(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流回路網（ＮＥＴ）と、そこに接続され交流電流（ＩＴ）と高電圧直流電流（Ｉｄ）との変換を行うコンバータ（ＣＯＮＶ）との間に接続されることを意図された、サイリスタ制御直列キャパシタ装置（ＣＥＱ）用制御装置（ＣＴＲＥＱ）であって、コンバータはコンバータの位相角制御用の制御角命令（α−ＯＲＤ）を、選択された接続点（Ｊ２）での電圧（ＵJ2）の位相位置に関連して形成する制御デバイス（ＣＴＲ１）を有し、前記直列キャパシタ装置は制御可能半導体バルブ（ＴＹＳＷ）と、同期信号（ΦSYNC）に依存して半導体バルブを制御する点弧パルス（ＴＰ１，ＴＰ２）を形成する制御手段（３２）を有する前記制御装置であって、
前記制御装置は位相訂正手段（５２，Ｓ４）を有し、該手段は前記電圧の位相位置に関する情報を含む電圧位相信号（ΦU）、及び、コンバータの制御角に関する情報を含む制御角信号
0004203242.tif 000019
に依存して前記同期信号を形成する、前記制御装置。
【請求項２】
前記位相訂正手段が該位相訂正手段に供給されコンバータを流れる直流電流（Ｉｄ）の振幅に関する情報を含む直流信号
0004203242.tif 000020
に依存して同期信号を形成することを特徴とする、請求項１の制御装置。
【請求項３】
前記制御手段（３２）が半導体バルブを制御するための点弧パルスを、該制御装置に供給され前記直列キャパシタ装置を流れる交流電流（ＩＴ）の検出された瞬時振幅に関する情報を含む交流信号
0004203242.tif 000021
と、該制御装置に供給され前記直列キャパシタ装置に掛かる交流電圧（ＵＣ）の検出された瞬時振幅に関する情報を含む交流電圧信号
0004203242.tif 000022
に基づいて形成することを特徴とする、請求項１又は２の制御装置。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれかに記載され、直列キャパシタ装置の基本音リアクタンス（Ｘ）の制御を、基本音リアクタンスの基準値（ＸＲ）と制御装置に供給される実際値（ＸＡ）の差に基づいて制御する制御器（３３）を含む制御装置において、該制御装置に供給される直流信号
0004203242.tif 000023
であってコンバータを流れる検知直流電流（Ｉｄ）の振幅に関する情報を含む直流信号
0004203242.tif 000024
に依存して基準値を形成するための基準値形成手段（５３，Ｓ７）を含むことを特徴とする前記制御装置。
【請求項５】
直流電流の振幅が予め定められた値を超える情報を直流信号が含む時に、前記基準値形成手段が直列キャパシタ装置の基本音リアクタンスに対する基準値を低減することを特徴とする、請求項４の制御装置。
【請求項６】
請求項１乃至５のいずれかに記載の制御装置において、半導体バルブの時間事象をキャパシタ装置に掛かる電圧（ＵＣ）のゼロ交差時がほぼ等しい間隔となるように、また前記キャパシタ装置を流れる電流（ＩＴ）が、その基本成分に加えて分数調波成分を含む際に制御するための手段（Ｓ５，Ｓ６，７１，７２，７３）を含むことを特徴とする、前記制御装置。
【請求項７】
交流回路網（ＮＥＴ）に接続され、交流電流（ＩＴ）と高電圧直流電流（Ｉｄ）との変換を行うためのコンバータ（ＣＯＮＶ）と、交流回路網とコンバータとの間に接続されたサイリスタ制御直列キャパシタ装置（ＣＥＱ）とを含む電気設備であって、コンバータはコンバータの位相角制御用の制御角命令（α−ＯＲＤ）を、選択された接続点（Ｊ２）での電圧（ＵJ2）の位相位置に関連して形成する制御デバイス（ＣＴＲ１）を含み、直列キャパシタ装置は制御可能半導体バルブ（ＴＹＳＷ）と、同期信号（ΦSYNC）に依存して半導体バルブを制御する点弧パルス（ＴＰ１，ＴＰ２）を形成する制御手段（３２）を具備した制御装置とを有し、該電気設備が請求項１乃至６のいずれかによる制御装置を含む、前記電気設備。
【請求項８】
交流回路網（ＮＥＴ）とそこに交流電流（ＩＴ）と高電圧直流電流（Ｉｄ）との変換を行うために接続されたコンバータ（ＣＯＮＶ）との間に接続されることを意図された、サイリスタ制御直列キャパシタ装置（ＣＥＱ）を制御するための方法であって、直列キャパシタ装置は制御可能半導体バルブ（ＴＹＳＷ）を有し、
選択された接続点（Ｊ２）での電圧（ＵJ2）の位相位置に関連した制御角命令（α−ＯＲＤ）がコンバータの位相角制御用に形成され、
半導体バルブを制御するための点弧パルス（ＴＰ１，ＴＰ２）が同期信号（ΦSYNC）に依存して形成される前記方法において、
同期信号が前記電圧の位相位置に関する情報を含む電圧位相信号（ΦU）およびコンバータの制御角に関する情報を含む制御角信号
0004203242.tif 000025
に依存して形成されることを特徴とする前記方法。
【請求項９】
同期信号がまたコンバータを流れる直流電流（Ｉｄ）の検出された振幅に依存して形成されることを特徴とする、請求項８の方法。
【請求項１０】
半導体を制御するための点弧パルスが、前記直列キャパシタ装置を流れる交流電流（ＩＴ）の検出された瞬時振幅と、該直列キャパシタ装置に掛かる交流電圧（ＵＣ）の検出された瞬時振幅とに依存して形成されることを特徴とする、請求項８又は９の方法。
【請求項１１】
半導体バルブを制御するための点弧パルスが、前記直列キャパシタ装置の基本音リアクタンスの基準値（ＸＲ）とその実際値（ＸＡ）の差に基づいて形成され、これにより、前記基準値がコンバータを流れる直流電流（Ｉｄ）の検出された振幅に依存して形成されることを特徴とする、請求項８乃至１０のいずれかの方法。
【請求項１２】
直列キャパシタ装置の基本音リアクタンスの前記基準値が、前記直流電流の振幅が予め定められた値を超える時に低減されることを特徴とする、請求項１１の方法。
【請求項１３】
半導体バルブの時間事象がキャパシタ装置に掛かる電圧（ＵＣ）のゼロ交差時がほぼ等しい間隔となるように、また前記キャパシタ装置を流れる電流（ＩＴ）が、その基本成分に加えて分数調波成分を含む際に制御されることを特徴とする請求項８乃至１２のいずれかの方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
（技術分野）
本発明は交流回路網とそこに接続され交流電圧と高電圧直流電流との間で変換するためのコンバータの間を接続するように意図されているサイリスタ制御直列キャパシタ装置のための制御装置と、そのような直列キャパシタ装置の制御方法とに関する。
【０００２】
（背景技術）
上記の種類の直列補償コンバータとしては、コンバータのバルブブリッジを交流回路網に直列キャパシタを介して接続するものが知られている。これはいくつかの特長を有する。直列キャパシタはそこを流れる電流によって周期的に充電され、その結果キャパシタの両端に生成される電圧がコンバータのバルブに掛かる整流電圧へ追加される。整流電圧は交流回路網の電圧に対して位相シフトされており、これは交流回路網の電圧に対するコンバータの制御および消弧角によってバルブが整流動作中はゼロより小さな制御角で制御され、インバータ動作中はゼロより小さな消弧角で制御されるようにしている。このようにして、交流回路網から見るとコンバータの無効電力消費が節約でき、キャパシタの大きさを適切に選ぶことにより直流電流の強度上での重畳角の影響が相殺できる。これは直列補償が、電流変化が急な場合に電圧の整流余裕を維持するのに貢献することを意味している。
【０００３】
図１はこのような既知の構成を図示している。この図は本発明の実施例の説明を参照して以下に更に詳しく説明する。
【０００４】
ウッドフォード（Woodford）およびツェーン（Zheng）著、「ＤＣリンクの直列補償」、電力システム内の電力エレクトロニクスシンポジウム；大規模高電圧電気システムに関する国際会議、チグレ（Cigre）東京１９９５年５月、の中に１つの構成が記述されており、此処で直列キャパシタが交流回路網とコンバータとの間に、コンバータに属する交流フィルタがコンバータの変圧器と直列キャパシタ装置の間に設置されるように接続されている。この文献は過去の研究を引き合いに出しており、鉄共振、すなわち分数調波（subsynchronous）周波数範囲での直列キャパシタとコンバータ変圧器の磁気回路との間の発振で後者が飽和した際の発振が同様の構成に於ける１つの問題点と確認されている。この文献はインダクタを直列キャパシタと並列に一時的に接続することはそのような発振を減衰させる１つの有効な方法であると述べている。更に、基本的に経済的な理由で直列キャパシタを複数の直列接続区分に分割することを勧めており、各々は既知の方法でバイパスまたは接続される。図２Ａは単線図の形式でそのような既知の構成の１つを図式的に図示している。直列キャパシタは複数の区分Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３を含み、各々は並列にそれぞれ固定インダクタ、Ｌ１１，Ｌ１２，Ｌ１３、それぞれ切換器Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３で一時的に接続されるインダクタＬ２１，Ｌ２２，Ｌ２３が接続されている。切換器Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３は個別の区分を接続および非接続とすることが可能である。この文献は更に一般的な言い方で、並列接続されたインダクタを流れる電流を逆並列接続された２つのサイリスタを含むサイリスタスイッチで制御することにより、更に減衰させることが可能であると述べている。
【０００５】
米国特許第５，０３２，７３８号（ビサヤシル、ジェー．エイチ（Vithayathil,J.H.））は特に発明の図３Ａの中で、伝送ライン中に接続され１つのインダクタに並列接続されている直列キャパシタを含む装置を記述している。インダクタを流れる電流はそのインダクタに直列接続され、逆並列接続された２つのサイリスタを含むサイリスタスイッチで制御されている。この装置の目的は伝送ラインの伝送インピーダンスの高速で連続的な変化を実現し、次同期発振の減衰を容易にすると共に伝送ライン中の電流を変調することであると述べられている。
【０００６】
この種の装置は通常サイリスタ制御直列キャパシタ、またはＴＣＳＣと呼ばれ、単線図の形式で図２Ｂに図式的に図示されている。キャパシタＣがインダクタＬおよび制御可能半導体バルブＴＹＳＷに並列接続されており、最後に述べた構成部品は相互に直列接続されている。半導体バルブは２つのサイリスタ、それぞれＴＹ１およびＴＹ２を逆並列接続の形で含む。半導体には点弧パルスＴＰ１，ＴＰ２が供給され、これらは制御装置（図示せず）で決定された点弧事象の時にそれぞれのサイリスタを導通状態とする。
【０００７】
発行済みヨーロッパ特許明細書ＥＰ  ０  ６８９  ２７２  Ａ１、これは此処でも参照することで取り込まれている、はＴＣＳＣ内の半導体バルブの点弧事象を制御するための制御器を記述している。制御器は指令信号発生器を含み、これは好適に伝送ラインを通る電流ら同期されたフェイズロックループ（ＰＬＬ）であって、このフェイズロックループは等間隔の指令信号を送り出し、これらは次同期成分とはほぼ独立であって、半導体バルブの点弧パルス開始用の基準時刻として使用される。計算回路はこれらの基準時刻に基づきライン電流の瞬時値およびキャパシタ電圧とは無関係に、点弧事象をキャパシタ電圧の零点交叉の事象が基準時刻から一定の時間遅れを伴って生じるように決定するように適合されている。従って零点交叉はほぼ等間隔に伝送ラインを流れる電流内の次同期成分が存在する中にやって来る。この方法は次同期共振を減衰させるかまたは完全に防止し、基本周波数での直列キャパシタの実効インピーダンスの上位制御とは独立して行われる。
【０００８】
半導体バルブ用の点弧事象はキャパシタに掛かる電圧またはそこを流れる電流のいずれかに関して同期されなければならない。これは従来フェイズロックループをブリッジして実施され、これらの量の１つの基本音に対する位相位置に関連する信号を生成する。
【０００９】
この点に関する研究の結果、キャパシタを流れる電流に同期させるとサイリスタ制御直列キャパシタに関してより良好なダイナミック特性が得られることが示されている。
【００１０】
図３および図４を以下に更に詳細に本発明の実施例の説明を参照して説明するが、それぞれ図式的にＴＣＳＣに対する既知の制御装置およびその様な制御装置内の典型的な信号形状を図示する。
【００１１】
フェイズロックループは通常低域フィルタを含み、これはその帯域幅、すなわち電流の位相位置の変化を迅速に再現させる能力を制限する。典型的に、この帯域幅は１０−４０Ｈｚの間である。
【００１２】
交流回路網とその交流回路網に接続されたコンバータとの間に接続されたサイリスタ制御直列キャパシタ装置は、電流の位相位置内の急激な遷移に曝され、これは特に運転上の外乱、例えばコンバータが一時的にその負荷が無くなりその後復帰するような場合に顕著に生じる。例えばその様な状況はコンバータがライン故障に関連してブロックされる場合に生じ、その故障が解消されると出来るだけ素早く動作を復旧する。この点に関して、１つの状況が生じるとこれによってフェイズロックループは、電流の現在の位相位置に関する正しい情報を提供せず、これは半導体バルブを不適切な点弧事象で点弧させることになり、結果として多量のそしておそらくは有害なバルブ電流を生じることになる。
【００１３】
（発明の概要）
本発明の目的は説明の導入部に記述された種類の制御装置、これは直列キャパシタ装置を流れる電流の位相位置、特にこの位相位置が急激な変化をする場合の同期能力に関して改善されている制御装置と、その直列キャパシタ装置の制御方法とを提供することである。
【００１４】
サイリスタ制御直列キャパシタのダイナミック性能は、信頼性があるかまた供給電流の位相位置に関して迅速な情報が得られるかに大きく依存している。このような情報は尤も早い時期にコンバータの制御装置内でその制御角の測定値として得られる。
【００１５】
制御装置は、選択された接続点での電圧の位相位置に関連するコンバータの位相角制御に関する制御角の順番を形成し、本発明の目的は同期信号に依存して半導体バルブを制御する点弧パルスを形成する制御手段と、そこに供給される電圧位相信号で、対象となっている電圧の位相位置に関する情報を含む電圧位相信号と、そこに供給されコンバータの制御角に関する情報を含む制御角信号とに依存して同期信号を形成する位相訂正手段とを含む制御装置で実現される。
【００１６】
本発明の別の開発事例によれば、制御装置はそこに供給され検出されたコンバータを流れる直流電流の強度に関する情報を含む直流電流信号にも依存して同期信号を形成する。
【００１７】
本発明の更に別の開発事例によれば、制御手段は半導体バルブを制御するための点弧パルスを、直列キャパシタ装置を流れる交流電流の検出された瞬時振幅に関する情報を含む交流電流信号および、直列キャパシタ装置に掛かる交流電圧の検出された瞬時振幅に関する情報を含む交流電圧信号とに依存して形成する。
【００１８】
本発明の更に別の開発事例によれば、制御装置は制御器を含み該制御器に供給される基本音リアクタンスとその実際値との差に基づき直列キャパシタンス装置の基本音リアクタンスを制御し、制御装置は基準値形成手段を含み、該制御装置に供給される直流信号で、コンバータを流れる直流電流の検出された振幅に関する情報を含む、該直流信号に基づいて該基準値形成手段は基準値を形成する。
【００１９】
（図面の詳細な説明）
次に添付図を参照しながら本発明を実施例を用いて更に詳細に説明する、添付図は図４および６を除き全て図式図であり、それぞれ単線図およびブロック図である。
【００２０】
以下の説明は制御装置および直列キャパシタ装置の制御方法の両方に関する。
【００２１】
制御装置は図中にブロック図の形式で示されている計算器を含み、それぞれのブロックへの入力および出力信号は信号または計算値で構成されていることを理解されたい。信号値および計算値という用語は従って以下では同義語として使用されている。
【００２２】
当業者には自ずから自明な区別で説明を煩わしくすることを避けるために、一般的に装置内で生じる電流および電圧に対して同一表示を使用され、これらの量に対応して測定値および信号／計算値として使用されており、これらは以下に説明するように制御装置に供給され処理されている。
【００２３】
ブロック図は測定値と、図示されている別のブロック内で使用される或る計算値を形成するためのブロックを図示し、これらの測定値とこれらのブロックとの間の接続ラインは場合によっては図を煩雑にすることを避けるために省かれている、しかしながら理解されるようにそれぞれの計算値はその中でそれらが形成されたブロックから得られ、また測定値はそれ自体知られている何らかの方法により、直列キャパシタ装置とコンバータを含む装置内で対応する量を検出して形成される。
【００２４】
更に、図に示されるブロックはユニット、部材、フィルタ等と参照されるが、これらは特にそれらの機能が例えばマイクロプロセッサ内のソフトウェアで実現される場合には、希望する機能を実現するための手段であることを理解されたい。
【００２５】
図１は単線図の形式で直列補償コンバータの既知の構成を図示する。サイリスタコンバータＣＯＮＶは、コンバータ変圧器Ｔおよび直列キャパシタＣを経由して、図中電圧バスバーＵＬとしてのみ示されている３相交流回路網ＮＥＴに接続されている。コンバータ変圧器はＹ接続およびΔ接続二次巻線を有し、各々の１つが図には示されていないがコンバータの中に含まれている２つの直列接続ライン整流６パルス・バルブ・ブリッジのそれぞれ１つに接続されている。コンバータは直列電圧Ｕｄを有し、同一種類のコンバータを含むであろう直流回路（図示せず）に、直流電流Ｉｄを給電している。制御デバイスＣＴＲ１は、それ自体知られている何らかの方法により直流電圧および直流電流に依存して、電圧ＵＬに関連して制御角命令α−ＯＲＤを形成し、この制御角命令はコンバータの各バルブに供給されてその位相角制御を行う。交流電流ＩＴはコンバータに流れる。交流電流内の高調波を濾波するためのシャントフィルタＦがコンバータ変圧器の一次側、すなわちコンバータ変圧器と直列キャパシタとの間に配置されている接続点Ｊ２に接続されている。接続点Ｊ２の電圧がＵJ2で表されており、電流ＩＦがフィルタを通って流れる。従って直列キャパシタを流れる電流ＩＬは電流ＩＦとＩＴの合計から成る。直列キャパシタに掛かる電圧はＵＣで示されている。
【００２６】
図３はブロック図の形式でサイリスタ制御直列キャパシタ装置ＣＥＱ用制御装置の既知の実施例を図示する。直列キャパシタ装置はキャパシタＣを含み、これはインダクタＬおよび制御可能半導体バルブＴＹＳＷに並列接続されている。インダクタおよび半導体バルブは相互に直列接続されている。半導体バルブは逆並列接続されている２つのサイリスタ、それぞれＴＹ１およびＴＹ２を含む。半導体バルブには点弧パルスＴＰ１およびＴＰ２が供給され、これらはサイリスタＴＹ１およびサイリスタＴＹ２をそれぞれ、制御装置ＣＴＲＥＱで決定された点弧時で導通状態とする。直流キャパシタ装置が３相交流回路網ＮＥＴ、図の中では電圧ＵＬを具備した電圧バスバーとしてのみ示されている、に接続されている。この回路網は基本周波数、通常５０または６０Ｈｚを有し、これに対して１つの角周波数ωおよび１つの周期時間Ｔが対応する。電流ＩＬが交流回路網から直列キャパシタ装置に流れ、電流測定装置ＭＩで検出される。インダクタＬを流れる電流はＩＶで示されている。サイリスタＴＹ２の導通方向は図の中で選ばれている電流ＩＬの基準方向と同じである。電流の測定値は制御装置内に含まれるフェイズロック回路３１に供給される。この回路は同期信号ΦSYNCを形成し、これは鋸歯状であって定常状態では電流の２π電気角に相当する周期Ｔの間に値ゼロから値２πまで直線的に増加し、その値に達すると値ゼロに戻る。従って値ゼロは定常状態では電流がゼロから正の値に横切る時点に一致する。図４において横軸は電流ＩＬの電気角であり、縦軸は同期信号ΦSYNCと同一単位で表されている。図は先に説明した電流ＩＬと同期信号ΦSYNCとの間の関係を図示する。
【００２７】
同期信号および第１トリガ信号ΦTR1および第２トリガ信号ΦTR2がトリガユニット３２に供給され、これは比較器３２１およびパルス発生器３２２を含む。トリガユニットは同期パルスの値が第１トリガ信号の値に相当するときに第１点弧パルスＴＰ１を、また同期パルスの値が第２トリガ信号の値に相当するときに第２点弧パルスＴＰ２を形成し、これによって点弧パルスＴＰ１はサイリスタＴＹ１を導通状態とし、点弧パルスＴＰ２はサイリスタＴＹ２を導通状態とする。加算器Ｓ１には第１基準信号ΦR1および偏差信号ΔΦDが供給されており、これらは後ほど更に詳しく説明する、出力信号としてトリガ信号ΦTR1を基準と偏差信号との差として形成する（加算器の信号入力部の○印はこの信号入力が負入力であることを表している。）加算器Ｓ２には第２基準信号ΦR1および偏差信号ΔΦDが供給されている。第１基準信号には値ΦR1＝π／２が、また第２基準信号には値ΦR2＝３π／２が与えられている。偏差信号の値がゼロの場合、これは選択された基準方向で点弧パルスＴＰ１は電流ＩＬに対する基本音（fundamental tone）がその最大正値の時に形成され、一方点弧パルスＴＰ２はこの基本音がその最大負値の時に形成されることを意味する。これらの時点でのキャパシタ電圧は原理的にゼロに等しいので、バルブ電流ＩＶも従って原理的にゼロに等しくなる。これは図４に第１横軸の部分インターバル｛０，２π｝で図示されている。
【００２８】
加算器Ｓ３には量Ｘの基準値ＸＲとこの量の実際値ＸＡが供給されて差が形成される。その差は上位制御器（superordinate controller）３３に供給され、これはそれに依存して偏差信号ΔΦDを形成する。量Ｘは直列キャパシタ装置に関連し、典型的にはその基本音リアクタンスを含み、この基本音リアクタンスはそれ自体知られている何らかの方法により、ライン電流およびキャパシタに掛かる電圧の検出値に基づいて決定される。量Ｘの電流値が基準値以下に落ちた時点で、トリガ信号は値ΦTR1＝π／２−ΔΦDおよびΦTR2＝３π／２−ΔΦDとそれぞれ仮定し、従ってキャパシタ電圧がバルブ電流ＩＶを生成した瞬間に点弧パルスＴＰ１，ＴＰ２が形成され、これはそれぞれ電流パルスＩＶＰ１，ＩＶＰ２の形状を有し、ライン電流の正および負の最大値に関して原理的に対称である。これは図４の横軸の第２部分（サブ）インターバル｛２π，４π｝の中に図示されている。
【００２９】
図５はブロック図の形式で本発明の好適な実施例を示す。本図は図３を参照して説明した種類のサイリスタ制御直列キャパシタ機器ＣＥＱ、短絡フィルタＦ、コンバータ変圧器Ｔおよび図１を参照して説明した種類のサイリスタコンバータＣＯＮＶ、同様に本発明に基づく制御装置ＣＴＲＥＱを示す。図５に示す構成において、短絡フィルタは図１に示すものとは異なり、接続点Ｊ２には接続されずに、交流回路網と直列キャパシタ装置との間に配置されている接続点Ｊ１に接続されている。従って直列キャパシタを流れる交流電流は、この構成ではコンバータ変圧器を経由してコンバータに流れる交流電流ＩＴと同一となる。
【００３０】
図５に示される信号、装置および部材で図１および図３に示される信号、装置および部材と同じ表示を有するものは、後者を参照して説明したものと同一種類で同じ機能を有する。
【００３１】
コンバータの制御デバイスＣＴＲ１は、交流回路内で選択されそこで検出された電圧の位相位置に同期したコンバータ同期信号、およびこのコンバータ同期信号に対して位相遅れαを具備した制御角オーダー又は命令α−ＯＲＤを形成する。コンバータのバルブはこの制御角命令とコンバータを流れる交流電流に依存して導通状態とされるので、交流回路で検出された電圧に対して角度αだけ位相がシフトされる。
【００３２】
本発明を図示する目的で、先に述べた同期用に選択される電圧は差し当たり接続点Ｊ２の電圧ＵJ2と仮定し、その様なコンバータ同期信号を形成するための方法は図５に示されている。
【００３３】
電圧測定装置（図示せず）により何らかの既知の方法で検出された測定値ＵJ2はフェーズロック回路５１に供給され、この例ではコンバータの制御デバイスＣＴＲ１内に含まれるように図示されている。
【００３４】
フェーズロック回路は電圧位相信号ΦUを形成し、これは図３を参照して説明した同期信号と同様な鋸歯状波形であるが、そのゼロ値が電圧ＵJ2の正のゼロ交差点に固定されている点が異なる。制御角命令は図の中で５１’と示されている制御デバイスの部分の電圧位相信号に依存して形成される。
【００３５】
図６で横軸は電流ＩＴの電気角で目盛りが付けられており、縦軸は単位毎に表現された電圧ＵJ2と電流ＩＴを示し、同様に電圧位相信号ΦUおよび本発明に基づく直列キャパシタ装置に対する同期信号ΦSYNCは以下に更に詳細に説明される方法に基づいて形成される。
【００３６】
図６は電流ＩＴが電圧ＵJ2の位相位置から電気角θ遅れる位相位置を有する関係を図示し、また上記の電圧ＵJ2、電流ＩＴ、電圧位相信号ΦU（点線）および同期信号ΦSYNC（実線）の関係を図示する。
【００３７】
図６に示される電圧位相信号ΦUは、接続点Ｊ２での電圧に対する位相位置と制御角命令α−ＯＲＤとの同期のための信号の１例である。
【００３８】
本発明に基づく仕事は半導体バルブＴＹＳＷ内に含まれるサイリスタの点弧事象を直列キャパシタ装置を流れる電流に同期させ、これによって、電流の位相位置内の変化を迅速に再生させる性能に対する上記フェーズロック回路で示される制限を回避する。従って狙いとすることは、図３及び図４を参照して先に説明し、また以下に説明するように図６に図示されているように、同期信号ΦSYNCが直列キャパシタ装置を流れる電流ＩＴと位相が合うようにすべきことである。
【００３９】
ライン整流コンバータを含む回路網内の交流電流の位相位置は、この回路網に接続されているその他の構成部品以外にもコンバータの動作条件に依存し、特にその制御角およびその重畳（オーバーラップ）角に依存する。後者の角はコンバータを流れる直流電流に依存し、ライン電圧と整流インピーダンスが分かれば既知の方法で決定できる。従って、たとえばコンバータの制御角αの変化は交流電流の位相位置に直接かつ瞬時に影響する。
【００４０】
本発明に基づけば、コンバータの動作条件に基づいて電流位相信号
0004203242.tif 000002
が次に生成され、これは直列キャパシタ装置を流れる電流の位相位置の少なくとも１つの概略値である。
【００４１】
コンバータおよび直列キャパシタ装置を流れる電流ＩＴに関して、複素数で表された下記の表現がほぼ有効であり、
【００４２】
【数１】
0004203242.tif 000003
此処でＵＶはそれぞれ変圧器ＴのＹ接続およびΔ接続二次巻線の電圧で、変圧器の公称一次電圧ＵＴN（すなわちこの実施例では接続点Ｊ２の公称電圧）に対応し、変圧器の実際の比率はタップ切替器を考慮に入れている、αはコンバータの制御角、Ｉdはコンバータを流れる直流電流そしてμはその重畳角である。量αは接続点Ｊ２の電圧に関係する。
【００４３】
式（１）から電圧位相信号ΦUが電流ＩＴの表現の偏角（argument）に対応する角度だけ時間的に遅延すると、鋸歯状信号が得られその正のゼロ交差点は電流ＩＴに同期することが分かる、すなわち信号は直列キャパシタ装置に対する希望する同期信号ΦSYNCを構成する。
【００４４】
コンバータの制御デバイスＣＴＲ１内で、制御角αに相当する信号は従来からの方法で得ることが可能であり、重畳角の少なくとも推定値は交流回路網の電圧の検出値、制御角および直流電流Ｉｄを知ることにより、それ自体知られている方法で計算することが出来る。制御装置ＣＴＲＥＱに含まれる計算機器５２には、コンバータの制御デバイス内で形成され制御角の瞬時値に関する情報を含む制御角信号
0004203242.tif 000004
と、本実施例では交流回路網の電圧ＵJ2の検出値および直流電流Ｉｄの振幅に関する情報を含む直流信号
0004203242.tif 000005
とが供給される。計算機器はそれ自体知られているいずれかの方法により重畳角μを計算し、電流ＩＴの位相に依存して式（１）に基づいて電流位相信号
0004203242.tif 000006
を形成するように適合されている、すなわち電流位相信号は本実施例では制御および重畳角、
0004203242.tif 000007
従ってこの例では、
0004203242.tif 000008
である。
【００４５】
加算器Ｓ４には、電圧位相信号ΦUと電流位相信号
0004203242.tif 000009
とが供給されて、その差を出力信号として形成し、従ってその差は直列キャパシタ装置の希望する同期信号ΦSYNCを構成する。さもなければ、制御装置ＣＴＲＥＱは図３を参照して説明したように、基準信号ΦR1およびΦR2、同様に偏差信号ΔΦDに依存して動作する。
【００４６】
図６において、電流ＩＴの位相位置は電圧ＵJ2と電流ＩＴの間の角θとして印されている。
【００４７】
種々の理由で、電圧位相信号を交流回路網内の何処か別の接続点、例えば交流回路網の電圧ＵＬ、すなわち図５に基づく構成の中では交流回路網と直列キャパシタ装置との間に配置されている接続点Ｊ１の電圧、に関連付けることが好適である。従ってコンバータのコンバータ同期信号はもちろん接続点Ｊ１の電圧に関する位相位置に同期し、これによりコンバータの制御デバイスで利用可能なその制御角命令α−ＯＲＤおよび制御角に関する情報がこの電圧に関連づけられる。
【００４８】
短絡フィルタが直列キャパシタ装置とコンバータ変圧器との間の接続点Ｊ２に接続されている図１に基づく短絡フィルタ、コンバータ変圧器およびサイリスタコンバータの構成に対して、直列キャパシタ装置を流れる電流ＩＬに対して下記が成り立つ、
【００４９】
【数２】
ＩＬ＝ＩＴ＋ＩＦ                （２）
此処でＩＴはコンバータへの交流電流、そしてＩＦは短絡フィルタを流れる電流である。
【００５０】
更に、制御角命令α−ＯＲＤの同期が接続点Ｊ２の電圧に関する位相位置に対して行われる場合、式（２）は次のように書かれる、
【００５１】
【数３】
0004203242.tif 000010
此処でＵＶはそれぞれ変圧器ＴのＹ接続およびΔ接続二次巻線の電圧で、変圧器の公称一次電圧ＵＴNに対応し、変圧器の実際の比率はタップ切替器を考慮に入れている、ＵＴNは変圧器の一次側の公称電圧（主電圧のＲＭＳ値）、ＵJ2は接続点Ｊ２の公称電圧、αはコンバータの制御角、Ｉdはコンバータを流れる直流電流、μはその重畳角そしてＱFNは基本周波数におけるフィルタの公称無効電力である。
【００５２】
直列キャパシタを流れる電流ＩＬの接続点Ｊ２での電圧に対する位相位置は、従って式（３）から以下のように決定される、
【００５３】
【数４】
0004203242.tif 000011
此処でａｒｇは複素式（４）の偏角を示す。
【００５４】
本発明のこの明細書の中では式（４）に対応する電気角から成る電流位相信号
0004203242.tif 000012
は、従って接続点Ｊ２での電圧の実際値、コンバータを流れる直流電流、同様に制御および重畳角に依存する、
0004203242.tif 000013
ＵＶ，ＵＴNおよびＱFNの量は装置の計算データから分かる。
【００５５】
本発明の別の実施例において、電流および電圧間の位相角に対する重畳角の影響は除外されている、これにより電流位相信号
0004203242.tif 000014
は上記の式（１）および（４）に基づいて形成されるが、重畳角μには値ゼロが割り当てられる、これにより例えば式（１）によれば、電流位相信号は制御角のみに依存することになる、
0004203242.tif 000015
【００５６】
研究の結果、高い電流の場合、特に過電流での一時的な動作中に直列キャパシタ装置で発生される電圧がコンバータのサイズを電圧に対して不必要に大きくさせてしまうことが分かっている。図５に図示されるように、これは本発明の更に別の開発に基づくもので、上位制御器３３が直列キャパシタ装置の基本音リアクタンスＸに対する制御装置である実施例であるが、直列キャパシタの基本音リアクタンスＸに対する基準値ＸＲは、コンバータを流れる直流電流Ｉｄに依存して形成される訂正値ＸＲＣにより低減される。コンバータを流れる直流電流の強度に関する情報を含む、直流信号
0004203242.tif 000016
は関数形成器５３に供給され、これは直流電流が予め定められた値を超えた際に、訂正値ＸＲＣを形成する。典型的にこの予め定められた値は装置の直流電流の公称値に対応し、訂正値ＸＲＣは直流電流がこの予め定められた値を超えると直線的に大きくなるように形成される。訂正値および基本基準値ＸＲ０は加算器Ｓ７に供給され、これは出力としてこれらの基準値と訂正値との差ＸＲ，ＸＲ＝ＸＲ０−ＸＲＣ、を形成し、この差は制御器の基準値となる。
【００５７】
本発明の更に別の開発として、最初に述べた鉄共振に関する問題、特にキャパシタ装置を流れる電流が基本成分に加えて、分数調波成分を含む場合の問題を軽減または除去するのに特に有効なものとして、本発明が先に説明し此処でも参照されている特許文書ＥＰ  ０  ６８９  ２７２  Ａ１に記載されている種類の装置と結合されている。図７はこの更に別の開発事例の実施例を図式的に図示し、此処では簡単のために先に図５を参照して説明した直列キャパシタの制御装置ＣＴＲＥＱの、トリガ装置３２、トリガ信号ΦTR1とΦTR2および同期信号ΦSYNCのみが示されている。信号ΦTR1、ΦTR2およびΦSYNCは、例えば図５を参照して先に説明した方法に基づき、本発明によって形成されることを理解されたい。
【００５８】
特許文書ＥＰ  ０  ６８９  ２７２  Ａ１に示された方法は、キャパシタ装置への基準パルスがこの文書の中でｔｄｐ０と示されている或る時間分だけキャパシタ電圧の希望するゼロ交差時よりも先行して生じることを仮定しているが、図５を参照して説明した制御装置は、トリガ信号ΦTR1およびΦTR2が対応する角Φdp0だけ早く生じるように修正されている。これは図７の加算器Ｓ５にトリガ信号ΦTR1と角Φdp0が供給されてその出力信号としてこれらの差を形成し、加算器Ｓ６にトリガ信号ΦTR2と角Φdp0が供給されてその出力信号としてこれらの差を形成するように図示されている。加算器Ｓ５およびＳ６からの出力信号は、それぞれトリガ装置３２に供給される。従って角Φdp0はここでは２πｆ＊ｔｄｐ０に等しく、ここでｆは交流回路網ＮＥＴの基本周波数である。
【００５９】
交流回路網の基本周波数に相当する周波数で形成された点弧パルスＴＰ１およびＴＰ２の各々は、制御装置に含まれる計算機器７１に供給される。この計算機器は、特許文書ＥＰ  ０  ６８９  ２７２  Ａ１に記載された方法により、直列キャパシタ装置（図７参照）を流れる電流ＩＴの測定値
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およびキャパシタ電圧の
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にそれぞれ依存して、ＥＰ  ０  ６８９  ２７２  Ａ１に記載されたものと同様な方法で、ＥＰ  ０  ６８９  ２７２  Ａ１の図８を参照して図示された時間遅延ｔｄｐに相当する影響信号ＳＴを形成するように適合されている。影響信号の形成は点弧パルスＴＰ１およびＴＰ２で開始される。
【００６０】
トリガ装置３２で形成された点弧パルスＴＰ１は遅延装置７２に供給され、トリガ装置３２で形成された点弧パルスＴＰ２は遅延装置７３に供給さる。影響信号ＳＴは各々の遅延装置に供給され、その遅延時間、ｔ、はその影響信号に依存して影響される。遅延装置からの出力信号ＴＰ１’およびＴＰ２’は制御可能半導体バルブＴＹＳＷに供給され、サイリスタＴＹ１およびサイリスタＴＹ２をそれぞれ導通状態とする。説明した方法で形成され、それぞれ点弧パルスＴＰ１およびＴＰ２に相当する遅延装置からの出力信号は、遅延時間ｔｄｐだけ遅延される。従って分数調波共振発振は、特許文書ＥＰ  ０  ６８９  ２７２  Ａ１に記載された方法で、基本周波数における直列キャパシタの実効インピーダンスの上位制御とは独立して減衰または完全に除去される。
【００６１】
本発明は図示された実施例に制限されるものではないが、特許請求の範囲で定義された本発明に対して多くの修正変更を行うことが可能である。
【００６２】
何れの図にも示されていないが、コンバータ変圧器とコンバータの間に接続直列キャパシタ装置を含む１つの構成が使用されており、１２パルスコンバータでは直列キャパシタ装置の１片がコンバータ変圧器のＹ接続二次巻線に接続され、装置の１片がコンバータ変圧器のΔ接続巻線に接続されている。
【００６３】
上記の修正変更で引き起こされる式（１）−（４）の修正変更、同様に交流回路および交流回路の設計および動作条件の考えられる近似法の修正変更は、当業者には容易に実現でき、特許請求項で定義された本発明の範囲内である。
【００６４】
もちろん、装置の構成によって図５を参照して説明された訂正値ＸＲＣを装置内の別の接続点で検出された、直列キャパシタ装置を流れる電流を表す電流に依存して形成することも可能である。
【００６５】
直列キャパシタ装置は１つまたは複数の固定そして／または接続可能キャパシタに直列接続された装置が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は交流電流と高電圧直流電流とを変換するための直列補償型コンバータの既知の実施例を示す。
【図２Ａ】  図２Ａは図１に基づく直列キャパシタの既知の実施例を示す。
【図２Ｂ】  図２Ｂはサイリスタ制御直列キャパシタの既知の実施例を示す。
【図３】  図３は図２Ｂに基づくサイリスタ制御直列キャパシタ用制御装置の既知の実施例を示す。
【図４】  図４は図３に基づく制御装置内の波形をグラフ形式で示している。
【図５】  図５は図２Ｂに基づくサイリスタ制御直列キャパシタ用制御装置の本発明に基づく１つの実施例を示す。
【図６】  図６は図５に基づく制御装置内の波形をグラフ形式で示している。
【図７】  図７は本発明の更に別の開発の実施例を示す。
【図１】
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【図２Ａ】
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【図２Ｂ】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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