(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主入力電圧（ＡＣ）に接続されたブリッジ整流器（ＤＰ１）と、１次巻き線（Ｗ１）の第１端子により前記ブリッジ整流器（ＤＰ１）に接続されたトランス（ＬＰ３）と、前記１次巻き線（Ｗ１）の第２端子に接続されたスイッチングトランジスタ（Ｔ１）と、発振器回路網（Ｒ１３，Ｃ２６）と、前記スイッチングトランジスタ（Ｔ１）の動作のために通常の発振周波数を有するパルス幅変調された信号（Ｖ２）を発生させるための発振器（ＯＳ）を含む制御手段（ＩＰ１）とを有するスイッチモード電源装置において、
前記スイッチモード電源装置は周波数制御装置（Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ２４，Ｔ２）を含む回路網（Ｔ２，Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ２４）を有しており、前記周波数制御装置は、主入力電圧（ＡＣ）が１５０Ｖよりも高い場合には、スタートアップ時に前記発振器回路網（Ｒ１３，Ｃ２６）の時定数を変化させて発振周波数を前記通常発振周波数よりも低くし、スタートアップ後には、前記通常発振周波数へと変化させ、主入力電圧（ＡＣ）が１５０Ｖよりも低い場合には、発振周波数を前記通常発振周波数に設定し、前記通常発振周波数のパルス幅変調された信号（Ｖ２）によりスタートアップを提供するものであることを特徴とするスイッチモード電源装置。
【請求項２】
前記周波数制御手段（Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ２４，Ｔ２）は、主入力電圧（ＡＣ）に応じて前記発振器回路網（Ｒ１３，Ｃ２６）を充電するコンデンサ（Ｃ１２）に接続されたスイッチ（Ｔ２）を含んでいる、請求項１記載のスイッチモード電源装置。
【請求項３】
前記スイッチ（Ｔ２）は反転モードにおいて用いられるトランジスタ（Ｔ２）である、請求項２記載のスイッチモード電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルス幅変調された信号を発生するための発振器を持つ制御装置を含むスイッチモード電源装置（ＳＭＰＳ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】
トムソンシャシーＴＸ９１（アジア）に用いられている、この型式の公知回路が図１に示されている。主供給電圧源は、全波ブリッジ整流器ＤＰ１に接続されて整流された電圧Ｖ１を発生し、これはコンデンサＣ７によって円滑される。ＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置は、１次巻き線Ｗ１，フィードバック巻き線Ｗ２および２次巻き線Ｗ３およびＷ４を持つさらに別のトランスＬＰ３を含んでいる。電圧Ｖ１は、１次巻き線Ｗ１に、そしてスイッチングトランジスタＴ１に直列に接続される。
【０００３】
パルス幅変調された信号を発生するための発振器ＯＳを含む制御装置ＩＰ１は、スイッチングトランジスタＴ１を駆動するために出力１４に駆動電圧Ｖ２を発生させる。発振器ＯＳの発信周波数は、抵抗器Ｒ１３およびコンデンサＣ２６によって調節されることができる。制御装置ＩＰ１として、例えばＴＥＡ２２６１のような集積回路を、ＳＧＳトムソンマイクロエレクトロニクスカタログ１９９４年版１／９−９／９ページに説明されているようにして、用いることができる。
【０００４】
制御装置ＩＰ１は、ライン電力をスイッチオンした後安全なスタートアップのためのソフトスタートを行わせる。このことは、ピン１５および１６において集積回路ＩＰ１のために必要な電力を提供する大容量を持つコンデンサＣ１４をゆっくりと充電させる抵抗器Ｒ５を通して実現される。
【０００５】
付加的に、スイッチングトランジスタＴ１における電流ビルドアップを回避するために、ＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置は、低い発振周波数でスタートする。電流ビルドアップは、新しい誘導周期が開始される前に１次インダクタンスに蓄積されたエネルギーが２次側に十分に伝達されないときに起こりうる。このことは、連続モードにける動作に導き、そしてそのためスイッチングトランジスタＴ１は、その安全動作範囲にとどまっている。スタートアップの間の発振周波数を減少させるため、ＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置は、直列に接続された抵抗器Ｒ５１１およびダイオードＤ９を含んでおり、それらはコンデンサＣ２６を、フィードバック巻き線Ｗ２によって充電されているコンデンサＣ１２に接続する。コンデンサＣ１２は、ＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置がスイッチオンされたときの最初は、チャージアップされない。このため、ダイオードＤ９は、コンデンサＣ２６をコンデンサＣ１２から減結合させる。次に動作周波数は、Ｒ１３およびＣ２６によって固定されており、これは低い周波数（数ｋＨｚ）である。幾らかの時間の後、コンデンサＣ１２がチャージアップされ、そして続いてＤ９が導通し、そして付加的な電流がＲ５１１を通してＣ２６を充電し、こうして発振周波数はその通常動作周波数（約２２ｋＨｚ）にまで増加する。このことはＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置が不連続モードにおいて安全にスタートすることを、すなわち１次インダクタンス内に蓄積されているエネルギーが、トランジスタＴ１の新しい導通周期が開始される前には、常に十分に２次側に伝達される、ことを確実とする。
【０００６】
この公知のＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置のスタートアップは、抵抗器Ｒ５を通してのコンデンサＣ１４のチャージアップ時間に依存しており、そのため、ＡＣ主入力電圧の電圧値に依存している。このことは、低い主入力電圧においては、かなり長いスタートアップ時間に導く。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
前に説明されたように、本発明の目的は、広い入力電圧範囲にわたって、早いスタートアップ時間を持つＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この目的は、請求項１に記載のスイッチモード電源によって達成される。サブクレームは望ましい実施例に関するものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
本発明によれば、このスイッチモード電源は、高い入力電圧の場合には、スタートアップ時間に関してだけ、低い発振周波数でのスタートアップを提供する回路網を含んでいる。スタートアップの後、発振周波数は、通常の発振周波数に変化する。低い入力電圧の場合においては、この回路網は、基本的に通常の発振周波数でのスタートアップを提供する。これは、この場合には、動作電圧が低いので、スイッチングトランジスタに関する安全リスクなしで動作可能であるためである。スタートアップの間に僅かな電流ビルドアップ現象が発生したとしても、スイッチングトランジスタは、低い電圧であるため、安全動作範囲内にとどまっている。こうして、この回路網は、高い主入力電圧の場合だけ発振周波数を変化させる装置を含んでいる。低い主入力電圧の場合には、何のソフトスタートも提供されない。発振周波数の周波数制御は、発振周波数を決める発振器回路網の時定数を、高い主入力電圧の場合に変化されるトランジスタ段を含んでいる周波数制御装置によって都合良く実施する事ができる。
【００１０】
特定の実施例においては、この回路網はスイッチング素子としての反転モードで用いられるトランジスタを含んでいる。この回路配置においては、付加的なダイオードは、必要ではない。これは、最大コレクタ−ベースブレークダウン電圧が最大エミッタ−ベースブレークダウン電圧よりも著しく高いという事実を用いている。このＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置は、特に、９０Ｖから２７０Ｖの範囲の主入力電圧で動作するＴＶ受信機のために用いることができる。ＴＶ受信機においては、画像管のスタートアップ時間は、任意に考慮されるべきものである。
【００１１】
【実施例】
本発明の詳細および利点は、添付図面を参照しながら望ましい実施例を用いて説明される。
【００１２】
図２は、整流された電圧Ｖ１を発生させるための、主入力電圧ＡＣ、ブリッジ整流器ＤＰ１および円滑コンデンサＣ７を持つ、スイッチモード電源（ＳＭＰＳ)の望ましい実施例を示している。前記電圧Ｖ１は、トランスＬＰ３の１次巻き線Ｗ１、スイッチングトランジスタＴ１および低い抵抗の抵抗器Ｒ２０の直列接続に加えられる。スイッチングトランジスタＴ１のためのパルス幅変調された信号Ｖ２（ＰＷ１１）は、集積回路ＩＰ１、例えばＳＧＳトムソンのＴＥＡ２２６１、によって発生される。前記集積回路ＩＰ１は、トランスＬＰ０３の２次電圧を安定化させるための誤差増幅器Ｅ、ＰＷＭ信号の発振周波数を発生するための発振器ＯＳ、ＰＷＭ出力信号のための駆動段Ｄおよび供給電圧ＶＣＣをモニタするための電圧モニタＶＭを含んでいる。発振器ＯＳの発振周波数は、ピン１０および１１を通して規定する事ができる。トランスＬＰ３は、２次電圧を発生するための２次巻き線Ｗ３およびＷ４と、そして供給電圧ＶＣＣおよび誤差信号ＶＥを発生するためのフィードバック巻き線Ｗ２を含んでいる。前記誤差シンゴウＶＥは、２次出力電圧の調節を可能とするポテンショメータＰ１を通して集積回路ＩＰ１の誤差増幅器Ｅに加えられる。
【００１３】
このＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置は、以下のように動作する。通常モードにおいては、フィードバック巻き線Ｗ２は、供給電圧は、供給電圧ＶＣＣと、そして低い値の抵抗器Ｒ１０および集積回路ＩＰ１のピン１５とを通して駆動段Ｄのための必要な電圧とを発生する。ＰＷＭ信号Ｖ２のデューティーサイクルは、誤差信号ＶＥによって制御される。
【００１４】
主入力電圧ＡＣをスイッチオンした後のスタートアップフェーズにおいては、最初の時点においてはスイッチングトランジスタＴ１が働いておらず、そしてコンデンサＣ１４が放電しているため、集積回路ＩＰ１は、付加的な供給電圧をスタートアップのために必要とする。コンデンサＣ１４を充電するために、付加的な抵抗器Ｒ５が前記コンデンサと、主入力電圧ＡＣとの間に加えられる。コンデンサＣ１４および抵抗器Ｒ５の値は、コンデンサＣ１４が、全ての動作条件の間の十分に安定化された供給電圧ＶＣＣを提供するために、かなり高い値を必要とし、一方抵抗器Ｒ５は、電力損失を納得できる低い値に保つため、かなり高い抵抗値を持つ必要があるため、十分に選択される必要がある。こうして、コンデンサＣ１４の充電は、集積回路ＩＰ１のスタートアップ時間をきめるが、これは９０ボルトの低い主入力電圧の場合においてはかなり長いスタートアップ時間にに導くことになる。コンデンサＣ１４の値は、集積回路ＩＰ１の安定動作のために十分なだけの値にまで減少させることが好都合である。この値は、スタートアップ時間に重大な不都合をもたらす。
【００１５】
集積回路ＩＰ１のスタートの後に、トランジスタＴ１は、集積回路ＩＰ１のソフトスタート動作によって傾斜上昇するデューティーサイクル（ターンオン時間／スイッチング周期）をもってスイッチオンおよびオフされる。デューティーサイクルの固定された傾斜上昇のために、トランジスタＴ１の電流包絡傾斜上昇は、主入力電圧に依存する電圧Ｖ１に依存している（Ｔ１を通過する電流＝Ｖ１＊ターンオン時間／Ｗ１のインダクタンス）。高いスイッチング周波数を用いると、トランジスタＴ１が、オフであるときの巻き線Ｗ１のエネルギーの放電は、より短くなり、そしてエネルギーが巻き線Ｗ３、Ｗ４、Ｗ２の負荷に十分に放電していないならば、トランジスタＴ１がオンのときに巻き線Ｗ１にこれがフライバックし、そしてこのことはトランジスタＴ１の電流が初期的に高くなり、そしてスイッチオンの間にエネルギーが十分にトランジスタＴ１に放電される。高い主電圧入力においては、フライバック電流は、スイッチング周波数が低下されていないならば、予想されるよりもさらに高くなり、そしてトランジスタＴ１に関する繰り返し電流ビルドアップ効果はさらに大きくなり、Ｔ１に関する安全動作範囲を越えてしまう。低い主電圧（＜１５０Ｖ％）においては、電流包絡がより小さくなり、（電圧Ｖ１がより小さいため、同じターンオン時間であればトランジスタＴ１を通る電流はより小さくなる）、２次巻き線Ｗ３，Ｗ４，Ｗ２へのエネルギー放電は、さらに完了し、そしてＴ１がオンの時のトランジスタＴ１へのフライバックエネルギーはより小さくなり、そしてその結果、その時にはＣ１４電圧効果および集積回路１の動作停止を防ぐためにコンデンサＣ１４をチャージアップするよう、トランジスタＴ１は、高い周波数でスイッチされることができる。
【００１６】
１５０ボルト以上のより高い主入力電圧においては、発振周波数は、スタートアップの間減じられるべきであるが、しかしより高い電圧の故に迅速なスタートアップ時間に導かれる必要がある。このため、このＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置は、主入力電圧ＡＣに依存してＰＷＭ信号の発振周波数を制御するための回路網を含んでいる。この回路網は、それ以下ではＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置が、基本的に通常動作周波数でスタートするような、スレッショールドを備えている。
【００１７】
集積回路ＩＰ１の発振器ＯＳの発振周波数は既に説明されたように、ピン１０および１１を通して決める事ができる。このため、トランジスタＴ２および抵抗器Ｒ５２、Ｒ５１およびＲ２４を含むトランジスタ段が、コンデンサＣ１２とコンデンサＣ２６との間に接続される。抵抗器Ｒ１３およびコンデンサＣ２６は、通常モードにおける高い発振周波数を提供する。高い主入力電圧ＡＣに関しては、トランジスタＴ２は、抵抗器Ｒ２４を通してターンオンとなり、そしてコンデンサＣ２６から抵抗器Ｒ５１およびトランジスタＴ２を通してコンデンサＣ１２に流れる電流は、コンデンサＣ１２が放電されている間だけスタートアップフェーズにおいて発振周波数を減少させる。ある時間の後、コンデンサＣ１２がＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置のチャージアップされたとき、トランジスタＴ２がターンオフする。１５０ボルトのスレッショールドは、抵抗器Ｒ２４およびＲ５２によって決められる。トランジスタＴ２のベース電圧は、ＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置がスイッチオンした後、抵抗器Ｒ２４およびＲ１４を通して直ちに利用できる。
【００１８】
トランジスタＴ２は、反転トランジスタとして動作するが、これはコレクタがエミッタとして作用し、そしてその反対にも作用するということを意味している。このことは、トランジスタが２つの補間するダイオードで作られているものと理解できるために可能である。トランジスタにおける反対方向の電流は、トランジスタの中に発生する電力が比較的小さいために、一般的に危険のない現象である。トランジスタの反転電流利得による不都合は、Ｔ２が単にスイッチとして用いられているために、この用途においてはフォワードモードにおける利得に関係なく極めて小さいものである。反転トランジスタモードを用いる利点は、トランジスタＴ２とコンデンサＣ１２との間の付加的ダイオードが省略できるということである。これは最大コレクタ−ベース電圧ＶＣＢＯが最大エミッタ−ベース電圧ＶＥＢＯよりも著しく高いことによる。このようにして、トランジスタＴ２を保護するためのダイオードは必要とされない。
【００１９】
図３においては、スタートアップの間におけるトランジスタ段Ｔ２に関する等価回路が示されている。Ｔ２のコレクタは、ＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置をスイッチオンした後には、Ｃ１２の両端に何の電荷もないため、グランドに効果的に接続される。２．５ボルトＤＣの電圧が集積回路ＩＰ１のピン１０に与えられる。電圧デバイダＲ２４およびＲ５１は、トランジスタＴ２が１５０ボルトＡＣおよびそれ以上の主入力電圧においてのみターンオンするよう、注意深く選択される。
【００２０】
スイッチングトランジスタＴ２１に関する結果的な生成電圧については、９０ボルトから２６５ボルトに至る主入力電圧ＡＣに関するベース電圧ＶＢおよびエミッタ電圧ＢＥが表１に示されている。スタートアップ後の通常モードにおける発振周波数は、２２ｋＨｚである。加えて、相当するスタートアップ周波数も示されている。１５０ボルトおよびそれ以上の電圧に関するスタートアップ周波数は、全体的に減少される。
【００２１】
【表１】
0004146921.tif 000002
【００２２】
本発明は、この実施例に制限されることはなく、広い主入力電圧範囲にわたって最適のスタートアップ時間を必要とする、請求項１に記載の全てのスイッチモード電源に用いることが可能である。
【００２３】
図２において示されるスイッチモード電源に用いられているコンポーネント値は以下の通りである。
【００２４】
Ｒ５：      ２７Ｋ／３Ｗ        Ｃ７：          ２２０μ
Ｒ６：      ５６Ｒ              Ｃ１２：        ４μ７
Ｒ７：      ４Ｋ７５            Ｃ１４：        ４７０μ
Ｒ８：      １ＫＯ              Ｃ２５：        １００μ
Ｒ１０：    １８Ｒ／３Ｗ        Ｃ２６：        ６８０ｐ
Ｒ１１：    １００Ｋ            Ｔ１：          ＢＵＬ３１０Ｘ１
Ｒ１３：    ８２Ｋ              Ｔ２：          ＢＣ５４８Ｂ
Ｒ１４：    ２２０Ｋ            ＩＰ１：        ＴＥＡ２２６１
Ｒ１５：    ２２０Ｋ
Ｒ１９：    ２Ｋ２
Ｒ２０：    ０．１５Ｒ
Ｒ２２：    ２Ｍ２
Ｒ２４：    ２Ｍ２
要するに、本発明によれば、このスイッチモード電源は、高い入力電圧の場合には、低い発振周波数でソフトスタートを提供する、そして低い入力電圧の場合には基本的に通常の発振周波数でスタートアップする回路網（Ｔ２、Ｒ５２，Ｒ５１，Ｒ２４）を含んでいる。本発明は、９０ボルトから２６５ボルトまでの広い主入力電圧範囲にわたって迅速なスタートアップ時間を提供する。この回路網は、約１５０ボルトのスレッショールド値を提供する、スイッチング素子として反転モードで用いられるトランジスタ（Ｔ２）を含んでいる。この電源は、ＴＶ受信機の一部として都合良く用いることができる。
【００２５】
【発明の効果】
本発明によれば、広い入力電圧範囲にわたって、早いスタートアップ時間を持つＳＭＰＳないしスイッチモード電源装置を提供できるという効果が奏される。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術によるスイッチモード電源のブロック図。
【図２】本発明による素一賃モード電源のブロック図。
【図３】スタートアップの間に発振周波数を変更させるためのトランジスタ段の等価回路図。
【符号の説明】
ＤＰ１      整流器
ＩＰ１      集積回路
ＬＰ３      トランス
ＯＳ        発振器
Ｐ１        ポテンショメータ
ＳＭＰＳ    スイッチモード電源
Ｔ１，Ｔ２  トランジスタ
ＶＣＣ      供給電圧
【図１】
0004146921.tif 000003
【図２】
0004146921.tif 000004
【図３】
0004146921.tif 000005