(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送されてきた位相変調信号を受信するアンテナと、このアンテナの受信信号を周波数ＦifのＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する周波数変換部と、前記ＩＦ信号を周波数Ｆsp（ＦspはＦif×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは５以上の奇数を表す。）で標本化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号を直交検波して互いに直交する復調信号Ｉ、Ｑを生成する直交検波部と、この直交検波部の出力する信号Ｉ、Ｑをベースバンド信号Ｉａ、Ｑａに変換する低域フィルタと、この低域フィルタのタップ係数の複数組を予め記憶した係数記憶部と、前記低域フィルタの出力する信号Ｉａ、Ｑａの位相を補正して同相成分Ｉｂと直交成分Ｑｂを生成する位相補正部と、この位相補正部の出力する信号Ｉｂ、Ｑｂと基準となる位相の信号とに基づいて搬送波の位相誤差を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として前記位相補正部へフィードバックする位相誤差算出部と、前記アンテナの受信電界レベルを検出する受信電界レベル検出部と、前記位相補正部の出力する信号Ｉｂ、Ｑｂから伝送情報を復号する復号部とを具備した復調手段を２系統設け、この２系統の復調手段のうちの一方の受信電界レベル検出部で検出された受信電界レベルが一定期間ゼロレベルであるか否かを検出するゼロレベル検出部と、このゼロレベル検出部の検出信号で前記２系統の復調手段の位相補正部で生成された信号Ｉｂ、Ｑｂを切り替えて出力するスイッチ部と、このスイッチ部から出力する信号Ｉｂ、Ｑｂに基づいてゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、このゼロクロス検出部の検出信号に基づいて前記Ａ／Ｄ変換部の実サンプル点と理想サンプル点との時間差を算出し、算出信号を複数組のタップ係数のうちの対応した１組のタップ係数を選択するための信号として前記２系統の復調手段の係数記憶部へ出力するビットタイミング補正部と、前記２系統の復調手段の受信電界レベル検出部で検出された受信電界レベルを比較し、受信電界レベルが大きい方の復調手段の復号信号を選択して出力するセレクタとを設けてなることを特徴とするディジタル復調装置。
【請求項２】
２系統の復調手段は、それぞれ位相誤差算出部で算出された位相誤差の平均値を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部へフィードバックする自動周波数補正部を具備し、セレクタは、前記２系統の復調手段の受信電界レベル検出部で検出された受信電界レベルを比較し、受信電界レベルが大きい方の復調手段の受信電界レベル、復号信号及び自動周波数補正部の算出信号を選択して出力してなる請求項１記載のディジタル復調装置。
【請求項３】
伝送されてきた位相変調信号を受信するアンテナと、このアンテナの受信信号を周波数ＦifのＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する周波数変換部と、前記ＩＦ信号を周波数Ｆsp（ＦspはＦif×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは５以上の奇数を表す。）で標本化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号を直交検波して互いに直交する復調信号Ｉ、Ｑを生成する直交検波部と、この直交検波部の出力する信号Ｉ、Ｑをベースバンド信号Ｉａ、Ｑａに変換する低域フィルタと、この低域フィルタのタップ係数の複数組を予め記憶した係数記憶部と、前記低域フィルタの出力する信号Ｉａ、Ｑａの位相を補正して同相成分Ｉｂと直交成分Ｑｂを生成する位相補正部と、この位相補正部の出力する信号Ｉｂ、Ｑｂと基準となる位相の信号とに基づいて搬送波の位相誤差を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として前記位相補正部へフィードバックする位相誤差算出部と、前記アンテナの受信電界レベルを検出する受信電界レベル検出部と、前記位相補正部の出力する信号Ｉｂ、Ｑｂから伝送情報を復号する復号部とを具備した復調手段を２系統設け、この２系統の復調手段のうちの一方の受信電界レベル検出部で検出された受信電界レベルが一定期間ゼロレベルであるか否かを検出するゼロレベル検出部と、このゼロレベル検出部の検出信号で前記２系統の復調手段の位相補正部で生成された信号Ｉｂ、Ｑｂを切り替えて出力するスイッチ部と、このスイッチ部から出力する信号Ｉｂ、Ｑｂに基づいてゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、このゼロクロス検出部の検出信号に基づいて前記Ａ／Ｄ変換部の実サンプル点と理想サンプル点との時間差を算出し、算出信号を複数組のタップ係数のうちの対応した１組のタップ係数を選択するための信号として前記２系統の復調手段の係数記憶部へ出力するビットタイミング補正部と、前記２系統の復調手段の位相誤差算出部で算出された位相誤差を比較し、位相誤差が小さい方の復調手段の復号信号を選択して出力するセレクタとを設けてなることを特徴とするディジタル復調装置。
【請求項４】
２系統の復調手段は、それぞれ位相誤差算出部で算出された位相誤差の平均値を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部へフィードバックする自動周波数補正部を具備し、セレクタは、前記２系統の復調手段の位相誤差検出部で検出された位相誤差を比較し、位相誤差が小さい方の復調手段の受信電界レベル、復号信号及び自動周波数補正部の算出信号を選択して出力してなる請求項３記載のディジタル復調装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信に用いられるディジタル復調装置であって、多重波伝播路で生じるフェージング（ｆａｄｉｎｇ）の影響を小さくするために検波後ダイバシティ受信技術を用いたディジタル復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、ディジタル移動無線通信の高品質、高安定性が求められている。このため、フェージングの影響を小さくするためにダイバシティ受信技術を用いて通信の安定化を高める必要が生じている。
従来の移動体通信に用いられているダイバシティ受信技術は、復号器の外部に２系統の復調機能と位相検波器や搬送波再生器を用いた検波後ダイバシティを採用していた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来例では検波後ダイバシティを採用するために、復号器の外部に２系統の復調機能と位相検波器や搬送波再生器を用いていたので、復調に必要な搬送波再生回路、直交検波器、フィルタなど、復号器以外の外付け部品が必要となりハード的な規模が増大してしまうという問題点があった。
このため、移動体通信端末の小型化及び低消費電力化を図ることができないという問題点があった。
【０００４】
本発明は、上述の問題点に鑑みてなされたもので、フェージングの影響の軽減化を図ることができるとともに、小型化及び低消費電力化を図ることのできるディジタル復調装置を提供することを目的とするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明によるディジタル復調装置は、伝送されてきた位相変調信号を受信するアンテナと、このアンテナの受信信号を周波数ＦifのＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する周波数変換部と、ＩＦ信号を周波数Ｆsp（ＦspはＦif×４／ｍに等しい条件を満たす周波数を表す。ｍは５以上の奇数を表す。）で標本化してディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部の出力信号を直交検波して互いに直交する復調信号Ｉ、Ｑを生成する直交検波部と、この直交検波部の出力する信号Ｉ、Ｑをベースバンド信号Ｉａ、Ｑａに変換する低域フィルタと、この低域フィルタのタップ係数の複数組を予め記憶した係数記憶部と、低域フィルタの出力する信号Ｉａ、Ｑａの位相を補正して同相成分Ｉｂと直交成分Ｑｂを生成する位相補正部と、この位相補正部の出力する信号Ｉｂ、Ｑｂと基準となる位相の信号とに基づいて搬送波の位相誤差を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部へフィードバックする位相誤差算出部と、アンテナの受信電界レベルを検出する受信電界レベル検出部と、位相補正部の出力する信号Ｉｂ、Ｑｂから伝送情報を復号する復号部とを具備した復調手段を２系統設け、この２系統の復調手段のうちの一方の受信電界レベル検出部で検出された受信電界レベルが一定期間ゼロレベルであるか否かを検出するゼロレベル検出部と、このゼロレベル検出部の検出信号で２系統の復調手段の位相補正部で生成された信号Ｉｂ、Ｑｂを切り替えて出力するスイッチ部と、このスイッチ部から出力する信号Ｉｂ、Ｑｂに基づいてゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、このゼロクロス検出部の検出信号に基づいてＡ／Ｄ変換部の実サンプル点と理想サンプル点との時間差を算出し、算出信号を複数組のタップ係数のうちの対応した１組のタップ係数を選択するための信号として２系統の復調手段の係数記憶部へ出力するビットタイミング補正部と、２系統の復調手段の受信電界レベル検出部で検出された受信電界レベルを比較し、受信電界レベルが大きい方の復調手段の復号信号を選択して出力するセレクタとを設けてなることを特徴とする。
【０００６】
２系統の復調手段は、それぞれアンテナで受信した信号を周波数ＦifのＩＦ信号に変換し、周波数Ｆspで標本化してディジタル信号に変換し、直交検波して互いに直交する復調信号Ｉ、Ｑを生成し、この信号Ｉ、Ｑを係数記憶部のタップ係数を用いてベースバンド信号Ｉａ、Ｑａに変換し、この信号Ｉａ、Ｑａの位相を補正して同相成分Ｉｂと直交成分Ｑｂを生成し、この信号Ｉｂ、Ｑｂと基準となる位相の信号とに基づいて搬送波の位相誤差を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部へフィードバックし、信号Ｉｂ、Ｑｂから伝送情報を復号する。ゼロレベル検出部の検出信号で作動するスイッチ部でゼロクロス検出部に入力する信号Ｉｂ、Ｑｂが切り替えられ、このゼロクロス検出部の検出信号に基づいてＡ／Ｄ変換部の実サンプル点と理想サンプル点との時間差が算出され、算出信号が複数組のタップ係数の１組を選択する信号となって低域フィルタのタップ係数が選択されてサンプルタイミングの補正が行われるので、フェージングの影響の軽減化を図ることができる。さらに、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数ＦspはＩＦ信号の周波数Ｆifの４／ｍ倍に設定されている（即ちアンダーサンプリングされている）ので、ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数Ｆspの１／４の周波数にダウンコンバートされた信号を生成して出力できる。このため、Ａ／Ｄ変換部の後段の回路（直交検波部、低域フィルタ、位相補正部、復号部など）の処理速度（クロック周波数）を低く抑えることができ、ＤＳＰ（ディジタル信号処理プロセッサ）を用いることができる。したがって、従来復号器の外付け部品として必要としていた搬送波再生回路、直交検波器、フィルタを不要として、小型化及び低消費電力化を図ることができる。
【０００７】
２系統の復調手段の受信電界レベル検出部で検出された受信電界レベルを比較し、受信電界レベルが大きい方の復調手段の受信電界レベル及び復号信号を選択して出力するセレクタの代わりに、２系統の復調手段の位相誤差算出部で算出された位相誤差を比較し、位相誤差が小さい方の復調手段の復号信号を選択して出力するセレクタを設けた場合についても、本発明を利用することができる。この場合、セレクタの作用以外は前記と同様に作用する。
【０００８】
位相補正部の位相補正をより正確にするとともに、位相誤差算出部で算出された位相誤差の平均値もセレクタから出力できるようにするために、２系統の復調手段に、それぞれの位相誤差算出部で算出された位相誤差の平均値を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部へフィードバックする自動周波数補正部を設け、セレクタは、２系統の復調手段の受信電界レベル検出部で検出された受信電界レベルを比較し、受信電界レベルが大きい方の復調手段の受信電界レベル、復号信号及び自動周波数補正部の算出信号を選択して出力するか、又は２系統の復調手段の位相誤差算出部で算出された位相誤差を比較し、位相誤差が小さい方の復調手段の受信電界レベル、復号信号及び自動周波数補正部の算出信号を選択して出力するように構成する。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態例を図面により説明する。
図１は本発明によるディジタル復調装置の一実施形態例を示すものである。
図１において１０ａ、１０ｂは２系統の復調手段を表す。
一方の復調手段１０ａは、アンテナ１２ａ、高周波回路（以下ＲＦと記述する）１４ａ、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１６ａ、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換部１８ａ、クロック発生部２０、直交検波部２２ａ、低域フィルタとしてのディジタルフィルタ（以下ＤＴＦと記述する）２４ａｉ、２４ａｑ、係数記憶部としてのリードオンリメモリ（以下ＲＯＭと記述する）２６ａ、位相補正部２８ａ、位相誤差算出部（以下ＣＲと記述する）３０ａ、受信電界レベル検出部（以下ＲＳＳＩと記述する）３２ａ、自動周波数補正部（以下ＡＦＣと記述する）３４ａ及び復号部（以下Ｄ／Ｄと記述する）３６ａで構成されている。
他方の復調手段１０ｂは、前記復調手段１０ａと同様に、アンテナ１２ｂ、ＲＦ１４ｂ、ＢＰＦ１６ｂ、Ａ／Ｄ変換部１８ｂ、クロック発生部２０、直交検波部２２ｂ、ＤＴＦ２４ｂｉ、２４ｂｑ、ＲＯＭ２６ｂ、位相補正部２８ｂ、ＣＲ３０ｂ、ＲＳＳＩ３２ｂ、ＡＦＣ３４ｂ及びＤ／Ｄ３６ｂで構成されている。
前記アンテナ１２ａ、１２ｂは所定距離（例えば搬送波の半波長分の距離、若しくはそれ以上の距離）離して設置されている。
【００１０】
前記復調手段１０ａのアンテナ１２ａは、送信側から搬送波によって伝送されてきた位相変調信号（例えばＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift  Keying）変調された信号）を受信する。
前記ＲＦ１４ａは、前記アンテナ１２ａの受信信号を周波数ＦifのＩＦ信号（中間周波数信号）に変換する周波数変換部と、このＩＦ信号を増幅する中間周波増幅部と、ＡＧＣ（自動利得制御）部とを具備し、増幅されたＩＦ信号を出力するとともに、ＡＧＣ飽和領域に対応した受信電界レベル（以下ＲＳＳＩａと記述する）を出力する。
前記ＢＰＦ１６ａは、前記ＲＦ１４ａから出力したＩＦ信号のうちの目的とする信号の周波数範囲を通過させる。
前記Ａ／Ｄ変換部１８ａは、前記ＢＰＦ１６ａから出力したＩＦ信号を、クロック発生部２０から出力したサンプリング周波数Ｆspのクロックで標本化してディジタル信号に変換する。このサンプリング周波数Ｆspは次ぎの（１）式を満たすように設定されている。
Ｆsp＝Ｆif×４／ｍ…（１）
（１）式においてｍは５以上の奇数（５、７、９、…）を表し、ＩＦ信号をナイキスト周波数以下のサンプリング周波数でサンプリング（以下、単にアンダーサンプリングという。）していることを表している。
【００１１】
前記復調手段１０ａの直交検波部２２ａは、前記Ａ／Ｄ変換部１８ａの出力信号を直交検波して互いに直交する復調信号Ｉ、Ｑを生成する。
前記ＤＴＦ２４ａｉ、２４ａｑは、前記ＲＯＭ２６ａから適宜に読み出されたタップ係数を用いたフィルタ処理によって、前記直交検波部２２ａの出力する信号Ｉ、Ｑをベースバンド信号Ｉａ、Ｑａに変換する。
前記ＲＯＭ２６ａには予め複数組のタップ係数が記憶されている。
前記位相補正部２８ａは、前記ＣＲ３０ａ及びＡＦＣ３４ａから出力する信号を制御信号として前記ＤＴＦ２４ａｉ、２４ａｑから出力する信号Ｉａ、Ｑａの位相を補正する。
前記ＣＲ３０ａは前記位相補正部２８ａの出力する信号Ｉｂ、Ｑｂと基準となる位相の信号とに基づいて搬送波の位相誤差を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として前記位相補正部２８ａへフィードバックする。
前記ＡＦＣ３４ａは、前記ＣＲ３０ａで算出された位相誤差の平均値を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として前記位相補正部２８ａへフィードバックする。
前記ＲＳＳＩ３２ａは、前記ＲＦ１４ａから出力する受信電界レベルＲＳＳＩａと、前記位相補正部２８ａから出力する信号Ｉｂ、Ｑｂの絶対値（√（Ｉｂ２＋Ｑｂ２））とを加算し、加算値を前記アンテナ１２ａの受信電界レベルとして出力する。
前記Ｄ／Ｄ３６ａは、ＩＱ判定部とＰ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換部からなり、前記位相補正部２８ａの出力する信号Ｉｂ、Ｑｂから伝送情報を復号して出力する。
【００１２】
前記復調手段１０ｂのアンテナ１２ｂ、ＲＦ１４ｂ、ＢＰＦ１６ｂ、Ａ／Ｄ変換部１８ｂ、クロック発生部２０、直交検波部２２ｂ、ＤＴＦ２４ｂｉ、２４ｂｑ、ＲＯＭ２６ｂ、位相補正部２８ｂ、ＣＲ３０ｂ、ＲＳＳＩ３２ｂ、ＡＦＣ３４ｂ及びＤ／Ｄ３６ｂは、前記復調手段１０ａの対応した構成要素（アンテナ１２ａ、ＲＦ１４ａ、ＢＰＦ１６ａ、…）と同一機能を具備している。
【００１３】
３８はゼロレベル検出部（以下ＬＺＦと記述する）、４０はスイッチ部（以下ＳＷと記述する）、４２はゼロクロス検出部（以下ＰＲＺと記述する）、４４はビットタイミング補正部（以下ＢＴＲと記述する）、４６はセレクタである。
前記ＬＺＦ３８は、前記復調手段１０ａのＲＳＳＩ３２ａで検出された受信電界レベルが一定期間（例えば１６シンボルにわたって連続した期間に相当する。）ゼロレベルであるか否かを検出する。ここで１シンボルとは、搬送波の位相を４つの値、即ち０相、π／２相、π相、３π／２相の値に変化させ、それぞれに対して２つのディジタル信号の組み合わせ「００」、「０１」、「１０」、「１１」を対応させて伝送するＱＰＳＫの場合には、１組のディジタル信号の組み合わせ（例えば「００」）を表す。
【００１４】
前記ＳＷ４０は、図２にも示すように、前記ＬＺＦ３８の検出信号で前記位相補正部２８ａ、２８ｂで生成された信号Ｉｂ、Ｑｂを切り替えて出力するもので、前記ＬＺＦ３８から検出信号が出力していないときには実線で示すように位相補正部２８ａで生成された信号Ｉｂ、ＱｂをＰＲＺ４２へ出力し、前記ＬＺＦ３８から検出信号が出力しているときには点線で示すように位相補正部２８ｂで生成された信号Ｉｂ、ＱｂをＰＲＺ４２へ出力する。
前記ＰＲＺ４２は前記ＳＷ４０から出力する信号Ｉｂ、Ｑｂに基づいて連続した２シンボル点間のゼロクロス点を検出する。
前記ＢＴＲ４４は、前記ＰＲＺ４２の検出信号に基づいて前記Ａ／Ｄ変換部１８ａの実サンプル点と理想サンプル点との時間差を算出し、算出信号を複数組のタップ係数のうちの対応した１組のタップ係数を選択するための信号として前記ＲＯＭ２６ａ及びＲＯＭ２６ｂへ出力する。
前記セレクタ４６は、前記復調手段１０ａ、１０ｂのＲＳＳＩ３２ａ、３２ｂで検出された受信電界レベルを比較し、受信電界レベルが大きい方の復調手段の受信電界レベル、復号信号及びＡＦＣ出力を選択して出力する。
【００１５】
前記復調手段１０ａ、１０ｂのうち、Ａ／Ｄ変換部１８ａ、１８ｂより後段の構成要素である、直交検波部２２ａ、２２ｂ、ＤＴＦ２４ａｉ、２４ａｑ、２４ｂｉ、２４ｂｑ、ＲＯＭ２６ａ、２６ｂ、位相補正部２８ａ、２８ｂ、ＣＲ３０ａ、３０ｂ、ＲＳＳＩ３２ａ、３２ｂ、ＡＦＣ３４ａ、３４ｂ及びＤ／Ｄ３６ａ、３６ｂと、ＬＺＦ３８、ＳＷ４０、ＰＲＺ４２、ＢＴＲ４４及びセレクタ４６は、ＬＳＩ（大規模集積回路）で構成された汎用のＤＳＰ５０内の素子の組み合わせで構成されている。
【００１６】
つぎに図１の作用を図２を併用して説明する。
図１に示した実施形態例では、２系統の復調手段１０ａ、１０ｂのうちの一方の復調手段１０ａを基準とし、その位相補正部２８ａで生成された信号Ｉｂ、Ｑｂに基づいてＰＲＺ４２が連続した２シンボル点間のゼロクロス点を検出し、ＢＴＲ４４がＰＲＺ４２の検出信号に基づいてＡ／Ｄ変換部１８ａの実サンプル点と理想サンプル点との時間差を算出し、算出信号をタップ係数選択信号としてＲＯＭ２６ａ及び２６ｂへ出力する。このため、同一のタイミング補正デ−タによって、基準となる復調手段１０ａのＤＴＦ２４ａｉ、２４ａｑのタイミング補正が行われるとともに、他方の復調手段１０ｂのＤＴＦ２４ｂｉ、２４ｂｑのタイミング補正も行われる。
そこで、まず基準とした復調手段１０ａに異常が無い場合について説明し、ついでこの復調手段１０ａに異常が生じた場合について説明する。
【００１７】
Ａ：復調手段１０ａに異常が無い場合の作用について説明する。
（１）送信側から搬送波によって伝送されてきた位相変調信号（例えばＱＰＳＫ変調された信号）は復調手段１０ａのアンテナ１２ａで受信され、ＲＦ１４ａによって周波数Ｆif（例えば４５５ＫＨｚ）のＩＦ信号に変換され、ＢＰＦ１６ａで目的とする信号の周波数帯域に制限され、Ａ／Ｄ変換部１８ａで周波数Ｆsp（式（１）のｍを２５とすると７２．８ＫＨｚ）のクロックによる標本化によりディジタル信号に変換される。このとき、式（１）が成立するサンプリング周波数ＦspでＩＦ信号をアンダーサンプリングしているので、Ａ／Ｄ変換部１８ａの出力側にはＦsp／４の周波数に周波数変換された信号が生成される。すなわち、ＩＦ信号をｓｉｎ波とし、式（１）でｍ＝２５とすると、アンダーサンプリングのサンプリング周波数ＦspはＩＦ信号の周波数Ｆifの４／２５倍となるので、アンダーサンプリングの標本化周期１／ＦspはＩＦ信号の周期１／Ｆifの２５／４倍となる。このため、ＩＦ信号に対して９０°位相が遅れた点をサンプリングすることになり、その周期はサンプリング周期１／Ｆspの４倍となる。
【００１８】
（２）直交検波部２２ａは、Ａ／Ｄ変換部１８ａから出力した信号の直交検波によって互いに直交する復調信号Ｉ、Ｑを生成し、この信号Ｉ、ＱはＲＯＭ２６ａのタップ係数を用いたＤＴＦ２４ａｉ、２４ａｑのフィルタ処理によってベースバンド信号Ｉａ、Ｑａに変換され、位相補正部２８ａによる位相補正で同相成分Ｉｂと直交成分Ｑｂが生成する。ＣＲ３０ａは、信号Ｉｂ、Ｑｂと基準となる位相の信号とに基づいて搬送波の位相誤差を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部２８ａへフィードバックする。ＡＦＣ３４ａは、ＣＲ３０ａで算出した位相誤差の平均値を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部２８ａへフィードバックするとともに、セレクタ４６へ出力する。
【００１９】
（３）ＲＳＳＩ３２ａは、ＲＦ１４ａから出力する受信電界レベルＲＳＳＩａと位相補正部２８ａで生成された信号Ｉｂ、Ｑｂとを次式（２）に従って加算し、加算値ＲＳＳＩ（ａ）を受信電界レベルとしてセレクタ４６へ出力する。
ＲＳＳＩ（ａ）＝ＲＳＳＩａ＋√（Ｉｂ２＋Ｑｂ２）…（２）
Ｄ／Ｄ３６ａは、ＩＱ判定部によって同相成分Ｉｂと直交成分Ｑｂから伝送情報の同相デ−タと直交デ−タを判定し、Ｐ／Ｓ変換部によって同相デ−タと直交デ−タから元の伝送情報である直列デ−タを合成し復号信号をセレクタ４６へ出力する。
【００２０】
（４）復調手段１０ａに異常が無い場合には、ＲＳＳＩ３２ａから出力した受信電界レベルＲＳＳＩ（ａ）が一定期間ゼロレベルになることはないので、ＬＺＦ３８から検出信号が出力しない。このため、ＳＷ４０は、図２に実線で示すように、復調手段１０ａの位相補正部２８ａで生成された信号Ｉｂ、ＱｂをＰＲＺ４２に出力する。
ＰＲＺ４２は位相補正部２８ａで生成された信号Ｉｂ、Ｑｂに基づいて連続した２シンボル点間のゼロクロス点を検出し、この検出信号に基づいてＢＴＲ４４がＡ／Ｄ変換部１８ａの実サンプル点と理想サンプル点との時間差を算出し、この算出信号がタップ係数選択信号としてＲＯＭ２６ａ、２６ｂに入力し、復調手段１０ａのＤＴＦ２４ａｉ、２４ａｑ及び復調手段１０ｂのＤＴＦ２４ｂｉ、２４ｂｑのタイミング補正が行われる。このＢＴＲ４４によるＤＴＦ２４ａｉ、２４ａｑ及びＤＴＦ２４ｂｉ、２４ｂｑのタイミング補正で、ランダムウォークフィルタ機能を用いて準同期検波されたデ−タのサンプル位置の算出が可能となる。
【００２１】
（５）送信側から搬送波によって伝送されてきた位相変調信号は他方の復調手段１０ｂのアンテナ１２ｂでも受信され、ＲＦ１４ｂで周波数Ｆ  のＩＦ信号に変換され、ＢＰＦ１６ｂで目的とする信号の周波数帯域に制限され、Ａ／Ｄ変換部１８ｂで周波数Ｆ  のクロックによる標本化によりディジタル信号に変換され、直交検波部２２ｂで互いに直交する復調信号Ｉ、Ｑが生成し、この信号Ｉ、ＱがＲＯＭ２６ｂのタップ係数を用いたＤＴＦ２４ｂｉ、２４ｂｑのフィルタ処理によってベースバンド信号Ｉａ、Ｑａに変換され、位相補正部２８ｂによる位相補正で同相成分Ｉｂと直交成分Ｑｂが生成し、ＣＲ３０ｂで搬送波の位相誤差が算出され、算出信号が位相補正のための制御信号として位相補正部２８ｂへフィードバックし、ＡＦＣ３４ｂで算出された位相誤差の平均値が位相補正のための制御信号として位相補正部２８ｂへフィードバックするとともに、セレクタ４６へ出力し、ＲＳＳＩ３２ｂがＲＦ１４ｂから出力する受信電界レベルＲＳＳＩｂと位相補正部２８ｂで生成された信号Ｉｂ、Ｑｂとを次式（３）に従って加算し、加算値ＲＳＳＩ（ｂ）を受信電界レベルとしてセレクタ４６へ出力し、Ｄ／Ｄ３６ｂが信号Ｉｂ、Ｑｂから伝送情報を復号してセレクタ４６へ出力するのは、前記（１）〜（３）に記載した復調手段１０ａの場合と同様である。
ＲＳＳＩ（ｂ）＝ＲＳＳＩｂ＋√（Ｉｂ２＋Ｑｂ２）…（３）
【００２２】
（６）セレクタ４６は、復調手段１０ａのＲＳＳＩ３２ａで検出されたＲＳＳＩ（ａ）と、復調手段１０ｂのＲＳＳＩ３２ｂで検出されたＲＳＳＩ（ｂ）とを比較し、大きい方の復調手段の復号信号、ＲＳＳＩ出力及びＡＦＣ出力を選択して出力する。
このため、フェージングの影響の軽減化を図ることができる。
【００２３】
さらに、Ａ／Ｄ変換部１８ａ、１８ｂのサンプリング周波数ＦspはＩＦ信号の周波数Ｆifの４／ｍ倍に設定されているので、ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数Ｆspの１／４の周波数にダウンコンバートされた信号を生成して出力できる。例えば、Ｆifを４００ＫＨｚ〜５００ＫＨｚとすると、Ｆspはナイキスト周波数より低い周波数（最大でもｍ＝５の３２０ＫＨｚ〜約４００ＫＨｚ）となる。このため、Ａ／Ｄ変換部１８ａ、１８ｂの後段の回路（直交検波部、低域フィルタ、位相補正部、復号部など）の処理速度（クロック周波数）を低く抑えることができ、汎用のＤＳＰを用いることができる。したがって、従来復号器の外付け部品として必要としていた搬送波再生回路、直交検波器、フィルタを不要として、小型化及び低消費電力化を図ることができる。
【００２４】
Ｂ：つぎに、復調手段１０ａに異常が生じた場合の作用について説明する。この異常が生じた場合とは、復調手段１０ａのＲＦ１４ａに故障が生じた場合、復調手段１０ｂの受信系統を検査するためにアンテナ１２ａに信号を与えない場合、周辺の障害物により受信不良となる場合などが該当する。
（１）復調手段１０ａに異常が生じた場合には、ＲＳＳＩ３２ａから出力した受信電界レベルＲＳＳＩ（ａ）が一定期間ゼロレベルになるので、ＬＺＦ３８から検出信号が出力し、ＳＷ４０は、図２に点線で示すように、他方の復調手段１０ｂの位相補正部２８ｂで生成された信号Ｉｂ、ＱｂをＰＲＺ４２に出力する。ＰＲＺ４２は位相補正部２８ｂで生成された信号Ｉｂ、Ｑｂに基づいて連続した２シンボル点間のゼロクロス点を検出し、この検出信号に基づいてＢＴＲ４４がＡ／Ｄ変換部１８ｂの実サンプル点と理想サンプル点との時間差を算出し、この算出信号がタップ係数選択信号としてＲＯＭ２６ａ、２６ｂに入力し、復調手段１０ｂのＤＴＦ２４ｂｉ、２４ｂｑ及び復調手段１０ａのＤＴＦ２４ａｉ、２４ａｑのタイミング補正が行われる。
【００２５】
（２）また、ＲＳＳＩ３２ａから出力した受信電界レベルＲＳＳＩ（ａ）が一定期間ゼロレベルになるような状態では、復調手段１０ｂのＲＳＳＩ３２ｂから出力した受信電界レベルＲＳＳＩ（ｂ）の方がＲＳＳＩ（ａ）より大きいので、セレクタ４６は、復調手段１０ｂの復号信号、ＲＳＳＩ出力（ＲＳＳＩ（ｂ））及びＡＦＣ出力を選択して出力する。
この復調手段１０ｂの復号信号、ＲＳＳＩ出力及びＡＦＣ出力は、次の（３）以下に示すようになる。
【００２６】
（３）送信側から搬送波によって伝送されてきた位相変調信号はアンテナ１２ｂで受信され、ＲＦ１４ｂによって周波数ＦifのＩＦ信号に変換され、ＢＰＦ１６ｂで目的とする信号の周波数帯域に制限され、Ａ／Ｄ変換部１８ｂでディジタル信号に変換され、直交検波部２２ｂの直交検波によって互いに直交する復調信号Ｉ、Ｑが生成される。この信号Ｉ、ＱはＲＯＭ２６ｂのタップ係数を用いたＤＴＦ２４ｂｉ、２４ｂｑの低域フィルタ処理によってベースバンド信号Ｉａ、Ｑａに変換され、位相補正部２８ｂによる位相補正で同相成分Ｉｂと直交成分Ｑｂが生成する。ＣＲ３０ｂは、信号Ｉｂ、Ｑｂと基準となる位相の信号とに基づいて搬送波の位相誤差を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部２８ｂへフィードバックする。ＡＦＣ３４ｂは、ＣＲ３０ｂで算出した位相誤差の平均値を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部２８ｂへフィードバックするとともに、セレクタ４６へ出力する。
【００２７】
（４）ＲＳＳＩ３２ｂは、ＲＦ１４ｂから出力する受信電界レベルＲＳＳＩｂと位相補正部２８ｂで生成された信号Ｉｂ、Ｑｂとを式（３）に従って加算し、加算値ＲＳＳＩ（ｂ）を受信電界レベルとしてセレクタ４６へ出力する。
Ｄ／Ｄ３６ｂは信号Ｉｂ、Ｑｂから伝送情報を復号してセレクタ４６へ出力する。
【００２８】
（５）セレクタ４６は、復調手段１０ｂのＲＳＳＩ３２ｂで検出されたＲＳＳＩ（ｂ）が復調手段１０ａのＲＳＳＩ３２ａで検出されたＲＳＳＩ（ａ）より大きいので、復調手段１０ｂの復号信号、ＲＳＳＩ出力（ＲＳＳＩ（ｂ））及びＡＦＣ出力を選択して出力する。
このため、前記Ａと同様に、フェージングの影響の軽減化を図ることができるとともに、小型化及び低消費電力化を図ることができる。
【００２９】
前記実施形態例では、２系統の復調手段は、それぞれ位相誤差算出部（ＣＲ）で算出された位相誤差の平均値を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部へフィードバックする自動周波数補正部（ＡＦＣ）を具備し、セレクタは、２系統の復調手段の受信電界レベル検出部（ＲＳＳＩ）で検出された受信電界レベルを比較し、受信電界レベルが大きい方の復調手段の復調出力、ＲＳＳＩ出力及びＡＦＣ出力を選択して出力するようにしたが、本発明はこれに限るものではない。例えば、自動周波数補正部（ＡＦＣ）を省略し、セレクタは、２系統の復調手段の受信電界レベル検出部（ＲＳＳＩ）で検出された受信電界レベルを比較し、受信電界レベルが大きい方の復調手段の復調出力及びＲＳＳＩ出力又は復調出力を選択して出力するようにしたものについても利用することができる。
【００３０】
前記実施形態例では、セレクタは、２系統の復調手段の受信電界レベル検出部（ＲＳＳＩ）で検出された受信電界レベルを比較し、受信電界レベルが大きい方の復調手段の復調出力、ＲＳＳＩ出力及びＡＦＣ出力、復調出力及びＲＳＳＩ出力を選択して出力する場合について説明したが、本発明はこれに限るものでなく、２系統の復調手段の位相誤差算出部（ＣＲ）で算出された位相誤差を比較し、位相誤差が小さい方の復調手段の復調出力、ＲＳＳＩ出力及びＡＦＣ出力、復調出力及びＲＳＳＩ出力を選択して出力する場合についても利用することができる。
【００３１】
【発明の効果】
本発明によるディジタル復調装置は、アンテナ、周波数変換部、Ａ／Ｄ変換部、直交検波部、低域フィルタ、係数記憶部、位相補正部、位相誤差算出部、受信電界レベル検出部及び復号部を具備した復調手段を２系統設け、ゼロレベル検出部、スイッチ部、ゼロクロス検出部、ビットタイミング補正部及びセレクタを設け、２系統の復調手段は、それぞれアンテナで受信した信号をＩＦ信号に変換し、周波数Ｆspで標本化してディジタル信号に変換し、直交検波して互いに直交する復調信号Ｉ、Ｑを生成し、この信号Ｉ、Ｑを係数記憶部のタップ係数を用いてベースバンド信号Ｉａ、Ｑａに変換し、この信号Ｉａ、Ｑａの位相を補正して同相成分Ｉｂと直交成分Ｑｂを生成し、この信号Ｉｂ、Ｑｂと基準となる位相の信号とに基づいて搬送波の位相誤差を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部へフィードバックし、信号Ｉｂ、Ｑｂから伝送情報を復号し、ゼロレベル検出部の検出信号で作動するスイッチ部でゼロクロス検出部に入力する信号Ｉｂ、Ｑｂが切り替えられ、このゼロクロス検出部の検出信号に基づいてＡ／Ｄ変換部の実サンプル点と理想サンプル点との時間差が算出され、算出信号が複数組のタップ係数の１組を選択する信号となって低域フィルタのタップ係数が選択されてサンプルタイミングの補正が行われるので、フェージングの影響の軽減化を図ることができる。
さらに、Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数ＦspはＩＦ信号の周波数Ｆifの４／ｍ倍に設定されているので、ＩＦ信号の情報デ−タ成分が保持されたまま、サンプリング周波数Ｆspの１／４の周波数にダウンコンバートされた信号を生成して出力できる。このため、Ａ／Ｄ変換部の後段の回路（直交検波部、低域フィルタ、位相補正部、復号部など）の処理速度（クロック周波数）を低く抑えることができ、汎用のＤＳＰを用いることができる。したがって、従来復号器の外付け部品として必要としていた搬送波再生回路、直交検波器、フィルタを不要として、小型化及び低消費電力化を図ることができる。
【００３２】
２系統の復調手段の受信電界レベル検出部で検出された受信電界レベルを比較し、受信電界レベルが大きい方の復調手段の復号信号を選択して出力するセレクタの代わりに、２系統の復調手段の位相誤差算出部で算出された位相誤差を比較し、位相誤差が小さい方の復調手段の復号信号を選択して出力するセレクタを設けた場合についても、本発明を利用することができる。この場合もフェージングの影響の軽減化を図ることができるとともに、小型化及び低消費電力化を図ることができる。
【００３３】
２系統の復調手段に、それぞれの位相誤差算出部で算出された位相誤差の平均値を算出し、算出信号を位相補正のための制御信号として位相補正部へフィードバックする自動周波数補正部を設け、セレクタが、２系統の復調手段の受信電界レベル検出部で検出された受信電界レベルを比較し、受信電界レベルが大きい方の復調手段の受信電界レベル、復号信号及び自動周波数補正部の算出信号を選択して出力するか、又は２系統の復調手段の位相誤差算出部で算出された位相誤差を比較し、位相誤差が小さい方の復調手段の受信電界レベル、復号信号及び自動周波数補正部の算出信号を選択して出力するように構成した場合には、位相補正部の位相補正をより正確にするとともに、位相誤差算出部で検出された位相誤差の平均値もセレクタから出力できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるディジタル復調装置の一実施形態例を示すブロック図である。
【図２】図１のＳＷ４０の作用を示す説明図である。
【符号の説明】
１０ａ…２系統の復調手段のうちの一方の復調手段、  １０ｂ…２系統の復調手段のうちの他方の復調手段、  １２ａ、１２ｂ…アンテナ、  １４ａ、１４ｂ…ＲＦ（高周波回路）、  １６ａ、１６ｂ…ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）、  １８ａ、１８ｂ…Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換部、  ２０…周波数Fspのサンプリング用のクロックを発生するクロック発生部、  ２２ａ、２２ｂ…直交検波部、  ２４ａｉ、２４ａｑ、２４ｂｉ、２４ｂｑ…ディジタルフィルタ（低域フィルタの一例）、  ２６ａ、２６ｂ…ＲＯＭ（係数記憶部の一例）、  ２８ａ、２８ｂ…位相補正部、  ３０ａ、３０ｂ…ＣＲ（位相誤差算出部）、  ３２ａ、３２ｂ…ＲＳＳＩ（受信電界レベル算出部）、  ３４ａ、３４ｂ…ＡＦＣ（自動周波数補正部）、  ３６ａ、３６ｂ…Ｄ／Ｄ（復号部）、  ３８…ＬＺＦ（ゼロレベル検出部）、  ４０…ＳＷ（スイッチ部）、  ４２…ＰＲＺ（ゼロクロス検出部）、  ４４…ＢＴＲ（ビットタイミング補正部）、  ５０…ＤＳＰ（ディジタル信号処理プロセッサ）、  Ｆif…中間周波数、  Ｆsp…Ａ／Ｄ変換部のサンプリング周波数（アンダーサンプリング周波数）、  ＩＦ…中間周波数信号、  Ｉ、Ｑ…直交検波で得られた復調信号、  Ｉａ、Ｑａ…低域フィルタ処理で得られたベースバンド信号、  Ｉｂ、Ｑｂ…位相補正で得られた同相成分、直交成分。
【図１】
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【図２】
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