(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
拡大されたダイナミックレンジを得るために、Ｘ−Ｙアドレス指定可能なＭＯＳ画像形成装置を使用する方法において、
各画素が、光検出器と、検知ノードと、該光検出器から該検知ノードまで電荷を転送するための転送機構とを有するように形成された複数の画素を有し、かつ予め定められた電位に該検知ノードをリセットするためのリセット機構を有し、行列の形で形成された画素アレイを備える半導体ベースのセンサとして、Ｘ−Ｙアドレス指定可能な画像形成装置を提供する段階と、
前記転送機構の動作を通して前記光検出器の積分周期を開始させる段階、
前記リセット機構の動作を通して前記検知ノードの積分周期を開始させる段階と、
前記それぞれの積分周期中に蓄積された、前記検知ノードと前記光検出器との両方からの電荷を読取る段階と、
前記検知ノードの積分期間及び前記検知ノードから読取った電荷を使用して、光の強度を計算する段階と、
を含んでなる方法。
【請求項２】
拡大されたダイナミックレンジを提供するための画像検出用製品において入射光を検出する方法であって、
各画素が、転送機構を通して検知ノードに結合された光検出器を有するようにアレイ内に構成された複数の画素を有し、該検知ノードがリセット機構に接続される、基板内に形成されたセンサアレイを有する半導体ベースの基板上の画像形成装置を提供する段階と、
信号フレーム周期中に、複数の画素の各々の中で検知ノード積分周期と光検出器積分周期とを作成する段階であって、該検知ノード積分周期にて、該光検出器積分周期中に前記光検出器からブルーミングした前記検知ノード上の電荷を収集する段階と
前記検知ノード上に蓄積した電位レベルをサンプリングする段階と、
前記光検出器の信号レベルを識別するのに使用され、入射光のレベルと前記光検出器の信号レベルの間の関係を規定する所定の伝達関数の組を、前記検知ノード積分周期に基づいて設定する段階と、
前記伝達関数の組は、（１）低光レベルの第１領域に対応する第１の伝達関数、及び（２）高光レベルの第２領域に対応する第２の伝達関数を含み、前記第２領域においては、前記検知ノードに収集された前記電荷は前記光検知器の信号電荷に加えられ、前記信号の傾きは前記検知ノード積分周期により異なり、
上記のサンプリングされた電位に対し前記第１と第２のどちらの伝達関数が適用可能であるかを識別する段階と、
前記識別した伝達関数に基づいて、前記光検出器からの光の強度を確認する段階と、
を含んでなる方法。
【請求項３】
Ｘ−Ｙアドレス指定可能なＭＯＳ画像形成装置システムにおいて、
基板内に形成された能動画素センサアレイを有する半導体ベースの基板と、
各画素が、転送機構を通して検知ノードに結合された光検出器を有するように構成されているアレイ内の複数の画素であって、該検知ノードがリセット機構に接続されている、複数の画素と、
信号フレーム周期中、前記複数の画素の各々で検知ノード積分周期および光検出器積分周期を作成するための手段であって、該検知ノード積分周期が、該光検出器積分周期中、前記光検出器からブルーミングした前記検知ノードの電荷を収集する手段と、
前記光検出器の信号レベルを識別するのに使用され、入射光のレベルと前記光検出器の信号レベルの間の関係を規定する所定の伝達関数の組を、前記検知ノード積分周期に基づいて設定する手段と、
前記伝達関数の組は、（１）低光レベルの第１領域に対応する第１の伝達関数、及び（２）高光レベルの第２領域に対応する第２の伝達関数を含み、前記第２領域においては、前記検知ノードに収集された前記電荷は前記光検知器の信号電荷に加えられ、前記信号の傾きは前記検知ノード積分周期により異なり、
前記検知ノード上に蓄積された電位レベルを読取るためのサンプリング手段と、
そのサンプリングされた電位に対し前記第１と第２のどちらの伝達関数が適用可能であるかを識別するための決定手段と、
前記識別した伝達関数に基づいて、前記光検出器からの光の強度を確認する手段と、
を含んでなるＭＯＳ画像形成装置システム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体ベースの画像センサ、特に拡大されたダイナミックレンジを有する能動画素画像センサ（ＡＰＳ：Active Pixel image Sensor ）または受動画素画像センサ（ＰＰＳ：Passive Pixel image Sensor）に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＰＳは、感光手段と、信号（電圧または電流信号のいずれか）に変換される電荷を生成する少なくとも１つの他の能動コンポーネントとの両方を各画素が含む固体画像形成装置である。信号は、画素のフォトサイト上に入射する光の量を表す。画像検知デバイスのダイナミックレンジ（ＤＲ）は、レベルセンサのｒｍｓ雑音レベル（σnoise）に対する、標準的に飽和信号（Ｖsat）と呼ばれる有効最大検出可能信号の比として定義づけられる。これは、数式１で示されている。
【０００３】
【数１】
0004037602.tif 000002
【０００４】
入射光子によって形成される電荷を集積する電荷結合デバイス（ＣＣＤ）といったような画像センサデバイスは、一定の与えられたフォトサイトで収集され保持され得る電荷量（Ｖsat）により制限されるダイナミックレンジを有する。例えば、任意の与えられたＣＣＤについて、画素内で収集され検出され得る電荷量は、画素面積に正比例する。かくして、メガピクセルのディジタルスティルカメラ（ＤＳＣ）内で使用される商業用デバイスについて、Ｖsatを表す電子の数はおよそ１３,０００〜２０,０００電子である。入射光が非常に明るく、画素または光検出器内に保持され得るより多くの電子を生成する場合には、これらの余剰の電子は画素内のブルーミング防止（anti-blooming）手段により抽出され、飽和信号の増大に寄与しない。従って、最大検出可能信号レベルは、光検出器または画素内に保持され得る電荷量に制限される。ＤＲ（Dynamic Range）はまた、センサの雑音レベルσnoiseによっても制限される。Ｖsatに関する制限のため、ＣＣＤにおいては、σnoiseを非常に低いレベルに低減させるための多くの研究がなされてきた。標準的には、商業用のメガピクセルＤＳＣデバイスは、１０００：１以下のＤＲを有する。
【０００５】
ＤＲに関する同じ制限は、ＡＰＳデバイスについても存在する。Ｖsatは、光検出器内で保持され隔離（isolate）され得る電荷量によって制限される。余剰の電荷は失われる。このことは、光検出器のために利用可能な面積を制限する、ＡＰＳ内の画素の能動（active）コンポーネントに起因しておよびＡＰＳデバイス内で使用されるクロックおよび低電圧供給に起因して、ＣＣＤよりもＡＰＳについてなお一層問題の多いものとなり得る。さらにＡＰＳデバイスは、チップ上に画像センサシステムを提供するために用いられてきたことから、ＣＣＤ上には存在しない、タイミングおよび制御そしてアナログ−ディジタル変換といったような、ＡＰＳデバイス上で用いられるディジタルおよびアナログ回路は、ＡＰＳデバイス上で、ＣＣＤに比べ、はるかに高い雑音下限（floor）を示す。これは、より高いテンポラリな雑音だけでなく、たぶんオンチップアナログ−ディジタル変換器からの量子化雑音にも起因するものである。
【０００６】
半導体ベースの画像センサの技術分野においては、ＡＰＳおよびＰＰＳデバイスの両方について、拡大されたダイナミックレンジを提供する数多くの開示が存在する。これには、（１）Konumaが米国特許第５,６５０,６４３号において教示するような、閾値に到達するためのクロック周期の数の測定、（２）Orly Yadid-Pecht et alの、電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９７年ＩＥＥＥワークショップで公開された論文＃Ｒ１５「２重サンプリングを使用した広い場面内ダイナミックレンジのＣＭＯＳ ＡＰＳ」の中で記載されているような、可変的積分時間での２またはそれ以上の相関画像の捕捉、（３）電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９９年ＩＥＥＥワークショップ、ｐ６８〜７１の「オンチップのオフセット較正された対数応答画像センサ」中で Sypros Kavadias et al.が、また、電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９９年ＩＥＥＥワークショップｐ１９１〜１９４の「シングルチップカメラの機能性を備える自己較正型対数ＣＭＯＳ画像センサ」中で M. Loose et al.が、また、電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９５年ＩＥＥＥワークショップ「オンチップ非均一性補正を伴う能動画素ＣＭＯＳ画像センサ」中で N. Ricquier et al.が、また電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９７年ＩＥＥＥワークショップｐ１〜４の「高ダイナミックレンジをもつ高速ＣＭＯＳ画像形成」中で J. Huppertz et al.が記載しているような対数伝達関数画素アーキテクチャー、および（４）電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９５年ＩＥＥＥワークショップの「広ダイナミックレンジエリア画像形成装置のためのＣＣＤおよびＣＭＯＳ画素の比較」においてS. Decker et al. が、およびＩＥＥＥ Journal of Solid State Circuits、 第３３巻、第１２号 １９９８年１２月の「広ダイナミックレンジ画素およびコラム並行ディジタル出力をもつ２５６×２５６のＣＭＯＳ画像形成アレイ」により先行技術の参考文献中で記載されているような、積分中のリセットゲートのレベルを変更すること、が含まれる。
【０００７】
Konumaに対し発行された米国特許第５,６５０,６４３号（Konuma）は、固体画像検知デバイスのダイナミックレンジを増強させるために使用可能であるデバイスを教示している。Konumaは、積分信号閾値レベルに到達するのに必要とされる時間を測定し、これを唯一のセンサ出力として送出するため光検出器と連係するカウンタおよびコンパレータを内蔵することにより、有効Ｖsatレベルを上昇させるための手段を示している。カウンタは、コンパレータ入力に供給された信号の信号レベルに到達するために、光検出器が必要とするカウンタクロック周期の数を決定するため、コンパレータと共に使用される。このとき、該デバイスは、光検出器に付随する出力または信号値としてカウンタブロック周期の数のみを送出する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
Konumaの開示は、Ｖsatを有効に増大させることによって、拡大されたダイナミックレンジを提供するものではあるが、このアプローチにはいくつかの問題点がある。
まず第１に、各画素内にカウンタおよびコンパレータを有する必要があるとすると、各画素中のコンポーネント数は非常に多くなり、非常に小さな充てん比（fill factor)を持つ画素すなわち非常に大きな画素になってしまう。このアプローチは、最新式半導体技術の現行の最小特長サイズ（minimum feature size）および小型画素、低コストの画像センサに対するニーズからみて、実用的でない。
【０００９】
第２に、各画素についての出力は、与えられた閾値に到達するのに必要とされる時間についてのカウンタの値であり、光検出器内に組み込まれた実際の電荷量についてのアナログ出力値を含んでいない。このアプローチでは、有効Ｖsatレベルは増大させられるものの、有効ＤＲは、カウンタクロックの時間周期または精度およびカウンタのサイズによって制限される。例えば、カウンタが１０ビットまたは１０２４計数を有する場合、ダイナミックレンジは、１０２４のマスタークロック周期が所望の露出時間に適合し得るものとすれば、１０ビットまで増大される。所望の露出時間が１００msec であるとすると、そのときカウンタクロック周期は９７.６μsec 以下でなくてはならない。ＤＲを２０ビットまで拡大しようとすれば、２０ビットのカウンタ、および１００msec の露出時間については１０.５ＭHzより大きいカウンタクロック周波数が必要となるだろう。この例では、１０ビットから２０ビットまでのＤＲの拡大の結果、所要クロック周波数は１０００倍速くなる。露出時間が減少するにつれて、それに比例してより速いマスタークロックが必要とされる。例えば、明るい太陽光の屋外で画像を得る場合において、１／６０秒の露出時間が望まれるまたは必要とされるとすると、２０ビットを量子化するのに６３ＭHzのマスタークロックが必要となるだろう。標準的露出条件下で高いダイナミックレンジを提供するのに非常に高速なカウンタクロックが必要となることは明白である。また、カウンタ内のビット数が多くなるにつれて、これを画素内に組み込むのにさらに大きな面積が必要となり、益々大きくなる画素を生成することになる。標準的なカウンタは１ビット当り４〜８個のトランジスタを必要とする。かくして２０ビットのカウンタは８０〜１６０個のトランジタスタを必要とし、０.３５μｍのＣＭＯＳプロセスにおいて４０μｍを超える画素サイズを生み出す。さらにこのアプローチでは、画像センサ内の全ての画素が、各画素について１つの出力値を有するために、プログラムされた閾値レベルに到達することが必要とされている。このため、閾値レベルがＶsatに近い場合、場面の暗領域を閾値レベルに到達できるようにするためには非常に長い露出時間が必要となるだろう。露出時間は、閾値レベルを非常に低い値にプログラムすることによって短縮させることができるが、場面の非常に明るい領域がきわめて短かい時間周期で閾値に到達することになるため、これらの領域における情報の精度を低下させることになる。
【００１０】
第３に、Konumaのアプローチでは、最も明るいレベルでデータはより一層量子化される。このことは数式２の中で、有効な光測定がいかにして閾値までの時間から計算されるかを見ることによって示されている。
閾値（ＶT）に達するまでの所要時間量（ｔT）が分かり、測定中の時間全体にわたり供給源（source）が一定であると仮定すると、任意の時間（ｔM）における光の量を計算することができる。増大された有効電圧（Ｖext）についての式は、以下の数式２により与えられる。
【００１１】
【数２】
0004037602.tif 000003
【００１２】
離散的システムにおいては、時間変数ｔTは、数式３に表されるように、量子化された単位によって測定されることになる。
【００１３】
【数３】
0004037602.tif 000004
【００１４】
ここに、ｃνは量子化された整数コード値であり、ＭａｘＣνは、ｔMでのＣν値に対応するコード値である。値を代入すると数式４が得られる。
【００１５】
【数４】
0004037602.tif 000005
【００１６】
上記式４を参照すると、ゼロのコード値（ｃν）は、無限光を意味する。最大のものでもある第１の測定可能な量子化はｃν＝１とｃν＝２との間にある。８ビットの線形システムのための量子化は０.００３９であり、これは、Konumaによって記載された方法での閾値までの時間内の最小量子化よりも少ない。
第４に、閾値までの時間を追跡するために画素アレイの外側で使用される単一のカウンタおよびコンパレータを有する必要があるとすると、各画素はそのとき、ダイナミックレンジの拡大のための充分細かい量子化を提供するのに充分小さい、画素あたりのサンプリング周波数を有するために、きわめて高い速度で測定されなくてはならなくなる。例えば、所望の露出時間全体にわたり１０ビットの量子化が必要とされ、画像センサ内に１００万画素が存在すると仮定する。所望の露出時間が１００msecとすると、プログラムされた閾値レベルに対し、各画素は９７.６５μsec毎にアクセスされ、測定されなければならなくなる。このことはすなわち、９７.６５μsec毎に１００万画素がサンプリングされる必要があるということを意味している。これには９７.６５psec当り１画素の画素サンプリング速度、すなわち１０.２４ＧHzが必要となる。これを行うための手段は、Konumaによっても、またＡＰＳデバイスまたはその他の画像センサデバイスの分野において他のどこにも開示されていない。
【００１７】
【外１】
0004037602.tif 000006
【００１８】
【数５】
0004037602.tif 000007
【００１９】
【外２】
0004037602.tif 000008
【００２０】
先行文献、すなわち Orly Yadid-Pecht et al.による、電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９７年ＩＥＥＥワークショップの「２重サンプリングを使用した広い場面内ダイナミックレンジのＣＭＯＳ ＡＰＳ」論文＃Ｒ１５の中、O. Pecht et al.による、電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９９年ＩＥＥＥワークショップの「自動スケーリングおよびカスタマイズされた広ダイナミックレンジを伴うＣＭＯＳ ＡＰＳ」、およびM. Schantz et alによる、電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９９年ＩＥＥＥワークショップの「線形読み出しおよび１２０ｄＢのダイナミックレンジを伴う２５６×２５６のＣＭＯＳ画像形成装置」により開示されているような２またはそれ以上のフレームを獲得する方法を用いると、異なる積分時間を持つ同じ画像または場面の２またはそれ以上のフレームが獲得され、多数の読出しが必要とされ、各読出しのための積分時間は、正確な補間（interpolation）を得るため場面の照度に従って選択されなくてはならない。このことは、積分時間の迅速な選択を容易にするための画像形成自動露出システムの複雑性を増し、当該技術分野において実証されたことがない。また、多重フレーム出力比較および有効信号レベルの計算を実施するには付加的なフレームメモリが必要となる。さらに２つのフレーム間の場面照度において何らかの動きまたは変更がある場合、このダイナミックレンジ拡大方法はうまく機能しない。
【００２１】
電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９９年ＩＥＥＥワークショップｐ６８〜７１の「オンチップのオフセット較正された対数応答画像センサ」中でSypros Kavadias et alにより、電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９９年ＩＥＥＥワークショップｐ１９１〜１９４、「シングルチップカメラの機能性を持つ自己較正型対数ＣＭＯＳ画像センサ」中でM．Loose et al.により、電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９５年ＩＥＥＥワークショップの「オンチップの非均一性補正を伴う能動画素ＣＭＯＳ画像センサ」中でN. Ricquier et al.により、記載されているようなダイナミックレンジを拡大するための方法を用いると、対数伝達関数を伴う画素が提供される。ＭＯＳＦＥＴサブ閾値を使用するこのアプローチは、非常に高い固定パターン雑音を有する挙動（behavior）を示す。これを補正するためのアプローチには、追加のシステムメモリ、各画素の個別の閾値トリミング、または画素毎に追加のトランジスタが必要となる。このことは、チップサイズだけでなく、システムのコストおよび複雑性を増大させる。
【００２２】
J. Huppertz et al.による、電荷結合デバイス素子および先進画像センサに関する１９９７年ＩＥＥＥワークショップｐ１〜４の「高ダイナミックレンジを持つ高速ＣＭＯＳ画像形成」および S. Decker et al.による、電荷結合デバイスおよび先進画像センサに関する１９９５年ＩＥＥＥワークショップの「広ダイナミックレンジエリア画像形成装置のためのＣＣＤおよびＣＭＯＳ画素の比較」の中で記載されたダイナミックレンジ拡大方法では、リセットゲート電圧レベルは、積分中、特定の時間応答でオン状態からオフ状態へと変更される。この方法によると、ダイナミックレンジは、画素が飽和しないように明画素についてのリセットドレインへ電荷をスキムオフ（skim off）することによって拡大される。この方法には、電子シャッタモードで動作するのに複雑なタイミングを必要とすること、および特定の信号レベルが電荷のスキミングに起因するのか否か、あるいは単に全積分信号レベルであるかを区別するのが困難であること、という欠点を有する。
【００２３】
以上の論述から、先行技術においては、低雑音、小型画素、単一フレーム読取りおよび融通性のある伝達関数を保持しながら、拡大されたダイナミックレンジを提供するデバイスに対するニーズがなおも存在することは明白なはずである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、先行技術の問題に対する解決法が提供される。本発明においては、拡大された場面内ダイナミックレンジを提供するために、ＣＭＯＳベースの画像センサのブルーミング（blooming）挙動が用いられている。
本発明の第１の実施形態は、積分中に光検出器からブルーミング（blooming）する電荷を利用する。先行技術のデバイスにおいては、光検出器の信号レベルは、ブルーミング電荷を除去し廃棄することによって、明領域内で制限される。本発明においては、光検出器からブルーミングする電荷は、光検出器積分時間から独立した形で制御される周期の間積分され、この収集されたブルーミング電荷は画素の読出しにおいて光検出器の信号電荷に付加される。
【００２５】
本発明の第２の実施形態は、高い照度レベル下で、ＣＭＯＳ ＡＰＳの読出しと関連した増大する光レベルにより信号を減少させる、という挙動を利用することによって、拡大されたダイナミックレンジを提供する。これは、リセットとリセットレベルの測定との間の異なる経過時間を持つリセットレベルの２つのサンプリングを実行し、かくして２つの異なる有効リセットレベル積分時間を提供することによって行われる。２つの測定されたリセットレベルを比較することによって、光検出器の物理的飽和信号を超えた光検出器の有効信号レベルを決定することができる。画素が、減少中の高い光信号領域内かまたは低い光標準線形信号領域内で動作している場合、２つのリセット測定レベルにおいて決定された差が使用される。その結果によって、その画素についての有効信号レベルを提供するために、その画素の光検出器の読出しからの電圧出力に対し異なる伝達関数が適用される。その画素上に入射する光が明るく、しかも２つの測定リセットレベルの差が所定の閾値を超える場合、減少信号領域と関連する伝達関数が、光検出器の値を計算するのに使用されることになる。２つの測定リセットレベルの差が所定の閾値を超えない場合には、光検出器の値を特定するために、標準線形伝達関数が使用されることになる。さらに、測定された差の値を、その画素についての有効信号レベルまたは入射照度レベルを計算しまたは決定するために、独立して使用することができる。
【００２６】
本発明によると、各画素が光検出器、検知ノードおよび光検出器から検知ノードへと電荷を転送するための転送機構を有するように形成された複数の画素を伴い、かつ、所定の電位に検知ノードをリセットするためのリセット機構を伴う、行列の形で形成された画素アレイを有する半導体ベースのセンサとしてのＸ−Ｙアドレス指定可能なＭＯＳ画像形成装置をダイナミックレンジの増大のために利用する方法および装置を提供することによって、デバイスのダイナミックレンジを著しく増大し、現行のシステム設計の中で使用できる能動画素センサデバイスが提供される。光検出器のための積分周期は、転送機構の動作を通して開始され、その後、リセット機構の動作を通して検知ノードのための積分周期が開始され、そのそれぞれの積分周期中に蓄積された検知ノードおよび光検出器の両方からの電荷が読取られる。
【００２７】
本発明は以下のような利点をもつ。すなわち、本発明は、ほとんどあるいは全く修正を加えることなく、現行の画素およびセンサアーキテクチャ内で容易に利用できるセンサのダイナミックレンジを拡大する。高い充てん比を伴う小さな画素は、４０，０００×Ｖsat単一フレーム獲得標準読出しまで、信号レベルを検出することができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
本発明の第１の実施形態は、積分中に、光検出器からブルーミングする電荷の収集を利用している。これは図１に示す画素を用いることによって達成される。これは、米国特許出願０８／８００,９４７号で Guidash et al によって開示されたものと類似の画素設計である。この画素１０は、光検出器１２（好ましくはピンフォトダイオードＰＤ）、転送ゲートＴＧ１６、浮遊（floating）拡散ＦＤ１８、少なくともこの浮遊拡散１８全体にわたる光遮蔽８、前記ソース浮遊拡散１８に構成された入力信号トランジスタおよびリセットトランジスタ、リセットゲート１７およびリセットドレイン１９を含んでなる。光検出器１２上に光を集束させるためにマイクロレンズ６が具備されている。本発明の第１実施形態の動作は、図４および５に示された出力信号伝達関数を結果としてもたらす図１の画素１０についての図２および３のタイミング図の中に示されている。
【００２９】
図２を参照すると、この図は光検出器１２および浮遊拡散１８からの電荷が浮遊拡散上の電荷ドメイン内で、増幅器２２を通して読出される、光検出器と浮遊拡散からの組合せ電荷と共に加算される、コラムベース上での図１に示された画素の動作を例示するダイアグラム、および付随するタイミング図である。画素１０は、光検出器１２から浮遊拡散１８まで、転送ゲート１６（信号ＴＧとして示されている）の起動により電荷を転送し、その後、浮遊拡散１８を所定の電位へとリセットするリセットゲート１７の起動により浮遊拡散１８をリセットすることによって、リセットまたは初期化される。光検出器積分時間（ｔintepd）は、時間τ1での初期化またはリセットシーケンスの後、転送ゲート１６がターンオフされた時に開始する。オフ状態にある転送ゲートの静電電位は、光検出器内の過剰の電荷が、転送ゲート領域を通して浮遊拡散１８内にブルーミングするように０ボルトよりも深いレベルにセットされる。光検出器積分時間（ｔintpd） が進むにつれて、光検出器１２は光電子を充てんする。入射光が明るい場合、その画素内で生成された光電子の数は、光検出器１２の容量を超えることになる。この時点で、過剰の電荷は浮遊拡散１８内にあふれる。電荷が浮遊拡散１８上にあふれ始めた時にリセットゲート１７がオンであれば、この電荷は、浮遊拡散を同じ電位にしたまま、リセットゲート１７領域を通って掃引されてドレイン１９をリセットする。その電位は標準的には、リセットドレイン１９のもの（ＶＤＤ）よりも低い閾値電圧である。電荷が浮遊拡散１８内にあふれ始めた時にリセットゲート１７がオフである場合には、この電荷は浮遊拡散１８内で収集されることになる。光検出器積分周期中、ＲＧがターンオフされている時間量は、浮遊拡散積分時間ｔintfdと呼ばれる。
【００３０】
所望の光検出器積分時間ｔintpd の終りで、光検出器１２内の信号電荷は、時間τ2で転送ゲート１６のパルスをオン／オフすることによって、浮遊拡散１８に転送される。浮遊拡散１８の信号レベルはこのときＳＨＳによってサンプリングされ、コンデンサＣ1に保持される。浮遊拡散積分時間ｔintfd 中に浮遊拡散１８上にいかなるブルーミング電荷も収集されなかった場合（すなわち画像の暗部分）には、浮遊拡散１８からのコンデンサＣ1の信号電荷は、積分中に光検出器１２内で収集された電荷を含んでなる。浮遊拡散１８上でブルーミング電荷が収集された場合には、浮遊拡散１８からのコンデンサＣ1の信号電荷は、光検出器積分時間（ｔintpd ）中光検出器１２内で収集された電荷に、浮遊拡散積分時間中に浮遊拡散内で収集された電荷を加えたものを含む。この浮遊拡散積分時間ｔintfd は、リセットゲート１７がターンオフした時点から、信号電荷が時間τ2で光検出器１２から転送される時点まで、の経過時間である。浮遊拡散積分時間ｔintfd は、光検出器積分時間ｔintpd とは別にかつ独立して制御される。
【００３１】
図２について記述された動作の結果として、センサ出力応答は図４および５に示されたとおりとなる。出力応答は２つの領域からなる。低い光レベルについては、出力応答は線形領域１を追従することになる。光電子の数が光検出器の容量を上回るにつれて、この電荷は、浮遊拡散上に収集され、光検出器信号電荷に付加されることになる。この場合、画素出力応答は領域２を追従することになる。好ましい実施形態は、図２に示されたタイミングにより、領域２において線形応答を提供する。非線形応答は、S. Decker et al.著、「広ダイナミックレンジ画素およびコラム並行ディジタル出力を持つ２５６×２５６のＣＭＯＳ画像形成アレイ」、ＩＥＥＥ Journal of Solid State Circuits、第３３巻、第１２号 １９９８年１２月の先行文献中で記載されているような、時間変動するリセットゲート電位レベルを有することによって生成可能である。好ましい実施形態においては、領域２中の出力応答は線形であり、勾配は浮遊拡散積分時間 ｔintfd に依存し、これに正比例する。２つの図（４および５）は、領域２についての２つの異なる勾配を例示している。図４内の浮遊拡散積分時間は図５のものよりも短い。従って、図５内の領域２の勾配は、図４のものよりも大きい。
【００３２】
浮遊拡散積分時間 ｔintfd は分かっていることから、画素の有効信号レベルは数式６により決定される。
【００３３】
【数６】
0004037602.tif 000009
【００３４】
浮遊拡散積分時間 ｔintfd に対する光検出器積分時間 ｔintpdの比率は大きくすることができることから、光検出器の容量により制限される信号の実質的に全体にわたり、Ｖeffを増大させることができる。従って、ダイナミックレンジは拡大される。付加的には、浮遊拡散電荷容量によって決定される最大電圧レベル、Ｖmaxは、浮遊拡散のキャパシタンスを制御することにより、光検出器の容量のものよりも大きいものとなり得る。また、有効信号レベルを領域２から決定することなしに、直接センサ出力信号を表示することも可能である。このことはなおも、直接検出可能な信号電圧範囲内へ、より大きな入射光源範囲を、マッピングおよび直接表示することにより、拡大された場面内ダイナミックレンジを提供する。また、Ｖpdsatのレベルは、転送ゲート１６のオフレベルを、所望のレベルに設定することによって、プログラムできる。
【００３５】
図２に示すタイミングは、光検出器信号および収集されたブルーミング電荷からなる、浮遊拡散上の全合成電荷の単一の読出しを示す。まず信号が読取られ、それに続いてリセット、そして次にリセットレベルの測定が行われる。これは、信号に対しテンポラリなリセット雑音を付加する未相関（uncorrelated）２重サンプル読出しである。２回の読出しを実施することにより、光検出器信号レベルおよび浮遊拡散ブルーミング電荷レベルの読出し、を達成することが可能である。このことは図３に示されている。この要領で、浮遊拡散１８上で収集されたブルーミング電荷は、コンデンサＣ6にブルーミング電荷を供給するＳＨＳfdパルスによりサンプリングされ保持され、それに続いてＲＧにより浮遊拡散１８がリセットされ、コンデンサＣ5にリセットレベルを与えるＳＨＲにより、リセットレベルがサンプリングされ保持される。このとき、電荷は光検出器１２から浮遊拡散１８まで転送され、その信号レベルは次にＳＨＳpdによりサンプリングおよび保持され、コンデンサＣ4に与えられる。本発明は、差動増幅器３１を介しての、コンデンサＣ4に格納されたブルーミング電荷とコンデンサＣ5上のリセットレベルとについての差動読出し、および差動増幅器３２を介してのコンデンサＣ6に格納された信号電荷とコンデンサＣ5上のリセットレベルとについての第２の差動読出しを構想し、かくして光検出器信号レベルについての真の相関２重サンプリングを提供する。このとき最終出力信号は、複数の手段により決定可能である。その１つは、オフチップで付加可能な、画素あたり２つの信号値を別々に提供する２つの差動増幅器３１および３２から信号を読取ることである。第２の実施形態は、第３の差動増幅器に対し入力として信号を供給し、画素あたり単一のレベルとして信号を読み出すことによって達成される。電圧ドメイン内で信号を合成するこの読出し方法はまた、電荷ドメイン内で信号を合成するよりも大きいＶmaxを提供する。これは、浮遊拡散が光検出器信号およびブルーミング信号を同時に保持する必要がないからである。従って、Ｖmaxは、最高浮遊拡散容量に光検出器容量を加えたものまで、増大される。
【００３６】
この方法では、基準リセットレベルに対して、画素の差動読取りを利用することから、画素オフセット雑音は打ち消される。さらに、画素内にいかなる付加的なコンポーネントなしにダイナミックレンジが拡大され、そのため、低コスト消費者ディジタル画像形成アプリケーションにとって実用的な小型画素で達成することが可能となる。このアプローチでは、画素読取り雑音は、リセットレベルが信号レベルと相関されていないことに起因して、ＫＴＣだけ増大されることになる。これは標準的に３０未満の電子となり、有効信号レベルの利得に比べると小さいものである。
【００３７】
本発明の第２の実施形態も、ダイナミックレンジを拡大するためにブルーミング挙動を利用する。ＣＭＯＳ  ＡＰＳおよびＰＰＳデバイスにおいては、入射光レベルが極度に明るくなるにつれて、信号レベルとリセットレベルとの間の差から決定された出力信号は、光レベルの上昇と共に減少し、場合によって「黒」レベルに到達するものと認められる。この減少信号の挙動は、リセットとそのリセットレベルがサンプリングされ保持される時との間の時間中、標準的に検知ノードと呼ばれる電荷−電圧変換ノード上に電荷が蓄積した結果として減少するリセットレベルの影響によるものである。これは、４トランジスタＡＰＳの場合には検知ノード上にある間に別の光検出器からのブルーミング電荷が収集されることによってか、３トランジスタＡＰＳ画素またはＰＰＳ画素の場合には同じく検知ノードとして機能する光検出器内の電子の蓄積によってか、のいずれかによって、発生する。補正されない場合、入射光レベルの上昇に伴うこの減少信号効果は望ましくないものであるかもしれない。
【００３８】
本発明の第２の実施形態の下で動作するものとして構想されている画素の関連する領域の断面図が、図６および１１の対応するタイミング図と共に図７および１２の中で概略的に示されている。図７中および対応する図６のタイミング図の中で示されている画素２０は、光検出器が電荷−電圧変換ノードとして役立つ３トランジスタＡＰＳデバイスのケースおよび／またはＰＰＳデバイスについてのケースである。図１２および図１１の対応するタイミング図に示されている画素３０は、電荷−電圧変換ノード（浮遊拡散３８）が光検出器３２とは分離されこれから隔離されているＡＰＳのケースについてのものである。
【００３９】
３トランジスタＡＰＳデバイスおよびＰＰＳデバイスのケースである図６および７を参照すると、画素２０は、ＲＧ２７のパルスがオン／オフする時に光検出器２２をリセットすることによって初期化される。光検出器内の信号の積分がここで開始する。積分が進むにつれて、光検出器 ＶＰＤの静電電位は、光検出器２２が完全に光電子で充たされてしまうまで減少する。この時点でＶＰＤは約０ボルトである。このとき光検出器２２の信号レベルは、ＳＨＳをストローブすることによって、サンプリングおよび保持される。次に光検出器は、光検出器２２からの信号の基準レベル差動読出しを行うべく、ＲＧ２７をストローブすることによってリセットされる。リセットとリセットレベルのサンプルおよび保持との間の経過時間は、標準的には数μsec である。この経過時間中の入射光レベルが低い場合、リセットレベルはあまり変化せず、図８に示されているように公称リセットレベルＲＬ０に極めて近いものとなる。この入射光が非常に明るい場合、リセットレベルは、センサが入射光から遮へいされていないならばこの経過時間中に変化することができる。図９にみられる例は、光検出器電圧ＶＰＤをリセットレベルＲＬＡまで進ませる非常に明るい入射光レベルについてのものである。出力信号レベルの読出しは、信号レベルとリセットレベルとの間の差によって決定されることから、最高光検出器レベルがＲＬ０ではなくＲＬＡに対し比較されるので、認められる（perceived）出力信号レベルは減少することになる。入射光レベルが、リセットとリセットレベルのサンプルおよび保持との間の時間内で、光検出器を完全に充てんするのに充分明るい場合、光検出器は、図１０を見ればわかるように、リセットレベルＲＬＢに達することになる。この場合、サンプルおよび保持された信号レベルと、サンプルおよび保持されたリセットレベルとの間の差はゼロであり、黒または暗い画像を生成する。こうして、図１６および１７に示すような、増大する入射光強度に従う減少信号領域が生成される。
【００４０】
４トランジスタＡＰＳデバイスのケースについてのものである図１１および１２を参照すると、同じ効果が発生している。入射光レベルが充分に明るくなるにつれて、光検出器３２は一杯になり、余剰の電子は浮遊拡散３８内にあふれ込み、その結果リセットレベルおよび差動的に読出された信号レベルは、図６および図７〜１０について記載されたものと類似の要領で低下する。
【００４１】
しかしながら、この減少信号レベル効果の測定は、図１７に示されているように、伝達関数が強い線形であり正常な飽和露光Ｉsat の２０,０００倍〜５０,０００倍である入射光レベルで黒色レベルに達するということを示している。図１６では、ｘ軸目盛は無照明から飽和露光の３倍まで広がっている。このｘ軸目盛では、飽和に先行する画素の線形領域出力応答を識別することが可能である。これは、無照明とＩsatとの間の領域である。ｘ軸目盛は図５において無照明からＩsat の５０,０００倍まで拡大するように変更されている。この目盛では、飽和した領域内でセンサの出力応答を識別するのはさらに容易であるが、図４に示されている飽和に先行する領域を識別するのは難しい。飽和した領域内のセンサの出力応答においては、出力信号は、それが０ボルトに達し黒または暗信号として現れる最高でＩsatの５０,０００倍に達するまで線形に、またはその他の何らかの特徴づけされ経験的に既知の伝達関数によって、減少する。
【００４２】
本発明と共に紹介される新しい概念は、ダイナミックレンジを拡大するため「有効信号レベル」を決定するのに、この減少信号領域を使用することである。この挙動のための「有効リセット積分時間」は、図６と図１１に示されているように、単に、電荷−電圧変換ノードへの電荷のリセットの立下りと、リセットレベルのサンプルおよび保持の立下りとの間の経過時間である。この小さな積分時間内の信号変化は、異なる有効積分時間でサンプルおよび保持される２つのリセットシーケンスを有することによって確実にすることができる。これらの２つのリセットレベル間に予め定められた閾値を上回る差が存在する場合には、画素が応答曲線の減少信号領域内にあることがわかる。これは、暗リセットから生成される基準リセットレベルに対する一つのリセットレベルを比較することによっても、行うことができる。画素が応答曲線の減少領域内にあるとひとたび決定されると、センサの減少信号領域により提供される特定の測定された伝達関数から、入射照度レベルを決定することができる。かくして、無照明から最高で飽和露光の５０,０００倍までの入射照度レベルをセンサにより検出することができ、拡大されたダイナミックレンジを提供できる。さらに、数式７を用いることにより、２つのリセットレベルの測定された差から、有効信号レベルを決定することができる。
【００４３】
【数７】
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【００４４】
飽和領域伝達関数の適用、または数式７で示されているような有効信号レベルの計算は、システムソフトウェアまたはハードウェアを介して画像センサの外部で達成されてもよいし、またはアナログまたはディジタル領域内でセンサ上にて達成することもできる。この概念の一実施形態が図１８に示されている。図１８を参照すると、リセットとリセットレベルのサンプルおよび保持との間に異なる経過時間をもつ２つのリセットレベル間に差が存在するか否かを見極めるため、プログラミング可能な閾値をもつコンパレータが使用される。画素出力信号レベルは、先行技術において記載されたものと類似の要領で読み取られ、サンプルおよび保持された光検出器信号レベルは、リセット１に対して差動的に読出され、Ｎビット（この例では８が示されている）にディジタル化される。入力としてリセット１およびリセット２を有するこのコンパレータの出力は、次に伝達関数ビットとして用いられる。「ゼロ」伝達関数ビットは、８ビットの光検出器信号レベルがそのままの状態で使用されるべきであることを表している。「１」伝達関数ビットは、飽和領域伝達関数を用いて８ビットの出力を使い８ビットの光検出器信号レベルを計算すべきであることを表している。この読出し動作のタイミングもまた、図７中に示した画素について図１８に示されている。光検出器積分時間の経過後、浮遊拡散はリセットされ、そのリセットレベルはサンプリングされ保持される。これがリセット１であり、経過したリセット積分時間１を有する。次に、ＰＤ内の電荷は、浮遊拡散に転送され、信号レベルはサンプリングされ保持される。次にＦＤはリセットされ、そのリセットレベルは、リセット２として、リセット１のものとは異なる経過したリセット積分時間２をもってサンプリングされ保持される。
【００４５】
この動作は、ＰＤが検知ノードとして機能するＡＰＳ画素について、またはＰＰＳ画素について類似の要領で起こる。ただし、読出しは、信号レベル読取り、リセット、リセット１の読取り、所望の経過時間の待機、リセット２の読取り、といったシーケンスで発生する。
付加的には、リセット１とリセット２との間に所定の差が存在するか否かを決定するのにコンパレータを用いるではなくむしろ、リセットレベルに関する差の実際の値を、（信号−リセット１）の値を決定するのに使用されるものと類似の要領で読出すことが可能である。この（リセット２−リセット１）の値は次に、数式７を用いて有効信号レベルを決定するのに使用することができる。信号−リセット１かまたはリセット２−リセット１のいずれかの値を、８ビットのＡＤＣを通して読出すべきかを決定するためのフラグビットを送出すべく、比較を行うことが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】光検出器からブルーミングした電荷を収集することによってダイナミックレンジを拡大する本発明の第１の実施形態のダイアグラムである。
【図２】光検出器の電荷が加えられるコラムベース上での図１に示された画素の動作を例示するダイアグラムおよび付随するタイミング図である。
【図３】光検出器の電圧が加えられるコラムベース上での図１に示された画素の動作を例示するダイアグラムおよび付随するタイミング図である。
【図４】線形領域２の小さな勾配へと導く短い浮遊拡散積分時間を有する、図２および３に示すタイミングにより動作する図１中の画素のための一対の伝達関数を例示する図である。
【図５】線形領域２のより大きい勾配へと導く比較的長い浮遊拡散積分時間を有する図２および３に示すタイミング図により動作する図１中の画素のための一対の伝達関数を例示する図である。
【図６】図７に示す減少信号の挙動を例示するのに用いられるタイミング図である。
【図７】画素の断面を例示する図である。
【図８】例示された画素についての減少信号の挙動の効果を例示する静電レベルの図である。
【図９】例示された画素についての減少信号の挙動の効果を例示する静電レベルの図である。
【図１０】例示された画素についての減少信号の挙動の効果を例示する静電レベルの図である。
【図１１】図１２に示す減少信号の挙動を例示するのに使用されるタイミング図である。
【図１２】画素の断面を例示する図である。
【図１３】例示された画素についての減少信号の挙動の効果を例示する静電レベルの図である。
【図１４】例示された画素についての減少信号の挙動の効果を例示する静電レベルの図である。
【図１５】例示された画素についての減少信号の挙動の効果を例示する静電レベルの図である。
【図１６】減少信号領域を例示する図である。
【図１７】減少信号領域を例示する拡大図である。
【図１８】サンプリングおよび保持された画素の出力を例示するダイアグラムである。
【符号の説明】
６…マイクロレンズ
８…光遮蔽
１０…画素
１２…光検出器
１４…基板
１６…転送ゲート
１７…リセットゲート
１８…浮遊拡散
１９…リセットドレイン
２０…画素
２２…光検出器
２４…基板
２７…リセットゲート
２８…浮遊拡散
２９…リセットドレイン
３０…画素
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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