(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源からの３相交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、変換された前記直流電力を蓄電池に充電、あるいは前記蓄電池より前記直流電力側へ放電する直流電力変換回路と、前記直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換して駆動部に供給する直流／交流変換回路と、を備える負荷制御システムにおいて、
前記３相交流電力のうち少なくとも２相の電源電流を検出するそれぞれの電流センサと、
前記２相電源電流の検出信号のそれぞれを絶対値に変換する絶対値演算器と、変換されたそれぞれの絶対値から大きい方を選択する最大値選択器と、前記選択された最大値を平滑化する低域通過フィルタと、を有し、前記２相電源電流から電源電流レベル値を出力する電源電流信号処理部と、
出力された前記電源電流レベル値と電源電流指令との偏差を零にする直流電圧指令を出力する電源電流補償器と、
を備え、前記直流電圧指令に前記直流電力の直流電圧が従うように前記直流電力変換回路を制御することを特徴とする負荷制御システム。
【請求項２】
請求項１に記載のものにおいて、低域通過フィルタは、フィルタ時定数が１５ミリ秒から３０ミリ秒の範囲にあることを特徴とする負荷制御システム。
【請求項３】
請求項１に記載のものにおいて、前記低域通過フィルタの出力値に所定の係数をかけて変換する補正係数乗算器を備えたことを特徴とする負荷制御システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はエレベータ等の稼働と停止を繰り返す間欠運転される負荷に好適な負荷平準化システムに係り、特に、エネルギー蓄積装置を利用し、交流電源からの受電電力を低減する負荷平準化システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
蓄電池を利用してエレベータの負荷電力を平準化する従来技術として、電気学会研究会資料ＪＳＰＥ−２７−５（表題は「回生電力蓄電システムによる省エネエレベータの開発」）がある。また、特開２００１−１８７６７７号公報には、蓄電池からの電力と交流電源からの電力との双方からエレベータを駆動する電動機へ電力供給するシステムの例が開示されている。さらに、電流等の電気量を検出する装置または方法の従来技術として、特開平２−１８９４６６号公報，特開平６−８２４９４号公報がある。
【０００３】
【非特許文献１】
電気学会研究会資料ＪＳＰＥ−２７−５「回生電力蓄電システムによる省エネエレベータの開発」
【特許文献１】
特開２００１−１８７６７７号公報
【特許文献２】
特開平２−１８９４６６号公報
【特許文献３】
特開平６−８２４９４号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
負荷平準化システムは、交流電源側の電流（または電力）をあるレベル以下に低減するものであり、電源電流（または電力）の制御が重要なポイントとなる。
【０００５】
交流３相の交流電源から供給される電力により電動機を可変速駆動するシステムの場合、一般的には、ダイオードブリッジと平滑コンデンサの組み合わせによる整流回路で整流化（直流化）した後、直流／交流変換回路（通常インバータと呼ばれる）で、可変周波数，可変電圧の交流電力に変換される。例えば、低い階層の建物に導入される標準形エレベータは上記のような構成を取っている。
【０００６】
ここで、ダイオードブリッジと平滑コンデンサの組み合わせによる整流回路の場合、交流電源側の電流は５次高調波と７次高調波を主成分とする‘ウサギの耳’のような形をした歪んだ波形となる。従って、従来技術に挙げた電気学会研究会資料ＪＳＰＥ−２７−５や特開２００１−１８７６７７号公報のように、平滑コンデンサのある直流側に蓄電池を接続して、交流電源側の電流を制御しようとする場合、上記の歪み波形をそのまま制御に用いることは難しく、大きさを表す直流量に変換する必要がある。例えば、特開２００１−１８７６７７号公報に開示された方法の場合では、母線電圧と商用電源の電流値から商用電力値に換算して、この値を制御に用いている。しかし、このように電力値に換算するには、３相の電流値と３相の電圧値が必要となるため、３相分の電流センサ，３相分の電圧センサが必要となり、装置構成が複雑となる。特に電圧センサは交流電源側の導電部に直接接触して計測する必要があるため、絶縁劣化等による故障が懸念される。また電源電流検出値のみを使用する方式についても本文内で言及されているが、その具体的な内容は示されていない。
【０００７】
電気量を検出する装置として、従来技術に挙げた２つの例については、特開平２−１８９４６６号公報に開示されている方式は、基本波を対象としたものであり、上記の歪み波形には適応できず、特開平６−８２４９４号公報に開示されている方式は、３相の電流値と３相の電圧値が必要となるため、やはりセンサが多数（合計６個）必要で装置構成が複雑となる。また電圧センサを用いる短所は先に述べた通りとなる。
【０００８】
そこで本発明の目的は、ダイオードブリッジ等の整流回路による歪んだ電源電流波形に対しても、電流センサを主体にしたより少ない数のセンサにより、負荷平準化システムを実現することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成する為、本発明は、交流電源からの３相交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、変換された前記直流電力を蓄電池に充電、あるいは前記蓄電池より前記直流電力側へ放電する直流電力変換回路と、前記直流電力を可変周波数，可変電圧の交流電力に変換して駆動部に供給する直流／交流変換回路と、を備える負荷制御システムにおいて、前記３相交流電力のうち少なくとも２相の電源電流を検出するそれぞれの電流センサと、前記２相電源電流の検出信号のそれぞれを絶対値に変換する絶対値演算器と、変換されたそれぞれの絶対値から大きい方を選択する最大値選択器と、前記選択された最大値を平滑化する低域通過フィルタと、を有し、前記２相電源電流から電源電流レベル値を出力する電源電流信号処理部と、出力された前記電源電流レベル値と電源電流指令との偏差を零にする直流電圧指令を出力する電源電流補償器と、を備え、前記直流電圧指令に前記直流電力の直流電圧が従うように前記直流電力変換回路を制御するものである。
【００１１】
その動作原理は次のようになる。２相の電源電流検出信号をそれぞれ絶対値に変換することで、脈動成分を含む正値の信号とし、さらにそれぞれの信号から最大値を選択することで、脈動成分の密度の高い信号を得ることができる。この信号を低域通過フィルタなどで平滑化すれば、所望としている電源電流のピーク値に比例する直流量（電源電流のレベル値）を得ることができる。このように、上記に示した構成によって、先に述べた課題を解決することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明による負荷平準化システムの制御装置構成の一例を表している。また図８は図１に対応した負荷平準化システムの回路装置構成を示している。図１の内容を説明する前に、まず図８の構成を説明し、この構成を基に負荷平準化システムの概要を説明する。
【００１３】
図８は、負荷平準化システムの回路装置構成をエレベータシステムを例にとって示した図となっている。交流電源２０から３相交流電力が供給され、整流回路２１と平滑コンデンサ２２で直流電力に変換される。ここで整流回路２１は例えば６相ダイオードブリッジのような回路を指す。変換された直流電力は直流電力変換回路２８，平滑リアクトルを介して蓄電池３０に充電される。エレベータ稼働時には、蓄電池３０から平滑リアクトル２９，直流電力変換回路２８を介して、直流電力が供給され、直流／交流変換回路２３において、この直流電力を可変周波数、可変電圧の交流電力に変換されて、電動機２４をエレベータの運行に合わせて可変速駆動する。電動機２４の回転が綱車２５に伝わり、綱車２５の回転によりつるべ式の原理で、エレベータかご２６と釣り合い錘２７が上下に移動することになる。
【００１４】
通常使用されているエレベータシステムでは、蓄電池３０や直流電力変換回路２８を備えていないため、エレベータの稼働に同期して交流電源２０から駆動部（直流／交流変換回路２３，電動機２４等）へ電力が供給されることになる。従って、交流電源から供給される電力の時間波形は、エレベータの稼働に同期した高い電力ピークをもった波形となる。このため、交流電源側の配線、変圧器等の電源設備はピークに対応した容量の大きなものが必要となる。
【００１５】
これに対して、図８に示した負荷平準化システム（負荷平準化システムを組み込んだエレベータシステム）では、あらかじめ、交流電源２０から小さい電力で長時間にわたって蓄電池３０に十分な電力量を充電しておき、エレベータの稼働時には蓄電池３０から駆動部（直流／交流変換回路２３，電動機２４等）へ電力を供給させる。この結果、交流電源から供給される電力の時間波形はピークの小さい平準化された波形となる。このため、電源設備容量を大幅に低減できる。
【００１６】
以上、負荷平準化システムの概要と効果を記述したが、図８のようなシステムに対して実際に負荷平準制御を実施しようとする場合、交流電源から供給される電流（または電力）検出値の扱いが課題となる。具体的には、図８のシステムの場合、電流センサ３１で交流電源から供給される電流isを検出して、‘isのレベル’が所定の大きさを越えないように蓄電池３０の充電電力または放電電力をコントロールする。しかし上記で‘isのレベル’と表現したが、実際には図１８のようになっており、検出したisの波形をそのまま制御に使用することはできない。
【００１７】
図１８は、交流電源から整流回路に至る部分の回路構成（図１８の(ｃ)），電源電流波形（図１８の（ａ），電源電流波形の発生メカニズム（図１８の(ｂ)）を表している。図１８の（ｃ）の回路構成において、交流電源２０からダイオードブリッジで構成される整流回路２１へ流れる３相の電源電流isu，isv，isw は図１８（ａ）のようなウサギの耳形の波形となっている。これは例えば、ｕ，ｖ相間に着目した時に、ｕｖ相間の電源電圧Ｖuvが平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖoutより大きくなると、その期間だけ整流回路２１内のｕ相上アームのダイオード２１ｕａとｖ相上アームのダイオード２１ｖｂが導通して、この２つの相間で電流が流れることによる。図１８の（ｂ）の四角の枠で囲った部分が、この現象を表したもので、電源電圧ＶuvがＶout よりも大きい（図１８の（ｂ）の１段目のグラフを参照）期間において、isuからisvへ電流が流れている（図１８の（ｂ）の２，３段目のグラフを参照）ことが分かる。このように、ダイオードブリッジ形の整流回路では、電源電圧と直流電圧の大小関係で決まるある期間のみ電源電流が流れるため、その波形は図１８（ａ）のような歪んだ波形となる。そして、図１８（ａ）のような歪んだ波形から、直流量である‘レベル’をどう抽出するかが負荷平準制御実施する上での課題となる。
【００１８】
図１に示した本発明による負荷平準化システムの制御装置構成は、このような課題を解決できる構成になっている。そのポイントとなる解決手段は、電源電流信号処理部２にある。以下、図１の詳細を説明する。
【００１９】
図１において、電源電流指令作成器１は電源電流指令is*_leve を出力する。ここで電源電流指令とは、交流電源から整流回路へ流れる電源電流のレベル値に対する指令のことを指し、負荷平準のレベル値に対応している。電源電流信号処理部２では、ｕ相電源電流検出信号is_uとｖ相電源電流検出信号is_vを用いて、検出した電源電流のレベル値is_levelを算出する。ここで、電源電流レベル値is_levelとは、is_uまたはis_vの振幅に比例した直流量と定義することにする。また電源電流検出信号is_uとis_vは電流センサ(図８の３１)によって取り込まれる。この場合、電流センサは２相分あればよい。電源電流信号処理部２の内部は後ほど詳述する。抽出された電源電流レベル値is_level と電源電流指令is*_levelの偏差が減算器３で取られて、電源電流補償器４ではこの偏差を零にするような直流電圧指令が出力される。電源電流補償器は、具体的には比例補償器や比例積分補償器になる。直流電圧制御器５では、直流電圧指令と直流電圧検出信号Voutを入力して、直流電圧指令に直流電圧検出信号が従うようにさせるためのコンバータ電流指令が出力される。尚ここで、コンバータとは電池の電力を制御する直流電力変換回路（図８の２８）を表すものとする。コンバータ電流制御器６では、コンバータ電流指令とコンバータ電流検出信号ＩＬを入力して、コンバータ電流指令にコンバータ電流検出信号が従うようにさせるための指令（コンバータに対する電圧指令に対応）が出力される。ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御器７では、コンバータ電流制御器６が出力した指令をＰＷＭ指令に変換する。ＰＷＭ指令はコンバータ（直流電力変換回路）のゲート回路へ入力されて、指令に対応したスイッチ動作をコンバータが実行する。このようにして、最終的には、電源電流指令に電源電流検出値のレベル値が一致するように、直流電力変換回路（図８の２８）の入出力電力、言い換えると蓄電池（図８の３０）の充放電電力が制御される。この結果、与えた指令通りの負荷平準化を実施できる。
【００２０】
電源電流信号処理部２においては、ウサギの耳形の歪んだ電源電流波形から直流量であるレベル値を抽出している。この処理の様子を図１と図１１を用いて説明する。図１１は、図１に示した電源電流信号処理部２内における各処理の動作波形を示した図である。電源電流信号処理部２（図１）には、ｕ相，ｖ相の２相の電源電流検出信号is_u，is_vが入力する。その波形（図１１の(ａ），(ｂ））はそれぞれウサギの耳形の歪んだ波形となっている。これをそれぞれ絶対値演算器（図１の２１０１，２１０２）によって絶対値をとる。その結果は図１１(ｃ)，（ｄ）のような波形となる。次にこの２つの信号の大きい方を最大値選択器（図１の２１０３）で選択する。その結果は図１１（ｅ）のような脈動分の密度が高い波形となる。この信号を低域通過フィルタ（図１の２１０４、Low Pass Filter：ＬＰＦ）で平滑化すると、図１１（ｆ）のような直流量の波形が得られる。低域通過フィルタとしては、式（１）の伝達関数で表される１次遅れ形フィルタや２次のバタワース形フィルタなどを適用すればよい。
【００２１】
【数１】
0004175151.tif 000002
【００２２】
補正係数乗算器（図１の２１０５）ではこの直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，基本波に変換した実効値，基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。ここで得られた値が電源電流レベル値is_levelとなる。
【００２３】
低域通過フィルタ（図１の２１０４）で得られた直流値はその入力信号（波形は図１１の（ｅ））の平均値に対応しているため、電源電流のピーク値に比例することは明らかと言える。従って、電源電流のピーク値に比例して、かつ直流量である信号を、検出した歪み電源電流より抽出できていることが分かる。また、低域通過フィルタで生じる時間遅れ（時定数に相当する時間の遅れ）も、その前にある絶対値演算器と最大値選択器の処理によって、図１１（ｅ）のような脈動成分の密度の高い波形に変換されているため、フィルタ時定数を小さくでき、その遅れも小さくなっている。具体的には、１５ｍｓから３０ｍｓまでの範囲の時定数で図１１（ｆ）に示すような結果を得ることができる。
【００２４】
以上のように、図１に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図８に示した回路構成により、２相の電源電流検出信号のみから、電源電流波形のピーク値に比例してかつ直流量となる電源電流レベル値is_levelを抽出することができる。また、その抽出手段においては、脈動分を高密度にさせる処理を実施しているため、平滑フィルタの遅れに影響する時定数は小さくすることができる。さらに、負荷量の検出に必要な信号は、２相の電源電流検出信号のみのため、電流センサは２相分のみでよく、構成が簡単であること、また電圧センサを用いないため絶縁劣化の問題がないこと等の効果を得ることができる。
【００２５】
図２は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１とは異なる例を表している。図２の制御装置と組み合わされる回路構成は図８になる。図２の制御装置において、図１と異なる部分は、電源電流レベル値is_levelを得るための入力信号と、is_levelを抽出する電源電流信号処理部２の内容にある。以下、この異なる部分について、図２と図１２を用いて説明する。尚、図１２は図２の電源電流信号処理部２内における各処理の動作波形を表している。
【００２６】
電源電流信号処理部２において、まず電流センサ（図８の３１）から取り込んだ１相分の電源電流検出信号is_uが入力される。その波形は図１２（ａ）に示すようにウサギの耳形の歪んだ波形となっている。これを絶対値演算器２２０１によって絶対値をとる。その結果は図１２（ｂ）のような負の部分を正の側へ折り返した波形となる。次に、この信号を低域通過フィルタ（図２の２２０２、Low Pass Filter：ＬＰＦ）で平滑化すると、図１２（ｃ）のような直流量の波形が得られる。低域通過フィルタとしては、１次遅れ形フィルタや２次バタワース形フィルタ等を適用すれば良い。最後に、補正係数乗算器（図２の２２０３）では、この直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，基本波に変換した実効値，基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。このようにして得られた値が電源電流レベル値is_levelとなる。
【００２７】
低域通過フィルタ（図２の２２０２）で得られた直流値はその入力信号（波形は図１２の（ｂ））の平均値に対応しているため、電源電流のピーク値に比例することは明らかと言える。従って、電源電流のピーク値に比例して、かつ直流量である信号を、検出した歪み電源電流より抽出できていることが分かる。また、低域通過フィルタで生じる時間遅れ（時定数に相当する時間の遅れ）も、その前にある絶対値演算器の処理によって、図１２（ｂ）のようなある程度脈動成分の密度の高い波形に変換されているため、フィルタ時定数を小さくでき、その遅れも小さくなっている。具体的には、３０ｍｓから６０ｍｓまでの範囲の時定数で図１２（ｃ）に示すような結果を得ることができる。この時定数は、図１の制御装置よりも約２倍大きい値となるが、これは図２の場合、フィルタへの入力波形の脈動成分密度が図１の場合に比べて疎らなため、その分、平滑のために時間がかかることによる。従って、図２の制御装置では、電源電流レベル値を得るために必要な入力は電源電流１相分（従って、電流センサは１相分のみでよい）で良いというメリットがある反面、フィルタの時定数が２倍になる、即ちフィルタによる時間遅れが２倍増えるというデメリットも生じることになる。
【００２８】
以上のように、図２に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図８に示した回路構成により、１相の電源電流検出信号のみから、電源電流波形のピーク値に比例してかつ直流量となる電源電流レベル値is_levelを抽出することができる。また、その抽出手段においては、脈動分を高密度にさせる処理を実施しているため、平滑フィルタの遅れに影響する時定数は小さくすることができる（但し、図１の制御装置に比べると約２倍遅れる）。さらに、負荷量の検出に必要な信号は、１相の電源電流検出信号のみのため、電流センサは１相分のみでよく、構成は図１に比べてさらに簡単であること、また電圧センサを用いないため絶縁劣化の問題がないこと等の効果を得ることができる。
【００２９】
図３は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１，図２とは異なる例を表している。図３の制御装置と組み合わされる回路構成は図８になる。図３の制御装置において、図１，図２と異なる部分は、電源電流レベル値is_level を得るための入力信号と、is_levelを抽出する電源電流信号処理部２の内容にある。以下、この異なる部分について、図３と図１３を用いて説明する。尚、図１３は図３の電源電流信号処理部２内における各処理の動作波形を表している。
【００３０】
電源電流信号処理部２において、まず電流センサ（図８の３１）から取り込んだ３相分の電源電流検出信号is_u，is_v，is_wが入力される。その波形はそれぞれ図１３（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すようにウサギの耳形の歪んだ波形となっている。これら３つの信号に対して最大値選択器２３０１により３つの信号中の最大値を選択する。その結果は図１３（ｄ）のような脈動分が正の側に集中した波形に変換される。次に、この信号を低域通過フィルタ（図３の２３０２、Low Pass Filter ：ＬＰＦ）で平滑化すると、図１３（ｅ）のような直流量の波形が得られる。低域通過フィルタとしては、１次遅れ形フィルタや２次バタワース形フィルタ等を適用すれば良い。最後に、補正係数乗算器（図２の２２０３）では、この直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，基本波に変換した実効値，基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。このようにして得られた値が電源電流レベル値is*_level となる。
【００３１】
低域通過フィルタ（図３の２３０２）で得られた直流値はその入力信号（波形は図１３の（ｄ））の平均値に対応しているため、電源電流のピーク値に比例することは明らかと言える。従って、電源電流のピーク値に比例して、かつ直流量である信号を、検出した歪み電源電流より抽出できていることが分かる。また、低域通過フィルタで生じる時間遅れ（時定数に相当する時間の遅れ）も、その前にある最大値選択器の処理によって、図１３（ｄ）のような脈動成分の密度の高い波形に変換されているため、フィルタ時定数を小さくでき、その遅れも小さくなっている。具体的には、１５ｍｓから３０ｍｓまでの範囲の時定数で図１３（ｅ）に示すような結果を得ることができる。
【００３２】
以上のように、図３に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図８に示した回路構成により、３相の電源電流検出信号のみから、電源電流波形のピーク値に比例してかつ直流量となる電源電流レベル値is_levelを抽出することができる。また、その抽出手段においては、脈動分を高密度にさせる処理を実施しているため、平滑フィルタの遅れに影響する時定数は小さくすることができる。さらに、負荷量の検出に必要な信号は、３相の電源電流検出信号であり、電圧センサを用いないため絶縁劣化の問題がないという効果を得ることができる。図１に示した制御装置と比べると、３相分の電源電流検出信号が必要なため、電流センサが３相分必要となるが、代わりに絶対値演算器が不要であるという利点がある。また電流センサの数が少ない場合、センサ精度の影響やノイズ混入による影響を受けやすくなる可能性があるが、図３の制御装置のように３相全ての電源電流を検出している場合は、平均化効果により、センサ精度の影響やノイズ混入の影響を小さくできる効果が期待できる。従って、図３の制御装置構成は、信頼性が厳しく要求され、電流センサを少なくするリスクを避けたい場合に有効であると言える。
【００３３】
図４は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１，図２，図３とは異なる例を表している。図４の制御装置と組み合わされる回路構成は図８になる。図４の制御装置において、図１，図２，図３と異なる部分は、is_levelを抽出する電源電流信号処理部２の内容にある。以下、この異なる部分について、図４と図１４を用いて説明する。尚、図１４は図４の電源電流信号処理部２内における各処理の動作波形を表している。
【００３４】
電源電流信号処理部２において、まず電流センサ（図８の３１）から取り込んだ１相分の電源電流検出信号is_uが入力される。その波形はそれぞれ図１４(ａ)に示すようにウサギの耳形の歪んだ波形となっている。この信号に対して、５次の高調波成分を抽出する５次成分抽出器（図４の２４０１）と、７次の高調波成分を抽出する７次成分抽出器(図４の２４０２)を介して、電源電流検出信号is_uに含まれる５次高調波成分と７次高調波成分を抽出する。それぞれの波形は図１４（ｂ），（ｃ）に示すような各成分の振幅値に対応した直流量となる。電源電流波形（図１４(ａ)）に含まれる周波数成分は５次高調波成分と７次高調波成分が主体のため、両者を抽出することで、電源電流の特徴を捉えることができる。また、５次成分抽出器（図４の２４０１），７次成分抽出器(図４の２４０２)は、例えば５次高調波成分のみ、７次高調波成分のみを対象としたディジタルフーリエ変換（Digital Fourier Transform ：ＤＦＴ）によって実現することができる。抽出した５次高調波成分と７次高調波成分それぞれについて、２乗平均演算器（図４の２４０３）では、式（２）のような２乗平均演算を実施する。
【００３５】
【数２】
0004175151.tif 000003
【００３６】
その結果は、図１４（ｄ）のような直流量となり、その振幅は等価的に電源電流の振幅を表す量に対応する。最後に、補正係数乗算器（図４の２４０４）では、この直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，基本波に変換した実効値，基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。このようにして得られた値が電源電流レベル値is_levelとなる。
【００３７】
２乗平均演算器（図４の２４０３）の出力は、等価的に電源電流の振幅を表す量に対応しているため、所望としている電源電流のピーク値に比例してかつ直流量である信号を、検出した歪み電源電流より抽出できていることが分かる。また、５次成分抽出器（図４の２４０１）と７次成分抽出器（図４の２４０２）を用いているため、例えばディジタルフーリエ変換により抽出する場合、基本波１周期（５０Ｈｚならば２０ｍｓ、６０Ｈｚならば１６ｍｓ）の短時間で抽出することが可能である。図１，図２，図３の制御装置に比べると、必要な入力は電源電流１相分のみで(従って電流センサ１個でよい)、かつ基本波１周期（５０Ｈｚならば２０ｍｓ、６０Ｈｚならば１６ｍｓ）の短時間で電源電流レベル値is_levelを抽出できるというメリットがある。その反面、ディジタルフーリエ変換の実施にはある程度の演算量が必要となる。
【００３８】
以上のように、図４に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図８に示した回路構成により、１相の電源電流検出信号のみから、電源電流波形のピーク値に比例してかつ直流量となる電源電流レベル値is_levelを抽出することができる。また、その抽出手段においては、電源電流の主要な周波成分である５次高調波成分と７次高調波成分のみに特化して、それぞれを抽出するしくみを用いているため、基本波１周期の短時間で電源電流レベル値is_levelを抽出できるという効果がある。さらに、負荷量の検出に必要な信号は、１相の電源電流検出信号のみのため、電流センサは１相分のみでよく、構成は図２と同じく簡単であること、また電圧センサを用いないため絶縁劣化の問題がないこと等の効果を得ることができる。図４の制御装置は、図１，図２，図３に示した制御装置に比べて、必要な入力は電源電流１相分のみで（従って電流センサ１個でよい）、かつ基本波１周期の短時間で電源電流レベル値is_levelを抽出できるという大きなメリットがある。しかし、その反面、ディジタルフーリエ変換のようなある程度複雑な演算を実施しなければならない。従って、図４の制御装置は、高性能な演算プロセッサや高性能なマイコンが利用できる場合に有効であると言える。
【００３９】
図５は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１〜図４とは異なる例を表している。図５の制御装置と組み合わされる回路構成は図９になる。図５および図９に示した構成がこれまでに説明した例とは異なる点は、１）交流電源側の電流を検出する代わりに、整流回路（図９の２１）の直流側の電流を電流センサ（図９の３４）で検出していること、２）負荷平準制御の指令が直流電流指令作成器（図５の８）で与えられること、３）直流電流検出信号Ｉｃを直流電流信号処理部（図５の９）によって直流電流レベル値Ｉｃ_levelに変換していること、の３つの点が挙げられる。上記に挙げた３点のうち、１）と２）は上述の通りであり、３）について、以下、直流電流信号処理部（図５の９）の内容を図５と図１５を用いて説明する。尚、図１５は図５の直流電流信号処理部９内における各処理の動作波形を表している。
【００４０】
図５において、直流電流信号処理部９には、直流側にある電流センサ（図９の３４）から取り込んだ直流電流検出信号Ｉｃが入力される（直流側のため信号は１つ）。その波形は図１５（ａ）に示すように密度の高い脈動成分による歪んだ波形となっている。この信号を低域通過フィルタ（図５の９０１、Low Pass Filter：ＬＰＦ）で平滑化する。その結果は図１５（ｂ）のような直流量の波形が得られる。低域通過フィルタとしては、１次遅れ形フィルタや２次バタワース形フィルタ等を適用すれば良い。補正係数乗算器（図５の９０２）では、この直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，交流電源側の交流基本波に変換した実効値，交流電源側の交流基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。このようにして得られた値が直流電流レベル値Ｉｃ_levelとなる。
【００４１】
低域通過フィルタ（図５の９０１）を通して得られた直流値はその入力信号である直流側電流（波形は図１５の（ａ））の平均値に対応しており、直流側電流は電源電流を起源としているため、低域通過フィルタで得られた直流値が電源電流のピーク値に比例することは明らかと言える。従って、電源電流のピーク値に比例して、かつ直流量である信号を、検出した歪みのある直流側電流を抽出できていることが分かる。また、低域通過フィルタで生じる時間遅れ（時定数に相当する時間の遅れ）も、図１５（ａ）のような既に脈動成分の密度が高い直流側の電流波形よを用いているため、フィルタ時定数を小さくでき、その遅れも小さくなっている。具体的には、１５ｍｓから３０ｍｓまでの範囲の時定数で図１５（ｂ）に示すような平滑化を実現することができる。
【００４２】
以上のように、図５に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図９に示した回路構成により、直流側の電流検出信号Ｉｃのみから、電源電流波形のピーク値に比例して、かつ直流量となる直流電流レベル値Ｉｃ_levelを抽出することができる。またその抽出手段においては、既に脈動分が高密度含まれている直流側の電流を検出しているため、平滑フィルタの遅れに影響する時定数を小さくすることができる。さらに、負荷量の検出に必要な信号は、直流側の電流検出信号のみのため、電流センサは１個のみでよく、構成は簡単であり、また電圧センサを用いないため絶縁劣化の問題がない等の効果を得ることができる。図５に示した制御装置は、図１〜図４に示した制御装置に比べて、電流センサは１個のみで良く、また必要な処理は低域通過フィルタと補正係数乗算器のみで良い。従って、最も簡単な構成で実現できるという長所がある。但し、実際の回路構成を考えると、多くの場合、図９の整流回路２１と直流／交流変換回路２３とを結ぶ直流側の配線はブスバーまたは銅バーと呼ばれる薄く平たい板状の特殊な配線が使われており、１）電流センサはこの平たい構造に対応した特殊なものが必要であること、２）ブスバーまたは銅バーはむきだしで使われることが多いため、電流センサの絶縁を確保しなければならないこと、の２点を考慮する必要がある。
【００４３】
図６は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１〜図５とは異なる例を表している。図６の制御装置と組み合わされる回路構成は図１０になる。図６および図１０に示した構成がこれまでに説明した例とは異なる点は、
１）電源電流を検出する電流センサ（図１０の３１）に加えて電圧センサ（図１０の３５）を設けていること、２）電源電流レベル値is_levelを抽出する電源電流信号処理部（図６の２）の内容、の２つの点が挙げられる。以下、電源電流信号処理部（図６の２）の内容を図６と図１６を用いて説明する。尚、図１６は図６の電源電流信号処理部２内における各処理の動作波形を表している。
【００４４】
図６において、電源電流信号処理部２には、電流センサ（図１０の３１）から取り込んだ３相分の電源電流検出信号is_u，is_v，is_wと電圧センサ（図１０の３５）から取り込んだ１相分の電源電圧検出信号vs_uとが入力される。電源電流検出信号is_u，is_v，is_wの波形は図１６（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すようにウサギの耳形の歪んだ波形となっている。これを３相／２相変換演算器２７０１によって、is_α，is_βの２相の交流信号に変換する。ここで、３相／２相変換の演算式は式（３）のようになる。
【００４５】
【数３】
0004175151.tif 000004
【００４６】
電源電圧位相演算器２７０２では、ｕ相の電源電圧検出信号vs_uからその位相θを演算する。位相を検出する具体的な方法としては、例えば、vs_uの零クロス点を検出してその時点から電源電圧角周波数ω（＝定数）を時間積分して位相θを算出する方法が挙げられる。ｄｑ変換演算器２７０３では、２相の電源電流信号is_α，is_βと位相θから、瞬時有効電流信号is_qと瞬時無効電流信号is_dを演算する。ここで、ｄｑ変換の演算式は式（４）のようになる。
【００４７】
【数４】
0004175151.tif 000005
【００４８】
ｄｑ変換演算器２７０３の出力is_ｄ，is_ｑはそれぞれ図１６（ｄ），（ｅ）のような波形となる。波形はそれぞれ脈動分を含むが、is_ｄは瞬時無効電流成分のため、その平均値は零となり、is_ｑは瞬時有効電流成分のため、その平均値は交流電源側から流入する有効電流値に対応する。交流電源（図１０の２０）から整流回路（図１０の２１）へは一定の有効電力のみが流れるため、is_d，is_qの成分に分解した時には、is_dの平均値は零となり、is_qの平均値は一定値になる。従って、is_qは電源電流の大きさを表す量になる。脈動分を含むis_qを低域通過フィルタ２７０４（Low Pass Filter ：ＬＰＦ）で平滑化することにより、図１６（ｆ）のような直流量の波形が得られる。ここで、低域通過フィルタとしては、１次遅れ形フィルタや２次バタワース形フィルタ等を適用すれば良い。最後に、補正係数乗算器（図６の２７０５）により、この直流値に所定の係数をかけて適切な値（例えば、歪み波形のピーク値，歪み波形の実効値，基本波に変換した実効値，基本波に変換した振幅値等、基準として定めた値、またそのままの値を用いる場合は係数を１にすればよい）に変換する。このようにして得られた値が電源電流レベル値is_levelとなる。
【００４９】
低域通過フィルタ（図６の２７０４）を通して出力された直流値はその入力信号であるis_qの平均値に対応している、また先に説明したように、電源電流は全て有効分（有効電力に関わる成分）であることを考えると、低域通過フィルタの出力である直流値は電源電流のピーク値に比例することは明らかと言える。従って、電源電流のピーク値に比例して、かつ直流量である信号を、検出した歪み電源電流より抽出できていることが分かる。また、低域通過フィルタで生じる時間遅れ（時定数に相当する時間の遅れ）もis_ｑに変換することにより、図１６（ｅ）のような脈動成分の密度の高い波形に変換されているため、フィルタ時定数を小さくでき、その遅れも小さくなっている。具体的には、１５ｍｓから３０ｍｓまでの範囲の時定数で図１６（ｆ）に示す結果のように平滑化できる。
【００５０】
以上のように、図６に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図１０に示した回路構成により、３相の電源電流検出信号と１相の電源電圧検出信号から、電源電流波形のピーク値に比例してかつ直流量となる電源電流レベル値is_levelを抽出することができる。また、その抽出手段においては、電源電流が有効成分（有効電力に関わる成分）主体であるという性質を捉えて瞬時有効電流成分を抽出しているため、脈動分が高密度に表れた波形を抽出でき、その結果、平滑フィルタの遅れに影響する時定数を小さくすることができる。また、負荷量の検出に必要な信号は３相の電源電流検出信号と１相の電源電圧検出信号となり、図１〜図５の構成に比べると電流センサの数が多く、電圧センサも１相分必要となるが、従来の方式（電力を検出するため、電流センサ３相分，電圧センサ３相分）に比べると電圧センサの数を減らすことができる。図６に示した制御装置の特徴は、蓄電池の充電や電動機の駆動に直接関わる有効電力という物理量に着目してこの量を抽出した点にあり、波形の歪みやノイズの影響を受けにくいという独自の長所がある。従って、図６に示した制御装置は、制御の信頼性が特に重視される用途に有効と考えられる。
【００５１】
図７は、本発明による負荷平準化システムの制御装置に対する図１〜図６とは異なる例を表している。図７の制御装置と組み合わされる回路構成は図１０になる。図６および図１０に示した構成がこれまでに説明した例とは異なる点は、
１）３相分の電源電流を検出する電流センサ（図１０の３１）と３相分の電源電圧を検出する電圧センサ（図１０の３５）を設けていること、２）交流電源から流入する電力に対する制御指令である電源電力指令ｐ*_avg を電源電力指令作成器（図７の１０）で作成していること、３）交流電源から流入する平均電力値である電源平均電力値ｐ_avgを抽出する電源瞬時電力演算部（図７の１１）を設けていること、４）電源電力指令ｐ*_avgと電源平均電力値ｐ_avg の偏差を補償する電源電力補償器（図７の１２）を設けていること、の４つの点が挙げられる。以下では、電源瞬時電力演算部（図７の１１）の内容を中心に図７と図１７を用いて詳細を説明する。尚、図１７は図７の電源瞬時電力演算部１１内における各処理の動作波形を表している。
【００５２】
図７において、電源電力指令作成器１０では、交流電源から流入する平均電力に対する制御指令である電源電力指令ｐ*_avg が作成されて出力される。電源瞬時電力演算部１１には、電流センサ（図１０の３１）から取り込んだ３相分の電源電流検出信号is_u，is_v，is_wと電圧センサ（図１０の３５）から取り込んだ３相分の電源電圧検出信号vs_u，vs_v，vs_wとが入力される。電源電流検出信号is_u，is_v，is_wの波形は図１７（ａ），（ｂ），（ｃ）に示すようにウサギの耳形の歪んだ波形となっている。また、電源電圧検出信号vs_u，vs_v，vs_wの波形は図１７（ｄ），（ｅ），（ｆ）に示すような正弦波となっている。電源電流検出信号is_u，is_v，is_wと電源電圧検出信号vs_u，vs_v，vs_wに対して、瞬時電力演算器１１０１では式（５）に従って瞬時電力ｐを計算する。
【００５３】
【数５】
0004175151.tif 000006
【００５４】
その結果は、図１７（ｇ）に示したような基本波の６倍の高調波脈動分を含んだ波形となる。この波形の平均値が交流電源（図１０の２０）から整流回路（図１０の２１）へ流入する平均電力ｐ_avgに対応している。低域通過フィルタ1102では、瞬時電力ｐを平滑化することで平均電力ｐ_avgが出力される。その波形は図１７（ｈ）のようになる。低域通過フィルタとしては、１次遅れ形フィルタや２次バタワース形フィルタ等を適用すれば良い。またフィルタ時定数は１５ｍｓ〜３０ｍｓの範囲にある値を用いている。減算器３（図７の３）では、電源電力指令ｐ*_avgと平均電力ｐ_avg の偏差が取られ、電源電力補償器１２では、この偏差を零にするような直流電圧指令が出力される。これ以降の処理は既に説明した図５や図６の場合と同じになる。
【００５５】
図７に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図１０に示した回路構成は、従来技術（特開２００１−１８７６７７‘エレベータの制御装置’）で開示された構成と同様に電源電流３相と電源電圧３相を検出する必要がある。ここで、従来技術（特開２００１−１８７６７７）に開示された内容を詳しく見ると、交流電源から流入する平均電力を求めるのに、前回サンプリングした電圧，電流値を基に求めた電力値と、今回サンプリングした電圧，電流値を基に求めた電力値とを用いて平均化を行うことが記述されている。図１７（ｇ）の波形が示すように、電圧検出値（電圧瞬時値）と電流検出値（電流瞬時値）から求められる瞬時電力値は、基本波の６倍の高調波脈動を主とする波形となっている。従って、従来技術のような２点のサンプリング値のみによる平均化では６倍の高調波脈動を平滑化できないことが懸念される。即ち、２点のサンプリング値のみによる平均化では、瞬時電力に含まれる脈動分を平滑化できず、図１７（ｇ）に示すような脈動を含む波形が電力検出値として制御に使われるため、制御に悪影響を及ぼすことが懸念される。これに対して、図７に示した制御装置では、瞬時電力に含まれる脈動分を時定数１５ｍｓ〜３０ｍｓの低域通過フィルタで平滑化しているため、図１７（ｈ）のような直流量が電力検出値として制御に使われるため、より安定な制御が実現できる。
【００５６】
以上のように、図７に示した負荷平準化システムの制御装置構成と図１０に示した回路構成は、３相の電源電流検出信号と３相の電源電圧検出信号を必要とするため、構成が複雑となり、また電圧センサを用いるため絶縁劣化に注意する必要があるが、負荷量と直接対応する電力値を用いて制御を実施しているという利点があり、また時定数１５ｍｓ〜３０ｍｓの低域通過フィルタで瞬時電力に含まれる６倍の高調波脈動を平滑しているため、従来技術に開示されている制御装置に比べてより安定な制御を実現できるという効果がある。
【００５７】
以上の実施例では、直流／交流変換回路の負荷側をエレベータ装置としているが、エレベータ装置以外の電動機負荷にも適用できる。また、整流回路としてダイオードブリッジを例に挙げて示しているが、ダイオードブリッジ以外のダイオードを用いた整流回路（単相も含む）やトランジスタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いたコンバータ（例えばＰＷＭコンバータ）に対しても適用できる。ＰＷＭコンバータの場合は脈動分が基本波と同じ周波数になると考えればよい。またこの場合、フィルタの時定数はより長くする必要がある。
【００５８】
また、実施例に挙げた蓄電池の具体例としては、鉛蓄電池，シール鉛蓄電池，ニッケル水素電池，リチウムイオン電池，ナトリウム硫黄電池（ＮａＳ電池），レッドクスフロー電池のような２次電池や電気２重層コンデンサ、燃料電池を挙げることができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明によれば、交流電源側にダイオードブリッジのような整流回路を備えた負荷を対象にした負荷平準化システムにおいて、ダイオードブリッジ等の整流回路による歪んだ電源電流波形に対して、電流センサを主体にしたより少ない数のセンサで検出した入力信号を基に、電源電流のレベル値（電源電流のピーク値に比例してかつ直流量である値）を抽出して、適切な負荷平準化制御を実施できる負荷平準化システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第一の構成例。
【図２】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第二の構成例。
【図３】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第三の構成例。
【図４】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第四の構成例。
【図５】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第五の構成例。
【図６】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第六の構成例。
【図７】本発明による負荷平準化システムの制御装置の第七の構成例。
【図８】本発明による負荷平準化システム回路構成の第一の例。
【図９】本発明による負荷平準化システム回路構成の第二の例。
【図１０】本発明による負荷平準化システム回路構成の第三の例。
【図１１】本発明による負荷平準化システム制御装置第一例の各処理の波形。
【図１２】本発明による負荷平準化システム制御装置第二例の各処理の波形。
【図１３】本発明による負荷平準化システム制御装置第三例の各処理の波形。
【図１４】本発明による負荷平準化システム制御装置第四例の各処理の波形。
【図１５】本発明による負荷平準化システム制御装置第五例の各処理の波形。
【図１６】本発明による負荷平準化システム制御装置第六例の各処理の波形。
【図１７】本発明による負荷平準化システム制御装置第七例の各処理の波形。
【図１８】整流回路における歪み波形の実例とその発生メカニズム。
【符号の説明】
１…電源電流指令作成器、２…電源電流信号処理部、３…減算器、４…電源電流補償器、５…直流電圧制御器、６…コンバータ電流制御器、７…ＰＷＭ(PulseWidth Modulation）制御器、８…直流電流指令作成器、９…直流電流信号処理部、１０…電源電力指令作成器、１１…電源瞬時電力演算部、２０…交流電源、２１…整流回路、２２…平滑コンデンサ、２３…直流／交流変換回路、２４…電動機、２５…綱車、２６…エレベータかご、２７…つりあい錘、２８…直流電力変換回路、２９…平滑リアクトル、３０…蓄電池、３１，３３，３４…電流センサ、３２，３５…電圧センサ、９０１，２１０４，２２０２，２３０２…低域通過フィルタ、９０２，２１０５，２２０３，２３０３，２４０４…補正係数乗算器、１１０１…瞬時電力演算器、２１０１，２１０２，２２０１…絶対値演算器、２１０３，２３０１…最大値選択器、２４０１…ＤＦＴ（Digital Fourier Transform）５次成分抽出器、２４０２…ＤＦＴ（Digital Fourier Transform）７次成分抽出器、２４０３…２乗平均演算器。
【図１】
0004175151.tif 000007
【図２】
0004175151.tif 000008
【図３】
0004175151.tif 000009
【図４】
0004175151.tif 000010
【図５】
0004175151.tif 000011
【図６】
0004175151.tif 000012
【図７】
0004175151.tif 000013
【図８】
0004175151.tif 000014
【図９】
0004175151.tif 000015
【図１０】
0004175151.tif 000016
【図１１】
0004175151.tif 000017
【図１２】
0004175151.tif 000018
【図１３】
0004175151.tif 000019
【図１４】
0004175151.tif 000020
【図１５】
0004175151.tif 000021
【図１６】
0004175151.tif 000022
【図１７】
0004175151.tif 000023
【図１８】
0004175151.tif 000024