(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送信信号の周波数が第１周波数（Ｆ1）と第２周波数（Ｆ2）との間で交互に切り替えられ、ターゲットで反射して戻ってきた信号を、一方が第１周波数（Ｆ1）に関連し他方が第２周波数（Ｆ2）に関連した２つの受信チャネルで受信する連続波のレーダーシステムにより生成された距離の測定値から曖昧さを除去する方法であって、
該測定値は、各チャネルに存在する信号間の位相差（Δφ）に基づいて生成され、
１つの周波数（Ｆ1，Ｆ2）で送信された信号の立ち上がり時点と所定の距離に配されるターゲットから受信した対応する信号の受信時点との間の遅れを受信遅れ（τ）とし、
限界距離（ｄlim）に対応する限界遅れ（τlim）を、当該周波数に関連する受信チャネルの開放遅れ（Ｔａｖ）より大きくして実際の距離との関係として位相差（Δφ）の増大を抑え、
該受信遅れ（τ）が該限界遅れ（τlim）以下になる場合に、該測定値を曖昧さが除去された測定値とすることを特徴とする方法。
【請求項２】
周波数の切替を徐々に行い、考慮される限界遅れが、受信した信号の立ち上がりにおける限界遅れ（τ’lim）であることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
送信信号間の切替周波数（１／Ｔｒ）が、２つの周波数（Ｆ1，Ｆ2）の差にほぼ等しいことを特徴とする請求項１または請求項２記載の方法。
【請求項４】
前記切替周波数（１／Ｔｒ）および送信信号の周波数（Ｆ1，Ｆ2）が、１／Ｔｒを切替周波数、Ｆ1，Ｆ2をそれぞれ第１および第２周波数として、以下の関係を有することを特徴とする請求項３記載の方法。
０．５×（Ｆ1−Ｆ2）≦１／Ｔｒ≦２×（Ｆ1−Ｆ2）
【請求項５】
前記受信チャネルの閉鎖遅れ（Ｔａｒ）が、一周波数における送信時間（Ｔｒ）にほぼ等しいことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに記載の方法。
【請求項６】
前記レーダーシステムの受信器が、リアルミキサ（３３）を含むことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載の方法。
【請求項７】
前記レーダーシステムの受信器が、ホモダイン形式の受信器であることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれかに記載の方法。
【請求項８】
前記レーダーシステムが、ミリ波で作動することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれかに記載の方法。
【発明の詳細な説明】
この発明は、レーダーシステムによる距離測定値から曖昧さを除去する方法に関する。この発明は、特に、送信される信号の周波数が少なくとも２つの周波数間で交互に切り替えられる連続波レーダーシステムに適用されるが、例えば、少なくとも２つの周波数のパルスを送信するパルス式レーダーシステムにも適用可能である。さらに、この発明は、車両に備えられたレーダーシステム、および、さらに一般的には、低コストで生産することが要求されるレーダーシステムにも適用できる。
道路の交通量を調整するための車両用のレーダーシステムは、特に、該レーダーシステムを搬送する車両の経路内にある最も近い車両を検出および捜索しなければならない。特に、検出されたターゲットまでの距離の測定値を、可能な限り高い精度で得ることが重要である。特に、大きなレーダー等価表面を有する離れたターゲットが、それより近くの有効なターゲットからの測定値と混同される可能性のある、不正確で曖昧な距離の測定値を提供することを防止することが必要である。自動車用のレーダーシステムは、例えば、２つの周波数の間で交互に切り替えられる周波数を有する信号を送信してもよい。この切替えの主な目的は、第１周波数Ｆ1および第２周波数Ｆ2でそれぞれ送信された信号間の伝播に起因する位相差が距離に比例することを利用して、検出した各ターゲットからの距離の測定を可能にすることである。このような従来のレーダーシステムでは、受信された信号が、送信と同期して、以下の方法で２つの受信チャネルに分岐させられる。すなわち、
−  第１のチャネルで処理される信号を、第１周波数Ｆ1における送信シーケンスのみから入来させ、
−  第２のチャネルで処理される信号を、第２周端数Ｆ2における送信シーケンスのみから入来させる。
これらの条件下において、所定のターゲットに対応して、２つのチャネルの各々から発せられる信号間の位相差Δφが、以下の関係式により、このターゲットの距離Ｄの測定値を与える。ここで、ｃは光速、ΔＦは２つの周波数間の差を表している。
0004090513.tif 000002
したがって、位相測定値は、受信した信号がその複素表現の形態でベースバンドに復元され、単側波帯を用いた、すなわち、ＢＬＵ形式の極超短波ミキサが使用される場合には、２πの曖昧さを有し、または、信号が両側波帯交差によりベースバンド内に復元され、簡易なミキサが使用される場合には、πの曖昧さを有することが知られている。後者の場合には、速度符号における曖昧さに対応して両側波帯を分離するために、ドップラー処理が必要である。
したがって、距離の測定値は、明確な測定値を供給する距離の範囲内、すなわち、位相が２πにわたって曖昧である場合には、以下の関係式で定義される距離Ｄa2の範囲内、
0004090513.tif 000003
または、位相がπにわたって曖昧である場合には、以下の関係式で定義される距離Ｄa1の範囲内でのみ利用可能である。
0004090513.tif 000004
所定の信号−ノイズ比、したがって、所定の位相ノイズに対して、距離の測定値の精度は、周波数は数ΔＦ＝Ｆ2−Ｆ1が大きくなればなるほど大きくなる。反対に、明確な測定値の範囲は減少する。このことは、特に、関係式（２），（３）の比較により示されるように、位相がπにわたって曖昧である場合、すなわち、簡易なミキサが使用された場合には重要である。このことは、例えば、自動車における使用、または、特に、低い生産コストが要求される使用において意味がある。
米国特許第３７６６５５４号明細書は、２周波数連続波レーダーシステムに適用可能な、特定の距離を超えて探索されたエコーを無視することができる方法を開示している。
この発明の目的は、特に、この不都合を克服すること、すなわち、上述した関係式（２），（３）により定義される範囲よりも、大幅に広い明確な範囲にわたる距離の測定を可能にすることであり、特に、受信した信号の受信ウインドウ、または、送信される信号の形態を操作することにより達成される。この目的のために、この発明は、第１周波数と第２周波数の間で切り替えられる信号を送信し、ターゲットで反射した信号を、それぞれ１つの周波数に対応する２つの受信チャネルで受信するレーダーシステムにより得られた距離の測定値から曖昧さを除去する方法を提供するものであり、測定値は、平均周波数が第１周波数と第２周波数との間にある信号を受信する各チャネルに存在する信号間の位相差に基づいて、ターゲット近くのドップラー周波数で構成される。
不明瞭さを有しない範囲が拡張されることに加えて、この発明の大きな利点は、複数の受信形式に適合させることができ、簡易に実施でき、かつ、経済的であるということである。
この発明の他の特徴および利点は、添付図面を参照した以下の説明により明らかになる。
図１は、従来技術に係る、２つの周波数Ｆ1，Ｆ2の内の一方または他方の周波数での送信、および、対応する受信信号の受信ウインドウのタイミングチャートを示している。
図２は、図１のタイミングに関係する曖昧距離を示している。
図３は、この発明が適用されるレーダーシステムの一例を示すブロック図である。
図４は、この発明の一実施形態に係る、２つの周波数Ｆ1，Ｆ2の内の一方または他方の周波数での送信、および、対応する受信信号の受信ウインドウのタイミングチャートを示している。
図５は、図４のタイミングチャートに関連して一の周波数Ｆ1に関連する信号と他の周波数Ｆ2に関連する信号との間の位相差に現れる効果の例を示している。
図６は、この発明により送信された波形の一例を示している。
図７は、この発明により推定された距離の一例を、実際の距離との関係で示している。
図１は、送信される信号の周波数が、２つの周波数Ｆ1，Ｆ2間で交互に切り替えられる形式の、従来技術による連続波レーダーシステムに伴う波形を、タイミングチャートにより示している。さらに詳細には、図１は、２つの周波数の一方または他方における送信、および、対応する受信信号の受信ウインドウの時間変化を示している。第１の曲線１は、受信用の局部発信器により供給された信号の周波数を時間との関係で表している。ホモダイン形式の受信器では、この曲線１は、送信された信号の周波数をも表している。第１周波数または第２周波数における送信時間は、所定時間Ｔｒに等しい。第２の曲線２は、受信した信号の周波数を時間との関係で示している。この第２の曲線２は、第１の曲線１に対して、所定時間τだけシフトされ、周波数変化に関しては、周波数Ｆ1，Ｆ2がドップラー周波数分だけ増加している。したがって、時間τは、送信信号と、対応する受信信号との間の遅れを示している。第３の曲線３および第４の曲線４は、それぞれ、第１周波数Ｆ1に関連する第１の受信チャネルの解放時、および第２周波数Ｆ2に関連する第２の受信チャネルの解放時を示している。受信チャネルは、その関連する周波数の信号が送信されたときに開かれる。チャンネルは、その周波数の信号の立ち上がり後の相対時間Ｔａｖで開き、同じ立ち上がり後の時間Ｔａｒで、または、遅れを伴って閉じる。上述した３つの時間は、以下の関係を有している。
Ｔａｖ＜Ｔａｒ＜Ｔｒ    （４）
図２は、関係式（２），（３）により定義された、上述した曖昧さの範囲Ｄa2，Ｄa1を示している。横座標軸ｘは、ターゲットからレーダーシステムまでの実際の距離を表し、縦座標軸ｙは、関係式（１）に従ってレーダーシステムにより推定された距離を表している。この推定された距離は、第１周波数Ｆ1に対応する受信信号と第２周波数Ｆ2に対応する受信信号との間の位相差φに正比例し、その結果、縦座標軸は、この位相差φをも表している。第１の曲線２１は、曖昧さが２πの場合における推定された距離を、実際の距離との関係で表している。第２の曲線２２は、曖昧さがπの場合における推定された距離を、実際の距離との関係で表している。実際には、最も厄介な曖昧さは、２つの推定された距離が相互に相対的に近い場合、および、推定された測定値が、近い距離および非常に離れた距離に対応するときに発生し、非常に離れている場合は、例えば、レーダーシステムの範囲外であるとして、容易に抑えることができる。図２の第２の曲線２２により示されるように、特に、πに対する曖昧な測定値ｄeが存在する場合には、ともにレーダーシステムの範囲内に配される相互に比較的近い実際の距離ｄr1，ｄr2に対応するので問題がある。しかしながら、従来の状況においては、最も離れた距離ｄr2を、非常に低い電力を有する受信信号に対応するものとして無視することもできる。それにも関わらず、例えば、自動車の適用例のような、レーダー等価表面ＳＥＲが１つのターゲットと他のターゲットとで大きく変化する場合には、第２の距離ｄr2は、もはや、単に受信した電力の観点から無視することができない。実際に、この場合には、比較的低い受信電力に対して、推定された距離ｄeは、例えば、第１の距離ｄr1において低いＳＥＲを有するオートバイ、または、第２のより離れた距離ｄr2において高いＳＥＲを有する大きなトラックに対応する。
図３は、この発明が適用されるレーダーシステムの一例を示すブロック図である。アンテナ３１から受信した信号は、循環器３２を介してミキサ３３の入力に送信され、ミキサ３３の他の入力は、例えば、結合器３４を介して、ホモダイン受信の場合には、送信波発生器３５により供給された復調信号を受信する。ミキサ３３の出力により、処理手段３６において信号が復元される。ミキサ３３と処理手段との間には、前記ミキサを、第１送信周波数Ｆ1に関連する信号を受信するために第１の受信チャネル３８に、第２受信周波数Ｆ2に関連する信号を受信するために第２の受信チャネル３９に、逐次接続するスイッチ３７が挿入されている。２つの受信チャネルは、その後、それらの信号を処理手段３６に供給する。これらの処理手段３６は、特に、関係式（１）に従って、推定距離を計算する。
ミキサ３３は、例えば、簡易なミキサである。この場合には、該ミキサは、受信した信号を実際の形態で復元し、かつ、２つの位相半円間および速度符号に曖昧さが存在するので、位相測定値は、曖昧間隔［０，π］にわたってのみ利用可能である。ＢＬＵ形式のミキサ、すなわち、単側波帯を有するミキサが使用される場合には、受信した信号は、その複素表現の形態で復元され、位相測定値は、最大曖昧間隔［０，２π］にわたって利用可能である。ＢＬＵ形式のミキサ特有の欠点は、そのコストが高いことであり、したがって、自動車のように大量に使用する用途には適していない。
図４および図５は、この発明に係るレーダーシステムの作動原理を示している。図４は、２つの周波数Ｆ1，Ｆ2の一方または他方での送信、および、受信した信号に対応する受信ウインドウの時間的位置の例を示している。図５は、第１の受信チャネルに存在する信号と第２の受信チャネルに存在する信号との間の位相差、したがって、距離の測定値に現れる効果の例を示している。測定値は、その平均周波数が第１および第２の周波数の間にある信号を受信する各チャネルに存在する信号間の位相差に基づいて、ターゲット近くのドップラー周波数において構成される。すなわち、実際には、第１のチャネルで受信される信号は、第２周波数Ｆ2のシーケンス部分と、その後の第１周波数Ｆ1のシーケンス部分を含み、第２のチャネルで受信される信号はその逆である。
図４の例においては、限界遅れτlimが、事前に定められている。遅れτは、ターゲットに向けて発信された信号の出発から帰還までの時間に対応している。この遅れτlim以下の全ての遅れτは、限界距離ｄlim以下の小さい距離に対応している。この限界距離は限界遅れτlimに対応している。周波数Ｆ1，Ｆ2で送信された信号の立ち上がり時点と、距離ｄlimに配置されたターゲットから受信した対応する信号の受信時点との間のこの遅れτlimは、上述した時間Ｔａｖより大きい。この時間Ｔａｖは、周波数Ｆ1，Ｆ2の立ち上がりと、その対応する受信チャネル３８，３９の解放との間の時間に対応している。この時間Ｔａｖは、以下、受信器の解放遅れと呼ぶことにし、上述した遅れτは受信遅れ、τlimは限界遅れと呼ぶことにする。この遅れは事前に知られている。図１に示されたような従来技術による場合には、限界遅れτlimは時間Ｔａｖより短い。例えば、図３による回路に適用される場合には、ミキサ３３から入来する信号が、図４のタイミングチャートに従って、２つの受信チャネル３８，３９においてデマルチプレクスされる。その信号は、受信器の解放期間以外では強制的にゼロにされる。これらのチャネルの解放および閉鎖は、例えば、スイッチ３７の制御動作により行われる。この操作に起因する２つの信号は、２つの高速フーリエ変換ＦＦＴによって処理される。位相差が、例えば、ターゲットの速度の絶対値に対応するドップラーフィルタ内において測定され、信号は、例えば、当該ドップラーフィルタの完全に中央に配されるものと仮定される。限界受信遅れτlimを解放遅れＴａｖより確実に大きくするために、周波数によるチャネルの解放は、対応する受信信号が到達する前に実行される。
図１の場合には、限界遅れτが解放遅れＴａｖより小さいときに、第１の受信器３８は、周波数Ｆ1に対応する信号のみを受信する。同様に、第２の受信器３９は、周波数Ｆ2に対応する信号のみを受信する。
図４の場合には、遅れτが受信器の解放遅れＴａｖより大きいときに、第２周波数Ｆ2で送信されたシーケンスの終端部分が第１受信器３８の解放シーケンス３の開始時に割り込み、同様に、第１周波数Ｆ1で送信されたシーケンスの終端部分が第２受信器３９の解放シーケンス４の開始時に割り込む。遅れτが閉鎖遅れＴａｒ以下に維持される限り、第１の受信器の解放シーケンス３の終端部分は、第１周波数Ｆ1で送信された信号を含む。同様に、第２の受信器の解放シーケンス４の終端部分は、第２周波数Ｆ2で送信された信号を含む。第１の受信器の解放ウインドウ４１内に集積された信号の平均周波数は、第１周波数Ｆ1と第２周波数Ｆ2間にある。遅れτが、周波数Ｆ1，Ｆ2において送信期間Ｔｒより大きい場合には、第１周波数Ｆ1に対応する信号は、第２の受信器において受信され、その逆も同様となる傾向がある。出願人が行った試験および計算は、一周波数における解放遅れＴａｖおよび送信期間を、限界受信遅れτlimとの関係で操作することにより、上記において定義した、明確な距離の範囲Ｄa1，Ｄa2を拡げることができる。言い換えると、周波数Ｆ1，Ｆ2における送信、および、対応する受信信号の受信ウインドウ４１，４２の時間的な相対位置を操作することにより、これらの受信信号間の位相差Δφの増大を、図５に示されるように、後退させることができる。この図において、図２と同様に、破線の形態の第１の曲線２２は、遅れτが解放遅れＴａｖ以下であるときの、図１のタイミングチャートに関係する実際の距離との関係で推定された距離を表している。この場合には、受信ウインドウ内における周波数Ｆ1，Ｆ2間の混合は存在しない。
遅れτが、解放遅れＴａｖと閉鎖遅れＴａｒとの間にある場合には、第２周波数Ｆ2で送信されたシーケンスの終端部分が第１受信器の解放シーケンスの始端部分に割り込む。第２周波数Ｆ2と、その後の第１周波数Ｆ1とが混合された信号は、このようにして集積され、混合比率は、１００％Ｆ1，０％Ｆ2から０％Ｆ1，１００％Ｆ2まで変化する。逆の現象は、第２の受信器に関連して発生する。この場合には、位相差Δφは、実線で示された第２曲線５１に従い、その増大は、上述した第１曲線２２に関連して遅れる。第２曲線５１の反転点は、その後、第１曲線２２の反転点Ｒに対してより離れる方向に向かって後退させられる。したがって、曲線の負の傾斜部分に配置された曖昧な距離は遠隔である。したがって、それらは、例えば、受信電力を試験することによって、より容易に消滅させることができる。すなわち、２つの受信信号が距離の測定値に対応する場合には、低い電力を有するものを、エラーを引き起こすことなく消滅させることができる。
図５は、第２曲線５１が、すぐに非線形になり、したがって、距離の測定値を変造することを示しており、この場合には、特に、位相差の増大の遅れが、非常に早く始まる。実際に、受信遅れが０とＴａｖとの間にあるときに、縦座標上に示された位相差Δφと横座表上に表された実際の距離との関係が線形である。受信遅れτが解放遅れＴａｖと限界遅れτlimとの間にある場合には、この関係は非線形になる。これを回避し、かつ、実質的に線形の領域を比較的大きく確保するために、例えば、各周波数Ｆ1，Ｆ2における送信期間Ｔｒを操作すること、すなわち、一送信信号から他の送信信号への周波数の切り替えを操作することができる。出願人により行われた試験は、実質的に線形の領域が、２つの周波数Ｆ1，Ｆ2の差と同等の大きさの送信信号間の切替周波数１／Ｔｒ、すなわち、Ｆ2−Ｆ1にほぼ等しい１／Ｔｒを選択することにより得られることを示した。切替周波数１／Ｔｒおよび送信信号の周波数Ｆ1，Ｆ2には、以下の関係式が成り立つ。
０．５×（Ｆ1−Ｆ2）≦１／Ｔｒ≦２×（Ｆ1−Ｆ2）    （５）
曲線における十分に線形な領域は、第２曲線５１に従って推定された測定値を利用することを可能にしている。
図６は、この発明に係る方法の他の例を示している。この例において、１の周波数から他の周波数への切替前縁７０は傾斜しており、すなわち、周波数の切替は徐々に行われる。受信信号２の周波数切替は、送信された信号と同様に変化し、したがって、その周波数切替前縁８０も傾斜している。したがって、第２周波数Ｆ2とは異なる周波数の信号が、第２受信チャネルの解放中に、この受信チャネルによって受信される。このために、限界受信遅れτlimは、解放遅れＴａｖよりも大きいことが必要である。実際には、受信信号の立ち上がりにおける限界遅れτ’limは、解放遅れＴａｖより大きい。反対に、第１周波数Ｆ1とは異なる周波数の信号が、第１受信チャネルによって受信される。図４に関連して説明したのと同様の混合効果が、この図におけるように、各受信チャネル３８，３９が、第１および第２周波数の間の周波数を有する信号を受信する限りにおいて、検出されるターゲット近くのドップラー周波数において発生する。特に、図５に示されるように、位相差Δφの増大は遅れる。周波数切替前縁は、単に遅延回路、例えば、抵抗とコンデンサを波動発生器３５の電圧制御に挿入することにより生成されてもよい。波動発生器３５は通常電圧制御される装置である。この発生器は、例えば、「電圧制御発信器」を表す目標ＶＣＯとして知られている。
図７は、遅れτが解放遅れＴａｖと閉鎖遅れＴａｒとの間にあり、切替周波数１／Ｔｒが、Ｆ1−Ｆ2と同等の大きさを有する、この発明に係る状況において、実際の距離との関係で推定された距離の例を示している。この発明はＢＬＵ形式の複合受信器を使用する受信器に適用されるものであるけれども、この例は、簡易かつ現実のミキサを使用する場合、すなわち、位相測定が曖昧区間［０，π］にわたってのみ利用可能である場合にも関連している。さらに、この例は、ホモダイン受信器およびヘテロダイン受信器の両方に適用することができる。図２に関連して述べたように、破線形態の曲線２２は、πまでの曖昧さの場合の推定された距離を、実際の距離との関係で表しており、推定された距離は、関係式（１）およびτが受信器の解放遅れＴａｖより小さい場合の図１のタイミングチャートに従って得られる。実線形態の曲線５１は、Ｔａｖ＜τlim＜Ｔａｒの場合に、図４に示された形式のタイミングチャートに従って、関係式（１）との関係で得られる推定された距離を、実際の距離との関係で表したものである。
この最後の曲線５１は、例えば、閉鎖遅れＴａｖが送信期間Ｔｒに等しく、これら２つの時間が以下の関係式を満たす場合の状況に一致している。
ＴｒΔＦ−１≦ＴｒｖΔＦ≦２−ＴｒΔＦ    （６）
ここで、ΔＦ＝Ｆ1−Ｆ2、Ｆ1，Ｆ2は上述した第１および第２周波数を表している。図７は、例えば、
−  Ｔａｖ＝０．４／ΔＦ
−  Ｔｒ＝Ｔａｒ
−  １／Ｔｒ＝１．２／ΔＦ
の場合の状況を示している。
曲線５１は、丸みのある三角形を呈し、その谷底形態の頂点５２が、πの最大曖昧限度５３に関して折り返されている。この曲線５１は、破線２２からなる曲線によって表された従来の解決策と比較すると、特に、この発明により曖昧な距離を特に押しやることができることを示している。
推定された距離のしきい値Ｄｓは、例えば、当該しきい値以下の距離を採用して、距離を選択するために定められてもよい。したがって、明確な距離が、実線５１の形態の曲線または破線２２の形態の曲線の部分によって表され、当該部分は曲線の基点に配置された点Ａと、曲線５１と実際の距離を表す横座標軸に平行な直線との最初の交差点であり、その縦座標が上述したしきい値Ｄｓに等しい点Ｂとの間に含まれる。この部分ＡＢは、正の傾斜を有している。これは、明確な距離を示している。τlim以下の受信遅れτに対して、曲線５１は直線状である。この遅れτが、解放遅れＴａｖと限界遅れτlimとの間にある場合には、曲線５１は非線形になる。しかしながら、遅れτlimは、非線形領域を制限するために、例えば、解放遅れＴａｖよりあまり大きくならないように選択される。さらに、公知の手段によって、点Ａ，Ｂ間に配される非線形の曲線部分５１を線形化することは容易である。したがって、推定は、推定された距離と実際の距離との間の線形化された関係に対して行われる。
破線２２の形態の曲線に関して、最も近い曖昧な距離は、負の傾斜を有し、曲線２２の第２の交差点である点Ｃと、曲線２２と横座標軸との第２の交差点である点Ｄとの間に配される曲線部分２２によって表される。
実線５１の形態の曲線に関しては、最も近い曖昧な距離は、負の傾斜を有し、かつ、曲線５１の第２の交差点である点Ｃ’と、横座標軸との曲線５１の第２の交差点である点Ｄ’との間に配される曲線部分５１によって表される。この曲線５１に関連する曖昧部分Ｃ’Ｄ’は、前の曲線２２に対するＣＤよりも遠いことは明白である。したがって、曖昧な距離測定値は、例えば、受信電力の試験によって、より容易に判別される。
採用された推定距離は、上述したしきい値Ｄｓ以下のものであり、したがって、０と、限界遅れτlimに対応するものとして上記において定義されたｄlimとの間の距離の測定を可能にする。この限界距離ｄlimは、有用な領域を定めている。したがって、特定のアプリケーションでは、限界遅れτlimとともに使用される。採用された明確な距離は、例えば、限界遅れτlimより小さい遅れτに対応するものである。限界距離ｄlimに対応するしきい値Ｄｓは、例えば、２００ｍ程度の値を有している。しきい値Ｄｓは、曲線の反転点より小さく、かつ、反転現象が発生するときには、谷底点５２より小さく選択される。しきい値Ｄｓは、実際のターゲットと曖昧なターゲットとの間の識別能力を、特に、このしきい値を低くすることによって高めるように選択することもできる。対照的に、距離の解像度に対するレーダーシステムの範囲は減少する。
この発明は、曖昧さが除去される限りにおいて、例えば、単に、解放ウインドウの時間的位置および一の信号から他の信号への周波数の切替、または、送信される波形を操作することにより、簡易に実行することができる。さらに、受信形式がホモダイン形式またはヘテロダイン形式のいずれであっても、簡易なミキサまたはＢＬＵ形式のミキサを用いて複数の受信形式に適合させることができる。
最後に、この発明は、連続波レーダーシステムに適用できるのみならず、例えば、少なくとも２つの周波数に従ってパルスを送信するパルス形式のレーダーシステムにも適用することができる。さらに、その構造が簡易であり、かつ、低コストで装備できるために、例えば、自動車に装備される、ミリ波で作動するレーダーシステムに、この発明を適用してもよい。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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