(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力信号を設ける差分出力（１１８，１１９）を有する周波数可同調発振器回路であって：
周波数可同調発振器回路（１００）の差分出力（１１８，１１９）両端に結合され、中心周波数を設定するタンク回路（１１１）；
周波数可同調発振器回路（１００）の差分出力（１１８，１１９）の両端に結合され、出力信号の周波数を可変する可変リアクタンス回路（１１３）；および
周波数可同調発振器回路（１００）の差分出力（１１８，１１９）の両端に結合され、周波数可同調発振器回路（１００）を一定のＱに維持する能動減衰回路（１１４）であって、前記能動減衰回路（１１４）は、
前記周波数可同調発振器回路（１００）の前記差分出力（１１８，１１９）に結合された差分入力、および差分出力を有する整流回路（１２０）、
前記整流回路の前記差分出力に結合された第１差分入力（１２３，１２４）、基準電流（Ｉｒｅｆ）に結合された第２入力（１２６）、および出力（１２５）を有する比較器回路（１２１）、および
前記比較器回路の前記出力に結合された入力と、前記周波数可同調発振器回路（１００）の前記差分出力（１１８，１１９）に結合された差分出力を有する可変抵抗回路（１２２）、
を有する前記能動減衰回路（１１４）；
を具備することを特徴とする周波数可同調発振器回路。
【請求項２】
前記可変リアクタンス回路（１１３）が同調制御電圧（Ｖｔｕｎｉｎｇ）を受信する入力（１１７）を備える請求項１記載の周波数可同調発振器回路（１００）。
【請求項３】
前記可変リアクタンス回路（１１３）が平衡可変キャパシタンス回路である請求項２記載の周波数可同調発振器回路（１００）。
【請求項４】
前記タンク回路（１１１）が周波数可同調発振器回路（１００）の前記中心周波数を約４５メガヘルツに設定する請求項３記載の周波数可同調発振器回路（１００）。
【請求項５】
周波数可同調発振器回路（１００）において一定のＱを維持する方法であって：
出力信号の周波数を可変するための前記周波数可同調発振器回路の差分出力間の電圧と同相の第１の抵抗電流を発生する段階；
前記周波数可同調発振器回路（１００）の前記一定のＱに対応する基準信号（Ｉｒｅｆ）を受ける段階；
前記周波数可同調発振器回路の前記出力信号を前記基準信号（Ｉｒｅｆ）と比較する段階；
前記出力信号と前記基準信号（Ｉｒｅｆ）との間の差分に対応する修正信号を生成する段階；
前記修正信号に対応する第２の抵抗電流を発生する段階；および
実質的に大きさが等しくかつ極性が反対の前記第２の抵抗電流を前記第１の抵抗電流に結合して前記周波数可同調発振器回路の前記一定のＱを維持する段階；
を具備することを特徴とする周波数可同調発振器回路（１００）において一定のＱを維持する方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、一般に電圧制御発振器に関し、さらに詳しくは、広い同調レンジにおいて一定の高いQ を有する電圧制御発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】
テレビジョン受信機の中間周波数（IF：intermediate frequency）で動作される電圧制御発振器（VCO ：voltage controlled oscillator ）は、着信無線周波数（RF）搬送波に含まれる音声およびビデオ情報を同期的に復調するためによく用いられる。このようなVCO は安定で、高いQ と低い位相ノイズとを持たねばならない。受信機を世界中で用いようとする場合は、各国には独自のIFと復調の規準があるので、VCO は周波数レンジで同調ができなければならない。実際、世界中のIF規準の変化は、少なくとも３４メガヘルツから５６メガヘルツまで及ぶ。米国では、標準的なテレビジョンのIFは４５．７５メガヘルツである。
【０００３】
IF発振器は、テレビジョンのチャネル選択とノイズに対する免疫性を良好にするためには、狭い帯域幅を必要とする。狭帯域幅を実現するためには、インダクタとキャパシタとを形成したタンク回路が一般に用いられる。これは、タンク回路が生来的に高いQ と狭い帯域幅とを有するためである。しかし、タンク回路は、一定の周波数で共振するので、周波数同調のために追加の回路部品が必要とされる。ある周知の同調法では、タンク回路と共に、周波数を可変するためのバラクタ・ダイオードなどの容量装置を用いる。バラクタ・ダイオードに制御電圧を印加して、そのキャパシタンスを変化させ、それによって共振周波数を変化させる。バラクタ・ダイオードを用いる際の欠点は、ダイオードを同調させるために制御電圧の変動を大きくすることが必要なことで、それにより半導体ダイ上にVCO と一体化することが実行できなくなる。
【０００４】
別の周知の同調法では、同調信号に応答してタンク回路内にリアクタンス電流を発生するために、平衡可変リアクタンス回路を用いる。平衡可変リアクタンス回路は、半導体ダイ上に容易に集積されるが、タンク回路内に誤差電流を招くという欠点を持ち、そのためにVCO を周波数帯域全体で同調するとQ に広い変動が起こる。その結果、特定のテレビジョン・チャネルに不均一なノイズ性能が起こる。直列抵抗の高い安価なインダクタをタンク回路に用いると、性能はさらに不均一になる。
【０００５】
広範囲のIF周波数上で同調可能で、低価格で製造することのできるテレビジョン受信機内のVCO が必要である。VCO が大きな制御電圧を用いることを必要としない同調法を用いて、半導体ダイ上に容易に集積することができれば便利である。同調レンジ全体で一定のQ を維持することができて、VCO が低ノイズで安定した動作ができると、さらに便利である。VCO の性能を落とさずに高い抵抗を有する安価なタンク・インダクタを用いることを補う方法であると、さらに利点がある。
【０００６】
【実施例】
電圧制御発振器（VCO ：voltage controlled oscillator ）は、着信無線周波数（RF）搬送波に含まれる音声およびビデオ情報を復調するための中間周波数（IF）における基準を提供するためにテレビジョン受信機によく用いられる。世界中で用いられるテレビジョン受信機は、実質的に世界中で異なるIF周波数規準に対応することのできるVCO を持たねばならない。実際には、このようなVCO は、少なくとも３４メガヘルツから５６メガヘルツまでのレンジで同調されるので、一定の高いQ を必要とする。
【０００７】
高いQ を必要とするので、受信機はノイズ免疫性を良好にするためには狭い帯域幅を有する。インダクタとキャパシタとによって構成されるタンク回路が、これらの発振器で通常用いられるが、これはその生来高いQ によって狭帯域幅が得られるためである。しかし、Q が生来的に高いために、追加の部品なしに同調することが実際にはできない。
【０００８】
図１は、本発明を実行する周波数可同調発振器回路１００の部品部分を示すブロック図である。インダクタ１１６とキャパシタ１１５とによって構成されるタンク回路１１１は、可変リアクタンス回路１１３からの同調信号がない場合に、発振器１１２の中心周波数を設定する。タンク回路１１１は、発振器１１２と、可変リアクタンス回路１１３と、整流回路１２０，比較器回路１２１および可変抵抗回路１２２とによって構成される能動減衰回路１１４とに結合される。発振器１１２は、テレビジョン受信機の中間周波数でタンク回路１１１内に異なる電流を供給する交差結合差分増幅器として構成されるのが普通で、周波数二倍器と共に１／２の中間周波数で動作することができ、より大きな位相安定性を提供し、低いVHFテレビジョン・チャネルのRF信号との干渉を避ける。
【０００９】
タンク回路１１１の両端に可変有効リアクタンスを生成する可変リアクタンス回路１１３により同調が行われる。端子１１７に印加される同調制御電圧Vtuning を用いて有効リアクタンスを可変する場合は、周波数可同調発振器回路１００が電圧制御発振器１００（VCO ）となる。タンク回路１１１は、生来的に高いQ 有するので、発振器１１２と可変リアクタンス回路１１３の両方によってそこに供給される電流は、端子１１８と１１９との間の中間周波数において正弦波電圧を生成する。可変リアクタンス回路は、バラクタ・ダイオードまたは同様の電圧可変容量装置を用いている。しかし、広帯域の同調を行う場合は、バラクタ・ダイオードはあまりに大きな制御電圧の変動を必要とするので、集積回路ダイ上にVCO と組み込むことは非実用的である。
【００１０】
発振器１１２と同じ半導体ダイ上に集積するのにより適したその他の可変リアクタンス回路１１３も知られている。このような回路は、平衡可変リアクタンス回路１１３、あるいはリアクタンスがキャパシタにより設定される場合は、平衡可変キャパシタンス回路１１３とも呼ばれる。このような実施例のいくつかは、Gerald K.Lunn, W.Eric MainおよびMichael McGinnにより発明され、本件と同一の譲受人Motorola, Inc., に譲渡され、本明細書に参考文献として含まれる米国特許第４，６３８，２６５号「BALANCED VARIABLE REACTANCE CIRCUIT AND METHOD OF PRODUCING THE SAME」に説明される。ある実施例では、タンク回路１１１内に、端子１１７で印加された同調制御電圧の強度に対応する差分リアクタンス電流を供給するために、平衡可変リアクタンス回路を用いる。差分リアクタンス電流は、タンク回路１１１と並列に有効同調リアクタンスを生成するが、このリアクタンスは差分リアクタンス電流が正であるか負であるかにより、すなわち発振器１１２がその中心周波数より下で同調されているか上で同調されているかにより、正または負になる。従ってVCO の共振周波数は、以下の等式に従って可変する：
【００１１】
【数１】
0004073980.tif 000002
ただしC はキャパシタ１１５である。CLtun は、可変リアクタンス回路１１３からの有効同調リアクタンスを表し、C と合成してVCO の同調周波数を可変させる。
【００１２】
図２は、VCO のQ と共振周波数に影響を与える主要部品を示す並列等価タンク・ネットワークの詳細な回路図である。インダクタ２１およびキャパシタ２２は、通常は集積回路の外部にある固定部品である。これらが、VCO の中心周波数を設定するタンク回路２８を形成する。本発明のある実施例においては、インダクタ２１は２ミリヘンリの値を有し、キャパシタ２２は３０ピコファラドの値を有する。等価可変キャパシタ２３は、平衡可変リアクタンス回路により提供される同調キャパシタンスを表す。抵抗２４は、たとえば１４キロオームの値を有する固定抵抗であり、集積回路ダイ上に組み込まれてVCO の目標Q の設定に用いられる。等価抵抗２５は、とりわけ、可変リアクタンス回路内で生成される寄生抵抗電流、すなわちタンク電圧より９０度進んだものでなく、それと同相の電流により起こる寄生抵抗を表す。等価抵抗２５がVCO のQ に与える効果は以下の等式で表される：
【００１３】
【数２】
0004073980.tif 000003
平衡可変リアクタンス回路により供給される寄生抵抗電流が非常に小さい場合は、等価抵抗２５は、抵抗２４に比べて非常に大きくなり、VCO のQ は抵抗２４だけに依存する。しかし、実際には等価抵抗２５の大きさは抵抗２４にもっと近いので、Q は両方の部品に依存する。さらに、等価抵抗２５は、VCO 同調周波数と共に可変し、正となることも負となることもある。従って、VCO のQ は、VCO が帯域全体で同調されると、抵抗２４により設定された理想値より大きくなることも小さくなることもある。
【００１４】
等価抵抗２５内の周波数変動源を図３に示す。図３は、固定キャパシタ２２（ベクトル３２）と等価可変キャパシタ２３（ベクトル３３）に関するタンク回路２８（ベクトル３１）両端の正弦波電圧を示すベクトル図である。タンク回路（ベクトル３１）両端の正弦波電圧を基準と考えると、等価キャパシタ２３（ベクトル３３）内の電流は、固定キャパシタ２２（ベクトル３２）に見られる理想的な９０度進んだ位相関係から、可変リアクタンス回路内の遅延に相当する量だけ偏差する。そのため、ベクトル３３は、ベクトル３１に対する理想的な直角関係にある容量成分（ベクトル３４）と、タンク電圧と同相にある抵抗成分（ベクトル３５）とによって構成される。等価抵抗２５は、ベクトル３５に関連する抵抗電流から生まれる。可変リアクタンス回路内の時間遅延は基本的に一定なので、ベクトル３３の位相は発振器の共振周波数と共に可変する。可変位相シフトにより等価抵抗２５の大きさが可変し、可変リアクタンス回路がタンク回路に正のリアクタンス電流を供給するか負の電流を供給するかにより、正または負の値をとる。それにより、タンク・ネットワークのQ とその両端の正弦波電圧の振幅は、周波数と共に変化する。
【００１５】
図１に戻り、整流回路１２０，比較器１２１および可変抵抗回路１２２によって構成される能動減衰回路１１４が図示される。整流回路１２０は、端子１１８，１１９に結合された差分入力においてタンク回路の両端の電圧を検知し、整流する。これは、比較器１２１の差分入力に結合された端子１２３，１２４において整流された差分出力電流を生成する。比較器１２１は、差分被整流電流の平均差分と基準電流Irefとを比較し、VCO のQ を制御する修正信号を端子１２５において生成する。Irefは入力１２６に結合され、通常は半導体ダイ上に発生される。修正信号は、差分抵抗電流を端子１１８，１１９においてタンク回路１１１に供給する可変抵抗回路１２２を制御する。差分抵抗電流は、可変リアクタンス回路１１３により供給される寄生抵抗電流と実質的に等しい大きさを持ち、極性は反対である。
【００１６】
能動減衰回路１１４は、インダクタ１１６内の寄生直列抵抗のQ に対する位相シフト効果を相殺する機能もあることがわかっている。その結果、より高い寄生直列抵抗を有するより安価なインダクタを、VCO の性能を落とさずにタンク回路１１１内に用いることができる。
【００１７】
図４は、タンク回路（図示せず）の両端の電圧を処理して、タンク回路のQに対応する修正信号またはQ制御電圧を端子４５０に生成する整流回路４４０と比較器回路４３０との回路図である。Vt1，Vt2は、整流回路４４０に印加される信号で、これらの信号の差はタンク回路電圧の交流（AC）レベルと大きさが同じであるが、直流（DC）レベルでは異なる。同様に、Vt3，Vt4は、タンク回路の両端の電圧と同じACレベルを持つが、DCレベルは異なる。タンク回路の両端のAC電圧レベルは、通常はピーク間で８００ミリボルトである。整流回路４４０と比較器回路４３０は、通常は、電源電圧、たとえばVccおよび接地を受け取る２つの電源端子間に接続される。
【００１８】
トランジスタ４０１，４０２は、そのエミッタが共通して結合された第１差分増幅器を構成する。トランジスタ４０３，４０４は、そのエミッタが共通して結合された第２差分増幅器を形成し、第２差分増幅器は第１差分増幅器と共に、タンク電圧を検知する二倍平衡掛け算器の一部分を構成する。この設定により、タンク電圧が全波整流され、端子４１９，４２０において比較器の差分入力に差分被整流出力電流が供給される。トランジスタ４０１，４０４のベースはVt1 に結合され、トランジスタ４０２，４０３のベースはVt2 に結合されて、タンク電圧に従ってそれぞれの差分対を通る電流を切り換える。トランジスタ４０１，４０３のコレクタは端子４１９に結合され、トランジスタ４０２，４０４のコレクタは端子４２０に結合され、比較器４３０に差分被整流電流を供給する。
【００１９】
二倍平衡掛け算器の第２部分は、トランジスタ４０６，４０７と、これらのエミッタ間に結合された抵抗４０８とによって構成される。Vt3 はトランジスタ４０７のベースに結合され、Vt4 はトランジスタ４０６のベースに結合されて、電流源４０９，４１０からトランジスタ４０６，４０７のコレクタにそれぞれ、比例差分電圧を送る。抵抗４０８は、電圧Vt3 とVt4 との間の差の、トランジスタ４０６，４０７のコレクタに向けられた比例差分電流への変換を線形化する。ある実施例においては、抵抗４０８は８キロオームの値を有する。電流源４０９，４１０は、整流回路のためのバイアス電流を供給する。
【００２０】
整流回路からの差分被整流電流は、端子４１９，４２０において比較器４３０に結合される。これらの電流は、トランジスタ４１１，４１２が受ける。これらのトランジスタは、ダイオードとして構成され、トランジスタ４１１のコレクタ電流がトランジスタ４１３のコレクタ電流に、トランジスタ４１２のコレクタ電流がトランジスタ４１４のコレクタ電流に比例するように、それぞれトランジスタ４１３，４１４に整合される。同様に、トランジスタ４１５，４１６は、それぞれのコレクタにおいて比例電流を生成するよう整合される。
【００２１】
整流回路４４０の二倍平衡掛け算器装置は全波整流器として機能するので、比較器に供給される差分被整流電流は、約９０メガヘルツを中心とする、あるいはIF周波数の２倍のAC成分と、比例するDC成分とを有する。トランジスタ４１１，４１２，４１３，４１４は、その周波数において低いスイッチング応答を有するように選択され、それにより差分被整流電流の帯域幅を制限するように濾波して、トランジスタ４１３，４１４のコレクタ電流が基本的にDC電流になるようにする。フィルタ回路４３１は、トランジスタ４１６のコレクタ端子とベース端子との間に接続され、必要に応じて追加の濾波を行う。図示される実施例においては、追加の濾波は、値が約３ピコファラドのキャパシタ４１７により行われる。
【００２２】
Irefは、トランジスタ４１２，４１４のベースに結合され、比較器４３０にオフセット電流を導く。その目的は、VCOがその中心周波数に同調されたときにゼロ修正が行われるように、Q制御電圧の目標閾値を端子４５０に設定することである。中心周波数においては、VCOは、公称QおよびAC電圧振幅を有する。トランジスタ４１３，４１４，４１５，４１６は、整流回路の差分被整流電流を、公称Qからの偏差に相当するトランジスタ４１６のコレクタにおける電圧に変換する相互コンダクタンス利得ステージを構成する。トランジスタ４１８は、端子４６０の負荷を軽減するエミッタ・フォロアとして動作される。Q制御電圧は、そのエミッタに端子４５０において現れる。
【００２３】
図５は、端子５２２，５２３（図示せず）の両端でタンク回路に差分抵抗電流を供給する可変抵抗回路の回路図である。差分抵抗電流はVQcontrol 、すなわち入力５１４において比較器から印加されたQ 制御電圧に比例する。Vt5,Vt6 両端の電圧は、タンク回路両端の電圧に等しい大きさを持つが、DCレベルは異なっており、トランジスタ５０１，５０２をバイアスする。電圧Vt5 ，Vt6 は、従来のDCレベル・シフト回路を用いることによりタンク回路電圧から導かれる。
【００２４】
トランジスタ５０１，５０２は、抵抗５０３と共に、電流源５０４，５０５からそれぞれのコレクタに差分電流を送る線形相互コンダクタンス増幅器を形成する。差分電流は、それぞれトランジスタ５０１，５０２のベースに結合されるVt5 ，Vt6 両端の電圧と、抵抗５０３の大きさとに比例する。ある実施例においては、抵抗５０３の値は８キロオームである。Vt5 ，Vt6 両端の電圧は、AC強度が等しくタンク回路両端の電圧と同相の正弦波電圧であるので、トランジスタ５０１，５０２のコレクタに向けられる差分電圧も、タンク電圧と同相の正弦波を形成し、可変リアクタンス回路からの抵抗電流を相殺する。
【００２５】
相殺差分電流のレベルは、トランジスタ５０８，５０９およびトランジスタ５１０，５１１によりそれぞれ形成される二倍平衡対の差分増幅器により決定される。電流は、それぞれのベースの両端の電圧に比例するこれら２つの差分増幅器内を通る。このようなベース電圧の１つがVbであり、これはトランジスタ５０９，５１０のベースに結合されたDC基準電圧である。その他の電圧は、抵抗５１２，５１３からなるVbとVQcontrolとの間の分圧ネットワークから導かれる。従って、トランジスタ５０１，５０２のコレクタからの差分抵抗電流は、二倍平衡差分増幅器内を通り、入力５１４におけるQ制御電圧に比例して、端子５２２，５２３に接続された（図示しない）タンク回路内に送られる。
【００２６】
能動減衰回路は、平衡可変リアクタンス回路またはタンク・インダクタ内の直列抵抗からの寄生抵抗電流と大きさが等しく、位相が反対の抵抗電流をタンク回路に供給する。それにより、VCO が周波数帯域上で同調されると、Q の変動を実質的に軽減または排除することができる。本発明のある実施例においては、VCO 公称Q は、能動減衰回路を用いて約３０から約７５まで大きくなり、それにより可変リアクタンス回路の安定性余地を失わずにより良いノイズ性能を得ることができる。能動減衰回路は、VCO と同じ半導体ダイ上に集積されるので、システムのコストが軽減される。能動減衰回路は、性能を落とさずにタンク回路インダクタの寄生抵抗を補償するので、さらにコストの軽減が可能になる。
【００２７】
以上、本発明による能動減衰回路により、安定性余地を小さくせずに低ノイズ性能に関して一定の高いQ を維持しながら、VCO を広い周波数レンジにわたり同調することができることが理解頂けよう。基本的には、タンク・インダクタおよびキャパシタを除くすべての回路部品が半導体チップ内に集積されるのでコストが削減される。能動減衰により、直列インダクタ抵抗が補償され、それにより、品質の低い、直列抵抗の高いインダクタをタンク回路内に用いることができるので、コストがさらに削減される。
【００２８】
本発明の特定の実施例が図示および説明されたが、当業者には更なる修正および改善が可能であろう。本発明は図示された特定の形態に制限されるものでないこと、また添付の請求項は、本発明の精神および範囲から逸脱しないすべての修正を包含するものであることは明白である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による能動減衰回路を組み込む可同調発振器回路のブロック図である。
【図２】等価のタンク・ネットワークの回路図である。
【図３】タンク回路内の成分電流の相対位相関係を示すベクトル図である。
【図４】本発明による整流回路と比較器の回路図である。
【図５】本発明による可変抵抗回路の回路図である。
【符号の説明】
１００  電圧制御発振器（VCO ）
１１１  タンク回路
１１２  発振器
１１３  可変リアクタンス回路
１１４  能動減衰回路
１１５  キャパシタ
１１６  インダクタ
１１７，１１８，１１９，１２３，１２４，１２５，１２６  端子
１２０  整流回路
１２１  比較器
１２２  可変抵抗回路
【図１】
0004073980.tif 000004
【図２】
0004073980.tif 000005
【図３】
0004073980.tif 000006
【図４】
0004073980.tif 000007
【図５】
0004073980.tif 000008