(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信路を通って伝送されかつシンボル期間ＴSを有するデータストリーム中のシンボルの境界を決定する方法であって、前記記号は有効区間とガード区間とを有し、前記ガード区間は前記有効区間の一部の複製であることを特徴とし、前記方法は、
前記ストリームの少なくとも１つのシンボル期間ＴSを含む区間にわたってサンプリングするステップと、
前記データストリームにおいて前記有効区間だけ互いに離れた１対のストリーム部分のサンプルデータからなる第１の比較ブロックについて第１の分散を測定するステップと、
前記第１の比較ブロックの前記１対のストリーム部分と所定区間だけ離れた１対のストリーム部分のサンプルデータからなる第２の比較ブロックについて第２の分散を測定するステップと、
前記第１の分散及び前記第２の分散の大きさの比較に関する統計値を計算するステップと、
前記統計値に基づいて前記ストリームを同期させて、高速フーリエ変換によって信号を復元するステップと、
を含む方法。
【請求項２】
前記統計値は前記第１の分散及び前記第２の分散に関するＦ検定におけるＦ比を含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
シンボル期間ＴSを有するデータシンボルのストリームを復号化する方法であって、前記シンボルは有効区間とガード区間とを有し、前記ガード区間は前記有効区間の一部の複製であることを特徴とし、前記方法は、
前記シンボル期間ＴSの評価区間において、サンプリング間隔で前記ストリームをサンプリングする第１のステップと、
サンプルを複数の対にして関連付ける第２のステップであって、前記複数の対の各々は第１の構成要素及び第２の構成要素を有し、各対において前記第１の構成要素は前記ストリーム中で前記第２の構成要素から前記有効区間だけ離れ、前記複数の対の第１の構成要素及び前記複数の対の第２の構成要素は夫々第１のブロック及び第２のブロックに属し、前記第１のブロック及び前記第２のブロックの区間は前記ガード区間より大きくないことを特徴とする前記第２のステップと、
前記複数の対の各々について、前記対の前記第１の構成要素及び前記第２の構成要素の絶対値の差分に関する関数を決定し、前記関数を示す第１の出力信号を出力する第３のステップと、
前記第１の出力信号の分散を測定する第４のステップと、
前記分散を示す第２の出力信号を出力する第５のステップと、
前記ストリームに対して前記第１のブロック及び前記第２のブロックを所定区間だけ変位させ、さらに、前記第２乃至第５のステップを繰り返して第３の出力信号を出力する第６のステップと、
前記第２の出力信号及び前記第３の出力信号の大きさに関する比較をなし、当該比較の結果を示す第４の出力信号を出力する第７のステップと、
前記第４の出力信号中の所定の基準としての前記ガード区間と前記有効区間との境界を検出する第８のステップと、
信号再生のために前記所定の基準を用いてＦＦＴウィンドウを同期させる第９のステップと、
を含む方法。
【請求項４】
シンボル期間ＴSを有するデータシンボルのストリームを復号化する方法であって、前記シンボルは有効区間とガード区間とを有し、前記ガード区間は前記有効区間の一部の循環的伸長であることを特徴とし、前記方法は、
前記シンボル期間ＴSの評価区間において、サンプリング間隔で前記ストリームをサンプリングする第１のステップと、
サンプルを複数の対にして関連付ける第２のステップであって、前記複数の対の各々は第１の構成要素及び第２の構成要素を有し、各対において前記第１の構成要素は前記ストリーム中で前記第２の構成要素から前記有効区間だけ離れ、前記複数の対の第１の構成要素及び前記複数の対の第２の構成要素は夫々第１のブロック及び第２のブロックに属し、前記第１のブロック及び前記第２のブロックの区間は前記ガード区間より大きくないことを特徴とする前記第２のステップと、
前記複数の対の各々について、前記対の前記第１の構成要素及び前記第２の構成要素の絶対値の差分に関する関数を決定し、前記関数を示す第１の出力信号を出力する第３のステップと、
前記第１の出力信号の分散を測定する第４のステップと、
前記分散を示す第２の出力信号を出力する第５のステップと、
前記ストリームに対して前記第１のブロック及び前記第２のブロックを所定区間だけ変位させ、さらに、前記第２乃至第５のステップを繰り返して第３の出力信号を出力する第６のステップと、
前記第２の出力信号及び前記第３の出力信号の大きさに関する比較をなし、当該比較の結果を示す第４の出力信号を出力する第７のステップと、
前記第４の出力信号中の所定の基準としての前記ガード区間と前記有効区間との境界を検出する第８のステップと、
信号復元のために前記所定の基準を用いてＦＦＴウィンドウを同期させる第９のステップと、
を含む方法。
【請求項５】
シンボル期間ＴSを有するデータシンボルのストリームを復号化する方法であって、前記シンボルは有効区間とガード区間とを有し、前記ガード区間は前記有効区間の終期部分の循環的伸長であることを特徴とし、前記方法は、
前記シンボル期間ＴSの評価区間において、サンプリング間隔で前記ストリームをサンプリングする第１のステップと、
サンプルを複数の対にして関連付ける第２のステップであって、前記複数の対の各々は第１の構成要素及び第２の構成要素を有し、各対において前記第１の構成要素は前記ストリーム中で前記第２の構成要素から前記有効区間だけ離れ、前記複数の対の第１の構成要素及び前記複数の対の第２の構成要素は夫々第１のブロック及び第２のブロックに属し、前記第１のブロック及び前記第２のブロックの区間は前記ガード区間より大きくないことを特徴とする前記第２のステップと、
前記複数の対の各々について、前記対の前記第１の構成要素及び前記第２の構成要素の絶対値に関する差分を決定し、前記差分を示す第１の出力信号を出力する第３のステップと、
前記第１の出力信号の大きさの分散を測定する第４のステップと、
前記分散を示す第２の出力信号を出力する第５のステップと、
前記ストリームに対して前記第１のブロック及び前記第２のブロックを所定区間だけ変位させ、さらに、前記第２乃至第５のステップを繰り返して第３の出力信号を出力する第６のステップと、
前記第２の出力信号の大きさ及び前記第３の出力信号の大きさに関してＦ検定におけるＦ比を決定し、前記Ｆ比を示す第４の出力信号を出力する第７のステップと、
前記第４の出力信号中の所定の大きさとして前記ガード区間と前記有効区間との境界を検出する第８のステップと、
信号復元のために前記所定の大きさを用いてＦＦＴウィンドウを同期させる第９のステップと、
を含む方法。
【請求項６】
周波数分割多重により変調された信号を復調するためのタイミング同期方法であって、前記信号はシンボル期間ＴSを有するデータシンボルのストリームを有し、前記シンボルは有効区間とガード区間とを有し、前記ガード区間は前記有効区間の一部分の複製であることを特徴とし、前記方法は、
少なくとも前記シンボル期間ＴSについて、サンプリング間隔で前記ストリームを時間的にサンプリングする第１のステップと、
サンプルを複数の対にして関連付ける第２のステップであって、前記複数の対の各々は第１の構成要素及び第２の構成要素を有し、各対において前記第１の構成要素は前記ストリーム中で前記第２の構成要素から前記有効区間だけ離れ、前記複数の対の第１の構成要素及び前記複数の対の第２の構成要素は夫々第１のブロック及び第２のブロックに属し、前記第１のブロック及び前記第２のブロックの区間は前記ガード区間より大きくないことを特徴とする前記第２のステップと、
前記複数の対の各々について、前記対の前記第１の構成要素及び前記第２の構成要素の絶対値に関する差分を決定し、前記差分を示す第１の出力信号を出力する第３のステップと、
前記第１の出力信号の大きさの分散を測定する第４のステップと、
前記分散を示す第２の出力信号を出力する第５のステップと、
前記ストリームに対して前記第１のブロック及び前記第２のブロックを所定区間だけ変位させ、さらに、前記第２乃至第５のステップを繰り返して第３の出力信号を出力する第６のステップと、
前記第２の出力信号の大きさ及び前記第３の出力信号の大きさに関してＦ検定におけるＦ比を決定し、前記Ｆ比を示す第４の出力信号を出力する第７のステップと、
前記第４の出力信号中の所定の大きさとして前記ガード区間と前記有効区間との境界を検出する第８のステップと、
信号復元のために前記所定の大きさを用いてＦＦＴウィンドウを同期させる第９のステップと、
を含む方法。
【請求項７】
周波数分割多重信号の復調器であって、前記信号はシンボル期間ＴSを有するデータシンボルのストリームを有し、前記シンボルは有効区間とガード区間とを有し、前記ガード区間は前記有効区間の一部分の複製であり、前記復調器は前記ガード区間の境界位置を検出するタイミング同期回路を備え、前記タイミング同期回路は、
第１の所定間隔の遅延を提供し、サンプリングされた入力信号を受け取る第１の遅延回路と、
前記入力信号から前記第１の遅延回路の出力を減算する第１の減算器と、
前記第１の減算器に接続され、入力に比例する単極性振幅を有する信号を生成する第１の回路と、
前記第１の回路の出力に接続された第２の遅延回路と、
前記第１の回路の前記出力に接続された第１の入力と、前記第２の遅延回路の出力に接続された第２の入力と、第３の入力と、を有する加減算回路と、
前記加減算回路の出力を蓄積するレジスタであって、前記レジスタは前記第３の入力に接続されるレジスタと、
前記加減算回路の出力に従ってアドレスされ、前記加減算回路の前記出力の対数を呼び出すルックアップメモリと、
第２の所定間隔の遅延を提供し、前記ルックアップメモリに接続された入力を有する第３の遅延回路と、
前記ルックアップメモリに接続された第１の入力と、前記第３の遅延回路の出力に接続された第２の入力と、を有する第２の減算器と、
前記第２の減算器の出力に接続され、前記第２の減算器の出力を閾値と比較する比較回路と、
を備える復調器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多キャリア変調を採用する電磁気信号の受信機に関する。より詳細には、本発明は、直交周波数分割多重を採用する受信機において高速フーリエ変換を計算するために要求される、時間設定された区間の同期に関する。
【０００２】
【従来の技術】
符号化直交周波数分割多重（“ＣＯＦＤＭ”）がディジタルオーディオ及びディジタルビデオ放送について提案されており、その両者は、制限された帯域の効率的な使用、並びに幾つかの影響にも拘わらず信頼できる伝送方法を必要とする。例えば、典型的な通信路のインパルス応答は、異なる遅延を有する複数のディラックパルスの和としてモデル化することができる。各パルスは乗算係数の対象となり、そこでは振幅は一般的にレイリーの法則に従う。そのようなパルス列は数マイクロ秒にわたって伸長することがあり、高いビットレートの非符号化伝送を信頼性の低いものとする。ランダム雑音、インパルス雑音、及びフェージングに加え、高いデータレートのディジタル地上伝送における他の主要な問題点は、マルチパス伝播、及び、近接周波数が高い相関を有する信号変化を有することとなる隣接チャンネル干渉を含む。ＣＯＦＤＭはこれらの応用に特に適当である。実際のＣＯＦＤＭの構成では、周波数において接近して配置された多数のキャリアの各々に比較的少量のデータが変調される。データシンボルの区間はキャリア又はサブチャンネルの数と同じ割合で増加し、それによりシンボル間干渉が著しく減少する。
【０００３】
図１及び２にＣＯＦＤＭによる多重を示し、そこで単一のＣＯＦＤＭキャリア又はサブチャンネルのスペクトルがライン２により示される。一組のキャリア周波数が図２中の重なった波形により示され、そこでは直交性条件が満足されている。一般的に、以下の場合、２つの実数値関数は直交する。
【０００４】
【数１】
0004142758.tif 000002
【０００５】
ここで、Ｋは定数であり、ｐ≠ｑならＫ＝０；ｐ＝ｑならＫ≠０である。ＣＯＦＤＭによる信号の実際の符号化及び復号化は、以下の式から理解されるように、高速フーリエ変換（“ＦＦＴ”）に大きく依存する。
【０００６】
キャリアのｃの信号は、以下の式により与えられる。
【０００７】
【数２】
0004142758.tif 000003
【０００８】
ここで、Ａcは時刻ｔにおけるデータであり、ωcはキャリア周波数であり、φcは位相である。ＣＯＦＤＭ信号中のＮ個のキャリアは、以下により与えられる。
【０００９】
【数３】
0004142758.tif 000004
【００１０】
【数４】
0004142758.tif 000005
【００１１】
一シンボル期間にわたりサンプリングすると、
【００１２】
【数５】
0004142758.tif 000006
【００１３】
【数６】
0004142758.tif 000007
【００１４】
１／Ｔのサンプリング周波数では、結果信号は以下の式により示される。
【００１５】
【数７】
0004142758.tif 000008
【００１６】
ω0＝０で、一データシンボル期間Ｔ＝ＮＴにわたりサンプリングすると、
【００１７】
【数８】
0004142758.tif 000009
【００１８】
これは、逆離散的フーリエ変換の一般形に匹敵する。
【００１９】
【数９】
0004142758.tif 000010
【００２０】
上記の式において、Ａnｅjφnはサンプリングされた周波数領域内の入力信号であり、Ｓs（ｋＴ）は時間領域表示である。ＦＦＴのサイズの増加は、長いシンボル期間をもたらし、ガード区間の長さを超えるエコーの観点においてシステムのラッギドネス（ruggedness）を改善する。しかし、Ｎlog2Ｎにより計算上の複雑性が増加し、実際上の制限となる。
【００２１】
伝送路により生じるシンボル間干渉の存在下では、信号間の直交性は維持されない。この問題に対する一つのアプローチは、通信路のメモリを超える区間及びあらゆるマルチパス遅延だけ時間領域内の各シンボルを先行させることにより、故意に放射エネルギーをある程度犠牲にすることであった。そのように選択された“ガード区間”は、あらゆるシンボル間干渉を吸収するために十分大きく、各シンボルをその一部の複製に対して先行させることにより確立することができる。この複製は典型的に、シンボルの終期部分の循環的伸長である。図３を参照すると、データシンボル４は、シンボル中の伝送データ全てを含む有効区間６を有する。有効区間６の終期部分８は、ガード区間１０としてシンボルの始めに繰り返される。ＣＯＦＤＭ信号は、実線１２により示される。シンボルの終わりに、有効区間６の初期部分を循環的に繰り返すことができる。
【００２２】
ＣＯＦＤＭデータの伝送は、図４に示す既知の一般的計画により達成することができる。シリアルデータストリームが、シリアル−パラレル変換器１８内で一連のパラレルストリーム１６に変換される。各パラレルストリームは、各々が複素数を生成するｘビット毎にグループ分けされ、ここで、ｘは、その関連するパラレルストリームのデータ配列を決定する。ブロック２０内での外部符号化及びインターリービングの後、受信機内の同期及びチャンネル推定に使用するために、信号マップ器によりパイロットキャリアが挿入される。パイロットキャリアは典型的に２つのタイプを有する。継続的パイロットキャリアは、同一の位相及び振幅で各記号中の同一位置中で伝送される。受信機では、これらは位相雑音除去、自動周波数制御、及び時間／サンプリング同期のために使用される。散在パイロットキャリアは記号中に分配され、それらの位置は典型的に記号間で変化する。それらは主としてチャンネル推定に有用である。次に、複素数は、ブロック２４内で逆高速フーリエ変換（“ＩＦＦＴ”）によりベースバンドで変調される。その後、ブロック２６でガード区間が挿入される。その後、離散的記号がアナログに変換され、典型的に低域通過フィルタされ、それからブロック２８でラジオ周波数へアップコンバートされる。その後、信号は通信路３０を通じて伝送され、受信機３２内で受信される。従来技術で周知であるように、受信機は伝送プロセスの逆を適用し、伝送情報を取得する。特に、信号の復調にＦＦＴが適用される。
【００２３】
ＣＯＦＤＭの現代の応用は、欧州電気通信規格（European Telecommunications Standard）DRAFT pr ETS 300744（May 1996）で提案され、それは、フレーミング構造、通信路符号化、及びディジタル地上テレビジョンのための変調を明記する。この規格書は、ディジタル地上テレビジョンをアナログ送信のための既存のスペクトル割当てに適応させるために作られ、さらに高いレベルの相互チャンネル干渉及び隣接チャンネル干渉に対する十分な保護を提供する。柔軟なガード区間が指定され、それによりシステムは、高いスペクトラム効率を維持しつつ多様なネットワーク構成、及び、既存のPAL/SECAMサービスからの相互チャンネル干渉及び隣接チャンネル干渉に対する十分な保護を提供することができる。上記の欧州電気通信規格は２つの動作モードを規定する：単一送信機の動作、及び制限された送信機距離を有する小型単一周波数ネットワークに適する“２Ｋモード”。“８Ｋモード”は、単一送信機動作、又は大型単一周波数ネットワークのいずれかに使用可能である。様々のレベルの直角振幅変調（“ＱＡＭ”）が維持され、それらはラッギドネスに対してビットレートを均衡させるために、異なる内部符号化率である。システムは、ムービングピクチャーエキスパーツグループ（“ＭＰＥＧ”）に従う輸送層（transport layer）を適合させることを意図し、ＭＰＥＧ−２により符号化されたテレビジョン信号（ISO/IEC 13818）に直接的に互換性を有する。
【００２４】
上記の欧州電気通信規格では、ＣＯＦＤＭフレームのデータキャリアは、直交位相シフトキーイング（“ＱＰＳＫ”）、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ、非一様１６−ＱＡＭ、又は、グレイマッピングを使用する非一様６４−ＱＡＭのいずれかとすることができる。
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
ＣＯＦＤＭ伝送の受信における重要な問題は、位相雑音及びジッタのために同期を維持することが困難なことであり、その位相雑音及びジッタは、伝送前のアップコンバート、受信機でのダウンコンバート、及び、典型的には電圧制御発振器であるチューナー内のフロントエンド発振器により生じる。復調中に同期を補助するためにパイロットキャリアを提供すること以外に、これらの問題点は上記の欧州電気通信規格では特に取り扱われておらず、実施者の解決に委ねられている。
【００２６】
基本的に、位相の乱れには２つのタイプがある。第１に、多キャリアシステム中で隣接キャリアを妨害する雑音成分は“外部雑音貢献”（“ＦＮＣ”）と呼ばれる。第２に、自身のキャリアを妨害する雑音成分は“自己雑音貢献”と呼ばれる。
【００２７】
図５を参照すると、理想的な配列サンプルの位置が“ｘ”記号３４により示される。外部雑音貢献の効果は確率論的であり、ガウス状の雑音を生じる。このように摂動するサンプルは図５において円３６で示される。自己雑音貢献の効果は、全ての配列位置の共通な回転であり、各“ｘ”記号３４とそれに関連する円３６の変位として示される。これは“共通位相エラー”と呼ばれ、それはシンボル間で著しく変化し、よって各シンボル期間ＴSで計算されなければならない。また、共通位相エラーも、シンボル期間ＴS中の平均位相偏差として解釈することができる。
【００２８】
実際のシステムで受信機３２がデータシンボルを処理するために、各データシンボルを示す複素信号に対して数学的演算が行われる。一般的に、これはＦＦＴである。有効な結果を得るため、ＦＦＴ間隔を受信データシンボルと整列させるために特定の形態のタイミング同期が要求される。
【００２９】
本発明の第１の目的は、ＣＯＦＤＭにより伝送された信号中の受信データシンボルをＦＦＴウィンドウと同期させる改善された方法を提供することにある。
【００３０】
本発明の他の目的は、ＣＯＦＤＭ信号の地上伝送を改善することにある。
【００３１】
本発明のさらに他の目的は、ＣＯＦＤＭ信号の受信のための改善された装置を提供することにある。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
本発明のこれら及び他の目的は、シンボル期間ＴSを有するデータシンボルのストリームの復号化方法により達成される。シンボルは有効区間及びガード区間を規定し、ガード区間は有効区間の一部の複製であり、好ましくはその終端部の循環的伸長である。ストリームは、シンボル期間ＴSの評価区間においてサンプリングされる。サンプルは対として関連付けられ、一つの対の構成要素は有効区間だけデータストリーム中で離れている。対のデータは夫々第１及び第２のブロックに属し、各ブロックはガード区間より大きくない。各データの対について、好ましくは対の構成要素の差である関数が決定され、第１の出力信号として出力される。それから、第１の出力信号の分散が測定され、第２の出力信号として出力される。第１のブロック及び第２のブロックはそれからストリームに対して変位され、サンプルを関連付け、関数を決定し、分散を測定する先行工程が繰り返される。その結果は第３の出力信号として出力される。第２の出力信号は第３の出力信号と比較され、その結果は第４の出力信号として出力される。それから、第４の出力信号中の、ガード区間と有効区間の境界を示す所定の基準が検出される。その基準は、所定の振幅、最大値又は最小値とすることができる。
【００３３】
好ましくは、サンプルの絶対値が計算される。しかし、本発明の一つの観点によれば、ストリームの実数成分又は虚数成分のみがサンプリングされることが必要である。
【００３４】
Ｆ比は、２つの比較ブロックの第２及び第３の出力信号を比較するために使用される。好ましくは、Ｆ比の分子及び分母の対数を減算してＦ比を評価する。比較ブロックの連続する組のＦ比は、ガード区間の境界を示すピークについて評価される。ピークの決定は統計的有意テストを含む。
【００３５】
第１の動作モードでは評価間隔は固定の第１の値を有し、第２の動作モードでは評価間隔は第２の値を有し、変化する信号の状態への適応を可能とする。本発明の一つの観点では、第２の動作モードにおいて、連続するシンボル中のガード区間の位置の分散が記憶され、評価間隔の値が記憶された分散に応じて調整される。
【００３６】
本発明の他の観点では、ガード区間の境界の検出に続いて、後続のシンボル中のガード区間の境界の検出の開始前に、新しい対のサンプルがサンプリングされ、有効区間について受け取られる。
【００３７】
本発明は、周波数分割多重信号の復調器を提供し、そこで信号はシンボル期間ＴSを有するデータシンボルのストリームであり、シンボルは有効区間及びガード区間を規定する。ガード区間は有効区間の一部の複製であり、好ましくはその終期部分の循環的伸長である。ガード区間の境界位置を検出するために、復調器内にタイミング同期回路が設けられる。その回路は、好ましくはファースト−イン−ファースト−アウトメモリ（“ＦＩＦＯ”）として実現され、入力信号ｓiに接続され、好ましくはＦＦＴウィンドウのサイズであるＬ個のサンプルを記憶することができ、ＦＦＴウィンドウに等しい区間だけ入力信号ｓiを遅延させる第１の遅延回路を有する。入力信号のこの遅延バージョンは、それから入力信号から減算される。入力信号又は差分信号の絶対値が計算される。その回路は第２の遅延回路を有し、それは絶対値を第１の所定間隔だけ遅延させる。加算／減算回路は、遅延された絶対値を絶対値から減算し、加算／減算回路の結果を蓄積するレジスタから取得されるフィードバック信号を加算する。加算／減算回路の出力に従ってアドレスされるルックアップメモリは、加算／減算回路により生成された結果の対数を保持する。第２の所定間隔の遅延を提供する第３の遅延回路は、ルックアップメモリに接続された第１の入力を有する。第２の減算器はルックアップメモリに接続された第１の入力と、第２の遅延回路の出力に接続された第２の入力とを有する。比較回路は、それを閾値と比較するために減算器の出力に接続される。
【００３８】
本発明の一つの観点からは、その回路は入力信号ｓiに接続された第４の遅延回路を有し、それは、有効区間について遅延を提供しつつ、好ましくはＬ個より少ないサンプルを記憶可能である。セレクタは第１の遅延回路又は第４の遅延回路を選択する。
【００３９】
本発明の更なる観点によれば、第１の遅延回路及び加算／減算回路に接続された入力信号の絶対値を計算するモジュールが存在する。
【００４０】
本発明の他の観点によれば、制御回路は、タイミング同期回路中の処理のために入力信号の所定のサンプルを選択し、データストリーム中のシンボルに対する評価間隔の選択を可能とする。
【００４１】
【発明の実施の形態】
本発明のこれら及び他の目的のより良い理解のため、例としての本発明の詳細な説明が参照され、それは添付の図面と共に読まれるべきである。
【００４２】
再度図３及び４を参照すると、本発明によれば、ＣＯＦＤＭ信号に統計的手法を適用してガード区間１０の終期部分を見つける。この方法は上述の欧州電気通信規格に言及して説明されるが、前置又は後置されたガード区間を有する多くの形態の周波数分割多重に適用可能である。それにより、受信サンプル複素信号（実線１２）及び有効区間６の大きさのみを与えられて、受信機３２はガード区間の終期部分を見つけることができる。その方法は、ガード区間１０がデータシンボル４の最後の部分のコピーであるという事実に基づいている。受信機３２内では、通信路からのエコー及びノイズ、並びに局部発振器のエラーのため、ガード区間１０とデータシンボル４の最後の部分とは相違する。導入されるエラーがランダムであれば、統計的手法を適用することができる。本発明によれば、受信複素信号は、送信機内で使用されるものとほぼ同一のレートでサンプリングされる。差分信号が、有効区間６に可能な限り近い区間だけ離れている受信サンプルの対について見つけ出される。この期間は、適用される高速フーリエ変換（“ＦＦＴ”）のサイズ（即ち、２０４８又は８１９２サンプル）と等しくすべきである。
【００４３】
【数１０】
0004142758.tif 000011
【００４４】
と仮定し、Ｓiを差分信号とすると、ｓi及びｓi-fftsizeは、絶対値が取得される現在及び先の入力サンプルである。即ち、添字“ｉ”は入力値の線形時間順序を指標する。入力信号がランダムであると仮定すると、Ｓiもランダムとなる。ガード区間内では、通信路の影響のために同一とならないが、ｓiとｓi-fftsizeは近似する。よってＳiは小さい分散を有するランダム信号である。ここで使用される“分散”の語は一般的に値の広がりを示し、特定の数学的定義に限定されるものではない。一般的に、一つのシンボルの有効部分は、次のシンボルの有効部分と関連を有しない。ガード区間外では、Ｓiはランダムであり、非常に大きな分散を有する。ガード区間の終期部分を見つけるために、差分信号Ｓiの分散を監視し、ガード区間１０と有効区間６との境界で生じる有意な増加を探す。また、発明者等は、ガード区間１０の開始部分で分散の大きな減少が見られることも観察した。
【００４５】
本発明の好適な実施形態では、入力信号のサンプルを、少なくとも一つのシンボル期間ＴSを含む区間にわたって記憶する。差分信号Ｓiの分散を、サンプルの一つのブロックにわたって計算する。ブロックを複数サンプル、ｎだけ時間的に遡り、分散を再度計算する。これらの２つのブロックをここでは“比較ブロック”と呼ぶ。先の比較ブロック中の分散に対する、第１の比較ブロック中の現在の分散の比が見出される。それから、Ｆ比の有意性テストを使用し、２つの比較ブロック間の分散における有意な差を見つける。Ｆ比は以下の式で与えられ、
【００４６】
【数１１】
0004142758.tif 000012
【００４７】
ここでｎは正の整数であり、ｉは入力サンプルを指標し、ＶＡＲ（ｉ）は長さＮサンプルの値のブロックの分散である。分散は以下のように定義される。
【００４８】
【数１２】
0004142758.tif 000013
【００４９】
ここで、Ｆ比有意性テストが好適な実施形態において使用されるが、分散の変化に関連する信号を与える２つの分散値の他の関数を使用することもできる。そのような関数はたくさん存在する。Ｆ比の長所は、それがランダム入力信号について既知の確率分布を有することであり、パフォーマンス分析及びシステム設計の目的で便利な統計的分析を可能とする。また、Ｆ比は本質的に信号を正規化し、その結果が信号レベルに依存するものとなる。
【００５０】
本方法が図６を参照して記載され、そこにおいて、ステップ３８で現在の評価ブロック中のサンプルの対の第１の構成要素が測定される。ステップ４０で一つの有効区間６（図３）の遅延が経験される。これは、ＦＩＦＯのようなディジタル遅延器、若しくは、等価的に一有効区間だけサンプルをメモリ内にバッファ記憶し、適切なメモリセルにアクセスすることにより達成される。サンプルの対の第２の構成要素がステップ４２で測定され、第１及び第２の構成要素間の差がステップ４４で決定され、記憶される。現在のブロックの終期部分が決定ステップ４６でテストされる。評価ブロックの大きさはガード区間の長さを超えるべきではなく、非常に小さくすることができる。現在のブロックの終期部分に未だ到達しない場合、ステップ４８で他のサンプルを獲得し、制御はステップ３８へ戻る。
【００５１】
現在のブロック終期部分に達すると、ステップ５０で現在のブロックの分散が測定され、２つのデータ比較ブロックの一つとして処理される。ステップ５２で、２つの比較ブロックの一つのグループが評価されたかを決定するテストがなされる。このテストが否定的であれば、ステップ５４でデータの他のブロックが獲得され、その後制御はステップ３８へ戻る。データの他のブロックは、丁度終了したブロックに隣接している必要はない。
【００５２】
決定ステップ５２のテストが肯定的であれば、ステップ５６で２つの比較ブロックのグループについてＦ比が計算される。ステップ５６で得られた結果はステップ６０でピーク検出へ供される。ピーク検出は、以下に説明するように、任意的に有意性の統計的テストを含む。
【００５３】
ピークが検出されると、次に、その後の信号再構成に必要なＦＦＴウィンドウの同期の目的で、ステップ６２においてガード区間の境界が確立される。ピークが検出されないならば、データストリームの他の部分から取得したサンプルのブロックと共に上述のプロセスを繰り返す。
【００５４】
例１
図７を参照し、乱数発生器を使用して上述の欧州電気通信規格に従って複素信号を生成し、白色ガウス雑音（ＳＮＲ＝３．７）を加えてライシーン（Ricean）通信路モードを通じて伝送した。それから、データシンボルを上述の方法に従って分析した。結果の６個のデータシンボルが図７に示され、そこでは、ガード区間の開始と終了夫々におけるスパイク６６、６１は非常に大きいので、表示の便宜上Ｆ比はライン６４として対数軸上にプロットされている。
【００５５】
幾つかの既知のピーク検出器を使用してガード区間の終期部分を容易に見つけることができることは図７から非常に明白であるけれども、サンプルの２つのブロックは同一の分散を有するか？、という問題に対してより正確に解答するために統計的テストを適用することができる。これは帰無仮説、Ｈ0であり、即ち、分散は同一であり、Ｆ中に観察されるスパイクはランダム変動のみによるものであるとする。Ｈ0が非常に低い確率を有するならば、それを拒絶することができ、それはガード区間の開始又は終了の検出に対応するであろう。ＣＯＦＤＭシンボルが構成される方法から、ガード区間又は有効区間内に完全に属する比較ブロックについてＨ0は真であると予測されるが、比較ブロックがガード区間の開始又は終了の境界にまたがる時には偽と予測される。ランダムサンプルの比較ブロックが同一の母集団から導かれているとすれば、Ｆの確率は以下の式により与えられ、
【００５６】
【数１３】
0004142758.tif 000014
【００５７】
ここで、Ｉ（）は不完全ベータ関数であり、
【００５８】
【数１４】
0004142758.tif 000015
【００５９】
ｖ1及びｖ2は自由度数であり、それによって第１及び第２の分散が評価される。この例では、ｎ＞＝Ｎであるならばｖ1＝ｖ2＝（Ｎ−１）である。関数の形状を図８に示す。統計的観点から、２つのブロックが重ならないように、即ち、ｎ＞＝Ｎであるように、ｎは十分に大きくすべきである。ブロックが重なると、第２の分散の計算が、第１の分散の計算に使用されるサンプルを使用することになる。これは、自由度数を効果的に減少させ、それによって結果の有意性を減少させる。ｎ＝Ｎの設定は良好に動作することが分かった。
【００６０】
式（１３）中の関数Ｑ（）は実際に一つの末尾の確率を与える。Ｆが非常に大きいか非常に小さい場合、Ｈ0を拒絶することができ、それにより２つの末尾のテストが要求される。実際には２つの末尾は同一であり、よって２つの末尾のテストについては、確率は式（１３）で与えられるものの２倍である。しかし、これはＦ＜１について、１より大きい確率値を生じる。従って、確率ｐは以下のように計算され：
【００６１】
【数１５】
0004142758.tif 000016
【００６２】
よって、（ｐ＞１）ならばｐ＝２−ｐである。この確率はＨ0の生存度を反映する。従って、ｐが小さいならＨ0は拒絶され、特定された確実性をもって、比較ブロックが異なる分散を有するサンプル母集団から来たものであるということができる。上記の欧州電気通信規格の規格書は、相関アルゴリズムについてブロックサイズＮは３２とすべきであると述べている。Ｎ＝｛３２、６４｝が試験され、成功した。得られた確率関数を、Ｎについてのこれらの値を使用して図９に示す。好適な実施形態では、Ｈ0の拒絶のためにｐ＜＝０．０５が設定された。
【００６３】
正確な実行は、Ｆを計算し、次にｘを計算し、次に不完全ベータ関数を計算し、次にｐを計算し、次に閾値テストを適用する。ベータ関数は非常に複雑であるため、このアルゴリズムをハードウェアで実現することは非常に難しい。好適な実施形態では、受領閾値及びＮ個のパラメータを設定することはかなり単純であり、同一の結果を与え、そうしてＦについての上限値及び下限値を定義する。その後、Ｆを計算し、それを上限値及び下限値と比較することのみが必要である。ガード区間の終期部分を簡単に見つけるために、安全にＦ＞１と仮定することができる。Ｆの上限のみが必要となる。Ｆの限界値を正確に計算するために、ニュートン−ラフソンの公式などの、適当な根を求める方法を使用することができる。典型的な値が表１に示される。
【００６４】
【表１】
0004142758.tif 000017
【００６５】
この方法は、白色性ガウス雑音（ＳＮＲ＝３．７）を追加し、特定の通信路モデルを使用する試験で成功した。
【００６６】
式（１２）に与えられる分散の式は、シリコン中で実行するための乗算器を必要とする。Ｆの計算は除算であり、そこでは、２つのブロックが同一のサイズを有する限り、（Ｎ−１個の正規化定数は相殺する。シリコン中では、正確な乗算及び除算は高価となる。好適な実施形態中では、Ｆについて正確性は低いが依然として有効な値を与える単純化が実行される。Siはゼロ平均を有すると推測され、よってサンプルのブロックから平均を計算する必要は無い。これはまた、自由度数を（Ｎ−１）からＮへと上昇させる。標準的な平方の式の和を使用して分散を計算する代りに、分散を平均絶対偏差により推定することができる。ＶＡＲ（ｉ）についての式は、以下のようになる。
【００６７】
【数１６】
0004142758.tif 000018
【００６８】
２つのブロックが同一のサイズを有するならば、Ｆの計算において（１／Ｎ）の係数を除して消すことができる。しかし、依然として２つの分散の除算が残り、平方が要求される。これらは、２を底とする対数により対処することができる。式（１６）の式（１１）への代入は以下の式を与える。
【００６９】
【数１７】
0004142758.tif 000019
【００７０】
２を底とする対数をとると、
【００７１】
【数１８】
0004142758.tif 000020
【００７２】
となる。よって、ｙを計算し、それをＦの上限値の２を底とする対数と比較することのみが必要である。比較は、限界値の対数を２（log2ｓa−log2ｓb）から減算し、零と比較することにより行うことができる。係数２は限界値内に吸収することができる。
【００７３】
２を底とする対数の計算は、その数が固定小数点の小数部として記憶される場合、比較的簡単である。小数部は、指数と分数の仮数とに分けることができる：ｘ＝Ａ２Bである。２を底とする対数をとると、logｘ＝logＡ＋Ｂである。Ａは小数部であるので、その対数をルックアップテーブルを参照して見つけることが現実的である。指数Ｂは、ＭＳＢの位置から見つけることができる（ｓa及びｓbは両方とも正の数であるから）。
【００７４】
従って、加算及び減算のみの算術演算が必要となるように計算を軽減することができる。この方法を使用する場合、ｖ1＝ｖ2＝Ｎを使用して限界値をも再計算すべきである。実際には、特定の応用について、好ましくはｐ＝０．０５に有意性レベルを設定することができる。
【００７５】
例えば、標準偏差、スキュー、様々のモーメント、ヒストグラム、及び従来から既知の他の計算を使用して、本発明の精神から外れることなく、分散の種々の計算方法を使用可能であることが当業者には理解されるであろう。
【００７６】
本発明の第１の代替実施形態では、絶対値の代りに信号の実部及び虚部を使用することにより上述の方法を使用する。この実施形態は、ハードウェアの経済性を達成する。
【００７７】
本発明の第２の代替実施形態では、式（１１）のｎのパラメータが最適化される。ガード区間の終期で、２つのブロックは有効区間への遷移より多くまたがり、分散中に明確な増加を与える。ｎ＞２のあらゆる値の使用は、後続のブロックが境界まで移動する時に幾つかの連続的な点が有意の増加を与えるという欠点を有する。この小さな問題は、境界の検出後に無効な期間を導入することにより容易に克服することができる。即ち、一度スパイクが検出されると、他のスパイクを配置する試みがなされる前に、ＦＦＴウィンドウと等しいサイズのサンプルの組が受け取られる。無効な期間は、誤ったスパイクを導入しないという付加的な利益を有する。より大きなｎの値を使用する時、Ｈ0の雑音性のＦ信号はほぼ同一を維持するが、スパイク６６、６１（図７）は増加する。
【００７８】
例２
ｎの関数としての最大のＦ−スパイクの高さは、Ｆ中の背景の変化と共に系統的に測定することができる。その結果が表２に示される。
【００７９】
【表２】
0004142758.tif 000021
【００８０】
表２は、図７で分析された信号の最初の５フレームを使用して作成された。表２の列（２）及び（３）中の統計は、スパイクを計算から除外するために、Ｆ＞＝３．０であるあらゆる点を除外することにより行われた。そうしないと、スパイクは、それらが異なる統計上の母集団からのものである場合でさえ、平均及び標準偏差に影響を与える。
【００８１】
その結果は、Ｆの背景変化であるＦs.d.がｎにより影響を受け、約０．２８の値へ漸近的に増加することを示す。これは重なり合うブロックの効果のようである。例えば、Ｎ＝６４及びｎ＜６４について、それにわたって分散が計算されるブロックは幾つかの同一値を含み、よって、相関を有するであろう。この法則をテストするために、Ｆs.d.がｎ＞Ｎについて評価され、その結果が表３に示される。
【００８２】
【表３】
0004142758.tif 000022
【００８３】
ｎ＞＝Ｎ／２について、依存性は線形となる。Ｆが、サンプル毎ではなくｎサンプル毎に計算されるならば、この依存性は減少する。しかし、これは、小さいガード区間について、第１のブロックが完全にガード区間内になく、第２のブロックが完全に有効区間内になくなるという危険を生じさせる。
【００８４】
本発明の第３の代替的実施形態が図１０に示され、それはタイミング同期回路７０を概略的に示す。その回路は複素入力信号７２を受け取り、その入力の絶対値を作る回路モジュール７４を有し、それはノード８３から取得される。回路モジュール７４は、続いて処理されている値が無符号の数であることを確実とする。回路モジュール７４への入力は、減算器７５により作られる差分信号であり、その減算器７５は入力として、入力信号７２と、遅延回路７９により処理された入力信号７２の遅延バージョンとを取得し、その遅延回路７９は好ましくは長さＬのＦＩＦＯ７７として実現され、ＬはＦＦＴウィンドウの大きさである。上述のように、入力信号７２が、実数、虚数、複素数、または複素数の絶対値である場合でさえ、この回路を動作させることができる。入力信号７２が実数、又は虚数の場合、回路モジュール７４を変形し、減算器７５の出力の符号を除去するあらゆる既知の回路とし、若しくは等価的に符号を設定して出力が単調に累積する、即ち、回路が単極性の出力を有するようにすることができる。回路モジュール７４の出力は、最終的にディジタル遅延回路内へクロックされ、その遅延回路は好ましくはＦＩＦＯ７８として実行される。ＦＩＦＯ７８が一杯になると、信号ＳＩＧ１  ８０が出力され、ＡＮＤゲート８２により示すようにＦＩＦＯ７８の出力が使用可能となる。また、加算／減算回路８４がノード７６に接続されており、その出力がレジスタ８６内に記憶される。加算／減算回路８４の出力の遅延バージョンは、レジスタ８６から取得され、加算／減算回路８４の第２入力としてライン８８をフィードバックされる。信号ＳＩＧ１  ８０が出力された場合、比較ブロック中のサンプル数である第１の所定間隔Ｎだけ遅延された、回路モジュール７４の出力のバージョンは、ノード７６上の信号から減算される。
【００８５】
ライン８８上の信号はルックアップテーブルへのインデックスであり、好ましくはリード−オンリー−メモリ（“ＲＯＭ”）により実行され、ＲＯＭ９０として示される。ＲＯＭ９０のアドレスはライン８８上の信号の振幅の２を底とする対数を含み、それはその後ノード９２に現れる。ノード９２は減算器９４に接続され、且つ、ＦＩＦＯ９８として示される遅延回路に接続され、その遅延回路は式（１７）の中央の項の分母を作るために使用される。
【００８６】
減算器９４は、比較回路１０６中の所定の閾値ＦLIMITの２を底とする対数と比較される信号を生成し、その比較回路は簡単のため比較器１１０に接続された加算器１０８として示される。出力信号ＳＹＮＣ１１２は、ガード区間の境界の位置が検出された時に出力される。
【００８７】
現在の好適な実施形態においては実行されていないが、ＦＩＦＯ７７のサイズを動的にに構成し、評価されている区間のサイズを動作状態に応じて調整可能とすることができる。これは、ノード９２上の値を、それらの値の分散を計算するためにＲＡＭ１１４内に記憶することにより便利に行うことができる。
【００８８】
図１１を参照して説明される第４の代替的実施形態では、図１０に示す実施形態と同様の構成は同一の参照符号を有する。タイミング同期回路１１６は、ここでは遅延回路７９が、その一方がマルチプレクサ１０２により選択されるＦＩＦＯ７７及び他のＦＩＦＯ１００として実現される点を除いてタイミング同期回路７０と同様である。両方のＦＩＦＯ７７、１００は同一の遅延を提供するが、両者の容量は異なる。ＦＩＦＯ１００はＦＦＴウィンドウのサイズに等しい区間中に取得されるサンプルの記憶ができ、通常は、動作の第１モード、例えばチャンネル獲得中に、ガード区間の境界位置を検出するために全体のシンボルを評価することが必要な時に選択される。上記の欧州電気通信規格中では、８Ｋまでのデータ記憶が、それに見合う資源要求と共に要求されている。それに続く動作中では、ガード区間の境界のおよその位置を先のシンボルの歴史から知ることができる。動作の第２モードでは、従って、ガード区間の境界位置を確認するために、かなり小さい区間を評価することのみが必要となる。分散の計算に使用されるサンプル数は少数、好ましくは３２又は６４に維持することができ、従って、かなり小さいＦＩＦＯ７７が計算値を保持するために選択される。それにより節約される資源を変調器内の他の機能に使用することができ、大型のＦＩＦＯ１００により使用されたメモリも他の目的に再割当てすることができる。
【００８９】
制御ブロック８１は、連続的シンボルのデータストリーム中のシンボル境界に対する評価間隔を任意的に促進させ、また、無効な期間についての遅延に使用することもできる。結局、移動する評価間隔は、現在のシンボルのガード区間の境界にまたがり、それから同期が決定される。評価間隔のサイズは、メモリの使用を最小化し、依然として評価間隔中の統計的有意性を達成するのに十分に大きいように選択される。評価間隔、及びＦＩＦＯ７７のサイズは統計的又は動的に構成することができる。
【００９０】
本発明を、ここに開示した構造を参照して説明してきたが、それは記載された詳細に限定されるものではなく、本出願は以下の請求の範囲の視野に属するあらゆる修正及び変更をカバーすることを意図している。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＣＯＦＤＭサブチャンネルのスペクトルを示す。
【図２】ＣＯＦＤＭ信号中の多キャリアの周波数スペクトルを示す。
【図３】  ＣＯＦＤＭに従う信号の図であり、データシンボルフォーマットを示す。
【図４】ＦＦＴを基礎としたＣＯＦＤＭシステムのブロック図である。
【図５】ＣＯＦＤＭ信号配列中のある摂動を示す。
【図６】本発明の好適な実施形態によるタイミング同期方法の流れ図である。
【図７】  粗いタイミング同期について幾つかのデータシンボルに対して行われるＦ比テストのプロットである。
【図８】異なる自由度についての不完全ベータ関数のプロットである。
【図９】本発明の統計的有意性のテストを理解するのに有用なプロットである。
【図１０】本発明の代替的実施形態による同期回路の電気的概略図である。
【図１１】本発明の他の代替的実施形態による同期回路の電気的概略図である。
【図１】
0004142758.tif 000023
【図２】
0004142758.tif 000024
【図３】
0004142758.tif 000025
【図４】
0004142758.tif 000026
【図５】
0004142758.tif 000027
【図６】
0004142758.tif 000028
【図７】
0004142758.tif 000029
【図８】
0004142758.tif 000030
【図９】
0004142758.tif 000031
【図１０】
0004142758.tif 000032
【図１１】
0004142758.tif 000033