(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を受け取る入力端子と、前記入力信号に応じて出力信号を分配する出力端子と、電源電圧を受け取る第１及び第２の電源端子と、ゲート及び前記第１の電源端子と出力端子との間に結合したソースとドレインとの間の主電流通路を具える電界効果トランジスタと、前記出力信号が第１の安定状態から遷移領域を経て第２の安定状態まで変化するとき、前記電界効果トランジスタのゲートの電圧変化の速度を遅くして前記電界効果トランジスタの主電流通路を流れる電流の変化の速度を遅くするスルーイング制御手段とを具える出力段において、
前記スルーイング制御手段が、前記電界効果トランジスタが非導通状態から導通状態に変化して前記出力信号を第１の安定状態から遷移領域を経て第２の安定状態に変化させるときに、前記遷移領域の少なくとも一部分において前記電界効果トランジスタのゲート−ソース電圧Ｖを降下させる第１の手段を具え、
前記第１の手段が、前記電界効果トランジスタのゲートと前記第１の電源端子との間に結合した電流源を具えることを特徴とする出力段。
【請求項２】
請求項１に記載の出力段において、前記電流源が、ディジタル論理回路に結合され、前記電流源をオン又はオフに切り換えるディジタル制御信号を受け取る制御入力部を有することを特徴とする出力段。
【請求項３】
請求項２に記載の出力段において、前記ディジタル制御信号の値が前記出力信号の値に依存することを特徴とする出力段。
【請求項４】
請求項２に記載の出力段において、前記電流源が主電流通路を有する第１のトランジスタ及び主電流通路を有する第２のトランジスタを具え、前記第１のトランジスタ及び第２のトランジスタの主電流通路を、前記電界効果トランジスタのゲートと前記第１の電源端子との間で直列に結合したことを特徴とする出力段。
【請求項５】
請求項２に記載の出力段において、前記出力信号が第２の安定状態にあるとき、前記電界効果トランジスタのゲートとソースとの間のゲート−ソース電圧Ｖを上昇させる第２の手段を具えることを特徴とする出力段。
【請求項６】
請求項５に記載の出力段において、前記第２の手段が、前記第２の電源端子と電界効果トランジスタとの間に結合した主電流通路及び前記ディジタル論理回路に結合したゲートを有する第３のトランジスタを具えることを特徴とする出力段。
【発明の詳細な説明】
本発明は、入力信号を受け取る入力端子と、前記入力信号に応じて出力信号を分配する出力端子と、電源電圧を受け取る第１及び第２の電源端子と、ゲート及び前記第１の電源端子と出力端子との間に結合したソースとドレインとの間の主電流通路を具える電界効果トランジスタと、前記出力信号が第１の安定状態から遷移領域を経て第２の安定状態まで変化するとき、前記電界効果トランジスタのゲートの電圧変化の速度を遅くして前記電界効果トランジスタの主電流通路を流れる電流の変化の速度を遅くするスルーイング（slewing）制御手段とを具える出力段に関するものである。
このような出力段は米国特許第５０１３９４０号明細書から既知である。この既知の出力段において、スルーイング制御手段は、出力信号が第２の（論理「ロー」）安定状態から遷移領域を経て第１の（論理「ハイ」）に変化することにより電界効果トランジスタがターンオフする際この電界効果トランジスタのゲート−ソースキャパシタからの放電電流を制限している。これは、第１の電源端子を流れる電流の変化の速度を制限することにより、つまり出力端子を流れる電流の変化の速度を制限することにより行われる。第１の電源端子及び／又は出力端子を流れる電流の変化速度を制限することは、第１の入力端子に直列の及び／又は出力端子に直列の寄生インダクタンスにより生ずる第１の電源端子及び／又は出力端子における寄生電圧スパイクを減少させるために必要である。
この既知の出力段において、出力信号が第１の（論理「ハイ」）安定状態から遷移領域を経て第２の（論理「ロー」）に変化することにより電界効果トランジスタがターンオンするとき、この電界効果トランジスタは遷移領域を通過する期間中に急激にオフに切り替わる。この理由は、この電界効果トランジスタのドレイン−ソース間電圧が存在していないことに起因してこの電界効果トランジスタが飽和していないためである。これは、第１の電源端子及び／又は出力端子に比較的大きな電圧スパイクを発生させる欠点となる。
本発明の目的は、上述した欠点を除去した改良された出力段を提供することにある。
この目的を達成するため、本発明によれば、冒頭部で述べた形式の出力段において、スルーイング制御手段が、前記電界効果トランジスタが非導通状態から導通状態に変化して前記出力信号を第１の安定状態から遷移領域を経て第２の安定状態に変化させるときに、前記遷移領域の少なくとも一部分において前記電界効果トランジスタのゲート−ソース電圧Ｖを降下させる第１の手段を具えることを特徴とする。
本発明は、電界効果トランジスタの飽和電圧がゲート−ソース電圧の降下にしたがって降下すると言う認識に基づいている。
本発明による出力段の実施例は、第１の手段が、前記電界効果トランジスタのゲートと前記第１の電源端子との間に結合した電流源を具えることを特徴とする。この電流源を設けることによる効果は、電界効果トランジスタのゲート−ソース電圧が低くなることである。
本発明による出力段の別の実施例は、前記電流源が、ディジタル論理回路に結合され、前記電流源をオン又はオフに切り換えるディジタル制御信号を受け取る制御入力部を有することを特徴とする。このように構成することにより、必要な場合だけ、すなわち出力信号が第１の安定状態から第２の安定状態に変化する際の遷移領域の一部の期間中にだけ、電界効果トランジスタのゲート−ソース電圧を降下させることができる。
本発明による出力段の別の実施例は、ディジタル制御信号の値が出力信号の値に依存することを特徴とする。このように構成することにより、出力信号が第１の安定状態から第２の安定状態に変化する際、遷移領域の一部の期間中に電流源を自動的にオンに切替えることができる。
以下、添付図面に基づき本発明を詳細に説明する。
図面において、同様な機能又は目的を有する部分又は素子には同一符号を付す。
図１において、線図Ｉは図２に示す本発明による出力段の入力端子ＩＰにおける入力信号Ｖiを表す。線図Ｉは出力端子ＯＰにおける出力信号Ｖoを示す。出力信号Ｖoは第１の安定状態ＦＳＴ及び第２の安定状態ＳＳＴを含む。出力信号Ｖoが第１の安定状態ＦＳＴと第２の安定状態ＳＳＴとの間にある場合、この間の区域は遷移域ＴＲＥとする。線図IIは、負荷キャパシタＣLが出力段の出力端子ＯＰと第１の電源端子１との間に結合されている場合に出力段端子ＯＰを流れる電流ＩLを大まかに示す。遷移域ＴＲＥの期間中、負荷キャパシタＣLを流れる電流ＩLの絶対値は始めに上昇し次に下降する。電流ＩLの増加は電流の立上スルーレート縁ＬＣＳＲとして示され、電流ＩLの低下は電流の立下スルーレート縁ＴＣＳＲとして示す。
上述した米国特許第５０１３９４０号で提示された既知の出力段は電流の立上スルーレート縁ＬＣＳＲの抑制だけと関連している。電流の立下スルーレート縁ＴＣＳＲは無視されている。電流の立下スルーレート縁ＴＣＳＲは容易に抑制することはできない。この理由は、飽和していない電界効果トランジスタＱ１により電流の立下スルーレート縁が生ずるためである。本発明による出力段は、特に電流の立下スルーレート縁ＴＣＳＲの抑制に関連するものである。
図２は本発明による出力段の回路構成を示す。電源電圧ＳＶを第１の電源端子１と第２の電源端子２との間に結合する。寄生インダクタンスＬpを負荷キャパシタＣLに直列に示す。電流の立上スルーレート縁ＬＣＳＲ又は電流の立下スルーレート縁ＴＣＳＲが十分に抑制されていない場合、寄生インダクタンスＬpにより比較的大きな電流スパイクが出力端子ＯＰに生ずる。出力端子ＯＰに直列の寄生インダクタンスと同様に、第１の電源端子１又は第２の電源端子２と直列の別のインダクタンスにより比較的大きな電圧スパイクが第１の電源端子１及び第２の電源端子２にそれぞれ生じてしまう。一例として、本発明は寄生インダクタンスＬpによる出力端子ＯＰにおける電圧スパイクを軽減することだけについて説明するが、本発明は第１及び第２の電源端子１，２における電圧スパイクも同様な方法で軽減することができる。電界効果トランジスタＱ１は、ゲートＧＮ：第１の電源端子に結合したソース、及び出力端子ＯＰに結合したドレインを有する。この電界効果トランジスタＱ１のゲート−ソース間電圧Ｖ（ＧＮ）（図４も参照）はスルーイング（slewing）制御手段ＳＣＭにより制御する。このスルーイング制御手段ＳＣＭは、制御入力部ＣＩ１及び主電流通路を有する第１のトランジスタＴ１と第２の電源端子２に結合した入力電極及び主電流通路を有する第２のトランジスタＴ２とを具える電流源Ｉ１によって構成される第１の手段と；入力電極及び第２の電源端子２と電界効果トランジスタＱ１のゲートＧＮとの間に結合した主電流通路を有する第３のトランジスタＴ３で構成した第２の手段と；第１の電源端子１に結合した入力電極及び主電流通路を有する第４のトランジスタＴ４と；入力電極及び主電流通路を有する第５のトランジスタＴ５と；入力端子ＩＰに結合した入力電極及びゲートＧＮと第１の電源端子１との間に結合した主電流通路を有する第６のトランジスタＴ６とを具え、第１及び第２のトランジスタの主電流通路は電界効果トランジスタＱ１のゲートＧＮと第１の電源端子１との間に直列に結合し、第４及び第５のトランジスタＴ４，Ｔ５の主電流通路は第２の電源端子２とゲートＧＮとの間に直列に結合する。
この出力段は、ゲートＧＰ、第２の電源端子２に結合したソース及び出力端子ＯＰに結合したドレインを有する別の電界効果トランジスタＱ２と；別のスルーイング手段ＦＳＣＭと；ディジタル論理回路と；第１の制御端子ＡＢＶ０１と；端子２の制御端子ＢＬＷ０５Ｎと；第３の制御端子ＡＢＶ０９と；第４の制御端子ＢＬＷ０５Ｐとを具える。
別のスルーイング手段ＦＳＣＭは、入力電極及び主電流通路を有する第７のトランジスタＴ１Ａと入力電極及び主電流通路を有する第８のトランジスタＴ２Ａとを具える電流源Ｉ２で構成した第３の手段と；入力電極及び第１の電源端子１と別の電界効果トランジスタＱ2のゲートＧＮとの間に結合した主電流通路を有する第９のトランジスタＴ３Ａで構成した第４の手段と；第２の電源端子２に結合した入力電極及び主電流通路を有する第１０のトランジスタＴ４Ａと；入力電極及び主電流通路を有する第１１のトランジスタＴ５Ａと；入力端子ＩＰに結合した入力電極及びゲートＧＰと第２の電源端子２との間に結合した主電流通路を有する第１２のトランジスタＴ６Ａとを具え、第７及び第８のトランジスタＴ１Ａ，Ｔ２Ａの主電流通路は別の電界効果トランジスタＱ２のゲートＧＰと第２の電源端子２にとの間に直列に結合し、第１０及び第１１のトランジスタＴ４Ａ，Ｔ５Ａの主電流通路は第１の電源端子１とゲートＧＰとの間に直列に結合する。
ディジタル論理回路は、第１の制御端子ＡＢＶ０１に結合した第１の入力部、第２の制御端子ＢＬＷ０５Ｎに結合した第２の入力部、及び制御入力部ＣＩ１に結合した出力部を有する第１の論理アンドゲートＡＮＤ１と；入力端子ＩＰに結合した第１の入力部、第３の制御端子ＡＢＶ０９に結合した第２の入力部、及び第９のトランジスタＴ３Ａに結合した出力部を有する第２の論理アンドゲートＡＮＤ２と；入力端子ＩＰに結合した第１の入力部、第４の制御端子ＢＬＷ０５Ｐに結合した第２の入力部、及び第１１のトランジスタＴ５Ａに結合した出力部を有する第３の論理アンドゲートＡＮＤ３と；入力端子ＩＰに結合した第１の入力部、第１の制御端子ＡＢＶ０１に結合した第２の入力部、及び第３のトランジスタＴ３に結合した出力部を有する第１の論理オアゲートＯＲ１と；入力端子ＩＰに結合した第１の入力部、第２の制御端子ＢＬＷ０５Ｎに結合した第２の入力部、及び第５のトランジスタＴ５に結合した出力部を有する第２の論理オアゲートＯＲ２と；第３の制御端子ＡＢＶ０９に結合した第１の入力部、第４の制御端子ＢＬＷ０５Ｐに結合した第２の入力部、及び第７のトランジスタＴ１Ａに結合した出力部を有する第３の論理オアゲートＯＲ３とを具える。
電界効果トランジスタＱ１及び別の電界効果トランジスタＱ２の動作は相補的であり、すなわち出力端子ＯＰの出力信号Ｖ0が第１の安定状態ＦＳＴから第２の安定状態ＳＳＴに変化すると、電界効果トランジスタＱ１は導通し別の電界効果トランジスタＱ２は非導通となる。この反転は、出力端子ＯＰの出力信号Ｖ0が第２の安定状態ＳＳＴから第１の安定状態ＦＳＴに変化する場合にも発生する。以下の対の素子は相互に同様な動作を行う、Ｑ１とＱ２、Ｉ１とＩ２、ＳＣＭとＦＳＣＭ、Ｔ１とＴ１Ａ、Ｔ２とＴ２Ａ、Ｔ３とＴ３Ａ、Ｔ４とＴ４Ａ、Ｔ５とＴ５Ａ、Ｔ６とＴ６Ａ、ＡＮＤ１とＯＲ３、ＯＲ１とＡＮＤ２、ＯＲ２とＡＮＤ３、ＡＢＶ０１とＡＢＶ０９、ＢＬＷ０５ＮとＢＬＷ０５Ｐ。同様な動作を行うため、電界効果トランジスタＱ１及び上述した対の初めの素子の動作だけについて説明する。
図３において、第１の制御端子ＡＢＶ０１、第３の制御端子ＡＢＶ０９、第２の制御端子ＢＬＷ０５Ｎ及び第４の制御端子ＢＬＷ０５Ｐにおける電圧を線図Ｉ、II、III及びIVにそれぞれ示す。上述した制御端子の電圧は、後述するように、出力信号Ｖoの値及び／又は電源電圧ＳＶの値に依存する。出力信号Ｖoも各線図Ｉ、II、III及びIVにそれぞれ示す。図３の線図に示すように、出力電圧Ｖoが電源電圧ＳＶの１０％を超えると第１の制御端子ＡＢＶ０１における電圧は論理「ハイ」になり、出力電圧Ｖoが電源電圧ＳＶの９０％以上になると第３の制御端子ＡＢＶ０９の電圧は論理「ハイ」になり、出力電圧Ｖoが電源電圧ＳＶの５０％以下になると第２の制御端子ＢＬＷ０５Ｎの電圧は論理「ハイ」になる。第４の制御端子ＢＬＷ０５Ｐは、第３の制御端子ＡＢＶ０９の動作と同様である。
出力段の動作は以下の通りである。
初めに、出力信号Ｖoは第１の安定状態ＦＳＴ（論理「ハイ」）に、すなわち入力端子ＩＰの入力信号Ｖi並びに第１の制御端子ＡＢＶ０１及び第３の制御端子ＡＢＶ０９の電圧は論理「ハイ」にあるものとする。第２の制御端子ＢＬＷ０５Ｎの電圧は論理「ロー」とする。第１及び第２の論理オアゲートＯＲ１，ＯＲ２の出力部の電圧は論理「ハイ」となり、これにより第３及び第５のトランジスタＴ３，Ｔ５は非導通となる。第１の論理アンドゲートＡＮＤ１の出力部の電圧は論理「ロー」となり、電流源Ｉ１をオフに切り換える。第６のトランジスタＴ６は、その入力電極入力端子ＩＰに接続されているため、導通する。この結果、ゲートＧＮの電圧は論理「ロー」となり、電界効果トランジスタＱ１を非導通に維持し、これにより出力端子ＯＰの出力信号Ｖoを端子１の安定状態ＦＳＴに維持する。
次に、入力信号Ｖiが論理「ハイ」から論理「ロー」に変化するものとする。初めに、出力信号Ｖoは依然として第１の安定状態にあり、従って第１の制御端子ＡＢＶ０１及び第３の制御端子ＡＢＶ０９の電圧は依然として論理「ハイ」にあり、第２の制御端子ＢＬＷ０５Ｎの電圧は依然として論理「ロー」とする。この結果、電流源Ｉ１はオフに維持され、端子３のトランジスタＴ３は非導通状態を維持する。入力端子ＩＰにおける入力信号Ｖiは論理「ハイ」から論理「ロー」に変化し第２の制御入力ＢＬＷ０５Ｎの電圧は依然として論理「ロー」であるため、第２の論理オアゲートＯＲ２の出力部における電圧は論理「ハイ」から論理「ロー」に変化し第５のトランジスタＴ５は導通する。第６のトランジスタＴ６は、その入力電極が入力端子ＩＰに接続されているため、非導通となる。第４及び第５の両方のトランジスタＴ４，Ｔ５は導通するので、ゲート−ソースキャパシタ（図２において図示されていない）が充電され、ゲートＧＮの電圧を上昇させる。第４のトランジスタＴ４は電流リミッタとして動作する。従って、ゲートＧＮの電圧は急速には上昇せず、従って出力信号Ｖoが急速に変化するのが防止される。
図４において、線図Ｉは第１の安定状態ＦＳＴから遷移領域ＴＲＥを経て第２の安定状態に変化する出力信号Ｖoの漸近的近似を示す。線図IIは電界効果トランジスタＱ１の対応するゲート−ソース電圧Ｖ（ＧＮ）の漸近的近似を示す。図４に示すように、ゲート−ソース電圧Ｖ（ＧＮ）は論理「ロー」（文字Ｌで示す）から論理「ハイ」（文字Ｈで示す）に増大し、これにより出力信号Ｖoは第１の安定状態ＦＳＴから遷移領域ＴＲＥに変化する。出力信号Ｖoが電源電圧ＳＶの５０％以下に降下するまで、ゲート−ソース電圧Ｖ（ＧＮ）は論理「ハイ」を保持する。出力信号Ｖoが電源電圧ＳＶの５０％以下に降下すると、第２の制御端子ＢＬＷ０５Ｎの電圧は論理「ロー」から論理「ハイ」に変化する。この結果、第２の論理オアゲートＯＲ２の出力部の電圧は論理「ロー」から論理「ハイ」に変化し、これにより第５のトランジスタＴ５を非導通にし、第１の論理アンドゲートＡＮＤ１の出力は論理「ロー」から論理「ハイ」に変化し電流源Ｉ１をオンに切り換える。この結果、図４の線図IIに示すように、電界効果トランジスタＱ１のゲート−ソースキャパシタは放電しゲート−ソース電圧Ｖ（ＧＮ）を低下させる。第２のトランジスタＴ２は電流リミッタとして作用するので、ゲート−ソース電圧Ｖ（ＧＮ）は急速に低下せず、従って電界効果トランジスタＱ１の主電流通路を流れる電流は減少するがこの電界効果トランジスタＱ１は依然として導通する。電界効果トランジスタＱ１は依然として導通するので、出力信号ＶOは減少し続ける。図４に示すように、出力信号ＶO及びゲート−ソース電圧Ｖ（ＧＮ）の両方が降下する。出力信号ＶOが連続して減少するにもかかわらず、電界降下トランジスタＱ１は飽和状態を維持する。この理由は、ゲート−ソース電圧Ｖ（ＧＮ）の降下の結果として電界効果トランジスタＱ１のドレインとソース間の必要な最小電圧も降下するからである。これにより、電界降下トランジスタＱ１は急激にターンオフせず、出力端子ＯＰを流れる電流ＩLの急激な変化が回避されることになる。
出力信号Ｖoが電源電圧ＳＶの１０％以下に降下すると、第１の制御端子ＡＢＶ０１の電圧は論理「ハイ」から論理「ロー」に変化し、これにより第１の論理アンドゲートＡＮＤ１の出力部の電圧は論理「ハイ」から論理「ロー」に変化する。この結果、電流源Ｉ１はオフに切り替わる。入力端子ＩＰの入力信号Ｖi及び第１の制御端子ＡＢＶ０１の電圧の両方が論理「ロー」にあるので、第１の論理オアゲートＯＲ１の出力部の電圧は論理「ハイ」から論理「ロー」に変化し、これにより第３のトランジスタＴ３を導通させる。この結果、図４の線図IIに示すように、ゲート−ソース電圧Ｖ（ＧＮ）は再び上昇する。電界効果トランジスタＱ１はもはや飽和していない。しかしながら、これは、第１の電源電圧ＳＶ及び／又は出力信号ＶOにおける大きな電圧スパイクの結果によるものではない。この理由は、出力端子ＯＰを流れる電流ＩLが既に小さくなっているからである。出力信号Ｖoが電源電圧ＳＶの１０％以下に降下した場合にゲート−ソース電圧Ｖ（ＧＮ）を上昇させる目的は、電界効果トランジスタＱ１がその主電流通路を経て大きな直流電流を流すことができるようにするためであり、これにより出力信号ＶOを第２の安定状態に維持する。これは、抵抗性負荷が第２の電源端子２と出力端子ＯＰとの間に接続された場合に重要である。
図５は、出力段ＯＰＳの出力端子ＯＰから第１、第２、第３及び第４の制御信号ＡＢＶ０１，ＢＬＷ０５Ｎ，ＡＢＶ０９，ＢＬＷ０５Ｐを発生する比較手段ＣＭＰＭＳを出力段ＯＰＳと共に示す全体的な線図である。比較手段ＣＭＰＭＳは、出力端子ＯＰに結合した少なくとも１個の入力部及び４個の出力部を有する。これら４個の出力部の各々は第１、第２、第３又は第４の制御端子ＡＢＶ０１，ＢＬＷ０５Ｎ，ＡＢＶ０９，ＢＬＷ０５Ｐに接続する。比較手段ＣＭＰＭＳの目的は、図３に示す必要な４個の制御信号を上述した４個の制御端子に供給することである。比較手段ＣＭＰＭＳは、例えばバッファ及び／又はインバータで構成することができ、バッファ及び／又はインバータの入力トランジスタを適切な大きさとすることにより、これらバッファ及び／又はインバータの入力の論理「ロー」及び論理「ハイ」の値が適切に決定される。
トランジスタＴ１〜Ｔ６及びＴ１Ａ〜Ｔ６Ａは、図２に示す電界効果トランジスタの代わりにバイポーラトランジスタで構成することもできる。或いは、バイポーラトランジスタと電界効果トランジスタとの組合せも可能である。反対導電型のトランジスタも使用することができる。例えば、Ｐ型の電界効果トランジスタＴ３は、コレクタが第２の電源端子２に接続されエミッタがゲートＧＮに結合されているＮ型のバイポーラトランジスタで置換することができる。この場合、第１の論理オアゲートＯＲ１の出力部の電圧は反転させて上述したＮ型のバイポーラトランジスタのベースに結合する必要がある。ディジタル回路の論理ゲートは別の回路構成で構成することもできる。出力端子ＯＰと第１の電源端子１との間に結合した容量性負荷の代わりに、出力端子ＯＰと第１の電源端子１との間に及び／又は出力端子ＯＰと第１の電源端子２との間にいかなる種類の負荷も結合することができる。上述した出力信号ＶOの１０％、５０％及び９０％のレベルは、一例として選択したものであり別の％レベルで置き換えることができる。本出力段は、集積回路で構成することができ、或いは個別の回路素子により構成することもできる。
【図面の簡単な説明】
図１は、入力信号、出力信号、出力段の第１の電源端子と出力端子との間に容量性負荷が接続された場合の出力端子を流れる電流を示す１組の線図である。
図２は、本発明による出力段の回路図である。
図３は、出力段の制御信号の１組の線図である。
図４は、第１の安定状態から遷移領域を経て第２の安定状態に変化する出力信号及び出力段の電界効果トランジスタの対応するゲート−ソース電圧を示す１組の線図である。
図５は、本発明による出力段の出力端子から制御信号を発生させる比較手段と共に出力段を示す全体的な線図である。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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