(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
流体通路内に設置されるとともに抵抗を介してグランドに接続された感温抵抗体と、
前記感温抵抗体に直列接続され、当該感温抵抗体に供給される電力を調整するためのトランジスタとを備え、
前記感温抵抗体を所定温度に保つように同抵抗体への通電量を帰還制御する熱式流量計において、
前記抵抗の抵抗値を「Ｒ２」、前記感温抵抗体の動作時の抵抗値を「ＲＨ」、同感温抵抗体の許容電流値を「Ｊ」、電源逆接又はイグニッションＯＦＦ時に前記トランジスタに生じる負サージを「ＶＳ」としたときに、その負サージＶＳがかかったときの前記トランジスタのエミッタ−コレクタ間の耐圧「ＶＥＣ」が次の関係式
ＶＥＣ≧ＶＳ−Ｊ・（Ｒ２＋ＲＨ）＝３０［Ｖ］
を満たすような不純物濃度レベルを有する前記トランジスタのベース層をエピタキシャル層で形成し、そのコレクタをバッテリ電源に、エミッタを前記感温抵抗体にそれぞれ接続し、
前記関係式を満たすことのできる前記ベース層の幅の最小値を下限値として、前記ベース層の幅を規制した
ことを特徴とする熱式流量計。
【請求項２】
前記ベース層の幅をトランジスタの電流増幅率に応じた所定の上限値で規制した請求項１に記載の熱式流量計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば自動車用内燃機関に適用され、同機関に吸入される空気の量を計測するための熱式流量計に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の熱式流量計として、例えば特開昭６０−８６４２０号公報に開示されたものが知られている。このような従来の熱式流量計では、流体通路内に感温抵抗体を設置し、この感温抵抗体の温度を一定にするように同抵抗体の発熱量を調節することで、感温抵抗体への通電量から流体通路内の流体流量を計測していた。そして、その通電量の調節には、上記公報に開示されているようにトランジスタが広く用いられていた。また、上記公報では、感温抵抗体に並列にダイオードと抵抗（保護回路）を挿入すると共に、トランジスタのコレクタ−エミッタ間にダイオード（保護回路）を挿入し、それにより、電源逆接時における大電流をバイパスさせて感温抵抗体の破壊を防止していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしこの場合、前記ダイオードや抵抗の消費電流を考えると、これらをハイブリッド基板上に外付けとしなくてはならず、基板の大型化やコストアップといった問題を招く。また、自動車に使用する場合、イグニッションスイッチをＯＦＦした時に発生する数十Ｖの負サージに対する耐量が必要となるため、かなり大きな面積の抵抗にしなければならないという問題が生じる。
【０００４】
また、電源とトランジスタのコレクタとの間にダイオードを挿入することにより大電流を遮断し、感温抵抗体の破壊を防止するなどの工夫も提案されてはいるが、かかる場合にもやはり外付け部品が必要となりコストアップを招く。
【０００５】
本発明は、上記問題に着目してなされたものであって、その目的とするところは、外付け部品を設けることなく感温抵抗体を保護することができる熱式流量計を提供することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に記載の発明では、流体通路内に設置されるとともに抵抗を介してグランドに接続された感温抵抗体と、前記感温抵抗体に直列接続され、当該感温抵抗体に供給される電力を調整するためのトランジスタとを備え、前記感温抵抗体を所定温度に保つように同抵抗体への通電量を帰還制御する熱式流量計において、前記抵抗の抵抗値を「Ｒ２」、前記感温抵抗体の動作時の抵抗値を「ＲＨ」、同感温抵抗体の許容電流値を「Ｊ」、電源逆接又はイグニッションＯＦＦ時に前記トランジスタに生じる負サージを「ＶＳ」としたときに、その負サージＶＳがかかったときの前記トランジスタのエミッタ−コレクタ間の耐圧「ＶＥＣ」が次の関係式
ＶＥＣ≧ＶＳ−Ｊ・（Ｒ２＋ＲＨ）＝３０［Ｖ］
を満たすような不純物濃度レベルを有する前記トランジスタのベース層をエピタキシャル層で形成し、そのコレクタをバッテリ電源に、エミッタを前記感温抵抗体にそれぞれ接続し、前記関係式を満たすことのできる前記ベース層の幅の最小値を下限値として、前記ベース層の幅を規制している。
【０００７】
要するに、トランジスタのベース層をエピタキシャル層で形成することで、ベース層の不純物濃度を低くすることができる。ベース層の不純物濃度が低い状態下では、トランジスタのエミッタ−コレクタ間の耐圧がベース幅に依存する。従って、ベース幅の下限を規制すること、すなわちベース幅を所定値以上に規制することで、エミッタ−コレクタ間の耐圧を上げることができ、所望の耐圧が設定できる。このとき、上記不等式を満たすことのできるベース層の幅の最小値を下限値として、ベース層の幅を規制すれば、外付け部品を設けることなく感温抵抗体を保護することができる。因みに図５のグラフには、ベース幅（横軸のＷＢ）とエミッタ−コレクタ間の耐圧（縦軸のＶＥＣ）との関係を示す。
【０００８】
また、請求項２に記載の発明では、前記ベース層の幅をトランジスタの電流増幅率に応じた所定の上限値で規制している。つまり、トランジスタのベース幅を大きくし過ぎると、電流増幅率ｈFEの低下が懸念されるが、ベース幅の上限を規制することで、こうした不都合も回避できる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明を具体化した一実施の形態を図面に従って説明する。
本実施の形態における熱式流量計は、自動車用内燃機関に適用されるものであって、内燃機関の吸気管に吸入される空気の量を計測する。その概要として、熱式流量計は、吸気管内に配設される感温抵抗体と、感温抵抗体を所定温度に保つように同抵抗体への通電量を制御する制御回路とを備える。制御回路はハイブリッドＩＣ化され、感温抵抗体を接続するブリッジ回路と、ブリッジ回路からの出力を増幅して感温抵抗体にフィードバックするためのオペアンプとを有する。
【００１０】
図１は、熱式流量計の電気的構成を示す回路図であり、主として制御回路１００の構成を示す。
図１において、バッテリ電源＋ＢにはＮＰＮ型トランジスタ１のコレクタが接続され、同トランジスタ１のエミッタには第１の感温抵抗体１１が接続されている。第１の感温抵抗体１１に流れる電流は、抵抗２により電圧に変換されて出力される。また、第１の感温抵抗体１１には抵抗３，４が並列接続され、抵抗３，４の中間点にはオペアンプ２００の非反転入力端子が接続されている。オペアンプ２００の出力端子は同オペアンプ２００の反転入力端子に接続されており、これによりボルテージフォロア回路が構成されている。
【００１１】
オペアンプ２００の出力端子には第２の感温抵抗体１２の一端が接続され、同感温抵抗体１２の他端には抵抗５，６が直列接続されている。なお、前記第１及び第２の感温抵抗体１１，１２は、セラミック製ボビンの外周に白金線を巻き、ボビン両端のリード線と接続したものであって、略同一の抵抗値を有する。
【００１２】
オペアンプ３００は、その非反転入力端子が前記第１の感温抵抗体１１と抵抗２との中間点に接続され、同反転入力端子が抵抗５，６の中間点に接続されている。オペアンプ３００の出力端子は前記トランジスタ１のベースに接続されている。以上の通り上記制御回路１００においては、第１及び第２の感温抵抗体１１，１２を含む形でブリッジ回路が構成されている。
【００１３】
上記制御回路１００の動作を説明する。ここで、図中のＶ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ４はその記号が付してある部分の電圧を示す。バッテリ電源＋Ｂの印加に伴い電圧Ｖ１，Ｖ２が発生すると、これら電圧Ｖ１，Ｖ２がオペアンプ３００の非反転及び反転入力端子にそれぞれ入力される。このとき、Ｖ１＞Ｖ２であれば、オペアンプ３００の出力電圧Ｖ４が上昇する。すると、トランジスタ１のエミッタ電圧Ｖ３も上昇し、これにより第１の感温抵抗体１１を流れる電流が上昇して同抵抗体１１の温度が上昇する。この結果、第１の感温抵抗体１１の抵抗値が上昇し、電圧Ｖ１が低下する。
【００１４】
電圧Ｖ１が低下し、Ｖ１＜Ｖ２になると、オペアンプ３００の出力電圧Ｖ４が低下する。そのため、トランジスタ１のエミッタ電圧Ｖ３も低下し、これにより第１の感温抵抗体１１を流れる電流が低下して同抵抗体１１の温度が低下する。この結果、第１の感温抵抗体１１の抵抗値が低下し、電圧Ｖ１が上昇する。そして、再びＶ１＞Ｖ２になると、上記動作を繰り返し実行する。このように、Ｖ１＝Ｖ２となるようにオペアンプ３００がトランジスタ１の動作を制御する。
【００１５】
一方、第２の感温抵抗体１２は自己発熱しないようにそれに加わる電圧がオペアンプ２００により調整される。つまり、第２の感温抵抗体１２の両端に印加される電圧は、第１の感温抵抗体１１の両端電圧（Ｖ３−Ｖ１）の数十分の一程度となるように設定されている。これにより、第２の感温抵抗体１２の温度が吸気管内を流れる空気の温度と略等しくなり、第２の感温抵抗体１２は温度補償用抵抗として使用される。
【００１６】
ここで、第１の感温抵抗体１１に流れる電流を「Ｉ」、同感温抵抗体１１の抵抗値を「ＲＨ」とすれば、第１の感温抵抗体１１は「Ｉ^2・ＲＨ」の電力を消費し発熱する。この発熱電力Ｉ^2・ＲＨは、吸気管内を流れる空気（吸気）にて放熱されるので、吸気量が多いか少ないかによって吸気に奪われる熱量が変化する。このため、吸気量に応じて抵抗値ＲＨが変化しようとするが、同抵抗値ＲＨが変わらないようにオペアンプ３００がトランジスタ１からの通電量を制御する。すなわち、吸気量に応じて電流Ｉを変化させることにより、Ｉ^2・ＲＨを変化させ、ＲＨが常に所定の抵抗値になるように制御される。従って、この電流Ｉは吸気量に相関を持った値となり、抵抗２によって電圧Ｖ１に変換され出力される。
【００１７】
ところで、上記熱式流量計の回路構成において、電源逆接又はイグニッションＯＦＦ時の負サージが生じると、グランド（ＧＮＤ）→抵抗２→第１の感温抵抗体１１→トランジスタ１→バッテリ電源＋Ｂの順に電流が流れる（但し、抵抗３，４はＫΩオーダなので無視できる）。抵抗２の抵抗値をＲ２〔Ω〕、第１の感温抵抗体１１の動作時の抵抗値をＲＨ〔Ω〕、第１の感温抵抗体１１の許容電流値をＪ〔Ａ〕として、負サージＶＳがかかった場合、トランジスタ１のＥ−Ｃ間の耐圧ＶＥＣ〔Ｖ〕は、
ＶＥＣ≧ＶＳ−Ｊ・（Ｒ２＋ＲＨ）            …（１）
を満たすように設定されればよい。
【００１８】
例えばＲ２＝１０〔Ω〕、ＲＨ＝４０〔Ω〕、Ｊ＝１〔Ａ〕、ＶＳ＝８０〔Ｖ〕である場合、ＶＥＣ≧３０〔Ｖ〕とすればよい。
なおここで、トランジスタ１のＥ−Ｃ間の耐圧ＶＥＣは式（２）に示すようなアバランシェによる降伏、或いは式（３）に示すようなパンチスルーによる降伏のどちらか低い方で決まる。また、図４にはＰ層（ベース層）の不純物濃度とＥ−Ｃ間の耐圧ＶＥＣとの関係を示す。
【００１９】
ＶＥＣ１＝（Ｅｃ^2・εｓ）／（２・ｑ・ＮＢ）            …（２）
ＶＥＣ２＝（ＷＢ^2・ｑ・ＮＢ（ｊ））／（２・εｓ）      …（３）
但し、上記式（２），（３）の各記号は以下のように定義される。
【００２０】
Ｅｃ：降伏限界電界＝４．７８Ｅ５〔Ｖ／ｃｍ〕
εｓ：半導体の誘電率＝１．０５４Ｅ−１２〔Ｆ／ｃｍ〕
ｑ：素電荷＝１．６Ｅ−１９〔Ｃ〕
ＮＢ：Ｐ層表面の不純物濃度〔／ｃｍ^3〕
ＷＢ：ベース幅〔ｃｍ〕
ＮＢ（ｊ）：Ｐ層接合面での不純物濃度〔／ｃｍ^3〕
上記数式又は図４より、ＶＥＣ≧３０Ｖを満たすには、Ｐ層の不純物濃度ＮＢは２Ｅ１６〔／ｃｍ^3〕以下にする必要がある（この付近では不純物濃度ＮＢが高いため、アバランシェ降伏により耐圧が決まる）。しかし、従来一般のトランジスタではＰ型ベース層が不純物拡散で形成され、その不純物濃度はＮＢ＝１Ｅ１７〔／ｃｍ^3〕程度となっている。これを１桁近くも下げることは、不純物拡散の条件の変更が強いられるなど通常の工程を変更しなければならず、現実的ではない。
【００２１】
因みに、従来一般のトランジスタ３０の断面構造を図３に示す。図３のトランジスタ３０において、Ｎ+ 型単結晶ＳｉＣ基板３１上にはＮ- 層３２が形成され、このＮ- 層３２には不純物拡散によりＰ+ 型ベース層３３が形成されている。また、Ｐ+ 型ベース層３３の所定領域にはＮ+ 型エミッタ層３４が形成されている。図３のトランジスタ３０の場合、既述のようにＰ+ 型ベース層３３での不純物濃度ＮＢが高くなり、Ｅ−Ｃ間の耐圧ＶＥＣが低くなる。
【００２２】
そこで本実施の形態では、図２に示すように、トランジスタ１のＰ型ベース層をエピタキシャル層で形成することにより、不純物濃度ＮＢを低レベルに調整する。すなわち図２のトランジスタ１において、Ｎ+ 型単結晶ＳｉＣ基板２１上にはＮ- 型エピタキシャル層２２とＰ- 型エピタキシャル層２３とが順次積層され、このＰ- 型エピタキシャル層２３には不純物拡散によりＰ+ 型ベース層２４とＮ+ 型エミッタ層２５とが形成されている。
【００２３】
図２のトランジスタ１は、Ｐ+ 型ベース層２４の不純物濃度ＮＢを低下させて高い電流増幅率ｈFEを狙うための技術としても知られている。例えばＮＢ＝２Ｅ１５〔／ｃｍ^3〕付近であれば、アバランシェ降伏による耐圧は非常に高くなり、パンチスルー降伏、すなわちベース幅ＷＢで耐圧が決まる（前記式（３）、図４参照）。換言すれば、ベース層の不純物濃度ＮＢが低い状態下においては、トランジスタ１の耐圧ＶＥＣがベース幅ＷＢに依存する。このとき、製造工程での拡散時間を変えることでベース幅ＷＢが自在にコントロールできるため、耐圧ＶＥＣに対する設計の自由度が高くなる。
【００２４】
上記式（３）により、ベース幅ＷＢ〔ｃｍ〕は、
ＷＢ＝√｛（２・εｓ・ＶＥＣ）／（ｑ・ＮＢ（ｊ））｝
で表され、具体的には、ベース幅ＷＢを６．３〔μｍ〕以上に設定すれば３０〔Ｖ〕以上の耐圧ＶＥＣが確保できるようになる。図５は、ベース幅ＷＢとエミッタ−コレクタ間の耐圧ＶＥＣとの関係を示している。
【００２５】
しかしながら、ベース幅ＷＢを大きくし過ぎると電流増幅率ｈFEが低下することが懸念される。発明者らの実験結果によれば、図６に示すようにＷＢ＝１３μｍ付近から急に電流増幅率ｈFEが低下し始めることが分かっている。従って、トランジスタ１のベース幅ＷＢは６．３〜１３μｍの範囲内で設定するのが望ましく、本実施の形態ではＷＢ＝８．５μｍとしている。
【００２６】
上記トランジスタ１を有する熱式流量計によれば、電源逆接時やイグニッションＯＦＦ時に数十Ｖの負サージが発生する場合にも、第１の感温抵抗体１１に流れる電流が許容電流値（約１Ａ）を越えることはない。従って、感温抵抗体１１が破壊されるといった不具合が回避できる。
【００２７】
以上詳述した本実施の形態によれば、以下に示す効果が得られる。
（ａ）本実施の形態では、トランジスタ１のベース層をエピタキシャル層で形成し、当該ベース層の幅ＷＢをトランジスタの耐圧ＶＥＣに応じた所定の下限値で規制した。具体的には、３０Ｖ以上の耐圧ＶＥＣを確保するために、ベース幅を６．３μｍ以上とした（実施の形態では、ＷＢ＝８．５μｍ）。この場合、所望の耐圧ＶＥＣが設定でき、外付け部品を必要としなくても感温抵抗体１１が保護できる。従って、制御回路１００の小型化や低コスト化が実現できる。
【００２８】
（ｂ）また、ベース幅ＷＢをトランジスタ１の電流増幅率ｆFEに応じた所定の上限値で規制した。かかる場合、ベース幅の上限を規制することで、電流増幅率ｈFEが不用意に低下するといった不都合が回避できる。
【００２９】
なお、本発明の実施の形態は、上記以外に次の形態にて実現できる。
前記トランジスタ１のベース幅ＷＢを６．３〜１３μｍの範囲内で任意に設定する。但し、６．３〜１３μｍの範囲は制御回路１００の設計条件などにより適宜変更される。要は、トランジスタ１のベース幅ＷＢをトランジスタ１の耐圧ＶＥＣに応じた所定の下限値と、トランジスタ１の電流増幅率ｆFEに応じた所定の上限値との間で設定すればよい。
【００３０】
空気流量を計測するための流量センサに限らず、その他に空気以外のガス流量や流体流量を計測するための流量センサとして本発明の熱式流量計を具体化してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】発明の実施の形態における熱式流量計の電気的構成を示す回路図。
【図２】トランジスタの構成を示す断面図。
【図３】トランジスタの構成を示す断面図。
【図４】トランジスタのＰ層の不純物濃度とエミッタ−コレクタ間の耐圧ＶＥＣとの関係を示すグラフ。
【図５】トランジスタのベース幅とエミッタ−コレクタ間の耐圧ＶＥＣとの関係を示すグラフ。
【図６】トランジスタのベース幅と電流増幅率との関係を示すグラフ。
【符号の説明】
１…トランジスタ、１１…第１の感温抵抗体、１２…第２の感温抵抗体、１００…制御回路。
【図１】
0004190605.tif 000002
【図２】
0004190605.tif 000003
【図３】
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【図４】
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【図５】
0004190605.tif 000006
【図６】
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