(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
実領域におけるディジタル広帯域高周波数帯域通過信号をＩおよびＱ成分を有するディジタル基底帯域信号に変換する方法であって、
該実領域におけるディジタル広帯域高周波数帯域通過信号を実質的に重複しない狭い通過帯域を有する複素領域におけるディジタル帯域通過フィルタの集合に同時に通過させることで複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号の集合を作成する工程と、
各々の該複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号をダウンサンプリングして対するＩおよびＱ成分を有するディジタル基底帯域信号を含むスペクトルの複製を生成し、低域通過フィルタリングして該スペクトルの複製から該ディジタル基底帯域信号を抽出することにより周波数変換を行い該複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号の集合を該ＩおよびＱ成分を有するディジタル基底帯域信号の集合に変換する工程とを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
該変換の工程が、ダウンサンプリング後であって低域通過フィルタリングの前の段階で該複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号を少なくとも複数復調することを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
実領域におけるディジタル広帯域高周波数信号をＩおよびＱ成分を有するディジタル基底帯域信号に変換する装置であって、
該実領域におけるディジタル広帯域高周波数帯域通過信号を複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号の集合に分割する実質的に重複しない狭い通過帯域を有する複素ディジタル帯域通過フィルタ（Ω1、Ω2、...ΩN）の集合と、
各々の該複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号をダウンサンプリング（↓Ｄ）して対応するＩおよびＱ成分を有するディジタル基底帯域信号を含むスペクトルの複製を生成し、さらに低域通過フィルタリング（ＬＰ）して該スペクトルの複製から該ディジタル基底帯域信号を抽出することにより周波数変換を行い該複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号の集合を該ＩおよびＱ成分を有するディジタル基底帯域信号の集合に変換する手段（↓Ｄ、ＬＰ）とを備えたことを特徴とする装置。
【請求項４】
該変換の手段が、ダウンサンプリング（↓Ｄ）後で低域通過フィルタリング（ＬＰ）の前の段階で該複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号を少なくとも複数復調する復調器（ＤＥＭ）を含むことを特徴とする請求項３に記載の装置。
【請求項５】
該複素ディジタル帯域通過フィルタ（Ω1、Ω2、...ΩN）が、それぞれ実領域におけるディジタル低域通過フィルタをそのディジタル低域通過フィルタ伝達関数を複素領域におけるディジタル帯域通過フィルタ伝達関数に変換することで複素領域におけるディジタル帯域通過フィルタに変換したものであることを特徴とする請求項３または４に記載の装置。
【請求項６】
該複素ディジタル帯域通過フィルタ（Ω1、Ω2、...ΩN）が、複素領域における伝達関数を有する双線形のディジタルはしごフィルタからなるものであることを特徴とする請求項５に記載の装置。
【請求項７】
該複素ディジタル帯域通過フィルタ（Ω1、Ω2、...ΩN）がさらに遅延素子を有し、該遅延素子の各々が、同一の特定複素数（ｚ0-1）との乗算を行うことを特徴とする請求項６に記載の装置。
【請求項８】
無線通信システムにおける基地局であって、該基地局が実領域におけるディジタル広帯域高周波数信号をＩおよびＱ成分を有するディジタル基底帯域信号の集合に変換する手段を含み、
該実領域におけるディジタル広帯域高周波数信号を複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号の集合に分割する実質的に重複しない狭い通過帯域を有する複素ディジタル帯域通過フィルタ（Ω1、Ω2、...ΩN）の集合と、
各々の該複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号をダウンサンプリング（↓Ｄ）して対応するＩおよびＱ成分を有するディジタル基底帯域信号を含むスペクトルの複製を生成し、さらに低域通過フィルタリング（ＬＰ）して該スペクトルの複製から該ディジタル基底帯域信号を抽出することにより周波数変換を行い該複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号の集合を該複素領域におけるディジタル基底帯域信号の集合に変換する手段（↓Ｄ、ＬＰ）とを備えたことを特徴とする基地局。
【請求項９】
該変換の手段（↓Ｄ、ＬＰ）が、ダウンサンプリング（↓Ｄ）後で低域通過フィルタリング（ＬＰ）の前の段階で該複素領域におけるディジタル狭帯域高周波数信号を少なくとも複数復調する復調器（ＤＥＭ）を含むことを特徴とする請求項８に記載の基地局。
【請求項１０】
該複素ディジタル帯域通過フィルタ（Ω1、Ω2、...ΩN）が、それぞれ実領域におけるディジタル低域通過フィルタをそのディジタル低域通過フィルタ伝達関数を複素領域におけるディジタル帯域通過フィルタ伝達関数に変換することで複素領域におけるディジタル帯域通過フィルタに変換したものであることを特徴とする請求項８または９に記載の基地局。
【請求項１１】
該複素ディジタル帯域通過フィルタ（Ω1、Ω2、...ΩN）が、複素領域における伝達関数を有する双線形のディジタルはしごフィルタからなるものであることを特徴とする請求項１０に記載の基地局。
【請求項１２】
該複素ディジタル帯域通過フィルタ（Ω1、Ω2、...ΩN）がさらに遅延素子を有し、該遅延素子の各々が、同一の特定複素数（ｚ0-1）との乗算を行うことを特徴とする請求項１１に記載の基地局。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、実領域におけるディジタル広帯域高周波数信号を複素領域におけるディジタル基底帯域信号の集合に変換するための方法および装置、複素領域におけるディジタル基底帯域信号の集合を実領域におけるディジタル広帯域高周波数信号に変換するための方法および装置、これらの変換に好適に使用できる複素フィルタおよびこれらの変換を利用する無線通信システムにおける基地局に関するものである。
背景技術
移動通信システムにおける基地局は、３０ＭＨｚにもおよぶ帯域幅を有する広帯域高周波数無線信号を送受信する。受信された広帯域信号は、狭帯域（例えば幅３０ｋＨｚの）チャネル（ＦＤＭＡ）やチャネル群（ＴＤＭＡ）に分割される。逆の処理では、チャネルまたはチャネル群が送信用の広帯域信号に合成される。
広帯域スペクトルをＡ／Ｄ変換し、チャネル分割をディジタル方式で行うことが提案されている。各チャネルまたはチャネル群につき、ディジタル広帯域信号を異なる周波数で復調し、そのチャネルまたはチャネル群を基底帯域に偏移させる。復調は、ＩおよびＱ成分を作成するために４相ネットワークで行う。次いで、特定のチャネルまたはチャネル群を、隣接する不要のチャネルやチャネル群から分離するためにこれらの成分を低域通過フィルタに通す。最後に、分離された信号の標本を削減（ダウンサンプル）する。
逆の処理では、基底帯域信号を補間（アップサンプル）し、変調し、合成して広帯域信号を作成する。
これらの方法の欠点は、変調および復調がディジタル広帯域信号の高い標本化周波数で行われるので、多くのデータ処理を必要とすることである。さらに、必要となる局所発振器および多重器は、大きな場所を取り、電力を消費量が大きい。
発明の開示
本発明の目的は広帯域信号から基底帯域信号への変換および基底帯域信号から広帯域信号への変換に必要なデータ処理量を減らすことである。
この目的は、添付の請求項に記載の方法、装置および基地局により実現することができる。
本発明のさらなる目的は、この変換に使用する特定の種類の複素フィルタの提供である。
簡単に説明すると、本発明は複素領域における帯域通過フィルタを利用して高い広帯域信号標本化周波数でチャネル分割を行う。広帯域信号を基底帯域に復調するのではなく、単に標本の数を削減（ダウンサンプル）することで、複素フィルタから直接得るＩおよびＱ信号に対して周波数を減らすことができる。
削減により直接基底帯域に到達することができない場合に用いる本発明の変更例では、基底帯域に近い周波数へ削減した後、基底帯域へ復調することで大きな効果を得ることができる。
同様に、補間（アップサンプル）基底帯域信号または低周波数信号を複素フィルタを用いてフィルタリングし、狭帯域高周波数信号を得ることができる。そして、このような高周波数信号を合成し、送信用の広帯域信号を作成する。
補間により直接高周波数帯域に到達することができない場合に用いる本発明の変更例では、補間の前に基底帯域に近い周波数へ変調することで大きな効果を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
本発明とそのさらなる目的や効果は、下記の説明を添付の図面とともに参照することで最も良く理解することができる。
図１は簡単なＦＩＲフィルタを示すブロック図である。
図２はそれに対応する複素ＦＩＲフィルタの実施形態を示すブロック図である。
図３は複素ＦＩＲフィルタの他の実施形態を示すブロック図である。
図４は図２および３によるフィルタで行う複素乗算を示すブロック図である。
図５は実領域における双線形ディジタルはしごフィルタ（ＢＤＬＦフィルタ）を示すブロック図である。
図６は本発明に係る複素ＢＤＬＦフィルタの実施形態を示すブロック図である。
図７は広帯域高周波数信号を分割して基底帯域信号に変換する既知の基地局を示すブロック図である。
図８は広帯域高周波数信号を分割して基底帯域信号に変換する本発明に係る基地局の好適な実施形態を示すブロック図である。
図９は図７の基地局の動作を示す電力スペクトル図である。
図１０は図８の基地局の動作を示す電力スペクトル図である。
図１１は基底帯域信号の集合を広帯域高周波数信号に変換する既知の基地局を示すブロック図である。
図１２は基底帯域信号の集合を広帯域高周波数信号に変換する本発明に係る基地局の好適な実施形態を示すブロック図である。
図１３は図１１の基地局の動作を示す電力スペクトル図である。
図１４は図１２の基地局の動作を示す電力スペクトル図である。
図１５は基底帯域信号を示す電力スペクトル図である。
図１６は図１５の電力スペクトルを有する基底帯域信号の標本値をいくつかゼロに設定した結果を示す電力スペクトル図である。
図１７は図１６の電力スペクトルを有する信号からゼロの標本値を除去した結果を示す電力スペクトル図である。
図１８は通過帯域信号を示す電力スペクトル図である。
図１９は図１８の電力スペクトルを有する通過帯域信号の標本値のいくつかをゼロに設定した結果を示す電力スペクトル図である。
図２０は図１９の電力スペクトルを有する信号からゼロの標本値を除去した結果を示す電力スペクトル図である。
図２１は広帯域信号を示す電力スペクトル図である。
図２２は図２１の電力スペクトルを有する広帯域信号に作用させるための複素フィルタを示す電力スペクトル図である。
図２３は図２１の電力スペクトルを有する広帯域信号に対する複素フィルタの効果を示す電力スペクトル図である。
図２４は図２３の電力スペクトルを有する通過帯域信号の標本値のいくつかをゼロに設定した結果を示す電力スペクトル図である。
図２５は図２４の電力スペクトルを有する信号からゼロの標本値を除去した結果を示す電力スペクトル図である。
図２６は広帯域信号を示す電力スペクトル図である。
図２７は図２６の電力スペクトルを有する広帯域信号に作用するための複素フィルタを示す電力スペクトル図である。
図２８は図２６の電力スペクトルを有する広帯域信号に対する複素フィルタの効果を示す電力スペクトル図である。
図２９は図２８の電力スペクトルを有する通過帯域信号の標本値をいくつかゼロに設定した結果を示す電力スペクトル図である。
図３０は図２９の電力スペクトルを有する信号からゼロの標本値を除去した結果を示す電力スペクトル図である。
図３１は図３０の電力スペクトルを有する信号を低域通過フィルタリングした結果を示す電力スペクトル図である。
図３２は基底帯域信号を示す電力スペクトル図である。
図３３は図３２の電力スペクトルを有する基底帯域信号をゼロフィリングした結果を示す電力スペクトル図である。
図３４は図３３の電力スペクトルを有する信号を低域通過フィルタリングした結果を示す電力スペクトル図である。
図３５は基底帯域信号を示す電力スペクトル図である。
図３６は図３５の電力スペクトルを有する基底帯域信号をゼロフィルタリングした結果を示す電力スペクトル図である。
図３７は図３６の電力スペクトルを有する信号を複素帯域通過フィルタリングした結果を示す電力スペクトル図である。
図３８は本発明による広帯域信号を基底帯域信号の集合に変換する方法を示すフローチャートである。
図３９は本発明による基底帯域信号の集合を広帯域信号に変換する方法を示すフローチャートである。
図４０は有理比率により標本化周波数を変換するより一般的な標本化率変換器を示すブロック図である。
図４１は広帯域高周波数信号を分割された基底帯域信号に変換する本発明に係る基地局の変更実施形態を示すブロック図である。
図４２は基底帯域信号の集合を広帯域高周波数信号に変換する本発明に係る基地局の変更例を示すブロック図である。
図４３は広帯域信号を基底帯域信号の集合に変換する本発明に係る方法の変更例を示すフローチャートである。
図４４は基底帯域信号の集合を広帯域信号に変換する本発明に係る方法の変更例を示すフローチャートである。
好適な実施形態の詳細な説明
全ての図面において、同一または類似の構成要素は同一の符号で示す。
本発明には複素フィルタの概念が欠かせないため、この説明ではまず図１〜６を参照して複素フィルタについて紹介する。
図１は２つの遅延素子ｚ-1およびフィルタ係数ａ0、ａ1およびａ2を有する簡単なＦＩＲフィルタを示す。
複素帯域通過フィルタは本発明に必須な構成要素である。本発明の好適な実施形態に従って、このような帯域通過フィルタは原型の低域通過フィルタを所望の特性（すなわち通過帯域リップル、透過帯域および遮断周波数）が得られるように変更し、この低域通過フィルタを複素帯域通過フィルタに周波数転移させることで作成する。この周波数転移は、原型の低域通過フィルタの伝達関数においてｚをｚ0.ｚで置換することで行う。ここで、ｚ0とは、
0004043521.tif 000002
で定義する単位円上の点である。なお、Ω0は転移後の複素フィルタの通過帯域の中央（角）周波数を示し、Ｔは標本化周期を示す。
図１が原型の低域通過フィルタを示すことを前提とすると、対応の複素帯域通過フィルタは図２に示す形式であっても良い。図２において、各遅延素子ｚ-1は係数ｚ0-1との乗算を伴う。さらに、図２において、信号が複素領域における値を有する可能性があることを強調するために、信号経路には二重矢じりを設けた。
図３には、同等の複素フィルタを示し、複素数の乗算はフィルタ係数と組合せることで、乗算器の数を減らした。図２および３におけるフィルタの伝達関数は同一である。
図４には、複素領域における出力信号Ｂを得るために複素領域における入力信号ａに複素係数ｚ0を掛ける例を示す。図４から読み取れるように、これは信号ＡおよびＢと乗算係数ｚ0を各々の実数および虚数成分に分割し、４つの実数乗算および２つの実数加算を行うことで実現する。
ディジタルフィルタの形式として特に好ましいものとして、いわゆる双線形ディジタルはしごフィルタ（ＢＤＬＦフィルタ）がある。実領域におけるＢＬＤＦフィルタの利点については文献［１］に詳しい説明がある。この文献では、これらフィルタは係数量子化および信号量子化雑音レベルに対して波ディジタルフィルタ（ＷＤＦ）やカスケード結合バイカッド等の従来の実フィルタ構造の性能を上回ることが証明されている。さらに、必要な加算器の総数の観点から、ＷＤＦフィルタに比べて構造がより簡単である。図５は、実領域における５次ＢＤＬＦ低域通過フィルタを示すブロック図である。この図では、文献［１］と同一の符号を使用した。ここで特に興味深いのは遅延素子ｚ-1である。これらの素子をｚ0-1との乗算で補足すると、この低域通過フィルタを図２および３のフィルタのような帯域通過フィルタに変えることができる。このような複素ＢＤＬＦ帯域通過フィルタは図６のブロック図に示す。（高域通過フィルタや広帯域低域通過フィルタを原型として使用し、これらの原型に周波数転移を施すことで複素帯域遮断フィルタを作成することもできる。）複素ＢＤＬＦフィルタが好ましい理由は、上記の実ＢＤＬＦフィルタの優れた特性を維持するからである。
複素フィルタ自体を説明したところで、本発明においてこのフィルタを基地局にどのように適用するかを説明する。
図７には、無線通信システムにおける典型的な基地局を示す。説明を簡略化するため、本発明と従来のものとの差異を説明するために必要なブロックのみを図に示す。広帯域信号がアンテナにより受信され、増幅器Ａで増幅され、帯域通過フィルタＢＰを通過して、アナログ・ディジタル変換器Ａ／Ｄによりディジタル実広帯域信号に変換される。図示する実施形態では、Ａ／Ｄ変換は直接ＲＦ信号に施されるが、帯域通過フィルタＢＰとＡ／Ｄ変換器との間に１つ以上の合成段階を設けることで、Ａ／Ｄ変換をＩＦ信号に施すようにしてもよい。ディジタル広帯域信号は、チャネル（ＦＤＭＡ方式）またはチャネル群（ＴＤＭＡ方式）を全て含む。このようにして、ディジタル広帯域信号を復調器ＤＥＭの集合に供給することでチャネルまたはチャネル群の分割を行う。これら復調器はそれぞれ分割すべき周波数帯の中央周波数に対応する復調周波数Ω1、Ω2、...ΩNを有する。復調器は各周波数帯の同相（Ｉ）および４相（Ｑ）成分を作成する。しかし、広帯域信号全体が復調されるため、ＩおよびＱ成分はフィルタＬＰで低域通過フィルタリングする必要がある。これで、信号は基底帯域にあるが、標本化率が高過ぎる。そのため、標本化率をダウンサンプラ↓Ｄで低くし、これは実質的に標本の数を除去することで標本化率を低減させる。例えば、広帯域信号の帯域幅が３０ＭＨｚであり、各々の帯域幅が３０ｋＨｚの１０００個（Ｎ＝１０００）のチャネルまたはチャネル群からなる場合、ダウンサンプラ↓Ｄは通常１０００番目毎の標本をのみ保持する。
このような既知の基地局の重大な欠点は、復調を非常に高い周波数（広帯域信号の帯域幅の２倍と同じ桁）で行う必要があることである。信号は既にディジタル方式であるため、これは標本値と表に保存された正弦や余弦正弦の値との膨大な数の乗算を意味する。
図８には本発明に係る基地局の類似したブロック図を示す。受信された信号は、図７の実施形態のように増幅され、帯域通過フィルタリングされ、ディジタル形式に変換される。しかし、ディジタル広帯域信号は図７のように復調器に供給されるのではなく、中央周波数がΩ1、Ω2、...ΩNである複素帯域通過フィルタＣＭＰＬＸ  ＢＰの集合に供給される。広帯域信号は実領域における信号であるため、これらの複素帯域通過フィルタＣＭＰＬＸ  ＢＰの他の入力は０となる（この説明においては、複素帯域通過フィルタの上部の入力および出力信号が実数部分に対応し、下部の入力および出力信号が虚数部分に対応する）。これらの複素ディジタル帯域通過フィルタは望ましいＩおよびＱ成分を（複素フィルタの実数および虚数出力信号は既に４相であるため）直接作成するが、基底帯域ではなく、Ω1、Ω2、...ΩNを中心とする狭高周波数帯域である。これらＩおよびＱ成分はダウンサンプラ↓Ｄでダウンサンプリングされる。広帯域信号の帯域幅が３０ＭＨｚであり、狭帯の帯域幅が３０ｋＨｚであるとすると、削減は１０００倍程度となる。最後に、削減された信号はディジタル低域通過フィルタＬＰで低域通過フィルタリングされる。
図９および１０では、図７の既知の基地局と、図８の実施形態による本発明の基地局とにおける信号処理を比較する。両方の実施形態ともディジタル広帯域信号ＷＢから始まる。この広帯域信号は周波数帯を多数含み、各帯はチャネルまたはチャネル群を含む。図９および１０において、Ｐは各信号の電力を示し、Ωは（角）周波数を示す。広帯域信号ＷＢは高周波数信号である。これは周波数軸が切られていることで示す。既知の基地局においては、復調は広帯域信号のチャネルを基底帯域まで低下させる。この様子は図９の中央に見える。信号が全体的に基底帯域に変換され、使用される復調周波数Ω1、Ω2、...ΩNによって広帯域信号の異なる周波数帯が基底帯域を中心とすることに注目されたい。
本発明の基地局では、広帯域信号ＷＢを復調することなく、この信号を複素帯域通過フィルタＣＭＰＬＸ  ＢＰの集合を通過させる。これにより、広帯域信号ＷＢは、図１０の中央に示すように、中央周波数Ω1、Ω2、...ΩNを中心とする複素高周波数狭帯域信号の集合に変換される。
既知の基地局においては、低域通過フィルタリングが不要の狭周波数帯域を除去し、削減が標本化率を低下させる。その結果、図９の右側に示す分割基底帯域信号が得られる。
本発明の基地局においては、複素狭帯域高周波数信号が削減される。最後に、これらの削減信号は低域通過フィルタリングされ、分割複素基底帯域信号が得られる。これらの処理は図１５〜３１を参照してより具体的に説明する。
図７〜１０には広帯域信号をチャネルまたはチャネル群に分割させる方法を示した。図１１〜１４にはその逆の処理、すなわちチャネルまたはチャネル群をどのようにして合成して基地局の送信用の広帯域信号を作成するかを示す。
図１１にはこの課題に対する従来の解決法を示す。基底帯域信号となったＩおよびＱ成分を、アップサンプラ↑Ｕおよび低域通過フィルタＬＰにおいて補間する。このアップサンプリングはＩおよびＱの各標本値の間にゼロ標本値を挿入することで行う。前記と同一の周波数帯域をとると、各ＩとＱの間には９９９個のゼロを挿入することになる。このアップサンプリングにより元のスペクトルの複製が再生されるシーケンスを得る。これらの信号を低域通過フィルタＬＰで低域通過フィルタリングすることで、補間シーケンスが得られる。これはゼロフィリングにより得たスペクトルの複製を除去する。そして、この補間信号を変調器ＭＯＤにより変調周波数Ω1、Ω2、...ΩNで変調する。その結果得られた成分は加算器で合成され、Ｄ／Ａ変換され、帯域通過フィルタリング（ＢＰ）され、増幅（Ａ）され、送信される。この既知の基地局は図７の基地局と同じ欠点を有する。すなわち、補間信号の変調処理の際に、非常に多数の乗算を行う必要がある。
図１２には本発明に係る対応の基地局を示す。図１１の実施形態と同様に、ゼロフィリングによりスペクトルの複製を導入する。しかし、この場合、これら複製のうち１つ、すなわち中央周波数がΩi、ｉ＝１,２,...,Ｎのものが維持するスペクトルとして選択される。この狭スペクトルはゼロフィリングまたはアップサンプリングされた信号を中央周波数がΩ1、Ω2、...ΩNの複素帯域通過フィルタＣＭＰＬＸ  ＢＰに通して得る。副作用として、これらの複素帯域通過フィルタから直接に実領域における狭帯域高周波数信号（実際には量子化の誤りにより小さな虚数部分が残るが、これは単に無視する）が得られる。図１２の基地局の残りの部分は図１１の基地局に相当する。
図１３および１４にはこれらの処理を信号スペクトルの形態で示す。図１１の基地局に対応する図１３において、基底帯域信号が補間され、変調され、帯域通過フィルタリングされる。これにより図の中央の狭帯域高周波数信号を得る。これらの信号を合成して広帯域信号ＷＢとする。
図１２の基地局に対応する図１４においては、基底帯域信号がアップサンプルされ、対応する中央周波数Ω1、Ω2、...ΩNで帯域通過フィルタされる。これらの工程は図３２〜３７についてより具体的に説明する。最後に、高周波数狭帯域信号が合成され、広帯域信号ＷＢとなる。
ここで、図１５〜３１を参照して削減処理を説明する。
図１５〜１７には基底帯域信号の削減を示す。図１５に元の信号のスペクトルを示す。Ｍ個毎の標本値を維持し、他の標本値を全てゼロとすることで、この信号から新しい信号を得ることができる。例えば、この処理をＭ＝６として行うと、図１６に示すスペクトルを有する信号が得られる。このゼロ処理により、元のスペクトルの等間隔の複製を得る。ゼロ標本値を除去すると、削減処理が終了する。その結果得られるスペクトルは図１７に示す。ゼロ標本値を取り除いた結果、標本化周波数はｆｓからｆｓ'まで下がる（この例ではｆｓ'＝ｆｓ／６）。
実用上、上記のゼロ処理の工程は省略され、Ｍ個毎の標本値のみ維持される。しかし、ゼロ処理の工程は、同様の削減処理を通過帯域信号に用いることができることを理解し易くする。ここで、これを図１８〜２０を参照して説明する。
図１８には、通過帯域信号のスペクトルを示す。基底帯域信号と同様に、元の信号をゼロフィリングすることでこのスペクトルの複製を得る。標本化周波数ｆｓおよび削減係数Ｍをうまく選択すると、通過帯域信号のいずれかの複製のスペクトルが基底帯域内に入る。これは図１９に示す。実際、図１６と１９を比較してみると、同一であることが分かる。このため、図２０に示すように、この場合でもゼロ標本値を取り除くことで、より低い標本化周波数を有する削減基底帯域信号が得られる。
すなわち、削減することで通過帯域信号を基底帯域に変換するときの最大の特徴は、通過帯域信号がゼロ処理による複製グリッドまで下がることである。この場合、通過帯域信号スペクトルの複製は自動的に基底帯域で作成される。削減率がより高ければ、グリッドのグリッドが高くなり、可能な通過帯域の位置が増える。
図２１〜２５には、Ｍ＝１０で削減した様子を示す。図２１には図８のＡ／Ｄ変換器からの広帯域信号のスペクトルを示す。ここで、可能な複製グリッドの位置が全て示されている。しかし、無線通信システムの操作者にはこの広帯域信号のうち特定の周波数帯をのみ割り当てる。図２１では、この操作者には３個のチャネル（またはチャネル群）しか与えられていない。３チャネルとも複製グリッドに載っている。そのため、３チャネルとも分割して基底帯域に変換することができる。これらのチャネルのうち最初のチャネルが分割され、基底帯域に変換されることとする。これは、太線が複素帯域通過フィルタの伝達関数を表す図２２に示す。フィルタリング後、図２３のスペクトルを得る。これは図１８のスペクトルと類似するものである。すなわち、図２４と２５はそれぞれ図１９と２０と類似している。図２４の複製は、計画通り図２１のチャネルと同一のグリッド位置にある。操作者が使用する他の２つのチャネルも同じグリッド上にあり、これらのチャネルも同じ削減係数（Ｍ＝１０）基底帯域に変換することができる。
チャネル間は通常２５〜３０ｋＨｚ程度で、広帯域信号は３０ＭＨｚ程の帯域幅を有する可能性があるため、転移帯が非常に狭いので、複素帯域通過フィルタにかなり厳しい条件を与える。図２６〜３１に転移帯を広げることでこの条件を低くする方法を示す。
図２６には、図２１と同様の広帯域信号を示す。しかし、この場合では、操作者帯の全てのチャネルが使用されるのではなく、チャネル１および３のみが使用される。下に説明するように、これは図２７で示すような広いフィルタを使用可能とする。複素帯域通過フィルタリング（図２８）、ゼロ処理（図２９）およびゼロの除去の後、スペクトルは図３０に示すようになる。（この例では、削減係数Ｍ＝５。）スペクトルの不要な部分は図３０の太実線で示す低域通過フィルタ（図８ではＬＰ）により除去できる。その結果、図３１に示すスペクトルが得られる。削減係数がＭ＝１０であることが好ましい場合、これは図３１の信号にさらに係数を２（Ｍ＝５×２＝１０）とした削減を施すことで得られる。
図３２〜３７には補間またはアップサンプリング処理をより具体的に示す。図３２には基底帯域信号のスペクトルを示す。図３３のスペクトルは図３２のスペクトルを有する信号をゼロフィリングして得た信号を示す。この例においては、元の信号の各標本値の間にゼロを６個挿入した。低域通過フィルタリング後（図３３中太実線で示す）、補間信号のスペクトルは図３４で示すように見える。
削減処理と同様、上記の補間方法は通過帯域信号を得るために適用できる。これは図３５〜３７に示す。図３５には図３２と同じ元の信号を示す。ゼロフィリングした後、スペクトルは図３６に示すように、図３３のものと類似した形となる。しかし、補間基底帯域信号を得るために低域通過フィルタリングするのではなく、いずれかの複製に対してさらに処理を施す。これは図３６の太実線で示す。この線は低域通過フィルタではなく、複素帯域通過フィルタを示し（実際、上記の図１および２についての説明のように、同様の低域通過フィルタを高周波数に変換したものである）、これにより望ましい高周波数信号（図３６）が得られる。削減の場合と同様、望む周波数帯は複製グリッド上に存在する必要がある。
図３８には本発明に係るチャネルまたはチャネル群の分割方法の工程を示す。
図３９には本発明に係るチャネルまたはチャネル群の合成方法の工程を示す。
図４０には上記の削減および補間方法を一般的にみた場合を示す。図１８において、信号の再標本化はＵ／Ｄの比率で行う。これはＵでアップサンプルし、その後帯域通過フィルタリングし、Ｄでダウンサンプリングすることで行う。このようにして、チャネルを複製グリッドに適用し易くなる。
上述したように、本発明の好適な実施形態は、チャネルが適切な複製グリッド上に存在するかあるいはそれに変換できる（比率的再標本化によって）ことによるものである。しかし、そのようなグリッド上に存在せず、そのように再標本化できないチャネルもあるので、これらのチャネルは直接的には基底帯域に削減するかあるいは通過帯域まで補間することはできない。このような場合では、これらのチャネルに対し、削減後に復調するか補間の前に変調することで、本発明の利点を得ることができる。これらの工程はこれらのチャネルをグリッド上の周波数に転移させるが、従来のように高周波数ではなく、低周波数で復調または変調を行う。これでも、かなり簡単になる。
図４１は本発明に係る広帯域高周波数信号を分割された基底帯域信号に変換する基地局の変更形態を示すブロック図である。この変更例と図８の好適な実施形態との相違点は、削減により基底帯域まで到達しなかったチャネルをダウン変換するために、削減器↓Ｄの後に復調周波数ω1、ω2、...ωNで定義される低周波数復調器ＤＥＭを設けたことである。これは全てのチャネルに関係あるわけではないので、復調器ＤＥＭを破線で囲む（実際に必要なときにのみ設ける）。
図４２には基底帯域信号の集合を広帯域高周波数信号に変換する本発明に係る基地局の変更形態を示す。この変更例と図１２の好適な実施形態との相違点は、補間により通過帯域まで到達しなかったチャネルをアップ変換するために、補間器↓Ｄの前に変調周波数ω1、ω2、...ωNで定義される低周波数変調器ＭＯＤを設けたことである。これは全てのチャネルに関係あるわけではないので、変復調器ＭＯＤを破線で囲む（実際に必要なときにのみ設ける）。
図４３は本発明に係る広帯域信号を基底帯域信号の集合に変換する方法の変更例を示すフローチャートである。図３８のフローチャートとの相違点は、ダウンサンプリング後に復調工程があることである。
図４４は本発明に係る基底帯域信号の集合を広帯域信号に変換する方法の変更例を示すフローチャートである。図３９のフローチャートとの相違点は、アップサンプリングの前に変調工程があることである。
上述したように、本発明の基地局に使用する複素帯域通過フィルタは好ましくは複素ＢＤＬＦフィルタからなるものであるが、勿論ＦＩＲフィルタ、ＷＤＦフィルタ、バイカド等の他の複素フィルタ構造を用いても良い。
なお、添付の請求項に記載の本発明の要点および範囲から逸脱することなく様々な変更や変形を加えることができることは当業者には明らかである。
参考文献
［１］S.Signell,T.Kouyoumdjiev,K.Mossberg,L.Harnefors,“Design and Analysis of Bilinear Digital Ladder Filters”,IEEE Transactions of Circuits and Systems,Feb 1996.
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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【図３４】
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【図３５】
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【図３６】
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【図３７】
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【図３８】
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【図３９】
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【図４０】
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【図４１】
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【図４２】
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【図４３】
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【図４４】
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