(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに排他的にスイッチング動作する２個の半導体素子を主回路１相につきｎ（ｎは４以上の偶数）組備え、これらｎ組の半導体素子のスイッチング状態の組合せにより１相当たり最大（ｎ＋１）個の電位を出力可能な電力変換器の制御装置において、
搬送波を発生する手段と、
第１の電圧指令を発生する手段と、
第１の電圧指令に対するバイアスを発生する手段と、
第１の電圧指令に前記バイアスを加減算して得た量、及び前記搬送波の振幅に基づいて第２〜第（ｎ＋１）の電圧指令を演算する手段と、
第２〜第（ｎ＋１）の電圧指令と前記搬送波とに基づいて前記ｎ組の半導体素子のスイッチング信号を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換器の制御装置において、
前記バイアスを変調率に基づいて決定することを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項３】
請求項１記載の電力変換器の制御装置において、
前記バイアスを電圧指令の周波数に基づいて決定することを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項４】
請求項１記載の電力変換器の制御装置において、
前記バイアスを変調率と電圧指令の周波数指令とに基づいて決定することを特徴とする電力変換器の制御装置。
【請求項５】
請求項１，２，３または４の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、
前記搬送波の周波数を電圧指令の周波数に基づいて決定することを特徴とする電力変換器の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、１相当たり５以上の奇数個の電位を出力可能な、ＰＷＭ制御される電力変換器の制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１０は従来のマルチレベルインバータの主回路構成を示す図であり、例えば、公知文献１の「多レベルインバータ」（平成４年電気学会全国大会シンポジウム８−４）に記載されたものである。この図から明らかなように、マルチレベルインバータは、一相あたりの出力電圧として３以上の電位を出力可能な電力変換器の総称と考えることができる。
以降は、複数の主回路構成のマルチレベルインバータを取り扱うため、説明を統一するために半導体素子をＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）とした５レベルインバータを中心にして従来技術を説明する。
【０００３】
図１１は、図１０の回路を基本にして構成された５レベルインバータの主回路であり、その構成及び動作を以下に説明する。
図１１において、Ｅｄは直流電源（その電圧値もＥｄとする）、Ｐ，Ｎは直流入力端子、Ｃ１〜Ｃ４は直流平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ１８はクランプダイオード、Ｑ１〜Ｑ２４は半導体素子としてのＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流出力端子、Ｍは負荷としての三相交流電動機である。
この例では、直流入力端子Ｐ，Ｎ間に直流電源が接続されているが、一般的には、ダイオードコンバータ等の整流器が直流入力端子Ｐ，Ｎ間または個々のコンデンサＣ１〜Ｃ４間に接続される。各部の電位は、直流電源両端の＋２Ｅｄ（端子Ｐ）及び−２Ｅｄ（端子Ｎ）のほかに、直列接続されたコンデンサＣ１〜Ｃ４の分圧による０（中性点），＋Ｅｄ，−Ｅｄがあり、各相からはこれら５個の電位を出力可能である。
【０００４】
図１２は、図１１の１相分（Ｒ相）の出力電圧レベルに対するＩＧＢＴ Ｑ１〜Ｑ８のスイッチング状態（オンまたはオフ）を示している。
図１２から明らかなように、ＩＧＢＴ Ｑ１とＱ５、Ｑ２とＱ６、Ｑ３とＱ７、Ｑ４とＱ８の２個ずつ４組の素子は、それぞれオン状態とオフ状態とが排他的（一方がオン状態ならば他方はオフ状態）な動作関係にある。
これらの関係を使って出力電圧の大きさを切替える過程を説明すると、出力電圧ＶＲ＝＋２Ｅｄの状態からＩＧＢＴ Ｑ１をオフすると排他的な関係にあるＱ５がオンし、この時点で出力電圧ＶＲ＝＋Ｅｄとなる。同様にしてＱ２をオフするとＱ６がオンし、出力電圧はＶＲ＝＋ＥｄからＶＲ＝０に切り替わる。残りの−Ｅｄ，−２Ｅｄについても同様にスイッチング状態を変化させることで出力電圧が切り替わる。
【０００５】
図１３は、公知文献２の「A New Multilevel PWM Method:A Theoretical Analisys」(IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL.7, NO.3, 1992)に記載されているマルチレベルインバータ（この場合は５レベルインバータ）に対するＰＷＭ演算方法を示す搬送波及び電圧指令の波形図（図１３（ａ））と出力電圧波形図（同（ｂ））であり、４つの搬送波と正弦波の電圧指令とを比較してＰＷＭ信号を生成し、このＰＷＭ信号により半導体素子をオン、オフして出力電圧を制御している。
図１３では、電圧指令に基づいて出力電圧を発生するまでの過程が明らかでないため、この点を図１４を用いて説明する。
【０００６】
図１４は、電圧指令からＲ相電圧が生成されるまでの過程を示したＰＷＭ演算方法の波形図であり、ＶＲ＊は電圧指令、λ＊は変調率指令（振幅指令）、ＴＲＩ１〜ＴＲＩ４は三角波である搬送波、Ｐ１〜Ｐ４は半導体素子に与えるＰＷＭ信号である。
図１４において、
（１）電圧指令ＶＲ＊はその振幅を表す変調率指令λ＊と電圧位相指令θ＊とに基づいて演算される。これらの関係は、電圧指令を正弦波とした場合に数式（１）により表される。
ＶＲ＊＝λ＊・sinθ＊   ---------- （１）
【０００７】
（２）ＰＷＭ演算に示した搬送波ＴＲＩ１〜ＴＲＩ４は、基準搬送波Ｔｒにバイアスを加減算した結果である。すなわち、搬送波ＴＲＩ１〜ＴＲＩ４は数式（２）〜（５）によって表される。
ＴＲＩ１＝Ｔｒ＋１．０   ---------- （２）
ＴＲＩ２＝Ｔｒ−１．０   ---------- （３）
ＴＲＩ３＝Ｔｒ＋３．０   ---------- （４）
ＴＲＩ４＝Ｔｒ−３．０   ---------- （５）
ここで、基準搬送波Ｔｒは、たとえば図１５のような振幅が１．０で一定の周波数ｆｃを持つ三角波と考えれば良い。
【０００８】
以上のような三角波に対して図１６に示すような電圧指令との大小関係から決定された状態１〜５は、図１２に示したスイッチング状態と出力電圧との関係に対応する。
これらの関係に基づいて図１７に示すような経路でＩＧＢＴ Ｑ1〜Ｑ8 に対し信号を分配してスイッチングすると、図１４（７）に示すようなＲ相電圧が出力される。なお、９０１〜９０４は反転回路である。
以上はＲ相についての説明であるが、残りのＳ相、Ｔ相についても同様なＰＷＭ演算により、それぞれの出力電圧を決定することができる。
【０００９】
次に、図１８はマルチレベルインバータの他の従来技術を示す主回路構成図であり、例えば、公知文献３の「Multilevel Converters - A New Breed of Power Converters」(IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, VOL.32, NO.3, MAY/JUNE 1996)等に記載されている。この方式は独立した直流電源を有する単相インバータの交流出力端子を順次直列に繋ぎ合わせることで、マルチレベルインバータを構成するものである。
【００１０】
更に、図１９は、半導体素子をＩＧＢＴとした５レベルインバータの例であり、それぞれの交流出力端子が直列接続されたＲ相インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の直列回路と、同じくＳ相インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の直列回路と、同じくＴ相インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の直列回路との各一端を出力端中性点Ｏとし、各他端の出力端子Ｒ，Ｓ，Ｔが負荷としての交流電動機Ｍに接続されている。
なお、Ｅｄは直流電源、Ｐ１〜Ｐ６は正極、Ｎ１〜Ｎ６は負極、Ｃ１〜Ｃ６は直流平滑コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ２４はＩＧＢＴである。
【００１１】
図２０は、図１９における出力端中性点Ｏを基準とした１相（Ｒ相）分の出力電圧に対応するスイッチング状態（ＩＧＢＴのオンまたはオフ状態）を、ＩＧＢＴ Ｑ１〜Ｑ８を例にとって示している。
図１９に示される主回路は単相インバータを基本とした構成であるため、Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６、Ｑ７とＱ８の4組の素子がそれぞれ排他的な動作関係になる。
【００１２】
上述した図１８のような主回路構成に対しても、先の図１４及び図１６に示したＰＷＭ演算により出力状態を決定し、その状態に基づいて図２０からスイッチング状態を決定する。
これらの関係に基づいて、図２１に示す経路でＩＧＢＴ Ｑ１〜Ｑ８に対し信号を分配してスイッチングすれば、図１０、図１１の主回路構成と同様に図１４（７）のようなＲ相電圧を得ることができる。ただし、この場合には図２０に示すように、出力電圧は＋２Ｅｄ及び−２Ｅｄについてはそれぞれ一通りのスイッチング状態しか存在しないが、＋Ｅｄ及び−Ｅｄについてはそれぞれ４通りずつ、０（零電位）については６通りのスイッチング状態が考えられる。複数の状態を持つ出力電圧に移行する場合には、スイッチング動作が最も少なくて済む状態を選べばよい。
【００１３】
図２２はマルチレベルインバータ（５レベルインバータ）の更に別の従来技術を示す主回路構成図であり、例えば、公知文献４の「スター結線方式による高圧インバータ」（平成１１年電気学会全国大会NO.791）や公知文献５の「High Performance Current Control Techniques For Applications to Multilebel High Power Voltage Source Inverter」(IEEE Power Electronics Specialist Conference. Milwaukee, p672 - 682, 1989)等に記載されている。この方式は、先の公知文献３の主回路において単相インバータ部分を単相３レベルインバータとした構成である。
【００１４】
図２３は、図２２の出力端中性点Ｏを基準とした１相分の出力電圧に対応するスイッチング状態をＩＧＢＴ Ｑ１〜Ｑ８につき示したものである。図２２のマルチレベルインバータは単相３レベルインバータを基本にした構成であり、ＩＧＢＴ Ｑ１とＱ３、Ｑ２とＱ４、Ｑ５とＱ７、Ｑ６とＱ８の４組の素子が何れも互いに排他的な動作関係になっている。このような３レベルインバータの動作については、例えば特開昭５６−７４０８８号公報等に記載されている。
以上のような主回路構成に対しても、先の図１４及び図１６に示したＰＷＭ演算により出力状態を決定し、その状態に基づいて図２０からスイッチング状態を決定する。
【００１５】
これらの関係に基づいて、図２１に示す経路でＩＧＢＴ Ｑ１〜Ｑ８に対し信号を分配してスイッチングすれば、図１０、図１１の主回路構成と同様に図１４（７）のようなＲ相電圧を得ることができる。
なお、同じ出力電圧に対して複数のスイッチング状態が考えられる点も、図１８の主回路構成と同様に考えられる。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】
上述した各種の従来技術では、インバータ出力電圧のレベル数に合わせた複数の搬送波が必要であり、これらの位相を厳密に管理しなくてはならないため制御装置の複雑化を招いていた。ここで、電圧指令と搬送波との比較演算を正確に実施するためには、双方が同程度の精度（分解能）を持たなければならない。たとえば、インバータの出力電圧のレベル数が最大５個である場合、電圧指令は４個の異なった搬送波と比較される。図１３に示したように、搬送波は電圧指令の振幅方向に連続して配置されるので、正確な演算を行うためには、電圧指令は搬送波の４倍の精度が必要になる。
このような場合、十分な精度を確保するためには、データ量及び演算量の増加から制御装置の処理速度が低下し、その結果として電力変換器の性能が低下するおそれがある。
【００１７】
また、従来技術では出力電圧の大きさをある程度制御することが可能であるが、零電圧を含む微小電圧の制御方法が考慮されていないため、特に電動機のように低周波数領域で零電圧に近い電圧を必要とする用途では制御性能が悪化する問題がある。
図１４から明らかなように、変調率指令λ＊を小さくすると電圧指令ＶＲ＊の振幅が小さくなる。この時、電圧指令ＶＲ＊は搬送波（三角波）のピークに近づくのでＰＷＭ信号のパルス幅は次第に狭くなり、出力される電圧の値も小さくなる。
【００１８】
微小な出力電圧を得るには、理論上はパルス幅をその分だけ狭くすれば良いが、実際の装置では制御回路側の遅れ時間やＩＧＢＴ等の半導体素子の特性（ターンオンまたはターンオフ時間）から決まるパルス幅の最小値があり、これより狭いパルスは出力することができない。このため、出力電圧の最小値も制限されることになる。
また、仮に半導体素子に狭いパルスを与えてもオン状態（またはオフ状態）を確立できないことから動作は不安定になり、必要な電圧を確保できなくなる。
【００１９】
以上は電圧指令ＶＲ＊が搬送波の上側または下側のピークに接近したことで発生する問題であり、図１４の（２）において電圧指令ＶＲ＊が±４．０及び±２．０の付近に達する出力電圧領域でも発生するが、この場合は電圧指令ＶＲ＊のピーク付近（電圧指令位相が９０°と２７０°付近）の比較的狭い領域なので影響は小さいと考えられる。これに対して、電圧指令ＶＲ＊の零付近では、電圧指令ＶＲ＊の１周期中のほぼ全領域が搬送波のピーク付近に達すること、更には、周波数が低い場合は出力電圧の１周期中で発生するパルスの数が多くなることから、影響が大きくなる。
【００２０】
そこで本発明は、零電圧を含む微小な電圧を始めとして負荷が必要とする電圧の全領域にわたり出力電圧を連続的に制御可能とした電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明では、搬送波と電圧指令とを比較して電力変換器の半導体素子に対するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ方式において、もとになる１個の電圧指令から出力電圧の最大レベル数に応じた数の電圧指令を生成し、これらを単一の搬送波と比較するＰＷＭ方式とする。更に、零電圧を含む微少な電圧を必要とする領域で電圧指令に対する正負のバイアスを設定し、このバイアスを変調率や周波数指令の大きさに応じて切り替えることで、零電圧を含む微小な大きさで低い周波数領域から高い出力電圧の領域までを連続的かつ安定に制御するようにした。
【００２２】
すなわち、請求項１記載の発明は、互いに排他的にスイッチング動作する２個の半導体素子を主回路１相につきｎ（ｎは４以上の偶数）組備え、これらｎ組の半導体素子のスイッチング状態の組合せにより１相当たり最大（ｎ＋１）個の電位を出力可能な電力変換器の制御装置において、
搬送波を発生する手段と、
第１の電圧指令を発生する手段と、
第１の電圧指令に対するバイアスを発生する手段と、
第１の電圧指令に前記バイアスを加減算して得た量、及び前記搬送波の振幅に基づいて第２〜第（ｎ＋１）の電圧指令を演算する手段と、
第２〜第（ｎ＋１）の電圧指令と前記搬送波とに基づいて前記ｎ組の半導体素子のスイッチング信号を生成する手段と、
を備えたものである。
【００２３】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の電力変換器の制御装置において、前記バイアスを変調率に基づいて決定するものである。
【００２４】
請求項３記載の発明は、請求項１記載の電力変換器の制御装置において、前記バイアスを電圧指令の周波数（周波数指令）に基づいて決定するものである。
【００２５】
請求項４記載の発明は、請求項１記載の電力変換器の制御装置において、前記バイアスを変調率と電圧指令の周波数指令とに基づいて決定するものである。
【００２６】
請求項５記載の発明は、請求項１，２，３または４の何れか１項に記載した電力変換器の制御装置において、前記搬送波の周波数を電圧指令の周波数に基づいて決定するものである。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。なお、以下の実施形態は本発明を５レベルインバータに適用した場合のものであり、インバータの主回路は、図１１や図１９，図２２に示したごとく、排他的にスイッチングする２個の半導体素子の組を１相あたり４組持ち、１相あたり最大５個のレベルを持つ電圧を出力可能な電力変換器である。
【００２８】
まず、図１は本発明の第１実施形態を示す１相分の制御ブロック図である。この実施形態は請求項１の発明の実施形態に相当する。
図１において、１は変調率指令λ＊及び電圧位相指令θ＊に基づき第１の電圧指令Ｖ＊を演算する電圧指令演算回路、３はバイアスＢを発生するバイアス発生回路、４１は第１の電圧指令Ｖ＊に対してバイアスＢを加算または減算するバイアス加減算部、５１はバイアス加減算部４１の出力に基づいて第２〜第５の電圧指令を演算する電圧指令演算部、１０は単一の搬送波（三角波）TRIを生成する搬送波発生回路、６１は電圧指令演算部５１から出力される第２〜第５の電圧指令と搬送波TRIとを比較して４個のＰＷＭ信号を演算するＰＷＭ演算部である。なお、これらの４個のＰＷＭ信号は、たとえば図１７に示したごとく、４個の半導体素子に与えられるとともに反転回路を介して他の排他的に動作する４個の半導体素子に与えられる。つまり、ＰＷＭ演算部６３から出力される４個のＰＷＭ信号から、互いに排他的に動作する全８個の半導体素子に対するＰＷＭ信号が生成される。
【００２９】
次に、本実施形態の動作を説明する。電圧指令を正弦波とすると、前述のように電圧指令演算回路１の入出力関係は数式（１）のようになる。
第１の電圧指令Ｖ＊の変調率指令λ＊が１．０以下のように電圧が比較的低い領域では、図７に示すような動作となる。このとき、電圧指令Ｖ＊は正側半周期と負側半周期とを分割して考える。
【００３０】
第１の電圧指令Ｖ＊の位相が０°≦θ＊＜１８０°の時、電圧指令Ｖ＊にバイアスＢを加算した結果は全領域で搬送波としての三角波の振幅を越える。この状態のままでは正側の出力電圧が不足するので、三角波の振幅に対する超過分を、もう一方のバイアスを減算して得た電圧指令に加えて補正する。
同様に、電圧指令Ｖ＊の位相が１８０°≦θ＊＜３６０°の時、電圧指令Ｖ＊からバイアスＢを減算した結果は全領域で三角波の振幅を越える。この状態のままでは負側の出力電圧が不足するので、三角波の振幅に対する超過分を、もう一方のバイアスを加算して得た電圧指令に加えて補正する。
このような処理の結果、得られる２個の電圧指令を数式で示すと、数式（６）、数式（７）のようになる。
【００３１】
Ｖ１＝２λ＊・sinθ＊−１．０  （０°≦θ＊＜１８０°），
Ｖ１＝０                     （１８０°≦θ＊＜３６０°）
---------- （６）
Ｖ２＝０                     （０°≦θ＊＜１８０°），
Ｖ２＝２λ＊・sinθ＊＋１．０  （１８０°≦θ＊＜３６０°）
---------- （７）
【００３２】
上記Ｖ１，Ｖ２はいずれも三角波の正側及び負側を越えることがないので、残りの２個の電圧指令Ｖ３，Ｖ４はそれぞれ数式（８）、数式（９）とする。
Ｖ３＝−１．０               （０°≦θ＊＜３６０°）---------- （８）
Ｖ４＝１．０                 （０°≦θ＊＜３６０°）---------- （９）
【００３３】
上記において、Ｖ１〜Ｖ４は請求項１における第２〜第５の電圧指令に相当し、図１の電圧指令演算部５１は数式（６）〜数式（９）の演算を行う。
【００３４】
第１の電圧指令Ｖ＊の変調率指令λ＊が１．０以上の時は、図８に示すような動作となる。このときは電圧指令の振幅が大きいので、Ｖ１，Ｖ２はそれぞれ９０°及び１８０°の位相を中心として三角波の振幅を越えて変化するようになる。
先の説明のように電圧指令が三角波を越えるとそのままでは出力電圧が不足するので、Ｖ１が三角波の正側の振幅を越える場合はその超過分をＶ３とする。同様に、Ｖ２が三角波の負側の振幅を越える場合はその超過分をＶ４とする。
このような処理によって電圧指令演算部５１により演算された電圧指令は、以下の数式（１０）〜数式（１３）となる。なお、図８では説明のためにＶ１が三角波の振幅を越える領域▲１▼をθ１〜θ２、Ｖ２が三角波の振幅を越える領域▲２▼をθ３〜θ４としている。
【００３５】
Ｖ１＝２λ＊・sinθ＊−１．０  （０°≦θ＊＜θ１），
Ｖ１＝１．０                 （θ１≦θ＊＜θ２），
Ｖ１＝２λ＊・sinθ＊−１．０  （θ２≦θ＊＜１８０°），
Ｖ１＝−１．０               （１８０°≦θ＊＜３６０°）
---------- （１０）
【００３６】
Ｖ２＝１．０                 （０°≦θ＊＜１８０°），
Ｖ２＝２λ＊・sinθ＊＋１．０  （１８０°≦θ＊＜θ３），
Ｖ２＝−１．０               （θ３≦θ＊＜θ４），
Ｖ２＝２λ＊・sinθ＊＋１．０  （θ４≦θ＊＜３６０°）
---------- （１1）
【００３７】
Ｖ３＝−１．０                 （０°≦θ＊＜θ１），
Ｖ３＝２λ＊・sinθ＊−２．０    （θ１≦θ＊＜θ２），
Ｖ３＝−１．０                 （θ２≦θ＊＜３６０°）
---------- （１２）
【００３８】
Ｖ４＝１．０                   （０°≦θ＊＜θ３），
Ｖ４＝２λ＊・sinθ＊＋２．０    （θ３≦θ＊＜θ４），
Ｖ４＝１．０                   （θ４≦θ＊＜３６０°）
---------- （１３）
【００３９】
以上のように電圧指令Ｖ１〜Ｖ４が決定されると、それらは図１のＰＷＭ演算部６１により搬送波TRIと比較され、電圧指令Ｖ１〜Ｖ４と搬送波TRIとの大小関係に応じた図９の状態１〜５の選択により１相分の出力電圧が図９のように決定される。
ここで決定された出力電圧（状態）を実現するように、各相主回路ごとに電圧指令に対応したスイッチング状態が実現され、図７や図８に示すＲ相電圧ＶＲが出力される。
【００４０】
なお、図７，図８において、電圧指令Ｖ１〜Ｖ４の値が三角波のピークと一致する箇所は、電圧指令の連続性を明確にするために、各電圧指令波形が重ならないように意図的に位置を移動して図示してある。
【００４１】
次に、図２は本発明の第２実施形態を示す１相分の制御ブロック図であり、請求項２の発明の実施形態に相当する。この実施形態は、変調率指令λ＊の大きさに応じてバイアスＢの大きさを切り替えるバイアス発生回路４を備えており、その他の構成は図１と同一である。
【００４２】
基本的な動作としては、零電圧を含むような変調率が小さい領域ではバイアスをＢ＝０．５のように設定し、変調率が大きい領域ではバイアスをＢ＝１．０のように設定する。
ここで、バイアスの切替基準となる変調率の大きさは、たとえば搬送波の振幅の１／４程度とすればよい。これは、図６のようなＢ＝０．５の状態において、バイアスＢを加減算した後の電圧指令が三角波の振幅を越えないようにするためである。バイアス発生回路４の動作は、数式（１４）のようになる。
Ｂ＝０．５        （λ＊＜０．５），
Ｂ＝１．０        （λ＊≧０．５）         ---------- （１４）
【００４３】
変調率指令λ＊が０．５以下の時は、図６に示すようにＶ１，Ｖ２のいずれも全位相領域で三角波の振幅を越えて変化することはない。電圧指令Ｖ１，Ｖ２は第１の電圧指令にそのままバイアスＢを加減算したものとなる。すなわち、Ｖ１，Ｖ２は数式（１５）、数式（１６）に示すとおりである。
Ｖ１＝λ＊・sinθ＊−０．５      （０°≦θ＊＜３６０°）
---------- （１５）
Ｖ２＝λ＊・sinθ＊＋０．５      （０°≦θ＊＜３６０°）
---------- （１６）
【００４４】
ここで、Ｖ３，Ｖ４はそれぞれ数式（８）、数式（９）と同様に数式（１７）、数式（１８）で表される。
Ｖ３＝−１．０            （０°≦θ＊＜３６０°）---------- （１７）
Ｖ４＝１．０              （０°≦θ＊＜３６０°）---------- （１８）
【００４５】
変調率指令λ＊が０．５を越える時はＢ＝１．０となり、たとえば電圧指令Ｖ１は数式１０となる。このときの動作は第１実施形態で説明した図７、図８と同一であるため、説明を省略する。
【００４６】
図３は本発明の第３実施形態を示す１相分の制御ブロック図であり、請求項３の発明の実施形態に相当する。この実施形態は、インバータの周波数指令（電圧指令の周波数）ｆｉｎｖ＊の大きさに応じてバイアスＢの大きさを切り替えるバイアス発生回路５を備えており、その他の構成は図１と同一である。
【００４７】
一般に、電動機のように可変電圧可変周波数の負荷では、周波数が低い領域では出力電圧が低く、周波数が高くなるにつれて出力電圧が徐々に上昇する。このときの周波数と電圧とは比例関係にあると考えてよい。
このような場合のバイアス発生回路５の動作は、周波数指令ｆｉｎｖ＊が低い領域では出力電圧が小さいためバイアスをＢ＝０．５とし、零電圧を含む微少な電圧制御を可能にする。次に、周波数指令ｆｉｎｖ＊が高くなるとバイアスをＢ＝１．０とする。ここで、バイアスの切替基準となる周波数の大きさｆｍは、たとえば運転周波数の最大値に対して１／２以下の適当な値とすればよい。このときのバイアスＢは数式１９によって表される。
Ｂ＝０．５        （ｆｉｎｖ＊＜ｆｍ），
Ｂ＝１．０        （ｆｉｎｖ＊≧ｆｍ）         ---------- （１９）
なお、バイアスの決定以外の動作は、第２実施形態と同一である。
【００４８】
図４は本発明の第４実施形態を示す１相分の制御ブロック図であり、請求項４の発明の実施形態に相当する。この実施形態は、バイアス発生回路６が第２実施形態のバイアス発生回路４と第３実施形態のバイアス発生回路５の機能を併せ持っており、変調率指令λ＊やインバータの周波数指令ｆｉｎｖ＊の大きさに応じてバイアスＢの大きさを切り替え可能となっている。その他の動作は第２，第３実施形態と同一である。
【００４９】
図５は本発明の第５実施形態を示す１相分の制御ブロック図であり、請求項５の発明の実施形態に相当する。この実施形態は、搬送波発生回路１１がインバータの周波数指令ｆｉｎｖ＊の大きさに応じて搬送波の周波数を演算する機能を有する以外は、第１実施形態と同一の構成である。
【００５０】
一般に、出力電圧の大きさ及び周波数を可変とするインバータでは、出力電圧が低くしかも周波数が直流（周波数零）を含む低周波数領域から、出力電圧が高く商用周波数を超える高周波数領域まで、インバータの出力電圧の大きさ及び周波数を連続的に制御しなければならない。このためには、出力周波数の低周波領域では搬送波の周波数を一定として周波数指令（電圧指令の周波数）のみを変化させる非同期式ＰＷＭとし、高周波領域では周波数指令と搬送波周波数との比率を数式（２０）のように一定とする同期式ＰＷＭが採用される。
ｆｃ＝ＮＮ・ｆｉｎｖ＊                -------- （２０）
なお、数式（２０）における各値は次のとおりである。
ｆｃ：搬送波周波数
ｆｉｎｖ＊：周波数指令
ＮＮ：周波数指令と搬送波周波数との比率（変調比）
【００５１】
このため、第５実施形態では搬送波発生回路１１により、周波数指令ｆｉｎｖ＊を予め設定した切替周波数ｆasytosyと比較し、数式（２１）に従って搬送波周波数ｆｃを決定するようにした。数式（２１）において、ｆcasy は定数である。なお、切替周波数ｆasytosyは搬送波周波数ｆｃの１０分の１程度に設定すれば良い。
ｆｃ＝ｆcasy              （ｆｉｎｖ＊＜ｆasytosy），
ｆｃ＝ＮＮ・ｆｉｎｖ＊      （ｆｉｎｖ＊≧ｆasytosy）         --------（２１）
このようにして決定された周波数ｆｃを持つ搬送波TRIがＰＷＭ演算部６１に入力され、電圧指令Ｖ１〜Ｖ４との比較に用いられる。
【００５２】
上述した第５実施形態の搬送波発生回路１１は、第１〜第４実施形態における搬送波発生回路１０に置き換えることも可能である。
【００５３】
なお、上記各実施形態では本発明を５レベルインバータに適用した場合を説明したが、本発明は７レベル以上の奇数レベルインバータ全般に適用可能である。
【００５４】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、マルチレベルインバータのＰＷＭ演算方法において、第１の電圧指令から出力電圧の最大レベル数に応じた複数の電圧指令を生成し、これらを単一の搬送波と比較するため、搬送波を多数使用する従来技術に比べてデータ量や演算量を減らし、制御装置の性能低下を防ぐことができる。また、零電圧を含む微小な電圧を出力できるように電圧指令に対するバイアスを変調率指令や周波数指令に応じて切り替えるようにしたため、負荷が必要とする電圧の全領域で出力電圧を連続的に制御することができる。また、本発明は特定の主回路構成だけでなく様々な構成のマルチレベルインバータに共通して適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図である。
【図３】本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図である。
【図４】本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図である。
【図５】本発明の第５実施形態を示す制御ブロック図である。
【図６】本発明の実施形態の動作を示す波形図である。
【図７】本発明の実施形態の動作を示す波形図である。
【図８】本発明の実施形態の動作を示す波形図である。
【図９】本発明の実施形態におけるＰＷＭ演算と出力電圧との対応関係を示す図である。
【図１０】公知文献１におけるマルチレベルインバータの主回路構成図である。
【図１１】公知文献１に基づく５レベルインバータの主回路構成図である。
【図１２】公知文献１に基づく５レベルインバータの１相分のスイッチング状態と出力電圧との対応関係を示す図である。
【図１３】公知文献２における５レベルインバータのＰＷＭ演算方法を示す波形図と出力電圧波形図である。
【図１４】公知文献２におけるＰＷＭ演算方法を示す波形図である。
【図１５】公知文献２における基準搬送波の説明図である。
【図１６】公知文献２におけるＰＷＭ演算と出力電圧との対応関係を示す図である。
【図１７】ＰＷＭ信号の分配方法を示す図である。
【図１８】公知文献３におけるマルチレベルインバータの主回路構成図である。
【図１９】従来技術の５レベルインバータの主回路構成図である。
【図２０】図１９におけるスイッチング状態を示す図である。
【図２１】図１９におけるＰＷＭ信号の分配方法を示す図である。
【図２２】公知文献４等におけるマルチレベルインバータの主回路構成図である。
【図２３】図２２におけるスイッチング状態を示す図である。
【符号の説明】
１  電圧指令演算回路
３，４，５，６  バイアス発生回路
１０，１１  搬送波発生回路
４１  バイアス加減算部
５１  電圧指令演算部
６１  ＰＷＭ演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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