(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置検出を行うロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号に応じて前記インバータ回路を制御する制御手段よりなり、前記制御手段は、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーとレベルコンバータよりなり前記インバータ回路のパワースイッチング手段の導通パルス幅を制御するとともに前記ＰＷＭ制御ディジタルタイマーからのオーバーフロー信号よりなる同期信号を出力するパルス幅制御回路と、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータを回転させるための前記パワースイッチング手段の通電パターン信号を出力する通電パターン発生回路とを有し、前記パルス幅制御回路の前記同期信号に同期して前記通電パターン発生回路から出力される通電パターン信号を制御することで、前記モータの相電流切り換え時に休止期間を設けるようにしたモータ駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣブラシレスモータのモータ駆動装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、洗濯機、冷蔵庫、空調機などの家庭電化製品において、ＤＣブラシレスモータをインバータ駆動することにより、省エネルギ化、低騒音化が進められている。
【０００３】
従来、この種の洗濯機は、特開平４−３１４４９７号公報に示すように構成していた。すなわち、インバータ回路によりＤＣブラシレスモータを方形波駆動し、ＰＷＭ発振器とチョッパー回路により三相全波ブリッジインバータの上アームトランジスタのオンオフデューティを制御してＤＣブラシレスモータの回転を制御するようにしていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、このような従来の構成では、ロータ磁石の位置検出手段からの転流信号（ＣＳ；Ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ）により、相電流を切り換える場合、図６に示すようにトランジスタ導通パルス幅が非常に狭くなる場合があった。
【０００５】
図７は、インバータ回路半導体スイッチ相切り換え時の電流の流れを示し、上アームトランジスタのパルス幅制御において、Ｗ相上アームトランジスタをオフさせて、Ｕ相に切り換えた場合の波形を示している。図６に示すように、Ｗ相上アームトランジスタのパルス幅は、相切り換え時にパルス幅が不定となる。Ｗ相に限らず、Ｖ相、Ｕ相も同様にパルス幅が極端に変化する。
【０００６】
このようにパルス幅が極端に狭くなると、トランジスタの導通制御ができなくなる場合があるだけではなく、図７に示すように、Ｗ相上アームトランジスタが導通状態（ａ）から、Ｗ相上アームトランジスタをオフさせてＵ相上アームトランジスタをオンさせても、（ｂ）に示すように、Ｗ相上アームトランジスタの蓄積時間だけ、Ｕ相とＷ相の上アームトランジスタが両方とも同時導通する区間ができる。すなわち、Ｗ相上アームトランジスタのターンオフタイム期間中に、Ｕ相上アームトランジスタが導通するため、モータコイルの浮遊容量を介して印加するＷ相上アームトランジスタの負のｄＶ／ｄｔ、負のｄＩ／ｄｔが非常に大きくなり、ラジオ雑音が増加し、Ｗ相上アームトランジスタ、あるいはそのゲート駆動回路（ＭＯＳＦＥＴ、あるいはＩＧＢＴの場合）が誤動作する課題があった。
【０００７】
本発明は上記従来課題を解決するもので、方形波通電の相切り換え時に発生するトランジスタの２相同時導通を防ぐもので、トランジスタをオフさせた後、所定時間確保して相切り換えするもので、同時導通で発生するｄＶ／ｄｔ、ｄＩ／ｄｔノイズを減らしてラジオ雑音を低減し、ＭＯＳ系トランジスタのラッチアップと回路誤動作を防ぐものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記課題を達成するために、直流電源の直流電力をインバータ回路により交流電力に変換し、ロータ位置検出手段によりロータの位置検出を行い、制御手段によりロータ位置検出手段の出力信号に応じてインバータ回路を制御し、制御手段は、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーとレベルコンバータよりなりインバータ回路のパワースイッチング手段の導通パルス幅を制御するとともにＰＷＭ制御ディジタルタイマーからのオーバーフロー信号よりなる同期信号を出力するパルス幅制御回路と、ロータ位置検出手段の出力信号によりモータを回転させるためのパワースイッチング手段の通電パターン信号を出力する通電パターン発生回路とを有し、パルス幅制御回路の同期信号に同期して通電パターン発生回路から出力される通電パターン信号を制御することで、モータの相電流切り換え時に休止期間を設けるようにしたモータ駆動装置である。
【０００９】
これにより、相切り換え時において、通電相のパワースイッチング手段をオフさせ所定時間確保して次の通電相のパワースイッチング手段をオンさせるので、パワースイッチング手段のターンオフ期間中に他相のパワースイッチング手段が導通することがなくなり、パワースイッチング手段のｄＶ／ｄｔ、ｄＩ／ｄｔノイズを低減させることができ、ラジオノイズを低減させ、パワースイッチング手段と制御回路の誤動作を防ぐことができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明の請求項１に記載の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置検出を行うロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号に応じて前記インバータ回路を制御する制御手段よりなり、前記制御手段は、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーとレベルコンバータよりなり前記インバータ回路のパワースイッチング手段の導通パルス幅を制御するとともに前記ＰＷＭ制御ディジタルタイマーからのオーバーフロー信号よりなる同期信号を出力するパルス幅制御回路と、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータを回転させるための前記パワースイッチング手段の通電パターン信号を出力する通電パターン発生回路とを有し、前記パルス幅制御回路の前記同期信号に同期して前記通電パターン発生回路から出力される通電パターン信号を制御することで、前記モータの相電流切り換え時に休止期間を設けるようにしたものであり、相切り換え制御を行うパワースイッチング手段の同時導通がなくなり、パワースイッチング手段のｄＶ／ｄｔ、ｄＩ／ｄｔノイズを低減させることができ、ラジオノイズを低減させ、パワースイッチング手段と制御回路の誤動作を防ぐことができる。
【００１１】

【実施例】
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【００１２】
（実施例１）
図１に示すように、直流電源１の直流電力をインバータ回路２に加え、インバータ回路２は直流電力を交流電力に変換する。
【００１３】
インバータ回路２は、６個のパワースイッチング半導体と逆並列ダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路より構成し、通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）２０ａ、２０ｂ、２２ａ、２２ｂ、２４ａ、２４ｂと逆並列ダイオード２１ａ、２１ｂ、２３ａ、２３ｂ、２５ａ、２５ｂ、およびその駆動回路２６ａ、２６ｂ、２６ｃと保護回路（図示せず）を内蔵したインテリジェントパワーモジュール（以下、ＩＰＭという）で構成している。インバータ回路２の出力端子にモータ３を接続している。
【００１４】
モータ３は直流ブラシレスモータより構成し、ロータ位置検出手段４により回転子永久磁石と固定子の位置関係を電気角６０度毎に検出し、制御手段５により、ロータ位置検出手段４の出力信号に応じて、インバータ回路２のパワースイッチング半導体の導通を制御する。
【００１５】
このように、電気角６０度毎のロータ位置検出手段４によりパワースイッチング半導体の導通を制御する方式は、一般的に方形波通電方式、あるいは１２０度通電方式と呼ばれるもので、通電制御方式が比較的簡単で、かつ、トルクも大きくとることができる。
【００１６】
図２は、ロータ位置信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３と制御信号の波形関係を示すタイミングチャートで、信号ｕｐはＵ相上アームＩＧＢＴ２０ａの駆動制御信号、ｖｐはＶ相上アームＩＧＢＴ２２ａの駆動制御信号、ｗｐはＷ相上アームＩＧＢＴ２４ａの駆動制御信号であり、信号ｕｎ、ｖｎ、ｗｎは、それぞれ、Ｕ相下アームＩＧＢＴ２０ｂ、Ｖ相下アームＩＧＢＴ２２ｂ、Ｗ相下アームＩＧＢＴ２４ｂの駆動制御信号である。
【００１７】
図２において、上アーム駆動信号ｕｐ、ｖｐ、ｗｐ、あるいは、下アーム駆動信号ｕｎ、ｖｎ、ｗｎは回転数制御するために、パルス幅制御（オンオフデューティ制御）によりモータ電流を制御しており、制御信号はチョッピング波形となるが、後ほど詳細に述べるのでここでは省略している。パルス幅制御の方法は、上アームＰＷＭ制御、下アームＰＷＭ制御、あるいは、６０度毎に上アームと下アームを交互にＰＷＭ制御する交互ＰＷＭ制御が用いられる。
【００１８】
ロータ位置検出手段４は、通常、３ヶのホールＩＣより構成され、図２に示すように電気角６０度毎の位置検出を行うが、空調機の圧縮機駆動モータ、あるいは、その他ポンプモータの場合、ホールＩＣをモータ内部に装着できない場合が多いので、モータ電圧やモータ電流により位置検出を行うセンサレス方式が用いられる。しかし、センサレス方式の場合においても、図２に示すような６０度毎の位置検出信号が一般的である。
【００１９】
図３は、本発明による制御手段のブロック図の一部であり、ロータ位置信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に応じてインバータ回路駆動信号ｕｐ、ｖｐ、ｗｐ、ｕｎ、ｖｎ、ｗｎを発生させるものである。
【００２０】
通電パターン発生回路５０は、ロータ位置信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に応じてパワースイッチング半導体の通電パターン信号を発生させるもので、モータ３の回転方向により所定の通電パターンを演算するものであり、例えば、（表１）に示すように、回転方向制御信号ＣＷ、又はＣＣＷに応じて、上アーム駆動信号Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐ、下アーム駆動信号Ｕｎ、Ｖｎ、Ｗｎを演算する。
【００２１】
【表１】
0004039119.tif 000002
【００２２】
例えば、Ｕ相上アーム駆動信号Ｕｐは、信号Ｓ１と信号Ｓ２の反転信号（／Ｓ２）の論理積（ＡＮＤ）より求まる。さらに、出力信号は、パルス幅制御回路５１からの同期信号ｃｆに同期して出力されるもので、Ｄフリップフロップのクロック端子に同期信号ｃｆを加えることにより実現できる。
【００２３】
パルス幅制御回路５１は、鋸歯状波とレベルコンパレータにより実現でき、出力電流制御信号ｖｃの信号レベルを制御することによりパルス幅制御が実現でき、パルス幅制御回路５１の出力信号ｐｗｍのパルス幅を制御できる。パルス幅制御回路５１から出力される同期信号ｃｆは、鋸歯状波のピーク値に同期して出力される。
【００２４】
ＡＮＤゲート回路５２は、パルス幅制御回路５１の出力信号ｐｗｍと上アーム駆動信号Ｕｐ、Ｖｐ、Ｗｐの論理積をそれぞれ出力するもので、ｕｐ＝Ｕｐ×ｐｗｍ、ｖｐ＝Ｖｐ×ｐｗｍ、ｗｐ＝Ｗｐ×ｐｗｍとなり（×は論理積を表す）、ｐｗｍ信号のオンオフデューティ値が増加するとモータ電流が増加する。鋸歯状波の基本周波数は１５ｋＨｚ以上の超音波周波数に設定しているので、ＰＷＭ制御キャリヤ周波数は超音波周波数となり可聴周波数のモータ電流の電磁音を減らすことができる。また、ｐｗｍ信号に同期して通電パターン発生回路５０の出力信号も制御するので、相切り換え信号（ＣＳ信号）からの遅れ時間は電気角にしてほとんど無視できる程度となる。
【００２５】
図４は、上アームトランジスタの相切り換え時のタイミングチャートで、Ｕ相上アームトランジスタからＷ相上アームトランジスタへ切り換える時の波形関係を示している。
【００２６】
ｃｆはパルス幅制御回路５１からの同期信号、ｕｐはＵ相上アームトランジスタ制御信号、ｗｐはＷ相上アームトランジスタ制御信号、ＣＳは相切り換え信号（転流信号）で、図２の波形タイミングにおいて、電気角１８０度近傍に相当し、信号ＣＳは信号Ｓ１に相当する。
【００２７】
ロータ位置信号Ｓ１、すなわち、転流信号ＣＳがｔ１時点（電気角１８０度相当）で変化しても、Ｕ相上アームトランジスタ制御信号ｕｐ、Ｗ相上アームトランジスタ制御信号ｗｐはすぐに変化せず、パルス幅制御回路５１からの同期信号ｃｆに同期して相切り換えを行う。よって、図に示すように、ＰＷＭ制御のオフ期間の後、時間ｔ２にて相切り換えが可能となる。
【００２８】
ｐｗｍ信号のデューティあるいは導通パルス幅に上限値を設けることにより、トランジスタがターンオフするターンオフタイム以上の所定期間を確保してから相切り換えできるので、図７（ｂ）に示すように上アームのトランジスタが２相同時に導通することはなくなり、図７（ａ）の状態から、（ｃ）のＷｐ１オフの状態（図示せず）に移行し、（ｃ）の如くＷｐ１オンの状態に移行するので、トランジスタのｄＶ／ｄｔ、ｄＩ／ｄｔノイズを低減でき、制御回路の誤動作とラッチアップの恐れがなくなり、ラジオノイズを低減できる。
【００２９】
また、ｐｗｍ信号のデューティあるいは導通パルス幅に下限値を設けることにより、トランジスタのオンオフを確実にすることができる。特に、導通パルス幅の下限値を設け、パルス幅制御回路５１からの同期信号ｃｆに同期して相切り換えを行うことにより、トランジスタがターンオフしてから十分な時間を確保してから相切り換えするので、ＲＳフリップフロップによるパルス幅制御においてノイズ誤動作を防ぐことができる。
【００３０】
（実施例２）
次に、本発明の実施例２について説明する。なお、上記実施例１と同じ構成のものは同一符号を付して説明を省略する。
【００３１】
図５は、マイクロコンピュータのソフトウェアによる実施例で、ロータ位置信号を検知して割り込み処理する場合のフローチャートである。
【００３２】
ステップ１００より通電パターン制御サブルーチンが開始し、ステップ１０１にてロータ位置検出信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）、すなわち、転流信号ＣＳの信号変化により割り込み処理を行うもので、割り込み信号を受け付けると、ステップ１０２に進みロータ位置検出信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３）を入力し、ステップ１０３に進んでマイコンのルックアップデータに書き込まれた通電パターンデータを呼び出す。この場合、（表１）のような演算式ではなく、演算結果を書き込んだプログラムデータを参照する方法が最も早くなる。
【００３３】
次に、ステップ１０４に進んでＣＳ割り込み周期よりモータ回転数ｎを検出し、ステップ１０５に進んでモータ回転数ｎと設定回転数ｎｓとの比較を行い、回転数ｎが設定回転数ｎｓよりも高ければ、ステップ１０６に進んでＰＷＭ制御パルス幅ｔｐをΔｔｐ小さくし、回転数ｎが設定回転数ｎｓよりも低ければ、ステップ１０７に進んでＰＷＭ制御パルス幅ｔｐをΔｔｐ増加させる。
【００３４】
次に、ステップ１０８に進んで、パルス幅ｔｐが最小設定値ｔｐｍｉｎよりも小さいかどうか判定し、小さければステップ１０９に進んで、パルス幅ｔｐを最小設定値ｔｐｍｉｎに置き換える。
【００３５】
次に、ステップ１１０に進んで、パルス幅ｔｐが最大設定値ｔｐｍａｘよりも大きいかどうか判定し、大きければステップ１１１に進んで、パルス幅ｔｐを最大設定値ｔｐｍａｘに置き換える。
【００３６】
次に、ステップ１１２に進んで、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーのオーバーフロー信号を割り込み許可し、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーからのオーバーフロー信号を受け付けるとステップ１１３に進んでインバータ回路２の制御信号ｕｐ、ｖｐ、ｗｐ、ｕｎ、ｖｎ、ｗｎを出力する。この時の通電パターンは、ステップ１０３にて決められたパターンで、上アームＰＷＭ制御ならば、ステップ１０５からステップ１１１で決められたパルス幅で上アーム制御信号ｕｐ、ｖｐ、ｗｐがＰＷＭ制御される。
【００３７】
ＰＷＭ制御ディジタルタイマーは鋸歯状波について説明したが、三角波でも問題ないことは明らかであり、三角波のダウンカウンタのオーバーフロー信号によりキャリヤ割り込みを受け付ければ同じ動作にすることができる。
【００３８】
また、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーにおいて、三角波、あるいは鋸歯状波の基本周波数を超音波周波数に設定することによりキャリヤ周波数が超音波周波数とすることは実施例１と同じである。
【００３９】
【発明の効果】
以上のように本発明の請求項１に記載の発明によれば、直流電源と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記モータのロータ位置検出を行うロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段の出力信号に応じて前記インバータ回路を制御する制御手段よりなり、前記制御手段は、ＰＷＭ制御ディジタルタイマーとレベルコンバータよりなり前記インバータ回路のパワースイッチング手段の導通パルス幅を制御するとともに前記ＰＷＭ制御ディジタルタイマーからのオーバーフロー信号よりなる同期信号を出力するパルス幅制御回路と、前記ロータ位置検出手段の出力信号により前記モータを回転させるための前記パワースイッチング手段の通電パターン信号を出力する通電パターン発生回路とを有し、前記パルス幅制御回路の前記同期信号に同期して前記通電パターン発生回路から出力される通電パターン信号を制御することで、前記モータの相電流切り換え時に休止期間を設けるようにしたから、相切り換え制御を行うパワースイッチング手段同時導通がなくなり、パワースイッチング手段ｄＶ／ｄｔ、ｄＩ／ｄｔノイズを低減させることができ、ラジオノイズを低減させ、パワースイッチング手段と制御回路の誤動作を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の第１の実施例のモータ駆動装置のブロック図
【図２】  同ロータ位置信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３と制御信号の波形関係を示すタイミングチャート
【図３】  同制御手段のブロック図の一部を示す図
【図４】  同上アームトランジスタの相切り換え時のタイミングチャート
【図５】  本発明の第２の実施例のマイクロコンピュータのソフトウェアによるフローチャート
【図６】  従来の上アームトランジスタの相切り換え時のタイミングチャート
【図７】  従来のインバータ回路トランジスタスイッチ相切り換え時の電流の流れの変化を示す図
【符号の説明】
１  直流電源
２  インバータ回路
３  モータ
４  ロータ位置検出手段
５  制御手段
５０  通電パターン発生回路
５１  パルス幅制御回路
【図１】
0004039119.tif 000003
【図２】
0004039119.tif 000004
【図３】
0004039119.tif 000005
【図４】
0004039119.tif 000006
【図５】
0004039119.tif 000007
【図６】
0004039119.tif 000008
【図７】
0004039119.tif 000009