(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
基準周波数で繰り返される繰り返しパルス信号を出力するパルス信号発生回路と、
該パルス発振回路から出力される該基準周波数で繰り返される繰り返しパルス信号からなる入力信号が入力され該入力信号に基づいて出力される出力信号の振幅が電源電圧に応じて変化するゲート回路と該ゲート回路に供給する電源電圧を変調信号に応じて変化させる電源電圧変調回路とを有する振幅変調回路と、
該振幅変調回路に入力する変調信号を出力する変調信号発生回路と、
該振幅変調回路の出力信号の基準周波数又は該基準周波数の整数倍の一つに共振する共振回路と、
該電源電圧を出力する電源回路と、を備え、
上記パルス信号発生回路から出力される繰り返しパルス信号のデューティ比を５０％からずらし、
上記共振回路の共振周波数を、上記基準周波数の偶数倍の一つに設定したことを特徴とする送信機。
【請求項２】
請求項１の送信機において、
上記振幅変調回路の電源電圧変調回路の出力端とグランドとの間に、上記基準周波数に対して低インピーダンスであり且つ上記変調信号の周波数に対して高インピーダンスであるインピーダンス素子を接続したことを特徴とした送信機。
【請求項３】
請求項１又は２の送信機において、
上記振幅変調回路のゲート回路を、単体のトランジスタ素子を用いて構成したことを特徴とする送信機。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかの送信機において、
上記共振回路から出力された出力信号を増幅する増幅回路を設けたことを特徴とする送信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、振幅変調の電波を送信し得る低コストの送信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の振幅変調回路としては、ダブル・バランスド・ミキサ（ＤＢＭ）やアナログ乗算器を用いたものが知られている（例えば、「トランジスタ技術」１９９３年９月号ｐｐ．２８２−２８５、及び「新・低周波／高周波設計マニュアル」、鈴木雅巨著、ＣＱ出版社、昭和６３年４月３０日発行ｐｐ．２０３−２０６参照）。また、トランジスタ増幅器において搬送波に変調信号を重畳するものやリング変調器を用いたもの等も知られている（「トランジスタ技術ＳＰＥＣＩＡＬ」Ｎｏ．４７、ｐｐ．５５−５７）。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来の振幅変調回路では、高周波用の専用部品を用いる必要があったり、設計段階で調整すべき回路パラメータが多かったりするなどの不具合があった。例えば、上記ＤＢＭやアナログ乗算器を用いた振幅変調回路では、ＤＢＭやアナログ乗算器として設計された専用ＩＣを用いており、しかもバランスをくずすような設定にしたり搬送波と乗算する変調信号に直流成分を加算したりするようなに調整する必要もあった。また、上記トランジスタ増幅器を用いた振幅変調回路では、搬送波に変調信号を重畳させるためのトランスが必要となったり、増幅器を線形領域で用いるためにバイアス等の設定調整が必要になったりする。また、上記リング変調器では、高周波で使用可能なダイオード素子を用いたり、入出力回路にトランスを用いたりする必要がある。さらに上記リング変調器で変調された出力信号に搬送波を加える回路が必要となる。
【０００４】
本発明は以上の問題点に鑑みなされたものであり、その目的は、安価で入手が容易な汎用ディジタルＩＣを用いて構成することが可能となり、従来の回路に比して調整箇所が少なく且つ部品点数が少なく低コスト化が可能な送信機を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、基準周波数で繰り返される繰り返しパルス信号を出力するパルス信号発生回路と、該パルス発振回路から出力される該基準周波数で繰り返される繰り返しパルス信号からなる入力信号が入力され該入力信号に基づいて出力される出力信号の振幅が電源電圧に応じて変化するゲート回路と該ゲート回路に供給する電源電圧を変調信号に応じて変化させる電源電圧変調回路とを有する振幅変調回路と、該振幅変調回路に入力する変調信号を出力する変調信号発生回路と、該振幅変調回路の出力信号の基準周波数又は該基準周波数の整数倍の一つに共振する共振回路と、該電源電圧を出力する電源回路と、を備え、上記パルス信号発生回路から出力される繰り返しパルス信号のデューティ比を５０％からずらし、上記共振回路の共振周波数を、上記基準周波数の偶数倍の一つに設定したことを特徴とする振幅変調回路である。
【０００６】
この請求項１の送信機の振幅変調回路では、入力信号に基づいて出力される出力信号の振幅が電源電圧に応じて変化するゲート回路に、基準周波数で繰り返される繰り返しパルス信号からなる入力信号が入力される。そして、このゲート回路に、電源電圧変調回路で変調信号に応じて変化させた電源電圧が供給されることにより、該ゲート回路から、該変調信号に応じて振幅が変化した出力信号が振幅変調信号として出力される。このような振幅変調信号を出力可能なゲート回路は、安価で入手が容易な汎用ディジタルＩＣを用いて構成することができる。
更に、請求項１の送信機では、パルス信号発生回路から出力された基準周波数で繰り返される繰り返しパルス信号が、振幅変調回路のゲート回路に入力されるとともに、変調信号発生回路から出力された変調信号が、振幅変調回路の電源電圧変調回路に入力される。この電源電圧変調回路では、電源回路から出力される電源電圧を該変調信号に応じて変化させてゲート回路に供給する。この電源電圧が供給されたゲート回路から、上記繰り返しパルス信号が変調信号で振幅変調された出力信号が振幅変調信号として出力される。そして、この振幅変調回路から出力された出力信号の基準周波数又は基準周波数の整数倍の一つに共振回路が共振することにより、搬送周波数が共振回路の共振周波数であって振幅がＱ（共振回路の共振の鋭さ）倍になった正弦波状の振幅変調信号を得ることができる。
特に、請求項１の送信機では、上記パルス信号発生回路からデューティ比が５０％からずれた繰り返しパルス信号を出力して上記振幅変調回路に入力し、振幅変調回路から出力される振幅変調信号に含まれる上記基準周波数の偶数倍の高調波信号成分の割合が多くなるようにする。そして、振幅変調回路から出力された出力信号の基準周波数の偶数倍の一つに共振回路が共振することにより、搬送周波数が該共振回路の共振周波数であって振幅がＱ（該共振回路の共振の鋭さ）倍になった正弦波状の振幅変調信号を得ることができる。
【０００７】
請求項２の発明は、請求項１の送信機において、上記振幅変調回路の電源電圧変調回路の出力端とグランドとの間に、上記基準周波数に対して低インピーダンスであり且つ上記変調信号の周波数に対して高インピーダンスであるインピーダンス素子を接続したことを特徴としたものである。
【０００８】
この請求項２の振幅変調回路では、上記電源電圧変調回路の出力端とグランドとの間に設けた基準周波数に対して低インピーダンスのインピーダンス素子により、上記ゲート回路の電源電圧入力端から漏洩した基準周波数の信号をグランド側にバイパスし、電源電圧変調回路側に入力されないようにする。また、このインピーダンス素子は、上記変調信号の周波数に対して高インピーダンスであるので、上記ゲート回路に入力する変調信号の周波数帯域を減衰させることがない。
【００１５】
請求項３の発明は、請求項１又は２の送信機において、上記振幅変調回路のゲート回路を、単体のトランジスタ素子を用いて構成したことを特徴とするものである。
【００１６】
この請求項３の送信機では、単体のトランジスタ素子を用いることにより、大電力の高周波スイッチング回路からなるゲート回路を構成することができる。
【００１７】
請求項４の発明は、請求項１乃至３のいずれかの送信機において、上記共振回路から出力された出力信号を増幅する増幅回路を設けたことを特徴とするものである。
【００１８】
この請求項４の送信機では、共振回路から出力された出力信号を増幅器で増幅することにより、所望の出力レベルの振幅変調信号を得る。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を中波帯域（５２２ｋＨｚ〜１６２９ｋＨｚ）の微弱電波を送信するための送信機における振幅変調回路に適用した実施形態について説明する。
【００２０】
図１は本実施形態に係る振幅変調回路の回路図である。この振幅変調回路は、ゲート回路１と電源電圧変調回路２とにより構成されている。ゲート回路１は、基準周波数Ｆoで繰り返される繰り返しパルス信号Ｖoscが入力信号Ｖinとして入力され、該入力信号Ｖinに基づいて出力される出力信号の振幅が電源電圧Ｖbmに応じて変化するように構成されている。このゲート回路としては、次段の回路に対して所定の駆動電流を供給する必要があるため、例えば複数の論理回路素子を並列接続したものを用いることが好ましい。本実施形態では、３つのＮＯＴ回路（インバータ）ＮＯＴ１，ＮＯＴ２，ＮＯＴ３を並列接続したものを用いている。このＮＯＴ回路としては、安価で入手が容易な汎用ディジタルＩＣ（例えば、ＣＭＯＳタイプの７４ＨＣ０４）を用いることができる。上記入力信号Ｖinの振幅は、各ＮＯＴ回路の最大定格の範囲内になるように後述の変調電源電圧Ｖbmに応じて設定される。
【００２１】
また、上記電源電圧変調回路２は、上記ゲート回路として用いた各ＮＯＴ回路ＮＯＴ１，ＮＯＴ２，ＮＯＴ３に供給する電源電圧Ｖbを音声信号等の変調信号Ｖmに応じて変化させ、変調電源電圧Ｖbmとして出力するものである。本実施形態では、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタＴr1を用いたエミッタホロア回路で構成しているが、この回路に限定されるものではない。トランジスタTr1のコレクタには、図示しない電源回路から電源電圧Ｖｂ（＝６Ｖ）が印加されている。そして、トランジスタTr1のベースには、カップリングコンデンサＣ１を介して変調信号Ｖｍが入力され、抵抗Ｒ１及びＲ２によりバイアス設定されている。また、また、電源電圧変調回路２の出力端であるトランジスタＴr1のエミッタ側とグランドとの間には、ゲート回路１に入力される繰り返しパルス信号の基準周波数Ｆo（＝５２２ＫＨｚ〜１６２９ｋＨｚ）の信号に対して低インピーダンスであり且つ上記変調信号周波数Ｆm（例えば音声の周波数３００Ｈｚ〜３．０ｋＨｚ）以下の信号に対して高インピーダンスであるインピーダンス素子として、静電容量０．１μＦのコンデンサＣ２を接続している。ここで、コンデンサＣ２のインピーダンスは１６００ｋＨｚの搬送波周波数に対して１．０Ω以下であり、１．０ｋＨｚの音声周波数に対して約１．６ｋΩである。
【００２２】
上記構成の振幅変調回路における変調動作を、変調信号が正弦波の場合について説明する。図１のゲート回路１には、図２（ａ）に示すような基準周波数Ｆosc（＝１／Ｔosc）で繰り返される繰り返しパルス信号Ｖoscが入力信号Ｖinとして入力される。そして、電源電圧変調回路２に、例えば図２（ｂ）に示すような正弦波からなる変調信号Ｖmが入力されると、図２（ｃ）に示すような変調信号Ｖmで変調された電源電圧Ｖbm（２．２〜５Ｖ）が出力され、上記各ＮＯＴ回路ＮＯＴ１，ＮＯＴ２，ＮＯＴ３を有するディジタルＩＣパッケージの電源端子に入力される。ゲート回路１からは、上記繰り返しパルス信号Ｖoscが電源電圧Ｖbmに応じて変化した振幅変調信号Ｖout（振幅の最大値：５Ｖ、振幅の最小値：２．２Ｖ）が出力される。
【００２３】
図３は、上記ゲート回路１及び電源電圧変調回路２からなる振幅変調回路を用いて構成した送信機の一構成例を示す回路図である。この送信機は、上記振幅変調回路の他、基準周波数Ｆoで繰り返される繰り返しパルス信号Ｖoscを出力するパルス信号発生回路１０と、上記振幅変調回路の電源電圧変調回路２に入力する変調信号Ｖmを出力する変調信号発生回路２０と、上記振幅変調回路のゲート回路１から出力される出力信号Ｖoutの基準周波数Ｆoに共振する共振回路３０と、電源電圧Ｖb（＝６Ｖ）を出力する電源回路４０とを備えている。
【００２４】
上記パルス信号発生回路１０は、上記振幅変調回路と同様にゲート回路であるＮＯＴ回路ＮＯＴ４を用い、中波帯域（５２２ｋＨｚ〜１６２９ｋＨｚ）から選ばれた水晶振動子Xtalの共振周波数Ｆo（例えば１６００ｋＨｚ）で安定して発振し、繰り返しパルス信号Ｖoscを出力するように構成されている。このパルス信号発生回路１０のＮＯＴ回路ＮＯＴ４は、上記振幅変調回路に用いたディジタルＩＣとは別のディジタルＩＣのものが用いられ、このディジタルＩＣには電源回路４０から電源電圧Ｖb（＝６Ｖ）が直接供給され、振幅が安定した繰り返しパルス信号Ｖosc（図２（ａ）参照）を出力できるようになっている。また、このパルス信号発生回路１０の出力部には、抵抗Ｒ４、Ｒ５からなる分圧回路が形成され、上記振幅変調回路に出力される繰り返しパルス信号Ｖoscの振幅を、ＮＯＴ回路ＮＯＴ１，ＮＯＴ２，ＮＯＴ３の入力電圧の最大定格の範囲内になるようにしている。例えば、振幅変調回路のＮＯＴ回路ＮＯＴ１，ＮＯＴ２，ＮＯＴ３として、ＣＭＯＳ型のディジタルＩＣを用いた場合は、入力電圧の最大定格がＶss−０．５Ｖ〜Ｖdd＋０．５Ｖであるので、この最大定格を越えないように上記分圧回路の抵抗Ｒ４、Ｒ５の値を設定している。また、抵抗Ｒ４には、寄生容量による波形のくずれを防止するためのスピードアップコンデンサを並列接続している。この分圧回路で分圧された繰り返しパルス信号Ｖoscは、直流カット用のコンデンサＣ５を介して上記振幅変調回路に入力される。この繰り返しパルス信号Ｖoscには、上記電源電圧Ｖbmを抵抗Ｒ７及びＲ８（Ｒ７＝Ｒ８）で１／２に分圧した中点電位が重畳されている。
【００２５】
上記変調信号発生回路２０は、例えばマイクで電気信号に変換した音声信号を所定のレベルまで増幅して出力するように構成してもいいし、予めメモリーに記憶させておいた音声信号を出力するように構成してもよい。
【００２６】
上記振幅変調回路のゲート回路１から出力される出力信号（振幅変調信号）Ｖoutは、コイルＬ、コンデンサＣ６及び半固定の可変抵抗Ｒ４が直列接続された直列共振回路に入力される。この振幅変調信号Ｖoutの基準周波数Ｆoの信号成分が該共振回路が共振することにより、振幅がＱ（該共振回路の共振の鋭さ）倍になった後、搬送周波数Ｆoの正弦波状の振幅変調信号（図２（ｅ）のＶrf）としてアンテナＡＮＴに出力される。ここで、アンテナＡＮＴから放射される電波の強度の設定は、上記共振回路に設けた可変抵抗Ｒ４の値を変えることにより変更することができる。この可変抵抗Ｒ４は、上記直列共振回路のどの位置に接続してもよく、共振回路とアンテナＡＮＴとの間に接続してもよい。
【００２７】
以上、本実施形態の振幅変調回路によれば、安価で入手が容易な汎用ディジタルＩＣを用いて振幅変調回路を構成することが可能となり、従来の回路に比して調整箇所が少なく且つ部品点数が少なく低コスト化を図ることができる。そして、この振幅変調回路を備えた送信機によれば、繰り返しパルス信号Ｖoscの基準周波数成分を搬送波とした正弦波状の振幅変調信号を効率よく送信することができる。
【００２８】
また、本実施形態の送信機は、本出願人が特開平１０−１７１３４３号公報で提案しているような視覚障害者などが市街地や施設等を単独移動する際に自分の位置や進行方向を認識するために使用する位置情報案内装置における送信手段としての使用に好適なものである。前述のように上記共振回路に設けた可変抵抗を調整して送信機から送信される電波の強度を変えることにより、上記位置情報案内装置で自分の位置や進行方向を知らせることができる領域を変更することできる。
【００２９】
なお、上記実施形態において、パルス信号発生回路１０を、図４（ａ）に示すように、基準周波数Ｆoの偶数（Ａ）倍で繰り返される繰り返しパルス信号を発生するパルス発振回路１１と、パルス発振回路１１の出力信号の周波数をＡ分の１に分周する分周回路１２とを用いて構成してもよい。この分周回路１２は、図４（ｂ）に示すようなフリップフロップ回路素子（４０１３、７４ＨＣ７４など）を用いて構成することができる。このようにパルス発振回路１１及び分周回路１２を用いてパルス信号発生回路１０を構成した場合は、図５（ａ）に示すように例えばパルス発振回路１１から出力される繰り返しパルス信号のデューティー比が５０％からずれて３３．３％になっているときでも、図５（ｂ）に示すようにデューティー比が５０％に調整された繰り返しパルス信号（Ｖosc）を発生して振幅変調回路のゲート回路１に入力することができる。これにより、図６に示すように基準周波数Ｆoの偶数倍の高調波成分を小さくすることができ、基準周波数又は該基準周波数の奇数倍の周波数の高調波成分を搬送波とした振幅変調信号を出力することができる。
【００３０】
また、上記実施形態において、上記パルス信号発生回路１０から出力される繰り返しパルス信号のデューティ比を５０％からずらし、図７に示すように振幅変調回路のゲート回路１から出力される振幅変調信号Ｖoutに含まれる基準周波数Ｆoの偶数倍の高調波信号成分（２Ｆo、４Ｆo、・・・）の割合が多くなるように構成してもよい。この場合には、上記共振回路３０の共振周波数を基準周波数Foの偶数倍の一つに設定する。このようにゲート回路１から出力された出力信号Ｖoutの基準周波数Ｆoの偶数倍の一つに共振回路３０が共振することにより、搬送周波数が共振回路３０の共振周波数であって振幅がＱ（該共振回路３０の共振の鋭さ）倍になった正弦波状の振幅変調信号をアンテナに対して出力することができる。
【００３１】
従来の送信機では、２０ＭＨｚを超えるような高周波の振幅変調信号を出力するために、オーバートーン回路により、発振回路から出力された発振周波数の整数倍の周波数を有するオーバートーン信号を生成し、このオーバートーン信号に対して振幅変調を行っていた。これに対し、本実施形態の送信機では、上記オーバートーン回路用いずに、整数倍の高調波を多く含む振幅変調した矩形波信号から共振回路で高調波を選択することにより、高周波の振幅変調信号を容易に出力することができる。
【００３２】
また、上記実施形態では、共振回路３０からの出力信号を直接アンテナに供給しているが、共振回路３０とアンテナとの間に電力増幅器を設け、所望の電力の振幅変調信号をアンテナに供給できるように構成してもよい。特に、この電力増幅器は、上記基本波よりも信号レベルが小さい高調波信号を選択してアンテナに供給する場合に設けるのが好ましい。
【００３３】
また、上記実施形態では、３個のＮＯＴ回路を並列接続してゲート回路１を構成しているが、この個数に限定されるものではなく、必要に応じて１個、２個あるいは４個以上のＮＯＴ回路を組み合わせてもよい。また、ＮＯＴ回路以外の基本ゲート回路を用いてゲート回路１を構成してもよい。例えば、図８に示すようにそれぞれ入力側をショートした複数のＮＡＮＤ回路を並列接続したものや、フリップフロップ回路を用いることもできる。
【００３４】
また、上記実施形態において、ディジタルＩＣではなく、単体で入手可能なＦＥＴやバイポーラトランジスタなどで構成したスイッチング回路を、上記ゲート回路１として用いてもよい。このような単体のＦＥＴやバイポーラトランジスタなどのトランジスタ素子を用いた場合は、大電力の高周波スイッチング回路を構成することができる。更に、飽和領域を用いたスイッチング動作を行っているので、同じ周波数領域という条件下で、線形領域を用いたアナログ回路に比して素子の発熱量が少ない。
【００３５】
【発明の効果】
請求項１乃至４の発明によれば、安価で入手が容易な汎用ディジタルＩＣを用いて振幅変調回路を構成することが可能となり、従来の回路に比して調整箇所が少なく且つ部品点数が少なく低コスト化が可能となる。しかも、パルス信号発生回路から出力される繰り返しパルス信号の基準周波数の偶数倍の高調波信号成分を搬送波とした正弦波状の振幅変調波信号を効率よく送信することができる、という効果がある。
【００３６】
特に、請求項２の発明によれば、ゲート回路の電源電圧入力端から漏洩した基準周波数の信号をグランド側にバイパスして電源電圧変調回路側に入力されないようにすることができるとともに、該ゲート回路に入力する変調信号の周波数帯域を減衰させることがないという効果がある。
【００４０】
また特に、請求項３の発明によれば、大電力の高周波スイッチング回路からなるゲート回路を構成することができるという効果がある。
【００４１】
また特に、請求項４の発明によれば、所望の出力レベルの振幅変調信号を得ることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る振幅変調回路の回路図。
【図２】（ａ）は、同振幅変調回路のゲート回路に入力される入力信号Ｖinの波形を示す説明図。
（ｂ）は、同振幅変調回路の電源電圧変調回路に入力される変調信号Ｖmの波形を示す説明図。
（ｃ）は、同振幅変調回路の電源電圧変調回路から出力される電源電圧Ｖbmの波形を示す説明図。
（ｄ）は、同振幅変調回路のゲート回路から出力される出力信号Ｖoutの波形を示す説明図。
（ｅ）は、同振幅変調回路を備えた送信機から出力される振幅変調信号Ｖrfの波形を示す説明図。
【図３】同振幅変調回路を備えた送信機の一構成例を示す回路図。
【図４】（ａ）は、変形例に係るパルス信号発生回路のブロック図。
（ｂ）は、同パルス信号発生回路の分周回路を構成するフリップフロップの説明図。
【図５】（ａ）は、同フリップフロップに入力される信号の波形を示す説明図。
（ｂ）は、同フリップフロップに出力される信号の波形を示す説明図。
【図６】デューティー比が５０％の繰り返しパルス信号を入力したときの振幅変調回路の出力信号の周波数スペクトルを示す説明図。
【図７】デューティー比が５０％からずれた繰り返しパルス信号を入力したときの振幅変調回路の出力信号の周波数スペクトルを示す説明図。
【図８】変形例に係る振幅変調回路のゲート回路の回路図。
【符号の説明】
１      ゲート回路
２      電源電圧変調回路
１０    パルス信号発生回路
１１    パルス発振回路
１２    分周回路
２０    変調信号発生回路
３０    共振回路
４０    電源回路
【図１】
0004194135.tif 000002
【図２】
0004194135.tif 000003
【図３】
0004194135.tif 000004
【図４】
0004194135.tif 000005
【図５】
0004194135.tif 000006
【図６】
0004194135.tif 000007
【図７】
0004194135.tif 000008
【図８】
0004194135.tif 000009