(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
同期電動機と、前記同期電動機に交流電流を供給するインバータ回路と、速度設定手段と、位置検知手段とを備え、前記電動機は、電機子巻線を有する第１の物体と、前記第１の物体と相対的に可動であり、永久磁石を有する第２の物体とを有し、前記位置検知手段は前記第２の物体の永久磁石の位置を検知し、前記インバータ回路の出力周波数は、前記速度設定手段の出力に応じた値とし、前記インバータ回路の出力電圧値は、出力電圧位相と前記位置検知手段の出力信号の位相角がほぼ一定となる値とするインバータ装置。
【請求項２】
インバータ回路の出力電流は、ほぼ正弦波である請求項１記載のインバータ装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、エアコン・冷蔵庫・食器洗い機・電気洗濯機などに使用されるインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１４に示す従来のインバータ装置は、交流電源１、整流平滑回路２、インバータ回路３、３相の電機子巻線８・９・１０を有する電動機４、永久磁石５・６を有する回転子７、ホールＩＣ４０・４１・４２によって構成し、永久磁石５・６の位置を磁気的に検知する位置検知手段４３を備えている。
【０００３】
速度設定手段１２は、電動機４の回転速度の設定を行うものである。
【０００４】
整流平滑回路２は、チョークコイル１８、整流器１９、電解式のコンデンサ２０・２１によって構成され、整流器１９は、ブリッジ形に接続されたダイオード２２・２３・２４・２５によって構成され、交流電源１を倍電圧整流して直流電圧をインバータ回路３に出力するものとなっている。
【０００５】
インバータ回路３は、ＩＧＢＴと逆導通用のダイオードを並列接続して構成したスイッチング素子２６・２７・２８・２９・３０・３１を有する３相の仕様となっている。
【０００６】
制御回路４４は、位置検知手段４３からの信号と、速度設定手段１２の出力信号から、スイッチング素子２６・２７・２８・２９・３０・３１に対してオンオフ制御を行うものとなっている。
【０００７】
図１５は、制御回路４４の位置検知手段４３からの入力信号Ｓ１・Ｓ２・Ｓ３と出力Ｖ１・Ｖ２・Ｖ３・Ｖ４・Ｖ５・Ｖ６のオンオフ波形を示したものである。
【０００８】
図１５において、（ア）はホールＩＣ４０の出力信号Ｓ１、（イ）はホールＩＣ４１の出力信号Ｓ２、（ア）はホールＩＣ４２の出力信号Ｓ３、（エ）はスイッチング素子２６用のオンオフ信号Ｖ、（オ）はスイッチング素子２７用のオンオフ信号Ｖ２、（カ）はスイッチング素子２８用のオンオフ信号Ｖ３、（キ）はスイッチング素子２９用のオンオフ信号Ｖ４、１（ク）はスイッチング素子３０用のオンオフ信号Ｖ５、（ケ）はスイッチング素子３１用のオンオフ信号Ｖ６を示している。
【０００９】
すなわち、インバータ回路３が３相６石の構成としていることから、ホールＩＣ４０・４１・４２の数も３個とすることにより、電気角６０度毎にスイッチング素子の切り換えを行うものとしている。
【００１０】
以上の構成において、従来の技術のインバータ装置は、いわゆるＤＣブラシレスモータとして動作し、位置検知手段４３において、永久磁石５・６の位置を検知しながら、スイッチング素子２６〜３１のオンオフを行っており、各スイッチング素子に対して電気角１２０度の間オン状態としているが、特に低電位側のスイッチング素子２９・３０・３１については、電気角１２０度の期間中、約１５ｋＨｚの周波数でオンオフを繰り返すものとなっている。
【００１１】
そのオン期間の比率、すなわちデューティ（導通比率）を変化することにより、等価的に電動機４に対して、整流平滑回路２の出力電圧に前記デューティ値を乗じた値がインバータ回路３に入力されている状態に近くなり、よって電動機４の速度を加減することができるものとなる。
【００１２】
制御回路４４は、位置検知手段４４から入力される信号の周波数から電動機４の速度を検知し、それが速度設定手段１２の値と等しくなるように、前記デューティ値を加減するものである。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の技術においては、電動機の速度を速度設定手段の出力値と等しくするために、フィードバック制御によりデューティ値を加減する必要がある。
【００１４】
ここで、電動機４の負荷の変化などに対する前記フィードバック制御の応答性と、速度および電動機４への供給電流の安定性を確保するためには、制御回路４４内に電動機４４への電流を検知する電流検知器や電流マイナーループと呼ばれるような、トルク指令に対しする実働電流値の差を誤差増幅し、ＰＩ制御などを用いて、デューティ値を加減する構成と、速度設定手段１２と実速度の差を同様にＰＩ制御などのフィードバック制御を用いてトルク指令値を出力させ、前述の電流マイナーループの設定値とするというような複雑な構成となるという第１の課題が有った。
【００１５】
また、一般に良く用いられるようなインバータ回路３と電動機４を３相の構成とした場合、位置検知手段４３には、３個のホールＩＣが必要となり、位置検知手段４３の構成が複雑となると同時に、位置検知手段４３と制御回路４４を結ぶ配線の数が多くなりやはり装置が複雑になるという第２の課題を有していた。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記第１〜第２の課題を解決するために、同期電動機と、前記同期電動機に交流電流を供給するインバータ回路と、速度設定手段と、位置検知手段を有し、前記電動機は、電機子巻線を有する第１の物体と、前記第１の物体と相対的に可動であり、永久磁石を有する第２の物体からなり、前記位置検知手段は前記第２の物体の永久磁石の位置を検知し、前記インバータ回路の出力周波数は、前記速度設定手段の出力に応じた値とし、前記インバータ回路の出力電圧値は、出力電圧位相と前記位置検知手段の出力信号の位相角がほぼ一定となる値とする構成としたことにより、特に電流マイナーループや速度フィードバックループなどを用いなくとも、前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保することが可能となり、また位置検知手段の構成についても、例えば３相６石のインバータ回路構成においても、ホールＩＣは１個でも動作するものとなり、簡単な構成とすることができるものとなる。
【００１７】
また、第１〜第２の課題を解決するために、請求項１記載のインバータ装置の前記インバータ回路の出力電流を、ほぼ正弦波とすることにより、やはり電流マイナーループや速度フィードバックループなどを用いなくとも、前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保することが可能となり、また電流値の低減による装置全体の効率向上が実現でき、その上、電機子巻線の電流波形を正弦波に近づけて低騒音化を図ることもできるものとなる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
請求項１記載の発明は、同期電動機と、前記同期電動機に交流電流を供給するインバータ回路と、速度設定手段と、位置検知手段を有し、前記電動機は、電機子巻線を有する第１の物体と、前記第１の物体と相対的に可動であり、永久磁石を有する第２の物体からなり、前記位置検知手段は前記第２の物体の永久磁石の位置を検知し、前記インバータ回路の出力周波数は、前記速度設定手段の出力に応じた値とし、前記インバータ回路の出力電圧値は、出力電圧位相と前記位置検知手段の出力信号の位相角がほぼ一定となる値とする構成としたことにより、特に電流マイナーループや速度フィードバックループなどを用いなくとも、前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保することが可能となり、また位置検知手段の構成についても、例えば３相６石のインバータ回路構成においても、ホールＩＣは１個でも動作するものとなり、簡単な構成とすることができるものとなる。
【００１９】
請求項２記載の発明は、請求項１記載のインバータ装置の前記インバータ回路の出力電流を、ほぼ正弦波とすることにより、やはり電流マイナーループや速度フィードバックループなどを用いなくとも、前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保することが可能となり、また電流値の低減による装置全体の効率向上が実現でき、その上、電機子巻線の電流波形を正弦波に近づけて低騒音化を図ることもできるものとなる。
【００２０】
【実施例】
（実施例１）
以下、本発明の実施例について説明する。図１は本発明の第１の実施例のインバータ装置を備えた全自動の電気洗濯機の回路構成の一例を示したものである。
【００２１】
図１においては、１００Ｖ６０Ｈｚの交流電源１、交流電源１を整流する整流平滑回路２、整流平滑回路２の出力に接続したインバータ回路３、インバータ回路３の出力に接続した同期電動機４を有している。
【００２２】
同期電動機４は電機子巻線８・９・１０を有し、これをケイ素鋼板を積層して構成した鉄心に巻いて実現した、一般にステータと呼ばれる第１の物体４５と、外側にＮ極が出る極性に着磁したフェライト製の永久磁石５、外側にＳ極が出る極性に着磁したフェライト製の永久磁石６によって構成し、一般にロータと呼ばれる第２の物体７から成り立っている。
【００２３】
位置検知手段１１は、ホールＩＣによって構成され、第２の物体７の対向している永久磁石５・６がいずれの磁極であるかを検知することにより第１の物体４５に対する第２の物体７の角度を検知するものとなっている。
【００２４】
速度設定手段１２は、同期電動機４の回転の速度設定値に応じた電圧を出力するものであり、本実施例においては、速度設定手段１２の出力を発振回路１３に入力しており、発振回路１３は入力された電圧値に応じた周波数のパルス列を出力する電圧制御形の発振回路として動作するものとなっている。
【００２５】
発振回路１３の出力は、分配器１４に入力され、３相のインバータ回路３に対して６個のスイッチング素子を電気角で１２０度期間だけオンとし、２４０度期間をオフとする信号を出力するものとなっている。
【００２６】
電圧制御回路１５は、インバータ回路３を構成している６個のスイッチング素子の内の低電位側の３個に対して、上述の１２０度オン期間について、１５．６キロヘルツのＰＷＭを行うものとなっており、これによってほぼ等価的にインバータ回路３の出力電圧は整流平滑回路２から供給される直流電圧にＰＷＭの導通比（デューティ）を乗じた値の電圧が供給されている状態となる。
【００２７】
なお、本実施例においては、電圧制御回路１５は、低電位側のスイッチング素子に対してＰＷＭの制御を行っているが、高電位側のスイッチング素子に対してＰＷＭの制御を行っても良く、また高電位側のスイッチング素子と低電位側のスイッチング素子を、電気角６０度毎に、交互にＰＷＭ制御することにより、インバータ回路３の出力電流のｄｉ／ｄｔを抑え、電磁音を低減した運転音の静かなインバータ装置を実現してもよい。
【００２８】
位相検知回路１６は、本実施例においては、分配器１４のＱ６信号、すなわちＷ相の低電位側スイッチング素子の１２０度のオンオフ信号と、位置検知手段１１から出力されるハイローの信号とを読み込み、この二つの信号の立ち上がりのタイミングが同時である場合には０ボルトを出力し、両者のタイミングにズレがある場合には、いずれが進んでいるかによって極性が変化し、またズレの絶対値の大きさに比例して絶対値も変化するアナログ信号を出力するものとなっている。
【００２９】
なお、本実施例では位相検知回路１６は、位置検知手段１１から信号の位相が遅れている場合には正の電圧を出力し、位置検知手段１１から信号の位相が進んでいる場合には負の電圧を出力するものなっている。
【００３０】
誤差増幅器１７は、位相検知回路１６の出力を増幅して出力するものであり、フィードバック制御の安定性を確保するため、一次遅れ成分を有するＰＩ補償器として動作するものとなっており、また定常偏差をほぼ零にするため、ω＝０においては、電圧利得が８０ｄＢという高い値としている。
【００３１】
図２は、実施例１のインバータ装置の整流平滑回路２とインバータ回路３の詳細回路を示したものである。
【００３２】
図２において、５ｍＨのインダクタンスを有するチョークコイル１８、整流器１９、５６０マイクロファラッドの静電容量を有する電解式のコンデンサ２０・２１により構成されており、整流器１９は４本のシリコン形のダイオード２２・２３・２４・２５をブリッジ接続して構成されている。
【００３３】
コンデンサ２０・２１は、直列接続した上、その接続点を交流電源１の一端に接続することにより、いわゆる倍電圧整流回路として動作し、交流電源１の電圧がＡＣ１００Ｖである場合、コンデンサ２０・２１にはいずれも約１４０Ｖの直流電圧が充電され、インバータ回路３に約２８０Ｖの直流電圧が入力されるものとなっている。
【００３４】
インバータ回路３は、ＩＧＢＴと逆導通用のダイオードからなるスイッチング素子２６・２７・２８・２９・３０・３１により、３相６石構成としている。
【００３５】
図３は、実施例１のインバータ装置の電圧制御回路１５の詳細回路を示したものである。
【００３６】
図３において、ＡＮＤ回路３２・３３・３４、一般にコンパレータなどと称されるオープンコレクタ出力を有する電圧比較器３５、１５．６ｋＨｚの周波数で三角波を出力する三角波発振回路３６、電圧比較器３５の出力端子を引き上げるプルアップ用の抵抗３７、直流電源３８により構成されている。
【００３７】
図４は、実施例１のインバータ装置の分配器１４の入出力動作波形を示したものである。
【００３８】
図４において、（ア）は発振回路１３からＢ端子に入力されるパルス波形、（イ）は出力端子Ｑ１の信号波形、（ウ）は出力端子Ｑ２の信号波形、（エ）は出力端子Ｑ３の信号波形、（オ）は出力端子Ｑ４の信号波形、（カ）は出力端子Ｑ５の信号波形、（キ）は出力端子Ｑ６の信号波形を示しており、Ｂ端子からの入力されるパルス列の１発１発に対して、その立ち上がりタイミング毎に、各出力のハイローを切り換え、したがってＢ端子の立ち上がりの間隔が電気角６０度に相当するものとなる。
【００３９】
図５は、発振回路１３の入出力特性を示しているものであり、実施例１においては、Ａ端子からの入力電圧が１Ｖ上昇する毎に、６０Ｈｚのパルス周波数が増加するものとなっている。
【００４０】
以上の構成において、動作の説明を行う。
【００４１】
同期電動機４を６００ｒｐｍで駆動したい場合においては、速度設定手段１２から１Ｖの電圧が出力され、発振回路１３のＡ端子に入力される。
【００４２】
発振回路１３は、図５に示すごとくの特性であることから、６０Ｈｚのパルス列が、分配器１４のＢ端子に入力される。
【００４３】
分配器１４は、図４に示す動作となることから、Ｑ１〜Ｑ６にはいずれも１０Ｈｚのオンオフ信号が出力され、インバータ回路３は１０Ｈｚの出力を同期電動機４に出力する。
【００４４】
同期電動機４は、本実施例では２極であるため、１０Ｈｚの周波数において６００ｒｐｍにて回転するものとなる。
【００４５】
ここで、位相検知回路１６は、Ｙ端子から入力される位置検知手段１１の出力信号とＸ端子から入力されるＱ６信号の立ち上がりのエッジのタイミング差を検知して、位置検知手段１１の信号の方が進んでいる場合に負のアナログ電圧を出力する。
【００４６】
すると、その出力が誤差増幅器１７によって増幅され、電圧制御回路１５のＤ端子の電圧を減少させることから、同期電動機４に入力される電圧が低下し、誘導起電力の位相に対するインバータ回路の出力電圧（端子電圧と同等）の位相が次第に進んでいくことから、相対的に位置検知手段１１からの信号が遅れていくというフィードバック制御がかかり、最終的にはｄ−ｑ平面上の所定の向きに端子電圧Ｖａのベクトルが位置するようになり、すなわち電圧相差角δが所定の値に制御されるものとなる。
【００４７】
実施例１で、δ＝０とした場合におけるベクトル図は、ちょうど従来の技術で説明したものと同じ図１６に示しているものとなり、すなわち、端子電圧Ｖａのベクトルはｑ軸上に乗った状態となって、位置検知手段１１が１個のホールＩＣで構成したものでありながらも、従来の技術と同等の動作が行われるものとなる。
【００４８】
図１６においては、δ＝０となっているが、電流位相βが負の値となり、正の直軸電流Ｉｄが若干流れている状態となっている。
【００４９】
しかしながら、請求項１は特にδ＝０に限定しているものではなく、例えば位置検知手段１１を構成しているホールＩＣのを、本実施例の位置から回転方向とは逆向きにずらすことにより、ずらせた電気角に相当する電圧位相角δにフィードバック制御させるようにしてもよい。
【００５０】
したがって、例えば定格運転条件において、電流位相βがほぼ零となるような電圧位相角δになるように位置検知手段１１の位置を調節したり、あるいは電気的に位相をずらす回路を設けることなどにより、ちょうど従来の技術で３個のホールＩＣで構成していた位置検知手段に進角を設けたものと同様に、高効率や高力率を実現する効果を上げることも可能である。
【００５１】
（実施例２）
以下、本発明の第２の実施例について説明する。図６は、本実施例におけるインバータ装置のブロック図を示したものである。
【００５２】
図６においては、電流検知回路４６が、インバータ回路３のＷ相の出力の電流を検知し、その電流ＩＷの瞬時値が正でハイを出力し、負であればローを出力する構成となっている。
【００５３】
実施例２においては、位相検知回路１７のＹ端子は、電流検知回路４６からの信号を受けるものとなっている。
【００５４】
移相回路４７は、電流検知回路４６の出力信号の位相を遅らせることにより、インバータ回路３の出力電圧、すなわち同期電動機４の入力電圧のベクトルと、電流ベクトルが同相となった状態において、位相検知回路１６のＸ・Ｙの両端子に入力される信号の立ち上がりのタイミングが等しくなるようにする作用を有するものであり、電気角で約３０度の遅れ位相を持ったものとなっている。
【００５５】
実施例２においても、位相検知回路１６は、Ｘ端子から入力される移相回路４７の出力信号とＹ端子から入力されるＱ６信号の立ち上がりのエッジのタイミング差を検知して、Ｘの信号の方が進んでいる場合に正のアナログ電圧を出力する。
【００５６】
その他の構成については、図１と同等の構成となっている。
【００５７】
以上の構成において、実施例１と同様に速度設定手段１２から６００ｒｐｍの設定速度信号が出力されると、発振回路１３と、分配回路１４を経て、インバータ回路３の各スイッチング素子がオンオフ動作し、同期電動機４がインバータ回路３から供給される１０ヘルツの周波数に同期して６００ｒｐｍで回転するものとなる。
【００５８】
ここで、同期電動機４の入力電圧、すなわちインバータ回路３の出力電圧と、電流検知回路４６で検知された電流の位相が位相検知回路１６で比較され、電流位相が進んでいる場合には、Ｘ端子がＹ端子に対して進相であるため、正のアナログ信号を出力するものとなる。
【００５９】
誤差増幅器１７は、位相検知回路１６の出力を増幅し、電圧制御回路１５のＤ端子の電圧を引き上げる動作を行うことから、ＰＷＭ制御のデューティ値が増大し、インバータ回路３の出力電圧は上昇するものとなる。
【００６０】
すると、同期電動機４の電流位相は次第に遅れていき、βは小となるとともに、電圧に対する電流の進相角も、低減していって、定常的には電圧と電流のベクトルが同相となる。
【００６１】
図７は、電圧と電流の位相差がゼロとなった状態におけるベクトル図を示しているものであり、同期電動機４の力率はほぼ１となり、電流位相角β（電圧相差角δも同等）は正の値となり、いずれもｄ−ｑ平面上の第２象限に位置するものとなる。
【００６２】
この状態においては、電流Ｉａは、若干の負の直軸電流Ｉｄ成分を含んだものとなる。
【００６３】
なお、本実施例においては、特に移相回路４７を設け、電気角で約３０度の位相遅れを生じさせた結果、上述のような電圧位相と電流位相を同位相に制御するものとなっている。
【００６４】
しかしながら、請求項２において、必ずしも図７に示したような、電圧位相と電流位相が等しい状態とすることが絶対的な条件ではなく、例えば移相回路４７の遅れ位相角を加減することによって、電圧位相が電流位相に対して、例えば電気角で１５度の進相となるという様な位相角を設定してもよく、その場合には、インバータ回路３から見た同期電動機４の力率としては、１よりも小の遅れ力率となるが、例えば定格負荷条件における電流Ｉａのｄ−ｑ平面上の位相をほぼβ＝０の条件とすることも可能であり、磁束と電流との直交性による高効率での運転も可能となるものとなる。
【００６５】
（実施例３）
以下、本発明の第３の実施例について説明する。図８は、本実施例のインバータ装置のブロック図を示したものである。
【００６６】
図８においては、実施例１で説明したようなホールＩＣによって構成した位置検知手段１１と、実施例２にて説明を行った電流検知回路４６が設けられており、位相検知回路１６は位置検知手段１１からの信号をＹ端子から入力し、電流検知回路４６からの信号をＸ端子に入力した構成となっている。
【００６７】
実施例３においても、位相検知回路１６は、Ｘ端子の信号とＹ端子の信号のエッジのタイミング差を検知して、Ｘの信号の方が進んでいる場合に正のアナログ電圧を出力する。
【００６８】
その他の構成要素に関しては、実施例１と同等のものとなっている。
【００６９】
以上の構成において、実施例１と同様に速度設定手段１２から６００ｒｐｍの設定速度信号が出力されると、発振回路１３と、分配回路１４を経て、インバータ回路３の各スイッチング素子がオンオフ動作し、同期電動機４がインバータ回路３から供給される１０ヘルツの周波数に同期して６００ｒｐｍで回転するものとなる。
【００７０】
ここで、位置検知手段１１の出力電圧、すなわち永久磁石５・６の磁極と、電流検知回路４６で検知された電流の位相が位相検知回路１６で比較され、電流位相が進んでいる場合には、Ｘ端子がＹ端子に対して進相であるため、正のアナログ信号を出力するものとなる。
【００７１】
誤差増幅器１７は、位相検知回路１６の出力を増幅し、電圧制御回路１５のＤ端子の電圧を引き上げる動作を行うことから、ＰＷＭ制御のデューティ値が増大し、インバータ回路３の出力電圧は上昇するものとなる。
【００７２】
すると、同期電動機４の電流位相は次第に遅れていき、βは小となり、定常的には永久磁石５・６による磁束φａと電流のベクトルが同相となる。
【００７３】
図９は、電流の位相角βがゼロとなった状態におけるベクトル図を示しているものであり、同期電動機４の力率は１よりも若干低い値（遅れ位相）となるが、電流位相角βはゼロの値となり、いずれもｑ軸上に位置するものとなる。
【００７４】
この状態においては、直軸電流Ｉｄ成分はゼロとなり、第２の物体７の構成として、直軸インダクタンスＬｄと横軸インダクタンスＬｑが等しい、ＳＰＭと呼ばれるものとしては、同一のトルクを得るための最小電流値とすることができるものとなる。
【００７５】
なお、実施例１〜実施例３においては、いわゆるＳＰＭと呼ばれる構成で第２の物体７を構成しているが、特にこのような構成に限定されるされるものではなく、例えば永久磁石を鉄心内に埋め込んで構成した構成で第２の物体を実現することにより、横軸インダクタンスＬｑを直軸インダクタンスＬｄの値に比べて大としてもよい。
【００７６】
その場合には、電流位相角βが正の領域において、リラクタンス力（トルク）が、いわゆるフレミングの左手の法則によって発生するＢＩＬ力（トルク）に加わるため、結果的に同期電動機に供給される電流の大きさを小とすることができ、装置の高効率化を図ることも可能となる。
【００７７】
その効果を得るためには、実施例１〜実施例３における定常状態での電流位相角βをより進めるように移相回路の遅れ位相値を設定したり、位置検知手段のホールＩＣの位置を設定したりするものとなる。
【００７８】
また、実施例１〜実施例３においては、同期電動機４の極数を２極としているが、特に２極にこだわるものではなく、４極、６極、８極…などであってもよい。
【００７９】
（実施例４）
以下、本発明の第４の実施例について説明する。図１０は、本実施例のインバータ装置のブロック図を示している。
【００８０】
図１０においては、電流検知回路４８は、インバータ回路３のＷ相の出力電流ＩＷの位相ではなく、大きさ（振幅）を検知するものである。
【００８１】
なお、本実施例においては、電流検知回路４８は、インバータ回路３の出力に接続しているが、インバータ回路３の入力側に接続してもよく、インバータ回路３の入力電流のピーク値を検知するピークホールド回路などを設けることにより、ＰＷＭ制御中においてもインバータ回路３から同期電動機４に出力される電流の大きさを検知させることができることを発明者らは確認している。
【００８２】
追尾回路４９は、毎秒２回の頻度で、ＰＷＭのデューティ値をプラスマイナス２／２５６の幅で増減しながら、デューティ値を電圧制御回路１５のＤ端子に出力し、同時に電流検知回路４８からの出力信号をＺ端子より入力し、Ｚ端子から入力される電圧値が常に最小となるように、デューティ値を出力するものである。
【００８３】
すなわち、仮にデューティ値を減らして、Ｄ端子への出力電圧を減じた時に、Ｚ端子に入力される電圧も減少した場合には、さらにデューティ値を減少させ、逆にＺ端子に入力される電圧が増加した場合には、さらにデューティ値を増加させるものとなっている。
【００８４】
また、デューティ値を増加し、Ｄ端子への出力電圧を増やした時に、Ｚ端子に入力される電圧も増加した場合には、デューティ値を減少させ、逆にＺ端子に入力される電圧が減少した場合には、さらにデューティ値を減少させるものとなっている。
【００８５】
その他の構成要素については、実施例１と同等のものを使用している。
【００８６】
以上の構成において、動作の説明を行う。
【００８７】
図１１は、運転速度と、負荷のトルクを固定した条件における実施例４のインバータ回路４の出力電圧と、インバータ回路４の出力電流の関係を示しているものである。
【００８８】
一般に永久磁石を使用した同期電動機においては、端子電圧、すなわちインバータ回路４の出力電圧がある値の条件において、その入力電流、すなわちインバータ回路４の出力電流の大きさが最小となるという特性がある。
【００８９】
図１１においては、Ａ点において、電流値が最小となっており、これよりも電圧値を増加させると遅れ位相の電流が流れて、電流値が増加し、逆にＡ点よりも電圧値を減少させた場合には進み位相の電流が流れて、やはり電流値が増加するというものとなる。
【００９０】
実施例４においては、追尾回路４９の作用により、常にＺ端子に入力される電圧値が最小になるように電圧制御回路１５への電圧出力がなされることから、図１１のＡ点での運転が行われることになり、結果的に同期電動機４の電機子巻線８・９・１０の銅損なども最小に抑えることができ、高効率の運転が可能となるものとなる。
【００９１】
ここで、第２の物体７として、直軸インダクタンス値Ｌｄと横軸インダクタンス値Ｌｑがほぼ等しいＳＰＭと呼ばれるような構成としている場合には、ほぼ図９にしめすようなβ＝０の状態となる。
【００９２】
（実施例５）
以下、本発明の第５の実施例について説明する。図１２は、本実施例のインバータ装置の第２の物体の断面図を示している。
【００９３】
図１２においては、ケイ素鋼板をプレス機で打ち抜いたものを積層して構成した鉄心５０内に、永久磁石５１・５２・５３・５４を設けたもので、永久磁石５１・５２は、外側をＮ極に着磁され、永久磁石５３・５４は、外側をＳ極に着磁されている。
【００９４】
このような永久磁石埋め込み式の構成により、横軸インダクタンスＬｑが直軸インダクタンスＬｄに比して大となる逆突極と呼ばれる特性となり、特に電流位相βを正とした場合に、リラクタンス力（トルク）を併用して運転を行うことができるものとなり、トルクに比して電流値を抑えた高効率の運転が可能となるものとなる。
【００９５】
その他の構成要素としては、実施例４に述べたものと同等のものとなっている。
【００９６】
ただし、図１２に示した第２の物体は、４極の構成としているため、３相の電機子巻線８・９・１０に関しては、いずれも４極の構成としているものである。
【００９７】
実施例５においては、特に実施例４に述べたように電流検知回路の出力値が最小になるように運転がなされることから、図１２に示している第２の物体を用いた場合には、負荷条件に応じて、かつ横軸インダクタンスＬｑと直軸インダクタンスＬｄの値において、最も電流値が小さくなる条件で運転がなされるものとなる。
【００９８】
したがって、例えばＤＣブラシレスモータで、負荷条件毎に電流値が最小となる電流位相βをマイクロコンピュータなどに記憶させておいて、制御を行わせるというような構成に比して、極めて簡単な構成でありながら、あらゆる負荷条件において電流最小となる条件に自動的に運転条件がシフトされるものとなり、各構成部品のバラツキなどが生じていても、それらの条件下で電流の最小の条件にマッチした動作が実現されるものとなる。
【００９９】
（実施例６）
以下、本発明の第６の実施例について説明する。図１３は、本実施例のインバータ装置のインバータ回路の出力電流波形を示したものである。
【０１００】
図１３において、（ア）、（イ）、（ウ）はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の出力電流波形を示している。
【０１０１】
実施例６においては、３相６石構成のインバータ回路の各スイッチング素子のオンオフのＰＷＭを一周期内で変化させることにより、Ｕ・Ｖ・Ｗの各相電圧がほぼ正弦波変調された電圧となるように運転がなされており、電流波形についてもほぼ正弦波に近くなることから、とりわけ同期電動機から発せられる電磁音が抑えられ、運転音が静かなインバータ装置を実現することができるものとなっている。
【０１０２】
ここで、従来の技術に述べたホールＩＣを用いた位置検知手段の代用として、第２の物体の永久磁石の磁束が第１の物体の電機子巻線を切ることにより発生する誘導起電力から、位置検知を行うという構成も用いられることがあった。
【０１０３】
特にエアコンや、冷蔵庫用にコンプレッサ内に組み込まれた、ハーメチックモータと称されるような装置においては、冷媒内に電動機が設けられる関係上、ホールＩＣ等の設置が非常に困難な状況であることから、上述のような誘導起電力からの位置検知がよく行われるものとなっていた。
【０１０４】
しかしながら、そのような位置検知方法は、３相６石構成のインバータ回路では、１２
０度通電と呼ばれるように、各スイッチング素子のオン期間の幅をいずれも電気角で１２０度とし、Ｕ・Ｖ・Ｗの各相について、高電位側のスイッチング素子のオン期間と低電位側のスイッチング素子のオン期間との間には、電気角で６０度の期間、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子がどちらもオフの状態となり、この期間において、インバータ回路の出力端子の電圧が前記誘導起電力がそのまま逆印加されるものであることから、ローパスフィルタ等を通した後、コンパレータ等を用いて、そのゼロ点を検知し、ホールＩＣを用いたのと同等の位置検知手段が構成されるものとなるものであった。
【０１０５】
したがって、図１３に示したような正弦波の運転をさせて、運転音の静かな装置を実現しようとした場合、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子が共にオフとなる６０度の期間が無くなることから、誘導起電力から位置検知を行うことはできなくなるものであった。
【０１０６】
実施例６においては、誘導起電力を検知することを必要としないものであるので、図１３にしめすような動作波形でインバータ回路を運転した場合においても、例えば実施例２・実施例４の構成に示しているように位置検知手段を使用せずに構成ができることから、前記のコンプレッサ用としても運転音が静かな装置を実現するための構成として用いることができる。
【０１０７】
また、例えばホールＩＣを使用した構成についても、やはり正弦波運転による運転音の低減の効果が期待でき、その上で、ホールＩＣの数を例えば１個で構成するということも可能となる。
【０１０８】
また実施例５に示しているような、横軸インダクタンスＬｑが直軸インダクタンスＬｄに比して大となる逆突極特性を用いて、リラクタンストルクを得る構成とした場合にも、運転音の低減効果に加えて、高効率も実現することができるものとなる。
【０１０９】
また、実施例１〜実施例６において、速度設定手段１２の設定速度が高い場合には、ＰＷＭのデューティを１００％として、インバータ回路の出力電圧を最大にしても、電流の進み位相の状態での運転となる。
【０１１０】
したがって、その場合には効率や同期電動機の入力の力率の面では、幾分低下することになるが、低トルクで高速回転が必要な動作モードが存在する装置においては、同期電動機の起電力定数Ｋｅを高めに設計しておいて、トルク定数Ｋｔが大となるものとしておけば、低速域で高トルクが必要な場合にインバータ回路の出力電流値が低減でき、合理的な運転が可能となる。
【０１１１】
【発明の効果】
以上のように、請求項１記載の発明は、同期電動機と、前記同期電動機に交流電流を供給するインバータ回路と、速度設定手段と、位置検知手段を有し、前記電動機は、電機子巻線を有する第１の物体と、前記第１の物体と相対的に可動であり、永久磁石を有する第２の物体からなり、前記位置検知手段は前記第２の物体の永久磁石の位置を検知し、前記インバータ回路の出力周波数は、前記速度設定手段の出力に応じた値とし、前記インバータ回路の出力電圧値は、出力電圧位相と前記位置検知手段の出力信号の位相角がほぼ一定となる値とする構成としたことにより、特に電流マイナーループや速度フィードバックループなどを用いなくとも、前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保することが可能となり、また位置検知手段の構成についても、例えば３相６石のインバータ回路構成においても、ホールＩＣは１個でも動作するものとなり、簡単な構成とすることができるものとなる。
【０１１２】
また、請求項２記載の発明は、特に、インバータ装置の前記インバータ回路の出力電流をほぼ正弦波とすることにより、やはり電流マイナーループや速度フィードバックループなどを用いなくとも、前記速度設定手段の出力に応じた周波数を前記同期電動機に与えることにより、比較的簡単な構成で速度の応答性を確保することが可能となり、また電流値の低減による装置全体の効率向上が実現でき、その上、電機子巻線の電流波形を正弦波に近づけて低騒音化を図ることもできるものとなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】  実施例１におけるインバータ装置のブロック回路図
【図２】  同インバータ装置の整流平滑回路とインバータ回路の詳細回路図
【図３】  同インバータ装置の電圧制御回路の詳細回路図
【図４】  同インバータ装置の分配器の入出力波形図
【図５】  同インバータ装置の発振回路の入出力特性図
【図６】  実施例２におけるインバータ装置のブロック回路図
【図７】  同インバータ装置のベクトル図
【図８】  実施例３におけるインバータ装置のブロック回路図
【図９】  同インバータ装置のベクトル図
【図１０】  実施例４におけるインバータ装置のブロック回路図
【図１１】  同インバータ装置の同期電動機の動作特性図
【図１２】  実施例５における第２の物体の断面図
【図１３】  実施例６におけるインバータ回路の動作波形図
【図１４】  従来の技術のインバータ装置のブロック回路図
【図１５】  同インバータ装置の制御回路の入出力波形図
【図１６】  同インバータ装置のベクトル図
【符号の説明】
４  同期電動機
３  インバータ回路
１２  速度設定手段
１１  位置検知手段
８・９・１０  電機子巻線
４５  第１の物体
５・６  永久磁石
７  第２の物体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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