(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
音声信号をディジタル化するアナログ・ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という）と搬送波を所定出力に増幅する複数の電力増幅器と前記電力増幅器出力を合成する合成手段とを備え、前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタルデータに応じて、前記電力増幅器の個数あるいは出力を切り換えて、前記合成出力に振幅変調電力を得る振幅変調送信装置において、
前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタルデータから、Ａ／Ｄ変換に伴う不確定な雑音を取り除く雑音除去手段を備え、
前記雑音除去手段は、前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタルデータの現データと前データとの差分の大きさをディジタルデータの変化量として算出する変化量算出手段と、
該変化量算出手段により算出された変化量を所定値と比較し、変化量が所定値を超えているときは信号成分の変化と判定し、変化量が所定値以下の場合は雑音と判定する判定手段と、
該判定手段が信号成分の変化と判定したときは上記現データを出力し、前記判定手段が雑音と判定したときは上記前データによって現データを置き換える、出力選択手段と、を備えて構成されたことを特徴とする振幅変調送信装置。
【請求項２】
音声信号をディジタル化するアナログ・ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という）と搬送波を所定出力に増幅する複数の電力増幅器と前記電力増幅器出力を合成する合成手段とを備え、前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタルデータに応じて、前記電力増幅器の個数あるいは出力を切り換えて、前記合成出力に振幅変調電力を得る振幅変調送信装置において、
前記Ａ／Ｄ変換器から出力されるディジタル音声信号を前記振幅変調電力の設定出力値に従って調整する出力調整手段を備え、
前記出力調整手段は、任意の出力設定カーブに基づく前記振幅変調電力の設定出力値と出力調整量との対応関係を示す変換テーブルを備え、前記振幅変調電力の設定出力値に対応する出力調整量で前記ディジタル音声信号の出力を調整することを特徴とする振幅変調送信装置。
【請求項３】
音声信号をディジタル化する第１のアナログ・ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器という）と搬送波を所定出力に増幅する複数の電力増幅器と前記電力増幅器出力を合成する合成手段と、前記複数の電力増幅器に所定の電圧を供給する電源とを備え、前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタルデータに応じて、前記電力増幅器の個数あるいは出力を切り換えて、前記合成出力に振幅変調電力を得る振幅変調送信装置において、
前記電源電圧の変動にかかわらず振幅変調波の変調度及び平均電力を一定に保つように出力電力の補償を行う電力補償手段を備え、
前記電力補償手段は、前記電源の電圧をディジタル化する第２のＡ／Ｄ変換器と、
該第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル化された電源電圧データに基づいて、該電源電圧の定格電圧に対する変動量を演算する変動量演算手段と、
該変動量演算手段により演算された電源電圧の変動量に基づいて、前記第１のＡ／Ｄ変換器によりディジタル化されたデータを、所定の平均出力電力及び所定の変調度の振幅変調波を得る関係に変換するデータ変換手段と、を備えて構成されたことを特徴とする振幅変調送信装置。
【請求項４】
前記電源は、異なる電圧を有する複数の電源によって構成され、前記第２のＡ／Ｄ変換器、変動量演算手段及びデータ変換手段を前記電源毎に備えるように構成されたことを特徴とする請求項３に記載の振幅変調送信装置。
【請求項５】
前記電源は、安定化電源と非安定な電源とが混在した複数の電源によって構成され、前記第２のＡ／Ｄ変換器、変動量演算手段及びデータ変換手段を非安定な電源毎に備えるように構成されたことを特徴とする請求項３に記載の振幅変調送信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル信号処理による安定な振幅変調が行えるような振幅変調送信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
振幅変調送信装置には、ディジタル信号処理により直接振幅変調電力を発生させる方式の振幅変調送信装置があり、例えば搬送波の周波数が５３１〜１６０２ＫＨｚの中波ラジオ放送機等によく用いられている。
【０００３】
かかる中波ラジオ放送機に用いられている振幅変調送信装置では、まず、アナログ音声信号をローパスフィルタを通して入力してディジタル音声信号にＡ／Ｄ（アナログ−ディジタル）変換し、このディジタル音声信号により複数の電力増幅器を出力の重みづけに応じて切り換え、電力増幅器毎にディジタル音声信号により搬送波の振幅を制御し、各電力増幅器から出力された搬送波を合成し、高調波成分を取り除いてから最終的に合成された振幅変調波を出力する。
【０００４】
この振幅変調波の出力電力及び変調度を適正なレベルにするためには、調整が必要であり、従来の装置では、Ａ／Ｄ変換器の前のアナログ信号のＤＣバイアスを調整し、同時に変調度を適正に設定するためには入力アナログ信号レベルを変更する必要があった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、かかる従来の振幅変調送信装置では、以下のような不都合な点がある。
【０００６】
まず、第１に、入力されたアナログ音声信号の信号レベルが２つのディジタル値の変わり目になったとき、ディジタル値の１ビット分が確定せず、これがディジタル雑音となって現れる。このディジタル雑音の出現確率は、アナログ音声信号に微少な雑音が重畳している場合に、より高くなる。
【０００７】
ローパスフィルタの出力側に雑音が発生すると、この雑音は、音声周波数以上の周波数成分を含むため、各電力増幅器は、高い周波数の雑音で制御されることになる。このため、各電力増幅器は、過渡応答の悪い領域での動作を強いられることとなる。このような状態で、例えばＡ／Ｄ変換器の出力が、１６進数で７ＦＦから８００への変化点では、１２ビットの全てのビットに雑音の影響が現れる。ここで、過渡応答の悪い領域で多数の電力増幅器が切り換えられることになる。このため、本来の雑音による影響と、過渡応答による影響とが加わり、信号対雑音比の低下を招く。
【０００８】
第２に、出力の調整と、変調度の調整とは別になっている。そのため、出力電力の調整を行う毎に変調度の調整を行わなければならない。即ち、出力電力を調整する手段として、Ａ／Ｄ変換器の入力または、基準電圧入力に直流電圧を加算する方法では、例えば、前記Ａ／Ｄ変換器が１２ビットであり、前記Ａ／Ｄ変換器の入力電圧が５Ｖのときに前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタル値が最大の４０９５であり、無変調時の出力電力が１００Ｗに相当する前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタル値を１８５０とした場合、出力１０１Ｗのディジタル値は、（√１０１／√１００）×１８５０＝１８５９となり、１００Ｗ付近で１ＷあたりのＡ／Ｄ変換器入力換算電圧は、５／４０９５×（１８５９−１８５０）＝約１１ｍＶとなり、非常に微小電圧となる。このため、ＤＣバイアスは温度に対して電圧が変化しない安定度の良いものにするとともに、外部要因による変動を極力押さえる必要がある。また、出力電力の変化カーブは一義的にＤＣバイアス電圧の発生に依存するため、変化カーブの設定の自由度が少ないという問題があった。
【０００９】
また、ＤＣバイアスは音声信号の振幅電圧とは独立して動作するため、前記ＤＣバイアス電圧を変えると、出力における振幅変調波の変調度が変化してしまうという欠点がある。例えば、図２は１００Ｗ出力時に１００％振幅変調をしたときの変調波形を示す説明図であり、図３は出力が５０ＷになるようにＤＣバイアスを調整したときの振幅変調波の波形を示す説明図である。
このとき、出力電力を変えるためＤＣバイアスを調整すると変調度が変化してしまい、図３の例では過変調の状態になっていることを示している。したがって、ＤＣバイアスを調整することによる出力電力調整では、そのたびに変調度を一定にするため、音声信号の入力レベルを調整しなければならないという問題があった。
【００１０】
第３に、上述のように、電源電圧の変動による出力電力変動を吸収する手段として、Ａ／Ｄ変換器の入力または、基準電圧入力に電源電圧の変動を加減算する方法では、電源電圧の変動が音声信号の振幅電圧とは独立しているため、出力における振幅変調波の変調度が変化してしまうという問題がある。例えば、図４は定常電源電圧時における１００％振幅変調の変調波形であり、図５は電源電圧を＋１０％上昇させ、出力電力補償をしないときの１００％振幅変調波形である。図５の波形の電圧成分は図４に比べて１０％増加しているので、出力電力では電圧の二乗比例であるから２１％増加してしまう。図６は図５の状態を従来方法により出力電力補償をした場合の変調波形であり、変調度が変化し、過変調状態になってしまうことを示している。
【００１１】
また、複数の電力増幅器に供給する電圧が例えば、２００Ｖ非安定電源と１５Ｖ安定化電源から供給されている場合、入力電源電圧の変動は非安定電源の２００Ｖにのみ影響をする。そのため、従来方式のものでは、電源電圧の変動と振幅変調出力が完全な比例関係にはならず、変調波形歪みが発生する。
【００１２】
図７は、このことを示す説明図である。
この図７に示すように非安定電源の電圧が変動すると、出力された振幅変調波に歪みが生じている。
従って、所定の変調度及び出力電力が得られるように安定した振幅変調が行えるようにするためには、これらの不都合な点を解消する必要がある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明は以上の課題を解決するため、次の構成を採用する。
〈構成１〉
請求項１の発明に係る振幅変調送信装置は、音声信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換器と搬送波を所定出力に増幅する複数の電力増幅器と前記電力増幅器出力を合成する合成手段とを備え、前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタルデータに応じて、前記電力増幅器の個数あるいは出力を切り換えて、前記合成出力に振幅変調電力を得る振幅変調送信装置において、前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタルデータから、Ａ／Ｄ変換に伴う不確定な雑音を取り除く雑音除去手段を備えるようにした。
【００１４】
〈構成２〉
請求項２の発明に係る振幅変調送信装置では、前記雑音除去手段が、前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタルデータの現データと前データとの差分の大きさをディジタルデータの変化量として算出する変化量算出手段と、該変化量算出手段により算出された変化量を所定値と比較し、変化量が所定値を超えているときは信号成分の変化と判定し、変化量が所定値以下の場合は雑音と判定する判定手段と、
該判定手段が信号成分の変化と判定したときは上記現データを出力し、前記判定手段が雑音と判定したときは上記前データによって現データを置き換える、出力選択手段と、を備えて構成されている。
【００１５】
〈構成３〉
請求項３の発明に係る振幅変調送信装置は、音声信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換器と搬送波を所定出力に増幅する複数の電力増幅器と前記電力増幅器出力を合成する合成手段とを備え、前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタルデータに応じて、前記電力増幅器の個数あるいは出力を切り換えて、前記合成出力に振幅変調電力を得る振幅変調送信装置において、ディジタルデータを入力して前記振幅変調電力の平均値を設定する出力設定手段と、該出力設定手段のディジタルデータに対応して前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタルデータを変換するデータ変換手段とを備え、前記出力設定手段の設定値と前記振幅変調電力の平均値の関係を任意の出力設定カーブで設定するようにした。
【００１６】
〈構成４〉
請求項４の発明に係る振幅変調送信装置は、音声信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換器と搬送波を所定出力に増幅する複数の電力増幅器と前記電力増幅器出力を合成する合成手段と、前記複数の電力増幅器に所定の電圧を供給する電源とを備え、前記Ａ／Ｄ変換器の出力ディジタルデータに応じて、前記電力増幅器の個数あるいは出力を切り換えて、前記合成出力に振幅変調電力を得る振幅変調送信装置において、前記電源電圧の変動にかかわらず振幅変調波の変調度及び平均電力を一定に保つように出力電力の補償を行う電力補償手段を備えるようにした。
【００１７】
〈構成５〉
請求項５の発明に係る振幅変調送信装置では、前記電力補償手段が、前記電源の電圧をディジタル化する第２のＡ／Ｄ変換器と、該第２のＡ／Ｄ変換器によりディジタル化された電源電圧データに基づいて、該電源電圧の定格電圧に対する変動量を演算する変動量演算手段と、該変動量演算手段により演算された電源電圧の変動量に基づいて、前記第１のＡ／Ｄ変換器によりディジタル化されたデータを、所定の平均出力電力及び所定の変調度の振幅変調波を得る関係に変換するデータ変換手段と、を備えて構成されている。
【００１８】
〈構成６〉
請求項６の発明に係る振幅変調送信装置では、前記電源が、異なる電圧を有する複数の電源によって構成され、前記第２のＡ／Ｄ変換器、変動量演算手段及びデータ変換手段を各電源毎に備えるようにように構成されている。
【００１９】
〈構成７〉
請求項７の発明に係る振幅変調送信装置では、前記電源が、安定化電源と非安定な電源とが混在した複数の電源によって構成され、前記第２のＡ／Ｄ変換器、変動量演算手段及びデータ変換手段を非安定な電源毎に備えるように構成されている。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を具体例を用いて説明する。
〈具体例１〉
具体例１は、振幅変調送信装置において、アナログ音声信号のＡ／Ｄ変換に伴うディジタル雑音を取り除くようにしたものである。
【００２１】
図１は、本発明に係る振幅変調送信装置の具体例１の構成を示すブロック図である。
図１に示すように、入力端子ＩＮから出力端子ＯＵＴまで順次、ローパスフィルタ（以後、「ＬＰＦ」と記す）１１、Ａ／Ｄ変換器１２、雑音遮断器１３、切換器１４、電力増幅部１５、合成器１６及びバンドパスフィルタ（以後、「ＢＰＦ」と記す）１７が接続されている。
【００２２】
かかる振幅変調送信装置は、中波ラジオ放送機等に用いられ、以下の具体例では、その場合について説明する。但し、本発明はこれらの具体例に限定されるものではない。
【００２３】
以下、各構成について説明する。
電力増幅部１５は、搬送波をディジタル信号処理方式により処理して振幅変調電力を発生させるものである。ｎ（ｎ≧１）個の電力増幅器１５−１〜１５−ｎは、それぞれ別々に、切換器からの信号に応じて制御され、搬送波信号で励振されて高能率電力増幅する。各電力増幅器出力は、それぞれの重み付けにしたがって、次段の合成器１６によって直列加算されるように構成されている。
【００２４】
なお、振幅変調送信装置には、例えば２００Ｖ、１００Ｖ、１５Ｖというように、電力増幅器１５−１〜１５−ｎの出力レベルに応じて異なる電圧の電源（図示せず）が備えられ、この電源電圧が出力レベルに応じてそれぞれ、各電力増幅器１５−１〜１５−ｎに印加される。
【００２５】
ＬＰＦ１１は、アナログ音声信号の音声周波数以上をカットして音声周波数帯の信号のみを通過させるフィルタである。
Ａ／Ｄ変換器１２、雑音遮断器１３及び切換器１４には、搬送波に同期したサンプリング信号が入力される。
【００２６】
Ａ／Ｄ変換器１２は、サンプリング信号の周期でアナログ音声信号をサンプリングし、ディジタル音声信号に変換する。
雑音遮断器１３は、Ａ／Ｄ変換器１２によってＡ／Ｄ変換されたディジタル音声信号から不確定なディジタル雑音を取り除く雑音除去手段であり、その構成については後述する。
【００２７】
切換器１４は、サンプリング信号の周期で雑音遮断器１３から出力されたディジタル値に基づいて電力増幅器１５−１〜１５−ｎに対する切換制御信号を生成するものである。
【００２８】
合成器１６は、各電力増幅器１５−１〜１５−ｎによって高能率電力増幅された各電力増幅器からの電力を重み付け合成し、合成出力として振幅変調電力を得る合成手段である。
ＢＰＦ１７は、合成器１６により加算合成された振幅変調波から高調波成分を取り除き、最終的に送信する振幅変調波を出力するものである。
【００２９】
次に雑音遮断器１３の構成について説明する。
図８は、雑音遮断器１３の構成を示すブロック図である。
Ａ／Ｄ変換器１２には、Ｄ型フリップフロップ（以後、「ＤＦＦ」と記す。）２１，２２が順次接続されている。このＤＦＦ２１，２２は、サンプリング信号が入力されてディジタル音声信号をラッチし、次のサンプリング信号が入力されたときに、ラッチしたディジタル音声信号を出力する。ＤＦＦ２１，２２から出力されたディジタル音声信号が、それぞれ現データ、前データとなる。
【００３０】
減算器２３は、ＤＦＦ２１及びＤＦＦ２２から出力されたディジタル音声信号の現データと前データとを入力し、その差を演算する。
絶対値演算器２４は、減算器２３に接続され、減算器２３によって演算された現データと前データとの差の絶対値をディジタル音声信号の変化量として演算する。
この減算器２３と絶対値演算器２４とが変化量算出手段に相当する。
【００３１】
比較器２５は、所定値及び絶対値演算器２４によって演算された現データと前データとの差の絶対値を入力し、このディジタル音声信号の差の絶対値（ディジタル音声信号の変化量）と所定値とを比較してこのディジタル音声信号の変化が信号成分の変化なのか、Ａ／Ｄ変換に伴う不確定なディジタル雑音なのかを判定する判定手段である。なお、この所定値は、ディジタル雑音を判別できるように、ディジタル雑音のピーク値を予想して予め設定された値である。比較器２５は、ディジタル音声信号の変化量が所定値を超えたときは信号成分の変化と判定してデータ「０」（ローレベル）を出力し、超えなかったときはディジタル雑音と判定してデータ「１」（ハイレベル）を出力する。
【００３２】
インバータ２６はサンプリング信号を反転出力するものであり、ＡＮＤゲート２７は、比較器２５の比較結果に基づいてサンプリング信号の反転信号のＤＦＦ２２への入力を制御するゲートである。
【００３３】
セレクタ２８は、比較器２５の比較結果に応じてＤＦＦ２１又はＤＦＦ２２から出力されたディジタル音声信号を選択出力する出力選択手段であり、比較結果が「０」のときはＤＦＦ２１の出力値、即ちディジタル音声信号の現データを、「１」のときはＤＦＦ２２の出力値、即ちディジタル音声信号の前データを選択出力する。
【００３４】
〈動作〉
入力端子ＩＮから入力されたアナログ音声信号の音声周波数以上はＬＰＦ１１によって遮断され、音声周波数帯のアナログ音声信号がＡ／Ｄ変換器１２に入力される。このアナログ音声信号はサンプリング信号がＡ／Ｄ変換器１２に入力される毎にＡ／Ｄ変換器１２によってサンプリングされ、ディジタル音声信号に変換され、雑音遮断器１３に入力される。
【００３５】
なお、データの飛び越しを考慮してＡ／Ｄ変換器１２、雑音遮断器１３及び切換器１４に入力されるサンプリング信号の周波数をアナログ音声信号と比較して十分に高く設定しておく。
【００３６】
一般的な中波ラジオ放送機において用いられる音声信号は、５０Ｈｚ〜７．５ＫＨｚとして規定され、搬送波の帯域は５３１ＫＨｚ〜１６０２ＫＨｚとなっている。
【００３７】
例えば５０Ｈｚ程度の低い周波数では、変化がなだらかな変調の“山”あるいは“谷”で予想したディジタル雑音のピーク値に相当する値の分だけ、データの飛び越しが発生するが、サンプリング信号の周波数を音声信号と比較して十分高く設定しておけば、音声信号の周波数が低いときほど、一周期のサンプリング数が多くなり、データの飛び越しによる変調ひずみの影響は微小になる。
【００３８】
また、音声信号の周波数が高くなれば、逆に一周期のサンプリング数が少なくなり、変調の“山”あるいは“谷”におけるデータの変化量が大きくなるため、データの飛び越しは発生しない。
【００３９】
雑音遮断器１３では、サンプリング信号が入力される毎に、Ａ／Ｄ変換器１２によってサンプリングされたディジタル音声信号がＤＦＦ２１によってラッチされる。このＤＦＦ２１によってラッチされたディジタル音声信号は、その後、ＡＮＤゲート２７から「１」が出力されたときにＤＦＦ２２によってラッチされる。
【００４０】
ＤＦＦ２１及びＤＦＦ２２から出力されたディジタル音声信号は、減算器２３に入力され、ディジタル音声信号の現データと前データとの差が演算され、さらに絶対値演算器２４によりその絶対値が演算され、これによりディジタル音声信号の変化量が検出される。
【００４１】
このディジタル音声信号の変化量は、比較器２５により所定値と比較され、ディジタル音声信号の変化が信号成分の変化か、ディジタル雑音かが判定される。
前述のようにこの所定値は、ディジタル雑音のピーク値を予想して予め設定され、比較器２５による比較の結果、ディジタル音声信号の変化量が所定値を超えているときは、信号成分の変化と判定されて比較器２５から「０」が出力される。
このときは、ＤＦＦ２１から出力されたディジタル音声信号の現データがセレクタ２８により選択されて出力される。
【００４２】
次にアナログ音声信号が、Ａ／Ｄ変換するディジタル値のちょうど切り換わりレベルである場合、Ａ／Ｄ変換されたディジタル値の１ビットが不確定となり、この１ビットがディジタル雑音となって現れる。ディジタル音声信号の変化がディジタル雑音によるものであるときは、ディジタル音声信号の変化量は所定値を超えなくなる。
【００４３】
ディジタル音声信号の変化量が所定値を超えなかったときは、比較器２５から「１」が出力され、セレクタ２８はＤＦＦ２２側に切り換えられる。そして、ＤＦＦ２２によってラッチされたディジタル音声信号の前データがセレクタ２８により選択されて出力される。
【００４４】
なお、比較器２５から「０」が出力されたとき、インバータ２６の出力が「１」になってもＡＮＤゲート２７の出力は「０」となるので、ＤＦＦ２１から出力されたデータはＤＦＦ２２によってラッチされない。即ち、ディジタル雑音がＤＦＦ２２にラッチされることはなく、ＤＦＦ２２には信号成分のみがラッチされる。従って、比較器２５から「０」が出力されている間、ＤＦＦ２２からは信号成分のみがディジタル音声信号の前データとして継続して出力されることになる。
【００４５】
雑音遮断器１３から出力されたディジタル音声信号は切換器１４に入力され、このディジタル音声信号に基づいてサンプリング周期で切換制御信号が生成され、出力の重みづけに従ってこの切換制御信号により各電力増幅器１５−１〜１５−ｎの出力搬送波電力が切り換えられる。ディジタル音声データに応じて選択された電力増幅器の出力には、そのデータに応じた振幅の搬送波電力が出力され、切換え制御されたすべての電力増幅器の出力を合成器１６によって合成加算することにより合成出力として振幅変調電力が得られる。さらにＢＰＦ１７により高調波成分がカットされ、出力端子ＯＵＴから最終的な振幅変調波が出力される。
【００４６】
〈具体例１の効果〉
以上説明したように具体例１によれば、Ａ／Ｄ変換されたディジタル値の変化が小さいときは、Ａ／Ｄ変換に伴う不確定なディジタル雑音と判定してその出力が遮断され、ディジタル音声信号の前データが出力されるので、ディジタル雑音を効果的に除去することができる。
【００４７】
また、中波ラジオ放送機にこの振幅変調送信装置を用いた場合、この装置内での信号対雑音比の劣化を防止できる。
さらに雑音遮断器１３において、ディジタル雑音と判定されたときは、ＤＦＦ２２によってラッチされたデータが更新されないようになっているので、ディジタル雑音ではないと判定されるまで継続してディジタル音声信号の前データを出力することができる。
【００４８】
〈具体例２〉
具体例２は、Ａ／Ｄ変換されたディジタル音声信号を、予め設定された振幅変調波の出力電力ラインに従って変換するようにしたものである。
【００４９】
図９は、具体例２の構成を示すブロック図である。
具体例２では、Ａ／Ｄ変換器と切換部との間に出力調整器３１を接続する。なお、具体例１と同一要素については同一符号を付して説明は省略する。
【００５０】
この出力調整器３１は予め設定された振幅変調波の出力電力ラインに従ってディジタル音声信号を変換する出力調整手段である。そして、この出力調整器３１に例えばディジタル出力のロータリースイッチを接続し、ロータリースイッチからこの出力調整器３１に出力電力設定値をディジタル値で入力する。
【００５１】
図１０は出力調整器３１の構成を示す図である。
この図１０に示すように、出力調整器３１は電力に応じて出力を調整するための変換テーブルを記憶したＲＯＭ（リード・オンリー・メモリ）３２によって構成されている。
【００５２】
そして、ＲＯＭ３２への入力を上位アドレスと下位アドレスとに分け、ロータリースイッチからの出力電力設定値をＲＯＭ３２の上位アドレスとして入力し、Ａ／Ｄ変換器１２からのディジタル音声信号を下位アドレスとして入力する。
【００５３】
図１１はＲＯＭ３２に記憶されている変換テーブルの一例を示す説明図である。
図中、上欄はロータリースイッチから入力された出力電力設定値を示し、右欄はＡ／Ｄ変換器１２から入力されたディジタル音声信号を示し、変換テーブル内の数値は変換後のディジタル音声信号を示す。
なお、具体例２では、ディジタル音声信号を１２ビットのオフセットバイナリデータ、出力電力設定値を５ビットのバイナリデータとして説明する。
【００５４】
〈動作〉
アナログ音声信号は、Ａ／Ｄ変換器１２により１２ビットのディジタル音声信号に変換され、このディジタル音声信号は、出力調整器３１のＲＯＭ３２に下位アドレスとして入力される。また、出力電力設定値は、ロータリースイッチからＲＯＭ３２に上位アドレスとして５ビットのバイナリデータで入力される。
そしてディジタル音声信号に対して、図１１に示すような変換テーブルに基づいて出力の調整が行われる。
【００５５】
ディジタル音声信号は１２ビットなので、図１１に示すように下位アドレスは４０９６ステップとなる。従って、ディジタル音声信号の中央値“２０４７”が無信号時の入力値となり、ディジタル音声信号はこの中央値“２０４７”を中心としてディジタル値“０”から“４０９５”の範囲内で変化する。
【００５６】
また、出力電力設定値は５ビットなので、０〜３１までの３２ステップとなる。
このＲＯＭ３２の変換テーブルは、例えば１００Ｗ出力時の出力電力設定値を“３１”としてこの出力電力設定値に対し、変換後のディジタル値が比例するように設定される。
【００５７】
この変換テーブルに基づいて、出力電力を１００Ｗに設定するときは、ロータリースイッチを回して外部から出力調整器３１に出力電力設定値“３１”を入力する。
【００５８】
この出力電力設定値“３１”が入力されたとき、ディジタル音声信号の中央値“２０４７”は“１８５０”に変換され、１００％振幅変調時の最大値は“３７００”となり、最小値は“０”となる。これにより、ディジタル音声信号は“０”から“３７００”の範囲で振幅することになる。
【００５９】
同様に、１００Ｗ出力時の出力電力設定値を“３１”として出力電力設定値が“１０”に設定されたとき、ディジタル音声信号の中央値“２０４７”は“１０００”に変換され、１００％振幅変調時の最大値は“２０００”となり、最小値は“０”となる。
【００６０】
ここで、出力電力はこのディジタル値の２乗に比例するから、変換されたディジタル値が“１０００”のときの出力電力Ｗは、
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になる。
【００６１】
このように、ディジタル音声信号の中央値の変換は無変調時の出力電力の決定を意味し、従来技術におけるＡ／Ｄ変換器の入力にバイアス電圧を加算したのと同じになる。
また、出力電力設定値に対して、変換するディジタル値が比例するように変換テーブルが設定されているので、出力電力を変えても変調度は変化しない。
【００６２】
このように出力調整されたディジタル音声信号は出力調整器３１から切換器１４に入力され、具体例１と同様に切換器１４により制御信号に変換され、電力増幅部１５において、高能率増幅によって制御信号に応じた搬送波電力を出力し、合成器１６による重み付け直列加算され、ＢＰＦ１７によって高調波成分がカットされたのち、最終的な振幅変調波が出力端子ＯＵＴから出力される。
【００６３】
〈具体例２の効果〉
以上説明したように具体例２によれば、Ａ／Ｄ変換されたディジタル音声信号を出力電力設定値に基づいて変換し、出力調整するようにしたので、所望の出力電力に調整することができる。
【００６４】
また、調整に起因する変調度の変化をなくすこともできる。
このため、特にかかる振幅変調送信装置を中波ラジオ放送機に用いた場合、調整が簡便となるとともに、温度、外部要因等に対し、出力を安定化させることができる。
【００６５】
また、出力電力設定値をディジタル出力のロータリースイッチを用いて入力するようにしたので、所望の出力電力設定値を遠隔操作により容易に設定することができる。
【００６６】
また、どの出力電力設定値に設定しても、ディジタル音声信号に対して変換値が比例するように変換テーブルを設定したので、変調度を変化させずに出力電力を変えることもできる。
【００６７】
なお、所望のカーブに従って出力電力設定値を設定することもできる。
図１２は、出力電力設定値の設定例を示す説明図である。
図１２に示すように出力電力設定値を５ビットで設定すると、出力電力設定値はこの変換カーブに従って“０”から“３１”の数値範囲で設定される。
【００６８】
〈具体例３〉
具体例３は、ディジタル音声信号を所定の電源電圧に応じて出力レベルを調整するようにしたものである。
【００６９】
図１３は、具体例３の構成を示すブロック図である。
具体例３では、図１３に示すようにＡ／Ｄ変換器１２と切換器１４との間に電力補償手段としての電力補償部４１を介装し、電力補償部４１に電源電圧を入力する。
【００７０】
図１４は電力補償部４１の構成を示すブロック図である。
Ａ／Ｄ変換器４２は、電力増幅部１５の電源電圧を入力してこの電源電圧をディジタル値に変換するものである。なお、Ａ／Ｄ変換器１２，４２がそれぞれ第１のＡ／Ｄ変換器、第２のＡ／Ｄ変換器に相当する。
【００７１】
演算器４３は、Ａ／Ｄ変換器４２によってＡ／Ｄ変換された電源電圧に基づいて電源電圧の変動量を演算する変動量演算手段である。
ＲＯＭ４４は、Ａ／Ｄ変換器４２からディジタル音声信号を下位アドレスとして入力し、Ａ／Ｄ変換器４２から電源電圧の変動分を上位アドレスとして入力し、出力電力の補償を行うための制御信号を出力するデータ変換手段である。
【００７２】
図１５は、ＲＯＭ４４に記憶されている変換テーブルの一例を示す説明図である。
図中、上欄は電源電圧の変動量のディジタル値を示し、左欄はＡ／Ｄ変換器１２から入力されたディジタル音声信号を示し、変換テーブル内の数値は変換後のディジタル音声信号を示す。具体例３では、具体例２と同様にディジタル音声信号を１２ビットのオフセットバイナリデータとして説明する。その変換内容については後述する。
なお、具体例１と同一要素については同一符号を付して説明は省略する。
【００７３】
〈動作〉
電力増幅部１５の電源電圧はＡ／Ｄ変換器４２によってＡ／Ｄ変換され、このディジタル化された電源電圧に基づいて定格電圧に対する変動量が演算器４３により演算される。
【００７４】
具体例３では、電源電圧が２００Ｖ±２０Ｖ（１０％）であって、この電源電圧の変動量を７ビットのバイナリデータに変換するものとする。即ち、電源電圧が２００Ｖ±２０Ｖであるときは、その最大変動量は±２０Ｖとなり、電源電圧が１８０Ｖのとき、その変動量は“０”、電源電圧が２２０Ｖのときは、その変動量は“１２７”として演算される。即ち、実際の電源電圧の変動量は０〜１２７の範囲内のディジタル値で表される。
【００７５】
電源電圧の変動量のディジタル値１ステップあたりの出力電力Ｖstepは、電源電圧の最大変動量が４０Ｖとなるから、
Ｖstep＝４０Ｖ／１２７＝約０．３１５Ｖ
となり、これにより約０．３１５Ｖステップで出力電力の補償が行われる。
【００７６】
また、電源電圧２００Ｖで１００Ｗ付近における１ステップあたりの電力Ｗstepは、
0004095202.tif 000003
となる。
【００７７】
電源電圧が定格電圧２００Ｖのときは、電源電圧の変動量は“６３”となる。このとき、ディジタル音声信号の中央値“２０４７”はデータ“Ｂ２０４７”に変換される。
電源電圧が１８０Ｖのときは、電源電圧の変動量は“０”となる。このとき、ディジタル音声信号の中央値“２０４７”はデータ“Ａ２０４７”が変換される。
同様にして電源電圧が２２０Ｖのときは、電源電圧の変動量は“１２７”となり、ディジタル音声信号の中央値“２０４７”はデータ“Ｃ２０４７”に変換される。
【００７８】
このように変換されたデータは電力補償部４１から切換器１４に出力され、このデータに基づいて切換器１４により各電力増幅器１５−１〜１５−ｎが切り換えられる。
【００７９】
そして、例えばデータが“Ｂ２０４７”のときは、電源電圧が２００Ｖで変調度が変わることなく、しかも１００％変調時の出力電力１００Ｗが得られるように各電力増幅器１５−１〜１５−ｎが切り換えられる。
【００８０】
同様にしてデータが“Ａ２０４７”のときは、このデータ“Ａ２０４７”によって１００Ｗの出力が得られるような後段の電力増幅器１５−１〜１５−ｎの組み合わせが指示され、電源電圧が１８０Ｖであっても変調度及び出力電力が一定の変調波が得られるようになる。
【００８１】
同様にしてデータが“Ｃ２０４７”のときは、電源電圧が２２０Ｖ時、変調度及び出力電力を一定に保ったままで振幅変調波が得られるように各電力増幅器１５−１〜１５−ｎが切り換えられる。
【００８２】
そして具体例１と同様に電力増幅部１５において、高能率増幅によって制御信号に応じた搬送波電力を出力し、合成器１６による重み付け直列加算され、ＢＰＦ１７によって高調波成分がカットされたのち、最終的な振幅変調波が出力端子ＯＵＴから出力される。
【００８３】
〈具体例３の効果〉
以上説明したように具体例３によれば、電源電圧の変動量に基づいて、振幅変調波の出力補償を行うようにしたので、電源電圧が変化しても変調度を変化させずに出力電力を一定に保つことができ、特に中波ラジオ放送機として本装置を用いれば、中波ラジオ放送機の性能が向上する。
【００８４】
なお、具体例３では、２００Ｖの電源電圧に対して電力補償を行う場合について説明したが、振幅変調送信装置では、前述のように複数の電源電圧が混在しており、この場合、各電源電圧に対してこのような電力補償を行うようにすればよい。
【００８５】
例えば、１５Ｖ、１００Ｖ、２００Ｖの電源が混在している場合、１５Ｖ、１００Ｖ、２００Ｖの電源電圧に対し、電力補償部を備えるようにする。
このうち、１５Ｖの電源が安定化電源であり、１００Ｖ、２００Ｖの電源が非安定の電源である場合、１００Ｖ、２００Ｖの電源電圧に対してこのような電力補償を行うこともできる。
【００８６】
このように構成すれば、非安定な電源の電圧に変動があった場合でも、変調直線性を損なわないように補償することが可能となり、かつ各電源電圧が独立に変動しても、変調度及び出力電力を一定に保つことができるので、このような電源の電圧変動に起因する波形歪みを防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る振幅変調送信装置の具体例１の構成を示すブロック図である。
【図２】従来の１００Ｗ／１００％変調時の変調波形を示す説明図である。
【図３】従来の５０Ｗ／１００％変調時の変調波形を示す説明図である。
【図４】定常電源電圧における１００％変調時の変調波形を示す説明図である。
【図５】従来の電源電圧＋１０％上昇時における１００％変調時の変調波形を示す説明図である。
【図６】電源電圧が定常電圧よりも１０％上昇したときに従来の方法により出力電力補償をした場合の１００％振幅変調時の変調波の波形を示す説明図である。
【図７】非安定電源が混在している場合に、電源電圧が変動したときの振幅変調波の出力を説明するための説明図である。
【図８】具体例１の雑音遮断器の構成を示すブロック図である。
【図９】本発明に係る振幅変調送信装置の具体例２の構成を示すブロック図である。
【図１０】具体例２の出力調整器の構成を示すブロック図である。
【図１１】具体例２のＲＯＭに記憶されている変換テーブルの一例を示す説明図である。
【図１２】具体例２の出力電力設定値の設定例を説明するための説明図である。
【図１３】本発明に係る振幅変調送信装置の具体例３の構成を示すブロック図である。
【図１４】具体例３の電力補償部の構成を示すブロック図である。
【図１５】具体例３のＲＯＭに記憶されている変換テーブルの一例を示す説明図である。
【符号の説明】
１２，４２  Ａ／Ｄ変換器
１３  雑音遮断器
１５  電力増幅部
２３  減算器
２４  絶対値演算器
２５  比較器
２８  セレクタ
３１  出力調整器
３２，４４  ＲＯＭ
４１  電力補償部
４３  演算器
【図１】
0004095202.tif 000004
【図２】
0004095202.tif 000005
【図３】
0004095202.tif 000006
【図４】
0004095202.tif 000007
【図５】
0004095202.tif 000008
【図６】
0004095202.tif 000009
【図７】
0004095202.tif 000010
【図８】
0004095202.tif 000011
【図９】
0004095202.tif 000012
【図１０】
0004095202.tif 000013
【図１１】
0004095202.tif 000014
【図１２】
0004095202.tif 000015
【図１３】
0004095202.tif 000016
【図１４】
0004095202.tif 000017
【図１５】
0004095202.tif 000018