(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流発電機によって発電される電力を負荷に供給する電力供給システムにおいて、
前記負荷と前記交流発電機との間に設けられ、前記交流発電機の最大電力動作点に対応する出力電流よりも低電流側で前記交流発電機が動作するように制御する制御手段を備え、
前記交流発電機は、負荷の増加に伴い出力電圧が減少して出力電力が増加し、前記最大電力動作点で最大となり、さらに出力電圧を減少させると出力電力が減少する垂下特性を有し、前記制御手段は、前記交流発電機の負荷抵抗値がほぼ無限大となる初期状態から出発し、時間経過に伴って前記負荷抵抗値が減少するように制御することを特徴とする電力供給システム。
【請求項２】
前記制御手段は、前記交流発電機の出力を整流する整流手段と、該整流手段の出力電圧を低下させて前記負荷に供給する直流電圧変換手段とを有し、該直流電圧変換手段の出力電圧が目標電圧と一致するようにフィードバック制御することを特徴とする請求項１に記載の電力供給システム。
【請求項３】
前記直流電圧変換手段は、スイッチング動作する電界効果トランジスタと、当該電界効果トランジスタのスイッチング制御を行う制御部とを有し、
前記制御部は、前記交流発電機の初期状態では、前記電界効果トランジスタをオフとして前記交流発電機の負荷抵抗値をほぼ無限大とし、その後前記電界効果トランジスタのオン時間を所定単位時間毎に増加させることにより、前記負荷抵抗値を漸減させることを特徴とする請求項２に記載の電力供給システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流発電機によって発電される電力を負荷に供給する電力供給システム に関し、特に車両に搭載され、 バッテリ及びその他の負荷に電力を供給する場合に適したシステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
自動車、特に二輪車などにおいては、小型化、低コスト化などの観点から、同期式発電機とショート型レギュレータを用いた電力供給システムが採用されている。このシステムは例えば図８（ａ）に示すように、同期式発電機１０１と、整流回路を構成するダイオードＤ１０１、Ｄ１０２及びコンデンサＣ１０１と、電圧制御を行うためのスイッチング回路を構成するＦＥＴ（電解効果トランジスタ）Ｑ１０１，Ｑ１０２及びダイオードＤ１０３，Ｄ１０４と、ＦＥＴのスイッチング制御を行う制御部１０２と、バッテリ１０３と、電気負荷１０４とからなる。制御部１０２は、整流回路の出力電圧ＶＲＣＴを監視し、所定上限電圧ＶＨＬを越えると、ＦＥＴＱ１０１，Ｑ１０２をオンさせるスイッチング信号ＳＷを出力する。それにより、ＦＥＴＱ１０１，Ｑ１０２がオンすると、図８（ａ）の回路は等価的に同図（ｂ）に示すように発電機１０１の出力端が短絡された状態となり、出力電圧ＶＲＣＴが上限電圧ＶＨＬ以上に上昇することが防止される。
【０００３】
図９及び１０はこの動作を説明するためのタイムチャートであり、この図では説明のためにコンデンサＣ１０１が無い状態の電圧及び電流の変化を示している。発電機１０１の回転速度ＮＡＣＧ（ｒｐｍ）が、上昇するのに伴って、電圧ＶＲＣＴが上昇し、電圧ＶＢＡＴに達するとバッテリ１０３への充電が開始される。そして電圧ＶＲＣＴがさらに上昇して上限電圧ＶＨＬに達するとＦＥＴＱ１０１，Ｑ１０２がオン状態となり、電圧ＶＲＣＴは「０」となる。発電機の回転数が通常使用される回転数に達し定常状態となると、電圧ＶＲＣＴ及びスイッチング信号ＳＷは、図１０に示すようになる。実際には、コンデンサＣ１０１の作用及びバッテリ１０３から出力される電流により、整流回路の出力電圧ＶＲＣＴはほぼ一定の電圧に維持される。
【０００４】
以上の動作は巨視的に見ると、図８（ｃ）に示すように整流回路１０５の出力側にバッテリ１０３等と並列に挿入された平均負荷抵抗ＲＬＶを制御することにより、電圧ＶＲＣＴを一定に維持するようにしているのと等価であると考えられる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図８に示すようなショート式レギュレータを用いた、二輪車などに採用されている従来の電力供給システムでは、発電機１０１を駆動するエンジンのアイドル回転での出力特性をバッテリ１０３の充電に必要な充電電圧ＶＢＡＴに設定した場合、エンジンの高回転時には、バッテリ１０３の充電に必要な電力より大きい電力が発電され、発電機１０１の出力電圧Ｖｔが上限電圧ＶＨＬを越えてしまうため、電圧上昇時には出力端子間短絡を行うことにより、平均負荷抵抗ＲＬＶを小さくし、整流回路出力電圧が充電電圧ＶＢＡＴより若干高い電圧に維持されるようにしている。すなわち、出力電圧Ｖｔが上昇したときは、出力端子間を短絡することにより等価的に負荷抵抗値を減少させ、不要な電力を損失させることにより、電圧を一定に維持するようにしている。
【０００６】
図１１は、発電機１０１の出力電圧Ｖｔを横軸として、出力電力Ｐ及び出力電流Ｉの変化を示す特性図であり、破線Ｌ１，Ｌ２が例えばエンジンのアイドル時（回転数ＮＡＣＧ＝ｆ１のとき）の特性に対応し、実線Ｌ３，Ｌ４が高回転時（ＮＡＣＧ＝ｆ２＞ｆ１のとき）の特性に対応する。上述した従来の電圧制御手法は、低回転時にはＲＬＶ＝Ｒ１として傾き１／Ｒ１の直線と破線Ｌ２との交点にあった動作点（Ｉ＝Ｉ１，Ｖｔ＝ＶＣＮＳＴ）を、高回転時はＲＬＶ＝Ｒ２として傾き１／Ｒ２（＞１／Ｒ１）の直線と実線Ｌ４との交点（Ｉ＝Ｉ２，Ｖｔ＝ＶＣＮＳＴ）に移動させることに対応している。そのため、従来の制御手法では電圧を一定にすることはできるが、短絡による発熱損失があり、発電機の無駄な発電が行われてエネルギ損失が大きいという問題があった。
【０００７】
本発明はこの点に着目してなされたものであり、交流発電機の動作点を適切に制御し、エネルギ損失を最小限に抑制することができる電力供給システムを提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため請求項１に記載の発明は、交流発電機によって発電される電力を負荷に供給する電力供給システムにおいて、前記負荷と前記交流発電機との間に設けられ、前記交流発電機の最大電力動作点に対応する出力電流よりも低電流側で前記交流発電機が動作するように制御する制御手段を備え、前記交流発電機は、負荷の増加に伴い出力電圧が減少して出力電力が増加し、前記最大電力動作点で最大となり、さらに出力電圧を減少させると出力電力が減少する垂下特性を有し、前記制御手段は、前記交流発電機の負荷抵抗値がほぼ無限大となる初期状態から出発し、時間経過に伴って前記負荷抵抗値が減少するように制御することを特徴とする。
【０００９】
この構成によれば、交流発電機がその最大電力動作点に対応する出力電流よりも低電流側で動作するように制御されるので、交流発電機の内部抵抗によるエネルギ損失を最小限に抑制することができ、効率の高い電力供給システムを実現することができる。また垂下特性を有する交流発電機の負荷抵抗値がほぼ無限大となる初期状態から出発し、時間経過に伴って負荷抵抗値が減少するように制御されるので、交流発電機の所望の動作点での動作を比較的簡単な制御で確実に実現することができる。
【００１２】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の電力供給システムにおいて、前記制御手段は、前記交流発電機の出力を整流する整流手段と、該整流手段の出力電圧を低下させて前記負荷に供給する直流電圧変換手段とを有し、該直流電圧変換手段の出力電圧が目標電圧と一致するようにフィードバック制御することを特徴とする。
【００１３】
この構成によれば、交流発電機の出力が整流され、且つ負荷に供給する直流電圧が目標電圧と一致するようにフィードバック制御されるので、交流発電機のエネルギ損失を最小限に抑制し、しかも交流発電機の出力変動があっても常に安定した直流電圧を供給することが可能となる。
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の電力供給システムにおいて、前記直流電圧変換手段は、スイッチング動作する電界効果トランジスタと、当該電界効果トランジスタのスイッチング制御を行う制御部とを有し、前記制御部は、前記交流発電機の初期状態では、前記電界効果トランジスタをオフとして前記交流発電機の負荷抵抗値をほぼ無限大とし、その後前記電界効果トランジスタのオン時間を所定単位時間毎に増加させることにより、前記負荷抵抗値を漸減させることを特徴とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は、本発明の一実施形態にかかる車両用の電力供給システムの構成を示す図であり、このシステムは、当該車両のエンジン（図示せず）によって回転駆動される同期式交流発電機（以下「ＡＣＧ」という）１と、ＡＣＧ１の出力を整流して直流電圧ＶＤＣを出力する整流部２と、整流部２の出力電圧ＶＤＣを入力電圧Ｖｉｎとし、その入力電圧Ｖｉｎを降圧して出力し、出力電圧Ｖｏｕｔ（＜Ｖｉｎ）をバッテリを含む負荷４に供給するＤＣＤＣコンバータ３とで構成される。
【００１５】
図２は、ＡＣＧ１の等価回路を示し、ＡＣＧ１は、実効電圧Ｅ０の交流電圧を出力する電圧源２１と、インダクタンスＬのコイル２２と、抵抗値Ｒの抵抗２３とで構成されると考えることができ、抵抗値ＲＬ０の負荷抵抗２４が接続された場合の動作を以下に説明する。
【００１６】
誘導起電力Ｅ０は、下記式（１）で与えられる。
【数１】
0004115629.tif 000002
ここで、ｋは直列導体数、ｆは回転速度、Φは磁束である。
また出力電圧Ｖｔ及び出力電流Ｉは、それぞれ下記式（２）、（３）で与えられる。
Ｖｔ＝Ｅ０−ＺＩ          （２）
Ｉ＝Ｅ０／（ＲＬ０＋Ｚ）    （３）
ただしＺ＝Ｒ＋ｊωＬである。
【００１７】
したがって出力電力Ｐは下記式（４）で与えられる。
【数２】
0004115629.tif 000003
【００１８】
負荷抵抗値ＲＬ０を０から無限大まで変化させると、出力電圧Ｖｔは、０からＥ０まで変化し、出力電圧Ｖｔの変化に対する出力電力Ｐ及び出力電流Ｉの変化は、図３（ａ）及び（ｂ）に示すようになる。すなわち、出力電力Ｐは、負荷に応じた出力電圧ＶｔをＥ０から減少させると増加し、出力電圧Ｖｔ＝Ｖ１２のとき最大値ＰＭＡＸとなり、出力電圧Ｖｔをさらに減少させると（負荷抵抗値ＲＬ０をさらに減少させると）減少する垂下特性を示す。
【００１９】
したがって、最大値ＰＭＡＸより小さいある電力Ｐ１を出力する動作点はＶｔ＝Ｖ１１の点と、Ｖｔ＝Ｖ１３の点の２つ存在する。
同図（ｃ）は、内部抵抗２３による損失、すなわち銅損ｗ（＝Ｉ2Ｒ）を示しており、この銅損ｗはＶｔ＝Ｖ１３であって出力電流Ｉが小さい動作点の方がΔｗだけ小さくなる。つまり、ＡＣＧ１の回転数ｆ及び他の損失（鉄損、機械損など）が同じであるとすると、高電圧側（Ｖｔ＝Ｖ１３）の動作点で動作させた方が効率が高くなる。そこで、本実施形態では、以下に述べる制御手法により、ＡＣＧ１の動作点が出力電力Ｐが最大となる動作点（Ｖｔ＝Ｖ１２）より高電圧側、換言すれば出力電流Ｉが小さい低電流側となるように制御し、効率の高い電力供給システムを実現している。なお、図３（ａ）を参照すれば明らかなように、Ｖｔ＞Ｖ１２の範囲では、負荷抵抗値ＲＬが低下するほど（出力電圧Ｖｔが低下するほど）、すなわち負荷が増大するほど出力電力Ｐが増加する正の電力特性となり、その点でも好ましい特性が得られる。
【００２０】
また図３（ａ）の特性から明らかなように、負荷抵抗値ＲＬ０を無限大（開放）から減少させていくことにより、ＡＣＧ１の動作点をＶｔ＝Ｅ０の点から徐々にＶｔ＝Ｖ１３の点に移行させることができるので、例えばＡＣＧ１の制御開始時には、ＡＣＧ１の負荷抵抗値が等価的に無限大となるような制御を行うことにより、上記したＶｔ＞Ｖ１２の範囲でのＡＣＧ１の動作を容易に実現することができる。
【００２１】
ＤＣＤＣコンバータ３は、図４に示すように、スイッチング動作をする電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１と、シャント用ダイオードＤ１と、コイルＬ１及びコンデンサＣ１からなるローパスフィルタと、出力電圧Ｖｏｕｔに応じてＦＥＴＱ１のスイッチング制御を行い、出力電圧Ｖｏｕｔがほぼ一定となるようにフィードバック制御する制御部１１とを備えている。制御部１１によるＦＥＴＱ１の制御は、ＰＷＭ（Pulse width Modulation）制御により行われ、そのＰＷＭ制御信号の周期をτとし、ＦＥＴＱ１をオンさせるオン時間Ｔｏｎとすると、ＰＷＭ制御信号の周波数がコイルＬ１及びコンデンサＣ１からなるローパスフィルタのカットオフ周波数より十分高いとき（周期τが十分短いとき）は、出力電圧Ｖｏｕｔは、下記式（５）で与えられる。
Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ×Ｔｏｎ／τ      （５）
【００２２】
ここで負荷４に対する出力電流をＩｏｕｔとすると、式（５）は下記式（６）のように変形することができる。
【数３】
0004115629.tif 000004
ここでＬは、コイルＬ１のインダクタンスである。
【００２３】
したがって、入力電圧Ｖｉｎあるいは出力電流Ｉｏｕｔが変動しても、オン時間Ｔｏｎを変更することにより出力電圧Ｖｏｕｔを一定値に維持することができる。
また出力電流Ｉｏｕｔは式（６）を変形して下記式（７）により表すことができる。式（７）から明らかなように出力電流Ｉｏｕｔは、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に制御すると、オン時間Ｔｏｎの２乗に比例する。
【数４】
0004115629.tif 000005
【００２４】
また負荷４の等価抵抗値をＲＬとすると、ＲＬ＝Ｖｏｕｔ／Ｉｏｕｔであり、Ｉｏｕｔ＝Ｖｏｕｔ／ＲＬであるので、これを式（７）に適用すると、抵抗値ＲＬは下記式（８）で与えられる。
【数５】
0004115629.tif 000006
【００２５】
この式から入力電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔを一定とすると、負荷抵抗ＲＬは、オン時間Ｔｏｎの逆数の２乗に比例する関係を有することがわかる。すなわち、負荷抵抗ＲＬが低下したときは、オン時間Ｔｏｎを増加させることにより、右辺のかっこ内の式（Ｖｏｕｔ2／（Ｖｉｎ2−Ｖｉｎ×Ｖｏｕｔ）の値を一定とし、出力電圧Ｖｏｕｔを一定とすることができる。
【００２６】
図５は、制御部１１におけるオン時間Ｔｏｎの制御処理を示すフローチャートであり、この処理は、前述したようにＡＣＧ１の等価的な負荷抵抗値をほぼ無限大とし、その後時間経過に伴って低下させていくとともに、ＤＣＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖｏｕｔを目標電圧ＶＯＢＪに維持する制御を行うものである。
【００２７】
ＡＣＧ１が始動されると先ずオン時間Ｔｏｎを「０」に設定する（ステップＳ１１１）。Ｔｏｎ＝０とすると、ＦＥＴＱ１は全くオンしないので、ＡＣＧ１側からみた等価的な抵抗値はほぼ無限大（開放状態）となる。次いで出力電圧Ｖｏｕｔを取得し（ステップＳ１２）、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧ＶＯＢＪ（例えば１３Ｖ）より低いか否かを判別する（ステップＳ１３）。目標電圧ＶＯＢＪは、例えばＡＣＧ１の出力電圧Ｖｔが電圧Ｖ１２とＥ０とのほぼ中点にあるときに、オン時間Ｔｏｎをほぼτ／２としたときの出力電圧Ｖｏｕｔと等しい値に設定する。
【００２８】
ステップＳ１３では最初はＶｏｕｔ＜ＶＯＢＪであるので、オン時間Ｔｏｎを単位時間Δτだけインクリメントして（ステップＳ１４）、オン時間ＴｏｎがＰＷＭ制御信号の周期τより長いか否かを判別する（ステップＳ１５）。最初は、Ｔｏｎ＝Δτであるので、直ちにステップＳ１２に戻る。単位時間Δτは、例えばオン時間Ｔｏｎを変更する場合の最小単位時間とする。すなわち、オン時間Ｔｏｎが、０を含めてｎ段階に変更可能であるときは、Δτ＝τ／（ｎ−１）とする。
【００２９】
オン時間Ｔｏｎの増加に伴って出力電圧Ｖｏｕｔが増加し、ステップＳ１３においてＶｏｕｔ＞ＶＯＢＪとなると、ステップＳ１７に進んでオン時間Ｔｏｎを単位時間Δτだけデクリメントし、次いでオン時間Ｔｏｎが負の値になっているか否かを判別する（ステップＳ１８）。通常はＴｏｎ＞０であるので、直ちにステップＳ１２に戻る。
【００３０】
このようにして、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧ＶＯＢＪより低いときは、オン時間Ｔｏｎを増加させる一方、逆に出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧ＶＯＢＪより高いときは、オン時間Ｔｏｎを減少させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧ＶＯＢＪに維持される。なお、ステップＳ１５でＴｏｎ＞τとなったときは、オン時間ＴｏｎはＰＷＭ制御信号の周期τを越えることはできないのでＴｏｎ＝τとして（ステップＳ１６）、ステップＳ１２の戻る。また、ステップＳ１８でＴｏｎ＜０となったときは、Ｔｏｎ＝０として（ステップＳ１９）、ステップＳ１２に戻る。
【００３１】
図５の処理によれば、ＡＣＧ１が始動されたときは、オン時間Ｔｏｎが０から徐々に増加されるので、ＡＣＧ１の負荷抵抗値が実質的に無限大の状態から徐々に減少していくことになる。その結果ＡＣＧ１の動作点を図３でＶｔ＝Ｅ０の状態から出力電圧Ｖｔの減少方向に移動させ、Ｖｔ＞Ｖ１２の範囲内での動作を容易に実現することができる。したがって、従来に比べてＡＣＧ１の効率を上げることができ、エネルギの無駄を最小限に抑制することができる。
【００３２】
図６は、図４の構成の変形例を示す図であり、入力電流Ｉｉｎを検出する電流センサ１２が設けられ、制御部１１には出力電圧Ｖｏｕｔに加えて、入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎが入力されるように構成されている。この変形例は、図４の構成及び対応する図５の制御では、万一制御周期以上でＡＣＧ１の回転が変動した場合にＡＣＧ１の動作点が最大電力点（Ｖｔ＝Ｖ１２）より低電圧側（Ｖｔ＜Ｖ１２）に移動してしまう可能性があるので、そのような場合に高電圧側（Ｖｔ＞Ｖ１２）に戻す制御を追加したものである。
【００３３】
図７は図６のような構成を採用した場合に制御部１１によって実行される制御手順を示すフローチャートである。このフローチャートにおいて、ステップＳ２１，Ｓ２２及びステップＳ２８〜Ｓ３４は、図５のステップＳ１１，Ｓ１２及びステップＳ１３〜Ｓ１９と同一の処理である。すなわち図７の処理は、図５の処理にステップＳ２３〜Ｓ２７の処理が追加されて構成されている。
【００３４】
ステップＳ２３では、入力電圧Ｖｉｎ及び入力電流Ｉｉｎを取得し、次いで両者を乗算することにより入力電力Ｐｉｎを算出する（ステップＳ２５）。そして、入力電力Ｐｉｎが前回値Ｐｉｎｏｌｄより大きいか否かを判別し（ステップＳ２５）、Ｐｉｎ＞Ｐｉｎｏｌｄであるときは、前回がデューティアップ制御を実行したか否か、すなわちオン時間ＴｏｎをインクリメントするステップＳ２９を実行したか否かを判別し（ステップＳ２６）、その答が肯定（ＹＥＳ）であるときは、ステップＳ２８に進んで図５と同様に出力電圧Ｖｏｕｔに応じたフィードバック制御を実行し（ステップＳ２８〜Ｓ３４）、入力電力の今回値Ｐｉｎを前回値Ｐｉｎｏｌｄに設定して（ステップＳ３５）、ステップＳ２２に戻る。
【００３５】
一方ステップＳ２６の答が否定（ＮＯ）のとき、すなわち入力電力Ｐｉｎが増加しかつ前回デューティアップ制御を実行していないときは、ＡＣＧ１の動作点がＶｔ＝Ｖ１２より低電圧側に移動していることを示すので、ステップＳ３２に進んでオン時間Ｔｏｎをデクリメントする制御、すなわちＡＣＧ１の動作点を高電圧側に戻すため制御を行う。
【００３６】
またステップＳ２５でＰｉｎ≦Ｐｉｎｏｌｄであるときは、ステップＳ２６と同様の判別を行い（ステップＳ２７）、その答が否定（ＮＯ）のときは、ステップＳ２８に進んで出力電圧Ｖｏｕｔに応じたフィードバック制御を実行する。一方、ステップＳ２７の答が肯定（ＹＥＳ）のとき、すなわち入力電力Ｐｉｎが減少しかつ前回デューティアップ制御を実行していたときは、ＡＣＧ１の動作点が低電圧側に移動していることを示すので、ステップＳ３２に進んでオン時間Ｔｏｎをデクリメントする制御、すなわちＡＣＧ１の動作点を高電圧側に戻すため制御を行う。
【００３７】
このように図７の処理によれば、ＡＣＧ１の動作点が低電圧側（Ｖｔ＜Ｖ１２）に移動してしまった場合には高電圧側（Ｖｔ＞Ｖ１２）に戻す制御が実行されるので、ＡＣＧ１を常に高効率の動作点で作動させ、システム全体としての効率を良好に維持することができる。
【００３８】
上述した実施形態では、整流部２及びＤＣＤＣコンバータ３によって制御手段が構成され、整流部２が整流手段に相当し、ＤＣＤＣコンバータ３が直流電圧変換手段に相当する。
なお本発明は上述した実施形態に限るものではなく、種々の変形が可能である。例えば、上述した実施形態では、出力電圧Ｖｏｕｔのフィードバック制御は、検出した出力電圧Ｖｏｕｔと、目標電圧ＶＯＢＪとの大小関係に応じてオン時間Ｔｏｎを一定時間Δτだけインクリメントまたはデクリメントする手法を採用したが、出力電圧Ｖｏｕｔと目標電圧ＶＯＢＪとの偏差に応じたＰＩＤ制御など、検出値を目標値に一致させるための他の手法を採用してもよい。
【００３９】
【発明の効果】
以上詳述したように請求項１の発明によれば、交流発電機がその最大電力動作点に対応する出力電流よりも低電流側で動作するように制御されるので、交流発電機の内部抵抗によるエネルギ損失を最小限に抑制することができ、効率の高い電力供給システムを実現することができる。また垂下特性を有する交流発電機の負荷抵抗値がほぼ無限大となる初期状態から出発し、時間経過に伴って負荷抵抗値が減少するように制御されるので、交流発電機の所望の動作点での動作を比較的簡単な制御で確実に実現することができる。
【００４１】
請求項２の発明によれば、、交流発電機の出力が整流され、且つ負荷に供給する直流電圧が目標電圧と一致するようにフィードバック制御されるので、交流発電機のエネルギ損失を最小限に抑制し、しかも交流発電機の出力変動があっても常に安定した直流電圧を供給することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態にかかる電力供給システムの構成を示すブロック図である。
【図２】交流発電機の等価回路を示す回路図である。
【図３】交流発電機の動作特性を示す図である。
【図４】ＤＣＤＣコンバータの構成を示す回路図である。
【図５】図４の制御部による制御の手順を示すフローチャートである。
【図６】図４の構成の変形例を示す図である。
【図７】図６の制御部による制御の手順を示すフローチャートである。
【図８】従来例を説明するための回路図である。
【図９】図８の回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１０】図８の回路の動作を説明するためのタイムチャートである。
【図１１】交流発電機の動作特性を示す図である。
【符号の説明】
１  交流発電機
２  整流部（制御手段、整流手段）
３  ＤＣＤＣコンバータ（制御手段、直流電圧変換手段）
４  負荷
【図１】
0004115629.tif 000007
【図２】
0004115629.tif 000008
【図３】
0004115629.tif 000009
【図４】
0004115629.tif 000010
【図５】
0004115629.tif 000011
【図６】
0004115629.tif 000012
【図７】
0004115629.tif 000013
【図８】
0004115629.tif 000014
【図９】
0004115629.tif 000015
【図１０】
0004115629.tif 000016
【図１１】
0004115629.tif 000017