(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
一定間隔で送信された複数のパルス信号のエコー信号を受信してサンプリングデータとし、このサンプリングデータを用いて離散フーリエ変換を行ってベースバンドのスペクトルのピーク周波数を求める手順と、
パルス信号のエコー信号に基づいて概略のドップラ周波数を求め、この概略のドップラ周波数に基づいて前記ベースバンドのスペクトルが真のスペクトルであるかまたは写像であるかを求め、さらに、写像である場合には真のスペクトルとの周波数差を求める手順と、
前記ピーク周波数を前記周波数差で補正することによって精ドップラ周波数を求める手順と、
を有するドップラ周波数測定方法。
【請求項２】
（１）  周期信号であるパルス信号を送信して対象物で反射したエコー信号を受信し、該エコー信号をフーリエ変換して粗ドップラ周波数を求める
（２）  周期信号であるパルス信号を送信して対象物で反射したエコー信号を受信し、該エコー信号から前記パルス信号の周波数成分を除去してドップラ周波数の波形成分のみをサンプリング周波数ＰＲＦの複素数データ（以下「ＰＲＦサンプリングデータ」という）として取り出す
（３）  手順（２）をパルス送信周波数ＰＲＦで繰り返し実行する
（４）  複数のＰＲＦサンプリングデータを用いてフーリエ変換し、ベースバンド（０Ｈｚ〜ＰＲＦ）におけるスペクトルのピーク周波数ｆｄを求める
（５）  手順（１）で求めた粗ドップラ周波数に基づき、ドップラ周波数のスペクトルの属する第ｎ次帯域（ＰＲＦ×ｎ〜ＰＲＦ×（ｎ＋１）…ｎ：整数）を割り出す
（６）  手順（４）で求めたｆｄ、および、手順（５）で求めたｎを用い、ｆｄ＋ＰＲＦ×ｎの演算によって精ドップラ周波数を求める
の手順を有するドップラ周波数測定方法。
【請求項３】
手順（１）を複数回繰り返し、求められた複数の粗ドップラ周波数を平均した値を手順（５）の粗ドップラ周波数として用いる請求項２に記載のドップラ周波数測定方法。
【請求項４】
手順（１）および手順（２）のうち、周期信号であるパルス信号を送信して対象物で反射したエコー信号を受信する手順を共通にした請求項２または請求項３に記載のドップラ周波数測定方法。
【請求項５】
サンプリング周波数ｆｓがエコー信号の注目領域の中心周波数ｆｃに対して
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）  ，ｋ＝０，１，２，…
または
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋３）  ，ｋ＝０，１，２，…
となるようなサンプリング周波数ｆｓを用いて該エコー信号をサンプリングし、このサンプリングデータ列に対して＋１，−ｊ，−１，＋ｊまたは＋１，＋ｊ，−１，−ｊを順次乗算することによって、手順（２）のエコー信号から前記パルス信号の周波数成分を除去する手順を処理する請求項２、請求項３または請求項４に記載のドップラ周波数測定方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、パルス信号を用いて高精度のドップラ周波数測定を可能にしたドップラ周波数測定方法およびドップラソナーに関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
船舶の種類によっては非常に高精度の速度計測が必要なものがあり、また、通常の船舶でも港内とりわけ接岸時には極めて低速の速度制御が必要となる。しかし、通常のパルスドップラ装置では、単発のパルスによる計測であるため１ノット程度の速度分解能しか実現できない。これは、速度分解能（周波数分解能）はパルス幅に比例するが、超音波パルスビームは、パルスの先頭が対象物に反射してそのエコー信号が返ってくるまでの時間以下のパルス幅でなければビームを送信することができないからである。
【０００３】
したがって、対象物に接近するほど低速航行になり、より高い速度分解能が必要になるが、このような場面ほどエコーの遅れ時間が短くなるため送信できるパルス幅が短くなり速度分解能が低下するという問題点があった。
【０００４】
また、複数回の測定結果を平均して測定精度を上げる技術も実用化されているが、この方式で１ヘルツ以下の周波数分解能を実現するためには、極めて長時間の積算平均処理が必要であり、上記岸壁に接近している時などに適用できるものではなかった。
【０００５】
一方、送信用トランスデューサと受信用トランスデューサを別々に設け、送信用トランスデューサは専ら連続波の超音波ビームを送信し、受信用トランスデューサでは専らそのエコー信号を受信するようにして、長い時間幅のＦＦＴを可能にすることにより高い周波数分解能を実現することも考えられるが、連続波ビームを送信するためには送信用トランスデューサに常時駆動電力を印加する必要があるため、トランスデューサの発熱や駆動回路の負荷など負担が大きく、パルス波に比べてビーム出力を抑えざるを得ない。このため、連続波ビームは、対象物に対して５０メートル程度以内に接近してからでなければ使用することができないという問題点があった。
【０００６】
この発明は、パルスビーム方式で高精度にドップラ周波数を測定することができるドップラ周波数測定方法およびドップラソナーを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、一定間隔で送信された複数のパルス信号のエコー信号を受信してサンプリングデータとし、このサンプリングデータを用いて離散フーリエ変換を行ってベースバンドのスペクトルのピーク周波数を求める手順と、
パルス信号のエコー信号に基づいて概略のドップラ周波数を求め、この概略のドップラ周波数に基づいて前記ベースバンドのスペクトルが真のスペクトルであるかまたは写像であるかを求め、さらに、写像である場合には真のスペクトルとの周波数差を求める手順と、
前記ピーク周波数を前記周波数差で補正することによって精ドップラ周波数を求める手順と、
を有することを特徴とする。
【０００８】
請求項２の発明は、
（１）  周期信号であるパルス信号を送信して対象物で反射したエコー信号を受信し、該エコー信号をフーリエ変換して粗ドップラ周波数を求める
（２）  周期信号であるパルス信号を送信して対象物で反射したエコー信号を受信し、該エコー信号から前記パルス信号の周波数成分を除去してドップラ周波数の波形成分のみをサンプリング周波数ＰＲＦの複素数データ（以下「ＰＲＦサンプリングデータ」という）として取り出す
（３）  手順（２）をパルス送信周波数ＰＲＦで繰り返し実行する
（４）  複数のＰＲＦサンプリングデータを用いてフーリエ変換し、ベースバンド（０Ｈｚ〜ＰＲＦ）におけるスペクトルのピーク周波数ｆｄを求める
（５）  手順（１）で求めた粗ドップラ周波数に基づき、ドップラ周波数のスペクトルの属する第ｎ次帯域（ＰＲＦ×ｎ〜ＰＲＦ×（ｎ＋１）…ｎ：整数）を割り出す
（６）  手順（４）で求めたｆｄ、および、手順（５）で求めたｎを用い、ｆｄ＋ＰＲＦ×ｎの演算によって精ドップラ周波数を求める
の手順を有することを特徴とする。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、手順（１）を複数回繰り返し、求められた複数の粗ドップラ周波数を平均した値を手順（５）の粗ドップラ周波数として用いることを特徴とする。
【００１０】
請求項４の発明は、請求項２，３の発明において、手順（１）および手順（２）のうち、周期信号であるパルス信号を送信して対象物で反射したエコー信号を受信する手順を共通にしたことを特徴とする。
【００１１】
請求項５の発明は、請求項２〜４の発明において、サンプリング周波数ｆｓがエコー信号の注目領域の中心周波数ｆｃに対してｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）またはｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋３）、（ｋ＝０または正の整数）となるようなサンプリング周波数ｆｓを用いて該エコー信号をサンプリングし、このサンプリングデータ列に対して＋１，−ｊ，−１，＋ｊまたは＋１，＋ｊ，−１，−ｊを順次乗算することによって、手順（２）のエコー信号から前記パルス信号の周波数成分を除去する手順を処理することを特徴とする。
【００１５】
≪発明の概要≫
図面を参照してこの発明について説明する。
パルス信号を送信して、そのエコー信号を受信する。一般のパルスドップラ装置の場合このエコー信号をＦＦＴしてピーク周波数を検出し、このピーク周波数と送信した超音波ビームの周波数との周波数差をドップラ周波数として割り出す。この方式で検出したドップラ周波数の精度（周波数分解能）は、数十ヘルツ〜数百ヘルツであり、これを複数回繰り返して平均化することにより精度を１桁程度あげることができる。この従来の単一パルスモードによるドップラ周波数の測定結果をこの発明では概略のドップラ周波数である「粗ドップラ周波数」として用いる。なお、上記処理は、エコー信号を中間周波数にダウンコンバートした信号で行われる場合が多い。
【００１６】
そして、この発明では、エコー信号から元のパルス信号の周波数成分を除去する（該周波数だけ周波数シフトする）。パルス状のエコー信号は、極めて低周波で波長の長いドップラ周波数の波形に対しては、図１に示すようにその波形上の１点のサンプリングデータ程度の時間幅である。そこで、これをＰＲＦサンプリングデータとして用いる。実際には、パルス幅の中央値を用いたり、一定区間を平均化するなどして１つのサンプリングデータを求める。
【００１７】
パルス信号を一定周波数ＰＲＦ（ｐｕｌｓｅ  ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）で繰り返し送信して複数のＰＲＦサンプリングデータを獲得し、これを用いて離散フーリエ解析を行う。たとえば、送信周期３０６ｍｓ（ＰＲＦ＝３．２７Ｈｚ）のエコー信号のＰＲＦサンプリングデータを３２点求めてフーリエ解析を行った場合には、ほぼ０．１Ｈｚの周波数分解能を得ることができる。このようにパルスドップラでありながら、極めて高い周波数分解能を得ることができる（図１（Ａ）参照）。
【００１８】
ただし、離散フーリエ解析のサンプリング周波数はパルスの繰り返し周波数ＰＲＦであり、これは数ヘルツ程度の低いものである（上記の例では３．２７Ｈｚである）。このため、真のドップラ周波数がこれよりも高い場合があり、この場合、０ヘルツ（ＤＣ）〜ＰＲＦのベースバンド（ｎ＝０）に現れるスペクトルは、より高い帯域からの写像である（図１（Ｂ）参照）。そこで、前記粗ドップラ周波数を用いて真のドップラ周波数がどの帯域（ＰＲＦ×ｎ〜ＰＲＦ×（ｎ＋１）…ｎ：整数）からの写像であるかを割り出す。図２に信号の帯域Ｂとサンプリング周波数ｆｓに応じて発生する信号帯域の写像パターンを示す。上記粗ドップラ周波数によって求められた写像帯域の基底周波数ｎ×ＰＲＦをベースバンドスペクトルのピーク周波数ｆｄに加算することによって精ドップラ周波数を求める。なお、請求項１，２のピーク周波数は、単純なピークであってもよく、ピーク領域を加重平均または積分してピークの中心値を求めてもよい。
【００１９】
【発明の実施の形態】
図面を参照してこの発明の実施形態であるドップラソナーについて説明する。図３は同ドップラソナーの構成図、図４は同ドップラソナーの受信部のブロック図である。このドップラソナーは、ドップラ周波数の測定モードとして、単一パルスモード、連続パルスモードの２種類のモードを備えている。
【００２０】
図３において、ドップラソナーは、トランスデューサ１、切換器２、送信部３，受信部４および制御部５からなっている。送信部３は超音波ビームを形成するための超音波信号を発生する駆動回路を有し、トランスデューサ１から超音波ビームを送信する回路である。受信部４は、前記トランスデューサ１が受信したエコー信号を受信してそのドップラ周波数を測定する。切換器２はトランスデューサ１の接続を送信部３側または受信部４側に切り換える回路である。制御部５は、切換器２、送信部３、受信部４を制御する。
【００２１】
トランスデューサ１から送信された超音波ビームは対象物で反射し、そのエコーが再度トランスデューサ１に受信される。装置（このドップラソナーを搭載した移動体）が対象物に対して相対的に接近していると（または遠ざかっていると）、エコーの周波数は、送信周波数に対して上に（または下に）ドップラシフトしている。このドップラ効果によるシフト量であるドップラ周波数が両者の相対速度に比例する。水中では音波の伝搬速度は約１５００ｍ／秒であるため、送信周波数が４００ｋＨｚであれば、１Ｈｚのドップラシフトが約０．０１ノット（約０．００５ｍ／秒）の相対速度に対応する。
【００２２】
また、パルスビームを送信したのちそのエコーを受信するまでの時間差が装置と対象物との距離に比例する。水中であれば、約０．１３３秒の時間遅れが１００ｍの距離に対応する。
【００２３】
図４の受信回路において、トランスデューサ１は、送信した超音波ビームのエコー信号を受信して電気信号に変換する。このエコー信号は、送信周波数とほぼ同じ周波数（たとえば４３８ｋＨｚ）であるが、対象物との相対速度に応じて０〜±１ｋＨｚ程度のドップラシフトを受けている。このエコー信号は、高周波アンプ１１に入力される。高周波アンプ１１はこの信号を後段の回路で処理可能なレベルまで増幅してバンドパスフィルタ１３は不要周波数成分を除去し、帯域制限を加える。
【００２４】
アンプ１４はこの中間周波に変換されたエコー信号を適当なレベルまで増幅したのちＡ／Ｄ変換器１５に入力する。Ａ／Ｄ変換器１５は、この信号を２４ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリング（アンダーサンプリング）し、量子化・符号化することによってディジタルデータに変換する。４３８ｋＨｚの信号を２４ｋＨｚでアンダーサンプリングすると、４３８ｋＨｚ±６ｋＨｚの周波数領域のスペクトルが６ｋＨｚ±６ｋＨｚ（０（ＤＣ）〜１２ｋＨｚ）および１８ｋＨｚ±６ｋＨｚ（１２ｋＨｚ〜２４ｋＨｚ）に現れる。したがって、４３８ｋＨｚ付近に生じていたエコー信号のスペクトルは、６ｋＨｚ付近および１８ｋＨｚ付近に現れる。
【００２５】
なお、このように４３８ｋＨｚの信号を２４ｋＨｚでサンプリングすることにより、１５ノット程度までの相対速度を測定するのであれば、必要な周波数帯域幅は３ｋＨｚ程度であるため、上記±６ｋＨｚの周波数領域がサンプリングされることで十分なレンジをカバーすることができる。なお、エリアシングを生じさせないため、前記バンドパスフィルタによって帯域を十分に絞り込んでおけばよい。
【００２６】
Ａ／Ｄ変換器１５のアンダーサンプリングによって、ディジタル変換されたエコー信号はＤＳＰ１６に入力される。超音波パルスビームの送信・エコーの受信は一定間隔（ＰＲＦ）で繰り返し行われるため、ＤＳＰ１６へのディジタルエコー信号の入力も定期的に行われる。
【００２７】
ＤＳＰ１６は、入力されたエコー信号を用いて単一パルスモードのドップラ周波数測定を行い、これを粗ドップラ周波数として、正確なドップラ周波数である精ドップラ周波数の属する帯域の特定に用いる。そして、直前までのパルスモード送受信データを用いて精ドップラ周波数を割り出す。
【００２８】
以下、図５のフローチャートおよび図６のベースバンドおよびｎ次写像バンドの図を参照してＤＳＰ１６の処理動作を説明する
図５において、Ａ／Ｄ変換器１５からエコー信号が入力されると（ｓ１）、この反射パルス信号を用いて従来と同様の単一パルスによるドップラ周波数の計測を行う（ｓ２）。すなわち、この２４ｋＨｚでサンプリングされた信号でＦＦＴを実行し、周波数分解能数十Ｈｚ程度の粗ドップラ周波数を割り出し、これを記憶する。
【００２９】
つぎにこのエコー信号を６ｋＨｚ下方に周波数シフトする。ただし、サンプリングにおいてスペクトル反転が発生する場合には、１８ｋＨｚ下方に周波数シフト、または６ｋＨｚ上方にシフトする。すなわち、超音波パルスの送信周波数成分を除去し、ドップラ周波数成分のみが現れるようにデモデュレーションする（ｓ４）。そして、ベースバンドのスペクトル以外を除去するようにフィルタリングする（ｓ５）ことで、データを複素数化する（ｓ６）。デモジュレーションされたエコー信号は図１に示したようにドップラ周波数波形の一部であるため、この信号の中央部の一部区間を平均するなどしてＰＲＦサンプリングデータを割り出す（ｓ７）。ｓ１で受け取るエコー信号はパルス繰り返し周波数ＰＲＦ毎に入力されるため、ｓ１〜ｓ７の処理はエコー信号が入力される毎に繰り返し実行される。
【００３０】
所定数（たとえば３２）のエコー信号が入力されるごとに（ｓ８）、ｓ９以下の精ドップラ周波数の算出動作に進む。または、ＦＦＴに必要な点数の一部を更新しながら精ドップラ周波数の算出動作に進む。
【００３１】
ｓ９以下では以下の動作を実行する。まず精度がＰＲＦ以下になるように粗ドップラ周波数を平均化する。すなわち、１回の粗ドップラ周波数の測定では真のドップラ周波数を含む帯域（周波数ＰＲＦのｎ倍の周波数にある周波数帯域幅の周波数領域）を動揺などの外乱雑音によって絞り込むことができないため、精度がＰＲＦ以下になるように蓄積してきた粗ドップラ周波数のうち最新のものから必要な回数分を平均する。そして蓄積したＰＲＦサンプリングデータのうち最新の所定点数（たとえば１２８）を用いてＦＦＴを実行し（ｓ１０）、ベースバンドに変換してピーク周波数ｆｄを検出する（ｓ１１）。このピーク周波数ｆｄは、単純なピークであってもよく、ピーク領域を加重平均または積分してピークの中心値を求めてもよい。ただし、実際のドップラ周波数はベースバンドよりも高い周波数または低い周波数である可能性があるため、前記ｓ９で算出された平均の粗ドップラ周波数に基づいて真のドップラ周波数がどの写像帯域（第ｎ写像帯域：ｎ×ＰＲＦ〜（ｎ＋１）×ＰＲＦ）にあるかを割り出す（ｓ１２）。図６の場合にはｎ＝５の写像帯域を示しているとする。そして、前記ピーク周波数ｆｄにｎ×ＰＲＦを加算して精ドップラ周波数を算出する（ｓ１３）。
【００３２】
なお、上記では粗ドップラ周波数の検出において平均処理を用いた例を示したが、粗ドップラ周波数の検出において、ＦＦＴによって求めた周波数範囲をさらに狭い範囲に納めてより周波数精度をあげるために、ＭＥＭ（最大エントロピー法やＡＲ法（自己回帰法）などのスペクトル推定手法をＦＦＴ結果に組み合わせる。これによって、ＰＲＦが低いときに精度の高い周波数範囲を決定することができる。
【００３３】
ＭＥＭ等のスペクトル推定法では、少ないデータ点数においても、鋭いピーク周波数を検出することができるという特徴を有するが、正しいピーク以外に誤ピークも多く発生させるため、スペクトル推定法で検出された複数のピークのうち、ＦＦＴによって求められたブロードなピーク周波数の近傍のものを選択することによって正確に鋭いピークを選択することが可能になる。
【００３４】
ただし、粗ドップラ周波数を用いてスペクトル折返し写像の帯域番号ｎを求める場合、ドップラ周波数（ピーク周波数）ｆｄがＰＲＦの整数倍の場合には、この周波数がどの写像に属するものかは上記方法では求めることができなくなる。特にｆｄ＝ＰＲＦの場合にはドップラ周波数成分が離散周波数０の上に折り返されるためＤＣ成分と区別がつかなくなる。このため、このような場合には、再サンプリングした元のデータを直接調べるなどの別の方法で求める。
【００３５】
なお、ＰＲＦは常に一定ではなく、対象物との距離に応じて決定される。すなわち、対象物との距離が長いとエコーの遅延時間が長いためＰＲＦは小さくなり（その変わりパルス幅が長くなる）、対象物との距離が短いとエコーの遅延時間が短いためＰＲＦを大きくすることができる。
【００３６】
このように単一のトランスデューサ１を用いたドップラソナーで１Ｈｚ以下の周波数分解能を得ることができるため、従来より船舶等に搭載されているドップラソナーの処理アルゴリズムを変更するのみで計測精度を著しく向上させることも可能である。たとえば、岸壁に接岸する場合などは、微速航行となりドップラ周波数も小さくなり、岸壁との距離も短くなるためＰＲＦを１０Ｈｚ（１秒間に１０回パルスビームを送受信）程度にあげることができるため、極めて有効にこの方式を適用することができる。
【００３７】
図７〜図１０は、上記方式でドップラ周波数を算出するシミュレーション結果を示す図である。
図７，図８は、０〜ＰＲＦ（Ｈｚ）の基本範囲（ｎ＝０）に真のドップラ周波数が存在する場合（図１（Ａ）参照）をシミュレートしたものである。このシミュレーションは基本周波数４３８ｋＨｚ、ドップラ周波数＝１．２Ｈｚのパルス信号をＰＲＦ＝５．８５９４Ｈｚで繰り返し受信し、２４ｋＨｚでサプリングしたとして実行した。図７（Ａ）は連続した送信パルスに対するエコー信号を示す図、図７（Ｂ）は同図（Ａ）に示したもののうち先頭のエコー信号を時間軸方向に拡大した図である。また、図７（Ｃ）は同図（Ｂ）の波形をＦＦＴ解析した結果を示すスペクトル波形であり、６ｋＨｚ付近と１８ｋＨｚ付近にエコー信号のスペクトルのピークが存在している。図７（Ｄ）は同図（Ｃ）のエコー信号をデモジュレーションした結果であり、６ｋＨｚ付近にあったスペクトルのピークが０Ｈｚ付近に移動している。こののち、１２ｋＨｚ近傍の周波数成分をフィルタリングによって除去し、複素数の信号を形成する。
【００３８】
図８（Ａ）は、ローパスのフィルタリングの後に出力される複素ドップラ信号の実数部を示している。このシミュレーションでは図８（Ａ）の信号の前後に現れる不連続点におけるリンギングを避けるため、同図（Ｂ）のようにその中央の一部分のみを用いて平均し、１つの受信波信号に対するサンプル値を求めている。図８（Ｃ）は図７（Ａ）に示す複数の受信波信号に対する実数部のサンプル値を時系列に表示したものである。すなわち、復調されたエコー信号をサンプリング周波数ＰＲＦによって再サンプリングした信号波形を表している。そして、図８（Ｄ）が同図（Ｃ）の信号をＦＦＴ解析した結果を示し、このパワースペクトルのピーク周波数から求めたドップラ周波数は、１．２０１６Ｈｚであり、０．０１６Ｈｚの誤差でドップラ周波数を求めることができた。なお、図８（Ｃ）のサンプル点数は８点であるがゼロデータを末尾に追加して（補間はしていない）１０２４点でＦＦＴを行った。
【００３９】
図９は、真のドップラ周波数がＰＲＦよりも高い場合（図１（Ｂ）参照）をシミュレートしたものである。このシミュレーションは基本周波数４３８ｋＨｚ、ドップラ周波数＝１５．０Ｈｚのパルス信号をＰＲＦ＝２．９２９７Ｈｚで繰り返し受信し、２４ｋＨｚでサプリングしたとして実行した。同図（Ａ）は受信した信号を直接ＦＦＴした結果を示す図である。複数のパワースペクトルから平均粗ドップラ周波数を計算すると１４．６５Ｈｚが得られる。これによると、ドップラ周波数ｆｄに対して、
｜ｆｄ｜≧ｎ・ＰＲＦ
を満足する最大整数ｎは５になる。ただし、より精度を上げるためには、粗ドップラ周波数の計算はデモジュレーション、フィルタリング後の複素ドップラ信号から求めることも可能である。同図（Ｂ）は図８（Ｃ）に対応する図であり、サンプリング周波数ＰＲＦによって再サンプリングしたドップラ信号の実数部を表している。同図（Ｃ）は（Ｂ）のＦＦＴ解析結果を示している。
【００４０】
（Ｃ）のパワースペクトルのピーク周波数０．３５１９Ｈｚにｎ・ＰＲＦ、すなわち、ｎ＝５であるため、２．９２９７×５＝１４．６４８５Ｈｚを加算すると、精ドップラ周波数１５．０００４Ｈｚが求まる。（Ｄ）は（Ｃ）の信号に折り返し分に相当するゼロデータを挿入し折り返しスペクトルを生成している。右端のスペクトルピークが所望のドップラ周波数であり、左端のスペクトルが（Ｃ）に示している再サンプリング後に得られるスペクトルに相当している。
【００４１】
以上は、ドップラ周波数がプラスの場合、すなわち、装置が対象物に接近している場合について検討したが、ここではドップラ周波数がマイナスの場合について検討する。すなわち、図１０（Ａ）に示すようにデモジュレーション・フィルタリング後の複素ドップラ信号周波数ｆｄが、たとえば−２ｆｓよりも低い場合を想定する。この信号をｆｓ（＝ＰＲＦ）で再サンプリングすると、同図（Ｂ）の離散周波数スペクトルが得られる。このディジタル信号をＦＦＴすると、（Ｃ）の離散的周波数スペクトルが得られる。この場合には｜ｆｄ｜≧ｎ・ＰＲＦを満足する最大整数ｎは２になるが、マイナス周波数の場合には−（ｎ＋１）を用いるため、属する写像帯域は第−３帯域である。したがって、（Ｃ）の離散周波数ｋｄから求まる連続時間での換算周波数に−３・ＰＲＦを加算する。
【００４２】
図１１は上記ドップラ周波数がマイナスの場合のシミュレーションを示す図である。このシミュレーションではドップラ周波数＝−６．６Ｈｚ、ＰＲＦ＝２．９２９７Ｈｚの場合を示している。同図（Ａ）は１回の送信に対して受信した信号を直接ＦＦＴした結果を示す図である。同図（Ｂ）は図８（Ｃ）に対応する図であり、サンプリング周波数ＰＲＦによって再サンプリングしたドップラ信号の実数部を表している。同図（Ｃ）は（Ｂ）のＦＦＴ解析結果を示している。
【００４３】
同図（Ａ）のＦＦＴ結果に基づき、複数のパワースペクトルから平均粗ドップラ周波数を計算する。また、（Ｃ）のパワースペクトルから求まるピーク周波数は２．１８８７Ｈｚであり、これに粗ドップラ周波数より求めたｎ＝２に基づき、−（ｎ＋１）・ＰＲＦを加算する、すなわち、２．９２９７×（−３）＝−８．７８９１Ｈｚを加算すると、精ドップラ周波数−６．６００４Ｈｚが求まる。（Ｄ）はＣの信号に折り返し分に相当するゼロデータを挿入し折り返しスペクトルを生成している。ただし、ドップラ周波数が負値であるため、（Ｄ）のスペクトルが全体的にｎ・ＦＰＦ＝３ＰＲＦだけ左にシフトしたスペクトルになっている。
【００４４】
以上のシミュレーションで明らかなように、粗ドップラ周波数が得られる平均処理以降では精ドップラ周波数の計算に数秒間の測定データを用いることで可能である。つまり、数秒前からの測定データを基に計算するため、計測ドップラ周波数の時間分解能が飛躍的に向上することが判る。
【００４５】
なお、図９（Ｄ）に示しているように、直接補間によっても所望ピーク周波数を決定できる。このため、補間法を用いる方法も可能である。また、このシミュレーションではカウンタ回路を想定しているため、サンプリング周波数２４ｋＨｚの基準周波数から波形する周波数ＰＲＦを用いているが、ＰＲＦは任意である。
【００４６】
なお、ＤＳＰ１６のデモジュレーション処理は、サンプリングデータ例に対して＋１，−ｊ，−１，＋ｊを順次乗算するのみでよい。以下、この簡略化された演算処理方式について説明する。なお、この処理を可能にするために、Ａ／Ｄ変換器１５のサンプリング周波数を２４ｋＨｚに設定し、４３８ｋＨｚ付近にスペクトルが展開しているエコー信号をアンダーサンプリングした。
【００４７】
デモジュレーションは、エコー信号のスペクトルが展開している注目領域の中心周波数をゼロ周波数（ＤＣ）にシフトする処理、すなわち、周波数軸に対してスペクトルを並行移動する処理である。ここで、Ａ／Ｄ変換器１５から入力されるエコー信号のサンプリングデータ列をｘ（ｎ）と表す。このサンプリングデータ列ｘ（ｎ）は、上記のようにサンプリング周波数ｆｓ（＝２４ｋＨｚ）でサンプリングされ、中心周波数ｆｃ（＝６ｋＨｚ）の離散時間信号となったものである。これに対して、以下のような離散複数指数関数列ｃ（ｎ）を乗算する。
【００４８】
【数１】
0004077092.tif 000002
このｃ（ｎ）をｘ（ｎ）の各項に乗算することによって中心周波数ｆｃが０（ＤＣ）になるように周波数スペクトルをシフトすることができる。すなわち、データ列ｘ（ｎ）のＤＦＴ変換から求まる周波数スペクトルが、
【数２】
0004077092.tif 000003
であるのに対し、データ数列ｘ（ｎ）に離散複素指数関数ｃ（ｎ）を乗算したデータ列の周波数スペクトルＸｓｈｉｆｔ（ｋ）が、
【数３】
0004077092.tif 000004
となることから、この乗算によりデータ列の周波数スペクトルＸ（ｋ）が周波数軸に沿ってシフトされていることが分かる。すなわち、
【数４】
0004077092.tif 000005
によってスペクトルの注目領域の中心周波数ｆｃを周波数ゼロとするように、スペクトル全体を周波数軸に沿ってシフトすることができる。
【００４９】
また、前記ｃ（ｎ）の指数部（−ｊΩc ｎ）のｎを、自然数Ｍを加算することによって（ｎ＋Ｍ）に置き換えた場合、すなわち，離散複素指数関数をＭ個シフトしてデータ数列に乗算した場合でも、
【数５】
0004077092.tif 000006
で明らかなように、周波数パワースペクトルはこのずれに影響されることなく同様にシフトされる。
【００５０】
ここで、サンプリング周波数ｆｓと注目領域の中心周波数ｆｃは、上述したように
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）  ，ｋ＝０，１，２，…
となるような関係に設定されている。このため、上記、Ωc は、
Ωc ＝２π（ｆｃ／ｆｓ）＝２πｋ＋π／２
となり、前記離散複素指数関数ｃ（ｎ）は、
【数６】
0004077092.tif 000007
となる。したがって、任意の整数値ｎに対して、
【数７】
0004077092.tif 000008
となり、＋１，−ｊ，−１，＋ｊの４種類の値のみを取ることが分かる。
【００５１】
したがって、ｘ（ｎ）に対するｃ（ｎ）の乗算は、ｘ（ｎ）に対して＋１，−ｊ，−１，＋ｊを順次乗算するのみでよい。また、この順序が維持されていれば、〔数５〕で証明されたように、ｘ（ｎ）の各データと＋１，−ｊ，−１，＋ｊとの対応は任意である。
【００５２】
上記の例では６ｋＨｚ付近に展開しているエコー信号のスペクトルを用いているが、１８ｋＨｚ付近に展開しているスペクトルを用いることも可能である。この場合、注目領域の中心周波数ｆｃ＝１８ｋＨｚとなり、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋３）  ，ｋ＝０，１，２，…
となるため、
Ωc ＝２π（ｆｃ／ｆｓ）＝３π／２
となり、Ωc ＝π／２の場合と逆回りの＋１，＋ｊ，−１，−ｊをｘ（ｎ）に乗算することで１８ｋＨｚを０Ｈｚにシフトすることができる。
【００５３】
しかし、実際に乗算を行う必要はなく、乗算した場合に合わせて正負符号制御および実数虚数制御をするだけでよい。すなわち、ｃ（ｎ）がマイナス符号の場合には符号反転計算のみを行い、ｃ（ｎ）が実数の場合はｘ（ｎ）の値を全て実数部として処理し、ｃ（ｎ）が虚数の場合はｘ（ｎ）の値を全て虚数部として処理すればよい。
【００５４】
このように、
ｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）  ，ｋ＝０，１，２，…
となるようなサンプリング周波数ｆｓでサンプリングすることにより、サンプリングデータのサンプリング番号に基づいて符号制御および実数部，虚数部に割り振るのみの処理で周波数スペクトルのシフトを行うことができ、上記指数関数を実際に乗算して演算する必要がなくなるため、処理を大幅に簡略化することができる。
【００５５】
そして、図１２のようなレジスタの転記を行うことによって、ｘ（ｎ）の周波数スペクトルをシフトすると同時に、実数値としてサンプリングされたデータ列ｘ（ｎ）を複素数に変換することができる。ここで、Ａ／Ｄ変換器１５から入力されたデータ列ｘ（ｎ）を記憶するＡ／Ｄデータバッファをｘ（ｎ）で表し、複素数バッファをＸ（ｎ）で表す。
【００５６】
この図において、ｘ（０）はそのままＸ（０）の実数部に転記され、Ｘ（０）の虚数部には０が書き込まれる。ｘ（１）は正負の符号を反転されたのちＸ（１）の虚数部に転記され、Ｘ（１）の実数部には０が書き込まれる。ｘ（２）は正負の符号を反転されたのちＸ（２）の実数部に転記され、Ｘ（２）の虚数部には０が書き込まれる。ｘ（３）はそのままＸ（３）の虚数部に転記され、Ｘ（３）の実数部には０が書き込まれる。このように、離散複素指数関数の演算結果を複素単位乗数データ列（＋１、−ｊ、−１、＋ｊの任意の値から開始する数列）の値にしたがって順次符号反転および転記を繰り返すのみでこの周波数シフトを行うことができ、指数関数を実際に乗算して演算する必要がなくなり、処理を大幅に簡略化することができる。
【００５７】
さらに、前記複素数バッファＸ（ｎ）の実数部Ｒｅａｌ（ｎ）、Ｉｍａｇｉｎａｒｙ（ｎ）のうち一方は必ず０であるため、上記規則に基づいて０になる側が分かっていれば０を記憶するバッファを省略してバッファの記憶領域を実質的に半分にすることも可能である。
【００５８】
なお、図４に示す受信部はアンダーサンプリングを利用するためのサンプリング周波数ｆｓと注目領域の中心周波数ｆｃとの関係をｆｓ＝４ｆｃ／（４ｋ＋１）としているが、送信する超音波パルスの周波数を任意に設定できない場合には、一旦中間周波数にダウンコンバートし、上記関係式を満足する周波数としてサンプリングすることも可能である。また、アンダーサンプリングを用いない従来方式のパルスドップラ法においても同様に処理可能である。
【００５９】
図１３に受信したエコー信号を一旦中間周波信号にダウンコンバートし、この信号を通常のサンプリングによってＡ／Ｄ変換する構成の受信部を示しておく。この図において図４の受信部と同様の回路は同一番号を付す。この例ではトランスデューサ１が送信する超音波パルスの周波数は４４０ｋＨｚである。このエコー信号を一旦１２．５ｋＨｚの中間周波信号に変換するため、ミキサ１２で４４２．５ｋＨｚの信号とミキシングし、バンドパスフィルタ１３で高域の信号を除去する。このバンドパスフィルタ１３はローパスフィルタでもよい。こののち、この１２．５ｋＨｚを中心に展開しているエコー信号を５０ｋＨｚのサンプリング周波数でサンプリングする。これにより、サンプリング周波数ｆｓと注目領域の中心周波数ｆｃとの関係をｆｓ＝４ｆｓにすることができる。
【００６０】
ここで、パルス波でドップラ周波数（速度）を測定するパルスモードと連続波でドップラ周波数を測定する連続波モードの両モードによる測定が可能なドップラソナーにこの発明を適用した場合について説明する。連続波モードは、対象物との距離が数十メートル以下になったとき連続波を送受信して０．１Ｈｚ程度の極めて高精度の周波数分解能を実現するモードである。ただし、連続波はトランスデューサや駆動回路への負担が大きいため高出力にすることができず、使用可能範囲は上記のように数十メートルの範囲に限定される。
【００６１】
図１４は、パルスモード・連続波モードの切り換えが可能なドップラソナーの概略ブロック図である。このドップラソナーは、送信用トランスデューサ２１、受信用トランスデューサ２２、送信部２３、受信部２４および制御部２５からなっている。このようにこのドップラソナーは連続波モードの動作を可能にするため、送信用トランスデューサ２１と受信用トランスデューサ２２を別々に備えている。ただし、受信部２４のハードウェア構成は図３に示したものと同じでよい。
【００６２】
図１５は同受信部２４のＤＳＰの動作を示すフローチャートである。まず、超音波パルスを送受信し（ｓ２１）、距離を測定する（ｓ２２）。これはエコーの伝搬時間遅れによって測定する。この距離に基づいてパルスモード（ｓ２４以下）または連続波モード（ｓ４０以下）を選択する（ｓ２３）。
【００６３】
測定された距離が５０メートル以上でパルスモードが選択されたとき、まず単一パルスモードで速度を測定する（ｓ２４〜２７）。すなわち、パルスを送受信し（ｓ２４）、受信信号をＦＦＴして（ｓ２６）、そのピークから粗ドップラ周波数ｆｄを求める（ｓ２７）。このとき同時に距離データもアップデートしておく（ｓ２５）。これは精度は悪いものであるがどのような場合でも問題なく速度が得られる。なお、ここではデータは複素数として処理する。
【００６４】
つぎにｆｄがＰＲＦの何倍かを調べる。すなわち、｜ｆｄ｜≧ｎ×ＰＲＦを満足する最大整数ｎを求める（ｓ２８）。受信したエコー信号からこのエコー信号の代表値を再サンプリングデータとして求める（ｓ２９）。たとえば平均値、エコー信号の中心点の値等を再サンプリングデータとする。この処理は継続的に実行されており、再サンプリングデータは過去から蓄積されているものとする。
【００６５】
蓄積されている再サンプリングデータからＦＦＴに必要な点数（３２，６４，１２８点等）だけ集め、ＦＦＴ処理前に窓関数を乗算する（ｓ３０）。窓関数の乗算は省略してもよい。そしてＦＦＴ演算を行い（ｓ３１）、ドップラ周波数を求めるために、周波数パワースペクトルの最大ピークを求める（ｓ３２）。このとき補間法によって分解能をあげることもできる。補間法としては、田部井・上田法（電子情報通信学会論文誌Ａ，ｖｏｌ．Ｊ７０−Ａ，ｐｐ．７９８−８０５，１９８７）を用いればよい。このピーク周波数にｎ・ＰＲＦを加算して所望ドップラ周波数を求め（ｓ３３）、この値を出力する（ｓ３４）。ｆｄが負の場合には−（ｎ＋１）・ＰＲＦを加算する。
【００６６】
距離が５０メートル以下で連続波モードが選択された場合には、送信用トランスデューサから連続波を送信し、このエコー信号を受信してこの信号を連続パルスモード時と同様にデモジュレーションするとともに、少ないサンプル点数で周波数分解能を上げるためにデシメーションを行い（ｓ４２）、１０２４点程度のサンプル点数でｓ３０以下のＦＦＴ処理を実行する。このように少ないサンプル点数を用いても１０秒程度の時間幅のエコー信号をＦＦＴすることができるため、連続波モードでは０．１Ｈｚ程度の極めて高精度の周波数分解能を得ることができる。そして、連続波モードの場合でも一時的にパルスモードに復帰して（ｓ４０→ｓ４３）、距離を測定する。この距離が連続波モードを維持できる範囲内の距離であれば、このパルスエコー信号を連続波のエコー信号と結合してｓ４１にもどる。距離が連続波モードを維持できないほど離れた場合にはパルスモードに移行するためｓ２４に進む。
【００６７】
このようにこのドップラソナーでは、距離に応じて連続波モードとパルスモード（連続パルスモード）とを切り換えることができるため、対象物との距離に応じた最も精度の高い速度測定（ドップラ周波数測定）をすることができる。なお、連続波モードとパルスモードとを切り換える距離にはヒステリシスを持たせてもよい。
【００６８】
なお、上記実施形態では超音波を用いたドップラソナーについて説明したが、この発明は超音波以外でも電磁波など波動信号のドップラ周波数を測定する場合に広く適用できるものである。さらに、測定されたドップラ周波数に基づいて割り出される変量も速度に限定されない。
【００６９】
【発明の効果】
この発明によれば、一定周期で送信されるパルス信号に起因するエコー信号のそれぞれを１つの（再）サンプリングデータとして用いることにより、短時間でのフーリエ解析が可能になり、高い周波数分解能でドップラ周波数を求めることができる。
【００７０】
この場合に、エコー信号（パルス信号）の繰り返し周波数ＰＲＦよりもドップラ周波数が高い場合には、上記フーリエ解析で得られるドップラ周波数は基本帯域への写像周波数になるが、単一パルスをフーリエ解析して求めた粗ドップラ周波数により真のドップラ周波数の属する帯域が求められるため、この帯域の基底周波数（ｎ×ＰＲＦ）を前記写像周波数に加算することによって正確なドップラ周波数を求めることができる。
【００７１】
このようにこの発明によれば、ドップラ周波数の帯域にかかわらず高い周波数分解能を得ることができるうえ、必要な周波数分解能を得るための時間幅やドップラ周波数の属する帯域を特定するための粗ドップラ周波数平均回数は大きくないため、短時間での測定が可能であり、時間分解能も向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のドップラ周波数の割り出しの方式を説明する図である。
【図２】この発明のドップラ周波数の割り出しで生じる写像を説明する図である。
【図３】この発明の実施形態であるドップラソナーの概略構成図である。
【図４】同ドップラソナーの受信部の構成を示す図である。
【図５】同ドップラソナーのＤＳＰの動作を示すフローチャートである。
【図６】同ＤＳＰでＰＲＦで再サンプリングした場合に形成される写像を示す例である。
【図７】この発明の方式によるドップラ周波数計測のシミュレーションを示す図である。
【図８】この発明の方式によるドップラ周波数計測のシミュレーションを示す図である。
【図９】この発明の方式によるドップラ周波数計測のシミュレーションを示す図である。
【図１０】この発明の方式によるドップラ周波数計測のシミュレーションを示す図である。
【図１１】この発明の方式によるドップラ周波数計測のシミュレーションを示す図である。
【図１２】前記ＤＳＰにおけるデモジュレーション処理を説明する図である。
【図１３】この発明の他の実施形態であるドップラソナーの概略ブロック図である。
【図１４】この発明の他の実施形態であるドップラソナーの概略ブロック図である。
【図１５】同ドップラソナーのＤＳＰの動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１…トランスデューサ、２…切換器、３…送信部、４…受信部、５…制御部、１５…Ａ／Ｄ変換器、１６…ＤＳＰ
２１…送信用トランスデューサ、２２…受信用トランスデューサ、２３…送信部、２４…受信部、２５…制御部
【図１】
0004077092.tif 000009
【図２】
0004077092.tif 000010
【図３】
0004077092.tif 000011
【図４】
0004077092.tif 000012
【図５】
0004077092.tif 000013
【図６】
0004077092.tif 000014
【図７】
0004077092.tif 000015
【図８】
0004077092.tif 000016
【図９】
0004077092.tif 000017
【図１０】
0004077092.tif 000018
【図１１】
0004077092.tif 000019
【図１２】
0004077092.tif 000020
【図１３】
0004077092.tif 000021
【図１４】
0004077092.tif 000022
【図１５】
0004077092.tif 000023