(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
操舵機構を補助操舵する電動モータと、
前記電動モータを通電駆動するモータ駆動手段と、
前記操舵機構における操舵トルクを検出する操舵トルク検出手段と、
前記操舵トルク検出手段にて検出した操舵トルクに基づいて、前記モータ駆動手段に対する駆動指令値を算出する指令値算出手段と、
を備えた電動パワーステアリング用電動モータの制御装置であって、
さらに、前記電動モータに流れる電流を検出するモータ電流検出手段を備え、
前記指令値算出手段は、
前記操舵トルク検出手段にて検出した操舵トルクに基づいて、前記電動モータに対する目標モータ電流をデジタル値で算出する目標モータ電流算出手段と、
前記モータ電流検出手段によって検出された値をマイクロコンピュータで処理可能なデジタルデータに変換するＡＤ変換手段と、
前記電動モータに流れる電流（実モータ電流）が前記目標モータ電流に一致するように、前記モータ駆動手段に対する駆動指令値を、前記ＡＤ変換手段によってデジタルデータに変換された電流検出値と前記目標モータ電流値とに基づき、所定の時間間隔ごとにマイクロコンピュータによって演算する演算手段と、を備え、
前記演算手段が、前記目標モータ電流と実モータ電流との偏差を演算し、その演算された電流偏差に基づき、前記モータ駆動手段に対するフィードバック駆動指令値を演算し、かつ、前記電動モータの印可電圧に対する電流の応答を１次遅れとして近似したときのカットオフ周波数より高域の周波数成分を除去するデジタルフィルタ処理を実行することを特徴とする電動パワーステアリング用電動モータの制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の電動パワーステアリング用電動モータの制御装置において、
前記演算手段が、前記カットオフ周波数より高域の周波数成分を除去する要素を持つ伝達関数を用いて前記フィードバック駆動指令値を演算することにより、前記デジタルフィルタ処理を実現することを特徴とする電動パワーステアリング用電動モータの制御装置。
【請求項３】
請求項２記載の電動パワーステアリング用電動モータの制御装置において、
前記演算手段が、前記カットオフ周波数より高域の周波数成分を除去する要素として遅れ要素を持つ伝達関数を用いていることを特徴とする電動パワーステアリング用電動モータの制御装置。
【請求項４】
請求項２記載の電動パワーステアリング用電動モータの制御装置において、
前記演算手段が、前記カットオフ周波数より高域の周波数成分を除去する要素として、前記目標モータ電流と実モータ電流の偏差を積分する要素を持つ伝達関数を用いていることを特徴とする電動パワーステアリング用電動モータの制御装置。
【請求項５】
請求項４記載の電動パワーステアリング用電動モータの制御装置において、
前記演算手段は、演算されたフィードバック駆動指令値が最大であっても、前記実モータ電流が前記目標モータ電流に達しない場合には、前記偏差積分を増大させる方向の積分動作を停止することを特徴とする電動パワーステアリング用電動モータの制御装置。
【請求項６】
請求項１〜５のいずれか記載の電動パワーステアリング用電動モータの制御装置において、
前記演算手段は、前記目標モータ電流に基づいて前記モータ駆動手段に対するフィードフォワード駆動指令値を演算し、前記フィードバック駆動指令値と加算して、前記モータ駆動手段に対する最終的な駆動指令値とすることを特徴とする電動パワーステアリング用電動モータの制御装置。
【請求項７】
請求項３に記載の電動パワーステアリング用電動モータの制御装置において、
前記演算手段が、前記カットオフ周波数より高域の周波数成分を除去する要素として遅れ要素と、この遅れ要素による位相遅れを減らす要素とを持つ伝達関数を用いていることを特徴とする電動パワーステアリング用電動モータの制御装置。
【請求項８】
請求項７に記載の電動パワーステアリング用電動モータの制御装置において、
前記演算手段は、下記の［式ａ］，［式ｂ］，［式ｃ］で示す伝達関数を用いていることを特徴とする電動パワーステアリング用電動モータの制御装置。
【数１３】
0004158243.tif 000014
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、運転者の操舵力軽減及び操舵フィーリングの向上に資する車両の電動パワーステアリングに用いられる電動モータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電動式のパワーステアリングにおいては、操舵系のねじりトルクを検出するねじりトルクセンサの出力信号に基づいて算出したアシスト信号に応じて、電動モータの回転方向や回転トルクを制御することで、運転者の操舵負荷を軽減している。例えば特公平６−２４９４２に開示された電動パワーステアリングにおいては、必要な回転トルクを発生させるために、実モータ電流を所定の電流値に一致させる制御を行い、応答性に優れる電動パワーステアリングを構成するとしている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した実モータ電流を所定の電流値に一致させる制御を行う装置として演算増幅器等を用いたアナログ回路によるフィードバック制御が用いられており、回路が複雑で高価になっていた。
【０００４】
本発明は、上記事情に鑑み、複雑で高価なアナログ回路を用いることなく、電動パワーステアリングとして十分な性能を発揮させることのできる電動モータ制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
上記目的達成のためになされた請求項１に記載の電動パワーステアリング用電動モータの制御装置は、操舵トルク検出手段によって検出した操舵機構における操舵トルクに基づいて指令値算出手段が駆動指令値を算出し、その算出された駆動指令値に基づいてモータ駆動手段が、操舵機構を補助操舵するための電動モータを通電駆動する。
【０００６】
ここで、モータ電流検出手段は電動モータに流れる電流を検出し、その検出された値はＡＤ変換手段によってマイクロコンピュータで処理可能なデジタルデータに変換される。一方、目標モータ電流算出手段は、操舵トルク検出手段にて検出した操舵トルクに基づいて、前記電動モータに対する目標モータ電流をデジタルデータとして算出する。そして、演算手段が、電動モータに流れる電流（実モータ電流）が目標モータ電流に一致するように、モータ駆動手段に対する駆動指令値を、ＡＤ変換手段によってデジタルデータに変換された電流検出値と目標モータ電流値とに基づき、所定の時間間隔ごとにマイクロコンピュータによって演算する。
【０００７】
したがって、この電動モータの制御装置によれば、複雑で高価なアナログ回路を用いることなく、電動モータの制御を行うことができる。そして、このアナログ回路を用いないでも済むことは次の効果につながる。つまり、アナログ回路を構成する場合には、例えばコンデンサ等の個体間のバラツキがあるような部品を必要とするため完成品としての装置の性能等にもバラツキが発生し得るので、その調整作業が面倒である。本発明の制御装置のように構成すれば、このようなバラツキが発生せず、調整作業が不要となる。また、アナログ回路を用いた場合には、電動パワーステアリングを搭載する対象物の種類に対応したアナログ回路を設定・製作する必要がある。例えば軽車両向けと大型車向けの電動パワーステアリング用の電動モータでは使用する電流等の違いに対応する必要がある。本発明の制御装置のように構成すれば、このような搭載対象の種類に応じてプログラムを変更するだけでよく、ハード構成を共通化できる。
【０００８】
なお、電動モータの制御に際しては、演算手段が、目標モータ電流と実モータ電流との偏差を演算し、その演算された電流偏差に基づき、モータ駆動手段に対するフィードバック駆動指令値を演算することが考えられる。そして、その算出されたフィードバック駆動指令値に基づいて、モータ駆動手段が電動モータを通電駆動する。このようにすれば、高精度のモータ制御を実現できる。特に電動パワーステアリングに用いることが前提であるため、熱等の環境変化や経年変化を考慮してフィードバック制御をすることが好ましいと考えられる。また、大量生産する場合は、出荷前に精密な調整作業を施しておくことは現実的に難しいため、特に大量生産を前提とした車両に搭載する電動パワーステアリング用という観点からは、フィードバック制御によって対応する方が好ましいと言える。
【０００９】
ところで、マイクロコンピュータにて実モータ電流を所定の電流値に一致させる制御を行うには、演算の負荷量から考えて、制御周期（サンプリング時間）は１ｍｓ程度以上であることが望ましい。これに対して、標準的に行われるデジタル制御器の設計手法は、所望の性能を持つアナログフィードバック制御器の伝達関数を双一次変換して、デジタル制御則を導出し、それをマイクロコンピューターにて演算させる手法である。この手法により、実モータ電流を所定の電流値に一致させる制御を行うには、制御周期は２００マイクロ秒（μｓ）程度以下である必要があることが本出願人によって確かめられている。これより遅い制御周期で制御を行うと、実モータ電流が振動的になり、操舵フィーリングが悪化するという不具合がある。これは、以下の理由による。
【００１０】
デジタル制御系においては、各サンプリング間では、モータ駆動回路に対する指令値は一定の値をとる。いわゆるゼロオーダーホールド（零次ホールド）である。制御周期が遅くなるに連れ、実モータ電流が振動的になるのは、通常、電動パワーステアリングに用いられる電動モータの時定数（＝インダクタンス（Ｌ）／抵抗値（Ｒ））が数ｍｓ程度であるのに対し、制御周期が１ｍｓに近づいてくると、このゼロオーダーホールドの影響が無視できなくなるためである。
【００１１】
そこで、ゼロオーダーホールドの影響を小さくし、非振動的な電流制御系を実現するために次のような構成を採用した。すなわち、上述したフィードバック駆動指令値を演算する演算手段が、電動モータの印可電圧に対する電流の応答を１次遅れとして近似したときのカットオフ周波数（＝抵抗値（Ｒ）／インダクタンス／（Ｌ））より高域の周波数成分を除去するフィルタ処理を実行するよう構成したのである。このように、カットオフ周波数より高域の周波数成分を除去することで、フィードバック制御器の制御帯域をアナログフィードバック制御器の帯域より低周波側に狭くすることができる。これにより、ゼロオーダーホールドの影響を小さくし、非振動的な電流制御系を実現することができる。
【００１２】
このような構成にすると、実モータ電流の応答が一般にアナログフィードバック制御器に比べ遅くなるが、この影響が電動パワーステアリングのモータ電流制御において、問題とならないのは、次の理由からである。すなわち、▲１▼本発明が対象として電動パワーステアリングの電動モータ制御の制御帯域は、工作機械等のサーボシステムとは異なり、１００Ｈｚ程度あれば、実用上十分であること、▲２▼電動パワーステアリングに一般的に使用されるモータのカットオフ周波数は数百Ｈｚであるので、モータのカットオフ周波数以上の高周波帯域を除去しても、実用上十分な電動モータ制御の制御帯域が得られる、という本出願人の知見に基づく。
【００１３】
なお、上述したように、高域周波数成分を除去するフィルタ処理を実行する演算手段を構成する場合、次のようにすることができる。つまり、請求項２に示すように、カットオフ周波数より高域の周波数成分を除去する要素を持つ伝達関数を用いてフィードバック駆動指令値を演算するのである。この場合、請求項３に示すように遅れ要素（１次遅れ要素、２次遅れ要素等）を持つ伝達関数を用いて実現してもよいし、請求項４に示すように、目標モータ電流と実モータ電流の偏差を積分する要素を持つ伝達関数を用いて実現してもよい。
【００１４】
この内、積分要素を持つ伝達関数を用いて演算手段を構成すると、目標モータ電流がステップ状に変化したときの定常偏差をなくすことができるのであるが、請求項５に示すように、演算されたフィードバック駆動指令値が最大であっても、実モータ電流が前記目標モータ電流に達しない場合には、偏差積分を増大させる方向の積分動作を停止することが好ましい。これは次の理由からである。
【００１５】
例えば電動パワーステアリングにおいて急操舵をするような場合を考える。偏差積分動作を停止しない場合には、次のような不都合が生じる、つまり、電動モータとしてＤＣモータが使用されている場合には、モータ回転数に比例した逆起電力が発生する。そして、急操舵するような場合には、逆起電力は大きな値となるので、例えばＰＷＭで駆動指令値を出力する場合には、ＰＷＭデューティが１００％であっても、なお実モータ電流が目標モータ電流よりも低い状態が存在する（図１４中のＡ−Ｂ間参照）。ＰＷＭデューティ値は、偏差の積分値と偏差の線形結合値として与えられるが、図１４中のＤ−Ｅ間では１００％にリミットされる。このような場合に、目標モータ電流と実モータ電流の偏差を積分する機能が動作していると、偏差の積分値図１４中のＤ→Ｅの経路を辿ることとなる。図１４中のＢ点においては逆起電力の影響が減り、実モータ電流が目標モータ電流に追いついていても、偏差積分は図１４中のＥ→Ｆの経路を辿るので、ＰＷＭデューティは１００％のままである。この結果、図１４中のＢ−Ｃ間では実モータ電流のオーバーシュートが発生するため、操舵感が悪化する。
【００１６】
これに対して、請求項５に示すように偏差積分動作を停止する場合には、ＰＷＭデューティが１００％に達した図１４中のＤ点で、偏差積分を増大させる方向の積分動作が停止するため、偏差積分値は図１４中のＤ−Ｇの経路を辿る。そのため、図１４中のＢ点では、逆起電力の影響が減り、実モータ電流が目標モータ電流に追いつくと、偏差積分は、図１４中のＧ→Ｈの経路を辿るので、ＰＷＭデューティは直ちに減少し始め、実モータ電流のオーバーシュートが発生せず、良好な操舵感が得られる。
【００１７】
また、請求項６に示すように、請求項１〜５のいずれか記載の電動パワーステアリング用電動モータの制御装置において、演算手段が、目標モータ電流に基づいてモータ駆動手段に対するフィードフォワード駆動指令値を演算し、フィードバック駆動指令値と加算して、前記モータ駆動手段に対する最終的な駆動指令値とするようにしてもよい。このようにすれば、モータ電流の定常偏差の低減、電流立ち上がりの応答改善を図ることができ、操舵フィーリングをさらに向上させることとなる。
つぎに、請求項７に記載の電動パワーステアリング用電動モータの制御装置は、演算手段が、カットオフ周波数より高域の周波数成分を除去する要素として遅れ要素と、この遅れ要素による位相遅れを減らす要素とを持つ伝達関数を用いていることを特徴とする。
さらに、請求項８に記載の電動パワーステアリング用電動モータの制御装置は、上記の遅れ要素と当該遅れ要素による位相遅れを減らす要素とを持つ伝達関数として、上記の［式ａ］，［式ｂ］，［式ｃ］で示す伝達関数を用いていることを特徴とする。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明が適用された実施例について図面を用いて説明する。なお、本発明の実施の形態は、下記の実施例に何ら限定されることなく、本発明の技術的範囲に属する限り、種々の形態を採り得ることは言うまでもない。
【００１９】
［第１実施例］
図１は、上述した発明が適用された実施例の電動パワーステアリング制御装置を中心に示す車両構成図である。
車両運転者によって操舵されるハンドル（ステアリングホイール）１１には、シャフト（ステアリングシャフト）１２が連結されており、シャフト１２には、「操舵機構」に相当するラック１３及びピニオンギヤ１４が連結されている。ハンドル１１の操舵に応じてシャフト１２が回転すると、そのシャフト１２の回転角度がラック１３の移動量となる。ラック１３の両端にはタイロッド１５が設けられており、そのタイロッド１５によって夕イヤ１６を左右に操舵する。
【００２０】
シャフト１２には、「操舵トルク検出手段」に相当する操舵トルクセンサ２１及び操舵角センサ２４が設けられており、操舵トルクセンサ２１からは車両運転者がハンドルを操舵する際に生じるトルクに応じた信号（操舵トルク信号）が出力され、操舵角センサ２４からハンドルを操舵する際に生じる操舵角が出力される。
【００２１】
操舵トルクセンサ２１及び操舵角センサ２４と、ラック１３及びピニオンギヤ１４との間には、減速機２２を介して電動モータ２３が取り付けられている。なお、減速機２２はウォーム及びウォームホイールから構成される周知のものである。電動モータ２３に通電して駆動させれば、ハンドル１１を回転させる際の力が軽減されることとなる。
【００２２】
また、電動モータ２３にはモータ回転角センサ２５及びモータ電流センサ２７が設けられており、この電動モータ２３への通電制御を実行するＥＣＵ３０は、上述した操舵トルクセンサ２１からの操舵トルク信号、操舵角センサ２４からの操舵角、モータ回転角センサ２５からのモータ回転角、モータ電流センサ２７からのモータ電流、及び車両の速度を検出する車速センサ５０からの車速信号に基づいて、電動モータ２３に通電する電流を制御する。
【００２３】
続いて、ＥＣＵ３０の内部構成について、図２の処理ブロック図を参照して説明する。
操舵トルクセンサ２１から出力された信号に基づいて電動モータ制御の演算をデジタルで行うため、ＥＣＵ３０内部では、まず、その検出信号をアナログ回路によるローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１に通し、その後にマイクロコンピュータ３３内に設けられたＡ／Ｄ変換器３４によってＡ／Ｄ変換してから、ＣＰＵ３５へ取り込む。ここで、ＬＰＦ３１はＡ／Ｄ変換時のエリアシングノイズを除去するために、ナイキスト周波数（サンプリング周波数の１／２）以下の遮断周波数をもつフィル夕として構成されている。
【００２４】
同様に、モータ電流センサ２７から出力された信号も、ＬＰＦ３２に通した後に、マイクロコンピュータ３３内のＡ／Ｄ変換器３４によってデジタルデータ化されてからＣＰＵ３５へ取り込まれる。
一方、車速センサ５０の信号は、一般に車速に応じてパルスの周波数が変化する信号である。この信号はＥＣＵ３０内部の波形整形部３８にて波形整形されて、ＣＰＵ３５のポートに入力される。ＣＰＵ３５が、車速パルスの周期を計測することで車速に応じた信号を得る。同様に、モータ回転角センサ２５及び操舵角センサ２４からの信号も、それぞれ対応して設けられた波形整形部３９，４０を経て、ＣＰＵ３５のポートに入力される。
【００２５】
マイクロコンピュータ３３は、駆動回路３６に対して、ＰＷＭ（パルス幅変調）デューティを出力する。駆動回路３６はこのＰＷＭ信号に基づいて、電動モータ２３の電流が追従するようパワートランジスタ３７のスイッチングを行う。次に、本第１実施例の電動パワーステアリング制御装置の制御演算ブロック（図３）及び制御演算ブロックに対応する制御フローチャート（図４）を参照して、動作説明を行う。なお、図４のフローチャートに示す演算は、所定の制御周期ごとにマイクロコンピュータ３３内で実行されるものである。
【００２６】
まず最初のstep１０では、操舵トルクセンサ２１からの検出信号（操舵トルク信号）がＡ／Ｄ変換器３４によってデジタルデータに変換され、ＣＰＵ３５に取り込まれる。
続くstep２０〜step５０は、図３の制御演算ブロックにおける目標モータトルク演算に相当する。まず、step２０では、操舵トルクデータに基づいて基本アシストトルクを演算する。続くstep３０では、車速が増加するにつれてアシストトルクが減少するように、基本アシストトルクを補正する。
【００２７】
step４０では、モータ回転角及び操舵角度に基づき、ハンドルの戻りをよくするためのアシストトルクの補正を行う。そして、step５０では、ハンドルを戻した時の収斂をよくするために、モータ回転角速度及び操舵角速度に基づき、アシストトルクの補正を行う。こうして得られたものが目標モータトルクとなる。
【００２８】
続くstep６０では、上述したstep２０〜step５０で演算された目標モータトルクに対応するモータ電流を演算する。そして、step７０では、モータ電流信号がＡ／Ｄ変換され、デジタルデータとなってＣＰＵ３５に取り込まれる。
続くstep８０では、実モータ電流値と目標モータ電流値とに基づき、駆動回路に対する指令値（ＰＷＭデューティ値）を演算する。そして、最後のstep９０では、その演算されたＰＷＭデューティ値を駆動回路３６に出力し、モータ電流の制御を行う。
【００２９】
なお、上述したように、駆動回路３６はこのＰＷＭ信号に基づいて、電動モータ２３の電流が追従するようパワートランジスタ３７のスイッチングを行う。
このように、本第１実施例の電動パワーステアリング制御装置によれば、モータ電流センサ２７によって検出された実モータ電流を、ＡＤ変換器３４にてデジタルデータに変換してＣＰＵ３５に取り込み、この実モータ電流と目標電流値に基づき、モータ駆動回路３６に対する指令値をＣＰＵ３５によって演算する。これによって、複雑で高価なアナログ回路を用いる事なく、モータ電流の制御を行うことができる。
【００３０】
そして、このようにアナログ回路を用いないでも済むことは次の効果につながる。つまり、アナログ回路を構成する場合には、例えばコンデンサ等の個体間のバラツキがあるような部品を必要とするため完成品としての装置の性能等にもバラツキが発生し得るので、その調整作業が面倒である。本実施例のように構成すれば、このようなバラツキが発生せず、調整作業が不要となる。また、アナログ回路を用いた場合には、電動パワーステアリングを搭載する対象物の種類に対応したアナログ回路を設定・製作する必要がある。例えば軽車両向けと大型車向けの電動パワーステアリング用の電動モータ２３では使用する電流等の違いに対応する必要がある。本実施例のように構成すれば、このような搭載対象の種類に応じてプログラムを変更するだけでよく、ハード構成を共通化できる。
【００３１】
［第２実施例］第２実施例は、前記電動モータ２３に対する駆動指令値として、フィードバック駆動指令値を演算するようにしたものである。本第２実施例の電動パワーステアリング制御装置の制御演算ブロック（図５）及び制御演算ブロックに対応する制御フローチャート（図６）を参照して、動作説明を行う。なお、図６のフローチャートに示す演算は、所定の制御周期ごとにマイクロコンピュータ３３内で実行されるものである。また、上述した第１実施例の場合の電動パワーステアリング制御装置を中心に示す車両構成（図１）及びＥＣＵ３０の内部構成を示す処理ブロック図（図２）は、この第２実施例の場合も同様であるので重複説明はしない。
【００３２】
図６のフローチャートにおけるstep１１０〜１７０及びstep１９０は、第１実施例の場合の図４に示したstep１０〜７０及びstep９０と同じ内容であるので説明は省略し、step１８０及びstep１８５についてのみ説明する。
step１８０では、目標モータ電流と実モータ電流の差（電流偏差）を演算する。そして、続くstep１８５では、下記の［式１］に示す漸化式に従って、ＰＷＭデューティ値ｄ（ｎ）を演算する。
【００３３】
【数１】
0004158243.tif 000002
【００３４】
ここで、ｄ（ｋ）は第ｋ周期のＰＷＭデューティ値、ｅ（ｋ）は第ｋ周期の電流偏差であり、ａ（ｋ），ｂ（ｋ）は予め決められた定数である。
その後、上記演算によって得たＰＷＭデューティ値ｄ（ｎ）に上下限リミッタ処理を施して、最終的なＰＷＭデューティ値とする。step１９０では、その最終的なＰＷＭデューティ値を駆動回路３６に出力してモータ電流の制御を行う。
【００３５】
このように、本第２実施例の場合には、電流偏差に基づいてフィードバック駆動指令値を演算し、そのフィードバック駆動指令値に基づいて電動モータ２３を通電駆動しているため、高精度のモータ制御を実現できる。特に電動パワーステアリングに用いることが前提であるため、熱等の環境変化や経年変化を考慮してフィードバック制御をすることが好ましいと考えられる。また、大量生産する場合は、出荷前に精密な調整作業を施しておくことは現実的に難しいため、特に大量生産を前提とした車両に搭載する電動パワーステアリング用という観点からは、フィードバック制御によって対応する方が好ましいと言える。
【００３６】
［第３実施例］
ところで、マイクロコンピュータ３３にて実モータ電流を所定の電流値に一致させる制御を行うには、演算の負荷量から考えて、制御周期は１ｍｓ程度以上であることが望ましい。これに対して、標準的に行われるデジタル制御器の設計手法は、所望の性能を持つアナログフィードバック制御器の伝達関数を双一次変換して、デジタル制御則を導出し、それをマイクロコンピューターにて演算させる手法である。この手法により、実モータ電流を所定の電流値に一致させる制御を行うには、制御周期は２００マイクロ秒（μｓ）程度以下である必要がある。これより遅い制御周期で制御を行うと、実モータ電流が振動的になり、操舵フィーリングが悪化するという不具合がある。これは、電動パワーステアリングに用いられる電動モータの時定数（＝インダクタンス（Ｌ）／抵抗値（Ｒ））が通常は数ｍｓ程度であるのに対し、制御周期が１ｍｓに近づいてくると、ゼロオーダーホールドの影響が無視できなくなるためである。
【００３７】
本第３実施例は、ゼロオーダーホールドの影響を小さくし、非振動的な電流制御系を実現するための実施例である。
［第３実施例の第１態様］
図７に示す制御演算ブロックは、上述した第２実施例の説明のために用いた図５の制御演算ブロック中の「モータ電流フィードバックループ」に相当する部分を取り出したものである。図７に示すＣｄ（ｚ）は、上記［式１］に対応するパルス伝達関数であり、ｚは遅延演算子を示す。また、ＺＯＨはゼロオーダーホールドであり、Ｐ（ｓ）は電動モータ２３と駆動回路部分（モータ駆動回路３６，パワートランジスタ３７）を表す連続時間の伝達関数で、ｓはラプラス演算子である。
【００３８】
本第１態様では、図７の制御演算ブロック中のモータ電流フィードバック制御器が、カットオフ周波数（＝抵抗値（Ｒ）／インダクタンス（Ｌ））よりも高域の周波数成分を除去するフィルタ処理機能を有することを特徴としている。これは、制御周期（サンプリング時間）が、電動モータ２３の時定数（Ｌ／Ｒ）に比べ無視できない大きさになった場合に特に効果がある。
【００３９】
そのモータ電流フィードバック制御器の構成に関して、パルス伝達関数Ｃｄ（ｚ）の構成につき、実例を上げて具体的に説明する。
電動モータ２３として、インダクタンス（Ｌ）＝８３．４５μＨ，抵抗（Ｒ）＝５３．９５ｍΩのＤＣモータを想定し、それに対して、図７に示すようなモータ電流フィードバック制御系を構成した場合を考える。なお、制御周期を１ｍｓとする。この場合のモータ時定数はＬ／Ｒ＝１．５ｍｓとなり、制御周期１ｍｓが無視できない大きさとなる。
【００４０】
このように制御対象の時定数に比べて制御周期が無視できない場合に、ゼロオーダーホールドの影響を考慮する手法として、例えば文献「デジタル制御理論入門」（荒木光彦著，朝倉書店，Ｐ１３７〜Ｐ１３９）に記載の公知技術がある。以下、その要点を述べる。
【００４１】
図８において、Ｆｄ（ｚ）はフィードバック制御器のパルス伝達関数、ＺＯＨはゼロオーダーホールド、Ｇｃ（ｓ）は制御対象の連続時間伝達関数を示す。この図８に示すようなデジタル制御器において、連続時間の制御系を制御する場合の安定性を論じるのに、まず、下記の［式２］で示すＧｄ（ｚ）を考え、
【００４２】
【数２】
0004158243.tif 000003
【００４３】
さらに、下記の［式３］で示すｗを導入して、
【００４４】
【数３】
0004158243.tif 000004
【００４５】
連続時間伝達関数Ｇｃ（ｗ）を下記の［式４］のように表す。
【００４６】
【数４】
0004158243.tif 000005
【００４７】
この連続時間伝達関数Ｇｃ（ｗ）で表わされた制御対象に対して、図９に示すような制御系を構成する。連続時間伝達関数Ｆｃ（ｗ）で表わされた制御器によって実現される安定余裕は、下記［式５］のように定義される連続時間伝達関数Ｆｄ（ｚ）にて図８の制御系を構成したときの安定余裕と一致する。これが上記文献に記載された公知技術の内容である。
【００４８】
【数５】
0004158243.tif 000006
【００４９】
すなわち、図８に示すゼロオーダーホールド（ＺＯＨ）を含む制御系に対し、ゼロオーダーホールドを考慮して所望の安定の安定余裕を持つデジタル制御器を得るには、まず図９に示す制御系において所望の安定の安定余裕をもつように連続時間伝達関数Ｆｃ（ｗ）を構成し、その後、上記［式５］にしたがって連続時間伝達関数Ｆｄ（ｚ）を構成すれば良い。
【００５０】
ただし、特定の制御対象に対して適切な連続時間伝達関数Ｆｃ（ｗ）を如何に構成するかは、公知の技術ではない。本第１態様では、このような公知技術を前提としながら、特定の制御対象として電動パワーステアリング用の電動モータ２３を考え、この電動モータ２３に対する適切な連続時間伝達関数Ｆｃ（ｗ）を構成したものである。
【００５１】
実例として取り上げたＤＣモータ（Ｌ＝８３．４５μＨ，Ｒ＝５３．９５ｍΩ）の、等価的な印加電圧からモータ電流までの伝達関数Ｐ（ｓ）は、下記の［式６］に示すようになる。
Ｐ（ｓ）＝１／（Ｌ＊ｓ＋Ｒ）              …［式６］
上記［式２］，［式３］，［式４］にしたがって、伝達関数Ｐ（ｓ）に対し、図９に示したＧｃ（ｗ）に相当する連続時間伝達関数Ｐｃ（ｗ）を求めると、下記の［式７］に示すようになる。
【００５２】
【数６】
0004158243.tif 000007
【００５３】
この連続時間伝達関数Ｐｃ（ｗ）のボード線図を図１０中に（Ａ）で示す。図１０より、１次遅れであったＰ（ｓ）がゼロオーダーホールドを考慮すると、厳密にはＰｃ（ｗ）についてのゲイン交差周波数は定義できないが、位相の変化を見た場合、高周波側で位相が１８０度遅れて位相余裕の少ない系になっていることが判る。
【００５４】
本第１態様では、この制御対象に対し、図９のＦｃ（ｗ）にあたる制御器として下記の［式８］，［式９］，［式１０］で示す伝達関数を用いている。
【００５５】
【数７】
0004158243.tif 000008
【００５６】
そのボード線図を図１０中に（Ｂ）で示す。この内、伝達関数Ｆｃ１（ｗ）は、モータ電流フィードバック制御器がカットオフ周波数（Ｒ／Ｌ）よりも高域の周波数成分を除去する要素として１次遅れを用いている。
図１０中に（ｃ）で示した一巡伝達関数Ｆｃ（ｗ）＊Ｐｃ（ｗ）のボード線図から判るように、Ｆｃ１（ｗ）の効果で、一巡伝達関数Ｆｃ（ｗ）＊Ｐｃ（ｗ）のカットオフ周波数が低域に移動し、安定余裕が増していることが判る。また、Ｆｃ２（ｗ）はＦｃ１（ｗ）による位相遅れを減らす効果がある。
【００５７】
ここで、上記［式５］にしたがって、図７におけるモータ電流フィードバック制御器のパルス伝達関数Ｃｄ（ｚ）を求めると、下記［式１１］に示すようになる。
【００５８】
【数８】
0004158243.tif 000009
【００５９】
このパルス伝達関数Ｃｄ（ｚ）を用いて、制御周期１ｍｓにて上述したＤＣモータ（Ｌ＝８３．４５μＨ，Ｒ＝５３．９５ｍΩ）の電流フィードバック制御を行なった例として、目標電流をＯＡから１０Ａにステップ状に変化させた時の応答波形を図１１中に（Ａ）で示す。なお、図１１中の（Ｂ）は、高域周波数成分の除去要素なしで単純な比例制御を行った場合の応答波形である。図１１中の（Ａ）が（Ｂ）に比べて、応答が非振動的で且つ定常偏差も小さいことが判る。
【００６０】
［第３実施例の第２態様］
上述の第１態様では遅れ要素を用いたが、この第２態様では積分要素を用いる。つまり、図９中に示した連続時間伝達関数Ｆｃ（ｗ）に代えて、下記の[式１２］に示すものを用いる。
【００６１】
【数９】
0004158243.tif 000010
【００６２】
その場合のボード線図を図１２中に（Ｂ）で示す。この［式１２］で示される連続時間伝達関数Ｆｃ（ｗ）は、モータ電流フィードバック制御器がカットオフ周波数（Ｌ／Ｒ）より高域の周波数成分を除去する要素として、積分要素が用いられている。図１２中に（Ｃ）で示した一巡伝達関数Ｆｃ（ｗ）＊Ｐｃ（ｗ）のボード線図から判るように、連続時間伝達関数Ｆｃ（ｗ）の効果で、一巡伝達関数Ｆｃ（ｗ）＊Ｐｃ（ｗ）のカットオフ周波数が低域に移動し、安定余裕が増していることが判る。
【００６３】
また、この［式１２］で示される連続時間伝達関数Ｆｃ（ｗ）を用いて上記［式５］で定義される連続時間伝達関数Ｆｄ（ｚ）を求め、それにしたがって、図７におけるモータ電流フィードバック制御器のパルス伝達関数Ｃｄ（ｚ）を求めると、下記［式１３］に示すようになる。
【００６４】
【数１０】
0004158243.tif 000011
【００６５】
このパルス伝達関数Ｃｄ（ｚ）を用いて、制御周期１ｍｓにて上述したＤＣモータ（Ｌ＝８３．４５μＨ，Ｒ＝５３．９５ｍΩ）の電流フィードバック制御を行なった例として、目標電流をＯＡから１０Ａにステップ状に変化させた時の応答波形を図１３中に（Ａ）で示す。
【００６６】
この場合も、図１１中に（Ａ）で示した「遅れ要素を用いた場合」と同様に、非振動的な応答であることが判る。そして、この場合には、積分要素の効果によって、定常偏差が０となっていることも判る。
なお、上述した遅れ要素を用いた第１態様（式８に示す伝達関数参照）及び積分要素を用いた第２態様（式１２に示す伝達関数参照）いずれの場合も、遅いサンプリング時間で、非振動的な電流応答を実現するために、電動モータ２３のカットオフ周波数より高域の周波数成分を除去する要素を有していることが本質的に寄与している。
【００６７】
［第２態様の場合の工夫］
ところで、この第２態様のように積分要素を用いる場合には、次の点を考慮すると、演算されたフィードバック駆動指令値が最大であっても、実モータ電流が目標モータ電流に達しない場合には、偏差積分を増大させる方向の積分動作を停止することが好ましい。これは次の理由からである。
【００６８】
電動パワーステアリングにおいて急操舵をするような状況で偏差積分動作を停止しない場合には、次のような不都合が生じる、つまり、ＤＣモータが使用された電動モータ２３のモータ回転数に比例した逆起電力が発生し、急操舵するような場合には、逆起電力は大きな値となるので、ＰＷＭデューティが１００％であっても、なお実モータ電流が目標モータ電流よりも低い状態が存在する（図１４中のＡ−Ｂ間参照）。ＰＷＭデューティ値は、偏差の積分値と偏差の線形結合値として与えられるが、図１４中のＤ−Ｅ間では１００％にリミットされる。このような場合に、目標モータ電流と実モータ電流の偏差を積分する機能が動作していると、偏差の積分値図１４中のＤ→Ｅの経路を辿ることとなる。図１４中のＢ点においては逆起電力の影響が減り、実モータ電流が目標モータ電流に追いついていても、偏差積分は図１４中のＥ→Ｆの経路を辿るので、ＰＷＭデューティは１００％のままである。この結果、図１４中のＢ−Ｃ間では実モータ電流のオーバーシュートが発生するため、操舵感が悪化する。
【００６９】
そこで、図１５のフローチャートに示すような制御を実行して、必要な場合には偏差積分動作を停止する。
図１５のフローチャートの説明の前に、その処理に関連する説明をしておく。上記［式１３］に示したモータ電流フィードバック制御器のパルス伝達関数Ｃｄ（ｚ）は、下記［式１４］に示すように変形できる。
【００７０】
【数１１】
0004158243.tif 000012
【００７１】
すなわち、偏差比例に対応する部分［０．０５］と、偏差積分に対応する部分［０．０５／（１−Ｚ-1）］とに分けられる。この偏差比例対応部分と偏差積分対応部分それぞれについての演算が図１５においてなされる。
図１５のフローチャートにおけるstep１１０〜１８０及びstep１９０は、第２実施例の場合の図６に示した内容と同じであり、図６におけるstep１８５に代えて、step１８１〜tep１８４を実行する点が異なるだけである。そこで、主にその部分を説明する。
【００７２】
step１８０で目標モータ電流と実モータ電流の差（電流偏差）を演算した後、続くstep１８１では、前周期のＰＷＭデューティ値が最大値となっているか否かがチェック（飽和チェック）される。そのチェック結果に応じて、step１８２でのＰＷＭデューティ値ｄ（ｎ）の偏差積分演算は変わってくる。
【００７３】
すなわち、step１８２では、前周期のＰＷＭデューティ値が最大値となっている場合は、積分値が増加する方向の積分演算（上記［式１４］に示した偏差積分対応部分［０．０５／（１−Ｚ-1）］）は行わない。なお、積分値が減少する方向の積分演算は行う。一方、前周期のＰＷＭデューティ値が最大値となっていない場合には、そのまま積分演算（［式１４］中の偏差積分対応部分）を行う。
【００７４】
続くstep１８３では、［式１４］に示した偏差比例対応部分［０．０５］の演算を実行する。
そして、step１８４では、上記step１８２とstep１８３の結果を加算し、必要なガード処理を施して、最終的なＰＷＭデューティ値とする。
【００７５】
このような処理を実行することで、ＰＷＭデューティが１００％に達した図１４中のＤ点で、偏差積分を増大させる方向の積分動作が停止することとなる。そのため、偏差積分値は図１４中のＤ→Ｇの経路を辿る。したがって、図１４中のＢ点では、逆起電力の影響が減り、実モータ電流が目標モータ電流に追いつくと、偏差積分は、図１４中のＧ→Ｈの経路を辿るので、ＰＷＭデューティは直ちに減少し始め、実モータ電流のオーバーシュートが発生せず、良好な操舵感が得られる。
【００７６】
［第４実施例］
第４実施例は、上述した第２あるいは第３実施例におけるモータ電流フィードバック制御器と並行に、目標電流に基づいてモータ駆動回路３６に対する指令値をフィードフォワード項として演算する、モータ電流フィードフォワード制御器を設けたものである。本第４実施例の電動パワーステアリング制御装置の制御演算ブロック（図１６）及び制御演算ブロックに対応する制御フローチャート（図１７）を参照して、動作説明を行う。なお、図１５のフローチャートに示す演算は、所定の制御周期ごとにマイクロコンピュータ３３内で実行されるものである。また、上述した第１実施例の場合の電動パワーステアリング制御装置を中心に示す車両構成（図１）及びＥＣＵ３０の内部構成を示す処理ブロック図（図２）は、この第２実施例の場合も同様であるので重複説明はしない。
【００７７】
図１７のフローチャートにおけるstep２１０〜２７０及びstep２９０は、第１実施例の場合の図４に示したstep１０〜７０及びstep９０と同じ内容であるので説明は省略する。
step２８０では、上述した第２実施例の場合のstep１８０と同様に、目標モータ電流と実モータ電流の差（電流偏差）を演算する。そして、続くstep２８５では、下記の［式１５］に示す漸化式に従って、ＰＷＭデューティフィードバック値ｄｆｂ（ｎ）を演算する。
【００７８】
【数１２】
0004158243.tif 000013
【００７９】
ここで、ｄｆｂ（ｋ）は第ｋ周期のＰＷＭデューティフィードバック値、ｅ（ｋ）は第ｋ周期の電流偏差であり、ａ（ｋ），ｂ（ｋ）は予め決められた定数である。
続くstep２８６では、下記の［式１６］に示す漸化式に従って、ＰＷＭデューティフィードフォワード値ｄｆｆ（ｎ）を演算する。
【００８０】
ｄｆｆ（ｎ）＝ｆ（Ｒ＊Ｉｒｅｆ（ｎ））      …［式１６］
ここで、ＲはＤＣモータの抵抗値、ｌｒｅｆ（ｎ）は第ｎ周期の目標モータ電流、ｆ（……）は、予め設定されたマップである。
そしうて、step２８７では、下記の［式１７］に示すようにＰＷＭデューティ最終値ｄ（ｎ）を演算する。
【００８１】
ｄ（ｎ）＝ｄｆｆ（ｎ）＋ｄｆｂ（ｎ）    …［式１７］
その後、上記演算によって得たＰＷＭデューティ値ｄ（ｎ）に上下限リミッタ処理を施して、最終的なＰＷＭデューティ値とする。step２９０では、その最終的なＰＷＭデューティ値を駆動回路３６に出力してモータ電流の制御を行う。
【００８２】
このように、本第４実施例の場合には、ＰＷＭデューティフィードバック値ｄｆｂ（ｎ）とＰＷＭデューティフィードフォワード値ｄｆｆ（ｎ）とに基づいてＰＷＭデューティ最終値ｄ（ｎ）を演算し、その値に基づいてモータ電流の制御を行っているため、モータ電流の定常偏差の低減、電流立ち上がりの応答改善を図ることができ、操舵フィーリングをさらに向上させることとなる。
【００８３】
［その他］
（１）上述した実施例では、電動モータ２３が減速機２２を介してシャフトを回動させることで補助操舵する構成を前提としたが、それ以外にも、例えばラック１３を電磁力等によって直接駆動させる「ラック同軸式」の構成を前提としても同様に適用可能である。
【００８４】
（２）上述した第３実施例の第１態様では、１次遅れ要素を持つ伝達関数を用いたが、１次遅れ要素に限られるものではなく、２次以上の遅れ要素を持つ伝達関数を用いても同様に実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明が適用された実施例の電動パワーステアリング制御装置を中心に示す車両構成図である。
【図２】  実施例のＥＣＵの内部構成を示す処理ブロック図である。
【図３】  第１実施例の電動パワーステアリング制御装置の制御演算ブロック図である。
【図４】  第１実施例の制御演算ブロックに対応する制御フローチャートである。
【図５】  第２実施例の電動パワーステアリング制御装置の制御演算ブロック図である。
【図６】  第２実施例の制御演算ブロックに対応する制御フローチャートである。
【図７】  図５の制御演算ブロック中の「モータ電流フィードバックループ」に相当する部分を取り出したものである。
【図８】  第３実施例の第１態様を示すための制御演算ブロック図である。
【図９】  第３実施例の第１態様を示すための制御演算ブロック図である。
【図１０】  第３実施例の第１態様における伝達関数のボード線図である。
【図１１】  第３実施例の第１態様におけるパルス伝達関数を用いてＤＣモータの電流Ｆ／Ｂ制御を行なった場合の、目標電流をステップ状に変化させた時の応答波形の説明図である。
【図１２】  第３実施例の第２態様における伝達関数のボード線図である。
【図１３】  第３実施例の第２態様におけるパルス伝達関数を用いてＤＣモータの電流Ｆ／Ｂ制御を行なった場合の、目標電流をステップ状に変化させた時の応答波形の説明図である。
【図１４】  第３実施例の第２態様に関して、電動パワーステアリングにおいて急操舵をする状況で偏差積分動作を停止しない場合と停止した場合との比較等を示す説明図である。
【図１５】  第３実施例の第２態様に関して、偏差積分動作を停止する場合の制御を示すフローチャートである。
【図１６】  第４実施例の電動パワーステアリング制御装置の制御演算ブロック図である。
【図１７】  第４実施例の制御演算ブロックに対応する制御フローチャートである。
【符号の説明】
１１…ハンドル                      １２…シャフト
１３…ラック                        １４…ピニオンギヤ
１５…タイロッド                    １６…夕イヤ
２１…操舵トルクセンサ              ２２…減速機
２３…電動モータ                    ２４…操舵角センサ
２５…モータ回転角センサ            ２７…モータ電流センサ
３０…マイクロコンピュータ    ３１，３２…ＬＰＦ
３４…Ａ／Ｄ変換器                  ３５…ＣＰＵ
３６…モータ駆動回路                ３７…パワートランジスタ
３８，３９，４０…波形整形部        ５０…車速センサ
【図１】
0004158243.tif 000015
【図２】
0004158243.tif 000016
【図３】
0004158243.tif 000017
【図４】
0004158243.tif 000018
【図５】
0004158243.tif 000019
【図６】
0004158243.tif 000020
【図７】
0004158243.tif 000021
【図８】
0004158243.tif 000022
【図９】
0004158243.tif 000023
【図１０】
0004158243.tif 000024
【図１１】
0004158243.tif 000025
【図１２】
0004158243.tif 000026
【図１３】
0004158243.tif 000027
【図１４】
0004158243.tif 000028
【図１５】
0004158243.tif 000029
【図１６】
0004158243.tif 000030
【図１７】
0004158243.tif 000031