(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
デジタルデータがフレーム化されるとともに、１つおきのフレームの一部の区間に補助のデータが含まれ、残るフレームのうちの当該一部の区間に対応する区間には当該補助のデータが含まれずに放送されるデジタル放送の受信機において、
受信した上記フレームのうち、１つ前のフレームの上記一部の区間の信号と現在のフレームの当該一部の区間の信号との差分を取り出す差分回路と、
上記差分回路の出力のうちの負の値の平均値の絶対値を演算する演算回路と、
上記差分回路の出力のうちの上記一部の区間の出力を上記演算回路の出力と同時化する同時化回路と、
上記同時化回路の出力を、上記演算回路の出力を基準にして正のピークを検出するピーク検出回路と、
上記ピーク検出回路の出力から上記補助のデータが含まれるフレームを判別する判別回路と
を有し、
上記判別回路の判別結果に基づいて上記補助のデータから情報を得る
ことを特徴とするデジタル放送の受信機。
【請求項２】
請求項１に記載のデジタル放送の受信機において、
上記補助のデータは送信所の識別情報である
ことを特徴とするデジタル放送の受信機。
【請求項３】
請求項１に記載のデジタル放送の受信機において、
上記デジタル放送はＥＵＲＥＫＡ１４７規格にしたがう放送である
ことを特徴とするデジタル放送の受信機。
【請求項４】
デジタルデータがフレーム化されるとともに、１つおきのフレームの一部の区間に補助のデータが含まれ、残るフレームのうちの当該一部の区間に対応する区間には当該補助のデータが含まれずに放送されるデジタル放送を受信するデジタル放送の受信方法において、
受信した上記フレームのうち、１つ前のフレームの上記一部の区間の信号と現在のフレームの当該一部の区間の信号との差分を取り出し、
上記差分のうちの負の値の平均値の絶対値を演算し、
上記差分のうちの上記一部の区間の差分を上記負の値の平均値の絶対値を示す信号と同時化し、
上記同時化された差分を、上記負の値の平均値の絶対値を示す信号を基準にして正のピークを検出し、
上記ピーク検出の出力から上記補助のデータが含まれるフレームを判別し、
上記判別の結果に基づいて上記補助のデータから情報を得る
ことを特徴とするデジタル放送の受信方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、デジタルオーディオ放送の受信機に適用して好適なデジタル放送の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ヨーロッパでは、ＥＵＲＥＫＡ１４７規格にしたがったＤＡＢ（デジタルオーディオ放送）が実施されているが、その送信側における信号処理は次のとおりである。
(1) 最大で64チャンネルのデジタルオーディオデータを、チャンネルごとにＭＰＥＧオーディオのレイヤIIによりデータ圧縮する。
(2) (1) 項の結果の各チャンネルのデータに、畳み込み符号化および時間軸のインターリーブにより誤り訂正用のエンコード処理を行う。
(3) (2) 項の結果を１つのチャンネルに多重化する。このとき、ＰＡＤなどの補助的なデータも付加する。
(4) (3) 項の結果を、周波数軸でインターリーブ処理するとともに、同期用のシンボルを付加する。
(5) (4) 項の結果をＯＦＤＭ処理（直交周波数分割多重処理）し、さらにＤ／Ａ変換する。
(6) (5) 項の結果によりメインキャリア信号をＱＰＳＫ変調（直交変調）し、このＱＰＳＫ信号を送信する。
この場合、一般に、プロバイダ（電波の提供会社）が１社であっても、ＱＰＳＫ信号は、例えば図６に示すように、複数の送信所＃１〜＃ＮによってサービスエリアＳＡに送信ないし放送される。
【０００３】
図７は、(5) 項のＯＦＤＭ処理されたデータ、すなわち、ベースバンドのデータのフレーム構成を示す。この場合、ＤＡＢには、４つの動作モードがあるが、図７は主として地上波放送用のモードIIの場合である。そして、このデータの１フレームは、24msの時間長とされるとともに、先頭から順に同期チャンネルSC、高速情報チャンネルFIC 、メインサービスチャンネルMSC に分割されている。
【０００４】
そして、同期チャンネルSCは、フレーム同期やＡＦＣなどの処理に使用されるもので、２シンボルから構成され、その第１シンボルはヌルシンボルNULLとされ、第２シンボルは位相基準用のシンボルPRS とされている。また、この場合、１つおきのフレームにおけるヌルシンボルNULLには、送信所＃１〜＃Ｎを識別する識別情報TII が含まれ、残る１つおきのヌルシンボルNULLの期間には、何も送信されない。
【０００５】
また、高速情報チャンネルFIC は、メインサービスチャンネルMSC に関するデータなどを提供するためのもので、３つの高速情報ブロックFIB に分割され、この高速情報ブロックFIB に、時間、日付、タイプ、データ配列、トラフィック・メッセージ制御などのデータが配置されている。さらに、高速情報ブロックFIB には、ＣＩＦカウンタと呼ばれるデータが用意され、
ＣＩＦカウンタの値の８の剰余が０、１、２、３（モードＩの場合）
ＣＩＦカウンタの値の２の剰余が０（モードII、III の場合）
ＣＩＦカウンタの値の４の剰余が０、１（モードIVの場合）
のとき、そのＣＩＦカウンタが用意されているフレームが、上記の１つおきのフレームであり、識別情報TII が含まれている。
【０００６】
さらに、メインサービスチャンネルMSC は、モードによって決められた数のＣＩフレームCIF に分割され、メインのデータであるデジタルオーディオのデータや各種のデータが配置されている。なお、ＣＩＦカウンタの値は、このＣＩフレームCIF のカウント結果である。
【０００７】
また、(6) 項のＱＰＳＫ信号は、モードIIの場合、384 個のキャリア信号が４ｋHzおきに分布するので、そのパワースペクトルは、図８に示すようになる。そして、識別情報TII は、その384 個のキャリア信号のうち、送信所に対応するキャリア番号ｋのキャリア信号だけを送出することによっても表現されている。例えば、モードIIの場合で、メイン識別値が16、サブ識別値が４の送信所が送信を行う場合、図９のようなキャリア番号ｋのキャリア信号が送信される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、ＤＡＢ受信機において、受信信号から送信機の識別情報TII を得るには、識別情報TII を含むヌルシンボルNULLを判別して処理する必要がある。しかし、そのためには、高速情報ブロックFIB をデコードし、ＣＩＦカウンタの剰余から、対応するフレームのヌルシンボルNULLに識別情報TII が含まれているかどうかを判断する必要があり、この結果、高速情報ブロックFIB をデコードするデコーダ回路が必要となるので、回路規模が大きくなってしまう。
【０００９】
また、同期チャンネルSCからそのままヌルシンボルNULLを取り出して識別情報TII の有無を判別し、識別情報TII を得ることも考えられる。しかし、受信機の内部では、クロックなどによるノイズが定常的に発生しているので、そのノイズが影響して正しい識別情報TII の取り出しに失敗することがある。
【００１０】
この発明は、以上のような問題点を解決するとともに、識別情報TII をより確実に取り出すことができるようにするものである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
このため、この発明においては、
デジタルデータがフレーム化されるとともに、１つおきのフレームの一部の区間に補助のデータが含まれ、残るフレームのうちの当該一部の区間に対応する区間には当該補助のデータが含まれずに放送されるデジタル放送の受信機において、
受信した上記フレームのうち、１つ前のフレームの上記一部の区間の信号と現在のフレームの当該一部の区間の信号との差分を取り出す差分回路と、
上記差分回路の出力のうちの負の値の平均値の絶対値を演算する演算回路と、
上記差分回路の出力のうちの上記一部の区間の出力を上記演算回路の出力と同時化する同時化回路と、
上記同時化回路の出力を、上記演算回路の出力を基準にして正のピークを検出するピーク検出回路と、
上記ピーク検出回路の出力から上記補助のデータが含まれるフレームを判別する判別回路と
を有し、
上記判別回路の判別結果に基づいて上記補助のデータから情報を得る
ことを特徴とするデジタル放送の受信機
とするものである。
したがって、ノイズ成分のレベルを基準にして補助のデータが検出される。
【００１２】
【発明の実施の形態】
ここで、ＤＡＢ受信機により受信されて処理されたベースバンドのデータ（図７）について考える。そして、このデータのうち、ヌルシンボルNULLの期間について、
Ｓ(k,i) ：識別情報TII のレベル
Ｎs(k,i)：定常的なノイズのレベル
Ｎr(k,i)：ランダムノイズのレベル
ｋ      ：キャリア番号。ｋ＝-192〜192
ｉ      ：フレームの番号
とすると、第ｉ番目のフレームのヌルシンボルNULLの期間におけるデータのレベルないしパワーＰ(k,i) は、
Ｐ(k,i) ＝Ｓ(k,i) ＋Ｎs(k,i)＋Ｎr(k,i)
で表される。
【００１３】
また、１つ前の第（ｉ−１）番目のフレームのヌルシンボルNULLの期間におけるデータのパワーＰ(k,i-1) は、
Ｐ(k,i-1) ＝Ｓ(k,i-1) ＋Ｎs(k,i-1)＋Ｎr(k,i-1)
で表される。
【００１４】
したがって、連続する２つのフレームのヌルシンボルNULLの期間におけるデータのパワーの差をとると、その差分ΔＰ(k) は、
0004035671.tif 000002
となる。
【００１５】
そして、ノイズＮs(k,i)、Ｎs(k,i-1)は定常的なものであるから、それらの差は０であり、したがって、上式は、
ΔＰ(k) ＝Ｓ(k,i) −Ｓ(k,i-1) ＋Ｎr(k,i)−Ｎr(k,i-1)
となる。
【００１６】
さらに、識別情報TIIは１フレームおきに送信されるので、信号Ｓ(k,i)、Ｓ(k,i-1)のどちらかのレベルは０である。したがって、識別情報TIIが第ｉ番目のフレームに含まれている場合、上式における値（Ｓ(k,i)−Ｓ(k,i-1)）は、キャリア信号の存在するキャリア番号ｋでは、正となり、キャリア信号の存在しないキャリア番号ｋでは、負となる。
【００１７】
したがって、384 個の値ΔＰ(k) のうち、正となった値ΔＰ(k) の平均値の絶対値と、負となった値ΔＰ(k) の平均値の絶対値とを比較したとき、正となった値ΔＰ(k) の平均値の絶対値が、負となった値ΔＰ(k) の平均値の絶対値よりも大きければ、第ｉ番目のフレームに識別情報TII が含まれていると判断できる。
また、このとき、負となった値ΔＰ(k) の平均値は、上式における値（Ｎr(k,i)−Ｎr(k,i-1)）のうちの負となった値の平均値であり、これはランダム性のノイズの振幅の平均を表している。したがって、負となった値ΔＰ(k) の平均値の絶対値を、識別情報TII を検出するときの基準値（スレッショールドレベル）として使用することができる。
【００１８】
例えば、負の値ΔＰ(k) の平均値の絶対値を数倍した結果の値をスレッショールドレベルとし、値ΔＰ(k) のうち、そのスレッショールドレベルよりも大きい部分を取り出せば、それは、例えば図９に示すキャリア番号ｋのキャリア信号であり、したがって、識別情報TII を得ることができる。
【００１９】
図２および図３は、データＰ(k,i) の周波数スペクトルの観測例を示すもので、図２は、ヌルシンボルNULLが識別情報TII を含んでいる場合、図３は識別情報TII を含んでいない場合である。そして、図２におけるレベルの大きい線スペクトル成分は、識別情報TII にしたがって分布するキャリア信号である。また、図２および図３において、ほぼ一様に分布する低いレベルの成分はノイズ成分である。さらに、×印を付けた線スペクトル成分は、受信機内部で定常的に発生しているノイズである。
【００２０】
そして、図４および図５は、図２および図３のデータの差分ΔＰ(k) を正負に分けて示すもので、図４は、差分ΔＰ(k) のうちの符号が正になる成分を示し、図５は、差分ΔＰ(k) のうちの符号が負になる成分の絶対値を示す。
【００２１】
したがって、上記のように、図５に示すデータの平均値をスレッショールドレベルとして図４に示すデータのピーク検出を行えば、図４におけるキャリア信号を適切に取り出すことができ、その結果、識別情報TII を知ることができる。
【００２２】
この発明は、以上のような考えに基づいて識別情報TII を得るようにしたものである。以下、この発明の一形態について説明する。
【００２３】
図１において、ＤＡＢの放送波信号がアンテナ１１により受信され、この受信信号が、スーパーヘテロダイン形式に構成されたフロントエンド回路１２に供給されて中間周波信号に変換され、この中間周波信号がＡ／Ｄコンバータ回路１３に供給されてデジタル信号とされる。
【００２４】
そして、このデジタル信号が直交復調回路１４に供給されて同相成分および直交成分が復調され、これらがＦＦＴ回路１５に供給されてＯＦＤＭ復調され、そのＯＦＤＭ復調されたデータがビタビデコーダ回路１６に供給されてデインターリーブおよびエラー訂正が行われるとともに、番組（チャンネル）の選択が行われて目的とする番組のデジタルオーディオデータが選択される。
【００２５】
続いて、この選択されたデータがデータ伸長回路１７に供給されてＭＰＥＧデータ伸長が行われ、データ伸長回路１７からは、目的とする番組のデジタルオーディオデータがもとのデータ長のデータにデータ伸長されて取り出され、この取り出されたデジタルオーディオデータがＤ／Ａコンバータ回路１８に供給されてアナログオーディオ信号にＤ／Ａ変換され、この信号が端子１９に取り出される。
【００２６】
さらに、ビタビデコーダ回路１６からデータの一部がＲＤＩ回路２１に供給されて所定の転送フォーマットのデータとされ、このデータが端子２９に出力される。また、例えばＤＳＰにより同期回路２２が構成されてフロントエンド回路１２のＡＦＣが行われるとともに、ＦＦＴ回路１５における同期などの処理が実行される。
【００２７】
さらに、ＦＦＴ回路１５からのデータがパワー算出回路３１に供給され、そのデータの実部をＩ、虚部をＱとするとき、各周波数成分（各キャリア信号）ごとに、
Ｐ(k,i) ＝Ｉ**２＋Ｑ**２
（Ｉ**２、Ｑ**２は、それぞれ値Ｉ、Ｑの２乗を示す）
で示されるデータＰ(k,i) が求められる。ただし、このとき、同期回路２２から算出回路３１にヌルシンボルNULLの期間を示す信号が供給され、算出回路３１においては、各フレームの先頭のヌルシンボルNULLの期間のみ、データＰ(k,i) の演算が実行されるとともに、その演算結果であるデータＰ(k,i) が取り出される。なお、このデータＰ(k,i) の平方根をグラフ化したものが、図２および図３である。
【００２８】
そして、このように算出回路３１から取り出されたデータＰ(k,i) が、メモリ３２に供給されるとともに、同期回路２２から所定の制御信号が供給されてデータＰ(k,i) がメモリ３２において１フレーム期間だけ遅延され、メモリ３２からは１フレーム期間前のデータＰ(k,i-1) が、データＰ(k,i) に同時化されて取り出される。そして、この１フレーム期間前のデータＰ(k,i-1) と、算出回路３１からの現在のデータＰ(k,i) とが差分回路３３に供給されて両データＰ(k,i-1) 、Ｐ(k,i) の差分のデータΔＰ(k) が取り出される。
【００２９】
さらに、このデータΔＰ(k) が演算回路３６に供給されてキャリア信号ごとに和が計算されるとともに、その負符号の値の平均値が算出され、この平均値の符号を反転して絶対値が算出される。そして、この絶対値が、検出回路３５にスレッショールドレベルを示す信号として供給される。
【００３０】
また、差分回路３３からのデータΔＰ(k) が、メモリ３４に供給されて演算回路３６の出力と同時化されてからピーク値検出回路３５に供給される。こうして、検出回路３５においては、データΔＰ(k) は、演算回路３６からの信号の示すスレッショールドレベルに基づいてピーク値が検出される。
【００３１】
そして、この検出出力が判別回路３７に供給され、データΔＰ(k) のピークの存在する周波数から送信所の識別情報TII が解析され、この解析結果の識別情報TII が端子３９に取り出される。
【００３２】
こうして、このＤＡＢ受信機によれば、送信所の識別情報TII を得ることができるが、この場合、特に上述の受信機によれば、識別情報TII の含まれるフレームであるかどうかの判別に高速情報ブロックFIB をデコードする必要がなく、したがって、そのためのデコーダ回路が不要となるので、回路規模を小さくすることができる。
【００３３】
また、差分回路３３において、１フレーム期間前のデータＰ(k,i-1) と現在のフレーム期間のデータＰ(k,i) との差分のデータΔＰ(k) を得ると、このデータΔＰ(k) においては、定常的なノイズ成分が相殺され、例えば図４に示すように、図２の場合に比べて、ノイズ成分が低減される。特に受信機の内部で定常的に発生しているノイズ（×印で示す）が大幅に低減される。そして、そのようなデータΔＰ(k) から識別情報TII を得るようにしているので、ノイズの影響を受けにくい。
【００３４】
さらに、データΔＰ(k) に含まれるノイズ成分のレベルを基準にしてデータΔＰ(k) をピーク検出してキャリア番号ｋとなるデータを得ているので、ノイズ成分のレベルが変動しても、そのデータを正しく得ることができる。
【００３５】
また、回路３１〜３７の処理は、マイクロコンピュータやＤＳＰによっても実行することができるとともに、その実行が容易である。さらに、マイクロコンピュータやＤＳＰを使用する場合、そのマイクロコンピュータやＤＳＰにより識別情報TII を得ることができ、外部の回路により判別する必要がないので、その外部の回路とのインターフェイスを持つ必要がなく、ハードウエアを簡略化することができる。
【００３６】
なお、上述において、フロントエンド回路１２からの中間周波信号を直交復調してＩ成分およびＱ成分を得、これらをＡ／Ｄ変換してからＦＦＴ回路１５に供給することもできる。
【００３７】
【発明の効果】
この発明によれば、ＤＡＢ受信機において、送信所の識別情報を得ることができるとともに、回路規模を小さくすることができる。また、受信したデータ中の定常的なノイズ成分が低減され、特に受信機の内部で定常的に発生しているノイズが大幅に低減され、ノイズの影響を受けにくい。
【００３８】
さらに、ノイズ成分のレベルが変動しても、識別情報のデータを正しく得ることができる。また、処理を、マイクロコンピュータやＤＳＰなどによっても容易に実行することができるとともに、ハードウエアを簡略化することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の一形態を示す系統図である。
【図２】この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図３】この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図４】この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図５】この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図６】この発明を説明するための図である。
【図７】この発明を説明するためのフォーマット図である。
【図８】この発明を説明するための周波数スペクトル図である。
【図９】この発明を説明するための図である。
【符号の説明】
１１…アンテナ、１２…フロントエンド回路、１３…Ａ／Ｄコンバータ回路、１４…直交復調回路、１５…ＦＦＴ回路、１６…ビタビデコーダ回路、１７…データ伸長回路、１８…Ｄ／Ａコンバータ回路、２１…ＲＤＩ回路、２２…同期回路、３１…パワー算出回路、３２…メモリ、３３…差分回路、３４…メモリ、３５…ピーク検出回路、３６…演算回路、３７…判別回路
【図１】
0004035671.tif 000003
【図２】
0004035671.tif 000004
【図３】
0004035671.tif 000005
【図４】
0004035671.tif 000006
【図５】
0004035671.tif 000007
【図６】
0004035671.tif 000008
【図７】
0004035671.tif 000009
【図８】
0004035671.tif 000010
【図９】
0004035671.tif 000011