(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
オーディオ帯域より充分大きいサンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）でサンプリングされた量子化１ビットデータからなるディジタル信号が記録された記録媒体を再生するディジタル信号再生装置において、
上記記録媒体から上記ディジタル信号を再生する再生手段と、
上記再生手段にて再生されたディジタル信号に所定の信号処理を施す信号処理手段と、
カットオフ周波数がオーディオ帯域以上で、かつ複数の互いに異なる周波数特性を有するローパスフィルタ手段と、
上記信号処理手段にて所定の信号処理が施されたディジタルオーディオ信号に含まれる高域成分を測定する高域成分測定手段と、
上記高域成分測定手段からの出力信号に基づいて上記ローパスフィルタ手段の互いに異なる周波数特性の内の任意の周波数特性を自動的に選択する選択手段とを備え、
上記選択手段が自動的に選択した上記ローパスフィルタの周波数特性で上記信号処理手段からのディジタル信号をフィルタリングする
ことを特徴とするディジタル信号再生装置。
【請求項２】
上記ローパスフィルタ手段は、複数の互いに異なる周波数特性を選択可能とするものであることを特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
【請求項３】
上記ローパスフィルタ手段は、複数の互いに異なる周波数特性毎に複数の互いに異なるローパスフィルタを有し、上記選択手段によりその内の一つのローパスフィルタが選択可能とされるものであることを特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
【請求項４】
上記複数の互いに異なる周波数特性は、カットオフ周波数が互いに異なるものであることを特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
【請求項５】
上記複数の互いに異なる周波数特性は、減衰特性の減衰量又は関数が互いに異なるものであることを特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
【請求項６】
上記高域成分測定手段は、
上記オーディオ帯域以上で所定の周波数近傍を抽出するバンドパスフィルタ手段と、
上記バンドパスフィルタ手段にて抽出した信号を整流する整流手段と、
上記整流手段にて整流した直流成分と固定直流成分を比較する比較手段とから構成され、
上記比較手段の結果を出力信号として出力することを特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
【請求項７】
上記高域成分測定手段は、
上記オーディオ帯域以上で複数の周波数近傍を抽出する複数のバンドパスフィルタ手段と、
上記複数のバンドパスフィルタ手段にて抽出した信号を整流する複数の整流手段と、
上記複数の整流手段にて整流した直流成分に基づき所定の演算を施す演算手段とを備え、
上記演算手段にて演算した結果を出力信号として出力することを特徴とする請求項１記載のディジタル信号再生装置。
【請求項８】
オーディオ帯域より充分大きいサンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）でサンプリングされた量子化１ビットデータからなるディジタル信号に信号処理を施すディジタル信号処理装置において、
カットオフ周波数がオーディオ帯域以上で、かつ複数の互いに異なる周波数特性を有するローパスフィルタ手段と、
上記ディジタル信号に含まれる高域成分を測定する高域成分測定手段と、
上記高域成分測定手段からの出力信号に基づいて上記ローパスフィルタ手段の互いに異なる周波数特性の内の任意の周波数特性を自動的に選択する選択手段とを備え、
上記選択手段が自動的に選択した上記ローパスフィルタの周波数特性で上記ディジタル信号をフィルタリングする
ことを特徴とするディジタル信号処理装置。
【請求項９】
上記ディジタル信号に施されたボリューム操作を検出するための検出手段を備え、上記選択手段は上記高域成分測定手段からの出力信号と上記検出手段からの検出信号とに基づいて上記ローパスフィルタ手段の複数の互いに異なる周波数特性の内の任意の周波数特性を自動的に選択することを特徴とする請求項８記載のディジタル信号処理装置。
【請求項１０】
上記ローパスフィルタ手段の出力は、後段に接続される増幅手段によって増幅されることを特徴とする請求項８記載のディジタル信号処理装置。
【請求項１１】
上記ローパスフィルタ手段は、複数の互いに異なる周波数特性を選択可能とするものであることを特徴とする請求項８記載のディジタル信号処理装置。
【請求項１２】
上記ローパスフィルタ手段は、複数の互いに異なる周波数特性毎に複数の互いに異なるローパスフィルタを有し、上記選択手段によりその内の一つのローパスフィルタが選択可能とされるものであることを特徴とする請求項８記載のディジタル信号処理装置。
【請求項１３】
上記複数の互いに異なる周波数特性は、カットオフ周波数が互いに異なるものであることを特徴とする請求項８記載のディジタル信号処理装置。
【請求項１４】
上記複数の互いに異なる周波数特性は、減衰特性の減衰量又は関数が互いに異なるものであることを特徴とする請求項８記載のディジタル信号処理装置。
【請求項１５】
上記高域成分測定手段は、
上記オーディオ帯域以上で所定の周波数近傍を抽出するバンドパスフィルタ手段と、
上記バンドパスフィルタ手段にて抽出した信号を整流する整流手段と、
上記整流手段にて整流した直流成分と固定直流成分を比較する比較手段とから構成され、
上記比較手段の結果を出力信号として出力することを特徴とする請求項８記載のディジタル信号処理装置。
【請求項１６】
上記高域成分測定手段は、
上記オーディオ帯域以上で複数の周波数近傍を抽出する複数のバンドパスフィルタ手段と、
上記複数のバンドパスフィルタ手段にて抽出した信号を整流する複数の整流手段と、
上記複数の整流手段にて整流した直流成分に基づき所定の演算を施す演算手段とを備え、
上記演算手段にて演算した結果を出力信号として出力することを特徴とする請求項８記載のディジタル信号処理装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ΔΣ変調により得られる量子化１ビットデータからなるディジタルル信号が記録された記録媒体を再生するディジタル信号再生装置及び上記ディジタル信号に信号処理を施すディジタル信号処理装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
コンパクトディスク（ＣＤ）におけるＰＣＭ信号は、２２ＫＨｚに帯域制限されたディジタル信号である。図１０には、ディジタル信号が記録されたＣＤ５０からＲＦ信号を取り出し、アナログ信号に変換して出力端子５６から出力するＣＤ再生装置の基本的な構成を示す。ＣＤ５０から光学ピックアップ５１が取り出したＲＦ信号は、信号処理部５２によりＰＣＭ信号とされ、ディジタルフィルタ５３で２２ＫＨｚ以上のサンプリングノイズが急峻に除去される。そして、Ｄ／Ａ変換器５４でアナログ信号とされ、その後軽いアナログのローパスフィルタ５５に通される。
【０００３】
一方、近年、オリジナルのアナログオーディオ信号にデルタシグマ（ΔΣ）変調処理を施して得た１ビットデータからなるディジタルオーディオ信号が注目されるようになった。このディジタルオーディオ信号を、以後、ダイレクトストリームディジタル（ＤＳＤ）信号と呼ぶ。このＤＳＤ信号は、例えばサンプリング周波数４４．１ｋＨｚ、データ語長１６ビットといったフォーマットの従来のＰＣＭオーディオデータに比べて、例えばサンプリング周波数が４４．１ｋＨｚの６４倍でデータ語長が１ビットというように、非常に高いサンプリング周波数と短いデータ語長といった形をしており、広い伝送可能周波数帯域を特長にしている。また、ΔΣ変調処理により１ビットデータであっても、６４倍というオーバーサンプリング周波数に対して低域であるオーディオ帯域において、高いダイナミックレンジをも確保できる。この特徴を生かして高音質のレコーダーやデータ伝送に応用することができる。
【０００４】
また、このＤＳＤ信号は、１．４ＭＨｚにおよぶ信号成分をもった１ビットのパルス列であり、これを単純にローパスフィルタに通すことでアナログオーディオ信号とすることができる。例えば、図１１に示すように、ＤＳＤ信号が記録された光ディスク６０から光学ピックアップ６１によりＲＦ信号を取り出し、信号処理部６２によりＤＳＤ信号とする。そして、このＤＳＤ信号をローパスフィルタ６３に通すことでアナログオーディオ信号を出力端子６４から得ることができる。
【０００５】
なお、図１２には、上記１ビット量子化データを得るためのΔΣ変調器の構成を示す。このΔΣ変調器は、加算器７１と、積分器７２と、量子化器７３と、遅延器７５とを備えてなる。加算器７１の加算出力は積分器７２に供給され、積分器７２からの積分出力は量子化器７３に供給される。量子化器７３の量子化出力は出力端子７４から導出される一方、遅延器７５を介して負符号とされて加算器７１にフィードバックされ、入力端子７０から供給されるアナログオーディオ信号に加算される。この加算器７１からの加算出力は、積分器７２で積分される。そして、この積分器７２からの積分出力を量子化器７３で１サンプル期間毎に量子化しているので、出力端子７４から１ビット量子化データを出力することができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記ＰＣＭ信号の場合には、ディジタルフィルタ５３により２２ＫＨｚ以上の成分が急峻に除去されるため不要な高域成分が後段に接続される装置に漏れ出す心配はないが、ＤＳＤ信号ではアナログのローパスフィルタ６３による遮断が充分でない場合、不要な高域成分が、後段に接続される例えば増幅装置やスピーカに入力され、混変調歪みを発生させて音質を劣化させる虞がある。また、高域、例えば１００ＫＨｚまでの音を忠実に再生する能力のあるスピーカに、上記不要な高域成分が大振幅で入力したときにはそのスピーカを破損してしまう。
【０００７】
不要な高域成分としては、ＤＳＤ信号を光ディスク，ハードディスク，磁気テープ等の記録媒体に録音するときにノイズシェーパにより高域側に移されるノイズ成分がある。現在、ＤＳＤ信号を生成するノイズシェーパの次数は３〜７次が主流であり、ローパスフィルタはこの場合の高域成分を除去する必要がある。しかし、ＤＳＤ信号では、ノイズシェーパの特性は録音系で自由に設定できるため、どのような帯域にノイズがどれくらいあるかは不明である。例えば、図１３に示す３次のノイズシェーパによるノイズ特性と、図１４に示す７次のノイズシェーパによるノイズ特性では明らかに不要な高域成分の量が違うが、この違いを再生装置側のローパスフィルタでは把握できない。さらに、今後、高性能化のため、高次のノイズシェーパが開発されたとき、現在のローパスフィルタでは不要な高域成分の遮断が不充分となる。
【０００８】
また、ＤＳＤ信号は１．４ＭＨｚに及ぶ広帯域な信号を持つため、単純にローパスフィルタのカットオフ周波数ｆcを下げるだけでは、その性能を充分に発揮できるとはいえない。したがって、ＤＳＤ信号の再生をＰＣＭ信号の再生と同じように一つのローパスフィルタだけで行おうとするのには無理がある。
【０００９】
本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、後段に接続される装置の構成や、再生される１ビット量子化データからなるディジタル信号の高域成分に応じて、適当なローパスフィルタを選択できるので、不充分な遮断による後段への不要な高域成分の漏れだしを防ぐことができ、後段における混変調歪みの発生を抑えることができるディジタル信号再生装置の提供を目的とする。
【００１０】
また、本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、１ビットディジタル信号の高域成分に応じて適当なローパスフィルタを選択し、混変調歪みの発生を抑えた信号を増幅装置に供給できるディジタル信号処理装置の提供を目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るディジタル信号再生装置は、上述の課題を解決するために、オーディオ帯域より充分大きいサンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）でサンプリングされた量子化１ビットデータからなるディジタル信号が記録された記録媒体を再生するディジタル信号再生装置において、上記記録媒体から上記ディジタル信号を再生する再生手段と、上記再生手段にて再生されたディジタル信号に所定の信号処理を施す信号処理手段と、カットオフ周波数がオーディオ帯域以上で、かつ複数の互いに異なる周波数特性を有するローパスフィルタ手段と、上記信号処理手段にて所定の信号処理が施されたディジタルオーディオ信号に含まれる高域成分を測定する高域成分測定手段と、上記高域成分測定手段からの出力信号に基づいて上記ローパスフィルタ手段の互いに異なる周波数特性の内の任意の周波数特性を自動的に選択する選択手段とを備え、上記選択手段が自動的に選択した上記ローパスフィルタの周波数特性で上記信号処理手段からのディジタル信号をフィルタリングする。
【００１３】
また、本発明に係るディジタル信号処理装置は、上記課題を解決するために、オーディオ帯域より充分大きいサンプリング周波数ｆｓ（Ｈｚ）でサンプリングされた量子化１ビットデータからなるディジタル信号に信号処理を施すディジタル信号処理装置において、カットオフ周波数がオーディオ帯域以上で、かつ複数の互いに異なる周波数特性を有するローパスフィルタ手段と、上記ディジタル信号に含まれる高域成分を測定する高域成分測定手段と、上記高域成分測定手段からの出力信号に基づいて上記ローパスフィルタ手段の互いに異なる周波数特性の内の任意の周波数特性を自動的に選択する選択手段とを備え、上記選択手段が自動的に選択した上記ローパスフィルタの周波数特性で上記ディジタル信号をフィルタリングする。
【００１４】
また、上記信号処理装置は、上記ディジタル信号に施されたボリューム操作を検出する検出手段を備え、上記選択手段は上記高域成分測定手段からの出力信号と上記検出手段からの検出信号とに基づいて上記ローパスフィルタ手段の複数の互いに異なる周波数特性の内の任意の周波数特性を自動的に選択する。そして、上記フィルタリング手段からの出力は、増幅手段に供給されて増幅されるものである。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るディジタル信号再生装置の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
【００１６】
先ず、アナログオーディオ信号にデルタシグマ（ΔΣ）変調処理を施して得た１ビット量子化データからなるディジタルオーディオ信号を光ディスクから再生する再生装置において、上記ディジタルオーディオ信号に対するローパスフィルタの複数の互いに異なる周波数特性を、ユーザによる手動の切り替え設定機能に応じて切り替えるディジタル信号再生装置について説明する。上記ディジタルオーディオ信号を以後、ダイレクトストリームディジタル（ＤＳＤ）信号と記す。
【００１７】
図１に示すディジタル信号再生装置が再生する光ディスク１０には、ΔΣ変調処理により得られる１ビット量子化データからなる上記ＤＳＤ信号が記録されている。このディジタル信号再生装置は、光ディスク１０からＤＳＤ信号をＲＦ信号として読み出す光学ピックアップ１１と、光学ピックアップ１１が読み出したＲＦ信号に所定の信号処理を施してＤＳＤ信号に変換する信号処理部１２と、カットオフ周波数が２０ＫＨｚのオーティオ帯域以上で二つの互いに異なる周波数特性を有するローパスフィルタ１３と、ユーザによる手動のローパスフィルタ切り替え設定操作を受け付ける切り替え設定回路１６と、この切り替え設定回路１６からの切り替え設定信号に応じてローパスフィルタ１３の互いに異なる周波数特性を切り替える切り替え回路１５とを備えてなる。
【００１８】
ローパスフィルタ１３は、カットオフ周波数ｆcがオーディオ帯域以上で互いに異なる二つの周波数特性を有する。例えば、図２に示すように、カットオフ周波数ｆc＝５０ＫＨｚの周波数特性と、カットオフ周波数ｆc＝１００ＫＨｚの周波数特性とを備え、ユーザの所望によりこれら二つの周波数特性を選択可能とする。
【００１９】
なお、ローパスフィルタ１３は、２０ＫＨｚのオーディオ帯域以上で減衰特性の次数を異ならせる二つ以上の互いに異なる周波数特性を有してもよい。例えば、図３に示すような、減衰特性の次数が３次、５次、７次というように異なる周波数特性である。このときの周波数特性は、減衰のスロープをフィルタの次数により異ならせている。
【００２０】
切り替え設定回路１６で行われる切り替え設定の考え方について説明しておく。ＤＳＤ信号の再生においては、後段に接続されるシステム、例えば増幅器，スピーカの能力に応じて、ローパスフィルタ１３の特性が切り替えられることが重要である。増幅器，スピーカの中には再生可能帯域にかかわらず大きな高域ノイズを受けると混変調を起こしやすいものと、起こしにくいもの、あるいはまったく大丈夫なものがある。このうち、不要な高域成分の混変調歪みを発生させて音質を劣化させる増幅器，スピーカに対してはローパスフィルタ１３の特性を切り替えることが重要なのである。一般に上記図１３と図１４を比較しても明らかなようにノイズシェーパの次数が高いほど高域成分が大きくなるが、この高域成分が大きくなるほど混変調の虞も大きくなる。
【００２１】
そこで、録音時にノイズシェーピングされた高域成分が大きく、また後段の増幅器，スピーカが混変調に弱いことが分かれば、あるいは現に混変調歪みが発生していれば、カットオフ周波数ｆcを低めに設定して通過許可帯域を狭めるようにするのが望ましい。逆に後段のシステムが混変調に強い場合は、ローパスフィルタのカットオフ周波数ｆcを高めに設定して通過許可帯域を広げるようにするのが望ましい。
【００２２】
ユーザが、後段のシステムは混変調に弱い、つまり非常に高い周波数まで増幅、再生できる能力を備え、ノイズシェーピングされた高域成分に影響されると判断すれば、切り替え設定回路１６につながるスイッチでローパスフィルタ１３の周波数特性をカットオフ周波数ｆcが図２に示す５０ＫＨｚのものに所望する。すると、切り替え設定回路１６は、カットオフ周波数ｆc＝５０ＫＨｚの周波数特性への切り替え設定信号を生成し、切り替え回路１５に供給する。切り替え回路１５は、ローパスフィルタ１３にカットオフ周波数ｆc＝５０ＫＨｚの周波数特性への切り替え制御信号を送る。このため、ローパスフィルタ１３ではカットオフ周波数ｆcが５０ＫＨｚの周波数特性が選択され、信号処理部１２からのＤＳＤ信号を図２に示す周波数特性でフィルタリングしたアナログオーディオ信号を出力端子１４から出力する。
【００２３】
一方、録音時のノイズシェーピングにより後段のシステムで混変調による歪みが発生しないと判断すれば、切り替え設定回路１６、切り替え回路１５を介してローパスフィルタ１３の周波数特性をカットオフ周波数ｆcが１００ＫＨｚのものに換える。このため、ＤＳＤ信号の１．４ＭＨｚに及び広帯域な再生信号を楽しむことができる。
【００２４】
また、上記図３に示した減衰特性の次数の異なる周波数特性についても後段のシステムの録音時のノイズシェーピングに対する相性によって３次、５次、７次のように選択してもよい。
【００２５】
なお、上記図１に示した再生装置は、一つのローパスフィルタ１３にて、二つのカットオフ周波数ｆcの異なる周波数特性や、三つの減衰特性の次数が異なる周波数特性を選択的に切り替えているが、カットオフ周波数ｆcの異なる各周波数特性を備えた二つのローパスフィルタ、あるいは三つの減衰特性の次数が異なる周波数特性を備えた三つのローパスフィルタを用意して、ローパスフィルタ毎切り替え選択してもよい。
【００２６】
また、切替の対象とするローパスフィルタの周波数特性としては、カットオフ周波数ｆc、減衰特性のスロープの異なるものの他、減衰特性の関数、例えばバタワース、ベッセル、チェビシェフ等が異なるものでもよい。
【００２７】
以上、上記図１のディジタル信号再生装置によれば、再生されるＤＳＤ信号の高域成分に応じて適当なローパスフィルタの特性が選択されるため、不充分な遮断による後段への不要な高域成分の漏れだしが起こらない。このため、後段のアンプやスピーカにおける混変調歪みの発生を抑えることができる。
【００２８】
次に、本発明に係るディジタル信号再生装置の他の実施の形態について説明する。
【００２９】
この他の実施の形態は、アナログオーディオ信号にデルタシグマ（ΔΣ）変調処理を施して得た１ビット量子化データからなるディジタルオーディオ信号を光ディスクから再生する再生装置において、上記ディジタルオーディオ信号に対するローパスフィルタの複数の互いに異なる周波数特性を、自動的に切り替えるディジタル信号再生装置である。
【００３０】
図４に示すディジタル信号再生装置が再生する光ディスク１０にも、ΔΣ変調処理により得られる１ビット量子化データからなる上記ＤＳＤ信号が記録されている。このディジタル信号再生装置は、光ディスク１０からＤＳＤ信号をＲＦ信号として読み出す光学ピックアップ１１と、光学ピックアップ１１が読み出したＲＦ信号に所定の信号処理を施してＤＳＤ信号に変換する信号処理部１２と、カットオフ周波数が２０ＫＨｚのオーティオ帯域以上で二つの互いに異なる周波数特性を有するローパスフィルタ１３と、信号処理部１２からのディジタルオーディオ信号に含まれる高域成分を測定する高域成分測定回路１７と、高域成分測定回路１７からの測定結果に基づいてローパスフィルタ部１３の互いに異なる二つの周波数特性の内の一の周波数特性を自動的に切り替えるための切り替え設定回路１６と、この切り替え設定回路１６からの切り替え設定信号に応じてローパスフィルタ１３の周波数特性を切り替える切り替え回路１５とを備えてなる。
【００３１】
ローパスフィルタ１３は、図２に示すように、カットオフ周波数ｆc＝５０ＫＨｚの周波数特性と、カットオフ周波数ｆc＝１００ＫＨｚの周波数特性とを備え、自動的にこれら二つの周波数特性を選択可能とする。
【００３２】
また、ローパスフィルタ１３は、図３に示すような、減衰特性の次数が３次、５次、７次というように異なる周波数特性を有してもよい。
【００３３】
図４に示したディジタル信号再生装置が上記図１に示したディジタル信号再生装置と大きく異ならせるのは、ローパスフィルタ１３の特性を自動的に切り替える点である。このため、高域成分測定回路１７で信号処理部１２からのディジタルオーディオ信号に含まれる高域成分を測定している。測定結果は切り替え設定回路１６に入力され、ローパスフィルタ１３の切り替え設定を決定する。切り替え回路１５は切り替え設定回路１６からの切り替え設定信号に基づいて切り替え制御信号をローパスフィルタ１３に供給し、例えばカットオフ周波数ｆcの異なる周波数特性を切り替える。
【００３４】
高域成分測定回路１７は、図５に示すように、オーディオ帯域以上で所定の周波数近傍を抽出するバンドパスフィルタ２１と、バンドパスフィルタ２１にて抽出した信号を整流する整流回路２２と、整流回路２２にて整流した直流成分と固定直流成分を比較する比較器２３とから構成され、比較器２３の結果を出力信号として出力する。
【００３５】
バンドパスフィルタ２１は、２０ＫＨｚ以上の一つの特定した周波数で急峻なバンドパスフィルタである。入力端子２０を介して信号処理部１２から供給されたＤＳＤ信号に対するバンドパスフィルタ２１を通過した信号を整流回路２２で整流することでＤＣレベルを発生し、これを端子２４からの例えばツェナーダイオードによる基準電圧と比較器２３で比較し、その比較結果を出力端子２５から切り替え設定回路１６に出力する。切り替え設定回路１６は上記比較結果に基づいて切り替え設定信号を生成する。例えばＤＣレベルが基準電圧より大であるとき、すなわち一つの特定周波数で高域成分が大であるときには、後段のシステムに混変調歪みを起こさせないために、ローパスフィルタ１３の周波数特性をカットオフ周波数ｆcが５０ＫＨｚのものとする。ここでバンドパスフィルタ２１は、２０ＫＨｚ以上の一つの特定した周波数帯を抜き出してもよい。
【００３６】
また、高域成分測定回路１７は、図６に示すように、オーディオ帯域以上で所定の周波数近傍を抽出するバンドパスフィルタ２７と、バンドパスフィルタ２７にて抽出した信号を整流する整流回路２８と、整流回路２８にて整流した直流成分に基づいて切り替え設定回路１６に切り替え設定信号を生成させるマイクロコンピュータ２９とから構成されてもよい。
【００３７】
バンドパスフィルタ２７は、２０ＫＨｚ以上の複数の特定した周波数で急峻なバンドパスフィルタである。入力端子２６を介して信号処理部１２から供給されたＤＳＤ信号のうちバンドパスフィルタ２７を通過した信号は整流回路２８で整流されてＤＣレベルが検出される。このＤＣレベルはマイクロコンピュータ２９でディジタル信号とされる。マイクロコンピュータ２９は、ディジタル信号を基に切り替え設定回路１６に切り替え設定信号を生成させる。例えばＤＣレベルが高いとマイクロコンピュータ２９が判断したとき、すなわちいくつかの特定周波数で高域成分が大であるときには、後段のシステムに混変調歪みを起こさせないために、ローパスフィルタ１３の周波数特性をカットオフ周波数ｆcが５０ＫＨｚのものとする。ここでバンドパスフィルタ２１は、２０ＫＨｚ以上の一つの特定した周波数帯を抜き出してもよい。
【００３８】
さらに、高域成分測定回路１７は、図７に示すように、オーディオ帯域以上で複数の周波数近傍を抽出する複数のバンドパスフィルタ３２1・・・３２nと、複数のバンドパスフィルタ３２1・・・３２nにて抽出した信号を整流する複数の整流回路３３1・・・３３nと、複数の整流回路３３1・・・３３nにて整流した直流成分に基づいて所定の演算を施すマイクロコンピュータ３４とを備え、マイクロコンピュータ３４にて演算した結果を出力信号として出力する。
【００３９】
バンドパスフィルタ３２1・・・３２nは、２０ＫＨｚ以上の一つの特定した周波数で急峻なバンドパスフィルタである。入力端子３１1・・・３１nを介して信号処理部１２から供給されたＤＳＤ信号のうちバンドパスフィルタ３２1・・・３２nを通過した信号は整流回路３３1・・・３３nで整流されてＤＣレベルが検出される。このＤＣレベルはマイクロコンピュータ３４でディジタル信号とされる。マイクロコンピュータ３４は、複数のＤＣレベルのディジタル信号を基に切り替え設定回路１６に切り替え設定信号を生成させる。例えばＤＣレベルが高いとマイクロコンピュータ３４が判断したとき、すなわち一つの特定周波数で高域成分が大であるときには、後段のシステムに混変調歪みを起こさせないために、ローパスフィルタ１３の周波数特性をカットオフ周波数ｆcが５０ＫＨｚのものとする。ここでバンドパスフィルタ３２1・・・３２nは、２０ＫＨｚ以上の一つの特定した周波数帯を抜き出してもよい。
【００４０】
図８には、ノイズシェーパによる３つのノイズ特性に対する、ローパスフィルタ手段での異なる周波数特性の切り替え選択の具体例を示す。ノイズシェーパのノイズ特性は図８のＢに示す３通り、ａ，ｂ，ｃである。
【００４１】
先ず、高域成分測定回路１７を図５又は図６に示す回路とし、通過帯域を５０ＫＨｚとした急峻なバンドパスフィルタを用いるときを考慮する。ａのノイズ特性は５０ＫＨｚという比較的低い周波数でノイズレベルが大きい。これに対しｃのノイズ特性は低い周波数ではノイズレベルが小さい。そこで、ａのノイズ特性に対してはローパスフィルタ１３の周波数特性を図８のＡに示すようにカットオフ周波数ｆcが４０ＫＨｚの周波数特性（for ａ）とする。また、ｃのノイズ特性に対してはローパスフィルタ１３の周波数特性を図８のＡに示すようにカットオフ周波数ｆcが７０ＫＨｚの周波数特性（for ｃ）とする。
【００４２】
次に、高域成分測定回路１７を図７に示す回路とし、５０ＫＨｚと１００ＫＨｚの二つの点で急峻なバンドパスフィルタを用いるときを考慮する。図８のＢに示すｂのノイズ特性は二つの周波数で差が大きい。このときには図８のＣに示すように減衰特性の次数を５に上げて減衰のスロープを急にした周波数特性（for ｂ）とする。二つの周波数でノイズレベルが小さいｃに対しては次数を３に下げて減衰のスロープを比較的に穏やかにした周波数特性（for ｃ）を選択する。
【００４３】
なお、上記図４に示した再生装置でも、一つのローパスフィルタ１３にて、二つのカットオフ周波数ｆcの異なる周波数特性や、三つの減衰特性の次数が異なる周波数特性を選択的に切り替えているが、カットオフ周波数ｆcの異なる各周波数特性を備えた二つのローパスフィルタ、あるいは三つの減衰特性の次数が異なる周波数特性を備えた三つのローパスフィルタを用意して、ローパスフィルタ毎自動的に切り替え選択してもよい。
【００４４】
また、切替の対象とするローパスフィルタの周波数特性としては、カットオフ周波数ｆc、減衰特性のスロープの異なるものの他、減衰特性の関数、例えばバタワース、ベッセル、チェビシェフ等が異なるものでもよい。
【００４５】
以上より、上記ディジタル信号再生装置によれば、再生されるＤＳＤ信号の高域成分に応じて適当なローパスフィルタの特性が自動的に選択されるため、不充分な遮断による後段への不要な高域成分の漏れだしが起こらない。このため、後段のアンプやスピーカにおける混変調歪みの発生を自動的に抑えることができる。
【００４６】
次に、本発明に係るディジタル信号処理装置の実施の形態について図面を参照しながら説明する。この実施の形態は、上記ＤＳＤ信号を増幅する図９に示すような増幅部４６の前段に設けられるディジタル信号処理装置であり、混変調歪みを防止するための保護装置として機能する。したがって、増幅部４６は、本発明のディジタル信号処理装置によって混変調歪みの発生が自動的に抑えられたアナログオーディオ信号を増幅できる。
【００４７】
ディジタル信号処理装置としては、カットオフ周波数がオーディオ帯域以上で周波数特性を異ならせるローパスフィルタ４１と、入力端子４０からのＤＳＤ信号に含まれる高域成分を測定する高域成分測定回路４２と、上記ＤＳＤ信号に施されたボリューム操作を検出するボリューム操作検出部４４と、高域成分測定回路４２からの出力信号とボリューム操作検出部４４からの検出信号とに基づいて上記ローパスフィルタ４１の互いに異なる周波数特性の内の任意の周波数特性を自動的に選択する切り替え制御部４５とを備え、切り替え制御部４５で自動的に選択した上記ローパスフィルタ４１の周波数特性により上記ＤＳＤ信号をフィルタリングする。
【００４８】
このディジタル信号処理装置からのフィルタリング出力となるアナログオーディオ信号は、ボリューム操作検出部４４からの検出信号に基づいて入力信号を増幅する増幅部４６に供給される。増幅部４６で増幅されたアナログオーディオ信号は出力端子４７に供給される。
【００４９】
ローパスフィルタ４１は、図２に示すように、カットオフ周波数ｆcが５０ＫＨｚの周波数特性と、カットオフ周波数ｆcが１００ＫＨｚの周波数特性とを備え、自動的にこれら二つの周波数特性を切り替えることができる。
【００５０】
また、ローパスフィルタ４１は、カットオフ周波数が２０ＫＨｚのオーディオ帯域以上で、図３に示したように、減衰特性の次数を異ならせる二つ以上の互いに異なる周波数特性を有してもよい。
【００５１】
上記ディジタル信号増幅装置でもローパスフィルタ４１の特性を自動的に切り替える。このため、高域成分測定回路４２でＤＳＤ信号に含まれる高域成分を測定している。高域成分測定回路４２は、上記図５〜図７に示したのと同様の構成である。測定結果は切り替え制御部４５に供給される。切り替え制御部４５にはボリューム操作検出部４４が増幅した後の出力信号から検出した出力レベルに関する検出結果も供給される。そして、切り替え制御部４５は、これらの情報に基づいてローパスフィルタ４１の周波数特性を切り替える。
【００５２】
したがって、上記ディジタル信号処理装置は、ＤＳＤ信号の高域成分に応じて適当なローパスフィルタの特性を自動的に選択できるため、不要な高域成分漏れだしを抑えることができる。このため混変調歪みの発生を自動的に抑え、増幅部４６の破損を防ぐことができる。
【００５３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のディジタル信号再生装置によれば、後段に接続される装置の構成や再生される１ビット量子化データからなるディジタル信号の高域成分に応じて、適当なローパスフィルタを手動又は自動で選択できるので、不充分な遮断による後段への不要な高域成分の漏れだしを手動又は自動で防ぐことができ、後段における混変調歪みの発生を抑えることができる。
【００５４】
また、本発明のディジタル信号処理装置によれば入力される１ビットディジタル信号の高域成分に応じて適当なローパスフィルタを選択し、混変調歪みの発生を抑えることができるので、増幅部を保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のディジタル信号再生装置の実施の形態のブロック図である。
【図２】上記図１に示したディジタル信号再生装置に使われるローパスフィルタの異なる周波数特性として、カットオフ周波数の異なる周波数特性を示す特性図である。
【図３】上記図１に示したディジタル信号再生装置に使われるローパスフィルタの異なる周波数特性として、減衰特性のスロープの異なる周波数特性を示す特性図である。
【図４】本発明のディジタル信号再生装置の他の実施の形態のブロック図である。
【図５】上記図４に示したディジタル信号装置に使われる高域成分測定回路の第１の具体例を示すブロック図である。
【図６】上記図４に示したディジタル信号装置に使われる高域成分測定回路の第２の具体例を示すブロック図である。
【図７】上記図４に示したディジタル信号装置に使われる高域成分測定回路の第３の具体例を示すブロック図である。
【図８】ノイズシェーパによる３つのノイズ特性に対する、ローパスフィルタ手段の周波数特性の切り替えの具体例を説明するための図である。
【図９】本発明に係るディジタル信号処理装置の実施の形態のブロック図である。
【図１０】コンパクトディスクからディジタルオーディオ信号を再生する再生装置のブロック図である。
【図１１】ＤＳＤ信号が記録されたディスクからＤＳＤ信号を再生する再生装置のブロック図である。
【図１２】上記ＤＳＤ信号の元になる１ビットディジタル信号を生成するΔΣ変調器のブロック図である。
【図１３】３次のノイズシェーパによるノイズ特性を示す特性図である。
【図１４】７次のノイズシェーパによるノイズ特性を示す特性図である。
【符号の説明】
１０  光ディスク、１１  光学ピックアップ、１２  信号処理部、１３  ローパスフィルタ、１５  切り替え回路、１６  切り替え設定回路、１７  高域成分測定回路
【図１】
0004075167.tif 000002
【図２】
0004075167.tif 000003
【図３】
0004075167.tif 000004
【図４】
0004075167.tif 000005
【図５】
0004075167.tif 000006
【図６】
0004075167.tif 000007
【図７】
0004075167.tif 000008
【図８】
0004075167.tif 000009
【図９】
0004075167.tif 000010
【図１０】
0004075167.tif 000011
【図１１】
0004075167.tif 000012
【図１２】
0004075167.tif 000013
【図１３】
0004075167.tif 000014
【図１４】
0004075167.tif 000015