(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
通信システムにおける送信機のための変調方法であって、送信すべき信号のチップの位相を、直前のチップの位相に比べて、プラス/マイナス９０度の第１角度に対してプラス/マイナス０ないし４５度の第２角度だけシフトし、前記第２角度は３０度であるか、拡散ゲインの関数であるか、又はランダムに選択する、方法。
【請求項２】
拡散シーケンスが拡散スペクトル変調を介して生成される、請求項1に記載の変調方法。
【請求項３】
前記通信システムがCDMAシステムである、請求項１に記載の変調方法。
【請求項４】
通信システムのための送信機であって、
電気通信システムに動作可能に結合されると、プラス/マイナス９０度の第１角度に対して０および４５度の間の第２角度をプラス/マイナスした分だけ、信号の連続的なチップを位相シフトする変調器
を備え、前記第２角度は３０度であるか、拡散利得の関数であるか、又はランダムに選択されることを特徴とする、送信機。
【発明の詳細な説明】
（発明の属する技術分野）
本発明は一般に符号分割多元アクセス(CDMA)システムに関し、特に直接シーケンスCDMA(DS-CDMA)システムにおける拡散利得のための変調手法に関する。
【０００１】
（背景技術）
セルラ電話システムとしてDS-CDMAまたはCDMA通信システムが開発されている。CDMAシステムはシステム制御局と少なくとも1つの基地局を有する。各基地局は、地理的固定領域またはセルに通信サービスを提供する。セル内の移動局は、そのセルに対する基地局と通信を行う。移動局がセル間を移動するにつれて、移動局との通信は基地局間でハンドオフされる。このようなシステムの1つは、デュアル・モード・ワイドバンド拡散スペクトル・セルラ・システム用のEIA/EIA暫定規格95 移動局−基地局両立性規格(IS-95)に従うシステムである。
【０００２】
一般的なDS-CDMA送信機100が図1に示されている。この送信機は情報ビットを受信する。これらは適切なプロトコルにより、ディジタル化され、音声圧縮され、またはディジタル・データ形式にフォーマットされることが可能である。これらのビットは、誤り訂正のために符号化され、符号器およびインターリーバ101でインターリーブされる。その結果生じるバイナリ・データ・ストリームは、バイナリ−数値ブロック102においてバイナリ・データ(0,1)からシンボル(-1,+1)にマッピングされる。データ・ストリームを生成する各シンボルは、乗算器103により長さNのウォルシュ・コードと乗算され、ここでNは一般に2の整数乗である。このプロセスは一般にウォルシュ・カバー(Wolsh covering)と呼ばれる。ウォルシュ・コードの各要素の継続時間はチップ継続時間と呼ばれ、この量の逆数はチップ・レートと呼ばれる。長さNのウォルシュ・コードは総て互いに直交するので、受信機は、受信信号と所与のウォルシュ・コードの相関をとることにより、個々のユーザに分離することが可能になる。ウォルシュ・カバーにより形成されたシーケンスは、その後、複素拡散シーケンスと乗算される。このプロセスは2つの実数を乗算することにより行われる。ウォルシュ・カバーされたシーケンスの一方は乗算器104により第1疑似ランダム・ノイズ・シーケンスPNiと乗算されて同相チャネルを形成し、他方は乗算器105により第2シーケンスPNqと乗算されて複素ベース・バンド信号の直交成分を形成する。PNiにより形成された拡散シーケンスおよびπ／４位相シフト・キーイング配置(QPSK)により、QPSK変調またはQPSK拡散シーケンスと呼ばれる。一般に、拡散シーケンスは所望の範囲にわたって比較的一様なスペクトルを有するシーケンスと考えられ、これは、所望の帯域を越えた範囲に信号を一様に分散するために、第2シーケンスと乗算される。IS-95のようなシステムに対しては、移動局伝送用にオフセット１／４位相シフト・キーイングが特定されており、複素ベース・バンド信号の直交成分は遅延要素106により１／２チップだけ遅延させられる。同相信号成分および遅延された直交信号成分の両者は、同様なスペクトル整形フィルタ107,108によりフィルタ処理され、帯域外放出を防止する。濾波された同相成分は乗算器108によりcos(wt)が乗算され、濾波された直交成分は乗算器109によりsin(wt)が乗算され、その結果生じた信号は加算器110で加算され、所望のキャリア周波数までベース・バンド信号が引き上げられる。加算器110により生成された変調キャリアはその後パワー・アンプ112により所望の電力レベルまで増幅される。
【０００３】
同相および直交信号がフィルタ107,108でスケール化されると、同相および／または直交信号の出力ピークの大きさは、平均出力の大きさを越えるであろう。平均レベルに対するフィルタ出力のピークの大きさの比率は、ピーク／平均比率と呼ばれる。高いピーク／平均比率が好ましくないのは、パワー・アンプ112がピーク値を含む信号範囲全体にわたって線形であることを要するためである。したがって、ピーク信号レベルは、パワー・アンプのサイズおよびバイアス条件の両者を決定する。このため、高いピーク／平均比率は、より高い電流の導通、サイズの大型化およびパワー・アンプの費用の増大を招く。これらの事項は、低コスト、加入者装置への給電等の観点から非常に重要になる。
【０００４】
ピーク／平均比率を減少させてパワー・アンプの容量を増加させる必要性を排除するいくつかの試みがなされている。これらいくつかの手法はピーク／平均比率を直接的に減少させるものであるため、議論の中心は主に信号拡散手法にある。これらのシーケンスは、ピーク／平均比率を減少させるだけでなく、短時間の自己相関計算を要し、QPSK拡散の平均化特性の干渉を回避する必要がある。
【０００５】
したがって、単一コードにおける線形性の条件を最少にする変調手法が望まれる。
【０００６】
（発明を実施するための最良の形態）
本発明は、DS-CDMAシステムが好適である通信システムに対する拡散シーケンスを提供する。通信システムで伝送される信号の連続的なチップは、拡散スペクトル変調を行うために位相シフトされる。位相シフトは、プラスまたはマイナス(+/-)90度プラスまたはマイナス(+/-)φであり、角度φは0ないし45度の間の値を取る。
【０００７】
本発明の好適実施例にあっては、φは拡散関数の関数であり、π／６であることが好ましい。変調手法はQPSK変調であり、第2実施例における角度φはランダムに選択される。拡散シーケンスは電気通信システム内の送信機に含まれていることが好ましい。
【０００８】
DS-CDMA送信機のピーク信号レベルは、図1の複素フィルタ出力107,108のピークレベルを調べることにより決定される。同相フィルタ107の出力は実部を形成し、直交フィルタ108の出力は複素信号の虚部を形成する。この仮定およびフィルタ107,108が同様のインパルス応答を有するという更なる仮定により、この複素出力信号は複素入力信号の畳み込みである。これは、フィルタの入力においてその信号を利用することおよびフィルタ・インパルス応答を利用することを除いて、出力信号と同様な手法で形成される。これらのフィルタの典型的なインパルス応答が図2に示される。これは一般的なインパルス応答であり、既存のシステムで直接的に使用されるものではないが、インパルス応答201のいくつかの性質はほとんどのDS-CDMAに共通するものであり、伝送信号により占有される帯域幅を最少にしようとするものである。第1にフィルタのエネルギの大部分は、+/-Tcの区間内に含まれ、第2にフィルタのインパルス応答の最初のゼロクロス点が+/-Tcの付近に現われる。この第2の状況は、DS-CDMAシステムにより占有されることが可能な最少帯域幅はチップ・レートRcにより与えられることに起因する。典型的な周波数応答202も図2に図示されている。これらの2つの所与の特性により、複素出力信号のピーク信号レベルに主に影響するものを考慮すると、フィルタ107,108のインパルス応答が区間+/-Tcの外側ではゼロであると仮定して議論することが可能である。
【０００９】
図1に示すDS-CDMAシステムにあっては、入力された複素信号はチップ時間(chip duration)Tcにわたって一定である。さらにこの信号は次の値を取ることが可能である。
【００１０】
sqrt(1/2)*(+/- 1 +/-j)
ここで、jは−１の平方根であり、sqrt(1/2)は各チップの大きさを規格化するためのものである。これらの関係は、図3に示すQPSK信号配置により図示されている。インパルス応答201が+/-Tcの領域以外ではゼロであるという仮定により、複素出力信号は2成分より成り、1つは現在のチップ入力に起因するものであり、1つは過去のチップ入力に起因するものである。複素出力信号の大きさは、これら2つの複素成分が同位相で加算される場合に最大となるであろう。この場合に生じる大きさは、各成分による信号の大きさの2倍になるであろう。図3の信号配置の場合、2チップの各々に起因する各成分は等しい大きさを有し、同位相角または90度、180度若しくは270度だけ位相が異なるもののいずれかである。フィルタ・ゲインは、これらチップ成分の大きさが規格化されているようなものであると仮定する。複素成分のベクトル加算の様子が図4に示される。401では各成分が同相加算され大きさが2になる。402,403では+/-90度ずれた位相で加算されsqrt(2)の大きさになる。404では各成分が180度ずれた位相で加算され大きさはゼロになる。これら列挙された例により、複素出力信号の大きさは、0、sqrt(2)または2のいずれかであることが分かる。sqrt(2)の項は2つの位相が相違する場合に生じ、各位相は総て等しい確率で生じるので、複素出力信号の平均電力レベルは各チップ成分の平均電力レベルの2倍であり、ピーク電力レベルは各チップ成分の電力の4倍である。このため、ピーク／平均比率は2ないし3dBである。
【００１１】
先に述べたように、2つの連続的なチップが同一の値を取る場合に、ピーク信号レベルが生じる。この状況を許容しないならば、ピーク／平均比率を減少させることが可能である。これを行う1つの手法は、π／２シフト・バイナリ位相シフト・キーイング(π／2BPSK)と呼ばれる。π／２BPSKにあっては、次のチップの位相は、現在のチップの位相を、図4(400)に示されるようなランダムに選択された位相と共に+/-90度だけ変化させることにより決定される。図4に示されるπ／2BPSKシステムは、図1のシステムと同様なウォルシュ・カバーされた情報を生成する。拡散シーケンスは、ランダムに+/-1を選択することにより生成されるPNシーケンスに、乗算器502においてjを乗じ、その値を乗算器503のレジスタ504に格納されたチップ・シーケンスの現在値に乗ずることにより生成される。レジスタ504はチップ・レートでクロックされる。これにより、連続的なチップが+/-90度互いに位相がずれたシーケンスが生成される。
【００１２】
上述した単一長さ2*Tcのフィルタにあっては、π/2BPSK拡散シーケンスは、常に+/-90度互いに位相のずれた複素出力チップ成分を生成する。複素出力信号は、各チップ成分の値よりsqrt(2)倍大きい一定の振幅を有する。このためピーク／平均比率は、1または0dBとなり、QPSKに対して3dBの改善となる。より現実的なフィルタにあっては、その改善は同じくらいに大きなものではないが、少なくとも改善効果は期待される。帯域幅因子が0.2を越える平方根上昇余弦フィルタ(square root raised cosine filter)にあっては、ピーク／平均比率は、QPSKおよびπ/2BPSKに対する時間の99％で夫々4.9dBおよび3.0dB以下である。
【００１３】
QPSKの場合と比較すると、π/2BPSKがピーク／平均比率において際立った改善を示すが、π/2BPSKはキャリア位相が干渉レベルの影響を受けることを示す。ある支配的な(大きな)干渉が存在する状況下にあっては、干渉が3dBと同程度の平均値より高い期間を長くするので、そのような状況は好ましくない。加入者装置が非常に高い電力レベルで送信する高速データ伝送にあっては、支配的な(大きな)干渉が頻繁に生じる。
【００１４】
所望のおよび干渉を受ける信号の相対的な位相における干渉レベルの依存性を考察するため、所望のおよび干渉を受ける2つの信号が、同じ基地局で同じエネルギでコヒーレントに受信されたとする。送信機から受信機までの経路長の相違に起因して、これらの2つはキャリア位相が角度σだけ異なるであろう。これら2つの信号が同位相または逆位相で受信される場合は、σ=0または180度であり、2つの信号は所望の信号のコヒーレント検出後に同一のエネルギを示すであろう。σ=+/-90度で受信された場合は、所望信号のコヒーレント検出後には干渉は残らないであろう。一般に、コヒーレント検出はcos(σ)のように変化する干渉信号となることが知られているためである。
【００１５】
キャリア位相に関する上記の議論に加えて、変調を論じる。所望のおよび干渉を受ける信号がチップ期間Nの間同相である場合であってπ/2BPSK変調が利用されるとき、所望のおよび干渉を受ける信号はチップ期間N+1の間同相または逆相のいずれかになるであろう。所望のおよび干渉を受ける信号が+/-90度で位相変化し、両者の相対的な位相が0または180度だけ変化することに起因する。したがってチップNでキャリア位相に起因する干渉が最大になる場合、チップN+1の間でも最大になる。このため、干渉レベルは常に最大レベルになる。実際には移動局の移動および参照発振器のドリフトに起因してそのような状況がいつまでも続くことはないであろう。しかしながら、これらの変化は緩慢であり、相当な期間の間干渉が残る可能性もある。
【００１６】
QPSK変調の場合、キャリア位相の整合がチップN相対位相で存在する場合、所望のおよび干渉信号の相対位相はチップN+1において0,90,180または270度だけ異なるであろう。干渉エネルギは1または0のいずれかに等しく、その平均は0.5となるであろう。したがって、所与のチップにおける位相整合は、干渉の平均値が後続のチップで見られることを示す。所望のおよび干渉信号の相対的な位相角は伝送経路長の関数であり、したがってランダムであるので、相対キャリア位相角によらず干渉の平均値を求めることが強く要請される。
【００１７】
本発明は、入力複素信号の位相遷移を+/-(90+αφ)度に制限する拡散変調を教示し、ここでαはそのチップ・レートにおいて取り得るバイナリ(+/-)コードであり、φは0から45度までの間の値を有する固定位相項である。この遷移の様子を図6に示す。この拡散変調はウォルシュ・カバー後のデータ・ビットに施されるこの変調を行う一例を図7(700)に示す。
【００１８】
本発明による変調は良好なものであるが位相平均化は不完全である。所望のおよび干渉信号がチップNで位相整合されている場合、チップN+1における信号は位相が2φ、180度または180-2φ度だけ異なるものになるであろう。φ=0の場合、位相は0および180度で変化するのみであり、非相関(decorrelation)は生じない。φが45度の限界値近づくにつれて、位相変化は0、+/-90および180度に近接し、あるチップ期間において非相関が生じる。これらの極限状態の間では非相関が直ちには生じないであろう。しかしながら、キャリア位相の不整合の影響が累積して行くので、干渉レベルは非相関を示すようになる。非相関のレート(rate)はφと共に増加する。干渉レベルからチップNにおいて生じた所与の平均位相整合に戻るための期間は、拡散シーケンスの条件付き自己相関関数である。チップNにおいて生じる所与の自己相関位相整合が短くなるにつれて、干渉レベルから通常状態に戻るための時間も短くなるであろう。
【００１９】
本発明による変調は、連続するチップが同相で整列できないことを保証することにより、ピーク/平均値比率を減少させる。この変調は、π/2BPSKのように直交する出力チップ成分を与えるものではないが、小さなφを採用することにより対処することが可能である。2つのチップ成分701および702が共に単位大きさであると仮定すると、最大値は、
sqrt(2*(1+sin(φ))
となり、最小値は、
sqrt(2*(1-sin(φ))
となるであろう。平均エネルギはこれらの2式の二乗平均となり、その大きさは2になる。単一の2チップ期間フィルタに対してエネルギのピーク/平均値比率は、1+sin(φ)となる。図8は実際のピーク/平均値比率および非相関期間を与えるものであり、帯域幅因子が0.2を越える平方根上昇余弦フィルタを採用するものである。与えられたピーク/平均値比率はその時間の99%を越えないものである。非相関期間はチップ期間Tcにおいて与えられる。このことは、ビット時間より少ない期間において非相関を与えるシーケンスとして最少の適切な拡散利得を与える。ビット時間より少ない非相関が重要であるのは、ビット時間より少ない非相関を与えないシーケンスが、あるビットから次のものに干渉レベル上の大きな変化を有することを可能にするためであり、これは、平均干渉レベルで観測されたであろうものより高いビット誤り率が総てのビットにわたって観測されるためである。
Φ          ピーク／平均値比率(dB)    適切な拡散因子
π/32              3.0                    >=64
2π/32              3.2                    >=16
3π/32              3.4                    >=8
4π/32              3.6                    >=4
π/4               4.5                    任  意
(π/4QPSKに等しい)
QPSK               4.9                    任  意
O-QPSK             4.2                    任  意
概して本発明による拡散シーケンスはDS-CDMA無線送信機に適している。伝送信号の連続位相チップは、プラスまたはマイナス90度に対して、0度および45度の間の角度をプラスまたはマイナスした分だけ位相シフトされている。拡散は、変調された情報ビット・シーケンスに拡散シーケンスを乗算することにより行われる。拡散シーケンスのシフト角は、図8に示されるような疑似ランダム数生成器からのビット対に応じて選択される。この角度φは任意の値に設定することが可能である。しかしながら、φは拡散利得に応じて変化し、最少ピーク／平均値比率を達成させ、あるビット時間に対して、拡散シーケンスの時間シフトされた条件付き相互相関を短くする。また、φの値が30度の場合は、信号配置が6つの可能な点のみを有し、それらのうち4つが一度に使用可能である特殊な場合である。
【図面の簡単な説明】
【図１】  DS-CDMA送信機の概略全体図を示す。
【図２】  DS-CDMAシステムで使用されるスペクトル整形フィルタのインパルス応答および周波数応答の典型例を示す。
【図３】  QPSK拡散シーケンスの信号配置を示す。
【図４】  4つの可能な値に対する2つのベクトルのベクトル加算を示す。
【図５】  π／２BPSK変調器のブロック図を示す。
【図６】  本発明による拡散シーケンスの可能な位相シフトを示す。
【図７】  本発明による2チップ継続時間フィルタ・システムにおけるチップ成分のベクトル加算を示す。
【図８】  本発明による拡散シーケンスのブロック図を示す。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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