(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
移動物体に搭載され、一直線上で等間隔に配置された複数Ｎ個の素子アンテナを介して受信されたＮ本の受信信号に含まれる不要信号成分を抑圧する信号処理装置において、
前記Ｎ本の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎs 本の前記受信信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成するサブアレー信号選択手段と、
各サブアレー信号を構成する前記Ｎs 本の受信信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に設定し、前記Ｎs 本の受信信号に前記荷重係数を乗じた信号を各サブアレー信号毎に合成する複数の干渉波成分抑圧手段と、
前記複数の干渉波成分抑圧手段により演算された複数の信号のクラッタ成分を抑圧するクラッタ成分抑圧手段とを備え、
前記複数の干渉波成分抑圧手段のうちの１つの前記干渉波成分抑圧手段は、複数組のサブアレー信号のうちの１つを構成するＮs 本の受信信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に計算し、残りの前記干渉波成分抑圧手段に供給するとともに、前記Ｎs 本の受信信号に前記荷重係数を乗じた信号を合成し、
残りの各干渉波成分抑圧手段は、前記複数組のサブアレー信号のうちの残りの各サブアレー信号を構成するＮs 本の受信信号に前記１つの干渉波成分抑圧手段より供給された前記荷重係数を乗じた信号をそれぞれ合成することを特徴とする信号処理装置。
【請求項２】
クラッタ成分抑圧手段は、Ｎ個の素子アンテナが移動物体の移動方向と平行な一直線上で等間隔に配置される場合、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、前記移動物体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項３】
クラッタ成分抑圧手段は、レンジアンビギュイティがない場合、クラッタの入射する角度範囲に応じてクラッタ成分を抑圧する阻止帯域を設定する
ことを特徴とする請求項２記載の信号処理装置。
【請求項４】
複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段を備え、
クラッタ成分抑圧手段は、前記フィルタ係数計算手段により計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィルタである
ことを特徴とする請求項２記載の信号処理装置。
【請求項５】
クラッタ成分抑圧手段は、Ｎ個の素子アンテナが移動物体の移動方向と垂直な一直線上で等間隔に配置される場合、受信信号の波長、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、前記移動物体の速さ、パルス繰返し周期、前記素子アンテナの高度およびクラッタ反射源までの距離に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する
ことを特徴とする請求項１記載の信号処理装置。
【請求項６】
受信信号の波長、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子アンテナの高度およびクラッタ反射源までの距離に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段を備え、
クラッタ成分抑圧手段は、前記フィルタ係数計算手段により計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィルタである
ことを特徴とする請求項５記載の信号処理装置。
【請求項７】
クラッタ成分抑圧手段は、レンジビン毎にクラッタ成分を抑圧する
ことを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の信号処理装置。
【請求項８】
移動物体に搭載され、一直線上で等間隔に配置された複数Ｎ個の素子アンテナを介して受信されたＮ本の受信信号に含まれる不要信号成分を抑圧する信号処理方法において、
前記Ｎ本の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎs 本の前記受信信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成するステップと、
各サブアレー信号のうちの１つを構成する前記Ｎs 本の受信信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に設定し、前記Ｎs 本の受信信号に前記荷重係数を乗じた信号を合成するステップと、
前記複数組のサブアレー信号のうちの残りの各サブアレー信号を構成するＮs 本の受信信号に前記ステップで設定された荷重係数を乗じた信号をそれぞれ合成するステップと、
それぞれ荷重係数を乗じて合成され生成された複数の信号のクラッタ成分を抑圧するステップと
を備えることを特徴とする信号処理方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、移動物体に搭載され、一直線上で等間隔に配置された複数Ｎ個の素子アンテナを介して受信されたＮ本の受信信号に含まれる不要信号成分を抑圧する信号処理装置および信号処理方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
航空機搭載用パルスドップラレーダなどにおいて目標信号の抽出は受信信号に対する時間領域のドップラフィルタ処理によって通常行われていたが、クラッタのドップラ周波数と目標のドップラ周波数が重なった場合、時間領域のみのフィルタ処理では両者の分離は困難である。そこで、複数の素子アンテナを配列したアレーアンテナを使用して受信した複数の受信信号に対して時間−空間信号処理を実行すれば、クラッタのドップラ周波数と目標のドップラ周波数が重なっていても、ドップラ周波数−空間周波数平面において両者のスペクトルが重ならなければ分離可能である。
【０００３】
以下、複数の素子アンテナを配列したアレーアンテナを使用して受信した受信信号に対する干渉波成分およびクラッタ成分の抑圧のための時間−空間信号処理の原理について説明する。
【０００４】
まず、送信機により、波長λ、周波数ｆc のパルス信号を搬送波（送信信号）として送信する。このパルス信号の帯域幅は周波数ｆc に比べて十分小さいものとする。また、アレーアンテナは地面から所定の高さの位置に配置され、速さｖで移動するものとする。
【０００５】
図１０は等間隔ｄで直線上に配置された複数の素子アンテナからなるアレーアンテナを示す図である。等間隔ｄで直線上に配置されたＮ個の素子アンテナ１−１〜１−Ｎからなるアレーアンテナは、目標などで反射して入射する信号を受信する。図１０に示すように、信号の入射角度をθとすると、第ｎ番目の素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）による受信信号ｕn （ｔ）は一般的に式（１）となる。
【数１】
0004141604.tif 000002
ここで、ｒ（ｔ）は基準となる素子アンテナ１−１における受信信号である。また、ここでは目標からの反射信号（以下、目標信号という）、クラッタ成分、干渉波成分の区別はしていない。
【０００６】
次に、ヒットとレンジを考慮して式（２）に示す時間ｔ毎に受信信号をサンプリングした場合、受信信号は、式（３）に示すようにレンジビン番号ｋ、ヒット番号ｍ、素子番号ｎに関する信号となる。
【数２】
0004141604.tif 000003
【数３】
0004141604.tif 000004
ここで、ＰＲＩはパルス繰返し周期であり、Ｔはレンジビンに関するサンプリング間隔であり、ｔ0 は適当な時間オフセットである。
【０００７】
次に、目標信号、干渉波成分およびグランドクラッタ成分のドップラ周波数−空間周波数に関する２次元スペクトルについてそれぞれ説明する。
【０００８】
まず第１に、目標信号のドップラ周波数−空間周波数に関する２次元スペクトルについて説明する。
【０００９】
振幅１、パルス間隔ＰＲＩの送信信号（等価低域表現）をｓ（ｔ）とし、ドップラ周波数をｆｄとし、送信波を送信してから目標に反射して目標信号として受信するまでの時間をτとし、Ａを定数とすると、受信信号ｒ（ｔ）（各素子受信信号ではなく、単一アンテナとしての受信信号）は式（４）に示すようになる。従って、式（１）および式（４）に基づいて各素子アンテナ１−ｎの受信信号ｕn （ｔ）は式（５）に示すようになり、サンプリング後の信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）は式（６）に示すようになる。
【数４】
0004141604.tif 000005
【数５】
0004141604.tif 000006
【数６】
0004141604.tif 000007
【００１０】
そして式（６）において、目標の存在するレンジビンについてはｓ（ｋＴ＋ｍＰＲＩ＋ｔ0 −τ）＝１となる。ここで目標の存在するレンジビンをｋ0 とし（ｋ＝ｋ0 ）、そのレンジビンにおける信号をｙT （ｋ0 ，ｍ，ｎ）とすると、レンジビンがｋ0 に固定されるので、この信号はヒット番号ｍおよび素子番号ｎに関する信号となり、式（７）に示すようになる。すなわちこの信号はヒット番号ｍおよび素子番号ｎの２変数に関する変数分離型の２次元正弦波である。
【数７】
0004141604.tif 000008
ここでＢ（ｋ0 ）は目標の存在するレンジビンｋ0 に依存し、目標までの距離や目標の反射断面積、送信アンテナパターンに依存する複素数である。
【００１１】
次に、Ｆ1 をＰＲＩの逆数であるパルス繰返し周波数ＰＲＦで正規化したドップラ周波数とし、Ｆ2 を素子間隔ｄの逆数で正規化した空間周波数とすると、サンプリング後の目標信号ｙT （ｋ0 ，ｍ，ｎ）の２次元フーリエ変換ＹT （Ｆ1 ，Ｆ2 ；ｋ0 ）は式（８）に示すようになる。
【数８】
0004141604.tif 000009
ここでδ（ａ，ｂ）は２次元のデルタ関数であり、ａ＝ｂ＝０の場合のみδ（ａ，ｂ）＝１となり、ａおよびｂがその他の値である場合にはδ（ａ，ｂ）＝０となる。図１１は目標信号ｙT（ｋ0 ，ｍ，ｎ）の２次元フーリエ変換ＹT （Ｆ1，Ｆ2 ；ｋ0 ）の振幅を示す図であり、あるレンジビンに目標が存在するとき、そのレンジビンにおけるドップラ周波数−空間周波数に関するスペクトルはその２次元周波数平面上でインパルス状となり、このインパルスの位置は目標のドップラ周波数と入射角に応じた位置になる。
【００１２】
第２に、干渉波成分のドップラ周波数−空間周波数に関する２次元スペクトルについて説明する。
【００１３】
干渉波の受信信号ｒ（ｔ）は送信信号とは無関係であるため、干渉波の各素子アンテナ１−ｎによる受信信号は式（９）に示すようになる。
【数９】
0004141604.tif 000010
ここでｆ0 は干渉波源とアレーアンテナとの相対速度で決まるドップラ周波数である。
【００１４】
そしてこの干渉波の受信信号をサンプリングし、レンジビンｋ0 （目標は存在しなくてもよい）の信号をｙJ （ｋ0 ，ｍ，ｎ）とすると、レンジビンがｋ0 に固定されるので、この信号はヒット番号ｍおよび素子番号ｎに関する信号となり、式（１０）に示すようになる。すなわちこの信号はヒット番号ｍおよび素子番号ｎの２変数に関する変数分離型の２次元正弦波である。
【数１０】
0004141604.tif 000011
【００１５】
次にこの信号ｙJ （ｋ0 ，ｍ，ｎ）は変数分離型であるので、その２次元フーリエ変換ＹJ （Ｆ1 ，Ｆ2 ；ｋ0 ）は式（１１）に示すように各変数部分の１次元フーリエ変換の積になる。すなわち、ｒ（ｍＰＲＩ＋ｋ0 Ｔ＋ｔ0 ）ｅｘｐ（ｊ２πｆ0 （ｍＰＲＩ＋ｋ0 Ｔ＋ｔ0 ））の１次元フーリエ変換（周波数変数はＦ1 ）と、ｅｘｐ（ｊ２π（ｎ−１）（ｄ／λ）ｓｉｎθ）の１次元フーリエ変換（周波数変数はＦ2 ）との積になる。
【数１１】
0004141604.tif 000012
【００１６】
なお、式（１１）においてｋ0 に依存する絶対値１の複素定数は省略した。また、Ｒ（Ｆ1 −ｆ0 ＰＲＩ）は、ｒ（ｔ）をＰＲＩ間隔でサンプリングしたもののフーリエ変換をｆ0 ＰＲＩだけ平行移動したものである。図１２は干渉信号ｙJ （ｋ0 ，ｍ，ｎ）の２次元フーリエ変換ＹJ （Ｆ1 ，Ｆ2 ；ｋ0 ）を示す図であり、その振幅スペクトルは直線Ｆ2 ＝（ｄ／λ）ｓｉｎθ上に分布する。なお、干渉波はアレーアンテナからの距離に関係しないため、全レンジビンに現れる。
【００１７】
第３に、グランドクラッタ成分のドップラ周波数−空間周波数に関する２次元スペクトルについて説明する。
【００１８】
グランドクラッタの受信信号の２次元スペクトルはアレーアンテナの移動方向により異なる。ここでは、アレーアンテナが例えば航空機の機体の側面にあり、素子アンテナの配列方向と移動方向が一致している場合（すなわちサイドルッキングの場合）と、アレーアンテナが例えば航空機の機首にあり、アレーアンテナのブロードサイド方向にアンテナが移動している場合（すなわちフォワードルッキングの場合）について説明する。
【００１９】
図１３は、アレーアンテナの存在する空間の座標系を示す図である。図１３におけるクラッタ反射源となる第ｉの反射点について、角度φi ，ψi ，θi 、アレーアンテナの高度Ｈ、アレーアンテナから第ｉの反射点までの距離Ｒi を図１３のように定義する。
【００２０】
サイドルッキングの場合、アレーアンテナがｘ軸方向に速さｖで移動するものとすると、アレーアンテナから第ｉの反射点への方向の速度成分Ｖi は式（１２）に示すようになり、この反射点によるドップラ周波数ｆｄi は式（１３）に示すようになる。
【数１２】
0004141604.tif 000013
【数１３】
0004141604.tif 000014
【００２１】
そして送信信号を送信してからτi 後にアレーアンテナからの距離がＲi の第ｉの反射点からの反射信号を受信するものとすると、τi ＝２Ｒi ／ｃであり、この反射点からの各素子アンテナ１−ｎによるクラッタの受信信号ｘn(i)（ｔ）は式（１４）に示すようになる。
【数１４】
0004141604.tif 000015
ここでＣi は反射断面積、反射係数、反射点までの距離、送信アンテナパターンに基づく係数である。
【００２２】
そしてこのクラッタの受信信号をサンプリングし、距離Ｒｉに対応するレンジビンｋ0 の信号をｙSC(i) （ｋ0 ，ｍ，ｎ）とすると、レンジビンがｋ0 に固定されるので、この信号はヒット番号ｍおよび素子番号ｎに関する信号となり、式（１５）に示すようになる。すなわちこの信号はヒット番号ｍおよび素子番号ｎの２変数に関する変数分離型の２次元正弦波である。
【数１５】
0004141604.tif 000016
ここでＤi は複素数である。
【００２３】
距離Ｒi からのすべてのクラッタの受信信号ｙSC（ｋ0 ，ｍ，ｎ）は、Ｒi と同じ距離で位置の異なる反射点からの反射信号の総和となり、式（１６）に示すようになる。つまり変数分離型２次元正弦波の和になる。
【数１６】
0004141604.tif 000017
【００２４】
そしてこのクラッタの受信信号ｙSC（ｋ0 ，ｍ，ｎ）の２次元フーリエ変換ＹSC（Ｆ1 ，Ｆ2 ；ｋ0 ）は式（１７）に示すようになる。
【数１７】
0004141604.tif 000018
【００２５】
式（１７）より、第ｉの反射点からの受信信号の正規化ドップラ周波数Ｆ1 と正規化空間周波数Ｆ2 は、アレーアンテナと第ｉの反射点の位置とのなす角θi に応じて式（１８）に示すようになる。
【数１８】
0004141604.tif 000019
【００２６】
クラッタは様々な角度から入射するので、特定のレンジビンにおけるグランドクラッタのドップラ周波数−空間周波数に関する２次元スペクトルは、式（１８）の２式からｓｉｎθi を消去した式（１９）で与えられ、アレーアンテナの移動する速さに応じた傾きで原点を通る直線の上に現れる。すなわち、すべてのレンジビンに対して式（１９）で示される直線上に分布する。ただし、式（１９）の直線上での分布の仕方はレンジビンにより異なる。図１４は、グランドクラッタの２次元スペクトルを示す図である。
【数１９】
0004141604.tif 000020
【００２７】
一方、フォワードルッキングの場合、図１３においてアレーアンテナはｙ軸方向に速さｖで移動するものとすると、アンテナから見た反射点方向の速度成分Ｖi は式（２０）に示すようになり、ドップラ周波数ｆｄi は式（２１）に示すようになる。
【数２０】
0004141604.tif 000021
【数２１】
0004141604.tif 000022
【００２８】
以下、サイドルッキングの場合と同様にして、距離Ｒi に対応するレンジビンｋ0 におけるクラッタの受信信号ｙFC（ｋ0 ，ｍ，ｎ）は式（２２）に示すようになり、その２次元フーリエ変換ＹFC（Ｆ1 ，Ｆ2 ；ｋ0 ）は式（２３）に示すようになる。
【数２２】
0004141604.tif 000023
【数２３】
0004141604.tif 000024
【００２９】
式（２３）より、第ｉの反射点からの受信信号の正規化ドップラ周波数Ｆ1 と正規化空間周波数Ｆ2 はアレーアンテナと第ｉの反射点の位置とのなす角θi に応じて式（２４）で与えられる。
【数２４】
0004141604.tif 000025
【００３０】
クラッタは様々な角度から入射するので、特定のレンジビンにおけるグランドクラッタのドップラ周波数−空間周波数に関する２次元スペクトルは、式（２４）からｃｏｓθi とｓｉｎθi を消去した式（２５）で与えられる。式（２５）の関係式は正規化ドップラ周波数（Ｆ1 ）−正規化空間周波数（Ｆ2 ）平面上での楕円を表す。すなわち、アンテナの移動する速さやアンテナの高度、クラッタ反射点までの距離などに応じた長径と短径を有する楕円の上に、グランドクラッタの２次元スペクトルが現れることになる。
【数２５】
0004141604.tif 000026
【００３１】
なお、式（２５）は特定のレンジビンに対する関係式であり、他のレンジビンに対しては反射点までの距離が変わるため、式（２５）の楕円の径はレンジビンによって変わる。図１５は、異なるレンジビンｋ1 ，ｋ2 ，ｋ3 に対するグランドクラッタの２次元スペクトルの分布を示す図であり、図に示すように異なるレンジビンｋ1 ，ｋ2 ，ｋ3 ではこの楕円の径が変わる。
【００３２】
以上のように、目標信号、干渉波成分およびクラッタ成分はドップラ周波数−正規化空間周波数平面上では互いに異なる分布を有するので、受信信号に対して時間−空間信号処理を実行することにより、仮にクラッタのドップラ周波数と目標のドップラ周波数が重なっていても、図１１の目標信号の２次元スペクトルと、図１２の干渉波の２次元スペクトルおよび図１４または図１５のクラッタの２次元スペクトルとが重なっていなければ、目標信号が抽出可能である。
【００３３】
次に受信信号に対して干渉波成分やクラッタ成分を抑圧するための時間−空間信号処理を実行する従来の信号処理装置について説明する。図１６は、例えば「Ａｎａｌｙｓｉｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ａｄａｐｔｉｖｅ  ｓｐａｃｅ  ｔｉｍｅ  ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ｆｏｒ  ａｉｒｂｏｒｎｅ  ｒａｄａｒ」（Ｐ．Ｇ．Ｒｉｃｈａｒｄｓｏｎ著、ＩＥＥ  Ｐｒｏｃ．Ｒａｄａｒ，Ｓｏｎａｒ  Ｎａｖｉｇ．，ｖｏｌ．１４１，ｎｏ．４，第１８７頁〜第１９５頁、１９９４年８月）に記載の従来の信号処理装置を示すブロック図である。
【００３４】
図１６において、１１は間隔ｄで直線上にＮ個の素子アンテナ１−１〜１−Ｎを配置したアレーアンテナであり、２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は各素子アンテナ１−ｎに接続され、受信信号から同相信号および直交信号を生成する受信機であり、３−ｎは受信機２−ｎの出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器であり、１０１はＡ／Ｄ変換器３−１〜３−ＮからのＮ本の信号に基づいてレンジビン（あるいはレンジゲート）毎にフィルタリング処理を行う不要信号抑圧適応フィルタである。
【００３５】
不要信号抑圧適応フィルタ１０１において、１１１はＰＲＩだけ信号を遅延させる遅延器であり、Ｎ×（Ｌ−１）個の遅延器１１１はタップ数ＬのＮ本のタップ付き遅延線回路を構成する。１１２は適応的に設定される係数α（ｋ，ｌ（エル），ｎ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ、Ｋはレンジビン数またはレンジゲート数、ｌ（エル）＝０，１，・・・，Ｌ−１、ｎ＝１，２，・・・，Ｎ）を乗ずる乗算器であり、１１３は初段の乗算器１１２、または前段の加算器１１３の出力と乗算器１１２の出力とを加算する加算器であり、１１４は最終段のＮ個の加算器１１３の出力の総和を演算する加算器である。
【００３６】
次に動作について説明する。
アレーアンテナ１１の各素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）により受信された信号は受信機２−ｎにより同相信号および直交信号とされ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎに供給される。Ａ／Ｄ変換器３−ｎはその信号をディジタル信号に変換してディジタル同相・直交信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）（ｋはレンジビン番号、ｍはパルスヒット番号、ｎは素子番号）を不要信号抑圧適応フィルタ１０１に供給する。
【００３７】
不要信号抑圧適応フィルタ１０１にはＡ／Ｄ変換器３−１〜３−ＮからＮ本のディジタル同相・直交信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）（ｎ＝１，・・・，Ｎ）が供給され、タップ数ＬのＮ本のタップ付き遅延線に入力される。その信号はＰＲＩ毎にタップ付き遅延線を進んでいき、各タップ付き遅延線に接続された乗算器１１２および加算器１１３により各タップでの信号値とフィルタ係数α（ｋ，ｌ，ｎ）との積和演算が実行され、各タップ付き遅延線毎に演算された積和演算値の総和が加算器１１４により演算され、出力される。このときの出力信号ｚc （ｋ，ｍ）は式（２６）に示すようになる。不要信号抑圧適応フィルタ１０１は一種のビームフォーマでもあり、ｚc （ｋ，ｍ）はビーム合成後の信号ともいえる。
【数２６】
0004141604.tif 000027
【００３８】
不要信号抑圧適応フィルタ１０１のフィルタ係数値α（ｋ，ｌ，ｎ）を決定するアルゴリズムとしては、ＳＭＩ（Ｓａｍｐｌｅ  Ｍａｔｒｉｘ  Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）法、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ  Ｍｅａｎ  Ｓｑｕａｒｅ）法、拘束条件付出力電力最小化法などがある。
【００３９】
このとき、決定すべき係数値の自由度は（タップ数Ｌ）×（素子アンテナ数Ｎ）程度であり、適応アルゴリズムの種類や拘束条件の数によってはそれよりやや少ない程度になる。従って素子アンテナ数を多くした場合、それにほぼ比例してフィルタ係数の数が増加し、フィルタ係数の決定のための計算時間が増大する。
【００４０】
また、図１６に示すように不要信号抑圧適応フィルタ１０１にタップ付き遅延線を使用する場合、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムなどの反復計算型のアルゴリズムを使用すると、収束までの時間が長くなる傾向がある。
【００４１】
なお、不要信号抑圧適応フィルタ１０１での処理はフィルタ係数の制御も含めて原則として各レンジビン（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）毎に行う。
【００４２】
【発明が解決しようとする課題】
従来の信号処理装置は以上のように構成されているので、時間−空間信号処理により不要信号を抑圧する場合、適応的に制御するフィルタ係数の数が多いため、素子アンテナ数が多くなると、適応的にフィルタ係数を制御するための信号処理の負担が大きくなる。また、収束までの時間が長くなり、迅速に不要エコー信号を適切に抑圧することが困難になるなどの課題があった。
【００４３】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、Ｎ本の受信信号のうちの所定の複数Ｎs 本の受信信号の組をサブアレー信号としてそれぞれ選択し、サブアレー信号毎にまず干渉波成分またはクラッタ成分の抑圧を実行し、その処理後の信号に対して残りの干渉波成分、またはクラッタ成分の抑圧を実行するようにし、干渉波成分の抑圧のためにのみアダプティブアレーを使用するため、アダプティブアレーにおいて適応的に設定される荷重係数の数が素子アンテナ数Ｎより少なくなり、その荷重係数を制御するために要する信号処理の負担が少なくて済み、迅速に不要信号を適切に抑圧することができる信号処理装置および信号処理方法を得ることを目的とする。
【００４４】
また、この発明は、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムのような荷重係数を逐次更新する反復計算型のアルゴリズムを用いた場合に反復計算の収束が速い信号処理装置および信号処理方法を得ることを目的とする。
【００４６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る信号処理装置は、複数の干渉波成分抑圧手段のうちの１つの干渉波成分抑圧手段により、複数組のサブアレー信号のうちの１つを構成するＮs 本の受信信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に計算し、残りの干渉波成分抑圧手段に供給するとともに、Ｎs 本の受信信号に荷重係数を乗じた信号を合成し、残りの各干渉波成分抑圧手段により、複数組のサブアレー信号のうちの残りの各サブアレー信号を構成するＮs 本の受信信号に前記１つの干渉波成分抑圧手段より供給された荷重係数を乗じた信号をそれぞれ合成するようにしたものである。
【００４７】
この発明に係る信号処理装置は、Ｎ個の素子アンテナが移動物体の移動方向と平行な一直線上で等間隔に配置される場合、クラッタ成分抑圧手段において、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧するようにしたものである。
【００４８】
この発明に係る信号処理装置は、レンジアンビギュイティがない場合、クラッタ成分抑圧手段ではクラッタの入射する角度範囲に応じてクラッタ成分を抑圧する阻止帯域を設定するようにしたものである。
【００４９】
この発明に係る信号処理装置は、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段を備え、クラッタ成分抑圧手段が、フィルタ係数計算手段により計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィルタであるものである。
【００５０】
この発明に係る信号処理装置は、Ｎ個の素子アンテナが移動物体の移動方向と垂直な一直線上で等間隔に配置される場合、クラッタ成分抑圧手段において、受信信号の波長、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子アンテナの高度およびクラッタ反射源までの距離に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧するようにしたものである。
【００５１】
この発明に係る信号処理装置は、受信信号の波長、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子アンテナの高度およびクラッタ反射源までの距離に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段を備え、クラッタ成分抑圧手段が、フィルタ係数計算手段により計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィルタであるものである。
【００５２】
この発明に係る信号処理装置は、クラッタ成分抑圧手段においてレンジビン毎にクラッタ成分を抑圧するようにしたものである。
【００５３】
この発明に係る信号処理方法は、Ｎ本の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎs 本の受信信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成するステップと、各サブアレー信号を構成するＮs 本の受信信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に設定し、Ｎs 本の受信信号に荷重係数を乗じた信号を各サブアレー信号毎に合成するステップと、それぞれ荷重係数を乗じて合成され生成された複数の信号のクラッタ成分を抑圧するステップとを備えるものである。
【００５４】
この発明に係る信号処理装置は、Ｎ本の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎs 本の受信信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成するサブアレー信号選択手段と、各サブアレー信号を構成するＮs 本の受信信号のクラッタ成分をそれぞれ抑圧する複数のクラッタ成分抑圧手段と、複数のクラッタ成分抑圧手段によりそれぞれクラッタ成分を抑圧された複数の信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に計算し、その複数の信号に荷重係数を乗じた信号を合成する干渉波成分抑圧手段とを備えるものである。
【００５５】
この発明に係る信号処理装置は、Ｎ個の素子アンテナが移動物体の移動方向と平行な一直線上で等間隔に配置される場合、各クラッタ成分抑圧手段において、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧するようにしたものである。
【００５６】
この発明に係る信号処理装置は、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段を備え、各クラッタ成分抑圧手段が、フィルタ係数計算手段により計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィルタであるものである。
【００５７】
この発明に係る信号処理装置は、Ｎ個の素子アンテナが移動物体の移動方向と垂直な一直線上で等間隔に配置される場合、各クラッタ成分抑圧手段において、受信信号の波長、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子アンテナの高度およびクラッタ反射源までの距離に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧するようにしたものである。
【００５８】
この発明に係る信号処理装置は、受信信号の波長、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子アンテナの高度およびクラッタ反射源までの距離に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段を備え、各クラッタ成分抑圧手段が、フィルタ係数計算手段により計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィルタであるものである。
【００５９】
この発明に係る信号処理装置は、クラッタ成分抑圧手段において、レンジビン毎にクラッタ成分を抑圧するようにしたものである。
【００６０】
この発明に係る信号処理方法は、Ｎ本の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎs 本の受信信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成するステップと、各サブアレー信号のうちの１つを構成するＮs 本の受信信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に設定し、Ｎs 本の受信信号に荷重係数を乗じた信号を合成するステップと、複数組のサブアレー信号のうちの残りの各サブアレー信号を構成するＮs 本の受信信号に前記ステップで設定された荷重係数を乗じた信号をそれぞれ合成するステップと、  それぞれ荷重係数を乗じて合成され生成された複数の信号のクラッタ成分を抑圧するステップとを備えるものである。
【００６１】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による信号処理装置の構成を示すブロック図であり、図２は図１のアダプティブアレーの構成を示すブロック図であり、図３は図１の重み付け合成器の構成を示すブロック図であり、図４は図１のクラッタ抑圧フィルタの構成を示すブロック図である。
【００６２】
図１において、１１は地面や海面から高さＨのところにあり、速さｖで移動する航空機などの移動物体において間隔ｄで直線上にＮ個の素子アンテナ１−１〜１−Ｎを配置したアレーアンテナであり、２−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）は各素子アンテナ１−ｎに接続され、受信信号から同相信号および直交信号を生成する受信機であり、３−ｎは受信機２−ｎの出力信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器である。
【００６３】
４はＮ本の受信信号（すなわちＡ／Ｄ変換器３−１〜３−Ｎからのディジタル信号）からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎs 本の受信信号を選択して複数Ｉ組のサブアレー信号を生成するサブアレー選択器（サブアレー信号選択手段）である。
【００６４】
５ａは複数Ｉ組のサブアレー信号のうちの１つ（今の場合、第１番目のサブアレー信号）を構成するＮs 本の受信信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を計算し、そのＮs 本の受信信号に荷重係数を乗じた信号を合成するアダプティブアレー（干渉波成分抑圧手段）である。
【００６５】
図２のアダプティブアレー５ａは、一例としてサイドローブキャンセラと同様な動作を行うエレメントスペース構成のパーシャリアダプティブアレーとして構成されている。すなわち、既知の目標信号の入射方向に主ビームを向け、サブアレー信号のＮs 本の信号のうちのＢ本の信号を補助アンテナの受信信号として利用してそのサイドローブから入射する干渉波を再生し、受信信号から再生した干渉波成分を減算して干渉波をキャンセルするようになされている。
【００６６】
図２において、２１はアンテナパターンの主ビームを目標の方向に向けるための係数値ａ1 ，ａ2 ，・・・，ａNsを、サブアレー信号を構成するＮs 本の信号のそれぞれに乗ずる荷重係数器であり、２２は荷重係数器２１のＮs 本の出力信号を合成する合成器である。
【００６７】
２３は干渉波の入射方向にアンテナパターンの零点を向けるための係数値ｗ1 ，ｗ2 ，・・・，ｗB を、サブアレー信号を構成するＮs 本の信号のうちの所定のＢ本にそれぞれに乗ずる適応荷重係数器である。なお、図２においてはサブアレー信号を構成するＮs 本の信号のうちの第２番目から第（Ｎs −１）番目までの信号が選択されているが、第１番目の信号や第Ｎs 番目の信号が必要に応じて含まれるようにしても勿論よい。また、もっと少なくしてもよいが、少なくとも入射する干渉波の数以上でなければならない。２４は適応荷重係数器２３のＢ本の出力信号を合成する合成器である。２５は合成器２２の出力信号から合成器２４の出力信号を減算する減算器である。
【００６８】
２６はサブアレー信号を構成するＮs 本の信号のうちの上記Ｂ本の信号および合成器２２の出力信号に基づいて、干渉波の入射方向にアンテナパターンの零点を向けるための係数値ｗ1 ，ｗ2 ，・・・，ｗB を適応的に計算し、適応荷重係数器２３に供給する荷重係数制御部であり、２７は荷重係数器２１の係数値ａ1 ，・・・，ａNsおよび適応荷重係数器２３の係数値ｗ1 ，・・・，ｗB に基づいて、アダプティブアレー５ａによりサブアレー信号に重み付けされる係数と同一の係数ｃ1 ，・・・，ｃNsを計算し、重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）に供給する等価荷重係数計算部である。
【００６９】
なお、図２のアダプティブアレー５ａは、一例としてサイドローブキャンセラと同様な動作を行うエレメントスペース構成のパーシャリアダプティブアレーとして構成されているが、これに限定されるものではない。例えば、ビームスペース構成としてもよい。アダプティブアレー５ａにおける適応アルゴリズムは特に限定されるものではない。
【００７０】
図１に戻り、６−１〜６−（Ｉ−１）は複数Ｉ組のサブアレー信号のうちの残り（Ｉ−１）組の各サブアレー信号を構成するＮs 本の受信信号に、アダプティブアレー５ａにおける荷重係数と同一の荷重係数をそれぞれ乗じた信号を合成する複数の重み付け合成器（干渉波成分抑圧手段）である。図３に示す重み付け合成器６−（ｉ−１）において、３１はアダプティブアレー５ａの等価荷重係数計算部２７からの係数ｃ1 ，・・・，ｃNsを、サブアレー信号を構成するＮs 本の信号のそれぞれに乗算する荷重係数器であり、３２は荷重係数器３１のＮs 本の出力信号を合成する合成器である。
【００７１】
図１に戻り、７ａはアダプティブアレー５ａおよび重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）によりそれぞれ演算された複数Ｉ本の信号のクラッタ成分を抑圧するクラッタ抑圧フィルタ（クラッタ成分抑圧手段）であり、８はクラッタ抑圧フィルタ７ａのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算部（フィルタ係数計算手段）である。図４に示すクラッタ抑圧フィルタ７ａにおいて、４１はＰＲＩだけ信号を遅延させる遅延器であり、Ｉ×（Ｌ−１）個の遅延器４１はタップ数ＬのＩ本のタップ付き遅延線回路を構成する。４２は係数ｈ（ｋ，ｌ（エル），ｎ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ、Ｋはレンジビン数、またはレンジゲート数、ｌ（エル）＝０，１，・・・，Ｌ−１、ｎ＝１，２，・・・，Ｉ）を乗ずる乗算器であり、４３は初段の乗算器４２、または前段の加算器４３の出力と乗算器４２の出力とを加算する加算器であり、４４は最終段のＩ個の加算器４３の出力の総和を演算する加算器である。
【００７２】
次に動作について説明する。
まず、図示せぬ送信機により送信されたパルス信号で目標に反射した目標信号の他に不要信号が、アレーアンテナ１１を構成するＮ個の素子アンテナ１−１〜１−Ｎにより受信される。
【００７３】
各素子アンテナ１−ｎ（ｎ＝１，・・・，Ｎ）により受信された信号は、受信機２−ｎにより同相信号および直交信号とされ、Ａ／Ｄ変換器３−ｎによりそれらの信号がディジタル信号に変換され、サブアレー選択器４に供給される。サブアレー選択器４に供給される信号をｕ（ｋ，ｍ，ｎ）とする。ここでｋはレンジビン番号（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ）とし、ｍはパルスヒット番号（ｍ＝１，２，・・・，Ｍ，Ｍはヒット数）とし、ｎは素子番号（素子アンテナ１−ｎ、受信機２−ｎおよびＡ／Ｄ変換器３−ｎの受信系を示す番号）とする。
【００７４】
次にサブアレー選択器４はＮ本の受信信号ｕ（ｋ，ｍ，１）〜ｕ（ｋ，ｍ，Ｎ）から所定の複数Ｎs 本の受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）をそれぞれ選択して複数Ｉ組のサブアレー信号Ｘi （ｉ＝１，・・・，Ｉ）を生成する。なお、第ｉ組のサブアレー信号Ｘi を構成するＮs 本の信号をｘi （ｋ，ｍ，１），・・・，ｘi （ｋ，ｍ，Ｎs ）とする。
【００７５】
このときサブアレー選択器４は、グレーティングローブが発生せず、各サブアレー信号として選択されるＮs 本の受信信号の素子番号の間隔パターンがすべてのサブアレー信号において同一になり、かつ、サブアレー信号間の位相中心間隔が同一になるように、各サブアレー信号Ｘi とするＮs 本の受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）を選択する。例えば素子アンテナ１−ｉと素子アンテナ１−（ｉ＋１）との間隔を送信波の０．５波長以下とし、かつ、第ｉ番目のサブアレーと第（ｉ＋１）番目のサブアレーの位相中心の間隔を送信波の０．５波長以下とするとグレーティングローブは発生しない。
【００７６】
Ｎs ＋Ｉ−１≦Ｎとして例えば次に示すようにサブアレー信号Ｘi を選択する。この例においては、サブアレー信号を構成する受信信号の素子番号の間隔がすべて１である間隔パターンとなっている。
0004141604.tif 000028
【００７７】
なお、サブアレー信号として選択される受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）の組合せはこれに限定されるものではなく、例えば素子番号の各間隔が２であるＮs 本の受信信号を選択してサブアレー信号を構成するようにしてもよい。さらに、第ｉ番目のサブアレー信号の最初の信号ｘi （ｋ，ｍ，１）として選択される受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ1 ）の素子番号ｎ1 と、第（ｉ＋１）番目のサブアレー信号の最初の信号ｘi+1 （ｋ，ｍ，１）として選択される受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ2 ）の素子番号ｎ2 とが２以上離れていてもよいが、グレーティングローブの発生に気をつけなければならないので、望ましくは前述のようにグレーティングローブが発生しない選択方法がよい。
【００７８】
次に、アダプティブアレー５ａおよび重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）により、各サブアレー信号Ｘi に含まれる干渉波成分がそれぞれ抑圧される。このとき、すべてのサブアレー信号を構成する受信信号の素子番号の間隔パターンが同一であるので、アダプティブアレー５ａがいずれか１つのサブアレー信号（今の場合、第１番目のサブアレー信号）に対して干渉波抑圧のための適応処理に基づき荷重係数を設定し、また重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）の荷重係数も、その適応処理の結果に基づきアダプティブアレー５ａと同一の荷重係数になるように設定する。
【００７９】
ここで、図２に示すアダプティブアレー５ａおよび図３に示す重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）の動作について説明する。
荷重係数器２１により、第１番目のサブアレー信号Ｘ1 を構成するＮs 本の信号のそれぞれに、アンテナパターンの主ビームを既知の目標信号の入射方向（あるいは送信信号を送信する方向）に向けるための係数値ａ1 ，ａ2 ，・・・，ａNsが乗算され、合成器２２により荷重係数器２１のＮs 本の出力信号の総和が演算される。従って荷重係数器２１および合成器２２によるサブアレー信号Ｘ1 と荷重係数との積和演算の結果ｙ0 （ｋ，ｍ，１）は式（２７）に示すようになる。
【数２７】
0004141604.tif 000029
【００８０】
そして荷重係数制御部２６により、サブアレー信号および合成器２２の出力信号に基づいて、干渉波の入射方向にアンテナパターンの零点を向けるための係数値ｗ1 ，ｗ2 ，・・・，ｗB が適応的に計算され、適応荷重係数器２３に設定される。なお、合成器２２の出力信号を適応処理に使用するのは、これから説明するようにＳＭＩ法により係数値ｗ1 ，・・・，ｗB を計算するからである。荷重係数を逐次更新するＬＭＳ法などの反復計算型の適応アルゴリズムをＳＭＩ法の代わりに使用する場合には、合成器２２の出力信号ではなく、一般的に減算器２５の出力信号を使用する。
【００８１】
図２のアダプティブアレー５ａのようにＳＭＩ法を使用する場合、適応荷重係数器２３に入力する信号数をＢとし、それらＢ本の信号に対応する素子番号を｛ｉ1 ，ｉ2 ，・・・，ｉB ｝とすると、式（２８）において定義される行列Ａとベクトルｂに基づく式（２９）の正規方程式から式（３０）に示す適応荷重係数ベクトルＷを計算することにより、適応荷重係数ｗ1 ，ｗ2 ，・・・，ｗB が計算される。
【数２８】
0004141604.tif 000030
【数２９】
0004141604.tif 000031
【数３０】
0004141604.tif 000032
【００８２】
式（２８）では受信クラッタ電力が比較的小さく、クラッタの適応荷重計算への影響が小さい最後のレンジビン（第Ｋレンジビン）の信号を使うようにしたが、場合によっては他のあるいは複数のレンジビン（レンジゲート）や、ある特定のヒットの信号を使うことも考えられる。
【００８３】
そして適応荷重係数器２３は、このように適応的に設定された係数値ｗ1 ，ｗ2 ，・・・，ｗB を、サブアレー信号を構成するＮs 本の信号のうちの所定のＢ本にそれぞれに乗算し、合成器２４は適応荷重係数器２３のＢ本の出力信号の総和を演算する。
【００８４】
そして減算器２５が合成器２２の出力信号から合成器２４の出力信号を減算し、その演算結果をアダプティブアレー５ａの出力信号ｙa （ｋ，ｍ，１）とする。従ってアダプティブアレー５ａの出力信号ｙa （ｋ，ｍ，１）は式（３１）に示すようになる。
【数３１】
0004141604.tif 000033
【００８５】
このようにしてアダプティブアレー５ａに供給されるサブアレー信号を構成するＮs 本の信号に乗算される荷重係数（ａ1 ，・・・，ａNsからｗ1 ，・・・，ｗB を素子番号毎に減算した総合的な荷重係数ｃ1 ，・・・，ｃNs）が適応的に計算される。
【００８６】
なお、干渉波のドップラ周波数−空間周波数の２次元スペクトルはレンジビンに関係なくドップラ周波数軸と同じ距離を保ってドップラ周波数軸と平行に現れるため、すべてのレンジビンに対して同一の適応荷重係数ｗ1 ，ｗ2 ，・・・，ｗB を使用する。
【００８７】
一方、等価荷重係数計算部２７は荷重係数器２１の係数値ａ1 ，・・・，ａNsおよび適応荷重係数器２３の係数値ｗ1 ，・・・，ｗB に基づいて、アダプティブアレー５ａによりサブアレー信号に荷重される係数と同一の係数ｃ1 ，・・・，ｃNsを式（３２）に従って計算し、重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）に供給する。
【数３２】
0004141604.tif 000034
ここで、ｂは｛ｉ1 ，ｉ2 ，・・・，ｉB ｝の添字１，２，・・・，Ｂであり、ｉb は適応荷重係数器２３の係数ｗb を乗算されるサブアレー信号を構成する信号の番号である。
【００８８】
重み付け合成器６−（ｉ−１）（ｉ＝２，・・・，Ｉ）は、Ｎs 個の係数ｃ1 ，・・・，ｃNsが供給されると、それを荷重係数器３１に設定する。荷重係数器３１は第ｉ番目のサブアレー信号Ｘi の各信号ｘi （ｋ，ｍ，１）〜ｘi （ｋ，ｍ，Ｎs ）に係数ｃ1 ，・・・，ｃNsをそれぞれ乗算し、合成器３２は荷重係数器３１のＮs 本の出力信号の総和を重み付け合成器６−（ｉ−１）の出力信号ｙa （ｋ，ｍ，ｉ）として演算する。従って重み付け合成器６−（ｉ−１）の出力信号ｙa （ｋ，ｍ，ｉ）は式（３３）に示すようになる。
【数３３】
0004141604.tif 000035
【００８９】
このようにして、アダプティブアレー５ａおよび重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）により受信信号の干渉波成分が抑圧され、これらの出力信号ｙa （ｋ，ｍ，１）〜ｙa （ｋ，ｍ，Ｉ）がクラッタ抑圧フィルタ７ａに供給される。
【００９０】
次にクラッタ抑圧フィルタ７ａにより上記出力信号ｙa （ｋ，ｍ，１）〜ｙa （ｋ，ｍ，Ｉ）に対して時間−空間の２次元のフィルタ処理を実行して受信信号のクラッタ成分を抑圧する。すなわちクラッタ抑圧フィルタ７ａは一種の帯域阻止フィルタといえる。アダプティブアレー５ａおよび重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）では干渉信号は抑圧されるがクラッタはほとんど抑圧されないため、クラッタ抑圧フィルタ７ａによりクラッタを抑圧する。
【００９１】
なお、クラッタのドップラ周波数−空間周波数２次元スペクトルの２次元周波数平面上での分布は、式（１９）および式（２５）に示すように、アンテナの移動速度すなわち移動物体の移動する速さｖ、パルス繰返し周期ＰＲＩ、素子間隔ｄなど、値が既知のパラメータに基づいて定められるので、クラッタ抑圧フィルタ７ａでは、受信信号に応じて適応的にフィルタ係数を設定する必要はなく、フィルタ係数を確定的に設定できる。
【００９２】
クラッタ抑圧フィルタ７ａでは、アダプティブアレー５ａおよび重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）からの信号ｙa （ｋ，ｍ，１）〜ｙa （ｋ，ｍ，Ｉ）が遅延器４１により構成されるタップ数ＬのＩ本のタップ付き遅延線回路に入力され、各タップｌ（エル）の値に対して、乗算器４２により係数ｈ（ｋ，ｌ（エル），ｎ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ、Ｋはレンジビン数、またはレンジゲート数、ｎ＝１，２，・・・，Ｉ）を乗算し、加算器４３，４４により乗算器４２の演算結果の総和をこの信号処理装置の出力ｚa （ｋ，ｍ）として計算する。従って信号処理装置の出力ｚa （ｋ，ｍ）は式（３４）に示すようになる。
【数３４】
0004141604.tif 000036
【００９３】
信号処理装置の出力信号ｚa （ｋ，ｍ）はレンジおよびヒットに関する信号であり、干渉波成分およびクラッタ成分の抑圧された信号となっており、この信号に基づいて目標検出処理が実行される。
【００９４】
一方、クラッタ抑圧フィルタ７ａのフィルタ係数は、クラッタ成分が存在する領域が阻止帯域となるようにフィルタ係数計算部８により計算される。図５はクラッタ抑圧フィルタの所望特性を示す図であり、図５（ａ）はサイドルッキングの場合のクラッタ抑圧フィルタの所望特性を示し、図５（ｂ）はフォワードルッキングの場合のクラッタ抑圧フィルタの所望特性を示している。すなわち、サイドルッキングの場合では図５（ａ）において破線で示される式（１９）のクラッタ成分を幅ＦSBの阻止帯域により抑圧し、フォワードルッキングの場合では図５（ｂ）において破線で示される式（２５）のクラッタ成分を幅ＦSBの阻止帯域により抑圧する。
【００９５】
なお、阻止帯域幅ＦSBは、クラッタが十分抑圧できる範囲でなるべく狭いほうが好ましい。サブアレー信号の組数Ｉ、クラッタ抑圧フィルタ７ａのタップ数Ｌ、遷移帯域幅およびクラッタ抑圧フィルタ７ａの阻止帯域減衰量の関係はトレードオフの関係にある。
【００９６】
フィルタ係数計算部８は、クラッタのスペクトルが分布する領域が阻止帯域となるように既知のパラメータに基づいてクラッタ抑圧フィルタ７ａのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を計算する。この既知のパラメータとは、サイドルッキングの場合、素子間隔ｄ、アンテナの移動する速さ（すなわち移動物体の移動する速さ）ｖおよびパルス繰返し周期ＰＲＩであり、フォワードルッキングの場合、送信波の波長すなわち受信信号の波長λ、素子間隔ｄ、アンテナの移動する速さｖ、パルス繰返し周期ＰＲＩ、アンテナの高度Ｈおよびレンジビン毎の第ｉの反射点までの距離Ｒi である。ただし、式（１９）および式（２５）における素子間隔ｄとは、ここではサブアレー間の位相中心間隔である。
【００９７】
なお、サイドルッキングの場合、式（１９）がクラッタ反射点までの距離Ｒi に依存しないため、すべてのレンジビンに対して同一のフィルタ係数値が使用される。一方、フォワードルッキングの場合には、式（２５）がクラッタ反射点までの距離Ｒi に依存し、この距離Ｒi がレンジビンに依存するので、レンジビン毎にフィルタ係数を計算する。
【００９８】
次にフィルタ係数計算部８によるフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）の具体的計算方法について説明する。ここでは、窓関数法に基づくフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）の計算方法について説明する。なお、窓関数法の代わりに他の計算方法を使用してフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を計算するようにしても勿論よい。
【００９９】
図４に示すような２次元ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ  Ｉｍｐｕｌｓｅ  Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）ディジタルフィルタのフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を窓関数法により計算する方法としては、例えば「Ｍｕｌｔｉｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ」（Ｄ．Ｅ．Ｄｕｄｇｅｏｎ、Ｒ．Ｍ．Ｍｅｒｓｅｒｅａｕ著、Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ発行、１９８４年）の第１１８頁以降に記載の方法がある。
【０１００】
まず、サイドルッキングの場合には、図５（ａ）に示すクラッタ抑圧フィルタ７ａの２次元所望特性Ｄ（Ｆ1 ，Ｆ2 ）は、ｄ／（２ｖＰＲＩ）≧１のときには式（３５）に示すようになり、ｄ／（２ｖＰＲＩ）＜１のときには、式（３６）に示すようになる。
【数３５】
0004141604.tif 000037
【数３６】
0004141604.tif 000038
ただし、ｐ＝・・・，−２，−１，０，１，２，・・・であり、−０．５≦Ｆ1 ≦０．５かつ−０．５≦Ｆ2 ≦０．５の範囲のみ考慮する。
【０１０１】
次に、フォワードルッキングの場合には図５（ｂ）に示すクラッタ抑圧フィルタ７ａの２次元所望特性Ｄ（Ｆ1 ，Ｆ2 ）は、式（３７）に示すようになる。
【数３７】
0004141604.tif 000039
なお、式（３７）では、クラッタ反射点までの距離Ｒi はレンジビンに依存するため、レンジビン番号ｋの関数であるＲ（ｋ）と書き換えている。また、式（３７）におけるαは図１３に示す係数α（ｋ，ｌ，ｎ）とは関係ない。
【０１０２】
式（３５）〜式（３７）に示す２次元所望特性Ｄ（Ｆ1 ，Ｆ2 ）を、ドップラ周波数Ｆ1 に関する格子点の数をＮ1 とし、空間周波数Ｆ2 に関する格子点の数をＮ2 として、等間隔の周波数格子点（Ｎ1 ×Ｎ2 点）上で周波数応答値を計算し、その値を２次元逆離散フーリエ変換した信号をｈD(k)（ｎ1 ，ｎ2 ）とする。なお、信号ｈD(k)（ｎ1 ，ｎ2 ）は、（ｎ1 ，ｎ2 ）＝（０，０）を中心として、−Ｎ1 ／２≦ｎ1 ＜Ｎ1 ／２かつ−Ｎ2 ／２≦ｎ2 ＜Ｎ2 ／２の範囲にあるものとする。
【０１０３】
なお、格子点数Ｎ1 はヒット数Ｍの２倍以上とし、格子点数Ｎ2 はサブアレー信号の組数Ｉの２倍以上とする。また、格子点数Ｎ1 ，Ｎ2 をそれぞれ２のべき乗とすると、２次元逆高速フーリエ変換を２次元逆離散フーリエ変換の代わりに使用することができる。
【０１０４】
そしてクラッタ抑圧フィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）は、式（３８）のようにｈD(k)（ｎ1 ，ｎ2 ）を適当な窓関数で打ち切ることによって得られる。ここで、サイドルッキングの場合、式（３８）はレンジビン番号ｋに依存しない。なお、窓関数法を使用する場合、サブアレー信号の組数Ｉとクラッタ抑圧フィルタ７ａのタップ数Ｌは奇数とする。
【数３８】
0004141604.tif 000040
【０１０５】
式（３８）における窓関数ｗ1 （ｎ），ｗ2 （ｎ）はそれぞれ原則として方形窓以外の例えばハミング窓などの１次元窓関数であり、ｎ＝０に中心を有するものとする。ｗ1 （ｌ−（Ｌ−１）／２）の長さ（すなわち値が０ではない（ｌ−（Ｌ−１）／２）の個数）はＬであり、ｗ2 （（Ｉ＋１）／２−ｉ）の長さはＩであるものとする。ただし、サイドルッキングで、後で説明する阻止帯域減衰量をほぼ特定することができるフィルタ係数の計算方法を使用する場合には、窓関数ｗ1 （ｎ）は方形窓でもよい。
【０１０６】
このようにして得られる式（３８）に従ってフィルタ係数計算部８はクラッタ抑圧フィルタ７ａのフィルタ係数を計算する。しかしながら、上述の計算方法では阻止帯域減衰量などを規定するのが難しいため、およその阻止帯域減衰量や通過域リップルを規定する場合には、例えば次に説明する計算方法により窓関数法に基づいてフィルタ係数を計算する。
【０１０７】
まずサイドルッキングの場合について説明する。
この計算方法では、２次元所望特性Ｄ（Ｆ1 ，Ｆ2 ）を式（３５）とせず、所望の阻止帯域幅（ＦSB）、遷移帯域幅、阻止帯域減衰量、通過域リップルに対応する阻止帯域幅ＦSB（カットオフ周波数は約ＦSB／２）の１次元ＦＩＲ形高域通過ディジタルフィルタを設計し、それを周波数変換したものを２次元所望特性Ｄ（Ｆ1 ，Ｆ2 ）とする。ただし、ｄ／（２ｖＰＲＩ）≧１の場合についてのみ適用できる。
【０１０８】
設計すべき１次元高域通過ディジタルフィルタは零位相であり、そのインパルス応答長がＬp （奇数）とし、そのインパルス応答をｐ（−（Ｌp −１）／２），ｐ（−（Ｌp −１）／２＋１），  ．．．，ｐ（−１），ｐ（０），ｐ（１），．．．，ｐ（（Ｌp −１）／２）とし、その周波数応答をＰ（Ｆ）とする。ここでｐ（ｉ）＝ｐ（−ｉ）である。設計した１次元高域通過ディジタルフィルタの周波数応答Ｐ（Ｆ）は式（３９）に示すようになる。
【数３９】
0004141604.tif 000041
ここで、Ｔi （ｘ）はｉ次のチェビシェフ多項式であり、Ｔ0 （ｘ）＝１、Ｔ1 （ｘ）＝ｘ、Ｔi （ｘ）＝２ｘＴi-1 （ｘ）−Ｔi-2 （ｘ）、Ｔi （ｃｏｓ（ｙ））＝ｃｏｓ（ｉｙ）（ｉ＝２，３，．．．）の関係がある。
【０１０９】
ここで式（４０）により角度ηを定義し、式（３９）の周波数Ｆに対して式（４１）の変数変換をすると、式（３９）は式（４２）になる。この式（４２）は理想的には図５（ａ）に示す所望特性を有する。従ってこのＱ（Ｆ1 ，Ｆ2 ）を式（３５）の２次元所望特性Ｄ（Ｆ1 ，Ｆ2 ）の代わりとして同様に得られるｈD(k)（ｎ1 ，ｎ2 ）を式（３８）に使用してフィルタ係数計算部８はフィルタ係数ｈ（ｈ，ｌ，ｉ）を計算する。
【数４０】
0004141604.tif 000042
【数４１】
0004141604.tif 000043
【数４２】
0004141604.tif 000044
【０１１０】
また、フォワードルッキングの場合、当業者によく知られた周波数変換（例えば、「Ｄｅｓｉｇｎ  ｏｆ  ２−Ｄ  ＦＩＲ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｆｉｌｔｅｒｓｂｙ  ＭｃＣｌｅｌｌａｎ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ  ａｎｄ  ｌｅａｓｔ  ｓｑｕａｒｅｓ  ｅｉｇｅｎｃｏｎｔｏｕｒ  ｍａｐｐｉｎｇ」（Ｓ．−Ｃ．Ｐｅｉ、Ｊ．−Ｊ．Ｓｈｙｕ著、ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．Ｃｉｒｃｕｉｔｓａｎｄ  Ｓｙｓｔｅｍｓ  −  ＩＩ：  Ａｎａｌｏｇ  ａｎｄ  Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．４０，ｎｏ．９、第５４６頁〜第５５５頁、１９９３年９月）に記載のもの）に基づいて同様にして、式（３７）に相当する図５（ｂ）の振幅特性を有する周波数応答が得られ、それに基づくｈD(k)（ｎ1 ，ｎ2 ）を式（３８）に使用してフィルタ係数計算部８はフィルタ係数ｈ（ｈ，ｌ，ｉ）を計算する。
【０１１１】
なお、実施の形態１においては、アダプティブアレー５ａにより適応的に計算された係数を重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）に供給するようにしているが、重み付け合成器６−１〜６−（Ｉ−１）の代わりにアダプティブアレー５ａと同一のアダプティブアレーを設けるようにしてもよい。
【０１１２】
以上のように、この実施の形態１によれば、Ｎ本の受信信号のうちの所定の複数Ｎs 本の受信信号の組をサブアレー信号としてそれぞれ選択し、サブアレー信号毎にまず干渉波成分の抑圧を実行し、その処理後に信号に対してクラッタ成分の抑圧を実行するようにし、干渉波成分の抑圧のためにのみアダプティブアレーを使用するようにしたので、アダプティブアレーにおいて適応的に設定されるフィルタ係数の数が素子アンテナ数Ｎより少なく、サブアレー信号を構成する信号の数Ｎs と同数程度の荷重係数を制御すればよいため、素子アンテナ数が増えた場合でもフィルタ係数の制御に要する時間が短くて済み、迅速に不要エコー信号を適切に抑圧することができるという効果が得られる。
【０１１３】
また、この発明は、適応的に設定するフィルタ係数がアダプティブアレーにおけるものだけとなり、空間に関するフィルタ係数だけであるので（すなわち不要信号抑圧適応フィルタ１０１のように時間に関するフィルタ係数を有さないので）、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムなどの反復計算型のアルゴリズムを用いた場合に反復計算の収束が速いという効果が得られる。
【０１１４】
実施の形態２．
この発明の実施の形態２は、実施の形態１におけるクラッタ抑圧フィルタのフィルタ係数の計算方法を変更したものである。
【０１１５】
クラッタ抑圧フィルタ７ａの阻止帯域の面積は、クラッタが抑圧される大きさであればよく、目標信号を保存する観点からは狭い方がよい。サイドルッキングの場合、実施の形態１においてはクラッタ抑圧フィルタ７ａの阻止帯域はＦ2 軸方向にはレンジビンに関係なくほぼ全域に広げるようにしていた。しかし近距離のクラッタ反射点を含む等レンジリング（アンテナからの距離が同一の地面または水面上の円）ほど、クラッタの入射角の分布角度（図１３の角度θi ）は狭くなる。すなわち式（１３）より式（４３）が成り立ち、ｃｏｓφは−１から１まで変化するが、ψが９０度に近くなるほど、つまりクラッタ反射点がアンテナに近づくほどｃｏｓψが小さくなるため、式（４３）よりθの範囲は狭くなることになる。
【数４３】
0004141604.tif 000045
なおクラッタの反射点の番号を表す添字ｉは除いた。
【０１１６】
従ってレンジアンビギュイティがない場合には、クラッタ抑圧フィルタ７ａの空間周波数Ｆ2 軸方向に関する阻止帯域幅を、近距離反射点に対応するレンジビンほど狭くしてもクラッタを十分抑圧することができる。
【０１１７】
そこでレンジビン番号ｋに対応する角度ψをｋの関数ψ（ｋ）とすると、ｓｉｎθの範囲は式（４４）に示すようになり、それに対応する正規化空間周波数Ｆ2 の範囲は式（４５）に示すようになる。
【数４４】
0004141604.tif 000046
【数４５】
0004141604.tif 000047
【０１１８】
従って式（３５）または式（３６）の特性における阻止帯域幅をレンジビン番号ｋに応じてさらに式（４５）の範囲に限定したものを２次元所望特性Ｄ（Ｆ1 ，Ｆ2 ）として、ドップラ周波数Ｆ1 に関する格子点の数をＮ1 とし、空間周波数Ｆ2 に関する格子点の数をＮ2 として、等間隔の周波数格子点（Ｎ1 ×Ｎ2 点）上で周波数応答値を計算し、その値を２次元逆離散フーリエ変換した信号をｈD(k)（ｎ1 ，ｎ2 ）とする。
【０１１９】
ただし、式（４５）の上限値と下限値が＋０．５と−０．５にそれぞれ近づいたら、レンジビン番号ｋに応じて変える必要はなく、式（３５）または式（３６）をそのまま２次元所望特性として使用してもよい。そしてその２次元所望特性に基づきｈD(k)（ｎ1 ，ｎ2 ）が得られる。従ってフィルタ係数計算部８は、そのｈD(k)（ｎ1 ，ｎ2 ）を使用して式（３８）に従ってフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を計算する。
【０１２０】
さらに、サイドルッキングの場合であり、かつｄ／（２ｖＰＲＩ）≧１の場合には、実施の形態１で説明したことと類似して、２次元所望特性Ｄ（Ｆ1 ，Ｆ2 ）を次のようにしてもよい。
【０１２１】
まず、２つのＦＩＲ型の零位相１次元高域通過デジタルフィルタを設計する。１つのフィルタについては、阻止帯域幅をＦSBとし、周波数応答は式（４６）に示すＰ1 （Ｆ）（インパルス応答ｐ1 （ｌ）、インパルス応答長Ｌp1（奇数））となる。
【数４６】
0004141604.tif 000048
【０１２２】
もう１つのフィルタについては、式（４７）の範囲を阻止帯域とし、周波数応答を式（４８）に示すＰ2(k)（Ｆ2）（インパルス応答ｐ2(k)（ｌ）、インパルス応答長Ｌp2（奇数））とする。なお、このフィルタの特性はレンジビン番号ｋによって異なるので、例えば「Ａ  ｓｉｍｐｌｅ  ａｐｐｒｏａｃｈ  ｔｏ  ｔｈｅ  ｄｅｓｉｇｎ  ｏｆ  ｌｉｎｅａｒ  ｐｈａｓｅ  ＦＩＲ  ｄｉｇｉｔａｌ  ｆｉｌｔｅｒｓ  ｗｉｔｈ  ｖａｒｉａｂｌｅ  ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ」（Ｐ．Ｊａｒｓｋｅ、Ｙ．Ｎｅｕｖｏ、Ｓ．Ｋ．Ｍｉｔｒａ著、Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、ｖｏｌ．１４、第３１３頁〜第３２６頁、１９８８年）に記載のものように、ごく少数のパラメータでカットオフ周波数が変えられるものが便利である。
【数４７】
0004141604.tif 000049
【数４８】
0004141604.tif 000050
【０１２３】
次に、式（４６）と式（４８）の積の特性は、ドップラ周波数−空間周波数の２次元周波数平面上で長方形の阻止帯域を有する。さらに式（４６）と式（４８）の積について変数変換したものを２次元周波数平面上での２次元所望特性Ｄ（Ｆ1 ，Ｆ2 ）とする。
【０１２４】
すなわち、式（４９）に基づいて変数変換をすることにより、式（４６）および式（４８）の積は式（５０）に示すようになり、式（５０）のＱ(k) （Ｆ1 ，Ｆ2 ）を２次元所望特性Ｄ（Ｆ1 ，Ｆ2 ）として、上述の場合と同様にしてｈD(k)（ｎ1 ，ｎ2 ）が得られる。従ってフィルタ係数計算部８は、そのｈD(k)（ｎ1 ，ｎ2 ）を使用して式（３８）に従ってフィルタ係数ｈ（ｋ，ｌ，ｉ）を計算する。図６は実施の形態２により設計すべきフィルタの所望特性を示す図である。
【数４９】
0004141604.tif 000051
【数５０】
0004141604.tif 000052
【０１２５】
以上のように、この実施の形態２によれば、サイドルッキングの場合で、かつレンジアンビギュイティがない場合、クラッタ抑圧フィルタの阻止帯域をクラッタの入射する角度の範囲に応じて変えるようにしたので、クラッタ成分の抑圧において目標信号も一緒に抑圧されてしまう可能性を低減することができるという効果が得られる。
【０１２６】
実施の形態３．
この発明の実施の形態３による信号処理装置は、実施の形態１による信号処理装置の干渉波抑圧処理とクラッタ抑圧処理の順序を入れ替えたものである。図７はこの発明の実施の形態３による信号処理装置の構成を示すブロック図であり、図８は図７のクラッタ抑圧フィルタの構成を示すブロック図であり、図９は図７のアダプティブアレーの構成を示すブロック図である。
【０１２７】
図７において、７ｂ−１〜７ｂ−Ｉは、複数Ｉ組のサブアレー信号を構成するＮs 本の受信信号のクラッタ成分をそれぞれ抑圧するクラッタ抑圧フィルタ（クラッタ成分抑圧手段）であり、８はクラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜７ｂ−Ｉのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算部（フィルタ係数計算手段）である。図８に示すクラッタ抑圧フィルタ７ｂ−ｉにおいて、４１はＰＲＩだけ信号を遅延させる遅延器であり、Ｎs ×（Ｌ−１）個の遅延器４１はタップ数ＬのＮs 本のタップ付き遅延線回路を構成する。４２は係数ｈ（ｋ，ｌ（エル），ｎ）（ｋ＝１，２，・・・，Ｋ、Ｋはレンジビン数、またはレンジゲート数、ｌ（エル）＝０，１，・・・，Ｌ−１、ｎ＝１，２，・・・，Ｎs ）を乗ずる乗算器であり、４３は初段の乗算器４２または前段の加算器４３の出力と乗算器４２の出力とを加算する加算器であり、４４は最終段のＮs 個の加算器４３の出力の総和を演算する加算器である。
【０１２８】
図７に戻り、５ｂはＩ個のクラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜７ｂ−ＩのＩ本の出力信号の干渉波成分を抑圧するための荷重係数を計算し、そのＩ本の受信信号に荷重係数を乗じ、それらの信号を合成するアダプティブアレー（干渉波成分抑圧手段）である。
【０１２９】
図９のアダプティブアレー５ｂは、図２のアダプティブアレー５ａと同様に、一例としてサイドローブキャンセラと同様な動作を行うエレメントスペース構成のパーシャリアダプティブアレーとして構成されている。
【０１３０】
図９において、５１はアンテナパターンの主ビームを目標の方向に向けるための係数値ａ1 ，ａ2 ，・・・，ａI を、クラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜７ｂ−ＩのＩ本の出力信号のそれぞれに乗ずる荷重係数器であり、５２は荷重係数器５１のＩ本の出力信号を合成する合成器である。
【０１３１】
５３は干渉波の入射方向にアンテナパターンの零点を向けるための係数値ｗ1 ，ｗ2 ，・・・，ｗB を、クラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜７ｂ−ＩのＩ本の出力信号のうちのＢ本にそれぞれに乗ずる適応荷重係数器である。なお、図９においてはクラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜７ｂ−ＩのＩ本の出力信号のうちの第２番目から第（Ｉ−１）番目までの信号が選択されているが、第１番目の信号や第Ｉ番目の信号が必要に応じて含まれるようにしても勿論よい。また、もっと少なくしてもよいが、少なくとも入射する干渉波の数以上選択する必要がある。５４は適応荷重係数器５３のＢ本の出力信号を合成する合成器である。５５は合成器５２の出力信号から合成器５４の出力信号を減算する減算器である。
【０１３２】
５６はクラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜７ｂ−ＩのＩ本の出力信号のうちの上記Ｂ本の信号および合成器５２の出力信号に基づいて、干渉波の入射方向にアンテナパターンの零点を向けるための係数値ｗ1 ，ｗ2 ，・・・，ｗB を適応的に計算し、適応荷重係数器５３に供給する荷重係数制御部である。
【０１３３】
なお、図９のアダプティブアレー５ｂは、一例としてサイドローブキャンセラと同様な動作を行うエレメントスペース構成のパーシャリアダプティブアレーとして構成されているが、これに限定されるものではない。例えばビームスペース構成としてもよい。アダプティブアレー５ｂにおける適応アルゴリズムは特に限定されるものではない。
【０１３４】
なお、図７におけるその他の構成要素については実施の形態１によるもの（図１）と同様であるのでその説明を省略する。
【０１３５】
次に動作について説明する。
アレーアンテナ１１、受信機２−１〜２−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器３−１〜３−Ｎおよびサブアレー選択器４は実施の形態１と同様に動作する。サブアレー選択器４はグレーティングローブが発生せず、各サブアレー信号として選択されるＮs 本の受信信号の素子番号の間隔パターンがすべてのサブアレー信号において同一になるように、Ｎs 本の受信信号ｕ（ｋ，ｍ，ｎ）を１組のサブアレー信号ｘi （ｋ，ｍ）として選択する。実施の形態１とは異なり、このときサブアレー信号間の位相中心間隔は同一でなくてもよい。
【０１３６】
サブアレー信号Ｘi （ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）は同一のフィルタ係数を有するクラッタ抑圧フィルタ７ｂ−ｉにそれぞれ供給される。クラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜７ｂ−Ｉはそれぞれ実施の形態１のクラッタ抑圧フィルタ７ａと同様にクラッタ抑圧処理を行い、出力信号ｙb （ｋ，ｍ，１）〜ｙb （ｋ，ｍ，Ｉ）をそれぞれアダプティブアレー５ｂに供給する。クラッタ抑圧フィルタ７ｂ−ｉの出力信号は式（５１）に示すようになる。
【数５１】
0004141604.tif 000053
【０１３７】
なお、フィルタ係数計算部８の動作は、フィルタ係数の数が異なるものの実施の形態１によるものと同様であるのでその説明を省略する。
【０１３８】
クラッタ抑圧フィルタ７ｂ−ｉの出力信号ｙb （ｋ，ｍ，ｉ）（ｉ＝１，２，・・・，Ｉ）では、クラッタ成分が既に抑圧されているが干渉波成分はまだ含まれている。そこで、次にアダプティブアレー５ｂによりクラッタ抑圧フィルタ７ｂ−１〜７ｂ−Ｉの出力信号ｙb （ｋ，ｍ，１）〜ｙb （ｋ，ｍ，Ｉ）に含まれる干渉波成分を抑圧する。
【０１３９】
アダプティブアレー５ｂは実施の形態１のアダプティブアレー５ａと同様に動作し、信号処理装置の出力信号を出力する。この信号処理装置の出力信号ｚb （ｋ，ｍ）は式（５２）のようになる。
【数５２】
0004141604.tif 000054
ここでＢは適応荷重係数器５３に入力される信号数であり、ｉn は適応荷重係数器２３に入力される信号の番号である。
【０１４０】
信号処理装置の出力信号ｚb （ｋ，ｍ）はレンジおよびヒットに関する信号であり、干渉波成分およびクラッタ成分の抑圧された信号となっており、この信号に基づいて目標検出処理が実行される。
【０１４１】
以上のように、この実施の形態３によれば、Ｎ本の受信信号のうちの所定の複数Ｎs 本の受信信号の組をサブアレー信号としてそれぞれ選択し、サブアレー信号毎にまずクラッタ成分の抑圧を実行し、その処理後の信号に対して干渉波成分の抑圧を実行するようにし、干渉波成分の抑圧のためにのみアダプティブアレーを使用するようにしたので、アダプティブアレーにおいて適応的に設定されるフィルタ係数の数が素子アンテナ数Ｎより少なく、サブアレー信号の組数と同数程度の荷重係数を制御すればよいため、素子アンテナ数が増えた場合でもフィルタ係数の制御に要する時間が短くて済み、迅速に不要エコー信号を適切に抑圧することができるという効果が得られる。
【０１４２】
また、この発明は、適応的に設定するフィルタ係数がアダプティブアレーにおけるものだけとなり、空間に関するフィルタ係数だけであるので、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムなどの反復計算型のアルゴリズムを用いた場合に反復計算の収束が速いという効果が得られる。
【０１４４】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、適応的に設定するフィルタ係数が空間に関する荷重係数だけであるので、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムのような荷重係数を逐次更新する反復計算型のアルゴリズムを用いた場合に反復計算の収束が速いという効果がある。
【０１４５】
この発明によれば、複数の干渉波成分抑圧手段のうちの１つの干渉波成分抑圧手段により、複数組のサブアレー信号のうちの１つを構成するＮs 本の受信信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に計算し、残りの干渉波成分抑圧手段に供給するとともに、Ｎs 本の受信信号に荷重係数を乗じた信号を合成し、残りの各干渉波成分抑圧手段により、複数組のサブアレー信号のうちの残りの各サブアレー信号を構成するＮs 本の受信信号に前記１つの干渉波成分抑圧手段より供給された荷重係数を乗じた信号をそれぞれ合成するように構成したので、１つの干渉波成分抑圧手段のみが適応計算を実行すればよいので、残りの干渉波成分抑圧手段の回路規模を低減することができるという効果がある。
【０１４６】
この発明によれば、Ｎ個の素子アンテナが移動物体の移動方向と平行な一直線上で等間隔に配置される場合、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔もしくは素子アンテナ間隔、移動物体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧するように構成したので、受信信号に依存した適応的な計算をすることなくクラッタ成分を抑圧することができるという効果がある。
【０１４７】
この発明によれば、レンジアンビギュイティがない場合、クラッタの入射する角度範囲に応じてクラッタ成分を抑圧するクラッタ成分抑圧手段の阻止帯域を設定するように構成したので、クラッタ成分の抑圧において目標信号を抑圧してしまう可能性を低減することができるという効果がある。
【０１４８】
この発明によれば、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔もしくは素子アンテナ間隔、移動物体の速さおよびパルス繰返し周期に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段を備え、クラッタ成分抑圧手段を、フィルタ係数計算手段により計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィルタとしたので、受信信号に依存した適応的な計算をすることなくクラッタ成分を抑圧することができる効果がある。加えて、移動物体の速さなどのパラメータの値が変化した場合にクラッタ成分抑圧手段の特性を適宜変更することができるという効果がある。
【０１４９】
この発明によれば、Ｎ個の素子アンテナが移動物体の移動方向と垂直な一直線上で等間隔に配置される場合、受信信号の波長、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔もしくは素子アンテナ間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子アンテナの高度およびクラッタ反射源までの距離に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧するように構成したので、受信信号に依存した適応的な計算をすることなくクラッタ成分を抑圧することができるという効果がある。
【０１５０】
この発明によれば、受信信号の波長、複数組のサブアレー信号間の位相中心間隔もしくは素子アンテナ間隔、移動物体の速さ、パルス繰返し周期、素子アンテナの高度およびクラッタ反射源までの距離に基づいてドップラ周波数−空間周波数平面におけるクラッタ成分を抑圧する２次元ＦＩＲディジタルフィルタのフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算手段を備え、クラッタ成分抑圧手段を、フィルタ係数計算手段により計算されたフィルタ係数を持つ２次元ＦＩＲディジタルフィルタとしたので、受信信号に依存した適応的な計算をすることなくクラッタ成分を抑圧することができる効果がある。加えて、移動物体の速さなどのパラメータの値が変化した場合にクラッタ成分抑圧手段の特性を適宜変更することができるという効果がある。
【０１５１】
この発明によれば、Ｎ本の受信信号からサブアレー信号毎に所定の複数Ｎs 本の受信信号を選択して複数組のサブアレー信号を生成し、サブアレー信号毎にクラッタ成分をそれぞれ抑圧し、サブアレー信号毎にそれぞれクラッタ成分を抑圧して生成した複数の信号に基づいて、干渉波成分を抑圧するための荷重係数を適応的に計算し、その複数の信号に荷重係数を乗じた信号を合成するように構成したので、サブアレー信号の組数と同数程度の荷重係数を適応的に制御すればよく、素子アンテナ数が増えた場合でも荷重係数の制御に要する時間が短くて済み、迅速に不要エコー信号を適切に抑圧することができるという効果がある。
【０１５２】
また、この発明は、適応的に設定するフィルタ係数が空間に関するフィルタ係数だけであるので、適応アルゴリズムにＬＭＳアルゴリズムのような荷重係数を逐次更新する反復計算型のアルゴリズムを用いた場合に反復計算の収束が速いという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１による信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図２】  図１のアダプティブアレーの構成を示すブロック図である。
【図３】  図１の重み付け合成器の構成を示すブロック図である。
【図４】  図１のクラッタ抑圧フィルタの構成を示すブロック図である。
【図５】  クラッタ抑圧フィルタの所望特性を示す図である。
【図６】  実施の形態２により設計すべきフィルタの所望特性を示す図である。
【図７】  この発明の実施の形態３による信号処理装置の構成を示すブロック図である。
【図８】  図７のクラッタ抑圧フィルタの構成を示すブロック図である。
【図９】  図７のアダプティブアレーの構成を示すブロック図である。
【図１０】  等間隔ｄで直線上に配置された複数の素子アンテナからなるアレーアンテナを示す図である。
【図１１】  受信した目標信号の２次元フーリエ変換ＹT（Ｆ1 ，Ｆ2 ；ｋ0）の振幅を示す図である。
【図１２】  受信した干渉波の２次元フーリエ変換ＹJ （Ｆ1 ，Ｆ2 ；ｋ0 ）の振幅を示す図である。
【図１３】  アレーアンテナの存在する空間の座標系を示す図である。
【図１４】  グランドクラッタの２次元スペクトルを示す図である。
【図１５】  異なるレンジビンｋ1 ，ｋ2 ，ｋ3 に対するグランドクラッタの２次元スペクトルの分布を示す図である。
【図１６】  従来の信号処理装置を示すブロック図である。
【符号の説明】
４  サブアレー選択器（サブアレー信号選択手段）、５ａ，５ｂ  アダプティブアレー（干渉波成分抑圧手段）、６−１〜６−（Ｉ−１）  重み付け合成器（干渉波成分抑圧手段）、７ａ，７ｂ−１〜７ｂ−Ｉ  クラッタ抑圧フィルタ（クラッタ成分抑圧手段）、８  フィルタ係数計算部（フィルタ係数計算手段）。
【図１】
0004141604.tif 000055
【図２】
0004141604.tif 000056
【図３】
0004141604.tif 000057
【図４】
0004141604.tif 000058
【図５】
0004141604.tif 000059
【図６】
0004141604.tif 000060
【図７】
0004141604.tif 000061
【図８】
0004141604.tif 000062
【図９】
0004141604.tif 000063
【図１０】
0004141604.tif 000064
【図１１】
0004141604.tif 000065
【図１２】
0004141604.tif 000066
【図１３】
0004141604.tif 000067
【図１４】
0004141604.tif 000068
【図１５】
0004141604.tif 000069
【図１６】
0004141604.tif 000070