(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スピーカに送られる所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ（ミッド−サイド）方式のミッド成分の音声信号を、低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第１の帯域分割手段と、
前記第１の帯域分割手段で帯域分割された低周波帯域のミッド成分の音声信号のサンプリング周波数を所定レートで下げる第１の周波数変換手段と、
マイクロホンから入力する前記所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のミッド成分の音声信号を、前記低周波帯域の音声信号と前記高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第２の帯域分割手段と、
前記第２の帯域分割手段で帯域分割された低周波帯域のミッド成分の音声信号のサンプリング周波数を前記所定レートで下げる第２の周波数変換手段と、
前記第１の周波数変換手段から出力した低周波帯域のミッド成分の音声信号が第１のリファレンス信号として供給されるとともに、前記第２の周波数変換手段から出力した低周波帯域のミッド成分の音声信号が第１の目標信号として供給され、前記第１のリファレンス信号から前記第１の目標信号の第１のレプリカを作成し、前記第１の目標信号から前記第１のレプリカを差し引いた第１の誤差信号を出力する適応フィルタと、
前記第１の適応フィルタから出力した前記第１の誤差信号のサンプリング周波数を前記所定のサンプリング周波数に上げる第３の周波数変換手段と、
前記スピーカに送られる所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のサイド成分の音声信号を、低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第３の帯域分割手段と、
前記第３の帯域分割手段で帯域分割された低周波帯域のサイド成分の音声信号のサンプリング周波数を所定レートで下げる第４の周波数変換手段と、
前記マイクロホンから入力する前記所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のサイド成分の音声信号を、前記低周波帯域の音声信号と前記高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第４の帯域分割手段と、
前記第４の帯域分割手段で帯域分割された低周波帯域のサイド成分の音声信号のサンプリング周波数を前記所定レートで下げる第５の周波数変換手段と、
前記第４の周波数変換手段から出力した低周波帯域のサイド成分の音声信号が第２のリファレンス信号として供給されるとともに、前記第５の周波数変換手段から出力した低周波帯域のサイド成分の音声信号が第２の目標信号として供給され、前記第２のリファレンス信号から前記第２の目標信号の第２のレプリカを作成し、前記第２の目標信号から前記第２のレプリカを差し引いた第２の誤差信号を出力する第２の適応フィルタと、
前記第２の適応フィルタから出力した前記第２の誤差信号のサンプリング周波数を前記所定のサンプリング周波数に上げる第６の周波数変換手段と、
前記第６の周波数変換手段から出力した前記第２の誤差信号と、前記第３の周波数変換手段から出力した前記第１の誤差信号とを加算する第１の加算手段と、
前記第１の帯域分割手段で帯域分割された高周波帯域のミッド成分の音声信号が第３のリファレンス信号として供給されるとともに、前記第２の帯域分割手段で帯域分割された高周波帯域のミッド成分の音声信号が第３の目標信号として供給され、前記第３のリファレンス信号から前記第３の目標信号の第３のレプリカを作成し、前記第３の目標信号から前記第３のレプリカを差し引いた第３の誤差信号を出力する第３の適応フィルタと、
前記第３の適応フィルタから出力した前記第３の誤差信号と、前記第３の周波数変換手段から出力した前記第１の誤差信号とを加算する第２の加算手段と
を備えたエコーキャンセラ。
【請求項２】
請求項１に記載のエコーキャンセラにおいて、
前記スピーカに送られる左右２チャンネルのステレオ音声信号を、Ｍ−Ｓ方式のステレオ音声信号に変換する第１のステレオ方式変換手段と、
前記マイクロホンから入力する左右２チャンネルのステレオ音声信号を、Ｍ−Ｓ方式のステレオ音声信号に変換する第２のステレオ方式変換手段と
をさらに備え、
前記第１のステレオ方式変換手段から出力したミッド成分の音声信号が前記第１の帯域分割手段で帯域分割され、
前記第２のステレオ方式変換手段から出力したミッド成分の音声信号が前記第２の帯域分割手段で帯域分割されるエコーキャンセラ。
【請求項３】
請求項１に記載のエコーキャンセラにおいて、前記第１〜第３の適応フィルタは、前記第１〜第３のリファレンス信号，前記第１〜第３の目標信号，前記第１〜第３の誤差信号の時間平均エネルギーをそれぞれ算出する手段と、
前記時間平均エネルギーの大きさに応じて前記第１〜第３のタップ係数の更新を制御する手段とを含むエコーキャンセラ。
【請求項４】
請求項１に記載のエコーキャンセラにおいて、
前記第１〜第３の適応フィルタから出力した所定の閾値以下の前記誤差信号を減衰させる減衰手段
をさらに備え、
前記減衰手段の出力信号のサンプリング周波数が前記第３の周波数変換手段で上げられるエコーキャンセラ。
【請求項５】
スピーカに送られる所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ（ミッド−サイド）方式のミッド成分の音声信号を、低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第１ステップと、
前記第１ステップで帯域分割した低周波帯域のミッド成分の音声信号を、サンプリング周波数を所定レートで下げて、第１の適応フィルタに第１のリファレンス信号として供給する第２ステップと、
マイクロホンから入力する前記所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のミッド成分の音声信号を、前記低周波帯域の音声信号と前記高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第３ステップと、
前記第３ステップで帯域分割した低周波帯域のミッド成分の音声信号を、サンプリング周波数を前記所定レートで下げて、前記第１の適応フィルタに第１の目標信号として供給する第４ステップと、
前記第１の適応フィルタにおいて、前記第１のリファレンス信号から前記第１の目標信号の第１のレプリカを作成し、前記第１の目標信号から前記第１のレプリカを差し引いた第１の誤差信号を出力する第５ステップと、
前記第１の適応フィルタから出力した前記第１の誤差信号のサンプリング周波数を前記所定のサンプリング周波数に上げる第６ステップと、
前記スピーカに送られる所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のサイド成分の音声信号を、低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第７ステップと、
前記帯域分割した低周波帯域のサイド成分の音声信号を、サンプリング周波数を所定レートで下げて、第２の適応フィルタに第２のリファレンス信号として供給する第８ステップと、
前記マイクロホンから入力する前記所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のサイド成分の音声信号を、前記低周波帯域の音声信号と前記高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第９ステップと、
前記帯域分割した低周波帯域のサイド成分の音声信号を、サンプリング周波数を前記所定レートで下げて、前記第２の適応フィルタに第２の目標信号として供給する第１０ステップと、
前記第２の適応フィルタにおいて、前記第２のリファレンス信号から前記第２の目標信号の第２のレプリカを作成し、前記第２の目標信号から前記第２のレプリカを差し引いた第２の誤差信号を出力する第１１ステップと、
前記第２の適応フィルタから出力した前記第２の誤差信号と、前記第６ステップでサンプリング周波数を上げた前記第１の誤差信号とを加算する第１２ステップと、
前記第１ステップで帯域分割した高周波帯域のミッド成分の音声信号を、前記第３の適応フィルタに第３のリファレンス信号として供給するとともに、前記第３ステップで帯域分割した高周波帯域のミッド成分の音声信号を、前記第３の適応フィルタに第３の目標信号として供給する第１３ステップと、
前記第３の適応フィルタにおいて、前記第３のリファレンス信号から前記第３の目標信号の第３のレプリカを作成し、前記第３の目標信号から前記第３のレプリカを差し引いた第３の誤差信号を出力する第１４ステップと、
前記第３の適応フィルタから出力した前記第３の誤差信号と、前記第６ステップでサンプリング周波数を上げた前記第１の誤差信号とを加算する第１５ステップと
を有するエコーキャンセリング方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、音声信号用のエコーキャンセラ及びエコーキャンセリング方法に関し、特に、サンプリング周波数の高いステレオ音声信号を処理するのに適したものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
互いに離れた地点にいる人同士が、ネットワーク経由で双方向に音声等によってコミュニケーションを行えるようにしたシステムが普及しつつある。そうした双方向コミュニケーションシステムの例としては、テレビ会議システムが挙げられる。
【０００３】
図１は、既存のテレビ会議システムで用いられる音声送受信用の機器を示す。地点Ａに、モノラル方式のマイクロホン１０１, スピーカ１０２, ＡＤコンバータ１０３, ＤＡコンバータ１０４, エコーキャンセラ１０５, 音声コーデック１０６及びネットワークインタフェース１０７が設けられる。
【０００４】
地点Ａとは離れた地点Ｂにも、同じくマイクロホン１０１, スピーカ１０２, ＡＤコンバータ１０３, ＤＡコンバータ１０４, エコーキャンセラ１０５, 音声コーデック１０６及びネットワークインタフェース１０７が設けられる。
【０００５】
ＡＤコンバータ１０３のサンプリング周波数は、１６ｋＨｚという比較的低い周波数（日常会話の音声信号の必要帯域である８ｋＨｚの２倍）になっている。
【０００６】
地点Ａのネットワークインタフェース１０７と地点Ｂのネットワークインタフェース１０７とは、電話回線等を用いたネットワーク１０８で結ばれている。
【０００７】
地点Ａにおいて、会議出席者の話し声は、マイクロホン１０１に入力し、ＡＤコンバータ１０３によりサンプリング周波数１６ｋＨｚでデジタル変換された後、エコーキャンセラ１０５を経て音声コーデック１０６で符号化（圧縮）され、ネットワークインタフェース１０７から通信ネットワーク１０８経由で地点Ｂのネットワークインタフェース１０７に送られる。そして、地点Ｂにおいて、音声コーデック１０６で復号（伸長）され、エコーキャンセラ１０５を経てＤＡコンバータ１０４でアナログ変換されて、スピーカ１０２から出力する。
【０００８】
地点Ｂにおいても、会議出席者の話し声は、マイクロホン１０１に入力し、ＡＤコンバータ１０３によりサンプリング周波数１６ｋＨｚでデジタル変換された後、エコーキャンセラ１０５を経て音声コーデック１０６で符号化され、ネットワークインタフェース１０７から通信ネットワーク１０８経由で地点Ａのネットワークインタフェース１０７に送られる。そして、地点Ａにおいて、音声コーデック１０６で復号され、エコーキャンセラ１０５を経てＤＡコンバータ１０４でアナログ変換されて、スピーカ１０２から出力する。
【０００９】
図２は、こうしたテレビ会議システムにおける従来のエコーキャンセラ１０５の構成を示す。エコーキャンセラ１０５は、適応フィルタで構成されており、デジタルフィルタ１１１と、加減算器１１２と、コントローラ１１３とを含んでいる。
【００１０】
エコーは、相手方の地点から送られた音声が、自分の地点において、スピーカ１０２から出力した後、室内の空間や部屋の壁等を含む未知の系（エコー経路）１１４を経由してマイクロホン１０１に飛び込んで相手方の地点に戻されてしまう現象である。
【００１１】
デジタルフィルタ１１１は、このエコー経路１１４の伝達関数Ｈｋ（ｚ）を推定する。そして、相手方の地点から自分の地点に送られるサンプリング周波数１６ｋＨｚの音声信号ｘ（ｋ）をリファレンス信号とし、この伝達関数Ｈｋ（ｚ）とこのリファレンス信号ｘ（ｋ）の時系列ベクトル[ ｘ（ｋ）, ｘ（ｋ−１）, …ｘ（ｋ−Ｎ−１）] とを畳み込むことにより、目標信号であるマイクロホン１０１からの入力音声信号のレプリカｙ’（ｋ）を作成する。
【００１２】
加減算器１１２は、マイクロホン１０１からＡＤコンバータ１０３を経てエコーキャンセラ１０５に入力したサンプリング周波数１６ｋＨｚの音声信号（目標信号）ｙ（ｋ）からこのレプリカｙ’（ｋ）を差し引くことにより、エコーをキャンセルする。
【００１３】
コントローラ１１３は、加減算器１１２から出力する誤差信号ｅ（ｋ）（目標信号ｙ（ｋ）からレプリカｙ’（ｋ）を差し引いた残りの信号）の大きさに応じて、学習同定法, アフィン射影法または最小二乗法といった数学的手法でデジタルフィルタ１１１のタップ係数を更新することにより、伝達関数Ｈｋ（ｚ）の推定精度を高める。
【００１４】
デジタルフィルタ１１１のタップ数は、サンプリング周波数１６ｋＨｚのモノラル音声信号に対する最大エコーパス長（スピーカから出力した後最大何ミリ秒遅れてマイクロホンに飛び込んだ音声をエコーとしてキャンセルできるかを表すもの）に対応した数になっている。
【００１５】
エコーキャンセラ１０５は、実際のハードウェアとしては、適応フィルタとして動作させるためのソフトウェアをインストールしたＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）と、ＲＡＭとを用いて構成されている。
【００１６】
エコーキャンセラ１０５のようにサンプリング周波数１６ｋＨｚのモノラル音声信号に対する最大エコーパス長に対応したタップ数の適応フィルタとしては、具体的には、ＤＳＰ, ＲＡＭをそれぞれ２個, ６個用いたものが存在している。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、従来のテレビ会議システムは、図１に示したように音声信号のサンプリング周波数が低く且つモノラル音声信号を送受信するものであるが、今後は、テレビ会議システムでも、音質を向上させるために音声信号のサンプリング周波数を高めたり、臨場感を得るためにステレオ音声信号を送受信したりするようになることが考えられる。
【００１８】
さらに、今後は、エンターテイメント系の新しい形態の双方向コミュニケーションシステムとして、例えば、コンサート会場と家庭とをネットワークで結び、楽器の演奏音やボーカリストの歌声をコンサート会場から家庭に送り、家庭からも拍手や声援の音声をコンサート会場に送るという双方向コミュニケーションシステムが登場する可能性がある。
【００１９】
あるいはまた、複数の地点をネットワークで結び、それらの地点にいる人々が１つのグループとして同じバーチャル空間（例えば探検すべきジャングル等）を体験し、各地点から残りの全ての地点に音声を送ることにより、そのバーチャル空間内で各人が意思の疎通をとれるようにした双方向コミュニケーションシステムが登場する可能性もある。
【００２０】
こうした新しい形態の双方向コミュニケーションシステムでは、音声信号の必要帯域をハイファイ用の音響信号の必要帯域と同じ２０ｋＨｚと考えると、音声信号のサンプリング周波数をその２倍の４０ｋＨｚ以上にする必要があり、且つ、臨場感を得るために、ステレオ音声信号を送受信することが必要になる。
【００２１】
しかし、このようにサンプリング周波数の高いステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムにおいて、図２に示したような構成のエコーキャンセラ１０５を用いようとすると、エコーキャンセラの大型化及び高コスト化を招いてしまうという不都合が生じる。
【００２２】
その理由は２つある。すなわち、第１の理由として、図２のエコーキャンセラ１０５のような適応フィルタを用いるエコーキャンセラでは、一般にデジタルフィルタとしてＦＩＲフィルタを用いて系の同定を行うため、この最大エコーパス長は、図３に示すように、[ タップ数（デジタルフィルタのタップ数を上限として、個々のサンプル信号について実際に乗算を行うことのできるタップ数）] ×[ １／ＦＳ] （ＦＳは音声信号のサンプリング周波数）になる。
【００２３】
そして、適応フィルタとして用いるＤＳＰやＲＡＭの処理速度には限界があるので、エコーキャンセラ１０５がリアルタイム処理を行う場合、サンプリング周波数ＦＳが高くなると、[ 個々のサンプル信号について実際に乗算を行うことのできるタップ数] はそれに比例して減少する。
【００２４】
また、サンプリング周波数ＦＳが高くなると、[ １／ＦＳ] もそれに比例して小さくなる。
【００２５】
したがって、同じ処理能力の（同じ仕様のＤＳＰやＲＡＭを同じ数だけ用いた）適応フィルタでは、サンプリング周波数ＦＳが高くなると、最大エコーパス長はその２乗に比例して短くなる（例えばサンプリング周波数ＦＳが１６ｋＨｚから３倍の４８ｋＨｚになった場合には、最大エコーパス長は９分の１の短さになる）。
【００２６】
しかし、最大エコーパス長が短くなると、スピーカから出力した後僅かの時間遅れてマイクロホンに飛び込んだ音声しかエコーとしてキャンセルできなくなるので、少し広い部屋になるとエコーをキャンセルできなくなってしまう。そのため、製品としてのエコーキャンセラでは、最大エコーパス長が或る一定の長さ（対応する部屋のエコーパス長、例えば３００ミリ秒）以上でなければならない。
【００２７】
このようにサンプリング周波数ＦＳが高くなった場合にも一定の長さ以上の最大エコーパス長を確保するためには、エコーキャンセラ１０５の処理能力を高めなければならない。例えばサンプリング周波数ＦＳが１６ｋＨｚから３倍の４８ｋＨｚになった場合にも同じ長さの最大エコーパス長を確保しようとすると、エコーキャンセラ１０５の処理能力を９倍に高める（同じ仕様のＤＳＰやＲＡＭを用いる場合にはＤＳＰやＲＡＭの個数を９倍にする）ことが必要になる。
【００２８】
次に、第２の理由として、図２のエコーキャンセラ１０５でステレオ音声信号を処理する場合には、図４に示すように、左チャンネル用スピーカ１２２Ｌから出力した音声Ｌが左右２チャンネル方式のステレオマイクロホン内の左チャンネル用マイクロホンカプセル１２１Ｌに飛び込む現象, 左チャンネル用スピーカ１２２Ｌから出力した音声Ｌがこのステレオマイクロホン内の右チャンネル用マイクロホンカプセル１２１Ｒに飛び込む現象, 右チャンネル用スピーカ１２２Ｒから出力した音声Ｒがこの左チャンネル用マイクロホンカプセル１２１Ｌに飛び込む現象, 右チャンネル用スピーカ１２２Ｒから出力した音声Ｒがこの右チャンネル用マイクロホンカプセル１２１Ｒに飛び込む現象の合計４つの現象をそれぞれエコーとして扱うことが必要になる。
【００２９】
したがって、１個のスピーカから出力した音声が１個のモノラルマイクロホンに飛び込む現象だけをエコーとして扱う場合に対して、エコーキャンセラ１０５の処理能力を４倍に高める（同じ仕様のＤＳＰやＲＡＭを用いる場合にはＤＳＰやＲＡＭの数を４倍にする）ことが必要になる。
【００３０】
さらに、左チャンネル用マイクロホンカプセル１２１Ｌに飛び込んだ音声のうち左チャンネル用スピーカ１２２Ｌからの音声Ｌと右チャンネル用スピーカ１２２Ｒからの音声Ｒとを判別する処理や、右チャンネル用マイクロホンカプセル１２１Ｒに飛び込んだ音声のうち左チャンネル用スピーカ１２２Ｌからの音声Ｌと右チャンネル用スピーカ１２２Ｒからの音声Ｒとを判別する処理も必要になる。
【００３１】
この判別を行うための技術は、例えば特開平１０−１９０８４８号公報に開示されているが、エコーキャンセラ１０５にさらに多くの回路を追加することが必要とされている。
【００３２】
この２つの理由から、例えばエコーキャンセラ１０５でサンプリング周波数４８ｋＨｚのステレオ音声信号を処理する場合には、サンプリング周波数１６ｋＨｚのモノラル音声信号を処理する場合に対して、エコーキャンセラ１０５の処理能力を９×４＝３６倍以上に高める（同じ仕様のＤＳＰやＲＡＭを用いる場合にはＤＳＰやＲＡＭの個数を３６倍以上にする）ことが必要になる。
【００３３】
具体的には、サンプリング周波数１６ｋＨｚのモノラル音声信号を処理するエコーキャンセラ１０５としては前述のようにＤＳＰ, ＲＡＭをそれぞれ２個, ６個設けたものが存在しているので、サンプリング周波数４８ｋＨｚのステレオ音声信号を処理する場合には、同じ仕様のＤＳＰ, ＲＡＭをそれぞれ２×３６＝７２個, ６×３６＝２１６個以上という多数個用いることが必要になる。したがって、エコーキャンセラの非常な大型化及び高コスト化を招いてしまう。
【００３４】
本発明は、上述の点に鑑み、サンプリング周波数の高いステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムにおいて、一定以上の長い最大エコーパス長を確保しつつ、小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることのできるエコーキャンセラ及びエコーキャンセリング方法を提供することを課題としてなされたものである。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
本発明では、適応フィルタをエコーキャンセラに用いるに際し、音声やエコーの次のような２つの特徴に着目した。
【００３６】
第１の特徴として、音声は、周波帯域が高くなるにつれて、伝播における減衰係数が大きくなるとともに、部屋の壁等での反射の際の吸収係数も大きくなる。そのため、スピーカから出力した後ある程度の時間（例えば１００ミリ秒）以上遅れてマイクロホンに飛び込む音声は、低周波帯域成分が大部分である。
【００３７】
この第１の特徴からは、例えば３００ミリ秒というような長い最大エコーパス長は、全ての周波数帯域の音声について確保する必要はなく、少なくとも低周波帯域の音声について確保すればよいことになる。
【００３８】
第２の特徴として、左右２チャンネルのスピーカから出力してステレオマイクロホンに飛び込む音声は、それらのスピーカとステレオマイクロホンとの間のエコー経路の距離が長くなるにつれて、左チャンネルの音声と右チャンネルの音声との差が少なくなる。そのため、それらのスピーカから出力した後部屋の壁等で反射してステレオマイクロホンに飛び込む音声は、ステレオ音声よりもむしろモノラル音声に近くなる。マイクロホンのステレオ方式でいえば、このようなモノラル音声に近い音声は、Ｍ−Ｓ（ミッド−サイド）方式におけるマイク正面方向の成分であるミッド成分の音声に相当する。
【００３９】
この第２の特徴からは、ステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムでも、エコーキャンセラでの処理は、左右２チャンネル方式における各チャンネルの音声信号について行う必要はなく、Ｍ−Ｓ方式におけるミッド成分の音声信号を中心に行えばよいことになる。
【００４０】
そこで、本発明に係るエコーキャンセラは、スピーカに送られる所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ（ミッド−サイド）方式のミッド成分の音声信号を、低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第１の帯域分割手段と、第１の帯域分割手段で帯域分割された低周波帯域のミッド成分の音声信号のサンプリング周波数を所定レートで下げる第１の周波数変換手段と、マイクロホンから入力する所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のミッド成分の音声信号を、低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第２の帯域分割手段と、第２の帯域分割手段で帯域分割された低周波帯域のミッド成分の音声信号のサンプリング周波数を所定レートで下げる第２の周波数変換手段と、第１の周波数変換手段から出力した低周波帯域のミッド成分の音声信号が第１のリファレンス信号として供給されるとともに、第２の周波数変換手段から出力した低周波帯域のミッド成分の音声信号が第１の目標信号として供給され、第１のリファレンス信号から第１の目標信号の第１のレプリカを作成し、第１の目標信号から第１のレプリカを差し引いた第１の誤差信号を出力する適応フィルタと、第１の適応フィルタから出力した第１の誤差信号のサンプリング周波数を所定のサンプリング周波数に上げる第３の周波数変換手段と、スピーカに送られる所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のサイド成分の音声信号を、低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第３の帯域分割手段と、第３の帯域分割手段で帯域分割された低周波帯域のサイド成分の音声信号のサンプリング周波数を所定レートで下げる第４の周波数変換手段と、マイクロホンから入力する所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のサイド成分の音声信号を、低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第４の帯域分割手段と、第４の帯域分割手段で帯域分割された低周波帯域のサイド成分の音声信号のサンプリング周波数を所定レートで下げる第５の周波数変換手段と、第４の周波数変換手段から出力した低周波帯域のサイド成分の音声信号が第２のリファレンス信号として供給されるとともに、第５の周波数変換手段から出力した低周波帯域のサイド成分の音声信号が第２の目標信号として供給され、第２のリファレンス信号から第２の目標信号の第２のレプリカを作成し、第２の目標信号から第２のレプリカを差し引いた第２の誤差信号を出力する第２の適応フィルタと、第２の適応フィルタから出力した第２の誤差信号のサンプリング周波数を所定のサンプリング周波数に上げる第６の周波数変換手段と、第６の周波数変換手段から出力した第２の誤差信号と、第３の周波数変換手段から出力した第１の誤差信号とを加算する第１の加算手段と、第１の帯域分割手段で帯域分割された高周波帯域のミッド成分の音声信号が第３のリファレンス信号として供給されるとともに、第２の帯域分割手段で帯域分割された高周波帯域のミッド成分の音声信号が第３の目標信号として供給され、第３のリファレンス信号から第３の目標信号の第３のレプリカを作成し、第３の目標信号から第３のレプリカを差し引いた第３の誤差信号を出力する第３の適応フィルタと、第３の適応フィルタから出力した第３の誤差信号と、第３の周波数変換手段から出力した第１の誤差信号とを加算する第２の加算手段とを備えるようにした。
【００４１】
このエコーキャンセラでは、スピーカに送られる所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のミッド成分の音声信号が、第１の帯域分割手段で低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割される。そして、この低周波帯域のミッド成分の音声信号が、第１の周波数変換手段でサンプリング周波数を下げられた後、適応フィルタにリファレンス信号として入力する。
【００４２】
また、マイクロホンから入力するこの所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のミッド成分の音声信号が、第２の帯域分割手段で第１の帯域分割手段と同じく低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割される。そして、この低周波帯域のミッド成分の音声信号が、第２の周波数変換手段で第１の周波数変換手段と同じレートでサンプリング周波数を下げられた後、適応フィルタに目標信号として入力する。
【００４３】
適応フィルタでは、図２のエコーキャンセラ１０５について説明したのと同様にして、このリファレンス信号からこの目標信号のレプリカが作成され、この目標信号からこのレプリカを差し引いた誤差信号が出力される。
【００４４】
その際、一定の最大エコーパス長を確保するために必要なこの適応フィルタの処理能力は、前述の第１の理由から、サンプリング周波数の低下の度合いの２乗に比例して低くなっている。
【００４５】
また、低周波帯域のミッド成分の音声信号だけを処理するので、前述の第２の理由として述べたようにこの適応フィルタの処理能力を４倍に高める必要はない。
【００４６】
この適応フィルタから出力した誤差信号は、第３の周波数変換手段でサンプリング周波数をエコーキャンセラへの入力音声信号と同じサンプリング周波数に上げられた後、このエコーキャンセラから出力する。
【００４７】
このエコーキャンセラによれば、ステレオ音声信号を処理するにもかかわらず、またこのステレオ音声信号のサンプリング周波数が高くても、それほど処理能力の高くない適応フィルタを用いたまま、一定以上の（例えば３００ミリ秒というような）長い最大エコーパス長を確保できるようになる。
【００４８】
したがって、サンプリング周波数の高いステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムにおいて、一定以上の長い最大エコーパス長を確保しつつ、小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることができるようになる。
【００５１】
このように、低周波帯域のミッド成分の音声信号以外の、低周波帯域のサイド成分の音声信号, 高周波帯域のミッド成分の音声信号を処理する第２, 第３の適応フィルタをいわば補助的に設けることにより、そうした音声信号についてもエコーがキャンセルされるので、一層よくエコーをキャンセルすることができるようになる。
【００５２】
そして、こうした低周波帯域のサイド成分の音声や高周波帯域のミッド成分の音声について確保すべき最大エコーパス長は、前述した音声やエコーの特徴から、低周波帯域のミッド成分の音声について確保すべき最大エコーパス長よりも短くてよい。
【００５３】
したがって、これらの補助的な適応フィルタの処理能力も低くて済むので、やはり小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることができる。
【００５４】
また、このエコーキャンセラにおいて、一例として、スピーカに送られる左右２チャンネルのステレオ音声信号を、Ｍ−Ｓ方式のステレオ音声信号に変換する第１のステレオ方式変換手段と、マイクロホンから入力する左右２チャンネルのステレオ音声信号を、Ｍ−Ｓ方式のステレオ音声信号に変換する第２のステレオ方式変換手段とをさらに備え、この第１のステレオ方式変換手段から出力したミッド成分の音声信号が第１の帯域分割手段で帯域分割され、この第２のステレオ方式変換手段から出力したミッド成分の音声信号が第２の帯域分割手段で帯域分割されるようにすることが好適である。
【００５５】
それにより、Ｍ−Ｓ方式ではなく通常の方式（左右２チャンネル方式）のステレオマイクロホンを設けた双方向コミュニケーションシステムでも、小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることができるようになる。
【００５６】
また、このエコーキャンセラにおいて、一例として、適応フィルタに、リファレンス信号, 目標信号, 誤差信号の時間平均エネルギーをそれぞれ算出する手段と、この時間平均エネルギーの大きさに応じてタップ係数の更新を制御する手段とを含めることが好適である。
【００５７】
このように、リファレンス信号, 目標信号, 誤差信号のそれぞれの時間平均エネルギーの大きさに応じてタップ係数の更新を制御することにより、エコー経路の変化（例えばステレオマイクロホンを向ける方向の変化）や瞬間的なノイズ音（例えばドアの開閉音）の発生にも適確に対応してエコーをキャンセルすることができるようになる。
【００５８】
また、このエコーキャンセラにおいて、一例として、適応フィルタから出力した所定の閾値以下の誤差信号を減衰させる減衰手段をさらに備え、この減衰手段の出力信号のサンプリング周波数を第３の周波数変換手段で上げることが好適である。
【００５９】
それにより、適応フィルタではキャンセルしきれない微小レベルの誤差信号が減衰するので、一層よくエコーをキャンセルすることができるようになる。
【００６０】
次に、本発明に係るエコーキャンセリング方法は、スピーカに送られる所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のミッド成分の音声信号を、低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第１ステップと、この第１ステップで帯域分割した低周波帯域のミッド成分の音声信号を、サンプリング周波数を所定レートで下げて、第１の適応フィルタに第１のリファレンス信号として供給する第２ステップと、マイクロホンから入力するこの所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のミッド成分の音声信号を、この低周波帯域の音声信号とこの高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第３ステップと、この第３ステップで帯域分割した低周波帯域のミッド成分の音声信号を、サンプリング周波数をこの所定レートで下げて、この第１の適応フィルタに第１の目標信号として供給する第４ステップと、この第１の適応フィルタにおいて、この第１のリファレンス信号からこの第１の目標信号の第１のレプリカを作成し、この第１の目標信号からこの第１のレプリカを差し引いた第１の誤差信号を出力する第５ステップと、この第１の適応フィルタから出力した第１の誤差信号のサンプリング周波数をこの所定のサンプリング周波数に上げる第６ステップと、スピーカに送られる所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のサイド成分の音声信号を、低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第７ステップと、帯域分割した低周波帯域のサイド成分の音声信号を、サンプリング周波数を所定レートで下げて、第２の適応フィルタに第２のリファレンス信号として供給する第８ステップと、マイクロホンから入力する所定のサンプリング周波数のステレオ音声信号のうち、Ｍ−Ｓ方式のサイド成分の音声信号を、低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とに帯域分割する第９ステップと、帯域分割した低周波帯域のサイド成分の音声信号を、サンプリング周波数を所定レートで下げて、第２の適応フィルタに第２の目標信号として供給する第１０ステップと、第２の適応フィルタにおいて、第２のリファレンス信号から第２の目標信号の第２のレプリカを作成し、第２の目標信号から第２のレプリカを差し引いた第２の誤差信号を出力する第１１ステップと、第２の適応フィルタから出力した第２の誤差信号と、第６ステップでサンプリング周波数を上げた第１の誤差信号とを加算する第１２ステップと、第１ステップで帯域分割した高周波帯域のミッド成分の音声信号を、第３の適応フィルタに第３のリファレンス信号として供給するとともに、第３ステップで帯域分割した高周波帯域のミッド成分の音声信号を、第３の適応フィルタに第３の目標信号として供給する第１３ステップと、第３の適応フィルタにおいて、第３のリファレンス信号から第３の目標信号の第３のレプリカを作成し、第３の目標信号から第３のレプリカを差し引いた第３の誤差信号を出力する第１４ステップと、第３の適応フィルタから出力した第３の誤差信号と、第６ステップでサンプリング周波数を上げた第１の誤差信号とを加算する第１５ステップとを有するようにした。
【００６１】
このエコーキャンセリング方法によれば、前述の本発明に係るエコーキャンセラと全く同様にして、音声信号のサンプリング周波数が高く且つステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムにおいて、一定以上の長い最大エコーパス長を確保しつつ、小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることができるようになる。
【００６４】
それにより、前述の本発明に係るエコーキャンセラと全く同様にして、低周波帯域のサイド成分の音声信号や高周波帯域のミッド成分の音声信号についてもエコーがキャンセルされるので一層よくエコーをキャンセルできるとともに、これらの別の適応フィルタ（補助的な適応フィルタ）の処理能力は低くて済むのでやはり小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることができるようになる。
【００６５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を、サンプリング周波数４８ｋＨｚのステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムに適用した例について、図面を用いて説明する。
【００６６】
図５は、本発明を適用した双方向コミュニケーションシステムで使用される音声送受信用の機器を示しており、図１, 図４と共通する機器には同一の符号を付している。
【００６７】
地点Ａに、左右２チャンネル方式のステレオマイクロホン１２１, スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒ, ＡＤコンバータ５１, ＤＡコンバータ５２, エコーキャンセラ１, 音声コーデック１０６及びネットワークインタフェース１０７が設けられている。
【００６８】
地点Ａとは離れた地点Ｂにも、同じくステレオマイクロホン１２１, スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒ, ＡＤコンバータ５１, ＤＡコンバータ５２, エコーキャンセラ１, 音声コーデック１０６及びネットワークインタフェース１０７が設けられている。
【００６９】
ＡＤコンバータ５１のサンプリング周波数は、４８ｋＨｚ（ハイファイ用の音響信号の必要帯域である２０ｋＨｚの２倍以上）になっている。
【００７０】
地点Ａのネットワークインタフェース１０７と地点Ｂのネットワークインタフェース１０７とは、電話回線等を用いたネットワーク１０８で結ばれている。
【００７１】
地点Ａにおいて、ステレオマイクロホン１２１に音声が入力すると、ステレオマイクロホン１２１からの左右２チャンネルの音声信号が、ＡＤコンバータ５１によりサンプリング周波数４８ｋＨｚでデジタル変換された後、エコーキャンセラ１を経て音声コーデック１０６で符号化（圧縮）され、ネットワークインタフェース１０７から通信ネットワーク１０８経由で地点Ｂのネットワークインタフェース１０７に送られる。そして、地点Ｂにおいて、音声コーデック１０６で復号（伸長）され、エコーキャンセラ１を経てＤＡコンバータ５２でアナログ変換されて、スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒから出力する。
【００７２】
地点Ｂにおいても、ステレオマイクロホン１２１に音声が入力すると、ステレオマイクロホン１２１からの左右２チャンネルの音声信号が、ＡＤコンバータ５１によりサンプリング周波数４８ｋＨｚでデジタル変換された後、エコーキャンセラ１を経て音声コーデック１０６で符号化され、ネットワークインタフェース１０７から通信ネットワーク１０８経由で地点Ａのネットワークインタフェース１０７に送られる。そして、地点Ａにおいて、音声コーデック１０６で復号され、エコーキャンセラ１を経てＤＡコンバータ５２でアナログ変換されて、スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒから出力する。
【００７３】
図６は、エコーキャンセラ１の構成を示す。エコーキャンセラ１は、ＭＳコンバータ２, ３と、帯域分割フィルタ４〜７と、デシメータ８〜１１と、エコーキャンセルブロック１２〜１５と、エキスパンダ／ゲート回路１６〜１９と、インターポレータ２０, ２１と、加算器２２, ２３と、ＬＲコンバータ２４とで構成されている。
【００７４】
相手方の地点から自分の地点に送られて音声コーデック１０６（図５）からエコーキャンセラ１に入力するサンプリング周波数４８ｋＨｚの左右２チャンネルの音声信号ｘＬ, ｘＲが、ＭＳコンバータ２に供給されるとともに、そのままエコーキャンセラ１から出力してＤＡコンバータ５２（図５）に送られる。
【００７５】
また、自分の地点のステレオマイクロホン１２１（図５）からＡＤコンバータ５１（図５）を経てエコーキャンセラ１に入力したサンプリング周波数４８ｋＨｚの左右２チャンネルの音声信号ｙＬ, ｙＲが、ＭＳコンバータ３に供給される。
【００７６】
ＭＳコンバータ２, ３は、それぞれ次の式(1) , (2) の演算を行うことにより、左右２チャンネルの音声信号Ｌ, Ｒ（ここでは音声信号ｘＬ, ｙＬ, ｘＲ, ｙＲ）を、Ｍ−Ｓ（ミッド−サイド）ステレオ方式のミッド成分, サイド成分の音声信号Ｍ, Ｓに変換する回路である。
Ｍ＝（Ｌ＋Ｒ）／２  …(1)
Ｓ＝（Ｌ−Ｒ）／２α  （但し０＜α＜１）  …(2)
【００７７】
ＭＳコンバータ２で変換された音声信号ｘＭ, ｘＳは、それぞれ帯域分割フィルタ４, ５に供給される。また、ＭＳコンバータ３で変換された音声信号ｙＭ, ｙＳは、それぞれ帯域分割フィルタ６, ７に供給される。
【００７８】
帯域分割フィルタ４〜７は、それぞれ音声信号を３ｋＨｚ未満の低周波帯域の音声信号と３ｋＨｚ以上の高周波帯域の音声信号とに分割する。
【００７９】
図７は、帯域分割フィルタ４〜７の構成を示す。帯域分割フィルタ４〜７では、直線位相型のＦＩＲフィルタでＬＰＦ（ローパスフィルタ）３１を構成し、このＬＰＦ３１によって入力音声信号から低周波帯域の音声信号を得ている。
【００８０】
また、入力音声信号を遅延回路３２でＬＰＦ３１での処理時間分だけ遅延させ、加減算器３３で遅延回路３２の出力信号からＬＰＦ３１の出力信号を差し引くことにより、高周波帯域の音声信号を得ている。
【００８１】
帯域分割フィルタ４〜７を、ＩＩＲフィルタで構成したＬＰＦやＨＰＦ（ハイパスフィルタ）を用いて帯域分割を行う構成ではなく図７のような構成にしたのは、帯域分割した低周波帯域の音声信号と高周波帯域の音声信号とを後述のように加算器２２, ２３で再び合成してもとの音声信号を再現することを考慮して、忠実にもとの音声信号を再現できるようにするためである。
【００８２】
図６に示すように、帯域分割フィルタ４で帯域分割された高周波帯域のミッド成分の音声信号ｘＭＨは、エコーキャンセルブロック１２, １４にそれぞれリファレンス信号ｘ（ｋ）として送られる。
【００８３】
帯域分割フィルタ４で帯域分割された低周波帯域のミッド成分の音声信号ｘＭＬは、デシメータ８に送られる。
【００８４】
帯域分割フィルタ５で帯域分割された高周波帯域のサイド成分の音声信号ｘＳＨは、エコーキャンセルブロック１２, １４にそれぞれリファレンス信号ｘ（ｋ）として送られる。
【００８５】
帯域分割フィルタ５で帯域分割された低周波帯域のサイド成分の音声信号ｘＳＬは、デシメータ９に送られる。
【００８６】
帯域分割フィルタ６で帯域分割された高周波帯域のミッド成分の音声信号ｙＭＨは、エコーキャンセルブロック１２に目標信号ｙ（ｋ）として送られる。
【００８７】
帯域分割フィルタ６で帯域分割された低周波帯域のミッド成分の音声信号ｙＭＬは、デシメータ１０に送られる。
【００８８】
帯域分割フィルタ７で帯域分割された高周波帯域のサイド成分の音声信号ｙＳＨは、エコーキャンセルブロック１４に目標信号ｙ（ｋ）として送られる。
【００８９】
帯域分割フィルタ７で帯域分割された低周波帯域のサイド成分の音声信号ｙＳＬは、デシメータ１１に送られる。
【００９０】
デシメータ８〜１１は、それぞれデジタル信号のサンプリング周波数を１／８のレートで下げる回路である。
【００９１】
デシメータ８でサンプリング周波数を４８ｋＨｚの１／８の６ｋＨｚ（低周波帯域と高周波帯域との境界である３ｋＨｚの２倍）に下げられた低周波帯域のミッド成分の音声信号ｘＭＬは、エコーキャンセルブロック１３, １５にそれぞれリファレンス信号ｘ（ｋ）として送られる。
【００９２】
デシメータ９でサンプリング周波数を６ｋＨｚに下げられた低周波帯域のサイド成分の音声信号ｘＳＬは、エコーキャンセルブロック１３, １５にそれぞれリファレンス信号ｘ（ｋ）として送られる。
【００９３】
デシメータ１０でサンプリング周波数を６ｋＨｚに下げられた低周波帯域のミッド成分の音声信号ｙＭＬは、エコーキャンセルブロック１３に目標信号ｙ（ｋ）として送られる。
【００９４】
デシメータ１１でサンプリング周波数を６ｋＨｚに下げられた低周波帯域のサイド成分の音声信号ｙＳＬは、エコーキャンセルブロック１５に目標信号ｙ（ｋ）として送られる。
【００９５】
図８は、エコーキャンセルブロック１２〜１５の構成を示す。エコーキャンセルブロック１２〜１５は、図２のエコーキャンセラ１０５と同様に、適応フィルタで構成されており、デジタルフィルタ４１と、加減算器４２と、コントローラ４３とを含んでいる。
【００９６】
デジタルフィルタ４１は、図２のデジタルフィルタ１１１について述べたのと同様にして、エコー経路の伝達関数Ｈｋ（ｚ）を推定し、伝達関数Ｈｋ（ｚ）とリファレンス信号ｘ（ｋ）の時系列ベクトル[ ｘ（ｋ）, ｘ（ｋ−１）,   …ｘ（ｋ−Ｎ−１）] とを畳み込むことにより、目標信号ｙ（ｋ）のレプリカｙ’（ｋ）を作成する。
【００９７】
その際、ミッド成分の音声信号をリファレンス信号ｘ（ｋ）としてレプリカｙ’（ｋ）を作成する割合を、サイド成分の音声信号をリファレンス信号ｘ（ｋ）としてレプリカｙ’（ｋ）を作成する割合よりも大きくする。
【００９８】
具体的には、エコーキャンセルブロック１３では、例えば低周波帯域のミッド成分の音声信号ｘＭＬをリファレンス信号ｘ（ｋ）とするレプリカｙ’（ｋ）の作成と、低周波帯域のサイド成分の音声信号ｘＳＬをリファレンス信号ｘ（ｋ）とするレプリカｙ’（ｋ）の作成とを１０対１程度の割合で行う。
【００９９】
加減算器４２は、目標信号ｙ（ｋ）からレプリカｙ’（ｋ）を差し引くことにより、エコーをキャンセルする。
【０１００】
コントローラ４３は、加減算器４２から出力する誤差信号ｅ（ｋ）（目標信号ｙ（ｋ）からレプリカｙ’（ｋ）を差し引いた残りの信号）の大きさに応じて、以下に述べるように、ＥＳアフィン射影法を基礎としつつ、リファレンス信号ｘ（ｋ）, 目標信号ｙ（ｋ）及び誤差信号ｅ（ｋ）のエネルギーを監視する手法で、デジタルフィルタ４１のタップ係数を更新する。
【０１０１】
一般的なアフィン射影法では、デジタルフィルタ４１のタップ係数Ｂｋ（ｚ）は、次の式(3) のようにして更新される。
【０１０２】
【数１】
0004192483.tif 000002
【０１０３】
ＥＳアフィン射影法では、このアフィン射影法においてエコーの音響的性質の係数ａ（ｚ）をさらに考慮することにより、タップ係数Ｂｋ（ｚ）が次の式(4) のようにして更新される。
【０１０４】
【数２】
0004192483.tif 000003
【０１０５】
この係数ａ（ｚ）は、一般的にｚが大きくなるにつれて指数関数的に小さくなる。すなわち、遅延量の大きい信号ほどタップ係数Ｂｋ（ｚ）の更新量が小さくなる。
【０１０６】
コントローラ４３による更新アルゴリズムでは、このＥＳアフィン射影法を基礎としつつ、リファレンス信号ｘ（ｋ）, 目標信号ｙ（ｋ）及び誤差信号ｅ（ｋ）のエネルギーを監視することによって可変設定される係数である係数ｂ（ｋ）（０≦ｂ（ｋ）≦１）が導入される。
【０１０７】
そして、この係数ｂ（ｋ）を用いて、デジタルフィルタ４１のタップ係数Ｂｋ（ｚ）が次の式(5) のようにして更新される。
【０１０８】
【数３】
0004192483.tif 000004
【０１０９】
図９は、コントローラ４３が各サンプリング周期毎に実行する係数ｂ（ｋ）の設定処理を示す。
【０１１０】
この処理では、最初に、リファレンス信号ｘ（ｋ）, 目標信号ｙ（ｋ）, 誤差信号ｅ（ｋ）の時間平均エネルギーＸｅ（ｋ）, Ｙｅ（ｋ）, Ｅｅ（ｋ）をそれぞれ算出する（ステップＳ１）。
【０１１１】
なお、ここでは、タップ数とサンプリング周期との積を平均時間として、指数関数的な（現在の時点の信号をその後の時点の信号よりも大きく重み付けした）時間平均エネルギーを算出する。
【０１１２】
しかし、この時間平均エネルギーの算出方法としては、これ以外に、タップ数とサンプリング周期との積以外を平均時間とする方法や、均等な（重み付けをしない）時間平均エネルギーを算出する方法も挙げられる。
【０１１３】
これらのうちのどの算出方法をとるかは、本発明を適用する個々の双方向コミュニケーションシステム毎に、そのシステム全体（音声信号の周波数帯域, 音声信号のサンプリング周期, マイクロホンやスピーカの特性等）を考慮して決めればよい。
【０１１４】
ステップＳ１に続き、リファレンス信号ｘ（ｋ）の時間平均エネルギーＸｅ（ｋ）が、閾値Ｘｔｈ（但しＸｔｈは−２０ｄＢから−６ｄＢの間の値）よりも大きいか否かを判断する（ステップＳ２）。
【０１１５】
相手方の地点から自分の地点に送られる音声信号（図５では音声信号ｘＬ, ｘＲ）のレベルが低い場合には、スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒから出力してステレオマイクロホン１２１に飛び込む音量が小さくなるので、ステレオマイクロホン１２１への入力音声は、スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒから飛び込む音声以外の音声の割合が支配的となる。
【０１１６】
そうした状態でデジタルフィルタ４１のタップ係数Ｂｋ（ｚ）を更新すると、デジタルフィルタ４１が正常な値に収束しなくなってしまう。
【０１１７】
そこで、ステップＳ２では、Ｘｅ（ｋ）＞Ｘｔｈであるか否かを判断することにより、スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒからステレオマイクロホン１２１に飛び込む音量がある程度以上の大きさになるか否かを判断する。
【０１１８】
ここではＸｔｈを−２０ｄＢから−６ｄＢの間の値にしているが、このＸｔｈの値も前述の時間平均エネルギーの算出方法と同様にシステム全体を考慮して決めればよい。
【０１１９】
ステップＳ２でノーであれば、当該サンプリング周期でのｂ（ｋ）の値を０に設定するとともに、コントローラ４３の内部カウンタのカウント値ＣＣを０にセットする（ステップＳ７）。そして処理を終了する。
【０１２０】
このようにｂ（ｋ）の値を０に決定することにより、前述の式(5) から、当該サンプリング周期ではタップ係数Ｂｋ（ｚ）が更新されなくなる。
【０１２１】
他方、ステップＳ２でイエスであれば、続いて、リファレンス信号ｘ（ｋ）の時間平均エネルギーＸｅ（ｋ）と所定の係数ｋ１との積が, 目標信号ｙ（ｋ）の時間平均エネルギーＹｅ（ｋ）よりも大きいか否かを判断する（ステップＳ３）。
【０１２２】
スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒからステレオマイクロホン１２１に飛び込む音量がある程度以上の大きさであっても、自分の地点で発生したそれ以上の音量が同時にステレオマイクロホン１２１に入力している（例えば、自分の地点で人がステレオマイクロホン１２１に向かって話していたり、自分の地点で大きな雑音が発生していたりする）ことがある。
【０１２３】
そうしたダブルトークの状態でデジタルフィルタ４１のタップ係数Ｂｋ（ｚ）を更新すると、やはりデジタルフィルタ４１が正常な値に収束しなくなってしまう。
【０１２４】
そこで、ステップＳ３では、ｋ１・Ｘｅ（ｋ）＞Ｙｅ（ｋ）であるか否かを判断することにより、スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒからステレオマイクロホン１２１に飛び込む音量が、自分の地点で発生してステレオマイクロホン１２１に入力している音量よりも大きいか否かを判断する。
【０１２５】
ｋ１は、スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒから出力した音声がステレオマイクロホン１２１に飛び込むまでに減衰する量に対応する係数であり、ここでは−１０ｄＢから−３ｄＢの間の値にしている（このｋ１の値もシステム全体を考慮して決めればよい）。
【０１２６】
ステップＳ３でノーであれば、ステップＳ７に進む。これにより、前述の式(5) から、当該サンプリング周期ではタップ係数Ｂｋ（ｚ）が更新されなくなる。
【０１２７】
他方、ステップＳ３でイエスであれば、続いて、誤差信号ｅ（ｋ）の時間平均エネルギーＥｅ（ｋ）が、所定の閾値Ｅｔｈよりも大きいか否かを判断する（ステップＳ４）。
【０１２８】
Ｅｅ（ｋ）の値が一定以下である場合には、デジタルフィルタ４１が最適化（ロック）されているとみなしてよい。ステップＳ４では、Ｅｅ（ｋ）＞Ｅｔｈであるか否かを判断することにより、デジタルフィルタ４１がロックされているか否かを判断する。
【０１２９】
ステップＳ４でノーであれば（デジタルフィルタ４１がロックされていれば）、当該サンプリング周期でのｂ（ｋ）の値をｋ３（但しｋ３は０．３から０．７の間の値）に設定する（ステップＳ１０）。そして処理を終了する。
【０１３０】
デジタルフィルタ４１がロックされているときには、一般的に、タップ係数の更新量を小さくしたほうが誤差信号ｅ（ｋ）が小さくなる。
【０１３１】
そこで、ステップＳ１０では、ｂ（ｋ）の値を小さくしている。これにより、前述の式(5) から、当該サンプリング周期ではタップ係数Ｂｋ（ｚ）の更新量が小さくなる。
【０１３２】
ここではｋ３を０．３から０．７の間の値にしているが、このｋ３の値もシステム全体を考慮して決めればよい。
【０１３３】
他方、ステップＳ４でイエスであれば、内部カウンタのカウント値ＣＣが閾値ＣＣｔｈ（但しＣＣｔｈは２５６から５１２の間の値）未満であることを条件として、このカウント値ＣＣを１だけインクリメントする（ステップＳ５）。
【０１３４】
続いて、内部カウンタのカウント値ＣＣがこの閾値ＣＣｔｈに達したか否かを判断する（ステップＳ６）。
【０１３５】
誤差信号ｅ（ｋ）の時間平均エネルギーＥｅ（ｋ）が一定の値よりも大きい場合（デジタルフィルタ４１がロックされていない場合）、その原因としては、エコー経路が変化した（例えばステレオマイクロホン１２１の向きが変化した）ことと、瞬間的なノイズ音（例えばドアの開閉音）が発生したこととの２通りが考えられる。
【０１３６】
しかし、このうちのいずれの原因によるものであるかは、一定以上の期間（サンプリング周期よりもかなり長い期間）に亘ってＥｅ（ｋ）の値を監視しなければ区別がつかない。
【０１３７】
そこで、ステップＳ５, Ｓ６では、内部カウンタを用いて、デジタルフィルタ４１がロックされていない状態が一定以上の期間に亘って続いているか否かを判断する。
【０１３８】
ステップＳ６でノーであれば、当該サンプリング周期でのｂ（ｋ）の値を０に設定する（ステップＳ９）。そして処理を終了する。
【０１３９】
これにより、デジタルフィルタ４１がロックされていない状態が一定以上の期間に亘って続くまでは、前述の式(5) から、タップ係数Ｂｋ（ｚ）の更新が停止される。
【０１４０】
他方、ステップＳ６でイエスであれば、当該サンプリング周期でのｂ（ｋ）の値をｋ２・ｂ（ｋ−１）＋（１−ｋ２）（但しｋ２は０．１から０．００１の間の値）に設定する（ステップＳ８）。そして処理を終了する。
【０１４１】
すなわち、デジタルフィルタ４１がロックされていない状態が一定以上の期間に亘って続くと、エコー経路が変化したと判断し、デジタルフィルタ４１がロックされるまで、ｋ２を時定数として各サンプリング周期でのｂ（ｋ）の値を指数関数的に１に近づける。
【０１４２】
これにより、前述の式(5) から、デジタルフィルタ４１がロックされるまで、各サンプリング周期でのタップ係数Ｂｋ（ｚ）の更新量が徐々に大きくなる。
【０１４３】
このようにして、エコー経路が変化した場合には、最初は緩やかにタップ係数Ｂｋ（ｚ）が更新されるが、それでもデジタルフィルタ４１がロックされない場合には、速やかにデジタルフィルタ４１をロックさせるために、タップ係数Ｂｋ（ｚ）の更新量が大きくされる。
【０１４４】
ここではＣＣｔｈ, ｋ２をそれぞれ２５６から５１２の間の値, ０．１から０．００１の間の値にしているが、これらの値もシステム全体を考慮して決めればよい。
【０１４５】
エコーキャンセルブロック１２では、デジタルフィルタ４１のタップ数は、サンプリング周波数４８ｋＨｚのモノラル音声信号に対する最大エコーパス長を約数十ミリ秒にする数になっている。
【０１４６】
エコーキャンセルブロック１３では、デジタルフィルタ４１のタップ数は、サンプリング周波数６ｋＨｚのモノラル音声信号に対する最大エコーパス長を約３００ミリ秒にする数になっている。
【０１４７】
エコーキャンセルブロック１４では、デジタルフィルタ４１のタップ数は、サンプリング周波数４８ｋＨｚのモノラル音声信号に対する最大エコーパス長を約数十ミリ秒にする数になっている。
【０１４８】
エコーキャンセルブロック１５では、デジタルフィルタ４１のタップ数は、サンプリング周波数６ｋＨｚのモノラル音声信号に対する最大エコーパス長を約５０ミリ秒にする数になっている。
【０１４９】
エコーキャンセルブロック１２〜１５は、実際のハードウェアとしては、適応フィルタとして動作させるためのソフトウェアをインストールしたＤＳＰと、ＲＡＭとを用いて構成されている。
【０１５０】
図６に示すように、エコーキャンセルブロック１２の出力信号（加減算器４２から出力した高周波帯域のミッド成分についてのサンプリング周波数４８ｋＨｚの誤差信号ｅ（ｋ））は、エキスパンダ／ゲート回路１６に送られる。
【０１５１】
エコーキャンセルブロック１３の出力信号（加減算器４２から出力した低周波帯域のミッド成分についてのサンプリング周波数６ｋＨｚの誤差信号ｅ（ｋ））は、エキスパンダ／ゲート回路１７に送られる。
【０１５２】
エコーキャンセルブロック１４の出力信号（加減算器４２から出力した高周波帯域のサイド成分についてのサンプリング周波数４８ｋＨｚの誤差信号ｅ（ｋ））は、エキスパンダ／ゲート回路１８に送られる。
【０１５３】
エコーキャンセルブロック１５の出力信号（加減算器４２から出力した低周波帯域のサイド成分についてのサンプリング周波数６ｋＨｚの誤差信号ｅ（ｋ））は、エキスパンダ／ゲート回路１９に送られる。
【０１５４】
エキスパンダ／ゲート回路１６〜１９は、業務用の音響機器等において残留ノイズを減少させてダイナミックレンジを上げるために用いられている回路であり、図１０に示すように、閾値ｔｈ以下の入力信号を減衰させて出力する非直線な入出力特性を有している。同図において、Ｄはゲインリダクション量である。
【０１５５】
エキスパンダ／ゲート回路１６〜１９は、瞬時にゲインを変更するのではなく、次の式(6) のように、時定数を持たせて徐々にゲインを変更する（Ｇ（ｔ）はゲイン、Ａは設定値、ｋは時定数である）。すなわち、前出の図９のステップＳ８での係数ｂ（ｋ）と同じく、設定値に対して指数関数的にゲインを変更する。
Ｇ（ｔ）＝Ａ×ｋ＋Ｇ（ｔ−１）×（１−ｋ）  …(6)
【０１５６】
ここでは、ゲインを下げる場合（エキスパンダ／ゲート回路をオンにする場合）の設定値は約１００ミリ秒、ゲインを上げる場合（信号レベルが閾値ｔｈを超えたのでリニアな入出力特性に戻す場合）の設定値は約５ミリ秒にしており、ゲインリダクション量は６ｄＢから１２ｄＢの間の値にしているが、これらもシステム全体を考慮して決めればよい。
【０１５７】
なお、帯域分割フィルタ４で帯域分割された高周波帯域のミッド成分の音声信号ｘＭＨと、帯域分割フィルタ５で帯域分割された高周波帯域のサイド成分の音声信号ｘＳＨとは、エキスパンダ／ゲート回路１６, １８にもそれぞれ制御信号として与えられる。
【０１５８】
また、デシメータ８でサンプリング周波数を６ｋＨｚに下げられた低周波帯域のミッド成分の音声信号ｘＭＬと、デシメータ９でサンプリング周波数を６ｋＨｚに下げられた低周波帯域のサイド成分の音声信号ｘＳＬとは、エキスパンダ／ゲート回路１７, １９にもそれぞれ制御信号として与えられる。
【０１５９】
エキスパンダ／ゲート回路１６〜１９では、これらの制御信号に基づき、例えば、相手方の地点から自分の地点に音声信号が送られている場合（エコーが発生しない場合）には入力信号をそのまま出力し、他方相手方の地点から自分の地点に音声信号が送られている場合（エコーが発生する場合）には入力信号を図９の入出力特性で減衰させて出力するという切り替え動作を行う。
【０１６０】
図６に示すように、エキスパンダ／ゲート回路１６の出力信号（高周波帯域のミッド成分についてのサンプリング周波数４８ｋＨｚの誤差信号）は、加算器２２に送られる。
【０１６１】
エキスパンダ／ゲート回路１７の出力信号（低周波帯域のミッド成分についてのサンプリング周波数６ｋＨｚの誤差信号）は、インターポレータ２０に送られる。
【０１６２】
エキスパンダ／ゲート回路１８の出力信号（高周波帯域のサイド成分についてのサンプリング周波数４８ｋＨｚの誤差信号）は、加算器２３に送られる。
【０１６３】
エキスパンダ／ゲート回路１９の出力信号（低周波帯域のサイド成分についてのサンプリング周波数６ｋＨｚの誤差信号）は、インターポレータ２１に送られる。
【０１６４】
インターポレータ２０, ２１は、それぞれデジタル信号のサンプリング周波数を８倍のレートで上げる回路である。
【０１６５】
インターポレータ２０でサンプリング周波数を６ｋＨｚの８倍の４８ｋＨｚに上げられた低周波帯域のミッド成分についての誤差信号は、加算器２２に送られて、高周波帯域のミッド成分についての誤差信号と加算される。
【０１６６】
インターポレータ２１でサンプリング周波数を４８ｋＨｚに上げられた低周波帯域のサイド成分についての誤差信号は、加算器２３に送られて、高周波帯域のサイド成分についての誤差信号と加算される。
【０１６７】
加算器２２の出力信号（ミッド成分についての誤差信号）と、加算器２３の出力信号（サイド成分についての誤差信号）とは、ＬＳコンバータ２４に送られる。
【０１６８】
ＬＳコンバータ２４は、次の式(7) , (8) の演算を行うことにより、Ｍ−Ｓステレオ方式のミッド成分, サイド成分の音声信号Ｍ, Ｓ（ここでは誤差信号）を、左右２チャンネルステレオ方式の左チャンネル, 右チャンネルの音声信号Ｌ, Ｒに変換する回路である。
Ｌ＝Ｍ＋αＳ  （但し０＜α＜１）  …(7)
Ｒ＝Ｍ−αＳ  …(8)
【０１６９】
ＬＳコンバータ２４で変換された左チャンネル, 右チャンネルについての誤差信号ｅＬ, ｅＲは、エコーキャンセラ１から出力して音声コーデック１０６（図５）に送られる。
【０１７０】
次に、このエコーキャンセラ１でエコーがキャンセルされる様子について説明する。
【０１７１】
相手方の地点から自分の地点に送られ、音声コーデック１０６からエコーキャンセラ１に入力するサンプリング周波数４８ｋＨｚの左右２チャンネルの音声信号ｘＬ, ｘＲが、ＭＳコンバータ２でＭ−Ｓステレオ方式のミッド成分, サイド成分の音声信号ｘＭ, ｘＳに変換される。
【０１７２】
このうち、ミッド成分の音声信号ｘＭは、帯域分割フィルタ４で３ｋＨｚ未満の低周波帯域の音声信号ｘＭＬと３ｋＨｚ以上の高周波帯域の音声信号ｘＭＨとに帯域分割される。そして、この低周波帯域のミッド成分の音声信号ｘＭＬが、デシメータ８でサンプリング周波数を６ｋＨｚに下げられた後、エコーキャンセルブロック１３にリファレンス信号ｘ（ｋ）として入力する。
【０１７３】
また、自分の地点のステレオマイクロホン１２１から入力するサンプリング周波数４８ｋＨｚの左右２チャンネルの音声信号ｙＬ, ｙＲが、ＭＳコンバータ３でＭ−Ｓステレオ方式のミッド成分, サイド成分の音声信号ｙＭ, ｙＳに変換される。
【０１７４】
このうち、ミッド成分の音声信号ｙＭは、帯域分割フィルタ６で３ｋＨｚ未満の低周波帯域の音声信号ｙＭＬと３ｋＨｚ以上の高周波帯域の音声信号ｙＭＨとに帯域分割される。そして、この低周波帯域のミッド成分の音声信号ｙＭＬが、デシメータ１０でサンプリング周波数を６ｋＨｚに下げられた後、エコーキャンセルブロック１３に目標信号ｙ（ｋ）として入力する。
【０１７５】
エコーキャンセルブロック１３では、このリファレンス信号ｘ（ｋ）からこの目標信号ｙ（ｋ）のレプリカｙ’（ｋ）が作成され、目標信号ｙ（ｋ）からこのレプリカｙ’（ｋ）を差し引くことにより、低周波帯域のミッド成分の音声信号について、約３００ミリ秒の最大エコーパス長でエコーがキャンセルされる。
【０１７６】
ここで、音声やエコーには次のような２つの特徴がある。まず、第１の特徴として、音声は、周波帯域が高くなるにつれて、伝播における減衰係数が大きくなるとともに、部屋の壁等での反射の際の吸収係数も大きくなる。そのため、スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒから出力した後ある程度の時間（例えば１００ミリ秒）以上遅れてステレオマイクロホン１２１に飛び込む音声は、低周波帯域成分が大部分である。
【０１７７】
この第１の特徴からは、例えば３００ミリ秒というような長い最大エコーパス長は、全ての周波数帯域の音声について確保する必要はなく、少なくとも低周波帯域の音声について確保すればよいことになる。
【０１７８】
また、第２の特徴として、スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒから出力してステレオマイクロホン１２１に飛び込む音声は、スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒとステレオマイクロホン１２１との間のエコー経路の距離が長くなるにつれて、左チャンネルの音声と右チャンネルの音声との差が少なくなる。そのため、スピーカ１２２Ｌ, １２２Ｒから出力した後部屋の壁等で反射してステレオマイクロホン１２１に飛び込む音声は、ステレオ音声よりもむしろモノラル音声に近くなる。マイクロホンのステレオ方式でいえば、このようなモノラル音声に近い音声は、図１１に示すように、Ｍ−Ｓ（ミッド−サイド）方式におけるマイク正面方向の成分であるミッド成分の音声に相当する。
【０１７９】
この第２の特徴からは、ステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムでも、エコーキャンセラでの処理は、左右２チャンネル方式における各チャンネルの音声信号について行う必要はなく、Ｍ−Ｓ方式におけるミッド成分の音声信号を中心に行えばよいことになる。
【０１８０】
エコーキャンセラ１では、音声やエコーのこうした特徴に着目して、低周波帯域のミッド成分の音声信号については、エコーキャンセルブロック１３によって約３００ミリ秒の最大エコーパス長でエコーがキャンセルされるようにしている。
【０１８１】
その際、前述のようにコントローラ４３がリファレンス信号ｘ（ｋ）, 目標信号ｙ（ｋ）, 誤差信号ｅ（ｋ）のそれぞれの時間平均エネルギーＸｅ（ｋ）, Ｙｅ（ｋ）, Ｅｅ（ｋ）の大きさに応じてタップ係数Ｂｋ（ｚ）の更新を制御することにより、エコー経路の変化や瞬間的なノイズ音の発生にも適確に対応してエコーをキャンセルすることができるようになっている。
【０１８２】
また、前述のように低周波帯域のサイド成分の音声信号ｘＳＬをリファレンス信号ｘ（ｋ）とするレプリカｙ’（ｋ）の作成をも１／１０程度の割合で行うことにより、ミッド成分のエコーだけをキャンセルした際に残ってしまうサイド成分のエコーも或る程度キャンセルされるようになっている。
【０１８３】
また、前述のようにエコーキャンセルブロック１３から出力した閾値ｔｈ以下の誤差信号がエキスパンダ／ゲート回路１７で減衰されるので、適応フィルタではキャンセルしきれない微小レベルの誤差信号が減衰することにより、一層よくエコーをキャンセルできるようになっている。
【０１８４】
さらに、低周波帯域のミッド成分の音声信号以外の、高周波帯域のミッド成分の音声信号, 低周波帯域のサイド成分の音声信号, 高周波帯域のサイド成分の音声信号についても、いわば補助的に設けたエコーキャンセルブロック１２, １４, １５によってそれぞれ約数十ミリ秒, 数十ミリ秒, ５０ミリ秒の最大エコーパス長でエコーがキャンセルされた後、それぞれエキスパンダ／ゲート回路１６, １８, １９によって微小レベルの誤差信号が減衰するので、その点からも一層よくエコーをキャンセルできるようになっている。
【０１８５】
そして、エキスパンダ／ゲート回路１７から出力した低周波帯域のミッド成分についての誤差信号が、インターポレータ２０でサンプリング周波数を４８ｋＨｚに上げられ、加算器２２に送られて、高周波帯域のミッド成分についての誤差信号と加算され、ＬＳコンバータ２４でサイド成分についての誤差信号とともに左チャンネル, 右チャンネルについての誤差信号に変換されて、エコーキャンセラ１から出力する。
【０１８６】
このようにして、このエコーキャンセラ１では、サンプリング周波数４８ｋＨｚのステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステム（マイクロホンとしては左右２チャンネル方式のステレオマイクロホン１２１を設けた双方向コミュニケーションシステム）において、低周波帯域のミッド成分の音声信号を中心として、約３００ミリ秒の最大エコーパス長でエコーがキャンセルされる。
【０１８７】
次に、このエコーキャンセラ１のハードウェアの規模やコストを、サンプリング周波数４８ｋＨｚのステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムにおいて前出の図２のようなエコーキャンセラ１０５を用いる場合と比較して説明する。
【０１８８】
［発明が解決しようとする課題］欄で第１の理由として述べたように、一定の最大エコーパス長を確保するために必要な適応フィルタの処理能力は、サンプリング周波数が低くなると、その２乗に比例した低さで済む。
【０１８９】
エコーキャンセルブロック１３とエコーキャンセラ１０５とを比較すると、最大エコーパス長はともに約３００ミリ秒であるが、エコーキャンセルブロック１３ではサンプリング周波数が６ｋＨｚであるのに対しエコーキャンセラ１０５ではサンプリング周波数が１６ｋＨｚなので、エコーキャンセルブロック１３のほうがサンプリング周波数が６／１６の低さになっている。
【０１９０】
また、エコーキャンセルブロック１３は低周波帯域のミッド成分の音声信号だけを処理するので、［発明が解決しようとする課題］欄で第２の理由として述べたようにエコーキャンセルブロック１３の処理能力を４倍に高める必要はない。
【０１９１】
したがって、エコーキャンセルブロック１３は、エコーキャンセラ１０５と比較して３６／２５６という低い処理能力で済むので、少数のＤＳＰ及びＲＡＭを用いて小型且つ低コストに構成される。
【０１９２】
また、エコーキャンセルブロック１５は、最大エコーパス長がエコーキャンセルブロック１３の１／６の約５０ミリ秒なので、エコーキャンセルブロック１３よりもさらに処理能力が低くて済み、したがってエコーキャンセルブロック１３よりもさらに小型且つ低コストに構成される。
【０１９３】
また、エコーキャンセルブロック１２, １４は、サンプリング周波数は４８ｋＨｚなのでエコーキャンセラ１０５の３倍の高さになっている。したがって、仮にエコーキャンセラ１０５と同じ長さの最大エコーパス長を確保する場合には、エコーキャンセルブロック１２, １４の処理能力はエコーキャンセラ１０５よりも９倍高くなければならない。
【０１９４】
しかし、エコーキャンセルブロック１２, １４の最大エコーパス長は、それぞれ数十ミリ秒というようにエコーキャンセラ１０５の１／１０〜数分の１程度である。したがって、エコーキャンセルブロック１２, １４も、エコーキャンセラ１０５と同等またはそれよりも低い処理能力で済むので、やはり少数のＤＳＰ及びＲＡＭを用いて小型且つ低コストに構成される。
【０１９５】
これに対し、サンプリング周波数４８ｋＨｚのステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムにおいてエコーキャンセラ１０５を用いる場合には、［発明が解決しようとする課題］欄で第２の理由として述べたように、エコーキャンセラ１０５の処理能力を３６倍以上に高める（同じ仕様のＤＳＰやＲＡＭを用いる場合にはＤＳＰやＲＡＭの個数を３６倍以上にする）ことが必要になるので、非常な大型化及び高コスト化を招いてしまう。
【０１９６】
したがって、このエコーキャンセラ１は、エコーキャンセルブロック１２〜１５以外の部分を含めても、サンプリング周波数４８ｋＨｚのステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムにおいてエコーキャンセラ１０５を用いる場合と比較して、はるかに小型且つ低コストに構成される。
【０１９７】
以上のように、このエコーキャンセラ１によれば、サンプリング周波数４８ｋＨｚのステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムにおいて、約３００ミリ秒という長い最大エコーパス長を確保しつつ、小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることができるようになっている。
【０１９８】
したがって、例えばこの双方向コミュニケーションシステムをテレビ会議システムとして構築した場合（テレビ会議システムにおいて、音質を向上させるために音声信号のサンプリング周波数を高めるとともに臨場感を得るためにステレオ音声信号を送受信するようにした場合）に、長い最大エコーパス長を確保しつつ、小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることができる。
【０１９９】
あるいはまた、この双方向コミュニケーションシステムを［発明が解決しようとする課題］欄で述べたようなエンターテイメント系の新しい形態の双方向コミュニケーションシステムとして構築した場合にも、長い最大エコーパス長を確保しつつ、小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることができる。
【０２００】
なお、以上の例ではエコーキャンセラ１内にＭＳコンバータ２, ３を設けているが、Ｍ−Ｓ方式のステレオマイクロホンを設けた双方向コミュニケーションシステムにエコーキャンセラ１を用いる場合には、ＭＳコンバータ２, ３を省略してよい。
【０２０１】
また、以上の例では音声信号を３ｋＨｚ未満の低周波帯域と３ｋＨｚ以上の高周波帯域とに分割しているが、３ｋＨｚ以外の周波数を境界として低周波帯域と高周波帯域とに分割してもよい。
【０２０２】
あるいはまた、音声信号を３以上の帯域（例えば、１２ｋＨｚ以上の帯域, ６ｋＨｚ以上１２ｋＨｚ未満の帯域, ３ｋＨｚ以上６ｋＨｚ未満の帯域, ３ｋＨｚ未満の帯域の合計４つの帯域）に分割し、周波数の低い帯域ほどサンプリング周波数を大きく下げるとともに最大エコーパス長を長くしてエコーをキャンセルするようにしてもい。
【０２０３】
そのようにすることにより、一層きめ細かにエコーをキャンセルすることができるようになる。
【０２０４】
また、以上の例では双方向コミュニケーションシステムに本発明を適用しているが、例えばコンサート会場等においてハウリングをキャンセルするためにも本発明を適用してよい。
【０２０５】
また、本発明は、以上の例に限らず、本発明の要旨を逸脱することなく、その他様々の構成をとりうることはもちろんである。
【０２０６】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、サンプリング周波数の高いステレオ音声信号を送受信する双方向コミュニケーションシステムにおいて、一定以上の長い最大エコーパス長を確保しつつ、小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることができるという効果が得られる。
【０２０７】
また、低周波帯域のサイド成分の音声信号や高周波帯域のミッド成分の音声信号についても補助的な適応フィルタでエコーをキャンセルすることにより、一層よくエコーをキャンセルすることができるとともに、やはり小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることができるという効果が得られる。
【０２０８】
また、左右２チャンネル方式のステレオ音声信号をＭ−Ｓ方式のステレオ音声信号に変換することにより、通常の方式（左右２チャンネル方式）のステレオマイクロホンを設けた双方向コミュニケーションシステムでも、小型且つ低コストにエコーをキャンセルすることができるという効果が得られる。
【０２０９】
また、リファレンス信号, 目標信号, 誤差信号のそれぞれの時間平均エネルギーの大きさに応じてタップ係数の更新を制御することにより、エコー経路の変化や瞬間的なノイズ音の発生にも適確に対応してエコーをキャンセルすることができるという効果が得られる。
【０２１０】
また、適応フィルタから出力した所定の閾値以下の誤差信号を減衰させることにより、一層よくエコーをキャンセルすることができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】既存のテレビ会議システムで用いられる音声送受信用の機器を示す図である。
【図２】従来のエコーキャンセラの構成を示す図である。
【図３】適応フィルタを用いるエコーキャンセラの最大エコーパス長を示す図である。
【図４】従来のエコーキャンセラでステレオ音声信号を処理する場合にエコーとして扱う必要のある現象を示す図である。
【図５】本発明を適用した双方向コミュニケーションシステムで使用される音声送受信用の機器を示す図である。
【図６】図５のエコーキャンセラの構成を示す図である。
【図７】図６の帯域分割フィルタの構成を示す図である。
【図８】図６のエコーキャンセルブロックの構成を示す図である。
【図９】図６のエコーキャンセルブロック内のコントローラが実行する処理を示すフローチャートである。
【図１０】図６のエキスパンダ／ゲート回路の入出力特性を示す図である。
【図１１】ステレオマイクロホンのＭ−Ｓ方式を示す図である。
【符号の説明】
１  エコーキャンセラ、  ２, ３  ＭＳコンバータ、  ４〜７  帯域分割フィルタ、  ８〜１１  デシメータ、  １２〜１５  エコーキャンセルブロック、  １６〜１９  エキスパンダ／ゲート回路、  ２０, ２１  インターポレータ、  ２２, ２３  加算器、  ２４  ＬＲコンバータ、  ４１  デジタルフィルタ、  ４２  加減算器、  ４３  コントローラ、  ５１  ＡＤコンバータ、  ５２  ＤＡコンバータ、  １０５  音声コーデック、  １０７  ネットワークインタフェース、  １０８  ネットワーク、  １２１  ステレオマイクロホン、  １２２Ｌ, １２２Ｒ  スピーカ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
0004192483.tif 000011
【図８】
0004192483.tif 000012
【図９】
0004192483.tif 000013
【図１０】
0004192483.tif 000014
【図１１】
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