(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子を含み、該スイッチング素子の開閉により直流電圧を疑似交流電圧に変換して、該疑似交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータに出力する直流交流変換手段と、前記疑似交流電圧を降下させて前記３相ブラシレスＤＣモータの電機子電流がゼロとなる期間における誘起電圧を検出し、前記誘起電圧のゼロ点情報を出力する電圧検出手段と、前記直流交流変換手段が出力する前記疑似交流電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するＰＷＭ制御手段とを備えるインバータ装置において、
前記誘起電圧のゼロ点情報に応じて前記３相ブラシレスＤＣモータに供給する電機子電流波形を演算し前記ＰＷＭ制御手段に出力する電流波形補償手段を設けたことを特徴とするインバータ装置。
【請求項２】
前記電流波形補償手段は、位相遅れ補償又は位相進み補償を行うことを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
【請求項３】
前記電流波形補償手段は、電気角と位相角と係数とで構成される１次以上の次数をもつ多項式からなる正弦波関数を演算することを特徴とする請求項１又は２に記載のインバータ装置。
【請求項４】
前記多項式の係数を常時一定値とすることを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項５】
前記多項式の係数を前記電気角の絶対値に基づいて変化させることを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項６】
前記多項式の係数を前記３相ブラシレスＤＣモータの回転速度に基づいて変化させることを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項７】
前記多項式の係数を前記３相ブラシレスＤＣモータの回転トルクに基づいて変化させることを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項８】
前記回転トルクの増加に伴い前記電流波形補償手段の位相進み補償を大きくするように、前記多項式の係数を変化させることを特徴とする請求項７に記載のインバータ装置。
【請求項９】
前記多項式の係数を前記直流電圧に基づいて変化させることを特徴とする請求項３に記載のインバータ装置。
【請求項１０】
前記回転トルクを、前記３相ブラシレスＤＣモータの回転速度と、前記直流電圧と、前記ＰＷＭ制御のＰＷＭパルス幅とにより推定演算することを特徴とする請求項７又は８に記載のインバータ装置。
【請求項１１】
前記電機子電流がゼロとなる期間において、正弦波関数の電気角と位相角を、夫々、所定値に設定することを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項１２】
前記電気角と前記位相角を夫々の前記所定値に設定する時点は、前記３相ブラシレスＤＣモータの誘起電圧がゼロ点に最も近接した時点であることを特徴とする請求項１１に記載のインバータ装置。
【請求項１３】
前記所定値が、前記電圧検出手段の前記誘起電圧検出情報に基づく変数であることを特徴とする請求項１１又は１２に記載のインバータ装置。
【請求項１４】
通電角を１８０°未満としたことを特徴とする請求項１乃至１３のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項１５】
民生用又は業務用のインバータ空調機器に適用したことを特徴とする請求項１乃至１４のいずれかに記載のインバータ装置。
【請求項１６】
１ピストンロータリ圧縮機と、運転時の振動を抑制するトルク制御器とを備える空調機器に適用したことを特徴とする請求項１乃至１５のいずれかに記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ブラシレスＤＣモータを周波数制御するインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
３相ブラシレスＤＣモータを回転数制御するインバータ装置には、従来より、１２０°通電制御方式と正弦波１８０°通電制御方式が用いられている。１２０°通電制御方式は、例えば、特許第２６４２３６７号明細書に開示される一方、１８０°通電制御方式は、例えば、特開平７−２４５９８２号公報と特開平７−３３７０７９号公報に開示されている。
【０００３】
上記特許の１２０°通電制御方式では、インバータ相電圧と基準電圧を比較することにより、誘起電圧のゼロ点を直接検出し、電気角６０°毎に発生するこのゼロ点に基づいて、転流信号を変化させている。
【０００４】
一方、上記両公報の１８０°通電制御方式では、モータ巻線の中性点電位と、３相のインバータ出力電圧に対して３相Ｙ結線した抵抗の中性点電位との電位差を増幅して、積分回路に入力し、更に、その積分回路の出力信号と、その出力信号をフィルタ回路により処理して直流成分を除去したローパス信号とを比較することにより、誘起電圧に対応する回転位置検知信号を得ている。この回転位置検知信号は、電気角６０°毎に発生する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の１２０°通電制御方式では、モータ負荷や電源電圧が急激に変動すると、誘起電圧のゼロ点が、インバータ出力電圧領域内に隠れてしまい検出できなくことがある。このような状態になると、先ず脱調現象が発生し、インバータシステムが停止してしまう。
又、従来の１２０°通電制御方式では、１相当たり誘起電圧が電気角６０°連続して確認できるのであるが、モータ運転時の騒音及び振動を低減するために、通電角を１５０°程度に設定して運転しようとすると、１相当たり電気角３０°分しか連続確認できず、通常運転時においても脱調する危険性が増加すると共に、乱調等の不安定現象も発生し易くなる。
更に、従来の１２０°通電制御方式は、通電角を１８０°程度に設定することは殆ど不可能であるという課題があった。
【０００６】
一方、従来の１８０°通電制御方式では、信号を積分回路に通すので、誘起電圧のゼロ点の絶対値を的確に検出することができず、又、運転状態によってはゼロ点と回転位置検知信号の位相差が大きく変化するため、位相補正等の複雑な制御が必要となり、その位相補正調整が困難であると共に、その制御演算が複雑になる。
又、従来の１８０°通電制御方式は、モータに中性点出力端子が必要であることと、誘起電圧波形の３次高調波成分を利用していることとから、正弦波着磁マグネットを使用したモータに適用できないという課題を有していた。
【０００７】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、簡単なシステム構成で機械的又は光学的電磁ピックアップやＤＣ・ＡＣ電流センサを必要としない通電角１８０°に極めて近い疑似正弦波駆動運転を可能とすると共に、電流補償制御による波形整形効果により、機械系の騒音及び振動を一層低減して機械系の防音及び振動対策を簡略化でき、更に、安価で高能率、高信頼性及び広範囲の運転領域を実現することができるインバータ装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明のインバータ装置は、スイッチング素子を含み、該スイッチング素子の開閉により直流電圧を疑似交流電圧に変換して、該疑似交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータに出力する直流交流変換手段と、前記疑似交流電圧を降下させて前記３相ブラシレスＤＣモータの電機子電流がゼロとなる期間における誘起電圧を検出し、前記誘起電圧のゼロ点情報を出力する電圧検出手段と、前記直流交流変換手段が出力する前記疑似交流電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するＰＷＭ制御手段とを備えるインバータ装置において、前記誘起電圧のゼロ点情報に応じて前記３相ブラシレスＤＣモータに供給する電機子電流波形を演算し前記ＰＷＭ制御手段に出力する電流波形補償手段を設けたものである。
【０００９】
又、前記電流波形補償手段は、位相遅れ補償又は位相進み補償を行うものである。
【００１０】
又、前記電流波形補償手段は、前記電流波形補償手段は、電気角と位相角と係数とで構成される１次以上の次数をもつ多項式からなる正弦波関数を演算するものである。
【００１２】
又、前記多項式の係数を常時一定値とするものである。
【００１３】
又、前記多項式の係数を前記電気角θの絶対値に基づいて変化させるものである。
【００１４】
又、前記多項式の係数を前記３相ブラシレスＤＣモータの回転速度に基づいて変化させるものである。
【００１５】
又、前記多項式の係数を前記３相ブラシレスＤＣモータの回転トルクに基づいて変化させるものである。
【００１６】
又、前記回転トルクの増加に伴い前記電流波形補償手段の位相進み補償を大きくするように、前記多項式の係数を変化させるものである。
【００１７】
又、前記多項式の係数を前記直流電圧に基づいて変化させるものである。
【００１８】
又、前記回転トルクを、前記３相ブラシレスＤＣモータの回転速度と、前記直流電圧と、前記ＰＷＭ制御のＰＷＭパルス幅とにより推定演算するものである。
【００１９】
又、前記電機子電流がゼロとなる期間において、正弦波関数の電気角θと位相角ψを、夫々、所定値に設定するものである。
【００２０】
又、前記電気角θと前記位相角ψを夫々の前記所定値に設定する時点は、前記３相ブラシレスＤＣモータの誘起電圧がゼロ点に最も近接した時点であるものである。
【００２１】
又、前記所定値が、前記電圧検出手段の前記誘起電圧検出情報に基づく変数であるものである。
【００２２】
又、通電角を１８０°未満としたものである。
【００２３】
又、民生用又は業務用のインバータ空調機器に適用したものである。
【００２４】
又、１ピストンロータリ圧縮機と、運転時の振動を抑制するトルク制御器とを備える空調機器に適用したものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の一実施形態を図面を参照して説明する。図１は、本実施形態のインバータ装置の制御ブロック図である。本実施形態のインバータ装置は、３相ブラシレスＤＣモータ（ＢＤＭ）５を回転数制御する。図１において、インバータ装置は、３相ブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧を検出する電圧検出手段１と、電流波形補償手段２と、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御手段３と、高速に開閉する６個のスイッチング素子で構成された直流交流変換手段４とを備える。
【００２６】
直流交流変換手段４は、直流電力を疑似交流電力に変換して３相ブラシレスＤＣモータ５に出力する一方、電圧検出手段１は誘起電圧のゼロ点を検出する機能を有する。又、ＰＷＭ制御手段３は、３相ブラシレスＤＣモータ５を回転数制御するための印加電圧、周波数と位相を制御するＰＷＭデューティを出力する。
【００２７】
図１において、電圧検出手段１は、３相ブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧を降下させて電圧サンプリングし、そのサンプリング電圧から誘起電圧のゼロ点位置を演算する。電圧検出手段１は、そのゼロ点位置情報を電流波形補償手段２に出力し、電流波形補償手段２は、そのゼロ点位置情報に基づいて正弦波関数を演算する。正弦波関数は、インバータ駆動周波数の電気角θと位相角ψの線形関数より成り、３相ブラシレスＤＣモータ５の回転位相情報を含む。電流波形補償手段２は、３相ブラシレスＤＣモータ５の回転位相情報を含むこの正弦波関数を電気角６０度毎にＰＷＭ制御手段３に出力し、ＰＷＭ制御手段３は、ＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭベースパターン信号（以下、「ベースＰＴＮ」と略す）を直流交流変換手段４に出力する。
【００２８】
直流電圧が直流交流変換手段４に入力され、直流交流変換手段４は、ベースＰＴＮに基づいて周波数と位相が可変の疑似交流電圧に変換して、この疑似交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータ５に出力する。３相ブラシレスＤＣモータ５の回転数は、直流交流変換手段４から出力される疑似交流電圧の周波数と位相角（以下、「インバータ周波数」と呼ぶ）を変化させることにより制御される。このインバータ周波数は電流波形補償手段２によって制御される。
【００２９】
１２０°通電制御の場合、ＰＷＭ制御手段３は、直流交流変換手段４のスイッチング素子を開閉する６通りのベースＰＴＮを出力し、その６通りのベースＰＴＮにより直流交流変換手段４のスイッチング素子が開閉されることにより、直流交流変換手段４から出力されるインバータ周波数が制御される。
【００３０】
６通りのベースＰＴＮについて説明する。６通りのベースＰＴＮとは、直流交流変換手段４のスイッチング素子を駆動するためのパルス信号である。ベースＰＴＮは、インバータ電気角１周期おいて６個の基本的なパターンＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を有し、ベースＰＴＮの１周期の逆数がインバータ周波数となる。
【００３１】
実際、３相ブラシレスＤＣモータ５の回転数を変更させる手法として、ＰＷＭ制御手段４が、電流波形補償手段２の回転位相情報に基づいて直流交流変換手段４のインバータ周波数を変化させることにより、３相ブラシレスＤＣモータ５の回転数を制御する。３相ブラシレスＤＣモータ５の磁極位置は、誘起電圧のゼロ点からは、電機子反作用の影響により直接確定することはできず、両者間には位相差が生じる。この位相差は、運転負荷に依存するため、真の磁極位置を誘起電圧のゼロ点からマイクロコンピュータの演算により特定するのは困難である。しかしながら、真の磁極位置を特定することができなくても、誘起電圧のゼロ点のみにより３相ブラシレスＤＣモータ５の回転数を制御することは十分可能であり、むしろ誘起電圧に依存する方が制御面から見て望ましいと考えられる。
【００３２】
図１１は、３相ブラシレスＤＣモータ５の等価回路図である。Ｒ１は巻線一次抵抗、Ｌｕ、ＬｖとＬｗは各相のインダクタンス、Ｅｕ、ＥｖとＥｗは各相の界磁誘起電圧、又、Ｉｕ、ＩｖとＩｗは各相の相電流を指す。ここで、界磁誘起電圧とは、３相ブラシレスＤＣモータ５が回転した時に、マグネット（界磁）のみにより発生する誘起電圧を意味する。図１１において、Ｗ−Ｖ相間に直流電圧ＶＤＣが印加されている場合を考える。この時、Ｗ相の電位はＶＤＣ、Ｖ相の電位は０、Ｕ相は開放端子となり誘起電圧Ｖｕを観測することができる。Ｗ−Ｖ相間の電位差は、ＶＤＣと０Ｖを交互に繰り返すことでＰＷＭ制御を行う。又、Ｗ−Ｖ相間の電位差が常にＶＤＣである場合は、パルス振幅変調（ＰＡＭ）制御となる。
【００３３】
この時の誘起電圧Ｖｕの電圧波形は図９の誘起電圧１５に対応している。図９の相電流ＯＦＦ開始角２３と相電流ＯＦＦ終了角２４の区間は、Ｗ−Ｖ相に直流電圧ＶＤＣが印加されてＰＷＭ制御が行われている。
【００３４】
ＰＷＭ制御手段３では、電流波形補償手段２の出力である回転位相情報に基づいて、６通りのベースＰＴＮであるＰＴＮ１〜ＰＴＮ６を出力する。直流交流変換手段４は、６個のスイッチング素子を有し、Ｕ相、Ｖ相とＷ相に対して、夫々、上アームに１個のスイッチング素子、下アームに１個のスイッチング素子を備える。
【００３５】
ＰＴＮ１では、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子が通電される。
ＰＴＮ２では、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｖ相下アームスイッチング素子が通電される。
ＰＴＮ３では、Ｕ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子が通電される。
ＰＴＮ４では、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｗ相下アームスイッチング素子が通電される。
ＰＴＮ５では、Ｖ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子が通電される。
ＰＴＮ６では、Ｗ相上アームスイッチング素子と、Ｕ相下アームスイッチング素子が通電される。
【００３６】
ベースＰＴＮの転流切換は、電流波形補償手段２の回転位相情報に基づいて行われる。電流波形補償手段２は、３相ブラシレスＤＣモータ５の３相誘起電圧のゼロ点を演算する。３相ブラシレスＤＣモータ５が等速回転をおこなっていれば、ゼロ点は、ほぼ電気角６０°毎に発生する。ＰＷＭ制御手段３は、電流波形補償手段２の回転位相情報に基づいてベースＰＴＮをＰＴＮ１→ＰＴＮ２→…→ＰＴＮ６→ＰＴＮ１のように順次切換える。
【００３７】
１２０°通電制御を用いて３相ブラシレスＤＣモータ５を駆動した時の１相当たりの電流波形である相電流８を図３に示す。図３は、電気角θに対する相電流を示すもので、１２０°通電制御の場合、電流の全く流れない（「相電流ＯＦＦ」と定義）６０°区間が電気角１周期当たり２回存在する。３相合計では６回であり、この区間では、電流ＯＦＦとなっている相（Ｕ相、Ｖ相とＷ相の内の１相）の３相ブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧を確認することができ、又、そのゼロ点を見つけることができる。
【００３８】
１２０°通電制御の通電角を拡張したものを図４に示す。図４では、通電角をＷｘとしている。Ｗｘ＝１２０°とすれば、図４は図３と等しくなる。図４において、
Ｗｘ＜１８０°
が満たされると、３相ブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧を確認できるため、３相ブラシレスＤＣモータ５に位置センサを設置する必要のない運転が可能である。
【００３９】
１５０°＜Ｗｘ＜１８０°
とする場合には、１２０°通電制御で説明した６通りのベースＰＴＮに加えて、３相正弦波駆動用ベースＰＴＮを追加する。基本的には、３相の内のどれか１相でも電流ＯＦＦとなる区間（６０°毎に発生）では、１２０°通電制御用のベースＰＴＮを使用する。その他の区間では３相正弦波駆動用ベースＰＴＮを使用する。３相正弦波駆動用ベースＰＴＮについては、通常の３相正弦波ＰＷＭ制御として公知技術であるので、ここでは詳細な説明を省略する。
【００４０】
図４において、
Ｗｘ＜１８０°
の時、誘起電圧のゼロ点の特定法について説明する。図９は、図４に対応しており、３相ブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧を模式的に示す。図９には、誘起電圧１５、ゼロ点１６、サンプリング電圧１７、基準電圧１８等を図示しており、図４の相電流がＵ相であれば、誘起電圧１５もＵ相に対応する。
【００４１】
相電流ＯＦＦ開始角２３（＝−Ｘ）〜相電流ＯＦＦ終了角２４（＝Ｘ）は、３相ブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧１５を確認できる区間である。このような誘起電圧１５を確認できるのは、３相分で考えると電気角６０°の領域毎に一回である。なお、リカバリ電流回復角２２（＝Ｒｘ）（≧０）の区間では、回生電流が流れているため、誘起電圧１５をサンプリングすることができないので、
−Ｘ＋Ｒｘ＜サンプリング可能角＜Ｘ
である。ここで、Ｘ＝（１８０°−Ｗｘ）／２である。
【００４２】
電圧検出手段１の回路構成を図２に示す。電圧検出手段１は、素子６ａと素子６ｂを含む抵抗素子６とコンデンサ素子７で構成される。コンデンサ素子７は通常無くてもよいが、ノイズ除去用として誘起電圧１５の波形がなまらない小さな時定数であればコンデンサ素子７を用いてもよい。直流交流変換手段４に入力されている直流電圧は、電圧値ＶＤＣを持つとすると、抵抗素子６で決まる分圧比ｋにより、誘起電圧１５の振幅値は（ｋ＊ＶＤＣ）となる。なお、図９及び図１０の説明の中では、簡単のため以降、ｋ＝１とする。
【００４３】
電圧検出手段１の動作を説明する。電圧検出手段１は、誘起電圧１５をサンプリングして、デジタル値Ｖ０に変換する。ウエイト角ＴＳ０を用いると、電気角−Ｘ＋ＴＳ０のポイントにおいて、サンプリング電圧１７を得る。ここで、ＴＳ０は、ＰＷＭのＯＮ区間２０（＝ＴＯＮ）の部分でサンプリングするような数値を与える。図９では、サンプリング電圧１７の位置もＰＷＭのＯＮ区間２０に相当している。従って、ＰＷＭのＯＦＦ区間１９（＝ＴＯＦＦ）の区間では、電圧サンプリングを実施しない。
【００４４】
又、ここで、
ＴＳ０＞Ｒｘ
を満たす。誘起電圧１５のゼロ点は、ゼロ点１６であるので、サンプリング電圧１７の電圧Ｖ０は次の関係を満たす。
Ｖ０＝ＶＤＣ／２
電圧検出手段１は、サンプリング電圧１７のゼロ点時間情報Ｔｎを電流波形補償手段２に出力する。ここで、ｎは、１〜６の整数であり、各々ベースＰＴＮ１〜ＰＴＮ６に対応しており、ベースＰＴＮｎの更新と共にゼロ点時間情報Ｔｎも順次更新される。
【００４５】
図１０も、３相ブラシレスＤＣモータ５の誘起電圧を模式的に示す。図９との相違点は、誘起電圧検出領域において、ゼロ点１６が存在しないことである。この場合、電圧検出手段１は、サンプリング電圧２５の点において、サンプリング電圧２６（＝Ｖ０）から、以下の演算式により誤差電圧２７（＝ΔＶ０）を得る。
ΔＶ０＝Ｖ０−ＶＤＣ／２
【００４６】
そのΔＶ０と、インバータ角周波数ω１と、３相ブラシレスＤＣモータ５のマグネット誘起電圧定数Ｅ０とを用いて、位置誤差角２８（＝Δθ０）が
｜Δθ０｜≒０
であれば、
0004121718.tif 000002
と演算する。この式は、Ｅ０が分かれば、ω１とΔＶ０を用いてゼロ点との位置誤差角Δθ０を特定できることを意味している。Δθ０が分かれば、電圧検出手段１は、サンプリング電圧２５の位置角と位置誤差角２８（＝Δθ０）とにより、ゼロ点１６の時間情報Ｔｎを算出し、Ｔｎを電流波形補償手段２に出力する。なお、図１０のように制御する時には進角制御を強化することができるので、３相ブラシレスＤＣモータ５の高速限界を向上でき、弱めの界磁により端子電圧を低下すると共に鉄損を減少する働きを有する。
【００４７】
さて、図１において、電圧検出手段１がゼロ点位置情報を電流波形補償手段２に出力後、電流波形補償手段２は、ゼロ点位置情報に基づいて正弦波関数を演算する。この正弦波関数は、３相ブラシレスＤＣモータ５の回転位置情報を有しており、３相ブラシレスＤＣモータ５を脱調無く運転する上で極めて重要な働きをする。
【００４８】
以下に、電流波形補償手段２の動作を詳細に説明する。電流波形補償手段２は、基本的な要素として電気角θと位相角ψｊで構成される１次以上の次数をもつ多項線形関数を有し、その線形関数より正弦波関数を演算する。数式で表せば、
Ｉｍ＝Σ（Ａｊ・ｓｉｎ（Ｋｊ・（θ＋ψｊ）））
である。ここで、ｊは１以上の整数、Ｉｍは、ＰＷＭ制御手段３に出力される３相ブラシレスＤＣモータ５の回転位相情報であり、Ａｊはその振幅、Ｋｊは係数を表す。
【００４９】
ＰＷＭ制御手段３は、回転位相情報Ｉｍに基づいてＰＷＭベースＰＴＮを算出し、直流交流変換手段４に出力する。直流交流変換手段４は、そのＰＷＭベースＰＴＮに基づいて直流電圧をＰＷＭして、３相疑似交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータ５に供給する。これにより、３相ブラシレスＤＣモータ５を、その電機子電流がほぼＩｍと等しくなるように作動させることができる。
【００５０】
電気角θの演算法について説明する。直流交流変換手段４の出力する疑似交流電圧の角周波数ω１、疑似交流電圧の周期Ｔ、円周率πと運転経過時間ｔを用いて、
θ＝ω１・ｔ
ω１＝２π／Ｔ
と表すことができる。又、周期Ｔは、電圧検出手段１から出力されるゼロ点時間情報Ｔｎを用いて、
Ｔ＝（Ｔｎ＋１−Ｔｎ）・６
により計算することができる。上式で、ｎ＝６の時は、ｎ＋１＝７となるが、
Ｔ７＝Ｔ１である。又、周期Ｔは、
Ｔ＝（Ｔｎ＋２−Ｔｎ）・３
Ｔ＝（Ｔｎ＋３−Ｔｎ）・２
Ｔ＝（Ｔｎ＋６−Ｔｎ）
等でも計算することができる。
【００５１】
上式のＡｊ、Ｋｊとψｊは、インバータの運転条件又は３相ブラシレスＤＣモータ５の電気的特性仕様、機械的特性仕様、定格容量、負荷容量、使用温度範囲、用途等に応じて、運転中常時一定値もしくは可変値に設定してもよい。特に、直流交流変換手段４の直流電圧、３相ブラシレスＤＣモータ５の回転速度、回転トルクと電気角θに応じて、夫々最適な振幅Ａｊ、係数Ｋｊと位相角ψｊを選択すればよい。
【００５２】
これら振幅Ａｊ、係数Ｋｊと位相角ψｊの設定値により、電流波形補償手段２は、ＰＷＭ制御手段３と直流交流変換手段４の処理を通じて、３相ブラシレスＤＣモータ５のロータ位置に対して、位相遅れ電流及び位相進み電流を自由に供給することができる。
【００５３】
更に、運転性能を高めるために、電気角６０度毎に正弦波関数の電気角θと位相角ψｊを所定値に設定することもできる。図９の相電流ＯＦＦ開始角２３〜相電流ＯＦＦ終了角２４の期間内又は図１０の相電流ＯＦＦ開始角２３〜相電流ＯＦＦ終了角２４の期間内の任意の点において、ｎ＝１〜６の整数に対して、
θ（度）＝６０°・（ｎ−１）
ψｊ＝ψ０ｎ
上記ｎはベースＰＴＮｎに対応するものである。ここで、ψ０ｎは、初期位相角であり、ＰＴＮｎに応じてその値を変更してもよいし、変化させてもよい。
【００５４】
又、上記所定値への設定は、誘起電圧１５が可能な限り図９及び図１０中のゼロ点１６に最も近い時点で行うのが望ましく、そうすることにより制御安定度を更に向上することができる。
【００５５】
上述の制御法を使用して３相ブラシレスＤＣモータ５を駆動させた時の電機子電流波形の一例を図５乃至図８に示す。図５の相電流１１は位相進み補償を適用した時の波形であり、図６の相電流１２は位相遅れ補償を適用した場合である。
【００５６】
定数の設定条件としては、（１）Ａｊ＝可変値、（２）Ｋ１＝１、Ｋ２〜Ｋｊ＝可変値、（３）ψｊ＝可変値と（４）θ＝所定値の４条件がある。この時、図５中の通電角Ｗｘ１は、図４の通電角Ｗｘより小さめになり、位相進み補償をより効果的に行うことができ、図６の場合には、位相遅れ補償をより大きくできる。なお、図４の相電流１０の波形は、（１）Ａｊ＝可変値、（２）Ｋ１＝１、Ｋ２〜Ｋｊ＝０、（３）ψｊ＝０と（４）θ＝所定値としている。
【００５７】
図７の相電流１３の場合には、図５の条件において、（１）Ａｊ＝可変値、（２）Ｋ１＝１、Ｋ２＝２、Ｋ３〜Ｋｊ＝０、（３）ψｊ＝０と（４）θ＝所定値としたものである。又、図８の相電流１４の場合には、図６の条件において、（１）Ａｊ＝可変値、（２）Ｋ１＝１、Ｋ２＝−２、Ｋ３〜Ｋｊ＝０、（３）ψｊ＝０と（４）θ＝所定値としたものである。このように、振幅Ａｊ、係数Ｋｊと位相角ψｊを設定することにより、任意の回転位相情報Ｉｍを極めて簡単に作製することができる。
【００５８】
又、３相ブラシレスＤＣモータ５の１回転中において周期的なトルク変動が予め判明している時には、初期位相角ψ０ｎを変更するとよい。特にトルクの増加に伴い位相角ψｊを大きくするように設定すれば、高トルク領域における電流遅れを未然に防止することができる。
【００５９】
次に、３相ブラシレスＤＣモータ５の回転負荷トルクＴＬを簡単に推定する演算方法について述べる。回転負荷トルクを推定演算するには、直流電圧ＶＤＣ、角周波数ω１（回転速度でもよい）、回転位相情報Ｉｍを含む正弦波関数の振幅Ａ１により可能である。振幅Ａ１は、ＰＷＭ制御手段３のＰＷＭパルス幅に比例しているので、どちらでも回転負荷トルクの演算に用いることができる。ここでは、振幅Ａ１を用いる場合を説明する。ここで、振幅Ａ１は、振幅Ａｊにおいてｊ＝１としたものである。
【００６０】
直流交流変換手段４の出力電力をＰＩ、３相ブラシレスＤＣモータ５の出力電力をＰＯとすれば、
ＰＩ＝ＶＤＣ・ＩＤＣ≒ＶＤＣ・ＫＤＣ・Ａ１
ＰＯ＝ω１・ＴＬ
が成立する。ここで、ＩＤＣは平均直流電流であり、ＫＤＣは定数である。一方、
ＰＩ≒ＰＯ
であるから、上式を代入してＴＬについて整理すると、
ＴＬ≒ＫＤＣ・Ａ１・ＶＤＣ／ω１
である。
【００６１】
ここで、基準回転負荷トルクＴＬ０を予め測定して、その時の測定条件を基準として用いると、基準振幅Ａ１０、基準直流電圧ＶＤＣ０、基準角周波数ω１０として上式を整理すると、
ＴＬ≒ＴＬ０・Ａ１／Ａ１０・ＶＤＣ／ＶＤＣ０・ω１０／ω１
となり、回転負荷トルクＴＬを簡単に推定することができる。更に高精度のトルク推定が必要な場合には、直流電流又は３相ブラシレスＤＣモータ５の電機子電流を検出すればよい。
【００６２】
以上、本発明のインバータ装置を空調機器に適用した場合には、３相ブラシレスＤＣモータ５の電機子電流の通電角＝１８０°付近の運転に適用できるので、低騒音、低振動及び高能率に加えて、低価格、長期信頼性と耐久信頼性という極めて顕著な長所を得ることができる。
【００６３】
とりわけ、１ピストンロータリ圧縮機等を運転するための一手段としてトルク制御器が用いられるが、１ピストンロータリ圧縮機とトルク制御器を備える空調機器に本発明のインバータ装置を設置すれば、特に回転負荷トルク変動時の３相ブラシレスＤＣモータ５の電流位相乱調を効率よく容易に補正できるため、高精度の電流位相制御が可能となり，又、ほぼ正弦波に限りなく近い電流波形を３相ブラシレスＤＣモータ５に適用できるので，飛躍的な低騒音化と低振動化を図ることができる。
【００６４】
【発明の効果】
本発明のインバータ装置は、スイッチング素子を含み、該スイッチング素子の開閉により直流電圧を疑似交流電圧に変換して、該疑似交流電圧を３相ブラシレスＤＣモータに出力する直流交流変換手段と、前記疑似交流電圧を降下させて前記３相ブラシレスＤＣモータの電機子電流がゼロとなる期間における誘起電圧を検出する電圧検出手段と、前記直流交流変換手段が出力する前記疑似交流電圧をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御するＰＷＭ制御手段とを備えるインバータ装置において、前記電圧検出手段の誘起電圧検出情報に応じて前記３相ブラシレスＤＣモータに供給する電機子電流波形を所定の条件に基づいて波形整形し、該波形整形の情報を前記ＰＷＭ制御手段に出力する電流波形補償手段を設けたものであるので、モータより発生する騒音と振動を低減して、機械系の防音、振動対策を簡略化できると共に、回路コストが低いインバータ装置を得ることができる。
【００６５】
又、前記電流波形補償手段は、位相遅れ補償又は位相進み補償を行うので、モータ電流の位相制御範囲を一層拡大できるから、モータの性能を引出すことができる。
【００６６】
又、前記電流波形補償手段は、電気角と位相角と係数とで構成される１次以上の次数をもつ多項式からなる正弦波関数を演算するので、どのようなモータに対しても最適な電流位相制御を実現することができるから、モータの性能を引出すことができる。
【００６７】
又、制御演算を簡単にしつつ高精度な電流位相制御を実現することができ、一層の省エネルギー化とマイクロコンピュータのＲＯＭ容量やＲＡＭ容量及び動作周波数の低減を通して製造コストを削減することができる。
【００６８】
又、前記多項式の係数を常時一定値とするので、制御演算を一層簡単にすることができ、マイクロコンピュータのＲＯＭ容量やＲＡＭ容量及び動作周波数の更なる低減を通して製造コストを大幅に削減することができる。
【００６９】
又、前記多項式の係数を前記電気角θの絶対値に基づいて変化させるので、電気角θに関係する周期的な負荷変動に対しても最適な電流位相制御が可能となるから、騒音と振動を一層低減することができる。
【００７０】
又、前記多項式の係数を前記３相ブラシレスＤＣモータの回転速度に基づいて変化させるので、周波数特性の大きなモータを使用した場合においても、どの回転速度領域でもそのモータ特性を十分に発揮できるから、製品の付加価値が向上する。
【００７１】
又、前記多項式の係数を前記３相ブラシレスＤＣモータの回転トルクに基づいて変化させるので、各回転トルクに応じて電流位相制御を最適化できるから、どのような負荷条件下でも低騒音化、低振動化と高能率化を極めて簡単に実現することができる。
【００７２】
又、前記回転トルクの増加に伴い前記電流波形補償手段の位相進み補償を大きくするように、前記多項式の係数を変化させるので、回転トルクの大きな領域においても、３相ブラシレスＤＣモータに供給する電流位相が大きく遅れることを未然に防止できるから、高トルク領域における制御安定性が増大すると共に、乱調や脱調の無い堅固な制御システムを構築することができる。
【００７３】
又、前記多項式の係数を前記直流電圧に基づいて変化させるので、モータ電流変化率の増減の影響を小さくできるから、電源電圧状態が劣悪な環境においてもインバータ性能を悪化させることなく良好な制御特性を引出すことができる。
【００７４】
又、前記回転トルクを、前記３相ブラシレスＤＣモータの回転速度と、前記直流電圧と、前記ＰＷＭ制御のＰＷＭパルス幅とにより推定演算するので、特別なトルク検出器を設ける必要が無いから、インバータ装置をより低価格で製造することができる。
【００７５】
又、前記電機子電流がゼロとなる期間において、正弦波関数の電気角θと位相角ψを、夫々、所定値に設定するので、電流補償制御による位相制御の動作安定度と波形整形効果を飛躍的に向上させることができるから、インバータ装置の信頼性と開発効率を向上させることができる。
【００７６】
又、前記電気角θと前記位相角ψを夫々の前記所定値に設定する時点は、前記３相ブラシレスＤＣモータの誘起電圧がゼロ点に最も近接した時点であるので、電流補償制御による位相制御の動作安定度と波形整形効果を極限まで高めることができるから、インバータ装置の信頼性と開発効率を一層向上させることができる。
【００７７】
又、前記所定値が、前記電圧検出手段の前記誘起電圧検出情報に基づく変数であるので、各モータ特性公差に合わせた最適電流補償制御を無理なく簡単に実現することができるから、モータ特性公差を考慮する必要の無いインバータ装置を構築できる結果、開発の合理化と短縮化により製造コストを一層削減することができる。
【００７８】
又、通電角を１８０°未満としているので、用途に応じて通電角を設定できるから、合理的なインバータ装置を製造できる。特に、通電角を１８０°近傍に設定した場合には、モータ負荷等の機械系の騒音と振動を低減して、機械系の防音、振動対策を簡略化でき、長期信頼性の優れたインバータ装置を得ることができる。
【００７９】
又、インバータ装置を民生用又は業務用のインバータ空調機器に適用した場合、空調機器の性能向上と製造コスト削減を同時に図ることができるので、空調機器の商品価値の顕著な上昇による拡販につながる。
【００８０】
又、インバータ装置を、１ピストンロータリ圧縮機と、運転時の振動を抑制するトルク制御器とを備える空調機器に適用した場合、１ピストンロータリ圧縮機特有の運転音と運転振動を極めて簡単に低減できると共に、製造コストも無理無く削減できるから、１ピストンロータリ圧縮機の特長である省エネルギー性と低価格性を最大限に活用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施形態にかかるインバータ装置の制御ブロック図である。
【図２】  図１のインバータ装置に用いられる電圧検出手段の回路図である。
【図３】  １２０°通電制御で３相ブラシレスＤＣモータを駆動した比較例の相電流波形を示す図である。
【図４】  本実施形態における基準相電流波形を示す図である。
【図５】  図１のインバータ装置に用いられる電流波形補償手段の動作を説明する第１の図である。
【図６】  図５の電流波形補償手段の動作を説明する第２の図である。
【図７】  図５の電流波形補償手段の動作を説明する第３の図である。
【図８】  図５の電流波形補償手段の動作を説明する第４の図である。
【図９】  図１のインバータ装置に用いられる電圧検出手段の動作を説明する第１の図である。
【図１０】  図９の電圧検出段の動作を説明する第２の図である。
【図１１】  ３相ブラシレスＤＣモータの等価回路図である。
【符号の説明】
１  電圧検出手段
２  電流波形補償手段
３  ＰＷＭ制御手段
４  直流交流変換手段
５  ３相ブラシレスＤＣモータ
１０  相電流
１５  誘起電圧
１６  ゼロ点
１７  サンプリング電圧
１８  基準電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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