(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
記録媒体に記録されている情報信号をビタビ復号方法によって復号するようにした情報再生装置であって、
上記記録媒体から再生される再生信号に基づいてＰＬＬをロックさせることによってクロックを生成し、上記クロックに従うタイミングで再生系の動作を行うようにした情報再生装置において、
上記ビタビ復号方法を行うビタビ復号器によって選択される状態遷移を表現する状態データに基づいて位相誤差検出タイミングを生成する第１の位相誤差検出タイミング生成手段と、
上記ビタビ復号器の前段に設けられるＡ／Ｄ変換器からの所定ビット数の再生信号値中のＭＳＢの反転が生じるタイミングに基づいて位相誤差検出タイミングを生成する第２の位相誤差検出タイミング生成手段と、
上記記録媒体上に記録または形成されている所定の領域から再生される所定の周波数の信号に基づいて位相誤差検出タイミングを生成する第３の位相誤差検出タイミング生成手段と、
上記第１の位相誤差検出タイミング生成手段と、上記第２の位相誤差検出タイミング生成手段と、上記第３の位相誤差検出タイミング生成手段とによって生成される位相誤差検出タイミングの内の１個を選択的に後段に供給するスイッチング手段と、
上記スイッチング手段から供給される位相誤差検出タイミングに従って位相誤差信号を生成する位相誤差信号生成手段とを有することを特徴とする情報再生装置。
【請求項２】
請求項１において、
上記第１の位相誤差検出タイミング生成手段、上記第２の位相誤差検出タイミング生成手段または上記第３の位相誤差検出タイミング生成手段の動作によって生成される位相誤差検出タイミングの内から上記位相誤差信号生成手段に選択的に供給されるものに応じて，遅延時間を補償するように上記再生信号値を遅延させる遅延時間補償手段を有することを特徴とする情報再生装置。
【請求項３】
請求項１において、
上記位相誤差信号生成手段は、
上記スイッチング手段から供給される位相誤差検出タイミングに従って、上記遅延手段から供給される遅延させられた再生信号値の内から、位相誤差検出に用いられるものをラッチするラッチ手段と、
上記ラッチ手段によってラッチされる値に基づいて、位相誤差を算出する手段からなることを特徴とする情報再生装置。
【請求項４】
請求項１において、
上記スイッチング手段は、上記第１の位相誤差検出タイミング生成手段と、第２の位相誤差検出タイミング生成手段と、第３の位相誤差検出タイミング生成手段によって生成される位相誤差検出タイミングの内の何れを上記位相誤差信号生成手段に供給するかを、ＰＬＬの状況に応じて指令する位相誤差検出タイミング選択信号に従って切替えるものであることを特徴とする情報再生装置。
【請求項５】
請求項１において、
上記記録媒体上に記録または形成されている所定の領域から再生される所定の信号は、
２Ｔ信号（Ｔ：ビット周期）であることを特徴とする情報再生装置。
【請求項６】
請求項１において、
上記スイッチング手段は、
ＰＬＬに未だロックが掛かっていない状況において、ＰＬＬにロックを掛ける方法としてのアクイジッショッンモードが行われる期間には、上記第３の位相誤差検出タイミング生成手段によって生成される位相誤差検出タイミングを後段の上記位相誤差信号生成手段に供給し、
アクイジッショッンモードによってロックが掛けられた状況を維持する方法としてのトラッキングモードが行われる期間には、上記第１の位相誤差検出タイミング生成手段によって生成される位相誤差検出タイミングを後段の上記位相誤差信号生成手段に供給するように上記スイッチング手段を制御するものであることを特徴とする情報再生装置。
【請求項７】
請求項１において、
上記スイッチング手段は、
アクイジッショッンモードが行われる期間には、上記第３の位相誤差検出タイミング生成手段によって生成される位相誤差検出タイミングを後段の上記位相誤差信号生成手段に供給し、
トラッキングモードが行われる期間には、上記第２の位相誤差検出タイミング生成手段によって生成される位相誤差検出タイミングを後段の上記位相誤差信号生成手段に供給するように上記スイッチング手段を制御するものであることを特徴とする情報再生装置。
【請求項８】
請求項１において、
上記スイッチング手段は、
アクイジッショッンモードが行われる期間には、上記第２の位相誤差検出タイミング生成手段によって生成される位相誤差検出タイミングを後段の上記位相誤差信号生成手段に供給し、
トラッキングモードが行われる期間には、上記第１の位相誤差検出タイミング生成手段によって生成される位相誤差検出タイミングを後段の上記位相誤差信号生成手段に供給するように上記スイッチング手段を制御するものであることを特徴とする情報再生装置。
【請求項９】
請求項１において、
上記スイッチング手段は、
トラッキングモードが行われる期間には、上記第１の位相誤差検出タイミング生成手段によって生成される位相誤差検出タイミングを後段の上記位相誤差信号生成手段に供給し、
上記トラッキングモードが行われる期間において、ＰＬＬのロックがはずれたことが検出された時点において、上記第３の位相誤差検出タイミング生成手段とによって生成される位相誤差検出タイミングを後段の上記位相誤差信号生成手段に供給するように上記スイッチング手段を制御するものであることを特徴とする情報再生装置。
【請求項１０】
請求項１において、
上記スイッチング手段は、
トラッキングモードが行われる期間には、上記第１の位相誤差検出タイミング生成手段によって生成される位相誤差検出タイミングを後段の上記位相誤差信号生成手段に供給し、
上記トラッキングモードが行われる期間において、ＰＬＬのロックがはずれたことが検出された時点以降においては、
アクイジッショッンモードが行われる期間に、上記第３の位相誤差検出タイミング生成手段とによって生成される位相誤差検出タイミングを後段の上記位相誤差信号生成手段に供給し、トラッキングモードが行われる期間に、上記第１の位相誤差検出タイミング生成手段によって生成される位相誤差検出タイミングを後段の上記位相誤差信号生成手段に供給するように上記スイッチング手段を制御するものであることを特徴とする情報再生装置。
【請求項１１】
請求項１において、
上記スイッチング手段は、
アクイジッショッンモードが行われる期間とトラッキングモードが行われる期間との間での切替えを、上記記録媒体上に記録または形成される所定のパターンを含む所定の領域が再生される期間内に行うものであることを特徴とする情報再生装置。
【請求項１２】
記録媒体に記録されている情報信号をビタビ復号方法によって復号するようにした情報再生方法であって、
記録媒体から再生される再生信号に基づいてＰＬＬをロックさせることによってクロックを生成し、上記クロックに従うタイミングで再生系の動作を行うようにした情報再生方法において、
ビタビ復号器によって選択される状態遷移を表現する状態データに基づいて位相誤差検出タイミングを生成する第１のステップと、
上記ビタビ復号器の前段として設けられるＡ／Ｄ変換器によって上記再生信号からサンプリングされる所定ビット数の再生信号値中のＭＳＢの反転が生じるタイミングに基づいて位相誤差検出タイミングを生成する第２のステップと、
上記記録媒体上に記録または形成される所定のパターンから再生される所定の信号の周波数に従う予め規定された位相誤差検出タイミングを生成する第３のステップと、
上記第１のステップと、上記第２のステップと、上記第３のステップとによって生成される位相誤差検出タイミングの内の１個を選択して後段に供給する選択ステップと、
上記選択ステップによって供給される位相誤差検出タイミングに従って位相誤差信号を生成するステップとを有することを特徴とする情報再生方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば光磁気ディスク装置等の情報再生装置および再生方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光磁気ディスク装置等の情報再生装置では、一般に記録媒体から再生される再生信号に基づいてＰＬＬをロックさせることによってクロックを生成し、かかるクロックに従うタイミングで再生系の動作がなされる。このため、記録媒体から情報を正しく再生するためには、ＰＬＬを正しくロックさせて位相誤差が無い、若しくは充分に小さいクロックを生成することが重要となる。
【０００３】
ＰＬＬを常に正しくロックさせるためには、ＰＬＬに未だロックが掛かっていない状況において、ＰＬＬにロックを掛ける方法としてのアクイジッショッンモードと、アクイジッショッンモードによってロックが掛けられた状況を維持する方法としてのトラッキングモードが何れも正しく行われることが必要となる。このようなアクイジッションモードまたはトラッキングモードとして、従来、周波数ロックモード、ビタビ判定モードが用いられている。
【０００４】
周波数ロックモードは、記録媒体上に、ユーザデータ等とは別にＰＬＬにロックを掛けるための所定のパターンを記録しておき、かかる所定のパターンから再生される信号に基づいてＰＬＬにロックを掛ける方法である。かかる所定のパターンとしては、例えばＩＳＯによる標準化に従う５．２５インチ光磁気ディスクでは、２Ｔパターン（Ｔ：ビット周期）が用いられる。このような周波数ロックモードは、アクイジッションモードとして好適なものである。
【０００５】
また、本願発明出願人は、ビタビ判定を利用して位相誤差を検出する方法を提案している。モードビタビ判定モードは、ビタビ復号方法を行う情報再生装置において用いることができる方法である。この方法は、状態データ、すなわちビタビ復号方法において、選択される状態遷移そのものを表現する状態データ値の系列に基づいて位相誤差を検出する方法である。このため、ビタビ判定モードを行うためには、状態データを生成する構成を有するビタビ復号器が用いられることが前提となる。このようなビタビ判定モードは、トラッキングモードとして好適なものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述した周波数ロックモードおよびビタビ判定モードは、それぞれ長所と短所を有する。このため、これらの方法をＰＬＬの状況に応じて適切なタイミングで切替える構成とすることによって、各々の短所を補うようにすればＰＬＬのロックをより安定したものとすることができる。
【０００７】
従って、この発明の目的は、アクイジッショッンモードまたはトラッキングモードとして、周波数ロックモードおよびビタビ判定モード等の方法の内から適切なものを選択して使用することによって、より安定したクロックを生成することが可能な情報再生装置および再生方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、記録媒体に記録されている情報信号をビタビ復号方法によって復号するようにした情報再生装置であって、
記録媒体から再生される再生信号に基づいてＰＬＬをロックさせることによってクロックを生成し、クロックに従うタイミングで再生系の動作を行うようにした情報再生装置において、
ビタビ復号方法を行うビタビ復号器によって選択される状態遷移を表現する状態データに基づいて位相誤差検出タイミングを生成する第１の位相誤差検出タイミング生成手段と、
ビタビ復号器の前段に設けられるＡ／Ｄ変換器からの所定ビット数の再生信号値中のＭＳＢの反転が生じるタイミングに基づいて位相誤差検出タイミングを生成する第２の位相誤差検出タイミング生成手段と、
記録媒体上に記録または形成されている所定の領域から再生される所定の周波数の信号に基づいて位相誤差検出タイミングを生成する第３の位相誤差検出タイミング生成手段と、
第１の位相誤差検出タイミング生成手段と、第２の位相誤差検出タイミング生成手段と、第３の位相誤差検出タイミング生成手段とによって生成される位相誤差検出タイミングの内の１個を選択的に後段に供給するスイッチング手段と、
スイッチング手段から供給される位相誤差検出タイミングに従って位相誤差信号を生成する位相誤差信号生成手段とを有することを特徴とする情報再生装置である。
【０００９】
請求項１２の発明は、記録媒体に記録されている情報信号をビタビ復号方法によって復号するようにした情報再生方法であって、
記録媒体から再生される再生信号に基づいてＰＬＬをロックさせることによってクロックを生成し、クロックに従うタイミングで再生系の動作を行うようにした情報再生方法において、
ビタビ復号器によって選択される状態遷移を表現する状態データに基づいて位相誤差検出タイミングを生成する第１のステップと、
ビタビ復号器の前段として設けられるＡ／Ｄ変換器によって再生信号からサンプリングされる所定ビット数の再生信号値中のＭＳＢの反転が生じるタイミングに基づいて位相誤差検出タイミングを生成する第２のステップと、
記録媒体上に記録または形成される所定のパターンから再生される所定の信号の周波数に従う予め規定された位相誤差検出タイミングを生成する第３のステップと、
第１のステップと、第２のステップと、第３のステップとによって生成される位相誤差検出タイミングの内の１個を選択して後段に供給する選択ステップと、選択ステップによって供給される位相誤差検出タイミングに従って位相誤差信号を生成するステップとを有することを特徴とする情報再生方法である。
【００１０】
以上のような発明によれば、ＰＬＬの状況に応じて、アクイジッショッンモードまたはトラッキングモードとして、周波数ロックモード、ビタビ判定モードおよび後述するＭＳＢ判定モードの３個の方法から、適切なものを選択して用いるようにすることができる。
【００１１】
このため、これら３個の方法がそれぞれ有する短所を補い、長所を生かすような選択を行うことが可能となるので、ＰＬＬのロックをより安定したものとすることができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下に、この発明の理解を容易とするために、ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録／再生装置の一例について、装置の全体構成、記録媒体のセクタフォーマット、４値４状態ビタビ復号方法の概要、４値４状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器の構成および動作、および４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法の順に説明する。
【００１３】
〔ディスク記録再生装置の概要〕
以下、ビタビ復号方法を行う再生系を有する記録／再生装置の一例について説明する。図１は、ビタビ復号方法を行う再生系を有する光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。記録時には、コントローラ２がホストコンピュータ１の指令に従って、記録すべきユーザデータを受取り、情報語としてのユーザデータに基づいてエンコードを行って、符号語としてのＲＬＬ（１，７）符号を生成する。この符号語が記録データとしてレーザパワーコントロール部（以下、ＬＰＣと表記する）４に供給される。コントローラ２は、このような処理の他に、後述する復号化処理、および記録、再生、消去等の各モードの制御、並びにホストコンピュータ１との交信等の動作を行う。
【００１４】
ＬＰＣ４は、供給された記録データに対応して、光ピックアップ７のレーザパワーを制御して光磁気ディスク６上に磁気極性を有するピット列を形成することにより、記録を行う。この記録の際に、磁気ヘッド５が光磁気ディスク６にバイアス磁界を付与する。実際には、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力に従って、後述するようなマークエッジ記録が行われる。
【００１５】
後述するように、記録位置すなわちピットの形成位置の制御は、磁気ヘッド５および光ピックアップ７等の位置決めを行う、図示しない手段によってなされる。このため、記録動作時においても、光ピックアップ７がアドレス部等を通過する際には、後述するような再生時の動作と同様な動作が行われる。
【００１６】
上述したようにして形成される各ピットを、記録データに基づいて後述するようにして生成されるプリコード出力中の各ビットに対応させる方法について、図２を参照して説明する。プリコード出力中の、例えば'1' に対してピットを形成し、'0' に対してピットを形成しない記録方法をマーク位置記録方法と称する。一方、各ピットのエッジによって表現される、プリコード出力中の各ビットの境界における極性の反転を、例えば'1' に対応させる記録方法をマークエッジ記録方法と称する。再生時には、再生信号中の各ビットの境界は、後述するようにして生成されるリードクロックＤＣＫに従って認識される。
【００１７】
次に、再生系の構成および動作について説明する。光ピックアップ７は、光磁気ディスク６にレーザ光を照射し、それによって生じる反射光を受光して、再生信号を生成する。再生信号は、和信号Ｒ+ 、差信号Ｒ- および図示しないフォーカスエラー信号ならびにトラッキングエラー信号の４種類の信号からなる。和信号Ｒ+ は、アンプ８によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ１０に供給される。また、差信号Ｒ- は、アンプ９によってゲイン調整等がなされた後に切替えスイッチ１０に供給される。さらに、フォーカスエラー信号は、フォーカスエラーを解消する手段（図示せず）に供給される。一方、トラッキングエラー信号は、図示しないサーボ系等に供給され、それらの動作において用いられる。
【００１８】
切替えスイッチ１０には、後述するような切替え信号Ｓが供給される。切替えスイッチ１０は、この切替え信号Ｓに従って、以下のように、和信号Ｒ+ または差信号Ｒ- をフィルタ部１１に供給する。すなわち、後述するような光磁気ディスク６のセクタフォーマットにおいて、エンボス加工によって形成される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ１０に供給される期間には、和信号Ｒ+ をフィルタ部１１に供給する。また、光磁気的に記録される部分から再生される再生信号が切替えスイッチ１０に供給される期間には、差信号Ｒ- をフィルタ部１１に供給する。
【００１９】
切替え信号Ｓは、例えば次のようにして生成される。すなわち、まず、再生信号から、セクタフォーマットに規定される所定のパターンから再生される信号を検出する。このような所定のパターンとしては、例えば後述するセクタマークＳＭ等が用いられる。そして、かかる検出がなされた時点を基準として、後述するリードクロックを数える等の方法によって認識される所定時点において、切替え信号Ｓが生成される。
【００２０】
フィルタ部１１は、ノイズカットを行うローパスフィルタおよび波形等化を行う波形等化器から構成される。後述するように、この際の波形等化処理において用いられる波形等化特性は、ビタビ復号器１３が行うビタビ復号方法に適合するものとされる。フィルタ部１１の出力を供給されるＡ／Ｄ変換器１２は、後述するようにして供給されるリードクロックＤＣＫに従って再生信号値ｚ〔ｋ〕をサンプリングする。ビタビ復号器１３は、再生信号値ｚ〔ｋ〕に基づいて、ビタビ復号方法によって復号データを生成する。かかる復号データは、上述したようにして記録される記録データに対する最尤復号系列である。従って、復号エラーが無い場合には、復号データは、記録データと一致する。
【００２１】
復号データは、コントローラ２に供給される。上述したように、記録データは、ユーザデータからチャンネル符号化等の符号化によって生成された符号語である。従って、復号エラーレートが充分低ければ、復号データは、符号語としての記録データとみなすことができる。コントローラ２は、復号データに、上述のチャンネル符号化等の符号化に対応する復号化処理を施すことにより、ユーザデータ等を再生する。
【００２２】
また、フィルタ部１１の出力は、ＰＬＬ部１４にも供給される。ＰＬＬ部１４は、供給された信号に基づいて、リードクロックＤＣＫを生成する。リードクロックＤＣＫは、コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３等に供給される。コントローラ２、Ａ／Ｄ変換器１２、ビタビ復号器１３の動作は、リードクロックＤＣＫに従うタイミングでなされる。さらに、リードクロックＤＣＫは、図示しないタイミングジェネレータに供給される。タイミングジェネレータは、例えば、記録／再生動作の切替え等の装置の動作タイミングを制御する信号を生成する。
【００２３】
上述したような再生動作において、光磁気ディスク６から再生される再生信号に基いて、より正しい再生データを得るために、再生系の各構成要素の動作を再生信号の品質に応じて適正化することが行われる。このような操作をキャリブレーションと称する。キャリブレーションは、再生信号の品質等が例えば加工精度等の記録媒体の特性、および例えば記録用レーザ光のパワーの変動、周囲温度等の記録／再生時の条件等によって変化する可能性があることに対応するために再生系のパラメータを適正化するためのものである。
【００２４】
キャリブレーションの内容は、例えば光ピックアップ７の読取り用レーザ光パワーの調整、アンプ８および９のゲインの調整、フィルタ部１１の波形等化特性の調整、およびビタビ復号器１３の動作において用いられる振幅基準値の調整等である。このようなキャリブレーションは、電源投入直後または記録媒体の交換時等に、図１中には図示しない構成によって行われる。
【００２５】
〔記録媒体のセクタフォーマットの概要〕
光磁気ディスク６には、セクタを記録／再生の単位としてユーザデータが記録される。図３を参照して、光磁気ディスク６において用いられるセクタフォーマットの一例について説明する。図３Ａに示すように、１セクタは、記録／再生の順に従って、ヘッダ、ＡＬＰＣ，ギャップ、ＶＦＯ3 、シンク、データフィールド、バッファの各エリアに区分されている。図３中に付した数字は、バイト数を表す。光磁気ディスク６上には、ブロック符号化等の符号化がなされたデータが記録される。例えば８ビットが１２チャンネルビットに変換されて記録される。
【００２６】
このセクタフォーマットの一例においては、ユーザデータ量が１０２４バイトのフォーマットと、ユーザデータ量が５１２バイトのフォーマットとが用意されている。ユーザデータ量が１０２４バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が６７０バイトとされる。また、ユーザデータ量が５１２バイトのフォーマットでは、データフィールドのバイト数が１２７８バイトとされる。これら２つのセクタフォーマットにおいて、６３バイトのプリフォーマットされたヘッダと、ＡＬＰＣ，ギャップエリアの１８バイトは、同一とされている。
【００２７】
図３Ｂは、６３バイトのヘッダを拡大して示す。ヘッダは、セクタマークＳＭ（８バイト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ1 （２６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ1 （５バイト）、ＶＦＯフィールドのＶＦＯ2 （１６バイト）、アドレスマークＡＭ（１バイト）、ＩＤフィールドのＩＤ2 （５バイト）、およびポストアンブルＰＡ（１バイト）が順に配列された構成とされている。
【００２８】
図３Ｃは、１８バイトのＡＬＰＣ，ギャップエリアを拡大して示す。１８バイトは、ギャップフィールド（５バイト）、フラグフィールド（５バイト）、ギャップフィールド（２バイト）、ＡＬＰＣ（６バイト）からなる。
【００２９】
次に、これらのフィールドについて説明する。セクタマークＳＭは、セクタの開始を識別するためのマークであり、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボス加工によって形成されたパターンを有する。ＶＦＯフィールドは、上述のＰＬＬ部１８中のＶＦＯ(Variable Frequency Oscillator) を同期させるためのもので、ＶＦＯ1 、ＶＦＯ2 およびＶＦＯ3 からなる。ＶＦＯ1 およびＶＦＯ2 は、エンボス加工によって形成されている。また、ＶＦＯ3 は、そのセクタに対して記録動作が行われる際に光磁気的に書かれる。ＶＦＯ1 、ＶＦＯ2 およびＶＦＯ3 は、それぞれチャンネルビットの'0' と'1' が交互に現れるパターン（２Ｔパターン）を有する。従って、１チャンネルビットの時間長に対応する時間をＴとすると、ＶＦＯフィールドを再生した時に、２Ｔ毎にレベルが反転する再生信号が得られる。
【００３０】
アドレスマークＡＭは、後続のＩＤフィールドのためのバイト同期を装置に対して与えるために使用され、ＲＬＬ（１，７）符号において生じないエンボスされたパターンを有する。ＩＤフィールドは、セクタのアドレス、すなわち、トラック番号およびセクタ番号の情報と、これらの情報に対するエラー検出用のＣＲＣバイトを有する。ＩＤフィールドは、５バイトからなる。ＩＤ1 およびＩＤ2 によって、同一のアドレス情報が二重に記録される。ポストアンブルＰＡは、チャンネルビットの'0' と'1' とが交互に現れるパターン（２Ｔパターン）を有する。ＩＤ1 、ＩＤ2 およびポストアンブルＰＡも、エンボス加工によって形成されている。このように、ヘッダの領域は、エンボス加工によりピットが形成されたプリフォーマットされた領域である。
【００３１】
図３Ｃは、ＡＬＰＣ，ギャップエリアを拡大して示す。ギャップには、ピットが形成されない。最初のギャップフィールド（５バイト）は、プリフォーマットされたヘッダの後の最初のフィールドであり、これによって、ヘッダの読取りを完了した後の処理に装置が要する時間が確保される。２番目のギャップフィールド（２バイト）は、後のＶＦＯ3 の位置のずれを許容するためのものである。
【００３２】
ＡＬＰＣ，ギャップエリアには、５バイトのフラグフィールドが記録される。フラグフィールドは、セクタのデータが記録される時に、連続した２Ｔパターンが記録される。ＡＬＰＣ(Auto Laser Power Control)フィールドは、記録時のレーザパワーをテストするために設けられている。シンクフィールド（４バイト）は、続くデータフィールドのためのバイト同期を装置が得るために設けられており、所定のビットパターンを有する。
【００３３】
データフィールドは、ユーザデータを記録するために設けられる。上述した６７０バイトのデータフィールドには、５１２バイトのユーザデータと、１４４バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バイトのセクタ書込みフラグと、２バイト（ＦＦ）とからなる。また、１２７８バイトのデータフィールドの場合には、１０２４バイトのユーザデータと、２４２バイトのエラー検出、訂正用のパリティ等と、１２バイトのセクタ書込みフラグとからなる。セクタの最後のバッファフィールドは、電気的、あるいは機械的な誤差に対する許容範囲として使用される。
【００３４】
上述したセクタフォーマットの例において、ヘッダは、エンボス加工によりピットが形成されたエリアである。また、ＡＬＰＣ，ギャップエリアは、再生時には、使用されないエリアである。さらに、ＶＦＯ3 、シンクフィールドおよびデータフィールドは、光磁気記録されたデータのエリアである。
【００３５】
〔４値４状態ビタビ復号方法の概要〕
以下、ビタビ復号器１３によって行われるビタビ復号方法について説明する。上述したように、ユーザデータは、様々な符号化方法によって記録データとしての符号語に変換される。符号化方法は、記録媒体の性質および記録／再生方法等に応じて適切なものが採用される。光磁気ディスク装置においては、ブロック符号化において、Run Lengthすなわち'1' と'1' の間の'0' の数を制限するＲＬＬ（Run Length Limited）符号化方法が用いられることが多い。従来から幾つかのＲＬＬ符号化方法が用いられている。一般に、'1' と'1' の間の'0' の数を最小でｄ個、最大でｋ個とするｍ／ｎブロック符号をＲＬＬ（ｄ，ｋ；ｍ，ｎ）符号と称する。
【００３６】
例えば、２／３ブロック符号において、'1' と'1' の間の'0' の数を最小で１個、最大で７個とするブロック符号化方法は、ＲＬＬ（１，７；２，３）符号である。一般にＲＬＬ（１，７；２，３）符号をＲＬＬ（１，７）符号と称することが多いので、以下の説明においても単にＲＬＬ（１，７）符号と表記した場合には、ＲＬＬ（１，７；２，３）符号を指すことにする。
【００３７】
このようなＲＬＬ符号化方法と、上述したマークエッジ記録方法との組合わせによって記録されたデータから再生される再生信号を復号するために、ビタビ復号方法を用いることができる。
【００３８】
このようなＲＬＬ符号化方法は、記録密度の向上、および再生動作の安定性の確保という２つの観点から、符号化方法に要求される条件に対応できるものである。まず、上述したように、マークエッジ記録方法は、記録データに基づいて後述するように生成されるプリコード出力における'1' を各ピットのエッジによって表現される極性の反転に対応させるものなので、'1' と'1' の間の'0' の数を多くする程、各ピット１個当たりに記録されるビット数を大きくすることができる。従って、記録密度を大きくすることができる。
【００３９】
一方、再生系の動作タイミングを合わせるために必要なリードクロックＤＣＫは、上述したように、再生信号に基づいてＰＬＬ部１４によって生成される。このため、記録データにおいて'1' と'1' の間の'0' の数を多くすると、再生動作の際にＰＬＬ部の動作が不安定となるので、再生動作全体が不安定なものとなる。
【００４０】
これら２つの条件を考慮すると、'1' と'1' の間の'0' の数は、多過ぎたり、少な過ぎたりしない、適切な範囲内に設定される必要がある。このような、記録データ中の'0' の数の設定に関して、ＲＬＬ符号化方法が有効となる。
【００４１】
ところで、図４に示すように、上述したＲＬＬ（１，７）符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせにおいては、記録データに基づいて生成されるプリコード出力中の'1' と'1' の間に最低１個の'0' が含まれるので、最小反転幅が２となる。このような、最小反転幅が２となる符号化方法が用いられる場合に、符号間干渉およびノイズ等の影響を受けている再生信号から記録データを復号する方法として、後述するように、４値４状態ビタビ復号方法を適用することができる。
【００４２】
上述したように、再生信号には、フィルタ部１１によって波形等化処理がなされる。ビタビ復号方法の前段としてなされるこのような波形等化処理には、符号間干渉を積極的に利用するパーシャルレスポンス方法が用いられる。この際に用いられる波形等化特性は、一般に（１＋Ｄ）n で表されるパーシャルレスポンス特性の内から、記録／再生系の線記録密度およびＭＴＦ（Modulation Transfer Function）を考慮して決められる。上述したＲＬＬ（１，７）符号化方法とマークエッジ記録方法の組み合わせによって記録されたデータに対して、ＰＲ（１，２，１）を用いる波形等化処理は、４値４状態ビタビ復号方法の前段となる。
【００４３】
一方、マークエッジ記録方法においては、光磁気ディスク媒体等に対する実際の記録に先立って、上述のＲＬＬ符号化等によって符号化された記録データに基づくプリコードが行われる。各時点ｋにおける記録データ列をａ〔ｋ〕、これに基づくプリコード出力をｂ〔ｋ〕とすると、プリコードは、以下のように行われる。
【００４４】
ｂ〔ｋ〕＝ｍｏｄ２｛ａ〔ｋ〕＋ｂ〔ｋ−１〕｝  （１）
このようなプリコード出力ｂ〔ｋ〕が実際に光磁気ディスク媒体等に記録される。一方、フィルタ部１１中の波形等化器によってなされる、波形等化特性ＰＲ（１，２，１）での波形等化処理について説明する。但し、以下の説明においては、信号の振幅を規格化せずに、波形等化特性をＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）とする。また、ノイズを考慮しない場合の再生信号の値をｃ〔ｋ〕と表記する。さらに、ノイズを含む実際の再生信号（すなわち、記録媒体から再生された再生信号）をｚ〔ｋ〕と表記する。
【００４５】
ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）は、ある時点ｋにおける再生信号の値に対して、時点ｋにおける振幅の寄与が振幅値の２Ａ倍とされ、さらに前後の時点ｋ−１およびｋ＋１における振幅の寄与が各々の時点での信号の振幅のＢ倍とされるものである。従って、再生信号の値の最大値は、時点ｋ−１、ｋ、ｋ＋１において何れもパルスが検出される場合である。このような場合には、再生信号の値の最大値は、以下のようになる。
【００４６】
Ｂ＋２Ａ＋Ｂ＝２Ａ＋２Ｂ
また、再生信号の値の最小値は０となる。但し、実際の取り扱いにおいては、ｃ〔ｋ〕として、ＤＣ成分のＡ＋Ｂを差し引いた以下のようなものが用いられる。
【００４７】
0004048571.tif 000002
従って、ノイズを考慮しない場合の再生信号ｃ〔ｋ〕は、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何れかの値をとることになる。一般に、再生信号の性質を示す方法の１つとして、例えば５個の時点を単位として、再生信号を多数重ね合わせたものをアイパターンと称する。この発明を適用することができる光磁気ディスク装置において、ＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）の下で波形等化処理された実際の再生信号ｚ〔ｋ〕についてのアイパターンの一例を図５に示す。図５から各時点における再生信号ｚ〔ｋ〕の値は、ノイズによるばらつきを有するが、ほぼ、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの内の何れかになることが確認できる。後述するように、Ａ＋Ｂ，Ａ，−Ａ，−Ａ−Ｂの値は、識別点として用いられる。
【００４８】
上述したような波形等化処理がなされた再生信号を復号する、ビタビ復号方法の概略は、次のようなものである。ステップ▲１▼符号化方法および記録媒体に対する記録方法に基づいて、生じ得る全ての状態を特定する。ステップ▲２▼ある時点における各状態を起点として、次の時点において生じ得る全ての状態遷移と、各状態遷移が生じる時の記録データａ〔ｋ〕および再生信号の値ｃ〔ｋ〕を特定する。ステップ▲１▼および▲２▼の結果として特定された全ての状態および状態遷移と、各状態遷移が生じる時の〔記録データの値ａ〔ｋ〕／再生信号の値ｃ〔ｋ〕〕を図の形式で表現したものを状態遷移図と称する。後述するように、４値４状態ビタビ復号方法における状態遷移図は、図７に示すようなものである。そして、この状態遷移図に基づく復号動作を行うように、ビタビ復号器１３が構成される。
【００４９】
さらに、ステップ▲３▼上述したように、状態遷移図を前提として、記録媒体から各時点ｋにおいて再生される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づく最尤な状態遷移が選択される。但し、上述したように、ｚ〔ｋ〕は、ビタビ復号器１３に供給される前段において波形等化されたものである。このような最尤な状態遷移の選択がなされる毎に、選択された状態遷移に対応して、状態遷移図に記載された記録データａ〔ｋ〕の値を復号値とすることによって、記録データに対する最尤復号値系列としての復号データａ' 〔ｋ〕を得ることができる。但し、各時点ｋにおける復号データ値から、最尤復号値系列とするための構成は、後述するビタビ復号器１３中のＰＭＵ２３である。従って、上述したように、復号データ列ａ' 〔ｋ〕は、復号エラーが無い場合には、記録データ列ａ〔ｋ〕と一致する。上述のステップ▲１▼〜ステップ▲３▼について、以下に詳細に説明する。
【００５０】
上述のステップ▲１▼について説明する。まず、ここで用いられる状態として、ある時点ｋにおける状態を、時点ｋおよびそれ以前のプリコード出力を用いて次のように定義する。すなわち、ｎ＝ｂ〔ｋ〕、ｍ＝ｂ〔ｋ−１〕、ｌ＝ｂ〔ｋ−２〕の時の状態をＳnml と定義する。このような定義によって、２3 ＝８個の状態があると考えられるが、上述したように、実際に生じ得る状態は、符号化方法等に基づいて制限される。ＲＬＬ（１，７）符号として符号化された記録データ列ａ〔ｋ〕においては、'1' と'1' の間に最低１個の'0' が含まれるので、２個以上の'1' が連続することが無い。記録データ列ａ〔ｋ〕に課されるこのような条件に基づいてプリコード出力ｂ〔ｋ〕について一定の条件が課され、その結果として生じ得る状態に制限が加えられる。
【００５１】
このような制限について具体的に説明する。上述したようにＲＬＬ（１，７）符号化によって生成される記録データ列中に、２個以上の'1' が連続するもの、すなわち以下のものはあり得ない。
【００５２】
ａ〔ｋ〕＝１，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝１    （３）
ａ〔ｋ〕＝１，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝０    （４）
ａ〔ｋ〕＝０，ａ〔ｋ−１〕＝１，ａ〔ｋ−２〕＝１    （５）
記録データ列に課されるこのような条件に基づいて、上述の（１）式に従ってｂ〔ｋ〕について課される条件について検討すると、Ｓ０１０およびＳ１０１の２個の状態は生じ得ないことがわかる。従って、生じ得る状態は、２3 −２＝６個である。
【００５３】
次に、ステップ▲２▼について説明する。ある時点ｊにおける状態を起点として、次の時点ｊ＋１において生じ得る状態を求めるためには、時点ｊ＋１における記録データの値ａ〔ｊ＋１〕が１となる場合、および０となる場合に分けて調べる必要がある。
【００５４】
ここでは、状態Ｓ０００を例として説明する。上述の（１）式に従って、Ｓ０００すなわちｎ＝ｂ〔ｊ〕＝０，ｌ＝ｂ〔ｊ−１〕＝０，ｍ＝ｂ〔ｊ−２〕＝０とプリコードされる記録データとしては、以下の２個が考えられる。
【００５５】
ａ〔ｊ〕＝０、ａ〔ｊ−１〕＝０、ａ〔ｊ−２〕＝１    （６）
ａ〔ｊ〕＝０、ａ〔ｊ−１〕＝０、ａ〔ｊ−２〕＝０    （７）
〔ａ〔ｊ＋１〕＝１の時〕
この時、（１）式に従って、ｂ〔ｊ＋１〕は、以下のように計算される。
【００５６】
0004048571.tif 000003
従って、再生信号ｃ〔ｊ〕の値は、上述の（２）式に従って、次のように計算される。
【００５７】
0004048571.tif 000004
また、次の時点ｊ＋１での状態Ｓnlm については、ｎ＝ｂ〔ｊ＋１〕，ｌ＝ｂ〔ｊ〕，ｍ＝ｂ〔ｊ−１〕である。そして、上述したようにｂ〔ｊ＋１〕＝１，ｂ〔ｊ〕＝０，ｂ〔ｊ−１〕＝０となるので、次の時点ｊ＋１における状態は、Ｓ１００である。従って、ａ〔ｊ＋１〕＝１の場合には、Ｓ０００→Ｓ１００という遷移が生じることが特定できる。
【００５８】
〔ａ〔ｊ＋１〕＝０の時〕
この時、（１）式に従って、ｂ〔ｊ＋１〕は、以下のように計算される。
【００５９】
0004048571.tif 000005
従って、再生信号ｃ〔ｊ＋１〕の値は、上述の（２）式に従って、次のように計算される。
【００６０】
0004048571.tif 000006
また、次の時点ｊ＋１における状態Ｓnlm については、ｎ＝ｂ〔ｊ＋１〕，ｌ＝ｂ〔ｊ〕，ｍ＝ｂ〔ｊ−１〕である。そして、上述したようにｂ〔ｊ＋１〕＝０，ｂ〔ｊ〕＝０，ｂ〔ｊ−１〕＝０となるので、次の時点における状態は、Ｓ０００である。従って、ａ〔ｊ＋１〕＝０の場合には、Ｓ０００→Ｓ０００という遷移が生じることが特定できる。
【００６１】
このようにして、時点ｊにおけるＳ０００以外の各状態についても、それらを起点として次の時点ｊ＋１において生じ得る状態遷移と、そのような各状態遷移が生じる時の記録データ値ａ〔ｊ＋１〕および再生信号値ｃ〔ｊ＋１〕との対応を求めることができる。
【００６２】
上述したようにして、各状態について、それらを起点として生じ得る状態遷移と、各状態遷移が生じる時の記録データの値および再生信号の値との対応を求め、図の形式に表したものが図６である。上述の時点ｊおよびｊ＋１は、特別の時点ではない。従って、上述したようにして求まる、生じ得る状態遷移とそれらに伴う記録データの値および再生信号の値との対応は、任意の時点において適用することができる。このため、図６においては、任意の時点ｋにおいて生じる状態遷移に伴う記録データの値をａ〔ｋ〕と表記し、再生信号の値をｃ〔ｋ〕と表記する。
【００６３】
図６において、状態遷移は、矢印によって表される。また、各矢印に付した符号が〔記録データ値ａ〔ｋ〕／再生信号値ｃ〔ｋ〕〕を示している。状態Ｓ０００，Ｓ００１，Ｓ１１１およびＳ１１０を起点とする状態遷移は、２通り有るのに対して、状態Ｓ０１１およびＳ１００を起点として生じ得る遷移は１通りのみである。
【００６４】
さらに、図６においてＳ０００とＳ００１は、何れもａ〔ｋ〕＝１に対しては、ｃ〔ｋ〕＝−Ａという値を取り、Ｓ１００に遷移している。一方、ａ〔ｋ〕＝０に対しては、ｃ〔ｋ〕＝−Ａ−Ｂという値を取り、Ｓ０００に遷移している。また、Ｓ１１１とＳ１１０も同様に、同じａ〔ｋ＋１〕の値について同じｃ〔ｋ＋１〕の値を取り、且つ、同じ状態に遷移している。従って、Ｓ０００とＳ００１をまとめてＳ０と表現し、Ｓ１１１とＳ１１０をまとめてＳ２と表現することができる。さらに、Ｓ０１１をＳ３とし、Ｓ１００をＳ１と表現することにして、整理したものが図７である。
【００６５】
上述したように、図７が４値４状態ビタビ復号方法に用いられる状態遷移図である。図７中には、Ｓ０〜Ｓ３の４個の状態、および再生信号ｃ〔ｋ＋１〕の値としての−Ａ−Ｂ，−Ａ，Ａ，Ａ＋Ｂの４個の値が示されている。状態Ｓ０およびＳ２を起点とする状態遷移は、２通り有るのに対して、状態Ｓ１およびＳ３を起点とする状態遷移は、１通りのみである。
【００６６】
一方、状態遷移を時間に沿って表現する形式として、図８に示すようなトレリス線図が用いられる。図８では、２個の時点間の遷移を示しているが、さらに多数の時点間の遷移を示すこともできる。時間経過に伴い、順次右の時点に遷移していく様子が表現される。従って、水平な矢印は、例えばＳ０→Ｓ０等の同じ状態への遷移を表し、斜めの矢印は、例えばＳ１→Ｓ２等の異なる状態への遷移を表すことになる。
【００６７】
上述したビタビ復号方法のステップ▲３▼、すなわち図７に示した状態遷移図を前提として、ノイズを含む実際の再生信号ｚ〔ｋ〕から最尤な状態遷移を選択する方法について以下に説明する。
【００６８】
最尤な状態遷移を選択するためには、まず、ある時点ｋにおける状態について、その状態に至る過程において経由してきた複数時点間の状態遷移の尤度の和を計算し、さらに、計算された尤度の和を比較して、最尤の復号系列を選択することが必要である。このような尤度の和をパスメトリックと称する。
【００６９】
パスメトリックを計算するためには、まず、隣接する時点間の状態遷移の尤度を計算することが必要となる。このような尤度の計算は、上述の状態遷移図を参照して、再生信号ｚ〔ｋ〕の値に基づいて以下のようになされる。まず、一般的な説明として、時点ｋ−１において、状態Ｓａである場合について考える。この時、ビタビ復号器３１に再生信号ｚ〔ｋ〕が入力された場合に、状態Ｓｂへの状態遷移が生じる尤度が次式に従って計算される。但し、状態Ｓａおよび状態Ｓｂは、図７の状態遷移図に記載されている４個の状態の何れかとする。
【００７０】
（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓａ，Ｓｂ））2   （１２）
上式において、ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）は、状態Ｓａから状態Ｓｂへの状態遷移について、図７の状態遷移図に記載されている再生信号の値である。すなわち、上述の図７において、例えば状態遷移Ｓ０→Ｓ１について、−Ａと算出されている値である。従って、式（１２）は、ノイズを含む実際の再生信号ｚ〔ｋ〕の値と、ノイズを考慮せずに計算された再生信号ｃ（Ｓａ，Ｓｂ）の値の間のユークリッド距離となる。ある時点におけるパスメトリックは、その時点に至るまでのこのような隣接時点間の状態遷移の尤度の総和として定義される。
【００７１】
ところで、時点ｋにおいて状態Ｓａである場合を考える。この場合に、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態をＳｐとすれば、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）は、時点ｋ−１におけるパスメトリックを用いて次式のように計算される。
【００７２】
Ｌ（Ｓａ，ｋ）
＝Ｌ（Ｓｐ，ｋ−１）＋（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2   （１３）
すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐに至った場合のパスメトリックＬ（Ｓｐ，ｋ−１）と、時点ｋ−１と時点ｋの間で生じるＳｐ→Ｓａなる状態遷移の尤度（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2 とを加算することによって、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）が計算される。この（ｚ〔ｋ〕−ｃ（Ｓｐ，Ｓａ））2 のような、最新の状態遷移の尤度は、ブランチメトリックと称される。但し、ここでのブランチメトリックは、後述するビタビ復号器１３中のブランチメトリック計算回路（ＢＭＣ）２０によって計算されるブランチメトリック、すなわち、規格化メトリックに対応するブランチメトリックとは、別のものであることに注意が必要である。
【００７３】
また、時点ｋにおいて状態Ｓａである場合に、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態が複数個存在することがある。図７においては、状態Ｓ０およびＳ２がこのような場合である。すなわち時点ｋにおいて状態Ｓ０である場合に、時点ｋ−１において状態Ｓ０に遷移し得る状態は、Ｓ０とＳ３の２個である。また、時点ｋにおいて状態Ｓ２である場合に、時点ｋ−１において状態Ｓ２に遷移し得る状態は、Ｓ１とＳ２の２個である。一般的な説明として、時点ｋにおいて状態Ｓａであり、且つ、時点ｋ−１において状態Ｓａに遷移し得る状態がＳｐおよびＳｑの２個である場合に、パスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）は、次式のように計算される。
【００７４】
0004048571.tif 000007
すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓｐであり、Ｓｐ→Ｓａなる状態遷移によって状態Ｓａに至った場合と、時点ｋ−１において状態Ｓｑであり、Ｓｑ→Ｓａなる状態遷移によって状態Ｓａに至った場合の各々について、尤度の和を計算する。そして、各々の計算値を比較し、より小さい値を時点ｋにおける状態Ｓａに関するパスメトリックＬ（Ｓａ，ｋ）とする。
【００７５】
このようなパスメトリックの計算を、図７を用いて上述した４値４状態について具体的に適用すると、時点ｋにおける各状態Ｓ０，Ｓ１，Ｓ２およびＳ３についてのパスメトリックＬ（０，ｋ），Ｌ（１，ｋ），Ｌ（２，ｋ）およびＬ（３，ｋ）は、時点ｋ−１における各状態Ｓ０〜Ｓ３についてのパスメトリックＬ（０，ｋ−１）〜Ｌ（３，ｋ−１）を用いて以下のように計算できる。
【００７６】
0004048571.tif 000008
上述したように、このようにして計算されるパスメトリックの値を比較して、最尤な状態遷移が選択されれば良い。ところで、最尤な状態遷移を選択するためには、パスメトリックの値そのものを計算しなくても、パスメトリックの値の比較ができれば良い。そこで、実際の４値４状態ビタビ復号方法においては、パスメトリックの代わりに以下に定義するような規格化パスメトリックを用いることにより、各時点ｋにおけるｚ〔ｋ〕に基づく計算を容易なものとするようになされる。
【００７７】
ｍ（ｉ，ｋ）
＝〔Ｌ（ｉ，ｋ）−ｚ〔ｋ〕2 −（Ａ＋Ｂ）2 〕／２／（Ａ＋Ｂ）（１９）
式（１９）をＳ０〜Ｓ３の各状態に適用すると、具体的な規格化パスメトリックは、以下のように２乗計算を含まないものとなる。このため、後述する、加算、比較、選択回路（ＡＣＳ）２１における計算を容易なものとすることができる。
【００７８】
0004048571.tif 000009
但し、式（２０）〜（２３）中のαおよびβは、以下のようなものである。
【００７９】
α＝Ａ／（Ａ＋Ｂ）        （２４）
β＝Ｂ×（Ｂ＋２×Ａ）／２／（Ａ＋Ｂ）    （２５）
このような規格化パスメトリックに基づく４値４状態ビタビ復号方法における状態遷移の条件について図９に示す。上述の４個の規格化パスメトリックの内に、２個から１個を選択する式が２つあるので、２×２＝４通りの条件がある。
【００８０】
〔４値４状態ビタビ復号器の概要〕
上述した４値４状態ビタビ復号方法を実現するビタビ復号器１３について以下に説明する。図１０にビタビ復号器１３の全体構成を示す。ビタビ復号器１３は、ブランチメトリック計算回路（以下、ＢＭＣと表記する）２０、加算、比較および選択回路（以下、ＡＣＳと表記する）２１、圧縮およびラッチ回路２２およびパスメモリユニット（以下、ＰＭＵと表記する）２３から構成される。これらの各構成要素に対して上述のリードクロックＤＣＫ（以下の説明においては、単にクロックと表記する）が供給されることにより、ビタビ復号器１３全体の動作タイミングが合わされる。以下、各構成要素について説明する。
【００８１】
ＢＭＣ２０は、入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて、規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値ＢＭ０，ＢＭ１，ＢＭ２およびＢＭ３を計算する。ＢＭ０〜ＢＭ３は、上述の式（２０）〜（２３）の規格化パスメトリックを計算するために必要とされる、以下のようなものである。
【００８２】
ＢＭ０＝ｚ（ｋ）                  （２６）
ＢＭ１＝α×ｚ〔ｋ〕−β          （２７）
ＢＭ２＝−ｚ（ｋ）                （２８）
ＢＭ３＝−α×ｚ〔ｋ〕−β        （２９）
この計算に必要なαおよびβは、上述の式（２４）および（２５）に従ってＢＭＣ２０によって計算される基準値である。かかる計算は、例えば再生信号ｚ〔ｋ〕に基づくエンベロープ検出等の方法で検出され、ＢＭＣ２０に供給される識別点−Ａ−Ｂ，−Ａ，ＡおよびＡ＋Ｂの値に基づいてなされる。
【００８３】
ＢＭ０〜ＢＭ３の値は、ＡＣＳ２１に供給される。一方、ＡＣＳ２１は、後述するような圧縮およびラッチ回路２２から、１クロック前の規格化パスメトリックの値（但し、後述するように圧縮のなされたもの）Ｍ０，Ｍ１，Ｍ２およびＭ３を供給される。そして、Ｍ０〜Ｍ３と、ＢＭ０〜ＢＭ３とを加算して、後述するようにして、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ０，Ｌ１，Ｌ２およびＬ３を計算する。Ｍ０〜Ｍ３が圧縮のなされたものであるため、Ｌ０〜Ｌ３を計算する際のオーバーフローを避けることができる。
【００８４】
さらに、ＡＣＳ２１は、最新の規格化パスメトリックの値Ｌ０〜Ｌ３に基づいて、後述するように、最尤な状態遷移を選択し、また、選択結果に対応して、パスメモリ２３に供給される選択信号ＳＥＬ０およびＳＥＬ２を'High'または'Low' とする。
【００８５】
また、ＡＣＳ２１は、Ｌ０〜Ｌ３を圧縮およびラッチ回路２２に供給する。圧縮およびラッチ回路２２は、供給されるＬ０〜Ｌ３を圧縮した後にラッチする。その後、１クロック前の規格化パスメトリックＭ０〜Ｍ３としてＡＣＳ２１に供給する。
【００８６】
この際の圧縮の方法としては、例えば以下に示すように、最新の規格化パスメトリックＬ０〜Ｌ３から、そのうちの１個、例えばＬ０を一律に差し引く等の方法が用いられる。
【００８７】
Ｍ０＝Ｌ０−Ｌ０      （３０）
Ｍ１＝Ｌ１−Ｌ０      （３１）
Ｍ２＝Ｌ２−Ｌ０      （３２）
Ｍ３＝Ｌ３−Ｌ０      （３３）
この結果として、Ｍ０が常に０の値をとることになるが、以下の説明においては、一般性を損なわないために、このままＭ０と表記する。式（３０）〜（３３）によって計算されるＭ０〜Ｍ３の値の差は、Ｌ０〜Ｌ３の値の差と等しいものとなる。上述したように、最尤な状態遷移の選択においては、規格化パスメトリック間の値の差のみが問題となる。従って、このような圧縮方法は、最尤な状態遷移の選択結果に影響せずに規格化パスメトリックの値を圧縮し、オーバーフローを防止する方法として有効である。このように、ＡＣＳ２１と圧縮およびラッチ回路２２は、規格化パスメトリックの計算に関するループを構成する。
【００８８】
上述のＡＣＳ２１について、図１１を参照してより詳細に説明する。ＡＣＳ２１は、６個の加算器５１、５２、５３、５４、５６、５８および２個の比較器５５、５７から構成される。一方、上述したようにＡＣＳ２１には、１クロック前の圧縮された規格化パスメトリックの値Ｍ０〜Ｍ３および規格化パスメトリックに対応するブランチメトリックの値ＢＭ０〜ＢＭ３が供給される。
【００８９】
加算器５１には、Ｍ０およびＢＭ０が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ００を算出する。
【００９０】
Ｌ００＝Ｍ０＋ＢＭ０    （３４）
上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２６）式に従って計算されるもの、すなわちｚ〔ｋ〕の値そのものである。従って、式（３４）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２０）中のｍ（０，ｋ−１）＋ｚ〔ｋ〕の値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ０によって最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値である。
【００９１】
一方、加算器５２には、Ｍ３およびＢＭ１が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ３０を算出する。
【００９２】
Ｌ３０＝Ｍ３＋ＢＭ１    （３５）
上述したように、Ｍ３は、時点ｋ−１において状態Ｓ３に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する、圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すなわちα×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３５）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２０）中のｍ（３，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ３であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ３→Ｓ０によって最終的に状態遷移Ｓ０に至った場合に対応する計算値である。
【００９３】
上述のＬ００およびＬ３０は、比較器５５に供給される。比較器５５は、Ｌ００およびＬ３０の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ０とすると供に、選択結果に応じて、上述したように選択信号ＳＥＬ０の極性を切替える。このような構成は、式（２０）において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、Ｌ００＜Ｌ３０の場合（この時は、Ｓ０→Ｓ０が選択される）に、Ｌ００をＬ０として出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば、'Low' とする。また、Ｌ３０＜Ｌ００の場合（この時は、Ｓ３→Ｓ０が選択される）には、Ｌ３０をＬ０として出力し、且つ、ＳＥＬ０を例えば'High'とする。ＳＥＬ０は、後述するように、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４に供給される。
【００９４】
このように、加算器５１、５２および比較器５５は、上述の式（２０）に対応して、Ｓ０→Ｓ０とＳ３→Ｓ０の内から、時点ｋにおける状態遷移として最尤なものを選択する動作を行う。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックＬ０および選択信号ＳＥＬ０を出力する。
【００９５】
また、加算器５６には、Ｍ０およびＢＭ１が供給される。加算器５１は、これらを加算して以下のようなＬ１を算出する。
【００９６】
Ｌ１＝Ｍ０＋ＢＭ１    （３６）
上述したように、Ｍ０は、時点ｋ−１において状態Ｓ０に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ１は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２７）式に従って計算されるもの、すなわちα×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３６）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２１）の右辺ｍ（０，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ０→Ｓ１によって最終的に状態遷移Ｓ１に至った場合に対応する計算値である。式（２１）が値の選択を行わないことに対応して、加算器５６の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックＬ１とされる。
【００９７】
加算器５３には、Ｍ２およびＢＭ２が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下のようなＬ２２を算出する。
【００９８】
Ｌ２２＝Ｍ２＋ＢＭ２    （３７）
上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ０は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２８）式に従って計算されるもの、すなわち−ｚ〔ｋ〕である。従って、式（３７）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中のｍ（２，ｋ−１）−ｚ〔ｋ〕の値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ２であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ２によって最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。
【００９９】
一方、加算器５４には、Ｍ１およびＢＭ３が供給される。加算器５３は、これらを加算して以下のようなＬ１２を算出する。
【０１００】
Ｌ１２＝Ｍ１＋ＢＭ３    （３８）
上述したように、Ｍ１は、時点ｋ−１において状態Ｓ１に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すなわち−α×ｚ〔ｋ〕−β  である。従って、式（３８）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２２）中のｍ（１，ｋ−１）−α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ１であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ１→Ｓ２によって最終的に状態遷移Ｓ２に至った場合に対応する計算値である。
【０１０１】
上述のＬ２２およびＬ１２は、比較器５７に供給される。比較器５７は、Ｌ２２およびＬ１２の値を比較し、小さい方を最新の規格化パスメトリックＬ２とすると共に、選択結果に応じて、上述したように選択信号ＳＥＬ２の極性を切替える。このような構成は、式（２２）において、最小値が選択されることに対応するものである。すなわち、Ｌ２２＜Ｌ１２の場合（この時は、Ｓ２→Ｓ２が選択される）に、Ｌ２２をＬ２として出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば、'Low' とする。また、Ｌ１２＜Ｌ２２の場合（この時は、Ｓ１→Ｓ２が選択される）には、Ｌ１２をＬ２として出力し、且つ、ＳＥＬ２を例えば'High'とする。ＳＥＬ２は、後述するように、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に供給される。
【０１０２】
このように、加算器５３、５４および比較器５７は、上述の式（２２）に対応して、Ｓ１→Ｓ２とＳ２→Ｓ２の内から、時点ｋにおける状態遷移として最尤なものを選択する。そして、選択結果に応じて、最新の規格化パスメトリックＬ２および選択信号ＳＥＬ２を出力する。
【０１０３】
また、加算器５８には、Ｍ２およびＢＭ３が供給される。加算器５８は、これらを加算して以下のようなＬ３を算出する。
【０１０４】
Ｌ３＝Ｍ２＋ＢＭ３    （３９）
上述したように、Ｍ２は、時点ｋ−１において状態Ｓ２に至った場合に、経由してきた状態遷移の総和に対応する圧縮された規格化パスメトリックである。また、ＢＭ３は、時点ｋにおいて入力される再生信号ｚ〔ｋ〕に基づいて上述の（２９）式に従って計算されるもの、すなわち−α×ｚ〔ｋ〕−βである。従って、式（３９）の値は、上述したような圧縮の作用の下に、上述の式（２３）の右辺ｍ（２，ｋ−１）＋α×ｚ〔ｋ〕−βの値を計算したものとなる。すなわち、時点ｋ−１において状態Ｓ０であり、時点ｋにおける状態遷移Ｓ２→Ｓ３によって最終的に状態遷移Ｓ３に至った場合に対応する計算値である。式（２３）が値の選択を行わないことに対応して、加算器５８の出力がそのまま最新の規格化パスメトリックＬ３とされる。
【０１０５】
上述したようにして, ＡＣＳ２１が出力するＳＥＬ０およびＳＥＬ２に従って、パスメモリユニット（以下、ＰＭＵと表記する）２３が動作することによって、記録データａ〔ｋ〕に対する最尤復号系列としての復号データａ’〔ｋ〕が生成される。ＰＭＵ２３は、図７に示した４個の状態間の状態遷移に対応するために、２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリから構成される。
【０１０６】
Ａ型パスメモリは、その状態に至る遷移として２つの遷移（すなわち、自分自身からの遷移と、他の１個の状態からの遷移）を有し、且つ、その状態を起点とする２つの遷移（すなわち、自分自身に至る遷移と他の１個の状態に至る遷移）を有する状態に対応するための構成とされる。従って、Ａ型パスメモリは、図７に示した４個の状態の内、Ｓ０およびＳ２に対応するものである。
【０１０７】
一方、Ｂ型パスメモリは、その状態に至る遷移が１つのみであり、且つ、その状態を起点とする遷移が１つのみである状態に対応するための構成とされる。従って、Ｂ型パスメモリは、図７に示した４個の状態の内、Ｓ１およびＳ３に対応するものである。
【０１０８】
これら２個のＡ型パスメモリおよび２個のＢ型パスメモリが図７に示した状態遷移図に従う動作を行うために、ＰＭＵ２３において、図１０に示すような復号データの受渡しがなされるように構成される。すなわち、Ａ型パスメモリ２４がＳ０に対応し、Ａ型パスメモリ２６がＳ２に対応する。また、Ｂ型パスメモリ２５がＳ１に対応し、また、Ｂ型パスメモリ２７がＳ３に対応する。このように構成すれば、Ｓ０を起点として生じ得る状態遷移がＳ０→Ｓ０およびＳ０→Ｓ１であり、Ｓ２を起点として生じ得る状態遷移がＳ２→Ｓ２およびＳ２→Ｓ３であることに合致する。また、Ｓ１を起点として生じ得る状態遷移がＳ１→Ｓ２のみであり、Ｓ３を起点として生じ得る状態遷移がＳ３→Ｓ０のみであることにも合致する。
【０１０９】
Ａ型パスメモリ２４について、その詳細な構成を図１２に示す。Ａ型パスメモリ２４は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップとセレクタを、交互に接続したものである。図１０には、１４ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、１４個のセレクタ３１1 〜３１14および１５個のフリップフロップ３０0 〜３０14を有するものである。セレクタ３１1 〜３１14は、何れも２個のデータを受取り、その内の１個を選択的に後段に供給するものである。また、フリップフロップ３０0 〜３０14にクロックが供給されることにより、Ａ型パスメモリ２４全体の動作タイミングが合わされる。
【０１１０】
図７を用いて上述したように、状態Ｓ０に至る遷移は、Ｓ０→Ｓ０すなわち自分自身から継承する遷移、およびＳ３→Ｓ０である。このような状況に対応する構成として、各セレクタは、前段のフリップフロップから供給されるデータすなわちＳ０→Ｓ０に対応する復号データと、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７から供給されるデータすなわちＳ３→Ｓ０に対応する復号データＰＭ３とを受取る。さらに、各セレクタは、ＡＣＳ２１からＳＥＬ０を供給される。そして、ＳＥＬ０の極性に応じて、供給される２個の復号データの内の一方を後段のフリップフロップに供給する。また、このようにして後段のフリップフロップに供給される復号データは、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５にもＰＭ０として供給される。
【０１１１】
すなわち、例えばセレクタ３１14は、前段のフリップフロップ３０13から供給されるデータと、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットからなるＰＭ３の１４番目のビット位置のデータとを受取る。そして、これら２個のデータの内から以下のようにして選択したデータを、後段のフリップフロップ３０14に供給する。上述したようにＳＥＬ０は、選択結果に応じて、'Low' または'High'とされる。ＳＥＬ０が例えば'Low' の時は、前段のフリップフロップ３０13からのデータが選択されるようになされる。また、ＳＥＬ０が例えば'High'の時は、ＰＭ３の１４番目のビット位置のデータが選択されるようになされる。選択されたデータは、後段のフリップフロップ３０14に供給され、また、ＰＭ０の１４番目のビット位置のデータとして、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５に供給される。
【０１１２】
Ａ型パスメモリ２４中の他のセレクタ３１1 〜３１13においても、ＳＥＬ０の極性に応じて、同様な動作が行われる。従って、Ａ型パスメモリ２４全体としては、ＳＥＬ０が例えば'Low' の時は、Ａ型パスメモリ２４中で、各々のフリップフロップがその前段に位置するフリップフロップのデータを継承するシリアルシフトを行う。また、ＳＥＬ０が例えば'High'の時は、Ｂ型パスメモリ２７から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ３を継承するパラレルロードを行う。何れの場合にも、継承される復号データは、Ｂ型パスメモリ２５に１４ビットの復号データＰＭ０として供給される。
【０１１３】
また、最初の処理段となるフリップフロップ３０0 には、クロックに同期して常に'0' が入力される。かかる動作は、Ｓ０に至る状態遷移Ｓ０→Ｓ０とＳ２→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号データが'0' なので、最新の復号データは、常に'0' となることに対応している。
【０１１４】
上述したように、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６についても、構成自体は、Ａ型パスメモリ２４と全く同様である。但し、ＡＣＳ２１から入力される選択信号は、ＳＥＬ２である。また、図６に示すように状態Ｓ２に至る遷移としては、Ｓ２→Ｓ２すなわち自分自身から継承する遷移と、Ｓ１→Ｓ２とがある。このため、状態Ｓ１に対応するＢ型パスメモリ２５からＰＭ１を供給される。さらに、状態Ｓ２を起点として生じ得る状態がＳ２すなわち自分自身と、Ｓ３であることに対応して、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７にＰＭ２を供給する。
【０１１５】
また、Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に'0' が入力される。かかる動作は、Ｓ２に至る状態遷移Ｓ２→Ｓ２とＳ１→Ｓ０の何れにおいても、図７に示すように、復号データが'0' なので、最新の復号データは、常に'0' となることに対応している。
【０１１６】
他方、Ｂ型パスメモリ２５について、その詳細な構成を図１３に示す。Ｂ型パスメモリ２５は、パスメモリ長に対応する個数のフリップフロップを接続したものである。図１３には、１４ビットのデコードデータ長に対応する構成を示した。すなわち、１５個のフリップフロップ３２0 〜３２14を有するものである。フリップフロップ３２0 〜３２14にクロックが供給されることにより、Ｂ型パスメモリ２５全体の動作タイミングが合わされる。
【０１１７】
各フリップフロップ３２1 〜３２14には、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４から、１４ビットの復号データがＰＭ０として供給される。例えば、フリップフロップ３２1 には、ＰＭ０の１ビット目が供給される。各フリップフロップ３２1 〜３２14は、供給された値を１クロックの間保持する。そして、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６に、１４ビットの復号データＰＭ１として出力する。例えば、フリップフロップ３２1 は、ＰＭ１の２ビット目を出力する。
【０１１８】
Ｂ型パスメモリ２５中の他のセレクタ３２1 〜３２13においても、同様な動作が行われる。従って、Ｂ型パスメモリ２５全体としては、Ａ型パスメモリ２４から供給される１４ビットからなる復号データＰＭ０を受取り、またＡ型パスメモリ２６に１４ビットからなる復号データＰＭ１を供給する。
【０１１９】
また、フリップフロップ３２0 には、クロックに同期して常に'1' が入力される。かかる動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ０→Ｓ１である場合に復号データが'1' であることに対応している。
【０１２０】
また、上述のように、状態Ｓ３に対応するＢ型パスメモリ２７についても、Ｂ型パスメモリ２５と全く同様な構成とされる。但し、図７に示すように状態Ｓ３に至る遷移は、Ｓ２→Ｓ３なので、状態Ｓ２に対応するＡ型パスメモリ２６からＰＭ２を供給される。さらに、状態Ｓ３を起点として生じ得る状態がＳ０であることに対応して、状態Ｓ０に対応するＡ型パスメモリ２４にＰＭ３を供給するようになされる。Ｂ型パスメモリ２７においても、最初の処理段となるフリップフロップには、クロックに同期して常に'1' が入力される。かかる動作は、図７に示したように、最新の状態遷移がＳ２→Ｓ３である場合に復号データが'1' であることに対応している。
【０１２１】
上述したようにして、ＰＭＵ２３中の４個のパスメモリは、各々復号データを生成する。このようにして生成される４個の復号データは、常に正確なビタビ復号動作がなされる場合には、互いに一致することになる。ところで、実際のビタビ復号動作においては、４個の復号データに不一致が生じることも起こり得る。このような不一致は、再生信号に含まれるノイズの影響等により、上述の識別点ＡおよびＢを検出する際に誤差が生じる等の要因により、ビタビ復号動作が不正確なものとなることによって生じる。
【０１２２】
一般に、このような不一致が生じる確率は、再生信号の品質に対応してパスメモリの処理段数を充分に大きく設定することによって減少させることができる。すなわち、再生信号のＣ／Ｎ等の品質が良い場合には、パスメモリの処理段数が比較的小さくても復号データ間の不一致が生じる確率は小さい。これに対して、再生信号の品質が良くない場合には、上述の不一致が生じる確率を小さくするためには、パスメモリの処理段数を大きくする必要がある。再生信号の品質に対してパスメモリの処理段数が比較的小さくて、復号データ間の不一致が生じる確率を充分に低くすることができない場合には、４個の復号データから、例えば多数決等の方法によって、より的確なものを選択するような、図示しない構成がＰＭＵ２３中の４個のパスメモリの後段に設けられる。
【０１２３】
〔４値４状態ビタビ復号方法以外のビタビ復号方法〕
上述した４値４状態ビタビ復号方法は、フィルタ部１１において用いられる波形等化特性がＰＲ（１，２，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が採用される場合に用いられる。例えば、記録線密度０．４０μｍ，レーザ波長６８５ｎｍ，ＮＡ＝０．５５の場合には、波形等化特性をＰＲ（１，２，１）とし、４値４状態ビタビ復号方法を用いることが最適となる。他方、波形等化特性または記録データを生成するための符号化方法に応じて、他の種類のビタビ復号方法が用いられることもある。
【０１２４】
例えば、波形等化特性がＰＲ（１，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が用いられる場合には、３値４状態ビタビ復号方法が用いられる。また、波形等化特性がＰＲ（１，３，３，１）であり、且つ、記録データとしてＲＬＬ（１，７）符号が用いられる場合には、７値６状態ビタビ復号方法が用いられる。このようなビタビ復号方法の内、何れを用いるかを選択するための要素の１つとなる波形等化特性は、再生信号上の符号間干渉に適合する程度が良いものが採用される。従って、上述したように、線記録密度およびＭＴＦを考慮して最適なものとされる。
【０１２５】
上述した光磁気ディスク装置の一例においては、セクタフォーマット上のＶＦＯフィールドに記録されている２Ｔパターンから再生される２Ｔ信号に基づいて、ＰＬＬ部１４がアナログ的にＰＬＬにロックを掛ける方法が用いられている。これに対して、この発明は、後述するように、周波数ロックモード、ビタビ判定モードおよびＭＳＢ判定モードによって位相誤差を検出して位相誤差信号を生成し、これら３個の方法によって生成される位相誤差信号に基づいてＰＬＬをロックさせることができる構成を備え、アクイジッションモードまたはトラッキングモードとして何れの方法を使用するかを切替えるようにしたものである。このようにすれば、各方法の短所を補うことができ、ＰＬＬのロックをより安定なものとすることができる。これら３個の方法について以下に説明する。
【０１２６】
ビタビ判定モードは、状態データ、すなわちビタビ復号方法においてＡＣＳによって選択される状態遷移そのものを表現する状態データ値の系列に基づいて位相誤差検出タイミングを生成し、かかる位相誤差検出タイミングに従って位相誤差を検出する方法である。このため、ビタビ判定モードを行うためには、状態データを生成することができるビタビ復号器が用いられることが前提となる。以下に説明するこの発明の実施の一形態中のビタビ復号器１３０には、後述するように、上述の光磁気ディスク装置の一例中のビタビ復号器１３に含まれるＰＭＵ２３の代わりに、状態データを生成するステータスメモリユニット（以下、ＳＭＵと表記する）１３４が用いられる。
【０１２７】
このようなビタビ判定モードは、状態データが正しく生成される場合に正しい位相誤差を検出することができる。従って、ビタビ復号方法と同様の長所および短所を有している。すなわち、ホワイトノイズ、ＤＣオフセット、低周波成分およびアシンメトリ等の影響を比較的受けにくい方法である。また、位相誤差検出タイミングの位相マージンが大きく、トラッキングモードとして用いる方法として好適である。
【０１２８】
その反面、記録媒体上の大きな欠陥等によってバーストエラーが生じた場合には、エラー伝搬等によって広範囲に渡って誤った位相誤差検出タイミングが生成されることになるので、位相誤差を正しく検出することができず、ＰＬＬのロックがはずれやすい。また、状態データを生成するためのビタビ復号器の動作によって遅延時間が生じるため、ＰＬＬのループ帯域が制限される。
【０１２９】
さらに、ビタビ判定モードは、ビタビ復号器の正常な動作を前提とする方法なので、ビタビ復号器が正常な動作を開始する以前において使用することができない。このため、ＰＬＬが未だロックされていない時にロックを掛けるアクイジッションモードとしては、用いることができない。
【０１３０】
一方、ＭＳＢ判定モードは、Ａ／Ｄ変換器によって例えば６〜８ビット等のダイナミックレンジでサンプリングされる再生信号値中のＭＳＢ（Most Significant Bit) の反転を検出し、ＭＳＢ反転が生じたタイミングに基づいて位相誤差を検出する方法である。ある時点でのＭＳＢが'1' である時には、かかる時点における再生信号値ｚ〔ｋ〕の値がダイナミックレンジの半分以上である。また、ある時点でのＭＳＢが'0' である時には、かかる時点における再生信号値ｚ〔ｋ〕の値がダイナミックレンジの半分以下である。
【０１３１】
このように、ＭＳＢ判定モードは、ビタビ復号器の動作に依存しない方法である。このため、バーストエラーが生じた場合等にビタビ復号が正しく行われない場合にも、位相誤差を正しく検出できる可能性が高い。また、アクイジッションモードとして用いることができる。
【０１３２】
その反面、再生信号のレベルの変化に基づいて位相誤差検出タイミングを得る方法なので、ホワイトノイズ、ＤＣオフセット、低周波成分およびアシンメトリ等の影響を受けやすく、再生信号の信号品質が良くないときには、位相誤差を正しく検出できない可能性が高い。また、ビタビ判定モードに比べて位相マージンが小さく、トラッキングンモードとして用いる方法としては、ビタビ判定モードほど好適ではない。
【０１３３】
さらに、ＭＳＢ判定モードをアクイジッションモードとして用いる場合には、位相誤差検出タイミングが後述する周波数ロックモード程頻繁には得られないので、ＰＬＬのロックを掛けるために、周波数ロックモードよりも長い時間を必要とする。
【０１３４】
周波数ロックモードは、データフィールドから再生される再生ＲＦ信号に比べて、位相誤差信号のサンプリングタイミングが短い時間間隔で得られる２Ｔ信号に基づいて位相誤差を検出する方法である。このため、短い時間内に、ＰＬＬにロックを掛けることができるので、アクイジッションモードとして用いる方法として好適である。
【０１３５】
その反面、周波数ロックモードは、ＶＦＯフィールドから再生される２Ｔ信号が供給される期間にのみ用いることができる方法であり、使用できる領域に制限がある。
【０１３６】
上述した３個の方法の長所および短所を考慮すると、例えばアクイジッションモードとして周波数ロックモードを用い、トラッキングモードとしてビタビ判定モードを用いる等の選択を行うようにし、かかる２個の方法を的確なタイミングで切替えるようにすればＰＬＬのロックをより安定なものとすることができる。
【０１３７】
このような切替えを行うようになされたこの発明の実施の一形態について、図１４を参照して以下に説明する。この発明の実施の一形態は、光磁気ディスク装置に対してこの発明を適用したものである。図１等を参照して上述した光磁気ディスク装置の一例と同様の構成要素には、同一の符号を付した。図示を省略した記録系およびサーボ系等については、上述した光磁気ディスク装置の一例と同様である。
【０１３８】
再生系の構成および動作について説明する。光ピックアップ７、アンプ８および９、切替えスイッチ１０およびフィルタ部１１については、図１を用いて上述した光磁気ディスク装置の一例と同様である。また、図示を省略したが、コントローラ２にもリードクロックＤＣＫが供給され、その動作タイミングが合わされる。
【０１３９】
フィルタ部１１によって波形等化等がなされた再生信号は、Ａ／Ｄ変換器１２、エンベロープ検出器１０３およびコンパレータ１０４に供給される。Ａ／Ｄ変換器１２は、ＶＣＯ１１０からリードクロックＤＣＫを供給され、かかるリードクロックＤＣＫに従って、フィルタ部１１の出力に基づいて例えば８ビット等のダイナミックレンジでサンプリングを行う。そして、サンプリング値を再生信号値ｚ〔ｋ〕としてビタビ復号器１３０およびシフトレジスタ１０７に供給する。また、再生信号値ｚ〔ｋ〕のＭＳＢは、ＭＳＢ判定モード用の位相誤差検出タイミング生成回路（以下、ＭＳＢタイミング生成回路と表記する）１０１に供給される。
【０１４０】
一方、エンベロープ検出器１０３は、フィルタ部１１の出力に基づくエンベロープ検出を行って２値化スライスレベルを検出し、コンパレータ１０４に供給する。コンパレータ１０４は、この２値化スライスレベルを参照してフィルタ部１１の出力を２値化する。このようにして生成される２値化された再生信号が周波数ロックモード用の位相誤差検出タイミング生成回路（以下、周波数ロックモードタイミング生成回路と表記する）１０２に供給される。
【０１４１】
ビタビ復号器１３０は、供給される再生信号値に基づいて、後述するように、ＳＭＵ１３４によって状態データを生成し、生成した状態データに基づいてマージブロック１３５によって復号データを生成して、コントローラ２に供給する。また、かかる状態データは、ビタビ判定モード用の位相誤差検出タイミング生成回路（以下、ビタビタイミング生成回路と表記する）１００にも供給される。
【０１４２】
ビタビタイミング生成回路１００は、ＳＭＵ１３４から供給される状態データに基づいて、後述するようにしてビタビ判定モードにおいて用いられる位相誤差検出タイミングを検出する。そして、検出した位相誤差検出タイミングに基づいて、所定の時間幅のサンプリングパルスＶＧP ，ＶＧQ ，ＶＧR およびＶＧS を生成する。
【０１４３】
ＭＳＢタイミング生成回路１０１は、上述したようにして供給される再生信号値ｚ〔ｋ〕のＭＳＢに基づいて、後述するようにしてＭＳＢ判定モードにおいて用いられる位相誤差検出タイミングを検出する。そして、検出した位相誤差検出タイミングに基づいて、所定の時間幅のサンプリングパルスＭＧP ，ＭＧQ ，ＭＧR およびＭＧS を生成する。
【０１４４】
一方、周波数ロックモードタイミング生成回路１０２は、上述したようにして供給される２値化された再生信号に基づいて、後述するようにして周波数ロックモードにおいて用いられる位相誤差検出タイミングを検出する。そして、検出した位相誤差検出タイミングに基づいて、所定の時間幅のサンプリングパルスＦＧP ，ＦＧQ ，ＦＧR およびＦＧS を生成する。
【０１４５】
ビタビタイミング生成回路１００、ＭＳＢタイミング生成回路１０１および周波数ロックモードタイミング生成回路１０２によってそれぞれ検出される位相誤差検出タイミングに基づく３組のサンプリングパルスは、サンプリングパルス切替えスイッチ１２０に供給される。サンプリングパルス切替えスイッチ１２０は、さらに、モード選択信号Ｔを供給され、モード選択信号Ｔの指令に従って上述の３組のサンプリングパルスの内の１組を選択する。そして、選択したサンプリングパルスをＧP ，ＧQ ，ＧR およびＧS として、位相誤差演算部（以下、ＰＥＣと表記する）１０６に供給する。かかるモード選択信号Ｔは、例えばコントローラ２内に設けられる所定の手段によって生成される。
【０１４６】
一方、シフトレジスタ１０７は、上述したようにしてＡ／Ｄ変換器１２から供給される再生信号値ｚ〔ｋ〕を、所定時間遅延させてＰＥＣ１０６に供給する。かかる遅延は、ＰＥＣ１０６に供給されるサンプリングパルスＧP ，ＧQ ，ＧR およびＧS の再生信号値ｚ〔ｋ〕に対する遅延時間を補償するためになされる。かかる遅延時間は、ビタビタイミング生成回路１００、ＭＳＢタイミング生成回路１０１または周波数ロックモードタイミング生成回路１０２の動作によって生じるので、選択されるモードによってシフトレジスタ１０７によって遅延させるべき所定時間が異なる。このため、シフトレジスタ１０７にはモード選択信号Ｔが供給され、モード選択信号Ｔの指令に従って遅延時間の補償がなされる。
【０１４７】
ＰＥＣ１０６は、このようにして遅延時間の補償がなされた再生信号値に対して、サンプリングパルスＧP ，ＧQ ，ＧR およびＧS に従うサンプリングを行い、サンプリング値に基づいて、後述するような計算を行うことによって、位相誤差信号ＰＥを生成する。
【０１４８】
生成される位相誤差信号ＰＥがＤ／Ａ変換器１０８に供給され、Ｄ／Ａ変換される。Ｄ／Ａ変換された位相誤差信号ＰＥは、フィルタ１０９を通過した後にＶＣＯ１１０に供給される。ＶＣＯ１１０の周波数が位相誤差信号ＰＥによって制御されことにより、リードクロックＤＣＫが生成される。
【０１４９】
上述したように、ビタビ判定モードを行うためには、状態データを生成することができるビタビ復号器が用いられることが前提となる。このようなビタビ復号器１３０についての説明に先立って、以下の説明において用いる状態遷移図について説明する。
【０１５０】
例えば４値４状態ビタビ復号方法においては、４個の状態を２ビットで表現できるので、このような２ビットのデータを状態データ値として用いることができる。そこで、図７中のＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を、それぞれ２ビットの状態データ値、００，０１，１１，１０を用いて表現することができる。そこで、以下の説明においては、図７中のＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３をそれぞれＳ００，Ｓ０１，Ｓ１１，Ｓ１０と表記することにし、４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図として、図７の代わりに図１５を用いる。
【０１５１】
また、以下の説明においては、波形等化特性として、上述のＰＲ（Ｂ，２Ａ，Ｂ）の代わりに、規格化されたものすなわちＰＲ（１，２，１）を前提とする。このため、識別点の値すなわちノイズを考慮しない計算によって求まる再生信号値ｃ〔ｋ〕は、図７中の−Ａ−Ｂ，−Ａ，Ａ，Ａ＋Ｂの代わりにそれぞれ０、１、３、４と表現される。
【０１５２】
ビタビ復号器１３０について図１６を参照して説明する。ビタビ復号器１３０は、ＢＭＣ１３２、ＡＣＳ１３３、ＳＭＵ１３４，およびマージブロック１３５を有する。ＢＭＣ１３２およびＡＣＳ１３３としては、例えば、図１等を参照して上述した光磁気ディスク装置の一例中のＢＭＣ２０およびＡＣＳ２１を用いればよい。但し、上述した状態の表記方法に合致させるため、ＡＣＳ１３３が生成する選択信号をＳＥＬ００およびＳＥＬ１１と表記する。
【０１５３】
ＳＭＵ１３４は、ＡＣＳ１３３から供給される選択信号ＳＥＬ００およびＳＥＬ１１に基づいて、後述するようにして、選択される状態遷移そのものを表現する状態データを生成し、マージブロック１３５に供給する。マージブロック１３５は、供給される状態データに基づいて、後述するようにして復号データを生成する。
【０１５４】
ＳＭＵ１３４について図１７を参照して説明する。図１０等を参照して上述したＰＭＵ２３が１ビットの復号データ値を単位とする処理を行うものであるのに対し、ＳＭＵ１３４は、２ビットの状態データ値を単位とする処理を行うものである。
【０１５５】
図１７に示すように、ＳＭＵ１３４は、２個のＡ型ステータスメモリ１５０および１５１、並びに２個のＢ型ステータスメモリ１５２および１５３を有している。さらにセレクト信号ＳＥＬ００およびＳＥＬ１１、リードクロックＤＣＫ、並びに他のステータスメモリとの状態データの受渡し等のための信号線を接続されて構成される。但し、以下の説明においては、リードクロックＤＣＫをクロックと表記する。
【０１５６】
Ａ型ステータスメモリ１５０と１５１は、それぞれ、状態Ｓ００とＳ１１に対応する。また、Ｂ型ステータスメモリ１５２と１５３は、それぞれ状態Ｓ０１とＳ１０に対応する。これら４個のステータスメモリ相互の接続は、図１５の状態遷移図に従うものとされる。
【０１５７】
さらに、図１８を参照して、状態Ｓ００に対応するＡ型ステータスメモリ１５０について説明する。Ａ型ステータスメモリ１５０は、ｎ個の処理段を有する。すなわち、ｎ個のセレクタ２０１0 ・・・２０１n-1 と、ｎ個のレジスタ２０２0 ・・・２０２n-1 とが交互に接続されている。各セレクタ２０１0 〜２０１n-1 には、セレクト信号ＳＥＬ００が供給される。さらに、各セレクタには、上述したように、Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３から継承する状態データがｎビットからなるＳＭｉｎとして供給される。また、各レジスタには、上述したように、Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５２に継承される状態データがｎビットからなるＳＭｏｕｔとして出力される。また、各レジスタ２０２0 〜２０２n-1 には、クロックが供給される。
【０１５８】
各セレクタの動作について説明する。図１５に示すように、Ｓ００に遷移し得る１クロック前の状態は、Ｓ００およびＳ１０の何れかである。１クロック前の状態がＳ００である時は、自身を継承する遷移がなされることになる。このため、１段目のセレクタ２０１0 には、シリアルシフトによって生成される状態データ中の最新の状態データ値として、００が入力される。また、セレクタ２０１0 には、パラレルロードとして、Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３から供給される状態データ中の最新の状態データ値ＳＭｉｎ〔１〕が供給される。セレクタ２０１0 は、上述の選択信号ＳＥＬ００に従って、これら２個の状態データ値の内の１個を後段のレジスタ２０２0 に供給する。
【０１５９】
また、２段目以降の各セレクタ２０１1 〜２０１n-1 は、２個のデータすなわち、パラレルロードとしてＳ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３から供給される１個の状態データ値と、シリアルシフトとして前段のレジスタから供給される１個の状態データ値とを受取る。そして、これら２個の状態データの内から、選択信号ＳＥＬ００に従って、最尤なものと判断された状態データ値を後段のレジスタに供給する。セレクタ２０１0 〜２０１n-1 が全て同一の選択信号ＳＥＬ００に従うので、ＡＣＳ２１が選択する最尤な状態データ値の系列としての状態データが継承される。
【０１６０】
さらに、各レジスタ２０２0 〜２０２n-1 は、上述したように供給される状態データ値をクロックに従って取込むことによって、保持している状態データ値を更新する。また、上述したように、各レジスタの出力は、１クロック後に遷移し得る状態に対応するステータスメモリに供給される。すなわち、Ｓ００自身に遷移し得るので、シリアルシフトとして後段のセレクタに供給される。また、パラレルロードとして、Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５３に対して供給される。最終段のレジスタ２０２n-1 から、状態データ値ＶＭ００が出力される。状態データ値ＶＭ００がクロックに従って出力されることにより、全体として状態データが生成される。
【０１６１】
状態Ｓ１１に対応するＡ型ステータスメモリ１５１は、Ａ型ステータスメモリ１５０と同様に構成され、最終段のレジスタから状態データ値ＶＭ１１を出力する。但し、図１５中の状態遷移Ｓ０１→Ｓ１１に対応するパラレルロードとして、Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５２から状態データを供給される。また、図１５中の状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に対応するパラレルロードとして、Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３に状態データを供給する。
【０１６２】
一方、図１９を参照して、状態Ｓ０１に対応するＢ型ステータスメモリ１５２について説明する。Ｂ型ステータスメモリは、図１５において自身を継承せず、且つ、１クロック後に遷移し得る状態が１個だけである状態に対応するものである。このため、シリアルシフトを行わず、且つ、セレクタが設けられていない。従って、ｎ個のレジスタ２１２0 ，２１２1 ，・・・２１２n-1 が設けられ、各レジスタにクロックが供給されて動作タイミングが合わされる。
【０１６３】
各レジスタ２１２0 ，２１２1 ，・・・２１２n-1 には、Ｓ００に対応するＡ型ステータスメモリ１５０から継承する状態データがｎビットからなるＳＭｉｎとして供給される。但し、最初の処理段となるレジスタ２１２0 には、クロックに同期して常に００が入力される。かかる動作は、図１５に示されるように、Ｓ０１に遷移し得る最新の状態遷移が常にＳ００であることに対応している。各レジスタ２１２0 〜２１２n-1 は、供給される状態データ値をクロックに従って取込むことによって、保持している状態データ値を更新する。
【０１６４】
また、クロックに従ってなされる各レジスタの出力は、ｎビットからなる状態データＳＭｏｕｔとして，１クロック後に遷移し得る状態Ｓ１１に対応するＡ型ステータスメモリ１５１に供給される。最終段のレジスタ２１２n-1 から、状態データ値ＶＭ０１が出力される。状態データ値ＶＭ０１がクロックに従って出力されることにより、全体として状態データが生成される。
【０１６５】
状態Ｓ１０に対応するＢ型ステータスメモリ１５３は、Ｂ型ステータスメモリ１５２と同様に構成され、最終段のレジスタから、状態データ値ＶＭ１０を出力する。但し、図１５中の状態遷移Ｓ１１→Ｓ１０に対応するパラレルロードとして、Ｓ１１に対応するＡ型ステータスメモリ１５１から状態データを供給される。また、図１５中の状態遷移Ｓ１０→Ｓ００に対応するパラレルロードとして、Ｓ００に対応するＡ型ステータスメモリ１５０に状態データを供給する。
【０１６６】
ところで、ビタビ復号方法においては、各ステータスメモリが生成する状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０は、ステータスメモリのメモリ長ｎを充分大きくとれば互いに一致する。このような場合には、４個のステータスメモリが生成する状態データ値の内の何れをｓｍ〔ｋ＋ｎ〕として後段に出力しても良い。メモリ長ｎは、再生信号のＣ／Ｎおよび周波数特性等を考慮して決められる。
【０１６７】
次に、マージブロック１３５について説明する。マージブロック１３５は、ＲＯＭ等の手段に図２０に示す復号マトリクスのテーブルを記憶している。そして、かかる復号マトリクスを参照して、状態データに基づく復号データを生成し、コントローラ２に供給する。図１５の状態遷移図から、復号データ値は、連続する２個の状態データ値に対応していることがわかる。すなわち、再生信号値ｚ〔ｋ〕に対応して生成される状態データ値ｓｍ〔ｋ＋ｎ〕と、その１クロック前に、再生信号値ｚ〔ｋ−１〕に対応して生成される状態データ値ｓｍ〔ｋ＋ｎ−１〕に基づいて、時点ｋ＋ｎにおける復号データ値を決めることができる。
【０１６８】
例えば、ｓｍ〔ｋ＋ｎ〕が'01'で、ｓｍ〔ｋ＋ｎ−１〕が'00'である場合には、図１５から、復号データ値として'1' が対応することがわかる。このような対応をまとめたものが図２０の復号マトリクスのテーブルである。
【０１６９】
次に、上述したようなビタビ復号器１３０中のＳＭＵ１３４によって生成される状態データに基づいて、ビタビタイミング生成回路１００によってなされる位相誤差検出タイミングの生成について図２１を参照して説明する。
【０１７０】
図２１は、Ａ／Ｄ変換器１２に供給される再生ＲＦ信号の一例について、クロックに従うサンプリング点に黒丸を付して示すものである。再生ＲＦ信号の下方に、各時点において選択される状態を示す。図２１Ａは、位相誤差が無い場合について示している。また、図２１Ｂがクロックの位相が進んでいる場合について示しており、図２１Ｃがクロックの位相が遅れている場合について示している。また、位相誤差を見易くするために１クロックおきに（すなわち２クロック間隔で）破線を付記した。
【０１７１】
クロック毎の状態遷移は、図１５に示した状態遷移図に従って生じる。図１５において、時点ｊにおいて状態Ｓ００から状態Ｓ１１への遷移が生じた場合には、次の時点ｊ＋１において必ず状態Ｓ１１に遷移することがわかる。このような遷移に伴う再生ＲＦ信号の値は、ノイズ等による誤差の範囲内でｚ〔ｊ〕＝１，ｚ〔ｊ＋１〕＝３となる。このため、状態データに基づいて、このような時点ｊを再生ＲＦ信号の立ち上がり時点と認識することができる。このことについて図２１を参照して具体的に説明する。
【０１７２】
図２１Ａ〜Ｃにおいて、Ｐが上述したような立ち上がり時の再生信号値とされるサンプリング値である。すなわち、Ｓ００の１クロック後の再生信号値Ｐが識別点１付近の値をとる（正確に１とならないのは再生ＲＦ信号に加わるノイズ等の影響のためである）ので、状態Ｓ０１への遷移が生じている。そして、かかる状態Ｓ０１の１クロック後の再生信号値とされるサンプリング値Ｑが識別点１付近の値をとるので、状態Ｓ１１への遷移が生じている。従って、ＰおよびＱがサンプリングされる期間において再生ＲＦ信号が立ち上がっていることが確認できる。
【０１７３】
他方、図１５において、ある時点ｊにおいて状態Ｓ１１から状態Ｓ１０への遷移が生じた場合には、次の時点において必ず状態Ｓ００に遷移することがわかる。この場合には、ノイズ等による誤差の範囲内でｚ〔ｊ〕＝３，ｚ〔ｊ＋１〕＝１と推移する。従って、状態データに基づいて、このような時点ｊを再生ＲＦ信号の立ち下がり時点と認識することができる。このことについて図２１を参照して具体的に説明する。
【０１７４】
図２１Ａ〜Ｃにおいて、Ｒが上述したような立ち下がり時の再生信号値とされるサンプリング値である。すなわち、Ｓ１１の１クロック後の再生信号値Ｒが識別点３付近の値をとる（正確に３とならないのは再生ＲＦ信号に加わるノイズ等の影響のためである）なので、状態Ｓ１０への遷移が生じている。そして、かかる状態Ｓ１０の１クロック後の再生信号値とされるサンプリング値Ｑが識別点１付近の値をとるので、状態Ｓ００への遷移が生じている。従って、ＲおよびＳがサンプリングされる期間において再生ＲＦ信号が立ち下がっていることが確認できる。以上のようなＰ，Ｑ，ＲおよびＳと状態遷移の関係は、以下のようになる。
【０１７５】
Ｐ：立ち上がり時点（状態Ｓ０１→Ｓ１１）の再生信号値
Ｑ：立ち上がり時点の１クロック後（状態Ｓ１１→Ｓ１０）の再生信号値
Ｒ：立ち下がり時点（状態Ｓ１１→Ｓ１０）の再生信号値
Ｓ：立ち下がり時点の１クロック後（状態Ｓ１０→Ｓ００）の再生信号値
図２１Ａに示すように、位相誤差が無い場合には、図１５から、ＰとＳが何れもノイズ等による誤差の範囲内での識別点１付近の値をとる。また、同様にＱとＲは、ノイズ等による誤差の範囲内で識別点３付近の値をとる。従って、Ｐ＝Ｓ且つＱ＝Ｒとなる。
【０１７６】
一方、図２１Ｂに示すように、クロックの位相が再生ＲＦ信号の位相よりも進んでいる場合には、図２１Ａの場合よりもサンプリングのタイミングが早くなる。このため、ＰおよびＱについては、図２１Ａの場合よりも小さい値がサンプリングされ、ＲおよびＳについては、図２１Ａの場合よりも大きい値がサンプリングされる。従って、Ｐ＜Ｓ且つＱ＜Ｒとなるので、Ｐ−Ｓ＜０、且つ、Ｑ−Ｒ＜０となる。
【０１７７】
他方、図２１Ｃに示すように、クロックの位相が再生ＲＦ信号の位相よりも遅れている場合には、図２１Ａの場合よりもサンプリングのタイミングが遅くなる。このため、ＰおよびＱについては、図２１Ａの場合よりも大きい値がサンプリングされ、ＲおよびＳについては、図２１Ａの場合よりも小さい値がサンプリングされる。従って、Ｐ＞Ｓ且つＱ＞Ｒとなるので、Ｐ−Ｓ＞０、且つ、Ｑ−Ｒ＞０となる。
【０１７８】
従って、このようなＰ，Ｑ，ＲおよびＳの値をサンプリングし、例えば〔（Ｐ−Ｓ）＋（Ｑ−Ｒ）〕の値を位相誤差として用いることができる。このようなサンプリングを行うために、ビタビタイミング生成回路１００は、サンプリングパルス図２１Ｄ，Ｅ，Ｆ，Ｇに示す、ＶＧP ，ＶＧQ ，ＶＧR およびＶＧS を生成する。クロックの位相が再生ＲＦ信号の位相よりも進んでいる時には、ＰＥ＜０となる。また、クロックの位相が再生信号の位相よりも遅れている時には、ＰＥ＞０となる。ビタビ判定モードにおいては、このようなＰＥの値が常に計算されている。すなわち、サンプリングパルスが供給される毎にＰＥの値が更新される。
【０１７９】
次に、図２２を参照してＭＳＢ判定モードについて説明する。図２２Ａは、Ａ／Ｄ変換器１２に供給される再生ＲＦ信号の一例について、クロックに従うサンプリング点に黒丸を付して示すものである。図２２Ａは、クロックの位相が再生ＲＦ信号の位相と合っている場合について示した。また、ダイナミックレンジの半分を示す水平線を付記した。
【０１８０】
上述したように、ＭＳＢは、再生信号値がダイナミックレンジの半分以上／以下である時にそれぞれ'1' ／'0' となる。従って、図２２Ａに示す再生ＲＦ信号に対する再生信号値ｚ〔ｋ〕のＭＳＢの推移は、図２２Ｂに示すようなものとなる。このような再生信号値ｚ〔ｋ〕のＭＳＢがＭＳＢタイミング生成回路１０１に供給される。
【０１８１】
上述したように４値４状態ビタビ復号方法においては、再生信号値がノイズ等による誤差の範囲内で、識別点０、１、３または４の何れかの値をとる。０および１は、ダイナミックレンジの半分以下の大きさなので、再生信号値が０または１付近の値をとる時には、ＭＳＢが'0' となる。また、３および４は、ダイナミックレンジの半分以上の大きさなので、再生信号値が３または４付近の値をとる時には、ＭＳＢが'1' となる。このため、以下に説明するように、ＭＳＢのビット反転を検出することによって再生ＲＦ信号の立ち上がり時点および立ち下がり時点を認識することができる。
【０１８２】
すなわち、図２２Ａに示すように、再生信号値が１付近の値から３付近の値に変化した時点においてＭＳＢが'0' →'1' に反転する。かかる反転が検出された時点から１クロック前の時点の再生信号値を立ち上がり時点のサンプリング値Ｐと認識することができる。このようなＰは、当然、１付近の値をとる。Ｐの値をサンプリングするために、立ち上がり時点から略１クロック幅のサンプリングパルスＭＧP が設定される（図２２Ｃ参照）。
【０１８３】
さらに、立ち上がり時点の１クロック後の時点のサンプリング値をＱとする。このようなＰは、当然、３付近の値をとる。Ｑの値をサンプリングするために、ＭＧP から略１クロック遅延したサンプリングパルスＭＧQ を設定する（図２２Ｄ参照）。
【０１８４】
他方、再生信号値が３付近の値から１付近の値に変化した時点でＭＳＢの'1' →'0' への反転が検出されるが、かかる反転が検出された時点から１クロック前の時点の再生信号値を立ち下がり時点のサンプリング値Ｒと認識することができる。このようなＲは、当然、３付近の値をとる。Ｒの値をサンプリングするために、立ち下がり時点から略１クロック幅のサンプリングパルスＭＧR を設定する（図２２Ｅ参照）。
【０１８５】
さらに、立ち下がり時点の１クロック後の時点のサンプリング値をＳとし、このようなＳの値をサンプリングするために、ＭＧR から略１クロック遅延したサンプリングパルスＭＧS を設定する（図２２Ｆ参照）。このようなＳは、当然、１付近の値をとる。
【０１８６】
上述したようにして設定されるサンプリングパルスＭＧP ，ＭＧQ ，ＭＧR およびＭＧS に従ってサンリングされるＰ，Ｑ，ＲおよびＳの値の間の関係について説明する。上述したように、ＰおよびＳは、何れも１付近の値をとるので、再生ＲＦ信号とクロックとの間に位相誤差が無い場合には、ノイズによる誤差の範囲内でＰ＝Ｓとなるはずである。同様に、何れも３付近の値をとるＱおよびＲについても、再生ＲＦ信号とクロックとの間に位相誤差が無い場合には、ノイズによる誤差の範囲内でＱ＝Ｒとなるはずである。
【０１８７】
従って、ＰとＳの差およびＱとＲの差を用いて位相誤差の大きさを表すことができる。このため、例えば〔（Ｐ−Ｓ）＋（Ｒ−Ｓ）〕を位相誤差ＰＥとして用いることができる。
【０１８８】
上述の説明は、ＭＳＢ判定モードを再生ＲＦ信号に対して用いる場合、すなわち、ＭＳＢ判定モードをトラッキングモードとして用いる場合について説明したが、ＭＳＢ判定モードは、ＭＳＢの反転がある程度の規則性の下で生じるような再生信号について用いることができるので、ＶＦＯフィールドから再生される２Ｔ信号等に基いて行うこともできる。すなわち、２Ｔ信号等に基いて行われるアクイジッションモードとして用いることもできる。
【０１８９】
次に、図２３を参照して周波数ロックモードについて説明する。上述したようにして、コンパレータ１０４から２値化された再生信号を供給される周波数ロックモードタイミング生成回路１０２は、かかる再生信号中から、上述したセクタフォーマット上のセクタマークＳＭから再生される信号を検出する。そして、このセクタマークＳＭから再生される信号を基準として、セクタフォーマット上のＶＦＯフィールドから再生される図２３Ｃに示すような２Ｔ信号が供給される期間を、例えば水晶振動子等によって計測されるシステムクロックを数える等の方法で認識する。
【０１９０】
かかる期間において常に正しい２Ｔ信号が供給されているという仮定の下に、図２３Ｄ，Ｅ，ＦおよびＧに示すように、システムクロックに従う時間間隔で所定の時間幅のサンプリングパルスＦＧP ，ＦＧQ ，ＦＧR およびＦＧS を生成する。これらのサンプリングパルスに従って、上述の２Ｔ信号からＰ，Ｑ，ＲおよびＳの値を検出する。この場合にも、再生信号とクロックとの間に位相誤差が無い場合には、ノイズによる誤差の範囲内でＱ＝ＲおよびＰ＝Ｓとなるはずであり、ＰとＳの差およびＱとＲの差を用いて位相誤差の大きさを表すことができる。従って、検出されるＰ，Ｑ，ＲおよびＳの値から、例えば〔（Ｐ−Ｓ）＋（Ｒ−Ｓ）〕の値を計算し、計算値を位相誤差信号ＰＥとして用いることができる。
【０１９１】
ところで、上述したセクタフォーマットの一例においてＶＦＯフィールドの一部として規定されるＶＦＯ3 は、２Ｔ信号が光磁気的に記録される領域である。記録時には、ユーザデータ等の記録に先立ち、かかるＶＦＯ3 に記録データ｛ａk ｝（図２３Ａ参照）に基づくプリコード出力｛ｂk ｝（図２３Ｂ参照）に従って２Ｔパターンが記録されるようになされる。この２Ｔパターンから再生される２Ｔ信号に基づいて周波数ロックモードを行うことができる。
【０１９２】
上述したように、ビタビ判定モード、ＭＳＢ判定モードおよび周波数ロックモードの何れの方法によっても、位相誤差検出タイミングを示す４個のサンプリングパルスの組が生成される。これら４個のサンプリングパルスの組に基づいてサンプリングされるＰ，Ｑ，ＲおよびＳの値自体は、上述したように各モード毎に異なるが、何れのモードにおいても、位相誤差検出信号ＰＥの値は、例えば次式のように計算される。
【０１９３】
ＰＥ＝〔（Ｐ−Ｓ）＋（Ｒ−Ｓ）〕    （４０）
従って、上述のスイッチ１２０によって、何れのモードによるサンプリングパルスの組がＧP ，ＧQ ，ＧR およびＧS として選択された場合にも、ＰＥＣ１０６は、以下のような動作を行うものであれば良い。すなわち、シフトレジスタ１０７から供給される遅延時間を補償された再生信号値から、ＧP ，ＧQ ，ＧR およびＧS に従ってＰ，Ｑ，ＲおよびＳの値をサンプリングし、サンプリング値に基づいて式（４０）の値を計算して位相誤差信号ＰＥを生成するものであれば良い。
【０１９４】
このような動作を行うＰＥＣ１０６について、図２４を参照して説明する。ＰＥＣ１０６は、４個のレジスタ３０１、３０２、３０３および３０４と、レジスタ３０１〜３０４から供給される値に基づいて減算および加算を行う演算部３０５を有する。
【０１９５】
各レジスタ３０１、３０２、３０３、３０４には、それぞれサンプリングパルスＧP , ＧQ , ＧR , ＧS が供給される。このようなサンプリングパルスＧP , ＧQ , ＧR , ＧS に従って、各レジスタ３０１、３０２、３０３、３０４は、それぞれＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓの値を適切に取り込むことができる。また、演算部３０５にはクロックが供給される。
【０１９６】
シフトレジスタ１０７から供給される遅延時間を補償された再生信号値、並びにサンプリングパルスの組ＧP ，ＧQ ，ＧR およびＧS は、何れもクロックに従うタイミングで供給されるので、本来、演算部３０５にクロックを供給する必要はないが、何らかの原因でタイミングがずれる場合に備えて演算部３０５にクロックを供給するようになされている。従って、演算部３０５の動作タイミングがずれる可能性が充分小さいときは、このようなクロックの供給を行わない構成としてもよい。
【０１９７】
このようにして取り込まれるＰ，Ｑ，Ｒ，Ｓの値に基づいて、減算および加算を行う演算部３０５が上述の式（４０）に従って位相誤差信号ＰＥの値を計算する。演算部３０５は、再生ＲＦ信号，またはＶＦＯフィールドから再生される２Ｔ信号等が得られる期間には、常にＰＥの値を計算している。
【０１９８】
次に、図２５を参照してモードの切替えの一例について説明する。図２５には、アクイジッションモードとして周波数ロックモードを用い、その後のトラッキングモードとしてビタビ判定モードを用いる場合について示した。このような選択方法を、以下（ａ）の方法と表記する。図２５には、（ａ）の方法を行う場合において切替えが行われる時期に通過するセクタフォーマット上の部分を示した。
【０１９９】
図３を参照して上述したセクタフォーマットの一例において、光磁気的に記録された部分の先頭は、２Ｔパターンが記録されているＶＦＯ3 なので、コントローラ２等によって生成される再生を指令するリードゲートは、ＶＦＯ3 の開始点から立ち上がるようになされる。また、リードゲートの立ち上がり時点は、記録媒体のセクタフォーマットにおいて規定される所定のパターン、例えば図３を参照して上述したセクタフォーマットの一例におけるセクタマークＳＭ等を基準として正確に決められる。
【０２００】
ＶＦＯ3 から再生される２Ｔ信号に基づいてアクイジッションモードとしての周波数ロックモードが行われることによって、図２５Ｄに示すようにＰＬＬにロックが掛けられる。ＰＬＬのロックが完了するまでの所要時間は、実験データおよびシミュレーションの結果等に基づいて決められる。このような所要時間に余裕分ｄを加えた所定期間経過後には、ＰＬＬのロックが完全に完了しているとみなすことができる。
【０２０１】
上述したように、トラッキングモードとしてのビタビ判定モードが正しく行われるためには、ビタビ復号器がデータフィールドから再生される再生ＲＦ信号に基づく正しい動作を行っていることが前提とされる。かかる前提が成立するようにするには、アクイジイッションモードは、ＶＦＯフィールドＶＦＯ3 において完了しなければならない。
【０２０２】
但し、ＳＭＵ１３４の動作によってステータスメモリ１５０〜１５３のメモリ長ｎに対応するｎクロック分の遅延時間が生じるので、上述の所定期間が経過した時点の直後において生成される状態データ値は、ＰＬＬのロックが未だ不完全な時点においてＡ／Ｄ変換器１２によってサンプリングされた再生信号値に基づくものである。このため、かかる状態データ値は、誤ったものである可能性が大きい。
【０２０３】
そこで、上述の所定期間が経過した時点において直ちにビタビ判定モードに切替えるようにはなされず、上述の所定期間が経過した時点からさらにｎクロックが経過した時点においてビタビ判定モードに切替えるようになされる。このようなモード切替えは、図２５Ｃに示すようなものとされる。上述したモード選択信号Ｔは、このようなモード切替えを指令するものである。
【０２０４】
以上の説明は、（ａ）の方法を行う場合における切替えについて行ったが、ビタビ判定モード、ＭＳＢ判定モードおよび周波数ロックモードの上述したような長所および短所を考慮して、以下の（ｂ）および（ｃ）のようなモードの選択を行うようにしても良い。このようなモードの選択は、上述したモード選択信号Ｔに従うものとされる。
【０２０５】
（ｂ）アクイジッションモードとして周波数ロックモードを用い、トラッキングモードとしてＭＳＢ判定モードを用いる。
【０２０６】
（ｃ）アクイジッションモードとしてＭＳＢ判定モードを用い、トラッキングモードとしてビタビ判定モードを用いる。
【０２０７】
これらの場合についても、同様な切替えを行えば良い。（ｂ）の方法を用いる場合には、周波数ロックモードによってＰＬＬのロックが完全に完了しているとみなせる時点以後、ＭＳＢ判定モードによるサンプリングパルスが生成されるための遅延時間に応じて、ｎクロックよりも短い時間が経過した時点において、ＭＳＢ判定モードに移行するようにすることができる。但し、上述したように、ＭＳＢ判定モードは、ビタビ判定モードに比べて位相マージンが小さいので、ビタビ復号が正しく行われる通常の再生条件においては、トラッキングモードにおけるＰＬＬの安定度は、（ａ）の方法より低いものとなる傾向がある。
【０２０８】
また、ＭＳＢ判定モードは、周波数ロックモードに比べてＰＬＬにロックを掛けるための所要時間が長いので、（ｃ）の方法を行うことが可能であるためには、このような所要時間に対してＶＦＯフィールドが充分に長いことが必要となる。
【０２０９】
一方、トラッキングモードとしてビタビ判定モードを用いる場合、すなわち上述の（ａ）または（ｃ）等の方法において、ビタビ判定モードに切替えが行われた後にＰＬＬのロックがはずれた場合には、バーストエラー等によってビタビ復号器の動作が誤りを生じている等の原因が考えられる。このような場合には、バーストエラー等の原因となっている、例えば記録媒体上の大きな欠陥等が幾つものセクターに渡って存在している可能性が高い。従って、ビタビ判定モードにおいてＰＬＬのロックはずれが検出された場合には、それに後続するセクタにおいても、ビタビ復号器が正常に動作せず、従ってビタビ判定モードにおいてＰＬＬのロックがはずれる状況が継続するおそれがある。
【０２１０】
そこで、ビタビ復号が正しく行われる通常の再生条件においては、（ａ）または（ｃ）の方法を行うようにし、トラッキングモードとしてのビタビ判定モードにおいてＰＬＬのロックはずれが検出された場合には、その時点でＭＳＢ判定モードに切替える方法がＰＬＬのロックをより安定なものとする方法として有効である。また、かかる時点以降において（ａ）または（ｃ）の方法に代えて（ｂ）の方法を行うようにすることも有効である。
【０２１１】
ところで、上述したように、４個のステータスメモリのメモリ長が大きい程、状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０が一致する確率を大きくすることができるが、反面、ＳＭＵの動作によって生じる遅延時間が増大する等の問題も生じるため、ステータスメモリのメモリ長をあまり大きく設定することは現実的でない。このため、例えば再生系の動作条件が適当でない等の原因で再生ＲＦ信号の信号品質が低下する場合には、４個の状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０が互いに不一致となることがある。このような場合に備えて、状態データ値間の不一致が生じた時に最も的確な状態データ値を選択する構成が設けられることがある。
【０２１２】
かかる構成は、４個のステータスメモリの後段となる位置に設けることができる。例えばＳＭＵ１３４内の４個のステータスメモリの後段に設けるようにしても良いし、また、状態データに基づいて復号データを生成するマージブロック１３５内等に設けるようにしても良い。
【０２１３】
再生信号の信号品質が充分良好なためにかかる構成を設ける必要がない場合、およびかかる構成がＳＭＵ１３４内に設けられる場合には、図１４を参照して上述したように、ビタビタイミング生成回路１００に、ＳＭＵ１３４の出力としての状態データ値が供給される。一方、以下に説明するように、かかる構成がマージブロック１３５内に設けられる場合には、最も的確な状態データ値として選択された値がＲＡＡ１０１に供給されるようになされる。
【０２１４】
かかる構成を有するマージブロック１３５の一例について、図２６を参照して説明する。この場合には、マージブロック１３５は、ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０から的確なものを選択する状態選択回路２５０、状態選択回路２５０の出力を１クロック遅延させるレジスタ２５１、復号マトリクス部２５２、および状態データ値ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０の不一致を検出する不一致検出回路２５３を有している。
【０２１５】
状態選択回路２５０は、クロック毎にＡＣＳ１３３から供給される２ビットの信号ＭＳを参照して、ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０の内から最も的確なものを選択し、選択される状態データ値をＶＭとして出力する。かかる信号ＭＳは、各時点において、Ｓ００，Ｓ１１，Ｓ０１およびＳ１０の内のどの状態に至る場合のパスメトリックの値が最小となるかを示す２ビットの信号である。信号ＭＳは、例えばＡＣＳ１３５等によって生成するようになされる。このようにして、最も正しい状態データ値が選択される確率を高くすることができる。
【０２１６】
上述したようにして選択されるＶＭは、レジスタ２５１および復号マトリクス部２５２に供給される。レジスタ２５１は、供給されるＶＭを１クロック遅延させて復号マトリクス部２５２に供給する。以下の説明においては、レジスタ２５１の出力をＶＭＤと表記する。従って、復号マトリクス部２５２には、状態データ値ＶＭおよびその１クロック前の状態データ値ＶＭＤが供給される。復号マトリクス部２５２は、図２０に示した復号マトリクスのテーブルをＲＯＭ等の手段に記憶しており、かかる復号マトリクスのテーブルを参照して、ＶＭＤおよびＶＭに基づいて復号データ値を出力する。
【０２１７】
一方、不一致検出回路２５３は、例えば排他的論理和回路を用いて構成することができる。不一致検出回路２５３には、ＶＭ００，ＶＭ１１，ＶＭ０１およびＶＭ１０が供給され、これら４個の状態データ値の間の不一致が検出される。検出結果が不一致検出信号ＮＭとして出力される。不一致検出信号ＮＭは、４個の状態データ値が全て一致する場合以外は、イネーブルまたはアクティブとされる。かかる不一致検出信号は、復号データおよび再生信号の品質の評価に用いることができる。すなわち，不一致検出信号に基づいて復号データからユーザデータ等を復号化する復号化手段、または再生系の動作条件等を制御するようにすることができる。不一致検出回路２５３は、４個の状態データ値を供給されることが可能な位置であれば、何処に設けても良く、必ずしもマージブロック１３５内に設けなくても良い。
【０２１８】
以上のようなマージブロック１３５の構成は、再生信号の信号品質があまり良好でないこと等に起因して状態データ値間に不一致が生じる場合に備えるためのものである。従って、再生信号の信号品質が充分良好で状態データ値間の不一致が生じる確率が充分小さく、状態データ値間の不一致に対処する必要が無い場合には、マージブロック１３５は、レジスタ２５１および復号マトリクス部２５２を有するものであれば良い。
【０２１９】
マージブロック１３５が状態選択回路２５０を有するものである場合には、状態選択回路２５０の出力ＶＭを、各時点における状態データ値ｓｍ〔ｋ＋ｎ〕としてビタビタイミング生成回路１００に供給するようになされる。
【０２２０】
上述したこの発明の実施の一形態は、４値４状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置にこの発明を適用したものである。これに対し、上述したような３値４状態ビタビ復号方法、および７値６状態ビタビ復号方法等の他の種類のビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置にも、この発明を適用することができる。
【０２２１】
また、この発明は、記録媒体に記録されたデータから再生される再生信号から、リードデータを復号するためにビタビ復号方法を用いることができる情報再生装置に適用することができる。すなわち、光磁気ディスク（ＭＯ）以外にも、例えば相変化型ディスクＰＤ、ＣＤ−Ｅ（CD-Erasable ）等の書き換え可能ディスク、ＣＤ−Ｒ等の追記型ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ等の読み出し専用ディスク等の光ディスク装置に適用することが可能である。
【０２２２】
また、この発明は、この実施例に限定されることなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の応用および変形が考えられる。
【０２２３】
【発明の効果】
上述したように、この発明は、ＰＬＬにロックを掛けるアクイジッションモード、またはＰＬＬがロックした状況を維持するためのトラッキングモードとしてビタビ判定モード、ＭＳＢ判定モードおよび周波数ロックモードを行うことを可能とする構成を設け、それらの方法の何れを使用するかをＰＬＬの状況に応じて切替えるようにしたものである。
【０２２４】
従って、各方法の短所を補い、長所を生かすことができ、ＰＬＬの動作の安定度を向上させることができる。例えば、アクイジッションモードとして用いることができないビタビ判定モードを、アクイジッションモードとしての周波数ロックモードまたはＭＳＢ判定モードによってＰＬＬにロックを掛ける動作が完了した後にトラッキングモードとして用いるようにすることによって、位相マージンが広い等、ＰＬＬにロックが掛かった状態を維持する動作を行うために有力なビタビ判定モードの長所を生かすことができる。
【０２２５】
このため、アクイジッションモードおよびトラッキングモードの何れも的確に行うことが可能となり、全体としてＰＬＬのロックを常に正しく行うことができる。
【０２２６】
また、再生信号がバーストエラーの影響を含んでいる等の原因で、トラッキングモードとしてのビタビ判定モードが正常に動作せず、ＰＬＬのロックが外れた場合に、ＭＳＢ判定モードに切替えるようにする等の制御を行うことにより、ＰＬＬのロックを保つことができる可能性を高くすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】４値４状態ビタビ復号方法を行う光磁気ディスク装置の一例の全体構成を示すブロック図である。
【図２】マーク位置記録方法およびマークエッジ記録方法について説明するための略線図である。
【図３】光磁気ディスクのセクタフォーマットの一例について説明するための略線図である。
【図４】ＲＬＬ（１，７）符号化方法において、最小磁化反転幅が２であることを示す略線図である。
【図５】ＲＬＬ（１，７）符号とマークエッジ記録方法の組合わせによって記録されたデータから再生される再生信号を、パーシャルレスポンス特性ＰＲ（１，２，１）の下で波形等化した時のアイ・パターンについて説明するための略線図である。
【図６】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図を作成する過程について説明するための略線図である。
【図７】４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図の一例を示す略線図である。
【図８】４値４状態ビタビ復号方法におけるトレリス線図の一例を示す略線図である。
【図９】４値４状態ビタビ復号方法において、規格化メトリックに基づく状態遷移の条件を示す略線図である。
【図１０】４値４状態ビタビ復号を行うビタビ復号器の全体構成を示すブロック図である。
【図１１】図１０に示したビタビ復号器の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図１２】図１０に示したビタビ復号器の他の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図１３】図１０に示したビタビ復号器のさらに他の一部分の構成を詳細に示すブロック図である。
【図１４】この発明の実施の一形態の全体構成を示すブロック図である。
【図１５】図７とは異なる表記方法による、４値４状態ビタビ復号方法の状態遷移図の一例を示す略線図である。
【図１６】この発明の実施の一形態中で用いられるビタビ復号器の一例について説明するためのブロック図である。
【図１７】この発明の実施の一形態に用いられるステータスメモリユニット（ＳＭＵ）の構成の一例を示すブロック図である。
【図１８】図１７に示したＳＭＵの一部の構成について説明するためのブロック図である。
【図１９】図１７に示したＳＭＵの他の一部の構成について説明するためのブロック図である。
【図２０】この発明の実施の一形態中のマージブロックにおいて参照されるマトリクスのテーブルの一例を示す略線図である。
【図２１】ビタビ判定モードにおける位相誤差の検出方法について説明するための略線図である。
【図２２】ＭＳＢ判定モードにおける位相誤差の検出方法について説明するための略線図である。
【図２３】周波数ロックモードにおける位相誤差の検出方法について説明するための略線図である。
【図２４】この発明の実施の一形態において用いられる位相誤差検出部の構成の一例について説明するためのブロック図である。
【図２５】アクイジッションモードとトラッキングモードの切替えタイミングの一例について説明するための略線図である。
【図２６】この発明の実施の一形態に用いることが可能なマージブロックの構成の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
２・・・コントローラ、１２・・・Ａ／Ｄ変換器、１３０・・・ビタビ復号器、１３２・・・ブランチメトリック計算回路（ＢＭＣ）、１３３・・・加算、比較、選択回路（ＡＣＳ）、１３４・・・ステ−タスメモリユニット（ＳＭＵ）、１３５・・・マージブロック、１００・・・ビタビング生成回路、１０１・・・ＭＳＢタイミング生成回路、１０２・・・周波数ロックモードタイミング生成回路、１０６・・・位相誤差演算部（ＰＥＣ）、１０７・・・シフトレジスタ、１１０・・・ＶＣＯ、１２０・・・サンプリングパルス切替えスイッチ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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