(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
固定周波数の出力電圧を発生する水晶発振回路と、前記水晶発振回路の出力電圧を電流に変換して得られた信号を、アンテナからの受信信号とミキシングされるべき局部発振信号とするインターフェース部とを備え、
前記インターフェイス部は、前記水晶発振回路の出力電圧を該出力電圧の周波数に対応した方形波信号に変換する定電流源と、該定電流源の出力である方形波信号の高周波成分を除去して正弦波に近い信号を出力するフィルタ部と、該フィルタ部の出力である正弦波に近い信号の電圧変化を電流の変化に変換する電流インターフェイス部とを備えた局部発振回路。
【請求項２】
前記定電流源は、電源線に接続された定電流源部と、アースに接続された負荷と、前記定電流源部と前記負荷との間に接続されており前記水晶発振回路の出力電圧に応じてスイッチングするスイッチ部とを備え、前記負荷の両端に所望の振幅の方形波電圧を得るようにした、請求項１に記載の局部発振回路。
【請求項３】
前記定電流源部は、前記電源線に接続されたトランジスタ差動対と、該トランジスタ差動対に温度に依存しない一定電流を供給する電流源とを備え、前記スイッチ部は前記トランジスタ差動対の一方のトランジスタと前記負荷との間に接続されたスイッチングトランジスタであり、該スイッチングトランジスタに入力される前記水晶発振回路の出力電圧に応じて前記トランジスタ差動対の一方のトランジスタと前記スイッチングトランジスタと前記負荷とに電流が流れるようにした、請求項２に記載の局部発振回路。
【請求項４】
前記電流インターフェイス部は、入力に前記フィルタ回路部の出力電圧を受ける第１のトランジスタと、入力に基準電圧を受ける第２のトランジスタとからなる第１の差動対と、前記フィルタ回路部の出力電圧に応じて前記第１のトランジスタおよび前記第２のトランジスタに電流を供給する電流供給源と、前記第１の差動対の動作に応じて前記電流供給源からの電流を差動的に通過させる第３および第４のトランジスタ対からなる第２の差動対とを備え、前記第２の差動対を流れる電流は前記局部発振信号である、請求項１から３のいずれか一項に記載の局部発振回路。
【請求項５】
請求項１から４のいずれか１項に記載の局部発振回路と、信号を受けるアンテナと、前記インターフェイス部の出力電流を前記アンテナからの受信信号とミキシングするミキサ回路とを含む受信回路。
【請求項６】
前記ミキサ回路は、前記インターフェース部の出力電流に応じて電流を流す局発用電流インターフェース回路と、前記アンテナからの受信信号と前記局発用インターフェース回路を流れる電流とを混合するミキシング部と、前記ミキシング部に一定電流を流すための出力回路とを備えている、請求項５に記載の受信回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＰＬＬ回路なしで安定な発振振幅を得る局部発振回路およびその局部発振回路を含む移動体通信用の受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８は従来の受信回路の一例を示すブロック図である。図において、８１は信号を受信するアンテナ、８２はアンテナ８１に受信された信号を増幅する入力信号増幅回路部（ＬＮＡ）、８３は必要な帯域の信号のみを通過させる第１の帯域フィルタ、８４は第１の局部発振回路（ＬＯ）、８５は第１の帯域フィルタ８３を通過した信号の周波数と第１の局部発振回路８４から出力される信号の周波数との差の一定周波数の信号を出力する第１のミキサ回路部である。
【０００３】
第１のミキサ回路部８５の出力信号の周波数は、例えば、１３０ＭＨｚである。また、第１の帯域フィルタ８３からは、チャネル毎に例えば２５ＫＨｚずつ離れた８００ＭＨｚ付近の信号が第１のミキサ回路部８５に入力される。第１の局部発振回路８４は、ミキサ回路が上記一定の周波数の信号を出力するべく、必要な周波数の信号をミキサ回路部８４に与える。
【０００４】
８６は一定周波数、例えば、１３０ＭＨｚ、の信号のみを通過させる第２の帯域フィルタ、８７は第２の局部発振回路（ＬＯ）、８８は第２のミキサ回路部、８９はレシーブ・シグナル・ストレングス・インディケータ（ＲＳＳＩ）である。
第２のミキサ回路部８８の出力信号の周波数は一定であり、例えば、４５０ＫＨｚである。第２のミキサ回路部８８に入力される第２の帯域フィルタ８６からの信号の周波数は例えば１３０ＭＨｚと一定なので、一定の周波数（４５０ＫＨｚ）の出力信号を得るためには、第２の局部発振回路８７は、一定周波数の信号、例えば１２９．５５ＭＨｚの信号を出力すればよい。
【０００５】
図９は図８に示した従来の第１の局部発振回路８４又は第２の局部発振回路８７の構成例を示すブロック図である。図示のように、従来の局部発振回路は、水晶発振子９１により駆動されるＰＬＬ回路部９４と、その出力により駆動される発振回路部９８とで構成されている。
ＰＬＬ回路部９４は、水晶発振子９１の出力信号に基づいて発振信号を発生する水晶発振回路９２と、その出力により駆動されるロジック回路９３とからなっている。ロジック回路９３はＶＣＯ回路９６の出力からの信号を入力をするプリスケーラ回路やその分周信号と水晶発振信号の分周信号を比較する位相比較回路等を含んでいる。ＰＬＬ回路の詳細は周知なのでこれらのプリスケーラ回路や位相比較回路は図示を省略する。
【０００６】
発振回路部９８は、ロジック回路９３の出力電圧を一定にするためのローパスフィルタ（ＬＰＦ）９５とローパスフィルタ９５の出力電圧に比例する周波数の信号を出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）９６とからなっている。
図１０は図９に示した水晶発振回路９２の一例であるインバータアンプ方式の回路図である。この水晶発振回路は、水晶発振子９１に並列接続される第１のＣＭＯＳインバータＩＮＶ１とこれに直列接続された第２のＣＭＯＳインバータＩＮＶ２と、第１のＣＭＯＳインバータＩＮＶ１に並列接続された抵抗器Ｒとからなっている。
【０００７】
図８〜図１０に示した回路の動作については、周知なので説明を省略する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
図９に示した従来の局部発振回路には、ＰＬＬ回路部９４と発振回路部９８との２つのブロックがある。そしてＰＬＬ回路部９４と図８に示した入力増幅回路部８２、第１の帯域フィルタ８３、第１のミキサ回路部８５、第２の帯域フィルタ８６、第２のミキサ回路部８８、およびＲＳＳＩ８９とは１チップで構成されているが、発振回路部９８はその１チップに外付けにて接続されている。発振回路部９８内のＶＣＯ９６は、バリキャップ、コイル、容量といった外部部品を多数含んでいるので、発振回路部９８は他の回路と共に１チップ化できないからである。このため、局部発振回路の回路部品点数が多いという課題、受信回路全体を１チップ化することができないという課題、局部発振回路の寸法が大きいという課題、ひいては受信回路の機器が大型化するという課題があった。
【０００９】
局部発振回路の回路部品点数を削減するために、ＰＬＬ回路を使わないで、水晶発振回路部９２の出力周波数を直接ミキサ回路部８５又は８８に入力される局部発振周波数として用いることが考えられるが、このようにすると、電源電圧変動による発振電圧の振幅の変動を除去することができなくなり、この結果、ミキサ回路部に入力される局部発振信号の電圧が変動するのでミキサ回路部の利得が変動してしまうという問題が発生する。
【００１０】
また、電圧変動の影響を抑える為に、水晶発振回路を図１０に示すインバータアンプ方式から図１１に示すアナログ回路のコルピッツ方式の発振回路９２ａに変更することも考えられる。図１１において、コルピッツ方式の発振回路９２ａは電源線Ｖｃｃとアースとの間に直列接続されたトランジスタ１１０と電流源１１１とからなっている。この方式では、電流源１１１により定電流がトランジスタに流れるので出力電圧は安定であるが、大電流がトランジスタを流れるので消費電力が大きくなって電池の寿命を短くするばかりでなく、トランジスタのサイズはインバータアンプ方式の場合の１００倍程度の大きなものが必要になる。さらに、コルピッツ方式では製造マージンの指標となる負性抵抗値が小さいという問題もある。
【００１１】
ところで、図８に示した従来の受信回路において、第１の局部発振回路部８４の出力周波数は受信信号の周波数に応じて変化させる必要があるが、第２の局部発振回路部８７の出力周波数は一定でよい。したがって、第２の局部発振回路部８７はＰＬＬ回路で構成する必要がない。
本発明の目的は、上記従来技術における課題に鑑み、且つ上記の第２の局部発振回路部についての考察に基づいて、受信回路の局部発振回路部に電圧−電流変換のインターフェイス部を用いることにより、局部発振回路部の部品点数を削減して受信回路全体の１チップ化を可能にすることにある。
【００１２】
本発明の他の目的は、低電流化を図った低消費電流の受信回路を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、アンテナからの入力感度が電源電圧に依存しない受信回路を提供することである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明の一態様により提供されるものは、固定周波数の出力電圧を発生する水晶発振回路と、水晶発振回路の出力電圧を電流に変換して得られた信号を、アンテナからの受信信号とミキシングされるべき局部発振信号とするインターフェース部とを備えた局部発振回路およびその局部発振回路を含む受信回路である。
【００１４】
ＰＬＬ回路を用いていないので局部発振回路の部品点数はＰＬＬ回路を用いるものと比較して少なくて済む。また、電圧を電流に変換するので、ローパスフィルタとＶＣＯを使用していなくても発振電圧の振幅の変動がない。このため、電源電圧が低電圧でも回路動作が可能となり、その結果低消費電流の回路の実現が可能となり、電池寿命の延長を図ることができる。また、それに伴い、電池の小型化が可能となる。
【００１５】
好ましくは、インターフェイス部は、水晶発振回路の出力電圧を該出力電圧の周波数に対応した方形波信号に変換する定電流源と、該定電流源の出力である方形波信号の高周波成分を除去して正弦波に近い信号を出力するフィルタ部と、該フィルタ部の出力である正弦波に近い信号の電圧変化を電流の変化に変換する電流インターフェイス部とを備えている。
【００１６】
電源電圧が低くても一定の利得を得ることができる定電流源を採用したので、プロセスバラツキによる電流変化がなく入力感度が電源電圧に依存せずに安定して動作する受信機を得ることができる。
さらに好ましくは、定電流源は、電源線に接続された定電流源部と、アースに接続された負荷と、定電流源部と負荷との間に接続されており水晶発振回路の出力電圧に応じてスイッチングするスイッチ部と、を備え、該負荷の両端に所望の振幅の方形波電圧を得るようになっている。
【００１７】
さらに好ましくは、定電流源部は、電源線に接続されたトランジスタ差動対と、該トランジスタ差動対に温度に依存しない一定電流を供給する電流源とを備え、スイッチ部はトランジスタ差動対の一方のトランジスタと負荷との間に接続されたスイッチングトランジスタであり、該スイッチングトランジスタに入力される水晶発振回路の出力電圧に応じてトランジスタ差動対の一方のトランジスタとスイッチングトランジスタと負荷に電流が流れるようになっている。
【００１８】
さらに好ましくは、電流インターフェイス部は、入力にフィルタ回路部の出力電圧を受ける第１のトランジスタと、入力に基準電圧を受ける第２のトランジスタとからなる第１の差動対と、フィルタ回路部の出力電圧に応じて第１のトランジスタおよび第２のトランジスタに電流を供給する電流供給源と、第１の差動対の動作に応じて電流供給源からの電流を差動的に通過させる第３および第４のトランジスタ対からなる第２の差動対とを備え、第２の差動対を流れる電流は局部発振信号である。
【００１９】
本発明の他の態様により、上記局部発振回路と、信号を受けるアンテナと、インターフェイス部の出力電流をアンテナからの受信信号とミキシングするミキサ回路とを含む受信回路が提供される。
好ましくは、ミキサ回路は、インターフェース部の出力電流に応じて電流を流す局発用電流インターフェース回路と、アンテナからの受信信号と、局発用インターフェース回路を流れる電流とを混合するミキシング部と、ミキシング部に一定電流を流すための出力回路とを備えている。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面によって説明する。
図１は本発明の実施の形態による受信回路を示すブロック図である。図において、図８に示したものと同一物には同一の参照番号を付してある。本発明により、図８における第２の局部発振回路部８７に代えて、図１においては水晶発振回路部１０とインターフェイス部２０とからなる局部発振回路部８７ａを設けた点、および図８における第２のミキサ回路部８８に代えて、図１においては電流インターフェイスを持つミキサ回路部３０を設けた点が、図８と図１との相違点である。１１は水晶発振回路部１０の出力端子、２１はインターフェース部２０の入力端子、２４はインターフェース部２０の出力端子である。
【００２１】
動作において、水晶発振回路１０は固定周波数の出力電圧を発生する。インターフェイス部２０は、水晶発振回路部１０からの出力電圧の変化を電流の変化に変換する。ミキサ回路部３０はインターフェース部２０の出力である変換された電流とアンテナ８１からの受信信号とをミキシングする。
図２は図１に示したインターフェース部２０の詳細を示すブロック図である。図において、インターフェース２０は定電流源２５と、フィルタ部２６と、電流インターフェース部２７とを備えている。２２は定電流源２５の出力端子、２３はフィルタ部２６の出力端子である。
【００２２】
定電流源２５は、水晶発振回路１０の出力電圧を入力端子２１に受けてその出力電圧をその周波数に比例した方形波信号に変換する。フィルタ部２６は、定電流源２５の出力である方形波信号の高周波成分を除去して正弦波に近い信号を出力する。電流インターフェース部２７は、フィルタ部２６の出力である正弦波に近い信号の電圧変化を電流の変化に変換する。
【００２３】
図３は図２に示した定電流源２５の回路の一例を示す回路図である。図において、定電流源２５は、電源線Ｖｃｃに接続された定電流源部２５１と、その定電流源部２５１に接続されており水晶発振回路１０（図１参照）の出力電圧に応じてスイッチングするスイッチ部２５２と、そのスイッチ部２５２とアースとの間に接続された負荷２５３とを備え、その負荷２５３の両端に所望の振幅の方形波電圧を得る。
【００２４】
図４は図３に示した定電流源２５の具体的な回路例を示す回路図である。図において、定電流源部２５１は、電源線Ｖｃｃに接続されたＰチャネルトランジスタ２５４および２５５からなるトランジスタ差動対と、温度に依存しない一定の基準電圧を出力する電圧源であるＢＧＲ（Band Gap Reference）回路２５８とを備えている。ＢＧＲ回路２５８の出力は抵抗２５７を介してＮチャネルトランジスタ２５６のゲートに接続されている。トランジスタ２５６のドレインはトランジスタ２５４と２５５のゲートに接続されており、トランジスタ２５６のソースはアースに接続されている。図２に示したスイッチ部２５２は、上記トランジスタ差動対の一方のトランジスタ２５４と負荷である抵抗２５３との間に接続されたＮチャネルスイッチングトランジスタ（スイッチ部２５２と同じ参照番号２５２で示す）である。
【００２５】
動作において、トランジスタ２５６のゲートには温度に依存しない一定の電圧が印加されているので、トランジスタ２５６には常に一定の電流が流れている。トランジスタ差動対２５４および２５５はカレントミラー回路を構成しているので、トランジスタ２５２がオンの時は、トランジスタ２５６に流れている一定電流と同じ電流がトランジスタ２５２に流れる。この結果、負荷抵抗２５３の両端には温度に依存しない一定振幅の電圧が得られる。なお、スイッチングトランジスタ２５２のゲートに入力される水晶発振回路１０の出力電圧が所定レベルを越えたときのみ、スイッチングトランジスタ２５２がオンとなって負荷抵抗２５３の両端に一定振幅の電圧が得られる。これにより、電源電圧変動に依存せず、且つ発振周波数に比例した方形波が負荷抵抗２５３の両端に得られることがわかる。
【００２６】
図５は図２に示したフィルタ部２６の具体的回路構成を示す回路図である。図において、フィルタ部２６は周知のように複数の抵抗２６１と複数のコンデンサ２６２とからなっており、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を構成している。このフィルタ部２６の入力端子２２に、図４に示した定電流源２５の出力である方形波信号を印加すると、フィルタ部２６の出力端子２３に正弦波に近い波形に整形された信号が出力される。この出力信号をミキサ部３０（図１参照）に入力すると、方形波の高調波の発生は抑圧されるので、干渉等の問題が発生しない。
【００２７】
図６は図２に示した電流インターフェース部２７の具体的回路構成を示す回路図である。図において、電流インターフェイス部２７は、ゲートにフィルタ回路部２６の出力端子２３からの出力電圧を受けるＮチャネルトランジスタ２７３と、ゲートに温度に依存しない一定の基準電圧を出力する電圧源であるＢＧＲ回路等から作られる基準電圧源２７７からの基準電圧をうけるＮチャネルトランジスタ２７４とからなる第１のトランジスタ差動対と、その第１のトランジスタ差動対に一定電流を供給する電流供給源２７６と、第１のトランジスタ差動対の動作に応じて電流供給源２７６からの電流をカレントミラーにより差動的に通過させるＰチャネルトランジスタ２７８およびＰチャネルトランジスタ２７９対からなる第２のトランジスタ差動対とを備えている。Ｐチャネルトランジスタ２７０、２７１、２７２はカレントミラーを構成する負荷トランジスタである。トランジスタ２７０のソースは電源線Ｖｃｃに接続されており、ドレインは電流源２７５を介してアースに接続されており、ゲートとドレインは接続されている。トランジスタ２７１のソースは電源線Ｖｃｃに接続されており、ドレインはＮチャネルトランジスタ２７３のドレインに接続されている。トランジスタ２７２のソースは電源線Ｖｃｃに接続されており、ドレインはＮチャネルトランジスタ２７４のドレインに接続されている。トランジスタ２７０、２７１、および２７２のゲートは共通接続されている。トランジスタ２７０のゲートとドレインは接続されている。トランジスタ２７３のソースとトランジスタ２７４のソースとは電流源２７６を介してアースに接続されている。トランジスタ２７８のソースはトランジスタ２７１のドレインに接続されており、トランジスタ２７９のソースはトランジスタ２７２のドレインに接続されている。トランジスタ２７８と２７９のゲートには、電源線Ｖｃｃとアースとの間に直列接続された抵抗２８０および２８１により分圧された一定電圧が印加される。トランジスタ２７８と２７９のドレインは、この電流インターフェース部２７の出力端子２４に接続されている。
【００２８】
動作において、Ｐチャネルトランジスタ２７０には電流源２７５により常に一定の電流が流れている。入力端子２３に印加されるフィルタ部２６の出力信号の電圧に応じて、Ｎチャネルトランジスタ２７３がオン又はオフとなる。これに応じて、電流源２７６により、トランジスタ２７３とトランジスタ２７４の何れかに一定の電流が流れる。トランジスタ２７３がオフのときはトランジスタ２７８に電流が流れ、トランジスタ２７４がオフのときはトランジスタ２７９に電流が流れる。こうして、入力端子２３における電圧変化は、出力端子２４における電流変化に変換される。この電流変化が、図１のミキサ回路３０に入力される。
【００２９】
図７は図１に示したミキサ回路の具体的構成例を示す回路図である。同図において、ミキサ回路３０は、局発用電流インターフェース回路３０１と、ミキシング部３０２と、出力回路部３０３とからなっている。
局発用電流インターフェース回路３０１は、Ｎチャネルトランジスタ対３０４および３０５と、Ｎチャネルトランジスタ対３０６および３０７とからなっている。トランジスタ３０４のドレインおよびゲートは、インターフェース部２０の出力端子２４の一方（ＬＯ）に接続されており、ソースはアースに接続されている。トランジスタ３０５のゲートはトランジスタ３０４のゲートに接続されており、ソースはアースに接続されている。トランジスタ３０６のドレインおよびゲートは、インターフェース部２０の出力端子２４の他方（ＸＬＯ）に接続されており、ソースはアースに接続されている。トランジスタ３０７のゲートはトランジスタ３０６のゲートに接続されており、ソースはアースに接続されている。
【００３０】
ミキシング部３０２は、Ｎチャネルトランジスタ対３０８および３０９と、Ｎチャネルトランジスタ対３１０および３１１と、温度に依存しない一定の基準電圧を出力するＢＧＲ等から作られる基準電圧源３１２と、Ｐチャネル負荷トランジスタ３１３および３１４とからなっている。
トランジスタ３０８のゲートとトランジスタ３１０のゲートには、第２の帯域フィルタ８６（図１）の出力である高周波信号ＲＸＩＮが印加される。トランジスタ３０８と３０９のソースは、局発用インターフェース回路３０１内のＮチャネルトランジスタ３０５のドレインに接続されている。トランジスタ３０９と３１１のゲートには温度に依存しない一定の基準電圧を出力するＢＧＲ等から作られる基準電圧源３１２からの基準電圧が印加されている。トランジスタ３０８と３１１のドレインは負荷トランジスタ３１３を介して電源線Ｖｃｃに接続されている。トランジスタ３０９と３１０のドレインは負荷トランジスタ３１４を介して電源線Ｖｃｃに接続されている。
【００３１】
出力回路部３０３は、定電流源３１５と、温度に依存しない一定の基準電圧を出力するＢＧＲ等から作られる基準電圧源３１６と、Ｎチャネルトランジスタ３１７と、Ｎチャネルトランジスタ対３１８および３１９と、負荷トランジスタ３２０とからなっている。
基準電圧源３１６からの定電圧はトランジスタ３１７のゲートに印加されている。トランジスタ３１７〜３１９のソースは定電流源３１５を介してアースに接続されている。トランジスタ３１６のドレインは負荷トランジスタ３２０のドレインとゲートに接続されている。負荷トランジスタ３１３、３１４および３２０のゲートは共通接続されている。トランジスタ３１３、３１４および３２０のソースは電源線Ｖｃｃに接続されている。トランジスタ３１８のドレインとゲートは、ミキシング回路３０２内のトランジスタ３０９および３１０のドレインとこのミキサ回路３０の一方の出力端子ＸＯＵＴに接続されている。トランジスタ３１９のドレインとゲートは、ミキシング回路３０２内のトランジスタ３０８および３１１のドレインとこのミキサ回路３０の他方の出力端子ＯＵＴに接続されている。
【００３２】
動作において、出力回路部３０３によりトランジスタ３１８と３１９にはトランジスタ３１７に流れる一定電流と同じ電流が流れている。インターフェース部２０の出力信号ＸＬＯとＬＯのレベルに応じて、トランジスタ３０５と３０７に流れる電流値が定まる。一方、第２の帯域フィルタ８６からの出力信号ＲＸＩＮに応じて、トランジスタ３０８と３１０に流れる電流値およびトランジスタ３０９と３１１を流れる電流値が定まる。この結果、トランジスタ３０８と３１１のドレインに接続された出力端子ＯＵＴには第２の帯域フィルタ８６の出力信号ＲＸＩＮとインターフェース部２０の出力信号ＬＯとを混合した信号が得られ、トランジスタ３０９とトランジスタ３１０のドレインに接続された出力端子ＸＯＵＴには第２の帯域フィルタ８６の出力信号ＲＸＩＮとインターフェース部２０の出力信号ＸＬＯとを混合した信号が得られる。
【００３３】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明によれば、ＰＬＬ回路を用いていないので局部発振回路の部品点数はＰＬＬ回路を用いるものと比較して少なくて済み、この結果受信回路全体の１チップ化が可能となる。
また回路間のインターフェースを電圧インターフェースから電流インターフェースへ変更したため、電源電圧による発振電圧の振幅の変動がない。このため、電源電圧が低電圧でも回路動作が可能となり、その結果低消費電流の回路の実現が可能となり、電池寿命の延長を図ることができる。また、それに伴い、電池の小型化が可能となる。
【００３４】
さらに、低電圧でも一定の利得を得ることができる定電流源回路の採用によりプロセスバラツキによる電流変化がなくアンテナからの入力信号の感度が電源電圧に依存せずに安定して動作する受信機を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態による受信回路を示すブロック図である。
【図２】図１に示したインターフェース部２０の詳細を示すブロック図である。
【図３】図２に示した定電流源２５の回路の一例を示す回路図である。
【図４】図３に示した定電流源２５の具体的な回路例を示す回路図である。
【図５】図２に示したフィルタ部２６の具体的回路構成を示す回路図である。
【図６】図２に示した電流インターフェース部２７の具体的回路構成を示す回路図である。
【図７】図１に示したミキサ回路の具体的構成例を示す回路図である。
【図８】従来の受信回路の一例を示すブロック図である。
【図９】図８に示した従来の第１の局部発振回路８４又は第２の局部発振回路８７の構成例を示すブロック図である。
【図１０】図９に示した水晶発振回路部９２の一例であるインバータアンプ方式の回路図である。
【図１１】アナログ回路のコルピッツ方式の発振回路の一例の回路図である。
【符号の説明】
１０…水晶発振回路
２０…インターフェース部
２５…定電流源
２６…フィルタ部
２７…電流インターフェース部
８１…アンテナ
３０…ミキサ
２５１…定電流源部
２５２…スイッチ部
２５３…負荷
２５４，２５５…トランジスタ差動対
２５８…ＢＧＲ回路
２７３，２７４…第１の差動対
２７６…電流源
２７８，２７９…第２の差動対
３０１…局発用電流インターフェース回路
３０２…ミキシング部
３０３…出力回路部
【図１】
0004121640.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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