(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
実質的に一定の振幅の交流出力信号（Ｓ１、Ｓｏｓｃ）を出力（１１、１１ａ）に生成するための振幅制御付き電子デバイス（１）であって：
前記出力信号（Ｓ１、Ｓｏｓｃ）の振幅を表す測定電圧（Ｖｏｕｔ）を生成するための測定ブランチ（２０、２０＊、２０１）、
基準電圧（Ｖｒｅｆ）を生成するための基準ブランチ（４０、４０＊、４００）であり、前記測定ブランチ（２０、２０＊、２０１）と整合されており、前記基準電圧（Ｖｒｅｆ）が有する温度ならびに製造プロセスの変動に対する鋭敏性が、前記測定電圧（Ｖｏｕｔ）の鋭敏性と実質的に等しい基準ブランチ、
前記測定電圧（Ｖｏｕｔ）と前記基準電圧（Ｖｒｅｆ）を比較し、それに応じて、前記出力信号（Ｓ１、Ｓｏｓｃ）の振幅を制御すべき前記電子デバイス（１）の制御端子（１２）に印加される制御信号（Ｓｃ）を生成するための比較器（３０、３００）、を備え、
前記基準電圧（Ｖｒｅｆ）を生成するために、前記基準ブランチ（４０、４０＊、４００）の入力（Ａ）で、電圧基準（Ｕ０）が選択的に切り替えられるとともに、
前記測定ブランチ（２０、２０＊、２０１）が交流出力信号（Ｓ１、Ｓｏｓｃ）を生成していない場合に、前記基準電圧（Ｖｒｅｆ）の値をグラウンドに設定する、ことを特徴とする電子デバイス。
【請求項２】
前記電圧基準（Ｕ０）の切り替え周波数は、前記交流出力信号（Ｓ１、Ｓｏｓｃ）の周波数から導かれることを特徴とする前記請求項１記載の電子デバイス。
【請求項３】
前記測定ブランチ（２０）は：
制御電極（ｇ１）および第１および第２の電流電極（ｄ１、ｓ１）を含む第１のＭＯＳトランジスタ（Ｍ１）、
前記電子デバイスの前記出力（１１、１１ａ）と前記第１のトランジスタ（Ｍ１）の前記制御電極の間に直列に接続される第１の容量エレメント（Ｃ０）、
前記第１のトランジスタ（Ｍ１）と直列に取り付けられ、実質的に一定の電流（ｉ０）を生成する第１の電流ソース（ＳＣ１）、
前記第１のトランジスタ（Ｍ１）の前記第１の電流電極（ｄ１）と前記制御電極（ｇ１）の間に接続される第１の抵抗エレメント（Ｒ１）、および、
前記第１のトランジスタ（Ｍ１）と並列に、その前記第１および第２の電流電極（ｄ１、ｓ１）の間に接続される第２の容量エレメント（Ｃａ）、を含み、
前記測定電圧（Ｖｏｕｔ）が、前記第１のトランジスタ（Ｍ１）の前記第１の電流電極（ｄ１）において生成されることを特徴とし、さらに、
前記基準ブランチ（４０）は：
前記第１のトランジスタ（Ｍ１）と整合された、制御電極（ｇ２）および第１および第２の電流電極（ｄ２、ｓ２）を含む第２のＭＯＳトランジスタ（Ｍ２）、
入力端子（Ａ）と基準電位（Ｖｓｓ）の間に直列に接続された第３および第４の容量エレメント（Ｃ１、Ｃ２）を含む容量分圧回路（４５）であって、前記容量分圧回路（４５）の前記入力端子（Ａ）に対して前記電圧基準（Ｕ０）および前記基準電位（Ｖｓｓ）を選択的に印加するための切り替え手段（ＳＷ）を含み、前記容量分圧回路（４５）の中間端子（Ｂ）が前記第２のトランジスタ（Ｍ２）の制御電極（ｇ２）に接続された容量分圧回路、
前記第２のトランジスタ（Ｍ２）と直列に取り付けられ、実質的に一定の電流（ｉ０）を生成する第２の電流ソース（ＳＣ２）、
前記第２のトランジスタ（Ｍ２）の前記第１の電流電極（ｄ２）と前記制御電極（ｇ２）の間に接続される、第１の抵抗エレメント（Ｒ１）と値が実質的に等しい第２の抵抗エレメント（Ｒ２）、および、
前記第２のトランジスタ（Ｍ２）と並列に、その前記第１および第２の電流電極（ｄ２、ｓ２）の間に接続される第５の容量エレメント（Ｃｂ）、を含み、
前記基準電圧（Ｖｒｅｆ）が、前記第２のトランジスタ（Ｍ２）の前記第１の電流電極（ｄ２）において生成されることを特徴とする前記請求項１または２記載の電子デバイス。
【請求項４】
前記測定ブランチ（２０＊、２０１）は：
制御電極（ｂ１）および第１および第２の電流電極（ｅ１、ｃ１）を含む第１のバイポーラ・トランジスタ（ＢＰ１、ＢＰ１０）、
前記電子デバイスの前記出力（１１、１１ａ）と前記第１のトランジスタ（ＢＰ１、ＢＰ１０）の前記制御電極（ｂ１）の間に直列に接続される第１の容量エレメント（Ｃ０、Ｃ０１）、
前記第１のトランジスタ（ＢＰ１、ＢＰ１０）と直列に取り付けられ、実質的に一定の電流（ｉ０）を生成する第１の電流ソース（ＳＣ１）、
前記第１のトランジスタ（ＢＰ１、ＢＰ１０）の前記第１制御電極（ｂ１）とバイアス電位（Ｖｐｏｌ）の間に接続される第１の抵抗エレメント（Ｒ１、Ｒ１０）、および、
前記第１のトランジスタ（ＢＰ１、ＢＰ１０）と並列に、その前記第１および第２の電流電極（ｅ１、ｃ１）の間に接続される第２の容量エレメント（Ｃａ：Ｃａ１）、を含み、
前記測定電圧（Ｖｏｕｔ）が、前記第１のトランジスタ（ＢＰ１、ＢＰ１０）の前記第１の電流電極（ｅ１）で生成されることを特徴とし、さらに、
前記基準ブランチ（４０＊、４００）は：
前記第１のトランジスタ（ＢＰ１、ＢＰ１０）と整合された、制御電極（ｂ２）および第１および第２の電流電極（ｅ２、ｃ２）を含む第２のバイポーラ・トランジスタ（ＢＰ２、ＢＰ２０）、
入力端子（Ａ）と基準電位（Ｖｓｓ）の間に直列に接続された第３および第４の容量エレメント（Ｃ１、Ｃ２）を含む容量分圧回路（４５）であって、前記容量分圧回路（４５）の前記入力端子（Ａ）に対して前記電圧基準（Ｕ０）および前記基準電位（Ｖｓｓ）を選択的に印加するための切り替え手段（ＳＷ）を含み、前記容量分圧回路（４５）の中間端子（Ｂ）が前記第２のトランジスタ（ＢＰ２、ＢＰ２０）の制御電極（ｂ２）に接続された容量分圧回路、
前記第２のトランジスタ（ＢＰ２、ＢＰ２０）と直列に取り付けられ、実質的に一定の電流（ｉ０）を生成する第２の電流ソース（ＳＣ２）、
前記第２のトランジスタ（ＢＰ２、ＢＰ２０）の前記制御電極（ｂ２）と前記バイアス電位（Ｖｐｏｌ）の間に接続される、第１の抵抗エレメント（Ｒ１、Ｒ１０）と実質的に値が等しい第２の抵抗エレメント（Ｒ２：Ｒ２０）、および、
前記第２のトランジスタ（ＢＰ２、ＢＰ２０）と並列に、その前記第１および第２の電流電極（ｅ２、ｃ２）の間に接続される第５の容量エレメント（Ｃｂ）、を含み、
前記基準電圧（Ｖｒｅｆ）が、前記第２のトランジスタ（ＢＰ２、ＢＰ２０）の前記第１の電流電極（ｅ２）において生成されることを特徴とする前記請求項１または２記載の電子デバイス。
【請求項５】
前記バイポーラ・トランジスタ（ＢＰ１，ＢＰ２、ＢＰ１０，ＢＰ２０）は、特性決定されていない縦型バイポーラ・トランジスタであることを特徴とする前記請求項４記載の電子デバイス。
【請求項６】
前記第３および第４の容量エレメント（Ｃ１、Ｃ２）のキャパシタンス値の合計は、前記第１の容量エレメント（Ｃ０、Ｃ０１）のキャパシタンス値と実質的に等しいことを特徴とする前記請求項３または４記載の電子デバイス。
【請求項７】
前記電子デバイスはオシレータ回路であり、第１および第２の出力（１１ａ、１１ｂ）を含み、それぞれ測定ブランチ（２０１）に印加される第１の発振信号（Ｓｏｓｃ）、および前記第１の発振信号に対して１８０度の位相シフトがなされた第２の発振信号であって、前記オシレータ回路の前記第１および第２の出力（１１ａ、１１ｂ）を対称にロードさせるために前記測定ブランチ（２０１）と整合された第２のブランチ（２０２）に印加される第２の発振信号（Ｓｏｓｃ−ｂ）を生成することを特徴とする前記いずれかの請求項に記載した電子デバイス。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オシレータ・デバイス等の、実質的に一定振幅の交流出力信号を生成することが意図された振幅制御付き電子デバイスに関する。
【０００２】
【従来の技術】
オシレータ回路等の電子デバイスによって生成される交流出力信号の振幅を制御するためのソリューションは、一般に振幅制御・ループを伴う電子デバイスを提供することと同じである。この振幅制御・ループは、通常、出力信号の振幅を表す測定電圧を生成することが意図された測定ブランチを包含し、その種の測定電圧が基準値と比較されて制御信号またはスレーブ信号が生成され、それが、出力信号をあらかじめ決定済みの値に従わせる目的で電子デバイスに印加される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このソリューションの欠点は、出力信号の振幅を表す測定電圧を生成させる測定ブランチが、一般に温度変化に対して鋭敏であり、さらに製造プロセスにおける変動に対して鋭敏であるという事実にある。この鋭敏性は、制御信号に対する直接的な影響を有し、その結果、この種のソリューションにおいては、一定振幅の出力信号を保証することができない。
【０００４】
したがって本発明は、出力信号の振幅制御が、特に、温度ならびに製造プロセスにおける変動から実質的に独立している電子デバイスを提供することを主目的とする。
【０００５】
上記の主目的を満たす振幅制御付き電子デバイスについては、米国特許第３，８２８，２７０号においてすでに説明されている。この文献は、交流出力信号を生成するためのデバイスについて説明しており、当該デバイスは、交流出力信号の振幅を表す測定電圧を生成するための測定ブランチ、基準電圧を生成するための基準ブランチ、および測定電圧と基準電圧を比較し、出力信号の振幅の制御信号を生成するための比較手段を含む。測定ブランチおよび基準ブランチは、温度ならびに製造プロセスの変動に対して類似の鋭敏性を持つように整合されている。しかしながらこのデバイスは、基準電圧を生成するための追加のソースを必要とするだけでなく、この基準電圧の値をセットするための減衰器を必要とし、それらの減衰器の特性を手で調整しなければならない。
【０００６】
したがって本発明のもう１つの目的は、設計において従来技術のソリューションよりシンプルであり、特に低消費電力応用に適したソリューションを提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
以上から本発明は、実質的に一定の振幅の交流出力信号を出力に生成するための振幅制御付き電子デバイスであって、前記出力信号の振幅を表す測定電圧を生成するための測定ブランチ、基準電圧を生成するための基準ブランチであり、前記測定ブランチと整合されており、前記基準電圧が有する温度ならびに製造プロセスの変動に対する鋭敏性が、前記測定電圧の鋭敏性と実質的に等しい基準ブランチと、前記測定電圧と前記基準電圧を比較し、それに応じて、前記出力信号の振幅を制御すべき前記電子デバイスの制御端子に印加される制御信号を生成するための比較器と、を備え、前記基準電圧を生成するために、前記基準ブランチの入力で、電圧基準が選択的に切り替えられることを特徴とする。
【０００８】
好都合な実施態様は、従属項のテーマを構成する。
【０００９】
本発明によれば、したがって、電子デバイスの出力信号の振幅を表す測定電圧を生成する測定ブランチと整合された基準ブランチの出力に基準電圧が生成され、特にその基準電圧は、測定ブランチの入力で電圧基準を切り替えることによって獲得される。測定ブランチと基準ブランチを整合させた結果、温度ならびに製造プロセスの変動に対するこれらの電圧の鋭敏性が実質的に等しくなり、それにより、それらの電圧の比較に応答して生成される制御信号が実質的にそれらの変動から独立したものとなる。
【００１０】
電圧基準の切り替え周波数は、特に、電子デバイスの出力において生成される交流信号の周波数より低くなるように選択し、それにより制御・システムの消費電力を低くしている。
【００１１】
好ましくは、電圧基準の切り替え周波数を、この電子デバイスによって生成される交流出力信号の周波数から導く。結果的に、これは、基準電圧を生成するための追加のソースを使用する必要をなくす。
【００１２】
本発明のこのほかの特徴および利点については、限定を意図しない例として示す添付図面を参照した以下の説明を読むことによってより明らかなものとなろう。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図１は、弱い反転モードで動作する整合ＭＯＳトランジスタを使用した本発明の第１の実施形態を示した機能ブロック図である。この図１に例示されているように、参照番号１により示した電子デバイスは、出力１１に交流出力信号Ｓ１を出力し、その信号の振幅を制御することが望まれている。電子デバイス１は、たとえばオシレータ回路とすることができるが、振幅の制御が望まれる交流出力信号を生成するそのほかの任意の電子デバイスとすることも可能であり、その一例として電力増幅器が挙げられる。
【００１４】
交流出力信号Ｓ１は、参照番号２０を用いて示した第１のブランチ、すなわち測定ブランチに印加される。そのブランチは制御の対象となる信号Ｓ１の振幅を表す測定電圧Ｖｏｕｔをその出力に提供する。この測定電圧Ｖｏｕｔは、比較器３０によって基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。比較器３０は、測定結果に応じた制御信号Ｓｃを出力し、それを電子デバイス１の制御端子１２に印加する。
【００１５】
冒頭部分において述べているように、出力信号Ｓ１の振幅を表す測定電圧Ｖｏｕｔを生成する測定ブランチ２０は、温度ならびに製造プロセスの変動に対して鋭敏である。測定ブランチ２０のこの鋭敏性を補償し、かつ実質的にそれを取り除くために、本発明によれば、温度ならびに製造プロセスの変動に対する鋭敏性が測定電圧Ｖｏｕｔの鋭敏性と実質的に等しい基準電圧Ｖｒｅｆが生成される。
【００１６】
そのため、本発明は、基準電圧Ｖｒｅｆを生成するための、測定ブランチと整合させた第２のブランチ、すなわち基準ブランチを使用している。図１に概要図として示しているように、基準電圧Ｖｒｅｆは、測定ブランチ２０と整合された基準ブランチ４０の入力に実質的に温度に対して安定な電圧基準Ｕ０を切り替えることによって生成される。電圧基準Ｕ０は、一般にバンドギャップ電圧基準、または良好な温度安定性を有するその他の任意の電圧基準とすることができる。
【００１７】
好ましくは、電圧基準Ｕ０の切り替え周波数を、この電子デバイスによって生成される交流出力信号の周波数から、たとえば分周チェーンを用いて導く。
【００１８】
図１に示した本発明の第１の実施形態によれば、第１および第２の整合ブランチ２０および４０は、弱い反転モードで動作するように極性を与えたＭＯＳトランジスタを使用する。したがって測定ブランチ２０は、第１の容量エレメントＣ０、第１のＭＯＳトランジスタＭ１、あらかじめ決定済みの電流ｉ０を供給する第１の電流ソースＳＣ１、第１の抵抗エレメントＲ１および第２の容量エレメントＣａを含んでいる。
【００１９】
より具体的に述べれば、第１の容量エレメントＣ０は、結合キャパシタとして作用し、電子デバイス１の出力１１とＭＯＳトランジスタＭ１の制御電極（ゲートｇ１）の間に直列に取り付けられている。後者は、電流ソースＳＣ１と直列に接続されており、トランジスタＭ１の電流電極（ソースｓ１）が、この例においてはグラウンド電位となる電位Ｖｓｓに接続され、もう１つの電流電極（ドレインｄ１）が電流ソースＳＣ１に接続されている。抵抗エレメントＲ１は、トランジスタＭ１の適切なバイアス設定を保証するために、その制御電極ｇ１と電流電極ｄ１の間に配置されている。第２の容量エレメントＣａは、減結合キャパシタとして作用し、トランジスタＭ１と並列に、トランジスタＭ１の電流電極ｄ１とグラウンドＶｓｓの間に配置されている。出力信号Ｓ１の振幅を表す測定電圧Ｖｏｕｔは、トランジスタＭ１の電流電極ｄ１に生成される。
【００２０】
測定ブランチ２０と整合されている第２のブランチ４０は、端子Ａとグラウンド電位Ｖｓｓの間に直列に接続された第３および第４の容量エレメントＣ１、Ｃ２を含む容量分圧回路４５、第２のＭＯＳトランジスタＭ２、前述と同じ電流ｉ０を供給する第２の電流ソースＳＣ２、第２の抵抗エレメントＲ２、および第５の容量エレメントＣｂを含んでいる。より詳細を述べれば、容量分圧回路４５の中間端子Ｂ、すなわち容量エレメントのＣ１とＣ２の間の接続ノードが、第２のトランジスタＭ２の制御電極（ゲートｇ２）に接続されている。トランジスタＭ２は、第２の電流ソースＳＣ２と直列に接続されている。トランジスタＭ２の電流電極（ソースｓ２）は、電位Ｖｓｓに接続され、残りの電流電極（ドレインｄ２）が電流ソースＳＣ２に接続されている。抵抗エレメントＲ２もまた、トランジスタＭ２の適切なバイアス設定を保証するために、その制御電極ｇ２と電流電極ｄ２の間に配置されている。第５の容量エレメントＣｂは、減結合キャパシタとして作用し、トランジスタＭ２と並列に、その電流電極ｄ２とグラウンドＶｓｓの間に配置されている。基準電圧Ｖｒｅｆは、トランジスタＭ２の電流電極ｄ２に生成される。
【００２１】
ブランチ２０と４０が整合されていることから、これらのブランチの構成エレメントの値および／または特性が実質的に等しいことは明らかであろう。つまり、抵抗エレメントＲ１、Ｒ２、電流ソースＳＣ１、ＳＣ２、およびＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２がそれぞれ整合されている。電流ソースＳＣ１、ＳＣ２は、たとえば当業者に周知の「電流ミラー」回路構成（図には示していない）によって生成することができる。
【００２２】
本発明によれば、基準電圧Ｖｒｅｆは、容量分圧回路４５の端子Ａとして図１に示した第２のブランチ４０の入力で、電圧基準Ｕ０を切り替えることによって生成される。そのため、電圧基準Ｕ０と容量分圧回路４５の端子Ａの間にスイッチＳＷが配置されている。このスイッチＳＷが、電圧基準Ｕ０とグラウンド電位Ｖｓｓを選択的に容量分圧回路４５の端子Ａに印加する。このスイッチＳＷは、電子デバイス１によって生成される交流信号Ｓ１の周波数より低い周波数で動作する。その結果、本発明による制御信号の電流消費が低くなり、低電力消費応用のための、特にバッテリ動作のポータブルな対象への組み込みを目的としたその使用が完全に可能になる。
【００２３】
すでに前述しているように、スイッチＳＷの切り替え周波数は、好ましくは電子デバイス１の交流出力信号の周波数から導く。スイッチＳＷの切り替え周波数は、分周チェーンによって、電子デバイスの交流出力信号の周波数から容易に導くことができる。
【００２４】
ここで、容量分圧回路４５を形成する第３および第４の容量エレメントＣ１、Ｃ２の値の比が、基準電圧Ｖｒｅｆのレベルを設定することを理解されよう。これらの容量エレメントＣ１、Ｃ２の値は、さらにそれらの合計（Ｃ１＋Ｃ２）が実質的に、測定ブランチ２０の入力に接続されている第１の容量エレメントＣ０と等しくなるように選択される。この種の選択は、トランジスタＭ１およびＭ２のゲート容量からシステムを独立させる効果を有する。
【００２５】
したがって、本発明によれば、測定電圧Ｖｏｕｔおよび基準電圧Ｖｒｅｆそれぞれの温度ならびに製造プロセスの変動に関する鋭敏性が、それらの電圧を生成する整合されたブランチ２０、４０の使用によって実質的に等しくなる。この構成の結果、比較器３０の出力に生成される制御信号Ｓｃが、実質的にこれらの変動と独立になり、したがって出力信号Ｓ１の振幅が実質的にこれらの変動から独立して制御される。
【００２６】
図２は、整合バイポーラ・トランジスタを使用した本発明の第２の実施形態を示した機能ブロック図である。図１に示した機能ブロック図と類似の形態において、電子デバイス１が、参照記号２０＊により示される測定ブランチの入力に交流出力信号Ｓ１を供給し、測定ブランチ２０＊と整合させた参照記号４０＊により示される基準ブランチの入力で電圧基準Ｕ０を切り替えることによって、基準電圧Ｖｒｅｆが生成される。比較器３０は、測定電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆの比較結果に応答した制御信号Ｓｃを生成し、それを電子デバイス１の制御端子１２に印加する。しかしながら、この例においては、ブランチ２０＊および４０＊が、それぞれバイポーラ・トランジスタを含むという点において前述の例と異なっている。
【００２７】
図２に示した本発明の第２の実施形態によれば、測定ブランチ２０＊は、第１の容量エレメントＣ０、第１のｐｎｐ型バイポーラ・トランジスタＢＰ１、決められた電流ｉ０を供給する第１の電流ソースＳＣ１、第１の抵抗エレメントＲ１および第２の容量エレメントＣａを含んでいる。より具体的に述べれば、第１の容量エレメントＣ０は、結合キャパシタとして作用し、電子デバイス１の出力１１とバイポーラ・トランジスタＢＰ１の制御電極（ベースｂ１）の間に直列に接続されている。第２の容量エレメントは、電流ソースＳＣ１と直列に接続されている。トランジスタＢＰ１の電流コレクタ（コレクタｃ１）はグラウンド電位Ｖｓｓに接続され、もう１つの電流電極（エミッタｅ１）は電流ソースＳＣ１に接続されている。抵抗エレメントＲ１は、トランジスタＢＰ１の適切なバイアス設定を保証するために、その制御電極ｂ１とバイアス電位Ｖｐｏｌの間に配置されている。第２の容量エレメントＣａは、減結合キャパシタとして作用し、トランジスタＢＰ１と並列に、その電流電極ｅ１とグラウンドＶｓｓの間に配置されている。出力信号Ｓ１の振幅を表す測定電圧Ｖｏｕｔは、バイポーラ・トランジスタＢＰ１の電流電極ｅ１に生成される。
【００２８】
同様に、測定ブランチ２０＊と整合されている基準ブランチ４０＊は、端子Ａとグラウンド電位Ｖｓｓの間に直列に接続された第３および第４の容量エレメントＣ１、Ｃ２を含む容量分圧回路４５、第２のｐｎｐ型バイポーラ・トランジスタＢＰ２、前述と同じ電流ｉ０を供給する第２の電流ソースＳＣ２、第２の抵抗エレメントＲ２、および第５の容量エレメントＣｂを含んでいる。より詳細に述べれば、容量分圧回路４５の中間端子Ｂ、すなわち容量エレメントのＣ１とＣ２の間の接続ノードが、第２のバイポーラ・トランジスタＢＰ２の制御電極（ベースｂ２）に接続されている。トランジスタは、第２の電流ソースＳＣ２と直列に接続されている。トランジスタＢＰ２の電流電極（コレクタｃ２）はグラウンド電位Ｖｓｓに接続され、残りの電流電極（エミッタｅ２）は電流ソースＳＣ２に接続されている。抵抗エレメントＲ２もまた、トランジスタＢＰ２の適切なバイアス設定を保証するために、その制御電極ｂ２とバイアス電位Ｖｐｏｌの間に配置されている。第５の容量エレメントＣｂは、減結合キャパシタとして作用し、トランジスタＢＰ２と並列に、その電流電極ｅ２とグラウンドＶｓｓの間に配置されている。基準電圧Ｖｒｅｆは、バイポーラ・トランジスタＢＰ２の電流電極ｅ２において生成される。
【００２９】
図１の実施形態と同様に、ブランチ２０＊と４０＊が整合されていることから、これらのブランチの構成エレメントの値および／または特性が実質的に等しいことを理解されよう。つまり、抵抗エレメントＲ１、Ｒ２、電流ソースＳＣ１、ＳＣ２、およびバイポーラ・トランジスタＢＰ１およびＢＰ２がそれぞれ整合されている。
【００３０】
この第２の実施形態によれば、第１の実施形態に類似した形態により、容量分圧回路４５の端子Ａによって示されている図２に示した基準ブランチ４０＊の入力で電圧基準Ｕ０を切り替えることによって基準電圧Ｖｒｅｆが生成される。電圧基準Ｕ０と容量分圧回路４５の端子Ａの間にスイッチＳＷがこのように配置されており、それによって前述同様に、電圧基準Ｕ０およびグラウンド電位Ｖｓｓを選択的に容量分圧回路４５の端子Ａに印加する。
【００３１】
さらに、容量分圧回路４５を形成する第３および第４の容量エレメントＣ１、Ｃ２の値の比が、基準電圧Ｖｒｅｆのレベルを設定することを理解されるであろう。またこれらの容量エレメントＣ１、Ｃ２の値は、それらの合計（Ｃ１＋Ｃ２）が実質的に、測定ブランチ２０＊の入力に接続されている第１の容量エレメントＣ０と等しくなるように選択される。
【００３２】
この第２の実施形態は、第１の実施形態の変形を構成し、比較器３０の出力に実質的に温度ならびに製造プロセスの変動に影響されない制御信号Ｓｃを生成する。さらにここで、この第２の実施形態は、特性決定されていない縦型バイポーラ・トランジスタ、つまり一般に集積回路内に存在する寄生構造を使用する可能性を提案していることに気付かれよう。
【００３３】
次に図３を参照して、図２に示した原理、すなわち整合バイポーラ・トランジスタを使用する原理に基づいた本発明の一例とする実施形態について説明する。これまで述べたように、これらのバイポーラ・トランジスタは、好都合なことに、回路内に通常に存在する特性決定されていない縦型バイポーラ・トランジスタとすることができる。
【００３４】
これにおいては、電子デバイス１が、あらかじめ決定済みの周波数を伴う発振信号Ｓｏｓｃを供給するオシレータ回路で構成されている。例示を目的として、この例におけるオシレータ回路１は、１．２Ｖ台の電源から電源供給を受けるものとし、オシレータ回路１によって生成される発振信号の周波数を４３４ＭＨｚ台とする。より具体的に述べれば、その構造は当業者に周知であることからここでの詳しい説明を行わないが、オシレータ回路１は、第１および第２の出力１１ａおよび１１ｂを有し、第１の出力は発振信号Ｓｏｓｃを、第２の出力は発振信号Ｓｏｓｃに対して１８０度位相がシフトされた発振信号Ｓｏｓｃ−ｂを出力する。またオシレータ回路１は、出力信号Ｓｏｓｃの振幅に（かつＳｏｓｃ−ｂの振幅にそれぞれ）作用を与えるための制御端子１２を含んでいる。
【００３５】
出力信号の振幅を表す測定電圧Ｖｏｕｔを生成するために、図２に示したタイプの測定ブランチがオシレータ回路１の出力に接続されている。より具体的に述べれば、２つのまったく等しい測定ブランチ２０１、２０２が、それぞれオシレータ回路１の出力端子１１ａと１１ｂに接続されている。これら２つの測定ブランチは、ここではオシレータの出力を対称にロードするために使用される。しかしながら、オシレータの制御信号（Ｓｃ）の生成には、これらのブランチの一方の出力しか必要とせず、ここではそれが測定ブランチ２０１となる。
【００３６】
基準電圧Ｖｒｅｆを生成するために、図２を参照して説明した原理に従って、測定ブランチ２０１および２０２と整合させた基準ブランチ４００が使用されている。つまり、第２ブランチ４００の入力Ａで、スイッチＳＷによって電圧基準Ｕ０が切り替えられ、その結果、第２ブランチ４００の入力に電圧Ｕ０とグラウンド電位Ｖｓｓが選択的に印加される。例示のため、この例においては、スイッチＳＷの切り替え周波数を１２．５ＭＨｚ台とする。この周波数は、分周チェーン（図示せず）を用いて発振信号Ｓｏｓｃの周波数から都合よく導くことができる。基準ブランチ４００の容量分圧回路を形成する容量エレメントＣ１およびＣ２は、それぞれの値が０．１ｐＦおよび０．２ｐＦとなるように選択される。
【００３７】
図２を参照して説明した原理に従って、ブランチ２０１、２０２、および４００は、それぞれバイポーラ・トランジスタＢＰ１０、ＢＰ１１、ＢＰ２０を備えている。４つのＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２、Ｍ１３、およびＭ１４から形成されている電流ミラー・タイプの回路構成は、バイポーラ・トランジスタＢＰ１０、ＢＰ１１、およびＢＰ２０を含むこれらの回路内に一定の電流ｉ０が流れることを保証している。この例においては、電流ｉ０が１μＡ台になる。
【００３８】
バイポーラ・トランジスタＢＰ１０、ＢＰ１１、およびＢＰ２０のバイアスは、それぞれのバイポーラ・トランジスタの制御電極（ベース）とバイアス電位Ｖｐｏｌの間に接続された抵抗エレメントＲ１０、Ｒ１１、およびＲ２０によって確保される。例示のため、この例においては、抵抗エレメントＲ１０、Ｒ１１、およびＲ２０を１００ｋΩ台の値を有するものとし、バイアス電位Ｖｐｏｌを０．２Ｖとなるように選択している。またこの例においては、測定ブランチ２０１および２０２の各入力に接続されるそれぞれの結合キャパシタＣ０１およびＣ０２の値が、周波数４３４ＭＨｚの発振信号に対して０．３ｐＦ台となる。一方、測定ブランチ２０１および２０２の各出力に接続されるそれぞれの減結合キャパシタＣａ１およびＣａ２の値は１ｐＦ台であり、基準ブランチ４００の出力に接続される減結合キャパシタＣｂの値は１０ｐＦ台である。
【００３９】
図３に示されるように、測定ブランチ２０１の出力に生成される測定電圧Ｖｏｕｔは、比較器３００の非反転端子に、基準ブランチ４００の出力に生成される基準電圧Ｖｒｅｆは、比較器３００の反転端子にそれぞれ印加されており、この比較器３００は、それらに応じて制御信号Ｓｃを生成し、それがオシレータ回路１の制御端子１２に印加される。
【００４０】
なお、ここで示している数値の例は、純粋に例示を目的としたものであることに注意する必要がある。測定ブランチならびに基準ブランチの構成コンポーネントのサイズについても、当然のことながら、所望の応用に適合させなければならない。したがって、図３に示したようなオシレータ回路においては、コンポーネントのサイズが、特に、このオシレータ回路によって提供される発振信号の周波数ならびに基準ブランチに備わるスイッチの切り替え周波数に依存する。当業者であれば、所望の応用に応じてこの種のサイズを得ることが完全に可能であろう。
【００４１】
電圧基準の切り替え周波数をこの電子デバイスの交流出力信号の周波数から直接的に導く場合には、このデバイスの適切なスタートアップを保証するための追加の手段をこのデバイスに備えると都合がよい。確かに、この電子デバイスが非アクティブになっているとき、すなわちこのデバイスの出力に交流出力信号が生成されていないときには、基準電圧を生成するための周波数もゼロになる。このような場合、測定電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆが実質的に等しい値を有することになり、比較器手段の出力に生成される制御信号が、この電子デバイスをその状態に維持するので、デバイスのスタートアップが妨げられることになる。
【００４２】
次に図４および５を参照して、この電子デバイスの動作を検出し、電子デバイスが交流出力信号を生成していない場合には制御信号に作用して当該電子デバイスのスタートアップを可能にする発振検出手段の２つ実施形態を説明する。より具体的には、これらの発振検出手段は、電子デバイスが交流出力信号を生成していない場合に、基準ブランチによって生成される基準電圧を、測定電圧と異なるあらかじめ決定済みの値に設定する（たとえば、グラウンドＶｓｓに引き込む）ための手段を含んでいる。
【００４３】
図４は、第１の実施形態とするアナログ形式の発振検出手段を示しており、以下においては、その全体に参照番号５００を用いる。この手段５００は、入力に電子デバイス１の交流出力信号Ｓ１と実質的に等しいか、それから導かれた交流信号Ｓ２を受け取る。交流信号Ｓ２は、好ましくは比較的低い周波数の信号とし、通常は交流出力信号Ｓ１から分周を経て（たとえば、概略図として図示した分周段５０５により）導くことができる。以下、この実施形態の説明を行うが、この交流信号Ｓ２は、電圧レベルＶｓｓとＶｄｄの間で発振する。手段５００は、その出力が、基準電圧Ｖｒｅｆの印加される端子、すなわち図１〜３に示した比較器３０の反転入力に接続される。
【００４４】
より具体的に述べると、発振検出手段５００は、その入力に交流信号Ｓ２の平均値、すなわちＳ２−ＤＣとして示したＤＣ成分を抽出するための抵抗エレメントＲおよび容量エレメントＣからなる構成を有する。この平均値Ｓ２−ＤＣは、２つの比較器５１０、５２０に印加され、そのそれぞれは、交流信号Ｓ２の平均値と、あらかじめ決定済みの高低のスレッショルドの比較、すなわちこの例においては、それぞれ３／４ Ｖｄｄおよび１／４ Ｖｄｄが選択されているスレッショルドとの比較に適合されている。これら２つの比較器は、分周段５０５の出力から提供される信号Ｓ２が、非アクティブ状態において低い値（実質的にＶｓｓに等しい値）および高い値（実質的にＶｄｄに等しい値）のいずれかを取り得ることから図示の例に備えられている。なお信号Ｓ２が、非アクティブ状態において単一のあらかじめ決定済みの値のみを取ることが前提となる場合には、単一の比較器だけを使用することも選択できる。
【００４５】
図４に示した例においては、各比較器５１０、５２０によって、入力信号Ｓ２の平均値Ｓ２−ＤＣが上に定義した高スレッショルドより大きいか否か、あるいはその値が、同じく上に定義した低スレッショルドより小さいか否かを示す信号がそれぞれの出力に生成される。比較器５１０、５２０の出力は、いずれもオア・ゲート５３０に接続されており、その出力は、この例においては基準電圧ＶｒｅｆとグラウンドＶｓｓの間に電流電極が接続されるＭＯＳトランジスタＭ５００のゲートを制御する。
【００４６】
以上の結果、電子デバイスが非アクティブになっているとき（信号Ｓ２がＶｓｓまたはＶｄｄに固定されているとき）、トランジスタＭ５００が制御されて、基準電圧Ｖｒｅｆをグラウンドに引き込む。図１〜３の実施形態を参照すると、測定ブランチの出力において生成される測定電圧Ｖｏｕｔは、交流出力信号Ｓ１の振幅に逆比例し、特に出力信号Ｓ１の振幅がゼロのときに最大となることに気付かれるであろう。前述したような形で基準電圧Ｖｒｅｆをグラウンド（つまり、測定電圧Ｖｏｕｔと異なる電圧）に引き込むことによって、この電子デバイスのスタートアップが達成される。
【００４７】
図５は、図４の実施形態に代わる発振検出手段５００の第２の実施形態を示している。図４の例とは異なり、この代替実施形態は、ディジタル形式で具体化されており、参照番号５４０および５５０を用いて示した２つのＤ型フリップフロップを含む。最初のフリップフロップ５４０は、交流信号Ｓ２の周波数（前述したような、交流出力信号Ｓ１から導かれた比較的低い周波数の信号等）によってクロックされ、その入力Ｄは、ハイ・ロジック・レベル（Ｖｄｄ）に固定されている。このフリップフロップ５４０の非反転出力は、２番目のフリップフロップ５５０の入力Ｄに結合されている。この２番目のフリップフロップ５５０の反転出力は、トランジスタＭ５００のゲートに接続されている。クロック信号ＣＫは、入力信号Ｓ２の周波数より低い周波数を有しており、最初のフリップフロップのリセットならびに２番目のフリップフロップ５５０のクロックに使用される。このクロック信号ＣＫは、電子デバイスの交流出力信号Ｓ１から導かれずに、別のソースから導かれる。
【００４８】
図５に示した例においては、電子デバイスが非アクティブになっているとき、最初のフリップフロップ５４０がクロック信号によってクロックされなくなり、その出力がロー・ロジック・レベルとなり、信号ＣＫのクロック・パルスに続いて、トランジスタＭ５００を制御するフリップフロップ５５０の反転出力をハイ・ロジック・レベルにドライブする。これにより、基準電圧ＶｒｅｆがグラウンドＶｓｓに引き込まれ、この電子デバイスのスタートアップが可能になる。
【００４９】
なお、当業者であれば理解されようが、付随する特許請求の範囲に定義される本発明の範囲から逸脱することなく、本発明に述べられている振幅制御付き電子デバイスに対して各種の修正および／または改良を行い得ることは明白である。
【図面の簡単な説明】
【図１】弱い反転モードで動作する整合ＭＯＳトランジスタを使用した本発明の第１の実施形態を示した機能ブロック図である。
【図２】整合バイポーラ・トランジスタを使用した本発明の第２の実施形態を示した機能ブロック図である。
【図３】図２に示した原理に基づき、オシレータの振幅制御に適用する例として示した本発明の実施形態を図式化したブロック図である。
【図４】電子デバイスの動作を検出するための発振検出手段であって、電子デバイスが交流出力信号を生成していないときには制御信号に作用して当該電子デバイスのスタートアップを可能にする発振検出手段の２つ実施形態を示したブロック図である。
【図５】電子デバイスの動作を検出するための発振検出手段であって、電子デバイスが交流出力信号を生成していないときには制御信号に作用して当該電子デバイスのスタートアップを可能にする発振検出手段の２つ実施形態を示したブロック図である。
【符号の説明】
１  電子デバイス、１１  電子デバイスの出力、２０  第１のブランチ、３０比較器、４０  第２のブランチ、４５  容量分圧回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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