(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列に接続されて１つの弁を形成するターンオフ形の複数の電力半導体装置（１）と、それぞれの上記電力半導体装置に対して設けられ、それらのゲートに接続されかつ上記複数の電力半導体装置を同時にオンおよびオフとなるように制御する駆動ユニット（６）と、上記駆動ユニットのそれぞれの電力供給装置とを具備した高電圧コンバータ回路において、上記電力供給装置は第１のコンデンサ（２２）と該第１コンデンサの電圧を調整するレギュレータ（２１、３１）とを具備しており、上記第１のコンデンサおよび上記レギュレータは上記電力半導体装置と並列に接続されており、上記第１のコンデンサは十分な電気的エネルギーを蓄積して、上記電力半導体装置が導通している時上記駆動ユニットへ電力を供給するように構成されて上記電力半導体装置と関連した上記駆動ユニットに接続されていて、上記電力供給装置はＤＣ／ＤＣコンバータ（２４）を具備し、その入力には上記第１のコンデンサ（２２）が接続され、その出力には上記駆動ユニット（６）が接続され、上記ＤＣ／ＤＣコンバータは上記駆動ユニットに選択自由に正負の電圧を与えることを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項２】
請求項１記載の高電圧コンバータ回路において、上記レギュレータは上記第１のコンデンサ（２２）と並列に接続したシャントレギュレータ（２１）であり、上記駆動ユニットの上記電力供給装置は上記電力半導体装置と並列に接続されかつ上記シャントレギュレータおよび上記第１のコンデンサの並列接続構成と直列に接続した少なくとも第１の抵抗（１９）を有する静的分圧器を具備していることを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項３】
請求項１記載の高電圧コンバータ回路において、上記レギュレータは上記第１のコンデンサ（２２）と直列に接続した直列レギュレータ（３１）であることを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項４】
請求項１から３のいずれかに記載の高電圧コンバータ回路において、上記ＤＣ／ＤＣコンバータ（２４）は、その入力において、上記駆動ユニットが必要とするレベルよりも実質的に高いレベルの電圧を使用するように構成し、上記第１のコンデンサ（２２）からの電流の消費量が上記駆動ユニットの全体の電力消費量よりも実質的に低くなることを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項５】
請求項１から４のいずれかに記載の高電圧コンバータ回路において、電気的エネルギーを蓄積するようにコンデンサ（２５、２６）が上記ＤＣ／ＤＣコンバータの各出力間に接続されたことを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項６】
請求項１から５のいずれかに記載の高電圧コンバータ回路において、上記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力の少なくとも１つは上記電力半導体装置のエミッタ（１３）に関して負の電圧を供給することを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項７】
請求項２記載の高電圧コンバータ回路において、上記シャントレギュレータ（２１）と並列に接続した第２の抵抗（２０）が具備され、この第２の抵抗は、上記電力半導体装置（１）間の閉塞電圧が上記シャントレギュレータの制限電圧よりも低い状態において上記静的分圧器による良好な分圧を得ることを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項８】
請求項１から７のいずれかに記載の高電圧コンバータ回路において、上記レギュレータ（２１、３１）と上記第１のコンデンサ（２２）との間に接続された上記電力半導体装置の導通方向に関して上流に配置されて第１のダイオード（２３）が具備され、この第１のダイオードは上記第１のコンデンサが上記駆動ユニット以外によって放電しないようにするために上記第１のコンデンサに向う導通方向を有することを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項９】
請求項２あるいは７記載の高電圧コンバータ回路において、上記第１の抵抗（１９）および上記シャントレギュレータ（２１）の直列接続構成と並列に接続された第４のコンデンサ（１８）が具備され、上記第４のコンデンサは上記電力半導体装置が閉塞される時に充電されかつ上記第１の抵抗を介して放電され、それにより上記電力半導体装置がオンにされる時の電気的エネルギーで上記第１のコンデンサを充電することを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項１０】
請求項３記載の高電圧コンバータ回路において、上記直列レギュレータ（３１）および上記第１のコンデンサの直列接続構成と並列に接続された第４のコンデンサ（１８）が具備され、上記第４のコンデンサは上記電力半導体装置が閉塞される時に充電されかつ上記直列レギュレータを介して放電され、それにより上記電力半導体装置がオンにされる時の電気的エネルギーで上記第１のコンデンサを充電することを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項１１】
請求項９あるいは１０記載の高電圧コンバータ回路において、第２のダイオード（１７）が上記第４のコンデンサ（１８）と上記レギュレータ（２１、３１）と直列に接続され、上記第４のコンデンサが上記電力半導体装置によっては放電されないことを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項１２】
請求項１１記載の高電圧コンバータ回路において、第３の抵抗（１５）が上記第２のダイオード（１７）と直列に接続されることを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項１３】
請求項２、７あるいは９記載の高電圧コンバータ回路において、上記シャントレギュレータ（２１）はツェナーダイオードであることを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項１４】
請求項２、７、９あるいは１３記載の高電圧コンバータ回路において、上記第１の抵抗（１９）は制御可能な抵抗値を有することを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項１５】
請求項１４記載の高電圧コンバータ回路において、上記第１の抵抗（１９）は固定抵抗（１９’）と、この第１の抵抗の抵抗値を制御するように制御可能な分岐との並列接続構成によって形成されることを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項１６】
請求項１５記載の高電圧コンバータ回路において、上記分岐は上記固定抵抗（１９’）の抵抗値よりも実質的に低い抵抗値を有する抵抗（３２）とそれと直列に接続したトランジスタスイッチ（３３）とを有することを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項１７】
請求項１４記載の高電圧コンバータ回路において、上記第１の抵抗（１９）は固定抵抗（３２’）および他の抵抗（１９’）の直列接続構成と上記他の抵抗と並列に接続した分岐とによって形成され、上記分岐は上記制御可能な抵抗値を実質的に上記固定抵抗の抵抗値によって形成するように上記他の抵抗を短絡回路にしかつそれと交互に上記制御可能な抵抗値をこれら２つの抵抗の抵抗値の和にするために上記分岐を接続解除するように制御可能に構成されたトランジスタスイッチ（３３）を有することを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項１８】
請求項１５記載の高電圧コンバータ回路において、上記分岐は制御可能な電流源（３５）を有することを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項１９】
請求項１４から１８のいずれかに記載の高電圧コンバータ回路において、上記電力半導体装置の閉塞電圧が所定値よりも低い状態においてこの値を越える閉塞電圧の場合より低くなるように上記第１の抵抗の抵抗値を制御する手段（３４）を具備したことを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項２０】
請求項９または１４から１９のいずれかに記載の高電圧コンバータ回路において、上記第４のコンデンサの電圧が所定値を越える状態においてこのような電圧がこの値よりも低い場合より低くなるように上記第１の抵抗の抵抗値を制御する手段（３４）を具備したことを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項２１】
請求項１から２０のいずれかに記載の高電圧コンバータ回路において、上記電力供給装置は数十ボルトの程度の電圧を上記駆動ユニットに供給するように設計されたことを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【請求項２２】
請求項１から２１のいずれかに記載の高電圧コンバータ回路において、上記電力半導体装置はそれぞれその間で１ｋＶを越える電圧を閉塞するように設計されたことを特徴とする高電圧コンバータ回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直列に接続されたターンオフ形の複数の電力半導体装置と、各上記電力半導体装置に対して設けられ、そのゲートに接続されかつその電力半導体装置をオンおよびオフとなるように制御するようになっている駆動ユニットと、上記駆動ユニットの電力供給装置とを具備した高電圧コンバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
「コンバータ回路」は高電圧を変換するための１対の装置からなる回路と定義され、その際に電圧レベルに関してあるいは１つの周波数から他の周波数への上向き方向あるいは下向き方向への直流電圧から交流電圧への変換、あるいはその逆、または直流電圧から直流電圧への変換、あるいは交流電圧から交流電圧への変換が問題となることがある。
【０００３】
このような回路は、例えば、直流電圧から交流電圧への、あるいはその逆の変換のための高電圧直流（ＨＶＤＣ）による電力の伝送を行なう電圧固定コンバータ（ｖｏｌｔａｇｅ−ｓｔｉｆｆ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に使用されてもよい。無効電力消費（ＲＰＣ）のための施設もまたこのようなコンバータを用いてもよい。これらコンバータは、このような施設においては、典型的に１０〜５００ｋＶの範囲内の電圧（他の電圧も考えられるが）を保持する必要があり、これは電圧を分散するために比較的に多くのこのような電力半導体装置を直列に接続する（それらそれぞれは通常１〜５ｋＶだけを保持する）必要がある。ターンオフ形のこのような電力半導体装置の例はゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、ＭＯＳＦＥＴおよびＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であり、このうちでＩＧＢＴは多くの点で好適である。ＩＧＢＴは電力取扱能力が良好であるばかりかコンバータのいわゆるＩＧＢＴ弁においてそれらを直列に接続する上でふさわしい特性を有している（それらはまた同時にオンおよびオフを容易に行なわれ得る）ためである。
【０００４】
「発明の属する技術分野」で定義した形式の高電圧コンバータ回路において直列に接続された多くの電力半導体装置を使用する時には、個々の駆動ユニットにエネルギーを供給する上で問題がある。個別のトランス（１個が各駆動ユニットに対応する）を用いて例えば接地電位からエネルギーを個々の駆動ユニットに与えることが実現可能性あるが、この解決法は、特に接地と種々の駆動ユニットとの間の電位差が高い（例えば、数十ｋＶあるいはそれ以上）ような高電圧コンバータ回路においては、極めて高価格となってしまう。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、「発明の属する技術分野」で定義された形式の高電圧コンバータ回路であって、駆動ユニットの電力供給装置が上述した別形式のものよりも構成が簡単でかつかなり廉価であり、その上極めて信頼性ある機能を行なうことができる高電圧コンバータ回路を与えることである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的は、本発明により、直列に接続されたターンオフ形の複数の電力半導体装置と、各上記電力半導体装置に対して設けられ、そのゲートに接続されかつその電力半導体装置をオンおよびオフとなるように制御するようになっている駆動ユニットと、上記駆動ユニットの電力供給装置とを具備した高電圧コンバータ回路において、上記電力供給装置が第１のコンデンサとこのコンデンサ間の電圧を調整するようになったレギュレータとを具備しており、上記コンデンサおよび上記レギュレータが上記電力半導体装置と並列に接続されており、上記電力半導体装置が導通している時に上記コンデンサが上記駆動ユニットの上記電力供給装置のために十分な電気的エネルギーを蓄積するようになっており、上記コンデンサは上記電力半導体装置と関連した駆動ユニットにその電力供給のために接続されていることを特徴とする高電圧コンバータ回路を与えることによって達成される。
【０００７】
第１のコンデンサは、この回路において、レギュレータがこのコンデンサ間の電圧を所望のレベルに確実に保持するために駆動ユニットが必要とする電圧を有する電気的エネルギーを駆動ユニットに与えることができる。この形式の電力供給装置の長所は従来の電力供給装置のように高絶縁トランスを使用する必要がないことである。これはコストを節約できることを意味する。また、駆動ユニットと接地間の浮遊容量を低くすることができ、これはスイッチング事象時に駆動ユニットと接地との間に極めて大きな電圧時間微分係数（これは重大なＥＭＣの問題を生じさせる可能性がある）が生じるような高電圧コンバータ回路においては重要な長所となる。
【０００８】
本発明の好適実施例によれば、このレギュレータは第１のコンデンサと並列に接続したシャントレギュレータであり、電力供給装置は電力半導体装置と並列に接続した静的分圧器からなり、かつシャントレギュレータおよび第１のコンデンサの並列接続構成と直列に接続した第１の抵抗を少なくとも有している。上記レギュレータとしてこのようなシャントレギュレータの使用により、駆動ユニットは所定の制限電圧を越えない電圧を低コストで確実に与えることができるようになる。シャントレギュレータはそのレギュレータ間の電圧、従ってこの場合にはまた第１のコンデンサ間の電圧が確実に所定のレベルを越えないように、余分な電流を流すように設計された装置として通常の態様で定義される。それは過度の電流を流れさせる。例えば、ツェナーダイオードがシャントレギュレータとして使用されてもよく、これは本発明の他の好適で経済的に魅力的な実施例を構成する。
【０００９】
本発明の他の好適実施例によれば、このレギュレータはコンデンサと直列に接続した直列レギュレータである。この実施例で、直列レギュレータは、それを流れる電流を調整して第１のコンデンサ間の電圧が実質的に一定に保持されるようにする可変抵抗値を有する装置として通常の態様で定義される。直列レギュレータは高電圧スイッチを使用する必要があるためかなり高価なものとなってしまうという点でシャントレギュレータの代わりに直列レギュレータを使用することは欠点となることは事実であるが、電力半導体装置間の電圧が大きく変わる場合には、シャントレギュレータでは上述した抵抗を極めて低いオーミックのものとして十分な電力供給を低電圧で得るようにする必要がある（この結果、高電圧ではこの抵抗に極めて大きな電力損失が生じてしまう）ため、直列レギュレータは長所を有することになる。
【００１０】
本発明の他の好適実施例によれば、電力供給装置はＤＣ／ＤＣコンバータからなり、その入力には第１のコンデンサが接続され、その出力は駆動ユニットに接続され、駆動ユニットに選択自由の正負電圧を与えるようにしている。第１のコンデンサおよび駆動ユニット間のこのようなコンバータの構成は、制御されるべき電力半導体装置が負の電圧をそのゲートに与えることができる可能性を必要とする（多くの電力半導体装置が該当する）時には必要な構成となる。更にまた、ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が出力電圧よりも実質的に高く、この結果抵抗およびシャントレギュレータでの電力損失が低くなるという事実により、効率を高めることが可能である。
【００１１】
本発明の他の好適実施例によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータは、その入力において、駆動ユニットが必要とするレベルよりも実質的に高いレベルの電圧を使用するように構成化されて、第１のコンデンサからの電流消費量が駆動ユニットの全体の電力消費量よりも実質的に低くなるようにされている。これにより、レギュレータが第１のコンデンサ間の電圧を確実にこのような低レベルに保持する必要なしに、上記コンバータが実際駆動ユニットによって要求される電圧レベルを得るために使用され得るようにし、それにより電力供給装置の電力損失は低く保持されることができるようになる。
【００１２】
本発明の他の好適実施例によれば、電気的エネルギーを蓄積するようにコンデンサがＤＣ／ＤＣコンバータの各出力間に接続される。これにより、駆動ユニットは、常に、コンデンサの好ましい端子間のタップ電圧がその時に必要とする電圧を正確に与えることができるようにする。
【００１３】
シャントレギュレータを設けている回路の他の好適実施例によれば、これはシャントレギュレータと並列に接続した第２の抵抗を具備し、この第２の抵抗は、電力半導体装置間の閉塞電圧がシャントレギュレータの制限電圧よりも低い状態において上記静的分圧器による良好な分圧を得るようにされている。これにより、各電力半導体装置の電力供給装置の良好な分圧が種々の電力半導体装置間の任意の変化する漏れ電流特性と無関係に、また低電圧で確保される。
【００１４】
本発明の他の好適実施例によれば、当該回路はレギュレータと第１のコンデンサとの間に接続されていて電力半導体装置の導通方向に関して上流に配置されて第１のダイオードを具備し、この第１のダイオードはこのコンデンサが上記駆動ユニット以外によっては放電しないようにするために上記第１のコンデンサに向う導通方向を有している。これは駆動ユニットの電流供給を永続的に確保する長所を有する。
【００１５】
本発明の他の好適実施例によれば、シャントレギュレータの形態のレギュレータを有する上述した実施例における電力供給装置は第１の抵抗およびシャントレギュレータの直列接続構成と並列に接続された第４のコンデンサを具備し、この第４のコンデンサは電力半導体装置が閉塞される時に充電されかつ第１の抵抗を介して放電され、それにより電力半導体装置がオンにされる時電気的エネルギーで第１のコンデンサを充電するようにされている。この態様で、電力半導体装置の閉塞時並びにそのオン時に、第１のコンデンサの充電およびそれへのエネルギー蓄積が行なわれ、これは駆動ユニットの電力供給装置を極めて高信頼性のものとする。
【００１６】
直列レギュレータの形態のレギュレータを有する上述した実施例の一層の発展したものを構成する本発明の他の好適実施例によれば、電力供給装置は、直列レギュレータおよび第１のコンデンサの直列接続構成と並列に接続された第４のコンデンサを具備し、この第４のコンデンサは電力半導体装置が閉塞される時に充電されかつ直列レギュレータを介して放電され、それにより電力半導体装置がオンにされる時電気的エネルギーで第１のコンデンサを充電するようにされている。この実施例の長所はすぐ上に記載した実施例のものと同じである。
【００１７】
本発明の他の好適実施例によれば、第２のダイオードが第４のコンデンサおよびレギュレータと直列に接続され、この第４のコンデンサが電力半導体装置によっては放電されないように構成されている。これによって、第４のコンデンサに蓄積されたエネルギーが電力半導体装置の導通状態の間にその電力半導体装置を介して放電されるのが防止される。
【００１８】
シャントレギュレータの形態のレギュレータを有する上述した実施例の一層の発展したものを構成する本発明の他の好適実施例によれば、第１の抵抗は制御可能な抵抗値を有するように構成される。従って、この第１の抵抗は原理的には直列レギュレータによって形成される。この長所は、この抵抗の抵抗値が電力損失を低く保持しかつ駆動ユニットを確実に安全な電力供給装置とするような優先条件に従って制御され得るようにすることである。第１の抵抗の抵抗値は、例えば、駆動ユニットのために必要な電力を電力半導体装置に対して低電圧でタップすることが必要とされる場合には減少されてもよい。その場合において、回路の種々の電力半導体装置の特性の大きな開きの結果として、第４のコンデンサに対する電圧が余りにも高くなる場合には、第１の抵抗の抵抗値は第１のコンデンサに対する電圧を減少するようにその際に減少されてもよい。これら２つの生じ得る可能性は本発明の他の好適実施例の目的である。
【００１９】
本発明の他の好適実施例によれば、第１の抵抗は固定抵抗と、この第１の抵抗の抵抗値を制御するように制御可能な分岐との並列接続構成によって形成される。これは第１の抵抗の制御可能性を実現する有益な態様である。これにより、そこに含まれる抵抗によって与えられる最大の可能な抵抗値（好ましくは、通常の状況下で最もふさわしい抵抗値である）から始まる第１の抵抗値の抵抗を減少することができるためである。
【００２０】
直前に述べた実施例の一層の発展したものを構成する本発明の他の好適実施例によれば、上記分岐は上記固定抵抗の抵抗値よりも実質的に低い抵抗値を有する抵抗とそれと直列に接続したトランジスタスイッチとを有している。このトランジスタはバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴであってもよい。これによって、優先条件に実質的に従って異なった第１の抵抗の抵抗値の２つの値間で変化させることが可能となる。
【００２１】
制御可能な抵抗値の形態の第１の抵抗を有する実施例の一層の発展したものを構成する本発明の他の好適実施例によれば、第１の抵抗は固定抵抗および他の抵抗の直列接続構成と上記他の抵抗と並列に接続した分岐とによって形成され、上記分岐は上記制御可能な抵抗値を実質的に上記固定抵抗の抵抗値によって形成するように上記他の抵抗を短絡回路にしかつそれと交互に上記制御可能な抵抗値をこれら２つの抵抗の抵抗値の和にするために上記分岐を接続解除するように制御可能に構成されたトランジスタスイッチを有するように構成される。これによって、この制御可能な抵抗値は上記固定抵抗の抵抗値よりも大きくされることができ、トランジスタスイッチ間の電圧はそれにより余り高くはなり得ないという長所が得られる。
【００２２】
本発明の一層の長所および有利な特徴は添付図面に関連して本発明の好適実施例を例として述べる以下の記載並びに他の特許請求の範囲から明白となる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１には、本発明が適用可能な高電圧コンバータ回路の１つの位相脚が概略的に示されている。通常、３相交流回路網に接続される施設に共通の直流コンデンサ３を有する３つの位相脚が存在している。この回路は、通常の態様で、直列に接続した複数の電力半導体装置１（ここでは、ＩＧＢＴの形態となっている）と、各このようなＩＧＢＴと逆並列に接続したいわゆるフリーホイーリング・ダイオード２とを備えている。直列に接続した電力半導体装置の数は実際上図１に示されたものよりもかなり多くなるであろう。電力半導体装置の直列接続構成は直流コンデンサ３に接続されるが、この際に電力半導体装置間の位相端子４は位相リアクタ５を介して例えば交流回路網の１つの位相に接続される。図１において位相端子４の上方に配列されたダイオードを有する電力半導体装置はこの態様でＩＧＢＴ弁を形成し、かつその下方に配置されたものも他のＩＧＢＴ弁を形成し、ＩＧＢＴ弁の全ての電力半導体装置はそれぞれが図３に略示された駆動ユニット６からの信号により同時にオンにされ、そのため位相端子４で正の電位が所望される時には第１のＩＧＢＴ弁の電力半導体装置が導通し、位相端子４で負の電位が所望される時には第２のＩＧＢＴ弁の電力半導体装置が導通することになる。決定されたパルス幅変調（ＰＷＭ）パターンに従って電力半導体装置を制御することによって、直流電圧コンデンサ３間の直流電圧は位相端子４で電圧を発生するために使用可能となる。その基本成分は所望の振幅、周波数および位相位置を有する交流電圧である。
【００２４】
図２は、個々の電力半導体装置を駆動する駆動ユニット６がどのようにして構成され得るかを示す。ＩＧＢＴ弁内の各駆動ユニットは好ましくは光ファイバ手段を介して制御信号を同時に受け、制御信号を所望のパターンに従って送り出すようにされた制御装置からの入力７において、電気的絶縁を与えかつ電力半導体装置と接地との間の浮遊容量を低く維持するようにしている。その際に、入力７で論理１の時には、スイッチ８はＩＧＢＴのゲート９を電圧源１０の正の端子に接続するように制御され、その時にインバータ１１により、第２のスイッチ１２は論理０を受けて確実にそれを開くように構成されている。ゲート９はその際にエミッタ１３に関して正の電圧を受けることになる。電力半導体装置はそれによりオンにされる。それをオフにする際には、論理０が入力７に与えられ、スイッチ８が開いてスイッチ１２が閉じ、そのためゲート９は負の電圧を受けてＩＧＢＴはオフになる。これは従来技術である。
【００２５】
図３では、従来の態様ではまたどのようにして第２のダイオード１７および第４のコンデンサ１８と直列に接続した抵抗１５が電力半導体装置のコレクタ１６およびエミッタ１３間で電力半導体装置と並列に接続されるかが示されている。第１の抵抗１９は第４のコンデンサ１８と並列に接続される。これまで記載された構成要素は直列に接続した電力半導体装置のためのある形式の静的および動的分圧器を構成し、その際に第１の抵抗１９はこのコンデンサの２つの端子に直接接続され、クランピングダイオードとして働くダイオード１７、電流制限抵抗として働く抵抗１５、クランピングコンデンサとして働くコンデンサ１８および分圧抵抗として働く抵抗１９で分圧回路が構成される。ダイオード１７およびコンデンサ１８は、ＩＧＢＴがオフになる時の後端電流充電の開き（分散）並びにダイオード２がオフになる時の逆回復充電における開き（分散）の結果としての種々のＩＧＢＴ間の電圧差を取り除くようにスイッチの動的分圧のために使用される。抵抗１９は、漏れ電流の開き（分散）の結果として種々のＩＧＢＴ間の電圧差を取り除くことによる静的分圧のため、並びに抵抗１９の抵抗値とコンデンサ１８の容量値を掛け合わせたものに等しい時定数Ｔでのコンデンサ１８のこの充電を達成することによる動的分圧のために必要である。これは従来技術を構成し、本発明の特徴を次に説明する。
【００２６】
第２の抵抗２０、ツェナーダイオードのようなシャントレギュレータ２１、第１のコンデンサ２２の並列接続構成は第１の抵抗１９と直列に接続される。シャントレギュレータ２１と、抵抗１９および２０間の中点に接続した第１のコンデンサとの間には、第１のダイオード２３が第１のコンデンサに向う導通方向で接続されている。第１のコンデンサ２２の端子はＤＣ／ＤＣコンバータ２４の入力に接続され、そのそれぞれの出力には第２のコンデンサ２５および第３のコンデンサ２６が接続されており、その際に＋および０は１つの出力を構成し、−および０は他の出力を構成する。これら２つのコンデンサ２５、２６の端子はそれぞれの電力半導体装置の駆動ユニット６に接続されて、そのための電圧源１０および１４を構成するようになっている。
【００２７】
この回路の機能は次の通りである。電力半導体装置が閉塞状態になると、シャントレギュレータ２１はコンデンサ上の電圧が例えば３００Ｖの制限電圧までに増加するようにし、第１のコンデンサ２２は充電されてこのような閉塞状態での電気エネルギーを蓄積する。また、第４のコンデンサ１８も充電される。電力半導体装置がオンになると、第４のコンデンサ１８は第１の抵抗１９を介して放電され、この態様で第１のコンデンサ２２の充電状態を保持するように働く。第１の抵抗１９を通る以外の第４のコンデンサ１８の放電はダイオード１７により阻止され、またダイオード２３はＤＣ／ＤＣコンバータを通る以外の第１のコンデンサ２２の放電を阻止する。ＤＣ／ＤＣコンバータの入力には、この態様で第１のコンデンサ２２間の直流電圧が与えられ、この直流電圧はＤＣ／ＤＣコンバータによってより低い電圧に変換されてその出力に生じ、例えば＋１５Ｖが第２のコンデンサ２５の１つの端子に得られ、０Ｖが両コンデンサの端子間に得られ、−１５Ｖが第３のコンデンサ２６の他の端子で得られる。コンデンサ２５、２６はこのエネルギーを蓄積し、駆動ユニット６の入力での制御信号７の要求に応じて駆動ユニット６に供給されることができ、この際これらコンデンサの端子は図２で電圧源１０および１４と記号化されたものを形成すると看做すことができる。第２の抵抗２０を設けることにより、電力半導体装置間の良好な分圧がシャントレギュレータの制限電圧以下の低い電圧で達成されることができ、これは、また、電力半導体装置が漏れ電流の差を有している場合には、直列に接続されたユニット間で不同の電圧分布を与える結果となる。
【００２８】
図４には、本発明の第２の好適実施例による高電圧コンバータ回路の一部が示されており、この実施例は、図３に示されたものとは、第３の抵抗１５および第２のダイオード１７が取り去られ、かつ第２のコンデンサ１８が抵抗２８と直列に接続したコンデンサ２７の形態の動的分圧器によって置換されている点が異なる。第１の抵抗１９、第２の抵抗２０およびシャントレギュレータ２１はこの実施例で静的分圧器として働いている。第１のコンデンサ２２は、この実施例において、高電圧が電力半導体装置間に付与される時、すなわちこれが閉塞状態にある時にのみ充電される。これは、電力半導体装置がオン状態の時に第１のコンデンサ２２間の電圧がシャントレギュレータの制限電圧以下に減少することを意味し、この際に、ＤＣ／ＤＣコンバータが駆動ユニットにその適切な機能を行なうために十分な電圧および電流を与えることができるために必要なレベル以下に電力半導体装置の端子間の電圧が下落しない程コンデンサ２２が電力半導体装置のスイッチング周波数に関して大きくされることが重要である。
【００２９】
図５には、本発明の第３の好適実施例による高電圧コンバータ回路の一部が略示されており、この実施例は、図３に示されたものとは、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４並びにそれに接続したコンデンサ２５および２６が取り除かれ、かつ第１のコンデンサ２２の端子２９、３０が駆動ユニットにその電力供給のため直接接続されるだけが異なる。この実施例は、負および正の両電圧を電力半導体装置のゲートに対して与えることが必要ない場合並びにシャントレギュレータの制限電圧が駆動ユニットの電力供給のための所望の電圧に一致し得る場合に使用可能である。
【００３０】
図６には、本発明の第４の極めて簡略化した実施例による高電圧コンバータ回路のための駆動ユニット用電力供給装置が示されており、この実施例では、直列レギュレータ３１が第１のコンデンサ２２と直列に電力半導体装置とそのコレクタおよびエミッタ間で並列に接続され、上記第１のコンデンサの端子は駆動ユニット６にその電力供給のために接続されるように意図されている。直列レギュレータ３１は原理的には可変抵抗として機能し、それに流れる電流を調整し、コンデンサ２２間の電圧が一定に維持されるようにする。電力半導体装置が閉塞状態にある時には、これによりコンデンサ２２は所望の電圧に充電される。また、この実施例には、各電力半導体装置と並列に接続した第１の抵抗１９を備えた静的分圧器が設けられている。勿論、この実施例は本発明に従って第４のコンデンサ、ＤＣ／ＤＣコンバータ等のような他の実施例の他の構成要素で補充されてもよく、その際この実施例の主たる相違は第１のコンデンサの両端子間で最大電圧レベルを確保することにある（最初の３つの実施例ではこれがシャントレギュレータにより確保される）。
【００３１】
これまでに述べた実施例による電力供給回路は好ましく働くが、第１の抵抗によって形成される電圧分圧器並びにそれと第２の抵抗およびシャントレギュレータとの直列接続構成の損失はある応用においては極めて大きくなる。特に、これは、駆動ユニットが電力半導体装置間に極めて低い直流電圧の電力を与える必要がある時、並びに分圧器が種々の電力半導体装置の静的および動的特性の大きな開きの結果として漏れ電流の大きな開きに対処する必要がある場合である。これらの両方の場合において、第１の抵抗が極めて低い抵抗値を持つこと（この結果、高電圧が生じる時にはこの抵抗には極めて大きな電力が発生する）が重要である。第１の抵抗は可変抵抗値を有するように構成され、すなわち、実際上第１の抵抗はその対策のため直列レギュレータで置換されており、図７に示される実施例では、これは抵抗１９’を、抵抗１９よりも実質的により低い抵抗値を有する追加の抵抗３２および手段３４によって制御可能なトランジスタスイッチ３３の直列接続構成と並列に接続することによって達成されている。手段３４は、例えば、第４のコンデンサ１８間の電圧に応動するものであってもよく、この電圧が所定の値を越えると閉じて抵抗１９’の両端子間の抵抗値を減少させてこのコンデンサ間の電圧を減少させるようにしてもよい。別態様として、制御手段３４は第１のコンデンサ２２間の電圧が所定値以下に低下することに応じて、トランジスタスイッチ３３を閉じて十分な電圧をＤＣ／ＤＣコンバータに供給できるようにしてもよい。トランジスタスイッチ３３はＤＣ／ＤＣコンバータを始動させるように通常オンの形式のものでなければならないことに留意すべきである。
【００３２】
図８には他の実施例による回路が示されており、これは、図７に示されるものとは、この実施例の第１の抵抗の制御可能な抵抗値が固定抵抗３２’と他の抵抗１９’との直列接続構成並びに後者の抵抗１９’と並列に接続される分岐によって形成されることが異なる。この分岐は手段３４により制御可能なトランジスタスイッチ３３を有し、抵抗１９’を交互に短絡回路として実質的に固定抵抗の抵抗値によって制御可能な抵抗値を形成し、かつ分岐を中断して制御可能な抵抗値が２つの抵抗１９’、３２’の抵抗値の和となるようにする。これにより、上記制御可能な抵抗値は固定抵抗３２’の抵抗値よりは決して低くはならず、トランジスタスイッチ３３間の電圧は図７による実施例の場合ほどは決して高くはならないという効果が得られる。
【００３３】
図９による実施例は、図７による実施例とは、抵抗３２およびトランジスタスイッチ３３の直列接続構成が可変電流源３５によって置換される点が異なる。これは図７におけるトランジスタスイッチ３３と同一の原理によって制御されるように意図される。
【００３４】
最後に、図１０のグラフにおいて、第４のコンデンサ１８間の電圧Ｖを分圧器を通る電流Ｉの関数としてプロットすることにより、図７、図８および図９による実施例が良好なＩＶ特性を得るためにどのようにして使用され得るかが示される。制御可能な抵抗値のための問題の接続構成の最大全抵抗値の生成が点線３６によって示される。シャントレギュレータの制限電圧３８も表されている。線３９により、第１の抵抗の抵抗値が電力半導体装置間の低電圧状態においてどのようにしてより低いレベルに調整され得るのか、並びにＤＣ／ＤＣコンバータがどのようにして依然として始動され得るのか（これは、例えば点４０で行なわれてもよい）が示されている。しかしながら、電力半導体装置間の電圧がより高くなると、トランジスタスイッチ３３が開かれて、線３６に追従するようにされる。より高い電圧でさえも、直列に接続した電力半導体装置間で電圧分布を改善するように抵抗値の差を低くするという長所を持つことができる。この際に、トランジスタスイッチ３３は好ましいＰＷＭに従って制御されて、コンデンサ１８を放電する電流の平均が例えば線４１で表されるように与えられ得る。その長所は、静的分圧器の電力消費量を不必要に大きくせずに電力半導体装置間の高電圧状態において抵抗値の差を小さくできることである。
【００３５】
勿論、本発明はどのような態様ででも上述した好適実施例には制限されず、当業者にとって、特許請求の範囲に定めているような本発明の基本的なアイデアを逸脱せずにその複数の可能な変更が明白となろう。
【００３６】
図に示された好適実施例に、例えば追加の要素が加えられても、例えば第２の抵抗といったあるものが取り除かれてもよく、回路はある条件の下で依然として機能し得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明が適用され得る高電圧コンバータ回路の概略図である。
【図２】高電圧コンバータ回路のそれぞれの電力半導体装置を制御するための駆動ユニットの可能な構成を示す図である。
【図３】本発明の第１の好適実施例による高電圧コンバータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニットの電力供給構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第２の好適実施例による高電圧コンバータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニットの電力供給構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第３の好適実施例による高電圧コンバータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニットの電力供給構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第４の好適実施例による高電圧コンバータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニットの電力供給構成を示す回路図である。
【図７】本発明の第５の好適実施例による高電圧コンバータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニットの電力供給構成を示す回路図である。
【図８】本発明の第６の好適実施例による高電圧コンバータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニットの電力供給構成を示す回路図である。
【図９】本発明の第７の好適実施例による高電圧コンバータ回路の１つの電力半導体装置のための駆動ユニットの電力供給構成を示す回路図である。
【図１０】図７、図８および図９による高電圧コンバータ回路の駆動ユニットのための電力供給構成の第４のコンデンサ間の電圧が第１の抵抗を流れる電流にどのように依存するかを示すグラフである。
【符号の説明】
１  電力半導体装置
６  駆動ユニット
２１  シャントレギュレータ
２２  第１のコンデンサ
３１  直列レギュレータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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