(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
主入力端子に印加される第１の直流電圧を受ける平滑用入力コンデンサと、
平滑された第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記スイッチング素子の出力端子と前記制御回路の基準電圧端子との間に設けられた制御回路用電源コンデンサと、
前記スイッチング素子からの出力信号を受け、前記第１の直流電圧よりも電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して主出力端子に出力する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路の出力側に設けられた出力電圧検出回路と、
前記出力電圧検出回路からの検出信号を受け、受けた検出信号を前記制御回路に帰還信号として出力する帰還回路とを備え、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子の入力端子と前記基準電圧端子との間に設けられ、前記基準電圧端子の電圧を所定値に保持するレギュレータと、
前記発振器からのスイッチング信号及び前記帰還信号入力端子からの帰還信号を受け、受けた帰還信号に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止又は再開させるスイッチング信号制御部と、
前記基準電圧端子から帰還信号入力端子に所定の電流を供給する定電流源と、その抵抗成分と前記スイッチング信号制御部への入力電圧を生成し、前記定電流源と直列に接続されたＭＯＳスイッチとを有し、
前記第２の直流電圧の極性は正極性であって、
前記出力電圧検出回路はカソードが前記主出力端子と接続されたツェナーダイオードを有し、
前記帰還回路は、
ベースが前記ツェナーダイオードのアノードと接続され、コレクタが前記帰還信号入力端子と接続され、エミッタが接地された高耐圧スイッチングトランジスタと、
一端が前記高耐圧スイッチングトランジスタのベースと接続され、他端が接地された抵抗器と、
前記抵抗器と並列接続された第１のコンデンサとからなることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
主入力端子に印加される第１の直流電圧を受ける平滑用入力コンデンサと、
平滑された第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記スイッチング素子の出力端子と前記制御回路の基準電圧端子との間に設けられた制御回路用電源コンデンサと、
前記スイッチング素子からの出力信号を受け、前記第１の直流電圧よりも電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して主出力端子に出力する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路の出力側に設けられた出力電圧検出回路と、
前記出力電圧検出回路からの検出信号を受け、受けた検出信号を前記制御回路に帰還信号として出力する帰還回路とを備え、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子の入力端子と前記基準電圧端子との間に設けられ、前記基準電圧端子の電圧を所定値に保持するレギュレータと、
前記発振器からのスイッチング信号及び前記帰還信号入力端子からの帰還信号を受け、受けた帰還信号に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止又は再開させるスイッチング信号制御部と、
前記基準電圧端子から帰還信号入力端子に所定の電流を供給する定電流源と、その抵抗成分と前記スイッチング信号制御部への入力電圧を生成し、前記定電流源と直列に接続されたＭＯＳスイッチとを有し、
前記第２の直流電圧の極性は負極性であって、
前記出力電圧検出回路はカソードが接地されたツェナーダイオードを有し、
前記帰還回路は、
ベースが前記ツェナーダイオードのアノードと接続され、コレクタが前記帰還信号入力端子と接続され、エミッタが前記主出力端子と接続された高耐圧スイッチングトランジスタと、
一端が前記高耐圧スイッチングトランジスタのベースと接続され、他端が前記主出力端子と接続された抵抗器と、
前記抵抗器と並列接続された第１のコンデンサとからなることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項３】
主入力端子に印加される第１の直流電圧を受ける平滑用入力コンデンサと、
平滑された第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、
前記スイッチング素子の出力端子と前記制御回路の基準電圧端子との間に設けられた制御回路用電源コンデンサと、
前記スイッチング素子からの出力信号を受け、前記第１の直流電圧よりも電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して主出力端子に出力する電圧変換回路と、
前記電圧変換回路の出力側に設けられた出力電圧検出回路と、
前記出力電圧検出回路からの検出信号を受け、受けた検出信号を前記制御回路に帰還信号として出力する帰還回路とを備え、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、
前記スイッチング素子の入力端子と前記基準電圧端子との間に設けられ、前記基準電圧端子の電圧を所定値に保持するレギュレータと、
前記発振器からのスイッチング信号及び前記帰還信号入力端子からの帰還信号を受け、受けた帰還信号に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止又は再開させるスイッチング信号制御部と、
前記基準電圧端子から帰還信号入力端子に所定の電流を供給する定電流源と、その抵抗成分と前記スイッチング信号制御部への入力電圧を生成し、前記定電流源と直列に接続されたＭＯＳスイッチとを有し、
前記第２の直流電圧の極性は正極性であって、
前記出力電圧検出回路はアノードが接地されたツェナーダイオードを有し、
前記帰還回路は、
ベースが前記ツェナーダイオードのカソードと接続され、エミッタが前記主出力端子と接続された第１のスイッチトランジスタと、
一端が前記第１のスイッチトランジスタのベースと接続され、他端が前記主出力端子と接続された第１の抵抗器と、
前記第１の抵抗器と並列接続された第１のコンデンサと、
ベース及びコレクタが第１のスイッチトランジスタのコレクタと第２の抵抗器を介して接続され、エミッタが接地された第２のスイッチトランジスタと、
ベースを前記第２のスイッチトランジスタと共有し、コレクタが前記帰還信号入力端子と接続され、エミッタが接地された高耐圧スイッチトランジスタとからなることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記帰還回路は更に、アノードが前記出力電圧検出回路と接続されたダイオードと、
ベースが前記ダイオードのカソードと接続され、コレクタが前記帰還信号入力端子と接続され、エミッタが前記スイッチング素子の出力端子と接続された第３のスイッチトランジスタと、
互いに並列接続され、一方の共有端子が第３のスイッチトランジスタのベースと接続され、他方の共有端子が前記スイッチング素子の出力端子と接続された第３の抵抗器及び第２のコンデンサとを有することを特徴とする請求項１〜３のうちのいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
前記スイッチング素子のスイッチング動作の停止期間は、前記主出力端子の電力変化に対して線形的に変化するように設定されていることを特徴とする請求項１〜３のうちのいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項６】
前記第１の直流電圧の値はほぼ１００Ｖ以上であり、前記第２の直流電圧の値はほぼ２５Ｖ以下であることを特徴とする請求項１〜３のうちのいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項７】
前記スイッチング素子及び前記制御回路は、前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに前記制御回路における前記基準電圧端子及び帰還信号入力端子が外部接続端子となるように１つの半導体基板上に集積化されていることを特徴とする請求項１〜３のうちのいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項８】
前記スイッチング素子及び前記制御回路は、前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに前記制御回路における前記基準電圧端子及び帰還信号入力端子が外部接続端子となるように１つのパッケージに収納されていることを特徴とする請求項１〜３のうちのいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項９】
前記制御回路は、過電流を検出して前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する過電流保護手段を有していることを特徴とする請求項１〜３のうちのいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】
前記制御回路は、過電流状態を検出して前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する過電流保護手段と、過熱状態を検出して前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する過熱保護手段とを有していることを特徴とする請求項１〜３のうちのいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力側と出力側とが電気的に絶縁されていない非絶縁型で且つ降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置に関し、特に、軽負荷時及び待機時の消費電力を低減できるスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のスイッチング電源装置について図面を参照しながら説明する。図１１は非絶縁降圧型スイッチング電源装置の概略的な回路構成を示し、図１２は動作時の電流電圧波形を示している。
【０００３】
以下、図１１に示すスイッチング電源装置の構成の概略をその動作と共に説明する。
【０００４】
まず、制御回路１００が起動するまでは、該制御回路１００内のスイッチ１０１は閉じた状態にあり、内部回路電流供給回路１０２と制御回路用電源コンデンサ１０３とを接続している。
【０００５】
次に、主入力端子１０４に入力電圧ＶＩＮが印加されると、内部回路電流供給回路１０２から、スイッチ１０１を介して制御回路用電源コンデンサ１０３に制御電流が流れ、制御回路１００の電源電圧Ｖｃｃが上昇する。電源電圧Ｖｃｃが制御回路１００の起動電圧に達すると起動・停止回路１０５が動作し始めて、制御回路１００が起動する。
【０００６】
起動・停止回路６１が動作し始めるとスイッチ１０１が開き、内部回路電流供給回路１０２からの制御回路用電源コンデンサ１０３への電流供給が停止する。従って、制御回路１００への制御電流の供給は制御回路用電源コンデンサ１０３から行なわれるようになる。このときの主出力端子１０６の出力電圧ＶＯＵＴは０Ｖである。
【０００７】
次に、制御回路１００が動作し始めることにより、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングデバイス１０７のスイッチング動作、すなわちオンオフ動作が開始され、スイッチングデバイス１０７がオン状態のときに主入力端子１０４からスイッチングデバイス１０７を介して電圧変換回路１１０のコイル１１０ａにドレイン電流ＩＤＳが流れ込む。続いて、スイッチングデバイス１０７がオフ状態に変化すると、回生用ダイオード１１０ｂを経由して、コイル１１０ａに蓄えられた電気エネルギーが主出力端子１０６に供給され、これにより、主出力端子１０７の出力電圧ＶＯＵＴが上昇する。
【０００８】
出力電圧ＶＯＵＴが上昇して、この出力電圧ＶＯＵＴが、出力電圧検出回路であるツェナーダイオード１１１の降伏電圧Ｖｚ、帰還回路であるダイオード１１２の順方向電圧Ｖｆ、及び制御回路１００の電源電圧Ｖｃｃの合計値、すなわちＶｚ＋Ｖｆ＋Ｖｃｃよりも大きくなると、スイッチングデバイス１０７がオフ状態に遷移したときに、主出力端子１０６からツェナーダイオード１１１及びダイオード１１２を経由して制御回路用電源コンデンサ１０３に電流が流れ込む。その結果、制御回路１００に出力電圧ＶＯＵＴの電圧値が帰還されて、主出力端子１０６から制御回路１００に電源電圧Ｖｃｃが供給される。
【０００９】
このとき、主出力端子１０６から制御回路１００への電圧供給により電源電圧Ｖｃｃが上昇し、該電源電圧Ｖｃｃが所定値に達すると、シャントレギュレータ１１３によってスイッチ素子１１４がオン状態となり、制御回路用電源コンデンサ１０３から抵抗器１１５にＰＷＭ制御用電流ＩPWM が供給されて、抵抗器１１５の両端に電圧が発生する。
【００１０】
スイッチングデバイス１０７のオンデューティは、抵抗器１１５の両端の電圧と発振器１１６からの三角波信号を受けるコンパレータ１１７の出力信号とによって決定され、スイッチングデバイス１０７に印加されるパルス幅が決まる。
【００１１】
このように、従来のスイッチング電源装置は、スイッチングデバイス１０７のデューティ比を可変に制御することにより、主出力端子１０６の出力電圧ＶＯＵＴが所定値を保持するように制御している。
【００１２】
このように、従来のスイッチング電源装置は、出力電圧ＶＯＵＴの精度を向上させるためにパルス幅制御（ＰＷＭ）方式を用いている。一般に、本方式のスイッチング周波数ｆｃは一定値の、例えば１００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚ程度に設定されている。また、コンパレータ１１７は、前述したようにスイッチングデバイス１０７のオンデューティδを決定し、図１２に示すように、待機時を含む軽負荷時においては、一定の周波数で且つ最小のオンデューティで動作している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
近年、地球環境保護の観点から、エネルギー使用量の抑制、すなわち省エネルギー化が求められており、電源装置、主に電子機器用のスイッチング電源装置においては、さらなる低消費電力化及び高効率化が必要とされている。
【００１４】
しかしながら、前記従来のスイッチング電源装置は、負荷の軽重に関係なくスイッチングデバイス１０７がスイッチング動作を行なっているため、主出力端子１０６に無駄な電力が供給され続け且つ消費され続けるという問題と、スイッチング周波数ｆｃが１００ｋＨｚ以上と比較的に高い周波数であるため、スイッチング損失が増大するという問題とを有している。
【００１５】
本発明は、前記従来の問題を解決し、スイッチング電源装置の低消費電力化と高効率化とを実現できるようにすることを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するため、本発明は、スイッチング電源装置を、出力電圧である第２の直流電圧の電圧値を所定の電圧値と比較してその差を検出し、検出した信号を制御回路に帰還して、その帰還信号によりスイッチング素子の動作を停止又は再開させる構成とする。
【００１７】
具体的に、本発明に係るスイッチング電源装置は、第１の直流電圧を受ける平滑用入力コンデンサと、平滑された第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、スイッチング素子の出力端子と制御回路の基準電圧端子との間に設けられた制御回路用電源コンデンサと、スイッチング素子からの出力信号を受け、第１の直流電圧よりも電圧の絶対値が小さい第２の直流電圧に変換して出力する電圧変換回路と、電圧変換回路の出力側に設けられた出力電圧検出回路と、出力電圧検出回路からの検出信号を受け、受けた検出信号を制御回路に帰還信号として出力する帰還回路とを備え、制御回路は、スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成して出力する発振器と、スイッチング素子の入力端子と基準電圧端子との間に設けられ、基準電圧端子の電圧を所定値に保持するレギュレータと、基準電圧端子から帰還信号入力端子に所定の電流を供給する定電流源と、発振器からのスイッチング信号及び帰還信号入力端子からの帰還信号を受け、受けた帰還信号に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を停止又は再開させるスイッチング信号制御部とを有している。
【００１８】
本発明のスイッチング電源装置によると、出力電圧検出回路が出力電圧である第２の直流電圧の電圧値と所定電圧値との差を検出し、帰還回路がこの検出信号により生成される制御回路への帰還信号を生成する。スイッチング信号及び帰還信号を受けるスイッチング信号制御部は、受けた帰還信号に基づいてスイッチング素子のスイッチング動作を停止したり再開したりする。従って、スイッチング素子の動作に停止（休止）期間が設けられるため、消費電力を大幅に削減することができる。さらに、スイッチング素子のスイッチング周波数を例えば４４ｋＨｚ以下とし、従来の１００ｋＨｚ〜２００ｋＨｚよりも低く設定すれば、スイッチング損失の低減による高効率化と第３次までの高調波対策とを図ることが可能となる。
【００１９】
また、スイッチング信号制御部における、スイッチング素子の動作状態から停止状態へ移行する第１の信号レベルと、停止状態から動作状態へ移行する第２の信号レベルにヒステリシス特性を持たせると、休止状態を安定して設定できるようになる。
【００２０】
本発明のスイッチング電源装置において、帰還回路が帰還信号を第２の直流電圧に応じて生成することが好ましい。
【００２１】
この場合に、帰還信号が帰還信号入力端子を流れる電流信号からなり、その電流量が検出信号の電圧値に基づいて変化することが好ましい。
【００２２】
本発明のスイッチング電源装置において、スイッチング素子のスイッチング動作の停止期間が、電圧変換回路の出力側に位置する主出力端子の電力変化に対して線形的に変化するように設定されていることが好ましい。
【００２３】
本発明のスイッチング電源装置において、出力電圧検出回路がツェナーダイオードを含むことが好ましい。
【００２４】
本発明のスイッチング電源装置において、帰還回路が高耐圧トランジスタを含むことが好ましい。
【００２５】
本発明のスイッチング電源装置において、第１の直流電圧の値はほぼ１００Ｖ以上であり、第２の直流電圧の値はほぼ２５Ｖ以下であることが好ましい。このようにすると、出力電力が５Ｗ以下である低出力のスイッチング電源装置において、低コスト化、小型化及び高性能化を確実に達成できる。
【００２６】
本発明のスイッチング電源装置において、スイッチング素子及び制御回路は、スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに制御回路における基準電圧端子及び帰還信号入力端子が外部接続端子となるように１つの半導体基板上に集積化されていることが好ましい。
【００２７】
また、本発明のスイッチング電源装置において、スイッチング素子及び制御回路は、スイッチング素子の入力端子及び出力端子、並びに制御回路における基準電圧端子及び帰還信号入力端子が外部接続端子となるように１つのパッケージに収納されていることが好ましい。このようにすると、スイッチング電源装置における部品点数を確実に削減できるため、装置の小型化及び低価格化を確実に実現できる。
【００２８】
本発明のスイッチング電源装置において、制御回路が過電流を検出してスイッチング素子のスイッチング動作を停止する過電流保護手段を有していることが好ましい。
【００２９】
また、本発明のスイッチング電源装置において、制御回路が、過電流状態を検出してスイッチング素子のスイッチング動作を停止する過電流保護手段と、過熱状態を検出してスイッチング素子のスイッチング動作を停止する過熱保護手段とを有していることが好ましい。このようにすると、故障が発生して過電流状態又は加熱状態に陥ったとしても、スイッチング素子が破壊することを防止でき、スイッチング電源装置の破壊を防止できる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００３１】
図１は本発明の第１の実施形態に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。
【００３２】
図１に示すように、本実施形態に係るスイッチング電源装置は、例えばＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングデバイス１１と、該スイッチングデバイス１１のスイッチング動作を制御する制御回路１２と、入力電圧ＶＩＮを出力電圧ＶＯＵＴに変換する電圧変換回路１３と、所定の出力電圧値Ｖ０を検出する出力電圧検出回路１４と、所定の出力電圧値Ｖ０を超えた場合に制御回路１２に帰還信号を送出する帰還回路１５と、制御回路１２の電源電圧を生成する制御回路用電源コンデンサ１６とを有している。
【００３３】
スイッチングデバイス１１は、その入力端子であるドレイン端子ＴD が主入力端子１７と接続され、制御端子であるゲートが制御回路１２からの出力信号を受け、出力端子であるソース端子ＴS が電圧変換回路１３と接続されている。また、主入力端子１７とドレイン端子ＴD との間には、平滑用入力コンデンサ１８の正極端子が接続されている。
【００３４】
制御回路１２は、ドレイン端子ＴD 及びソース端子ＴS と接続されており、さらに制御回路１２は、制御回路用電源コンデンサ１６の正極端子が接続される基準電圧端子ＴBPと、帰還回路１５と接続される帰還信号入力端子ＴFBとを備えている。
【００３５】
電圧変換回路１３は、ソース端子ＴS と主出力端子１９との間に直列に接続されたコイル１３ａと、該コイル１３ａとソース端子ＴS との間にカソードが接続され、アノードが接地された回生用ダイオード１３ｂと、コイル１３ａと主出力端子１９との間に正極端子が接続され、負極端子が接地された出力コンデンサ１３ｃとから構成されている。
【００３６】
出力電圧検出回路１４は、カソードが主出力端子１９と接続され、アノードが帰還回路１５と接続されたツェナーダイオードから構成されている。
【００３７】
帰還回路１５は、例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタであって、ベースが出力電圧検出回路１４と接続され、コレクタが帰還信号入力端子ＴFBと接続され、エミッタが接地されたスイッチトランジスタ１５ａと、一端がスイッチトランジスタ１５ａのベースと接続され、他端が接地された抵抗器１５ｂと、抵抗器１５ｂと並列接続されたコンデンサ１５ｃとから構成されている。
【００３８】
なお、スイッチトランジスタ１５ａには高耐圧性を有する素子を用いる必要がある。それは、第１の実施形態に係るスイッチング電源装置において、主入力端子１７の入力電圧ＶＩＮを例えば１００Ｖとし、回生ダイオード１３ｂの順方向バイアス電圧をＶｆとすると、スイッチトランジスタ１５ａの高電位側端子であるコレクタと低電位側端子であるエミッタとの両端子間には、（−Ｖｆ＋ＶＦＢ）ボルト〜１００ボルトの電圧が印加されるからである。これは、後述する他の実施形態及びその変形例においても同様である。なお、帰還信号入力端子ＴFBとソース端子ＴS との間の電位差である電圧ＶＦＢを帰還電圧と呼ぶ。
【００３９】
以下、制御回路１２の回路構成を詳細に説明する。
【００４０】
制御回路１２は、ドレイン端子ＴD と基準電圧端子ＴBPとの間に接続され、ドレイン端子ＴD から基準電圧端子ＴBPに電流を供給することにより、該基準電圧端子ＴBPの電圧値を所定値に保持する電圧レギュレータ２１を有している。ここで、基準電圧端子ＴBPに印加される電圧は、ソース端子ＴS をグランド（基準）としており、該グランドは帰還信号入力端子ＴFBの基準電圧でもある。
【００４１】
また、入力端子がドレイン端子ＴD と接続されたドレイン電流検出回路２２を有し、該ドレイン電流検出回路２２は、スイッチングデバイス１１のオン状態の電圧を検出する。このため、制御回路１２にはスイッチングデバイス１１のオン抵抗を過電流レベル検出用の抵抗とした過電流保護機能を備えている。従って、スイッチングデバイス１１がオン状態の期間においては、スイッチングデバイス１１のドレイン端子ＴD 及びソース端子ＴS との間には、常に過電流検出レベルの電流が流れることになる。また、スイッチングデバイス１１のオンデューティδは、電圧変換回路１３におけるコイル１３ａのインダクタンス値により決定される。
【００４２】
さらに、制御回路１２は、スイッチングデバイス１１の最大オンデューティを決定する最大デューティ（ＭＡＸ  ＤＵＴＹ）信号とスイッチング周波数ｆｃを持つクロック（ＣＬＯＣＫ）信号とを出力する発振器２３を有している。これにより、スイッチングデバイス１１がオン状態となる時間は、制御回路１２によって一定値に保たれる。なお、ここでのスイッチングデバイス１１をオン状態とする時間は制御回路１２に対する設定値であって、この設定値は、前述した電圧変換回路１３におけるコイル１３ａのインダクタンス値により決定される時間よりも長い。
【００４３】
発振器２３から出力されるスイッチング信号は、スイッチング信号制御部２４を介してスイッチングデバイス１１のゲートに出力される。
【００４４】
また、制御回路１２の基準電圧端子ＴBPと帰還信号入力端子ＴFBとの間には、定電流源２５と、その抵抗成分とスイッチング信号制御部２４への入力電圧を生成するＭＯＳスイッチ２６とが直列に接続されている。この構成により、定電流源２５から発せられ、ＭＯＳスイッチ２６を介して帰還信号入力端子ＴFBから流出する電流が所定の電流量を超えると、スイッチング信号制御部２４の動作状態が停止又は休止状態となり、その結果、スイッチングデバイス１１がオフ状態となる。
【００４５】
スイッチング信号制御部２４は、発振器２３からの最大デューティ信号を受ける第１のＡＮＤ回路２４ａと、一方の入力端子が発振器２３からのクロック信号を受け、他方の入力端子がＭＯＳスイッチ２６のドレインと接続された第２のＡＮＤ回路２４ｂと、一方の入力端子が発振器２３からの最大デューティ信号の反転信号を受け、他方の入力端子がドレイン電流検出回路２２からの検出信号を受けるＯＲ回路２４ｃと、セット端子Ｓが第２のＡＮＤ回路２４ｂからの出力信号を受け、リセット端子ＲがＯＲ回路２４ｃからの出力信号を受け、非反転出力端子Ｑからの出力信号を第１のＡＮＤ回路２４ａに出力するＲＳフリップフロップ回路２４ｄとから構成されている。
【００４６】
ここで、第１のＡＮＤ回路２４ａは、基準電圧端子ＴBPの電圧を検出して、検出した電圧値が所定値に達しない場合にはローレベルの信号を出力し、所定値に達している場合にはハイレベルの信号を出力する起動・停止回路２７と接続されている。従って、第１のＡＮＤ回路２４ａはスイッチングデバイス１１に対して、発振器２３からの最大デューティ信号、ＲＳフリップフロップ回路２４ｄからの出力信号及び起動・停止回路２７からの出力信号の論理積による演算結果を出力する。
【００４７】
なお、スイッチングデバイス１１として、ＮチャネルＭＯＳトランジスタを用いたが、ＮチャネルＩＧＢＴ等のＮチャネルバイポーラトランジスタ又はＮＰＮ型バイポーラトランジスタを用いてもよい。
【００４８】
また、図１に示した破線２０で囲まれてなる基板上形成領域に含まれる構成要素、すなわち、スイッチングデバイス１１及び制御回路１２を１つの半導体基板上に集積化して１チップ化を図ることが好ましい。このとき、スイッチングデバイス１１における２つの主端子であるドレイン端子ＴD 及びソース端子ＴS と、制御回路１２における電源電圧を生成する制御回路用電源コンデンサ１６を接続する基準電圧端子ＴBPと、帰還回路１５と接続される帰還信号入力端子ＴFBとの少なくとも４つの端子を外部接続端子として集積化することが好ましい。
【００４９】
このように、少なくとも４つの外部接続端子を有するようにパッケージに収納することにより、部品点数を大幅に削減できる上に、部品自体の寸法も小さくなり、より小型で低価格のスイッチング電源装置を実現できる。
【００５０】
なお、基板上形成領域２０は必ずしも１つの半導体基板ではなく、複数の半導体基板から構成されていてもよい。
【００５１】
以下、前記のように構成されたスイッチング電源装置の動作を図１及び図２に基づいて説明する。
【００５２】
図２は出力負荷状態が定格負荷（重負荷）状態から軽負荷又は無負荷（待機）状態に変化するときの電流電圧波形を示している。
【００５３】
まず、図１に示すように、主入力端子１７に第１の直流電圧である入力電圧ＶＩＮが印加されると、電圧レギュレータ２１によって、ドレイン端子ＴD から、基準電圧端子ＴBPに接続された制御回路用電源コンデンサ１６に制御電流が供給されることにより、基準電圧端子ＴBPの電圧値が上昇する。このとき、主出力端子１９の電圧値は０Ｖであり、基準電圧端子ＴBPの電圧値が所定の起動電圧値に達すると、スイッチングデバイス１１はスイッチング動作状態、すなわち継続的なオンオフ状態（発振状態）となる。
【００５４】
次に、スイッチングデバイス１１がオン状態の場合には、主入力端子１７から電圧変換回路１３のコイル１３ａにドレイン電流ＩＤＳが流れ込む。続いて、スイッチングデバイス１１がオン状態からオフ状態に変化すると、主入力端子１７からコイル１３ａに対する電流の供給がなくなるため、コイル１３ａに蓄えられた電気エネルギーが回生用ダイオード１３ｂを経由して、第２の直流電圧である出力電圧ＶＯＵＴとして主出力端子１９に供給される。
【００５５】
ここで、回生用ダイオード１３ｂは、スイッチングデバイス１１と同程度の耐圧が必要である。また、回生用ダイオード１３ｂはリカバリ特性が高速である程その電圧変換効率が高いため、逆回復時間又は逆方向電流時間Ｔｒｒを５０ｎｓ程度に設定することが望ましい。
【００５６】
次に、スイッチングデバイス１１がスイッチング動作を繰り返すうちに、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴの電圧値が上昇して所定電圧Ｖ０に達し、出力電圧検出回路１４を構成するツェナーダイオードがブレークダウンする。ここで、所定電圧Ｖ０は、ツェナーダイオードの降伏電圧Ｖｚと、スイッチトランジスタ１５ａのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥとの和となる。
【００５７】
このツェナーダイオードのブレークダウンにより、帰還回路１５の抵抗器１５ｂに電流が流れるため、スイッチトランジスタ１５ａのベース・エミッタ間電圧ＶＢＥが上昇して、スイッチトランジスタ１５ａがオン状態となる。スイッチトランジスタ１５ａがオン状態となると、制御回路１２の帰還信号入力端子ＴFBは強制的に接地されるため、帰還信号入力端子ＴFBから帰還電流が引き出される。このため、ソースが帰還信号入力端子ＴFBに接続されているＭＯＳスイッチ２６のドレイン電圧もローレベルとなるので、スイッチング信号制御部２４の第２のＡＮＤ回路２４ｂ及び第１のＡＮＤ回路２４ａの出力信号もローレベルとなる。その結果、スイッチング信号制御部２４が停止又は休止状態となるため、スイッチングデバイス１１はオフ状態となる。
【００５８】
スイッチングデバイス１１がオフ状態に遷移したことより、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴの電圧値は低下する。出力電圧値ＶＯＵＴが所定電圧Ｖ０以下となると、出力電圧検出回路１４のツェナーダイオードはオフ状態となって、帰還回路１５のスイッチトランジスタ１５ａもオフ状態に戻る。
【００５９】
次に、スイッチトランジスタ１５ａがオフ状態に戻ると、制御回路１２の帰還信号入力端子ＴFBから引き出される帰還電流が停止するため、スイッチング信号制御部２４は停止又は休止状態から再び動作状態となる。このため、スイッチングデバイス１１も停止又は休止状態から再び発振状態となり、主出力端子１９の出力電圧値ＶＯＵＴが再度上昇する。このように、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴの電圧変化、すなわちリップル電圧が、所定電圧Ｖ０を基準として比較され、スイッチングデバイス１１の発振状態及び停止（休止）状態が決定される。
【００６０】
以上の動作を繰り返すことにより、スイッチングデバイス１１は、継続的なオンオフ制御に加え、オンオフ制御されない期間である停止又は休止期間を有する間欠動作を行なう。
【００６１】
このように、制御回路１２は、電圧変換回路１３のコイル１３ａの高圧側に位置しており、コイル１３ａの高圧側端子でもあるスイッチングデバイス１１のソース端子ＴS を基準電位として動作する。
【００６２】
また、制御回路１２は、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴが所定電圧値Ｖ０を一定に維持できるように、スイッチングデバイス１１を制御する。このため、制御回路１２は、主出力端子１９に接続された負荷の状態変化、すなわち出力電流の変化又は出力電力の変化に対して、スイッチングデバイス１１の停止又は休止期間が線形的に変化するので、良好な負荷特性を得ることができる。
【００６３】
このように、第１の実施形態によると、特に、軽負荷又は無負荷時において、消費電力を大きく低減することが可能となる。
【００６４】
なお、出力電圧検出回路１４は、スイッチングデバイス１１の動作状態に関係なく出力電圧ＶＯＵＴの電圧値の検出を行なう。
【００６５】
また、図２に示す電流電圧波形は、出力側からの反射電力がない非連続モード状態として表わしたが、出力側からの反射電力がある連続モード状態であっても、主出力端子１９の負荷状態に応じた動作は同様である。
【００６６】
但し、連続モード状態の場合は、ドレイン電流ＩＤＳの電流波形が、非連続モード状態の場合の三角波電流波形から台形波電流波形に変わる。これは、スイッチングデバイス１１のオフ状態時に、電圧変換回路１３のコイル１３ａに蓄えられた電気エネルギーのすべてが出力コンデンサ１３ｃに供給されずに、その一部が残ったままスイッチングデバイス１１がオン状態となるためである。
【００６７】
さらに、制御回路１２を動作状態から停止又は休止状態へ移行するために必要な帰還信号入力端子ＴFBの第１の電流レベルと、停止又は休止状態から動作状態に移行するために必要な帰還信号入力端子ＴFBの第２の電流レベルとの間に、ヒステリシス特性を持たせると、安定した停止又は休止状態を設定することが可能となる。具体的には、その一例として、スイッチトランジスタ１５ａをヒステリシスコンパレータに置き換えて、所定の基準電圧とコンデンサ１５ｃの端子電圧とを比較し、該ヒステリシスコンパレータによる比較電圧値を帰還信号入力端子ＴFBに入力すれば良い。
【００６８】
（第１の実施形態の第１変形例）
以下、本発明の第１の実施形態の第１変形例について図面を参照しながら説明する。
【００６９】
図３は第１の実施形態の第１変形例に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図３において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００７０】
図３に示すように、本変形例に係る制御回路１２は、それぞれが第１のＡＮＤ回路２４に出力信号を送出して、スイッチングデバイス１１の動作を制御する加熱保護回路２８と再起動トリガ回路２９とを有している。
【００７１】
加熱保護回路２８は、スイッチングデバイス１１等に何らかの異常が発生して基板上形成領域２０の温度が所定温度以上に上昇するような場合に、第１のＡＮＤ回路２４ａに対してローレベルの信号を出力することにより、スイッチングデバイス１１のスイッチング動作を停止させる。
【００７２】
再起動トリガ回路２９は、再起動時に、ハイレベルの信号をいったんローレベルに落として第１のＡＮＤ回路２４ａをリセットする。
【００７３】
なお、再起動トリガ回路２９は、過熱保護回路２８の動作がラッチモードである場合に、制御回路１２を再起動させるための回路である。従って、過熱保護回路２８の動作が自己復帰モードである場合には、再起動トリガ回路２９を設ける必要はない。
【００７４】
（第１の実施形態の第２変形例）
以下、本発明の第１の実施形態の第２変形例について図面を参照しながら説明する。
【００７５】
図４は第１の実施形態の第２変形例に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図４において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００７６】
図４に示すように、本変形例に係るスイッチング電源装置は、主出力端子１９に出力される出力電圧ＶＯＵＴの極性を負極性としている。これにより、スイッチングデバイス１１及び制御回路１２等の基本回路を正極性の電圧源の場合と同等の回路構成のままで、負極性の制御電圧源を必要とする装置に対応することができるようになる。
【００７７】
具体的には、電圧変換回路１３Ａにおいて、コイル１３ａのソース端子ＴS と反対側の端子を接地すると共に、回生用ダイオード１３ｂのアノードを主出力端子１９と接続している。
【００７８】
また、ツェナーダイオードからなる出力電圧検出回路１４Ａにおいて、カソードを接地し、アノードを帰還回路１５Ａと接続している。
【００７９】
帰還回路１５Ａは、スイッチトランジスタ１５ａのエミッタが主出力端子１９と接続され、そのベースは出力電圧検出回路１４Ａのツェナーダイオードのアノードと接続されている。互いに並列接続された抵抗器１５ｂ及びコンデンサ１５ｃは、一方の共通端子が主出力端子１９と接続され、他方の共通端子がスイッチトランジスタ１５ａのベースと接続されている。
【００８０】
なお、第２変形例においても、第１変形例に係る加熱保護回路３２及び再起動トリガ回路３３を設けても良い。
【００８１】
（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００８２】
図５は本発明の第２の実施形態に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図５において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００８３】
スイッチングデバイス１１がオンオフ動作状態にある場合には、主入力端子１７に印加される入力電圧ＶＩＮの電圧値を１００Ｖとすると、前述したように、帰還回路１５のスイッチトランジスタ１５ａのコレクタとエミッタとの間には、スイッチングデバイス１１がオフ状態の場合は（−Ｖｆ＋ＶＦＢ）ボルトの電圧が印加され、スイッチングデバイス１１がオン状態の場合は１００Ｖの電圧が印加される。
【００８４】
図１に示す第１の実施形態に係るスイッチング電源装置は、帰還電圧ＶＦＢが小さい場合に、スイッチングデバイス１１がオフ状態で出力電圧値ＶＯＵＴが所定電圧Ｖ０以上になったとしても、スイッチトランジスタ１５ａのコレクタ・エミッタ間電圧が不十分となることが考えられる。その結果、制御回路１２の帰還信号入力端子ＴFBから有効な帰還電流を引き出せず、制御回路１２のスイッチング信号制御部２４を停止又は休止状態にすることができなくなる虞がある。
【００８５】
そこで、図５に示すように、第２の実施形態に係るスイッチング電源装置は、出力電圧検出回路１４Ｂを、互いのカソードが主出力端子１９に接続された第１のツェナーダイオード１４ａ及び第２のツェナーダイオード１４ｂにより構成する。
【００８６】
さらに、帰還回路１５Ｂには、アノードが出力電圧検出回路１４Ｂにおける第２のツェナーダイオード１４ｂのアノードと接続されたダイオード１５ｄと、例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタであって、ベースがダイオード１５ｄのカソードと接続され、コレクタが帰還信号入力端子ＴFBと接続され、エミッタがソース端子ＴS と接続された第２のスイッチトランジスタ１５ｅと、互いに並列接続され、一方の共有端子が第２のスイッチトランジスタ１５ｅのベースと接続され、他方の共有端子がソース端子ＴS と接続された第２の抵抗器１５ｆ及び第２のコンデンサ１５ｇとを追加する。ここで、ダイオード１５ｄの両端子間には、スイッチングデバイス１１がオン状態のときに、高電圧が印加されるため高耐圧の素子を用いている。
【００８７】
図５に示すように、このような構成を採ることにより、帰還回路１５Ｂの第２のスイッチトランジスタ１５ｅのコレクタ・エミッタ間には帰還電圧ＶＦＢ（＞−Ｖｆ＋ＶＦＢ）の電圧が印加されるようになるため、スイッチングデバイス１１がオフ状態のときに、主出力端子１９の出力電圧値ＶＯＵＴが所定電圧Ｖ０以上になると、第２のスイッチトランジスタ１５ｅがオン状態となる。このため、制御回路１２の帰還信号入力端子ＴFBから有効な帰還電流を引き出せるようになるので、制御回路１２を確実に停止又は休止状態とすることができる。
【００８８】
このように、帰還回路１５Ｂに、ダイオード１５ｄ、第２のスイッチトランジスタ１５ｅ、第２の抵抗器１５ｆ及び第２のコンデンサ１５ｇを付加することにより、帰還電圧ＶＦＢの値を高く維持して、第１のスイッチトランジスタ１５ａから帰還電流を引き出せるようにしている。
【００８９】
これにより、制御回路１２は、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴが所定電圧値Ｖ０となるように、スイッチングデバイス１１を確実に制御できるようになる。このとき、主出力端子１９に接続された負荷の状態変化、すなわち出力電流変化又は出力電力変化に対して、スイッチングデバイス１１の停止又は休止期間が線形的に変化するため、良好な負荷特性を得ることができる。従って、時に、軽負荷又は無負荷時において、消費電力を大きく且つ確実に低減することができる。
【００９０】
なお、第２の実施形態においても、第１の実施形態の第１変形例に係る加熱保護回路３２及び再起動トリガ回路３３を設けるのが良く、後述する他の実施形態及びその変形例においても、加熱保護回路３２及び再起動トリガ回路３３を設けることが好ましい。
【００９１】
（第２の実施形態の一変形例）
以下、本発明の第２の実施形態の一変形例について図面を参照しながら説明する。
【００９２】
図６は第２の実施形態の一変形例に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図６において、図５に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００９３】
図６に示すように、本変形例に係るスイッチング電源装置は、主出力端子１９に出力される出力電圧ＶＯＵＴの極性を負極性としている。これにより、スイッチングデバイス１１及び制御回路１２等の基本回路を正極性の電圧源の場合と同等の回路構成のままで、負極性の制御電圧源を必要とする装置に対応することができるようになる。
【００９４】
具体的には、電圧変換回路１３Ａにおいて、コイル１３ａのソース端子ＴS と反対側の端子を接地すると共に、回生用ダイオード１３ｂのアノードを主出力端子１９と接続している。
【００９５】
また、出力電圧検出回路１４Ｃにおいて、第１のツェナーダイオード１４ａのカソードを接地し、アノードを帰還回路１５Ｃと接続し、且つ、第２のツェナーダイオード１４ｂのカソードも接地している。
【００９６】
帰還回路１５Ｃは、スイッチトランジスタ１５ａのエミッタが主出力端子１９と接続され、そのベースは出力電圧検出回路１４Ａの第１のツェナーダイオード１４ａのアノードと接続されている。互いに並列接続された第１の抵抗器１５ｂ及び第１のコンデンサ１５ｃは、一方の共通端子が主出力端子１９と接続され、他方の共通端子がスイッチトランジスタ１５ａのベースと接続されている。
【００９７】
（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００９８】
図７は本発明の第３の実施形態に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図７において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【００９９】
図７に示すように、第３の実施形態においては、帰還電圧ＶＦＢを高く維持するために、帰還回路１５Ｄの構成を第１の実施形態の帰還回路１５と変更するだけで実現している。
【０１００】
すなわち、帰還回路１５Ｄのダイオード１５ｄのアノードを第１のスイッチトランジスタ１５ａのベースに直接に接続している。
【０１０１】
このような構成であっても、帰還回路１５Ｄの第１のスイッチトランジスタ１５ａのコレクタ・エミッタ間に帰還電圧ＶＦＢ（＞−Ｖｆ＋ＶＦＢ）の電圧が印加されるようになるため、スイッチングデバイス１１がオフ状態のときに、主出力端子１９の出力電圧値ＶＯＵＴが所定電圧Ｖ０以上になると、該第１のスイッチトランジスタ１５ａが確実にオン状態となる。これにより、制御回路１２の帰還信号入力端子ＴFBから有効な帰還電流を引き出せるようになるので、制御回路１２は確実に停止又は休止状態となる。
【０１０２】
このように、第３の実施形態によると、特に、軽負荷又は無負荷時において、消費電力を大きく且つ確実に低減することができる。
【０１０３】
（第３の実施形態の一変形例）
以下、本発明の第３の実施形態の一変形例について図面を参照しながら説明する。
【０１０４】
図８は第３の実施形態の一変形例に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図８において、図７に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【０１０５】
図８に示すように、本変形例に係るスイッチング電源装置は、主出力端子１９に出力される出力電圧ＶＯＵＴの極性を負極性としている。これにより、スイッチングデバイス１１及び制御回路１２等の基本回路を正極性の電圧源の場合と同等の回路構成のままで、負極性の制御電圧源を必要とする装置に対応することができるようになる。
【０１０６】
具体的には、電圧変換回路１３Ａにおいて、コイル１３ａのソース端子ＴS と反対側の端子を接地すると共に、回生用ダイオード１３ｂのアノードを主出力端子１９と接続している。
【０１０７】
また、出力電圧検出回路１４Ａにおけるツェナーダイオードのカソードを接地し、アノードを帰還回路１５Ｅと接続している。
【０１０８】
帰還回路１５Ｅは、スイッチトランジスタ１５ａのエミッタが主出力端子１９と接続され、そのベースは出力電圧検出回路１４のツェナーダイオードのアノードと接続されている。互いに並列接続された第１の抵抗器１５ｂ及び第１のコンデンサ１５ｃは、一方の共通端子が主出力端子１９と接続され、他方の共通端子がスイッチトランジスタ１５ａのベースと接続されている。
【０１０９】
（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【０１１０】
図９は本発明の第４の実施形態に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図９において、図１に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【０１１１】
第４の実施形態においては、帰還信号入力端子ＴFBから帰還信号を引き出す帰還回路３５の構成にカレントミラー回路を用いている。
【０１１２】
具体的には、図９に示すように、本実施形態に係る帰還回路３５は、例えばＰＮＰ型トランジスタであって、エミッタが主出力端子１９と接続された第１のスイッチトランジスタ３５ａと、互いに並列接続され、一方の共有端子が主出力端子１９と接続され、他方の共有端子が第１のスイッチトランジスタ３５ａのベースと接続された第１の抵抗器３５ｂ及びコンデンサ３５ｃと、例えばＮＰＮ型トランジスタであって、ベース及びコレクタが第１のスイッチトランジスタ３５ａのコレクタと第２の抵抗器３５ｄを介して接続され、エミッタが接地された第２のスイッチトランジスタ３５ｅと、例えばＮＰＮ型トランジスタであって、ベースを第２のスイッチトランジスタ３５ｅと共有し、コレクタが帰還信号入力端子ＴFBと接続され、エミッタが接地された第３のスイッチトランジスタ３５ｆとから構成されている。
【０１１３】
以下、このような帰還回路３５を持つスイッチング電源装置の動作を説明する。
【０１１４】
装置が起動され、スイッチングデバイス１１のオンオフ動作が繰り返されるうちに、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴが所定電圧Ｖ０を超えるようになると、出力電圧検出回路１４のツェナーダイオードがブレークダウンする。これにより、帰還回路３５の第１の抵抗器３５ｂの両端子間に電圧が発生して、第１のスイッチトランジスタ３５ａがオン状態となる。この第１のスイッチトランジスタ３５ａがオン状態に遷移することにより、帰還回路３５の第２のスイッチトランジスタ３５ｅ及び第３のスイッチトランジスタ３５ｆとからなるカレントミラー回路が作動し始めるため、作動し始めた第３のスイッチトランジスタ３５ｆにより、制御回路１２の帰還信号入力端子ＴFBから帰還電流が引き出されるので、前述したように、制御回路１２のスイッチング信号制御部２４は停止又は休止状態となる。
【０１１５】
ここで、図１に示した帰還回路１５を構成するスイッチトランジスタ１５ａと同様に、帰還回路３５に含まれる第３のスイッチトランジスタ３５ｆのコレクタ・エミッタ間には高電圧が印加されるため、高耐圧素子を用いている。
【０１１６】
第４の実施形態においても、制御回路１２は、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴが所定電圧値Ｖ０となるように、スイッチングデバイス１１を制御できる。このとき、主出力端子１９に接続された負荷の状態変化、すなわち出力電流変化又は出力電力変化に対して、スイッチングデバイス１１の停止又は休止期間が線形的に変化するため、良好な負荷特性を得ることができる。従って、第４の実施形態においても、特に、軽負荷又は無負荷時において、消費電力を大きく低減することができる。
【０１１７】
なお、出力電圧検出回路１４と帰還回路３５の電圧極性を入れ替えて、主出力端子１９に出力される出力電圧ＶＯＵＴの極性が負極性となる構成とすることもできる。
【０１１８】
（第５の実施形態）
以下、本発明の第５の実施形態について図面を参照しながら説明する。
【０１１９】
図１０は本発明の第５の実施形態に係る非絶縁降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の概略的な回路構成を示している。図１０において、図９に示す構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付すことにより説明を省略する。
【０１２０】
第５の実施形態は、帰還電圧ＶＦＢが小さい場合であっても、帰還回路３５Ａにおける第３のスイッチトランジスタ３５ｆのコレクタ・エミッタ間電圧が不十分となって、スイッチングデバイス１１を停止又は休止状態にできなくなるという虞を解消できる。
【０１２１】
図１０に示すように、具体的には、出力電圧検出回路１４Ｂに、カソードが主出力端子１９と接続された第２のツェナーダイオード１４ｂを付加する。
【０１２２】
さらに、帰還回路３５Ａには、アノードが出力電圧検出回路１４Ｂにおける第２のツェナーダイオード１４ｂのアノードと接続されたダイオード３５ｇと、例えばＮＰＮ型バイポーラトランジスタであって、ベースがダイオード３５ｇのカソードと接続され、コレクタが帰還信号入力端子ＴFBと接続され、エミッタがソース端子ＴS と接続された第４のスイッチトランジスタ３５ｈと、互いに並列接続され、一方の共有端子が第４のスイッチトランジスタ３５ｈのベースと接続され、他方の共有端子がソース端子ＴS と接続された第３の抵抗器３５ｉ及び第２のコンデンサ３５ｊとを追加する。ここで、ダイオード３５ｇの両端子間には、スイッチングデバイス１１がオン状態のときに、高電圧が印加されるため高耐圧の素子を用いている。
【０１２３】
第５の実施形態によると、第４の実施形態と同様に、制御回路１２は、主出力端子１９の出力電圧ＶＯＵＴが所定電圧値Ｖ０となるように、スイッチングデバイス１１を制御できる。その上、帰還電圧ＶＦＢが比較的小さい場合であっても、制御回路１２の帰還信号入力端子ＴFBから有効な帰還電流を引き出せるので、制御回路１２は確実に停止又は休止状態となり、特に、軽負荷又は無負荷時において、消費電力を大きく且つ確実に低減することができる。
【０１２４】
なお、出力電圧検出回路１４Ｂと帰還回路３５Ａの電圧極性を入れ替えて、主出力端子１９に出力される出力電圧ＶＯＵＴの極性が負極性となる構成とすることもできる。
【０１２５】
また、前述した各実施形態及びその変形例においては、スイッチングデバイス１１のオン抵抗を過電流保護機能の過電流レベル検出抵抗としているが、主入力端子１７、スイッチングデバイス１１、電圧変換回路１３のコイル１３ａ又は主出力端子１９の各構成要素間のいずれかに抵抗器等の電圧降下素子を直列に接続し、該電圧降下素子の抵抗成分を検出抵抗とした過電流保護機能を追加してもよい。
【０１２６】
また、各実施形態及びその変形例に係るスイッチング電源装置は、高出力を必要としない低出力の降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置として用いる場合にはスイッチングデバイス１１の発振周波数を下げることができるため、より一層の低消費電力化及び高効率化を図ることができる。特に、主入力端子１７に交流整流された例えば１００Ｖ〜４００Ｖの入力電圧ＶＩＮが入力され、主出力端子１９から２５Ｖ以下の出力電圧ＶＯＵＴが出力される、商用交流入力電圧１００ボルト系又は２００ボルト系の装置であって、出力電力が５Ｗ程度以下の電気機器又は電子機器の制御回路用電源に用いられる場合に、消費電力の削減効果と高効率化とが著しい。
【０１２７】
また、各実施形態に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置の出力電圧ＶＯＵＴは、基本的には出力電圧検出回路１４のツェナーダイオードの降伏電圧によって決定される。従って、出力電圧ＶＯＵＴの設定又は変更を容易に行なえるので、リニアレギュレータのような使い易さをも達成できる。
【０１２８】
【発明の効果】
本発明に係るスイッチング電源装置によると、出力電圧の電圧値による検出信号を受ける帰還回路が制御回路への帰還信号を生成し、該帰還信号及び発振器からのスイッチング信号を受けるスイッチング信号制御部は、帰還信号に基づいてスイッチング素子のスイッチング動作の停止動作又は再開動作を制御するため、スイッチング素子の動作に停止期間を設けられるので、消費電力を大幅に削減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図２】本発明の第１の実施形態に係るスイッチング電源装置の動作を示す電流電圧波形図である。
【図３】本発明の第１の実施形態の第１変形例に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図４】本発明の第１の実施形態の第２変形例に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図６】本発明の第２の実施形態の一変形例に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図８】本発明の第３の実施形態の一変形例に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図９】本発明の第４の実施形態に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図１０】本発明の第５の実施形態に係る降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図１１】従来の降圧型チョッパ方式のスイッチング電源装置を示す概略的な回路図である。
【図１２】従来のスイッチング電源装置の動作を示す電流電圧波形図である。
【符号の説明】
１１      スイッチングデバイス（スイッチング素子）
１２      制御回路
１３      電圧変換回路
１３Ａ    電圧変換回路
１３ａ    コイル
１３ｂ    回生用ダイオード
１３ｃ    出力コンデンサ
１４      出力電圧検出回路
１４Ａ    出力電圧検出回路
１４Ｂ    出力電圧検出回路
１４Ｃ    出力電圧検出回路
１４ａ    第１のツェナーダイオード
１４ｂ    第２のツェナーダイオード
１５      帰還回路
１５Ａ    帰還回路
１５Ｂ    帰還回路
１５Ｃ    帰還回路
１５Ｄ    帰還回路
１５Ｅ    帰還回路
１５ａ    （第１の）スイッチトランジスタ
１５ｂ    （第１の）抵抗器
１５ｃ    （第１の）コンデンサ
１５ｄ    ダイオード
１５ｅ    第２のスイッチトランジスタ
１５ｆ    第２の抵抗器
１５ｇ    第２のコンデンサ
１６      制御回路用電源コンデンサ
１７      主入力端子
１８      平滑用入力コンデンサ
１９      主出力端子
２０      基板上形成領域
２１      電圧レギュレータ
２２      ドレイン電流検出回路
２３      発振器
２４      スイッチング信号制御部
２４ａ    第１のＡＮＤ回路
２４ｂ    第２のＡＮＤ回路
２４ｃ    ＯＲ回路
２４ｄ    ＲＳフリップフロップ回路
２５      定電流源
２６      ＭＯＳスイッチ
２７      起動・停止回路
２８      加熱保護回路
２９      再起動トリガ回路
３５      帰還回路
３５Ａ    帰還回路
３５ａ    第１のスイッチトランジスタ
３５ｂ    第１の抵抗器
３５ｃ    コンデンサ
３５ｄ    第２の抵抗器
３５ｅ    第２のスイッチトランジスタ
３５ｆ    第３のスイッチトランジスタ
３５ｇ    ダイオード
３５ｈ    第４のスイッチトランジスタ
３５ｉ    第３の抵抗器
３５ｊ    第２のコンデンサ
ＴD       ドレイン端子
ＴS       ソース端子
ＴBP      基準電圧端子
ＴFB      帰還信号入力端子
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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