(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
永久磁石回転子形同期電動機の固定子の３相電圧、電流を、回転子の回転速度で回転するγ−δ座標系に射影し、回転する回転子の磁束によって固定子コイルに誘起される誘起電圧のγ−δ座標系への射影であるγ軸誘起電圧、δ軸誘起電圧を外乱として記述する、γ軸電圧電流方程式とδ軸電圧電流方程式とを含む状態方程式に従って制御される永久磁石回転子形同期電動機の抵抗値同定方法において、
当該同期電動機の運転を定常状態にし、かつ、δ軸電流を所定値に設定し、
固定子抵抗値の誤差に起因するγ軸誘起電圧の評価値の誤差を複数の異なるγ軸電流値毎に求め、γ軸電流値に対するγ軸誘起電圧の評価値の誤差の変化率を前記固定子抵抗値の誤差として前記固定子抵抗値を補正し、
補正された固定子抵抗値の誤差に起因するγ軸誘起電圧の評価値の誤差を複数の異なるγ軸電流値毎に求め、γ軸電流値に対するγ軸誘起電圧評価値の誤差の変化率を前記固定子抵抗値の誤差として前記固定子抵抗値を再補正する抵抗同定処理サイクルを実行し、
以後、前記γ軸電流値に対するγ軸誘起電圧評価値の誤差の変化率の絶対値が所定値以下になるまで、前記抵抗同定処理サイクルを繰り返す
ことを特徴とする、永久磁石回転子形同期電動機の抵抗値同定方法。
【請求項２】
前記同期電動機の運転を定常状態にし、かつ、δ軸電流を所定値に設定する処理は、前記同期電動機が定常状態にあるとき、その定常状態におけるγ軸電圧電流状態方程式について、δ軸電流を一定値に設定する第１の処理を含み、
前記γ軸誘起電圧の評価値の誤差を複数の異なるγ軸電流値毎に求める処理は、第１の処理によって得られたγ軸電圧電流方程式を抵抗値同定方程式として設定する処理と、抵抗値同定方程式に回路定数として用いられている真の抵抗値の代わりに、推定される抵抗値を代入して、γ軸電流の関数としてγ軸誘起電圧を評価し、該評価値を、当該推定される抵抗値に対応するγ軸誘起電圧の見込み値とする処理と、
抵抗値同定方程式を満たすγ軸誘起電圧の実際値に対する前記γ軸誘起電圧見込み値の偏差を、前記真の抵抗値に対する推定された抵抗値の誤差に起因する、γ軸誘起電圧の評価値の誤差として、異なる複数のγ軸電流値についてγ軸誘起電圧誤差を求める処理を含んでいる、請求項１に記載の永久磁石形同期電動機の抵抗値同定方法。
【請求項３】
永久磁石回転子形同期電動機の固定子のU相をα軸、α軸から正回転方向に電気角で９０°進んだ軸をβ軸としてα−β座標系を設定し、同期電動機の真の磁軸をｄ軸とし、ｄ軸から正回転方向に電気角で９０°進んだ軸をｑ軸として、同期電動機の回転速度ωrmで回転する座標ｄ−ｑ軸を前記α−β座標系に設定し、同期電動機の指定磁軸をγ軸、γ軸から正回転方向に電気角で９０°進んだ軸をδ軸とし同期電動機回転速度指令ωrm*で回転するγ−δ軸を前記α−β座標系に設定し、速度指令と電動機速度との偏差信号に応答してδ軸電流指令を出力するδ軸速度コントローラと、δ軸電流指令と位相補正されたδ軸電流推定値との偏差及びγ軸電流指令と位相補正されたγ軸電流推定値との偏差信号からδ軸電圧指令及びγ軸電圧指令をそれぞれ演算するδ軸電流コントローラ及びγ軸電流コントローラと、前記δ軸電圧指令及びγ軸電圧指令に基づいて電圧指令絶対値及び電圧指令位相を出力するベクトル制御回路、前記電圧指令絶対値及び電圧指令位相に基づいて同期電動機に駆動電流を供給するインバータ回路と、
γ軸電流の検出値、δ軸電流の検出値、γ軸電圧指令、およびδ軸電圧指令を入力し、回転する回転子の磁束によって固定子コイルに誘起される誘起電圧を外乱として、固定子の３相交流電圧および電流のγ−δ座標系への射影を記述するγ軸電圧電流方程式とδ軸電圧電流方程式とに従って、γ軸電流推定値およびδ軸電流推定値を演算し、入力したγ軸電流の検出値と直前のサンプリング周期におけるγ軸電流推定値との差からγ軸誘起電圧推定値の時間変化率を演算し、入力したδ軸電流の検出値と直前のサンプリング周期におけるδ軸電流推定値との差からδ軸誘起電圧推定値の時間変化率を演算するγ−δ軸電流・誘起電圧推定手段と、γ−δ軸電流・誘起電圧推定手段から出力されるγ軸誘起電圧推定値およびδ軸誘起電圧推定値から電動機速度を生成して前記速度コントローラに出力する角速度導出器と、γ軸誘起電圧推定値およびδ軸誘起電圧推定値からｄ軸とγ軸間のズレ角を演算し、該ズレ角を減少させるように、前記γ軸電流推定値およびδ軸電流推定値の位相を補正して、それぞれを位相補正されたγ軸電流推定値および位相補正されたδ軸電流推定値としてγ軸電流コントローラ及びδ軸電流コントローラに出力するズレ角導出・補正手段を備えている永久磁石形同期電動機の制御装置において、
抵抗値同定動作モードにおいて、抵抗値の同定に必要な複数のγ軸電流値を順次に指定するγ軸電流指令をγ軸電流コントローラに出力し、それらのγ軸電流指令値と、γ−δ軸電流・誘起電圧推定器が演算したγ軸誘起電圧推定値から、固定子抵抗の補正値を同定して、同定した固定子抵抗の補正値をγ−δ軸電流・誘起電圧推定手段に出力する電動機定数同定手段を有し、
前記γ−δ軸電流・誘起電圧推定手段は、抵抗値同定動作モードにおいて、前記固定子抵抗の補正値を入力する毎に、前記γ軸電圧電流方程式とδ軸電圧電流方程式に含まれている固定子抵抗値を補正してその補正された抵抗値を用いてγ軸電流推定値およびδ軸電流推定値と、γ軸誘起電圧推定値およびδ軸誘起電圧推定値を演算する
ことを特徴とする永久磁石回転子形同期電動機の制御装置。
【請求項４】
電動機定数同定手段には、抵抗値同定動作モードにおいて、前記同期電動機が定常状態で運転され、かつ、δ軸電流が所定値に設定されているときにおけるγ軸電圧電流方程式が、抵抗値同定方程式として設定されており、前記電動機定数同定手段は
前記抵抗値同定方程式に回路定数として用いられている真の抵抗値の代わりに、推定される抵抗値を代入して、γ軸電流の関数としてγ軸誘起電圧を評価し、該評価値を、当該推定される抵抗値に対応するγ軸誘起電圧の見込み値と定義し、前記γ−δ軸電流・誘起電圧推定器が演算したγ軸誘起電圧推定値に対する前記γ軸誘起電圧見込み値の偏差を演算し、該偏差を、前記真の抵抗値に対する推定された抵抗値の誤差に起因する、γ軸誘起電圧の誤差として、異なる複数のγ軸電流値についてγ軸誘起電圧誤差を求め、γ軸電流値に対するγ軸誘起電圧の誤差の変化率を前記固定子抵抗値の誤差としてγ−δ軸電流・誘起電圧推定器に出力する抵抗値同定処理サイクルを実行し、
以後、前記γ軸電流値に対するγ軸誘起電圧の誤差の変化率の絶対値が所定値以下になるまで、前記抵抗値同定処理サイクルを繰り返す、請求項３に記載の永久磁石回転子形同期電動機の制御装置。
【請求項５】
前記電動機定数同定手段をソフトウェアで構成する請求項４に記載の永久磁石回転子形同期電動機の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石回転子形同期電動機の駆動を制御する制御装置（インバータ制御装置）における抵抗値同定方法およびその装置に関し、特に、同期電動機の３相電流を回転子に固定した２軸直交座標系に変換して得られる２相電流に基づいて回転子速度を演算して制御する、同期電動機の制御方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
周知のように、交流電動機のベクトル制御などに使用される変換装置は、その出力電流の大きさ、周波数及び位相を精度よく制御ですることがきる。このことに着目して、電動機に所定の電流を供給し、その際に誘起される電動機電圧に基づいて誘導電動機の電気定数を高精度に測定し、その測定結果に基づいて誘導電動機制御システムの制御演算定数を設定する誘導電動機の定数測定方法が特開昭６０−１８３９５３に提案されている。
【０００３】
この定数測定方法においては、先ず、３相交流をｄ−ｑ変換する。（この場合、ｄ、ｑ軸は相互に９０度の角度をなして角速度ωで回転し、ｑ軸はｄ軸より回転方向へ９０度進んでいる。）そして、ｄ−ｑ空間における１次電圧（ｖ1d、ｖ1q）と、１次電流（ｉ1d，ｉ1q）および２次電流（ｉ2d，ｉ2q）との間の関係を求める。また、２次電圧（ｖ2d、ｖ2q）と、１次電流（ｉ1d，ｉ1q）および２次電流（ｉ2d，ｉ2q）との間の関係を求める。次に、測定不可能な変数（例えば、かご型誘導機の場合には２次電流ｉ2d，ｉ2qは測定できない）を消去して、電動機定数と測定可能な変数でなる方程式を求める。次に、測定しようとする定数を含む項以外の項が０になるように条件を設定する。（例えば、直流励磁条件を設定するとｉ1q＝ｉ2q＝０，ω＝０になる。）このようにして、測定しようとする定数と測定可能な変数でなる方程式を得る。この方程式を解いて測定しようとする定数を同定することができる。以下の記述において、上記の誘導電動機の定数測定方法を第１の先行技術と記す。
【０００４】
特開平８−３０８２８６号には、同期電動機の回転角速度および回転角をセンサレスで検出する装置と、検出された回転角速度および回転角に基づいて３相コイルへの通電を制御する方法が記載されている。以下、この技術を第２の先行技術と記す。
【０００５】
この同期電動機は、極対数が複数の永久磁石の、各磁極の間に突極を供えた回転子と、三相コイルを備えた固定子とを有する同期電動機である。制御装置は、まず三相コイルに流れる電流のいずれか２相、たとえば、u相電流、ｖ相電流から、同期電動機のｄ軸電流とｑ軸電流を演算する。このｄ−ｑ変換は、上記の第１の先行技術のｄ−ｑ変換と同一の変換である。しかし、第２の先行技術においては、ｄ軸を永久磁石の磁軸（以下、真の磁軸と記す）の向きにとり、ｑ軸を、ｄ軸に対して回転方向に９０度（電気角）進んだ方向にとる。その結果、安定状態においては、ｑ軸電流ｉqは、モータの実電流に等しく、したがって、固定子電流によって生じる磁束の方向はｑ軸に平行である。さらに無負荷安定状態においては、回転する永久磁石の磁束が固定子コイルと交差することによって誘起される速度起電力（以下、誘起電圧と記す）の向きもｑ軸の方向を向く。
【０００６】
一方、制御装置は、同期電動機のモデルを備えている。そのモデルは、回転子の制御軸としてｄ−ｑ軸に対応するγ−δ軸を指定する。
制御装置は、回転子の実際の回転角度と前記モデルに基づいて推定した回転角度との偏差が、実際のγ軸電流とモデルに基づいて推定したγ軸電流との偏差に比例するとして、前記回転子の回転角度偏差を、該γ軸電流偏差から求める。
また、回転子の実際の回転角速度とモデルに基づいて推定した回転角速度との偏差が、前記実際のδ軸電流と前記モデルから推定されるδ軸電流との偏差に比例するとして、回転角速度偏差をδ軸電流偏差から求める。このようにして求めた回転角度偏差、回転角速度偏差に基づいて、前記三相コイルへの通電を制御する。
【０００７】
この第２の先行技術においては、上記の「回転子の実際の回転角度と前記モデルに基づいて推定した回転角度との偏差が、実際のγ軸電流とモデルに基づいて推定したγ軸電流との偏差に比例する」という前提と、「回転子の実際の回転角速度と前記モデルに基づいて推定した回転角速度との偏差が、実際のδ軸電流とモデルから推定されるδ軸電流との偏差に比例する」という前提は、ｄ-ｑ軸とγ−δ軸との対応軸間の角度θが小さい場合（ｓｉｎθ≒θが成り立つ程度に小さい場合）に成り立つことが立証されている。
【０００８】
第２の先行技術においては、ｄ−ｑ軸とほぼ同期した角速度で回転するγ−δ軸を基準として考えているので、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸のズレθが小さいときには、状態方程式も複雑化せず、実用化という観点からすぐれた方法である。しかし、実際値と比較するものが、γ−δ軸がｄ−ｑ軸に一致したときのモデルから単純に導かれた計算値であり、ズレ角θがモデル化誤差などにより、正しく推定できるとは限らないという問題がある。
【０００９】
この課題を解決するために、特開平９−１９１６９８には永久磁石形同期電動機の速度推定方法及びその回転子のずれ角推定方法並びに回転子位置修正方法が記載されている。この文献には、本発明の発明者を含む発明者グループによって発明され、本発明の基礎にある技術が記載されている。以下、この技術を第３の先行技術と記す。
【００１０】
第３の先行技術は、γ−δ軸に発生する誘起電圧εγ、εδを精度良く推定してγ−δ軸とｄ−ｑ軸とのズレθe、回転子の角速度ωrmを導出することを意図している。ここで、ｄ−ｑ軸は永久磁石回転子上に設定された直交軸で、ｄ軸は回転子の真の磁軸の方向を向き、ｑ軸は、ｄ軸に対して回転方向に９０度進んだ座標軸である。
【００１１】
第３の先行技術も制御モデルを有し、γ−δ軸は、制御モデルが制御軸として回転子上に指定した、ｄ−ｑに対応する直交軸である。γ軸は制御磁軸で、δ軸は、γ軸に対して回転子の回転方向に９０度進んだ座標軸である。
【００１２】
第３の先行技術においては、同期電動機に供給される２相分の固定子電流を検出し、その検出された固定子電流を回転子上に設定したγ−δ座標系に変換（射影）して、γ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδを導出する。次に、γ−δ軸座標系に変換された電圧指令値Ｖγ*とＶδ*を入力として、設定された制御モデルに従ってγ−δ座標系の電流ｉγest、ｉδestを推定する。この制御モデルにおいては、γ軸誘起電圧εγとδ軸誘起電圧εδは、回転子が回転していない時の電流応答に対する外乱としてモデル中に取り込まれている。また、誘起電圧εγおよびεδは、実際の電流ｉγおよびｉδと直前の制御ループによって推定されたγ軸電流ｉγestおよびδ軸電流ｉδestとの差に比例して変化するとして当該モデル中に取り込まれている。
【００１３】
誘起電圧ベクトルε＝（εγ，εδ）の大きさ｛（εγ）2＋（εδ）2｝1/2はωrmに比例する。また、ｄ−ｑ軸とγ−δ軸間のズレ角θeは、−ｔａｎ-1（εγ／εδ）に等しい。したがって、上記のようにして推定された誘起電圧εγest，εδestから、各離散時刻における回転子の角周波数ωrmを推定し、ズレ角θeを推定することができる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記の先行技術においては、同期電動機を駆動する制御装置に対する電動機定数の同定方法については提案がなく、従来は電動機定数の設計値に基づいてその設定を行っている。その結果、使用する電動機毎に制御定数を変更する必要があり、煩雑である。また前述の設計値と実際値の不一致により制御演算誤差を生じ、動作性能が悪化する問題があった。さらに、測定器を用いて人の手で測定すると、時間がかかり、電動機定数の精度が悪くなるという問題もあった。
【００１５】
本発明の第１の目的は、同期電動機の抵抗値をセンサレスで同定する方法を提供することにある。本発明の第２の目的は、測定器を用いずに高速、かつ、高精度で電動機抵抗値を同定し、高性能な電動機制御を実現することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明の永久磁石回転子形同期電動機の抵抗値同定方法は、永久磁石回転子形同期電動機の固定子の３相電圧、電流を、回転子の回転速度で回転するγ−δ座標系に射影し、回転する回転子の磁束によって固定子コイルに誘起される誘起電圧のγ−δ座標系への射影であるγ軸誘起電圧、δ軸誘起電圧を外乱として記述する、γ軸電圧電流方程式とδ軸電圧電流方程式とを含む状態方程式に従って制御される永久磁石回転子形同期電動機の抵抗値同定方法であって、
当該同期電動機の運転を定常状態にし、かつ、δ軸電流を所定値に設定し、
固定子抵抗値の誤差に起因するγ軸誘起電圧の評価値の誤差を複数の異なるγ軸電流値毎に求め、γ軸電流値に対するγ軸誘起電圧の評価値の誤差の変化率を前記固定子抵抗値の誤差として前記固定子抵抗値を補正し、
補正された固定子抵抗値の誤差に起因するγ軸誘起電圧の評価値の誤差を複数の異なるγ軸電流値毎に求め、γ軸電流値に対するγ軸誘起電圧評価値の誤差の変化率を前記固定子抵抗値の誤差として前記固定子抵抗値を再補正する抵抗同定処理サイクルを実行し、
以後、γ軸電流値に対するγ軸誘起電圧評価値の誤差の変化率の絶対値が所定値以下になるまで、前記の抵抗同定処理サイクルを繰り返す方法である。
【００１７】
本発明の永久磁石形同期電動機の制御装置は、抵抗値同定動作モードにおいて、抵抗値の同定に必要な複数のγ軸電流値を順次に指定するγ軸電流指令をγ軸電流コントローラに出力し、それらのγ軸電流指令値と、γ−δ軸電流・誘起電圧推定器が演算したγ軸誘起電圧推定値から、固定子コイル抵抗の補正値を同定して、同定した固定子コイル抵抗の補正値をγ−δ軸電流・誘起電圧推定手段に出力する電動機定数同定手段を有する。
【００１８】
電動機定数同定手段には、抵抗値同定動作モードにおいて、同期電動機が定常状態で運転され、かつ、δ軸電流が所定値に設定されているときにおけるγ軸電圧電流方程式が、抵抗値同定方程式として設定されており、前記電動機定数同定手段は抵抗値同定方程式に回路定数として用いられている真の抵抗値の代わりに、推定される抵抗値を代入して、γ軸電流の関数としてγ軸誘起電圧を評価し、該評価値を、当該推定される抵抗値に対応するγ軸誘起電圧の見込み値と定義し、前記γ−δ軸電流・誘起電圧推定器が演算したγ軸誘起電圧推定値に対する前記γ軸誘起電圧見込み値の偏差を演算し、該偏差を、前記真の抵抗値に対する推定された抵抗値の誤差に起因する、γ軸誘起電圧の誤差として、異なる複数のγ軸電流値についてγ軸誘起電圧誤差を求め、γ軸電流値に対するγ軸誘起電圧の誤差の変化率を固定子抵抗値の誤差としてγ−δ軸電流・誘起電圧推定器に出力する抵抗同定処理サイクルを実行し、
以後、前記γ軸電流値に対するγ軸誘起電圧の誤差の変化率の絶対値が所定値以下になるまで、抵抗同定処理サイクルを繰り返す。
【００１９】
γ−δ軸電流・誘起電圧推定手段は、通常動作モードにおいてはγ軸およびδ軸電流と、γ軸およびδ軸誘起電圧を推定するという通常の動作を行う以外に、抵抗値同定動作モードにおいて、固定子コイル抵抗の補正値を入力する毎に、γ軸電圧電流方程式とδ軸電圧電流方程式に含まれている固定子コイル抵抗を補正してその補正された抵抗値を用いてγ軸電流推定値およびδ軸電流推定値と、γ軸誘起電圧推定値およびδ軸誘起電圧推定値を演算する。
このようにして、同期電動機の抵抗値をセンサレスで同定することができる。
【００２０】
前掲の電動機定数同定手段は、ソフトウェアで構成するすることができる。それによって、測定器を用いずに高速、かつ、高精度で電動機抵抗値を同定し、高性能な電動機制御を実現することができる。
【００２１】
【作用】
ここで、図４を参照してα−β変換、γ−δ軸とｄ−ｑ軸について簡単に説明する。
α−β変換は、３相固定座標系から２相固定系間の３相・２相変換である。３相交流は平面上の３軸ベクトルであるから、原理的に２次元座標系で表すことができる。この座標系として、直交座標系を用い、その座標軸はα軸、β軸と呼ばれてる。通常、３相のいずれか１軸とα軸とを一致させる。（電気機器学では、３相固定座標系から２相固定座標系間の３相・２相変換もｄ−ｑ変換と呼ばれているが、同期電動機の分野では、３相固定座標系から２相回転座標系間の変換をｄ−ｑ変換と称しているので、両者を区別するために３相固定座標系から２相固定座標系間の変換をα−β変換と称している）。
【００２２】
ｄ−ｑ変換とは、α−β座標系（または３相のうちの任意の２相）から、α−β座標系に対して角速度ωで回転する直交２軸座標系への変換である。通常、回転機への応用のために、ｑ軸をｄ軸に対して回転方向に９０度進んだ位置に定める。
【００２３】
α−β座標系（または、３相軸）に対して角周波数ωrmで回転するｄ−ｑ空間の電流ベクトルｉは次の２元連立１階微分方程式で記述される。
【００２４】
【数１】
0004061446.tif 000002
【００２５】
式（１）において、ｉd、ｉqはそれぞれｄ軸電流およびｑ軸電流（固定子電流のｄ軸およびｑ軸への射影）を表し、ｖd、ｖqはそれぞれｄ軸電圧およびｑ軸電圧（固定子電圧のｄ−ｑ軸への射影）である。
【００２６】
式（１）の右辺第１項の係数行列は公知のインピーダンスマトリックスに対応する。（ただし、ｄ軸に対応する第１行は、ｄ軸インダクタンスＬdで除算され、ｑ軸に対応する第２行はｑ軸インダクタンスＬqで除算されている。）このマトリックスの対角要素は、回路抵抗ＲSによる電圧降下に対応する。非対角要素は、固定子ｕ軸、ｖ軸、ｗ軸に対してｄ軸およびｑ軸が回転するので、ｕ相、ｖ相、ｗ相磁束のｄ軸およびｑ軸への射影が変化することによって発生する起電力に対応する。式（１）の右辺第２項は、電圧指令によってｄ軸およびｑ軸に印加される電圧に対応する。
【００２７】
式（１）のｄ−ｑ変換は電流・電圧の座標変換であるが、これを永久磁石回転子形同期電動機に応用すると極めて便利である。この場合にωrmを回転子の回転角速度とすると、ｄ−ｑ座標軸は回転子と同一の角速度で回転する。すなわち、ｄ−ｑ座標軸は回転子に固定された座標軸になる。さらに便利なことは、回転子の磁軸（真の磁軸）の向きと固定子の３相電流が発生する回転磁束の向き（従って、回転磁束を発生する電流の向き）との関係（磁軸の向きが、固定子電流が生成する磁束の向きに対して回転方向に９０度遅れている）は、ｄ−ｑ座標系のｄ軸の向きとｑ軸の向きとの関係と同一であることである。
【００２８】
しかし、ｄ−ｑ変換を永久磁石回転子形同期電動機に適用する場合には、回転子の磁束φmagが固定子コイルと交差するために誘起される速度起電力（以下、誘起電圧と記す）εもｄ−ｑ変換され、付加項として式（１）に入り込む。この付加項は、それが他の項に比較してあまり大きくない場合には、計算手法としては、外乱として処理される。（「外乱として処理される」とは、回転子が存在しないときの電流の微分方程式の解を基本にして、回転子が存在するときの電流の微分方程式を満足するように、該回転子が存在するときの微分方程式の解を構成するとう意味である。）
【００２９】
【数２】
0004061446.tif 000003
【００３０】
式（２）は、永久磁石回転子形同期電動機が無負荷で運転しているとき、固定子電流をｄ−ｑ変換して得られるｄ軸電流ｉdおよびｑ軸電流ｉqの特性を示す２元連立１階微分方程式である。右辺第３項に、角速度ωrmで回転する回転子の磁束によって誘起される誘起電圧εqが付加されている。
【００３１】
以下の記述において、「ｄ−ｑ変換」という用語は、特別な但し書きがない限り、式（１）で表される一般的な３相電流のｄ−ｑ変換ではなく、式（２）で表されている、永久磁石回転子形同期電動機のｄ−ｑ変換を指すものとする。
【００３２】
このように、ｄ−ｑ軸は、永久磁石回転子形同期電動機の状態を解析するためには、極めて便利な座標軸であるが、この座標系を検出することは、通常、極めて困難である。その結果、この座標軸に位相を合わせた指令によって同期電動機を制御することは困難である。
【００３３】
そこで、永久磁石回転子形同期電動機の回転子に固定された任意の２軸直交座標系を指定し、この座標系に関する電流指令によって当該同期電動機を制御することを想定する。この場合には、この想定された制御系によって制御される永久磁石回転子形同期電動機の回転子の磁軸の方向と、当該電流指令によって制御される固定子電流による回転磁束の方向（または、その回転磁束を生成する電流の方向）との関係は、実際に動作している同期電動機のｄ軸とｑ軸との関係と同一である。
【００３４】
このように、制御のために想定された２軸直交座標軸はγ軸、δ軸と命名されている。このγ−δ座標系で記述される制御モデルにおいては、γ軸が回転子の磁軸（以下、制御磁軸と記す）の方向であり、δ軸が、固定子電流が生成する回転磁束の方向（したがって、その回転磁束を生成する電流の方向）である。
【００３５】
同期電動機の制御系を記述するγ−δ座標系は、同期電動機の実際の動作状態を記述するｄ−ｑ座標系とは一致しないのが通常である。その理由は、まず、γ−δ座標系で記述される制御モデルが、当該同期電動機の実際の動作条件を正確に反映していないこと、すなわち、モデルの不完全性が挙げられる。また、電流指令や電圧指令と、実際の電流や電圧とが異なること、すなわち、指令誤差もその理由である。さらに、回路定数（例えば、回路抵抗）として用いられている値が実際の値を異なること、すなわち、定数誤差もその理由である。
【００３６】
したがって、同期電動機を正確に制御するためには、これらの誤差を完全に補償すること、すなはち、γ−δ座標系とｄ−ｑ座標系との間のズレを零にすることが基本的な要件になる。γ−δ座標系とｄ−ｑ座標系との間のズレを最もよく反映している量は、γ軸誘起電圧である。本発明は、γ軸誘起電圧との関連において固定子の回路抵抗の誤差を同定することを可能にする。
【００３７】
【発明の実施の形態】
次に、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。
本実施形態において用いられる制御モデルは、次の数式で表される。
【００３８】
【数式３】
0004061446.tif 000004
【００３９】
式（３）および式（４）において、ｉγ、iδはそれぞれγ軸電流およびδ軸電流を表し、ｖγ、ｖδはそれぞれγ軸電圧指令およびδ軸電圧指令によって指定されるγ軸電圧およびδ軸電圧である。本実施形態においては、γ軸電圧およびδ軸電圧として、γ軸電圧指令およびδ軸電圧指令が用いられている。εγ、εδは、前掲の第３の先行技術と同様に、γ軸誘起電圧、δ軸誘起電圧である。また、下付きのｅｓｔは推定値を表す。ここで推定値とは、式（３）および式（４）から計算によって推定される値である。
【００４０】
式（３）の右辺第３項εγest、εδestは、角周波数ωrmで回転する永久磁石回転子の磁束φmagが固定子のｕ、ｖ、ｗ軸インダクタと交差するとき、発生する速度起電力をγ−δ変換して得られるγ軸誘起電圧推定値およびδ軸誘起電圧推定値である。γ−δ軸の、ｄ−ｑ軸からのズレ角をθeとするとき、
εγest＝ｓｉｎθeωrmφmag    ．．．．．．．．．（５）
εδest＝ｃｏｓθeωrmφmag    ．．．．．．．．．（６）
が成り立つ。
【００４１】
式（３）の右辺第４項は、γ軸電流推定値ｉγest、δ軸電流推定値ｉδestと、実際のγ軸電流値ｉγ、δ軸電流値ｉδとの間の偏差を補正するための補正項である。ここで、「実際の」電流値ｉγ、ｉδとは検出されたｕ相、ｖ相、ｗ相電流ｉu、ｉv、ｉwの中の２相をγ−δ変換して得られるγ軸電流値およびδ軸電流値である。係数ｋ1、ｋ2、ｋ3、ｋ4は実施の条件に合わせて適切に設定される。
【００４２】
式（４）は、εγestとεδestが「実際の」電流ｉγと電流推定値ｉγestとの差（ｉγ-ｉγest）、および「実際の」電流ｉδと電流推定値ｉδestとの差（ｉδ-ｉδest）の線形結合によって変化することを示している。
【００４３】
定常状態においては、式（４）の左辺は零になるので、右辺も零になる。式（４）の右辺のｉγ-ｉγestとｉδ-ｉδestとは一次独立であるから、式（４）の右辺が零に等しいときには、ｉγ-ｉγestとｉδ-ｉδestとは同時に零になる。また、このときには、式（３）の右辺第４項も零になる。
【００４４】
式（３）、式（４）の演算においては、先ず、離散時間ｋ・Ｔｓ（但し、ｋ＝０，１，２，３，・・・，Ｔｓはサンプリングタイム）に同期電動機に供給される少なくとも２相分の固定子電流を検出し、回転子上に設定したγ−δ座標系に変換する。それによって、式（３）、式（４）の演算に必要なγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδを導出する。また、式（３）、式（４）の演算には、前回（直前の制御ループで）導出したγ軸電流推定値ｉγestおよびδ軸電流推定値ｉδestと、電圧指令ｖγ*、ｖδ*をも用いる。これらによって、式（３）および式（４）の計算に必要なすべての変数値が与えられる。
【００４５】
しかし、実際の計算には、同期電動機のγ−δ軸座標系における状態方程式（３）、（４）を次の離散値系に展開する。
【００４６】
【数４】
0004061446.tif 000005
【００４７】
但し、εγ＝−ｓｉｎθｅ（ωrm）Φｍａｇ            （８）
εδ＝ｃｏｓθｅ（ωrm）Φｍａｇ                    （９）
Ｒｓ：固定子側抵抗、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、
θｅ：γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角、ωrm：回転子角速度、
Φｍａｇ：永久磁石が発生する磁束
式（７）によって、離散時間（ｋ＋１）ＴSにおける電流推定値ｉγest（ｋ＋１）、値ｉδest（ｋ＋１）、誘起電圧推定値値εγest（ｋ＋１）、εδest（ｋ＋１）を求めることができる。式（７）より、γ軸電圧・電流方程式は
【００４８】
【数５】
0004061446.tif 000006
【００４９】
と表わされる。
【００５０】
抵抗値を同定する動作モード（抵抗値同定動作モード）においては、システムを定常状態に設定し、δ軸電流ｉδestを一定値に設定する。
先ず、システムを定常状態に設定すると、ｉγest（ｋ＋１）＝ｉγest（ｋ）、かつ、式（４）に関連して説明したように、ｉγ-ｉγest＝０、ｉδ-ｉδest＝０でなる。その結果、
【００５１】
【数６】
0004061446.tif 000007
【００５２】
になる。
【００５３】
ここで、δ軸電流ｉδestを一定値に設定し、γ軸に電流ｉγを流すと、γ軸とｄ軸間のずれ量に相当するεγ（ｋ）は次の抵抗値同定方程式（１２）で表される。式（１２）のｃｏｎｓｔ（定数）は、式（１１）の左辺第３項に該当する。
【００５４】
【数７】
0004061446.tif 000008
【００５５】
後述の実施例から分かるように、上位装置から供給されるγ軸指令ｉγ*は、位相補正されたγ軸電流推定値ｉγestcとサンプリング周期毎に比較され、その比較結果に基づいて生成されたγ軸電圧指令ｖγ*によって、γ軸電流ｉγは制御される（図１参照）。その結果、式（１２）のｉγestは高い精度でγ軸電流指令ｉγ*に一致する。
【００５６】
しかし、式（１２）のγ軸電圧ｖγは、γ軸電圧指令ｖγ*がそのまま用いられる（図１においてγ軸電流コントローラ３から出力されたγ軸電圧指令ｖγ*はそのままγ−δ軸電流・誘起電圧推定器８に与えられている）。本実施形態においては、γ軸電圧指令ｖγ*は、固定子電圧の実測値と比較して設定されるのではないので一般に誤差Δｖγを含んでいる。また、回路抵抗値ＲSとして、通常は、制御システムの設計値ＲS*が用いられる。しかし、設計値ＲS*は回路抵抗値ＲSの推定値であって一般には誤差ΔＲを含んでいる。それであるから、このＲS*を式（１２）に代入しても式（１２）が成り立つとは限らない。
【００５７】
いま、回路抵抗値ＲSの推定値を改めてＲS*と置き、電圧指令ｖγ*と抵抗値ＲS*をそれぞれ式（１２）のｖγおよびＲSに代入したとき、そのときのγ軸誘起電圧値をγ軸誘起電圧見積もり値εγ*とする。さらに、式（１２）を満足するεγestからεγ*を減算した差をΔεγestとすると、γ軸誘起電圧誤差Δεγestとして次式を得る。
【００５８】
【数８】
0004061446.tif 000009
【００５９】
このようにして、抵抗誤差ΔＲSを傾きとし、電圧誤差ΔＶγを切片とする、γ軸電流推定値ｉγestに対するγ軸誘起電圧誤差Δεγestの一次方程式が導き出される。前記したように、ｉγestは高い精度でｉγest*に等しいので、式（１３）のｉγestの代わりにｉγest*を用いることができる。
【００６０】
式（１３）はγ軸誘起電圧εγestの差分方程式であるから、曲線として表示する場合には初期条件が必要である。初期条件は、式（１２）の成立条件（系が定常状態にあり、かつ、ｉδ＝一定）のもとで、γ軸に電流ｉγを流してγ軸が真の磁軸と一致するように磁極を引き込むことによって実現される。このときには、γ軸と真の磁軸との間のズレに相当する誘起電圧εγestが零になる。それであるから、このときのγ軸電流ｉγ0、誘起電圧εγest＝０から出発して電流ｉγを変化させ誘起電圧差分値Δεγestをプロットすることによって式（１３）を表す直線を得ることができる。複数の異なるγ軸電流ｉγに対して誘起電圧差分値Δεγestを求めて式（１３）を表す直線を描くと、その傾きから抵抗誤差ΔＲを求めることができる。
【００６１】
この誤差によって回路抵抗推定値ＲS*を補正したものを改めて回路抵抗ＲS*として複数のｉγ*に対する軸誘起電圧見積もり値εγ*を計算し、次に、誘起電圧差分値Δεγestを求めてその傾きから抵抗誤差ΔＲを求めるという抵抗同定処理サイクルを繰り返すことによって抵抗誤差ΔＲの絶対値は次第に減少する。すなわち、式（１３）は、次第に横軸（ｉγ軸）に平行な直線に近づく。そして、抵抗誤差ΔＲの絶対値が所定値以下になったとき、回路抵抗値が所定の精度以上になったと判断して抵抗同定処理サイクルを終了する。
【００６２】
次に本実施形態の実施例を説明する。
図１は、本発明の抵抗値同定方法が適用される同期電動機の制御システムの一実施例を示すブロック図、図２は抵抗値同定方法のデジタル制御動作を示すフローチャートである。
【００６３】
図１の制御システムブロック図において、速度コントローラ１は、角速度指令ωrm*と角速度推定値ωrmestを入力し、δ相電流指令ｉδ*を出力する。δ相電流コントローラ２はδ相電流指令ｉδ*と位相補正されたδ相電流推定値ｉδcorとを入力し、δ相電圧指令Ｖδ*を出力する。γ相電流コントローラ３は、γ相電流指令ｉγ*と位相補正されたγ相電流推定値ｉγcorを入力し、γ相電圧指令Ｖγ*を出力する。
【００６４】
ベクトル制御回路４は、電圧指令Ｖδ*およびＶγ*と、γ−δ軸位置補正器１１から出力されるγ−δ軸位置を入力し、電圧値絶対値（Ｖδ*＋Ｖγ*）1/2と電圧出力のγ軸を規準とする位相ｔａｎー1（Ｖδ*／Ｖγ*）をインバータ回路５に入力する。インバータ回路５は、受け取った電圧値絶対値情報と位相情報に基づいて点弧を実施する。
【００６５】
相変換器７は、同期電動機６の、検出されたｕ相固定子電流ｉsuとｖ相固定子電流ｉsvを入力し、γ−δ変換をしてγ軸電流ｉγ（実際値）、δ軸電流ｉδ（実際値）を出力する。γ−δ軸電流・誘起電圧推定器８は、γ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδと、γ−δ軸位置と、電圧指令Ｖδ*、Ｖγ*を入力し、式（７）の演算を実施し、γ−δ相電流推定値ｉγestおよびｉδestと、γ−δ相誘起電圧推定値εγestおよびεδestを出力する。この演算において、Ｖδ、Ｖγの代わりに、Ｖδ*、Ｖγ*が用いられる。
【００６６】
γ−δ軸電流・誘起電圧推定器８は、また、抵抗値同定動作モードにおいては、後述の電動機定数同定器１３から与えられた抵抗値誤差ΔＲSによって現在の抵抗値ＲSを補正し、その補正された抵抗値について、電動機定数同定器１３がγ相電流コントローラ３に与えたγ軸電流指令ｉγ*に応答して生成されたγ軸電流ｉγ（抵抗値同定動作モードにおいてはδ軸電流ｉδは一定）に基づいてγ軸誘起電圧推定値εγestを出力する。
【００６７】
電動機定数同定器１３は、抵抗値同定動作モードにおいて動作し、γ軸電流コントローラ３に対して複数のγ軸電流指令ｉγ*を送出する。そうして、それぞれの電流指令ｉγ*に対するγ軸電流ｉγから式（４）または、式（７）に従って（このとき、ｉδ＝一定である）γ−δ軸電流・誘起電圧推定器８が演算したγ相誘起電圧εγestを受け取り、Δεγest生成する。電動機定数同定器１３は、次に、Δεγestと複数のγ軸電流指令ｉγ*（＝ｉγest）から、式（１３）によってΔＲSを演算し、そのΔＲSをγ−δ軸電流・誘起電圧推定器８に与える。以上が、電動機定数同定器１３によって行われるΔＲS同定の１処理サイクル（抵抗値同定処理サイクル）である。
電動機定数同定器１３は、複数のγ軸電流指令ｉγ*をγ軸電流コントローラ３に送出し、次の抵抗値同定処理サイクルを実行する。この処理サイクルにおいては、前回の同定サイクルで補正された抵抗ＲSに対してγ−δ軸電流・誘起電圧推定器８が演算したγ相誘起電圧εγestを用いてΔＲSが同定される。従って、今回の同定サイクルで同定されたΔＲSの絶対値の大きさは、前回のそれよりも小さくなる。したがって、式（１３）のΔεγest・ｉγ曲線の傾きは、小さくなる。このようにして、何度も同定サイクルを繰り返すと、ＲSは次第に補正されて真の値に近づく。
【００６８】
理想的な場合として、ＲSが完全に真の値に補正されたときには、抵抗誤差ΔＲSは零になるので、式（１３）のΔεγestはｉγestの値に関わらず一定値（Ｌq／Ｌd）Δｖγに等しくなる。このことから、γ軸電圧指令誤差Δｖγを求めることができる。式（１３）のΔεγest−ｉγ曲線がどの程度横軸に近いかによって、抵抗値ＲSの精度を判定することができる。
【００６９】
このように、電動機定数同定器１３はγ−δ軸電流、誘起電圧推定器８から出力されるそれぞれのγ軸誘起電圧推定値の偏差Δεγestの、異なるｉγestに対する変化率が零に近づくように抵抗誤差ΔＲｓを計算し、この抵抗誤差をγ−δ軸電流・誘起電圧推定器８に報告する。
【００７０】
角速度導出器９は、γ軸誘起電圧推定値εγestとδ軸誘起電圧推定値εδestを入力し、角速度推定値ωestを生成して速度コントローラ１に出力する。ズレ角導出器１０は、γ軸誘起電圧推定値εγestと角速度推定値ωestとを入力し、ズレ角推定値θestを生成する。γ−δ軸位置補正器１１はズレ角導出器１０が生成したズレ角推定値θestに基づいてγ−δ軸位置情報を生成する。γ相・δ相電流補正器１２は、γ−δ軸電流・誘起電圧推定器８から出力されるγ軸電流推定値ｉγestおよびδ軸電流推定値ｉδestとγ−δ軸位置情報とを入力し、γ−δ軸位置情報に基づいてγ軸電流推定値ｉγestおよびδ軸電流推定値ｉδestに位相補正をし、その位相補正されたγ軸電流推定値ｉγcorおよびδ軸電流推定値ｉδcorをそれぞれγ相電流コントローラ３およびδ相電流コントローラ２に出力する。
【００７１】
図２は、抵抗値同定動作モードにおいて、電動機定数同定器１３が実行する抵抗値同定処理のフローチャートを示す。
図２のフローチャートにおいて、まずγ軸に磁軸を引き込むためにγ軸に図３に示すパターンに従って電流を流す（ステップ１００）。図３において、引き込み電流ｉγ0まで時間Ｔ１で立ち上げ、電流を流した状態で安定するまでの時間として時間Ｔ２まで待ち、引き込みを完了する（ステップ１１０）。その他のステップでγ軸に電流を流して誘起電圧推定値を読み込む時も同様に、Ｔ１時間及びＴ２−Ｔ１時間待つものとする。
【００７２】
次に、γ軸に電流ｉ１を流し（ステップ１２０）、その時のγ軸誘起電圧推定値εreg1を求める（ステップ１３０）。さらに、γ軸に電流ｉ２を流し（ステップ１４０）、その時のγ軸誘起電圧推定値εreg2を求める（ステップ１５０）。ここで、電流ｉ１とｉ２とは所定の離れた電流値を設定する。
【００７３】
次に、ステップ１２０及びステップ１４０で与えた電流ｉ１、ｉ２並びにγ軸電流指令を変化させた時ステップ１３０及びステップ１５０で求めたγ軸誘起電圧誤差から、式（１３）を用いて抵抗誤差ΔＲSを計算し、このΔＲSを、現在設定されている電動機抵抗値の補正のために、γ−δ軸電流・誘起電圧推定器８に出力する（ステップ１６０）。抵抗誤差ΔＲSが、目標として設定された精度に達したとき抵抗値同定を完了し、目標とする精度に達していなければ、ステップ１２０からステップ１６０までの処理を目標とする精度に達するまで繰り返す（ステップ１７０）。
【００７４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、γ−δ軸電流、誘起電圧推定器で推定したγ軸誘起電圧推定値の偏差を利用して、同期電動機抵抗値を同定する方法をソフトウェアで構成しインバータ装置に組込むことにより、測定器を用いずに高速で正確にパラメータを同定することができ、高性能な電動機制御が実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明実施例の同期電動機の制御システムを表わすブロック線図である。
【図２】本発明の同期電動機抵抗値を同定する方法のフローチャートである。
【図３】電流立ち上げおよび定常化待ち波形図である。
【図４】α−β座標系、ｐ−ｑ座標系、γ−δ座標系を説明するための図である。
【符号の説明】
１  速度コントローラ
２  δ相電流コントローラ
３  γ相電流コントローラ
４  ベクトル制御回路
５  インバータ回路
６  同期電動機
７  相変換器
８  γ−δ軸電流・誘起電圧推定器
９  角速度導出器
１０  ずれ角θｅ導出器
１１  γ−δ軸位置補正器
１２  γ相・δ相電流補正器
１３  電動機定数同定器
【図１】
0004061446.tif 000010
【図２】
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【図３】
0004061446.tif 000012
【図４】
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