(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変調波と搬送波に基づいてパルス幅変調を行い、電流検出するときは、前記搬送波のキャリア周期を、電流検出を行わないときのキャリア周期より長くする電力変換装置のパルス幅変調方法において、前記電力変換装置の出力電圧が所定値以下のときに前記搬送波のキャリア周期を長くすることを特徴とするパルス幅変調方法。
【請求項２】
出力電圧をパルス幅変調により可変し、電流検出を行わないときは、予め設定されたキャリア周期の搬送波に基づいてパルス幅変調を行い、電流検出を行うときは、前記搬送波の周期を前記キャリア周期より長くする電力変換装置のパルス幅変調方法において、前記電力変換装置の出力電圧が所定値以下のときに前記搬送波のキャリア周期を長くすることを特徴とするパルス幅変調方法。
【請求項３】
出力電圧指令を搬送波に基づいてパルス幅変調し可変電圧の出力電圧を得る電力変換装置のパルス幅変調方法において、電流検出を行わないときは、予め設定されたキャリア周期の搬送波に基づいてパルス幅変調を行い、電流検出を行うときは、前記搬送波のキャリア周期を整数倍に長くすることを特徴とするパルス幅変調方法。
【請求項４】
周波数と大きさが変化する出力電圧指令を搬送波に基づいてパルス幅変調し可変電圧の交流出力電圧を得る電力変換装置のパルス幅変調方法において、電流検出を行わないときは、予め設定されたキャリア周期の搬送波に基づいてパルス幅変調を行い、電流検出を行うときは、前記交流出力の線間電圧が最大値を示す近傍で前記搬送波のキャリア周期を整数倍に長くすることを特徴とするパルス幅変調方法。
【請求項５】
電流を検出するときに、前記線間電圧の最大値の前後π／６の位相の範囲内で前記搬送波のキャリア周期を整数倍に長くすることを特徴とする請求項４記載のパルス幅変調方法。
【請求項６】
電流検出するときに、前記搬送波のキャリア周期を１周期のみ長くすることを特徴とする請求項１乃至請求項５いずれかのパルス幅変調方法。
【請求項７】
前記電力変換装置の出力電圧が所定値以下のときに前記搬送波のキャリア周期を長くすることを特徴とする請求項３乃至請求項６いずれかのパルス幅変調方法。
【請求項８】
電流検出するとき、１ｍｓ以上に１回の割合で前記搬送波のキャリア周期を長くすることを特徴とする請求項１乃至請求項７いずれかのパルス幅変調方法。
【請求項９】
変調波と搬送波に基づいてパルス幅変調を行う電力変換装置において、前記搬送波を電流検出を行わないときのキャリア周期より周期の長い搬送波に変えて前記電力変換装置の出力電流を検出する手段を備え、前記搬送波のキャリア周期は、前記電力変換装置の出力電圧が所定値以下のときに長くすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
出力電圧をパルス幅変調により可変する電力変換装置において、電流検出を行わないときに予め設定されたキャリア周期の搬送波に基づいてパルス幅変調を行う手段と、前記搬送波をキャリア周期の長い搬送波に所定の周期で変える手段と、前記キャリア周期の長い搬送波の期間において前記電力変換装置の出力電流を検出する手段とを備え、前記搬送波のキャリア周期は、前記電力変換装置の出力電圧が所定値以下のときに長くすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１１】
出力電圧指令を搬送波に基づいてパルス幅変調し可変電圧の出力電圧を得る電力変換装置において、電流検出を行わないときに予め設定されたキャリア周期の搬送波に基づいてパルス幅変調を行う手段と、前記搬送波のキャリア周期を整数倍に長くして前記電力変換装置の出力電流を検出する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１２】
周波数と大きさが変化する出力電圧指令を搬送波に基づいてパルス幅変調し可変電圧の交流出力電圧を得る電力変換装置において、電流検出を行わないときは予め設定されたキャリア周期の搬送波に基づいてパルス幅変調を行う手段と、前記電力変換装置の出力電流を検出する電流検出手段と、電流検出を行うときは前記交流出力の線間電圧が最大値を示す近傍で前記搬送波のキャリア周期を整数倍に長くする手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項１３】
電流を検出する際、前記線間電圧の最大値の前後π／６の位相の範囲内で前記搬送波のキャリア周期を整数倍に長くする手段を備えたことを特徴とする請求項１２記載の電力変換装置。
【請求項１４】
電流検出する際、前記搬送波のキャリア周期を１周期のみ長くすることを特徴とする請求項９乃至請求項１３いずれかの電力変換装置。
【請求項１５】
前記搬送波のキャリア周期は、前記電力変換装置の出力電圧が所定値以下のときに長くすることを特徴とする請求項１１乃至請求項１４いずれかの電力変換装置。
【請求項１６】
電流検出する際は、１ｍｓ以上に１回の割合で、前記搬送波をキャリア周期の長い搬送波に変えることを特徴とする請求項９乃至請求項１５いずれかの電力変換装置。
【請求項１７】
交流電圧を直流電圧に変換する直流中間部を有し、該直流中間部の直流電圧をパルス幅変調により可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ装置において、前記直流中間部の電流から前記インバータの交流出力電流の検出を行う電流検出手段と、電流検出可能なキャリア周期を所定期間挿入する手段と、該所定期間内において電流を検出する手段とを備え、挿入される電流検出可能なキャリア周期は、元のキャリア周期の整数倍であることを特徴とするインバータ装置。
【請求項１８】
交流電圧を直流電圧に変換する直流中間部を有し、該直流中間部の直流電圧をパルス幅変調により可変周波数、可変電圧の交流電力に変換するインバータ装置において、前記直流中間部の電流から前記インバータの交流出力電流の検出を行う電流検出手段と、電流検出可能なキャリア周期を所定期間挿入する手段と、該所定期間内において電流を検出する手段とを備え、前記電流検出可能なキャリア周期は、出力線間電圧の最大値近傍で挿入されることを特徴とするインバータ装置。
【請求項１９】
前記電流検出可能なキャリア周期を所定期間挿入する手段は、出力周波数指令とパルス幅変調の搬送波周期指令および位相指令に基づいて挿入することを特徴とする請求項１７又は１８に記載のインバータ装置。
【請求項２０】
前記電流検出可能なキャリア周期を所定期間挿入する手段は、出力電圧の位相指令またはインバータ装置の制御演算周期に基づいて挿入要否判定を行うことを特徴とする請求項１７乃至請求項１９いずれか記載のインバータ装置。
【請求項２１】
前記電流検出可能なキャリア周期の挿入は、元の搬送波の山頂部から開始することを特徴とする請求項１７乃至請求項２０記載のいずれかのインバータ装置。
【請求項２２】
前記電流検出可能なキャリア周期は、１ｍｓ以上に１回の割合で挿入されることを特徴とする請求項１７乃至請求項２１記載のいずれかのインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は交流電動機などの可変速駆動を行うインバータ装置などの電力変換装置を制御するためのパルス幅変調方法、及びそれを用いた電力変換装置に係り、特に直流電流から交流出力電流を検出するのに好適なパルス幅変調方法、及びそれを用いた電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流電動機などの可変速駆動を行う電力変換装置において、その出力波形をパルス幅変調して高調波を低減したものが一般的に使用されている。図１０は従来のパルス幅変調方式を用いた電力変換装置１０であるインバータ装置の一例である。商用の三相交流電源などの交流電源１から供給される電圧が整流回路２で整流されて直流電圧に変換され、さらに平滑コンデンサ３で平滑された直流電圧となる。この直流電圧をスイッチング素子Ｑu、Ｑv、Ｑw、Ｑx、Ｑy、およびＱzでスイッチングして、任意の可変電圧、可変周波数の交流出力をモータ４に供給する。スイッチング素子Ｑu、Ｑv、Ｑw、Ｑx、Ｑy、Qｚには逆方向の電流を流すためにダイオードが逆並列接続されている。
【０００３】
また、電流検出器５は、スイッチング素子Ｑx、Ｑy、およびＱzから平滑コンデンサ３に流れる直流電流Ｉdcを検出し、電流検出部７では検出した直流電流ＩdcとＰＷＭ制御部６が出力するゲート信号Ｇu、Ｇv、Ｇw、Ｇx、Ｇy、およびＧzから、モータ４に流れるＵ相モータ電流Ｉu、Ｖ相モータ電流Ｉv、およびＷ相モータ電流Ｉwを検出する。この直流電流Ｉdcから三相交流電流Ｉu、ＩvＩwを検出する方法については、特開平６−１５３５２６号公報などに述べられている。
【０００４】
検出したモータ電流Ｉu、Ｉv、およびＩwと外部から与えられる速度指令Ｆr*に基づき、モータ制御部８はＵ相交流電圧指令Ｅu、Ｖ相交流電圧指令Ｅv、およびＷ相交流電圧指令Ｅwを出力し、ＰＷＭ（パルス幅変調、以下PWMとする）制御部６は交流電圧指令Ｅu、Ｅv、およびＥwに基づき、スイッチング素子Ｑu、Ｑv、Ｑw、Ｑx、Ｑy、およびＱzのスイッチングをそれぞれ指令するゲート信号Ｇu、Ｇv、Ｇw、Ｇx、Ｇy、およびＧzを出力する。
【０００５】
図１１にＰＷＭ制御部６の構成を示す。搬送波発生部６０１は、搬送波周波数設定部６０８で設定された搬送波周波数指令Ｆcに基づいて、周波数Ｆcの三角波である搬送波Ｃ（後述の図１２の波形Ｃを参照、搬送波はキャリアとも呼ばれる）を出力する。ゲート信号Ｇuを出力するＵ相比較部６０２は、Ｕ相交流電圧指令Ｅuと搬送波Ｃを比較して、Ｕ相交流電圧指令Ｅuが大きいときはＨレベル（Highレベル、以下Ｈレベルとする）を出力し、小さいときはＬレベル（Lowレベル、以下Ｌレベルとする）を出力する。また、ゲート信号Ｇxを出力する反転部６０５は、ゲート信号ＧuがＬレベルのときＨレベルを出力し、ゲート信号ＧuがＨレベルのときＬレベルを出力する。ゲート信号Ｇv、Ｇy、Ｇw、Ｇzも、交電圧指令Ｅv、Ｅwを搬送波Ｃと比較することにより同様に得られる。
【０００６】
図１２はＰＷＭ制御部６など各部の波形を横軸を時間として示している。図１２において、Ｅu、Ｅv、Ｅwは交流電圧指令（相電圧指令）であり、Ｃはこの交流電圧指令をパルス幅変調するための搬送波である。Ｇu、Ｇv、Ｇwは、各相交流電圧指令Ｅu、Ｅv、Ｅwと搬送波Ｃを比較して、搬送波ＣよりＥu、Ｅv、Ｅwが大きいときはＨレベル、小さいときはＬレベルにすることにより得られる各相のゲート信号である。ゲート信号Ｇu、Ｇv、ＧwがＨレベルのときそれぞれ対応するスイッチング素子Ｑu、Ｑv、Ｑwがオン、スイッチング素子Ｑx、Ｑy、Ｑzがオフとなる。一方、ゲート信号Ｇu、Ｇv、ＧwがLレベルのときそれぞれ対応するスイッチング素子Ｑu、Ｑv、Ｑwがオフ、スイッチング素子Ｑx、Ｑy、Ｑzがオンとなる。
【０００７】
ＶuvはＵ−Ｖ相間の線間電圧を示している。Ｉu、Ｉv、Ｉwはインバータ装置の出力電流である。
【０００８】
Ｉdcは直流電流である。
【０００９】
図１３は、図１２における期間Ｔ１の詳細を示している。波形の横軸は時間であり、縦軸は、上から順にゲート信号Ｇu、ゲート信号Ｇv、ゲート信号Ｇw、線間電圧Ｖuv、Ｖ相出力とＷ相出力の間の線間電圧Ｖvw、Ｗ相出力とＶ相出力の間の線間電圧Ｖwu、および直流電流Ｉdcである。直流電流Ｉdcから、ゲート信号を用いて、電流検出部７においてモータ電流Ｉu、Ｉv、およびＩwを検出するのであるが、この検出方法は、特開平６−１５３５２６号公報に詳しく述べられているのでここでは省略する。
【００１０】
なお、特開平6-153526号に述べられているように、ゲート信号Ｇu、Ｇv、Ｇwを２進コードで表すと、そのコードの組み合わせＶn=(Gu,Gv,Gw)は８種類となる。即ちＶ0=(1,1,1)、Ｖ1=(0,1,1)、Ｖ2=(1,0,1)、Ｖ3=(0,0,1)、Ｖ4=(1,1,0)、Ｖ5=(0,1,0)、Ｖ6=(1,0,0)、Ｖ7=(0,0,0)の８種類であり、１相がＨレベル区間であるのはＶ3, Ｖ5, Ｖ6であり、２相がＨレベル区間であるのはＶ1, Ｖ2, Ｖ4である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、Ｕ相交流電圧指令Ｅｕ、Ｖ相交流電圧指令Ｅｖ、およびＷ相交流電圧指令Ｅｗの振幅が小さい場合、直流電流Ｉｄｃの流れる期間Ｔｂ、Ｔｃ、Ｔｅ、およびＴｆが短くなってしまう。図１３では理想的な波形を示しているため、Ｉdcは瞬時に立ち上がっているが、実際には電流の立ち上がり遅れ時間が存在し、また、場合によっては直流電流Ｉdcにオーバーシュートが発生する場合がある。このため、直流電流Ｉｄｃが流れる期間が短い場合には、正確な電流値をサンプリングすることは困難となる。
【００１２】
また特開平９−５６１７７号公報などに記載されているように、ゲートパターンの切り替え前後には、スイッチング素子の動作遅れによりインバータ上下アームが短絡するのを防止するためにデッドタイムが設けられる。
【００１３】
図１４〜図１６にデッドタイム期間が設けられた例を示す。図１４において、直流部での電流検出が可能なゲートパターンＶ４、Ｖ６が継続している期間は、Ｗ相電圧指令値と搬送波波形との交点からＵ相電圧指令値と搬送波波形との交点までの期間Ａに２回のデッドタイム期間Ｔδとともに存在する。図１５は図１４の各相電圧指令を小さくした場合のゲート信号タイミングを示している。一般にデッドタイム期間Ｔδは一定時間が設定されるので、この場合、期間Ａは減少しているにも関わらずＴδはそのまま存在する。したがって、期間Ａが２回のデッドタイム期間２Ｔδ以下になると電流検出が不可能になる。図１６は、図１４に対し搬送波周波数を高めてキャリア周期を短くした場合（以下、高キャリア周期という）のゲート信号タイミングを示している。この場合も同様に、期間Ａは減少しているにも関わらずＴδはそのまま存在しており、期間Ａが２Ｔδ以下になると電流検出が不可能になる。
【００１４】
このように、実際の電流の立ち上がり遅れ時間、直流電流Ｉdcのオーバーシュート、デッドタイム期間の存在などにより、電流をサンプリングできる期間は短くなり、電流のサンプリングが困難になる。
【００１５】
このため、十分なサンプリング期間を確保するためには、搬送波の周波数を下げる必要があるが、搬送波の周波数を下げると、特開昭６１−１０５０４７号公報や特開昭５３−５０４２２号公報などに記載されているようにモータや負荷からの磁気音が増加する問題があり、特開昭６１−１０５０４７号公報には低騒音化を図るために搬送波の周波数を８ｋHz乃至１６ｋHzとすることが記載されている。
【００１６】
本発明の目的は、上記した従来技術の問題点を克服し、磁気音の増加を抑え、且つ電流検出に十分なサンプリング時間が確保できるパルス幅変調方法、及び装置を提供することに有る。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記目的は、電流検出が必要とされない通常のキャリア周期（以下、通常キャリア周期という）に対し、電流検出が必要とされる所望のタイミングで電流検出可能な周期の長い搬送波（以下、低キャリア周期という）を１周期程度挿入することで達成される。ここで、挿入する低キャリア周期は１周期である必要はない。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の第１実施例を図面に基づいて説明する。図１は交流電動機を可変速制御する電力変換装置であるインバータ装置の構成例を示している。三相の商用電源などの交流電源１からの交流電力は整流回路２および平滑コンデンサ３により平滑された直流電力に変換される。この直流電力はインバータ９により、可変周波数、可変電圧の交流に変換され、誘導電動機４を可変速駆動する。インバータ９の出力周波数と出力電圧はインバータ制御回路からゲート回路２１を介して制御される。
【００１９】
本実施例のインバータ制御回路は、マイクロコンピュータを用いて構成される。インバータ出力周波数・出力電圧演算部１５は、出力周波数指令Fr*と誘導電動機の各相電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを入力し、１次角周波数指令ω1*とインバータ出力電圧指令Ｅu、Ｅv、Ｅwを演算する。積分器１６は、１次角周波数指令ω１＊を積分し、位相指令θとしてＰＷＭ演算部１７に出力する。シャント抵抗５および電流検出回路１１は、直流電流値Ｉｄｃを検出する。サンプル＆ホールド１３は、検出されたＩｄｃをＰＷＭタイマ２０から入力されるゲートパターンに基づいて、検出可能時の検出電流Ｉｄｃ１とＩｄｃ２を保持する。Ａ／Ｄ変換器１２は、アナログ量であるＩｄｃ１とＩｄｃ２をデジタル値に変換し各相電流検出部１４に出力する。各相電流検出部１４は、デジタル値に変換されたＩｄｃ１とＩｄｃ２を、ＰＷＭタイマ２０から入力されるゲートパターン信号に基づいて各相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとして振り分けインバータ出力周波数・出力電圧演算部１５に出力する。ＰＷＭ演算部１７は、位相指令θ、出力電圧指令Eu,Ev,Ew、搬送波周期指令Ｆcを基にＰＷＭタイマ２０のデータＴｃ＊，Ｔｕ＊，Ｔｖ＊，Ｔｗ＊を演算する。低キャリア周期挿入判定部１８は、出力周波数指令Ｆr*と搬送数周期指令Ｆcに基づいて低キャリア周期挿入要否を判定する。さらにＰＷＭタイマ制御部１９は、ＰＷＭ演算部１７からのデータを低キャリア周期挿入判定部１８の要求に基づいてＰＷＭタイマ２０にデータをセットする。
【００２０】
ここでは、本発明の特徴であるＰＷＭタイマ制御部１９と低キャリア周期挿入判定部１８の構成と動作について説明する。
【００２１】
図２は本実施例のゲート信号Ｇu、Ｇx、Ｇv、Ｇy、Ｇw、Ｇzのタイミングを示している。電流検出可能なゲートパターンが存在しない通常キャリア周期での運転中に、低キャリア周期挿入判定部１８より低キャリア周期挿入要求があった場合は、ＰＷＭタイマ制御部１９でＰＷＭタイマデータを整数倍（実施例では４倍）にしたデータがＰＷＭタイマ２０にセットされ、三角波状の搬送波波形の山頂部のタイミングから低キャリア周期が開始される。この区間で、図２の例では、電流検出可能な長さであるパターンＶ４およびＶ６が発生して電流検出が行われる。低キャリア周期であれば１周期中に必ず電流検出可能な期間が存在するので、挿入する低キャリア周期は１周期でかまわない。ＰＷＭタイマ制御部１９で元のＰＷＭタイマデータを整数倍にしているのはインバータ装置の処理全体の連続性を失わないためである（整数倍であれば、例えば、搬送波の山頂部から低キャリア周期を開始して、搬送波の次の山頂部で低キャリア周期を終了するので、元の搬送波の山頂部と同期したタイミングで終了することになり、連続性が保たれる）。
【００２２】
図３および図４はそれぞれ低キャリア周期挿入判定部１８、ＰＷＭタイマ制御部１９の処理の流れを示している。
【００２３】
図３において、手順１０１で出力周波数指令Ｆr*と搬送波周期指令Ｆcに基づいて電流検出の可否を判定し、検出可能であれば手順１０２で通常のキャリア周期として終了する。検出不可能である場合、次に手順１０３でインバータ出力周波数・出力電圧演算部１５の周期（またはその他の周期）との同期性を判定し、電流検出のための低キャリア周期の挿入が必要な場合は手順１０４で低キャリア挿入要求を出して終了する。手順１０３で低キャリア周期の挿入が不要であれば手順１０２で通常キャリア周期として終了する。
【００２４】
図４において、手順１０５で低キャリア周期挿入判定部１８から低キャリア挿入要求があった場合は、手順１０８および手順１０９でＰＷＭ演算部１７からのＰＷＭタイマデータを整数倍（図では４倍）してＰＷＭタイマ２０にセットし終了する。また手順１０５で低キャリア挿入要求が無かった場合は手順１０６および手順１０７でＰＷＭ演算部１７からのＰＷＭタイマデータをそのままＰＷＭタイマ２０にセットし終了する。
【００２５】
低キャリア周期の挿入は、１ｍｓ以上に１回、より好ましくは数ｍｓ以上に１回とすると、より低騒音化が達成できることが実機により確認された。
【００２６】
第１実施例によれば、以上の手順で図２のような搬送波波形を発生させることができ、電流検出が可能となる。また、通常の高い搬送波周波数の一部分のみ低い搬送波周波数とすればよいので、電流検出精度を確保しつつ低速運転時の磁気音も低減できる。
【００２７】
次に本発明の第２の実施例について説明する。図５は第２の実施例による電力変換器の構成を示す。なお、すでに説明した図１０と同一の構成については、同じ符号を付して説明を省略する。
【００２８】
図５において、１０８はモータ制御部、１０６はＰＷＭ制御部である。モータ制御部１０８では、検出したモータ電流Ｉu、Ｉv、およびＩwと外部から与えられる速度指令Ｆr*に基づき、Ｕ相交流電圧指令Ｅu、Ｖ相交流電圧指令Ｅv、Ｗ相交流電圧指令Ｅw、及び位相θを出力し、ＰＷＭ制御部１０６では交流電圧指令Ｅu、Ｅv、Ｅw及び位相θに基づき、スイッチング素子Ｑu、Ｑv、Ｑw、Ｑx、Ｑy、およびＱzのスイッチングをそれぞれ指令するゲート信号Ｇu、Ｇv、Ｇw、Ｇx、Ｇy、およびＧzを出力する。
【００２９】
次に図６を用いて、モータ制御部１０８の構成を説明する。図６において、２０１は積分器、２０２、２０３、及び２０４は余弦関数発生器、２０５は減算器、２０６及び２１３は加算器、２０７、２０８、及び２０９は乗算器、２１０及び２１２は信号をＫ１倍、Ｋ２倍する係数器、２１１は電流の大きさ検出部である。
【００３０】
積分器２０１は、速度指令Ｆr*を積分して位相θを演算する。余弦関数発生器２０２では、位相θに対応する余弦関数すなわちｃｏｓθを演算し出力する。乗算器２０７では、余弦関数発生器２０２の出力と加算器２１３の出力である電圧の大きさＶを乗算し、Ｕ相交流電圧指令Ｅuを演算する。減算器２０５では、位相θから２π／３radを減算し、余弦関数発生器２０３では、減算器２０５の出力に対応する余弦関数ｃｏｓ(θ-2π/3)を演算し出力する。乗算器２０８では、余弦関数発生器２０３の出力と電圧の大きさＶを乗算し、Ｖ相交流電圧指令Ｅvを演算する。加算器２０６では、位相θに２π／３radを加算し、余弦関数発生器２０４では、加算器２０６の出力に対応する余弦関数ｃｏｓ(θ+2π/3)を演算し出力する。乗算器２０９では、余弦関数発生器２０４の出力と電圧の大きさＶを乗算し、Ｗ相交流電圧指令Ｅwを演算する。係数器２１０では、速度指令Ｆr*に制御ゲインＫ１を乗算する。電流の大きさ検出部２１１では、モータ電流Ｉu、Ｉv、及びＩwを３相から２相に変換した後、変換された２相電流を互いに直交する座標軸上での電流ベクトルの成分と見なし、電流ベクトルの大きさを求める。係数器２１２では、電流の大きさ検出部２１１の出力に制御ゲインＫ２を乗算する。加算器２１３では、係数器２１０の出力と係数器２１２の出力を加算し、電圧の大きさＶを演算する。
【００３１】
上記の構成とすることにより、まず、係数器２１０の出力が電圧の大きさＶと速度指令Ｆr*が比例する値（Ｖ／Ｆ一定）になり、さらに、電流の大きさ検出部２１１により電流の大きさを検出し、制御ゲインＫ２をかけることで、モータ４に発生する一次電圧降下の推定値が加算され、低速でも安定したトルク特性を実現する。また、余弦関数発生器２０２、２０３、及び２０４は、互いに２π／３rad位相が異なる余弦波を発生する。これにより、交流電圧指令Ｅu，Ｅv，Ｅwは対称三相交流電圧となる。
【００３２】
次に、図７を用いてＰＷＭ制御部１０６の構成を説明する。尚、図１１と同一の構成については同じ符号を付して説明を省略する。
【００３３】
図７において、４０１は搬送波補正部、４０２は搬送波発生部である。搬送波補正部４０１は、搬送波周波数指令Ｆc、位相θ、及び搬送波発生部４０２の出力ＴＲＧに基づき、第２の搬送波周波数指令Ｆc２を出力する。搬送波発生部４０２では、第２の搬送波周波数指令Ｆc２に基づいて、周波数Ｆc２の三角波である搬送波Ｃ（後述の図９の波形Ｃを参照）を出力すると共に、搬送波Ｃの最大値すなわち三角波の山で信号ＴＲＧを出力する。
【００３４】
図８は、搬送波補正部４０１での処理の詳細を説明したパド図である。搬送波補正部４０１は、搬送波発生部４０２の出力ＴＲＧが出力されたときに、図８に示す処理を実行する。処理５０１では、初めに位相θからπ／６を減算する。次に該減算結果をπ／３で除算した際の剰余を求める。ここで、剰余とは、除算した商の整数部に除数であるπ／３を乗算し、該乗算結果を被除数である減算結果から減算して求められる値である。求めた剰余の絶対値を、π／６より小さい値に設定された基準値δと比較する。ここで、基準値δの範囲としてはπ／３より小さい値を設定することが考えられるが、より好ましくは、線間電圧Ｖuv、Ｖvw、Ｖwuが最大値となる近傍の、角度にして±π／６の範囲であれば、２相分の電流が容易に検出できるようになるので、基準値δをπ／６より小さい値に設定するとよい。比較した結果、剰余の絶対値が基準値δ以下の場合、次に処理５０２を実行し、大きい場合は次に処理５０９を実行する。処理５０２では、フラグ１が０であるかを検査し、フラグ１が０の場合は次に処理５０３を実行し、フラグ１が１の場合は次に処理５０８を実行する。処理５０３ではフラグ１に１を格納し、次に処理５０４を実行する。処理５０４では、カウンタｃｎｔと設定値Ｎ１を比較し、カウンタｃｎｔが、設定値Ｎ１以上の場合は次に処理５０５を実行し、設定値Ｎ１未満の場合は処理５０７を実行する。処理５０５では、カウンタｃｎｔをクリアし、次に処理５０６を実行する。処理５０６では、搬送波周波数指令Ｆｃより低い周波数である第３の搬送波周波数指令Ｆｃ３（低キャリア周期の搬送波周波数指令）を第２の搬送波周波数指令Ｆｃ２として出力して、処理を終了する。処理５０７では、カウンタｃｎｔに１を加えて更新し、次に処理５１０を実行する。処理５１０、処理５１１、および処理５１２では、搬送波周波数指令Ｆｃ（通常キャリア周期の搬送波周波数指令）を第２の搬送波周波数指令Ｆｃ２として出力し、処理を終了する。処理５０８では、フラグ１に１を格納し、次に処理５１１を実行する。処理５０９では、フラグ１に０を格納し、次に処理５１２を実行する。
【００３５】
次に、図９を用いて本実施例の具体的動作について説明する。
【００３６】
図９はＰＷＭ制御部１０６など各部の波形を横軸を時間として示している。各波形を、図の上から順に説明する。
【００３７】
１番目の波形は交流電圧指令Ｅu、Ｅv、Ｅwから求められる線間電圧Ｖuv、Ｖvw、及びＶwuである。２番目の波形は交流電圧指令Ｅu、Ｅv、Ｅwおよび交流電圧指令をパルス幅変調するための搬送波Ｃである。３番目の波形は、ゲート信号Ｇuである。４番目の波形は、ゲート信号Ｇvである。５番目の波形は、ゲート信号Ｇwである。６番目の波形は電力変換器の出力の線間電圧のうち、スイッチング素子Ｑuの接続されるＵ相出力と、スイッチング素子Ｑvの接続されるＶ相出力の間の線間電圧Ｖuvである。７番目の波形は電力変換器１０からモータ４に流れる電流であり、Ｕ相モータ電流Ｉu、Ｖ相モータ電流Ｉv、およびＷ相モータ電流Ｉwである。８番目の波形は直流電流Ｉdcである。９番目の波形は、位相θであり、水平に引かれた点線は、下からπ/６、π/２、５π/６、７π/６、３π/２、及び１１π/６、すなわち図８における処理５０１の左辺が０になる位相θを表している。１０番目の波形はフラグ１である。１１番目（一番下）の波形はカウンタｃｎｔである。
【００３８】
尚、ここでカウンタｃｎｔの初期値は１、設定値Ｎ１は２であるものとする。
【００３９】
時刻Ｔ７０１において、搬送波Ｃが最大となるため、搬送波発生部４０２からＴＲＧが出力され、搬送波補正部４０１で図８に示す処理が実行される。処理５０１において、判定条件は「偽」であるため、処理５０９においてフラグ１に０が格納され、処理５１２において第２の搬送波周波数Ｆｃ２として、搬送波周波数指令Ｆｃが出力される。
【００４０】
次に搬送波Ｃが最大となる時刻Ｔ７０２における搬送波補正部４０１の処理を説明する。処理５０１において、判定条件が「真」になると、次に処理５０２が実行される。このとき、電流の検出を容易にするためには、線間電圧の一つである線間電圧Ｖwuが最大値近傍であることが重要である。この実施例では、処理５０１の判定条件により、線間電圧Ｖwuの最大値近傍±δ以内であれば判定条件が「真」となり、処理５０２に進むことになる。基準値δはπ／６より小さい値に設定するとよいことは先にも述べた。処理５０２において、フラグ１は０であるから、次に処理５０３が実行される。処理５０３において、フラグ１に１が格納される。処理５０４において、カウンタｃｎｔと設定値Ｎ１が比較され、このとき、カウンタｃｎｔは１、設定値Ｎ１は２であるから、次に処理５０７が実行される。処理５０７において、カウンタｃｎｔに１を加算した２が格納され、処理５１０において、第２の搬送波周波数Ｆｃ２として、搬送波周波数指令Ｆｃが出力される。尚、時刻Ｔ７０２の処理でフラグ１に１を格納する理由は、後述する時刻Ｔ７０３における処理において、カウンタｃｎｔを重複して更新することを防ぐためである。即ち、カウンタｃｎｔはフラグ１が０から１に変わったときにのみ処理５０７が実行されるようになっている。これにより線間電圧少なくとも一つが最大値となる回数をカウントすることができる。
【００４１】
次に搬送波Ｃが最大となる時刻Ｔ７０３における搬送波補正部４０１の処理を説明する。処理５０１において、判定条件は「真」であり、次に処理５０２が実行される。処理５０２において、フラグ１は１であるから、次に処理５０８が実行される。処理５０８において、フラグ１に１が格納される。処理５１１において、第２の搬送波周波数Ｆｃ２として、搬送波周波数指令Ｆｃが出力される。
【００４２】
次に搬送波Ｃが最大となる時刻Ｔ７０４における搬送波補正部４０１の処理は、時刻Ｔ７０１における処理と同一であり、フラグ１に０が格納される。その後の、時刻Ｔ７０５、時刻Ｔ７０６も時刻Ｔ７０１と同様の処理であるため、説明を省略する。
【００４３】
次に搬送波Ｃが最大となる時刻Ｔ７０７における搬送波補正部４０１の処理を説明する。処理５０１において、判定条件が「真」になり、次に処理５０２が実行される。処理５０２において、フラグ１は０であるから、次に処理５０３が実行される。処理５０３において、フラグ１に１が格納される。処理５０４において、カウンタｃｎｔと設定値Ｎ１が比較され、このとき、カウンタｃｎｔは２、設定値Ｎ１は２であるから、次に処理５０５が実行される。処理５０５において、カウンタｃｎｔは０にクリアされ、処理５０６において、第２の搬送波周波数Ｆｃ２として、搬送波周波数指令Ｆｃより周波数が低い、第３の搬送波周波数指令Ｆｃ３が出力される。これにより、搬送波Ｃの周波数が低くなり、直流電流Ｉdcのパルス幅が広くなり、電流検出部７においてモータ電流が検出可能になる。
【００４４】
次に搬送波Ｃが最大となる時刻Ｔ７０８では、時刻Ｔ７０１と同様の処理が実行され、第２の搬送波周波数Ｆｃ２として、搬送波周波数指令Ｆｃが出力される。これにより、搬送波Ｃの周波数は搬送波周波数指令Ｆｃに戻る。
【００４５】
以上の動作を繰り返すことにより、線間電圧少なくとも一つが最大値となる回数をカウンタｃｎｔでカウントし、設定値Ｎ１＋１回に１回の割合で搬送波Ｃの周波数を搬送波周波数Ｆｃから第３の搬送波周波数指令Ｆｃ３に切り替えることにより、直流電流Ｉdcのパルス幅を広くし、電流検出を可能にする。この実施例では、Ｎ１＝２であるから、電流検出がより容易な線間電圧の最大値近傍で、3回に1回の割合で、搬送波周波数Ｆｃから第３の搬送波周波数指令Ｆｃ３に切り替えられる。
【００４６】
この第２の実施例によれば、Ｉdcのパルス幅が他の位相に比べて広い線間電圧の最大値近傍において搬送波Ｃの周波数を低めればよいので、第１実施例に比べて、第３の搬送波周波数指令Ｆｃ３を高く設定でき、騒音の低減に更なる効果がある。尚、上記図８の処理は、出力電圧の大きさに関係なく実行されるようになっているが、出力電圧が所定値以下であることを判定して、所定値以下であるときに図８の処理を実行するようにしてもよい。このようにすれば、所定値より大きい場合には搬送波周波数が連続的にＦｃのままとすることができるので制御特性の低下をより防ぐことができる。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によれば、磁気音の増加を抑えることができ、且つ電流検出に十分なサンプリング時間を確保したパルス幅変調方法、及び電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例を表すインバータ装置の構成図。
【図２】本発明の第１の実施例におけるゲート信号タイミング図。
【図３】本発明の第１の実施例における低キャリア周期挿入判定の流れ図。
【図４】本発明の第１の実施例におけるＰＷＭタイマ制御の流れ図。
【図５】本発明の第２の実施例による電力変換器の構成図。
【図６】本発明の第２の実施例によるモータ制御部の構成図。
【図７】本発明の第２の実施例によるＰＷＭ制御部の構成図。
【図８】本発明の第２の実施例による搬送波補正部の動作を示す流れ図。
【図９】本発明の第２の実施例の各部の動作を示す波形図。
【図１０】従来の電力変換器の構成図。
【図１１】従来のＰＷＭ制御部の構成図。
【図１２】従来の電力変換器の各部の動作を示す波形図。
【図１３】図１２におけるＴ１部の拡大波形図。
【図１４】従来のゲート信号タイミング図。
【図１５】従来のゲート信号タイミング図（各相電圧指令を小さくした場合）。
【図１６】従来のゲート信号タイミング図（搬送波周波数を高めた場合）。
【符号の説明】
１…交流電源、２…整流回路、３…平滑コンデンサ、４…モータ、５…シャント抵抗、６…ＰＷＭ制御部、７…電流検出部、８…モータ制御部、９…インバータ、１１…電流検出回路、１２…Ａ／Ｄ変換器、１３…サンプル＆ホールド回路、１４…各相電流検出部、１５…インバータ出力周波数・出力電圧演算部、１６…積分器、１７…ＰＷＭ演算部、１８…低キャリア周期挿入要否判定、１９…ＰＷＭタイマ制御部、２０…ＰＷＭタイマ、２１…ゲート回路、１０１…電流検出可否判定、１０２…通常キャリア周期の要求、１０３，１０４…低キャリア周期挿入の要求、１０６…通常キャリア周期のセット、１０７…通常ＰＷＭデータのセット、１０８…高キャリア周期のセット、１０９…ＰＷＭデータのセット。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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