(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
インダクタと、スイッチング回路と、出力整流平滑回路と、制御回路とを含むスイッチング電源装置であって、
前記インダクタは、主巻線と、補助巻線とを含み、前記主巻線は、交流電源を整流した電圧が供給され、
前記スイッチング回路は、スイッチング素子を含み、前記主巻線を通して供給される整流電圧を、前記交流電源の周波数より高い周波数でスイッチングし、そのオフ期間に、昇圧されたスイッチング出力を前記出力整流平滑回路に供給し、
前記出力整流平滑回路は、供給されたスイッチング出力を整流・平滑し、昇圧された直流電圧に変換して出力し、
前記制御回路は、制御用ICと、IC動作用電源回路と、零電流検出回路とを含み、
前記制御用ICは、IC動作用電源端子と、零電流検出端子とを含み、前記IC動作用電源端子に動作用電力が供給されて動作し、前記零電流検出端子に零電流信号が入力されると、前記スイッチング素子をオン制御し、
前記IC動作用電源回路は、ダイオードと、平滑コンデンサとの直列回路を含み、前記インダクタの前記補助巻線に接続され、前記スイッチング素子のオフ期間に前記補助巻線に誘起した電圧を、前記ダイオードを介して前記平滑コンデンサに供給し、整流・平滑出力を前記IC動作用電源端子に供給し、
前記零電流検出回路は、直流阻止コンデンサと、電流制限抵抗と、レベルシフトダイオードと、インピーダンス回路とを含み、
前記直流阻止コンデンサは、前記補助巻線と前記IC動作用電源回路との間に接続され、
前記電流制限抵抗は、前記直流阻止コンデンサの前記補助巻線側の一端と前記零電流検出端子間に接続され、
前記レベルシフトダイオードは、前記直流阻止コンデンサの他端とグランドラインとの間に接続され、前記スイッチング素子のオン期間に誘起した電圧で前記直流阻止コンデンサを充電し、前記直流阻止コンデンサの充電電圧を、前記スイッチング素子のオフ期間に、前記平滑コンデンサに加算するよう方向付けられ、
前記インピーダンス回路は、前記直流阻止コンデンサの他端と前記零電流検出端子との間に接続されている、
スイッチング電源装置。
【請求項２】
請求項１に記載されたスイッチング電源装置であって、前記インピーダンス回路は、抵抗であるスイッチング電源装置。
【請求項３】
請求項１に記載されたスイッチング電源装置であって、前記インピーダンス回路は、抵抗とコンデンサとの直列回路であるスイッチング電源装置。
【請求項４】
請求項１に記載されたスイッチング電源装置であって、前記インピーダンス回路は、抵抗とダイオードとの直列回路であるスイッチング電源装置。
【請求項５】
請求項１乃至４の何れかに記載されたスイッチング電源装置であって、前記交流電源を整流した電圧の波高値と、前記昇圧された直流電圧との最小電位差は、２５V以下であるスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、力率改善機能を有する昇圧型のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源装置は、一般に交流電源を入力整流平滑回路によって整流・平滑して直流電圧に変換し、この直流電圧をスイッチング素子によって断続し、断続して得られたスイッチング出力を出力整流平滑回路に供給し、整流・平滑して任意の直流出力電圧を得るようになっている。このようなスイッチング電源装置において、入力側の平滑回路がコンデンサインプット型であると、入力電流が流れるのは、整流電圧が入力平滑コンデンサの充電電圧より高い期間のみとなり、力率を低下させるという問題があった。この問題を解決するため、従来から、力率改善機能を有する昇圧型のスイッチング電源装置や、その後段に降圧型スイッチング電源装置を接続して所望の出力を得る方式が採用されている。
【０００３】
力率改善機能を有する昇圧型のスイッチング電源装置は、一般に、インダクタと、スイッチング素子と、整流平滑回路と、制御回路とを含んでいる。インダクタには交流電源を整流した電圧が供給される。スイッチング素子は、インダクタを通して供給される整流電圧を交流電源の周波数より高い周波数でスイッチングし、昇圧して出力する。整流平滑回路は、スイッチングされた出力を整流・平滑し、入力の整流電圧より高い直流電圧に変換して出力する。スイッチング素子は、入力の整流電圧を交流電源の周波数より高い周波数でスイッチングし、昇圧して出力するから、交流一周期の全期間を通じて入力電流を分散して流すことができる。制御回路は、インダクタに流れる電流が、前記交流電源の電圧波形に比例するようにスイッチング素子のスイッチングを制御することで、スイッチング電源装置の力率を改善することができる。
【０００４】
制御回路の方式は、臨界値モードや、平均値モード等種々の方式が提案され、実用に供されている。本発明は、臨界値モードで動作するスイッチング電源装置に関する。臨界値モードで動作するスイッチング電源装置は、インダクタに流れる電流を検出し、インダクタに流れる電流が零に減少したらスイッチング素子をオン制御し、インダクタに流れる電流を不連続モードで動作させる。
【０００５】
臨界値モードで制御するスイッチング電源装置の一例として、特許文献１がある。特許文献１に開示された電源装置は、スイッチング電源と、その制御手段IC1を備える。スイッチング電源は、整流器の出力側に接続され、インダクタと、スイッチング素子と、ダイオードと、平滑コンデンサとから構成される。制御手段IC1を動作させるにはIC動作用電源が必要となる。特許文献１では、IC動作用電源をスイッチング素子に接続されたスナバコンデンサを利用して構成している。IC動作用電源は、インダクタに設けた補助巻線から得ることもできる。
【０００６】
非特許文献１には、力率改善機能を有する昇圧型スイッチング電源装置が開示されている。非特許文献１に開示されたスイッチング電源装置は、臨界値モードで動作し、その基本構成は特許文献１に開示された電源装置と同様であるが、インダクタの補助巻線を利用してIC動作用電源回路を構成する点で異なる。IC動作用電源回路を、インダクタに設けた補助巻線を利用して構成すれば、IC動作用電源回路が簡素化できる利点はあるが、補助巻線は、零電流検出回路にも用いられるため、設計の自由度が阻害される。以下、図６を参照してこの点について説明する。
【０００７】
図６は非特許文献１に開示されたスイッチング電源装置の補助巻線Ｌｓを含む零電流検出回路およびIC動作用電源回路を説明するための回路図である。図において、説明のために、非特許文献１に示された回路構成に若干の変更を加え、必要な回路部分をのみを示してある。
【０００８】
インダクタＬは、主巻線Lpと補助巻線Lsとを含む。主巻線Lpと補助巻線Lsとは互いに磁気的に結合しており、その巻数比はNs/Npである。補助巻線Lsは、その一端が接地される。補助巻線Lsの他端は、スイッチング素子のオン期間に負電位となり、オフ期間に正電位となる。補助巻線Lsの他端は、直流阻止コンデンサC3の一端ａに接続され、直流阻止コンデンサC3と、ダイオードD2と、平滑コンデンサC2との直列回路を介して接地される。
【０００９】
ダイオードD2と、平滑コンデンサC2との直列回路は、IC動作用電源回路を構成する。ダイオードD2は、スイッチング素子のオフ期間に補助巻線Lsに誘起する電圧を整流し、平滑コンデンサC2を充電するよう方向付けられている。平滑コンデンサC2の充電電圧は、IC動作用電源電圧Vccとして利用される。
【００１０】
直流阻止コンデンサC3の一端ａは、電流制限抵抗R1が接続され、一端ａから、電流制限抵抗R1を介して、零電流検出信号Zcdを出力する。直流阻止コンデンサC3の他端ｂは、レベルシフトダイオードD3を介して接地される。レベルシフトダイオードD3は、スイッチング素子のオン期間に補助巻線Lsに誘起する電圧で直流阻止コンデンサC3を充電するよう方向付けられている。
【００１１】
このように構成された非特許文献１に開示されたスイッチング電源装置は、スイッチング素子のオン期間に、インダクタＬの主巻線Lpに入力電圧Vinが印加され、補助巻線Lsにその巻数比Ns/Npに比例した電圧Vin×Ns/Npが誘起する。この電圧は、補助巻線Lsの他端側を負電位とした電圧であり、レベルシフトダイオードD3を介して直流阻止コンデンサC3を充電する。直流阻止コンデンサC3は、直流阻止コンデンサC3の他端ｂをグランド電位として、一端aが、インダクタＬの巻数比Ns/Npに比例した電圧(−Vin×Ns/Np) に充電される。
【００１２】
スイッチング素子のオフ期間には、インダクタＬの主巻線Lpに出力電圧Vout−入力電圧Vinの電圧が誘起し、補助巻線Lsにその巻数比Ns/Npに比例した電圧(Vout−Vin)×Ns/Npが誘起する。この電圧は、補助巻線Lsの他端側を正電位とした電圧であり、直流阻止コンデンサC3およびダイオードD2と平滑コンデンサC2との直列回路に印加される。したがって、直流阻止コンデンサC3は、その一端aが
（Vout−Vin)×Ns/Np
の電位となる。この電圧は、電流制限抵抗R1を介して、零電流検出信号Zcdとして出力される。また、このとき、直流阻止コンデンサC3は、その一端aを負電位、他端ｂを正電位としてVin×Ns/Npの電圧が充電されている。このため、平滑コンデンサC2には、直流阻止コンデンサC3の充電電圧Vin×Ns/Npが加算されて印加され、平滑コンデンサC2はVout×Ns/Npの電圧で充電される。この電圧はIC動作用電源電圧Vccとして利用される。
【００１３】
結局、零電流検出信号ZcdおよびIC動作用電源電圧Vccは、非特許文献１に開示されるように、それぞれ下記式で与えられることになる。
Zcd＝（Vout−Vin）×Ns／Np  （Zcd＞１．８７V）・・・（１）
Vcc＝Vout×Ns／Np  （１２V＜Vcc＜３０V）・・・・・・（２）
但し、Vinは整流入力電圧の瞬時値
非特許文献１に開示されたスイッチング電源装置において、補助巻線Lsには、零電流検出信号Zcdを供給する機能およびIC動作用電源電圧Vccを供給する機能の二つがある。
【００１４】
上記二つの機能を満足させ、スイッチング電源装置を安定して動作させるためには、零電流検出信号ZcdおよびIC動作用電源電圧Vccは、適切名値に設定されなければならない。非特許文献１で挙げられた例では、IC動作用電源電圧Vccを１２V〜３０Vの範囲に設定し、零電流検出信号Zcdを１．８７Vより高く（Zcd＞１．８７V）設定する必要がある。また、零電流検出信号Zcdが１．８７V未満であると電流の発振が起こる。IC動作用電源電圧Vccは、１２V未満であるとICが動作せず、３０Vを超えるとICの破損にいたるから、１２V＜Vcc＜３０Vを満たす必要がある。
【００１５】
部品のディレーティングや温度上昇等を考慮すると、出力電圧は低い方が良いが、上記の式から判るように、出力電圧Voutを低下させて入力電圧Vinに近づけると、上記の式を満足することが困難になる。さらに、入力電圧Vinは、入力交流電圧の波高値にしたがい変動する。したがって、特に入力電圧Vinが最大値のときに（１）式を満足することが困難になる。
【００１６】
この種の制限はその他の同様のICであっても、数値は異なるものの、同様に存在する。
【００１７】
このように、この種のICを用いてスイッチング電源装置を構成する場合、同一のインダクタを用いて二つの式を満足する必要があり、設計の自由度が阻害されるという問題がある。これを回避するには、インダクタの補助巻線をIC動作用電源電圧用と零電流検出信号用にそれぞれ独立して設ける方法や、零電流検出信号Zcdを優先して設定し、IC動作用電源電圧Vccが上記の条件を超えた場合は、ツェナーダイオードを用いて、IC動作用電源電圧Vccを制限する等の方法がある。しかしながら、何れの方法も、回路構成が複雑となる問題を有している。
【００１８】
【特許文献１】
特開２００１−２８６１３１号公報  （第２−３頁、第１図）
【非特許文献１】
富士電機発行  FA5500AP/AN,FA550１AP/ANアプリケーションマニュアル、Ｐ１３−Ｐ２６
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、上記の条件式を満足しなくとも安定して動作し、設計の自由度が広い力率改善機能を有する昇圧型のスイッチング電源装置を提供することである。
【００２０】
本発明のもう一つ課題は、スイッチング素子のディレーティングを改善し、信頼性の向上を図った力率改善機能を有する昇圧型のスイッチング電源装置を提供することである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決するため、本発明に係るスイッチング電源装置はインダクタと、スイッチング回路と、出力整流平滑回路と、制御回路とを含む。
前記インダクタは、主巻線と、補助巻線とを含む。前記主巻線は、交流電源を整流した電圧が供給される。
前記スイッチング回路は、スイッチング素子を含み、前記主巻線を通して供給される整流電圧を、前記交流電源の周波数より高い周波数でスイッチングし、そのオフ期間に、昇圧されたスイッチング出力を前記出力整流平滑回路に供給する。
前記出力整流平滑回路は、供給されたスイッチング出力を整流・平滑し、昇圧された直流電圧に変換して出力する。
【００２２】
前記制御回路は、制御用ICと、IC動作用電源回路と、零電流検出回路とを含む。
前記制御用ICは、IC動作用電源端子と、零電流検出端子とを含み、前記IC動作用電源端子に動作用電力が供給されて動作し、前記零電流検出端子に零電流信号が入力されると、前記スイッチング素子をオン制御する。
前記IC動作用電源回路は、ダイオードと平滑コンデンサとの直列回路を含み、前記インダクタの前記補助巻線に接続され、前記スイッチング素子のオフ期間に前記補助巻線に誘起した電圧を、前記ダイオードを介してコンデンサに供給し、整流・平滑出力を前記IC動作用電源端子に供給する。
【００２３】
前記零電流検出回路は、コンデンサと、抵抗と、ダイオードと、インピーダンス回路とを含む。
前記零電流検出回路のコンデンサは、前記補助巻線と前記IC動作用電源回路間に接続される。
前記抵抗は、前記コンデンサの前記補助巻線側の一端と前記零電流検出端子間に接続される。
【００２４】
前記ダイオードは、前記コンデンサの他端に接続され、前記スイッチング素子のオン期間に誘起した電圧で前記コンデンサを充電し、前記コンデンサの充電電圧を、前記スイッチング素子のオフ期間に、前記IC動作用電源回路のダイオードとコンデンサとに加算するよう方向付けられている。
【００２５】
前記インピーダンス回路は、前記零電流検出回路のコンデンサの他端と前記零電流検出端子間に接続されている。
【００２６】
上述したスイッチング電源装置において、前記スイッチング回路は、スイッチング素子を含み、前記主巻線を通して供給される整流電圧を、前記交流電源の周波数より高い周波数でスイッチングし、そのオフ期間に、昇圧されたスイッチング出力を前記出力整流平滑回路に供給する。前記出力整流平滑回路は、供給されたスイッチング出力を整流・平滑し、昇圧された直流電圧に変換して出力するから、前記スイッチング素子は、交流一周期の全期間を通じて入力電流を断続し、入力電流を分散して流すことができる。
【００２７】
前記制御回路は、制御用ICと、IC動作用電源回路と、零電流検出回路とを含む。前記制御用ICは、IC動作用電源端子と、零電流検出端子とを含み、前記IC動作用電源端子に動作用電力が供給されて動作し、前記零電流検出端子に零電流信号が入力されると、前記スイッチング素子をオン制御するから、スイッチング素子に流れる電流を、前記交流電源波形のピーク値に比例するようにオフ制御すれば、臨界値モードで力率を改善することができる。
【００２８】
前記IC動作用電源回路は、ダイオードと平滑コンデンサとの直列回路を含み、前記インダクタの前記補助巻線に接続され、前記スイッチング素子のオフ期間に前記補助巻線に誘起した電圧を、前記ダイオードを介して前記平滑コンデンサに供給し、整流・平滑出力を前記IC動作用電源端子に供給するから、前記補助巻線を共用した簡素化されたIC動作用電源回路を構成できる。
【００２９】
前記零電流検出回路は、直流阻止コンデンサと、電流制限抵抗と、レベルシフトダイオードと、インピーダンス回路とを含む。
前記直流阻止コンデンサは、前記補助巻線と前記IC動作用電源回路間に接続される。
前記電流制限抵抗は、前記直流阻止コンデンサの前記補助巻線側の一端と前記零電流検出端子間に接続される。
【００３０】
前記レベルシフトダイオードは、前記直流阻止コンデンサの他端とグランドラインとの間に接続され、前記スイッチング素子のオン期間に誘起した電圧で前記直流阻止コンデンサを充電し、前記直流阻止コンデンサの充電電圧を、前記スイッチング素子のオフ期間に、前記平滑コンデンサに加算するよう方向付けられているから、前記電流制限抵抗を介して前記直流阻止コンデンサの一端から前記零電流検出端子に零電流検出信号を供給できる。
【００３１】
前記インピーダンス回路は、前記直流阻止コンデンサの他端と前記零電流検出端子間に接続されているから、前記直流阻止コンデンサの他端から零電流検出端子に微小バイアスを加える。零電流検出端子の電位は、スイッチング素子のオン期間における、直流阻止コンデンサの一端の電位に微小バイアスが加算された電位となり、その加算量は、入力電圧Vinの波高値が高いときに多くなる。このため、直流阻止コンデンサの一端の電位を低く設定することが可能になる。
【００３２】
したがって、従来技術で示した条件式の許容範囲が広がり、設計の自由度が広い力率改善機能を有する昇圧型のスイッチング電源装置を提供することが可能になる。
【００３３】
この結果、スイッチング電源の出力電圧をより低く設定できるので、スイッチング素子のディレーティングを改善し、信頼性の向上を図った力率改善機能を有する昇圧型のスイッチング電源装置を提供することができる。
【００３４】
従来、入力電圧の波高値と出力電圧との最小電位差は３０V程度必要であったが、これを２５V程度まで近づけることができる。
【００３５】
前記インピーダンス回路は、抵抗や抵抗とコンデンサとの直列回路あるいは抵抗とダイオードとの直列回路等で構成できる。
【００３６】
本発明の他の目的、構成及び利点については、添付図面を参照して更に詳しく説明する。但し、添付図面は単なる例示に過ぎない。
【００３７】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明に係るスイッチング電源装置の一実施例を示す電気回路図である。図示されたスイッチング電源装置は、入力整流回路１と、インダクタＬと、スイッチング回路と２、出力整流平滑回路３と、制御回路４とを含んでいる。
【００３８】
入力整流回路１は、その入力側が商用交流電源ACに接続され、商用交流電源ACを全波整流し、整流電圧を出力する。入力整流回路１は、本発明の内部要素であっても、外部要素であってもよく、また、交流電源ACは商用交流以外のその他の交流電源であってもよい。
【００３９】
インダクタＬは、主巻線Lpと、補助巻線Lsとを含む。主巻線Lpと、補助巻線Lsとはそれぞれ磁気的に結合している。主巻線Lpは、その一端が入力整流回路１の一方の出力端に接続される。
【００４０】
スイッチング回路２は、スイッチング素子Ｑを含んで構成される。スイッチング素子Ｑは、その主電極の一端がインダクタＬの主巻線Lpの他端に接続され、主電極の他端がグランドラインＧに接続されて、入力整流回路１の他方の出力端に接続される。スイッチング素子ＱはインダクタＬの主巻線Lpを通して供給される整流電圧を、交流電源の周波数より高い周波数でスイッチングする。スイッチング素子Ｑは、供給された整流電圧を交流電源ＡＣより高い周波数でスイッチングできればよく、典型的には、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ等の、制御電極を有する半導体素子が用いられる。本実施例は電界効果トランジスタを用いている。
【００４１】
出力整流平滑回路３は、ダイオードD1と、平滑コンデンサC1とを含んで構成される。平滑コンデンサC1は、その正側がダイオードD1を介してインダクタＬの主巻線Lpの他端に接続され、負側がグランドラインＧに接続される。平滑コンデンサC1の両端はそれぞれスイッチング電源装置の出力端子に接続される。
【００４２】
制御回路４は、制御用IC４１と、IC動作用電源回路４２と、零電流検出回路４３と、インダクタ電流検出回路４４とを含んで構成される。制御用IC４１は、IC動作用電源端子T2と、零電流検出端子T1と、インダクタ電流検出端子Isと、制御信号出力端子Contとを含む。
【００４３】
IC動作用電源端子T2は、IC動作用電源回路４２に接続され、IC動作用電源回路４２から動作電力が供給されて動作を開始する。
【００４４】
零電流検出端子T1は、零電流検出回路４３に接続され、零電流検出回路４３から零電流検出信号が供給されてスイッチング素子Ｑのオンタイミングを制御する。
【００４５】
インダクタ電流検出端子Isは、インダクタ電流検出回路４４に接続され、インダクタ電流検出回路４４からドレイン電流すなわち、スイッチング素子Ｑのオン期間におけるインダクタ電流検出信号が供給されて、インダクタ電流が交流電源波形のピーク値に比例するようにスイッチング素子Ｑのオフタイミングを制御する。
【００４６】
制御信号出力端子Contは、スイッチング素子Ｑのゲートに接続され、スイッチング素子Ｑのオン・オフ制御信号をスイッチング素子Ｑのゲートに供給する。
【００４７】
IC動作用電源回路４２および零電流検出回路４３は、何れもインダクタＬの補助巻線Lsを利用している。インダクタＬの主巻線Lpおよび補助巻線Lsは、磁気的に結合しており、それぞれの一端は極性マークで示すように同一極性である。補助巻線Lsは、その一端がグランドラインＧに接続され、他端が零電流検出回路４３の直流阻止コンデンサC3の一端ａに接続され、直流阻止コンデンサC3を介してIC動作用電源回路４２に接続される。
【００４８】
IC動作用電源回路４２は、ダイオードD2と、平滑コンデンサC2とを含む。ダイオードD2と平滑コンデンサC2とは直列回路を構成する。平滑コンデンサC2は、その負側がグランドラインＧに接続され、正側がダイオードD2を介して直流阻止コンデンサC3の他端ｂに接続され、直流阻止コンデンサC3を介して補助巻線Lsの他端に接続される。ダイオードD2は、スイッチング素子Ｑのオフ期間に補助巻線Lsに誘起した電圧を平滑コンデンサC2に供給するよう方向付けられている。平滑コンデンサC2の正側はIC動作用電源端子T2に接続される。
【００４９】
零電流検出回路４３は、直流阻止コンデンサC3と、レベルシフトダイオードD3と、電流制限抵抗R1と、インピーダンス回路４５とを含む。直流阻止コンデンサC3はIC動作用電源回路４２と補助巻線Lsの他端との間に接続される。電流制限抵抗R1は、直流阻止コンデンサC3の一端ａと零電流検出端子T1との間に接続される。レベルシフトダイオードD3は直流阻止コンデンサC3の他端ｂとグランドラインＧとの間に接続され、スイッチング素子Ｑのオン期間に補助巻線Lsに誘起した電圧を、電流検出コンデンサC3の他端ｂ側を正電位として充電するよう方向付けられている。
【００５０】
インピーダンス回路４５は直流阻止コンデンサC3の他端ｂと零電流検出端子T1との間に接続される。本実施例では、インピーダンス回路４５は抵抗R2で構成される。
【００５１】
上述のごとく構成された本実施例のスイッチング電源装置において、スイッチング素子Ｑがオンすると、インダクタＬの主巻線Lpに交流電源を整流した電圧が供給される。インダクタＬに流れる電流は零から次第に上昇して行き、スイッチング素子Ｑのドレインを介して流れ、インダクタ電流検出回路４４で検出される。スイッチング素子Ｑは、インダクタＬを流れる電流が交流電源波形のピーク値に比例した所定の電流値まで上昇すると、オフ制御される。スイッチング素子Ｑがオフとなると、インダクタＬの主巻線Lpには、スイッチング素子Ｑのオン期間とは逆方向の電圧が発生し、この電圧が入力電圧に重畳されて出力整流平滑回路３に供給され平滑コンデンサC1を充電する。この間、インダクタＬに流れる電流は下降し続け零に至る。インダクタＬに流れる電流が零まで低下すると、直流阻止コンデンサC3の一端aの電位が低下し、零電流検出回路４３から零電流検出信号Zcdが出力されて、スイッチング素子Ｑは再びオンとなる。
【００５２】
本実施例のスイッチング電源装置は、以上のサイクルを繰り返し、出力整流平滑回路３を介して昇圧された直流電圧を出力する。
【００５３】
また、本実施例のスイッチング電源装置において、スイッチング素子Ｑは、交流一周期の全期間を通じて入力電流を断続するから、入力電流を分散して流すことができる。制御回路４は、インダクタＬに流れる電流が零まで低下すると前記スイッチング素子Ｑにオン信号を出力し、インダクタＬに流れる電流を、前記交流電源波形のピーク値に比例するようにオフ制御するので、臨界値モードで力率を改善することができる。
【００５４】
次に、図２および図３を参照しながら、IC動作用電源回路４２および零電流検出回路４３の動作を説明する。図２は、補助巻線Lsの誘起電圧に追従して充放電される直流阻止コンデンサC3の一端aの電位、および、零電流検出端子T1の電位を、グランドラインＧを零電位として示すグラフである。図３は、電流検出コンデンサC3の他端に設定された他端ｂの電位を、グランドラインＧを零電位として示すグラフである。
本実施例のスイッチング電源装置は、スイッチング素子Ｑのオン期間に、インダクタＬの主巻線Lpに入力電圧Vinが印加され、補助巻線Lsにその巻数比Ns/Npに比例した電圧Vin×Ns/Npが誘起する。この電圧は、補助巻線Lsの他端側を負電位とした電圧であり、レベルシフトダイオードD3を介して直流阻止コンデンサC3を充電する。直流阻止コンデンサC3は、一端aが図２の負側に示される−Vin×Ns/Npの電位に充電される。入力電圧Vinは、整流入力電圧の瞬時値である。したがって、直流阻止コンデンサC3の一端aの電位（−Vin×Ns/Np）は、整流入力電圧Vinの波高値が最大となったとき最も低い電位
（√2×Vac×Ns／Np）
となる。Vacは整流入力電圧Vinの実効値である。
【００５５】
スイッチング素子Ｑのオフ期間には、インダクタＬの主巻線Lpに（Vout−Vin）の電圧が誘起し、補助巻線Lsにその巻数比Ns/Npに比例した電圧
（Vout−Vin)×Ns／Np
が誘起する。この電圧は、補助巻線Lsの他端側を正電位とした電圧であり、直流阻止コンデンサC3およびダイオードD2と、平滑コンデンサC2との直列回路に印加される。したがって、直流阻止コンデンサC3は、その一端aが、図２の正側に示される（Vout−Vin)×Ns/Npの電位となり、整流入力電圧Vinの波高値が最大となったとき最も低い電位
（Vout−√2×Vac）×Ns／Np
となる。また、このとき、直流阻止コンデンサC3は、一端aを負電位、他端ｂを正電位としてVin×Ns/Npの電圧によって充電されている。このため、平滑コンデンサC2には、直流阻止コンデンサC3の充電電圧Vin×Ns/Npが加算されて印加されるので、平滑コンデンサC2は（Vout×Ns/Np）の電圧で充電される。（Vout×Ns/Np）の充電電圧はIC動作用電源電圧端子に供給される。
【００５６】
本実施例においては、インピーダンス回路４５として抵抗R2が直流阻止コンデンサC3の他端ｂと零電流検出端子T1との間に接続されている。
【００５７】
直流阻止コンデンサC3の他端ｂの電位は、図３に示すごとく、スイッチング素子Ｑのオン期間において、レベルシフトダイオードD3の順方向降下電圧Vfが負電位となった略グランド電位となり、スイッチング素子Ｑのオフ期間において、平滑コンデンサC2の充電電位（Vout×Ns/Np）となる。この電圧は、インピーダンス回路４５を介して零電流検出端子T1に印加され、電流制限抵抗R1を介して、直流阻止コンデンサの一端aの電位に微小バイアスを与える。
【００５８】
このため、零電流検出端子T1の電位は、図２に示すように、スイッチング素子Ｑのオン期間における、直流阻止コンデンサC3の一端aの電位に微小バイアスが加算された電位となり、その加算量は、入力電圧Vinの波高値が大きいときに多くなる。
【００５９】
このように、本実施例では、抵抗R2で構成したインピーダンス回路４５を直流阻止コンデンサC3の他端ｂと零電流検出端子T1との間に接続したので、零電流検出端子T1に印加される電圧が高くなり、その分、直流阻止コンデンサC3の一端aの電位を低く設定することが可能になる。
【００６０】
したがって、従来技術で示した条件式の許容範囲が広がり、設計の自由度が広い力率改善機能を有する昇圧型のスイッチング電源装置を提供することが可能になる。
【００６１】
この結果、スイッチング電源の出力電圧をより低く設定できることになるので、スイッチング素子Ｑのディレーティングを改善し、信頼性の向上を図った力率改善機能を有する昇圧型のスイッチング電源装置を提供することができる。
【００６２】
図４は、本発明に係るスイッチング電源装置の別の一実施例を示す電気回路図である。図示されたスイッチング電源装置において、図１乃至図３に現れた構成部分と同一の構成部分には同一の参照符号を付し、重複説明は省略する。
【００６３】
図４に示したスイッチング電源装置は、インピーダンス回路４５の構成が、図１に図示した実施例と異なっている。本実施例において、インピーダンス回路４５は、抵抗R3とコンデンサC4との直列回路で構成している。インピーダンス回路４５にコンデンサC4を用いることにより、抵抗R3に抵抗値の低いものを用いることができる。
【００６４】
図５は、本発明に係るスイッチング電源装置の更に別の一実施例を示す電気回路図である。図示されたスイッチング電源装置において、図１乃至図４に現れた構成部分と同一の構成部分には同一の参照符号を付し、重複説明は省略する。
【００６５】
図５に示したスイッチング電源装置は、インピーダンス回路４５の構成が、図１、図４に図示した実施例と異なっている。インピーダンス回路４５は、抵抗R4とダイオードD4との直列回路で構成している。
【００６６】
図４および図５に図示したスイッチング電源装置のインピーダンス回路４５の機能は、基本的に図１に図示したスイッチング電源装置と同様である。
【００６７】
以上、好ましい実施例を参照して本発明を詳細に説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、当業者であれば、その基本的技術思想および教示に基づき、種々の変形例を想到できることは自明である。
【００６８】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば次のような効果を得ることができる。
（Ａ）設計の自由度が広い力率改善機能を有する昇圧型のスイッチング電源装置を提供することができる。
（Ｂ）スイッチング素子のディレーティングを改善し、信頼性の向上を図った力率改善機能を有する昇圧型のスイッチング電源装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の一実施例を示す電気回路図である。
【図２】図１に図示したスイッチング電源装置に備えられた直流阻止コンデンサの一端における一端aの電位、および零電流検出端子の電位を示すグラフである。
【図３】図１に図示したスイッチング電源装置に備えられた電流検出コンデンサの他端における他端ｂの電位を示すグラフである。
【図４】本発明に係るスイッチング電源装置の別の実施例を示す電気回路図である。
【図５】本発明に係るスイッチング電源装置の更に別の実施例を示す電気回路図である。
【図６】従来のスイッチング電源装置の補助巻線を含む零電流検出回路およびIC動作用電源回路を説明するための回路図である。
【符号の説明】
２            スイッチング回路
３            出力整流平滑回路
４            制御回路
４１          制御用IC
４２          IC動作用電源回路
４３          零電流検出回路
４５          インピーダンス回路
Ｌ            インダクタ
Lp            主巻線
Ls            補助巻線
Ｑ            スイッチング素子
C2，C3       コンデンサ
D2，D3       ダイオード
R1，R2       抵抗
T1            IC動作用電源端子
T2            零電流検出端子
【図１】
0004111326.tif 000002
【図２】
0004111326.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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