(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＶＳＢシンボルコンステレーションによって表わされた高精細度ビデオデータであって、関係付けをしたセグメント同期成分をそれぞれ有する複数のデータセグメントに先行するフィールド同期コンポーネントをそれぞれ備えた一連のデータフレームによって構成されたデータフレームフォーマットを有する高精細度ビデオデータを含むＶＳＢ変調信号を処理するシステムで用いる装置において、
前記受信信号に応答して復調信号を生成する復調器（２２）と、
セグメント同期インターバル中に相関リファレンスパターンを供給する手段（４３０）と、
前記復調信号および前記リファレンスパターンに応答して前記セグメント同期コンポーネントを検出するデータ相関器（４２０）と
を備え、
前記相関リファレンスパターンが、前記セグメント同期コンポーネントのシンボルの数より少ないシンボルインターバルを占有する
ことを特徴とするシステム。
【請求項２】
請求項１において、
前記セグメント同期インターバルは、４シンボルインターバルを備え、
前記相関リファレンスパターンは、前記４シンボルインターバルを有する前記セグメント同期コンポーネントのシーケンス（１，−１）に最初のシンボル値を占有する
ことを特徴とするシステム。
【請求項３】
請求項１において、
前記セグメント同期コンポーネントは、４シンボルインターバルにおけるセグメント同期パターン１  −１  −１  １であって、パターンコンポーネント１と−１が、前記セグメント同期コンポーネントの相対振幅レベルを意味することを特徴とし、
前記相関リファレンスパターンは、前記セグメント同期コンポーネントのシーケンス（１，−１）に最初の２つのシンボル値を備えた
ことを特徴とするシステム。
【請求項４】
ＶＳＢシンボルコンステレーションによって表わされた高精細度ビデオデータであって、関係付けをしたセグメント同期コンポーネントをそれぞれ有する複数のデータセグメントに先行するフィールド同期コンポーネントをそれぞれ備えた一連のデータフレームによって構成されたデータフレームフォーマットを有する高精細度ビデオデータを含むＶＳＢ変調信号を処理するシステムで用いる方法において、
前記受信ＶＳＢ信号を復調して復調信号を生成するステップ（２２）と、
セグメント同期インターバル中に生成された相関リファレンスパターンを使用して前記復調信号を相関させるステップ（４２０、４３０）と
を備え、
前記相関リファレンスパターンは、前記セグメント同期コンポーネントのシンボルの数より少ないシンボルインターバルを占有する
ことを特徴とする方法。
【請求項５】
請求項４において、
前記セグメント同期インターバルは４つのシンボルインターバルを備え、
前記相関リファレンスパターンは、４つのシンボルインターバルを有する前記セグメント同期コンポーネントのシーケンス（１，−１）に最初の２つのシンボル値を占有する
ことを特徴とする方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
本発明は、例えば、米国のGrnad Allianceによって提案されたＶＳＢ変調タイプの高精細度ＴＶ信号を処理するチューナシステムに関する。
【０００２】
シンボル形式でディジタル情報を運ぶ変調信号からデータをリカバリ（復元）するには、通常、チューナにおいて３つの機能を必要とする。すなわち、シンボル同期化のためのタイミング・リカバリと、搬送波リカバリ（ベースバンドへの周波数復調）と、チャネル等化である。タイミング・リカバリは、チューナクロック（タイムベース）がトランスミッタクロックに同期されるプロセスである。このプロセスにより、受信信号を最適な時点でサンプリングし、受信シンボル値の決定指示型処理（dicision-directed processing）に関係付けをしたスライシング・エラーを軽減させることができる。搬送波リカバリは、（例えば、ベースバンドに近い）下位中間周波数通過帯域へ周波数ダウンコンバートされた後、変調ベースバンド情報をリカバリできるように、受信ＲＦ信号がベースバンドへ周波数偏移されるプロセスである。適応チャネル等化は、信号伝送チャネルにおける変化する条件および外乱の影響が補償されるプロセスである。このプロセスでは、シンボル決定能力を向上させるため、伝送チャネルの周波数に依存するタイム・バリアント特性（time variant characteristics）に起因する振幅歪みおよび位相歪を除去するフィルタを採用するのが典型的である。
【０００３】
本発明の原理によれば、高精細度ＴＶ情報を含む受信残留側波帯（ＶＳＢ）変調信号を処理するシステムが、短縮（１  −１）相関リファレンスパターンに応答するセグメント同期検出ネットワークを含む。
【０００４】
図１を説明する。地上放送アナログ入力ＨＤＴＶ信号は、ＲＦ同調回路を含む入力ネットワーク１４により処理されるとともに、ＩＦ（Intermediate frequency）通過帯域出力信号を生成するための複変換チューナと、適正なＡＧＣ（automatic gain control）回路を含むＩＦプロセッサ１６によって処理される。受信信号は、Grand Allianceによって提案され、米国での使用のために採用された搬送波抑圧８−ＶＳＢ変調信号である。このようなＶＳＢ信号は一次元データシンボル・コンステレーションによって表現されている。ここで、唯一の軸はチューナによってリカバリされる量子化データを含む。図を簡単にするため、例示の機能ブロックをクロッキング（clocking）するための信号は図示していない。
【０００５】
the Grand Alliance HDTV System Spcification dated April 14, 1994に記載されたように、ＶＳＢ伝送システムは、図２に示すような規定データ・フレーム・フォーマットでデータを運ぶ。抑圧搬送波周波数の小パイロット信号は、ＶＳＢチューナで搬送波ロックを行うのを助けるため、伝送信号に付加される。図２を説明する。各データ・フレームは２つのフィールドを備え、各フィールドは８３２個のマルチレベルシンボルよりなる３１３個のセグメントを含んでいる。各フィールドの第１セグメントをフィールド同期セグメントといい、残りの３１２個のセグメントをデータ・セグメントという。データ・セグメントはＭＰＥＧ互換データ・パケットを含むのが典型的である。各データ・セグメントは４シンボル・セグメント同期キャラクタを備えていて、４シンボル・セグメント同期キャラクタの後に８２８個のデータ・シンボルが続く。各フィールド・セグメントは４シンボル・セグメント同期キャラクタを含み、４シンボル・セグメント同期キャラクタの後に、所定の５１１シンボルＰＮ（pseudorandom number）シーケンスと３つの所定の６３シンボルＰＮシーケンスを備えたフィールド同期コンポーネントが続き、３つのＰＮシーケンスのうちの真中のＰＮＤシーケンスは、一連のフィールドで反転されている。最後の６３個のＰＮシーケンスの後には、（ＶＳＢシンボル・コンステレーション・サイズを規定する）ＶＳＢモード制御信号が続く。ＶＳＢモード制御信号の後には、９６個の予約シンボルと、前フィールドからコピーされた１２個のシンボルが続く。
【０００６】
引き続き図１を説明する。ユニット１６からの通過帯域ＩＦ出力信号は、ＡＤＣ（analog to digital converter）１９によって、オーバサンプリングされたデジタル・シンボル・データストリームに変換される。ＡＤＣ１９からのオーバサンプリングされたデジタル・データストリームの出力は、全デジタル復調器／搬送波リカバリ・ネットワーク２２によってベースバンドに復調される。この復調は、受信ＶＳＢデータ・ストリームの小さいリファレンス・パイロット搬送波に応答して、全デジタルＰＬＬ（phase locked loop）によって行われる。ユニット２２は、図３に関連して詳細に記載したように、出力Ｉ位相復調シンボル・データストリームを生成する。
【０００７】
ＡＤＣ１９は、入力した１０．７６Msymbols／secのＶＳＢシンボル・データストリームを、２１．５２ＭＨｚのサンプリング・クロック、すなわち、受信シンボル・レートの２倍のレートでオーバサンプリングすることにより、２サンプル・パー・シンボルによりオーバサンプリングされた２１．５２Msamples／secのデータストリームを供給する。シンボル・バイ・シンボル（１サンプル・パー・シンボル）シンボルベースの処理ではなく、このような２サンプル・パー・シンボル・サンプルベースの処理を使用することにより、例えば、ＤＣ補償ユニット２６とＮＴＳＣ干渉検出器３０に関係付けをしたような後続の信号処理機能が都合よくオペレーションされる。このことは後述する。
【０００８】
ＡＤＣ１９と復調器２２には、セグメント同期およびシンボル・クロック・リカバリ・ネットワーク２４が関係付けしてある。ネットワーク２４はランダム・データから各データ・フレームの繰り返しデータ・セグメント同期コンポーネントを検出し分離する。セグメント同期はアナログ／デジタル変換器１９によるデータストリーム・シンボル・サンプリングを制御するために使用される適正な位相の２１．５２ＭＨｚのクロックを再生するために使用される。
【０００９】
図４と図５に関連して後程説明するが、ネットワーク２４は、セグメント同期を検出するため、短縮された２シンボル相関リファレンス・パターンと、対応する２シンボル・データ相関器を都合よく使用している。
【００１０】
ＤＣ補償ユニット２６は、パイロット信号コンポーネントに起因するＤＣオフセットコンポーネントを、復調ＶＳＢ信号から除去するため、適応トラッキング回路を使用する。このことは、図６に関連して後程説明する。ユニット２８は各受信データ・セグメントと、チューナのメモリにストアされた理想フィールド・リファレンス信号と比較して、データ・フィールド同期コンポーネントを検出する。フィールド同期化のほかに、フィールド同期信号は、チャネル・イコライザ３４のためのトレイニング信号を供給する。
【００１１】
ＮＴＳＣ干渉検出および抑圧はユニット３０によって行われる。このことは図７と図８に関連して後程詳細に説明する。その後、この信号は、ブラインド、トレイニング、決定指示モードと組み合わせて動作することができるチャネル・イコライザ３４によって適応的に等化される。イコライザ３４は、the Grand Alliance HDTV System Specificationと、W. Bretl et al, "VSB Modem Subsystem Design for Grand Alliance Digital Television Receivers," IEEE Transactions on Consumer Electronics, August 1995において記載されたタイプと同一のタイプとすることができる。イコライザ３４は１９９８年６月２３日に出願されたShiue et alの米国特許出願０９／１０２８８５号に記載されたタイプと同一のタイプとすることができる。検出器３０からの出力データストリームは、イコライザ３４の前で、１サンプル／シンボル（１０．７６Msymbols／sec）データストリームにダウンコンバートされる。このダウンコンバートは、適正なダウンサンプリング・ネットワーク（図を簡単にするために図示していない）によって、行われる。
【００１２】
イコライザ３４はチャネル歪を訂正するが、位相ノイズにより、シンボル・コンステレーションがランダムに回転する。位相トラッキング・ネットワーク３６はイコライザ３４からの出力信号にある残留位相および利得ノイズを除去する。この出力信号には、パイロット信号に応答する前段の搬送波リカバリ・ネットワークによって除去されなかった位相ノイズが含まれる。そして、位相訂正された信号はユニット４０によってトレリス復号され、ユニット４２によってデインタリーブされ、ユニット４４によってReed-Solomon誤り訂正され、ユニット４６によってデスクランブル（デランダマイズ）される。その後、復号されたデータストリームは、ユニット５０により、オーディオと、ビデオと、ディスプレイ処理に委ねられる。
【００１３】
チューナ１４と、ＩＦプロセッサ１６と、フィールド同期検出器２８と、イコライザ３４と、位相トラッキング・ループ３６と、トレリス・デコーダ４０と、デインタリーバ４２と、Reed-Solomonデコーダ４４と、デスクランブラ４６は、上述した、Grand AllianceHDTV System Specification of April 4, 1994と、Bretl, et alの論文に記載されたタイプの回路を差使用することができる。ユニット１９および５０の機能をパフォームするための適正な回路は周知のものである。
【００１４】
ユニット２２における復調は、搬送波リカバリを行うため、全デジタルＡＰＣ（automatic phase control）ループによって行われる。ＰＬＬは、初期捕捉のためにはリファレンスとして、位相捕捉のためには、ノーマルの位相検出器として、パイロットコンポーネントを用いる。このパイロット信号は受信データストリーム中に埋め込まれている。このデータストリームには、ランダムなノイズ様のパターンを提示するデータが含まれている。このランダムにデータは、本質的には、復調器のＡＰＣループのフィルタ作用によって無視される。ＡＤＣ１９への１０．７６Msymbols／secの入力信号は、ベースバンド信号に近い信号であって、ＶＳＢ周波数スペクトルにおいて、５．３８ＭＨｚに中心をもち、パイロットコンポーネントが２．６９ＭＨｚに位置する。この入力データストリームは、都合の良いことに、ＡＤＣ１９によって２１．５２ＭＨｚで２倍にオーバサンプリングされる。ユニット２２からの復調データストリームのパイロットコンポーネントは、ＤＣへ周波数偏移される。
【００１５】
図３はデジタル復調器２２の詳細を示す。ＡＤＣ１９からの８ＶＳＢ変調オーバサンプリング・デジタル・シンボル・データストリームは、非常に低い周波数のパイロットコンポーネントを含んでおり、Hilbertフィルタ３２０とディレイ・ユニット３２２の入力に供給される。Hilbertフィルタ３２０は、サンプリングされ入来したＩＦデータストリームを、「Ｉ」（同相）および「Ｑ」（直角位相）コンポーネントに分離する。ディレイ３２２はHilbertフィルタ３２０の遅延に一致する遅延を示す。ＩおよびＱコンポーネントは、ＡＰＣループにおける複合乗算器（complex multiplier）３２４を用いて、ベースバンドへ回転される。一旦、ループが同期化されると、乗算器３２４の出力は複合ベースバンド信号である。乗算器３２４からの出力Ｉデータストリームは、実の復調器出力として使用され、低域フィルタ３２６を用いて、受信データストリームのパイロットコンポーネントを取り出すのにも使用される。乗算器３２４からの出力Ｑデータストリームは、受信信号の位相を取り出すのに使用される。
【００１６】
位相制御ループでは、乗算器３２４からのＩおよびＱ出力信号は、それぞれ、低域フィルタ３２６と３２８へ供給される。フィルタ３２６と３２８は、約１ＭＨｚの遮断周波数を有するNyquist低域フィルタであり、ユニット３３０と３３２による８：１データ・ダウンサンプリングを行う前に、信号帯域幅を狭めるために設けられる。ダウンサンプリングされたＱ信号は、ＡＦＣ（automatic frequency control）フィルタ３３６によってフィルタリングされる。フィルタリングされた後、Ｑ信号は、位相検出器３４０のダイナミックレンジの必要条件を緩和するため、ユニット３３８によって振幅制限される。位相検出器３４０はその入力へ供給されたＩおよびＱ信号の間の位相差を検出し訂正し、ＡＰＣフィルタ３４４、例えば、２次低域フィルタによってフィルタリングされる出力位相エラー信号を生成する。ユニット３４０によって検出された位相エラーは、ＤＣに近い期待パイロット信号周波数と受信パイロット信号周波数との間の周波数差を表わす。
【００１７】
受信パイロット信号がＤＣに近い期待周波数を提示すれば、ＡＦＣユニット３３６は位相偏移を提示しない。位相検出器３４０へ入力されたＩおよびＱチャネル・パイロットコンポーネントは、相互に有する直角位相関係から偏移しないことを示すことになる。よって、位相検出器３４０はゼロまたはゼロに近い値の位相エラー出力信号を生成する。しかし、受信パイロット信号が不正確な周波数を提示するならば、ＡＦＣユニット３３６は位相偏移することになる。よって、位相検出器３４０の入力へ供給されたＩおよびＱチャネル・パイロット信号の間には、さらに位相差を生ずる。検出器３４０はこの位相差に応答して出力エラー値を生成する。
【００１８】
フィルタ３４４からのフィルタリングされた位相エラー信号は、ユニット３３０と３３２による前段のダウンサンプリングを償うため、補間器３４６によって１：８アップサンプリングされ、その結果、ＮＣＯ３４８は２１．５２ＭＨｚでオペレートする。補間器３４６の出力はＮＣＯ３４８の制御入力へ加えられ、受信データストリームを復調するためのパイロット信号を局所的に再生する。ＮＣＯ３４８は、ユニット３４０、３４４、３４６からの位相制御信号に応答して、正しい位相でパイロット・トーンを再生するためのSINEおよびCOSINEのルックアップ・テーブルを含む。乗算器３２４のＩおよびＱ信号出力により、検出器３４０により生成された位相エラー信号が実質的にゼロになるまで、ＮＣＯ３４８の出力が制御される。このような制御は、適正に復調されたベースバンドＩ信号が乗算器３２４の出力に現れることを示す。
【００１９】
デジタル復調器２２では、メイン信号処理エンジンは、本質的に、要素３３６、３３８、３４０、３４４を具備する。ユニット３３０と３３２によって提供される８：１ダウンサンプリングにより、都合の良いことに、復調器の処理パワーおよびハードウェアが節約され、また、低クロックレートで、すなわち、２１．５２ＭＨｚの代わりに２１．５２ＭＨｚ／８または２．６９ＭＨｚのクロックを使用して、ＡＰＣループ要素３３６、３３８、３４０、３４４をクロッキングさせることにより、効率的な処理を行うことができる。ネットワーク２２、特に、位相検出器ループをインプリメントするため、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）が使用された場合に、上述したようにデータを削減すると、それに比例して、例えば、数行の命令コードを加えるだけでソフトウェア効率が高くなる。ＤＳＰマシン・サイクルが他の信号処理のために利用可能になる。ＡＳＩＣ（applicaation specific integrated circuit）がネットワーク２２をインプリメントするのに使用された場合に、上述したようにデータを削減すると、ハードウェアおよびパワー要件が削減され、同様に、集積回路表面積が縮小される。この復調器は搬送波をリカバリするため、都合のよいことにパイロットコンポーネントを使用しており、また、スライサ決定データを使用する複雑で時間のかかるフィードバック処理ではなく、フィード・フォワード処理を採用している。
【００２０】
復調Ｉチャネル・データストリームは、図４と図５に詳細に示すように、セグメント同期およびシンボル・クロック・リカバリ・ユニット２４に供給される。繰り返しデータ・セグメント同期パルスが受信データストリームのランダム・データ・パターンからリカバリされると、セグメント同期は適正なシンボル・タイミングをとるために使用され、このシンボル・タイミングは、ＡＤＣ（analog to digital converter）１９（図１）のサンプリングオペレーションを制御するため、シンボルレート・サンプリング・クロックの２倍の適正位相の２１．５２ＭＨｚを再生することにより、とられる。図５は関係付けをしたセグメントに同期させた８レベル（−７から＋７）データ・セグメントの一部を示し、Grand  Alliance HDTV Specificationに従った８ＶＳＢ変調地上放送信号に対するものである。このセグメント同期は、各データ・セグメントの開始時に生起し、４シンボルインターバルを占有する。このセグメント同期は、＋５から−５のセグメント同期パルスの振幅レベルに対応するパターン１  −１  −１  １によって規定されている。
【００２１】
この４シンボル・セグメント同期は８３２シンボルごとに生起するが、復調ＶＳＢデジタル・データストリーム内で突き止めるのは困難である。というのは、このデータがランダムなノイズ様の特性を有するからである。これらの条件下で、セグメント同期を検出するため、復調Ｉチャネル・データストリームをデータ相関器の１入力に供給することは慣用として行われており、また、復調データと比較するため、１  −１  −１  １特性を有するリファレンス・パターンを、相関器のリファレンス入力に供給することは、慣用として行われている。この相関器は８３２シンボルごとにリファレンス・パターンと一致させて補強（reinforcement）を行う。補強されたデータイベント（event）は、相関器に関連づけられたアキュムレータによって累算される。介在するランダムな（非補強）相関は、補強された相関セグメント同期コンポーネントに関して消失する。このようにしてセグメント同期データをリカバリするためのネットワークは、例えば、Grand Alliance HDTV Specificationと前記のBretl et alの論文から公知である。
【００２２】
認識されていることであるが、セグメント同期は一般に突き止めるのが困難であって、マルチパス（「ゴースト」）状態で、検出することは特に困難である。さらに、認識されていることであるが、セグメント同期パターン（−１  １）の最後の２つの特性（振幅レベル）は、マルチパスのような伝送歪によって容易にコラプト（corrupt）されるが、セグメント同期パターン（１  −１）の最初の２つの特性のコラプトは、非常に困難である。さらに、判明していることであるが、セグメント同期パターンの最初の２つの振幅特性（１  −１）がコラプトされたとしても、典型的には、それらが同様にしてコラプトされ、このため、最初の２つの特性が相関技術により容易に検出される。よって、開示されたシステムでは、セグメント同期を検出するために、相関器に供給されたリファレンス・パターンが、全ての４つのパターン・レベル（１  −１  −１  １）ではなく、最初の２つのパターン・レベル（１  −１）によって構成されるのが、好ましい。従って、相関器リファレンス・パターンが２シンボルインターバルのみを包含するのが好ましい。
【００２３】
図４を説明する。復調器２２（図１と図３）からのオーバサンプリングされた出力データストリームは、位相検出器４１０の１信号入力と８３２シンボル相関器４２０に供給される。位相検出器４１０の他方の信号入力は、データ相関処理パスから入力信号を受信する。データ相関処理パスには、相関器４２０と、相関器４２０のリファレンス入力に結合された関係付けをした相関リファレンス・パターン発生器４３０と、セグメント積分器およびアキュムレータ４２４とが含まれる。相関器４２０は、本質的には、コード化されたデータ・セグメント同期のシンボルに応答する。リファレンス・パターン発生器４３０は、比較的簡単で短縮されたリファレンス・パターン１  −１を供給することにより、より簡単な相関器ネットワークを使用できる。より安定で信頼できる情報が使用されるため、より簡単なリファレンス・パターンが同期検出プロセス、特に、劣悪な信号状態で乱雑になる可能性は少ない。４つの相関の内の２つの形状が損なわれた場合に、開示されたシステムが混乱する可能性は少ない。さらに、相関器４２０による計算時間は大幅に縮小されている。
【００２４】
相関器４２０からの出力はユニット４２４によって積分および累算される。セグメント同期発生器４２８は、予め定めた閾値と比較するための比較器を含んでいて、ユニット４２４の出力に応答する。その応答は、データ・セグメント同期インターバルに対応するデータストリームにおける適正な時点においてセグメント同期を発生させることにより行なわれる。このようなことは、補強されたデータイベント（セグメント同期の出現）の累算が所定レベルを超えるときに、発生する。位相検出器４１０は、ユニット２２からの復調データストリームで現われたセグメント同期の位相と、ユニット４２８によって発生されたセグメント同期の位相とを比較し、出力位相エラー信号を生成する。この生成されたエラー信号はＡＰＣフィルタ４３４によって低域フィルタリングされる。これは、２１．５２ＭＨｚのＶＣＸＯ（voltage controlled crystal oscillator）４３６を制御するのに好適な信号を生成するために行われる。ＶＣＸＯ４３６は２１．５２ＭＨｚのオーバサンプリング・クロックをＡＤＣ１９に供給する。このサンプリング・クロックは、位相エラー信号がＡＰＣ作用により実質的にゼロであるとき、適正なタイミングを提示する。シンボル・タイミング（クロック）・リカバリはこの時点で完了する。ユニット４２８によって発生されたセグメント同期は、また、図示しないＡＧＣ回路を含む他のデコーダ回路に供給される。
【００２５】
受信ＶＳＢ信号の低周波抑圧搬送波パイロットコンポーネントに起因して、復調器２２からの復調された出力Ｉシンボル・データ中に、ＤＣオフセットが存在する。このＤＣオフセットは全てのシンボルに関係付けしてあり、後処理に先だって、補償ネットワーク２６（図１）によって除去される。伝送されたシンボルＤＣコンポーネントを除去することにより、８ＶＳＢ信号の対称シンボル値、すなわち、±７±５±３±１のリカバリが容易になる。図６はネットワーク２６の詳細を示す。このネットワーク２６は本質的にはＤＣトラッキング・フィードバック・ネットワークである。図６におけるネットワーク２６の編成によれば、都合の良いことに、２倍のシンボル・レートでクロッキングされ、ＤＣコンポーネントが迅速に除去される。この作用により、チューナおよびその幾つかの相互に従属するサブシステムが迅速に収束され、受信ビデオデータをディスプレイのために処理するため、適正な動作条件が迅速に生成される。
【００２６】
図６を説明する。所望しないＤＣオフセットを含みオーバサンプリングされた復調データストリームは、減算（subtractive）コンバイナ６１０の１入力に供給される。コンバイナ６１０の反転入力（−）には、次に説明するようにコンバイナ６１０の出力に応答して生成された制御信号に応答して、ＤＣ電圧発生器６１６からのＤＣ補償電圧が供給される。コンバイナ６１０からの出力信号のＤＣオフセットは、２倍のシンボル・レートのオーバサンプリングレートでフィードバックにより漸次的に減衰される。このＤＣオフセットは、ユニット６２２によって検出され、比較器６２４によってリファレンスと比較される。比較器６２４の出力は残留ＤＣオフセットの大きさおよび極性を示し、制御信号発生器６２６から制御信号を生成するために使用される。この制御信号により、復調データストリームと結合されたＤＣ値の大きさおよび極性が、発生器６１６により増分的に調整される。このプロセスは定常状態条件に達するまで継続し、定常状態条件に達すると、フィードバック作用により、ユニット６１６はＤＣ値調整を行わない。ＤＣ電圧発生器６１６は正負のＤＣ補償値を供給することができる。というのは、伝送チャネル外乱により、送信機により付加される（正）ＤＣオフセットは受信機で正負の補償値が必要になるように変化されるからである。
【００２７】
図７は図１のＮＴＳＣコチャネル干渉検出ネットワーク３０の詳細を示す。Grand  Alliance HDTV System Specificationで説明したように、ＶＳＢ伝送システムの干渉波抑圧特性は、６ＭＨｚＴＶチャネル内のＮＴＳＣコチャネル干渉信号の主要コンポーネントの周波数位置に基づくとともに、ＶＳＢチューナのベースバンドコム（comb）フィルタの周期的ノッチに基づいている。これらのコムフィルタ・ノッチは、高エネルギーＮＴＳＣコンポーネントに干渉する周波数位置で、高減衰（ヌル）を提示する。これらのコンポーネントには、低帯域エッジから１．２５ＭＨｚに位置するビデオ搬送波と、ビデオ搬送波周波数よりも高い３．５８ＭＨｚに位置する色副搬送波と、ビデオ搬送波周波数よりも上の４．５ＭＨｚに位置する音声搬送波が含まれている。
【００２８】
ＮＴＳＣ干渉は図７に示す回路によって検出される。フィールド同期パターンの信号に対する干渉およびノイズは、コムフィルタ・ネットワークの入力と出力において測定され、これらのパターンが比較される。この目的のために採用されたリファレンス・フィールド同期パターンは、受信ＶＳＢ信号フィールド同期パターンのプログラムされ、ローカルにストアされた「理想」バージョン（version）である。
【００２９】
図７を説明する。オーバサンプリングされた復調Ｉチャネル・シンボル・データは、ＮＴＳＣ抑圧コムフィルタ７１０の入力と、マルチプレクサ７４５の第１入力と、減算コンバイナ７２０の入力に供給される。コムフィルタ７１０には減算器７１２が含まれる。この減算器７１２は、遅延素子７１４によって遅延されたサンプルを入力Ｉデータから減算して、コムＩチャネル・シンボル・データストリームを生成する。コムフィルタ７１０は、既に説明したＮＴＳＣ周波数に干渉する高エネルギーの周波数で、大きな振幅減衰、すなわち、「ヌル」を生ずる。フィルタ７１０からのコムＩデータは、マルチプレクサ７４５の第２入力に供給される。コムフィルタ遅延素子７１４は、都合の良いことに、２４サンプル遅延を提示する。このことは後程説明する。
【００３０】
プログラムされた２１．５２Msamples／sec（２倍のシンボル・レート）のリファレンス・フィールド同期パターンは、受信データストリームのフィールド同期インターバル中、ローカル・メモリから獲得される。フィールド同期リファレンス・パターンは、ＮＴＳＣ抑圧コムフィルタ７１８の入力と、コンバイナ７２０の反転入力（−）に供給される。コムフィルタ７１８はコムフィルタ７１０と同様であり、２４サンプル遅延を都合よく提示する遅延素子も含む。図７のネットワーク、特に、コムフィルタ７１０、７１８と、関係付けをした延ネットワークとは、２１．５２ＭＨｚでクロッキングされる。
【００３１】
コンバイナ７２０の出力に現れた第１エラー信号は、入力データストリームにおける受信フィールド同期パターンと、リファレンス・フィールド同期パターンとの差分を表す。このエラー信号は、ユニット７２２によって２乗され、ユニット７２４によって積分される。コンバイナ７３０の出力に現れた第２エラー信号は、フィルタ７１０によりコムフィルタリングされた後の受信フィールド同期パターンと、フィルタ７１８によるコムフィルタリングの後のリファレンス・フィールド同期パターンとの差分を表す。この第２エラー信号はユニット７３２によって２乗され、ユニット７３４によって積分される。ユニット７２２と７３２の出力は、各エラー信号のエネルギーを表現する。積分器７２４と７３４からの積分出力信号は、それぞれ、アンコム（umcombed）およびコム受信フィールド同期コンポーネントの信号に対する干渉およびノイズ内容を表す。これらの積分エネルギーを表す信号は、積分された第１および第２エラー信号の大きさを比較するエネルギー検出器（比較器）７４０の各入力に供給される。検出器７４０からの出力信号は、マルチプレクサ７４５の制御入力に供給され、マルチプレクサ７４５は、高品質、すなわち、より良い、信号に対するノイズおよび干渉の比を示す入力信号の１つを、データ出力として供給する。したがって、ＮＴＳＣコチャネル干渉が大きい場合に、フィルタ７１０からのコムフィルタリングされた出力信号は、マルチプレクサ７４５から出力され、一方、フィルタリングされない受信シンボル・データストリームは、このような干渉がなく、出力されることになる。
【００３２】
コムフィルタ７１０と７１８で２４サンプル遅延させるとともに、オーバサンプリングされたＩチャネル・データおよびフィールド同期リファレンス・パターン・データを使用することにより、都合の良いことに、ＮＴＳＣコチャネル干渉についての全スペクトル情報が生成される。その結果、都合の良いことに、ＮＴＳＣ干渉分析および検出がより正確に行われ、コムフィルタリングが改善される。
【００３３】
具体的には、コムフィルタ７１０および７１８で２４サンプル遅延を行うとともに、オーバサンプリング入力データを用い、対応する回路をクロッキングすると、位相および振幅折り返し効果によってコラプトされていない、コムフィルタリングされた周波数スペクトルが得られる。この位相および振幅折り返し効果は、１０．７６Msymbols／secのシンボル・レートで入力データストリームが供給され、１０．７６Msymbols／secのシンボル・レートでコムフィルタ７１０および７１８を動作させることにより生じる。コムフィルタ７１０および７１８の出力に現れる合成周波数スペクトルを図８に示す。このスペクトラムには、２つのコムフィルタリングされた全ＮＴＳＣ通過帯域コンポーネントが、１０．７６ＭＨｚに中心をもつが、１０．７６ＭＨｚから離れて含まれる。減衰ノッチは、上述したように、干渉する高エネルギーＮＴＳＣ周波数に現れる。
【００３４】
図７はＮＴＳＣコチャネル干渉検出器の一形式を示す。ＮＴＳＣコチャネル干渉検出器には、要素７２２、７２４、７３２、７３４、７４０が含まれている。しかし、他の形式の検出器も使用可能である。よって、これらの要素は、４入力検出器、すなわち、いわゆる「ブラック・ボックス」によって表わされる。ただし、この検出器は特定システムの要件に従ってオペレートするようにプログラムされている。このような場合、４つの入力は、コンバイナ７２０への２つのオーバサンプリング（２サンプル／シンボル）入力と、コンバイナ７３０への２つのオーバサンプリング入力であり、フィルタ７１０の出力からコンバイナ７３０の入力までは特に重要である。
【００３５】
図７の編成により、図８に示されたようなクリーンな（clean）周波数スペクトルが生成される。しかし、このスペクトラムは、上側通過帯域コンポーネントの下側帯域エッジと、下側通過帯域コンポーネントの上側帯域エッジとが周波数オーバラップするので、関連する振幅および位相コラプト（折り返し歪）はない。その結果、要素７２０、７２２、７２４、７３０、７３２、７３４、および７４０によるコチャネル干渉検出は、１０．７６Msymbols／secシンボル・レートで入力データを１２サンプル遅延処理するコムフィルタを採用したシステムによる検出よりも、正確である。後者の場合、振幅および位相コラプトは、５．３８ＭＨｚの近傍で生じる可能性があり、上側および下側通過帯域がオーバラップしている所で生じる可能性があり、通過帯域コンポーネントが不完全に整合してこのようなオーバラップでキャンセルされないときに生じる可能性がある。このような不完全な整合は、例えば、マルチパスを含む信号チャネル条件で発生する可能性がある。この折り返し歪条件により、ＮＴＳＣコチャネル干渉検出の有効性が低下するが、開示された本システムによって回避されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明の原理による装置を含むＨＤＴＶチューナの一部を示すブロック図である。
【図２】  米国のGrand Alliance HDTV SystemによるＶＳＢ変調信号のデータ・フレーム・フォーマットを示す図である。
【図３】  図１のデジタル復調器／搬送波リカバリ・ネットワークの詳細を示す図である。
【図４】  図１のセグメント同期検出器とシンボル・クロック・リカバリの詳細を示す図である。
【図５】  図４のネットワークの動作を理解するのに役立つ信号波形を示す図である。
【図６】  図１のシステムによって処理されたシンボル・データストリームにおいてＤＣオフセットを除去するための補償ネットワークの詳細を示す図である。
【図７】  図１のシステムにおけるＮＴＳＣコチャネル干渉検出ネットワークの詳細を示す図である。
【図８】  図７のネットワークの動作に関連した周波数スペクトルを示す図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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