(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、
前記ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、
前記ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、
第１端子および第２端子を有し、前記第１端子が前記ＤＣ端子および前記第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第２端子に接続された第２のバッテリと、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路および前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコントロール回路とを備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１端子に接続されたスイッチング素子を有し、
前記スイッチング素子は、
前記第１端子に一端が接続された第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子に直列接続された第２のスイッチング素子とにより構成され、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記第２のバッテリのハイ電圧側との間に接続されたインダクタを有し、
前記第１のスイッチング素子の一端は、前記第１端子を介して前記第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、
前記第２のスイッチング素子の一端は、前記第１および第２のバッテリのロウ電圧側の配線に接続され、
前記コントロール回路は、
前記スイッチング素子のオンオフを制御して、前記第１端子における第１のＤＣ電圧をクランプするためのクランプ制御機能を含み、
前記第１のＤＣ電圧を前記第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧する電力変換装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１のバッテリの電流値を検出する電流センサを有し、
前記コントロール回路は、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて、前記第１のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記電流センサにより検出される電流値が極小値になった時点で前記第１のスイッチングをオフさせることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、
前記ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、
前記ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、
第１端子および第２端子を有し、前記第１端子が前記ＤＣ端子および前記第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第２端子に接続された第２のバッテリと、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路および前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコントロール回路とを備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１端子に接続されたスイッチング素子を有し、
前記スイッチング素子は、
前記第１端子に一端が接続された第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子に直列接続された第２のスイッチング素子とにより構成され、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記第２のバッテリのハイ電圧側との間に接続されたインダクタを有し、
前記第１のスイッチング素子の一端は、前記第１端子を介して前記第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、
前記第２のスイッチング素子の一端は、前記第１および第２のバッテリのロウ電圧側の配線に接続され、
前記コントロール回路は、
前記スイッチング素子のオンオフを制御して、前記第１端子における第１のＤＣ電圧をクランプするためのクランプ制御機能を含み、
前記第１のＤＣ電圧を前記第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧する電力変換装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記コントロール回路により制御されるクランプ制御回路を有し、
前記クランプ制御回路は、
前記コンデンサのＤＣ電圧値を検出する電圧検出手段を含み、
前記ＤＣ電圧値が設定電圧値以上になった時点で前記第２のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記第２のスイッチング素子のオン時における抵抗値を前記ＤＣ電圧値に応じて調節し、
前記コントロール回路のクランプ制御機能は、前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて前記第１のＤＣ電圧をクランプすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項３】
ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、
前記ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、
前記ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、
第１端子および第２端子を有し、前記第１端子が前記ＤＣ端子および前記第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第２端子に接続された第２のバッテリと、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路および前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコントロール回路とを備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１端子に接続されたスイッチング素子を有し、
前記スイッチング素子は、
前記第１端子に一端が接続された第１のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子に直列接続された第２のスイッチング素子とにより構成され、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記第１および第２のスイッチング素子の接続点と前記第２のバッテリのハイ電圧側との間に接続されたインダクタを有し、
前記第１のスイッチング素子の一端は、前記第１端子を介して前記第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、
前記第２のスイッチング素子の一端は、前記第１および第２のバッテリのロウ電圧側の配線に接続され、
前記コントロール回路は、
前記スイッチング素子のオンオフを制御して、前記第１端子における第１のＤＣ電圧をクランプするためのクランプ制御機能を含み、
前記第１のＤＣ電圧を前記第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧する電力変換装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記コントロール回路により制御されるクランプ制御回路を有し、
前記クランプ制御回路は、
前記第１のスイッチング素子に関連した第１のクランプ制御回路と、
前記第２のスイッチング素子に関連した第２のクランプ制御回路とにより構成され、
前記第１および第２のクランプ制御回路は、
前記コンデンサのＤＣ電圧値を検出する電圧検出手段を含み、
前記第１のクランプ制御回路は、前記ＤＣ電圧値が設定電圧値以上になった時点で前記第１のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記第１のスイッチング素子のオン時における抵抗値を前記ＤＣ電圧値に応じて調節し、
前記第２のクランプ制御回路は、前記ＤＣ電圧値が前記設定電圧値以上になった時点で前記第２のスイッチング素子をオンさせるとともに、前記第２のスイッチング素子のオン時における抵抗値を前記ＤＣ電圧値に応じて調節し、
前記コントロール回路のクランプ制御機能は、前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて前記第１のＤＣ電圧をクランプすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】
ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、
前記ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、
前記ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路を制御するコントロール回路とを備え、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路は、２つのスイッチング素子の直列回路からなるアームが複数個並列接続されて構成され、
前記複数個のアームを構成する各２つのスイッチング素子の接続点は、前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の出力線に接続され、
前記各アームのハイ電圧側の一端は、前記第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、
前記各アームのロウ電圧側の一端は、前記第１のバッテリのロウ電圧側の配線に接続された電力変換装置において、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路は、前記コントロール回路により制御されるクランプ制御回路を有し、
前記クランプ制御回路は、
前記複数個のアームの少なくとも１つを構成する２つのスイッチング素子の少なくとも一方のオンオフを制御するとともに、
前記コンデンサの電圧値または前記クランプ制御回路が配置された側のスイッチング素子の電圧値を検出する電圧検出手段を含み、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて、前記各アーム内の前記クランプ制御回路が配置されていない側のスイッチング素子をオンさせるとともに、
前記電圧値が設定電圧以上になった時点で、前記クランプ制御回路が配置された側のスイッチング素子をオンさせ、
前記各スイッチング素子のオン時の抵抗値を前記電圧値に応じて調節することを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】
ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、
前記ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、
前記ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、
第１端子および第２端子を有し、前記第１端子が前記ＤＣ端子および前記第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第２端子に接続された第２のバッテリと、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路を制御するコントロール回路とを備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
前記第１端子における第１のＤＣ電圧を前記第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧するとともに、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流周期に同期させて、前記第２のＤＣ電圧を前記第１のＤＣ電圧に昇圧する電力変換装置において、
前記コントロール回路は、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流が低い状態から高い状態に移行するタイミングに合わせて、前記第２のスイッチング素子のオフタイミングを設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項６】
ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、
前記ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、
前記ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、
第１端子および第２端子を有し、前記第１端子が前記ＤＣ端子および前記第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記第２端子に接続された第２のバッテリと、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路を制御するコントロール回路とを備え、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、
前記第１端子における第１のＤＣ電圧を前記第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧するとともに、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流周期に同期させて、前記第２のＤＣ電圧を前記第１のＤＣ電圧に昇圧する電力変換装置において、
前記コントロール回路は、
前記ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流が低い状態から高い状態に移行するタイミングよりも遅らせて、前記第２のスイッチング素子のオフタイミングを設定することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】
前記コンデンサの電圧値を検出する電圧検出手段を備え、
前記コントロール回路は、前記電圧値に応じて前記第２のスイッチング素子のオフタイミングを設定することを特徴とする請求項５または請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記コントロール回路は、
前記電圧値として前記コンデンサの電圧リップル量を記憶し、
前記電圧リップル量の変化状態に応じて、前記第２のスイッチング素子に対する今回のオフタイミングを設定することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記コントロール回路は、前記第２のスイッチング素子のオフ時に、前記第１のスイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項５から請求項９までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＤＣ端子にバッテリが接続されたＤＣ／ＡＣ電力変換回路を有する電力変換装置に関し、特にバッテリ電流のリップルを低減して平滑化することにより、バッテリ内部インピーダンスによる発熱を抑制してバッテリ劣化や素子の耐圧破壊を防止するとともに、バッテリ配線から放射される電磁界ノイズを低減した電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ＤＣ電圧からＡＣ電圧に変換したりＡＣ電圧からＤＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路のＤＣ端子に接続されたバッテリとを用いた電力変換装置はよく知られている。
図２２は従来の電力変換装置を示すブロック構成図であり、自動車用の電力変換装置の場合を示している。
【０００３】
この種の電力変換装置は、たとえばジョーチム他（Ｊｏａｃｈｉｍ  Ｇｉｌｌｙ  ｅｔ  ａｌ．）による「４２ボルト電源ネットの装置：スタータ発電機のモータ、スイッチユニットおよび制御ユニット装置（Ｄｅｖｉｃｅｓ  ｆｏｒ  ｔｈｅ  ４２Ｖ  ＰｏｗｅｒＮｅｔ：  Ｍｏｔｏｒｓ，  ＩｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔＳｗｉｔｃｈｉｎｇ  Ｕｎｉｔ  ａｎｄ  Ｃｏｎｔｒｏｌ  Ｕｎｉｔ  ｆｏｒＳｔａｒｔｅｒ−Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）」の「新しい自動車用の４２ボルト電源ネット（Ｔｈｅ  Ｎｅｗ  Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ  ４２Ｖ  ＰｏｗｅｒＮｅｔ）」の第２１６〜２３３頁（２００１年）に示されている。
【０００４】
図２２において、１は電力変換装置、２および３は電力変換装置１に接続された第１および第２のバッテリである。
第１のバッテリ２は第１のＤＣ電圧Ｅ１を出力し、第２のバッテリ３は第２のＤＣ電圧Ｅ２を出力する。
【０００５】
４および５は電力変換装置１を構成するＤＣ／ＤＣコンバータおよびＤＣ／ＡＣ電力変換回路であり、それぞれ、ＤＣ端子を介して互いに接続され且つ第１のバッテリ２に接続されている。
【０００６】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４の第１端子は、第１のバッテリ２およびＤＣ／ＡＣ電力変換回路５に接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の第２端子は、第２のバッテリ３に接続されている。
【０００７】
ＤＣ／ＡＣコンバータ５は、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有し、ＤＣ電圧およびＡＣ電圧の双方向変換を行う。
ＤＣ／ＡＣコンバータ５のＤＣ端子は、第１のバッテリ２およびＤＣ／ＤＣコンバータ４に接続され、ＤＣ／ＡＣコンバータ５のＡＣ端子は、電気負荷（後述する）に接続されている。
【０００８】
６は第１のバッテリ２に接続されたコンデンサであり、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５のＤＣ端子における電圧を平滑化する。
【０００９】
７はＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の電気負荷となるモータであり、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の３相（ｕ、ｖ、ｗ）のＡＣ端子に接続されている。
８はモータ７に接続された自動車用のエンジンである。
【００１０】
９は電力変換装置１内のコントロール回路であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ４およびＤＣ／ＡＣ電力変換回路５を構成する各スイッチング素子（後述する）のオンオフを制御する。
【００１１】
ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５は、エンジン８の始動時（スタートモード）において、第１のバッテリ２から供給されるＤＣ電圧Ｅ１を３相の交流電流に変換し、モータ７を回転させてエンジン８を始動させる。
【００１２】
また、双方向変換機能を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路５は、エンジン８の始動後（発電モード）において、ガソリンの燃焼によるエンジン８の回転エネルギーを利用して、ＡＣ電流をＤＣ電流に変換して第１のバッテリ２に供給する。
【００１３】
図２３は図２２内のＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の具体的な構成例を示す回路図である。
図２３において、５０ａ〜５０ｆはスイッチング素子として機能するＭＯＳＦＥＴであり、ＡＣ電力変換回路５内の３相のアームすなわち３個のスイッチング素子対を構成する。
【００１４】
５１ａ〜５１ｆは各ＭＯＳＦＥＴ５０ａ〜５０ｆに並列接続されたダイオード、５２ａ〜５２ｆは各ＭＯＳＦＥＴ５０ａ〜５０ｆをオンオフさせるドライバ回路である。
【００１５】
ＭＯＳＦＥＴ５０ａのドレインはコンデンサ６のハイ電圧ラインに接続され、ＭＯＳＦＥＴ５０ａのソースは、ＭＯＳＦＥＴ５０ｂのドレインおよびＤＣ／ＡＣ電力変換回路５のＡＣ端子（ｕ相）に接続されている。
ＭＯＳＦＥＴ５０ｂのソースは、コンデンサ６のロウ電圧ラインに接続されている。
【００１６】
ＭＯＳＦＥＴ５０ａおよび５０ｂは、互いに直列接続されて１つのアームを形成している。
ＭＯＳＦＥＴ５０ａおよび５０ｂからなるアームの接続点は、ＡＣ端子のｕ相を介してモータ７のＵ相ラインに接続されている。
【００１７】
同様に、ＭＯＳＦＥＴ５０ｃおよび５０ｄは１つのアームを構成しており、このアームの接続点は、ＡＣ端子のｖ相を介してモータ７のＶ相ラインに接続されている。
【００１８】
また、ＭＯＳＦＥＴ５０ｅおよび５０ｆは１つのアームを構成しており、このアームの接続点は、ＡＣ端子のｗ相を介してモータ７のＷ相ラインに接続されている。
【００１９】
各ダイオード５１ａ、５１ｃ、５１ｅは、それぞれのカソードがハイ電圧ラインに接続されるように、各ＭＯＳＦＥＴ５０ａ、５０ｃ、５０ｅに対して並列接続されている。
【００２０】
また、各ダイオード５１ｂ、５１ｄ、５１ｆは、それぞれのアノードがロウ電圧ラインに接続されるように、各ＭＯＳＦＥＴ５０ｂ、５０ｄ、５０ｆに対して並列接続されている。
【００２１】
各ドライバ回路５２ａ〜５２ｆの出力端子は、それぞれＭＯＳＦＥＴ５０ａ〜５０ｆのゲートに接続され、各ドライバ回路５２ａ〜５２ｆの入力端子は、それぞれコントロール回路９に接続されている。
これにより、ＭＯＳＦＥＴ５０ａ〜５０ｆのゲートは、コントロール回路９により制御される。
【００２２】
スタートモード時において、ＭＯＳＦＥＴ５０ａ〜５０ｆの各ゲートはＰＷＭ制御され、これにより、Ｕ相−Ｖ相、Ｖ相−Ｗ相、Ｗ相−Ｕ相の各相間にそれぞれ１２０度づつ位相のずれた交流電流が流れ、モータ７は回転駆動される。
【００２３】
一方、発電モード時においては、モータ７内の回転子が回転することにより、Ｕ相−Ｖ相、Ｖ相−Ｗ相、Ｗ相−Ｕ相の各相間に１２０度づつ位相のずれた交流電圧が発生する（交流電流が流れる）。
この交流電圧は、ダイオード５１ａ〜５１ｆにより整流されて、コンデンサ６の両端間にＤＣ電圧を発生させる。
【００２４】
なお、スタートモード時においては、最大で約６００Ａもの電流を必要とし、このような大電流がＤＣ／ＡＣ電力変換回路５内のＭＯＳＦＥＴ５０ａ〜５０ｆによりスイッチングされることになる。
【００２５】
このとき、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５のスイッチングによるサージ電圧を抑制してスイッチング損失を抑制するために、コンデンサ６は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５に近接して配置されるとともに、低インダクタンスの回路を介して配線される。
【００２６】
また、コンデンサ６としては、大電流を安定してＤＣ／ＡＣ電力変換回路５に供給するため、また、第１のバッテリ２のＤＣ電圧Ｅ１の電流リップルを抑制するために、容量の大きな電解コンデンサが用いられる。
【００２７】
さらに、電解コンデンサは、長寿命化を目的として、コンデンサ１個当たりのリップル電流を抑制する必要があるので、コンデンサ６としては、大容量の電解コンデンサが複数個使用されている。したがって、コンデンサ６によって、電力変換装置１内の多くの部分が占有されることになる。
【００２８】
一方、電力変換装置１内のＤＣ／ＤＣコンバータ４は、コントロール回路９により制御され、第１のバッテリ２のＤＣ電圧Ｅ１と第２のバッテリ３のＤＣ電圧Ｅ２とをコントロールしている。
【００２９】
特に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、発電モード時において、第１端子側では、第１のバッテリ２をＤＣ電圧Ｅ１に充電しつつ、第２端子側では、第１のＤＣ電圧Ｅ１を第２のＤＣ電圧Ｅ２に降圧して、第２のバッテリ３を充電する。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電力変換装置は以上のように、コンデンサ６として大容量の電解コンデンサを使用しているので、装置全体の小形化を実現することができないうえ、電解コンデンサの耐熱性が低いことから高温環境下（１５０℃）での使用が難しいという問題があった。
【００３１】
また、電力変換装置１の小形化および高温環境下での使用を可能にするために、コンデンサ６としてセラミックコンデンサを使用しようとすると、セラミックコンデンサの大容量化が困難なことから、電解コンデンサを使用した場合と比べて小容量になり、第１のバッテリ２の電流リップルが大きくなるので、第１のバッテリ２の発熱による劣化を招くうえ、第１のバッテリ２と電力変換装置１との間を接続するケーブルから放射される電磁ノイズが増加するという問題点があった。
【００３２】
この発明は上記のような問題点を解決するためになされたもので、バッテリ電流のリップルを低減して平滑化することにより、バッテリ内部インピーダンスによる発熱を抑制してバッテリ劣化や素子の耐圧破壊を防止するとともに、バッテリ配線から放射される電磁界ノイズを低減した電力変換装置を得ることを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電力変換装置は、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、第１端子および第２端子を有し、第１端子がＤＣ端子および第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、第２端子に接続された第２のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路およびＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１端子に接続されたスイッチング素子を有し、スイッチング素子は、第１端子に一端が接続された第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子に直列接続された第２のスイッチング素子とにより構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１および第２のスイッチング素子の接続点と第２のバッテリのハイ電圧側との間に接続されたインダクタを有し、第１のスイッチング素子の一端は、第１端子を介して第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、第２のスイッチング素子の一端は、第１および第２のバッテリのロウ電圧側の配線に接続され、コントロール回路は、スイッチング素子のオンオフを制御して、第１端子における第１のＤＣ電圧をクランプするためのクランプ制御機能を含み、第１のＤＣ電圧を第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧する電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１のバッテリの電流値を検出する電流センサを有し、コントロール回路は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて、第１のスイッチング素子をオンさせるとともに、電流センサにより検出される電流値が極小値になった時点で第１のスイッチングをオフさせるものである。
【００４２】
また、この発明に係る電力変換装置は、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、第１端子および第２端子を有し、第１端子がＤＣ端子および第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、第２端子に接続された第２のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路およびＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１端子に接続されたスイッチング素子を有し、スイッチング素子は、第１端子に一端が接続された第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子に直列接続された第２のスイッチング素子とにより構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１および第２のスイッチング素子の接続点と第２のバッテリのハイ電圧側との間に接続されたインダクタを有し、第１のスイッチング素子の一端は、第１端子を介して第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、第２のスイッチング素子の一端は、第１および第２のバッテリのロウ電圧側の配線に接続され、コントロール回路は、スイッチング素子のオンオフを制御して、第１端子における第１のＤＣ電圧をクランプするためのクランプ制御機能を含み、第１のＤＣ電圧を第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧する電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータは、コントロール回路により制御されるクランプ制御回路を有し、クランプ制御回路は、コンデンサのＤＣ電圧値を検出する電圧検出手段を含み、ＤＣ電圧値が設定電圧値以上になった時点で第２のスイッチング素子をオンさせるとともに、第２のスイッチング素子のオン時における抵抗値をＤＣ電圧値に応じて調節し、コントロール回路のクランプ制御機能は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて第１のＤＣ電圧をクランプするものである。
【００４３】
また、この発明に係る電力変換装置は、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、第１端子および第２端子を有し、第１端子がＤＣ端子および第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、第２端子に接続された第２のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路およびＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１端子に接続されたスイッチング素子を有し、スイッチング素子は、第１端子に一端が接続された第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子に直列接続された第２のスイッチング素子とにより構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１および第２のスイッチング素子の接続点と第２のバッテリのハイ電圧側との間に接続されたインダクタを有し、第１のスイッチング素子の一端は、第１端子を介して第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、第２のスイッチング素子の一端は、第１および第２のバッテリのロウ電圧側の配線に接続され、コントロール回路は、スイッチング素子のオンオフを制御して、第１端子における第１のＤＣ電圧をクランプするためのクランプ制御機能を含み、第１のＤＣ電圧を第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧する電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータは、コントロール回路により制御されるクランプ制御回路を有し、クランプ制御回路は、第１のスイッチング素子に関連した第１のクランプ制御回路と、第２のスイッチング素子に関連した第２のクランプ制御回路とにより構成され、第１および第２のクランプ制御回路は、コンデンサのＤＣ電圧値を検出する電圧検出手段を含み、第１のクランプ制御回路は、ＤＣ電圧値が設定電圧値以上になった時点で第１のスイッチング素子をオンさせるとともに、第１のスイッチング素子のオン時における抵抗値をＤＣ電圧値に応じて調節し、第２のクランプ制御回路は、ＤＣ電圧値が設定電圧値以上になった時点で第２のスイッチング素子をオンさせるとともに、第２のスイッチング素子のオン時における抵抗値をＤＣ電圧値に応じて調節し、コントロール回路のクランプ制御機能は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて第１のＤＣ電圧をクランプするものである。
【００４４】
また、この発明に係る電力変換装置は、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路を制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路は、２つのスイッチング素子の直列回路からなるアームが複数個並列接続されて構成され、複数個のアームを構成する各２つのスイッチング素子の接続点は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の出力線に接続され、各アームのハイ電圧側の一端は、第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、各アームのロウ電圧側の一端は、第１のバッテリのロウ電圧側の配線に接続された電力変換装置において、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路は、コントロール回路により制御されるクランプ制御回路を有し、クランプ制御回路は、複数個のアームの少なくとも１つを構成する２つのスイッチング素子の少なくとも一方のオンオフを制御するとともに、コンデンサの電圧値またはクランプ制御回路が配置された側のスイッチング素子の電圧値を検出する電圧検出手段を含み、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて、各アーム内のクランプ制御回路が配置されていない側のスイッチング素子をオンさせるとともに、電圧値が設定電圧以上になった時点で、クランプ制御回路が配置された側のスイッチング素子をオンさせ、各スイッチング素子のオン時の抵抗値を電圧値に応じて調節するものである。
【００４５】
また、この発明に係る電力変換装置は、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、第１端子および第２端子を有し、第１端子がＤＣ端子および第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、第２端子に接続された第２のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路を制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１端子における第１のＤＣ電圧を第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧するとともに、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流周期に同期させて、第２のＤＣ電圧を第１のＤＣ電圧に昇圧する電力変換装置において、コントロール回路は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流が低い状態から高い状態に移行するタイミングに合わせて、第２のスイッチング素子のオフタイミングを設定するものである。
【００４８】
また、この発明に係る電力変換装置は、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、第１端子および第２端子を有し、第１端子がＤＣ端子および第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、第２端子に接続された第２のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路を制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１端子における第１のＤＣ電圧を第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧するとともに、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流周期に同期させて、第２のＤＣ電圧を第１のＤＣ電圧に昇圧する電力変換装置において、コントロール回路は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流が低い状態から高い状態に移行するタイミングよりも遅らせて、第２のスイッチング素子のオフタイミングを設定するものである。
【００４９】
また、この発明に係る電力変換装置は、コンデンサの電圧値を検出する電圧検出手段を備え、コントロール回路は、電圧値に応じて第２のスイッチング素子のオフタイミングを設定するものである。
【００５０】
また、この発明に係る電力変換装置のコントロール回路は、電圧値としてコンデンサの電圧リップル量を記憶し、電圧リップル量の変化状態に応じて、第２のスイッチング素子に対する今回のオフタイミングを設定するものである。
【００５１】
また、この発明に係る電力変換装置のコントロール回路は、第２のスイッチング素子のオフ時に、第１のスイッチング素子をオンさせるものである。
【００５２】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、図面を参照しながら、この発明の実施の形態１について詳細に説明する。
図１はこの発明の実施の形態１に関連した電力変換装置を示すブロック構成図である。
【００５３】
図１において、第１のバッテリ２、第２のバッテリ３、ＤＣ／ＤＣコンバータ４、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５、モータ７、エンジン８およびコントロール回路９は、前述（図２２参照）と同様のものであり、ここでは詳述を省略する。
【００５４】
１０１は電力変換装置、１０６はこの発明によるコンデンサである。コンデンサ１０６は、電力変換装置１０１内において、前述のコンデンサ６と同等位置に配置されている。
【００５５】
この場合、コンデンサ１０６は、電解コンデンサよりも容量の小さい（１００μＦ〜５００μＦ程度の）セラミックコンデンサにより構成されている。
【００５６】
１１０は第１のインダクタ（以下、単に「インダクタ」という）であり、数μＨ〜数１００μＨのインダクタンスを有し、第１のバッテリ２とコンデンサ１０６との間に挿入されている。
【００５７】
すなわち、インダクタ１１０は、第１のバッテリ２のハイ電圧側端子と、コンデンサ１０６のハイ電圧側端子（ＤＣ／ＤＣコンバータ４およびＤＣ／ＡＣ電力変換回路５とコンデンサ１０６との接続点）との間に配置されている。
１１１は電圧クランプ素子であり、コンデンサ１０６に並列接続されている。
【００５８】
この場合、電力変換装置１０１内において、インダクタ１１０および電圧クランプ素子１１１の追加により部品点数が若干増加するものの、前述のコンデンサ６（大容量の電解コンデンサ）からコンデンサ１０６（小容量のセラミックコンデンサ）に置き換えたことにより、電力変換装置１０１のサイズを大幅に小さくすることができる。
【００５９】
また、高温環境下での使用が困難な大容量の電解コンデンサに代えて、高耐熱性のセラミック製のコンデンサ１０６を用いたので、電力変換装置１０１を高温環境下で使用することができる。
【００６０】
次に、図１に示した電力変換装置の動作について説明する。
まず、スタートモード時において、前述と同様に、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５を動作させて、モータ７のＵ、Ｖ、Ｗ相に交流電流を流す。
【００６１】
このとき、前述のように、モータ７を回転させるためには大電流が必要なことから、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５には、最大で３００Ａ〜６００Ａのパルス電流が流れ込む。
【００６２】
この場合、コンデンサ１０６の容量は数百μＦ程度であり、従来（図２２参照）のコンデンサ６と比べて大幅に小さいので、電流リップルが非常に大きくなるが、周知のように、セラミックコンデンサは耐電流リップル性に優れているので特に支障はない。
【００６３】
しかしながら、第１のバッテリ２とコンデンサ１０６との間のインダクタンス値が配線インダクタンス（数μＨ）のみの場合、第１のバッテリ２の電流リップルが非常に大きくなり、第１のバッテリ２の内部抵抗による発熱によって、第１のバッテリ２にダメージを与えてしまう。
【００６４】
また、引き回されたバッテリ配線に大きな電流変動および電圧変動が発生することから、電磁界ノイズの発生による他機器への影響の心配もある。
そこで、図１に示した電力変換装置１０１において、第１のバッテリ２とコンデンサ１０６との間にインダクタ１１０が設けられている。
【００６５】
次に、図２を参照しながら、インダクタ１１０による具体的な作用効果について説明する。
図２はインダクタンス［μＨ］と電流リップルとの関係を示す説明図である。
【００６６】
図２において、横軸は第１のバッテリ２とコンデンサ１０６との間のインダクタンス［μＨ］、縦軸は第１のバッテリ２の電流リップル［Ａｐ−ｐ］であり、ここでは、電流値３００Ａ程度の電力変換装置１０１の場合でのシミュレーション結果を示している。
【００６７】
また、各種パラメータ条件として、コンデンサ１０６の容量は１００μＦ、第１のバッテリ２のＤＣ電圧Ｅ１は３６Ｖ、ＭＯＳＦＥＴ５０ａ〜５０ｆに対するＰＷＭ制御のキャリア周波数は１０ｋＨｚ、基本波周波数は６０Ｈｚ、モータ７の相間電流ｐ−ｐ値は３００Ａ、コンデンサ１０６の電流ピーク値は３００Ａ、第１のバッテリ２の平均電流値は８０Ａである。
【００６８】
図２から明らかなように、第１のバッテリ２の電流リップルは、第１のバッテリ２とコンデンサ１０６との間のインダクタンス値が小さくなると増大し、インダクタンス値が大きくなると減少することが分かる。
【００６９】
次に、電圧クランプ素子１１１による具体的な作用効果ついて説明する。
図１に示す電力変換装置１０１のスタートモード時において、過電流を検出した場合、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５をシャットダウンする場合がある。
すなわち、第１のバッテリ２とコンデンサ１０６との間の配線に、たとえば、数百Ａの電流が流れている状態で、シャットダウン動作が行われる。
【００７０】
このとき、急に電流が遮断されるわけであるから、配線のインダクタンス成分およびインダクタ１１０のインダクタンスに蓄えられているエネルギーは、仮に電圧クランプ素子１１１が無ければ、一気にコンデンサ１０６に流れ込むことになる。
【００７１】
したがって、小容量のコンデンサ１０６の両端間電圧は、大きく跳ね上がって（サージ）しまい、コンデンサ１０６およびＤＣ／ＤＣコンバータ４およびＤＣ／ＡＣ電力変換回路５を構成する各素子の発熱や耐圧破壊を招く可能性がある。
【００７２】
そこで、これを防ぐため、図１のように、約１００Ｖでクランプする電圧クランプ素子１１１がコンデンサ１０６に並列接続されている。
これにより、急なシャットダウン動作が行われても、電力変換装置１０１内の素子の損傷を防止することができる。
【００７３】
このように、平滑用のコンデンサ１０６として電解コンデンサよりも小容量のセラミックコンデンサを用いるとともに、第１のバッテリ２とコンデンサ１０６との間にインダクタ１１０を挿入することにより、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の動作時に発生する第１のバッテリ２の電流リップルを低減して平滑化することができる。
【００７４】
したがって、第１のバッテリ２の内部インピーダンスによる発熱を抑制して劣化を防止するとともに、第１のバッテリ２の配線から放射される電磁界ノイズを低減することができる。
【００７５】
また、コンデンサ１０６に電圧クランプ素子１１１を並列接続することにより、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５のシャットダウン動作時に発生するサージエネルギーによるコンデンサ１０６の電圧跳ね上がりを所望の電圧にクランプすることができ、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５を構成する回路素子およびコンデンサ１０６の耐圧破壊を確実に防止することができる。
【００７６】
上記装置では、電圧クランプ素子１１１を設けたが、ＤＣ／ＤＣコンバータにクランプ機能を設けて、電圧クランプ素子１１１を省略してもよい。
【００７７】
図３はＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａにクランプ機能を設けたこの発明の実施の形態１を示すブロック構成図である。
図３において、前述（図１参照）と同様のものについては、同一符号を付して、または符号の後に「Ａ」を付して詳述を省略する。
【００７８】
この場合、電圧クランプ素子１１１が不要となる点が前述と異なる。
また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａと関連するコントロール回路９Ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａ内のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）のオンオフを制御して、コンデンサ１０６側の第１端子におけるＤＣ電圧をクランプするためのクランプ制御回路として機能する。
【００７９】
図３においては、第１のバッテリ２の過電流検出によるＤＣ／ＡＣ電力変換回路５のシャットダウン時に発生するサージエネルギーを、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａを動作させて吸収し、電圧の跳ね上がりを抑制している。
【００８０】
図４は図３内のＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａの具体的な構成例を示す回路図である。
図４において、４０１、４０２は第１端子間に直列接続された第１および第２のスイッチング素子（以下、単に「ＭＯＳＦＥＴ」という）である。
【００８１】
４０３は第２のインダクタ（以下、単に「インダクタ」という）であり、ＭＯＳＦＥＴ４０１および４０２の接続点と第２のバッテリ３のハイ電圧側端子との間に挿入されている。
【００８２】
４０４は第１のバッテリ２の電流値を検出する電流センサ、４０５はＭＯＳＦＥＴ４０１を駆動するドライバ回路、４０６はＭＯＳＦＥＴ４０２を駆動するドライバ回路である。
【００８３】
ＭＯＳＦＥＴ４０１のドレインは、コンデンサ１０６およびインダクタ１１０の各一端に接続され、ＭＯＳＦＥＴ４０１のソースは、インダクタ４０３の一端およびＭＯＳＦＥＴ４０２のドレインに接続されている。
【００８４】
インダクタ４０３の他端は、第２のバッテリ３のハイ電圧側端子に接続されている。
ＭＯＳＦＥＴ４０２のソースは、第２のバッテリ３のロウ電圧側端子およびコンデンサ１０６の他端に接続されている。
【００８５】
電流センサ４０４は、インダクタ１１０と、コンデンサ１０６、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ＡおよびＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の接続点との間に配置されている。
ドライバ回路４０５は、出力端子がＭＯＳＦＥＴ４０１のゲートに接続され、入力端子はコントロール回路９Ａに接続されている。ドライバ回路４０６は、出力端子がＭＯＳＦＥＴ４０２のゲートに接続され、入力端子がコントロール回路９Ａに接続されている。
【００８６】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａは、双方向のＤＣ／ＤＣコンバータであり、各スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）のゲートには数百ｋＨｚのパルス信号が入力され、第１のバッテリ２のＤＣ電圧Ｅ１および第２のバッテリ３のＤＣ電圧Ｅ２が所定値になるようにコントロール回路９Ａにより制御されている。
【００８７】
次に、前述の回路図（図２３）とともに図５のタイミングチャートを参照しながら、図３および図４に示したこの発明の実施の形態１による動作について説明する。
【００８８】
なお、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａの詳細動作については、この発明において特に重要ではないので省略する。
図５において、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５内のＭＯＳＦＥＴ５０ａ〜５０ｆ（図２３参照）に対するゲート信号は、通常動作時にはＰＷＭ制御されている（交叉斜線部参照）。
【００８９】
まず、スタートモード時（図５内の時刻ｔ１より以前）において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａ内のＭＯＳＦＥＴ４０１、４０２は、各ゲートにドライバ回路４０５、４０６からのロウ信号が入力されており、動作がオフ（停止）されている。
【００９０】
次に、時刻ｔ１において過電流が検出されると、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５をシャットダウン動作させるために、コントロール回路９Ａは、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５のハイアームのＭＯＳＦＥＴ５０ａ、５０ｃ、５０ｅのうち、オンしていたスイッチング素子のゲート信号を、数百μｓかけてハイからロウにテーリング移行させる。
【００９１】
また、全てのハイアームのＭＯＳＦＥＴ５０ａ、５０ｃ、５０ｅがオフした後、ロウアームのＭＯＳＦＥＴ５０ｂ、５０ｄ、５０ｆのゲート信号をハイにして、全ロウアームのスイッチング素子をオンさせる。
【００９２】
このとき、コントロール回路９Ａは、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５のハイアームのゲート信号を立ち下げるタイミング（図５内の時刻ｔ１）で、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａ内のＭＯＳＦＥＴ４０１に対するゲート信号をハイにし、ＭＯＳＦＥＴ４０１をオンさせる。
【００９３】
したがって、インダクタ１１０および配線インダクタンスに蓄えられているエネルギーは、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５で消費されつつ（ハイアームのスイッチを数百μｓかけてオフさせる期間）、第２のバッテリ３のＤＣ電圧Ｅ２に回収される。
【００９４】
第１のバッテリ２（ＤＣ電圧Ｅ１）の電流が、数百Ａから０Ａを経て、−数十Ａ〜−百数十Ａ）まで低下すると、これと同時に、コンデンサ１０６の電圧は、第１のバッテリ２のＤＣ電圧Ｅ１（＝３６Ｖ）から徐々に増加し、電流が０Ａの点でピークになる。
【００９５】
そこで、第１のバッテリ２の電流値を電流センサ４０４で検出しておき、電流が極小値になった（電流の傾きがマイナスからプラスに変化した）時点（図５内の時刻ｔ３）で、ＭＯＳＦＥＴ４０１のゲート信号をロウにして、ＭＯＳＦＥＴ４０１をオフさせる。
【００９６】
なぜなら、第１のバッテリ２の電流が極小値のポイントでＭＯＳＦＥＴ４０１をオフさせないと、各バッテリ電圧の関係がＥ１（＝３６Ｖ）＞Ｅ２（＝１２Ｖ）であることから、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａへの供給電流が増加して過電流の設定値を超えてしまい、コンデンサ１０６の電圧の跳ね上がりを抑制することができなくなるからである。
【００９７】
図５のように、第１のバッテリ２の電流が極小値になった時刻ｔ３でＭＯＳＦＥＴ４０１をオフさせることにより、サージエネルギーの一部を第２のバッテリ３のＤＣ電圧Ｅ２に返すことができるので、コンデンサ１０６の電圧跳ね上がりを抑制することができる。
【００９８】
上記のＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａによるサージ電圧抑制動作により、−１０Ｖ〜−３０Ｖ程度の電圧跳ね上がりを抑制することができる。
たとえば、１００Ｖ以下にサージ電圧を抑制しようとした場合、上記制御は、１０μＨ以下のインダクタンス値で有効である。
【００９９】
したがって、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の動作停止時に発生するサージエネルギーによるコンデンサ１０６の電圧の跳ね上がりを抑制して、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５を構成する回路素子およびコンデンサ１０６の耐圧破壊を防止することができる。
【０１００】
また、図５のように、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の停止時刻ｔ１に同期させてＭＯＳＦＥＴ４０１をオンさせ、第１のバッテリ２の電流が極小値になったら時刻ｔ３でＭＯＳＦＥＴ４０１をオフさせることにより、コンデンサ１０６の電圧の跳ね上がりを抑制することができるので、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路を構成する回路素子およびコンデンサの耐圧破壊を確実に防止することができる。
【０１０１】
さらに、図３においては、第１のバッテリ２と、コンデンサ１０６、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ＡおよびＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の接続点との間にインダクタ１１０が配置された場合を示したが、インダクタ１１０が配置されていない電力変換装置に適用しても有効であり、同等の作用効果を奏することは言うまでもない。
【０１０２】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、コンデンサ１０６の電圧の跳ね上がりを抑制するために、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａ内のＭＯＳＦＥＴ４０１のみをオンオフ制御したが、さらにＭＯＳＦＥＴ４０２をオンオフ制御するためのアクティブクランプ回路を設けてもよい。
【０１０３】
図６はＭＯＳＦＥＴ４０２をオンオフ制御するアクティブクランプ回路を設けたこの発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｂの具体的構成例を示す回路図である。
【０１０４】
図６において、前述（図４参照）と同様のものについては、同一符号を付して、または符号の後に「Ｂ」を付して詳述を省略する。
また、この発明の実施の形態２による電力変換装置の全体構成は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｂ内の一部（サージ電圧抑制回路）以外は、前述（図１または図３）に示した通りである。
【０１０５】
４１７はＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｂ内のアクティブクランプ回路であり、ＭＯＳＦＥＴ４０２に関連して設けられている。
アクティブクランプ回路４１７は、コントロール回路９Ｂにより制御され、コントロール回路９Ｂとともにクランプ制御回路として機能する。
【０１０６】
４１８は第１のコモン電位であり、ＭＯＳＦＥＴ４０２のソース電極すなわち第２のバッテリ３の負極（グランド電位）に相当する。
【０１０７】
アクティブクランプ回路４１７の出力端子は、ＭＯＳＦＥＴ４０２のゲートを駆動するためのドライバ回路４０６の入力信号線に接続されている。
アクティブクランプ回路４１７の一方の入力信号線は、コントロール回路９Ｂに接続され、コントロール回路９Ｂからの信号により通常の電圧制御が行われている。
【０１０８】
アクティブクランプ回路４１７の他方の入力信号線は、ＭＯＳＦＥＴ４０１のドレインに接続され、コンデンサ１０６の電圧が入力されている。
図７はアクティブクランプ回路４１７の具体的構成例を示す回路図である。
【０１０９】
図７において、４１７１はＯＲ回路であり、アクティブクランプ回路４１７の出力回路としてドライバ回路４０６に接続されている。
４１７２はＯＲ回路４１７１の入力端子に接続されたツェナーダイオードであり、クランプ電圧をツェナー電圧として限定する。
【０１１０】
ツェナーダイオード４１７２のカソードは、ＭＯＳＦＥＴ４０１のドレイン（コンデンサ１０６のハイ電圧側端子）に接続されており、コンデンサ１０６の電圧値を検出するための電圧検出手段として機能する。
【０１１１】
４１７３は静電容量１００ｐＦ〜１０００ｐＦ程度のコンデンサ、４１７４は抵抗値１ｋΩ〜１０ｋΩ程度の抵抗器、４１７５はクランプ電圧５Ｖにクランプするためのツェナーダイオードである。
【０１１２】
コンデンサ４１７３、抵抗器４１７４およびツェナーダイオード４１７５は、並列回路を構成して、ツェナーダイオード４１７２のアノードと第１のコモン電位４１８との間に挿入されている。
【０１１３】
すなわち、ＯＲ回路４１７１は、出力端子がドライバ回路４０６の入力端子に接続され、一方の入力端子がコントロール回路９Ｂに接続され、他方の入力端子がツェナーダイオード４１７２のアノード（コンデンサ４１７３のハイ電圧側端子、抵抗器４１７４の一端およびツェナーダイオード４１７５のカソード）に接続されている。
【０１１４】
また、コンデンサ４１７３のロウ電圧側端子、抵抗器４１７４の他端およびツェナーダイオード４１７５のアノードは、第１のコモン電位４１８に接続されている。
【０１１５】
次に、図１（または、図３）のブロック構成図および図２３の回路図とともに、図８のタイミングチャートを参照しながら、図６および図７に示したこの発明の実施の形態２による具体的な動作について説明する。
【０１１６】
図８においては、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間中に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａ内のＭＯＳＦＥＴ４０２に対するゲート信号がオン制御される。
すなわち、ＭＯＳＦＥＴ４０２は、クランプ電圧８０Ｖに達するとオンされ、ＭＯＳＦＥＴ４０１がオンしている期間中（時刻ｔ２〜時刻ｔ３）、コンデンサ１０６の電圧が８０Ｖ以上にならないように動作する。
【０１１７】
他のスイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ５０ａ〜５０ｆ、ＭＯＳＦＥＴ４０１）の制御タイミング、第１のバッテリ２の電流、コンデンサ１０６の電圧波形は、前述（図５）と同様である。
【０１１８】
まず、時刻ｔ１においてＤＣ／ＡＣ電力変換回路５をシャットダウン動作させると、前述のように、配線およびインダクタ１１０の各インダクタンスに蓄積されているエネルギーがコンデンサ１０６に流れ込み、コンデンサ１０６の端子電圧が上昇する。また、時刻ｔ１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａ内のＭＯＳＦＥＴ４０１はオンされる。
【０１１９】
このとき、コンデンサ１０６の電圧は、アクティブクランプ回路４１７内のツェナーダイオード４１７２に印加され、コンデンサ電圧がツェナー電圧を超えようとすると、ツェナーダイオード４１７２が逆導通して、コンデンサ４１７３の電圧を上昇させる。
【０１２０】
その後、時刻ｔ２においてコンデンサ４１７３の端子電圧がＯＲ回路４１７１のしきい値を超えると、ＯＲ回路４１７１の出力信号がハイレベルになり、ＭＯＳＦＥＴ４０２をオンさせる。
【０１２１】
ＭＯＳＦＥＴ４０２がオンすると、ＭＯＳＦＥＴ４０１および４０２においてサージエネルギーが損失されるので、コンデンサ１０６の端子電圧をクランプ電圧８０Ｖに保持することができる。
【０１２２】
なお、抵抗器４１７４は、クランプ動作時以外ではＯＲ回路４１７１の入力電圧をロウ電位（第１のコモン電位４１８）に保持するために設けられている。
また、ツェナーダイオード４１７５は、ＯＲ回路４１７１の入力電圧が５Ｖ以上に上昇しないように（ＯＲ回路４１７１を破壊させないように）クランプするために設けられている。
【０１２３】
このように、ＭＯＳＦＥＴ４０２に関連したアクティブクランプ回路４１７を設けることにより、コンデンサ１０６の端子電圧（ＤＣ電圧値）が設定電圧値（８０Ｖ）以上になった時点でＭＯＳＦＥＴ４０２をオンさせることができ、ＭＯＳＦＥＴ４０２のオン抵抗値をＤＣ電圧値に応じて調節することができる。
【０１２４】
また、アクティブクランプ回路４１７の動作は、ＭＯＳＦＥＴ４０１がオンしている期間のみにおいて有効であるが、前述（実施の形態１）よりも確実にコンデンサ１０６の電圧上昇を抑制することができる。
【０１２５】
すなわち、配線およびインダクタ１１０が高インダクタンスでも、コンデンサ１０６の電圧上昇を所望の電圧（１００Ｖ以下）に抑制することができる。
上記電圧抑制動作は、特に、配線およびインダクタ１１０のインダクタンスが３０μＨ以下の場合に有効である。
【０１２６】
さらに、ここでは、前述と同様に、第１のバッテリ２と、コンデンサ１０６、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ＢおよびＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の接続点との間にインダクタ１１０を設けた場合について述べたが、インダクタ１１０を配置していない電力変換装置に対しても有効であることは言うまでもない。
【０１２７】
実施の形態３．
なお、上記実施の形態２では、ＭＯＳＦＥＴ４０２に関連したアクティブクランプ回路４１７のみを設け、コンデンサ１０６の端子電圧（ＤＣ電圧値）に応じたクランプ制御を実行したが、ＭＯＳＦＥＴ４０１に関連したアクティブクランプ回路を追加し、ＤＣ電圧値が設定電圧値以上になった時点でＭＯＳＦＥＴ４０１をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ４０１のオン抵抗値をＤＣ電圧値に応じて調節してもよい。
【０１２８】
図９はＭＯＳＦＥＴ４０１に対するアクティブクランプ回路を追加したこの発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｃの具体的構成例を示す回路図である。
【０１２９】
図９において、前述（図６参照）と同様のものについては、同一符号を付して、または符号の後に「Ｃ」を付して詳述を省略する。
４２９はＭＯＳＦＥＴ４０１に対するアクティブクランプ回路、４２０はＭＯＳＦＥＴ４０１および４０２の接続点に対応した第２のコモン電位である。
【０１３０】
この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｃには、さらなるサージ電圧抑制手段として、アクティブクランプ回路４１７と同様のアクティブクランプ回路４２９が並設されている。
【０１３１】
アクティブクランプ回路４２９の出力端子は、ＭＯＳＦＥＴ４０１に対するゲート駆動用のドライバ回路４０５の入力信号線に接続されている。
アクティブクランプ回路４２９の一方の入力信号線は、コントロール回路９Ｃに接続され、コントロール回路９Ｃからの信号により通常の電圧制御が行われている。
【０１３２】
アクティブクランプ回路４２９の他方の入力線は、ＭＯＳＦＥＴ４０１のドレインに接続され、コンデンサ１０６の端子電圧が入力されている。
図１０はアクティブクランプ回路４２９の具体的構成を示す回路図であり、前述（図７参照）のアクティブクランプ回路４１７と同様に構成されている。
【０１３３】
図１０において、４２９１はドライバ回路４０５に対する出力回路となるＯＲ回路、４２９２はクランプ電圧を設定して電圧検出手段として機能するツェナーダイオード、４２９３は静電容量１００ｐＦ〜１０００ｐＦのコンデンサ、４２９４は抵抗値１ｋΩ〜１０ｋΩの抵抗器、４２９５はクランプ電圧５Ｖのツェナーダイオードである。
【０１３４】
図１０の場合、第１のコモン電位４１８に代えて第２のコモン電位４２０に接続されている以外は、前述のアクティブクランプ回路４１７と同一構成である。
【０１３５】
次に、図１（または、図３）のブロック構成図および図２３の回路図とともに、図１１のタイミングチャートを参照しながら、図９および図１０に示したこの発明の実施の形態３による動作について説明する。
【０１３６】
図１１において、ＭＯＳＦＥＴ４０１のゲート信号は、ＭＯＳＦＥＴ４０２に対するゲート信号とほぼ同様に、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間にオンされる。
実際には、時刻ｔ２において、ＭＯＳＦＥＴ４０１は、ＭＯＳＦＥＴ４０２よりもわすかに遅れてオンされる。
【０１３７】
また、ＭＯＳＦＥＴ４０１および４０２に対する各ゲート信号は、コンデンサ電圧の上昇に応じて、上記期間に続く時刻ｔ４〜時刻ｔ５の期間でもオンされ、コンデンサ１０６の電圧をクランプするようになっている。
【０１３８】
すなわち、ＭＯＳＦＥＴ４０１および４０２は、コンデンサ１０６の電圧がクランプ電圧の８０Ｖに達するとオンされ、コンデンサ電圧が８０Ｖ以上にならないように動作する。
図１１において、他の信号の動作タイミングは、前述（図８参照）と同様である。
【０１３９】
まず、時刻ｔ１においてＤＣ／ＡＣ電力変換回路５をシャットダウン動作させると、前述のように、インダクタンスに蓄積されたエネルギーによりコンデンサ１０６の電圧が上昇する。
【０１４０】
続いて、時刻ｔ２においてコンデンサ電圧が８０Ｖを超えようとすると、ＭＯＳＦＥＴ４０２側のアクティブクランプ回路４１７が動作し、ＭＯＳＦＥＴ４０１のソースが第１のコモン電位４１８の電圧になる。
【０１４１】
この結果、ＭＯＳＦＥＴ４０１のドレイン・ソース間電圧とコンデンサ１０６の電圧とが等しくなり、ＭＯＳＦＥＴ４０１のドレイン・ソース間電圧は約８０Ｖになる。
【０１４２】
ＭＯＳＦＥＴ４０１のドレイン・ソース間電圧が８０Ｖになると、アクテイブクランプ回路４２９が動作し、コンデンサ電圧を８０Ｖにクランプする。
これにより、インダクタ１１０の有無にかかわらず、前述と同等の作用効果を奏する。
【０１４３】
この場合、ＭＯＳＦＥＴ４０１および４０２の両方により、電源ラインと第１のコモン電位４１８のラインとを短絡して８０Ｖにクランプするので、配線およびインダクタ１１０が高いインダクタンス値を有していても、コンデンサ１０６の電圧上昇を所望の電圧（１００Ｖ以下）に確実に抑制することができる。
【０１４４】
実施の形態４．
なお、上記実施の形態１〜３では、もっぱらＤＣ／ＤＣコンバータ側でサージエネルギーを吸収して、コンデンサ電圧を１００Ｖ以下にクランプ制御したが、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路内のスイッチング素子を利用してクランプ制御してもよい。
【０１４５】
図１２はクランプ制御機能を備えたこの発明の実施の形態４によるＤＣ／ＡＣ電力変換回路５Ｄを示す回路図である。
図１２において、前述（図２３参照）と同様のものについては、同一符号を付して、または符号の後に「Ｄ」を付して詳述を省略する。
【０１４６】
５００ａはアクティブクランプ回路であり、ハイアーム側の１つのＭＯＳＦＥＴ５０ａに対応したドライバ回路５２ａの入力端子とコントロール回路９Ｄとの間に挿入されている。
図１２の回路構成は、アクティブクランプ回路５００ａが設けられている点を除けば、図２３と同一である。
【０１４７】
アクティブクランプ回路５００ａは、出力端子がドライバ回路５２ａの入力端子に接続され、一方の入力端子がコントロール回路９Ｄに接続され、他方の入力端子がＭＯＳＦＥＴ５０ａのドレイン（コンデンサ１０６のハイ電圧側）に接続されている。
【０１４８】
図１３はアクティブクランプ回路５００ａの具体的構成を示す回路図であり、前述の図７および図１０に対応している。
図１３において、５０１ａはＯＲ回路、５０２ａはクランプ電圧をツェナー電圧としたツェナーダイオード、５０３ａは静電容量１００ｐＦ〜１０００ｐＦのコンデンサ、５０４ａは抵抗値１ｋΩ〜１０ｋΩの抵抗器、５０５ａはクランプ電圧が５Ｖのツェナーダイオードである。
【０１４９】
ツェナーダイオード５０２ａのカソードは、ＭＯＳＦＥＴ５０ａのドレインに接続され、ツェナーダイオード５０２ａのアノードは、ツェナーダイオード５０５ａのカソード、抵抗器５０４ａおよびコンデンサ５０３ａの各ハイ端子に接続されている。ツェナーダイオード５０５ａのアノード、抵抗器５０４ａおよびコンデンサ５０３ａの各ロウ端子は、ＭＯＳＦＥＴ５０ａのソースに接続されている。
【０１５０】
ＯＲ回路５０１ａは、出力端子がドライバ回路５２ａに接続され、一方の入力端子がコントロール回路９Ｄに接続され、他方の入力端子がツェナーダイオード５０２ａのアノードに接続されている。
【０１５１】
次に、図１（または、図３）を参照しながら、図１２および図１３に示したこの発明の実施の形態４による動作について説明する。
まず、前述のように、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５Ｄのシャットダウン時に、ハイアーム側のＭＯＳＦＥＴ５０ａ、５０ｃおよび５０ｅをオフして、ロウアーム側のＭＯＳＦＥＴ５０ｂ、５０ｄおよび５０ｆをオンさせる。
【０１５２】
その後、コンデンサ１０６の電圧が上昇して８０Ｖに達すると、ＭＯＳＦＥＴ５０ａのドレイン・ソース間電圧が８０Ｖになるので、アクティブクランプ回路５００ａが動作し、コンデンサ１０６の電圧を８０Ｖにクランプする。
【０１５３】
これにより、インダクタ１１０またはＤＣ／ＤＣコンバータの有無にかかわらず、前述と同等の作用効果を奏する。
また、この場合、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５Ｄは、双方向でなくＤＣからＡＣへの一方向のみの電力変換回路であっても有効であることは言うまでもない。
【０１５４】
なお、上記実施の形態１〜４では、第１のバッテリ２に接続されたインダクタ１１０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ内のインダクタ４０３とを隔離配置したが、一体的に構成して省スペース化を実現してもよい。
【０１５５】
図１４は各インダクタ１１０および４０３を一体化した参考例１を示すブロック構成図である。
図１４において、前述と同様のものについては、同一符号を付して、または符号の後に「Ｅ」を付して詳述を省略する。
【０１５６】
ここでは、代表的に、実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータ内のインダクタを第１のバッテリ２側のインダクタと一体化した場合を示している。
１１０１は結合インダクタであり、前述のインダクタ１１０および４０３を単一コアに構成して磁気結合したものである。
【０１５７】
この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｅ内のインダクタ４０３の巻線と、第１のバッテリ２とコンデンサ１０６との間に設けられたインダクタ１１０の巻線とが、同一コアに巻かれている点を除けば前述（実施の形態３）と同じである。
【０１５８】
このように、単一コアに２つの巻線を配設してインダクタ１１０および４０３を形成することにより、２個のコアを必要とすることがないので、前述と比べて１個分のインダクタが占有するエリアを無くすことができ、省スペース化により電力変換装置の小形化を実現することができる。
【０１５９】
ただし、この場合、単一のコアで２つのインダクタ１１０および４０３を形成しているので、両方のインダクタが磁気的に結合されており、両者の磁気結合係数が「１」に近いと、発電モード時に各バッテリ２、３に流れ込むリップル電流が非常に大きくなるおそれがある。
【０１６０】
以下、結合インダクタ１１０１内の磁気結合係数が「１」に近い場合におけるリップル電流について説明する。
たとえば、発電モード時においては、第１のバッテリ２の電圧Ｅ１に数Ｖを加算した程度の電圧がコンデンサ１０６に発生して第１のバッテリ２が充電され、第２のバッテリ３は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｅの動作によって降圧された電圧Ｅ２に充電される。
【０１６１】
ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｅが動作すると、インダクタ１１０のインダクタンス値と、ＭＯＳＦＥＴ４０１のゲート信号の周波数およびデューティ比とから決まる三角形状の電流パルスが、インダクタ４０３を通って第２のバッテリ３に流れる。
【０１６２】
このような発電モード時においては、第１のバッテリ２側のインダクタ１１０の両端に接続されているインピーダンスが小さいので、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｅ内のインダクタ４０３のインダクタンス値が、相互インダクタンスの影響により小さくなる。
【０１６３】
したがって、第２のバッテリ３に流れる電流パルスの傾きが鋭くなり、その結果、第２のバッテリ３の電流リップルが増大する。
この大きな電流変化により、第１のバッテリ２側にも巻線数比分の電流が発生して、第１のバッテリ２の電流リップルも増大してしまう。
【０１６４】
これを回避するために、結合インダクタ１１０１は、磁気結合係数が低減されるように、第２のバッテリ３側のインダクタ４０３に必ずリーケージインダクタンスが付加されるように形成されている。
【０１６５】
これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｅの降圧動作時において、第２のバッテリ３側のインダクタンスが或る程度は存在することになるので、電流リップルを所望値に抑制することができる。
【０１６６】
すなわち、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５によるＡＣからＤＣへの電力変換動作と、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ＥにおけるＤＣ電圧から第２のバッテリ３の電圧Ｅ２への降圧動作とを行うときに発生する、第１および第２のバッテリ２、３の電流リップルを抑制することができる。
【０１６７】
具体的には、第１のバッテリ２側のインダクタンスを５０μＨ、第２のバッテリ３側のインダクタンスを１０μＨ、結合インダクタ１１０１内の磁気結合係数を０．６〜０．９に設定することが有効である。
【０１６８】
なお、上記参考例１では、結合インダクタ１１０１の磁気結合を調節したが、第１のバッテリ２とインダクタ１１０との間に双方向スイッチを介在させることにより積極的に電流リップルを抑制してもよい。
【０１６９】
図１５は結合インダクタ１１０１に双方向スイッチを直列接続した参考例２によるＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｆを示す回路図である。
図１５において、前述と同様のものについては、同一符号を付して、または符号の後に「Ｆ」を付して詳述を省略する。
【０１７０】
ここでは、煩雑さを回避するために、結合インダクタ１１０１の周辺のみの回路構成を示している。
１１０２はコントロール回路９Ｆにより制御される双方向スイッチであり、結合インダクタ１１０１と第１のバッテリ２との間に挿入されている。
【０１７１】
双方向スイッチ１１０２は、直列接続された一対のＭＯＳＦＥＴにより構成されている。
図１５に示すように、双方向スイッチ１１０２を設けることにより、結合インダクタ１１０１の磁気結合を調節しなくても電流リップルを抑制することができる。
【０１７２】
すなわち、発電モード時において、第１のバッテリ２を充電するときには、双方向スイッチ１１０２をオンさせてＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｆの動作を止め、第２のバッテリ３を充電するときには、双方向スイッチ１１０２をオフして、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｆを動作させる。
【０１７３】
これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｆの動作時での相互インダクタンスの影響が全くなくなるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｆ側から見たインダクタンス値は、巻線の有する自己インダクタンスのみになる。
したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ｆの動作時でのインダクタンスが小さくなり、電流リップルが増大する現象を確実に無くすことができる。
【０１７４】
ここでは、双方向スイッチ１１０２を第１のバッテリ２と結合インダクタ１１０１の間に設けたが、第１のバッテリ２とコンデンサ１０６との間の接続関係をオンオフすることができる位置であれば、どこに配置してもよい。
【０１７５】
したがって、たとえば、双方向スイッチ１１０２を結合インダクタ１１０１とコンデンサ１０６との間に配置しても、同様の作用効果が得られることは言うまでもない。
【０１７６】
実施の形態５．
なお、上記実施の形態１〜４では、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５のスタートモード動作時に発生する第１のバッテリ２の電流リップルを抑制するために、第１のバッテリ２とコンデンサ１０６の間にインダクタ１１０を設けることを前提としたが、インダクタ１１０を具備していない装置に対しても、ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作により第１のバッテリ２の電流リップルを抑制してもよい。
【０１７７】
前述のように、コンデンサ１０６がセラミックコンデンサの場合、従来の電解コンデンサと比べて容量が大幅に小さく、スタートモード時のコンデンサ１０６の電圧リップルが大きくなるので、モータ７に流れる電流の実効値が若干低減して、モータ７の出力が若干であるが低下する可能性がある。
【０１７８】
また、コンデンサ１０６のリップル電流によって、コンデンサ自身の発熱の問題も生じ得る。
しかし、この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧動作によれば、上記現象を改善することができる。
【０１７９】
この発明の実施の形態５は、たとえば図３の回路構成において、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５をスタートモードで動作させたときに、コントロール回路９ＡによりＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａを昇圧動作させて、第１のバッテリ２のリップル電流に第２のバッテリ３からの電流を重畳させることにより、第１のバッテリ２の電流リップルを抑制するものである。
【０１８０】
以下、前述の図３および図４とともに、図１６のタイミングチャートを参照しながら、この発明の実施の形態５による具体的な動作について説明する。
図１６は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の要求電流と、コンデンサ１０６の電圧と、ＭＯＳＦＥＴ４０２の制御信号と、インダクタ４０３の電流と、第１のバッテリ２の電流との関係を示している。
【０１８１】
図１６において、ΔＴ１はＭＯＳＦＥＴ４０２のオフタイミングの遅れ時間、Ｖｒｉｐはコンデンサ１０６のリップル電圧であり、破線は従来の動作波形、実線はこの発明の実施の形態５による動作波形を示している。
ここでは、便宜的に前述の回路構成（第１のバッテリ２とコンデンサ１０６との間にインダクタ１１０を設けた場合）を参照して説明する。
【０１８２】
この場合、昇圧可能なＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａ（図３、図４参照）を備えた電力変換装置１０１Ａにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａのコントロール回路９Ａを図１６に示したように動作させる。
【０１８３】
すなわち、コントロール回路９Ａは、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５に供給される制御信号に基づいて、モータ７に電流を流す前にＭＯＳＦＥＴ４０２をオン状態（ＯＮ）にして、インダクタ４０３にエネルギーを蓄える。
【０１８４】
また、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５が電流を要求するタイミングにおいて、若干の遅れ時間ΔＴ１をもって同期して、ＭＯＳＦＥＴ４０２をオン状態からオフ状態（ＯＦＦ）にして、第２のバッテリ３からの電流を、第１のバッテリ２の電流に重畳させる。
【０１８５】
これにより、第１のバッテリ２から供給されるピーク電流は、図１６内の実線のように低減し、第１のバッテリ２のリップル電流が抑制される。
このとき、ＭＯＳＦＥＴ４０２に流れる電流ｉ２は、以下の（１）式により決定される。
【０１８６】
i２＝Ｖ１／Ｌ２×Ｔｏｎ    ・・・（１）
【０１８７】
ただし、（１）式において、Ｖ１は第１のバッテリ２の電圧、Ｌ２はインダクタ４０３（および配線）のインダクタンス値である。
また、ＴｏｎはＭＯＳＦＥＴ４０２の先行オン時間であり、（１）式を変形して、以下の（２）式で表される。
【０１８８】
Ｔｏｎ＝Ｌ２／Ｖ１×i２
＝Ｌ２／Ｖ１×i１×Ｋ    ・・・（２）
【０１８９】
ただし、（２）式において、ｉ１は第１のバッテリ２から給電される主電流、ＫはＭＯＳＦＥＴ４０２の先行オン動作による電流アシスト率である。
【０１９０】
たとえば、インダクタンス値Ｌ２を５μＨ、バッテリ電圧Ｖ１を１２Ｖ、必要とする第１のバッテリ２の主電流ｉ１を３００Ａ、電流アシスト率Ｋを９０％として、瞬時にアシストした場合、先行オン時間Ｔｏｎは、（２）式より、５μＨ／１２Ｖ×３００Ａ×０．９（９０％）＝１１２．５［μｓｅｃ］となる。
【０１９１】
したがって、この場合、モータ７に電流を流すタイミングよりも１１２．５μｓｅｃ前に、ＭＯＳＦＥＴ４０２をオンさせなければならない。
また、若干の遅れ時間ΔＴ１を１．５μｓｅｃと設定した場合には、モータ７に電流を流すタイミングよりも１１１μｓｅｃ（＝１１２．５μｓｅｃ−１．５μｓｅｃ）前に、ＭＯＳＦＥＴ４０２をオンさせる。
【０１９２】
以下、モータ７に電流を流す時刻から１．５μｓｅｃ経過後に、ＭＯＳＦＥＴ４０２をオフすることにより、インダクタ４０３に蓄えたエネルギーを、モータ７に供給する電流に対して重畳させる。
この状態でインダクタ４０３に蓄えることのできるエネルギーＰ２は、以下の（３）式により与えられる。
【０１９３】
0004037114.tif 000002
【０１９４】
ただし、（３）式によるアシスト量（エネルギー）Ｐ２は、モータ７に流す電流とＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａ内のインダクタ４０３とにより決定されるので、電流値を無為に増やすことはできない。
【０１９５】
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａを昇圧動作させることにより、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の動作時に発生する第１のバッテリ２の電流リップル成分を抑制することができる。
また、電圧平滑用のコンデンサ１０６の電流リップルが抑制されるので、コンデンサ１０６の容量を低く設定することができる。
【０１９６】
実施の形態６．
なお、上記実施の形態５では、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の入力電流が低い状態から高い状態に移行するタイミングよりも遅らせて、ＭＯＳＦＥＴ４０２のオフタイミングを設定したが、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の入力電流が低い状態から高い状態に移行するタイミングに合わせて（ΔＴ１＝０として）、ＭＯＳＦＥＴ４０２のオフタイミングを設定してもよい。
【０１９７】
以下、前述の図３および図４とともに、図１７のタイミングチャートを参照しながら、この発明の実施の形態６による具体的な動作について説明する。
図１７において、前述（図１６参照）と同様のものについては、同一符号が付されており、破線は従来の動作波形、実線はこの発明の実施の形態７による動作波形である。
【０１９８】
この場合、前述と同様に、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５のスタートモード動作時に発生する第１のバッテリ２のリップル電流は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａの昇圧動作による第２のバッテリ３からの電流が重畳されることにより抑制される。
【０１９９】
すなわち、コントロール回路９Ａは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａ内のＭＯＳＦＥＴ４０２を図１７のように動作させる。
まず、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５に供給される制御信号に基づいて、モータ７に電流を流す前にＭＯＳＦＥＴ４０２をオン状態にし、インダクタ４０３（または、結合インダクタ１１０１）にエネルギーを蓄える。
【０２００】
続いて、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の電流要求タイミングにおいて、このタイミングに遅れることなく同期して、ＭＯＳＦＥＴ４０２をオン状態からオフ状態にして、第２のバッテリ３からの電流を第１のバッテリ２の電流に重畳させる。
【０２０１】
これにより、第１のバッテリ２から供給されるピーク電流を低減し、リップル電流を抑制することができる。
前述と同様の条件を設定した場合、ＭＯＳＦＥＴ４０２の先行オン時間Ｔｏｎは、１１２．５μｓｅｃとなる。
【０２０２】
この場合、モータ７に電流を流す時刻に同期して、ＭＯＳＦＥＴ４０２をオフさせることにより、インダクタ４０３に蓄えたエネルギー（１８２．２５ｍＪ）を、モータ７への供給電流に重畳する。
【０２０３】
また、スイッチング素子の特性として、たとえばＭＯＳＦＥＴのように第３象限に高機能なスイッチング特性を有する場合、ＭＯＳＦＥＴ４０２がオフした瞬間にＭＯＳＦＥＴ４０１をオンさせ、且つ、ＭＯＳＦＥＴ４０２がオンする直前にＭＯＳＦＥＴ４０１をオフすることにより、さらに高効率に電力を伝達することができる。
【０２０４】
図１８は上記のようにＭＯＳＦＥＴ４０１および４０２をオンオフ制御した場合の動作を示すタイミングチャートである。
図１８において、ＭＯＳＦＥＴ４０１および４０２は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の要求電流に同期して、相補的に且つ瞬時にオンオフ制御される。
【０２０５】
この場合、モータ７の要求電流およびタイミングは事前に分かっているので、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａの駆動タイミングおよび制御信号は、簡単な逆算により生成することができる。
【０２０６】
たとえば、モータ７の駆動パターンと、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａのアシストパターンとを対応させるパターンジェネレータを用いることにより、事前にプログラミングが可能であり、したがって、比較的簡単な制御で実現することができる。
【０２０７】
また、モータ７の要求電流に比例して先行オン時間Ｔｏｎを設定するロジックにより、事前にＭＯＳＦＥＴ４０２をオンさせる回路として実現することができる。
【０２０８】
ただし、このロジック回路は、制御が非常に簡単となるが、第１のバッテリ２からの供給電流タイミングと一致していないので、前述の実施の形態５ほどの効果を奏し得ないおそれがある。
【０２０９】
また、前述の通り、アシストするエネルギーは、モータ７に電流を流す電流とＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａ内のインダクタ４０３とにより決定されるので、十分なアシスト量が得られず、第１のバッテリ２のリップル電流を十分に抑制することができない場合があり得る。
【０２１０】
実施の形態７．
なお、上記実施の形態５、６では、コンデンサ１０６の電圧リップル量に応じたＭＯＳＦＥＴ４０２のオフ制御を特に考慮しなかったが、コンデンサ１０６の電圧リップル量を記憶し、電圧リップル量の変化に応じてＭＯＳＦＥＴ４０２のオフ指令を生成してもよい。
【０２１１】
以下、前述の図３および図４とともに、図１９のタイミングチャートおよび図２０のフローチャートを参照しながら、この発明の実施の形態７による具体的な動作について説明する。
【０２１２】
図１９において、Ｖｒｉｐ１、Ｖｒｉｐ２、・・・は各制御タイミング毎の電圧リップル量、ΔＶはアシスト開始時のコンデンサ１０６の電圧偏差、ΔＴ１、ΔＴ２、・・・は各制御タイミング毎の遅れ時間である。
【０２１３】
また、前述（図１６参照）と同様のものについては、同一符号が付されており、破線は従来の動作波形、実線はこの発明の実施の形態７による動作波形である。
【０２１４】
この場合も、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５のスタートモード動作時に発生する第１のバッテリ２のリップル電流は、ＤＣ／ＤＣコンバータ４Ａの昇圧動作による第２のバッテリ３からの電流重畳により抑制される。
【０２１５】
ただし、コントロール回路９Ａは、コンデンサ１０６の電圧リップル量の変化に応じて、次回のＭＯＳＦＥＴ４０２のオフ指令を生成するようになっている。
したがって、コントロール回路９Ａは、過去から現在までの各電圧リップル量Ｖｒｉｐ１、Ｖｒｉｐ２、・・・および各遅れ時間ΔＴ１、ΔＴ２、・・・を記憶する記憶手段を備えている。
【０２１６】
まず、前述と同様に、コントロール回路９Ａは、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５に与える制御信号に基づいて、モータ７に電流を流す前にＭＯＳＦＥＴ４０２をオン状態にし、インダクタ４０３（または、結合インダクタ１１０１）にエネルギーを蓄える。
【０２１７】
このとき、図２０内のステップＳ１において、コンデンサ１０６の初期電圧偏差ΔＶを観測し、初期電圧偏差ΔＶが一定量（たとえば、１２Ｖ）以上降下したことを観測した場合に、インダクタ４０３（または、結合インダクタ１１０１）に充電したエネルギーを放出すべく、第２のＭＯＳＦＥＴ４０２をオフさせる。
【０２１８】
また、コントロール回路９Ａは、このとき発生したコンデンサ１０６の電圧リップル量Ｖｒｉｐ１と、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の制御信号からＭＯＳＦＥＴ４０２を駆動するまでの遅れ時間ΔＴ１とを記憶しておく。
【０２１９】
続いて、「遅れモード」が設定された場合には、カウンタ値ｎをインクリメントし（ステップＳ１１）、ステップＳ２において、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路５の次の制御信号が入力されれば、遅れ時間ΔＴ１（ステップＳ１における記憶値）に所定時間Δｔ（＝１μｓｅｃ）を加算する。
【０２２０】
また、延長された遅れ時間ΔＴ２（＝ΔＴ１＋１μｓｅｃ）でＭＯＳＦＥＴ４０２をオフし、インダクタ４０３（または、結合インダクタ１１０１）のエネルギーを放電する。
【０２２１】
このとき、モード判定を「進みモード」として、遅れ時間ΔＴ１（ステップＳ１における記憶値）に所定時間Δｔ（＝１μｓｅｃ）を減算し、ΔＴ１よりも短縮された遅れ時間ΔＴ２（＝ΔＴ１−１μｓｅｃ）を設定してもよい。
【０２２２】
さらに、ステップＳ２において、コントロール回路９Ａは、このときのコンデンサ１０６の電圧リップル量Ｖｒｉｐ２と、ＭＯＳＦＥＴ４０２のオフタイミングの遅れ時間ΔＴ２とを記憶する。
【０２２３】
次に、ステップＳ３において、電圧リップル量Ｖｒｉｐ１、Ｖｒｉｐ２（前回の各ステップＳ１、Ｓ２における記憶値）を比較し、比較結果（電圧リップル量の変化）に応じて今回の遅れ時間ΔＴ３を設定する。
【０２２４】
すなわち、Ｖｒｉｐ２＜Ｖｒｉｐ１（電圧リップル量が減少状態）の関係を満たせば、「遅れモード」とし、前回よりも延長された遅れ時間ΔＴ３（＝ΔＴ２＋１μｓｅｃ）を設定する。
【０２２５】
一方、Ｖｒｉｐ２＞Ｖｒｉｐ１（電圧リップル量が増大状態）の関係を満たせば、「進みモード」とし、前回よりも短縮された遅れ時間ΔＴ３（＝ΔＴ２−１μｓｅｃ）を設定する。
【０２２６】
さらに、Ｖｒｉｐ２≒Ｖｒｉｐ１（電圧リップル量がほぼ変化無し状態）の関係を満たせば、「安定モード」とし、前回と同じ遅れ時間ΔＴ３（＝ΔＴ２）を設定する（ステップＳ３３）。
以下、インダクタ４０３（または、結合インダクタ１１０１）に充電されたエネルギーを放出する。
【０２２７】
また、前述と同様に、コントロール回路９Ａは、このときのコンデンサ１０６の電圧リップルＶｒｉｐ３と、ＭＯＳＦＥＴ４０２のオフタイミングの遅れ時間ΔＴ３とを記憶する。
【０２２８】
さらに、コントロール回路９Ａは、モード判定として、「遅れモード」、「進みモード」、「安定モード」のいずれかを記憶するとともに、「安定モード」においては、コンデンサ１０６の電圧リップルをＶｒｉｐ０として記憶する（ステップＳ３１）。
【０２２９】
次に、カウンタ値ｎをインクリメント（ステップＳ１１、Ｓ３２）後に、繰り返し実行されるステップＳ４について、各モード別に説明する。
【０２３０】
まず、前回実行されたステップＳ３において「遅れモード」と設定された場合、電圧リップル量Ｖｒｉｐ２（前々回のステップＳ２における記憶値）と、電圧リップル量Ｖｒｉｐ３（前回のステップＳ３における記憶値）とを比較し、この比較結果から今回の遅れ時間ΔＴ４（ｎ）を設定する。
【０２３１】
すなわち、前回処理で「遅れモード」と設定された場合に、ステップＳ４において、Ｖｒｉｐ３＜Ｖｒｉｐ２（電圧リップル量が減少状態）の関係を満たせば、「遅れモード」を保持し、前回よりも延長された遅れ時間ΔＴ４（＝ΔＴ３＋１μｓｅｃ）を設定する。
【０２３２】
また、Ｖｒｉｐ３＞Ｖｒｉｐ２（電圧リップル量が増大状態）の関係となれば、「進みモード」とし、前回よりも短縮された遅れ時間ΔＴ４（＝ΔＴ３−１μｓｅｃ）を設定する。
【０２３３】
さらに、Ｖｒｉｐ３≒Ｖｒｉｐ２（電圧リップル量がほぼ変化無し状態）の関係となれば、「安定モード」とし、前回と同じ遅れ時間ΔＴ４（＝ΔＴ３）を設定する（ステップＳ３３）。
以下、同様に、インダクタ４０３（または、結合インダクタ１１０１）に充電されたエネルギーを放出する。
【０２３４】
また、前述と同様に、コントロール回路９Ａは、このときのコンデンサ１０６の電圧リップルＶｒｉｐ４と、ＭＯＳＦＥＴ４０２のオフタイミングの遅れ時間ΔＴ４とを記憶し、またモード判定として、「遅れモード」、「進みモード」、「安定モード」のいずれかを記憶し、さらに「安定モード」においてはコンデンサ１０６の電圧リップルをＶｒｉｐ０として記憶する（ステップＳ３１）。
【０２３５】
次に、「進みモード」におけるステップＳ４について説明する。
前回のステップＳ３において「進みモード」と設定された場合、電圧リップル量Ｖｒｉｐ２（前々回のステップＳ２における記憶値）と、電圧リップル量Ｖｒｉｐ３（前回のステップＳ３における記憶値）とを比較し、この比較結果から今回の遅れ時間ΔＴ４（ｎ）を設定する。
【０２３６】
すなわち、「進みモード」と設定された場合に、ステップＳ４において、Ｖｒｉｐ３＜Ｖｒｉｐ２（電圧リップル量が減少状態）の関係を満たせば、「進みモード」を保持し、前回よりも短縮された遅れ時間ΔＴ４（＝ΔＴ３−１μｓｅｃ）を設定する。
【０２３７】
また、Ｖｒｉｐ３＞Ｖｒｉｐ２（電圧リップル量が増大状態）の関係となれば、「遅れモード」とし、前回よりも延長された遅れ時間ΔＴ４（＝ΔＴ３＋１μｓｅｃ）を設定する。
【０２３８】
さらに、Ｖｒｉｐ３≒Ｖｒｉｐ２（電圧リップル量がほぼ変化無し状態）の関係となれば、「安定モード」とし、前回と同じ遅れ時間ΔＴ４（＝ΔＴ３）を設定する（ステップＳ３３）。
以下、インダクタ４０３（または、結合インダクタ１１０１）に充電されたエネルギーを放出する。
【０２３９】
また、前述と同様に、コントロール回路９Ａは、このときのコンデンサ１０６の電圧リップルＶｒｉｐ４と、ＭＯＳＦＥＴ４０２のオフタイミングの遅れ時間ΔＴ４とを記憶し、またモード判定として、「遅れモード」、「進みモード」、「安定モード」のいずれかを記憶し、「安定モード」」においてはコンデンサ１０６の電圧リップルをＶｒｉｐ０として記憶する（ステップＳ３１）。
【０２４０】
次に、「安定モード」におけるステップＳ４について説明する。
前回のステップＳ３において「安定モード」と設定された場合、電圧リップル量Ｖｒｉｐ０と、電圧リップル量Ｖｒｉｐ３（前回のステップＳ３における記憶値）とを比較し、この比較結果から今回の遅れ時間ΔＴ４（ｎ）を設定する。
【０２４１】
すなわち、「安定モード」と設定された場合に、ステップＳ４において、Ｖｒｉｐ３＜Ｖｒｉｐ０（電圧リップル量が減少状態）の関係を満たせば、「安定モード」を保持し、前回と同じ遅れ時間ΔＴ４（＝ΔＴ３）を設定する。
【０２４２】
また、Ｖｒｉｐ３＞Ｖｒｉｐ０（電圧リップル量が増大状態）の関係となれば、「遅れモード」として、前回よりも延長された遅れ時間ΔＴ４（＝ΔＴ３＋１μｓｅｃ）を設定するか、または「進みモード」として、前回よりも短縮された遅れ時間ΔＴ４（＝ΔＴ３−１μｓｅｃ）を設定する。
【０２４３】
さらに、Ｖｒｉｐ３≒Ｖｒｉｐ２（電圧リップル量がほぼ変化無し状態）の関係を満たせば、「安定モード」を保持し、前回と同じ遅れ時間ΔＴ４（＝ΔＴ３）を設定する。
以下、インダクタ４０３（または、結合インダクタ１１０１）に充電されたエネルギーを放出する。
【０２４４】
また、前述と同様に、コントロール回路９Ａは、このときのコンデンサ１０６の電圧リップルＶｒｉｐ４と、ＭＯＳＦＥＴ４０２のオフタイミングの遅れ時間ΔＴ４とを記憶し、またモード判定として、「遅れモード」、「進みモード」、「安定モード」のいずれかを記憶する。
【０２４５】
以下、順次、カウンタ値ｎをインクリメントしてステップＳｎを繰り返し実行し、前々回および前回の各ステップＳ（ｎ−２）、Ｓ（ｎ−１）における電圧リップル量Ｖｒｉｐ（ｎ−２）、Ｖｒｉｐ（ｎ−１）と、前回設定された遅れ時間ΔＴ（ｎ−１）および今回設定する遅れ時間をΔＴ（ｎ）とを設定する。
【０２４６】
すなわち、遅れモードにおいて、Ｖｒｉｐ（ｎ−１）＜Ｖｒｉｐ（ｎ−２）の関係を満たせば、「遅れモード」を保持して、前回よりも延長された遅れ時間ΔＴ（ｎ）（＝ΔＴ（ｎ−１）＋１μｓｅｃ）を設定する。
【０２４７】
また、遅れモードにおいて、Ｖｒｉｐ（ｎ−１）＞Ｖｒｉｐ（ｎ−２）の関係となれば、「進みモード」とし、前回よりも短縮された遅れ時間ΔＴ（ｎ）（＝ΔＴ（ｎ−１）−１μｓｅｃ）を設定する。
【０２４８】
さらに、遅れモードにおいて、Ｖｒｉｐ（ｎ−１）≒Ｖｒｉｐ（ｎ−２）の関係となれば、「安定モード」として、前回と同じ遅れ時間ΔＴ（ｎ）（＝ΔＴ（ｎ−１））を設定する。
【０２４９】
また、このときのコンデンサ１０６の電圧リップルＶｒｉｐ（ｎ）と、ＭＯＳＦＥＴ４０２のオフタイミングの遅れ時間ΔＴ（ｎ）とを記憶し、さらにモード判定として、「遅れモード」、「進みモード」、「安定モード」のいずれかを記憶し、安定モードにおけるコンデンサ１０６の電圧リップルをＶｒｉｐ０として記憶する。
【０２５０】
一方、進みモードにおいて、Ｖｒｉｐ（ｎ−１）＜Ｖｒｉｐ（ｎ−２）の関係を満たせば、「進みモード」を保持して、前回よりも短縮された遅れ時間ΔＴ（ｎ）（＝ΔＴ（ｎ−１−１μｓｅｃ）を設定する。
【０２５１】
また、進みモードにおいて、Ｖｒｉｐ（ｎ−１）＞Ｖｒｉｐ（ｎ−２）の関係となれば、「遅れモード」として、前回よりも延長された遅れ時間ΔＴ（ｎ）（＝ΔＴ（ｎ−１＋１μｓｅｃ）を設定する。
【０２５２】
さらに、進みモードにおいて、Ｖｒｉｐ（ｎ−２）≒Ｖｒｉｐ（ｎ−１）の関係となれば、「安定モード」として、前回と同じ遅れ時間ΔＴ（ｎ）（＝ΔＴ（ｎ−１））を設定する。
【０２５３】
また、このときのコンデンサ１０６の電圧リップルＶｒｉｐ（ｎ）と、ＭＯＳＦＥＴ４０２のオフタイミングの遅れ時間ΔＴ（ｎ）とを記憶し、また、モード判定として、「遅れモード」、「進みモード」、「安定モード」のいずれかを記憶し、「安定モード」におけるコンデンサ１０６の電圧リップルをＶｒｉｐ０として記憶する。
【０２５４】
一方、安定モードにおいて、Ｖｒｉｐ（ｎ−１）＜Ｖｒｉｐ（ｎ−２）の関係を満たせば、「安定モード」を保持して、前回と同じ遅れ時間ΔＴ（ｎ）（＝ΔＴ（ｎ−１））を設定する。
【０２５５】
また、安定モードにおいて、Ｖｒｉｐ（ｎ−２）＞Ｖｒｉｐ（ｎ−２）の関係となれば、「遅れモード」として、前回よりも延長された遅れ時間ΔＴ（ｎ）（＝ΔＴ（ｎ−１）＋１μｓｅｃ）を設定するか、または「進みモード」として、前回よりも短縮された遅れ時間ΔＴ４（＝ΔＴ３−１μｓｅｃ）を設定する。
【０２５６】
さらに、安定モードにおいて、Ｖｒｉｐ（ｎ−１）≒Ｖｒｉｐ（ｎ−２）の関係を満たせば、「安定モード」を保持して、前回と同じ遅れ時間ΔＴ（ｎ）（＝ΔＴ（ｎ−１））を設定する。
【０２５７】
また、前述と同様に、コントロール回路９Ａは、このときのコンデンサ１０６の電圧リップルＶｒｉｐ（ｎ）と、ＭＯＳＦＥＴ４０２のオフタイミングの遅れ時間ΔＴ（ｎ）とを記憶し、また、モード判定として、「遅れモード」、「進みモード」、「安定モード」のいずれかを記憶する。
以下、上記設定処理をスタートモード終了まで繰り返す。
【０２５８】
上記動作により、第１のバッテリ２から供給するピーク電流を低減して、リップル電流を抑制することができる。
【０２５９】
また、図２１のように、ＭＯＳＦＥＴ４０２がオフした瞬間にＭＯＳＦＥＴ４０１をオンさせ、ＭＯＳＦＥＴ４０２がオンする直前にＭＯＳＦＥＴ４０１をオフさせることにより、さらに高効率に電力を伝達することができる。
【０２６０】
このとき、前述の通りＭＯＳＦＥＴ４０２のオン時間は簡単な逆算により生成可能であるが、この場合、放電タイミングが毎回変化するので、上記演算を実行する手段が必要となる。
【０２６１】
この演算処理は複雑であることから、一般的には、マイコンやＤＳＰといった高機能な演算処理装置が必要となるが、モータ７の要求電流値に応じて各制御毎に最適な放電タイミングを求めることができるので、第１のバッテリ２のリップル電流を最も効果的に抑制することができる。
【０２６２】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、第１端子および第２端子を有し、第１端子がＤＣ端子および第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、第２端子に接続された第２のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路およびＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１端子に接続されたスイッチング素子を有し、スイッチング素子は、第１端子に一端が接続された第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子に直列接続された第２のスイッチング素子とにより構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１および第２のスイッチング素子の接続点と第２のバッテリのハイ電圧側との間に接続されたインダクタを有し、第１のスイッチング素子の一端は、第１端子を介して第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、第２のスイッチング素子の一端は、第１および第２のバッテリのロウ電圧側の配線に接続され、コントロール回路は、スイッチング素子のオンオフを制御して、第１端子における第１のＤＣ電圧をクランプするためのクランプ制御機能を含み、第１のＤＣ電圧を第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧する電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１のバッテリの電流値を検出する電流センサを有し、コントロール回路は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて、第１のスイッチング素子をオンさせるとともに、電流センサにより検出される電流値が極小値になった時点で第１のスイッチングをオフさせるようにしたので、インダクタの有無にかかわらず、バッテリ内部インピーダンスによる発熱を抑制してバッテリ劣化や素子の耐圧破壊を防止するとともに、バッテリ配線から放射される電磁界ノイズを低減した電力変換装置が得られる効果がある。
【０２７１】
また、この発明によれば、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、第１端子および第２端子を有し、第１端子がＤＣ端子および第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、第２端子に接続された第２のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路およびＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１端子に接続されたスイッチング素子を有し、スイッチング素子は、第１端子に一端が接続された第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子に直列接続された第２のスイッチング素子とにより構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１および第２のスイッチング素子の接続点と第２のバッテリのハイ電圧側との間に接続されたインダクタを有し、第１のスイッチング素子の一端は、第１端子を介して第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、第２のスイッチング素子の一端は、第１および第２のバッテリのロウ電圧側の配線に接続され、コントロール回路は、スイッチング素子のオンオフを制御して、第１端子における第１のＤＣ電圧をクランプするためのクランプ制御機能を含み、第１のＤＣ電圧を第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧する電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータは、コントロール回路により制御されるクランプ制御回路を有し、クランプ制御回路は、コンデンサのＤＣ電圧値を検出する電圧検出手段を含み、ＤＣ電圧値が設定電圧値以上になった時点で第２のスイッチング素子をオンさせるとともに、第２のスイッチング素子のオン時における抵抗値をＤＣ電圧値に応じて調節し、コントロール回路のクランプ制御機能は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて第１のＤＣ電圧をクランプするようにしたので、バッテリ内部インピーダンスによる発熱を抑制してバッテリ劣化や素子の耐圧破壊を確実に防止した電力変換装置が得られる効果がある。
【０２７２】
また、この発明によれば、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、第１端子および第２端子を有し、第１端子がＤＣ端子および第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、第２端子に接続された第２のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路およびＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１端子に接続されたスイッチング素子を有し、スイッチング素子は、第１端子に一端が接続された第１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子に直列接続された第２のスイッチング素子とにより構成され、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１および第２のスイッチング素子の接続点と第２のバッテリのハイ電圧側との間に接続されたインダクタを有し、第１のスイッチング素子の一端は、第１端子を介して第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、第２のスイッチング素子の一端は、第１および第２のバッテリのロウ電圧側の配線に接続され、コントロール回路は、スイッチング素子のオンオフを制御して、第１端子における第１のＤＣ電圧をクランプするためのクランプ制御機能を含み、第１のＤＣ電圧を第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧する電力変換装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータは、コントロール回路により制御されるクランプ制御回路を有し、クランプ制御回路は、第１のスイッチング素子に関連した第１のクランプ制御回路と、第２のスイッチング素子に関連した第２のクランプ制御回路とにより構成され、第１および第２のクランプ制御回路は、コンデンサのＤＣ電圧値を検出する電圧検出手段を含み、第１のクランプ制御回路は、ＤＣ電圧値が設定電圧値以上になった時点で第１のスイッチング素子をオンさせるとともに、第１のスイッチング素子のオン時における抵抗値をＤＣ電圧値に応じて調節し、第２のクランプ制御回路は、ＤＣ電圧値が設定電圧値以上になった時点で第２のスイッチング素子をオンさせるとともに、第２のスイッチング素子のオン時における抵抗値をＤＣ電圧値に応じて調節し、コントロール回路のクランプ制御機能は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて第１のＤＣ電圧をクランプするようにしたので、サージエネルギーによるコンデンサ電圧の跳ね上がりを所望電圧にクランプすることができ、バッテリ内部インピーダンスによる発熱を抑制してバッテリ劣化や素子の耐圧破壊をさらに確実に防止した電力変換装置が得られる効果がある。
【０２７３】
また、この発明によれば、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路を制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路は、２つのスイッチング素子の直列回路からなるアームが複数個並列接続されて構成され、複数個のアームを構成する各２つのスイッチング素子の接続点は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の出力線に接続され、各アームのハイ電圧側の一端は、第１のバッテリのハイ電圧側の配線に接続され、各アームのロウ電圧側の一端は、第１のバッテリのロウ電圧側の配線に接続された電力変換装置において、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路は、コントロール回路により制御されるクランプ制御回路を有し、クランプ制御回路は、複数個のアームの少なくとも１つを構成する２つのスイッチング素子の少なくとも一方のオンオフを制御するとともに、コンデンサの電圧値またはクランプ制御回路が配置された側のスイッチング素子の電圧値を検出する電圧検出手段を含み、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の停止タイミングに同期させて、各アーム内のクランプ制御回路が配置されていない側のスイッチング素子をオンさせるとともに、電圧値が設定電圧以上になった時点で、クランプ制御回路が配置された側のスイッチング素子をオンさせ、各スイッチング素子のオン時の抵抗値を電圧値に応じて調節するようにしたので、ＤＣ／ＤＣコンバータの有無にかかわらず、サージエネルギーによるコンデンサ電圧の跳ね上がりを所望電圧にクランプすることができ、バッテリ内部インピーダンスによる発熱を抑制してバッテリ劣化や素子の耐圧破壊を防止するとともに、バッテリ配線から放射される電磁界ノイズを低減した電力変換装置が得られる効果がある。
【０２７４】
また、この発明によれば、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、第１端子および第２端子を有し、第１端子がＤＣ端子および第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、第２端子に接続された第２のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路を制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１端子における第１のＤＣ電圧を第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧するとともに、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流周期に同期させて、第２のＤＣ電圧を第１のＤＣ電圧に昇圧する電力変換装置において、コントロール回路は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流が低い状態から高い状態に移行するタイミングに合わせて、第２のスイッチング素子のオフタイミングを設定するようにしたので、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の動作時に発生する第１のバッテリおよびコンデンサの電流リップル成分を抑制することができ、バッテリ内部インピーダンスによる発熱を抑制してバッテリ劣化や素子の耐圧破壊を防止するとともに、コンデンサ容量を低く設定することのできる電力変換装置が得られる効果がある。
【０２７７】
また、この発明によれば、ＤＣ端子およびＡＣ端子を有するＤＣ／ＡＣ電力変換回路と、ＤＣ端子の電圧を平滑化するコンデンサと、ＤＣ端子に接続された第１のバッテリと、第１端子および第２端子を有し、第１端子がＤＣ端子および第１のバッテリに接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、第２端子に接続された第２のバッテリと、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路を制御するコントロール回路とを備え、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１端子における第１のＤＣ電圧を第２端子における第２のＤＣ電圧に降圧するとともに、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流周期に同期させて、第２のＤＣ電圧を第１のＤＣ電圧に昇圧する電力変換装置において、コントロール回路は、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の入力電流が低い状態から高い状態に移行するタイミングよりも遅らせて、第２のスイッチング素子のオフタイミングを設定するようにしたので、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の動作時に発生する第１のバッテリおよびコンデンサの電流リップル成分を抑制することができ、バッテリ内部インピーダンスによる発熱を抑制してバッテリ劣化や素子の耐圧破壊を防止するとともに、コン
【０２７８】
また、この発明によれば、コンデンサの電圧値を検出する電圧検出手段を備え、コントロール回路は、電圧値に応じて第２のスイッチング素子のオフタイミングを設定するようにしたので、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の動作時に発生する第１のバッテリおよびコンデンサの電流リップル成分を抑制することができ、バッテリ内部インピーダンスによる発熱を抑制してバッテリ劣化や素子の耐圧破壊を防止するとともに、コンデンサ容量を低く設定することのできる電力変換装置が得られる効果がある。
【０２７９】
また、この発明によれば、コントロール回路は、電圧値としてコンデンサの電圧リップル量を記憶し、電圧リップル量の変化状態に応じて、第２のスイッチング素子に対する今回のオフタイミングを設定するようにしたので、ＤＣ／ＡＣ電力変換回路の動作時に発生する第１のバッテリおよびコンデンサの電流リップル成分を抑制することができ、バッテリ内部インピーダンスによる発熱を抑制してバッテリ劣化や素子の耐圧破壊を防止するとともに、コンデンサ容量を低く設定することのできる電力変換装置が得られる効果がある。
【０２８０】
また、この発明によれば、コントロール回路は、第２のスイッチング素子のオフ時に、第１のスイッチング素子をオンさせるようにしたので、制御を簡略化した電力変換装置が得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】  この発明の実施の形態１に関連した電力変換装置を示すブロック構成図である。
【図２】  一般的なバッテリ・コンデンサ間のインダクタンスとバッテリ電流リップルとの関係を示す説明図である。
【図３】  この発明の実施の形態１を示すブロック構成図である。
【図４】  この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータの具体的構成例を示す回路図である。
【図５】  この発明の実施の形態１による動作を示すタイミングチャートである。
【図６】  この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣコンバータの具体的構成例を示す回路図である。
【図７】  この発明の実施の形態２によるアクティブクランプ回路の具体的構成例を示す回路図である。
【図８】  この発明の実施の形態２による動作を示すタイミングチャートである。
【図９】  この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣコンバータの具体的構成例を示す回路図である。
【図１０】  この発明の実施の形態３によるアクティブクランプ回路の具体的構成例を示す回路図である。
【図１１】  この発明の実施の形態３による動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】  この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＡＣ電力変換回路の具体的構成例を示す回路図である。
【図１３】  この発明の実施の形態４によるアクティブクランプ回路の具体的構成例を示す回路図である。
【図１４】  この発明に関連した参考例１を示すブロック構成図である。
【図１５】  この発明に関連した参考例２によるＤＣ／ＤＣコンバータの要部を示す回路図である。
【図１６】  この発明の実施の形態５による動作を示すタイミングチャートである。
【図１７】  この発明の実施の形態６による動作を示すタイミングチャートである。
【図１８】  この発明の実施の形態６による他の動作例を示すタイミングチャートである。
【図１９】  この発明の実施の形態７による動作を示すタイミングチャートである。
【図２０】  この発明の実施の形態７による動作を示すフローチャートである。
【図２１】  この発明の実施の形態７による他の動作例を示すタイミングチャートである。
【図２２】  従来の電力変換装置を示すブロック構成図である。
【図２３】  従来の電力変換装置に用いられるＤＣ／ＡＣ電力変換回路の具体的構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
２  第１のバッテリ、３  第２のバッテリ、４、４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｅ、４Ｆ  ＤＣ／ＤＣコンバータ、５、５Ｄ  ＤＣ／ＡＣ電力変換回路、９、９Ａ〜９Ｆ  コントロール回路、５０ａ、５０ｃ、５０ｅ  ＭＯＳＦＥＴ（ハイアーム側のスイッチング素子）、５０ｂ、５０ｄ、５０ｆ  ＭＯＳＦＥＴ（ロウアーム側のスイッチング素子）、１０１、１０１Ａ、１０１Ｅ  電力変換装置、１０６  コンデンサ、１１０  第１のインダクタ、１１１  電圧クランプ素子、４０１  ＭＯＳＦＥＴ（第１のスイッチング素子）、４０２  ＭＯＳＦＥＴ（第２のスイッチング素子）、４０３  第２のインダクタ、４０４  電流センサ、４１７、４２９、５００ａ  アクティブクランプ回路、４１８  第１のコモン電位、４１７２、４２９２、５０２ａ  ツェナーダイオード（電圧検出手段）、４２０  第２のコモン電位、１１０１  結合インダクタ、１１０２  双方向スイッチ、Ｖｒｉｐ、Ｖｒｉｐ１〜Ｖｒｉｐ５  電圧リップル量、ΔＴ１〜ΔＴ５  遅れ時間（オフタイミング）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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