(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１，第２トランジスタのエミッタが共通の定電流源に接続され、ベースが第１，第２抵抗器をそれぞれ介して共通電位点に接続され、
該第１トランジスタのコレクタはベース−コレクタ間が短絡された第３トランジスタのコレクタ−エミッタ及び第３抵抗器を順次介して電圧源に接続され、
第４，第５トランジスタのエミッタが共通の第４抵抗器を介して前記電圧源に接続され、コレクタが共通の第５抵抗器を介して共通電位点に接続され、
前記第２トランジスタのコレクタは、ベース−コレクタ間が短絡された第６トランジスタのコレクタ−エミッタ及び第６抵抗器を順次介して前記電圧源に接続され、
前記第３，第４トランジスタのベース同士及び前記第５，第６トランジスタのベース同士がそれぞれ接続され、
前記第１トランジスタのベースに交流入力電圧を印加して、前記第５抵抗器の両端に全波整流された出力電圧を得ることを特徴とする全波整流回路。
【請求項２】
請求項１において、前記第２トランジスタのベース−コレクタ間に、直流阻止用コンデンサを介して負帰還用抵抗器が接続されていることを特徴とする全波整流回路。
【請求項３】
請求項１または２記載の全波整流回路と、
その全波整流回路の出力を入力して前記交流入力電圧の２倍の周波数の信号を選択する帯域ろ波器とより成る周波数逓倍回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は主に高周波で用いられる全波整流回路とそれを用いた周波数逓倍回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の高周波で用いる全波整流回路を図５，図６を参照して説明する。
入力された信号ＶinがトランジスタＱ1 のエミッタ側に同相で、コレクタ側に逆相で出力される。コレクタ及びエミッタの交流信号ｖc ，ｖe はＡＣカップルされたダイオードＤ1 ，Ｄ2 に印加され、正極のみの信号を負荷ＲL に供給し、全波整流電圧ＶRLが得られる。なお、エミッタ側とコレクタ側に挿入した抵抗器Ｒe とＲc はほゞ同じ抵抗値とされる。
【０００３】
全波整流電圧ＶRLは入力信号に対して２倍の周波数の信号成分を持つので、このＶRLを帯域ろ波器に入力して２倍の周波数の信号を選択すれば、周波数逓倍回路となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の回路では、トランジスタＱ1 のエミッタ及びコレクタ側の信号をダイオードに通して半波整流したものを足し合わせている。特にＲL が低い場合には、Ｒc とＲe も低い抵抗値にしなければならないのに対して、ダイオードの順方向電圧Ｖf 分と逆電流（ダイオードを逆方向に流れる電流）による振幅ロス分を考慮して、Ｑ1 には大型で高価なパワートランジスタ等を用いなければならない。また、ダイオードは逆耐電圧が高く、逆電流が小さく、順方向電圧Ｖf が小さなものを選ばなければならず、面倒な回路である。
【０００５】
この発明は大型で高価なパワートランジスタや、整流用ダイオードを用いない高周波用の全波整流回路とそれを用いた周波数逓倍回路を提供することを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
（１）請求項１の全波整流回路は主に第１乃至第６トランジスタと定電流源とで構成される。第１，第２トランジスタのエミッタが共通の定電流源に接続され、ベースが第１，第２抵抗器をそれぞれ介して共通電位点に接続される。第１トランジスタのコレクタはベース−コレクタ間が短絡された第３トランジスタのコレクタ−エミッタ及び第３抵抗器を順次介して電圧源に接続される。第４，第５トランジスタのエミッタが共通の第４抵抗器を介して前記電圧源に接続され、コレクタが共通の第５抵抗器を介して共通電位点に接続される。第２トランジスタのコレクタは、ベース−コレクタ間が短絡された第６トランジスタのコレクタ−エミッタ及び第６抵抗器を順次介して前記電圧源に接続される。第３，第４トランジスタのベース同士及び第５，第６トランジスタのベース同士がそれぞれ接続される。第１トランジスタのベースに交流入力電圧を印加して、第５抵抗器の両端に全波整流された出力電圧を得る。
【０００７】
（２）請求項２の発明では、前記（１）において、第２トランジスタのベース−コレクタ間に、直流阻止用コンデンサを介して負帰還用抵抗器が接続される。
（３）請求項３の周波数逓倍回路は、前記（１）または（２）記載の全波整流回路の出力側に帯域ろ波器を接続して、前記交流入力電圧の２倍の周波数の信号を選択するものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
この発明の実施例を図１，図２を参照して説明する。
Ｑ1 ，Ｑ2 より成る差動アンプのコレクタ側にＱ3 ，Ｑ4 またはＱ5 ，Ｑ6 より成るカレントミラー回路をそれぞれ付加して、カレントミラーの片側のＱ4 ，Ｑ5 のエミッタ同士、コレクタ同士を共に接続する。この接続により差動アンプで発生した逆相振幅をＱ3 ，Ｑ4 のミラー回路とＱ3 ，Ｑ4 のミラー回路に加えると、Ｑ4 にはＱ3 のエミッタ電流、Ｑ5 にはＱ6 のエミッタ電流と同相の電流が流れることになる。
【０００９】
ここで、入力電圧Ｖｉｎが正の半波に切り換わり、Ｑ4 に流れる電流が上昇した場合、Ｑ5 は逆に電流が減少して行くが、Ｒ4 ，Ｒ5 を共有しているために後で詳述するようにＱ5 はオフとなり、Ｑ4 によりＲ5 に電流を流し込む動作のみが現れる。入力電圧Ｖｉｎが負の半波に切り換わり、Ｑ5 に流れる電流が上昇した場合、Ｑ4 は逆に電流が減少して行くが、やがてＱ4 はオフとなり、Ｑ5 によりＲ5 に電流を流し込む動作のみが現れる。この結果、Ｒ5 に全波整流波形が現れる。
【００１０】
次に図１の動作を詳細に説明する。
Ｑ1 〜Ｑ4 までのトランジスタが動作する条件は、ＶBEが能動領域（およそ0.７Ｖ）にある場合に限られる。入力信号がＱ1 のベースを経由して入力されると、電流Ｉc1とＩc2は信号に合わせて互いに逆相で変化する。
（ａ）入力電圧Ｖｉｎの正の半波の期間
（条件１）Ｉc1がＱ1 の動作点における電流Ｉc10 より増加し、Ｉc2が動作点のＩc20 （＝Ｉc10 ）より減少傾向にある。
【００１１】
とすると、Ｉc1＞Ｉc2となる。Ｒ3 にはＩc1とほぼ同じ電流が流れているため（Ｒ6 にもＩc2とほぼ同じ電流が流れる）、ΔＶR3＝Ｒ3 ・Ｉc1がＲ3 に現れる。このとき、ΔＶR6＝Ｒ6 ・Ｉc2もＲ6 に現れるが、Ｒ3 ＝Ｒ6 ，Ｉc1＞Ｉc2であるので、ΔＶR3＞ΔＶR6となり、Ｑ3 ，Ｑ4 のベース電圧ＶB34 はＱ5 ，Ｑ6 のベース電圧ＶB56 よりも低く、ＶB34 ＜ＶB56 となる。
【００１２】
Ｑ4 のＶB34 がＶB56 よりも低くなると、ＶBE4 の電位を維持するようにＶE45 も連動して電位が低下して行く。この時点でＱ5 はＶBE5 を確保できなくなり、更に条件１が進行し、ＶE45 が更に低下し、ＶE45 ＝ＶB56 となり、更にＶE45 ＜ＶB56 となるために、Ｑ5 が動作停止する。従って、Ｑ5 とＱ6 で構成されるカレントミラー回路は成立しなくなり、Ｑ5 経由での電流は流れなくなる。
【００１３】
では、Ｑ3 ，Ｑ4 のカレントミラー回路の状態はどうかと言うと、ＶB34 は条件１が進行するに連れて低下し、ＶBE4 を確保したままＱ3 ，Ｑ4 は能動領域にあり、更にＶE45 の電位を引き下げて行く。このときはカレントミラー効果が働くため、ＶBE3 ≒ＶBE4 とすると、ΔＶR3と同様な電位がＲ4 に現れ、Ｒ4 には電流ＩR4＝ΔＶR3／Ｒ4 が流れ、このＩR4よりＩB4≒ＩR4／ｈfeを差し引いた電流Ｉc4＝ＩR4（１−ｈfe（Ｑ4)-1) がＲ5 に流れ込み、その結果、
ＶR5＝Ｉc4・Ｒ5 ＝ＩR4（１−ｈfe（Ｑ4)-1) Ｒ5 
＝（ΔＶR3／Ｒ4 ）（１−ｈfe（Ｑ4)-1) Ｒ5     ………  （１）
となる。
【００１４】
条件１が進行することで式（１）のように、Ｑ3 ，Ｑ4 のカレントミラー回路からの電流でＲ5 に電圧が現れる。
（ｂ）入力電圧Ｖｉｎの負の半波の期間
（条件２）Ｉc2が動作点の電流Ｉc20 より増加し、Ｉc1が動作点の電流Ｉc10 より減少の傾向にある。
【００１５】
とすると、（ａ）の場合と同様に、ΔＶR6＞ΔＶR3，ＶB56 ＜ＶB34 となり、ΔＶR6が更に増加して、ＶB56 が低下し、ＶE45 も低下すると、ＶE45 ＝ＶB34 となり、更にＶE45 ＜ＶB34 となり、Ｑ4 はカットトフとなり、Ｑ5 ，Ｑ6 のカレントミラー回路が有効となり、
ＶR5＝Ｉc5・Ｒ5 ＝ＩR4（１−ｈfe（Ｑ5)-1) Ｒ5 
＝（ΔＶR6／Ｒ4 ）（１−ｈfe（Ｑ5)-1) Ｒ5     ………  （２）
この式（１）と式（２）が入力信号Ｖｉｎの正の半周期と負の半周期で交互に有効となって全波整流が可能となる。
【００１６】
抵抗器Ｒ5 の端子電圧を帯域ろ波器に入力して、入力信号Ｖｉｎの周波数の２倍の周波数の信号を選択すれば周波数逓倍回路となる。
（他の実施例）
図１の実施例では入力信号Ｖｉｎが負の半波から正の半波へ切り換わる点において、Ｑ4 はオフからオンへ、Ｑ5 はオンからオフへ切り換わる。またＶｉｎが正の半波から負の半波へ切り換わる点において、Ｑ4 はオンからオフへ、Ｑ5 はオフからオンへ切り換わる。即ち、これらの切り換え点において、Ｑ4 ，Ｑ5 はいずれか一方がオンに、他方がオフに切り換わるが、この切換点付近では両トランジスタのエミッタ〜コレクタ電圧対コレクタ電流特性は非直線となり、コレクタ電流Ｉc4，Ｉc5はその値がゼロの付近で歪んだ波形となり、そのため負荷Ｒ5 に発生する全波整流電圧も図３に示すように歪んだ波形となる。
【００１７】
この歪みを軽減するために、図４の回路では、Ｑ2 のコレクタとベースの間に直流阻止用コンデンサＣ2 を介して負帰還用抵抗器Ｒ7 を接続して，コレクタ電圧をベースに負帰還している。この帰還用のインピーダンスとバランスをとるためにＱ1 のコレクタに直流阻止用コンデンサＣ3 と抵抗器Ｒ8 の直列回路を接続する。
【００１８】
なお、図４において、Ｑ3 ，Ｑ4 及びＱ5 ，Ｑ6 より成るカレントミラー回路を削除したＱ1 ，Ｑ2 より成る差動回路は、Ｑ1 のベースを正相入力端子、Ｑ2 のベースを逆相入力端子、Ｑ2 のコレクタを出力端子と見ることができる。この回路の電圧利得Ｇはよく知られているように、Ｇ＝１＋Ｒ7 ／Ｒ2 で与えられる。
【００１９】
図１，図４の回路ではバイポーラトランジスタを用いた例を述べたが、電界効果トランジスタを用いて構成することもできる。
【００２０】
【発明の効果】
以上述べたように、差動アンプの双方のコレクタ側にカレントミラー回路を付加し、そのカレントミラー回路の片側のトランジスタのコレクタ同士及びエミッタ同士を接続して、そのエミッタを抵抗器を介して電源にコレクタを負荷抵抗を介して接地することによって、従来のようなパワートランジスタや整流用ダイオードを用いることなく、高周波用の全波整流回路を実現することができる。
【００２１】
この発明の全波整流回路の出力側に、入力周波数の２倍の周波数を選択するＢＰＦを接続すれば、周波数逓倍回路を容易に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の全波整流回路の実施例を示す回路図。
【図２】図１の動作波形図。
【図３】図１の出力電圧ＶR4の波形歪を説明するための波形図。
【図４】この発明の全波整流回路の他の実施例を示す回路図。
【図５】従来の高周波用の全波整流回路の回路図。
【図６】図５の動作波形図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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