(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力側にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御されることで出力電流を制御するスイッチング素子を有する電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷に電流を供給する電力供給装置において、
サンプリング周期毎の、前記電力変換装置の電力変換部の出力電流を求める手段と、
前記サンプリング周期の初期において前記スイッチング素子をオンし、前記電力変換装置の電力変換部の入力電流と当該電力変換部の直流電源電圧Ｖｃ／出力電圧（負荷電圧）ＶLとを乗算し、この乗算値の積分値が目標出力電流値に達すると前記スイッチング素子をオフさせることにより、前記スイッチング素子をパルス幅変調制御する手段と、
を備えて成ることを特徴とする電力供給装置。
【請求項２】
直流電源の出力側にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御されることで出力電流を制御するスイッチング素子を有する電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷に電流を供給する電力供給装置において、
サンプリング周期毎の、前記電力変換装置の電力変換部の出力電力を求める手段と、
前記サンプリング周期の初期において前記スイッチング素子をオンし、前記電力変換装置の電力変換部の入力電力の積分値が目標出力電力値に達すると前記スイッチング素子をオフさせることにより、前記スイッチング素子をパルス幅変調制御する手段と、
を備えて成ることを特徴とする電力供給装置。
【請求項３】
前記請求項１または請求項２に記載の電力供給装置において、
前記電力変換装置の電力変換部の直流電源電圧ＶC、当該電力変換部の出力側の負荷電圧ＶL、前記電力変換装置の電力変換部の入力電流または出力電流ｉをそれぞれ検出する手段を備え、
前記スイッチング素子をオフさせる手段としては、当該スイッチング素子の出力側電圧ＶDが前記直流電源電圧ＶCとがほぼ等しい関係にあるとき、当該スイッチング素子の出力側の瞬時電力ＶD・ｉの積分値と当該スイッチング素子の出力側の負荷供給電力ＶL・ｉの積分値との間に下記式が成立し、当該下記式の左辺が目標値である右辺に一致するように制御し、一致したときに前記スイッチング素子をオフ制御することを特徴とする電力供給装置。
【数１】
0004203210.tif 000012
【請求項４】
前記請求項１に記載の電力供給装置において、
前記電力変換装置の電力変換部の目標出力電流値の位相を進める位相進み手段を付加して、前記電力変換装置の電力変換部の入力電流相当分を制御することを特徴とする電力供給装置。
【請求項５】
前記請求項１または請求項２に記載の電力供給装置において、
前記電力変換装置の電力変換部の入力部と出力部との間に、電圧レベルを変換する変圧器を設けたことを特徴とする電力供給装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主としてレーザダイオードやレーザ用閃光管等の負荷に電力または電流を高速に供給する電力供給装置に係り、特に負荷の非直線性や放電管が一般的に有する負性抵抗の有無に関係なく、安定にかつ高速にしかも高精度に電流または電力制御できるようにした電力供給装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、主としてレーザ用閃光管やレーザダイオード等の負荷に電流や電力を高速に供給する電力供給装置が多く用いられている。
【０００３】
以下に、この種の電力供給装置を代表するものとして、例えば“特許第２６５８９００号［パルス電源装置］”に示されている技術について説明する。
【０００４】
図９は、従来のパルス電源装置の回路構成例を示すブロック図である。
【０００５】
図９において、充電電源１からコンデンサ２を充電し、スイッチング素子（以下、ＩＧＢＴとして述べる）３をオンオフさせることにより、リアクトル４、ダイオード５、フィルタ用のコンデンサ７からなる電力変換部である降圧チョッパ回路の出力電力を制御し、逆阻止用のダイオード８を介して閃光管９に電力を供給する。
【０００６】
リアクトル４の電流は電流検出器６により検出してＩとし、また閃光管９の電圧は電圧検出器１０により検出してＶとし、掛算器１１によりＩとＶとの積を求めて負荷電力Ｖ11を得る。
【０００７】
電力指令Ｐ*１２と上記負荷電力Ｖ11とを、ヒステリシスコンパレータ１３により比較してＰＷＭ信号を出力し、駆動回路１４を介してＩＧＢＴ３をオンオフすることにより、閃光管９へ供給する電力を制御するようになっている。
【０００８】
なお、直流電源１５と抵抗１６とから、シンマー電流を流すシンマー回路が構成されている。
【０００９】
図１０は、図９のパルス電源装置の動作波形を示す図である。
【００１０】
図１０に示すように、電力指令Ｐ*１２に対して、ヒステリシスコンパレータ１３のヒステリシスによって、＋ΔＰと−ΔＰの幅の間をＩＧＢＴ３がオンオフすることにより電力を制御する、いわゆるデルタモジュレーションと呼ばれる方式で負荷電力を制御する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述のような制御方式を用いたパルス電源装置は、回路構成が簡単でまた制御が容易である反面、次のような問題点がある。
【００１２】
（ａ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が変化する。すなわち、コンデンサ２の電圧の１／２の負荷電圧の時が、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が最も高く、コンデンサ２が放電して低下するに従って、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下する。
【００１３】
このため、ＩＧＢＴ３の信頼性を確保するために最高周波数を制限することから、リアクトル４のインダクタンスが比較的大きく、電力制御の応答が遅くなる。
【００１４】
（ｂ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下した範囲では、電力応答も遅くなる。
【００１５】
（ｃ）ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下すると、リアクトル４の騒音が大きくなる。
【００１６】
（ｄ）リプル電力一定制御であることから、ＩＧＢＴ３のスイッチング周波数が低下すると、コンデンサ７の容量を大きく設計してリプル電力を低下させる設計とする必要が生じ、その結果として応答性が低下する。
【００１７】
（ｅ）負荷がレーザダイオードの場合、電力一定制御では、ダイオード５の温度上昇によって順電圧降下が低下し、電流が増加することになって好ましくなく、むしろ電流一定制御の方が望ましい。
【００１８】
本発明の第１の目的は、スイッチング素子のスイッチング周波数を一定に制御しながら電流制御を行ない、さらにフィルタコンデンサを省略して電流制御応答を速くして、電源電圧と負荷電圧との差電圧に関係無く安定にかつ高速にしかも高精度に電流制御を行なうことが可能な電力供給装置を提供することにある。
【００１９】
また、本発明の第２の目的は、スイッチング素子のスイッチング周波数を一定に制御しながら電力制御を行ない、さらにフィルタコンデンサを極少または省略して電力制御応答を速くして、電源電圧と負荷電圧との差電圧に関係無く安定にかつ高速にしかも高精度に電力制御を行なうことが可能な電力供給装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記第１の目的を達成するために、請求項１に対応する発明では、直流電源の出力側にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御されることで出力電流を制御するスイッチング素子を有する電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷に電流を供給する電力供給装置において、サンプリング周期毎の、前記電力変換装置の電力変換部の出力電流を求める手段と、前記サンプリング周期の初期において前記スイッチング素子をオンし、前記電力変換装置の電力変換部の入力電流と当該電力変換部の直流電源電圧Ｖｃ／出力電圧（負荷電圧）ＶLから得られる係数倍とを乗算し、この乗算値の積分値が目標出力電流値に達すると前記スイッチング素子をオフさせることにより、前記スイッチング素子をパルス幅変調制御する手段とを備えている。
【００２１】
従って、請求項１の発明の電力供給装置においては、サンプリング周期の初期において電力変換装置の電力変換部のスイッチング素子をオンさせ、スイッチング素子出力側の（瞬時）入力電流の係数倍の積分値が目標出力電流値に達するとスイッチング素子をオフさせることにより、負荷に供給する電流の制御を安定にかつ高速にしかも高精度に行なうことができる。
【００２２】
また、上記第２の目的を達成するために、請求項２に対応する発明では、直流電源の出力側にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御されることで出力電流を制御するスイッチング素子を有する電力変換部を備えた電力変換装置により、負荷に電流を供給する電力供給装置において、サンプリング周期毎の、前記電力変換装置の電力変換部の出力電力を求める手段と、
前記サンプリング周期の初期において前記スイッチング素子をオンし、前記電力変換装置の電力変換部の入力電力の積分値が目標出力電力値に達すると前記スイッチング素子をオフさせることにより、スイッチング素子をパルス幅変調制御する手段とを備えている。
【００２３】
従って、請求項２の発明の電力供給装置においては、サンプリング周期の初期において電力変換装置の電力変換部のスイッチング素子をオンさせ、スイッチング素子出力側の（瞬時）電力の積分値が目標出力電力値に達するとスイッチング素子をオフさせることにより、負荷に供給する電力の制御を安定にかつ高速にしかも高精度に行なうことができる。
【００２４】
一方、請求項３に対応する発明では、上記請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置において、前記スイッチング素子をオフさせる手段としては、当該スイッチング素子の出力側電圧ＶDが前記直流電源電圧ＶCとがほぼ等しい関係にあるとき、当該スイッチング素子の出力側の瞬時電力ＶD・ｉの積分値と当該スイッチング素子の出力側の負荷供給電力ＶL・ｉの積分値との間に下記式が成立し、当該下記式の左辺が目標値である右辺に一致するように制御し、一致したときに前記スイッチング素子をオフ制御する。
【００２５】
【数２】
0004203210.tif 000002
【００２６】
従って、請求項３に対応する発明の電力変換装置においては、上記式の左辺が目標値である右辺に一致するように制御することにより、負荷に供給する電流または電力の制御を、安定にかつ高速にしかも高精度に行なうことができる。
【００３１】
一方、請求項４に対応する発明では、上記請求項１に対応する発明の電力供給装置において、電力変換装置の電力変換部の目標出力電流値の位相を進める位相進み手段を付加して、電力変換装置の電力変換部の入力電流相当分を制御する。
【００３２】
従って、請求項４に対応する発明の電力変換装置においては、目標出力電流値の位相を進めて目標値を得ることにより、電力変換部の一部を構成する遅れ分を補償して高速に応答することができる。
【００３９】
さらに、請求項５に対応する発明では、上記請求項１または請求項２に対応する発明の電力供給装置において、電力変換装置の電力変換部の入力部と出力部との間に、電圧レベルを変換する変圧器を設ける。
【００４０】
従って、請求項５に対応する発明の電力変換装置においては、電圧／電流のレベル変換を容易に行なうことができる。
【００４１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
【００４２】
（第１の実施の形態）
図１は、本実施の形態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図であり、図９と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分について述べる。
【００４３】
図１において、コンデンサ２の電圧源から、ＩＧＢＴ３Ａ、リアクトル４Ａ、ダイオード５Ａ、および電流検出器６Ａからなる電力変換部であるＡグループの降圧チョッパ回路と、ＩＧＢＴ３Ｂ、リアクトル４Ｂ、ダイオード５Ｂ、および電流検出器６Ｂからなる電力変換部であるＢグループの降圧チョッパ回路とを並列接続して、負荷であるレーザダイオード９１に電流を供給する。
【００４４】
コンデンサ２の電圧を電圧検出器１７で検出してＶ17とし、電圧検出器１０で検出した負荷電圧Ｖ10を函数回路１９を通してＶ19とし、割算回路１８により  Ｖ17／Ｖ19＝Ｖ18を求め、電流検出器６Ａからの出力ＩAとＶ18との積を掛算回路２０Ａで求めて、積分器２１Ａで積分した値Ｖ21Aを求める。
【００４５】
発振器２２からサンプリング周期を決める周波数を出力し、分配器２３から交互に出力するリセットＡとリセットＢの信号を出力し、リセット信号の立上りで積分器２１ＡをリセットＡによりリセットする。
【００４６】
電流指令ｉ*を進み回路２５を介して目標電流値Ｖ25を出力し、上記積分値  Ｖ21AとＶ25とをコンパレータ２６Ａにより比較して、フリップフロップ２７Ａに入力する。
【００４７】
フリップフロップ２７Ａは、リセットＡ信号の立上りでリセットされ、コンパレータ２６Ａの出力でセットする。
【００４８】
フリップフリップ２７Ａからの出力で、駆動回路１４Ａを介してＩＧＢＴ３ＡをＰＷＭ制御する。
【００４９】
電流検出器６Ｂからの出力ＩBと割算器１８からの出力Ｖ18との積を掛算器２０Ｂで求め、その出力をリセットＢでリセットされる積分器２１Ｂで積分した出力を目標電流値Ｖ25とコンパレータ２６Ｂで比較し、リセットＢでリセットされるフリップフロップ２７Ｂをセットし、フリップフロップ２７Ｂからの出力で、駆動回路１４Ｂを介してＩＧＢＴ３ＢをＰＷＭ制御する。
【００５０】
なお、函数回路１９は省略することにより、チョッパ部の内部電圧降下分が無視されるので、少し精度は落ちることが考えられるが、実用上支障はない。
【００５１】
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力供給装置の動作について、図２を用いて説明する。
【００５２】
時刻ｔ0において、ＩＧＢＴ３がオンすると電流ｉは増加を開始し、ダイオード５の両端電圧ＶDは、ほぼコンデンサ２の電圧ＶCとなる（正確にはＶC−ＶCE ＶCEはＩＧＢＴ３のオン電圧）。
【００５３】
このために、瞬時電力ＶD・ｉ（≒ＶC・ｉ）が、リアクトル４、負荷９に注入される。
【００５４】
この瞬時電力ＶC・ｉを積分した値∫ＶC ・ｉは、図２（ｃ）のＶD・ｉを積分した値にほぼ等しくなり、これが降圧チョッパ回路に入力された電力Ｐ1となる。
【００５５】
【数３】
0004203210.tif 000003
一方、負荷９に供給される電力Ｐ2は、次のように表わされる。
【００５６】
【数４】
0004203210.tif 000004
【００５７】
他に、ＩＧＢＴ３、リアクトル４、ダイオード５による損失をＰ（ｉ）が存在するので、次式が成立する。
【００５８】
【数５】
0004203210.tif 000005
一般的には、Ｐ（ｉ）はＰ2の数％であるので、次式が成立する。
【００５９】
【数６】
0004203210.tif 000006
【００６０】
ＰＷＭ１サイクル間のＶCとＶLはほぼ一定と考えられるので、（５）式は次式のように表わされる。
【００６１】
【数７】
0004203210.tif 000007
上記式の左辺は、図２（ｄ）に示すような波形となる。
【００６２】
よって、負荷電流ｉを目標値ｉ*に制御するには、時刻ｔ0でＩＧＢＴ３をオンさせ、
【００６３】
【数８】
0004203210.tif 000008
【００６４】
をオフさせることで、負荷電流を定常的に制御できることになる。
【００６５】
実際には、リアクトル４による遅れ分があるので、降圧チョッパ回路の入力電力よりも出力電力が遅れることになる。
【００６６】
この点、本実施の形態では、目標出力電流値である目標値ｉ*の位相を進める位相進み回路２５を付加して、入力電流相当分の遅れ分を補償することにより、この出力電力の遅れを短縮することができる。
【００６７】
一般的には、上記式（４）が成立するが、特殊な用途では、損失Ｐ（ｉ）が無視できない場合がある。
【００６８】
このような場合には、
【００６９】
【数９】
0004203210.tif 000009
【００７０】
なる近似的式（７）で比較して、ＩＧＢＴ３をオフさせる時刻ｔ1を求めることができる。
【００７１】
また、図（２）のＶDの平均値をＥ3とすると、
【００７２】
【数１０】
0004203210.tif 000010
となり、ＰＷＭの変調率をＭとすると、Ｅ3＝ＭＶCとなるので、
【００７３】
【数１１】
0004203210.tif 000011
【００７４】
となるので、この（９）式により時刻ｔ1でＩＧＢＴ３をオフさせることでも、同等な制御が実現できる。
【００７５】
時刻ｔ1でスイッチング素子３をオフさせると、ダイオード５の両端電圧はゼロとなり、時刻ｔ1〜ｔ2の間は、リアクトル４に蓄積されているエネルギーが負荷９に流出して、電流がＩ1からＩ2まで減少する。
【００７６】
なお、図２（ｄ）の積分は、∫（ＶD／ＶL）・ｉを使ってもよいが、ＶCはコンデンサ２の電圧制御のため検出しているので、∫（ＶC／ＶL）・ｉを使う方が、より経済的である。
【００７７】
時刻ｔ2になると、リセット信号により積分値∫（ＶC／ＶL）・ｉをリセットする。
【００７８】
図１のフリップフリップ２７もリセット信号でリセットし、
ｉ*＝∫（ＶC／ＶL）・ｉ
となった時刻にフリップフロップ２７をセットするので、フリップフロップ２７の出力は図２（ｆ）に示すようになり、この信号でＩＧＢＴ３をスイッチングすることにより、降圧チョッパ出力電流を制御できることになる。
【００７９】
定常状態では、ｔ0〜ｔ1間でリアクトル４に蓄えられたエネルギーは、ｔ1〜ｔ2間に負荷に放出されるので、電力応答は１サイクル以内である。
【００８０】
この遅れ分を補償するために、図１の位相進み回路２５が設けられ、電流基準ｉ*２４の変化分を進み回路２５で余分に与えることにより、高速な電流制御が達成できる。
【００８１】
なお、この位相進み回路２５は、省略することもできる。
【００８２】
なお、図１には、図２に示す回路を２組組み込んで、図３に示すようなタイミングで、すなわちサンプリング周期により順次等間隔で動作させるように制御している。
【００８３】
また、函数回路１９は、降圧チョッパ回路の電圧降下分を補正すべく挿入されているものであり、精度不要の場合はに省略することもできる。
【００８４】
すなわち、リセットＡとリセットＢとが交互に等間隔で入力され、電流ＩAとＩBは１８０度位相差を持つように、フリップフリップ２７Ａ，２７ＢによりＩＧＢＴ３Ａ，３Ｂを交互にスイッチングすることにより、図３に示すように、デューティが５０％のスイッチングの場合には、負荷電流ＩA＋ＩBはリプルの極めて少ない波形となる。
【００８５】
また、デューティが５０％でない場合には、ややリプルが増加する。
【００８６】
なお、図１では、電力変換装置を電力変換部である２組のチョッパ回路で構成した場合を示したが、これに限らず、３組以上のチョッパ回路で電力変換装置を構成しても、全く同様な原理で特定デューティでリプルがゼロとなる。
【００８７】
さらに、１組のチョッパ回路でも使用可能であり、リプルを減少させたい場合には、図４に示すように、コンデンサ７によりリプル分を吸収し、ダイオード８を介して閃光管９に電力を供給する。
【００８８】
なお、このダイオード８は、シンマー電力を安定に流す上で必要であるので、負荷がレーザダイオードの場合には不要となる。
【００８９】
上述したように、本実施の形態の電力供給装置では、サンプリング周期の初期に電力変換部であるチョッパ回路のＩＧＢＴ３Ａ，３Ｂを交互にオンさせ、チョッパ入力側の瞬時電力をチョッパ出力（または負荷）電圧で除した値の積分値が目標電流値に達すると、ＩＧＢＴ３Ａ，ＩＧＢＴ３Ｂを交互にオフさせるようにしているので、負荷であるレーザダイオード９１に供給する電流の制御を、リプルの極めて少ない状態で、安定にかつ高速にしかも高精度に行なうことが可能となる。
【００９０】
さらに、従来必要であったコンデンサ７、ダイオード８が必要ないので、効率の高い電力変換を行なうことが可能となる。
【００９１】
（第２の実施の形態）
前記第１の実施の形態では、負荷電流目標値とチョッパ入力側から計算した積分値を比較してＩＧＢＴ３Ａ，ＩＧＢＴ３Ｂをオン，オフさせる構成としているが、本実施の形態では、例えば図５に示すように、負荷電流目標値とチョッパ出力側電圧（損失も含め）との積から負荷側目標電力を求め、チョッパ入力側の電力の積分値を比較してＩＧＢＴ３をオン，オフさせて負荷電流を間接的に制御する構成としている。
【００９２】
なお、図１の主回路部分は同一であるので、図５ではその図示を省略している。
【００９３】
コンデンサ２の電圧を電圧検出器１７で検出してＶ17とし、負荷電流ＩAとの積を掛算器２０Ａで求め、その出力を、リセットＡでリセットされる積分器２１Ａで積分した値をＶ21Aとして求める。
【００９４】
一方、電圧検出器１０で検出した負荷電圧Ｖ10から、函数回路３１を介してチョッパ回路の内部電圧を求めてＶ31とし、掛算器２８によりＶ31と目標電流値ｉ*２４とを掛算して目標電力を求めてＶ28とし、コンパレータ２６Ａにより前記Ｖ21Aと比較してＩＧＢＴ３Ａのオフタイミングを求める（式（７））。
【００９５】
この回路では、負荷電流を直接制御していないので、安全のため、負荷電流ＩAがレベル検出器２９Ａを介し過電流になった場合に、論理和（ＯＲ）回路３０Ａを介してフリップフロップ２７Ａをセットして、ＩＧＢＴ３Ａをオフさせる動作を行なう。
【００９６】
また、他の一組のチョッパ回路についても、全く同様にレベル検出器２９Ｂ、ＯＲ回路３０Ｂが配置されている。
【００９７】
なお、函数回路３１の目標電流ｉ*入力を省略すると精度がやや悪くなり、更に函数回路３１そのものを省略するとさらに精度が悪化することが考えられるが、この誤差は数％程度であるので、実用的には無視してもよい。
【００９８】
また、レベル検出器２９Ａ，２９Ｂ、ＯＲ回路３０Ａ，３０Ｂを省略することが可能なことは、説明するまでもない。
【００９９】
さらに、図１で説明した位相進み回路２５を、図５の掛算器２８の前段または後段に追加することにより、応答を速くすることができることも、前記図１の場合と同様である。
【０１００】
図６は、函数回路３１の一例を示す図である。また、チョッパ回路の内部損失の考えを図６（ｂ）に示す。
【０１０１】
ダイオードＤは、ＩＧＢＴ３とダイオード５の電流に依存しない電圧降下分であり、抵抗ｒは全ての抵抗分を示し、リアクトルＬは理想的なリアクトルとして示してある。
【０１０２】
このため、電流ｉ1が流れた場合のチョッパ回路の内部電圧Ｖ31（函数回路３１の出力でもある）は、図６（ａ）に示すように、理想ダイオードと抵抗の電圧降下を負荷電圧ＶLに加えた値となる。
【０１０３】
（第３の実施の形態）
図７は、本実施の形態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分について述べる。
【０１０４】
図７では、図１のチョッパ回路が１組の場合について示しているが、勿論、複数組の場合にも適用できることは説明するまでもない。
【０１０５】
フリップフロップ２７の出力から、変調率検出回路３２を介して変調率Ｖ32Ｍを求める。
【０１０６】
この場合、最も簡単な方法は、フリップフロップ２７の出力を平均化する方法であるが、ディジタル的に求めれば、１サイクル検出が可能である。
【０１０７】
変調率Ｖ32Ｍを、逆数回路３３により１／Ｍを求め、制限回路３４を介して掛算器２０によりＩ／Ｍを求めて、積分器２１により∫（Ｉ／Ｍ）ｄｔを求める  （式（８））。
【０１０８】
この値と目標電流ｉ*とをコンパレータ２６で比較し、ＩＧＢＴ３のオフタイミングを求める（式（９））。
【０１０９】
レベル検出器２９、ＯＲ回路３０は、図５の場合と同様な作用を行ない、省略することが可能である。
【０１１０】
制限回路３４は、起動前に１／Ｍの値が異常になるのを防ぐ目的で挿入している。
【０１１１】
（第４の実施の形態）
図８は、本実施の形態による電力供給装置の回路構成例を示すブロック図であり、図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分ついてのみ述べる。
【０１１２】
すなわち、本実施の形態の電力供給装置は、図８に示すように、コンデンサ２の電圧をインバータブリッジ３５により交流に変換し、電圧レベルを変換する変圧器３６を介して出力を整流器３７で整流し、リアクトル４で平滑化した電力を閃光管９へ供給する。
【０１１３】
コンデンサ２の電圧は、電圧検出器１７で検出してＶ12とし、負荷電流は電流検出器６で検出してＩ6とし、負荷電圧を電圧検出器１０で検出してＶ10として出力する。
【０１１４】
制御回路は、前記図１の場合と同様に構成（但し１相分でよい）することにより、出力電流を目標値に制御することができる。
【０１１５】
この時の各部の波形Ｖ，Ｖ1，Ｖ10，Ｉ6，ＰＷＭを図８に示している。
【０１１６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電力供給装置によれば、負荷の電流を、入力電力と入力電圧、負荷電圧とから各サンプリング周期毎に高速にしかも瞬時値で制御するようにしているので、負荷の非直線や放電管が一般的に有する負性抵抗の有無に関係なく、安定にかつ高精度にしかも高速に電流または電力制御を行なうことが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電力供給装置の第１の実施の形態を示すブロック図。
【図２】同第１の実施の形態の電力供給装置における動作を説明するための図。
【図３】同第１の実施の形態の電力供給装置における動作を説明するための図。
【図４】本発明による電力供給装置の変形例を示す回路図。
【図５】本発明による電力供給装置の第２の実施の形態を示すブロック図。
【図６】本発明による電力供給装置の第３の実施の形態を示すブロック図。
【図７】同第２の実施の形態の電力供給装置における動作を説明するための図。
【図８】本発明による電力供給装置の第４の実施の形態を示すブロック図。
【図９】従来のパルス電源装置の回路構成例を示すブロック図。
【図１０】図９のパルス電源装置の動作波形を示す図。
【符号の説明】
１…充電電源、
２…コンデンサ、
３…ＩＧＢＴ、
４…リアクトル、
５…ダイオード、
６…電流検出器、
７…コンデンサ、
９…閃光管、
１０，１７…電圧検出器、
１１…掛算器、
１２…電力指令、
１３…ヒステリシスコンパレータ、
１４…駆動回路、
１５…直流電源、
１６…抵抗、
１８…割算器、
１９…函数回路、
２０…掛算器、
２１…積分器、
２２…発振器、
２３…分散器、
２４…電流基準、
２５…位相進み回路、
２６…コンパレータ、
２７…フリップフロップ、
２８…掛算器、
２９…レベル検出器、
３０…論理和（ＯＲ）回路、
３１…函数回路、
３２…変調率検出回路、
３３…逆数回路、
３４…制限回路、
３５…インバータブリッジ、
３６…変圧器、
３７…整流器。
【図１】
0004203210.tif 000013
【図２】
0004203210.tif 000014
【図３】
0004203210.tif 000015
【図４】
0004203210.tif 000016
【図５】
0004203210.tif 000017
【図６】
0004203210.tif 000018
【図７】
0004203210.tif 000019
【図８】
0004203210.tif 000020
【図９】
0004203210.tif 000021
【図１０】
0004203210.tif 000022