(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
音響エコーを除去するためのエコー抑制装置において、
音響エコーの伝達関数の振幅応答の作用をモデリングするように遠端信号のスペクトルを処理する手段と、
上記処理された遠端信号及び近端信号の特性を決定する手段と、
上記処理された遠端信号及び近端信号の特性に基づき遠端への近端信号の送信をイネーブル又はディスエーブルする手段と、
を備えたことを特徴とするエコー抑制装置。
【請求項２】
遠端への近端信号の送信をイネーブル又はディスエーブルする上記手段は、
遠端へ送信されるべき信号として近端信号又はノイズを選択するセレクタと、
遠端及び近端の信号電力レベルに基づいて上記セレクタを制御する制御手段と、
を備えた請求項１に記載のエコー抑制装置。
【請求項３】
ノイズ信号を発生するためのノイズ発生器を備えた請求項２に記載のエコー抑制装置。
【請求項４】
遠端信号のスペクトルを処理する上記手段は、重み付け型フィルタを備え、周波数ドメインにおけるその振幅応答は、音響エコーの伝達関数の振幅応答に実質的に対応する請求項１、２又は３に記載のエコー抑制装置。
【請求項５】
上記重み付け型フィルタは、固定又は適応式である請求項４に記載のエコー抑制装置。
【請求項６】
上記重み付け型フィルタは、ハイパス、バンドパス又は重み付けされた帯域分割フィルタである請求項４に記載のエコー抑制装置。
【請求項７】
上記制御手段と上記処理された遠端信号の特性を決定する手段との間に遅延素子を更に備え、この遅延素子の遅延は、エコー経路の遅延に実質的に等しい請求項２に記載のエコー抑制装置。
【請求項８】
上記近端信号は、近端ターミナルに設けられたエコー打消装置からの残留エコーを含む請求項１ないし７のいずれかに記載のエコー抑制装置。
【請求項９】
エコー打消装置の非直線的プロセッサであって、
残留エコーに対する音響エコーの伝達関数の振幅応答の作用をモデリングするように遠端信号のスペクトルを処理する手段と、
上記処理された遠端信号及び近端信号の特性を決定する手段と、
上記処理された遠端信号及び近端信号の特性に基づいて、残留エコーを除去する非直線的プロセッサをアクティベート又はデアクティベートする手段とを備えたことを特徴とする非直線的プロセッサ。
【請求項１０】
上記エコー打消装置は近端ターミナルに設けられ、そして上記非直線的プロセッサは、テレコミュニケーションネットワークにおいて上記エコー打消装置から離れている請求項９に記載の非直線的プロセッサ。
【請求項１１】
上記処理された遠端信号及び近端信号の特性は、上記遠端信号及び近端信号の信号電力レベルであり、上記近端信号の信号電力レベルは前記エコー打消装置の残留エコーの電カレベルである請求項９に記載の非直線的プロセッサ。
【発明の詳細な説明】
発明の分野
本発明は、４線データ送信ネットワークにおけるエコー抑制装置、及びエコー打消装置の非直線的プロセッサに係る。
先行技術の説明
電話ネットワークのような両方向データ送信ネットワークでは、話し手の音声があるネットワーク要素から反射されるので、端−端接続にエコーが発生する。端−端接続に遅延がある場合には、エコーが妨害となる。遅延は、通常、伝播遅延であるか、又はデジタル信号処理により生じる遅延である。
エコーは２つの分類に分けられ、それは、電話のイヤホンとマイクロホンとの間の音響エコーと、接続の送信及び受信方向に送信システムに生じる電気的エコーである。
電気的エコーの背後にある主たる理由の１つは、ターミナル交換機又は固定ネットワークのリモート加入者段におけるハイブリッド回路（２線−４線コンバータ）である。固定ネットワークの加入者ラインは、通常、経済的な理由で２線ラインであり、一方、交換機間の接続は、４線接続である。
ここでは、話し手自身の音声がエコーとして戻って行くところの送信接続の端を「遠端」と称し、一方、エコーが反射して戻って来るところの接続の端を「近端」と称する。
従来、エコーにより生じる問題を解消するために、エコー打消装置又はエコー抑制装置が使用されている。エコー打消装置とは、スピーチ信号のような信号を処理する装置である。これは、エコーを推定し、そしてエコー経路（近端）から戻る信号からエコー推定値を減算することによりエコーを減少する。エコー推定においては、エコー経路のインパルス応答が、通常、適応フィルタによりモデリングされる。更に、エコー打消装置には、適応フィルタから生じる残留エコーを除去するために非直線的プロセッサ（ＮＬＰ）がしばしば使用される。
エコー抑制装置は、エコー経路へ送られる信号と、そこから戻る信号との電力レベル間の比較に基づくものである。エコー経路から戻る信号の電力レベルと、エコー経路へ送られる信号の電力レベルとの比が所定の比より小さい場合には、エコー経路から戻る送信接続が切断され、これにより、エコーが通過できなくなる。さもなくば、近端スピーチ又はダブルトーク（同時の近端及び遠端スピーチ）が問題となり、この場合、接続を当然遮断できなくなると解釈される。エコー打消装置において残留エコーを除去するのに使用される非直線的プロセッサ（ＮＬＰ）又はセンタークリッパーも、ある種のエコー抑制装置である。
現在、エコーを除去するために主にエコー打消装置が使用されている。というのは、エコー抑制装置は、次のような問題を生じるからである。近端及び遠端の信号に対する基準比は、最悪のエコー状態（通常−６ｄＢ）に基づいて選択されねばならないので、低レベルの近端スピーチは、ダブルトークの間にエコー抑制装置を通過しない。たとえ近端及び遠端の平均スピーチレベルが等しいとしても、近端スピーチは、信号レベル間の比に基づいて、ダブルトークの間に時々切り取られる。別の問題は、ダブルトークの間のエコーである。ダブルトークの間に、近端スピーチはエコー抑制装置を通過し、従って、遠端スピーチのエコーも近端スピーチに加算されたときにはそのようになる。ダブルトークのエコーは、ダブルトークの間にエコー抑制装置において近端信号及びおそらくは遠端信号も減衰することにより減少できる。しかしながら、減衰は、あまり大きくなり得ない。というのは、スピーチの強度に有害な「ポンピング」作用を及ぼすからである。
エコー打消装置は、技術的には、エコー抑制装置より優れているが、エコー抑制装置を使用するのが適切な状態もある。実際に、エコー打消装置の適応フィルタは、デジタルで実施されねばならず、これは、純粋なアナログデータ送信システム、特にターミナルにおいては非常に高価なものとなる。デジタルデータ送信システムでも、適応フィルタは、特定のＡＳＩＣ又は信号プロセッサを必要とし、その価格及び消費電流は、例えば、ポータブルターミナルの場合に非常に高いものとなる。
エコー打消装置の適応フィルタが充分に効率的でない場合には、ターミナルではなく、データ送信ネットワークにエコー抑制装置を使用するのが適切である。適応フィルタは、エコー経路が非直線的である場合、即ち戻りエコーの非直線的歪比が悪い場合には、エコーを良好に除去しない。非直線性は、例えば、低送信レートのスピーチコード化により生じる。スピーチコード化は、固定及びワイヤレスの両送信接続で使用することができる。
発明の要旨
本発明の目的は、エコー抑制装置のダブルトーク動的特性を改善することである。
本発明は、音響エコーを除去するためのエコー抑制装置であって、遠端及び近端信号の特性を決定する手段と、遠端及び近端の上記特性に基づき遠端への近端信号の送信をイネーブル又はディスエーブルする手段とを備えたエコー抑制装置に係る。本発明のエコー抑制装置は、上記特性を決定する前に、音響エコーの伝達関数の振幅応答の作用をモデリングするように遠端信号のスペクトルを処理する手段を更に備えたことを特徴とする。
又、本発明は、遠端及び近端に対する信号電力レベルを決定する手段と、遠端及び近端信号の特性に基づいて非直線的プロセッサをアクティベート又はデアクティベートする手段とを備えたエコー打消装置の非直線的プロセッサにも係る。本発明の非直線的プロセッサは、上記特性を決定する前に、残留エコーに対する音響エコーの伝達関数の振幅応答の作用をモデリングするように遠端信号のスペクトルを処理する手段を更に備え、そして上記近端信号の電力レベルがエコー打消装置の残留エコーの電力レベルであることを特徴とする。
音響エコーの特性の１つは、その伝達関数の振幅応答（エコー経路へ送られるエコーとそこから戻るエコーとの間の周波数応答差）が非常に非均一なことである。特に、ターミナルのイヤホンとマイクロホンとの間の音響接続の振幅応答は、周波数ドメインにおいて非常に非均一であり、即ち振幅応答は、通常、約１．５ないし３．０ＫＨｚの周波数範囲にピークをもつ。従って、エコー戻りロスＥＲＬは、明らかに周波数の関数であり、即ちエコー経路のＥＲＬは、例えば、低い周波数よりもピークの方が著しく小さい。
本発明はこの特性をエコー抑制装置の制御に使用する。上述したように、エコー抑制装置の制御は、近端及び遠端信号の電力レベルのようなある特性間の比較に基づく。本発明によれば、遠端信号のスペクトルは、信号電力レベルが決定される前に、音響エコーの伝達関数の振幅応答の作用をモデリングするように処理される。スペクトルは、例えば、重み付け型フィルタで処理され、周波数ドメインにおけるその振幅応答は、音響エコーの伝達関数の振幅応答に実質的に対応するように最適化される。換言すれば、重み付け型フィルタは、エコー戻りロスＥＲＬを周波数の関数としてモデリングすることを目的とする。近端信号の電力レベルが、周波数で重み付けされた遠端信号の電力レベルより低い場合には、近端信号が音響エコーとして解釈され、そして近端から戻る信号は、エコー抑制装置を通過することが許されない。近端信号の電力レベルが、周波数で重み付けされた遠端信号の電力レベルより高い場合には、近端信号が近端スピーチ又はダブルトークとして解釈され、そして近端信号は、エコー抑制装置を通過することが許される。
本発明は、エコー抑制装置のダブルトーク動的特性を次の構成により改善する。重み付けされない電力レベルの比較に基づく従来のエコー抑制装置では、ダブルトークの間に高い確率で、遠端からの高エネルギーの母音が低エネルギーの子音を切り取ると共に、近端からの低レベルの母音も部分的に切り取る。典型的にハイパス又はバンドパス型のものである本発明の重み付け型フィルタは、遠端スピーチの高エネルギー母音のエネルギーを低エネルギー子音に対して減少する。これは、母音のエネルギーが主として１ＫＨｚより低い周波数に存在するのに対して、子音のエネルギーが全スピーチ周波数範囲にわたって非常に均一に分布されるからである。従って、重み付け型フィルタで処理される遠端信号の母音のエネルギーは、既知のエコー抑制装置の場合より低い。従って、近端スピーチの母音は切り取られず、更に、子音は、既知のエコー抑制装置の場合よりダブルトークの間に切り取られるおそれが低い。遠端の高エネルギーの子音のみが近端スピーチの低エネルギーの子音を切り取る。子音は、母音に比較して短いので、近端スピーチの子音の切り取り時間は短く、そして近端トークを著しく質低下することはほとんどない。
【図面の簡単な説明】
以下、添付図面を参照して、本発明の好ましい実施形態を詳細に説明する。
図１は、本発明のエコー抑制装置の動作環境を一般的に示す図である。
図２は、本発明のエコー抑制装置の一般的なブロック図である。
図３は、本発明のエコー抑制装置の制御を示すフローチャートである。
図４は、本発明の重み付け型デジタルフィルタを示す図である。
図５は、本発明の重み付け型適応フィルタを示す図である。
図６は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）をベースとする適応フィルタの制御を示すフローチャートである。
図７及び８は、帯域分割の原理に基づく重み付け型フィルタ及び制御ユニットを示すブロック図である。
図９は、非直線的プロセッサの制御に本発明が適用されたエコー打消装置を示す図である。
図１０は、本発明による非直線的プロセッサの制御を示すフローチャートである。
好ましい実施形態の詳細な説明
本発明は、音響エコー抑制装置を制御するためにいかなるテレコミュニケーションシステム又はターミナルに適用することもできる。しかしながら、本発明のエコー抑制装置が適切に動作できるようにするために、エコー経路が純粋な４線接続であり、従って、近端から反射されたエコーが例えばターミナルのイヤホン又はスピーカからマイクロホンへ音響的にのみ接続されることが重要である。それ故、エコー経路は、２−４線のハイブリッドを含んでははならない。その理由は、２−４線ハイブリッドに形成される電気的エコーの周波数応答はむしろ均一だからである。
図１は、本発明の動作環境を一般的に示す。エコー抑制装置の入力及び出力に対して次の省略形が使用される。遠端からの送信方向において、入力はＲIN（Ｒｅｃｅｉｖｅ  ｉｎ）そして出力はＲOUT（Ｒｅｃｅｉｖｅ  ｏｕｔ）と称される。近端からの送信方向において、入力はＳIN（Ｓｅｎｄ  ｉｎ）そして出力はＳOUT（Ｓｅｎｄ  ｏｕｔ）と称される。
遠端のマイクロホン６は、音響信号即ち遠端スピーチを電気信号に変換し、これは、送信接続Ｔ２を経てエコー抑制装置１へ送られる。送信リンクＴ２の形式は、本発明には関わりない。これは、例えば、２線及び／又は４線接続であってもよく、送信技術は、アナログ及び／又はデジタルであってもよく、そして送信接続は、物理的な固定ケーブル接続及び／又は無線経路でよい。
遠端からの信号は、エコー抑制装置の入力ＲINで受け取られ、そしてその出力ＲOUTから送信経路Ｔ１を経て近端へと更に送られる。近端は、ターミナル又は他のユニットを備え、遠端信号がスピーカ又はイヤホン４において音響スピーチ信号に変換される。遠端スピーチの一部分は、スピーカ又はイヤホン４から音響エコーとして近端ターミナルのマイクロホン５へ音響的に結合される。近端からの信号は、送信接続Ｔ１を経てエコー抑制装置１の入力ＳINへ送られる。エコー抑制装置１の出力ＳOUTから、信号は送信接続Ｔ２を経て遠端へ送信され、この送信信号は、以下に述べるように、元の近端信号であるか又は快適ノイズである。遠端に送られる信号が元の近端信号である場合には、それが上記の音響遠端エコーを含み、遠端の加入者は、このエコーを、自分のスピーチの妨害エコーとしてイヤホン又はスピーカ７から聞く。２で乗算された送信接続Ｔ１及びＴ２の全遅延は、遠端加入者のスピーチがエコーとして戻るときを決定する。
本発明によれば、近端ターミナルとエコー抑制装置との間の送信接続Ｔ１は、常に４線接続である。物理的に、この送信接続Ｔ１は、固定ケーブル及び／又は無線経路である。アナログ及び／又はデジタル送信技術のいずれを使用してもよい。
エコー抑制装置１は、近端ターミナルに設けることもでき、この場合は、送信接続Ｔ１の遅延が僅かである。従って、送信接続Ｔ１は、実際の送信システムを含まない。
エコー抑制装置がネットワークインフラストラクチャーにおいてターミナルから離れて位置する場合には、Ｔ１が実際の送信システムを含み、Ｔ１の遅延が大きくなる。ターミナルは、例えば、デジタル移動通信システムのターミナルであり、そして移動通信ネットワークのスピーチトランスコーダにエコー抑制装置が設けられる。この場合に、Ｔ１は、例えば、両方向無線接続、スピーチコード化、及び移動通信ネットワークのネットワーク要素間の送信システムを含む。エコー抑制装置のこのような配置は、本出願人の出願中の国際ＰＣＴ出願ＷＯ９６／４２１４２に開示されている。
図２は、本発明の１つの実施形態のエコー抑制装置を示す一般的なブロック図であり、そして図３は、エコー抑制装置の動作を示すフローチャートである。エコー抑制装置１は、図１に示された同じポートＲIN、ＲOUT、ＳIN及びＳOUTを備えている。ポートＲINは、ポートＲOUTに直結される。ポートＳINは、セレクタ２６の入力に接続され、そしてポートＳOUTは、セレクタ２６の出力に接続される。セレクタ２６は、比較ユニット２４から受け取った制御信号に基づき出力ポートＳOUTへの近端信号の伝播をイネーブル又はディスエーブルする。快適ノイズ発生器２７は、通常、セレクタ２６の他方の入力に接続され、セレクタ２６は、ポートＳINからの近端信号又は快適ノイズ発生器２７の出力ＣＮを、比較器２４から受け取られる制御信号ＣＯＮＴＲＯＬに基づいてポートＳOUTへスイッチする（図３のステップ３０６及び３０７）。セレクタ２６は、その最も簡単な形態では、切り換えスイッチである。
又、ポートＲINは、好ましくは固定の減衰器２０を経て重み付け型フィルタ２１に接続される。減衰器２０は、信号ＲINの電力レベルを、その後の信号処理に適したレベルに減少する。実際に、減衰器２０の値は、最小許容エコー戻りロス（ＥＲＬ）に基づいて選択される。重み付け型フィルタ２１は、信号ＲINを本発明に基づいて処理する（図３のステップ３０１）。重み付け型フィルタ２１の出力ＷＲINは、信号電力計算ユニット２２に接続され、このユニットは、遠端からポートＲINに受け取られた信号の電力又はレベルを決定する（ステップ３０２）。このユニット２２は、それ自体知られた多数の方法で実施される。これは、通常、整流器と、ある積分時間にわたって信号レベルを積分する積分器（アナログ実施）である。測定されるべき信号がデジタルであり、例えば、ＰＣＭ（パルスコード変調）信号であるときには、ユニット２２は、例えば、信号プロセッサにおいてデジタル計算として実施される。しかしながら、電力計算ユニットをいかに実施するかは、本発明に関わりないことに注意されたい。遠端信号の周波数で重み付けされた電力レベルを表わすユニット２２の出力ＰＷＲINは、図１の実施形態では、遅延素子２３を経て比較ユニット２４の入力に接続される（ステップ３０３）。この場合に、比較器２４の入力は、遅延測定結果ＰＷＲIN＋ＤＬＹを含む。
ポートＳINは、信号電力計算ユニット２５に接続され、このユニットは、近端からポートＳINに受け取られた信号の電力又はレベルを決定する（ステップ３０４）。このユニット２５は、信号電力計算ユニット２２と同様に実施される。近端信号の電力レベルを表わすユニット２５の出力ＰＳINは、比較ユニット２４の他方の入力に接続される。
比較ユニット２４は、以下に述べるように、ユニット２２及び２５の出力ＰＷＲIN＋ＤＬＹ及びＰＳIN、即ち遠端及び近端信号の電力レベルを比較し（ステップ３０５）、そしてその比較に基づいてセレクタ２６を制御する（ステップ３０６及び３０７）。比較器２４は、その最も簡単な形態では、作動増幅回路（アナログ実施）であるか又は２進／１０進比較器である。比較器２４の出力ＣＯＮＴＲＯＬは、セレクタ２６の制御入力に接続される。信号ＲIN及びＳINの電力レベルは、上記の例では制御に使用されたが、制御は、クロス相関のような信号の他の特性に基づいてもよい。遅延ユニット２３は、図１の送信接続Ｔ１に遅延が生じる場合に必要となる。遅延ユニット２３の遅延ＤＬＹは、両送信方向にＴ１により生じる全遅延（即ち、両方向遅延）とほぼ同じにセットされるのが好ましく、これは、特定の瞬間にエコー経路に送られる遠端信号の電力レベルが、それ自身のエコーがエコー経路に伝播されたときだけ戻りエコーの電力レベルと比較されるよう確保する。Ｔ１の遅延が短い（例えば、エコー抑制装置がターミナルに設けられる）場合には、遅延ユニット２３が必要とされない。
発生器２７は、スピーチの背後のバックグランドノイズが突然消えたときには聴取者を著しく乱すことが実験により示されているので、快適ノイズＣＮを発生するのに使用される。これは、セレクタ２６がポートＳINからポートＳOUTへの信号経路を切断するたびに生じる。このような乱れを回避する１つの方法は、エコー抑制装置が実際の近端信号を切り取るときに人為的なノイズを発生することである。このノイズは、近端におけ実際のバックグランドノイズを近似しようとするランダムノイズ又は快適ノイズである。快適ノイズを発生するある方法が本出願人の出願中の国際ＰＣＴ出願ＷＯ９６／４１２４２号に開示されている。しかしながら、ノイズの発生は、本発明の関わりなく、エコー抑制装置から省略する。
上記のように、本発明の重要な特徴は、電力レベルが計算される前に、音響エコー経路の伝達関数の振幅応答の作用を模擬するように、遠端信号のスペクトルが処理されることである。図２の実施形態では、これが重み付け型フィルタ２１で行われる。重み付け型フィルタ２１は、音響エコー戻りロスＥＲＬを周波数の関数としてモデリングすることを目的とする。通常は、ターミナルのイヤホンとマイクロホンとの間の音響接続の振幅応答において約１．５ないし３．０ＫＨｚの周波数範囲にピークがあるので、エコー戻りロスは、例えば、低い周波数よりもピークの方が著しく低い。それ故、最適な重み付け型フィルタは、通常、ハイパス又はバンドパスフィルタである。
重み付け型フィルタ２１は、固定型であってもよいし適応式であってもよい。固定型の重み付け型フィルタ２１の伝達関数は、例えば、電話ネットワークに生じる音響エコーの伝達関数の平均値であり、従って、その振幅応答はハイパス型である。パスバンド及びストップバンドの勾配、カットオフ周波数及び減衰は、最小のエコー戻りロスＥＲＬを有する「最悪」のターミナルに基づいて決定される。しかしながら、ある周波数におけるＥＲＬが「最悪」のターミナルより低い場合には、次に最も小さいＥＲＬを有するターミナルが考慮される。固定型の重み付け型フィルタの実施例は、第３度のデジタル楕円ＩＩＲ（無限インパルス応答）ハイパスフィルタであり、その伝達関数は、次の通りである。
0004090505.tif 000002
図４は、上記方程式を満足する直接ＩＩＲ型フィルタのブロック図である。
適応式の重み付け型フィルタ２１の場合に、最適な伝達関数は、コールごとに得ることができる。この場合に、平均ダブルトーク動的特性を更に増大することができる。というのは、重み付け型フィルタの伝達関数は、固定式の重み付け型フィルタの場合のように最小ＥＲＬに基づいて選択する必要がないからである。
適応式の重み付け型フィルタは、その最も簡単な形態では、図５に示すように、固定周波数応答即ち固定のフィルタ６１と、更に別の適応減衰器（例えば、フィルタ６１の前の適応式減衰器６０）とを備えている。この場合に、適応式の減衰器６０は、固定の減衰器２０に置き換わるものである。フィルタ６１は、例えば、図４のフィルタである。減衰器６０の制御ＦＲＥＱＲＥＳは、フィルタの制御器２８（図２）から得られる。
最良の結果は、当然ながら、重み付け型フィルタ２１が周波数ドメインに適応する場合に得られる。この場合、音響エコー経路は周波数ドメインにおいてモデリングされ、そして重み付け型フィルタ２１は、エコー経路モデルにコール特有に対応するように調整される。重み付け型フィルタ２１は、コールの始めに一度調整されるか、又は連続的に調整され、コール中のエコー経路の特性のいかなる変化も考慮される。
遠端のスピーチ信号と、近端から戻るスピーチのエコーの両方は、音響エコーをモデリングするのに使用できる。これは、近端においてダブルトーク及びバックグランドノイズを識別するための手段を必要とする。このような方法は、エコー打消し技術において知られている。或いは又、エコー抑制装置は、例えば、コールの始めにポートＲOUTを経てエコー経路へテスト信号を送信することができる。テスト信号の音響エコーは、ポートＳINに受け取られる。テスト信号と、テスト信号の受信エコーとに基づき、エコー戻りロス、エコー経路の伝達関数及び／又はエコー経路の遅延を公知の原理に従って決定することができる。図２は、適応式重み付け型フィルタ２１の制御ユニット２８を示し、この制御ユニット２８は、上記のオペレーションを実行することができる。音響エコー経路の伝達関数が計算／定義されたときには、制御ユニット２８は、重み付け型フィルタの伝達関数をそれに応じてセットする。この場合に、図２の固定減衰器２０は、不要である。制御ユニット２８がエコー経路の遅延も計算する場合には、遅延ユニット２３の遅延も適応式に調整することができる。
デジタル技術では、例えば、高速フーリエ変換ＦＦＴを使用して、近端信号と遠端信号との間の周波数応答差を決定することができる。これに基づき、デジタル式の重み付け型フィルタのタップ係数を当該コールに対して最適となるようにセットすることができる。
図６のフローチャートでは、先ず、ダブルトークが発生するかどうかチェックされる（ステップ７００）。もしそうであれば、エコー抑制装置が当然作動されず、プロセスは、始めに戻る。もしそうでなければ、ステップ７０１に進み、遠端のスピーチアクティビティがチェックされる。スピーチアクティビティがない場合には、エコー抑制が不要であり、プロセスは始めに戻る。さもなくば、遠端及び近端のクロス相関がステップ７０２において計算され、そしてステップ７０３において、クロス相関が独特の最大値即ちエコーポイントを含むかどうかチェックされる。もしそうでなければ、プロセスは始めへ戻る。さもなくば、エコー経路の遅延ＤＬＹがステップ７０４においてクロス相関により計算され、遅延は最大エコーポイントからも得られる。遅延ＤＬＹだけ遅延された遠端信号ＲINの高速フーリエ変換ＦＦＴRINがステップ７０５において計算される。近端信号ＳINの高速フーリエ変換ＦＦＴSINは、ステップ７０６において計算される。ステップ７０３では、周波数ドメインにおけるエコー戻りロスＦＦＴRIN／ＦＦＴSINが計算される。計算されたエコー戻りロスに基づき、デジタル式の重み付け型フィルタ２１のタップ係数がステップ７０８において調整され、そして遅延部材２３の遅延ＤＬＹがステップ７０９においてセットされる。その後、エコー抑制装置がステップ８００において作動される。
図７は、帯域分割フィルタ原理に基づく適応式の重み付け型フィルタ２１を示す。遠端信号ＲINは、帯域分割フィルタ２１０によりＮ個の周波数帯域Ｆ1…ＦNに分割される。各信号Ｆ1…ＦNは、個別の調整可能な減衰器２１１1…２１１Nにより減衰され、その減衰度は、フィルタの制御ユニット２８から得られる減衰値ＡＴＴ1…ＡＴＴNに基づいてセットされる。従って、信号ＲINの各々のサブ帯域Ｆ1…ＦNは、エコー経路の周波数応答に基づいて別々に調整される。減衰器２１１の出力は加算器２１２へ供給され、ここでサブ帯域Ｆ1…ＦNが加算されて、重み付け型フィルタで処理された信号ＷＲINが得られる。この信号ＷＲINは信号電力計算ユニット２２へ送られる。
図８は、帯域分割フィルタ原理に基づく図７の重み付け型フィルタ２１の制御器２８を示す。
遠端信号ＲINは、帯域分割フィルタ２８０によりＮ個の周波数帯域Ｆ1…ＦNに分割される。各周波数帯域Ｆ1…ＦNの信号電力レベルは、ブロック２８２1…２８２Nで計算され、その後、計算された電力レベルは、遅延ブロック２８３1…２８３Nにおいて遅延ＤＬＹだけ遅延される。これらの遅延ユニット２８３1…２８３Nから、電力レベル値ＰＲＩＮ1…ＰＲＩＮNは、それに対応する分割ユニット２８５1…２８５Nに送られる。同様に、近端信号ＳINは、帯域分割フィルタ２８１によりＮ個の帯域Ｆ1…ＦNに分割される。ブロック２８４1…２８４Nにおいて、信号電力レベルＰＳＩＮ1…ＰＳＩＮNは、周波数帯域に対して計算され、そしてそれに対応する分割器２８５1…２８５Nに送られる。各分割器２８５は、対応する遠端及び近端信号電力レベル比を計算する。この比は、減衰値ＡＴＴ1…ＡＴＴNを形成し、これは、重み付け型フィルタ２１において対応する調整可能な減衰器２１１1…２１１Nへ送られる。
エコー経路即ちエコーポイントの遅延は、例えば、図６のフローチャートに示すように、近端信号と遠端信号との間のクロス相関によって得ることができる。
本発明のエコー抑制装置は、原理的に、次のように動作する。重み付け型フィルタ２１が固定であるか、又はそれがコールの始めにエコー経路のモデリングにより最適であるようにセットされたと仮定する。遠端信号ＲINは重み付け型フィルタ２１により重み付けされ、その後、周波数で重み付けされた遠端信号の電力レベルが電力計算ユニット２２において計算される。計算された電力レベルは、遅延ユニット２３へ送られる。遅延ユニット２３は、比較器２４への電力レベル情報の供給を、遠端信号がポートＲOUT及び送信接続Ｔ１を経て近端ターミナル（その一部分はイヤホン４からマイクロホン５へ音響的に接続される）へ伝播しそして音響エコーとしてエコー抑制装置１のポートＳINへ戻るような長さで遅延する。近端から受け取られる信号の電力レベルは、計算ユニット２５において計算されそして比較器２４へ送られ、これと実質的に同時に、遅延回路２３が重み付けされた遠端信号電力レベルを供給する。近端信号電力レベルが、周波数で重み付けされた遠端信号電力レベルより低い場合には、比較器２４が近端信号を音響エコーとして解釈し、快適ノイズ発生器２７が出力ポートＳOUTに接続されるようにセレクタ２６を制御する。換言すれば、近端信号は、出力ＳOUTへ伝播するのが防止され、そして快適ノイズに置き換えられる。近端信号電力レベルが、周波数で重み付けされた遠端信号電力レベルより高い場合には、ポートＳINの信号が近端スピーチ又はダブルトークと解釈され、そして比較器２４は、近端スピーチがポートＳINからポートＳOUTに接続されるようにセレクタ２６を制御する。
又、本発明は、非直線的プロセッサ（ＮＬＰ）が設けられたエコー打消装置にも適用できる。ＮＬＰの動作は、エコー抑制装置と同等である。本発明は、適応性フィルタがターミナルに配置されそしてＮＬＰがネットワーク要素に配置されるような分散型エコー打消し解決策に特に効果的である。この場合に、エコー打消装置のエコー推定値を用いて遠端電力レベルを計算することはできず、従って、重み付け型フィルタは、エコー経路の振幅応答をモデリングする唯一の解決策である。分散型エコー打消しシステムは、本出願人の出願中の国際PCT出願WO９６／４２１４２号に開示されている。
図９は、エコー打消装置を示し、そして図１０のフローチャートは、本発明によるＮＬＰの制御を示す。エコー打消装置は、適応性デジタルフィルタ３３を備え、このフィルタは、信号ＲOUT及びＳINに基づいてエコー推定値ＥＥＳＴを形成し、減算器３１は、これを信号ＳINから減算する。ＮＬＰ３２は、減算器の後に設けられ、そして図２のセレクタ２６と実質的に同様に制御される。図３のユニット２１、２２、２３、２４、２５、２７及び２８の構造及び動作は、図２の場合と実質的に同じである。それらの相違は、主として、近端信号の電力レベルに代わって、電力計算ユニット２５が適応性エコー打消装置の残留エコーＬRESの電力レベルＰＬRESを計算することである。エコー信号の電力レベルは、適応性エコー打消装置（減算器３１）の後では、ポートＳINにおける近端信号の電力レベルより低いので、残留エコーがＮＬＰ３２に通過することを許さずに、近端及び遠端信号の電力レベルの基準比を下げることができる。これも、又、ダブルトーク動的特性を改善する。ダブルトーク動的特性は、本発明の重み付け型フィルタ２１によっても改善される。しかしながら、エコー打消装置への本発明の適用条件は、適応性エコー打消装置の残留エコーのスペクトルが、遠端信号のスペクトルに比して、周波数ドメインでハイパスフィルタされることである。理論的に、適応性エコー打消装置の残留エコーは、均一なスペクトルをもつノイズであるが、実際には、音響エコーの残留信号は、音響エコー経路の非直線性と、フィルタ３３の計算上の不正確さの結果として、ハイパスフィルタされる。
特定の実施形態を参照して本発明を詳細に説明したが、これは、本発明を単に例示するものに過ぎず、請求の範囲に述べる本発明の精神及び範囲から逸脱せずに種々の変更がなされ得ることを理解されたい。
【図１】
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【図２】
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【図５】
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【図３】
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【図４】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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