(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
騒音源からの騒音を検出する騒音検出器と、前記騒音検出器からの騒音の高域成分を除去する第１のローパスフィルタと、前記第１のローパスフィルタのアナログ出力をサンプルしてデジタル信号に量子化を行う第１のＡＤ変換回路と、前記第１のＡＤ変換回路からのデジタル信号を適応制御するアダプティブフィルタと、同じく前記第１のＡＤ変換回路からのデジタル変換された騒音信号を信号処理する伝達関数補正器と、前記アダプティブフィルタの出力をアナログ信号に変換するＤＡコンバータと、前記ＤＡコンバータの出力を再生するスピーカと、前記スピーカからの制御音と騒音源からの騒音が干渉して騒音を低減させる制御位置に設置された誤差検出器と、前記誤差検出器で検出される誤差信号の高域成分を除去する第２のローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタのアナログ出力をサンプルしてデジタル信号に量子化を行う第２のＡＤ変換回路と、前記伝達関数補正器の出力と前記第２のＡＤ変換回路の出力から前記アダプティブフィルタの係数を演算して更新する係数演算器とから構成される消音装置において、前記伝達関数補正器には前記スピーカから誤差検出器までの伝達関数を予め係数として同定すると共に、前記スピーカの音圧周波数特性の音圧レベルをサンプリング周波数の半分の周波数（ナイキスト周波数）より高い帯域で前記ＤＡコンバータからの出力による影響が問題とならない程度に低くした消音装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は能動的騒音制御を用いた消音装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、空調騒音、あるいは工場や自動車の室内騒音などをディジタル信号処理技術を用いてスピーカから制御音を出力して消音する能動的騒音装置が提案されている。
【０００３】
以下、図１２により従来の消音装置について説明する。
図１２は、従来の消音装置のブロック図を示すものである。同図において、１ａ，１ｂは騒音検出器および誤差検出器であるところのマイクロホン、２ａ，２ｂはマイクアンプ、３ａ，３ｂ，３ｃはローパスフィルタ、４ａ，４ｂはサンプルホールド回路、５ａ，５ｂはＡＤコンバータ、６はアダプティブフィルタ、７はＤＡコンバータ、８はパワーアンプ、９ａはスピーカ、１０は伝達関数補正器であるところのＦｘフィルタ、１１は係数演算器であるところのＬＭＳ演算器である。
【０００４】
以上のように構成された消音装置について、以下その動作について説明する。まず騒音はマイクロホン１ａで検出され、その検出信号がマイクアンプ２ａで増幅された後、ローパスフィルタ３ａで高域成分を除去する。そしてローパスフィルタ３ａの出力は、サンプルホールド回路４ａでサンプリング周期毎にサンプルされ、その出力がＡＤコンバータ５ａでデジタル信号に変換される。そしてＡＤコンバータ５ａの出力は、アダプティブフィルタ６とＦｘフィルタ１０に入力される。そしてアダプティブフィルタ６で信号処理された騒音信号は、ＤＡコンバータ７によってアナログ信号に復元され、ローパスフィルタ３ｃで高域成分を除去された後、パワーアンプ８で増幅されてスピーカ９ａから出力される。
【０００５】
そして騒音制御点に設置されたマイクロホン１ｂでは、スピーカ９ａからの再生音と騒音源からの騒音が干渉した音を検出する。そしてマイクロホン１ｂからの誤差信号は、マイクアンプ２ｂで増幅された後、ローパスフィルタ３ｂで高域成分を除去される。そしてローパスフィルタ３ｂの出力は、サンプルホールド回路４ｂでサンプリング周期毎にサンプルされ、その出力がＡＤコンバータ５ｂでデジタル信号に変換される。一方、Ｆｘフィルタ１０にはＤＡコンバータ７からスピーカ９ａ、マイクロホン１ｂを介してＡＤコンバータ５ｂまでの伝達関数が予め係数として求められており、ＡＤコンバータ５ａからの信号がこの係数を用いて処理され、ＬＭＳ演算器１１に入力される。ＬＭＳ演算器１１はこのＦｘフィルタ１０からの出力とＡＤコンバータ５ｂからの出力を用いて、ＡＤコンバータ５ｂからの出力信号が最小となるようにＬＭＳ演算（最小自乗法）を行ってアダプティブフィルタ６の係数を更新する。これによってマイクロホン１ｂにおいてスピーカ９ａからの制御音により騒音が減衰する。
【０００６】
この方法をFiltered-x LMSアルゴリズム（例えば参考文献として、B.Widrow and S.Stearns,「Adaptive Signal Processing」（Prentice-Hall,Englewood Cliffs,NJ,1985）という。これを用いて、アダプティブフィルタ６の係数更新を数式で表現すると以下のように表せる。
【０００７】
0004075110.tif 000002
となる。
【０００８】
ここで
0004075110.tif 000003
ただし
ｗ（ｎ）；アダプティブフィルタ６の係数（タップ数はＮ）
α；ステップパラメータ
ｒ（ｎ）；Ｆｘフィルタ１０の出力信号
ｅ（ｎ）；マイクロホン１ｂの出力信号
ｃ（ｎ）；ＤＡコンバータ７からＡＤコンバータ５ｂまでの伝達関数
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら図１２のように騒音源の騒音をマイクロホン１ａで検出してアダプティブフィルタ６で制御信号を発生させ、スピーカ９ａより出力して低減する。所謂フィードフォワード制御の場合、図１３に示すように、騒音源から制御点（この場合はマイクロホン１ｂの位置）までの距離を騒音が伝達する時間と、マイクロホン１ａで騒音を検出してからスピーカ９ａより制御音が出力されてマイクロホン１ｂに到達する時間が等しくなければならない（等しくする微調整は、アダプティブフィルタ６が行う）。
【００１０】
もし、騒音伝達時間より、マイクロホン１ａで騒音を検出してからスピーカ９ａより制御音が出力されてマイクロホン１ｂに到達する時間が大きい場合には、騒音を低減することができないばかりか、逆に騒音を付加してしまう危険性がある。しかし実際、騒音制御の多くの場合には、騒音伝達時間が小さい（騒音源から制御点までの距離が短い）ために、図１３に示す各要素の所要時間を小さくしなければならない。スピーカ９ａの群遅延とスピーカ９ａからマイクロホン１ｂまでの空間伝搬時間については調整しにくいために、それ以外の回路部分で処理遅延時間を小さくする必要がある。
【００１１】
例えば、ローパスフィルタ３ａ，３ｃは、アンチエイリアスフィルタなので図１４に示すように、ナイキスト周波数ｆｎで十分減衰する振幅特性を有する遮断特性の急峻な（通常５，６次以上のチェビシェフ特性が使われる）ものを使用するので、群遅延が大きくなってしまう。また逆に、ローパスフィルタ３ａ，３ｃの群遅延を小さくするために１次や２次のフィルタとして、ＡＤＣ５ａやＤＡＣ７をデルタシグマ型の１ビットＡＤコンバータ、デルタシグマ型の１ビットＤＡコンバータを用いても、デルタシグマ型は遅延が大きいので上記問題点を解決することはできない。
【００１２】
また、演算遅延時間を小さくするためにＦｘフィルタのタップ数を少なくするとＦｘフィルタの低域成分における係数を正確に形成することができない。
【００１３】
さらに、騒音制御周波数帯域外の高域信号はアダプティブフィルタの成長を不安定にし、アダプティブフィルタ係数が発散する恐れがある。
【００１４】
本発明は消音装置の処理遅延時間を小さくして、騒音伝達時間が小さい場合やＦｘフィルタのタップ数が少ない場合にも騒音を低減し、安定に消音装置を動作させることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明の消音装置は、騒音源からの騒音を検出する騒音検出器と、前記騒音検出器からの騒音の高域成分を除去する第１のローパスフィルタと、前記第１のローパスフィルタのアナログ出力をサンプルしてデジタル信号に量子化を行う第１のＡＤ変換回路と、前記第１のＡＤ変換回路からのデジタル信号を適応制御するアダプティブフィルタと、同じく前記第１のＡＤ変換回路からのデジタル変換された騒音信号を信号処理する伝達関数補正器と、前記アダプティブフィルタの出力をアナログ信号に変換するＤＡコンバータと、前記ＤＡコンバータの出力を再生するスピーカと、前記スピーカからの制御音と騒音源からの騒音が干渉して騒音を低減させる制御位置に設置された誤差検出器と、前記誤差検出器で検出される誤差信号の高域成分を除去する第２のローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタのアナログ出力をサンプルしてデジタル信号に量子化を行う第２のＡＤ変換回路と、前記伝達関数補正器の出力と前記第２のＡＤ変換回路の出力から前記アダプティブフィルタの係数を演算して更新する係数演算器とで構成し、前記伝達関数補正器には前記スピーカから誤差検出器までの伝達関数を予め係数として同定すると共に、前記スピーカの音圧周波数特性の音圧レベルを、サンプリング周波数の半分の周波数（ナイキスト周波数）より高い帯域で前記ＤＡコンバータからの出力による影響が問題とならない程度に低くして処理遅延時間を小さくしたものである。
【００１６】
【発明の実施の形態】
本発明の消音装置の請求項１に記載の発明は、騒音源からの騒音を検出する騒音検出器と、前記騒音検出器からの騒音の高域成分を除去する第１のローパスフィルタと、前記第１のローパスフィルタのアナログ出力をサンプルしてデジタル信号に量子化を行う第１のＡＤ変換回路と、前記第１のＡＤ変換回路からのデジタル信号を適応制御するアダプティブフィルタと、同じく前記第１のＡＤ変換回路からのデジタル変換された騒音信号を信号処理する伝達関数補正器と、前記アダプティブフィルタの出力をアナログ信号に変換するＤＡコンバータと、前記ＤＡコンバータの出力を再生するスピーカと、前記スピーカからの制御音と騒音源からの騒音が干渉して騒音を低減させる制御位置に設置された誤差検出器と、前記誤差検出器で検出される誤差信号の高域成分を除去する第２のローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタのアナログ出力をサンプルしてデジタル信号に量子化を行う第２のＡＤ変換回路と、前記伝達関数補正器の出力と前記第２のＡＤ変換回路の出力から前記アダプティブフィルタの係数を演算して更新する係数演算器とで構成し、前記伝達関数補正器には前記スピーカから誤差検出器までの伝達関数を予め係数として同定すると共に、前記スピーカの音圧周波数特性の音圧レベルを、サンプリング周波数の半分の周波数（ナイキスト周波数）より高い帯域で前記ＤＡコンバータからの出力による影響が問題とならない程度に低くして処理遅延時間を小さくしたものである。
【００２４】
以下本発明の一実施の形態について、図１から図１１により説明する。
（実施の形態１）
図１は本発明の一実施の形態の消音装置のブロック図を示すものである。同図において、１ａ，１ｂは騒音検出器および誤差検出器であるところのマイクロホン、２ａ，２ｂはマイクアンプ、３ａ，３ｂはローパスフィルタ、４ａ，４ｂはサンプルホールド回路、５ａ，５ｂはＡＤコンバータ（変換回路）、６はアダプティブフィルタ、７はＤＡコンバータ、８はパワーアンプ、９はスピーカ、１０は伝達関数補正器であるところのＦｘフィルタ、１１は係数演算器であるところのＬＭＳ演算器である。
【００２５】
以上のように構成された消音装置について、以下その動作について説明する。
まず騒音はマイクロホン１ａで検出され、その検出信号がマイクアンプ２ａで増幅された後、ローパスフィルタ３ａで高域成分を除去される。そしてローパスフィルタ３ａの出力は、サンプルホールド回路４ａでサンプリング周期毎にサンプルされ、その出力がＡＤコンバータ５ａでデジタル信号に変換される。そしてＡＤコンバータ５ａの出力は、アダプティブフィルタ６とＦｘフィルタ１０に入力される。そしてアダプティブフィルタ６で信号処理された騒音信号は、ＤＡコンバータ７によってアナログ信号に復元された後、パワーアンプ８で増幅されてスピーカ９から出力される。
【００２６】
ここで、スピーカ９の音圧周波数特性は、例えば図２に示すように、騒音制御効果のある周波数帯域ｆ１〜ｆ２における音圧レベルよりも、ナイキスト周波数ｆｎ以上の帯域における音圧レベルを十分に小さくしているのでＤＡコンバータ７の出力を帯域制限するローパスフィルタがなくてもスピーカ９より再生されない（あるいは再生レベルが小さい）ために、折り返し歪み（ｆｎを軸対称として太線で示される特性）の影響は問題にならないようになっている。
【００２７】
次に、騒音制御点に設置されたマイクロホン１ｂでは、スピーカ９からの再生音と騒音源からの騒音が干渉した音を検出する。そしてマイクロホン１ｂからの誤差信号は、マイクアンプ２ｂで増幅された後、ローパスフィルタ３ｂで高域成分を除去される。そしてローパスフィルタ３ｂの出力は、サンプルホールド回路４ｂでサンプリング周期毎にサンプルされ、その出力がＡＤコンバータ５ｂでデジタル信号に変換される。
【００２８】
一方、Ｆｘフィルタ１０にはＤＡコンバータ７からスピーカ９、マイクロホン１ｂを介してＡＤコンバータ５ｂまでの伝達関数が予め係数として求められており、ＡＤコンバータ５ａからの信号がこの係数を用いて処理され、ＬＭＳ演算器１１に入力される。ＬＭＳ演算器１１はこのＦｘフィルタ１０からの出力とＡＤコンバータ５ｂからの出力を用いて、ＡＤコンバータ５ｂからの出力信号が最小となるようにＬＭＳ演算（最小自乗法）を行ってアダプティブフィルタ６の係数を更新する。これによってマイクロホン１ｂにおいてスピーカ９からの制御音により騒音が減衰する。
【００２９】
このように、スピーカ９の音圧周波数特性が図２のようにナイキスト周波数ｆｎ以上の帯域で十分にレベルが低い特性とすることにより、図１２に示す従来例では必要であったＤＡコンバータ７の後のローパスフィルタ３ｃを省略できるため、図１２におけるローパスフィルタ３ｃの群遅延分だけ消音装置の処理遅延時間を小さくできる。これによって、騒音検出点から制御点の距離を短くできる。また、その分のコストも低減できる。
【００３０】
なお、マイクロホン１ａでの騒音の音圧レベルを図３のように、騒音が低減される帯域ｆ１〜ｆ２における騒音低減後の音圧レベルよりも、ナイキスト周波数ｆｎ以上の帯域の音圧レベルを小さくした場合、ローパスフィルタ３ａは不要となり、ローパスフィルタ３ａの群遅延分だけ消音装置の処理遅延時間を小さくでき、コストも低減できる。
【００３１】
しかし、図４のように音圧レベル差がほとんど等しい場合には、騒音制御効果に影響を与える危険性がある。この場合にはローパスフィルタ３ａの振幅周波数特性を図５に示すような、遮断特性のゆるやかなものにして、ナイキスト周波数ｆｎ以上の帯域を１０ｄＢ以上遮断することにより、不要な高周波成分が騒音制御効果に影響を与えることが防止でき、しかも図１４のような急峻な特性を使用しないためにローパスフィルタ３ａの群遅延を最小限にとどめることができる。
【００３２】
さらに、騒音が騒音源からマイクロホン１ｂまで伝達する間に高周波成分が距離減衰したり、遮音や吸音される場合が多く、このときのマイクロホン１ｂで検出される騒音の音圧周波数特性は図３のように、騒音制御帯域ｆ１〜ｆ２とナイキスト周波数ｆｎ以上の帯域で十分な音圧レベル差があるので、ローパスフィルタ３ｂは不要となり、その分コストを低減できる。またマイクロホン１ｂでの騒音特性が図４のような場合には、図５に示すような、遮断段特性のゆるやかなものにして、ナイキスト周波数ｆｎ以上の帯域を１０ｄＢ以上遮断することにより、不要な高周波成分が騒音制御効果に影響を与えることが防止できる。
【００３３】
次に、図６に示すように、騒音信号がサンプルホールド回路４ａでサンプリングされてからＡＤコンバータ５ａで量子化されてアダプティブフィルタ６に入力されるまでの時間がサンプリング周期の半分であり、同様に、アダプティブフィルタ６から制御信号が出力されてからＤＡコンバータ７でアナログ信号に復元されるまでの時間がサンプリング周期の半分である場合、アダプティブフィルタ６の入出力遅延時間が丁度１サンプル周期となるので、安定に且つ遅延時間を小さくできる。
【００３４】
また、騒音制御帯域が図３のようにナイキスト周波数よりも十分に低い場合には、図７に示すように、上記アダプティブフィルタ６の入出力遅延時間が１サンプル周期以下となるようにＡＤ変換時間およびＤＡ変換時間を小さくしても騒音制御効果に悪影響を与えることはなく、消音装置全体の処理遅延時間を小さくできる。さらに、ＡＤ変換時間を小さくするためには、最近、音響分野で主流になっているデルタ−シグマ型の１ビットＡＤコンバータでは遅延時間が大きいため、逐次比較型を使用するとよい。さらにアダプティブフィルタ６とＡＤコンバータ５ａ間のデータ転送と、アダプティブフィルタ６とＤＡコンバータ７間のデータ転送は、時間のかかるシリアル転送ではなく、転送時間のかからないパラレル転送が良い。
【００３５】
なお、本実施の形態では、ＡＤ変換器をサンプルホールド回路とＡＤコンバータからなる構成としたが、当然サンプルホールド回路を内蔵したＡＤコンバータを使用してもよい。また、マイクロホン１ｂの検出信号を量子化するＡＤ変換器には、デルタ−シグマ型の１ビットＡＤコンバータを使用してもよい。その場合には、ローパスフィルタ３ｂが不要となる利点も出る。
【００３６】
また、ＤＡコンバータ７の出力を帯域制限するローパスフィルタを不要とし、ローパスフィルタ３ａの遮断特性をゆるやかなものとすることによる、高周波帯域への悪影響を防止するために、ローパスフィルタ３ｂの遮断周波数をナイキスト周波数以下に設定して、騒音制御帯域以外の係数更新を抑えるようにしてもよい。
【００３７】
（実施の形態２）
図８は本発明の他の実施の形態の消音装置のブロック図を示すものである。図８において、１ａ，１ｂは騒音検出器および誤差検出器であるところのマイクロホン、２ａ，２ｂはマイクアンプ、３ａ，３ｂはローパスフィルタ、４ａ，４ｂはサンプルホールド回路、５ａ，５ｂはＡＤコンバータ、６はアダプティブフィルタ、７はＤＡコンバータ、８はパワーアンプ、９ｂはスピーカ、１０は伝達関数補正器であるところのＦｘフィルタ、１１は係数演算器であるところのＬＭＳ演算器、１２ａはデジタルＩＩＲフィルタである。
【００３８】
以上のように構成された消音装置について、以下その動作について説明する。
まず、騒音はマイクロホン１ａで検出され、その検出信号がマイクアンプ２ａで増幅された後、ローパスフィルタ３ａで高域成分を除去される。そしてローパスフィルタ３ａの出力は、サンプルホールド回路４ａでサンプリング周期毎にサンプルされ、その出力がＡＤコンバータ５ａでデジタル信号に変換される。そしてＡＤコンバータ５ａの出力は、アダプティブフィルタ６とデジタルＩＩＲフィルタ１２ａに入力され、デジタルＩＩＲフィルタ１２ａの出力をＦｘフィルタ１０に入力される。
【００３９】
そしてアダプティブフィルタ６で信号処理された騒音信号は、ＤＡコンバータ７によってアナログ信号に復元された後、パワーアンプ８で増幅されてスピーカ９ｂから出力される。ここで、デジタルＩＩＲフィルタ１２ａは、Ｆｘフィルタ１０のタップ数を削減した場合に低域伝達関数の補正を行うためのものである。
【００４０】
次に、騒音制御点に設置されたマイクロホン１ｂでは、スピーカ９ｂからの再生音と騒音源からの騒音が干渉した音を検出する。そしてマイクロホン１ｂからの誤差信号は、マイクアンプ２ｂで増幅された後、ローパスフィルタ３ｂで高域成分を除去される。そしてローパスフィルタ３ｂの出力は、サンプルホールド回路４ｂでサンプリング周期毎にサンプルされ、その出力がＡＤコンバータ５ｂでデジタル信号に変換される。
【００４１】
一方、Ｆｘフィルタ１０にはＤＡコンバータ７からスピーカ９ｂ、マイクロホン１ｂを介してＡＤコンバータ５ｂまでの伝達関数が予め係数として求められており、ＡＤコンバータ５ａからの信号がこの係数を用いて処理され、ＬＭＳ演算器１１に入力される。ＬＭＳ演算器１１はこのＦｘフィルタ１０からの出力とＡＤコンバータ５ｂからの出力を用いて、ＡＤコンバータ５ｂからの出力信号が最小となるようにＬＭＳ演算（最小自乗法）を行ってアダプティブフィルタ６の係数を更新する。これによってマイクロホン１ｂにおいてスピーカ９ｂからの制御音により騒音が減衰する。
【００４２】
この実施の形態２は実施の形態１にデジタルＩＩＲフィルタ１２ａを付加したものであり、これによりＦｘフィルタ１０のタップ数を少なくしてもＦｘフィルタ１０の低域成分における係数を正確に形成できるものである。
【００４３】
デジタルＩＩＲフィルタ１２ａ以外についての効果は同一であるため説明を省略する。
【００４４】
図９は上記実施の形態のデジタルＩＩＲフィルタ１２ａとＦｘフィルタ１０の構成順序を入れ替えた展開例であり、同様の効果を有するものである。
【００４５】
（実施の形態３）
図１０は本発明の他の実施の形態の消音装置のブロック図を示すものである。同図において、１ａ，１ｂは騒音検出器および誤差検出器であるところのマイクロホン、２ａ，２ｂはマイクアンプ、３ａ，３ｂはローパスフィルタ、４ａ，４ｂはサンプルホールド回路、５ａ，５ｂはＡＤコンバータ、６はアダプティブフィルタ、７はＤＡコンバータ、８はパワーアンプ、９ｂはスピーカ、１０は伝達関数補正器であるところのＦｘフィルタ、１１は係数演算器であるところのＬＭＳ演算器、１２ｂ，１２ｃは同特性を有するデジタルＩＩＲフィルタである。
【００４６】
以上のように構成された消音装置について、以下その動作について説明する。
まず騒音はマイクロホン１ａで検出され、その検出信号がマイクアンプ２ａで増幅された後、ローパスフィルタ３ａで高域成分を除去される。そしてローパスフィルタ３ａの出力は、サンプルホールド回路４ａでサンプリング周期毎にサンプルされ、その出力がＡＤコンバータ５ａでデジタル信号に変換される。そしてＡＤコンバータ５ａの出力は、アダプティブフィルタ６とデジタルＩＩＲフィルタ１２ｂに入力され、デジタルＩＩＲフィルタ１２ｂの出力はＦｘフィルタ１０に入力される。そしてアダプティブフィルタ６で信号処理された騒音信号は、ＤＡコンバータ７によってアナログ信号に復元された後、パワーアンプ８で増幅されてスピーカ９ｂから出力される。
【００４７】
次に、騒音制御点に設置されたマイクロホン１ｂでは、スピーカ９ｂからの再生音と騒音源からの騒音が干渉した音を検出する。そしてマイクロホン１ｂからの誤差信号は、マイクアンプ２ｂで増幅された後、ローパスフィルタ３ｂで高域成分を除去される。そしてローパスフィルタ３ｂの出力は、サンプルホールド回路４ｂでサンプリング周期毎にサンプルされ、その出力がＡＤコンバータ５ｂでデジタル信号に変換され、ＡＤコンバータ５ｂの出力はデジタルＩＩＲフィルタ１２ｃに入力される。一方、Ｆｘフィルタ１０にはＤＡコンバータ７からスピーカ９ｂ、マイクロホン１ｂを介してＡＤコンバータ５ｂまでの伝達関数が予め係数として求められており、ＡＤコンバータ５ａからの信号がこの係数を用いて処理され、ＬＭＳ演算器１１に入力される。ＬＭＳ演算器１１はこのＦｘフィルタ１０からの出力とデジタルＩＩＲフィルタ１２ｃからの出力を用いて、デジタルＩＩＲフィルタ１２ｃからの出力信号が最小となるようにＬＭＳ演算（最小自乗法）を行ってアダプティブフィルタ６の係数を更新する。これによってマイクロホン１ｂにおいてスピーカ９ｂからの制御音により騒音が減衰する。
【００４８】
ここで、デジタルＩＩＲフィルタ１２ｂ，１２ｃは高域成分を除去し騒音制御帯域以外のアダプティブフィルタ係数の高域成分の成長を抑制し、アダプティブフィルタ係数を安定に成長させる。さらに、デジタルＩＩＲフィルタ１２ｂ，１２ｃを同特性にすることによりＦｘを同定する際ＤＡコンバータ７からスピーカ９ｂ、マイクロホン１ｂを介してＡＤコンバータ５ｂまでの伝達特性に影響を与えることなく同定することができるものである。
【００４９】
図１１は上記実施の形態の展開例であり、デジタルＩＩＲフィルタ１２ｂとＦｘフィルタ１０の構成順序を入れ替えたもので、同様の目的、効果を有するものである。
【００５０】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、音圧周波数特性が、サンプリング周波数の半分の周波数（ナイキスト周波数）より高い帯域で十分に音圧を小さくしているので特に誤差検出器の位置で騒音が低減された周波数帯域における音圧レベルよりも、ナイキスト周波数以上の帯域における音圧レベルをＤＡコンバータからの出力による影響が問題とならない程度に低くしてＤＡコンバータの出力を帯域制限するローパスフィルタを省略し、これによって消音装置全体の遅延時間を小さくできるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の消音装置の一実施の形態を示すブロック図
【図２】同スピーカの音圧周波数特性図
【図３】同要部であるマイクロホン１ａあるいはマイクロホン１ｂでのナイキスト周波数以上の帯域の音圧レベルが低い騒音の場合の音圧周波数特性図
【図４】マイクロホン１ａあるいはマイクロホン１ｂでのナイキスト周波数以上の帯域の音圧レベルが高い騒音の場合の音圧周波数特性図
【図５】同要部であるローパスフィルタの振幅周波数特性図
【図６】同ＡＤ変換とＤＡ変換のタイミング図
【図７】同騒音制御帯域がナイキスト周波数以上でレベルが低い場合のＡＤ変換とＤＡ変換のタイミング図
【図８】同他の実施の形態を示すブロック図
【図９】同展開例のブロック図
【図１０】同他の実施の形態を示すブロック図
【図１１】同展開例のブロック図
【図１２】従来の消音装置のブロック図
【図１３】同処理遅延時間をあらわす図
【図１４】同要部であるスピーカの音圧周波数特性図
【符号の説明】
１ａ，１ｂ  マイクロホン
２ａ，２ｂ  マイクアンプ
３ａ，３ｂ，３ｃ  ローパスフィルタ
４ａ，４ｂ  サンプルホールド回路
５ａ，５ｂ  ＡＤコンバータ
６  アダプティブフィルタ
７  ＤＡコンバータ
８  パワーアンプ
９，９ｂ  スピーカ
１０  Ｆｘフィルタ
１１  ＬＭＳ演算器
１２ａ，１２ｂ，１２ｃ  デジタルＩＩＲフィルタ
【図１】
0004075110.tif 000004
【図２】
0004075110.tif 000005
【図３】
0004075110.tif 000006
【図４】
0004075110.tif 000007
【図５】
0004075110.tif 000008
【図６】
0004075110.tif 000009
【図７】
0004075110.tif 000010
【図８】
0004075110.tif 000011
【図９】
0004075110.tif 000012
【図１０】
0004075110.tif 000013
【図１１】
0004075110.tif 000014
【図１２】
0004075110.tif 000015
【図１３】
0004075110.tif 000016
【図１４】
0004075110.tif 000017