(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ヘテロダイン干渉計において現れる基準信号（Ａ）及び測定信号（Ｂ）を信号処理するための回路において、
前記基準信号（Ａ）及び前記測定信号（Ｂ）は同一のヘテロダイン周波数（Ｆｈ）を有し、前記基準信号（Ａ）と前記測定信号（Ｂ）との間には検出すべき位相差が現れ、
変調器（１５）はビーム源（１９）から送出される光ビーム（２０）の周波数を変調信号（Ｍ（ｔ））によって制御し、該変調信号（Ｍ（ｔ））は予め設定される変調周期（Ｔｍ）を有し、
前記ヘテロダイン周波数（Ｆｈ）は変調周波数の整数倍に設定されており、
前記変調信号（Ｍ（ｔ））からゲート信号（Ｃ）が導出され、該ゲート信号（Ｃ）の周期は前記変調周期（Ｔｍ）に相応し、
前記基準信号（Ａ）は前記ゲート信号（Ｃ）によってフィルタリング処理され、この結果、同一の位相の正負の極性を有する信号成分が後続に送出され、
前記測定信号（Ｂ）は前記前記ゲート信号（Ｃ）によってフィルタリング処理され、この結果、同一の位相の正負の極性を有する信号成分が後続に送出され、
ゲート信号フィルタリング処理された信号（Ｄ、Ｈ）は位相比較器（１３）に供給され、該位相比較器（１３）は位相差を検出する、ヘテロダイン干渉計において現れる基準信号（Ａ）及び測定信号（Ｂ）を信号処理するための回路。
【請求項２】
ゲート信号フィルタリング処理された信号（Ｄ、Ｈ）はそれぞれヘテロダイン周波数（Ｆｈ）に調整されたバンドパスフィルタ（２６、３２）に供給されることを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項３】
ゲート信号フィルタリング処理された信号（Ｄ、Ｈ）はそれぞれ周波数を低減するためにミキサ（２７、３３）に供給されることを特徴とする請求項２記載の回路。
【請求項４】
ゲート信号フィルタリング処理された信号（Ｄ、Ｈ）はそれぞれローパスフィルタ（２８、３４）に供給されることを特徴とする請求項２記載の回路。
【請求項５】
ゲート信号フィルタリング処理された信号（Ｄ、Ｈ）はそれぞれコンパレータ（２９、３５）に供給され、さらに該コンパレータ（２９、３５）から送出される信号は第１及び第２の入力信号（Ｌ、Ｍ）として位相比較器（１３）に供給されることを特徴とする請求項２記載の回路。
【請求項６】
ビーム源（１９）としてレーザダイオードが設けられることを特徴とする請求項１〜５までのうちの１項記載の回路。
【請求項７】
レーザダイオード電流を歪化するために非線形特性曲線素子（１８）が設けられていることを特徴とする請求項６記載の回路。
【請求項８】
基準信号（Ａ）は変調信号（Ｍ（ｔ））から導出されることを特徴とする請求項１〜７までのうちの１項記載の回路。
【請求項９】
ゲート信号（Ｃ）によって形成されるウィンドウの持続時間（Ｔｏ）は所定の値に設定されることを特徴とすることを特徴とする請求項１〜８までのうちの１項記載の回路。
【請求項１０】
ゲート信号（Ｃ）によって形成されるウィンドウの開始時点は所定の値に設定されることを特徴とする請求項１〜９までのうちの１項記載の回路。
【発明の詳細な説明】
従来技術
本発明は、独立請求項の上位概念記載のヘテロダイン干渉計において現れる基準信号及び測定信号を信号処理するための回路に関する。ヘテロダイン干渉計は例えば無接触の運動距離、角度又は速度の測定に使用される。光測定ビームが格子構造又はミラーに配向され、これらの格子構造又はミラーは測定対象に取り付けられている。場合によってはこの測定対象の表面自体が回折格子又は反射器として作用する。
ヨーロッパ特許公開第４６１１１９号公報からヘテロダイン干渉計が公知である。このヘテロダイン干渉計にはビーム源としてレーザダイオードが使用されている。このレーザダイオードの注入電流は周期的に例えばのこぎり波状の又は三角波状の変調信号によって変調される。注入電流変調によってレーザダイオードから送出される光ビームの周波数の周期的な変化が引き起こされる。この光ビームはビームスプリッタによって２つのビーム路に分割される。第１のビーム路には光学的測定区間が設けられ、他方のビーム路には光学的遅延素子が設けられる。周期的な変調のため両方のビーム路の間には常に周波数差が現れる。この周波数差はヘテロダイン周波数に相応する。両方の部分ビームは光学的測定区間を通過した後でビーム受信器において干渉させられる。このビーム受信器から送出される測定信号は正弦波状の信号経過を有する。この測定信号の周波数はヘテロダイン周波数に相応する。運動距離、角度又は速度に関する情報は基準信号に対するこの測定信号の位相に含まれている。この基準信号は同様に光学的基準区間の光路を介して供給される。この場合、両方の部分ビームは光学的な基準区間を通過した後でさらに別のビーム受信器において干渉させられる光学的基準区間は、基準信号が電気的にレーザダイオードの変調信号から導出される場合には省略することができる。
ヨーロッパ特許公開第７２９５８３号公報からヘテロダイン干渉計において現れる２つの電気信号の位相差を測定するための装置が公知である。第１の信号の各々所定のエッジ及び第２の信号の各々の所定のエッジがそれぞれカウント過程をトリガし、このカウント過程は一方では３６０°の倍数の位相差を検出することを可能にし、他方では０〜３６０°までの高分解能の位相測定を可能にする。この公知の装置に供給される信号の処理に対する指示は含まれていない。
本発明の課題は、ヘテロダイン干渉計に現れる信号の信号処理のための回路を提供することである。
上記課題は独立請求項の特徴部分記載の構成によって解決される。
本発明の利点
本発明の回路は次のような利点を有する。すなわち、基準信号と測定信号との間に周期的に現れる正負の極性の交替が位相差の検出に影響を与えないという利点を有する。このような周期的に現れる正負の極性交替は、所定の変調信号によるビーム源の変調によって生じる。周波数変化の勾配の正負の符号が変化する時に、位相の跳躍的変化が現れる。
本発明の回路は次のことを前提とする。すなわち、基準信号と測定信号との間に検出すべき位相差が現れ、これらの基準信号と測定信号とが同一のヘテロダイン周波数を有し、さらにこのヘテロダイン周波数がビーム源の変調周波数の整数倍に固定されていることを前提とする。これは光学的遅延素子の適切な設計仕様又は変調信号の振幅の適切な設定によって常に達成される。
変調信号からゲート信号が導出され、このゲート信号の周期は変調周期に相応する。このゲート信号により基準信号が乗算されることによって、同じ位相の正負の極性を有する基準信号の信号成分が送出されるようにフィルタリング処理される。測定信号は同様にゲート信号によって乗算されることによって同じ正負の極性を有する測定信号の信号成分だけが送出されるようにフィルタリング処理される。このゲート信号フィルタリング処理された信号は従来技術から周知の位相比較器に供給される。この位相比較器は位相差を検出し、この位相差から結果が導出される。
本発明の回路の有利な実施形態は従属請求項から得られる。
ゲート信号フィルタリング処理された信号がそれぞれヘテロダイン周波数に調整されたバンドパスフィルタに供給される場合、後続の信号処理が簡素化される。バンドパスフィルタは非連続なゲート信号フィルタリング処理された信号から再び連続的な信号を形成する。この連続的な信号はアナログ回路技術によって簡単に後続処理できる。
有利には、ゲート信号フィルタリング処理された又はバンドパスフィルタリング処理された信号はそれぞれミキサに供給される。このミキサは信号周波数を低減し、後続の信号処理をさらに簡素に構成する。
ゲート信号又はバンドパスフィルタ処理された又は周波数低減された信号は有利にはローパスフィルタリング処理を受ける。このローパスフィルタリング処理は例えばミキサにおいて生じうる望ましくない信号成分を除去し、さらに信号に付着しうるノイズ信号成分を低減する。
信号がコンパレータに供給され、この結果これらの信号がデジタル位相比較器が処理できるデジタル信号になると、後続の信号処理はとりわけ簡単に構成される。
ヘテロダイン干渉計のビーム源としては有利にはレーザダイオードが設けられる。このレーザダイオードは注入電流の変調による光ビームの簡単な変調を可能とする。回路網はこのレーザダイオードにおける非線形性の補償及び熱的時定数の考慮を可能とする。この回路網はこのレーザダイオードの注入電流の制御を可能にし、これによりヘテロダイン周波数は比較的長い時間に亘って一定となる。この手段によってゲート信号により設定される時間ウィンドウは理論的な最大値により近づく。この理論的な最大値は変調周期の５０％に相応する。
とりわけ有利な実施形態では、基準信号は変調信号から導出される。この手段によって、他の場合には必要となる光学的基準区間ならびにビーム受信器が省略される。
本発明のさらなる有利な実施形態は他の従属請求項及び以下の記述から得られる。
図面
図１は本発明の回路のブロック回路図を示す。図２は光学区間の部分を示す。図３は変調信号を示す。図４は光学区間に現れる信号経過を示す。図５は基準信号及び測定信号を示す。図６は図１の回路に現れる信号経過を示す。
図１はヘテロダイン干渉計に現れる基準信号Ａ及び測定信号Ｂの信号処理のための回路を示す。水晶発振器１０から供給されるクロック信号Ｔは第１の分周器１１、第２の分周器１２ならびに位相比較器１４に供給される。第１の分周器１１の出力信号１４は変調器１５及びゲート信号回路１６に供給される。変調器１５の出力信号１７は回路網１８を通過した後に変調信号Ｍ（ｔ）としてレーザダイオード１９に到達する。
レーザダイオード１９は光ビーム２０を光学区間２１に送出する。この光学区間２１は測定ビーム２２ならびに基準ビーム２３を供給する。
測定ビーム２２は第１のビーム受信器２４に到達し、このビーム受信器２４は測定信号Ｂを送出する。測定信号Ｂは第１のゲート信号回路２５を通過し、ゲート信号フィルタリング処理された測定信号Ｄとして第１のバンドパスフィルタ２６に到達する。この第１のバンドパスフィルタ２６はバンドパスフィルタリング処理された測定信号Ｅを送出する。第１のミキサ２７を通過した後でこの周波数低減された測定信号Ｆは第１のローパスフィルタ２８に到達する。このローパスフィルタ２８はローパスフィルタリング処理された測定信号Ｇを第１のコンパレータ２９に供給する。
基準ビーム２３は第２のビーム受信器３０によって検出される。この第２のビーム受信器３０は基準信号Ａを供給する。この基準信号Ａは第２のゲート信号フィルタ３１を通過した後でゲート信号フィルタリング処理された基準信号Ｈとして第２のバンドパスフィルタ３２に供給される。第２のバンドパスフィルタ３２を通過した後でバンドパスフィルタリング処理された基準信号Ｉが第２のミキサ３３に到達する。この第２のミキサ３３を通過して周波数低減された基準信号Ｊは第２のローパスフィルタ３４におけるローパスフィルタリング処理の後でローパスフィルタリング処理された基準信号Ｋとして第２のコンパレータ３５に到達する。
両方のゲート信号フィルタ２５、３１にはゲート信号回路１６から供給されるゲート信号Ｃが印加される。両方のミキサ２７、３３は第２の分周器１２の出力信号３６を受信する。両方のコンパレータ２９、３５は第１の入力信号Ｌ及び第２の入力信号Ｎを位相比較器１３に送出する。
図２は、図１に記載された光学区間２１の部分を示す。レーザダイオード１９から送出される光ビーム２０はビームスプリッタ４０を通過した後で第１の光ビーム４１として及び第２の光ビーム４２として詳しくは示されていない光学区間２１に到達する。第２の光ビーム４２は光学的遅延素子４３を通過する。
図３は変調信号Ｍ（ｔ）と時間ｔとの関係を例示的に示す。少なくとも近似的に三角波状の信号経過が示されており、周期はＴｍである。
図４は両方の光ビーム４１、４２の光周波数Ｆ（ｔ）を示す。Ｆ１（ｔ）は第１の光ビーム４１の周波数を示し、Ｆ２（ｔ）は第２の光ビーム４２の周波数を示す。どのような所定の時点においてもこれら両方の周波数Ｆ１（ｔ）とＦ２（ｔ）との間には周波数差が現れている。この周波数差はヘテロダイン周波数Ｆｈと呼ばれる。両方の光ビーム４１、４２は時間遅延Ｄｔ後に同じ周波数に達する。
図５は基準信号Ａならびに測定信号Ｂと時間Ｔｍとのそれぞれの関係を示す。
図６は測定信号Ｂ、ゲート信号Ｃ、ゲート信号フィルタリング処理された測定信号Ｄ、バンドパスフィルタリング処理された測定信号Ｅならびに第１の入力信号Ｌと時間Ｔｍとの関係を示す。ゲート信号Ｃはウィンドウ持続時間Ｔｏを有する。
本発明の回路は次のように作動する。
図２に示されている光学区間２１はヘテロダイン干渉計の部分である。このヘテロダイン干渉計では第１及び第２の光ビーム４１及び４２がそれぞれ基準区間ならびに測定区間を通過し、ビーム受信器２４、３０でそれぞれ干渉させられる。変調信号Ｍ（ｔ）によってレーザダイオード１９の注入電流は変調される。適当な変調信号Ｍ（ｔ）が図３に示されている。例えば三角波状信号が適当である。図３に示された三角波状信号の代わりに、のこぎり波信号を使用してもよい。この変調信号Ｍ（ｔ）の周期はＴｍである。ここでは以下においてさして関係ないレーザダイオード１９のビーム出力を制御する他に、とりわけレーザダイオード１９から送出される光ビーム２０の周波数が変化される。レーザダイオード１９によって供給されるビーム２０からビームスプリッタ４０は第１の光ビーム４１及び第２の光ビーム４２を発生する。第２の光ビーム４２は第１の光ビーム４１とは異なり光学的遅延素子４３を通過する。この光学的遅延素子４３は例えば空気中の、グラスファイバの又は例えばプリズムの光学的迂回路として実現される。周期的な変調のために両方のビーム４１、４２は常に周波数差を有する。この周波数差はヘテロダイン周波数Ｆｈと呼ばれる。
ヘテロダイン周波数Ｆｈの成立を図４に基づいて説明する。図４は光周波数Ｆ（ｔ）と時間ｔとの関係を示している。光学的遅延素子４３は第２の光ビーム４２を第１の光ビーム４１に対して遅延時間Ｄｔだけ遅延させる。レーザダイオード１９から送出される光ビームの周波数が変調信号Ｍ（ｔ）によって絶えず変化していることを前提とすると、常に両方の光ビーム４１と４２との間には同一の差周波数、ヘテロダイン周波数Ｆｈが発生する。図４に示されたそれぞれ線形の周波数上昇及び周波数下降は図３に示された変調信号Ｍ（ｔ）の三角波状信号経過によって得られる。
光学区間２１は例えば一定の基準区間と可変的な測定区間を含む。測定区間は測定対象の運動によって変化する。基準区間は基準位相を発生するために使用される。両方のビーム受信器２４、３０の各々は第１の光ビーム４１も第２の光ビーム４２も受信しなくてはならない。これによってのみ、電気的な手段によって簡単には評価できない光信号周波数の代わりに、ヘテロダイン周波数Ｆｈを有する電気信号が評価されることが保障される。
図５で変調信号Ｍ（ｔ）の周期Ｔｍの尺度単位で示されている時間との関係において示されている基準信号Ａ及び測定信号Ｂはそれぞれ正弦波状経過を有し、基本的な情報が位相に含まれている。
基準信号Ａが使用できない場合、基準信号は電気的に変調信号Ｍ（ｔ）から作ることができる。例えば変化する環境温度のような光学区間２１に作用する妨害影響が電気的制御による基準信号Ａの電気的な実現の際に場合によっては考慮されうる。
信号処理のための本発明の回路は、図５に示された基準信号Ａと測定信号Ｂとの間の位相差の検出を可能にする。両方の信号Ａ、Ｂは常に検出すべき位相差を有する。前提条件は、基準信号Ａ及び測定信号Ｂが同一のヘテロダイン周波数Ｆｈを有し、かつ、このヘテロダイン周波数は変調周波数の整数倍に固定されていることである。これは光学的遅延素子４３の適切な設計仕様及び/又は変調信号Ｍ（ｔ）の振幅の適切な設定によって常に実現できる。
両方の信号Ａ、Ｂは時点Ｔｍ/２でそれぞれ位相の跳躍的変化を被る。この位相の跳躍的変化は変調信号Ｍ（ｔ）の勾配の変化に起因する。この位相の跳躍的変化は位相差の検出を困難にする。本発明の回路は第１の入力信号Ｌ及び第２の入力信号Ｎを作る信号処理を可能にする。これら第１の入力信号Ｌ及び第２の入力信号Ｎは従来技術から周知の位相比較器１３によって処理できる。両方の信号Ａ、Ｂの信号処理は同一なので、以下においては測定信号Ｂの信号処理だけを図１のブロック回路図及び図６に示された時間と信号経過の線図に基づいて記述する。
水晶発振器１０はクロック信号Ｔを送出する。このクロック信号Ｔは数ＭＨｚ、例えば３２ＭＨｚの周波数を有する。クロック信号Ｔから他の必要な全ての信号が導出される。第１の分周器１１はクロック信号Ｔを例えば３２によって分周する。この結果、第１の分周器１１の出力信号１４は１ＭＨｚである。第１の分周器１１の出力信号１４の周波数の逆数は変調器１５で発生される変調信号Ｍ（ｔ）の周期Ｔｍを決定する。この変調器１５は出力信号１７を回路網１８に送出する。この回路網１８は変調信号Ｍ（ｔ）を発生する。有利には線形回路網１８による設定可能なレーザダイオード電流の歪化によって例えばレーザダイオード１９の非線形性又は熱的な時定数を補償することができる。この手段によってヘテロダイン周波数Ｆｈが比較的長い時間に亘って一定にすることができる。
両方のビーム４１、４２の干渉によりヘテロダイン周波数Ｆｈを有する、第１のビーム受信器２４によって受信される測定ビーム２２は、第１のビーム受信器２４によって検出され、処理されて測定信号Ｂとして使用される。この測定信号Ｂは第１のゲート信号フィルタ２５でゲート信号Ｃと乗算され、次いでゲート信号フィルタリング処理された測定信号Ｄとしてこのゲート信号フィルタ２５から送出される。このゲート信号Ｃは図６の第２の線図に図示されている。このゲート信号Ｃは第１の分周器１１の出力信号１４から作られる。このゲート信号Ｃは周期Ｔｍを有する方形信号であり、ウィンドウ時間Ｔｏを有する。図６には近似的に５０％のデューティー比が基礎となっている。このゲート信号Ｃは例えば単安定マルチバイブレータ段を介して第１の分周器１１の出力信号１４から導出される。ゲート信号回路１６はこのために２つの単安定マルチバイブレータ段を含む。両方の単安定マルチバイブレータ段の時定数によって発生する信号ウィンドウの相対的な位置及びこの信号ウィンドウの相対的なウィンドウ持続時間Ｔｏが予め設定される。このゲート信号Ｃは一定のヘテロダイン周波数Ｆｈにおいて同一の位相の正負の極性を有する、測定信号Ｂの中の信号成分を切り出す。このウィンドウの開始時点の精確な設定ならびにこのウィンドウの持続時間Ｔｏの精確な設定によってこのゲート信号Ｃは妨害信号の抑圧に寄与する。この妨害信号はレーザダイオード１９において変調信号Ｍ（ｔ）の勾配の変化の際に事実上発生しうる。
ゲート信号フィルタ２５、３１はアナログスイッチとして実現でき、スイッチング機能はゲート信号Ｃによって惹起される。電気的に考察すると、ゲート信号フィルタリング処理は測定信号Ｂにゲート信号Ｃを乗算することに相応する。この結果として得られるのがゲート信号フィルタリング処理された測定信号Ｄであり、この測定信号Ｄは図６の第３の線図に示されている。このゲート信号フィルタリング処理された測定信号Ｄはそれぞれ同一の位相の正負の極性を有する測定信号Ｂの成分だけを含む。
その次に設けられた第１のバンドパスフィルタ２６はこのゲート信号フィルタリング処理された測定信号の補間を行う。この第１のバンドパスフィルタ２６の中心周波数はヘテロダイン周波数Ｆｈに調整されている。ゲート信号フィルタリング処理によって生じる穴をこれによって除去する。バンドパスフィルタリング処理された測定信号Ｅから例えばコンパレータによって行われる制限の後で第１の入力信号Ｌが既に導出される。これに対して、信号処理の簡素化が図１に示された第１のミキサ２７によって可能である。バンドパスフィルタリング処理された測定信号Ｅの基本周波数はヘテロダイン周波数である。このバンドパスフィルタリング処理された測定信号Ｅは第１のミキサ２７で周波数低減された測定信号ｆに変換される。この第１のミキサ２７は第２の分周器１２の出力信号３６を受信し、この出力信号３６はこの混合に必要な周波数を有する信号成分を有する。
この周波数低減された測定信号Ｆから一方で望ましくない混合信号成分を他方でノイズを十分に除去する第１のローパスフィルタ２８を通過した後で、このローパスフィルタリング処理された測定信号Ｇは第１のコンパレータ２９で第１の入力信号Ｌに変形される。この第１のコンパレータ２９はローパスフィルタリング処理された測定信号Ｇを所定の閾値と比較する。第１の入力信号Ｌは図６の第５の線図に示されている。この第１の入力信号Ｌは勿論バンドパスフィルタリング処理された測定信号Ｅから直ぐに導出される。第１のミキサ２７における周波数低減によって図６に示された第１の入力信号Ｌとくらべて周期が増大されるのである。
基準信号Ａの信号処理は完全に既述の測定信号Ｂの信号処理に相応する。基準信号Ａの処理結果は、第２の入力信号Ｎである。例えば冒頭の従来技術で詳しく説明した位相比較器１３は両方の入力信号ＬとＮとの間の位相差を求める。この位相差は光学区間２１に現れる運動距離又は角度に対する尺度であり、時間的変化は速度又は角速度に相応する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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