(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
少なくとも１つの基地局からの通信信号を受信する移動局を含む広帯域無線通信システムにおける、対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御方法であって、
各伝送パスは、対応する遅延時間を有し、
当該自動周波数制御方法は、
（ａ）各伝送パスからの受信通信信号を組み合わせ、よって平均受信通信信号を発生するステップと、
（ｂ）ステップ（ａ）で発生された前記平均受信通信信号に応答し、周波数誤差計算を１回しか行わないように、前記平均受信通信信号の周波数誤差を計算するステップと、
を含み、
ステップ（ａ）に先立ち、
ｆsのレートで受信通信信号をサンプリングするステップと、
１／ｆsに等しい遅延時間を測定するステップと、
１／ｆsの遅延時間が終了した後に受信された通信信号を無視するステップと、
を更に含み、
ステップ（ａ）は、１／ｆs以下の遅延時間を有する受信通信信号を合計し、よって前記平均受信通信信号の周波数誤差の雑音を低くすることを含むことを特徴とする自動周波数制御方法。
【請求項２】
対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って伝搬してきた通信信号を受け入れるための広帯域無線通信システムの受信機における、受信通信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御システムであって、
受信通信周波数を有する受信通信信号を受け入れるための、各々が１つの伝送パスに対応した複数の入力端を有し、更に平均受信通信信号を供給するための出力端を有する合波器と、
前記平均受信通信信号を受け入れるよう、前記合波器の出力端に作動的に接続された入力端を有し、周波数誤差を計算する前にマルチパスを通って受信された信号を平均化するように、前記平均受信通信信号に応答し、周波数誤差信号を供給するための出力端を有する、周波数誤差計算器と、
ｆsをマルチパスを通って受信された信号をサンプリングするレートとして、１／ｆsの周期的時間インターバル測定値を供給する出力端を有するクロックと、
を有し、
前記合波器は前記１／ｆsの時間インターバル測定値を受け入れるためのクロック入力端を有し、前記合波器は、１／ｆsの時間インターバルにわたって受信された通信信号を合計すると共に、平均受信通信信号を計算するための１／ｆs遅延時間が終了した後に受信される通信信号を無視し、よって前記平均受信通信信号の周波数誤差の雑音を低くするようになっていることを特徴とする自動周波数制御システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、自動周波数制御システムおよび方法に関し、より詳細には、マルチパス伝送信号の搬送周波数をトラッキングするための広帯域用の改良された無線通信システムの受信機における自動周波数制御システムおよび方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スペクトル拡散方式の通信技術は、雑音の多い無線周波数（ＲＦ）スペクトル内でも通信ユーザが運用できるようにするものであり、特に狭帯域の妨害波に対して有効である。スペクトル拡散方式の通信は、比較的小さい電力スペクトル密度で行うことができ、同じ周波数スペクトルを多数のユーザが共用できる。更に、受信機はマルチパスを活用するように構成でき、これらのスペクトル拡散方式の特徴により軍用技術の早期の開発が促進されている。
【０００３】
共通するタイプのスペクトル拡散方式として、チャープ方式、周波数ホッピング方式および直接拡散方式、すなわち擬似雑音（ＰＮ）方式がある。チャープ方式は周波数領域に単調に拡散された時間領域でインパルス信号を伝送する方式であり、受信機が拡散された周波数信号をインパルス信号に戻すように変換する。これら周波数拡散されたインパルス信号は、レーダ、情報のパルス位置変調またはその双方のための用途、例えば１９７０年代にジェネラルダイナミックス社のエレクトロニクス事業部によって開発されたＲ3トランスポンダのような用途を有する。周波数ホッピング方式はユーザが同時に通信周波数を切り替えるようにユーザを同期化することにより通信を行う方式である。
【０００４】
直接拡散方式は、搬送波信号を位相シフトキー変調するようにＰＮ符号発生器を用いて、一般に直交位相変調フォーマットで情報のデジタルストリームを拡散する方式である。ＰＮ符号発生器の擬似雑音系列は周期的なものであり、マッチング用ＰＮ符号を用いて受信機内で拡散された信号を逆拡散することができる。直接拡散方式は雑音に対するイミュニティが優れている。使用されるＰＮ符号により、ユーザのＰＮ符号間の相関性を最小にしながら、多数のユーザがスペクトルを共用できる。しかしながら直接拡散方式はＲＦ帯域幅を広くし、信号取得時間を長くしなければならない。
【０００５】
１９９７年５月のＩＥＥＥ第４７回伝達物技術の会議議事録のオノエ他著の論文「第３世代の移動通信システムのための広帯域ＣＤＭＡ無線制御技術」に記載されているように、第３世代の広帯域ＣＤＭＡ（Ｗ−ＣＤＭＡ）方式が開発中であり、この方式はグローバルな用途を有し得る。このＷ−ＣＤＭＡ方式はパイロットチャネルの替わりに放送チャネル、すなわちパーチチャネルを有する。各タイムスロット、すなわち放送チャネルのスロットは一連の時間多重化されたシンボルから成り、マスクされた長い符号、すなわち特別なタイミングシンボルセグメントは既知の情報の１つのシンボルを拡散するのに、短い符号を使用する。このようなセグメントにより移動局は電源をオンにした直後に、システムのタイミング情報を取得できる。
【０００６】
ほとんどの通信方式では、一定の周波数を有する搬送波信号を中心にして信号が伝送される。この信号を取得するシステム内の受信機は復調を保証するために送信機の周波数に極めて近い周波数でその局部発振器を作動させることを保証しなければならない。この局部発振器の制御は自動周波数制御（ＡＦＣ）と称される機構により維持される。
【０００７】
セルラ通信システムの多くはデータを伝送するのに広帯域信号を使用している。広帯域搬送波信号により受信機は伝送された信号を多数のパスに解析でき、各パスを使って局部発振器の周波数を制御するための信号が発生される。一般にセルラ通信では、使用される広帯域信号はＣＤＭＡ信号である。
【０００８】
どのような通信方式でも受信された搬送波の周波数を正確にトラッキングできなければならない。ＣＤＭＡ方式はマルチパス信号の受信においてロバストであるが、適正な復調を保証するには正しい搬送周波数を取得する必要がある。受信機のクロックが不正確であり、送信機の周波数にドリフトがあり、ドップラー効果がある場合、ＣＤＭＡ受信機は各マルチパス信号の搬送周波数をトラッキングし、調節しなければならない。
【０００９】
図１１は、従来技術におけるＣＤＭＡ受信機の自動周波数制御（ＡＦＣ）システムを示す図で、ＡＦＣシステム１０では、ライン１２ａ，１２ｂおよび１２ｃ上の受信された信号は、毎秒ｆs回のサンプリング回数でサンプリングされる。次に信号の各々は数値制御された発振器（ＮＣＯ）１４によって発生された局部発振器（ＬＯ）の周波数にマッチングされ、周波数検出器１６ａ，１６ｂおよび１６ｃへ送られる。すなわち各逆拡散された信号はミキサ１８ａ，１８ｂおよび１８ｃによりＬＯの信号と混合され、対応する逆拡散された信号の周波数に比例してダウンコンバートされた信号が発生され、周波数検出器１６ａ，１６ｂおよび１６ｃへ送られる。周波数検出器１６ａ，１６ｂおよび１６ｃの出力信号は、信号の搬送周波数と局部発振器の周波数との差に比例した誤差信号であり、これら誤差信号はＮＣＯ１４へ印加される前に合波器１９で合計される。逆拡散された信号とその信号の時間遅延された信号とをマッチングさせ、次に位相検出を実行することにより、周波数の検出が行われる。検出プロセスで信号をシフトするようなシステムもある。このシフトは周波数検出器１６ａ，１６ｂおよび１６ｃへ導入する前に逆拡散された信号を予めシフトすることによって補償される。
【００１０】
誤差信号を組み合わせると、１つのパスだけからの誤差信号を使用するのと異なり、搬送周波数のトラッキングの信頼性が高まる。しかしながら、図１１から判るように、逆拡散された信号の各々を予めシフトした後に、数個の周波数検出器が必要である。これにより、このトラッキング方式は極めて複雑となり、数回の乗算演算が必要となる。
【００１１】
「ＣＤＭＡチャネル予測のためのシステムおよび方法」を発明の名称とし、コワルスキー他を発明者とし、１９９８年１月２９日に米国特許庁に出願され、本願出願人に譲渡された、継続中の米国特許出願第０９／０１５，４２４号は、トラヒックチャネルを逆拡散し、復調するために、広帯域ＣＤＭＡシステムにおいてパーチチャネルから誘導されたタイミングを使うための方法を開示している。このシステムは、トラヒックチャネルの作動を簡略化するが、ＡＦＣを簡略化するための特定のシステムは示していない。
【００１２】
「パイロットで支援された時間可変有限インパルス応答、適応型チャネルマッチング受信システムおよび方法」を発明の名称とし、コワルスキー他を発明者とし、１９９８年３月２５日に米国特許庁へ出願され、本願出願人に譲渡された継続中の米国特許出願第０９／０４８，２４０号は、トラヒックチャネルのタイミングおよび復調を簡略化するシステムを開示しているが、ＡＦＣを簡略化するための特定のシステムは開示されていない。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上述のごとき実状に鑑みてなされたものであり、ＣＤＭＡ受信機の構造におけるＡＦＣ機能を簡略化し、受信機の部品数，電力消費量および算術的演算の回数を低減することをその目的とする。
【００１４】
また、搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度および性能に影響を与えることなく、ＣＤＭＡ受信機におけるＡＦＣ機能を簡略化すること、更に、搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度および性能に影響を与えることなく、周波数弁別器の数または周波数弁別器の演算の回数を低減することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
従って、本発明は、ＣＤＭＡまたはＷ−ＣＤＭＡシステムのような広帯域無線通信システムにおいて、対応するドップラー周波数のシフト、すなわち周波数誤差を伴った複数の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするために、自動周波数制御（ＡＦＣ）を行うため方法を提供する。
【００１６】
一般に、かかるシステムは少なくとも１つの基地局からの通信信号を受信する移動局を含み、前記方法は、（ａ）各伝送パスからの搬送波信号を組み合わせ、よって搬送波信号の平均を発生するステップと、（ｂ）ステップ（ａ）で発生された平均搬送波信号に応答し、周波数誤差計算を１回しか行わないように、前記平均搬送波信号の周波数誤差を計算するステップとを備える。このように１回の周波数誤差計算しか行わない。受信される搬送波信号の周波数は常に伝送周波数と同じ周波数となるわけではない。従って、受信機において、搬送周波数は既知である場合でも復調を適性に行うには、調節と収集を行うことが必要である。
【００１７】
本発明の利点としては、多数の伝送パスの入力信号から１つの平均値を計算するだけでよいということが挙げられる。後に示すように、この１つの平均値を使って全ての入力搬送波信号を訂正する。本発明により１つの平均値だけを計算するという簡潔性を維持しながら、平均値計算におけるいくつかの入力された搬送波信号の周波数を用いることによる精度が得られる。
【００１８】
一般に、搬送波信号は処理のためにダウンコンバートされ、次に基準周波数を有する基準信号が発生される。この基準信号とは、局部発振周波数を有する局部発振器（ＬＯ）の信号である。基準信号と各伝送パスに対する搬送波信号との比較に応答し、各伝送パスに対するダウンコンバートされた信号が発生される。このダウンコンバートされた信号を発生するステップは、ＬＯ信号と各伝送パスの受信搬送波信号とを混合することを含む。ステップ（ａ）は、ダウンコンバートされた信号を合波することを含む。
【００１９】
この方法は、ステップ（ｂ）の後に、（ｃ）ステップ（ｂ）で計算された周波数誤差に応答し、基準周波数を変更し、よって１つの誤差信号によって各伝送パスのダウンコンバートされた周波数を訂正するステップを更に含む。
【００２０】
この方法は、ステップ（ｃ）の後に、（ｄ）各伝送パスの第１受信信号の信号対雑音比とステップ（ａ）で発生された平均第１受信信号の信号対雑音比とを比較するステップと、（ｅ）前記ステップ（ｄ）で計算された信号対雑音比の差に応答し、各伝送パスに対する重みを計算するステップとを更に備え、ステップ（ａ）がステップ（ｄ）で計算された重みに応答し、第１受信信号を平均化する際の各伝送パスの重要性を可変調節し、よって受信信号の組み合わせの信号対雑音比を改善する。
【００２１】
本発明のいくつかの実施の形態においては、先の平均ダウンコンバート信号を蓄積する。次に、ステップ（ｂ）は、（ｂ１）現在の平均第１受信信号と蓄積されている平均第１受信信号との差を検出するサブステップと、（ｂ２）ステップ（ｂ１）で検出された周波数変化に応答し、誤差信号を発生するサブステップを含み、ステップ（ｃ）は、ステップ（ｂ２）で発生された誤差信号に応答し、基準周波数を変更することを含む。
【００２２】
各伝送パスは、対応する遅延時間を有し、本方法はステップ（ａ）に先立ち、ｆsのレートで受信通信信号をサンプリングするステップと、１／ｆsに等しい遅延時間を測定するステップと、１／ｆsの遅延時間が終了した後に受信された通信信号を無視するステップを更に備え、ステップ（ａ）は１／ｆs以下の遅延時間を有する受信通信信号を合計し、よって平均受信通信信号の周波数誤差の雑音を低くすることを含む。
【００２３】
本発明は、受信したマルチパス通信の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御（ＡＦＣ）システムも提供する。このシステムは、各入力端が１つの伝送パスに対応する複数の入力端を有する合波器を含む。この合波器は、受信通信周波数を有する受信通信信号を受け入れ、平均受信通信信号を供給するための出力端を有する。このＡＦＣシステムは平均受信通信信号を受け入れるための、合波器の出力端に作動的に接続された入力端を有する周波数誤差計算器も含む。この周波数誤差計算器は、周波数誤差を計算する前にマルチパスを通って受信された信号を平均化するよう、平均受信通信信号に応答し、周波数誤差信号を供給するための出力端を有する。
【００２４】
受信通信信号を複数のフィンガが並列処理するようになっている。各フィンガは、伝送パスに対応する受信通信信号を受け入れるための入力端を有すると共に、合波器の対応する入力端に作動的に接続された出力端で受信通信信号を供給する。
【００２５】
基準周波数を有する基準信号を受け入れるための第１入力端および受信搬送波信号を受け入れるための第２入力端を１つの乗算器が有する。この乗算器は、搬送波信号と基準信号とを混合し、出力端で受信周波数を有するダウンコンバート信号を供給するようになっている。フィンガの各々はこの乗算器の出力端からのダウンコンバート信号を受け入れ、合波器は平均ダウンコンバート信号を供給する。
【００２６】
周波数誤差計算器は平均ダウンコンバート信号を受け入れるための、合波器の出力端に作動的に接続された入力端を有する周波数弁別器を含む。この周波数弁別器は平均ダウンコンバート信号の周波数の変化を測定し、出力端に誤差信号を供給するようになっている。
【００２７】
そして、各請求項の発明は、以下の技術手段により構成される。
請求項１の発明は、少なくとも１つの基地局からの通信信号を受信する移動局を含む広帯域無線通信システムにおける、対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御方法であって、各伝送パスは、対応する遅延時間を有し、当該自動周波数制御方法は、（ａ）各伝送パスからの受信通信信号を組み合わせ、よって平均受信通信信号を発生するステップと、（ｂ）ステップ（ａ）で発生された前記平均受信通信信号の平均値に応答し、周波数誤差計算を１回しか行わないように、平均受信通信信号の周波数誤差を計算するステップと、を含み、ステップ（ａ）に先立ち、ｆsのレートで受信通信信号をサンプリングするステップと、１／ｆsに等しい遅延時間を測定するステップと、１／ｆsの遅延時間が終了した後に受信された通信信号を無視するステップと、を更に含み、ステップ（ａ）は、１／ｆs以下の遅延時間を有する受信通信信号を合計し、よって前記平均受信通信信号の周波数誤差の雑音を低くすることを含むことを特徴としたものである。
【００３６】
請求項２の発明は、対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って伝搬してきた通信信号を受け入れるための広帯域無線通信システムの受信機における、受信通信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御システムであって、受信通信周波数を有する受信通信信号を受け入れるための、各々が１つの伝送パスに対応した複数の入力端を有し、更に平均受信通信信号を供給するための出力端を有する合波器と、前記平均受信通信信号を受け入れるよう、前記合波器の出力端に作動的に接続された入力端を有し、周波数誤差を計算する前にマルチパスを通って受信された信号を平均化するように、前記平均受信通信信号に応答し、周波数誤差信号を供給するための出力端を有する、周波数誤差計算器と、ｆsをマルチパスを通って受信された信号をサンプリングするレートとして、１／ｆsの周期的時間インターバル測定値を供給する出力端を有するクロックと、を有し、前記合波器は前記１／ｆsの時間インターバル測定値を受け入れるためのクロック入力端を有し、前記合波器は、１／ｆsの時間インターバルにわたって受信された通信信号を合計すると共に、平均受信通信信号を計算するための１／ｆs遅延時間が終了した後に受信される通信信号を無視し、よって前記平均受信通信信号の周波数誤差の雑音を低くするようになっていることを特徴としたものである。
【００４３】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の実施形態における広帯域無線通信システムの受信機を示すブロック図である。受信機２０は対応するドップラー周波数シフトを伴った複数の伝送パスに沿って伝搬した通信信号を受け入れる。受信機２０は受信した通信信号の搬送周波数をトラッキングするための自動周波数制御（ＡＦＣ）システムを特徴とする。この受信機２０は、入力ライン２４，２６および２８に接続された複数の入力端を有する合波器２２を含む。各入力端および入力ライン２４，２６および２８は、伝送パスに対応し、受信された通信周波数を有する受信された通信信号を受け入れる。合波器２２は、受信された通信信号の平均（平均受信通信信号）を供給するための出力端をライン３０上に有する。
【００４４】
受信機２０は、平均受信通信信号を受け入れるための、合波器２２の出力端に作動的に接続された入力端をライン３０に有する、周波数誤差計算器３２も含む。この周波数誤差計算器３２は、平均受信通信信号に応答して周波数誤差信号を供給するためのライン３４上の出力端を有する。このようにマルチパスを通った受信信号は周波数誤差を計算する前に平均化される。
【００４５】
受信機２０は、更に受信された通信信号を並列処理するための複数のフィンガ３６，３８および４０を更に含む。フィンガ３６，３８および４０の各々は、伝送パスに対応する受信した通信信号を受け入れるための入力端をそれぞれライン４２，４４および４６上に有する。フィンガ３６，３８および４０は、それぞれライン２４，２６および２８、更に合波器２２の対応する入力端に作動的に接続された出力端に受信された通信信号を発生する。これら３つのフィンガ部分の選択は任意であり、ＣＤＭＡシステムではフィンガ３６，３８および４０が逆拡散器となっている。
【００４６】
受信機２０は、基準周波数を有する基準信号を受け入れるための第１入力端をライン５０上に有する乗算器４８を更に含む。乗算器４８は受信された搬送波信号を受け入れるための第２入力端をライン５２上に有し、この乗算器４８は搬送波信号の基準信号とを混合し、ライン５４上の出力端に第１の受信された周波数を有する第１受信信号を発生する。フィンガ３６，３８および４０の各々は、この乗算器４８の出力端からの第１受信信号を受け入れる。このように合波器２２は平均第１受信信号を発生する。
【００４７】
本発明のいくつかの実施の形態においては、受信機２０は複数の可変重み付け回路５６，５８および６０を含む。これら重み付け回路５６，５８および６０の各々は１つの伝送パスに対応している。各重み付け回路５６，５８および６０は対応するフィンガ３６，３８および４０からの第１受信された信号を受け入れるための入力端を有する。重み付け回路５６，５８および６０は、それぞれライン６２，６４および６６上の利得制御信号を受け入れるための第２入力端を有する。利得制御信号Ｂ１，Ｂ２およびＢ３は、第１受信信号の信号対雑音比に応答し、第１受信信号の利得を制御するのに使用される。各重み付け回路５６，５８および６０は、重み付けされた第１受信信号を供給するための、合波器２２の対応する入力端に作動的に接続された出力端をライン２４，２６および２８にそれぞれ有する。
【００４８】
受信機２０は、基準周波数を供給するための、乗算器４８の第１入力端に作動的に接続された出力端をライン５０上に有する発振器６８、例えば数値制御された発振器（ＮＣＯ）を更に含む。このＮＣＯ６８は周波数誤差信号を受信するための、周波数誤差計算器３２に作動的に接続された入力端をライン３４上に有する。発振器６８は周波数誤差信号に応答して基準信号を変える。
【００４９】
周波数誤差計算器３２は、平均第１受信信号を受け入れるための合波器２２の出力端に作動的に接続された入力端をライン３０上に有する。周波数弁別器７０は平均第１受信信号における周波数変化を測定し、ライン３２上の出力端に誤差信号を発生する。本発明のいくつかの実施の形態においては、この誤差信号を条件化するのにループフィルタ７４を使用している。
【００５０】
更に、本発明のいくつかの実施の形態においては、受信機２０は１／ｆs（ここでｆsはマルチパスを通って受信された信号をサンプリングするレートである）の周期的時間インターバルの測定値を発生するための出力端をライン７８上に有するクロック７６を更に含む。次に合波器２２は１／ｆsの時間インターバル測定値を受け入れるための、クロック７６の出力端に作動的に接続されたクロック入力端をライン７８上に有する。合波器２２は１／ｆsの時間インターバルで受信される通信信号を合計し、１／ｆsの遅延時間が終了した後に受信された通信信号を無視し、平均受信通信信号を計算する。こうして、平均受信通信信号の周波数誤差の雑音は少なくなる。
【００５１】
図１に示された方式は、受信され、逆拡散された信号が組み合わされ、次にミキサ８２を通って周波数検出器７０へ印加される前に位相シフタ８０によってシフト（ｆs／８）されている状態を示す。この位相値の選択は使用される周波数検出器のタイプおよび他のループパラメータに応じて任意に決定される。図１から判るように、本実施形態では、１つの周波数検出器７０しか使用していないので、実行すべき演算回数が少なくなっている。再度、図１１を参照すると、従来のＡＦＣシステムでは周波数検出器を各受信機のフィンガとしなければならないことが理解できよう。
【００５２】
再度図１を参照すると、ライン６２，６４および６６上の重み（Ｂ１，Ｂ２およびＢ３）は、信号対雑音比を最大にするよう、最大比合計することによって決定される。しかしながら本発明の好ましい実施の形態としては、重み付け回路５６，５８および６０は除くものとする。周波数トラッキング方法を簡略化するために、重み付け回路５６，５８および６０を除く理由については、後により詳細に説明する。
【００５３】
図２は、周波数検出器の一例を示す図で、周波数検出器７０は周知であるので詳細には説明しない。ライン３０上の合波された信号は遅延回路１００を通して遅延される。代表的な遅延時間は、ＣＤＭＡシステムでは１シンボルである。ライン３０上の組み合わされた信号は、ライン１０２上のその信号自身の遅延された信号とマッチングされる。すなわちライン１０２上の遅延された信号は乗算器１０４でライン３０上の元の組み合わせ信号と混合される。従って、すべての重みを１に設定できる。すなわち、重み付け回路５６，５８および６０は省略される。
【００５４】
図３は、図１の受信機から重み付け回路５６，５８および６０を除いた受信機を示す図である。シミュレーションによれば、このような実施の形態の発明は、妥当な性能を有し、図１１の従来の回路の性能よりも良好であることが実証されており、性能をなんら妥協することなく複雑さを低減している。
【００５５】
図４は、フィンガ部分３６の詳細図と共に、受信機２０を示した図である。簡潔にするために１つのフィンガしか示していない。図４に示されたフィンガ部分３６は、上述の米国特許出願０９／０４８，２４０号および第０９／０１４，４２４号に開示されたものである。フィンガは前述したように、主に受信信号を逆拡散する機能を有する。図４における第１フィンガ３６を例にとると、フィンガはロングコードおよびＰＣショートコード発生器の２つの拡散コード発生器を有する。ロングコード発生器の出力信号と受信信号は複素乗算され、ロングコード逆拡散信号が生成される。
逆拡散信号は後段に出力されるとともに、さらに積分器（Σ６４，Σ４）で積分され、レーキ式コヒーレント検出器でチャネル推定信号を生成するとともに、周波数弁別器７０に入力されるための信号を生成する。また、２つのコード発生器の出力と受信信号はＤＬＬに入力されタイミング信号を生成する。
【００５６】
しかしながら、本発明に開示されたＡＦＣの組み合わせ原理は、受信された同じ信号の数個のコピーをマルチパスまたはアンテナダイバーシティにより利用できる広帯域システムでも利用できる。
【００５７】
従来技術で説明した図１１における例および図１と図３において説明した本発明は、遅延拡散チャネルがサンプリング長さ１／ｆsよりもあまり長くないことを明らかに仮定している。しかしながら、このことはすべての状況には当てはまらず、上記仮定が当てはまらなくなることによりトラッキングが失われることとなる。このような状況を回避するために、誤差信号を発生するように、エポックを数個のシンボルよりも長くしたパスをドロップできる。このことは、所定の時間窓内のフィンガ３６のマッチングされたフィルタの出力が、この窓内に入るパスしか含まないかどうかを検査することによって達成できる。すなわち、マルチパス信号の平均化には、サンプリング時間１／ｆsよりも長いエポックを有するパスは含まれない。若干長いか、または短いサンプリング時間にもこの概念が当てはまる。
【００５８】
これまで説明した方法は、Ｗ−ＣＤＭＡシステムで応用するために開発されたものである。しかしながらこれら方式は一般に充分であり、マルチパスの問題を解決できる任意のタイプの広帯域システムにも適用できる本発明の目的としては、２ＧＨｚにおいて約３ｐｐｍの局部発振器のドリフトをトラッキングし、制御できるようなＡＦＣのロバストな構造を提供することにある。このＡＦＣはこの周波数ドリフトが０.１ｐｐｍまで低下するように設計できる。
【００５９】
再度図２を参照すると、弁別器７０への入力信号は１／ｆsのレートでサンプリングされた逆拡散信号である。この逆拡散信号は乗算器１０４で遅延逆拡散信号にマッチングされ、その結果生じる信号から誤差信号が計算される。図５は、逆拡散信号の離散周波数Ωの関数である図２に示された誤差信号ｅ（ｔ）の曲線を示すグラフである。弁別器７０の出力信号はノコギリ歯特性を有し、（（ｎ−１）π／２，ｎπ／２）（ここでｎ＝−１，....，２である）の範囲に限り線形である。周波数Ω0＋ｎπ／２に対し、この出力信号は同一である。π／２以上のシフト量は無視し、誤差信号の計算にあたってデータの変調は考慮しない。しかしながら弁別器はθを局部発振器の離散周波数における最大可能なドリフト量として、（−θ，θ）の範囲でリニアに作動する。弁別器７０に加える前に逆拡散信号の離散周波数がπ／４だけシフトすると、θはπ／４となる。このことは、周波数弁別器７０がΔｆ＝±１／（８＊ｆs）程度に大きい周波数ドリフトを検出することも意味する。
【００６０】
Ｗ−ＣＤＭＡ仕様によれば、発振器の最大可能なドリフト量は３ｐｐｍであり、この値は２ＧＨｚの搬送周波数では６ｋＨｚのドリフト量に相当する。
│Δｆ│＝８ｋＨｚと設定すると、Ｔs＝６４０００となる。従って、８ｋＨｚ程度に大きいドリフト量をトラッキングできるようにするには、逆拡散された信号を毎秒６４０００回でサンプリングしなければならない。このような値は特に、このレートが既にシステム内で利用できるようになっている場合のクロックとして特に適す。この方式が８ｋＨｚまでトラッキングしなければならない場合でも、雑音の影響はループの性能に大きく影響しないように、約６ｋＨｚの周波数誤差に対してのみ使用することをアドバイスできる。
【００６１】
次に簡単に図３を参照すると、ライン２４，２６および２８上の逆拡散信号は、ｒld（ｎ）；ｌ＝１，....，Ｌ；ここでＬはＡＦＣを行うために利用できるパスの総数であり、本実施形態では３である。ループフィルタ７４は次のような伝達関数を有する。
【００６２】
【数１】
0004141067.tif 000002
【００６３】
ここで、ｋ1およびｋ2は、ループフィルタの所望する応答に基づき設定できる係数である。合波器の出力信号は周波数検出器へ送られる前に４ｋＨｚ（または離散周波数においてπ／４）だけシフトされる。これと対照的に従来技術の方法はＡＦＣを行っているが、合波前に誤差信号を計算している（図１１を参照）。従来技術では数個の周波数検出器が必要である。従って、本発明は計算的に複雑でなくなっている。図１１の従来技術のシステムおよび本発明の双方は、１つのパスだけを使ってＡＦＣを行う場合よりも信頼性が高く、パスのうちの一部が深いフェード状態または喪失状態のいずれかになった場合でも、連続的なトラッキングを保証できる。
【００６４】
一般性を失うことなく、誤差信号の構成を見るためにｌ（エル）番目の逆拡散信号は次のように表示される。
【００６５】
【数２】
0004141067.tif 000003
【００６６】
ここで、αlはチャネル係数である。上記式において、我々はデータ変調だけでなく加算的白色ガウス雑音を無視する。局部基準信号は次のように示される。
【００６７】
【数３】
0004141067.tif 000004
【００６８】
更に、Δωｆs＜＜１とし、遅延拡散量を多くてｆsの大きさであると仮定する。合波器２２の出力信号は次のように示される。
【００６９】
【数４】
0004141067.tif 000005
【００７０】
上記方程式の右側の加算式の項は、指数項と比較して極めてゆっくりと変化し、２つの連続するシンボルに対し一定と見なすことができるので、周波数弁別器の出力信号はΔに比例する。
【００７１】
組み合わせに使用される重みＢはこれらの重みが周波数弁別器７０の出力端で最大の信号対雑音比に対し最適化されると、α*lに等しくなる。しかしながらかかる演算は微分復調を行う弁別器７０によって既に暗黙に行われている。従って、Ｂlはすべてのｌ＝１，....，Ｌに対して一定となるように設定できる。
【００７２】
拡散信号は６４個のシンボルにわたって平均化され、周波数弁別器に印加されることに注目されたい。このような操作は６４ｋサンプル／秒レートとなるように行われる。
【００７３】
上記ＡＦＣ方式を用いることにより、既にＷ−ＣＤＭＡ方式のトランシーバがシミュレートされている。検討したフェージングモデルはＣＬＡＳＳＩＣドップラースペクトルを有する「チャネルＢ」であり、都市／準都市の低雑音環境に対し、共同技術委員会（ＪＴＣ）によって提案されている。このチャネルはタップ付き遅延ラインモデルに基づきシミュレートされる。これらタップ値は次の表１に示されている。
【００７４】
【表１】
0004141067.tif 000006
【００７５】
このモデルに対して選択されるドップラー周波数は５０Ｈｚであり、ＡＦＣ部分ではｌ＝１，....，Ｌおよびｋ1＝−０.２７２８およびｋ2＝２.１４８８に対してＢl＝１／６である。
【００７６】
図６は帰還システムの周波数応答の大きさを示す図、図７は帰還システムの周波数応答の位相を示す図、図８は帰還システムのステップ応答を示す図である。これらパラメータは周波数弁別器が既にリニア領域で作動するように選択されていることに留意すべきである。
【００７７】
図９は、本発明と従来技術の周波数誤差の実効値を比較して示した図である。符号化されたデータが、まず等しく予想される二進数字としてランダムに発生され、これら数字はＱＰＳＫシンボルに変換され、トラヒックおよびパーチチャネルの双方に対し、ＱＰＳＫを使って拡散される。こうして得られた波形は１チップあたり４サンプルのレートでサンプリングされる。局部発振器と受信信号との間には６ｋＨｚの差があると仮定している。加算的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）をサンプリングされた信号に加え、次にすべてのパスが完全にトラッキングされたとの仮定の元に、長い符号を使って逆拡散する。受信されたデータと送信データとを比較することによりビット誤りを決定する。このようなプロセスによって計算されたビット誤り率は、完全にロックされたシステムに対して得られたビット誤り率とほとんど同じであるので、これ以上説明しない。１つのパスおよび３つのパスを使用するＡＦＣに対し、図９で周波数誤差の実効値をプロットすることにより、組み合わせシステムの性能が得られる。図９から明らかに判るように、双方の方式は０.１ｐｐｍ（１００Ｈｚ）以内のトラッキング誤差を得ることができる。
【００７８】
図１０は、本発明の実施形態における自動周波数制御方法のフローを示す図で、対応するドップラー周波数シフトがある場合に複数の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするために自動周波数制御（ＡＦＣ）を行う方法を示している。ステップ２００は少なくとも１つの基地局からの通信信号を受信する移動局を含む広帯域無線通信システムを提供しており、ステップ２０２は各伝送パスから受信された通信信号を合波し、よって平均受信通信信号を発生するようになっており、ステップ２０４はステップ２０２で発生された平均受信通信信号に応答し、平均受信信号の周波数誤差を計算し、ステップ２０６は１回の周波数誤差計算しか行わない場合の積である。
【００７９】
本発明のいくつかの実施の形態においては、ステップ２０２に対して別のステップが先行する。ステップ２００ａは基準周波数を有する基準信号を発生し、ステップ２００ｂは基準信号および各伝送パスに対して受信された搬送波信号に応答し、各伝送パスに対する第１受信信号を発生する。更に、本発明のいくつかの実施の形態においては、２００ａはＬＯ周波数を有する局部発振器（ＬＯ）信号である基準信号を含む。ステップ２００ｂはＬＯ信号と各伝送パスの受信搬送波信号とを混合し、次にステップ２０２は、受信した搬送波信号を第１受信信号に変換するように第１受信信号を組み合わせる。ステップ２００ｂは一般に受信搬送波信号を第１受信信号へダウンコンバートする。すなわち、第１受信信号はベースバンド周波数を有する。
【００８０】
一般に、ステップ２０２には別のステップが先行する。ステップ２００ｃは各伝送パスの受信通信信号を並列に解析する。ステップ２００ｄは各伝送パスの受信通信信号を復調し、対応する受信搬送波信号を発生する。
【００８１】
本発明のいくつかの実施の形態においては、ステップ２０４に別のステップも続く。ステップ２０４ａはステップ２０４で計算された周波数誤差に応答し、各伝送パスの第１周波数が１つの誤差信号によって訂正されるように、基準周波数を変える。
【００８２】
本発明のいくつかの実施の形態においては、ステップ２０４ａに別のステップ（図示せず）が続く。ステップ２０４ｂは、各伝送パスの第１受信信号の信号対雑音比とステップ２０２で発生された平均第１受信信号の信号対雑音比とを比較する。ステップ２０４ｃは、ステップ２０４ｂで計算された信号対雑音比の差に応答し、各伝送パスに対する重みを計算する。次にステップ２０２はステップ２０４ｂで計算された重みに応答し、組み合わされた受信信号の信号対雑音比が改善されるように、第１受信信号を平均化する際に、各伝送パスの重要度を可変調節する。上述のように、本発明の好ましい実施形態では、信頼性ある精度を得るには重みを使用する必要はない。
【００８３】
本発明のいくつかの実施の形態においては、ステップ２０４に別のステップが先行する。ステップ２０２ａは先の平均第１受信信号を蓄積する。次にステップ２０４はサブステップ（図示せず）を含む。ステップ２０４1は平均第１受信信号とステップ２０２ａで蓄積された平均第１受信信号との差を検出し、ステップ２０４2はステップ２０４1で検出された周波数変化に応答して誤差信号を発生する。次にステップ２０４ａはステップ２０４2で発生された誤差信号に応答し、基準周波数を変更する。
【００８４】
本発明のいくつかの実施の形態においては、ステップ２００は各伝送パスに対応する遅延時間を与える。更にステップ２０２には別のステップが先行する。ステップ２００ｅはｆsのレートで受信通信信号をサンプリングし、ステップ２００ｆは１／ｆsに等しい遅延時間を測定し、ステップ２００ｇは１／ｆsの遅延時間が終了した後に受信される通信信号を無視する。ステップ２０２は平均受信通信信号の周波数誤差の雑音が低くなるように遅延時間が時間１／ｆs以下の受信通信信号を合計する。
【００８５】
【発明の効果】
以上で単一の誤差信号を発生するために数個のパスを組み合わせるためのシステムおよび方法について説明した。このような簡略化によって１つ以上のパスがドロップアウトしても、この方式は作動するので、このような簡略化はシステムの全体の信頼性を改善する。更に制御用ソフトウェアの制約がほとんどなくなる。このような方式は同一の誤差信号を発生するのに数個の周波数検出器が必要とされる公知の全てのＩＳ−９５移動局用モデムで使用される方式よりも簡略である。
【００８６】
本発明の利点としては、多数の伝送パスの入力信号から１つの平均値を計算するだけでよいということが挙げられる。この１つの平均値を使って全ての入力搬送波信号を訂正する。本発明により１つの平均値だけを計算するという簡潔性を維持しながら、平均値計算におけるいくつかの入力された搬送波信号の周波数を用いることによる精度が得られる。よって、受信機の部品数，電力消費量および算術的演算の回数を低減することができる。つまり、搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度および性能に影響を与えることなく、ＣＤＭＡ受信機におけるＡＦＣ機能を簡略化できる。更に、搬送周波数をトラッキングする際の受信機の精度および性能に影響を与えることなく、周波数弁別器の数または周波数弁別器の演算の回数を低減できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態における広帯域無線通信システムの受信機を示すブロック図である。
【図２】周波数検出器の一例を示す図である。
【図３】図１において重み付け回路を除いた受信機を示すブロック図である。
【図４】フィンガ部分の詳細図により受信機を示す図である。
【図５】逆拡散信号の離散周波数Ωの関数として示された、図２における誤差信号ｅ（ｔ）を示す図である。
【図６】帰還システムの周波数応答の大きさを示す図である。
【図７】帰還システムの周波数応答の位相を示す図である。
【図８】帰還システムのステップ応答を示す図である。
【図９】本発明と従来技術の周波数誤差の実効値を比較する図である。
【図１０】ドップラー周波数シフトがある場合の、複数の伝送パスに沿って受信された通信信号の搬送周波数をトラッキングするために、自動周波数制御（ＡＦＣ）を行うための方法のフローを示す図である。
【図１１】従来技術によるＣＤＭＡ受信機の自動周波数制御（ＡＦＣ）システムを示す図である。
【符号の説明】
２０…受信機、２２…合波器、２４，２６，２８…入力ライン、３２…周波数誤差計算器、３６，３８，４０…フィンガ、４８…乗算器、５６，５８，６０…重み付け回路、６８…発振器、７０…周波数弁別器、７４…ループフィルタ、７６…クロック。
【図１】
0004141067.tif 000007
【図２】
0004141067.tif 000008
【図３】
0004141067.tif 000009
【図４】
0004141067.tif 000010
【図５】
0004141067.tif 000011
【図６】
0004141067.tif 000012
【図７】
0004141067.tif 000013
【図８】
0004141067.tif 000014
【図９】
0004141067.tif 000015
【図１０】
0004141067.tif 000016
【図１１】
0004141067.tif 000017