(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次側回路と２次側回路とを有し、
前記１次側回路は、
検出信号を入力し、検出信号に応じた１又は複数の第１のスイッチング信号を出力する制御手段と、
トランスの１次巻線と、
１又は複数の前記第１のスイッチング信号を入力して導通状態と遮断状態とを繰り返し、入力電圧を前記トランスの１次巻線に印加するスイッチング手段と、
前記入力電圧を入力し、第１の安定電圧を出力する第１の補助電源と、
１又は複数の前記第１のスイッチング信号の同期信号若しくはその反転信号又はそれらを複合化した信号であって前記第１の安定電圧を用いて生成された一定の振幅を有する信号を入力する駆動トランスの１次巻線と、
を有し、
前記２次側回路は、
前記トランスの２次巻線と、
前記駆動トランスの２次巻線と、
前記駆動トランスの２次巻線の出力信号を入力し、平滑化して第２の安定電圧を出力する第２の補助電源と、
前記駆動トランスの２次巻線の出力信号を入力し、１又は複数の第２のスイッチング信号を出力する駆動手段と、
１又は複数の前記第２のスイッチング信号を入力して導通状態と遮断状態とを繰り返し、前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流するスイッチング整流手段と、
前記スイッチング整流手段の出力信号を平滑する平滑手段と、
前記第２の安定電圧及び前記平滑手段の出力電圧を入力し、前記平滑手段の出力電圧に応じた前記検出信号を出力する検出手段と、
を有し、
前記駆動手段が前記第２の安定電圧を入力し、一定の振幅を有する前記第２のスイッチング信号を出力し
前記駆動トランスの１次巻線及び２次巻線に直列にそれぞれ第１及び第２のコンデンサを接続し、
前記駆動トランスの１次巻線は、前記第１のコンデンサを介して、１又は複数の前記第１のスイッチング信号の同期信号若しくはその反転信号又はそれらを複合化した信号を入力し、
前記第２のコンデンサの前記駆動トランスの２次巻線に接続されていない端子は、前記駆動トランスの２次巻線に負電圧が誘起される時に一定の電位にクランプされ、
前記第２の補助電源は、前記駆動トランスの２次巻線に正電圧が誘起される時にピーク充電される、
ことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記駆動トランスの２次巻線に負電圧が誘起される時にクランプ電流が流れる経路に抵抗を有することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
前記スイッチング手段はブリッジ形又はプッシュプル形の構成を有し、
前記スイッチング整流手段は、前記第１のスイッチング信号の反転信号である前記第２のスイッチング信号を入力して導通状態と遮断状態とを繰り返す、
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記スイッチング手段は、前記トランスの１次巻線に電圧が発生しない期間に前記トランスの１次巻線を短絡することを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記第１のコンデンサの容量は、前記駆動トランスの２次巻線の出力信号の平坦部が平坦度を略維持できる下限の容量より大きく、起動時に前記駆動トランスが飽和しない上限の容量より小さい値であることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記１次側回路と２次側回路とが相互に絶縁されていることを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかの請求項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は産業用や民生用の電子機器に直流安定化電圧を供給するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、スイッチング電源装置は電子機器の低価格化・小型化・高性能化・省エネルギー化に伴い、より小型で高効率なものが強く求められている。また、集積回路の低電圧化等の理由により、電子機器に必要な電源電圧の低電圧化が進んでいる。このような低い電源電圧に対応するスイッチング電源装置に関しても通常の整流ダイオードを用いた整流回路では、電源出力に対して整流損失が大きくなり電源効率が低下する問題点がある。近年ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等のスイッチング素子の高性能化が進み、スイッチング素子を用いて、整流回路を構成する同期整流方式による試みが為されている。ＭＯＳＦＥＴは、同クラスの整流ダイオードに対し、順方向の降下電圧を小さくでき、整流損失を小さくできる点に特徴を有する。
【０００３】
整流用スイッチング素子を用いるスイッチング電源装置においては、整流用スイッチング素子をトランスをスイッチングするスイッチング素子に同期して駆動する必要があり、且つ整流用スイッチング素子に適切なゲート電圧を印加する必要がある。一方、出力電圧が低くなると、出力電圧の調整及び回路保護を行う制御回路を適切に動作させること、及び適切なレベルのゲート電圧を生成することが、当該出力電圧を電源として回路を構成したのでは困難になる。そこで、これらの回路を適切に動作させるため、出力電圧とは別に電源を設ける必要がある。
【０００４】
図７、８を用いて、従来例の同期整流形スイッチング電源装置について説明する。図７は従来例のフルブリッジ型のスイッチング電源装置の回路構成を示す。図７において、１は入力直流電源、７０１は従来例のスイッチング電源装置、１３は負荷である。
入力直流電源１は、商用電源を入力し、整流平滑し、直流電圧を出力する回路、又は電池である。スイッチング電源装置７０１は、相互に絶縁された１次側回路及び２次側回路を有する。２ａ−２ｂは入力端子であり、入力直流電源１が接続される。第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子４とは、入力端子２ａ−２ｂに直列に接続され、交互にＯＮ（導通）とＯＦＦ（遮断）とを繰り返す（第１のスイッチング素子３及び第２のスイッチング素子４がいずれもＯＦＦになる期間を含む。）。第３のスイッチング素子５と第４のスイッチング素子６とは、入力端子２ａ−２ｂに直列に接続され、交互にＯＮとＯＦＦとを繰り返す（第３のスイッチング素子５及び第４のスイッチング素子６がいずれもＯＦＦになる期間を含む。）。
【０００５】
トランス７０２は、１次巻線７０２ａと第１の２次巻線７０２ｂと第２の２次巻線７０２ｃと第１の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線７０２ｅとを有する。１次巻線７０２ａの一端は第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子４の接続点に接続され、他端は第３のスイッチング素子５と第４のスイッチング素子６の接続点に接続される。
ＰＷＭ信号ＶＧ１がハイレベルになると、第１のドライブ回路１９が第１のスイッチング素子３をＯＮにし、第４のドライブ回路２２が第４のスイッチング素子６をＯＮにする。この時、１次巻線７０２ａに図７の矢印で示す方向に電流ＩＰが流れる。ＰＷＭ信号ＶＧ２がハイレベルになると、第３のドライブ回路２１が第３のスイッチング素子５をＯＮにし、第２のドライブ回路２０が第２のスイッチング素子４をＯＮにする。この時、１次巻線７０２ａに図７の矢印と反対方向に電流ＩＰが流れる。第１〜４のスイッチング素子３〜６が全てＯＦＦの場合は、１次巻線７０２ａに電流は流れない。
【０００６】
第１の駆動巻線７０２ｄと第１の２次巻線７０２ｂと第２の２次巻線７０２ｃと第２の駆動巻線７０２ｅとは、この順に直列に接続される。
第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９（スイッチング整流手段）はＭＯＳＦＥＴである。第１の同期整流素子８のドレインと第２の同期整流素子９のドレインとは互いに接続される。第１の同期整流素子８のソースは、第１の駆動巻線７０２ｄと第１の２次巻線７０２ｂとの接続点に接続される。第２の同期整流素子９のソースは、第２の２次巻線７０２ｃと第２の駆動巻線７０２ｅとの接続点に接続される。第１の同期整流素子８のゲートは第１の駆動巻線７０２ｄの１端に接続され、第２の同期整流素子９のゲートは第２の駆動巻線７０２ｅの１端に接続される。
【０００７】
第１の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線７０２ｅの巻数は、第１の同期整流素子８と第２の同期整流素子９の駆動に十分なゲート電圧が発生するような巻数に設定されている。インダクタンス素子１０と平滑コンデンサ１１とで構成される直列回路は、第１の同期整流素子８のドレイン及び第２の同期整流素子９のドレインと、トランスの２次巻線７０２ｂ及び７０２ｃの接続点とに接続され、平滑回路を構成する。１２ａ−１２ｂは出力端子であり平滑コンデンサ１１の両端に接続され、安定した電圧を出力する。負荷１３は、出力端子１２ａ−１２ｂに接続され電力を消費する。
【０００８】
７０３は補助電源制御回路である。補助トランス７０５は、第１の１次巻線７０５ａと２次巻線７０５ｂと第２の１次巻線７０５ｃとを有する。第１の１次巻線７０５ａと補助スイッチング素子７０７との直列回路は入力端子２ａ−２ｂに接続される。補助スイッチング素子７０７がＯＦＦの時、補助整流素子７０８及び補助平滑コンデンサ７０９は、補助トランス７０５の第２の１次巻線７０５ｃに発生する電圧を整流し、平滑する。補助電源制御回路７０３は補助平滑コンデンサ７０９の電圧を検出し、その電圧が一定になるように、補助スイッチング素子７０７のＯＮとＯＦＦとのデューティ比を決定し、補助スイッチング素子７０７を駆動する。
【０００９】
フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。ＰＷＭ制御回路７０４は、補助整流素子７０８及び補助平滑コンデンサ７０９により一定電圧の電源を供給され、フォトトランジスタ１６ｂの出力電流に基づいてＰＷＭ信号ＶＧ１、ＶＧ２を発生する。整流素子７０６及び平滑コンデンサ４１は整流平滑回路を構成し、補助スイッチング素子７０７がＯＦＦの時に補助トランスの２次巻線７０５ｂに発生する電圧を整流平滑し、平滑コンデンサ４１の両端に１次側から絶縁された安定化電圧を得る。第１の検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４３は、出力端子１２ａ−１２ｂに直列に接続され、出力電圧を分割する。誤差増幅器４５は、出力電圧を分割された電圧を基準電圧４４と比較し、両者の誤差電圧を増幅する。制限抵抗４６は、誤差増幅された電圧に応じた電流を発光ダイオード１６ａに流す。
【００１０】
図７において、出力電圧は非常に低い電圧（例えば１Ｖ）であり、当該出力電圧は、出力電圧の安定化に用いられる誤差増幅器４５、発光ダイオード１６ａ及び基準電圧４４を動作させるには低すぎる。そのため、出力電圧そのものをこれらの回路を駆動する電源電圧として利用できない。そこで、補助トランス７０５を用いて、２次側に比較的安定で且つ誤差増幅器４５とフォトカプラ１６と基準電圧４４とを動作させるのに十分な高い電圧を作っている。整流素子７０６及び平滑コンデンサ４１からなる整流平滑回路は、これらの回路に安定な動作電圧を供給している。
また、トランス７０２に第１の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線７０２ｅを設けて、第１〜４のスイッチング素子３〜６のスイッチングタイミングに合わせて、同期整流素子８、９を駆動する。これにより同期整流素子８、９は、同期整流を行う。
【００１１】
図８に、動作状態の各部波形を示す。図８において、（ａ）は第１のドライブ回路１９と第４のドライブ回路２２とを介して、第１のスイッチング素子３と第４のスイッチング素子６とを駆動する（ＯＮ及びＯＦＦする）スイッチング信号ＶＧ１の波形である。（ｂ）は第３のドライブ回路２１と第２のドライブ回路２０とを介して第３のスイッチング素子５と第２のスイッチング素子４とを駆動する（ＯＮ及びＯＦＦする）スイッチング信号ＶＧ２である。（ｃ）は、トランスの１次巻線７０２ａを流れる電流ＩＰの波形である。（ｄ）及び（ｅ）は、それぞれトランスの第１の２次巻線７０２ｂを流れる電流ＩＳ１及び第２の２次巻線７０２ｃを流れる電流ＩＳ２の波形である。（ｆ）はトランスの第１の駆動巻線７０２ｄの電圧ＶＳＧ１の波形であり、（ｇ）はトランスの第２の駆動巻線７０２ｅの電圧ＶＳＧ２の波形である。
【００１２】
時刻Ｔ０でＰＷＭ制御回路７０４が出力するスイッチング信号ＶＧ１がハイレベルになり、第１のスイッチング素子３及び第４のスイッチング素子６が同時にＯＮとなると、入力電圧がトランスの１次巻線７０２ａに印加される。トランスの第１の駆動巻線７０２ｄに正の電圧が発生し、第１の同期整流素子８をＯＮとして、整流平滑回路１０、１１に電圧が印加される。時刻Ｔ１で、第１のスイッチング素子３と第４のスイッチング素子６がＯＦＦになるとトランスの１次巻線７０２ａが開放され、インダクタンス素子１０を流れる電流は、第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９が内蔵するボディダイオードを通じて、トランスの第１の２次巻線７０２ｂ及び第２の２次巻線７０２ｃに分割して流れる。
【００１３】
この時トランスの各巻線には電圧は発生しないので、第１の駆動巻線７０２ｄと第２の駆動巻線７０２ｅにも電圧は発生せず、第１の同期整流素子８と第２の同期整流素子９はＯＦＦ状態になる。電流はボディダイオード（同期整流素子８、９がソース／ドレイン間に内蔵する、逆電圧防止用ダイオードである。ボディダイオードに電流が流れる時、例えば１Ｖの電圧降下を生じる。）を介して流れる。ボディダイオードで生ずる電圧ロスは、第１及び第２の同期整流素子８、９に電流が流れる時に生ずる電圧ロスに比べてはるかに大きい。
【００１４】
時刻Ｔ２で第２のスイッチング素子４と第３のスイッチング素子５とが同時にＯＮすると第１の１次巻線７０２ａには、逆向きに入力電圧が印加される。トランスの第２の駆動巻線７０２ｅに正電圧が発生し、第２の同期整流素子９がＯＮとなり、第２の２次巻線７０２ｃに発生した電圧は、平滑回路１０、１１に印加される。この時、第１の同期整流素子８はＯＦＦ状態であり、且つ第１の同期整流素子８に内蔵されるボディダイオードも逆バイアスされるため電流が流れない。
時刻Ｔ３で、第２のスイッチング素子４と第３のスイッチング素子５とがＯＦＦすると、トランスの１次巻線７０２ａは開放となり、インダクタンス素子１０の電流は、第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９が内蔵するボディダイオードを通じて、第１の２次巻線７０２ｂ及び第２の２次巻線７０２ｃを分割して流れる。平滑回路１０、１１に印加される電圧は０Ｖである。出力電圧は平滑回路１０、１１に印加される電圧の平均であるので、ＰＷＭ制御回路７０４の出力信号ＶＧ１、ＶＧ２のＯＮとＯＦＦとのデューティ比で出力電圧を制御できる。
【００１５】
出力電圧は、第１の検出抵抗４２と第２の検出抵抗４３によって分割される。誤差増幅器４５は、出力電圧を分割した電圧と基準電圧４４との誤差電圧を増幅し、発光ダイオード１６ａに流れる電流を制御する。スイッチング電源装置７０１の出力電圧は誤差増幅器４５と発光ダイオード１６ａと基準電圧４４とを動作させるには低すぎる電圧である故に、補助トランス７０５の２次側出力として、安定化された電圧を平滑コンデンサ４１の両端に確保して、平滑コンデンサ４１等がこれらの回路に安定な電圧を供給している。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら従来のスイッチング電源装置においては、誤差増幅器４５等の検出手段を動作させるのに必要な安定な２次側電源電圧を生成する回路は、補助トランスの駆動信号のデューティを制御して安定な２次側電源電圧を生成する構成を有していた。補助トランスの駆動信号のデューティは、スイッチング素子３〜６のＯＮとＯＦＦとのタイミングを定めるスイッチング信号のデューティ（出力電圧が一定になるようなデューティに設定される。）と無関係である。
従来は、同期整流素子のスイッチングタイミングがスイッチング素子３〜６のスイッチングタイミングと同期するようにし、且つ同期整流素子を駆動するのに十分な電圧を得るために、トランス７０２に同期整流素子を駆動するための駆動巻線を設けて駆動を行っていた。従来のスイッチング電源装置においては、トランスに補助巻線を必要とするためトランスが大型化する問題点があった。
従来のブリッジ形又はプッシュプル形のスイッチング電源装置では、トランスに電圧が誘起されている期間しか同期整流素子を駆動できず、トランスに電圧が誘起されていない期間は同期整流素子がＯＦＦ状態であった。同期整流素子がＯＦＦ状態の期間においては電流が同期整流素子であるＭＯＳＦＥＴのボディダイオードを流れて、電力ロスが大きくなるという問題があった。このことは、特に２次側の出力電圧が低い場合に（２次側出力電圧に対するボディダイオードでの降下電圧の比率が大きくなる。）電力効率が大きく低下するという問題を生じた。
【００１７】
本発明は従来の問題点を解決するもので、２次側の検出手段等に安定な電源電圧を供給することにより検出手段等を安定に動作させ、且つ同期整流素子を適切に駆動する、安定で効率が高く回路規模の小さいスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
本発明は、安定で効率が高く回路規模の小さい、１次側回路と２次側回路とが絶縁されているスイッチング電源装置を提供することを目的としている。
本発明は、特に、出力電圧が低く、当該出力電圧を電源電圧として入力したのでは検出手段等が安定に動作しないスイッチング電源装置において有用である。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために本発明のスイッチング電源装置は、１次側回路と２次側回路とを有し、前記１次側回路は、検出信号を入力し、検出信号に応じた１又は複数の第１のスイッチング信号を出力する制御手段と、トランスの１次巻線と、１又は複数の前記第１のスイッチング信号を入力して導通状態と遮断状態とを繰り返し、入力電圧を前記トランスの１次巻線に印加するスイッチング手段と、入力電圧を入力し、第１の安定電圧を出力する第１の補助電源と、１又は複数の前記第１のスイッチング信号の同期信号若しくはその反転信号又はそれらを複合化した信号であって前記第１の安定電圧を用いて生成された一定の振幅を有する信号を入力する駆動トランスの１次巻線と、を有し、前記２次側回路は、前記トランスの２次巻線と、前記駆動トランスの２次巻線と、前記駆動トランスの２次巻線の出力信号を入力し、平滑化して第２の安定電圧を出力する第２の補助電源と、前記駆動トランスの２次巻線の出力信号を入力し、１又は複数の第２のスイッチング信号を出力する駆動手段と、１又は複数の前記第２のスイッチング信号を入力して導通状態と遮断状態とを繰り返し、前記トランスの２次巻線に誘起する電圧を整流するスイッチング整流手段と、前記スイッチング整流手段の出力信号を平滑する平滑手段と、前記第２の安定電圧及び前記平滑手段の出力電圧を入力し、前記平滑手段の出力電圧に応じた前記検出信号を出力する検出手段と、を有することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施をするための最良の形態を具体的に示した実施例について図面とともに記載する。
【００２０】
《実施例１》
図１、２を用いて、本発明の実施例１のスイッチング電源装置を説明する。図１は本発明の実施例１のスイッチング電源装置１０１の回路構成を示す。図２は、実施例１のスイッチング電源装置１０１の各部波形を示す。実施例１のスイッチング電源装置１０１は、１次側回路と２次側回路とが相互に絶縁されている。図１において１は入力直流電圧であり、１０１はスイッチング電源装置であり、１３は負荷である。スイッチング電源装置１０１において、２ａ−２ｂは入力端子であり、３〜６は第１〜４のスイッチング素子（スイッチング手段）である。２ｂ端子は、１次側のＧＮＤ（グラウンド）端子である。トランス７は、１次巻線７ａと第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとを有する。
【００２１】
ＰＷＭ制御回路１５が、ＰＷＭ信号（第１のスイッチング信号）ＶＧ１及びＶＧ２を出力する。ＰＷＭ信号ＶＧ１がハイレベルになる時、第１のドライブ回路１９が第１のスイッチング素子３をＯＮにする。ＰＷＭ信号ＶＧ４（ＰＷＭ信号ＶＧ２の反転信号。他の第１のスイッチング信号）がハイレベルになる時、第４のドライブ回路２２が第４のスイッチング素子６をＯＮにする。第１のスイッチング素子３及び第４のスイッチング素子６がＯＮになる時、１次巻線７ａに図１で左から右の方向に電流ＩＰが流れる。
ＰＷＭ信号ＶＧ２がハイレベルになる時、第３のドライブ回路２１が第３のスイッチング素子５をＯＮにする。ＰＷＭ信号ＶＧ３（ＰＷＭ信号ＶＧ１の反転信号。他の第１のスイッチング信号）がハイレベルになる時、第２のドライブ回路２０が第２のスイッチング素子４をＯＮにする。第３のスイッチング素子５及び第２のスイッチング素子４がＯＮになる時、１次巻線７ａに図１で右から左の方向に電流ＩＰが流れる。
【００２２】
第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９（スイッチング整流手段）は、ＭＯＳＦＥＴである。第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとは直列に接続される。第１の２次巻線７ｂの１端と第２の２次巻線７ｃの１端とが相互に接続されている。第１の２次巻線７ｂの他端は第２の同期整流素子９のドレインに接続されている。第２の２次巻線７ｃの他端は第１の同期整流素子８のドレインに接続されている。第１の同期整流素子８のソースと第２の同期整流素子９のソースとは、２次側のＧＮＤ線（出力端子１２ｂ）に接続されている。
インダクタンス素子１０と平滑コンデンサ１１とを直列に接続して構成された平滑回路は、第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとの接続点と、２次側のＧＮＤ線とに接続される。
第１の同期整流素子８のゲートは第８のドライブ回路４０に接続され、第２の同期整流素子９のゲートは第７のドライブ回路３１に接続される。
１２ａ−１２ｂは出力端子である。１２ｂは２次側のＧＮＤ端子である。負荷１３は、出力端子１２ａ−１２ｂに接続され電力を消費する。
【００２３】
補助電源１４は、入力端子２ａ−２ｂから得られる電圧を入力し１次側の制御回路に必要な安定化電圧を作る。
フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。ＰＷＭ制御回路１５は、フォトトランジスタ１６ｂの出力電流に基づいてＰＷＭ信号ＶＧ１及びＶＧ２を発生する。第１の反転回路１７及び第２の反転回路１８は、それぞれＰＷＭ信号ＶＧ１及びＶＧ２を入力し、反転したＰＷＭ信号ＶＧ３及びＶＧ４を出力する。上述のように、第１、第２、第３及び第４のドライブ回路１９〜２２は、入力されるＰＷＭ信号ＶＧ１、ＶＧ３、ＶＧ２及びＶＧ４に基づいて第１〜第４のスイッチング素子を駆動する。
【００２４】
第１の駆動トランス２５は、１次巻線２５ａと２次巻線２５ｂとを有する。第５のドライブ回路２３は、第１の反転回路１７の出力信号ＶＧ３を入力して、第１のコンデンサ２４を介して第１の駆動トランスの１次巻線２５ａを駆動する。
第２の駆動トランス３４は、１次巻線３４ａと２次巻線３４ｂとを有する。第６のドライブ回路３２は、第２の反転回路１８の出力信号ＶＧ４を入力して、第３のコンデンサ３３を介して第２の駆動トランスの１次巻線３４ａを駆動する。
第１の駆動トランスの１次巻線２５ａ及び第２の駆動トランスの１次巻線３４ａに印加される信号は、補助電源１４が出力する安定な電圧を使用することにより、一定の振幅（入力電圧等の変動を受けない。）を有する。
【００２５】
第１の反転回路１７の出力電圧ＶＧ３の波高値をＶＣ、デューティ比（（出力電圧がハイレベルになる期間／全期間）の値）をＤとする。第１のコンデンサ２４により直流成分がカットされて、第１の駆動トランスの１次巻線２５ａには電圧ＶT（図２（ｅ）。その振幅はＶｃ、デューティ比はＤ、ピーク電圧はＶＣ×（１−Ｄ）である。）が印加される。第１の駆動トランスの１次巻線２５ａと２次巻線２５ｂの巻数比は１：１であるので、第１の駆動トランスの２次巻線２５ｂに発生する電圧はＶT（図２）になる。
第１の駆動トランスの２次巻線２５ｂと第２のコンデンサ２６と第１のダイオード２７と第１の抵抗２８とは直列に接続されている。
【００２６】
第１の反転回路１７の出力電圧ＶＧ３がハイレベルである時、第１の駆動トランスの２次巻線２５ｂにハイレベルが誘起されて、第２のコンデンサ２６及び第２のダイオード２９を介して第２の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略ＶＣの電圧）が供給される。
第７のドライブ回路３１は、第２の抵抗３０を介して信号ＶＳＧ１を入力し、同一波形の信号（第２のスイッチング信号）を第２の同期整流素子９のゲート端子に入力する（信号ＶＧ３がハイレベルである時、第２の同期整流素子９が導通する。）。
【００２７】
第２のコンデンサ２６、第１のダイオード２７及び第１の抵抗２８はクランプ回路を構成する。第１の反転回路１７の出力電圧ＶＧ３が０Ｖである時、第１の駆動トランスの２次巻線２５ｂに誘起される負電圧により第１のダイオード２７及び第１の抵抗２８を介して第２のコンデンサ２６が充電され、第２のコンデンサ２６の出力電圧（第１のダイオード２７のカソードの電位）を一定電圧（ＧＮＤレベル）にクランプする。第１の駆動トランスの２次巻線２５ｂは電圧ＶT（図２（ｅ）。その振幅はＶｃ、デューティ比はＤ、ピーク電圧はＶＣ×（１−Ｄ）である。）を出力し、第２のコンデンサ２６の出力電圧（第１のダイオード２７のカソードの電位）の波高値はＶｃ（図２（ｆ））になる。
【００２８】
第１の抵抗２８のインピーダンス値を小さくして、第２のコンデンサ２６と第１の抵抗２８との充電時定数を、第１の反転回路１７の出力電圧ＶＧ３がハイレベルである時の第２のコンデンサ２６の放電時定数（その放電時定数は、第２のコンデンサ２６、第２の抵抗３０、第７のドライブ回路３１、第２のダイオード２９及びこれに接続される負荷により定めれる。）より十分小さく設定する。これにより第１のダイオード２７のカソード電圧の最低電圧（第１の反転回路１７の出力電圧ＶＧ３が０Ｖである時の電圧）は、略０Ｖにクランプされる。第１の反転回路１７の出力電圧ＶＧ３がハイレベルである時の第１のダイオード２７のカソード電圧は、略ＶＣになる。
【００２９】
第２の反転回路１８の出力電圧ＶＧ４は、第１の反転回路の出力電圧ＶＧ３に対して位相がほぼ１８０度ずれた信号であり、第１の反転回路１７の出力電圧ＶＧ３とほぼ同様に波高値がＶＣ、デューティ比がＤである。電圧ＶＧ４が第３のコンデンサ３３により直流成分がカットされて、第２の駆動トランスの１次巻線３４ａには振幅Ｖｃ、デューティ比Ｄ、ピーク電圧ＶＣ×（１−Ｄ）の電圧（電圧ＶTに対して位相がほぼ１８０度ずれた信号）が印加される。第２の駆動トランスの１次巻線３４ａと２次巻線３４ｂの巻数比は１：１であるので、第２の駆動トランスの２次巻線３４ｂに発生する電圧も振幅Ｖｃ、デューティ比Ｄ、ピーク電圧ＶＣ×（１−Ｄ）になる。
第２の駆動トランスの２次巻線３４ｂと第４のコンデンサ３５と第３のダイオード３６と第３の抵抗３７とは直列に接続されている。
【００３０】
第２の反転回路１８の出力電圧ＶＧ４がハイレベルである時、第２の駆動トランスの２次巻線３４ｂにハイレベルが誘起されて、第４のコンデンサ３５及び第４のダイオード３８を介して第２の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略ＶＣ）が供給される。
第８のドライブ回路４０は、第４の抵抗３９を介して信号ＶＳＧ２を入力し、同一波形の信号（他の第２のスイッチング信号）を第１の同期整流素子８のゲート端子に入力する（信号ＶＧ４がハイレベルである時、第１の同期整流素子８が導通する。）。
【００３１】
第４のコンデンサ３５、第３のダイオード３６及び第３の抵抗３７はクランプ回路を構成する。第２の反転回路１８の出力電圧ＶＧ４が０Ｖである時、第２の駆動トランスの２次巻線３４ｂに誘起される負電圧により第３のダイオード３６及び第３の抵抗３７を介して第４のコンデンサ３５が充電され、第４のコンデンサ３５の出力電圧（第３のダイオード３６のカソードの電位）を一定電圧（ＧＮＤレベル）にクランプする。第２の駆動トランスの２次巻線３４ｂは振幅Ｖｃ、デューティ比Ｄ、ピーク電圧ＶＣ×（１−Ｄ）の電圧（電圧ＶTに対して位相がほぼ１８０度ずれた信号）を出力し、第４のコンデンサ３５の出力電圧（第３のダイオード３６のカソードの電位）の波高値はＶｃ（図２（ｇ））になる。
第２のダイオード２９、第４のダイオード３８及び第２の平滑コンデンサ４１は、第２の補助電源を構成する。
【００３２】
第３の抵抗３７のインピーダンス値を小さくして、第４のコンデンサ３５と第３の抵抗３７との充電時定数を、第２の反転回路１８の出力電圧ＶＧ４がハイレベルである時の第４のコンデンサ３５の放電時定数（その放電時定数は、第４のコンデンサ３５、第４の抵抗３９、第８のドライブ回路４０、第４のダイオード３８及びこれに接続される負荷により定められる。）より十分小さく設定する。これにより第３のダイオード３６のカソード電圧の最低電圧（第２の反転回路１８の出力電圧ＶＧ４が０Ｖである時の電圧）は、略０Ｖにクランプされる。第２の反転回路１８の出力電圧ＶＧ４がハイレベルである時の第３のダイオード３６のカソード電圧は、略ＶＣになる。
【００３３】
第１のコンデンサ２４、第２のコンデンサ２６、第３のコンデンサ３３、第４のコンデンサ３５の容量Ｃは、第２のコンデンサ２６の出力電圧（第１のダイオード２７のカソードの電位。図２の（ｆ））及び第４のコンデンサ３５の出力電圧（第３のダイオード３６のカソードの電位）。図２（ｇ））の平坦部が略平坦度を維持できる下限Ｃｌｏｗより大きく、起動時に第１の駆動トランス２５及び第２の駆動トランス３４が飽和しない上限Ｃｈｉｇｈより小さい値に設定する。Ｃｌｏｗ＜Ｃ＜Ｃｈｉｇｈ
起動前の第１〜第４のコンデンサ２４、２６、３３、３５の初期電圧はゼロである。補助電源１４が起動した後、第１及び第３のコンデンサ２４、３３はＶｃに充電される。更にＰＷＭ制御回路１５の発振が開始する。ＰＷＭ制御回路１５の発振が安定状態に達し、その時のＶＧ３及びＶＧ４のデューティ比をＤとすると、ＶＣ×Ｄの電圧が各々のコンデンサに印加される。起動後から安定状態に達するまでの第１〜第４のコンデンサ２４、２６、３３、３５の電圧変化に伴う充放電電流は、全て第１及び第２の駆動トランス２５、３４の１次巻線及び２次巻線を介して流れる。この電流が大きくなると、第１及び第２の駆動トランス２５、３４が飽和する。第１〜第４のコンデンサの容量を上限Ｃｈｉｇｈ以下に設定することにより、起動時の電圧変化に起因する電流を小さくすることが出来、第１及び第２の駆動トランス２５、３４の飽和を回避できる。
【００３４】
初期状態（起動時等）で、ＰＷＭ制御回路１５の出力電圧が０からＶＣに増加する時（最初のパルス印加時）、第１のコンデンサ２４及び第３のコンデンサ３３に印加される電圧はＶＣである。初期状態において、第２のコンデンサ２６及び第４のコンデンサ３５の印加電圧は０である。初期状態から最初のパルスが印加されると、第１のコンデンサ２４の電圧は、第１の抵抗２８を通して第２のコンデンサ２６に充電される。第１の抵抗２８がなければ、第１の駆動トランス２５の漏れインダクタンスと第２のコンデンサ２６とが共振して第１の駆動トランス２５の２次巻線にサージ電圧が発生し、第２のコンデンサ２６を過大な電圧で充電して、第１のダイオード２７のカソード電圧を上昇させる恐れがある。第１の抵抗２８は、第１の駆動トランス２５の漏れインダクタンスと第２のコンデンサ２６との共振を抑圧し、第２のコンデンサ２６が過大な電圧で充電されないようにする効果がある。
同様に、第３の抵抗３７は、第２の駆動トランス３４の漏れインダクタンスと第４のコンデンサ３５との共振を抑圧し、第４のコンデンサ３５が過大な電圧で充電されないようにする効果がある。
又、起動時に、第２及び第４のコンデンサ２６、３５の充電電流が、それぞれ第１及び第３の抵抗２８、３７を流れる故に、第１及び第３のダイオード２７、３６のアノード電圧が負レベルになる（第１及び第３の抵抗２８、３７の値及び充電電流が大きい程、負レベルの絶対値は大きい。）。第１の駆動トランス２５の漏れインダクタンスと第２のコンデンサ２６とが共振して、第２のコンデンサ２６が多少過大な電圧に充電されたとしても、第１の抵抗２８により第１のダイオード２７のアノード電圧が低くされる故に、確実に第２の同期整流素子９をオフにできる。同様に、第２の駆動トランス３４の漏れインダクタンスと第４のコンデンサ３５とが共振して、第４のコンデンサ３５が多少過大な電圧に充電されたとしても、第３の抵抗３７により第３のダイオード３６のアノード電圧が低くされる故に、確実に第１の同期整流素子８をオフにできる。これにより、安全確実に、スイッチング電源装置を起動することが出来る。
【００３５】
もし第１の抵抗２８がなければ、ＰＷＭ制御回路１５の出力電圧がＶＣから０Ｖに変化する時、第２のコンデンサ２６及び第１のダイオード２７に大電流が流れる。第１の抵抗２８は、第２のコンデンサ２６及び第１のダイオード２７に流れる電流を制限し、第２のコンデンサ２６及び第１のダイオード２７が破壊すること及びこれらの素子の寿命が縮むことを防止する効果がある。第３の抵抗３７も同様の働きを有する。
【００３６】
第１の検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４３は、出力端子１２ａ−１２ｂの電圧（スイッチング電源装置１０１の出力電圧）を入力し、２つの抵抗によって分割した電圧を出力する。誤差増幅器４５は、分割された電圧と基準電圧４４とを入力し、両者の差分信号（誤差信号）を増幅し、フォトカプラ（発光ダイオード）１６ａを駆動する。発光ダイオード１６ａの入力電流は、誤差増幅器４５と制限抵抗４６とに基づいて定められる。第１の検出抵抗４２、第２の検出抵抗４３、基準電圧４４、誤差増幅器４５等は検出手段である。
スイッチング電源装置１０１の出力電圧は誤差増幅器４５と発光ダイオード１６ａと基準電圧４４とを動作させるには低すぎる電圧である。第２のダイオード２９、第４のダイオード３８及び第２の平滑コンデンサ４１は、スイッチング信号を用いて、これらの回路に安定な電圧を供給している。
【００３７】
以上のように接続されたスイッチング電源装置に付いて、図２の動作波形を参照して、動作説明を行う。図２において、（ａ）はＰＷＭ制御回路１５から出力され第１のドライブ回路１９を介して第１のスイッチング素子３を駆動するＰＷＭ信号ＶＧ１の波形を示す。（ｂ）は同様に第３のスイッチング素子５のＰＷＭ信号ＶＧ２の波形を示す。（ｃ）は第２のスイッチング素子４のＰＷＭ信号ＶＧ３（ＰＷＭ信号ＶＧ１の反転信号）の波形を示している。（ｄ）は第４のスイッチング素子６のＰＷＭ信号ＶＧ４（ＰＷＭ信号ＶＧ２の反転信号）の波形を示す。（ｅ）は第１の駆動トランスの１次巻線２５ａに印加される電圧ＶＴの波形を示す。（ｆ）は第１のダイオード２７のカソード電圧ＶＳＧ１の波形を示す。（ｇ）は第３のダイオード３６のカソード電圧ＶＳＧ２を示す。
【００３８】
補助電源１４は、入力端子２ａ−２ｂに印加される電圧（変動する電圧である。）を入力し、安定化した電源電圧をＰＷＭ制御回路１５と第１〜６のドライブ回路に供給する。ＰＷＭ制御回路１５は、フォトトランジスタ１６ｂの電流によりＰＷＭ信号ＶＧ１及びＶＧ２を発生する。第１のスイッチング素子３がＯＮの時に（ＶＧ１がハイレベルである時に導通する。）、第４のスイッチング素子６もＯＮであるので（ＶＧ２の反転信号であるＶＧ４がハイレベルである時に導通する。）、トランス７の１次巻線７ａに入力電圧が印加される。この時トランスの第２の２次巻線７ｃに電圧が発生し、導通した第１の同期整流素子８（ＶＧ４がハイレベルである時に導通する。）を介して平滑回路１０、１１に電圧が印加される。
【００３９】
第１のスイッチング素子３がＯＦＦになり（ＶＧ１がロウレベルである時に遮断状態になる。）且つ第３のスイッチング素子５もＯＦＦである時（ＶＧ２がロウレベルである時に遮断状態になる。）、第２のスイッチング素子４がＯＮとなり（ＶＧ１の反転信号であるＶＧ３がハイレベルである時に導通する。）、第４のスイッチング素子６もＯＮとなる（ＶＧ２の反転信号であるＶＧ４がハイレベルである時に導通する。）。第２のスイッチング素子４及び第４のスイッチング素子６が導通することにより、トランスの１次巻線７ａは短絡される。インダクタンス素子１０の電流は第１の同期整流素子８（ＶＧ４がハイレベルである時に導通する。）と第２の同期整流素子９（ＶＧ３がハイレベルである時に導通する。）を介して、トランスの２次巻線を分割して流れる。この時、第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９は通常の導通状態である故に、その内部抵抗は小さい。
【００４０】
第４のスイッチング素子６がＯＦＦして（ＶＧ２の反転信号であるＶＧ４がロウレベルである時に遮断状態になる。）第３のスイッチング素子５がＯＮすると（ＶＧ２がハイレベルである時に導通する。）、第２のスイッチング素子４がＯＮである故に（ＶＧ１の反転信号であるＶＧ３がハイレベルである時に導通する。）、トランスの１次巻線７ａに入力電圧が逆向きに印加される。これによりトランスの第１の２次巻線７ｂに逆向きに電圧が印加され、導通した第２の同期整流素子９（ＶＧ３がハイレベルである時に導通する。）を介して、平滑回路１０、１１に電圧が印加される。
【００４１】
第３のスイッチング素子５がＯＦＦになり（ＶＧ２がロウレベルである時に遮断状態になる。）且つ第１のスイッチング素子３もＯＦＦである時（ＶＧ１がロウレベルである時に遮断状態になる。）、第４のスイッチング素子６がＯＮとなり（ＶＧ２の反転信号であるＶＧ４がハイレベルである時に導通する。）、第２のスイッチング素子４もＯＮとなる（ＶＧ１の反転信号であるＶＧ３がハイレベルである時に導通する。）。第２のスイッチング素子４及び第４のスイッチング素子６が導通することにより、トランスの１次巻線７ａが短絡され、インダクタンス素子１０の電流は第１の同期整流素子８（ＶＧ４がハイレベルである時に導通する。）と第２の同期整流素子９（ＶＧ３がハイレベルである時に導通する。）を介して、トランスの第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃを分割して流れる。
【００４２】
図２（ａ）〜（ｇ）の破線は、デューティ比が小さい時の各部波形を示す。
本回路ではトランスの１次巻線７ａに電流を流さない期間（トランスのエネルギーを保持する期間。例えば図２において、第１及び第４のスイッチング素子３及び６をＯＮする期間と、第２及び第４のスイッチング素子４及び６をＯＮする期間との間（Ｔ１のタイミングの近傍）に設けられた、第４のスイッチング素子６のみをＯＮする短い期間）に第２のスイッチング素子４及び第４のスイッチング素子６に寄生的に存在する容量に残存するエネルギーを放出させる。第２及び第４のスイッチング素子４及び６の寄生容量を放電してトランスの１次巻線７ａの印加電圧が０になった後、第２及び第４のスイッチング素子４及び６を短絡する。これにより、これらの素子がターンＯＮする時のスイッチング損失を低減できる。
第２及び第４のスイッチング素子４及び６を短絡する期間に第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９が導通する故に、インダクタンス素子１０の電流が第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９を低い内部抵抗で流れる。従来のスイッチング電源装置においては、トランス７に電流が流れない期間に電流が同期整流素子のボディダイオードを流れた故に、ボディダイオードでの損失が大きかった（例えば１Ｖの電位降下が生じた。）。本発明のスイッチング電源装置は、高効率のスイッチング電源装置を実現する。
【００４３】
《実施例２》
図３、４を用いて、本発明の実施例２のスイッチング電源装置を説明する。図３は実施例２のスイッチング電源装置３０１の回路構成を示す。図４は、実施例２のスイッチング電源装置３０１の各部波形を示す。実施例２のスイッチング電源装置３０１は、１次側回路と２次側回路とが相互に絶縁されている。図３において１は入力直流電圧であり、３０１はスイッチング電源装置であり、１３は負荷である。図３において、図１と同一のブロックには同一の符号を付している。実施例２のスイッチング電源装置３０１が実施例１のスイッチング電源装置１０１（図１）と異なる回路構成部分を詳しく説明する。
スイッチング電源装置３０１において、２ａ−２ｂは入力端子である。２ｂは１次側のＧＮＤ端子である。トランス７は、１次巻線７ａと第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとを有する。
【００４４】
フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。
第１の検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４３は、出力端子１２ａ−１２ｂの電圧（スイッチング電源装置３０１の出力電圧）を入力し、２つの抵抗によって分割した電圧を出力する。誤差増幅器４５は、分割された電圧と基準電圧４４とを入力し、両者の差分信号（誤差信号）を増幅し、発光ダイオード１６ａを駆動する。発光ダイオード１６ａの入力電流は、誤差増幅器４５と制限抵抗４６とに基づいて定められる。第１の検出抵抗４２、第２の検出抵抗４３、基準電圧４４、誤差増幅器４５等は検出手段である。
【００４５】
ＰＷＭ制御回路１５は、フォトトランジスタ１６ｂの出力電流に基づいてＰＷＭ信号ＶＧ１及びＶＧ２を発生する。第１の反転回路１７及び第２の反転回路１８は、ＰＷＭ信号ＶＧ１及びＶＧ２を入力し、反転したＰＷＭ信号ＶＧ３及びＶＧ４を出力する。第１、第２、第３及び第４のドライブ回路１９〜２２は、入力されるＰＷＭ信号ＶＧ１、ＶＧ３（ＰＷＭ信号ＶＧ１の反転信号）、ＶＧ２及びＶＧ４（ＰＷＭ信号ＶＧ２の反転信号）に基づいて第１〜第４のスイッチング素子（スイッチング手段）３〜６を駆動し、トランスの１次巻線７ａに電流を流す。
【００４６】
ＰＷＭ信号ＶＧ１がハイレベルになる時、第１のドライブ回路１９が第１のスイッチング素子３をＯＮにする。ＰＷＭ信号ＶＧ４がハイレベルになる時、第４のドライブ回路２２が第４のスイッチング素子６をＯＮにする。第１のスイッチング素子３及び第４のスイッチング素子６がＯＮになる時、１次巻線７ａに図３で左から右の方向に電流ＩＰが流れる。
ＰＷＭ信号ＶＧ２がハイレベルになる時、第３のドライブ回路２１が第３のスイッチング素子５をＯＮにする。ＰＷＭ信号ＶＧ３がハイレベルになる時、第２のドライブ回路２０が第２のスイッチング素子４をＯＮにする。第３のスイッチング素子５及び第２のスイッチング素子４がＯＮになる時、１次巻線７ａに図３で右から左の方向に電流ＩＰが流れる。
【００４７】
第１の２次巻線７ｂと第２の２次巻線７ｃとは直列に接続される。第１の２次巻線７ｂの１端と第２の２次巻線７ｃの１端とが相互に接続されており、第１の２次巻線７ｂの他端は第２の同期整流素子９（スイッチング整流手段。ＭＯＳＦＥＴ）のドレインに接続されており、第２の２次巻線７ｃの他端は第１の同期整流素子８（スイッチング整流手段。ＭＯＳＦＥＴ）のドレインに接続されている。第１の同期整流素子８のソース及び第２の同期整流素子９のソースは、２次側のＧＮＤ線に接続されている。
インダクタンス素子１０と平滑コンデンサ１１とを直列に接続して構成された平滑回路は、トランスの２次巻線７ｂ及び７ｃの接続点と、２次側のＧＮＤ線とに接続される。
１２ａ−１２ｂは出力端子である。１２ｂは２次側のＧＮＤ端子である。
補助電源１４は、入力端子２ａ−２ｂに印加される電圧（変動する電圧である。）を入力し、安定化した電源電圧をＰＷＭ制御回路１５と第１〜６のドライブ回路に供給する。
上記の回路の構成及び動作は、実施例１と同様である。
【００４８】
駆動トランス３０２は、１次巻線３０２ａ、第１の２次巻線３０２ｂ、第２の２次巻線３０２ｃを有し、１次巻線３０２ａと第１の２次巻線３０２ｂと第２の２次巻線３０２ｃとの巻数比は１：１：１である。
第５のドライブ回路２３はＰＷＭ信号ＶＧ１を入力する。第６のドライブ回路３２はＰＷＭ信号ＶＧ２を入力する。第５のドライブ回路２３及び第６のドライブ回路３２は、それぞれ駆動トランスの１次巻線３０２ａと第１のコンデンサ３０３との直列回路の両端に接続されており、駆動トランスの１次巻線３０２ａを駆動する。
駆動トランスの１次巻線３０２ａに印加される信号は、補助電源１４が出力する安定な電圧を使用することにより、一定の振幅（入力電圧等の変動を受けない。）を有する。
【００４９】
ＰＷＭ信号ＶＧ１及びＶＧ２の波高値をそれぞれＶＣ、デューティ比をＤとする（ＶＧ１及びＶＧ２の位相は互いに１８０度ずれている。図４（ａ）及び（ｂ）参照）。駆動トランスの１次巻線３０２ａの出力信号ＶＴ（駆動トランスの第１の２次巻線３０２ｂの出力信号でもある。）は、図４（ｃ）に示す波形となり（波高値は±ＶＣ）、駆動トランスの第２の２次巻線３０２ｃの出力信号ＶＴＳ１は、信号ＶＴの反転信号となる（図４（ｄ）参照）。
第１の２次巻線３０２ｂの出力信号ＶＴは、第１のダイオード３０４及び第３の反転回路３０５に入力される。第２の２次巻線３０２ｃの出力信号ＶＴＳ１は、第２のダイオード３０８及び第４の反転回路３０９に入力される。
【００５０】
第１の２次巻線３０２ｂの出力信号ＶＴがハイレベルである時、第１のダイオード３０４を介して第２の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略ＶＣ）が供給される。同様に、第２の２次巻線３０２ｃの出力信号ＶＴＳ１がハイレベルである時、第２のダイオード３０８を介して第２の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略ＶＣ）が供給される。第１のダイオード３０４、第２のダイオード３０８及び第２の平滑コンデンサ４１は、第２の補助電源を構成する。
第３の反転回路３０５は、信号ＶＳＧ１（ＰＷＭ信号ＶＧ１の反転信号。図４（ｅ）参照）を出力する。第４の反転回路３０９は、信号ＶＳＧ２（ＰＷＭ信号ＶＧ２の反転信号。図４（ｆ）参照）を出力する。
【００５１】
第７のドライブ回路３０７は、第１の抵抗３０６を介して信号ＶＳＧ１を入力し、同一波形の信号（第２のスイッチング信号）を第２の同期整流素子９のゲート端子に入力する（信号ＶＳＧ１がハイレベルである時、第２の同期整流素子９が導通する。）。実施例２における信号ＶＳＧ１の波形（図４（ｅ））は、実施例１における信号ＶＳＧ１の波形（図２（ｆ））と同一である。
第８のドライブ回路３１１は、第２の抵抗３１０を介して信号ＶＳＧ２を入力し、同一波形の信号（他の第２のスイッチング信号）を第１の同期整流素子８のゲート端子に入力する（信号ＶＳＧ２がハイレベルである時、第１の同期整流素子８が導通する。）。実施例２における信号ＶＳＧ２の波形（図４（ｆ））は、実施例１における信号ＶＳＧ２の波形（図２（ｇ））と同一である。
実施例２のスイッチング電源装置によれば、実施例１のスイッチング電源装置と同様の効果が得られる。即ち、実施例２のスイッチング電源装置において、その出力電圧は誤差増幅器４５と発光ダイオード１６ａと基準電圧４４とを動作させるには低すぎる電圧である。第１のダイオード３０４、第２のダイオード３０８及び第２の平滑コンデンサ４１は、スイッチング信号を用いて、これらの回路に安定な電圧を供給している。
【００５２】
実施例２のスイッチング電源装置によれば、第２のスイッチング素子４及び第４のスイッチング素子６がターンＯＮする時のスイッチング損失を低減できる。又、トランス７に電流が流れない期間にインダクタンス素子１０の電流が第１の同期整流素子８及び第２の同期整流素子９（いずれも導通状態である。）を低い内部抵抗で流れる故に、高効率のスイッチング電源装置を実現する。
実施例２の回路構成では、駆動トランスの磁気回路が１つになるので、実施例１の回路よりも、小型化が可能である。
図４（ａ）〜（ｆ）の破線は、デューティ比が小さい時の各部波形を示す。
【００５３】
《実施例３》
図５、６を用いて、フォワード型の構成を有する本発明の実施例３のスイッチング電源装置を説明する。図５は実施例３のスイッチング電源装置５０１の回路構成を示す。図６は、実施例３のスイッチング電源装置の各部波形を示す。実施例３のスイッチング電源装置は、１次側回路と２次側回路とが相互に絶縁されている。図５において１は入力直流電圧であり、５０１はスイッチング電源装置であり、１３は負荷である。図５において、図１と同一のブロックには同一の符号を付している。実施例３のスイッチング電源装置５０１において、２ａ−２ｂは入力端子である。２ｂは１次側のＧＮＤ端子である。トランス５０３は、１次巻線５０３ａと２次巻線５０３ｂとを有する。
【００５４】
フォトカプラ１６は、発光ダイオード１６ａと、発光ダイオード１６ａの発光光量に応じた電流を出力するフォトトランジスタ１６ｂとを有する。
第１の検出抵抗４２及び第２の検出抵抗４３は、出力端子１２ａ−１２ｂの電圧（スイッチング電源装置３０１の出力電圧）を入力し、２つの抵抗によって分割した電圧を出力する。誤差増幅器４５は、分割された電圧と基準電圧４４とを入力し、両者の差分信号（誤差信号）を増幅し、発光ダイオード１６ａを駆動する。発光ダイオード１６ａの入力電流は、誤差増幅器４５と制限抵抗４６とに基づいて定められる。第１の検出抵抗４２、第２の検出抵抗４３、基準電圧４４、誤差増幅器４５等は検出手段である。
【００５５】
トランスの１次巻線５０３ａとスイッチング素子５０２（スイッチング手段）との直列回路は、入力端子２ａ−２ｂに接続される。
ＰＷＭ制御回路５０６は、フォトトランジスタ１６ｂの出力電流に基づいてＰＷＭ信号ＶＧ（図６（ａ））を発生する。ＰＷＭ信号ＶＧは、第１のドライブ回路１９及び第２のドライブ回路５０７に入力される。第１のドライブ回路１９は、入力されるＰＷＭ信号ＶＧに基づいてスイッチング素子５０２を駆動し、トランスの１次巻線５０３ａに電流を流す。スイッチング素子５０２及びトランスの１次巻線５０３ａに流れる電流の波形ＩＤ１を、図６（ｂ）に示す。
【００５６】
トランスの２次巻線５０３ｂの１端は、第１の同期整流素子５０４（スイッチング整流手段。ＭＯＳＦＥＴ）のドレインに接続されている。トランスの２次巻線５０３ｂの他端は、第２の同期整流素子５０５（ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン及びインダクタンス素子１０に接続されている。第１の同期整流素子５０４のソース及び第２の同期整流素子５０５のソースは、２次側のＧＮＤ線に接続されている。
インダクタンス素子１０と平滑コンデンサ１１とを直列に接続して構成された平滑回路は、トランスの２次巻線５０３ｂの他端と、２次側のＧＮＤ線とに接続される。
１２ａ−１２ｂは出力端子である。１２ｂは、２次側のＧＮＤ端子である。
補助電源１４は、入力端子２ａ−２ｂに接続され、１次側の制御回路に必要な安定化電圧ＶＣを発生する。
【００５７】
ＰＷＭ制御回路５０６は、フォトトランジスタ１６ｂに流れる電流を基に、ＰＷＭ信号ＶＧを発生する。第１のドライブ回路１９は、ＰＷＭ信号ＶＧに基づいてスイッチング素子５０２を駆動する。スイッチング素子５０２が導通する時、トランスの１次巻線５０３ａに電流が流れる。
駆動トランス５０９は、１次巻線５０９ａと２次巻線５０９ｂとを有し、１次巻線５０９ａと２次巻線５０９ｂとの巻数比は１：１である。第２のドライブ回路５０７は、ＰＷＭ信号ＶＧを入力して、第１のコンデンサ５０８を介して、駆動トランスの１次巻線５０９ａに電流を流す。
駆動トランスの１次巻線５０９ａに印加される信号は、補助電源１４が出力する安定な電圧を使用することにより、一定の振幅（入力電圧等の変動を受けない。）を有する。
【００５８】
ＰＷＭ信号ＶＧの波高値をＶＣ、デューティ比をＤとする（図６（ａ）参照）。第１のダイオード５１１のカソード電圧ＶＳＧ１は、波高値がＶＣ、デューティ比がＤになる（図６（ｃ）参照）。２次巻線５０９ｂの出力信号は、第２のコンデンサ５１０を介して、第１のダイオード５１１、第２のダイオード５１３、第３のドライブ回路５１５（第２の抵抗５１４を介する。）、及び反転回路５１６に入力される。
【００５９】
第１のダイオード５１１のカソード電圧ＶＳＧ１（２次巻線５０９ｂから出力された信号）がハイレベルである時、第２のダイオード５１３を介して第２の平滑コンデンサ４１がピーク充電されて、基準電圧４４、誤差増幅器４５、フォトカプラ１６に２次側安定化電源電圧（略ＶＣ）が供給される。第２のダイオード５１３及び第２の平滑コンデンサ４１は、第２の補助電源を構成する。
第２のコンデンサ５１０、第１のダイオード５１１及び第１の抵抗５１２はクランプ回路を構成する。ＰＷＭ信号ＶＧが０Ｖである時、駆動トランスの２次巻線５０９ｂに誘起される負電圧により第１のダイオード５１１及び第１の抵抗５１２を介して第２のコンデンサ５１０が充電され、第２のコンデンサ５１０の出力電圧（第１のダイオード５１１のカソードの電位）を一定電圧（ＧＮＤレベル）にクランプする。
反転回路５１６は、信号ＶＳＧ１を入力し、その反転信号ＶＳＧ２（図６（ｅ）参照）を出力する。
【００６０】
第３のドライブ回路５１５は、第２の抵抗５１４を介して信号ＶＳＧ１を入力し、同一波形の信号（第２のスイッチング信号）を第１の同期整流素子５０４のゲート端子に入力する。スイッチング素子５０２と第１の同期整流素子５０４とは同期してＯＮ／ＯＦＦする。第１の同期整流素子５０４には、図６（ｄ）に示す電流ＩＳ１が流れる。
第４のドライブ回路５１８は、第３の抵抗５１７を介して信号ＶＳＧ２を入力し、同一波形の信号（他の第２のスイッチング信号）を第２の同期整流素子５０５のゲート端子に入力する。スイッチング素子５０２と第２の同期整流素子５０５とは相補的にＯＮ／ＯＦＦする。第２の同期整流素子５０５には、図６（ｆ）に示す電流ＩＳ２が流れる。
【００６１】
図６の動作波形図を参照して、実施例３のスイッチング電源装置の動作を説明する。時刻Ｔ０でＰＷＭ信号ＶＧ（図６（ａ））がハイレベルになり、スイッチング素子５０２がＯＮする。同時に、第１の同期整流素子５０４は、ＰＷＭ信号ＶＧと同期した立ち上がりタイミング及び立ち下がりタイミングを有する信号ＶＳＧ１（図６（ｃ））を入力して、ＯＮする。トランスの１次巻線５０３ａに電流ＩＤ１（図６（ｂ））が流れる。スイッチング素子５０２と第１の同期整流素子５０４とが同一のタイミングでＯＮするので、トランスの１次巻線５０３ａに入力電圧が印加された時に、トランスの２次巻線５０３ｂに誘起される電圧がインダクタンス素子１０及び平滑コンデンサ１１に印加される。トランスの２次巻線５０３ｂ及び第１の同期整流素子５０４には、電流ＩＳ１（図６（ｄ））が流れる。
この時第２の同期整流素子５０５のゲート電圧ＶＳＧ２はロウレベルである故に（図６（ｅ））、第２の同期整流素子５０５はＯＦＦとなる。
【００６２】
時刻Ｔ１でＰＷＭ信号ＶＧが０Ｖになると、スイッチング素子５０２はＯＦＦになる。同時に第１の同期整流素子５０４がターンＯＦＦし、第２の同期整流素子５０５がターンＯＮする。インダクタンス素子１０が出力する電流ＩＳ２は、第２の同期整流素子５０５を通って流れる（図６（ｆ））。第２の同期整流素子５０５は導通状態である故に、その内部抵抗は小さい。
【００６３】
実施例３のスイッチング電源装置によれば、実施例１のスイッチング電源装置と同様の効果が得られる。即ち、実施例３のスイッチング電源装置において、その出力電圧は誤差増幅器４５と発光ダイオード１６ａと基準電圧４４とを動作させるには低すぎる電圧である。第２のダイオード５１３及び第２の平滑コンデンサ４１は、スイッチング信号ＶＧを用いて、これらの回路に安定な電圧を供給している。
実施例３のスイッチング電源装置によれば、トランスの１次巻線５０３ａに電流が流れない期間に、インダクタンス素子１０の電流が第２の同期整流素子５０５を低い内部抵抗で流れる故に、高効率のスイッチング電源装置を実現する。
実施例３のスイッチング電源装置によれば、実施例１のスイッチング電源装置と同様の効果が得られる。
【００６４】
実施例３においては、ＰＷＭ信号ＶＧ（ＰＷＭ制御回路５０６の出力信号）を用いて駆動トランス５０９を駆動した。これに代えて、ＰＷＭ信号ＶＧの反転信号を駆動トランスの１次側で作り、実施例１で示した回路と同様に２つの駆動トランスを用いて、ＰＷＭ信号ＶＧとＶＧの反転信号とをそれぞれ２次側に伝達し、第１の同期整流素子５０４と第２の同期整流素子５０５をそれぞれ駆動しても同様の効果が得られる。
【００６５】
【発明の効果】
本発明によれば、１次側に発生した安定な電圧を利用し且つスイッチング素子のスイッチング信号に同期した信号等を２次側に伝達することにより、同期整流素子の駆動を適切に駆動する第２のスイッチング信号を生成し、且つ検出手段等を動作させる安定な電源電圧を２次側に発生するスイッチング電源装置を実現できるという有利な効果が得られる。スイッチング電源装置の出力電圧が低く、出力電圧をそのまま電源としたのでは検出手段等が動作しない場合でも、検出手段と同期整流素子を安定に駆動する簡単な構成のスイッチング電源装置を実現できる。
【００６６】
本発明によれば、トランスに電流が流れる期間のみならずトランスに電流が流れない期間にも同期整流素子を適切に導通状態にして低い内部抵抗で電流を流すことにより、高効率のスイッチング電源装置を実現できるという有利な効果が得られる。
トランスの１次側に電流が流れていない期間において、スイッチング素子に寄生的に存在する容量の放電をすることにより、これらの素子がターンＯＮする時のスイッチング損失を低減できる。
特に場合には、トランスの巻線からのみでは十分な駆動タイミングは得られないブリッジ形のスイッチング電源装置においても、本発明により、高い出力効率が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路構成図
【図２】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の動作波形図
【図３】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路構成図
【図４】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の動作波形図
【図５】本発明の実施例３のスイッチング電源装置の回路構成図
【図６】本発明の実施例３のスイッチング電源装置の動作波形図
【図７】従来例のスイッチング電源装置の回路構成図
【図８】従来例のスイッチング電源装置の動作波形図
【符号の説明】
１      入力直流電源
２ａ−２ｂ  入力端子
３      第１のスイッチング素子
４      第２のスイッチング素子
５      第３のスイッチング素子
６      第４のスイッチング素子
７      トランス
８      第１の同期整流素子
９      第２の同期整流素子
１０    インダクタンス素子
１１    平滑コンデンサ
１２ａ−１２ｂ  出力端子
１３    負荷
１４    補助電源
１５    ＰＷＭ制御回路
１６    フォトカプラ
１７    第１の反転回路
１８    第２の反転回路
１９    第１のドライブ回路
２０    第２のドライブ回路
２１    第３のドライブ回路
２２    第４のドライブ回路
２３    第５のドライブ回路
２４    第１のコンデンサ
２５    第１の駆動トランス
２６    第２のコンデンサ
２７    第１のダイオード
２８    第１の抵抗
２９    第２のダイオード
３０    第２の抵抗
３１    第７のドライブ回路
３２    第６のドライブ回路
３３    第３のコンデンサ
３４    第２の駆動トランス
３５    第４のコンデンサ
３６    第３のダイオード
３７    第３の抵抗
３８    第４のダイオード
３９    第４の抵抗
４０    第８のドライブ回路
４１    第２の平滑コンデンサ
４２    第１の検出抵抗
４３    第２の検出抵抗
４４    基準電圧
４５    誤差増幅器
４６    制限抵抗
１０１、３０１、５０１、７０１    スイッチング電源装置
３０２  駆動トランス
３０３  第１のコンデンサ
３０４  第１のダイオード
３０５  第３の反転回路
３０６  第１の抵抗
３０７  第７のドライブ回路
３０８  第２のダイオード
３０９  第４の反転回路
３１０  第２の抵抗
３１１  第８のドライブ回路
５０２  スイッチング素子
５０３  トランス
５０４  第１の同期整流素子
５０５  第２の同期整流素子
５０６  ＰＷＭ制御回路
５０７  第２のドライブ回路
５０８  第１のコンデンサ
５０９  駆動トランス
５１０  第２のコンデンサ
５１１  第１のダイオード
５１２  第１の抵抗
５１３  第２のダイオード
５１４  第２の抵抗
５１５  第３のドライブ回路
５１６  反転回路
５１７  第３の抵抗
５１８  第４のドライブ回路
７０２  トランス
７０３  補助電源
７０４  ＰＷＭ制御回路
７０５  補助トランス
７０６  ダイオード
７０７  スイッチング素子
７０８  ダイオード
７０９  平滑コンデンサ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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