(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多数のビーム形成チャネル（３５）および該多数のビーム形成チャネルにそれぞれ結合された多数の入力を持つ加算器（３６）を有するビーム形成装置において、各々の前記ビーム形成チャネルが、所与のサンプリング速度でディジタル・サンプルを出力するアナログ−ディジタル変換器（５４）、前記ディジタル・サンプルを受け取るように結合された入力を持つと共に、出力を持つ整数サンプリング周期遅延回路（５６）、前記整数サンプリング周期遅延回路から前記ディジタル・サンプルを受け取るように結合された入力を持つと共に、前記加算器のそれぞれの入力に結合された出力を持つ分数サンプリング周期遅延回路（５８）、並びに前記整数サンプリング周期遅延回路および前記分数サンプリング周期遅延回路に結合されていて、前記整数サンプリング周期遅延回路および前記分数サンプリング周期遅延回路を通過する信号がこれらの遅延回路によって遅延される遅延量を動的に同期して制御する遅延信号を出力する遅延制御回路（１０６）を有しており、前記整数サンプリング周期遅延回路が、前記ディジタル・サンプルを受け取るように結合された入力を持つと共に出力を持つＦＩＦＯ装置（１０１）、並びに前記ＦＩＦＯ装置の出力に結合された入力を持つと共に出力を持つ第１のレジスタ（１０２）を有しており、前記分数サンプリング周期遅延回路が、前記第１のレジスタの出力に結合された第１の入力を持つ補間器（１０７）を有していることを特徴とするビーム形成装置。
【請求項２】
各々の前記ビーム形成チャネルが、更に、前記第１のレジスタの出力に結合された入力および出力を持つ第２のレジスタ（１０３）を有し、また前記補間器が、前記第２のレジスタの出力に結合された第２の入力を持っていることを特徴とする請求項１記載のビーム形成装置。
【請求項３】
各々の前記ビーム形成チャネルが、更に、前記第２のレジスタの出力に結合された入力および出力を持つ第３のレジスタ（１０４）、並びに前記第３のレジスタの出力に結合された入力および出力を持つ第４のレジスタ（１０５）を有し、また前記補間器が、前記第３および第４のレジスタの出力にそれぞれ結合された第３および第４の入力を持っていることを特徴とする請求項２記載のビーム形成装置。
【請求項４】
前記補間器が、前記第１乃至第４のレジスタからそれぞれ受け取った第１乃至第４のディジタル・サンプルの関数である補間されたディジタル・サンプルを出力することを特徴とする請求項３記載のビーム形成装置。
【請求項５】
前記補間器が、第１組の補間係数に従って前記第１および第２のレジスタからの前記第１および第２のディジタル・サンプルをシフトおよび／または反転して、前記第１組の補間係数に従って前記第１および第２のレジスタからの前記第１および第２のディジタル・サンプルをシフトおよび／または反転した結果に依存した第１の多数のシフト／反転されたディジタル・サンプルを作成する第１の手段（１１２，１１６Ａ−１１６Ｊ）、前記第１の多数のシフト／反転されたディジタル・サンプルを受け取るように結合されていて、前記第１の多数のシフト／反転されたディジタル・サンプルを加算して第１の補間されたディジタル・サンプルを作成する第１の加算器（１１２，１１５）、第２組の補間係数に従って前記第１および第２のレジスタからの前記第１および第２のディジタル・サンプルをシフトおよび／または反転して、前記第２組の補間係数に従って前記第１および第２のレジスタからの前記第１および第２のディジタル・サンプルをシフトおよび／または反転した結果に依存した第２の多数のシフト／反転されたディジタル・サンプルを作成する第２の手段（１１３，１１６Ａ−１１６Ｊ）、前記第２の多数のシフト／反転されたディジタル・サンプルを受け取るように結合されていて、前記第２の多数のシフト／反転されたディジタル・サンプルを加算して第２の補間されたディジタル・サンプルを作成する第２の加算器（１１３，１１５）、並びに前記第１のおよび第２の補間されたディジタル・サンプルを受け取るようにそれぞれ結合された第１のおよび第２の入力を持ち、前記遅延制御回路からの制御信号に応答して前記第１のおよび第２の補間されたディジタル・サンプルの内の１つを出力するマルチプレクサ（１１１）を有していることを特徴とする請求項３記載のビーム形成装置。
【請求項６】
前記第１および第２の加算器の各々がウォーレス・ツリー加算器であることを特徴とする請求項５記載のビーム形成装置。
【請求項７】
前記補間器が、前記第１および第２のレジスタから前記第１および第２のディジタル・サンプルを受け取るようにそれぞれ結合されていて、それぞれ出力を持つ第１および第２のビット・シフト／反転回路（１１２，１１６Ａ−１１６Ｊ）、前記第１および第２のビット・シフト／反転回路の出力にそれぞれ結合された第１および第２の入力を持つと共に、出力を持つ第１の加算器（１１２，１１５）、並びに前記第１の加算器の出力にそれぞれ結合された第１の入力を持つマルチプレクサ（１１１）を有していることを特徴とする請求項３記載のビーム形成装置。
【請求項８】
前記補間器が、更に、前記第１および第２のレジスタから前記第１および第２のディジタル・サンプルを受け取るようにそれぞれ結合されていて、それぞれ出力を持つ第３および第４のビット・シフト／反転回路（１１３，１１６Ａ−１１６Ｊ）、並びに前記第３および第４のビット・シフト／反転回路の出力にそれぞれ結合された第１および第２の入力を持つと共に、出力を持つ第２の加算器（１１３，１１５）を有しており、前記マルチプレクサが前記第２の加算器の出力にそれぞれ結合された第２の入力を持っていることを特徴とする請求項７記載のビーム形成装置。
【請求項９】
前記第１および第２の加算器の各々がウォーレス・ツリー加算器であることを特徴とする請求項８記載のビーム形成装置。
【請求項１０】
トランスジューサ・アレイ（１０）、前記トランスジューサ・アレイに結合されたビーム形成装置（３４，３６）、前記ビーム形成装置に結合された信号処理装置（３８）、前記信号処理装置に結合された走査変換器（３２）および前記走査変換器に結合された表示モニタ（３０）を有し、前記トランスジューサ・アレイが多数のトランスジューサ素子（１２）を有し、前記ビーム形成装置が多数のビーム形成チャネル（３５）、前記ビーム形成チャネルを前記トランスジューサ素子に選択的に結合するスイッチング回路（２６）、および前記多数のビーム形成チャネルにそれぞれ結合された多数の入力を持つ加算手段（３６）を有している超音波イメージング・システムにおいて、各々の前記ビーム形成チャネルが、所与のサンプリング速度でディジタル・サンプルを出力するアナログ−ディジタル変換器（５４）、前記ディジタル・サンプルを受け取るように結合された入力を持つと共に、出力を持つ整数サンプリング周期遅延回路（５６）、前記整数サンプリング周期遅延回路から前記ディジタル・サンプルを受け取るように結合された入力を持つと共に、前記加算器のそれぞれの入力に結合された出力を持つ分数サンプリング周期遅延回路（５８）、並びに前記整数サンプリング周期遅延回路および前記分数サンプリング周期遅延回路に結合されていて、前記整数サンプリング周期遅延回路および前記分数サンプリング周期遅延回路を通過する信号がこれらの遅延回路によって遅延される遅延量を動的に同期して制御する遅延信号を出力する遅延制御回路（１０６）を有しており、前記整数サンプリング周期遅延回路が、前記ディジタル・サンプルを受け取るように結合された入力を持つと共に出力を持つＦＩＦＯ装置（１０１）、並びに前記ＦＩＦＯ装置の出力に結合された入力を持つと共に出力を持つ第１のレジスタ（１０２）を有しており、前記分数サンプリング周期遅延回路が、前記第１のレジスタの出力に結合された第１の入力を持つ補間器（１０７）を有していることを特徴とする超音波イメージング・システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の分野】
本発明は、一般的には、多数の並列チャネルでのエコー信号の時間遅延および加算によって超音波ビームを形成する超音波イメージング・システムに関するものである。具体的には、本発明は、チャネルの処理に必要なビーム形成用遅延を与える手段に関するものである。
【０００２】
【発明の背景】
従来の超音波イメージング・システムは、超音波ビームを送信し且つ被検体からの反射ビームを受信するために使用される超音波トランスジューサのアレイを有する。超音波イメージングのために、該アレイは典型的には一列に配列され且つ別々の電圧で駆動される多数のトランスジューサを有する。印加される電圧の時間遅延（または位相）および振幅を選択することによって、個々のトランスジューサは、これらのトランスジューサが発生する超音波が組み合わさって、好ましいベクトル方向に沿って進行し且つビームに沿った選ばれた点に焦点合わせされ正味の超音波を形成するように制御することが出来る。同じ解剖学的情報を表すデータを取得するために多数回のファイアリング（ｆｉｒｉｎｇ）が使用される。各々のファイアリングにおけるビーム形成パラメータを変えることにより、最大焦点を変更し、さもなければ例えば各々のビームの焦点を前のビームの焦点に対してシフトさせながら同じ走査線に沿って相次いでビームを送信することによって、各ファイアリングでの受信データの内容を変更することができる。印加電圧の時間遅延および振幅を変えることによって、被検体を走査するために一平面内でビームをその焦点と共に動かすことが出来る。
【０００３】
この同じ原理は、トランスジューサが反射された音波を受信するために用いられるとき（受信モード）にも適用される。受信用トランスジューサで発生された電圧は、正味の信号が被検体内の１つの焦点から反射された超音波を表すように加算される。送信モードの場合と同様に、超音波エネルギのこの焦点合わせされた受信は、各々の受信用トランスジューサからの信号に対して別々の時間遅延（および／または位相）と利得を与えることによって達成される。
【０００４】
このような走査は、ステアリング（ｓｔｅｅｒｉｎｇ）された超音波を送信し、反射された超音波を受信して記憶する一連の測定で構成される。典型的には、送信および受信は各々の測定の際に同じ方向にステアリングされて、音響ビームすなわち走査線に沿った一連の点からのデータが取得される。受信器は、反射された超音波を受信するとき、走査線に沿った相次ぐ距離（ｒａｎｎｇｅ）に動的に焦点合わせされる。
【０００５】
超音波イメージングは多数のイメージ走査線で構成される。１つの走査線（または小さな局部の走査線群）は、収束された超音波エネルギを関心のある領域内の一点に送信し、次いで反射されたエネルギを時間につれて受信することによって取得される。収束された送信エネルギは「送信ビーム」と呼ばれる。送信後の時間に、受信ビーム形成装置が、位相回転または遅延を動的に変えることによって、各々のチャネルで受信したエネルギをコヒーレントに加算して、所望の走査線に沿ったピーク感度を経過時間に比例する距離の所に生じさせる。この結果の収束された感度パターンは「受信ビーム」と呼ばれる。走査線の分解能は、関連する送信および受信ビーム対の指向性の結果である。
【０００６】
走査線はそれらの位置および角度によって規定される。ビームとトランスジューサの面との交点は「位相中心」と呼ばれる。垂直線に対する走査線の角度が「ステアリング角度」と呼ばれる。
ビーム形成用遅延は固定され又は動的に変えられる。送信での遅延は、特定の距離でピーク圧力を生じるように固定される。受信での遅延は典型的には動的に変えられる。というのは、ピーク感度が経過時間ｔの関数として増加する反射距離ｒに追従するようにしなければならないからである。
【０００７】
ｒ＝ｔ（ｃ／２）                                        （１）
上式で、ｃはイメージングされる媒体内での音速である。経過時間は、量子化された焦点距離と等価である量τによって量子化することが出来る。
ｒ＝ｎτ（ｃ／２）                                      （２）
ここで使用される幾何学的関係が、リニア／セクタおよびカーブド・リニア（ｃｕｒｖｅｄ  ｌｉｎｅａｒ）トランスジューサについて図１および２にそれぞれ示されている。重要な基準点は、位相中心、焦点および素子位置である。位相中
【０００８】
【外１】
0004039643.tif 000002
【０００９】
Φi ＝ｌi ρによって決定される。ここで、ｌi はプローブの面に沿った位相中心からの距離である。
【００１０】
【外２】
0004039643.tif 000003
【００１１】
する音波の伝搬時間ＴP のチャネル相互間における差を補償しなければならない。相対遅延Ｔd はチャネルｉに対する伝搬遅延と位相中心に対する伝搬遅延との差である。図１における幾何学的関係の場合、時間ＴP およびＴd は次のようになる。
【００１２】
【数１】
0004039643.tif 000004
【００１３】
図３を参照して説明すると、通常の超音波イメージング・システムは、複数の別々に駆動されるトランスジューサ素子１２より成るトランスジューサ・アレイ１０を含む。各々のトランスジューサ素子は、送信器２２によって発生されたパルス波により付勢されたとき、超音波エネルギのバーストを発生する。被検体から反射されてトランスジューサ・アレイ１０へ戻る超音波エネルギは、各々の受信用のトランスジューサ素子１２によって電気信号に変換されて、１組の送信／受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ２６を介して別々に受信器２４に印加される。Ｔ／Ｒスイッチ２６は、典型的には、送信電子回路によって発生された高電圧から受信電子回路を保護するダイオードである。送信信号により、ダイオードが受信器への受信器への信号を遮断または制限する。送信器２２および受信器２４は、操作員からの指令に応答する走査制御器２８の制御の下に作動される。完全な走査は、送信器２２を一時的にオンにゲート駆動することによって一連のエコーを取得し、その後に各々のトランスジューサ素子１２によって発生されたエコー信号を受信器２４に印加することにより、実行される。チャネルは、別のチャネルがまだ送信を行っている間に受信を開始し得る。受信器２４は各々のトランスジューサ素子からの別々のエコー信号を組み合わせて、単一のエコー信号を発生する。この単一のエコー信号は、表示モニタ３０上の画像中の１本の線を作成する。
【００１４】
送信器２２は、発生される超音波エネルギがビームとして方向付けられ、すなわちステアリングされるように、トランスジューサ・アレイ１０を駆動する。これを達成するために、送信器２２は、それぞれのビーム形成チャネルを介して相次ぐトランスジューサ素子１２に印加されるそれぞれのパルス波形Ｗに時間遅延を与える。各々のチャネルにはそれぞれパルス発生器が設けられている。パルスの時間遅延を通常のやり方で適切に調節することによって、超音波ビームは軸３６から角度θだけ離れた向きに方向付けし、また固定の距離Ｒの所に収束させることが出来る。相次ぐ励起において時間遅延を漸進的に変えることにより、セクタ走査が実行される。従って、角度θが増分的に変えられて、送信ビームが相次いで異なる方向にステアリングされる。
【００１５】
各々の超音波エネルギのバーストによって作成されたエコー信号は、超音波ビームに沿って位置する被検体から反射される。エコー信号は各々のトランスジューサ素子１２によって別々に検知され、特定の時点でのエコー信号の大きさは特定の距離で生じた反射量を表す。しかし、反射点Ｐと各々のトランスジューサ素子１２との間の伝搬路の差により、これらのエコー信号は同時に検出されず、またそれらの振幅は等しくない。受信器２４は別々のエコー信号を増幅し、各々の信号に適切な時間遅延を与え、そしてそれらの信号を加算することにより、角度θを向いた超音波ビームに沿った距離Ｒに位置する点Ｐから反射された全超音波エネルギを正確に表す単一のエコー信号を作成する。
【００１６】
各々のトランスジューサ素子１２に当たったエコーによって発生された電気信号を同時に加算するために、受信器２４の各々の別々のビーム形成チャネルに時間遅延が導入される。受信のためのビームの時間遅延はエコーの受信の際に連続的に変えられて、エコー信号が出てくる距離Ｒの所に受信ビームを動的収束させる。
【００１７】
走査制御器２８の指令の下に、受信器２４は走査の際に遅延を与えて、受信器２４のステアリングが送信器２２によってステアリングされたビームの方向θを追従し、且つビームに沿った点Ｐに動的に収束するための適切な遅延および位相シフトを行うようにする。従って、超音波パルス波形の送信毎に、超音波ビームに沿って位置する解剖学的構造からの反射された音波の量を表す大きさを持つ信号が取得される。
【００１８】
検出器２５が受信信号を表示データに変換する。Ｂモード（グレイ・スケール）において、このデータは信号のエンベロープであり、エッジ強調および対数圧縮のような付加的な処理が行われる。
走査変換器／補間器３２が検出器２５から表示データを受け取って、該データを表示のための所望の画像に変換する。具体的に述べると、走査変換器は、極座標（Ｒ−θ）セクタ形式またはデカルト座標線形アレイからの音響画像データを、適切に拡大／縮尺したデカルト座標表示画素データへ、ビデオ速度で変換する。この走査変換された音響データは、表示モニタ３０で表示するために出力される。表示モニタ３０は、信号のエンベロープの時間につれて変化する振幅をグレイ・スケールとして画像にする。
【００１９】
図４を参照して説明すると、受信器は受信ビーム形成部分３４および信号処理装置３８を有する。受信器２４の受信ビーム形成部分３４は別々のビーム形成チャネル３５を含んでいる。各々のビーム形成チャネル３５は、それぞれのトランスジューサ素子からアナログ・エコー信号を受信する。ビーム形成制御器５０が走査線数および送信焦点数をチャネル制御器記憶装置（図示していない）に対するアドレスに変換する。走査制御器２８（図３）およびビーム形成制御器５０（図４）は、表示フォーマットの変更や異なる超音波プローブの接続のような使用者の操作に応答して、システム・ホストＣＰＵによりロード（ｌｏａｄ）される。
【００２０】
図５に示されているように、各々のビーム形成チャネル３５が受信チャネルおよび送信チャネルを有し、各々のチャネルは遅延手段４０および４２をそれぞれ含んでいる。遅延手段４０および４２は、それぞれ、受信制御論理装置４４および送信制御論理装置４６によって必要なビーム形成遅延を与えるように制御される。送信は、典型的には、送信パルスの発生を遅延させるための計数器を使用することによって行われる。またシステムによっては、受信のための遅延に加えて、或いは遅延の代わりに相対位相回転が用いられる。受信チャネルはまた、受信パルスのアポダイゼイション（ａｐｏｄｉｚａｔｉｏｎ）およびフィルタリングのための回路４８を有する。
【００２１】
加算器３６（図４参照）に入る信号は、それらが他のビーム形成チャネル３５の各々からの遅延信号と加算されたとき、その結果の加算信号が、ステアリングされたビーム（θ）に沿って位置する解剖学的構造から反射されたエコー信号の大きさおよび位相を表すように遅延される。信号処理装置３８が加算器３６からビーム・サンプルを受けて、走査変換器３２に対する出力を発生する（図３参照）。
【００２２】
上記の通常の時間遅延ディジタル・ビーム形成システムでは、各々の信号処理チャネル３５はアナログ−ディジタル変換器（ＡＤＣ）およびＦＩＦＯ装置を有し、ＦＩＦＯ装置は整数倍の時間遅延を与えるように制御される。ＡＤＣおよびＦＩＦＯ装置の入力は、可変の遅延を生じるように非同期クロックによって駆動される。ＦＩＦＯ装置の深さを増加させる必要があるとき、余分なクロック・サイクルが挿入されている。これは、ＡＤＣの性能を劣化させ、タイミングに起因して多くの実施上の困難さを招く。
【００２３】
他の従来のディジタル・ビーム形成装置はデータをＦＩＦＯ装置に入る前に補間して、より高いサンプリング速度にしている。これは、ＦＩＦＯ装置の所要の大きさを増大させる。
更に、他の従来のディジタル・ビーム形成装置はＦＩＦＯ装置の出力を補間している。ＦＩＦＯ装置の遅延の動的変化は補間器の入力に不連続性を生じさせて、補間器の性能を劣化させる。
【００２４】
【発明の概要】
本発明は、最小限のハードウエアおよびソフトウエアで、超音波イメージング・システムのための必要なビーム形成用遅延を作成する装置である。特に、本発明は、超音波ビーム形成装置においてサブサンプル速度の精度で動的に可変の時間遅延を生じさせる方法である。
【００２５】
高性能超音波イメージング・システムのための受信ビーム形成には、５ナノ秒程度の時間遅延の精度が必要である。しかし、受信信号は、実信号に対しては４０ＭＨｚまたは復調および／またはフィルタリングの後では１０ＭＨｚのように、ずっと低いサンプル周期でディジタル的に完全に表すことが出来る。本発明は、実際のサンプル速度を増加させることなく、サンプル周期の分数（ｆｒａｃｔｉｏｎ）である精度を持つ動的に可変の遅延を生じさせる。この分数の遅延を生じさせるために入力サンプル速度で動作する補間器が使用される。
【００２６】
受信中に焦点を維持するために、超音波ビーム形成装置は各チャネルに対する遅延を動的に増加させなければならない。本発明は、ＦＩＦＯ装置および補間器を組み合わせて同期させることによって、不所望な不連続性を導入することなく、必要な動的遅延を生じさせる。
好ましい実施態様の補間器は「ウォーレス・ツリー（Ｗａｌｌａｃｅ  ｔｒｅｅ）」加算器を使用して、入力をビット・シフトしたものを累算する。加算の数は、等価な係数を表すのに必要とされるビットの数よりも少ない。これは、係数におけるビットの数に等しくするシフト及び加算を持つ乗算器を設けた通常の装置と比べてハードウエアを低減する。
【００２７】
この好ましい実施態様の別の特徴は、その性能が医用イメージングに通常利用される入力周波数の全範囲にわたって適切であり、その周波数範囲の外側では劣化させ得ることである。それは、入力信号が周波数を変えるとき変更を必要としない。この特徴はオプションであり、実施態様によっては周波数依存性構成を含み得る。
【００２８】
【好ましい実施態様の詳しい説明】
図６を参照して説明すると、本発明による各々の受信信号処理チャネル３５は、それぞれの超音波トランスジューサ素子によって検出された信号を増幅する増幅器５２、この増幅されたアナログ信号をあるサンプリング速度でディジタル・サンプル（例えば、各々のディジタル・サンプルは８ビットを持つ）の流れに変換するアナログ−ディジタル変換器５４、ディジタル・サンプルをサンプル周期の整数倍に等しい時間だけ遅延させる整数サンプル周期遅延回路５６、およびサンプル周期の分数に等しい時間だけ遅延させる分数サンプル周期遅延回路５８を有する。各々の処理チャネルに対するそれぞれの分数サンプル周期遅延回路の出力は、図４に示されている加算器３６で加算される。
【００２９】
本発明によれば、整数サンプル周期遅延回路は動的ＦＩＦＯ装置１０１および直列のクロック作動パイプライン・レジスタ１０２−１０５（図１０参照）を有し、また分数サンプル周期遅延回路は補間器１０７を有する。各々のＦＩＦＯ装置から複数の読出し位置を設けることによって並列のビーム形成を行うことが可能である。そうでない場合は、各々の受信ビームに対して別々のＦＩＦＯ装置を設ける必要がある。
【００３０】
本発明の広義の概念によれば、動的ＦＩＦＯ装置は広帯域ビーム形成を行うために距離依存性時間遅延を提供する。ＦＩＦＯ装置は±１２．５ナノ秒の「粗い」遅延精度を生じる４０ＭＨｚのサンプル速度を支持する。ＦＩＦＯ装置の初期長さは、「初期受信遅延」と呼ばれる多ビット制御フィールドによって制御される。遅延増加装置（図示していない）がＦＩＦＯ装置の遅延増加を要求したとき、ＦＩＦＯ装置の長さは出力サンプルの繰り返し又は「保持」により出力において増加される。すなわち、出力データは前の４０ＭＨｚのクロック・チック（ｔｉｃｋ）から変化しない。
【００３１】
本発明によれば、各々の受信ビームに対して１つの補間器が必要である。補間器は、ＦＩＦＯ装置からのサンプルの間を補間することによって、「微細」遅延調節を行う。一実施態様によれば、補間器は、ＦＩＦＯ装置からの４つのサンプルの間を補間することによって、２５ナノ秒のクロック周期の２．７５倍、２．５倍、２．２５倍または２．０倍の遅延を生じる。これは±３．１２５ナノ秒の遅延精度を与える。好ましい実施態様による補間係数を表１に列挙する。
【００３２】
【表１】
0004039643.tif 000005
【００３３】
これらの係数は全て簡単な２のべき数の組合せであり、２５６まで定められている。２．７５の遅延を得るためには、１番目、５番目、９番目および１３番目の係数が使用され、また２．５の遅延を得るためには、２番目、６番目、１０番目および１４番目の係数が使用され、以下同様に行われる。
各々のビームに関連する遅延計数器１０６（図１０参照）は補間係数を選択し、ＦＩＦＯ装置の遅延増加が必要なときを指示する。ＦＩＦＯ装置の遅延増加がＦＩＦＯ装置の出力を「保持」するとき、補間器のデータも保持しなければならない。
【００３４】
一例が表２に示されており、そこで各々の行は４０ＭＨｚのクロック・チックを表す。第１列は４０ＭＨｚのクロック・チックの単位で表した所望の動的遅延を示し、第１行の５．０で始まる。補間器はこの遅延の分数部分を生じさせ、２つの付加的な整数の遅延がある。次の４列は補間器入力バッファの内容であり、その次の４列は使用される係数である。ＦＩＦＯ装置の遅延増加が最後の行で必要とされ、そこで、補間器入力バッファ内の全てのデータと共に、ｓ（２５）がＦＩＦＯ装置の出力で保持される。
【００３５】
【表２】
0004039643.tif 000006
【００３６】
補間は線形時間不変フィルタにゼロ充填信号を印加することと等価である。ゼロ充填信号は、既知のサンプル値の間にゼロを持つサンプリングされた入力信号である。ゼロ充填したサンプリングされた信号のスペクトルは、サンプル速度の高調波で入力スペクトルの高周波イメージを持つ。補間フィルタは入力信号のスペクトルを通すと共に、これらのイメージの全てを減衰させる。これらのイメージは素子間間隔によって決定されるようなアレイ設計周波数よりも高い。従って、それらはグレーティング・ローブ（ｇｒａｔｉｎｇ  ｌｏｂｅ）を生じさせる。これらのグレーティング・ローブの相対レベルは、サンプル速度の高調波付近の補間フィルタの阻止帯域によって決定される。
【００３７】
この設計のためのフィルタ係数は表１に列挙されている。この補間フィルタの周波数応答が図７に示されている。それは１３ＭＨｚ以上まで伸びる−３ｄｂ通過帯域を有すると共に、４０、８０および１２０ＭＨｚ付近にそれぞれ２６ＭＨｚの幅の−３５ｄｂ阻止帯域を有する。従って、ＣＷ信号は最悪の場合に−３５ｄｂのグレーティング・ローブを生じさせる。典型的な信号のグレーティング・ローブはこれよりずっと低い。最悪の場合の例は４０チャネルの開口での２０サイクルＰＷドップラーバーストである。第１のグレーティング・ローブが付加的に−６ｄｂ減衰されて、全体のレベルが−４０ｄｂより小さくなる。
【００３８】
別の見方では、補間器は異なる群遅延を持つ全通過フィルタを選択するものと見なされる。これは、実際の装置により近いので直感的な方法である。この設計では、所望の分数遅延に従って４つの係数が適用される。４つの分数遅延が利用できるので、４つの係数が４組あり、各々は関連する群遅延および振幅応答を持つ。図８および９は、表１に列挙された係数に対する応答を示す。振幅応答は１３ＭＨｚまで±０．５ｄｂの範囲で平坦であり、群遅延応答は１３ＭＨｚまで３．２５ナノ秒以内で正確である。この方法では結果の正確さが洞察されるが、最初の方法のようにビーム形成性能（すなわち、グレーティング・ローブのレベル）を直接的に推定し得ない。コーディック（ｃｏｒｄｉｃ）回転または線形補間と比べて、この方法は全てのモードで性能を良好にし、および／またはハードウエアを少なくする。
【００３９】
図１０に示された本発明の好ましい実施態様によれば、動的ビーム形成用遅延はＦＩＦＯ装置１０１、パイプライン・レジスタ１０２−１０５および補間器１０７によって与えられる。ＦＩＦＯ装置１０１は、サンプル・クロック（ＳＣＬＫ）周期の整数倍である遅延を生じる。レジスタ１０２および１０３は、ＩＮ２すなわち補間器１０７の公称中央入力に対して、２サンプル周期の付加的な遅延を生じる。補間器１０７は中央の２つ（ＩＮ２およびＩＮ３）の入力サンプルの間に付加的な分数遅延を生じさせる。４サンプルの補間器が図示されているが、本発明はＱ個のレジスタからのＱ個の入力を使用するように一般化し得る。ここで、Ｑは２以上の整数である。入力レジスタはＱ／２サンプル周期の遅延を生じ、補間器は中央の２つの入力の間で補間を行う。
【００４０】
図１０に示された動的ビーム形成用遅延論理装置は、ＦＩＦＯ装置１０１、パイプライン・レジスタ１０２−１０５および補間器１０７を同期して制御する遅延計数器１０６を有する。全体の遅延は、制御クロック（ＣＣＬＫ）の各々のチックで、遅延増加装置（図示していない）からの「遅延増加」信号に応答して増加させることが出来る。遅延計数器１０６は、図１１に示されているように、分数遅延指数およびオーバーフロービットを出力する。一般的には、補間器１０７はサンプル周期の０倍から（Ｌ−１）／Ｌ倍までのＬ個の分数遅延の選択を行い、このときの指数はＭ＝ｌｏｇ2 Ｌビットである。「遅延増加」と共にＣＣＬＫチックがセットされる度毎に、遅延計数器の累算器１０８が、次の分数遅延を選択するように増数する。（Ｌ−１）から０へオーバーフローしたとき、オーバーフロー論理装置１１０が１つのＳＣＬＫ期間の間オーバーフロービットをセットして、ＲＥＮを介してＦＩＦＯ装置１０１の読出しを不作動にすると共に、ＣＥを介してレジスタをクロック作動する。ＲＥＮは、書込みを継続させながら、ＦＩＦＯ装置の読出しを停止させて、ＦＩＦＯ装置でＳＣＬＫチック毎に余分なサンプルの遅延を生じさせる。ＲＥＮの１つのＳＣＬＫチックはＦＩＦＯ装置の遅延を１サンプル周期だけ増加させる。ＣＥは補間器入力レジスタの内容を保持させて、それらをＦＩＦＯ装置の出力と同期した状態に保ち、所望の出力に対し最も近い４つのサンプルが生じる。これは、補間器の遅延が（Ｌ−１）／Ｌから０の分数遅延へ切り換わると同時に起こり、不連続性を生じることなく１／Ｌ分数遅延の所望の正味の増加が生じる。このことが表２に示されている。
【００４１】
実用上のタイミングの制約に合致させるために、ＣＣＬＫはＳＣＬＫに対して適切な関係を持っていなければならない。ＣＣＬＫトリガ縁は、ＳＣＬＫトリガ縁より前にＲＥＮおよびＣＥ制御入力を設定することが出来るように充分早く生じさせなければならない。一般に、ＣＣＬＫはＳＣＬＫよりも遅い速度で動作させ得る。ＣＣＬＫの周波数ｆC は、ビーム形成用遅延を距離に応じて変化させなければならない速度に遅れない程度に高くする必要があるだけである。
【００４２】
良好な近似は次の通りである。
【００４３】
【数２】
0004039643.tif 000007
【００４４】
ここで、ｆS はＳＣＬＫ周波数であり、ｆn は最小受信ｆナンバーであり、θは垂直軸に対する最大ステアリング角度である。最小受信ｆナンバーが１．５、最大ステアリング角度が４５度、サンプル速度が４０ＭＨｚ、補間比が４であるシステムは、１０ＭＨｚの制御クロックを必要とする。
補間器は従来技術に述べられているような通常の補間器であってよいが、その好ましい実施態様を図１２に示す。マルチプレクサ１１１が、遅延計数器１０６（図１０参照）からの指数に従ってＬ個の分数遅延の内の１つを選択する。指数が０の場合、第２の（Ｑ／２）入力レジスタからのサンプルが直接出力へ通過する。それ以外の場合は、（Ｌ−１）個のシフト及び加算ブロック１１２乃至１１４の内の１つの出力が使用される。
【００４５】
上記の方法の利点は、なんら乗算器を必要としないことであり、シフト及び加算ブロックに対してシフト、反転およびウォーレス・ツリー加算器だけが必要なことである（図１３参照）。ビット・シフト装置には何ら制御または能動回路を必要とせず、シフトはビット接続をシフトさせることによって簡単に行われる。反転は非常に簡単であり、またウォーレス・ツリー加算器は多くの値を加算するのに最も効率のＶＬＳＩ設計である。図１３に示されている好ましい実施態様では、第１の入力サンプルがそれぞれのブロック１１６Ａおよび１１６Ｂで２つのやり方でシフト／反転され、第２の入力サンプルがそれぞれのブロック１１６Ｃ−１１６Ｅで３つのやり方でシフト／反転され、第３の入力サンプルがそれぞれのブロック１１６Ｆ−１１６Ｈで３つのやり方でシフト／反転され、第４の入力サンプルがそれぞれのブロック１１６Ｉおよび１１６Ｊで２つのやり方でシフト／反転される。例えば、２．７５の遅延を得るために、表１に示された１番目、５番目、９番目および１３番目の係数が分解されて、次のように使用される。シフト／反転ブロック１１６Ａへの入力ＩＮ１が４ビットだけシフトされて反転され（これは、−１６を乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｂへの入力ＩＮ１が２ビットだけシフトされて反転され（これは、−４を乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｃへの入力ＩＮ２が６ビットだけシフトされ（これは、６４を乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｄへの入力ＩＮ２が３ビットだけシフトされ（これは、８を乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｅへの入力ＩＮ２が１ビットだけシフトされ（これは、２を乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｆへの入力ＩＮ３が８ビットだけシフトされ（これは、２５６を乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｇへの入力ＩＮ３が５ビットだけシフトされて反転され（これは、−３２を乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｈへの入力ＩＮ３が２ビットだけシフトされて反転され（これは、−４を乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｉへの入力ＩＮ４が６ビットだけシフトされて反転され（これは、−３２を乗算することに等しい）、シフト／反転ブロック１１６Ｊへの入力ＩＮ４が２ビットだけシフトされる（これは、４を乗算することに等しい）。全てのシフト／反転されたサンプルは次いで、加算のため、例えば−２０（ＩＮ１）＋７４（ＩＮ２）＋２２０（ＩＮ３）−２８（ＩＮ４）を行うため、ウォーレス・ツリー加算器１１５に供給される。これは、２つ又は３つの２のべき数すなわち±２shift の和または差に制限されている係数に対して補間を行うことと等価である。
【００４６】
代替の方法は補間係数の対称性を利用する。ｉ／Ｌの分数遅延に対する係数は（Ｌ−ｉ）／Ｌの遅延に対する係数と順序を逆にしたものである。ここで、ｉ＜Ｌ／２である。従って、Ｌ＝Ｑ＝４サンプルの場合、分数遅延指数が２より大きいとき、反転論理装置１１７によりＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３およびＩＮ４を反転して、シフト及び加算ブロックのＩＮ１、ＩＮ２、ＩＮ３およびＩＮ４入力にそれぞれ接続することが出来る。マルチプレクサ制御論理装置１１８は、分数遅延指数ｉがＬ／２より大きいとき指数Ｌ／２−ｉを出力し、それ以外のときはｉを通す。
【００４７】
シフトおよび反転、すなわち係数を適切に選択することにより、超音波イメージング帯域全体にわたって適切な性能を得ることが出来る。
上記の好ましい実施態様は例示の目的で開示された。超音波イメージング用のビーム形成の分野の当業者には種々の変更および変形を容易になし得よう。このような全ての変更および変形は特許請求の範囲に包含されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】リニア／セクタ用のビーム形成の幾何学的関係を示す線図である。
【図２】カーブド・リニア・トランスジューサの場合のビーム形成の幾何学的関係を示す線図である。
【図３】通常の実時間超音波イメージング・システム内の主要な機能のサブシステムを示すブロック図である。
【図４】図３に示されたシステムのための典型的な１２８チャネルのビーム形成装置のブロック図である。
【図５】図４に示された通常のビーム形成装置におけるチャネル処理のブロック図である。
【図６】本発明に従った受信信号処理チャネルのブロック図である。
【図７】本発明による補間フィルタの４点立方補間周波数応答を示すグラフである。
【図８】本発明による補間フィルタについて振幅応答を示すグラフである。
【図９】本発明による補間フィルタについて群遅延を示すグラフである。
【図１０】本発明の好ましい実施態様による動的ビーム形成用遅延論理装置を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示された動的ビーム形成用遅延論理装置に用いられる遅延制御論理装置を示すブロック図である。
【図１２】本発明の好ましい実施態様に従って、図１０に示された動的ビーム形成用遅延論理装置に用いられる補間器を示すブロック図である。
【図１３】図１０に示された動的ビーム形成用遅延論理装置に用いられる代表的なシフト及び加算ブロックを詳しく示すブロック図である。
【図１４】本発明の別の好ましい実施態様に従って、図１０に示された動的ビーム形成用遅延論理装置に用いられる補間器を示すブロック図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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