(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電磁石装置の励磁コイルへの通電を断続したパルス信号により
スイッチング手段を介して駆動するスイッチング制御回路を有し、
該スイッチング制御回路が、オフ状態にある前記スイッチング手段を、所定周期で生成されるターンオンのタイミングのうち最初に到来するターンオンのタイミングにおいてオン状態にさせ、オン状態にある前記スイッチング手段を、前記励磁コイルの電流の検出値が所定の電流設定値に到達したタイミングにおいてオフ状態にさせるように前記パルス信号を断続するものであり、
前記電磁石装置の励磁コイルと交流電源との間に挿入された無接点リレーの主スイッチング素子をオンオフさせることにより電磁石装置を投入・釈放する駆動装置であって、  前記無接点リレー内の主スイッチング素子が自己保持電流以下となる電源電圧のゼロ付近の領域を、前記の所定周期よりも長い所定時間だけ無通電状態とする
電磁石装置の駆動装置において、
前記無通電状態の時間に続く前記励磁コイルの電流の検出値が所定の電流設定値に到達するまでの期間、前記電流検出値または電流設定値に所定のバイアス信号を重畳し、前記スイッチング制御回路が、前記スイッチング手段を前記所定周期ごとにオンオフさせるように、前記パルス信号を断続することを特徴とする電磁石装置の駆動装置。
【請求項２】
請求項１に記載の電磁石装置の駆動装置において、
前記バイアス信号を、所定レベルの持続信号とすることを特徴とする電磁石装置の駆動装置。
【請求項３】
請求項１に記載の電磁石装置の駆動装置において、
前記バイアス信号を、前記スイッチング手段がオン状態にあるときにのみ存在する所定レベルの信号とすることを特徴とする電磁石装置の駆動装置。
【請求項４】
請求項３に記載の電磁石装置の駆動装置において、前記バイアス信号に、前記スイッチング手段をオン状態にさせる前記パルス信号を利用することを特徴とする電磁石装置の駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電磁石装置の励磁コイルを付勢する駆動電流を、その電源側を開閉するスイッチング手段の断続により定電流制御して電磁石装置の省電力を計った電磁石装置の駆動装置であって、特にスイッチング手段の断続に基づき電磁石装置から発生するうなり音を低減するようにした電磁石装置の駆動装置に関する。
【０００２】
なお、以下各図において同一の符号は同一もしくは相当部分を示す。
【０００３】
【従来の技術】
電磁石装置の励磁コイルへの通電を、スイッチング手段を断続して行うことにより電磁石装置の省電力を計ることができる、本発明に近い従来技術としては本出願人の先願発明としての特許番号第２６２６１４７号の技術がある。
この先願発明の技術は、電磁石装置の励磁コイルへの通電を断続したパルス信号によりスイッチング手段を介して駆動するスイッチング制御回路を有し、前記電磁石装置の励磁コイルと交流電源との間に挿入された無接点リレーの主スイッチング素子をオンオフさせることにより電磁石装置を投入・釈放するものにおいて、
前記無接点リレー内の主スイッチング素子が自己保持電流以下となる電源電圧のゼロ付近の領域を、前記スイッチング制御回路から出力される断続したパルス信号の周期よりも長い所定時間だけ無通電状態とすることにより、無接点リレーにオフ指令を与えても無接点リレーの交流路が導通を持続し、電磁石装置が釈放不能になることを防ぐものである。
【０００４】
図４は上記先願発明の技術を継承しながら、電磁石装置の励磁電流を定電流制御してさらに電磁石装置の省電力を計るようにした従来の電磁石装置の駆動装置の回路の構成例を示す。また、図５は図４中のカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１の内部の原理的な構成を示し、図９は図４の要部の動作波形を、図１０は図４中の電圧検出回路１４の動作波形をそれぞれ示す。
【０００５】
図４において、４はダイオードブリッジ２の直流出力側に接続された電磁接触器等の電磁石装置の励磁コイル（ＭＣとも略記する）、１はダイオードブリッジ２へのＡＣ電源の入力を開閉する無接点リレーで、ＳＳＲ（Ｓｏｌｉｄ  Ｓｔａｔｅ  Ｒｅｌａｙの略）とも呼ばれるものであり、この回路では無接点リレー１をオンオフして電磁石装置を投入・釈放するものである。
【０００６】
ここで、Ｔ１，Ｔ２は交流電源が接続される入力端子であり、この人力端子Ｔ１，Ｔ２に直列に無接点リレー１の出力端子Ｔ３，Ｔ４が接続されている。
無接点リレー１は入力端子Ｔ５，Ｔ６に直流電源ＥがスイッチＳＷ０を介して接続されると共に、フォトトライアックカプラＰＣの発光ダイオードＰＤが接続されている。
【０００７】
フォトトライアックカプラＰＣのフォトトライアックＰＴｒには主トライアックＴＲが並列に接続され、主トライアックＴＲのゲートと一方の端子との間には抵抗Ｒ１１が接続されており、また主トライアックＴＲに並列にコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０からなるスナバ回路が接続されている。
無接点リレー１の出力端子Ｔ４と交流電源の入力端子Ｔ２との間には前記ダイオードブリッジ２が接続され、このダイオードブリッジ２の直流出力端子には前記した電磁石装置の励磁コイル（ＭＣ）４と、励磁コイル４の電流Ｉｍｃを制御する主スイッチング素子としてのパワーＭＯＳＦＥＴ１７と、励磁コイル４の電流Ｉｍｃを検出するためにＭＯＳＦＥＴ１７のソース側に挿入された電流検出抵抗１８（抵抗値をＲ１８とする）との直列回路が接続されている。そして、この直列回路と並列にコンデンサ３が接続され、励磁コイル４に並列にフライホィールダイオード５が接続されている。
【０００８】
また、ダイオードブリッジ２の直流出力端子には、抵抗６とツェナダイオード９の直列回路と、抵抗７、べ−スが抵抗６とツェナダイオード９との接続点に接続されたトランジスタ８、コンデンサ１０の直列回路とが接続され、これらの回路はカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１の電源端子ＶＩＮに供給される定電圧の電源回路を構成している。なお、前記ＰＷＭは、Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（パルス幅変調）の略である。
【０００９】
ダイオードブリッジ２の直流出力端子にはまた、分圧抵抗１２、１３の直列回路が接続され、この抵抗１２と１３との接続点の電圧１４ａは、ＡＣ電源の電圧がゼロ付近に到達したことを検出するための電圧検出回路１４に入力されている。
この電圧検出回路１４は図１０に示すように、ＡＣ電源の両波整流電圧が現れる、ダイオードブリッジ２の直流出力端子間の電圧を分圧抵抗１２、１３により分圧した電圧１４ａが、所定の低電圧検出レベルＶＬ０を下回る期間ｔ１の間はＨレベル、期間ｔ１以外ではＬレベルの電圧Ｖ１を出力してカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１のフィードバック入力端子ＦＢに与える。
【００１０】
なお、前記低電圧検出レベルＶＬ０は期間ｔ１が後述するＰＷＭパルスＶｏｕｔの出力周期Ｔより長くなるように設定されている。また、ダイオードブリッジ２の直流出力端子間に設けられたコンデンサＣ３は、ダイオードブリッジ２の直流側負荷電流中の高周波成分に対する電源の役割を持つもので、その容量は小さいため、ダイオードブリッジ２の直流出力端子間の電圧波形は、ほぼＡＣ電源の電圧変化に追随した両波整流電圧波形となる。
【００１１】
カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１のＯＵＴ端子から出力されるＰＷＭ制御パルス（ＰＷＭパルスとも略記する）ＶｏｕｔはパワーＭＯＳＦＥＴ１７のゲートに入力され、電流検出抵抗１８の両端に発生する電流検出電圧（＝（抵抗１８の抵抗値Ｒ１８）×（励磁コイル４の電流Ｉｍｃ））は抵抗１９を介してカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１の電流検出端子ＣＳに入力されている。なお、この端子ＣＳへの入力電圧をＶｃｓとする。
【００１２】
１５と１６はそれぞれ、カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１のＰＷＭパルスの周期を決定するためのタイミング抵抗とタイミングコンデンサで、タイミング抵抗１５はＩＣ１１の基準電圧（本例では５Ｖ）の出力端子ＶｒｅｆとＩＣ１１のタイミング抵抗／容量接続端子ＲＴ／ＣＴとの間に接続され、タイミングコンデンサ１６はＩＣ１１の前記端子ＲＴ／ＣＴとダイオードブリッジ２の負側端子との間に接続されている。なお、ＩＣ１１の図外の接地端子ＧＮＤ（図５参照）はダイオードブリッジ２の負側端子に接続されている。
【００１３】
カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１としては、この場合、スイッチング電源の電圧をその負荷電流を制御しつつ定電圧制御するスイッチング電源用カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣを流用しており、本例では特にこのＩＣが、スイッチング電源の重負荷時、具体的には後述するエラーアンプ出力電圧Ｖｃｏｍｐが所定値以上になった時、定電流制御を行う性質を利用している。
【００１４】
次に、図４および図９を参照しつつ、図５によりカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１の定電流制御に関わる機能を説明する。
図５において、ＩＣ１１の電源端子ＶＩＮへ供給される電圧がＩＣ１１の正常動作可能な電圧（本例では１６Ｖ）に達すると、低電圧ロックアウト回路ＵＶＬ１のロックが解除され、５Ｖバンドギャップ基準電圧レギュレータＲＥＧがオンして電源端子ＶＩＮへ供給される電圧から５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、ＩＣ１１の端子Ｖｒｅｆへ出力するほか、ＩＣ１１内の必要な各部へ供給する。
【００１５】
なお、レギュレータＲＥＧが出力する基準電圧Ｖｒｅｆが４．７Ｖ以上になると、もう一つの低電圧ロックアウト回路ＵＶＬ２のロックも解除されてＯＲ回路Ｇ２の出力、つまりＮＯＲ回路Ｇ１の入力の一つが“Ｌ”となり、ＮＯＲ回路Ｇ１によって駆動されるトーテムポール出力回路ＴＴＰからのＰＷＭパルスＶｏｕｔの出力を停止する条件の一つが解除される。
【００１６】
逆にこの解除が行われるまでは少なくともＰＷＭパルスＶｏｕｔの出力は停止され、ＰＷＭパルスＶｏｕｔをゲート入力とするパワーＭＯＳＦＥＴ１７はオフ状態に保たれる。
発振器ＯＳＣは、ＰＷＭパルスＶｏｕｔの出力周期Ｔを定める三角波Ｗ１を生成する。即ち、発振器ＯＳＣを構成するコンパレータＣＰ１の出力が“Ｌ”のとき、同じく発振器ＯＳＣを構成する半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ２はオフし、コンパレータＣＰ１の（−）入力端子には三角波Ｗ１の上限電圧である２．８Ｖが入力される。そして、外部のタイミングコンデンサ１６はタイミング抵抗１５を介し基準電圧Ｖｒｅｆにより充電される。
【００１７】
タイミングコンデンサ１６の充電電圧はＩＣ１１のタイミング抵抗／容量接続端子ＲＴ／ＣＴを経てコンパレータＣＰ１の（＋）入力端子に入力されて監視される。
やがて、タイミングコンデンサ１６の充電電圧が２．８Ｖを上回ろうとするとコンパレータＣＰ１の出力は“Ｈ”に反転する。これにより、半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ２はオンし、コンパレータＣＰ１の（−）入力端子の電圧は三角波Ｗ１の下限電圧である１．２Ｖに切り換わると共に、ＩＣ１１の端子ＲＴ／ＣＴに定電流源ＩＳ１が接続されてタイミングコンデンサ１６は放電を開始する。
【００１８】
次にタイミングコンデンサ１６の電圧が１．２Ｖを下回ろうとすると、再びコンパレータＣＰ１の出力は“Ｌ”に反転し、タイミングコンデンサ１６の電圧は上昇に転ずる、こうして連続する三角波Ｗ１が生成される。
このときコンパレータＣＰ１から出力される矩形波パルスからなる発振出力Ｗ２は、ラッチセットパルス生成回路ＬＳに入力され、パルス生成回路ＬＳは、発振出力Ｗ２の立上がりのタイミング毎にヒゲ状のラッチセットパルスＰ１を生成し、ＮＯＲ回路Ｇ１および、ＲＳフリップフロップからなる電流検出ラッチＦＦのセット入力端子Ｓに与える。
【００１９】
このラッチセットパルスＰ１の入力によって、電流検出ラッチＦＦの反転出力ＱＢ（このＱＢのＢは「バー」を意味するものとする）は“Ｌ”となり、このときＮＯＲ回路Ｇ１の全入力が“Ｌ”となることから、トーテムポール出力回路ＴＴＰの出力、つまりＩＣ１１のＯＵＴ端子から出力されるＰＷＭパルスＶｏｕｔはＨレベルとなり、外部のパワーＭＯＳＦＥＴ１７をオンする。
【００２０】
このＰＷＭパルスＶｏｕｔのＨレベルの状態、つまりパワーＭＯＳＦＥＴ１７のオンの状態は、以後、電流検出ラッチＦＦがリセットされ、その反転出力ＱＢが“Ｈ”となるまで継続する。
電流検出ラッチＦＦの入力端子Ｒへのリセット信号は、ＣＳコンパレータＣＰ２の出力として与えられ、このコンパレータＣＰ２の出力は、パワーＭＯＳＦＥＴ１７がオンすることによって、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖｃｓ、つまりＣＳコンパレータＣＰ２の（＋）入力端子の電圧が漸増し、ＣＳコンパレータＣＰ２の（−）入力端子の電圧Ｖｃｓｎを上回る時点に発生する。
【００２１】
ところで、図４においては電圧検出回路１４は、前述のようにＡＣ電源電圧のゼロ付近の期間ｔ１のみＩＣ１１のフィードバック入力端子ＦＢに与える電圧Ｖ１、つまりエラーアンプＥＡの（−）入力端子の電圧をＨレベルとし、期間ｔ１以外ではＬレベルとしている。
なお、本例では電圧Ｖ１のＨレベルはエラーアンプＥＡの（＋）入力端子の電圧（２．５Ｖ）より高い電圧であるものとし、電圧Ｖ１のＬレベルはほぼ０Ｖであるものとする。
【００２２】
従って、期間ｔ１においてはエラーアンプＥＡの出力電圧（エラー電圧ともいう）Ｖｃｏｍｐは少なくとも１．４Ｖ以下、従ってＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎはほぼ０Ｖとなり、期間ｔ１以外ではエラー電圧Ｖｃｏｍｐは少なくとも４．４Ｖ以上、従ってＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎは上限値であるツエナ電圧の１Ｖに固定される。
【００２３】
従って、期間ｔ１以外では、パワーＭＯＳＦＥＴ１７がオンしたのち、励磁コイル電流Ｉｍｃが増加して行くことにより、電流検出抵抗１８の電圧、従ってＩＣ１１の電流検出端子ＣＳの電圧（ＣＳ端子電圧とよぶ）Ｖｃｓが漸増して、ＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎの１Ｖに達し、ＣＳコンパレータＣＰ２が電流検出ラッチＦＦをリセットする動作が行われる。
【００２４】
このときの、電流検出ラッチＦＦがセットされたのちリセットされるまでの時間、つまりＰＷＭパルスＶｏｕｔのパルス幅（Ｈレベルの期間）、換言すればパワーＭＯＳＦＥＴ１７のオン期間は、当該オン期間の開始時点の励磁コイル４の電流Ｉｍｃが小さいときは長くなり、同じく励磁コイル電流Ｉｍｃが増加して設定値（つまり、ＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎの１Ｖに対応する値）に近づくほど短くなる。このようにして励磁コイル４の電流ＩｍｃのＰＷＭ制御による定電流制御が行われる。
【００２５】
他方、期間ｔ１においては、ＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎが０Ｖであることから、ＰＷＭパルスＶｏｕｔのパルス幅、つまりパワーＭＯＳＦＥＴ１７のオン期間は図５の動作からは０ということになるが、実際は不感帯に入ることによってＰＷＭパルスＶｏｕｔは出力されず、パワーＭＯＳＦＥＴ１７はオフのままとなる。
【００２６】
次に改めて、主に図９を参照しつつ図４の全体の動作を説明する。
今、交流電源の入力端子Ｔ１，Ｔ２に交流電源が接続され, 無接点リレー１の入力端子Ｔ５，Ｔ６間に設けられたスイッチＳＷ０が投入されたとすると、無接点リレー１のフォトトライアックカプラＰＣがオンするので主トライアックＴＲのゲートに電流が流れて主トライアックＴＲがターンオンし、ダイオードブリッジ２に交流入力電圧が印加される。
【００２７】
前記ダイオードブリッジ２により全波整流された電圧がツェナダイオード９のツェナ電圧を超えるまではコンデンサ１０はトランジスタ８を介して充電され、ダイオードブリッジ２の全波整流電圧がツェナダイオード９のツェナ電圧を超えると、コンデンサ１０はほぼツェナダイオード９のツェナ電圧に相当する電荷を蓄えて定電圧化される。
【００２８】
このコンデンサ１０の電圧はカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１の電源端子ＶＩＮに入力されてＩＣ１１の正常動作を開始させ、電圧検出回路１４の出力電圧Ｖ１、つまりＩＣ１１のフィードバック入力端子ＦＢの電圧がＬレベルの期間には、上述したＩＣ１１の動作によりパワーＭＯＳＦＥＴ１７のＰＷＭ制御でのオンオフによる励磁コイル４の電流Ｉｍｃの定電流制御が行われる。
【００２９】
即ち、ＩＣ１１内のラッチセットパルスＰ１が出力される周期ＴごとにＨレベルのＰＷＭパルスＶｏｕｔが出力されてパワーＭＯＳＦＥＴ１７がオンし、励磁コイル４には電流検出抵抗１８を介してダイオードブリッジ２の全波整流電圧が印加され、励磁コイル４の電流Ｉｍｃは増加して行く。このときの励磁コイル電流Ｉｍｃの増加の勾配は、主としてその時点での全波整流電圧の瞬時値と励磁コイル４のインダクタンスによって定まる。
【００３０】
そして、励磁コイル電流Ｉｍｃの増加により、電流検出抵抗１８の電圧（Ｒ１８×Ｉｍｃ）、従ってＩＣ１１のＣＳ端子電圧Ｖｃｓが、ＩＣ１１内のＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎの１Ｖに達するとＰＷＭパルスＶｏｕｔはＬレベルとなって、パワーＭＯＳＦＥＴ１７はオフし、励磁コイル４の電流Ｉｍｃはフライホィールダイオード５に転流して励磁コイル４とダイオード５を環流しつつ減衰して行く。この電流減衰の時定数は、励磁コイル４のインダクタンスと環流路の抵抗分によって定まる。
【００３１】
次にパワーＭＯＳＦＥＴ１７がオンすると励磁コイル電流Ｉｍｃは再び上昇に転ずる。
このような動作の中で無接点リレー１のスイッチＳＷ０の投入の直後は、ラッチセットパルスＰ１の１回の出力周期Ｔの期間では励磁コイル電流Ｉｍｃが確立せず、従って電流検出抵抗１８の電圧、従ってＩＣ１１のＣＳ端子電圧Ｖｃｓが１Ｖに達しないため図９の時間軸を拡大した部分に示すようにＩＣ１１内の電流検出ラッチＦＦがリセットされず、パワーＭＯＳＦＥＴ１７は実質的にオン状態を続ける。
【００３２】
そして、ラッチセットパルスＰ１の出力周期Ｔの複数回の経過の後、励磁コイル電流Ｉｍｃが確立し、ＣＳ端子電圧Ｖｃｓが１Ｖに達した時点（図９の例では時点τｃ）以後に、周期ＴごとのパワーＭＯＳＦＥＴ１７のオンオフ動作が行われ、励磁コイル電流Ｉｍｃがほぼ一定値に保たれるようになり、励磁コイル４の省電力化が計られる。この励磁コイル電流Ｉｍｃの確立によって電磁石装置、本例では電磁開閉器の投入が行われる。
【００３３】
ＡＣ電源電圧がゼロ付近となる期間ｔ１では前述のようにパワーＭＯＳＦＥＴ１７はオフ状態に保たれる。この期間ｔ１はパワーＭＯＳＦＥＴ１７のオンオフ周期Ｔより大きく、無接点リレー１の主トライアックＴＲのターンオフ時間より大きく選ばれている。
ここで無接点リレー１の入力スイッチＳＷ０が投入されたままであれば、図９に示すように、この期間ｔ１において励磁コイル電流Ｉｍｃは比較的大きく減衰し、期間ｔ１の後は無接点リレー１の主トライアックＴＲが再び通電することから、周期Ｔの複数周期分を含むパワーＭＯＳＦＥＴ１７のオン期間ｔｒを経て、周期ＴごとのパワーＭＯＳＦＥＴ１７のオンオフ動作に移る。
【００３４】
他方、無接点リレー１の入力スイッチＳＷ０が開放された場合には、この開放後、最初に到来する期間ｔ１で無接点リレー１の主トライアックＴＲがターンオフし、以後、ダイオードブリッジ２の整流出力電圧は消滅し、励磁コイル４の電流Ｉｍｃはフライホィールダイオード５に転流した状態のまま減衰しつつ消滅する。そして、この減衰の間に電磁石装置の釈放が行われる。
【００３５】
なお、電磁石装置の投入の初期時点と投入後の電磁石装置の保持期間とでは、実際は、図外の手段によって電流検出抵抗１８の値が切り換わるように構成されており、電磁石装置の保持期間においては、投入の初期時点よりも励磁コイル電流Ｉｍｃをより小さくして省電力化を計るようにしている。そして、図９の波形は電磁石装置の保持期間における例を示している。
【００３６】
また、厳密には図９のＣＳ端子電圧Ｖｃｓの時間軸拡大部（期間ｔｒ）における一点鎖線部分に示すようにラッチセットパルスＰ１の存在する微小期間、ＩＣ１１内のＮＯＲ回路Ｇ１の出力が“Ｌ”、よってＰＷＭパルスＶｏｕｔがＬレベルとなり、パワーＭＯＳＦＥＴ１７は一瞬、オフ駆動されるがパワーＭＯＳＦＥＴ１７にはターンオフ遅れがあるため、オン状態を継続する。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図４の装置には次のような問題があった。即ち、図９で述べたように電磁石装置の保持期間において、ＡＣ電源電圧のゼロクロス点を挟む前記の期間ｔ１としての、無接点リレー１の主トライアックＴＲの無通電期間から通電期間に移行すると、励磁コイル４の電流Ｉｍｃが無通電期間ｔ１において設定値よりかなり低下しているので、カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１は通常のスイッチング周期Ｔに較べかなり長い期間ｔｒの間、実質的にオンのままのＰＷＭパルスＶｏｕｔを出力し、励磁コイル電流Ｉｍｃが設定電流（電磁石装置の保持電流）に達すると、つまりＣＳ端子電圧ＶｃｓがＣＳコンパレータ（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎの１Ｖに達すると、ＰＷＭパルスＶｏｕｔをオフする。
【００３８】
この期間ｔｒ（以下ＰＷＭパルスＶｏｕｔまたはパワーＭＯＳＦＥＴ１７の連続オン期間ともよぶ）における励磁コイル電流Ｉｍｃの変化量は、この期間以後の安定した電流脈動部分の電流変化量に比べ一桁くらい大きいので電磁石装置の吸引力の変動が大きく、電磁石装置からうなり音が発生するという問題があった。
【００３９】
本発明は、無通電期間ｔ１を持つことで電磁石装置の釈放を確実に可能にすると共に、電磁石装置の励磁コイル電流のＰＷＭ制御による定電流制御により省電力を計り、且つ電磁石装置の保持状態におけるうなり音を低減することがてきる電磁石装置の駆動装置を提供することを課題とする。
【００４０】
【課題を解決するための手段】
前記の課題を解決するために請求項１の電磁石装置の駆動装置は、電磁石装置の励磁コイル（４）への通電を断続したパルス信号（ＰＷＭパルスＶｏｕｔ）によりスイッチング手段（パワーＭＯＳＦＥＴ１７）を介して駆動するスイッチング制御回路（カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１）を有し、該スイッチング制御回路が、オフ状態にある前記スイッチング手段を、所定周期（Ｔ）で生成されるターンオンのタイミングのうち最初に到来するターンオンのタイミングにおいてオン状態にさせ、オン状態にある前記スイッチング手段を、前記励磁コイルの電流の検出値（ＣＳ端子電圧Ｖｃｓ）が所定の電流設定値（ＣＳコンパレータＣＰ２の（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎ、本例では１Ｖ）に到達したタイミングにおいてオフ状態にさせるように前記パルス信号を断続するものであり、前記電磁石装置の励磁コイルと交流電源との間に挿入された無接点リレー（１）の主スイッチング素子（主トライアックＴＲ）をオンオフさせることにより電磁石装置を投入・釈放する駆動装置であって、前記無接点リレー内の主スイッチング素子が自己保持電流以下となる電源電圧のゼロ付近の領域（期間ｔ１）を、（電圧検出回路１４を介し）前記の所定周期よりも長い所定時間だけ無通電状態とする電磁石装置の駆動装置において、前記無通電状態の時間に続く前記励磁コイルの電流の検出値が所定の電流設定値に到達するまでの期間（ｔ２）、前記電流検出値または電流設定値に所定のバイアス信号を重畳し、前記スイッチング制御回路が、前記スイッチング手段を前記所定周期ごとにオンオフさせるように、前記パルス信号を断続するようにする。
【００４１】
また請求項２の電磁石装置の駆動装置は、請求項１に記載の電磁石装置の駆動装置において、
前記バイアス信号を、（単安定回路２０などを介し）所定レベルの持続信号（単安定回路出力電圧Ｖ２の分圧値（抵抗１９電圧）など）とする。
また請求項３の電磁石装置の駆動装置は、請求項１に記載の電磁石装置の駆動装置において、
前記バイアス信号を、（単安定回路２０、ＡＮＤ回路２３などを介し）前記スイッチング手段がオン状態にあるときにのみ存在する所定レベルの信号（ＡＮＤ回路出力電圧Ｖ３の分圧値（抵抗１９電圧）など）とする。
【００４２】
また請求項４の電磁石装置の駆動装置は、請求項３に記載の電磁石装置の駆動
装置において、前記バイアス信号に、（抵抗２２などを介し）前記スイッチング手段をオン状態にさせる前記パルス信号を利用する。
【００４３】
本発明の作用は次の如くである。
即ち、スイッチング手段（パワーＭＯＳＦＥＴ１７）を、所定周期（Ｔ）の同期信号（ラッチセットパルスＰ１）を用いたＰＷＭ制御により断続して定電流制御される電磁石装置の励磁コイルと、ＡＣ電源との間に挿入された無接点リレーの主スイッチング素子をオンオフさせることにより、電磁石装置を投入・釈放する駆動装置において、
無接点リレーにオフ指令を与えても無接点リレーの主スイッチング素子が導通を続けて電磁石装置が釈放不能となることを防ぐために、ＡＣ電源電圧のゼロ付近の領域に設けた無通電期間（ｔ１）に続く、少なくとも所定期間（ｔ２）、電流検出値または電流設定値に所定のバイアス信号を重畳することによって、
スイッチング手段が、オン状態に入った前記所定周期（Ｔ）の当該の周期内で見かけ上、必ず励磁コイルの電流が設定値に達する形になってオフ状態に切り換わるようにし、スイッチング手段が無通電期間の直後から所定周期（Ｔ）でオンオフし、励磁コイル電流を緩やかに設定値まで増加させるようにするものである。
【００４４】
【発明の実施の形態】
（実施例１）
図１は本発明の第１の実施例としての電磁石装置の駆動装置の回路構成を示し、図６は電磁石装置が保持状態にあるときの図１の要部の動作波形を示す。ここで図１は図４に対応し、図６は図９に対応している。
【００４５】
図１においては図４に対して、電圧検出回路１４の出力端に入力端が接続された単安定回路２０と、この単安定回路２０の出力端とカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１の電流検出端子ＣＳとの間に接続された抵抗２１が追加されている。
図６に示すように、単安定回路２０は、ＡＣ電源電圧の０クロス点を挟む無通電期間ｔ１に電圧検出回路１４が出力するＨレベルの電圧Ｖ１の立下がりによってトリガされ、電圧Ｖ１の立下がり時点からラッチセットパルスＰ１の周期Ｔの複数周期を含む期間ｔ２の間、Ｈレベルの電圧Ｖ２を出力する。
【００４６】
無通電期間ｔ１に続くこの期間ｔ２は、図９におけるＰＷＭパルスＶｏｕｔの実質的なオン期間、つまりパワーＭＯＳＦＥＴ１７の連続オン期間ｔｒより大きく選ばれている。
単安定回路２０の出力電圧Ｖ２は抵抗２１，１９と電流検出抵抗１８によって分圧され、図４の場合と比較すると、カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１の電流検出端子ＣＳに加わる電圧（ＣＳ端子電圧）Ｖｃｓには、期間ｔ２の間、電圧Ｖ２による抵抗１９と１８の分圧成分が付加される。但し、電流検出抵抗１８の値Ｒ１８は、抵抗１９の値に比べ充分小さいので、この分圧成分はほぼ抵抗１９の電圧となる。
【００４７】
従って、期間ｔ２においては、ＣＳ端子電圧Ｖｃｓは、図６の破線部分に示すように、ＰＷＭパルスＶｏｕｔのＨレベルの期間、つまりパワーＭＯＳＦＥＴ１７のオン期間には、ほぼ励磁コイル４の電流Ｉｍｃによる電流検出抵抗１８の電圧分（Ｉｍｃ×Ｒ１８）と、単安定回路出力電圧Ｖ２の分圧成分からなる抵抗１９の電圧との重畳電圧となる。
【００４８】
本発明では期間ｔ２においても、ラッチパルスＰ１の出力周期Ｔごとに、この重畳電圧からなるＣＳ端子電圧Ｖｃｓが、ＩＣ１１内のＣＳコンパレータＣＰ２の（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎ（本例では１Ｖ）に達するように構成されている。
従って、無通電期間ｔ１に続くこの期間ｔ２においても、パワーＭＯＳＦＥＴ１７はラッチパルスＰ１の出力周期Ｔごとにオンオフを繰り返すこととなり、励磁コイル４の電流Ｉｍｃは小さい脈動を繰り返しつつ設定値まで増大するので、電磁石装置のうなり音が低減される。
【００４９】
（実施例２）
図２は本発明の第２の実施例としての電磁石装置の駆動装置の回路構成を示し、図７は電磁石装置が保持状態にあるときの図２の要部の動作波形を示す。ここでも図２は図４に対応し、図７は図９に対応している。
図２においては図４に対して、カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１のＰＷＭパルス出力端子ＯＵＴと電流検出端子ＣＳとの間に、抵抗２２が付加されている。
【００５０】
図２の回路ではＨレベルのＰＷＭパルスＶｏｕｔが出力されるたびに、このＰＷＭパルスＶｏｕｔの電圧が抵抗２２，１９および電流検出抵抗１８によって分圧される。
従ってこの場合もほぼ、ＰＷＭパルスＶｏｕｔの電圧の抵抗１９に加わる分圧成分と、励磁コイル４の電流Ｉｍｃによる電流検出抵抗１８の電圧分（Ｉｍｃ×Ｒ１８）との重畳電圧がＩＣ１１の電流検出端子ＣＳに加わるＣＳ端子電圧Ｖｃｓとなる。
【００５１】
図２の回路でも図７に示すように、無通電期間ｔ１に続く期間において、ラッチパルスＰ１の出力周期Ｔごとに、上記重畳電圧からなるＣＳ端子電圧Ｖｃｓが、ＩＣ１１内のＣＳコンパレータＣＰ２の（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎの１Ｖに達するように構成され、励磁コイル電流Ｉｍｃは小さい脈動を繰り返しつつ設定値まで増大する。
【００５２】
（実施例３）
図３は本発明の第３の実施例としての電磁石装置の駆動装置の回路構成を示し、図８は電磁石装置が保持状態にあるときの図３の要部の動作波形を示す。ここで図３は図１に対応し、図８は図６に対応している。
図３においては図１に対して、単安定回路２０と抵抗２１との間に、単安定回路２０の出力部が一方の入力端子に接続されたＡＮＤ回路２３が挿入され、ＡＮＤ回路２３の他方の入力端子はカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１のＰＷＭパルス出力端子ＯＵＴに接続されている。
【００５３】
図３の回路では図８に示すように、無通電期間ｔ１に続く、単安定回路２０の出力Ｖ２がＨレベルとなる期間ｔ２において、ＨレベルのＰＷＭパルスＶｏｕｔが出力されているときのみ、ＡＮＤ回路２３の出力電圧Ｖ３がＨレベルとなり、、この出力電圧Ｖ３による抵抗１９部分の分圧電圧と、励磁コイル電流Ｉｍｃによる電流検出抵抗１８の電圧分（Ｉｍｃ×Ｒ１８）との重畳電圧がほぼＣＳ端子電圧Ｖｃｓとなる。
【００５４】
従って図８では、図６と比較すると、ＰＷＭパルスＶｏｕｔがＨレベル、従ってパワーＭＯＳＦＥＴ１７がオンの期間における動作は図６と同様であるが、ＰＷＭパルスＶｏｕｔがＬレベル、従ってパワーＭＯＳＦＥＴ１７がオフの期間にはＣＳ端子電圧Ｖｃｓが存在しなくなる。
これによりパワーＭＯＳＦＥＴ１７が、オフすべき期間にノイズ等により誤ってオンすることを防止することができる。
【００５５】
なお、以上の実施例では、無通電期間ｔ１に続く少なくとも所定期間、電流検出抵抗１８の電圧、つまり励磁コイル４の電流の検出電圧に抵抗１９の電圧としての正のバイアス電圧を重畳する例を述べたが、これに代わり、ＩＣ１１内のＣＳコンパレータＣＰ２の（−）入力端子電圧Ｖｃｓｎ、つまり励磁コイル４の電流の設定値に負のバイアス電圧を重畳するようにしても同様な効果が得られることは明らかである。
【００５６】
また、このバイアス電圧を、例えば、負荷された抵抗によって放電して行くコンデンサの電圧のように、その大きさが時間とともに減少する波形の電圧としてもよく、これも本発明に包含される。
【００５７】
【発明の効果】
スイッチング手段の断続によって定電流制御される電磁石装置の励磁コイルとＡＣ電源との間に挿入された無接点リレーの主スイッチング素子を、電磁石装置を釈放すべきときに確実にターンオフさせるために、ＡＣ電源電圧のゼロ付近の領域に無通電期間を設けた電磁石装置の駆動装置において、
無通電期間の直後の期間では、従来、無通電期間に設定値から大きく減衰した励磁コイルの電流を速やかに設定値に戻すために、スイッチング手段が数スイッチング周期、オン状態を続け、励磁コイル電流が急上昇して設定値に到達したのち、定スイッチング周期の断続に移るため電磁石装置にうなり音が発生した。
【００５８】
しかし本発明によれば、少なくとも無通電期間に続く所定期間、電流検出値または電流設定値に所定のバイアス信号を重畳することにより、スイッチング手段が、オン状態に入った当該のスイッチング周期（定周期からなる）内で、見かけ上、必ず励磁コイルの電流が設定値に達する形になってオフ状態に切り換わるようにし、スイッチング手段が無通電期間の直後から所定のスイッチング周期でオンオフするようにしたので、
複雑な制御回路を用いることなく、無通電期間の直後も励磁コイル電流は急激に上昇しなくなり、電磁石装置のうなり音を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例としての構成を示す回路図
【図２】本発明の第２の実施例としての構成を示す回路図
【図３】本発明の第３の実施例としての構成を示す回路図
【図４】図１〜図３に対応する従来の回路図
【図５】図１〜図４内のカレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ１１の内部の原理的な構成を示す回路図
【図６】図１の要部の動作を示す波形図
【図７】図２の要部の動作を示す波形図
【図８】図３の要部の動作を示す波形図
【図９】図４の要部の動作を示す波形図
【図１０】図１〜図４内の電圧検出回路１４の動作説明用の波形図
【符号の説明】
１                無接点リレー（ＳＳＲ）
ＳＷ０            無接点リレーの入力側スイッチ
ＰＣ              無接点リレーのフォトトライアックカプラ
ＴＲ              無接点リレーの主トライアック
２                ダイオードブリッジ
３                コンデンサ
４                電磁石装置の励磁コイル（ＭＣ）
Ｉｍｃ            励磁コイル４の電流
５                フライホィールダイオード
６，７            抵抗
８                トランジスタ
９                ツエナダイオード
１０              コンデンサ
１１              カレントモード型ＰＷＭ制御ＩＣ
１２，１３        分圧抵抗
１４              電圧検出回路
１４ａ            電圧検出回路１４の入力電圧
Ｖ１              電圧検出回路１４の出力電圧
１５              タイミング抵抗
１６              タイミングコンデンサ
１７              パワーＭＯＳＦＥＴ
１８              電流検出抵抗
Ｒ１８            電流検出抵抗１８の抵抗値
１９              分圧抵抗
２０              単安定回路
Ｖ２              単安定回路２０の出力電圧
２１，２２        分圧抵抗
２３              ＡＮＤ回路
Ｖ３              ＡＮＤ回路２３の出力電圧
ＣＳ              ＩＣ１１の電流検出端子ＣＳ
Ｖｃｓ            ＩＣ１１の電流検出端子ＣＳの入力電圧＝（ＩＣ１１内のＣＳコンパレータの（＋）入力端子電圧）
ＦＢ              ＩＣ１１のフィードバック入力端子
ＲＴ／ＣＴ        ＩＣ１１のタイミング抵抗／容量接続端子
Ｖｒｅｆ          ＩＣ１１の基準電圧出力端子
ＶＩＮ            ＩＣ１１の電源端子
ＯＵＴ            ＩＣ１１のＰＷＭパルス出力端子
Ｖｏｕｔ          ＰＷＭパルス
ＥＡ              ＩＣ１１内のエラーアンプ
Ｖｃｏｍｐ        エラーアンプＥＡの出力（エラー電圧）
ＯＳＣ            ＩＣ１１内の発振器
ＬＳ              ＩＣ１１内のラッチセットパルス生成回路
Ｐ１              ラッチセットパルス
ＣＰ２            ＩＣ１１内のＣＳコンパレータ
Ｖｃｓｎ          ＣＳコンパレータの（−）入力端子電圧
ＦＦ              ＩＣ１１内の電流検出ラッチ
Ｇ１              ＩＣ１１内のＮＯＲ回路
ＴＴＰ            ＩＣ１１内のトーテムポール出力回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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