(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
チャージポンプ回路を駆動するクロックパルスを供給するチャージポンプ回路の駆動回路であって、
正の温度係数を有する定電流を生成する定電流源と、
前記定電流源により生成された定電流に応じた正の温度係数を有する発振周波数のクロックパルスを生成し、前記チャージポンプ回路に供給する発振回路と、  を有することを特徴とするチャージポンプ回路の駆動回路。
【請求項２】
チャージポンプ回路を駆動するクロックパルスを供給するチャージポンプ回路の駆動回路であって、
正の温度係数を有する基準電圧値と前記チャージポンプ回路の出力電圧を分圧した電圧値との差電圧値によって定電流を生成する定電流源と、
前記定電流源により生成された定電流に応じた正の温度係数を有する発振周波数のクロックパルスを生成し、前記チャージポンプ回路に供給する発振回路と、  を有することを特徴とするチャージポンプ回路の駆動回路。
【請求項３】
前記発振回路は、奇数段のインバータを含み、前記定電流源により生成された電流量に応じて、前記奇数段のインバータに供給される電流が、増加又は減少することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のチャージポンプ回路の駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路においてＬＳＩ内部で電圧を昇圧するチャージポンプ回路の駆動回路に係り、特に動作温度低温時のチャージポンプ能力過剰による消費電流の増大を防止し、かつ動作温度高温時のチャージポンプ昇圧電圧出力の能力低下を補償するチャージポンプ回路の駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
半導体集積回路においてＬＳＩ内部で電圧を昇圧するチャージポンプ回路に関する技術で、動作温度低温時のチャージポンプ能力過剰による消費電流の増大を防止し、また動作温度高温時のチャージポンプ昇圧電圧出力の能力低下を補償する技術に関する文献は見当たらない。
【０００３】
電圧制御発振器において電流を制御して温度変化による発振出力周波数の変化を選択できる回路技術に関するものに、（１）特開昭６０−６２７０４号公報がある。しかし特開昭６０−６２７０４号公報に記載されているのは電圧制御発振器（ＶＣＯ回路）にて発振出力周波数の温度依存性を任意に設定制御可能とした回路であり、本発明とは回路構成及びその目的は異なる。
【０００４】
またリングオシレータ回路において発振周波数の温度依存性を補償する回路技術に関するものに、（２）特開平６−１６９２３７号公報がある。しかし特開平６−１６９２３７号公報は温度に依存しない定電圧源と負温度係数をもつ抵抗によって正の温度係数を持つ定電流を発生させそれによりリングオシレータ回路の負の温度係数を持つ発振周波数を一定にするように補償する回路技術であり、本発明のように正の温度係数を持つ定電流によりチャージポンプ回路の駆動回路を構成する発振回路を駆動し、かつこの発振回路の発振周波数が正の温度係数を有するように構成することによりチャージポンプ回路のチャージポンプ能力の温度補償を行うものとは異なるものである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図６に一般的なチャージポンプ回路の構成を示す。同図においてＮＭＯＳダイオードＮＤ０〜ＮＤｎが入力端子１００と出力端子２００との間に直列に接続され、ＮＭＯＳダイオードＮＤ０〜ＮＤｎの各ノードＮ0 〜Ｎ( ｎ−1)  にはそれぞれコンデンサＣ１〜Ｃｎの一端が接続され、コンデンサＣ(2m ＋１) （m は０または1 以上の整数) の他端は共通接続され、クロックΦ１が供給されるようになっている。またコンデンサＣ(2m ) （m は1 以上の整数) の他端は共通接続され、クロックΦ２が供給されるようになっている。出力端子２００とアースとの間にリップル除去用のコンデンサＣout 及び過昇圧防止用の電圧リミッタとして機能するツェナーダイオードＤＺが並列接続されている。
【０００６】
また入力端子１００には直流電圧Ｖinが印加されている。クロックΦ１、Φ２は図７（Ｂ）に示すようにハイレベルである期間が相互にオーバーラップしないタイミングで出力されるクロックであり、その振幅はＶｗである。図６に示すチャージポンプ回路の動作を簡単に説明する。ＮＭＯＳダイオードＮＤ０〜ＮＤｎの閾値電圧をＶＤとすると、クロックΦ１がローレベルのときノードＮ0 の電位はＶin−ＶＤにあり、クロックΦ１がハイレベル、クロックΦ２がローレベルのときに、ノードＮ0 からノードＮ1 , ノードＮ2 からノードＮ3 ，…，Ｎ( ｎ−1)からＮｎへ電流が流れ、ノードＮ(2m)の電位がノードＮ(2m ＋1)よりＮＭＯＳダイオードの閾値電圧ＶＤだけ高い電位になる（但し、m は０または１以上の整数）。
【０００７】
次にクロックΦ１がローレベルに下がると、ノードＮ0 ，Ｎ2 ，…，Ｎ2m，…，Ｎn の電位はコンデンサ結合によりＶinだけ下がろうとするが、左側より電流が供給され、前回、クロックΦ１がローレベルであったときより電位が上昇する。  次にクロックΦ２がハイレベルになると、ノードＮ(2m −1)からノードＮ(2m ) へ電流が供給され、クロックΦ２がローレベルに戻るとノードＮ(2m −2)からノードＮ(2m −1)へ電流が供給され、ノードＮ(2m −1)の電位が前のサイクルより上昇する。このようにして各ノードの電位は隣接する入力端子１００側のノードの電位に比して図７（Ａ）に示すように（Ｖｗ−ＶＤ）だけ上昇する。  すなわち、図６に示すチャージポンプ回路の出力端子２００における出力電圧Ｖout は、ＮＭＯＳダイオード１段当たり（Ｖｗ−ＶＤ）だけ上昇するので、
【０００８】
【数１】
Ｖout ＝ｎ（Ｖｗ−ＶＤ）＋Ｖin−ＶＤ                        （１）
となる。またコンデンサＣ１〜Ｃｎの容量をＣ，クロックΦ１，Φ２の周波数をｆ，チャージポンプ回路の出力端子２００における出力電流許容値をＩLOとすると、
【０００９】
【数２】
ＩLO＝（Ｖｗ−ＶＤ）・Ｃ／ｆ                                （２）
となる。またそのときの出力端子２００における出力電力Ｗout は、
【００１０】
【数３】
Ｗout ＝Ｖout ・ＩLO                                        （３）
となる。
【００１１】
ところで上記チャージポンプ回路のＮＭＯＳダイオードはＮチャンネルＭＯＳトランジスタで構成され、またクロックΦ１，Φ２を供給するクロック生成回路の最終段はＮチャンネルＭＯＳトランジスタおよびＰチャンネルＭＯＳトランジスタからなるＣＭＯＳインバータで構成される。したがって、ＮＭＯＳダイオードの閾値電圧ＶＤ，ＣＭＯＳインバータの出力であるクロックΦ１，Φ２の振幅Ｖｗは温度の変化に対して一定ではなく、温度特性を有している。すなわち、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ及びＰチャンネルＭＯＳトランジスタは周囲温度が高温になると相互コンダクダンスｇｍが減少する。そのため高温時ではＮＭＯＳダイオードの閾値電圧ＶＤは増大し、またクロックΦ１，Φ２の振幅Ｖｗは減少してしまう。したがって図６に示す一般的なチャージポンプ回路では高温時にチャージポンプ回路の昇圧電圧出力能力（チャージポンプ能力）が低下し、逆に低温時では昇圧電圧出力能力が増大する。通常、動作温度範囲で昇圧電圧出力能力を確保するため、高温時での昇圧電圧出力能力の低下を考慮したチャージポンプ能力としなければならない。この場合、チャージポンプ回路の昇圧電圧出力を調整するレギュレータ回路や過昇圧防止用のツェナーダイオードを接続すると、動作温度が低温時である場合に昇圧電圧出力能力過剰による出力電流がレギュレータ回路やツェナーダイオードで消費され、無駄な消費電流が増大してしまうという問題が有った。
【００１２】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、動作温度が低温時に無駄な消費電流を消費することなく、かつ動作温度が高温時においてチャージポンプ回路の昇圧電圧出力の能力が低下するのを防止することができるチャージポンプ回路の駆動回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１に記載の発明は、チャージポンプ回路を駆動するクロックパルスを供給するチャージポンプ回路の駆動回路であって、正の温度係数を有する定電流を生成する定電流源と、前記定電流源により生成された定電流に応じた正の温度係数を有する発振周波数のクロックパルスを生成し、前記チャージポンプ回路に供給する発振回路と、を有することを特徴とする。
【００１４】
上記構成のチャージポンプ回路の駆動回路では、定電流源により温度の上昇に応じて電流量が増加する、すなわち正の温度係数を有する定電流が生成され、この正の温度係数を有する定電流によりチャージポンプ回路に供給するクロックパルスを生成する発振回路の発振周波数が温度の上昇に応じて増加する、すなわち正の温度係数を有するように設定される。
【００１５】
したがって、請求項１に記載の発明によれば、チャージポンプ回路を駆動するクロックパルスを供給する発振回路の発振周波数が正の温度係数を有するために動作温度が低温時には発振周波数は低くなり、チャージポンプ回路のチャージポンプ能力が過剰になるのが抑制されるので、無駄な消費電流を消費するのを防止することができる。
【００１６】
また動作温度が高温時には上記発振回路の発振周波数は温度の上昇に伴い、高くなるので、動作温度が高温時にチャージポンプ回路のチャージポンプ能力の低下を補償することができる。
【００１７】
また請求項２に記載の発明は、チャージポンプ回路を駆動するクロックパルスを供給するチャージポンプ回路の駆動回路であって、正の温度係数を有する基準電圧値と前記チャージポンプ回路の出力電圧を分圧した電圧値との差電圧値によって定電流を生成する定電流源と、前記定電流源により生成された定電流に応じた正の温度係数を有する発振周波数のクロックパルスを生成し、前記チャージポンプ回路に供給する発振回路と、を有することを特徴とする。
【００１８】
上記構成のチャージポンプ回路の駆動回路では、定電流源により温度の上昇に応じて電圧値が増加する、すなわち正の温度係数を有する基準電圧値と前記チャージポンプ回路の出力電圧を分圧した電圧値との差電圧値によって定電流が生成され、この定電流によりチャージポンプ回路に供給するクロックパルスを生成する発振回路の発振周波数が温度の上昇に応じて増加する、すなわち正の温度係数を有するように設定される。
【００１９】
請求項２に記載の発明によれば、チャージポンプ回路を駆動するクロックパルスを供給する発振回路の発振周波数が正の温度係数を有するために動作温度が低温時には発振周波数は低くなり、チャージポンプ回路のチャージポンプ能力が過剰になるのが抑制されるので、無駄な消費電流を消費するのを防止することができ、動作温度が高温時には上記発振回路の発振周波数は温度の上昇に伴い、高くなるので、動作温度が高温時にチャージポンプ回路のチャージポンプ能力の低下を補償することができる。
【００２０】
更にクロックパルスを供給する発振回路の発振周波数を決定する定電流源により生成される定電流の電流量をチャージポンプ回路の出力電圧を分圧した電圧値、すなわち出力電圧の負帰還量に基づいて生成するようにしたので、チャージポンプ回路の負荷変動に起因する出力電圧の変動を補正することができる。
また、請求項３に記載の発明は、前記発振回路は、奇数段のインバータを含み、前記定電流源により生成された電流量に応じて、前記奇数段のインバータに供給される電流が、増加又は減少することを特徴とする。
上記構成のチャージポンプ回路の駆動回路では、定電流源により温度の上昇に応じて電圧値が増加する、すなわち、正の温度係数を有する定電流、又は、正の温度係数を有する基準電圧値と前記チャージポンプ回路の出力電圧を分圧した電圧値との差電圧値によって定電流が生成され、この正の温度係数を有する定電流によりチャージポンプ回路に供給するクロックパルスを生成する発振回路の発振周波数が温度の上昇に応じて増加する、すなわち正の温度係数を有するように設定される。
したがって、請求項３に記載の発明によれば、チャージポンプ回路を駆動するクロックパルスを供給する発振回路の発振周波数が、奇数段のインバータを含み、前記定電流源により生成された電流量に応じて、前記奇数段のインバータに供給される電流が、増加又は減少するために動作温度が低温時には発振周波数は低くなり、チャージポンプ回路のチャージポンプ能力が過剰になるのが抑制されるので、無駄な消費電流を消費するのを防止することができる。また、動作温度が高温時には上記発振回路の発振周波数は温度の上昇に伴い、高くなるので、動作温度が高温時にチャージポンプ回路のチャージポンプ能力の低下を補償することができる。さらに、クロックパルスを供給する発振回路の発振周波数を決定する定電流源により生成される定電流の電流量をチャージポンプ回路の出力電圧を分圧した電圧値、すなわち出力電圧の負帰還量に基づいて生成するようにしたので、チャージポンプ回路の負荷変動に起因する出力電圧の変動を補正することができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図１には本発明の第１の実施の形態に係るチャージポンプ回路の駆動回路の構成が示されている。
【００２２】
本実施の形態に係るチャージポンプ回路の駆動回路は、温度の上昇に応じて電流量が増加する、すなわち正の温度係数を有する定電流を生成する定電流源としての定電流源回路１０と、定電流源回路１０により生成された定電流に応じて、温度の上昇に応じて発振周波数が増加する、すなわち正の温度係数を有する発振周波数のクロックパルスを生成し、チャージポンプ回路４０に供給する発振回路２０とを有している。
【００２３】
チャージポンプ駆動クロック回路３０は、具体的には例えば、図２に示すようにインバータ３１、３４〜３７、ＮＯＲゲート３２、３３を図示の如く接続することに構成され、発振回路２０により生成される一定周波数のクロックパルスをハイレベルの期間が相互にオーバラップしない２種類のクロックΦ１、Φ２（図７（Ｂ）参照）を生成し、チャージポンプ回路４０に出力する。
【００２４】
定電流源回路１０は温度の上昇に応じて基準電圧が上昇する、すなわち正の温度係数を有する基準電圧を生成する基準電圧発生回路１２と、基準電圧発生回路１２の出力電圧である基準電圧Ｖｒｅｆを増幅する増幅回路１４と、増幅回路１４の出力電圧を入力とし、これを電流に変換する電圧電流変換回路１６から構成されている。
【００２５】
電圧電流変換回路１６は演算増幅器１７、ＮＭＯＳトランジスタＱ０及び抵抗１８からなり、演算増幅器１７の非反転入力端子は増幅回路１４の出力端に接続され、反転入力端子は一端が接地された抵抗１８の他端に接続されている。また演算増幅器１７の出力端子はＮＭＯＳトランジスタＱ０のゲートに接続され、ＮＭＯＳトランジスタＱ０のソースは演算増幅器１７の反転入力端子に接続され、ドレインは発振回路２０のＰＭＯＳトランジスタＱ１のドレインに接続されている。
【００２６】
更に発振回路２０は、リング状に結合された奇数段（本実施の形態では３段）のインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３と、これらのインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２，ＩＮＶ３を駆動するためのＰＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ５及びＮＭＯＳトランジスタＱ６〜Ｑ９とから構成されている。ＰＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ５はドレイン、ゲートがそれぞれ共通接続されソースには電源電圧ＶDDが供給されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ６〜Ｑ９のドレイン、ゲートはそれぞれ共通接続されソースは接地されている。
【００２７】
またＰＭＯＳトランジスタＱ１のドレインは電圧電流変換回路１６を構成するＮＭＯＳトランジスタＱ０のドレインに、ＰＭＯＳトランジスタＱ２のドレインはＮＭＯＳトランジスタＱ６のドレインに接続されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ６のドレインはＮＭＯＳトランジスタのゲートに接続されている。
【００２８】
ＰＭＯＳトランジスタＱ３〜Ｑ５のドレインはそれぞれ、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３を構成するＣＭＯＳインバータのＰＭＯＳトランジスタのソースに接続されている。
【００２９】
更にＮＭＯＳトランジスタＱ７〜Ｑ９のドレインはインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３を構成するＣＭＯＳインバータのＮＭＯＳトランジスタのソースに接続されている。ＣｎはインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３の負荷容量である。
【００３０】
次に図３に基準電圧発生回路１２の具体的構成を、図４に増幅回路の具体的構成を、それぞれ示す。まず図３において、基準電圧発生回路１２はＰＭＯＳトランジスタＱ１０，Ｑ１１，Ｑ１４のゲートがそれぞれ、共通接続されており、ＰＭＯＳトランジスタＱ１１のゲートとドレインが短絡されている。
【００３１】
またＮＭＯＳトランジスタＱ１２のドレインはＰＭＯＳトランジスタＱ１０のドレインと接続され、ＮＭＯＳトランジスタＱ１２のドレイン・ゲート間は短絡されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ１２のソースはダイオードＤ１のアノードに接続され、ダイオードＤ１のカソードは接地されている。ＮＭＯＳトランジスタＱ１２のゲートはＮＭＯＳトランジスタＱ１３のゲートに接続され、ＮＭＯＳトランジスタＱ１３のドレインはＰＭＯＳトランジスタＱ１１のドレインに接続され、ソースは抵抗５０を介してダイオードＤ２のアノードに接続されている。ダイオードＤ２のカソードは接地されている。ＰＭＯＳトランジスタＱ１０及びＱ１１、ＮＭＯＳトランジスタＱ１２及びＱ１３はそれぞれカレントミラー回路を構成している。また半導体基板上に形成されるダイオードＤ１とダイオードＤ２のＰＮ接合面の面積比は１：ｎである。
【００３２】
次に増幅回路１４の構成について説明する。図４に示すように増幅回路１４は演算増幅器６０と、負帰還量を決定する抵抗６２、６４及び演算増幅器６０の反転入力端子に抵抗６４を介して接続されている温度係数を持たない基準電圧源６６（基準電圧Ｖｓｇ）とで構成されている。演算増幅器６０の非反転入力端子には基準電圧発生回路１２の出力電圧Ｖｒｅｆが入力され、演算増幅器６０、すなわち増幅回路１４は電圧Ｖｏｕｔ１を出力する。
【００３３】
上記構成からなる本発明の第１の実施の形態に係るチャージポンプ回路の駆動回路の動作について説明する。まず図３に示す基準電圧発生回路において、ＰＭＯＳトランジスタＱ１０，ＮＭＯＳトランジスタＱ１２を介してダイオードＤ１に電流Ｉが流れると、ＰＭＯＳトランジスタＱ１０及びＱ１１、ＮＭＯＳトランジスタＱ１２及びＱ１３はそれぞれカレントミラー回路を構成しているためにダイオードＤ２にも電流Ｉが流れ、更にＰＭＯＳトランジスタＱ１１とＰＭＯＳトランジスタＱ１４のゲート・ソース間電圧が等しいので抵抗５２にも電流Ｉが流れる。したがって、ＮＭＯＳトランジスタＱ１２のソースとダイオードＤ１の接続点における電位をＶA ，ＮＭＯＳトランジスタＱ１３のソースと抵抗５０との接続点における電位をＶB 、抵抗５０、５２の抵抗値をＲ１，Ｒ２，ダイオードＤ１，Ｄ２の逆方向のリーク電流をＩｓとすると、
【００３４】
【数４】
ＶA ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ／Ｉｓ）                          （４）
【００３５】
【数５】
ＶB ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ／ｎＩｓ）＋Ｒ１・Ｉ              （５）
但し、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量である。
【００３６】
また、
【００３７】
【数６】
ＶA ＝ＶB                                                   （６）
であるから、式（４）、（５）、（６）から
【００３８】
【数７】
Ｉ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｎ）／Ｒ１                            （７）
となる。したがって、基準電圧発生回路１２の出力電圧である基準電圧Ｖｒｅｆは、
【００３９】
【数８】
Ｖｒｅｆ＝Ｉ・Ｒ２＝（Ｒ２／Ｒ１）・ｌｎ（ｎ）・（ｋＴ／ｑ）  （８）
となる。ここで（Ｒ２／Ｒ１）・ｌｎ（ｎ）は温度と無関係の回路定数であるのでこれらをＫ１とすると、
【００４０】
【数９】
Ｖｒｅｆ＝Ｋ１・（ｋＴ／ｑ）                                （９）
と表すことができる。したがって、基準電圧Ｖｒｅｆは温度の上昇に応じて上昇するので、基準電圧Ｖｒｅｆの温度係数ｄＶｒｅｆ／ｄＴは正である。
【００４１】
次にこの基準電圧Ｖｒｅｆを入力とする図４に示す増幅回路１４の出力Ｖｏｕｔ１は、
【００４２】
【数１０】
0004060424.tif 000002
と表すことが出来る。既述したようにＶｓｇは温度係数をもたない基準電圧であり、Ｖｏｕｔ１の絶対値電圧を決定する。ここで温度と無関係の回路定数（１＋Ｒ３／Ｒ４）・Ｋ１をＫ２、（Ｒ３／Ｒ４）・ＶｓｇをＶ１とおくと式（１０）は、
【００４３】
【数１１】
Ｖｏｕｔ１＝Ｋ２・（ｋＴ／ｑ）＋Ｖ１                      （１１）
と表すことができる。したがって、図１の電圧電流変換回路１６の出力電流Ｉ１は、
【００４４】
【数１２】
0004060424.tif 000003
となる。
この時、電圧電流変換回路１６の出力電流Ｉ１の温度係数は式（１２）の微分値で表すことができる。したがって、抵抗ＲｏをＩＣの外付けで構成しその抵抗値の温度変動が無視できるとすると、電圧電流変換回路１６の出力電流Ｉ１の温度係数は、
【００４５】
【数１３】
ｄＩ１／ｄＴ＝Ｋ２・（ｋ／ｑ）／Ｒ０                      （１３）
となる。よって電圧電流変換回路１６の出力電流Ｉ１の温度係数は正でその値をＲ０、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４によって自由に設定することができる。
【００４６】
一方、発振回路２０はインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３を駆動するＰＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ５はカレントミラー回路を構成しているために電圧電流変換回路１６により生成される電流ＩがＰＭＯＳトランジスタＱ１に流れると、ＰＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ５はゲート、ソースがそれぞれ共通接続されているためにＰＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ５の各ゲート・ソース間電圧が等しくなり、ＰＭＯＳトランジスタＱ１〜Ｑ５にはそれぞれ、電流Ｉが流れ、ＮＭＯＳトランジスタＱ７〜Ｑ９も同様に夫々、電流ＩをインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３を介して引き込むように動作する。この結果、電流ＩによりインバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３の各負荷容量Ｃｎに充放電がなされ、インバータＩＮＶ１〜ＩＮＶ３の入力信号に対する遅延時間及びインバータの段数により定まる周波数ｆのクロックパルスが生成される。ここでインバータの段数をＮ，インバータの遅延時間のうち入力がハイレベルからローレベルに変化した際に出力がローレベルからハイレベルに変化する遅延時間をＴPL，入力がローレベルからハイレベルに変化した際に出力がハイレベルからローレベルに変化する遅延時間をＴPHL とすると、発振周波数ｆは、
【００４７】
【数１４】
ｆ＝１／（２Ｎ＋１）( ＴPLH ＋ＴPHL  )                    （１４）
となる。定電流源回路１０により生成された温度の上昇に応じて電流量が増加する、すなわち正の温度係数を有する定電流Ｉ１が増加し発振回路２０において、各インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２、ＩＮＶ３に供給される電流が増加すると、それに続いて接続される次段のインバータの入力ノードの負荷容量Ｃｎの充放電に要する時間が短縮される為、発振周波数は高くなる。
【００４８】
一方、定電流Ｉ１が減少し、各インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２、ＩＮＶ３に供給される電流が減少すると、それに続いて接続される次段のインバータの入力ノードの負荷容量Ｃｎの充放電に要する時間が増加し発振周波数は低くなる。したがって、発振回路２０の発振周波数ｆは定電流源回路１０により生成される定電流Ｉ１の電流量に比例して高くなる。
【００４９】
ところで発振回路２０の発振周波数ｆはインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２、ＩＮＶ３の温度特性も含んでいる。ＭＯＳトランジスタのＯＮ抵抗ＲｏｎはＭＯＳトランジスタを形成している半導体の移動度ｕに反比例する。移動度ｕは一般に負の温度係数を有するためにＭＯＳトランジスタのＯＮ抵抗Ｒｏｎは正の温度係数である。よって該記発振回路の発振周波数は動作温度の上昇に伴ってインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２、ＩＮＶ３の出力抵抗が増加し、それに続いて接続される次段のインバータの入力ノードの負荷容量の充放電に要する時間が増加し、発振周波数ｆが低くなる。
【００５０】
ここで発振回路２０のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２、ＩＮＶ３の温度特性による発振周波数ｆの温度係数をｄＦ（ＩＮＶ）／ｄｔで表したとき、ｄＩ１／ｄＴ＞ｄＦ（ＩＮＶ）／ｄｔとなるように定電流源回路１０の回路定数、具体的には抵抗１８、５０、５２、６２、６４の抵抗値Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４を設定してやれば発振回路２０の発振周波数ｆの温度変動による決定要因は、温度係数ｄＦ（ＩＮＶ）／ｄｔより定電流Ｉ１の温度係数ｄＩ１／ｄＴが支配的となるので、発振回路２０の発振周波数ｆを正の温度係数に設定することが可能となる。
【００５１】
またチャージポンプ回路４０の出力電流許容値ＩLOは式（２）よりチャージポンプ駆動クロック回路３０より出力されるクロックΦ１、Φ２の周波数を増加することにより大きくすることができる。したがって、動作温度の高温時にチャージポンプ回路４０の出力電力Ｗout を増大させることが可能である。
【００５２】
本発明の第１の実施の形態に係るチャージポンプ回路の駆動回路によれば、定電流源回路により生成した正の温度係数をもつ定電流で発振回路を駆動させて、正の温度係数を有する発振周波数のクロックを発生させ、そのクロックでチャージポンプ回路を駆動させるようにしたので、動作温度が低温時には発振周波数は低くなり、チャージポンプ回路のチャージポンプ能力が過剰になるのが抑制されるので、無駄な消費電流を消費するのを防止することができる。
【００５３】
また動作温度が高温時には上記発振回路の発振周波数は温度の上昇に伴い、高くなるので、動作温度が高温時にチャージポンプ回路のチャージポンプ能力の低下を補償することができる。
【００５４】
次に本発明の第２の実施の形態に係るチャージポンプ回路の駆動回路の構成を図５に示す。第２の実施の形態に係る駆動回路が第１の実施の形態に係る駆動回路と構成上、異なるのは発振回路に供給する定電流を正の温度係数を持つ基準電圧値とチャージポンプ回路の出力電圧を分圧した電圧値との差電圧値によって生成するように定電流源回路を構成した点であり、その他の構成は第１の実施の形態と同様であるので、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。図５において第２の実施の形態に係るチャージポンプ回路の駆動回路は、温度の上昇に応じて基準電圧が増加する、すなわち正の温度係数を有する基準電圧値とチャージポンプ回路４０の出力電圧を分圧した電圧値との差電圧値によって定電流を生成する定電流源回路１０’と、定電流源回路１０’により生成された定電流により正の温度係数を有する発振周波数のクロックパルスを生成し、チャージポンプ回路４０に供給する発振回路２０とを有している。チャージポンプ回路４０の出力電圧Ｖout はコンデンサＣａ，Ｃｂにより分圧され、その出力電圧は定電流源回路１０’のバッファアンプ７０を介して抵抗Ｒ０の一端に印加されるようになっている。
【００５５】
上記構成においてチャージポンプ回路４０の出力電圧Ｖout の分圧比（出力電圧Ｖout の負帰還率）を１／Ｂとすると、コンデンサＣｂの両端間電圧であるチャージポンプ回路４０の出力電圧Ｖout の分圧電圧（負帰還量）は（１／Ｂ）・Ｖout となり、演算増幅器１７、バッファアンプ７０、ＮＭＯＳトランジスタＱ０、抵抗Ｒ０から構成される電圧電流変換回路１６’の出力電流Ｉ１は抵抗Ｒ０の一端の電位がＶｏｕｔ１、他端の電位が（１／Ｂ）・Ｖout であるので、
【００５６】
【数１５】
Ｉ１＝（Ｖｏｕｔ１−（１／Ｂ）・Ｖout ）／Ｒｏ            （１５）
と表すことができる。上式（１５）から明らかであるように第２の実施の形態における電圧電流変換回路１６’の出力電流Ｉ１が第１の実施の形態における電圧電流変換回路の出力電流Ｉ１と異なる点は、第１の実施の形態では出力電流Ｉ１は、増幅回路１４のＶｏｕｔ１にのみ依存するが、第２の実施の形態では出力電流Ｉ１はＶｏｕｔ１のみならず、（１／Ｂ）・Ｖout にも依存させるようにしたことである。チャージポンプ回路４０の出力電圧Ｖout の分圧電圧（１／Ｂ）・Ｖout は負帰還されるように機能する。すなわちチャージポンプ回路４０の出力電圧Ｖout がチャージポンプ回路４０の負荷変動や動作温度変動により増加すると、分圧電圧（１／Ｂ）・Ｖout も増加する。そのとき電圧電流変換回路１６’の出力電流Ｉ１は、式（１５）より減少する。したがってその場合、発振回路２０の発振周波数は減少し、発振回路２０により出力されるクロックパルスで動作しているチャージポンプ回路４０の出力電力Ｗout を減少させることができる。
【００５７】
尚、分圧比１／Ｂの値は図５のコンデンサＣａ及びＣｂの比で設定することができる。この分圧比１／Ｂを最適な値に設定することによりチャージポンプ回路４０の出力負荷変動や動作温度変動に起因する出力変動を補正することができる。
【００５８】
本発明の第２の実施の形態に係るチャージポンプ回路の駆動回路によれば、正の温度係数を有する基準電圧値と前記チャージポンプ回路の出力電圧を分圧した電圧値との差電圧値によって定電流を生成し、その定電流で定電流で発振回路を駆動させて、正の温度係数を有する発振周波数のクロックを発生させ、そのクロックでチャージポンプ回路を駆動させるようにしたので、動作温度が低温時には発振周波数は低くなり、チャージポンプ回路のチャージポンプ能力が過剰になるのが抑制されるので、無駄な消費電流を消費するのを防止することができ、動作温度が高温時には上記発振回路の発振周波数は温度の上昇に伴い、高くなるので、動作温度が高温時にチャージポンプ回路のチャージポンプ能力の低下を補償することができる。
【００５９】
更にクロックパルスを供給する発振回路の発振周波数を決定する定電流源により生成される定電流の電流量をチャージポンプ回路の出力電圧を分圧した電圧値、すなわち出力電圧の負帰還量に基づいて生成するようにしたので、チャージポンプ回路の負荷変動に起因する出力電圧の変動を補正することができる。
【００６０】
【発明の効果】
請求項１に記載の発明によれば、チャージポンプ回路を駆動するクロックパルスを供給する発振回路の発振周波数が正の温度係数を有するために動作温度が低温時には発振周波数は低くなり、チャージポンプ回路のチャージポンプ能力が過剰になるのが抑制されるので、無駄な消費電流を消費するのを防止することができる。
【００６１】
また動作温度が高温時には上記発振回路の発振周波数は温度の上昇に伴い、高くなるので、動作温度が高温時にチャージポンプ回路のチャージポンプ能力の低下を補償することができる。
【００６２】
請求項２に記載の発明によれば、チャージポンプ回路を駆動するクロックパルスを供給する発振回路の発振周波数が正の温度係数を有するために動作温度が低温時には発振周波数は低くなり、チャージポンプ回路のチャージポンプ能力が過剰になるのが抑制されるので、無駄な消費電流を消費するのを防止することができ、動作温度が高温時には上記発振回路の発振周波数は温度の上昇に伴い、高くなるので、動作温度が高温時にチャージポンプ回路のチャージポンプ能力の低下を補償することができる。
【００６３】
更にクロックパルスを供給する発振回路の発振周波数を決定する定電流源により生成される定電流の電流量をチャージポンプ回路の出力電圧を分圧した電圧値、すなわち出力電圧の負帰還量に基づいて生成するようにしたので、チャージポンプ回路の負荷変動に起因する出力電圧の変動を補正することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係るチャージポンプ回路の駆動回路の構成を示す回路図。
【図２】図１におけるチャージポンプ駆動クロック回路の具体的構成を示す回路図。
【図３】図１における基準電圧発生回路の具体的構成を示す回路図。
【図４】図１における増幅回路の具体的構成を示す回路図。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係るチャージポンプ回路の駆動回路の構成を示す回路図。
【図６】従来の一般的なチャージポンプ回路の構成を示す回路図。
【図７】図６に示すチャージポンプ回路の動作状態を示すタイムチャート。
【符号の説明】
１０      定電流源回路
１２      基準電圧発生回路
１４      増幅回路
１６      電圧電流変換回路
２０      発振回路
３０      チャージポンプ駆動クロック回路
４０      チャージポンプ回路
７０      バッファアンプ
１００    入力端子
２００    出力端子
【図１】
0004060424.tif 000004
【図２】
0004060424.tif 000005
【図３】
0004060424.tif 000006
【図４】
0004060424.tif 000007
【図５】
0004060424.tif 000008
【図６】
0004060424.tif 000009
【図７】
0004060424.tif 000010