(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の熱線検知部からの出力をサイクリックに切り換えて１系統の増幅回路で増幅する熱線センサの増幅回路であって、
該増幅回路は、
初段増幅器と、
第２段増幅器と、
初段増幅器及び第２段増幅器に対して所定のバイアス電圧を与えるバイアス電圧発生回路と、
初段増幅器と第２段増幅器との間に設けられ、コンデンサとスイッチの直列回路が熱線検知部の数と同数だけ並列に接続された回路と
を備え、
直列回路を構成するスイッチは、熱線検知部からの出力がサイクリックに切り換えられるのと同期してサイクリックに切り換えられ、
且つ、
直列回路を構成するコンデンサは第２段増幅器の帯域特性の低域側遮断周波数を定めるものであって、その容量は全てのコンデンサで同じである
ことを特徴とする熱線センサの増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、熱線センサの信号処理回路に係り、特に複数の熱線検知部を有する熱線センサに用いて好適な信号処理回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
本出願人は、先に特願平７−２７１１７５号（特開平９−１１５０６４号）において、複数の熱線検知部を用いた熱線センサに用いて好適な信号処理回路を提案した。その概略を説明すると次のようである。
【０００３】
図２は上記の特願平７−２７１１７５号で提案した信号処理回路を３個の熱線検知部を用いた熱線センサに適用した場合の構成例を示す図であり、１1 ，１2 ，１3 は熱線検知部、２1 ，２2 ，２3 はスイッチ、３は信号増幅部、４は制御部を示す。
【０００４】
３個の熱線検知部１1 ，１2 ，１3 は、それぞれ熱線検知素子としての焦電素子とＦＥＴなどの増幅器を備えている。熱線検知素子としては一つの焦電素であってもよく、あるいは図３に示すようにプラスの極性とマイナスの極性の二つの焦電素子が直列に接続された、いわゆるツイン型の素子であってもよい。
【０００５】
スイッチ２1 ，２2 ，２3 の一方は、それぞれ熱線検知部１1 ，１2 ，１3 に接続されており、他方は信号増幅部３に接続されている。このスイッチ２1 ，２2 ，２3 は実際にはトランジスタ等を用いた電子的なスイッチで構成されるが、図２では便宜的に機械的なスイッチの記号を用いている。
【０００６】
信号増幅部３は、図４に示すように、フィルタ５、及び二つの増幅回路６、７で構成されている。フィルタ５はコンデンサと抵抗で構成される、いわゆるＣＲ型の帯域通過型フィルタ（バンド・パス・フィルタ）であり、各Ｃ，Ｒの値は、例えば図５に示すように 0.3Ｈｚ〜 2Ｈｚ程度の周波数成分を通過するように設定されている。この周波数領域は人間が通常の速度で移動した場合に熱線検知部１1 ，１2 ，１3 から出力される信号の周波数領域である。
【０００７】
増幅回路６、７は共に演算増幅器で構成されるのが通常であるが、このように増幅回路を２段用いるのは、熱線検知部１1 ，１2 ，１3 からの出力信号が非常に小さなものであり、それを安定的に、Ｓ／Ｎよく 10000倍程度に増幅する必要があるからである。
【０００８】
制御部４は、信号増幅部３の出力信号を取り込んで、取り込んだ信号が所定の閾値以上である場合には人間が侵入したと判断して、侵入者があったことを示すアラーム信号を出力する処理を行うと共に、制御信号によってスイッチ１1 ，１2 ，１3 の開閉の制御を行う。
【０００９】
さて、図２に示す構成において、制御部４は、図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示す制御信号によって、スイッチ１1 ，１2 ，１3 を所定の周期でサイクリックにオン／オフして切り換える。図６（ａ）はスイッチ１1 に対する制御信号を示し、図６（ｂ）はスイッチ１2 に対する制御信号を示し、図６（ｃ）はスイッチ１3 に対する制御信号を示している。なお、図６（ａ）、（ｂ）、（ｃ）において横軸は時間であり、制御信号がハイレベルのときにスイッチは閉じ、閉じている期間に当該スイッチに接続されている熱線検知部の出力信号が当該スイッチを介して信号増幅部３に入力される。
【００１０】
ここで、各スイッチ１1 ，１2 ，１3 が閉じている期間ｔC は 5〜10msec程度でよい。また、オン／オフの周期ｔS は接続される熱線検知部の数によって変わるのは当然であるが、最大でも1sec程度にとどめるのがよい。
【００１１】
このような動作によれば、熱線検知部１1 ，１2 ，１3 の出力信号が順次スイッチ２1 ，２2 ，２3 を介して信号増幅部３に入力され、制御部４において閾値と比較される。そして、制御部４は入力された信号が閾値以上である場合にはアラーム信号を出力する処理を行う。
【００１２】
以上のようであるので、この熱線センサの信号処理回路によれば、複数の熱線検知部からの出力をサイクリックに切り換えて１系統の増幅回路で増幅するので、熱線検知部１が増加された場合でも信号増幅部３を増加する必要はなく、スイッチ２を増加すればよいので、回路規模の増大を最小限にとどめることができる。
【００１３】
また、この熱線センサの信号処理回路によれば、各熱線検知部の出力信号は定期的にサンプリングされるので、例えば外来ノイズが混入した場合にも当該外来ノイズがサンプリングされて信号増幅部３に入力される可能性は低いので、外来ノイズによる悪影響は殆ど無視することができ、耐ノイズ性が向上する。
【００１４】
以上、本出願人が特願平７−２７１１７５号で提案した熱線センサの信号処理回路について説明したが、本出願人は、更に、特願平８−２３７５８９号（特開平１０−８３４８８号）において、熱線センサの熱線検知部からの出力信号を増幅するための増幅回路を提案した。その概略を説明すると次のようである。
【００１５】
図７は上記の特願平８−２３７５８９号で提案した増幅回路の構成例を示す図であり、図中、Ｐは熱線検知部、１０は熱線検知素子である焦電素子、１１はＦＥＴ、１２、１３、１４は何れも片電源のオペアンプである。
【００１６】
焦電素子１０は、典型的にはいわゆるツイン素子であるが、その他の構成であってよい。焦電素子１０の出力信号はＦＥＴ１１によって増幅され、負荷抵抗Ｒ1 の両端に出力される。この出力信号には負荷抵抗Ｒ1 によってバイアス電圧ＶB1が付加されている。このバイアス電圧ＶB1は通常 0.6Ｖ〜 1.2Ｖ程度である。
【００１７】
オペアンプ１４、抵抗Ｒ15，Ｒ16はバイアス電圧発生回路を構成している。このバイアス電圧発生回路で発生されるバイアス電圧ＶBOは、オペアンプ１２及びオペアンプ１３の出力電圧範囲の中心電圧に設定される。
【００１８】
さて、ＦＥＴ１１の出力信号は、コンデンサＣ11と抵抗Ｒ11で構成されるＨＰＦを介して初段増幅器であるオペアンプ１２の非反転入力端子に入力される。このコンデンサＣ11と抵抗Ｒ11で構成されるＨＰＦは帯域特性の低域側遮断周波数ｆCLを定めるものであり、この低域側遮断周波数ｆCLは時定数Ｒ11×Ｃ11で決定される。従って、ＦＥＴ１１の出力信号の直流分はコンデンサＣ11によってカットされることになるが、抵抗Ｒ11の他端にはバイアス電圧発生回路からのバイアス電圧ＶBOが印加されているので、初段増幅器を構成するオペアンプ１２の非反転入力端子に入力される信号は、このバイアス電圧ＶBOを中心として増幅されることになる。
【００１９】
オペアンプ１２の増幅率はＲ12／Ｒ17で決定される。また、抵抗Ｒ12とＣ12は帯域特性の高域側遮断周波数ｆCHを定めるためのフィルタを構成しており、その高域側遮断周波数ｆCHは時定数Ｒ12×Ｃ12で決定される。
【００２０】
以上のようであるので、オペアンプ１２の初段増幅器ではバイアス電圧ＶBOを中心としてＲ12／Ｒ17倍に増幅され、その帯域特性はｆCL〜ｆCHに制限されることになる。
【００２１】
オペアンプ１２の出力信号は、コンデンサＣ13と抵抗Ｒ13で構成されるＨＰＦを介して第２段増幅器を構成するオペアンプ１３の非反転入力端子に入力される。このコンデンサＣ13と抵抗Ｒ13で構成されるＨＰＦは帯域特性の低域側遮断周波数を定めるものであり、この低域側遮断周波数は時定数Ｒ13×Ｃ13で決定されるが、Ｒ11×Ｃ11＝Ｒ13×Ｃ13となされる。
【００２２】
従って、オペアンプ１２の出力信号の直流分はコンデンサＣ13によってカットされることになるが、抵抗Ｒ13の他端にはバイアス電圧発生回路からのバイアス電圧ＶBOが印加されているので、第２段増幅器を構成するオペアンプ１３の非反転入力端子に入力される信号は、このバイアス電圧ＶBOを中心として増幅される。オペアンプ１３の増幅率はＲ14／Ｒ18で決定される。また、抵抗Ｒ14とＣ14は帯域特性の高域側遮断周波数を定めるためのフィルタを構成しており、その高域側遮断周波数は時定数Ｒ14×Ｃ14で決定されるが、Ｒ12×Ｃ12＝Ｒ14×Ｃ14となされる。
【００２３】
以上のようであるので、第２段増幅器ではバイアス電圧ＶBOを中心としてＲ14／Ｒ18倍に増幅され、その帯域特性はｆCL〜ｆCHに制限されることになる。そして、オペアンプ１３の出力信号ＶOUT はＡ／Ｄ変換されたり、そのままコンパレータに入力されたりして侵入者検知の処理に用いられる。
【００２４】
以上のことから、図７に示す増幅回路は、帯域特性の低域側の遮断周波数を定める高域通過フィルタと、この高域通過フィルタの出力信号を増幅すると共に帯域特性の高域側の遮断周波数を定める低域通過フィルタ機能を有する増幅器とからなる回路を組として、その組を２段に直列接続し、且つ各組の高域通過フィルタ及び全ての増幅器に対してバイアス電圧発生回路から所定のバイアス電圧を与えている構成ということができる。
【００２５】
従って、帯域特性の低域側の遮断周波数を略 0.3Ｈｚ、帯域特性の高域側の遮断周波数を略 2Ｈｚとすることによって、図５に示すような帯域特性を有する増幅回路を構成することができる。
【００２６】
図７に示す構成によれば、次のような効果が奏される。
まず、熱線センサの小型化に寄与することができる。即ち、従来においては帯域特性の低域側遮断周波数を定めるコンデンサには容量の大きな電解コンデンサを用いる必要があったので回路規模が大きくなり、ひいては熱線センサが大型化していたのであるが、帯域特性の低域側遮断周波数を従来と同様の 0.3Ｈｚ程度とした場合、図７に示す構成では、Ｒ11＝ 100ｋΩ程度とすると、Ｃ11＝ 3μＦ程度となり、コンデンサＣ11の容量を小さくすることができるので、結果として熱線センサの小型化に寄与できるのである。このことは、第２段増幅器の帯域特性の低域側遮断周波数を定めるコンデンサＣ13についても同じである。
【００２７】
また、図７に示す構成においては、コンデンサＣ11と抵抗Ｒ11からなるＨＰＦはオペアンプ１２の増幅率には関係しないので、コンデンサＣ11の容量及び抵抗Ｒ11の抵抗値は帯域特性の低域側遮断周波数のみを考慮して定めることができ、それぞれの値を設定する場合の自由度がある。コンデンサＣ13と抵抗Ｒ13からなるＨＰＦについても同様である。
【００２８】
更に、図７の回路では従来に比較してウォームアップ時間を短縮することができる。このことについて説明すると次のようである。
【００２９】
図７の回路において電源を投入すると、オペアンプ１２の反転入力端子及び非反転出力端子、オペアンプ１３の反転入力端子及び非反転入力端子にはそれぞれバイアス電圧発生回路からバイアス電圧ＶBOが印加されるので、オペアンプ１２、１３は電源投入後即座に動作可能となるが、電源投入直後にはコンデンサＣ11が充電されていないので信号は伝達されない。つまり、図７の回路構成では電源が投入されてから、コンデンサＣ11が所定の値に充電されるまでの時間がウォームアップ時間ということになる。
【００３０】
ところで、従来においては、上述したように増幅回路中に電解コンデンサが用いられており、電源投入後この電解コンデンサが充電されるまでの時間がウォームアップ時間となるが、電解コンデンサを充電するのには時間が掛かるものであるが、図７の回路では、コンデンサＣ11の充電電流は、バイアス電圧発生回路から抵抗Ｒ11を介してコンデンサＣ11に流入することになるが、上述したようにコンデンサＣ11の容量は小さく、しかも抵抗Ｒ11の抵抗値は大きくても数 100ｋΩのオーダーであるからウォームアップ時間は短くて済むものである。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
以上のようであるので、図２に示す構成の中の信号増幅部３として、図７のＡで示す一点鎖線で囲んだ増幅回路を用いれば、回路規模が小さく、耐ノイズ性及びＳ／Ｎが良好で、しかもウォームアップ時間が短い熱線センサの増幅回路を構成できる可能性があることが分かる。その場合の一構成例を図８に示す。図８は、図７においてＡで示す増幅回路を２個の熱線検知部Ｐ1 ，Ｐ2 を用いた場合に適用したときの構成例を示す図であり、熱線検知部Ｐ1 ，Ｐ2 は共に図７のＰで示す構成を有している。コンデンサＣ20，Ｃ21は共に図７のコンデンサＣ11に相当するものである。また、図８において、図７に示すものと同じものについては同一の符号を付す。
【００３２】
図８に示す構成では、図示しない制御部４によってスイッチ２1 ，２2 が所定の周期で交互にオン／オフされる。そして、スイッチ２1 がオンとなって閉じている場合には、コンデンサＣ20と抵抗Ｒ11とは帯域特性の低域側遮断周波数ｆCLを定めるＨＰＦを構成し、スイッチ２2 がオンとなって閉じている場合には、コンデンサＣ21と抵抗Ｒ11とは帯域特性の低域側遮断周波数ｆCLを定めるＨＰＦを構成する。従って、通常はＣ20＝Ｃ21となされる。その他の動作は図７において説明したと同じである。
【００３３】
さて、図８において、いま制御部４からの制御信号によってスイッチ２1 が閉じられ、スイッチ２2 は開かれているとし、このとき熱線検知部Ｐ1 の視野内で人の移動があったとすると、熱線検知部Ｐ1 からはある電圧が出力され、増幅回路Ａによって増幅され、制御部４に入力されることになるが、この際コンデンサＣ13にはオペアンプ１２の出力電圧に応じた電荷が充電される。
【００３４】
この状態から次に制御部４からの制御信号によってスイッチ２1 は開かれ、スイッチ２2 が閉じられるのであるが、このときにコンデンサＣ13に充電されていた電荷が完全に放電せず、ある程度の電荷が残っていることがあることが確認された。そして、このようにスイッチ２2 が閉じられているときに、スイッチ２1 が閉じられていたときの電荷がコンデンサＣ13に残っている場合には、たとえ熱線検知部Ｐ2 の視野内で人の移動がなかったとしても、コンデンサＣ13に残っている電荷に応じた電圧がオペアンプ１３によって増幅され、その出力電圧ＶOUT が制御部４に設定されている閾値以上となり、アラーム信号が出力されてしまう場合があることが確認された。つまり、この場合には熱線検知部Ｐ2 の視野内では人の移動がないのにも拘わらず、人の移動がある、即ち侵入者があると判断されてしまう場合があるのである。
【００３５】
このような現象は、スイッチ２1 が開かれ、スイッチ２2 が閉じられているときに熱線検知部Ｐ2 の視野内で人の移動があり、次にスイッチ２1 が閉じられ、スイッチ２2 が開かれたときに熱線検知部Ｐ2 の視野内では人の移動がなかった場合にも同様に生じる。
【００３６】
以上のように、図８に示す構成では、コンデンサＣ13に充電された電荷によって、熱線検知部Ｐ1 の出力が熱線検知部Ｐ2 の出力に影響を与え、また逆に熱線検知部Ｐ2 の出力が熱線検知部Ｐ1 の出力に影響を与える場合があるのである。これは、コンデンサＣ13に充電された電荷によって、各熱線検知部Ｐ1 ，Ｐ2 の出力が互いに干渉してしまうということができる。
このように各熱線検知部の出力が互いに干渉することが望ましいものではないことは当然である。
【００３７】
そこで、本発明は、複数の熱線検知部からの出力を所定の周期でサイクリックに切り換えて、１系統の増幅回路で増幅する熱線センサの増幅回路において、各熱線検知部の出力が互いに干渉することのない熱線センサの増幅回路を提供することを目的とするものである。
【００３８】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明の熱線センサの増幅回路は、複数の熱線検知部からの出力をサイクリックに切り換えて１系統の増幅回路で増幅する熱線センサの増幅回路であって、該増幅回路は、初段増幅器と、第２段増幅器と、初段増幅器及び第２段増幅器に対して所定のバイアス電圧を与えるバイアス電圧発生回路と、初段増幅器と第２段増幅器との間に設けられ、コンデンサとスイッチの直列回路が熱線検知部の数と同数だけ並列に接続された回路とを備え、直列回路を構成するスイッチは、熱線検知部からの出力がサイクリックに切り換えられるのと同期してサイクリックに切り換えられ、且つ、直列回路を構成するコンデンサは第２段増幅器の帯域特性の低域側遮断周波数を定めるものであって、その容量は全てのコンデンサで同じであることを特徴とする。
【００３９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ発明の実施の形態について説明する。
図１は本発明に係る熱線センサの増幅回路の一実施形態を示す図であり、２個の熱線検知部Ｐ1 ，Ｐ2 を用いた場合に適用したときの構成例である。図１において、Ａ′は本発明に係る増幅回路であり、図２の信号増幅部３に相当するものである。また、２０1 ，２０2 はスイッチ、Ｃ30，Ｃ31はコンデンサを示す。なお、図１において図８に示すものと同じものについては同一の符号を付す。オペアンプ１３の出力は、図２に示すと同様に制御部４に入力される。
【００４０】
図１に示す構成では、図示しない制御部４によってスイッチ２1 ，２2 が所定の周期で交互にオン／オフされる。そして、スイッチ２1 がオンとなって閉じている場合には、コンデンサＣ20と抵抗Ｒ11とは帯域特性の低域側遮断周波数ｆCLを定めるＨＰＦを構成し、スイッチ２2 がオンとなって閉じている場合には、コンデンサＣ21と抵抗Ｒ11とは帯域特性の低域側遮断周波数ｆCLを定めるＨＰＦを構成する。従って、通常はＣ20＝Ｃ21となされる。
【００４１】
また、オペアンプ１２の出力端子と、オペアンプ１３の非反転入力端子との間にはコンデンサとスイッチの直列回路が設けられる。このコンデンサとスイッチの直列回路は、熱線検知部の数だけ並列に設けられる。図１では熱線検知部はＰ1 ，Ｐ2 の２個であるので、コンデンサＣ30とスイッチ２０1 の直列回路と、コンデンサＣ31とスイッチ２０2 の直列回路の２つの直列回路が並列に設けられている。そして、スイッチ２０1 ，２０2 とスイッチ２1 ，２2 は一対一に対応付けられており、対応付けられたスイッチは制御部４により同期して開閉される。ここでは、スイッチ２０1 はスイッチ２1 と対応付けられて同期して開閉され、スイッチ２０2 はスイッチ２2 と対応付けられて同期して開閉されるものとする。従って、スイッチ２０1 ，２０2 はそれぞれスイッチ２1 ，２2 と同期して所定の周期でサイクリックに開閉される。
【００４２】
図１の増幅回路Ａ′と、図７の増幅回路Ａとを比較すれば容易に理解できるように、図１のコンデンサＣ30とコンデンサＣ31は、図７のコンデンサＣ13に相当するものである。従って、スイッチ２０1 が閉じられているときにはコンデンサＣ30と抵抗Ｒ13はＨＰＦを構成し、このＨＰＦの時定数Ｒ13×Ｃ30によって帯域特性の低域側遮断周波数が定められることになり、同様に、スイッチ２０2 が閉じられているときにはコンデンサＣ31と抵抗Ｒ13はＨＰＦを構成し、このＨＰＦの時定数Ｒ13×Ｃ31によって帯域特性の低域側遮断周波数が定められることになるので、通常はＣ30＝Ｃ31となされる。
【００４３】
動作は次のようである。
制御部４からの制御信号によりスイッチ２1 が閉じられるときにはスイッチ２０1 も同時に閉じられる。このとき、熱線検知部Ｐ1 からの出力はコンデンサＣ20と抵抗Ｒ11で構成されるＨＰＦを介して初段増幅器であるオペアンプ１２の非反転入力端子に入力される。このコンデンサＣ20と抵抗Ｒ11とで構成されるＨＰＦは図８において説明したように帯域特性の低域側遮断周波数ｆCLを定めているものである。
【００４４】
このように熱線検知部Ｐ1 の出力の直流分はコンデンサＣ20によってカットされることになるが、抵抗Ｒ11の他端にはバイアス電圧発生回路からのバイアス電圧ＶBOが印加されているので、初段増幅器を構成するオペアンプ１２の非反転入力端子に入力される信号は、このバイアス電圧ＶBOを中心として増幅される。
【００４５】
オペアンプ１２の増幅率はＲ12／Ｒ17で決定される。また、抵抗Ｒ12とＣ12は帯域特性の高域側遮断周波数ｆCHを定めるためのフィルタを構成しており、その高域側遮断周波数ｆCHは時定数Ｒ12×Ｃ12で決定される。
以上のように、オペアンプ１２の初段増幅器ではバイアス電圧ＶBOを中心としてＲ12／Ｒ17倍に増幅され、その帯域特性はｆCL〜ｆCHに制限される。
【００４６】
オペアンプ１２の出力信号は、コンデンサＣ30と抵抗Ｒ13で構成されるＨＰＦを介して第２段増幅器を構成するオペアンプ１３の非反転入力端子に入力される。上述したように、このコンデンサＣ30と抵抗Ｒ13で構成されるＨＰＦは帯域特性の低域側遮断周波数ｆCLを定めるものであり、この低域側遮断周波数ｆCLは時定数Ｒ13×Ｃ30で決定される。そして、Ｒ11×Ｃ20＝Ｒ13×Ｃ30となされる。
【００４７】
このようにオペアンプ１２の出力信号の直流分はコンデンサＣ30によってカットされることになるが、抵抗Ｒ13の他端にはバイアス電圧発生回路からのバイアス電圧ＶBOが印加されているので、第２段増幅器を構成するオペアンプ１３の非反転入力端子に入力される信号は、このバイアス電圧ＶBOを中心として増幅される。オペアンプ１３の増幅率はＲ14／Ｒ18で決定される。また、抵抗Ｒ14とＣ14は帯域特性の高域側遮断周波数ｆCHを定めるためのフィルタを構成しており、その高域側遮断周波数ｆCHは時定数Ｒ14×Ｃ14で決定されるが、Ｒ12×Ｃ12＝Ｒ14×Ｃ14となされる。
【００４８】
以上のようであるので、第２段増幅器ではバイアス電圧ＶBOを中心としてＲ14／Ｒ18倍に増幅され、その帯域特性はｆCL〜ｆCHに制限されることになる。そして、オペアンプ１３の出力信号ＶOUT は制御部４に入力される。
従って、帯域特性の低域側の遮断周波数を略 0.3Ｈｚ、帯域特性の高域側の遮断周波数を略 2Ｈｚとすることによって、図５に示すような帯域特性を有する増幅回路を構成することができる。
【００４９】
次に、制御部４からの制御信号によりスイッチ２2 が閉じられるときにはスイッチ２０2 も同時に閉じられる。このとき、熱線検知部Ｐ2 からの出力はコンデンサＣ21と抵抗Ｒ11で構成されるＨＰＦを介して初段増幅器であるオペアンプ１２の非反転入力端子に入力される。このコンデンサＣ21と抵抗Ｒ11とで構成されるＨＰＦは図８において説明したように帯域特性の低域側遮断周波数ｆCLを定めているものである。
【００５０】
このように熱線検知部Ｐ2 の出力の直流分はコンデンサＣ21によってカットされることになるが、抵抗Ｒ11の他端にはバイアス電圧発生回路からのバイアス電圧ＶBOが印加されているので、初段増幅器を構成するオペアンプ１２の非反転入力端子に入力される信号は、このバイアス電圧ＶBOを中心として増幅される。従って、上述したように、オペアンプ１２の初段増幅器ではバイアス電圧ＶBOを中心としてＲ12／Ｒ17倍に増幅され、その帯域特性はｆCL〜ｆCHに制限される。
【００５１】
オペアンプ１２の出力信号は、コンデンサＣ31と抵抗Ｒ13で構成されるＨＰＦを介して第２段増幅器を構成するオペアンプ１３の非反転入力端子に入力される。上述したように、このコンデンサＣ31と抵抗Ｒ13で構成されるＨＰＦは帯域特性の低域側遮断周波数ｆCLを定めるものであり、この低域側遮断周波数ｆCLは時定数Ｒ13×Ｃ31で決定される。そして、Ｒ11×Ｃ21＝Ｒ13×Ｃ31となされる。
【００５２】
このようにオペアンプ１２の出力信号の直流分はコンデンサＣ31によってカットされることになるが、抵抗Ｒ13の他端にはバイアス電圧発生回路からのバイアス電圧ＶBOが印加されているので、第２段増幅器を構成するオペアンプ１３の非反転入力端子に入力される信号は、このバイアス電圧ＶBOを中心として増幅される。従って、第２段増幅器ではバイアス電圧ＶBOを中心としてＲ14／Ｒ18倍に増幅され、その帯域特性はｆCL〜ｆCHに制限される。そして、オペアンプ１３の出力信号ＶOUT は制御部４に入力される。
【００５３】
従って、帯域特性の低域側の遮断周波数を略 0.3Ｈｚ、帯域特性の高域側の遮断周波数を略 2Ｈｚとすることによって、図５に示すような帯域特性を有する増幅回路を構成することができる。
【００５４】
以上のように、図１に示す構成によれば、熱線検知部Ｐ1 からの出力を増幅する場合にはコンデンサＣ30が用いられ、コンデンサＣ31は用いられないので、スイッチ２1 及びスイッチ２０1 が閉じているときにコンデンサＣ31に何等かの電荷が充電されていたとしても、そのコンデンサＣ31に充電されている電荷が熱線検知部Ｐ1 からの出力を増幅する場合に作用を及ぼすことはなく、また逆に、熱線検知部Ｐ2 からの出力を増幅する場合にはコンデンサＣ31が用いられ、コンデンサＣ30は用いられないので、スイッチ２2 及びスイッチ２０2 が閉じているときにコンデンサＣ30に何等かの電荷が充電されていたとしても、そのコンデンサＣ30に充電されている電荷が熱線検知部Ｐ2 からの出力を増幅する場合に作用を及ぼすことはないので、図８に示す構成で生じる熱線検知部Ｐ1 ，Ｐ2 の出力が互いに干渉するという事態を回避することができる。
【００５５】
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば、上記の説明では熱線検知部を２個用いるものとしたが、熱線検知部を３個以上用いた場合にも同様である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明に係る熱線センサの増幅回路の一実施形態を示す図である。
【図２】  本出願人が先に提案した信号処理回路を３個の熱線検知部を用いた熱線センサに適用した場合の構成例を示す図である。
【図３】  ツイン型の熱線センサ素子を示す図である。
【図４】  図２の信号増幅部３の構成例を示す図である。
【図５】  図４のフィルタ５の周波数特性の例を示す図である。
【図６】  図２のスイッチ２1 〜２3 の開閉制御の一態様を説明するための図である。
【図７】  本出願人が先に提案した熱線センサの増幅回路の一実施形態を示す図である。
【図８】  図７においてＡで示す増幅回路を２個の熱線検知部Ｐ1 ，Ｐ2 を用いた場合に適用したときの構成例を示す図である。
【符号の説明】
１1 ，１2 ，１3 …熱線検知部
２1 ，２2 ，２3 …スイッチ
３…信号増幅部
４…制御部
５…フィルタ
６、７…増幅回路
１０…焦電素子
１１…ＦＥＴ
１２、１３、１４…オペアンプ
２０1 ，２０2 …スイッチ
【図１】
0004089929.tif 000002
【図２】
0004089929.tif 000003
【図３】
0004089929.tif 000004
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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