(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
沿面放電素子を駆動する高周波高電圧電源において、該高周波高電圧電源を電源コンデンサ（３３）、スイッチング素子（３４，３６，３８，４０）及び昇圧トランス（４４）からなる直列共振型インバータ（３１）で構成し、設定した周期毎に該スイッチング素子（３４，３６，３８，４０）をオンさせるための駆動信号で、直列共振型インバータ（３１）の周波数を設定するとともに、該電源コンデンサ（３３）をスイッチングレギュレータ（２０）を用いて電圧制限モードもしくは電流制限モードで充電し、沿面放電素子（４７）の放電電力を制限することで、放電電力の増加とともに長くなる上記直列共振型インバータ（３１）の共振周期の最大値（ｔｍａｘ）を制限し、直列共振型インバータ(３１)の駆動信号により発生した直列共振によるインバータ電流が０になった後に次の駆動信号によって始まる直列共振によるインバータ電流が流れ始めるまでの時間を１μｓ以上確保することを特徴とする沿面放電素子駆動用電源。
【請求項２】
前記スイッチングレギュレータ（２０）のキャリア周波数を前記直列共振型インバータ（３１）の運転周波数の２倍以上とすることを特徴とする請求項１記載の沿面放電素子駆動用電源。
【請求項３】
起動時に前記スイッチングレギュレータ（２０）の出力電圧もしくは電流が設定値に達するまでに２００μｓ以上の時間を要するソフトスタート回路を具備することを特徴とする請求項１または２記載の沿面放電素子駆動用電源。
【請求項４】
前記昇圧トランス（４４）の１次側及び／又は２次側の直列共振型インバータ（３１）の電流が一定以上のピーク電流となった場合を沿面放電素子が短絡または過電流状態と判定し、前記直列共振型インバータ（３１）の発振を直ちに停止することを特徴とする請求項１，２または３記載の沿面放電素子駆動用電源。
【請求項５】
前記スイッチングレギュレータ（２０）から電源コンデンサ（３３）への充電電流が一定以下になった場合、沿面放電素子が開放状態もしくは過小放電状態と判定し、前記直列共振型インバータ（３１）の発振を停止することを特徴とする請求項１，２，３または４記載の沿面放電素子駆動用電源。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、オゾナイザとして用いるための沿面放電素子、また、ゴミ焼却施設、ボイラー、焼結炉、塗装ブース、排水処理施設等からの排ガス中に含まれる窒素酸化物、硫黄酸化物、ダイオキシン、揮発性有機物、悪臭等のガス状汚染物質を除去するためのプラズマガス処理に用いる沿面放電素子、さらに、ダクト、ホッパ、サイクロンなど粒子ハンドリング装置内で帯電する粒子の除電装置として用いるための沿面放電素子や空気清浄器に用いるマイナスイオンやラジカルを供給するための沿面放電素子を駆動する高周波高電圧電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の沿面放電素子駆動用電源では特許第２７７５２５４号に記載のように、商用電源３を全波整流して電源コンデンサ９を充電のうえ、電源コンデンサ９、サイリスタ７、１１及び帰還ダイオード８、１０、昇圧トランス１２で形成されるプッシュプル回路２に沿面放電素子１４を接続し、サイリスタ７と１１を交互にオンすることで発生する過渡振動で沿面放電素子に高電圧を印加している（図１）。この時、図２の電圧波形１に示すようにプッシュプル回路の片側回路の過渡自由振動の周期Ｔ１よりも、長い時間間隔θをもってスイッチを導通せしめている。
【０００３】
しかし、過渡自由振動の周期Ｔは沿面放電素子１４の放電条件や電源コンデンサ９の充電電圧によって影響を受ける。例えば、ガス圧が低下し放電が強くなったり、商用電源の電圧の上昇によって図２の電圧波形２に示すように周期ＴはＴ１からＴ２にのびてしまう。さらに運転条件によって周期ＴがＴ２からＴ３へとのびてしまうと、当初Ｔ＜θと設定していても、Ｔ３＞θとなってしまう。
【０００４】
その場合、プッシュプル回路２の一方のアームのダイオード例えばダイオード８と他方のアームのサイリスタ１１が同時に導通状態となり、過電流が流れたりサイリスタの消弧が出来ないなど正常な動作ができず、電源が破損してしまうことがあった。
【０００５】
また、θをＴよりも十分長く設定していかなる場合にもＴ＜θとなるようにすると、出力電圧を高く設計できなくなり周波数が低下してしまい沿面放電素子に十分な電力を供給することができなかった。
【０００６】
また、一度θや電源コンデンサの充電電圧を設定し、その条件で沿面放電素子駆動用高周波高圧電源を運転していると沿面放電素子が直接接する雰囲気ガス、例えば、オゾナイザの場合には原料の酸素や空気、プラズマガス処理の場合には排ガス、除電装置の場合では粒子搬送用空気、空気清浄機では室内空気などの状態、例えば、圧力、水分、温度、微量ガス成分などの影響で放電電力が大きく変化するため、オゾン生成特性、ガス処理性能、除電性能ラジカルやマイナスイオン生成性能が変動してしまう。
【０００７】
さらに、沿面放電素子の放電電極ならびに放電電極が形成されている誘電体表面上に硝酸アンモニウムなどの塩や酢酸などの酸等の反応生成物によって固体や液体の膜が形成される場合があるが、その場合、沿面放電が阻害されコロナ放電電力が減少するため、オゾン生成特性、ガス処理性能、除電性能ラジカルやマイナスイオン生成性能が低下してまう。
【０００８】
また、沿面放電素子を駆動する従来の高周波高電圧電源では、出力が商用電源３の電圧に連動するため、変動する商用電源（通常±数パーセントの電圧変動あり）を使用する限り、沿面放電素子の放電電力も変化し、オゾン生成特性、ガス処理性能、除電性能ラジカルやマイナスイオン生成性能が安定しない。
【０００９】
これらを防止するために、交流入力電圧を図１に示すようにスライドトランスで調整したり、θを調整することで沿面放電素子に印加する電圧の周波数を変えて放電電力の変化に追随する方法も行われているが、沿面放電素子の安定な放電を確保するためには放電電力を計測しながら、あるいは、オゾン発生量をモニターしながらフィードバック制御を行う必要があった。
【００１０】
さらに、沿面放電素子は非線形性の高い放電負荷であるため、一定の電源コンデンサの充電電圧で運転していると、ある閾値を越えると自身で発生する熱（放電損や誘電体損のため）で温度上昇し冷却が不十分となり、放電電力が一層大きくなると同時に発生する熱も増加するという悪循環になり沿面放電素子駆動用電源が供給する電力が増大してしまうため、沿面放電素子駆動用電源が過電流で破損したり、沿面放電素子が過熱で破損することがあった。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
この発明の目的は、沿面放電素子のオゾン生成特性、ガス処理性能、除電性能ラジカルやマイナスイオン生成性能を最大限引き出すと同時に安定な稼働を可能とするための沿面放電素子駆動用電源を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明の沿面放電素子駆動用電源を電源コンデンサ、スイッチング素子及び昇圧トランスからなる共振型インバータ回路で構成するとともに、該電源コンデンサをスイッチングレギュレータを用いて充電するものである。
【００１３】
【発明の実施の形態】
図３に示す如く、この発明による沿面放電素子駆動用電源は、電源コンデンサ３３とＩＧＢＴやＦＥＴなどのスイッチング素子３４、３６、３８、４０をブリッジ接続したスイッチングユニット４２と昇圧トランス４４から形成される共振型インバータ３１で高周波高電圧を生成するとともに、該電源コンデンサ３３の充電をスイッチングレギュレータ２０を用いて充電するものである。
【００１４】
共振型インバータ３１は電源コンデンサ３３とスイッチング素子３４、４０ならびに昇圧トランス４４および沿面放電素子４７よりなるＬＣ共振回路を形成し、スイッチング素子３４、４０にゲート制御部３２よりゲート信号を供給してオンさせるとＬＣ共振により沿面放電素子に高電圧が発生することになる。この時、インバータ電流はスイッチング素子の正方向に流れるが電圧がピーク値のところで反転し、スイッチング素子３４、４０に内蔵もしくは外付けに並列接続されたダイオード（図示していない）を通して逆方向に流れる。その結果、図４に示す如く、時間間隔δに対応する電圧波形Ａの正の半波が生成される。
【００１５】
同様に、共振型インバータ３１は電源コンデンサ３３とスイッチング素子３６、３８ならびに昇圧トランス４４および沿面放電素子４７よりなるＬＣ共振回路を形成することで図４の電圧波形Ａの負の半端が生成される。
【００１６】
この時、スイッチング素子３４、４０に内蔵もしくは外付けに並列接続されたダイオードがオフして逆回復する前に、スイッチング素子３６、３８がオンすると短絡状態となりスイッチング素子（内蔵もしくは外付けダイオードを含めて）に過電流や逆電流が流れて破損しまう。
【００１７】
そのため、インバータ電流の流れない無電流期間ｔ１ｒをおいてダイオードの逆回復を確保したうえで他方のアームののスイッチング素子をターンオンするように制御する必要がある。
【００１８】
沿面放電が発生していない間は沿面放電素子４７の等価回路を示す図５においてスイッチ５３がオフ、スイッチ５５が表面抵抗５４側に入っていると考えると、表面抵抗５４は非常に高い値であるので、ＬＣ共振は幾何学的静電容量５０で定まりその周期ｔ1は次式で表現できる。
【００１９】
【数１】
0004029422.tif 000002
【００２０】
ここでｋは昇圧トランス４４の昇圧比（巻数比）、Ｃ0は電源コンデンサ３３の静電容量、ＬはＬＣ共振回路全体のインダクタンス（昇圧トランスと配線など）の１次側換算値である。
【００２１】
しかしながら、共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３の充電電圧をスイッチングレギュレータ２０の設定電圧Ｖｃｓ及び／又は設定電流Ｉｃｓを上げて沿面放電を発生させると、沿面放電素子４７は図５の等価回路においてスイッチ５３がオン、スイッチ５５が放電抵抗５７側に入いる。この場合、放電容量５６と放電抵抗５７は放電強度に依存するという非常に大きい非線形性を示す。放電容量５６が幾何学的静電容量５０に加算される結果、ＬＣ共振の周期は図４の電圧波形Ｂに対応するｔ２のように長くなってしまう。
【００２２】
さらに、共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３の充電電圧を上げていくと、周期はｔ２からｔ３へと一層大きくなる。
【００２３】
沿面放電素子４７は、沿面放電の開始電圧、及び放電強度が雰囲気ガスの状況に大きな影響を受けるため、共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３の充電を、その充電電圧Ｖｃ又は／及び充電電流Ｉｃをスイッチングレギュレータ２０を用いて制限することで沿面放電の強度を限定することが可能となる。
【００２４】
すなわち、電源コンデンサ３３の充電電圧Ｖｃや充電電流Ｉｃを制限すると共  振インバー３１で沿面放電素子への放電電力の供給が制限できる。何とならば共振インバータ３１から沿面放電素子４７へ供給される放電電力の最大値はＶｃとＩｃの積で決まってしまい、１サイクル当たりの放電電力Ｊｍａｘは次式で定まる。
【００２５】
【数２】
0004029422.tif 000003
【００２６】
ここでｆは共振型インバータ３１の運転周波数である。
【００２７】
通常、沿面放電素子の放電が発生しにくい場合はスイッチングレギュレータから一定電流Ｉｃを供給すると、沿面放電素子でのエネルギー消費が小さいため充電電圧Ｖｃが高くなってくるので放電強度が強まる。この時、Ｖｃの最大値を設定しておけば沿面放電素子に印加される電圧は最大２ｋＶｃ（Ｃ０＞＞）ｋ2Ｃｇの場合）で定まる値以上にはならない。その結果、印加電圧に依存する放電容量５６や放電抵抗５７も一定値以内に収まり、ＬＣ共振周期の最大値ｔmaxも
【００２８】
【数３】
0004029422.tif 000004
【００２９】
以内となる（Ｃd：放電容量５６の静電容量）。
【００３０】
一方、沿面放電素子の放電が発生し易い場合はスイッチングレギュレータから一定電流Ｉｃを供給すると、沿面放電素子でのエネルギー消費が大きいため電源コンデンサの充電電圧Ｖｃは一定値以上大きくならず、沿面放電素子に印加される電圧も最大２ｋＶｃで抑えられるため、沿面放電の強度がある一定以内に収まる。その結果、印加電圧に依存する放電容量５６の容量Ｃdや放電抵抗５７の抵抗値Ｒｄも一定値以内に収まり、ＬＣ共振周期も一定内に収まることが保証される。
【００３１】
言い換えれば、沿面放電素子を従来の電源のような一定電圧で駆動すると、ポジティブフィードバック（放電が強力になればなる程、益々放電エネルギーが大きくなる）が掛かり、電源や沿面放電素子自体の破損につながる。
【００３２】
一方、共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３をスイッチングレギュレータ２０を用いて 充電電圧Ｖｃ又は／及び充電電流Ｉｃを制限することで、沿面放電素子の暴走を防止することが可能となり、沿面放電素子及び／又は高周波高圧電源の破損を防止できる。
【００３３】
また、スイッチング素子としてＩＧＢＴやＦＥＴなどゲート制御型素子を用いる場合、ゲート制御部３２から供給するゲート信号の持続時間ｔｇ１をＬＣ共振の最低の周期、すなわち、沿面放電が発生していない低電圧駆動時の周期ｔ１よりわずかに短い値（５から２０％程度短い値）に設定しておくと良い。図４に示すように、共振型インバータの電源コンデンサの充電電圧Ｖｃ又は／及び充電電流Ｉｃを制限した場合には、いかなる放電条件においてもスイッチング素子にＬＣ共振により逆電圧が印加されている間にゲート信号が終わるため、スイッチング素子の逆回復が確保できる。
【００３４】
ＬＣ共振インバータ３１の電源コンデンサ３３をスイッチングレギュレータ２０によって充電電圧Ｖｃ又は／及び充電電流Ｉｃを制限する結果、ＬＣ共振周期の最大値ｔｍａｘは図４のｔ３となる。ここで、ｔ３は実際に沿面放電素子を駆動する環境で考えられる最も放電が発生し易い条件を想定して決定している。この時、沿面放電素子に電流を供給しない無電流期間の最小値ｔ３ｒを１μｓ以上に設定しておけば、想定条件からのずれに起因する沿面放電の不安定性が発生しても、インバータ電流の流れない無電流期間を確保することがいかなる場合にも可能となることが判明した。
【００３５】
無電流期間を確保する方法として、図４に示した電圧・電流波形のゼロクロスを検出する方法も考えられるが、電流は半サイクル当たり２回ゼロクロスするため検出機構が複雑になる。また、電圧は沿面放電素子特有の残留電圧が発生するためゼロクロス検出が難しい。この残留電圧は放電がストップした後、沿面放電素子の表面に残留する電荷が形成するもので、図５の等価回路ではスイッチ５３がオフ側に、スイッチ５５が表面抵抗５４側になったと考えて、放電容量５６に残留する電荷が高い抵抗値を有する表面抵抗５４を介して沿面放電素子の放電電極５１に現れるものと理解される。
【００３６】
また、直流コンデンサ２３の電圧ＶｄｃをＶｃより十分大きく設定しておけば電源電圧が不安定な場所でもスイッチングレギュレータ２０により電源コンデンサ３３の充電電圧Ｖｃ又は／及び充電電流Ｉｃは設定された値に制御される。
【００３７】
特に、スイッチングレギュレータ２０のキャリア周波数を共振型インバータ３１の運転周波数の２倍以上とすると、共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３から沿面放電素子にエネルギーが供給されると次の共振半波までに該電源コンデンサ３３を充電することができるため、充電電圧Ｖｃ及び／又は充電電流Ｉｃを一定に保つことができる。
【００３８】
さらに、沿面放電素子を駆動する場合、放電開始直後の数サイクルは放電電流が定常状態に比較して大きくなる。そこで、スイッチングレギュレータ２０の起動時に規定電圧に到達するまでに２００μｓ以上の時間を掛るソフトスタート機能を具備させることで放電開始直後の数サイクルを低電圧で稼働するため、放電電流も定常状態に比較して大きくなることはない。
【００３９】
以上のように、沿面放電素子駆動用電源としてＬＣ共振型インバータ回路、該インバータの電源コンデンサをスイッチングレギュレータを用いて充電することで、定常状態における沿面放電素子の暴走とそれに伴う電源破損を防止することができ、また、沿面放電素子への電圧印加直後の高電流を防止することができる。しかしながら、突発的な異常、例えば、沿面放電素子の破損による短絡及び過電流状態（オバー状態）や、沿面放電素子の配線の断線などによる開放状態や汚れや結露に伴う過小電流状態（オープン状態）から電源を保護する必要がある。
【００４０】
次に、電源コンデンサ３３の充電電圧Ｖｃ及び／又は充電電流Ｉｃを、例えば、電圧計測ライン２９及び／又は電流計測ライン３０でモニターし、スイッチングレギュレータ２０の設定値と比較すれば沿面放電素子の放電状況を検知することができる。
【００４１】
スイッチングレギュレータ２０の充電電圧設定値Ｖｃｓ、充電電流設定値Ｉｃｓとし、実際の電源コンデンサ３３の充電電圧をＶｃｏ、充電電流をＩｃｏとした場合、沿面放電素子はほぼ一定の性能で稼働するように設定すると、スイッチングレギュレータ２０は、通常、Ｉｃｏ＝Ｉｃｓ，Ｖｃｏ＜Ｖｃｓの電流制限モードで運転される。
【００４２】
ところが、沿面放電素子の稼働環境の変化、例えば、ガス圧が上昇した場合、Ｖｃｏは大きくなって、Ｖｃｏ＝Ｖｃｓ、Ｉｃｏ＜Ｉｃｓとなって、スイッチングレギュレータ２０は電圧制限モードで運転される。
【００４３】
また、電面放電素子の汚れが酷くなった場合、Ｖｃｏ＝Ｖｃｓ、Ｉｃｏ＜＜Ｉｃｓとなる場合もある。
【００４４】
このように、電源コンデンサ３３の実際の充電電圧Ｖｃｏ及び／又は充電電流Ｉｃｏをスイッチングレギュレータ２０の設定値、Ｖｃｓ及びＩｃｓと比較することにより、沿面放電素子の放電状況、ひいては、沿面放電素子の稼働環境の変化や素子自体の汚れを検知することができる。
【００４５】
さらに検知した沿面放電素子の稼働環境の変化や素子自体の汚れの情報を沿面放電素子を用いたオゾナイザ、プラズマガス処理装置、除電装置、空気清浄器などの運転管理・制御すれば良い。
【００４６】
オバー状態は共振インバータ３１のインバータ電流を図３に示す電流検出器４３又は４５で昇圧トランス４４の１次側及び／又は２次側で、インバータ電流を検出すれば良い。
【００４７】
またオープン状態は共振型インバータ３１の電源コンデンサ３３の充電を行うスイッチングレギュレータ２０の実際の充電電流Ｉｃｏと設定値Ｉｃｓを比較したり、該スイッチングレギュレータ２０に商用電源２１から供給される１次電流（検出器は図示していない）で検出することができる。
【００４８】
これらオーバー状態やオープン状態を検出すると直ちに共振型インバータ３１のゲート制御部３２からスイッチ３４、３６、３８、４０へのゲート信号を止めて出力を停止し、電源の破損を防止すれば良い。
【００４９】
勿論本発明は図３に示した回路に留まらず、共振型インバータ３１は、例えばプッシュプル回路などいかなるものであっても良い。また、スイッチングレギュレータとしては通常降圧型パルス幅変調制方式を用いるが、昇圧型や昇降圧型を用いても良い。また、スイッチング周波数変調方式でも良い。
【００５０】
【発明の効果】
本発明は上述の通りであり、その結果、図４に示すように如何なる場合でも非線形性の大きな放電負荷である沿面放電素子に安定な駆動電圧・電流を供給できえる。
【００５１】
特に、沿面放電素子が直接接する雰囲気ガスの状態、例えば、圧力、水分、温度、微量ガス成分などが変動しても、また、沿面放電素子の放電電極ならびに放電電極が形成されている誘電体表面上に硝酸アンモニウムなどの塩や酢酸などの酸等の反応生成物によって固体や液体の膜が形成される場合でも、沿面放電素子のオゾン生成特性、ガス処理性能、除電性能ラジカルやマイナスイオン生成性能を最大限引き出すことが可能となる。
【００５２】
また、沿面放電素子特有の電圧印加直後に放電電流が定常状態に比較して大きくなる現象を防止し、過大な電流が沿面放電素子に流れることを防止できる。
【００５３】
電源コンデンサの充電電圧や充電電流の計測も可能となり沿面放電素子自他の放電状況を検知し、沿面放電素子を用いた装置電体の管理や制御に役立でることができる。
【００５４】
さらに、突発的な異常、例えば、沿面放電素子の破損による短絡及び過電流状態（オバー状態）や、沿面放電素子の配線の断線などによる開放状態や汚れや結露に伴う過小電流状態（オープン状態）から電源を保護することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の沿面放電素子駆動電源の回路である。
【図２】従来の沿面放電素子駆動電源の出力波形である。
【図３】この発明による沿面放電素子駆動電源の回路の一例である。
【図４】この発明の沿面放電素子駆動電源の出力波形である。
【図５】上記図３及び図４に示す沿面放電素子の等価回路である。
【符号の説明】
１      直流電源
２      プッシュプル回路
３      商用電源
４      スライドトランス
５      全波整流回路
６      ゲート制御回路
７、１１      サイリスタ
８、１０    帰還ダイオード
９      電源コンデンサ
１２      昇圧トランス
１３      高圧配線
１４      低圧配線
１５      沿面放電素子
１６      接地
２０      スイッチングレギュレータ
２１      商用電源
２２      全波整流回路
２３      直流コンデンサ
２４      スイッチング素子（ＭｏｓＦＥＴ、ＩＧＢＴなど）
２５      スナバ回路
２６      チョークコイル
２７      パルス幅変調制御回路
２８      電流検出抵抗
２９      電圧検出ライン
３０      電流検出ライン
３１      共振型インバータ回路
３２      ゲート制御部
３３      電源コンデンサ
３４、３６、３８，４０      スイッチング素子
３５，３７，３９，４１      スナバ回路
４２      スイッチユニット
４３、４５      電流検出器
４４      昇圧トランス
４６      高圧配線
４７      沿面放電素子
４８      接地
４８      低圧配線
５０      幾何学的容量
５１      高圧端子（放電電極側）
５２      低圧端子（誘電電極側）
５３、５５      スイッチ
５４      表面抵抗
１      放電容量
５７      放電抵抗
【図１】
0004029422.tif 000005
【図２】
0004029422.tif 000006
【図３】
0004029422.tif 000007
【図４】
0004029422.tif 000008
【図５】
0004029422.tif 000009