(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、
この直流電源の両端間に直列に接続された第１及び第２コンデンサと、
前記直流電源の両端間に直列に接続され、休止期間を挟んで交互に導通する第１及び第２の半導体スイッチング素子と、
第１及び第２のコンデンサの相互接続点と、第１及び第２の半導体スイッチング素子の相互接続点との間に接続された誘導性負荷と、
第１の半導体スイッチング素子に並列に接続され、第１のスナバコンデンサと、これに直列にかつ第１の半導体スイッチング素子が非導通時に第１のスナバコンデンサを充電する方向性に接続された第１のスナバ単方向導通素子とを含む第１のスナバ回路と、
第２の半導体スイッチング素子に並列に接続され、第２のスナバコンデンサと、これに直列にかつ第２の半導体スイッチング素子が非導通時に第２のスナバコンデンサを充電する方向性に接続された第２のスナバ単方向導通素子とを含む第２のスナバ回路と、
第１及び第２のコンデンサの相互接続点と第１及び第２のスナバコンデンサとの間に設けられた回生経路とを、
具備し、この回生経路は、
第１のスナバコンデンサと第１のスナバ単方向導通素子との相互接続点と、第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続され、第１の半導体スイッチング素子が導通するのと同時に導通し、第１の半導体スイッチング素子よりも前に非導通となる第３の半導体スイッチング素子と、
第２のスナバコンデンサと第２のスナバ単方向導通素子との相互接続点と、第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続され、第２の半導体スイッチング素子が導通するのとの同時に導通し、第２の半導体スイッチング素子よりも前に非導通となる第４の半導体スイッチング素子とを、
含み、
第１及び第２の半導体スイッチング素子に逆並列に第１及び第２の単方向性導通素子が設けられている
インバータ。
【請求項２】
請求項１記載のインバータにおいて、第３及び第４の半導体スイッチング素子それぞれに直列に単方向性導通素子が接続され、前記回生経路は、リアクトルを含むインバータ。
【請求項３】
請求項２記載のインバータにおいて、前記リアクトルが、第３及び第４の半導体スイッチング素子に共通に設けられているインバータ。
【請求項４】
請求項２記載のインバータにおいて、前記リアクトルが、第３及び第４の半導体スイッチング素子それぞれに設けられているインバータ。
【請求項５】
請求項１記載のインバータにおいて、第３及び第４の半導体スイッチング素子に逆並列に第３及び第４の単方向性導通素子が設けられているインバータ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いたインバータに関する。
【０００２】
インバータは、例えば溶接機、光源、表面処理機等に使用する直流電源の一部として使用されることがある。図６は、このような直流電源装置の一例を示すものである。
【０００３】
この直流電源装置は、例えば商用交流電源を整流、平滑した直流電源２を有している。この直流電源２の正負両端間に、直列にコンデンサ４、６が接続されている。直流電源２の正負両端間には、半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ８、１０の導電路、例えばコレクタ・エミッタ導電路が直列に接続されている。ＩＧＢＴ８、１０のゲートには、交互に制御信号が供給され、ＩＧＢＴ８、１０は、制御信号が供給されている期間、導通する。コンデンサ４、６の相互接続点と、ＩＧＢＴ８、１０のコレクタ・エミッタ導電路の相互接続点との間に、変圧器１２の一次巻線１２Ｐが接続されている。変圧器１２の２次巻線１２Ｓには、整流手段、例えばダイオード１４、１６のアノードが接続され、それらのカソードが互いに接続され、平滑手段、例えば平滑用リアクトル１８を介して負荷２０の一端に接続されている。負荷２０の他端は、２次巻線１２Ｓの中間タップに接続されている。コンデンサ４、６、半導体スイッチング素子８、１０によっていわゆるハーフブリッジ型のインバータが構成されている。
【０００４】
ＩＧＢＴ８、１０のコレクタ・エミッタ導電路に逆並列に単方向導通素子、例えばフライホイールダイオード２２、２４が接続されている。また、ＩＧＢＴ８、１０には並列にスナバ回路２６、２８も接続されている。スナバ回路２６は、ＩＧＢＴ８のコレクタ側に一端が接続されたコンデンサ３２を含んでいる。このコンデンサ３２の他端側には、単方向導通素子、例えばダイオード３４のアノードが接続され、そのカソードはＩＧＢＴ８のエミッタに接続されている。このダイオード３４に並列に抵抗器３６が接続されている。同様に、スナバ回路２８も、コンデンサ３８、ダイオード４０、抵抗器４２によって構成されている。
【０００５】
この直流電源装置では、ＩＧＢＴ８が導通したとき、コンデンサ４の正極から電流がＩＧＢＴ８、変圧器１２の一次巻線１２Ｐ、コンデンサ４の負極に流れ、ＩＧＢＴ１０が導通したとき、コンデンサ６の正極から変圧器１２の一次巻線１２Ｐ、ＩＧＢＴ１０、コンデンサ６の負極に電流が流れる。即ち、変圧器１２の一次巻線１２Ｐには、交互に極性が変化する電流が流れる。これに伴い変圧器１２の２次巻線１２Ｓに交流電流が流れ、これがダイオード１４、１６で整流され、平滑用リアクトル１８によって平滑されて、負荷２０に供給される。
【０００６】
ＩＧＢＴ８が導通状態から非導通状態に変化したとき、コンデンサ３２、ダイオード３４に電流が流れて、コンデンサ３２が充電され、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ電圧が急激に上昇するのを防止する。ＩＧＢＴ８が導通時には、コンデンサ３２に充電された電荷に基づいて、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ導電路に放電電流が流れるが、この放電電流を抵抗器３６が抑制している。ＩＧＢＴ１０においても同様に動作する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
この直流電源装置では、ＩＧＢＴ８、１０が導通状態から非導通状態に変化したとき、コンデンサ３２、３８によってこれらのエミッタ・コレクタ電圧の上昇が抑えられているので、スイッチング損失を低減させることができる。しかし、ＩＧＢＴ８、１０が非導通状態から導通状態に変化するとき、コンデンサ３２、３８の電荷が抵抗器３６、４２において熱として消費される。その分、効率が低下すると共に、抵抗器３６、４２が発熱するため、抵抗器３６、４２を大型のものとしなければならず、そのため、この直流電源装置自体も大型になっていた。
【０００８】
本発明は、効率を向上させると共に小型化を図ることができるインバータを提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明によるインバータは、直流電源を有している。直流電源の両端間に直列に第１及び第２コンデンサが接続されている。直流電源の両端間に直列に第１及び第２の半導体スイッチング素子が接続されている。第１及び第２の半導体スイッチング素子は、例えば、導電路と、制御電極とを有し、制御電極に制御信号が供給されている間、導電路が導通状態となるものである。第１及び第２の半導体スイッチング素子は、休止期間を挟んで交互に導通する。第１及び第２のコンデンサの相互接続点と、第１及び第２の半導体スイッチング素子の相互接続点との間に誘導性負荷が接続されている。負荷としては、例えば、２次側に整流手段を備えた変圧器を使用することができる。第１の半導体スイッチング素子に並列に第１のスナバ回路が接続されている。第１のスナバ回路は、第１のスナバコンデンサと、これに直列に接続された第１の単方向導通素子とを有している。第１の単方向導通素子は、第１の半導体スイッチング素子が非導通時に第１のスナバコンデンサを充電する方向性に接続されている。第２の半導体スイッチング素子に並列に第２のスナバ回路が接続されている。第２のスナバ回路は、第２のスナバコンデンサと、これに直列に接続された第２のスナバ単方向導通素子とを含んでいる。第２のスナバ単方向導通素子は、第２の半導体スイッチング素子が非導通時に第２のスナバコンデンサを充電する方向性に接続されている。第１及び第２のコンデンサの相互接続点と第１及び第２のスナバコンデンサとの間に回生経路が設けられている。回生経路は、第３の半導体スイッチング素子を有している。第３の半導体スイッチング素子は、第１のスナバコンデンサ及び第１のスナバ単方向導通素子の相互接続点と、第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続され、第１の半導体スイッチング素子が導通するのと同時に導通し、第１の半導体スイッチング素子よりも前に非導通となる。さらに、回生経路は、第４の半導体スイッチング素子も有している。第４の半導体スイッチング素子は、第２のスナバコンデンサ及び第２のスナバ単方向導通素子の相互接続点と、第１及び第２のコンデンサの相互接続点との間に接続され、第２の半導体スイッチング素子が導通するのとの同時に導通し、第２の半導体スイッチング素子よりも前に非導通となる。この回生経路の他に、第１及び第２の半導体スイッチング素子に逆並列に第１及び第２の単方向性導通素子が設けられている。
【００１０】
このように構成された直流電源装置では、第１の半導体スイッチング素子が非導通状態において、第１のスナバコンデンサが第１のスナバ単方向性導通素子を介して第１のコンデンサから充電される。これによって、半導体スイッチング素子の電圧上昇が緩和される。第２の半導体スイッチング素子においても同様である。第１の半導体スイッチング素子が非導通状態から導通状態に変化したとき、同時に回生経路内の第３の半導体スイッチング素子が導通し、第１のスナバコンデンサからの電荷が第１のコンデンサ側に流れ、回生される。第２の半導体スイッチング素子が非導通状態から導通状態に変化する場合も同様である。このように、第１及び第２のスナバコンデンサからの電荷が第１及び第２のコンデンサ側に回生されるので、このインバータの効率が向上する。また、発熱する抵抗器が不要であるので、このインバータを小型化することができる。更に、スナバ用コンデンサの充電電圧が増加しすぎると、第１及び第２の単方向性導通素子が導通して、スナバ用コンデンサの電圧上昇を抑える。
【００１１】
第３及び第４の半導体スイッチング素子それぞれに直列に単方向性導通素子を接続することができる。この場合、回生経路には、リアクトルが設けられる。このリアクトルは、第３及び第４の半導体スイッチング素子に共通に設けることもできるし、第３及び第４の半導体スイッチング素子それぞれに個別に設けることもできる。
【００１２】
回生経路には、第１及び第２のスナバコンデンサとリアクトルとが設けられているので、第１及び第２のコンデンサに回生される電流は正弦波状となる。そこで、単方向性導通素子を設けて、正弦波状の電流の一方の極性成分のみを第１及び第２のコンデンサに回生させている。
【００１４】
第３及び第４の半導体スイッチング素子に逆並列に第３及び第４の単方向性導通素子を設けることもできる。このように構成した場合、第１及び第２の半導体スイッチング素子に印加される電圧を抑圧することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
本発明の１実施の形態の直流電源装置は、図１に示すように、図６の直流電源装置に、新たに回生経路５０を設けたものである。図６に示した直流電源装置の構成要素と同一構成要素には、同一符号を付して、その説明を省略する。
【００１６】
回生経路５０は、スナバ回路２６のスナバコンデンサ３２とダイオード３４のアノードとの接続点に、単方向導通素子、例えばダイオード５２のカソードが接続されている。このダイオード５２のアノードは、半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ５４の導電路、例えばコレクタ・エミッタ導電路の一端、例えばエミッタに接続されている。これによって、回生経路５０の第１の経路が形成されている。
【００１７】
同様に、回生経路５０は、スナバ回路２８のダイオード４０のカソードとコンデンサ３８との相互接続点に、半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ５６のコレクタ・エミッタ導電路の一端、例えばコレクタが接続されている。このＩＧＢＴ５６のエミッタには、単方向導通素子、例えばダイオード５８のアノードが接続されている。これによって回生経路５０の第２の経路が形成されている。
【００１８】
ＩＧＢＴ５４のコレクタと、ダイオード５８のカソードとは、互いに接続され、この接続点と、コンデンサ４、６の相互接続点との間に、リアクトル６０が接続されている。即ち、第１及び第２の経路に共通にリアクトル６０が接続されている。
【００１９】
なお、ＩＧＢＴ５４、５６のコレクタ・エミッタ導電路に逆並列に単方向導通素子、例えばダイオード６２、６４が接続されている。これらは、ＩＧＢＴ５４、５６に逆電圧が印加されるのを防止するためのものである。また、変圧器１２の１次巻線１２Ｐの両端間に、抵抗器６６とコンデンサ６８の直列回路が接続されている。この直列回路は、ＩＧＢＴ８、１０の寄生容量や変圧器１２の漏れインダクタンスによって発生する寄生振動を抑圧するためのダンピング回路である。
【００２０】
このように構成された直流電源装置の動作を図２を参照しながら説明する。図２（ａ）、（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴ８、１０のゲートには、予め定めた周期Ｔごとに、Ｔ／２だけずらせて期間Ｔａにわたって、付勢信号が供給される。同図（ａ）、（ｂ）から明らかなように、ＩＧＢＴ８への付勢信号の供給が終了した後、ＩＧＢＴ１０への付勢信号の供給が開始されるまでの間に、ＩＧＢＴ８、１０いずれにも付勢信号が供給されない休止期間が設けられている。ＩＧＢＴ８への付勢信号に同期して、同図（ｃ）に示すようにＩＧＢＴ５４のゲートに期間Ｔｂ（Ｔｂ＜Ｔａ）に亘って付勢信号が供給される。同様に、同図（ｄ）に示すようにＩＧＢＴ５６のゲートにも、ＩＧＢＴ１０への付勢信号に同期して、期間Ｔｂにわたって付勢信号が供給される。ＩＧＢＴ８、１０、５４、５６は、付勢信号が供給されている期間、導通する。
【００２１】
時刻ｔｏよりも前には、ＩＧＢＴ８、１０、５４、５６のゲートには付勢信号が供給されてなく、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ間には電源２の電圧Ｅ１が印加され、コンデンサ３２の両端間電圧もＥ１であるとする。これら電圧Ｅ１が印加されるのは、変圧器１２の漏れインダクタンスや励磁インダクタンスの影響による。なお、ＩＧＢＴ８、１０は、１８０度対称に駆動されるので、コンデンサ４、６の電圧は、それぞれＥ１／２に保持される。
【００２２】
時刻ｔｏにおいて、図２（ａ）、（ｃ）に示すようにＩＧＢＴ８、５４に付勢信号が供給され、これらが導通する。ＩＧＢＴ８の導通によって、負荷電流がコンデンサ２の正極側から、ＩＧＢＴ８、変圧器１２の１次巻線１２Ｐを経て、コンデンサ４の負極側に流れる。このときのＩＧＢＴ８を流れる電流を同図（ｇ）に示す。
【００２３】
同時に、ＩＧＢＴ５４が導通するので、電圧がＥ１であるコンデンサ３２の電荷が、電圧がＥ１／２であるコンデンサ４、インダクタ６０、ＩＧＢＴ５４、ダイオード５２を介して放電する。これによって、コンデンサ３２の蓄積エネルギーは、コンデンサ４に回収される。従って、抵抗器等によって放電電流が熱として消費されることがなく、この電源装置の効率が向上する。さらに、発熱に耐える大型の抵抗器を使用する必要がないので、この直流電源装置を小型化することができる。
【００２４】
放電電流は、コンデンサ３２、コンデンサ４、インダクタ６０を流れるので、放電電流は正弦波状である。そのうちの正の極性のものがダイオード５２を設けているので、放電されている。この放電は、ＩＧＢＴ５４への付勢信号の供給が停止される前に、終了する。図２（ｈ）にＩＧＢＴ５４の放電電流を示す。同図（ｈ）に示すように、放電は、時刻ｔ１に終了し、これは、ＩＧＢＴ５４への付勢信号の供給が停止され、ＩＧＢＴ５４が非導通状態になる時刻ｔ２よりも前である。
【００２５】
ＩＧＢＴ５４を流れる電流は正弦波状であり、ＩＧＢＴ５４は電流が零のときにそれぞれ導通状態、非導通状態となるので、スイッチング損失は非常に小さい。
【００２６】
時刻ｔ３において、ＩＧＢＴ８が非導通状態になり、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ電圧は、スナバコンデンサ２６の充電に伴って徐々に上昇する。この状態を同図（ｅ）に示す。このように徐々にＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ電圧が上昇するので、ＩＧＢＴ８のターンオフ損失も非常に小さい。スナバコンデンサ３２の電圧が上昇を続け、電源電圧Ｅ１よりも大きくなろうとすると、ＩＧＢＴ１０のフライホイールダイオード２４が導通して、ＩＧＢＴ８のコレクタ。エミッタ間をダイオード２４を介して直流電源２の両端間にクランプするので、コンデンサ３２の両端間電圧は直流電源２の電圧Ｅ１よりも大きくなることはない。
【００２７】
ＩＧＢＴ１０、５６についても、ＩＧＢＴ８、５４の場合と、位相が１８０度異なる以外、同様に動作するので、詳細な説明は省略する。
【００２８】
第２の実施の形態の電源装置を図３に示す。この実施の形態では、ＩＧＢＴ５４、５６に過大な電圧が印加されるのを防止するために、ＩＧＢＴ５４のコレクタ側に単方向導通素子、例えばダイオード７０のアノードを接続し、カソードをコンデンサ４の正極側に接続し、ダイオード５８のカソードにダイオード７２のカソードを接続し、そのアノードをコンデンサ６の負極側に接続してある。他は第１の実施の形態と同様に構成されているので、詳細な説明は省略する。
【００２９】
第３の実施の形態の電源装置を図４に示す。この実施の形態の電源装置は、回生経路５０の第１の経路用と第２の経路用とに個別にリアクトル６０ａ、６０ｂを設けた以外、第２の実施の形態と同様に構成されている。同等部分には同一符号を付して、その説明を省略する。
【００３０】
第４の実施の形態の電源装置を図５に示す。この実施の形態の電源装置は、ダンピング用の直列回路を、ＩＧＢＴ８、１０のコレクタ・エミッタ導電路に並列に個別に設けたものである。即ち、抵抗器６６ａとコンデンサ６８ａの直列回路が、ＩＧＢＴ８のコレクタ・エミッタ導電路に並列に接続され、抵抗器６６ｂとコンデンサ６８ｂの直列回路が、ＩＧＢＴ１０のコレクタ・エミッタ導電路に並列に接続されている。他の構成は、第２の実施の形態と同一であるので、詳細な説明を省略する。
【００３１】
上記の実施の形態では、本発明によるインバータが発生する高周波電圧を直流に変換して、直流電源として使用したが、必ずしもこれに限ったものではなく、例えばモータ等をこの高周波電圧によって駆動してもよい。上記の実施の形態では、ＩＧＢＴ８、１０を使用したが、これに代えてバイポーラトランジスタ、電力ＦＥＴ等を使用することもできる。同様にＩＧＢＴ５４、５６に代えて、バイポーラトランジスタ、電力ＦＥＴ、ＳＣＲ等を使用することもできる。上記の実施の形態では、ダンピング回路として、抵抗器６６とコンデンサ６８の直列回路や、抵抗器６６ａ、６６ｂ、コンデンサ６８ａ、６８ｂの２つの直列回路を使用したが、場合によってはこれらは省略することもできる。
【００３２】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、高周波スイッチングされる半導体スイッチング素子が、非導通となるときに、その電圧上昇を抑えるために設けられたコンデンサの電荷を、その高周波スイッチング素子が導通時に電源側に回生する回生経路を設けているので、インバータの効率を向上させることができる上に、電荷を消費させるための大型の抵抗器が不要であるので、インバータを小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の直流電源装置の回路図である。
【図２】図１の直流電源装置の各部の波形図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態の直流電源装置の回路図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態の直流電源装置の回路図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態の直流電源装置の回路図である。
【図６】従来の直流電源装置の回路図である。
【符号の説明】
２  直流電源
４  ６  第１及び第２のコンデンサ
８  １０  ＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）
１２  変圧器（負荷）
３２  ３８  スナバコンデンサ
３４  ４０  スナバダイオード（スナバ単方向導通素子）
５４  ５６  ＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）
６０  リアクトル
【図１】
0004142875.tif 000002
【図２】
0004142875.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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