(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数の基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応するサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号及び前記検出対象位置に対応するコサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号を出力する位置センサから、該第１の交流出力信号及び第２の交流出力信号が入力され、該入力された信号に基づいて生成した測定用信号の前記基準交流信号に対する位相差を検出する、位置検出用の位相差検出装置であって、
前記第１及び第２の交流出力信号に基づき、前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して正方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して負方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを、前記測定用信号として、生成する回路と、
前記基準交流信号と前記第１の電気的交流信号との電気的位相差を測定し、正の検出対象位置成分（＋θ）のみならず誤差成分（ｄ）も含んでいる第１の位相データを求める手段と、
前記基準交流信号と前記第２の電気的交流信号との電気的位相差を測定し、負の検出対象位置成分（−θ）のみならず上記と同じ誤差成分（ｄ）も含んでいる第２の位相データを求める手段と、
前記第１の位相データと第２の位相データとを加算又は減算することに基づき、前記誤差成分（ｄ）を除去した前記検出対象位置成分（θ）に対応する位置検出データを算出する手段と
を備える位相差検出装置。
【請求項２】
前記回路は、
前記第１及び第２の交流出力信号の一方の電気的位相を９０度ずらす位相シフト回路と、
前記位相シフト回路の出力信号と前記第１及び第２の交流出力信号の他方とを加算することにより、前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して正及び負の一方向にシフトされた電気的位相角を持つ前記第１の電気的交流信号を合成する回路と、
前記位相シフト回路の出力信号と前記第１及び第２の交流出力信号の他方とを減算することにより、同じ前記検出対象位置に対応して正及び負の他方向にシフトされた電気的位相角を持つ前記第２の電気的交流信号を合成する回路と
を含む請求項１に記載の位相差検出装置。
【請求項３】
前記位置検出データを算出する手段が、
前記第１及び第２の位相データを加算することに基づき前記誤差成分（ｄ）を示す誤差データを得る手段と、
前記第１及び第２の位相データの一方のデータから前記誤差データを取り除く演算を行なうことにより、前記位置検出データを得る手段
とを含む請求項１又は２に記載の位相差検出装置。
【請求項４】
前記位置検出データを算出する手段は、前記第１及び第２の位相データを減算することに基づき前記検出対象位置成分（θ）に対応する位置検出データを算出するものである請求項１又は２に記載の位相差検出装置。
【請求項５】
前記第１の電気的交流信号のゼロクロスと第２の電気的交流信号のゼロクロスとが一致することを検出する手段と、
前記第１及び第２の電気的交流信号のゼロクロスが一致したことが検出されたとき、前記基準交流信号に対する前記第１及び第２の電気的交流信号の少なくとも一方の電気的位相ずれに基づくデータを誤差データとして保持する保持手段とを更に具え、
前記位置検出データを算出する手段は、少なくとも前記検出対象が動いているときに前記保持手段に保持された前記誤差データを用いて、前記電気的交流信号における電気的位相ずれに基づく前記位置検出データを修正する手段を含むものである
請求項１に記載の位相差検出装置。
【請求項６】
所定周波数の基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応するサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号及び前記検出対象位置に対応するコサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号を出力する位置センサから、該第１の交流出力信号及び第２の交流出力信号が入力され、該入力された信号に基づいて生成した測定用信号の前記基準交流信号に対する位相差を検出する位置検出用の位相差検出装置であって、
前記第１及び第２の交流出力信号の一方の電気的位相を９０度ずらす位相シフト回路と、
前記位相シフト回路の出力信号と前記第１及び第２の交流出力信号の他方とを加算又は減算することにより、前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して位相シフトされた電気的位相角であって検出対象位置成分（θ）と誤差成分（ｄ）を含む電気的位相角を持つ電気的交流信号を合成する回路と、
前記第１の交流出力信号と第２の交流出力信号の両者のゼロクロス検出信号をオア合成することに基づき、誤差成分（ｄ）を含む基準位相信号を形成する回路と、
前記基準位相信号に対する前記電気的交流信号の電気的位相ずれを測定することに基づき、前記誤差成分（ｄ）を除去した前記検出対象位置成分（θ）に対応する位置検出データを得る手段と
を具備する位相差検出装置。
【請求項７】
所定周波数の基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応するサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号及び前記検出対象位置に対応するコサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号を出力する位置センサから、該第１の交流出力信号及び第２の交流出力信号が入力され、該入力された信号に基づいて生成した測定用信号の前記基準交流信号に対する位相差を検出する位置検出用の位相差検出装置であって、
前記第１及び第２の交流出力信号の一方の電気的位相を９０度ずらす位相シフト回路と、
前記位相シフト回路の出力信号と前記第１及び第２の交流出力信号の他方とを加算及び減算することにより、前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して正及び負の方向に夫々位相シフトされた電気的位相角を持つ第１及び第２の電気的交流信号を夫々合成する回路と、
前記第１の電気的交流信号のゼロクロスと第２の電気的交流信号のゼロクロスとが一致することを検出する手段と、
前記基準交流信号に対する前記第１及び第２の電気的交流信号の少なくとも一方の電気的位相差を測定して検出対象位置成分（θ）と誤差成分（ｄ）を含む位相データを求める位相測定手段と、
前記第１及び第２の電気的交流信号のゼロクロスが一致したことが検出されたとき、前記位相測定手段により測定された位相データに基づくデータを誤差データとして保持する保持手段と、
前記保持手段に保持された前記誤差データを用いて前記位相測定手段で測定された位相データを修正することにより、前記誤差成分（ｄ）を除去した前記検出対象位置成分（θ）に対応する位置検出データを得る手段と
を具備する位相差検出装置。
【請求項８】
所定周波数の基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応してサイン関数値及びコサイン関数値からなる振幅値によって夫々振幅変調された複数の交流出力信号を出力する位置検出手段と、
前記複数の交流出力信号に基づき、前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して正方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して負方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを生成する回路と、
前記基準交流信号と前記第１の電気的交流信号との電気的位相差を測定し、正の検出対象位置成分（＋θ）のみならず誤差成分（ｄ）も含んでいる第１の位相データを求める手段と、
前記基準交流信号と前記第２の電気的交流信号との電気的位相差を測定し、負の検出対象位置成分（−θ）のみならず上記と同じ誤差成分（ｄ）も含んでいる第２の位相データを求める手段と、
前記第１の位相データと第２の位相データとを加算又は減算することに基づき、前記誤差成分（ｄ）を除去した前記検出対象位置成分（θ）に対応する位置検出データを算出する手段と
を具えた位置検出システム。
【請求項９】
前記第１及び第２の位相データの差に基づき温度検出データを得る手段を更に備えた請求項８に記載の位置検出システム。
【請求項１０】
所定周波数の基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応してサイン関数値及びコサイン関数値からなる振幅値によって夫々振幅変調された第１及び第２の交流出力信号を出力する位置検出手段と、
前記第１及び第２の交流出力信号の一方の電気的位相を９０度ずらす位相シフト回路と、
前記位相シフト回路の出力信号と前記第１及び第２の交流出力信号の他方とを加算又は減算することにより、前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して位相シフトされた電気的位相角であって検出対象位置成分（θ）と誤差成分（ｄ）を含む電気的位相角を持つ検出交流信号を合成する演算回路と、
前記第１の交流出力信号と第２の交流出力信号の両者のゼロクロス検出信号をオア合成することに基づき、誤差成分（ｄ）を含む基準位相信号を形成する回路と、
前記基準位相信号に対する前記演算回路から出力される前記検出交流信号の電気的位相ずれを測定することに基づき、前記誤差成分（ｄ）を除去した前記検出対象位置成分（θ）に対応する位置検出データを得る回路と
を具えた位置検出システム。
【請求項１１】
所定周波数の基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応するサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号及び前記検出対象位置に対応するコサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号を出力する位置センサから、前記第１及び第２の交流出力信号を受信するステップと、
前記第１及び第２の交流出力信号に基づき、前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して正方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号を生成するステップと、
前記第１及び第２の交流出力信号に基づき、同じ前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して負方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号を生成するステップと、
前記基準交流信号と前記第１の電気的交流信号との電気的位相差を測定し、正の検出対象位置成分（＋θ）のみならず誤差成分（ｄ）も含んでいる第１の位相データを求めるステップと、
前記基準交流信号と前記第２の電気的交流信号との電気的位相差を測定し、負の検出対象位置成分（−θ）のみならず誤差成分（ｄ）も含んでいる第２の位相データを求めるステップと、
前記第１の位相データと第２の位相データとを加算又は減算することに基づき、前記誤差成分（ｄ）を除去した前記検出対象位置成分（θ）に対応する位置検出データを算出するステップと
を具えた位置検出方法。
【請求項１２】
所定周波数の基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応するサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号及び前記検出対象位置に対応するコサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号を出力する位置センサから、前記第１及び第２の交流出力信号を受信するステップと、
前記第１及び第２の交流出力信号に基づき、前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して正方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号を生成するステップと、
前記第１及び第２の交流出力信号に基づき、同じ前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して負方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号を生成するステップと、
前記基準交流信号に対する前記第１及び第２の電気的交流信号の少なくとも一方の電気的位相差を測定して検出対象位置成分（θ）と誤差成分（ｄ）を含む位相データを求めるステップと、
前記第１の電気的交流信号のゼロクロスと第２の電気的交流信号のゼロクロスとが一致することを検出するステップと、
前記第１及び第２の電気的交流信号のゼロクロスが一致したことが検出されたとき、前記位相データに基づくデータを誤差データとして保持するステップと、
少なくとも前記検出対象が動いているときに、前記保持された前記誤差データを用いて前記位相データを修正することにより、前記誤差成分（ｄ）を除去した前記検出対象位置成分（θ）に対応する位置検出データを得るステップと
を具えた位置検出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、レゾルバあるいはシンクロのような回転位置検出器、あるいはそれと同様の位置検出原理に従う直線位置検出器など、回転位置及び直線位置のどちらについても適用できる位置検出のための位相差検出装置及び位置検出システム並びに方法に関し、特に電気的位相差に基づきアブソリュート位置検出を行なう技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導型の回転位置検出器として、１相励磁入力で２相出力（サイン相とコサイン相の出力）を生じるものは「レゾルバ」として知られており、１相励磁入力で３相出力（１２０度ずれた３相）を生じるものは「シンクロ」として知られている。最も古いタイプの在来型のレゾルバは、ステータ側に９０度の機械角で直交する２極（サイン極とコサイン極）の２次巻線を配し、ロータ側に１次巻線を配したものである（１次と２次の関係は逆も可）。このようなタイプのレゾルバはロータの１次巻線に電気的にコンタクトするためのブラシを必要としているので、これが欠点となっている。これに対して、ブラシを不要としたブラシレス・レゾルバの存在も知られている。ブラシレス・レゾルバは、ロータ側においてブラシに代わる回転トランスを設けたものである。
【０００３】
１相励磁入力で２相出力を生じるレゾルバを用いて、位置検出データをディジタルで得る検出システムとして、Ｒ／Ｄコンバータの存在が古くから知られている。図６は、そのようなＲ／Ｄコンバータにおける検出システムを例示するブロック図である。センサ部１としてレゾルバが用いられており、検出回路部２から発生された１相の励磁信号（例えば、−cosωｔ）を１次巻線Ｗ１に与え、２相の各２次巻線Ｗ２ｓ，Ｗ２ｃの出力信号を検出回路部２に入力する。各相２次巻線Ｗ２ｓ，Ｗ２ｃの出力信号は、ロータの回転角θに対応するサイン値 sinθとコサイン値 cosθを振幅係数に持つ誘導信号であり、例えば、それぞれ「sinθ・sinωｔ」及び「cosθ・sinωｔ」で表わせる。検出回路部２では、順次位相発生回路３から位相角φのディジタルデータを発生し、サイン・コサイン発生回路４から該位相角φに対応するサイン値sinφとコサイン値cosφのアナログ信号を発生する。乗算器５では、センサ部１からのサイン相出力信号「sinθ・sinωｔ」に対してサイン・コサイン発生回路４からのコサイン値cosφを乗算し、「cosφ・sinθ・sinωｔ」を得る。もう一方の乗算器６では、センサ部１からのコサイン相出力信号「cosθ・sinωｔ」に対してサイン・コサイン発生回路４からのサイン値sinφを乗算し、「sinφ・cosθ・sinωｔ」を得る。引算器７で、両乗算器５，６の出力信号の差を求め、この引算器７の出力によって順次位相発生回路３の位相発生動作を次のように制御する。すなわち、順次位相発生回路３の発生位相角φを最初は０にリセットし、以後順次増加していき、引算器７の出力が０になったとき増加を停止する。引算器７の出力が０になるのは、「cosφ・sinθ・sinωｔ」＝「sinφ・cosθ・sinωｔ」が成立したときであり、すなわち、φ＝θが成立し、順次位相発生回路３から位相角φのディジタルデータが回転角θのディジタル値に一致している。従って、この検出システムにおいては、任意のタイミングで周期的にリセットトリガを与えて順次位相発生回路３の発生位相角φを０にリセットして、該位相角φのインクメントを開始し、引算器７の出力が０になったとき、該インクメントを停止し、検出角度θのディジタルデータを得る。
【０００４】
一方、レゾルバの励磁方式を、２相励磁入力で１相出力を生じるように変更して、回転角度θに応じた電気的位相ずれ角を含む出力信号を得ることにより、検出角度θのディジタルデータを得る方式も知られている。図７はそのような位相差検出システムを例示するものである。センサ部１としてレゾルバが用いられており、検出回路部８から発生された２相の励磁信号（例えばsinωｔと−cosωｔ）を１次巻線Ｗ１ｓ，Ｗ１ｃに夫々与え、１相の２次巻線Ｗ２の出力信号を検出回路部８に入力する。２次巻線Ｗ２の出力信号は、ロータの回転角θに対応する電気的位相ずれ角θを持つ誘導信号であり、例えば、便宜上sin（ωｔ−θ）で表わせる。検出回路部８では、カウンタ９で所定の高速クロックパルスＣＫをカウントし、そのカウント値を瞬時位相値としてサイン・コサイン発生回路１０から励磁用のサイン信号sinωｔとコサイン信号−cosωｔを発生し、センサ部１の各１次巻線Ｗ１ｓ，Ｗ１ｃに夫々与える。検出回路部８では、２次巻線Ｗ２の出力信号sin（ωｔ−θ）をゼロクロス検出回路１１に入力し、その０位相角に応じてラッチパルスＬＰをラッチ回路１２に与える。ラッチ回路１２では、カウンタ９のカウント値をラッチパルスＬＰのタイミングでラッチする。カウンタ９のモジュロ数は、励磁用のサイン信号sinωｔの１周期に対応しており、そのカウント値の０は、該サイン信号sinωｔの０位相に対応している。従って、出力信号sin（ωｔ−θ）の０位相に対応してラッチしたラッチ回路１２の内容は、該サイン信号sinωｔの０位相から出力信号sin（ωｔ−θ）の０位相までの位相ずれ角θに一致している。このような位相差検出システムの具体例は、例えば、米国特許第４，７５４，２２０号や、米国特許第４，２９７，６９８号などにおいても同様のものが示されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、センサ部１の巻線は、周辺環境の温度変化の影響を受けてそのインピーダンスが変化し、２次側に誘導される交流信号の電気的位相が該温度変化に応じて微妙に変動する。また、センサ部１と検出回路部２又は８との間の配線長の長短や各種の回路動作遅れなど、その他の種々の、検出対象位置以外の要因の影響を受けて、検出回路部２又は８の側において受信される誘導交流信号の電気的位相が変動する。このような温度変化等の、検出対象位置以外の要因に基づく位相変動分を便宜上「±ｄ」で示すと、図６に示したような前者の検出システムにおいては、引算器７における演算内容は、「cosφ・sinθ・sin（ωｔ±ｄ）−sinφ・cosθ・sin（ωｔ±ｄ）」となり、変動分「±ｄ」が事実上相殺されて、検出精度に対して全く影響を与えないことが分かる。従って、図６に示したような前者の検出システムは、周辺環境の温度変化の影響を受けない、精度のよいシステムであることが理解できる。しかし、その反面、この検出システムにおいては、任意のタイミングで周期的にリセットトリガを与えて順次位相発生回路３の発生位相角φを０にリセットして、該位相角φのインクメントを開始し、引算器７の出力が０になったとき、該インクメントを停止し、検出角度θのディジタルデータを得るようにした、いわば逐次的なインクメント方式であるため、リセットトリガが与えられたときからφがθに一致するまでの時間待ちをすることが要求されるものであり、高速応答性に乏しいという欠点がある。
【０００６】
一方、図７に示したような後者の検出システムにおいては、温度変化等の、検出対象位置以外の要因に基づく位相変動分「±ｄ」に応じて、２次巻線の出力信号は、sin（ωｔ±ｄ−θ）となり、ゼロクロス検出回路１１で検出される０位相点は、本来のsin（ωｔ−θ）の場合の０位相点よりも、「±ｄ」だけずれることになる。従って、ラッチ回路１２でラッチされるデータは、本来のθに対応するデータではなく、「±ｄ−θ」に対応する値となってしまい、変動分「±ｄ」が検出誤差としてそっくり顕在化してしまう、という重大な問題点がある。その反面、ラッチパルスＬＰに応じて検出角度に対応するデータを即座にラッチすることができるので、高速応答性に優れているという利点があるが、上記のような温度変化等の、検出対象位置以外の要因に基づく、誤差は致命的である。
この発明は上述の点に鑑みてなされたもので、温度変化等によるセンサ側のインピーダンス変化や、その他の検出対象位置以外の要因に基づく位相変動の影響を受けることなく高精度の位置検出が可能であり、かつ、高速応答性にも優れた、位置検出用の位相差検出装置及び位置検出システムを提供しようとするものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る位置検出用の位相差検出装置は、所定周波数の基準交流信号によって励磁され、検出対象位置に対応するサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号及び前記検出対象位置に対応するコサイン関数値を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号を出力する位置センサから、該第１の交流出力信号及び第２の交流出力信号が入力され、該入力された信号に基づいて生成した測定用信号の前記基準交流信号に対する位相差を検出する、位置検出用の位相差検出装置であって、前記第１及び第２の交流出力信号に基づき、前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して正方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号と、同じ前記検出対象位置に対応して前記基準交流信号に対して負方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号とを、前記測定用信号として、生成する回路と、前記基準交流信号と前記第１の電気的交流信号との電気的位相差を測定し、正の検出対象位置成分（＋θ）のみならず誤差成分（ｄ）も含んでいる第１の位相データを求める手段と、前記基準交流信号と前記第２の電気的交流信号との電気的位相差を測定し、負の検出対象位置成分（−θ）のみならず上記と同じ誤差成分（ｄ）も含んでいる第２の位相データを求める手段と、前記第１の位相データと第２の位相データとを加算又は減算することに基づき、前記誤差成分（ｄ）を除去した前記検出対象位置成分（θ）に対応する位置検出データを算出する手段とを備えることを特徴とする。
以下で説明する実施例において、位相差検出装置は、検出対象位置（ｘ）に対応するサイン関数値（sinθ）を振幅係数として振幅変調された第１の交流出力信号（sinθ・sinωｔ）及び前記検出対象位置（ｘ）に対応するコサイン関数値（cosθ）を振幅係数として振幅変調された第２の交流出力信号（cosθ・sinωｔ）を出力する位置センサ（１０）から、該第１の交流出力信号及び第２の交流出力信号を入力する入力手段と、前記入力手段によって入力した前記第１の交流出力信号の電気的位相を所定角度（π／２）ずらしたもの（sinθ・cosωｔ）と前記第２の交流出力信号（cosθ・sinωｔ）とを加算又は減算することにより、前記検出対象位置に対応する電気的位相角を持つ少なくとも１つの電気的交流信号（sin（ωｔ＋θ））を合成する電気的回路手段（１４，１５，１６）と、前記電気的回路手段で合成した前記少なくとも１つの電気的交流信号における電気的位相ずれを測定することに基づき前記検出対象位置に対応する位置検出データ（θ）を得る演算手段（１７，１８，１９，２０，２１，２２；１８，２０，４１，４２，４３，４４，４５）とを具えたことを特徴とする。なお、ここで、括弧内に示した符号は、後述する実施例における対応する信号や回路等を参考のために付記したものである。
【０００８】
検出対象位置（ｘ）に対応して異なる２つの関数値に従って振幅変調された２つの交流出力信号（sinθ・sinωｔ及びcosθ・sinωｔ）を出力する位置センサ（１０）は、例えばレゾルバのように、公知である。本発明では、このような公知の位置センサ（１０）の出力信号（つまり検出対象位置に応じた位相変調がなされていない出力信号）を入力して、位相差検出を行なうことができるようにして、位相差検出に基づくアブソリュート位置検出を行なうことができるようにしたことを特徴としている。
【０００９】
すなわち、位置センサ（１０）から入力した前記第１の交流出力信号の電気的位相を所定角度ずらしたもの（sinθ・cosωｔ）と前記第２の交流出力信号（cosθ・sinωｔ）とを加算又は減算することにより、前記検出対象位置に対応する電気的位相角を持つ少なくとも１つの電気的交流信号（sin（ωｔ＋θ））を合成する。具体例としては、加算することに基づき、例えば「sinθ・cosωｔ＋cosθ・sinωｔ」より、正方向に位相シフトされた第１の電気的交流信号（sin（ωｔ＋θ））を合成することができ、また、減算することにに基づき、例えば「−sinθ・cosωｔ＋cosθ・sinωｔ」より、負方向に位相シフトされた第２の電気的交流信号（sin（ωｔ−θ））を合成することができる。
【００１０】
ここで、得られる交流信号の基本的な時間変化する瞬時位相を「ωｔ」で示し、温度変動等によるセンサ巻線のインピーダンス変化等、その他の検出対象位置以外の要因に基づく位相変動分を「±ｄ」で示すと、上記第１の電気的交流信号は「sin（ωｔ±ｄ＋θ）」で表わすことができ、上記第２の電気的交流信号は「sin（ωｔ±ｄ−θ）」で表わすことができる。このように、本来の検出対象位置（ｘ）に対応する電気的位相差（θ）が、第１の電気的交流信号と第２の電気的交流信号とでは、正負互いに逆方向の位相シフトとして現われるようになる。これに対して、位相変動分「±ｄ」は、第１及び第２の電気的交流信号のどちらにおいても、そのときの条件に応じて正又は負の同一方向に影響を及ぼす。従って、基準位相信号（sinωｔ）に対する第１及び第２の電気的交流信号の位相差「±ｄ＋θ」及び「±ｄ−θ」を夫々測定し、これを加算又は減算等の適宜の演算処理することにより、位相変動分「±ｄ」を相殺する若しくは抽出することができ、そのような演算処理に基づき、位相変動分「±ｄ」を除去した、検出対象位置（ｘ）に正確に対応した位相差（θ）の検出を行なうことができる。
【００１１】
例えば、所定の基準交流信号（sinωｔ）と前記第１の電気的交流信号（sin（ωｔ±ｄ＋θ））との電気的位相差（±ｄ＋θ）を測定して第１の位相データ（Ｄ１）を求める手段と、前記所定の基準交流信号（sinωｔ）と前記第２の電気的交流信号（sin（ωｔ±ｄ−θ））との電気的位相差（±ｄ−θ）を測定して第２の位相データ（Ｄ２）を求める手段と、前記第１及び第２の位相データ（Ｄ１，Ｄ２）に基づき前記検出対象位置に対応する位置検出データを算出する手段とを含んでいてよい。この位置検出データを算出する手段は、前記第１及び第２の位相データ（Ｄ１，Ｄ２）の絶対値の差を計算することに基づき、誤差データ（±ｄ）を得るようにすることができる。例えば、（Ｄ１＋Ｄ２）／２の計算を行なうことにより、｛（±ｄ＋θ）＋（±ｄ−θ）｝／２＝２（±ｄ）／２＝±ｄが成立し、誤差データ（±ｄ）を求めることができる。そこで、前記第１及び第２の位相データの一方のデータから前記誤差データを取り除く演算を行なうことにより、例えば、「Ｄ１−（±ｄ）＝（±ｄ＋θ）−（±ｄ）＝＋θ」により、検出対象位置（ｘ）に正確に対応した位相差（θ）を示す位置検出データを得ることができる。
【００１２】
また、別の例として、上記第１の電気的交流信号と第２の電気的交流信号との電気的位相差を直接測定することによっても、（ωｔ±ｄ＋θ）−（ωｔ±ｄ−θ）＝２θとなり、位相変動分「±ｄ」が相殺され、検出対象位置（ｘ）に対応する静的な電気的位相角（θ）に比例する位相差データ（２θ）のみを得ることができる。この位相差データ（２θ）は、そのまま検出対象位置（ｘ）に比例する検出データとして使用してもよいし、あるいは、更に１／２に平均化した位相差データ（θ）を求め、これを検出対象位置（ｘ）に比例する検出データとして使用してもよい。
【００１３】
従って、本発明によれば、温度変化等によるセンサ側のインピーダンス変化や配線長の相違等、その他の検出対象位置以外の各種要因、の影響を受けることなく、高精度の位置検出が可能となる、という優れた効果を奏する。また、交流信号における位相差（θ）を測定する方式であるため、図６に示したような従来の逐次インクリメント方式によらずに、図７に示したような即座のラッチ方式を採用することができるので、高速応答性にも優れた位相差検出装置若しくは位置検出システムとすることができる。
【００１４】
ところで、検出対象位置（ｘ）が時間的に変化する場合、前記第１の電気的交流信号（sin（ωｔ±ｄ＋θ））と第２の電気的交流信号（sin（ωｔ±ｄ−θ））の周波数又は周期が互いに逆方向に遷移することが起こる。このような動特性に対応できるようにするために、前記第１の電気的交流信号（sin（ωｔ±ｄ＋θ））のゼロクロスと第２の電気的交流信号（sin（ωｔ±ｄ−θ））のゼロクロスとが一致することを検出する手段（２３）と、前記第１及び第２の電気的交流信号のゼロクロスが一致したことが検出されたとき、所定の基準交流信号に対する前記第１及び第２の電気的交流信号の少なくとも一方の電気的位相ずれに基づくデータ（Ｄ１，Ｄ２）を誤差データ（±ｄ）として保持する保持手段（２６）とを更に具えるようにするとよい。その場合、前記演算手段では、少なくとも前記検出対象が動いているときに前記保持手段（２６）に保持された前記誤差データ（±ｄ）を用いて、前記電気的交流信号における電気的位相ずれに基づく前記位置検出データを修正する。
【００１５】
すなわち、検出対象位置（ｘ）が時間的に変化する場合、これに応じて位相シフト量θも時間的に変化するので、上記の「＋θ」，「−θ」を夫々「＋θ(t)」，「−θ(t)」で表わすことができる。このようにθが夫々正負逆方向に時間的に変化してゆくと、前述のような単純な加減演算のみでは、位相変動分「±ｄ」の相殺若しくは抽出ができなくなることがあり、正確さに欠けるものとなる。そこで、このような動特性に対処するために、第１の電気的交流信号（sin（ωｔ±ｄ＋θ））のゼロクロスと第２の電気的交流信号（sin（ωｔ±ｄ−θ））のゼロクロスとが一致することを検出し、両者のゼロクロスが一致したことが検出されたとき、所定の基準交流信号に対する前記第１及び第２の電気的交流信号の少なくとも一方の電気的位相ずれに基づくデータ（すなわち第１及び第２の位相データＤ１，Ｄ２の少なくとも一方）を誤差データ（±ｄ）として保持し、少なくとも前記検出対象が動いているときに該保持された前記誤差データ（±ｄ）を用いて、前記電気的交流信号における電気的位相ずれに基づく前記位置検出データ（すなわち第１及び第２の位相データＤ１，Ｄ２の少なくとも一方）を修正するようにしている。
【００１６】
２つの信号のゼロクロスが一致するときは両者の位相が０で一致している瞬間であり、そのときの基準位相ωｔに対する両信号の位相差「±ｄ＋θ」，「±ｄ−θ」が等しいことを意味する。すなわち、±ｄ＋θ＝±ｄ−θが成立する瞬間であり、これが成り立つのは、θ＝０のときである。従って、両者のゼロクロスが一致したことが検出されたときの第１及び第２の位相データ（Ｄ１，Ｄ２）に関して、
Ｄ１＝±ｄ＋θ＝Ｄ２＝±ｄ−θ＝±ｄ
の等式が成立ち、該第１及び第２の位相データ（Ｄ１，Ｄ２）の少なくとも一方に基づくデータを誤差データ（±ｄ）として保持することができる。このようにして、位相誤差データ（±ｄ）を抽出し、保持しておき、その後において、時々刻々と変化する第１及び第２の位相データ（Ｄ１，Ｄ２）の少なくとも一方を該保持した位相誤差データ（±ｄ）を使用して修正するようにすれば、例えば、
Ｄ１−（±ｄ）＝｛±ｄ＋θ(t)｝−（±ｄ）＝＋θ(t)
のように、位相データ（Ｄ１）が時変動する場合であっても、位相誤差（±ｄ）を除去した、検出対象位置（ｘ）にのみ応答する正確な時変動位相差データ（＋θ(t)）を得ることができる。
【００１７】
本発明の別の実施の形態として、１つの電気的交流信号（sin(ωｔ±ｄ−θ)）のみを合成し、位相ずれ測定のための基準位相を、位相センサ（１０）の出力に基づき作り出すようにする手法がある。すなわち、位相センサ（１０）の出力である前記第１の交流出力信号（sinθ・sinωｔ）と第２の交流出力信号（cosθ・sinωｔ）の両者のゼロクロスを合成することにより基準位相信号を形成する。この基準位相信号は、位相センサ（１０）の出力に基づくものであるから、前記位相誤差成分（±ｄ）を含んでおり、sin（ωｔ±ｄ）に同期している。従って、この基準位相信号（sin（ωｔ±ｄ））に対する前記電気的交流信号（sin（ωｔ±ｄ−θ））の電気的位相ずれ（θ）を測定することにより、位相誤差成分（±ｄ）を除去した、前記検出対象位置（ｘ）に対応する正確な位置検出データを得ることができる。ここで特徴とする点は、前記位相センサ（１０）の出力である第１の交流出力信号（sinθ・sinωｔ）と前記第２の交流出力信号（cosθ・sinωｔ）の両者のゼロクロスを合成することにより、位相差測定のための基準位相信号を形成するようにした点である。この第１及び第２の交流出力信号（sinθ・sinωｔ及びcosθ・sinωｔ）は、電気的位相において同相であり、振幅値がθに応じて異なっている。従って、両者のゼロクロスを合成するにあたっては、θに応じた振幅値sinθ及びcosθの変動の影響を受けずに、常にどちらか一方について相対的に精度の良いゼロクロス検出を行なうことができるため、合成した基準位相信号は、信頼性のある基準位相信号として利用することができる。この実施の形態によれば、位相誤差分「±ｄ」を除去できるので、上述と同様に、温度変化等によるセンサ側のインピーダンス変化や配線長の相違等、その他の検出対象位置以外の各種要因、の影響を受けることなく、高精度の位置検出が可能であり、かつ、高速応答性にも優れた、位置検出用の位相差検出装置及び位置検出システムを提供することができる。
【００１８】
本発明においては、公知のレゾルバ又はそれと同等の１相励磁／２相（若しくは多相）出力タイプの位置センサを使用することができる。すなわち、そのような位置センサは、検出対象位置（ｘ）に対応する第１の関数値（sinθ）を振幅値として持つ第１の交流出力信号（sinθ・sinωｔ）及び前記検出対象位置（ｘ）に対応する第２の関数値（cosθ）を振幅値として持つ第２の交流出力信号（cosθ・sinωｔ）を出力するものである。その場合、前記第１の交流出力信号（sinθ・sinωｔ）の電気的位相を所定角度ずらして、例えば９０度ずらして、sinθ・cosωｔとしたものと、前記第２の交流出力信号（cosθ・sinωｔ）とを加算することにより、sinθ・cosωｔ＋cosθ・sinωｔ＝ sin（ωｔ＋θ）のような、前記第１の電気的交流信号を合成するようにしてよいであろう。また、前記第１の交流出力信号（sinθ・sinωｔ）の電気的位相を所定角度ずらしたもの（sinθ・cosωｔ）と、前記第２の交流出力信号（cosθ・sinωｔ）とを減算することにより、cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝ sin（ωｔ−θ）のような、前記第２の電気的交流信号を合成するようにしてよいであろう。同様の適用は、シンクロのような１相励磁／３相出力タイプの位置センサを使用した場合も、適宜の設計変更により、適用可能であろう。
【００１９】
上記の誤差データ（±ｄ）が温度に相関していることを考慮すると、本発明によれば、１つの位置センサを用いて、位置データのみならず、温度データをも得ることができる位置検出システムを提供することができる。
すなわち、そのような位置検出システムは、検出対象位置に対応して互いに異なる関数値からなる振幅値によって夫々振幅変調された複数の交流出力信号を出力する位置検出手段と、前記交流出力信号のうち少なくとも１つの電気的位相を所定角度ずらすことにより第１の交流出力信号を得る位相シフト回路と、前記第１の交流出力信号と前記位置検出手段から出力される前記交流出力信号のうちの別の１つである第２の交流出力信号とを加算又は減算することに基づき前記検出対象位置に対応して正方向にシフトされた電気的位相角を持つ第１の電気的交流信号を形成し、前記第１の交流出力信号と前記第２の交流出力信号とを減算又は加算することに基づき同じ検出対象位置に対応して負方向にシフトされた電気的位相角を持つ第２の電気的交流信号を形成する電気回路と、所定の基準交流信号と前記第１の電気的交流信号との電気的位相差を測定して第１の位相データを求める手段と、前記所定の基準交流信号と前記第２の電気的交流信号との電気的位相差を測定して第２の位相データを求める手段と、前記第１及び第２の位相データの絶対値の差を計算することにより、誤差データを得る手段と、前記第１及び第２の位相データに基づき前記検出対象位置に対応する位置検出データを求める手段と、前記誤差データから温度検出データ得る手段とを具えたものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照してこの発明の実施の形態を詳細に説明しよう。
図１において、位置センサ１０は、１相励磁入力／２相出力型の位置センサであり、どのようなタイプの位置センサであってもよい。例えば公知のレゾルバであってもよく、その場合、ブラシレス・レゾルバであってもよいし、ブラシのあるタイプてあってもよい。また、商品名「マイクロシン」のように、１次巻線と２次巻線をステータ側に具備し、ロータ又は可動部側には巻線を持たない、可変磁気抵抗タイプの位置センサであってもよい。また、位置センサ１０は、回転位置検出センサであってもよいし、直線位置検出センサであってもよい。
位置センサ１０には、検出回路部１１から発生された１相の励磁用交流信号（説明の便宜上、−cosωｔで示す）が印加され、これによって１次巻線Ｗ１を励磁する。位置センサ１０では、この１次巻線Ｗ１の励磁に応じて２相の２次巻線Ｗ２ｓ，Ｗ２ｃの夫々に交流出力信号が誘導されるようになっており、夫々の誘導電圧レベルは検出対象位置ｘに対応して２相の関数特性sinθ，cosθを示す。すなわち、各２次巻線Ｗ２ｓ，Ｗ２ｃの誘導出力信号は、検出対象位置ｘに対応して２相の関数特性sinθ，cosθで振幅変調された状態で夫々出力される。ここで、ｘ＝θまたはθはｘに比例しているとする。説明の便宜上、巻線の巻数等、その他の条件に従う係数は省略し、２次巻線Ｗ２ｓをサイン相として、その出力信号を「sinθ・sinωｔ」で示し、２次巻線Ｗ２ｃをコサイン相として、その出力信号を「cosθ・sinωｔ」で示す。すなわち、検出対象位置ｘに対応する第１の関数値sinθを振幅値として持つ第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが２次巻線Ｗ２ｓから出力され、同じ検出対象位置ｘに対応する第２の関数値cosθを振幅値として持つ第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔが２次巻線Ｗ２ｃから出力される。
【００２１】
検出回路部１１では、カウンタ１２で所定の高速クロックパルスＣＫをカウントし、そのカウント値に基づき励磁信号発生回路１３から励磁用の交流信号（例えば−cosωｔ）を発生し、位置センサ１０の１次巻線Ｗ１に与える。カウンタ１２のモジュロ数は、励磁用の交流信号の１周期に対応しており、説明の便宜上、そのカウント値の０は、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対応しているものとする。例えば、カウンタ１２のカウント値が０から最大値まで１巡する間で、基準のサイン信号sinωｔの０位相から最大位相までの１周期が発生されると想定すると、その基準のサイン信号sinωｔより９０度遅れた位相で励磁用の交流信号−cosωｔが、励磁信号発生回路１３から発生される。
【００２２】
位置センサ１０から出力された第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂは、検出回路部１１に入力される。検出回路部１１において、第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路１４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされ、例えば９０度進められて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、検出回路部１１においては加算回路１５と減算回路１６とが設けられており、加算回路１５では、位相シフト回路１４から出力される上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと位置センサ１０から出力される上記第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが加算され、その加算出力として、Ｂ＋Ａ’＝cosθ・sinωｔ＋sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ＋θ）なる略式で表わせる第１の電気的交流信号Ｙ１が得られる。減算回路１６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる第２の電気的交流信号Ｙ２が得られる。このようにして、検出対象位置（ｘ）に対応して正方向にシフトされた電気的位相角（＋θ）を持つ第１の電気的交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と、同じ前記検出対象位置（ｘ）に対応して負方向にシフトされた電気的位相角（−θ）を持つ第２の電気的交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）とが、電気的処理によって夫々得られる。
【００２３】
加算回路１５及び減算回路１６の出力信号Ｙ１，Ｙ２は、夫々ゼロクロス検出回路１７，１８に入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。ゼロクロスの検出の仕方としては、例えば、各信号Ｙ１，Ｙ２の振幅値が負から正に変化するゼロクロスつまり０位相を検出する。各回路１７，１８で検出したゼロクロス検出パルスつまり０位相検出パルスは、ラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２として、ラッチ回路１９，２０に入力される。ラッチ回路１９，２０では、カウンタ１２のカウント値を夫々のラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２のタイミングでラッチする。前述のように、カウンタ１２のモジュロ数は励磁用の交流信号の１周期に対応しており、そのカウント値の０は基準のサイン信号sinωｔの０位相に対応しているものとしたので、各ラッチ回路１９，２０にラッチしたデータＤ１，Ｄ２は、それぞれ、基準のサイン信号sinωｔに対する各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれに対応している。各ラッチ回路１９，２０の出力は誤差計算回路２１に入力されて、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」の計算が行なわれる。なお、この計算は、実際は、「Ｄ１＋Ｄ２」のバイナリデータの加算結果を１ビット下位にシフトすることで行われるようになっていてよい。
【００２４】
ここで、位置センサ１０と検出回路部１１間の配線ケーブル長の長短による影響や、位置センサ１０の巻線Ｗ１，Ｗ２ｓ，Ｗ２ｃにおいて温度変化等によるインピーダンス変化が生じていることを考慮して、その出力信号の位相変動誤差を「±ｄ」で示すと、検出回路部１１における上記各信号は次のように表わされる。
Ａ＝sinθ・sin（ωｔ±ｄ）
Ａ’＝sinθ・cos（ωｔ±ｄ）
Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ±ｄ）
Ｙ１＝sin（ωｔ±ｄ＋θ）
Ｙ２＝sin（ωｔ±ｄ−θ）
Ｄ１＝±ｄ＋θ
Ｄ２＝±ｄ−θ
【００２５】
すなわち、各位相ずれ測定データＤ１，Ｄ２は、基準のサイン信号sinωｔを基準位相に使用して位相ずれカウントを行なうので、上記のように位相変動誤差「±ｄ」を含む値が得られてしまう。そこで、誤差計算回路２１において、「（Ｄ１＋Ｄ２）／２」の計算を行なうことにより、
0004138899.tif 000002
により、位相変動誤差「±ｄ」を算出することができる。
【００２６】
誤差計算回路２１で求められた位相変動誤差「±ｄ」のデータは、減算回路２２に与えられ、一方の位相ずれ測定データＤ１から減算される。すなわち、減算回路２２では、「Ｄ１−（±ｄ）」の減算が行なわれるので、
Ｄ１−（±ｄ）＝±ｄ＋θ−（±ｄ）＝θ
となり、位相変動誤差「±ｄ」を除去した正しい検出位相差θを示すディジタルデータが得られる。このように、本発明によれば、位相変動誤差「±ｄ」が相殺されて、検出対象位置ｘに対応する正しい位相差θのみが抽出されることが理解できる。
【００２７】
この点を図２を用いて更に説明する。図２においては、位相測定の基準となるサイン信号sinωｔと前記第１及び第２の交流信号Ｙ１，Ｙ２の０位相付近の波形を示しており、同図（ａ）は位相変動誤差がプラス（＋ｄ）の場合、（ｂ）はマイナスの場合（−ｄ）を示す。同図（ａ）の場合、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ＋ｄ」だけ進んでおり、これに対応する位相差検出データＤ１は「θ＋ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２の０位相は「−θ＋ｄ」だけ遅れており、これに対応する位相差検出データＤ２は「−θ＋ｄ」に相当する位相差を示す。この場合、誤差計算回路２１では、
0004138899.tif 000003
により、位相変動誤差「＋ｄ」を算出する。そして、減算回路２２により、
Ｄ１−（＋ｄ）＝＋ｄ＋θ−（＋ｄ）＝θ
が計算され、正しい位相差θが抽出される。
【００２８】
図２（ｂ）の場合、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第１の信号Ｙ１の０位相は「θ−ｄ」だけ進んでおり、これに対応する位相差検出データＤ１は「θ−ｄ」に相当する位相差を示す。また、基準のサイン信号sinωｔの０位相に対して第２の信号Ｙ２の０位相は「−θ−ｄ」だけ遅れており、これに対応する位相差検出データＤ２は「−θ−ｄ」に相当する位相差を示す。この場合、誤差計算回路２１では、
0004138899.tif 000004
により、位相変動誤差「−ｄ」を算出する。そして、減算回路２２により、
Ｄ１−（−ｄ）＝−ｄ＋θ−（−ｄ）＝θ
が計算され、正しい位相差θが抽出される。
なお、減算回路２２では。「Ｄ２−（±ｄ）」の減算を行なうようにしてもよく、原理的には上記と同様に正しい位相差θを反映するデータ（−θ）が得られることが理解できるであろう。
【００２９】
また、図２からも理解できるように、第１の信号Ｙ１と第２の信号Ｙ２との間の電気的位相差は２θであり、常に、両者における位相変動誤差「±ｄ」を相殺した正確な位相差θの２倍値を示していることになる。従って、図１におけるラッチ回路１９，２０及び誤差計算回路２１及び減算回路２２等を含む回路部分の構成を、信号Ｙ１，Ｙ２の電気的位相差２θをダイレクトに求めるための構成に適宜変更するようにしてもよい。例えば、ゼロクロス検出回路１７から出力される第１の信号Ｙ１の０位相に対応するパルスＬＰ１の発生時点から、ゼロクロス検出回路１８から出力される第２の信号Ｙ２の０位相に対応するパルスＬＰ２の発生時点までの間を適宜の手段でゲートし、このゲート期間をカウントすることにより、位相変動誤差「±ｄ」を相殺した、電気的位相差（２θ）に対応するディジタルデータを得ることができ、これを１ビット下位にシフトすれば、θに対応するデータが得られる。
【００３０】
ところで、上記実施例では、＋θをラッチするためのラッチ回路１９と、−θをラッチするためのラッチ回路２０とでは、同じカウンタ１２の出力をラッチするようにしており、ラッチしたデータの正負符号については特に言及していない。しかし、データの正負符号については、本発明の趣旨に沿うように、適宜の設計的処理を施せばよい。例えば、カウンタ１２のモジュロ数が４０９６（１０進数表示）であるとすると、そのディジタルカウント０〜４０９５を０度〜３６０度の位相角度に対応させて適宜に演算処理を行なうようにすればよい。最も単純な設計例は、カウンタ１２のカウント出力の最上位ビットを符号ビットとし、ディジタルカウント０〜２０４７を＋０度〜＋１８０度に対応させ、ディジタルカウント２０４８〜４０９５を−１８０度〜−０度に対応させて、演算処理を行なうようにしてもよい。あるいは、別の例として、ラッチ回路２０の入力データ又は出力データを２の補数に変換することにより、ディジタルカウント４０９５〜０を−３６０度〜−０度の負の角度データ表現に対応させるようにしてもよい。
【００３１】
なお、上記実施例では、１相励磁入力／２相出力型の位置センサ１０を使用して、検出回路部１１内の電気回路において第１の電気的交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）と第２の電気的交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）を形成するようにしているが、これに限らず、３相出力型又はそれ以上の多相出力型の位置センサを使用してもよい。
【００３２】
ところで、検出対象位置ｘが静止状態のときは特に問題ないのであるが、検出対象位置ｘが時間的に変化するときは、それに対応する位相角θも時間的に変動することになる。その場合、加算回路１５及び減算回路１６の各出力信号Ｙ１，Ｙ２の位相ずれ量θが一定値ではなく、移動速度に対応して時間的に変化する動特性を示すものとなり、これをθ(t)で示すと、各出力信号Ｙ１，Ｙ２は、
Ｙ１＝sin｛ωｔ±ｄ＋θ(t)｝
Ｙ２＝sin｛ωｔ±ｄ−θ(t)｝
となる。すなわち、基準信号sinωｔの周波数に対して、進相の出力信号Ｙ１は＋θ(t)に応じて周波数が高くなる方向に周波数遷移し、遅相の出力信号Ｙ２は−θ(t)に応じて周波数が低くなる方向に周波数遷移する。このような動特性の下においては、基準信号sinωｔの１周期毎に各信号Ｙ１，Ｙ２の周期が互いに逆方向に次々に遷移していくので、各ラッチ回路１９，２０における各ラッチデータＤ１，Ｄ２の計測時間基準が異なってくることになり、両データＤ１，Ｄ２を単純に回路２１，２２で演算するだけでは、正確な位相変動誤差「±ｄ」を得ることができない。
【００３３】
このような問題を回避するための最も簡単な方法は、図１の構成において、検出対象位置ｘが時間的に動いているときの出力を無視し、静止状態のときの出力のみを用いて、静止時における検出対象位置ｘを測定するように装置の機能を限定することである。すなわち、そのような限定された目的のために本発明を実施するようにしてもよいものである。
しかし、検出対象がモータ回転軸のような場合は、時々刻々のモータ回転位置を検出する必要があるので、検出対象位置ｘが時間的に変化している最中であっても時々刻々の該検出対象位置ｘに対応する位相差θを正確に検出できるようにすることが望ましい。そこで、上記のような問題点を解決するために、検出対象位置ｘが時間的に変化している最中であっても時々刻々の該検出対象位置ｘに対応する位相差θを検出できるようにした本発明の改善策について図３を参照して説明する。
【００３４】
図３は、図１の検出回路部１１における誤差計算回路２１と減算回路２２の部分の変更例を抽出して示しており、他の図示していない部分の構成は図１と同様であってよい。検出対象位置ｘが時間的に変化している場合における該検出対象位置ｘに対応する位相差θを、＋θ（ｔ）および−θ（ｔ）で表わすと、各出力信号Ｙ１，Ｙ２は前記のように表わせる。そして、夫々に対応してラッチ回路１９，２０で得られる位相ずれ測定値データＤ１，Ｄ２は、
Ｄ１＝±ｄ＋θ(t)
Ｄ２＝±ｄ−θ(t)
となる。
【００３５】
この場合、±ｄ＋θ(t) は、θの時間的変化に応じて、プラス方向に０度から３６０度の範囲で繰り返し時間的に変化してゆく。また、±ｄ−θ(t) は、θの時間的変化に応じて、マイナス方向に３６０度から０度の範囲で繰り返し時間的に変化してゆく。従って、±ｄ＋θ(t) ≠ ±ｄ−θ(t) のときもあるが、両者の変化が交差するときもあり、そのときは±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t) が成立する。このように、±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t) が成立するときは、各出力信号Ｙ１，Ｙ２の電気的位相が一致しており、かつ、夫々のゼロクロス検出タイミングに対応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングが一致していることになる。
【００３６】
図３において、一致検出回路２３は、各出力信号Ｙ１，Ｙ２ののゼロクロス検出タイミングに対応するラッチパルスＬＰ１，ＬＰ２の発生タイミングが、一致したことを検出し、この検出に応答して一致検出パルスＥＱＰを発生する。一方、時変動判定回路２４では、適宜の手段により（例えば一方の位相差測定データＤ１の値の時間的変化の有無を検出する等の手段により）、検出対象位置ｘが時間的に変化するモードであることを判定し、この判定に応じて時変動モード信号ＴＭを出力する。
誤差計算回路２１と減算回路２２との間にセレクタ２５が設けられており、上記時変動モード信号ＴＭが発生されていないとき、つまりＴＭ＝“０”すなわち検出対象位置ｘが時間的に変化していないとき、セレクタ入力Ｂに加わる誤差計算回路２１の出力を選択して減算回路２２に入力する。このようにセレクタ２５の入力Ｂが選択されているときの図３の回路は、図１の回路と等価的に動作する。すなわち、検出対象位置ｘが静止しているときは、誤差計算回路２１の出力データがセレクタ２５の入力Ｂを介して減算回路２２に直接的に与えられ、図１の回路と同様に動作する。
【００３７】
一方、上記時変動モード信号ＴＭが発生されているとき、つまりＴＭ＝“１”すなわち検出対象位置ｘが時間的に変化しているときは、セレクタ２５の入力Ａに加わるラッチ回路２６の出力を選択して減算回路２２に入力する。上記時変動モード信号ＴＭが“１”で、かつ前記一致検出パルスＥＱＰが発生されたとき、アンドゲート２７の条件が成立して、該一致検出パルスＥＱＰに応答するパルスがアンドゲート２７から出力され、ラッチ回路２６に対してラッチ命令を与える。ラッチ回路２６は、このラッチ命令に応じてカウンタ１２の出力カウントデータをラッチする。ここで、一致検出パルスＥＱＰが生じるときは、カウンタ１２の出力をラッチ回路１９，２０に同時にラッチすることになるので、Ｄ１＝Ｄ２であり、ラッチ回路２６にラッチするデータは、Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１＝Ｄ２）に相当している。
【００３８】
また、一致検出パルスＥＱＰは、各出力信号Ｙ１，Ｙ２のゼロクロス検出タイミングが一致したとき、すなわち「±ｄ＋θ(t) ＝ ±ｄ−θ(t)」が成立したとき、発生されるので、これに応答してラッチ回路２６にラッチされるデータは、Ｄ１又はＤ２（ただしＤ１＝Ｄ２）に相当しているが故に、
（Ｄ１＋Ｄ２）／２
と等価である。このことは、
0004138899.tif 000005
であることを意味し、ラッチ回路２６にラッチされたデータは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示しているものであることを意味する。
【００３９】
こうして、検出対象位置ｘが時間的に変動しているときは、位相変動誤差「±ｄ」を正確に示すデータが一致検出パルスＥＱＰに応じてラッチ回路２６にラッチされ、このラッチ回路２６の出力データがセレクタ２５の入力Ａを介して減算回路２２に与えられる。従って、減算回路２２では、位相変動誤差「±ｄ」を除去した検出対象位置ｘのみに正確に応答するデータθ（時間的に変動する場合はθ(t) ）を得ることができる。
なお、図３において、アンドゲート２７を省略して、一致検出パルスＥＱＰを直接的にラッチ回路２６のラッチ制御入力に与えるようにしてもよい。
【００４０】
また、ラッチ回路２６には、カウンタ１２の出力カウントデータに限らず、図３で破線で示すように誤差計算回路２１の出力データ「±ｄ」をラッチするようにしてもよい。その場合は、一致検出パルスＥＱＰの発生タイミングに対して、それに対応する誤差計算回路２１の出力データの出力タイミングが、ラッチ回路１９，２０及び誤差計算回路２１の回路動作遅れの故に、幾分遅れるので、適宜の時間遅れ調整を行なった上で、誤差計算回路２１の出力をラッチ回路２６にラッチするようにするとよい。
また、動特性のみを考慮して検出回路部１１を構成する場合は、図３の回路２１及びセレクタ２５と図１の一方のラッチ回路１９又は２０を省略してもよいことが、理解できるであろう。
【００４１】
図４は、位相変動誤差「±ｄ」を相殺することができる位相差検出演算法についての別の実施例を示し、位置センサ１０は図１に示すものと同様に１相励磁入力／２相出力タイプのものが用いられる。
位置センサ１０から出力される第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂは、検出回路部４０に入力され、図１の例と同様に、第１の交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔが位相シフト回路１４に入力され、その電気的位相が所定量位相シフトされて、位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔが得られる。また、減算回路１６では、上記位相シフトされた交流信号Ａ’＝sinθ・cosωｔと上記第２の交流出力信号Ｂ＝cosθ・sinωｔとが減算され、その減算出力として、Ｂ−Ａ’＝cosθ・sinωｔ−sinθ・cosωｔ＝sin（ωｔ−θ）なる略式で表わせる電気的交流信号Ｙ２が得られる。減算回路１６の出力信号Ｙ２はゼロクロス検出回路１８に入力され、ゼロクロス検出に応じてラッチパルスＬＰ２が出力され、ラッチ回路２０に入力される。
【００４２】
図４の実施例が図１の実施例と異なる点は、検出対象位置に対応する電気的位相ずれを含む交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−θ）から、その位相ずれ量θを測定する際の基準位相が相違している点である。図１の例では、位相ずれ量θを測定する際の基準位相は、基準のサイン信号sinωｔの０位相であり、これは、位置センサ１０に入力されるものではないので、温度変化等による巻線インピーダンス変化やその他の各種要因に基づく位相変動誤差「±ｄ」を含んでいないものである。そのために、図１の例では、２つの交流信号Ｙ１＝sin（ωｔ＋θ）及びＹ２＝sin（ωｔ−θ）を形成し、その電気的位相差を求めることにより、位相変動誤差「±ｄ」を相殺するようにしている。これに対して、図４の実施例では、位置センサ１０から出力される第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂを基にして、位相ずれ量θを測定する際の基準位相を形成し、該基準位相そのものが上記位相変動誤差「±ｄ」を含むようにすることにより、上記位相変動誤差「±ｄ」を排除するようにしている。
【００４３】
すなわち、検出回路部４０において、位置センサ１０から出力された前記第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂがゼロクロス検出回路４１，４２に夫々入力され、それぞれのゼロクロスが検出される。なお、ゼロクロス検出回路４１，４２は、入力信号Ａ，Ｂの振幅値が負から正に変化するゼロクロス（いわば０位相）と正から負に変化するゼロクロス（いわば１８０度位相）のどちらにでも応答してゼロクロス検出パルスを出力するものとする。これは信号Ａ，Ｂの振幅の正負極性を決定するsinθとcosθがθの値に応じて任意に正又は負となるため、両者の合成に基づき３６０度毎のゼロクロスを検出するためには、まず１８０度毎のゼロクロスを検出する必要があるためである。両ゼロクロス検出回路４１，４２から出力されるゼロクロス検出パルスがオア回路４３でオア合成され、該オア回路４３の出力が適宜の１／２分周パルス回路４４（例えばＴ−フリップフロップのような１／２分周回路とパルス出力用アンドゲートを含む）に入力されて、１つおきに該ゼロクロス検出パルスが取り出され、３６０度毎のゼロクロスすなわち０位相のみに対応するゼロクロス検出パルスが基準位相信号パルスＲＰとして出力される。この基準位相信号パルスＲＰは、カウンタ４５のリセット入力に与えられる。カウンタ４５は所定のクロックパルスＣＫを絶えずカウントするものであるが、そのカウント値が、前記基準位相信号パルスＲＰに応じて繰返し０にリセットされる。このカウンタ４５の出力がラッチ回路２０に入力され、前記ラッチパルスＬＰ２の発生タイミングで、該カウント値が該ラッチ回路２０にラッチされる。ラッチ回路２０にラッチしたデータＤが、検出対象位置ｘに対応した位相差θの測定データとして出力される。
【００４４】
位置センサ１０から出力される第１及び第２の交流出力信号Ａ，Ｂは、それぞれ、Ａ＝sinθ・sinωｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔ、であり、電気的位相は同相である。従って、同じタイミングでゼロクロスが検出されるはずであるが、振幅係数がサインsinθ及びコサインcosθで変動するので、どちらかの振幅レベルが０か又は０に近くなる場合があり、そのような場合は、一方については、事実上、ゼロクロスを検出することができない。そこで、この実施例では、２つの交流出力信号Ａ＝sinθ・sinωｔ、Ｂ＝cosθ・sinωｔのそれぞれについてゼロクロス検出処理を行ない、両者のゼロクロス検出出力をオア合成することにより、どちらか一方が振幅レベル小によってゼロクロス検出不能であっても、他方の振幅レベル大の方のゼロクロス検出出力信号を利用できるようにしたことを特徴としている。
【００４５】
図４の例の場合、位置センサ１０の巻線インピーダンス変化等による位相変動誤差が、例えば「−ｄ」であるとすると、減算回路１６から出力される交流信号Ｙ２は、図５の（ａ）に示すように、Ｙ２＝sin（ωｔ−ｄ−θ）となる。この場合、位置センサ１０の出力信号Ａ，Ｂは、角度θに応じた振幅値sinθ及びcosθを夫々持ち、図５の（ｂ）に例示するように、Ａ＝sinθ・sin（ωｔ−ｄ）、Ｂ＝cosθ・sin（ωｔ−ｄ）、というように位相変動誤差分を含んでいる。従って、このゼロクロス検出に基づいて図５の（ｃ）のようなタイミングで得られる基準位相信号パルスＲＰは、本来の基準のサイン信号sinωｔの０位相から位相変動誤差−ｄだけずれたものである。従って、この基準位相信号パルスＲＰを基準として、減算回路１６の出力交流信号Ｙ２＝sin（ωｔ−ｄ−θ）の位相ずれ量を測定すれば、位相変動誤差−ｄを除去した正確な値θが得られることになる。
【００４６】
なお、位置センサ１０を回転型センサとして構成する場合、位相角θが１回転につき１周期の変化を示すものに限らず、１回転につき多周期の変化を示すような高分解能タイプの回転センサが各種公知であり、そのような高分解能タイプの回転センサについても本発明を適用できるのは勿論である。また、検出対象回転軸の回転が異なる変速比で伝達される複数の回転位置センサを設けることにより、複数回転にわたる絶対的回転位置を検出可能にする技術が公知であり、そのような場合においても、各回転位置センサの位置検出データを位相差検出方式によって求める場合に、本発明が適用できる。勿論、回転型の検出装置に限らず、直線位置検出装置においても、その直線位置検出データを位相差検出方式によって求める全ての場面において本発明が適用可能である。
【００４７】
なお、センサ１０の巻線部に接続される配線長等の装置条件が定まると、そのインピーダンス変化は主に温度に依存することになる。そうすると、上記位相変動誤差±ｄは、位置検出装置が配備された周辺環境の温度を示すデータに相当する。従って、図１又は図３の実施例のような位相変動誤差±ｄを演算する回路２１を有するものにおいては、そこで求めた位相変動誤差±ｄのデータを温度検出データとして適宜出力することができる。例えば、図８に示すように、回路２１の出力データ±ｄを処理回路２８に入力し、センサ１０の巻線部に接続される配線長等の諸条件をパラメータＰＡＲＡとして入力して、適宜の演算処理を行えば、温度を示すデータＴＥＭを得ることができる。勿論、データ±ｄそのものが温度に相関しているので、温度検出精度に絶対的精度が要求されないような場合には、データ±ｄを温度データＴＥＭとしてそのまま使用してもよい。
【００４８】
従って、図８に例示したような本発明の構成によれば、１つの位置検出装置によって検出対象の位置を検出することができるのみならず、周辺環境の温度を示すデータＴＥＭをも得ることができる、という優れた効果を有するものであり、今までにない多用途タイプのセンサを提供することができるものである。
なお、上記各実施例に示した各回路は、ディスクリート回路に限らず、ゲートアレイ等を用いた集積回路によって構成することができるし、あるいはディジタルシグナルプロセッサを使用した回路によっても構成できるし、その他の高密度集積回路によっても構成することができるし、また、ＣＰＵ等を使用したソウトウェアプログラムによって実現することがてき、それらのすべての実施の形態が本発明の範囲に含まれる。
【００４９】
【発明の効果】
以上の通り、この発明によれば、温度変化等によるセンサ側のインピーダンス変化や配線ケーブル長の長短の影響を受けることなく、検出対象位置に応答した高精度の検出が可能となる、という優れた効果を奏する。また、交流信号における位相差を測定する方式であるため、高速応答性にも優れた検出を行なうことができる。さらに、１つのセンサを用いて、位置検出のみならず、温度検出も可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る位置検出システムの一実施例を示すブロック図。
【図２】  図１の動作説明図。
【図３】  本発明に係る位置検出システムの他の実施例を示すブロック図。
【図４】  本発明に係る位置検出システムの更に別の変更例を示すブロック図。
【図５】  図４の動作説明図。
【図６】  従来技術の一例を示すブロック図。
【図７】  従来技術の別の例を示すブロック図。
【図８】  図１又は図３の回路に付加可能な温度検出用の回路の一例を示すブロック図。
【符号の説明】
１０  位置センサ
１１，４０  検出回路部
１２  カウンタ
１３  励磁信号発生回路
１４  位相シフト回路
１５  加算回路
１６  減算回路
１７，１８  ゼロクロス検出回路
１９，２０  ラッチ回路
２１  誤差計算回路
２２  減算回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図８】
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【図６】
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【図７】
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