(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波電力用の増幅素子と、該増幅素子の入力側に設けられる入力側整合回路と、該増幅素子の出力側に設けられる出力側整合回路とを備えＣ級動作する高周波電力増幅器において、
前記増幅素子の入力側と前記入力側整合回路との間に挿入され、該増幅素子が動作する基本波の信号に含まれる高次周波数の電流であって、該基本波の、２倍波か、３倍波か、または２倍波と３倍波の中間波のいずれかの高次周波数の電流を、前記増幅素子の入力に流入させることなく吸収する電流吸収部を有し、かつ該電流吸収部は、前記高次周波数を共振周波数とするＬＣ直列共振回路からなることを特徴とする高周波電力増幅器。
【請求項２】
前記ＬＣ直列共振回路は、前記増幅素子の入力側と前記入力側整合回路との間に接続されるコイルＬと、その接続点に一端が接続され他端が接地されるコンデンサＣとからなる請求項１に記載の高周波電力増幅器。
【請求項３】
前記コイルＬおよび前記コンデンサＣの各定数は、
前記増幅素子の入力側の入力インピーダンスを、前記LC直列共振回路にてインピーダンス変換した値が、前記接続点においてほぼ実数部となるように、設定される請求項２に記載の高周波電力増幅器。
【請求項４】
ＬＣ直列共振の条件と前記実数部となる条件とを共に満足する前記コイルＬの定数および前記コンデンサＣの定数の組合せの中から選択され、かつ、その中で最も小さい値となるコイルＬの定数をもって、前記コイルＬの定数とする請求項３に記載の高周波電力増幅器。
【請求項５】
さらに、前記LC直列共振回路と前記入力側整合回路とにより、前記増幅素子の入力側信号源とインピーダンス整合がとれるように、前記コイルＬおよび前記コンデンサＣの各定数が設定される請求項３に記載の高周波電力増幅器。
【請求項６】
前記増幅素子はＣ級電力増幅を行うトランジスタであり、かつ、エミッタ接地トランジスタである請求項２に記載の高周波電力増幅器。
【請求項７】
前記増幅素子はＣ級電力増幅を行う電界効果トランジスタであり、かつ、ソース接地電界効果トランジスタである請求項２に記載の高周波電力増幅器。
【請求項８】
前記コイルＬおよび前記コンデンサＣの一部または全部が、マイクロストリップラインによる分布定数回路で形成される請求項２に記載の高周波電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
技術の分野
本発明は高周波電力増幅器、特にトランジスタを増幅素子とするＣ級電力増幅器に関する。
背景技術
移動通信等において採用される種々のディジタル変調の中に定振幅変調方式があり、この定振幅変調方式においてはＣ級電力増幅を用いることができる。良く知られているように、このＣ級電力増幅は、電力増幅能率が最も高い方式である。
すなわち、一般に、Ａ級およびＢ級電力増幅能率がそれぞれ５０％および７０％程度であるところ、Ｃ級電力増幅能率はほぼ１００％である。
しかし上記の１００％という値は理想的な値であって、実際は、その値には遠く及ばず、しかも本発明の前提とする数１００ＭＨｚ以上の高周波帯においては、その値はさらに低く約５０％というのが現実的である。一般のカタログにおいてもそのような低い値が表示されている。
このように高周波Ｃ級電力増幅器において、その電力増幅能率が５０％程度と低いのは、一般に、その主要部をなすトランジスタの内部定数に起因するものとされているが、そのような低い能率のために、高周波Ｃ級電力増幅器の消費電力や熱損失が大きくなってしまう、という問題がある。
発明の開示
本発明は上記問題点に鑑み、上記電力増幅能率が低くなってしまう原因を解析し、その現実的な値を従来の約５０％から約７０％程度にまで引き上げることのできる高周波電力増幅器を提供することを目的とするものである。
本発明はその目的達成のために、増幅素子の入力側に、該増幅素子が動作する基本波（基本増幅周波数）の信号に含まれる高次周波数の電流を吸収する電流吸収部を結合するようにしたことを特徴とするものである。
発明の実施の形態
本発明の効果を明らかにするためにまず一般的な従来技術について説明する。
第１２図は従来の高周波電力増幅器の第１例を示す図である。
本図において、参照番号１０は高周波電力増幅器の全体を表し、主として、増幅素子１１と、その入力側および出力側にそれぞれ設けられる入力側整合回路１２および出力側整合回路１３とから構成される。なお増幅素子（トランジスタ）１１内のＢ，ＣおよびＥはそれぞれベース、コレクタおよびエミッタを示し、ＧＮＤは接地を表す。また、Ｊ１は、信号源（図示せず）に接続する信号源側入力端子、Ｊ２は、負荷（図示せず）に接続する負荷側出力端子である。
第１２図に示す従来の第１例による電力増幅器１０は、Ｌ型と称され、入力側整合回路１２をなすコイルＬ１およびコンデンサＣ１の接続形態がＬ型をなし、また、出力側整合回路１３をなすコイルＬ２およびコンデンサＣ２の接続形態がＬ型をなすものである。ちなみに、入力側整合回路１２において、ベースＢと接地（ＧＮＤ）間にさらにコンデンサ（図示せず）が接続されるとπ型となる。
第１３図は従来の高周波電力増幅器の第２例を示す図である。なお、全図を通じて同様の構成要素には同一の参照番号または記号を付して示す。
第１３図に示す高周波電力増幅器１０が第１２図に示す同増幅器１０と相違するのは、前者がＴ型と称され、その入力側整合回路１２をなすコイルＬ１、コンデンサＣ１およびＣ１′の接続形態がＴ型をなし、また、出力側整合回路１３をなすコイルＬ２、コンデンサＣ２およびＣ２′の接続形態がＴ型をなすことである。
第１４図は第１２図および第１３図に示す増幅素子１１の等価回路図である。
第１４図に示すとおり、Ｃ級電力増幅を行う増幅素子１１は、オン／オフ動作の繰返しを行うものであり、スイッチＳＷとして等価的に表すことができる。
このスイッチＳＷにはさらにトランジスタの内部抵抗Ｒｓが直列接続し、さらにまたこれらに対して、トランジスタの構造上、並列抵抗Ｒｐが付加される。なお、ＲＬは前述した負荷の抵抗（負荷抵抗）を表す。
上記抵抗Ｒｓ，ＲｐおよびＲＬについて見ると、並列抵抗Ｒｐは負荷抵抗ＲＬに比べて大きな値であり、前述した電力増幅能率には余り影響しない。なお、電力増幅能率は、Ｐｏ／Ｐｉｎで定義される。Ｐｉｎは増幅素子１１への直流電源からの入力電力、Ｐｏは増幅素子１１からの出力電力である。ここにＰｉｎはＶｃｃ×Ｉｃである（Ｖｃｃは直流電源の電圧、Ｉｃはトランジスタのコレクタ電流）。
一方、内部抵抗Ｒｓは、直列接続の負荷抵抗ＲＬに比べて小さな値であるが、スイッチＳＷのオン時間との関係において、上記電力増幅能率（Ｐｏ／Ｐｉｎ）への影響が大である。この点について本発明者は詳細に解析を行った。
第１５図（Ａ）および（Ｂ）は、従来の問題点を解析するためのグラフである。
本図（Ａ）は増幅素子１１のベース電流およびコレクタ電流を表す電流波形であり、同図（Ｂ）は増幅素子１１のコレクタ電圧を表す波形である。
コレクタ電圧は、同図（Ａ）のＩｂのごとくベース電流が流れたとき、同図（Ｂ）のＶｃ′のごとく現れることが観測される。この点が着目点となる。すなわち、同図（Ａ）のように、増幅素子１１のオン時（上記信号源の正の半サイクル、つまり正のＩｂが通電されるとき）から、そのオフ時（該信号源の負の半サイクル、つまり負のＩｂが通電されるとき）へ移行する場合、コレクタ電圧は同図（Ｂ）のＶｃ′のように現れる。つまり、Ｉｂの正から負への切り替わりと、Ｖｃ′の切り替わり（立ち上がり）とが一致せず、Ｉｂの切り替わりに遅れてＶｃ′が切り替わっている（立ち上がっている）。本来は、Ｉｂの切り替わりとほぼ同じタイミングでコレクタ電圧も同時に立ち上がるべきであり、この理想のコレクタ電圧を同図（Ｂ）にてＶｃとして示している。結局、増幅素子１１のオン時間は実際には本来意図した時間より長くなり、その分、内部抵抗Ｒｓによる影響が増加し、電力増幅能率が上がらない。
本発明者は上述した現象を究明した結果、第１５図（Ａ）に示すように、同図のＩｃに示すような理想的なコレクタ電流が増幅素子１１に流れておらず、実際には同図のＩｃ′のようなコレクタ電流が流れているものとの推測を行った。つまり、実際には、増幅素子１１のオフ時（信号源の負の半サイクル）に入ってもなおコレクタ電流Ｉｃ′が流れ続けているのである。
そして本発明者は、増幅素子１１のオフ時に入ってもＩｃ′が流れ続ける要因が、コレクターベース間の寄生容量にあるものと結論づけた。すなわち、コレクタ電流が、ベース電流Ｉｂの減少と共に、本来第１５図（Ａ）のＩｃのように流れようとするが、上記寄生容量を通してベースＢ側に流入してしまい、この流入電流がベース電流となって増幅素子１１のベースＢにまわり込み、問題のコレクタ電流Ｉｃ′を生じさせてしまうのである。
なお上記寄生容量自体は周知であるが、第１２図および第１３図にＣｐ（ｐａｒａｓｉｔｉｃ）として図解的に示す。
上述したコレクタ電流のベースへのまわり込みについてさらに図を参照しながら解析する。
第１６図は入力側整合回路におけるインピーダンス変換について説明するための図である。
本図において、入力側整合回路１２（一例として第１２図の構成を示す）の上記信号源側入力端子Ｊ１には信号源が接続され、そのインピーダンス（Ｒ）は５０Ωである。一方、同回路１２の整合出力端子Ｊ３には増幅素子１１のベースＢが接続され、そのインピーダンス（入力抵抗ｒ）は１Ωである。
上記整合回路１２はコイルＬ１およびコンデンサＣ１によってインピーダンス変換を行い、ｒ＝１ΩとＲ＝５０Ωとの間のインピーダンス整合をとる。具体的には、上記コイルおよびコンデンサの各リアクタンスをそれぞれＸＬ１およびＸＣ１（Ｘ＝ｊω）とすると、
0004030310.tif 000002
（ただし、Ｑ≫１）
であり、
ＸＬ１≒ＸＣ１≒７．０７Ω
である。
さてここで、第１６図の整合回路１２を参照しながら、増幅素子１１のベースＢ（出力端子Ｊ３）からコイルＬ１側を見たときのインピーダンスおよび出力端子Ｊ３での電流について考察する。この場合、増幅素子１１の基本波（例えば３００ＭＨｚ）のみならず、その高次周波数（６００ＭＨｚ，９００ＭＨｚ）である２倍波および３倍波についても考慮する。
第１７図は第１６図の端子Ｊ３に流れる基本波の電流波形を示す図である。
本波形図において、（Ａ）は矩形波の基本波を表し、（Ｂ）は正弦波半波の基本波を表す。Ｃ級増幅の場合前述のとおり増幅素子１１はオン／オフするスイッチＳＷとして動作するので、基本波としては同図（Ａ）の矩形波をもって現れる。しかしながら実際には周辺の回路要素の影響を受けてその矩形波になまりを生じ、同図（Ｂ）の正弦波半波に近い波形となることもある。つまり端子Ｊ３に流れる電流の波形の代表としては、上記の矩形波と正弦波半波の二種が考えられる。
ここでさらに、上記基本波、２倍波および３倍波について、正弦波半波と矩形波の場合に分けて、端子Ｊ３から見たインピーダンスおよび端子Ｊ３での電流について考察する。
第１８図は第１６図の端子Ｊ３からＬ１側を見たインピーダンスと該端子Ｊ３での電流の大きさを示す図である。
本図を参照すると、上記インピーダンスＺは、基本波について１．０Ωであり、２倍波について１０Ωであり、３倍波について１９Ωである。一方正弦波半波の電流については、基本波の場合を１００％とすると、２倍波については４２．４％である。なお正弦波半波の場合、奇数次の高調波（３倍波）は生じない。また矩形波の電流については、基本波の場合を１００％とすると、３倍波については３３．３％である。なお５０％デューティの矩形波の場合、偶数次の高調波（２倍波）は生じない。
なお３倍波を超える高調波についてはそのエネルギーが小さいので影響が少なく、第１８図には示していない。
第１８図から明らかなことは、第１に、２倍波や３倍波の電流が基本波の電流の約３〜４割を占め、かなりその成分比率が大きいことである。また第２に、２倍波や３倍波についてのインピーダンスＺが、基本波のそれの約１０〜２０倍とかなり大きいことである。
かくのごとく、増幅素子１１のベースＢから端子Ｊ３を見たときの、２倍波や３倍波についての高次のインピーダンスＺはかなり大であるため、該２倍波や３倍波についての高次の電流は該ベースＢにまわり込んでしまう。しかもベースＢにまわり込む電流の大きさも上記のとおりかなり大きい。そしてこのような、ベースＢへまわり込む電流が、問題となっている第１５図（Ａ）のコレクタ電流Ｉｃ′を生じさせているものと考えられる。この結果、上記電力増幅能率が理論値の１００％を大幅に下まわり、約５０％に落ち込んでいるものと考えられる。
このような状況のもとで、本発明者は、整合回路１２を広帯域増幅に適した回路構成とし、上述した高次のインピーダンスＺを実質的に小さくする（上述したベースＢへのまわり込み電流を小さくする）ということを試みた。例えば第１９図や第２０図に示すような２段あるいは３段の整合回路を用いて、整合回路の広帯域化を図るというものである。なお、
第１９図は入力側および出力側共に２段の整合回路を用いた従来例を示す図、
第２０図は入力側および出力側共に３段の整合回路を用いた従来例を示す図である。
しかしながら上述した多段の整合回路を用いた場合、高次の周波数においてベースＢから見たインピーダンスは低下するものの、その低下の度合は数分の１程度と小さく、問題を解決する程の効果は表れないことが分かった。
本発明は以上述べた解析ならびに考察に基づいてなされたものであり、以下に詳しく説明する。
第１図は本発明の基本構成を示す図である。
本図において、本発明に係る高周波電力増幅器１０は、基本的には、高周波電力用の増幅素子１１と、この増幅素子１１の入力側に設けられる入力側整合回路１２と、その増幅素子１１の出力側に設けられる出力側整合回路１３とを備える高周波電力増幅器である。
ここに本発明は、電流吸収部２０を導入したことを特徴とするものである。
電流吸収部２０は、増幅素子１１の入力側と入力側整合回路１２との間に挿入され、増幅素子１１が動作する基本波の信号に含まれる高次周波数の電流を吸収するものである。この高次周波数の電流は、第１８図において説明した２倍波（例えば６００ＭＨｚ）や３倍波（例えば９００ＭＨｚ）等の電流である（基本波を例えば３００ＭＨｚとした場合）。
既に考察したとおり、上記高次周波数の電流は、入力側整合回路１２の高いインピーダンスによって該回路１２への流れ込みが阻止され、増幅素子１１のベースＢへまわり込もうとする。
そこで本発明は、上記高次周波数の電流を、電流吸収部２０において選択的に吸収し、上記のベースＢへのまわり込みを防止しようとするものである。
第２図は本発明の具体的な構成を示す図である。
上述した高次周波数の電流の選択的な吸収を行う第１図の電流吸収部２０は、実用的には、第２図のＬＣ直列共振回路２１によって構成することができる。
すなわち、電流吸収部２０は、高次周波数を共振周波数とするＬＣ直列共振回路２１からなるものである。
第３図は第２図に示す具体的構成の詳細例を示す図である。
本図によれば、第２図のＬＣ直列共振回路２１は、コイルＬ３およびコンデンサＣ３にて構成される。
すなわち、ＬＣ直列共振回路２１は、増幅素子１１の入力側と入力側整合回路１２との間に接続されるコイルＬ３と、その接続点Ｐに一端が接続され他端が接地されるコンデンサＣ３によって構成される。
なお、コレクタＣ側から印加される直流電源（電源電圧Ｖｃｃ）については記載を省略する（以下、同様）。
第４図は第３図における増幅素子の変形例を示す図である。
第３図においては、増幅素子１１はＣ級電力増幅を行うトランジスタであり、かつエミッタ接地トランジスタであったが、この増幅素子１１はＣ級電力増幅を行う電界効果トランジスタで、かつ、ソース接地電界効果トランジスタとすることもできる。これを示すのが第４図であり、図中、Ｇはゲート、Ｓはソース、Ｄはドレインである。
電界効果トランジスタにも、ゲート−ドレイン間の寄生容量（Ｃｐ）があり、既述した従来の問題点は、かかる電界効果トランジスタにおいても起こり得る。
結局、本発明によれば、増幅素子１１の入力側に現れる高次周波数の電流は、ベースＢ側にまわり込むことなく、アース（ＧＮＤ）にバイパスされてしまうことになる。この結果、第１５図（Ａ）および（Ｂ）に示す理想的なコレクタ電流Ｉｃおよびコレクタ電圧Ｖｃが得られ、また、トランジスタがオン時のコレクタ電流の波形をベース電流の波形に近付けることができるので、電力増幅能率は大幅に向上する（後述）。
次に、第３図を参照しながら、同図に示すコイルＬ３およびコンデンサＣ３の各定数の設定の仕方について説明する。
第５図はコイルＬ３とコンデンサＣ３の各定数の設定の仕方の一例を示すグラフである。
本グラフにおいて、横軸はコイルＬ３のリアクタンスＸＬ３であり、曲線ＸＣ３はコンデンサＣ３のリアクタンスの変化を示し、また、縦軸はＸＬ３とＸＣ３の合成インピーダンスを示す。この合成インピーダンスは、前述の２倍波の周波数の場合を曲線２Ｆとしてまた前述の３倍波の周波数の場合を曲線３Ｆとしてそれぞれ示す。
ＸＬ３を本グラフの０．２０，０．３０…のように変化させて共振条件を満たすＸＣ３のそれぞれの値を曲線ＸＣ３で示している。
３倍波の場合について見ると、ＸＬ３とＸＣ３の変化に応じて、これらの合成インピーダンスは同グラフの曲線３Ｆのように変化する。したがって、曲線３Ｆに乗るＸＬ３とＸＣ３の組み合せは多数ある。
本発明ではその多数の組み合せのうち、合成インピーダンスがほぼ実数部になる組合せを選択する。本グラフでは、ＸＬ３＝０．３５の点であり、このときのＸＣ３は３．２である。このようになるべく実数部となるように選択すると、回路設計が簡単になり実用的である。また、いろいろ定数設定が可能なＸＬ３のうち、ＸＬ３が最小（零を除く）となるようなＬ３を選ぶことが好ましい。
第６図は第５図のグラフをプロットするための具体的数値を示す図である。
本図において、ＸＬ３，ＸＣ３，２Ｆおよび３Ｆは、前述したように、それぞれコイルＬ３のリアクタンス値、コンデンサＣ３のリアクタンス値、２Ｆは２倍波の周波数でのＸＬ３とＸＣ３の合成インピーダンス値、３Ｆは３倍波の周波数でのＸＬ３とＸＣ３の合成インピーダンス値である。また、左端のｒはベースＢの入力抵抗値であり、第１６図に示すとおり、ｒ＝１．００Ωとした。
なお第６図において、右端の矢印＜３＞は、３倍波のときに（３Ｆ）、合成インピーダンスがほぼ実数部のみとなる領域を示し、矢印＜２＞は、２倍波のときに（２Ｆ）、合成インピーダンスがほぼ実数部のみとなる領域を示している。
結局、本発明を具体的に設計に適用するときに、
コイルＬ３およびコンデンサＣ３の各定数は、増幅素子１１の入力側の入力インピーダンスを、ＬＣ直列共振回路２１にてインピーダンス変換した値が、接続点Ｐにおいてほぼ実数部となるように、設定するのが好ましい。また、この場合、
ＬＣ直列共振の条件と実数部となる条件とを共に満足するコイルＬ３の定数およびコンデンサＣ３の定数の組合せの中から選択され、かつ、その中で最も小さい値となるコイルＬ３の定数をもって、上記コイルＬ３の定数とするのが好ましい。
以上の説明はＬＣ直列共振回路２１にのみ着目してＬ３およびＣ３の定数を考察したが、実際には、さらに入力側整合回路１２をなすコイルＬ１およびコンデンサＣ１をも考慮してＬ３およびＣ３の定数を設定するのが好ましい。
つまり、ＬＣ直列共振回路２１と入力側整合回路１２とにより、増幅素子１１の入力側信号源（５０Ω）とインピーダンス整合がとれるように、コイルＬ３およびコンデンサＣ３の各定数を設定するのが望ましい。すなわち、上述した共振条件と上述したインピーダンス整合条件との双方を満たすように、ＬＣ直列共振回路２１の定数（Ｌ３，Ｃ３）が定められるのが望ましい。このことを図と式を参照しながら以下に説明する。
第７図は第３図において増幅素子１１の入力側を見たときの等価回路を示す図である。
本図において、Ｘ１およびＸ２はそれぞれ入力側整合回路１２をなすコンデンサＣ１およびコイルＬ１の各リアクタンス、Ｘ３およびＸ４はＬＣ直列共振回路２１をなすコンデンサＣ３およびコイルＬ３の各リアクタンスである。また、Ｒｇは信号源のインピーダンス、ＺはベースＢの入力インピーダンスであってそれぞれ第１６図に示すＲ＝５０Ωおよびｒ＝１Ωに相当する。
そして第７図において、Ｚ′はベースＢから信号源（Ｒｇ）側を見た合成インピーダンスであり、Ｚ″はＬ１（Ｘ２）からＬ３（Ｘ４）、Ｃ３（Ｘ３）およびｒ（Ｚ）を見た合成インピーダンスである。
まず下記式（１）は、ＲｇとＺとの間の整合条件を満足させる式である。
0004030310.tif 000003
次にＺ′について見ると、このＺ′は基本波の周波数においてＺと共役インピーダンスをなすと共に、高次周波数（２倍波か、３倍波か、または２倍波と３倍波の間の中間波）にて直列共振の共振条件を満足させる式が下記式（２）である。
0004030310.tif 000004
上記式（１）および式（２）を満足し、かつ、Ｘ４（Ｌ３）の値が最小となるＸ１〜Ｘ４の値を設定する。
さらにまた、上記Ｚ″がほぼ実数部となるようなＸ１〜Ｘ４の値を設定し、ここにＺ″は下記式（３）で表される。
0004030310.tif 000005
なお着目すべき高次周波数の信号は、基本波の、２倍波か、または３倍波に限らず２倍波と３倍波の中間波としても構わない。第１８図に示した正弦波半波の２倍波（４２．４％）による影響を主として抑制させたいならば、着目すべき上記高次周波数は２倍波の周波数とすればよい。また矩形波の３倍波（３３．３％）による影響を主として抑制したいならば、着目すべき上記高次周波数は３倍波の周波数とすればよい。さらにまた正弦波半波の２倍波と矩形波の３倍波の双方による影響を主として抑制したいならば、着目すべき上記高次周波数は２倍波および３倍波の中間周波数とすればよい。
上述の高周波電力増幅器は、集中定数回路の増幅器として説明したが、コイルＬおよびコンデンサＣの一部または全部が、マイクロストリップラインによる分布定数回路で形成された高周波電力増幅器であってもよい。このマイクロストリップラインによる電力増幅器について以下に考察する。
第８図はマイクロストリップラインによる一般的なインピーダンス変換を説明するための図である。
ただし本図は、このようなマイクロストリップラインによるインピーダンス変換が本発明には適用できないことを説明するための図である。
マイクロストリップラインによるインピーダンス変換は次のとおりである。
マイクロストリップライン３１による、インピーダンス変換比と特性インピーダンスＺｏとの関係は次の式（６）のとおりである。
0004030310.tif 000006
これによると、例えばＲ１が５０Ωで、Ｒ２が１ΩのときはＺｏが７Ωになる。しかしこの場合、線路長が基本波でλ／４であり、２倍波の周波数ではλ／２になってしまうのでインピーダンス変換ができない。すなわち、Ｒ２側からは、５０Ωが見えるのみであって、Ｒ２側端子とアース（ＧＮＤ）間を直列共振させるということはできない。このため、上記一般的なインピーダンス変換手法を、本発明に適用することができない。
第９図は本発明において採用するマイクロストリップラインによる回路構成を示す図である。
本図の構成は、第３図の構成と一対一に対応しており、対応する構成要素には同一の参照番号または記号を付して示す。
以下、第４図を参照しながらトランジスタ１１と接続する回路の実際について説明する。
トランジスタの入力側のＬ３とＣ３（Ｃ３１＋Ｃ３２）とをストリップラインで構成するが、この場合ストリップラインで構成される、ＬおよびＣについては、次の式（７）および（８）で求められる。
Ｌ＝（Ｚｏ  ・ｌ）／ｆ・λｇ）                        （７）
Ｃ＝ｌ／（Ｚｏ′・ｆ・λｇ）                          （８）
ただし、ＺｏおよびＺｏ′は、ラインの幅（Ｗ）、ラインが布線される絶縁物の厚さおよび絶縁物の誘電率で決まる特性インピーダンスである。またｌはラインの長さ、λｇはラインでの伝搬速度を考慮した波長である。
トランジスタ１１の入力側は、Ｗ１およびｌ１の寸法を有するＬ３と、Ｗ２およびｌ２の寸法を有するＣ３を設け、Ｌ３とＣ３（Ｃ３１＋Ｃ３２）は高次周波数で直列共振になる条件を満足するようにする。またＬ１側から見て実数（Ｒｉｎ′）となるようにする。
また、Ｒｉｎが、Ｌ３とＣ３によるインピーダンス変換で得られた抵抗（Ｒｉｎ′）を、５０Ωに変換するため、前述と同様に、Ｗ３およびｌ３の寸法を有するＬ１と、Ｗ４およびｌ４の寸法を有するＣ１を形成する。
トランジスタ１１の出力側は、その出力インピーダンスＲｏと５０Ωとの間のインピーダンス変換のために、前述と同様に、Ｗ５およびｌ５の寸法を有するＬ２と、Ｗ６およびｌ６の寸法を有するＣ２を形成する。
最後に本発明により、電力増幅能率（Ｐｏ／Ｐｉｎ）が向上することを表す実際の数値例を示す。
第１０図は電力増幅能率の数値例を示す図である。また
第１１図は第１０図の数値データをプロットして得たグラフである。
これらの図において、各記号の意味は下記のとおりである。
Ｐｉ    ：トランジスタのベースへの入力電力
Ｐｏ  １：従来例の出力電力
η１    ：従来例の電力増幅能率
Ｐｏ  ２：本発明の出力電力
η２    ：本発明の電力増幅能率
なお、η１＝Ｐｏ  １／Ｐｉｎおよびη２＝Ｐｏ  ２／Ｐｉｎであって、Ｐｉｎ＝Ｖｃｃ×Ｉｃ（既述）であるが、Ｐｉｎの値は表示を省略した。
特に第１１図のグラフを見ると、従来例では電力増幅能率η１が最高で約５０％であるのに対し、本発明の電力増幅能率η２によればこれを約７０％にまで引き上げることができることが分かる。
以上詳細に説明したとおり本発明によれば、従来における高周波電力増幅器の電力増幅能率が約５０％であったのを、その能率低下の原因を究明しこれを効果的に解決することによって、約７０％にまで大幅に引き上げることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
本発明を添付の図面を参照しながら以下に説明する。
第１図は本発明の基本構成を示す図、
第２図は本発明の具体的な構成を示す図、
第３図は第２図に示す具体的構成の詳細例を示す図、
第４図は第３図における増幅素子の変形例を示す図、
第５図はコイルＬ３とコンデンサＣ３の各定数の設定の仕方の一例を示すグラフ、
第６図は第５図のグラフをプロットするための具体的数値を示す図、
第７図は第３図において増幅素子１１の入力側を見たときの等価回路を示す図、
第８図はマイクロストリップラインによる一般的なインピーダンス変換を説明するための図、
第９図は本図において採用するマイクロストリップラインによる回路構成を示す図、
第１０図は電力増幅能率の数値例を示す図、
第１１図は第１０図の数値データをプロットして得たグラフ、
第１２図は従来の高周波電力増幅器の第１例を示す図、
第１３図は従来の高周波電力増幅器の第２例を示す図、
第１４図は第１２図および第１３図に示す増幅素子１１の等価回路図、
第１５図（Ａ）および（Ｂ）は従来の問題点を解析するためのグラフ、
第１６図は入力側整合回路におけるインピーダンス変換について説明するための図、
第１７図は第１６図の端子Ｊ３に流れる基本波の電流波形を示す図、
第１８図は第１６図の端子Ｊ３からＬ１側を見たインピーダンスと該端子Ｊ３での電流の大きさを示す図、
第１９図は入力側および出力側共に２段の整合回路を用いた従来例を示す図および、
第２０図は入力側および出力側共に３段の整合回路を用いた従来例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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