(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子と逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の一方との間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源および負荷にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成のインバータにより、前記負荷に印加する電圧を制御する装置において、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で、かつゼロクロス点において各スイッチング素子のデューティ変化率を小さくするように動作させることを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項２】
請求項１記載のインバータ制御方法において、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能であることを特徴とするインバータ制御方法。
【請求項３】
交流電源及び負荷の間に１次巻線を配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器の２次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記インバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電装置において、前記インバータは、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の２次巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の２次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成とし、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作させ、フルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で、かつゼロクロス点において各スイッチング素子のデューティ変化率を小さくするように動作させることを特徴とするインバータ制御方法を用いた節電装置。
【請求項４】
請求項３記載のインバータ制御方法において、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能とし、負荷に印加する電圧を交流電源に対して昇圧及び降圧することを特徴とするインバータ制御方法を用いた節電装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源の過剰な電圧を下げ安定化させる機能と、消費電力を小さくする機能を有する、家庭用あるいは業務用インバータ装置の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、環境破壊や地球温暖化を防止するという観点から電力の有効利用及び省エネルギー化が可能でかつ、供給される電圧の安定化を図るインバータ制御方法が求められている。
【０００３】
従来のこの種のインバータ制御方法について、図１５〜図１７を参照しながら説明する。図１５に示すものは、特開平１０−４２５５９号公報に記載された昇降圧形電力調整装置で、ダイオード２０ａと２０ｂ、２０ｃと２０ｄ、２０ｅと２０ｆからなる第１から第３の直列回路を並列接続して構成される回路の２０ａから２０ｆにはそれぞれスイッチング素子２１ａから２１ｆを逆並列に接続し、第１直列回路の接続点からリアクトル２２ａを介して、交流電源２３の一方の端子を、第３直列回路の接続点からリアクトル２２ｂを介して、負荷２４の一方の端子を、第２直列回路の接続点には交流電源２３、負荷２４の各他方の端子をそれぞれ接続し、さらに、交流電源２３、負荷２４と並列にそれぞれコンデンサ２５ａ、２５ｂを接続し、また、コンデンサ２５ｃは一方をダイオード２０ａのカソード側と接続し、他方をダイオード２０ｂのアノード側と接続して構成される。この様な構成において図１６、図１７のタイミングチャートにあるような制御方法で、交流電源に対して同位相かつ電圧振幅の任意出力、すなわち昇圧動作、降圧動作を実現している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来のインバータ制御方法では、交流電源の位相に対して同位相の出力電圧しか得られないという課題がある。
【０００５】
また、入力電流の歪みが大きいので、フィルタ用のリアクトルが大きく、装置の大型化及び重量が増加するという課題がある。
【０００６】
さらに、交流電源のゼロクロス付近でスイッチング素子のデューティ変化を大きく変化させる必要がある為、制御上ゼロクロス検出は高精度検出を要求され、コストが高くなるという課題がある。
【０００７】
また、変圧器と組み合わせた際、すなわちインバータ制御方法を節電装置に応用した際には、交流電源を昇圧のみあるいは降圧のみのいずれか一方の制御しかできず、負荷側に対して安定した電源供給ができないという課題がある。
【０００８】
本発明は上記課題を解決するもので、第１の目的は、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバータ制御方法を提供することにある。
【０００９】
第２の目的は、スイッチング素子のデューティ変化を滑らかにし、入力電流の歪みを抑え、フィルタ用のリアクトルの小型、軽量化が可能で高精度のゼロクロス検出を必要としないインバータ制御方法を提供することにある。
【００１０】
第３の目的は、変圧器を用いた節電装置において、交流電源の電圧低下が発生した際には昇圧し、電圧上昇した際には降圧して供給することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明のインバータ制御方法は上記目的を達成するために、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の一方との間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源および負荷にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成のインバータにより、前記負荷に印加する電圧を制御する装置において、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で、かつゼロクロス点において各スイッチング素子のデューティ変化率を小さくするように動作させる構成としたものである。
【００１２】
本発明によれば、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対して、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバータ制御方法が得られる。
【００１３】
また、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を得る構成としたものである。
【００１４】
本発明によれば、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対して、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能なインバータ制御方法が得られる。
【００１５】
次に、交流電源及び負荷の間に１次巻線を配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器の２次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記インバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電装置において、前記インバータは、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の２次巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の２次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成とし、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で、かつゼロクロス点において各スイッチング素子のデューティ変化率を小さくするように動作させる構成としたものである。
【００１６】
本発明によれば、前記節電装置において、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる。
【００１７】
また、前記節電装置において、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を得るインバータ制御方法を使用する構成としたものである。
【００１８】
本発明によれば、前記節電装置において、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明は、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の一方との間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と負荷の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源および負荷にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成のインバータにより、前記負荷に印加する電圧を制御する装置において、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で、かつゼロクロス点において各スイッチング素子のデューティ変化率を小さくするように動作させる構成としたものであり、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相の出力が可能な装置の制御方法を得ることができるという作用を有する。
【００２０】
また、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能な構成としたものであり、出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能な装置の制御方法を得ることができるという作用を有する。
【００２１】
次に、交流電源及び負荷の間に１次巻線を配した直列変圧器と、前記交流電源及び前記直列変圧器の２次巻線の間に接続されたインバータを備え、前記インバータにより前記負荷に印加する電圧を制御する節電装置において、前記インバータは、スイッチング素子と逆並列に接続したダイオードを上下に直列接続した第１〜第３直列アームを互いに並列接続し、前記アームの両端にコンデンサを接続し、第１直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の一方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と交流電源の他方との間、第２直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の２次巻線の一方との間、第３直列アームのダイオードの直列接続点と直列変圧器の２次巻線の他方との間にそれぞれリアクトルを接続し、交流電源および直列変圧器の２次巻線にコンデンサをそれぞれ並列接続した構成とし、第１〜第３直列アームは各フルブリッジコンバータ専用アーム、フルブリッジインバータ専用アーム、コンバータ／インバータ共通アームとして動作させ、前記フルブリッジコンバータ専用アームとコンバータ／インバータ共通アームは同一または互いに反転した変調率で、かつゼロクロス点において各スイッチング素子のデューティ変化率を小さくするように動作させる構成としたものであり、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる節電装置の制御方法を得ることができるという作用を有する。
【００２２】
また、前記節電装置において、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力を可能とする構成としたものであり、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができるという作用を有する。
【００２３】
【実施例】
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。
【００２４】
（実施例１）
以下、本発明の第１実施例について図１〜図７を参照しながら説明する。
【００２５】
図１にインバータ制御装置１の回路図を示す。図において、ダイオード２ａと逆並列にスイッチング素子３ａ、ダイオード２ｂと逆並列にスイッチング素子３ｂ、ダイオード２ｃと逆並列にスイッチング素子３ｃ、ダイオード２ｄと逆並列にスイッチング素子３ｄ、ダイオード２ｅと逆並列にスイッチング素子３ｅ、ダイオード２ｆと逆並列にスイッチング素子３ｆを接続し、ダイオード２ａ、２ｂの接続点からリアクトル４ａに、ダイオード２ｃ、２ｄの接続点からそれぞれリアクトル４ｂ及びリアクトル４ｃに、ダイオード２ｅ、２ｆの接続点からリアクトル４ｄにそれぞれ接続している。さらにリアクトル４ａ及びリアクトル４ｂは交流電源５に接続し、リアクトル４ｃ及びリアクトル４ｄは負荷６に接続する。また、コンデンサ７ａは交流電源５と並列に接続し、コンデンサ７ｂは負荷６と並列に接続し、コンデンサ７ｃは一方をダイオード２ａのカソード側と接続し、他方をダイオード２ｂのアノード側にそれぞれ接続して構成する。
【００２６】
図１の回路において各スイッチング素子のデューティはフルブリッジコンバータ専用アーム８、コンバータ／インバータ共通アーム９、フルブリッジインバータ専用アーム１０のそれぞれの変調率とキャリア信号の比較によって決定する。
【００２７】
フルブリッジコンバータ専用アーム８、コンバータ／インバータ共通アーム９のそれぞれの変調率が同一である場合、すなわち、スイッチング素子３ａと３ｄ、スイッチング素子３ｂと３ｃの各組合せが同じデューティ、且つ、同じタイミングで動作させた場合を第１実施例の形態とする。
【００２８】
ここで、交流電源５の電圧Ｖｉｎに対して負荷６の電圧Ｖｏｕｔが逆位相出力である場合のタイミングチャートを図２に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図３に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図４に示す。
【００２９】
また、Ｖｉｎに対してＶｏｕｔが同位相出力である場合のタイミングチャートを図５に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図６に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図７に示す。モード遷移は逆位相出力である場合、同位相出力である場合共に同じであるため、逆位相出力のみ詳細を説明する。
【００３０】
前記の条件において、キャリア信号の１周期をＴ、スイッチング素子３ａのデューティをＤ１、スイッチング素子３ｂのデューティを１−Ｄ１、スイッチング素子３ｃのデューティを１−Ｄ１、スイッチング素子３ｄのデューティをＤ１、スイッチング素子３ｅのデューティをＤ３、スイッチング素子３ｆのデューティを１−Ｄ３とし、図１に示すように各部電圧を定義し、コンデンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃ、リアクトル４ａ及びリアクトル４ｂに流れる電流をＩｃｎｖ、リアクトル４ａ及びリアクトル４ｂの合成インダクタンスをＬ、図３または図６の期間Ａ〜Ｄのモード遷移に応じてＩ１、Ｉ２、Ｉ３とおくと、交流電源５側の平均電圧Ｖｃｎｖは式１のように、負荷６側の平均電圧Ｖｉｎｖは式２のように計算することができる。但し、デッドタイムは無視する。
【００３１】
【式１】
0004140245.tif 000002
【００３２】
【式２】
0004140245.tif 000003
【００３３】
式１、式２より各電圧の振幅は各アームのデューティに依存する為、任意の振幅に制御可能である。
【００３４】
交流電源５の電圧Ｖｉｎが正の半サイクルにおいて、モード遷移は図３及び図６中の期間Ａ〜Ｄである。期間Ａのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、図１中のインバータ出力電圧Ｖｉｎｖは零である。期間Ｂのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧はコンデンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃとすると、＋Ｖｄｃである。期間Ｃのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｄのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は、−Ｖｄｃである。
【００３５】
また、交流電源５の電圧Ｖｉｎが負の半サイクルにおいて、モード遷移は図４及び図７中の期間Ｅ〜Ｈである。期間Ｅのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＮ、３ｂ、３ｃがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｆのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は、−Ｖｄｃである。期間Ｈのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａ、３ｄがＯＦＦ、３ｂ、３ｃがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。このような動作の繰り返しにより、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印加される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのはリアクトル４ｃ、リアクトル４ｄとコンデンサ７ｂがフィルタとして働き、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖが平滑されるからである。さらに、制御周期はキャリア信号の周期となるので電圧、電流変化幅が小さくできる。また、図２および図５で明確な様に、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正から負に、あるいは負から正に切り替わるゼロクロス点において、スイッチング素子３ａ〜３ｆのデューティ変化率は小さいため、デューティ変化は滑らかになる。
【００３６】
以上のように本実施例によれば、この制御方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能になる。
【００３７】
また、電流リプルを低減でき、フィルタ用のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
【００３８】
さらに、各スイッチング素子のデューティ変化は、全位相角において緩やかである為、高精度なゼロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
【００３９】
（実施例２）
以下、本発明の第２実施例について図８〜図１３を参照しながら説明する。
【００４０】
なお、第１実施例と同一部分については同一番号を付し、詳細な説明は省略する。
【００４１】
フルブリッジコンバータ専用アーム８、コンバータ／インバータ共通アーム９のそれぞれの変調率が反転関係である場合を第２実施例の形態とする。
【００４２】
ここで、交流電源５の電圧Ｖｉｎに対して負荷６の電圧Ｖｏｕｔが逆位相出力である場合のタイミングチャートを図８に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図９に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図１０に示す。
【００４３】
また、Ｖｉｎに対してＶｏｕｔが同位相出力である場合のタイミングチャートを図１１に示し、Ｖｉｎが正の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図１２に、Ｖｉｎが負の半サイクルのタイミングチャート拡大図を図１３に示す。
【００４４】
前記の条件において、キャリア信号の周期をＴ、スイッチング素子３ａのデューティをＤ１、スイッチング素子３ｂのデューティを１−Ｄ１、スイッチング素子３ｃのデューティをＤ２、スイッチング素子３ｄのデューティを１−Ｄ２、スイッチング素子３ｅのデューティをＤ３、スイッチング素子３ｆのデューティを１−Ｄ３とし、図１に示すように各部電圧を定義し、コンデンサ７ｃの両端の電圧をＶｄｃ、リアクトル４ａ及びリアクトル４ｂの合成インダクタンスをＬ、図９または図１２の期間Ａ〜Ｆに応じてリアクトル４ａ及びリアクトル４ｂに流れる電流をそれぞれｉ１、ｉ２、ｉ３、ｉ４、ｉ５とおくと、交流電源５側の平均電圧Ｖｃｎｖは式３のように、負荷６側の平均電圧Ｖｉｎｖは式４のように計算することができる。但し、デッドタイムは無視する。
【００４５】
【式３】
0004140245.tif 000004
【００４６】
【式４】
0004140245.tif 000005
【００４７】
式３、式４より各電圧の振幅は各アームのデューティに依存する為、任意の振幅に制御可能である。
【００４８】
各モードについて、逆位相出力である場合と同位相出力である場合に分けて説明する。逆位相出力である場合、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正の半サイクルにおいて、モード遷移は図９中の期間Ａ〜Ｆである。期間Ａのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｂのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｃのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｄのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｅのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｆのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。
【００４９】
また、交流電源５の電圧Ｖｉｎが負の半サイクルにおいて、モード遷移は図１０中の期間Ｇ〜Ｌである。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｈのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｉのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｊのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｋのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｌのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。このような動作の繰り返しにより、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印加される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのはリアクトル４ｃ、リアクトル４ｄとコンデンサ７ｂがフィルタとして働き、インバータ出力電圧が平滑されるからである。
【００５０】
同位相出力である場合、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正の半サイクルにおいてモード遷移は図１２中の期間Ａ〜Ｆである。期間Ａのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｂのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｃのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｄのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は＋Ｖｄｃである。期間Ｅのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｆのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。
【００５１】
また、交流電源５の電圧Ｖｉｎが負の半サイクルにおいて、モード遷移は図１３中の期間Ｇ〜Ｌである。期間Ｇのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＮ、３ｂがＯＦＦ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｈのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｉのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｊのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＦＦ、３ｄがＯＮ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は零である。期間Ｋのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＦＦ、３ｆがＯＮであり、インバータ出力電圧は−Ｖｄｃである。期間Ｌのときスイッチング素子３ａ〜３ｆはそれぞれ３ａがＯＦＦ、３ｂがＯＮ、３ｃがＯＮ、３ｄがＯＦＦ、３ｅがＯＮ、３ｆがＯＦＦであり、インバータ出力電圧は零である。このような動作の繰り返しにより、出力電圧Ｖｏｕｔが負荷に印加される。また、出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波になるのはリアクトル４ｃ、リアクトル４ｄとコンデンサ７ｂがフィルタとして働き、インバータ出力電圧Ｖｉｎｖが平滑されるからである。さらに、同位相、逆位相いずれの場合も、制御周期はキャリア信号の半分の周期となるので電圧、電流変化幅が小さくできる。また、図８及び図１１で明確な様に、交流電源５の電圧Ｖｉｎが正から負に、あるいは負から正に切り替わるゼロクロス点において、スイッチング素子３ａ〜３ｆのデューティ変化率は小さい。
【００５２】
以上のように本実施例によれば、この制御方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力が可能になる。
【００５３】
また、電流リプルを低減でき、フィルタ用のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
【００５４】
さらに、各スイッチング素子のデューティ変化は、全位相角において緩やかである為、高精度なゼロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
【００５５】
（実施例３）
以下、本発明の第３実施例について図１４を参照しながら説明する。
【００５６】
なお、第１実施例と同一部分については同一番号を付し、詳細な説明は省略する。
【００５７】
なお、逆位相出力、同位相出力の方法は実施例１または実施例２と同一とし詳細な説明は省略する。
【００５８】
図１４に前記実施例１または実施例２のインバータ制御方法を用いた節電装置の回路図を示す。図において、交流電源５の一方と負荷６の一方の間に直列変圧器１１の１次巻線Ａ１２を接続し、交流電源５の他方と負荷６の他方の間に直列変圧器１１の１次巻線Ｂ１３を接続し、インバータ制御装置１の入力側（リアクトル４ａ、リアクトル４ｂ）を交流電源５に接続し、インバータ制御装置１の出力側（リアクトル４ｃ、リアクトル４ｄ）を前記直列変圧器２次巻線１４に接続して構成する。
【００５９】
交流電源５の電圧Ｖｉｎと、直列変圧器１１の２次側の電圧Ｖｏが、逆位相あるいは同位相の関係である場合、負荷６の電圧Ｖｏｕｔは、式５のように交流電源５の電圧Ｖｉｎに対して、直列変圧器１１の１次巻線、２次巻線の巻数比に応じた昇圧動作あるいは降圧動作をする。但し、直列変圧器１１の１次巻線の巻数は１次巻線Ａ１２、１次巻線Ｂ１３の巻数の合計でありＮ１、直列変圧器１１の２次巻線１４の巻数をＮ２とする。
【００６０】
【式５】
0004140245.tif 000006
【００６１】
また、図１４の直列変圧器１１の巻線方向はこの限りではない。例えば、直列変圧器の２次側の巻き方向を逆向きにした際には昇圧動作、降圧動作が入れ替わる。
【００６２】
さらに、図１４の直列変圧器１１は各相の１次巻線を互いに逆方向になるように巻き、直列変圧器を１つにしているが、各相ごとに分けて直列変圧器を２つにしても作用効果に差異はない。
【００６３】
また、図１４の直列変圧器１１は１次巻線Ａ１２、１次巻線Ｂ１３をどちらかの相のみに統一しても作用効果に差異はない。
【００６４】
以上のように本実施例によれば、この制御方法により出力電圧を連続可変でき、交流電源に対し、振幅を任意に制御でき、昇圧及び降圧の出力が可能になる。
【００６５】
また、電流リプルを低減でき、フィルタ用のリアクトルの小型、軽量化が可能になる。
【００６６】
さらに、各スイッチング素子のデューティ変化は、全位相角において緩やかであるので、高精度なゼロクロス検出を必要とせず、コスト低減が可能である。
【００６７】
【発明の効果】
以上の実施例から明らかなように請求項１記載の発明によれば、出力電圧を連続可変でき、また、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力ができるインバータ制御装置の制御方法を提供できる。
【００６８】
また、請求項２記載の発明によれば、出力電圧を連続可変でき、また、交流電源の位相に対し、振幅を任意に制御でき、同位相あるいは逆位相のインバータ出力ができるインバータ制御装置の制御方法を提供できる。
【００６９】
次に、請求項３記載の発明によれば、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができるという効果のある節電装置の制御方法を提供できる。
【００７０】
また、請求項４記載の発明によれば、出力電圧を連続可変でき、交流電源より低い電圧あるいは高い電圧に負荷側の電圧を補償することができる節電装置の制御方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の実施例１におけるインバータ制御装置の回路図
【図２】  同インバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート
【図３】  同インバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半サイクル）
【図４】  同インバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半サイクル）
【図５】  同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート
【図６】  同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半サイクル）
【図７】  同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半サイクル）
【図８】  実施例２におけるインバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート
【図９】  同インバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半サイクル）
【図１０】  同インバータ出力が逆位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半サイクル）
【図１１】  同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート
【図１２】  同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が正の半サイクル）
【図１３】  同インバータ出力が同位相である場合の動作を説明するタイミングチャート拡大図（交流電源が負の半サイクル）
【図１４】  本発明の実施例３における節電装置の回路図
【図１５】  従来例を示す回路図
【図１６】  従来例における降圧動作を説明する各部波形図
【図１７】  従来例における昇圧動作を説明する各部波形図
【符号の説明】
１                インバータ制御装置
２ａ〜２ｆ        ダイオード
３ａ〜３ｆ        スイッチング素子
４ａ〜４ｄ        リアクトル
５                交流電源
６                負荷
７ａ〜７ｃ        コンデンサ
８                フルブリッジコンバータ専用アーム
９                コンバータ／インバータ共通アーム
１０              フルブリッジインバータ専用アーム
１１              直列変圧器
１２              １次巻線Ａ
１３              １次巻線Ｂ
１４              ２次巻線
２０ａ〜２０ｆ    ダイオード
２１ａ〜２１ｆ    スイッチング素子
２２ａ〜２２ｂ    リアクトル
２３              交流電源
２４              負荷
２５ａ〜２５ｃ    コンデンサ
【図１】
0004140245.tif 000007
【図２】
0004140245.tif 000008
【図３】
0004140245.tif 000009
【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
0004140245.tif 000021
【図１６】
0004140245.tif 000022
【図１７】
0004140245.tif 000023