(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
フィルタすべき信号の伝搬経路に沿って一列に従属接続される複数の共振器を含み、各該共振器は、λ／２共振器を折り曲げた構造をなすように構成した共振器部を有する超伝導マイクロストリップフィルタにおいて、
各前記共振器は、その線路パターンの長さ方向に沿って中央部およびその近傍に、電流密度低減部を形成してなり、該中央部およびその近傍における前記線路パターンの線路幅をそれ以外の部分の線路幅よりも太くして前記電流密度低減部とすることを特徴とする超伝導マイクロストリップフィルタ。
【請求項２】
各前記線路パターンの前記中央部およびその近傍を円状に形成して、前記電流密度低減部とする請求項１に記載の超伝導マイクロストリップフィルタ。
【請求項３】
フィルタすべき信号の伝搬経路に沿って一列に配置される複数の共振器を含む共振器部を有する超伝導マイクロストリップフィルタにおいて、
少なくとも、前記伝搬経路の中央部分およびその近傍に配置される各前記共振器に対し、その線路パターンの一部に、電流密度低減部を形成し、かつ、
前記中央部分よりの前記共振器ほど前記電流密度低減部を大にすることを特徴とする超伝導マイクロストリップフィルタ。
【請求項４】
フィルタすべき信号の伝搬経路に沿って一列に配置される複数の共振器を含む共振器部を有する超伝導マイクロストリップフィルタにおいて、
少なくとも、前記伝搬経路の中央部分およびその近傍に配置される各前記共振器に対し、その線路パターンの全長に亘って電流密度低減部を形成し、かつ、
前記中央部分よりの前記共振器ほど前記電流密度低減部を大にすることを特徴とする超伝導マイクロストリップフィルタ。
【請求項５】
前記中央部分よりの前記共振器ほど、前記線路パターンの線路幅を徐々に太くして、前記電流密度低減部を形成する請求項４に記載の超伝導マイクロストリップフィルタ。
【請求項６】
フィルタすべき信号が入力される入力線路部と、該入力線路部に隣接して配置され、少なくとも１つの共振器を含む共振器部と、を有する超伝導マイクロストリップフィルタにおいて、
前記入力線路部は、その線路パターンの一部に、電流密度低減部を形成することを特徴とする超伝導マイクロストリップフィルタ。
【請求項７】
前記入力線路部の前記線路パターンのうち電流集中が最大となる部分の線路パターンの線路幅を、それ以外の部分の線路幅よりも太くすることにより前記電流密度低減部を形成する請求項６に記載の超伝導マイクロストリップフィルタ。
【請求項８】
前記入力線路部の前記線路パターンと、前記信号が入力される入力導体の線路パターンとがほぼＬ字状に接合する場合、その接合部分におけるこれら線路パターンの線路幅を、それ以外の部分の線路幅よりも太くして、前記電流密度低減部を形成する請求項６に記載の超伝導マイクロストリップフィルタ。
【請求項９】
各前記線路パターンの前記中央部およびその近傍を円状に形成して、前記電流密度低減部とする請求項７または８に記載の超伝導マイクロストリップフィルタ。
【発明の詳細な説明】
技術の分野
本発明は、超伝導マイクロストリップラインにより構成される超伝導マイクロストリップフィルタ、例えば移動体通信システムにおける基地局の受信装置に用いて好適な超伝導マイクロストリップフィルタに関する。
上記の例によれば、基地局の受信装置における入力段には、通信に必要な周波数帯域の信号のみを通過させるためのフィルタが必須の構成要素の１つとなっている。この場合、近年急激に増加しつつある移動体通信利用者すなわち加入者を各基地局において十分収容可能とすべく、いわゆる急峻なカット特性を示すフィルタが強く求められている。これは、このカット特性が急峻であればあるほど、所定の周波数帯域を最大限利用可能となり、加入者の収容数を増やすことができるからである。
このような急峻なカット特性が得られるフィルタとして、複数の共振器を多段に配置した構成のフィルタが現在採用されている。この共振器の段数が多ければ多いほど上記カット特性は急峻になり好ましい。
ところが反面、その共振器の段数が増えれば増えるほど、フィルタの通過帯域での挿入損失が大きくなってしまうという不都合が生じてしまう。
このような不都合を回避すべく、従来一般的に用いられてきた、通常の金属によって構成されるフィルタに代えて、超伝導物質によって構成されるフィルタを用いることが近年提案され実用化への開発研究が行われている。これが超伝導マイクロストリップフィルタであり、超伝導物質の表面抵抗が通常の金属の表面抵抗より２〜３桁も小さいことから、急峻なカット特性を保持しつつ、通過帯域においてきわめて低い挿入損失を実現可能としている。本発明は、このような超伝導マイクロストリップフィルタについて述べる。なお以下、簡略して超伝導フィルタとも称す。
背景技術
上記の例に基づく基地局は、近年の加入者数の増大に伴い、その受信装置において一層高い電力を受信しなければならない。またこの受信装置は、送受共用のアンテナに接続されることから、自らの強い送信電力によるまわり込み電力を必然的に受信することになる。さらにまたこの基地局では、相互に近接する数本の送受共用アンテナを備えていることから、隣接チャネルからの強い送信電力をも受信することになる。
このような状況のもとで、上記受信装置におけるフィルタには、一層高い耐電力性が求められることになる。すなわち、ある程度まで高い電力がそのフィルタに印加されても、そのフィルタのカット特性を劣化させることなく維持できる、という高い耐電力性が必須の要件となる。
ところが、通常の金属からなる一般的なフィルタに比べると、超伝導フィルタの場合は上記耐電力性が著しく劣るという欠点がある。この欠点は、超伝導フィルタに固有の臨界温度（ＴＣ）と臨界電流密度（ＪＣ）とに起因するものであり、このうち特に臨界電流密度（ＪＣ）は、超伝導フィルタの機能そのものの実現ときわめて密接な関係を有する。
したがって、臨界電流密度（ＪＣ）以下の電流密度を保持しながら、耐電力性の向上を図らなければならない。なお、上記臨界温度（ＴＣ）以下の温度を維持することも本質的なことであるが、これは外部冷凍機の能力に依存するものであるから、本発明では特に言及しない。
後に図面を用いて詳しく説明するように、上記耐電力性を向上させた公知の超伝導フィルタとして、例えば、文献（Ｈｉｇｈ−Ｐｏｗｅｒ  ＨＴＳ  Ｍｉｃｒｏｓｔｒｉｐ  Ｆｉｌｔｅｒｓ  ｆｏｒ  Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｇｕｏ−Ｃｈｕｎ  Ｌｉａｎｇ  ｅｔｃ．，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓ．ｏｎ  ＭＴＴ，ｖｏｌ．４３，Ｎｏ．１２，Ｄｅｃ．１９９５）に開示されたフィルタが既に知られている。このフィルタを構成する各共振器は、その線路の特性インピーダンスを小さくすることにより線路幅を太くし、電流集中を抑制している。具体的には、そのフィルタの入出力線路部の特性インピーダンスは５０Ωとするが、上記共振器の特性インピーダンスは１０Ωと小さくすることにより、各上記共振器の線路の全長に亘る線路幅を増大させたフィルタである。
しかしながら、上記の従来例に従って電流集中の抑制すなわち電流密度の低減を図ろうとすると、単に線路の特性インピーダンスを下げて各共振器をなす線路の全長に亘ってその線路幅を太くするだけであるから、これら共振器を一列に配列してなるフィルタは全体として必然的に大型化してしまう、という問題がある。
特に、近年広く採用されつつある、λ／２共振器をヘアピン形状に折り曲げた共振器を複数個一列に並べた構成の超伝導フィルタに対し、耐電力性の向上のために上記従来例を適用すると、当該超伝導フィルタは相当に大型化し、安価で主流な直径約５ｃｍの基板（ＭｇＯ等）をもってその超伝導フィルタを形成すると、その基板上には高々５段程度の共振器を載せるのが精一杯となり、今度は、所望の急峻なカット特性が得られなくなる、という問題がある。
発明の開示
本発明は上記問題点に鑑み、フィルタ全体を大型化させることなく、臨界電流密度（ＪＣ）以下の電流密度を保持可能としつつ、耐電力性の向上を図ることのできる超伝導マイクロストリップフィルタを提供することを目的とするものである。
さらに詳しくは、本発明は、対受信波用フィルタとして有効な構成と、対送信波用フィルタとして有効な構成とを提供することを目的とするものである。ここに、対受信波用フィルタとは、上記の例によれば基地局の受信装置が加入者側から受信する入力電力に対して特に有効なフィルタのことであり、一方対送信波用フィルタとは、その基地局においてその受信装置と近接して対をなす送信装置が出力する送信電力によるまわり込み電力に対して、またはその基地局の他のアンテナより直接受信する送信電力に対して、特に有効なフィルタのことである。なお、受信波と送信波とでは、周波数帯域が異なる。
本発明は、さらに、上記対受信波用としても、または上記対送信波用としても、あるいは上記対受信波用と対送信波用の両用としても適用可能な超伝導フィルタを提供することを目的とするものである。
本発明は上記目的を達成するために、下記第１〜第５の態様を提案する。
第１の態様は、少なくとも１つの共振器を含む共振器部を有する超伝導マイクロストリップフィルタにおいて、該共振器は、その線路パターンの一部に、電流密度低減部を形成することを特徴とするものである。これは対受信波用フィルタである。
第２の態様は、フィルタすべき信号の伝搬経路に沿って一列に配置される複数の共振器を含む共振器部を有する超伝導マイクロストリップフィルタにおいて、少なくともその伝搬経路の中央部分およびその近傍に配置される各共振器に対し、その線路パターンの一部に、電流密度低減部を形成し、かつ、該中央部分よりの共振器ほど電流密度低減部を大にすることを特徴とするものである。これも対受信波用フィルタである。
第３の態様は、フィルタすべき信号の伝搬経路に沿って一列に配置される複数の共振器を含む共振器部を有する超伝導マイクロストリップフィルタにおいて、少なくとも、その伝搬経路の中央部分およびその近傍に配置される各共振器に対し、その線路パターンの全長亘って電流密度低減部を形成し、かつ、該中央部分よりの共振器ほど電流密度低減部を大にすることを特徴とするものである。これも対受信波用フィルタである。
第４の態様は、フィルタすべき信号が入力される入力線路部と、この入力線路部に隣接して配置され、少なくとも１つの共振器を含む共振器部と、を有する超伝導マイクロストリップフィルタにおいて、その入力線路部は、その線路パターンの一部に、電流密度低減部を形成することを特徴とするものである。これは、対送信波用フィルタである。
第５の態様は、フィルタすべき信号が入力される入力線路部と、この入力線路部に隣接して配置され、少なくとも１つの共振器を含む共振器部と、を有する超伝導マイクロストリップフィルタにおいて、その入力線路部のみを、超伝導物質以外の物質からなる線路パターンにより形成することを特徴とするものである。これも対送信波用フィルタである。
上記第１〜第５の態様は、相互に別個独立に実現しても良いし、あるいは、いずれかの態様同士の組み合わせとしても実現可能である。このことは以下の説明で明らかになる。
発明の実施の形態
本発明の理解を一層容易にするため、まず一般的な構成について説明する。
第１３図は本発明が適用される、一例としての、基地局のフロントエンド部を示す図である。
本図において、フロントエンド部１０は、送受信共用のアンテナ１１と、アンテナ１１からの入力電力を受信する受信装置１２と、アンテナ１１から電力を送信する送信装置１３とからなる。
受信装置１２は、アンテナ１１から受信した信号のうち所望の周波数帯域の信号のみを抽出する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１４と、低雑音信号増幅器（Ｌｏｗ  Ｎｏｉｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１５とを含んで構成される。
一方送信装置１３は、信号増幅器（ＡＭＰ）１６と、歪補償回路（ＤＣＣ：Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ  Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｎｇ  Ｃｉｒｃｕｉｔ）１７とを含んで構成され、アンテナ１１から送信すべき信号を生成する。
上記フロントエンド部１０の中で、本発明が適用されるのは、特に受信装置１２内の帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１４であり、このフィルタ１４が、超伝導マイクロストリップフィルタ（超伝導フィルタ）から構成される。
この超伝導フィルタ１４は、アンテナ１１より実線矢印で示す経路で受信した信号ＲＸの中から、所望の周波数帯域の信号を抽出するのが主たる機能である（対受信波用フィルタ）。
一方この超伝導フィルタ１４は、送信装置１３側からの送信信号のうち、点線矢印で示す経路でまわり込んだ信号ＴＸをしゃ断する機能も果す。同様に当該基地局の他のアンテナ（図示せず）から送信された信号のうち、アンテナ１１から点線矢印で示す経路で侵入した信号ｔｘをしゃ断する機能も果す（対送信波用フィルタ）。
以下、主たる機能である対受信波用フィルタとしての一般的な超伝導フィルタ１４について説明する。
第１４図は一般的な超伝導マイクロストリップフィルタの一例を示す図である。本発明は、本図に示す形態の超伝導フィルタに特に効果的に適用される。
本図において、超伝導フィルタ１４は、信号ＲＸが入力される入力導体２０と、これに接合する入力線路部２１と、この入力線路部２１に印加された信号ＲＸのうち、所望の周波数帯域の信号のみを抽出する共振器部２２と、抽出された信号を、例えば低雑音信号増幅器（ＬＮＡ）に送出する出力線路部２４とから構成される。ここに上記共振器部２２は、少なくとも１つの共振器２３を含んで構成される。ただし本図では、一例として、９段の共振器２３−１，２３−２…２３−９を示している。
また本図では、各共振器２３として、λ／２共振器をヘアピン形状に折り曲げた構成の、マイクロストリップヘアピン型共振器を示している。このようなヘアピン型共振器２３は、例えば酸化マグネシウム（ＭｇＯ）あるいは酸化アルミニウムランタン（ＬａＡｌＯ３）からなる基板２６の両面上に、まず超伝導薄膜ＹＢＣＯ（Ｙ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ）を成膜し、その後、フォトリソグラフィ等により、図示する一方の面上に線路パターン２５を形成することにより得られる。なお、基板２６の他方の面（図示せず）はグランド面となる。
かくして得られたヘアピン型共振器２３−１〜２３−９を備えてなる超伝導フィルタ１４は、設計ならびに製作が容易という利点がある他、小型化かつ軽量化にきわめて有効であり、今後広く採用されるものと考えられる。
第１５図は第１４図における各共振器２３の折り曲げ部分の形状を、２つの例について、拡大して示す図である。
本図の（ａ）は、線路パターンの各コーナーを切り落として直角に曲げた形状（第１例）を示し、同図の（ｂ）は、直線部分の線路パターンの線路幅をそのまま保って円弧状にした形状（第２例）を示す。
なお超伝導フィルタ１４は、全体を外部冷凍機によって７０〔Ｋ〕といった極低温に冷却して動作させる。これにより、挿入損失なしに急峻なカット特性を得ることができる。
第１６図はカット特性を説明するための図である。
本図において、〈１〉および〈２〉の特性は、共に超伝導フィルタ１４によるカット特性を表す。一方、〈３〉の特性は通常の金属からなる一般的なフィルタによるカット特性を表す。図中のＷ２は通過帯域を示し、その両端のＷ１およびＷ３は、しゃ断域を示す。
特性〈３〉（通常の金属からなるフィルタ）と、特性〈１〉および〈２〉（超伝導フィルタ）との顕著な相違は、挿入損失の差ΔＬにあり、超伝導フィルタの挿入損失はほぼ零である。
ただし、共振器２３の段数を減らすと、特性〈１〉に示すように、急峻なカット特性は失なわれる。このことは特性〈３〉についても同様である。
上述のように、挿入損失をきわめて小さく抑えつつ急峻なカット特性が得られる超伝導フィルタを実現するときに、これと全く同一形状の、通常の金属から構成される一般的なフィルタに比べて、前者は耐電力性に劣るという欠点を有する。この欠点を克服することが重要な課題である。このことをさらに詳しく説明する。
一般にマイクロストリップラインでは、そこを流れる電流が、そのラインの端部に集中してしまう、というエッジ効果が見られる。このエッジ効果は、通常の金属からなるマイクロストリップラインにおいてはそれ程支障とはならない。ところが、超伝導物質からなるマイクロストリップラインにおいてはそのエッジ効果が重大な影響を及ぼし、そのライン上の例え１ヶ所であってもそこでの電流密度が既述の臨界電流密度（ＪＣ）に近付くと超伝導特性が失なわれ、ついにはマイクロストリップライン全体の超伝導状態が破壊されてしまう。つまり、超伝導マイクロストリップラインよりなる線路パターンの特に線路の端部で超伝導状態が破壊されてしまう。
このような問題に対処することを試みた超伝導フィルタが、前述した文献に開示される超伝導フィルタである。これを第１７図に示す。
第１７図はエッジ効果を抑制した従来の超伝導フィルタの一例を示す図である。なお、全図を通じて同様の構成要素には、同一の参照番号または記号を付して示す。
本図に示す従来例による超伝導フィルタは、入力線路２１と、例えば５段の共振器２３−１〜２３−５からなる共振器部２２と、出力線路部２４とが、マイクロストリップラインによって基板２６上に形成される。この超伝導フィルタは、既に述べたとおり、入力線路部２１および出力線路部２４の特性インピーダンスは５０Ωとするが、各共振器２３−１〜２３−５の特性インピーダンスは１０Ωと小さくすることにより、線路パターン２５の線路幅を広げ、電流集中の抑制を図っている。
このため上記超伝導フィルタは、各線路パターンの線路幅をその全長に亘り太く形成している（例えば３ｍｍ）。また、隣接共振器間のピッチｐも広くなっている。したがって、超伝導フィルタは必然的に大型化し、安価で主流な直径約５ｃｍの基板２６上には、数段の共振器しか形成できない。
加えて、このような線路幅の太い共振器で、第１４図に示すようなマイクロストリップヘアピン型共振器を構成しようとすると、線路パターン２５の各コーナー部分には大きな円弧を形成しなければならず、約５ｃｍ程度の基板２６上に、とても９段もの共振器（２３−１〜２３−９）を収めることはできない。
そこで本発明は、上述した第１〜第５の態様の超伝導フィルタを提供する。
第１図は本発明に係る第１の態様に基づく超伝導フィルタの基本構成図である。
この基本構成は、少なくとも１つの共振器２３−ｋ（ｋ＝１，２，３…）を含む共振器部２２を有する超伝導マイクロストリップフィルタ１４において、その共振器は、その線路パターン２５の一部に、電流密度低減部３１を形成することを特徴とするものである。なお、本図では、その電流密度低減部３１として、ｋ番目の３１−ｋが図示されている。
従来例として示した第１７図の構成と大きく相違するのは、従来例においては、各共振器の線路パターン２５の線路幅をその全長に亘って太くしているのに対し、第１図の構成では、各共振器２３の線路パターン２５の一部の線路幅のみを太くして、電流密度低減部３１を形成していることである。
本発明では、電流密度が最大になる部分のみの線路幅を選択的に太くしていることから（電流密度低減部３１の選択的な形成）、フィルタ全体として見ると、それ程大型化しないし、むしろ小型化も可能である。
したがって限られた面積の基板２６上に、耐電力性を向上させた共振器２３をより多く収めることができ、既述の急峻なカット特性を十分満足させつつ、臨界電流密度（ＪＣ）以下の電流密度を保持することが可能となる。
ところで、共振器において、電流密度が最大となる部分に着目してその部分のみの電流密度を低減させるための電流密度低減部３１を形成する、という本発明の発想は、一見当然の発想のように思われる。しかしながら、その当然のような発想に基づいて、耐電力性の向上と小型化とを両立させた超伝導フィルタはまだ知られていない。
その理由は、マイクロ波のような超高周波帯を扱うデバイス一般において、１つの線路パターンにその形状を変化させるような、すなわち上記の電流密度低減部３１のような、付加部分を設けることは、共振器そのものならびに共振器相互間のインピーダンスを変化させてしまうと考えてしまうのが、当業者の常識であったと思われるからである。
ところが、本出願人は、そのような付加部分が必ずしも共振器そのものならびに共振器相互間のインピーダンスを大幅に変化させるものではない、という事実を見出した。本発明の着想はこの点にあり、電磁界シミュレータを用いた検証により、その事実を見出した。この検証結果については、後述する。
第２図は第１の態様に基づく実施例を示す平面図である。この基本的形態は、図１４の形態と同様である。
第１の態様に基づく実施例においては、共振器は２３−１〜２３−９の各々はλ／２共振器であって、その線路パターン２５の長さ方向に沿って中央部分およびその近傍に、上記の電流密度低減部３１−１〜３１−９を形成している。
各λ／２共振器（２３−１〜２３−９の各々）は、第１４図に示した形態と同様であり、その中央部分で半分に折り返し、片側λ／４の長さとなっている。この折り返し部分は電流が集中し最大の電流密度となる。一方、各λ／２共振器の各端部は開放であって、電流はほぼ零となる。
そこでこの折り返し部分、すなわちλ／２共振器の中央部分およびその近傍に、電流密度低減部（３１−１〜３１−９）を形成する。
電流密度を低減する方法は種々考えられるが、第２図に示す実施例では、上記の中央部分およびその近傍における線路パターン２５の線路幅を、それ以外の部分の線路幅よりも太くすることにより、上記の電流密度低減部３１（３１−１〜３１−９を代表して、３１で示す）を形成している。
線路幅を太くするに当り、電流密度低減部３１を三角形状や四角形状にしたり、あるいはハート形の形状にしたりすることが可能であるが、第２図に示す実施例では、電流密度低減部３１を全体に円状をなすようにする。円形の形状にすることにより、上記の三角形状等の場合に必ず形成される角部を排除することができる。マイクロストリップラインに角部があると、そこで既述のエッジ効果が現れ、超伝導特性が失なわれやすくなるためである。
なお第２図に示す超伝導フィルタ１４の具体例をさらに詳しく説明すると次のとおりである。
まず、厚さ０．５ｍｍの酸化マグネシウム（ＭｇＯ）からなる比誘電率εｒ＝９．７の基板２６上に、ＹＢＣＯ（Ｙ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ）からなる高温超伝導薄膜を成膜する。続いてフォトリソグラフィにより、第２図に示す線路パターン２５を有するマイクロストリップラインを形成する。このとき、特性インピーダンスを５０Ωとすると、各共振器２３（２３−１〜２３−９を代表して、２３で示す）の線路幅ｗは０．５ｍｍである。また、円形の電流密度低減部３１の半径は２．０ｍｍとした。なお、第２図（第１４図も同じ）では、隣り合う共振器２３が互い違いに方向を１８０°転回させているが、原理的には必ずしもそうする必要はなく、全ての共振器２３−１〜２３−９が同じ方向を向くようにしてもよい。
ただし本発明の場合は、隣り合う共振器２３が互い違いに方向を１８０°転回するようにするのが好ましい。もし全ての共振器２３−１〜２３−９が同じ方向を向くと、隣り合う電流密度低減部３１同士がかなり近接し合うようになるため、有害な干渉が生ずるからである。
かくして、第２図の超伝導フィルタ１４によれば、各共振器２３において電流が最大となるいわゆる“腹”の部分での電流密度は大幅に減少し、かつ、エッジ効果も抑制され、したがって耐電力性は向上する。この場合、その電流密度低減部３１の導入により超伝導フィルタ１４を大型化することもなく、約５ｃｍ長（第２図の左右方向）の基板２６には、第１４図と同様、９段の共振器２３−１〜２３−９が余裕をもって収められている。
既に述べたように、超高周波帯のフィルタでは、電流密度低減部３１のような付加部分を設けることは、共振器ならびに共振器相互間のインピーダンスを変化させてしまい、通常当業者は所望の特性の超伝導フィルタが得られなくなると危惧する。ところが本出願人は電磁界シミュレータを用いてそのような特性の変化あるいは劣化がきわめて小さいことを確かめた。これについて説明する。
第３図は本発明による電流密度低減部を導入してもフィルタ特性が劣化しないことを表す図である。
第３図において、横軸は周波数〔ＧＨｚ〕を表し、左右の縦軸は共に通過特性Ｓ２１〔ｄＢ〕を表し、前述した第１６図のグラフに相当する。
第３図に示す特性カーブ〈２〉は、第２図に示す本発明に係る超伝導フィルタ１４により得られる特性カーブである。一方、第３図の特性カーブ〈４〉は、特性カーブ〈２〉の縦軸を拡大して示す特性カーブである。したがって特性カーブ〈２〉の縦軸は第３図の左側にとって示し、特性カーブ〈４〉の縦軸は同図の右側にとって示す。
上記の超伝導フィルタ１４を設計するに際し、初期値として設定したリップルの値は０．０１ｄＢである。この設計条件でシミュレーションを行ったところ、そのリップルの値は、第３図に示すとおり、最大０．２ｄＢという値を示した。
このようにリップルの値が０．２ｄＢ以下、というのは実用的な値であり、急峻な減衰特性が確保されたことを表す。ちなみに、そのリップルの値は、２〜３ｄＢ程度までなら実用的な値と考えられるので（２〜３ｄＢ以上であると不良なフィルタということになる）、これよりも一桁小さい値に抑えられる。このようにリップルの値は、実用上問題のない範囲で若干劣化するが、その劣化よりも、耐電力性を大幅に向上できる効果の方がはるかに大きい。
このリップルについて付言するならば、共振器２３の段数を少なく設計すると、リップルが小さい程、通過帯域での減衰特性は緩やかになるが（第１６図の特性カーブ〈１〉参照）、共振器２３の段数を第２図では９段と多く設計しているため、リップルを小さくしても減衰特性には大きな影響は与えない。
第４図は本発明に係る第２の態様に基づく超伝導フィルタの基本構成図である。
この基本構成によれば、フィルタすべき信号ＲＸの伝搬経路３３に沿って一列に配置される複数の共振器２３を含む共振器部２２を有する超伝導マイクロストリップフィルタにおいて、少なくとも、伝搬経路３３の中央部分およびその近傍に配置される各共振器（２３−（ｋ−１），２３−ｋ，２３−（ｋ＋１））に対し、その線路パターン２５の一部に、電流密度低減部（３１−（ｋ−１），３１−ｋ，３１−（ｋ＋１））を形成し、かつ、上記中央部分よりの共振器２３ほど電流密度低減部３１を大にすることを特徴とするものである。なお、共振器部２２をなす共振器２３の段数を、前述のように、９段とすると、その中央の２３−ｋのｋは、ｋ＝５である。
前述した第１の態様では、共振器２３の１つ１つについて、その中央部分での電流集中を緩和することについて述べた。しかし今度は、共振器部２２全体を１つの共振器として見ると、通過帯域においては、中央部分よりに配置される共振器ほど電流が集中しやすくなる。この点に着目したのが第２の態様（第４図）であり、中央部分よりに配置される共振器ほど（２３−（ｋ−１）→２３−ｋ←２３−（ｋ＋１））、電流密度低減部３１の形状を大にする。９段の共振器からなる場合、共振器２３−ｋ（ｋ＝５）に付加される電流密度低減部３１−ｋ（ｋ＝５）が最も大となる。
第５図は第２の態様に基づく実施例を示す平面図である。この基本的な形態は、第１４図の形態と同様である。共振器２３−１→２３−２→２３−３→２３−４の順に、電流密度低減部３１−１→３１−２→３１−３→３１−４はそれぞれ大きくなる。同様に、共振器２３−９→２３−８→２３−７→２３−６の順に、電流密度低減部３１−９→３１−８→３１−７→３１−６はそれぞれ大きくなる。そして、中央部分の共振器２３−５に付加される電流密度低減部３１−５が最大となる。この場合、隣接共振器間のピッチｐは、中央部分より程大になるようにして、共振器部２２の入力側および出力側は、第１４図に示した構成における隣接共振器間のピッチを維持するようにする。これにより超伝導フィルタ１４全体の大きさをできるだけ小さくする。なお第５図において、
（ｉ）共振器２３はλ／２共振器であって、その線路パターン２５の長さ方向に沿って中央部分およびその近傍に、電流密度低減部３１を形成すること、
（ｉｉ）中央部分およびその近傍における線路パターン２５の線路幅を、それ以外の部分の線路幅よりも太くして、電流密度低減部３１を形成すること、
（ｉｉｉ）電流密度低減部３１は全体に円状をなすようにすること、
については、既述の第１の態様の場合と同じである。
第６図は本発明の第３の態様に基づく実施例を示す平面図である。
この第３の態様の基本的な形態は、第１７図の形態と同様であるが、この第１７図の形態に対して、さらに上記第２の形態の考え方を導入したものとなっている。
すなわち第３の態様によれば、フィルタすべき信号ＲＸの伝搬経路３３に沿って一列に配置される複数の共振器２３を含む共振器部２２を有する超伝導マイクロストリップフィルタ１４において、少なくとも、伝搬経路３３の中央部分およびその近傍に配置される各共振器に対し、その線路パターン２５の全長に亘って電流密度低減部３１を形成し、かつ、中央部分よりの共振器ほど電流密度低減部３１を大にすることを特徴とするものである。
より具体的には、第６図の構成では、中央部分よりの共振器ほど、線路パターン２５の線路幅を徐々に太くすることによって、電流密度低減部３１を形成している。
第６図に示す例では、７段の共振器２３−１〜２３−７を有する超伝導フィルタ１４において、中央の共振器２３−４に付加される電流密度低減部３１−４が最大である。すなわち共振器２３−４をなす線路パターン２５の線路幅が最も太く、共振器２３−２→２３−１に至るほど、その線路幅は細くなる。同じく、共振器２３−６→２３−７に至るほど、その線路幅は細くなる。第１７図の構成に比べると、中央部分での共振器のみが線路幅の太い共振器となるだけであるから、超伝導フィルタ１４全体としてそれほど大型化しない。
なお、隣接共振器間のピッチｐも同様に、中央部分よりほど大になる。
以上、対受信波用フィルタについて述べたので、以下、対送信波用フィルタについて述べる。これら対受信波用フィルタおよび対送信波用フィルタは、別個独立のものではなく、実際には、上述した対受信波用の構成と、これから述べる対送信波用の構成とを組み合わせて１つの超伝導フィルタとするのが好ましい。なぜなら、前述した例による基地局に設けられた対受信波用フィルタは、自らの送信電力のまわり込みや、自ら有する、隣接の他のアンテナからの送信電力の影響も同時に強く受けるので、対送信波フィルタとしての機能もまた兼備しなければならないからである。
上記対送信波用フィルタの実施例を説明する前に、対送信波用フィルタに関する一般的な問題点について説明しておく。
前述した第１３図からも明らかなとおり、送信装置１３側からの送信電力は、通常、数１０〜数１００Ｗにも及び、その電力の大部分はアンテナ１１からセルあるいはセクタ内に放射される。しかし、その電力の一部は、受信装置１２側へまわり込む。また、第１３図の送信装置１３および受信装置１２が前記の基地局に設けられる場合、該基地局が有する数本のアンテナのうち、図示するアンテナ１１以外のアンテナから放射される強い送信電力が、該アンテナ１１を通して受信装置１２側に流れ込んでくる。
上記基地局が、例えばＷ−ＣＤＭＡシステム内で用いられる場合、該基地局の受信周波数帯域および送信周波数帯域は、それぞれ、例えば、１９６０〜１９８０ＭＨｚおよび２１５０〜２１７０ＭＨｚである。この場合、不要な送信周波数帯域の信号は、通常の金属を用いた一般的なフィルタを用いる場合には問題なく除去される。ところが、超伝導フィルタを用いる場合には、以下のような問題が生じる。
すなわち、第１４図を参照すると、送信周波数帯域（２１５０〜２１７０ＭＨｚ）は受信周波数帯域（１９６０〜１９８０ＭＨｚ）から十分に離れていることから、送信電力が超伝導フィルタ１４内に流れ込んでくると、その入力線路部２１に電流が集中し、ここで反射されようとする。ところが、臨界電流密度（ＪＣ）に近付くにつれて、超伝導状態が破壊され始め、超伝導フィルタ１４のフィルタ特性が劣化してしまう。つまり、帯域外の高い送信電力が超伝導フィルタ１４に流れ込んできた場合、入力線路部２１だけが超伝導状態を保てなくなるという問題が発生する。
実験的にその問題点をさらに明確にする。
超伝導体は、その非線形性により歪波が発生する。例えば周波数のわずかに異なる２波を、超伝導フィルタ１４の通過帯域に入力したとすると、いわゆる３次の相互変調歪波（３次ＩＭＤ波：Ｉｎｔｅｒ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ  Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が発生する。第７図は超伝導フィルタの３次ＩＭＤ特性を表すグラフである。
第７図において、ＰｉｎおよびＰｏｕｔは、それぞれ、超伝導フィルタ１４の入力電力および出力電力である。なお、基本波の周波数をω１，ω２とすると、３次ＩＭＤ波は、２ω２−ω１，２ω１−ω２である。
この第７図のグラフは、具体的には、第１４図のマイクロストリップパターン形状で、基板２６の両面にＣ軸配向したＹＢＣＯ薄膜を形成したＹＢＣＯ超伝導マイクロストリップヘアピン型フィルタ（試料１と称す）の通過帯域に、１ＭＨｚ離れの２波（ω１，ω２）を入力したときに、この基本波に対し、３倍の傾きをもって上昇する３次ＩＭＤ波の変化の様子を示したグラフである。基本波と３次ＩＭＤ波の両者が一致するインターセプトポイントＩＰは３３ｄＢｍと低いことがこのグラフより分かる。
また、上記試料１の超伝導フィルタ１４に送信電力が入力されると、３次ＩＭＤがさらに大きくなる。
第８図は超伝導フィルタの３次ＩＭＤ劣化特性を表すグラフである。超伝導フィルタ１４の通過帯域に、１ＭＨｚ離れの２波（入力電力はＰｉｎ＝１２．７５ｄＢｍ，８．７４ｄＢｍ，５．７５ｄＢｍの三種とする）を入力しておき、３次ＩＭＤを発生させる。さらに中心周波数から１９０ＭＨｚ離れた帯域の送信波を仮定して、上記試料１の超伝導フィルタ１４に、この帯域の電力を、徐々に大きくして入力した場合に、３次ＩＭＤがどれほど大きくなるかがこの第８図に示される。
このように、送信電力を上げるにつれて、３次ＩＭＤが急激に増加していくことが理解される。
第９図は超伝導フィルタの挿入損失特性を表すグラフである。
これは、第１４図の超伝導フィルタ１４の通過帯域（中心付近、低周波域端、高周波域端）における挿入損失が、送信電力の増大によってどれほど劣化していくかを示すグラフである。
この第９図からも、送信電力を増大するにつれて、挿入損失が急増していくことが分かる。
以上述べた事実を背景にして、本発明の第４の態様および第５の態様（対送信波用フィルタ）について説明する。
第１０図は本発明に係る第４の態様に基づく超伝導フィルタの構成例を示す図である。
この第４の態様では、フィルタすべき信号ＲＸが入力される入力線路部２１と、この入力線路部２１に隣接して配置され、少なくとも１つの共振器２３を含む共振器部２２と、を有する超伝導マイクロストリップフィルタ１４において、その入力線路部２１は、その線路パターン２５の一部に、電流密度低減部４１（４１′）を形成することを特徴とするものである。
信号ＲＸとして流れ込んだ送信電力については、それに伴う電流は、入力線路部２１に集まる。そしてその電流は、入力線路部２１の開放端（図中の線路パターンの上端部分）からλ′／４（λ′は当該送信波の波長）の部分に集中し、電流密度は最大となる。したがってこのλ′／４の部分に、電流密度低減部４１を形成して該密度をＪＣ以下に抑え、超伝導状態が送信電力によって破壊されるのを防ぐ。
この場合入力線路部２１の線路パターン２５のうちの電流集中が最大となる部分（λ′／４）の線路パターンの線路幅を、それ以外の部分の線路幅よりも太くすることにより、電流密度低減部４１を形成する。
この第４の態様では、もう１つの電流密度低減部４１′を含ませることができる。
すなわち、入力線路部２１の線路パターン２５と、信号ＲＸが入力される入力導体２０の線路パターン２５′とがほぼＬ字状に接合する場合、その接合部分におけるこれら線路パターンの線路幅を、それ以外の部分の線路幅よりも太くすることにより、電流密度低減部４１′を形成するようにする。
超伝導フィルタ１４は通常これを収容するハウジング（図示せず）に収められ、コネクタ（図示せず）を介して外部の導体（図示せず）と接続される。このコネクタは、通常、第１０図における左側（基板２６の左辺側）に配置される。このため、入力線路部２１の上記開放端と反対側の端部は、上記基板２６の左辺側に略直角に折り曲げられる。実際には、入力線路部２１に対し、これに直交する方向から、入力導体２０を接合する。
そうすると、この接合部分は既述のエッジ効果が現れやすくなる。このエッジ効果が顕著に現れないように、その部分での電流密度を緩和するのがもう１つの電流密度低減部４１′である。
上記の電流密度低減部４１および４１′は共に、前述した電流密度低減部３１と同様、全体に円状をなすのが望ましい。なお、第１０図では、もう１つの電流密度低減部４１′が、上記接合部分の外角側に円状に張り出している例を示しているが、これとは反対に、その内角側に円状（図中、点線で示す）に張り出すようにしてもよい。
なお上述した２つの電流密度低減部４１および４１′は、少なくともいずれか一方が形成されるようにする。実用上は、これら両低減部４１および４１′の双方を形成しておくのが望ましい。
最後に本発明の第５の態様について説明する。
第１１図は本発明に係る第５の態様に基づく超伝導フィルタの構成例を示す図である。
この第５の態様では、フィルタすべき信号ＲＸが入力される入力線路部２１と、この入力線路部２１に隣接して配置され、少なくとも１つの共振器２３を含む共振器部２２と、を有する超伝導マイクロストリップフィルタ１４において、その入力線路部２１のみを、超伝導物質以外の物質からなる線路パターン５１により形成することを特徴とするものである。
ここに超伝導物質以外の物質とは、好ましくは常伝導物質である。
外部から流れ込む送信波の電力は、前述したように、入力線路部２１に集まる。そこで上述の第４の態様では、電流密度低減部４１および／または４１′を、入力線路部２１の一部に設け、電流密度の緩和を図るようにした。一方、本第５の態様においては、上記のように直接、電流密度を低減させるのではなく、入力線路部２１での許容電流密度を増大させることにより、相対的に電流密度低減効果を得るようにした。
このために、具体的には、超伝導物質以外の物質により、入力線路部分２１を構成するものであり、実用的には該入力線路部分２１を常伝導物質により構成する。この場合、常伝導物質を導入したことにより、超伝導フィルタ１４における挿入損失が著しく増大するようなことがあってはならない。これについては後述する。
以下、第５の態様についてさらに詳しく説明する。
第１１図を参照すると、受信周波数帯域から十分に離れた送信波が超伝導フィルタ１４に流れ込んでくると、該送信波は入力線路部２１で反射されようとする。このとき、その送信波による電流が入力線路部２１に集中するが、入力線路部２１は常伝導物質の金属からなる線路パターン５１であるため、超伝導破壊のようなことが起こらない。したがって超伝導フィルタ１４の特性を劣化させることはない。
また、入力線路部２１を常伝導物質の金属とすることにより、超伝導フィルタのすべてを超伝導体で製作した場合に比べて、挿入損失が増加することは免れない。ところがパターン５１として、金、銀、銅、アルミニウム等の電気良導体を用いた場合、その挿入損失は０．数ｄＢ増加するだけで、超伝導フィルタ１４本来の性能は十分に保たれる。
さらに、線路パターン５１を常伝導体とすることにより、常伝導体の種類も広い範囲から選ぶことができる。このため入力用の前述のコネクタと電気的に接続するための半田材や電極材料等の選択に自由度が増す。常伝導体として例えば銅を用いれば、Ｐｂ−Ｓｎ系の通常の半田を用いることが可能となる。
本発明に基づく第５の態様の実施例においては、厚さ０．５ｍｍで酸化マグネシウム（ＭｇＯ）（比誘電率εｒ＝９．７）からなる基板２６上に、ＹＢＣＯ（Ｙ−Ｂａ−Ｃｕ−Ｏ）高温超伝導薄膜によって共振器２３および出力線路部２４を形成すると共に、常伝導体である銅薄膜で入力線路部２１を形成する。
周波数帯域は、例えばＷ−ＣＤＭＡシステムでは、受信周波数帯域および送信周波数帯域は、それぞれ、たとえば、１９６０〜１９８０ＭＨｚおよび２１５０〜２１７０ＭＨｚであるので、送信波が超伝導フィルタ１４に流れ込んできたとき、この送信波の成分は、銅薄膜の入力線路部２１に集中し、ここで十分に反射されるから、超伝導破壊のようなことは起こり得ない。
第１２図は本発明による常伝導体を入力線路部に導入しても大きな挿入損失を生じさせないことを表すグラフである。
本図において、横軸には周波数、縦軸には通過特性をそれぞれとって示す。
前述した電磁界シミュレータを用いて、第１１図に示したパターン形状を有すると共に、中心周波が１．９６２ＧＨｚ、帯域幅が２３ＭＨｚ、共振器２３の段数が５のヘアピン型超伝導フィルタ１４を設計し、入力線路部２１を超伝導体（膜によるＱ値２００００）とした場合と、常伝導体（膜によるＱ値５００）とした場合のそれぞれの周波数特性シミュレーション結果を、特性〈５〉および〈６〉として第１２図に示す。このとき共振器部２２と出力線路部２４は超伝導体（膜によるＱ値２００００）とした。
入力線路部２１を超伝導体とした場合には、挿入損失は０．１２ｄＢであるが、入力線路部２１を常伝導体としても挿入損失は０．１８ｄＢとなり、挿入損失の増加はごくわずかである。したがって、常伝導体（５１）の導入にかかわらず、超伝導フィルタ１４としての性能は十分に保たれていることが理解される。
なお、第４および第５の態様の説明に用いた第１０図および第１１図では、共振器部２２として、簡略のために第１４図に示すパターンと同様でかつ段数を減らした共振器よりなる共振器部を示したが、実用的には、この共振器部２２として、第１、第２および第３の態様（第２図、第５図、第６図）のいずれかを採用するのが望ましい。
以上説明したように本発明によれば、全体のサイズを大型化することなしに、急峻なカット特性を維持しつつ、耐電力性を大幅に向上することのできる超伝導フィルタが実現される。また本発明に基づく超伝導フィルタは、対受信波用フィルタとしても対送信波用フィルタとしてもあるいはこれらの双方としても利用することができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明に係る第１の態様に基づく超伝導フィルタの基本構成図、
第２図は第１の態様に基づく実施例を示す平面図、
第３図は本発明による電流密度低減部を導入してもフィルタ特性が劣化しないことを表す図、
第４図は本発明に係る第２の態様に基づく超伝導フィルタの基本構成図、
第５図は第２の態様に基づく実施例を示す平面図、
第６図は本発明の第３の態様に基づく実施例を示す平面図、
第７図は超伝導フィルタの３次ＩＭＤ特性を表すグラフ、
第８図は超伝導フィルタの３次ＩＭＤ劣化特性を表すグラフ、
第９図は超伝導フィルタの挿入損失特性を表すグラフ、
第１０図は本発明に係る第４の態様に基づく超伝導フィルタの構成例を示す図、
第１１図は本発明に係る第５の態様に基づく超伝導フィルタの構成例を示す図、
第１２図は本発明による常伝導体を入力線路部に導入しても大きな損失を生じさせないことを表すグラフ、
第１３図は本発明が適用される、一例としての、基地局のフロントエンド部を示す図、
第１４図は一般的な超伝導マイクロストリップフィルタの一例を示す図、
第１５図（ａ）及び（ｂ）は第１４図における各共振器２３の折り曲げ部分の形状を、２つの例について、拡大して示す図、
図１６図はカット特性を説明するための図、および
第１７図はエッジ効果を抑制した従来の超伝導フィルタの一例を示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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