(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
誘導負荷を駆動する低ノイズスイッチングレギュレータであって、電流スルー信号および電圧スルー信号に応答する制御回路を含み、
前記制御回路は、
前記負荷に接続されたドライバと、
前記ドライバに接続された電流スルー制御フィードバックループであって、負荷電流が変化するレートに基づいて、前記ドライバにフィードバックを提供する電流スルー制御フィードバックループと、
前記負荷に接続された電圧スルー制御フィードバックループであって、前記負荷にかかる電圧が変化するレートに基づいて、前記ドライバにフィードバックを提供する電圧スルー制御フィードバックループと
を含む、低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項２】
１以上の正の整数ＭおよびＮに関して、
前記電圧スルー制御フィードバックループが、前記負荷にかかる電圧の第１次から第Ｍ次の１つ以上の導関数の合計に比例する第１のフィードバック信号を生成し、
前記電流スルー制御フィードバックループが、前記負荷を通る電流の第１次から第Ｎ次の１つ以上の導関数の合計に比例する第２のフィードバック信号を生成する、請求項１に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項３】
駆動電圧、前記電流スルー制御フィードバックループの出力、および前記電圧スルー制御フィードバックループの出力が合計されて、前記ドライバへの入力を形成する、請求項１に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項４】
前記負荷が、信号ノードと出力ノードとの間に接続されており、
前記電流スルー制御フィードバックループの入力が、前記信号ノードに接続されており、
前記電圧スルー制御フィードバックループの入力が、前記出力ノードに接続されている、請求項３に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項５】
前記ドライバが、駆動増幅器を含む、請求項４に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項６】
前記電圧スルー制御フィードバックループが、微分増幅器を含む、請求項４に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項７】
前記電流スルー制御フィードバックループが、
抵抗器を介して前記信号ノードに接続されたセンス増幅器と、
前記センス増幅器に接続された微分増幅器と
を含む、請求項４に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項８】
前記駆動電圧の振幅の絶対値が、第１の値に制限され、
前記微分増幅器の出力の絶対値が、第２の値に制限され、
前記微分増幅器の出力が、第３の値によって乗算され、前記第３の値は、前記第２の値によって除算された前記第１の値に等しい、請求項７に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項９】
電圧スルー制御が、前記負荷を通る電流の第二次導関数を制御することにより達成される、請求項１に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項１０】
前記制御回路は、
前記電流スルー制御フィードバックループの出力に接続され、前記電流スルー制御フィードバックループの出力と組み合わせられる第二次導関数ループをさらに含む、請求項１に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項１１】
前記スイッチングレギュレータが、開ループ制御システムを含む、請求項１に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項１２】
誘導負荷を駆動する低ノイズスイッチングレギュレータであって、
スイッチを備えたドライバであって、前記スイッチは、スイッチ入力端子とスイッチ出力端子とを有し、前記スイッチ入力端子が前記負荷に接続されている、ドライバと、
前記スイッチ出力端子に接続された電流スルー制御フィードバックループと、
前記スイッチ出力端子に接続された電圧スルー制御ループと
を含む低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項１３】
前記スイッチが、スイッチ制御端子をさらに含み、
前記ドライバが、駆動ノードと前記スイッチ制御端子との間に直列で接続されたバッファ増幅器をさらに含み、
前記電流スルー制御フィードバックループが、
前記スイッチ出力端子と接地との間に接続された抵抗器と、
前記スイッチ出力端子に接続された第１の入力と、接地に接続された第２の入力とを有するセンス増幅器と、
前記センス増幅器の出力と、電流スルー制御フィードバックノードとの間に接続された第１のコンデンサと、
前記電流スルー制御フィードバックノードに接続された負の入力と、参照電位の電源に接続された正の入力と、前記電流スルー制御フィードバックノードに接続された出力とを有する第１のトランスコンダクタンス増幅器と、
前記電流スルー制御フィードバックノードに接続された第１の入力と、参照電位の前記電源に接続された第２の入力と、前記駆動ノードに接続された出力とを有する第２のトランスコンダクタンス増幅器と
を備え、
前記電圧スルー制御ループが、前記負荷と前記駆動ノードとの間に接続された第２のコンデンサを備える、請求項１２に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項１４】
駆動電圧の電源に接続された第１の入力と、参照電位の前記電源に接続された第２の入力と、前記駆動ノードに接続された出力とを有する第３のトランスコンダクタンス増幅器をさらに備えた、請求項１３に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項１５】
信号ノードと出力ノードとの間に接続された誘導負荷を駆動する低ノイズスイッチングレギュレータであって、
駆動ノードと、
第１の加算器入力と、第２の加算器入力と、第３の加算器入力と、加算器出力とを有する加算器と、
前記駆動ノードと前記第１の加算器入力との間に接続された第１の制限器と、
前記第３の加算器入力に接続された出力を有する乗算器と、
前記出力ノードに接続された入力と、前記第２の加算器入力に接続された出力とを有する第１の微分増幅器と、
出力を有するセンス増幅器であって、抵抗器を通して前記信号ノードに接続されたセンス増幅器と、
出力を有する第２の微分増幅器であって、前記センス増幅器の出力に接続された第２の微分増幅器と、
出力を有する第２の制限器であって、前記第２の制限器は、前記第２の微分増幅器の出力に接続されており、前記第２の制限器の出力は、前記乗算器の入力に接続されている、第２の制限器と、
前記加算器出力に接続された入力と、前記信号ノードに接続された出力とを有する駆動増幅器と
を含む低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項１６】
前記第１の制限器が、前記駆動電圧の振幅の絶対値を第１の値に制限し、
前記第２の制限器が、前記微分増幅器の出力の絶対値を第２の値に制限し、
前記乗算器が、前記微分増幅器の出力を第３の値で乗算する、請求項１５に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項１７】
前記第３の値が、前記第２の値によって除算された前記第１の値に等しい、請求項１６に記載の低ノイズスイッチングレギュレータ。
【請求項１８】
誘導負荷を駆動するために駆動電圧を用いるスイッチングレギュレータを制御する方法であって、前記負荷は、信号ノードと出力ノードとの間に接続されており、１以上の正の整数ＭおよびＮに関して、前記方法は、
前記負荷にかかる電圧の第Ｍ次導関数に比例する第１のフィードバック信号を生成する工程と、
前記負荷を通る電流の第Ｎ次導関数に比例する第２のフィードバック信号を生成する工程と、
前記第１および第２のフィードバック信号を前記駆動電圧と組み合わせることにより、前記負荷を駆動する工程と
を含む、方法。
【請求項１９】
誘導負荷を駆動するために駆動電圧を用いるスイッチングレギュレータを制御する方法であって、前記負荷は、信号ノードと出力ノードとの間に接続されており、
前記方法は、
前記信号ノードの電流を変化させることにより、第１のフィードバック信号を生成する工程と、
前記第１のフィードバック信号を変化させることにより、第２のフィードバック信号を生成する工程と、
前記第１および第２のフィードバック信号を前記駆動電圧と組み合わせることにより、前記負荷を駆動する工程と
を含む、方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、波形整形を用いて、誘導性負荷を切り換える（「駆動する」とも言う）ことにより生じる高周波数雑音を低減する装置およびその方法に関する。具体的には、本発明は、電流スルー制御および電圧スルー制御を用いて、誘導性負荷を切り換えることにより生じる高周波数雑音を低減する装置およびその方法に関する。ここで、「スルー」とは、波形の傾き（あるいは、変化率）を指す。
【０００２】
【従来の技術】
電気製品の設計においてますます重要になっている問題は、高周波数電磁雑音である。この雑音は、製品の性能を低減させるかあるいは他の製品の妨害を引き起こす可能性がある。この雑音源を解消し、雑音の影響を低減する試みには、膨大なエネルギーおよびコストが費やされている。例えばモータ、ソレノイド、およびスイッチングレギュレータなどの電気装置においてスイッチング電流およびスイッチング電圧は、遍在する雑音源である。携帯電話などの新しい製品では、適切に動作させるために、さらに低レベルの伝導電磁雑音および放射電磁雑音が必要である。電磁汚染の抑制に関する法律も増えている。ヨーロッパ放出／磁化率規格はその適例である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
波形の急激な遷移には、より多くの高周波数成分が含まれる。これについては、フーリエ級数およびフーリエ変換により数学的に示すことができる。例えば、純粋な正弦波は１つの周波数成分を有し、方形波はより多くの高周波数成分を有し、その振幅は周波数とともに減少する。高周波の含有量の低減は、遷移の鋭さの低減を意味する。
【０００４】
図１Ａおよび図１Ｂは、高周波数成分に関する単純な親指の法則を示す。方形波では、高周波成分の大きさは以下に示す基本周波数から２０ｄＢ／ＤＥＣＡＤＥのレートで減少する。
【０００５】
【数１】
0004065601.tif 000002
【０００６】
ここで、「ｏｎ−ｔｉｍｅ」は、スイッチが電流を伝導する時間である。
【０００７】
スルーエッジを有する波形は、ほぼ一定の傾きの遷移を有する波形、即ち、ランプ信号である。これは、波形の第一次導関数が制御されることを意味する。スルーエッジを有する波形はしばしば、丸い角部を有している。スルーエッジと一定の第一次導関数とを有する波形では、高周波数成分は、基本周波数から２０ｄＢ／ＤＥＣＡＤＥでロールオフし、以下の式に等しい周波数から４０ｄＢ／ＤＥＣＡＤＥでロールオフする。
【０００８】
【数２】
0004065601.tif 000003
【０００９】
ここで、ｔslewは、スルーエッジの遷移時間である。
【００１０】
電気装置からの放射は、通常、電界あるいは磁界のいずれかの支配的な電磁界に関して考えることができる。電界および磁界のいずれであっても、回路に雑音を引き起こし得る。電界放射は、電圧の変化によって生じる。磁界放射は、電流の変化によって生じる。その対策を行う場合、放射源を低減し且つそれを受け取る回路を遮蔽することが多い。
【００１１】
電界によって生じる雑音の低減は、コンデンサのような素子で電圧遷移を低速化することによって達成することができる。結合容量を低減することにより、受信端での雑音強度を低下させることができる。このような結合容量の低下は、構成要素、配線、およびプリント回路板トレースのための金属の囲いおよび金属のシールドにより行われる。
【００１２】
磁界によって生じる雑音を含む場合はさらに困難である。雑音源の強度を低減する場合、電流遷移を低速化する必要がある。この低速化はしばしば、容量性素子よりも通常高価である誘導性素子を加えることにより行われる。磁界によって生じる雑音から、それを受け取る素子を遮蔽するには、特殊なシールドが必要であり、このシールドとしては、高価なミューメタルシールドがしばしば用いられる。磁界によって生じる雑音により、付近のプリント回路板トレースにおいて電流が生成され得るため、完全なシールドを与えることはしばしば困難である。
【００１３】
スイッチングレギュレータトポロジーには、高周波数フィルタ素子を、コスト削減に役立ち得る電力構成要素に組み込むものもある。しかし、そのようなトポロジーであっても、依然として、放出を減らすために特定の構成要素を加えることが多い。
【００１４】
外部構成要素を加えると必然的にシステムコストが増大する。従って、加える外部構成要素の数を最小限にすることが望ましい。そのような外部構成要素を加えるのは、通常、電流および／または電圧の変化レートを低くするためである。これは、高周波数成分が形成された（フィルタを加えた）後にそれらの高周波成分を分流するか、あるいは、高周波成分の形成を最小にすることによって行うことができる。しかし、それに関連して、フィルタリングによる電力損失が起こる。この電力損失は、電流が大きいために起こることが多い。
【００１５】
インダクタの電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）の制御は、フィルタを形成することによって行われることもある。切換ノードに容量を加えると、電圧遷移が低速化され、高周波成分が吸収される。しかし、必要とされる高電流のため、コンデンサは、物理的に大きくなる場合があり、相当量の電力を放散する可能性がある。これにより、切換効率が低下する。
【００１６】
スイッチングレギュレータは、その変換効率のため、非常に望ましい。しかし、この変換効率は、より多くの高周波数電磁波が含まれる電流および電圧波形を作るという犠牲を払って得られるものである。この高周波数雑音は、伝導あるいは放射電磁結合（容量性および誘導性）により、付近の回路に結合する。スイッチングレギュレータの設計者はしばしば、効率と、雑音と、性能との間で妥協を強いられる。
【００１７】
スイッチングレギュレータでは、電磁妨害のほとんどは、以下の４つの要因により発生する。（１）インダクタの電流が急激に変化し、これにより高周波数磁気雑音が形成され、付近の線に変化を引き起こす；（２）インダクタ電流が変化し、これにより、デカップリングコンデンサの等価直列抵抗（「ＥＳＲ」）および等価直列インダクタンス（「ＥＳＬ」）のために電圧が突然変化する；（３）接地に容量結合する出力スイッチング素子において電圧が突然変化し、これにより、電力線に過渡電流を引き起こす；（４）ダイオードがオフになると、急激な電流の過渡現象が生じるとともに、高周波数磁気雑音が生成され、さらに、コンデンサＥＳＲを介して高周波数電圧の過渡現象が生成され得る。
【００１８】
妨害となる雑音は、電力配線および接地配線における伝導と、「高温」構成要素から他の回路への容量結合または電磁放射結合とにより、他の回路にも導入される。典型的には、伝導雑音は低周波数に関してより問題が多く、放射雑音は高周波数に関してより問題が多い。スイッチングレギュレータの場合、インダクタまたは変圧器の電流およびスイッチング素子の電流は、最も大きい電流であるため、通常、最も面倒な雑音源である。同様に、スイッチングレギュレータのスイッチにおける電圧動作範囲（excursion）はしばしば、その遷移速度および電力経路への接続のため、最大の雑音源である。
【００１９】
以上のことに鑑みて、回路性能を犠牲にすることなく、あるいは、別の構成要素を加えることなく、誘導性負荷を切り換えることによって生じる高周波数雑音成分を低減する装置およびその方法を提供することが望ましいであろう。
【００２０】
高調波含有量と変換効率との間のトレードオフについてさらなる制御を可能にすることも望ましいであろう。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明による低ノイズスイッチングレギュレータは、誘導負荷を駆動する低ノイズスイッチングレギュレータであって、電流および電圧スルー信号に応答する制御回路機構を含み、このことにより上記目的が達成される。
【００２２】
前記スイッチングレギュレータが、前記負荷に接続されたドライバと、該ドライバに接続された電流スルー制御フィードバックループと、該負荷に接続された電圧スルー制御フィードバックループと、を含んでもよい。
【００２３】
１以上の正の整数ＭおよびＮに関して、前記電圧スルー制御フィードバックループが、前記負荷の電圧の第１次から第Ｍ次の１つ以上の導関数の合計に比例する第１のフィードバック信号を生成し、そして前記電流スルー制御フィードバックループが、該負荷を通る電流の第１次から第Ｎ次の１つ以上の導関数の合計に比例する第２のフィードバック信号を生成してもよい。
【００２４】
駆動電圧、前記電流スルー制御フィードバックループの出力、および前記電圧スルー制御フィードバックループの出力が合計されて、前記ドライバへの入力を形成してもよい。
【００２５】
前記負荷が、信号ノードと出力ノードとの間に接続され、前記電流スルー制御フィードバックループの入力が、該信号ノードに接続され、そして前記電圧スルー制御フィードバックループの入力が、該出力ノードに接続されてもよい。
【００２６】
前記ドライバが、駆動増幅器を含んでもよい。
【００２７】
前記電圧スルー制御フィードバックループが、微分増幅器を含んでもよい。
【００２８】
前記電流スルー制御フィードバックループが、抵抗器を介して前記信号ノードに接続されるセンス増幅器と、該センス増幅器に接続される微分増幅器とを含んでもよい。
【００２９】
前記駆動電圧の振幅の絶対値が、第１の値に制限され、前記微分増幅器の出力の絶対値が、第２の値に制限され、該微分増幅器の該出力が、第３の値によって乗算され、該第３の値は、該第２の値によって除算された該第１の値に等しくてもよい。
【００３０】
電圧スルー制御が、前記負荷を通る電流の第二次導関数を制御することにより達成されてもよい。
【００３１】
前記スイッチングレギュレータが、前記負荷に接続されたドライバと、該負荷に接続された電流スルー制御フィードバックループと、該電流スルー制御フィードバックループの出力に接続され、該出力と組み合わせられる、第二次導関数ループと、を備えてもよい。
【００３２】
前記スイッチングレギュレータが、開ループ制御システムを含んでもよい。
【００３３】
本発明による低ノイズスイッチングレギュレータは、低ノイズスイッチングレギュレータ誘導負荷を駆動する低ノイズスイッチングレギュレータであって、該負荷に接続されたスイッチ入力端子と、スイッチ出力端子とを有するスイッチを備えたドライバと、該スイッチ出力端子に接続された電流スルー制御フィードバックループと、該スイッチ出力端子に接続された電圧スルー制御ループとを含み、このことにより、上記目的が達成される。
【００３４】
前記スイッチが、スイッチ制御端子をさらに含み、前記ドライバが、駆動ノードと該スイッチ制御端子との間に直列で接続されたバッファ増幅器をさらに含み、前記電流スルー制御フィードバックループが：前記スイッチ出力端子と接地との間に接続された抵抗器と；該スイッチ出力端子に接続された第１の入力と、接地に接続された第２の入力とを有するセンス増幅器と；該センス増幅器の出力と、電流スルー制御フィードバックノードとの間に接続された第１のコンデンサと；該電流スルー制御フィードバックノードに接続された負の入力と、参照電位の電源に接続された正の入力と、該電流スルー制御フィードバックノードに接続された出力とを有する第１のトランスコンダクタンス増幅器と；該電流スルー制御フィードバックノードに接続された第１の入力と、参照電位の該電源に接続された第２の入力と、該駆動ノードに接続された出力とを有する第２のトランスコンダクタンス増幅器と；を備え、前記電圧スルー制御ループが、前記負荷と該駆動ノードとの間に接続された第２のコンデンサを備えてもよい。
【００３５】
駆動電圧の電源に接続された第１の入力と、参照電位の前記電源に接続された第２の入力と、前記駆動ノードに接続された出力とを有する第３のトランスコンダクタンス増幅器をさらに備えてもよい。
【００３６】
本発明による低ノイズスイッチングレギュレータは、信号ノードと出力ノードとの間に接続された誘導負荷を駆動するための低ノイズスイッチングレギュレータであって、駆動ノードと、第１の加算器入力と、第２の加算器入力と、第３の加算器入力と、加算器出力とを有する加算器と、該駆動ノードと該第１の加算器入力との間に接続された第１の制限器と、該第３の加算器入力に接続された出力を有する乗算器と、該出力ノードに接続された入力と、該第２の加算器入力に接続された出力とを有する第１の微分増幅器と、出力を含むセンス増幅器であって、抵抗器を通して該信号ノードに接続されたセンス増幅器と、出力を含む第２の微分増幅器であって、該センス増幅器の該出力に接続された第２の微分増幅器と、  出力を含む第２の制限器であって、該第２の制限器は、該第２の微分増幅器の該出力に接続され、該第２の制限器の該出力は、該乗算器の入力に接続されている、第２の制限器と、該加算器出力に接続された入力と、該信号ノードに接続された出力とを有する駆動増幅器と、を含み、このことにより、上記目的が達成される。
【００３７】
前記第１の制限器が、前記駆動電圧の振幅の絶対値を第１の値に制限し、前記第２の制限器が、前記微分増幅器の出力の絶対値を第２の値に制限し、前記乗算器が、該微分増幅器の出力を第３の値で乗算してもよい。
【００３８】
前記第３の値が、前記第２の値によって除算された前記第１の値に等しくてもよい。
【００３９】
本発明によるスイッチングレギュレータを制御する方法は、誘導負荷を駆動するために駆動電圧を用いるスイッチングレギュレータを制御する方法であって、該負荷は、信号ノードと出力ノードとの間に接続され、１以上の正の整数ＭおよびＮに関して、該負荷の電圧の第Ｍ次導関数に比例する第１のフィードバック信号を生成する工程と、該負荷を通る電流の第Ｎ次導関数に比例する第２のフィードバック信号を生成する工程と、該第１および第２のフィードバック信号を、該駆動電圧と組み合わせて該負荷を駆動させる工程と、を含み、このことにより、上記目的が達成される。
【００４０】
本発明によるスイッチングレギュレータを制御する方法は、誘導負荷を駆動させるために駆動電圧を用いるスイッチングレギュレータを制御する方法であって、該負荷は、信号ノードと出力ノードとの間に接続され、該信号ノードの電流を変化させ、それによって第１のフィードバック信号を生成する工程と、該第１のフィードバック信号を変化させ、それによって第２のフィードバック信号を生成する工程と、該第１および第２のフィードバック信号を、該駆動電圧と組み合わせて、それによって該負荷を駆動させる工程と、を含み、このことにより、上記目的が達成される。
【００４１】
本発明の目的は、回路性能を犠牲にすることなく、あるいは、別の構成要素を加えることなく、誘導性負荷を切り換えることによって生じる高周波数雑音成分を低減する装置およびその方法を提供することである。
【００４２】
本発明の別の目的は、高周波含有量と変換効率との間のトレードオフについてさらなる制御を可能にすることである。
【００４３】
上記の目的およびその他の目的は、駆動電圧源を用いて、信号ノードと出力ノードとの間に結合される誘導性負荷を切換えることによって達成される。この切換は、出力ノードの電圧を変化させ（slew）、且つ信号ノードの電流を変化させることによって行われる。
【００４４】
本発明の上記およびその他の目的および利点は、添付の図面を参照して以下の詳細な説明を考慮すれば明らかになる。図中、同一の要素には同一の参照符号を付している。
【００４５】
【発明の実施の形態】
添付の図面を参照しながら、好適な実施形態についての以下の詳細な説明を考慮することにより、本発明がより良く理解される。
【００４６】
本発明は、誘導性負荷を切り換えることから生じる高周波数電気および磁気雑音によって引き起こされる雑音を低減する装置およびその方法である。
【００４７】
本発明は、電気および磁気周波数高調波を経済的に低減し、それと同時に、高調波含有量と変換効率との間のトレードオフについてのさらなる制御を可能にするように、スイッチングレギュレータコントローラを変形することを可能にする。本発明で必要とされる回路のほとんどを集積コントローラに組み込むことができるため、システム全体のコストも削減することができる。
【００４８】
高調波は、スイッチングレギュレータの電圧および電流のスルーレートを制御することによって低減され、それにより、大きな電力を扱うフィルタ成分の必要性が低減される。このようなスルーレートの制御は、電力成分の電圧および電流の突然の変化を低減することによって行われる。一実施形態では、出力スイッチング素子は、コントローラに組み込まれたフィードバック制御ループによって変化する電圧および電流を有する。
【００４９】
図２は、駆動ノード９５に印加される駆動電圧Ｖdriveによって駆動される、コントローラのない先行技術のブースト（「昇圧」とも言う）スイッチングレギュレータ回路を示している。インダクタ電流ＩLは、トランジスタ４０が導電状態にあるときに上昇する（ramp up）（接地付近のノード１２０）。トランジスタ４０がオフになると、インダクタ３０が定電流を維持しようとするためノード１２０の電圧が、急速に上昇する。これにより、ダイオード６０がオンになり、インダクタ３０は電流をコンデンサ７０に流す（dump）。ダイオード６０に関して主に懸念されることは、その電流遷移（放射磁界）である。ダイオード６０は、トランジスタ４０がオンになるとオフになる。ダイオードが突然オフになると、出力に急激な電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）が生じる。ショットキーダイオードを用いることによって、あるいは、スナバ１００をダイオード６０に配置することによって、この問題に取り組む場合もある。出力電圧Ｖoutは、入力電圧Ｖinよりもはるかに大きくなり得る。寄生容量２０および５０も示している。
【００５０】
入力共通モード雑音は、供給線（Ｖin）および戻り線（信号接地）の両方で同位相で起こる電圧または電流として定義される。即ち、供給線および戻り線の両方は、接地に対して同じように動く。入力不均一モード雑音は、供給線と戻り線とにおける電圧値の差によって生じる。入力共通モード雑音は、スイッチの電圧動作範囲および寄生容量によって生じやすい。入力不均一モード雑音は、入力コンデンサ（即ち、電源から生じる雑音をフィルタリングするために入力電圧線に置かれるコンデンサ）のインピーダンスに作用するインダクタ電流によって生じやすい。ｄｖ／ｄｔを制御することは、入力共通モード雑音を低減する助けとなる。ｄｉ／ｄｔを制御することは、入力不均一モード雑音を低減する助けとなる。
【００５１】
図２に示すようなスイッチングレギュレータ回路は、スイッチの出力を変化させることによって（即ち、実質的に線形に増加する出力電圧を出力に与えることによって）入力共通モード雑音を低減する。図２に示すように、容量Ｃmillerを有するミラー（Miller）コンデンサ９０は、トランジスタ４０のコレクタとベースとの間に配置され、トランジスタ４０が線形範囲で動作するとき電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）を制御する。ミラー効果のため、ミラーコンデンサ９０を介するフィードバックにより、トランジスタ４０の入力容量は、Ｃmiller・（ＧQ＋１）に増加する。ここで、ＧQは、トランジスタ４０のゲインである。しかし、ミラーコンデンサ９０は、トランジスタ４０の入力ベースまたはゲートへのアクセスを必要とする。これにより、回路によっては、外部ミラーコンデンサ９０の容量を大きくしなければならない場合がある。通常、容量は、バイポーラトランジスタの電圧とともに減少する。ミラーコンデンサ９０は、トランジスタ４０のコレクタからベースへの容量と並列であるため、ミラーコンデンサ９０の容量は、このコレクタからベースへの容量を支配するのに十分に大きくなければならないか、あるいは、総容量が一定に維持されるように変えなければならない。従って、電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）を簡単に微調整することは困難となり得る。ミラーコンデンサ９０は、負荷および駆動条件によっては不所望な発振を生成し得るフィードバック素子である。
【００５２】
ミラーコンデンサ９０を用いれば、出力電流ＩLが上昇する（即ち、実質的に線形の態様で増加させる）と予測する人もいるであろう。しかし、図４に示すように、出力電圧Ｖoutは、インダクタ電流ＩL（図４のＩloadとほぼ等しい）の主な変化とは異なる時間に変化するため、ミラーコンデンサ９０は、出力電流にはほとんど影響を及ぼさない。これは、電圧の変化が起こる時間まで、電流のほとんどはダイオード６０に分流しないからである。出力電圧Ｖoutが上昇し、電流を分流するダイオード６０をオンにし、ダイオード６０をクランプする。
【００５３】
出力に雑音が生じ得る別の方法は、切換ノードからの容量結合によるものである。ここでも、このノードを変化させると、この種類の雑音が低減される。電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）を制御する１つの方法（ミラーコンデンサ以外）は、駆動装置への入力を上昇させることによるものである。電圧スルー制御の一例は、Linear Technology Application Note 29に示されている。
【００５４】
以下の説明では、スイッチングレギュレータを一例として用いているが、本発明は、スイッチングレギュレータに限定されない。しかし、スイッチングレギュレータは、本発明が実施され得る１つの装置である。本発明は、他の誘導性負荷切換の状況でも適用可能である。その例としては、モータ（例えば、ディスクドライブのモータ）、衝撃式プリンタ印刷ピン、リレー、ソレノイド（機械アクチュエータ、自動車燃料噴射器ソレノイドなど）、および位相アレイレーダ導波路調整器などがある。
【００５５】
スイッチングレギュレータ回路の伝導出力雑音は、多くのファクタに依存する。回路トポロジーは雑音に大きな影響を及ぼすが、優勢な影響は、出力コンデンサへの電流の切換であることが多い。コンデンサのＥＳＲを通して作用するこの電流は、鋭い電圧の段差を形成し得る。従って、電流遷移の鋭さを低減すると、この問題が軽減される。
【００５６】
出力雑音の問題に対する一般的な解決策は、別のフィルタリング素子を加えることである。この場合でも、この出力雑音の源を減らすと、そのようなフィルタリング素子の必要性を無くすかあるいは低減することが可能となる。
【００５７】
スイッチングインダクタは、幾つかの方法で、システムに雑音を引き起こし得る。第１の方法は、この構成要素自体の磁気放射によるものである。この磁気放射は、装置中の電流に依存する。電流も、デカップリング構成要素に作用する雑音の問題を引き起こし得る。例えば、インダクタの電流のためにデカップリングコンデンサのＥＳＲに生成される電圧などである。別の方法は、大きな電圧変化によるものである。大きな電圧変化の一例は、インダクタの電流が突然変化したときに生じる電圧の「フライバック」であろう。従って、インダクタ電流の高周波数含有量を減らすことが望ましい。上述のように、高周波数含有量は、電流スルーによって制御される。インダクタの場合、電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）は、以下の式に示すように、インダクタの電圧に比例する。
【００５８】
【数３】
0004065601.tif 000004
【００５９】
インダクタに印加される電圧値は、回路トポロジーの結果得られるものであることが多い。電圧は、供給電圧、変圧器の動作、およびクランプ（ツェナーあるいはスナバなど）によって制御することができる。従って、電圧を制限することにより、トポロジーは、スルーを一次に制御することができ、従って、インダクタの電流の一次高周波数成分を制御することができる。
【００６０】
スイッチングレギュレータでは、スイッチング素子における電力損失を減らすことによって、変換効率が増加する。インダクタの電流は瞬時には変化しないが、電圧はほぼ瞬時に変化し得る。インダクタを切り換えるときには、通常、クランプ電圧とオン状態電圧との間で切り換えを行う。これにより、インダクタには、ほぼ方形波の電圧が与えられる。
【００６１】
スイッチングレギュレータは、２つのモードのうちの一方で、即ち、連続的なインダクタ電流かあるいは断続的なインダクタ電流で動作し得る。連続モードでは、電流波形はほぼ三角形であり、電流スルーは電圧によって制御される。断続モードでは、電流波形はほぼ台形である。駆動電圧は、インダクタがオンのときのインダクタの電圧として定義される。いずれの場合も、電圧スルーは、駆動電圧によって制御される。
【００６２】
スイッチング素子４０についての主要な懸念は、出力電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）が寄生容量５０（ＣQparasitic）を介して接地に結合し、入力共通モード雑音を生成することである。スイッチング素子における遷移は、典型的には突然起こるものである。実際には、連続動作モードでは、遷移はほぼ階段関数であり、遷移時間は、装置のオンあるいはオフによってのみ制限される。
【００６３】
本発明は、入力共通モード雑音を低減する同様のミラーコンデンサを用いてスイッチｄｖ／ｄｔを制御する。容量性フィードバックを出力段設計に組み込むことによって、フィードバック量はユーザによって簡単に調節可能となり、発振しにくくなる。本発明はまた、図５に示すように、ノード５４０で電圧フィードバックと電流フィードバックとを合計することによって、電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）と電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）とを結合する。
【００６４】
図３、図５、図６および図８に示す本発明の実施形態は、変化する出力（電圧あるいは電流）の導関数が一定となるようにスルーレート（電圧あるいは電流）を制御しようとするものである（即ち、スルーを一定にすることにより、出力が線形に上昇するようになる）。
【００６５】
スイッチング素子の電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）を制御することにより、スイッチング素子において電流が突然変化することによって起こる過渡現象（従って、高周波数含有量）であって、電力接続を介してスイッチング素子に結合し得る過渡現象を低減することができる。
【００６６】
スイッチング素子の電流（例えば、上述のＱswitch）を制御すると、ダイオード６０の電流も制御される。他の寄生要素が大きすぎない限り、これは、単にキルヒホッフの法則によるものである。これは、スイッチング素子の電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）を制御することができ、そうすれば自動的にダイオードの電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）にも対処することができることを意味している。
【００６７】
別の実施形態では、高周波数信号のより高次の導関数を制御することによって、高周波数信号成分をさらに低減することができる。これらの波形では、第一次導関数が有限であり且つ制御されるだけでなく、より高次の導関数も有限であり且つ制御され、これにより、波形の突然の遷移が解消される。このような制御を行う１つの方法は、例えば図３に示すように、二重フィードバックループ法で微分フィードバックフィルタを形成することによる方法である。別の方法は、図１３に示すように、開ループシステムにおいてｔａｎｈ（双曲線正接）整形波形などの波形を生成することである。
【００６８】
上で図２を参照して示したように、高周波高調波の制御には、スイッチング素子の出力電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）および出力電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）の制御が必要である。図４に示すように、オンの間に出力電圧および出力電流を制御すると、スイッチング素子電流Ｉswitch（スイッチング素子４０のコレクタの電流）は最初に、インダクタ電流ＩL1にほぼ等しくなるまで増加し、このインダクタ電流ＩL1にほぼ等しくなると、出力電圧Ｖoutが低下する。ダイオード６０が導電状態になると、出力電圧Ｖoutはスイッチング素子４０のコレクタ電圧の跡をたどる。出力電圧Ｖoutは、ダイオード６０の最小の（de minimis）降下分だけ異なる。オフの間、出力電圧Ｖoutは増加し、そのあと出力電流Ｉloadが降下する。波形を制御するための多くの回路は、これらの遷移のすべての制御を可能にするものではない。本発明は、そのような制御を行う最初の回路である。
【００６９】
本発明は、出力電圧およびスイッチング素子電流の遷移をそれぞれ独立して制御することと可能にする。これは、連結された２つのフィードバック経路を設けることによって行われる。これらの２つのフィードバック経路の一方は電流用であり、他方は電圧用である。
【００７０】
以下の説明は、図３に示すような閉ループ制御システム、即ちスルー制御回路に基づくものである。言うまでもなく、本発明は、開ループ制御システムにも応用可能であり、この場合、図１３に示すように、正確に整形された波形が増幅され、この波形を用いて出力が駆動される。開ループシステムにおいて所定の出力電流および出力電圧を与えるためには、出力段に対する駆動を設計するために、負荷（例えば、負荷のインピーダンス特性）に関する知識が必要である。
【００７１】
図３に示すように、誘導性負荷２３０は、駆動ノード２０５に印加される駆動電圧Ｖdriveによって駆動される。信号ノード３００の電流Ｉoutは、信号ノード３００と出力ノード３１０との間に結合される負荷２３０を流れる。出力ノード３１０の電圧Ｖoutは、微分増幅器２９０（ゲインＧV）によって微分されて第１のフィードバック信号が生成され、この第１のフィードバック信号は、加算器２１０の入力端子に与えられ、Ｖoutのスルーの制御に用いられる。信号ノードの電流Ｉoutは、抵抗器２４０によって電圧信号に変換され、センスアンプ２５０（ゲインＡsense）によって増幅され、微分増幅器２６０（ゲインＧC）によって微分され、制限器２７０によってＩCslewの大きさに制限され、さらに、係数ＩVslew／ＩCslewが掛けられる。これにより、第２のフィードバック信号が生成され、この第２のフィードバック信号は、加算器２１０の入力端子に与えられ、Ｉoutのスルーが制御される。ユーザプログラム可能性を可能にする、供給電圧Ｖinに結合される外部抵抗器によって電流ＩCslewおよびＩVslewが生成される。これらの抵抗器は、一定値でオンチップで設けてもよく、あるいは、電気的にプログラムされるようにしてもよい。加算器２１０は、第１および第２のフィードバック信号を、Ｉvslewの大きさに制限されている駆動電圧Ｖdriveと結合し、駆動増幅器２２０（−Ｇdriveに等しいゲイン）を介して負荷２３０を駆動する。
【００７２】
図５は、２つのフィードバックループを備えた好適な実施形態のブロック図である。駆動電圧Ｖdriveは、トランスコンダクタンス増幅器４００の正の入力端子に印加される。トランスコンダクタンス増幅器４００は、Ｖrに接続された負の入力端子を有し、ＩVslewによって制御される。トランスコンダクタンス増幅器は、ソーシング(sourcing)ＩVslewとシンキング（sinking）ＩVslewとの切り換えを行う電圧制御された電流スイッチとしても考えられ得る。出力バッファ増幅器４５０は、駆動ノード５４０と出力スイッチ４６０のベースとの間に接続される。出力スイッチ４６０は、図５に図示されるように、トランジスタであり得る。図５では、誘導負荷は、Ｖinと信号ノード５２０との間に接続されたインダクタ４８０; 信号ノード５２０と出力ノード５３０との間に接続されたダイオード４９０; 出力ノード５３０と接地との間に接続されたコンデンサ５００; および出力ノード５３０と接地との間に接続された抵抗器５１０を備える。ＩCslewおよびＩVslewは、所与のスルーレートに調節され得る抵抗器によって生成された電流である。
【００７３】
図５の第１のフィードバックループ、すなわち電圧スルー制御ループは、信号ノード５２０と駆動ノード５４０との間に接続されるミラーコンデンサ４７０を含む。
【００７４】
図５の第２のフィードバックループ、すなわち電流スルー制御ループは、ノード５５０におけるトランジスタ４６０のエミッタと接地との間に接続された抵抗器４４０と； 抵抗器４４０に接続されたセンス増幅器４３０と; センス増幅器４３０の出力端子と、電流スルー制御フィードバックノード５７０との間に接続されたコンデンサ５６０と; 電流スルー制御フィードバックノード５７０に接続された負の入力端子と、参照電圧Ｖrに接続された正の入力端子と、電流スルー制御フィードバックノード５７０に接続された出力端子とを有する、ＩCslewによって制御されるトランスコンダクタンス増幅器４２０と； 電流スルー制御フィードバックノード５７０と、Ｖrに接続された正の入力端子と、駆動ノード５４０に接続された出力端子とを有する、ＩVslewによって制御されるトランスコンダクタンス増幅器４１０とを備える。トランスコンダクタンス増幅器４２０に関しては、出力電流は、Ｉx＝Ｇc・（Ｖr−Ｖgc）である。トランスコンダクタンス増幅器４１０に関しては、出力電流は、Ｉy＝Ｇcv・（Ｖr−Ｖgc）である。従って、Ｉy＝Ｉx・Ｇcv／Ｇcである。トランスコンダクタンス増幅器４１０および４２０が、ＩVslewおよびＩCslewの限界電流をそれぞれ有する場合、
【００７５】
【数４】
0004065601.tif 000005
【００７６】
であり、Ａは、追加の利得変数を表す。このループは、スイッチング素子として機能する出力トランジスタ４６０の電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）を制御する。出力電流動作範囲の間、電流スルー制御フィードバックノード５７０の電圧Ｖgcは、Ｇcの電流出力とコンデンサＣcとによって変化される。
【００７７】
２つのループが、共通の駆動ノードを共有するので、両方のループが互いに影響しあい、電圧と電流の変化間の円滑な遷移が可能となる。
【００７８】
電流ｉCslew、コンデンサＣC、センス増幅器、およびセンス抵抗器は、共に、電流スルーレートを制御する。電流ｉVslewおよびコンデンサＣVは、電圧スルーレートを制御する。概算の式は：
【００７９】
【数５】
0004065601.tif 000006
【００８０】
である。
【００８１】
図５の回路の制限の１つは、ダイオード４９０による出力電圧の急激なクランピングオフである。このクランピングオフが生じる速度が原因で、良好な制御のためには、電流スルーフィードバックループは、電圧スルーフィードバックループから迅速に引き継がれなければならない。図６は、図５のスルー制御回路のトランスコンダクタンス増幅器４００、トランスコンダクタンス増幅器４１０、トランスコンダクタンス増幅器４２０、およびセンス増幅器４３０の可能なトランジスタレベルの実施形態を図示し、電流スルーフィードバックから電圧スルーフィードバックへの切り換えを促進し、重畳するフィードバックループおよび装置の制限を補償する切換回路６００を含む。装置の制限には、有限のトランジスタバンド幅および有限のトランジスタ利得が含まれる。
【００８２】
出力のターンオフ間には、トランジスタ６９０は、電流をシンクさせる。出力に対する正の電圧スルーは、コンデンサ６１０および７６０を通る電流を生成する。コンデンサ６１０からの電流は流れを止め、それによって、トランジスタ６４０のコレクタの電圧が、接地電位より高いおよそ２つのダイオードの電圧降下から飽和へと低下する。これは、次に、トランジスタ６６０からダイオード６３０を通して電流を引き込み、電流ミラー６８０および６９０から電流をそらす。従って、出力電圧スルーは、トランジスタ６９０から電流を瞬間的にそらせ、それによって、さらなる出力のターンオフを防止し、電流フィードバックループに応答する時間を与える。
【００８３】
図６は、出力ドライバのターンオン間にトランジスタ８６０のベースを高く引き上げ、それによって電流制御ループに応答する時間を与えるために出力ドライバのターンオン間に電流ループを発動させるのを助けるコンデンサ７７０、およびターンオフ間に電流制御ループを安定させるのを助けるインダクタ９７０も含む。
【００８４】
図７は、図６の回路に対応する代表的な波形を、時間の関数として図示する。図７ａは、ダイオード６３０における電流を示す。図７ｂは、コンデンサ７６０および７８０における電流を示す。図７ｃは、トランスコンダクタンス増幅器４００における電流を示す。図７ｄは、トランスコンダクタンス増幅器４１０における電流を示す。図７ｅは、トランスコンダクタンス増幅器４２０の出力での電圧を示す。図７ｆは、センス増幅器４３０の出力での電圧を示す。図７ｇは、電圧ＶdriveおよびＶinを示す。図７ｈは、出力電流および出力電圧を示す。
【００８５】
当業者は、デュアル出力端子を有する出力スルー制御を用いた切換モード電力供給コントローラが、プッシュ−プル用途での使用のために提供され得ることを容易に認識するであろう。そのような実施形態においては、センス増幅器およびＧC増幅器は、別個のＧVおよびＧVC増幅器およびドライバに対して共通であり得る（すなわち、両方の出力が、単一のセンス増幅器を共有し得る）。
【００８６】
完全なスイッチャが、図８に図示されている。完全なスイッチャは、ドライバブロック１０２０を含む。ドライバブロック１０２０は、調整された電圧Ｖregを生成する低ドロップアウト直線レギュレータ等の電圧レギュレータを含有し得る。完全なスイッチャは、デカップリングコンデンサ１０００、並びにノードＲVslewおよびＲCslew（図９に図示されるノード）に接続された抵抗器１３００および１３１０等の電圧および電流スルーを調節するための追加回路機構も備え得る。スイッチングレギュレータコントローラにおけるスルー制御のさらなる単純化は、エラー増幅器の出力端子およびフィードバックピンＦＢからの情報を用いて得られ得る。スタートアップ間に、より高い効率（より速いスルー）を有することが望ましい。システムが調整を開始すると、スルーは、オシレータ／論理ブロック１２００の作用によって増加し、それによってシステムを静止させる。
【００８７】
図９は、図８の完全なスイッチャ回路のトランスコンダクタンス増幅器１０４０、トランスコンダクタンス増幅器１０５０、出力バッファ増幅器１０４５（バイアス回路を含む）、トランスコンダクタンス増幅器１０６０、およびセンス増幅器１０８０の、可能なトランジスタレベルの実施形態を図示し、電流スルーフィードバックから電圧スルーフィードバックへの切り換えを促進し、重畳するフィードバックループおよび装置の制限を補償するための切換回路１４００を含む。
【００８８】
スルー制御回路の別の実施形態が、図１０に図示される。図１０は、図６の回路に対応する単一の制御抵抗器スルー制御回路である。この実施形態においては、電圧スルー制御は、図６を参照して上に説明したようなもの、すなわち、コンデンサ１５９０によるフィードバックを介する。電流の検出および増幅は、トランジスタ１５７０および関連の抵抗器によって行われる。電流スルーフィードバックは、共通駆動ノード１６４０に直接供給するコンデンサ１５６０によって行われる。この実施形態においては、電圧および電流スルーレートは、単一の素子（コンデンサ１５９０）によって調節され、従って、提携している。
【００８９】
インダクタ電流の高周波成分の向上した制御レベルを提供するためには、電流の高次導関数が、有限で、満足に作用するべきである。インダクタの電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）は、
【００９０】
【数６】
0004065601.tif 000007
【００９１】
で表され得るので、インダクタの電圧スルーは、電流の第二次導関数を制御することによって制御され得ることになる。従って、インダクタ電流高調波は、図１１に図示されるような電流スルー制御フィードバックループ１７９７に接続された第二次導関数ループ１７９５を用いて、インダクタ電流の第二次導関数を制御して電流の遷移の角を和らげることによって、さらに減衰され得る。実際には、第二次導関数ループ１７９５は、電流スルー制御フィードバックループ１７９７からの電流スルー制御フィードバック信号を変化させる。これにより、より高い周波数でより有用な、追加の２０ｄＢのロールオフが加えられる。第二次導関数（ｄ2ｉ／ｄｔ2）は、第一次導関数（ｄｉ／ｄｔ）の変化率を表し、従って、遷移がどの位急激（sharp）であるかの良い指標である。電圧スルーフィードバックループは、必要ではない。付加的利点としては、インダクタの電圧スルーを制御することにより、追加のノイズ成分を生成し得る寄生容量（ＣQparasiticおよびＣLparasitic）電流が減少する。従って、誘電負荷に関しては、電流スルー（ｄｉ／ｄｔ）を制御するのみではなく、電流の第二次導関数も制御することが望ましい。電圧スルー（ｄｖ／ｄｔ）を制御することにより、電流の第二次導関数が制御され、高周波ノイズへの寄生成分の付加の減少も助けられる。
【００９２】
高周波信号高調波のより大幅な減少は、図１２に図示されるように、信号の高次導関数（例えば、出力電圧の第Ｍ次導関数および出力電流の第Ｎ次導関数）を制御することにより得られ得る。電圧および電流スルー信号の一般的な式は、それぞれ、
【００９３】
【数７】
0004065601.tif 000008
【００９４】
および
【００９５】
【数８】
0004065601.tif 000009
【００９６】
である。これらの波形に関しては、第一次導関数が、有限であり、制御されるだけでなく、高次導関数も有限であり、制御され、その結果、波形の突然の遷移が排除される。これを行う１つの方法は、デュアルフィードバックループ方法において、異なるフィードバックフィルタを作成することによる。別の方法は、開ループシステムにおいてtanh（双曲線タンジェント）形状の波形を生成することである。
【００９７】
上記の本発明の実施形態は、高調波を制御するためのフィードバックとして出力電圧および出力電流導関数を使用する。しかし、本発明は、フィードバックを使用することに限定されない。図１３に図示されるように、駆動信号が増幅され、負荷に直接印加される開ループ方法において出力電圧および出力電流の第一次および高次導関数を使用することが可能である。
【００９８】
従って、スイッチング誘導負荷から高周波ノイズを減少させるために波形の成形を用いる装置および方法が理解される。当業者は、限定する目的ではなく、例示目的で示された記載の実施形態以外によって本発明が実施され得、本発明は、特許請求の範囲によってのみ限定されることを理解するであろう。
【００９９】
【発明の効果】
本発明の低ノイズスイッチングレギュレータによれば、回路性能を犠牲にすることなく、あるいは、別の構成要素を加えることなく、誘導性負荷を切り換えることによって生じる高周波数雑音成分を低減する装置およびその方法を提供することができる。
【０１００】
また、本発明の低ノイズスイッチングレギュレータによれば、高周波含有量と変換効率との間のトレードオフについてさらなる制御を可能にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＡおよびＢは、信号波形エッジの鋭さの関数としての信号波形の周波数含有量を示す図である（Mark Naveによる「切換られたモードの電源おける伝導放出の予測（Prediction of Conducted Emissions in Switched Mode Power Supplies）」、1986年の電磁波適合性に関するIEEE国際シンポジウム（1986 IEEE International Symposium on Electromagnetic Compatibility 173頁）。
【図２】先行技術のブーストスイッチングレギュレータ回路を示す図である。
【図３】電流および電圧のスルー制御を示す図である。
【図４】ＡおよびＢは、図３のフロー図に対応する代表的な波形図である。
【図５】スルー制御回路の実施形態を示す図である。
【図６】図５のスルー制御回路のトランジスタレベルの実施形態を示す図である。
【図７】Ａ〜Ｈは、図６の回路に対応する代表的な波形図である。
【図８】出力スルー制御を用いた完全なスイッチャのブロック図である。
【図９】図８の出力ドライバブロックのトランジスタレベルの実施形態を示す図である。
【図１０】出力スルー制御を用いた、切換られたモードの電源コントローラの１つの制御抵抗器の実施形態を示す図である。
【図１１】電圧スルーを電流の第二次導関数によって制御するスルー制御回路の実施形態を示す図である。
【図１２】より高次のスルー制御を用いる回路の実施形態を示す図である。
【図１３】開ループスルー制御回路を示す図である。
【符号の説明】
２０５  駆動ノード
２１０  加算器
２２０  駆動増幅器
２３０  誘導性負荷
２４０  抵抗器２４０
２５０  センスアンプ
２６０  微分増幅器
２７０  制限器
２９０  微分増幅器
３００  信号ノード
３１０  出力ノード
【図１Ａ】
0004065601.tif 000010
【図１Ｂ】
0004065601.tif 000011
【図２】
0004065601.tif 000012
【図３】
0004065601.tif 000013
【図４Ａ】
0004065601.tif 000014
【図４Ｂ】
0004065601.tif 000015
【図５】
0004065601.tif 000016
【図６】
0004065601.tif 000017
【図７Ａ】
0004065601.tif 000018
【図７Ｂ】
0004065601.tif 000019
【図７Ｃ】
0004065601.tif 000020
【図７Ｄ】
0004065601.tif 000021
【図７Ｅ】
0004065601.tif 000022
【図７Ｆ】
0004065601.tif 000023
【図７Ｇ】
0004065601.tif 000024
【図７Ｈ】
0004065601.tif 000025
【図８】
0004065601.tif 000026
【図９】
0004065601.tif 000027
【図１０】
0004065601.tif 000028
【図１１】
0004065601.tif 000029
【図１２】
0004065601.tif 000030
【図１３】
0004065601.tif 000031