(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
多数のビーム形成チャネル（３５）および該多数のビーム形成チャネルにそれぞれ結合された多数の入力を持つ加算器（３６）を有するビーム形成装置において、前記加算器の出力に接続された入力を持つ複素ＦＩＲフィルタ回路を含むことを特徴とし、該複素ＦＩＲフィルタ回路段が、第１のサンプリング速度でクロック作動され、各々のサンプリング期間に、入力のディジタル・サンプル流から導き出したそれぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルを出力する複数の出力を持つ第１のレジスタ・パイプライン（１０８）、少なくとも１つ置きのサンプリング期間に、前記第１のレジスタ・パイプラインから出力された前記複数の相次ぐディジタル・サンプルに第１組の複素フィルタ係数を適用することによって導き出した同相フィルタリング済みディジタル・サンプルおよび直角位相フィルタリング済みディジタル・サンプルを出力する第１のフィルタリング手段（１１０，１１２）、前記第１のサンプリング速度よりも低い第２サンプリング速度でクロック作動され、各々のサンプリング期間に、前記第１のフィルタリング手段から出力された前記同相フィルタリング済みディジタル・サンプルから導き出したそれぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルを出力する複数の出力を持つ第２のレジスタ・パイプライン（１１４）、前記第２サンプリング速度でクロック作動され、各々のサンプリング期間に、前記第１のフィルタリング手段から出力された前記直角位相フィルタリング済みディジタル・サンプルから導き出したそれぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルを出力する複数の出力を持つ第３のレジスタ・パイプライン（１１６）、並びに少なくとも１つ置きのサンプリング期間に、前記第２のレジスタ・パイプラインから出力された前記複数の相次ぐディジタル・サンプルと前記第３のレジスタ・パイプラインから出力された前記複数の相次ぐディジタル・サンプルとに第２組の複素フィルタ係数を適用することによって導き出した同相フィルタリング済みディジタル・サンプルおよび直角位相フィルタリング済みディジタル・サンプルを出力する第２のフィルタリング手段（１１８，１２０）を有している、ビーム形成装置。
【請求項２】
前記第１のフィルタリング手段が、前記第１組の複素フィルタ係数から導き出した第１組のビット・シフトおよび／または反転値に従って、前記第１のレジスタ・パイプラインから出力された前記複数の相次ぐディジタル・サンプルをビット・シフトおよび／または反転する第１のシフト／反転手段（１４２）、並びに前記第１のシフト／反転手段から出力された前記シフト／反転されたディジタル・サンプルを加算する第１の加算手段（１４４）を有すること、を特徴とする請求項１記載のビーム形成装置。
【請求項３】
前記第１のフィルタリング手段が、更に、前記第１組の複素フィルタ係数から導き出した第２組のビット・シフトおよび／または反転値に従って、前記第１のレジスタ・パイプラインから出力された前記複数の相次ぐディジタル・サンプルをビット・シフトおよび／または反転する第２のシフト／反転手段（１４２）、前記第２のシフト／反転手段から出力された前記シフト／反転されたディジタル・サンプルを加算する第２の加算手段（１４４）、並びに前記第１および第２の加算手段からの出力をそれぞれ受け取るように結合された第１および第２の入力を持つマルチプレクサ（１３４）を有すること、を特徴とする請求項２記載のビーム形成装置。
【請求項４】
前記第２のフィルタリング手段が、前記第２組の複素フィルタ係数から導き出した第２および第３組のビット・シフトおよび／または反転値に従って、前記第２および第３のレジスタ・パイプラインから出力された前記それぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルをビット・シフトおよび／または反転する第２のシフト／反転手段（１４２）、並びに前記第２のシフト／反転手段から出力された前記シフト／反転されたディジタル・サンプルを加算する第２の加算手段（１４４）を有すること、を特徴とする請求項２記載のビーム形成装置。
【請求項５】
更に、前記第２のサンプリング速度よりも低い第３サンプリング速度でクロック作動され、各々のサンプリング期間に、前記第２のフィルタリング手段から出力された前記同相フィルタリング済みディジタル・サンプルから導き出したそれぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルを出力する複数の出力を持つ第４のレジスタ・パイプライン（１２２）、前記第３サンプリング速度でクロック作動され、各々のサンプリング期間に、前記第２のフィルタリング手段から出力された前記直角位相フィルタリング済みディジタル・サンプルから導き出したそれぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルを出力する複数の出力を持つ第５のレジスタ・パイプライン（１２４）、並びに少なくとも１つ置きのサンプリング期間に、前記第４のレジスタ・パイプラインから出力された前記それぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルと前記第５のレジスタ・パイプラインから出力された前記それぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルとに第３組の複素フィルタ係数を適用することによって導き出したそれぞれの同相フィルタリング済みディジタル・サンプルおよびそれぞれの直角位相フィルタリング済みディジタル・サンプルを出力する第３のフィルタリング手段（１２６，１２８）を有していることを特徴とする請求項１記載のビーム形成装置。
【請求項６】
前記第１のフィルタリング手段が、少なくとも１つ置きのサンプリング期間に、前記第１組の複素フィルタ係数から導き出した第１組のビット・シフトおよび／または反転値に従ったビット・シフトおよび／または反転によって、前記第１のレジスタ・パイプラインの出力の前記それぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルから導き出したそれぞれの同相フィルタリング済みディジタル・サンプルを出力する第１の同相ＦＩＲフィルタ（１１０）、並びに少なくとも１つ置きのサンプリング期間に、前記第１組の複素フィルタ係数から導き出した第２組のビット・シフトおよび／または反転値に従ったビット・シフトおよび／または反転によって、前記第１のレジスタ・パイプラインの出力の前記それぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルから導き出したそれぞれの直角位相フィルタリング済みディジタル・サンプルを出力する第１の直角位相ＦＩＲフィルタ（１１２）を有すること、を特徴とする請求項１記載のビーム形成装置。
【請求項７】
前記第２のフィルタリング手段が、少なくとも１つ置きのサンプリング期間に、前記第２組の複素フィルタ係数から導き出した第３組のビット・シフトおよび／または反転値に従ったビット・シフトおよび／または反転によって、前記第２のレジスタ・パイプラインの出力の前記それぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルおよび前記第３のレジスタ・パイプラインの出力の前記それぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルから導き出したそれぞれの同相フィルタリング済みディジタル・サンプルを出力する第２の同相ＦＩＲフィルタ（１１８）、並びに少なくとも１つ置きのサンプリング期間に、前記第２組の複素フィルタ係数から導き出した第４組のビット・シフトおよび／または反転値に従ったビット・シフトおよび／または反転によって、前記第２のレジスタ・パイプラインの出力の前記それぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルおよび前記第３のレジスタ・パイプラインの出力の前記それぞれの複数の相次ぐディジタル・サンプルから導き出したそれぞれの直角位相フィルタリング済みディジタル・サンプルを出力する第２の直角位相ＦＩＲフィルタ（１２０）を有すること、を特徴とする請求項６記載のビーム形成装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の分野】
本発明は一般に多数の並列チャネルでのエコー信号の時間遅延および加算によって超音波ビームを形成する超音波イメージング・システムに関するものである。特に、本発明は受信した超音波エコーデータをフィルタリングしデシメーション（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ）するための手段に関するものである。
【０００２】
【発明の背景】
従来の超音波イメージング・システムは、超音波ビームを送信し且つ被検体からの反射ビームを受信するために使用される超音波トランスジューサのアレイを有する。超音波イメージングのために、該アレイは典型的には一列に配列され且つ別々の電圧で駆動される多数のトランスジューサを有する。印加される電圧の時間遅延（または位相）および振幅を選択することによって、個々のトランスジューサは、これらのトランスジューサが発生する超音波が組み合わさって、好ましいベクトル方向に沿って進行し且つビームに沿った選ばれた点に焦点合わせされ正味の超音波を形成するように制御することが出来る。同じ解剖学的情報を表すデータを取得するために多数回のファイアリング（ｆｉｒｉｎｇ）が使用される。各々のファイアリングにおけるビーム形成パラメータを変えることにより、最大焦点を変更し、さもなければ例えば各々のビームの焦点を前のビームの焦点に対してシフトさせながら同じ走査線に沿って相次いでビームを送信することによって、各ファイアリングでの受信データの内容を変更することができる。印加電圧の時間遅延および振幅を変えることによって、被検体を走査するために一平面内でビームをその焦点と共に動かすことが出来る。
【０００３】
この同じ原理は、トランスジューサが反射された音波を受信するために用いられるとき（受信モード）にも適用される。受信用トランスジューサで発生された電圧は、正味の信号が被検体内の１つの焦点から反射された超音波を表すように加算される。送信モードの場合と同様に、超音波エネルギのこの焦点合わせされた受信は、各々の受信用トランスジューサからの信号に対して別々の時間遅延（および／または位相）と利得を与えることによって達成される。
【０００４】
このような走査は、ステアリング（ｓｔｅｅｒｉｎｇ）された超音波を送信し、反射された超音波を受信して記憶する一連の測定で構成される。典型的には、送信および受信は各々の測定の際に同じ方向にステアリングされて、音響ビームすなわち走査線に沿った一連の点からのデータが取得される。受信器は、反射された超音波を受信するとき、走査線に沿った相次ぐ距離（ｒａｎｎｇｅ）に動的に焦点合わせされる。
【０００５】
超音波イメージングは多数のイメージ走査線で構成される。１つの走査線（または小さな局部の走査線群）は、収束された超音波エネルギを関心のある領域内の一点に送信し、次いで反射されたエネルギを時間につれて受信することによって取得される。収束された送信エネルギは「送信ビーム」と呼ばれる。送信後の時間に、受信ビーム形成装置が、位相回転または遅延を動的に変えることによって、各々のチャネルで受信したエネルギをコヒーレントに加算して、所望の走査線に沿ったピーク感度を経過時間に比例する距離の所に生じさせる。この結果の収束された感度パターンは「受信ビーム」と呼ばれる。走査線の分解能は、関連する送信および受信ビーム対の指向性の結果である。
【０００６】
走査線はそれらの位置および角度によって規定される。ビームとトランスジューサの面との交点は「位相中心」と呼ばれる。垂直線に対する走査線の角度が「ステアリング角度」と呼ばれる。
図１を参照して説明すると、通常の超音波イメージング・システムは、複数の別々に駆動されるトランスジューサ素子１２より成るトランスジューサ・アレイ１０を含む。各々のトランスジューサ素子は、送信器２２によって発生されたパルス波により付勢されたとき、超音波エネルギのバーストを発生する。被検体から反射されてトランスジューサ・アレイ１０へ戻る超音波エネルギは、各々の受信用のトランスジューサ素子１２によって電気信号に変換されて、１組の送信／受信（Ｔ／Ｒ）スイッチ２６を介して別々に受信器２４に印加される。Ｔ／Ｒスイッチ２６は、典型的には、送信電子回路によって発生された高電圧から受信電子回路を保護するダイオードである。送信信号により、ダイオードが受信器への受信器への信号を遮断または制限する。送信器２２および受信器２４は、操作員からの指令に応答する走査制御器２８の制御の下に作動される。完全な走査は、送信器２２を一時的にオンにゲート駆動することによって一連のエコーを取得し、その後に各々のトランスジューサ素子１２によって発生されたエコー信号を受信器２４に印加することにより、実行される。チャネルは、別のチャネルがまだ送信を行っている間に受信を開始し得る。受信器２４は各々のトランスジューサ素子からの別々のエコー信号を組み合わせて、単一のエコー信号を発生する。この単一のエコー信号は、表示モニタ３０上の画像中の１本の線を作成する。
【０００７】
送信器２２は、発生される超音波エネルギがビームとして方向付けられ、すなわちステアリングされるように、トランスジューサ・アレイ１０を駆動する。これを達成するために、送信器２２は、それぞれのビーム形成チャネルを介して相次ぐトランスジューサ素子１２に印加されるそれぞれのパルス波形Ｗに時間遅延を与える。各々のチャネルにはそれぞれパルス発生器が設けられている。パルスの時間遅延を通常のやり方で適切に調節することによって、超音波ビームは軸３６から角度θだけ離れた向きに方向付けし、また固定の距離Ｒの所に収束させることが出来る。相次ぐ励起において時間遅延を漸進的に変えることにより、セクタ走査が実行される。従って、角度θが増分的に変えられて、送信ビームが相次いで異なる方向にステアリングされる。
【０００８】
各々の超音波エネルギのバースによって作成されたエコー信号は、超音波ビームに沿って位置する被検体から反射される。エコー信号は各々のトランスジューサ素子１２によって別々に検知され、特定の時点でのエコー信号の大きさは特定の距離で生じた反射量を表す。しかし、反射点Ｐと各々のトランスジューサ素子１２との間の伝搬路の差により、これらのエコー信号は同時に検出されず、またそれらの振幅は等しくない。受信器２４は別々のエコー信号を増幅し、各々の信号に適切な時間遅延を与え、そしてそれらの信号を加算することにより、角度θを向いた超音波ビームに沿った距離Ｒに位置する点Ｐから反射された全超音波エネルギを正確に表す単一のエコー信号を作成する。
【０００９】
各々のトランスジューサ素子１２に当たったエコーによって発生された電気信号を同時に加算するために、受信器２４の各々の別々のビーム形成チャネルに時間遅延が導入される。受信のためのビームの時間遅延はエコーの受信の際に連続的に変えられて、エコー信号が出てくる距離Ｒの所に受信ビームを動的収束させる。
【００１０】
走査制御器２８の指令の下に、受信器２４は走査の際に遅延を与えて、受信器２４のステアリングが送信器２２によってステアリングされたビームの方向θを追従し、且つビームに沿った点Ｐに動的に収束するための適切な遅延および位相シフトを行うようにする。従って、超音波パルス波形の送信毎に、超音波ビームに沿って位置する解剖学的構造からの反射された音波の量を表す大きさを持つ信号が取得される。
【００１１】
検出器２５が受信信号を表示データに変換する。Ｂモード（グレイ・スケール）において、このデータは信号の包絡線であり、エッジ強調および対数圧縮のような付加的な処理が行われる。
走査変換器／補間器３２が検出器２５から表示データを受け取って、該データを表示のための所望の画像に変換する。具体的に述べると、走査変換器は、極座標（Ｒ−θ）セクタ形式またはデカルト座標線形アレイからの音響画像データを、適切に拡大／縮尺したデカルト座標表示画素データへ、ビデオ速度で変換する。この走査変換された音響データは、表示モニタ３０で表示するために出力される。表示モニタ３０は、信号の包絡線の時間につれて変化する振幅をグレイ・スケールとして画像にする。
【００１２】
図２を参照して説明すると、受信器は受信ビーム形成部分３４および信号処理装置３８を有する。受信器２４の受信ビーム形成部分３４は別々のビーム形成チャネル３５を含んでいる。各々のビーム形成チャネル３５は、それぞれのトランスジューサ素子からアナログ・エコー信号を受信する。ビーム形成制御器５０が走査線数および送信焦点数をチャネル制御器記憶装置（図示していない）に対するアドレスに変換する。走査制御器２８（図２）およびビーム形成制御器５０（図５）は、表示フォーマットの変更や異なる超音波プローブの接続のような使用者の操作に応答して、システム・ホストＣＰＵによりロード（ｌｏａｄ）される。
【００１３】
図５に示されているように、各々のビーム形成チャネル３５が受信チャネルおよび送信チャネルを有し、各々のチャネルは遅延手段４０および４２をそれぞれ含んでいる。遅延手段４０および４２は、それぞれ、受信制御論理装置４４および送信制御論理装置４６によって必要なビーム形成遅延を与えるように制御される。送信は、典型的には、送信パルスの発生を遅延させるための計数器を使用することによって行われる。またシステムによっては、受信のための遅延に加えて、或いは遅延の代わりに相対位相回転が用いられる。受信チャネルはまた、受信パルスのアポダイゼイション（ａｐｏｄｉｚａｔｉｏｎ）およびフィルタリングのための回路４８を有する。
【００１４】
加算器３６（図２参照）に入る信号は、それらが他のビーム形成チャネル３５の各々からの遅延された信号と加算されたとき、その結果の和信号が、ステアリングされたビーム（θ）に沿って位置する解剖学的構造から反射されたエコー信号の大きさおよび位相を表すように遅延される。信号処理装置３８が加算器３６からビーム・サンプルを受けて、走査変換器３２に対する出力を発生する（図２参照）。
【００１５】
図３に示されているように、通常の超音波イメージング・システムはビーム形成装置を有し、その処理チャネル３５がグループ分けされて、それぞれのチャネル群が別々のボード、例えばビーム形成装置（ＢＦ）ボード１−４上に設けられている。各々のボード上の処理チャネルからの信号は、同じボード上に配置されたそれぞれの加算器で加算される。次いで、４つの加算器（その内の３つが図３に示されている）の出力が加算器３７によって加算されて、信号処理装置へ出力される。
【００１６】
通常の超音波イメージング装置は、１５ＭＨｚまでのスペクトル成分を持つエコーを受信することが出来る。受信した信号を直接に、すなわち何らかのアナログ復調またはフィルタリングの前にサンプリングするためには、ほぼ４０ＭＨｚのサンプル速度が必要とされる。しかし、カードケージのバックプレーンを介して４０ＭＨｚのサンプル速度でディジタル・データを伝搬させるのは困難である。そこで、アナログ−ディジタル変換器を含む受信ボードを出る前にデータをダウンサンプリングすることが好ましい。
【００１７】
従来の幾つかのディジタル・ビーム形成装置はアナログまたはディジタル複素復調器を用いて、信号をベースバンドへ混合変換する。その複素ベースバンド・データは実数値の係数（複素数ではない）を持つ低域通過フィルタに通され、次いでバックプレーンを介しての伝搬のために一層低いデータ速度へデシメーション（サブサンプリング）される。
【００１８】
図３に示されているように、通常の受信器のビーム形成部分は、トランスジューサ１１の各々の素子１２に対して１チャネルずつ設けられた１組の信号処理チャネル３５を有する。図６に示されるように、各々の信号チャネルは、ディジタル走査制御器２８（図１参照）からの「スタート」指令、４０ＭＨｚのマスタ・クロックおよびビーム角度信号（φ）に応答して、ディジタル・ビーム形成機能を実行する。これらの機能には、アナログ−ディジタル変換器２００でアナログ信号をサンプリングする機能；このサンプリングされた信号を復調器２０１で復調して同相（Ｉ）および直角位相（Ｑ）ベースバンド信号を形成する機能；復調器２０１によって発生された高周波和信号を低域通過フィルタ２０２でフィルタリングする機能；デシメータ２０３でデータ速度を低減する機能；並びに得られたディジタル・データ流を遅延ＦＩＦＯＳ（すなわち、ファーストイン／ファーストアウト・メモリ）２０４および位相回転器２０５でそれぞれ時間遅延させ且つ位相調節する機能が含まれる。これらの要素の全てが受信チャネル制御器２０６によって制御される。受信チャネル制御器２０６は、走査制御器２８（図１参照）からの指令に応答して、必要なクロックおよび制御信号を発生する。
【００１９】
引き続き図６を参照して説明すると、アナログ−ディジタル変換器２００は、受信チャネル制御器２０６からのサンプル・クロック信号の前縁によって決定される規則的な間隔でアナログ信号をサンプリングする。１つの通常のイメージング・システムでは、サンプル・クロック信号は４０ＭＨｚのクロックである。これにより、ナイキストのサンプリング基準を損なうこと無く、２０ＭＨｚまでの超音波周波数を使用することが可能になる。例えば、５ＭＨｚの超音波搬送波周波数が用いられるとき、搬送波の１サイクル当たり８回サンプリングが行われて、アナログ−ディジタル変換器２００の出力に１０ビットのディジタル・サンプルが４０ＭＨｚの速度で発生される。これらのサンプルは復調器２０６に供給される。復調器２０６は、各々のサンプルを、送信された超音波搬送波と同相の基準信号と、並びに送信された超音波搬送波と直角位相の基準信号と混合する。復調器への基準信号は、それぞれのＲＯＭから記憶されている「正弦」テーブルおよび「余弦」テーブルを、受信チャネル制御器２０６からの４０ＭＨＺの基準クロック信号によって読み出すことによって作成される。余弦値はサンプリングされた入力信号とディジタル的に乗算されることにより、復調された同相値（Ｉ）信号を生じ、この信号は低域通過フィルタ２０２に供給される。正弦値は同じサンプリングされた入力信号とディジタル的に乗算されることにより、復調された直角位相値（Ｑ）信号を生じ、この信号は別の低域通過フィルタ２０２に供給される。低域通過フィルタ２０２は、復調器２０１に供給された差周波数を通すが、一層高い和周波数を阻止するように調整された有限インパルス応答フィルタである。各々の低域通過フィルタの出力信号は、エコー信号のＩまたはＱ成分の大きさを表す４０ＭＨｚのディジタル値のデータ流である。
【００２０】
引き続き図６を参照して説明すると、エコー信号の復調されたＩおよびＱ成分がサンプリングされる速度が、デシメータ２０３によって低減される。通常のシステムでは、ディジタル・サンプルが４０ＭＨｚの速度でデシメータ２０３に供給されており、この４０ＭＨｚの速度は精度の観点から不必要に高く且つシステム全体を通じて維持するのが困難なデータ速度である。従って、デシメータ２０３は８番目毎のディジタル・サンプルを選択して、データ速度を５ＭＨｚに低減する。これは、受信チャネル制御器２０６によって発生され且つ受信チャネル内の残りの要素を動作させるために用いられるベースバンド・クロック信号の周波数に対応する。従って、デシメータ２０３のＩおよびＱ出力信号はエコー信号包絡線のディジタル化されたサンプルである。デシメーション比およびベースバンド・クロック周波数は８：１および５ＭＨｚ以外の値に変更することが出来る。
【００２１】
復調されデシメーションされたディジタル・サンプルによって表されたエコー信号包絡線は、次いで遅延ＦＩＦＯＳ２０４によって遅延され且つ位相回転器２０５によって位相シフトされて、所望のビーム・ステアリングおよびビーム収束を行う。位相回転器２０５のＩおよびＱ出力は一対の乗算器（図示していない）の入力に供給される。各々の乗算器の他方の入力は受信チャネル制御器２０６から０乃至１．０の範囲の値を持つウインドウ重み係数を受ける。乗算器のＩおよびＱ出力は重み付けした受信チャネル出力信号を構成し、これらの信号は加算されて受信ビームを形成する。
【００２２】
他の従来のディジタル・ビーム形成装置は単に、４０ＭＨｚの転送速度を与えるのに必要とされる厳密な許容差を満足させようとするものか、或いは２または４本のデータ母線によりデータを並列化して、各々の母線での速度を２０または１０ＭＨｚに低減しようとするものに過ぎない。
【００２３】
【発明の概要】
本発明は、情報の損失なく、超音波イメージング・システムのバックプレーンを介しての必要なデータ転送を低減するための方法および装置である。具体的に述べると、本発明は、最小限のハードウエアで超音波エコーデータの複素帯域通過フィルタリングおよびデシメーションを行うための方法および装置である。好ましい実施態様では、少数のビット・シフトおよび加算を用いることにより、ハードウエアの量を最小にする。
【００２４】
本発明によれば、複素帯域通過フィルタは、ずっと低い速度にデシメーションされた実数入力の片側通過帯域のみを通す。従って、関心のある周波数帯域は、局部発振器を要求せずに、最少量の複素データによって完全に表される。
好ましい実施態様の複素フィルタは乗算器なしに実現される。比較的少数のビット・シフトおよび加算が実行される。好ましい実施態様では、「ウォーレス・ツリー（Ｗａｌｌａｃｅ  ｔｒｅｅ）」加算器を使用して、入力をビット・シフトしたものが累算される。加算の数は、等価な係数を表すのに必要とされるビットの数よりも少ない。これは、係数におけるビットの数に等しくするシフトおよび加算を持つ乗算器を設けた通常の装置と比べてハードウエアを低減する。
【００２５】
本発明の好ましい実施態様によれば、各々のビーム形成装置ボードは、処理チャネル加算器の後に３段の複素ＦＩＲフィルタ回路を有する。各々のフィルタ回路段は、レジスタ・パイプライン、同相ＦＩＲフィルタおよび直角位相ＦＩＲフィルタを有する。第１の段は実数サンプルのみを持ち、従ってＦＩＲフィルタに対して単一のパイプライン入力がある。他の段は、各々にパイプラインを必要とする同相（実数）および直角位相（虚数）サンプルより成る複素入力を持つ。各々のレジスタ・パイプラインは、直列に接続された複数のレジスタで構成される。所与のパイプライン内のレジスタの数は、そのレジスタ・パイプラインの直ぐ後のＦＩＲフィルタ上に使用されているタップの数に等しくなければならない。レジスタは同期してクロック作動されて、各々のビーム形成装置ボードに対する相次ぐ加算されたエコーデータを記憶する。パイプラインにの各々のレジスタは、対応するＦＩＲフィルタのそれぞれのタップに接続された出力を持つ。
【００２６】
第１段では、ＦＩＲフィルタのタップが第１の段のレジスタ・パイプラインから実数データ・サンプルを受け取る。これらの実数データ・サンプルは第１組の複素フィルタ係数からの実数値または虚数値と乗算され、そしてそれらの積は加算されて、第１のサンプリング速度を持つ第１の段の同相および直角位相フィルタリング済みデータ・サンプル流を形成する。第２の段では、ＦＩＲフィルタのタップが第１の段からの同相および直角位相フィルタリング済みデータ・サンプル流を受け取る。これらのデータ・サンプルは第２組の複素フィルタ係数からの実数値または虚数値と乗算され、そしてそれらの積は加算されて、第１のサンプリング速度より低い第２のサンプリング速度を持つ第２の段の同相および直角位相フィルタリング済みデータ・サンプル流を形成する。第３の段では、ＦＩＲフィルタのタップが第２の段からの同相および直角位相フィルタリング済みデータ・サンプル流を受け取る。これらのデータ・サンプルは第３組の複素フィルタ係数からの実数値または虚数値と乗算され、そしてそれらの積は加算されて、第２のサンプリング速度より低い第３のサンプリング速度を持つ第３の段の同相および直角位相フィルタリング済みデータ・サンプル流を形成する。本発明によれば、データ・サンプルの係数との乗算は、ビット・シフトおよび／または反転によって行われる。
【００２７】
【好ましい実施態様の詳しい説明】
図４に大まかに示されている本発明によれば、各々のビーム形成装置ボードは、トランスジューサ・アレイ１０のそれぞれの素子に接続された入力を持つと共に、加算器３６の対応する複数の入力に接続された出力を持つ複数の処理チャネル３４を有する。各々の加算器３６の出力はそれぞれの複素ＦＩＲフィルタ回路１００の入力に接続されている。複素帯域通過フィルタリングの後、４つのビーム形成装置ボードからのフィルタリング済み信号は加算器３７によって加算され、その加算されたフィルタリング済み信号は次いで信号検出器（図４に示されていない）に入力される。
【００２８】
本発明の好ましい実施態様によれば、各々の複素ＦＩＲフィルタ回路１００は図７に示される構成を有する。この複素帯域通過フィルタは、入力の４０ＭＨｚのデータ速度から５または１０ＭＨｚのデータ流への非破壊的サンプル速度変換を行う。複素帯域通過フィルタ回路１００は３つの段１０２、１０４および１０６を有する。２つの構成が提供される。１０ＭＨｚの構成は、第２の段から１０ＭＨｚのサンプリングされた複素データを出力して、第３の段を側路する。５ＭＨｚの構成は、第３の段から５ＭＨｚのサンプリングされた複素データを出力する。
【００２９】
図７に示されている３段の複素帯域通過フィルタは、望ましくない側波帯と共にノイズおよび干渉を除き、また破壊的なエイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）を生じることなくサブサンプリングを行うことができる。周波数に応じて、３つの全ての段を使用して５ＭＨｚの出力サンプル速度を生じることができ、或いは最初の２つの段のみを使用して１０ＭＨｚの出力速度を生じることができる。本発明の好ましい実施態様によるフィルタは、Ｂモードのイメージングのために７０％以上の部分帯域幅にわたって振幅変動を１ｄｂ未満にするように設計される。これらのフィルタは、負の周波数をこの帯域幅にわたって４５ｄｂ以上、また３０％帯域幅にわたって６０ｄｂ減衰させる。これらのフィルタは、５０ｄｂの典型的な阻止帯域を有し、最悪の場合の帯域外減衰が２０ｄｂよりも良好である。
【００３０】
フィルタ段１０２、１０４および１０６の各々は、１１個のタップを持つＦＩＲフィルタであり、その内の幾つかが使用される。７つ未満の非ゼロの係数がある。これらの係数は２つの２のべき数の和または差に制限される。第１の段１０２に対するフィルタ係数が表１に示され、第２の段１０４に対するフィルタ係数が表２に示され、第３の段１０６に対するフィルタ係数が表３に示されている。
【００３１】
【表１】
0004039642.tif 000002
【００３２】
【表２】
0004039642.tif 000003
【００３３】
【表３】
0004039642.tif 000004
【００３４】
各々の段の出力は選択的にそれらの複素共役が求められて、付加的なフィルタリング帯域を提供する。複素共役は単にＱデータの符号を反転したものである。複素ＦＩＲフィルタの前後の複素共役は、ナイキスト周波数（入力サンプル速度の１／２）を中心としてＦＩＲ周波数応答を反転させる。例えば、入力サンプル速度が２０ＭＨｚで、通過帯域の中心周波数が７．５ＭＨｚである第２の段の複素帯域通過ＦＩＲフィルタは、１０ＭＨｚを中心として反転して、中心周波数が１２．５ＭＨｚの通過帯域を提供することが出来る。同様に、３．７５ＭＨｚの第３の段の係数を使用して、第２および第３の段の出力の複素共役を求めることにより、中心周波数が３．７５ＭＨｚの帯域を提供することが出来る。
【００３５】
複素帯域通過フィルタの制御は、３つの２ビット・フィルタ選択フィールド、３つの１ビット複素共役選択、および１つの１ビット構成制御によって与えられる。３つの段の各々に対する２ビット・フィールドは、利用可能な４つのフィルタの内の１つを選択する。１ビット構成制御は、１０ＭＨｚ左側のみモードまたは５ＭＨｚ左側／右側モードのいずれかを選択する。
【００３６】
図８は、３段の複素ＦＩＲフィルタを示す。図８に示されている本発明の好ましい実施態様によれば、フィルタ回路段１０２、１０４および１０６の各々は、レジスタ・パイプライン（図９により詳しく示す）、同相ＦＩＲフィルタおよび直角位相ＦＩＲフィルタを有する。第１の段は、実数サンプルのみしか持たず、従って単一のパイプラインしかない。他の段は、同相（実数）および直角位相（虚数）サンプルより成る複素入力を持ち、各々のサンプルに対してパイプラインを必要とする。図９に示されているように、各々のレジスタ・パイプラインは、直列に接続された多数のレジスタ１３０を有する。図９において、「Ｚ-1」は単一のサンプルの時間遅延を意味する。所与のパイプライン内のレジスタの数は、そのレジスタ・パイプラインの直ぐ後のＦＩＲフィルタで使用されるタップの数に等しくなければならない。レジスタ１３０は同期してクロック作動されて、相次ぐエコーデータ・サンプルを記憶する。パイプライン内の各々のレジスタ１３０は、対応するＦＩＲフィルタのそれぞれのタップに接続された出力を持つ。第２および第３の段では、ＦＩＲフィルタ１１８、１２０、１２６および１２８上のタップは、ＩおよびＱパイプラインから複素データ・サンプルを受け取る。各々の複素データ・サンプルは、Ｉパイプラインからの実数データ・サンプルとＱパイプラインからの虚数データ・サンプルとから成る。後でより詳しく説明するが、第２および第３の段のＦＩＲフィルタでは、各々のフィルタ・タップへの複素データ・サンプル入力はそれぞれのフィルタ係数と乗算され、次いでそれらの積が加算されてフィルタリング済みデータ・サンプルを形成する。
【００３７】
具体的に述べると、フィルタ回路段１０２は、１つの入力および多数の出力を持つレジスタ・パイプライン１０８、このレジスタ・パイプライン１０８の多数の出力にそれぞれ接続された多数のタップを持つ同相ＦＩＲフィルタ１１０、並びにレジスタ・パイプライン１０８の多数の出力にそれぞれ接続された多数のタップを持つ直角位相ＦＩＲフィルタ１１２を有する。レジスタ・パイプライン１０８は４０ＭＨｚの速度でクロック作動される。同相ＦＩＲフィルタ１１０は同相（Ｉ）信号を出力し、直角位相ＦＩＲフィルタ１１２は直角位相（Ｑ）信号を出力する。帯域幅の低減により、第１の段の出力サンプル速度は２０ＭＨｚへ半分に低減し得る。
【００３８】
引き続き図８を参照して説明すると、同相ＦＩＲフィルタ１１０の出力はレジスタ・パイプライン１１４の入力に接続され、直角位相ＦＩＲフィルタ１１２の出力はレジスタ・パイプライン１１６の入力に接続される。レジスタ・パイプライン１１４および１１６の各々は、多数の出力を持つものであり、レジスタ・パイプライン１０８と同様であってよい。Ｉデータ・サンプルのレジスタ・パイプライン１１４の多数の出力は、同相ＦＩＲフィルタ１１８の多数のタップおよび直角位相ＦＩＲフィルタ１２０の多数のタップにそれぞれ接続される。同様に、Ｑデータ・サンプルのレジスタ・パイプライン１１６の多数の出力は、同相ＦＩＲフィルタ１１８の多数のタップおよび直角位相ＦＩＲフィルタ１２０の多数のタップにそれぞれ接続される。各々のレジスタ・パイプライン１１４および１１６は２０ＭＨｚの速度でクロック作動される。同相ＦＩＲフィルタ１１８は同相（Ｉ）信号を出力し、直角位相ＦＩＲフィルタ１２０は直角位相（Ｑ）信号を出力する。帯域幅の低減により、第２の段の出力サンプル速度は１０ＭＨｚへ半分に低減し得る。
【００３９】
次いで、同相ＦＩＲフィルタ１１８の出力はレジスタ・パイプライン１２２の入力に接続され、直角位相ＦＩＲフィルタ１２０の出力はレジスタ・パイプライン１２４の入力に接続される。レジスタ・パイプライン１２０および１２４の各々は、多数の出力を持つものであり、レジスタ・パイプライン１０８と同様であってよい。Ｉデータ・サンプルのレジスタ・パイプライン１２２の多数の出力は、同相ＦＩＲフィルタ１２６の多数のタップおよび直角位相ＦＩＲフィルタ１２８の多数のタップにそれぞれ接続される。同様に、Ｑデータ・サンプルのレジスタ・パイプライン１２４の多数の出力は、同相ＦＩＲフィルタ１２６の多数のタップおよび直角位相ＦＩＲフィルタ１２８の多数のタップにそれぞれ接続される。各々のレジスタ・パイプライン１２２および１２４は１０ＭＨｚの速度でクロック作動される。同相ＦＩＲフィルタ１２６は同相（Ｉ）信号を出力し、直角位相ＦＩＲフィルタ１２８は直角位相（Ｑ）信号を出力する。
【００４０】
本発明の好ましい実施態様によれば、第１の段の入力は４０ＭＨｚのサンプル・クロック速度である。各々の段の出力は、その入力のサンプル速度の半分の速度である。２段または３段のいずれかを使用して、１０ＭＨｚまたは５ＭＨｚのいずれかの複素出力を生じることが出来る。好ましい実施態様によるフィルタ係数は、サンプル速度に等しい６ｄｂ帯域幅を生じる。
【００４１】
図８に示された同相および直角位相ＦＩＲフィルタに対する係数は、３つの段に対する表１乃至３にそれぞれ与えられている。各々の段は取り得る３組または４組の係数を持つ。これらの係数は２つの２のべき数の全ての組合せである。従って、４組（３組）の係数は、所与のＦＩＲフィルタに対して４つ（３つ）のビット・シフト及び加算回路で具現される。例えば、図１０に示されるように、第１の段の同相ＦＩＲフィルタは、表１の４組の係数に従ってビットをシフトおよび／または反転するようにそれぞれ配線された第１乃至第４のビット・シフト及び加算回路１３２Ａ乃至１３２Ｄを有する。各々のシフト及び加算回路は、フィルタ・タップに入力されたデータ・サンプルを受けるように接続されていて、ビット・シフトおよび加算によって該データ・サンプルにそれぞれのフィルタ係数を乗算する。−１の乗算はビットを反転して１を加算することによって行われる。４から１へのマルチプレクサ１３４が４つのビット・シフト及び加算回路１３２Ａ乃至１３２Ｄの内の１つからの出力を選択する。好ましい実施態様によるフィルタ係数は、表４に示される分解値を持つ。
【００４２】
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融通性をより良くするために、各々の直角位相ＦＩＲフィルタの出力を反転することが出来る。例えば、図１１に示されるように、第１の段の直角位相ＦＩＲフィルタは、表１の４組の係数に従ってビットをシフトおよび／または反転するようにそれぞれ配線された第１乃至第４のビット・シフト及び加算回路１３２Ｅ乃至１３２Ｈを有する。４から１へのマルチプレクサ１３６が４つのビット・シフト及び加算回路１３２Ｅ乃至１３２Ｈの内の１つからの出力を選択する。マルチプレクサ１３６の出力はインバータ１３８によって反転されて、２から１へのマルチプレクサ１４０の一方の入力に供給される。この反転は複素共役と等価である。マルチプレクサ１４０の他方の入力は、マルチプレクサ１３６の反転されていない出力を受け取る。
【００４３】
表１乃至３に示した複素係数は実数係数と虚数係数とに分解され、これらは同相および直角位相ＦＩＲフィルタにそれぞれ別々に印加される。例えば、直角位相係数（表１乃至３においてｉを付した係数）は、直角位相ＦＩＲフィルタの「Ｉ」入力に印加されると共に、同相ＦＩＲフィルタの「Ｑ」入力に（符号を反転して）印加される。同相係数（ｉを付してないもの）は、直角位相ＦＩＲフィルタの「Ｑ」入力に印加されると共に、同相ＦＩＲフィルタの「Ｉ」入力に印加される。［ここで、第１の段のＦＩＲフィルタは「Ｑ」入力を有していないことに注意されたい］。これらの係数の各々は、表１乃至３中の縦列に対応するレジスタ・パイプライン出力に印加される。各々の係数は、図１２に大まかに示されているように、２つの配線型のビット・シフトおよびオプションの反転のより具現できる。図１２で、各々のビット・シフト／反転ブロック１４２は、同じ入力を受ける２つの別個のシフト／反転ブロックを表す。非ゼロの係数毎の２つのシフト／反転された値はウォーレス・ツリー（Ｗａｌｌａｃｅ  ｔｒｅｅ）加算器１４４に供給される。
【００４４】
上記の方法の利点は、乗算器が何ら必要とされないことであり、シフト及び加算ブロック毎にシフト、反転およびウォーレス・ツリー加算器が必要なだけである。ビット・シフト回路は何ら制御または作動回路を必要とせず、シフトを行うには単にビット接続をシフトさせればよい。
本発明による帯域通過フィルタの全体の感度関数および通過帯域が図１３および１４に示されている。図１３および１４は、それぞれ５ＭＨｚおよび１０ＭＨｚでサンプリングした、５．０ＭＨｚの中心周波数を持つ場合の入力周波数に対する相対的な出力の大きさを示す。
【００４５】
上記の好ましい実施態様は例示のために開示された。超音波イメージング用のビーム形成の分野の当業者には種々の変更および変形を容易になし得よう。例えば、前に述べたように加算器の後ではなく、加算器の前の各々のビーム形成チャネルに別々の複素ＦＩＲフィルタを設けることが出来ることは明らかである。又、デシメーションはレジスタ・パイプラインにおけるよりはむしろＦＩＲフィルタにおいて行うことが出来る。例えば、１／２のデシメーションの場合、ＦＩＲフィルタは１つ置きのサンプリング期間の間だけ作動することが出来る。このような全ての変更および変形は特許請求の範囲に包含されるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】通常の実時間超音波イメージング・システム内の主要な機能のサブシステムを示すブロック図である。
【図２】図２に示されたシステムのための典型的な１２８チャネルのビーム形成装置のブロック図である。
【図３】図２に示されたシステムのための４つのボード上に配置された典型的な１２８チャネルのビーム形成装置のブロック図である。
【図４】本発明に従った超音波イメージング・システムのための４つのボード上に配置された典型的な１２８チャネルのビーム形成装置のブロック図である。
【図５】図２に示された通常のビーム形成装置におけるチャネル処理のブロック図である。
【図６】図５に示された各々のチャネル処理の機能的構成を示すブロック図である。
【図７】本発明に従った３段複素帯域通過デシメーション・フィルタ回路のブロック図である。
【図８】本発明の好ましい実施態様に従った３段複素ＦＩＲフィルタ回路のブロック図である。
【図９】図８に示された複素ＦＩＲフィルタ回路の各々の段に設けられているたレジスタ・パイプラインのブロック図である。
【図１０】図８に示された複素ＦＩＲフィルタ回路の各々の段に設けられている同相ＦＩＲフィルタのブロック図である。
【図１１】図８に示された複素ＦＩＲフィルタ回路の各々の段に設けられている直角位相ＦＩＲフィルタのブロック図である。
【図１２】図１０および１１に示されたフィルタに設けられている代表的なシフト及び加算を詳しく示すブロック図である。
【図１３】５ＭＨｚでサンプリングした、５．０ＭＨｚの中心周波数を持つ本発明による帯域通過フィルタの入力周波数に対する出力の大きさ（実線）を示すグラフである。
【図１４】１０ＭＨｚでサンプリングした、５．０ＭＨｚの中心周波数を持つ本発明による帯域通過フィルタの入力周波数に対する出力の大きさ（実線）を示すグラフである。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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