(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
高周波信号の電力増幅を行う増幅回路を入力端子と出力端子との間に複数個並列接続してなる半導体装置において、
前記増幅回路は、コレクタが前記出力端子に接続されたバイポーラトランジスタと、前記入力端子と該バイポーラトランジスタのベースとの間に接続され低周波信号に対して抵抗状態となり高周波信号に対して短絡状態となる発振安定回路と、一端側がバイアス端子に接続されると共に他端側が該発振安定回路と前記バイポーラトランジスタのベースとの間に接続され前記バイポーラトランジスタの熱暴走を防止するバラスト回路とによって構成し、
前記入力端子とバイアス端子との間には、前記出力端子側の高周波信号の歪みを低減するための低歪化抵抗を接続したことを特徴とする半導体装置。
【請求項２】
前記請求項１に記載の半導体装置を用いた電力増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、例えば無線通信機の高周波回路等に用いて好適な半導体装置および該半導体装置を用いて構成される電力増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
一般に、従来技術による半導体装置として、高周波信号の電力増幅を行う増幅回路を入力端子と出力端子との間に複数個並列接続したものが知られている（例えば、特許文献１〜４参照）。このような従来技術では、例えば増幅回路をバイポーラトランジスタを用いて構成している。このとき、該バイポーラトランジスタは、そのコレクタを出力端子に接続すると共に、エミッタをグランド端子に接続し、ベースに入力される高周波信号を電力増幅する構成となっていた。また、従来技術では、バイポーラトランジスタの熱暴走を抑圧するために、ベースに対してバラスト抵抗を接続していた。
【０００３】
このとき、特許文献１，２には、高周波信号とバイアス電圧とを別々にバイポーラトランジスタのベースに入力すると共に、バイアス電圧側の経路の途中にバラスト抵抗を接続した構成が開示されている。この場合、バラスト抵抗が高周波信号の経路に対して並列に接続されているから、高周波信号の利得が減少することがなくなる。
【０００４】
一方、特許文献３には、バラスト抵抗を介して高周波信号とバイアス電圧とを一緒に供給すると共に、バラスト抵抗にコンデンサを並列接続した構成が開示されている。これにより、特許文献３の従来技術では、使用周波数帯の高周波信号に対して利得が低下するのを緩和している。
【０００５】
また、特許文献４には、高周波信号とバイアス電圧とを別々にバイポーラトランジスタのベースに入力し、バイアス電圧側の経路の途中にバラスト抵抗を接続するのに加え、入力端子とバイアス端子（バイアス電圧用の端子）との間にバイパス用のコンデンサを接続した構成が開示されている。この場合、バイパス用のコンデンサを用いて、ベース電流の交流成分の一部をバラスト抵抗に対してバイパスさせ、高周波信号の歪みを低減している。
【０００６】
【特許文献１】米国特許第５６２９６４８号明細書
【特許文献２】特開２００１−１９６８６５号公報
【特許文献３】米国特許第５３２１２７９号明細書
【特許文献４】特開２００３−３２４３２５号公報
【０００７】
ところで、従来技術では、バラスト抵抗を装荷することによってバイポーラトランジスタの熱的安定性は確保することができるものの、発振に対する安定性は考慮されていない。一方、バイポーラトランジスタ等の半導体素子はそれ自体で安定性が取れていることはなく、広い周波数領域で不安定な状態にある。また、半導体素子の利得は低い周波数ほど高くなるため、低周波領域で異常発振が生じ易い傾向がある。
【０００８】
これに対し、特許文献１に記載された半導体装置では、バラスト抵抗が高周波信号の経路に対して並列に接続されている。このため、バラスト抵抗自体は発振の安定性に寄与しておらず、低周波側の広い帯域でバイポーラトランジスタが不安定な状態になっている。
【０００９】
また、特許文献２に記載された半導体装置では、高周波信号の経路の途中に第１の抵抗を接続すると共に、バイアス電圧の経路の途中に第１の抵抗と直列に第２の抵抗を接続する構成となっている。この場合、第１，第２の抵抗がバラスト抵抗として作用すると共に、第１の抵抗によってバイポーラトランジスタの異常発振を抑制し、安定性を向上させることができる。しかし、特許文献２では、使用周波数（高周波）での安定性は考慮されているものの、使用周波数よりも低周波側の帯域に対する検討はされておらず、第１の抵抗の抵抗値は例えば第２の抵抗の抵抗値に対して１／１０程度の値となっている。このため、例えば高周波信号の使用周波数が５ＧＨｚのときに１ＧＨｚ以下の低周波領域ではバイポーラトランジスタが不安定になる。
【００１０】
一方、第１の抵抗の抵抗値を大きくした場合には、ベース電流による電圧降下が大きくなり、電流増加が抑圧される。このとき、例えば半導体装置を電力増幅器に用いたときには、入力電力の増加に伴う電流増加によって必要な出力電力を得るものである。これに対し、第１の抵抗の抵抗値を大きくし過ぎると、電流増加の抑圧によって出力電力の増加も抑圧されるという問題もある。このような出力電力の増加抑圧は、第１の抵抗にコンデンサを並列接続した場合も同様に生じる。
【００１１】
さらに、特許文献３に記載された半導体装置では、バラスト抵抗にコンデンサを並列接続し、高周波信号とバイアス電圧とを一緒に供給する構成となっている。しかし、バラスト抵抗は熱的安定化を図るために設けられているから、熱的安定化に必要なバラスト抵抗の抵抗値では低周波領域での発振に対する安定性を十分に取ることができない。一方、バラスト抵抗の抵抗値を大きくした場合には、特許文献２の場合と同様に、ベース電流での電圧降下が大きくなり過ぎて、出力電力の増加が抑圧されるという問題がある。
【００１２】
また、特許文献４に記載された半導体装置では、入力端子とバイアス端子との間にコンデンサを接続し、高周波信号の歪みを低減する構成となっている。しかし、コンデンサのインピーダンスが周波数依存性を持つため、広帯域に歪みを低減することができないという問題がある。また、特許文献４に記載された半導体装置でも、特許文献１の場合と同様に、バラスト抵抗が高周波信号の経路に対して並列に接続されている。このため、低周波側の広い帯域でバイポーラトランジスタが不安定な状態になるという問題がある。
【発明の開示】
【００１３】
本発明は上述した従来技術の問題に鑑みなされたもので、本発明の目的は、バイポーラトランジスタの熱暴走を防止できると共に、低周波領域も含めて発振に対する安定性を向上させることができる半導体装置および電力増幅器を提供することにある。
【００１４】
上述した課題を解決するために、請求項１の発明は、高周波信号の電力増幅を行う増幅回路を入力端子と出力端子との間に複数個並列接続してなる半導体装置において、前記増幅回路は、コレクタが前記出力端子に接続されたバイポーラトランジスタと、前記入力端子と該バイポーラトランジスタのベースとの間に接続され低周波信号に対して抵抗状態となり高周波信号に対して短絡状態となる発振安定回路と、一端側がバイアス端子に接続されると共に他端側が該発振安定回路と前記バイポーラトランジスタのベースとの間に接続され前記バイポーラトランジスタの熱暴走を防止するバラスト回路とによって構成し、前記入力端子とバイアス端子との間には、前記出力端子側の高周波信号の歪みを低減するための低歪化抵抗を接続したことを特徴としている。
【００１５】
本発明によれば、入力端子とバイポーラトランジスタのベースとの間には発振安定回路を設けたから、発振安定回路は、入力端子から入力される低周波信号に対して抵抗状態となり高周波信号に対して短絡状態となる。このため、発振安定回路は使用周波数よりも低周波側の信号に対しては抵抗として作用するから、低周波信号の発振を抑制することができ、安定性を向上することができる。一方、発振安定回路は使用周波数よりも高周波側の信号に対しては短絡状態となるから、高周波信号を損失のない状態でバイポーラトランジスタのベースに入力でき、電力増幅することができる。
【００１６】
また、バイポーラトランジスタのバイアス端子とバイポーラトランジスタのベースとの間にはバラスト回路を設けたから、バイポーラトランジスタ等の加熱によってベースに対して過電流が流れるときでも、バラスト回路を用いて過電流に応じた電圧降下を生じさせることができ、バイポーラトランジスタの熱暴走を防止することができる。
【００１７】
さらに、発振安定回路とバラスト回路とを並列に設け、バイポーラトランジスタのベースに対して発振安定回路とバラスト回路とをそれぞれ独立して接続する構成としたから、発振安定回路とバラスト回路とが相互に影響することがなく、別個独立して設計することができる。このため、熱暴走の防止と発振の安定化との両方を確保したときでも、従来技術のようにバラスト回路によって過大な電圧降下が生じることがなく、熱暴走の防止に必要な最低限の電圧降下を生じさせることができる。この結果、不要な電圧降下をなくすことができ、高出力な出力電力を得ることができる。
【００１８】
また、入力端子とバイアス端子との間には低歪化抵抗を接続したから、該低歪化抵抗は、ベース電流の交流成分の一部がバラスト抵抗をバイパスしてバイポーラトランジスタのベースとバイアス端子との間で流れるのを許容する。このため、入力信号の電力の増加に応じてコレクタ電流を増加させることができ、高周波信号の歪みを低減することができる。また、低歪化抵抗はインピーダンスの周波数依存性が殆どないため、ベース電流の交流成分の一部を広帯域に亘ってバイパスさせることができる。このため、高周波信号の歪みを広帯域に亘って低減することができる。
【００１９】
この場合、本発明では、前記発振安定回路は、抵抗とコンデンサとが並列接続されたＲＣ並列回路によって構成している。
【００２０】
このように構成したことにより、低周波信号に対してＲＣ並列回路のコンデンサは遮断状態となり、高周波信号に対してＲＣ並列回路のコンデンサは短絡状態となる。このため、低周波信号は抵抗を通過し、高周波信号はコンデンサを通過するから、ＲＣ並列回路は、低周波信号に対して抵抗状態となり、高周波信号に対して短絡状態となる。この結果、ＲＣ並列回路は、使用周波数よりも低周波側の信号に対しては、抵抗状態となって、低周波信号の発振を抑制して安定性を向上することができる。一方、ＲＣ並列回路は、使用周波数よりも高周波側の信号に対しては、短絡状態となって、高周波信号を損失のない状態でバイポーラトランジスタのベースに入力することができる。また、ＲＣ並列回路では、低周波信号は抵抗を通過し、高周波信号はコンデンサを通過するから、例えば抵抗の抵抗値に応じて発振の安定性を調整することができ、コンデンサの容量に応じて短絡状態となる信号の周波数を調整することができる。
【００２１】
また、本発明では、前記バラスト回路は、前記バイアス端子と前記バイポーラトランジスタのベースとの間に接続されたバラスト抵抗によって構成するのが好ましい。
【００２２】
これにより、バイポーラトランジスタ等の加熱によってベースに対して過電流が流れるときでも、バラスト抵抗を用いて過電流に応じた電圧降下を生じさせることができ、バイポーラトランジスタの熱暴走を防止することができる。
【００２３】
また、本発明では、前記バイポーラトランジスタは、ヘテロ接合バイポーラトランジスタによって構成してもよい。
【００２４】
これにより、高速化、低消費電力化等を図りつつ、高周波信号の電力増幅を行うことができ、例えば無線通信装置に適用することができる。
【００２５】
さらに、本発明では、前記複数個の増幅回路は、互いに並列接続された状態で半導体基板にモノリシックに形成するのが好ましい。
【００２６】
これにより、半導体基板に形成したバイポーラトランジスタ、コンデンサ、抵抗を用いて増幅回路を構成でき、高周波信号を電力増幅するためのＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）を形成することができる。
【００２７】
請求項２の発明のように、本発明による半導体装置を用いて電力増幅器を構成してもよい。
【００２８】
これにより、全ての周波数に亘って発振の安定化を図りつつ、熱暴走を防止できるのに加え、高出力の出力電力を得ることができる。
【発明を実施するための最良の形態】
【００２９】
以下、本発明の好ましい実施の形態による半導体装置を、添付図面を参照しつつ詳細に説明する。
【００３０】
まず、図１は第１の参考例による半導体装置を示している。図において、半導体装置１は、後述する増幅回路２（単位セル）を入力端子ＲＦinと出力端子ＲＦoutとの間に複数個並列接続することによって構成されている。
【００３１】
高周波信号ＲＦの電力増幅を行う増幅回路２は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ３（以下、ＨＢＴ３という）と、入力端子ＲＦinとＨＢＴ３のベースＢとの間に接続された発振安定回路４と、一端側がバイアス端子Ｂinに接続されると共に他端側が発振安定回路４とＨＢＴ３のベースＢとの間に接続されたバラスト回路としてのバラスト抵抗５とによって構成されている。
【００３２】
そして、複数の増幅回路２は、そのＨＢＴ３のコレクタＣ同士が接続されると共に、エミッタＥ同士が接続されている。そして、コレクタＣは出力端子ＲＦoutに接続され、エミッタＥはグランド端子ＧＮＤに接続されている。また、複数の増幅回路２は、その発振安定回路４の入力側がいずれも入力端子ＲＦinに接続されると共に、バラスト抵抗５の入力側がいずれもバイアス端子Ｂinに接続されている。これにより、複数の増幅回路２は、入力端子ＲＦinと出力端子ＲＦoutとの間に並列接続されている。
【００３３】
また、バラスト抵抗５は、バイアス電圧を印加するためのバイアス端子ＢinとＨＢＴ３のベースＢとの間に接続されている。このため、ＨＢＴ３の加熱によってバイアス端子ＢinからベースＢに向けて過電流が流れるときでも、バラスト抵抗５を用いて過電流に応じた電圧降下を生じさせることができ、ＨＢＴ３の熱暴走を防止することができる。このとき、バラスト抵抗５の抵抗値は、熱暴走の防止に必要な最低限の電圧降下を生じさせる値に設定されている。
【００３４】
また、発振安定回路４は、抵抗６とコンデンサ７とを並列接続した高域通過フィルタをなすＲＣ並列回路によって構成され、コンデンサ７は、低周波信号に対して遮断状態となり、高周波信号に対して短絡状態となる。このため、低周波信号は抵抗６を通過し、高周波信号はコンデンサ７を通過する。従って、発振安定回路４は、低周波信号に対して抵抗状態となり、高周波信号に対して短絡状態となる。そして、コンデンサ７の容量は、所望の高周波信号の使用周波数が通過帯域となるような値に設定されている。一方、抵抗６の抵抗値は、発振安定回路４の遮断帯域でＨＢＴ３の発振を防止できる値に設定されている。
【００３５】
第１の参考例による半導体装置１は上述の如き構成を有するもので、次にその作動について説明する。
【００３６】
まず、グランド端子ＧＮＤをグランドに接続すると共に、バイアス端子Ｂinに所定のバイアス電圧を印加する。これにより、バイアス電圧はバラスト抵抗５を介してＨＢＴ３のベースＢに印加され、ＨＢＴ３は駆動状態となる。この状態で、入力端子ＲＦinに例えば数ＧＨｚ〜数十ＧＨｚ程度の使用周波数の高周波信号を入力する。これにより、入力端子ＲＦinに並列接続された複数のＨＢＴ３は、ベースＢに供給された電力に応じて高周波信号をそれぞれ電力増幅し、出力端子ＲＦoutから出力する。この結果、出力端子ＲＦoutは、複数の増幅回路２によって電力増幅された高周波信号を合計して出力する。このため、増幅回路２の個数に応じて高出力の高周波信号を得ることができる。
【００３７】
また、ＨＢＴ３の加熱によってベースＢに対して過電流が流れるときでも、バイアス端子ＢinとＨＢＴ３のベースＢとの間に接続されたバラスト抵抗５によって過電流に応じた電圧降下が生じる。この結果、ベースＢの電圧が低下するから、ＨＢＴ３の電流を低下させることができ、ＨＢＴ３の熱暴走を防止することができる。
【００３８】
次に、半導体装置１の発振に対する安定性について、図２ないし図１４を参照しつつ検討する。
【００３９】
まず、図６に示す第１の比較例では、増幅回路２のＨＢＴ３のベースＢと入力端子ＲＦinとの間にはカップリング用のコンデンサ１１が接続され、ベースＢとバイアス端子Ｂinとの間にはバラスト抵抗１２が接続される構成となっている。このとき、第１の比較例の半導体装置１について、回路の発振に対する安定性を表す指標である安定係数Ｋの周波数特性および最大安定電力利得ＭＳＧ、最大有能電力利得ＭＡＧの周波数特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図７に示す。
【００４０】
なお、このシミュレーションでは、半導体装置１は１０個の増幅回路２を有し、コンデンサ１１の容量は所望の高周波信号が通過可能な値として例えば０．５ｐＦとし、バラスト抵抗１２の抵抗値は熱暴走の防止が可能な値として例えば３００Ωとした。また、駆動電圧となるコレクタ電圧Ｖcは３Ｖ、コレクタ電流Ｉcは５０．２４ｍＡとした。さらに、信号源Ｓ側（入力側）と負荷Ｌ側（出力側）とにはそれぞれ信号源インピーダンスＺs、負荷インピーダンスＺLを備えると共に、信号源Ｓ側には直流分を遮断するためのコンデンサＣ0を接続し、負荷Ｌ側には該コンデンサＣ0に加えて、ＲＦチョーク用にインダクタＬ0が接続されるものとした。
【００４１】
図７の結果より、第１の比較例では、例えば直流から１３ＧＨｚまでの低周波側の広い帯域で安定係数Ｋが１よりも小さく（Ｋ＜１）、ＨＢＴ３が不安定な状態になっている。この理由は、バラスト抵抗１２が高周波信号の経路に対して並列に接続されているため、バラスト抵抗１２自体は発振の安定性に寄与していないからである。一方、最大安定電力利得ＭＳＧは低周波数領域ほど利得が大きくなっている。このため、第１の比較例では、僅かな低周波信号が入力されたときでも、ＨＢＴ３が発振し易く、ＨＢＴ３が非常に不安定な傾向にある。この結果、最大有能電力利得ＭＡＧは、１３ＧＨｚ以上の高周波信号に対してだけしか得られないという問題がある。
【００４２】
次に、図８に示す第２の比較例では、高周波信号の経路の途中にはコンデンサ１３と第１の抵抗１４とを直列接続すると共に、バイアス電圧の経路の途中には第１の抵抗１４と直列に第２の抵抗１５を接続する構成となっている。このとき、第２の比較例による半導体装置１について、安定係数Ｋ、最大安定電力利得ＭＳＧおよび最大有能電力利得ＭＡＧの周波数特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図９に示す。
【００４３】
なお、このシミュレーションでも、第１の比較例と同様に、半導体装置１は１０個の増幅回路２を有し、コンデンサ１３の容量は例えば０．５ｐＦとし、第１の抵抗１４の抵抗値は例えば３００Ωとし、第２の抵抗１５の抵抗値は例えば１０Ωとした。また、駆動電圧（コレクタ電圧Ｖc）は３Ｖ、コレクタ電流Ｉcは５０．０６ｍＡとした。さらに、信号源Ｓ側（入力側）と負荷Ｌ側（出力側）とにはそれぞれ第１の比較例と同様に、信号源インピーダンスＺs、負荷インピーダンスＺL、コンデンサＣ0、インダクタＬ0が接続されるものとした。
【００４４】
図９の結果より、第２の比較例では、第１の抵抗１４によってバイポーラトランジスタの異常発振が抑制されるから、第１の比較例よりも安定性は向上する。しかし、依然として直流から４ＧＨｚ程度までの低周波帯域で安定係数Ｋが１よりも小さく（Ｋ＜１）、ＨＢＴ３が不安定な状態になっている。このため、最大有能電力利得ＭＡＧは、４ＧＨｚ以上の高周波信号に対してだけしか得られない。
【００４５】
一方、第１の抵抗１４の抵抗値を大きくした場合には、ベース電流による電圧降下が大きくなり、電流増加が抑圧される。このとき、第１の抵抗１４は高周波信号の経路の途中に設けられているから、高周波信号による電流増加も抑圧してしまい、出力電力の増加も抑圧されるという問題がある。
【００４６】
次に、図１０に示す第３の比較例では、バラスト抵抗１６にコンデンサ１７を並列接続し、高周波信号とバイアス電圧とを一緒の経路で供給する構成となっている。このとき、第３の比較例による半導体装置１について、安定係数Ｋ、最大安定電力利得ＭＳＧおよび最大有能電力利得ＭＡＧの周波数特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図１１に示す。
【００４７】
なお、このシミュレーションでも、第１の比較例と同様に、半導体装置１は１０個の増幅回路２を有し、バラスト抵抗１６の抵抗値は例えば３００Ωとし、コンデンサ１７の容量は例えば０．５５ｐＦとした。また、駆動電圧（コレクタ電圧Ｖc）は３Ｖ、コレクタ電流Ｉcは５０．２４ｍＡとした。さらに、信号源Ｓ側（入力側）と負荷Ｌ側（出力側）とにはそれぞれ第１の比較例と同様に、信号源インピーダンスＺs、負荷インピーダンスＺL、コンデンサＣ0、インダクタＬ0が接続されるものとした。
【００４８】
図１１の結果より、第３の比較例では、バラスト抵抗１６がコンデンサ１７と並列接続された状態で高周波信号の経路の途中に設けられているから、バラスト抵抗１６によってＨＢＴ３の低周波側の異常発振を抑制することができ、第１の比較例よりも安定性が向上する。しかし、第３の比較例でも、バラスト抵抗１６は熱暴走を防止できる程度の値（例えば３００Ω）に設定されているから、低周波側の安定性の確保が不十分となっている。このため、数百ＭＨｚよりも低周波側では安定係数Ｋが１よりも小さく（Ｋ＜１）、ＨＢＴ３が不安定な状態となっている。従って、最大有能電力利得ＭＡＧは、数百ＭＨｚ以上の高周波信号に対してだけしか得られない。
【００４９】
一方、第３の比較例による半導体装置１に対して、バラスト抵抗１６の抵抗値を例えば１５００Ωとした場合について、安定係数Ｋ、最大安定電力利得ＭＳＧおよび最大有能電力利得ＭＡＧの周波数特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図１２に示す。なお、このシミュレーションでは、コンデンサ１７の容量は例えば０．２５ｐＦとし、駆動電圧（コレクタ電圧Ｖc）は３Ｖ、コレクタ電流Ｉcは５０．６１ｍＡとし、他の条件はバラスト抵抗１６の抵抗値を例えば３００Ωとした場合と同じものとした。
【００５０】
図１２の結果より、バラスト抵抗１６の抵抗値を例えば１５００Ωとした場合には、数百ＭＨｚ以下の低周波側でも、安定係数Ｋが１よりも大きくなり（Ｋ＞１）、ほぼ全ての周波数帯域に亘って発振の安定性も改善されることが分かる。
【００５１】
しかし、半導体装置１を電力増幅器に用いる場合には、発振の安定性を確保するのに加えて、入力電力に対する出力電力および電力利得も大きくする必要がある。そこで、次に、第３の比較例による半導体装置１でバラスト抵抗１６の抵抗値を３００Ωおよび１５００Ωとした場合について、入力電力に対する出力電力、電力利得および消費電流をシミュレーションを用いて検討した。その結果を図１３および図１４に示す。
【００５２】
なお、このシミュレーションでは、高周波信号の周波数は５ＧＨｚとし、負荷インピーダンスＺLは（９．７３＋ｊ７．２４）Ωとした。また、信号源インピーダンスＺsは、バラスト抵抗１６とコンデンサ１７とを含むＨＢＴ３の入力インピーダンスと共役となるような値とした。このため、バラスト抵抗１６が３００Ωのときは信号源インピーダンスＺsは（１．１３＋ｊ７．５）Ωとし、バラスト抵抗１６が１５００Ωのときは信号源インピーダンスＺsは（１．２５＋ｊ１４．２７）Ωとした。
【００５３】
図１３および図１４の結果より、第３の比較例による半導体装置１では、バラスト抵抗１６の抵抗値を３００Ωから１５００Ωに変更すると、入力電力に伴う電流増加が抑制されて、出力電力および電力利得がいずれも低下している。この結果、バラスト抵抗１６の抵抗値を１５００Ωに設定した場合には、低周波側の発振に対する安定性は向上されるものの、出力電力、電力利得が低下して所望の出力が得られないことが分かる。
【００５４】
これら第１〜第３の比較例と対比するために、第１の参考例による半導体装置１について、安定係数Ｋ、最大安定電力利得ＭＳＧおよび最大有能電力利得ＭＡＧの周波数特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図３に示す。
【００５５】
なお、このシミュレーションでも、半導体装置１は１０個の増幅回路２を有するものとした。また、バラスト抵抗５の抵抗値は例えば３００Ωとし、発振安定回路４の抵抗６の抵抗値は１５００Ω、コンデンサ７の容量は例えば０．２５ｐＦとした。また、駆動電圧（コレクタ電圧Ｖc）は３Ｖ、コレクタ電流Ｉcは５０．２４ｍＡとした。さらに、信号源Ｓ側（入力側）と負荷Ｌ側（出力側）とにはそれぞれ第１の比較例と同様に、信号源インピーダンスＺs、負荷インピーダンスＺL、コンデンサＣ0、インダクタＬ0が接続されるものとした。
【００５６】
図３の結果より、第１の参考例による半導体装置１では、数百ＭＨｚ以下の低周波側でも、安定係数Ｋが１よりも大きくなり（Ｋ＞１）、ほぼ全ての周波数帯域に亘って発振の安定性も改善されることが分かる。この理由は、高周波信号の経路の途中に抵抗６とコンデンサ７とが並列接続された発振安定回路４を接続したから、低周波信号は抵抗６を通過して電圧降下するためである。このとき、抵抗６の抵抗値は、バラスト抵抗５の抵抗値に比べて大きくし、最大安定電力利得ＭＳＧの大きな低周波側でも十分な電圧降下が生じる値に設定した。このため、例えば数百ＭＨｚ以下の低周波信号に対しても発振を抑制することができることが分かる。
【００５７】
また、第１の参考例による半導体装置１について、入力電力に対する出力電力、電力利得および消費電流をシミュレーションを用いて検討した。その結果を図４および図５に示す。
【００５８】
なお、このシミュレーションでは、高周波信号の周波数は５ＧＨｚとし、負荷インピーダンスＺLは（９．７３＋ｊ７．２４）Ωとした。また、信号源インピーダンスＺsは、バラスト抵抗１６とコンデンサ１７とを含むＨＢＴ３の入力インピーダンスと共役となるような値として（１．１３＋ｊ１４．５５）Ωとした。
【００５９】
図４および図５の結果より、第１の参考例による半導体装置１では、第３の比較例でバラスト抵抗１６の抵抗値を３００Ωに設定した場合とほぼ同様な出力電力および電力利得が得られることが分かる。
【００６０】
かくして、第１の参考例では、入力端子ＲＦinとＨＢＴ３のベースＢとの間には発振安定回路４を設けたから、発振安定回路４は、入力端子ＲＦinから入力される低周波信号に対して抵抗状態となり高周波信号に対して短絡状態となる。このため、発振安定回路４は使用周波数（例えば数ＧＨｚ）よりも低周波側の信号に対しては抵抗として作用するから、低周波信号の発振を抑制することができ、安定性を向上することができる。一方、発振安定回路４は使用周波数よりも高周波側の信号に対しては短絡状態となるから、高周波信号を損失のない状態でＨＢＴ３のベースＢに入力でき、電力増幅することができる。
【００６１】
また、バイアス端子ＢinとＨＢＴ３のベースＢとの間にはバラスト抵抗５を設けた。このため、ＨＢＴ３の加熱によってベースＢに対して過電流が流れるときでも、バラスト抵抗５を用いて過電流に応じた電圧降下を生じさせることができ、ＨＢＴ３の熱暴走を防止することができる。
【００６２】
さらに、発振安定回路４とバラスト抵抗５とを並列に設け、ＨＢＴ３のベースＢに対して発振安定回路４とバラスト抵抗５とをそれぞれ独立して接続する構成とした。これにより、発振安定回路４とバラスト抵抗５とが相互に影響することがなく、別個独立して設計することができる。このため、熱暴走の防止と発振の安定化との両方を確保したときでも、バラスト抵抗５によって過大な電圧降下が生じることがなく、熱暴走の防止に必要な最低限の電圧降下を生じさせることができる。この結果、不要な電圧降下をなくすことができ、高出力な出力電力を得ることができる。
【００６３】
特に、第１の参考例では、発振安定回路４を抵抗６とコンデンサ７とが並列接続されたＲＣ並列回路によって構成したから、低周波信号に対してコンデンサ７は遮断状態となり、高周波信号に対してコンデンサ７は短絡状態となる。このため、低周波信号は抵抗６を通過し、高周波信号はコンデンサ７を通過するから、発振安定回路４を、低周波信号に対して抵抗状態にし、高周波信号に対して短絡状態にすることができる。この結果、発振安定回路４は、使用周波数よりも低周波側の信号に対しては、抵抗状態となって、低周波信号の発振を抑制して安定性を向上することができる。一方、発振安定回路４は、使用周波数よりも高周波側の信号に対しては、短絡状態となって、高周波信号を損失のない状態でＨＢＴ３のベースＢに入力することができる。また、発振安定回路４では、低周波信号は抵抗６を通過し、高周波信号はコンデンサ７を通過するから、抵抗６の抵抗値に応じて発振の安定性を調整することができ、コンデンサ７の容量に応じて短絡状態となる信号の周波数を調整することができる。
【００６４】
さらに、ＨＢＴ３を用いて半導体装置１を構成したから、高速化、低消費電力化等を図りつつ、高周波信号の電力増幅を行うことができ、例えば無線通信装置に適用することができる。
【００６５】
次に、図１５は本発明の実施の形態による半導体装置を用いた電力増幅器（電力増幅モジュール）を示している。そして、本実施の形態の特徴は、入力端子とバイアス端子との間に低歪化抵抗を接続したことにある。なお、本実施の形態では、前記第１の参考例と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
【００６６】
図１５に示す電力増幅器においては、入力端子ＲＦinとバイアス端子Ｂinとの間に低歪化抵抗２１が接続されている。該低歪化抵抗２１は、インピーダンスの周波数依存性が殆どない抵抗素子を用いて構成されている。そして、低歪化抵抗２１の抵抗値は、ベース電流の交流成分の一部がバラスト抵抗５をバイパスしてＨＢＴ３のベースＢとバイアス端子Ｂinとの間で流れるのを許容する値に設定されている。
【００６７】
なお、低歪化抵抗２１は、バラスト抵抗５（例えば３００Ω）に比べて比較的小さい値（例えば５０Ω）に設定される。このとき、発振安定回路４の抵抗６は、バラスト抵抗５よりも数倍（例えば２倍以上）大きく、バラスト抵抗５に比べて十分に大きい値（例えば１０００Ω）に設定される。このため、低歪化抵抗２１を通じてベース電流の直流成分が流れる量は少なく、バイアス条件は殆ど変化しない。また、発振安定回路４の抵抗６による電圧降下が大きいため、低歪化抵抗２１を通るベース電流によって熱暴走が生じることもない。
【００６８】
本実施の形態による半導体装置１は上述の如き構成を有するもので、高周波信号ＲＦに対する電力増幅の動作については第１の参考例と同じである。
【００６９】
一方、本実施の形態では、第１の参考例と異なり、入力端子ＲＦinとバイアス端子Ｂinとの間に低歪化抵抗２１を接続している。そこで、次に、低歪化抵抗２１による高周波信号ＲＦの歪み低減の効果について、図１６ないし図１８を参照しつつ検討する。
【００７０】
まず、図１７に示す第４の比較例では、増幅回路２のＨＢＴ３のベースＢと入力端子ＲＦinとの間にはカップリング用のコンデンサ３１が接続され、ベースＢとバイアス端子Ｂinとの間にはバラスト抵抗３２が接続される構成となっている。また、入力端子ＲＦinとバイアス端子Ｂinとの間には、ベース電流の交流成分をバイパスするためのバイパス用のコンデンサ３３が接続されている。このとき、第４の比較例の半導体装置１について、高周波信号ＲＦの入力電力（Amplitude）と出力信号の位相（Phase）との関係を示すＡＭ−ＰＭ特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図１８に示す。
【００７１】
なお、図１８中のＡＭ−ＰＭ特性では、最低レベル（例えば、−２０ｄＢｍ）の入力信号（入力端子ＲＦin側の高周波信号ＲＦ）を入力したときに、出力される出力信号（出力端子ＲＦout側の高周波信号ＲＦ）の位相を基準（位相０°）としている。そして、図１８中のＡＭ−ＰＭ特性は、入力信号の位相を変えないでレベル（入力電力）のみを上げていった場合に、基準の位相に対して出力信号の位相がどのように変化するかを示している。
【００７２】
また、このシミュレーションでは、カップリング用のコンデンサ３１の容量は例えば０．４４ｐＦとし、バラスト抵抗３２の抵抗値は例えば３００Ωとし、バイパス用のコンデンサ３３の容量は例えば０．１７ｐＦとした。さらに、高周波信号ＲＦは、例えば５．４ＧＨｚを中心として±０．５ＧＨｚの信号帯域を有するものとした。
【００７３】
図１８の結果より、第４の比較例では、５ｄＢｍの入力信号を入力したときには、バイパス用のコンデンサ３３によって、信号帯域の中心周波数ｆ2（ｆ2＝５．４ＧＨｚ）の出力信号は、位相が０°付近に維持される。
【００７４】
しかし、第４の比較例では、例えば信号帯域の下限周波数ｆ1（ｆ1＝４．９ＧＨｚ）の出力信号は、位相が０．８°程度となると共に、信号帯域の上限周波数ｆ3（ｆ3＝５．９ＧＨｚ）の出力信号は、位相が−０．４°程度となる。即ち、下限周波数ｆ1の出力信号と上限周波数ｆ3の出力信号のいずれの信号にも歪みが生じる。この理由は、バイパス用のコンデンサ３３は、周波数が高くなるに従ってインピーダンスが小さくなり、コンデンサ３３を通過するバイパス経路に周波数依存性があるからである。このため、第４の比較例では、信号帯域の下限周波数ｆ1と上限周波数ｆ3との間では、１．２°程度の位相差が生じ、信号帯域の全域に亘って歪みを低減することができないという問題がある。
【００７５】
なお、図１８中のＡＭ−ＰＭ特性では、入力電力が約１０ｄＢｍ以上で位相が大きく変化する。これは、ＨＢＴ３が飽和している領域であり、良いＡＭ−ＰＭ特性を必要とする用途では利用されない領域となる。この点は、後述する図１６中のＡＭ−ＰＭ特性でも同様である。
【００７６】
この第４の比較例と対比するために、実施の形態による半導体装置１について、ＡＭ−ＰＭ特性をシミュレーションを用いて調べた。その結果を図１６に示す。
【００７７】
なお、図１６中のＡＭ−ＰＭ特性でも、図１８中のＡＭ−ＰＭ特性と同様に、最低レベル（例えば、−２０ｄＢｍ）の入力信号を入力したときに、出力される出力信号の位相を基準（位相０°）としている。また、このシミュレーションでは、バラスト抵抗５の抵抗値は例えば３００Ωとし、発振安定回路４の抵抗６の抵抗値は１０００Ω、コンデンサ７の容量は例えば０．４４ｐＦとした。また、低歪化抵抗２１の抵抗値は例えば５０Ωとした。
【００７８】
図１６の結果より、実施の形態による半導体装置１では、５ｄＢｍの入力信号を入力したときに、信号帯域の中心周波数ｆ2（ｆ2＝５．４ＧＨｚ）の出力信号は、位相が０．３°程度の小さい値になる。この理由は、第４の比較例によるコンデンサ３３と同様に、低歪化抵抗２１が、ベース電流の交流成分の一部をバラスト抵抗５に対してバイパスさせるからである。
【００７９】
一方、下限周波数ｆ1（ｆ1＝４．９ＧＨｚ）の出力信号は、位相が０．７°程度となると共に、信号帯域の上限周波数ｆ3（ｆ3＝５．９ＧＨｚ）の出力信号は、位相が０°程度となる。即ち、信号帯域の下限周波数ｆ1と上限周波数ｆ3との間では、位相差が０．７°程度まで小さくなり、第４の比較例に比べて例えば半分程度まで小さくなることが分かる。この理由は、第４の比較例によるコンデンサ３３とは異なり、低歪化抵抗２１はインピーダンスの周波数依存性が殆どないため、ベース電流の交流成分の一部を広帯域に亘ってバイパスさせることができ、コレクタ電流の抑圧を低減できるからである。
【００８０】
かくして、本実施の形態でも第１の参考例と同様の作用効果を得ることができる。特に、本実施の形態では、入力端子ＲＦinとバイアス端子Ｂinとの間には低歪化抵抗２１を接続したから、広帯域に亘って高周波信号ＲＦの歪みを低減することができる。これにより、信号帯域全体に亘って高周波信号ＲＦを歪みの少ない状態で増幅することができる。
【００８１】
次に、図１９は本発明の第２の参考例による半導体装置を用いた電力増幅器（電力増幅モジュール）を示している。そして、第２の参考例の特徴は、複数個の増幅回路を互いに並列接続された状態で半導体基板にモノリシックに形成したことにある。なお、第２の参考例では、前記第１の参考例と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。
【００８２】
半導体装置１を構成する半導体基板４１は、ガリウム砒素（ＧａＡｓ）等の半導体材料を用いて形成され、その表面には、ＨＢＴ３、発振安定回路４およびバラスト抵抗５からなる増幅回路２が例えば４個並列接続された状態で形成されている。
【００８３】
このとき、バラスト抵抗５および発振安定回路４の抵抗６は、半導体基板４１上にＮｉＣｒ等の抵抗体によって形成されている。また、コンデンサ７は、例えば金属導体膜の間に絶縁膜を挟んだＭＩＭ（Metal-Insulator-Metal）コンデンサによって構成され、抵抗６に並列接続されている。さらに、ＨＢＴ３は半導体基板４１上に形成され、そのベースＢには、バラスト抵抗５、抵抗６およびコンデンサ７がそれぞれ接続されている。そして、発振安定回路４は、半導体基板４１の表面に設けられた電極パターンを通じて高周波信号の入力端子ＲＦinに接続されている。また、バラスト抵抗５は、入力端子ＲＦin側の電極パターンに対して絶縁膜（図示せず）を用いて絶縁された状態で半導体基板４１の表面に設けられた電極パターンを用いてバイアス端子Ｂinに接続されている。さらに、ＨＢＴ３のエミッタＥはＨＢＴ３を覆って設けられたグランド電極を用いてグランド端子ＧＮＤに接続され、ＨＢＴ３のコレクタＣは電極パターンを用いて高周波信号の出力端子ＲＦoutに接続されている。これにより、半導体装置１は半導体基板４１にモノリシックに形成されている。
【００８４】
かくして、第２の参考例でも第１の参考例と同様の作用効果を得ることができる。特に、第２の参考例では、増幅回路２をＨＢＴ３、発振安定回路４およびバラスト抵抗５を用いて構成すると共に、複数個の増幅回路２を互いに並列接続された状態で半導体基板にモノリシックに形成している。このため、例えば特許文献２，３に比べて、バラスト抵抗５を増加させるだけでよく、半導体基板４１の使用面積はほぼ同程度にすることができ、従来技術と同程度の生産性で高い発振安定性と高出力が可能な電力増幅器を形成することができる。
【００８５】
また、複数個の増幅回路２を互いに並列接続された状態で半導体基板４１にモノリシックに形成したから、半導体基板４１に形成したＨＢＴ３、バイアス抵抗５、抵抗６、コンデンサ７を用いて増幅回路２を構成でき、高周波信号を電力増幅するためのＭＭＩＣを形成することができる。
【００８６】
さらに、発振安定回路４、バラスト抵抗５からなる半導体装置１を用いて電力増幅器を構成したから、全ての周波数に亘って発振の安定化を図りつつ、熱暴走を防止できるのに加え、高出力の出力電力を得ることができる。
【００８７】
なお、前記第２の参考例では、第１の参考例による半導体装置１を半導体基板４１にモノリシックに形成するものとした。しかし、本発明はこれに限らず、実施の形態による半導体装置を半導体基板にモノリシックに形成する構成としてもよい。
【００８８】
また、前記実施の形態では、バイポーラトランジスタとしてヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ３）を用いる構成とした。しかし、本発明これに限らず、例えばヘテロ接合バイポーラトランジスタ以外のバイポーラトランジスタを用いる構成としてもよい。
【００８９】
さらに、前記実施の形態および第２の参考例では、増幅回路２を１０個または４個並列接続した場合を例に挙げて説明したが、増幅回路２は複数個（２個以上）を並列接続すればよいものである。
【図面の簡単な説明】
【００９０】
【図１】図１は第１の参考例による半導体装置を示す回路図である。
【図２】図２は図１中の半導体装置を信号源と負荷とに接続した状態を示す回路図である。
【図３】図３は図２中の半導体装置の安定係数、最大安定電力利得、最大有能電力利得の周波数特性を示す特性線図である。
【図４】図４は図２中の半導体装置の入力電力に対する出力電力および消費電流を示す特性線図である。
【図５】図５は図２中の半導体装置の入力電力に対する電力利得および消費電流を示す特性線図である。
【図６】図６は第１の比較例による半導体装置を信号源と負荷とに接続した状態を示す回路図である。
【図７】図７は図６中の半導体装置の安定係数、最大安定電力利得、最大有能電力利得の周波数特性を示す特性線図である。
【図８】図８は第２の比較例による半導体装置を信号源と負荷とに接続した状態を示す回路図である。
【図９】図９は図８中の半導体装置の安定係数、最大安定電力利得、最大有能電力利得の周波数特性を示す特性線図である。
【図１０】図１０は第３の比較例による半導体装置を信号源と負荷とに接続した状態を示す回路図である。
【図１１】図１１は図１０中の半導体装置でバラスト抵抗を３００Ωに設定した場合の安定係数、最大安定電力利得、最大有能電力利得の周波数特性を示す特性線図である。
【図１２】図１２は図１０中の半導体装置でバラスト抵抗を１５００Ωに設定した場合の安定係数、最大安定電力利得、最大有能電力利得の周波数特性を示す特性線図である。
【図１３】図１３は図１０中の半導体装置でバラスト抵抗を３００Ω、１５００Ωに設定した場合の入力電力に対する出力電力および消費電流を示す特性線図である。
【図１４】図１４は図１０中の半導体装置でバラスト抵抗を３００Ω、１５００Ωに設定した場合の入力電力に対する電力利得および消費電流を示す特性線図である。
【図１５】図１５は実施の形態による半導体装置を示す回路図である。
【図１６】図１６は図１５中の半導体装置のＡＭ−ＰＭ特性を示す特性線図である。
【図１７】図１７は第４の比較例による半導体装置を示す回路図である。
【図１８】図１８は図１７中の半導体装置のＡＭ−ＰＭ特性を示す特性線図である。
【図１９】図１９は第２の参考例による半導体装置を用いた電力増幅器を示す平面図である。
【符号の説明】
【００９１】
１  半導体装置
２  増幅回路
３  ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）
４  発振安定回路
５  バラスト抵抗
６  抵抗
７  コンデンサ
２１  低歪化抵抗
４１  半導体基板
ＲＦin  入力端子
ＲＦout  出力端子
Ｂin  バイアス端子
ＧＮＤ  グランド端子
【図１】
0004155326.tif 000002
【図２】
0004155326.tif 000003
【図３】
0004155326.tif 000004
【図４】
0004155326.tif 000005
【図５】
0004155326.tif 000006
【図６】
0004155326.tif 000007
【図７】
0004155326.tif 000008
【図８】
0004155326.tif 000009
【図９】
0004155326.tif 000010
【図１０】
0004155326.tif 000011
【図１１】
0004155326.tif 000012
【図１２】
0004155326.tif 000013
【図１３】
0004155326.tif 000014
【図１４】
0004155326.tif 000015
【図１５】
0004155326.tif 000016
【図１６】
0004155326.tif 000017
【図１７】
0004155326.tif 000018
【図１８】
0004155326.tif 000019
【図１９】
0004155326.tif 000020