五最大値生成装置（２５６）の前記出力端子に接続するように適合された前記第一導電型（Ｐ）の第十四トランジスタスイッチング装置（２８８）が具備されていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項３０】
請求項２９記載のインタフェース回路に於いて、
更に前記インタフェース回路の電源が切られている間、前記第三駆動回路装置（２８４，２８６）を前記電源供給ラインから切り離すように適合された前記第一導電型（Ｐ）の第十五トランジスタスイッチング装置（２９２）を具備することを特徴とするインタフェース回路。
【請求項３１】
請求項１２記載のインタフェース回路に於いて、
前記出力装置（１９４）が差動出力回路であって、
制御電極、第一入力端子（２９６）に接続された第一電極、および前記出力装置（１９４）の第一出力端子（２９８）に接続された第二電極を具備した第一導電型（Ｐ）の第十六トランジスタスイッチング装置（２９４）と、
制御電極、前記第一入力端子（２９６）に接続された第一電極、および前記出力装置（１９４）の第二出力端子（３０２）に接続された第二電極を具備した前記第一導電型（Ｐ）の第十七トランジスタスイッチング装置（３００）と、
制御電極、前記出力装置（１９４）の前記第一出力端子（２９８）に接続された第一電極、および第二入力端子（３０６）に接続された第二電極とを具備した前記第一導電型（Ｐ）の第十八トランジスタスイッチング装置（３０４）と、
制御電極、前記出力装置（１９４）の前記第二出力端子（３０２）に接続された第一電極、および前記出力装置（１９４）の前記第二入力端子（３０６）に接続された第二電極とを具備した前記第一導電型（Ｐ）の第十九トランジスタスイッチング装置（３０８）とを含むことを特徴とするインタフェース回路。
【請求項３２】
請求項３１記載のインタフェース回路に於いて、
前記第十二から第十五トランジスタスイッチング装置（２９４，３００，３０４、３０８）の各々の絶縁領域が前記出力装置（１９４）の前記第一および第二出力端子（２９８，３０２）の平均電位にバイアスされていることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項３３】
請求項２、４、５、６、７、８、９、１０、１８、１９、２０、２１、２３、２４、２５、２６、２７、２８、２９、３０、３１、３２の１つに記載のインタフェース回路に於いて、
第一導電型（Ｐ）のスイッチング装置の各々がｐ−チャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタであることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項３４】
請求項８、９、１０、２３、２４、２５、２６、２７、２８、２９、３０、３１、３２の１つに記載のインタフェース回路に於いて、
第二導電型（Ｎ）のスイッチング装置の各々がｎ−チャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタであることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項３５】
請求項２、３、７、９、１０、１６、１７、１８、１９、２０、２１、２２、２３、２４、２５、２６、２７、２８、２９、３０、３２の１つに記載のインタフェース回路に於いて、前記絶縁領域の各々がＮ−井戸であることを特徴とするインタフェース回路。
【請求項３６】
第一リンク端子（２）、第二リンク端子（４）、及び制御端子（６）とを有し、前記制御端子（６）と前記第一リンク端子（２）および前記第二リンク端子（４）の１つとの間の電位差が予め定められた閾値を超えたときに作動される少なくとも１つの半導体スイッチング装置（１）を含むインタフェース回路に対する故障防止方法であって、
前記インタフェース回路の電源が切られた時に、前記第一リンク端子（２）と前記第二リンク端子（４）の最大電位を前記半導体スイッチング装置（１）の前記制御電極（６）に供給するステップを含む、故障防止方法。
【請求項３７】
請求項３６記載の故障防止方法が更に、前記インタフェース回路の電源が切られた時に、前記第一リンク端子（２）と前記第二リンク端子（４）の最大電位を前記半導体スイッチング装置（１）の絶縁領域に供給するステップを含む、故障防止方法。
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は請求項１に記載のインタフェースに関する。更に本発明はインタフェース内の故障を防止する方法に関する。
ＷＯ９５／０６３５７には、電源が切られた装置とバスとの間で動作されるインタフェースが記述されている。特に、このインタフェース回路は低電圧回路内に組み込まれており、この回路は低電圧回路の電源が切られた時にもより高い電圧のバスと適切にインタフェースすることが可能である。これまで、通過トランジスタが使用されており、これは正常運転時より低い電圧回路をバスに接続し、また低電圧回路の電源が切られた時に低電圧回路をバスから切り離す。これは通過トランジスタに掛かる電圧が安全レベルを超えないように保証する回路を追加することで実現される。
更に、ＷＯ９４／２９９６３には電圧変換および過電圧保護回路が記述されており、ここでは異なるモジュールが異なる電圧レベルを受け入れる。特に、この回路は１つの電圧レベルから別のレベルへの変換を実現し、同時により低い電圧レベルを受け入れる値ジュールの過電圧保護を実施する。更にＷＯ９４／１８７５５は出力ドライバを開示しており、これは３．３ボルトのディジタル回路を３．３および５．０ボルトのディジタル信号をサポートするバスとインタフェースする。
現在ディジタルインタフェース論理回路に関する種々の概念が知られている。初期の概念はダイオードトランジスタ論理ＤＴＬ、トランジスタ・トランジスタ論理ＴＴＬ及びエミッタ結合論理ＥＣＬであり、これらの概念はディジタル論理回路同様に回路と回路基板との間のディジタル信号通信と同時に使用されている。
更に別のやり方はＭＯＳプロセス（酸化金属半導体プロセス）に基づくものであり、これは高い実装密度または低電力消費の様な特長を有する。これらの特長によりＭＯＳプロセスは今や非常に大規模な集積回路、例えば半導体メモリ、マイクロコンピュータ及びディジタル信号処理用回路で広範に使用されている。
特にｎチャンネル型およびｐチャンネル型、すなわちＰＭＯＳトランジスタおよびＮＭＯＳトランジスタの両方のＭＯＳトランジスタが単一チップ上に集積されているいわゆるＣＭＯＳ技術はこの様なアプリケーションに非常に有用であることが明らかになっている。１つの理由はＰＭＯＳ−およびＮＭＯＳ−トランジスタを組み合わせることにより、ほとんどゼロ電流が実現でき、非常に電力損失を削減できることである。
更にスイッチング回路を構成している回路の遷移特性を、ＰＭＯＳ−およびＮＭＯＳ−トランジスタを相補的に動作させる場合非常に急峻に出来る。ＣＭＯＳ技術はそれぞれのＰＭＯＳ−およびＮＭＯＳ−トランジスタのドレイン・ソース間の抵抗を通して定義される比較的小さな出力抵抗を可能とする。これはＣＭＯＳ−技術がディジタル回路の設計に関して非常に重要な地位を得た更に別の理由である。
典型的なアプリケーションはディジタルデータを高速で送信するためのインタフェース回路であり、例えば一対の送信ラインを使用してのディジタルデータの差動送信および受信である。此処では差動正エミッタ結合論理ＤＰＥＣＬ、低電圧差動信号通信ＬＶＤＣおよび接地低電圧差動信号通信ＧＬＶＤＳの様な手法が使用されている。これらの手法の全ては差動信号通信を使用し、送信ライン対に掛かる差動電圧が可能な限り低く維持されるようにしている。これは結局低インピーダンスを有するこれらの送信ラインで送信される電力を適正な範囲内に維持する。
従来技術の説明
図１８はその様な手法に良く適しているインタフェース回路の例を示しており、電源供給部４００を含み、これはインダクタンス４０２、１つのＰＭＯＳ−トランジスタ４０４、および１つのＮＭＯＳ−トランジスタ４０６で構成されている。更に、電源供給部の出力端子はスイッチング部４０８の入力端子に接続されており、これは２対のＰＭＯＳ−およびＮＭＯＳ−トランジスタを含み各々の対はスイッチング回路４１０，４１２をそれぞれ構成している。これらのスイッチング回路は出力部４１４の２つの入力端子に接続されており、これもまた２対のＰＭＯＳ−およびＮＭＯＳ−トランジスタ４１６および４１８を含み、これは出力部４１４の入力端子の電位を出力端子４２０に選択的に供給するように使用できる。この出力端子は、例えば送信ライン対の一方のラインに接続されている。
図１８に示されているインタフェース回路はディジタル信号を対称低インピーダンス送信ラインまたは２本の非対称低インピーダンス送信ライン上に出力するために使用される。この目的のためにリアクタンス回路はエネルギーを電圧源から受け取り、一方ＰＭＯＳ−およびＮＭＯＳ−トランジスタ対４１０および４１２はこの蓄積されたエネルギーを放電フェーズ中に出力部４１４に送り出す。充電フェーズと放電フェーズの間隔を適切に設定することにより、大量の電力を浪費することなく、従って大量の熱を発生することもなく出力部４１４に電力効率の良い適切な電源を供給することが可能である。これはその様なインタフェース回路を単一ＣＭＯＳ集積回路の中に集積する際の必要要件である。
この様なインタフェース回路の１つの問題はこれらがフェールセーフで無いことである。特に送信ラインに接続されているインタフェース回路の電源が切られているかまたはその電源部の電源が切られている場合、インタフェース回路内の異なる部分と厳密にデカプリングするために、出力端子４２０に電流が出入りすることは回避されなければならない。もしもいくつかまたは全ての部分がＰＭＯＳ−トランジスタを含む場合、供給電圧はインタフェース回路の電源が切られると接地電位に等しくなる。ＰＭＯＳ−トランジスタのドレインまたはソース電極の電位がそれぞれの制御電極よりも高くなると直ちに、これらのＰＭＯＳ−トランジスタは導通となり逆流電流Ｉ３−Ｉ６がこれらのＰＭＯＳ−トランジスタを通って流れ始める。しかしながらこれは送信システム全体の自由浮動機能を害する、送信システムとは電源が切られたインタフェース回路は送信ラインに高いインピーダンスで接続されているものと仮定されているからである。
この型のインタフェース回路に関する別の問題は、ＣＭＯＳ技術に固有のいわゆるラッチアップ現象であり、これは図１９および図２０に図示されている。
ＣＭＯＳ−技術はＮＭＯＳ−とＰＭＯＳ−トランジスタの両方が単一基板上に形成されていることを必要とする。更に、トランジスタを基板から絶縁するための１つの可能な方法は、これらのトランジスタを絶縁領域、例えば図１９に示されるＮ−井戸４２２の中に組み込むことである。
しかしながらこれは、異なる導電型式の半導体領域の間に寄生ダイオード４２４から４３４を形成することになり、従ってまたＰＮＰ型４３６およびＮＰＮ型４３８の寄生バイポーラ素子を形成することになる。図２０に示されるように、寄生バイポーラ素子は４層ＰＮＰＮサイリスタ構造を形成できる。もしもこのサイリスタ構造が導通されると、インタフェース回路は自身でラッチアップ現象として知られている導通によって破壊する。
このラッチアップ現象を回避するためにＮ井戸と、異なるＭＯＳ−トランジスタのソース／ドレイン領域間の間隔を注意深く選択して、寄生バイポーラトランジスタ４３６，４３８の電流利得を最小としなければならない。加えてトランジスタのソース／ドレイン領域とＮ−井戸との間の寄生ダイオードを制御してこれらが順方向にバイアスされないようにする必要がある。１つの方法はインタフェース回路内で最も高い電位をＰＭＯＳ−トランジスタのＮ−井戸に供給する事である。
しかしながら、この様な方法は普通はインタフェース回路内のラッチアップ現象を回避するが、ＰＭＯＳ−トランジスタのソースまたはドレイン電極が、例えばインタフェース回路の電源が切られているときに正電位を具備する送信ラインに外部的に接続されている場合には働かない。この様な条件下で電流は外部送信ラインからＰＭＯＳ−トランジスタのドレインまたはソース電極並びに寄生ダイオードを経由して、内部電源電位に接続されているＮ−井戸４２２に流れるはずである。
言葉を変えれば既知のインタフェース回路では、インタフェース回路の電源が切られている場合には絶縁井戸領域の電位を制御する事は不可能である。しかしながら、これは結果として寄生ダイオード経由で逆流電流を導く。
発明の要約
上記に鑑み、本発明の目的はインタフェース回路の電源が切られた際にフェールセーフとなるインタフェース回路を提供することである。
この目的は特許請求項１に記載のインタフェース回路また同様に特許請求項３６に記載の故障防止方法により実現できる。
従って、本発明に基づけばフェールセーフ・インタフェース回路は第一リンク端末、第二リンク端末および制御端末を具備した少なくとも１つの半導体スイッチング回路を含む。それぞれ第一および第二リンク端末に取り付けられた第一および第二回路を接続することにより、制御端末とリンク端末の１つとの間の電位差が予め定められた閾値以上に上げられる。インタフェース回路の電源が切られる時、第一および第二リンク端末の最大電位が、インタフェース回路または第一および第二回路の１つの電源が切られた場合に制御端末に能動的に送り返される。
従って本発明に基づけば、インタフェース回路の電源が切られた際に半導体スイッチ回路が導通となるインタフェース回路内の故障が安全に防止されるが、それはこの場合制御端末が関連する制御論理回路から切り離され、インタフェース回路内の最も高い電位に従うためである。
更に故障防止回路が提供されており、これはフェールセーフ・インタフェース回路の電源が切られた際に第一リンク端末および第二リンク端末の最大電位を半導体スイッチング回路の絶縁領域に供給するように適合されている。
従って、インタフェース回路の電源が切られた際に逆流またはラッチアップ現象も発生せず、また半導体スイッチング回路の寄生ダイオードにも電流は流れない。また、この様な寄生ダイオードで形成された寄生サイリスタが導通されることも効果的に防止されるが、それは電源が投入された時と電源が切られた時の両方で、全ての絶縁領域の電位がフェールセーフ・インタフェース回路内の最も高い正の電位に能動的に制御されるからである。
本発明の更に別の提出された実施例に基づけば、フェールセーフ・インタフェース回路は電源供給部と差動出力部とを含む。これによりデータ送信の品質に悪影響を与えることなく信号送信ライン対間の差動電圧を低く保ちながら差動信号を供給することが可能となる。差動信号通信手法はユニット領域毎に低電力消費を実現できるので、単一ＣＭＯＳ−回路の中へ集積することが可能であり、集積インタフェース回路内での逆流現象またはラッチアップ現象を回避するための予備的対応処置を取れる。
本発明の実施例が添付図を参照して以下の記述の中に説明されている。
【図面の簡単な説明】
図１はフェールセーフ・インタフェース回路用の半導体スイッチング回路を示す、
図２はフェールセーフ・インタフェース回路用の別の半導体スイッチング回路を示す、
図３は絶縁領域の中に埋め込まれた別の半導体スイッチング回路を示す、
図４は絶縁領域の中に埋め込まれた更に別の半導体スイッチング回路を示す、
図５は２つの入力電位から最大電位を生成するための最大値生成回路を示す、
図６は２つの入力電位から最大電位を生成するための更に別の最大値生成回路を示す、
図７は２つの入力電位から最大電位を生成するための最大値生成回路の強化形式を示す、
図８は図７に示す最大値生成回路のフェールセーフ形式を示す、
図９は２つの入力電位の最大値を出力端子に切り替えるための選択器回路を示す、
図１０は図９に示す選択器回路のフェールセーフ形式を示す、
図１１はディジタルデータの差動送信に適合されたフェールセーフ・インタフェース回路を示す、
図１２はディジタルデータの差動送信に適合された更に別のフェールセーフ・インタフェース回路を示す、
図１３は図１２に示すフェールセーフ・インタフェース回路を修正したものを示す、
図１４は切り替え雑音が効率的に補償されている、ディジタルデータの送信に適合された更に別のフェールセーフ・インタフェース回路を示す、
図１５は切り替え雑音が効率的に補償されている、ディジタルデータの差動送信に適合された更に別のフェールセーフ・インタフェース回路を示す、
図１６は図１５に示す最大値生成回路の構成を修正したものを示す、
図１７は図１１に示すフェールセーフ・インタフェース回路の出力部の代わりとなる差動出力部を示す、
図１８はフェールセーフでは無い、ディジタルデータの差動送信に適合された既知のインタフェース回路を示す、
図１９はＣＭＯＳ−回路内の寄生ダイオードを示す、そして
図２０はＣＭＯＳ−回路内の寄生サイリスタ構造を示す。
実施例の詳細な説明
図１は１つのフェールセーフ・インタフェース回路を示し、これはドレイン電極２、ソース電極４および制御電極６を有するＰＭＯＳ−トランジスタ１で実現されている。以下に説明される別の可能性としては別のＮＭＯＳ−トランジスタをＰＭＯＳ−トランジスタ１に結合して半導体スイッチング回路の動作範囲を拡大するものである。
ＰＭＯＳ−トランジスタは、制御電極６とドレイン電極２との間、または制御電極６とソース電極４との間の電位差が予め定められた閾値を超えた時に第一回路８と第二回路１０とを接続する。従って第一回路８を第二回路１０に接続しなければ成らないときに、適切な制御電位を制御電極６に供給しＰＭＯＳ−トランジスタ１を導通させる。
既知のインタフェース回路に関して電源断中、すなわち低電位がＰＭＯＳ−トランジスタ１の制御電極６に供給されているときに特に問題が発生する。第一及び第二回路８，１０がＰＭＯＳ−トランジスタ１のドレイン電極２またはソース電極４のいずれかに高電位を供給する場合、ＰＭＯＳ−トランジスタ１のドレイン電極２またはソース電極４と制御電極６との間の電位差がその導通閾値電圧よりも高くなるので、インタフェース回路は第一及び第二回路８，１０とをその電源が切られた時にも接続してしまう。
この問題を回避するために本発明によれば導通または等しく故障防止回路を提供することが提案されており、これはフェールセーフ・インタフェース回路の電源が切られたときにＰＭＯＳ−トランジスタ１のドレイン電極２及びソース電極４の最大電位をその制御電極６に供給するように適合されている。
この導通防止回路は最大値生成回路１２を含み、これはＰＭＯＳ−トランジスタ１のドレイン電極２とソース電極４に於ける電位の最大値を生成する。最大値生成回路１２の出力電位は選択器回路１４に供給され、これは３つの入力端子１６，１８、および２０とＰＭＯＳ−トランジスタ１の制御電極６に接続されている１つの出力端子２２を有する。
第一入力端子１６はフェールセーフ・インタフェース回路の電源が切られたことを示す信号、例えばインタフェース回路の供給電位を受信する。第二入力端子１８はフェールセーフ・インタフェース回路の電源が入れられた場合に出力端子２２経由で供給されるＰＭＯＳ−トランジスタ１の制御電極６用の正常制御電位を受信する。更に、第一入力端子１６経由で受信された信号がフェールセーフ・インタフェース回路の電源が切られたことを示す際には、選択器回路１４は正常制御電位を供給している入力端子１８から最大値生成回路１２の出力電位、すなわちＰＭＯＳ−トランジスタ１のドレイン電極２およびソース電極４の最大電位、を受信している入力端子２０に切り替える。
従って、フェールセーフ・インタフェース回路の電源が切られた時には常に、ドレイン電極２およびソース電極４の最大電位がＰＭＯＳ−トランジスタ１の制御電極６に能動的に供給される。従って、インタフェース回路の故障が安全に防止されるが、これはＰＭＯＳ−トランジスタ１の制御電極６がフェールセーフ・インタフェース回路の電源が切られた際に制御論理回路から切り離され、ＰＭＯＳ−トランジスタ１のドレイン電極２およびソース電極４の最大電位に従うからである。
図２は２つの回路２４と２６とを接続するフェールセーフ・インタフェース回路１つの実施例を示し、ここで選択器回路２８はＰＭＯＳ−トランジスタ３２の制御電極３０に直接は接続されておらず、代わりにＰＭＯＳ−トランジスタ３２の制御電極３０を駆動する制御回路３４用の供給電圧を出力する。選択器回路２８はまたフェールセーフ・インタフェース回路の電源が切られたことを示す信号を入力端子３６経由で受信する一方で、最大値生成回路３８で生成されたＰＭＯＳ−トランジスタ３２のドレイン電極４０とソース電極４２に於ける最大電位も受信し、これはその最大電位をＰＭＯＳ−トランジスタ３２の制御電極３０に直接供給はしない。特に選択器回路２８はＰＭＯＳ−トランジスタ３２の制御電極３０へ繋がる信号経路の中には直接置かれてはいない。従ってこの実施例によればインタフェース回路に対してフェールセーフ性を実現するために必要な追加回路はフェールセーフ・インタフェース回路の全体的タイミング性能に大きな影響を与えない。
別の実施例はインタフェース回路内の全ての逆流効果を防止することを目的としている。特に、この更に別の実施例はＰＭＯＳ−トランジスタのドレイン電極またはソース電極とｎ−チャンネルとの間の寄生ダイオード経由の全ての逆流電流を防止することと、図２０に示される寄生サイリスタ構造の導通を阻止することを目的としている。
図３は１つの実施例を示し、ここでＰＭＯＳ−トランジスタ４４がＮ−井戸として実現された絶縁領域４６の中に埋め込まれている。図１および図２に関して説明した実施例と同様、ＰＭＯＳ−トランジスタ４４は制御電極５２と、ドレイン電極５４およびソース電極５６のうちの１つとの間の電位差が予め定められた閾値を超えた場合に、第一回路４８と第二回路５０とを接続するように適合されている。
ここで最大値生成回路５８で生成されたＰＭＯＳ−トランジスタ４４のドレイン電極５４とソース電極５６の最大電位は制御電極５２には供給されず、選択器回路６０を経由してＰＭＯＳ−トランジスタ４４が埋め込まれた絶縁領域４６の接点６２に供給される。従ってＰＭＯＳ−トランジスタ４４のドレイン電極５４またはソース電極５６と絶縁領域４６との間の寄生ダイオード内には逆流電流は流れない。また、図２０に示される寄生サイリスタの導通は効果的に防止されるが、それは絶縁領域４６の電位が、供給電源が投入された際にもまた供給電源が切られた際にもいずれの場合にもフェールセーフ・インタフェース回路内の最も高い正の電位に能動的に制御されるからである。従って、フェールセーフ・インタフェース回路は、その中で生じる全ての故障の発生を能動的に阻止するために発生する最大電位を使用する。
図４は更に別の実施例を示し、ここでは先に説明した実施例の特長が組み合わされている。ここで、最大値生成回路７０で生成されたＰＭＯＳ−トランジスタ６８のドレイン電極６４とソース電極６６の最大電位はその制御電極７２と絶縁領域７４の両方に供給される。従ってＰＭＯＳ−トランジスタ６８はインタフェース回路の電源が切られた場合に決して導通する事はなく、また全ての逆流またはラッチアップ現象は絶縁領域７４をフェールセーフ・インタフェース回路内の最も高い正の電位に能動的に結び付けることによって安全に回避される。
図４に示される実施例は２つの選択器回路７６及び７８を含み、これらは最大値生成回路７０で出力された最大電位をそれぞれ制御電極７２および絶縁領域７４にフィードバックするために使用される。
もちろんＰＭＯＳ−トランジスタ６８の制御電極７２に信号を供給している選択器回路７８をそこに直接接続せずに、制御電極７２に信号を供給する制御増幅器（図示せず）に接続することも可能である。これにより、第一および第二回路８０，８２を接続する際にフェールセーフ・インタフェース回路上のタイミング性能に与える全ての影響を取り除くことが可能である。更に第一および第二選択器回路７６，７８を、ＰＭＯＳ−トランジスタ６８の制御電極７２と絶縁領域７４の両方を最大値生成回路７０の出力に接続する、単一選択器回路に結合することが可能である。
図５は２つの入力電位の最大電位を生成するための回路の基本構造を示し、これは最大値生成回路として使用される。この最大値生成回路は第一ＰＭＯＳ−トランジスタ８４と第二ＰＭＯＳ−トランジスタ８６とを含み、これらは最大値生成回路の出力端子８８に接続された共通電極を具備する。第一ＰＭＯＳ−トランジスタ８４の制御電極と第二ＰＭＯＳ−トランジスタ８６のソース電極は最大値生成回路の第一入力端子９０に接続されている。第二ＰＭＯＳ−トランジスタ８６の制御電極と第一ＰＭＯＳ−トランジスタ８４のドレイン電極は最大値生成回路の第二入力端子９２に接続されている。
第一入力端子９０の入力電位が第二入力端子９２の入力電位よりも高い時、第二ＰＭＯＳ−トランジスタ８６の制御電極の電位がそのソース電極よりも低くなり、この第二ＰＭＯＳ−トランジスタ８６は導通される。従って第一入力端子９０の電位が出力端子８８に供給される。
この反対に、もしも第二入力端子９２の入力電位が第一入力端子９０の入力電位よりも高い場合、第一ＰＭＯＳ−トランジスタ８４は同様に導通となり、一方で第二ＰＭＯＳ−トランジスタ８６は非導通のまま留まり、従って第二入力端子９２の入力電位が出力端子８８に供給される。
図６は図５に示される最大値生成回路を修正したもので、ここで第一ＰＭＯＳ−トランジスタ９４と第二ＰＭＯＳ−トランジスタ９６が絶縁領域の中に埋め込まれていて、この最大値生成回路の出力端子９８に於ける最大電位にバイアスされるように適合されている。先に概要を示したように、これにより最大値生成回路内の全てのフィードバック電流またはラッチアップ現象を回避し、入力端子１００，１０２に於ける最大電位を提供することが可能となる。図５および６に基づく最大値生成回路は２つの入力端子に於ける電位間のそれぞれの差がＰＭＯＳ−トランジスタ８４，９４またはＰＭＯＳ−トランジスタ８６，９６のいずれかを導通させる閾値電圧よりも高い場合に動作する。
しかしながら、入力端子に於ける電位差がこの閾値電圧よりも低い場合には予防処置がとられなければならない。この理由は、この場合ＰＭＯＳ−トランジスタのいずれも導通とならないからである。更に、ＰＭＯＳ−トランジスタの絶縁領域の電位は定まらないが、これは絶縁領域を最大電位とする電流が流れないためである。また、絶縁領域の電位はそれほど離れて遊離することは出来ない。それは寄生ダイオード分だけ低くまたＰＭＯＳ−トランジスタ分だけ高く制限されるであろうが、それはその電位がＰＭＯＳ−トランジスタのいずれかを導通させる閾値電圧分より大きく制御電極の電位より上昇したときに、それらの内の少なくとも１つが導通されるからである。
この問題は図５および６に示される最大値生成回路の強化形式で解決される。最大値生成回路のこの強化形式は図７に示されており、４つの追加ＰＭＯＳ−トランジスタ１０４，１０６および１０８，１１０並びに電流源１１２を含む。ＰＭＯＳ−トランジスタ１０４，１０６はＰＭＯＳ−トランジスタ１１４，１１６と同様の方法で、それぞれＰＭＯＳ−トランジスタ８４，８６および９４，９６に対応して、最大値生成回路の入力端子１１８および１２０に接続されている。更に、ＰＭＯＳ−トランジスタ１０８および１１０はこれら２つの入力端子１１８および１２０の間に直列接続されており、これらのＰＭＯＳ−トランジスタ１０８および１１０の共通電極は出力端子１２２に接続されている。また、電流源１１２はＰＭＯＳ−トランジスタ１０８および１１０の両方の制御電極とＰＭＯＳ−トランジスタ１０４，１０６の共通電極に接続されている。
入力端子１１８および１２０に於ける電位差がＰＭＯＳ−トランジスタ１１４および１１６のいずれかを導通させる閾値電位を超えている限り、図７に示される最大値生成回路は基本的に図５および６に示される最大値生成回路と同様の方法で動作する。特に、ＰＭＯＳ−トランジスタ１１４及び１０４または１１６および１０６のいずれかが導通となり、入力端子１１８および１２０に於ける最大電位を出力端子１２２とＰＭＯＳ−トランジスタ１０８および１１０の共通電極に与える。最大入力電位がＰＭＯＳ−トランジスタ１０８および１１０の制御電極に供給されるのでこれらは非導通とされる。
もしも入力端子１１８および１２０の電位差がＰＭＯＳ−トランジスタ１１４及び１１６または１０４及び１０６のいずれか１つを導通とする閾値電圧よりも低い場合、これらは全て非導通とされるはずである。この場合、ノード１２４は電流源１１２によって低く引き下げられ、それによりＰＭＯＳ−トランジスタ１０８または１１０が導通とされるが、それはどちらのＰＭＯＳ−トランジスタ１０８または１１０が入力端子１１８および１２０のいずれかに接続された電極に最も高い電位を有するかに依存する。従って、また図７に示される最大値生成回路の入力端子１１８および１２０に於ける電位差がＰＭＯＳ−トランジスタ１１４および１１６または１０４および１０６のいずれかを導通させる閾値電圧よりも低い場合、この最大値生成回路は最大入力電位をその出力端子１２２に提供するように動作可能である。
図８は図７に示される最大値生成回路の強化形式を示し、ここで全てのＰＭＯＳ−トランジスタ１２６から１３６はＮ−井戸型の絶縁領域（図示せず）の中に埋め込まれており、これはこの最大値生成回路内で導かれた最大電位に接続されている。この強化された最大値生成回路に基づけば、絶縁領域は常に最も高い電位に接続されている。従って絶縁領域の電位は常に正当に定められている。また、全ての逆流またはラッチアップ現象を回避することが出来るが、それはＰＭＯＳ−トランジスタ１２６から１３６のソース電極またはドレイン電極と関連する絶縁領域の間の寄生ダイオード１３８から１４８が連続して非導通状態に維持されるからである。これはＰＭＯＳ素子パラメータの望ましくない変動を、特に低電圧処理が使用された場合に回避することを可能とする。
図９は選択器回路の１つの実施例を示す。ここで、ＮＭＯＳ−トランジスタ１５０は電源供給ライン１５２に接続された制御電極、第一入力端子１５４に接続されたドレイン電極、および出力端子１５６に接続されたソース電極を有する。加えて、ＰＭＯＳ−トランジスタ１５８が具備されており、これは第一電源供給ライン１５２に接続された制御電極と出力端子１５６に接続されたドレイン電極とを有する。このＰＭＯＳ−トランジスタ１５８のソース電極は選択器回路の第二入力端子１６０に接続されている。別のＰＭＯＳ−トランジスタ１６２のドレイン電極は第一入力端子１５４に接続され、そのソース電極は出力端子１５６に接続されている。更に別のＰＭＯＳ−トランジスタ１６４の制御電極は第一電源供給ライン１５２に接続され、そのソース電極は第二入力端子１６０に、そしてドレイン電極はＰＭＯＳ−トランジスタ１６２の制御電極に接続されている。ＰＭＯＳ−トランジスタ１６２の制御電極とＰＭＯＳ−トランジスタ１６４のドレイン電極はＮＭＯＳ−トランジスタ１６６を介して第二電源供給ライン１６８に接続されている。
インタフェース回路の電源が投入されると図９に示される選択器回路は第一入力端子１５４と出力端子１５６とを接続する。図１および４に示されるように、正常制御信号がＰＭＯＳ−トランジスタの制御電極に供給され、これによりこのＰＭＯＳ−トランジスタは導通とされてフェールセーフ・インタフェース回路にリンクされている回路同志を接続する。この状態でまた、第一電源供給ライン１５２の電位は高いので、ＮＭＯＳ−トランジスタ１５０および１６６は導通となる。ＮＭＯＳ−トランジスタ１６６は第二電源供給ライン１６８をＰＭＯＳ−トランジスタ１６２の制御電極の低電位に接続し、これは従ってまた導通とされる。従って、第一入力端子１５４はＮＭＯＳ−トランジスタ１５０とＰＭＯＳ−トランジスタ１６２とを介して出力端子１５６に接続される。
この選択器回路の重要な特長はＮＭＯＳ−トランジスタ１５０とＰＭＯＳ−トランジスタ１６２とが並列接続され入力端子１５４を出力端子１５６に接続することである。これは共通モード動作範囲を著しく増大させる。
図９に示される選択器回路の第二動作モードは第一電源供給ライン１５２の電位が低くなった際の電源が切られたインタフェース回路に関する。この状態で第二入力端子１６０の電位は最大値生成回路の出力電位に相当し、従ってインタフェース回路内の最大電位に相当する。従ってＰＭＯＳ−トランジスタ１５８は導通となり、第二入力端子１６０の電位は選択器回路の出力端子１５６に供給される。同じ理由でまた、ＰＭＯＳ−トランジスタ１６４も導通され、ＰＭＯＳ−トランジスタ１６２の制御電極の電位がインタフェース回路内の最大電位に相当し、このＰＭＯＳ−トランジスタ１６２は非道通のまま維持される。これはＮＭＯＳ−トランジスタ１５０および１６６にも同じように言え、それはそれぞれの制御電極の電位が第一電源供給ライン１５２上の低電位に相当するためである。
図１０は改善されたフェールセーフ機能を具備した選択器回路を示す。端子１７０から１７４は第二入力端子１６０の電位とＶＤＤ電位の最大値を受信する。従って第二入力端子１６０の電位とＶＤＤ電位の最大値がＰＭＯＳ−トランジスタ１７６から１８０の絶縁領域に供給され、これによりどの様な場合にもこれらのＰＭＯＳ−トランジスタ１７６から１８０が導通となることが防止される。従ってＰＭＯＳ−トランジスタ１７６から１８０はインタフェース回路の電源が切られた場合に関連する制御論理回路から切り離される。
更に、全てのＰＭＯＳ−トランジスタ１７６から１８０およびＮＭＯＳ−トランジスタ１８２，１８４は絶縁領域の中に具備されている。ＮＭＯＳ−トランジスタ１８２および１８４用の絶縁領域は第二電源供給ライン１８６に接続部１８８および１９０を介して結合されている。更に、ＰＭＯＳ−トランジスタ１７６から１８０の絶縁領域は最大値生成回路の出力電位に端子１７０から１７４を介して結合されている。従って図１０の示されているフェールセーフ選択器回路に於いて、ＰＭＯＳ−トランジスタ１７６から１８０の絶縁領域の電位はフェールセーフ・インタフェース回路内の最大電位に能動的に結合され、またＮＭＯＳ−トランジスタ１８２，１８４の絶縁領域の電位は一定して接地電位に維持される。従って選択器回路はラッチアップまたは逆流現象を生じない完全なフェールセーフである。
図１１は更に別の実施例を示し、ここでフェールセーフ・インタフェース回路は電源供給回路１９２と送信ライン１９６に接続されている、出力端子を駆動する出力回路１９４に接続されている。この図の中では唯１つの出力回路のみが示されているが、本発明に基づく出力回路の数は１以上にすることが出来る。この実施例はディジタルデータを高い伝送速度で送信するような、例えばディジタルデータの差動送信および受信に関連する。
特に第一半導体スイッチング回路１９８は電源供給回路１９２の第一出力端子２００に接続され、第二半導体スイッチング回路２０２は電源供給回路１９２の第二出力端子２０４に接続されている。各々の半導体スイッチング回路１９８，２０２はＰＭＯＳ−トランジスタとＰＭＯＳ−トランジスタに動作的に結合されているＮＭＯＳ−トランジスタ（点線で示されている）とを含む。先に概要を示したように、これは半導体スイッチング回路１９８，２０２のスイッチング範囲を増大させ、従ってまたフェールセーフ・インタフェース回路の応用性とを増大させる。
更に、第一半導体スイッチング回路１９８の出力端子は出力回路１９４の第一入力端子２０６に接続され、また第二半導体スイッチング回路２０２の出力端子は出力回路１９４の第二入力端子２０８に接続されている。
先に概要を示したように、電源供給回路１９２はインダクタンス２１０と例えば１つのＰＭＯＳ−トランジスタ２１２と１つのＮＭＯＳ−トランジスタ２１４とを含み、これらはインダクタンス２１０に接続されている。これらのＰＭＯＳ−およびＮＭＯＳ−トランジスタ２１２，２１４を適切にオンおよびオフに切り替えることによって、充電フェーズの間隔を設定することが可能であり、ここではエネルギーが電源（図示せず）からインダクタンス２１０に伝送される。この充電フェーズの後、第一半導体スイッチング回路１９８および第二半導体スイッチング回路２０２が駆動されて、インダクタンス２１０に蓄えられたエネルギーの少なくとも一部が出力回路１９４の入力端子２０６，２０８に伝送される。従って、これらの入力端子２０６，２０８の電位はインダクタンス２１０の充電および放電フェーズの設定、およびそれぞれ第一および第二半導体スイッチング回路１９８，２０２の作動により変化する。加えて、出力回路１９４は２つの追加の半導体スイッチング回路２１６および２１８を含み、それぞれ入力端子２０６，２０８を出力回路１９４の出力端子１９６に接続している。
図１１に示されるように、出力回路１９４の出力端子１９６に於ける電位は抵抗器２２０を介して半導体スイッチング回路２１６および２１８に含まれるＰＭＯＳ−トランジスタ２２２，２２４の制御ゲートに、フェールセーフ・インタフェース回路の電源が切られたときにフィードバックされる。半導体スイッチング回路１９８および２０２にはまた、このフェールセーフ機能が具備されている。
図１１に示されるように、半導体スイッチング回路１９８，２０２内のＰＭＯＳ−トランジスタ２２６，２２８の各々の制御電極に対して１つの選択器回路がそれぞれ直接接続されている。
図１２は出力回路の修正された実施例が示されており、ここでは追加のＰＭＯＳ−トランジスタ２３０が出力端子１９６から半導体スイッチング回路２１６および２１８内のＰＭＯＳ−トランジスタ２２２，２２４の制御端子へのフィードバック経路に中に挿入されている。また関連する選択器回路２３２はこれらのＰＭＯＳ−トランジスタ２２２，２２４の制御電極への信号経路の中には直接接続されてはおらず、出力回路１９４の出力端子１９６の電位を電源供給電位として制御増幅器２３４および２３６に供給し、これらのＰＭＯＳ−トランジスタ２２２，２２４の制御電極を、フェールセーフ・インタフェース回路の電源が切られた時に駆動する。更に、フェールセーフ・インタフェース回路の電源が切られた時に選択器回路２３２はＰＭＯＳ−トランジスタ２３８のソース電極の電位をこのＰＭＯＳ−トランジスタ２３８の制御電極に接続する。
先に説明したように、ＮＭＯＳ−トランジスタが半導体スイッチング回路１９８，２０２，２１６および２１８内のＰＭＯＳ−トランジスタに動作的に結合されており、フェールセーフ・インタフェース回路の電源が切られた際にこれらの半導体スイッチング回路の動作範囲を拡大する。
また図１１および１２の中で矢印で示されるようにフェールセーフ・インタフェース回路内の異なる逆流経路は異なる位置、例えば半導体スイッチング回路１９８及び２０２または半導体スイッチング回路２１６および２１８で切断される。
本発明によればこの様な逆流経路を何処で遮断するかの特別な制約は存在しない。注意しなければならないのは、半導体スイッチング回路２１２または１９８および２０２に於ける遮断は利点を有し、これらの半導体スイッチング回路２１２，１９８，２０２内に含まれるＰＭＯＳ−およびＮＭＯＳ−トランジスタの制御に対して高速な要求が存在しないと言う点である。この場合出力端子、例えば出力端子２００および２０４が、入力端子２０６および２０８そして出力回路１９４に接続されている共通信号ラインを経由して互いに接続されることを回避するように予防処置が取られなければならない。従って、インタフェース回路内の全ての逆流現象を防止するための好適な方法は、本発明に基づく回路を半導体スイッチング回路２１６および２１８に使用することであるが、それはこの手法により出力回路の各々の入力端子２０６および２０８は出力端子１９６から完全に分離されるからである。
特に図１２に示される実施例に関して、これはフェールセーフ・インタフェース回路の帯域幅に影響を与えないが、それは選択器回路２３２が半導体スイッチング回路２１６および２１８内のＰＭＯＳ−トランジスタ２２２，２２４の制御電極に接続された信号ラインの中に入っていないからである。
更にこの実施例は、ＰＭＯＳ−トランジスタ２３０は電源断状態の間で出力端子１９６の出力電位が上げられた時にのみ動作されるという特長を有する。それ以外の場合、このＰＭＯＳ−トランジスタ２３０は抵抗器２２０を内部供給ノードから切り離し、この抵抗器が小さな抵抗値を有する場合に不必要な電力消費を回避する。
更にまた、追加の選択器回路２３２は、出力回路が電源投入状態の間に増幅回路２３４と２３６とに内部電源を接続するＰＭＯＳ−トランジスタ２３８のフェールセーフ機能を補償することを可能としている。
従ってＰＭＯＳ−トランジスタ２２２，２２４の制御電極は全ての環境の下で電源断状態の間、持ち上げられた出力信号に従い、これらのＰＭＯＳ−トランジスタ２２２，２２４が非導通とされてフェールセーフ・インタフェース回路内の全ての電位の逆流電流または全てのラッチアップ現象を回避する。
図１３は出力回路１９４の詳細な回路図を示す。第一最大値生成回路２４０はＰＭＯＳ−トランジスタ２３０と抵抗器２２０とを接続する信号ライン上の電位と、ＰＭＯＳ−トランジスタ２３０の制御電極の電位との最大値を導き出す。この最大電位はＰＭＯＳ−トランジスタ２３８と、半導体スイッチング回路２１６および２１８内のＰＭＯＳ−トランジスタ２２２，２２４の制御電極を駆動する制御回路２３４，２３６内に含まれる全てのＰＭＯＳ−トランジスタ２３０，２４２，２４４の絶縁領域にバイアスを掛けるために使用される。
加えて、第二最大値生成回路２４６が具備されていて、これは出力回路１９４の入力端子２０６と２０８およびその出力端子１９６に於ける最大電位を導き出す。この最大電位は半導体スイッチング回路２１６および２１８内のＰＭＯＳ−トランジスタ２２２，２２４の絶縁領域にバイアスを掛けるために使用される。またこれらのＰＭＯＳ−トランジスタ２２２，２２４の制御回路２３４，２３６内に含まれる全てのＮＭＯＳ−トランジスタ２４８，２５０がフェールセーフとなることを保証するために、これらのＮＭＯＳ−トランジスタ２４８，２５０の絶縁領域は接地電位に結合されている。
最大値生成回路への全ての入力信号を１つの単一最大値生成回路にまとめ上げて、含まれる全てのＰＭＯＳ−トランジスタに分配することが可能である。しかしながら事例によっては、考慮される電位を異なる絶縁領域に分離することが有利であるが、それは絶縁領域の電位がＰＭＯＳ−トランジスタのドレインおよびソース電極に比べて高くなればなるほど、閾値電圧が増大するためにＰＭＯＳ−トランジスタが弱くなるためである。従って、出力回路が供給電位よりもかなり下で動作するとき、絶縁領域をこのより低い電位レベルに従わせる方が有利である。
雑音およびリップルによるインタフェース回路内故障の防止に関する別の実施例が図１４に示されている。この問題を解決するために、出力回路１９４の入力端子２０６と２０８に於ける電位のデカップリングを強化する必要がある；特にデカップリングが出力バッファの後のチップ外に設定されている際には必要である。ここでデカップリングとはインタフェース回路で伝送される信号のフィルタ処理を意味する。
電源供給雑音に関するこの問題を解決するための１つの手法は、前段回路から出力回路１９４の入力端子２０６，２０８への内部供給接続を遮断し、デカップリングまたはフィルタリングをインタフェース回路とは分離して実行することである。１つの選択肢は、前段回路とそれに接続されている内部供給接続とを単一の集積回路上に実現し、これらの内部供給ラインを集積回路の外側のカプセルレベルまたはプリント回路基板レベルに導き出して、供給された電位内の雑音およびリップル成分に対するデカップリング／フィルタリングを実行させることである。
デカップリングされた後、供給された電位は再び集積回路上に戻って供給される。本発明のこの実施例は少なくとも１つの追加ピンを必要とし、これはカプセルレベルまたはプリント回路基板レベルの上に達してそれから集積回路上に基本的に雑音が取り除かれた電位を戻すものであって、これは出力回路１９４の入力端子２０６，２０８への電源供給ライン上に供給される。
先に述べたように出力回路の数は１つに制限されているものではなく、１以上とすることが可能である。この場合雑音とリップル成分のみに注意が払われるだけでなく、異なる出力回路を互いに厳密に分離して異なる出力回路間での全ての干渉を回避するようにしている。
この分離機能は図１４から１６に示されるような特別な構成を必要とする。先に説明した実施例との大きな違いは、出力が自由に浮動する事が望ましい電源が切られている間に、これらの出力が入力端子２０６，２０８への電源供給ラインから完全に独立となることであり、これらの電源供給ラインが電源断の間に自由に浮動出来るようにすることである。
図１４に示されるように、この厳密な切り離しを実現するために全ての出力回路には半導体スイッチング装置２５２が具備されていて、その第一端子は出力回路１９４の第一入力端子２０６に接続されている。更に第二端子は出力回路１９４の出力端子１９６に接続されている。最大値生成回路２５４はその入力端子に出力回路の入力端子および出力端子部の電位を受信する。その最大電位は半導体スイッチング装置２５２の絶縁領域、また更に別の最大値生成回路の１つの入力端子に供給され、この回路は加えて出力回路の電源供給ライン上の電位も受信する。最大値生成回路２５６の出力電位は選択器回路２５８に供給され、これはＮＭＯＳ−トランジスタ２６０の制御電極に接続されている。ＮＭＯＳ−トランジスタ２６０の第一電極は、半導体スイッチング装置２５２を駆動する、駆動回路２６４，２６６の入力端子２６２に接続されている。更に、ＮＭＯＳ−トランジスタの第二電極は出力回路の第二電源ライン、すなわち接地電位に接続されている。
図１４に示されているように、更にＰＭＯＳ−トランジスタ２６８が具備されており、その制御電極は出力回路１９４の電源供給ラインに接続され、第一電極は最大値生成回路２５６の出力に接続され、また第二電極は駆動回路２６４，２６６の出力端子２７０に接続されている。選択器回路２５８の出力はまたＰＭＯＳ−トランジスタ２７２の制御電極に接続されており、その第一端子は出力回路１９４の電源供給ラインに接続され、また第二端子は駆動回路２６４，２６６内のＰＭＯＳ−トランジスタ２６４の第一端子に接続されている。
先に概要を述べたように、図１４に示される回路は出力回路１９４内の異なる信号ラインの厳密な切り離しを実現している。最初に最大値生成回路２５４は、第一入力端子２０６に接続されている電源供給ラインと出力端子１９６の最大電位を導き出し、これは続いて先に述べたように半導体スイッチング装置２５２の絶縁領域にバイアスを掛けるために使用される。
更に、生成された最大電位はまた最大値生成回路２５６内の電源供給ライン上の電位と比較され、出力回路内の最大電位が得られる。この全体としての最大電位は続いて選択器回路２５８を介してＮＭＯＳ−トランジスタ２６０の制御電極にフィードバックされる。従って、電源が切られている間このＮＭＯＳ−トランジスタ２６０は導通され、駆動回路２６４，２６６の入力端子２６２を第二供給電位、すなわち接地電位に接続する。
更にまた、電源が切られている間にＰＭＯＳ−トランジスタ２６８の制御電極の電位がその第一端子に加えられた最大電位よりも低くなり、このＰＭＯＳ−トランジスタ２６８は駆動回路２６４，２６６の出力端子２７０を出力回路１９４内の最大電位に接続するように作用する。従って半導体スイッチング装置２５２は安全に非導通とされ、入力端子２０６に接続されたラインと出力端子１９６に接続されたラインとの間の完全な切り離しが出力回路の電源が切られている間に常に実現される。加えてＰＭＯＳ−トランジスタ２７２は出力回路の電源が切られている間に電源供給ラインから駆動回路２６４，２６６を切り離すことを可能とする。
図１５は図１４に基づく修正された実施例を示し、これはプッシュ・プル出力回路に適合されている。此処には出力回路の第二入力端子２０８に接続された更に別の半導体スイッチング装置２７４、及びこの入力端子２０８と出力回路の出力端子１９６の最大電位を導き出す別の最大値生成回路２７６が具備されている。この最大電位は半導体スイッチング装置２７４の絶縁領域にフィードバックされ、また最大値生成回路２５４の出力電位を受信する最大値生成回路２７８にも供給される。受信された入力電位の最大電位が最大値生成回路２５６に供給される。
図１４に関連して説明された回路要素に加えて、半導体スイッチング装置２７４を駆動する駆動回路２８４，２８６の入力端子２８２に接続された追加のＮＭＯＳ−トランジスタ２８０を具備している。また、ＰＭＯＳ−トランジスタ２８８はその第一電極を駆動回路２８４，２８６の出力端子２９０に接続され、またその第二電極は最大値生成回路２５６の出力に接続されている。ＰＭＯＳ−トランジスタ２８８の制御電極は第一電源ライン、すなわちＰＭＯＳ−トランジスタ２６８の制御電極と同一電位に接続されている。ＰＭＯＳ−トランジスタ２９２はその第一電極を出力回路の電源供給ラインに接続され、その第二電極が駆動回路２８４，２８６のＰＭＯＳ−トランジスタ２８４の第一電極に接続され、そしてその制御電極が選択器回路２５８の出力に接続されている。
図１５に示される回路の機能は基本的に図１４に関連して説明された機能に対応している。特に重要な点は両方の駆動回路２６４，２６６及び２８４，２８６の入力端子２６２，２８２を同時に接地電位にＮＭＯＳ−トランジスタ２６０および２８０に電源が切られている間、結合することである。また、同時に出力端子２７０，２９０は出力回路内の最大電位にＰＭＯＳ−トランジスタ２６８、２８８を介して結合され、半導体スイッチング装置２５２および２７４が非導通状態となることを安全に保障している。従って、出力ラインの入力端子２０６および２０８に接続されている両方の信号ラインとまた出力ラインとは厳密に切り離され、これによりこれらのラインが電源が切られている間独立に自由に浮動出来るようになる。
図１５に基づけば、異なるＰＭＯＳ−トランジスタの絶縁領域は分離されているが、それらは図１６に示されるように共通モードで供給されることも可能である。更に、最大値生成回路２５４には作動出力回路の入力端子２０６，２０８の電位差が小さい場合、例えば２ｘＶｄより小さい場合、抵抗器で置き換えることも可能である。
図１７は作動型の出力回路を示す。この出力回路は２つの出力端子２９８および３０２と、フィードバック抵抗器で生成された出力電位の平均値が作動型の出力回路内のＰＭＯＳ−トランジスタ２９４，３００，３０４および３０８の絶縁領域にバイアスを掛ける電位を与えるように接続された２つのフィードバック抵抗器とを含む。
異なるＰＭＯＳ−トランジスタ２９４，３００，３０４および３０８の接続はこの出力回路の２つの出力端子２９８および３０２が、差動正エミッタ結合論理回路ＤＰＥＣＬ、低電圧差動信号処理ＬＶＤＳおよび接地低電圧差動信号処理ＧＬＶＤＳの様な差動信号通信で使用される信号通信の概念に基づくディジタルデータ送信用信号線の対に関連できるようになされている。
従って、本発明に基づけば差動信号を提供するためのフェールセーフ・インタフェース回路が提供されており、これは信号線対間の電圧差を低く保ちながら、データ送信の品質に悪影響を与えないものである。この差動信号通信手法はユニット領域当たり低い電力消費にしかならないので、集積回路内での全ての逆流現象またはラッチアップ現象を回避するための本発明に基づく予防処置が取られるので有れば、単一のＣＭＯＳ回路の中への集積が可能である。
図１７に示される差動型の出力回路の別の特徴は出力端子２９８と３０２にかかる電圧が図１１に示す電源供給回路の入力端子にかかる電圧に対して浮動することである。これは電源供給回路の入力端子と出力端子２９８および３０２の間の電圧がそれぞれの入力端子からそれぞれの出力端子に電流を流さないことを意味する。
従って、本発明のフェールセーフ・インタフェース回路により差動型の出力回路に接続されている電源供給回路の動作は、その様な電圧の使用から完全に独立している。従って、本発明に基づくフェールセーフ・インタフェース回路は、出力信号が差動信号通信の概念から外れることを防止できる。
全ての回路をＮ−井戸として実現されている絶縁領域内に埋め込まれたＰＭＯＳ−トランジスタに関連して説明してきたが、本発明はまたＰ−井戸として実現された絶縁領域を使用したＮ−型基板に対応する場合にも適用できる。ここでＮＭＯＳ−トランジスタに関して先にＰＭＯＳ−トランジスタに関して説明したのと同じように注意がなされる。ＰＭＯＳ−トランジスタに関しては特に注意する必要は無い。先に概要を説明したように、この基板はインタフェース回路の電源が切られた場合に最も高い正電位に接続される。
もちろんＰ−型の基板およびＮ−型の基板に関連する両方の手法を二重井戸プロセスとして組み合わせ、軽くドープされたＰ−型基板をＮ−井戸として実現された絶縁領域を有するＰ−型基板と同様に取り扱うことの可能である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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