(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
レーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するための１つ以上のノッチフィルタを用い、前記ノッチフィルタの零点周波数を、最大エントロピー法に基づいてクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段における推定値に設定する手段を備えたクラッタ抑圧装置において、
前記ノッチフィルタを選択する選択手段と、
前記選択手段で選択すべきノッチフィルタを、前記クラッタ中心周波数推定手段において得られるＡＲ（auto-regressive）モデルの極、前記受信信号の電力およびクラッタ中心周波数推定値の差に基づいて複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定する判定手段と
を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【請求項２】
請求項１に記載のクラッタ抑圧装置において、
前記ノッチフィルタとして、時不変係数のノッチフィルタを用いた
ことを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【請求項３】
請求項１に記載のクラッタ抑圧装置において、
前記レーダとして、スタガトリガ方式のレーダを用いると共に、
前記ノッチフィルタとして、時変係数ノッチフィルタを用いた
ことを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【請求項４】
請求項３に記載のクラッタ抑圧装置において、
前記時変係数ノッチフィルタとして、複峰性スペクトルを持つクラッタを抑圧するために縦続に接続された複数の時変フィルタを備え、
前記縦続接続された複数の時変フィルタ全体としての周波数特性が、前記クラッタ中心周波数推定手段により推定された複数のクラッタ中心周波数推定値に周波数特性の零点を持つように、前記複数の時変フィルタ係数を設定する
ことを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【請求項５】
レーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するための１つの時不変もしくは時変係数のノッチフィルタを用い、前記ノッチフィルタの零点周波数を、最大エントロピー法に基づいてクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段における推定値に設定する手段を備えたクラッタ抑圧装置において、
前記クラッタ中心周波数推定手段において得られるＡＲ（auto-regressive）モデルの極、前記レーダにおける受信信号の電力およびクラッタ中心周波数推定値の差に基づいて、前記ノッチフィルタの係数を、複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に設定する設定手段を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧装置。
【請求項６】
レーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するための１つ以上のノッチフィルタを用い、前記ノッチフィルタの零点周波数を、最大エントロピー法に基づいてクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップにおける推定値に設定するようにしたクラッタ抑圧方法において、
前記ノッチフィルタを選択する選択ステップと、
前記選択ステップで選択すべきノッチフィルタを、前記クラッタ中心周波数推定ステップにおいて得られるＡＲ（auto-regressive）モデルの極、前記受信信号の電力およびクラッタ中心周波数推定値の差に基づいて複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定する判定ステップと
を備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。
【請求項７】
請求項６に記載のクラッタ抑圧方法において、
前記ノッチフィルタとして、時不変係数のノッチフィルタを用いた
ことを特徴とするクラッタ抑圧方法。
【請求項８】
請求項６に記載のクラッタ抑圧方法において、
前記レーダとして、スタガトリガ方式のレーダを用いると共に、
前記ノッチフィルタとして、時変係数ノッチフィルタを用いた
ことを特徴とするクラッタ抑圧方法。
【請求項９】
請求項８に記載のクラッタ抑圧方法において、
前記時変係数ノッチフィルタとして、複峰性スペクトルを持つクラッタを抑圧するために縦続に接続された複数の時変フィルタを備え、
前記縦続接続された複数の時変フィルタ全体としての周波数特性が、前記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された複数のクラッタ中心周波数推定値に周波数特性の零点を持つように、前記複数の時変フィルタ係数を設定する
ことを特徴とするクラッタ抑圧方法。
【請求項１０】
レーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するための１つの時不変もしくは時変係数のノッチフィルタを用い、前記ノッチフィルタの零点周波数を、最大エントロピー法に基づいてクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップにおける推定値に設定するようにしたクラッタ抑圧方法において、
前記クラッタ中心周波数推定ステップにおいて得られるＡＲ（auto-regressive）モデルの極、前記レーダにおける受信信号の電力およびクラッタ中心周波数推定値の差に基づいて、前記ノッチフィルタの係数を、複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に設定する設定ステップを備えたことを特徴とするクラッタ抑圧方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、レーダ装置において意図せずに受信される不要反射波（クラッタ）を抑圧するクラッタ抑圧装置及び方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
レーダ装置において、地面、海面、雲や雨などからの不要反射エコー（クラッタ）の抑圧は、目標検出のためには必須である。図６は、特公平３−２４３３号公報に開示されたクラッタ抑圧装置の構成を概念的に表した図である。図６において、１０１はグランドクラッタやシークラッタのような固定クラッタを抑圧するための固定クラッタ消去器、１０２は固定クラッタ消去器１０１の出力信号の振幅と位相の補正を行うための振幅・位相補正器、１０３はウェザクラッタのように反射源が移動するクラッタを抑圧するための移動クラッタ消去器である。なお、図６において、表記を簡略化するために、入力信号は、同相信号を実部、直交信号を虚部とする複素信号とする。
【０００３】
前記構成において、固定クラッタ消去器１０１では、グランドクラッタやシークラッタのような反射源が動かない、もしくは動いたとしても非常に速度の遅い反射源からのクラッタを抑圧する。しかし、それだけでは、ウェザクラッタのような移動クラッタが存在すれば、固定クラッタ消去器１０１だけでは消去できないため、これを抑圧するために、移動クラッタ消去器１０３を設けている。振幅・位相補正器１０２では、固定クラッタ消去器１０１の出力信号に対して、移動クラッタが固定クラッタのように見えるように振幅と位相の補正を行う。固定クラッタ消去器１０１と移動クラッタ消去器１０３の実体は、ノッチ周波数が０の高域通過フィルタである。伝達関数が１−ｚ-１（ｚ-１はパルス繰り返し周期分の遅延）の単一消去器や、（１−ｚ-１）２の２重消去器はその例である。
【０００４】
実際には、固定クラッタは捜索レーダの探知距離まで広がっているわけではない。通常、近距離までしか広がっていない。移動クラッタはもっと複雑である。レーダにおけるパルス間隔に依存して、距離アンビキュイティが存在する場合もある。すなわち、実際のクラッタの距離とドップラー周波数に関する分布は複雑である。それに対して、図６に示す構成では、固定クラッタ消去器１０１も移動クラッタ消去器１０３も全距離にわたって適用することになる。例えば、遠距離にしか移動クラッタが存在しないのに、近距離に移動クラッタとほぼ同じドップラー周波数の目標信号があったとすれば、目標信号まで消去してしまうことになる。
【０００５】
一方、実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うクラッタ抑圧装置が文献１（A. Wojtkiewicz and M. Tuszynsky、"Polish radar technology Part V. Adaptive MTI filters for uniform and staggered sampling、"IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems、 vol. 27、 No. 5、 September 1991）に開示されている。
【０００６】
図７は、前記文献に開示されたたクラッタ抑圧装置を示す構成図である。図７において、１１１は固定クラッタを抑圧するための固定クラッタ抑圧フィルタ、１１２は移動クラッタを抑圧するための移動クラッタ抑圧フィルタ、１１３はクラッタマップを生成するためのクラッタパラメータ推定器・クラッタマップ生成器、１１４はクラッタパラメータ推定器・クラッタマップ生成器１１３でのクラッタマップに基づいて固定クラッタ抑圧フィルタと移動クラッタ抑圧フィルタを個別にオン・オフ制御するフィルタ制御器である。なお、図７において、表記を簡略化するために、入力信号は、同相信号を実部、直交信号を虚部とする複素信号とする。
【０００７】
前記構成において、クラッタパラメータ推定器・クラッタマップ生成器１１３は、受信クラッタ電力、固定クラッタ抑圧フィルタ１１１の出力電力、移動クラッタのドップラー周波数を推定し、クラッタマップを生成する。図６に示す構成と異なり、これは距離に応じたものとなるため、距離によってグランドクラッタ（あるいはシークラッタ）やウェザクラッタの有無を知ることができる。そして、生成したクラッタマップに基づいて、フィルタ制御器１１４で固定クラッタ抑圧フィルタと移動クラッタ抑圧フィルタに対して個別にオン・オフの制御を行う。従って、実際のクラッタの距離に関する分布に適応して、クラッタ抑圧を行うことができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した図７に示す構成では以下の問題点がある。
・固定クラッタ抑圧フィルタ１１１の入出力信号の電力からは目標信号の有無はわからない。目標信号の消去を避けるためにその存在を認識するには、アンテナビームを数回スキャンしてクラッタマップを更新していかなければならない。
【０００９】
・スタガトリガ方式の場合、固定クラッタと移動クラッタの両方を抑圧するために固定クラッタ抑圧フィルタと移動クラッタ抑圧フィルタを縦続接続したとき、固定クラッタ抑圧フィルタを通過した信号はパルス間隔が不等間隔であるゆえに波形がひずんでしまい、後段の移動クラッタ抑圧フィルタで十分にクラッタを抑圧できない。図６に示す構成では、振幅・位相補正器１０２を設けているものの、正弦波ではないスペクトルの広がったクラッタに対しては、個々の周波数成分に対して補正を行わなければならないため、現実には補正は困難である。
【００１０】
周波数特性の観点から言えば、２つの異なる零点周波数を持つ時変フィルタを縦続に接続しても、前段のフィルタの零点周波数に周波数特性の零点ができるが、もう一方の周波数に零点が形成されないため、パワースペクトル形状に２つの山を持つ複峰性クラッタ抑圧は困難である。実際に文献１に開示されているように（Fig. 26とFig. 28）、特に送信パルスが不等間隔であるスタガトリガ時に移動クラッタ抑圧フィルタの阻止域減衰量が十分にとれていない。これは移動クラッタの抑圧能力が低いことを意味する。
【００１１】
周波数特性の観点から見たとき、２つの時変ノッチフィルタを縦続に接続しても、２つの周波数に零点ができないことを例示する。パルス間隔は４００μｓ、３００μｓ、５００μｓで、３スタガである。そこで、零点周波数が０Ｈｚと−６００Ｈｚの２つの時変フィルタを縦続に接続したときの等価振幅２乗特性を図８に示す。前段のフィルタが零点周波数０Ｈｚである。それぞれのフィルタは０Ｈｚと−６００Ｈｚに零点が形成されているが、縦続接続した総合特性は、０Ｈｚに零点ができているが、−６００Ｈｚには零点が形成されていない。これでは、固定クラッタと移動クラッタが重なったとき、特に、移動クラッタ抑圧は期待できない。
【００１２】
一方、特開昭６４−７２０９０号公報には、スタガを行わない場合の周波数特性に近似的に合わせることで、固定クラッタと移動クラッタが重なっても十分なクラッタ抑圧性能を得ようとするクラッタ抑圧フィルタの計算方法が開示されている。しかし、計算方法はあくまで近似であり、必ずしも十分な阻止域減衰量が得られるとは限らず、その場合には移動クラッタに対して十分なクラッタ抑圧性能が得られない。
【００１３】
この発明は以上のような問題点を解決するためになされたもので、複数のクラッタが重畳したときでもクラッタ抑圧性能の高いクラッタ抑圧装置及び方法を提供するものである。
【００１４】
また、１コヒーレントプロセッシングインターバル内で、目標信号の存在を考慮して実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となるクラッタ抑圧装置及び方法を提供するものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るクラッタ抑圧装置は、レーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するための１つ以上のノッチフィルタを用い、前記ノッチフィルタの零点周波数を、最大エントロピー法に基づいてクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段における推定値に設定する手段を備えたクラッタ抑圧装置において、前記ノッチフィルタを選択する選択手段と、前記選択手段で選択すべきノッチフィルタを、前記クラッタ中心周波数推定手段において得られるＡＲ（auto-regressive）モデルの極、前記受信信号の電力およびクラッタ中心周波数推定値の差に基づいて複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定する判定手段とを備えたことを特徴とするものである。
【００１７】
また、前記ノッチフィルタとして、時不変係数のノッチフィルタを用いたことを特徴とするものである。
【００１８】
また、前記レーダとして、スタガトリガ方式のレーダを用いると共に、前記ノッチフィルタとして、時変係数ノッチフィルタを用いたことを特徴とするものである。
【００１９】
また、前記時変係数ノッチフィルタとして、複峰性スペクトルを持つクラッタを抑圧するために縦続に接続された複数の時変フィルタを備え、前記縦続接続された複数の時変フィルタ全体としての周波数特性が、前記クラッタ中心周波数推定手段により推定された複数のクラッタ中心周波数推定値に周波数特性の零点を持つように、前記複数の時変フィルタ係数を設定することを特徴とするものである。
【００２０】
また、他の発明に係るクラッタ抑圧装置は、レーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するための１つの時不変もしくは時変係数のノッチフィルタを用い、前記ノッチフィルタの零点周波数を、最大エントロピー法に基づいてクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段における推定値に設定する手段を備えたクラッタ抑圧装置において、前記クラッタ中心周波数推定手段において得られるＡＲ（auto-regressive）モデルの極、前記レーダにおける受信信号の電力およびクラッタ中心周波数推定値の差に基づいて、前記ノッチフィルタの係数を、複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に設定する設定手段を備えたことを特徴とするものである。
【００２２】
また、この発明に係るクラッタ抑圧方法は、レーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するための１つ以上のノッチフィルタを用い、前記ノッチフィルタの零点周波数を、最大エントロピー法に基づいてクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップにおける推定値に設定するようにしたクラッタ抑圧方法において、前記ノッチフィルタを選択する選択ステップと、前記選択ステップで選択すべきノッチフィルタを、前記クラッタ中心周波数推定ステップにおいて得られるＡＲ（auto-regressive）モデルの極、前記受信信号の電力およびクラッタ中心周波数推定値の差に基づいて複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定する判定ステップとを備えたことを特徴とするものである。
【００２４】
また、前記ノッチフィルタとして、時不変係数のノッチフィルタを用いたことを特徴とするものである。
【００２５】
また、前記レーダとして、スタガトリガ方式のレーダを用いると共に、前記ノッチフィルタとして、時変係数ノッチフィルタを用いたことを特徴とするものである。
【００２６】
また、前記時変係数ノッチフィルタとして、複峰性スペクトルを持つクラッタを抑圧するために縦続に接続された複数の時変フィルタを備え、前記縦続接続された複数の時変フィルタ全体としての周波数特性が、前記クラッタ中心周波数推定ステップにより推定された複数のクラッタ中心周波数推定値に周波数特性の零点を持つように、前記複数の時変フィルタ係数を設定することを特徴とするものである。
【００２７】
また、他の発明に係るクラッタ抑圧方法は、レーダにおいて受信される不要反射エコーであるクラッタを抑圧するための１つの時不変もしくは時変係数のノッチフィルタを用い、前記ノッチフィルタの零点周波数を、最大エントロピー法に基づいてクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定ステップにおける推定値に設定するようにしたクラッタ抑圧方法において、前記クラッタ中心周波数推定ステップにおいて得られるＡＲ（auto-regressive）モデルの極、前記レーダにおける受信信号の電力およびクラッタ中心周波数推定値の差および前記レーダにおける受信信号の電力に基づいて、前記ノッチフィルタの係数を、複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に設定する設定ステップを備えたことを特徴とするものである。
【００２８】
また、前記設定ステップは、前記クラッタ中心周波数推定ステップにおいて得られるＡＲモデルの極、前記受信信号の電力およびクラッタ中心周波数推定値に基づいて、前記ノッチフィルタの係数を、複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に設定することを特徴とするものである。
【００２９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係るクラッタ抑圧装置を示す構成図である。クラッタ抑圧装置は、通常レーダ装置を構成する一要素であり、レーダ装置に組み込んだ形で使用する。図１において、１は受信信号をそのまま出力するか、あるいは複数のノッチフィルタのどれに受信信号を送るかを選択する選択手段、２は受信信号中のクラッタ中心周波数を推定するクラッタ中心周波数推定手段、３は選択手段１で選択すべきノッチフィルタを判定するための判定手段、４−１は単峰性スペクトルを持つクラッタを抑圧するための第１のノッチフィルタ（ＦＩＲ形、ＦＩＲ：Finite Impulse Response）、４−２は２つのクラッタが重畳したうちの一方のクラッタを抑圧するための第２のノッチフィルタ（ＦＩＲ形）、４−３は２つのクラッタが重畳したうちのもう一方のクラッタを抑圧するための第３のノッチフィルタ（ＦＩＲ形）である。これらノッチフィルタは、フィルタ係数がサンプリング時刻によらず固定である時不変係数のノッチフィルタである。ノッチフィルタで信号処理するときのサンプリング間隔はパルス繰り返し周期であり、本実施の形態では固定値である。
【００３０】
５−ｉ（ｉ＝１、２、３、以下同様）は第ｉのノッチフィルタ４−ｉの係数を計算する第ｉのノッチフィルタ係数計算手段、６−ｉは第ｉのノッチフィルタ４−ｉの係数の基となる零点周波数０のノッチフィルタの係数を格納する第ｉの零点周波数０のフィルタ係数格納手段、７は信号電力を正規化するための乗算器であり、その値は、例えば、白色雑音入力時の出力信号電力が、入力雑音電力と同じになるように決める。
【００３１】
ここで、固定クラッタと移動クラッタ等が重畳して、ピークが２つ以上あるスペクトルのことを複峰性スペクトルという。これに対し、単峰性スペクトルとは、クラッタとして固定クラッタか移動クラッタの一方のみ存在し、ピークが１つあるスペクトルのことをいう。目標信号によるスペクトルのピークは数えないものとする。単峰性スペクトルを持つクラッタを単に単峰性クラッタ、複峰性スペクトルを持つクラッタを単に複峰性クラッタと呼ぶことにする。
【００３２】
以下、図１に従って実施の形態１の動作について説明する。レーダの送信信号としては、パルス信号あるいはパルス圧縮を行うために周波数変調あるいは符号変調されたパルス信号を想定する。信号はレンジビンとヒットの２次元形式で表現する。受信信号をｕ（ｋ、ｎ）、第１のノッチフィルタ４−１の出力信号をｙ１（ｋ、ｎ）、第２のノッチフィルタ４−２の出力信号をｙ２（ｋ、ｎ）、第３のノッチフィルタ４−３の出力信号をｙ３（ｋ、ｎ）、図１の出力信号をｚ（ｋ、ｎ）とする。ｋはレンジビン番号（ｋ＝１、２、・・・、Ｋ）、ｎはヒット番号である（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ）。Ｋ、Ｎはそれぞれ１コヒーレントプロセッシングインターバル中のレンジビン数とヒット数である。受信信号は、受信機やＡ／Ｄ変換器などによりディジタル同相・直交信号に変換されている。表記の簡単化のため、各信号は、同相信号を実部、直交信号を虚部とする複素ディジタル信号とする。
【００３３】
選択手段１は、判定手段３の判定結果に基づいて、受信信号をそのまま出力するか、第１のノッチフィルタ４−１に入力するか、第２のノッチフィルタ４−２に入力するかを適当なサイズのレンジビンブロック毎に割り振る。ここで、レンジビンブロックとは、全レンジビン数Ｋを適当なブロック長Ｂでブロック分けしたときのブロックである。判定手段３は、受信信号の当該レンジビンブロックにおいて、クラッタの有無と、クラッタがある場合は単峰性か複峰性（ここではクラッタスペクトルピーク数は最大２とする）かを判定することになる。クラッタがないと判定したときには、受信信号をそのまま出力させ（選択手段１は図１のＡを選択）、クラッタが単峰性と判定した場合には、受信信号を第１のノッチフィルタ４−１に送り（選択手段１は図１のＢを選択）、クラッタが複峰性と判定した場合には、受信信号を第２のノッチフィルタ４−２に送る（選択手段１は図１のＣを選択）。なお、判定手段３での判定アルゴリズムについては後に説明する。
【００３４】
各ノッチフィルタの零点周波数は、クラッタ中心周波数推定手段２で推定された周波数を持つようにする。そのために、クラッタ中心周波数推定手段２で、受信信号を単峰性および複峰性クラッタと仮定して、１次と２次のＡＲ（auto-regressive）モデルを使ってクラッタ中心周波数の推定を行う。これは、例えば文献２（原沢、真野：“メジアンフィルタを用いたアダプティブＭＴＩ”電子情報通信学会論文誌B−II、 vol. J79−B−II、 No. 12、 pp. 1013−1021、 Nov.、 1996）で開示されている方法を使う。最大エントロピー法に基づいて、ＡＲモデルを用いた推定を行っている。また、この推定法は、目標信号を無視するように働く。つまり、目標信号のドップラー周波数は推定しないようにしている。
【００３５】
１次ＡＲモデルによる推定値をｆ０１(b)、２次ＡＲモデルによる推定値をｆ０２１(b)、ｆ０２２(b)とする。肩文字ｂはレンジビンブロック番号であり、ｂ＝１、２、・・・、Ｋ／Ｂである。これらの周波数は、パルス繰り返し周波数ＰＲＦで正規化した値とする。
【００３６】
ｆ０１(b)、ｆ０２１(b)、ｆ０２２(b)の算出について説明する。文献２の推定法では、クラッタ中心周波数推定は受信信号のレンジビンとヒット毎に行うため、クラッタ中心周波数推定値は、レンジビンｋとヒットｎに依存する。１次ＡＲモデルによる推定値をｆｃ１（ｋ、ｎ）、２次ＡＲモデルによる推定値をｆｃ２１（ｋ、ｎ）、ｆｃ２２（ｋ、ｎ）とする。そして、ｆ０１(b)、ｆ０２１(b)、ｆ０２２(b)はそれぞれ、ｆｃ１（ｋ、ｎ）、ｆｃ２１（ｋ、ｎ）、ｆｃ２２（ｋ、ｎ）をヒットおよびそのレンジビンブロック内で平均したものとする。数式で示せば、式（１）、（２）のようになる。なお、平均操作は、その周波数を偏角とする絶対値１の複素数に対して行い、その結果の偏角をもって平均の周波数とする。なお、必ずしもブロック内の全レンジビンを使わなくても良い。たとえば、数レンジビン毎に行ってもよい。
【００３７】
【数１】
0004109918.tif 000002
【００３８】
次に、第ｉのノッチフィルタ４−ｉ（ｉ＝１、２、３）とそれに対応する係数計算手段について説明する。想定されるクラッタ帯域幅に対応して、あらかじめ周波数０近傍を阻止域とする適当な高域通過ディジタルフィルタ（周波数０に零点を持つことが望ましい）を３種類用意しておく。それらの係数（実数）を第１のノッチフィルタ４−１用にａm（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ１−１；Ｍ１はインパルス応答長）、第２のノッチフィルタ４−２用にｂ１ｍ（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ２−１；Ｍ２はインパルス応答長）、第３のノッチフィルタ４−３用にｂ２ｍ（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ３−１；Ｍ３はインパルス応答長）とする。
【００３９】
これらはそれぞれ第１、第２、第３の零点周波数０のフィルタ係数格納手段６−１、６−２、６−３に格納しておく。クラッタ中心周波数推定手段２で得られた推定値（平均した結果）は、上述のようにｆ０１(b)、ｆ０２１(b)、ｆ０２２(b)である。第１のノッチフィルタ４−１の係数をαｍ(b)、第２のノッチフィルタ４−２の係数をβ１ｍ(b)、第３のノッチフィルタ４−３の係数をβ２ｍ(b)とすると、第ｉのノッチフィルタ係数計算手段５−ｉでは式（３）の計算を行い、第ｉのノッチフィルタ４−ｉに出力する。
【００４０】
【数２】
0004109918.tif 000003
【００４１】
次に、判定手段３の動作について説明する。最初に、全レンジビンのブロック分けを行う理由を説明する。判定手段３では、どこに受信信号を送るかを判定するが、その判定のための特徴量として、受信信号の電力と、クラッタ中心周波数推定に利用するＡＲモデルの極を用いる。これらを用いてレンジビン毎に判定すると特徴量がばらついてしまい、判定結果がレンジビン毎に変化してしまう可能性がある。そうなると、出力信号の統計的性質もレンジビン毎に変わってしまう。
【００４２】
これは、クラッタ抑圧処理に続くＣＦＡＲ（constant false alarm）による目標検出処理に悪影響を与える可能性がある。また、現実には、数十レンジビンでクラッタ中心周波数が大きく変わることはほとんどない。そこで、全レンジを適当なブロック長Ｂでブロック分けし、特徴量をレンジビンブロック内で平均して判定に用いる。判定はそのレンジビンブロック毎に行う。そうすれば、判定を行う回数は多くならないし、出力信号の統計的性質もそのレンジビンブロック内では均一に保たれる。ＣＦＡＲ処理はそのレンジビンブロック内で行えばよい。
【００４３】
判定に用いる特徴量について説明する。特徴量としては、受信信号のレンジビンブロック内の平均電力、クラッタ中心周波数推定手段２で用いるＡＲモデルの極の絶対値をレンジビンブロック内で平均したものである。レンジビンブロック番号ｂにおける受信平均電力は以下の式（４）から算出する。Ｐｕ(b)は受信信号ｕ（ｋ、ｎ）のレンジビンブロック番号ｂにおける平均電力である。
【００４４】
【数３】
0004109918.tif 000004
【００４５】
もう１つの特徴量であるＡＲモデルの極の絶対値の平均値について簡単に説明する。詳細は、特開２００１−１８３４５３号公報および特開２００１−２４２２３８号公報に記されている。クラッタ中心周波数推定手段２ではヒットおよびレンジビン毎に１次と２次のＡＲモデルを用いてクラッタ中心周波数を求める。中心周波数推定値の基となった複素数値（偏角をとる前の値）を極と呼ぶことにする。１次と２次のＡＲモデルの極もヒットおよびレンジビン毎に得られる。
【００４６】
こうして得られた極の絶対値をレンジビンブロック内で平均する。平均した結果を１次ＡＲモデルに対してＱ１（ｂ）、２次ＡＲモデルに対してＱ２ｉ（ｂ）（ｉ＝１、２）とする。そして、ＡＲモデルの極の絶対値のレンジビンブロック内平均値（混同の恐れがないときは単にＡＲモデルの極の絶対値と呼ぶ）について数値的に調べると、以下のことがわかった。
・クラッタが存在しないときは、１次ＡＲモデルの極の絶対値は小さくなる。
・単峰性クラッタの場合は、１次ＡＲモデルの極の絶対値と、２次ＡＲモデルの極の絶対値の一方は比較的大きい値を取る。
・複峰性クラッタの場合は、２次ＡＲモデルの２つの極の絶対値はともに比較的大きい値を取る。
【００４７】
判定手段３における判定アルゴリズムを図２に示すフローチャートを参照して説明する。レンジビンブロック番号ｂ（ｂ＝１、２、・・・、Ｋ／Ｂ）に着目する。
ステップＳ１：受信信号電力Ｐｕ(b)がしきい値Pｔｈ未満かどうか調べる。Pｔｈは雑音電力よりやや大きい値に設定する。Ｐｕ(b)＜PｔｈであればステップＳ２へ、そうでなければステップＳ３へ移行する。
ステップＳ２：クラッタはないと判定して受信信号をそのまま出力する。つまり、選択手段１は図１のＡを選択し、判定操作を終了する。
【００４８】
ステップＳ３：１次ＡＲモデルの極の絶対値Ｑ１（ｂ）が予め設定した極のしきい値Ｑｔｈより小さいかどうか調べる。Ｑ１（ｂ）＜ＱｔｈであればステップＳ２へ。そうでなければステップＳ４へ。（このステップを設けているのは、クラッタがなくても目標信号が存在する場合を想定している。）
ステップＳ４：２次ＡＲモデルの極の絶対値Ｑ２１（ｂ）、Ｑ２２（ｂ）の両方が極のしきい値Ｑｔｈ以上かどうか調べる。両方がしきい値Ｑｔｈ以上あればステップＳ６へ。そうでなければステップＳ５へ。
ステップＳ５：単峰性クラッタが存在すると判定して、選択手段１は図１のＢを選択して判定操作を終了する。
ステップＳ６：複峰性クラッタが存在すると判定して、選択手段１は図１のＣを選択して判定操作を終了する。
【００４９】
ステップＳ１で、Ｐｕ(b)＜Pｔｈであれば、もはやクラッタ中心周波数推定やＡＲモデルの極の絶対値を計算する必要は必ずしもない。同様に、ステップＳ３でＱ１（ｂ）＜Ｑｔｈであれば、２次ＡＲモデリングを行う必要は必ずしもない。
【００５０】
図１の出力信号ｚ（ｋ、ｎ）は式（５）のようになる。これはレンジビンブロック毎に変わる。
【００５１】
【数４】
0004109918.tif 000005
【００５２】
式（５）で、ｙ１（ｋ、ｎ）は式（６）、ｙ３（ｋ、ｎ）は式（７）、（８）で求められる。ｃは正規化係数で、図１の乗算器７に対応する。ｃは例えば、第２のノッチフィルタ４−２に複素白色雑音を入力したときに、第３のノッチフィルタ４−３の出力信号ｙ３（ｋ、ｎ）の電力が、入力雑音電力と同じになるように決める。
【００５３】
【数５】
0004109918.tif 000006
【００５４】
図１では、最大２つのスペクトルのピークを持つクラッタを対象にした処理であった。これを拡張して、特開２００１−１８３４５３号公報と同様、３つ以上のスペクトルのピークを持つクラッタを対象にすることも可能である。例えば、最大３つのスペクトルのピークを持つクラッタを対象にする場合は、３つのノッチフィルタを縦続接続したものを、図１の選択手段１の選択肢に加えることになる。それに伴い、ノッチフィルタ係数計算手段、零点周波数０のフィルタ係数格納手段も増えることになる。また、クラッタ中心周波数推定手段２で使用するＡＲモデルも最大３次のものになる。判定手段３において、図２のステップＳ４で”Ｙｅｓ”の場合は、さらに３次ＡＲモデルの極による判定が加わる。３次ＡＲモデルの極が３つともしきい値Ｑｔｈ以上であれば、３つのノッチフィルタを縦続接続したものでクラッタ抑圧処理を行う。そうでない場合は、図１の選択手段１の選択肢Ｃを選択する。
【００５５】
この実施の形態１が特開２００１−１８３４５３号公報および特開２００１−２４２２３８号公報と異なる点は、選択手段１によるノッチフィルタ選択をフィルタ処理の前に行う点にある。複数のフィルタ出力を選択するのではない。よって、必要最小限のフィルタ処理にとどめることができる。また、判定手段３における判定結果によっては、クラッタ中心周波数推定の必要はなくなる場合もある。これらにより、信号処理演算量の低減を図ることができる。
【００５６】
従って、実施の形態１によれば、判定手段３で利用する特徴量が１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で算出可能であるため、従来の技術のように数回のスキャンを必要としないで実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となる。また、特徴量の算出には多数のヒット数を必要としないため、１コヒーレントプロセッシングインターバルあたりのパルスヒット数が少ない捜索レーダでも良好なクラッタ抑圧性能を得ることができる。
【００５７】
実施の形態２．
実施の形態２は、実施の形態１を巡回的に不等間隔パルスを送信するスタガトリガ方式に適用できるように変形したものである。図３は、この発明の実施の形態２に係るクラッタ抑圧装置を示す構成図である。クラッタ抑圧装置は、通常レーダ装置を構成する一要素であり、レーダ装置に組み込んだ形で使用する。図３において、図１と同じ構成要素については説明を省略する。１０−１は単峰性スペクトルを持つクラッタを抑圧するための第１の時変ノッチフィルタ（ＦＩＲ形）、１０−２は２つのクラッタが重畳したうちの一方のクラッタを抑圧するための第２の時変ノッチフィルタ（ＦＩＲ形）、１１は第２の時変ノッチフィルタ１０−２と縦続接続したときに、２つのクラッタの中心周波数に零点を持つようにして、２つのクラッタが重畳したうちのもう一方も抑圧できるようにするための補償フィルタ（ＦＩＲ形）である。１２−ｉ（ｉ＝１、２、以下同様）は第ｉの時変ノッチフィルタ１０−ｉの係数を計算する第ｉのノッチフィルタ係数計算手段、１３は第２の時変ノッチフィルタ１０−２の係数を利用して補償フィルタ１１の係数を計算するための補償フィルタ係数計算手段、１４−ｉは第ｉの時変ノッチフィルタ１０−ｉの係数の基となる零点周波数が０の時変ノッチフィルタの係数を格納する第ｉの零点周波数０の時変フィルタ係数格納手段である。「時変」とは、フィルタの係数が信号のサンプリング間隔に応じて変わるという意味である。
【００５８】
文献３（H. W. Thomas、 N. P. Lutte、 and M. W. Jelffs、 "Design of m.t.i. filters with staggered p.r.f: a pole-zero approach、" Proc. IEE、 vol. 121、 no. 12、 p. 1460-1466、 1974）によれば、スタガトリガ方式の場合、従来の２重消去器などのようにフィルタ係数を時不変とするのではなく、処理を行おうとする信号のパルスの位置（あるいはパルス間隔）に応じてフィルタ係数を変えると、スタガトリガ方式でも周波数０に多重零点を持つ阻止域幅の広いノッチフィルタを得ることができる。本実施の形態でもそのような時変係数フィルタを採用することにする。
【００５９】
実施の形態２の説明の前に、表記法を以下に記す。
スタガトリガ方式スタガ数をＬとして、ｉ≦Ｌに対してはτｉ＝ＰＲＩｉ、ｉ＞Ｌに対してはτＬ＋１＝ＰＲＩ１、τＬ＋２＝ＰＲＩ２、・・・、τ２Ｌ−１＝ＰＲＩＬ−１、τ２Ｌ＝ＰＲＩＬ、τ２Ｌ＋１＝ＰＲＩ１、・・・とする。
【００６０】
0004109918.tif 000007
【００６１】
実施の形態２においては、選択手段１、クラッタ中心周波数推定手段２、判定手段３の動作については実施の形態１と同じであるので、実施の形態１と異なるフィルタの構成について説明する。受信信号をｕ（ｋ、ｔｎ）、第１の時変ノッチフィルタ１０−１の出力信号をｙ１（ｋ、ｔｎ）、第２の時変ノッチフィルタ１０−２の出力信号をｙ２（ｋ、ｔｎ）、補償フィルタ１１の出力信号をｙ３（ｋ、ｔｎ）、図３の出力信号をｚ（ｋ、ｔｎ）とする。ｎはヒット番号（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ）である。第１の時変ノッチフィルタ１０−１は単峰性クラッタ抑圧用、第２の時変ノッチフィルタ１０−２と補償フィルタ１１の縦続接続は複峰性クラッタ抑圧用である。クラッタ中心周波数推定手段２では既に３種のクラッタ中心周波数ｆ０１(b)、ｆ０２１(b)、ｆ０２２(b)が推定されているものとする。
【００６２】
第１、第２の時変ノッチフィルタ１０−１、１０−２、補償フィルタ１１と対応するフィルタ係数計算手段について説明する。想定されるクラッタ帯域幅に対応して、あらかじめ周波数０近傍を阻止域とする適当な時変高域通過ディジタルフィルタ（周波数０に零点を持つことが望ましい）を２種類用意しておく。それらの係数（実数）を第１の時変ノッチフィルタ１０−１用にｈｉｍ（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ１−１；Ｍ１はインパルス応答長；ｉ＝０、１、２、・・・、Ｌ−１）、第２の時変ノッチフィルタ１０−２用にｇｉｍ（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ２−１；Ｍ２はインパルス応答長）とする。これらはそれぞれ第１および第２の零点周波数０の時変フィルタ係数格納手段１４−１、１４−２に格納されている。これらは例えば文献３の方法で計算できる。
【００６３】
クラッタ中心周波数推定手段２で得られた推定値は、上述のようにｆ０１(b)、ｆ０２１(b)（これは一般に固定クラッタに対応）、ｆ０２２(b)である。これらは平均ＰＲＦで正規化された値とする。平均ＰＲＦとは、パルス繰返し周期の平均ＰＲＩａｖの逆数である。第１の時変ノッチフィルタ１０−１の係数をＡｉｍ(b)、第２の時変ノッチフィルタ１０−２の係数をＢｉｍ(b)とすると、第１、第２の時変ノッチフィルタ係数計算手段１４−１、１４−２ではそれぞれ式（９）、（１０）の計算を行い、第１、第２のノッチフィルタ１０−１、１０−２に出力する。
【００６４】
【数６】
0004109918.tif 000008
【００６５】
補償フィルタ１１の係数Ｃｉｍ(b)（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ３−１；Ｍ３はインパルス応答長）は、クラッタ中心周波数推定手段２における２次ＡＲモデルによる式（１０）で使わなかった推定値ｆ０２２(b)（これは一般に移動クラッタに対応）と、式（１０）の第２の時変ノッチフィルタ１０−２の係数をＢｉｍ(b)を用いて、補償フィルタ係数計算手段１３で例えば特開２００１−２４２２３８号公報に記されている連立方程式をＬ回解く方法で計算する。これによって第２の時変ノッチフィルタ１０−２と補償フィルタ１１を縦続接続したものはｆ０２１(b)とｆ０２２(b)に零点を形成する。補償フィルタ１１を単純にノッチフィルタとしては不都合が生ずるのは、既に説明した通りである。
【００６６】
図２の出力信号は式（１１）のようになる。これはレンジビンブロック毎に変わる。式（１１）で、ｙ１（ｋ、ｔｎ）は式（１２）、ｙ３（ｋ、ｔｎ）は式（１３）（１４）で求められる。
【００６７】
【数７】
0004109918.tif 000009
【００６８】
図３では、複峰性クラッタ抑圧のために第２の時変ノッチフィルタ１０−２と補償フィルタ１１の縦続構成としたが、これを２つの周波数に零点を持つ単一の時変フィルタとしてもよい。フィルタ係数計算のための演算量は、図３の縦続接続構成の方が少ない。
【００６９】
図３では、最大２つのスペクトルのピークを持つクラッタを対象にした処理であった。これを拡張して、特開２００１−２４２２３８号公報と同様に、３つ以上のスペクトルのピークを持つクラッタを対象にすることも可能である。例えば、最大３つのスペクトルのピークを持つクラッタを対象にする場合は、１つの時変ノッチフィルタと２つの補償フィルタを縦続接続したものを、図３の選択手段１の選択肢に加えることになる。それに伴い、補償フィルタ係数計算手段、零点周波数０のフィルタ係数格納手段も増えることになる。また、クラッタ中心周波数推定手段２で使用するＡＲモデルも最大３次のものになる。判定手段３における動作は実施の形態１で説明したのと同様である。
【００７０】
実施の形態２が特開２００１−２４２２３８号公報と異なる点は、選択手段１によるノッチフィルタ選択をフィルタ処理の前に行う点にある。複数のフィルタ出力を選択するのではない。よって、必要最小限のフィルタ処理にとどめることができる。また、判定手段３における判定結果によっては、クラッタ中心周波数推定や時変ノッチフィルタ係数計算の必要がなくなる場合もある。これらにより、信号処理演算量の低減を図ることができる。
【００７１】
以上のように、実施の形態２によれば、判定手段３で利用する特徴量が１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で算出可能であるため、従来の技術のように数回のスキャンを必要としないで実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となる。固定クラッタと移動クラッタが重畳した場合も、複数のノッチ周波数を持つ阻止域減衰量の多い従属な２つの時変フィルタの縦続接続で処理するため、フィルタ係数の近似計算や波形ひずみに起因するクラッタ抑圧性能の劣化はなく、複峰性クラッタ抑圧性能が高い。また、特徴量の算出には多数のヒット数を必要としないため、１コヒーレントプロセッシングインターバルあたりのパルスヒット数が少ない捜索レーダでも良好なクラッタ抑圧性能を得ることができる。
【００７２】
実施の形態３．
実施の形態１と２では、選択手段１が処理に用いるべきフィルタを切り替えていた。その代わりに、判定手段３の判定結果に基づいてフィルタの係数を計算し、その係数を単一のクラッタ抑圧用ノッチフィルタの係数として設定するようにしてもよい。図４は、実施の形態３に係るクラッタ抑圧装置を示す構成図である。図４において、２１はクラッタ抑圧用のノッチフィルタ（ＦＩＲ形）、２２はノッチフィルタ２１の係数を計算するノッチフィルタ係数計算手段であり、ノッチフィルタとしては、時不変あるいは時変係数のノッチフィルタを用いることが出来る。
【００７３】
フィルタ係数計算手段２２の動作について、スタガトリガ方式でない場合について説明する。ノッチフィルタ係数計算手段２２の中に判定手段３とおなじ仕組みが含まれている。第ｂレンジビンブロックの受信信号に対して、図２に対応して「Ａ（受信信号）を選択」（ステップＳ２）と判定した場合は、クラッタがないと判定されたので、ノッチフィルタ２１の係数ｐｍ(ｂ)（ｍ＝０、１、・・・、Ｍ−１；Ｍはインパルス応答長で、判定結果により異なる。ｂはレンジビンブロック番号）としては、ｐ０(ｂ)＝１（Ｍ＝１）と設定する。これはフィルタがないのと同じで、信号をそのまま通過させる。
【００７４】
第ｂレンジビンブロックの受信信号に対して、図２に対応して「Ｂを選択（単峰性クラッタ抑圧フィルタで処理）」（ステップＳ５）と判定した場合は、ノッチフィルタ係数計算手段２２はノッチフィルタ２１の係数ｐｍ(ｂ)を式（１５）のように設定する。αｍ(b)は式（３）と同じである。第ｂレンジビンブロックの受信信号に対して、図２に対応して「Ｃを選択（複峰性クラッタ抑圧フィルタで処理）」（ステップＳ６）と判定した場合は、ノッチフィルタ係数計算手段２２はノッチフィルタ２１の係数ｐｍ(ｂ)を式（１６）のように設定する。β１ｍ(b)、β２ｍ(b)は式（３）と同じであり、＊は２つのフィルタのインパルス応答β１ｍ(b)、β２ｍ(b)の畳み込み演算を意味する。ノッチフィルタ２１の出力信号ｚ（ｋ、ｎ）は式（１７）のようになる。
【００７５】
【数８】
0004109918.tif 000010
【００７６】
スタガトリガ方式の場合は、ノッチフィルタ２１の係数が時変であり、式（１６）、（１７）はそのまま適用できないことに注意すれば、動作は同様である。以下、スタガトリガ方式の場合について説明する。ノッチフィルタ２１の係数をスタガトリガ方式でない場合と区別してｑｉｍ（ｂ）（ｉ＝０，１，・・・，Ｌ−１；ｍ＝０，１，・・・，Ｍ−１；Ｍはインパルス応答長で、判定結果により異なる。ｂはレンジビンブロック番号）と表す。第ｂレンジビンブロックの受信信号に対して、図２に対応して「Ａ（受信信号）を選択」（ステップＳ２）と判定した場合は、クラッタがないと判定されたので、ノッチフィルタ２１の係数ｑｉｍ（ｂ）としては、ｑｉ０（ｂ）＝１（Ｍ＝１）と設定する。これはフィルタがないのと同じで、そのまま信号を通過させる。
【００７７】
第ｂレンジビンブロックの受信信号に対して、図２に対応して「Ｂを選択（単峰性クラッタ抑圧フィルタで処理）」（ステップＳ５）と判定した場合は、ノッチフィルタ係数計算手段２２はノッチフィルタ２１の係数ｑｉｍ（ｂ）を式（１８）のように設定する。Ａｉｍ(b)は式（９）と同じである。
【００７８】
第ｂレンジビンブロックの受信信号に対して、図２に対応して「Ｃを選択（複峰性クラッタ抑圧フィルタで処理）」（ステップＳ６）と判定した場合は、ノッチフィルタ係数計算手段２２はノッチフィルタ２１の係数ｑｉｍ（ｂ）を式（１９）のように設定する。式（１９）で、Ｄｉｍ（ｂ）は式（２０）のように計算する。式（２０）で、Ｂｉｍ（ｂ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ１−１）は式（１０）と同じ、Ｃｉｍ（ｂ）（ｍ＝０，１，…，Ｍ２−１）は補償フィルタ１１の係数（実施の形態２で述べたように特開２００１−２４２２３８号で説明した方法で計算できる）、＊は[ ]で囲んだ２つの数列の畳み込み演算を意味する。＋は畳込みの結果得られた数列をベクトルとみなしたときのベクトルの加算である。
【００７９】
時刻ｔkとＣim（ｂ）の対応関係は以下の通りである。ｔ＝ｔ1，ｔL+1，ｔ2L+1，・・・に対してはＣ00（ｂ），Ｃ01（ｂ），・・・，Ｃ0、M2−１（ｂ）が対応、ｔ＝ｔ2，ｔL+2，ｔ2L+2，・・・に対してはＣ10（ｂ），Ｃ11（ｂ），・・・，Ｃ1、M2−１（ｂ）が対応、ｔ＝ｔ3，ｔL+3，ｔ2L+3，・・・に対してはＣ20（ｂ），Ｃ21（ｂ），・・・，Ｃ2、M2−１（ｂ）が対応する。以下同様である。時刻ｔkとＢim（ｂ）の対応関係も同様である。式（２０）のＢim（ｂ）の添字の左側の値ｉが負の数になった場合は、ｉ＝−１，−２，−３，・・・はそれぞれＬ−１，Ｌ−２，Ｌ−３，・・・と読み替える。ノッチフィルタ２１の出力信号ｚ（ｋ，ｔｎ）は式（２１）のようになる。
【００８０】
ここでは最大２つのスペクトルのピークを持つクラッタを抑圧する場合について説明したが、３つ以上のスペクトルのピークを持つクラッタを対象にするように拡張することも可能である。
【００８１】
【数９】
0004109918.tif 000011
【００８２】
実施の形態３が特開２００１−１８３４５３号公報および特開２００１−２４２２３８号公報と異なる点は、受信信号の当該レンジビンブロックにクラッタがあるかどうか、クラッタがある場合は単峰性か複峰性かを判定した後に、フィルタ係数を計算して単一のフィルタの係数として設定する点にある。複数のフィルタ出力を選択するのではない。よって、必要最小限のフィルタ処理にとどめることができる。また、前記の判定結果によっては、クラッタ中心周波数推定や時変ノッチフィルタ係数計算の必要がなくなる場合もある。これらにより、信号処理演算量の低減を図ることができる。
【００８３】
以上のように、実施の形態３によれば、フィルタ係数計算手段２２に含まれる判定で利用する特徴量が１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で算出可能であるため、従来の技術のように数回のスキャンを必要としないで実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となる。固定クラッタと移動クラッタが重畳した場合も、複数のノッチ周波数を持つ阻止域減衰量の多い従属な２つの時変フィルタの縦続接続で処理するため、フィルタ係数の近似計算や波形ひずみに起因するクラッタ抑圧性能の劣化はなく、複峰性クラッタ抑圧性能が高い。また、特徴量の算出には多数のヒット数を必要としないため、１コヒーレントプロセッシングインターバルあたりのパルスヒット数が少ない捜索レーダでも良好なクラッタ抑圧性能を得ることができる。
【００８４】
実施の形態４．
実施の形態１および実施の形態３では、判定手段３にアルゴリズムとして図２に示すフローチャートを用いたが、クラッタスペクトルの単峰性と複峰性の判定として、クラッタ中心周波数推定結果（レンジビンブロック内で平均化されたもの）を利用すると、より精度の高い判定が行える。
【００８５】
図５は、この発明の実施の形態４に係る判定手段３における判定アルゴリズムを示したフローチャートである。図２との違いは、ステップＳ４の次に、ステップＳＳ１を設けたことである。
【００８６】
２次ＡＲモデルの２つの極（レンジビンブロック内での絶対値の平均値）がともにしきい値Ｑｔｈ以上であっても、２次ＡＲモデルによるクラッタ中心周波数推定値ｆ０２１(b)，ｆ０２２(b)の差の絶対値｜ｆ０２１(b)−ｆ０２２(b)｜が所定のしきい値ｆｄｔｈより小さい場合は，単峰性クラッタとみなし，選択手段１は図１のＢを選択し、判定操作を終了する。上記に当てはまらない場合は、クラッタは複峰性であると判定し、選択手段１は図１のＣを選択し、判定操作を終了する。
【００８７】
ステップＳＳ１を要約すると、以下のようになる。ステップＳＳ１：｜ｆ０２１(b)−ｆ０２２(b)｜＜ｆｄｔｈであれば、ステップＳ５へ移行する。そうでない場合は、ステップＳ６へ移行する。ここで、クラッタ中心周波数推定値ｆ０２１(b)，ｆ０２２(b)は既に得られているものであり、ステップＳＳ１の追加による演算負荷はわずかである。
【００８８】
以上のように、実施の形態４によれば、クラッタスペクトルの単峰性と複峰性の判定精度を高めることが可能となる。
【００８９】
【発明の効果】
以上ように、この発明によれば、ノッチフィルタ選択をフィルタ処理の前に行うようにしたので、必要最小限のフィルタ処理にとどめることができ、また、判定結果によっては、クラッタ中心周波数推定の必要がなくなる場合もあり、信号処理演算量の低減を図ることができる。
【００９０】
また、判定で利用する特徴量が１コヒーレントプロセッシングインターバル内の受信信号で算出可能であるため、従来の技術のように数回のスキャンを必要としないで実際のクラッタの距離に関する分布に適応してクラッタ抑圧を行うことが可能となり、また、特徴量の算出には多数のヒット数を必要としないため、１コヒーレントプロセッシングインターバルあたりのパルスヒット数が少ない捜索レーダでも良好なクラッタ抑圧性能を得ることができる。
【００９１】
また、選択手段で選択すべきノッチフィルタを、ＡＲモデルの極、受信信号の電力およびクラッタ中心周波数推定値に基づいて複数の連続するレンジビンからなるブロック毎に判定するようにしたので、クラッタスペクトルの単峰性と複峰性の判定精度を高めることが可能となる。
【００９２】
また、固定クラッタと移動クラッタが重畳した場合も、複数のノッチ周波数を持つ阻止域減衰量の多い従属な２つの時変フィルタの縦続接続で処理するため、フィルタ係数の近似計算や波形ひずみに起因するクラッタ抑圧性能の劣化はなく、複峰性クラッタ抑圧性能が高い。
【００９３】
さらに、受信信号の当該レンジビンブロックにクラッタがあるかどうか、クラッタがある場合は単峰性か複峰性かを判定した後に、フィルタ係数を計算して単一のフィルタの係数として設定するので、必要最小限のフィルタ処理にとどめることができ、また、前記の判定結果によっては、クラッタ中心周波数推定や時変ノッチフィルタ係数計算の必要がなくなる場合もあり、信号処理演算量の低減を図ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図２】  判定手段３における判定方法を示したフローチャートである。
【図３】  この発明の実施の形態２に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図４】  この発明の実施の形態３に係るクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図５】  この発明の実施の形態４に係る判定手段３における判定方法を示したフローチャートである。
【図６】  従来のクラッタ抑圧装置の概念的な構成図である。
【図７】  文献１で開示されたクラッタ抑圧装置の構成図である。
【図８】  ノッチ周波数０Ｈｚに零点を持つ時変フィルタ、零点周波数−６００Ｈｚに零点を持つ時変フィルタ、およびその２つのフィルタを縦続接続したときの等価振幅二乗特性を示した図である。
【符号の説明】
１  選択手段、２  クラッタ中心周波数推定手段、３  判定手段、４−１  第１のノッチフィルタ、４−２  第２のノッチフィルタ、４−３  第３のノッチフィルタ、５−１  第１のノッチフィルタ係数計算手段、５−２  第２のノッチフィルタ係数計算手段、５−３  第３のノッチフィルタ係数計算手段、６−１  第１の零点周波数０のフィルタ係数格納手段、６−２  第２の零点周波数０のフィルタ係数格納手段、６−３  第３の零点周波数０のフィルタ係数格納手段、７  乗算器、１０−１  第１の時変ノッチフィルタ、１０−２  第２の時変ノッチフィルタ、１１  補償フィルタ、１２−１  第１の時変ノッチフィルタ係数計算手段、１２−２  第２の時変ノッチフィルタ係数計算手段、１３  補償フィルタ係数計算手段、１４−１  第１の零点周波数０の時変フィルタ係数格納手段、１４−２  第２の零点周波数０の時変フィルタ係数格納手段、２１  ノッチフィルタ、２２  ノッチフィルタ係数計算手段。
【図１】
0004109918.tif 000012
【図２】
0004109918.tif 000013
【図３】
0004109918.tif 000014
【図４】
0004109918.tif 000015
【図５】
0004109918.tif 000016
【図６】
0004109918.tif 000017
【図７】
0004109918.tif 000018
【図８】
0004109918.tif 000019