(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多重帯域通信受信機であって、
複数の周波数帯域において、帯域幅を有する通信信号を受信するための受信手段と、
前記複数の周波数帯域において受信した通信信号をバンドパスフィルタリングするための複数のバンドパスフィルタリング手段と、
バンドパスフィルタリングされた通信信号を選択的に増幅するための複数の増幅手段と、
同相信号と直交信号を前記増幅された信号から生成するためのミキシング回路と、
前記同相信号と直交信号とをローパスフィルタリングするためのローパスフィルタリング手段と、
前記ローパスフィルタリングされた同相信号と直交信号とを処理するためのベースバンド処理手段とを備え、
前記多重帯域通信受信機は、直接変換を利用して前記複数の周波数帯域のいずれかにおいて受信した前記通信信号の全てを変換するように適応されていることを特徴とする多重帯域通信受信機。
【請求項２】
前記ミキシング回路が、前記増幅された信号を同相及び直交の発振信号とミキシングするためのミキシング手段を含み、前記同相及び直交の発振信号は、前記受信された通信信号と同一の周波数レンジ内の周波数を有することを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。
【請求項３】
前記ローパスフィルタリング手段が、プログラム可能な帯域幅を有するローパスフィルタを含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。
【請求項４】
前記ミキシング回路が、単一電圧制御発振器を含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。
【請求項５】
前記ミキシング回路が、多重電圧制御発振器を含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。
【請求項６】
前記複数の増幅手段が、複数の周波数専用低雑音増幅器を含み、さらに、複数の前記周波数専用低雑音増幅器から出力される信号を増幅するための共通の増幅器を少なくとも一つ含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。
【請求項７】
前記ミキシング回路が、二以上の複数の周波数帯域の間で共有されるミキシング回路ユニットを含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。
【請求項８】
前記ミキシング回路が、多重ミキシング回路ユニットを含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。
【請求項９】
前記ミキシング回路が、選択可能な発振周波数を有する電圧制御発振器を少なくとも一つ含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。
【請求項１０】
前記ミキシング回路が、少なくとも一つの電圧制御発振器と、前記少なくとも一つの電圧制御発振器のうちの一つによって生成された発振信号を分割するための周波数分割手段とを含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。
【請求項１１】
前記複数の周波数帯域のそれぞれが異なる帯域幅を有することを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。
【請求項１２】
通信信号を受信する方法であって、
複数の周波数帯域のいずれかにおいて、帯域幅を有する通信信号を受信する工程と、
前記受信した信号を複数のバンドパスフィルタリング手段のいずれかでバンドパスフィルタリングする工程と、
前記バンドパスフィルタリングされた信号を複数の増幅手段のいずれかで選択的に増幅する工程と、
同相及び直交の受信信号を生成するために、前記増幅された信号を同相及び直交の発振信号と、ミキシング回路でミキシングする工程と、
前記同相受信信号及び前記直交受信信号に対し、ローパス同相フィルタ及びローパス直交フィルタでそれぞれローパスフィルタをかける工程とを備え、
前記複数の周波数帯域のいずれかにおいて受信された前記通信信号の全てを変換するために直接変換が利用されることを特徴とする方法。
【請求項１３】
前記同相受信信号及び前記直交受信信号は、前記通信信号の帯域幅と同一の周波数レンジを有することを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１４】
前記ローパス同相フィルタ及び前記ローパス直交フィルタが、異なる帯域幅の通信信号に対応できるように変化させることが可能なプログラム可能な帯域幅を有することを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１５】
可変発振周波数を有する発振器から前記同相及び直交の発振信号を生成する工程を、前記ミキシングする工程の前に更に備えることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１６】
前記増幅手段は、複数の周波数専用低雑音増幅器と包括的な低雑音増幅器とを含み、
前記増幅する工程は、まず、前記バンドパスフィルタリングされた信号を前記複数の周波数専用低雑音増幅器のいずれかにおいて増幅し、さらに最初に増幅された信号を異なる周波数レンジを有する信号を増幅することができる前記包括的な低雑音増幅器で増幅することによって実行されることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【請求項１７】
第一の発振信号を生成し、前記同相及び直交の発振信号を生成するために前記第一の発振信号を周波数分割する工程を前記ミキシングする工程の前に更に備えることを特徴とする請求項１２に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、一般に多重帯域無線通信装置およびシステムに関する。詳細には、本発明はスーパーヘテロダイン復調回路よりも直接復調を組み込んだ多重帯域無線通信装置およびシステムに関する。
発明の背景
無線通信の分野は急激なペースで発展しつづけているので、ますます膨れ上がる数の運用中のシステムと周波数帯域でも、膨れ上がる移動通信に対する消費者の要求とは相容れないものがある。即ち、異なる消費者が異なる技術標準を使用した無線通信システムに加入したときに問題が生ずることになる。この問題を回避するために、同一の周波数帯域が全ての無線通信システムにおいて使用されるグローバル標準化システムが提案された。しかし、無線通信システムの運用者は、すでに存在する、もしくはすでに発展しつつある異なる複数のシステムに対する投資を最大限に回収することを望んでいるので、この解決策は実際的ではない。さらに、歴史的な経緯は、全ての製造業が単一の標準化システムに同意することが極端に困難なことを物語っている。
多重無線通信システムが存在するところでの移動通信能力を最大限に発揮するためのこの問題に対する別の解決策は、加入者が異なる無線通信システムと通信することができるように、二重または多重モード性能を組み込むことである。この解決策は、異なるキャリア周波数若しくは周波数帯域で動作しているが、同一の多重化手法又は同一のベースバンド処理手法を利用している異なる無線通信システムにとっては特に望ましい。よく知られたところでは、Global System for Mobile communications（GSM）, Personal Communication Services（PCS）, Digital Communication System（DCS）等のシステムは、そのような類似性を有する。
しかしながら、典型的な装置にあたえられたサイズとコストの制約により多重帯域に対する能力を組み込むことは困難であるため、ほとんど全ての既知の無線通信装置は単一帯域型である。さらに、ほとんどの無線通信装置はスーパーヘテロダイン復調回路を組み込んだ受信機を使用している。第一の周波数で受信した信号は、受信機によって処理するために、一つ以上の第二の中間周波数に復調される。その中間周波数は実質的に最初の周波数と異ならせることができる。典型的に知られたスーパーヘテロダイン復調受信機を図１に示す。ここでは、信号はアンテナ１０で受信され、バンドパスフィルタ１２でフィルタリングされ、増幅器１４で増幅され、局部発振器ＬＯ１とミキサー１６によって第一の中間周波数に復調される。第一の中間周波数での信号は、バンドパスフィルタ１８と増幅器２０によって処理され、局部発振器ＬＯ２とミキサー２２によって第二の中間周波数に復調される。この第二の中間周波数はバンドパスフィルタ２４でフィルタリングされ、さらなる回路によって処理される。スーパーヘテロダイン復調受信機は信号を複数信号で処理するため、複数の受信ハードウェア構成要素を多重化しない限りマルチモードに対応することは困難となる。
従って、無線通信装置にとって、受信ハードウェアの重複を最小限とする一方で、多重周波数帯域で信号を受信することが可能となるのは望ましいことである。
発明の要約
本発明は、上記の問題を解決するものであり、著しいハードウェアの重複を必要とせずに多重周波数帯域で信号を受信可能な無線通信装置を提供することにより更なる利益を提供するものである。この効果を達成するために、本発明に対応した無線通信装置は直接復調方式を使用する。ここでは、中間周波数は排除されるか、あらゆる周波数復調は、受信信号の帯域幅内の周波数に制限されるかのいずれかとなる。
本発明の最初の実施例によれば、多重帯域通信受信機は、複数の周波数帯域のうちの一つによって搬送される通信信号を受信するためのアンテナ若しくは他の受信手段と、複数の周波数帯域におけるそれぞれの通信信号をフィルタリングするための一つ以上のバンドパスフィルタと、複数の帯域のうちの一つのフィルタリングされた通信信号を選択的に増幅するための増幅器と、増幅された信号から同相及び直交信号を生成する一つ以上の直交信号生成器と、同相及び直交信号をフィルタリングするためのローパスフィルタと、ローパスフィルタリングされた同相及び直交信号を処理するためのベースバンド処理回路とを含む。直交信号は、受信信号の周波数範囲内である。
本発明によれば、受信回路の特定部分は回路の簡単化のために再利用される。本発明の更なる実施例の開示によれば、低雑音増幅器が周波数専用増幅器部分と一般的な増幅器部分に分割され、ミキサー、直交信号生成器、および／または電圧制御発振器が再利用される。直接復調方式が採用されるので、ローパスフィルタは、典型的なスーパーヘテロダイン復調方式受信機において必要とされるバンドパスフィルタのかわりに、直交信号をフィルタリングするために使用することができる。ローパスフィルタはバンドパスフィルタより簡単に実装されることができるので、受信機回路をさらに簡単にできる。
【図面の簡単な説明】
本発明のより完全なる理解は、添付図面と結びついた好適な実施例に関する以下の詳細な説明を読むことによって得られる。なおこれらの図面において、詳細な説明における同一の参照記号は同一の要素を示している。これらの図面は以下の通りである。
図１は、従来のスーパーヘテロダイン受信機のブロックダイアグラムである。図２は、本発明の第一の好適な実施例に対応した直接復調方式の受信機のブロックダイアグラムである。
図３は、本発明の第二の好適な実施例に対応した直接復調方式の受信機のブロックダイアグラムである。
図４は、本発明の第三の好適な実施例に対応した直接復調方式の受信機のブロックダイアグラムである。
図５は、本発明の第四の好適な実施例に対応した直接復調方式の受信機のブロックダイアグラムである。
好適な実施例の詳細な説明
図２は、本発明の第一の好適な実施例に対応した直接復調方式の受信機のブロックダイアグラムを示している。受信機は、信号を受信するためのアンテナ１０と、受信信号を第一および第二の帯域に分割するための帯域分割器３０を含む。第一および第二のバンドパスフィルタ１２aと１２ｂは、第一および第二の帯域に分割された信号をそれぞれフィルタリングする。これらのバンドパスフィルタは周波数（帯域）特定されており、もし受信機の線形性が比較的高いならば省略され得る。別の選択枝として、バンドパスフィルタが使用されるならば帯域分割器３０を省略することができる。ほとんどの場合、消費電力を最小とするためにはバンドパスフィルタは望ましい。さらに別の選択枝として、１入力多重出力（１帯域について１出力）を有する単一マルチバンドフィルタを帯域分割器３０およびバンドパスフィルタ１２a、１２ｂと置き換えることもできる。フィルタ１２aおよび１２ｂから出力されたフィルタリングされた信号は、更なる処理の為に、バンドパスフィルタリングされた信号をベースバンド信号へ変換する処理ユニット３２aおよび３２ｂにそれぞれ供給される。処理ユニット３２aおよび３２ｂは、どの帯域が選択されたかに依存して、第一の周波数帯域または第二の周波数帯域内に信号の同相及び直交成分を生成する。帯域選択は、加入者または、受信した通信信号が供給された制御信号によって遂行される。
処理ユニット３２aと３２ｂには、それぞれ低雑音増幅器３４aと３４ｂおよびミキシング回路が含まれている。処理ユニット３２aと３２ｂそれぞれのミキシング回路は実質的に同一のものであるから、処理ユニット３２aのミキシング回路のみについて説明する。処理ユニット３２aのミキシング回路は、発振信号を生成するための電圧制御発振器（ＶＣＯ）３６a、発振信号を同相（Ｉ）と直交（Ｑ）要素に分割（即ち信号は位相成分に９０°で分割される。）するための直交信号生成器３８a、Ｉ信号とＱ信号をそれぞれ増幅器３４aから出力された増幅された信号とミキシングするための、ミキサー４０aと４１aを含む。処理ユニット３２ｂのミキシング回路はＩ、Ｑ信号を同一の周波数帯域で同時に出力する。直交信号生成器３８aと３８ｂはミキサーを駆動する直交信号を生成する。
直接復調の原理に従えば、ミキサー４０a、bと４１a、ｂからの出力信号の周波数は、受信信号の帯域幅と同一の周波数レンジ内にある。このように、第一および第二の帯域は異なる帯域幅を有することが可能だが、発振器３６aと３６ｂは受信信号と同一の周波数レンジ内にある。直接復調方式の結果として、受信信号の帯域幅の周波数レンジの外の中間周波数の信号への復調がないので、受信機の多くのハードウェア構成要素の再利用が可能となる。図２の実施例では、ローパスフィルタ４２aと４２ｂは再利用される。
選択された処理ユニットから出力される同相（Ｉ）信号と直交（Ｑ）信号は、同相ローパスフィルタ４２aと直交ローパスフィルタ４２ｂにそれぞれ供給される。これらのローパスフィルタ４２aと４２ｂは好ましくは、プログラム可能な帯域幅を有し、これによって受信機が帯域幅が異なる二つの帯域を収容できるようにしている。フィルタリングされたＩ、Ｑ信号はベースバンド処理回路４４に渡される。この回路は従来からよく知られているベースバンド処理回路でもよい。直接復調方式は、受信信号のレンジの外の中間周波数の使用を回避できるので、処理ユニット３２aと３２ｂからの出力信号を、バンドパスフィルタよりもむしろローパスフィルタでフィルタリングすることができる点で評価されるであろう。対照的に、スーパーヘテロダイン復調方式の受信機は、受信信号のレンジの外の中間周波数を使用するので、バンドパスフィルタが不可欠になる。この相違は重大な利益をもたらす。それは、ローパスフィルタはバンドパスフィルタよりもより簡単に実現することができ、プログラマブルなローパスフィルタはプログラマブルなバンドパスフィルタよりもより簡単に実現することができるからである。チャネル選択フィルタリングはプログラマブルなローパスフィルタで実現されるので、異なる帯域幅を有する二つの帯域をもつデュアルバンド受信機を実現することが可能となる。ローパスフィルタは、もしアナログもしくはデジタルフィルタとして集積化されるなら、プログラマブルな帯域幅のものについて比較的簡単に設計ができる。これと対照的に、バンドパスフィルタは典型的に離散的フィルタであり、異なる帯域幅についてプログラムすることができない。さらに、図２の直接復調方式の比較的簡単な構造は、無線通信装置の周波数設計を簡単化する。二重帯域受信機が開示される一方で、本発明の原理は三つ以上の帯域を有する受信機の設計にも適用できる点で評価されるべきである。
図３は本発明の第二の実施例の図を示している。この実施例では、単一電圧制御発振器（ＶＣＯ）３６、とミキサー４０、４１を有する単一ミキシング回路が各周波数帯域に生成される増幅信号をミックスするのに使用される。ミキシング回路は、ローパスフィルタ４２aと４２ｂでフィルタリングされる同相（Ｉ）信号と直交（Ｑ）信号を生成する。この実施例においては、ＶＣＯ３６は受信機が受信可能な周波数帯域の全てを包含するのに十分な比較的大きな帯域幅を有するべきである。別の選択肢としては、ＶＣＯ３６は、多重発振周波数の間で切り替え可能としてもよい。また、直交信号生成器３８は、ＶＣＯ３６によって生成される発振信号から直交ローカル発振（ＬＯ）信号を生成する、周波数分離器と置換可能である。信号の周波数を二つに分割することにより、二つの直交信号を生成することが可能となる。周波数２ｆにおける異なる信号は二つに分割され，各信号の立ち上りエッジは分割された信号のエッジを制御する。周波数２ｆにおける１／２波長は、周波数ｆにおける１／４波長と等価であり、発生する信号は直交信号である。もし、周波数分割器が使用されれば、ＶＣＯ３６は所望のＬＯ周波数の適当な倍数において動作しなければならない。例えば、１又は２の周波数において動作している直交信号生成器のために、周波数分割器は二つまたは二つと四つにそれぞれ分割する。この手法は、高いｆｔまたは高い電流消費の、よりよい半導体プロセスを必要としえる。しかしながら、この手法はロバストな帯域幅を実現し、スプリアス発射を削減することができる。この実施例で単一直交信号生成器と単一ＶＣＯの使用について開示する一方、（適当な切り替え手段を備えた）多重ＶＣＯは単一直交信号生成器とともに使用したり、多重ＶＣＯは多重直交生成器とともに使用したり、若しくは、単一ＶＣＯは多重直交信号生成器とともに使用することができる。
図４は、本発明の第３の実施例のブロックダイアグラムを開示する。この実施例は、増幅手段が分割されている点を除いては、実質的に図３の実施例と同一である。特に、低雑音増幅器３４aと３４ｂは帯域専用であり、二つ以上の帯域について共通的な、もしくは、例えば３４aと３４ｃの結合のような、完全な低雑音増幅器を形成する（換言すれば、低雑音増幅器の一部は複数帯域に共通となりえる）低雑音増幅器の一部を包含する、低雑音増幅器３４ｃが提供される。低雑音増幅手段を帯域専用と一般的な構成要素に分割することにより、低雑音増幅手段の最初の一部（増幅器３４aと３４ｂ）に帯域選択機能を提供すること及び、低雑音増幅回路の一部の再利用により全体の回路の複雑さを低減することが可能となる。もし、多重帯域受信機がＧＳＭとＤＣＳ信号を受信しようとすれば、ＧＳＭ  ＬＮＡにおける電流消費はＤＣＳ  ＬＮＡにおけるそれよりも少なくなるから、それぞれの帯域についてバンド専用ＬＮＡを使用することが望ましい。ゆえに受信機の電流消費は、分割増幅器の使用によって削減することが可能となる。
図５は、本発明の第４の実施例の図を示している。図５の実施例は、３帯域（例えばＧＳＭ，ＤＣＳ及びＰＣＳ）上の信号を受信するための３帯域受信機を開示する。この実施例は、図２及び図３に開示された実施例の特徴と結合する。この実施例においては、帯域分割器３０は受信信号を３帯域に分割し、バンドパスフィルタ１２a、１２ｂ及び１２ｃは分割された信号を３帯域（この例ではＧＳＭ，ＤＣＳ，及びＰＣＳのそれぞれ）に適切となるようにフィルタリングする。ＧＳＭ信号の分岐には、図２で開示されたものと実質的に同一の処理ユニット３２aが含まれる。処理ユニット３２aは同相（Ｉ）信号と直交（Ｑ）信号を、同相・直交ローパスフィルタ４２aと４２ｂにそれぞれ出力する。この回路のＤＣＳとＰＣＳの分岐には、分離された低雑音増幅器３４ｂと３４ｄ、図４と関連して上述した調整、プログラム、切り替えが可能な高帯域幅ＶＣＯ３６を含む単一ミキシング回路装置を含む。共通のミキシング回路装置は同相信号、直交信号を生成し、これらの信号を同相及び直交ローパスフィルタ４２aと４２ｂにそれぞれ供給する。
上記の記載以外の多くの回路結合が、本発明の原理に従って設計可能であることが記載されるであろう。例えば、図５の実施例を、分岐路で単一ミキシング回路とＶＣＯを共有するために、帯域専用及び共通の低雑音増幅器を含むように修正することは簡単に実現可能である。比較的少ない周波数復調操作を提供することにより、周波数におけるそれぞれの結果は受信信号の帯域幅の周波数レンジ内に納まり（すなわち直接復調）、信号処理上の重要な利益を達成することができる。特に、多重モード通信受信機は、ＬＮＡ、直交信号生成器、ミキサー、ＶＣＯ及び、ローパスフィルタの再利用により、構成要素を大幅に単純化することが可能になる。さらに、直接復調方式を利用する結果として、ローパスフィルタはスーパーヘテロダイン復調方式で典型的に必要とされるバンドパスフィルタのかわりに使用されることができる。プログラム可能なローパスフィルタはバンドパスフィルタに比べより簡単に実現が可能であるので、受信機回格をさらに単純化することが可能となる。
前述の記載は、非常に多くの詳細と具体例を含んではいるが、これらは説明目的のためのみの記載として理解されるべきである。従来技術に関する通常の知識を有するものにとっては容易に自明となるであろう多くの変形例は、請求項とそれらの法上の均等物によって定義されるように、明らかに発明の精神及び範囲の内にある。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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