(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
送電線に挿入された補償器を制御する補償器制御装置であって、
上記送電線を流れる線電流（ｉ）を検出する線電流検出手段と、
上記補償器のインバータの変調器に接続された直流コンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を検出する直流電圧検出手段と、
変調信号として上記補償器の上記変調器に供給されるべき周波数がωであるとき、ｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍqｓｉｎ（ωｔ）の形のインバータ変調信号（ｍ）を生成する変調信号生成手段と、
所定の基準電流（ｉdref）になるように上記線電流（ｉ）を制御する電流制御ループであって、上記インバータ変調信号（ｍ）のための変調指数（ｍq'）を出力する電流コントローラを備えた電流制御ループと、
所定の基準電圧（ｕDCref）になるように上記直流コンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を制御する電圧制御ループであって、上記インバータ変調信号（ｍ）のための変調指数（ｍd’）を出力する直流電圧コントローラを備えた電圧制御ループと、
上記電流コントローラからの変調指数（ｍq’）および上記直流電圧コントローラからの変調指数（ｍd’）を受け取り、上記線電流（ｉ）が上記直流電圧コントローラの出力（ｍd’）から独立し、かつ、上記直流電圧（ｕDC）が上記電流コントローラの出力（ｍq’）から独立するように、新規の変調指数（ｍq）および（ｍd）を生成して上記変調信号生成手段へ出力する非干渉制御手段と
を備え、
交流電流の電流振幅（ｉd）と直流コンデンサ電圧（ＣDC）とが独立して制御されることが可能であることを特徴とする補償器制御装置。
【請求項２】
上記電流制御ループが、上記基準電流（ｉdref）から上記線電流（ｉ）の上記電流振幅（ｉd）を減算し、かつ、その結果を上記電流コントローラへ出力するための電流減算器を含むことを特徴とする請求項１記載の補償器制御装置。
【請求項３】
上記電圧制御ループが、上記基準電圧（ｕDCref）から上記コンデンサ（ＣDC）のコンデンサ直流電圧（ｕDC）を減算し、かつ、その結果を上記直流電圧コントローラへ出力するための電圧減算器を備えていることを特徴とする請求項２記載の補償器制御装置。
【請求項４】
上記変調信号生成手段が、第１基準信号（ｓｉｎ（ωｔ））、第２基準信号（ｃｏｓ（ωｔ））、上記電流コントローラの出力（ｍq’）および上記直流電圧コントローラの出力（ｍd’）を受け取って、変調信号（ｍ）を出力する座標変換手段を備えていることを特徴とする請求項３記載の補償器制御装置。
【請求項５】
上記送電線が３相方式であり、上記補償器、上記直流電圧コントローラ、上記非干渉手段、上記座標変換手段および上記変調信号（ｍ）が各相につき設けられ、上記電流コントローラは１つだけ設けられていることを特徴とする請求項４記載の補償器制御装置。
【請求項６】
各相の線電圧を検出する電圧検出器と、
上記電圧検出器から上記線電圧を受け取り、かつ、各々が線電圧の位相および送電線の周波数（ω）と同期している第３基準信号（ｓｉｎωｔ）および第４基準信号（ｃｏｓωｔ）を出力する電圧ＰＬＬ検出ユニットと、
上記第３及び第４基準信号と位相信号（ψ）とを受け取り、かつ、上記座標変換手段に供給するための上記第１および第２基準信号を生成する位相回転手段と、
上記各相に関する線電流（ｉ）を受け取り、かつ、上記電流減算器および上記非干渉手段へ有効電流振幅（ｉd）を出力し、上記位相回転手段へ上記位相信号（ψ）を出力する３相極座標変換ユニットと
を備えたことを特徴とする請求項５記載の補償器制御装置。
【請求項７】
上記線電流検出手段から上記線電流（ｉ）を受け取り、上記線電流を、線電流（ｉ）の位相および送電線の周波数（ω）と同期している上記第１基準信号（ｓｉｎωｔ）および上記第２基準信号（ｃｏｓωｔ）として、上記非干渉手段へ出力する電流ＰＬＬ検出ユニットと、
上記線電流（ｉ）を受け取り、かつ、上記有効電流振幅（ｉd）を上記電流減算器および上記非干渉制御手段へ、無効電流振幅（ｉq）を上記非干渉制御手段へ出力する成分検出器と
を備えたことを特徴とする請求項５記載の補償器制御装置。
【請求項８】
上記送電線が単相方式であり、上記補償器、上記直流電圧コントローラ、上記非干渉制御手段、上記座標変換手段および上記電流コントローラが１つだけ設けられていることを特徴とする請求項４記載の補償器制御装置。
【請求項９】
上記線電流検出手段から上記線電流（ｉ）を受け取り、かつ、上記線電流を、線電流（ｉ）の位相および送電線の周波数（ω）と同期している上記第１基準信号（ｓｉｎωｔ）および上記第２基準信号（ｃｏｓωｔ）として、上記非干渉制御手段へ出力する電流ＰＬＬ検出ユニットと、
上記線電流（ｉ）を受け取り、かつ、上記有効電流振幅（ｉd）を上記電流減算器および上記非干渉制御手段へ出力し、無効電流振幅（ｉq）を上記非干渉制御手段へ出力する成分検出器と
を備えたことを特徴とする請求項８記載の補償器制御装置。
【請求項１０】
上記非干渉制御手段が、
上記コンデンサ（ＣDC）のコンデンサ直流電圧（ｕDC）に上記電流ＰＬＬ検出ユニットから出力された送電線の周波数（ω）を乗算するための第１乗算器と、上記電流コントローラからの出力（ｍq’＊Ｋq）を上記第１乗算器からの出力信号（Ｄ１）によって割り算するための第１除算器と、
上記成分検出器によって出力された無効電流振幅（ｉq）の有効成分に上記第１除算器の割り算した結果（ＤＶ１）を乗算するための第２乗算器と、
上記第２乗算器の乗算結果（Ｍ１）を上記直流電圧コントローラの出力（ｍd’＊Ｋd）から引き算するための第１加算器と、
上記第１加算器からの出力を上記成分検出器によって出力された上記電流（ｉd）の無効成分によって割り算するための第２除算器と、
上記第２除算器の割り算結果および積分器の出力を受け取る第２加算器と、上記第２加算器の出力を受け取り、その出力を上記積分器の入力に供給する時間遅延ユニットと、修正済み変調指数（ｍd）を形成する積分器とを有する導出手段と、
上記積分器の入力を上記電流ＰＬＬ検出ユニットによって出力された送電線の周波数（ω）により割り算する第３除算器と、
上記第１除算器の出力（ＣＶ１）から上記第３除算器の出力（ＤＶ２）を引き算することにより、修正済み変調指数ｍqを結果として出力する第３加算器と
を備えたことを特徴とする請求項９記載の補償器制御装置。
【請求項１１】
上記成分検出器が、
検出された上記線電流（ｉ）にそれぞれ第１および第２基準信号（ｓｉｎ（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ））を乗算するための第１および第２乗算器と、
上記第１および第２乗算器の出力における基本周波数をそれぞれ通過させるための第１および第２フィルタとを有し、
第１および第２フィルタの出力が線電流（ｉ）の無効電流振幅（ｉd）および有効電流振幅（ｉq）を構成することを特徴とする請求項７ないし９のいずれかに記載の補償器制御装置。
【請求項１２】
上記非干渉制御手段の各々が、
上記直流コンデンサ電圧（ｕDC）に上記電圧ＰＬＬ検出ユニットによって出力された送電線の周波数（ω）を乗算するための第１乗算器と、
上記電流コントローラの出力（ｍq’）を上記第１乗算器の出力信号（Ｄ１）によって割り算するための第１除算器と、
上記直流電圧コントローラの出力（ｍd’）を３相極座標変換手段によって出力された上記有効電流振幅（ｉd）出力によって割り算するための第２除算器と、
加算器、時間遅延ユニットおよび積分器を含む導出手段であって、上記加算器が上記第２除算器の除算結果（ＤＶ３）から上記積分器の出力を引き算し、かつ、その結果を上記時間遅延ユニットに出力し、上記時間遅延ユニットが受け取った上記結果を上記積分器に出力し、上記積分器が修正済み変調指数（ｍd）を出力する導出手段と、
上記積分器の入力を上記位相検出器によって出力された上記送電線の周波数（ω）によって割り算するための第３除算器と、
上記第１除算器の出力（ＤＶ１）から上記第３除算器の出力（ＤＶ２）を引き算するための第２加算器と、
修正済み変調指数（ｍq）を結果として出力する第３加算器と
を備えていることを特徴とする請求項６記載の補償器制御装置。
【請求項１３】
上記変調信号生成手段が、上記座標変換手段からの変調信号（ｍ0）を受け取り、かつ、変調信号（ｍ）を上記補償器のインバータに出力する電圧変動補償手段をさらに有し、
上記電圧変動補償手段が直流コンデンサ電圧（ｕDC）の電圧変動に起因する変調信号の変動を減少させることを特徴とする請求項４記載の補償器制御装置。
【請求項１４】
上記座標変換手段が、
上記電流コントローラの出力（ｍq）に上記第１基準信号（ｓｉｎ（ωｔ））を乗算するための第一乗算器と、
上記直流電圧コントローラの出力（ｍd’）に上記第２基準信号（ｃｏｓ（ωｔ））を乗算するための第２乗算器と、
上記第２乗算器の乗算結果から上記第１乗算器の乗算結果を引き算するための減算器と
を備えたことを特徴とする請求項４記載の補償器制御装置。
【請求項１５】
上記電圧制御ループが、コンデンサ電圧（ｕDC）を濾波するためのフィルタを有し、
上記電圧変動補償手段が、上記フィルタの出力を上記フィルタの入力によって割り算するための除算器と、上記座標変換手段の出力に上記除算器の出力を乗算する乗算器とを有し、
上記乗算器による乗算結果出力が上記補償器のインバータに供給される変調信号（ｍ）を構成することを特徴とする請求項１３記載の補償器制御装置。
【請求項１６】
上記フィルタおよび上記電圧変動補償手段が各相に対して設けられることを特徴とする記載５または１５記載の補償器制御装置。
【請求項１７】
上記フィルタおよび上記電圧変動補償手段が１相当たり１つだけ設けられることを特徴とする請求項８または１５記載の補償器制御装置。
【請求項１８】
上記制御装置が、変圧器なし無効電力直列補償器を制御するために設けられることを特徴とする請求項１記載の補償器制御装置。
【請求項１９】
上記制御装置が、変圧器を有する無効電力直列補償器を制御するために設けられることを特徴とする請求項１記載の補償器制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電力送電線に直列挿入された変圧器なし無効電力直列補償器の非干渉制御を実施するコントローラに関する。一般に、この種の変圧器なし無効電力直列補償器において、補償器から送電線に印加された線電流、及び／又は、電圧を制御するためにインバータ制御が実施される。電圧／電流制御は送電線の一端からもう一方の端への電力流の制御、および、印加電圧を供給するコンデンサを充電するために補償器のインバータへの電力流入の実施を可能化する。
【０００２】
一般に、以下に更に詳細に説明するように、線電流の無効部分と有効部分をそれぞれ制御するために、電流フィードバック制御ループ及び電圧フィードバック制御ループが用いられる。そのために、インバータのＰＷＭ制御がこれに基づいて実施される変調信号は特定位相の正弦波信号である。変調信号の振幅および位相を調節すると、電力制御の実施を可能にする。
【０００３】
ただし、送電線電流と電圧の干渉に起因して、電流および電圧フィードバック制御ループは相互に独立していない。即ち、電圧コントローラの出力制御信号は実測電流に影響する。同様に、電流コントローラによって出力される電流制御値は実測電圧に影響する。電流と電圧の独立制御、即ち、電流フィードバック制御ループにおける信号と電圧フィードバック制御ループにおける信号とは相互に影響しないことを可能にするために本発明のコントローラが特に装備される。
【０００４】
【従来の技術】
近年、融通性交流送電システム（ＦＡＣＴＳ）用電力電子装置が研究され、実用系統へ適用されている。変圧器なし無効電力直列補償器はこれらの装置の１つであり、上述したように電力流制御を実施するために効果的である。変圧器なし無効電力直列補償器は変圧器を含まないので、そのサイズが小さく、かつ有利に使用できる。
【０００５】
図１および図２は、それぞれインダクタンスＬACおよび抵抗ＲACを持つ送電線２ａ、２ｂを介して相互に干渉する２つの交流電力系統１ａ、１ｂを含む送電系統の一般的な構成を示す。図１および図２に示すように、送電系統は単相システム又は３相システムである。単相システムにおいては、ただ１つの直列補償器３を装備することが必要であるが、３相システムにおいては、図２に示すように、複数の直列補償器３がそれぞれ直列に挿入される。参照番号３ａ、３ｂはそれぞれ、それぞれの１つ又は複数の直列補償器が直列挿入されている端子を示す。
【０００６】
図３に示すように、一般的な直列補償器３は、起動スイッチ４、フィルタ１２、インバーター７、直流コンデンサＣDC、制御手段Ｃ、鋸歯波ゼネレータ１０、変調信号生成手段１１を含む。インバーター７は、制御手段Ｃによって出力されるＰＷＭ制御信号ＳＷ5a、ＳＷ5b、ＳＷ5c、ＳＷ5dによって各々制御される４つのサイリスタ５ａ、５ｂ、５ｃ、５ｄを含む。
【０００７】
用語「サイリスタ」とは、一般に、図３に示すように、その導通を遮断することが制御不可能な装置であるが、インバータ用にはＰＷＭが用いられるので、ゲート遮断型サイリスタが用いられる。ＧＴＯ（ゲートターンオフサイリスタ）、ＧＣＴ（ゲート転流サイリスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート双極式トランジスタ）は一般に図３に示す種類のスイッチング電力装置として使用することが可能であるので、今後、用語「サイリスタ」は、全てのこの種スイッチング電力素子を含むものと仮定する。
【０００８】
各サイリスタは、逆並列に接続されたダイオード６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄを有する。フィルタ１２は、インバータ７のＰＷＭ制御によって生成する更に高次の高調波を濾波するための２つのリアクタ９ｂ、９ａ及び１つのコンデンサ８を含む。フィルタ端子は、サイリスタ５ａ、５ｂとダイオード６ａ、６ｂ、及び、サイリスタ５ｃ、５ｄとダイオード６ｃ、６ｄそれぞれの相互接続部へ接続される。直流コンデンサＣDCは、サイリスタ及びダイオードのもう一方の端子に接続される。
【０００９】
直列補償器３の回路構成は従来型であり、例えば、同一出願者による欧州特許出願ＥＰ  ９８  １１６  ０９６．３およびＥＰ  ９８  １０６  ７８０．４に開示済みである。特に、これら２つの特許出願は、直列補償器３の起動および停止制御について記述している。
【００１０】
インバータ７のＰＷＭ制御は、主として図４のダイアグラムに示すように実施される。図３における変調信号生成手段１１は正弦波変調信号ｍを生成し、鋸歯波ゼネレータ１０は２鋸歯搬送信号ｃｓ１、ｃｓ２を出力する。ＰＷＭ制御信号ＳＷ５a、ＳＷ５dは、変調信号ｍをそれぞれの搬送信号ｃｓ１、ｃｓ２と比較することにより生成される。すなわち、変調信号振幅が搬送波信号ｃｓ１振幅より大きい場合には、ＰＷＭスイッチング信号ＳＷ5aがオンであり、変調信号振幅の方が小さい場合にはオフである。同様に、変調信号の振幅が反転された搬送波信号ｃｓ２より大きい場合には、もう一方のＰＷＭスイッチング信号ＳＷ5dはオンからオフへ切り替えられる。ＰＷＭ信号ＳＷ5a、ＳＷ5dは、サイリスタ５ａ、５ｄをトリガするために使われる。勿論、同様の制御がサイリスタ５ｂ、５ｃにも適用されるが、説明を簡単にするためにここで記述しないことに注意されたい。
【００１１】
直流コンデンサＣDCがｕDCに充電されるものと仮定すれば、接続端子３ａ、３ｂにおける出力電圧ｕcは図４のグラフ底部に示すような波形となる。変調信号、及び／又は、搬送波信号の振幅を変えることにより、及び／又は、変調信号、及び／又は、搬送波信号の位相を変えることによって異なる波形の出力電圧ｕc（以後、インバータ端子電圧または補償器出力電圧とも称する）が達成されることが理解されるはずである。図４と図３を比較すると、出力電圧ｕcは実質的に端子３ａ、３ｂに供給される電圧であることが理解できる。
【００１２】
図４から、端子電圧ｕcはインバータ７のＰＷＭ制御に起因して変化するかのように見えるが、線インピーダンスＬACによる干渉効果を介して電流と電圧はリンクしているので、勿論、線電流ｉも同様に変化するはずである。ここで、ＰＷＭ制御が線電圧および線電流に同時に及ぼす影響について説明することとする。
【００１３】
電流および電圧制御を説明するために必要な図３の本質的な部分の概要ダイアグラムを図５に示す。図６は、図５に関する原理フェーザダイアグラムを示す。図１の場合と同様に図５においても、補償器３は、交流電力系統１ａ、１ｂに接続されている送電線２ａ、２ｂ間に直列的に接続される。電流制御と電圧制御の位相関係について説明するためには、勿論図５の場合にも線インピーダンスＲACは同様に存在することは理解しなければならないが、線インピーダンスＲACについて明白に考察する必要はない。参照番号７で示すブロックを用いてインバータ制御について概略的に説明することとする。変調信号ｍはＰＷＭ制御を実施するために供給される。ｕLは線インピーダンスＬACの結果として発生する電圧であり、ｉは線電流であり、ｉDCは直流コンデンサＣDCを流れる電流であり、ｕDCは直流コンデンサＣDCの電圧であり、ｕcは直列補償器３の出力電圧である。更に、ｕxは、交流供給源間の差電圧に相当する架空電圧である。説明を簡単にするために、位相関係に関する限り、スイッチング損失、コンデンサの漏洩損失、及び／又は、直流フィルタの損失を含む直流側における漏洩コンダクタンス、即ち、直流コンデンサＣDCに対して実質的な並列抵抗は考慮する必要がない。
【００１４】
図６は原理フェーザダイアグラムを示し、図５に関して説明の対象となる電圧をその中に示す。補償器３は、直流コンデンサ電圧ｕDCを用いて、限られた振幅をもつ任意の位相の出力電圧ｕcを出力することができる。図７（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ、線電流ｉの制御に際して補償の無い場合、容量性作動する場合、誘導性作動する場合を示す。即ち、補償器３がゼロ電圧ｕcを線（ライン）に注入する場合、インダクタンス電圧ｕLは架空電圧ｕx（図７（ａ））と同じである。この場合、線電流ｉは、インダクタンス電圧ｕLに対して９０°位相遅れをもって送電線を通る電流である。
【００１５】
補償器３が線電流ｉに対して９０°進んだ容量性電圧ｕcを注入する場合、インダクタンス電圧ｕLは増大し、従って、線電流ｉも増大する（図７（ｂ））。
【００１６】
他方、補償器３が誘導電圧を線（ライン）に注入する場合（ｕcはインダクタンス電圧ｕLと同位相である）、インダクタンス電圧ｕLは減少し、従って、線電流ｉも減少する（図７（ｃ））。従って、補償器３の第１目的は、補償器３によって出力される電圧により（補償器出力電圧ｕcの振幅および位相により）線電流ｉを制御（増加／減少）可能にすることにある。更に、勿論、当業者は、単相に関して上述した事を、３相システムに対して同じ仕方において実現する。
【００１７】
勿論、図７に示す制御は、そうでなければ線（ライン）への電圧注入は不可能なはずであるので、直流コンデンサＣDCが所定電圧ｕDCまで充電された場合に限り、実施可能である。蓄電池または別の電源を使用する代わりに、線（ライン）から直流コンデンサＣDCへ流入する電力流が実施されるように、補償器３を同様に制御することは有利である。この種の線（ライン）からコンデンサへの充電または有効電力流については、図８及び図９を参照して説明することとする。
【００１８】
既に述べたように、直流コンデンサＣDCの充電には、送電線２ａ、２ｂからインバータ７を介して直流コンデンサＣDCへの有効電力を必要とする。電力系統１ａ、１ｂから有効電力を取るには、補償器３が印加交流電圧ｕcの有効成分を直流コンデンサＣDCに供給しなければならない。
【００１９】
定常状態においては、図７（ｃ）に関して既に説明し、同様に図８（ａ）にも示すように、補償器３は、線電流ｉに対して９０°の位相差を持つ無効電圧ｕcを出力する。この状況は、図８（ａ）および６（ｃ）に示すように、充電制御の初期状態および最終状態に存在する。
【００２０】
有効電力を取り入れるために、補償器３が短期間に亙って有効成分を出力する場合、図８（ｂ）に示すように、インダクタンス電圧も過渡的に変化する。過渡インダクタンス電圧はｄｉ／ｄｔ成分およびωＬｉ成分を含む。ｄｉ／ｄｔ成分の生成に際して、ωＬｉ成分が影響される。次に、ωＬｉ成分の変動はｄｉ／ｄｔ成分に影響し、図８（ｂ）に示すように、線電流は揺動状態で変動する。従って、充電プロセスはコンデンサ電圧に影響するだけでなく、線電流にも影響する。電流および電圧の動的動作を考察することから理解されるように、理由は線インダクタンスＬACを介する干渉効果である。
【００２１】
すなわち、インダクタンスＬACの電圧方程式は次のように表される。
【００２２】
【数１】
0004166410.tif 000002
【００２３】
ここに、ＬAC、ｉ、ｕACはそれぞれ線インダクタンス、線電流、インダクタンス電圧である。次式（１．２）及び（１．３）に示すように定常状態条件において、その周波数がωであるような回転基準フレームが導入された場合においては、
【００２４】
【数２】
0004166410.tif 000003
【００２５】
【数３】
0004166410.tif 000004
【００２６】
電圧方程式（１．１）は、次のように成分方程式に分解可能である。
【００２７】
【数４】
0004166410.tif 000005
【００２８】
【数５】
0004166410.tif 000006
【００２９】
図８（ｂ）に示すように、Ｕd（印加電圧の有効部分）が変化すると、Ｉd（電流の有効部分）も変化し、Ｉq（電流の無効部分）も同様に影響される。
【００３０】
直流電圧に対する線電流制御の干渉を図９に示す。線電流制御による補償器電圧の無効成分の急速な変化は、インダクタ電圧のｄｉ／ｄｔ成分を生成する。従って、線電流フェーザｉは最初の変化の方向に向かって動く。次に、ωＬｉ成分およびｄｉ／ｄｔ成分は、干渉が反対向きであることを除いて同じメカニズムにより相互に影響する。その結果として、線電流は変動し、かつ補償器電圧と同位相成分である有効成分を含む。この段階において、図９（ｂ）に示すようにこの有効成分は、送電線から直流コンデンサＣDCへ過渡状態における有効電力流を生じさせる。ただし、線電流が制御される場合には、明らかに線電流制御により直流電圧も影響を受ける。
【００３１】
図５、６、７，８、９についての記述から理解されるように、直列補償器用コントローラの主目的は、図７に示すように線電流を増加／減少させるような制御を実施し、図８、９に示すように、有効電力が直流コンデンサＣDCに流入することを可能にすることによって直流コンデンサＣDCを充電することにある。この種のコントローラについて以下に説明することとする。
【００３２】
図１０および図１１はそれぞれ単相および３相システム用コントローラを示す。実質的に電流ループ及び電圧ループを有するこの種コントローラは、パワーエレクトロニクスとその応用に関する第８回欧州会議（ＥＰＥ）の講演論文集、Ｌａｕｓａｎｎｅ、１９９９年、頁１−１０「Ｈｙｂｒｉｄ  ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｌｅｓｓ  ｒｅａｃｔｉｖｅ  ｓｅｒｉｅｓ  ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒｓ」（ハイブリットトランスレス無効電力直列補償器）を典拠としてよく知られている。図１０を参照しながら単相システムの原理制御方式について以下に説明することとする。
【００３３】
直列補償器３の構成は、図３又は図５、６に関して既に説明したとおりである。それは、補償器端子３ａ、３ｂにおいて、送電線２ａ、２ｂに直列接続される。補償器３は変調信号ｍによって制御される。電流センサ２４は線電流ｉを感知し、電圧センサ２６は直流コンデンサ電圧ｕDCを感知する。
【００３４】
電流と電圧の間には次の方程式によって表される次の関係が存在する（この場合には線抵抗ＲACも含まれる）。
【００３５】
【数６】
0004166410.tif 000007
【００３６】
【数７】
0004166410.tif 000008
【００３７】
方程式（１．２）及び（１．３）の場合と同様に、定常状態における基準フレームωを再度導入することにより、次式が得られる。
【００３８】
【数８】
0004166410.tif 000009
【００３９】
【数９】
0004166410.tif 000010
【００４０】
【数１０】
0004166410.tif 000011
【００４１】
勿論、当業者は、これらの方程式が、たとえば、ｉ＝Ｒｅ［（ｉd＋ｊｉq）ｅｊωｔ］のような複素数平面におけるフェーザ式と同じであることを理解する。方程式（２．３）〜（２．５）を方程式（２．１）に挿入することにより、次の方程式が得られる。
【００４２】
【数１１】
0004166410.tif 000012
【００４３】
回転基準フレームωにおける交流電流の動方程式を求めるために、三角関数の係数が次のように導出される。
【００４４】
【数１２】
0004166410.tif 000013
【００４５】
【数１３】
0004166410.tif 000014
【００４６】
方程式（２．７）および（２．８）はそれぞれ電流動特性を表す。交流辺と直流辺の電力均衡を用いて、方程式（２．２）における直流電圧動特性は交流電流現行力学に関係付けることができる。勿論、補償器３の出力端子端３ａ、３ｂにおける出力電圧ｕcはインバータ７に適用された変調ｍに直接関係する。従って、原理的には、補償器３の出力電圧ｕcは変調信号ｍとの間に次の関係を有する。
【００４７】
【数１４】
0004166410.tif 000015
【００４８】
再び、基準フレームωを導入し、基準フレームをｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍqｓｉｎ（ωｔ）として変調信号にも適用すれば、振幅に関して次の関係が存在しなければならない。
【００４９】
【数１５】
0004166410.tif 000016
【００５０】
【数１６】
0004166410.tif 000017
【００５１】
方程式（２．１０）および（２．１１）を方程式（２．７）および（２．８）に挿入することにより、次式が得られる。
【００５２】
【数１７】
0004166410.tif 000018
【００５３】
【数１８】
0004166410.tif 000019
【００５４】
補償器の瞬間的な交流有効電力ＰAC＝ｕC＊ｉおよび直流電力ＰDC＝ＵDC＊ｉDCは、コンバータにおける損失の無い状態の下では平衡していなければならないので、直流電流は次式で表される。
【００５５】
【数１９】
0004166410.tif 000020
【００５６】
ここに、△ｉDCは、単相における交流電力の変動に起因する電流変動を表す。△ＩDCは次式で表される。
【００５７】
【数２０】
0004166410.tif 000021
【００５８】
従って、方程式（２．１４）を方程式（２．２）に代入することにより、直流電圧動特性は次式（２．１６）の方程式を得ることができる。
【００５９】
【数２１】
0004166410.tif 000022
【００６０】
前述の方程式で、特に方程式（２．１２）および（２．１３）は、交流電流（ｉdおよびｉq）及び直流電圧（ｕDC）は、変調指数ｍdおよびｍqを介して得られる変調信号（ｍdおよびｍq）を介して実際に制御可能であることを示す。同様に、方程式（２．１６）も、これが可能であることを示す。
【００６１】
図１０に示すように、基本コントローラは、システム内の２つのフィードバック制御ループで構成され、ここに一方は交流電流振幅制御であり、もう一方は直流電圧制御であって、これらは一連の方程式で導出された変調指数に基づく。無効電力直列補償器は定常状態における無効電力だけが制御可能であり、交流電流におけるｑ軸成分は位相ロックループ１８によってゼロに保持されるので、ｍqは誘導性および容量性電圧と関係があり、交流線電流振幅を制御するために用いられる。ｍdは有効電力に関係し、方程式（２．１６）におけるｉq＝０において唯一の利用可能な信号であるので、直流電圧はｍdによって制御される。
【００６２】
図１０は直列補償器の基本制御のブロック図を示す。このコントローラは、振幅検出器２１を有する電流コントローラ２０、フィルタ１５を有する直流電圧コントローラ１６、電流位相検出器（ＰＬＬ）１８、座標変換ユニット１４、及び、直流電圧変動補償手段１３による直流電圧変動補償から構成される。
【００６３】
原則として、図１０に示すコントローラは、前述の方程式（２．１２）、（２．１３）、（２．１６）によって規定された制御を実施する。振幅検出器２１は、電流検出器２４によって感知された線電流ｉの電流振幅を検出する。参照番号２２は、振幅検出器の出力値ｉdからコマンド値ｉdrefを減算する減算器を示す。参照番号２０は、例えば変調信号の実数部分ｍqを出力するＰＩまたはＰＩＤコントローラのような電流コントローラを示す。
【００６４】
参照番号１５は、基本周波数の第２高調波を濾波するフィルタを示す。参照番号１９は、電圧コマンドｕDCrefからフィルタ１５の出力を減算する減算器を示す。参照番号１６は直流電圧コントローラ、即ち、変調信号ｍの虚数部分ｍdを出力するＰＩまたはＰＩＤコントローラを示す。
【００６５】
既に説明したように、参照番号１８は、電流検出器２４によって検出された線電流ｉの位相にロックされた基準信号ｓｉｎ（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ）を出力する位相検出器（例えば位相ロックループＰＬＬ）を示す。既に説明したように、基本的に、無効電力直列補償器３は無効電圧ｕcを出力し、従って、場合によっては、制御システムが交流線電流ｉの位相に関する入力を必要とする。図１０に示す単相システムにおいて、交流電流ｉを利用した位相の直接測定が用いられる。位相検出器１８は、位相の三角関数を生成する位相ロックループＰＬＬを含む。
【００６６】
参照番号１４は、変調信号ｍの実数および虚数部分ｍq、ｍdに基準信号ｃｏｓ（ωｔ）、ｓｉｎ（ωｔ）をそれぞれ乗算する第１および第２乗算器１４ａ、１４ｂを含む座標変換手段を示す。参照番号１４ｃは、第２乗算器１４ｂの出力から第１乗算器１４ａの出力を減算する減算器を示す。出力は複素数信号であり、変調信号ｍ0である。
【００６７】
参照番号１３は、既に言及したように、乗算器１３ａおよび除算器１３ｂを含む直流電圧変動補償手段を示す。乗算器１３ａは、減算器１４ｃからの出力信号に除算器１３ｂからの出力を乗算し、変調信号ｍを出力する。除算器１３ｂは、フィルタ１５からの出力をフィルタ１５の入力によって除算する。フィルタ１５及びユニット１３を使用すると高調波の影響を有利に軽減できるが、これらは任意装備品である。
【００６８】
前述のユニットは、感知された電流ｉおよび感知された直流コンデンサ電圧ｕDCに基づく電流および電圧に関する２つの制御ループを形成する。
【００６９】
電流制御ループはフィードバック制御を用いて交流電流の振幅を制御するためにｑ軸変調指数ｍqを出力する。電流コントローラ２０は、測定した電流振幅ｉdが基準値よりも大きい場合、一層小さい電流作動点へ移動するように、正方向におけるｍqを修正する。測定した電流振幅ｉdが基準値より小さい場合には、反対方向に演算が実施される。従って、電流コントローラ２０直前の減算器２２は、基準信号ｉdrefに対しては負記号をもつ。振幅検出器２１は、単相補償器に対しては、ピーク検出器および整流器等であることが好ましい。
【００７０】
一方、電圧コントローラ１６は、補償器３の直流電圧を制御するために、変調信号ｍの有効成分ｍdを出力する。直流電圧が低下すると、電圧コントローラ１６は、補償器３の交流電圧の有効電力成分が増大するようにｍdを増大させ、交流システムから直流コンデンサへの電力流入が実施される。直流電圧ｕDCが増大すると、直流電圧コントローラ１６によって、ｍdは負方向に修正される。１サイクルにおける単相交流電力の変動に起因して、直流電圧には、基本周波数の２倍の変動が生じる。この周波数は一般に電圧制御ループの優勢周波数よりはるかに高いので、コントローラにおける変動を軽減するためには検出フィルタ１５を装備することが好ましい。
【００７１】
位相検出器１８は、一方において同位相基準正弦波信号ｓｉｎ（ωｔ）を供給し、他方において交流電流に直交するｃｏｓ（ωｔ）を供給するために、交流電流ｉの位相を検出するか、又は、これに追従する。図１０において、ｃｏｓ（ωｔ）は同位相の基準信号であり、ｓｉｎ（ωｔ）は９０°異なる信号である。
【００７２】
ｍq及びｍdが電流及び電圧制御ループから出力される場合、合成器１４、即ち座標変換手段は、ｍd及びｍqを単相交流変調信号へ変換する。この場合、変換における減算がｍqｓｉｎ（ωｔ）に関して負符号を持つように、ｍqは交流電流に対して９０度進んだ成分である。
【００７３】
既に説明したように、直流電圧変動補償手段１３は、座標変換手段１４の下流に装備される。単相交流／直流コンバータの場合、直流電力変動の周波数は交流送電系統の基本周波数の２倍である。更に、補償器の出力交流電圧はｍ＊ｕDCによって表示される。変調信号ｍが正弦波である場合には、当該変調信号は変動によって歪められるはずである。従って、変動の補償は、第２高調波を含まない状態に出力電圧を保つように実施されることが好ましい。フィルタ１５によって出力される濾波済み直流電圧（変動なしで）を瞬間直流電圧ｕDC（変動あり）によって割り算することにより、減算器１９に補償信号が供給される。座標変換の出力はこの補償信号が掛け算される。従って、減算器１９へ入力される補償信号入力はｕDC0／ｕDCとして表すことができる。この場合、ｕDC0はコンデンサ電圧ｕDCの直流成分である。従って、変調信号は次のように表現できる。
【００７４】
【数２２】
0004166410.tif 000023
【００７５】
ここに、ｍ0は変換ユニット１３の出力であり、補償器の出力電圧ｕcは、次式で表されるようにｍ0に比例する。
【００７６】
【数２３】
0004166410.tif 000024
【００７７】
図１０は単相システム用コントローラの原理的構成を示すが、図１１に示す３相システムコントローラは、図１０の単相システムに完全に類似する。図１０に示すユニットに加えて、図１１は３相極座標変換ユニット２１及び位相回転ユニット１７も含む。位相検出器１８は、基準フレームωに関して３つの線電圧の位相を検出する電圧検出器２３から信号を受け取る。３相極座標変換ユニット２１は、電流検出器２４によって検出された３相電流値に関する電流振幅ｉdを出力する。同様に、図１０に示す位相検出器１８によって出力される基準信号ｓｉｎθ、ｃｏｓθは、ここで、電流位相検出器１７によって出力される。図１０の場合と同様に、座標変換手段１４は、変調指数ｍq、ｍd並びに３相極座標変換ユニット２１によって出力された検出済みの電流振幅ｉdを受け取る。図１１における他のユニットは、補償器３、直流電圧変動補償手段１３、座標変換手段１４、直流電圧コントローラ１６、及び、２ｆフィルタがそれぞれ各位相に装備されている点だけが異なる、図１０に関して既に記述されたユニットと完全に対応する。
【００７８】
既に述べたように、基本的に、無効電力直列補償器３は無効電圧ｕcを出力し、従って、３相系統における制御システムも交流線電流ｉの位相に関する入力を必要とする。図１１に示す３相系統においては、交流電圧を使用する位相の間接測定が用いられる。第１位相ロックループＰＬＬを含む位相検出器１８は交流電圧の位相を生成する。ただし、交流電圧位相は交流電流の位相と同じではないので、修正が必要とされる。この修正は、位相差検出ユニット２１および位相回転ユニット１７によって実施される。これらのユニット２１、１７を用いると、修正された信号ｓｉｎθ、ｃｏｓθは交流電流ｉに同期化される。これらユニットの機能は次のとおりである。
【００７９】
ユニット２１は、電流センサ２４によって検出された３相交流電流を受け取り、その振幅、および、交流線電圧の位相を感知する位相検出器１８からの出力ｓｉｎωｔ、ｃｏｓωｔによって供給される交流電圧の位相に対する位相差を出力する。従って、ユニット２１は振幅検出および位相差検出を介した位相ψに基づいて電流振幅ｉdを出力する。
【００８０】
既に説明したように、ユニット１８は基本的に位相検出の責任を負い、対応する位相の三角関数を出力する。従って、三角関数は入力交流電圧の単位振幅信号を表す。例えば、交流電圧の１つの位相と余弦関数は同位相であり、もう一方の位相は±１２０°の差がある。単位振幅の交流信号がユニット１４において用いられる。位相回転ユニット１７は、それぞれ交流線電圧と同位相である電圧ＰＬＬユニット１８の三角関数を受け取る。ただし、座標変換手段１４は、交流電圧位相でなくて交流電流位相を必要とする。従って、位相回転手段１７は、三角関数の位相が交流電流の位相と同じであるように電圧ＰＬＬユニット１８による出力を修正する。これは、基本的に、デカルト成分、即ち正弦と余弦によってデカルト座標に表されるベクトルの回転変換によって達成される。
【００８１】
ただし、前述の干渉方程式（１．１）〜（１．５）および（２．１）〜（２．１６）から明瞭に分かるように、図１０、１１に示すコントローラにおける制御は、独立していない電流および電圧制御を実施する。
【００８２】
上述した電流および電圧制御用の制御システムを要約して図１２の構成図に示す。即ち、電流制御ループはユニット２４、２１、１８、２２、２０によって提供され、電圧制御ループはユニット２６、１５、１９、１６によって提供される。コンバイナ１４、１３は、最終的に変調信号ｍを補償器３に出力するために、変調指数ｍqとｍdを組み合わせる。
【００８３】
方程式（２．１２）、（２．１３）、（２．１６）から分かるように、コントローラの本質的な問題は、ラインリアクタンスＬACに起因する電流と電圧の干渉により、本質的に電圧ｕDCも変調指数ｍqに依存するような仕方において（概略図線ＶＤＥＰによって示すように）制御が実施され、検出された電流ｉdも本質的に（概略図線ＣＤＥＰによって示すように）変調指数ｍdに依存することである。
【００８４】
図１２におけるＶＤＥＰ、ＣＤＥＰと同じ依存性が図１３の概略図にも示される。図１５は、図１３の伝達関数の周波数特性の例、および、送電線における振幅の異なる電流を示す。図１４、１５に示すように、変調指数ｍdの有効成分から電流振幅ｉdへの干渉は電流振幅の主伝達関数よりも大きい。もう一方の干渉は、主伝達関数と比較した場合、高い周波領域における利得が一層大きい。更に、主伝達関数は作動点（この場合には、電流振幅）によって変化し、従って、図１３に示す制御システムを用いると、制御性能は低下する。更に、図１２、１３に示す干渉制御は、単相システム又は３相システムのいずれの場合にも独立して行われることに注意されたい。
【００８５】
図１４は、干渉制御を含む基礎的制御のステップレスポンスを示す。図１４の時点０．１に示すように、直流電圧のステップ関数を変えると（電流に対する電圧の動的干渉を決定するために）、交流線電流には大きいパルスが発生する。同様に、ステップ関数、即ち、直流線電流ｅdが同様に変化した場合には、時点０．５において、直流電圧にも同様の変化が発生する。従って、変圧器なし無効電力直列補償器用の従来型コントローラにおいては、電圧と電流制御は独立して実施することが不可能であることが図１４に示される。
【００８６】
【発明が解決しようとする課題】
既に説明したように、従来型コントローラにおいては（電流への電圧クロスカップリングが電圧への電流カップリングよりも強力である場合であっても）、電流制御は電圧制御に依存し、電圧制御は電流制御に依存してしまうという問題点があった。
【００８７】
この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、電流制御と電圧制御が相互に独立している、即ち、電流制御コマンドによって、電流が電圧から独立して制御可能であり、電圧は電圧制御コマンドに応答して電流から独立して制御可能であるコントローラを提供することを目的としている。
【００８８】
【課題を解決するための手段】
この目的は、送電線に挿入された無効電力直列補償器を制御するコントローラによって達成される。前記コントローラは、送電線を流れる線電流を検出する線電流検出手段と、無効電力直列補償器のインバータの変調器へ接続されたコンデンサの直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、送電線の周波数がωである場合にｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍqｓｉｎ（ωｔ）の形で補償器の変調器に変調信号として供給されるインバータ変調信号を生成する変調信号生成手段と、基準値に対して線電流を制御する電流制御ループとを有し、前記電流制御ループの電流コントローラは変調信号用変調指数ｍqを出力し、所定の基準電圧に対して直流コンデンサの直流電圧を制御する電圧制御ループを有し、前記電圧制御ループの直流電圧コントローラは前記変調信号用変調指数ｍd’を出力し、電流コントローラから変調指数ｍq’と直流電圧コントローラの変調指数ｍd’を受け取り、線電流が直流電圧コントローラの出力ｍd’から独立し、かつ直流コンデンサ電圧が電流コントローラの出力ｍq’から独立するように新規変調指数ｍqおよびｍdを変調信号生成手段へ出力する非干渉制御手段を有し、ここに、交流電流振幅および直流コンデンサ電圧が独立して制御可能である。
【００８９】
本発明の一態様にしたがい、非干渉制御手段が、電圧および電流制御ループ内に提供され、かつ、電圧制御の変調指数から独立した電流制御を実施し、電流変調指数から独立した電圧制御を実施するように構成される。
【００９０】
非干渉制御手段は、従来型コントローラの座標変換手段の上流に装備されることが好ましい。
【００９１】
本発明の非干渉制御手段は、線形システムの伝達関数に基づいた線形制御、または、近似された非線形微分方程式に基づいた直接補償のいずれかに基づく。
【００９２】
本発明の更なる有利な実施形態および改良は添付従属請求の範囲にリストされる。
【００９３】
以下に、本発明の有利な実施形態に関して説明することとする。ただし、以下に図説する事柄は当発明者が現時点における本発明の最良態様と推測する事柄に関するものであることを理解されたい。特に、本記述および特許請求の範囲内に独立して記述および請求されている特徴から成る実施形態は本発明に含まれるものとする。
【００９４】
【発明の実施の形態】
図１２および１３について既に説明したように、電流および電圧に関する２つの主制御ループは従来技術におけるクロスカップリングを有する。このクロスカップリングは、正確な制御のために必要とされる非干渉制御といったものであり、本発明はこのような非干渉制御を提供し、その原理は非線形微分方程式を基調とする直接補償に基づく。
【００９５】
干渉微分方程式を非干渉にする導出方法の詳細について言及する前に、図１２及び図１３に示される従来例と図１６及び図１７に示される本発明とを比較して一般的な考察を行うこととする。
【００９６】
図１７は発明に従うコントローラの原理構成図である。図１７に示すように、本発明のコントローラは電流検出器２４およびフィードバック経路２１、１８、及び、電流コントローラ２０を含む順方向経路によって形成される電流制御ループから成る。同様に、電圧制御ループは電圧検出器２６、フィードバック経路１５及び直流電圧コントローラ１６を含む順方向経路により構成される。図７、６、７について既に説明したように、線電流ｉおよび電圧ｕcは、基準電流値ｉdref及び基準電圧ｕDCrefに関して所要値を設定することにより、変調信号ｍを介して調節可能である。
【００９７】
ただし、図１７に示すように、本発明のコントローラは、電流コントローラ２０及び直流電圧コントローラ１６の下流の非干渉制御手段２５を含む。非干渉制御手段２５は線交流電流ｉを制御するための第１変調制御信号ｍqおよび補償出力電圧を制御するための第２変調制御信号ｍdを出力する。
【００９８】
第１および第２制御信号ｍq、ｍdは、第１制御信号ｍqの変動が直流制御電圧ｕDCに影響しないように、即ち、コンデンサ電圧ｕDCが、電流コントローラ２０によって出力される制御信号ｍuから独立するように選択される。同様に、第２制御信号ｍdは、線電流に影響しないように、即ち、線電流ｉが第２制御信号ｍdから独立するように選択される。従って、補償器にはただ１つの変調信号ｍ（所定の振幅および位相の複合信号）だけが供給され、ｉdrefの変化は線電流の振幅だけを変え、ｕDCrefの変動だけが直流コンデンサ電圧ｕDC、ひいては、補償器の出力電圧ｕcだけを変える。従って、本発明のコントローラにおいて、電流と電圧は、非干渉制御手段２５を使用することにより、独立して調節可能である。即ち、本発明のコントローラにおいて、電流制御ループは電圧制御ループと独立して動作する。
【００９９】
実質的に、図１３と図１６の間の比較によって分かるように、非干渉制御手段２５は、電流伝達関数ブロックＣＴＦ、電圧伝達関数ブロックＶＴＦ、電圧電流伝達ブロックＶＣＴＦ、及び、電流電圧伝達関数ブロックＣＶＴＦによる干渉発生が相殺されるような、ある種の逆作用を実施しなければならない。即ち、電流コントローラ２０および電圧コントローラ１６が図１２に示す従来型システムと同様に作動する場合には、非干渉制御手段２５は、ブロックＣＴＦ、ＶＣＴＦ、ＣＶＴＦ、ＶＴＦを介して伝達された場合に、これらのブロックの効果を厳密に相殺するある種の前以て歪ませた変調インデックスｍq’、ｍd’を出力する。特に、非干渉制御手段２５は、電流制御ループと電圧制御ループの干渉を起こさせるクロスカップリングブロックＶＣＴＦ、ＣＶＴＦの除去を可能にする。
【０１００】
近似非線形微分方程式に基づいて非干渉制御手段２５が作成される方法の一例を以下に記載する。ただし、線形化システムの伝達関数に基づいてこの種の非干渉制御手段２５を導出することも可能であることに注意されたい。非線形微分方程式に基づいた直接補償は、動作点が直接補償可能であること、及び、動作点が２、３のシステムパラメータのみに依存するという利点を持つ。さらに、単に電流および電圧のみを測定し、コントローラに供給することが必要であるという利点を持つ。従って、非線形微分方程式による方法は、広範囲に亙る動作および可能性の殆どの状態変数が測定可能であるという好ましい方法である。
【０１０１】
非干渉制御に関する関連微分方程式を導出するためには、交流電流方程式が導出されなければならない。これは、次式の方程式を導く時間に関する方程式（２．１２）の導関数を求めることにより達成される。
【０１０２】
【数２４】
0004166410.tif 000025
【０１０３】
方程式（２．１３）および（２．１６）を使用すると、ｉdおよびｉq成分に分割される線電流に関する全微分方程式は次式のように導出される。
【０１０４】
【数２５】
0004166410.tif 000026
【０１０５】
方程式（４．２）において、ｍqの前の括弧内の式は交流電流ｉdを制御するための入力であり、ｍdによって乗算される式、即ち、ｍdの微分係数は干渉項である。交流電圧成分によって乗算される項は外乱と見なすことができる。式（４．２）を図１３と比較すると、時間微分ｄｍd／ｄｔの微分係数は主過渡干渉ブロックＶＣＴＦであり、ｍqによって乗算される式におけるωｕDCは変化作動点の影響であることが分かる。一般に変動周波数はコントローラの帯域幅よりはるかに高いので、単純化するために、直流電流変動ΔｉDCは無視できる。更に、外乱は、フィードバック又はフィードフォワードループによって制御可能であり、周波数変動は干渉に較べると小さい影響に過ぎないと見なされる。従って、方程式（４．２）および（２．１６）は次のように近似可能である。
【０１０６】
【数２６】
0004166410.tif 000027
【０１０７】
【数２７】
0004166410.tif 000028
【０１０８】
これら２つの方程式（４．３）および（４．４）は２つの制御ループの干渉の動的動作を完全に示す。本発明によれば、電流制御ループが電圧制御ループから独立するように、即ち、交流電流振幅と直流電圧は独立して制御可能であるように変調指数ｍqおよびｍdは選定されなければならない。この必要条件は、次のように数学的に表現できる。
【０１０９】
【数２８】
0004166410.tif 000029
【０１１０】
【数２９】
0004166410.tif 000030
【０１１１】
これら２つの方程式（４．５）および（４．６）において、ＫdおよびＫqは定数であり、ｍd’およびｍq’は電流振幅制御および直流電圧制御のための新規制御信号入力（または、変調指数）であると簡単に要求できる。実際には、方程式（４．５）および（４．６）に従ってシステムが設計可能であれば、補償器がその限界内で作動する限り、完全な非干渉が達成されるはずである。方程式（４．３）と方程式（４．５）および方程式（４．４）と方程式（４．６）を比較した場合、ｍdとｍqは、次の方程式を満足させなければならない。
【０１１２】
【数３０】
0004166410.tif 000031
【０１１３】
【数３１】
0004166410.tif 000032
【０１１４】
これらの方程式は、ｍd’およびｍq’の関数として、ｍdおよびｍqに関して次のように解が求められる。
【０１１５】
【数３２】
0004166410.tif 000033
【０１１６】
【数３３】
0004166410.tif 000034
【０１１７】
ｍdの追加的な時間従属微分係数が存在するので、勿論、方程式（４．９）を直接的にコントローラにおいて技術的に具現することは可能でない。方程式（４．９）がｍdの非線形微分方程式と見なすことができる場合であっても、導関数の係数がゼロのまわりで正または負の値をとり得るｉqであるので、この方程式をオンラインコントローラにおいて具現することは可能でない。いずれにせよ、変調ｍdが次式のように計算可能であるように、方程式（４．９）におけるｍdの時間微分係数を無視することができる。
【０１１８】
【数３４】
0004166410.tif 000035
【０１１９】
ただし、方程式（４．１１）および（４．１０）を用いて、これらの方程式は、依然として、抵抗、インダクタンス、及び、キャパシタンスのような回路パラメータに依存するので、完全な非干渉制御を具現することはできない。方程式（４．１０）において、主干渉作用は依然としてｍdの時間微分係数である。更に、電流のｑ軸成分ｉqは、基準フレーム検出によってゼロに保持される（実質的にはユニット１７がｉq＝０にする）。ｍd’は一般に小さく、抵抗およびコンダクタンスも同様に無視できる。従って、方程式（４．１０）および（４．１１）においてＲAC＝０およびＧDC＝０と仮定可能であり、次の２つの方程式（４．１２）および（４．１３）が導かれる。
【０１２０】
【数３５】
0004166410.tif 000036
【０１２１】
【数３６】
0004166410.tif 000037
【０１２２】
ここで、単純化すれば、方程式（４．１２）および（４．１３）を用いた非干渉制御は１つのシステムパラメータＣDCにのみ依存し、これは、一層複雑な方程式よりも、具現することがはるかに容易である。方程式（４．１２）および（４．１３）において更なる単純化が可能である、即ち、ｍd’およびｉq（ｍd’は小さく、ｉq基準フレーム検出によってゼロに保持できるので）およびｍ’d2（ｍdは小さいので）を無視することにより、方程式（４．１２）および（４．１３）から、非干渉制御に関する次のような最終方程式が得られる。
【０１２３】
【数３７】
0004166410.tif 000038
【０１２４】
【数３８】
0004166410.tif 000039
【０１２５】
基準フレーム検出が実施されるので、方程式（４．１４）におけるｉq＝０であり（ユニット１７により）、定数および実数値ＫdおよびＫqはｍd’およびｍq’値の一部分（これらは、電流および電圧制御ループにおける更なる定数を表すにすぎない）と見なすことができる。従って、次に示す非干渉化された方程式の最終組は非干渉制御手段２５のために使用できる。
【０１２６】
【数３９】
0004166410.tif 000040
【０１２７】
【数４０】
0004166410.tif 000041
【０１２８】
方程式（４．１６）および（４．１７）に従ってｍdおよびｍqを選択することにより、方程式（４．５）および（４．６）の要求に応じて、電流制御と電圧制御を独立して実施できる。図１８に示すように、手段２５の下流における干渉は、方程式（４．１４）および（４．１５）に基づく非干渉によって補償される。
【０１２９】
図１１に関して既に検討済みの線形化および３相システムを用いた図１８に示す非干渉手段２５の特殊実施形態について以下に記述する。
【０１３０】
実施の形態１．（電圧ＰＬＬを有する３相系統）
図１９は図１１に基づくコントローラを示す（即ち、交流電圧検出器２３、電圧ＰＬＬ位相検出器１８、及び、位相回転手段１７を含む）が、しかしながら、本発明の実施の形態１によれば、さらに、非干渉制御手段２５も含む。方程式（４．１４）から（４．１７）までによって分かるように、非干渉制御手段２５は、電流コントローラ２０の出力（変調指数）ｍq’、直流コンデンサ電圧ｕDC、電流振幅ｉd、送電線の周波数ω、及び、直流電圧コントローラ１６の出力ｍd’を受け取る。３相系統の場合には、非干渉制御手段２５、補償器３、２ｆフィルタ１５、及び、直流電圧コントローラ１６が３度装備される。図１９における他のユニット、すなわち、電流検出器２４、電流振幅および位相検出ユニット２１、１８、コンデンサ電圧検出器２６、平均電圧検出器１５、基準位相生成ユニット１７（制御システムにおけるｉqを０に保持する）、基準フレーム検出器１８、座標変換器１９、直流リップル補償ユニット１３、及び、電圧位相検出器２３は、既に図１１において述べたこれらのユニットに対応する。
【０１３１】
直流電圧変動手段１３および２ｆフィルタ１５を装備しない補償器の結果として得られる交流電流および出力電圧は幾らかの高調波を含むが、非干渉制御は、これらのユニットを装備しない場合であっても効果的であることに注意されたい。これらのユニットは高調波を抑圧するための何等かの用途に用いることが好ましい。例えば、直流コンデンサのキャパシタンスが変動を抑制抑圧することのできる程度に十分に大きい場合には、追加ユニットは必要ない。その代りに、２ｆフィルタ（例えば、ＬＣフィルタ）が、補償器３の直流回路と並列に直流コンデンサを備えて形成された場合には、この場合にも、ユニット１３および１５は必要でない。後者の解決方法は、変圧器なし直列補償器の場合には部分的に実際的な解決方法である。
【０１３２】
方程式（４．１４）および（４．１５）はｉqＫqｍq’／ωｕDC項を含む（図１８に示すように）にもかかわらず、非干渉制御手段２５へのｉq入力が存在しないことが図１９から分かる。上述したように、本発明によるコントローラにおいては、３相極座標変換ユニット２１における基準フレーム検出により、電流のｑ軸成分ｉqはゼロに保持される。従って、図１９における非干渉手段２５の実施形態を示すには、方程式（４．１４）、（４．１５）は方程式（４．１６）、（４．１７）に書き直されることが正当である。
【０１３３】
方程式（４．１６）、（４．１７）において、時間微分係数以外の全ての係数はハードウェア乗算器および除算器によって具現できる。ただし、時間微分係数は、高い周波数条件において非常に高い利得を持つことが可能であり、従って、方程式（４．１７）におけるｄｍd／ｄｔは、演算増幅器またはマイクロプロセッサのようなハードウェアを用いて具現することは困難である。ただし、図２０における非干渉制御手段２５の特殊実施形態に示すように、時間微分係数は時定数の小さいフィルタによって処理可能である。非干渉制御手段２５の実施形態の精密な構造を図２０に示す。
【０１３４】
図２０において、出力ｍd’は、乗算器２５ｊにおいて定数Ｋdが乗じられる。勿論、追加乗算器２５ｊが必ずしも必要でない、即ち、Ｋdが単位数であっても差し支えなく、Ｋdが１であるように方程式（４．１６）、（４．１７）はリスケーリング（再基準化）可能であることを理解されたい。同様に、電流コントローラの出力ｍq’は、乗算器２５ｋにおいて定数Ｋqが乗じられる（同様に正規化によってＫqは単位数であっても差し支えない）。乗算された信号Ｎ１は第１除算器２５ａの分子を形成する。検出された直流電圧ｕDCは、乗算器２５ｂにおいて基準フレーム周波数ωが乗算される。乗算された信号Ｄ１は、分割器２５ａにおける除算のために用いられる分母である。第１インバーターの出力ＤＶ１は加算器２５ｉに供給される。送電線の周波数ωは、第２除算器２５ｃにおける割り算のための分母であり、フィルタからの信号Ｎ2出力は第２除算器２５ｃの分子である。乗算済み信号ＤＶ２は、反転された入力として加算器２５ｉに供給される。
【０１３５】
乗算済み出力Ｎ3（＝ｍd’Ｋd）は、分子信号Ｎ３として第３ディバイダへ供給される。分割器２５ｄの分母はｄ軸電流成分ｉdである。第３分割器の出力ＤＶ３は、反転された仕方において積分ユニット２５ｈの出力信号を受け取る第２加算器２5ｆへ供給される。第２加算器２５ｆの出力は、ｄｍD／ｄｔフィードバック回路２５ｆ、２５ｇ、及び、２５ｈへ供給される。ユニット２５ｇ、２５ｈ、２5ｆは、方程式（４．７）における第２項を決定するために必要である。
【０１３６】
キャパシタンス電圧制御の主ループは、その周波数特性において限定された帯域幅に適合するように設計されるので、時定数の小さいフィルタ２5ｆをメインループに配置してもメインループの特性には影響しない。積分器２５ｈ、利得２５ｇ、及び、減算器２５ｆは一緒にフィルタとして作用し、フィルタの入力は時間に関するｍdの純微分である。従って、この干渉作用はフィルタ機能を用いた純粋微分により補償を適切に実施することができる。電流の分割によって補償されるもう一方の干渉作用も同様に濾波される。ただし、伝送線のインダクタンスおよび電流振幅のフィードバック制御の応答によって、電流の応答も同様に限定される。
【０１３７】
メインループ内の時定数Ｔfの小さいフィルタ２５ｆ、２５ｇ、２５ｈはメインループの特性に影響しない。積分器２５ｈ、利得２５ｇ、及び、減算器２5ｆは、一緒にフィルタとして作用し、積分器２５ｈの入力Ｎ2は、時間に関するＭｄの純粋微分である。積分器２５ｈの入力は、分割器２５ｃの分子Ｎ2を形成する。従って、干渉作用は、フィルタ機能を用いた純粋微分により適切に補償可能である。電流ｉdの分割によって補償されるもう一方の干渉作用も同様に濾波され、弱化する。ただし、伝送線のインダクタンスおよび電流振幅のフィードバック制御の応答により電流の応答も同様に限定される。
【０１３８】
図２４は、図２０の非干渉制御手段２５を用いた図１９に示す制御システムの伝達関数の周波数特徴を示す。主伝達関数は、作動点によって影響されず、干渉作用は２０ｄＢ以上も低下する。従って、電流振幅ｉdの非干渉制御およびコンデンサ電圧ｕDCが達成可能である。更に、図２０における非干渉制御の構成は、例えば伝送線ライン２ａ、２ｂ、及び、直流コンデンサのキャパシタンスＣDCのインダクタンスＬACのような系統パラメータから独立している。これは、補償器３のコントローラがローカル変数のみを必要とすることを意味する。電流検出または電圧検出によって容易に検出できる。
【０１３９】
図２３は、従来技術の図１４と対照的に、非干渉制御を用いたステップレスポンス（段階応答）を示す。電流振幅ｉdは、図１４に示す時点０．１における、干渉に起因するリップルを示すが、図２３に示す時点０．１において電圧ステップが発生する場合には、電流には何等変化が無い。同様に、図２３に示す時点０．５において電流にステップが起きる場合には、電圧には全然変化がない。従って、図２３は、電流および電圧は方程式（４．１６）、（４．１７）に基づいて独立的に制御可能であることを示す。図２５は、本発明によるシステムの典型的な設計例を示す。
【０１４０】
実施の形態２．（電流ＰＬＬを有する３相系統）
図１９は図２０と共に、電圧ＰＬＬおよび独立およびローカル制御を用いた３相システムを含む本発明の実施の形態を示すが、電流ＰＬＬを有する図１９の３相システムコントローラを提供することも可能である。この場合、コントローラは、図１９に示す交流電圧検出器２６を必要としない。従って、実施の形態２の構成は、図１９のように組み立てられ、電圧検出器２３および位相回転手段１７を必要とせず、電流検出器２４の出力を、電流ＰＬＬユニット１８として作動する位相検出器１８にも接続する。３相極座標変換ユニット２１は図１９の場合と同じであり、位相検出器１８は、ｓｉｎθおよびｃｏｓθ関数を直接出力する。ただし、実施の形態１の場合と同様に、本システムは依然として３相システムである。非干渉コントロール２５への入力ｍ’q、ｕDC、ｉd、ω、ｍ’dは図１９の場合と同様であり、従って、図２０に示す非干渉制御に関するブロック図が同様に適用可能である。従って、図２６に示す実施の形態は、非干渉制御に関する限り、図１９に示す実施の形態と厳密に同じ仕方において作動することを理解されたい。
【０１４１】
実施の形態３．（電流ＰＬＬを有する単相系統）
図２１は、図１０の基礎構造を有し、本発明の実施の形態３による非干渉制御手段２５および成分検出器２６を有する単相システムを示す。この単相システムにおいて、電流検出も同様に位相である。電流検出は単相であるので、基準フレーム検出によってゼロであるべき電流現行ｉqのｑ軸成分を供給することは可能でない。従って、図２１において、図１８に示す方程式、即ち方程式（４．１４）、（４．１５）が具現される。単相システムにおいては、図２１に示すように、非干渉制御手段２５に必要とされるｉdおよびｉq成分を供給するために、電流の単相からｄ−ｑ座標への変換が必要とされる（図２２参照）。
【０１４２】
本発明の実施の形態３に基づく非干渉制御手段２５は、ユニット２５ａ−２５ｋに加えて、追加乗算器２５ｌ及び追加加算器２５ｍを含む。乗算器２５１は、ｑ軸電流成分ｉqに第１分割器２５ａの出力を乗じ、加算器２５ｍの負入力へ乗算済み出力ＭＬを供給する。加算器２５ｍは、ｍd’Ｋdからｉq＊ＤＶ１（即ち、ｉq＊ｍq’Ｋq／ｕDCω）を減算する。加算器２５ｂの出力は、第３除算器２５ｄの分子信号Ｎ3を形成する。このような構成を用いて、完全方程式（４．１４）、（４．１５）が具現化可能である。
【０１４３】
３相システムの平衡運転においては、対称演算を用いて、瞬間電流成分を容易に測定可能であるが、単相または不平衡３相システムにおいては、これに反して、測定のための幾らかの時間的遅延は避け難い。単相電流のこれらの成分を検出する幾つかの方法がある。簡単な一例を図２２に示す。電流検出器２４によって検出される交流線電流ｉは、位相検出器１８によって生成される正弦基準信号ｃｏｓ（ωｔ）及びｓｉｎ（ωｔ）を乗じられる。成分検出器２６は、直交電流成分ｉd、ｉqを生成するように、検出された線電流ｉに信号ｓｉｎ（ωｔ）及びｃｏｓ（ωｔ）を乗じるための第１および第２乗算器２６ａ、２６ｂを含む。乗算により、送電線の周波数ωの２倍の成分も存在し、フィルタ２６ｃ、２６ｄは、基本周波数ωを通過させるためだけに用いられる。基準信号ｃｏｓ（ωｔ）は交流電流と同相の信号であることに注意されたい。従って、ｉｃｏｓωｔ及びｉｓｉｎωｔは、それぞれ、交流電流ｉdの振幅および過渡成分ｉqを含む。
【０１４４】
実施の形態４．（電圧ＰＬＬを有する単相系統）
実施の形態３において、電流ＰＬＬは、単相システムにおける電流位相検出のために用いられることに注意されたい。ただし、勿論、上で説明したように、３相システムに関して単相システムにおいて電圧ＰＬＬを使用することが可能である。電流ＰＬＬの代りに電圧ＰＬＬを使用する単相システムを図２７に示す。
【０１４５】
図２７に示すように、成分検出器２６はｉd及びｉq成分を出力する。３相極座標変換ユニット２１、位相検出器１８、及び、位相回転ユニット１７は、図１９に関して既に記述したこれらのユニットに対応する。電圧ＰＬＬバージョンを有する単相システムの非干渉制御は、図１９および図２０に示す電圧ＰＬＬを有する３相システムの場合とちょうど同じ様に簡易化できることは興味深い。電圧位相から電流位相への位相補正が用いられるので、この制御は、非干渉を図２０に示すように簡単にする。勿論、図１９とは対照的に、成分検出器２６における成分検出に起因して制御ループに追加遅延が存在する。ただし、非干渉コントロール２５は、そこでは電流のｑ成分がゼロになる補正済み基準フレームと共に機能する。
【０１４６】
実施の形態５．（追加フィルタ）
既に図２１に示したように、入力基準電圧ｕDCrefを濾波するために更なるフィルタ２７を使用できる。この種のフィルタ２７は、図１９−２７に示し、既に上述したように、実施の形態１〜４の各々にも使用できる。
【０１４７】
フィルタは変調指数の振幅を減少させる効果を持ち、従って、非干渉制御は、制限された出力電圧容量を用いて達成される。入力基準電圧の高い周波数成分はフィルタによって減少されるので、これらの成分は非干渉制御ユニットへ移送されない。その結果、利得ユニット２５ｇの出力は減少するはずである。これは、直流電圧コントローラの利得が低く、かつ／または、入力基準電圧が低速である場合には、非干渉制御ユニットＤＶ２が無視可能であることを意味する。
【０１４８】
実施の形態６．（３相および単相）
既に説明したように、本発明に基づく非干渉制御手段は２つの異なるシステム、すなわち、単相または３相システムへ適用される。更に、本質的に異なる２つの位相検出手段（電圧検出器ＰＬＬ付き、および、電圧検出器なし）を用いることができる。更に、フィルタは随意に使用できる。更に、３相システムにおいて、既に説明したように、ｉq＝０に保持することは容易である。ただし、単相システムにおいては、過渡検出遅延のために、ｉq＝０を保証することが困難であるので、（単相システムに関して図２１に示すように）非干渉制御手段の異なる内部構造が用いられる。
【０１４９】
３相システムにおいては、実施の形態１に基づき、電圧ＰＬＬの用法は一般的知られているので、電圧ＰＬＬが用いられる。実施の形態２は電圧ＰＬＬを持たず、その利点は成分の減少である。更に、単相システムにおいて、単相システムにおける本発明の適用について簡単に説明するために、実施の形態３は電圧ＰＬＬを用いない。ただし、単相システムは、実施の形態４に基づいて図２７に示すように、電圧ＰＬＬおよび電圧検出器を用いて機能することができることを理解されたい。実施の形態５に基づく追加フィルタは、他の任意の実施の形態において使用可能である。もちろん、実施形態は組み合わせ可能である。最後に、２ｆフィルタおよび直流電圧変動補償手段は、既に説明したように、任意装備ユニットであることに注意されたい。
【０１５０】
産業的用途
既に説明したように、本発明は、電流および電圧ループの非線形微分方程式に近似させることによる非干渉制御に基づく。従って、独立した電圧および電流制御が達成できる。この種の非干渉手段は、補償器、好ましくは変圧器無し無効電力直列補償器を制御するために、単相システム又は３相システムにおけるコントローラ用に使用できる。本発明は、変圧器無し無効電力直列補償器の制御のみに制限されることなく、この制御は実際に変圧器を含む補償器にも充分同様に適用可能であることに注意されたい。補償器出力電圧および電流を制御することが必要なあらゆる装置に、変圧器無し無効電力直列補償器において直流コンデンサによって検出される線電圧を表わす式が利用可能なはずである。従って、上述の全ての制御方式は、変圧器を有する補償器にも適用可能である。
【０１５１】
ただし、ここに記述した教示および説明は好ましい作動態様にのみ関係するものであること、および、ここに開示された教示に基づいて更なる実施形態が可能であることに注意されたい。従って、当業者は、前述の教示に基づいて更なる修正および改変を実施することが可能である。更に、本発明は、説明に記述され、かつ、これとは独立して特許請求の範囲に請求された特徴に基づく実施形態を含むことができる。従って、全てのこの種変化および修正が添付特許請求の範囲に含まれるものと解釈される。
【０１５２】
【発明の効果】
この発明は、送電線（２ａ、２ｂ）に挿入された補償器を制御する補償器制御装置であって、送電線を流れる線電流（ｉ）を検出する線電流検出手段と、補償器のインバータの変調器に接続された直流コンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を検出する直流電圧検出手段と、変調信号として補償器の変調器に供給されるべき周波数がωであって、ｍ＝ｍdｃｏｓ（ωｔ）−ｍqｓｉｎ（ωｔ）の形のインバータ変調信号（ｍ）を生成する変調信号生成手段と、所定の基準電流（ｉdref）になるように線電流（ｉ）を制御する電流制御ループであって、インバータ変調信号（ｍ）のための変調指数（ｍq'）を出力する電流コントローラを有する電流制御ループと、所定の基準電圧（ｕDCref）になるように直流コンデンサ（ＣDC）の直流電圧（ｕDC）を制御する電圧制御ループであって、インバータ変調信号（ｍ）のための変調指数（ｍd’）を出力する直流電圧コントローラを有する電圧制御ループと、電流コントローラからの変調指数（ｍq’）および直流電圧コントローラからの変調指数（ｍd’）を受け取り、線電流（ｉ）が直流電圧コントローラの出力（ｍd’）から独立し、かつ、直流電圧（ｕDC）が電流コントローラの出力（ｍq’）から独立するように、新規の変調指数（ｍq）および（ｍd）を生成して上記変調信号生成手段へ出力する非干渉制御手段とを備え、交流電流の電流振幅（ｉd）と直流コンデンサ電圧（ＣDC）とが独立して制御されることが可能である補償器制御装置であるので、系統電流の変動によって引き起こされるＤＣ電圧の変動を非干渉制御手段によって補償してＤＣ電圧制御が安定に働くようにして制御し、系統電流を安定に制御することができる。
【０１５３】
また、電流制御ループが、基準電流（ｉdref）から線電流（ｉ）の電流振幅（ｉd）を減算し、かつ、その結果を上記電流コントローラへ出力するための電流減算器を含むようにしたので、簡単な構成において、電圧制御とは独立して安定した電流制御を行うことができる。
【０１５４】
また、電圧制御ループが、基準電圧（ｕDCref）からコンデンサ（ＣDC）のコンデンサ直流電圧（ｕDC）を減算し、かつ、その結果を直流電圧コントローラへ出力するための電圧減算器を備えているので、電流制御とは独立して安定した電圧制御を行うことができる。
【０１５５】
また、変調信号生成手段が、第１基準信号（ｓｉｎ（ωｔ））、第２基準信号（ｃｏｓ（ωｔ））、電流コントローラの出力（ｍq’）および直流電圧コントローラの出力（ｍd’）を受け取って、変調信号（ｍ）を出力する座標変換手段を備えているので、容易に変調信号（ｍ）を得ることができる。
【０１５６】
また、送電線が３相方式であり、補償器、直流電圧コントローラ、非干渉手段、座標変換手段および上記変調信号（ｍ）が各相につき設けられ、電流コントローラは１つだけ設けられているので、本発明の補償器制御装置は３相系統に適用することができる。
【０１５７】
また、各相の線電圧を検出する電圧検出器と、電圧検出器から上記線電圧を受け取り、かつ、各々が線電圧の位相および送電線の周波数（ω）と同期している第３基準信号（ｓｉｎωｔ）および第４基準信号（ｃｏｓωｔ）を出力する電圧ＰＬＬ検出ユニットと、第３及び第４基準信号と位相信号（ψ）とを受け取り、かつ、座標変換手段に供給するための第１および第２基準信号を生成する位相回転手段と、各相に関する線電流（ｉ）を受け取り、かつ、電流減算器および非干渉手段へ有効電流振幅（ｉd）を出力し、位相回転手段へ上記位相信号（ψ）を出力する３相極座標変換ユニットとを備えているので、本発明の補償器制御装置は３相系統に適用することができる。
【０１５８】
また、線電流検出手段から線電流（ｉ）を受け取り、線電流を、線電流（ｉ）の位相および送電線の周波数（ω）と同期している第１基準信号（ｓｉｎωｔ）および第２基準信号（ｃｏｓωｔ）として、非干渉手段（２５）へ出力する電流ＰＬＬ検出ユニット（１８）と、線電流（ｉ）を受け取り、かつ、上記有効電流振幅（ｉd）を上記電流減算器および上記非干渉制御手段へ、無効電流振幅（ｉq）を非干渉制御手段へ出力する成分検出器とを備えているので、非干渉制御手段により干渉現象を抑制することができる。
【０１５９】
また、送電線が単相方式であり、上記補償器、上記直流電圧コントローラ、上記非干渉制御手段、上記座標変換手段および上記電流コントローラが１つだけ設けられているので、本発明の補償器制御装置は単相系統に適用することができる。
【０１６０】
また、線電流検出手段から上記線電流（ｉ）を受け取り、かつ、線電流を、線電流（ｉ）の位相および送電線の周波数（ω）と同期している第１基準信号（ｓｉｎωｔ）および第２基準信号（ｃｏｓωｔ）として、非干渉制御手段へ出力する電流ＰＬＬ検出ユニットと、線電流（ｉ）を受け取り、かつ、有効電流振幅（ｉd）を電流減算器および非干渉制御手段へ出力し、無効電流振幅（ｉq）を上記非干渉制御手段へ出力する成分検出器とを備えているので、非干渉制御手段により安定して干渉現象を補償することができる。
【０１６１】
また、非干渉制御手段が、コンデンサ（ＣDC）のコンデンサ直流電圧（ｕDC）に電流ＰＬＬ検出ユニットから出力された送電線の周波数（ω）を乗算するための第１乗算器と、電流コントローラからの出力（ｍq’＊Ｋq）を上記第１乗算器からの出力信号（Ｄ１）によって割り算するための第１除算器と、成分検出器によって出力された無効電流振幅（ｉq）の有効成分に上記第１除算器の割り算した結果（ＤＶ１）を乗算するための第２乗算器と、第２乗算器の乗算結果（Ｍ１）を上記直流電圧コントローラの出力（ｍd’＊Ｋd）から引き算するための第１加算器と、第１加算器からの出力を上記成分検出器によって出力された上記電流（ｉd）の無効成分によって割り算するための第２除算器と、第２除算器の割り算結果および積分器の出力を受け取る第２加算器と、第２加算器の出力を受け取り、その出力を積分器の入力に供給する時間遅延ユニットと、修正済み変調指数（ｍd）を形成する積分器とを有する導出手段と、積分器の入力を電流ＰＬＬ検出ユニットによって出力された送電線の周波数（ω）により割り算する第３除算器と、第１除算器の出力（ＣＶ１）から上記第３除算器（２５ｃ）の出力（ＤＶ２）を引き算することにより、修正済み変調指数ｍqを結果として出力する第３加算器とを備えているので、簡単な演算の組合せにより修正済み変調指数を得るこおｔができ、安定した制御を行うことができる。
【０１６２】
また、成分検出器が、検出された線電流（ｉ）にそれぞれ第１および第２基準信号（ｓｉｎ（ωｔ）、ｃｏｓ（ωｔ））を乗算するための第１および第２乗算器と、第１および第２乗算器の出力における基本周波数をそれぞれ通過させるための第１および第２フィルタとを有し、第１および第２フィルタの出力が線電流（ｉ）の無効電流振幅（ｉd）および有効電流振幅（ｉq）を構成するので、変調指数の振幅を減少させることができる。
【０１６３】
また、非干渉制御手段の各々が、直流コンデンサ電圧（ｕDC）に上記電圧ＰＬＬ検出ユニットによって出力された送電線の周波数（ω）を乗算するための第１乗算器と、電流コントローラ（２０）の出力（ｍq’）を第１乗算器の出力信号（Ｄ１）によって割り算するための第１除算器と、直流電圧コントローラの出力（ｍd’）を３相極座標変換ユニットによって出力された有効電流振幅（ｉd）出力によって割り算するための第２除算器と、加算器、時間遅延ユニットおよび積分器を含む導出手段であって、加算器が第２除算器の除算結果（ＤＶ３）から積分器の出力を引き算し、かつ、その結果を時間遅延ユニットに出力し、時間遅延ユニットが受け取った結果を積分器に出力し、積分器が修正済み変調指数（ｍd）を出力する導出手段と、積分器の入力を上記位相検出器によって出力された上記送電線の周波数（ω）によって割り算するための第３除算器と、第１除算器の出力（ＤＶ１）から上記第３除算器の出力（ＤＶ２）を引き算するための第２加算器と、修正済み変調指数（ｍq）を結果として出力する第３加算器とを備えているので、干渉現象を安定して抑制することができる。
【０１６４】
また、変調信号生成手段が、座標変換手段からの変調信号（ｍ0）を受け取り、かつ、変調信号（ｍ）を補償器のインバータに出力する電圧変動補償手段をさらに有し、電圧変動補償手段が直流コンデンサ電圧（ｕDC）の電圧変動に起因する変調信号の変動を減少させるようにしたので、安定した制御を行うことができる。
【０１６５】
また、座標変換手段が、電流コントローラの出力（ｍq）に第１基準信号（ｓｉｎ（ωｔ））を乗算するための第一乗算器と、直流電圧コントローラの出力（ｍd’）に上記第２基準信号（ｃｏｓ（ωｔ））を乗算するための第２乗算器と、第２乗算器の乗算結果から上記第１乗算器の乗算結果を引き算するための減算器とを備えているので、簡単な演算により座標変換を行うことができる。
【０１６６】
また、電圧制御ループが、コンデンサ電圧（ｕDC）を濾波するためのフィルタを有し、電圧変動補償手段が、上記フィルタの出力を上記フィルタの入力によって割り算するための除算器と、上記座標変換手段の出力に上記除算器の出力を乗算する乗算器とを有し、乗算器による乗算結果出力が上記補償器のインバータに供給される変調信号（ｍ）を構成するようにしたので、安定した電圧制御を行うことができる。
【０１６７】
また、フィルタおよび電圧変動補償手段が各相に対して設けられているので、３相系統に適用することができる。
【０１６８】
また、フィルタおよび電圧変動補償手段が１相当たり１つだけ設けられているので、単相系統に適用することができる。
【０１６９】
また、制御装置が、変圧器なし無効電力直列補償器を制御するために設けられるので、変圧器なし無効電力直列補償器の制御を安定して行うことができる。
【０１７０】
また、制御装置が、変圧器を有する無効電力直列補償器を制御するために設けられるので、変圧器を有する無効電力直列補償器の制御を安定して行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来の送電系統における直列補償器の原理構成図である。
【図２】  従来の各相に補償器を組込んだ３相系統を示す図である。
【図３】  図１、図２に用いられる一般的な補償器の詳細なブロック図である。
【図４】  図３に示すインバータの従来のＰＷＭ制御を示す図である。
【図５】  図１、図２に基づく補償器を含む従来の送電系統における電流と電圧の原理的関係を示す図である。
【図６】  図１、図２に基づく補償器を含む従来の送電系統における電流と電圧の原理的関係を示す図である。
【図７】  従来の線電流制御に関するフェーザダイアグラムを示す図である。
【図８】  従来の直流コンデンサＣDC充電時における電圧と電流の依存性のフェーザダイアグラムを示す図である。
【図９】  従来の過渡状態における直流コンデンサの充電を示す図である。
【図１０】  従来の単相コントローラを示す図である。
【図１１】  従来の３相コントローラを示す図である。
【図１２】  図１０、１１の従来のコントローラにおける干渉効果の概観図である。
【図１３】  図１２に示す従来の干渉効果の概要図である。
【図１４】  図１０、１１に示す基礎的コントローラのステップレスポンスを示す図である。
【図１５】  図１０、１１における従来のコントローラの利得特性を示す図である。
【図１６】  図１３に示す干渉ユニットの上流に設置された非干渉制御手段を含む本発明の原理を示す図である。
【図１７】  図１６に基づく非干渉制御手段を含む本発明によるコントローラの原理ブロック図である。
【図１８】  非線形微分方程式の近似に基づいて実施される非干渉作用を示す図である。
【図１９】  電圧ＰＬＬを有する３相系統における本発明の実施の形態１による非干渉制御を含むコントローラのブロック図である。
【図２０】  本発明に基づく非干渉制御手段の詳細なブロック図である。
【図２１】  本発明の実施の形態３に基づく単相コントローラのブロック図である。
【図２２】  本発明の一実施の形態に基づく成分検出器を示す図である。
【図２３】  本発明に基づく非干渉制御を用いたステップレスポンスを示す図である。
【図２４】  発明の一実施の形態に基づく簡素化済み非干渉制御の利得特性を示す図である。
【図２５】  本発明に基づくシステムの一般的な一設計例を示す図である。
【図２６】  図１９に示す場合と同様であるが、本発明の実施の形態２による線電流位相検出用電流ＰＬＬを用いる３相系統を示す図である。
【図２７】  図２１に示す場合と同様であるが、本発明の実施の形態４による線電流位相検出用電流ＰＬＬを用いる単相系統を示す図である。
【符号の説明】
３  トランスレス無効電力直列補償器、２ａ，２ｂ  送電線、１３，１４  変調信号生成手段、１６  直流電圧コントローラ、１８，２１，２２  電流制御ループ、２０  電流コントローラ、２５  非干渉制御手段。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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