(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルデータの記録された記録媒体から得られた読取信号をパーシャルレスポンスによる波形等化を行いサンプル値系列に変換するパーシャルレスポンス等化手段と、
前記サンプル値系列における連続するサンプル値の差分値に基づいて、前記サンプル値系列の中央値に対応する２つの予測値のいずれかを選択し、選択された前記予測値を用いて前記サンプル値系列を最尤復号しデジタルデータを再生する最尤復号手段とを有することを特徴とする再生装置。
【請求項２】
請求項１において、前記サンプル値系列から所定のアルゴリズムにより前記中央値に対応する２つの予測値を生成する第１の予測値生成手段をさらに有する再生装置。
【請求項３】
請求項２において、前記第１の予測値生成手段は、前記サンプル値系列の１階差分および２階差分を求めて１階差分がプラスの予測値およびマイナスの予測値を生成することを特徴とする再生装置。
【請求項４】
請求項２において、前記第１の予測値生成手段により生成された前記中央値に対応する予測値に基づき、その他の予測値を所定のアルゴリズムにより生成する第２の予測値生成手段をさらに有する再生装置。
【請求項５】
請求項４において、前記第２の予測値生成手段は、前記サンプル値系列のうち、前記中央値に対し上方に分散するサンプル値の平均値と、下方に分散するサンプル値の平均値をそれぞれ求め、これら求められた平均値に、理論的な予測値の平均値に対する差分を加減して他の予測値をそれぞれ生成することを特徴とする再生装置。
【請求項６】
請求項４において、前記第２の予測値生成手段は、前記サンプル値系列のうち、複数回連続するサンプル値を最上位の予測値あるいは最下位の予測値として生成し、これらの予測値に予め設定された係数を演算して前記中央値に対応する予測値との間の他の予測値をそれぞれ生成することを特徴とする再生装置。
【請求項７】
請求項１において、前記パーシャルレスポンス等化手段は、前記サンプル値系列を得るタイミングを遅延補正する手段を備えている再生装置。
【請求項８】
請求項７において、前記変換手段、パーシャルレスポンス等化手段および最尤復号手段に共通のクロック信号を供給するクロック信号供給手段を有する再生装置。
【請求項９】
請求項１において、前記記録媒体は光記録媒体であることを特徴とする再生装置。
【請求項１０】
デジタルデータの記録された記録媒体から得られた読取信号をパーシャルレスポンスによる波形等化を行いサンプル値系列に変換するパーシャルレスポンス等化工程と、
前記サンプル値系列における連続するサンプル値の差分値に基づいて、前記サンプル値系列の中央値に対応する２つの予測値のいずれかを選択し、選択された前記予測値を用いて前記サンプル値系列を最尤復号しデジタルデータを再生する最尤復号工程とを有することを特徴とする再生方法。
【請求項１１】
請求項１０において、前記サンプル値系列から所定のアルゴリズムにより前記中央値に対応する２つの予測値を生成する第１の予測値生成工程をさらに有する再生方法。
【請求項１２】
請求項１１において、前記第１の予測値生成工程では、前記サンプル値系列の１階差分および２階差分を求めて１階差分がプラスの予測値およびマイナスの予測値を生成することを特徴とする再生方法。
【請求項１３】
請求項１１において、前記第１の予測値生成手段により生成された前記中央値に対応する予測値に基づき、その他の予測値を所定のアルゴリズムにより生成する第２の予測値生成工程をさらに有する再生方法。
【請求項１４】
請求項１３において、前記第２の予測値生成工程では、前記サンプル値系列のうち、前記中央値に対し上方に分散するサンプル値の平均値と、下方に分散するサンプル値の平均値をそれぞれ求め、これら求められた平均値に、理論的な予測値の平均値に対する差分を加減して他の予測値をそれぞれ生成することを特徴とする再生方法。
【請求項１５】
請求項１３において、前記第２の予測値生成工程では、前記サンプル値系列のうち、複数回連続するサンプル値を最上位の予測値あるいは最下位の予測値として生成し、これらの予測値に予め設定された係数を演算して前記中央値に対応する予測値との間の他の予測値をそれぞれ生成することを特徴とする再生方法。
【請求項１６】
請求項１０において、前記パーシャルレスポンス等化工程では、前記サンプル値系列を得るタイミングを遅延補正可能であることを特徴とする再生方法。
【請求項１７】
請求項１０において、前記記録媒体は光記録媒体であることを特徴とする再生方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光ディスクなどの記録媒体に記録されたデジタルデータを再生する再生装置および再生方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
デジタルデータを記録する光記録媒体としてコンパクトディスク（ＣＤ）、ミニディスク（ＭＤ）、さらに国際標準化機構（ＩＳＯ）の規格に従った１３０ｍｍおよび９０ｍｍの光ディスクカートリッジなどが製品化されている。また、近年、ＣＤの約７倍の記録容量を有するＤＶＤ規格の光ディスクが登場し、今後、益々データ量が多くなる動画データの記録媒体などとして注目されている。
【０００３】
従来、ＣＤなどでは、読み取ったアナログ信号が所定のレベルより大きければ「１」、小さければ「０」と判定するビットバイビット復号方式が採用されているが、ＤＶＤ規格の記録密度が大幅に向上した記録媒体では、高い信頼性でデジタルデータを再生することが難しい。
【０００４】
このため、近年、デジタルデータを再生する方法として、パーシャルレスポンス方式（ＰＲ方式またはＰＲ）と、ビタビ復号方式を用いた最尤復号方式（ＭＬ方式またはＭＬ）を組み合わせたＰＲＭＬ方式が注目されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
光記録媒体の信号再生にＰＲＭＬ方式を用いた技術は、例えば、特開平８−１７２３６６号、特開平８−２２１９１０号あるいは特開平８−２６３９４３号などがある。特開平８−１７２３６６号では、ビタビ復号器において受信サンプル値と予測値との二乗誤差をブランチメトリックとして復号データ列を得る際に、１次関数による折れ線にて近似し、回路規模を小さくする技術が開示されている。しかしながら、この方式では回路規模は小さくなるが等化特性の良い、中間値を備えた等化方式には対応できず、高密度化されたデータの再生には適していない。
【０００６】
特開平８−２２１９１０号では、読取信号からサンプル値を得る際に、振幅を制限し、ビタビ復号するときの予測値を減らせるようにしている。そして、読取信号にアシンメトリが生じても、ブランチメトリックの値を強制的に０にできるので、ビタビ復号の性能が低下するのを防止できる。しかしながら、この方式でも、中央値などの中間値付近での予測値との誤差は残るので、等化特性の良い、中間値を備えた等化方式ではそれほどの効果が得られない。
【０００７】
また、特開平８−２６３９４３号では、再生信号のサンプル値のうち、所定値より小さなサンプル値を抽出し、その極性と傾斜からＡ／Ｄ変換するサンプリングクロックパルスの位相を補正し、サンプル値のレベルを最適な状態に自動補正するようにしている。しかしながら、この方式では、サンプリング専用に位相が調整できるクロックパルスを設ける必要があるので、デジタル処理する回路規模が大きくなってしまう。
【０００８】
そこで、本発明においては、等化特性の良く、中間値が多く発生する等化方式を採用したときでも、高速でブランチメトリック処理ができ、さらに、光記録媒体の再生信号特有のアシンメトリの影響にも強く、高速で復号性能の良い再生装置および再生方法を提供することを目的としている。また、回路構成を簡単にし、低消費電力で動作できると共に、高記録密度に対応できる信頼性の高い再生装置を低コストで供給可能にすることも本発明の目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
このため、本発明においては、最尤復号するときの予測値のうち、中央値（ゼロクロス）に対応する予測値を２つ設け、アシンメトリにより非対称な読取信号が得られたときに予測値とサンプル値との誤差を小さくすることにより、高速で信頼性の高いデジタルデータが再生できるようにしている。すなわち、本発明の再生装置は、デジタルデータの記録された記録媒体から得られた読取信号をパーシャルレスポンスによる波形等化を行いサンプル値系列に変換するパーシャルレスポンス等化手段と、サンプル値系列における連続するサンプル値の差分値に基づいて、サンプル値系列の中央値に対応する２つの予測値のいずれかを選択し、選択された予測値を用いてサンプル値系列を最尤復号しデジタルデータを再生する最尤復号手段とを有している。また、本発明の再生方法は、デジタルデータの記録された記録媒体から得られた読取信号をパーシャルレスポンスによる波形等化を行いサンプル値系列に変換するパーシャルレスポンス等化工程と、サンプル値系列における連続するサンプル値の差分値に基づいて、サンプル値系列の中央値に対応する２つの予測値のいずれかを選択し、選択された予測値を用いてサンプル値系列を最尤復号しデジタルデータを再生する最尤復号工程とを有している。
【００１０】
サンプル値系列の中央値に対応する予測値を２つ設けることにより、読取信号がアシンメトリの影響を強く受け、中央値が正または負に偏り、さらに中央でゼロクロスするとしたときに正負または負正に変化するタイミングのサンプル値が非対称になったときでも、中央値であることを高速に、また、より正確に把握できる。このため、最尤復号するときのブランチメトリック演算およびパスメトリック演算を高速で行うことができ、さらに、中央値が精度良く評価されるので精度の高いデジタルデータを復号できる。したがって、高速で復号性能の良い再生装置および再生方法を提供できる。
【００１１】
これらの中央値に対応する２つの予測値は、サンプル値系列から所定のアルゴリズムにより生成することが望ましい。予測値がサンプル値系列により更新できるようにすることにより、読取対象になっている記録媒体の状況あるいは再生装置の設置されている環境などがサンプル値に及ぼす影響を吸収することができ、よりサンプル値との誤差の少ない予測値で最尤復号を行える。したがって、さらに高速で精度の高い再生装置および再生方法を提供できる。サンプル値系列から予測値を生成するには、例えば、１階差分および２階差分をとって中央値（ゼロクロス）を判断し、そのときのサンプル値、あるいはそれらの適当な平均値から予測値を求めることができる。そして、１階差分がプラスおよびマイナスの予測値をそれぞれ設けることにより、アシンメトリにより非対称なサンプル値系列が得られたときでもそれを効率良く復号することができる。また、中央値と予測されたサンプル値、あるいはそれらの適当な平均値から予測値を更新するようにしても良い。
【００１２】
さらに、サンプル値系列の中央値に対応する予測値だけでなく、その他の予測値も波形等化されたサンプル値系列に対応して生成することにより、さらに、復号効率を高めることができる。したがって、中央値付近の予測値を生成する第１の予測値生成手段あるいは第１の予測値生成工程に加え、その他の予測値を所定のアルゴリズムにより生成する第２の予測値生成手段あるいは第２の予測値生成工程を設けることが望ましい。
【００１３】
読取信号にアシンメトリがある場合は、等化された波形を検出点で読取ったサンプル値が分散し、予測値からずれることが本願の発明者らの解析により判明しており、これに対処するには理論値からシフトした適当な予測値を生成することが望ましい。また、アシンメトリに対応してパーシャルレスポンス等化手段における等化係数を変更することが考えられている。その場合でも、サンプル値の分散は小さくなるが、サンプル値は予測値からシフトしてしまう。したがって、アシンメトリのある読取信号を復号するには、それぞれの予測値をサンプル値系列を考慮して生成することが非常に有効である。
【００１４】
予測値を求める１つの方法は、サンプル値系列のうち、中央値に対し上方に分散するサンプル値の平均値と、下方に分散するサンプル値の平均値をそれぞれ求め、これら求められた平均値に、理論的な予測値の平均値に対する差分を加減して他の予測値をそれぞれ生成することである。また、他の１つの方法は、サンプル値系列のうち、複数回連続するサンプル値を最上位の予測値あるいは最下位の予測値として生成し、これらの予測値に予め設定された係数を演算して中央値に対応する予測値との間の他の予測値をそれぞれ生成することである。
【００１５】
さらに、パーシャルレスポンス等化手段においてサンプル値系列を得るタイミングを遅延補正できるようにすることが望ましい。これにより、デジタル化されたサンプル値系列を生成するためのＡ／Ｄ変換を行うクロック信号を制御しないでサンプル値のレベルを最適な状態に自動補正することができる。このため、変換手段、パーシャルレスポンス等化手段および最尤復号手段に共通のクロック信号を供給し動かすことができる。したがって、再生装置の回路規模を小さくすることができ、また、消費電力も削減することができる。読取信号をＡ／Ｄ変換してからパーシャルレスポンス等化手段に入力しても良く、パーシャルレスポンス等化手段から出力されたサンプル値系列をＡ／Ｄ変換してデジタル化しても良い。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明する。図１に、実施の形態に係る光ディスク装置１の構成をブロック図を用いて示してある。本例の光ディスク装置１における処理は、ブロック図の矢印に沿って行われ、光ディスク媒体２に記録されたディスクデータを読み取って再生される。まず、本例の光ディスク装置１においては、光ピックアップ３により、光ディスク媒体２にレーザ光を照射して光ディスク媒体２に記録されたデジタルデータがアナログの読取信号φｇとして得られ、プリアンプ回路４により、そのアナログ信号が増幅される。増幅されたアナログ信号は、低周波通過フィルター（ＬＰＦ）および波形整形を行うイコライザ（ＥＱ）との機能を備えた波形整形回路５で整形される。その後、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器６によりデジタル信号に変換される。さらに、読取信号φｇがデジタル化された読取信号φｉは、パーシャルレスポンス（ＰＲ）等化回路１０により処理され、所定のパーシャルレスポンスで波形等化されたサンプル値系列φｓが生成される。そして、このサンプル値系列φｓが最尤復号回路２０によりビタビ復号され、光ディスク媒体２に記録されているデジタルデータの再生信号φｏが復号される。
【００１７】
本例の光ディスク装置１は、これらの光ピックアップ３、プリアンプ４、波形整形回路５、Ａ／Ｄ変換回路６、ＰＲ等化回路１０および最尤復号回路２０に加え、クロック信号φｃを出力するＰＬＬ回路７を備えている。このＰＬＬ回路７では、波形整形回路５から出力され、高周波ノイズのカットされたアナログ信号を参照し、光ディスク媒体２から読取られる信号のビット周期に同期した周波数の信号が得られる。したがって、ＰＬＬ回路７から出力される信号をクロック信号とすることにより、Ａ／Ｄ変換回路６、波形等化回路１０および最尤復号回路２０に適したクロック信号が得られる。
【００１８】
本例のＰＲ等化回路１０は、波形等化を行う３タップの等化フィルタ（トランスバーサルフィルタ、Finite Impulse Response(ＦＩＲ)フィルタ）１１と、遅延補正回路１２とを備えている。等化フィルタ１１は、図２に示すように、直列に接続された３つの遅延要素１５と、これらの遅延要素１５の前後のデジタル信号を加算する加算器１６と、等化方式に従って予め求められた重み係数（等化係数）を乗算する乗算器１７とを備えている。遅延要素１５はクロック信号φｃに対し１ビット分の遅延時間Ｄを確保できる遅延素子である。また、本例の等化回路１１ではＰＲ（１２２１）方式でサンプル値が得られるように、それぞれの乗算器１７の等化係数が設定されている。
【００１９】
図３にＤＶＤ規格の光ディスクに採用されている８／１６符号と各種ＰＲＭＬ方式によるビットエラーレート（ＢＥＲ）の評価を示してある。本図に示したように、ＰＲ（１２２１）方式がもっともエラーレートが小さく、Ｓ／Ｎ比が増大するにつれてＰＲ（１２２１）方式がさらに優位になることが判る。このように、ＰＲ（１２２１）方式がＤＶＤ規格の光ディスクのデジタルデータを再生するのに適している。これは、ＤＶＤ規格の光学系の周波数特性であるＭＴＦ（Modulation Transfer Function）に対しＰＲ（１２２１）方式の周波数特性が近似しているためと考えられる。したがって、ＤＶＤ規格の光ディスクを取り扱う光ディスク装置の再生装置にはＰＲ（１２２１）方式を採用することが望ましく、波形等化を行う際に生ずる等化誤差を小さくでき、また、ノイズも抑制できる。
【００２０】
図４にＰＲ（１２２１）方式を採用したときの等化フィルタのタップ数とビットエラーレート（ＢＥＲ）の関係を示してある。タップ数は等化フィルタ１１の遅延要素１５の数であり、ＰＲ（１２２１）方式を採用した場合、タップ数を増やしてサンプル値系列を長くしてもＢＥＲはほとんど変化しない。したがって、本例の等化フィルタ１１はＰＲ（１２２１）方式のサンプル値系列を得る最小限のタップ数である３タップの構成を採用している。タップ数の小さな等化フィルタを採用することにより、ＰＲ等化回路１０の回路規模を小さくすることが可能であり、再生用チップのサイズを小さくでき、また消費電力も抑えることができる。
【００２１】
本例のＰＲ等化回路１０に設けられている遅延補正回路１２は、入力されるクロック信号φｃに対し、１ビット分の遅延時間の第１の遅延要素Ｄに加え、逓倍回路により数分の１ビット周期の遅延を作れる第２の遅延要素を備えている。また、Ａ／Ｄ変換回路６において信号をデジタル化する周期も１ビット周期による遅延周期Ｄより短く設定されており、デジタル信号φｉも数分の１ビット周期で得られるようになっている。このため、第２の遅延要素の遅延周期を調整することによりサンプル値系列φｓを得るタイミングをデジタル的に調整することが可能である。したがって、クロック信号φｃの位相を制御し、Ａ／Ｄ変換されるタイミングを調整しなくても、ＰＲ等化回路１０でサンプリングのタイミングを制御することができる。このため、Ａ／Ｄ変換以降の、すなわち、Ａ／Ｄ変換器６、ＰＲ等化回路１０および最尤復号回路２０を全て同じクロック信号φｃで動作するデジタル回路で処理することが可能となる。したがって、本例の光ディスク装置１においては、クロック信号の位相を調整するアナログ回路が不要なので、光ディスク装置１の再生系統の回路規模を非常に小さくすることができる。
【００２２】
ＰＲ等化回路１０において遅延補正する方法は上記に限らない。タイミングのずれたクロックでＡ／Ｄ変換されたデータを使用し、以下に示す時間シフトの演算を行うことにより、適正なタイミングで得られるであろうサンプル値系列φｓを求めることができる。
【００２３】
Ｙ（ｋ）＝α（Ｕ（ｋ）−Ｙ（ｋ−１））＋Ｕ（ｋ−１）  ・・・（１）
ただし、Ｕ（ｋ）は、ｋ番目のタイミングで実際にサンプリングされた値であり、Ｙ（ｋ）は、１ビット転送時間Ｔｏに対しＡ／Ｄ変換などによる遅れΔｔのない、適正なタイミングで得られたであろうサンプル値である。また、αは、以下のように現される。
【００２４】
α＝（１−Δｔ／Ｔ０）／（１＋Δｔ／Ｔ０）          ・・・（２）
この演算を行うことにより、予め判明しているＡ／Ｄ変換器のサンプリングなどに伴う遅れΔｔと、遅れたタイミングで得られたサンプル値Ｕ（ｋ）と、さらに、前のタイミングで得られたサンプル値Ｙ（ｋ−１）およびＵ（ｋ−１）に基づき、適正なタイミングで得られるであろうサンプル値Ｙ（ｋ）をＰＲ等化回路１０から出力することができる。
【００２５】
このようにしてＰＲ等化回路１０で得られたサンプル値系列φｓに基づき最尤復号回路２０でデジタル信号を再生する。最尤復号回路２０は、サンプル値系列φｓのサンプル値と予測値φｒとを最小二乗法で評価するブランチメトリック演算回路２１と、このブランチメトリック演算回路２１で評価されたサンプル値をパスメトリックで評価するパスメトリック演算回路２２と、評価されたサンプル値系列に基づきデジタルデータを復号するパスメモリ２３とを備えている。
【００２６】
本例の光ディスク装置１においては、ブランチメトリック演算回路２１で参照される予測値φｒの内、中間（中央値）の予測値φｒｍを２つ用意すると共に、これらφｒｍ＋およびφｒｍ−をサンプル値系列φｓから生成する第１の予測値生成部８を備えている。そして、これら２つの予測値φｒｍ＋およびφｒｍ−のいずれかがサンプル値系列φｓの傾向あるいはトレリス線図に従って選択され、ブランチメトリック演算およびパスメトリック演算で使用される。
【００２７】
図５にＰＲ等化回路１０で得られるサンプル値系列φｓの一例を示してある。ＤＶＤ規格においては８ビットデータを１６ビットデータに変調する８／１６変調が採用されており、最小ピット長が３、最大ピット長が１１となっている。したがって、８／１６変調されたデジタルデータをＰＲ（１２２１）方式で等化すると、（０，１，３，５，６）の各々の予測値φｒ（φｒ０、φｒ１、φｒ３、φｒ５およびφｒ６）に対応する値が組み合わさったサンプル値系列φｓが得られる。
【００２８】
例えば、図５（ａ）に示したデジタルデータがＰＲ（１２２１）方式で等化されると図５（ｂ）に示したサンプル値系列φｓが得られる。本図は、理想的なサンプル値系列を示してあるが、実際に得られるサンプル値系列は上記の各予測値φｒから様々な方向に変移している。その主な原因はノイズの他に光ディスク特有のアシンメトリである。アシンメトリは、ディスクに形成したピット長がマスタリングのときのレーザパワーの過不足などによって規定の長さからずれたり、光ピックアップ３あるいはその他の再生系統の特性に起因して表れる。アシンメトリがあると、再生される信号は中央値が正または負に偏るので非対称になる。
【００２９】
本例の光ディスク装置１では、サンプリングのタイミングのずれに起因したサンプル値のずれは、先に説明したＰＲ等化回路１０の遅延補正回路１２によって補正できる。そして、アシンメトリによってサンプル値系列φｓが非対称になっているときは、中央の予測値（本例では３）φｒｍをプラス方向とマイナス方向に２つ（φｒｍ＋およびφｒｍ−）用意することにより、最尤復号回路２０において、非対称のサンプル値系列φｓであっても短時間で正確に評価できる。
【００３０】
波形等化したデータの検出点における値、すなわち、サンプル値のアシンメトリに起因するシフト量（誤差）は、各々の光ディスク媒体に固有な要因、あるいは光ディスク装置１に固有な要因などによるものがある。したがって、デジタルデータを再生するときの条件に合った予測値φｒを採用することが望ましい。しかしながら、複数の予測値を用意したとしても、どの値が予測値として適しているか評価は難しく、特に、アシンメトリがあるような場合は中央のサンプル値が大きく振れるので予測値を自動設定することが困難である。これに対し、本例の光ディスク装置１は、プラス方向およびマイナス方向に２つの予測値φｒｍ＋およびφｒｍ−を用意してあるのでサンプル値が収束しやすい。したがって、複数の予測値を中央値に対して用意してある場合でも、プラス方向およびマイナス方向に分けてサンプル値を評価することにより、比較的簡単に復号するのに適した予測値を決めることができる。
【００３１】
予測値は、予め用意しておいても良いが、自動生成した方が、その時に求められているサンプル値系列φｓの評価にさらに適したものにすることができる。さらに、上述したように、プラス方向およびマイナス方向に２つの予測値φｒｍ＋およびφｒｍ−を用意することにより、値が収束しやすいのでより簡単に予測値を自動生成することができる。そして、自動生成されたサンプル値系列φｓに近い予測値を用いることにより、上記のように、短時間で正確な評価を行える。上下のサンプル値を制限することは先に説明したようにリミッタなどを用いて容易である。したがって、中央値を自動設定することにより、サンプル値系列と予測値との距離は非常に近くなり、エラーレートを大幅に向上できる。
【００３２】
第１の予測値生成部８により採用可能な中央の予測値φｒｍを自動的に生成するアルゴリズムはいくつか考えられ、図５にはその一例を示してある。サンプル値系列φｓの中央値を中央値ポイントとして捉えることが可能であり、その位置（タイミング）は、プラス方向およびマイナス方向も含め、図５（ｂ）および図５（ｃ）に示すように１階差分および２階差分をとることにより判断できる。すなわち、１階差分がプラスで、２階差分が０のときのサンプル値をプラス方向の中央値の予測値φｒｍ＋として生成し、１階差分がマイナスで、２階差分が０のときのサンプル値をマイナス方向の中央値の予測値φｒｍ−として生成し出力することができる。したがって、予測値生成部８ではこのようなアルゴリズムに従い、それぞれのタイミングのサンプル値をある程度平均することにより、適当な予測値φｒｍ＋およびφｒｍ−を求めることができる。そして、生成された予測値φｒｍ＋およびφｒｍ−を、最尤復号回路２０の予測値メモリ２４の予測値を適当なタイミングで更新することにより予測値を適正化できる。
【００３３】
アルゴリズムはこれに限定されることはなく、例えば、後述するブランチメトリック演算回路２１でプラス方向あるいはマイナス方向の中央値として判断されたサンプル値の平均をとり、適当なタイミングでそれぞれの予測値を更新することができる。
【００３４】
さらに、本例の光ディスク装置１は、第２の予測値生成部９を備えており、第１の予測値生成部８で生成された中間値の予測値φｒｍ＋およびφｒｍ−を利用して、その他の予測値φｒをサンプル値系列φｓにより生成するようにしている。例えば、ＰＲ（１２２１）であれば、予測値φｒ０、φｒ１、φｒ５およびφｒ６を第２の予測値生成部９で求めて予測値メモリ２４に記憶し、ブランチメトリック回路２１で使用できるようにしている。したがって、本例の光ディスク装置１においては、図６にフローチャートで示すように、光ディスク２から読取られた読取信号φｇを波形等化してサンプル値系列φｓを生成するステップ５１と、そのサンプル値系列φｓを最尤復号するステップ５２に加え、まず、サンプル値系列φｓから中間値に対応する予測値φｒｍ＋およびφｒｍ−を求めるステップ（第１の予測値生成工程）５５と、さらに、他の予測値φｒ０、φｒ１、φｒ５およびφｒ６を求めるステップ（第２の予測値生成工程）５６とを有している。そして、最尤復号するステップ５２においては、ステップ５５および５６でサンプル値系列φｓに基づき生成された予測値が用いられるので、復号効率は非常に高くなる。さらに、本例においては、中間値に対応する予測値が２つ用意されているので、読取信号φｇにアシンメトリがある場合でも最尤復号回路２０における復号効率は高く、エラーレートの低い光ディスク装置１を提供できる。また、アシンメトリが有る場合には、ステップ５６において、他の予測値φｒ０、φｒ１、φｒ５およびφｒ６をサンプル値系列φｓに基づき生成することが復号能力を向上するうえで非常に有効であることが本願の発明者らの研究により判明している。
【００３５】
図７に、アシンメトリのない場合と、アシンメトリが有る場合の信号がＰＲ等化された波形の電圧レベルをヒストグラムにより模式的に示してある。まず、図７（ａ）は、アシンメトリのない読取信号φｇをＰＲ等化した波形の電圧ヒスとグラムであり、ＰＲ（１２２１）で等価したときの理論的な電圧レベル（予測値）である０、１、３、５および６を中心とした分散の小さなサンプル値が得られていることが判る。これに対し、図７（ｂ）は正のアシンメトリを含む読取信号φｇをＰＲ等化した波形の電圧ヒストグラムである。また、図７（ｃ）は負のアシンメトリを含む読取信号φｇをＰＲ等化した波形の電圧ヒストグラムである。これらの図から判るように、アシンメトリがあると、サンプル値の分散が大きくなり、さらに、それぞれのサンプル値の平均も理論的な予測値から上下にシフトする。したがって、このようなサンプル値系列φｓを、理論的な予測値で最尤復号すると、エラーレートも高くなる。
【００３６】
これに対し、中央値、すなわち電圧レベル３に対応する予測値を正または負のアシンメトリのあるサンプル値にしたがって上下に動かすことにより、中央値を判別できる確率が大幅に向上する。そして、中央値を精度良く判別することにより、その上下のサンプル値の判別は極めて容易となるので、復号能力は大幅にアップする。さらに、本例の光ディスク再生装置１においては、他の予測値もサンプル値にしたがって生成するようにしているので、その復号能力は大幅に向上し、エラーレートも改善される。
【００３７】
さらに、図７に示したサンプル値系列φｓでは、アシンメトリがあるとそれぞれのサンプル値の平均値がシフトするだけでなく、分散も大きいのでブランチメトリック回路２１における負荷が大きくなる。このため、ＰＲ等化回路１０において、等化係数をアシンメトリ用のものに変更することにより分散を小さくすることが検討されている。その結果得られるサンプル値系列φｓの電圧ヒストグラムを図８に模式的に示してある。
【００３８】
本図も図７と同様に、図８（ａ）はアシンメトリのない読取信号φｇをＰＲ等化したサンプル値系列の電圧ヒストグラムであり、図８（ｂ）は正のアシンメトリの有る読取信号φｇをＰＲ等化したサンプル値系列の電圧ヒストグラムである。また、図８（ｃ）は負のアシンメトリの有る読取信号φｇをＰＲ等化したサンプル値系列の電圧ヒストグラムである。これらの図から判るように、ＰＲ等化回路１０においてサンプル値系列φｓを求める乗算器１７の等化係数をアシンメトリを予定したものに切替えることにより、各サンプル値の分散を小さくすることができる。しかしながら、それらの平均値は理論的な予測値から上または下にシフトしてしまう。したがって、このような値のシフトしたサンプル値系列φｓを最尤復号するためには、サンプル値系列φｓに対応して生成された予測値φｒを用いることが非常に有用であることが判る。
【００３９】
中間値以外のサンプル値に対応する予測値φｒを生成する方法は幾つか考えられる。その１つは、第１の予測値生成回路８により求められた中間値に対応する予測値φｒｍ＋およびφｒｍ−を積極的に利用する方法であり、ＰＲ（１２２１）により等価されたサンプル値系列φｓの各々のサンプル値に対応する予測値φｒ０、φｒ１、φｒ５およびφｒ６は以下の式により求めることができる。
【００４０】
φｒ０  ＝  Ａｖｌ−０．５
φｒ１  ＝  Ａｖｌ＋０．５
φｒ５  ＝  Ａｖｈ−０．５
φｒ６  ＝  Ａｖｈ＋０．５        ・・・（３）
ただし、Ａｖｌは、サンプル値系列φｓの中央値より下の（電圧レベルの低い）サンプル値の平均であり、Ａｖｈは、サンプル値系列の中央値より上（電圧レベルの高い）サンプル値の平均である。
【００４１】
すなわち、このアルゴリズムにおいては、φｒｍより上のサンプル値の平均は本来電圧レベルが５または６であるサンプル値の平均であると考え、その平均値を求めて理論的な予測値の差分を加減することにより各々のサンプル値に対応する予測値φｒ５およびφｒ６を生成している。予測値φｒ０およびφｒ１も同様に生成することができる。
【００４２】
この予測値を求めるアルゴリズムは、中間値の予測値を閾値として利用しており、アルゴリズムとしては簡易で、回路規模も小さくて済むという利点がある。しかしながら、閾値を設けて判定する方法は、一般にＤＣ変動に弱いという指摘がある。これに対し、以下に説明するようなＰＲ等化された波形の特性を用いて中間値以外のサンプル値の予測値を生成することも可能である。
【００４３】
まず、図９に、ＰＲ等化（本例では上述しているようにＰＲ（１２２１）を示している）された波形の幾つかを示してある。図９（ａ）は、ＤＶＤに採用されている８／１６変調の最短のビットに対応する３Ｔ波形（Ｔはチャンネルビット長）であり、サンプル値（理想的な）は１、３および５しか取らない。これに対し、図９（ｂ）に示す４Ｔ波形では、０、１、３、５および６の各電圧レベルをとり、また、図９（ｃ）に示す５Ｔ波形では、最高レベル（最上位の信号）である６が２つ続き、また、最低レベル（最下位の信号）である０も２つ続く。さらに、図９（ｄ）に示す６Ｔ波形では、電圧レベル６が３つ連続し、電圧レベル０も３つ連続し、図９（ｅ）に示す７Ｔ波形では電圧レベル６が４つ連続し、電圧レベル０も４つ連続する。８／１６変調においては最長符号が１１Ｔであるが、上記から判るように電圧レベル６および０が連続する数はさらに多くなる。
【００４４】
このようなサンプル値系列φｓに着目すると、連続するサンプル値の差分値が零あるいは十分零に近いものが３つ以上続いたら、それらのサンプル値は、理論的な値（電圧レベル）が６または０に属するものであると判定することができる。したがって、それら連続するサンプル値の平均を取ることによりレベル６の予測値φｒ６またはレベル０の予測値φｒ０を求めることができ、それらの値と中間値の予想値φｒｍとを比較することにより予測値φｒ６およびφｒ０を生成することができる。
【００４５】
予測値φｒ６およびφｒ０が求まると、残りの予測値φｒ５およびφｒ１は以下の式により求めることができる。
【００４６】
φｒ５  ＝  φｒｍ＋Ａ（φｒ６−φｒｍ）
φｒ１  ＝  φｒ０＋Ｂ（φｒｍ−φｒ０）      ・・・（４）
但しＡおよびＢは係数である。
【００４７】
ＰＲ（１２２１）においては、係数Ａは約２／３とし、係数Ｂは約１／３にすることができる。しかしながら、アシンメトリがある場合は、サンプル値のシフトに応じて変更することも可能であり、係数ＡおよびＢを調整することにより更にエラーレートを改善することも可能である。
【００４８】
このように、中間値の予測値φｒｍ＋およびφｒｍ−をサンプル値系列φｓから生成するだけでなく、他のサンプル値に対応する予測値φｒを生成することにより、エラーレートを改善することができ、アシンメトリのある場合はその効果は顕著である。
【００４９】
このようにして各々の予測値φｒが生成されると、最尤復号回路２０ではそれらの予測値φｒに基づきサンプル値系列φｓを評価する。まず、ブランチメトリック演算回路２１により、サンプル値系列φｓのサンプル値と予測値の差の二乗演算を行い、最小二乗誤差法により評価する。次に、二乗演算した信号をパスメトリック演算回路２２に入力する。パスメトリック演算回路２２は、加算器と、比較器と、選択器とを備えたＡＣＳ（Add Compare Select）回路であり、加算器により前記のパスメトリック値と二乗誤差信号とを加算し、二種類の加算出力信号を比較器により比較値、小さい値を選択器により選択して今回のパスメトリック値と保持されるようになっている。その時の選択情報がパスメモリ２３に出力して保持され、パスメモリ２３の最終段から最尤パスに対応する値が再生データφｏとして出力される。
【００５０】
このように、本例の光ディスク装置１では、ＤＶＤ規格のディスクに記憶されたデジタルデータを再生するのに適したＰＲ（１２２１）方式で読み取った信号を等化出力し、さらに、予測値として中央値を２つ設けることにより、ＰＲ（１２２１）方式で等化出力されたサンプル値系列を従来の５つ予測値ではなく、６つの予測値で評価するようにしている。したがって、本例の最尤復号回路２０のＰＲ（１２２１）方式のトレリス線図は図１０に示すように５値で６状態となるが５値を６個に分けて復号する。そして、中央値を評価する２つの予測値をサンプル値系列に基づき更新できるようにしているので、ブランチメトリック演算回路およびパスメトリック演算回路における演算時間を短縮でき、また、精度を上げることができる。さらに、ＤＶＤ規格で採用される８／１６変調により取り得ない状態遷移を予め除くことにより、演算時間および回路規模を削減することが可能であり、高速で信頼性の高い再生データを得ることができる。
【００５１】
なお、本例では等化方式が光ディスク、特にＤＶＤ規格に従った光ディスクの再生に適しているＰＲ（１２２１）の再生装置を例に説明しているが、他の等化方式を採用した再生回路および再生方法にも本発明を適用できることはもちろんである。また、本発明の再生装置および再生方法は、ＤＶＤに限らず、ＭＤなどの他の光ディスク、さらには、磁気ディスクなどのデータ記録媒体からデータを再生する装置にも適用できることはもちろんである。
【００５２】
【発明の効果】
以上に説明したように、本発明のＰＲＭＬ方式を採用した再生装置および再生方法においては、サンプル値系列の中央値を評価する予測値を２つ設けることにより、読取信号がアシンメトリの影響を強く受け、中央値が正または負に偏り、さらに正負または負正に変化するときに非対称になった場合でも、サンプル値系列を適切に、また、短時間で評価できるようにしている。さらに、これらの予測値をサンプル値系列から所定のアルゴリズムにより生成するようにしており、読取対象になっている記録媒体あるいは再生装置の環境が異なったときにも高い信頼性を得ることができる。
【００５３】
さらに、中央値に加えて、他のサンプル値に対応する予測値をサンプル値系列に基づき生成することによりエラーレートを改善することができる。特に、アシンメトリがある場合は、ＰＲ等化されたサンプル値が上下にシフトすることが本願の発明者らによって見出されており、各サンプル値に対応する予測値を生成することにより、アシンメトリの有る読取信号に対しても再生能力が高くエラーレートの低い再生装置および再生方法を提供できる。
【００５４】
また、ＰＲ等化する際に、サンプル値系列をサンプリングするタイミングを遅延補正することにより、デジタル化されたサンプル値系列を得るためにＡ／Ｄ変換するタイミングを変えずにサンプリングするタイミングを調整できる。したがって、再生装置の回路規模を小さくすることができ、また、消費電力も削減することができる。
【００５５】
等化方式としてＤＶＤ規格の光ディスク装置に採用されている光学系のＭＴＦ特性に周波数特性が似ているＰＲ（１２２１）方式、あるいは他の等化方式を採用した再生装置および再生方法において、等化誤差およびノイズを抑制できる。したがって、高記録密度の光ディスクの信号を再生するのに適した高速で信頼性の高い再生装置および再生方法を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る光ディスク装置の概略構成を示すブロック図である。
【図２】図１に示す光ディスク装置のＰＲ等化回路の等化フィルタの概略構成を示す図である。
【図３】８／１６変調のデータを各種のＰＲＭＬ方式により再生したときのエラーレートを示すグラフである。
【図４】ＰＲ（１２２１）方式の等化フィルタのタップ数とエラーレートとの関係を示すグラフである。
【図５】ＰＲ（１２２１）方式のサンプル値系列の例を示す図である。
【図６】図１に示した光ディスク装置における再生工程の概略を示すフローチャートである。
【図７】アシンメトリの有無によりサンプル値の様子が変動する様子を示す電圧ヒストグラムである。
【図８】ＰＲ等化回路の等化係数をアシンメトリに対応した係数に切替えた場合のサンプル値を示す電圧ヒストグラムである。
【図９】ＰＲ（１２２１）等化されたサンプル値系列の幾つかの例を示す図である。
【図１０】ＰＲ（１２２１）方式のトレリス線図である。
【符号の説明】
１    光ディスク装置
２    光ディスク
３    光ピックアップ
４    プリアンプ
５    波形成形回路
６    Ａ／Ｄ変換回路
７    クロック源
８    第１の予測値生成部
９    第２の予測値生成部
１０    ＰＲ等化回路
１１    等化フィルタ
１２    遅延補正回路
２０    最尤復号回路
２１    ブランチメトリック演算回路
２２    パスメトリック演算回路
２３    パスメモリ
２４    予測値メモリ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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