(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
バッテリー電源を持たないトランスポンダの共振回路におけるＲＦ発振の持続、すなわちプラッキングパルスを発生するための回路アセンブリであって、
該共振回路の動作に必要な供給電圧は受信されるＲＦキャリアから得られ、該ＲＦキャリアにより該共振回路が付勢されて共振状態となって蓄積コンデンサを充電するようにするものであって、該蓄積コンデンサの充電電圧が前記供給電圧を構成し、ＲＦ発振の持続すなわち該プラッキングパルスは、前記ＲＦ発振の振幅が所定のスレッショルド値よりも低下し、かつその瞬間値が蓄積コンデンサの充電電圧として時間的に変化する基準電圧に対し所定の関係となるたびに、蓄積コンデンサの充電電圧として発生され、プラッキングパルスの期間中にオンになって前記蓄積コンデンサを共振回路に接続するためのスイッチが設けられており、前記回路アセンブリはさらに、
前記ＲＦ発振（ＨＦ１）の瞬間値と前記基準電圧（ＶＰＥＡＫ）との間の所定の関係を維持するように、２つのプラッキングパルス（ＰＬＵＣＫ）の間の基準電圧曲線の傾きを変える閉制御ループ（３４、３８）を有することを特徴とする、回路アセンブリ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、時間に対して定められ、共振回路を発振させ、充電電圧が電源電圧を形成する蓄積要素を充電するのに使用されるＲＦキャリア発振パルスから、動作に必要な電源電圧を得るようになっており、ＲＦ発振の振幅が所定のスレッショルド値よりも低下し、その瞬間値がコンデンサの充電電圧として時間的に変化する基準電圧に対し所定の関係となるたびに、維持パルス、すなわちプラッキング（ｐｌｕｃｋｉｎｇ）パルスを発生し、プラッキングパルスの期間中、オンになるようにスイッチングでき、前記蓄積要素を共振回路に接続するためのスイッチが設けられており、バッテリー電源を有しないトランスポンダの共振回路におけるＲＦ発振の維持、すなわちプラッキングを行うパルスを発生するための回路アセンブリに関する。
【０００２】
【従来の技術】
欧州特許出願第EP0301127B1号にはトランスポンダが受信したＲＦキャリア発振パルスから電源電圧を得るようになっており、バッテリーを用いることなく発振するトランスポンダが記載されている。このトランスポンダにはＲＦキャリア発振パルスを受信するためのアンテナとしてコイルが同時に作動する共振回路が設けられている。受信されたＲＦキャリア発振パルスを整流することによりＤＣ電圧が発生され、このＤＣ電圧により充電コンデンサが充電される。ＲＦキャリア発振パルスの発振時にコンデンサの充電電圧はトランスポンダのための電源電圧として使用される。かかるトランスポンダの最も簡単な代表的な用途は、識別素子として使用することである。このような構造では、トランスポンダは受信したＲＦキャリア発振パルスの発振時にトランスポンダに記憶されたＩＤ符号で変調されたＲＦ信号を送信できるようになっている。従って、このＩＤ符号をインテロゲータが読み取りし、よってトランスポンダに固定されているアイテムのアイデンティティを確認できるようにもなっている。
【０００３】
トランスポンダによりＲＦ信号を送信するには、ＲＦキャリア発振パルスの終了後にも、内部に収納されている共振回路が発振し続けることが必要である。このような共振回路の発振は共振回路のコイルによりクロック信号を変調された形態で送信できるように、ＲＦ発振信号を変調するのに必要なクロック信号をトランスポンダ内で発生するのに使用される。共振回路のＱ値および別の不可避的なダンピングファクターに応じ、ＲＦキャリア発振パルスにより共振回路内に励起された発振は非周期的に多かれ少なかれ急速に減衰する。この理由は、既知のトランスポンダではエネルギーが蓄積されている間、発振を維持し続ける固定された時間インターバル中充電コンデンサから共振回路へエネルギーを供給することを補償しなければならないからである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ドイツ特許出願第DE-A-3914888号には、トランスポンダの共振回路へのエネルギーの供給を最適にするのを助ける回路アセンブリが記載されている。この回路はＲＦ発振の半サイクル中の所定時間に各最適ポイントで正帰還により共振回路へのエネルギーの供給を補償するようになっている。ＴＭＳ３７８９、ＴＭＳ３７９１またはＴＭＳ３７９２としてテキサスインスツルメンツ社から市販されているこのタイプのトランスポンダでは、トランスポンダの共振回路においてＲＦ発振をプラッキングする原理が使用されている。この原理では、固定された数のＲＦサイクル後の時間ごとにエネルギーの供給を行うようになっている。実際の動作で予想される種々のダンピング条件にトランスポンダを適応させるために種々のトランスポンダに対し、ＲＦサイクルのこの数の設定を変えることが可能である。しかしながら、共振回路が強力に減衰すると、ＲＦ発振をプラッキングするためのエネルギーの供給が、有効となるには遅すぎる時間に行われたり、またはダンピングが弱い時にエネルギーの供給が過度に多く行われたりし、よって充電コンデンサ内で利用できるエネルギーを最適に使用することができなくなり、またエネルギーが無駄となることもある。
【０００５】
本発明は、蓄積要素内で利用できるエネルギーを最適に使用できるよう、上記タイプの回路アセンブリを構成するという課題に基づくものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、この課題は、本発明によれば、この課題はＲＦ発振信号の瞬間値と基準電圧との所定の関係を維持する方向に２つのプラッキングパルスの間の基準電圧の曲線の傾きを変える閉制御ループを設けることによって達成される。
【０００７】
本発明に係わる回路アセンブリを使用するにあたり、時間内の正確な各ポイントにおけるだけでなく、共振回路の部品の特性および外部ダンピング効果によって決まる共振回路の各Ｑ値に適応させるようにプラッキングパルスによって制御される共振回路へエネルギーを供給する。次に、ＲＦ発振を維持するのに実際に必要な時にしかエネルギーを供給しない。すなわちエネルギーを供給することなく所定の時間、既に発振し続けることができる時には共振回路へのエネルギーの供給を防止する。
【０００８】
サブクレームから本発明の利点が明らかとなる。
変更の必要な共振回路のＱ値にパラメータが影響することなく、本発明に係わる回路アセンブリが設けられたトランスポンダを種々の用途で使用できる。すなわち本発明に係わる回路アセンブリはトランスポンダの可能な用途を大幅に広げる回路のＱ値の変化に自動的に適応する。
【０００９】
【発明の実施の形態】
次に図１を参照すると、ここには本発明に係わる回路アセンブリが使用されているトランスポンダの基本構造を最初に説明するブロック図が示されている。このトランスポンダ１０はコイル１４とコンデンサ１６とを含む共振回路１２を含む。この共振回路１２のコイル１４はトランスポンダのアンテナとして働き、このアンテナの助けによりトランスポンダはＲＦ信号を送受信できるようになっている。以下の説明は、トランスポンダの電源電圧を発生する際に整流するためのＲＦキャリア発振信号を受信する際の機能に限定する。トランスポンダに記憶されているデータをその後に送信するにはＲＦキャリア発振信号の受信を終了した際に共振回路の発振が持続されていること（プラッキング“ｐｌｕｃｋｉｎｇ”）が必要である。本発明を理解する上であまり重要でないＲＦ信号を送信する機能に関しては、既に引用した欧州特許第EP030127B1号を参照されたい。トランスポンダ１０を起動するためにインターロゲータ（図示せず）はＲＦキャリア発振信号を送り、この信号はコイル１４によって受信される。よって、ＲＦキャリア発振信号の周波数に同調した共振回路１２は発振状態に設定される。整流器１８の助けにより、ＲＦキャリア発振信号は整流され、この整流された電圧により蓄積要素として働く充電コンデンサ２０が充電される。ＲＦキャリア発振信号の終了時には、トランスポンダ１０内に収納されているモジュール用の電源電圧Ｖｃｃとして働く電圧を充電コンデンサ２０のターミナルで使用できる。
【００１０】
共振回路１２は振幅が非周期的に減少するＲＦキャリア発振信号の終了時に回路のＱ値に応じて多少長く発振し続ける。この共振回路１２の発振長さを長くするために、その期間にわたってスイッチ２４を閉じるよう、プラッキングパルス発生器２２でスパイク状をした信号ＰＬＵＣＫを発生する。スイッチ２４を閉じる結果、パルスＰＬＵＣＫの期間中に充電コンデンサ２０から共振回路へエネルギーが供給される。この結果、それ以来、共振回路のＲＦ発振の振幅はより小さくなり、再びより高い値まで上昇し、この値から非周期的な繰り返し低下が生じる。スイッチ２４を繰り返し閉じることにより、共振回路１２の発振の全体の長さを長くすることができる。プラッキングパルス発生器２２内にはパルスＰＬＵＣＫを発生する回路モジュールが収納されており、このパルスＰＬＵＣＫはＲＦ発振信号ＨＦ１の各状態を考慮し、クロック発生器２６内でＲＦ発振信号ＨＦ１から発生されるクロック信号ＨＦＣＬＫによって制御される。キャリア終了検出器２８は共振回路１２のコイル１４がインテロゲータからのＲＦキャリア発振信号を受信している限り、不要なエネルギー消費を防止するようにプラッキングパルス発生器２２をＯＦＦにスイッチングする動作をするにすぎない。キャリア終了検出器２８はこのＲＦキャリア発振信号の終了を認識し、その後、信号ＥＯＢによりプラッキングパルス発生器２２をイネーブルする。２つの条件が満たされるたびに、すなわち共振回路のＲＦ発振の振幅が臨界的スレッショルド値よりも低く低下した時、およびその振幅の瞬間値がコンデンサの充電曲線に従った時間変化する基準電圧に対して所定の値にあらかじめ定めたように関連した場合に、プラッキングパルス発生器内でこの信号ＰＬＵＣＫが発生される。
【００１１】
発振を持続させ、よってできるだけ長く共振回路１２を発振し続けるために、充電コンデンサ２０内に蓄積されているエネルギーを最適に活用するには、これら２つの条件だけでは十分でない。外部ダンピング効果により、共振回路のＱ値は共振回路に過剰なエネルギーを供給することなく、特に第２条件をもはや満足できなくなる程度まで変化することがあり、この結果、利用可能なエネルギーが過剰に短時間で使用されることになる。本発明に係わるプラッキングパルス発生器の構造を変えることにより、利用可能なエネルギーを最適に活用する上で共振回路の発振をより長く持続することができるようになる。
【００１２】
次に図２を参照すると、ここにはプラッキングパルス発生器２２の構造を示すブロック図が示されている。この発生器はＲＦ発振信号ＨＦ１の振幅が所定の値よりも低くなるたびに出力端３２に信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫを出力するプラッキングイネーブル回路３０を含む。このプラッキングイネーブル回路３０はクロック発生器２６がイネーブルクロック信号ＨＦＣＬＫを発生できる程度にＲＦ発振の振幅が十分となっている限り、共振回路へプラッキングパルスが印加されるのを防止する。ＨＦ発振の振幅の更なる低下によって満足できるクロック信号の発生ができない程度までＨＦ発振の振幅が低下するまで、プラッキングイネーブル回路３０は信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫを発生しない。この信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫは上記別の条件、すなわちＲＦ発振信号ＨＦ１の瞬間値があらかじめ定めた基準電圧に関連した時に、共振回路１２へプラッキングパルスを印加できることを後の回路モジュールに表示する信号である。この基準電圧は基準電圧およびプラッキングパルス発生器３４を介して発生され、この発生器３４は所定の関係が存在することを見ており、パルスＰＬＵＣＫを発生するようになっている。
【００１３】
基準電圧は電流源によりコンデンサを充電することによって発生される。このような構造におけるＲＦ発振の瞬間値は発振のどのサイクルにおいても基準電圧のこのような増加量と比較される。すなわち基準電圧と瞬間値との差が所定の差に達するとすぐに、先に信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫが発生されている限り、パルスＰＬＵＣＫを出力する。発生器３４は所定の関係が満たされるかどうか、すなわち既に述べた電圧差があるかどうかを見ると同時に、その出力端３６に信号ＰＥＡＫを発生し、この信号はカウンター回路３８へ供給される。パルスＰＬＵＣＫを出力する結果、スイッチ２４は閉じられ、共振回路１２にエネルギーが供給される。こうして共振回路１２はフル振幅で再発振するので、プラッキングイネーブル回路３０の出力端３２には信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫはもう発生しない。ＲＦ発振信号ＨＦ１のその後のサイクルの途中では、基準電圧と各瞬間値との上記電圧差は、所定の値よりも大きくなり得るので、その都度、出力端３６に信号ＰＥＡＫが出力される。この結果、上記のように、信号ＥＮ−ＰＥＡＫはないのでＰＬＵＣＫは出力されない。
【００１４】
カウンター回路３８は２ステージ二進カウンターと、このカウンター回路を特殊な態様で作動させる論理回路とを含む。すなわち信号ＰＥＡＫがある時に、論理回路はクロック信号ＨＦＣＬＫのクロックパルスごとに二進カウンターのカウントをデクリメントし、信号ＰＥＡＫがない時に得るクロックパルスごとにカウントをインクリメントする。同時に、論理回路はデクリメントの際にカウントが二進値００に達すると、それ以上カウントを変えず、カウントが二進値１１に達するとカウントを変えないように保証している。カウンター回路３８は信号Ｑ０およびＱ１を出力するための２つの出力端４０および４２を含む。これら信号は基準電圧およびプラッキングパルス発生器３４の入力端４４および４６にそれぞれ印加され、ここにおいてこれら信号は基準電圧を発生する際に使用される電流源をスイッチングする。既に述べたように、基準電圧は電流を供給することによって充電されたコンデンサで発生される。従って、この基準電圧は上昇し、その傾きはカウンター回路３８が出力する信号Ｑ０およびＱ１によって変えることができる。発生器３４とカウンター回路３８とは閉制御ループを形成し、このループの助けにより基準電圧曲線の傾きはＲＦ発振の半サイクルごとに基準電圧とＲＦ発振の瞬間値との差が所定の値に達するたびに変えられる。この差が所定の値よりも大となると、コンデンサを充電するのに使用される電流源は基準電圧曲線の傾きがよりゆるやかとなるようにスイッチングされ、一方、差が所定値よりも小さくなれば、これに対応して電流源をスイッチングすることにより、この傾きを大きくする。次に、図７に示されている信号図を参照し、図３〜６に示されているプラッキングパルス発生器２２含まれる回路モジュールの回路図を検討しながら、これら機能について詳細に説明する。
【００１５】
次に図３を参照する。ここにはプラッキングイネーブル回路３０の回路図が示されている。この回路は電界効果トランジスタ４８を含み、このトランジスタのソースはダイオード５０を介し、電源電圧Ｖｃｃに接続されており、ドレインとアースとの間には電流源５２が接続されている。この電界効果トランジスタ４８ゲートはダイオード５４を介し、ＲＦ発振信号ＨＦ１を受ける。更に、ゲートと電源電圧ターミナル５６との間には別の電流源５８が接続されており、この電流源５８はゲートとアースとの間に接続されたコンデンサ６０を充電するようになっている。この電界効果トランジスタ４８のドレインには２つのＮＡＮＤ回路６２、６４を使用するＤフリップフロップの一方の入力端が接続されており、Ｄフリップフロップの他方の入力端にはクロック信号ＨＦＣＬＫが印加される。Ｄフリップフロップの出力端６６は否定回路（ｎｅｇａｔｏｒ）６８を介し、プラッキングイネーブル回路３０の出力端３２に接続されている。
【００１６】
プラッキングイネーブル回路３０は充電コンデンサ２０から共振回路１２へのエネルギーの供給をイネーブルする信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫを発生するように働く。電流源５８が作動する結果、コンデンサ６０は充電され続けるので、電界効果トランジスタ４８のゲートの電圧は増加する。これと同時に、ダイオード５４を介して印加されるＲＦ発振信号ＨＦ１により、このゲートは放電される。ＲＦ発振信号の振幅の低下によって、電界効果トランジスタ４８のゲートの充電電圧は最終的に電源電圧Ｖｃｃの値−電界効果トランジスタ４８のスレッショルド値＋ダイオード５０の順方向電圧に対応する値に最終的に到達するまで増加する。一旦、この電圧の値に達し、電界効果トランジスタ４８がＯＦＦになっていれば、この電界効果トランジスタ４８に接続されているＮＡＮＤ回路６２、６４の入力端にＬＯＷ信号が印加される。この結果、クロック信号ＨＦＣＬＫが次にＨＩＧＨとなり、これが否定回路６８によって否定され、出力端３２にＬＯＷ信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫとして生じると、出力端６６、２５にＨＩＧＨ信号が発生する。このプラッキングは回路３０をイネーブルとし、ＲＦ発振信号ＨＦ１の振幅が所定の値より小さくなる度にＬＯＷ信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫを発生する。
【００１７】
次に、図４を参照すると、ここには基準電圧およびプラッキングパルス発生器３４の回路図が示されている。この基準電圧を発生するために、この発生器はコンデンサ７０と、これに並列に接続された電流源７２とを含み、電流源７２は充電電圧が正の傾きとなるように連続してコンデンサ７０を充電する。基準電圧は図４ではＶＰＥＡＫとして表示されている。この図から明らかなように、２つの別の電流源７４と７６とが設けられており、これら電流源の各々は電流源７２に並列に接続されているスイッチ７８および８０を介し、それぞれスイッチング可能となっている。このような構造では、電流源は電流源７２と電流源７４の各々が同じ電流を発生し、すなわちＩ０＝Ｉ１となるような大きさとなっており、一方、電流源７６は電流源７２が発生する電流の値の２倍の電流を発生する。すなわちＩ２＝２Ｉ０となるような電流を発生する。これに対応して、信号Ｑ０およびＱ１によって制御されるスイッチ７８および８０を閉じることにより種々の電流Ｉ０、２Ｉ０、３Ｉ０または４Ｉ０で充電できる。充電電流のレベルに応じ、基準電圧ＶＰＥＡＫの傾きは大きくなったり小さくなったりする。
【００１８】
発生器３４は電流ミラーに接続された２つの電界効果トランジスタ８２、８４を更に含む。この電流ミラー回路は、電界効果トランジスタ８２を通る電流が電界効果トランジスタ８４にも生じるので、コンデンサ７０の基準電圧ＶＰＥＡＫと同じ電圧が回路ポイント８６に発生するという効果を有する。別の電界効果トランジスタ８８および９０は共振回路１２がＲＦキャリア発振信号を受信したことをキャリア終了検出器２８からのＥＯＢ信号が表示した時に、基準電圧の発生をディスエーブルする効果を有するにすぎない。このＲＦキャリア発振信号が終了するまで、基準電圧を発生できるように電界効果トランジスタ８８、９０は信号ＥＯＢでスイッチングされない。
【００１９】
次に、スイッチ７８および８０が開であるとすると、電流源７２によりＲＦ発振信号ＨＦ１が負となっている半波中にコンデンサ７０が充電される。半波内の瞬間値が基準電圧ＶＰＥＡＫと電界効果トランジスタ８２のスレッショルド電圧Ｖｐとの差に対応する値に達するとすぐに、このトランジスタ８２はオンにスイッチングされる。電流ミラー機能により電界効果トランジスタ８４も同じようにオンにスイッチングされる。回路ポイント８６はローレベル信号となり、この信号は否定回路９２によって反転された後に出力端９４でＨＩＧＨ信号ＰＥＡＫとなる。基準電圧ＶＰＥＡＫとＲＦ発振信号ＨＦ１の瞬間値との間が所定の関係となるごとに、すなわちＲＦ発振信号ＨＦ１の瞬間値がスレッショルド電圧Ｖｔよりも低い基準電圧ＶＰＥＡＫ以上となるたびに、ピーク信号ＰＥＡＫが発生される。このような関係が生じるとすぐに、電界効果トランジスタ８２はオンにスイッチングされる。２つのＮＡＮＤ回路９６、９８を使用するＤフリップフロップの入力端には信号ＰＥＡＫが印加される。Ｄフリップフロップは他方の入力端に信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫが印加されると、常に状態を変える。この信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫはフリップフロップ９６、９８をプリセットし、これらフリップフロップは信号ＰＥＡＫにより状態を変える。更に信号ＰＥＡＫが加えられてもフリップフロップ９６、９８の状態は変化しない。信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫが再び印加されるまで、信号ＰＥＡＫが加えられてもフリップフロップ９６、９８の状態は変化しない。フリップフロップ９６、９８がゲート操作される際に、回路出力端１００に生じる信号エッジはモジュール１０２で微分され、スパイク状に整形され、このスパイク信号は出力端１０３にてパルスＰＬＵＣＫとして出力される。図１に示されるように、この信号の結果、スイッチ２４は閉じられるので、共振回路１２をプラック（ｐｌｕｃｋ）する。
【００２０】
次に図５を参照すると、ここにはカウンター回路３８の回路図が示されている。このカウンター回路では、信号ＰＥＡＫは回路モジュール１０４における微分と整形によりスパイク状に整形し直され、このスパイク信号はＤフリップフロップ１０８のプリセットされた入力端１０６に印加される。Ｄフリップフロップ１０８の出力信号Ｑおよび
0004162901.tif 000002
は図６に回路構造が示されている論理回路１１０に印加される。論理回路１１０の出力端１１２および１１４における信号は２つのＤフリップフロップ１１６および１１８から成る２ステージのアップ／ダウンカウンターを制御し、フリップフロップ１１６および１１８の出力信号Ｑ０、Ｑ１は二進値０、０または０、１または１、０または１、１をとり得る。図５から明らかなように、Ｄフリップフロップ１１６および１１８の出力信号は論理回路１１０へ戻されるので、これらフリップフロップは各ケースにおけるカウントに応じて出力端１１２および１１４にそれらの出力信号を発生する。既に述べたように、この論理回路はアップ／ダウンカウントの双方において飽和状態になるまでカウンターがドライブされるという効果を有する。すなわち、更にカウントパルスを受信しても、二進カウント１１までカウントアップするか、二進カウント００までカウントダウンするまでドライブされるという効果を有する。図６に示された論理回路１１０は専らＮＡＮＤゲート、ＮＯＲゲートおよび否定回路のような論理モジュールしか含まないので、その機能の詳細は当業者には即座に明らかとなろう。信号ＮＲＥＳの助けにより、カウンターは一定のスタートカウントまでセットできる。
【００２１】
カウンターの開始カウントが二進値１１であるとすると、信号ＰＥＡＫが発生する度に、カウントはクロック信号ＨＦＣＬＫと同期して１ステップだけ減少される。この動作は二進カウント００に達するまで続き、論理回路は更に信号ＰＥＡＫが生じても、このカウントがそれ以上変化しないようにし、一方、基準電圧およびプラッキングパルス発生器３４は更なる信号ＰＥＡＫを出力しないので、論理回路１１０はクロック信号ＨＦＣＬＫと同期して、二進カウント１１に再び達するまで、どのクロックパルスでも各値だけカウントをインクリメントさせる。次に、論理回路１１０は信号ＰＥＡＫが発生しなくてもカウントの変化が生じないという効果を有する。既に説明したように、基準信号ＶＰＥＡＫの波形の正の傾きを変える、スイッチ７８および８０の開閉を生じさせるのは、発生器３４におけるこれら種々のカウントである。
【００２２】
次に図７を参照すると、図Ａ〜Ｅに信号ＨＦＣＬＫ、ＥＮ−ＰＬＵＣＫ、ＰＥＡＫ、ＰＬＵＣＫ、ＲＦ発振信号ＨＦ１および基準電圧ＶＰＥＡＫが示されており、特に上記回路の助けにより共振回路１２の発振のプラッキングを最適にするという意味で変更をもたらす基準電圧ＶＰＥＡＫの波形は重要である。図１に示されるようなトランスポンダがＲＦキャリア発振信号を受信し、この信号が終了すると、まず最初に共振回路１２がフル振幅で振動する。しかしながら、この振幅は信号ＨＦ１に対して図７から明らかなように、多少Ｑ値に応じて短時間で減少する。ＲＦ発振の開始時において、基準電圧ＶＰＥＡＫとシーケンス内のいくつかの負の半波におけるＲＦ発振信号の瞬間値との差が電界効果トランジスタ８２のスレッショルド電圧Ｖｔとなるので、図７におけるＣから明らかなように、各半サイクル中に信号ＰＥＡＫが生じる。信号ＰＥＡＫごとに、当初１１であったカウンター１１６、１１８のカウントは１カウントだけデクリメントされる。２つの信号Ｑ０およびＱ１の当初存在した二進値１によりスイッチ７８および８０は閉じられるので、コンデンサ７０は最大限利用可能な電流によって充電され、この結果、基準電圧ＶＰＥＡＫの立ち上がりの傾きは最大となる。第１信号ＶＰＥＡＫによりカウントが１だけデクリメントされると、スイッチ７８は信号Ｑ０により開にされ、この結果、コンデンサ７０を充電するのに利用できる電流は少なくなり、よって信号ＰＥＡＫの傾きは小さくなる。次の信号ＰＥＡＫにてカウンター１１６、１１８のカウントは再び１カウントだけデクリメントされるので、信号Ｑ０によりスイッチ７８は再び閉じられ、一方、信号Ｑ１によりスイッチ８０は開にされる。この結果、コンデンサ７０の充電電流は更に減少し、よって基準電圧ＶＰＥＡＫの傾きも更に小さくなる。信号ＶＰＥＡＫごとの傾きの減少は図７におけるＥから明らかである。信号ＰＥＡＫを発生する条件が４回満たされると、トランジスタ８２がそれ以上ＯＮとならない程度までＲＦ発振信号ＨＦ１の振幅が減少されるので、それ以上信号ＰＥＡＫは発生されない。クロック信号ＨＦＣＬＫの更なるパルスごとに、カウンター１１６、１１８のカウントを１カウントだけインクリメントさせるのは、信号ＰＥＡＫがこのように存在しないからである。次にこの結果、逆のシーケンスでスイッチ７８、８０は開閉されるので、信号ＰＥＡＫがない状態でクロックパルスごとに基準電圧ＶＰＥＡＫの曲線の傾きが増加する。
【００２３】
しかしながら、時間と共にＲＦ発振信号ＨＦ１の振幅は同じように減少し、プラッキングイネーブル回路３０で設定されたスレッショルドに、もはや到達しなくなるとすぐに、図７においてＢで示されるように、信号ＥＮ−ＰＬＵＫはＬＯＷとして発生される。図７におけるＥで明らかなように、基準電圧ＶＰＥＡＫの増加した傾きにより、時間Ｓ１におけるポイントにおいて再び信号ＰＥＡＫを発生する条件に達すると、すなわちＲＦ発振信号ＨＦ１の瞬間値と基準電圧ＶＰＥＡＫとの差が電界効果トランジスタ８２のスレッショルド電圧Ｖｔに達するという条件が満たされると、この結果再び信号ＰＥＡＫが発生される。フリップフロップ９４、９８は信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫによりプリセットされているので、このフリップフロップは信号ＰＥＡＫによりリセットされる。フリップフロップ９４、９６の出力信号のエッジは回路モジュール１０２内で微分され、整形されるので、出力端１０３にて信号ＰＬＵＣＫが発生され、この結果、スイッチ２４が閉じられて共振回路１２へエネルギーが供給される。このことは、図７のダイヤグラムＥにおける時間Ｓ１のポイントで生じる。明らかなように、ＲＦ発振信号ＨＦ１の振幅は再び最大値をとり、基準電圧ＶＰＥＡＫも最初のスタート値に戻る。
【００２４】
上記動作は何回も繰り返されるので、シーケンスの周期ごとに発生される信号ＰＥＡＫにより、最初に基準電圧ＶＰＥＡＫの傾きが減少し、次に時間Ｓ２およびＳ３におけるポイントにて、信号ＥＮ−ＰＬＵＣＫが生じた時に、終了時に新しいＰＬＵＣＫパルスが発生されるまで、信号ＰＥＡＫがない状態で傾きが増加する。
【００２５】
当然ながら、充電コンデンサ２０内のエネルギーは減少するので、共振回路１２の発振を持続、すなわちプラッキングするのに十分なエネルギーを利用できる間しかこれら動作を繰り返すことはできない。
【００２６】
オン−オフ制御ループを基に変更される基準電圧ＶＰＥＡＫの傾きにより、各ケースにおける共振回路１２のＱ値および外部の有効なダンピングファクターへの最適な適応が達成される。すなわち共振回路１２へ過度に早期にエネルギーが供給されるのを防止し、よって充電コンデンサ２０内に存在するエネルギーが早期に消費されるのを防止できる。共振回路の発振応答に否定的な効果があり得る個々の条件を特別に検討しなくても、上記のような回路アセンブリを内蔵するトランスポンダを種々の用途で使用できる。
【００２７】
以上の説明に関し、更に以下の項を開示する。
（１）  時間に対して定められ、共振回路を発振させ、充電電圧が電源電圧を形成する蓄積要素を充電するのに使用されるＲＦキャリア発振パルスから、動作に必要な電源電圧を得るようになっており、ＲＦ発振の振幅が所定のスレッショルド値よりも低下し、その瞬間値がコンデンサの充電電圧として時間的に変化する基準電圧に対し所定の関係となるたびに、維持パルス、すなわちプラッキングパルスを発生し、プラッキングパルスの期間中、オンになるようにスイッチングでき、前記蓄積コンデンサを共振回路に接続するためのスイッチが設けられており、バッテリー電源を有しないトランスポンダの共振回路におけるＲＦ発振の維持、すなわちプラッキングを行うパルスを発生するための回路アセンブリにおいて、
前記ＲＦ発振信号（ＨＦ１）の瞬間値と基準電圧（ＶＰＥＡＫ）との間の所定の関係を維持する方向に、２つのプラッキングパルス（ＰＬＵＣＫ）の間の基準電圧曲線の傾きを変える閉制御ループ（３４、３８）が設けられていることを特徴とする、ＲＦ発振の維持、すなわちプラッキングを行うパルスを発生するための回路アセンブリ。
（２）  前記閉制御ループがスレッショルドスイッチ（８２）を含み、このスレッショルドスイッチにＲＦ発振信号（ＨＦ１）の瞬間値と基準電圧（ＶＰＥＡＫ）との間の差が印加され、このスレッショルドスイッチがそのスイッチ状態を変えると共に、前記差が所定の関係に達した時にイネーブル信号（ＰＥＡＫ）を発生するようになっており、前記閉制御ループが更にカウンター回路（３８）を含み、このカウンター回路にイネーブル信号（ＥＮ−ＰＬＵＣＫ）が印加され、前記カウンター回路がＲＦ発振信号（ＨＦ１）から誘導されるクロックパルス（ＨＦＣＬＫ）によって制御され、前記イネーブル信号（ＰＥＡＫ）が存在しないときにクロックパルスごとにそのカウントをインクリメントし、前記イネーブル信号が存在する時にそのカウントをデクリメントし、基準電圧として働く充電電圧を発生するためのコンデンサ（７０）に供給される電流が前記カウンター回路（３８）の各カウントの関数として変化することを特徴とする、第１項記載の回路アセンブリ。
（３）  前記カウンター回路（３８）が２ステージのアップ／ダウンカウンター（１１６、１１８）と論理回路（１１０）とを含み、前記論理回路がイネーブル信号（ＰＥＡＫ）が存在していても、または存在していなくても、最大カウントおよび最低カウントに達したときにクロックパルスごとの前記アップ／ダウンカウンター（１１６、１１８）のカウントの変化を防止するようになっていることを特徴とする、第２項記載の回路アセンブリ。
【００２８】
（４）  時間に対して定められ、共振回路を発振させ、充電電圧が電源電圧を形成する蓄積要素を充電するのに使用されるＲＦキャリア発振パルスから、動作に必要な電源電圧を得るようになっているバッテリー電源を有しないトランスポンダ（１０）の共振回路（１２）におけるＲＦ発振の維持、すなわちプラッキングを行うパルスを発生するための回路アセンブリにおいて、ＲＦ発振の振幅が所定のスレッショルド値よりも低下し、その瞬間値がコンデンサ（７０）の充電電圧として時間的に変化する基準電圧（ＶＰＥＡＫ）に対し所定の関係となるたびに、維持パルス、すなわちプラッキングパルスを発生する。このプラッキングパルス（ＰＬＵＣＫ）の期間中、オンになるようにスイッチングでき、前記蓄積要素（２０）を共振回路（１２）に接続するためのスイッチ（２４）が設けられており、前記ＲＦ発振信号の瞬間値と基準電圧との間の所定の関係を維持する方向に、２つのプラッキングパルス（ＰＬＵＣＫ）の間の基準電圧曲線の傾きを変える閉制御ループ（３４、３８）が設けられている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる回路アセンブリを使用するための従来のトランスポンダの一般的なブロック図である。
【図２】本発明に係わるプラッキングパルス発生器の構造の説明を容易にするブロック図である。
【図３】図２に示されるようなプラッキングイネーブル回路の回路図である。
【図４】図２に示されるような基準電圧およびプラッキングパルス発生器の回路図である。
【図５】図２に示されるようなカウント回路の回路図である。
【図６】図４に示されるようなカウント回路に含まれる論理回路の回路図である。
【図７】本発明に係わる回路アセンブリ内で生じる信号を説明するのを助ける新語渦である。
【符号の説明】
１０  トランスポンダ
１２  共振回路
１４  コイル
１６  コンデンサ
１８  整流器
２０  充電コンデンサ
２２  プラッキングパルス発生器
２４  スイッチ
２６  クロック発生器
２８  キャリア終了検出器
３０  プラッキングイネーブル回路
３２  出力端
３４  基準電圧およびプラッキングパルス発生器
３８  カウンター回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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