(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
活性層、アノード、カソード、およびベースを有するへテロ接合バイポーラガン素子と、
上記ベースと上記活性層との界面での電子伝導電流が所定の位相で経時変化するように上記へテロ接合バイポーラガン素子に帰還をかける帰還回路と
を備え、
上記帰還回路は、互いに直列もしくは並列に接続されたキャパシタと位相制御手段との組み合わせを含んでおり、
上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに直列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のカソードに接続されており、
上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに並列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のベースに接続されていることを特徴とするへテロ接合バイポーラガン素子発振回路。
【請求項２】
請求項１に記載のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路において、
上記帰還は、へテロ接合バイポーラガン素子のアノード電圧信号の位相よりも約０°〜８０°遅れた位相で上記ベースと活性層との境界を横切る電子伝導電流信号が生成されるように行われることを特徴とするヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路。
【請求項３】
請求項１または２に記載のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路において、
上記帰還回路を、へテロ接合バイポーラガン素子のアノードとカソードとの間に設けたことを特徴とするへテロ接合バイポーラガン素子発振回路。
【請求項４】
請求項１乃至３のいずれか１つに記載のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路において、
上記へテロ接合バイポーラガン素子はへテロ接合バイポーラガントリオードまたはへテロ接合バイポーラガンテトロードであることを特徴とするヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路。
【請求項５】
請求項１乃至４のいずれか１つに記載のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路を用いたデータ通信システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路およびこのような発振回路を用いたデータ通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ヘテロ接合バイポーラガントリオード（以下、ＨＢＧＴ）は、活性領域における伝導帯の谷を電子が遷移する（ガンーヒルサム効果(Gunn-Hilsum effect))ことにより非常に高い周波数でのパワー増幅や発振が起こる３端子ｎｐｎバイポーラ素子である（文献 IEEE Electron Device Lett., Vol. 21, No. 1, pp.2-4, 2000 および特開２００１−７７４４４号公報参照)。
【０００３】
従来のＨＢＧＴ６０ＧＨｚ発振回路の一例を図２に概略的に示す。能動素子であるＨＢＧＴ１はベース１１を接地した状態でバイアスされ、一定の負の直流バイアス電流Ｉcc（＝ −１０８ｍＡ）がカソード端子１２に印加される（図２では負であることを示すために−Ｉccと表示している）。アノード端子１３には正の直流電圧Ｖaa（＝１Ｖ）が印加され（図２では正であることを示すために＋Ｖaaと表示している）、このアノード端子１３に出力発振信号が生じる。所望の周波数での発振は、λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１と接地されたキャパシタＣresとを直列接続することによって形成される共振回路２によって保証される。このケースでは、ＨＢＧＴ１のカソード寸法は４μｍ×４０μｍ、ベース寸法は８μｍ×４２μｍである。このＨＢＧＴは、膜厚が１.４μｍのＧａＡｓ活性層を有する。能動素子および回路は厚さ３００μｍのＧａＡｓ半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成されている。上記λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１は、幅が５０μｍ、長さが４１２μｍである。キャパシタＣresは値１０ｆＦを有する。負荷は１００Ωの抵抗ＲＬである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来のＨＢＧＴ発振回路は出力パワーも発振効率も低く、これらの向上が望まれている。
【０００５】
そこで、本発明の目的は、高出力パワー・高効率のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路およびこのような発振回路を用いたデータ通信システムを提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記従来のＨＢＧＴ発振回路を検討したところ、従来のＨＢＧＴ発振回路では、カソード電流は本質的に一定であり、出力信号はアノード端子１３とベース端子１１の間に出現する。ベース端子１１は通常接地されている。活性領域（活性層）におけるガンドメインの形成、伝播、消滅によって、高周波の交流電流がベースとアノードの間を流れることになる。ベースと活性層との界面においては電子伝導電流Ｉｎは、カソード電流が一定であることにより略一定であり、この点における交流電流は殆ど全部が変位電流である。この様子を説明したものが、ＨＢＧＴ１のエネルギー帯と回路概略を示した図３である。ベースと活性層との界面（以下、ベース／活性層界面）での電子伝導電流Ｉｎの大きさはカソード電流に関係しており、その関係は関係式Ｉｎ＝α｜Ｉcc｜で表される。ここで、αは素子のベース接地直流電流利得である。このベース／活性層界面での一定の電子伝導電流Ｉnが実は理想的でなく、発振効率および出力パワーの向上には、ベース／活性層界面での電子伝導電流が適切な位相で経時変化するのが望ましいことが分かった。
【０００７】
そこで、本発明は、ヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路において、へテロ接合バイポーラガン素子に帰還をかける帰還回路を備えたことにより、ベース／活性層界面での電子伝導電流が適切な位相で経時変化するようにしたものである。これにより、図２に示した帰還をかけない従来の発振回路に比べて、発振効率および出力パワーが向上する。本願発明においては、上記帰還回路は、互いに直列もしくは並列に接続されたキャパシタと位相制御手段との組み合わせを含んでおり、上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに直列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のカソードに接続されており、上記キャパシタと上記位相制御手段が互いに並列に接続されている場合には、上記キャパシタと位相制御手段との組み合わせは、上記へテロ接合バイポーラガン素子のベースに接続されている。
【０００８】
上記へテロ接合バイポーラガン素子は、一実施形態では、へテロ接合バイポーラガントリオードであり、別の実施形態では、へテロ接合バイポーラガンテトロードである。へテロ接合バイポーラガンテトロードとは、本件出願人が特願２０００−０９４３０４号（２０００年３月３０日提出）で提案したへテロ接合バイポーラガントリオードの改良素子で、既存のアノード端子、ベース端子、カソード端子の３端子に対して独立して働く第４の端子を有する４端子素子である。
【０００９】
発振効率を効果的に改善するには、帰還は、へテロ接合バイポーラガン素子のアノードの出力電圧信号の位相よりも約０°〜８０°遅れた位相でベースと活性層との境界を横切る電子伝導電流信号が生成されるように行われるのが理想的である。しかし、位相差が約０°〜８０°の範囲外にあっても、従来よりも発振効率を高めることができる。
【００１０】
一実施形態では、上記帰還回路をへテロ接合バイポーラガン素子のアノードとカソードとの間に設けている。
【００１１】
帰還回路は、互いに直列に接続されたキャパシタと位相制御手段を含むことができる。位相制御手段としては、たとえば、オープンスタブを使用することができる。オープンスタブ長を変えることにより、信号の位相を制御できる。
【００１２】
本発明のヘテロ接合バイポーラガン素子発振回路をデータ通信システムに用いると、ミリ波を用いて動画像データを良好に送受信できるシステムを実現できる。
【００１３】
【実施例】
以下、図１および図４〜１７を参照して本発明の実施例を説明する。これらの図面において、図２に示された構成部品と同様の構成部品には、図２で使用されたのと同じ参照番号を付している。
【００１４】
（実施例１）
図１は本発明の一実施例の回路概略図である。図１に示した例は、ＨＢＧＴ６０ＧＨｚ発振回路である。この発振回路の概略構成は、帰還回路の有無において図２に示した従来の概略回路構成と異なり、その性能は、図２の従来の回路と直接比較することができる。図１において、能動素子であるＨＢＧＴ１はベース接地でバイアスされ、一定の負の直流バイアス電流Ｉcc（＝ −１０８ｍＡ）がカソード端子１２に印加される（図１では負であることを示すために−Ｉccと表示している）。アノード端子１３には正の直流電圧Ｖaa（＝１Ｖ）が印加され（図１では正であることを示すために＋Ｖaaと表示している）、このアノード端子１３に出力発振信号が生じる。所望の周波数での発振は、λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１と接地されたキャパシタＣresとを直列接続することによって形成される共振回路２によって保証される。帰還回路５は１４０ｆFのキャパシタＣfdbkと、幅５０μｍ・長さ３６０μｍのオープンスタブ５１とからなる。このケースでは、ＨＢＧＴ１はカソード寸法が４μｍ×４０μｍ、ベース寸法は８μｍ×４２μｍである。このＨＢＧＴは、膜厚が１.４μｍのＧａＡｓ活性層を有し、図２の従来の回路に使用されているものと構造が同じである。この能動素子１および回路は厚さ３００μｍのＧａＡｓ半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成されている。λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１は、幅が５０μｍ、長さが４１２μｍである。キャパシタＣresの値は２.８ｆＦである。この例においては、キャパシタＣresは金属／絶縁体／金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはｐｉｎダイオードによって提供されるような可変キャパシタンスを使用するのが好ましい。負荷は１００Ωの抵抗ＲＬである。この実施形態では、λ／４伝送ライン２１とオープンスタブ５１はマイクロストリップタイプのものである。別の実施例においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコプレイナータイプのものが使用される。本実施例においては回路構成部品は単一基板上に一体に形成されている。しかし、当業者には容易に理解できようが、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできる。
【００１５】
図１に示したＨＢＧＴ発振回路では、アノード電流の一部を適切な位相でカソードに帰還させるので、交流電子伝導電流がアノード電圧の位相よりも約０°〜８０°遅れた位相でベース／活性層界面を横切る結果となる。ベース／活性層界面に適切な位相の経時変化する電子伝導電流を有することが望ましいことは、図４および図５〜８を参照すれば理解できよう。
【００１６】
図４は、図１に示したＨＢＧＴ発振回路（但し、帰還回路における容量Ｃfdbk＝２２０ｆF、オープンスタブ長＝３６０μｍ)について、出力電圧（アノード電圧）Ｖoutと出力電流Ｉoutおよびベース／活性層界面での経時変化する電子伝導電流Ｉnを時間に関してプロットしたものである。この場合、負荷ＲＬは純粋な抵抗であるので、アノード電圧Ｖoutは出力電流Ｉoutに対して位相が１８０°ずれる。電子伝導電流Ｉnの波形は完全には正弦曲線ではないが、波形をフーリエ分析すると、電子伝導電流Ｉnの基本位相はアノード電圧Ｖoutよりも約６０°遅れていることが分かる。図４のグラフ中のラベル１は、サイクル中におけるガンドメイン核形成が生じた時点を示している。また、同グラフ中のラベル２はドメイン成長および伝播中の時点を示している。ラベル３は、ドメイン消滅中の時点を示している。そして、ラベル４はガンドメインが完全に消滅してしまいアノード電圧Ｖoutが上昇している時点を示している。図５，６，７，８はそれぞれ、図４に示した時点１，２，３，４でのエネルギー帯とＨＢＧＴの活性層中の電子密度とを示している。帰還回路は、電子伝導電流Ｉn（アノードからカソードへの帰還によって注入される）が負荷抵抗ＲＬへ出力される出力電流Ｉoutとの位相差を有するように設計される。電子伝導電流Ｉnは、ガンドメインの形成及び成長の段階では大きく、それによってこれらのプロセスを促進する。これは、図５および図６にそれぞれ示した時点１および２でのエネルギー帯の図と電子密度の図から分かる。ガンドメインの消滅とアノード電圧上昇の段階での時点３及び４では、電子伝導電流Inは小さい。このようにして帰還電流はガン発振の振幅を強化し増大するのに使われる。
【００１７】
帰還電流の大きさ及び位相はＨＢＧＴ発振器の設計において非常に重要である。図１の回路（シミュレーションの結果については図４〜８に示した。）では、帰還電流の大きさ及び位相は、帰還回路５における帰還容量Ｃfdckとオープンスタブ５１の長さによってそれぞれ決まる。
【００１８】
ＨＢＧＴの出力から入力への帰還信号の使用は特に有効である。というのは、ＨＢＧＴは、バイポーラトランジスタとは異なり、発振周波数付近でのベース接地電流利得が、電子遷移効果による増幅のおかげで、通常、単一利得よりもかなり大きいからである。本発明の好ましい実施形態は、帰還によって電子伝導電流がアノード電圧の位相よりも約０°〜８０°遅れた位相でベース／活性層界面を横切るようにした回路であるが、電子伝導電流の位相がこの理想値と異なっていても若干の効果は得られる。
【００１９】
（実施例２）
図９は本発明の別の実施例の回路概略図を示している。この実施形態のＨＢＧＴ６０ＧＨｚ発振回路は、帰還回路５が直列接続されたキャパシタＣfdbkと伝送ライン５２との組み合わせからなる点を除いては、図１の発振回路と同様である。図９において、能動素子であるＨＢＧＴ１はベース接地でバイアスされ、一定の負のバイアス電流Ｉcc（＝ −２００ｍＡ）がカソード端子１２に印加される。アノード端子１３には正の直流電圧Ｖaa（＝１.５Ｖ）が印加され、このアノード端子１３に出力発振信号が生じる。所望周波数での発振は、λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１と接地されたキャパシタＣresとを直列接続することによって形成される共振回路２によって保証される。帰還回路５は３００ｆFのキャパシタＣfdbkと、幅５０μｍ・長さ８００μｍの伝送ライン５２とからなる。この場合、ＨＢＧＴ１はカソード寸法が４μｍ×８０μｍ、ベース寸法は８μｍ×４２μｍである。このＨＢＧＴは、膜厚が１.４μｍのＧａＡｓ活性層を有し、図２の従来の回路に使用されているものと構造が同じである。能動素子および回路は厚さ１００μｍのＧａＡｓ半絶縁性基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成されている。λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１は、幅が８０μｍ、長さが３８０μｍである。キャパシタＣresは値６ｆＦを有する。この例においては、キャパシタＣresは金属／絶縁体／金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはｐｉｎダイオードによって提供されるような可変容量を使用するのが好ましい。負荷ＲＬは５０Ωの抵抗である。この実施形態では、伝送ライン２１、５２はマイクロストリップタイプのものである。別の実施形態においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコ板上一体（モノリシック）に形成されている。しかし、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできることは、当業者には容易に理解できよう。
【００２０】
本発明の好ましい実施形態は、図１,９に示した例の如く、アノードからカソードへの帰還ループを備えたものである。しかし、ベース／活性層界面での電子伝導電流が適切な位相と適切な大きさになるならば、他の帰還方式を用いてもよい。次に説明する２つの例では、アノードからカソードへの帰還以外の帰還方式を使用している。
【００２１】
（実施例３）
図１０はアノードからカソードへの帰還以外の帰還方式を採用した実施例の概略回路図を示している。このＨＢＧＴ６０ＧＨｚ発振回路では、帰還をかけるためにＨＢＧＴの固有のベース抵抗が使用される。適切な大きさと位相の電子伝導電流をベース／活性層界面に生成するために、直列に接続された１００ｆFのキャパシタＣfdbkとλ／４マイクロストリップ伝送ライン５３との組合せがカソードに接続されている。一定の負のバイアス電流Ｉcc（＝ −１０８ｍＡ）がカソード端子１２に印加されるとともに、アノード端子１３には正の直流電圧Ｖaa（＝１Ｖ）が印加され、このアノード端子１３に出力発振信号が生じる。所望周波数での発振は、λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１と接地されたキャパシタＣresとを直列接続することによって形成される共振回路２によって保証される。この例では、能動素子であるＨＢＧＴ１はカソード寸法が４μｍ×４０μｍ、ベース寸法は８μｍ×４２μｍである。このＨＢＧＴは、膜厚が１.５μｍのＧａＡｓ活性層を有する。能動素子および回路は厚さ３００μｍのＧａＡｓ半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成される。λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１は、幅が５０μｍ、長さが４１２μｍである。キャパシタＣresの値は１０ｆＦである。この例においては、キャパシタＣresは金属／絶縁体／金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはＰＩＮダイオードによって提供されるような可変容量を使用するのが好ましい。負荷ＲＬは１００Ωの抵抗である。この実施形態では、伝送ライン２１、５３はマイクロストリップタイプのものである。別の実施形態においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコプレイナータイプのものが使用される。この例においては回路構成部品はモノリシックに単一基板上に形成されている。しかし、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできることは、当業者には容易に理解できよう。
【００２２】
（実施例４）
図１１はアノードからカソードへの帰還以外の帰還方法を使用している別の実施例の概略回路図を示している。この実施例のＨＢＧＴ６０ＧＨｚ発振回路では、帰還を行うために受動構成部品がベースとカソードに接続されている。適切な位相と大きさの電子伝導電流をベース／活性層界面に生成するために、並列に接続された２００ｆFのキャパシタＣfdbkとλ／４マイクロストリップショートスタブ５４との組合せがベースに接続される一方、λ／４マイクロストリップオープンスタブ５５がカソードに接続されている。一定の負のバイアス電流Ｉcc（＝ −１０８ｍＡ）がカソード端子１２に印加されるとともに、アノード端子１３には正の直流電圧Ｖaa（＝１Ｖ）が印加され、このアノード端子１３に出力発振信号が生じる。所望の周波数での発振は、λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１と接地されたキャパシタＣresとを直列接続することによって形成される共振回路２によって保証される。この例では、能動素子であるＨＢＧＴ１はカソード寸法が４μｍ×４０μｍ、ベース寸法は８μｍ×４２μｍである。このＨＢＧＴ１は、膜厚が１.４μｍのＧａＡｓ活性層を有する。能動素子および回路は厚さ３００μｍのＧａＡｓ半絶縁基板にマイクロ波モノリシック集積回路として形成される。λ／４マイクロストリップ伝送ライン２１は、幅が５０μｍ、長さが４１２μｍである。キャパシタＣresは値１０ｆＦを有する。この例においては、キャパシタＣresは金属／絶縁体／金属の積層構造を有する。しかし、ショットキーダイオードあるいはｐｉｎダイオードによって提供されるような可変容量を使用するのが好ましい。負荷ＲＬは１００Ωの抵抗である。この実施例では、伝送ライン２１およびスタブ５４、５５はマイクロストリップタイプのものである。別の実施形態においては、これらの回路構成部品および他の回路構成部品はコプレイナータイプのものが使用される。この例においては回路構成部品はモノリシック形態で単一基板上に形成されている。しかし、当業者には容易に理解できようが、このような回路は、たとえば、能動素子を含むチップを受動部品を含む基板に搭載することにより、ハイブリッド形態に形成することもできる。
【００２３】
以上説明した各例では、本発明は発振回路または電圧制御発振（ＶＣＯ）回路に実施されている。しかし、本発明はより高い機能性を備えた回路、たとえば、次の２つの例で説明するように信号のアップ変換あるいはダウン変換のための自励発振ミクサに適用することも可能である。
【００２４】
（実施例５）
ここで説明する例は本発明をＨＢＧＴ自励発振ミクサに適用したものである。図１２はダウンコンバータの機能を果す回路の概略図を示している。６０ＧＨｚの局部発振器（ＬＯ）信号は、図１と同様の構成でアノードからカソードへフィードバックをかけられるＨＢＧＴによって生成される。高周波（ＲＦ）信号はカップリングキャパシタ６を介してカソードに供給され、ダウン変換された信号（ＩＦ信号）がアノードから取り出される。ＨＢＧＴ発振回路の上述した例と同様に、このＨＢＧＴダウンコンバータはＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）あるいはハイブリッドマイクロ波ＩＣとして形成できる。
【００２５】
（実施例６）
へテロ接合バイポーラガン素子の別の例としては、ＨＢＧＴに関係した４端子素子であるへテロ接合バイポーラガンテトロードがある。この素子は、自励発振ミクサとしてのアプリケーションを有する。図１３は、ダウンコンバータの機能を果すデュアルカソードへテロ接合バイポーラガンテトロード回路の概略図である。同図において、図１２に示した構成部品と同様の構成部品には図１２で使用したのと同じ番号を付している。６０ＧＨｚ局部発振器（ＬＯ）信号は、図１２に示した構成と同等の構成でアノードから一方のカソード１２ａに信号が帰還させられるへテロ接合バイポーラガンテトロード１０１により生成される。ＲＦ信号はカップリングキャパシタ６を介してもう一方のカソード１２ｂに供給され、ダウン変換された信号（ＩＦ信号）がアノードから取り出される。この４端子ヘテロ接合バイポーラガン素子に対して種々変更することは可能であり（特願２０００−０９４３０４号）、このように変更を加えたものに対しても本発明（帰還をかける）は同様に実施できることは容易に理解できよう。ＨＢＧＴ発振回路の上述した各例と同様に、このへテロ接合バイポーラガンテトロードダウンコンバータはＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）あるいはハイブリッドマイクロ波ＩＣとして形成できる。
【００２６】
（実施例７）
本発明のへテロ接合バイポーラガン素子発振回路は、主にミリ波データ通信システムでのアプリケーションを有する。そのような通信システムの一例は、短距離内、たとえば、建物の中で、周波数６０ＧＨｚのミリ波を用いて動画像を伝送するシステムである。図１４及び図１５はそのようなミリ波通信システムの送受信器に本発明の回路を適用した例を示している。図１４は、本発明のへテロ接合バイポーラガン素子発振回路によって局部発振（ＬＯ）信号が提供されるミリ波送受信器のブロック図を示している。一方、図１５は、本発明を自励発振ミクサとして実施する場合に本発明の回路によって局部発振器機能とミクサ機能とが提供される点を除いて、図１４と同様のシステムのブロック図を示している。図１４において、１１１はへテロ接合バイポーラガン素子発振回路、１１２はミクサ、１１３はＲＦ低ノイズ増幅器、１１４はＲＦパワーアンプ、１１５はＩＦアンプである。また、図１５において、１２１はへテロ接合バイポーラガン素子自励発振ミクサ・アップコンバータ回路、１２２はへテロ接合バイポーラ電子遷移素子自励発振ミクサ・ダウンコンバータ回路、１２３はＲＦ低ノイズ増幅器、１２４はＲＦパワーアンプ、１２５はＩＦアンプである。
【００２７】
（シミュレーション）
本発明の有効性を、図１に示した回路の性能をシミュレーションすることにより評価した。図１に示した帰還回路５のオープンスタブ５１の長さを３６０μｍに固定し、帰還容量Ｃfdbkの大きさを変化させて発振器出力効率とＶout−Ｉn信号位相差を調べた。それぞれの場合において共振回路２の同調容量Ｃresは発振周波数が６０ＧＨｚになるように調整された。図１６は帰還容量Ｃfdbkに対する発振器出力効率とこの回路のＶout−Ｉn信号位相差のシミュレーション結果を示したグラフである。Ｃfdbk＝０ｆFの場合が、図２に示した帰還を行わない従来例と同じ回路に相当する。図１６から、出力パワーの増大の結果生じる発振器効率の増大が帰還回路によってもたらされていることは明らかである。約１７％のピーク効率は帰還容量の値が２２０ｆFのときに得られた。これは、Ｃfdbk＝０ｆF（即ち、帰還なし）の回路の場合に得られる約１０％という効率に比してかなりの改善である。また、アノード電圧Ｖoutとベース／活性領域界面を横切る電子伝導電流Ｉnとの位相差は発振器効率が最大の時に約６０°である。しかし、この位相差が０°から８０°という広い範囲内にあれば、発振効率をかなり高めることができることがわかった。さらに、電子伝導電流の位相が上記範囲の外にある帰還の場合であっても、若干の改善が得られる。
【００２８】
帰還信号の位相の効果は図１７から一層はっきりと分かる。図１７は、図１に示したのと同じ発振回路構成で帰還容量Ｃfdbkを５０ｆFに固定した場合のＶout−Ｉn位相差に対する効率のシミュレーション結果を示したグラフである。この場合、帰還信号の振幅は略一定であり、信号の位相は帰還回路のオープンスタブ長を変えることにより制御される。繰り返すが、明かに、帰還は、ＶoutとＩnとの位相差が０°〜８０°の範囲内にほぼ入っているときが、最も効率がよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の一実施例としてアノードからカソードへ帰還をかけるＨＢＧＴ発振回路の概略図。
【図２】  帰還を行わない従来のＨＢＧＴ発振回路の概略図。
【図３】  ＨＢＧＴ発振回路のエネルギーバンドと回路の概略を示す図。
【図４】  図１に示す回路のためのシミュレーションによる出力電流Ｉout、伝導電流Ｉn、および出力電圧（アノード電圧）Ｖoutを表したグラフを示す。
【図５】  図４におけるタイムポイント１における図１の回路の素子のためのＨＢＧＴ活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図６】  図４におけるタイムポイント２における図１の発振回路回路の素子のためのＨＢＧＴ活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図７】  図４におけるタイムポイント３における図１の発振回路回路の素子のためのＨＢＧＴ活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図８】  図４におけるタイムポイント４における図１の発振回路回路の素子のためのＨＢＧＴ活性層の算出エネルギー帯と電子密度を示す。
【図９】  本発明の一実施例として別の帰還構成を有するＨＢＧＴ発振回路の概略図。
【図１０】  本発明の一実施例として別の帰還構成を有するＨＢＧＴ発振回路の概略図。
【図１１】  本発明の一実施例としてさらに別の帰還構成を有するＨＢＧＴ発振回路の概略図。
【図１２】  本発明の一実施例としてアノードからカソードへ帰還をかけるＨＢＧＴ自励発振ミクサの概略図。
【図１３】  本発明の一実施例としてアノードから複数のカソードのうちの１つへ帰還をかけるへテロ接合バイポーラガンテトロード自励発振ミクサの概略図。
【図１４】  本発明のへテロ接合バイポーラガン素子自励発振回路をミリ波通信システムに適用した例を示すブロック図。
【図１５】  本発明のへテロ接合バイポーラガン素子自励発振ミクサをミリ波通信システムに適用した例を示すブロック図。
【図１６】  図１に示した発振回路のための帰還容量Ｃfdbkに対する発振回路効率とＶout-Ｉn信号位相差を示したグラフ。
【図１７】  図１に示した発振回路のための一定の帰還容量Ｃfdbkに対する発振器効率とオープンスタブ長を示したグラフ。
【符号の説明】
１  へテロ接合バイポーラガントリオード
１１  ベース端子
１２、１２ａ、１２ｂ  カソード端子
１３  アノード端子
２  共振回路
２１  λ／４マイクロストリップ伝送ライン
５  帰還回路
５１  オープンスタブ
５２  伝送ライン
５３  λ／４マイクロストリップ伝送ライン
５４  λ／４マイクロストリップショートスタブ
５５  λ／４マイクロストリップオープンスタブ
１０１  へテロ接合バイポーラガンテトロード
１１１  へテロ接合バイポーラガン素子発振回路
１１２  ミクサ
１１３  ＲＦ低ノイズ増幅器
１１４  ＲＦパワーアンプ
１１５  ＩＦアンプ
１２１  へテロ接合バイポーラガン素子自励発振ミクサ・アップコンバータ回路
１２２  へテロ接合バイポーラ電子遷移素子自励発振ミクサ・ダウンコンバータ回路
１２３  ＲＦ低ノイズ増幅器
１２４  ＲＦパワーアンプ
１２５  ＩＦアンプ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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