(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
所定周波数を有する搬送波信号を入力データ信号の論理レベルに応じて断続的に出力することによりＡＳＫ変調信号を生成するＡＳＫ変調回路であって、
前記搬送波信号を発生する発振回路と、
前記入力データ信号のデューティ比を調整してデューティ調整データ信号を得る調整回路と、
前記デューティ調整データ信号の論理レベルに応じて前記搬送波信号を断続的に出力することにより前記ＡＳＫ変調信号を生成するスイッチング手段と、を有することを特徴とするＡＳＫ変調回路。
【請求項２】
前記スイッチング手段は、ガリウム砒素電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項１記載のＡＳＫ変調回路。
【請求項３】
前記調整回路は、デューティ比の調整量を設定するデューティ比調整電圧を発生するデューティ比調整電圧発生回路と、
前記入力データ信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジ部でのレベル変化を緩やかにした低域データ信号を生成する低域通過フィルタと、
前記低域データ信号の信号レベルが前記デューティ比調整電圧よりも高い期間中は第１論理レベルに対応した信号、低い期間中は前記第１論理レベルとは異なる第２論理レベルに対応した信号を前記デューティ調整データ信号として生成するコンパレータと、からなることを特徴とする請求項１記載のＡＳＫ変調回路。
【請求項４】
前記調整回路は、前記入力データ信号の立ち上がり及び立ち下がりエッジ部でのレベル変化を緩やかにした低域データ信号を生成する低域通過フィルタと、
前記低域データ信号の振幅レベルをデューティ比の調整量に応じた分だけ調整したレベル調整データ信号を得るレベル調整手段と、
前記レベル調整データ信号の信号レベルが飽和電圧より高い期間中は第１論理レベルに対応した信号、低い期間中は前記第１論理レベルとは異なる第２論理レベルに対応した信号を前記デューティ調整データ信号として生成するトランジスタと、からなることを特徴とする請求項１記載のＡＳＫ変調回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明は属する技術分野】
本発明はＡＳＫ(Amplitude Shift Keying)変調回路に関し、特に、無線通信システムに適用して好適なＡＳＫ変調回路に関するものである。
【０００２】
【背景技術】
現在、有料道路等の料金所で、無人にて、かつ車両を停止させることなく、料金の徴収を行えることができるＥＴＣ（Electric Toll Collection: ノンストップ自動料金収受）システムが注目されている。ＥＴＣシステムは、道路脇に設置された無線ビーコンと、車載端末装置との間での無線交信により、車両の所有者の銀行口座から自動的に通行料金の引落としを実施させるものである。この際、上記無線交信での変調方式としては、例えば５．８[ＧＨｚ]帯を利用したＡＳＫ変調方式が用いられる。
【０００３】
ＡＳＫ変調方式では、無線送信すべきデータが論理レベル“Ｈ”である場合にはその期間だけ電波を送出し、論理レベル“Ｌ”である場合にはその期間中は電波の送出を停止させることにより、データ通信を確立させるものである。
図１は、従来のＡＳＫ変調回路の構成を示す図である。
図１において、局部発振回路１は、５．８［ＧＨｚ］帯の無線搬送波信号（以下、単に搬送波信号と称する）を発生してこれをバッファアンプ２に供給する。バッファアンプ２は、かかる搬送波信号を増幅した増幅搬送波信号を、変調器としてのガリウム砒素(GaAs)−電界効果トランジスタ５(以下、ＦＥＴ５と称する)のゲート端子Ｇに供給する。送信すべきディジタルの入力データ信号は入力端子３及び高周波チョークコイル４を介してＦＥＴ５のドレイン端子Ｄに供給される。ＦＥＴ５のソース端子Ｓは接地されている。
【０００４】
上記構成によれば、入力端子３を介して入力された入力データ信号が論理レベル"Ｈ"である期間中は、ＦＥＴ５に電源が供給された状態となる。よって、ＦＥＴ５は、そのゲート端子Ｇに供給された上記増幅搬送波信号をドレイン端子Ｄを介して電力増幅回路６に送出する。一方、入力端子３を介して入力されたデータ信号が論理レベル"Ｌ"である期間中は、ＦＥＴ５に電源が供給されない状態となる。よって、この際、ＦＥＴ５は、そのゲート端子Ｇに供給された上記増幅搬送波信号を大幅に減衰させて電力増幅回路６に送出することになる。
【０００５】
すなわち、ＦＥＴ５は、入力データ信号が論理レベル“Ｈ”である期間中は、バッファアンプ２から供給された増幅搬送波信号を電力増幅回路６に送出する一方、この入力データ信号が論理レベル“Ｌ”である期間中は、上記増幅搬送波信号を電力増幅回路６に送出するのを停止するのである。かかる動作により、ＦＥＴの出力側(ドレイン端子Ｄ)には、入力データ信号の論理レベルの変化に同期して断続する搬送波信号、すなわち、５．８［ＧＨｚ］帯のＡＳＫ変調信号が得られることになる。
【０００６】
変調器としてのＦＥＴ５から送出された上記５．８［ＧＨｚ］帯のＡＳＫ変調信号は、電力増幅回路６により所定の電力レベルまで増幅されてから帯域通過フィルタ７に供給される。帯域通過フィルタ７は、この増幅されたＡＳＫ変調信号中から、通信に不要なスプリアス放射成分を除去したものをアンテナ端子９を介してアンテナ素子(図示せず)に供給する。アンテナ素子は、この帯域通過フィルタ７から供給された、スプリアス放射成分の除去されたＡＳＫ変調信号を電波として放射する。
【０００７】
ここで、上記入力データ信号とは、下記の式に示されるが如き特性を有する、マンチェスタ符号化された伝送速度２.０４８［ＭＨｚ］の短形波である。
10・log10［sin4（πf/2・106）／（πf/2・106)2］
よって、かかる入力データ信号により、上述した如くＦＥＴ５をＯＮ／ＯＦＦ動作させて５．８［ＧＨｚ］帯の搬送波信号をそのままＡＳＫ変調すると、変調波の周波数において無限大に広がったスペクトラムを有するものとなる。そこで、周波数資源を有効活用するには、復調時においてディジタルデータ信号への復元性を確保できる程度に、変調波を帯域制限する必要がある。この際、変調波の帯域制限は、
(1)入力データ信号の短形波を構成する周波数成分のうち、低周波帯域のみを
帯域通過フィルタ７によって通過させる。
【０００８】
(2)帯域制限された入力信号の振幅電圧に対して線形関係となるように、ＦＥＴ５で搬送波信号の包絡線を変化させた変調波を出力する。
等の手段によって実現できる。
図２は、上記手段を採用して帯域制限を行った従来方式のＡＳＫ変調回路の構成を示す図である。
【０００９】
尚、図２に示す構成は、図１に示される構成に、インピーダンス変換とＦＥＴ５の動作に必要な電流を確保するための電流増幅を行うドライバ１０、入力データ信号の短形波を構成する周波数成分のうち低周波帯域のみを通過させる帯域制限フィルタ１１を追加したものである。入力端子３に入力された入力データ信号はドライバ１０、帯域制限フィルタ１１及び高周波チョークコイル４を介してＦＥＴ５のドレイン端子Ｄに供給される。
【００１０】
かかる構成により、図２に示す変調器としてのＦＥＴ５は、上記帯域制限フィルタ１１によって帯域制限された入力データ信号の振幅電圧に対して線形関係を保つように、局部発振部１からの搬送波信号の包絡線を変化させる。
しかしながら、上述した従来のＡＳＫ変調回路には、以下に示す如き問題点があった。
【００１１】
ＡＳＫ変調回路に用いられる変調器としてのＦＥＴ５は非線形素子の為、図３に示す如きドレイン・ソース間電圧対出力電圧特性を有する。よって、図３に示す如き線形動作領域外でＦＥＴ５を動作させると、帯域制限された入力データ信号の振幅電圧波形と、ＡＳＫ変調信号の電圧波形の包絡線との間には線形関係が保てなくなる。
【００１２】
図４は、ＡＳＫ変調信号の電圧波形の包絡線を入力データ信号の論理レベルの推移毎に時間的に重ねて表した場合のアイパターンを示す図である。
尚、図４(ａ)は、ＦＥＴ５を非線形動作領域で動作させたが故に、その非線形特性によってＡＳＫ変調信号の電圧波形に歪みが生じた場合のアイパターンを示す図である。一方、図４(ｂ)は、ＦＥＴ５を線形動作領域で動作させた場合のアイパターンを示す図である。
【００１３】
図４(ｂ)に示す如く、ＡＳＫ変調信号の波形に歪みが無ければ、入力データ信号が論理レベル"Ｈ"から"Ｌ"、及び"Ｌ"から"Ｈ"へと推移した際における、ＡＳＫ変調信号のクロスポイントＢ又はＣでの電圧値は、ＡＳＫ変調信号の振幅最大と最小の中間値となる。一方、ＡＳＫ変調信号の電圧波形に歪みがあると、上記クロスポイントでの電圧値は、図４(ａ)に示す如く、ＡＳＫ変調信号の振幅最大と最小の中間値とは一致しなくなる。
【００１４】
このようなＡＳＫ変調信号を受信して復調を行う復調部では、かかるＡＳＫ変調信号に対して包絡線検波を行うことで高周波信号成分を除去してから、２値化を行う。復調部に設けられている２値化回路は、上記検波後のアナログ信号が所定の閥値電圧よりも大である期間中は論理レベル"Ｈ"、小である期間中は論理レベル"Ｌ"となる信号を復調データ信号として出力する。
【００１５】
従って、上記入力データ信号のデューティ比が"１"、つまり、入力データ信号が論理レベル"Ｈ"である期間と"Ｌ"である期間との比が"１"である場合には、２値化回路は、デューティ比"１"の復調データ信号を出力しなければならない。
この際、ＡＳＫ変調信号の波形が図４（ｂ）の場合には、クロスポイントＢ又はＣでの電圧値は、ＡＳＫ変調信号の振幅最大値と振幅最小値との中間電圧Ｖsに等しい。そこで、上記２値化回路では、この中間電圧Ｖsを上記閥値電圧として用いて前述した如き２値化を実施するようにしている。かかる２値化によれば、入力データ信号と同一デューティ比を有するデータ信号を復調することができる。
【００１６】
ところが、クロスポイントが振幅最大値と振幅最小値との中間電圧Ｖsよりも高電圧側にある例えば図４（ａ）に示すが如きＡＳＫ変調信号に対して、上記中間電圧Ｖsなる閥値電圧にて２値化を行うと、デューティ比は"１"よりも小さくなってしまう。
従って、トランジスタ(ＦＥＴ５)の非線形領域を使用してＡＳＫ変調を行うと、上記クロスポイントでのレベルが変調信号の振幅最大値と振幅最小値との中間値からズレてしまう為、復調側において正しく２値化を行うことができなくなるという問題が発生した。尚、線形動作領域のみでトランジスタを動作させれば上記問題点は解消されるが、この線形動作領域のみで前述した如き変調動作を実現させるには、比較的大型で電力消費の大なるトランジスタを用いる必要がある。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はかかる問題点を解決すべく為されたものであり、小型、低消費電力であり、かつ２値化データ信号の復調を高精度に実施させることが可能なＡＳＫ変調回路を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明によるＡＳＫ変調回路は、所定周波数を有する搬送波信号を入力データ信号の論理レベルに応じて断続的に出力することによりＡＳＫ変調信号を生成するＡＳＫ変調回路であって、前記搬送波信号を発生する発振回路と、前記入力データ信号のデューティ比を調整してデューティ調整データ信号を得る調整回路と、前記デューティ調整データ信号の論理レベルに応じて前記搬送波信号を断続的に出力することにより前記ＡＳＫ変調信号を生成するスイッチング手段と、を有する。
【００１９】
【作用】
入力データ信号のデューティ比を変更してからＡＳＫ変調を施すことにより、ＡＳＫ変調器としてのトランジスタの非線形特性の影響による変調信号のクロスポイントのずれを補正する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明によるＡＳＫ変調回路の実施例を図面を参照しつつ説明する。
図５は、本発明によるＡＳＫ変調回路の構成を示す図である。
図５において、局部発振回路１は、５．８[ＧＨｚ]帯の搬送波信号を発生してこれをバッファアンプ２に供給する。バッファアンプ２は、かかる搬送波信号を増幅した増幅搬送波信号を、変調器としてのガリウム砒素−電界効果トランジスタ５(以下、ＦＥＴ５と称する)のゲート端子Ｇに供給する。
【００２１】
送信すべく入力された図６に示す如きディジタルの入力データ信号は、入力端子１０２を介して低域通過フィルタ１０３、コンパレータ１０４及びデューティ比調整電圧発生回路１０５からなるクロスポイント調整回路１００に供給される。
低域通過フィルタ１０３は、互いに直列に接続されたコイルＬ１及びＬ２と、一端が接地されておりその他端が夫々、コイルＬ１の一端、コイルＬ１の他端(Ｌ２の一端)、及びコイルＬ２の他端に接続されているコンデンサＣ１〜Ｃ３とからなる低域通過フィルタである。かかる構成により、低域通過フィルタ１０３は、上記入力データ信号の短形波を構成する高調波成分を取り除いて、その矩形波の立ち上がり及び立ち下がりエッジ部でのレベル変化を緩やかにした図６に示す如き低域データ信号ＬＤを生成し、これをコンパレータ１０４に供給する。尚、図６に示す低域データ信号ＬＤでは、説明の都合上、入力データ信号を論理反転させた際に得られるであろう帯域制限データ信号の波形をも時間的に同一位置に重ね合わせて示している。
【００２２】
デューティ比調整電圧発生回路１０５は、直流電圧Ｖcを抵抗Ｒ１とＲ２とによって分圧した電圧をデューティ比調整電圧Ｖrとして発生し、これをコンパレータ１０４に供給する。
コンパレータ１０４は、上記低域データ信号ＬＤが上記デューティ比調整電圧Ｖrよりも高レベルである期間中は論理レベル"Ｈ"、低レベルである期間中は論理レベル"Ｌ"に対応した電圧を有するデューティ調整データ信号ＤＤを生成し、これをドライバ１０に供給する。尚、コンパレータ１０４としては、ヒステリシス特性の無いものを用いる。
【００２３】
次に、上述した如き低域通過フィルタ１０３、コンパレータ１０４及びデューティ比調整電圧発生回路１０５からなるクロスポイント調整回路１００の動作について、図６を参照しつつ説明する。
先ず、デューティ比調整電圧発生回路１０５において、デューティ比調整電圧Ｖrが図６に示す電圧Ｖ1となるように抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値を設定した場合には、コンパレータ１０４は、図６(ａ)に示す如きデューティ調整データ信号ＤＤを生成する。すなわち、この際、コンパレータ１０４は、図６に示す低域データ信号ＬＤのレベルが上記電圧Ｖ1よりも高い期間中は論理レベル"Ｈ"、低い期間中は論理レベル"Ｌ"となるデューティ調整データ信号ＤＤを生成するのである。
【００２４】
又、デューティ比調整電圧発生回路１０５において、デューティ比調整電圧Ｖrが図６に示す電圧Ｖ2となるように抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値を設定した場合には、コンパレータ１０４は、図６(ｂ)に示す如きデューティ調整データ信号ＤＤを生成する。すなわち、この際、コンパレータ１０４は、図６に示す低域データ信号ＬＤのレベルが上記電圧Ｖ2よりも高い期間中は論理レベル"Ｈ"、低い期間中は論理レベル"Ｌ"となるデューティ調整データ信号ＤＤを生成するのである。
【００２５】
又、デューティ比調整電圧発生回路１０５において、デューティ比調整電圧Ｖrが図６に示す電圧Ｖ3となるように抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値を設定した場合には、コンパレータ１０４は、図６(ｃ)に示す如きデューティ調整データ信号ＤＤを生成する。すなわち、この際、コンパレータ１０４は、図６に示す低域データ信号ＬＤのレベルが上記電圧Ｖ3よりも高い期間中は論理レベル"Ｈ"、低い期間中は論理レベル"Ｌ"となるデューティ調整データ信号ＤＤを生成するのである。
【００２６】
以上の如く、クロスポイント調整回路１００は、デューティ比調整電圧発生回路１０５において生成したデューティ比調整電圧Ｖrに応じた分だけ、入力データ信号のデューティ比を例えば図６(ａ)〜図６(ｃ)の如く調整するのである。そして、クロスポイント調整回路１００は、この入力データ信号のデューティ比を調整したデューティ調整データ信号ＤＤをドライバ１０に供給する。
【００２７】
ドライバ１０は、上記デューティ調整データ信号ＤＤに対してＦＥＴ５の動作に必要な電流を確保するための電流増幅を行って、これを帯域制限フィルタ１１に供給する。帯域制限フィルタ１１は、この電流増幅されたデューティ調整データ信号ＤＤの帯域制限を行い、これを高周波チョークコイル４を介してＦＥＴ５のドレイン端子Ｄに供給する。図６(ｇ)は、上記デューティ調整データ信号ＤＤの波形が図６(ｃ)に示す如き形態である場合に、上記帯域制限フィルタ１１から出力されるデータ信号波形を示す図である。
【００２８】
ＦＥＴ５は、帯域制限フィルタ１１から供給されたデータ信号が論理レベル"Ｈ"である期間中は、バッファアンプ２から供給された増幅搬送波信号をそのままＡＳＫ変調信号として電力増幅回路６に送出する。一方、帯域制限フィルタ１１から供給されたデータ信号が論理レベル"Ｌ"である期間中は、ＦＥＴ５は、上記増幅搬送波信号を電力増幅回路６に送出するのを停止する。かかる動作により、ＦＥＴ５の出力側(ドレイン端子Ｄ)からは、デューティ調整データ信号ＤＤの論理レベルの変化に同期して断続して出力される搬送波信号、すなわち、５．８［ＧＨｚ］帯のＡＳＫ変調信号が得られる。
【００２９】
この際、高周波チョークコイル４を介してＦＥＴ５のドレイン端子Ｄに供給されたデータ信号の波形は図６(ｇ)に示す如く、低域データ信号ＬＤに対して歪んでいる。ところが、これをＡＳＫ変調すると、ＦＥＴ５の非線形特性の影響により、図７のアイパターンに示す如く、ＡＳＫ変調信号のクロスポイントＢ又はＣでの電圧値は、その振幅最大値ＶMAXと振幅最小値ＶMINとの中間値(ＶMAX＋ＶMIN)／２にほぼ等しくなる。
【００３０】
すなわち、クロスポイント調整回路１００でのデューティ比調整により、ＡＳＫ変調信号のクロスポイントでの電圧値は、その振幅最大値と振幅最小値との中間値と等しくなるように調整されるのである。
このＡＳＫ変調信号が、電力増幅回路６、帯域通過フィルタ７及びアンテナ端子９を介してアンテナ素子(図示せず)に供給され、かかるアンテナ素子によって電波として放射される。よって、上記ＡＳＫ変調信号を受信して復調する復調回路では、このＡＳＫ変調信号に対して、その振幅最大値と振幅最小値との中間電圧を閥値電圧として用いて２値化を行えば、元のデータ信号と同一デューティ比を有するデータ信号を復調することが可能となる。
【００３１】
要するに、本発明によるＡＳＫ変調回路では、変調器として用いるトランジスタ(ＦＥＴ５)の非線形特性の影響による変調信号のデューティ比のずれを見越して、送信すべき入力データ信号のデューティ比を調整する。これにより、変調信号のアイパターンでのクロスポイントを図７に示す如く、変調信号の振幅最大値と振幅最小値との中間値近傍に調整できるようにしたのである。従って、かかるＡＳＫ変調回路によれば、例えトランジスタの非線形動作領域を用いてＡＳＫ変調を行っても、その復調時における２値化精度を高めることが可能になる。
【００３２】
図８は、本発明の他の実施例によるＡＳＫ変調回路の構成を示す図である。
尚、図８に示すＡＳＫ変調回路においては、図５に示すクロスポイント調整回路１００に代わりクロスポイント調整回路１００'を採用したものであり、その他の構成は、図５に示すものと同一である。よって、以下に、クロスポイント調整回路１００'の動作のみ説明する。
【００３３】
クロスポイント調整回路１００'の低域通過フィルタ１０３は、入力端子１０２を介して供給された入力データ信号の高調波成分を取り除いて、その立ち上がり及び立ち下がりエッジ部でのレベル変化を緩やかにした図６に示す如き低域データ信号ＬＤを生成する。抵抗Ｒ３及びＲ４からなる分圧部は、デューティ比の調整量に応じただけ低域データ信号ＬＤの信号レベルを調整して得た調整データ信号をトランジスタＱ１のベース端子に供給する。トランジスタＱ１のコレクタ端子には、抵抗Ｒ５を介して直流電圧Ｖcが印加されており、そのエミッタ端子は接地されている。トランジスタＱ１は、上記調整データ信号の信号レベルが飽和電圧(例えば、0.6ボルト)より大となった場合にオン状態となる一方、この調整データ信号の信号レベルが飽和電圧より低い場合にはオフ状態となる。よって、トランジスタＱ１がオン状態である場合には、論理レベル"Ｌ"に対応した接地電圧(０ボルト)を有する信号がコレクタ端子を介してインバータＩＶに供給される。一方、トランジスタＱ１がオフ状態にある場合には、論理レベル"Ｈ"に対応した直流電圧Ｖcを有する信号がコレクタ端子を介してインバータＩＶに供給される。インバータＩＶは、上述した如くトランジスタＱ１から供給された信号の論理レベルを反転した信号をデューティ調整データ信号ＤＤとしてドライバ１０に供給する。
【００３４】
上記クロスポイント調整回路１００'では、トランジスタＱ１の飽和電圧が、低域データ信号ＬＤを２値化する際の閥値となる。この際、上記分圧部(抵抗Ｒ３及びＲ４)によって低域データ信号ＬＤの信号レベルを調整することにより、論理レベル"Ｈ"及び"Ｌ"各々の期間比、つまりデューティ比を変更した図６(ａ)〜図６(ｃ)に示す如きデューティ調整データ信号ＤＤを得るのである。
【００３５】
以上の如く、上記クロスポイント調整回路１００'では、図５に示すコンパレータ１０４に代わり、安価で、かつ高速動作が可能なトランジスタを用いることにより、クロスポイント調整回路１００と同様なクロスポイント調整を実現している。よって、図８に示すクロスポイント調整回路１００'によれば、図５に示すクロスポイント調整回路１００に比して低価格、かつ高周波数データ信号に適応可能なＡＳＫ変調回路を提供できるようになる。
【００３６】
尚、上記実施例においては、デューティ調整データ信号ＤＤのデューティ比は、図６に示す如き閥値電圧としてのデューティ比調整電圧Ｖrに依存したが、閥値電圧の大きさによって変わるデューティ比の大きさは一定とはならない。
例えば、図６に示す如く、閥値電圧としてのデューティ比調整電圧Ｖrを電圧Ｖ1から電圧Ｖ2に変更した場合に、低域データ信号ＬＤの電圧がデューティ比調整電圧Ｖrよりも大きくなる期間は、図６に示す期間Ｔ１である。同様に、かかる閥値電圧を電圧Ｖ1から電圧Ｖ3に変更した場合に、低域データ信号ＬＤの電圧がこの閥値電圧よりも大きくなる期間は、図６に示す期間Ｔ２である。この際、期間Ｔ１又はＴ２は一定ではなく、特に閥値の調整により実用的にデューティ比を可変できる範囲は"１"よりも小さい場合に限られ、デューティ比が"１"に近い場合の調整は難しい。この事は、比較的その線形性が良好で歪みが小さいが故に、クロスポイントの調整が微量で済む変調器を調整対象とした場合には、上述の実施例では調整が困難であることを示している。
【００３７】
この様な場合には、帯域制限フィルタ１１のカットオフ周波数を変更し、入力データ信号の帯域制限を変えることで対応できる。フィルタのカットオフ周波数が高い場合、フィルタを通過する周波数成分が増える為、フィルタを通過した信号の電圧波形は入力される信号の電圧波形に近くなってくる。そのため、閥値電圧の変化によるデューティ比の変化が小さくなり、微調整が可能となるのである。
【００３８】
【発明の効果】
以上、詳述した如く本発明によるＡＳＫ変調回路においては、搬送波信号を発生する発振回路と、入力データ信号のデューティ比を調整してデューティ調整データ信号を得る調整回路と、デューティ調整データ信号の論理レベルに応じて上記搬送波信号を断続的に出力することによりＡＳＫ変調信号を生成するスイッチング手段と、を有する構成となっている。上記デューティ比の調整によれば、スイッチング手段の非線形特性の影響による変調信号のクロスポイントのずれを補正することが可能となる。
【００３９】
従って、本発明によれば、スイッチング手段の非線形動作領域を利用してＡＳＫ変調を実施しても正確に２値化データ信号の復調が為されるので、線形動作領域のみを利用してＡＳＫ変調を行う場合に比して、安価で、かつ低消費電力なＡＳＫ変調回路を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のＡＳＫ変調回路の構成を示す図である。
【図２】従来のＡＳＫ変調回路の構成を示す図である。
【図３】ＦＥＴ５のドレイン・ソース間電圧対出力電圧特性を示す図である。
【図４】ＡＳＫ変調信号の振幅最大値と振幅最小値との中間電圧Ｖsと、クロスポイントＢ及びＣとの関係を示すＡＳＫ変調信号のアイパターンを示す図である。
【図５】本発明によるＡＳＫ変調信号の構成を示す図である。
【図６】クロスポイント調整回路１００の動作を示す波形図である。
【図７】本発明によるＡＳＫ変調信号によって得られたＡＳＫ変調信号のアイパターンを示す図である。
【図８】本発明によるＡＳＫ変調信号の他の構成を示す図である。
【符号の説明】
５  ＦＥＴ
１００,１００'  クロスポイント調整回路
１０３  低域通過フィルタ
１０４  コンパレータ
１０５  デューティ比調整電圧発生回路
【図１】
0004096506.tif 000002
【図２】
0004096506.tif 000003
【図３】
0004096506.tif 000004
【図４】
0004096506.tif 000005
【図５】
0004096506.tif 000006
【図６】
0004096506.tif 000007
【図７】
0004096506.tif 000008
【図８】
0004096506.tif 000009