(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の線電流の検出値から電源角周波数ωを算出する手段と、該角周波数ωと交流電源のインダクタンスＬs と、ＰＷＭコンバータの交流入力端子と交流電源との間に接続されたコンデンサの容量Ｃｃより、ＰＷＭコンバータの直列容量Ｃｂを算出する手段と、
上記電源角周波数ωと直列容量Ｃｂと負荷抵抗Ｒと上記線電流から入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を算出する演算手段と、
上記算出結果からＰＷＭコンバータの変調率を求め、求めた変調率からＰＷＭコンバータのスイッチング素子の各相のゲート信号を作成し、各相のゲート信号を振り分ける手段を有する制御回路を備え、誘導性内部インピーダンス（Ｚls）および抵抗性内部インピーダンス（Ｚrs）を有する交流電源を直流に変換するＰＷＭコンバータであって、
ＰＷＭコンバータ部の交流入力端子の前記交流電源側に容量性外部インピーダンス（Ｚct）を各相直列に接続し、
上記制御回路は、上記容量性外部インピーダンス（Ｚct）とＰＷＭコンバータ部の直列回路を交流電源側から見た等価回路が、容量性インピーダンス（Ｚcc）と抵抗性インピーダンス（Ｚrc）の直列回路となるよう交流入力端子をＰＷＭ変調率により制御した
ことを特徴とするＰＷＭコンバータ。
【請求項２】
前記ＰＷＭコンバータにおいてＺrc＝Ｚrs、Ｚcc＝−Ｚlsとなるように、ＰＷＭコンバータをＰＷＭ変調した
ことを特徴とする請求項１項記載のＰＷＭコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は内部インピーダンスの大きい交流電源から効率的に直流電力を得て、発変電所から遠方に設置される電源装置、モータ駆動装置などの装置に供給するＰＷＭコンバータに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
大きな内部インピーダンスを有する電源から大きな電力を取り出すためのＰＷＭコンバータについては、特開平６−５４５４０号公報「ＰＷＭコンバータの制御方法」に記載されている通り公知である。
以下に、上記した従来のＰＷＭコンバータについて詳述する。
図４は従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示すもので、１，２，３はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の交流電源、４，５，６はインダクタンスＬs を有する交流電源１，２，３の誘導性内部インピーダンス（Ｚls）、７，８，９は抵抗Ｒs を有する交流電源１，２，３の抵抗性内部インピーダンス（Ｚrs）である。
また、１０，１１，１２はそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の線電流Ｉu ，Ｉv ，Ｉw 検出用ＡＣＣＴ、 １３，１４，１５はＰＷＭ変換器および直流部をＰＷＭコンバータ部１００と称したときのＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子、１６〜２１はＰＷＭ変換器を構成するスイッチング素子、２２は直流ステージの直流電圧Ｖdcを検出するＤＣＰＴ、２３は負荷である。
【０００３】
このような内部インピーダンス４〜９を有する交流電源１〜３から最大電力を取り出すためには、電源と負荷系統の全体リアクタンスが零で、かつ相換算した負荷抵抗Ｒが電源内部抵抗Ｒs と等しいことが必要である。
図５はこのような条件を満たす負荷の等価回路を示すもので、１０１〜１０３は直列容量Ｃ、１０４〜１０６は負荷抵抗Ｒである。電源より最大電力を取り出すためには、図５における直列容量Ｃ、負荷抵抗Ｒが次の式（１）, （２）の条件を満たせばよい。
したがって、図４に示すＰＷＭコンバータの入力端子電圧Ｅu ，Ｅv ，Ｅw が、次の式（３）〜（５）となれば、ＰＷＭコンバータ部１００は等価的に図５と等しくなる。ここで（１／ｊ）は位相を９０°遅らせる演算子である。
【０００４】
【数１】
0004070321.tif 000002
【０００５】
図６はこのための従来のＰＷＭコンバータの制御回路例を示すもので、２０１は検出された電流Ｉu ，Ｉv から入力端子電圧の指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw * を算出する演算回路、２０２は割算器、２０３は比較器、２０４はロジック回路、２０５は三角波発生器、２０６は（Ｆ／Ｖ）変換器、２０７はパターン回路、２０８は瞬時値／実効値変換回路である。
演算回路２０１は前記式（３）〜（５）の演算を行う。ここで、Ｉw は（−Ｉu −Ｉv ）と等しいことと、式（３）における〔｛１／（ｊωＣ  ）｝・Ｉu 〕は図５における直列容量Ｃの両端電圧を表わし、Ｉu よりも９０°遅れの位相を持つが、Ｉu とＩv が１２０°位相差を持つことを利用して、〔（Ｉu ＋２Ｉv ）／｛√（３）・ωＣ｝〕より算出する。他の相も同様であり、入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * は次の式（６）〜（８）の如く算出される。
【０００６】
【数２】
0004070321.tif 000003
【０００７】
割算器２０２は、指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * をそれぞれ直流電圧検出値Ｖdcの半分、すなわちＥdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowを出力する。比較器２０３は変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT を比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素子ゲート信号ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振り分ける。
【０００８】
Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉu から電源角周波数ωを算出する。演算回路２０１は、上記電源角周波数ω、およびパターン変換回路２０７が出力する容量Ｃ、および、電流Ｉu ，Ｉv から入力端子電圧の指令値Ｅu * Ｅv * Ｅw * を算出する。
また、瞬時値／実効値変換回路２０８は電流検出値Ｉu の実効値Ｉを算出し、パターン変換回路２０７は、上記実効値Ｉが所定値を越えたとき、上記（６）〜（８）の演算に使用する容量Ｃを増加させる。すなわち、過電流などにより電力を制限する必要が生じた場合、容量Ｃ（もしくは抵抗Ｒ）を変え前記（１）（２）式の関係を崩して電力を制限する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上記したＰＷＭコンバータによれば、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出すことができるが、図５の等価回路で表される動作をさせるためには１０１〜１０３の直列容量Ｃの無効分電圧をスイッチング素子１６〜２１に印加させねばならず、スイッチング素子１６〜２１で発生する導通損失、スイッチング損失が大となりＰＷＭコンバータの効率を悪化させる原因となっていた。
本発明は上記事情に鑑みなされたものであって、その目的とするところは、大きな内部インピーダンスを有する交流電源に接続されるＰＷＭコンバータの効率を上昇させ、スイッチング素子の小容量化を図ることである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
図２は交流入力端子１３〜１５と交流電源の間に直列にコンデンサ１０７〜１０９からなる外部容量Ｃc を接続し、ＰＷＭコンバータ部１００は直列容量Ｃb （同図におけるコンデンサ１１０〜１１２）と負荷抵抗Ｒb （同図における抵抗１１３〜１１５）で表した場合の等価回路図である。
ここで、図２と図５の等価回路が電気的に同じ振舞いをする（図２において、入力端２７，２８，２９から見たインピーダンスと図５において入力端１３，１４，１５から見たインピーダンスが等しい）とし、また、交流電源１，２，３の内部インダクタンスＬs と外部容量Ｃc の値が既知であり、図５の容量Ｃ（図２の入力端２７，２８，２９から見た容量）と電源の内部インダクタンスＬs が１／ωＣ＝ωＬs の関係にあるとすると、図２の直列容量Ｃb は式（９）で表される。
また、ここで仮に外部容量Ｃc と図２の入力端２７，２８，２９から見た容量ＣをＣc ＝Ｃとすると、直列容量Ｃb は等価的に短絡となるので、図２におけるＰＷＭコンバータ部１００の相インピーダンスの絶対値｜Ｚb ｜は式（１０）で表される。一方、図５において、ＰＷＭコンバータ部１００の相インピーダンスの絶対値｜Ｚa ｜は式（１１）で表される。
【００１１】
【数３】
0004070321.tif 000004
【００１２】
したがって、例えばω＝２π×２５０Ｈz ，Ｃ＝Ｃc ＝１０００μＦ、Ｒ＝０．１Ωとすると、図２および図５の相インピーダンスの絶対値｜Ｚb ｜および｜Ｚa ｜は、それぞれ｜Ｚb ｜＝０．１Ω, ｜Ｚa ｜＝０．６４Ωとなり、｜Ｚa ｜／｜Ｚb ｜＝６．４である。
すなわち、Ｃc ＝Ｃとすると、図５においてＰＷＭコンバータ部１００の負荷抵抗Ｒおよび直列容量Ｃの直列回路に印加される電圧Ｖd は、図２におけるＰＷＭコンバータ部１００の負荷抵抗Ｒb および直列容量Ｃb の直列回路に印加される電圧の約６．４倍となる。
このため、前記したように図５におけるＰＷＭコンバータ部１００の負荷抵抗Ｒおよび直列容量Ｃの直列回路に印加される電圧Ｖd に較べて、図２におけるＰＷＭコンバータ部１００の負荷抵抗Ｒb および直列容量Ｃb の直列回路に印加される電圧は小さくなる。
【００１３】
以上のように、ＰＷＭコンバータに外部容量Ｃｃを直列接続することにより、入力端２７，２８，２９から見たインピーダンスを図５と同じに保ちながら、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子１６〜２１に印加される電圧を小さくすることができ、スイッチング素子１６〜２１で発生する導通損失、スイッチング損失を小さくすることが可能となる。
また、上記直列容量Ｃと抵抗Ｒの値が前記式（１）（２）を満たせば、電源から最大電力を取り出すことができるので、Ｒb ＝Ｒs とし、入力端２７，２８，２９から見た容量Ｃが１／ωＣ＝ωＬs を満たすようにＰＷＭコンバータを制御すれば、交流電源より最大電力を取り出すことができる。
【００１４】
本発明は上記原理に基づき、前述した課題を解決したものであり、本発明においては、誘導性内部インピーダンス（Ｚls）および抵抗性内部インピーダンス（Ｚrs）を有する交流電源を直流に変換するＰＷＭコンバータにおいて、ＰＷＭコンバータ部の交流入力端子の前記交流電源側に容量性外部インピーダンス（Ｚct）を各相直列に接続し、上記容量性外部インピーダンス（Ｚct）とＰＷＭコンバータ部の直列回路を交流電源側から見た等価回路が、容量性インピーダンス（Ｚcc）と抵抗性インピーダンス（Ｚrc）の直列回路となるよう交流入力端子をＰＷＭ変調率により制御する。
これにより、上述したように、スイッチング素子１６〜２１で発生する導通損失、スイッチング損失を小さくすることができる。
また、上記において、Ｚrc＝Ｚrsとし、Ｚcc＝−ＺlsとなるようにＰＷＭコンバータをＰＷＭ変調することにより、交流電源より最大電力を取り出すことが可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
図１は本発明が適用されたＰＷＭコンバータの主回路構成と交流電源系統を示すもので、図４と同符号を有するものは同一構成部品を表す。同図において、２４〜２６は容量Ｃc を有する外部コンデンサ、２７〜２９はＰＷＭコンバータの交流入力端子であり、外部コンデンサ２４〜２６とＰＷＭコンバータ部１００によりＰＷＭコンバータを表す。
【００１６】
図２は図１に示したＰＷＭコンバータの等価回路図であり、前記したように１０７〜１０９は容量Ｃc を有する容量性インピーダンスである。
図２の等価回路における１１０〜１１２で表される直列容量Ｃb および１１３〜１１５で表される負荷抵抗Ｒb は、図５の直列容量Ｃおよび負荷抵抗Ｒと同様にＰＷＭコンバータ部１００を表している。
ここで、前述した如く、ＰＷＭコンバータ部１００を構成する直列容量Ｃb および負荷抵抗Ｒb の合成インピーダンスＺb の絶対値｜Ｚb ｜は、図５の直列容量Ｃおよび負荷抵抗Ｒの合成インピーダンスＺa の絶対値｜Ｚa ｜に較べ、小さくなる。
【００１７】
なお、外部容量Ｃc をＣc ＝Ｃとすると、直列容量Ｃb は等価的に短絡となり、前記図６と同様な制御回路でＰＷＭコンバータ部の容量Ｃb を制御する場合には、Ｃb を非常に大きく設定する必要がある。そこで、上記のように容量Ｃb を制御する場合には、Ｃc ＜Ｃとし、後述するように前記図６と同様な制御回路でＰＷＭコンバータ部の容量Ｃb を制御する。
以上のように、同一電力を得るのに従来のＰＷＭコンバータ部と比較して、本発明の実施例のＰＷＭコンバータにおいては、ＰＷＭコンバータ部１００に印加される直流電圧を下げることができるので、従来例に比べ大幅にＰＷＭコンバータ部のスイッチング素子部の損失を減らす事ができ、スイッチング素子の小容量化および高効率化を計る事ができる。
【００１８】
図３に本発明の実施例のＰＷＭコンバータの制御回路を示し、図６と同符号を有するものは同一要素を表す。なお、本実施例は、ＰＷＭコンバータに直列に接続する外部容量Ｃc の値をＣc ＜Ｃに設定し、ＰＷＭコンバータの容量性インピーダンスＣb を制御して、外部容量Ｃc とＰＷＭコンバータの誘導性インピーダンスを合わせた全体の容量性インピーダンスが前記図５に示した容量性インピーダンスＣに一致するように制御する場合を示している。
本実施例においては、前記図６と同様に、演算回路２０１により、入力端子電圧指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を前記式（６）〜（８）により算出し、割算器２０２により、指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * をＥdc／２で除算し、ＰＷＭコンバータの変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowを求める。そして、比較器２０３で変調率Ｅou，Ｅov，Ｅowと三角波発生器２０５の出力ＥT を比較し、スイッチング素子１６〜２１の各相のゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を作成する。ロジック回路２０４は、ゲート信号Ｇu ，Ｇv ，Ｇw を各々スイッチング素子ゲート信号ＵP ，ＵN ，ＶP ，ＶN ，ＷP ，ＷN に振り分ける。
【００１９】
Ｆ／Ｖ変換器２０６は電流検出値Ｉu から電源角周波数ωを算出する。また、２０９は容量指令発生器であり、電源のインダクタンスＬs とＦ／Ｖ変換器２０６により算出されたωと、外部容量Ｃc の値より前記式（９）により容量Ｃb の値を算出し、上記演算回路２０１に出力する。
演算回路２０１は、上記ω、容量Ｃb 、抵抗Ｒと電流Ｉu ，Ｉv より指令値Ｅu * ，Ｅv * ，Ｅw * を算出し、ＰＷＭコンバータ部１００の交流入力端子１３〜１５の電圧を制御する。これにより、交流電源１〜３の電源周波数が変化した場合でも前記（１）（２）式の関係が常に満たされるように制御され、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出すことができる。また、容量性インピーダンスがＰＷＭコンバータ部１００に直接に接続されているので、ＰＷＭコンバータのスイッチング素子１６〜２１に加わる電圧を小さくすることができる。
【００２０】
なお、上記実施例では、内部インピーダンスの大きい交流電源から最大電力を取り出す場合について説明したが、前記した特開平６−５４５４０号公報に記載されるように、最大電力を取り出すのではなく、所定の低い電圧を取り出す必要がある場合には、図３の制御回路における容量Ｃや抵抗Ｒを変えることにより同様に対処することができる。
また、上記実施例では、容量指令発生器２０９により、容量Ｃb の値を算出してＰＷＭコンバータを制御しているが、電源周波数がほとんど変化しない場合には、外部容量Ｃc ＝Ｃに設定し、式（６）〜（８）におけるＣの値を大きな値に設定しておけば、実質的に上記と同様の制御を行うことができる。
【００２１】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明においては、ＰＷＭコンバータ部の交流入力端子に各相直列に容量性インピーダンス接続しているので、ＰＷＭコンバータ部のスイッチング損失を大幅に減らす事ができ、スイッチング素子の小容量化および高効率化を図ることができる。
また、交流電源が誘導性内部インピーダンスＺlsおよび抵抗性内部インピーダンスＺrsを有するとき、上記容量性インピーダンスが直列に接続されたＰＷＭコンバータ部を交流入力端子から見た等価回路が容量性インピーダンスＺccと抵抗性インピーダンスＺrcの直列回路となるようにＰＷＭコンバータを制御し、上記容量性インピーダンスＺccと抵抗性インピーダンスＺrcが、Ｚcc＝−Ｚls、Ｚrc＝Ｚrsとなるように制御することにより、電源から最大電力を取り出すことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図２】図１のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図である。
【図３】本発明の実施例のＰＷＭコンバータの制御回路を示す図である。
【図４】従来のＰＷＭコンバータと交流電源系統を示す系統図である。
【図５】従来のＰＷＭコンバータの等価回路を示す図である。
【図６】ＰＷＭコンバータの制御回路の一例を示す図である。
【符号の説明】
１〜３          交流電源
４〜６          誘導性内部インピーダンス（Zls ）
７〜９          抵抗性内部インピーダンス（Zrs ）
１３〜１５      交流入力端子
２２            ＤＣＰＴ
２３            負荷
２４〜２６      外部コンデンサ（Ｃc ）
２７〜２９      ＰＷＭコンバータの交流入力端子
１０１〜１０３  直列容量（Ｃ）
１０４〜１０６  負荷抵抗（Ｒ）
１０７〜１０９  外部容量（Ｃc ）
１１０〜１１２  直列容量（Ｃb ）
１１３〜１１５  負荷抵抗（Ｒb ）
２０１          演算回路
２０２          割算器
２０３          比較器
２０４          ゲート発生回路
２０５          三角波発生器
２０６          Ｆ／Ｖ）変換器
２０７          容量指令発生器
２０８          瞬時値／実効値変換器
２０９          容量指令発生器
【図１】
0004070321.tif 000005
【図２】
0004070321.tif 000006
【図３】
0004070321.tif 000007
【図４】
0004070321.tif 000008
【図５】
0004070321.tif 000009
【図６】
0004070321.tif 000010