(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源から入力される直流電圧を別の直流電圧に変換して出力する直流変換装置であって、
前記直流電源に接続される一方の受電端と他方の受電端との間に接続され、中間タップを有する第１リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、
前記第１リアクトルの中間タップと前記他方の受電端との間に接続された主スイッチと、
前記第１リアクトルの中間タップと前記他方の受電端との間に接続され、トランスの１次巻線とコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、
前記主スイッチに並列に接続されたスナバコンデンサ及びダイオードと、
前記トランスの２次巻線に接続された整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、
前記主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、前記補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせるとともに、前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路と、
を備えることを特徴とする直流変換装置。
【請求項２】
前記制御回路は、前記主スイッチをオンさせる前に前記補助スイッチをオンさせ、前記主スイッチをオフさせる前に前記補助スイッチをオフさせることを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
【請求項３】
前記中間タップを有する第１リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された前記第１直列回路に直列に接続された第２リアクトルを設けたことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
【請求項４】
前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時に、前記スナバコンデンサの電圧が該スナバコンデンサと前記第１リアクトルの巻線間のリーケージインダクタンスとの電圧共振によりゼロ電圧となった時から前記補助スイッチに電流が流れている時までの期間中に前記主スイッチをオンさせることを特徴とする請求項２記載の直流変換装置。
【請求項５】
前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時に、前記スナバコンデンサの電圧が該スナバコンデンサと前記第１リアクトルの巻線間のリーケージインダクタンスと前記第２リアクトルの巻線間のリーケージインダクタンスとの電圧共振によりゼロ電圧となった時から前記補助スイッチに電流が流れている時までの期間中に前記主スイッチをオンさせることを特徴とする請求項３記載の直流変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流電源から入力される直流電圧を別の直流電圧に変換して出力する高効率な直流変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８に従来のこの種の直流変換装置の回路構成図を示す。図８に示す直流変換装置において、直流電源Ｖｄｃ１にトランスＴ１の１次巻線５０ａ（巻数ｎ１）を介してＭＯＳＦＥＴ等からなる主スイッチＱ１が接続され、この主スイッチＱ１の両端には、直列に接続された抵抗Ｒ２及びスナバコンデンサＣ１２が接続されている。主スイッチＱ１は、制御回路１００のＰＷＭ制御によりオン／オフするようになっている。
【０００３】
また、トランスＴ１の１次巻線５０ａとトランスＴ１の２次巻線５０ｂとは互いに逆相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５０ｂ（巻数ｎ２）にはダイオードＤ１及びコンデンサＣ１１からなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴ１の２次巻線５０ｂに誘起された電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【０００４】
制御回路１００は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【０００５】
次に、このように構成された直流変換装置の動作を図９に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図９では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、トランスＴ１の１次巻線５０ａ（巻数ｎ１）に流れる電流ｎ１ｉ、ダイオードＤ１に流れる電流Ｄ１ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号を示している。
【０００６】
まず、時刻ｔ１１において、Ｑ１制御信号により主スイッチＱ１がオンし、直流電源Ｖｄｃ１からトランスＴ１の１次巻線５０ａを介して主スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。この電流は、時刻ｔ１２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。また、１次巻線５０ａを流れる電流ｎ１ｉも電流Ｑ１ｉと同様に時刻ｔ１２まで時間の経過とともに直線的に増大していく。
【０００７】
なお、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２では、１次巻線５０ａの主スイッチＱ１側が−側になり、且つ１次巻線５０ａと２次巻線５０ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が−側になるため、ダイオードＤ１には電流Ｄ１ｉは流れない。
【０００８】
次に、時刻ｔ１２において、主スイッチＱ１は、Ｑ１制御信号により、オン状態からオフ状態に変わる。このとき、トランスＴ１の１次巻線５０ａに誘起された励磁エネルギーの内、リーケージインダクタンスＬｇ（２次側と結合していないインダクタンス）の励磁エネルギーは、２次巻線側に伝送されないため、抵抗Ｒ２を介してスナバコンデンサＣ１２に蓄えられる。このため、トランスＴ１の１次巻線５０ａのリーケージインダクタンスＬｇとスナバコンデンサＣ１２とにより電圧共振が形成され、その共振周波数ｆは、式（１）で表される。
【０００９】
ｆ＝１／［２π＊｛Ｌｇ＊Ｃ１２｝１／２］     ・・・（１）
また、そのときの共振波形は、図１０に示すように、ターンオフ時（オン状態からオフ状態に変わること）にリンギング波形ＲＧ（減衰振動波形）となる。なお、スナバコンデンサＣ１２の値と抵抗Ｒ２の値とを適当な値に調整すれば、このリンギング波形を非常に小さくすることができる。そして、このリンギング波形は、抵抗Ｒ２により時間の経過とともに減衰して一定値となり、この一定値は時刻ｔ１３直前まで継続する。
【００１０】
また、時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３では、主スイッチＱ１がオフであるため、電流Ｑ１ｉ及び電流ｎ１ｉは零になる。
【００１１】
なお、時刻ｔ１２から時刻ｔ１３では、１次巻線５０ａの主スイッチＱ１側が＋側になり、且つ１次巻線５０ａと２次巻線５０ｂとは逆相になっているので、ダイオードＤ１のアノード側が＋側になるため、ダイオードＤ１に電流Ｄ１ｉが流れる。
【００１２】
このような直流変換装置によれば、主スイッチＱ１の両端にスナバ回路（Ｃ１２，Ｒ２）を挿入し、スナバコンデンサＣ１２により、主スイッチＱ１の電圧の時間的な変化を緩やかにすることで、スイッチングノイズを低減できると共に、抵抗Ｒ２により、トランスＴ１のリーケージインダクタンスＬｇによる主スイッチＱ１へのサージ電圧を抑制することができる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のこの種の直流変換装置にあっては、スナバコンデンサＣ１２に充電された電荷を抵抗Ｒ２によって消費させるため、損失が増大した。この損失は、コンデンサ容量、変換周波数に比例するため、ノイズ抑制を目的としてコンデンサ容量を増やしたり、あるいは、小型化を目的として変換周波数を上昇させた場合には、損失が増大し、効率が低下する欠点があった。
【００１４】
本発明の目的は、小型、高効率、低ノイズ化することができる直流変換装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記課題を解決するために以下の構成とした。請求項１の発明は、直流電源から入力される直流電圧を別の直流電圧に変換して出力する直流変換装置であって、前記直流電源に接続される一方の受電端と他方の受電端との間に接続され、中間タップを有する第１リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１リアクトルの中間タップと前記他方の受電端との間に接続された主スイッチと、前記第１リアクトルの中間タップと前記他方の受電端との間に接続され、トランスの１次巻線とコンデンサとが直列に接続された第２直列回路と、前記主スイッチに並列に接続されたスナバコンデンサ及びダイオードと、前記トランスの２次巻線に接続された整流素子及び平滑素子を有する整流平滑回路と、前記主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、前記補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に前記補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせるとともに、前記主スイッチをオン／オフ制御することにより前記整流平滑回路からの出力電圧を所定電圧に制御する制御回路とを備えることを特徴とする。
【００１６】
請求項１の発明によれば、補助スイッチをオンさせ、スナバコンデンサの電荷をスナバコンデンサ→第１リアクトルの中間タップ→第１リアクトル→逆流防止ダイオード→補助スイッチ→スナバコンデンサで放電させると、スナバコンデンサの電圧は、第１リアクトルの巻線間のリーケージインダクタンスとの共振により正弦波状に下降する。このとき、第１リアクトルの両端の一方の受電端側にプラス電位の電圧が誘起されて、スナバコンデンサの電荷は、直流電源に帰還される。スナバコンデンサの電位がゼロとなり、電荷の一部が第１リアクトルのリーケージインダクタンスに蓄積され、第１リアクトルの中間タップ→第１リアクトル→逆流防止ダイオード→補助スイッチ→ダイオード→第１リアクトルの中間タップで電流が流れ続け、直流電源にエネルギーを帰還し続け、この間、主スイッチの電圧をゼロとする。この電圧ゼロの間に制御回路が主スイッチをオンさせる（主スイッチのターンオン時のゼロ電圧スイッチング）。また、リーケージインダクタンスの電流がゼロの時に、制御回路は補助スイッチをオンさせる（補助スイッチのターンオン時のゼロ電流スイッチング）。
【００１７】
その後、直流電源から第１リアクトルを通り電流が流れ、第１リアクトルに電力を蓄える。同時にコンデンサからトランスの１次巻線に電流が流れ、トランスにエネルギを蓄積する。このとき、逆流防止ダイオードは、逆バイアスされ、補助スイッチの電圧及び電流はゼロとなる。この電流ゼロの間に制御回路は補助スイッチをオフさせる（補助スイッチのターンオフ時のゼロ電流スイッチング）。制御回路は、補助スイッチをオフさせた後に、主スイッチをオフさせると、電流はスナバコンデンサを充電して上昇させ同時にトランスの２次巻線に整流素子を順バイアスさせる方向に電圧が発生し、２次巻線の電圧が出力電圧と等しくなった時点で出力に電力を供給する。第１リアクトルのエネルギーは、直流電源→第１リアクトル→トランスの１次巻線→コンデンサで放出され、トランスから負荷に電力を供給するとともに、コンデンサを充電する。主スイッチのオフ時には、コンデンサ電圧がゼロから直線的に上昇するため、この電圧ゼロの間に制御回路は主スイッチをオフさせる（主スイッチのターンオフ時のゼロ電圧スイッチング）。
【００１８】
このように、主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせるので、主スイッチ及び補助スイッチのスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減することができる。特に、共振作用により、電圧の立ち上がり及び立下りも緩やかとなり、ノイズ発生を抑制し、スナバコンデンサの電荷を入力に帰還させるため、損失の増大もなく、高効率化できる。また、トランスの１次巻線の電流実効値を減少できることから、トランスを小型化できる。
【００１９】
請求項２の発明において、前記制御回路は、前記主スイッチをオンさせる前に前記補助スイッチをオンさせ、前記主スイッチをオフさせる前に前記補助スイッチをオフさせることを特徴とする。
【００２０】
請求項２の発明によれば、主スイッチをオンさせる前に補助スイッチをオンさせ、主スイッチをオフさせる前に補助スイッチをオフさせることにより、主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせることができる。
【００２１】
請求項３の発明は、中間タップを有する第１リアクトルと逆流防止ダイオードと補助スイッチとが直列に接続された第１直列回路に直列に接続された第２リアクトルを設けたことを特徴とする。
【００２２】
請求項３の発明によれば、第１直列回路に直列に接続された第２リアクトルと第１リアクトルとにより、補助スイッチに流れる電流の傾きや時間を調整できるため、補助スイッチのゼロ電流スイッチングが簡単に達成できる。
【００２３】
請求項４の発明において、前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時に、前記スナバコンデンサの電圧が該スナバコンデンサと前記第１リアクトルの巻線間のリーケージインダクタンスとの電圧共振によりゼロ電圧となった時から前記補助スイッチに電流が流れている時までの期間中に前記主スイッチをオンさせることを特徴とする。
【００２４】
請求項４の発明によれば、スナバコンデンサの電圧がゼロ電圧となった時から補助スイッチに電流が流れている時までの期間中に主スイッチをオンさせることにより、スナバコンデンサの電圧が上昇することなく、主スイッチのゼロ電圧スイッチングを簡単に達成できる。
【００２５】
請求項５の発明において、前記制御回路は、前記主スイッチのターンオン時に、前記スナバコンデンサの電圧が該スナバコンデンサと前記第１リアクトルの巻線間のリーケージインダクタンスと前記第２リアクトルの巻線間のリーケージインダクタンスとの電圧共振によりゼロ電圧となった時から前記補助スイッチに電流が流れている時までの期間中に前記主スイッチをオンさせることを特徴とする。請求項５の発明も請求項４の発明の効果と同様な効果が得られる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る直流変換装置の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００２７】
実施の形態に係る直流変換装置は、例えば、入力端に入力される直流電圧を主スイッチ及びトランスによって所定の直流電圧に変換して出力端から出力するフライバックコンバータである。
【００２８】
図１は実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。図１に示す直流変換装置は、直流電源Ｖｄｃ１から入力される直流電圧を別の直流電圧に変換して出力するもので、直流電源Ｖｄｃ１に接続される一方の受電端１と他方の受電端２との間には、中間タップを有するリアクトルＬ１（本発明の第１リアクトルに対応）とインダクタＬｇ（本発明の第２リアクトルに対応）と逆流防止ダイオードＤ２と補助スイッチＱ２とからなる第１直列回路が接続されている。
【００２９】
インダクタＬｇは、リアクトルＬ１のリーケージインダクタンスであってもよく、あるいはリーケージインダクタンスとは別のインダクタであってもよい。
【００３０】
リアクトルＬ１の中間タップＴＰと他方の受電端２との間には、主スイッチＱ１が接続されるとともに、トランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）とコンデンサＣ３とからなる第２直列回路が接続されている。主スイッチＱ１には並列に寄生コンデンサを含むスナバコンデンサＣ１及び寄生ダイオードを含むダイオードＤ１が接続されている。
【００３１】
主スイッチＱ１、補助スイッチＱ２は、バイポーラトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴのいずれかを用いることができる。なお、ダイオードＤ１は、主スイッチＱ１の寄生ダイオードのみであってもよく、スナバコンデンサＣ１は、主スイッチＱ１の寄生コンデンサのみであってもよい。
【００３２】
トランスＴ１の１次巻線５ａとトランスＴ１の２次巻線５ｂとは互いに逆相電圧が発生する巻回されており、トランスＴ１の２次巻線５ｂ（巻数ｎ２）には、ダイオードＤ３（本発明の整流素子に対応）及びコンデンサＣ２（本発明の平滑素子に対応）を有する整流平滑回路７が接続されている。この整流平滑回路７は、トランスＴ１の２次巻線５ｂに誘起された電圧（オンオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。
【００３３】
制御回路１０は、図示しない演算増幅器及びフォトカプラを有し、演算増幅器は、負荷ＲＬの出力電圧と基準電圧とを比較し、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１に印加されるパルスのオン幅を狭くするように制御する。すなわち、負荷ＲＬの出力電圧が基準電圧以上となったときに、主スイッチＱ１のパルスのオン幅を狭くすることで、出力電圧を一定電圧に制御するようになっている。
【００３４】
また、制御回路１０は、主スイッチＱ１をオンさせる前に補助スイッチＱ２をオンさせ、主スイッチＱ１をオフさせる前に補助スイッチＱ２をオフさせるように制御する。制御回路１０は、主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチＱ２をゼロ電流スイッチングさせるとともに、整流平滑回路７からの出力電圧を所定の電圧に制御して安定化させる。
【００３５】
次にこのように構成された実施の形態に係る直流変換装置の動作を図１乃至図５を参照しながら説明する。図３は実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。図４は実施の形態に係る直流変換装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオン時（時刻ｔ１付近でＡ部分）の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。図５は実施の形態に係る直流変換装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオフ時（時刻ｔ７付近でＢ部分）の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【００３６】
なお、図３乃至図５では、主スイッチＱ１の両端間の電圧Ｑ１ｖ、主スイッチＱ１に流れる電流Ｑ１ｉ、直流電源Ｖｄｃ１からリアクトルＬ１へ流れる入力電流、トランスＴ１の１次巻線５ａ（巻数ｎ１）に流れる電流ｎ１ｉ、ダイオードＤ３に流れる電流Ｄ３ｉ、補助スイッチＱ２の両端間の電圧Ｑ２ｖ、補助スイッチＱ２に流れる電流Ｑ２ｉ、主スイッチＱ１をオン／オフ制御するＱ１制御信号、補助スイッチＱ２をオン／オフ制御するＱ２制御信号を示している。
【００３７】
まず、直流電源Ｖｄｃ１から電流がリアクトルＬ１の中間タップＴＰを介してスナバコンデンサＣ１に流れてスナバコンデンサＣ１が充電され、主スイッチＱ１の電圧Ｑ１ｖが所定の電圧となる（時刻ｔ０付近）。
【００３８】
そして、スナバコンデンサＣ１が充電されている状態で、時刻ｔ１において、制御回路１０からのＱ２制御信号により、補助スイッチＱ２がオンとすると、閉ループ▲１▼のように、スナバコンデンサＣ１→リアクトルＬ１の中間タップＴＰ→リアクトルＬ１の巻線→インダクタＬｇ→逆流防止ダイオードＤ２→補助スイッチＱ２→スナバコンデンサＣ１のルートで電流Ｑ２ｉが流れる。このため、図４に示すように、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖは約ゼロとなり、補助スイッチＱ２の電流Ｑ２ｉは急激に上昇する。
【００３９】
このとき、スナバコンデンサＣ１の電荷が放電するので、スナバコンデンサＣ１の電圧（図４の電圧Ｑ１ｖに相当）は、リアクトルＬ１の巻線間のリーケージインダクタンスであるインダクタＬｇとスナバコンデンサＣ１との電圧共振により、正弦波状に下降していき、時刻ｔ２でゼロ電圧となる。また、このとき、スナバコンデンサＣ１に充電されていた電力は、リアクトルＬ１により昇圧され、閉ループ▲３▼のルートを通り、直流電源Ｖｄｃ１側に戻される。
【００４０】
次に、時刻ｔ２において、スナバコンデンサＣ１の電圧がゼロとなると、スナバコンデンサＣ１の電荷の一部がインダクタＬｇに蓄積され、蓄積された電荷により、閉ループ▲２▼のように、インダクタＬｇ（リーケージインダクタンスでも可）→逆流防止ダイオードＤ２→補助スイッチＱ２→ダイオードＤ１→中間タップＴＰ→リアクトルＬ１の巻線→インダクタＬｇのルートで電流Ｑ２ｉが流れ続ける。この電流Ｑ２ｉは、時刻ｔ２において最大値Ｉmaxとなり、時刻ｔ２から徐々に減少していき、時刻ｔ４においてゼロとなる。
【００４１】
また、このときも、閉ループ▲３▼のルートで電流が流れ、スナバコンデンサＣ１の電力が直流電源Ｖｄｃ１に帰還され続け、この間、主スイッチＱ１の電圧もゼロボルトを維持する。このため、時刻ｔ２から時刻ｔ４の間の時刻ｔ３に、即ち主スイッチＱ１ｖの電圧がゼロで且つダイオードＤ１に電流が流れているとき（電流Ｑ２ｉが流れているときに相当）に、主スイッチＱ１をオンとすることによりゼロ電圧スイッチングを達成することができる。
【００４２】
このように、スナバコンデンサＣ１とインダクタＬｇにより電圧共振させて、ゼロ電圧スイッチング動作させるので、主スイッチＱ１の電圧波形は、緩やかな下降となることから、スイッチングノイズの発生も抑制できる。
【００４３】
また、補助スイッチＱ２は、インダクタＬｇの電流がゼロのときオンされるため、オン後に電流がＶ／Ｌｇの傾きをもって、ゼロから上昇するため、ゼロ電流スイッチングとなる。
【００４４】
次に、スナバコンデンサＣ１の電力が直流電源Ｖｄｃ１に全て帰還されると、閉ループ▲４▼のように、コンデンサＣ３→トランスＴ１の１次巻線５ａ→主スイッチＱ１→コンデンサＣ３のルートで電流ｎ１ｉが流れて、トランスＴ１の１次巻線５ａにエネルギーを蓄積する。このとき、電流ｎ１ｉは、時刻ｔ７まで徐々に直線的に増加していく。この電流ｎ１ｉは１次巻線５ａをドット側（●）からドット無し側に流れる正方向電流である。また、電流Ｑ１ｉも同様に時刻ｔ７まで徐々に直線的に増加していく。
【００４５】
また、このとき、同時に、閉ループ▲５▼のように、直流電源Ｖｄｃ１→リアクトルＬ１→中間タップＴＰ→主スイッチＱ１→直流電源Ｖｄｃ１のルートで入力電流が流れ、リアクトルＬ１にエネルギーを蓄える。この入力電流は図３に示すように、時刻ｔ７まで徐々に直線的に増加していく。
【００４６】
また、閉ループ▲４▼で電流ｎ１ｉが流れているときには、トランスＴ１の１次巻線５ａのドット側が＋極となるため、ダイオードＤ３のアノード側が−極となり、ダイオードＤ３の電流Ｄ３ｉは流れない。
【００４７】
また、このとき、逆流防止ダイオードＤ２は、逆バイアスされ、補助スイッチＱ２の電圧Ｑ２ｖ及び電流Ｑ２ｉはゼロとなる。この状態で、時刻ｔ６において、制御回路１０からのＱ２制御信号により、補助スイッチＱ２をオフさせる。即ち、補助スイッチＱ２は、ゼロ電流スイッチングを達成することができる。
【００４８】
次に、補助スイッチＱ２をオフした後に、時刻ｔ７において、制御回路１０からのＱ１制御信号により、主スイッチＱ１をオフさせると、▲４▼▲５▼の電流は、スナバコンデンサＣ１を通り、スナバコンデンサＣ１の電圧（図５のＱ１ｖに相当）を上昇させる。このとき、スナバコンデンサＣ１の電圧は、ゼロからＩ／Ｃ１の傾きをもって上昇するため、ゼロ電圧スイッチングを達成することができる。
【００４９】
次に、スナバコンデンサＣ１の電圧が上昇し、トランスＴ１の２次巻線５ｂの電圧が上昇して、トランスＴ１の２次巻線５ｂにダイオードＤ３を順バイアスさせる方向に電圧が発生し、２次巻線５ｂの電圧が出力電圧と等しくなった時点（時刻ｔ８）から、閉ループ▲７▼のように、ダイオードＤ３に電流Ｄ３ｉが流れて電力を出力に供給する。
【００５０】
また、リアクトルＬ１のエネルギーは、閉ループ▲６▼のように、直流電源Ｖｄｃｌ→リアクトルＬ１→トランスＴ１の１次巻線５ａ→コンデンサＣ３のルートで放出され、２次側に電力を供給するとともにコンデンサＣ３を充電する。このとき、電流ｎ１ｉは１次巻線５ａをドット無し側からドット側（●）に流れる負方向電流である。
【００５１】
即ち、トランスＴ１の１次電流ｎ１ｉは、従来の方式の１／２の電流が正負（主スイッチＱ１のオン時には正方向、主スイッチＱ１がオフ時には負方向）に流れるため、電流実効値は、従来方式に比較して１／√２となる。このため、巻線の損失は、同一線径の電線を使用した場合には１／２となり、電線の断面積を１／２としても同一損失となるため、トランスの小型化が可能である。
【００５２】
なお、図６に示す従来の電流波形と図７に示す実施の形態の電流波形を比較して、電流実効値が従来方式に比較して１／√２となる理由について説明する。
【００５３】
まず、図６に示すように、従来方式では、トランスＴ１の１次電流がそのまま主スイッチＱ１に流れるので、主スイッチ電流とトランスＴ１の１次電流との波形は同じになり、０からＴ／２までの半周期期間では、主スイッチ電流はＩ０／２からＩ０まで直線的に増加していく。このとき、出力電流はゼロである。Ｔ／２からＴまでの半周期では主スイッチ電流は、ゼロであり、出力電流が流れる。
【００５４】
ここで、従来の主スイッチ電流の実効値を式（１）を用いて算出すると、式（２）が得られる。
【００５５】
ＩＥＯ＝［∫｛（Ｉ０ｔ／Ｔ＋Ｉ０／２｝２ｄｔ]１／２  ／Ｔ・・・（１）
ＩＥＯ＝Ｉ０×｛７／（２４Ｔ）｝１／２                  ・・・（２）
一方、実施の形態では、主スイッチＱ１には、閉ループ▲４▼によるトランスＴ１からのトランス電流と閉ループ▲５▼によるリアクトルＬ１からのリアクトル電流が流れる。トランス電流とリアクトル電流とのそれぞれは、０からＴ／２までの半周期期間で、Ｉ０／４からＩ０／２まで直線的に増加していく。このため、主スイッチ電流は０からＴ／２までの半周期期間では、Ｉ０／２からＩ０まで直線的に増加していく。このとき、出力電流はゼロである。Ｔ／２からＴまでの半周期では主スイッチ電流はゼロであり、出力電流が流れる。
【００５６】
また、トランス１次電流は、０からＴ／２までの半周期期間で、閉ループ▲４▼により、Ｉ０／４からＩ０／２まで直線的に増加し、Ｔ／２からＴまでの半周期で、閉ループ▲６▼により、−Ｉ０／２から−Ｉ０／４まで直線的に増加していく。
【００５７】
このようなトランス１次電流波形に基づき、１次電流実効値を式（３）を用いて算出すると式（４）が得られる。
【００５８】
ＩＥＮ１＝［∫｛（Ｉ０ｔ／（２Ｔ））＋Ｉ０／４｝２ｄｔ］１／２ ・・・（３）
ここで、積分範囲は０からＴ／２までとする。
【００５９】
ＩＥＮ１＝Ｉ０×｛７／（９６Ｔ）｝１／２                      ・・・（４）
Ｔ／２からＴまでの値は０からＴ／２までの値と同一値であるので、電流実効値は、式（５）のようになる。
【００６０】
ＩＥＮ＝Ｉ０×｛１４／（９６Ｔ）｝１／２        ・・・（５）
従来の電流実効果値に対する実施の形態の電流実効値との比を求めると、式（６）が得られる。
【００６１】
ＩＥＮ／ＩＥＯ＝Ｉ０×｛１４／（９６Ｔ）｝１／２ ／Ｉ０×｛７／（２４Ｔ）｝１／２＝１／√２           ・・・（６）
となる。
【００６２】
また、巻線の損失は、電力損失であるから、Ｗ＝Ｉ０２×Ｒにより、同一線径の電線を使用した場合には従来の線径の１／２となる。
【００６３】
このように実施の形態に係る直流変換装置によれば、主スイッチＱ１に並列にスナバコンデンサＣ１及びダイオードＤ１を接続し、かつ、中間タップを有するリアクトルＬ１、逆流防止ダイオードＤ２及び補助スイッチＱ２からなる直列回路を接続し、部分共振を利用して主スイッチＱ１のターンオン時及びターンオフ時に主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせ、補助スイッチＱ２のターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチＱ２をゼロ電流スイッチングさせることにより、主スイッチＱ１及び補助スイッチＱ２のスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減することができる。特に、共振作用により、電圧の立ち上がり及び立下りも緩やかとなり、ノイズ発生を抑制し、スナバコンデンサの電荷を入力に帰還させるため、損失の増大もなく、高効率化できる。また、トランスの１次巻線の電流実効値を減少できることから、トランスを小型化できる。これによって、小型、高効率、低ノイズ化できる直流変換装置を提供することができる。
【００６４】
また、主スイッチＱ１をオンさせる前に補助スイッチＱ２をオンさせ、主スイッチＱ１をオフさせる前に補助スイッチＱ２をオフさせることにより、主スイッチＱ１のターンオン時及びターンオフ時に主スイッチＱ１をゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチＱ２のターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチＱ２をゼロ電流スイッチングさせることができる。
【００６５】
また、リアクトルＬ１に直列に接続されたインダクタＬｇとリアクトルＬ１とにより、補助スイッチＱ２に流れる電流の傾きや時間を調整できるため、補助スイッチＱ２のゼロ電流スイッチングが簡単に達成できる。また、補助スイッチＱ２に流れる電流の傾きや時間は、リアクトルＬ１の中間タップ比（リアクトルの巻始めから中間タップまでのインダクタンスと中間タップからリアクトルの巻き終わりまでのインダクタンスとの比）やスナバコンデンサＣ１の値により調整することができ、この調整により主スイッチＱ１のオンのタイミングを制御することができる。
【００６６】
また、スナバコンデンサＣ１の電圧がゼロ電圧となった時ｔ２から補助スイッチＱ２に電流が流れている時ｔ４までの期間中に主スイッチをオンさせることにより、スナバコンデンサＣ１の電圧が上昇することなく、主スイッチＱ１のゼロ電圧スイッチングを簡単に達成できる。
【００６７】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１の発明によれば、主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせるので、主スイッチ及び補助スイッチのスイッチングロス及びスイッチングノイズを低減することができる。特に、共振作用により、電圧の立ち上がり及び立下りも緩やかとなり、ノイズ発生を抑制し、スナバコンデンサの電荷を入力に帰還させるため、損失の増大もなく、高効率化できる。また、トランスの１次巻線の電流実効値を減少できることから、トランスを小型化できる。
【００６８】
請求項２の発明によれば、主スイッチをオンさせる前に補助スイッチをオンさせ、主スイッチをオフさせる前に補助スイッチをオフさせることにより、主スイッチのターンオン時及びターンオフ時に主スイッチをゼロ電圧スイッチングさせ、かつ、補助スイッチのターンオン時及びターンオフ時に補助スイッチをゼロ電流スイッチングさせることができる。
【００６９】
請求項３の発明によれば、第１直列回路に直列に接続された第２リアクトルと第１リアクトルとにより、補助スイッチに流れる電流の傾きや時間を調整できるため、補助スイッチのゼロ電流スイッチングが簡単に達成できる。
【００７０】
請求項４の発明によれば、スナバコンデンサの電圧がゼロ電圧となった時から補助スイッチに電流が流れている時までの期間中に主スイッチをオンさせることにより、スナバコンデンサの電圧が上昇することなく、主スイッチのゼロ電圧スイッチングを簡単に達成できる。
【００７１】
請求項５の発明も請求項４の発明の効果と同様な効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態に係る直流変換装置を示す回路構成図である。
【図２】実施の形態に係る直流変換装置の動作を説明するための図である。
【図３】実施の形態に係る直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図４】実施の形態に係る直流変換装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオン時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図５】実施の形態に係る直流変換装置の主スイッチ及び補助スイッチのターンオフ時の各部における信号の詳細を示すタイミングチャートである。
【図６】従来の直流変換装置における主要部の電流波形を示す図である。
【図７】実施の形態に係る直流変換装置における主要部の電流波形を示す図である。
【図８】従来の直流変換装置を示す回路構成図である。
【図９】従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。
【図１０】従来の直流変換装置における主スイッチのターンオフ時のリンギング波形を示すタイミングチャートである。
【符号の説明】
Ｖｄｃ１  直流電源
１０，１００  制御回路
Ｑ１  主スイッチ
Ｑ２  補助スイッチ
Ｒ２  抵抗
ＲＬ  負荷
Ｃ１，Ｃ１２  スナバコンデンサ
Ｃ２，Ｃ３，Ｃ１１  コンデンサ
Ｔ１  トランス
５ａ，５０ａ  １次巻線
５ｂ，５０ｂ  ２次巻線
Ｌ１  リアクトル
Ｌｇ  インダクタ
Ｄ１，Ｄ３  ダイオード
Ｄ２  逆流防止ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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