(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
複数の電話信号を受信するとともにそれら電話信号の各々をそれぞれの通信チャンネル経由で送信する通信装置であって、各通信チャンネルを少なくとも一つの送信無線周波数（RF）搬送波、すなわち各々が複数の情報スロットを有しそれら情報スロットの少なくとも一つが前記電話信号の一つに割り当てられてその電話信号による変調を受けるようにした送信無線周波数（RF）搬送波に形成した通信装置において、
前記電話信号の一つの中のデータ信号を検出するように前記電話信号の各々を受信するとともにモニタする検出手段と、
複数の選択可能なPSK圧縮データ速度で符号化ずみの信号を生ずるように前記データ信号を符号化する符号化手段と、
前記データ信号の検出に応答して前記情報スロットのそれぞれの割当て状況、すなわち各情報スロットが前記電話信号の各一つに割当てずみか未割当てであるかの状況を調べるとともに、所定の帯域幅について所定数の未割当ての情報スロットを位置特定する制御手段と、
未割当ての前記情報スロットの数および好適な圧縮データ速度に基づく動的情報スロット割当てに従って前記未割当ての情報スロットから前記通信チャンネルを形成するチャンネル形成手段と、
前記電話信号の各々が前記RF搬送波に搬送されるように前記符号化ずみの信号で前記通信チャンネルを変調する変調手段と
を含む通信装置。
【請求項２】
通信システムにおいて複数の電話信号を受信するとともにそれら電話信号の各々をそれぞれの通信チャンネル、すなわち各々が複数の情報スロットを有しそれら情報スロットの少なくとも一つが前記電話信号の一つに割り当てられてその電話信号による変調を受けるようにした送信無線周波数（RF）の少なくとも一つに形成した通信チャンネル経由で送信する方法であって、
(a)前記電話信号の一つの中のデータ信号を検出するように前記電話信号の各々を受信するとともにモニタする過程と、
(b)複数の選択可能なPSK圧縮データ速度で符号化ずみの信号を生ずるように前記データ信号を符号化する過程と、
(c)前記データ信号の検出に応答して前記情報スロットの一つの割当て状況、すなわち各搬送波および各情報スロットが前記電話信号の他の一つに未割当てであるか割当てずみであるかを表す割当て状況を調べる過程と、
(d)所定数の未割当ての情報スロットを位置特定する過程と、
(e)未割当ての前記情報スロットの数および好適な圧縮データ速度に基づく動的情報スロットの割当てに従って前記未割当ての情報スロットから前記通信チャンネルを形成する過程と、
(f)前記電話信号の各々が前記RF搬送波に搬送されるように前記符号化ずみの信号で前記通信チャンネルを変調する過程と
を含む通信方法。
【請求項３】
前記データ信号が低速度の類型のもの、高速度の類型のもの、および超高速度の類型のもののうちの一つであり、
前記検出手段がそれら低速度、高速度および超高速度の類型のものの各一つを検出し、
前記所定数の情報スロットの数が前記低速度の類型のものについては第１の所定数、前記高速度の類型のものについては第２の所定数、および前記超高速度の類型のものについては第３の所定数である
請求項１記載の通信装置。
【請求項４】
前記データ信号が低速度の類型のもの、高速度の類型のもの、および超高速度の類型のもののうちの一つであり、
前記過程(a)がそれら低速度、高速度および超高速度の類型のものの各一つを検出し、
前記所定数の情報スロットの数が前記低速度の類型のものについては第１の所定数、前記高速度の類型のものについては第２の所定数、および前記超高速度の類型のものについては第３の所定数である
請求項２記載の通信装置。
【請求項５】
前記所定数の情報スロットの前記所定数が前記低速度の類型のものについては一つまたは二つの情報スロット、前記高速度の類型のものについては三つまたは四つの情報スロット、前記超高速度の類型のものについては四つの情報スロットである請求項３記載の通信装置。
【請求項６】
前記所定数の情報スロットの前記所定数が前記低速度の類型のものについては一つまたは二つの情報スロット、前記高速度の類型のものについては三つまたは四つの情報スロット、前記超高速度の類型のものについては四つの情報スロットである請求項４記載の通信方法。
【請求項７】
前記情報スロットの前記所定数が前記未割当ての情報スロットの前記所定数の検出不達成の場合に前記高速度および前記超高速度の類型のものについて１スロットまたは２スロットである請求項５記載の通信装置。
【請求項８】
前記情報スロットの前記所定数が前記未割当ての情報スロットの前記所定数の検出不達成の場合に前記高速度および前記超高速度の類型のものについて１スロットまたは２スロットである請求項６記載の通信方法。
【請求項９】
前記無線周波数（RF）搬送波の各々がガードバンドを各々が備える四つの情報スロットを含み、前記通信チャンネルが一つのガードバンドで形成される請求項５記載の通信装置。
【請求項１０】
前記無線周波数（RF）搬送波の各々がガードバンドを各々が備える四つの情報スロットを含み、前記形成過程(f)が一つのガードバンド付きの前記通信チャンネルを形成する請求項６記載の動的帯域幅割当ての方法。
【請求項１１】
前記チャネル形成手段が、前記低速度の類型のもの、高速度の類型のもの、または超高速度の類型のものへの選択的チャネル形成を、前記未割当ての前記情報スロットの数に応じ前記超高速度の類型のものへのチャネル形成の優先度を最大にした形で、前記データ信号を圧縮することによって行う請求項３記載の通信装置。
【請求項１２】
前記通信チャネル形成が、前記低速度の類型のもの、高速度の類型のもの、および超高速度の類型のものへのチャネル形成に、前記未割当ての前記情報スロットの数に応じ前記超高速度の類型のものへのチャネル形成の優先度を最大にした形で、選択可能である請求項４記載の通信装置。
【発明の詳細な説明】
発明の技術分野
この発明は通信システムに関し、より詳細には、高速度データ通信信号を伝送性能の改善および通信容量の増大のために圧縮する信号処理技術に関する。
発明の背景
通信システムは当業者に周知であり、現在の電話システムは多数のユーザーの電話信号を電線または光ファイバケーブルなど単一の伝送線路経由で伝送する種々の多重化技術を用いている。これら「有線」システムの大部分は時分割多重化（TDM）の形式、すなわち多数のチャンネルをチャンネル情報速度よりも高い速度で逐次的に送る形式を採用している。
通常の電話多重化は電話信号のサンプリングおよびそのサンプリングの出力の伝送を電話信号の周波数よりもずっと高い周波数で行うことを必要とする。そのために、このシステムは電話信号をサンプリングして符号化し、その信号を多重化して伝送し、さらに受信しデマルチプレックスしたのち復号化する。その種のサンプリングおよび符号化システムがパルス符号変調（PCM）であって、アナログ音声帯域信号のサンプリングを各サンプル８ビット表示で毎秒８キロサンプルの速度で行う。したがって、音声帯域の信号は64キロビット／秒（kb/s）のディジタル信号に変換される。
通信システムのもう一つの形態は無線電話システムである。無線電話システムは二つ以上の地点の間の電話通信信号の搬送に予め選んだ一群の無線周波数（RF）を用い、通常は周波数分割多元接続（FDMA）の形式を用いる。無線通信システムと呼ばれるこれら無線システムは、例えば、農村地帯における地域電話サービスまたは可搬型ユニットにおける移動電話サービスに用いられる。
RF通信システムの一つのカテゴリーではRF搬送波の変調により形成した多元情報時間スロットへのユーザーのアクセスを可能にするためにTDMを用いる。これら情報時間スロットの小さいグループに多数のユーザーが競合する場合は、このシステムは時分割多元接続（TDMA）と呼ぶ。FDMA RF通信チャンネルにTDMAを可能にするために、FDMA／TDMAと呼ばれる米国特許第4,675,863号（ここに挙げてこの明細書に組み入れる）記載の方法がRF通信システムの通信容量増大のために採用されてきた。しかし、RF通信システムは有線または光ファイバケーブルシステムに比べて容量が周波数に制約される。
したがって、通信容量をさらに増大するために、RFチャンネル経由の電話信号の伝送に要する帯域幅の削減を目指す信号圧縮技術が用いられてきた。音声信号用に通常用いる技術はサブバンド符号化、適応差動パルス符号変調（ADPCM）および残留直線予測符号化（RELP）である。RELPまたはこれと類似の音声圧縮アルゴリズムは毎秒64キロビット（kb/s）のサンプリング量子化ずみの音声信号をRFチャンネル経由の低速化ビット速度（例えば14.6kb/s以下）信号として伝送することを可能にする。受信機はこの64kb/sの音声信号をビット速度低速化信号から再構築し、受信者には信号品質の劣化はほとんどまたは全く感知されない。
RELPなど基本となる音声圧縮の方法は音声信号の既知の特徴を利用した符号化および復号化アルゴリズムである。RELP方法の一つの形式では人間の声のある種の高調波特性を前提にしている。しかし、今日では電話網における通信信号の大部分はファックス（FAX）や音声帯域モデムデータなどの非音声データ通信信号である。残念ながらこれらデータ通信信号は音声信号の特性を備えていないので音声圧縮アルゴリズムはこれらデータ通信信号に互換性を有しない。
したがって、データ通信信号の入来の検出のために電話信号をモニタするRF通信システムもある。通常は2.4kb/s以下の（低速データ）FAXまたは音声帯域モデムデータ信号を表すデータ信号を検出して特別の圧縮アルゴリズムにかける。受信機はそのデータ信号を伝送データ速度の低下なしに再構成する。その種のシステムおよび方法は例えば米国特許第4,974,099号（ここに挙げてこの明細書に組み入れる）に記載してある。しかし、現在の電話データ信号は9.6kb/s（高速データ）またはそれ以上（14.4kb/s、28.8kb/sまたはそれ以上もしくは以下）であることがより一般的となっており、これら高速度データの圧縮には上記技術は満足すべきものではない。これら高速度データの圧縮、特にこれら高速度データの多元符号化はモデム信号またはFAX信号の品質劣化をもたらし、信号のRF通信システム通過の際にモデムまたはFAX段階で伝送速度を低下させる必要があった。
発明の概要
この通信システムは一つの形式の符号化を各々が伴うデータ信号を含む一群の電話信号を受信し、それら電話信号を少なくとも一つの無線周波数（RF）搬送波で送信する。それらRF搬送波の各々は一群の情報スロットを備え、上記電話信号の各々はそのRF搬送波を変調するように少なくとも一つの情報スロットに割り当てられる。このシステムはデータ信号のモニタおよび特定、並びにデータ信号の所要伝送帯域幅の削減のための各データ信号の圧縮のプロセスを含む。
【図面の簡単な説明】
この発明は添付図面と関連づけた次の詳細な説明から最もよく理解されよう。
図１は無線通信システムのブロック図である。
図２はこの発明の圧縮システムの実働化の上位のブロック図であり、動的帯域幅割当て特徴項、および高速度超高速度データコーデックを含む。
図３Ａはこの発明の例示的実施例による高速度データ符号化型のデータ検出および選択、並びに無線チャンネルスロットの算定および割当てを図解する上位のフローチャートである。
図３Ｂはこの発明の一つの実施例による高速度データチャンネル要求に応答するチャンネル形成プロセッサの行うチャンネル割当てのプロセスを示す上位のフローチャートである。
図４ＡはＡ法則量子化装置の特性を示すグラフである。
図４ＢはPCMの信号対量子化雑音特性と均一量子化のそれとの対比を示すグラフである。
図４Ｃは一つの量子化からもう一つの量子化への信号サンプルのマッピングによる圧縮の方法を図解する。
図５Ａはこの発明の例示的実施例による高速度データ符号化装置の上位ブロック図である。
図５Ｂはこの発明の例示的実施例による高速度データ符号化装置の伝送符号化プロセスを図解する。
図６Ａはこの発明の例示的実施例による高速度データ復号装置の上位ブロック図である。
図６Ｂはこの発明の例示的実施例による高速度データ復号装置の伝送復号プロセスを図解する。
図７Ａはこの発明の例示的実施例による超高速度データ符号化装置の上位ブロック図である。
図７Ｂはこの発明の例示的実施例による超高速度データ符号化装置の伝送符号化プロセスを図解する。
図８Ａはこの発明の例示的実施例による超高速度データ復号装置の上位ブロック図である。
図８Ｂはこの発明の例示的実施例による超高速度データ復号装置の伝送復号プロセスを図解する。
図９はこの発明の例示的実施例によるPCM量子化サンプルの圧縮量子化サンプルへのマッピングに用いる超高速度量子化アルゴリズムを図解する上位フローチャートである。
概説
通信装置および方法は電話信号を受けてそれら電話信号の各々で対応の送信無線周波数（RF）搬送波を変調する。送信RF搬送波の各々は所定数の情報スロットを有し、電話信号の各々を少なくとも一つのそれら情報スロットに割り当てて上記RF搬送波をその電話信号で変調する。この通信装置および方法は上記電話信号の一つに含まれるデータ信号を検出するようにそれら電話信号の各々を受けてモニタする検出器と、前記データ信号を圧縮ずみの符号化信号に符号化する符号化装置とを含む。この装置および方法はデータ信号検出の際に各情報スロットの割当て状況をチェックするとともに、前記圧縮ずみの符号化信号の伝送用の所要帯域幅のための所定数の未割当て逐次情報スロットを位置特定する。この割当て状況が各情報スロットの他電話信号への割当てずみ／未割当て状況を示す。また、この装置および方法は位置特定ずみの未割当て逐次情報スロットから通信チャンネルを形成するプロセスと、符号化ずみ信号で通信チャンネル信号を変調するプロセスとを含む。
この発明の一つの側面によると、高速度データ圧縮伝送システムは高速度データ信号を通信チャンネル経由で圧縮ずみの符号化信号として伝送する。この高速度データ信号は少なくとも一つのデータ信号サンプルブロックとして受信され、このシステムは高速度符号化装置と高速データ復号装置とを備える。この高速度データ符号化装置は、(1)振幅ピーク値を表す少なくとも一つのデータ信号サンプルを各々が含む上記データ信号ブロックの受信装置と、(2)上記振幅ピーク値に比例するデータ信号ブロック利得値を計算する計算手段と、(3)その利得値に対応する量子化装置を選択する量子化装置選択器とを含む。
上記量子化装置は上記利得値で定まる所定の（例えば均一の）間隔の複数の量子化レベル値を備え、選ばれた量子化装置が上記データ信号ブロックの各データサンプルを圧縮ずみデータサンプルに量子化する。この利得値と複数の圧縮ずみデータサンプルが圧縮ずみの符号化信号を形成する。この高速度データ圧縮伝送システムは圧縮ずみの符号化信号を通信チャンネル経由で送信する送信装置とその通信チャンネル経由でその信号を受信する受信装置とを含む。
この高速度データ圧縮伝送システムの高速度データ復号装置は、(1)圧縮ずみデータサンプルおよび対応の利得値の受信装置と、(2)その利得値に基づきその利得値で定まる複数の均一間隔の出力値を有する均一逆量子化装置を選択する逆量子化選択装置とを含む。この逆量子化装置は上記利得値に基づいて圧縮ずみデータサンプルの各々を処理し、再構成データ信号サンプルのブロックを生ずる。
この発明のもう一つの側面によると、超高速度データ圧縮伝送システムは超高速度データ信号を通信チャンネル経由で送信する。この超高速度データ信号は第１の量子化を含む少なくとも一つのデータ信号サンプルブロックとして受信され、このシステムは超高速度データ符号化装置と超高速度データ復号装置とを備える。この超高速度データ符号化装置は、(1)振幅ピーク値を有する少なくとも一つのデータ信号サンプルを含むデータ信号ブロックの受信装置と、(2)この振幅ピーク値に比例するデータ信号ブロック利得値を計算する計算手段と、(3)そのサンプルブロックの利得値対応の新たなひと組の量子化レベル、すなわち各々が第１の量子化の選ばれた量子化レベルである新たなひと組の量子化レベルを選択する量子化装置選択装置と、(4)前記第１の量子化の量子化レベル組と新たな量子化レベル組との間の関係に基づき信号サンプル値の各々について信号サンプル値を圧縮ずみレベル値にマップする量子化レベルマッピング処理装置とを含む。
上記利得値と圧縮ずみデータサンプルが符号化信号を構成する。このシステムはこの符号化信号を通信チャンネル経由で送信する送信装置と、その符号化信号を通信チャンネルから受信する受信装置とを備える。無線通信システムの通信チャンネルを参照して実施例を次に説明する。しかし、この発明は無線またはそれ以外のRF搬送波通信に限定されない。この発明は有線通信システム通信チャンネルでも通信容量増大用に適用できる。
この超高速度データ圧縮伝送システムの超高速度データ復号装置は、(1)圧縮ずみデータサンプルおよびそれと対応の利得値の受信装置と、(2)その対応の利得値に基づき、その利得値で定まる出力値および新たな量子化レベルを有する量子化装置を選ぶ逆量子化装置選択器とを含む。この逆量子化装置は上記利得値に基づいて圧縮ずみデータサンプルの各々をプロセスし、再構成したデータ信号サンプルブロックを生ずる。
この発明のもう一つの側面によると、超高速データ量子化方法は、第１の複数の量子化信号サンプル、すなわち各々が一つの対応の量子化振幅値と量子化振幅ピーク値の少なくとも一つの信号サンプルとを有する第１の複数の量子化信号サンプルを第２の複数の量子化圧縮ずみサンプルおよび利得値にマップする。この方法は、(1)振幅ピーク値算定のために各振幅値を調べてその振幅ピーク値対応の利得値を設定することと、(2)上記第１の複数の量子化信号サンプルの各々について所定数の互いに相続くセグメント、すなわち各々が多数の量子化レベル値を有する所定数のセグメントを設定することとを含む。これら互いに相続くセグメントの各々に対する量子化レベル値は上記利得値に関係づけられ、それら所定数の相続くセグメントの第１のセグメントは上記複数の信号サンプルの振幅ピーク値に対応する。
この量子化方法は、量子化信号サンプルの各々の量子化圧縮サンプルへのマッピングを、(1)それら量子化信号値の各々について各セグメントの量子化レベル値の番号の選ばれたものを値０のレベルの摘出まで保持することと、(2)負の値の振幅を表示するように負の値には符号を付けることとによって行う。
発明の詳細な説明
データ圧縮システム
図１はこの発明の高速度データ圧縮の特徴を実働化できる無線通信システムの概略図である。図示のとおり、この通信システムは基地局１１と一群の加入者局１０とを含む。基地局１１は予め選ばれた無線周波数の範囲内で区画された通信チャンネル経由の一斉送信および受信により上記加入者局１０と同時並行的に交信する。基地局１１は電話会社の電話局１２の市内電話系装置とのインタフェースも形成する。
通常の無線通信装置（例えば、ペンシルヴェニア州 キング オブ プラッシャ所在のインターディジタル コミュニケーションズ社製のSLS-104型装置）は順方向２４チャンネル（基地局から加入者局向け）および所定の逆方向２４チャンネル（加入者局から基地局向け）を300-500メガヘルツ（MHz）のスペクトラム領域内に備える。基地局から加入者局への信号授受はそのスペクトラム領域内の周波数を変調する通信チャンネル対（順方向および逆方向）を通じて行われる。通常のシステムでは、基地局１１は上記２４チャンネル対を通じて同時並行的に信号授受を行う。これら２４チャンネルで例えば２MHzの周波数帯を占める。この２MHzの周波数帯で例えばチャンネル間隔２５KHzの採用により８０チャンネルをサポートできる。このシステムの一つの実施例では、基地局１１は上記チャンネル対の下側周波数で加入者局１０に送信し、加入者局１０は上側周波数で基地局１１に送信できる。その種のシステムは1987年６月23日発行パネス他名義の上記米国特許第4,675,863号「多重音声および／またはデータ信号通信を単一または複数RFチャンネルにより同時に行うための加入者RF電話システム」に記載してあり、同特許をここに挙げてその内容をこの明細書に組み入れる。
通信容量の増大のために各搬送波周波数に時分割多元接続技術を用いる。一つの好例のシステムでは、上記チャンネル対の各周波数を四つの時間スロットに分割して、基地局１１が一つの搬送波経由で加入者局１１四局までと同時並行的に信号授受できるようにする。すなわち、この基地局は２４のチャンネル対を用いて電話信号による変調を９５チャンネルまで可能にし、１チャンネルを制御その他の付帯機能に用いる。
上記手法による通信容量の増大の一つの側面はRF通信チャンネル（または有線チャンネル）経由で伝送すべき通信チャンネルを圧縮することである。音声については、上述のとおりRELPなどの音声符号化技術を使うことができる。また、低速度データ圧縮技術および低速度ファクシミリデータ圧縮技術をリン他名義の米国特許第4,974,099号「通信信号圧縮システムおよび方法」記載のとおり用いることができ、同特許をここに挙げてその内容をこの明細書に組み入れる。
上述のシステムでは、三つの音声帯域符号化装置、すなわちRELP、低速度データおよび低速度ファックスデータ符号化装置が64kb/sのPCM信号を14.5kb/sの信号に圧縮する。これら三つの符号化装置は14.5kb/sでは単一の１６相RFスロットまたは２倍幅の４相RFスロットの期間内に動作可能である。RELP符号化装置を音声に用い、低速度データ符号化装置を2400BPS以下の速度の多数の音声帯域伝送に用い、低速度FAX符号化装置を2400BPSのグループIIIFAX送信の伝送に用いる。伝送用符号化装置の各々は受信装置内に対応の復号装置を備え、その復号装置を例えばシステム制御チャンネル経由で割当てできる。
通信システムが高速度音声帯域モデムおよび高速度FAX機器を収容できるようにするために、この発明の二つの互いに関連する音声帯域圧縮技術を用いる。上述の符号化装置および復号装置（コーデック）、すなわちこの明細書で高速度コーデックおよび超高速度コーデックと表示したこれら装置は、データ信号のデータ圧縮を軽くしてより広い帯域幅を与えることによって、低速度データ符号化装置および低速度FAX符号化装置よりも優れた圧縮ずみデータ伝送性能を達成する。
上記高速度コーデックは、この通信システムが音声帯域モデム送信およびFAX送信を速度が9.6kb/sまで下がっても伝送できるようにする。超高速度コーデックは音声帯域モデム送信およびFAX送信を速度が14.4kb/sまで上がってもサポートする。この高速度コーデックは三つの１６相RFスロットまたは四つの８相RFスロットで動作する。上記の超高速度コーデックは四つの１６相RFスロットを用いて動作する。高速度データ圧縮アルゴリズムおよび超高速度データ圧縮アルゴリズムは、データ速度に制約のあるディジタルチャンネル経由で有害な歪みを最小に抑えてアナログ音声帯域波形信号を通過させるのが望ましい。
これらのコーデックはいくつかのRFスロットを用いるので、RF通信チャンネル内でスロットの動的再割当てが必要になる。この発明の動的時間スロット／帯域割当て特徴項はデータ伝送を検出してモニターし、所要数のスロットでデータチャンネルを形成するが、所要数のスロットが利用可能であれば、低速度データ符号化装置または低速度FAX符号化装置を呼に割り当てる。この種の割当て手法は、例えば1988年11月15日発行ディー．アール．ボルジアノ名義の米国特許第4,785,450号「ディジタル通信システムにおいて周波数切換敏捷性を達成する装置および方法」に記載されており、同特許をここに挙げてその内容をこの明細書に組み入れる。
図２は無線通信システムの好例の高速度データ圧縮のための動的時間スロット／帯域幅割当て特徴項を含むこの発明の圧縮システムの実働化の上位ブロック図である。このシステムは、制御ユニット２０１および監視部２０２を含む圧縮選択器プロセッサ（CSP）２００、チャンネル形成プロセッサ２６０、並びに圧縮符号化装置／復号装置（CODEC）、すなわちRELPコーデック２１０、低速度データコーデック２２０、低速度FAXコーデック２３０、高速度データコーデック２４０および超高速度データコーデック２５０を含む。
CSP200は私設電話交換機２６０から電話信号を受け、その電話信号の監視を行って種々のデータ信号の類型をそれら信号のモデム応答信号から特定するとともに通信チャンネルの設定を起動するように設計されている。加入者間の交信を用いるもう一つの実施例では、CSP200は電話信号を上記以外のローカル信号源から受ける。CSP200の監視部２０２は制御ユニット２０１にデータ信号の入来を知らせる。制御ユニット２０１はRF通信チャンネルの外部における形成、およびコーデック２１０、２２０、２３０、２４０および２５０に圧縮の形式の割当てを行う作用を有する。
チャンネル形成プロセッサ２６０はCSP200から送信チャンネル要求を受け、電話信号に利用可能なRF通信スロットを割り当てる。このチャンネル形成プロセッサ２６０は現在のシステムチャンネル割当て情報をメモリ（図示してない）に保持して他の電話信号に現在占有されていない時間スロットを判定する。TDMAシステムにおいて知られているとおり、各チャンネル時間スロットにはガードタイム、すなわちデータ送信の前に受信機を起動させるための短い時間を設けてある。二つ以上のRF時間スロットを要するデータ信号の入来の場合はチャンネル形成プロセッサ２６０は所定数の時間スロットでチャンネルを形成し、それら時間スロットが互いに隣接している場合はガードタイムを１つだけ設ける。
この発明の一つの実施例におけるチャンネル形成プロセッサ２６０はネットワーク基地局の無線プロセッサユニット（RPU）で構成できよう。RPUは図１のシステム全体のチャンネル時間スロット割当ての記憶およびチャンネル時間スロットの割当てを担当する。
RELPコーデック２１０は音声信号に対する圧縮符号化（および復号）アルゴリズムを実働化する。低速度データコーデック２２０、低速度FAXコーデック２３０、高速度データコーデック２４０および超高速データコーデック２５０は特定された形式の音声帯域データのための各データ圧縮アルゴリズムを実働化する。
CSP200並びにこれらコーデック２１０、２２０、２３０、２４０および２５０は、データ信号監視動作、信号処理動作、信号圧縮符号化復号動作の実働化を行うように一つのディジタルシグナルプロセッサに一般に一体化してある。この種の一体化シグナルプロセッサは例えばテキサス インストルメンツ社製TMS 320C5X型ディジタル シグナル プロセッサから選ぶ。
この発明の圧縮システムの動作をここで説明する。図２をさらに参照すると、音声呼がまず設定された際には音声RELPコーデック２１０はその電話信号に当初割り当てられる。CSP200はその電話信号を監視部２０２を通じて監視し、制御ユニット２０１がモデム応答信号の検出に基づき音声帯域信号の類型を判定する。音声帯域データの各類型は特定の識別可能なモデム応答信号を有する。表１は従来技術で周知の種々の代表的モデム発信応答特性のいくつかをまとめたものである。表１は例示のためのものであって、可能性あるモデム特性の全てを説明するものではない。
0004046766.tif 000002
図２に戻って、音声帯域データの類型が判定され高速度データ圧縮または超高速データ圧縮が必要になると、CSP200が音声チャンネル再割当てを起動し、その際に用いられる動的時間スロット割当てを次に述べる。制御ユニット２０１はチャンネル形成プロセッサ２６０に信号を送り所定数の時間スロットのRF通信チャンネルを形成する。この発明の一つの実施例では、一つの時間スロットを呼に自動的に割り当てるがこれは必須要件ではない。チャンネル形成プロセッサ２６０は上述のメモリを調べて利用可能なRF時間スロットの番号とRF搬送波位置とを判定する。チャンネル形成プロセッサが所定スロットの番号を見出すと、RF通信チャンネルが所定数のRF時間スロットで構成され、その状態が制御ユニットに伝えられる。次に制御ユニット２０１は対応の高速度データコーデックまたは超高速度データコーデックをデータ信号に割り当て、圧縮ずみのデータ信号を上記の形成された多スロットRF通信チャンネルに割り当ててそのチャンネルに変調をかける。
利用できる時間スロットの数が十分でない場合は制御ユニット２０１にはその旨が知らされ、RF通信チャンネルを単一のRF時間スロットで形成し、制御ユニット２０１で低速度データコーデックまたは低速度FAXコーデックをそのデータ信号に割り当てる。上述のとおり、この発明の一つの実施例では多スロット通信チャンネル形成の前に電話信号を受信したとき一つの時間スロットを自動的に割り当て、その時点で電話信号が一つのスロットの割当てを既に受けているようにする。
動的時間スロット／帯域幅割当て
図２は信号圧縮の類型についての時間スロット要件をまとめたものである。
0004046766.tif 000003
上述の高速度符号化装置は３スロット１６相チャンネルおよび４スロット８相チャンネルの両方をデータで変調するので、この装置の圧縮ずみデータはこれら二つのチャンネルのうち帯域幅の狭い方に納めるのが望ましい。図１に関連して上に述べた無線通信システムにおける実施例の諸チャンネル類型についてのビット利用可能性を表３に示す。
0004046766.tif 000004
表３において、「零値数」は無変調状態を示し、「プリアンブル」はビット同期パターンを示し、「ＣＷ」はコードワード、すなわち呼制御、呼処理およびシグナリング情報を含むコードワードを表す。「Ａブロック」および「Ｂブロック」は圧縮ずみ音声帯域データサンプルの第１および第２の22.5ミリ秒分のブロックを表す。
図３にみられるとおり、４スロット８相チャンネルは３スロット１６相チャンネルよりも搬送ビット数が少ない。したがって、この発明の一つの実施例における高速度データ符号化装置の圧縮ずみ出力ブロックは１０４１ビット以下である。表４Ａは高速度データ符号化装置の圧縮ずみ出力ブロックのビット割当てを示す。
0004046766.tif 000005
表４Ａにおいて、「保護」有りとはビットストリームに順方向誤り訂正（FEC）がかけてあることを示す。超高速度データ符号化装置のビットストリームで４スロット１６相チャンネルを変調し、それによって各22.5ミリ秒の期間内に１４０８ビットが符号化装置のデータに利用可能になる。
表４Ｂは超高速度データ符号化装置の圧縮ずみ出力ブロックのビット割当てを示す。
0004046766.tif 000006
後述の高速度データ圧縮技術および超高速データ圧縮技術は通信チャンネルに多数の時間スロットを要するこの発明の実施例であるが、ここに述べるものと同じ考え方によるこれ以外の圧縮手法を他の類型のデータ信号、すなわち上述の音声帯域モデム特性を必ずしも備えない種類のデータ信号のために開発できる。それら他の実施例においても上述の例に用いた動的時間スロット／帯域割当て手法を用いることができる。
一般の動的時間スロット／帯域幅割当て手法を次に述べる。図３Ａは例えば図２のCSP200に実働化した動的時間スロット／帯域幅割当てのプロセスを図解する。図３Ａを参照すると、音声呼の設定に伴って音声監視ステップ３０１がデータ信号の検出のために電話をモニタする。ステップ３０１において、初めにRELPコーデック２１０を電話信号に割り当てる。しかし、データ信号があると、判定ステップ３０２がモデム応答信号の検出に基づいて音声帯域信号の類型を判定する。
データが低速度データまたは低速度FAXデータである場合は、ステップ３０３が低速度割当てプロセス、すなわち例えば単一のRF搬送波スロットの割当てずみのプロセスを割り当てる。ステップ３０４はデータ信号がFAXデータであるか低速度データであるかを判定し、低速度FAXコーデック２３０または低速度データコーデック２２０のアルゴリズムステップ３０５および３０６を割り当てる。
ステップ３０２において信号が高速度データの類型のものであった場合は、その次のステップ３０７でチャンネル形成プロセッサ２６０からの高速度データチャンネルを要求する。この発明の一つの実施例では、このチャンネル形成プロセス２６０はチャンネル類型の要求のためのユーザ／加入者条件づけ情報を必要とする。この発明のもう一つの実施例では、正しいチャンネル類型の要求のためにデータ信号が高速度データ圧縮方法と超高速度データ圧縮方法のどちらを必要とするかをモデム信号から判定する。
図３Ｂは図３Ａのステップ３０７からの高速度データチャンネル要求に応答してチャンネル形成プロセッサ２６０の行うチャンネル割当てのプロセスを示す。このチャンネル形成プロセッサ２６０は上述の従来技術のシステムの基地局無線処理ユニット（RPU）で構成でき、このRPUは通信チャンネル経由で加入者局との交信にRF搬送波時間スロットを割当てできる。
図３Ｂのステップ３２０を開始点としてこのプロセッサは電話の呼に通常は音声チャンネルを割り当てるが、米国特許第4,675,863号にも記載してある任意のプロセス割当てを選択できる。次に、ステップ３２１は図３Ａのステップ３０７からの高速度データチャンネル要求を探索する。その要求がない場合は、チャンネル割当てはデフォルトモード、すなわちこの実施例では音声モードであるデフォルトモードに留まる。その要求がある場合は、ステップ３２２は加入者局が高速度データチャンネルの受入れを準備ずみか否かの判定のために加入者条件づけを探索する。加入者局が高速度データチャンネルの受入れに条件づけされていない場合は、ステップ３２３で所要数のスロットを用いて低速度データ／FAXチャンネルを割り当てる。
加入者局が高速度データチャンネル受入れを準備ずみである場合は、ステップ３２４はその加入者局が超高速度の類型の高速度データチャンネル（UHSDチャンネル）の受入れを準備ずみであるか（または要求を受けているか）否かを判定する。準備ずみであればステップ３２５が所定数のRF搬送波スロットの利用可能性をチェックし、利用可能であればステップ３２６がUHSDチャンネルを形成する。ステップ３２５は、所要数（この実施例の場合は４個）の１６相RF時間スロットが利用可能か否かの判断のためにシステムチャンネル割当ての現状を記憶しているメモリをチェックするプロセッサで実施できる。スロットの所要数が利用可能でない場合は、ステップ３２８で後述するように高速度データ類型のチャンネル（HSDチャンネル）としてチャンネルを形成できるか否かをこのプロセスは調べる。
ステップ３２４において加入者条件づけ（要求）が高速度データチャンネルの超高速度類型（UHSD）チャンネルとしての形成不可を指示した場合は、高速度データチャンネルを高速度類型のHSDチャンネルとして形成すべきであると要求または加入者条件づけが指示しているか否かをステップ３２７がチェックする。指示なしの場合は、ステップ３２３で上述のとおり低速度データチャンネルが形成されるが、HSDチャンネルが要求されている場合または条件づけされている場合は、ステップ３２８は所定数のRF搬送波時間スロットがHSDチャンネル用に利用可能であるか否かをチェックする。
ステップ３２８は、チャンネル割当ての現状を記憶したメモリのチェックを、時間スロット（１６相RF時間スロット）の第１の所要数（この実施例では３）が利用可能であるか否かの検出、および利用可能でない場合に時間スロット（８相RF時間スロット）の第２の所要数（この実施例では４）が利用可能であるか否かの検出ができるように行うプロセッサで具体化できる。所要数のスロットを利用できる場合はステップ３２９でそれらスロットを割り当ててHSDチャンネルを形成する。上記の高速度チャンネル利用可能性チェックのステップが所要数のチャンネルを見出せなかった場合は、ステップ３２３は低速度チャンネルを割り当てできるだけである。
図３Ａに戻ると、ステップ３０８において高速度データチャンネル要求への応答をこのプロセスはチェックする。このステップ３０８において要求が拒絶され高速度データチャンネルが形成されない場合は、低速度アルゴリズムを割り当てるようにステップ３０３およびシーケンスを実行する。高速度データチャンネル要求が受け入れられた場合は、高速度チャンネル利用可能性ステップ３０９で割り当てずみのチャンネルの類型を判定する。高速度データチャンネルが超高速度データに対応する場合は超高速度データコーデック２５０の符号化アルゴリズムをステップ３１０で実行し、高速度データチャンネルが高速度データに対応する場合は高速度データコーデック２４０の符号化アルゴリズムをステップ３１１で実行する。
高速度データコーデックおよび超高速度データコーデック
高速度コーデック２４０および超高速コーデック２５０は、サンプリングした電話信号（実施例ではパルス符号変調（PCM）電話信号）を入力信号および出力信号とするこの発明の双方向データチャンネルの圧縮を行う。サンプル圧縮プロセスへの入来電話信号は通常は64kb/sのＡ法則またはμ法則PCM信号であるが、128kb/s16ビット整数サンプルまたはこれ以外の類型のサンプルを変換プロセスに用いることができる。この圧縮プロセスで64kb/s（または128kb/s）のサンプルビットストリームをより低いデータ速度に圧縮する。この低速度データをRFチャンネル経由で伸張プロセスに送り、そのプロセスで上記低速度データを伸張して64kb/s（または128kb/s）サンプルビットストリームに再構成する。符号化装置の目的は合成ずみまたは再構成ずみのサンプルでもとのサンプリングずみの信号を近似表示することである。
PCMシステムではアナログ音声帯域信号をサンプリング速度８キロサンプル／秒でディジタルサンプル系列に変換する。これらサンプルは８ビット対応であり、量子化レベル256である。アナログ信号をサンプリングする場合の良さの指数は信号対量子化雑音比（SQNR）である。均一間隔の量子化装置については、SQNRは量子化ずみサンプルあたりのビット数をＢとしたとき、６Ｂ−1.24dBで表される。
したがって、８ビット均一間隔量子化装置のSQNRは46.76dBであり、音声信号に対しては優れている。SQNRは原アナログ信号が量子化装置のダイナミックレンジ全体にわたる振幅を有する場合だけ得られる。原信号のダイナミックレンジが量子化装置のダイナミックレンジを超える場合は、クリッピングが生ずる。これは音声信号および音声帯域モデム信号の両方にとって非常に望ましくない信号歪みである。原信号のダイナミックレンジが量子化装置のそれよりも小さい場合は、達成可能なSQNR最大値46.76dBよりも小さくなる。信号のダイナミックレンジが量子化装置のダイナミックレンジを下回る値１dBごとにSQNRが１dBずつ小さくなる。
電話で用いられる音声帯域信号のダイナミックレンジは大きいので、均一間隔量子化装置は最適の選択ではないかもしれない。したがって、不均一間隔の量子化装置を採用するのである。PCM用不均一間隔量子化装置には二つの規格、すなわちμ法則およびＡ法則があり、これら規格は当業者に周知であるが、サイモン  ヘイキン著「通信システム」第８章に記載されており、同著書をここに挙げてこの明細書に組み入れる。これら法則は両方とも量子化装置のダイナミックレンジの拡張のために対数間隔の量子化レベルを用いている。図４ＡはＡ法則量子化装置の特性を示す。
高信号レベルにおける量子化レベル相互間の間隔は低信号レベルにおける間隔よりも大きい。その結果、サンプル相互間でSQNRがより均一になる。これら量子化装置についてのSQNR最高値は８ビット均一量子化装置のそれよりも小さいが、これら量子化装置のSQNRは信号レベルのより広い範囲について高くなる。
図４ＢはＡ法則８ビット均一量子化装置についてSQNR値対信号レベル特性を比較している。均一量子化装置は高信号レベルではより高い性能を発揮するが、Ａ法則量子化装置は広いダイナミックレンジにわたって高いSQNR値を保持する。
上記μ法則またはＡ法則64kb/s PCMを用いた音声帯域モデムは電話信号のダイナミックレンジが広いために電話網において良好な動作を示す。これらモデムの送信出力レベルはチャンネル利用を最高度にするために高くしてあるが、電話チャンネルは種々の信号レベル低下を伴う。その結果、モデム出力レベルを高く維持しても電話網の他の地点ではそのレベルが大幅に低下することがあり得る。PCMのダイナミックレンジがこのような場合の補償となる。
データ速度64kb/sのPCMをより低いデータ速度に圧縮するとサンプルあたりのビット数が減少し、通常はSQNRが著しく低下する。圧縮に起因する歪は量子化装置を入力信号のダイナミックレンジに適合するように動的に設計することによってこの発明では最小になる。二つのダイナミックレンジが合致すると、新たに区画されたレベル間隔の量子化装置を用いてサンプル値を量子化する。
図４Ｃは一つの量子化からもう一つの量子化に信号サンプル値をマッピングすることによる圧縮方法の単純な例を図解する。信号サンプル４１０のブロックは三つのサンプル４１１、４１３および４１５から成る。量子化レベルの第１の組４２０はサンプル振幅４１２、４１４および４１６の近似値を表示する。しかし、これら量子化レベルは情報ビットの所定数、すなわち第１の量子化について示した２０レベルについて５ビットを、その第１の量子化のレベルの一つを表すように受信機に伝達することを要件とする。三つのサンプル４１１、４１３および４１５に対応する三つのサンプル値を送るには１５ビットが望ましい。
この発明の好例の方法では信号サンプル値ブロックの各々につき振幅ピーク値に基づいて一つの新たなレベルの組を画する。図４Ｃに示すとおり、サンプルブロック４１０は振幅ピーク値４１４のサンプル４１３を含む。この方法はピーク値４１４を最高レベル値と定義することによって新たな量子化レベル組を定義し、この振幅以下の所定数のレベル値を定める。図４Ｃに示すとおり、これは五つのレベル値に対応する。この新たな量子化に対してレベル値の定義に必要なビット数は３ビットだけであるが、振幅ピーク値も新たな量子化レベル値ともとの量子化レベル値との関係を示す比率係数として送らなければならない。したがって、もとの振幅ピーク値対応の５ビットと９ビット（１サンプルあたり３ビット）とをサンプルブロック４１０について送ることになり、14ビットを要する。この例は１ビット少ない伝送を示すが、ブロックに10個のサンプルがある場合はもとの量子化方法では50ビット要するところを新たな量子化装置では所要伝送ビットは35ビットだけである。
μ法則規格およびＡ法則規格用に設計した実施例を次に述べる。しかし、ここに述べる手法は不均一圧伸量子化装置で量子化したサンプルを受信する任意のシステムに適用できる。
高速度データコーデック
図５Ａは高速度データ符号化装置の上位ブロック図である。この実施例の符号化装置は64kb/s PCMと46.58kb/s順方向誤り訂正（FEC）符号化圧縮データストリームとの間のデータ変換を行う。圧縮ずみデータのデータ速度は40.267kb/sであって、残余の送信ビットストリームは誤り訂正に用いる。
図５Ａに示すとおり、この発明の高速度データ符号化装置は採否選択可能なバッファ５１０と、PCM伸張器５２０と、利得算出器５２２と、遅延手段５２１と、データサンプル量子化装置５２３と、採否選択可能な伝送符号化手段５３０とを含む。伝送符号化手段５３０はFEC符号化装置５３２および挿入手段５３１を含む。
採否選択可能なバッファ５１０は高速度データ圧縮プロセスに備えてサンプルのブロックを形成するように所定数のサンプルを保持する。サンプルをブロックのフォーマットで受信することもできる。PCM伸張器５２０はＡ法則またはμ法則PCMサンプルを直線サンプルに変換する。利得算出器５２２はサンプルブロックに対する量子化ずみ利得値を算出し、データサンプル量子化装置５２３は量子化レベル値を量子化利得値で目盛り付けした均一間隔量子化装置を形成するようにこの量子化ずみ利得値を用いる。遅延はこの量子化ずみ利得値が圧縮プロセスによる符号化ずみ量子化サンプル形成の前に定まることを示し、伝送符号化手段５３０は符号化ずみの量子化利得および符号化量子化サンプルの伝送に備えた誤り訂正符号化を行うのに用いる。
高速度データ圧縮符号化装置の動作を次に述べる。図５Ａに示すとおり、64kb/s PCMサンプル（Ａ法則またはμ法則）をバッファ５１０で受ける。バッファ５１０はPCMサンプルを22.5ミリ秒のサンプルブロックとして生ずる。PCMの８キロサンプル／秒の速度では各ブロックは180サンプルを含む。受信したPCMフレームをPCM伸張器５２０に送り込み、この伸張器でμ法則またはＡ法則サンプルを16ビット直線サンプル（16ビット整数サンプル）に変換する。
これによって得られた直線サンプルのブロック、すなわち実施例における16ビット整数サンプルのブロックを利得計算処理手段５２２に送り、その手段が振幅最大値（絶対値）のブロックのサンプルを検出する。サンプルの振幅がそのブロックの量子化ずみ利得値を定める。この量子化ずみ利得値は、振幅値、すなわち最大サンプル値とブロック最大値との差、または乗算値で構成され得る。量子化ずみ利得値は64レベル対数間隔量子化装置を用いて量子化する。利得計算プロセス手段５２２は量子化ずみ利得値および符号化ずみ量子化利得値の両方を生ずる。上記符号化ずみ量子化利得値は６ビット数であり、対数間隔利得量子化装置における64レベルの一つを表す。
利得計算手段５２２からの量子化ずみ利得値およびPCM伸張器５２０からのサンプルのブロックをデータサンプル量子化装置５２３に供給する。遅延手段５２１は、利得計算処理手段５２２がデータサンプル量子化装置５２３によるサンプルの圧縮の前にそのブロックに対するタスクを完了させなければならないことを表示するために示してある。データサンプル量子化装置５２３は32レベル均一間隔量子化装置を用いてブロック中の180個のサンプルを量子化する。量子化レベルは量子化利得値を用いてブロックごとに動的に調節する。したがって、均一間隔量子化レベルは上記１８０サンプルの組については＋量子化利得値から−量子化利得値の範囲にある。サンプル量子化装置は上記180サンプルの５ビット符号化表示だけを出力する。すなわち、圧縮は実際の量子化値を要しないからである。
符号化ずみ量子化利得および符号化ずみ量子化サンプルを挿入手段５３１およびFEC符号器から成る送信符号プロセス手段５３０に送り込むこともできる。FEC符号化装置５３２は（６４，５７）拡張ハミング符号化装置であり、ハミングコードは各64ビットブロックの中の１ビット誤りの訂正および２ビット誤りの検出を可能にする。FEC符号化装置５３２は符号化ずみ量子化利得および符号化ずみ量子化サンプルを受け、それらを挿入器５３１に供給し、挿入器５３１は符号化ずみ圧縮データを出力する。この発明の一つの実施例における挿入器は16*64ビット挿入器である。
図５Ｂは挿入器５３１およびFECハミング符号化装置５３２を含む送信符号化手段５３０の一実施例を示す。64ビット×16ビットブロックを図示してある。16の行の各々は単一の64ビット拡張ハミングコードワードを表す。符号化装置ではデータを左から右へコードワード０ビット０から始めてコードワード15ビット63で終わるように挿入ブロックに読み込む。ビット位置（列）０，１，２，４，８，16および32はとばして零を入れる。挿入器５３１を満杯にしたのち、ハミング符号化を各行の57データビットでFEC符号化装置５３２により行う。ハミングパリティビットを図に示すとおりビット位置１，２，４，８，16および32に挿入する。パリティチェックビットをビット位置０に挿入する。16個のコーデック全部についてパリティビットおよびパリティビットＰiは次のとおり計算できる。
Ｐi＝ＸＯＲ  コードワード ビット［ｋ］      ｉ＝０．．６
（ｋ−１）＆２i≠０；ただし“＆”はビット単位の二進符号AND機能。パリティビットをそれぞれのビット位置に挿入したのち、パリティチェックビットPC（各コードにつき１ビット）を次のとおり計算する。
0004046766.tif 000007
パリティビットを算出し挿入し終えたのちデータをコードワード０，ビット０から始めてコードワード15，ビット63で終わるように列を上から下へ挿入器から読み出す。
図６Ａはこの発明の実施例による高速度データ復号装置の上位ブロック図である。この高速度データ復号装置は高速度データ符号化装置のデータ圧縮プロセスの逆を実働化するものであり、採否選択可能な送信復号処理手段６０１と、フレーム利得復号装置６１０と、データサンプル逆量子化装置６２０と、PCM圧伸器６３０と、バッファ６４０とを含む。送信復号処理手段８０１は逆挿入器６０３とFEC復号器６０２とを含む。
図６を参照してこの高速度データ復号器の動作を次に説明する。受信した圧縮データは16*64ビット逆挿入処理手段である逆挿入器６０３に供給することもできる。逆挿入器６０３の出力を、（６４，５７）拡張ハミング復号器であるFEC復号器６０２に加える。このハミング復号器はブロックあたり１ビット誤りの訂正および２ビット誤りの検出が可能である。図６Ｂはこの発明の一つの実施例の逆挿入処理およびハミング復号処理を示す。逆挿入器６０３へのデータ読込みはコードワード１，ビット１から始めてコードワード15，ビット63で終わる上から下の順に行う。シンドロームの計算は次のとおりで行う。
パリティビットを計算：
Ｐi＝ＸＯＲ  コードワード ビット［ｋ］    ｉ＝0．．5
（ｋ−１）＆２i≠０；ただし“＆”はビット的には二進のAND関数
シンドローム＝鎖積  Ｐ５｜Ｐ４｜Ｐ３｜Ｐ２｜Ｐ１｜Ｐ０
パリティチェックビット（各コードにつき１ビット）は次のとおり計算する：
0004046766.tif 000008
このシンドロームの数値表示はビット誤りの起こった（もし起こった場合）ビット位置を示す。ビット誤りが生じたとき、そのコードにパリティチェックビットが挿入されていればそのビットを反転（訂正）する。それ以外の場合は、コードに二つ以上のビット誤りがありシンドロームが誤っているとみなす。シンドロームが零の場合はビット誤りは生じていない。符号化装置の場合と同様に、16のコードワード全部についてのパリティビットおよびパリティチェックビットを16ビット幅の排他的論理和動作により同時に計算できる。
図６Ａに戻ると、FEC復号器６０２からの復号ずみデータは符号化ずみの量子化サンプルと符号化ずみの量子化利得とから成る。符号化ずみの量子化利得は利得復号器６１０に供給し、この復号器において符号化ずみ量子化利得を索引として用いてテーブルから量子化利得を読み出す。上述のとおり、この符号化ずみ量子化利得は64レベル対数間隔量子化装置のレベル値を表す。
この量子化利得値をデータサンプル逆量子化装置６２０に供給し、そこで32レベル均一間隔量子化レベルテーブルのレベル値の目盛づけに用いる。目盛づけした量子化レベルテーブルで符号化ずみの量子化サンプルを直線量子化サンプルのブロックに復号する。
符号化ずみ量子化サンプルのブロックをPCM圧伸処理手段６３０によりPCMサンプル（Ａ法則またはμ法則）のブロックに変換する。次に、このPCMサンプルのブロックを、PCMサンプルを64kb/s出力信号として供給する採否選択可能なバッファ６４０に供給する。
超高速コーデック
図７Ａは超高速データ符号化装置の上位ブロック図である。この超高速度データ符号化装置は超高速度音声帯域モデム信号のデータ圧縮およびデータ伸張を行う。この符号化装置は64kb/s PCMと62.58kb/s FEC符号化ずみ圧縮データストリームとの間のデータ変換を行う。実際の圧縮ずみのデータ速度は56.311kb/sであり、残余のビットストリームは誤り訂正データ用に用いる。超高速度コーデックは高速度コーデックと同様のものである。
図７Ａに示すとおり、この発明の超高速度データ符号化は採否選択可能なバッファ７１０と、同じく採否選択可能なサンプルフォーマット前処理手段７２０と、利得計算処理手段７２２と、遅延手段７２１と、データサンプル量子化装置７２３と、採否選択可能な伝送符号化処理手段７３０とを含む。伝送符号化処理手段７３０はさらにFEC符号化装置７３２と挿入器７３１とを備える。
採否選択可能なバッファ７１０は超高速度データ圧縮処理に備えたサンプルブロックの形成のために所定数のサンプルを保持する。サンプルフォーマット前処理手段７１０はPCMサンプルのＡ法則ほかの伝送規格のフォーマッティングを除去し、サンプル値を後続の処理に好都合な１０進の等価の数値など所定の数値フォーマットに変換する。利得計算処理手段７２２はこのサンプルブロックについての量子化利得値を計算し、この量子化利得値をデータサンプル量子化装置が用いて、所定間隔で量子化利得に比例した量子化レベル値を持つひと組の量子化レベルを発生する。上記の遅延は圧縮処理が符号化ずみの量子化サンプルを発生する前に量子化利得が定まることを示し、伝送符号化処理手段７３０は符号化ずみの量子化利得および符号化ずみの量子化サンプルの伝送に備えた誤り訂正符号化を行うのに用いられる。
超高速度データ圧縮処理の動作を次に述べる。上記64kb/s PCMサンプル（Ａ法則またはμ法則）をバッファ７１０に供給する。このバッファ７１０はPCMサンプルを22.5ミリ秒のサンプルブロックとして生ずる。PCMの８kb/sの速度では各ブロックは180個のサンプルを含む。
高速度コーデックの場合と違って超高速度コーデックはPCMサンプルを直線サンプルに変換しない。代わりに、８ビットPCMデータを所定の類型のフォーマットに変換してサンプル表示とする。一つの実施例では、μ法則についてはこのフォーマットへの変換動作は不要であるが、Ａ法則については、サンプルフォーマット前処理手段７２０が後続の量子化処理の前に所定レベル値フォーマットへのサンプルの変換を行う。当業者には明らかなとおり、μ法則サンプルはＡ法則サンプル表示に変換でき、もう一つの実施例ではこれらフォーマットの両方が第３の所定のフォーマットに変換され得る。
超高速度コーデックでは、リンクの送受信両側でのPCM圧縮が同じ類型のものであることが望ましい。両者が同じ類型でない場合は、追加の処理を加えなければ、μ法則特性とＡ法則特性との相違のために圧縮符号化の一端から他端への特性に非直線性が生ずる。
所定のサンプルフォーマットで受信したサンプルブロックは利得計算処理手段７２２に供給し、この手段７２２がブロックの中の最大振幅値（絶対値）のサンプルを検出する。このサンプルの振幅がそのブロックについての量子化ずみの利得を定める。この量子化ずみの利得は振幅の符号ビット不使用により７ビットを要する。
表５はＡ法則およびμ法則による数字の表し方を示す。これらの表示にそれぞれ対応するサンプルの絶対値が定まり、振幅最大値を計算する。
0004046766.tif 000009
利得算出処理手段７２２からの量子化ずみ利得および２の補数のブロックが、遅延手段７２１の採用に示されるとおり、量子化ずみ利得値の算出のあとデータサンプル量子化装置７２３に供給される。
データサンプル量子化装置７２３はＡ法則またはμ法則サンプルブロックから量子化レベル組を備える新たな量子化装置を形成する。一つのサンプルブロックについてこの新たな量子化装置をいかに設定するかを次に述べる。Ａ法則量子化装置は入力振幅の範囲を七つのセグメントに分割し、μ法則量子化装置は入力振幅を八つのセグメントに分割する。次の説明は七つのセグメントを備えるＡ法則プロセスを取り上げているが、Ａ法則に関するこの説明がμ法則サンプルの圧縮に拡張適用できることは当業者に明らかである。
各セグメント（第１のセグメントを除く）は隣接セグメントの半分の振幅範囲を備え、また各セグメント（第１のセグメントを除く）は16個の量子化レベル値を有する。したがって、各セグメントにおける量子化ステップの大きさは隣接ステップのそれの２倍である。表６は一つの実施例におけるＡ法則セグメントを振幅の大きさの範囲および量子化ステップの大きさとともに示す。
0004046766.tif 000010
入力データ信号を表すサンプルはＡ法則量子化装置のダイナミックレンジ全体におよぶ可能性があり、Ａ法則量子化装置はＡ法則量子化レベルの選ばれたものの除去により新たな量子化装置に変換される。この新たな量子化装置が均一レベル間隔を有しセグメント全部がサンプルブロックの表示に用いられた場合のプロセスを次に説明する。最後のセグメントのステップ幅、すなわち1/32はこの量子化装置の中で最も大きいステップ幅であるので、その最後のセグメントにおける量子化レベル値は維持される。第６のセグメントは量子化レベル値ステップ幅が1/64である。第７セグメントにおける1/32ステップ幅は第６セグメントの中の量子化レベルを一つおきに消去してステップ幅1/32にしたものである。このプロセスを同様に第５から第６のセグメントについて繰り返す。第２と第１のセグメントを組み合わせても1/32の範囲にしか及ばないので量子化レベルのいずれも維持されない。その結果、31の正の量子化レベルおよび31の負の量子化レベルが形成され、第１の正のセグメントと第１の負のセグメントを分ける零レベルが維持され、63レベル均一間隔量子化装置が得られる。
次に、このプロセスはサンプルブロックの振幅ピーク値を算出し、その振幅値がＡ法則セグメントのどれに含まれるかを判定する。そのサンプルブロックについては、この「ピーク値セグメント」よりも高いセグメントはすべて無視される。ピーク値セグメントのステップ幅が均一ステップ幅量子化装置のステップ幅を定義する。したがって、このサンプルブロックに対してこのように準備された均一ステップ量子化装置においては、ピーク値セグメントの量子化レベルはすべて維持し、その次に低い振幅対応のセグメントにおける量子化レベルの半分を維持し、最後のセグメントへの到達または量子化レベル値の利用可能性の途絶まで量子化レベル値割当てを行う。
この発明の実施例の超高速度量子化装置、すなわち128レベル量子化装置の動作の方法を図９に示す。
ステップ９０４でこの方法は圧伸したサンプル（Ａ法則またはμ法則圧伸）のブロックを受信する。
ステップ９０６でそのブロックの中の振幅ピーク値のサンプルおよびその対応のセグメントを判定し、振幅ピーク値のものをピーク値セグメントとする。
ステップ９１０でピーク値セグメントの各量子化レベル値を維持する。
ステップ９１２で零レベルに未達であれば次のセグメントの16レベル全部を維持する。
ステップ９１４で零レベルに未達であれば次のセグメントの中の16レベル全部を維持する。
ステップ９１６で零レベルに未達であれば次のセグメントの中の量子化レベル値の一つおきの値（八つのレベル値）を維持する。
ステップ９１８で零レベルに未達であれば次の振幅最低値セグメントの中の四つのレベルを維持する。
ステップ９２０で零レベルに未達であれば次の振幅最低値セグメントの中の二つのレベルを維持する。
ステップ９２２で零レベルが見出されなければ次の振幅最低値セグメントの中の一つのレベルを維持する。
ステップ９２４で零レベルを維持する。
最後にステップ９２６で、互いに等しい大きさを負の符号の正の量子化レベルとして用い符号値を設定して負のレベルを発生する。
上記の振幅ピーク値（７ビット）および１８０個の７ビット符号化ずみサンプルが超高速度符号化圧縮プロセスからの圧縮出力を構成する。
図７Ａに戻ると、符号化ずみ量子化利得および符号化ずみ量子化サンプルを伝送符号化処理手段７３０に供給する。この伝送符号化処理手段７３０の好例は、例えば（８７，８０）ハミング符号化装置で構成されるFEC符号化装置７３２を含む。ハミングコードは87ビットブロックの中の単一ビット誤りを訂正できる。このFEC符号化装置は、順方向誤り訂正符号化を施し均一量子化レベル間隔で量子化した圧縮ずみデータサンプルを挿入器７３１、すなわち例えば16*87ビットブロック挿入装置である挿入器７３１に供給する。この挿入器７３１はRF通信チャンネル変調用の符号化ずみ圧縮データを供給する。
図７Ｂはこの超高速度データ符号化装置の好例の伝送符号化処理手段を図解する。同図は87×16ビットブロックを示す。16の行の各々が一つの87ビットハミングコードワードを表す。符号化装置では、データの挿入器ブロックへの読出しを、左から右へ行を横切ってコードワード０のビット１から始めてコードワード15のビット86で終わるように行う。ビット位置（列）１，２，４，８，16，32および64はとばして零を充填する。挿入ブロックの最後の列／ワードは特別扱いを受ける。すなわち、その列／ワードは初めの三つの行／ビット位置だけにデータを収容している。
挿入器を満杯にしたのちハミング符号化を各行の80データビットについて行う。ハミングパリティビットを図示のとおりビット位置１，２，４，８，16，32および64に挿入する。六つのコードについてのパリティビットをDSPの16ビット幅の排他的論理和機能を用いて同時に計算できる。パリティビットＰiは図７に示すとおり次式で計算する。
Ｐi＝ＸＯＲ  コードワード ビット［ｋ］    ｉ＝0．．6
（ｋ−１）＆２i≠０；ただし「＆」はビット的に二進の論理和関数
0004046766.tif 000011
パリティビットの算出および挿入ののち、挿入器からのデータの読出しを上列から下列の順にコードワード０のビット１から始めてコードワード15のビット87で終わるように行う。
図８は挿入器ブロックを示す。番号０乃至87を付けた88個のワードがある。第１のワードは不使用とするがHSDとの同一性のために維持する。第１のワードは伝送しない。数字０乃至1266は181個のワードからの1267ビットを表す。表８の「Ｐ」パリティを意味する。
0004046766.tif 000012
図８Ａはこの発明の超高速度データ復号装置のブロック図である。データ伸張プロセスはデータ圧縮プロセスの逆であり、復号装置は採否選択可能な伝送復号処理手段８０１と、利得復号装置８１０と、データサンプル逆量子化装置８２０と、採否選択可能なサンプルフォーマット再プロセッサ８３０と、採否選択可能なバッファ８４０とを含む。採否選択可能な伝送復号処理手段８０１は逆挿入器８０３およびFEC検出器８０２を含む。
図８Ａに示すとおり、受信した符号化ずみ圧縮データは伝送符号化の復号および伝送誤りの訂正のために伝送復号処理手段８０１に送る。この発明の実施例における伝送復号処理手段８０１は16*87ビットブロック逆挿入器で構成される逆挿入器８０３を含む。この逆挿入器８０３の出力は（８７，８０）ハミング復号装置で構成されるFEC復号装置８０２に供給する。このハミング復号装置はブロックあたり１ビットの訂正が可能である。
図８はこの発明の実施例の超高速度データ復号装置の伝送復号プロセス、すなわち逆挿入およびハミング復調を含む復号プロセスの例を示す。符号化ずみの圧縮データの逆挿入装置への読込みは、上から下への順にコードワード０のビット１から始めてコードワード15のビット86で終えるように行う。最後の列／ワードには特別な扱いが必要である。
シンドロームの数値表示でビット誤りの生じた（もしあった場合）ビット位置を示す。ビット誤りが生ずると、そのビットを反転させる（訂正する）。シンドロームが零の場合はビット誤りは起こっていない。超高速度データ符号化装置の場合と同様に、１６ビット幅の排他的論理和動作を用いてコードワード16個までのパリティビットを計算できる。
シンドロームを次のとおり計算する。
パリティビットを計算：
Ｐi＝ＸＯＲ  コードワード ビット［ｋ］    ｉ＝0．．6
（ｋ−１）＆２i≠０；ただし“＆”はビット的には二進AND機能
シンドローム＝鎖積  Ｐ６｜Ｐ５｜Ｐ４｜Ｐ３｜Ｐ２｜Ｐ１｜Ｐ０
FEC復号装置８０１からの復号ずみデータは符号化ずみ量子化サンプルと符号化ずみ量子化利得とから成る。符号化ずみ利得は利得復号装置に加え、この復号装置が量子化ずみ利得値をデータサンプル逆量子化装置８２０に送る。
データサンプル量子化装置は、この量子化ずみ利得値（そのブロックの振幅ピーク値のサンプル）を用いて、７ビット符号化サンプル対応のＡ法則（またはμ法則）量子化レベルを含む参照テーブルを発生する。この量子化装置は、超高速度データ符号化装置部について上述したのと全く同じ手順、すなわち128個のあり得る符号化ずみ量子化サンプル値の一つに各々が対応する256の蓄積事項を参照テーブルに含めた手順で実現する。しかし、この参照テーブルを逆に用いる。参照テーブルを128個のあり得る符号化ずみ量子化サンプル値の蓄積の上で形成すると、対応の符号化ずみ量子化サンプル（７ビットコード）をテーブル蓄積事項への索引として対応のPCMサンプルを見出すことができる。
図８Ａに示すとおり、Ａ法則圧伸を要する場合は採否選択可能なサンプルフォーマット再プロセッサ８３０によって復号ずみサンプルブロックをＡ法則フォーマットなど所望のサンプルフォーマットに変換する。Ａ法則の場合もμ法則の場合も、再構成した超高速データサンプルに対応する復号ずみサンプルブロックは出力バッファ８４０に供給され、このバッファから64kb/s PCM圧伸信号を出力信号として発生する。
この発明の好適な実施例を図示し説明してきたが、これら実施例が例示だけを目的とするものであることは理解されよう。この発明の真意を逸脱することなく当業者は多数の改変、変形および置換を思いつくであろう。したがって、添付の請求の範囲はそれら変形すべてをこの発明の真意および範囲内に含めることを意図するものである。
【図１】
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【図２】
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【図３Ａ】
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【図３Ｂ】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図５Ａ】
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【図５Ｂ】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７Ａ】
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【図７Ｂ】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９】
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