(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
被測定電流が流れる導体を１次巻線とする磁気コアに２次巻線が巻回され、前記被測定電流の交流成分を検出するカレントトランスを有する第１の電流検出手段と、前記導体に直列接続され前記被測定電流の直流及び交流成分を検出するシャント抵抗を有する第２の電流検出手段とを含む電流検出回路において、
前記カレントトランスの２次巻線の一方の端子側と接地間に接続され出力電圧を得る出力抵抗と、該出力抵抗に得られる出力電圧及び前記第２の電流検出手段の出力を入力とし前記２次巻線の他方の端子側に出力が供給される誤差増幅器とを備え、
前記出力抵抗の被接地端側に接続された出力端子から直流から高周波までの前記被測定電流を検出することを特徴とする電流検出回路。
【請求項２】
前記誤差増幅器は、反転入力、非反転入力及び出力を有する増幅器と、それぞれ前記出力端子および前記第２の電流検出手段の出力と前記反転入力間に接続される抵抗と、前記出力及び前記反転入力間に接続される帰還インピーダンスとを有し、前記増幅器の前記非反転入力は接地され、前記出力は前記２次巻線の前記他方の端子に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電流検出回路。
【請求項３】
前記誤差増幅器の前記帰還インピーダンスは、抵抗、キャパシタから成るＣＲ回路網であることを特徴とする請求項２に記載の電流検出回路。
【請求項４】
前記カレントトランスの前記２次巻線の前記一方の端子と前記出力端子間に接続された同相の増幅器を有することを特徴とする請求項１、２または３に記載の電流検出回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電流検出回路に関し、特に、直流から高周波までの広帯域電流検出を可能とする電流検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電流検出回路の代表的な回路としては、シャント抵抗やカレントトランス（ＣＴ）を用いた電流検出回路が知られている。また、このシャント抵抗やカレントトランス（ＣＴ）を組み合わせてより広帯域な電流検出を可能にする電流検出回路が、本願出願人により提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００１−６６３２９号公報（第３頁〜第４頁、図１）
【０００４】
図４には、この種の電流検出回路が示されている。図４において、負荷RLには、電源（Ｖ１）１から負荷電流Ｉ１が供給され、第１の電流センサとしてのＣＴ（カレントトランス）２及び第２の電流センサとしての電流シャント抵抗（Ｒｓ）３が直列に挿入、接続され、負荷RLに流れる電流Ｉ１が測定される。第１の電流センサ２の１次側（N1）には被測定電流Ｉ１が流れ、２次側の検出巻線（２次巻線：N2）からは被測定電流Ｉ１に比例した電流が取り出される。この検出用の2次巻線N2の出力は、オペアンプ７と抵抗Ｒｃから成る電流電圧変換回路に入力され、オペアンプ７の出力側から出力電圧Ｖacが取り出される。
【０００５】
第２の電流センサとしての電流シャント抵抗３に流れる負荷電流Ｉ１によって発生した電圧は、増幅器４によって増幅される。増幅された電圧は、抵抗とコンデンサから成るＬＰＦ（低域通過フィルタ）８で低域成分が取り出され、電流センサ３からの出力Ｖdcが得られる。
【０００６】
ところで、第２の電流センサ３の電流シャント抵抗Ｒｓには浮遊容量を介して外部ノイズが加わる。この外部ノイズの伝達経路は、その等価回路は浮遊容量（図示せず）と電流シャントで構成された高域通過フィルタを介してのものであり、印加された外部ノイズ成分は周波数が高くなるほど大きくなる。
【０００７】
第１の電流センサ２には、このカレントトランスＣＴの直流による磁化をキャンセルするために、１次巻線（N1）、２次巻線（N2）の他に第３の巻線である補正巻線（N3）が設けられている。この補正巻線（N3）には、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８の出力に比例し、負荷電流Ｉ１とは逆相の電流Ｉdcが補正電流源中の電流増幅器９を介して供給される。こうすることによって、負荷電流Ｉ１中の直流を含む低周波成分がＩ１とは逆相の電流としてカレントトランスＣＴに流れ、カレントトランスＣＴの直流による磁化をキャンセルできる。この例では、第１の電流センサ２の１次側巻線（N1）や補正電流を流す第３の巻線（N3）は１ターンに限らず複数ターンであっても構わない。
【０００８】
こうして得られた２つの電流センサ２と３からの出力Ｖac、Ｖdcは、加算合成器１０により合成されて最終的に電流検出信号Ｖoが得られる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
上述の図４に示す従来の電流検出回路によれば、直流から高周波までの広い周波数帯域に渡って、ＣＴの磁気飽和を防ぎ、外部ノイズの影響や直流ドリフトを低減した電流検出回路が得られるものの、カレントトランスＣＴに対して新たに補正巻線（N3）を追加巻回する必要があるという問題点があった。
【００１０】
そこで、本発明の目的は、上記の問題を解消し、追加巻線を必要とせず、広帯域且つ低ノイズの電流検出回路を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、カレントトランス（ＣＴ）とインピーダンス（抵抗）を組み合わせて電流検出を行い、各々の信号を合成して直流を含む低周波から高周波までの広帯域電流検出を可能とするような電流検出回路であり、具体的には次のような特徴的な構成を採用している。
【００１２】
（１）被測定電流が流れる導体を１次巻線とする磁気コアに２次巻線が巻回され、前記被測定電流の交流成分を検出するカレントトランスを有する第１の電流検出手段と、前記導体に直列接続され前記被測定電流の直流及び交流成分を検出するシャント抵抗を有する第２の電流検出手段とを含む電流検出回路において、
前記カレントトランスの２次巻線の一方の端子側と接地間に接続され出力電圧を得る出力抵抗と、該出力抵抗に得られる出力電圧及び前記第２の電流検出手段の出力を入力とし前記２次巻線の他方の端子側に出力が供給される誤差増幅器とを備え、
前記出力抵抗の被接地端側に接続された出力端子から直流から高周波までの前記被測定電流を検出する電流検出回路。
【００１３】
（２）前記誤差増幅器は、反転入力、非反転入力及び出力を有する増幅器と、それぞれ前記出力端子及び前記第２の電流検出手段の出力と前記反転入力間に接続される抵抗と、前記出力および前記反転入力間に接続される帰還インピーダンスとを有し、前記増幅器の前記非反転入力は接地され、前記出力は前記２次巻線の前記他方の端子に接続される上記（１）の電流検出回路。
【００１４】
（３）前記誤差増幅器の前記帰還インピーダンスは、抵抗、キャパシタから成るＣＲ回路網である上記（２）の電流検出回路。
【００１５】
（４）前記カレントトランスの前記２次巻線の前記一方の端子と前記出力端子間に接続された同相の増幅器を有する上記（１）、（２）または（３）の電流検出回路。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明による電流検出回路の好適実施形態について図面を参照しながら説明する。
【００１８】
図１は本発明に係る電流検出回路図の第１の実施形態を示す回路図である。図１において、負荷ＲＬには、電源（Ｖ１）１から負荷電流Ｉ１が供給されており、第１の電流センサ２としてのＣＴ（カレントトランス）及び第２の電流センサ３としてのシャント抵抗Ｒｓが直列に挿入され、それぞれにより負荷ＲＬに流れる電流Ｉ１が測定される。
【００１９】
第１の電流センサ２のカレントトランスＣＴにおける１次側に被測定電流Ｉ１が流れると、２次側には検出巻線（２次巻線）Ｎ２の巻数（比）がｎであれば、第１の電流センサ２の信号通過帯域では（１／ｎ）・Ｉ１の電流が流れる。また、負荷電流Ｉ１によって第２の電流センサ３であるシャント抵抗Ｒｓに発生した電圧は、増幅器４により増幅される。
【００２０】
増幅器４からの出力は、抵抗Ｒａを介して、誤差増幅機能を有する増幅器５に入力される。この誤差増幅機能を有する増幅器５は、増幅器５１と、その出力と反転入力（−）間に接続されている抵抗Ｒｆから構成され、増幅器４からの出力が増幅器５１の反転入力（−）に入力される。増幅器５１の非反転入力（＋）は接地されている。
【００２１】
誤差増幅器５の出力は、第１の電流センサ２における２次巻線Ｎ２の一方の端子に接続され、他方の端子は増幅器５の反転入力端子（−）に抵抗Ｒｂを介して接続されると共に、抵抗Ｒｏで接地されている。抵抗Ｒｏの両端には、電流検出結果（電圧出力）Ｖｏが得られる。ここで、出力端子ＯＵＴに接続される負荷は十分大きな値をもつものとする。
【００２２】
増幅器５は、第１の電流センサ２と第２の電流センサ３からの出力の誤差を増幅する誤差増幅器であり、この出力を２次巻線Ｎ２に流すことにより１次巻線Ｎ１により発生した直流及び低周波の磁化を打ち消している。このような構成により、図４に示すような従来の電流検出回路におけるＣＴの磁気飽和を防ぐ第３の巻線を不要とする。
【００２３】
上述の実施形態における電流検出回路において、第１の電流センサ２は、クロスオーバ周波数ｆｃ以上の交流成分を受け持ち、他方、シャント抵抗Ｒｓによる第２の電流センサ３は、誤差増幅器５を経由することにより、直流から上記クロスオーバ周波数ｆｃ迄の信号成分を受け持っている。そして、第１の電流センサ２と第２の電流センサ３からの両出力信号は、誤差増幅器５の出力を第１の電流センサ２の２次巻線に対して直列に加えられ合成される。
【００２４】
本実施形態では、第１の電流センサ２の直流及び低周波による磁気飽和を防ぐため、第１の電流センサにおけるカレントトランスＣＴの１次巻線Ｎ１による磁界を２次巻線Ｎ２による逆磁界で打ち消している。すなわち、カレントトランスＣＴの１次側（N1）の巻数を１とし、２次側（N2）の巻数をｎとし、２つの巻線が同一方向に巻回してカレントトランスＣＴの２次側に１次側の１／ｎの電流を逆方向に流すことにより、カレントトランスＣＴの直流及び低周波による磁気飽和をキャンセルしている。
【００２５】
今、カレントトランスＣＴの１次側にＩ１なる電流が流れると、これに比例した電圧が増幅器４の出力に現れて抵抗Ｒａに電流が流れる。これにより、誤差増幅器５の出力からカレントトランスＣＴの２次側の巻線N2に（Ｉ1／ｎ）なる電流が流れるように、抵抗Ｒｂを介して、出力端子ＯＵＴから誤差増幅器５に負帰還をかけている。
【００２６】
即ち、この誤差増幅器５は、抵抗Ｒａ、Ｒｂに流れる電流がバランスするように、言い換えれば、図示したように抵抗Ｒａに対しては電流（k1・Ｉ1）が流れ込み、抵抗Ｒｂには電流（−k1・Ｉ1）が流れ込みバランスするように動作する。
【００２７】
今、直流分について考えると、図１に示すように抵抗Ｒａに矢印の向きにk1・Ｉ1なる電流が流れる。すると、この電流により誤差増幅器５の出力に接続されたカレントトランスＣＴの２次側巻線N2に電流Ｉ１／ｎが流れ、抵抗Ｒｏの両端（出力端子）にＶo＝Ｒｏ・（Ｉ1／ｎ）なる出力電圧が発生する。この出力電圧Ｖoは、抵抗Ｒｂを介して誤差増幅器５に入力され、カレントトランスＣＴの２次巻線N2に常に（Ｉ1／ｎ）の大きさの電流が流れるように制御している。
【００２８】
カレントトランスＣＴの２次側巻線Ｎ２に流す電流（補正用電流）の値は（Ｉ1／ｎ）にする必要がある。ところで、抵抗Ｒｂに流れる電流はＶo／Ｒｂで、この電流の絶対値はＲａに流れる電流（k1・Ｉ1）と同じ値であることから、Ｖｓ／Ｒａ＝Ｖo／Ｒｂなる関係、すなわちＶｓ／Ｖｏ＝Ｒａ／Ｒｂである必要がある。
【００２９】
設計に当たっては、まずカレントトランスＣＴに定格電流を流した時のＶｓ、Ｖｏを決め、任意のＲａを与えれば上記の関係式から、Ｒｂ＝（Ｖｏ／Ｖｓ）・Ｒａとして抵抗Ｒｂの値が求まる。
【００３０】
そして、抵抗Ｒｏには補正電流（Ｉ1／ｎ）から抵抗Ｒｂに流れる電流（ｋ１・Ｉ1＝Ｖｓ／Ｒａ）を差し引いた差電流が流れるので、出力電圧Ｖｏの値をこの差電流の値で割れば抵抗Ｒｏを算出できる。なお、抵抗Ｒｂに流れる電流は、カレントトランスＣＴに流れる電流（Ｉ１／ｎ）に比して通常は十分小さくなるように設計するため、抵抗Ｒｂに流れる電流は無視でき、通常はＲｏ＝Ｖo／（Ｉ1／ｎ）としても構わない。
【００３１】
誤差増幅器５の反転入力（−）と出力との間に接続されている抵抗Ｒｆの決定に関しては、カレントトランスＣＴの特性に対応させ、更に誤差増幅器５、カレントトランスＣＴの２次巻線Ｎ２、抵抗Ｒｂからなる負帰還ループの安定性を確保するために負帰還ループの位相余裕が十分大きくなるよう決定することが望ましい。
【００３２】
ところで、上述のように、第２の電流センサ３である電流シャント抵抗Ｒｓには浮遊容量を介して外部ノイズが加わり、この外部ノイズの伝達経路の等価回路は浮遊容量と電流シャントで構成された高域通過フィルタとみなすことができ、外部ノイズ成分は周波数が高くなるほど大きくなる。本実施形態では、Ｒsによる検出信号のうち高域成分は減衰させて利用しないので、この外部ノイズの影響は低減できる。上記電流センサ（抵抗Ｒｓ）３は、一般にシャント抵抗と呼ばれる低い抵抗値（例えば、１ｍΩ以下）の抵抗器を用いているため、シャント抵抗のみによる電流検出では抵抗器の有するインダクタンス成分が無視できず、高い周波数での特性が悪化するという問題があったが、本発明によればこの高域特性の悪化を防ぐことができる。
【００３３】
図２は、図１に示す実施形態による電流検出回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。尚、本シミュレーションにおいては、抵抗Ｒｆに直列にキャパシタＣｆを挿入した。本シミュレーションにおける主要な回路定数は、
Ｉ１＝１ＡのときＶｓ＝０．１Ｖ
カレントトランスＣＴの巻線比＝１：２５０
Ｖｏ＝４０ｍＶ
Ｒａ＝２２ｋΩ
Ｒｂ＝８．８ｋΩ
Ｒｆ＝４．７ＭΩ
Ｃｆ＝０．０３９μＦ
Ｒｏ＝１０Ω
である。
【００３４】
図２における特性Ａは、第２の電流センサ３のシャント抵抗Ｒｓから出力端子ＯＵＴまでの周波数特性であり、低域通過フィルタを形成している。特性Ｂは、第１の電流センサ２のカレントトランスＣＴから出力端子ＯＵＴまでの周波数特性であり、第１の電流センサ（カレントトランスＣＴ）は直流を通過させないことからもわかる通り高域通過フィルタを形成している。図２からも明らかなように、これら特性Ａ、Ｂは、周波数≒４５６Ｈｚで交差しており、その合成特性、すなわち本回路の電流センサ（カレントトランスＣＴ）とシャント抵抗Ｒｓとを合わせた電流センサとしての周波数特性は特性Ｃに示すように平坦となる。
【００３５】
尚、本実施形態では電流センサ（カレントトランスＣＴ）２の１次側巻線Ｎ１は１ターンであるが、複数ターンであっても構わないことは勿論である。
【００３６】
本実施形態では、電流センサ（カレントトランスＣＴ）２の２次巻線Ｎ２と抵抗Ｒｏとの接続点を電流検出の出力としているが、この接続点と出力端子ＯＵＴとの間に同相の増幅器を追加し、抵抗Ｒｂも出力側に接続するようにしても良い。図３には、かかる構成を有する他の実施形態の電流検出回路が示されている。図３において、図１と同一符号が付されている構成部は同様な機能を有する構成部を示すので、その詳細な説明は省略する。図３を参照すると、電流センサ２の出力側と出力端子ＯＵＴとの間には利得Ｇを有する増幅器６が挿入されている。このようにすると部品点数は増加するが、出力電圧ＶｏをＲｏとは独立に設定できる等、設計の自由度が増すという効果がある。
【００３７】
この場合は、先ず電流センサ（カレントトランスＣＴ）２に定格電流を流した時の電圧Ｖｓ、Ｖｏを決め、任意の抵抗Ｒａを与えれば、数式：Ｒｂ＝（Ｖｏ／Ｖｓ）・Ｒａ、から抵抗Ｒｂが求まる。次に、Ｖo＝（Ｉ1／ｎ）・Ｒｏ・Ｇであり、定格電流時の電流センサＣＴ２の２次巻線N2に流す電流（Ｉ1／ｎ）は、巻数ｎが決まれば一義的に決まるので、あとは適宜Ｒｏ、Ｇを決定すれば良い。
【００３８】
また、本実施形態においては、電流センサ（カレントトランスＣＴ）の出力を抵抗Ｒｏに流して電圧に変換し、この抵抗Ｒｏの両端から電圧出力を取り出しているが、電流センサ（カレントトランスＣＴ）２の出力をＩ−Ｖ（電流電圧）変換回路に加えても良い。この場合、オペアンプを用いた通常のＩ−Ｖ変換回路は、オペアンプの出力と反転入力との間に抵抗器を接続した構成であり、入出力の位相が反転するため、抵抗Ｒｂには更に反転した信号を加える必要がある。
【００３９】
図１、図３の誤差増幅器５における抵抗Ｒｆは、抵抗、キャパシタから成るＣＲ回路網であっても良い。
【００４０】
また、電流センサＲｓ３側の抵抗Ｒａは増幅器４の出力に接続されているが、この抵抗Ｒａは第２の電流センサ３のシャント抵抗Ｒｓのホット側に直接接続しても良い。
【００４２】
以上、本発明の好適実施形態の構成及び動作を詳述した。しかし、斯かる実施形態は、本発明の一つの例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではない。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。
【００４３】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、電流センサＣＴによる電流検出とシャント抵抗による電流検出の各出力を電流センサＣＴの２次巻線において重畳・加算しているので、特別な補正巻線を追加せずとも、電流センサＣＴの磁気飽和を防止でき、それぞれの周波数帯域を足し合わせた広帯域、低ノイズの電流センサが得られる。
【００４４】
また、測定電流に直流成分が含まれていても、その直流成分を検出して補正電流として電流センサＣＴに加えているので、電流センサＣＴの直流磁化が防げ、電流検出の精度が格段に向上する。
【００４５】
更に、電流センサＣＴが対象とする線路の任意の位置に挿入できる点、シャント抵抗により直流検出を行うので直流安定度が高い点等、それぞれの長所を生かした使い方ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による電流検出回路の一実施形態を示す回路図である。
【図２】図１に示す実施形態による電流検出回路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図３】本発明による電流検出回路の他の実施形態を示す回路図である。
【図４】従来の電流検出回路図である。
【符号の説明】
１      電源
２      第１の電流センサ
３      第２の電流センサ
４      増幅器
５      誤差増幅器
６      増幅器
７      増幅器
８      ＬＰＦ（低域通過フィルタ）
９      電流アンプ
５１    増幅器
ＲＬ    負荷
【図１】
0004155560.tif 000002
【図２】
0004155560.tif 000003
【図３】
0004155560.tif 000004
【図４】
0004155560.tif 000005