(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
それぞれが異なる搬送周波数に対応する、少なくとも２つの情報ストリーム（Ｓ１，Ｓ２）を復調するベースバンドプロセッサ（５００）を備える無線受信機であって、前記ベースバンドプロセッサが、
それぞれが異なる搬送周波数に対応する、少なくとも２つのベースバンドサンプルストリームを受信する受信ユニットと、
前記ベースバンドサンプルストリームに応じて、前記少なくとも２つの情報ストリーム（Ｓ１，Ｓ２）のチャネル係数を一緒に推定するチャネル推定器（５０２）と、
推定されたチャネル係数及び前記ベースバンドサンプルストリームの両方に応じて、ジョイントブランチメトリックを算出するメトリック・プロセッサ（５０４）と、
前記ジョイントブランチメトリックに応じて、前記少なくとも２つの情報ストリームを一緒に推定するシーケンス推定器（５０６）と、を備えることを特徴とする無線受信機。
【請求項２】
前記チャネル推定器（５０２）が更に、少なくとも送信フィルタ又は受信フィルタによって得られるフィルタ効果の推定値を提供するパラメータプロセッサ（６０２）を含むことを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項３】
前記チャネル推定器（５０２）が、
第１の周波数帯域に対応する第１のベースバンド信号を受信する第１の入力ノードと、
第２の周波数帯域に対応する第２のベースバンド信号を受信する第２の入力ノードと、
少なくとも送信フィルタ又は受信フィルタによって得られるフィルタ効果の推定値を提供するパラメータプロセッサ（６０２）と、
前記第１及び第２のベースバンド信号と前記フィルタ効果の推定値とに応じて、第１及び第２の情報信号の伝送経路の媒体レスポンスを算出するジョイント推定器（６１４）と、
前記媒体レスポンス（ｇ１，ｇ２）に応じて、前記第１及び第２の周波数帯域において受信された前記第１及び第２の情報信号それぞれのチャネル推定値を算出するカプラ（６１６，６１８）と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項４】
前記メトリック・プロセッサが、
装置内の全ての情報信号に対応する仮想シンボルを生成するシンボル発生器（８０２，８０４）と、
複数のベースバンドサンプルシーケンスに応じて、前記仮想シンボルに対応するジョイントメトリックを算出する手段と、を備えることを特徴とする請求項１に記載の無線受信機。
【請求項５】
前記ジョイントメトリックを算出する手段が、受信したベースバンドサンプルシーケンスの推定値を生成し、該推定値と実際に受信したベースバンドサンプルシーケンスとの差分の振幅二乗を算出することによって、前記ジョイントメトリックを求めることを特徴とする請求項４に記載の無線受信機。
【請求項６】
前記ジョイントメトリックを算出する手段が、伝送チャネル推定値を生成し、前記受信したベースバンドサンプルシーケンスを該伝送チャネル推定値を用いてフィルタリングすることによって、前記ジョイントメトリックを求めることを特徴とする請求項４に記載の無線受信機。
【請求項７】
それぞれが異なる搬送周波数に対応する、少なくとも２つの情報ストリームを復調する方法であって、
それぞれが異なる搬送周波数に対応する、少なくとも２つのベースバンドサンプルストリームを受信する工程と、
前記ベースバンドサンプルストリームに応じて、前記少なくとも２つの情報ストリームのチャネル係数を一緒に推定する工程と、
推定されたチャネル係数及び前記ベースバンドサンプルストリームの両方に応じて、ジョイントブランチメトリックを算出する工程と、
前記ジョイントブランチメトリックに応じて、前記少なくとも２つの情報ストリームを一緒に推定する工程と、を備えることを特徴とする方法。
【請求項８】
前記ベースバンドサンプルストリームに応じて、前記少なくとも２つの情報ストリームのチャネル係数を一緒に推定する前記工程が更に、少なくとも送信フィルタ又は受信フィルタによって得られるフィルタ効果の推定値を求めることを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項９】
前記チャネル係数を一緒に推定する工程が、周波数帯域の間隔によって生じる影響を補償する工程を含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１０】
前記ジョイントブランチメトリックを算出する工程が、
装置内の全ての情報信号に対応する仮想シンボルを生成する工程と、
複数のベースバンドサンプルシーケンスに応じて、前記仮想シンボルに対応するジョイントメトリックを算出する工程と、を含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
【請求項１１】
前記ジョイントメトリックが、受信したベースバンドサンプルシーケンスの推定値を生成し、該推定値と実際に受信したベースバンドサンプルシーケンスとの差分の振幅二乗を算出することによって求められることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記ジョイントメトリックが、伝送チャネル推定値を生成し、前記受信したベースバンドサンプルシーケンスを該伝送チャネル推定値を用いてフィルタリングすることによって求められることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
［発明の背景］
本発明はデジタル通信に関し、詳細には、デジタル通新システムにおける隣接チャネル信号の復調に関する。
【０００２】
あらゆるデジタル通信で最も考慮すべき点は、情報の送信に必要なチャネルの帯域幅である。概して、デジタルシステムは、できるだけ効率的なチャネルの帯域幅を使用するように設計される。例えば、周波数分割多重化を使用するシステムでは、利用可能なスペクトル内で、チャネル周波数を互いに近接して配置することにより最大スペクトル効率が得られる。
【０００３】
しかしながら、実際の最小搬送波間隔は、隣接チャネルの干渉によって制限される。図１に示されるように、隣接チャネルの干渉は、対応する搬送波上の変調された情報信号が周波数スペクトルにおいてオーバラップするように、搬送周波数が互いに近接して配置された結果として生じる干渉として定義される。図１において、第１および第２の帯域幅Ｂ１およびＢ２を有する第１および第２の変調信号
【数１】
0004153161.tif 000002
は、第１および第２の搬送周波数ｆ１およびｆ２を使用してそれぞれ送信される。第１および第２の搬送周波数ｆ１およびｆ２間の搬送波またはチャネルの間隔ｗは、第１および第２の変調信号
【数１】
0004153161.tif 000003
が、干渉領域ＩＮＴでオーバーラップするようになっている。
【０００４】
実際には、搬送波の最小許容間隔は、情報信号の帯域幅、受信フィルタリングに関する実用的限定、並びに使用される信号変調および符号化方法に応じて決まる。システム容量を増大し、符号化および変調に対する設計上の要求を緩和するため、あるいは信号の品質を改善するために、隣接チャネルの干渉をより一層抑圧することができる設計上の改良が好適に使用され得る。
【０００５】
従来のシステムでは、隣接チャネルの干渉は様々な方法で抑圧される。例えば、あるセルラー無線システムでは、互いに周波数が直に隣接したチャネルが空間的に異なったセルに割り当てられるチャネル割り当て手法によって、隣接チャネルの干渉が回避される。この結果、物理的分離により隣接チャネル間の相互の干渉が減少される。このようなシステムは、例えば、S.Colestanehによる1994年11月のIEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 43、「ＦＤＭＡセルラーシステムの容量に関するＡＣＩの効果(The effect of ACI on the capacity of FDMA cellular systems)」に記載されており、この文献を参照により本明細書に組み込む。しかしながら、他の通信システム（例えば、衛星および地上の移動無線システム）においては、隣接チャネルの物理的分離により隣接チャネルの干渉を抑えることは不可能であろう。
【０００６】
従来の代替的手法は、M.SampeiとM.Yokoyamaによる1986年５月のThe Transactions of the IECE of Japan, Vol. E69, No. 5の578〜580ページ,「デジタル地上移動通信のための隣接チャネル干渉の除去方法(Rejection Method of Adjacent Channel Interference for Digital Land Mobile Communications)」に記載されており、この文献を参照により本明細書に組み込む。この方法は、所与の搬送波信号の復調の間に、隣接した搬送波の隣接チャネルの信号（ＡＣＳ）を取り出すために、隣接した搬送波に中央が合わされたバンドパスフィルタが使用されることを教示している。取り出された信号は次に、隣接チャネル信号のエンベロープおよび搬送波を推定し、隣接チャネルの信号を干渉的に検出するのに使用される。検出された隣接チャネルの信号は波形成形され、推定された隣接チャネル信号のエンベロープおよび搬送波は、得られた信号に印加される。理想的には、上記の処理により、その搬送周波数で再構築された隣接チャネルの信号が得られる。再構築された信号は、当該搬送波に中央が合わされたバンドパスフィルタを通過させられ、隣接チャネルの信号を除去するため受信信号から減じられる。
【０００７】
しかしながら、このような手法にはいくつかの制限がある。例えば、フィルタおよびミキサで使用するアナログ信号処理は無線受信機に望ましくないコストおよびサイズの増加をもたらし、アナログ部品は製造工程でのばらつきがあるため、このような受信機の性能の範囲は比較的予測できないものとなる。更に、無線周波数で信号を減じることは、高精度な搬送波の再構築および時間合わせを必要とし、誤差が無線周波数の半分程度の周期となると、隣接チャネルの信号を減少させ代わりに倍加させる。また更に、隣接チャネルの搬送波（位相および周波数）とエンベロープ（振幅）とのこのような使用は、潜在的に無線チャネルが分散的でないことを仮定している。しかしながら、多くの実際の無線システム（例えば、Ｄ−ＡＭＰＳおよびＧＳＭ）では、無線伝送媒体を信号の反響の上昇をもたらす時間分散を含めてモデル化しなければならないほど、符号レートが十分に高い。従って、提案された技法は現在の多くの応用に、常に使用できるものではない。
【０００８】
従来の別の手法によれば、線形または判定帰還等価フィルタ(decision feedback equalization filter)の係数などの復調パラメータは、雑音と隣接チャネルの干渉の両方を最小とするように適合されている。例えば、B.R.Petersenの1994年12月のIEEE Transactions on Communications, Vol.COM-42、「イコライザおよびリニアコンバイナによる隣接チャネル、共同チャネル、および符号間干渉の抑圧(Supression of Adjacent-Channel, Cochannel, and Intersymbol Interference by Equalizers and Linear Combiners)」を参照せよ。代替的に、隣接チャネルの干渉の影響を減少するために、スペクトル的に有効な連続位相変調（ＣＰＭ）技術を使用することもできる。例えば、V.K.VarmaおよびS.C.Guptaの1986年11月のIEEE Transactions on Communications, Vol.COM-34、「ＡＣＩおよびガウス雑音存在時におけるパーシャルレスポンスＣＰＭの性能(Performance of partial response CPM in the presence of ACI and Gaussian noise)」を参照せよ。
【０００９】
しかしながら、上記のように、上述のシステムを使用した隣接チャネルの干渉の最小化または回避は、スペクトル効率に関して不十分な改善をもたらすだけであり、現在の抑圧方式は幅広い応用には不十分である。このため、隣接チャネルの干渉の影響を大きく減少する改善された方法および装置が必要とされている。
【００１０】
［発明の要旨］
本発明は、新規な無線受信機構造を提供することにより、上記および他の要求に応えるものである。代表的実施形態においては、最大尤度シーケンス推定受信機が望ましい隣接チャネルのパラメータを一緒に推定し、望ましい隣接ビットを一緒に検出する。その結果、隣接チャネルの干渉および容量に関するシステムの性能が、従来のシステムに比べて大きく改善される。
【００１１】
代表的実施形態においては、ベースバンド・プロセッサは、第１および第２の信号成分を含むベースバンド信号を受信し、第１の信号成分は第１の周波数帯域で送信される第１の情報信号に対応し、第２の信号成分は第２の周波数帯域で送信される第２の情報信号に対応する。代表的ベースバンド・プロセッサは、受信したベースバンド信号に応じてジョイントメトリックを計算するジョイントメトリック・プロセッサも含んでいる。ジョイントメトリックが第１および第２の情報信号に関する情報をもたらし、ベースバンド・プロセッサ内のシーケンス推定プロセッサがジョイントメトリックに基づいて第１および第２の情報信号の推定値をもたらすのが好ましい。その結果、望ましい隣接信号の正確な推定値が効率的かつ正確に得られ、隣接チャネルの干渉の影響が大きく減少される。
【００１２】
本発明の上記および他の特徴は、以下に述べる添付図面に示された代表的実施形態を参照して説明する。以下の実施形態は説明を目的とするものであり、様々な変形も本発明に含まれることは当業者には理解されよう。
【００１３】
［本発明の詳細な説明］
図２は、本発明の教示を用いた無線通信システム２００を示している。図示されたように、無線システム２００は、第１の送信アンテナ２０６を有する第１の無線送信機２０２と、第２の送信アンテナ２０８を有する第２の無線送信機２０４とを含んでいる。無線受信機は、受信アンテナ２１０、無線周波数プロセッサ２１１、およびベースバンド・プロセッサ２１８を含んでいる。無線周波数プロセッサ２１１は、パワースプリッタ２１２、第１の無線プロセッサ２１４、および第２の無線プロセッサ２１６を含んでいる。
【００１４】
第１の無線送信機２０２の出力は第１の送信アンテナ２０６に接続されており、第２の無線送信機２０４の出力は第２の送信アンテナ２０８に接続されている。受信アンテナ２１０はパワースプリッタ２１２の入力に接続されており、パワースプリッタ２１２の出力は第１および第２の無線プロセッサ２１４および２１６の入力に接続されている。第１および第２の無線プロセッサ２１４および２１６の出力は、ベースバンド・プロセッサ２１８の入力に接続されている。
【００１５】
動作において、第１の送信機２０２は、（第１の搬送周波数ｆ１で変調された）第１の情報信号を第１の送信アンテナ２０６から送信し、第２の送信機２０４は、（第２の搬送周波数ｆ２で変調された）第２の情報信号を第２の送信アンテナ２０８から送信する。送信された信号は、伝搬媒体（例えば、移動無線チャネル）を通過した後に無線受信機に達する。送信された信号の両方、並びに雑音が、受信アンテナ２１０で受信される。受信された信号は無線周波数プロセッサ２１１で処理されて、異なった搬送周波数ｆ１およびｆ２に対応した複数のベースバンド信号が生成される。特に、パワースプリッタ２１２は、受信した信号を分割し、無線プロセッサ２１４および２１６のぞれぞれにコピーを出力する。第１の無線プロセッサ２１４は、信号の増幅、混合、フィルタリング、サンプリングおよび量子化を行い、第１の搬送周波数ｆ１に対応する第１のベースバンド信号ｓ１を取り出し、第２の無線プロセッサ２１６は、信号の増幅、混合、フィルタリング、サンプリングおよび量子化を行い、第２の搬送周波数ｆ２に対応する第２のベースバンド信号ｓ２を取り出す。その結果得られたベースバンド信号ｓ１およびｓ２は、送信された情報信号を復調するためにベースバンド・プロセッサ２１８に出力される。特定の無線周波数プロセッサの構成を図示の目的で表わしているが、他の既知の構成（例えば、広帯域デジタル化と後続するデジタル・チャネル化）も使用できることは当業者には理解されよう。更に、搬送周波数ｆ１およびｆ２の両方を送信するのに単一の送信機を使用してもよい。
【００１６】
図３は、図２のベースバンド・プロセッサ２１８に含まれ得る、従来の２チャネル復調器３００を示している。図示されたように、２チャネル復調器３００は、第１の単一信号復調器３０２と第２の単一信号復調器３０４を含んでいる。第１の搬送周波数ｆ１に対応する、第１の受信ベースバンド信号ｓ１は、第１の単一信号復調器３０２の入力に接続されており、第１の単一信号復調器３０２は第１の検出信号ｓｄを出力する。第２の搬送周波数ｆ２に対応する、第２の受信ベースバンド信号ｓ２は、第２の単一信号復調器３０４の入力に接続されており、第２の単一信号復調器３０４は第２の検出信号ｓａを出力する。
【００１７】
動作において、第１の受信ベースバンド信号ｓ１は、第１の搬送周波数ｆ１で伝送されたチャネルパラメータおよび情報ビットを求めるために、周知の技法を用いて第１の単一信号復調器３０２で処理される。同様に、第２の受信ベースバンド信号ｓ２は、第２の搬送周波数ｆ２で伝送されたチャネルパラメータおよび情報ビットを求めるために、周知の技法を用いて第２の単一信号復調器３０４で処理される。重要なことに、２つの情報信号の復調は全く分離されており、上述のように従来の復調器は隣接チャネルの干渉の影響を受けやすい。
【００１８】
図４は、本発明に従って構成された２チャネル復調器４００を示している。図示されたように、２チャネル復調器４００は、入力として第１および第２のベースバンド信号ｓ１およびｓ２を受信し、出力として第１および第２の検出信号ｓｄおよびｓａを出力する、ジョイントマルチ信号復調器４０２を含んでいる。動作において、ベースバンド信号ｓ１およびｓ２の両方は、以下に述べるように各伝送情報信号を一緒に復調するのに使用される。本発明による解決策（すなわち、隣接する周波数帯域で送信された情報信号のジョイント復調）は、共通の帯域で送信された共同チャネル(co-channel)情報信号のジョイント復調とは大きく異なっていることに留意されたい。単一のベースバンド信号を使用した共同チャネル信号のジョイント復調は、例えば、S.W.Walcsの1995年4月のIEEE Proceedings on Communications,Vol.142,No.2、「ＴＤＭＡ移動無線システムの共同チャネル干渉を抑圧する技術(Technique for co-channel interference suppresion on TDMA mobile radio system)」、およびP.A.Rantaの1995年のIEEE International Conference on Communications (ICC),「ＴＤＭＡ移動体システムのための共同チャネル干渉キャンセル受信機(Co-channel Interference Canceling Receiver for TDMA Mobile Systems)」に記載されている。しかしながら、共同チャネル信号のジョイント復調は、共同チャネル信号は同じ周波数帯域を占有しており、そのため搬送波間の間隔に応じた符号訂正が必要ないので、実現するのが比較的簡単である。更に、このようなシステムでは単一の無線処理だけが実施される。比較すると、本発明は、多数の周波数帯域で送信された情報信号を一緒に復調する方法および装置に関するものである。
【００１９】
図５は、本発明に従って構成されたマルチ信号復調器の代表的実施形態を示している。図示されたように、２チャネル復調器５００は、チャネル推定器５０２、ジョイントメトリック・プロセッサ５０４、およびシーケンス推定プロセッサ５０６を含んでいる。第１の受信ベースバンド信号ｓ１は、ジョイントメトリック・プロセッサ５０４の第１の入力、およびチャネル推定器５０２の第１の入力に接続されている。第２の受信ベースバンド信号ｓ２は、ジョイントメトリック・プロセッサ５０４の第２の入力、およびチャネル推定器５０２の第２の入力に接続されている。チャネル推定器５０２は、４つのチャネルパラメータの推定値ＤＳＣＰ−Ｂ１、ＡＳＣＰ−Ｂ１、ＤＳＣＰ−Ｂ２、ＡＳＣＰ−Ｂ２を出力し、これらはジョイントメトリック・プロセッサ５０４の対応する４つの入力に接続されている。４つのチャネルパラメータの推定値は、第１の帯域Ｂ１における所望の信号レスポンス、第１の帯域における隣接信号のレスポンス、第２の帯域における所望の信号のレスポンス、第２の帯域における隣接信号のレスポンスにそれぞれ対応している。
【００２０】
搬送波の間隔ｗは、ジョイントメトリック・プロセッサ５０４の付加的入力に接続されており、ジョイントメトリック・プロセッサ５０４から出力されたジョイントメトリックＭＴは、シーケンス推定プロセッサ５０６に入力に接続されている。シーケンス推定プロセッサ５０６は、出力として第１および第２の検出信号ｓｄおよびｓａを出力するが、ここでは例示のため、第１の搬送周波数ｆ１で送信された情報信号が所望の信号であり、第２の搬送周波数ｆ２で送信された情報信号が隣接信号（すなわち、第１の帯域Ｂ１における干渉信号）であると仮定する。
【００２１】
動作において、以下で詳細に述べるように、ジョイントメトリックがメトリック・プロセッサ５０４において明らかにされる。好適には、ジョイントメトリックは多数のアンテナと同様に多数の搬送波を含み得る。ジョイントメトリックは、所望の（帯域内）および干渉信号両方のためにチャネルタップ係数の推定値を利用する。チャネルタップの推定値は、チャネル推定器５０２から出力される。得られるジョイントメトリックＭＴは、シーケンス推定プロセッサ５０６に出力され、シーケンス推定プロセッサ５０６は、所望のおよび隣接する情報シーケンスｓｄおよびｓａを出力する。特に、シーケンス推定プロセッサ５０６は、ジョイントメトリックＭＴに基づいて最大尤度シーケンスの推定（ＭＬＳＥ）を実行する。
【００２２】
好適には、最大尤度シーケンスの推定は、符号間干渉（ＩＳＩ）および付加的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）が存在するときの最適検出アルゴリズムを提供する。代表的実施形態では、例えば、G.D.Fornyの1973年３月のProceedings of the IEEE,Vol.61,「ビタビ・アルゴリズム(The Viterbi Algorithm)」に記載され、参照によって本明細書に組み込む、再帰的方法によって、最大尤度シーケンスの推定が実施される。代替的に、最適以下に簡略化された(suboptimum reduced-state)ビタビ・イコライザを使用することによって、最大尤度シーケンス推定プロセッサが複雑となるのを軽減することができる。他の既知の最適以下の等価技法も利用できる。例えば、参照により本明細書に組み込む、J.WuおよびH.Aghvamiの1996年8月のIEEETransactions on Vehicular Technology, Vol.16,45,「移動無線通信用のチャネル推定器を有する新たな適応イコライザ(A New Adaptive Equalizer with Channel Estimator for Mobile Radio Communications)」を参照せよ。
【００２３】
シーケンス推定プロセッサ５０６により更なる処理が続いて行われる。例えば、逆インターリーブ、復号化および音声への変換などが、デジタル・セルラー・システムではシーケンス推定に続いて一般的に行われる。この場合、シーケンス推定プロセッサ５０６は、正しいビット値の信頼性または確度に関するソフト情報も提供する。符号化およびインターリーブがいくつかの周波数帯域に渡って行われているときには、５０６の出力両方を用いたジョイント復号が行われ得る。
【００２４】
チャネル推定器５０２で実施されるチャネル推定処理について、送信機２０２および２０４で送信情報シーケンス内にデータシーケンスが周期的に挿入されてもよい。一般的に同期シーケンスと呼ばれるこのようなデータシーケンスは、受信機で理解しており、所望の信号および各隣接信号に対して異なったシーケンスが使用される。従って、チャネルの推定は、同期シーケンスおよび他の既知のパラメータを用いて実施されてもよい。概して、チャネルパラメータを推定するのに最少シーケンス推定（付加的白色ガウス雑音があるときに最も一般的で有効な方法）を使用することができる。新規なジョイントチャネル推定方法について以下に記載する。
【００２５】
ここでは、同期シーケンスの送信中に得られたチャネルの推定値は、続く情報シーケンスの送信（次の同期シーケンスの送信まで）の間、一定に保たれるものと仮定する。しかしながら、既知の適応チャネル推定方法を使用してチャネルの推定値に適合させることも可能である。例えば、参照により本明細書に組み込む、G.E.BottomlyおよびS.Chennakeshuの1995年５月３１〜６月２日のVirginia Tech's Fifth Symposium on Wireless Personal Communications,「無線通信用の適応ＭＬＳＥ等価形式(Adaptive MLSE equalization forms for wireless communications)」を参照せよ。更に、同期シーケンスが提供されない場合は、既知のブラインド・チャネル推定技法が使用できる。当業者は以下のジョイントチャネル推定方法が、本発明で教示されるジョイント復調手法における１例でしかないことを理解されよう。
【００２６】
チャネルの推定値を提供するために、送信機２０２および２０４、並びに無線プロセッサ２１４および２１６の特定の特徴がモデル化される。例えば、通常情報符号は送信の前に波形成形フィルタを通過させられる。この波形成形は、送信信号がコンパクトなパワースペクトルを有し、パルスが通常１つ以上の符号間隔に渡る（すなわち、パーシャルレスポンス・パルス成形）ように選択されることが多い。無線プロセッサ２１４および２１６では、通常、信号エネルギーを集めるように受信フィルタが選択される。無線チャネルまたは媒体が別のフィルタとしてモデル化されると、受信ベースバンド信号は一般的に、送信機のパルス形状ｔｘ、媒体レスポンスｇ、受信フィルタｒｘの全般的影響を有する情報信号の畳み込みとして、以下のように表される。
【００２７】
【数２】
0004153161.tif 000004
上記のように、同期符号、送信パルス形状、および受信フィルタは受信機でわかる。しかしながら、媒体レスポンスｇは環境で変化し、そのため情報符号がより正確に推定されるように動的に推定される。従って、既知の項を一緒にまとめ未知の項ｇを分離して、式（１）は好適には以下のように記載できる。
【数３】
0004153161.tif 000005
【００２８】
本発明の説明を容易とするため、送信パルス形状ｔｘおよび受信フィルタｒｘの畳み込みで得られるベースバンド符号間隔サンプル(baseband-symbol-spaced samples)を、以下ではＲパラメータと表し、Ｒパラメータとベースバンド内の同期符号との畳み込みで得られるサンプルを、以下ではＸパラメータと表す。マルチ信号復調器５００の入力として提供される信号ｓ１およびｓ２はベースバンド信号であるので、全てのパラメータはベースバンド信号から得られることに留意されたい。結果として、（既知または受信機で推定される）搬送波間隔ｗに基づいたローテーション(rotation)が、所望のおよび隣接した信号の局所的レプリカと対応するパラメータとを得るのに使用される。このようなローテーションを以下で詳細に説明する。
【００２９】
図６は、図５のチャネル推定器５０２を実現するのに使用できる、ジョイントチャネル推定器６００の代表的実施形態を示している。図示されたように、ジョイントチャネル推定器６００は、第１および第２のローテーション装置６０６および６０８を有するＸパラメータ・プロセッサ６０２と、Ｒパラメータ装置ｒ２１、ｒ１１、ｒ２２、ｒ１２を含んでいる。ジョイントチャネル推定器６００は、第３および第４のローテーション装置６１０および６１２、結合されたジョイント最小二乗推定器、第１および第２のカプラ６１６および６１８も含んでいる。第１のベースバンド信号ｓ１の同期ビットは、第１のローテーション装置６０６の入力および第２のＲパラメータ装置ｒ１１に提供される。第２のベースバンド信号ｓ２の同期ビットは、第３のＲパラメータ装置ｒ２２および第２のローテーション装置６０８の入力に提供されている。
【００３０】
搬送波間隔ｗは、第１のローテーション装置６０６の第２の入力に提供され、第１のローテーション装置６０６の出力は第１のＲパラメータ装置ｒ２１の入力に接続されている。搬送波間隔ｗは、第２のローテーション装置６０８の第２の入力にも提供され、第２のローテーション装置６０８の出力は第４のＲパラメータ装置ｒ１２の入力に接続されている。第１のＲパラメータ装置ｒ２１から出力された第１のＸパラメータは、第３のローテーション装置６１０の入力に接続されており、第４のＲパラメータ装置ｒ１２から出力された第４のＸパラメータは、第４のローテーション装置６１２の入力に接続されている。第２および第３のＲパラメータ装置ｒ１１およびｒ２２からそれぞれ出力される第２および第３のＸパラメータｘ１１およびｘ２２は、結合されたジョイント最小二乗推定器６１４の入力に接続されている。
【００３１】
（媒体レスポンスをモデル化するのに使用されるチャネル係数またはタップの数に対応している）搬送波間隔ｗおよびタップカウントＬは、第３のローテーション装置６１０の入力に接続されている。第３のローテーション装置６１０の出力は、結合されたジョイント最小二乗推定器６１４の入力に接続されている。搬送波間隔ｗおよびタップカウントＬは、第４のローテーション装置６１２にも入力として提供されている。第４のローテーション装置６１２の出力は、結合されたジョイント最小二乗推定器６１４の入力に接続されている。結合されたジョイント最小二乗推定器６１４は、第１および第２のベースバンド信号ｓ１およびｓ２を受信し、（第１および第２の送信信号にそれぞれ対応する）第１および第２の媒体レスポンスの推定値ｇ１およびｇ２を提供する。第１の媒体レスポンスの推定値ｇ１は、所望の信号ｓｄの２つのチャネルパラメータＤＳＣＰ−Ｂ１およびＤＳＣＰ−Ｂ２を生成する第１のカプラ６１６に接続されている。第２の媒体レスポンスの推定値ｇ２は、隣接信号ｓａの２つのチャネルパラメータＡＳＣＰ−Ｂ１およびＡＳＣＰ−Ｂ２を生成する第２のカプラ６１８に接続されている。
【００３２】
動作において、Ｘパラメータは、両方の信号の同期ビット、送信パルス形状、受信フィルタ特性、および搬送波間隔ｗの以前の情報を用いて、受信機（のユニット６０２）で局所的に求められる。従って、Ｘパラメータは、媒体レスポンスの影響を小さくし、各帯域で局所的に生成された信号を表わしている。換言すれば、媒体レスポンスは、当初は振幅１のデルタ関数δ（ｔ）となると仮定される。受信機では固定の既知のフィルタが使用されており（例えば、無線通信業界においては一般的な方法）、Ｘパラメータの他の成分も既知で固定であるので、Ｘパラメータは一旦計算され受信機の記憶場所に格納される。従って、Ｘパラメータはリアルタイムで計算する必要がなく、受信機の構成の複雑さが低減される。しかしながら、もし受信フィルタのレスポンスが未知であると、これらを周期的に推定し、ＲパラメータおよびＸパラメータを周期的に更新するのに推定値が使用される。
【００３３】
図６に示されているように、（局所的に既知の）両方のベースバンド信号ｓ１およびｓ２に対応する同期ビットは、それぞれ２つのコピーを出力するために分割される。第１のベースバンド信号ｓ１の同期ビットの１つのコピーは、第１のローテーションユニット６０６で搬送波間隔ｗでローテーションされる。また、第２のベースバンド信号ｓ２の同期ビットの１つのコピーも、第２のローテーションユニット６０８で搬送波間隔ｗでローテーションされる。同期ビットの得られた４つのコピーは、次に４つのＸパラメータｘ２１、ｘ１１、ｘ２２、ｘ１２を生成するべく、（Ｒパラメータユニット６０４内の）Ｒパラメータ装置を通過させられる。当業者には、サンプリングレートを符号間隔または間隔の分数とできることが理解されよう。
【００３４】
第１のＸパラメータｘ２１は、対応する媒体レスポンスｇ１の影響を除いて第２の帯域Ｂ２において受信され、シフトされ、フィルたされ、サンプリングされた、第１のベースバンド信号の局所的に生成されたものを表わしていることに留意されたい。同様に、第２のＸパラメータｘ１１は、対応する媒体レスポンスｇ１の影響を除いて第１の帯域Ｂ１において受信され、シフトされ、フィルたされ、サンプリングされた、第１のベースバンド信号の局所的に生成されたものを表わしている。第３のＸパラメータｘ２２は、対応する媒体レスポンスｇ２の影響を除いて第２の帯域Ｂ２において受信され、シフトされ、フィルたされ、サンプリングされた、第２のベースバンド信号の局所的に生成されたものを表わしている。また、第４のＸパラメータｘ１２は、対応する媒体レスポンスｇ２の影響を除いて第１の帯域Ｂ１において受信され、シフトされ、フィルたされ、サンプリングされた、第２のベースバンド信号の局所的に生成されたものを表わしている。
【００３５】
図示されたように、第３および第４のローテーション装置６１０および６１２は、第１および第４のＸパラメータｘ２１およびｘ１２を、搬送波間隔および媒体のタップカウントＬに応じてローテーションさせるのに使用される。結合されたジョイント最小二乗推定器６１４は、以下の式を用いて第１および第２の伝送経路に対する第１および第２の媒体インパルス・レスポンスｇ１およびｇ２を推定する。
【００３６】
【数４】
0004153161.tif 000006
ここで、
【数５】
0004153161.tif 000007
は、第１および第２の周波数帯域Ｂ１およびＢ２で局所的に生成された（推定された）信号をそれぞれ表し、ｇ１およびｇ２は、第１および第２の伝送経路に対応するサンプル間隔の媒体レスポンスをそれぞれ表し、Ｌは媒体レスポンスをモデル化するのに使用されるタップの数を表し、ｎはサンプル期間のインデックスを表し、Ｔはサンプル期間である。タップの数Ｌは式（３）および（４）において両方の媒体レスポンスと等価に示されているが、タップの数を両方の媒体レスポンスと同等とする必要がないことは理解されよう。
【００３７】
好適には、最小二乗推定器６１４は、第１および第２の受信信号ｓ１（ｎ）およびｓ２（ｎ）と、第１および第２のモデル化信号
【数６】
0004153161.tif 000008
の二乗の差を最小にすることにより媒体レスポンスを一緒に求める。結合された最小二乗のコスト関数(cost function)は、得られた二乗差の加重和を使用して求められる。媒体レスポンスのタップが推定されたら、第１および第２の媒体レスポンスｇ１およびｇ２は、両方の周波数帯域Ｂ１およびＢ２における各チャネルタップ全体の推定値を求めるために、第１および第２のカプラ６１６および６１８でＲパラメータと結合される。
【００３８】
図７は、図６の実施形態において４つのＲパラメータｒ２１、ｒ１１、ｒ２２、ｒ１２を出力するのに使用され得る、Ｒパラメータ・プロセッサ７０２の代表的実施形態を示している。図示されたように、Ｒパラメータ・プロセッサ７０２は、第１の帯域２の受信フィルタ７１０、第１の帯域１の受信フィルタ７０４、第２の帯域２の受信フィルタ７０８、第２の帯域１の受信フィルタ７０６、第１および第２のローテーション装置７１４および７１２を含んでいる（ここで、帯域１および帯域２は、第１および第２の周波数帯域Ｂ１およびＢ２をそれぞれ示している）。第１の帯域２受信フィルタ７１０は、帯域１の送信パルスＰ（ｔ）（第１の送信機で使用される送信パルス形状に対応する）を受信し、これに応じて、サンプラを介して第１のローテーション装置７１４に接続されている出力を生成する。第１のローテーション装置７１４の出力は、第１のＲパラメータｒ２１を表わしている。
【００３９】
第１の帯域１受信フィルタ７０４も帯域１の送信パルスＰ（ｔ）を受信し、第１の帯域１受信フィルタのサンプリングされた出力は、第２のＲパラメータｒ１１を表わしている。第２の帯域２受信フィルタ７０８は、帯域２の送信パルスＰ（ｔ）ｅｊｗｔ（第２の送信機で使用される送信パルス形状に対応する）を受信し、これに応じて、サンプラを介して第２のローテーション装置７１２に接続されている出力を生成する。第２のローテーション装置７１２の出力は、第３のＲパラメータｒ２２を表わしている。第２の帯域１受信フィルタ７０６も帯域２の送信パルスＰ（ｔ）ｅｊｗｔを受信し、第２の帯域１受信フィルタのサンプリングされた出力は、第４のＲパラメータｒ１２を表わしている。
【００４０】
このように、第１のＲパラメータｒ２１は、第１の帯域Ｂ１における送信パルス形状が第１の帯域２受信フィルタ７１０を通過させられ（次にサンプリングされ）、得られたサンプルを第１のローテーション装置７１４で搬送波間隔ｗでローテーションさせることによって求められる。第２のＲパラメータｒ１１は、第１の帯域Ｂ１における送信パルス形状が第１の帯域１受信フィルタ７０４を通過させられ（次にサンプリングされ）ることによって求められる。同様に、第３のＲパラメータｒ２２は、第２の帯域Ｂ２における送信パルス形状が第２の帯域２受信フィルタ７０８を通過させられ（次にサンプリングされ）、得られたサンプルを第２のローテーション装置７１２で搬送波間隔ｗでローテーションさせることによって求められる。第４のＲパラメータｒ１２は、第２の帯域Ｂ２における送信パルス形状が第２の帯域１受信フィルタ７０６を通過させられ（次にサンプリングされ）ることによって求められる。
【００４１】
ジョイントチャネル推定方法を、本発明によって教示されるジョイントマルチ信号復調方法に関して記載したが、当業者には、ジョイントチャネル推定方法を、他のマルチ信号および単一信号復調技法にも適用できることが理解されよう。また、多数の受信アンテナを使用するシステムに対して、ジョイントチャネル推定方法を各アンテナまたはアンテナ素子毎に繰り返すことができるのももちろんである。
【００４２】
図８は、図５のジョイントメトリック・プロセッサ５０４を実現するのに使用できる、代表的メトリック・プロセッサ８００を示している。図示されたように、メトリック・プロセッサ８００は、局所的所望ビットシーケンス発生器（ＬＤＢＳＧ）８０２、局所的隣接ビットシーケンス発生器（ＬＡＢＳＧ）８０４、第１および第２のローテーション装置８０６および８０８、４つのフィルタ８１０、８１２、８１４、８１６、第１および第２の振幅二乗装置８１８および８２０、５つの加算装置８１３、８１５、８１７、８１９、８２２を含んでいる。第１および第２のベースバンド信号ｓ１およびｓ２は、第３お呼びだ４の加算装置８１７、８１９の正の入力にそれぞれ接続されている。第１のチャネルパラメータの推定値ＤＳＣＰ−Ｂ１（第１の帯域Ｂ１内の所望信号用）は、第１のフィルタ８１０の入力に接続されており、第２のチャネルパラメータの推定値ＡＳＣＰ−Ｂ１（第１の帯域Ｂ１内の隣接信号用）は、第２のフィルタ８１２の入力に接続されている。第３のチャネルパラメータの推定値ＡＳＣＰ−Ｂ２（第２の帯域Ｂ２内の隣接信号用）は、第３のフィルタ８１４の入力に接続されており、第４のチャネルパラメータの推定値ＤＳＣＰ−Ｂ２（第２の帯域Ｂ２内の隣接信号用）は、第４のフィルタ８１６の入力に接続されている。
【００４３】
局所的所望ビットシーケンス発生器８０２の出力は、第１のフィルタ８１０の第２の入力および第２のローテーション装置８０８の第１の入力に接続されている。局所的隣接ビットシーケンス発生器８０４の出力は、第１のローテーション装置８０６の第１の入力および第３のフィルタ８１４の第２の入力に接続されている。搬送波間隔ｗは、ローテーション装置８０６および８０８それぞれの第２の入力に接続されており、第１および第２のローテーション装置８０６および８０８の出力は、第２および第４のフィルタ８１２および８１６それぞれの第２の入力に接続されている。第１および第２のフィルタ８１０、８１２の出力は、第１の加算装置８１３の正の入力に接続されており、第１の加算装置８１３の出力は、第３の加算装置８１７の負の入力に接続されている。第３および第４のフィルタ８１４および８１６の出力は、第２の加算装置８１５の正の入力に接続されており、第２の加算装置８１５の出力は、第４の加算装置８１９の負の入力に接続されている。第３および第４の加算装置８１７および８１９の出力は、振幅二乗装置８１８および８２０の入力にそれぞれ接続されており、第１および第２の振幅二乗装置８１８および８２０の出力は、第５の加算装置８２２の正の入力に接続されている。第５の加算装置８２２の出力は合計ジョイントメトリックＭＴを表わしている。
【００４４】
動作において、仮想的所望および隣接ビットが、局所的所望ビットシーケンス発生器８０２および局所的隣接ビットシーケンス発生器８０４でそれぞれ生成される。第１の周波数帯域Ｂ１（第１の搬送周波数ｆ１に対応する）内で受信された第１の情報信号の推定値を生成するために、第１のローテーション装置８０６においてチャネル間隔ｗに応じて隣接ビットにローテーションが行われる。第１の周波数帯域Ｂ１において、無線プロセッサ２１４は所望信号を受信するように調整されている。しかしながら、チャネル間隔の近接により、所望信号に対する干渉をもたらす隣接信号成分も第１の帯域Ｂ１に現れる。
【００４５】
生成された所望ビットおよびローテーションされた隣接ビットは、第１および第２のフィルタ８１０および８１２をそれぞれ通過させられる。第１および第２のフィルタ８１０および８１２のパラメータ（すなわち、帯域１の所望信号のチャネルパラメータ：ＤＳＣＰ−Ｂ１および帯域１の隣接信号のチャネルパラメータ：ＡＳＣＰ−Ｂ１）は、上記のように例えばジョイントチャネル推定器６００により求められる。このように第１および第２のフィルタ８１０および８１２は、第１の帯域Ｂ１における所望および隣接チャネルの影響をシミュレートする。第１および第２のフィルタ８１０および８１２の出力は、第１の加算器８１３で加算されて第１の送信信号を推定されたものが得られ、この推定されたものが第１の帯域で実際に受信した信号から（第３の加算装置８１７で）減じられる。そして第１の振幅二乗装置８１８で、差分の振幅二乗が計算されて第１のブランチメトリック（メトリック１）が求められる。
【００４６】
第２の周波数帯域Ｂ２（第２の搬送周波数ｆ２に対応する）内で受信された第２の情報信号の推定値を生成するために、第２のローテーション装置８０８においてチャネル間隔ｗに応じて所望ビットにローテーションが行われる。第２の周波数帯域Ｂ２において、無線プロセッサ２１６は隣接信号を受信するように調整されている。しかしながら、チャネル間隔の近接により、隣接信号に対する干渉をもたらす所望信号成分も第２の帯域Ｂ２に現れる。
【００４７】
生成された隣接ビットおよびローテーションされた所望ビットは、第３および第４のフィルタ８１４および８１６をそれぞれ通過させられる。第３および第４のフィルタ８１４および８１６のパラメータ（すなわち、帯域２の隣接信号のチャネルパラメータ：ＡＳＣＰ−Ｂ２および帯域２の所望信号のチャネルパラメータ：ＤＳＣＰ−Ｂ２）は、上記のように例えばジョイントチャネル推定器６００により求められる。このように第３および第４のフィルタ８１４および８１６は、第２の帯域Ｂ２における所望および隣接チャネルの影響をシミュレートする。第３および第４のフィルタ８１４および８１６の出力は、第２の加算器８１５で加算されて第２の送信信号を推定されたものが得られ、この推定されたものが第２の帯域で実際に受信した信号から（第４の加算装置８１９で）減じられる。そして第２の振幅二乗装置８２０で、差分の振幅二乗が計算されて第２のブランチメトリック（メトリック２）が求められる。
【００４８】
第１および第２のブランチメトリック（メトリック１およびメトリック２）は、第５の加算装置８２２で加算されて合計ブランチメトリックＭＴが求められる。ブランチメトリックは、例えばノイズレベルの差を考慮するように重み付けされてもよい。多数のアンテナを使用するシステムでは、付加的アンテナからのメトリックが重み付けされて組み合わされてもよい。合計ブランチメトリックＭＴは、上記のようにシーケンス推定プロセッサ５０６に供給される。当業者には、メトリックの様々な変形が可能であることが理解されよう。例えば、G.E.BottomleyおよびS.Chennakeshuの上記の文献に記載されたような、「部分的ウンガーボーク(partial Ungerboeck)」形式を使用することもできる。
【００４９】
２つの情報信号および２つのベースバンド信号に関して実施形態を記載したが、当業者には本発明があらゆる数の情報信号および搬送周波数に適用可能であることが理解されよう。例えば、２つの隣接信号を、２つの搬送波の一方だけに対応するただ１つのベースバンド信号を用いて一緒に復調することもできる。また、本発明は、共同チャネルおよび隣接チャネル信号の両方に適用できる。
【００５０】
本発明によるマルチ信号復調器を代替的に、G.Ungerboeckの1974年５月のIEEE Transactions on Communications, vol.COM-22,「搬送波変調データ伝送システム用の適応最大尤度受信機(Adaptive Maximum-Likelihood Receiver for Carrier-Modulated Data-Transmission System)」に記載され、参照により本明細書に組み込む、変更メトリックに拡張して構成することもできる。本発明によれば、この代替的復調器は、全体的チャネルレスポンス（送信パルス形状および媒体レスポンスの両方の影響を反映する）に適合された受信フィルタを使用する。例えば、（固定の）送信パルス形状に適合された受信フィルタを、最適検出用に推定された媒体レスポンスに基づいた第２段のフィルタを組合わせて使用してもよい。
【００５１】
図９は、このような代替的２チャネル復調器９００を示している。図示されたように、２チャネル復調器９００は、チャネル推定器９０２、第１および第２の媒体マッチドフィルタ９０４および９０６、Ｓパラメータ計算装置９０８、拡張・変更したメトリック・プロセッサ９１０、シーケンス推定プロセッサ９１２を含んでいる。第１のベースバンド信号ｓ１は、第１の媒体マッチドフィルタ９０４の入力およびチャネル推定器９０２の第１の入力に接続されている。第２のベースバンド信号ｓ２は、第２の媒体マッチドフィルタ９０６の入力およびチャネル推定器９０２の第２の入力に接続されている。チャネル推定器９０２の第１の出力は、第１の媒体マッチドフィルタ９０４の第２の入力、およびＳパラメータ計算装置９０８の第２の入力に接続されている。チャネル推定器９０２の第２の出力は、第２の媒体マッチドフィルタ９０６の第２の入力、およびＳパラメータ計算装置９０８の第１の入力に接続されている。
【００５２】
第１および第２の媒体マッチドフィルタ９０４および９０６の出力は、拡張・変更したメトリック・プロセッサ９１０の第１および第２の入力に接続されている。搬送波間隔ｗおよび送信パルスＰ（ｔ）は、Ｓパラメータ計算装置９０８の第３および第４の入力に接続されており、Ｓパラメータ計算装置９０８から出力された４つのＳパラメータｓ１１、ｓ２１、ｓ２２、ｓ１２は、拡張・変更したメトリック・プロセッサ９１０の付加的入力に接続されている。拡張・変更したメトリック・プロセッサ９１０の出力は、シーケンス推定プロセッサ９１２の入力に接続されており、シーケンス推定プロセッサ９１２の第１および第２の出力は第１および第２の検出信号ｓｄおよびｓａを表わしている。
【００５３】
動作において、第１および第２の媒体レスポンスｇ１およびｇ２は、上記のようにチャネル推定ユニットで求められる。そして媒体レスポンス・パラメータは、最適な変調のための時間変化する媒体マッチドフィルタの設定に使用される。送信フィルタ、媒体レスポンス、受信フィルタ、および帯域Ｂ１とＢ２との両方の媒体マッチドフィルタの全体的影響を表す、４つのＳパラメータｓ１１、ｓ２１、ｓ２２、ｓ１２は、送信パルス形状、搬送波間隔ｗおよび推定された媒体レスポンスの以前の情報を使用して求められる。
【００５４】
第１のＳパラメータｓ１１は、第１の帯域Ｂ１における送信フィルタ、第１の送信信号に対する媒体レスポンス、第１の帯域Ｂ１における受信フィルタ、および第１の媒体マッチドフィルタの全体的影響を表わしている。第２のＳパラメータｓ２１は、第２の帯域Ｂ２における送信フィルタ、第２の送信信号に対するローテーションされた媒体レスポンス、第１の帯域Ｂ１における受信フィルタ、および第１の媒体マッチドフィルタの全体的影響を表わしている。第３のＳパラメータｓ２２は、第２の帯域Ｂ２における送信フィルタ、第２の送信信号に対する媒体レスポンス、第２の帯域Ｂ２における受信フィルタ、および第２の媒体マッチドフィルタの全体的影響を表わしている。第４のＳパラメータｓ１２は、第１の帯域Ｂ１における送信フィルタ、第１の送信信号に対するローテーションされた媒体レスポンス、第２の帯域Ｂ２における受信フィルタ、および第２の媒体マッチドフィルタの全体的影響を表わしている。
【００５５】
媒体マッチドフィルタの出力およびＳパラメータは、変更したメトリック・プロセッサ９０１において、以下の式に従って拡張・変更したブランチメトリックＭ１およびＭ２を計算するのに使用される。
【００５６】
【数７】
0004153161.tif 000009
ここで、ｚ１およびｚ２は媒体マッチドフィルタの出力であり、ｄｎおよびａｎは局所的に生成された所望および隣接ビットであり、「＊」は共役演算(conjugate operation)を示し、
【数８】
0004153161.tif 000010
は局所的に生成された所望および隣接ビットがローテーションされたものであり、Ｒｅ｛ｘ｝は｛ｘ｝の実数部を表し、ｎは符号期間のインデックスである。合計メトリックＭＴは、ブランチメトリックＭ１およびＭ２を加算することにより求められる。合計メトリックは、所望および隣接情報ビットの推定のために、シーケンス推定プロセッサ９１２に供給される。
【００５７】
当業者は、受信機がダイバーシティまたは位相アンテナを使用したときに、本発明が適用できることが理解されよう。このようなシステムにおいては、異なったアンテナまたはビームに対応した複数の受信信号が供給される。受信したものと各アンテナで予期されるものとの差分を、通常のシーケンス推定処理でブランチメトリックを形成するのに使用することができる。アンテナ信号は例えば、各アンテナのメトリック（振幅の二乗）を形成し、メトリックを加算して組合わせられたブランチメトリックを形成することにより組み合わされる。例えば、参照により本明細書に組み込まれる、1993年５月２日発行のBackstorm等の米国特許第５１９１５９８号明細書を参照せよ。アンテナを組合わせる他の手法も使用できる。例えば、参照により本明細書に組み込まれる、G.E.BottomleyおよびK.Jamalの1995年６月25〜28日のProceedings of the 45th IEEE Vehicular Technology Conference (VTC '95), Chicago、「適応アレイおよびＭＬＳＥ等価(Adaptive arrays and MLSE equalization)」を参照せよ。
【００５８】
本発明をハイブリッドＦＤＭＡ／ＴＤＭＡシステムに関して説明したが、当業者には本発明がＦＤＭＡの構成要素（すなわち多重搬送波）を含むあらゆるシステムに適用可能であることが理解されよう。更に、本発明は、直接拡散符号分割多重アクセス（ＤＳ−ＣＤＭＡ）、周波数ホッピング、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、および他の構成要素を含むシステムで実施することができる。
【００５９】
また、本発明を最大尤度シーケンス推定（ＭＬＳＥ）復調手法に関して記載したが、他の既知の復調手法も同様に適用できる。例えば、判定帰還等価（ＤＦＥ）や線形等価（ＬＥ）も利用できる。
【００６０】
更にまた、上記で記載した復調システムで使用されているチャネルパラメータ、ＤＳＣＰ−Ｂ１、ＡＳＣＰ−Ｂ１、ＤＳＣＰ−Ｂ２、ＡＳＣＰ−Ｂ２を求めるのに他のチャネル推定方法を使用することもできる。例えば、参照により本明細書に組み込まれる、本願と同日出願された「デジタル通信システムにおける隣接チャネル信号をキャンセルする方法および装置(Method and Apparatus for Canceling Adjacent Channel Signals in Digital Communication Syatems)」という題名の米国特許出願番号第０８／９０１６９３号明細書を参照せよ。
【００６１】
当業者には、本発明が本明細書に説明のために記載した上記の代表的実施形態に限定されないことが理解されよう。従って、本発明の範囲は、上記の記載ではなく特許請求の範囲によって定義されるものであり、請求の範囲の意味するものと等価なものも本発明に含まれるものと理解される。
【図面の簡単な説明】
【図１】  ２つの隣接した搬送周波数を用いてモデル化した隣接チャネルの干渉を示す図である。
【図２】  本発明の教示を使用した無線通信システムを示す図である。
【図３】  従来のベースバンドプロセッサを示す図である。
【図４】  本発明によるベースバンドプロセッサを示す図である。
【図５】  図４のベースバンドプロセッサの代表的実施形態を示す図である。
【図６】  本発明による代表的ジョイントチャネル推定器を示す図である。
【図７】  図６のジョイントチャネル推定器を用いたＲパラメータの生成例を示す図である。
【図８】  本発明による代表的メトリックプロセッサを示す図である。
【図９】  図４のベースバンドプロセッサの代替的実施形態を示す図である。
【図１】
0004153161.tif 000011
【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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