(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
発振用増幅器の出力側に同調回路を設けて又は発振用増幅器のバイアス抵抗を制御して又は発振用増幅器の飽和領域を使用して水晶発振器を歪発振器とし、前記水晶発振器の基本波ｆ1に対する高調波ｆｎ（但し、ｎは２以上の整数）のレベルを高めて第１出力とし、前記第１出力をさらに第１増幅器の飽和領域で増幅して前記高調波ｆｎに対する二次高調波ｆｍのレベルを高めて第２出力とし、前記第２出力から任意の二次高調波ｆｍを通過フィルタによって選択し、前記通過フィルタに飽和領域で動作する第２増幅器を接続し、前記第２増幅器に前記第二次高調波の高調波成分を除去するローパスフィルタを接続したことを特徴とする高周波水晶発振器。
【請求項２】
前記任意の高調波ｆｎのレベルは、前記水晶発振器の出力側に設けた同調回路によって高めた請求項１の高周波水晶発振器。
【請求項３】
前記任意の高調波ｆｎのレベルは、前記水晶発振器のバイアス回路によって高めた請求項１の高周波水晶発振器。
【請求項４】
前記任意の高調波ｆｎのレベルは、前記水晶発振器に接続した増幅器の飽和領域で増幅することによって高めた請求項１の高周波水晶発振器。
【請求項５】
前記通過フィルタは表面波フィルタである請求項１の高周波水晶発振器。
【請求項６】
前記通過フィルタに飽和領域で動作する増幅器を接続し、前記増幅器にローパスフィルタを接続してなる請求項１の高周波水晶発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば光通信用の高周波水晶発振器（以下、高周波発振器とする）を産業上の技術分野とし、特に発振回路（水晶発振器）の基本波ｆ1に対する任意の高調波ｆnのレベルを高めて、さらに高調波ｆnを歪ませて任意の二次高調波ｆmを選択した2.48832ＧHz用の高周波発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
（発明の背景）高周波発振器はデジタル情報の通信回線網等に適用され、発振周波数が高くて安定度が求められることから、源振を水晶発振器とした逓倍型が採用される。しかし、既存の逓倍型とした高周波発振器ではＬＣ共振回路を多く用いて逓倍するので、その小型化を阻害する。このことから、例えば発振回路の基本波ｆ1に対する高調波ｆn（但しｎは２以上の整数）のレベルを高め、これを表面波フィルタによって選択した高周波発振器がある（参照：特願2001-035576、特願2000−244682号、特願平11-239318号）。
【０００３】
（従来技術の一例）第４図は一従来例を説明する高周波発振器の回路図である。高周波発振器は、概ね、電圧制御発振器１、同調回路２、表面波フィルタ３及び増幅器（ＡＭＰ）４からなる。電圧制御発振器１は、例えば水晶振動子５を誘導性としたコルピッツ型の発振回路（水晶発振器）６からなり、発振閉ループ内の水晶振動子５に電圧可変容量素子７を接続してなる。そして、電圧可変容量素子７に制御電圧Ｖcを印加することによって、水晶振動子５から見た直列等価容量（所謂負荷容量）を変化させ、発振周波数を制御する。
【０００４】
同調回路２は、発振用トランジスタＴrのコレクタ側に設けた例えばＬＣ回路からなる。ここでは、コレクタにインダクタＬ2を挿入し、コレクタの接続点とアース間に分割コンデンサＣ5、Ｃ6を設け、同調周波数（共振周波数）を基本波f1の第４高周波成分ｆ4に設定する。なお、同調回路２は、バイパスコンデンサＣ7によって高周波的に並列共振回路となる。
【０００５】
図中の符号Ｔrは発振用トランジスタ、Ｃ1、Ｃ2は水晶振動子５と共振回路を形成する発振用コンデンサ、Ｒ1、Ｒ2はベースバイアス抵抗、Ｒ3エミッタ側の負荷抵抗、Ｒ5は高周波阻止抵抗、Ｃ3は結合コンデンサである。
【０００６】
あるいは、第５図に示したように同調回路２を排除し、発振用トランジスタＴrのベースバイアス抵抗Ｒ1、Ｒ2及びエミッタ及びコレクタ側の負荷抵抗Ｒ3、Ｒ4の抵抗比を設定する。そして、第６図に示したように、発振出力Ｖoの中心電圧Ｖooを電源電圧Ｖccの中心電圧Ｖccoよりも高くし、正弦波となる出力波形の先頭部（上端側）を平坦にして、出力波形を歪ませる。
【０００７】
さらには、第７図に示したように、水晶発振器６に広帯域型としたＩＣからなる増幅器８を接続する。そして、水晶発振器６の出力を増幅特性の飽和領域で増幅し（第８図の矢印Ｐで示す点線で囲む領域）、前述同様に上端側を平坦にして出力波形を歪ませる。
【０００８】
これらにより、第９図の概ねの周波数スペクトラムに示したように発振周波数の基本波ｆ1に対する高調波fnの発振レベルを高める。なお、同調回路２を設けた場合は出力波形の上下端が平坦にはならず、全体的に歪み、同調周波数領域の高調波ｆnが基本波ｆ1に対して概ね同等レベル以上になる。
【０００９】
そして、いずれの場合でも、通過フィルタとしての減衰傾度に優れた高周波用の表面波フィルタ３によって、基本波ｆ1に対する例えば４倍となる高調波ｆ4を選択し、これを増幅器４によって増幅して高周波数の発振出力を得る。例えば基本波ｆ1を155ＭHzとして、第４高調波ｆ4である620ＭHzを得る。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
（従来技術の問題点）しかしながら、上記構成のいずれの高周波発振器でも、水晶発振器の基本波ｆ1を150ＭHz帯として2.4ＧHz帯の高周波を得ようとすると、基本波ｆ1の16倍となる高調波を選択する必要がある。しかし、基本波ｆ1の16倍となると、そのレベルも小さく、いずれの場合でも現実には抽出できない問題があった。なお、水晶発振器の基本波ｆ1を高くすれば可能になるが、水晶振動子（水晶片）を格別な加工をしなければ、現状では150ＭHz帯が限界である。
【００１１】
また、これらのものでは、表面波フィルタ３で選択した高調波ｆnは増幅器４の直線領域で増幅される。しかし、この場合には、温度や電源変動によって入力レベルが変化すると、そのまま増幅するので出力レベルが変化しやすい問題があった。したがって、例えば出力レベルの上下限が設定された厳しい仕様の場合には、これを満足することが困難であった。
【００１２】
（発明の目的）本発明は、第１に高周波数特にＧHz帯以上の出力を得る高周波発振器を提供することを目的とする。第２に出力レベルが安定な高周波発振器を提供することを目的とする。
【００１３】
【問題を解決するための手段】
本発明は、特許請求の範囲（請求項１）に示したように、発振用増幅器の出力側に同調回路を設けて又は発振用増幅器のバイアス抵抗を制御して又は発振用増幅器の飽和領域を使用して水晶発振器を歪発振器とし、前記水晶発振器の基本波ｆ1に対する高調波ｆｎ（但し、ｎは２以上の整数）のレベルを高めて第１出力とし、前記第１出力をさらに第１増幅器の飽和領域で増幅して前記高調波ｆｎに対する二次高調波ｆｍのレベルを高めて第２出力とし、前記第２出力から任意の二次高調波ｆｍを通過フィルタによって選択し、前記通過フィルタに飽和領域で動作する第２増幅器を接続し、前記第２増幅器に前記第二次高調波の高調波成分を除去するローパスフィルタを接続した構成とする。
【００１５】
本発明では、水晶発振器の高調波ｆｎのレベルを高めて、さらに高調波ｆｎを増幅するとともに歪ませるので、高調波ｆｎの二次高調波ｆｍのレベルが高まり、結局、水晶発振器の基本波ｆ１に対してｍ×ｎ倍となる高次の高調波を出力として得られる。
【００１６】
また、通過フィルタからの高調波ｆｍを増幅器の飽和領域で増幅する。したがって、温度や電源変動によって入力レベルが変化しても、出力レベルの変化を抑制する。以下、本発明の一実施例を説明する。
【００１７】
【第１実施例】
第１図は本発明の第１実施例を説明する高周波発振器の回路図である。なお、前従来例と同一部分には同番号を付与してその説明は簡略又は省略する。
高周波発振器は、歪み水晶発振器６Ａからなる電圧制御発振器１と、第１増幅器９と、表面波フィルタ３と、第２増幅器１０と、ローパスフィルタ１１とからなる。
【００１８】
歪み水晶発振器６Ａは、前述したように出力側に同調回路を設け、あるいはバイアス回路（即ちバイアス抵抗Ｒ1、Ｒ2及び負荷抵抗Ｒ3、Ｒ4）を設定し、さらには飽和領域で動作させる増幅器９を接続してなる（前第４、５、７図参照）。そして、水晶発振器６の基本波ｆ1に対する高調波ｆｎのレベルを高くして、これを第１出力とする。ここでは、高調波ｆｎのうち、第４高調波ｆ4が次段となる第１増幅器９の入力レベル以上に高くする。
【００１９】
第1増幅器９は広帯域型として歪み水晶発振器６Ａに接続する。そして、高調波ｆnのレベルが高い歪み水晶発振器６Ａからの第１出力を、ここでも増幅特性の飽和領域にて増幅する。これにより、高調波fnの二次高調波ｆn・mのレベルを高くした第２出力を得る。
【００２０】
表面波フィルタ３は第１増幅器９に接続する。そして、高調波ｆnの二次高調波ｆn・mのうち、ここでは第４二次高調波ｆn・4を選択して通過させる。第２増幅器１０は表面波フィルタ３に接続し、ここでも同様に増幅特性の飽和領域で動作する。そして、表面波フィルタ３によるレベル低下（減衰分）を含めて基準のレベルにまで増幅する。
【００２１】
ローパスフィルタ１１は第２増幅器１０に接続し、例えばコンデンサとインダクタのπ型からなる（未図示）。そして、第２増幅器１０の飽和領域で歪み増幅された第４高調波ｆ4の第４二次高調波ｆ4・4から、歪みの元となる高調波を除去して正弦波とする。
【００２２】
このような構成であれば、歪み水晶発振器６Ａからの第1出力を第１増幅器９の飽和領域でさらに歪ませる。したがって、基本波ｆ1に対する第４高調波ｆ4の第４二次高調波ｆ4・4即ち基本波ｆ1に対して第１６高調波ｆ16のレベルを高められる。これにより、基本波ｆ1に対する第16高調波ｆ16を表面波フィルタ３によって抽出でき、水晶発振器６の発振周波数（基本波ｆ1）を150ＭHzとして、2.4ＧHz帯の高周波を得られる。
【００２３】
また、第１増幅器９及び第２増幅器１０は飽和領域での動作とする。したがって、入力レベルの変動があっても出力レベルを一定にし、温度や電源変動による出力レベルの変化を抑止する。そして、表面波フィルタ３に接続した第２増幅器１０には、ローパスフィルタ１１を接続して高調波成分を除去するので、出力波形を正弦波に維持できる。
【００２４】
【他の事項】
なお、上記実施例では基本的な一構成例を示したが、例えば第１増幅器９は飽和領域での動作として出力を歪ませたが、例えば第１増幅器９のバイアス抵抗を小さく設定して出力波形の下端側を平坦にして歪ませる（第２図）。これにより、二次高調波ｆmのレベルを高めてもよい。さらには、飽和領域での動作とともにバイアス回路を設定して上下端を平坦にして歪ませ、二次高調波ｆmのレベルをさらに高めてもよい。なお、第１増幅器が市販の場合、外付けの外部抵抗（未図示）で設定する。
【００２５】
また、歪み水晶発振器６Ａには歪み増幅する第１増幅器９を直接接続したが、歪み水晶発振器６Ａの第４高調波ｆ4のレベルが第１増幅器９の入力レベルに達しない場合には両者間にレベルアップの増幅器（未図示）を挿入してもよい。この場合でも、飽和領域で動作させて出力レベルの変化を抑止する。
【００２６】
また、歪み水晶発振器６Ａは同調回路２、バイアス回路、飽和領域で動作する増幅器８によって形成したが、例えば第３図に示したようにしてもよい。すなわち、バイアス抵抗Ｒ1、Ｒ2及び負荷抵抗Ｒ3、Ｒ4のバイアス回路にて出力を歪ませるとともに、負荷抵抗Ｒ3との間に前述の同調回路２を設ける。そして、負荷抵抗Ｒ3とインダクタＬ2の接続点とアースとの間にバイパスコンデンサＣ8を接続する。
【００２７】
これにより、出力波形の上端を歪ませた上で同調回路２を設けたので、基本波ｆ1に対する高調波ｆnのレベルをさらに高くする。なお、インダクタL2は高調波での同調回路２を形成するので抵抗成分が小さく負荷抵抗として機能しないことによる。
【００２８】
また、第１増幅器９が市販品である場合、出力インピーダンスは外付けのインダクタ等によって、第16高調波ｆ16の周波数で次段と整合する値例えば50Ωに設定する。これにより、第16高調波ｆ16のレベル低下を防止する。但し、第１増幅器９自体の出力インピーダンスが第16高調波ｆ16の周波数で整合されていればその必要はない。
【００２９】
また、歪み水晶発振器６Ａは電圧制御型として説明したが、単なる水晶発振器でもよいことは勿論である。また、表面波フィルタ３の減衰分を補い基準レベルにすべく第２増幅器１０を設けたが、第１増幅器９の歪み出力が充分に大きければなくてもよい。この場合、表面波フィルタ３によって第４二次高調波ｆ4・4に含まれる高調波はカットされているので、ローパスフィルタ１１は不要となる。また、第１及び第２増幅器９、１０は飽和領域で動作させたが、レベル変動が無視できる場合は直線領域で動作させてもよい。
【００３０】
また、第１増幅器９によって高調波ｆ4を増幅して歪みを持たせたが、例えば歪み水晶発振器６Ａの出力レベルが大きければ第１増幅器９に代えてスライサ等のように歪みのみを加える歪み回路でよい。また、歪み水晶発振器６Ａの出力から第４高調波ｆ4を、第１増幅器９からは第４二次高調波ｆ4・4を選択して基本波ｆ1に対する第16高調波ｆ16を抽出したが、例えば前者は第８高調波ｆ8を後者は第２二次高調波ｆ8・2を選択してもよい。
【００３１】
また、出力周波数として2.4ＧHz帯を得たが、これに限らずＭＨz帯も含めて適宜に選択できる。そして、水晶振発振器の基本周波数ｆ1が例えば水晶振動子の加工等によって高くなれば、2.4ＧHz帯以上の高周波発振器を得ることができる。
【００３２】
また、第４高調波ｆ4の第４二次高調波ｆ4・4を表面波フィルタ３によって選択したが、基本的には通過型とした高周波フィルタであればよい。但し、現時点では減衰特性等から表面波フィルタが最適である。また、基本的には歪み増幅回数を増やすことによって増幅器の達成する周波数領域までの発振を可能にする。
【００３３】
また、第１及び第２増幅器９、１０を飽和領域等で動作させて出力レベルの変化を抑止してローパスフィルタ１１によって歪みを解消したが、これは歪み水晶発振器６Ａのみならず従来例の場合にも適用できる。この場合も、正弦波の歪みが問題でなければローパスフィルタ１１は不要とする。
【００３４】
【発明の効果】
本発明は、発振用増幅器の出力側に同調回路を設けて又は発振用増幅器のバイアス抵抗を制御して又は発振用増幅器の飽和領域を使用して水晶発振器を歪発振器とし、前記水晶発振器の基本波ｆ1に対する高調波ｆｎ（但し、ｎは２以上の整数）のレベルを高めて第１出力とし、前記第１出力をさらに第１増幅器の飽和領域で増幅して前記高調波ｆｎに対する二次高調波ｆｍのレベルを高めて第２出力とし、前記第２出力から任意の二次高調波ｆｍを通過フィルタによって選択し、前記通過フィルタに飽和領域で動作する第２増幅器を接続し、前記第２増幅器に前記第二次高調波の高調波成分を除去するローパスフィルタを接続した構成とするので、高調波数特にＧHz帯以上の出力を得る高調波発振器を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を説明する高周波発振器の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例を説明する第２増幅器の歪み波形図である。
【図３】本発明の他の実施例を説明する高周波発振器の一部回路図である。
【図４】従来例を説明する高周波発振器の回路図である。
【図５】従来例を説明する高周波発振器の回路図である。
【図６】従来例を説明する水晶発振器の歪み出力波形図である。
【図７】従来例を説明する高周波発振器の回路図である。
【図８】従来例を説明する増幅器の増幅特性図である。
【図９】従来例を説明する出力波形のスペクトラム特性図である。
【符号の説明】
１  電圧制御発振器、２  同調回路、３  表面波フィルタ、４、８、９、１０増幅器、５  水晶振動子、６  水晶発振器  ７  電圧可変容量素子、１１  ローパスフィルタ．
【図１】
0004118577.tif 000002
【図２】
0004118577.tif 000003
【図３】
0004118577.tif 000004
【図４】
0004118577.tif 000005
【図５】
0004118577.tif 000006
【図６】
0004118577.tif 000007
【図７】
0004118577.tif 000008
【図８】
0004118577.tif 000009
【図９】
0004118577.tif 000010