(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
減算器と、該減算器の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に接続された回り込み信号の複製を発生する信号処理部とを少なくとも具えてなり、前記減算器の被減算端子には前記回り込み信号を含んでいるＩＳＤＢ−Ｔ方式の中継放送機の受信変換部の出力信号が実質的に供給され、前記減算器の出力端子にはバンドパスフィルタの入力端子が接続され、前記バンドパスフィルタの出力端子には前記中継放送機の送信変換部の入力端子が接続され、そして前記信号処理部の入力端子には、前記送信変換部の入力信号および出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて実質的に供給されるように構成され、前記信号処理部はトランスバーサルフィルタと該フィルタのフィルタ係数を生成するフィルタ係数生成回路とで構成されている回り込みキャンセラにおいて、前記フィルタ係数生成回路は、
前記送信変換部の入力信号および出力信号のいずれか一方の信号が供給され、該供給された信号についてＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるモードとガードインターバル長を判定してモード情報を出力するモード判定回路と、
前記送信変換部の入力信号および出力信号のいずれか一方の信号が供給され、前記モード判定回路から出力されたモード情報を用いて周波数領域のキャリアデータを出力するＦＦＴ回路と、
該ＦＦＴ回路から出力された前記キャリアデータに対して、該キャリアデータから復号されたＴＭＣＣ情報と前記モード判定回路から出力されたモード情報とに基づいて送信側で行われた位相補正を打ち消すための逆補正を各セグメント単位で行う位相調整回路と、
該位相調整回路から出力され逆補正されたキャリアデータからＴＭＣＣ情報を復号するＴＭＣＣ復号回路と
を少なくとも具えて構成したことを特徴とする回り込みキャンセラ。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、受信されたＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）信号からマルチパスや回り込み等の伝搬路の特性を推定してそれらをキャンセルする回り込みキャンセラに係り、特に、地上デジタル音声放送方式で連結送信を行っている複数の連続したセグメントの信号を、１台の中継放送機にて放送波中継することを可能とする地上デジタル放送用の回り込みキャンセラに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
これまでの地上デジタル放送用回り込みキャンセラとしては、本発明者らの発明に係る回り込みキャンセラの特許出願（特願平１０−１６２１８９号、特願平１１−１４７８８５号、特願平１１−１５６２３４号、特願平１１−１５３４３０号、特願平１１−２６６５６７号、および特願２０００−２１９２７７号）がある。
【０００３】
これらの回り込みキャンセラは、フレーム構成が１セグメント形式あるいは３セグメント形式の連結送信を行う地上デジタル音声放送方式による放送波中継においても使用することができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
地上デジタル音声放送方式においては、複数のチャンネルの信号をチャンネル毎に非同期で送信すると、非同期のチャンネル間に周波数のガードバンドとして１セグメント以上空けておかなければならず、周波数利用効率の点で不利である。そこで、複数のチャンネルの信号を同期して送信することで、隣接チャンネルとの間にガードバンドを必要としない連結送信という方式がある。
【０００５】
この連結送信においては、１セグメント形式あるいは３セグメント形式でＯＦＤＭフレーム構成された複数セグメントのキャリアデータを一括して１つのＩＦＦＴ回路でＩＦＦＴしてＯＦＤＭ信号を生成することで、複数の地上デジタル音声放送方式のチャンネルをガードバンドなしに１台の放送機と送信アンテナを用いて送信することができる。
【０００６】
しかしながら、この連結送信においては、希望するセグメントを選択して受信する際、送信時に一括して生成したＯＦＤＭ信号の中心周波数と、受信を希望するセグメントの中心周波数とが異なる場合、マルチパスの影響を軽減する目的で時間軸上のＯＦＤＭ信号に付加されるガードインターバルの長さによって、復調を行う受信信号に位相回転による不連続が生じ、正しい復調ができなくなる場合が発生する。
【０００７】
これを防ぐ目的で、連結送信の場合、ＯＦＤＭ信号生成時の中心周波数と、受信するセグメントの中心周波数との差に従って、位相補正を行うべく送信側でシンボル毎に各セグメントに位相回転を与えることが行われている。
【０００８】
しかし、従来の回り込みキャンセラでは、連結送信されたＯＦＤＭセグメントの全てを用いて回り込み伝搬路特性を推定すると、各セグメントの位相回転によって正しい回り込み伝搬路特性の推定ができなくなるという問題がある。
【０００９】
本発明の目的は、放送波中継ＳＦＮを行う地上デジタル放送の中継放送所において、地上デジタル音声放送方式で連結送信を行っている複数の連続したセグメントの信号を、１台の中継放送機によって放送波中継することを可能とする回り込みキャンセラを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明回り込みキャンセラは、減算器と、該減算器の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に接続された回り込み信号の複製を発生する信号処理部とを少なくとも具えてなり、前記減算器の被減算端子には前記回り込み信号を含んでいるＩＳＤＢ−Ｔ方式の中継放送機の受信変換部の出力信号が実質的に供給され、前記減算器の出力端子にはバンドパスフィルタの入力端子が接続され、前記バンドパスフィルタの出力端子には前記中継放送機の送信変換部の入力端子が接続され、そして前記信号処理部の入力端子には、前記送信変換部の入力信号および出力信号のいずれか一方の信号が分岐されて実質的に供給されるように構成され、前記信号処理部はトランスバーサルフィルタと該フィルタのフィルタ係数を生成するフィルタ係数生成回路とで構成されている回り込みキャンセラにおいて、前記フィルタ係数生成回路は、
前記送信変換部の入力信号および出力信号のいずれか一方の信号が供給され、該供給された信号についてＩＳＤＢ−Ｔ方式におけるモードとガードインターバル長を判定してモード情報を出力するモード判定回路と、前記送信変換部の入力信号および出力信号のいずれか一方の信号が供給され、前記モード判定回路から出力されたモード情報を用いて周波数領域のキャリアデータを出力するＦＦＴ回路と、該ＦＦＴ回路から出力された前記キャリアデータに対して、該キャリアデータから復号されたＴＭＣＣ情報と前記モード判定回路から出力されたモード情報とに基づいて送信側で行われた位相補正を打ち消すための逆補正を各セグメント単位で行う位相調整回路と、該位相調整回路から出力され逆補正されたキャリアデータからＴＭＣＣ情報を復号するＴＭＣＣ復号回路とを少なくとも具えて構成したことを特徴とするものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
以下の説明においては、信号や伝達関数の表示について、大文字で複素数、小文字で実数をそれぞれ表すものとする。また、ωは角周波数、ｔは時間をそれぞれ表すものとする。
本発明の説明に入る前に、まず、従来の回り込みキャンセラを用いて回り込みをキャンセルする方法について説明する。
図１は、従来の回り込みキャンセラを用いて中継放送所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の一例をブロック図にて示している。
【００１２】
図１において、１は中継放送機、２は受信変換部、３は従来の回り込みキャンセラ、４はフィルタ係数生成回路、５はＦＩＲ（Finite Impulse Response)フィルタ、６は減算器、７は送信変換部、および２７はバンドパスフィルタである。
なお、本構成例においては、回り込み信号の複製を生成するトランスバーサルフィルタとして、ＦＩＲフィルタを用いている。
【００１３】
また、図１において、Ｘ（ω）は親局からの希望波の周波数スペクトラム、Ｒ（ω）は受信変換部２の入力信号の周波数スペクトラム、Ｓ（ω）は送信変換部７の入力信号の周波数スペクトラム、Ｇｌ（ω）は受信変換部２の伝達関数、Ｇ２（ω）は送信変換部７の伝達関数、Ｃ（ω）は回り込み伝搬路特性を示す伝達関数、Ｃ′（ω）は回り込みキャンセラのＦＩＲフィルタ５の伝達関数、およびＷ（ｔ）はＦＩＲフィルタ５のフィルタ係数をそれぞれ示している。
【００１４】
ここで、従来の回り込みキャンセラを用いて行う回り込みキャンセルの原理について、図１を参照して説明する。
図１に示す構成において、親局からの希望波Ｘ（ω）は、（１）式に示すように、図示の受信アンテナで回り込み波Ｃ（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）との合成波として受信され、受信信号Ｒ（ω）として中継放送機１の受信変換部２に入力される。
Ｒ（ω）＝Ｘ（ω）＋Ｃ（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）    （１）
【００１５】
受信変換部２においては、受信信号Ｒ（ω）に対してフィルタ処理や周波数変換処理が行われ、それら処理が行われた信号Ｇｌ（ω）Ｒ（ω）として回り込みキャンセラ３へ出力される。ここで、回り込み波の成分は、上記（１）式の右辺第２項に受信変換部２の伝達関数Ｇｌ（ω）が掛け合わされたＧｌ（ω）Ｃ（ω）Ｇ２（ω）Ｓ（ω）となっている。
【００１６】
回り込みキャンセラ３は、フィルタ係数生成回路４において、送信変換部７の入力信号である回り込み観測信号Ｓ（ω）から回り込み伝搬路特性を推定し、推定した回り込み伝搬路特性をフィルタ係数Ｗ（ｔ）としてＦＩＲフィルタ５に与える。ここで、フィルタ係数Ｗ（ｔ）をフーリエ変換してＦＩＲフィルタ５の伝達関数に置き換えた結果をＣ′（ω）とすると、フィルタ係数生成回路４は（２）式を満たすようなフィルタ係数Ｗ（ｔ）を生成する。
Ｃ′（ω）＝Ｇｌ（ω）Ｃ（ω）Ｇ２（ω）        （２）
【００１７】
ＦＩＲフィルタ５は、フィルタ係数Ｗ（ｔ）で表される推定した回り込み伝搬路特性Ｃ′（ω）を回り込み観測信号Ｓ（ω）に乗ずることで、回り込み波の複製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を作り出し、これを減算器６の減算端子に送る。減算器６は、受信変換部２の出力信号Ｇｌ（ω）Ｒ（ω）から回り込み波の複製信号Ｃ′（ω）Ｓ（ω）を減算し、減算結果をバンドパスフィルタ２６へ出力する。ここで、減算器６の出力信号は、（３）式に示すように、親局からの希望波（実際には、親局からの希望波Ｘ（ω）に受信変換部２の伝達関数Ｇｌ（ω）が掛け合わされたもの）だけとなる。
Ｇｌ（ω）Ｒ（ω）−Ｃ′（ω）Ｓ（ω）＝Ｇ１（ω）Ｘ（ω）  （３）
【００１８】
バンドパスフィルタ２７は、減算器６の出力信号からＯＦＤＭ信号帯域外の信号を除去して送信変換部７へ出力するためのものである。このバンドパスフィルタ２７は、図１に示す中継放送システムの中で最も狭帯域となるバンドパスフィルタであり、ＯＦＤＭ信号帯域外のノイズによるループ発振を防ぐ日的で挿入される。なお、このバンドパスフィルタ２７の詳細については、現時点においては未公開であるが、本発明者らの発明に係る特許出願（特願２０００−２１９２７７号「回り込みキャンセラ」）の出願明細書を参照されたい。
【００１９】
送信変換部７は、回り込みがキャンセルされた信号Ｓ（ω）が入力され、その入力された信号について周波数変換、信号増幅、フィルタ処理を施し、信号Ｇ２（ω）Ｓ（ω）として送信アンテナヘ出力する。
【００２０】
以上説明した従来の回り込みキャンセラを用いて行う回り込みキャンセルの原理は、既に発表され、周知のものであるが、本発明回り込みキャンセラと、それを用いて構成した放送波中継ＳＦＮ（Single Frequency Networks ：単一周波数ネットワーク）のための中継放送機は、上述したことをベースとしていて、本発明を理解するためには、まず、上述についての理解が必要である。
【００２１】
また、上述した従来の回り込みキャンセラは、受信変換部２で周波数変換を行った後の信号において回り込みをキャンセルしているが、本発明者らの発明に係る従来の回り込みキャンセラは、受信変換部２で周波数変換を行う前の信号において回り込みをキャンセルするなど、周波数変換前または後のいずれの周波数帯の信号において回り込みをキャンセルしても、そのキャンセル動作は上位概念において同じ原理に基づいており、これらの変形は容易に行われ得る。
【００２２】
また、図１には示されていないが、回り込みキャンセラにおいて使用するデジタル信号処理のためのＡＤ（Analog to Ditigal)変換器ならびにＤＡ(Digital to Analog）変換器の挿入位置は、装置製作上の都合に依存するものであり、回り込みキャンセラの原理とは基本的に無関係である。本発明者らの発明に係る従来の回り込みキャンセラは、ＡＤ変換器ならびにＤＡ変換器の挿入位置に関わらずこれを適用することができる。
また、図１においては、フィルタ係数生成回路４とＦＩＲフィルタ５とに入力される信号は送信変換部７への入力信号としたが、これは、送信変換部７からの出力信号であってもよい。
【００２３】
また、地上デジタル放送方式（ＩＳＤＢ−Ｔ：Integrated Services DigitalBroadcasting-Terrestrial) については、三木信之、黒田徹、堀江力、広瀬慎介、福原黎児、小室憲司、「地上ディジタルテレビジョン放送実証実験用放送設備」、映像情報メディア学会、Vol.５３，No. ２，pp. １８７−１９３，１９９９、または「特集  地上デジタル放送方式の研究」、ＮＨＫ技研Ｒ＆Ｄ，No. ５６，May,１９９９などを参照されたい。
【００２４】
以下に、本発明回り込みキャンセラについて説明する。
本発明回り込みキャンセラと従来の回り込みキャンセラとの違いは、本発明回り込みキャンセラは、本発明の目的を達成するために、新規な構成のフィルタ係数生成回路を具えていることにある。
図２は、本発明回り込みキャンセラの一実施形態をブロック図にて示している。なお、図２において、図１と同一の構成要素には図１におけるのと同一符号を付して示している。
図２において、８はモード判定回路、９はＦＦＴ回路、１０は位相調整回路、１１はＴＭＣＣ復号回路、１２は周波数特性算出回路、１４は主波成分抽出回路、１５はキャンセル残差演算回路、１６は逆フーリエ変換回路および１７は係数更新回路である。
【００２５】
動作につき説明する。
モード判定回路８は、入力された回り込み観測信号Ｓ（ω）から、ＩＳＤＢ−Ｔ信号におけるモードとガードインターバル比などの情報を判定するか、あるいは、それらの情報を既知として予めモード判定回路８に入力しておき、それらの情報をモード情報としてＦＦＴ回路９、位相調整回路１０ならびに周波数特性算出回路１２へ出力する。
【００２６】
ＦＦＴ回路９は、モード判定回路８の出力であるモード情報を用いて回り込み観測信号Ｓ（ω）の有効シンボル期間を抽出し、複素ＦＦＴ（Fast Fourier Transform) を行ってキャリアデータに変換し、そのキャリアデータを位相調整回路１０へ出力する。
【００２７】
位相調整回路１０は、ＦＦＴ回路９の出力であるキャリアデータから、ＯＦＤＭ信号におけるフレーム同期信号、シンボル番号、各セグメントの形式（１セグメント形式または３セグメント形式）などのＴＭＣＣ情報を判定し、その判定したＴＭＣＣ情報とモード判定回路８の出力であるモードとガードインターバル比などのモード情報とに基づいて、ＦＦＴ回路９の出力であるキャリアデータに対して、送信側での位相補正を打ち消すための逆補正を各セグメントに対して行い、逆補正を行ったキャリアデータをＴＭＣＣ復号回路１１ならびに周波数特性算出回路１２へ出力する。
【００２８】
ＴＭＣＣ復号回路１１は、位相調整回路１０の出力である位相に関し逆補正が行われたキャリアデータから、連結送信された各セグメントにおけるＴＭＣＣ情報を復号し、その復号したＴＭＣＣ情報のうちの各セグメントにおける変調パラメータ（ＴＭＣＣ情報には、セグメントの変調パラメータ以外にもＯＦＤＭ信号におけるフレーム同期信号なども含まれている）を周波数特性算出回路１２へ出力する。
【００２９】
周波数特性算出回路１２は、モード判定回路８の出力ならびにＴＭＣＣ復号回路１１の出力から、各セグメントにおける各キャリアの変調パラメータを判定し、位相調整回路１０の出力である各キャリアデータから各キャリアの変調方式毎に系全体の総合伝達関数に相当する周波数特性データをセグメント単位で算出し、入力された全てのセグメントにおいて算出した周波数特性データを主波成分抽出回路１４ならびにキャンセル残差演算回路１５へ出力する。
【００３０】
ここで、ｋをＯＦＤＭ信号のキャリア番号を表す自然数、ｎをフィルタ係数生成回路４によるフィルタ係数生成回数を表す自然数とし、周波数特性算出回路１２の出力信号である周波数特性データをＦ（ｋ，ｎ）とする。なお、周波数特性算出回路の詳細な動作については、「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの基礎検討」、映像情報メディア学会誌、Vol.５４，No. １１，２０００などの報告を参照されたい。
【００３１】
主波成分抽出回路１４は、周波数特性算出回路１２から出力されるＦ（ｋ，ｎ）から希望波の成分である主波成分Ｄ（ｎ）を算出して、キャンセル残差演算回路１５へ出力する。ここで、Ｆ（ｋ，ｎ）のデータ数（キャリア本数）をＫ（Ｋは自然数）とすると、主波成分Ｄ（ｎ）は（４）式で求められる。
【数１】
0004149125.tif 000002
【００３２】
キャンセル残差演算回路１５は、周波数特性算出回路１２から出力された系全体の総合伝達関数を示す周波数特性Ｆ（ｋ，ｎ）と主波成分抽出回路１４から出力された主波成分Ｄ（ｎ）を用いて、回り込み伝搬路特性Ｃ（ω）を含む伝達関数Ｃ（ω）Ｇｌ（ω）Ｇ２（ω）とＦＩＲフィルタ５の伝達関数Ｃ′（ω）との差分の伝達関数Ｅ（ω）を算出する。ここで、キャンセル残差演算回路１５においてＥ（ω）を示す信号をＥ（ｋ，ｎ）とすると、Ｅ（ｋ，ｎ）は（５）式で求められる。
【数２】
0004149125.tif 000003
【００３３】
逆フーリエ変換回路１６は、キャンセル残差演算回路１５の出力信号であるＥ（ｋ，ｎ）を（６）式を用いて逆フーリエ変換してインパルス応答Ｈ（ｔ，ｎ）に変換する。
Ｈ（ｔ，ｎ）＝ＩＦＦＴ[ Ｅ（ｋ，ｎ）]     （６）
ここで、ｔはＦＩＲフィルタのタップ番号を示す自然数であり、回り込みの遅延時間を表している。また、ＩＦＦＴ[ ] は逆高速フーリエ変換を表す関数である。
また、係数更新回路１７は、逆フーリエ変換回路１６から出力されたインパルス応答Ｈ（ｔ，ｎ）を前回係数更新した際の係数更新回路１７の出力に加算して、新しいフィルタ係数Ｗ（ｔ，ｎ）を算出して、ＦＩＲフィルタ５へ出力する。
係数更新回路１７の出力信号であるＷ（ｔ，ｎ）は（７）式で求められる。
Ｗ（ｔ，ｎ）＝Ｗ（ｔ，ｎ−１）＋μ・Ｈ（ｔ，ｎ）    （７）
ここで、μは更新係数であり、０＜μ≦１の値を設定する。
【００３４】
図３は、図２（本発明に係るフィルタ係数生成回路）中の位相調整回路１０の一構成例をブロック図にて示している。
図３において、１８はセグメント形式判定回路、１９はＴＭＣＣ信号同期検出回路、２０はシンボル番号発生回路および２１はセグメント位相回転回路である。
【００３５】
動作につき説明する。
セグメント形式判定回路１８は、予め設定された各セグメントのセグメント形式データか、あるいは、同回路において、ＦＦＴ回路９（図２参照）の出力であるキャリアデータから各セグメントが１セグメント形式か３セグメント形式かを判定して得られた各セグメントのセグメント形式をセグメント位相回転回路２１へ出力する。
【００３６】
ＴＭＣＣ信号同期検出回路１９は、ＦＦＴ回路９（図２参照）の出力であるキャリアデータのうち、中心周波数を含むセグメントのＴＭＣＣキャリアを復号して、ビット配列がフレーム毎に交互にｗ０＝００１１０１０１１１１０１１１０とｗｌ＝１１００１０１００００１０００１となるよう送出されているフレーム同期信号を検出し、その同期信号のビット配列がｗ０か、あるいはｗｌかを判定し、判定結果を同期信号情報ｆｓとして、ｗ０の時は０を、ｗｌの時は１をセグメント位相回転回路２１へ出力する。また、同期信号の検出タイミングをシンボル番号発生回路２０へ出力する。ここで、同期信号の検出に、中心周波数を含むセグメントのＴＭＣＣキャリアを用いるのは、このセグメントは連結送信の有無に関らず位相回転が発生せず、位相調整することなく復号できるためである。
【００３７】
シンボル番号発生回路２０は、ＴＭＣＣ信号同期検出回路１９からの同期信号検出タイミングの情報をもとに、シンボル番号をリセットし、１シンボル毎にシンボル番号を加算し、フレーム内のシンボル番号（０から２０３）を循環して発生させ、その発生したシンボル番号をシンボル番号データｉとしてセグメント位相回転回路２１へ出力する。ここで、ｉは０≦ｉ≦２０３の整数である。
【００３８】
セグメント位相回転回路２１は、モード判定回路８（図２参照）からのモードとガードインターバル比、およびセグメント形式判定回路１８からのセグメント形式、ＴＭＣＣ信号同期検出回路１９からの同期信号情報ならびにシンボル番号発生回路２０からのシンボル番号に基づいて、ＦＦＴ回路９（図２参照）の出力であるキャリアデータに対して送信側で与えられた各セグメントの位相補正を打ち消すための位相調整を行い、回り込み伝搬路特性を正確に推定するために、各セグメントが位相補正されていない状態のキャリアデータを生成して、その生成したキャリアデータを周波数特性算出回路１２（図２参照）ならびにＴＭＣＣ復号回路１３（図２参照）へ出力する。
【００３９】
セグメント位相回転回路２１における位相調整は、以下のような手順で行う。まず、連結送信時の送信側におけるＯＦＤＭセグメントのシンボル毎の位相回転補償量を表１に示す。
【００４０】
【表１】
0004149125.tif 000004
【００４１】
表１中の、例えば、１／２とは、φ＝（１／２）×２π＝π〔ｒａｄ〕の位相回転補償量を示す値である。
【００４２】
送信側においては、同期信号がｗ０のフレームのシンボル番号０において全てのセグメントの位相補正量を０とし、以下、各セグメントに対してシンボル毎に表１に示す位相回転を施して送信する。いま、表１に示す各セグメントの位相回転補正量をφ〔ｒａｄ〕、シンボル番号発生回路２０の出力のシンボル番号をｉおよびＴＭＣＣ信号同期検出回路１９の出力のフレーム同期信号情報をｆｓとすると、回り込み伝搬路特性を正確に推定するためのセグメント位相回転回路２１における各セグメントの位相調整は（８）式に示す位相回転を行う。
−Ｍｏｄ｛φ×（ｉ＋２０４×ｆｓ），２π｝〔ｒａｄ〕    （８）
ここで、Ｍｏｄ｛ｉ，ｊ｝は、ｉをｊで割った余りを示している。
【００４３】
例えば、モード２、ガードインターバル比１／３２、フレーム同期信号がｗｌ、シンボル番号が９８で、セグメント位置が中心周波数を含むセグメントよりも３セグメント上の周波数（表１で、＋３の位置に示される）におけるセグメント位相回転回路２１における位相回転量は、上記それぞれの値を（８）式に代入して計算するすると（９）式に示す値となる。
−Ｍｏｄ｛（１／４）×２π×（９８＋２０４×１），２π｝
＝−π〔ｒａｄ〕                                        （９）
【００４４】
また、表１におけるモード１のガードインターバル比１／３２を除く他のモードとガードインターバル比の組み合わせにおいては、各セグメントの位相調整を、フレームの同期信号情報ｆｓに関係なく、（１０）式に示す位相回転によっても行うことができる。
−Ｍｏｄ（φ×ｉ，２π）〔ｒａｄ〕          （１０）
【００４５】
図４は、図３（本発明に係る位相調整回路１０）中のセグメント形式判定回路１８の一構成例をブロック図にて示している。
図４において、２２は複素２乗回路、２３はＢＰＳＫキャリア抽出回路、２４はパターン判定回路、２５はセグメント形式発生回路、２６は切替器である。
【００４６】
動作につき説明する。
複素２乗回路２２は、ＦＦＴ回路９（図２参照）の出力であるキャリアデータを複素で２乗し、ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３へ出力する。ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３は、複素２乗回路２２で２乗された複素のキャリアデータからＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたＳＰ，ＣＰ，ＡＣおよびＴＭＣＣの各キャリア位置を特定し、それらのキャリアの位置データをパターン判定回路２４へ出力する。
【００４７】
ここで、ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３の動作について説明する。
ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアデータの判定は、ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調された複素のキャリアデータを複素で２乗すると、それらキャリアの変調内容に関らず複素平面上の位相点が１箇所となることを利用している。これにつき説明する。
図５は、複素２乗回路２２の入力信号の例として、６４ＱＡＭ，ＤＱＰＳＫ，ＢＰＳＫおよびＤＢＰＳＫの各キャリアデータの位相図を示している。
また、図６は、複素２乗回路２２の出力信号の例として、６４ＱＡＭ，ＤＱＰＳＫ，ＢＰＳＫおよびＤＢＰＳＫの各キャリアデータを複素で２乗した後の位相図を示している。
【００４８】
図６から分かるように、ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアデータを２乗すると位相点は変調内容に関わらず１箇所に集まり、他のキャリアデータを２乗した場合の位相点は距離が広がるため、ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアデータの判定が容易になる。例えば、図６に示すＩ軸のデータが１．５以上は、ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアデータであると判定できる。また、図６には示されていないが、１６ＱＡＭ、ＱＰＳＫについても同様に、ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアの判定も容易である。
【００４９】
再び、図４に戻って説明を続ける。
ＦＦＴ回路９（図２参照）によるＯＦＤＭ信号の有効シンボル期間の抽出に誤差が生じている場合には、ＦＦＴ回路９の出力のキャリアデータの周波数位相特性に誤差が加わるが、ＦＦＴ回路９に、本発明者らの発明に係るＯＦＤＭ復調装置の出願明細書（特願平１１−９８８２９号）に記載のＯＦＤＭ復調装置を用いることにより、有効シンボル期間の抽出の誤差によるキャリアデータの周波数位相特性の誤差はなくなるため、ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３においては、この周波数位相特性の誤差を考慮する必要はなくなる。
【００５０】
また、連結送信時の送信側の位相補正による各セグメントのシンボル毎の位相回転がある場合でも、複素で２乗したキャリアデータの振幅のみで判定が可能となるため、任意の値に各セグメントの位相が回転している状態においても、ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアデータの位置を判定することができる。
【００５１】
パターン判定回路２４は、ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３の出力であるＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアデータの位置と、セグメントの変調方式やセグメント形式によって異なるＳＰ，ＣＰ，ＡＣおよびＴＭＣＣのＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアデータの位置とを比較し、ＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアデータの配置パターンから、セグメント形式が１セグメント形式であるか、あるいは、３セグメント形式であるかを判定して、その判定結果をを切替器２６へ出力する。
【００５２】
ここで、パターン判定回路２４の動作について説明する。
図７は、１セグメントのキャリア本数が１０７本のモード１の場合の差動変調部のＯＦＤＭセグメント構成を示している。
また、図８は、同じく１セグメントのキャリア本数が１０７本のモード１の場合の同期変調部のＯＦＤＭセグメント構成を示している。
図から分かるように、同期変調部のセグメントには、ＢＰＳＫ変調されたＳＰが周期的に配置されているが、差動変調部のセグメントには、ＳＰはない。
【００５３】
以上のほか、表２、表３および表４に、それぞれモード（Mode) １，２，３における差動変調部のＢＰＳＫ変調されたＣＰ，ＤＢＰＳＫ変調されたＡＣおよびＴＭＣＣのキャリアデータの配置を示している。
また、表５、表６および表７に、それぞれモード（Mode) １，２，３における同期変調部のＤＢＰＳＫ変調されたＡＣおよびＴＭＣＣのキャリアデータの配置を示している。
【００５４】
パターン判定回路２４は、以下に説明する（ａ）．から（ｄ）．までの手順によりセグメント形式が１セグメント形式であるか、あるいは、３セグメント形式であるかを判定する。
（ａ）．まず、連結送信されている全セグメントに対して、ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３の出力が、差動変調部の１セグメント形式（図７および表２、表３、表４のセグメント番号０のキャリア配置）のＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアの配置と一致するか否かを判定する。
【００５５】
【表２】
0004149125.tif 000005
【００５６】
【表３】
0004149125.tif 000006
【００５７】
【表４】
0004149125.tif 000007
【００５８】
（ｂ）．手順（ａ）の判定により、ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３の出力が一致しなかったセグメントについて、同期変調部の１セグメント形式（図８および表５、表６、表７のセグメント番号０のキャリア配置）のＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアの配置と一致するか否かを判定する。
【００５９】
【表５】
0004149125.tif 000008
【００６０】
【図６】
0004149125.tif 000009
【００６１】
【図７】
0004149125.tif 000010
【００６２】
（ｃ）．手順（ａ）あるいは手順（ｂ）の判定において一致したセグメントと周波数軸で隣接する両側のセグメントについて、ＢＰＳＫキャリア抽出回路２３の出力が手順（ａ）および手順（ｂ）の判定において一致していない場合は、手順（ａ）あるいは手順（ｂ）の判定において一致したセグメントよりも周波数の低い側のセグメントが３セグメント形式のセグメント番号１、高い側のセグメントが３セグメント形式のセグメント番号２であると判定して、これら３つのセグメントを１つの３セグメント形式であると判定する。
【００６３】
この判定においては、別の３セグメント形式のセグメントに挟まれた１セグメント形式のセグメントを３セグメント形式であると誤判定することを避けるため、連結送信されたセグメントの周波数の最も低い側のセグメント、あるいは、最も高い側のセグメントから順に判定を行っていく。
【００６４】
さらに、３セグメント形式であると判定されたセグメントについて、
i．隣接する周波数の低い側のセグメントにおけるＢＰＳＫキャリア抽出回路２３から出力されたＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリア配置と、３セグメント形式のセグメント番号１のＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアの配置とが一致するか否かを判定し、さらに、
ii．隣接する周波数の高い側のセグメントにおけるＢＰＳＫキャリア抽出回路２３から出力されたＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリア配置と、３セグメント形式のセグメント番号２のＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアの配置とが一致するか否かを判定し、
これらが一致することを確認することで、３セグメント形式の判定の精度を向上させる。
【００６５】
（ｄ）．手順（ｃ）で３セグメント形式と判定されたセグメントについては、セグメント形式が３セグメント形式であるという情報を、また、手順（ｃ）では３セグメント形式と判定されず、かつ、手順（ａ）あるいは手順（ｂ）においてＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアの配置が１セグメント形式と一致したセグメントは、１セグメント形式であるという情報を切替器２６へそれぞれ出力する。
【００６６】
上記においては、手順（ａ）で差動変調部の、手順（ｂ）で同期変調部の各１セグメント形式のＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアの配置と一致するか否かを判定するものとしたが、これは、手順（ａ）で同期変調部の、手順（ｂ）で差動変調部の各１セグメント形式のＢＰＳＫ変調またはＤＢＰＳＫ変調されたキャリアの配置と一致するか否かを判定するようにしてもよいこと勿論である。
【００６７】
また、セグメント形式発生回路２５は、既知である各セグメントのセグメント形式を予め設定しておき、設定したセグメント形式の情報を切替器２６へ出力するものとする。
【００６８】
最後に、切替器２６は、パターン判定回路２４またはセグメント形式発生回路２５からそれぞれ入力される情報うち、いずれか一方の情報を出力するように選択切り替えを行ってセグメント位相回転回路２１（図３参照）へ出力する。
【００６９】
【発明の効果】
本発明によれば、放送波中継ＳＦＮを行う地上デジタル放送の中継放送所において、地上デジタル音声放送方式の連結送信を行っている複数の連続したセグメントの信号がシンボル毎に位相回転補償されている場合においても、１台の中継装置で放送波中継することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  従来の回り込みキャンセラを用いて中継放送所の送受アンテナ間での回り込みをキャンセルする方法の原理的構成の一例をブロック図にて示している。
【図２】  本発明回り込みキャンセラの一実施形態をブロック図にて示している。
【図３】  図２中の位相調整回路の一構成例をブロック図にて示している。
【図４】  図３中のセグメント形式判定回路の一構成例をブロック図にて示している。
【図５】  図４中の複素２乗回路の入力信号の例として、６４ＱＡＭ，ＤＱＰＳＫ，ＢＰＳＫおよびＤＢＰＳＫの各キャリアデータの位相図を示している。
【図６】  図４中の複素２乗回路の出力信号の例として、６４ＱＡＭ，ＤＱＰＳＫ，ＢＰＳＫおよびＤＢＰＳＫの各キャリアデータを複素で２乗した後の位相図を示している。
【図７】  １セグメントのキャリア本数が１０７本のモード１の場合の差動変調部のＯＦＤＭセグメント構成を示している。
【図８】  １セグメントのキャリア本数が１０７本のモード１の場合の同期変調部のＯＦＤＭセグメント構成を示している。
【符号の説明】
１  中継放送機
２  受信変換部
３  従来の回り込みキャンセラ
４  フィルタ係数生成回路
５  ＦＩＲフィルタ
６  減算器
７  送信変換部
８  モード判定回路
９  ＦＦＴ回路
１０  位相調整回路
１１  ＴＭＣＣ復号回路
１２  周波数特性算出回路
１４  主波成分抽出回路
１５  キャンセル残差演算回路
１６  逆フーリエ変換回路
１７  係数更新回路
１８  セグメント形式判定回路
１９  ＴＭＣＣ信号同期検出回路
２０  シンボル番号発生回路
２１  セグメント位相回転回路
２２  複素２乗回路
２３  ＢＰＳＫキャリア抽出回路
２４  パターン判定回路
２５  セグメント形式発生回路
２６  切替器
２７  バンドパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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