(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波信号上に変調されたデータを、第１回路グループと第２回路グループとを含む受信回路を使用して無線受信するための省エネルギ方法において、
前記第１回路グループは搬送波信号Ｓinからデータを取り出すために設けられ、間欠的に電気エネルギを供給されて間欠動作を行い、
前記第２回路グループは非間欠的(連続的)に電気エネルギを供給され、
前記間欠動作のタイミングは、電気貯蔵要素Ｃの充電処理および放電処理によって決定される省エネルギ方法。
【請求項２】
請求項１に記載の省エネルギ方法において、前記間欠動作のために、前記電気貯蔵要素Ｃの充電状態の値ＶCがコンパレータＫによって基準値ＶS/２と比較され、前記間欠動作はこれら２値、ＶCとＶS/２、の大小関係の関数として実行される省エネルギ方法。
【請求項３】
請求項２に記載の省エネルギ方法において、前記間欠動作のエネルギなし相は、第１充放電回路の放電電流源による前記電気貯蔵要素Ｃの、前記基準値ＶS/２未満への放電によって開始され、前記間欠動作のエネルギなし相の期間は、その後の、第２充放電回路の充電電流源による第１充電処理の充電期間に対応し、前記第１充電処理は、前記基準値ＶS/２に到達後に所定時間が経過した後に終了する省エネルギ方法。
【請求項４】
請求項３に記載の省エネルギ方法において、前記第１充電処理の終了時点で変調された搬送波信号が受信された場合には、前記第１充電処理の後に、前記第１充放電回路の充電電流源によって第２充電処理が実行され、前記変調された搬送波信号の終了時には前記第２充放電回路の放電電流源によって放電処理が、他の変調された搬送波信号が受信されるまで、実行され、前記他の変調された搬送波信号が受信されると、前記第２充電処理が続行され、または、前記放電処理は前記充電状態の値ＶCが前記基準値ＶS/２を下回るまで続けられ、(前記充電状態の値ＶCが前記基準値ＶS/２を下回ると)その後に前記第１充電処理が実行される省エネルギ方法。
【請求項５】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の省エネルギ方法において、前記第２回路グループの回路要素は、受信条件および受信され変調された最新信号Ｓinの関数として、受信特性を決定し、その関連数値が、前記第１回路グループの間欠動作のエネルギなし時間内に記憶される省エネルギ方法。
【請求項６】
請求項５に記載の省エネルギ方法において、前記間欠動作はスタート信号の受信によって停止され、該スタート信号の期間は、前記第１回路グループの間欠動作内のエネルギなし状態の期間を上回り、さらに、前記第１回路グループの回路要素は、変調された搬送波信号Ｓinの受信後に、指定された待ち時間が終了するまで、かつ、他の搬送波信号が受信されなくなるまで、電気エネルギの供給を受ける省エネルギ方法。
【請求項７】
請求項６に記載の省エネルギ方法において、前記間欠動作は前記待ち時間の終了後に継続される省エネルギ方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、搬送信号上に変調されたデータの無線受信のための省エネルギ方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
デジタル利得制御を有する赤外線遠隔制御受信機のような公知の集積受信回路に、ＡＴＭＥＬ Ｇermany ＧmbＨ(アトメル社)のＴ２５２１Ｂ回路がある。このような回路の動作原理によれば、通常フォトダイオードである光検出器から受信される搬送波変調信号つまり受信信号が、入力回路に送られる。この入力回路はトランスインピーダンス増幅器を有し、この増幅器がパルス入力電流信号を増幅し、電圧信号に変換する。これらの電圧信号は、その後、信号コンデショニング手段で処理される。信号コンデショニング手段は、制御増幅器、リミタ、帯域フィルタを含む。ここで、制御増幅器の機能は、トランスインピーダンス増幅器からの出力電圧を制御指定に従って増幅することである。リミタは、信号レベルのゆれを制限して、帯域フィルタの過変調を避ける。帯域フィルタは受信機に選択性を与え、その帯域を制限する。帯域フィルタの出力信号は、評価回路としての復調器内で評価される。復調器はコンパレータ、積分器、シュミットトリガを含み、スイッチとして働くドライバトランジスタのためのスイッチ信号を生成する。この結果、マイクロコントローラは
デジタル制御信号を利用可能となり、例えば、以降の処理のためにこの信号を用いる。
【０００３】
この公知の回路は、デジタル利得制御も含み、これによって、受信機の利得は干渉フィールドに従って同調(チューン)され、この結果受信信号に対して高い感度が得られる。しかし、同時に、例えば外光によって生ずる干渉ファクタが実質的に抑制される。
【０００４】
赤外線遠隔制御受信機のためのこのような公知の回路は、通常、１ミリアンペアから数ミリアンペアの電流消費である。すなわち、バッテリ駆動受信機を用いると、常時受信可能にした場合には、約一年という適当なバッテリ作動寿命は得られない。
【０００５】
このため、外部から電源電圧を循環(周期的に供給)させて平均電流消費量を低下させた省エネルギ運転(作動)を実現させ、これによって、バッテリ作動寿命を一年を超えさせようとしている。赤外線受信機のこのような作動方法は、ＥＰ ０ ６６３ ７３３ Ａ１に記載されている。これによれば、赤外線受信機はインターバルスイッチを介して、電源電圧のためのバッテリから電力を受けている回路に接続され、この回路から電力を周期的に受ける。間欠動作はスタート信号によって停止され、受信回路は電源電圧に接続される。この期間は、ンターバルスイッチの切り替えインターバルの期間よりも長い。よって、受信機はパワーオンリセット(ＰＯＲ)によって受信可能状態となり、少なくとも、スタート信号に続く制御信号送信のための送信時間の間は、連続して電源電圧に接続されている。こうすることで、受信機の増幅器段は最大感度の約２分の１に設定される。遠隔制御受信機の制御は、好ましくは、１００ミリ秒の範囲で作用するので、光学的に有効な信号への感度は、スタート直後には、ファクタで２だけ低くても良い。一方、ここでの干渉環境がつよすぎれば、増幅器の設定がＰＯＲ後のこの環境に対して高すぎるので、有効な信号の正確な受信はビットエラーの増加なくしては不可能である。他方、最大感度は干渉のない環境では得られない。さらに、遠隔制御命令に対する最大応答時間は２００ミリ秒を超えてはならない。この時間は、上記受信機が作動するインターバル期間に対応する。最大オン時間としての１秒間は、平均電流消費を例えば５マイクロアンペアに低下させるために、保持されねばならない。このように作動される公知の受信機は、充分に低い電流消費となるが、受信機の特性つまり利得特性を決定する諸設定はエネルギ源の周期的切断によって失われる。その結果、受信機は再びスタート状態で作動しなくてはならず、低感度すなわち低い範囲の設定か、高すぎる感度の設定すなわち高ビットエラー率になる。したがって、このような受信機の適用領域は、極めて制限される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、上記欠点なく受信回路を作動させるための省エネルギ作動方法である。この方法によれば、連続作動中の複数個の受信機の特性に対応する同一の受信機特性が得られる。さらに、この利点にもかかわらず、電流消費は実質的に抑えられる。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明の１観点によれば、
搬送波信号上に変調されたデータを、第１回路グループと第２回路グループとを含む受信回路を使用して無線受信するための省エネルギ方法において、
前記第１回路グループは搬送波信号Ｓinからデータを取り出すために設けられ、間欠的に電気エネルギを供給されて間欠動作を行い、
前記第２回路グループは非間欠的(連続的)に電気エネルギを供給され、
前記間欠動作のタイミングは、電気貯蔵要素Ｃの充電処理および放電処理によって決定される省エネルギ方法
が提供される。
【０００８】
さらに、間欠動作中の受信回路は動作電圧源から完全には切断されず、受信機の当該回路要素のみが、つまり、搬送波信号からデータを取り出す回路要素、即ち、特に入力段、増幅器段、帯域フィルタ、および復調器が切断される。他方、例えば増幅器の設定を環境に合わせる回路要素には、連続的に電気エネルギが供給される。作動電圧が連続的に供給される結果、この情報は失なわれない。そのため、再スタートにおいて、最適利得特性に新たに調節するための時間を要せずに、受信機の間欠動作のためエネルギ供給段の上記パラメタを用いて、作業を続行できる。電流消費の実質的な低減はこの間欠動作によってなされるが、性能は本受信機に相当する公知の受信機の連続受信動作と同等である。この結果、たとえば、消費電流を１ミリアンペアから１５マイクロアンペアに下げて、消費バッテリ駆動のアプリケーションを実現できる。
【０００９】
本発明を有利に発展させれば、これらの増幅器設定を間欠動作のエネルギなしの切り替え段階中に保存できる。その後の受信機の受信準備完了状態に―ここでは受信機はエネルギを再び供給されている―増幅器セッティング(設定)を直ちに利用可能とするためである。
【００１０】
受信機を、間欠動作のエネルギなしの切り替え段階中(以降シャットダウンモードと称する)から、安全に、動作電圧を供給された状態(以降ウエークアップモードと称する)に移すために、受信機のためにスタート信号を生成するのが有利である。この信号の期間はシャットダウンモードの期間より長い。この状態は、変調された搬送波信号の受信後所定の待ち時間が経過した時に、搬送波信号が受信されなくなるまで、保持されねばならない。間欠動作はこの待ち時間が経過した後も続けられるのが望ましい。
【００１１】
ウエークアップモードとシャットダウンモードは、蓄電要素、望ましくはコンデンサを充電、放電させることで、有利に、自動的に設定可能である。ウエークアップモードでは、入力データ信号は自動的に検出され、受信機(即ち、回路要素の第１グループ)は、受信準備状態であるウエークアップモードに留まる。受信信号と新たな待ち時間の処理後、第１グループ回路要素はシャットダウンモードに戻る。蓄電要素の大きさ、つまりコンデンサの大きさは、例えば、間欠動作のパルスデューティー比を自由に選択可能とするものである。こうすると、各種の長さのシャットダウン期間が設定可能で、これによって、スタート信号の期間が決定される。したがって、平均電流消費を応答時間に関して、所望のアプリケーションに適当に、重み付けできる。この方法を蓄電要素を用いて行うには、マイクロプロセッサに間接的に接続すれば良い。
【００１２】
さらに、蓄電要素望ましくはコンデンサを使用すれば、ウエークアップモードとシャットダウンモードのタイミングをコンデンサを用いて実現できる。つまり、蓄電要素の状態変化が設定可能な参照値または基準値と比較され、受信機の第１グループ回路要素は、これら二値の大小関係に従って、電気エネルギを供給されるか、エネルギなし状態に切り替えられる。
【００１３】
本発明をさらに有利に発展させれば、再充電処理用に、第一および第二充電／放電回路が設けられる。再充電処理では、第二充電／放電回路の充電電流源が、基準値よりも低い値にまで放電された放電後の蓄電要素望ましくはコンデンサを、所定の期間基準値を上回るまで充電する。シャットダウンモードの期間は、この蓄電要素の蓄電容量と基準値の大きさによって決定される。
【００１４】
しかし、基準値を上回ったときに、つまり受信機が「ウェークアップしたつまり起き上がった」ときに搬送波変調信号が使用可能であれば、この信号が検出され、充電処理は第一充電／放電回路の充電電流源によって最大値になるまで続けられる。すなわち、受信機は受信レディ状態に留まる。第一充電／放電回路の充電電流源による放電は、搬送波変調信号が終了するまでは、スタートしない。この放電は、新しい信号が受信されるか、蓄電要素の充電電圧値が基準値を下回るかするまで続けられる。
【００１５】
受信回路が集積回路であれば、蓄電要素望ましくは外部要素としてのコンデンサは、パッケージ(筐体)のピンに接続される。この回路を含む筐体がこのようなピンを有していない場合には、ウエークアップとシャットダウンのサイクルは、受信機の双方向出力コネクタを介して実現され、マイクロプロセッサによって制御される。この場合、動作モードは適当なソフトウェアによって切り変えられる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は受信回路１０とその周辺部のブロック図である。発光ダイオード４から出された搬送波変調データは赤外線パルスパケットとしてフォトダイオード５で受信される。これらの赤外線パルスパケットは例えば３８キロヘルツの搬送波周波数でフォトダイオード５に入り、電流信号ＳINに変換される。これらの信号は、受信回路１０の入力コネクタＥに得られる。これらの電流信号ＳINはトランスインピーダンス増幅器として働く入力回路１１に送られ、増幅されて電圧信号に変換される。以降の信号処理要素では、これらの電圧信号は制御増幅器１２によって増幅され、リミタ１３で制限され、帯域フィルタ１４によって濾波される。
【００１７】
リミタ１３での信号の制限は、次の帯域フィルタ１４での過変調を防ぐためと、パルス干渉信号が例えば電源コネクタＶSを介して受信機に入らないようにするために必要である。濾波後の信号は帯域フィルタ１４に続く復調器１５によって復調され、増幅器１６(利得ファクタは１)によってバッファされ、入出力回路(Ｉ/Ｏ)２１を介して、以降の処理のため、出力コネクタに出力信号ＳOUTとして、マイクロプロセッサ３に送られる。
【００１８】
ダイオード４から出された有効信号の増幅と、従って、受信機の感度を最適化するために、受信回路１０は制御回路２５を含んでいる。制御回路２５は制御信号を制御増幅器１２に送る。制御回路２５は、帯域フィルタ１４の出力信号を信号線７１を介して入力信号として受け、復調器１５と増幅器１６とによって生成された出力信号ＤOUTを信号線７２
を介して入力信号として受ける。制御回路２５の機能は、入力信号の振幅の関数として、入力信号ＳINの利得を変化させて信号−雑音(Ｓ/Ｎ)比を最適化することである。制御回路２５は自動利得制御回路（ＡＧＣ）２５１とデジタル/アナログ変換機(ＤＡＣ)２５２から構成される。ＡＧＣ２５１は干渉信号から有効信号を取り出し、この有効信号に対する利得を可能な最大レベルにセットする。こうすることで、一方では、有効信号に対して高感度が得られ、他方、例えば外光による干渉を低減できる。デジタル/アナログ変換機ＤＡＣ２５２は、ＡＧＣ２５１が生成したデジタルの増幅器情報を、制御増幅器１２のためのアナログ制御電圧に変換する。
【００１９】
入力信号ＳINを受けてデータを再現する回路要素、即ち、入力回路１１、制御増幅器１２、リミタ１３、帯域フィルタ１４、復調器１５、および増幅器１６は、デジタル/アナログ変換機ＤＡＣ２５２と共に、受信回路１０の第１回路グループ１を構成し、回路要素(ＳＤ)２２とＯＲ論理ゲート２３とによって制御される切り替えスイッチ２４を介して、作動電圧源ＶSに接続される。他方、上記回路要素２２，２３，２４およびＡＧＣ２５１、入出力回路２１は、直接作動電圧源ＶSに接続され、受信回路１０の第２回路グループ２を構成する。
【００２０】
受信レディの間欠動作を実現するために、従 来技術で実行されていた受信回路１０を作動電圧源ＶSから周期的に切断することはせずに、電流消費の主因と考えられる第１回路グループ１のみを切断する。つまり、第１回路グループ１の回路要素は切り替えスイッチ２４を介して、作動電圧源ＶSに間欠的(断続的)に接続される。こうして、この環境に合わせた制御設定、つまり特に利得調整のようなデジタル情報は、高電流消費なしに、制御回路２５内に保存される。これはＡＧＣ２５１をＭＯＳ技術で実現することで達成されるので、上記回路要素は電源電圧を維持して、非周期的に作動される。リスタート時即ちウェークアップモード時には、制御増幅器１２はこの保存された値を使用して直ちに作動できる。これは、受信回路１０は上記の環境条件に戻るために時間を要しないで、最適な増幅器設定で直ちに作動できるからである。
【００２１】
上記間欠動作は、受信回路１０に外付けされたコンデンサＣを用いて自動的にウエークアップモードとシャットダウンモードを設定することで達成される。コンデンサＣは、シャットダウン要素(以降ＳＤ回路２２と称す)に制御された充電処理と放電処理によってタイミングを決定してこれを行う。外部コンデンサＣによって、間欠動作のパルスデューティ比を自由に選択でき、したがって、各種長さのシャットダウン期間を設定できる。シャットダウン期間の長さはスタート信号の長さを決定する。スタート信号の長さは、受信回路がウエークアップモードになることを確実にするために、シャットダウンの間隔を超えねばならない。
【００２２】
ＳＤ回路２２は、以下に図３のパルス図に関して説明するように、充電状態つまりコンデンサＣの充電電圧ＶCを評価し、その結果に従ってＯＲ論理ゲート２３を介して切り替えスイッチ２４を制御する。間欠動作がコンデンサＣとＳＤ回路２２だけによって実施される場合には、ＯＲ論理ゲート２３と、入出力回路２１への接続線６１とは省略できる。他方、受信回路を収容している筐体上の接続ピンがないためにコンデンサＣを接続できない場合には、マイクロプロセッサ３を用いてウエークアップモードとシャットダウンモードを設定する。マイクロプロセッサ３は、適当な制御命令を生成し、これを入出力回路２１、信号線６１、ＯＲ論理ゲート２３を介して切り替えスイッチ２４に送信する。しかし、このためには、入出力回路２１とマイクロプロセッサ３の間に双方向データリンクが必要である。この場合、マイクロプロセッサ３内のソフトウェアが、切り替えスイッチ２４のための適当な命令を生成する。
【００２３】
次に、図２のＳＤ回路２２のブロック図と図３のパルス図とを参照して、自動シャットダウンサイクルの実現について説明する。
【００２４】
図２によれば、コンデンサＣは、充電電流源Ｑ２とＱ１および放電電流源Ｓ２とＳ１をそれぞれ用いる第１充放電回路ＬＥ１と第２充放電回路ＬＥ２によって充電および放電される。充電状態つまりコンデンサＣの充電電圧ＶCは、コンパレータＫによって評価される。ここで、充電電圧ＶCは非反転入力点で得られ、基準電圧源ＱRによって生成された基準電圧ＶS/２は反転入力点で得られる。図３のt-ＶCパルス図は、充電電圧ＶCの典型的な経過を示す。時点t0において、充電電圧ＶCが基準電圧ＶS/２を超えれば、受信機ここでは第１回路グループ１の回路要素はコンパレータＫの出力によって「ウェークアップ」される。コンパレータＫは例えば１００ミリボルトのヒステレシスで、ここでハイレベルになる。これは、図３のt- ＳＤOUTパルス図に示されるようにＳＤ回路２２の出力信号ＳＤOUTとして得られる。出力信号ＳＤOUTはモノフロップＭ１(保持時間は０.５ミリ秒)に送られる。モノフロップＭ１の反転出力ＮＱはＡＮＤ論理ゲートＧ１の第１入力に接続される。出力信号ＳＤOUTはＡＮＤ論理ゲートＧ１の第２入力に直接送られるので、図３のt- ＳCパルス図に示されるように、制御信号ＳCが出力に生成される。制御信号ＳCはモノフロップＭ２(保持時間は０.１ミリ秒)とその下流にあるＡＮＤ論理ゲートＧ２を介して第１充放電回路ＬＥ１を制御し、切り替えスイッチＵ１を介して第２充放電回路ＬＥ２を制御する。第１充放電回路ＬＥ１の充電電流源Ｑ２と放電電流源Ｓ２は、それぞれ別個のスイッチＵ２とＵ３とによって起動される。スイッチ位置は図３のt- Ｕ２/Ｕ３パルス図に示される通りである。スイッチＵ２を制御するために、復調器１５の出力信号ＤＥＭOUTの増幅出力ＤOUTは直接スイッチＵ２に送られ、一方、ＡＮＤ論理ゲートＧ２の出力信号は直接スイッチＵ３に送られる。増幅器１６の出力信号ＤOUTはＮＯＴ論理ゲートＮによって反転され、ＡＮＤ論理ゲートＧ２の第２入力に得られるが、ただ実際の復調器出力信号ＤＥＭOUTをバッファするだけである。復調器出力信号ＤＥＭOUTの電位はシャットダウンモードでは、受信回路１０の接地電位に接続された高インピーダンス抵抗Ｒによって低レベルに保持される。
【００２５】
図３のt-ＶCパルス図について説明したように、充電電圧ＶCは時点t0において基準電圧ＶS/２に達し、その結果、出力信号ＳＤOUTがハイレベルとなり、切り替えスイッチ２４(図１を参照)は第１回路グループ１を電源電圧ＶSに接続する。しかし、これによって直ちに受信レディになるわけではない。すなわち、短時間の遷移時間の後つまり時刻t1になるまでは、受信回路１０はウエークアップモードにならない。モノフロップＭ１での保持時間０.５ミリ秒の後、ＡＮＤ論理ゲートＧ１はハイレベルへの移行信号を生成する。その結果、切り替えスイッチＵ１はノードＰを放電電流源Ｓ１に接続し、同時に、モノフロップＭ２の出力は０.１ミリ秒間ハイレベルに留まる。このため、ＮＯＴ論理ゲートＮも、信号ＤOUTがないので、ハイレベル出力に変化する。続いて、ＡＮＤ論理ゲートＧ２もハイレベル出力を生成する。これにより、スイッチＵ３が閉じる。そこで、放電電流源Ｓ２は所定時間の０.１ミリ秒間アクティブ状態となる。この放電により、充電電圧は時点t2において基準電圧ＶS/２を下回り、その結果、コンパレータＫの出力信号ＳＤOUTは先ずローレベルになり、したがって、一方では、ウエークアップモードが終了し、他方、制御信号ＳCはローレベルになる。同時に、切り替えスイッチＵ１は充電電流源Ｑ２とＱ１を再びノードＰに接続する。しかし、例えば１００ナノアンペアの充電電流が、例えば１５０マイクロアンペアの放電電流源Ｓ２よりも桁数で小さければ、コンデンサＣが時刻t3で完全に放電されるまで、充電処理はほとんど影響を受けないで行われる。時刻t0からt2までの充電処理は、出力信号ＳＤOUTの期間Ｔ1を決定する。従って、この段階で信号が受信されなければ、ウェークアップモードの期間を決定する。
【００２６】
図３のt-ＤＥＭOUTのパルス図示される斜線をつけたパルス列は、復調器１５が所定の出力信号ＳＤOUTを生成しない期間を示す。他のパルス列はハイレベルもローレベルも、受信回路が受信レディ中に所定の出力信号ＳＤOUTでのデータ転送を示す。
【００２７】
バッファ回路１６はこの期間を通じて出力信号ＳＤOUTを生成する。
【００２８】
放電電流源Ｓ２よる放電処理が時刻t3で終了すると、既に時刻t2でスイッチ(接続)されたままになっている充電電流源Ｑ１によって充電される。コンデンサＣの充電電圧が時刻t4で再び基準電圧ＶS/２になれば、出力信号ＳＤOUTの立ち上がり端が再び生成され。この立ち上がり端は、第１回路グループ１の電源電圧に影響を与え、つまり、次のウェークアップモードの始まりに影響を与えるものである。時刻t2で始まり時刻t4で終わるシャットダウンモードの期間Ｔ2は次式で示される。
【００２９】
【数式１】
Ｔ2 = ((Ｃ・ ＶS/２)/ＩQ2) +０.１
ここで、Ｃは外部コンデンサの容量、ＩQ2は充電電流源Ｑ１の充電電流、ＶS/２は所定の基準値である。
【００３０】
時刻t4で継続中の充電処理は時刻t5まで続き、この時点で、受信回路は遷移期間後に再び受信レディになる。受信信号のために、ハイレベルの信号ＤOUTが時刻t5で得られないので、充電電流源Ｑ１のみならず充電電流源Ｑ２も接続されたスイッチＵ１を介してコンデンサＣを充電する。
【００３１】
制御信号ＳCの立ち上がり端は、モノフロップＭ１の保持時間が０.５ミリ秒なので、時刻t6に生成される。これは、スイッチＵ１による充電電流源Ｑ１から放電電流源Ｓ１への切り替えを起こすだけである。しかしながら、外部コンデンサＣは最大電圧、ＶSに保持される。放電電流源Ｓ１の例えば５０ナノアンペアの放電電流が、充電電流源Ｑ２の例えば７５マイクロアンペアの充電電流よりも桁数が低いからである。
【００３２】
受信データは、その後、時刻t5まで受信回路によって処理される。ここで、信号ＤＥＭOUTの立ち下がり端は、従って、信号ＤOUTの立ち下がり端もスイッチＵ２を開状態にし、たとえば時刻t7で充電処理を終わらせる。制御信号ＳCがハイレベルなので、第２充放電回路ＬＥ２の放電電流源Ｓ１によるコンデンサＣの放電は、充電電流源が例えば時刻t8に信号ＤＥＭOUTの立ち上がり端によって接続されるまで続けられる。この切り替えの結果、コンデンサＣは、ハイレベル期間を作るために、最大値ＶSに充電される。
【００３３】
例えば時刻t9においてデータ信号が終了すると、基準値ＶS/２を下回るように放電処理が、時刻t10まで実行される。この場合、放電期間は約２Ｔ2である。この値は、シャットダウンフェーズ期間の２倍である。これは、放電電流源Ｓ１の電流強度は、充電電流源Ｑ１の電流強度の５０%であるからである。したがって、これは、時間２Ｔ2の間のデータ送信では、信号端の変化によって充電電流源Ｑ２が投入ないし切断される。この時間２Ｔ2の終了時にデータ送信がなければ、ＳＤOUT信号の立ち下がり端によって第１回路グループ１は、例えば時刻t10に電源電圧から切断される。つまり、受信回路は再びシャットダウンモードに入る。従って、制御信号ＳC
もローレベルに下がり、その結果、切り替えスイッチＵ１は充電電流源Ｑ１をノードＰに接続する。このような充電処理は、時刻t11に基準値ＶS/２を実現し、従って、回路は再度ハイレベルのＳＤOUT信号を生成し、その結果ウェークアップモードとなる。
これは、データ信号がないので時刻t12において終了する。すなわち、ウェークアップフェーズＴの終了後にウェークアップモードが終わる。続いて、時刻t2とt3に対応する処理が始まる。ここで、時刻t12とt13はそれぞれ時刻t2とt3に対応する。
【図面の簡単な説明】
以下に、本発明による方法を、実施例を用いて図面を参照して説明する。
【図１】  シャットダウン回路を有する、本発明による受信回路を示すブロック図である。
【図２】  図１による受信回路に使用されたシャットダウン回路を示すブロック図である。
【図３】  図２によるシャットダウン回路の作動原理を示す論理図である。
【図１】
0004037636.tif 000002
【図２】
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【図３】
0004037636.tif 000004