(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ランプの電極へ印加されてランプ（４）を照明する高周波パルス列を発生する発生手段と、発生手段を電源へ接続する手段と、ランプ（４）が引き込む電流を制限するチョーク（Ｌ３）を含むガス放電ランプを制御する電子回路であって、第一連のパルス（Ｐ０）およびこれから独立した第二連のパルス（Ｐ１）を生成する手段と、第一および第二連のパルスを付加的に組み合わせて高周波パルス列を生成する手段（Ｔ０、Ｔ１、Ｌ３）とを含み、第一および第二連のパルスの組み合わせ手段（Ｔ０、Ｔ１、Ｌ３）が、第一変圧器（Ｔ０）および第二変圧器（Ｔ１）を含み、各変圧器の一次コイルがそれぞれ、第一および第二連のパルス（Ｐ０、Ｐ１）を受け取り、各二次コイルがランプの接点に電気的に接続されるタップ（ＴＰ３０、ＴＰ３１）を有しかつ二次コイルおよびチョーク（Ｌ３）を前記接点の間で直列に組み合わせるようにチョーク（Ｌ３）に電気的に接続される別のタップ（ＴＰ４０、ＴＰ４１）を有することを特徴とする、ガス放電ランプ（４）を制御する電子回路（１、３）。
【請求項２】
第一および第二連のパルスを組み合わせる手段（Ｔ０、Ｔ１、Ｌ３）が、第一および第二連のパルス（Ｐ０、Ｐ１）を一緒に接続するチョーク（Ｌ３）を含む、請求項１記載の電子回路（１、３）。
【請求項３】
回路（１、３）は複数の出力対（ＴＰ１０、ＴＰ２０；ＴＰ１１、ＴＰ２１）を有し、各出力対はランプ（４）の加熱される電極に印加される定常的な低電圧出力を与える、請求項１または２記載の電子回路（１、３）。
【請求項４】
第一および第二連のパルス（Ｐ０、Ｐ１）の組み合わせ手段が、ランプ（４）を電源から電気的に絶縁する絶縁変圧器手段（Ｔ０、Ｔ１）を含む、請求項１〜３のいずれかに記載の電子回路（１、３）。
【請求項５】
少なくとも一つの変圧器（Ｔ０、Ｔ１）が、ランプ（４）のヒータ要素に電気的に接続される一対のタップ（ＴＰ１０、ＴＰ２０；ＴＰ１１、ＴＰ２１）とともに二次コイルを有する、請求項１載の電子回路（１、３）。
【請求項６】
第一連のパルスの位相を第二連のパルスに対して移動する手段（１）を含み、それによって、第一および第二連のパルス（Ｐ０、Ｐ１）を組み合わせる手段（Ｔ０、Ｔ１、Ｌ３）が、パルス列内のパルス幅を変化させる、請求項１〜５のいずれかに記載のガス放電ランプ（４）を制御する電子回路（１、３）。
【請求項７】
ランプ（４）からの光出力の所望の強度を設定する光レベル制御手段を含み、第一連のパルス（Ｐ０）の位相を第二連のパルス（Ｐ１）に対して移動する手段（１）が、パルス幅が変化するにつれて、ランプ出力を所望のレベルに設定するように光レベル制御手段に応答する、請求項６記載のガス放電ランプ（４）を制御する電子回路（１、３）。
【発明の詳細な説明】
本発明は、ガス放電ランプの駆動、とくに蛍光灯または管の減光式（dimmable）または非減光式（non-dimmable）の駆動方法およびその装置に関する。
蛍光灯または蛍光管は、家庭、オフィス、および産業において広く使用されて照明を提供する。このような蛍光灯は、一般に、ガス放電において電気的に励起されるとき、（Ｔｂ、Ｃｅ、Ｇｄ、Ｍｇ）ホウ酸塩、（Ｂｕ、Ｂａ、Ｍｇ）アルミ酸塩、および（Ｙ、Ｅｕ）酸化物を含む粉末のような蛍光被膜をガラスの内側面に放射して、クリプトンまたはアルゴンのような不活性ガスで満たされる、長さ２．４４ｍ（８フィート）までの管状のガラス製封体部で構成される。１．２２ｍ（４フィート）の長さのこのような管の例は、フィリップス・エレクトロニック・エンド・アソシエーテッド・インダストリーズ・リミテッドが「スーパー８０（／８４０）ニュー・ゼネレーション］および「スタンダード（／３３）］の商品名で販売する「ＴＬ」Ｄ型３６ワットである。
蛍光灯を含むガス放電管はすべて、作動するため安定器を必要とする。安定器は高い初期電圧を与えて放電を開始した後、急速にランプ電流を制限して放電を安全に維持する。安定器は、三つの主要クラス（予熱式、急速始動式、および瞬間始動式）の蛍光灯に対して製造される。
予熱式作動ランプ電極は、放電開始の前に加熱される。点灯管スイッチを閉じて、電流が各電極を通って流れるようにする。点灯管スイッチを急冷してスイッチを開き、かつアーク管を横切って供給電圧をトリガして放電を開始する。補助電力は作動の間、電極を横切って加わらない。
急速始動式作動ランプ電極は、作動の前に、かつ作動の間、加熱される。変圧器は二つの特殊二次コイルを有して、適当な低い電圧を与えて電極を加熱する。
瞬間始動式作動ランプ電極は、作動の前に加熱されない。瞬間始動ランプの安定器は、予熱式および急速始動式のランプに比較して比較的高い始動電圧を与えるように設計されて、加熱されない電極を横切って放電を開始する。
先行技術文献である米国特許第４，４６４，６０６号は、一対の蛍光灯を減光制御する回路を開示している。この回路では、プッシュ・プル式トランジスタ対がパルス幅変調され、パルス化された電流供給のデューティサイクルをランプへの変圧器の幹線へと変更する。
蛍光管は、完全な照明が不要なときは減光できて、エネルギ効率を高められることが望ましい。長さ１．８３ｍ（６フィート）までのこのような管は、適当な制御回路で減光可能なことが知られている。たとえば、上述の１．２２ｍの蛍光管は、フィリップス・ライティング・リミテッドが型番ＢＰＬ１３６Ｒとして販売する高周波調節安定器によって減光可能に制御されうる。
フィリップス照明データシートＰＬ３３２２を参照すると、このような公知の安定器は多数の制限を受ける。第一に、適当な制御が得られるのは、長さ１．８３ｍ（６フィート）までの蛍光管の減光可能な光出力に関してだけである。第二に、管が明滅する（flicker out）前に、下方へ減光できるのは全光出力の約１０％にすぎない。第三に、このような減光安定器の照明効率は、光出力が低落するにつれて、着実に低下して、効率は、管および安定器回路内での熱損失の増大の結果として、２５％の光出力で５６％、そして１０％の出力で２７％である。こうして、電気消費の減少という利益は、低い電力レベルにおいては充分に実現されない。
性能面でのこれらの制限の理由は、従来の、非減光式の高周波（ｈｆ）安定器を減光式の安定器としての使用へ適応させていた方法に起因すると思われる。従来のｈｆ安定器は、典型的には、２８ｋＨｚまたは３５ｋＨｚのいずれかのパルス電圧を発生し、この電圧は、各半サイクルの間、ｈｆ信号が存在しないように、５０％のオン・オフ比とともに低周波（５０Ｈｚまたは１００Ｈｚ）で変調がオン・オフされる。従来の減光式のｈｆ安定器は、ｈｆパルス化電圧がしだいに５０％未満の平均使用率（duty cycle）になるように、オン・オフ比を減少させる。したがって、ｈｆパルスはより低い平均使用率に対して蛍光管へ印加され、より少数のｈｆパルスを管へ印加するとき、管は減光する。
一般に、多くの制限が、このような減光式システムとともに注目されてきた。まず第一に、従来の蛍光安定器は相当なインダクタンスのチョークを含むため、相応的により大きい量のエネルギが、管を減光するにつれて、チョークのオーム抵抗熱で失われる。第二に、管を減光するにつれて、ｈｆ電圧が管に印加されないとき、ますます大きい時間比によって管が正しく点灯しない点に達する。したがって、管は、充分に減光する前に、管に加わるパルス列の、増大する不連続性によって、突然、フリッカーオフ（flicker off）する傾向がある。これらの問題は、蛍光管の長さの増大に対して悪化し、結果として、商業的に利用可能な、減光式または非減光式の安定器は、２．４４ｍの管に対して存在しないと思われ、また、１．８３ｍに対して利用可能な減光式安定器は、１．２２ｍに対するものと同じに作動しない。たとえば、商業的に利用可能なすべての蛍光灯および安定器を一覧表示する、http://light-link.com/のインターネットで見られる、総合的なオンラインデータベースを参照されたい。このデータベースは、１．８３ｍより長い蛍光管に対して商業的に利用可能な減光式または非減光式の安定器を示していない。
２．４４ｍの非減光式のｈｆ蛍光管安定器が、商業的に利用不可能であるという事実は、少なくとも１９８１年以来、エネルギ効率の改善のため、可能なときはつねに非減光式のｈｆ安定器を使用する傾向があったことから、驚くべきことである。しかし、高周波安定器には、各種の問題があることが知られている。
一つの問題が、より短い管と比較するとき、２．４４ｍ蛍光管の比較的より大きい電力、および、したがって、電流と電圧の要求から生じる。変圧器を含む安定器回路内の非効率は、安定器ユニット内部に過熱をもたらし、この過熱はソリッドステート回路要素を損なうおそれがある。典型的な蛍光管器具の内部空間は非常に制限され、かつ比較的より大きい要求電力による熱生成は、設置後の最初の年に、たとえば、１％未満という商業的に受け入れられる故障率で２．４４ｍ蛍光管への高周波安定器を製造することはできないか、または経済的でないことを意味すると信じられている。
もう一つの問題は、従来使用される回路は「調波」（harmonics）として知られるものを発生すること、および、これらの調波を電力供給グリッド内へ逆伝送することである。これは、たとえば、工場が、局部的な低減変圧器を通して供給される多数の照明回路に何百もの２．４４ｍ管を有する特定の産業状況で特別な問題である。このような状況で、調波は、変圧器の過負荷、三相配電システム内で中立への電流付加、一つ以上の調波周波数での回路共鳴による電流／電圧サージまたはスパイク、およびその他の電子機器との干渉をもたらすおそれがある。
結果として、規格が導入されて高周波安定器が発生する調波ひずみの量を制限している。
本発明の目的は、これらの問題を処理すべく、現在まで、高周波作動で可能な効率の増大から利益を与えていない高出力２．４４ｍ蛍光灯のような特定の形式のガス放電ランプとともに使用される、減光式のガス放電ランプへの高周波安定器の回路を提供することである。
本発明により、ランプの電極へ印加されてランプを照明する高周波パルス列を発生する発生手段と、発生手段を電源へ接続する手段と、ランプが引き込む電流を制限するチョークを含むガス放電ランプを制御する電子回路であって、上記回路が第一連のパルスおよびこれから独立した第二連のパルスを生成する手段と、第一および第二連のパルスを付加的に組み合わせて高周波パルス列を生成する手段とを含むことを特徴とする、ガス放電ランプを制御する電子回路が提供される。
本発明の好適な態様において、回路は蛍光灯用である。
高周波という用語は、幹線供給源へ使用されるもの以下、すなわち５０〜６０Ｈｚ以下の周波数を除外するものとする。高周波の数値は、多数の要因、とくにランプの形式およびランプの物理的寸法および電力定格に依存する。
装置は、高周波パルス列の二乗平均電力レベルが第一および第二連のパルスによって決定され、とくに、パルスの連続は相互に独立しているため、第一および第二連のパルスの相対的な位相によって設定されるようなものである。
付加的に組み合わされる二つの独立したパルス列の使用は、第一および第二連のパルスの電圧に対して、ランプに印加される組み合わせ高周波パルス列として供給されるものより小さいことをも可能にする。たとえば、二つの連続パルスの電圧が同じなら、これらは、組み合わせパルス列が連続パルスの電圧の二倍の電圧を持つように、集約してつくることができる。より低い電圧の使用は安全性を改善し、かつ発生手段の設計を簡単にする。
チョークは、いったんガス放電が点火されると、ただちに、ランプが引き込む電流を制限するように、かつランプが最初に始動するとき、高い電圧上昇を与えて放電を開始するように使用される。
好ましくは、第一および第二連のパルスを組み合わせる手段は、第一および第二連のパルスを一緒に接続するチョークを含む。
第一および第二連のパルスを組み合わせる手段は、絶縁変圧器手段を含んで、ランプを電源から電気的に絶縁する。その時、回路の出力は浮動的である。これは、ランプのガラス製の封体部への高周波電圧の容量移動（これは、ランプがオンのとき、それが接触すると不愉快な感覚をもたらすことがある）を防止するのに役立つことが見いだされている。
回路がガス放電ランプの光出力の制御用であるとき、回路はさらに、第一連のパルスの位相を第二連のパルスに対して移動する手段を含み、第一および第二連のパルスを組み合わせる手段は、それによって、パルス列内のパルス幅を変化させる。
パルス列内のパルス幅を変えることによって、ランプへ供給される二乗平均電力を制御できる。
たとえば、回路は電源からの供給電圧の変化を検出する手段を含む。そのとき、第一連のパルスの位相を第二連のパルスに対して移動する手段は、供給電圧が変化するとき、ランプ出力を安定保持するように、供給電圧の変化に応答する。
回路が、ランプからの光出力の所望の強度を設定する光レベル制御手段を含む場合も、ランプは減光可能に制御される。そのとき、第一連のパルスの位相を第二連のパルスに対して移動する手段は、パルス幅が変化するとき、ランプ出力を所望のレベルに設定するように、光レベル制御手段に応答する。
上にあるべき光への必要があるかないかに従って回路がランプを制御することも可能である。たとえば、回路は、回路の近くで人間のような物体の動きを検出する運動検出手段を含む。そのとき、光レベル制御手段は、パルス幅が変化するとき、検出される動きに従ってランプ出力を所望のレベルに設定するように、運動検出手段に応答する。
回路がランプの減光式制御用であっても、あるいは安定駆動用であっても、第一および第二連パルスの組み合わせ手段は、好ましくは第一変圧器および第二変圧器を含み、各変圧器の一次コイルは、それぞれ、第一および第二連のパルスを受け取り、チョークが二次コイルおよびチョークを接点の間で直列に組み合わせるように、各二次コイルはランプの接点に電気的に接続されるタップを有し、それぞれチョークに電気的に接続される別のタップを有する。それによって、チョークはパルス列と直列に存在する。
チョークは、ランプが始動して非常に低い電力レベルでフリッカーオフするとき、高い電圧上昇を与えるため使用されのに役立ち、回路は、ゼロに近いランプ電力を、複雑なフィードバックおよびランプ駆動制御回路を必要とせずに確実に制御する。
チョークは、ランプが点灯するとき、高周波パルス列上のあらゆる角形の縁部を丸めるためにも役立ち、この効果は、低い電力レベルでランプが安定的に作動し、いかなるヒータ要素予熱遅れをも必要とせずに、低い電力レベルに達するのを助けるのに重要と信じられている。
本発明の好適な実施態様において、回路は、ランプの加熱される電極に印加される定常的な低電圧出力を与える出力を一対化している。
その後、変圧器の一つは、ランプのヒータ要素に電気的に接続される一対のタップとともに二次コイルを有してもよい。ヒータ要素への二次タップの一つは、その後、ヒータ要素を加熱するのに充分な電力レベルでヒータ要素が高周波パルスを受け取れるように、ランプ接点への二次タップの一つに電気的に接続されてもよい。
好ましくは、この電力レベルはほぼ一定であり、ランプを減光可能に制御する回路の場合、相互に関して第一および第二連のパルスの位相ずれによって影響されるべきではない。
変調手段は、パルス列の各パルス幅を、類似的に、すなわち、各組み合わせ高周波パルスへのオン／オフ時間比が実質的に同じであるように変化させる。
しかし、代替的に、パルス列の各組み合わせ高周波パルス幅を、非類似的に、すなわち、パルス列が実質的に不連続になるようにパルスの間の隙間が長くならない限り、パルス列内の少なくともいくつかの隣接パルスへのオン／オフ時間比が実質的に同じでなくて、管をより低い平均使用率でフリッカーオフさせるように変化させことが可能であろう。
パルス列は一つだけの極のパルスを含むが、正負の両極性のパルスを含むことが好ましい。
上述のような回路はかさばらず、かつガス放電ランプへの接点を有する照明器具内に容易に組み込まれる。あるいは、回路は照明器具から分離してもよい。ただし、適当な伝送ライン、たとえば、同軸ケーブルを準備して、電磁放射の漂遊漏洩を防止するため遮蔽することが必要であろう。
本発明を、添付の図面を例示することにより、さらに説明する。
図１は、ランプへ接続されるインバータ回路を制御する精密制御器を有する、本発明による蛍光灯の減光式制御回路の概略図である。
図２は、図１のインバータ回路が発生する波形対の図である。
図３は、図１の精密制御器の回路図である。
図４は、ランプへ接続される図１のインバータの回路図である。
図５は、蛍光灯を横切ってインバータからの出力の概略図である。
図６Ａ−６Ｌは、チョーク上のフィードバックコイルを使用して測定される、インバータの、蛍光灯への供給電流を表す電圧を示すオシロスコープ軌跡の写真である。
図７Ａ−７Ｉは、ランプを横断して測定される、インバータの、蛍光灯への供給電圧を示すオシロスコープ軌跡の写真である。
まず、図１および２を参照して、精密制御器１を幹線電力および減光スイッチ２へ接続する。精密制御器は幹線の整流および安定化用の標準回路（図示せず）を有し、５Ｖの低電圧直流供給源Ｖcc、および１５Ｖの三つの独立した供給源ＶDD1、ＶDD2、およびＶDD3に加えて、インバータ回路３へ３２０Ｖの直流電力を供給する。インバータ回路３は急速始動型である。
インバータ３から精密制御器１までフィードバックラインもあり、このラインは、ライン電圧変動および管の温度変動を補償して蛍光灯または管４が引き込む電流を表す電圧を与える。
精密制御器は、インバータが信号を出力するとき、インバータ回路３内へ供給される一対の信号Ｐ0およびＰ1を発生する。これらの入力信号は、それぞれ、５０％の使用率とともに約８０ｋＨｚにおいて０〜５Ｖ直流矩形波パルスのほぼ連続的な列（train）または連続（series）であり、さらに詳細に説明するように、信号Ｐ0およびＰ1は、減光器スイッチ２を最大へ設定するとき、同調し、信号が同調しないオフへ減光器を下げるとき、しだいに同調しなくなる。
インバータ３からの出力信号Ｈ0、Ｈ1は、蛍光灯４、この例では、公称電力１２５Ｗの２．４４ｍ（８フィート）長さの標準管へ接続される。管の各末端は、ランプ内のヒータフィラメント（図示せず）を駆動するため、かつランプを点灯および照明するのに必要な電圧および電流を供給するため出力信号Ｈ0、Ｈ1へ接続される二つの接点を有する。
図３は、部品番号ＭＡＣＨ２１５としてアドバンスド・マイクロ・デバイス・インコーポレイテッド製の、プログラミング式論理デバイス（ＰＬＤ）チップＵ１を含む精密制御器１の部分の回路図である。チップＵ１は、ライン１３上に４０ＭＨｚの水晶体Ｘ１によってクロック信号が供給されるカウンタを含む。減光器スイッチ２は、標準の０〜１０Ｖ直流出力信号を生成し、この信号を、部品番号ＰＩＣ１６Ｃ７３Ａとしてアリゾナ・マイクロ・チップ・インコーポレイテッド製の精密制御器チップＵ２が８ビットのＤ０〜Ｄ７へディジタル化する前に、０〜５Ｖ直流制御入力に変換する。ディジタル化制御入力を、チップＵ１のライン３−１０へ供給する。これらの各ラインを、高い信号が正しい電圧を確実に持つように、５Ｖ直流のプラス供給Ｖccへ、抵抗パックＰＲ１を通して４．７キロオームプルアップ抵抗に接続する。
チップＵ２は、従来の方法でリセットからの遅れのあと、電源投入される。
水晶体Ｘ１からの４０ＭＨｚの信号はチップＵ１の内部で２５５に分割され、これが与える１５６．８６ｋＨｚの信号をＵ１内のファームウエアが使用して、７８．４８ｋＨｚにおいてチップＵ１の出力ライン４１（「位相１Ａ」として表示される）をトグルスイッチによって切り換える。
ライン３９（「位相１Ｂ」として表示される）は、位相１Ａと位相１Ｂの間の電圧差がインバータ入力信号Ｐ１として、図１および２において述べられる矩形波信号であるように、位相１Ａの論理反転をつくっている。したがって、この信号の絶対位相は変化しない。
チップＵ１内部では、４０ＭＨｚにおいて信号Ｐ１の１／２サイクルにわたって０から２５５までのカウントが利用できる。その後、減光器スイッチ２の出力を表す、０〜５Ｖのディジタル化制御入力信号の８ビットＤ0〜Ｄ7を、０から２５５までの４０ＭＨｚのカウントと、チップＵ１内のファームウエアによって比較する。チップＵ１の出力ライン４３（「位相０Ａ」として表示される）は、ディジタル化減光器信号の値が４０ＭＨｚカウントの値に等しいときはつねに、低から高へ、かつ高から低へトグルスイッチを切り換える。位相０Ａはそれの論理反転と一緒にライン４０（「位相０Ｂ」として表示される）から、インバータ入力信号Ｐ０として図１および２において述べられる矩形波信号を生成する。したがって、Ｐ１インバータ入力信号に対するＰ０インバータ入力信号の絶対位相は、同調内（減光器スイッチからの電圧が１０Ｖであり、カウント値が２５５であるとき）から同調外（減光器スイッチからの電圧が０Ｖであり、カウント値が０であるとき）へ変化する。したがって、Ｐ０およびＰ１信号は第一および第二パルス列の起源であり、各パルス列は他から独立している。
精密制御器Ｕ２は、出力として、運転／停止、イネーブル、および書き込みストロボを有して、それぞれチップＵ１ライン１１、２４、２５を制御する。書き込みストロボは、チップＵ１がこの値を４０ＭＨｚのカウントと比較するソフトウエアサイクル内で規定される点において、減光器スイッチ設定を表す８ビット値Ｄ0〜Ｄ7内に確実に錠止されるようにするため、変化する８ビット値Ｄ0〜Ｄ7はファームウエアの作動に影響しない。運転／停止は、Ｕ１内のファームウエアを通してインバータ回路３を切り離すように使用される。
本発明のこの態様はイネーブルラインを使用しないが、蛍光管４へ加わるパルス列のパルス幅変調を備えるように使用することができる。イネーブルが高くなるとき、Ｐ0およびＰ1はともに、カウントが２５５へ設定されても、されなくても同調するようにされる。したがって、組み合わされる高周波パルス列の各パルス幅が非類似的に変化するように、すなわち、パルス列の少なくともいくつかの隣接パルスへのオン／オフ時間比が実質的に同じでないように、イネーブルラインを、７８．４３ｋＨｚにおいて高周波パルス列以下の、しかし幹線周波数以上の周波数の高と低の間で、たとえば、時間の１０％高く、かつ時間の９０％低く切り換えさせることができる。
インバータ回路３が図４に詳細に示され、これはインバータ入力信号Ｐ０およびＰ１をそれぞれ受信する類似のインバータ対を含む。各信号は一対のＢＣ３３７ｎｐｎトランジスタＱ５、Ｑ６およびＱ７、Ｑ８を経て光カプラチップＵ３へ通り抜ける。チップＵ３は、部品番号ＨＰＣＬ３１５０としてヒューレット・パッカード社から入手可能である。チップＵ３は、１５Ｖにおいて三つの独立した供給源ＶDD1、ＶDD2、およびＶDD3とともに、かつそれぞれ、それ自身のアースＧＮＤ1、ＧＮＤ2、およびＧＮＤ3とともに供給されて、入力信号Ｐ０およびＰ１を１５Ｖの出力信号ＯＰ１、ＯＰ２およびＯＰ３、ＯＰ４へ変換し、これらの出力信号は、その後、昇圧出力結合変圧器Ｔ０、Ｔ１の類似の対の一つまたは他を通して、０〜５Ｖの入力信号Ｐ０、Ｐ１に合致する矩形波出力信号を生成するドライバ回路へ通りぬける。
出力信号は以下の方法で発生する。出力ＯＰ１、ＯＰ２およびＯＰ３、ＯＰ４がそれぞれ、一対のＭＯＳＦＥＴである、ＱＰ１、ＱＰ２およびＱＰ３、ＱＰ４（ＩＲＦ８４０型）を切り換えるため使用され、各ＭＯＳＦＥＴ対は直列に配線され、それぞれ直流０および３２０Ｖに整流される電力レールＨＴ−，ＨＴ＋に延びる。ＯＰ１（またはＯＰ３）が高くなるとき、ＯＰ２（またはＯＰ４）は低くなり、一つのＭＯＳＦＥＴがオンであるとき、他はオフであり、逆の場合も同様である。ＭＯＳＦＥＴの間の点での電圧はレール電圧の半分であり、一対のコンデンサ１００ｎＦによって分けられている。この配列は、ＭＯＳＦＥＴを横切って０〜１５Ｖの入力電圧に従う各インバータ出力変圧器Ｔ０、Ｔ１の一次コイルを横切るレール半分について±１６０Ｖの出力電圧を発生する。一次コイルと二次コイルの比は３４：５１である。
各出力変圧器Ｔ０、Ｔ１の二次コイルは、タップＴＰ１０、ＴＰ２０、ＴＰ３０、ＴＰ４０およびタップＴＰ１１、ＴＰ２１、ＴＰ３１、ＴＰ４１を同じ巻き数であるが反対の順序で有する結果、出力電圧および電流は反対方向である。各変圧器に対して、４Ｖを供給する一対のタップＴＰ１０、ＴＰ２０またはＴＰ１１、ＴＰ２１は、蛍光管４内でヒータ要素を横切って接続されて、入力と出力信号の位相が相互について変化するとき、安定したままである７８．４３ｋＨｚの充分に小さい加熱電流を与える。
各出力変圧器Ｔ０、Ｔ１からの、別の一対のタップＴＰ３０、ＴＰ４０およびＴＰ３１、ＴＰ４１は、二次コイルの大部分の巻き線へ延びる。各対のタップからの一つのタップＴＰ３０またはＴＰ３１はそれぞれＴＰ２０またはＴＰ２１へ接続され、したがって、他の二つのタップＴＰ４０、ＴＰ４１とともにランプヒータ接点の一つへもインダクタまたはチョークＬ３を通して一緒に接続される結果、インダクタＬ３と一緒に各出力変圧器Ｔ０、Ｔ１の二次巻き線の大部分は直列である。したがって、出力変圧器Ｔ０、Ｔ１からの主出力は、チョークＬ３を通る接続によって付加的に組み合わされ、これは管４を横切って存在する電圧の増大という利益を与える。
回路に通電するとき、電流は、交互方向に、管４、変圧器Ｔ０、Ｔ１、主二次コイル、およびチョークＬ３を通ってループの周囲に流れる。チョークが二次コイルの間に対称的に置かれることにより、抵抗損失を減らすのを助けるチョークが必要なだけである。
蛍光灯４とともに、図４のインバータ回路の作動は、二つのタップＴＰ３０、ＴＰ３１の間の電圧差（または、等しく、二つのタップＴＰ４０、ＴＰ４１の間の電圧差）を示す図５も参照して評価される。０Ｖの破線は、これらのタップを横切って正味電圧差がない点を示す。信号Ｐ０およびＰ１が同調しないとき、管４とインダクタＬ３を横切って有効な正味電圧はない。信号Ｐ０およびＰ１が同調するとき、出力変圧器Ｔ０、Ｔ１を通って電圧が加わって、図には、「１００％電力出力」と表示される信号を生成する。得られる電圧は２５％および７５％の出力に対しても概略的に示されている。したがって、インバータ回路３はパルス列信号Ｐ０およびＰ１を、各正と負の運動パルスに対して変化する幅を有する電圧を結果として生成するような方法で組み合わせ、その幅は得られるパルス列の半サイクルの１００％から半サイクルの０％へ有効に変化する。
図６Ａ〜６Ｌは、インダクタＬ３を通る電流を表す電圧のオシロスコープ軌跡の写真を示す。１２本の軌跡は、ほぼ全電力からほぼ無電力までの電流の変化を示す。図７Ａ〜７Ｉは、蛍光管を横切って存在する電圧のオシロスコープ軌跡の写真を示す。９本の軌跡は、ほぼ全電力からほぼ無電力までの電圧の変化を示す。両軌跡セットは、下記の表１のデータと対応する「段階番号」によって表示される。
0004194666.tif 000002
「段階番号」の数値は、信号Ｐ０およびＰ１の位相をそれぞれ同調内と同調外にある段階番号値２５５および０とともに同調の内外へ移動するディジタル化減光器信号の値である。
「Ｐメータ」値は、装置への幹線供給源上で電力計で測定した。この測定値は力率、すなわち消費電力を低減する傾向のある電流Ｉと電圧Ｖの間の何らかの位相ずれを考慮する。「Ｐ  Ｉ・Ｖ」値は、ＶとＩの間の何らかの位相差への補正なしで、幹線供給電圧Ｖと電流Ｉの測定値から計算する。メータで測定される電力レベルと、電流Ｉおよび電圧Ｖから計算されるそれらとの間の密接な対応は、従来の蛍光ドライバと異なり、力率は有効に単一である、すなわち、電流と電圧の間に有効な位相ずれはないことを示す点が注目される。したがって、本発明による回路は、安定した電力で（すなわち、第一および第二連のパルスの位相ずれなしで）ガス放電ランプを駆動するためだけに使用するときでさえ有用であるが、これは多数のランプと回路を相互に密接して幹線へ接続するとき、力率の漸増的なずれがないからである。
幹線電圧レベルは、全データ運転を通じてつねに２２０Ｖにあった。温度値は、オスラム社製で定格１２５Ｗの、標準２．４４ｍｍ（８フィート）長さ蛍光管である管のガラス製の封体部上でプローブによって測定した。
照明光レベルは、管の公称定格全電力に最も近い読み、すなわち、「段階番号」が２１９であった１２０Ｗで１００％に標準化されるデータのルクスメータで測定した。
表示されている「効率」の欄は、ランプ４および電子回路１、２、３の相対効率、すなわち、段階番号２１９における１００％に標準化される光／Ｐメータを表す値を示す。相対効率は、光が公称全出力の約４５％に減光されたときも、依然として約９０％である点が注目される。光出力が段階値５０において約２１％に減光された場合だけ、効率は、段階値が４７へ減少するとき、約６５％から急峻に減少する。
同じ機器および管を使用するが、表１のデータより暖かい周囲条件下に取られる別のデータを１と２５５の間の段階値の全範囲に対して以下の表２に示す。
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ランプの公称定格電力１２５Ｗに最も近い段階値２１９におけるデータを、比較を容易にするためこれらの２つの表で太字で示して強調する。より高い周囲温度はより高い実際の光出力をもたらすから、相対光出力および相対効率が急峻に減少し始める段階値はこの場合、段階番号６２である。しかし、光出力は、依然としてこの点で公称全出力の約２９％に減光する。
本明細書に記載される例では備えられていないが、蛍光灯または管４が引き込む電流を表す電圧を与える、インバータ３から精密制御器１へのフィードバックラインを使用して、管の温度変化を補償してもよい。
図６Ａ〜６Ｌを再び参照すると、これらは蛍光管を通過する電流を表すオシロスコープ波形の写真を示す。すべての場合、水平タイムベースは２．５μｓ／目盛りに設定されて、２Ｖ／目盛りの垂直尺度とともに各写真を横切って２５μｓをつくる。軌跡への電圧はインダクタＬ３の周囲にワイヤの単一回転を含む電流プローブによって発生し、インダクタＬ３を通る電流は、蛍光管４を通る電流とほぼ同じである。
インダクタＬ３は、タップＴＰ３０、ＴＰ４０およびＴＰ３１、ＴＰ４１の間の変圧器Ｔ０、Ｔ１の二次コイルと一緒に蛍光管４と直列であるから、チョークＬ３のインピーダンスは電流制限器として働いてインバータから供給される電流を制限し、蛍光管を通る電流の上昇および落下時間を急峻にする。インダクタの選択されるインピーダンスが蛍光管４を通る電流の上昇および落下時間を形成するかぎり、これは重要であることが見いだされた。二つの変圧器Ｔ０、Ｔ１およびインダクタＬ３は、フィリップス・コンポーネント社製の長方形モジュールおよびフェライトコア・グレード３Ｃ８５を使用する。
インダクタＬ３の正しい設計は、蛍光管をそうでなければ可能性のあるレベルより低く減光するのに寄与する。ランプが点灯しそこなったり、低い電力において明滅する場合、インバータを横切る電圧が増大し、かつ自動再点灯が行われることから、それは重要である。高周波作動であるため、これは非常に迅速に行われ、その結果、目はこの自動再点灯を検出することができない。
表１から、本発明による装置を使用して標準２．４４ｍ（８フィート）長さの蛍光管を全光出力の１％未満に減光可能のことが分かる。しかし、電子回路内で不可避の電力損失および蛍光管内のヒータ要素のほぼ一定の加熱によって、電力節約が主要な関心事であるとき、有効範囲は全光出力の約２２％に低下する。
定量化するのは困難であるが、本発明による電子回路が駆動する蛍光管の光出力の安定性および色質も、上述の形式の従来の回路が得るものより優れていることが観察された。とくに、色質は、電力をほとんどオフの方向へ減光するとき、従来の装置の場合より一層一定であり、より白いようである。
別の有利性は、表１から「電力」および「電力Ｉ・Ｖ」の欄の比較によって分かるように、幹線に接続される回路の力率が単一に近いという点である。また、上述の回路は、いかに大きな調波をも電力供給源内へ逆注入しない。比較的大きい誘導チョークに頼っている従来の安定器は、電圧と電流の間に有意な遅れを引き起こす。
回路は約８０ｋＨｚで作動できる。約３５ｋＨｚで作動する従来の高周波安定器と比較して、これは変圧器コイルの、したがって、安定器ユニットの全体の寸法の有意な寸法減少を可能にする。たとえば、上述の回路は、４０ｍｍ×４５ｍｍ×３２０ｍｍ（高さ×幅×長さ）の寸法のケース内にすべての他の必要部品とともに包装された。
本発明は、２．４４ｍ（８フィート）の長さの円筒状蛍光管に関して,具体的に記述してきたが、当業者は上記の回路が他の蛍光管の種類、たとえばより長いか、またはより短い円筒状の管、および形作られるか、又は曲線をつけられた管および白熱電球固定具の置換えとして意図されているもののようなコンパクトな蛍光灯に適用できることが理解されるであろう。
本発明による電子回路は、金属ハロゲン化物（ＨＩＤ）および低、高圧ナトリウム蒸気ランプのような他の種類のランプを制御し、かつ減光可能に、または非減光可能に制御するために使用することもできる。このようなランプは、しばしば、街路照明のような戸外照明用に使用される。さらに、本発明による電子回路は、朝の小時間のように、全光出力が必要でないとき、これらを減光すべきこのようなランプとともに使用され、これは有意な量の電力を節約し、市街地周辺の光公害の問題を減少する。
たとえば、上述の回路は、ＳＯＮ−Ｔ型７０Ｗおよび２５０Ｗの高圧ナトリウムランプ、およびＳＯＮ−Ｅ型リン光被膜付き２５０Ｗの高圧ナトリウムランプを駆動し、減光可能に制御するためにも使用された。これらのランプは、その高い効率に対して注目され、主として道路および公共建物と空間の照明のために使用された。その他のランプで駆動および減光が成功であったのは、オスラム製の２５０ＷまでのＳＯＸ型低圧ナトリウムランプ、および７０Ｗまでの高圧水銀蒸気ランプである。
いわゆる冷電極ランプ、すなわち、電極ヒータ要素を持たない、かつ各電極に一つだけの電気接点を有するものでは、上述品に類似の回路を、ヒータ要素回路を完成するため二次コイルの末端から通じるワイヤを省略するという修正とともに使用する。
このような減光式のランプへ、反射型の赤外線センサを使用するような運動検出器を嵌装して、たとえば、誰か、または何か車両がランプ近くで動いたかどうかに依存して、減光の程度を自動的に制御することもできるであろう。
もちろん、上述の回路を変更して、たとえば、減光器からの信号に代わって５Ｖの一定の制御入力電圧を与えるか、または第一および第二連のパルスの位相移動とともに行うため図３の回路の部分を省略することによって、減光不可能に蛍光灯を駆動してもよい。
したがって、本発明による電子回路が駆動し、かつ減光可能または非減光可能に制御するガス放電ランプは、屋内と屋外の両方で、家庭および産業における多くの用途での使用に対して好適である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図６Ｃ】
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【図６Ｄ】
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【図６Ｅ】
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【図６Ｆ】
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【図６Ｇ】
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【図６Ｈ】
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【図６Ｉ】
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【図６Ｊ】
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【図６Ｋ】
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【図６Ｌ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図７Ｃ】
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【図７Ｄ】
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【図７Ｅ】
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【図７Ｆ】
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【図７Ｇ】
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【図７Ｈ】
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【図７Ｉ】
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