(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の出力端間において直列に接続された第１の一対のスイッチング装置と、前記直流電源の出力端間において直列に接続された第２の一対のスイッチング装置と、前記直流電源に一端が接続された第１のキャパシタと、前記第１の一対のスイッチング装置の接続点と前記第１のキャパシタの他端との間に接続され高周波共振フィルタを形成する第２のインダクタ及び第２のキャパシタと、前記第２の一対のスイッチング装置の接続点と前記第１のキャパシタの他端との間に接続されリップル低減フィルタを形成する第１のインダクタと、第２のキャパシタの両端間に接続された高輝度放電ランプとを備え、ランプ始動モード中、前記リップル低減フィルタに接続された前記第２の一対のスイッチング装置はオフされ、前記高周波共振フィルタに接続された前記第１の一対のスイッチング装置は前記第１のキャパシタと共にハーフブリッジ構造で動作し、安定状態のランプ運転モード中、前記第１の一対のスイッチング装置と前記第２の一対のスイッチング装置とはフルブリッジ構造で動作することを特徴とする高輝度放電ランプの駆動回路。
【請求項２】
前記第１の一対のスイッチング装置は一対の高周波スイッチを含み、前記第２の一対のスイッチング装置は一対の高周波スイッチを含むことを特徴とする請求項１記載の高輝度放電ランプの駆動回路。
【請求項３】
前記第１の一対のスイッチング装置並びに前記高周波共振フィルタは、高周波共振モードスイッチとして動作して前記高輝度放電ランプを点灯することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の高輝度放電ランプの駆動回路。
【請求項４】
前記高周波共振モードスイッチは、前記高輝度放電ランプの絶縁破壊後、所定期間の時間の間だけ機能して、グロー状態時からアーク状態にスムーズに移行させることを特徴とする請求項３記載の高輝度放電ランプの駆動回路。
【請求項５】
前記高周波共振フィルタは２つのキャパシタを含むことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の高輝度放電ランプの駆動回路。
【請求項６】
前記複数のスイッチング装置は複数の高周波ＭＯＳＦＥＴを含むことを特徴とする請求項１記載の高輝度放電ランプの駆動回路。
【請求項７】
前記各高周波ＭＯＳＦＥＴは高速ダイオードを内部に有することを特徴とする請求項６記載の高輝度放電ランプの駆動回路。
【請求項８】
能動的なゼロ電流スイッチング体系で動作することを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載の高輝度放電ランプの駆動回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高輝度放電ランプの駆動回路、特に高輝度放電（ＨＩＤ）ランプの電子式安定器のための可変配列回路構造（トポロジー）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
電子式の高輝度放電ランプの安定器には、そのランプを駆動するためのはっきりと異なった２つの方法がある。第１の方法は、高周波の正弦波電流を用いてランプを駆動するものであり、第２の方法は、低周波の矩形波電流を用いてランプを駆動するものである。高周数の正弦波電流の方法は音響共鳴を起こす傾向がある。従って、高周波の方法には音響共鳴の問題が絡んでくるので、低周波の矩形電流波の動作が、電子式の高輝度放電ランプの安定器にとって好まれる技術である。
【０００３】
図７と図８の比較例に示すように、ランプに対して、非常に小さな高周波リップルを持つ低周波（１ｋＨｚ未満）の矩形波電流を発生させるために一般的に２つの基本的なアプローチがとられる。図７は、スイッチング要素、インダクタ、ダイオード及びキャパシタを含み、不連続なインダクタ電流モードで始動パルスを持つバックパワー（降圧式）レギュレータを示す。この場合、インダクタ（Ｌ１）における電流（ｉ）は、非常に大きな三角形状の高周波リップルを持つ。
【０００４】
１９９５年６月２７日付けのMelis 等の米国特許第５，４２８，２６８号は、実質的に図７の例に対応した一実施例を説明している。Melis 等の図面(Fig. 5A) に示されているように、インダクタ電流の平均的部分はランプへ流れる一方、インダクタ電流のＡＣ部分は、ランプの両側に跨るキャパシタ（Ｃ２０）によってフィルタされる。Melis 等の特許は、この特許におけるＣ２０のキャパシタンス及びＬ２０のインダクタンスの実際の値について何ら具体的に述べていない。しかし、ＡＣの高周波電流を十分にフィルタして許容可能なレベル以下にするために、またスイッチング効率のために不連続モード動作を維持するために、Ｃ２０のキャパシタンスは非常に大きくなければならず、Ｌ２０のインダクタンスは極めて小さくなければならない。その回路の特性インピーダンスは、Ｃ２０のキャパシタンスの大きな値及びＬ２０のインダクタンスの小さな値のために低い。共振電圧は、共振電流が乗じられた特性インピーダンスによって近似されることは知られている。従って、共振方法を使って高い始動電圧を発生させると、必然的に共振要素と駆動源スイッチにおいて高い循環共振電流の影響を受ける。例えば、Ｃが０．４７μＦに等しく、Ｌが８９０μＨに等しく、そしてＶｐがピーク値で３ｋＶに等しいとき、共振電流はピーク値で６９Ａとなる。明らかに、Melis 等の特許に開示されているようなパルス方法は、回路配置にとって、またここに開示されている動作モードにとってランプを始動する論理的方法にすぎない。
【０００５】
パルスモードでの始動の不利な点は、共通の出願人による米国特許第５，９３２，９７６号に明瞭に説明されている。図８に、米国特許第５，９３２，９７６号のものに類似した高周波共振始動モードを持ち、連続インダクタ電流モードを持つバックパワーレギュレータの比較例を示す。図８には、スイッチＱ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１〜Ｄ４と、インダクタＬ１と、キャパシタＣ１，Ｃａ，Ｃｂとが示されている。この場合、インダクタＬ１における電流は、低周波矩形電流に乗った非常に小さな三角形状の高周波リップルを持つ。インダクタ電流の平均的部分とインダクタ電流のＡＣ部分の両方がランプＬＭＰを貫流する。小さなキャパシタンスを持つ並列キャパシタＣ１は、始動電圧を発生させる目的のみに存在しており、また高周波リップルをフィルタする負担は、ほとんど全部インダクタＬ１に掛かっている。この構成の不利な点は、高周波の減衰が、コーナ周波数（コーナ周波数は、ランプＬＭＰのインピーダンスとＬ１のインダクタンスとによって形成される）よりも高い周波数に対してただ−２０ｄＢ／ディケード（対数ディケード）にすぎない点を考慮すると明らかになる。どんな音響共鳴の問題も回避するように十分にリップルを小さくするために、インダクタＬ１の物理的寸法と、インダクタンス自身とをかなり大きくしなければならない。大きなインダクタンスの副作用は、グローからアークへの移行時間が長くなることである。この構成のもう一つ別の不利な点は、スイッチ要素Ｑ１，Ｑ２が、スイッチのターンオンのインーターバル中、ハードスイッチングモードであるということである。必要なスイッチは、２０〜５０ｎＳオーダの逆回復時間で外付けの超高速なフリーホイールダイオードが必要となるので高価である。更に、スイッチング損失も比較的高い。
【０００６】
１９９０年２月２７日付けのAllison 等の米国特許第４，９０４，９０７号は、上述した連続モード動作の改良について開示し、そこでは、（Allison 等の図面(Fig. 5)に示されているように）ＬＣ並列共振回路網（Ｔ３０１の部分とＣ３０４，Ｃ３０５の組合わせ部）がバックインダクタ（Ｔ３０１の部分）に挿入されている。挿入されたＬＣ並列共振回路網は、バック動作周波数に共振周波数を持ち、バックパワーレギュレータの基本周波数が大幅に減衰される。Allison 等の回路の欠点は、減衰係数がバックコンバータの周波数変動に非常に敏感であると言う点である。
【０００７】
例えば、ＬＣ並列回路網のインピーダンスは、次のように計算される。
【０００８】
Zp(w)=|wLp/{1-(w/wp)2 }|
ここで、wpは並列ＬＣ共振周波数である。その共振周波数から１％と３％ずれた個所のインピーダンスは、各々Zp=(1.01wp)=50.2と、Zp=(1.03wp)=16.9となる。動作周波数における２％の地点の変動は、減衰インピーダンスを３の係数だけ変動させるものであり、それは、次に高周波リップルをほぼ同じ率だけ減衰させることになる。
【０００９】
上述の２つの特許の開示内容（米国特許第５，４２８，２６８号と米国特許第４，９０４，９０７号）では、電力を調整し且つ矩形電流をランプに供給するのに２段の変換が必要とされている。第１段は、ランプ電力を調整し、ウォーミング・アップのフェーズ中にはランプにおける電流を制限する。また、高周波リップルも第１段においてフィルタによって減衰される。第２段は、バックパワーレギュレータから直流出力を取り出し、その直流出力をランプ用の低周波矩形電流（ＡＣ）に変換するフルブリッジインバータである。パルス始動回路（イグナイタ）は、ランプを始動するために必ず必要とされている。
【００１０】
１９９０年３月２７日付けのNagase等の米国特許第４，９１２，３７４号は、この特許の主要な対象ではなく、またこの特許に具体的に記載されてはいないが、高周波共振始動技術について開示している。この構造、例えばNagase等の図面(Fig. 1, Fig. 3)において、電力制御段とインバータ段とがハーフブリッジ／フルブリッジの構造に組み合わされている。電力制御段は出力インバータと結合され、そして音響共鳴を防ぐために、ランプの両側に跨る出力インダクタＬ１及びキャパシタＣ１が、十分なフィルタをかけてランプ電流の高周波成分を最小に保たなければならない。このため、Ｃ１のキャパシタンスが１／１０μＦオーダーで大きくなっている。この配置回路は、高周波で駆動されランプが不点であるとき、インダクタ及びキャパシタによって形成された共振回路が高電圧を発生してランプを始動する。その回路には、大きなキャパシタンス値及び比較的小さなインダクタンス値によって非常に大きな循環電流が流れる。ランプが高周波動作であるとき、高周波電流がランプに発生する。低周波モード中、スイッチングパターンは、ランプ電力を制御し且つランプ電流を制限するものに変更される。基本的には、Nagase等の特許の開示内容は、共振始動を示唆している点を除いて、不連続モードの動作では、図７の比較例と同じような不利な点を有している。
【００１１】
２０００年２月１日付けのSun 等の米国特許第６，０２０，６９１号は、高輝度放電ランプの電子式安定器のための駆動回路を開示している。図９に、共振始動のための大きな循環電流の要求、連続モードで運転された場合の低効率、動作周波数に対するリップル感度、及びパルス始動の必要性に関連した諸問題の幾つかを扱うSun 等の回路の配線図を示す。
【００１２】
第１段のＬＣフィルタの設計は、第２段のＬＣフィルタに複雑につながっている。第１段のＬＣフィルタの共振周波数を第２段のＬＣフィルタの共振周波数よりも遥かに低くなるように強制的に選択せざるを得ない。このことは、より多数の回路構成部品が必要になって、コストを高め、寸法及び重量を大きくすることを示唆している。他方、回路効率をより高めるためのゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が受動的に達成されている。即ち、ＺＣＳは、Ｑ１とＱ２の能動的なスイッチングによるというよりもむしろインダクタＬ１と動作周波数の選択をすることで可能である。これは、これら２つの重要な回路パラメータの選択に制約を加えることになる。もう一つ別の重要な問題は、回路グランドの位置である。ランプ回路を精確に検知するために、グランドは２つのバスキャパシタの中心点に選ばれている。その結果、入力の力率修正の回路グランドと出力段のグランドとが異なった電位になる。それで、レベルシフト回路と光絶縁体とが必要となり、かくして装置を更に高価なものとし、信頼性を低下させることになる。更に、平均的なランプ電流が検知されているときには、極端な負荷状態におけるスイッチング装置の即時保護と、動作の移行モードとが不可となる。事態を更に悪化させているのは、ハーフブリッジ構成の状態の回路でもってランプを安定状態で駆動しているとき、必要とされる直流バス電圧が極めて高くなることである。このことは、スイッチング損失を更に大きくし、効率を低下させることになる。たとえ、ゼロ電流スイッチングが採用されたとしても、出力キャパシタンス装置（パワーＭＯＳＦＥＴ）がスイッチング損失を発生し、これら損失が更に高いバス電圧において増大する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、能動的なゼロ電流スイッチングを行い、従来技術に関連した問題を解決する高輝度放電ランプの駆動回路を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的に依れば、高輝度放電（ＨＩＤ）ランプの駆動回路は、ランプ始動モード及びランプ運転モードの状態に移行可能となっている。ＨＩＤランプの駆動回路は、直流電源の出力端間において直列に接続された第１の一対のスイッチング装置と、前記直流電源の出力端間において直列に接続された第２の一対のスイッチング装置と、前記直流電源に一端が接続された第１のキャパシタと、前記第１の一対のスイッチング装置の接続点と前記第１のキャパシタの他端との間に接続され高周波共振フィルタを形成する第２のインダクタ及び第２のキャパシタと、前記第２の一対のスイッチング装置の接続点と前記第１のキャパシタの他端との間に接続されリップル低減フィルタを形成する第１のインダクタと、第２のキャパシタの両端間に接続された高輝度放電ランプとを備え、ランプ始動モード中、前記リップル低減フィルタに接続された前記第２の一対のスイッチング装置がオフされ、前記高周波共振フィルタに接続された前記第１の一対のスイッチング装置が前記第１のキャパシタと共にハーフブリッジ構造で動作し、安定状態のランプ運転モード中、前記第１の一対のスイッチング装置と前記第２の一対のスイッチング装置とがフルブリッジ構造で動作する。
【００１５】
本発明の長所に依れば、スイッチング装置はＭＯＳＦＥＴでもよい。各ＭＯＳＦＥＴは、高速ダイオードを内部に有するものでもよい。
【００１７】
本発明の特徴は、第１の一対のスイッチング装置並びに高周波共振フィルタが、高周波共振モードスイッチとして動作して高輝度放電ランプを点灯することである。高周波共振モードスイッチは、高輝度放電ランプの絶縁破壊後、所定期間の時間の間だけ機能して、グロー状態時からアーク状態にスムーズに移行させる。
【００１８】
高周波共振フィルタは１またはそれ以上（例えば２つ等）のキャパシタを含んでもよい。
【００１９】
本発明の更に別の長所は、複数のスイッチング装置が能動的なゼロ電流スイッチング体系で制御されることである。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明について、その各種実施形態を例示した図面を参照しながら説明する。同様の参照符号は幾つかの図面に亘って同様の部品を示す。
【００２３】
図１に本発明の一実施形態を示す。図１に示すように、駆動回路は、回路制御部（図示せず）を通して駆動される電源（同図では直流電源）Ｖbus を有している。また、図１の回路の電源Ｖbus には、４つの高周波スイッチング装置Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４が接続されている。この実施形態では、高周波スイッチング装置Ｑ１〜Ｑ４は、例えばＭＯＳＦＥＴ等の高周波半導体装置から構成される。なお、本発明の技術的範囲及び／又は精神から逸脱しない限り、例えばバイポーラトランジスタ等の交播半導体装置でもよい。図１の例には、スイッチング装置Ｑ１〜Ｑ４は高周波ＭＯＳＦＥＴ装置として示されている。各高周波ＭＯＳＦＥＴ装置は、好適に高速なダイオード（ボディダイオードともいう）を内部に含んでいる。なお、これに限らず、ダイオードはＭＯＳＦＥＴ装置に外付けされる構成でもよい。
【００２４】
直列に接続されたインダクタＬ１，Ｌ２を含む配線がスイッチング装置Ｑ１とＱ２の間に接続されている。第１のインダクタＬ１と第２のインダクタＬ２の間には、第１のキャパシタＣ１を含む配線が接続されている。キャパシタＣ１の一方側はインダクタＬ１とＬ２の間に接続されている一方、キャパシタＣ１の他方側は抵抗器Ｒｓを介してグランドに接続されている。第２のキャパシタＣ２は、インダクタＬ２の後でランプと並列に接続されている。スイッチング装置Ｑ３，Ｑ４はランプの他方側に接続されている。スイッチング装置Ｑ２，Ｑ４は、一方側が抵抗器Ｒｓを介してグランドに接続されるように配置されている。
【００２５】
インダクタＬ２及びキャパシタＣ２は、ランプを始動してそれを点灯するように機能する共振フィルタを形成する。ランプの始動モードの動作中には、第２の一対のスイッチング装置Ｑ１，Ｑ２がオフに切り換えられる（図３の「無負荷（ランプ始動）参照」）。従って、インダクタＬ１、スイッチング装置Ｑ１及びスイッチング装置Ｑ２は、始動モード中には何ら役割を果たさない。結果的に、インダクタＬ２及びキャパシタＣ２が独立して機能する。即ち、始動モードの動作中には、（インダクタＬ２及びキャパシタＣ２によって形成された）共振フィルタが、“デカップル（バイパス）”され、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１から効果的にその回路が外される（アイソレートされる）。
【００２６】
図２に本発明の別の実施形態を示す。この実施形態では、追加のキャパシタＣ１ｂが、ランプ回路により優れた検知能力をもたらすために設けられる。始動モード中、キャパシタＣ１ａ，Ｃ１ｂはハーフブリッジ回路のキャパシタとして機能する。その回路は、第１の一対のスイッチング装置Ｑ３，Ｑ４と組み合わさってハーフブリッジ回路構造を形作る。スイッチング装置Ｑ３，Ｑ４は、インダクタＬ２及びキャパシタＣ２によって形成された共振フィルタの共振周波数近くでスイッチされる。スイッチング周波数は、共振フィルタの標準共振周波数近辺で変更される。
【００２７】
図３に、ランプの始動モード中に周波数変調を含む、本発明のためになされた一型式のスイッチング体系（方式）を示す。周波数変調は、回路構成要素の許容公差を処理し、またスイッチング周波数が共振周波数に接近しすぎて保持されないことを確実にする。結果的に、ＨＩＤランプを始動する（ほぼ３ｋＶに近い）高いピーク電圧は、それらの電圧ピークが余りにも高くなる危険性を伴わずに発生される。
【００２８】
図４に、ＨＩＤランプが始動モードで駆動されるときにこの発明によって生成される共振始動ランプ電圧の波形を示す。共振フィルタの共振周波数に近い一定の周波数でランプを始動することができる点に注目される。
【００２９】
ランプの絶縁破壊に続いて、制御回路は、例えば関連した制御論理又はタイマ（図示せず）によって設定される所定期間の時間の間、図３に示すように、その共振周波数体系を続行する。そのような（例えば米国特許第５，９３２，９７６号に示されているような）コントローラは、当業者によって知られているので、ここでは説明を省く。これで、ランプのグロー状態（ランプが始動モードの動作で始動されるときに生じる）からランプのアーク状態（ランプが通常モードの動作で駆動されるときに生じる）にスムースに移行できるようになる。更に、もしランプが絶縁破壊してから消弧すると、共振イグナイタは、ランプに３ｋＶのパルスを発生するように再度動作する。
【００３０】
ランプが点灯した後や、グローからアークへ成功裏に移行した後には、そのスイッチング体系は通常モードの動作に変更される。その動作の通常モード（例えばランプの運転モード）では、スイッチング装置Ｑ１，Ｑ２は、所定の高周波（限定はされないが、例えば約７５ｋＨｚ等）で交互にオンとオフに切り換えられる一方、スイッチング装置Ｑ３，Ｑ４は、図３に示すように、好ましくは、ランプ電圧及び電流の波形の所望の動作周波数（例えば約２００Ｈｚ）にほぼ等しい所定の低周波（限定はされないが、例えば約２００Ｈｚ等）でオンとオフに切り換えられる。
【００３１】
この時点で、回路は標準的なフルブリッジ回路のように機能する。低周波（例えば約２００Ｈｚ）の周期の１／２では、スイッチング装置Ｑ１は、限定されないが例えば約７５ｋＨｚに近い高周波でオンとオフに交互に切り換えられる一方、スイッチング装置Ｑ４は、オンに切り換えられる。その半分の周期中、スイッチング装置Ｑ２，Ｑ３は、オフに切り換えられる。その他の半分の周期中は、スイッチング装置Ｑ１，Ｑ４はオフに切り換えられ、そしてスイッチング装置Ｑ２，Ｑ３はオンに切り換えられる。この実施形態では、スイッチング装置Ｑ２は高周波スイッチから構成され、スイッチング装置Ｑ３は低周波スイッチから構成される。なお、本発明の技術的範囲及び／又は精神から逸脱しない限り変更が行われるものと理解される。
【００３２】
図５に通常（定常状態）モードの動作中のランプ電流及び電圧の波形を示す。
【００３３】
高周波スイッチング装置Ｑ１，Ｑ２のパルス幅は、ランプ電圧を検知することによって閉ループ制御で決定される。例えば、この電圧は、ランプ端子間にて直接微分的に検知される。代わりに、電圧変化はまた、図１と図２に示すように、キャパシタＣ１又はＣ１ｂ間にて検知され得る。ランプ電圧がキャパシタＣ１ｂ間にて検知されると、このキャパシタの両端間の電圧は、スイッチング装置Ｑ１，Ｑ４がオンに切り換えられている始動モードの波形の１／２周期中のみでＶlampに等しくなる。かくして、ただその１／２周期のみからの情報が、制御回路によって使用される。電圧ループが非常に低い帯域幅ループとになっているので、これは妥当である。閉ループにおいてパルス幅を決定することによって、スイッチング装置Ｑ１又はスイッチング装置Ｑ２のいずれかのターンオフの瞬間が決められる。
【００３４】
スイッチング装置Ｑ１，Ｑ２がオンに切り換えられる時点（例えば、瞬間）は、能動的なゼロ電流スイッチング体系（ＺＣＳ）を使用して決定されるが、その体系（ＺＣＳ）は、当業者に知られているので、ここでは詳細な説明を省く。能動的なＺＣＳは、出力段に関して約９５％に近い非常に高い効率を持つ。スイッチング装置Ｑ１，Ｑ２の接続点（例えばスイッチング装置Ｑ１，Ｑ２に接続されたインダクタＬ１の端子）の電位は、監視（検知）され、またその電位は、ＺＣＳが生じる瞬間を決定し、スイッチング装置Ｑ１又はスイッチング装置Ｑ２のいずれかをオンに切り換えるために使用される。
【００３５】
インダクタＬ１の能動的なＺＣＳの長所（臨界不連続電流動作）を説明する。スイッチング装置Ｑ１がオンであるとき、電流はフィードバックループによって決められる所定の設定レベルまで増大して行く。次いでスイッチング装置Ｑ１はオフに切り換えられる。インダクタＬ１における電流は、急激に変化できないので、インダクタＬ１における電流がゼロになるまで、その電流はスイッチング装置Ｑ２のボディダイオードを通して流れ続ける。この時点で、スイッチング装置Ｑ１が再度オンに切り換えられる。かくして、スイッチング装置Ｑ１における電流は、ゼロから増大し始める。スイッチング装置Ｑ１のためのこの作動モードは、能動的なＺＣＳ体系と称され、図６に図示されている。能動的なＺＣＳは、無駄時間の無い、クリーンでリニアな電圧検知信号を保証する。この動作は、ランプ電圧検知信号に基づいた閉ループ制御にとって重要である。スイッチング装置Ｑ２にもそれが能動的なＺＣＳにあるとき、同じ事が当てはまる。理想的には、ＺＣＳは、オンへの切換インターバル中には損失がゼロで、それで回路の効率を高めることになる。
【００３６】
上記説明は、本発明の特定の実施形態を説明してきたが、本発明の修正は、当業者には容易に明らかになり、また意図的に、本発明の技術的範囲は、添付された特許請求の範囲によってのみ確定されるものである。
【００３７】
【発明の効果】
以上のことから明らかなように、能動的なゼロ電流スイッチングを行い、上述の従来技術に関連した問題を解決することができた。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る回路の基本的な配線図である。
【図２】本発明に係る代替回路の基本的な配線図である。
【図３】本発明に係るゲート駆動スイッチング体系（方式）の基本的なタイミングチャートである。
【図４】Ｑ３とＱ４が共振周波数近くでスイッチされるときに、Ｌ２−Ｃ２の共振フィルタによって発生される高周波始動電圧の包絡線を示す図である。
【図５】定常状態作動における矩形波ランプ電流及びランプ電圧を示す図である。
【図６】インダクタＬ１におけるＺＣＳ／臨界−不連続電流波形を示す図である。
【図７】連続電流モードの高輝度放電ランプの安定器のブロック線図である。
【図８】連続電流モードの高輝度放電ランプの安定器のブロック線図である。
【図９】高輝度放電ランプの電子式安定器用の公知の駆動回路の基本的な配線図である。
【符号の説明】
ＬＡＭＰ  高輝度放電ランプ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４  高周波スイッチング装置
Ｌ１，Ｌ２  インダクタ
Ｃ１，Ｃ２  キャパシタ
【図１】
0004096538.tif 000002
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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