(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
利得によって可変の遅延を有する相互コンダクタンス増幅器であって、
３つのバイポーラ差動対を備え、かつ該各バイポーラ差動対が定電流源を備えた第１比例増幅器と、
相互コンダクタンス増幅器の入力端子に接続され、前記３つのバイポーラ差動対への入力を出力する２対の入力エミッタフォロワであって、各対の前記エミッタフォロワの一方を構成するトランジスタのエミッタの面積が当該対の前記エミッタフォロワの他方を構成するトランジスタのエミッタの面積より所定の比率だけ大きいエミッタフォロワおよび該エミッタフォロワに接続され該エミッタフォロワを駆動する電流ミラー（current mirrors)により得られる、ある範囲の入力に対して利得を線形化するオフセットと、
相互コンダクタンス増幅器の出力端子に接続された、前記３つの差動対により生成される差分の出力と、
前記入力エミッタフォロワから入力を受ける第１、第２および第３の差動対を有し、かつ該各差動対が定電流源を有し、さらに同調用の差分電流を出力する、前記第１比例増幅器に並列に接続された補助的な増幅器と、
前記補助的な増幅器から前記同調用の差分電流を受け取るとともに同調出力を供給する同調制御手段であって、該同調制御手段の出力には前記入力端子が接続されている、同調制御手段と、
を具備することを特徴とする相互コンダクタンス増幅器。
【請求項２】
前記請求項１に記載の第１および第２の相互コンダクタンス増幅器を具備しており、前記第１の増幅器の正の出力は前記第２の増幅器の正の入力に接続され、前記第１の増幅器の負の出力は前記第２の増幅器の負の入力に接続され、前記第２の増幅器の正の出力は前記第１の増幅器の負の入力に接続され、前記第２の増幅器の負の出力は前記第１の増幅器の正の入力に接続されていることを特徴とする電圧制御発振器。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、可変遅延で、低ノイズで高周波の電圧制御発振器と結合した比例増幅器（相互コンダクタンス増幅器）に関し、特に低電源電圧で動作する電圧制御発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
移動無線電話網システムおよび成長する情報化時代の到来とともに、ＶＨＦおよびＵＨＦのパーソナル通信システムの重要性が増大してきている。このことは、クロックの回復とアナログＵＨＦの信号処理とを低コストで包括的に解決する方法を暗に必要とする。そのような通信システムの主要なサブコンポーネントは、ＵＨＦ周波数帯で極めて低ノイズ（ジッタ）で動作する電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと略記する）である。現在のところ、コストの理由で、ＵＨＦ発振器に対する包括的な解決法が模索されている。
【０００３】
米国特許第５１７２０６７号および第５１８５５８１号には、差動増幅器で構成された微小信号の電圧制御発振器に係る技術が開示されている。これらのＶＣＯは、１ＧＨｚまで動作可能であり、一般に約５ｐｓ（２乗平均値）すなわち０．００５ユニットインターバル（以下、ＵＩと略記する）のノイズジッタが測定されている間、ピークからピークまでおよそ０．１５Ｖまで生じる。ＵＩは、発振周期によって分割されたジッタの２乗平均値である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
多くの適用に対して、ジッタはおよそ０．０１ＵＩで十分であるが、将来のアナログ／ディジタル変換器技術に対しては、１ＧＨｚで０．００１ＵＩかそれよりも優れたジッタが必要になる。
【０００５】
このことは、上述した先願特許により達成される改善を超える１４ｄＢの改善が要求されることを意味している。本発明は、米国特許第５４８３１９５号に開示された先願特許のシステムよりも低電圧の電源を有するにもかかわらず、上記要求を満足させるＶＣＯに関する。
【０００６】
米国特許第５４８３１９５号では、ＶＣＯはジャイレータの原理で動作し、つぎの特徴を有していると説明されている。
【０００７】
（１）第１に、ジャイレータが、直流で位相が１８０度逆になるように結線された状態でループに接続された２つの相互コンダクタンス増幅器で構成されている。
【０００８】
（２）第２に、ジャイレータループの利得は、ジャイレータの共振周波数での単位よりもわずかに大きくなるように制御される。この制御は、自動利得制御システム（以下、ＡＧＣと略記する）によってなされ、それによってジャイレータの共振周波数での発振を維持する。
【０００９】
（３）第３に、ジャイレータは、米国特許第５４２０５３８号で説明されている設計の直線の相互導体（transconductors)を有しており、その相互導体の直線性によって、大きな信号レベルでの、共振器の大きなＱ値の発生が可能となっており、位相ノイズが低くされている。さらに、直線の相互導体は、自動利得制御に対して可変の相互コンダクタンスを有しており、その制御は増幅器のバイアス電位の変化によってなされる。
【００１０】
（４）第４に、ジャイレータは、帰還電流と、関連する増幅器の出力電流とのベクトルの総和の手段によって、ジャイレータ増幅器を介して可変遅延を提供するために、その大きさおよび位相が制御される２つの相互コンダクタンス増幅器のそれぞれの出力の電流帰還コンポーネントを用いた同調機構を有している。相互コンダクタンス増幅器の一形態が従来技術の図７に示されている。
【００１１】
これらの目的物は対処されてきており、ジャイレータの特性が以下の式１および式２により表されている。ここで、式１は、共振角周波数ω0 を、増幅器の相互コンダクタンスｇm 、ジャイレータのキャパシタンスＣおよびあまり重要ではない第２項目で表した式であり、その第２項目は、ジャイレータの損失アドミッタンスＧと増幅器固有の遅延Ｄとの積である。式２は、共振器のＱ値を制御する直交条件を表しており、この条件が満たされるときにＱが無限になる。実際には、遅延Ｄは、発振を確保するために、単位利得値よりもわずかに大きくなければならない。
【００１２】
ω0 ＝ｇm ／（Ｃ＋ＧＤ）  ・・・（式１）
Ｄ＝Ｇ／（ω02Ｃ）      ・・・（式２）
【００１３】
これらすべて、および他の形態が米国特許第５４８３１９５号に開示されており、調波歪みの極めて低い直角位相の正弦波を出力する、位相ノイズの低い電圧制御発振器が提供されている。
【００１４】
実験データは、２．４ＧＨｚの周波数で−５０ｄＢｃおよびそれよりもよい調波歪みが維持され得ることを示している。
【００１５】
特に、図４は、米国特許第５３７１４７５号、第５１７２０７６号および５１８５５８１号から引用したものであり、直流で位相が１８０度逆になるように結線された２つの相互コンダクタンス増幅器よりなるジャイレータを示している。図５は、米国特許第５４８３１９５号から引用したものであり、ジャイレータ共振器の周波数同調用の帰還電流機構を備えたジャイレータを示している。
【００１６】
図６は、米国特許第５４２０５５８号から引用したものであり、３つの差動対からなる比例マイクロ波相互コンダクタンス増幅器を示しており、線形特性をもたらすためにそれらの入力に小さなオフセット電圧が印加され、かつ帯域幅の広いマイクロ波特性を可能にするためにカスコード出力段を備えている。
【００１７】
図７は、米国特許第５４８３１９５号による、５ボルトまたはそれよりも大きい電源電圧で動作するのに適した比例相互コンダクタンス増幅器を示している。
【００１８】
図７に示す回路は、点線で囲まれた３つの主要な構成要素を有している。これらの主要要素は、比例増幅器、カスコード分相器および同調装置である。カスコード分相器の目的は、つぎの２つである。すなわち、帯域幅を最大化するために比例増幅器に対して必要なカスコード段を提供することである。
【００１９】
また、比例増幅器出力の正確な比例電流分配を提供することである。これは、同調装置により要求されるより小さい部分である。この回路の欠点は、同調装置およびカスコード分相器が直列にカスコード接続されており、それゆえ最低でも５ボルトの電圧を供給する必要があるということである。
【００２０】
図７に示す増幅器の直列カスコード接続された分相器をなくすことによって、電源電圧の低減を達成することが望まれている。
【００２１】
本発明は、米国特許第５４８３１９５号よりも低い電源電圧を必要とし、ひいては電力消費の低減をもたらす改良された相互コンダクタンス増幅器により達成される上述した全ての目的物を提供するものである。
【００２２】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、マイクロ波の周波数でノイズの低い比例増幅器を提供することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、第１の発明によれば、可変遅延を有する相互コンダクタンス増幅器が提供される。その増幅器は、３つのバイポーラ差動対を有する比例増幅器を備えており、各差動対は定電流源を備え、比例した入力エミッタフォロワおよび関連する電流ミラーにより提供される利得を線形化するオフセットを具備している。それら差動対は、差分の出力を供給する。
【００２４】
また、この相互コンダクタンス増幅器は、比例増幅器に平行に接続された補助的な増幅器を具備しており、その補助的な増幅器は第１、第２および第３の差動対を有し、各差動対は定電流源を有している。補助的な増幅器は差分の同調電流を出力する。同調制御回路は、差分の同調電流を受け取るとともに同調出力を供給する。
【００２５】
また、第２の発明によれば、第１比例増幅器および補助的な増幅器と平行に、第３の比例増幅器を備えた相互コンダクタンス増幅器が提供される。加えて、同調回路は４つの差動対を備えており、補助的な増幅器から出力された差分の同調電流が２つの同調差動対に供給されるとともに、第３比例増幅器から出力された電流が他の２つの同調差動対に供給されるようになっている。４つの差動対は、それぞれ比例したエミッタを有しており、比例同調装置を形成するために結合されている。
【００２６】
また、第３の発明によれば、第１増幅器の正および負の出力が、それぞれ、第２増幅器の正および負の入力に接続され、一方、第２増幅器の負の出力が第１増幅器の正の入力に接続されているとともに、第２増幅器の正の出力が第１増幅器の負の入力に接続されるように相互接続されてなる一対の相互コンダクタンス増幅器を具備する電圧制御発振器が提供される。各増幅器の出力の間には、９０°の位相シフトがある。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明に係る相互コンダクタンス増幅器および電圧制御発振器の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
【００２８】
図１には、電源電圧３．３ボルトで動作するのに好適な比例相互コンダクタンス増幅器の一実施の形態が示されている。米国特許第５４８３１９５号で開示された全ての同調装置が、図１に示す装置とともに実施可能であり、図７に示す同調装置と同様の装置に対応している。従って、同調装置についての詳細な説明を省略する。
【００２９】
図１に示す比例増幅器は、カスコード接続されたトランジスタ５６１，５８１を介するメイン出力と、直接同調装置へ供給する補助的な比例したより低い出力を有している。従って、補助的な出力と同調装置との間には、直列にカスコード接続された増幅器は設けられていない。この装置は、増幅器の特性を下げることなく実施可能であり、その理由は、同調装置もカスコード接続された出力段の機能を果たすからである。
【００３０】
図１に示す比例増幅器は、２つの装置が、直線性のために要求される必要なオフセット電位を提供する同様の入力回路を備えているという点で、図７に示す比例増幅器と同様のものである。これは、どちらの形態においても同じ符号を付したトランジスタ３４，３５，３６，３７，３８，３９，４０，４１によって提供されている。
【００３１】
米国特許第５４２０５３８号に開示されているように、必要とされるオフセット電位は、トランジスタ３５：トランジスタ３４、トランジスタ３６：トランジスタ３７、トランジスタ３８：トランジスタ３９、トランジスタ４１：トランジスタ４０の比によって得られ、従来の技術によれば、最適な直線性に対してその比は３：１に特定される。特に、米国特許第５４２０５３８号においては、この比は、小さいマイクロ波トランジスタに関するリソグラフィ技術の制限による整数値であることが要求される。
【００３２】
図７を参照しながら説明すると、比例増幅器出力は、その出力が平行に接続された３つの差動対、すなわちトランジスタ対（２０，２１），（２２，２３），（２４，２５）を備えている。これらの差動対に関連して、それぞれ、電流シンク２６，３０，２８が設けられている。これらのトランジスタ差動対も、図１に示す新規の装置に設けられており、同じ符号が付されている。
【００３３】
しかしながら、図１に示す本実施の形態では、対応する３つの電流シンクは、それぞれ、平行な３つのトランジスタで構成されており、やはり同じ符号２６，３０，２８が付されている。加えて、図１では、差動トランジスタ対（２０１，２１１），（２２１，２３１），（２４１，２５１）およびそれら差動対に対応した単一のトランジスタよりなる電流シンク２６１，３０１，２８１を含む、別の補助的な増幅器出力段が設けられている。
【００３４】
典型的な例においては、電流シンク２６，３０，２８のサイズに依存する補助的な増幅器出力に対して、メイン増幅器出力を介して３倍の電流量が流れることが特定され得る。
【００３５】
従って、メインおよび補助的な増幅器に供給する電流量（current mirror sizes）の比が、増幅器の、同調装置に供給される出力電流の比率を決定するので、米国特許第５４８３１９５号によれば、このことによって同調範囲が正確に制御される。この比は、必要とされる特定の同調範囲に応じて調整され得る。
【００３６】
米国特許第５４２０５３８号の可変相互コンダクタンス増幅器の特性であるが、この装置の２つの付随的な特徴に注目すべきである。すなわち、メインおよび補助的な出力の直線性は、上記電流シンクの比率に依存しないということと、ＡＧＣが増幅器のバイアス電位を調節するので、補助的な出力に対するメイン出力の電流比率は、一定のままであるということである。
【００３７】
図１を参照しながら、図示された、同調制御を備えたジャイレータ比例相互コンダクタンス増幅器は、正電源から１つのダイオード手段による電圧降下（２７℃で、およそ０．８５ボルト）により得られる基準電圧を有している。従って、カスコード接続された増幅トランジスタ５６１，５８１のエミッタ電位は、２つのダイオード分だけ正電源から電圧降下している。
【００３８】
比例増幅器のコレクタは、実質的に一定に保持されるので、差動対のエミッタは、およそ３つのダイオード分だけ正電源から電圧降下してバイアスされ得る。このことは、標準的な３．３ボルト電源の場合に、比例増幅器出力段の電流シンクが１つのダイオードによる電圧降下よりもわずかに小さいコレクタ−エミッタ間電圧でバイアスされるということを意味している。これは、ＡＧＣによる制御下で電流シンクとして作用するのに十分である。
【００３９】
加えて、本発明の特定の例においては、これらの電流シンクは、標準的な実施によるエミッタのわずかな退化に対して増大させられ、これらの電流シンクのマッチングが改善され得る。あるいは、ＢｉＣＭＯＳ技術においては、これらの電流シンクは、抵抗が退化した（degeneration resistors）ＮＭＯＳトランジスタとして実施され得る。その理由は、そのようなＮＭＯＳトランジスタは、同等のバイポーラトランジスタよりも低いドレイン電位で動作し得るため、より低い電源電圧を使用することができるからである。
【００４０】
同調装置のさらに別の形態は、上述した回路の目的物のすべてに適合し得る。従来技術において述べたように、エミッタの退化した抵抗は、図１に示す同調トランジスタのノイズ利得を低減する目的のために、図１に示す同調装置に設けられている。しかしながら、これらのトランジスタは、超比例同調装置の直線性を悪くする。
【００４１】
図２は、本発明の比例増幅器の第２の実施の形態の詳細な回路図である。この場合には、３つの差動対（２４２，２５２），（２２２，２３２），（２０２，２１２）からなる付加的な比例増幅器が、ノード５６３，５８３上に対となる付加的な出力電流をさらに供給するために、同調装置に付加されている。
【００４２】
これらの３つの差動対のバイアス電流は、３つの差動対（２４１，２５１），（２２１，２３１），（２０１，２１１）のバイアス電流と同じであり、かつ一般に、所定比率Ｒで決まる、メイン増幅器の差動対（２４，２５），（２２，２３），（２０，２１）のバイアス電流よりも小さい電流値である。
【００４３】
その比率Ｒは、プロセスの変化や温度（前述したように）によらず、発振器が同調され得る最大周波数の範囲を決める。付加的な比例増幅器は、４：１の比率のトランジスタエミッタを有する４対の差動対（Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４）のそれぞれが比例同調装置に接続されるのを可能としている。この装置から生じるＶＣＯの利得は、プロセスの変化や温度によらず、実質的に一定であるということがわかる。
【００４４】
図３には、速いプロセスと一般的な遅いプロセスに対する同調特性のグラフが示されている。バイポーラトランジスタの変化による周波数シフトは、使用に適した全同調範囲にわたって、２パーセントよりも少ない。この比例同調装置の動作モードは、以下のように理解され得る。
【００４５】
米国特許第５４２０５３８号には、如何にして、エミッタ比が１：４および４：１でそれぞれ入力および出力が平行に接続された２つの差動対が、同様の差動対の尾部電流値によらない、ある電流値以下の入力信号レベルに対して比例増幅器を構成し得るかについて説明されている。
【００４６】
図２において、差動対（Ａ１，Ａ２）は、そのような比例増幅器を構成しており、また、差動対（Ａ３，Ａ４）は、別の比例増幅器を構成している。これらの２つの比例増幅器は、比例増幅器（２４１，２５１），（２２１，２３１），（２０１，２１１）および比例増幅器（２４２，２５２），（２２２，２３２），（２０２，２１２）の出力回路に配置されていて、一次の４象限ミキサ（linear four quadrant mixer）を形成している。従って、同調制御入力の大きさは、直角位相の帰還電流の大きさを直線的に制御し、図３に示す直線的な特性を生じる。
【００４７】
最後に、差動対（Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４）のノイズへの影響は、差動増幅器対の平行接続によりノイズ要素が３ｄＢ改善されることと、ＶＣＯ負荷に与えられるノイズパワーが増幅器の利得低減によりおよそ１２ｄＢ低減されることの２つの要素により、退化抵抗のない単純なギルバート・セル（Gilbert cell) の影響よりも少ない。理論上は、全体で約１５ｄＢ改善される。
【００４８】
本発明の目的物によれば、米国特許第５４８３１９５号および第４４２０５３８号において開示された相互導体の特性と同じ特性を有するにもかかわらず、同時に通常動作に対して必要とする電源電圧が実質的により低くて済む新規の相互導体が実現される。これによって、公称３３パーセントのパワーの節約が実現され、電源電圧が、一般に認められている３．３ボルトの標準電源電圧と一致する。
【００４９】
本発明の付随的な特徴は、米国特許第５４８３１９５号の特徴とまったく同じであり、分岐した入力抵抗が、他のジャイレータに関する増幅器の負荷抵抗をも形成するということである。上述した米国特許により決定されるように、これらの分岐した負荷抵抗は、２つの増幅器に対して異なる分岐比率を有することができ、そのため、２つの端子の利得を有するジャイレータを提供することができる。このことは、従来の技術にしたがって、多種多様のジャイレータの形態を提供するのに有効である。
【００５０】
以上、本発明の特定の実施の形態について、図示して説明したが、これらの実施の形態に対して変形および変更が可能であることは、当業者にとって明らかである。しかしながら、そのような変形および変更が、特許請求の範囲により定義される本発明の範囲に含まれるのはいうまでもない。
【００５１】
つぎに、本発明に係る、その他の特徴を以下に列挙する。
【００５２】
第１に、本発明は、可変遅延を有する相互コンダクタンス増幅器であって、３つのバイポーラ差動対を備え、かつ各差動対が定電流源を備えた第１比例増幅器と、比例した入力エミッタフォロワおよび関連する電流ミラーにより提供される利得を線形化するオフセットと、前記差動対により生成される差分の出力と、第１、第２および第３の差動対を有し、かつそれら各差動対が定電流源を有し、さらに差分の同調電流を出力する、前記比例増幅器に平行に接続された補助的な増幅器と、前記補助的な増幅器から前記差分の同調電流を受け取るとともに同調出力を供給する同調制御手段を具備することを特徴とするものである。
【００５３】
第２に、本発明は、上記特徴１の増幅器において、各比例増幅器の差動対用の前記電流源は、前記補助的な増幅器における前記第１、第２および第３の差動対用の前記定電流源よりも大きな電流を供給するようになっていることを特徴とするものである。
【００５４】
第３に、本発明は、上記特徴１の増幅器において、各比例増幅器の差動対を流れる電流と、前記補助的な増幅器における前記差動対を流れる電流との比は、整数値になっていることを特徴とするものである。
【００５５】
第４に、本発明は、上記特徴３の増幅器において、前記整数値は３であることを特徴とするものである。
【００５６】
第５に、本発明は、上記特徴３の増幅器において、それぞれの差動対を通って流れる電流の比率は、前記同調制御へ流れる前記差電流の比率を決定するのに使用されることを特徴とするものである。
【００５７】
第６に、本発明は、上記特徴５の増幅器において、前期比率は、同調範囲を決めることを特徴とするものである。
【００５８】
第７に、本発明は、上記特徴１の増幅器において、前記第１比例増幅器および前記補助的な増幅器と平行に、第３の比例増幅器を備えたことを特徴とするものである。
【００５９】
第８に、本発明は、上記特徴７の増幅器において、前記同調制御手段は、第１、第２、第３および第４の同調差動対を備えていることを特徴とするものである。
【００６０】
第９に、本発明は、上記特徴８の増幅器において、前記補助的な増幅器から出力された同調電流は、前記第１および第２の同調差動対に供給され、また前記第３比例増幅器から出力された同調電流は、前記第３および第４の同調差動対に供給されることを特徴とするものである。
【００６１】
第１０に、本発明は、上記特徴９の増幅器において、前記第１、第２、第３および第４の同調差動対は、比例したエミッタを有していることを特徴とするものである。
【００６２】
第１１に、本発明は、上記特徴１０の増幅器において、前記比例したエミッタは、比例同調装置を構成していることを特徴とするものである。
【００６３】
第１２に、本発明は、上記特徴１の増幅器において、３．３ボルトの電源電圧を有することを特徴とするものである。
【００６４】
第１３に、本発明は、上記特徴７の増幅器において、３．３ボルトの電源電圧を有することを特徴とするものである。
【００６５】
第１４に、本発明は、電圧制御発振器は、上記特徴１で定義される第１および第２の相互コンダクタンス増幅器を具備しており、前記第１増幅器の正の出力は前記第２増幅器の正の入力に接続され、前記第１増幅器の負の出力は前記第２増幅器の負の入力に接続され、前記第２増幅器の正の出力は前記第１増幅器の負の入力に接続され、前記第２増幅器の負の出力は前記第１増幅器の正の入力に接続されていることを特徴とするものである。
【００６６】
第１５に、電圧制御発振器は、上記特徴１０で定義される第１および第２の相互コンダクタンス増幅器を具備しており、前記第１増幅器の正の出力は前記第２増幅器の正の入力に接続され、前記第１増幅器の負の出力は前記第２増幅器の負の入力に接続され、前記第２増幅器の正の出力は前記第１増幅器の負の入力に接続され、前記第２増幅器の負の出力は前記第１増幅器の正の入力に接続されていることを特徴とするものである。
【００６７】
一具体例においては、比例増幅器における差動対用の各電流源は、補助的な増幅器における差動対用の電流源よりも大きな電流を供給する。その２つの電流の比は、同調回路へ流れて同調範囲を制御する出力電流の比率を決定する。また、ある具体例においては、帰還電流は、分岐した負荷抵抗内を流れるメイン電流と合流する。
【００６８】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、この発明に係る相互コンダクタンス増幅器および電圧制御発振器によれば、増幅器の直列にカスコード接続された分相器をなくすことによって、電源電圧の低減が達成される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るの電源電圧３．３ボルトの比例同調ジャイレータ相互コンダクタンス増幅器の一例の詳細な回路図である。
【図２】本発明に係る比例増幅器の第２の実施の形態の詳細な回路図である。
【図３】発振器の典型的な同調特性を示すグラフである。
【図４】従来技術の２段信号発振器のブロック図である。
【図５】同調装置を有する発振器のブロック図である。
【図６】従来技術による比例増幅器の回路図である。
【図７】従来技術による同調回路を有する図６に示した増幅器を示す詳細な回路図である。
【符号の説明】
２０１，２１１；２２１，２３１；２４１，２５１  差動トランジスタ対
２６１，２８１，３０１  関連した単一のトランジスタよりなる電流シンク
５６１，５８１  カスコード接続されたトランジスタ
５６３，５８３  ノード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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