(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＣＤＭＡタイプ無線通信信号受信機であって、これらの信号は、擬似ランダムシーケンスを使用して、スペクトルシンボル拡散から取得され、これらの信号は、多数の経路に沿って伝搬され、この受信機は、
−  Ｌ個の異なる経路に対応して、各シンボルに対するＬ個のアンスプレッド信号を復元する手段（１２0，……，１２l，……，１２L-1）と、
−  Ｌ個の経路のＬ個の評価を計算する手段（１４0，……，１４l，……，１４L-1）と、
−  Ｌ個の経路寄与を取得するために、Ｌ個の対応する評価を使用して、Ｌ個のアンスプレッド信号の各々を処理する復調手段（１６0，……，１６l，……，１６L-1）と、
−  これらＬ個の寄与の和を形成し、かつ、受信されたシンボルの評価を出力する加算器（１８）と、
−  加算器による評価出力の値から始まる受信シンボルに関する判断回路（２０）と
を具備し、
ａ）  この受信機は、Ｎ個のシンボルのブロックを処理し、各ブロックは、データシンボルと制御シンボルとを具備し、各シンボルは、各シンボルがブロック内で占有するランクｋによって識別され、ここで、ｋは０からＮ−１まで変化し、
ｂ）  ｌが０からＬ−１まで変化し、インデックスｌによって識別される各経路に対して、かつ、各ブロックに対して、受信機は、このブロックの間において経路を特徴付けるＮ個の成分を伴うベクトルＣlを考慮し、
ｃ）  受信機は、ベクトルベースＢkを定義する手段（３０）を具備し、これらのベクトルは、行列Ｅ〔ＣlＣl+T〕のＮ個の固有ベクトルであり、各ベクトルＣ?は、このベース内で分解され、分解係数Ｇ?kは、独立ランダムガウス変数を形成し、
ｄ）  係数Ｇ?kは、各経路ｌに対するＮ個の成分を伴うベクトルＧlを定義し、評価手段（１４？）は、最大事後確率基準に基づくＥＭ評価−最大アルゴリズムに基づく反復処理を使用して、各ベクトルＧlを評価できる
ことを特徴する受信機。
【請求項２】
ａ）  加算器（１８）からの出力は、評価手段（１４l）へループバックされ、
ｂ）  最初に、評価手段（１４l）は、ブロック内に含まれかつ既知と仮定される制御シンボルに基づく
【数１】
0004142255.tif 000065
を使用し、このことは、加算器からの出力においてブロック内に含まれるデータシンボルに対する第１評価を与え、そして、前記評価手段（１４l）は、加算器からの出力における現在の評価されたシンボル
【数２】
0004142255.tif 000066
等を使用し、最後に、評価手段は、最終反復
【数３】
0004142255.tif 000067
の後に、ベクトルＧlの擬似最適値
【数４】
0004142255.tif 000068
を出力する
ことを特徴する請求項１記載の受信機。
【請求項３】
ＣＤＭＡタイプの無線通信信号の受信のための処理であって、これらの信号は、擬似ランダムシーケンスを使用して、スペクトルシンボル拡散から取得され、これらの信号は、多数の経路に沿って伝搬され、この受信処理は、
−  各シンボルに対して、Ｌ個の異なる経路に対応するＬ個のアンスプレッド信号が復元され、
−  Ｌ個の経路のＬ個の評価が計算され、
−  経路のＬ個の寄与を取得するために、Ｌ個の対応する評価を使用して、Ｌ個のアンスプレッド信号の各々が復調され、
−  これらＬ個の寄与の和が形成され、このことは、受信されたシンボルの評価を与え、
−  取得された評価の値に基づいて、受信されたシンボルに関して、判断が行われる
動作を具備し、
ａ）  Ｎ個のシンボルのブロックが処理され、各ブロックは、データシンボルと制御シンボルとを具備し、各シンボルは、各シンボルがブロック内で占有するランクｋによって識別され、ここで、ｋは０からＮ−１まで変化し、
ｂ）  ｌが０からＬ−１まで変化し、インデックスｌによって識別される各経路に対して、かつ、各ブロックに対して、Ｎ個の成分を伴うベクトルＣlが考慮され、このことは、このブロックの間における経路を特徴付け、
ｃ）  Ｎ個の固有ベクトルＢkを有する行列Ｅ〔ＣlＣl+T〕が考慮され、これらＮ個の固有ベクトルＢkは、ベースとして使用され、このベース内の各ベクトルＣlが分解され、分解係数Ｇlkは、独立ガウスランダム変数を形成し、
ｄ）  係数Ｇlkは、各経路ｌに対するＮ個の成分を伴うベクトルＧlを定義し、最大事後確率基準に基づく評価−最大（ＥＭ）アルゴリズムに基づく反復処理を使用して、各ベクトルＧlが評価される
ことを特徴する処理。
【請求項４】
最初に、ブロック内に含まれかつ既知と仮定される制御シンボルを考慮して、反復処理が使用され、このことは、ブロック内に含まれるデータシンボルに対する第１評価を与え、そして、前記反復処理は、この第１評価によるブロック内の全てのシンボルを考慮し、このことは、ブロック内のシンボルの第２評価などを与えることができ、Ｇlの値に対して、満足のいく評価が取得されるまで、Ｇlの値は復調に対して使用される
ことを特徴する請求項３記載の処理。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明の目的は、反復レーキ（rake）受信機であり、かつ、対応する受信プロセスである。この発明は、無線通信アプリケーションにおいて使用され、かつ、より詳細には、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）技術において使用される。この発明は、ＩＳ’９５規格によって定義されるシステムへ適用されてもよく、かつ、第三世代ＵＭＴＳとＩＭＴ−２０００システムとにおいて定義されるシステムへ適用されてもよい。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
ＣＤＭＡ技術において、送信されるべき情報シンボルは、搬送波を直接変調するのではなく、情報シンボルのスペクトルを拡散（spread）する効果を有する擬似ランダムシーケンス（またはコード）によって最初に多重化される。受信時において、受信された信号は、送信において使用されるシーケンスへ適応されるフィルタリングによって（または、相関関係によって）アンスプレッド（unspread）され、そして、復調される。
【０００３】
もし、各々のユーザに対して特定のシーケンスが割り当てられるならば、この技術は、「数人のユーザが同じ無線通信チャネルを使用する」ということを可能にする。
【０００４】
マルチパスチャネルは、一般的に、「無線電気波が、送信地と受信地との間のいくつかの異なる経路に沿って伝搬する」という場合において使用される。故に、受信機は、送信された各情報シンボルに対して、単一の信号を受信するのではなく、多少遅延したかつ多少変更されたいくつかのコピーを受信する。送信された情報を確実に復元するために、可能な限り最大数のこれらのコピーが、考慮されなくてはならず、かつ、受信機において再構成されなくてはならない。
【０００５】
このことを行う１つの方法は、特殊な受信機を設計することだった。このような受信機は、「レーキの歯をシンボル化する異なる瞬間に情報を『レーキ』する」という意味において、レーキ受信機と呼ばれる。このタイプの受信機は、異なる経路に対応する信号を分離し、かつ、いくつかの「歯」または「枝」または「ピン」を具備する。各々の歯（または枝またはピン）は、これらの信号のうちの１つを処理する。信号は、各歯において、アンスプレッドされ、かつ、復調される。次のステップは、全ての信号を、加算器において、再構成することである。
【０００６】
レーキ受信機は、１９５８年３月に"Proceedings of the IRE", vol 46の第５５５〜５７０頁において発表された記事"A Communication Technique for Multipath Channels"においてR. PRICEとP.E. GREENとによって最初に説明された。
【０００７】
この受信機の説明は、１９８９年に第２版が発行され、１９９５年に第３版が発行されたJ.G. PROAKISによる一般書"Digital Communications"（第３版，MCGRAW-HILL）にもある。
【０００８】
添付された図１は、このタイプの受信機を図解的に示す。示されるように、この受信機は、主入力Ｅと、信号拡散帯域へ適応される幅を伴うフィルタ１０と、Ｌ個の経路に対応する周波数にアンスプレッドされるＬ個の信号を復元するＬ個の手段１２0，……，１２l，……，１２L-1と、様々な信号によって使用されるＬ個の経路の特徴を評価するＬ個の手段１４0，……，１４l，……，１４L-1と、アンスプレッドされた信号と経路の評価とを組み合わせるＬ個の復調手段１６0，……，１６l，……，１６L-1と、Ｎ個の復調器によるＮ個の寄与出力を加算する加算器１８と、通信をテストするために送信信号または参照信号を総合出力Ｓ上に出力する判断回路２０とを具備する。手段１２0，……，１２l，……，１２L-1は、通常、送信において使用される擬似ランダムシーケンスのうちの１つへ適応されるフィルタ（または、相関器）と、信号ピークをサーチする手段とを具備する。
【０００９】
スループットを絶えず増大させることを要求する強い要求がサービスからあると、ＣＤＭＡシステムの周波数拡散帯域は、継続的に増加する。帯域におけるこの増大は、受信機において受信される経路の数における継続的な増大によって達成される。所与の受信された電力に対して、経路の数におけるこの増大は、経路当たりの受信される電力を減少させる傾向があり、故に、チャネル評価の全体的な品質を減少させる傾向がある。その結果、これらの経路から受信機への寄与の構造的な組合せが殆ど保証されず、かつ、送信品質の深刻な損失を結果として生じることがある。
【００１０】
ＣＤＭＡシステムは、元々、多元接続干渉によって制限されるので、この性能損失は、電力を増大することによっては補償されることができない。更に、パイロットシンボルの数における増大を伴う解決は、システム能力を減少させる。
【００１１】
この発明の目的は、この欠点を矯正することである。
【００１２】
この発明の主目的は、所与の送信された電力に対する受信品質を改善することによって、そして、それによって、多元接続干渉のレベルを変動させないことによって、ＣＤＭＡシステムの性能を増大させることである。この品質改善は、ＣＤＭＡシステムの能力と範囲とを増大できる。低速なフェージングの（典型的な）場合においてだけでなく、非常に高速なフェージングの（より困難な）場合においても、受信機の動作を最適化することによって、この改善は得られる。
【００１３】
本発明の他の目的は、ベースバンドにおける受信信号の位置を変えるために使用される局部発信器における不正確さを端末が感じにくくすることによって、端末の構成を容易にすることである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
ＣＤＭＡシステムは、電力制御期間（ＰＣＰ）の概念を導入する。送信機によって放射された信号の電力は、これらの期間の各々の間は、一定である。しかし、端末がゆっくりと移動している場合、（距離とマスク影響とによる）低速フェージングを補償するために、かつ、マルチパス影響による高速フェージングを補償するために、該期間は、ある電力制御期間から次の期間へ変化できる。更に、シンボル転移情報に加えて、制御シンボルが使用される。本発明は、等しい受信品質に対して、これらの制御シンボルの相対的な数および／または電力を減少させることができる。チャンネル評価において、任意の数の連続的な電力制御期間に対して、制御シンボルを最適に考慮することによって、この目的は達成される。マッチングアンテナが無い場合、いくつかのＣＤＭＡシステムのパイロットチャンネル内に具備される制御シンボル（もし、存在するならば）を考慮することによっても、この目的は達成される。更に、マッチングアンテナが無い場合、評価において、ダウンリンク内の他のユーザに割り当てられた制御シンボル（もし、存在するならば）を考慮することによっても、この目的は達成される。最後に、制御シンボルより明らかに多くかつ該制御シンボルより多くのエネルギーをしばしば具備する電力制御期間に対して、全てまたはいくつかのデータシンボルのこのチャンネルを（評価において）考慮することによって、この目的は達成される。制御シンボルの数および／または電力の減少は、有用なデータの符号化を統合する方法であり、かつ、これらのデータに割り当てられた送信電力の割合を増大する方法である。
【００１５】
本発明によると、最適チャンネル評価はまた、時間において多重化された制御シンボルと、変調信号の位相成分および／または直交位相成分上で多重化された制御シンボルとを考慮でいる。
【００１６】
本発明によると、全ての電力制御期間シンボルが使用されることができる。故に、たとえ、制御シンボルが共にグループ化されても、局部発信器周波数におけるシフトが、監視されることができ、かつ、訂正されることができる。
【００１７】
本発明によると、所与数の電力制御期間に対応する受信信号が利用可能であるときはいつでも、ブロック処理によるブロックが実行される。従来のレーキ受信機と同様に、該処理は、常に、最終組合せに対して選択された重要経路に対応する信号をアンスプレッドすることによって始まる。そして、該処理は、受信ブロックのみに関係する制御シンボルを使用することによって、マルチパスチャンネルの適切な評価を行う。この評価は、ブロック内の各シンボルに対して、シンボル毎に、位相内の変化と処理されるべきブロックの間における各経路の振幅とを特徴付ける方法である。本発明による受信機は、評価された経路寄与を復調しかつ組合せ、かつ、ブロック内に含まれる各データシンボルに対するサンプル（または、重み付けられた出力）を出力する。
【００１８】
従来のレーキ受信の場合、これらの重み付けられた出力は、送信されたデータシンボルを検出しかつデコードするために、直接使用される。これらの出力は、ブロックの間に送られたデータシンボルによって取得される値に関する所定の信頼性を有する。本発明による受信機の場合、各受信経路の改善された評価を提供するために、制御シンボルに加えて、該データシンボルが使用されてもよい。マルチパスチャンネルのこの改善された評価は、可能ならば、データシンボルの符号化された構成を考慮して、最適化される。訂正符号化を考慮することは、受信機における重み付けられた出力のよりよい品質を結果として生じる。
【００１９】
所与の反復の終わりにおいて取得された（重み付けられた）出力は、追加の改善をチャンネル評価に提供するために、制御シンボルと共に、再び使用されてもよい。そして、この改善された評価は、受信機によって生成された重み付けられた出力の品質を改善する。故に、受信機出力は、評価手段上へループバックされる。
【００２０】
本発明による受信機の最適特性は、マルチパスチャンネルの評価の特性に関係する。この最適特性は、第１に、最も可能性のあるチャンネルを構成するために、受信ブロックの関数として、反復評価−最大（略してＥＭ）タイプアルゴリズムの使用に依存する。例えば、このアルゴリズムは、１９７７年にRoy.Stat.Soc journal, Ser.39において発表された記事“Maximum Likelihood from Incomplete Data via the EM Algorithm”において、A.P. DEMPSTERとN.M LAIRDとD.B RUBINとによって説明された。
【００２１】
チャンネルに対する最適評価は、また、ＫＡＲＨＵＮＥＮ−ＬＯＥＶＥアルゴリズムと呼ばれる拡張アルゴリズムに従って受信された各経路の分解に依存する。この分解は、ドップラー効果による経路の時間変化の柔軟な特徴付けを可能とし、かつ、ＥＭアルゴリズム自身に簡単に含まれることができる。例えば、ＫＡＲＨＵＮＥＮ−ＬＯＥＶＥアルゴリズムは、上述のJ.G. PROAKISによる本の１９８年版の第３４０〜３４４頁に説明されている。
【００２２】
より正確には、本発明の目的は、ＣＤＭＡ無線通信信号受信機であって、これらの信号は、擬似ランダムシーケンスを使用して、スペクトルシンボル拡散から取得され、これらの信号は、多数の経路に沿って伝搬され、この受信機は、
−  Ｌ個の異なる経路に対応して、各シンボルに対するＬ個のアンスプレッド信号を復元する手段と、
−  Ｌ個の経路のＬ個の評価を計算する手段と、
−  Ｌ個の経路寄与を取得するために、Ｌ個の対応する評価を使用して、Ｌ個のアンスプレッド信号の各々を処理する復調手段と、
−  これらＬ個の寄与の和を形成し、かつ、受信されたシンボルの評価を出力する加算器と、
−  加算器による評価出力の値から始まる受信シンボルに関する判断回路と
を具備し、
ａ）  この受信機は、Ｎ個のシンボルのブロックを処理し、各ブロックは、データシンボルと制御シンボルとを具備し、各シンボルは、各シンボルがブロック内で占有するランクｋによって識別され、ここで、ｋは０からＮ−１まで変化し、
ｂ）  ｌが０からＬ−１まで変化し、インデックスｌによって識別される各経路に対して、かつ、各ブロックに対して、受信機は、このブロックの間において経路を特徴付けるＮ個の成分を伴うベクトルＣlを考慮し、
ｃ）  受信機は、ベクトルベースＢkを定義する手段を具備し、これらのベクトルは、行列Ｅ〔ＣlＣl+T〕のＮ個の固有ベクトルであり、各ベクトルＣlは、このベース内で分解され、分解係数Ｇlkは、独立ランダムガウス変数を形成し、
ｄ）  係数Ｇlkは、各経路ｌに対するＮ個の成分を伴うベクトルＧlを定義し、評価手段は、最大事後確率基準に基づくＥＭ評価−最大アルゴリズムに基づく反復処理を使用して、各ベクトルＧlを評価できる。
【００２３】
詳細な実施形態において、加算器からの出力は、評価手段へループバックされ、最初に、ブロック内に含まれかつ既知と仮定される制御シンボルを使用する評価手段が使用され、それによって、ブロック内に含まれるデータシンボルの第１評価が加算器の出力から取得されることができ、そして、評価手段は、加算器からの出力における現在の評価された全てのシンボル等を使用し、最後に、評価手段は、最終反復の後に、ベクトルＧl（ｌ＝０，１，……，Ｌ−１）の最適値を出力する。
【００２４】
この発明の他の目的は、ＣＤＭＡタイプの無線通信信号の受信のための処理であって、これらの信号は、擬似ランダムシーケンスを使用して、スペクトルシンボル拡散から取得され、これらの信号は、多数の経路に沿って伝搬され、この受信処理は、
−  各シンボルに対して、Ｌ個の異なる経路に対応するＬ個のアンスプレッド信号が復元され、
−  Ｌ個の経路のＬ個の評価が計算され、
−  経路のＬ個の寄与を取得するために、Ｌ個の対応する評価を使用して、Ｌ個のアンスプレッド信号の各々が復調され、
−  これらＬ個の寄与の和が形成され、このことは、受信されたシンボルの評価を与え、
−  取得された評価の値に基づいて、受信されたシンボルに関して、判断が行われる
動作を具備し、
ａ）  Ｎ個のシンボルのブロックが処理され、各ブロックは、データシンボルと制御シンボルとを具備し、各シンボルは、各シンボルがブロック内で占有するランクｋによって識別され、ここで、ｋは０からＮ−１まで変化し、
ｂ）  ｌが０からＬ−１まで変化し、インデックスｌによって識別される各経路に対して、かつ、各ブロックに対して、Ｎ個の成分を伴うベクトルＣlが考慮され、このことは、このブロックの間における経路を特徴付け、
ｃ）  Ｎ個の固有ベクトルＢkを有する行列Ｅ〔ＣlＣl+T〕が考慮され、これらＮ個の固有ベクトルＢkは、ベースとして使用され、このベース内の各ベクトルＣlが分解され、分解係数Ｇlkは、独立ガウスランダム変数を形成し、
ｄ）  係数Ｇlkは、各経路ｌに対するＮ個の成分を伴うベクトルＧlを定義し、最大事後確率基準に基づく評価−最大（ＥＭ）アルゴリズムに基づく反復処理を使用して、各ベクトルＧlが評価される。
【００２５】
詳細な一実施形態において、最初に、ブロック内に含まれかつ既知と仮定される制御シンボルを考慮して、反復処理が使用され、このことは、ブロック内に含まれるデータシンボルに対する第１評価を与え、そして、前記反復処理は、この第１評価によるブロック内の全てのシンボルを考慮し、このことは、ブロック内のシンボルの第２評価などを与えることができ、Ｇlの値に対して、満足のいく評価が取得されるまで、Ｇlの値は復調に対して使用される。
【００２６】
【発明の実施の形態】
簡略と表記との理由のために、（図面と同様に）以下の数学的な展開は、シンボルが時間のみにおいて多重化される場合に適用される。「シンボルが、時間において多重化され、かつ、直角位相内の成分上でコードによって多重化される」という場合は、類似の方法で処理される。
【００２７】
本発明による受信機は、最大事後確率（ＭＡＰ）基準と呼ばれる基準に従って、マルチパスチャンネルの表示をサーチする。この評価は、放射されたシンボル（または、少なくとも該シンボルの確率）の認識を要求する。ある特定の実施形態において、受信機は、加算器出力における現在の評価を使用してもよい。故に、この場合、図２に示されるように、該出力は、様々な評価器へループバックされる。この図は、「信号
【数５】
0004142255.tif 000002
（ここで、ｋは処理されているシンボルのランクを示し、このランクは、後で説明されるように、０からＮ−１まで変化する）を出力する加算器１８からの出力が、評価器１４0，……，１４l，……，１４L-1へループバックされる」ということを示す。しかし、後で明らかになるように、このループバックは、明確ではない。
【００２８】
マルチパスチャンネルの属性は、ある大きさの事後確率を使用して、各アンスプレッド回路による信号Ｒlk（ｔ）出力を考慮して、決定される。この計算は、信号を成分へ分解することによって行われる。これは、「成分は相関関係にない」ということを補償する。これは、ＫＡＲＨＵＮＥＮ−ＬＯＥＶＥ分解アルゴリズムを使用して行われる。このアルゴリズムの原理が、以下に簡単に説明される。
【００２９】
０に等しい平均値を伴う時間ｚ（ｔ）のランダム関数は、
【数６】
0004142255.tif 000003
に等しい相関関数φ（ｔ，τ）を有する。ここで、Ｅは、数学的見込みである。関数ｚ（ｔ）は、順次、以下の式に展開される。
【数７】
0004142255.tif 000004
ここで、ｚnの値は、展開係数であり、かつ、ｆn（ｔ）の値は、所与の間隔０，Ｔ上での正規直交関数である。
【００３０】
各係数ｚnは、以下の関係を使用して、関数ｚ（ｔ）と固有関数ｆn（ｔ）とから得られる。
【数８】
0004142255.tif 000005
【００３１】
「正規直交関数ｆn（ｔ）は、以下の式の固有関数である」ということが論証される。
【数９】
0004142255.tif 000006
ここで、値λmは固有値である。
【００３２】
もし、アンスプレッド回路（整合フィルタまたは相関器）による信号出力がＲ（ｔ）で示されるならば、以下の式が成り立つ。
Ｒ（ｔ）＝Ｃ（ｔ）Ａ（ｔ）＋Ｎ（ｔ）
ここで、Ｃ（ｔ）は、波によって取得される経路を特徴つける関数であり、かつ、Ａ（ｔ）は、放射された情報であり、かつ、Ｎ（ｔ）は、付加的なガウス雑音である。各経路を評価するために、各経路を特徴つける関数Ｃ（ｔ）が、ＫＡＲＨＵＮＥＮ−ＬＯＥＶＥアルゴリズムを使用して分解される。実際には、ＣＤＭＡタイプの無線通信は、時間における連続関数ではなく、デジタル量またはデジタルサンプルを使用する。レーキ内の歯次数ｌに対するアンスプレッド回路からの出力信号は、以下の通りである。
Ｒlk＝ＣlkＡk＋Ｎlk
ここで、ｋは、シンボルのランクであり、もし、Ｎ個のシンボルのブロックが処理されるならば、０からＮ−１まで変化する。インデックスｌによって識別される所与の経路に対して、Ｎ個の成分Ｃlkは、ベクトルＣlのＮ個の成分を形成する。これは、ＫＡＲＨＵＮＥＮ−ＬＯＥＶＥアルゴリズムを使用して分解されたベクトルである。該アルゴリズムは、この場合、積分の代わりに離散加法を伴う。故に、我々は「固有関数」ではなく「固有ベクトル」と称するが、分解の趣旨は同じである。
【００３３】
一般的な特徴を説明したので、次に、１つの電力制御期間が考慮される場合にについて、本発明による受信機とプロセスとが以下に詳細に説明される。
【００３４】
１つの電力制御期間に対応する各電力レベルは、ＮD個のデータシンボルとＮC個の制御シンボルとから構成される。これらは全て位相（ＭＤＰ２，ＭＤＰ４，ＭＤＰ８……）において変調される。以下において、これらのシンボルの総数はＮ（Ｎ＝ＮD＋ＮC）で示され、かつ、データシンボルはａ0，ａ1，……，ａND-1で示され、かつ、制御シンボルはａND，ａND+1，……，ａN-1で示される。
【００３５】
これら２つのカテゴリのシンボルは、有限の擬似ランダムシーケンスによって、異なる拡散因子を使用して、拡散される。更に、これらは、変調された信号の位相成分上と直角位相成分上とで個別に多重化されるか、または、時間において一緒に多重化される。以下では、時間において、これらシンボルの相対位置（対応する電力制御期間の開始に関する相対位置）が、Ｐiで示される。
【００３６】
一般的に、制御信号は、相互チャンネル上と受信データフォーマットの表示上とにおいて、受信機に既知のＮp個のパイロットシンボルａND，ａND+1，……ａND-NP-1と電力制御に専用のＮC−ＮP個のシンボルａND+NP，ａND+NP+1，……ａN-1とから最初に構成される。
【００３７】
１つの所与の電力制御期間において、シンボルａiに割り当てられた放射エネルギーは、Ｅiで示される。このエネルギーは、通常は、同じカテゴリ内のシンボルに共通であるが、異なるカテゴリ内では異なってもよい。この場合、データシンボルと制御シンボルとに割り当てられたエネルギーは、それぞれ、ＥDおよびＥCで示される。
【００３８】
放射されたＣＤＭＡ信号によって観測されるマルチパスチャンネルは、ドップラー効果による時間的な変化を有する（または、有することがある）いくつかの経路から構成される。各経路は、所与の平均電力と所与のドップラー電力スペクトル（ＤＰＳ）とによって特徴つけられる。ＤＰＳは、移動環境と移動速度とに依存する。更に、各経路上のフェージングは、レイリー（Rayleigh）タイプまたはライス（Rice）タイプであってもよい。
【００３９】
一般的に、レイリーフェージングを伴うドップラー電力スペクトルは、従来タイプまたはフラットタイプのいずれかである。従来のドップラー電力スペクトルは、特に、屋外の環境で遭遇し、一方、フラットなドップラー電力スペクトルは、特に、屋内の環境で遭遇する。
【００４０】
ドップラーチャンネル拡散効果はＢDで示され、かつ、０次の第１タイプのベッセル関数がＪ0（．）で示される。平均電力経路φ（０）の自己相関関数は、従来ＤＰＳの場合、
φ（τ）＝φ（０）Ｊ0（πＢDτ）
によって与えられ、かつ、フラットＤＰＳ（ドップラー電力スペクトル）の場合、
φ（τ）＝φ（０）ｓｉｎ（πＢDτ）／πＢDτ
によって与えられる。平均電力φ（０）は、ある経路から他の経路へ変化し、それによって、経路の強度概要を特徴つける。
【００４１】
上述されたように、レーキ受信機は、Ｌ個の歯からなる。該Ｌ個の歯は、最大電力を伴うＬ個の経路に続くために、かつ、これらＬ個の経路の寄与を構成的に組み合わせるために、使用されることができる。レーキ受信機によって使用される経路の数は、通常、実際に受信される経路の実数より少ない。この数は、（外部または内部の）環境とＣＤＭＡ拡散因子とに依存する。内部環境では２〜３が典型値としてしばしば使用され、かつ、外部環境では４〜８が典型値としてしばしば使用される。
【００４２】
Ｒlkを、調停電力制御期間に送信されたＫ番目のシンボルａkに対応するｌ番目の歯からの相関器出力信号とする。この信号は、以下の通りである。
Ｒlk＝Ｃlkａk＋Ｎlk
ここで、Ｃlkは、シンボルａkによって認識される受信機のｌ番目の経路の利得因子であり、かつ、Ｎlkは、他の移動体の多元接続によって引き起こされた熱雑音と干渉とを具備する複合雑音である。受信機の解析と設計とを簡単化するために、この雑音は、ガウス雑音でありかつ非相関であるとし、かつ、該雑音の分散はＩ0で示される。
【００４３】
所与の経路に対する利得因子もまた、互いに独立であると仮定される。その理由は、異なる遅延を伴って受信機に到達した２つの信号は、同じ経路を使用せず、かつ、同じ障害物に遭遇しないからである。それにもかかわらず、所与の経路上の利得因子は、通常、互いに相関関係にある。もし、Ｅ〔．〕とφl（．）とが、数学的期待演算子とｌ番目の経路の継続自己相関関数とを、それぞれ示すならば、この経路に対応する離散自己相関関数は、以下の式で与えられる。
Ｅ〔ＣliＣ*lj〕＝φl（Ｐi−Ｐj）
ここで、値Ｐiと値Ｐjとは、電力制御期間のフローに関するシンボルの時間位置を識別する。
【００４４】
一般的に、受信機は、ドップラー拡散ＢDの値とドップラー電力スペクトルの形状とについて、曖昧な認識しか有しない。その結果、受信機は、フラットドップラー電力スペクトルを伴う最も少ない断定可能なマルチパスチャンネルの表示を採用する。そのために、ドップラー拡散は、現実の拡散よりも大きいかまたは現実の拡散に等しい。簡単化のために、拡散のこの上限もまた、ＢDで示される。この上限は、受信機の（認可された、または、実際の）最大速度の関数として、受信機において不変に固定されてもよい。この上限はまた、例えば、シンボルおよび／またはパイロットチャンネルを使用して、試行錯誤によって評価されてもよい。
【００４５】
各電力制御期間において、受信機は、受信されたデータのデータシンボルと電力制御シンボルとフォーマットとに対応する利得因子Ｃlkの最も正確な可能性のある評価を必要とする。その結果、本発明による受信機は、受信機によって組み合わされた全ての経路の利得因子の時間相関を考慮できる。また、本発明による受信機は、この評価を改善するために、受信機に対して未知のデータシンボルと制御シンボルとの符号化された構造の全てまたは一部を考慮できる。最後に、本発明による受信機は、所与の電力制御期間における利得因子の評価を最適化するために、電力制御期間近傍のデータシンボルと制御シンボルとの全てまたはいくつかを考慮できる。
【００４６】
簡単化のために、我々は、電力制御期間に受信されたシンボルのみを使用するマルチパスチャンネル評価器の場合のみを説明する。これは、対応するチャンネル出力を評価するためである。転置演算子は（.）Tで示され、かつ、ベクトルは以下の通りに導かれる。
Ｒl＝Ｒl0，Ｒl1，……，Ｒl,N-1）T
【００４７】
このベクトルの成分は、処理されるために、かつ、受信機によって選択されたｌ番目の経路に対応するために、電力制御期間に受信されたＮ個のサンプルである。この電力制御期間におけるマルチパスチャンネルの評価は、受信されたサンプルのこれらＬ個のベクトルＲ0，Ｒ1，……，ＲL-1に全体的に基づく。
【００４８】
絶対値演算子は｜.｜で示される。「
【数１０】
0004142255.tif 000007
に等しいａkの振幅｜ａk｜は、電力制御期間のみならず、放射されたシンボルのインデックスにも依存する」ということを思い出されたい。実際、この振幅は、各シンボルカテゴリに対して同一である。
【００４９】
振幅上のこの依存状態を評価するために、以下の式のような正規化された送信シンボルのベクトルが導入される。
Ａ＝（Ａ0，Ａ1，……，ＡN-1）T
ここで、Ａk＝ａk／｜ａk｜である。故に、受信されたサンプルのｌ番目のベクトルのｋ番目の成分は、以下の通りである。
Ｒlk＝ＣlkＡk＋Ｎlk
ここで、Ｃlkは、ｌ番目の経路に対応する正規化された利得因子のベクトル
Ｃl＝（｜ａ0｜Ｃl0，｜ａl｜Ｃl1，……，｜ａN-1｜Ｃl,N-1）T
のｋ番目の成分である。これは、表示されるべきベクトルである。
【００５０】
この表示は、ＫＡＲＨＵＮＥＮ−ＬＯＥＶＥ分解アルゴリズムに基づき、かつ、Ｌ個の正規化されたベクトルＣlの各々を表現することからなる。Ｃlは、以下の通りである（ｌ＝０，１，……，Ｌ−１）。
【数１１】
0004142255.tif 000008
ここで、値Ｂkは、Ｃlの共分散行列Ｆl＝Ｅ〔ＣlＣl*T〕のＮ個の正規化された固有ベクトルであり、かつ、係数Ｇlkは、０平均を伴う独立ランダムガウス変数であり、かつ、行列Ｆlの固有値に等しい変数である。「インデックスｋは、０からＮ−１へ変化する」ということを思い出されたい。
【００５１】
「経路のドップラー電力スペクトルの形状は同一であり、故に、対応する固有ベクトルＢkもまた同一である」ということが仮定される。もし、マルチパスチャネルの正確な特徴が知られるならば、行列Ｆ?における（ｉ，ｊ）番目のエントリは、以下の通りである。
【数１２】
0004142255.tif 000009
【００５２】
実際、ドップラー電力スペクトルの形状および対応するドップラー拡散、または、電力制御期間において放射される電力は、いずれも、正確には知られていない。そして、受信機は、実際のドップラー拡散に対する上限を表示する幅ＢDを伴うフラットＤＳＰを採用できる。更に、「平均受信電力は、ある電力制御期間から次の電力制御期間へ変化しない」ということを仮定できる。このより現実的な場合において、以下の式によって与えられる行列Ｆ?における（ｉ，ｊ）番目のエントリは、最早、採用されたドップラー拡散の上限のみに依存するわけではない。
【数１３】
0004142255.tif 000010
【００５３】
また、実際、端末速度へよりよく適用されるために、受信機は、ドップラー拡散の上限の各典型値に対して、固有ベクトルのバンクを有してもよい。
【００５４】
本発明によるチャンネル評価器は、ＭＡＰ基準を使用して、フェージングを伴うマルチパスチャンネルの反復評価を行う。該評価において、チャンネル評価器は、適切なチャンネル表示の特徴を考慮してもよく、また、パイロットシンボルの値と（データシンボルを含む）未知のシンボルの符号化された構造とを考慮してもよい。
【００５５】
【数１４】
0004142255.tif 000011
のＭＡＰ評価は、事後確率密度
【数１５】
0004142255.tif 000012
を最大化する以下のような値である。
【数１６】
0004142255.tif 000013
ここで、ｌは、フェージングを伴うマルチパスチャンネルのＧlの手段の全ての値（０〜Ｎ−１）を表示する。本発明によると、かつ、ＥＭアルゴリズムを使用すると、希望する正確な解決に近い解決が反復して取得される。
【００５６】
一般的な場合、最大化されるべき事後確率密度
【数１７】
0004142255.tif 000014
は、いくつかの大局的な最大量を有する。該最大量は、ＭＡＰ基準を使用するチャンネルの評価において、曖昧さを導く。この曖昧さは、受信機に既知のパイロットシンボルを使用することによって、除去されるかも知れない。しかしながら、これはしばしば不十分である。なぜならば、この確率密度は、また、ＥＭアルゴリズムによって単一の大局的最大量の代わりに到達される局所的最大量を有するからである。この問題は、最初の条件Ｇl(0)（ｌ＝０，１，……，Ｌ−１）の適切な決定を行うために、パイロットシンボルを使用することによって解決されることができる。
【００５７】
ＥＭアルゴリズムは、条件付きの事後確率密度
【数１８】
0004142255.tif 000015
の単調な増大を保証するために、帰納法によってベクトル
【数１９】
0004142255.tif 000016
を再評価する。
【００５８】
受信されたベクトルＲlを与えられると、パイロットシンボルに対応する受信サンプルから始まるベクトルＧlに対する初期条件Ｇl(0)を計算することによって、ＥＭアルゴリズムが始まる。
【００５９】
電力制御期間のｋ番目のシンボルによって取得される可能な値の組はＳkとして示され、かつ、電力制御期間のパイロットシンボルのインデックスの組はＳで示され、かつ、Ｓ（ｋ∈Ｓ）内のインデックスを伴うパイロットシンボルＡkによって取得される値はＤkとして示される。ＥＭアルゴリズムの初期化のこの段階では、受信機は、データシンボルの値について何も知らず、故に、パイロットシンボルではない値Ａkに対して、単一の条件付きの確率密度
【数２０】
0004142255.tif 000017
を使用する。もし、復調配列が、中心の対称（ＭＰＤ２，ＭＰＤ４，ＭＰＤ８，……）を有するならば、ｌ番目の経路Ｇl(0)の初期条件のｎ番目の成分は、以下の式に等しいように選択される。
【数２１】
0004142255.tif 000018
ここで、Ｗlnは、重み因子であり、以下の式に等しい。
【数２２】
0004142255.tif 000019
【００６０】
この因子は、Γlnと行列Ｆにおけるｎ番目の固有値と雑音分散Ｉ0とに依存する。行列Ｆは、ｌ番目の経路とドップラー拡散ＢDとの平均電力φl（０）に依存し、また、データシンボルに関係する放射エネルギーＥDと制御シンボルに関係する放射エネルギーＥCとに依存する。雑音分散Ｉ0は、熱雑音と多元接続による干渉とを具備する。
【００６１】
更に、全ての受信されたベクトルＲlに基づいて、ＥＭアルゴリズムは、以下の式を使用して、評価
【数２３】
0004142255.tif 000020
から始まる再評価
【数２４】
0004142255.tif 000021
の反復計算を結果として生じる。
【数２５】
0004142255.tif 000022
上記式は、チャンネル
【数２６】
0004142255.tif 000023
の適切な表示のｌ番目のベクトルの（ｄ＋１）番目の再評価のｎ番目の成分の間における関係を定義する。
【００６２】
十分な表示Ｇlの（本発明による）反復評価は、限定された回数Ｄだけ実行される。それによって、取得された大局的評価
【数２７】
0004142255.tif 000024
は、受信機の性能が（最適な解決
【数２８】
0004142255.tif 000025
と比較して）僅かしか低下しないことを保証する。
【００６３】
これらの動作は、図３に図解される。図３は、ベクトルベースＢkを定義する手段３０と重み付け係数を計算するための手段３２とを伴う評価器ランクｌ（即ち１４?）を示す。評価器１４?は、初期評価
【数２９】
0004142255.tif 000026
を出力するブロックＩ0によって記号的に示される第１評価を使用し、そして、
【数３０】
0004142255.tif 000027
を出力するブロックＩdによって示されるｄ次の評価を使用し、そして、
【数３１】
0004142255.tif 000028
を出力するブロックＩd+1によって示される評価ｄ＋１を使用し、最後に、
【数３２】
0004142255.tif 000029
を出力するブロックＩDによって示されるＤ次の最終反復を使用する。
【００６４】
故に、たった今説明された受信機は、図３において参照１４?として示される回路と同様のＬ個の回路を具備する。故に、
【数３３】
0004142255.tif 000030
個のチャンネルの評価をリファインするために、回路１４??は、以下の式の確率、言い換えると、「シンボルＡkが、全ての可能な値の中の１つに等しい」という確率を、ＲlとＧlとを考慮して、有しなくてはならない。
【数３４】
0004142255.tif 000031
【００６５】
我々は、「本発明によると、Ｇ(0)，Ｇ(1)，……，Ｇ(D)を順次計算するために、Ｄ＋１回の反復が実行される」ということを発見した。しかしながら、問題は、最初のパス（ｄ＝０）に対して発生する。なぜならば、このとき、Ｇlの利用可能な値が無いからである。故に、先に定義された密度を厳密な方法で計算することはできない。
【００６６】
本発明によれば、確率が知られているパイロット（または、参照）シンボルが使用される。パイロットシンボルに対して、Ａkが値Ｄkに等しい確率は１に等しい（かつ、Ａkが値Ｄkに等しくない確率は０に等しい）。等しく共有される確率は、他のシンボルに対して使用される（例えば、1/2と1/2とは、バイナリシンボルに対する２個の可能な値に対して使用される）。
【００６７】
その後の反復（ｄ≠０）に対して、
【数３５】
0004142255.tif 000032
（および、Ｒ?）の値は、式
【数３６】
0004142255.tif 000033
によって定義される全ての復調器の再組合せからの
【数３７】
0004142255.tif 000034
値出力の認識を通して利用可能であり、故に、確率は、（Ｄ＋１）番目の反復（ｄ＝Ｄ）の範囲まで計算されることができる。
【００６８】
このプロセスは、以下に示されるように、「シンボルＡkが、訂正コードによって保護されない情報シンボル（または、コードによって保護される可能性のある情報シンボル：しかし、我々は、簡単化の理由のために、そのような情報シンボルを使用することを望まない）である場合に厳密に適用可能である。一方、もし、値Ａｋが、我々が使用を望む訂正コードによって保護されるシンボルならば、反復ｄから始まる反復ｄ＋１に対して必要な確率
【数３８】
0004142255.tif 000035
を取得するために、ＢＡＨＬアルゴリズムと呼ばれるアルゴリズムが使用される。このアルゴリズムは、複雑な動作を実行する。該複雑な動作は、実際には、改善された復調処理である。故に、復調器１６0，……，１６l，……，１６L-1によって実行される復調動作は、最早ループ内にない。なぜならば、より複雑かつ完全な他の動作が反復内に既に含まれているからである。この場合、加算器１８からの出力において評価器上でループバックすることは、最早必要ない。
【００６９】
ＢＡＨＬアルゴリズムは、１９７４年３月に、IEEE Transactions on Information Theory, vol. IT-2゜において発表された記事“Optimal Decording of Liner Codes for Minimizaing Synbol Error rate”において、L.R BAHLとJ. COCKEとF. JELINEKとJ. RAVIVとによって説明されている。
【００７０】
反復符号化の特殊な場合、符号化された構成は、（ｄ＋１）番目の反復を与える明確な式へ、即座に組み込まれ、故に、ＢＡＨＬアルゴリズムに対する必要を回避する。
【００７１】
ある特殊な実施形態では、チャンネル表示において、重要な固有値に対応する固有ベクトルを選択することのみによって、チャンネル評価器の複雑度は、性能の重大な損失を招くことなく減少される。
【００７２】
他の特定の実施形態において、式
【数３９】
0004142255.tif 000036
は、復調ＭＤＰ２，ＭＤＰ４などの特殊な場合において、更に簡単化される。復調ＭＤＰ２に対して、インデックスｋを伴うシンボルＡkは、２つの値
【数４０】
0004142255.tif 000037
と
【数４１】
0004142255.tif 000038
とを具備する組Ｓk内の値に等しく、かつ、
【数４２】
0004142255.tif 000039
に対する一般的な式は、以下の式へ変形される。
【数４３】
0004142255.tif 000040
ここで、tanh[.]はハイパボリックタンジェント関数であり、かつ、
【数４４】
0004142255.tif 000041
は「実部分」関数である。演算子
【数４５】
0004142255.tif 000042
の引数は、本来、評価アルゴリズムにおける各反復の間に、受信機によって供給される。（以下に示されるような）反復プロセスの終わりにおいて、これらの引数は、重み付けられた符号化を入力において使用する受信機によって、（もし、存在するならば）エンコーダへ直接供給される。
【００７３】
もし、ハイパボリックタンジェント関数の代わりに以下の関数のうちの１つが使用されるならば、チャンネル評価器の複雑度は更に減少する。
【数４６】
0004142255.tif 000043
【００７４】
もし、ＥＭアルゴリズムにおける全てのステップが正確に実行されるべきならば、受信機は、リアルドップラー拡散に対する上限ＢDを有しなくてはならず、かつ、選択された各経路φl（０）の雑音分散と個々の電力との評価を有しなくてはならない。
【００７５】
もし、受信機がドップラー拡散上限ＢDの異なる典型的な値に対する固有ベクトルのバンクを有するならば、受信機は、十分なベースベクトルＢkを、ドップラー拡散の上限の関数として供給でき、故に、端末の可変速度を供給できる。
【００７６】
もし、ドップラー拡散の上限が端末の実際速度の関数として更新されないならば、唯一の値が該上限に割り当てられ、かつ、受信機のみが、対応するベースベクトルを出力する。
【００７７】
同様に、上述された量によって、受信機は、必要な重みを計算できかつ出力できる。
【００７８】
Ｄ番目の評価
【数４７】
0004142255.tif 000044
を生成すると、この最終評価は、チャンネルの表示として使用される。この表示は、
【数４８】
0004142255.tif 000045
で示される。ランクｋの各シンボルに対して、復調器１６?は、Ｒlkと複素共役量
【数４９】
0004142255.tif 000046
との積、即ち
【数５０】
0004142255.tif 000047
を形成する。加算器１８は、Ｌ個の経路からのこれら全ての寄与の和を形成し、かつ、以下の式によって定義される最終信号
【数５１】
0004142255.tif 000048
を出力する。
【数５２】
0004142255.tif 000049
【００７９】
もし、
【数５３】
0004142255.tif 000050
の値が基本ベクトルの関数として表現されるならば、以下の式が得られる。
【数５４】
0004142255.tif 000051
【００８０】
符号化がデータ保護に適用された場合、信号
【数５５】
0004142255.tif 000052
は、電力制御期間において送信された未知のシンボル（データ）を復旧するために、ビタービ（Viterbi）検出器／デコーダによって使用されてもよい。
【００８１】
ＭＤＰ２復調に対して、信号
【数５６】
0004142255.tif 000053
の実部分は、符号化に対して重要であり、かつ、重み付けられた出力として働く。
【００８２】
更に、等しい確率を伴う値
【数５７】
0004142255.tif 000054
と
【数５８】
0004142255.tif 000055
とに基づいて取得する未知のシンボルを伴う符号化されないＭＤＰ２変調に対して、シンボルＡk上の決定は、単に、以下の式によって与えられる。
【数５９】
0004142255.tif 000056
【００８３】
上述された発明は、参照シンボルの分配にかかわらず実行される。これらの参照シンボルは、如何なる方法でグループ化されてもよく、かつ、如何なる方法で分配されてもよい。特に、この発明は、この出願と同じ日にこの出願人によって出願されたフランス特許出願において記載されかつ請求された特定の分配を伴って使用されることができる。上記フランス特許出願のタイトルは、“CDMA digital communication processes with distribution of reference symbols”である。
【００８４】
本発明による受信機の動作は、ＵＭＴＳのＣＤＭＡシステムのアップリンク上の８ｋｂ／ｓチャンネルに対して、使用中にシミュレートされる。データシンボルと制御シンボルとは、送信された変調信号の成分上で、位相（Ｉ）と直交位相（Ｑ）とのそれぞれにおいて、多重化される。
【００８５】
制御シンボル拡散因子は、データシンボル拡散因子の２倍である。１つの電力制御期間は、０．６２５ｍｓであり、かつ、期間ＴD＝３１．２５μｓを伴うＮD＝２０個のデータシンボルと、期間ＴC＝６２．５μｓを伴うＮC＝１０個の制御シンボルとを具備する。制御シンボルの時間位置は、データシンボルに対しては、
ｐi＝（ｉ＋１／２）ＴD
によって与えられ（ｉ＝０，１，……，ＮD-1）、制御シンボルに対しては、
ｐi＝（ｉ−ＮD＋１／２）ＴC
によって与えられる（ｉ＝ＮD-1，……，Ｎ−１）。ＮP＝６個のパイロットシンボルを具備する制御シンボルは、各電力制御期間の始めにグループ化されると仮定される。更に、データシンボルの平均電力は、制御シンボルの平均電力の２倍であると仮定される。故に、平均受信エネルギー
【数６０】
0004142255.tif 000057
は、全ての受信シンボルに対して等しく、かつ、以下の式を満足する。
【数６１】
0004142255.tif 000058
【００８６】
端末は、５００ｋｍ／ｈの速度で移動すると仮定され、かつ、１．９２ＧＨｚの搬送波周波数を使用する。これらの選択に対応するドップラー拡散は、１．７７８ｋＨｚである。チャンネルは、等しい平均電力を伴うＬ＝３個の経路を有すると仮定される。
【００８７】
本発明による（上記仮定を満足する）受信機の性能を従来の２つのＣＤＭＡ受信機の性能と比較する。本発明による受信機は、マルチパスチャンネルを評価するために、平均化に基づく評価アルゴリズムを使用し、かつ、これらの値の平均を使用する。上記平均化は、パイロット信号に対応する受信サンプルに適用される変調を補償する。従来の受信機は、線形評価アルゴリズムを使用する。該アルゴリズムもまた、パイロットシンボルサンプルの変調を補償するが、最小平均自乗誤差（ＭＭＳＥ）基準を使用して、チャンネルの線形補間および／または線形補外を実行する。
【００８８】
比較は、分配されたパイロットシンボルまたはグループ化されたパイロットシンボルに対して、（本発明と平均化と線形評価とによる）３つの提案されたチャンネル評価アルゴリズムを使用して、（可能な誤差訂正符号化を無視して）未処理のバイナリエラーレート（ＢＥＲ）における変化において行われる。
【００８９】
図４は、バイナリエラーレートを、
【数６２】
0004142255.tif 000059
（シンボル毎に受信された平均エネルギーと雑音レベルとの比率）の関数として示す。図５では、同じ比率が、
【数６３】
0004142255.tif 000060
に対して、電力制御期間内のデータシンボルの位置の関数として示される。これら２つの図における曲線上の参照は、以下の特徴に対応している。
−  ４０，５０：平均化による評価、グループ化されたパイロットシンボル
−  ４１，５１：平均化による評価、分配されたパイロットシンボル
−  ４２，５２：線形評価、グループ化されたパイロットシンボル
−  ４３，５３：本発明による評価、グループ化されたパイロットシンボル
−  ４４，５４：線形評価、分配されたパイロットシンボル
−  ４５，５５：本発明による評価、分配されたパイロットシンボル
−  ４６：理論上の曲線、完全に知られたチャンネル
【００９０】
これらの結果は、「本発明による受信機は、他の２つの従来の受信機のいずれよりもよい性能を常に提供する」ということを示す。理論上の曲線に最も近い２つの曲線が、本発明に対応する。
【００９１】
例えば、２．１０-2に等しい全体のＢＥＲとグループ化されたパイロットシンボルとに対して、本発明による受信機は、最良の従来の受信機と比較して、３ｄＢの次数の
【数６４】
0004142255.tif 000061
におけるゲインを保証する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  既知のレーキ受信機を示す図である。
【図２】  本発明による反復レーキ受信機の全体構成を図解する図である。
【図３】  最大事後確率基準による評価ブロックと最適化ブロックとを示す図である。
【図４】  本発明による受信機と２つの従来のレーキ受信機との性能を比較する図であり、バイナリエラーレートを比率
【数６５】0004142255.tif 000062
の関数として与える。ここで、Ｉ0は、多元接続による熱雑音と干渉とによるスペクトル電力であり、かつ、
【数６６】0004142255.tif 000063
は受信シンボル毎の平均エネルギーである。
【図５】  本発明による受信機と２つの従来の受信機との性能を比較する図であり、バイナリエラーレートを、１０ｄＢに等しい
【数６７】0004142255.tif 000064
に対する電力制御期間におけるデータシンボルの位置の関数として与える。
【符号の説明】
１０……フィルタ
１２0，１２1，１２L-1……復元手段
１４0，１４1，１４L-1……評価手段
１６0，１６1，１６L-1……復調手段
１８……加算器
２０……判断回路
【図１】
0004142255.tif 000069
【図２】
0004142255.tif 000070
【図３】
0004142255.tif 000071
【図４】
0004142255.tif 000072
【図５】
0004142255.tif 000073