(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
情報データと該情報データに先行して記録されるヘッダとが順次記録された記録媒体を再生する再生装置において、
上記情報データ及び上記ヘッダに記録される所定のマークを読み出して再生信号を生成する読出手段と、
第１の時定数と該第１の時定数よりも大きい第２の時定数の内１つを選択して上記再生信号にＡＣ結合を行うことで修正再生信号を生成するＡＣ結合手段と、
上記所定のマークを検出したことを示す検出信号を出力する検出手段と、
基準周波数を発生する基準周波数発生回路と、
上記検出信号及び上記基準周波数発生回路からの出力に基づいて決定される第１のタイミング及び該第１のタイミングから所定時間経過後の第２のタイミングとをカウントするカウンタと、
上記第１のタイミングから上記第２のタイミングまでは上記第１の時定数を選択し、上記第２のタイミングで上記第２の時定数を選択するように上記ＡＣ結合手段を制御する制御手段と、
上記修正再生信号を２値化して２値化修正再生信号を生成する二値化手段と、
上記２値化修正再生信号から上記情報信号を復調する復調手段と
を備えた再生装置。
【請求項２】
請求の範囲第１項に記載の再生装置において、
上記ＡＣ結合手段は、
上記読出手段の出力側に一端が接続されたコンデンサと、
上記コンデンサの他端に一端が接続された複数個の抵抗と、
上記複数個の抵抗の他端を上記制御手段によって選択的に接地する接続手段と
を備えた再生装置。
【請求項３】
上記情報データはＤＣ成分を含んでいる、請求の範囲第１項に記載の再生装置。
【請求項４】
上記ＤＣ成分を含む情報データは（１，７）−ＲＬＬ変換されてパルス変調されている、請求の範囲第３項に記載の再生装置。
【請求項５】
上記記録媒体に対し、セクタの先頭を示すセクタマーク，上記同期データ及び上記情報データを有するセクタが上記トラックに沿って順次記録されており、
上記検出手段は、上記読出手段によって読み出された再生信号が上記セクタマークからの再生信号である際に上記検出信号を出力する請求の範囲第１項に記載の再生装置。
【請求項６】
請求の範囲第１項に記載の再生装置において、
上記第１のタイミングを上記基準周波数発生回路からの出力に基づいてカウントする第１のカウンタと、
上記第２のタイミングを上記基準周波数発生回路からの出力に基づいてカウントする第２のカウンタと、を有し、
上記第１のタイミングにおいて、上記第１のカウンタの初期値が更新されるとともに、上記第２のタイミングにおいて、上記第２のカウンタの初期値が更新されることを特徴とする再生装置。
【請求項７】
情報データと該情報データに先行して記録されるヘッダとが順次記録された記録媒体を再生する再生装置において、
上記情報データ及び上記ヘッダに記録される所定のマークを読み出して再生信号を生成する読出手段と、
第１の時定数で上記再生信号にＡＣ結合を行うことで第１の修正再生信号を生成する第１のＡＣ結合手段と、
上記第１の時定数よりも時定数の大きい第２の時定数で上記再生信号にＡＣ結合を行うことで第２の修正再生信号を生成する第２のＡＣ結合手段と、
上記所定のマークを検出したことを示す検出信号を出力する検出手段と、
基準周波数を発生する基準周波数発生回路と、
上記検出信号及び上記基準周波数発生回路からの出力に基づいて決定される第１のタイミング及び該第１のタイミングから所定時間経過後の第２のタイミングとをカウントするカウンタと、
上記第１のタイミングから上記第２のタイミングまでは上記第１の修正再生信号を選択して出力し、上記第２のタイミングで上記第２の修正再生信号を選択して出力する選択手段と、
上記第１及び第２の修正再生信号を２値化して２値化修正再生信号を生成する二値化手段と、
上記２値化修正再生信号から上記情報データを復調する復調手段と
を備えた再生装置。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、再生回路に関し、特に円盤状記録媒体（再生専用型光ディスク，追記型光ディスク，書換可能型光ディスク等）から読み出された信号を再生処理する再生系に用いて好適なものである。
背景技術
［各種データ変調方式の評価］
通常我々が扱うディジタルデータ（原情報）は、「０」と「１」が夫々任意の順序で整列された信号形態を有しているが、記録・再生系の特性を考慮するとこれをそのまま記録信号に用いることは効率的でない。そこで、原情報を上述の記録媒体に適した信号に変換操作（変調）して記録し、また記録媒体から再生された信号を原情報に戻す操作（復調）をしている。近時、デジタルデータの記録方式として、種々の記録符号が提案されており、例えば、光ディスク用の変復調に要求される特性としては、
▲１▼  ファイルの容量を大きくするために、高密度化が可能であること、
▲２▼  再生信号の中から情報信号を取り出すための自己同期が取り易いこと、
▲３▼  再生時に２値化（ディジタル化）する場合基準レベルのふらつきによる読み出しエラーを起こさないため、或いは記録・再生時におけるサーボエラー信号に変動を起こさないために、変調された信号の周波数スペクトルがＤＣフリーである（直流成分を含まない）こと、
▲４▼  或るビットの誤りが次々に来るビット情報の再生に影響を与えるようなエラー伝播が起こり難いこと、
などが挙げられる。
光ディスクに対するデータ記録において馴染みの深い変調方式としては、ＮＲＺ方式，ＮＲＺＩ方式，ＦＭ方式，ＥＦＭ方式，（２，７）−ＲＬＬ方式などがある。なお、データ系列における同一ビットの連続個数をラン（Ｒｕｎ）と呼ぶ。
ＮＲＺ（Non Return to Zero）方式は、ハードディスクなどの磁気記録でよく用いられる方式であるが、デジタルデータの論理値「０」及び「１」に対する信号レベルがそれぞれ低レベル及び高レベルに完全対応するものであり、デジタルデータに対する電気信号の変換として最も理解しやすい方式である。
ＮＲＺＩ（Non Return to Zero Inverse）方式は、デジタルデータの論理値が「１」のときのみ信号レベルを反転させる方式である。
これらＮＲＺ方式やＮＲＺＩ方式においては、データ列の最大反転幅Ｔｍａｘは、Ｔｍａｘ＝無限大であり、自己同期が取り難い変調方式であることがわかる。また、ＤＣフリーにならないため、現在の光ディスクに対するデータ記録には採用されていない。現在では、ＲＬＬ方式やＥＦＭ変調方式が採用されている。
ＲＬＬ（Run Length Limited）とは、最大反転幅Ｔｍａｘが有限であるような符号化方式をいい、特に最小ランがｄ、最大ランがｋであり、データｍビットをｎビットの変調ビットに写像変換するような符号化を（ｄ，ｋ，ｍ，ｎ）−ＲＬＬ符号化と称している。各パラメータの取り方により、ＲＬＬ符号には幾つかの方式が考えられるが、これらは特性を示す性能評価パラメータにより判断できる。
評価パラメータの一つである最小反転幅Ｔｍｉｎは、あまり小さすぎると光ピックアップのＯＴＦ（Optical Transfer Function）又は回折限界によって再生波形干渉を起こすので、Ｔｍｉｎは大きい方が有利である。
逆に、最大反転幅Ｔｍａｘは、自己同期のしやすさに関係しており、小さい方が有利である。即ち、再生信号に時間軸変動（ジッタ）があっても、抽出される同期信号がその変動に追従できるようにするために、信号の反転が頻繁になければならない。また、反転間隔が長いと直流成分が変動する問題も生じる。
また、検出窓幅Ｔｗは、再生信号の時間軸変動（ジッタ）の許容値を示している。光ディスクにおける再生ジッタは、種々の要因が考えられるが、この時間軸変動により、データずれ等が生じることは好ましくない。従って、検出窓幅Ｔｗは大きい方が望ましい。
以下の表１は、主たる符号化方式の評価パラメータを示したものである。
0004150074.tif 000002
ＥＦＭ（Eight to Fourteen Modulation）変調は、８データビットを１４変調ビットに変換する方式である。２１４個（＝２１４）のパターンの中からｄ＝２，ｋ＝１０となる２５６個（＝２８）のパターンを選んでいる。このとき各変換パターン間でもｄ＝２の条件を満たすように、結合用の３ビット「０００」，「０１０」，「１００」，「００１」のうち一つを、最終的な波形列の直流成分又は低周波成分を少なくする観点から選択して挿入している。
その結果、直流成分又は低周波成分が少ないという特徴を持っている。しかし、接続用の３ビットを挿入することより必然的に記録密度は低下し、またこの３ビットを決定するアルゴリズムはかなり複雑であり、変調器も複雑な構成になる。
これに対して、（２，７）−ＲＬＬ変調は、現在、光ディスクに対するデータ記録に一般的に用いられている方式である。この変調方式は、最小反転幅Ｔｍｉｎが大きい割に最大反転幅Ｔｍａｘが小さくなっているのが特徴である。しかし、データ１ビットに対し２変調ビットとなるために、検出窓幅Ｔｗが０．５Ｔと余り大きくとれない欠点を有している。ここで、Ｔは１データビットの間隔を示す。また、可変語長であるため語境界を判断する必要があり、誤り伝搬が生じ易い欠点をも有する。これを解決するために、光ディスクに対してデジタルデータを記録する場合、データ中に或るデータ区間毎に同期信号（ＲＥＳＹＮＣ）信号を挿入して、誤りの伝搬を防ぐような工夫を施さなければならない。
これに対して、（１，７）−ＲＬＬ変調は、最近注目されている符号化方式であり、高密度で、かつ高データレートで記録できるという長所を有する。この方式は、最小反転幅Ｔｍｉｎが１．３３Ｔであり、上記（２，７）−ＲＬＬ変調の１．５Ｔよりも若干悪くなっているが、データ２ビットが３変調ビットに変換されるため検出窓幅Ｔｗが２／３となり、比較的復調に余裕がある長所をも有している。しかし、上述したＥＦＭ変調のような直流成分を少なくする処理は施されていないため、この点で問題が残っている。
上記光ディスクに対するデータ記録においては、データビット列をこのようなＲＬＬ変調ビットに変換し、その後ＮＲＺやＮＲＺＩを用いて記録波形を得るような手順を踏んでいる。即ち、原情報である入力データ系列をＲＬＬ変調してＴｍｉｎとＴｍａｘとを変えて一層光ディスクに適合するようにＲＬＬ変調ビット系列に変換し、このビット系列からＮＲＺ又はＮＲＺＩによって記録波形列を得ている。
このとき、第６図に示すように、ＮＲＺを用いて記録を行なう方式をマーク間記録若しくはビットポジション記録と呼んでいる。このビットポジション記録においては、記録マークの一つが変調ビット「１」に対応しており、再生時には、マークの位置を検出してビット「１」に対応させるものである。
一方、ＮＲＺＩを用いて記録を行なう方式は、マーク長記録若しくはマークエッジ記録と呼ばれる。この場合、信号レベルが変化する位置、即ちマークの前後の縁が変調ビットに対応している。再生時には、ディスク上のマークの両端を検出してビット「１」に対応させるものである。
ビットポジション記録ではマークの有無のみを検出するために、マーク形状の乱れの影響（ジッタ等）を受け難いが、一つのマークに２変調ビットを記録するマークエッジ記録方式と比較して記録密度が低くなるという欠点がある。従って、ビットポジション記録方式を採用する場合は、検出窓幅Ｔｗが多少狭くても、最小反転幅Ｔｍｉｎが小さい変調符号が記録密度向上の点から適していると考えられる。
マーク長記録は記録密度を高くできる特徴を有している。しかし、記録媒体によってはマークの前端と後端の形状の異なるものがあり、このような記録媒体では使用できない。
［ＤＣレベルの変動発生原因］
そして、上記光磁気ディスクを再生して得られる信号（再生信号）Ｓｉｎは、例えば第７Ａ図に示すように、一般に、アドレス成分Ｓａとデータ成分Ｓｄとが間欠的に含まれており、更に、記録が可能なタイプ（例えば光磁気ディスク）では、データの消去やデータの書込みのための光量の増大に伴うＤＣレベルＳｄｃの変動がある。
（ＤＣレベルの変動）
このようなＤＣレベルの変動の原因は、主として、ＣＤ部とＭＯ部間の反射率の相違によるＤＣレベルの変動と、消去時におけるＤＣレベルの変動とがある。夫々のＤＣレベルの変動に付いて、第８図及び第９図を参照しながら、書換可能型光ディスクを例に採って具体的に説明する。
（1）ＣＤ部とＭＯ部間のＤＣレベル変動
光磁気ディスクを例に採ると、第８図に示すように、光磁気信号検出部として、ピット情報を検出するＩＤ（又はＣＤ）検出系と、記録・消去が可能なＭＯ検出系とがある。前者のＩＤ検出系においては、ピットの有無で光量が変化するだけであり、受光素子Ａと受光素子Ｂの和Ａ＋Ｂを求めＩＤ検出信号とする（第９Ａ図参照）。後者のＭＯ検出系においては、磁化の方向がＳかＮかによってビームの偏光面が僅かに回転するので、それをＰＢＳ（偏光ビームスプリッタ）通してキャッチすると、偏光面が正方向なら受光素子Ａの入力が増加し、逆方向ならば受光素子Ｂの入力が増加する。この差分Ａ−Ｂを求めＭＯ検出信号としている（第９Ｂ図参照）。ＩＤ検出信号とＭＯ検出信号は時間的に交代的に発生し、これら検出信号を交互にスイッチングして合成し、再生信号としている（第９Ｃ図参照）。
このような光磁気検出部においては、ＭＯ検出系とＩＤ検出系における反射率の相違，光学的なアンバランス等によって、両検出信号間にＤＣレベルの相違が生じることがある（第９Ｃ図参照）。またＩＤ検出信号とＭＯ検出信号の組み合わせがセクタ毎に間欠的に含まれており、セクタ間でもＤＣレベルの相違が発生する。このようなＤＣレベルの相違が存在すると、その後に２値化する際に正しく確実に２値化することが出来なくなる。
（2）消去時のＤＣレベル変動
更に、消去の際又はオーバライト時の前の情報の自動的な消去の際には、レーザ光量が増大するため、消去の期間は反射光によってピットを検出しているＩＤ検出信号はＤＣレベルが相対的に大きくなり、その結果再生信号においてＤＣ変動が発生する（第９Ｄ図参照）。
この時、ＭＯ検出信号は差分をとっているため、本来、検出信号は在しない。しかし、現実には検出系の各構成要素のばらつき（例えば光学的なアンバランス）等に起因する同相除去の残りが存在しＤＣレベルの変動の原因となる（第９Ｅ図参照）。この消去時においても、ＩＤ検出信号とＭＯ検出信号を組み合わせた再生信号からは、消去箇所を特定するためにＩＤ検出信号（例えば、セクタマーク，アドレス部分等）は再生する必要があるため、ＤＣレベルの相違を抑制する必要がある。
そこで、このようなＤＣレベルの変動という問題を解決するため、ＡＣ結合（交流結合）を行なってＤＣ成分を抑制している。
［ＡＣ結合の時定数の選択の困難性］
従来は、データ記録の変調方式として、例えば上述したＥＦＭ変調のような「０」と「１」の含まれる割合が均等している変調方式を採用していたため、再生信号自体にＤＣ成分が殆ど含まれなく、ＡＣ結合の時定数の選択が困難となるような問題は生じていなかった。
しかしながら、データ記録の変調方式がＲＬＬ変調のように再生信号にＤＣ成分が含まれる場合、単にＡＣ結合を行う方法では正しい再生信号を読み取ることが出来ないという問題が生じている。
即ち、ＡＣ結合の時定数を小さくすると、第７Ｂ図に示すように、上記再生信号Ｓｉｎは、データの不連続部分、即ちアドレス成分Ｓａやデータ成分Ｓｄの各先頭部分における上記ＡＣ結合に伴う過渡状態の期間が減り、各成分の立ち上がりは急峻となるが、再生信号Ｓｉｎに含まれるべきＤＣ成分が失われるため、正しい再生が困難となり、再生特性の劣化につながるという問題がある。
逆に、ＡＣ結合の時定数を大きくすると、第７Ｃ図に示すように、再生信号Ｓｉｎに含まれるべきＤＣ成分の消失は防止されるが、その分、アドレス成分Ｓａやデータ成分Ｓｄの各先頭部分の上記過渡状態の期間が長くなり、再生信号Ｓｉｎの先頭部分（円ａで示す信号成分など）の再生が困難になるという問題が生じる。このような現象は、特に図６で示すマークエッジ記録において顕著になる。
このように再生信号を或る一定の時定数でＡＣ結合した場合、その時定数が小さいと過渡状態の期間が短くなり、再生信号が本来有しているＤＣ成分が失われ、正しい再生は困難になる。反対に、時定数が大きすぎると過渡状態の期間が長くなり、再生信号のＤＣ成分は失われないが、アドレス成分Ｓａやデータ成分Ｓｄの各先頭部分の再生が困難になる。
データの高密度化及び高いビットレートを実現するため、現在では（１，７）−ＲＬＬのような変調方式を採用することが好ましくなっている。（１，７）−ＲＬＬ変調は、ＥＦＭ変調と異なり、ＤＣ成分を抑制する考慮は払われていない変調方式である。ここで、上述の問題を（１，７）−ＲＬＬ変調の場合にあてはめてみると、（１，７）−ＲＬＬのような本来的にＤＣ成分を有する変調方式を採用する限り、単にＡＣ結合によりＤＣ成分を抑制するだけでは、読み取りが出来ないことがある。
即ち、（１，７）−ＲＬＬ変調は、最小ランがｄ＝１、最大ランがｋ＝７、従って少なくとも「１」と「１」の間に「０」が挿入され、「０」の最大ランは７個となっている。ここで、各セクタの先頭部分に存在する同期データを迅速に再生できるように比較的短い時定数でＡＣ結合を行うと、引き続き再生されるデータ部で比較的長いランが連続した場合、この部分の本来持っているＤＣ成分が失われ、その後段で適切に２値化することが出来ない。
反対に、比較的長いランが連続する部分が本来持っているＤＣ成分を正しく再生できるような比較的大きい時定数でＡＣ結合を行うと、セクタの先頭部分の同期データの再生において、過渡状態が長時間続き、その間、正しく同期データを再生することが出来ない。
本発明は、上記の課題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、簡単な構成で、再生信号に含まれるべきＤＣ成分の消失を防止することができ、しかも、データの不連続部分での過渡状態の期間を短くすることができる再生回路を提供することにある。
発明の開示
本発明再生装置は、情報データとこの情報データに先行して記録されるヘッダとが順次記録された記録媒体を再生する再生装置において、この情報データ及びこのヘッダに記録される所定のマークを読み出して再生信号を生成する読出手段と、第１の時定数と該第１の時定数よりも大きい第２の時定数の内１つを選択してこの再生信号にＡＣ結合を行うことで修正再生信号を生成するＡＣ結合手段と、この所定のマークを検出したことを示す検出信号を出力する検出手段と、基準周波数を発生する基準周波数発生回路と、この検出信号及びこの基準周波数発生回路からの出力に基づいて決定される第１のタイミング及び該第１のタイミングから所定時間後の第２のタイミングとをカウントするカウンタと、４の第１のタイミングからこの第２のタイミングまではこの第１の時定数を選択し、この第２のタイミングでこの第２の時定数を選択するようにこのＡＣ結合手段を制御する制御手段と、この修正再生信号を２値化して２値化修正再生信号を生成する二値化手段と、この２値化修正再生信号からこの情報信号を復調する復調手段とを備えたものである。
本発明再生装置は、上述の再生装置において、このＡＣ結合手段は、この読出手段の出力側に一端が接続されたコンデンサと、このコンデンサの他端に一端が接続された複数個の抵抗と、この複数個の抵抗の他端をこの制御手段によって選択的に接地する接続手段とを備えたものである。
本発明再生装置は、上述再生装置において、この情報データはＤＣ成分を含んでいるものである。
本発明再生装置は、上述再生装置において、このＤＣ成分を含む情報データは（１，７）−ＲＬＬ変換されてパルス変調されているものである。
本発明再生装置は、上述再生装置において、この記録媒体に対し、セクタの先頭を示すセクタマーク，この同期データ及びこの情報データを有するセクタがこのトラックに沿って順次記録されており、この検出手段は、この読出手段によって読み出された再生信号がこのセクタマークからの再生信号である際にこの検出信号を出力するものである。
また本発明再生装置は、上述再生装置において、この第１のタイミングをこの基準周波数発生回路からの出力に基づいてカウントする第１のカウンタと、この第２のタイミングをこの基準周波数発生回路からの出力に基づいてカウントする第２のカウンタと、を有し、この第１のタイミングにおいて、この第１のカウンタの初期値が更新されるとともに、この第２のタイミングにおいて、この第２のカウンタの初期値が更新されるものである。
本発明再生装置は、情報データとこの情報データに先行して記録されるヘッダとが順次記録された記録媒体を再生する再生装置において、この情報データ及びこのヘッダに記録される所定のマークを読み出して再生信号を生成する読出手段と、第１の時定数でこの再生信号にＡＣ結合を行うことで第１の修正再生信号を生成する第１のＡＣ結合手段と、この第１の時定数よりも時定数の大きい第２の時定数でこの再生信号にＡＣ結合を行うことで第２の修正再生信号を生成する第２のＡＣ結合手段と、この所定のマークを検出したことを示す検出信号を出力する検出手段と、基準周波数を発生する基準周波数発生回路と、この検出信号及びこの基準周波数発生回路からの出力に基づいて決定される第１のタイミング及び該第１のタイミングから所定時間後の第２のタイミングとをカウントするカウンタと、この第１のタイミングからこの第２のタイミングまではこの第１の修正再生信号を選択して出力し、この第２のタイミングでこの第２の修正再生信号を選択して出力する選択手段と、この第１及び第２の修正再生信号を２値化して２値化修正再生信号を生成する二値化手段と、この２値化修正再生信号からこの情報データを復調する復調手段とを備えたものである。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本実施例に係る光磁気ディスク・システムの要部の構成を示す図である。
第２図は、図１の光磁気ディスク・システムの記録媒体である光磁気ディスクで使用されるセクタ・フォーマットを説明する図である。
第３図は、図１の光磁気ディスク・システムの信号波形を示す図である。
第４Ａ図〜第４Ｄ図は、図１の光磁気ディスク・システムのセクタマーク検出回路におけるセクタマーク検出動作を説明する図である。
第５図は、図１の光磁気ディスク・システムのＡＣ結合回路の時定数切換え回路の他の構成例を示す回路図である。
第６図は、ビットポジション記録及びマークエッジ記録を説明する図である。
第７Ａ図〜第７Ｃ図は、従来技術の信号処理におけるＡＣ結合回路の時定数の大小による再生信号の波形を説明する図である。
第８図は、光磁気ディスク・システムの光磁気検出系の要部を説明する図である。
第９Ａ図〜第９Ｅ図は、図８の光磁気検出系のＩＤ検出信号及びＭＯ検出信号の様子を説明する図である。
発明を実施するための最良の形態
本発明の特徴を端的に述べると、記録されたデータの各要素の性質に対応して、ＡＣ結合の時定数を変化させることにある。即ち、記録データの内、記録データの各セクタの先頭部分に対しては時定数の比較的小さいＡＣ結合を行い、短時間で過渡状態を収束して定常状態にし、この先頭部分の検出を確実なものとしている。一方、記録データの内、本来ＤＣ成分を持っているデータ部等に対しては比較的大きい時定数に切り替えてＡＣ結合を行い、そのデータ部等の持つＤＣ成分を正しく再生出来るようにしている。
以下、本発明に係るデジタル信号再生回路を光磁気ディスクに記録されたデータを再生するための再生系に適用した実施例を第１図〜第５図を参照しながら説明する。
［再生回路］
この実施例に係る光磁気ディスク・システムは、第１図に示すように概して再生系と記録系を備えている。光磁気ディスク（図示せず。）に対して記録用のレーザ光及び再生用のレーザ光を出射する光ヘッド１ａ及び記録時の磁界を印加する磁気ヘッド１ｂが設けられている、ここで、先ず、光磁気ディスク・システムの理解を容易にするため、第２図を参照しながら光磁気ディスクのデータフォーマットに付いて説明する。
（記録媒体のデータフォーマット）
情報通信分野の標準化作業は、ＩＳＯ（International Organization for Standardization）及びＩＥＣ（International Electrotechnical Commission）の統合委員会ＴＣ１（Joint Technical Co mmittee）により進められている。ここで、光ディスクはＳＣ２３（Subcommittee）で取り扱われている。
ここで決められた現行５．２５インチ光磁気において、ユーザデータエリアは３０〜６０ｍｍとなっており、取り得るトラックナンバーは０〜１８７５０となっており、夫々のトラックには１７（１０２４バイト）若しくは３１（５１２バイト）のセクタに分けられるようプリフォーマットされている。
第２図に、一例として、ＩＳＯ／ＩＥＣ  ＪＴＣ１／ＳＣ２３．１４５１７として公表されている５１２バイト／セクタである５．２５インチ光磁気のセクタフォーマット及び１０２４バイト／セクタである５．２５インチ光磁気のセクタフォーマットを示している。これら両セクタフォーマットで異なる点は、データフィールドと、それに続くバッファの長さのみである。これらセクタフォーマットについて簡単に説明し、その後、本発明との関連に付いて説明する。
第２図Ｂに示すセクタフォーマットは、大きくＩＤ部（アドレス部），フラグ部，ＭＯ部（データ部）及びバッファ部に大別される。この内、アドレス部は、ディスク上の物理的な番地（physical block address）を示す領域であり、予め基板上にプリフォーマットされている。フラグ部は、セクタ内のデータの状態を示すフラグを書き込む領域である。データ部は、本来ユーザが使用するデータを記録する領域である。バッファ部は、ディスク回転変動マージン用の領域であり、記録時に回転ジッタ等によるズレが生じてもデータとアドレスが重なってしまうことがないように設けられている。
各領域について更に説明を加えると、第２図Ａに示すアドレス部（プリフォーマット・ヘッダ）は、セクタマークＳＭ（Sector Mark）と呼ばれる先頭パターンから始まり、実際に回転しているディスクの回転位相を与えるＶＦＯ（Variable Frequency Oscillator）と、アドレスデータの開始位置を与えるＡＭ（Address Mark）と、識別信号としてのトラックナンバとセクタナンバの入ったＩＤ（Idetifier）との組み合わせより成るアドレス情報パターンが数回（図中は２回）繰り返され、ＰＡ（Postamble）で終わっている。本実施例では、ＶＦＯが一番短期間に「１」と「０」を頻繁に繰り返し、そのためＤＣ成分が含まれていないことが保証されていることに注目して、後述するようにこのＶＦＯ期間中にＡＣ結合の時定数を変更している。
ここで、２個のＩＤには、夫々同一の識別記号が繰り返し書かれている。各ＩＤには、トラックナンバ及びセクタナンバの識別記号のほかに、その誤りを検出するためのＣＲＣ（Cyclic Reduncy Check）コードも書かれている。
第２図Ｃに示すフラグ部（ＡＬＰＣ・ギャップ）には、書き込みをが行われたことを示すＦＬＡＧのほかに、プッシュプル法におけるトラッキング・オフセット検出用のマーク（ODF Offset Detection Flag）やレーザパワーのレベル調整のためのテスト部（AL PC: Auto Laser Power Contorol）等がある。
データ部には、ＰＬＬロック用の連続データパターンであるＶＦＯ（Variable Frequency Oscillator）を書き込む領域と、データの同期信号であるＳＹＮＣを書き込むための領域のほかに、ユーザデータなどを書き込むための領域としてのデータフィールドがある。データフィールドには、ユーザデータのほかに、本来書きたいセクタが欠陥であるとき交代セクタに各処理、所謂欠陥処理をするためのコントロールバイト，誤り訂正用の冗長語であるＥＣＣ（Error Correction Code），誤り検出をするためのＣＲＣ（Cy clic Redundancy Check）コード、同期用の特殊コードパターンであるＲｅｓｙｎｃが書き込まれる。
（再生回路の構成）
再び、第１図を参照願いたい。このようなセクタ・フォーマットにしたがって記録された光磁気ディスク（図示せず。）に対して記録用のレーザ光及び再生用のレーザ光を出射する光ヘッド１ａ及び記録時の磁界を印加する磁気ヘッド１ｂが設けられている。再生系として、光ヘッド１ａの後段に、レーザ光の光磁気ディスクからの戻り光を電気信号に変換する光検出器（図示せず。）からの検出信号が入力される第１及び第２のＲＦアンプ２ａ及び２ｂを有する。
そして、第１のＲＦアンプ２ａの後段に、ＡＣ結合回路３、セクタマーク検出回路６、二値化回路４、クロック発生回路１３、アドレスデコーダ７、補間回路８、スイッチング制御回路９及びデコーダ１０が接続されている。また、第２のＲＦアンプ２ｂの後段に、サーボ制御回路１１が接続されている。
記録系として、記録データを符号化するエンコーダ１５、その後段に光ヘッド１ａのレーザを駆動するレーザ駆動回路１６が接続され、磁気ヘッド１ｂを駆動する磁気ヘッド駆動回路１７及びライトクロックＷCLKを発生する基準周波数発生回路１４が設けられている。
更にこれら各種回路を制御するシステムコントローラ１２を有して、本実施例に係る光磁気ディスク・システムが構成されている。なお、図１においては、システムコントローラ１２から各回路要素に導出される制御線を一つひとつ記載すると、図面の内容が複雑になるため省略して示している。次に、この光磁気ディスク・システムの各回路ブロックについて簡単に説明する。
（ＲＦアンプ）
第１のＲＦアンプ２ａは、光ヘッド１ａからの再生信号中、サブコードを含むデータ信号を増幅する回路であり、第２のＲＦアンプ２ｂは、光ヘッド１ａからの再生信号中、トラッキングエラー信号及びフォーカスエラー信号を増幅する回路である。この第２のＲＦアンプ２ｂからのトラッキングエラー信号及びフォーカスエラー信号は、サーボ制御回路１１に供給される。
（サーボ制御回路）
サーボ制御回路１１は、その内部に、フォーカス・サーボ回路、トラッキング・サーボ回路、スピンドル・サーボ回路及び各種移動機構の駆動源であるモータに対してサーボ制御を行うモータ用サーボ回路等が組み込まれており、これら各種サーボ回路は、それぞれシステムコントローラ１２からのサーボ制御に関するデータ（サーボゲイン等）や駆動信号などのサーボ駆動制御信号や第２のＲＦアンプ２ｂからの各種エラー信号が入力されるようになっている。
上記スピンドル・サーボ回路は、クロック発生回路１３からのクロックパルスＰｃの入力に基づいて、光磁気ディスクの回転駆動源であるスピンドルモータ（図示せず）を駆動して、光磁気ディスクをＣＬＶ（線速度一定）方式又はＣＡＶ（角速度一定）で回転駆動させる回路である。
上記フォーカス・サーボ回路は、第２のＲＦアンプ２ｂからのフォーカスエラー信号、具体的には、光磁気ディスクに形成されたミラー面へのレーザ光照射に伴う該ミラー面からの反射光量に応じた検出信号を第２のＲＦアンプ２ｂにて所定の演算を行なって得た信号に基づいて、光ヘッド１の二次元アクチュエータ（図示せず）を駆動・制御することにより、図示しない対物レンズを光磁気ディスクの接離方向に移動させてその焦点調整を行う回路である。
上記トラッキング・サーボ回路は、第２のＲＦアンプ２ｂからのトラッキングエラー信号、具体的には、光磁気ディスクに形成されているサーボ領域内のサーボピットの検出に伴う検出信号を第２のＲＦアンプ２ｂにて所定の演算を行なって得た信号に基づいて、光ヘッド１の上記二次元アクチュエータを駆動・制御することにより、上記対物レンズを光磁気ディスクＤの径方向に移動させてそのトラッキング調整を行う回路である。
（ＡＣ結合回路）
ＡＣ結合回路３は、第１のＲＦアンプ２ａから導出される再生信号ラインに接続された結合コンデンサＣと、該結合コンデンサＣの後段において、再生信号ラインと接地間に互いに並列に接続された２つの抵抗（第１の抵抗Ｒ１及び第２の抵抗Ｒ２）と、これら抵抗Ｒ１及びＲ２のうち、一方の抵抗（図示の例では第２の抵抗Ｒ２）と接地間に接続されたスイッチング回路ＳＷとを有して構成されている。このスイッチング回路ＳＷは、後述するスイッチング制御回路９からのウィンドウパルスＰｗによって制御されるようになっており、このウィンドウパルスＰｗが例えば高レベルのときオン動作、低レベルのときオフ動作をするようになっている。
（二値化回路）
二値化回路４は、ＡＣ結合回路３を経て入力されるデータ信号をサンプリング・ホールドして２値化のデジタルデータに変換する回路である。
（クロック発生回路）
クロック発生回路１３は、二値化回路４から出力されるデジタルデータからクロックピット成分を検出し、これに基づきクロックパルスＰｃを発生する回路である。即ち、クロック発生回路１３は、光磁気ディスクが例えばサンプルサーボ方式のディスクであれば、サーボ領域にサーボピットと共に形成されたクロックピットを検出する。このクロックピット検出信号は、例えばＰＬＬ回路等によって逓倍され、このシステムの基準タイミングであるクロックパルスＰｃを発生する。
（アドレスデコーダ）
アドレスデコーダ７は、二値化回路４からのデジタルデータに含まれるサブコードをクロック発生回路１３からのクロックパルスＰｃの入力に基づいてデコードしてアドレスを得るための回路である。
（デコーダ）
デコーダ１０は、二値化回路４から出力されるデジタルデータに付加されているエラー訂正等の符号化処理を復号化処理して再生データＤとして出力する回路である。このデコーダ１０からの再生データＤは、出力端子φｏｕｔを通じて外部に出力される。
（セクタマーク検出回路）
セクタマーク検出回路６は、ＡＣ結合回路３からの再生信号に含まれるセクタマークを検出する回路である。例えば第４図に示すように、このセクタマークの検出方法は、通常の２値化して検出する方法とは異なり、記録されたセクタマーク（第４Ａ図参照）を読み出した再生信号を微分して（第４Ｂ図参照）、或る所定レベル±Ｅを越える信号をホールドし（第４Ｃ図参照）、例えばフリップフロップ回路（双安定マルチバイブレータ）を通してセクタマークを再生して検出している（第４Ｄ図参照）。従って、セクタマーク検出期間では、前段のＡＣ結合回路３により比較的小さい時定数でＡＣ結合を行うことにより、再生信号の過渡状態が短く信号レベルが急峻に立ち上がることから、セクタマークの検出は容易となる。
再び第１図を参照すると、アドレスデコーダ７にて検出されたアドレス及びセクタマーク検出回路６にて検出されたセクタマークは、それぞれ後段のシステムコントローラ１２及び補間回路８にそれぞれ供給される。
システムコントローラ１２に供給されたアドレス及びセクタマークは、例えばシーク動作時の光ヘッド１の走査位置の制御等に使用される。
（補間回路）
補間回路８は、アドレスデコーダ７において検出すべきアドレスやセクタマーク検出回路６にて検出すべきセクタマークが欠落している場合に、これらアドレス及びセクタマークを補間する回路である。具体的には、クロック発生回路１３から供給されるクロックパルスＰｃ及びアドレスデコーダ７で検出されたアドレスの両方又は何れか一方によって、欠落したアドレスとセクタマークを補間するものである。
そして、この補間回路８からは、セクタマーク検出回路６でのセクタマークの検出タイミング或いは欠落したセクタマークを補間した場合のセクタマークの出現タイミングに基づいてセクタマーク検出パルスＰｓｍが出力される。
ここで、第１のＲＦアンプ２ａから出力される再生信号Ｓｉｎの信号をみると、この再生信号Ｓｉｎは、第３図Ｃに示すように、最初にセクタマークを示す信号波形ＳSM、次いでＶＦＯを示す信号波形ＳVFOがそれぞれ連続したかたちで現出する。セクタマーク検出回路６によってセクタマークを示す信号ＳSMが検出された時、又は補間回路８によりセクタマークを示す信号ＳSMが補間された時、補間回路８はスイッチング制御回路９に対しセクタマーク検出パルスＰSMを出力する。
（スイッチング回路）
図３を参照しながら、スイッチング制御回路９の動作に付いて説明する。スイッチング制御回路９は、補間回路８からのセクタマーク検出パルスＳSMの入力に基づいてＡＣ結合回路３におけるスイッチング回路ＳＷを制御するためのウィンドウパルスＰｗを生成し出力する。
具体的には、このスイッチング制御回路９は、内部に図示しないゲート回路と２つのカウンタを有する。このゲート回路は、初期段階ではウィンドウパルスＰWとして高レベルの信号を出力するように設定されている。そして、このゲート回路は、補間回路８からのセクタマーク検出パルスＰSMの入力に基づいて第１及び第２のカウンタが計数を開始し、第１のカウンタにより第１の所定時間（Ａ）経過後にＳ１トリガパルスが発せられ、ゲート回路の出力ウィンドウパルスＰWは低レベルの信号とされ、第２の所定時間（Ｂ）経過後に高レベルの信号とされるように構成されている。
第１のカウンタは、補間回路８からのセクタマーク検出パルスＰSMの入力に基づいて、初期値Ａが格納されるようになっている。この初期値Ａは、セクタマーク検出時点からＶＦＯ１の過渡状態が収束する第１の所定期間Ａに対応するカウント値であり、例えば８バイト分（９６クロック）の計数値である。
上記ゲート回路からウィンドウパルスＰｗとして高レベルの信号が出力されている段階で、セクタマーク検出回路６において再生信号Ｓｉｎからセクタマークを検出した時点で補間回路８からセクタマーク検出パルスＰSMが出力され、これにより、第１のカウンタが計数を開始し、その後、基準周波数発生回路１４からのライトクロックＷCLKの入力に基づいて内部の初期値を順次−１更新する。第１のカウンタにより第１の所定時間経過後（例えば、８バイト分の９６クロック経過後）にＳ１トリガパルスが発せられ、ゲート回路から出力されるウィンドウパルスＰｗが低レベルとされ、それと同時に、第１のカウンタに上記初期値Ａが再設定される。
同様に、第２のカウンタは、補間回路８からのセクタマーク検出パルスＰSMの入力に基づいて、初期値Ｂが格納されるようになっている。この初期値Ｂは、セクタマーク検出時点からデータフィールドが終了する迄の第２の所定期間Ｂに対応するカウント値である。
上記ゲート回路からウィンドウパルスＰｗとして高レベルの信号が出力されている段階で、セクタマーク検出回路６において再生信号Ｓｉｎからセクタマークを検出した時点で補間回路８からセクタマーク検出パルスＰSMが出力され、これにより、第２のカウンタが計数を開始し、その後、基準周波数発生回路１４からのライトクロックＷCLKの入力に基づいて内部の初期値を順次−１更新する。第２のカウンタにより第２の所定時間経過後にＳ２トリガパルスが発せられ、ゲート回路から出力されるウィンドウパルスＰｗが高レベルとされ、それと同時に、第２のカウンタに上記初期値Ｂが再設定される。
従って、このスイッチング制御回路９の上記ゲート回路から出力される信号は、第１のトリガパルスＳ１の出力時点から第２のトリガパルスＳ２の出力時点まで低レベルとされ、それ以外の期間において高レベルとされたウィンドウパルスＰｗとなる。
（ＡＣ結合回路の動作）
一方、ＡＣ結合回路３におけるスイッチング回路ＳＷは、スイッチング制御回路９から出力されるウィンドウパルスＰｗが高レベルのときオン動作し、低レベルのときオフ動作することから、ウィンドウパルスＰｗが高レベル期間においては、ＡＣ結合回路３での時定数τHは、コンデンサＣと合成抵抗（第１の抵抗Ｒ１と第２の抵抗Ｒ２との合成抵抗）との積Ｃ・（Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））となり、低レベルの期間における時定数τLは、コンデンサＣと第１の抵抗Ｒ１との積Ｃ・Ｒ１となる。
即ち、高レベル期間における時定数τHは、低レベル期間における時定数τLよりも小さい値となる。
従って、ＡＣ結合回路３のスイッチング回路ＳＷ，セクタマーク検出回路６，補間回路８，スイッチング制御回路９および基準周波数発生回路１４にてＡＣ結合回路の時定数を切り換える時定数切換え手段を構成することになる。
（再生回路の動作）
次に、上記実施例に係る再生回路の動作を第１のＲＦアンプ２ａからの再生信号を主体にして説明する。
再生系では、光磁気ディスク（図示せず。）に、図３に示したセクタ・フォーマットで記録されている情報が、光ヘッド１ａ及び第１のＲＦアンプ２ａを介して読み込まれ、この再生信号はＡＣ結合回路３によりＤＣ成分が抑制される。セクタ・フォーマットに規定される主としてアドレス部の情報は図１の再生系のセクタマーク検出回路６，クロック発生回路１３，アドレスデコーダ７等で処理される。即ち、セクタマークはセクタマーク検出回路６で検出され、セクタマーク検出信号が補間回路８に送らる。更に、二値化回路４を介してディジタル化されたＶＦＯはクロック発生回路１３で同期をとられクロックパルスＰｃがアドレスレコーダ７，サーボ制御回路１１等に送られ、また、ＡＭはアドレスレコーダ７でアドレスが検出されて補間回路８及びシステム・コントローラ１２に送られる。一方、データ部の情報は二値化回路４を介してデコーダ１０に送られる。記録系では、書き込み情報がエンコーダ１５により符号化され、レーザ駆動回路１６を介して、光ヘッド１ａに送られる。同時に、システム・コントローラ１２は磁気ヘッド駆動回路１７を介して磁気ヘッド１ｂを駆動する。
セクタマーク検出回路６でセクタマークが検出され、又は補間回路８で補間された時、セクタマーク検出パルスＰｓｍがスイッチング制御回路９に送られ、スイッチング制御回路９はセクタマーク検出パルスＰｓｍ入力時点から基準周波数発生回路１４からのライトクロックＷCLKを計数して、所定の時点でＡＣ回路のスイッチＳＷを制御するウィンドウパルスＰｗを発生する。
このウィンドウパルスＰｗがオンの時、ＡＣ結合回路３での時定数がτH（＜時定数τL）となっているため、これらの期間でのセクタマークの再生信号波形Ｓｓの応答特性は、過渡状態の期間が短く、急峻に立ち上がるような特性を有することになる。
セクタマークの検出方法は、通常の２値化して検出する方法とは異なり、再生信号を微分して、或る所定レベル±Ｅを越える信号をホールドし、例えばフリップフロップ回路を通してセクタマークを再生することにより検出している。セクタマーク検出期間では比較的小さい時定数でＡＣ結合を行うことにより、再生信号の過渡状態が短く信号レベルが急峻に立ち上がり、容易にセクタマークは検出することができる。これにより、セクタマークの欠落確率が非常に少なくなり、セクタマークの検出精度を向上させることができる。
一方、ウィンドウパルスＰｗがオフの時、ＡＣ結合回路３での時定数がτL（＞時定数τH）となっているため、再生信号Ｓｉｎに含まれるＤＣ成分の消失はほとんどないものとなる。
尚、ここで特につけ加えたいことは、光磁気ディスクに記録された情報は、第２図に関連して説明したように予めフォーマットが定まっており、セクタマーク，アドレス等が所定の順序びバイト長で記録されている。光ヘッド１ａで読み取られた再生信号の各要素の出現は、理想的には、クロック発生回路１３からのクロックパルスＰｃ及びアドレスデコーダ７からのアドレスによって、補間回路８において補間（内挿）、即ち予想できる。従って、たとえセクタマークの検出が無かったとしても、スイッチング制御回路９は、補間回路８からの補間されたセクタマーク検出信号ＰSMと、基準周波数発生回路１４からのライトクロックＷCLKとに基づき、ＡＣ結合回路３のスイッチング回路ＳＷを制御するウィンドウパルスＰｗのオン／オフのタイミングを決定することが出来る。
しかしながら、現実には光磁気ディスクの回転むら等により、このような理想状態が長く継続するわけではない。本実施例では、再生信号の各要素の出現に対する目印としてセクタマークを利用し、セクタマークがセクタマーク検出回路６によって検出され、又は補間回路８によって補間された後は、セクタマーク検出時点を基準にして基準周波数発生回路１４からのライトクロックＷCLKのカウント値から、現在読み取っている情報はセクタ・フォーマットのどの要素（箇所）にあるかを判断しても、発生する誤差はほとんど無いと言える。
また、一旦、セクタマークがセクタマーク検出回路６によって検出され、又は補間回路８によってセクタマークが補間された後は、たとえその後で読み取られたセクタからセクタマークが検出又は補間されなかったとしても、データフォーマットは予め決められており、どのタイミングでウィンドウパルスＰｗをオン／オフするかは、基準周波数発生回路１４からのライトクロックＷCLKをスイッチング制御回路９のカウンタで計数することにより決定され得る。従って、全てのセクタで、セクタマークが検出され、又は補間されなくても、本実施例に係る再生回路は動作することが出来る。
以上によって説明したように、光磁気ディスクへの記録データが高記録密度の向上を図った例えば（１，７）−ＲＬＬ方式である場合、データに含まれるＤＣ成分も有効な信号成分の一部としてデジタル信号の再生（復調）に使用されることになる。このとき、単に一定の時定数をもつＡＣ結合回路において、ＤＣレベルの変動を抑えるために、ＤＣレベル自体を消失させた場合、上記のような信号をもつデジタル信号を有効に再生させることができない。
しかし、上記実施例に係る再生回路においては、ＡＣ結合回路３の時定数をτL（＞τH）に切り換えることが出来るため、アドレス部のアドレスに含まれるＤＣ成分及びデータ部のデータに含まれるＤＣ成分の消失を防止することができ、再生信号Ｓｉｎに含まれるアドレス及びデータをそれぞれアドレスデコーダ７及びデコーダ１０にて適正に再生処理することが可能となる。
（ＡＣ結合回路の変形）
上記実施例に係る再生回路においては、ＡＣ結合回路３をコンデンサＣと、２つの抵抗Ｒ１及びＲ２と、スイッチング回路ＳＷにて構成し、上記２つの抵抗Ｒ１及びＲ２のうち、一方の抵抗（第２の抵抗Ｒ２）と接地間にスイッチング回路ＳＷを挿入接続した構成としたが、その他、図５に示すように、上記２つの抵抗Ｒ１及びＲ２の各一方の端子を第１及び第２の固定接点２１ａ及び２１ｂとし、接地側を可動接点２１ｃとするスイッチング回路ＳＷを挿入接続して、ウィンドウパルスＰｗのレベルに応じて選択的に第１の抵抗及び第２の抵抗Ｒ１及びＲ２を切り換えるように構成するようにしてもよい。
この場合、ウィンドウパルスＰｗが高レベルとき、抵抗値が低い第１の抵抗Ｒ１における第１の固定接点２１ａと可動接点２１ｃとを電気的に接続するようにし、ウィンドウパルスＰｗが低レベルのとき、抵抗値が高い第２の抵抗Ｒ２における第２の固定接点２１ｂと可動接点２１ｃとを電気的に接続するようにする。
また、上記ＡＣ結合回路３は、少なくともセクタマークの出力期間において時定数が小さく、アドレス出力期間及びデータ出力期間において時定数が大きくなるように構成すればよいため、上記構成のほか、種々の構成を採用することができ、例えば、３つ以上の抵抗をウィンドウパルスＰｗのレベルに応じて選択的に切り換えるようにしてもよいし、あるいは再生信号ラインに複数のコンデンサをそれぞれ並列に接続し、これらコンデンサをウィンドウパルスＰｗのレベルに応じて選択的に切り換えるようにしてもよい。
更に、上記ＡＣ結合回路はハイパスフィルタ（ＨＰＦ）と等価である。即ち、時定数の小さいＡＣ結合回路はカットオフ周波数の比較的高いハイパスフィルタに相当し、時定数の大きいＡＣ結合回路はカットオフ周波数の比較的低いハイパスフィルタに相当する。従って、カットオフ周波数を変更し得るあらゆる任意のハイパスフィルタによって本実施例に係るＡＣ結合回路を置換しても、その変更は本発明の技術的範囲に含まれる。
上述のように、本発明に係るデジタル信号再生回路によれば、入力デジタル信号に含まれるＤＣレベルの変動を抑えるＡＣ結合回路と、上記ＡＣ結合回路の時定数を所定タイミングで切り換える時定数切換え回路を設けるようにしたので、簡単な構成で、再生信号に含まれるべきＤＣ成分の消失を防止することができ、しかも、データの不連続部分での過渡状態の期間を短くすることができる。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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