(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
サーキュレータ素子と、該サーキュレータ素子の第１、第２及び第３の入出力端子の各々とグランドとの間にそれぞれ接続された共振容量と、該サーキュレータ素子の接地端子及び前記グランド間に接続されており、あらかじめ定めた互いに異なる２つの周波数において当該集中定数型サーキュレータの伝送方向を互いに逆とするための周波数依存性の容量回路からなる固有値調整回路とを備えており、前記第１の入出力端子及び前記第２の入出力端子に前記互いに異なる周波数の２つの信号をそれぞれ入力し、前記第３の入出力端子から出力信号を得るように構成したことを特徴とする集中定数型サーキュレータ。
【請求項２】
前記固有値調整回路が、同相励振の固有値を調整する回路であることを特徴とする請求項１に記載の集中定数型サーキュレータ。
【請求項３】
前記周波数依存性の容量回路が、２つの共振周波数を有する二端子共振回路であることを特徴とする請求項１又は２に記載の集中定数型サーキュレータ。
【請求項４】
前記周波数依存性の容量回路が、直並列共振回路であることを特徴とする請求項１又は２に記載の集中定数型サーキュレータ。
【請求項５】
あらかじめ定めた互いに異なる２つの周波数において動作する２つの電力増幅器と、該２つの電力増幅器の出力端子に接続された集中定数型サーキュレータとを有する２周波電力増幅回路であって、前記集中定数型サーキュレータが、サーキュレータ素子と、該サーキュレータ素子の第１、第２及び第３の入出力端子の各々とグランドとの間にそれぞれ接続された共振容量と、該サーキュレータ素子の接地端子及び前記グランド間に接続されており、前記互いに異なる２つの周波数において当該集中定数型サーキュレータの伝送方向を互いに逆とするための周波数依存性の共振容量回路からなる固有値調整回路とを備えており、前記サーキュレータ素子の前記第１の入出力端子及び前記第２の入出力端子に前記２つの電力増幅器の出力端子がそれぞれ接続されており、前記サーキュレータ素子の前記第３の入出力端子から出力信号を得るように構成したことを特徴とする２周波電力増幅回路。
【請求項６】
前記固有値調整回路が、同相励振の固有値を調整する回路であることを特徴とする請求項５に記載の２周波電力増幅回路。
【請求項７】
前記周波数依存性の容量回路が、２つの共振周波数を有する二端子共振回路であることを特徴とする請求項５又は６に記載の２周波電力増幅回路。
【請求項８】
前記周波数依存性の容量回路が、直並列共振回路であることを特徴とする請求項５又は６に記載の２周波電力増幅回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、集中定数型サーキュレータに関し、特に、例えばデュアルバンド携帯電話端末機のような２周波数帯移動体通信機器の電力増幅器出力部に使用される集中定数型サーキュレータ及び２周波電力増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話の普及に伴って切迫してきたチャネル増加の要求を満たすため、同一の携帯電話端末機で２つの周波数を扱えるデュアルバンド電話端末機の開発が盛んになってきている。
【０００３】
一般に、携帯電話端末機に、集中定数型サーキュレータを使用すると大きなメリットが得られる。即ち、携帯電話端末機の送信機及びアンテナ間にこの種のサーキュレータを挿入してインピーダンスを整合させることにより、
（１）アンテナインピーダンスの変動と無関係に増幅器を動作させることができる、
（２）ＱＰＳＫ等のディジタルデータ転送におけるビットエラー率を低減することができる、
（３）インピーダンス整合による負荷条件最適化を行うことによって省電力化が可能となる、
等の効果が期待できる。
【０００４】
デュアルバンド動作をする集中定数サーキュレータとして、共振容量に周波数依存性を与え２つの周波数で最適容量を実現するようにしたものが、本出願人等によって提案されている(特開平１１−９７９０７号公報)。
【０００５】
図１はこの公知の３端子集中定数型サーキュレータの等価回路を示しており、図２はその伝送特性の例を示している。
【０００６】
図１において、１０は直流磁界、１１はジャイロ磁気結合された３つのインダクタ、１２は３つの入出力端子、１３は各入出力端子１２とグランドとの間に挿入された共振回路であり、通常の共振容量Ｃ２に容量Ｃ１及びインダクタＬ１による直列共振回路が付加された構成となっている。この共振回路１３は周波数依存性を有する容量回路として動作し、その結果、図２に示すような特性を有するデュアルバンド集中定数型サーキュレータが実現されるのである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の集中定数型サーキュレータは、入出力端子に接続されたメインの共振回路にもう１つの共振回路を付加することによって周波数に依存して容量値の異なる容量を実現しているため、共振回路のＱ値が低下すると、これがサーキュレータの挿入損失の増大に直ちにつながってしまう。即ち、低い方の周波数では容量Ｃ２で全体の容量が構成されるが、高い方の周波数では、容量Ｃ１及びＣ２とインダクタＬ１とによって容量が構成されるため、Ｑ値の低いインダクタＬ１の影響が大きく出て、得られる容量のＱ値が低下し挿入損失が増大してしまうのである。
【０００８】
また、前述した従来の集中定数型サーキュレータによると、同一端子の伝送特性が２周波特性を示すので、この１つの入出力端子に２つの電力増幅器が接続されることとなる。従って、このサーキュレータをデュアルバンド携帯電話端末機で使用する場合には、周波数切換えのためのダイプレクサが必要となる。
【０００９】
図３はそのようなダイプレクサを用いた従来の集中定数型サーキュレータの適用例を示している。
【００１０】
同図において、３０は従来の２周波特性集中定数型サーキュレータ、３１はその１つの入出力端子３０ａに接続されたダイプレクサ、３１ａ及び３１ｂはダイプレクサ３１を構成する低域通過フィルタ及び高域通過フィルタ、３２及び３３はダイプレクサ３１を介して入出力端子３０ａに接続された周波数Ｆ１及びＦ２用の電力増幅器、３４は整合抵抗、３０ｂはアンテナに接続されているサーキュレータ３０の他の入出力端子、３０ｃは整合抵抗に接続されているサーキュレータ３０の残りの入出力端子をそれぞれ示している。
【００１１】
このようなダイプレクサ３１を使用すると、低域通過フィルタ３１ａ及び高域通過フィルタ３１ｂによる挿入損失がかなり大きくなり、さらに、回路構成が複雑化する等の問題が生じる。
【００１２】
従って、本発明は従来技術の上述の問題点を解消するものであり、複数の周波数帯域で動作可能でありかつ挿入損失が小さい集中定数型サーキュレータ及び２周波電力増幅回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、サーキュレータ素子（磁気回転素子）と、このサーキュレータ素子の第１、第２及び第３の入出力端子の各々とグランドとの間にそれぞれ接続された共振容量と、サーキュレータ素子の接地端子及びグランド（筐体の接地端子）間に接続されており、あらかじめ定めた互いに異なる２つの周波数においてこの集中定数型サーキュレータの伝送方向を互いに逆とするための周波数依存性の容量回路からなる固有値調整回路とを備えており、第１の入出力端子及び第２の入出力端子に前記互いに異なる周波数の２つの信号をそれぞれ入力し、第３の入出力端子から出力信号を得るように構成した集中定数型サーキュレータが提供される。
【００１４】
同相、正相回転及び逆相回転固有ベクトルにより励振されたサーキュレータ素子の固有値をスミス図表上に写像したときの角度差が１２０°間隔（３端子サーキュレータ）に調整できればサーキュレータを構成できることに着目し、２つの必要周波数において伝送方向を逆転させるサーキュレータ条件が満たされるような固有値調整回路を接続してサーキュレータを構成している。このような動作は、サーキュレータ素子の接地端子及び筐体の接地端子間に容量が切換え又は変化できる容量回路を挿入して実現することができる。サーキュレータの入出力端子側のメイン回路に共振回路を付加するのではなく、接地端子側に固有値調整のための容量回路を接続しているため、挿入損失の増大は起こり得ないこととなる。
【００１５】
本発明によれば、さらに、あらかじめ定めた互いに異なる２つの周波数において動作する２つの電力増幅器と、２つの電力増幅器の出力端子に接続された集中定数型サーキュレータとを有する２周波電力増幅回路であって、集中定数型サーキュレータが、サーキュレータ素子と、このサーキュレータ素子の第１、第２及び第３の入出力端子の各々とグランドとの間にそれぞれ接続された共振容量と、サーキュレータ素子の接地端子及びグランド間に接続されており、互いに異なる２つの周波数において集中定数型サーキュレータの伝送方向を互いに逆とするための周波数依存性の共振容量回路からなる固有値調整回路とを備えており、サーキュレータ素子の第１の入出力端子及び第２の入出力端子に２つの電力増幅器の出力端子がそれぞれ接続されており、サーキュレータ素子の第３の入出力端子から出力信号を得るように構成した２周波電力増幅回路が提供される。このように、周波数に応じて伝送方向が逆転するサーキュレータを構成して２周波端末機の電力増幅器を別々の入出力端子に接続して使用すれば、ダイプレクサ等の切換え回路が不要となり、挿入損失の増大化及び回路構成の複雑化を避けることができる。
【００１６】
固有値調整回路が、同相励振の固有値を調整する回路であることが好ましい。
【００２０】
この周波数依存性の容量回路が、２つの共振周波数を有する二端子共振回路であることがより好ましい。この周波数依存性の容量回路が、直並列共振回路であるかもしれない。
【００２１】
【発明の実施の形態】
図４（Ａ）は本発明の一実施形態としてデュアルバンド集中定数型サーキュレータの全体構造を概略的に示す分解斜視図、図４（Ｂ）はその固有値調整回路の構造を概略的に示す分解斜視図である。
【００２２】
これらの図において、４０はサーキュレータ素子（磁気回転素子）を示している。このサーキュレータ素子４０は、互いに絶縁されておりかつ互いに１２０°の角度を保って３回対称形状となるように形成された３つの駆動線路と、これら駆動線路を内部に設けて一体化されている磁性体（フェライト）ブロックと、磁性体ブロックの外側表面に形成されたシールド電極、接地電極及び入出力端子とから主として構成された周知の素子である。
【００２３】
サーキュレータ素子４０は、内部基板４１の貫通孔内に組み込まれるように構成されている。内部基板４１には、サーキュレータ素子４０の各入出力端子とグランド即ち筐体の接地端子との間に接続される共振容量Ｃ０が設けられている。この内部基板４１は、誘電体材料で形成されており、その表面には共振容量Ｃ０の電極４１ａ、４１ｂ及び４１ｃが形成されており、裏面にはこれに対向する接地電極が形成されている。
【００２４】
サーキュレータ素子４０及び内部基板４１の下側には、同相励振固有値調整回路４２が設けられている。本実施形態においてこの固有値調整回路４２は、同図（Ｂ）に示すように、誘電体基板４２ａを挟んで互いに対向する電極４２ｂ及び４２ｃと、誘電体基板４２ｄを挟んで互いに対向する電極４２ｃ及び接地電極４２ｅと、ダイオードスイッチ４２ｆとを備えている。誘電体基板４２ａ並びに電極４２ｂ及び４２ｃにより容量Ｃ１が形成され、誘電体基板４２ｄ並びに電極４２ｃ及び４２ｅにより容量Ｃ２が形成されている。容量Ｃ１及びＣ２は直列接続されており、ダイオードスイッチ４２ｆは容量Ｃ２の電極４２ｃ及び接地電極４２ｅ間に接続されており、これらを短絡できるように構成されている。
【００２５】
図４において、さらに、４３はサーキュレータ素子４０の厚み方向に直流磁界を印加するための永久磁石、４４は上部ヨーク、４５は下部ヨーク、４６は端子台をそれぞれ示している。
【００２６】
図５は図４の実施形態の等価回路を示している。
【００２７】
同図において、５０は直流磁界、５１は駆動線路によって構成されジャイロ磁気結合された３つのインダクタＬ０、５２は３つの入出力端子をそれぞれ示している。共振容量Ｃ０は各入出力端子５２とグランドとの間に挿入されており、固有値調整回路４２はサーキュレータ素子の接地端子とグランドとの間に挿入されている。
【００２８】
ここで、集中定数型サーキュレータの基本動作を固有値理論によって説明する。
【００２９】
一般に、三開孔回路の各入出力端子に加える入力信号ａと各端子から出てくる出力信号ｂとは次に示す散乱行列Ｓによって関係付けられる。
【００３０】
【数１】
0004035926.tif 000002
【００３１】
いま、全ての端子インピーダンスが等しい対称三開孔回路の各端子に特別な組み合わせの入力信号ａ１、ａ２及びａ３、を加えると、各入出力端子からは次式に示すような振幅の等しい出力信号が現れる。
【００３２】
【数２】
0004035926.tif 000003
【００３３】
この条件を満たす入力信号は固有ベクトルと呼ばれ、三開孔回路では３つの固有ベクトル
【外１】
0004035926.tif 000004
があってこれらは次のように表現できる。
【００３４】
【数３】
0004035926.tif 000005
【００３５】
この固有ベクトルのうち、
【外２】
0004035926.tif 000006
は全ての端子に印加される信号の位相が等しいので同相励振と呼ばれ、
【外３】
0004035926.tif 000007
は各端子に印加される信号の位相が正回転及び逆回転の三相交流に対応するので、それぞれ正相励振及び逆相励振と呼ばれる。固有ベクトルで励振した場合の反射係数(進行波と反射波との振幅比)を固有値と呼び、これも固有ベクトルに対応して３つの独立した固有値ｓ１、ｓ２及びｓ３がある。いま、端子１だけに信号を加える場合を固有ベクトルで表現すると次のようになる。
【００３６】
【数４】
0004035926.tif 000008
【００３７】
この時、各端子から現れる出力信号は、（２）及び（３）式を使って重ね合わせの原理から次のように表現できる。
【００３８】
【数５】
0004035926.tif 000009
【００３９】
もし、各固有値が次のように調整できるとすると、
【００４０】
【数６】
0004035926.tif 000010
各端子から得られる出力信号は、固有値を用いて次のように表される。各固有値を複素平面上のベクトルと考えると、これらは互いに１２０°の間隔に開いたベクトルである。
【００４１】
【数７】
0004035926.tif 000011
【００４２】
端子２の出力信号は、端子１への入力がサーキュレータ作用によって端子２に現れた結果である。つまり、端子１への入力は全て端子２に現れて端子３には現れない。また、端子１の出力信号がOなのはサーキュレータが整合状態であることを示している。この入出力関係は添字を交換しても成立するから、端子２への入力は端子３に現れ、端子１には現れず、端子３への入力は端子１に現れ、端子２には現れない。このように各端子間の入出力関係が循環的に与えられることから、この素子をサーキュレータと呼ぶ。
【００４３】
（６）式で示されるような固有値関係は、磁化されたフェライトのようにテンソル透磁率を示す物質を含む回路の中で実現できる。いま、（６）式における添字２と添字３とを交換して固有値の関係を入れ替えると、端子１への入力は端子３に現れるようになって、先に示した循環の向きが反転することは自明であろう。
【００４４】
前述したように、一般的な集中定数型サーキュレータはテンソル透磁率を示すフェライトを含んだ非可逆的結合インダクタンスと固有値を調整する容量とから構成される。
【００４５】
図６はこのような一般的なサーキュレータ素子の具体的構造を示しており、図７はその等価回路を示している。
【００４６】
これらの図において、６０は磁性体板、６１は磁性体板６０と一体化された３つの駆動線路、６２は３つの共振容量Ｃ、６３はシールド電極、６４はグランド電極板、７０は直流磁界、７１は駆動線路６１によって構成されジャイロ磁気結合された３つのインダクタＬ、７２は３つの端子をそれぞれ示している。共振容量６２は各入出力端子７２とグランド電極板６４との間に挿入されている。
【００４７】
サーキュレータの各端子を固有ベクトルで励振したときのアドミッタンスをそれぞれｙ１、ｙ２及びｙ３とすれば、固有値とアドミッタンスとの関係は次の式で与えられる。
【００４８】
【数８】
0004035926.tif 000012
ただし、ｉ=１，２，３であり、ｙｃは回路の特性アドミッタンスを示している。
【００４９】
（８）式は双一次変換と呼ばれ、全複素アドミッタンス空間を円の内側に写像する変換式である。アドミッタンスを（８）式によって写像した図はアドミッタンスのスミス図表と呼ばれている。固有値が（６）式の関係を満たすアドミッタンスをスミス図表上に示すと、ｙ１、ｙ２及びｙ３も互いに１２０°の間隔に開くことが証明され、アドミッタンスが無損失であれば、ｙ１、ｙ２及びｙ３が互いに１２０°の間隔になるように調整された素子は必ずサーキュレータ特性を示すので、これをサーキュレータ条件と呼ぶ。
【００５０】
いま、サーキュレータを各固有ベクトルで励振したときを考えると、各端子に流れ込む電流の合計は（９）式のようになる。
【００５１】
【数９】
0004035926.tif 000013
【００５２】
この式によれば、同相励振においては全ての端子から電流が流れ込むので、電流は接地電流として信号源に戻る。一方、正相励振及び逆相励振においては流れ込んだ電流に等しい電流が各端子から流出するので、接地電流は流れない。そのため、サーキュレータ素子の接地端子とグランドとの間にアドミッタンス素子を挿入すると正相励振及び逆相励振の固有値には影響を与えず同相励振の固有値だけを変化できることが分かる。
【００５３】
上述したように、（７）式及び（８）式によれば、集中定数型サーキュレータの特性は、印加磁界及び周波数に関するインダクタンス固有値の実数と虚数(損失)とが分かれば、実際に素子を組み立てなくとも予測することができる。実用的なサーキュレータを構成する場合には、インダクタンス固有値の損失が大きい範囲ではサーキュレータを構成できないので固有値を複素数で求める必要はなく、インダクタンス固有値の角度成分が互いに１２０°の間隔に開く条件を求めることによりサーキュレータを設計することができるのである。
【００５４】
実際のサーキュレータ素子について、印加磁界一定のもとでインダクタンス固有値を測定し、サーキュレータ条件を満たすような容量を接続してアドミッタンスを計算してみる。有効直径２．５ｍｍの閉磁路形インダクタンス素子に１２５０  Ｏｅの直流磁界を印加し、７ｐＦの共振容量を接続して計算したｙ１、ｙ２及びｙ３の角度成分を周波数の関数として図８に示す。
【００５５】
もし、ｙ２及びｙ３の角度差が±１２０°であり、ｙ２及びｙ３に対してｙ１の固有値も１２０°の角度を持つように調整できれば、その周波数においてサーキュレータ条件を満たすこととなる。ｙ２及びｙ３の角度成分の差分の計算結果を図９に示す。
【００５６】
同図より、８４０ＭＨｚにおいてｙ２及びｙ３の角度差が−１２０°であるのに対し、１６８０ＭＨｚでは１２０°であることが分かる。従って、ｙ１の角度を図１０に示すようにｙ’１に調整できれば、これらの周波数において動作するサーキュレータを構成できる可能性があることとなる。さらに、これらの周波数におけるｙ１、ｙ２及びｙ３の循環方向が入れ替わっているので、このサーキュレータは周波数によって伝送方向が逆転するサーキュレータとなっている。
【００５７】
前述のように、ｙ１のアドミッタンス固有値はサーキュレータ素子の接地端子とグランドと間にアドミッタンス素子を挿入することによりｙ２及びｙ３には影響を与えずに独立して設定することができる。サーキュレータ素子のアドミッタンス固有値測定においてｙ１は図１０に示すように変化している。従って、上述のようなサーキュレータを構成するには素子の接地端子及びグランド間に適当なアドミッタンス素子を挿入して同相励振のアドミッタンスを移動させ、２つの周波数におけるサーキュレータ条件を同時に満たせばよいこととなる。
【００５８】
計算結果より求めたｙ１の角度値は、８４０ＭＨｚ及び１６８０ＭＨｚにおいて、それぞれ１７１．３°及び１４３．４°であった。この素子を８４０ＭＨｚ及び１６８０ＭＨｚにおけるサーキュレータとして動作させるためには、ｙ１の角度値をそれぞれ−１４３．８°及び−１５８．８°にしなければならないので、サーキュレータ素子の接地端子及びグランド間に８４０ＭＨｚ及び１６８０ＭＨｚにおいてそれぞれ４４．９°及び５７．８°の角度値を有するアドミッタンスを挿入すればよいこととなる。この値は、それぞれ２０ｍＳ及び１２．６ｍＳとなる。これらの計算結果をまとめて表１に示す。
【００５９】
【表１】
0004035926.tif 000014
【００６０】
この操作を明示するため、２つの周波数における各アドミッタンスの関係をスミス図表上にプロットすると、それぞれ図１１（Ａ）及び（Ｂ）のようになる。線路の特性インピーダンスが５０Ωの場合、これらのアドミッタンスは周波数８４０ＭＨｚ及び１６８０ＭＨｚにおいて、それぞれ３．８ｐＦ及び１．２ｐＦの容量値に対応する。
【００６１】
挿入素子の値は周波数によって異なっているので、単一素子では上述のアドミッタンスを実現できない。従って、２周波数の電力増幅器を個別に備えてスイッチ切り替えにより周波数を変更する場合には、そのスイッチに連動させて接地容量を切り替えればよい。
【００６２】
本実施形態における固有値調整回路４２では、従って、図５に示すように、３．８ｐＦの容量値を有する容量Ｃ１と、１．８ｐＦの容量値を有する容量Ｃ２とが直列接続されており、ダイオードスイッチ４２ｆが容量Ｃ２を短絡できるように構成されている。その結果、スイッチ４２ｆがオンで３．８ｐＦの容量値が、オフで１．２ｐＦの容量値が得られることとなる。
【００６３】
図１２（Ａ）は本発明の他の実施形態としてデュアルバンド集中定数型サーキュレータの全体構造を概略的に示す分解斜視図、図１２（Ｂ）はその固有値調整回路の構造を概略的に示す分解斜視図である。この実施形態は、固有値調整回路として、共振回路によりスイッチを使用しないで周波数依存性のある容量回路を構成したものである。
【００６４】
これらの図において、１２０はサーキュレータ素子（磁気回転素子）を示している。このサーキュレータ素子１２０は、互いに絶縁されておりかつ互いに１２０°の角度を保って３回対称形状となるように形成された３つの駆動線路と、これら駆動線路を内部に設けて一体化されている磁性体（フェライト）ブロックと、磁性体ブロックの外側表面に形成されたシールド電極、接地電極及び入出力端子とから主として構成された周知の素子である。
【００６５】
サーキュレータ素子１２０は、内部基板１２１の貫通孔内に組み込まれるように構成されている。内部基板１２１には、サーキュレータ素子１２０の各入出力端子とグランド即ち筐体の接地端子との間に接続される共振容量Ｃ０が設けられている。この内部基板１２１は、誘電体材料で形成されており、その表面には共振容量Ｃ０の電極１２１ａ、１２１ｂ及び１２１ｃが形成されており、裏面にはこれに対向する接地電極が形成されている。
【００６６】
サーキュレータ素子１２０及び内部基板１２１の下側には、同相励振固有値調整回路１２２が設けられている。本実施形態においてこの固有値調整回路１２２は、同図（Ｂ）に示すように、誘電体基板１２２ａを挟んで中央部で互いに対向する電極１２２ｂ及び１２２ｃと、誘電体基板１２２ａ及び１２２ｄを挟んで互いに対向する電極１２２ｅ及び接地電極１２２ｆと、誘電体基板１２２ｄ上に形成されたコイル導体１２２ｇとを備えている。誘電体基板１２２ａ並びに電極１２２ｂ及び１２２ｃにより容量Ｃ１が形成され、誘電体基板１２２ａ及び１２２ｄ並びに電極１２２ｅ及び接地電極１２２ｆにより容量Ｃ２が形成され、さらにコイル導体１２２ｇによってインダクタＬ１が形成されている。容量Ｃ１及びインダクタＬ１は直列接続されており、これに容量Ｃ２が並列接続されており、これによって直並列共振回路が構成されている。
【００６７】
図１３は図１２の実施形態の等価回路を示している。
【００６８】
同図において、１３０は直流磁界、１３１は駆動線路によって構成されジャイロ磁気結合された３つのインダクタＬ０、１３２は３つの入出力端子をそれぞれ示している。共振容量Ｃ０は各入出力端子１３２とグランドとの間に挿入されており、固有値調整回路１２２はサーキュレータ素子の接地端子とグランドとの間に挿入されている。
【００６９】
このような直並列共振回路を構成して、直列共振周波数をＦＳ、並列共振周波数をＦＰとした場合、図１４に示すように、ＦＳ以下の周波数では容量性、ＦＳとＦＰとの間では誘導性、ＦＰ以上の周波数では容量性となる。下側サーキュレータ中心周波数（ＦＬ）と上側サーキュレータ中心周波数（ＦＨ）との間においてＦＳとＦＰとを適当に選ぶことによって、２つの動作周波数においてサーキュレータ条件を満たすような容量回路を構成することができる。
【００７０】
回路素子数は３であり必要な等価回路定数は２であるから、ＦＳとＦＰとのうち１つは自由に選定できる。しかし、これらの周波数が互いに接近していると、等価回路定数の周波数依存性が大きくなり動作周波数範囲を狭めてしまう。このような問題点を除くためには、ＦＬ、ＦＳ、ＦＰ及びＦＨの関係がおおよそ等比的となることが望ましい。ＦＬ：８４０ＭＨｚ、ＦＨ：１６８０ＭＨｚのとき、それぞれＦＳ：１００８ＭＨｚ、ＦＰ：１２０７ＭＨｚを選定し、その結果を用いて、ＦＬ及びＦＨにおいて２０ｍＳ及び１２．６ｍＳというアドミッタンスを示す定数を求めると、
Ｌ１＝３６．５ｎＨ、Ｃ１＝O．６８ｐＦ、Ｃ２＝O．４８ｐＦ
のようになる。
【００７１】
本実施形態によれば、固有値調整回路内にスイッチを設ける必要がないため、回路構成、さらにその操作がより簡単となる。本実施形態におけるその他の構成及び作用効果は図４の実施形態の場合と同様である。
【００７２】
図１５は、図１２の実施形態のデュアルバンド集中定数型サーキュレータについて実際に伝送特性を測定した結果を示している。
【００７３】
同図から明らかなように、このサーキュレータは、下側サーキュレータ中心周波数（Ｆ１チャネル）と上側サーキュレータ中心周波数（Ｆ２チャネル）とにおいて信号の伝送方向が異なっており、伝送方向が周波数に依存するサーキュレータを実現している。これまで詳述したように、
（１）要求動作周波数を選定する、
（２）選定した周波数において、回転励振におけるアドミッタンス固有値の角度差がそれぞれ１２０°及び−１２０°となる共振容量を決定する、
（３）動作周波数においてサーキュレータ条件を満たすような容量回路を決定してサーキュレータ素子の接地端子とグランドとの間に挿入する、
ことにより、要求周波数において伝送方向が異なる２周波動作のサーキュレータを構成することができる。
【００７４】
図１６は、本発明の集中定数型サーキュレータを２周波電力増幅器に適用した例を示している。
【００７５】
同図において、１６０は各実施形態で述べた集中定数型サーキュレータ、１６１はその１つの入出力端子１６０ａに接続されたスイッチ、１６２はサーキュレータの他の１つの入出力端子１６０ｂに接続されたスイッチ、１６３及び１６４はスイッチ１６１及び１６２をそれぞれ介して入出力端子１６０ａ及び１６０ｂに接続可能な整合抵抗、１６５及び１６６はスイッチ１６１及び１６２をそれぞれ介して入出力端子１６０ａ及び１６０ｂに接続可能な周波数Ｆ１及びＦ２用の電力増幅器、１６０ｃはアンテナに接続されているサーキュレータ１６０の残りの入出力端子をそれぞれ示している。
【００７６】
このように、サーキュレータ１６０の２つの入出力端子１６０ａ及び１６０ｂに２つの異なった周波数で動作する電力増幅器１６５及び１６６を接続し、サーキュレータ１６０の残りの入出力端子１６０ｃをアンテナに接続する。この回路において、一方の増幅器１６５が動作しているときには、他方の増幅器１６６がつながっている端子１６０ｂをスイッチ１６２によって整合抵抗１６４に接続するように構成する。図４の実施形態の場合には、サーキュレータ１６０内の固有値調整回路４２のスイッチも連動して動作させる。これにより、周波数分割フィルタを使用しないで２周波の電力増幅器を安定化できる。従って、ダイプレクサによる挿入損失が除かれるばかりでなく、回路構成が大幅に単純化される。なお、整合抵抗側のスイッチは伝送経路に挿入されていないので、伝送電力損失には関与しない。
【００７７】
図１７は、本発明の集中定数型サーキュレータを２周波電力増幅器に適用した他の例を示している。
【００７８】
同図において、１７０は各実施形態で述べた集中定数型サーキュレータ、１７５はその１つの入出力端子１７０ａに直接接続された周波数Ｆ１用の電力増幅器、１７６はサーキュレータの他の１つの入出力端子１７０ｂに直接接続された周波数Ｆ２用の電力増幅器、１７０ｃはアンテナに接続されているサーキュレータ１７０の残りの入出力端子をそれぞれ示している。
【００７９】
このように、サーキュレータ１７０の２つの入出力端子１７０ａ及び１７０ｂに２つの異なった周波数で動作する電力増幅器１７５及び１７６を直接的に接続し、サーキュレータ１７０の残りの入出力端子１７０ｃをアンテナに接続する。ただし、クールダウンしている側の増幅器のインピーダンスが整合インピーダンスになるよう構成する。これにより、図１６の例のようなスイッチも不要となるので、回路構成がさらに単純化される。
【００８０】
以上述べた実施形態は全て本発明を例示的に示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は他の種々の変形態様及び変更態様で実施することができる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均等範囲によってのみ規定されるものである。
【００８１】
【発明の効果】
以上詳細に説明したように本発明によれば、サーキュレータ素子（磁気回転素子）と、このサーキュレータ素子の各入出力端子及びグランド間にそれぞれ接続された共振容量と、サーキュレータ素子の接地端子及びグランド（筐体の接地端子）間に接続されており、２つの必要周波数においてこの集中定数型サーキュレータ伝送方向を互いに逆とするための固有値調整回路とを備えている。
【００８２】
２つの必要周波数において伝送方向を逆転させるサーキュレータ条件が満たされるような固有値調整回路を接続してサーキュレータを構成している。このような動作は、サーキュレータ素子の接地端子及び筐体の接地端子間に容量が切換え又は変化できる容量回路を挿入して実現することができる。サーキュレータの入出力端子側のメイン回路に共振回路を付加するのではなく、接地端子側に固有値調整のための容量回路を接続しているため、挿入損失の増大は起こり得ないこととなる。このように、周波数に応じて伝送方向が逆転するサーキュレータを構成して２周波端末機の電力増幅器を別々の入出力端子に接続して使用すれば、ダイプレクサ等の切換え回路が不要となり、挿入損失の増大化及び回路構成の複雑化を避けることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は公知の３端子集中定数型サーキュレータの等価回路図である。
【図２】図１の従来の集中定数型サーキュレータの伝送特性図である。
【図３】ダイプレクサを用いた従来の集中定数型サーキュレータの適用例を示す回路図である。
【図４】本発明の一実施形態としてデュアルバンド集中定数型サーキュレータの全体構造を概略的に示す分解斜視図、及びその固有値調整回路の構造を概略的に示す分解斜視図である。
【図５】図４の実施形態の等価回路図である。
【図６】一般的なサーキュレータ素子の具体的構造を示す斜視図である。
【図７】図６のサーキュレータ素子の等価回路図である。
【図８】サーキュレータ固有値角度成分の周波数特性図である。
【図９】サーキュレータ固有値角度成分の差分の周波数特性図である。
【図１０】サーキュレータ固有値角度成分の差分データより、図４の実施形態における集中定数型サーキュレータを設計する方法を示す図である。
【図１１】図４の実施形態における集中定数型サーキュレータの中心周波数におけるスミス図表である。
【図１２】本発明の他の実施形態としてデュアルバンド集中定数型サーキュレータの全体構造を概略的に示す分解斜視図、及びその固有値調整回路の構造を概略的に示す分解斜視図である。
【図１３】図１２の実施形態の等価回路図である。
【図１４】図１２の実施形態の固有値調整回路のアドミッタンス周波数特性図である。
【図１５】図１２の実施形態のデュアルバンド集中定数型サーキュレータについて実際に伝送特性を測定した結果を示す伝送特性図である。
【図１６】本発明の集中定数型サーキュレータを２周波電力増幅器に適用した一例を示す回路図である。
【図１７】本発明の集中定数型サーキュレータを２周波電力増幅器に適用した他の例を示す回路図である。
【符号の説明】
４０、１２０  サーキュレータ素子
４１、１２１  内部基板
４１ａ、４１ｂ、４１ｃ、４２ｂ、４２ｃ、１２１ａ、１２１ｂ、１２１ｃ、１２２ｂ、１２２ｃ、１２２ｅ  電極
４２、１２２  同相励振固有値調整回路
４２ａ、４２ｄ、１２２ａ、１２２ｄ  誘電体基板
４２ｅ、１２２ｆ  接地電極
４２ｆ  ダイオードスイッチ
４３、１２３  永久磁石
４４、１２４  上部ヨーク
４５、１２５  下部ヨーク
４６、１２６  端子台
５０、１３０  直流磁界
５１、１３１  インダクタ
５２、１３２  入出力端子
１２２ｇ  コイル導体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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