(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
固定クロックによりサンプリングされたリード信号を、ループフィルタおよびディジタルアキュームレータで制御された補間フィルタで再サンプリングするタイミングリカバリを備えた信号復号回路において、
プリアンブル区間を複数のブロックに分割し、ブロック毎にリード波形とリファレンス波形との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る前記位相誤差の変化率から周波数誤差を検出する周波数誤差検出器と、
リード波形を一定時間遅延させるバッファメモリとを有し、
前記位相誤差をディジタルアキュームレータにプリセットし、前記周波数誤差をループフィルタにプリセットした上で、前記バッファメモリにより遅延されたリード信号に対して前記補間フィルタ出力信号で再サンプリングすることを特徴とする信号復号回路。
【請求項２】
ヘッド、情報記録媒体、及び請求項１項記載の信号復号回路を有する情報記録再生装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、磁気ディスク、ＭＯ、光ディスク、磁気テープ等の情報記録再生装置、信号復号回路及び方法に関し、特に、ヘッド再生信号を非同期クロックにより離散化した後にタイミングリカバリを行うための情報記録再生装置、信号復号回路及び方法に関する。
【０００２】
【０００３】
【従来の技術】
従来のリードチャネルＬＳＩのタイミングリカバリのためのタイミング再生ループでは、ＡＤコンバータでのサンプリングクロックと判定を行なうシンボルレートクロックは同じである。このため、最適な判定タイミングを得るためには、ＡＤコンバータのサンプリングクロックの位相を直接制御する必要がある。
【０００４】
これに対し、ＡＤコンバータのサンプリングクロックを固定し、ディジタルＰＬＬを実現する信号補間により最適な判定タイミングを得る方法がある。信号補間法では、周波数オフセットによるシンボルレートの変化に対応するために、シンボルレートより高い周波数でサンプリングを行なう必要がある。
【０００５】
シンボル判定は、サンプリング信号を等化した後に信号補間によりシンボルレートのサンプリング信号に変換した後に行なう。判定方法は、いずれの場合もビタビによる軟判定、またはリファレンスとの比較による硬判定によって、ＰＲ（パーシャルレスポンス）のターゲットに等化されたリード波形のレベルを判定する。
【０００６】
図４２は、従来の磁気記録再生装置に使用されるタイミングリカバリ部を備えたデータ再生部のブロック図である。
【０００７】
図４２において、再生ヘッドからのアナログ電圧はヘッドＩＣのプリアンプによって増幅した後、可変利得アンプ（ＶＧＡ）１２００、ローパスフィルタとして機能するＣＴフィルタ１２０２、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）１２０４を経由してディジタル信号に変換される。
【０００８】
続いてＦＩＲフィルタ１２０６によって波形等化を行った後、ビタビ判定器１２０８で復号を行う。更に復号されたデータはＲＬＬ復号器１２１０で復号される。
【０００９】
タイミングリカバリ部１２１１は、誤差検出器１２１６、ループフィルタ１２１８及び電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２２０によりＡＤコンバータ１２０４でヘッド再生信号をサンプリングするクロックのタイミングを制御するＰＬＬを構成している。また可変利得アンプ（ＶＧＡ）１２００には利得制御器１２１２が設けられ、利得を制御して振幅を補正する。
【００１０】
即ち、タイミングリカバリ部１２１１は、ＦＩＲフィルタ１２０６の出力信号yとビタビ判定器１２０８からの判定値ｙ∧を用いて位相オフセットΔτを求め、この位相誤差Δτをなくすように電圧制御発振器（ＶＣＯ）１２２０の発振周波数を制御する。これによりＡＤコンバータ１２０４のサンプリング位置が制御されるフィードバックループが形成される。
【００１１】
またゲインエラーΔＧをＦＩＲフィルタ１２０６の出力信号yとその判定値ｙ∧を用いて求め、ゲインエラーΔＧをなくすように利得制御器１２１２の制御電圧Ｖｇを調整して可変利得アンプ（ＶＧＡ）１２００により振幅補正を行う。
【００１２】
更に、タイミングリカバリ部１２１１には位相オフセット検出器１２１４が設けられる。位相オフセット検出器１２１４は、図４３（Ａ）のＡＤＣ出力となる再生データの位相引込み用のプリアンブル領域１２２３の先頭部分において、図４３（Ｂ）の初期位相誤差算出１２２６により初期位相誤差（位相オフセット）Δτ0を検出し、ループフィルタ１２１８に初期位相誤差Δτ0をプリセットして図４３（Ｃ）の位相引き込み１２２８を行う。
【００１３】
この初期位相誤差の検出による位相引き込みは所謂ゼロフェーズスタートを行うこととなり、その後のプリアンブル１２２３を使用した周波数・位相引き込み１２３０における引き込み時間の短縮を図っている。
【００１４】
図４４は従来のデータ再生部の他の例であり、ディジタルＰＬＬの位相ループによりタイミングリカバリを行う。この場合、ＡＤコンバータ１２０４に対してはクロック発振器１２２１から固定クロックを使用してサンプリングを再生信号とは非同期に行う。
【００１５】
ＦＩＲフィルタ１２０６に続いてはＦＩＲ補間フィルタ１２４０が設けられ、ＦＩＲ補間フィルタ１２４０はディジタルアキュームレータ１２２２との組み合わせによりディジタルＶＣＯとして動作する。タイミングリカバリ部１２１１の誤差検出器１２１６で求めた位相誤差Δτをループフィルタ１２１８で積分し、更にディジタルアキュームレータ１２２２で積分してＦＩＲ補間フィルタ１２４０のタップ係数を位相誤差Δτに応じて調整することで、固定クロックによるサンプルレートを本来のシンボルレートのタイミングに合わせる。
【００１６】
またタイミングリカバリ部１２１１には位相オフセット検出器１２１４が設けられ、プリアンブル領域の先頭部分において位相の初期位相誤差（位相オフセット）Δτ0を検出してディジタルアキュームレータ１２２２にプリセットすることにより、ゼロフェーズスタートの位相引き込みを行う。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
このように従来のタイミングリカバリ部にあっては、プリアンブル領域の先頭部分で初期位相誤差を検出して補償し、残りのプリアンブル領域で周波数引き込みを行っており、読出しデータの初期位相誤差に対する補償は可能であるが、周波数オフセットに対しては考慮されておらず、周波数引き込み範囲を広く取ることが困難であった。
【００１８】
また、従来のタイミングリカバリ部は周波数オフセット（初期周波数誤差）を持った状態からループのフィードバック制御により引き込みを行うため、更に周波数引き込み範囲を広げるには、ある程度長いプリアンブル領域が必要となり、磁気記録再生装置のフォーマット効率を悪化させる問題があった。
【００１９】
本発明は、プリアンブル長を短くすると共に周波数引き込み範囲を広くして高密度記録と信頼性を高める情報記録再生装置、信号復号回路及び方法を提供することを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
（情報記録再生装置その１）
図１は本発明の原理説明図である。本発明は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置であり、図１（Ａ）のように、再生データの先頭領域から位相オフセット及び周波数オフセットを検出して初期補正するタイミングリカバリ部１００を設けた特徴とする。
【００２１】
ここで、以下の説明における位相オフセットとは、タイミングリカバリ部（タイミング再生ループ）の動作を開始するときの初期位相誤差のことである。また周波数オフセットとは、同じくタイミングリカバリ部（タイミング再生ループ）の動作を開始するときの初期周波数誤差のことである。
【００２２】
またタイミングリカバリ部１００は、固定クロックによりヘッド再生信号をサンプリングしたデータを記憶するバッファ６２と、バッファ６２へのデータ書込みと並行してデータ先頭領域から位相オフセットを検出する位相オフセット検出器７０と、バッファ６２へのデータ書込みと並行してデータ先頭領域から周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出器７２と、検出された位相オフセット及び周波数オフセットの補正状態を初期設定した後に、バッファ６２からデータを読出しながら先頭領域で周波数引き込み及び位相引き込みを行うＰＬＬとを備える。
【００２３】
このため本発明によれば、プリアンブル領域の先頭部分における誤差検出による補償を位相に対してのみではなく、周波数についても誤差を検出して補償することで、位相引き込み及び周波数引き込みを短時間で行ってプリアンブル領域を短くできると共に、周波数の引き込み範囲を広くすることができる。
【００２４】
また再生データは、図１（Ｂ）のように、プリアンブル、シンクマーク及びユーザデータで構成されたセクタデータであり、タイミングリカバリ部１００は、プリアンブルから位相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正する。
【００２５】
バッファ６２は、再生データの先頭領域の書込み終了した時点で書込データの先頭からの読出しを開始する。本発明では、バッファに一時記憶する分だけ遅延が起きるが、プリアンブル領域が短くできることを考慮すると、バッファ遅延は実質的に無視できる。
【００２６】
本発明の別の形態にあっては、周波数オフセットのみを検出して補償してもよい。即ち、情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置に於いて、再生データの先頭領域から周波数誤差を検出して初期補正するタイミングリカバリ部を設けた特徴とする。
【００２７】
（信号復号回路その１）
本発明は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生する信号復号回路を提供する。この信号復号回路は、再生データの先頭領域から位相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正するタイミングリカバリ部を備えたことを特徴とする。尚、信号復号回路の詳細は、情報記録再生装置と基本的に同じになる。
【００２８】
（情報記録再生方法その１）
本発明は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生方法を提供する。この情報記録再生方法は、再生データの先頭領域から位相誤差及び周波数誤差を検出し、検出した位相誤差及び周波数誤差をなくすように再生データを初期補正することを特徴とする。
【００２９】
情報記録再生方法の詳細としては、
固定クロックによりヘッド再生信号を離散化したデータをバッファに書込み、バッファへのデータ書込みと並行してデータの先頭領域から位相誤差を検出し、
バッファへのデータ書込みと並行してデータ先頭領域から周波数誤差を検出し、
位相誤差及び周波数誤差の補正状態を初期設定した後に、バッファからデータを読出しながら先頭領域で位相引き込み及び周波数引き込みを行う、
ことを特徴とする。
【００３０】
ここで再生データは、プリアンブル、シンクマーク及びユーザデータで構成されたセクタデータであり、プリアンブルから位相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正する。バッファは、再生データの先頭領域の書込み終了した時点で書込みデータの先頭からの読出しを開始する。
【００３１】
本発明の別の形態にあっては、周波数オフセットのみを検出して補償してもよい。即ち、情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生方法に於いて、再生データの先頭領域から周波数誤差を検出し、検出された周波数誤差をなくすように再生データを初期補正することを特徴とする。
【００３２】
この方法の詳細としては、
固定クロックによりヘッド再生信号を離散化したデータをバッファに書込み、バッファへのデータ書込みと並行してデータ先頭領域から周波数誤差を検出し、
周波数誤差の補正状態を初期設定した後に、バッファからデータを読出しながら先頭領域で位相引き込み及び周波数引き込みを行う。
（情報記録再生装置その２）
本発明は、ヘッドで読み出されたアナログ波形から、ディジタルデータを復号する際に最適な判定タイミングを再生するタイミングリカバリ部（ディジタルＰＬＬで構成されるタイミング再生ループ）で、サンプリングされた信号から最適なタイミングとの位相誤差を検出して補正する。
【００３３】
特に、ハードディスクにおいてデータをリード／ライトする最小単位はセクタと呼ばれ、プリアンブル、シンクバイトに続きデータが記録される。プリアンブルは、周期的なデータパターンが書き込まれ、ヘッドから読み出されたリード波形は正弦波となる。この周期波形を読み出しながら、タイミング再生ループの同期を確立する。
【００３４】
シンクバイトには、特定のパターンが書き込まれている。リードチャネルＬＳＩは、このシンクバイトでデータの先頭位置を認識し、データのバイト単位の同期を確立する。また、低S／Ｎのリード信号でも、安定したタイミング再生ループの安定した動作を得るために、プリアンブルで定常位相誤差を低減する必要がある。
【００３５】
このため、本発明は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置に於いて、固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部（タイミング再生ループ）と、セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、周期的なリファレンス信号とサンプル信号の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、検出した位相誤差によりタイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる位相オフセット検出器とを備えたことを特徴とする。
【００３６】
ここで、位相オフセット検出器は、相関として、リファレンスとなる正弦信号又は余弦信号とサンプリング信号の積を、リファレンス正弦信号の周期の整数倍長の区間で加算平均して求める。
【００３７】
このような本発明の初期位相誤差（位相オフセット）の検出によれば、複数サンプルの加算平均で相関を求めることで、位相誤差を検出する際にノイズ影響を抑えることができる。また信号判定によるレベル比較が不要なため、判定誤りによる位相誤差の変化が生じにくい。
【００３８】
タイミング再生ループを構成するタイミングリカバリ部は、補間フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング信号と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検出する誤差検出器と、誤差検出器からの位相誤差を積分するループフィルタと、ループフィルタの出力を積分して位相誤差をなくすように補間フィルタの係数を制御するアキュームレータとを備え、位相オフセット検出器で検出した位相誤差によりアキュームレータを初期化してゼロ位相スタートを行わせる。
【００３９】
このように補間フィルタと同タイミングの信号で初期位相誤差を算出するために、正確な初期位相誤差をフィードバックすることができ、ループの引き込みが早くなる。
【００４０】
本発明は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置に於いて、固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、周期波形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバーサンプリングしたサンプリング信号の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出して補正し、補正した位相誤差によりタイミングリカバリ部を補正して動作を開始させる位相オフセット検出器とを備えたことを特徴とする。
【００４１】
このように本発明では、オーバーサンプリングによる位相補正が加わるので、シンボルレートでの判定時の誤差を最小にできる。勿論、正確な初期位相誤差をフィードバックすることで、ループの引き込みが早くなる。
【００４２】
ここで位相オフセット検出器は、リファレンス信号を正弦信号とした場合、オーバーサンプリングしたサンプリング信号との相関から検出された位相誤差に正弦信号の位相をシフトして補正する。
【００４３】
また位相オフセット検出器は、リファレンス信号を余弦信号とした場合、オーバーサンプリングされたサンプリング信号との相関から検出された位相誤差に余弦信号の位相をシフトして補正しても良い。
【００４４】
更に、記録密度の向上により符号間干渉の影響が大きくなり、ＰＲ方式のターゲット応答が複雑化し、プリアンブルパターンでの応答が非対称になり、プリアンブルでも多値判定器が必要とされている。そこで本発明の位相オフセット検出器は、非対称なプリアンブル波形では、プリアンブルの応答が対称となるように入力波形の位相をシフトして、連続する２サンプルのレベル比較で位相誤差を算出できるようにする。
【００４５】
この場合のタイミングリカバリ部は、補間フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング信号と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検出する誤差検出器と、誤差検出器からの位相誤差を積分するループフィルタと、ループフィルタの出力を積分して位相誤差をなくすように補間フィルタの係数を制御するアキュームレータとを備え、位相オフセット検出器で検出した位相誤差によりアキュームレータを初期化してゼロ位相スタートを行わせる。
【００４６】
また磁気記録再生装置におけるライト動作とリード動作間のシンボルレートの周波数の差である周波数オフセット（初期周波数誤差）は、高密度記録化に伴って増加しつつあり、引き込み時間と定常位相誤差の増加させる要因となっている。
【００４７】
そこで本発明の情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置にあっては、固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、プリアンブル区間を正弦波で近似したリード波形の整数倍長で複数のブロックに分割し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファレス波形との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る位相誤差の変化率から初期周波数誤差（周波数オフセット）を検出し、検出した初期周波数誤差によりタイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる周波数オフセット検出器とを備えたことを特徴とする。
【００４８】
このように本発明は、プリアンブル区間で、予め周波数オフセットを検出し、この値でループフィルタを初期化することで、周波数オフセットの引き込み量がゼロ状態でループを引き込むことができ、定常位相誤差及び引き込み時間を改善できる。さらに、周波数オフセットの引き込み可能レンジを広げることもできる。
【００４９】
この場合のタイミングリカバリ部は、補間フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング信号と判定器からの判定信号との位相誤差を検出する誤差検出器と、誤差検出器からの位相誤差を積分するループフィルタと、ループフィルタの出力を積分して位相誤差をなくすように補間フィルタの係数を制御するアキュームレータとを備え、周波数オフセット検出器で検出した周波数誤差によりループフィルタを初期化してループ動作を開始させる。
【００５０】
信号補間型のタイミング再生ループを構成するタイミングリカバリ部には、オーバーサンプリングされた信号を等化するオーバーサンプリング等化器が設けられているが、等化器係数のトレーニングに必要な判定誤差はシンボルレートの信号であり、判定誤差をトレーニングのために直接フィードバックすることができない。
【００５１】
そこで、本発明の情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置にあっては、シンボルレートのリード信号を入力して非同期にオーバーサンプリングしたサンプリング信号を出力するＡＤコンバータと、オーバーサンプリングされたサンプリング信号を波形等化するオーバーサンプリング等化器と、等化信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、補間フィルタの出力信号と判定器の判定信号から求めたシンボルレートの判定誤差をオーバーサンプリング等化器のトレーニングにフィードバックする時に、判定誤差をサンプリングレートの信号に逆補間するトレーニング回路とを設けたことを特徴とする。
【００５２】
このトレーニング回路は、判定誤差をシンボルレートからサンプリングレートを逆補間する信号処理回路を備え、この信号処理回路に補間フィルタの係数を設定する。
【００５３】
このよう本発明では、シンボルレートでの判定誤差を逆補間してサンプリングレートとすることで、オーバーサンプリング等化器のトレーニングに従来のＬＭＳ法を採用でき、判定誤差の自乗平均がゼロになるようにオーバーサンプリング等化器の係数をトレーニングすることができる。
【００５４】
また情報記録再生装置は、シンボルレートの判定誤差の平均とオーバーサンプリングリング等化器の係数の総和との積がゼロになるように、ＡＤコンバータの入力信号に加算する直流信号を制御して直流オフセットをキャンセルする直流オフセットキャンセル制御ループを設けたことを特徴とする。
【００５５】
更に本発明の情報記録再生装置は、シンボルレートの判定誤差の積の平均がゼロになるように、ＡＤコンバータの入力信号の振幅を制御する自動利得制御ループを設けたことを特徴とする。
【００５６】
このためヘッドからのリード信号に重畳する直流オフセットのキャンセル及び信号振幅を一定にする自動利得制御のフィードバックループでも、シンボルレートの判定誤差の自乗平均がゼロになるように制御することが可能になる。
（信号復号回路その２）
本発明は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生するリードチャネルＬＳＩとしての信号復号回路を提供する。この信号復号回路は、固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区間におけるリード信号を周期的な信号の正弦波として近似的に扱い、この正弦波のリファレンス信号とサンプル信号の相関からシンボルレートとサンプリングタイミングとの位相誤差を検出し、検出した位相誤差によりタイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる位相オフセット検出器とを備えたことを特徴とする。
【００５７】
また本発明の信号復号回路は、固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、周期波形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバーサンプリングしたサンプリング信号の相関から、シンボルレートとサンプリングタイミングとの位相誤差を検出し、検出した位相誤差によりタイミングリカバリ部を補正して動作を開始させる位相オフセット検出器とを備えたことを特徴とする。
【００５８】
また本発明の信号復号回路は、固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、プリアンブル区間を正弦波に近似したリード波形の整数倍長で複数のブロックに分割し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファレンス波形との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る位相誤差の変化率から周波数誤差を検出し、検出した周波数誤差によりタイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる周波数オフセット検出器とを備えたことを特徴とする。
【００５９】
また本発明の信号復号回路は、アナログのリード信号を入力して非同期にオーバーサンプリングしたサンプリング信号を出力するＡＤコンバータと、オーバーサンプリングされたサンプリング信号を波形等化するオーバーサンプリング等化器と、等化信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、補間フィルタの出力信号と判定器の判定信号から求めたシンボルレートの判定誤差をオーバーサンプリング等化器のトレーニングにフィードバックする時に、判定誤差をサンプリングレートの信号に逆補間するトレーニング回路とを備えたことを特徴とする。
【００６０】
本発明の信号復号回路は、更に、シンボルレートの判定誤差の平均とオーバーサンプリングリング等化器の係数の総和との積がゼロになるように、前記ＡＤコンバータの入力信号に加算する直流信号を制御して直流オフセットをキャンセルする直流オフセットキャンセル制御ループを設けたことを特徴とする。
【００６１】
本発明の信号復号回路は、更に、シンボルレートの判定誤差の積の平均がゼロになるように、ＡＤコンバータの入力信号の振幅を制御する自動利得制御ループを設けたことを特徴とする。尚、本発明の信号復号回路における詳細は、情報記録再生装置の場合と同じになる。
（情報記録再生方法その２）
本発明は、情報記録再生方法を提供する。即ち、本発明は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによりオーバーサンプリングして等化した後に補間してシンボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、
セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、周期波形のリファレンス波形とサンプル波形の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、
検出した位相誤差によりタイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる、
ことを特徴とする。
【００６２】
また本発明は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによりオーバーサンプリングして等化した後に補間してシンボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、
セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、周期波形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバーサンプリングしたサンプリング信号の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、
検出した位相誤差によりタイミングリカバリ部を補正して動作を開始させる、ことを特徴とする。
【００６３】
また本発明は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによりオーバーサンプリングして等化した後に補間してシンボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、
プリアンブル区間を正弦波に近似したリード波形の整数倍長で複数のブロックに分割し、
各ブロック毎にサンプリング波形とリファレス波形との位相誤差を求め、
所定ブロック数に亘る位相誤差の変化率から周波数誤差を検出し、
検出した周波数誤差によりタイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる、
ことを特徴とする。尚、本発明の情報記録再生方法における詳細は、情報記録再生装置の場合と同じになる。
（等化器トレーニング方法）
本発明は、等化器トレーニング方法を提供する。即ち本発明は、情報を磁気記録媒体上に記録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによりオーバーサンプリングして等化器で等化した後に補間フィルタで補間してシンボルレートにダウンサンプリングして判定する情報記録再装置の等化器トレーニング方法に於いて、
補間された信号と判定信号から求めたシンボルレートの判定誤差を等化器のトレーニングにフィードバックする時に、判定誤差をサンプリングレートの信号に逆補間することを特徴とする。
【００６４】
本発明の等化器トレーニング方法は、更に、シンボルレートの判定誤差の平均とオーバーサンプリング等化器の係数の総和との積がゼロになるように、オーバーサンプリング前の入力信号に加算する直流信号を制御して直流オフセットをキャンセルすることを特徴とする。
【００６５】
本発明の等化器トレーニング方法は、更に、シンボルレートの判定誤差の積の平均がゼロになるように、オーバーサンプリング前の入力信号の振幅を制御することを特徴とする。尚、本発明の等化器トレーニング方法における詳細は、情報記録再生装置の場合と同じになる。
【００６６】
【発明の実施の形態】
＜目    次＞
（１．基本的な実施形態）
（２．位相オフセットによるゼロ位相スタートの詳細）
（３．周波数オフセット検出の詳細）
（４．オーバーサンプリング等化器のトレーニング）
（５．直流オフセットキャンセル制御と自動利得制御）
【００６７】
（１．基本的な実施形態）
図２は、本発明が適用されるハードディスクドライブのブロック図である。図２において、ハードディスクドライブは、ＳＣＳＩコントローラ１０、ドライブコントロール１２及びディスクエンクロージャ１４で構成される。勿論、ホストとのインタフェースはＳＣＳＩコントローラ１０に限定されず、適宜のインタフェースコントローラが使用できる。
【００６８】
ＳＣＳＩコントローラ１０には、ＭＣＵ（メインコントロールユニット）１６、制御記憶として使用されるＤＲＡＭもしくはＳＲＡＭを用いたメモリ１８、制御プログラムを格納するフラッシュメモリなどの不揮発性メモリを使用したプログラムメモリ２０、ハードディスクコントローラ（ＨＤＣ）２２及びデータバッファ２４が設けられる。
【００６９】
ドライブコントロール１２には、ドライブインタフェースロジック２６、ＤＳＰ２８、リードチャネル（ＲＤＣ）３０及びサーボドライバ３２が設けられる。更にディスクエンクロージャ１４にはヘッドＩＣ３４が設けられ、ヘッドＩＣ３４に対し記録ヘッドと再生ヘッドを備えた複号ヘッド３６−１〜３６−６を接続している。
【００７０】
複号ヘッド３６−１〜３６−６は磁気ディスク３８−１〜３８−３の各記録面に対し設けられ、ＶＣＭ４０によるロータリアクチュエータの駆動で磁気ディスク３８−１〜３８−３の任意のトラック位置に移動される。磁気ディスク３８−１〜３８−３はスピンドルモータ４２により一定速度で回転される。ＳＣＳＩコントローラ１０のハードディスクコントローラ２２には、フォーマッタやＥＣＣ処理部を設けられる。
【００７１】
リードチャネル３０には、データ記録部４６とデータ再生部４８が設けられる。データ再生部４８は、ハードディスクコントローラ２２からＣＲＣ符号とＥＣＣ符号が付加されたデータを入力し、ＰＬＬによるクロック再生を安定化するためのＲＬＬ符号化を行った後に、磁化反転が隣接する箇所で反転間隔を多少広げるための書込補償を行い、そしてドライバによりヘッドＩＣ３４を駆動して記録ヘッドへのガイド電流を発生し、媒体上に記録する。
【００７２】
データ再生部４８は、ヘッドＩＣ３４に内蔵したプリアンプにより増幅された再生ヘッドからのアナログ電圧を入力してデータを復調する。復調したデータは、ハードディスクコントローラ２２に送られ、ＥＣＣ復号によるエラー訂正とＣＲＣ復号による検査処理を経て復号データとして出力される。
【００７３】
図３は、本発明のタイミングリカバリ部１００を備えた図２のデータ再生部４８のブロック図である。
【００７４】
図３において、へッドＩＣ３４から出力されたヘッド再生信号は、可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０、ローパスフィルタとして機能するＣＴフィルタ５２、ＡＤコンバータ５４を経由してディジタル信号に変換された後、ＦＩＲフィルタ５６で波形等化を受け、等化済み信号としてセクタ単位でバッファ６２に書き込まれる。
【００７５】
利得制御器５８は可変利得アンプ５０の利得を制御し、ヘッド再生信号を一定振幅に補正する。またＡＤコンバータ５４は、クロック発振器６０からのクロックによりヘッド再生信号をサンプリングして離散化することにより、ディジタル信号に変換している。このサンプリングのためのクロック発振器６０からのクロックは、ヘッド再生信号と非同期の固定クロックとなる。
【００７６】
バッファ６２に格納されたセクタデータは、セクタデータ先頭のプリアンブル領域の書込みが終了した時点で書込データの先頭からの読出しが開始され、等化済信号ｘとしてＦＩＲ補間フィルタ６４に入力される。
【００７７】
ここでＦＩＲ補間フィルタ６４、ビタビ判定器６６，誤差検出器７６、ループフィルタ７４及びディジタルアキュームレータ６５を含むループは、ディジタルＰＬＬを構成している。このディジタルＰＬＬは、まず、電圧制御されないクロック発振器６０からのフリー・ランニングのクロックによりＡＤコンバータ５４を駆動し、非同期にサンプリングする。また誤差検出器７６及びループフィルタ７４は従来と同じでよいが、ＶＣＯは、ディジタルアキュームレータ６５とＦＩＲ補間フィルタ６４で置き換える。ディジタルアキュームレータ６５は、積分動作を行い、一方、ＦＩＲ補間フィルタ６４はシンボルレートに同期したサンプルを行うリ・サンプラとして動作する。
【００７８】
このディジタルアキュームレータ６５とＦＩＲ補間フィルタ６４の組み合わせによりディジタルＶＣＯ７５が構成され、全体的な動作は従来のＰＬＬと同じになる。
【００７９】
ビタビ判定器６６は、等化済みの信号ｙについてビタビアルゴリズムにより正しい信号ｙ∧を判定し、ＲＬＬ復号器６８でＲＬＬ復号を行って、ハードディスクコントローラ側に出力する。
【００８０】
本発明のタイミングリカバリ部１００には、更に位相オフセット検出器７０と周波数オフセット検出器７２が設けられている。
【００８１】
位相オフセット検出器７０は、ＡＤコンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブル領域を入力して位相オフセット（初期位相誤差）Δτ0を検出し、この検出した位相オフセットΔτ0をディジタルアキュームレータ６５にプリセットする。
【００８２】
また周波数オフセット検出器７２は、ＡＤコンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブル領域を入力して周波数オフセット（初期周波数誤差）Δｆ0を検出し、この検出した周波数オフセットΔｆ0をループフィルタ７４にプリセットする。
【００８３】
位相オフセット検出器７０の検出処理によりディジタルアキュームレータ６５に位相オフセットΔτ0がプリセットされ、また周波数オフセット検出器７２の検出処理によりループフィルタ７４に周波数オフセットΔｆ0がプリセットされると、バッファ６２はプリアンブル領域の書込み終了時点で、書込みの済んだデータの先頭からの読出しを開始する。
【００８４】
このバッファ６２からのデータ読出しに同期して、誤差検出器７６、ループフィルタ７４、ディジタルＶＣＯ７５を構成するディジタルアキュームレータ６５とＦＩＲ補間フィルタ６４によるディジタル的なＰＬＬ動作により、プリアンブル領域のデータに対する位相引き込み及び周波数引き込みを行った後、プリアンブルデータに続くユーザデータに対し、サンプルレートのサンプリング信号のタイミングを、シンボルレートとなる正しいクロックのタイミングに追従させるためのタイミングリカバリが行われる。
【００８５】
図４は、図３のタイミングリカバリ部１００に設けている周波数オフセット検出器７２の実施形態を、位相オフセット検出器７０と共に示している。
【００８６】
図４において、ＡＤコンバータ５４からのデータ出力について、レジスタ７８にn個のサンプルデータａ（０）〜ａ（ｎ）が保持される。このレジスタ７８に保持されたサンプルデータａ（０）〜ａ（ｎ）は位相オフセット検出器７０に入力され、位相オフセットΔτ0が検出される。
【００８７】
ここでプリアンブル領域の再生信号をサイン波形とみなすと、位相オフセット検出器７０にあっては、各サンプル点での位相誤差Δτ（ｉ）を次式を使用して求めることができる。
【００８８】
【数１】
0004109003.tif 000002
【００８９】
この（１）式を用いて位相オフセット検出器７０にあってはｎ個の位相誤差の平均値を求め、これを位相オフセットΔτ0としてループフィルタに出力する。
【００９０】
周波数オフセット検出器７２は、位相誤差レジスタ８０、減算器８２−１〜８２−ｍ、及び平均演算器８４で構成される。位相誤差レジスタ８０には、位相オフセット検出器７０でｎ個のサンプル点ごとに算出されたｍ個の位相オフセット平均値Δτ（０）〜Δτ（ｍ）が保持される。ここでｉ番目の位相オフセット平均値をΔτ（ｉ）とすると、このときの周波数オフセットΔｆ（ｉ）は次式で求められる。
【００９１】
【数２】
0004109003.tif 000003
【００９２】
減算器８２−１〜８２−ｍは（２）式に従ってそれぞれの周波数オフセットΔｆ（０）〜Δｆ（ｎ−１）を算出する。減算器８２−１〜８２−ｍの出力は平均演算器８４に入力され、各周波数オフセットの平均値を算出し、これを周波数オフセットΔｆ0としてループフィルタ７４にプリセットする。
【００９３】
なお周波数オフセットの検出方法は、図４の実施形態以外に、位相オフセットをプリアンブル領域全体について保持しておき、その後にこれを微分して算出するなど、他の方法も適用できる。
【００９４】
図５は、図３のＦＩＲ補間フィルタ６４のブロック図であり、タイミングリカバリ部１００のループフィルタ７４及びディジタルアキュームレータ６５と共に示している。
【００９５】
図５において、ループフィルタ７４には、図３の誤差検出器７６よりＦＩＲ補間フィルタ６４の出力信号ｙとビタビ判定器６６で判定された正しい信号ｙ∧から求めた位相誤差Δτが入力され、また図４に示した位相オフセット検出器７０と周波数オフセット検出器７２で検出された位相オフセットΔτ0ディジタルアキュームレータ６５にプリセットされ、周波数オフセットΔｆ0がループフィルタ７４にプリセットされる。
【００９６】
このため、バッファ６２からのセクタデータの読出しが開始されると、ループフィルタ７４及びディジタルアキュームレータ６５はプリセットされた位相オフセットΔτ0によりゼロ位相スタートによる位相引き込みを行い、またループフィルタ７４にプリセットされた周波数オフセットΔｆ0により誤差を補正した周波数引き込みを行い、素早くタイミングリカバリのための安定したＰＬＬループ動作に入る。
【００９７】
ＦＩＲ補間フィルタ６４はｋ段の遅延回路８８−１〜８８−ｋを備え、乗算器９０−１〜９０−ｋにより係数テーブル８６で与えられる位相誤差Δμに応じたタップ係数Ｃ０〜Ｃｋを乗算した後、加算器９２−２〜９２−ｋで総和をとって、シンボルレートの正しいタイミングとした信号ｙを出力する。
【００９８】
このような位相オフセットΔτ0による位相引き込みに加え、周波数オフセットΔｆ0による周波数引き込みが、バッファ６２から読み出されたセクタデータのプリアンブルに対し行われるため、従来の位相オフセットのみのプリセットしたタイミングリカバリに比べ、本来のクロックに対し、再生データに周波数オフセットが起きていても、短時間で本来のクロックに同期したタイミング状態への位相及び周波数引き込みを早く行うことができる。
【００９９】
図６は、図３における本発明のタイミングリカバリによる動作のタイムチャートである。図６（Ａ）はＡＤコンバータ５４の出力であり、セクタデータの先頭部分を示しており、プリアンブル９４に続いてシンクマーク９６が設けられ、その後ろにユーザデータ９８が続いている。
【０１００】
このＡＤコンバータ５４からの出力データは、バッファ６２に書き込まれると同時に、位相オフセット検出器７０及び周波数オフセット検出器７２に入力され、図６（Ｃ）のプリアンブル９４の先頭部分で位相オフセット算出１０１が行われ、これに並行して図６（Ｄ）のようにプリアンブル９４の全領域を使用して周波数オフセット算出１０２が行われる。
【０１０１】
そしてバッファ６２にプリアンブル９４の書込みが終了した時で、ディジタルアキュームレータ６５には検出された位相オフセットΔτ0がプリセットされ、またループフィルタ７４には検出された周波数オフセットΔｆ0がプリセットされ、それぞれのオフセットの補正条件が初期設定される。
【０１０２】
バッファ６２に対しＡＤコンバータ５４の出力のプリアンブル９４の書込みが終了すると、その後の書込みに並行して書込済みのセクタデータの先頭、即ち図６（Ｂ）のようにプリアンブル９４−１からの読出しによるバッファ出力が開始される。
【０１０３】
このバッファ出力に対し、本発明によるタイミングリカバリ部１００が動作し、位相オフセットΔτ0及び周波数オフセットΔｆ0のプリセットにより、位相オフセット及び周波数オフセットの両方について、誤差をなくしたゼロ状態とした位相引き込み１０４を開始し、その後、プリアンブル９４−１のデータを使用して周波数・位相引き込み１０６を行う。
【０１０４】
このようなタイミングリカバリ動作の開始時点の位相オフセット及び周波数オフセットの両方を補正した状態でのゼロスタートによる引き込み動作により、周波数及び位相を本来のクロックのタイミングに合わせる引き込み動作を短時間で完了することができる。
【０１０５】
このため図６のセクタデータに示すプリアンブル９４，９４−１の長さは、図４１（Ａ）に示した従来のタイミングリカバリ部による位相オフセットのみの補正状態によるフェーズゼロスタートのプリアンブル１２２３に対し、プリアンブルのデータ長が短いデータ長のフォーマット構成となっている。
【０１０６】
このように本発明のタイミングリカバリによると、セクタデータ先頭のプリアンブルを短くできるため、磁気ディスク全体としてのフォーマット効率を高めることができるる
プリアンブル９４−１のデータによる周波数・位相引き込み１０６が完了すると、これに続くシンクマーク９６−１及びユーザデータ９８−１については、誤差検出器７６からの位相情報に基づくＦＩＲ補間フィルタ６４の補間動作で、サンプリングデータのサンプルタイミングを、シンボルレートとなる本来のクロックにおける周波数及び位相に追従させるＰＬＬ動作がディジタル的に実行される。
【０１０７】
図７（Ａ）は、プリアンブル領域のヘッド再生信号に位相オフセットが発生した場合の信号波形図であり、左側にプリアンブル領域の先頭部分の波形を示し、右側にプリアンブル領域の終端部分の波形を示し、中間は省略している。
【０１０８】
図７（Ａ）において、図３のクロック発振器６０からの固定クロックによる正しいタイミングで得られるヘッド再生信号１１０を破線で表わし、これに対し位相オフセットを持ったヘッド再生信号１１２を実線で表わしている。
【０１０９】
図３のＡＤコンバータ５４は、固定クロックにより時間軸に一定間隔で示した縦線のタイミングでヘッド再生信号をサンプリングしており、このため位相オフセットのない正しいヘッド再生信号１１０の白丸のサンプル点の値に対し、位相オフセットΔτを持った実際のヘッド再生信号１１２は三角のサンプル点の値となってしまう。
【０１１０】
そこで図３の位相オフセット検出器７０で、この位相オフセットΔτを検出してループフィルタ７４にプリセットしてＦＩＲ補間フィルタ６４によって補間処理を行わせることで、例えば図７（Ａ）の先頭の位相オフセットを持つヘッド再生信号１１２のサンプル点Ｓ１を、正しいクロックタイミングとしたときの白丸のサンプル点Ｓ１'となるように補間処理を行っている。
【０１１１】
図７（Ｂ）は、プリアンブル領域のヘッド再生信号について、周波数オフセットがあった場合の信号波形図であり、左側にプリアンブル領域の先頭部分の波形を示し、右側にプリアンブル領域の終端部分の波形を示し、中間は省略している。
【０１１２】
ここで破線のヘッド再生信号１１０は周波数オフセットがない場合の信号波形であり、これに対し実際に得られた実線のヘッド再生信号１１４が例えばマイナスの周波数オフセットΔｆを持っていたとすると、例えばプリアンブル領域の先頭で一致している波形がプリアンブル領域の終端に向かうに従って位相ずれが増加する波形となる。
【０１１３】
このような周波数オフセットΔｆを図３の周波数オフセット検出器７２で検出してループフィルタ７４にプリセットし、ＦＩＲ補間フィルタ６４で補間処理を行わせることで、例えば図７（Ｂ）の先頭から５番目の周波数誤差のあるヘッド再生信号１１４の三角サンプル点Ｓ５を、周波数オフセットΔｆに応じた白丸のサンプル点Ｓ５’となるように補間している。
【０１１４】
図８は、図２のデータ再生部４８の他の実施形態のブロック図であり、バッファ６２をＦＩＲフィルタ５６の前段に設け、波形等化前の信号を書き込むようにしたことを特徴とする。これ以外の構成及び動作は図３の実施形態と同じである。
【０１１５】
図９は、図１０の従来例と同じヘッド再生信号に対しクロック同期となるデータ再生部４８に本発明のタイミングリカバリ部を設けた他の実施形態のブロック図でである。
【０１１６】
図９において、再生ヘッドからのアナログ電圧はヘッドＩＣのプリアンプによって増幅した後、可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０、ＣＴフィルタ５２、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）５４を経由してディジタル信号に変換される。続いてＦＩＲフィルタ５６によって波形等化を行った後、ビタビ判定器６６で復号を行い、更に復号されたデータはＲＬＬ復号器６８で復号される。
【０１１７】
タイミングリカバリ部１００は、誤差検出器７６、ループフィルタ７４及びクロック発振器６０−１によりＡＤコンバータ５４でヘッド再生信号をサンプリングするクロックのタイミングを制御するＰＬＬを構成している。また可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０には利得制御器５８−１が設けられ、利得を制御して振幅を補正する。
【０１１８】
即ち、クロック同期に対応したタイミングリカバリ部１００は、ＦＩＲフィルタ５６の出力信号yとビタビ判定器６６からの判定値ｙ∧を用いて位相誤差Δτを求め、この位相誤差をなくすようにクロック発振器６０−１の発振周波数を制御する。これによりＡＤコンバータ５４のサンプリング位置が制御されるフィードバックループが形成される。
【０１１９】
またゲインエラーΔＧをＦＩＲフィルタ５６の出力信号yとその判定値ｙ∧を用いて求め、ゲインエラーをなくすように利得制御器５８−１の制御電圧を調整して可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０により振幅補正を行う。
【０１２０】
更に、タイミングリカバリ部１００には位相オフセット検出器７０と周波数オフセット検出器７２が設けられる。位相オフセット検出器７０は、ＡＤコンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブル領域を入力して位相オフセットΔτ0を検出し、この検出した位相オフセットΔτ0をループフィルタ７４にプリセットする。
【０１２１】
また周波数オフセット検出器７２は、ＡＤコンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブル領域を入力して周波数オフセットΔｆ0を検出し、この検出した周波数オフセットΔｆ0をループフィルタ７４にプリセットする。
【０１２２】
位相オフセット検出器７０及び周波数オフセット検出器７２の検出処理によりループフィルタ７４に位相オフセットΔτ0および周波数オフセットΔｆ0のプリセットが済むと、誤差検出器７６及びループフィルタ７４によるＰＬＬ動作により、電圧制御発振器６０−１においてプリアンブル領域のデータに対する位相引き込み及び周波数引き込みを行った後、プリアンブルデータに続くユーザデータに対し、ヘッド再生信号にクロックの周波数及び位相に追従させるためのタイミングリカバリ動作が行われる。
【０１２３】
この位相オフセット検出器７０と周波数オフセット検出器７２の構成及び動作は図３の実施形態と基本的に同じになる。
【０１２４】
（２．位相オフセットによるゼロ位相スタートの詳細）
図１０は、本発明による信号補間型のタイミング再生を行うタイミングリカバリ部を備えた他の実施形態のブロック図である。
【０１２５】
図１０において、へッドＩＣから出力されたリード信号は、可変利得アンプ（ＶＧＡ）５０、ローパスフィルタとして機能するＣＴフィルタ（連続時間フィルタ）５２を通過後、クロック発振器６０からの固定クロックにより動作するＡＤコンバータ５４で非同期にサンプリングされてディジタル信号に変換された後、セクタ単位でバッファ６２に書き込まれる。
【０１２６】
バッファ６２に格納されたセクタデータは、セクタデータ先頭のプリアンブル領域の所定位置までの書込みが終了した時点で書込データの先頭からの読出しが並行して開始され、ＦＩＲフィルタ５６による等化済み信号としてＦＩＲ補間フィルタ６４に入力される。
【０１２７】
ここでＦＩＲ補間フィルタ６４、ビタビ判定器６６、誤差検出器７６、ループフィルタ７４及びディジタルアキュームレータ６５を含むループは、ディジタルＰＬＬを構成している。これは図４２の従来のＰＬＬをディジタル化したもので、ＶＣＯを除き容易にディジタル化できる。
【０１２８】
このＰＬＬのディジタル化は、まず、電圧制御されないクロック発振器６０からのフリー・ランニングの固定クロックによりＡＤコンバータ５４を駆動し、非同期にサンプリングする。
【０１２９】
また誤差検出器７６及びループフィルタ７４は従来と同じでよいが、ＶＣＯは、ディジタルアキュームレータ６５とＦＩＲ補間フィルタ６４で置き換える。ディジタルアキュームレータ６５は、従来のＶＣＯに設けている積分器と同じ動作を行い、一方、ＦＩＲ補間フィルタ６４はシンボルレートに同期したサンプルを行うリ・サンプラとしての役割を果たす。
【０１３０】
このディジタルアキュームレータ６５とＦＩＲ補間フィルタ６４の組み合わせによりディジタルＶＣＯ７５が構成され、従来のＶＣＯとＶＣＯにより制御されるＡＤコンバータの組み合わせと同じになり、そのため、ＰＬＬの全体的な動作は変わりない。
【０１３１】
またＡＤコンバータ５４は、記録チャネルのシンボルレートに対し早いサンプリングレートとなるオーバーサンプリングを行っている。このオーバーサンプリングのため、クロック発振器６０は、シンボルレートの周波数に対し数パーセント程度高いクロック周波数を発振している。
【０１３２】
判定器として機能するビタビ判定器６６は、タイミングリカバリ部１００によってタイミングリカバリされたシンボルレートのタイミングをもつ等化済みの信号ｙについてビタビアルゴリズムにより正しい信号ｙ∧を判定し、ＲＬＬ復号器６８でＲＬＬ復号を行って、ハードディスクコントローラ側に出力する。
【０１３３】
更に本発明のタイミングリカバリ部１００には、位相オフセット検出器７０と周波数オフセット検出器７２が設けられている。
【０１３４】
位相オフセット検出器７０は、ＡＤコンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブル領域を入力して位相オフセット（初期位相誤差）Δτを検出し、この検出した位相オフセットΔτをディジタルアキュームレータ６５にプリセットして初期化することで、ディジタルＰＬＬループでのゼロ位相スタートによりループ引き込みを早くする。
【０１３５】
また周波数オフセット検出器７２は、ＡＤコンバータ５４から出力されるセクタデータ先頭のプリアンブル領域を入力して周波数オフセットΔｆを検出し、この検出した周波数オフセットΔｆをループフィルタ７４にプリセットする。
【０１３６】
位相オフセット検出器７０及び周波数オフセット検出器７２の検出処理によりディジタルアキュームレータ６５に対する位相オフセットΔτのプリセット及びループフィルタ７４に対する周波数オフセットΔｆのプリセットが済むと、バッファ６２はプリアンブルの書込み終了時点で、書込みの済んだデータの先頭からの読出しを開始する。
【０１３７】
このバッファ６２からのデータ読出しに同期して、誤差検出器７６、ループフィルタ７４、ディジタルアキュームレータ６５及びＦＩＲ補間フィルタ６４によるディジタル的なＰＬＬ動作により、プリアンブル領域のデータに対する位相引き込み及び周波数引き込みを行った後、プリアンブルデータに続くユーザデータに対し、シンボルレートの正しいクロックの周波数及び位相に追従させるためのタイミングリカバリが行われる。
【０１３８】
また誤差検出器７６からの判定誤差をＦＩＲフィルタ５６にフィードバックしてトレーニングするトレーニング回路１１６を設けている。トレーニング回路１１６は、シンボルレートの判定誤差を等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６にトレーニングのためにフィードバックする時に、この判定誤差をサンプリングレートの判定誤差に逆補間する。またプリアンブル信号区間については、その時の判定誤差がトレーニングに使用されないように拘束条件を設定している。
【０１３９】
また直流オフセット除去ループフィルタ１１８、ＤＡコンバータ１２０及びアナログ加算器１２２によって、ＡＤコンバータ５４の入力信号に重畳される直流オフセットをゼロとするように制御する直流オフセットキャンセルの制御ループを設けている。この直流オフセットキャンセルのループ制御は、後の説明で明らかにするように、判定誤差の平均とＦＩＲフィルタ５６のタップ係数の総和との積がゼロとなるように制御する。
【０１４０】
更に、ＡＧＣループフィルタ１２４およびＤＡコンバータ１２６によって、ＡＤコンバータ５４に対する入力信号の振幅を一定に保つように利得制御器５８によって可変利得アンプ５０を制御するＡＧＣ制御ループを設けている。このＡＧＣループ制御は、後の説明で明らかにするように、ＦＩＲ補間フィルタ６４の出力と判定誤差の積の平均がゼロとなるように制御する。
【０１４１】
図１１は、図１０の実施形態のタイミングリカバリ部１００に対応したＡＤコンバータ５４、ＦＩＲフィルタ５６、ＦＩＲ補間フィルタ６４、誤差検出器７６、ループフィルタ７４、ディジタルアキュームレータ６５、及び位相オフセット検出器７０の部分を取出しており、ＦＩＲ補間フィルタ６４については係数テーブル８６を取出して示している。
【０１４２】
図１２は、図１１の位相オフセット検出器７０及びＦＩＲ補間フィルタ６４の回路構成の実施形態である。ＦＩＲ補間フィルタ６４は、カスケード接続された遅延回路１３０−１〜１３０−７、入力信号及び各遅延出力とタップ係数Ｃ4〜Ｃ-3を乗算する乗算器１３２−１〜１３２−８、及び加算器１３４で構成される。
【０１４３】
位相オフセット検出器７０は、ＦＩＲフィルタ５６を構成するカスケード接続された遅延回路１３６−１〜１３６−７、加算器１３８，１４０，１４６、乗算器１４２，１４８，セレクタ１５２、レジスタ１４４，１５０、及び演算器１５４で構成され、プリアンブル信号の先頭の８サンプル信号を入力した時点で位相誤差Δτを検出して出力する。
【０１４４】
この位相オフセット検出器７０における演算手順は、サンプリングレートをＴｓとすると、次のようになる。
（１）時刻ｋＴｓと次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓにおけるサンプリング信号とリファレンス正弦信号との相関Ｓｋ及びＳｋ＋１を求める。
（２）次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓにおけるサンプリング信号とリファレンス余弦信号との相関Ｓｋ＋１を次式により求める。
【０１４５】
【数３】
0004109003.tif 000004
【０１４６】
プリアンブル信号の位相誤差Δτを次式により求める。
【０１４７】
【数４】
0004109003.tif 000005
【０１４８】
ここで図１２のＦＩＲ補間フィルタ６４を詳細に説明する。まず図１１のＡＤコンバータ５４に対する入力信号は
【０１４９】
【数５】
0004109003.tif 000006
【０１５０】
となる。ここで、ｘkはバイナリ（＋−１）データ系列、ｈ（ｔ）は記録チャネル応答、Ｔはシンボル周期である。
【０１５１】
シンボルレートに同期したタイミングリカバリのためには補間フィルタは、ｇ（ｍＴ）を出力する必要がある。しかし、ＡＤコンバータ５４はサンプリング周期Ｔｓでサンプリングしており、また位相ループには位相誤差μ（Ｔｓで正規化）があり、それゆえＦＩＲ補間フィルタ６４に対する入力は
【０１５２】
【数６】
0004109003.tif 000007
【０１５３】
となる。ここで、Ｎはノイズである。
【０１５４】
ＦＩＲ補間フィルタ６４のタップ係数は、位相誤差μの関数となる。いまｆμ（ｎ）とすると、ｎ＝−Ｎ２，…，Ｎ１はＦＩＲ補間フィルタ６４のタップ係数であり、ＦＩＲ補間フィルタ６４の理想的な出力は、
【０１５５】
【数７】
0004109003.tif 000008
【０１５６】
となる。
【０１５７】
図１３は、ＦＩＲ補間フィルタ６４によるサンプルタイミングの補間動作を示している。図１３（Ａ）は入力信号として正弦波形のプリアンブル信号１６０を示しており、オーバーサンプリングによるサンプルレートＴｓのサンプル点をもっている。このプリアンブル信号１６０はシンボルレートＴのシンボル点をもつ破線のプリアンブル信号１６２に対し位相誤差μをもっている。
【０１５８】
この場合の図１３（Ｂ）の構成をもつＦＩＲ補間フィルタ６４の出力ｙ（ｍＴ）は次のようになる。
【０１５９】
【数８】
0004109003.tif 000009
【０１６０】
ＦＩＲ補間フィルタ６４は、時刻ｔ＝０のタイミングで、そのとき得られている時刻−３Ｔｓ〜４Ｔｓのサンプル点と位相誤差μに対応した係数セットに基づき、シンボルレートの正しいタイミングｍＴでのサンプル点を出力し、これによってサンプルレートＴｓのサンプル点はシンボルレートＴとなって同期が取られる。
【０１６１】
このようなＦＩＲ補間フィルタ６４によるシンボルレートでのリ・サンプリングに対し、図１２の位相オフセット検出回路７０は、図１３（Ａ）におけるシンボルレートのプリアンブル信号１６２に対するオーバーサンプリングされたサンプルレートのプリアンブル信号１６０の位相誤差を検出し、時刻ｔ＝０のシンボル点をそのときの補間出力となるｔ＝ｍＴとなるシンボルレートのサンプル点のタイミングに強制的にずらすことで、所謂ゼロ位相スタートによるディジタルＰＬＬ動作を行って位相引きこみを早める。
【０１６２】
次に図１２の位相オフセット検出器７０における位相誤差の検出原理を詳細に説明する。図１４は、位相比較法による位相誤差の検出方法を説明する。図１４（Ａ）のプリアンブル波形１６４は位相誤差がゼロであり、これに対し図１４（Ｂ）のプリアンブル波形１６６は位相誤差Δθをもっている。
【０１６３】
図１４（Ａ）のプリアンブル波形１６４はシンボルレートをＴとすると、周期４Ｔであり、時刻（ｋ−２）Ｔ〜（ｋ＋１）Ｔでサンプル点（ｒｅｆ２）（ｒｅｆ１）（−ｒｅｆ２）（−ｒｅｆ１）をもっている。ここでプリアンプル波形１６２は正弦波形及び余弦波形とみなせることから、
（ｒｅｆ１）＝ｓｉｎθ
（ｒｅｆ２）＝ｃｏｓθ
となる。
【０１６４】
そして、図１４（Ａ）のプリアンブル波形１６４をリファレンス信号とし、これに対し図１４（Ｂ）のプリアンブル波形１６６をサンプリング信号とすると、サンプリング信号の位相誤差Δθは次式で与えられる。
【０１６５】
【数９】
0004109003.tif 000010
【０１６６】
本発明の初期位相誤差検出にあっては、セクタ内のプリアンブル区間のリード波形を周期波形、具体的には正弦波として扱い、その相関関数から信号ポイントとサンプリングポイントの位相誤差Δτを検出する。この場合の相関関数はリファレンスとなる正弦信号とサンプリング信号の積をリファレンスとなる正弦信号の周期の整数倍長の区域で加算平均して求めている。
【０１６７】
図１５は、リファレンスを正弦信号とした時の相関Ｓｋの算出過程を示している。即ち図１５（Ａ）は相関を求めるリファレンス正弦信号の周期の整数倍長の区間の時刻（ｋ−３）Ｔｓ〜（ｋ＋４）Ｔｓであり、図１５（Ｂ）に相関Ｓｋを算出するための回路ブロックとしてカスケード接続した遅延回路１３６−１〜１３６−７と積和演算器１６８を示している。
【０１６８】
この積和演算器１６８は、サンプリング信号Ｚ（ｔ）の時刻（ｋ−３）Ｔｓ〜（ｋ＋４）Ｔｓの信号ポイントを遅延回路１３６−１〜１３６−７のタップからＺ（ｋ−３）Ｔｓ〜Ｚ（ｋ＋４）Ｔｓとして入力し、またリファレンス正弦信号としてｒ（−３Ｔ）〜ｒ（−４Ｔ）＝１，０，−１，０，１，０，−１，０を入力し、両者の積和の加算平均を求めている。
【０１６９】
即ちシンボルレートのリファレンス正弦信号ｒ（ｔ）は図１４（Ａ）に示したように周期４Ｔのプリアンブル信号とみなすことができ、
【０１７０】
【数１０】
0004109003.tif 000011
【０１７１】
で表される。この場合、積和演算器１６８から出力されるリファレンスを正弦信号とした時の相関Ｓｋは次式で与えられる。
【０１７２】
【数１１】
0004109003.tif 000012
【０１７３】
ここで、シンボルレートＴに対するサンプリングレートＴｓのオーバーサンプリング率ａは
ａ＝Ｔ／Ｔｓ
で与えられ、例えばオーバーサンプリングはシンボルレートに対し、５％程度高い周波数で行われることから（ａ−１）は極小さな値となる。
【０１７４】
図１５（Ｂ）の積和演算器１６８に示すようにサンプリング信号Ｚ（ｋＴｓ）とリファレンス信号ｒ（ｉｔ）は正弦波であり、時刻ｋＴｓで値が０となる奇関数となっている。また時刻ｋＴｓから離れるにしたがってサンプリング信号Ｚ（ｋＴｓ）とリファレンス信号ｒ（ｉｔ）の位相誤差Δτは、（ｉ／２）ａずつ、時刻ｋＴｓより前のタイミングでは進み、反対に時刻刻ｋＴｓより後ろのタイミングでは遅れることになる。
【０１７５】
このため時刻ｋＴｓから見るとオーバーサンプリングによる位相ずれは相殺され、リファレンス信号を正弦信号とした時の相関Ｓｋは次式で近似できる。
【０１７６】
【数１２】
0004109003.tif 000013
【０１７７】
図１６は、図１５（Ｂ）に対し、次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓにおける相関Ｓk+1の演算である。この時刻（ｋ＋１）Ｔｓにあってはリファレンス正弦信号ｒ（ｉＴ）をシンボルレートＴだけシフトすることで同様にして相関Ｓk+1を次式で求めることができる。
【０１７８】
【数１３】
0004109003.tif 000014
【０１７９】
図１７はリファレンスを余弦信号とした時の相関を算出するための説明図である。図１７にあっては、シンボルレートＴのリファレンス正弦信号１７０をｒsin（ｔ）で示し、また同じくシンボルレートＴのリファレンス余弦信号１７２をｒcos（ｔ）で示しており、更にサンプリングレートＴｓのサンプリング信号１７４をＺ（ｔ）として示している。そしてリファレンス正弦信号１７０とリファレンス余弦信号１７２はπ／２の位相誤差があり、且つサンプリング信号１７４に対し（μＴｓ）の位相誤差を生じている。
【０１８０】
ここでリファレンス信号ｒ（ｔ）がｒ（ｔ）＝ｒcos（ｔ）の余弦信号となる場合についての相関Ｃｋは次式で与えられる。
【０１８１】
【数１４】
0004109003.tif 000015
【０１８２】
また、次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓにおけるリファレンスを余弦信号とした場合の相関Ｃk+1は図１６に示したリファレンスを正弦信号とした場合と同様に次式で表される。
【０１８３】
【数１５】
0004109003.tif 000016
【０１８４】
次にプリアンブル波形の相関関数について説明する。リファレンスとなるプリアンブル波形は
ｒ（ｔ）＝Ａsinωｔ
または
ｒ（ｔ）＝Ａcosωｔ
で表される。但し、ω＝２π／Ｔであり、Ｔはシンボルレートである。
【０１８５】
ヘッドからのリードされたプリアンブル信号を
ｘ（ｔ）＝Ａ0sin（ω0ｔ＋τ）
または
ｘ（ｔ）＝Ａ0cos（ω0ｔ＋τ）
とする。このプリアンブル信号ｘ（ｔ）は位相誤差τを除いてほぼリファレンス信号と等しい波形とみなすことができる。
【０１８６】
【数１６】
0004109003.tif 000017
【０１８７】
このためリファレンスのプリアンブル波形信号ｒ（ｔ）とリードされたプリアンブル信号ｘ（ｔ）を掛けた時間平均は、リファレンスのプリアンブル波形ｒ（ｔ）の相関関数Ｃτとみなすことができ、次式で与えられる。
【０１８８】
【数１７】
0004109003.tif 000018
【０１８９】
ここで相関関数ＣτをシンボルレートＴでサンプリングしたリファレンスのプリアンブル波形ｒ（ｉＴ）とリードされたプリアンブル信号ｘ（ｉＴ）で表すと
【０１９０】
【数１８】
0004109003.tif 000019
【０１９１】
となる。
【０１９２】
図１８はシンボルレートＴとサンプリングレートＴｓが等しい時の式（１）（１1）（１2）（１3）（１5）で与えられる時刻ｋでの相関Ｓｋ，Ｃｋと次の時刻ｋ＋１での相関Ｓｋ＋１，Ｃｋ＋１について正規化された相関空間についてベクトルで表現したものである。
【０１９３】
まずベクトル１７６は、時刻ｋＴにおける相関（Ｓｋ，Ｃｋ）で与えられ、これに対しプリアンブルパターンでは１Ｔ＝１Ｔｓの間に位相がπ／２（ｒａｄ）に進んでベクトル１７８のように相関（Ｃｋ＋１，Ｓｋ＋１）のベクトル１７８に回転する。
【０１９４】
図１９はシンボルレートＴに対し、サンプルレートＴｓが小さいオーバーサンプリングにおける相関（Ｃ，Ｓ）の相関空間の説明図である。このオーバーサンプリングの場合には、相関（Ｃｋ，Ｓｋ）の一次元に存在するベクトル１７６に対し、次の次元の相関（Ｃｋ＋１，Ｓｋ＋１）のベクトル１８０はシンボルレートＴとサンプリングレートＴｓが等しい時のベクトル１７６よりオーバーサンプリングによってπ／２より少ない位相の回転を持つ。
【０１９５】
ここでオーバーサンプリング率をａ（但しａは１より大きい）とすると、サンプリングレートＴｓはシンボルレートＴとの間に次の関係を持つ。
Ｔｓ＝ａＴ
この時、時刻ｋＴｓから次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓでの間での位相変化量が
（１／ａ）（π／２）      ［ｒａｄ］
となる。
【０１９６】
従って、図１９のベクトル１７６に対するオーバーサンプリングの際のベクトル１８０の位相誤差αは次のようになる。
【０１９７】
【数１９】
0004109003.tif 000020
【０１９８】
即ち、シンボルレート１Ｔ［ｓｅｃ］では図１８のように、時刻ｋＴｓから時刻（ｋ＋１）Ｔｓの間に位相がπ／２［ｒａｄ］に変化するのに対し、オーバーサンプリングでは図１９のように位相が（π／２−α）［ｒａｄ］に変化する。このためオーバーサンプリングにおけるベクトル１７６とベクトル１８０の関係は次式で与えられる。
【０１９９】
【数２０】
0004109003.tif 000021
【０２００】
この（２１式）を変形すると次のようになる。
【０２０１】
【数２１】
0004109003.tif 000022
【０２０２】
この（２２式）において相関Ｃｋを消去すると相関Ｃｋ＋１は次のようになる。
【０２０３】
【数２２】
0004109003.tif 000023
【０２０４】
この（２３式）から明らかなように、時刻ｋＴｓと時刻（ｋ＋１）Ｔｓでのリファレンスを正弦波とした場合の相関Ｓｋ，Ｓｋ＋１からリファレンスを余弦波とした場合の相関Ｃｋ＋１を導くことができる。
【０２０５】
図２０は、図１９の相関空間に、理想的なシンボルレートのタイミングとなるベクトル１８２，１８４，１８６，１８８を示し、このシンボルレートのベクトルに対するオーバーサンプリングによるベクトルの関係を示している。ここで、ベクトル１８２，１８４，１８６，１８８のそれぞれは、ターゲットとなるプリアンブルのレベルＲｅｆ−ｃ，Ｒｅｆ−ｓにより表される。
【０２０６】
オーバーサンプリングによるベクトル１８０の相関（Ｃｋ＋１，Ｓｋ＋１）は次のように表される。
【０２０７】
【数２３】
0004109003.tif 000024
【０２０８】
このため図２０において、相関（Ｃｋ＋１，Ｓｋ＋１）のベクトル１８０とターゲットのプリアンブルレベルで与えられる（−Ｒｅｆ−ｓ，Ｒｅｆ−ｃ）のベクトル１８４となす角度Δτが、理想的なシンボルレートのタイミングに対する位相誤差となり次式で与えられる。
【０２０９】
【数２４】
0004109003.tif 000025
【０２１０】
図１２に示した位相オフセット検出器７０は、（２５）式による演算を実行して位相誤差Δτを位相オフセットとして検出し、ディジタルアキュームレータ６５に対するリセットでゼロ位相スタートによるディジタルＰＬＬ動作を行わせる。
【０２１１】
図１２の位相オフセット検出器７０は、遅延回路１３６−１，１３６−３，１３６−５，１３６−７からの出力（−１，１，−１，１）を、リファレンス正弦信号とサンプリング信号との積として加算器１３８に入力してその和を求め、リファレンスを正弦波形とした時の相関Ｓｋを出力する。
【０２１２】
位相オフセット検出器７０は次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓで得られるＦＩＲフィルタ５６と遅延回路１３６−２，１３６−４，１３６−６からの出力（１，−１，１，−１）を、リファレンス正弦信号とサンプリング信号の積として加算器１４０に入力して加算し、相関Ｓｋ＋１を出力する。
【０２１３】
加算器１３８，１４０に続いて設けられた乗算器１４２，１４８、加算器１４６、レジスタ１４４，１５０は、（２３）式の演算を実行して時刻（ｋ＋１）Ｔｓにおけるリファレンスを余弦信号とした場合の相関Ｃｋ＋１を求める。
【０２１４】
演算器１５４はセレクタ１５２により時刻（ｋ＋１）Ｔｓにおける相関Ｓｋ＋１と続いて算出された相関Ｃｋ＋１を逐次選択して入力し、前記（２５）式の演算を実行して目標とするシンボルレートに対するオーバーサンプリングされたサンプリング信号の位相誤差Δτを算出して図１１のディジタルＶＣＯ７５に設けているディジタルアキュームレータ６５にプリセットする。
【０２１５】
このように本発明の位相オフセット検出器７０にあっては、ＦＩＲ型の補間フィルタを構成しているカスケード接続した遅延回路１３６−１〜１３６−７のタップから加算器１３８，１４０を使用して相関Ｓｋ，Ｃｋを算出し、これに続く演算器１５４までの回路により次のシンボルの位相誤差Δτを算出してディジタルＶＣＯのディジタルアキュームレータ６５を初期化することにより、ディジタルＰＬＬでの初期位相誤差を０［ｒａｄ］に近づけ、プリアンブル信号を使用したタイミングリカバリのための位相引き込みを早くすることができる。
【０２１６】
また本発明にあっては複数サンプルの加算平均によって相関Ｓｋ，Ｓｋ＋１を求めていることでノイズの影響を抑えることができる。またデータの判定結果を必要としないため、位相誤差の検出に誤りが生じにくい。
【０２１７】
またオーバーサンプリングを行っているディジタルＰＬＬループにあっては、オーバーサンプリングによる補正が加わるため、シンボルレートでの判定時での誤差を最低にできる。
【０２１８】
更に本発明の位相オフセット検出器７０はＦＩＲ補間フィルタ６４と同じタイミングの使用で位相誤差Δτを算出するため、正確な位相誤差をフィールドバックすることができ、これによってディジタルＰＬＬループの引き込みを早めることができる。
【０２１９】
一方、上記の実施形態にあってはプリアンブル波形が正弦波あるいは余弦波となる対象波形を扱っているが、プリアンブル波形が非対称となる場合には、上記（９）式の比較法により位相誤差Δθを算出する。
【０２２０】
具体的には非対称なプリアンブル波形について、例えば図１４（Ａ）の正弦波における時刻ｋＴと１つ前の時刻（ｋ−１）Ｔの２つのサンプル点のように、リファレンスが対称となるようにベクトルの回転を加え、即ち位相をシフトさせ、対称となった連続する２つのサンプルについて、レベル比較法による前記（９）式から位相誤差Δθを算出する。
【０２２１】
（３．周波数オフセット検出の詳細）
図２１は、図１０の実施形態におけるタイミングリカバリの際に周波数オフセットを検出して初期設定することによりループ引き込みを行うタイミングリカバリ（タイミング再生ループ）の部分を取り出したブロック図である。
【０２２２】
図２１の部分は、ＡＤコンバータ５４、クロック発振器６０、バッファ６２、ＦＩＲフィルタ５６、ＦＩＲ補間フィルタ６４、誤差検出器７６、ループフィルタ７４、ディジタルアキュームレータ６５、更にＦＩＲ補間フィルタ６４から取り出した係数テーブル８６を備えている。
【０２２３】
この内、タイミングリカバリのためのディジタルＰＬＬループは、ＦＩＲフィルタ５６以降の誤差検出器７６、ループフィルタ７４、ディジタルアキュームレータ６５、係数テーブル８６、及びＦＩＲ補間フィルタ６４を備え、ディジタルＶＣＯ７５はディジタルアキュームレータ６５、係数テーブル８６、及びＦＩＲ補間フィルタ６４で構成されており、その構成及び動作は図１１，図１２に示した位相誤差の検出とその初期設定によるループ引き込みの実施形態と同じである。
【０２２４】
このようなディジタルＰＬＬループに対し、周波数オフセットを検出して初期設定するため、周波数オフセット検出器７２が設けられている。
【０２２５】
周波数オフセット検出器７２は、セクタ内のプリアンブル区間のリード波形を正弦波に近似した波形として扱い、このリード波形の整数倍長でブロックに分割し、各ブロックごとにリファレンス波形との位相誤差Δωｋを求め、この位相誤差Δωｋの変化率から周波数オフセットΔｆを検出し、検出した周波数オフセットをループフィルタ７４にプリセットして、ＰＬＬ動作を開始する際のループ引き込みを行う。
【０２２６】
図２２は、図２１のディジタルＰＬＬループにおける周波数オフセットの検出に基づくループ引き込みのタイムチャートである。図２４（Ａ）は磁気ディスク媒体上の記録フォーマットであり、ギャップ１９０に続いて、１セクタにおけるフォーマット構造を示している。即ち、ギャップ１９０に続いてプリアンブル１９２が設けられ、続いてシンクバイト１９４が設けられ、その後ろにデータ部１９６が設けられている。
【０２２７】
このような媒体フォーマットに対し、図２４（Ｂ）のようにリードゲート信号Ｅ１が時刻ｔ１でイネーブルとなってリードが開始され、リードゲート信号Ｅ１はデータ部１９６の後ろのギャップ１９０−１に入ってディスイネーブルとなる。リードゲート信号Ｅ１により磁気ディスクから読み出されたリード信号は、図２１のＡＤコンバータ５４でクロック発振器６０からの固定クロックによりオーバーサンプリングされて、バッファ６２に格納される。
【０２２８】
バッファ６２は後の説明で明らかにするように所定段数のシフトレジスタであり、周波数オフセット検出器７２において周波数オフセットΔｆの検出を行うに必要な周波数検出時間Ｔｆだけリード信号を遅延して出力する。
【０２２９】
即ち図２２（Ｄ）のように、所定の周波数検出時間Ｔｆだけ遅延したリードゲート信号Ｅ２が時刻ｔ２でイネーブルとなり、この時点からバッファ６２により遅延されたリード信号のＦＩＲフィルタ５６に対する出力が行われ、ＦＩＲフィルタ５６は時刻ｔ２からプリアンブル１９２−１、シンクバイト１９４−１、データ部１９６−１を順次入力するようになる。
【０２３０】
また図２２（Ｄ）の遅延したリードゲート信号Ｅ２の立ち上がりに同期して、図２２（Ｅ）のループフィルタ初期化制御信号Ｅ３が図２１のループフィルタ７４に対し出力され、このとき時刻ｔ１〜ｔ２の周波数検出時間Ｔｆを通じて、周波数オフセット検出器７２において周波数オフセットΔｆの検出が行われていることから、この値を使ってループフィルタ７４で周波数オフセットのプリセットによるループ引き込みが行われることになる。
【０２３１】
図２３は、図２１の周波数オフセット検出器７２及びループフィルタ７４の詳細を、他の回路ブロックと共に示している。図２２において周波数オフセット検出器７２は、シフトレジスタ２００、相関計算器２０２，２０６、正規化部２０４，２０８、シフトレジスタ２１０、ベクトル回転部２１２、内積演算器２１４、余弦変換器２１６及び増幅器２１８で構成されている。
【０２３２】
またループフィルタ７４は、ループフィルタ・イネーブル信号Ｅ４で動作するセレクタ２２０、比例器２２２、加算器２２４、積分器２２６、加算器２２８、レジスタ２３０、初期化制御信号Ｅ３により動作するセレクタ２３２で構成されている。
【０２３３】
図２４は、図２３のバッファ６２及び周波数オフセット検出器７２の具体的な回路構成の実施形態である。
【０２３４】
図２３において、バッファ６２は、周波数オフセット検出に使用するサンプル数をｎとすると、Ｎ段の遅延回路２３６−１〜２３６−Ｎをカスケード接続し、これによって所定の周波数検出時間Ｔｆだけリード信号を遅延して、次段の等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６に出力する。
【０２３５】
周波数オフセット検出器７２については、図２３の周波数オフセット検出器７２に示しているシフトレジスタ２００とシフトレジスタ２１０の部分を具体的を示している。即ちシフトレジスタ２００は、周波数オフセット検出を行うサンプリング数ｎに対応してｎ段の遅延回路２３８−１〜２３８−ｎをカスケード接続している。
【０２３６】
またシフトレジスタ２１０にあっては、余弦・正弦・相関計算部２４０より出力される余弦側の相関及び正弦側の相関のそれぞれに対応して遅延回路２４２，２４４を設け、これに続いて遅延回路２４２−１〜２４２−ｎ及び２４４−１〜２４４−ｎをカスケード接続している。
【０２３７】
ここでシフトレジスタ２００，２１０以外については、余弦・正弦・相関計算部２４０には図２３の相関計算機２０２，２０６と正規化部２０４，２０８が含まれ、またベクトル回転部２１２はシフトレジスタ２１０の遅延回路２４２，２４４の出力で固定的に決められており、更に内積演算器２１４以降は、遅延回路２４６を示すだけで、それ以降は省略している。
【０２３８】
このような本発明における周波数オフセット検出法を説明すると次のようになる。
【０２３９】
まずＡＤコンバータ５４は、シンボルレートＴに対しオーバーサンプリング率ａによってａ倍のオーバーサンプリングを行っており、このサンプリングレートをＴｓとする。このため、サンプリングレートＴｓとシンボルレートＴの間には次式の関係がある。
【０２４０】
Ｔｓ＝ａＴ
ここでオーバーサンプリング率ａがｍとｎの整数比で表わされるとすると、次のようになる。
【０２４１】
【数２５】
0004109003.tif 000026
【０２４２】
但し、ｍ＞ｎ
またプリアンブル区間のリード波形を周期４Ｔとし、このときｎが４の倍数であったとすると、
ｍ＝４ｍ0
となり、（２６）式は次のようになる。
【０２４３】
【数２６】
0004109003.tif 000027
【０２４４】
このため、プリアンブル区間をｎ個サンプルするごとに周期４Ｔの正弦波がｍ0周期含まれて、同じ位相を繰り返すことになる。
【０２４５】
これを前提に本発明の周波数オフセット検出にあっては、サンプリングされたプリアンブルを図２５のようにｎサンプルごとのブロックＢｋに分割する。もしリード波形の周波数オフセットΔｆがΔｆ＝０ならば、ブロックＢｋには同じ位相の正弦波が含まれる。
【０２４６】
これに対しリード波形の周波数オフセットΔｆがΔｆ≠０ならば、ブロックＢｋに含まれる正弦波の位相は周波数オフセットΔｆに比例して変化する。この周波数オフセットによるシンボルレートＴの変化は、シンボルレート周波数ｆsynで表わすと、周波数オフセットがないときは
【０２４７】
【数２７】
0004109003.tif 000028
【０２４８】
となる。
【０２４９】
また周波数オフセットΔｆがある場合のシンボルレートＴ'は
【０２５０】
【数２８】
0004109003.tif 000029
【０２５１】
となる。ここで（２８）（２９）式から、周波数の変動率αは次のように求まる。
【０２５２】
【数２９】
0004109003.tif 000030
【０２５３】
本発明の周波数オフセットの検出法にあっては、図２５のように分割した各ブロックごとにリファレンス波形との位相誤差Δωを求め、図２６のようにｌブロック離れた２つのブロックＢｋとブロックＢｋ＋ｌの位相誤差の変化率から周波数オフセットを検出する。
【０２５４】
そこで図２６におけるｌブロック離れたポイント間の位相誤差Δωは次のようになる。
【０２５５】
【数３０】
0004109003.tif 000031
【０２５６】
このため、（３１）式で与えられる位相誤差Δωは、図２７のようにブロック間の距離ｌに比例して大きくなる関係にある。
【０２５７】
次に図２６のように分割した各ブロックにおける平均位相誤差の検出を説明する。図１１、図１２に示した位相誤差を検出してディジタルアキュームレータ６５にプリセットして行うゼロ位相スタートと同様、プリアンブルのリード波形が正弦波となることを利用し、周波数オフセットの検出法においても、相関関数からブロック内の位相誤差平均を求める。
【０２５８】
ブロック内ではＴ≒Ｔｓと見なし、周波数オフセットΔｆによる位相の変化はないものとする。ここで図２８（Ａ）のようにｋ番目のブロックＢｋに含まれる信号を
【０２５９】
【数３１】
0004109003.tif 000032
【０２６０】
とおくと、
【０２６１】
【数３２】
0004109003.tif 000033
【０２６２】
となる。
【０２６３】
そこで、このブロックに含まれる信号Ｂｋと正弦のリファレンス及び余弦のリファレンスとの相関を求める。まず正弦のリファレンス信号Ｓrefと余弦のリファレンス信号Ｃrefは次式で与えられる。
【０２６４】
【数３３】
0004109003.tif 000034
【０２６５】
この正弦のリファレンス信号Ｓrefは、図２８（Ｂ）の波形となる。また余弦のリファレンス信号Ｃrefは図２８（Ｃ）の波形となる。
【０２６６】
更に、正弦のリファレンス信号Ｓrefとｋ番目のブロックに含まれるプリアンブル信号ｘk の位相誤差をΔωk とすると、正弦及び余弦のリファレンス信号との相関Ｃsk，Ｃckは次のようになる。
【０２６７】
【数３４】
0004109003.tif 000035
【０２６８】
ここで正弦リファレンス信号Ｓrefとリード信号ｘkの位相誤差をΔωkとすると、（３４）式は次のようになる。
【０２６９】
【数３５】
0004109003.tif 000036
【０２７０】
ここでｋ番目のブロックに含まれるプリアンブル信号ｘ（ｔ）は、図２８（Ｄ）の波形となる。したがって、位相誤差Δωｋは次式で与えられる。
【０２７１】
【数３６】
0004109003.tif 000037
【０２７２】
次に位相誤差Δωｋの変化率をｄωとすると、これは次式で与えられる。
【０２７３】
【数３７】
0004109003.tif 000038
【０２７４】
即ち、周波数オフセットΔｆはｋ番目のブロックにおける位相誤差Δωｋの変化率ｄωに比例する。言い換えれば、一定区間離れたブロックの位相誤差Δωｋの差から次式のようにして周波数オフセットΔｆを求めることができる。
【０２７５】
【数３８】
0004109003.tif 000039
【０２７６】
この（３８）式に（３６）式の位相誤差Δωｋを代入すると次式のようになる。
【０２７７】
【数３９】
0004109003.tif 000040
【０２７８】
このような関係を図２９の相関空間の基準円のベクトルで表わすと次のようになる。まず図２９におけるベクトルＶｋ，Ｖ（ｋ＋ｌ）を次のように置く。
【０２７９】
【数４０】
0004109003.tif 000041
【０２８０】
ここでΔωｋの変化率ωｄを
【０２８１】
【数４１】
0004109003.tif 000042
【０２８２】
と置くと、変化率ｄωはベクトルＶｋとベクトルＶ（ｋ＋ｌ）の内積となる。即ち次式で与えられる。
【０２８３】
【数４２】
0004109003.tif 000043
【０２８４】
但し、Ｖk’＝（−Ｃck，Ｃsk）
そしてＶｋ，Ｖ（ｋ＋ｌ）の内積として与えられる変化率ｄωは比較的小さいことから、次式で近似できる。
【０２８５】
【数４３】
0004109003.tif 000044
【０２８６】
したがって、周波数オフセットΔｆは次式で与えられる。
【０２８７】
【数４４】
0004109003.tif 000045
【０２８８】
図２３に示した周波数オフセット検出器７２の回路は、（４６）式に従った演算を順次行って周波数オフセットΔｆを出力する。
【０２８９】
ここでプリアンブル内の各ブロックの位相誤差Δωkは、周波数オフセットΔｆに比例して増加又は減少する。いま図３０のように、プリアンブル内にＮ個のブロックが含まれているとすると、
｛  Δωk  ｝  但し、０≦ｋ＜Ｎ
から最小２乗法による図３１の回帰直線ｙ＝ａｘ＋ｂを求めれば、傾きａが周波数オフセットΔｆに相当する。
【０２９０】
図２１のディジタルＰＬＬを用いたタイミングリカバリのループでシンボルレートの周波数ｆを制御するのは、ループフィルタ７４の出力値Ｏep（ｔ）である。このループフィルタ７４の出力値Ｏep（ｔ）とシンボルレートの周波数ｆとの間には次の関係がある。
【０２９１】
【数４５】
0004109003.tif 000046
【０２９２】
したがって、ループフィルタ７４の初期値が（Δｆ／Ｋｖ）であれば、ループ動作開始時の周波数オフセットを補償することができる。具体的に、ループフィルタ７４は図２３に示したように、１次のローパスフィルタで構成されていることから、ループフィルタ７４の積分器２２６の出力がΔｆ／（Ｋｖ）となるように初期化すればよい。
【０２９３】
即ち、周波数オフセット検出器７２で検出された周波数オフセットΔｆを増幅器２１８で（１／Ｋｖ）倍して、ループフィルタ７４のセレクタ２３２の一方に（Δｆ／Ｋｖ）として入力し、図２２の（Ｅ）の時刻ｔ２のタイミングで得られる初期化制御信号Ｅ３によるセレクタ２３２の動作で（Δｆ／Ｋｖ）を選択してレジスタ２３０に読み込み、加算器２２８より出力される積分器２２６の初期出力としてレジスタ２３０の（Δｆ／Ｋｖ）を選択して加算器２２４に入力し、ループフィルタ７４の初期出力として次段のディジタルアキュームレータ６５に入力する。
【０２９４】
なお、ループフィルタ７４のセレクタ２２０は、ループフィルタ・イネーブル信号Ｅ４が得られていないときには固定値０を選択しており、ループフィルタ・イネーブル信号Ｅ４が得られると誤差検出器７６の出力を選択して入力するようになる。
【０２９５】
このように本発明はプリアンブル区間で予め周波数オフセットが検出できるため、検出された周波数オフセットによりループフィルタ７４を初期化することで、周波数オフセットをゼロとした状態でプリアンブル信号を入力してディジタルＰＬＬによるループ引き込みを行うことができ、これによって定常位相誤差及び引き込み時間を改善できると共に、更に周波数オフセットの引き込みレンジを広げることができる。
【０２９６】
（４．オーバーサンプリング等化器のトレーニング）
図３２は、図１０の実施形態におけるオーバーサンプリング等化器のトレーニングに関連する回路部を取り出している。この回路部は、ＡＤコンバータ５４、クロック発振器６０、オーバーサンプリング等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６、ＦＩＲ補間フィルタ６４、誤差検出器７６、係数テーブル８６、遅延回路２４８、トレーニング回路１１６、更に係数更新回路２５０で構成される。
【０２９７】
ＦＩＲフィルタ５６はオーバーサンプリング等化器として機能し、シンボルレートに対しＡＤコンバータ５４でオーバーサンプリングしたサンプリング信号について波形等化を行い、ＦＩＲ補間フィルタ６４によってシンボルレートにダウンサンプリングして、図１０のビタビ判定器６６に出力している。
【０２９８】
このＦＩＲフィルタ５６を用いたオーバーサンプリング等化器の係数をトレーニングするため、トレーニング回路１１６が設けられている。トレーニング回路１１６には、誤差検出器７６からＦＩＲ補間フィルタ６４のシンボルレート出力と、図１０に示したビタビ判定器６６からのシンボル判定出力との判定誤差ｅを入力する。
【０２９９】
トレーニング回路１１６は、誤差判定器７６から入力したシンボルレートの判定誤差ｅをＦＩＲフィルタ５６にフィードバックするときに、オーバーサンプリング信号への逆補間を行う。この逆補間は、後の説明で明らかにするように、トレーニング回路１１６に設けているディジタル信号処理回路でシンボルレートからサンプリングレートへの等化誤差の補間処理を行う。
【０３００】
このシンボルレートからサンプリングレートへの等化誤差を補間処理する際に、従属型ＦＩＲフィルタはタイミング再生ループで選択されたＦＩＲ補間フィルタ６４からのタップ係数を、遅延回路２４８を介して入力して使用する。
【０３０１】
図３３は、図３２のＦＩＲ補間フィルタ６４とトレーニング回路１１６の具体例を示した回路図である。図３３において、ＦＩＲ補間フィルタ６４は基本的に図１２のゼロ位相スタートについて説明したＦＩＲ補間フィルタと同じであるが、図１２が８タップ構成であるのに対し、この実施形態にあっては１０タップ構成としている。
【０３０２】
即ちＦＩＲ補間フィルタ６４は、遅延回路１３０−１〜１３０−９をカスケード接続し、それぞれのタップ側に乗算器１３２−１〜１３２−１０を設け、図３２の係数テーブル８６からの位相誤差μに応じたタップ係数を受けて各タップ出力と乗算し、最終的に加算器１３４で加算し、遅延回路２５２を介して誤差検出器７６にシンボルレートにダウンサンプリングした等化信号ｙを出力している。
【０３０３】
トレーニング回路１１６は従属型のＦＩＲフィルタで構成されている。この従属型のＦＩＲフィルタは、誤差検出器７６からのシンボルレートの判定誤差ｅを乗算器２５６−１〜２５６−１０に入力し、図３２の係数テーブル８６よりＦＩＲ補間フィルタ６４に与えられるタップ係数を、遅延回路２４８を介して入力して乗算している。
【０３０４】
乗算器２５６−１〜２５６−１０の出力は、遅延回路２５４−１〜２５４−１０と加算器２５８−１〜２５８−９を交互にカスケード接続した回路の各加算器２５８−１〜２５８−９で加算され、これによってシンボルレートの判定誤差ｅをサンプリングレートに逆補間して、図３２の係数更新回路２５０に出力している。
【０３０５】
図３４は、図３２のオーバーサンプリング等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６と、これに対応して設けている係数更新回路２５０の一部の具体的な回路構成であり、これに続く係数更新回路２５０の残り部分は図３５に示している。
【０３０６】
図３４において、オーバーサンプリング等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６は、遅延回路２６０−１〜２６０−１０をカスケード接続し、そのタップ出力を乗算器２６２−１〜２６２−１０に入力して、図３５の係数更新回路２５０から与えられるタップ係数Ｃ−５〜Ｃ４と乗算した後、加算器２６３で加算し、遅延回路２６４を介してオーバーサンプリングしたサンプリング信号の波形等化を行って、次段のＦＩＲ補間フィルタ６４に出力する。
【０３０７】
このＦＩＲフィルタ５６に対し設けられている係数更新回路２５０の部分は、プリアンブル区間における係数の調整を行わないようにするプリアンブル拘束条件を作り出している。プリアンブル拘束条件を設定する回路部は、ＦＩＲフィルタ５６の１０個のタップ出力を遅延する遅延回路２６６−１〜２６６−１０に続いて、並列的に内積器２６８，２７０、遅延回路２７１，２７２及びスカラ積演算部２７４，２７６を設け、スカラ積演算部２７４，２７６の出力及びＦＩＲフィルタ５６の順タップ出力をベクトル加算器２７８で加算し、ｅビットの１０個の出力を出している。
【０３０８】
内積器２６８及びスカラ積演算器２７４にはレジスタ２９６から余弦のレファレンス信号Ｒｅｆ−ｃが与えられている。また内積器２７０及びスカラ積演算器２７６には、レジスタ２９７から正弦のレファレンス信号Ｒｅｆ−ｓが与えられている。
【０３０９】
この図３４のベクトル加算器２７８に続いて、図３５のｂビットの１０出力分の遅延回路２８０−１〜２８０−１０が設けられ、その出力を乗算器２８４の一方に入力している。乗算器２８４の他方の入力には乗算器２８２の出力が与えられる。
【０３１０】
乗算器２８２には、図３３のトレーニング回路１１６に設けている従属型ＦＩＲフィルタの出力、即ちシンボルレートからサンプリングレートにアップサンプリングされた判定誤差ｅが入力し、位相誤差μをゲインとして乗算した信号を出力している。
【０３１１】
乗算器２８４に続いてはｂビットの１０出力分の遅延回路２８６−１〜２８６−１０が設けられ、ベクトル加算器２８８と遅延回路２９０−１〜２９０−１０を備えたＬＭＳループ２９２に入力している。ＬＭＳループ２９２は、判定誤差が最小となるように、オーバーサンプリング等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６に対するタップ係数Ｃ−５〜Ｃ４の調整を行い、遅延回路２９４−１〜２９４−１０を介してＦＩＲフィルタ５６側に出力する。
【０３１２】
図３６は、図３４のタップ係数更新回路２５０側に設けている内積器２６８の具体例であり、入力側の遅延回路２６６−１〜２６６−１０を併せて示している。この内積器２６８は従来の遅延回路２６６−１〜２６６−１０の各タップ出力を遅延回路２９５で並列的に遅延した後、レジスタ２９６により設定されている余弦のリファレンスＲｅｆ−ｎの値であるＲｅｆ０〜Ｒｅｆ９を乗算器２９８−１〜２９８−１０で乗算した後、加算器３００で加算して内積を求めている。
【０３１３】
この内積器２６８の構成は、並列的に設けている他の内積器２７０についても同様であり、内積器２７０にあっては、レジスタ２９７により設定するリファレンスが正弦となる点で相違しているだけである。
【０３１４】
次に図３２〜図３６の構成を持つオーバーサンプリング等化器のトレーニングの詳細を説明する。
【０３１５】
図３２のようなオーバーサンプリング信号補間型のタイミング再生ループでは、信号処理は全てサンプルレートＴｓのサンプリング周期で行う。このサンプルレートＴｓはシンボルレートＴより短い周期である。一方、信号判定はシンボルレートＴで行う。
【０３１６】
誤差検出器７６からの判定誤差ｅ（ｔ）は、ＦＩＲフィルタ５６による等化及びＦＩＲ補間フィルタ６４による信号補間後の等化信号ｙ∧（ｔ）とターゲット応答の理想判定値の差である。そして、タイミング再生ループ、ＡＧＣループ、及びオーバーサンプリング等化器の適応等化は、判定誤差ｅ（ｔ）が最小となるように制御する。
【０３１７】
ここで判定誤差ｅ（ｔ）は次式で与えられる。
【０３１８】
【数４６】
0004109003.tif 000047
【０３１９】
判定誤差ｅ（ｔ）はシンボルレートでサンプリングされた信号のため、オーバーサンプリングされた適応等化器に直接フィードバックして、ＬＭＳ法（最小２乗法）での係数トレーニングは行うことができない。
【０３２０】
図３７は、従来の一般的な適応等化器のトレーニングループである。即ち、ＡＤコンバータ３０１でサンプリングされた信号Ｉ（ｔ）は等化器３０２で波形等化され、等化信号ｙ（ｔ）を判定器３０４に入力し、信号を判定する。判定器３０４の判定値ｙ∧は、誤差検出器３０６に与えられて、（４８）式で与えられる判定誤差ｅ（ｔ）が求められ、この判定誤差ｅ（ｔ）が最小となるように、ＬＭＳ係数トレーニング回路３０８が等化器３０２の係数を制御する。このような従来のＬＭＳ法の係数トレーニングにあっては、次式に従ったトレーニングを行う。
【０３２１】
【数４７】
0004109003.tif 000048
【０３２２】
しかし、図３７のような従来のＬＭＳ法での係数トレーニングは、全てシンボルレートのサンプリング周期を持つ信号の場合に実現できるが、本発明が対象としているオーバーサンプリング信号補間型のタイミング再生ループでは直接判定誤差ｅ（ｔ）を等化器３０２にフィードバックするトレーニングはできない。
【０３２３】
そこで本発明にあっては、図３２に示したようにトレーニング回路１１６で誤差検出器７６からの判定誤差ｅ（ｔ）をシンボルレートからサンプリングレートへ逆補間するようにしている。
【０３２４】
図３８は、オーバーサンプリング信号補間型のタイミング再生ループを持つ磁気記録再生装置のチャネル及びリード系を示している。即ちチャネル（伝送路）３１０は、ライトヘッド３１２、媒体３１４、リードヘッド３１６、アンプ３１８、可変利得アンプ５０、ＣＴフィルタ５２、ＡＤコンバータ５４、適応等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６、サンプリングレートからシンボルレートにダウンサンプリングするＦＩＲ補間フィルタ６４、ビタビ判定器６６及びタイミング再生用ＰＬＬ３２０を備える。この内、適応等化器としてのＦＩＲフィルタ５６からビタビ判定器６６までの部分がリード信号処理系３２２となる。
【０３２５】
図３９は、図３８のチャネル３１０に対するリードチャネル側を取り出して、各部の信号とそのレートを示している。チャネル３１０にはシンボルレートＴの信号ｘｋが入力し、リード信号ｘ（ｔ）として加算器３２４でノイズＮが重畳され、アンプ３１８で増幅された後、加算器３２６で直流オフセットＩｏｆが加わり、その後にＡＤコンバータ５４でサンプリングされてサンプリング信号Ｉとなる。
【０３２６】
続いて、オーバーサンプリング等化器としてのＦＩＲフィルタ５６で波形等化を受けて等化信号Ｚとなり、続いてＦＩＲ補間フィルタ６４でサンプリングレートＴｓからシンボルレートＴへのダウンサンプリングの補間を受けて等化信号ｙとなってビタビ判定器６６に与えられ、ビタビ判定器６６より判定信号ｙ∧が得られる。
【０３２７】
このようなオーバーサンプリング型の信号補間のタイミング再生系において、ＡＤコンバータ５４からＦＩＲ補間フィルタ６４までがオーバーサンプリングされたサンプリングレートＴｓの信号を扱っており、それ以外の部分はシンボルレートＴの信号を扱っている。
【０３２８】
そこで、図３９のようなオーバーサンプリング型の信号補間のタイミング再生ループにおける各信号を次のように定義する。まずチャネル３１０から得られるリード信号ｘ（ｔ）は次のようになる。
【０３２９】
【数４８】
0004109003.tif 000049
【０３３０】
また、ＡＤコンバータ５４でオーバーサンプリングされる信号即ちＡＤ変換後のサンプリング信号Ｉは、次のようになる。
【０３３１】
【数４９】
0004109003.tif 000050
【０３３２】
続いて、オーバーサンプリング等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６の係数であるタップ長とフィルタ係数を次のようにする。即ち、タップ長は
【０３３３】
【数５０】
0004109003.tif 000051
【０３３４】
であり、またフィルタ係数は
【０３３５】
【数５１】
0004109003.tif 000052
【０３３６】
となる。このため、ＦＩＲフィルタ５６の等化器出力Ｚは次のようになる。
【０３３７】
【数５２】
0004109003.tif 000053
【０３３８】
続いて、位相オフセット量μに応じたシフトを行うＦＩＲ補間フィルタ６４の係数として、タップ長を
【０３３９】
【数５３】
0004109003.tif 000054
【０３４０】
とし、フィルタ係数を
【０３４１】
【数５４】
0004109003.tif 000055
【０３４２】
とする。
【０３４３】
このため、ＦＩＲ補間フィルタ６４の出力は次のようになる。
【０３４４】
【数５５】
0004109003.tif 000056
【０３４５】
次にオーバーサンプリング等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６の係数トレーニング法を説明する。まず図４０に示すように、ＦＩＲフィルタ５６について等化の目標となるターゲット特性（ＰＲ方式の伝達関数）をｇ（Ｔ）とする。この場合、図４０のＦＩＲフィルタ５６による理想等化信号は次のようになる。
【０３４６】
【数５６】
0004109003.tif 000057
【０３４７】
次にオーバーサンプリング等化器としてのＦＩＲフィルタ５６の拘束条件を説明する。通常、等化器の係数トレーニングは、入力信号｛ｘ，ｋ｝がランダムパターンで互いの情報が無相関であることが前提となっている。このため、周期パターンのプリアンブル区間でトレーニングを行うと係数が最適化されない。このためプリアンブル信号の区間については、トレーニングによって係数の値が変化しないようにする拘束条件を加えなければならない。
【０３４８】
まず、ＦＩＲフィルタ５６における等化器出力をタップ長とフィルタ係数を用いて表わすと次のようになる。
【０３４９】
【数５７】
0004109003.tif 000058
【０３５０】
ここで等化器の周波数特性は
【０３５１】
【数５８】
0004109003.tif 000059
【０３５２】
で表わされる。プリアンブルパターンは
【０３５３】
【数５９】
0004109003.tif 000060
【０３５４】
の正弦波となるため、周波数特性は次のようになる。
【０３５５】
【数６０】
0004109003.tif 000061
【０３５６】
したがってＦＩＲフィルタ５６にあっては、プリアンブル信号によるトレーニングによって係数値が変化しない拘束条件として（５９）式及び（６１）式の拘束条件を満たせばよい。ここで
【０３５７】
【数６１】
0004109003.tif 000062
【０３５８】
とすると、拘束条件は次のようになる。
【０３５９】
【数６２】
0004109003.tif 000063
【０３６０】
等化器の係数は、等化器出力ｙ（ｔ）と理想出力ｙ（ｔ）の２乗誤差平均が最小となるようにトレーニングを行う。このための２乗誤差は次のようになる。
【０３６１】
【数６３】
0004109003.tif 000064
【０３６２】
このような（６３）式の拘束条件及び（６４）式の２乗誤差は、係数｛ｆｅｑ（ｉ）｝を変数とする多変数関数であり、次のようになる。但し、Ｃは定数である。
【０３６３】
【数６４】
0004109003.tif 000065
【０３６４】
この（６５）式におけるＺの最小値を求めるため、ラグランジェの未定数乗数法を用いる。即ち、２乗誤差Ｚの極値をとる係数を
【０３６５】
【数６５】
0004109003.tif 000066
【０３６６】
とすると、拘束条件及び２乗誤差は次式を満たす。
【０３６７】
【数６６】
0004109003.tif 000067
【０３６８】
この（６７）式について、（６４）式の２乗誤差ｍｓｅ及び（５４）式の等化器出力を用いて展開すると、次のようになる。
【０３６９】
【数６７】
0004109003.tif 000068
【０３７０】
（６８）式において、ｆμ（ｊ）はサンプリングレートＴｓのフィルタ係数であることから、第１項の中の
【０３７１】
【数６８】
0004109003.tif 000069
【０３７２】
で変数変換を行う。
【０３７３】
このときフィルタ係数ｆμ（ｊ）は時刻ｌＴｓ、そのときの周波数オフセットがμとなるＦＩＲ補間フィルタ６４のｊ番目の係数である。このことを明示するために
【０３７４】
【数６９】
0004109003.tif 000070
【０３７５】
とおく。
【０３７６】
また判定誤差は次式で近似できる。
【０３７７】
【数７０】
0004109003.tif 000071
【０３７８】
そこで（６８）式の変数変換の結果は次のようになる。
【０３７９】
【数７１】
0004109003.tif 000072
【０３８０】
この（７１）式において、右辺第１項は平均値であることから、ｉとｊは無相関で互いに依存することがなく、時間シフトが可能である。したがって（７１）式を時間シフトすると次のようになる。
【０３８１】
【数７２】
0004109003.tif 000073
【０３８２】
ここで判定誤差は
【０３８３】
【数７３】
0004109003.tif 000074
【０３８４】
で与えられることから、（７２）式は次のようになる。
【０３８５】
【数７４】
0004109003.tif 000075
【０３８６】
この（７４）式の
【０３８７】
【数７５】
0004109003.tif 000076
【０３８８】
は、係数ｆｅｑ（ｉ）が拘束条件によって
【０３８９】
【数７６】
0004109003.tif 000077
【０３９０】
と平行な平面上に制限されることを意味している。
【０３９１】
図４１は、（７４）式による拘束条件を説明している。今、ベクトルＩを
【０３９２】
【数７７】
0004109003.tif 000078
【０３９３】
とおき、ベクトルＩ'を平面Γに射影されたベクトルとすると、次式で与えられる。
【０３９４】
【数７８】
0004109003.tif 000079
【０３９５】
このことは、
【０３９６】
【数７９】
0004109003.tif 000080
【０３９７】
となることであり、２乗誤差が０となる条件であることを示している。したがって、プリアンブル信号をトレーニング系にフィードバックしていても、プリアンブル（Ｒｅｆ−Ｃ，Ｒｅｆ−Ｓ）の拘束条件により、プリアンブル信号では
等化器の係数トレーニングは行われない。従って、常時リード中はＬＭＳを適用することができる。
【０３９８】
即ち、ＦＩＲフィルタ５６の係数を
【０３９９】
【数８０】
0004109003.tif 000081
【０４００】
とすると、ＬＭＳの漸化式が次のようになる。
【０４０１】
【数８１】
0004109003.tif 000082
【０４０２】
図３２〜図３６に示したトレーニング回路１１６及びＦＩＲフィルタ５６の係数更新回路２５０は、この（８０）式に従ったＬＭＳ法により係数トレーニングを行うことになる。
【０４０３】
即ち、本発明のオーバーサンプリング等化器として機能するＦＩＲフィルタ５６について、シンボルレートでの判定誤差を補間してサンプリングレートとし、またプリアンブル信号について拘束条件を設定することで、プリアンブル信号によるトレーニングで係数値が変化せず、オーバーサンプリング等化器のトレーニングに従来のＬＭＳ法を採用することができ、確実に判定誤差の２乗平均が０となるようにオーバーサンプリング等化器の係数をトレーニングすることができる。
【０４０４】
（５．直流オフセットキャンセル制御と自動利得制御）
図１０の実施形態にあっては、直流オフセット除去ループフィルタ１１８、ＤＡコンバータ１２０及びアナログ加算器１２２によって、直流オフセットキャンセル制御ループを構成している。またＡＧＣループフィルタ１２４、ＤＡコンバータ１２６によって、自動利得制御ループを構成している。
【０４０５】
このため、リード時のＡＤコンバータ５４に対する自動利得制御による入力信号振幅及び直流オフセットキャンセルについても、ＦＩＲフィルタ５６を対象とした等化器トレーニングと同様、２乗誤差を０とするように制御する。
【０４０６】
まず直流オフセットのキャンセルは、図１０の直流オフセット除去ループフィルタ１１８により、誤差検出器７６からの判定誤差ｅの平均とＦＩＲフィルタの等化器係数の総和との積が０となるように制御する。即ち、前記（６４）式で与えられる２乗誤差Ｚが０となる条件は、次式で与えられる。
【０４０７】
【数８２】
0004109003.tif 000083
【０４０８】
次に、図１０のＡＧＣループフィルタ１２４によりＡＤコンバータ５４に対する入力信号振幅を自動利得制御する際の２乗誤差を０とする制御は、ＦＩＲフィルタ５６の出力ｙと誤差検出器７６からの判定誤差ｅの積の平均が０となるように制御することである。この関係は次式で与えられる。
【０４０９】
【数８３】
0004109003.tif 000084
【０４１０】
なお上記の実施形態にあっては、セクタデータ先頭のプリアンブル領域から位相オフセットと周波数オフセットを検出して補正状態を初期設定した後にバッファからデータを読み出しながらプリアンブル領域での位相引き込み及び周波数引き込みを行っているが、プリアンブル領域から周波数オフセットのみを検出して補正状態を初期設定した後にバッファからデータを読み出しながらプリアンブル領域での位相引き込み及び周波数引き込みを行うようにしてもよい。
【０４１１】
また上記の実施形態はデータの復号としてビタビ判定器を例にとるものであったが、本発明はこれに限定されず、ビタビ判定器に代わる新たな符号化復号法として提案されている反復型符号、即ち低密度パリティ検査符号法やターボ符号化復号化法であってもよい。
【０４１２】
また本発明は、その目的と利点を損なうことのない適宜の変形を含み、更に上記の実施形態に示した数値による限定は受けない。
【０４１３】
更にまた、上記の実施形態は、磁気ディスクの記録再生を例にとるものであったが、これ以外のＭＯ、光ディスク、磁気テープなどの情報記録再生についても同様に適用することができる。
【０４１４】
（付記）
（付記１）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置に於いて、
再生データの先頭領域から位相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正するタイミングリカバリ部を備えたことを特徴とする情報記録再生装置。（１）
【０４１５】
（付記２）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置に於いて、
再生データの先頭領域から周波数誤差を検出して初期補正するタイミングリカバリ部を備えたことを特徴とする情報記録再生装置。（２）
【０４１６】
（付記３）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する信号復号回路に於いて、
再生データの先頭領域から位相誤差及び周波数誤差を検出して初期補正するタイミングリカバリ部を備えたことを特徴とする信号復号回路（３）。
【０４１７】
（付記４）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する信号復号回路に於いて、再生データの先頭領域から周波数誤差を検出して初期補正するタイミングリカバリ部を備えたことを特徴とする信号復号回路。（４）
【０４１８】
（付記５）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生方法に於いて、
再生データの先頭領域から位相誤差及び周波数誤差を検出し、
検出した前記位相誤差及び周波数誤差をなくすように再生データを初期補正することを特徴とする情報記録再生方法。
【０４１９】
（付記６）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生方法に於いて、
再生データの先頭領域から周波数誤差を検出し、
検出された前記周波数誤差をなくすように再生データを初期補正することを特徴とする情報記録再生方法。
【０４２０】
（付記７）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置に於いて、
固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、
セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期波形のリファレンス波形とサンプル波形の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差により前記タイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる位相オフセット検出器と、
を備えたことを特徴とする情報記録再生装置。（５）
【０４２１】
（付記８）
付記７記載の情報記録再生装置に於いて、前記タイミングリカバリ部は、
前記補間フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング信号と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検出する誤差検出器と、
前記誤差検出器からの位相誤差を積分するループフィルタと、
前記ループフィルタの出力を積分して位相誤差をなくすように前記補間フィルタの係数を制御するアキュームレータと、
を備え、前記位相オフセット検出器で検出した前記位相誤差により前記アキュームレータを初期化してゼロ位相スタートを行わせることを特徴とする情報記録再生装置。（６）
【０４２２】
（付記９）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置に於いて、
固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、
セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期波形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバーサンプリングしたサンプリング信号の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、検出した位相誤差により前記タイミングリカバリ部を補正して動作を開始させる位相オフセット検出器と、
を備えたことを特徴とする情報記録再生装置。（７）
【０４２３】
（付記１０）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置に於いて、
固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、
プリアンブル区間を正弦波に近似したリード波形の整数倍長で複数のブロックに分割し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファレス波形との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る前記位相誤差の変化率から周波数誤差を検出し、検出した周波数誤差により前記タイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる周波数オフセット検出器と、
を備えたことを特徴とする情報記録再生装置（８）
【０４２４】
（付記１１）
付記１０記載の情報記録再生装置に於いて、前記タイミングリカバリ部は、
前記補間フィルタから出力されたシンボルレートのサンプリング信号と判定器からのシンボル判定信号との位相誤差を検出する誤差検出器と、
前記誤差検出器からの位相誤差を積分するループフィルタと、
前記ループフィルタの出力を積分して位相誤差をなくすように前記補間フィルタの係数を制御するアキュームレータと、
を備え、前記周波数オフセット検出器で予測した前記周波数誤差により前記ループフィルタを初期化してループ動作を開始させることを特徴とする情報記録再生装置。（９）
【０４２５】
（付記１２）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する情報記録再生装置に於いて、
シンボルレートのリード信号を入力して非同期にオーバーサンプリングしたサンプリング信号を出力するＡＤコンバータと、
前記オーバーサンプリングされたサンプリング信号を波形等化するオーバーサンプリング等化器と、
前記等化信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、
前記補間フィルタの出力信号と判定器の判定信号から求めたシンボルレートの判定誤差を前記オーバーサンプリング等化器のトレーニングにフィードバックする時に、前記判定誤差をサンプリングレートの信号に逆補間するトレーニング回路と、
を備えたことを特徴とする情報記録再生装置。（１０）
【０４２６】
（付記１３）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する信号復号回路に於いて、
固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、
セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期波形のリファレンス波形とサンプル波形の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、検出した前記位相誤差により前記タイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる位相オフセット検出器と、
を備えたことを特徴とする信号復号回路。
【０４２７】
（付記１４）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する信号復号回路に於いて、
固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、
セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期波形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバーサンプリングしたサンプリング信号の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、検出した位相誤差により前記タイミングリカバリ部を補正して動作を開始させる位相オフセット検出器と、
を備えたことを特徴とする信号復号回路。
【０４２８】
（付記１５）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する信号復号回路に於いて、
固定クロックによりオーバーサンプリングされた信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、
プリアンブル区間を正弦波に近似したリード波形の整数倍長で複数のブロックに分割し、各ブロック毎にサンプリング波形とリファレス波形との位相誤差を求め、所定ブロック数に亘る前記位相誤差の変化率から周波数誤差を検出し、検出した周波数誤差により前記タイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させる周波数オフセット検出器と、
を備えたことを特徴とする信号復号回路。
【０４２９】
（付記１６）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生する信号復号回路に於いて、
シンボルレートのリード信号を入力して非同期にオーバーサンプリングしたサンプリング信号を出力するＡＤコンバータと、
前記オーバーサンプリングされたサンプリング信号を波形等化するオーバーサンプリング等化器と、
前記等化信号を補間してシンボルレートにダウンサンプリングする補間フィルタを備えたタイミングリカバリ部と、
前記補間フィルタの出力信号と判定器の判定信号から求めたシンボルレートの判定誤差を前記オーバーサンプリング等化器のトレーニングにフィードバックする時に、前記判定誤差をサンプリングレートの信号に逆補間するトレーニング回路と、
を備えたことを特徴とする信号復号回路。
【０４３０】
（付記１７）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによりオーバーサンプリングして等化した後に補間してシンボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、
セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期波形のリファレンス波形とサンプル波形の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、
検出した前記位相誤差によりタイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させることを特徴とする情報記録再生方法。
【０４３１】
（付記１８）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによりオーバーサンプリングして等化した後に補間してシンボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、
セクタ内のプリアンブル区間におけるリード波形を周期波形として扱い、前記周期波形のリファレンス信号とシンボルレートに対しオーバーサンプリングしたサンプリング信号の相関から信号ポイントとサンプリングポイントとの位相誤差を検出し、
検出した位相誤差により前記タイミングリカバリ部を補正して動作を開始させることを特徴とする情報記録再生方法。
【０４３２】
（付記１９）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによりオーバーサンプリングして等化した後に補間してシンボルレートにダウンサンプリングして判定するタイミングリカバリ部を備えた情報記録再生方法に於いて、
プリアンブル区間を正弦波に近似したリード波形の整数倍長で複数のブロックに分割し、
各ブロック毎にサンプリング波形とリファレス波形との位相誤差を求め、
所定ブロック数に亘る前記位相誤差の変化率から周波数誤差量を検出し、
検出した前記周波数誤差により前記タイミングリカバリ部を補正してループ動作を開始させることを特徴とする情報記録再生方法。
【０４３３】
（付記２０）
情報を磁気記録媒体上に記録して再生し、再生されたリード信号を固定クロックによりオーバーサンプリングして等化器で等化した後に補間フィルタで補間してシンボルレートにダウンサンプリングして判定する情報記録再装置の等化器トレーニング方法に於いて、
前記補間された信号と判定信号から求めたシンボルレートの判定誤差を前記等化器のトレーニングにフィードバックする時に、前記判定誤差をサンプリングレートの信号に逆補間することを特徴とする等化器トレーニング方法。
【０４３４】
【発明の効果】
以上説明してきたように本発明によれば、再生データの先頭となるプリアンブル領域における誤差検出による補償を、位相に対してのみではなく周波数についても誤差を検出して補償することで、位相引き込み及び周波数引き込みを短時間で行ってプリアンブル領域を短くできると共に、引き込むことのできる周波数の誤差範囲を広くすることができ、この結果、磁気記録の高密度化と記録再生における信頼性を大幅に向上することができる。
【０４３５】
本発明の位相オフセットの検出によれば、複数サンプルの加算平均で相関を求めることで、位相オフセットを検出する際にノイズ影響を抑えることができる。また判定結果が不要のため、位相誤差の誤りが生じにくい。
【０４３６】
本発明の位相オフセットの検出によれば、オーバーサンプリングされたサンプリングレートで動作する補間フィルタと同タイミングの信号で位相誤差を算出するため、正確な位相誤差をフィードバックすることができ、ループの引き込みが早くなる。
【０４３７】
本発明は、プリアンブル区間で、予め周波数オフセットを検出し、この値でループフィルタを初期化することで、周波数オフセットの引き込み量がゼロ状態でループを引き込むことができ、定常位相誤差及び引き込み時間を改善できる。さらに、周波数オフセットの引き込み可能レンジを広げることもできる。
【０４３８】
本発明は、シンボルレートでの判定誤差を逆補間してサンプリングレートとすることで、オーバーサンプリング等化器のトレーニングに従来のＬＭＳ法を採用でき、判定誤差の自乗平均がゼロになるようにオーバーサンプリング等化器の係数をトレーニングすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理説明図
【図２】本発明が適用されるハードディスクドライブのブロック図
【図３】本発明のタイミングリカバリ部を備えたデータ再生部のブロック図
【図４】図３の位相オフセット検出器および周波数オフセット検出器のブロック図
【図５】図３のＦＩＲ補間フィルタのブロック図
【図６】本発明によるタイミングリカバリ動作のタイムチャート
【図７】位相オフセットと周波数オフセットをもつプリアンブル再生データの説明図
【図８】本発明のタイミングリカバリ部を備えたデータ再生部の実施形態のブロック図
【図９】クロック同期となる本発明のタイミングリカバリ部を備えたデータ再生部の実施形態のブロック図
【図１０】本発明によるタイミングリカバリの他の実施形態のブロック図
【図１１】図１０のゼロ位相スタートのディジタルＰＬＬループの部分を取出したブロック図
【図１２】図１１のＦＩＲ補間フィルタと位相オフセット検出器の具体的な実施例の回路ブロック図
【図１３】ＦＩＲ補間フィルタによるリ・サンプリング動作とゼロ位相スタートのための位相のずれを示した説明図
【図１４】プリアンブル区間の位相比較により位相オフセットを求める方法における位相誤差なしと位相誤差のあるプリアンブル波形の説明図
【図１５】リファレンスを正弦信号とした場合の時刻ｋＴｓでの相関の算出方法の説明図
【図１６】次の時刻（ｋ＋１）Ｔｓでのリファレンスを正弦信号とした相関の算出方法の説明図
【図１７】リファレンスとする余弦信号を正弦信号およびサンプリング信号と合わせて示した波形説明図
【図１８】シンボルレートとサンプリングレートが等しいときのＣ−Ｓ相関空間の基準円に対するプリアンブル信号の相関ベクトルの説明図
【図１９】シンボルレートに対しオーバーサンプリングしたときのＣ−Ｓ相関空間の基準円に対するプリアンブル信号の相関ベクトルの説明図
【図２０】図１９についてターゲットとなる理想的なシンボルレートの相関のベクトルに対するオーバーサンプリングした場合の相関ベクトルの位相誤差を示した説明図
【図２１】図１０の周波数オフセット検出によるループ引き込みのディジタルＰＬＬループの部分を取出したブロック図
【図２２】周波数オフセット検出によるループ引き込みのタイムチャート
【図２３】図２１における周波数オフセット検出器及びループフィルタの回路構成のブロック図
【図２４】図２２におけるバッファ及び周波数オフセット検出器におけるレジスタ詳細を示した回路ブロック図
【図２５】周波数オフセット検出で行うプリアンブル区間のブロック分割の説明図
【図２６】離れたブロックのポイント間での位相差の説明図
【図２７】ブロック間距離に対する位相差の関係グラフ図
【図２８】プリアンブル区間のブロックＢｋにおける正弦波リファレンス、余弦波リファレンス及びリード波形の説明図
【図２９】Ｃ−Ｓ相関空間の基準円上において離れたブロックのベクトルの内角で表現される位相誤差の変化率ｄωの説明図
【図３０】Ｎ個のブロックを含むプリアンブルの説明図
【図３１】最小２乗法による回帰直線の説明図
【図３２】図１０のオーバーサンプリングの信号補間型ループの等化器トレーニング部分を取出したブロック図
【図３３】図３２のＦＩＲ補間フィルタとトレーニング回路の具体的実施形態の回路図
【図３４】図３２のＦＩＲフィルタと係数更新回路の具体的実施形態の回路図
【図３５】図３４に続く係数更新回路の回路図
【図３６】図３４の係数更新回路に設けた内積器の具体的実施形態の回路図
【図３７】従来のＬＭＳ法によるトレーニングを行う再生タイミングループのブロック図
【図３８】オーバーサンプル型の信号補間によるタイミング再生ループを持つ本発明のトレーニング対象となるリード系のブロック図
【図３９】図３８のタイミング再生ループを取出して各部の信号とレートを示した説明図
【図４０】本発明の係数トレーニングを行う等化器のターゲット特性の説明図
【図４１】プリアンブル信号に対する拘束条件となるベクトルの説明図
【図４２】クロック同期となる従来のタイミングリカバリ部を備えたデータ再生部のブロック図
【図４３】図４２の従来例におけるタイミングリカバリ動作のタイムチャート
【図４４】クロック非同期となる従来のタイミングリカバリ部を備えたデータ再生部のブロック図
【図１】
0004109003.tif 000085
【図２】
0004109003.tif 000086
【図３】
0004109003.tif 000087
【図４】
0004109003.tif 000088
【図５】
0004109003.tif 000089
【図６】
0004109003.tif 000090
【図７】
0004109003.tif 000091
【図８】
0004109003.tif 000092
【図９】
0004109003.tif 000093
【図１０】
0004109003.tif 000094
【図１１】
0004109003.tif 000095
【図１２】
0004109003.tif 000096
【図１３】
0004109003.tif 000097
【図１４】
0004109003.tif 000098
【図１５】
0004109003.tif 000099
【図１６】
0004109003.tif 000100
【図１７】
0004109003.tif 000101
【図１８】
0004109003.tif 000102
【図１９】
0004109003.tif 000103
【図２０】
0004109003.tif 000104
【図２１】
0004109003.tif 000105
【図２２】
0004109003.tif 000106
【図２３】
0004109003.tif 000107
【図２４】
0004109003.tif 000108
【図２５】
0004109003.tif 000109
【図２６】
0004109003.tif 000110
【図２７】
0004109003.tif 000111
【図２８】
0004109003.tif 000112
【図２９】
0004109003.tif 000113
【図３０】
0004109003.tif 000114
【図３１】
0004109003.tif 000115
【図３２】
0004109003.tif 000116
【図３３】
0004109003.tif 000117
【図３４】
0004109003.tif 000118
【図３５】
0004109003.tif 000119
【図３６】
0004109003.tif 000120
【図３７】
0004109003.tif 000121
【図３８】
0004109003.tif 000122
【図３９】
0004109003.tif 000123
【図４０】
0004109003.tif 000124
【図４１】
0004109003.tif 000125
【図４２】
0004109003.tif 000126
【図４３】
0004109003.tif 000127
【図４４】
0004109003.tif 000128