(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
搬送波自体によって誘起されたノイズ成分を表し搬送波自体に重ねられる自己ノイズ成分と、隣接した搬送波の干渉によって誘起される外部ノイズ成分とにより構成される位相ノイズを有し、Ｎ個の異なる搬送波で伝送され、受信機で復調用のフーリエ変換が施されるディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する方法において、
上記自己ノイズ成分の評価は別のフーリエ変換により行われ、
上記評価は上記多重搬送波信号に対し行われ、
上記ディジタル多重搬送波信号は上記評価された自己ノイズ成分に依存して訂正され、
上記自己ノイズ成分を評価するための上記別のフーリエ変換の長さは、上記復調用のフーリエ変換の長さよりも短くされることを特徴とする方法。
【請求項２】
上記自己ノイズ成分を評価するための上記別のフーリエ変換は、上記復調用のフーリエ変換の前に実行されることを特徴とする請求項１記載の方法。
【請求項３】
上記復調用のフーリエ変換の長さはＮであり、Ｍが２のべき乗を表す場合に、上記自己ノイズ成分を評価するための上記別のフーリエ変換の長さはＮ／Ｍであることを特徴とする請求項１又は２記載の方法。
【請求項４】
上記自己ノイズ成分を評価するための上記別のフーリエ変換の複雑さは、２Ｍ基数アルゴリズムを用いることにより軽減されることを特徴とする請求項３記載の方法。
【請求項５】
上記ディジタル多重搬送波信号は、上記自己ノイズ成分を評価するための上記別のフーリエ変換の計算時間を補償するため、上記復調用のフーリエ変換に供給される前に遅延されることを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれか１項記載の方法。
【請求項６】
上記評価された自己ノイズ成分に依存して、全ての位相誤差又は上記自己ノイズ成分だけが訂正されることを特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか１項記載の方法。
【請求項７】
上記自己ノイズ成分の更なる訂正が上記復調用のフーリエ変換によって行われることを特徴とする請求項１乃至６のうちいずれか１項記載の方法。
【請求項８】
ｆerr  は発振器と理想的な公称周波数との間の位相差であり、
ＮはＯＦＤＭ搬送波数であり、
ｋ＝１，２，３，．．．，Ｎと表されるｋは離散時間変数であり、
Ｔa  はサンプリング周期を表す場合に、
サンプルが自己ノイズ成分の訂正用の複素ベクトル
【外１】
0004149044.tif 000012
若しくは、全ての位相誤差の訂正用の複素ベクトル
【外２】
0004149044.tif 000013
によって乗算されることを特徴とする請求項１乃至７のうちいずれか１項記載の方法。
【請求項９】
ディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する回路装置において、
上記ディジタル多重搬送波信号の訂正信号を供給する自己ノイズ成分評価手段と、
上記自己ノイズ成分評価手段の計算時間の補償のため上記ディジタル多重搬送波信号を遅延させるべく、上記ディジタル多重搬送波信号のサンプルが供給される遅延段と、
上記訂正信号を用いて上記遅延されたサンプルから適応された位相又は周波数信号が生成される周波数ミキシングユニットと、
第１の変換段階の間に上記ディジタル多重搬送信号のサンプルが供給され、上記第１の変換段階を用いて変換された信号は上記自己ノイズ成分評価手段に供給され、第２の変換段階の間に上記適応された位相又は周波数信号が供給され、上記信号から上記第２の変換段階を用い上記搬送波の複素係数が復調される、変換手段とを含み、
上記変換手段は、上記訂正信号を決定する第１のフーリエ変換を実行する手段と、上記適応された位相又は周波数信号を復調する第２のフーリエ変換を実行する手段とを有し、
上記第１のフーリエ変換の長さは、上記第２のフーリエ変換の長さよりも短くされることを特徴とする、請求項１乃至８のうちいずれか１項記載の方法を実施する回路装置。
【請求項１０】
上記訂正値を決定するため、上記自己ノイズ成分評価手段は、チャネル評価ユニットから先行のシンボルに関係した情報が供給されるｋとを特徴とする請求項９記載の回路装置。
【請求項１１】
上記自己ノイズ成分評価手段は、
最初に、チャネル訂正値と上記自己ノイズ成分の評価された値に対応する第１の位相情報値とを供給し、
第２の位相情報値を生成するため、上記自己ノイズ成分の評価された値が時間依存性移動変数により乗算される乗算ユニットと、
上記第１の位相情報値と上記第２の位相情報値とを切り換えることができるスイッチングユニットと、
長さＬの複素ベクトルを上記第１又は第２の位相情報値で変調する変調ユニットと、
上記ミキシングユニットに供給される上記訂正値を決定するため、上記チャネル訂正値及び上記変調された複素ベクトルを使用する第２の乗算ユニットとを更に有することを特徴とする、請求項９又は１０記載の回路装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特にＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）方式を用いて伝送されたディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する方法及び回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
所謂ＯＤＦＭ変調方式は、例えば、ＤＡＢ又はＤＶＢ−Ｔ標準に従って地上ディジタル放送ラジオ及びテレビ信号を伝送するため使用される。この方式は、周波数分割マルチプレクサを用いて伝送される多数の変調搬送波を利用する。この結果として、改良された帯域幅利用性又は多重路受信からの干渉性影響の減少などの種々の利点が得られる。しかし、ＯＦＤＭ方式の単一搬送波変調方式に対する一つの欠点は、最初に伝送された搬送波信号の周波数及び位相を正確に再現しなければならないことである。このため、周波数誤差及び位相ノイズに対する感度が増大し、受信機側の周波数変換に使用される発振器の周波数及び位相純度に関する必要条件はより厳しくなる。
【０００３】
位相誤差及び周波数誤差は二つの成分に分離することができる。所謂自己ノイズ成分は、搬送波自体によって誘起され、かつ、搬送波自体に写された夫々の搬送波のノイズ成分を表す。これに対し、所謂外部ノイズ成分は、変調のため受信機で使用される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の所謂リーク効果から隣接した搬送波干渉によって生じる。
【０００４】
誤差の自己ノイズ成分を評価、訂正するため利用できる方法は、Robertson P.、Kaiser S. による“直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムにおける位相ノイズの影響の解析(Analysis of the Effects of Phase-Noise in Orthogonal Frequency Division Multiplex (OFDM) Systems)”、ICC 1995、ページ1652-1657 に記載されている。引用例では、共通回転位相φe は、受信機において、ＦＦＴ後に搬送波の全てを平均化することよって決定される。搬送波の全ては、倍率
【０００５】
【外３】
0004149044.tif 000002
【０００６】
によって乗算することにより共通位相誤差（ＣＰＥ）とも称されるこの誤差量を通じて偏移を戻される。これにより、完全、若しくは、少なくとも部分的に自己ノイズ成分が訂正される。しかし、外部ノイズ成分は、ＳＮ比を改善するため非常に望まれるにもかかわらず、この方法若しくは他の従来の方法によって訂正することができない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、ディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する方法であって、自己ノイズ及び外部ノイズから発生した全位相誤差を評価並びに訂正し得る方法を特定する目的に基づいている。本発明の目的は、請求項１に記載された方法により実現される。
【０００８】
本発明は、上記の本発明による方法を使用する回路を特定する別の目的に基づいている。この目的は請求項１０に記載された回路によって実現される。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
共通位相誤り訂正は、以下の式によって表される。
【００１０】
【数１】
0004149044.tif 000003
【００１１】
式中、Ｘ（ｎ）は搬送波を表し、ｘ（ｋ）はサンプルを表す。角度φe は小さいという前提条件に従うと、上式は以下の通り近似できる。
【００１２】
【数２】
0004149044.tif 000004
【００１３】
式（２）から、ＦＦＴの後に行われる共通位相誤り訂正（周波数域、移動変数ｎ）は、ＦＦＴの前の訂正（時間域、移動変数ｋ）に近似的に対応することが分かる。このため、共通位相誤り訂正は、Robertson 他の上記文献に記載されているようにＦＦＴの後に行ってもよい。
共通位相誤差φe ではなく、平均周波数誤差を訂正する場合、これは、φe の積分によって決定される。本発明によるこの訂正は、以下、“共通周波数誤差”若しくは、簡単にＣＦＥ訂正と称される。ＣＦＥ訂正は、以下の式
【００１４】
【数３】
0004149044.tif 000005
【００１５】
によって与えられる。
式（３）から分かるように、この訂正はＦＦＴの前に行う必要がある。位相誤差は、ＣＦＥ訂正において少なくとも理論的には完全に抑制されるので、受信信号は理想的に補償される。
原則として、ディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する本発明による方法は、自己ノイズ成分を評価するため別のフーリエ変換を使用し、ディジタル信号は評価された自己ノイズ成分に依存して訂正される。
【００１６】
この訂正によると、ＦＦＴを２回実行する必要があるので、付加的な計算の複雑さ又は仕事負荷が生じる。それにもかかわらず、この余分な負荷は許容できる。その理由は、本発明による位相誤差の低減によって、ＰＡＬテレビジョン受像機のように比較的不足した位相ノイズ応答を有する受信機を使用する場合でもＯＦＤＭ伝送された信号を再生することが可能になるからである。
【００１７】
誤差処理のためのフーリエ変換は、好ましくは、復調のためのフーリエ変換の前に実行される。これにより、搬送波直交性が良好に再生され、特に、クロストーク応答が明らかに改良される。
誤差処理用のフーリエ変換の長さは復調用のフーリエ変換の長さよりも短くする方が有利である。その理由は、この方が自己ノイズ成分を評価するために適切であり、かつ、余分な計算の複雑さを軽減するからである。
【００１８】
また、復調用のフーリエ変換の長さをＮとし、Ｍが２のべき乗を表す場合、誤差処理用のフーリエ変換の長さはＮ／Ｍである方が有利である。
この場合、特に、誤差処理用のフーリエ変換の複雑さは、２Ｍ基数アルゴリズムを用いることにより軽減する方が有利である。
また、ディジタル信号は、好ましくは、自己ノイズ成分を評価するためのフーリエ変換の計算時間を補償するため、復調用のフーリエ変換に供給される前に遅延される。
【００１９】
また、評価された自己ノイズ成分に依存して全位相誤差又は自己ノイズ成分のみの何れか一方を訂正するのが有利である。
同様に、復調用のフーリエ変換において、自己ノイズ成分の更なる訂正を実行する方が有利である。
最後に、サンプルは、自己ノイズ成分の訂正用の複素ベクトル
【００２０】
【外４】
0004149044.tif 000006
【００２１】
若しくは、全位相誤差の訂正用の複素ベクトル
【００２２】
【外５】
0004149044.tif 000007
【００２３】
によって乗算する方が有利である。ここで、
−  ｆerr は発振器と理想的な公称周波数との間の位相差であり、
−  ＮはＯＦＤＭ搬送波数であり、
−  ｋ＝１，２，３，．．．，Ｎと表されるｋは離散時間変数であり、
−  Ｔa はサンプリング周期である。
【００２４】
原則として、ディジタル多重搬送波信号の位相及び／又は周波数誤差を訂正する方法のための本発明による回路装置は、
−  上記ディジタル多重搬送波信号の訂正信号を供給する自己ノイズ成分評価手段と、
−  上記自己ノイズ成分評価手段の計算時間の補償のため上記ディジタル多重搬送波信号を遅延させるべく、上記ディジタル多重搬送波信号のサンプルが供給される遅延段と、
−  上記訂正信号を用いて上記遅延されたサンプルから適応された位相又は周波数信号が生成される周波数ミキシングユニットと、
−  第１の変換段階の間に上記ディジタル多重搬送信号のサンプルが供給され、上記第１の変換段階を用いて変換された信号は上記自己ノイズ成分評価手段に供給され、第２の変換段階の間に上記適応された位相又は周波数信号が供給され、上記信号から上記第２の変換段階を用い上記搬送波の複素係数が復調される、変換手段とを含む。
【００２５】
変換手段は、好ましくは、訂正信号を決定するフーリエ変換を実行する手段と、上記適応された位相又は周波数信号を復調する別のフーリエ変換を実行する手段とを有する。
また、訂正値を決定するため、上記自己ノイズ成分評価手段は、チャネル評価ユニットから先行のシンボルに関係した情報を供給される方が有利である。
【００２６】
特に、上記自己ノイズ成分評価手段は、最初に、チャネル訂正値と、上記自己ノイズ成分の評価された値に対応する第１の位相情報値とを供給し、
−  第２の位相情報値を生成するため、上記自己ノイズ成分の評価された値が時間依存性移動変数により乗算される乗算ユニットと、
−  上記第１の位相情報値と上記第２の位相情報値とを切り換えることができるスイッチングユニットと、
−  長さＬの複素ベクトルを上記第１又は第２の位相情報値で変調する変調ユニットと、
−  上記ミキシングユニットに供給される上記訂正値を決定するため、上記チャネル訂正値及び上記変調された複素ベクトルを使用する第２の乗算ユニットとを有する方が有利である。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面を参照して本発明の実施例を説明する。
図１のａ）には、Ｎ＝２０４８個の搬送波を用いる直交振幅変調１６−ＱＡＭに対するアナログテレビ受像機におけるＯＦＤＭ信号の位相誤差の影響が示されている。左側の座標系には、シンボル周期Ｔｕに関して正規化された時間ｔの関数として実在の位相干渉φ（ｔ）が示されている。位相干渉は、一般的に分からないが、以下の説明で訂正処理をより明瞭にするため参考にする。周波数誤差に対応する連続的な位相ドリフトの他に、短い突然の位相変化のあることが分かる。右側のグラフには、個々の搬送波のＩ−Ｑ図表での配置が示されている。ここで、Ｉ（同相）成分及びＱ（直角位相）成分は、相対的に９０°の範囲で位相偏移された夫々の搬送波発振の２個の成分である。位相誤差の影響は、自己ノイズ成分によって誘起された全ての信号空間点の共通回転と、外部ノイズ成分によって誘起された信号空間点のランダム膨張とを含む。
【００２８】
図１のｂ）には、従来技術による信号の訂正が示されている。共通位相誤差（ＣＰＥ）φe は、ＯＦＤＭ信号からの平均化によって決定され、次に、訂正のため倍率
【００２９】
【外６】
0004149044.tif 000008
【００３０】
によって乗算される。これは、図１のｂ）の左側の座標系に示されているように、位相誤差φ（ｔ）を角度φe （本例の場合、その値は約０．３５ラジアンである）だけ偏移させることに対応する。共通位相誤差の訂正は、搬送波信号配置の全体を元の位置に戻すが（同図の右側のグラフ）、外部成分によって誘起された誤差、即ち、信号空間点の膨張は残されたままである。
【００３１】
図１のｃ）には、本発明による共通周波数誤り（ＣＦＥ）訂正の結果が示されている。連続的な位相ドリフトは位相変化の積分によって抑制され、短い突然の位相変化しか残っていないので、位相誤差はかなり削減されている。信号空間点の共通回転及び膨張の一部は、このようにして補償される。
図２には、本発明による位相誤り訂正用の回路装置のブロック図が示されている。ＯＦＤＭ受信機では、伝送されたＯＦＤＭ信号のベースバンドへの周波数変換後に、信号は、サンプリンク周期Ｔa のＡ／Ｄ変換器でサンプリングされる。サンプリングされた信号は、とりわけ、周波数変換用の無線周波発振器によって誘起された位相誤差及び周波数誤差を生じる。Ｎ個のサンプルｘoFDM（ｋ）（ｋ＝１，２，３，．．．，Ｎ）のブロックがサンプリングされた信号から形成される。これらのブロックは、まず最初に、以下に説明する高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ１の計算時間を補償するため、遅延段Ｔによって遅延される。次に、信号の位相及び周波数適応が周波数ミキシングユニットＭ１を用いて行われる。訂正された信号ｘOFDMc は、順番に、復調用のＦＦＴが実行される高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ２に供給される。この場合、ＦＦＴ２の長さは、ＮがＯＤＦＭ搬送波数を表すとき、一般的にＮである。個々の搬送波毎の情報を備えたＮ個の複素係数Ｘc は、ＦＦＴ２によるＦＦＴ後に得られる。搬送波分離、即ち、受信応答を改善するため、受信側で付加的にオーバーサンプリングが行われる場合、ＦＦＴ２の長さは、Ｎより長くてもよく、例えば、Ｎの倍数でも構わない。
【００３２】
サンプルｘOFDMは、共通位相誤差ＣＰＥを決定するため別の高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ１にも供給される。この場合、共通位相誤差ＣＰＥを評価するため、全ての搬送波を使用する必要はない。その代わりに、より少ない数の係数だけで充分に共通位相誤差の平均値を計算することができる。このユニットＦＦＴ１は長さＮ／Ｍを有するので、実装の複雑さはかなり軽減される。この場合に、実際的なＦＦＴの長さの値として、例えば、復調用ＦＦＴの長さは８ｋ（８１９２）であり、誤差処理用のＦＦＴの長さは５１２である。高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ１において訂正値ＣＯＲＲを決定するため、ユニットＦＦＴ１には、本例の場合に高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ２において実行されるチャネル評価ＥＳＴが供給される。この評価は先行のシンボルに関する情報を含む。最後に、訂正信号ＣＯＲＲは、位相及び周波数適応のため周波数ミキシングユニットＭ１に供給される。
【００３３】
図３には、共通位相誤差φe の評価後に、共通位相誤り訂正又は共通周波数誤り訂正の何れが実行されるかを決定することができる本発明による別の回路装置が示されている。高速フーリエ変換ユニットＦＦＴ１’における短縮されたＦＦＴの後、粗いチャネル評価並びに共通位相誤差の決定が本例では別のブロックＥＳＴにおいて実行される。チャネル評価は、発振器と理想的な公称周波数との間の位相誤差Ｆerr を与える。この値は、複素ベクトル
【００３４】
【数４】
0004149044.tif 000009
【００３５】
の形式の訂正値ＣＨを決定するため使用され、この訂正値は乗算ユニットＭ２に供給される。共通周波数誤り訂正のため、乗算ユニットＭ３は共通位相誤差φe として得られた値を移動変数２ｋ／Ｎで乗算する。但し、ｋは離散時間変数であり、ＮはＯＦＤＭ搬送波数を表す。これは、共通位相誤差の時間に関する積分に対応する。得られる位相情報、即ち、共通位相誤り訂正の場合のφe 並びに共通周波数誤り訂正の場合の２ｋφe ／Ｎは、変調ユニットＥＸＰで長さＬの複素ベクトルを変調するため使用され、次に乗算ユニットＭ２に供給される。得られたベクトル、即ち、共通位相誤り訂正に対する
【００３６】
【外７】
0004149044.tif 000010
【００３７】
と、共通周波数誤り訂正に対する
【００３８】
【外８】
0004149044.tif 000011
【００３９】
は、次に周波数ミキシングユニットＭ１に供給され、遅延したＯＦＤＭ信号を訂正するため使用される。このようにして訂正されたＯＦＤＭ信号は、共通位相誤差が除かれ、共通周波数誤り訂正の場合には、周波数誤差に関してかなり改善された応答が得られる。最後に、前述の実施例と同様に、全ての搬送波のＯＦＤＭ復調が第２の高速フーリエ変換ブロックＦＦＴ２で実行される。このブロックＦＦＴ２で行われる精緻なチャネル評価は、共通位相誤り訂正或いは共通周波数誤り訂正の何れが使用されるべきであるかに関する規準、即ち、チューナの発振器の位相ノイズ特性によって支配される訂正の選択を与える。
【００４０】
基数２Ｍアルゴリズムは、特に、位相誤差評価用の高速フーリエ変換の複雑さを軽減するため適当である。
高速フーリエ変換のＭ番目毎の係数だけがこの目的のため計算される。図４には、時間域の８個のサンプルｂ（ｎ）の簡単な例について、複雑さの軽減が周波数域で構成される様子が示されている。時間域の８個のサンプルｂ（ｎ）は、高速フーリエ変換によって周波数域ａ（ｎ）に変換されるが、同図において破線で境界を定められた範囲内にある周波数域ａ（ｎ）、即ち、奇数番目の係数だけが計算される。同図において、黒点●でマークされた矢印ノード点は複素数乗算に対応する。使用した表記法並びに基数アルゴリズムの詳細な説明については、一般的に、Kammeyer K. D., Kroschel K.:Digitale Signalverarbeitung, Teubner Studienbucher Electrotechnik(Digital Signal Processing, Teubner Study Books on Electrical Engineering)", Stutgart, 1992を参照するのがよい。
【００４１】
本発明は、あらゆる形式のＯＦＤＭ伝送に対し使用可能であるが、特に、地上ディジタルテレビ又はＤＡＢ用のＯＦＤＭ受信機に使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ａ）、ｂ）及びｃ）は、夫々、ａ）訂正されていない場合、ｂ）従来技術によって訂正された場合、及び、ｃ）本発明によって訂正された場合のＯＦＤＭ信号の位相干渉及びＩ−Ｑ信号配置を示す図である。
【図２】本発明による位相誤り訂正用の第１の回路装置のブロック図である。
【図３】本発明による第２の回路装置のブロック図である。
【図４】２基数アルゴリズムを用いて，Ｎ段のＦＦＴをＮ／２段のＦＦＴに単純化する方法の説明図である。
【符号の説明】
ＥＳＴ    チャネル評価ブロック
ＥＸＰ    変調ユニット
ＦＦＴ１’，ＦＦＴ２    高速フーリエ変換ユニット
Ｍ１    周波数ミキシングユニット
Ｍ２，Ｍ３    乗算ユニット
Ｔ    遅延段
ＣＨ    訂正値
ＣＦＥ    共通周波数誤り訂正
ＣＯＲＲ    訂正信号
ＣＰＥ    共通位相誤り訂正
ＸOFDM    ＯＦＤＭサンプル信号
ＸOFDMc     訂正された信号
Ｘc （１），Ｘｃ（２），．．．，Ｘｃ（Ｎ）
φe     共通位相誤差
Ｎ      搬送波数
Ｎ／Ｍ    ＦＦＴ１’の長さ
２ｋ／Ｎ    移動変数
【図１】
0004149044.tif 000014
【図２】
0004149044.tif 000015
【図３】
0004149044.tif 000016
【図４】
0004149044.tif 000017