(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号入力がベースに入力される入力トランジスタと、
前記入力トランジスタにカスケード接続され、前記高周波信号入力の増幅出力をコレクタ側に得る出力トランジスタと、
前記カスケード接続された２つのトランジスタに流れる電流の直流成分が所定値となるように前記入力トランジスタのベース電流を制御するバイアス回路と、
前記入力トランジスタのベースと前記バイアス回路の電源電位との間に接続されるシャント用トランジスタと、
ゲイン制御信号に応じて電流値が変えられる電流源と、
前記出力トランジスタのベース電流を、前記電流源の電流値のゲイン制御信号に応じた変化に応じて変えるようにする回路と、
を備え、
前記カスケード接続された２つのトランジスタに流れる電流が前記ゲイン制御信号に応じて減じるとき、前記シャント用トランジスタがシャント動作を開始し、
前記シャント用トランジスタのベース−エミッタ間に抵抗が接続され、前記バイアス回路からのバイアス電流がこの抵抗を介して前記入力トランジスタのベースに供給される
ことを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項２】
請求項１に記載の高周波増幅回路において、
前記カスケード接続された２つのトランジスタに流れる電流の直流成分が前記バイアス回路から供給され、前記入力トランジスタと前記シャント用トランジスタの動作がこの直流成分に応じて制御される
ことを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項３】
請求項２に記載の高周波増幅回路において、
前記カスケード接続された２つのトランジスタに流れる電流が、前記ゲイン制御信号に応じて前記出力トランジスタのベース電圧を下げることにより減じられる
ことを特徴とする高周波増幅回路。
【請求項４】
受信アンテナからの信号を増幅するゲイン制御可能な高周波増幅回路と、
前記高周波増幅回路からの信号を中間周波信号に周波数変換するミキサと、
前記中間周波信号を増幅すると共に、前記高周波増幅回路にゲイン制御信号を供給する中間周波増幅回路と、
前記中間周波信号から復調信号を得る復調回路と、
を備え、
前記高周波増幅回路として請求項１に記載の高周波増幅回路を用いることを特徴とする受信機。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば、ＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｂｒｏａｄ  Ｃａｓｔｉｎｇ）用の受信機に使用して好適な高周波増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、放送のデジタル化が進み、放送波の伝送方式も、従来のＡＭやＦＭ等のアナログ方式からデジタル方式へと変わってきている。ヨーロッパにおいては既に音声のデジタル放送が開始されており、一般に、ＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｂｒｏａｄ  Ｃａｓｔｉｎｇ）と呼ばれている。
【０００３】
このＤＡＢのデジタル音声放送の受信機（ＤＡＢ受信機）の全体構成図を図３に示す。
【０００４】
図３において、アンテナ１により受信された放送波は、フロントエンド部に供給される。このフロントエンド部においては、受信信号は、高周波増幅回路２で増幅された後、ミキサ回路３に供給され、局部発振回路４からの局部発振信号により、中間周波信号に変換される。ミキサ回路３からの中間周波信号は、中間周波増幅回路５で約６０ｄＢ増幅され、復調回路６で復調される。復調回路６からの復調出力は、Ａ／Ｄコンバータ７に入力される。この場合、復調回路６からの復調出力は、Ａ／Ｄコンバータ７への入力レベルとして必要な約１Ｖｐ−ｐの信号レベルとされる。
【０００５】
Ａ／Ｄコンバータ７からのデジタル信号は、ベースバンド処理回路８に供給されて、デジタル復調された後、Ｄ／Ａコンバータ９で、アナログオーディオ信号に変換され、スピーカ１０より出力される。
【０００６】
この図３のＤＡＢ受信機において、受信信号レベルを上げていくと、中間周波増幅部のＡＧＣ回路１１が動作し、さらに受信信号レベルを上げていくと、ミキサ回路３で受信信号が歪んでしまうため、ＡＧＣ回路１１からのＡＧＣ電圧により、高周波増幅回路２のゲイン（増幅度）を制御して、ミキサ回路３への入力信号レベルを低減する。
【０００７】
ところで、ＤＡＢの変調方式にはＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）という方式が用いられている。この方式の特徴は、多数の搬送波を同時に受信して復調を行うマルチキャリヤ方式を採用していることである。例えば、ＤＡＢモード２と呼ばれる仕様では、伝送帯域幅１．５３６ＭＨｚ内に、４ｋＨｚ間隔で、搬送波が３８４本、送信されてくる。これら多数の搬送波を復調するためには、受信機内の高周波増幅回路には、低歪みな特性が要求され、一般には、ＩＭ３＞５０ｄＢｃが要求される。
【０００８】
ここで、ＩＭ３とは３次相互変調歪みのことである。周波数がＦｄ離れた２信号（Ｆ１，Ｆ１＋Ｆｄ）を入力すると、アンプの歪みにより、アンプの出力には前記２信号の両サイドに、２信号からＦｄ離れた周波数（Ｆ１−Ｆｄ，Ｆ１＋Ｆｄ＋Ｆｄ）に歪み信号を生じる。これらの歪み信号をＩＭ（Ｉｎｔｅｒ  ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号と呼び、入力された信号（Ｆ１）のレベルと、歪み信号（Ｆ１−Ｆｄ）のレベル差をＩＭ３と呼ぶ。
【０００９】
また、ＤＡＢによる音声デジタル放送は、１．４ＧＨｚ帯という高い周波数でサービスが行われているため、ＤＡＢ受信機としては、高周波で動作する、線形性が高い、ゲイン制御回路付きの高周波増幅回路が必要になる。
【００１０】
すなわち、ＤＡＢ受信機用の高周波増幅回路としては、電波の信号強度に応じてゲインが変化し、かつ、歪みが少なく、かつ低ノイズを実現することが望まれている。
【００１１】
現在は、ＤＡＢ受信機としては車載用のみが市場に出回っているが、上述のような要求を満足するため、その受信機の高周波増幅回路においては、前段にＰＩＮダイオード等の減衰回路を設ける構成を採用していた。
【００１２】
図４は、従来のＤＡＢ受信機に用いられているゲイン制御可能な高周波増幅回路の一例である。
【００１３】
図４において、入力信号源１２は、上述の例ではアンテナ１からの受信信号であり、この入力信号源１２からの信号は、ＰＩＮダイオード１３を通過後、ｎｐｎトランジスタ１４で増幅され、負荷のインダクタ１５と容量１６を経た後、出力端１７に、その増幅された信号が得られる。
【００１４】
電流源１８は、トランジスタ１４のベース電流バイアス用である。また、直流電源１９は、この例では、３Ｖとされ、トランジスタ１４のベースバイアス電流としては、５ｍＡが供給されるようにされている。
【００１５】
電流源２０は、図３の例のＡＧＣ回路１１からのゲイン制御信号により電流値が制御されるＡＧＣ用電流源である。
【００１６】
この例の場合、入力信号のレベルが適正であるときには、電流源２０には、約１０ｍＡの電流が流れる。すると、ＰＩＮダイオード１３のオン抵抗が下がり、入力信号は減衰することなく、トランジスタ１４に加えられる。そして、入力信号のレベルが大きくなると、ＡＧＣ回路１１からのゲイン制御信号により、電流源２０の電流値が下げられる。すると、ＰＩＮダイオード１３の抵抗値が上がり、トランジスタ１４への信号レベルが下がるため、図４の増幅回路としては、ゲインが下がる。こうして、ＡＧＣ回路１１からのゲイン制御信号により、図４の増幅回路は、入力信号のレベルが適切になるようにゲイン制御される。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、現在は、前述したように、ＤＡＢ受信機としては車載用のみが市場に出回つているが、将来、ＦＭ放送に変わってＤＡＢ放送がラジオ放送の主流になると言われており、ポータブルラジオ受信機で使えるような低消費電力で動作できるＤＡＢ用のフロントエンドのニーズが高まっている。
【００１８】
しかし、図４に示した車載用ＤＡＢ受信機の高周波増幅回路は、以下の問題点により、ポータブルラジオ受信機用としては不向きであった。すなわち、
▲１▼消費電流が、ＰＩＮダイオード１３用として１０ｍＡ、トランジスタ１４用として５ｍＡが必要であり、合計１５ｍＡにもなってしまうこと、
▲２▼ＰＩＮダイオード１３の半導体プロセスが、トランジスタ１４と異なるため、モノリシック化が難しく、高集化に向かないこと、
等の問題があった。
【００１９】
この発明は、以上の点に鑑みて、ピンダイオード等の減衰回路を用いずに、消費電流が少なく、低歪みのゲイン制御回路付きの高周波増幅回路を実現することを目的としている。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、この発明による高周波増幅回路は、
高周波信号入力がベースに入力される入力トランジスタと、
前記入力トランジスタにカスケード接続され、前記高周波信号入力の増幅出力をコレクタ側に得る出力トランジスタと、
前記カスケード接続された２つのトランジスタに流れる電流の直流成分を所定値となるように前記入力トランジスタのベース電流を制御するバイアス回路と、
前記入力トランジスタのベースと前記バイアス回路の電源電位との間に接続されるシャント用トランジスタと、
ゲイン制御信号に応じて電流値が変えられる電流源と、
前記出力トランジスタのベース電流を、前記電流源の電流値のゲイン制御信号に応じた変化に応じて変えるようにする回路と、
を備え、
前記カスケード接続された２つのトランジスタに流れる電流が前記ゲイン制御信号に応じて減じるとき、前記シャント用トランジスタがシャント動作を開始し、
前記シャント用トランジスタのベース−エミッタ間に抵抗が接続され、前記バイアス回路からのバイアス電流がこの抵抗を介して前記入力トランジスタのベースに供給される
ことを特徴とする。
【００２１】
上述の構成の高周波増幅回路では、入力信号は、カスケード接続された２つのトランジスタで増幅される。そして、バイアス回路の動作により、カスケード接続された２つのトランジスタには、一定の直流電流が流れるようにされる。
【００２２】
ゲイン制御信号により、出力トランジスタのベース電圧が下がると、入力トランジスタのコレクタ−エミッタ間電圧が低下し、この入力トランジスタが飽和状態になるため、この入力トランジスタと、出力トランジスタとで構成されるアンプのゲインは低下する。
【００２３】
そして、このとき出力トランジスタが飽和し、ベース電流が増えることにより、シャント用トランジスタを通じてシャント電流が流れ、これにより、２つのトランジスタからなる増幅部の入力信号が減じられる。したがって、増幅回路のゲインを減じる制御と、増幅回路の入力部をシャントして入力信号を減じる動作とが同時に働く。
【００２４】
以上のように、この発明によれば、従来のような減衰回路等を用いずに、高周波回路のゲインを減じると同時に、入力部をシャントすることで、低電圧でも動作でき、消費電流が少ないゲイン制御回路付きの高周波増幅回路を実現することができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、この発明による高周波増幅回路の実施の形態を、図を参照しながら説明する。以下に説明する実施の形態は、前述の図３に示したＤＡＢ受信機の高周波増幅回路に、この発明の高周波増幅回路を適用したものである。
【００２６】
図１は、この実施の形態のゲイン制御機能付き高周波増幅回路である。
【００２７】
入力信号源３１は、前段の回路、前述の図３の例であれば、アンテナ入力である。この実施の形態の増幅回路は、カスケード接続された入力ｎｐｎトランジスタ３２と出力ｎｐｎトランジスタ３３とで構成される。入力トランジスタ３２のエミッタは接地される。また、出力トランジスタ３３のコレクタには、負荷として、インダクタ３４およびコンデンサ（容量）３５が接続される。
【００２８】
そして、入力信号源３１から入力された信号は、結合コンデンサ３６を通じて入力ｎｐｎトランジスタ３２のベースに供給されて、トランジスタ３２と３３とで増幅され、インダクタ３４およびコンデンサ３５からなる負荷を経て、出力端３７に増幅された信号が取り出される。
【００２９】
入力トランジスタ３２のベース電流は、バイアス回路４０により、定常状態（ＡＧＣ（自動ゲイン制御）が動作していないとき）では、トランジスタ３２および３３を流れるコレクタ電流Ｉｃが一定となるように制御される。この例の場合、Ｉｃ＝５ｍＡとなるように制御される。
【００３０】
バイアス回路４０は、次のような構成を有する。すなわち、正の直流電圧Ｖｃｃ（例えば３Ｖ）が得られる直流電源５０の一端が抵抗４１および４２をそれぞれ介してｐｎｐトランジスタ４３および４４のエミッタに接続される。これらｐｎｐトランジスタ４３および４４のベースは互いに接続され、その接続点は、ｐｎｐトランジスタ４５のエミッタ−コレクタ間を通じて接地される。
【００３１】
そして、トランジスタ４３のコレクタは、トランジスタ４５のベースに接続されると共に、電流源４６を通じて接地される。この電流源４６は、定電流源であり、この例では、その電流値は２０μＡとされている。また、トランジスタ４４のコレクタは、抵抗４７および４８を通じてｎｐｎトランジスタ３２のベースに接続される。抵抗４７および４８の接続点は、コンデンサ４９を介して接地される。
【００３２】
出力ｎｐｎトランジスタ３３のベース電流は、図３の例のＡＧＣ回路１１のゲイン制御信号に応じて電流値が変えられるＡＧＣ電流源６１により制御される。この例の場合には、カレントミラー回路を構成するように接続された２個のｐｎｐトランジスタ６２、６３を通じて、ＡＧＣ電流源６１の電流が出力ｎｐｎトランジスタ３３のベース電流が与えられるように構成されている。トランジスタ３３のベースは、抵抗６４を通じて接地されている。
【００３３】
さらに、入力ｎｐｎトランジスタ３２のベースと、直流電源５０の一端との間には、シャント用トランジスタ７０のコレクタ−エミッタ間が接続される。そして、このシャント用トランジスタ７０のベース−エミッタ間に、前述の抵抗４８が接続される。
【００３４】
以上のような構成の図１の高周波増幅回路のバイアス回路４０は、以下のように動作する。
【００３５】
ＡＧＣ（自動ゲイン制御）が動作していない時には、ＡＧＣ電流源６１には、この例では、ｉagc ＝８０μＡの電流が流れるようにされている。このときには、出力トランジスタ３３のベース電圧は高く、入力トランジスタ３２は非飽和状態で動作しているため、トランジスタ３２と３３で構成されるアンプは、最大のゲインで動作している。
【００３６】
電流ｉagc がゲイン制御信号に応じて減らされると、出力トランジスタ３３のベース電流が減り、ベース電圧が下がるため、入力トランジスタ３２のコレクタ−エミッタ間電圧が低下し、入力トランジスタ３２が飽和状態になるため、トランジスタ３２と３３で構成されるアンプのゲインは低下する。
【００３７】
トランジスタ３２、３３のコレクタ電流Ｉｃは、負荷インダクタ３４を経て、容量３８で高周波成分が除去された後、抵抗４２へと流れ込む。電流源４６の電流（２０μＡ）は、ｐｎｐトランジスタ４３と抵抗４１（１０ｋΩ）に流れるので、抵抗４１での電圧降下は２００ｍＶになる。したがって、トランジスタ４３のベース電位は、トランジスタ４３のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅ＝８００ｍＶであるので、
Ｖｃｃ−２００ｍＶ−８００ｍＶ
となる。
【００３８】
このため、抵抗４２での電圧降下が２００ｍＶになるように、トランジスタ３２のコレクタ電流Ｉｃと、ベース電流Ｉｂが制御される。すなわち、コレクタ電流Ｉｃが増えると、抵抗４２での電圧降下が増え、ｐｎｐトランジスタ４４のベース−エミッタ間電圧が低下するため、ベース電流Ｉｂが減るよう負帰還がかかる。そのため、入力ｎｐｎトランジタ３２のｈｆｅがばらついても、コレクタ電流Ｉｃは５ｍＡと一定の値が流される。
【００３９】
このように、バイアス回路４０は、カスケード接続された２つのトランジスタ３２、３３のコレクタ電流の直流成分Ｉｃを検出し、その値が一定となるように入力トランジスタ３２のベース電流を制御する。
【００４０】
次に、図１の構成の高周波増幅回路のＡＧＣ動作について説明する。
【００４１】
先に説明したように、ゲイン最大の時には、ＡＧＣ電流ｉagc ＝８０μＡとなつており、バイアス回路４０の動作により、コレクタ電流Ｉｃとして５ｍＡの電流が流れている。
【００４２】
このとき、入力ｎｐｎトランジスタ３２のｈｆｅを７０とすると、このトランジスタ３２のベース電流Ｉｂ＝７０μＡとなり、抵抗４８（４ｋΩ）での電圧降下は２８０ｍＶとなるので、シャント用トランジスタ７０のベース−エミッタ電圧は、トランジスタの動作電圧（７００ｍＶ）に比べ小さい。このため、シャント用トランジスタ７０を流れるシャント用電流Ｉｓは、ほぼゼロになる。
【００４３】
前述したように、ＡＧＣ電流ｉagc を減じていくと、ＡＧＣ動作が行われる。このときの、ＡＧＣ電流ｉagc と、コレクタ電流Ｉｃと、シヤント用電流Ｉｓとの関係を図２に示す。この図２を参照して、ＡＧＣ動作を、さらに説明する。
【００４４】
図２に示すように、ＡＧＣ電流ｉagc を減らしていくと、ｉagc ＝６０μＡ以下から、コレクタＩｃが減り始め、ＡＧＣ電流ｉagc ＝５０μＡになると入カトランジスタ３２が飽和し、トランジスタ３２と３３で構成されるアンプのゲインは低下する。このとき、トランジスタ３２のベース電流Ｉｂが増えることで、抵抗４８の電圧降下が大きくなって、シャント用トランジスタ７０のベース−エミッタ間電圧が大きくなり、シャント電流Ｉｓが流れ始める。
【００４５】
したがって、トランジスタ３２と３３で構成されるアンプのゲインを減じる制御と、当該アンプの入力部をシャントして、入力信号を減じる動作とが同時に働く。また、コレクタ電流Ｉｃと、シャント電流Ｉｓの合計が、ほぼ１０ｍＡであるため、ＡＧＣ動作により消費電流が増えることが無い。
【００４６】
冒頭の従来の技術の欄において、ＤＡＢ受信機の高周波増幅回路では、ＩＭ３＞５０ｄＢｃが必要とされていると述べたが、シリコンバイポーラトランジスタでは、入力が−４０ｄＢｍを越えると、ＩＭ３＜５０ｄＢｃになってしまう。
【００４７】
ＡＧＣの動作としては、コレクタ電流Ｉｃを減じることで、ゲイン低下を図ることが可能であるが、歪み特性（ＩＭ３）を満足するためにはトランジスタアンプの入力部で信号を減じるシャント動作が必要である。
【００４８】
上述の実施の形態の回路構成によれば、上述したように、ゲインを減じる制御と、入力信号を減じる動作とを同時に働かせることができるので、上述の要求を満足することができる。この実施の形態の場合、トランジスタ３２と３３で構成されるアンプへの入カレベルが、−４０ｄＢｍ〜−１５ｄＢｍの範囲で、２５ｄＢのＡＧＣ動作と、ＩＭ３＞５０ｄＢｃを満足することができた。
【００４９】
そして、上述の構成の高周波増幅回路によれば、入力トランジスタ３２のバイアス回路４０では、コレクタ電流Ｉｃを検出して、ベース電流Ｉｂを制御する負帰還回路が働いているので、トランジスタ３２のｈｆｅがばらついたり、使用温度が変わっても、コレクタバイアス電流が一定に保てる。
【００５０】
そして、信号の減衰にＰＩＮダイオードを使わないので、部品点数が減り、この高周波増幅回路を用いた受信機の小型化が可能になる。また、ＰＩＮダイオードを使った減衰回路に比べ、低消費電力化ができる。
【００５１】
また、ＡＧＣ動作では、アンプのバイアス電流を減らしていると同時にシャント用の電流を増やしているので、トータル消費電流が増加しないと言うメリットもある。
【００５２】
なお、上述の実施の形態は、ＤＡＢ受信機に適用される高周波増幅回路を例にとって説明したが、この発明による高周波増幅回路は、ＧＨｚ帯などの高周波信号を受信する携帯電話端末にも適用可能であると共に、その他の高周波用途の、ゲイン制御回路付きの高周波増幅回路として適用可能である。
【００５３】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、減衰回路等を用いることなく、ゲイン制御が可能になると共に、消費電流が少なく、低歪みのゲイン制御回路付きの高周波増幅回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明による高周波増幅回路の一実施の形態の回路図である。
【図２】実施の形態のＡＧＣ動作を説明するための図である。
【図３】この発明による高周波増幅回路が適用されるＤＡＢ受信機の構成を説明するためのブロック図である。
【図４】従来の高周波増幅回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１…アンテナ、２…高周波増幅回路、３…ミキサ回路、４…局部発振回路、５…中間周波増幅回路、６…復調回路、１１…ＡＧＣ回路、３２…入力トランジスタ、３３…出力トランジスタ、４０…バイアス回路、６１…ＡＧＣ電流源、７０…シャント用トランジスタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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