【事件の表示】
　特許第６２１８１０１号発明「調光装置」の特許異議申立事件について、次のとおり決定する。
【結　論】
　特許第６２１８１０１号の請求項１、３、５、９、１１に係る特許を維持する。
【理　由】
１．手続の経緯
　特許第６２１８１０１号の請求項１、３、５、９及び１１に係る特許についての出願は、平成２８年５月３０日（優先権主張平成２７年６月８日、日本国）を国際出願日とする出願であって、平成２９年１０月６日にその特許権の設定登録がされ、平成２９年１０月２５日に特許掲載公報が発行された。その後、その特許について、平成３０年４月２４日に特許異議申立人小野恵司により特許異議の申立てがされ、当審は、平成３０年８月１７日に取消理由を通知した。それに対し、特許権者は、平成３０年１０月１９日に意見書を提出した。
２．本件発明
　本件特許の請求項１、３、５、９及び１１に係る発明（以下、本件発明１等という。）は特許請求の範囲の請求項１〜１１に記載された事項により特定される以下のとおりのものと認める。
「【請求項１】
　通電時に点灯する負荷と交流電源との間に電気的に接続される一対の入力端子と、
　前記一対の入力端子間において、双方向の電流の遮断／通過を切り替えるように構成されている双方向スイッチと、
　前記交流電源の交流電圧の位相を検出する位相検出部と、
　前記負荷の光出力の大きさを指定する調光レベルが入力される入力部と、
　前記一対の入力端子間に電気的に接続され、前記交流電源からの供給電力により制御電源を生成する電源部と、
　前記電源部から前記制御電源の供給を受けて動作し、前記位相検出部からの検出信号に基づいて、前記交流電圧の半周期の始点から第１時間が経過する第１時点まで前記双方向スイッチがオフ状態となり、前記第１時点から前記調光レベルに応じた第２時間が経過する第２時点までは前記双方向スイッチがオン状態となり、前記第２時点から前記半周期の終点までは前記双方向スイッチがオフ状態となるように、前記双方向スイッチを制御する制御部と、
　を備える調光装置。」
「【請求項３】
　前記第１時間は一定長さの時間である請求項１または２に記載の調光装置。」
「【請求項５】
　前記電源部は容量性素子を有する請求項１〜４のいずれか１項に記載の調光装置。」
「【請求項９】
　前記双方向スイッチは、前記一対の入力端子間に電気的に直列に接続された２個のスイッチ素子を含む請求項１〜８のいずれか１項に記載の調光装置。」
「【請求項１１】
　交流電源に対して負荷と直列に接続され、前記負荷に供給する交流電圧を位相制御する双方向スイッチと、
　前記交流電源の前記交流電圧の位相を検出する位相検出部と、
　前記双方向スイッチと並列に接続され、前記交流電源を所定の制御電源に変換する変換動作を行い、前記制御電源を蓄積する容量性素子を有する電源部と、
　前記電源部から前記容量性素子を通じて前記制御電源が供給され、前記位相検出部で検出された位相に基づき、前記交流電圧の毎半周期の期間を第一の期間、第二の期間、第三の期間、及び第四の期間に区分して、
　　前記第一の期間及び前記第四の期間では、前記双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断し、前記電源部に前記変換動作を行わせ、
　　前記第二の期間では、前記双方向スイッチを導通制御して前記負荷に電力供給し、前記電源部に前記変換動作を停止させ、
　　前記第三の期間では、前記双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断する
　制御部と、
　を具備していることを特徴とする調光装置。」
３．取消理由の概要
　当審において、請求項１、３、５、９及び１１に係る特許に対して通知した取消理由の要旨は、次のとおりである。
（１）請求項１、３、５、９及び１１に係る発明は、引用文献１（特開２０１３−２５１１８９号公報（異議申立の甲第１号証））、引用文献２（米国特許第８３３９０６２号公報（異議申立の甲第２号証））、及び引用文献３（特開２０１３−１４９４９８号公報）に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、請求項１、３、５、９及び１１に係る特許は、特許法第２９条第２項の規定に違反してされたものである。
４．引用文献等の記載
（１）引用文献１の記載
　本件特許に係る出願の優先日前に頒布された又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった引用文献１には、調光装置に関して、図面とともに、次の記載がある。なお、下線は当審で付した。
　ア．「【００２３】
　調光装置Ｄは、例えばＪＩＳで規格化された図示しない配線器具取付枠に取り付けられて、照明器ＬＴが設けられた部屋の壁等に設置される。調光装置Ｄは
２線式調光装置であり、調光装置Ｄ外部にある照明器ＬＴおよび商用交流電源ＡＣとは２線で接続される。調光装置Ｄは、２つの端子０，１を有しており、一方の端子０が照明器ＬＴに接続され、他方の端子１が商用交流電源ＡＣに接続される。つまり、調光装置Ｄ、商用交流電源ＡＣおよび照明器ＬＴは直列接続される
商用交流電源ＡＣ、照明器ＬＴ、および調光装置Ｄを一巡して結ぶ回路を主電流ループ（主電流回路）
【００２５】
　
調光装置Ｄは、スイッチング回路１、充放電回路２、サージ電圧検出回路３、充電禁止回路４、およびサージ電圧吸収素子５を備えている
【００２６】
　スイッチング回路１は、
一対のトランジスタＱ１，Ｑ２を備え
　イ．「【００３０】
　
充放電回路２は、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇに対する電荷の充電・放電を制御することにより、スイッチング回路１に位相制御を行わせる回路である
【００３１】
　
充放電回路２は、放電回路２１、充電回路２２、および遮断タイミング生成回路２３を備え
【００３２】
　放電回路２１は、スイッチング回路１を流れる主電流Ｔの通電停止を制御する回路である。
放電回路２１は、放電信号Ｓｄの入力を得て一対のトランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇを放電する
【００３３】
　正動作側放電回路のトランジスタＱ５がオンすると、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの電荷は抵抗Ｒ９を介して放電し、スイッチング回路１の通電が停止する。また、負動作側放電回路のトランジスタＱ６がオンすると、負動作側におけるトランジスタＱ２のゲート端子Ｇの電荷は抵抗Ｒ１０を介して放電し、スイッチング回路１の通電が停止する。」
　ウ．「【００３４】
　充電回路２２は、ある位相期間における主電流を逆位相側のスイッチング素子のゲート端子Ｇに通電して充電する回路である。充電回路２２は、トランジスタＱ１またはトランジスタＱ２がオフ状態となることでトランジスタＱ１，Ｑ２の両端子間に発生する電圧によって通電する。充電回路２２は、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２のうち、放電回路２１によりゲート端子Ｇの放電が行われた一方のトランジスタＱ１（Ｑ２）に対する他方のトランジスタＱ２（Ｑ１）のゲート端子Ｇを充電する。
【００３５】
　
充電回路２２は、２つのダイオードＤ３，Ｄ４を有する
正動作側充電回路のダイオードＤ３は、端子０
によって通電し
放電信号ＳｄのタイミングでトランジスタＱ１に通電する主電流がオフされたとき、逆極性側のトランジスタＱ２のゲート端子Ｇに主電流の一部を通電し、トランジスタＱ２の規定値電圧まで電荷を充電する。負動作側充電回路のダイオードＤ４は、端子１
に発生する電圧によって通電し
トランジスタＱ２がオフされたときに逆極性側のトランジスタＱ１のゲートにその規定値電圧まで電荷を充電する
　エ．「【００３６】
　遮断タイミング生成回路２３は、
トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する回路である。遮断タイミング生成回路２３は、放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力する。放電信号Ｓｄは、商用交流電源ＡＣから出力される交流電力に同期し、操作に応じたタイミングで生成される
　オ．「【００３７】
　
遮断タイミング生成回路２３は、ダイオードＤ５，Ｄ６、インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３、可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７、およびコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６を有する。スイッチング回路１の両端（すなわち端子０，１）に掛かる交流電圧は、ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２によって全波整流される。全波整流によって、交流電圧の波形における谷（負電圧）部分が山（正電圧）に変換され、交流電圧の２倍の周波数を有する脈流が生成される。この脈流の電圧は、スイッチング回路１の両端（すなわち端子０，１）双方の状態をまとめて表すものである。この脈流の電圧を、２つの抵抗Ｒ１３，Ｒ１４で分圧した信号をスイッチング状態信号Ｓｉと称する
抵抗Ｒ１３，Ｒ１４による分圧前の脈流電圧は、抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ３によって平滑され、インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の電源電圧として用いられる
　カ．「【００３８】
　３つのインバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３、可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６、およびコンデンサＣ５によって遅延回路が構成されている。３つ、つまり奇数個のインバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３は直列に接続されているので、上記遅延回路出力は、入力に対しレベル反転出力となる。可変抵抗ＶＲ１は、図示しない操作ツマミに連動しており、操作により抵抗値が変化することによって遅延回路の遅延量が変化する。スイッチング状態信号Ｓｉすなわち抵抗Ｒ１３，Ｒ１４によって分圧された脈流の信号は、遅延回路によって遅延されるとともに論理レベルが反転され、放電信号Ｓｄとして出力される。放電信号Ｓｄは、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇを放電するタイミングを表す。」
　キ．「【００３９】・・交流電圧が中点電位（０Ｖ）をクロスする（ゼロクロスの）タイミング近傍で、スイッチング状態信号Ｓｉは、ハイレベルからローレベルに遷移する。この遷移のタイミングから、
可変抵抗ＶＲ１の操作に応じた時間だけ遅延して、放電信号Ｓｄはハイレベルになる
放電信号Ｓｄのハイレベルを出力する。放電信号Ｓｄによって、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート放電タイミングが制御され、調光がなされる
　ク．「【００４９】
　調光装置Ｄの基本動作について、図１および図２を参照して説明する。まず、商用交流電源ＡＣ（図１参照）からの交流における正位相期間の動作、すなわち端子０が正の期間の動作を、その直前の負位相期間であるタイミングｔ１の状態から説明する。
【００５０】・・
タイミングｔ１では、トランジスタＱ２はオフ状態であり、スイッチング回路１および負荷における主電流Ｉの導通は停止している
【００５１】
　また、トランジスタＱ２のドレイン端子Ｄの電位は、
充電回路２２のダイオードＤ４を通じて、タイミングｔ１の負位相期間とは逆の正位相期間における電流を制御する正動作側のトランジスタＱ１のゲート端子Ｇを充電する
【００５２】
　この後、
商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が正位相期間に移ったタイミングｔ２では、
トランジスタＱ１のゲート端子Ｇは規定値電圧で充電されているため、トランジスタＱ１のドレイン−ソース間がオン状態となる
主電流Ｉが
流れる
【００５３】
　また、遮断タイミング生成回路２３におけるダイオードＤ６を介して、トランジスタＱ２のドレイン端子Ｄの状態を表したスイッチング状態信号Ｓｉ（図２のパート（Ｂ））は、商用交流電源の電位（図２のパート（Ａ））がゼロクロスするタイミングでハイレベルからローレベルに遷移する。これに応じて、
遮断タイミング生成回路２３における放電信号Ｓｄ（図２のパート（Ｃ））は、図示しない操作ツマミの操作に応じた遅延タイミングで、ローレベルから放電タイミングを示すハイレベルに遷移する
【００５４】
　・・
トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの電荷が、トランジスタＱ５を通じて放電される（図２のパート（Ｄ））。この結果、トランジスタＱ１がオフ状態になる
【００５５】
　
トランジスタＱ１がオフ状態となったタイミングｔ３では、スイッチング回路１および負荷における主電流Ｉの導通が停止する
今度は、トランジスタＱ１のドレイン端子の電位が、充電回路２２のダイオードＤ３を介して、負動作側のトランジスタＱ２のゲート端子Ｇを充電する
【００５６】
　
この後、商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が負位相期間に移ると、上述した動作が極性を変えて繰り返される
　ケ．図１の「調光装置Ｄ」は、記載事項ア．（段落【００２３】）の「２つの端子０，１を有し」、記載事項ア．（段落【００２５】）の「スイッチング回路１、充放電回路２、サージ電圧検出回路３、充電禁止回路４、およびサージ電圧吸収素子５を備えている」ものであるので、２つの端子０，１と、スイッチング回路１と、充放電回路２と、サージ電圧検出回路３と、充電禁止回路４と、サージ電圧吸収素子５とを備えている調光装置Ｄといえる。
　コ．図１の「０」「１」は、記載事項ア．（段落【００２３】）の「一方の端子０が照明器ＬＴに接続され、他方の端子１が商用交流電源ＡＣに接続される。つまり、調光装置Ｄ、商用交流電源ＡＣおよび照明器ＬＴは直列接続される」ものであって、「商用交流電源ＡＣ、照明器ＬＴ、および調光装置Ｄを一巡して結ぶ回路を主電流ループ（主電流回路）」を形成するものであるので、通電時に点灯する照明器ＬＴと商用交流電源ＡＣとの間に電気的に接続されるものといえる。
　サ．図１の「スイッチング回路１」は、「端子０」と「端子１」間に構成されたものであり、記載事項ア．（段落【００２６】）の「一対のトランジスタＱ１，Ｑ２を備え」るものであるので、２つの端子０，１間に構成され、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２を備えるものといえる。
　シ．図１の「充放電回路２」は、記載事項イ．（段落【００３１】）の「放電回路２１、充電回路２２、および遮断タイミング生成回路２３を備え」、記載事項イ．（段落【００３０】）の「トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇに対する電荷の充電・放電を制御することにより、スイッチング回路１に位相制御を行わせる回路である」ので、放電回路２１、充電回路２２、および遮断タイミング生成回路２３を備え、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇに対する電荷の充電・放電を制御することにより、スイッチング回路１に位相制御を行わせるものといえる。
　ス．図１の「放電回路２１」は、記載事項イ．（段落【００３２】）の「放電信号Ｓｄの入力を得て一対のトランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇを放電する。」ものであるので、放電信号Ｓｄの入力を得て一対のトランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇを放電するものといえる。
　セ．図１の「充電回路２２」は、記載事項ウ．（段落【００３５】）の「２つのダイオードＤ３，Ｄ４を有する。・・正動作側充電回路のダイオードＤ３は、端子０・・に発生する電圧によって通電し、・・放電信号ＳｄのタイミングでトランジスタＱ１に通電する主電流がオフされたとき逆極性側のトランジスタＱ２のゲート端子Ｇに主電流の一部を通電し、トランジスタＱ２の規定値電圧まで電荷を充電する。負動作側充電回路のダイオードＤ４は、端子１・・に発生する電圧によって通電し、・・トランジスタＱ２がオフされたときに逆極性側のトランジスタＱ１のゲートにその規定値電圧まで電荷を充電する。」ものであるので、２つの端子０，１間に電気的に接続され、商用交流電源ＡＣからの供給電力によりトランジスタＱ１、Ｑ２のゲートに電荷を充電するものといえる。
　ソ．図１の「遮断タイミング生成回路２３」は、記載事項オ．の「ダイオードＤ５，Ｄ６、インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３、可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７、およびコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６を有する。」、記載事項エ．の「トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する回路である。遮断タイミング生成回路２３は、放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力する。放電信号Ｓｄは、商用交流電源ＡＣから出力される交流電力に同期し、操作に応じたタイミングで生成される。」ものであるので、ダイオードＤ５，Ｄ６、インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３、可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７、およびコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６を有し、商用交流電源ＡＣから出力される交流電力に同期し、操作に応じたタイミングで生成される、放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力し、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する回路であるといえる。
　タ．図１の「ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２」「抵抗Ｒ１３，Ｒ１４」は、記載事項オ．の「スイッチング回路１の両端（すなわち端子０，１）に掛かる交流電圧は、ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２によって全波整流される。全波整流によって、交流電圧の波形における谷（負電圧）部分が山（正電圧）に変換され、交流電圧の２倍の周波数を有する脈流が生成される。この脈流の電圧は、スイッチング回路１の両端（すなわち端子０，１）双方の状態をまとめて表すものである。この脈流の電圧を、２つの抵抗Ｒ１３，Ｒ１４で分圧した信号をスイッチング状態信号Ｓｉと称する。」ものであるので、交流電圧の２倍の周波数を有するスイッチング状態信号Ｓｉを生成するものといえる。
　チ．図１の「可変抵抗ＶＲ１」は、記載事項キ．の「可変抵抗ＶＲ１の操作に応じた時間だけ遅延して、放電信号Ｓｄはハイレベルになる。・・放電信号Ｓｄによって、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート放電タイミングが制御され、調光がなされる。」ものであるので、調光レベルが入力されるものといえる。
　ツ．図１の「ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２」「抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ３」は、記載事項オ．の「スイッチング回路１の両端（すなわち端子０，１）に掛かる交流電圧は、ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２によって全波整流される。全波整流によって・・脈流が生成される。・・抵抗Ｒ１３，Ｒ１４による分圧前の脈流電圧は、抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ３によって平滑され、インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の電源電圧として用いられる。」ものであるので、２つの端子０，１間に電気的に接続され、商用交流電源ＡＣからの供給電力によりインバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の電源電圧を生成するものといえる。
　以上の記載によれば、引用文献１には、以下の発明（以下「引用発明」という。）が記載されていると認められる。
「２つの端子０，１と、スイッチング回路１と、充放電回路２と、サージ電圧検出回路３と、充電禁止回路４と、サージ電圧吸収素子５とを備えている調光装置Ｄであって、
　２つの端子０，１は、通電時に点灯する照明器ＬＴと商用交流電源ＡＣとの間に電気的に接続されるものであり、
　スイッチング回路１は、前記２つの端子０，１間に構成され、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２を備えるものであり、
　充放電回路２は、放電回路２１、充電回路２２、および遮断タイミング生成回路２３を備え、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇに対する電荷の充電・放電を制御することにより、スイッチング回路１に位相制御を行わせるものであり、
　放電回路２１は、放電信号Ｓｄの入力を得て一対のトランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇを放電するものであり、
　充電回路２２は、２つの端子０，１間に電気的に接続され、商用交流電源ＡＣからの供給電力によりトランジスタＱ１、Ｑ２のゲートに電荷を充電するものであり、
　遮断タイミング生成回路２３は、ダイオードＤ５，Ｄ６、インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３、可変抵抗ＶＲ１、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６，Ｒ１７、およびコンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ５，Ｃ６を有し、商用交流電源ＡＣから出力される交流電力に同期し、操作に応じたタイミングで生成される、放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力し、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する回路であり、
　ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４は、交流電圧の２倍の周波数を有するスイッチング状態信号Ｓｉを生成するものであり、
　可変抵抗ＶＲ１は、調光レベルが入力されるものであり、
　ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２、抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ３は、２つの端子０，１間に電気的に接続され、商用交流電源ＡＣからの供給電力によりインバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の電源電圧を生成するものであり、
　タイミングｔ１では、トランジスタＱ２はオフ状態であり、スイッチング回路１および負荷における主電流Ｉの導通は停止しており、充電回路２２のダイオードＤ４を通じて、タイミングｔ１の負位相期間とは逆の正位相期間における電流を制御する正動作側のトランジスタＱ１のゲート端子Ｇを充電し、
　商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が正位相期間に移ったタイミングｔ２では、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇは規定値電圧で充電されているため、トランジスタＱ１のドレイン−ソース間がオン状態となり、主電流Ｉが流れ、
　遮断タイミング生成回路２３における放電信号Ｓｄは、操作ツマミの操作に応じた遅延タイミングで、ローレベルから放電タイミングを示すハイレベルに遷移し、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの電荷が、トランジスタＱ５を通じて放電され、トランジスタＱ１がオフ状態になり、
　トランジスタＱ１がオフ状態となったタイミングｔ３では、スイッチング回路１および負荷における主電流Ｉの導通が停止し、今度は、トランジスタＱ１のドレイン端子の電位が、充電回路２２のダイオードＤ３を介して、負動作側のトランジスタＱ２のゲート端子Ｇを充電し、
　この後、商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が負位相期間に移ると、上述した動作が極性を変えて繰り返される
　調光装置Ｄ。」
（２）引用文献２の記載
　本件特許に係る出願の優先日前に頒布された又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった引用文献２には、交流位相制御方法を用いた
非線形負荷を調光する方法およびその方法を使用したユニバーサル調光器
　ア．「Such　a　universal　dimmer　is　achieved　by　using　a　method　that　measures　and　evaluates　parameters　of　the　load　current　and　adapts　the　firing　angles　of　the　switching　element　in　such　way　that　the　load　RMS　current　is　proportional　to　the　dimmer　setting　(input),　regardless　of　the　type　of　load　being　controlled.」（第３欄第２６〜３０行）
（このようなユニバーサル調光器は、負荷電流のパラメータを測定、評価し、負荷RMS電流が制御される負荷のタイプに関係なく調光設定（入力）に比例するようにスイッチング素子の点弧角を適合させる方法を使用することによって達成される。）
　イ．「To　provide　a　dimmer　that　can　effectively　vary　the　power　delivered　to　a　non-linear　load,　the　characteristic　of　the　load　must　be　determined.　To　achieve　this,　the　load　current　must　be　measured　and　analyzed.　Also,　to　effectively　regulate　the　output,　it　is　important　that　a　dimmer　have　the　ability　to　switch　the　power　to　the　load　on　and　off　at　arbitrary　angles　in　the　AC　period.　Thus,　the　dimmer　should　be　capable　of　connecting　and　disconnecting　the　power　even　at　negative　phase　angles,　that　is,　before　zero　crossing.」（第４欄第８〜１６行）
（
非線形負荷に供給される電力を効果的に変化させることができる調光器を提供するために
調光器が交流周期内の任意の角度で負荷への電力をオン/オフする機能を持つことが重要である。
　ウ．「The　control　circuit　generates　signals　that　determine　at　which　phase　angle　in　the　AC　period　the　load　is　connected　to　the　AC　voltage　and　at　which　phase　angle　the　load　is　disconnected　from　the　voltage,　which　is　different　from　conventional　dimmers,　which　usually　vary　only　one　phase　angle,　or　standard　phase　control　dimmers　which　vary　the　angle　at　which　the　power　is　connected　to　the　load,　but　leave　the　angle　at　which　the　power　is　switched　off　constantly　at　0　degrees　(see　FIG.1a)　or　reverse　phase　control　dimmers　which　vary　the　angle　at　which　the　power　is　switched　off,　but　the　angle　at　which　the　power　is　switched　on　is　constantly　at　0　degrees　(FIG.1b).」（第４欄第４０〜５１行）
（制御回路は、交流周期内のどの位相角で負荷がAC電圧に接続され、どの位相角において負荷が電圧から切り離されるかを決定する信号を生成する。これは従来の調光器とは異なっている。従来の調光器は、通常１つの位相角だけ変化させるもの、または電源が負荷に接続される角度を変化させるが、電源がオフになる角度は常に０度を維持する標準位相制御調光器（図1a参照）、またはスイッチオフされる角度を変化させるが、電源がスイッチオンされる角度は常に０度である逆位相制御調光器電源（図1b）である。）
　エ．「The　control　circuit　includes　a　firing　angle　adapting　element　such　as　a　regulator　or　transforming　element,　where　the　measured　load　and　the　evaluated　parameters　of　the　load　current,　from　the　control　circuit　direct　the　firing　angle　adjustment　element　to　adapt　firing　angles　of　the　switching　element　in　such　way　that　the　load　RMS　current　is　proportional　to　an　input　signal,　regardless　of　the　type　of　load　being　controlled.　When　the　firing　angle　adjustment　element　is　the　transforming　element　28,　this　can　be　used　to　transform　the　input　values　to　corresponding　firing　angles　directly,　based　on　a　measured　load　current　time　distribution.」（第４欄第５２〜６２行）
（制御回路は、レギュレータまたは変換要素などのような点弧角調整要素を有し、負荷のタイプに関係なく、制御回路からの測定された負荷および評価された負荷電流のパラメータが、負荷RMS電流が入力信号に比例するようにスイッチング素子の点弧角を適合させる点弧角調整要素に指示する。点弧角調整要素が変換要素28である場合、測定された負荷電流時間分布に基づいて、入力値を対応する点弧角に直接変換するために使用することができる。）
　オ．「The　inventive　dimmer　thus　is　unique　in　that　it　incorporates　a　method　for　regulating　and　changing　both　the　on　angle　and　the　off　angle.　Consequently,　while　various　non-linear　loads　may　have　different　characteristic　in　the　positive　and　negative　half　wave　of　the　AC　period,　the　inventive　dimmer　compensates　by　using　different　sets　of　on/off　angles　for　the　positive　and　negative　half　period,　as　illustrated　in　FIG.7,　and　labeled　t1-t4.」（第４欄第６３行〜第５欄第３行）
（このように、本発明の調光器は、オン角とオフ角の両方を調整して変更する方法を組み込んでいる点で独特である。その結果、様々な非線形負荷が交流周期の正および負の半波において異なる特性を有することができるが、本発明の調光器は、図７のt1〜t4表示が示すように、正および負の半周期に対して異なるオン/オフ角度の組を使用することによって釣り合わせる。）
　カ．「FIG.7　shows　the　switching　waveforms　for　different　input　settings　5,　the　control　circuit　determining　the　range　in　which　the　load　current　is　active　and　then　calculating　the　on　and　off　angles　for　both　half　periods.　For　example,　the　“On”　angle　for　the　first　half　period　is　noted　as　t1,　the　“off”　for　the　first　half　period　is　noted　t2,　the　“on”　for　the　second　half　period　is　t3,　and　the　“off”　for　the　second　half　period　is　t4.」（第５欄第１１〜１８行）
（図７は、異なる入力設定５に対するスイッチング波形を示しており、制御回路は、負荷電流がアクティブである範囲を決定し、次いで、両方の半周期についてオンおよびオフ角を計算する。例えば、前半期間の「オン」角度をt1、前半期間の「オフ」をt2、後半期間の「オン」をt3、後半期間はt4である。）
　キ．「By　measuring　load　current,　the　dimmer　of　the　present　invention　is　adapted　to　work　with　different　loads,　both　linear　and　non-linear,　without　any　modifications　of　the　load　or　modifications　of　the　dimmer　itself,　so　that　a　universal　dimmer　is　achieved.　Whatever　the　load　characteristics　may　be,　the　t1-t4　angles　will　change　accordingly,　with　the　dimmer　also　adaptable　to　loads　with　large　phase　shift　between　current　and　voltage.」（第５欄第３１〜３８行）
（負荷電流を測定することにより、本発明の調光器は、調光器自体の負荷または変更を何ら変更することなく。線形および非線形の両方の異なる負荷で動作するように適合され、ユニバーサル調光器が達成される。
負荷特性がどのようなものであっても、t1〜t4の角度はそれに応じて変化し、調光器は電流と電圧との間の大きな位相シフトを伴う負荷にも適応可能である。
　ク．図７には「カ．」の「異なる入力設定５に対するスイッチング波形」が記載されており、「オ．」「カ．」のオン/オフ角度t1-t4が、
交流電圧
を、半周期の始点からt1までの期間、t1からt2までの期間、及びt2から半周期の終点までの期間
に区分
　そして、当該スイッチング波形は、図６の入力設定（input）5で設定されるものであって、「エ．」を併せ読むと、
半周期の始点からt1までの期間及びt2から半周期の終点までの期間では、図６のスイッチング素子（switching　element）1を非導通制御して図６の負荷（load）6への電力供給を遮断し、t1からt2までの期間ではスイッチング素子（switching　element）1を導通制御して負荷（load）6への電力供給を行う
（３）引用文献３の記載
　本件特許に係る出願の優先日前に頒布された又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった引用文献３には、調光装置に関して、図面とともに、次の記載がある。
　ア．「【０００８】
　本発明によれば、第１の区間ではスイッチ部を導通制御して負荷に電力供給するとともに制御電源部の変換動作を停止制御し、第２の区間ではスイッチ部を非導通制御して負荷への電力供給を遮断するとともに制御電源部の変換動作を停止制御して負荷側に調光情報を伝え、第３の区間ではスイッチ部を非導通制御して負荷への電力供給を遮断するとともに制御電源部の変換動作を稼働制御して制御部に電力供給し、制御部で同期信号を取得できるようにするため、負荷が電源回路を有する場合でも負荷を正常に調光制御することが期待できる。」
（４）甲第３号証の記載
　本件特許に係る出願の優先日前に頒布された又は電気通信回線を通じて公衆に利用可能となった特開２０１３−２４３０８２号公報（異議申立の甲第３号証）には、調光装置に関して、図面とともに、次の記載がある。
　ア．「【００１９】
　図３に示されるように、位相制御回路３１は、２個のトランジスタ３２および２個のダイオード３３を有する。トランジスタ３２およびダイオード３３は、回路基板３８に実装される。トランジスタ３２は、互いに直列に接続され、かつ交流電源２と直列に接続される。ダイオード３３は、互いに逆方向かつ直列に接続され、かつトランジスタ３２と並列に接続される。位相制御回路３１は、トリガー信号に基づいて位相制御回路３１から出力される交流電源２の交流電流の大きさを変更することにより、負荷電流の大きさを変更する。なお、トランジスタ３２は『半導体素子』に相当する。」
５．当審の判断
（１）取消理由通知に記載した取消理由について
　ア．本件発明１について
　（ア）対比
(a)引用発明の「照明器ＬＴ」は、本件発明１の「負荷」に相当し、以下同様に、
「商用交流電源ＡＣ」は、「交流電源」に、
「２つの端子０，１」は、「一対の入力端子」に、
「調光装置Ｄ」は、「調光装置」に、
相当する。
　そして、引用発明の「２つの端子０，１」は、「通電時に点灯する照明器ＬＴと商用交流電源ＡＣとの間に電気的に接続されるもの」であるので、本件発明１の「通電時に点灯する負荷と交流電源との間に電気的に接続される一対の入力端子」に相当する。
(b)引用発明の「スイッチング回路１」は、「２つの端子０，１間に構成され、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２を備えるもの」であり、トランジスタＱ１，Ｑ２は「トランジスタＱ１のドレイン−ソース間がオン状態となり、主電流Ｉが流れ、・・トランジスタＱ１がオフ状態となったタイミングｔ３では、スイッチング回路１および負荷における主電流Ｉの導通が停止し・・負位相期間に移ると、上述した動作が極性を変えて繰り返される」ものであるので、本件発明１の「前記一対の入力端子間において、双方向の電流の遮断／通過を切り替えるように構成されている双方向スイッチ」に相当する。
(c)引用発明の「ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４」は、「交流電圧の２倍の周波数を有するスイッチング状態信号Ｓｉを生成する」ものであり、遮断タイミング生成回路２３の「商用交流電源ＡＣから出力される交流電力に同期し、操作に応じたタイミングで生成される、放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力し、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する」のに用いるものであるので、本件発明１の「前記交流電源の交流電圧の位相を検出する位相検出部」に相当する。
(d)引用発明の「可変抵抗ＶＲ１」は、「調光レベルが入力されるもの」であるので、本件発明１の「前記負荷の光出力の大きさを指定する調光レベルが入力される入力部」に相当する。
(e)引用発明の「インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３」は、「放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力し、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する回路」である「遮断タイミング生成回路２３」の構成要素であるので、引用発明の「インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の電源電圧」は、本件発明１の「制御電源」に相当する。
　そして、引用発明の「ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２、抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ３」は、「２つの端子０，１間に電気的に接続され、商用交流電源ＡＣからの供給電力によりインバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の電源電圧を生成するもの」であるので、本件発明１の「前記一対の入力端子間に電気的に接続され、前記交流電源からの供給電力により制御電源を生成する電源部」に相当する。
(f)引用発明の「遮断タイミング生成回路２３」は、その構成要素であるインバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３が、「インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の電源電圧」（本件発明１の「制御電源」に相当）で動作するものであるので、本件発明１の「前記電源部から前記制御電源の供給を受けて動作」に相当する構成を備えるものといえる。
　さらに、引用発明の「遮断タイミング生成回路２３」は、「スイッチング状態信号Ｓｉ」を用いて、「放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力」するものであり、「放電信号Ｓｄは、操作ツマミの操作に応じた遅延タイミングで、ローレベルから放電タイミングを示すハイレベルに遷移し、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの電荷が、トランジスタＱ５を通じて放電され、トランジスタＱ１がオフ状態」にするものであるので、本件発明１の「位相検出部からの検出信号に基づいて・・調光レベルに応じた第２時間が経過する第２時点までは前記双方向スイッチがオン状態となり、前記第２時点から前記半周期の終点までは前記双方向スイッチがオフ状態となるように、前記双方向スイッチを制御する」に相当する構成を備えるものといえる。
　そうすると、引用発明の「遮断タイミング生成回路２３」と、本件発明１の「前記電源部から前記制御電源の供給を受けて動作し、前記位相検出部からの検出信号に基づいて、前記交流電圧の半周期の始点から第１時間が経過する第１時点まで前記双方向スイッチがオフ状態となり、前記第１時点から前記調光レベルに応じた第２時間が経過する第２時点までは前記双方向スイッチがオン状態となり、前記第２時点から前記半周期の終点までは前記双方向スイッチがオフ状態となるように、前記双方向スイッチを制御する制御部」とは、「電源部から制御電源の供給を受けて動作し、位相検出部からの検出信号に基づいて、調光レベルに応じた第２時間が経過する第２時点までは双方向スイッチがオン状態となり、第２時点から半周期の終点までは双方向スイッチがオフ状態となるように、双方向スイッチを制御する制御部」である点で共通する。
　そうすると、両者の一致点、相違点は次のとおりである。
〔一致点１〕
「通電時に点灯する負荷と交流電源との間に電気的に接続される一対の入力端子と、
　前記一対の入力端子間において、双方向の電流の遮断／通過を切り替えるように構成されている双方向スイッチと、
　前記交流電源の交流電圧の位相を検出する位相検出部と、
　前記負荷の光出力の大きさを指定する調光レベルが入力される入力部と、
　前記一対の入力端子間に電気的に接続され、前記交流電源からの供給電力により制御電源を生成する電源部と、
　前記電源部から前記制御電源の供給を受けて動作し、前記位相検出部からの検出信号に基づいて、調光レベルに応じた第２時間が経過する第２時点までは前記双方向スイッチがオン状態となり、前記第２時点から前記半周期の終点までは前記双方向スイッチがオフ状態となるように、前記双方向スイッチを制御する制御部と、
　を備える調光装置。」
〔相違点１〕
　本件発明１は、「制御部」が「前記交流電圧の半周期の始点から第１時間が経過する第１時点まで前記双方向スイッチがオフ状態となり、前記第１時点から前記調光レベルに応じた第２時間が経過する第２時点までは前記双方向スイッチがオン状態」となるように制御するものであるのに対して、引用発明は、「商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が正位相期間に移ったタイミングｔ２では、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇは規定値電圧で充電されているため、トランジスタＱ１のドレイン−ソース間がオン状態となり、主電流Ｉが流れ、
　遮断タイミング生成回路２３における放電信号Ｓｄは、操作ツマミの操作に応じた遅延タイミングで、ローレベルから放電タイミングを示すハイレベルに遷移し、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの電荷が、トランジスタＱ５を通じて放電され、トランジスタＱ１がオフ状態にな」るものであって、交流電圧の半周期の始点から第１時間が経過する第１時点まで双方向スイッチがオフ状態となるものでない点。
（イ）相違点１についの検討
(a)引用文献２には、「非線形負荷を調光する方法およびその方法を使用したユニバーサル調光器」に関して、「非線形負荷に供給される電力を効果的に変化させることができる調光器を提供するために・・調光器が交流周期内の任意の角度で負荷への電力をオン/オフする機能を持つことが重要である。」（「４．（２）イ．」）として、交流電圧の毎半周期の期間を半周期の始点からt1までの期間、t1からt2までの期間、及びt2から半周期の終点までの期間に区分して、半周期の始点からt1までの期間及びt2から半周期の終点までの期間では、スイッチング素子1を非導通制御して負荷6への電力供給を遮断し、t1からt2までの期間ではスイッチング素子1を導通制御して負荷6への電力供給を行う（「４．（２）ク．」）ものが記載されている。
　そして、引用文献２の「t1」、「t2」は、それぞれ、本件発明１の「半周期の始点から第１時間が経過する第１時点」、「前記第１時点から前記調光レベルに応じた第２時間が経過する第２時点」に相当するものであり、引用文献２の「半周期の始点からt1までの期間及びt2から半周期の終点までの期間では、スイッチング素子1を非導通制御して負荷6への電力供給を遮断」することは、本件発明１の「交流電圧の半周期の始点から第１時間が経過する第１時点まで前記双方向スイッチがオフ状態」であることに、引用文献２の「t1からt2までの期間ではスイッチング素子1を導通制御」することは、本件発明１の「第１時点から前記調光レベルに応じた第２時間が経過する第２時点までは前記双方向スイッチがオン状態」であることに相当するものである。
(b)そこで、引用発明に、引用文献２記載の「非線形負荷に供給される電力を効果的に変化させる」ための手段である「半周期の始点からt1までの期間及びt2から半周期の終点までの期間で・・スイッチング素子1を非導通制御して負荷6への電力供給を遮断し、t1からt2までの期間ではスイッチング素子1を導通制御して負荷6への電力供給を行う」制御を適用して、本件発明１の相違点１に係る構成とすることが当業者が容易に想到し得ることであるか、否かについて検討する。
(c)引用発明の「遮断タイミング生成回路２３」（本件発明１の「制御部」）は、「放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力し、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する回路」であるので、ゲート端子Ｇの電荷を放電することはできても、充電することができる回路ではない。
　引用発明のゲート端子Ｇの電荷の充電は、「充電回路２２」によりなされるものであるが、充電回路２２は、「タイミングｔ１で・・充電回路２２のダイオードＤ４を通じて、タイミングｔ１の負位相期間とは逆の正位相期間における電流を制御する正動作側のトランジスタＱ１のゲート端子Ｇを充電」するものであり、トランジスタＱ１のオン動作は「商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が正位相期間に移ったタイミングｔ２では、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇは規定値電圧で充電されているため、トランジスタＱ１のドレイン−ソース間がオン状態とな」るものであって、商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が正位相期間に移ったタイミング以外で、トランジスタＱ１，Ｑ２をオンできるような構成とはなっていない。
　そうすると、引用発明の調光装置は、引用文献２記載の「半周期の始点からt1までの期間及びt2から半周期の終点までの期間で・・スイッチング素子1を非導通制御して負荷6への電力供給を遮断し、t1からt2までの期間ではスイッチング素子1を導通制御して負荷6への電力供給を行う」制御は適用できないものであり、引用発明に、引用文献２記載の制御を適用して、本件発明１の相違点１に係る構成とすることが当業者が容易に想到し得るとはいえない。
(d)特許異議申立人は、特許異議申立書「３　（４）ウ　（ア）」において、「『e　充電回路２２』は『Ｅ　電源部』に相当し、・・『ｆ　放電回路２１』は・・『Ｆ　制御部』の一部と共通する。」と主張しているが、そのような対応関係としたところで、上記(c)で述べたとおり、引用発明に、引用文献２記載の制御を適用ができないことは変わらない。
(e)さらに、引用発明のトランジスタＱ１，Ｑ２を「前記交流電圧の半周期の始点から第１時間が経過する第１時点まで前記双方向スイッチがオフ状態となり、前記第１時点から前記調光レベルに応じた第２時間が経過する第２時点までは前記双方向スイッチがオン状態」となるようにすることは、引用文献３、さらに、異議申立人が甲第３号証として提示した特開２０１３−２４３０８２号公報にも記載も示唆もされていない。
　そうすると、本件発明１は、上記引用発明、引用文献２〜３、及び甲第３号証に記載された事項から、当業者が容易に想到し得るものではない。
　イ．本件発明３、５について
　本件発明３、５と引用発明とを対比すると、両者は相違点１に加えて、さらに以下の点で相違し、その余の点で一致する。
〔相違点２〕本件発明３は、「前記第１時間は一定長さの時間である」（なお、「前記第１時間」は、相違点１の第１時間）のに対して、引用発明は、交流電圧の半周期の始点から第１時間が経過する第１時点まで双方向スイッチがオフ状態となるものでない点。
〔相違点３〕本件発明５は、「前記電源部は容量性素子を有する」のに対して、引用発明の充電回路２２は、容量性素子を備えていない点。
　そして、上記「ア．」で検討したように、本件発明１の相違点１に係る構成とすることが当業者が容易に想到し得るとはいえないものであるので、本件発明３、５も、上記引用発明、引用文献２〜３、及び甲第３号証に記載された事項から、当業者が容易に想到し得るものではない。
　ウ．本件発明９について
　引用発明の「スイッチング回路１」の「一対のトランジスタＱ１，Ｑ２を備える」構成（具体的には、引用文献１記載事項ア．の「スイッチング回路１は、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２を備えている。一対のトランジスタＱ１，Ｑ２は、商用交流電源ＡＣから照明器ＬＴを経由して商用交流電源ＡＣに戻る電流ループ内に互いに逆向きに直列接続されている。」もの）は、本件発明９の「一対の入力端子間に電気的に直列に接続された２個のスイッチ素子を含む」構成に相当する。
　そうすると、本件発明９と引用発明とは相違点１のみで相違するものであるが、本件発明１の相違点１に係る構成とすることが当業者が容易に想到し得るとはいえないものであるので、本件発明９も、上記引用発明、引用文献２〜３、及び甲第３号証に記載された事項から、当業者が容易に想到し得るものではない。
　エ．本件発明１１について
(a)引用発明の「照明器ＬＴ」は、本件発明１１の「負荷」に相当し、以下同様に、
「商用交流電源ＡＣ」は、「交流電源」に、
「調光装置Ｄ」は、「調光装置」に、
相当する。
　そして、引用発明の「スイッチング回路１」は、「２つの端子０，１間に構成され、一対のトランジスタＱ１，Ｑ２を備えるもの」であり、トランジスタＱ１，Ｑ２は「トランジスタＱ１のドレイン−ソース間がオン状態となり、主電流Ｉが流れ、・・トランジスタＱ１がオフ状態となったタイミングｔ３では、スイッチング回路１および負荷における主電流Ｉの導通が停止し・・負位相期間に移ると、上述した動作が極性を変えて繰り返される」ものであり、その「２つの端子０，１」は、「通電時に点灯する照明器ＬＴと商用交流電源ＡＣとの間に電気的に接続されるもの」であるので、引用発明の「スイッチング回路１」は、本件発明１１の「交流電源に対して負荷と直列に接続され、前記負荷に供給する交流電圧を位相制御する双方向スイッチ」に相当する。
(b)引用発明の「ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４」は、「交流電圧の２倍の周波数を有するスイッチング状態信号Ｓｉを生成する」ものであり、遮断タイミング生成回路２３の「商用交流電源ＡＣから出力される交流電力に同期し、操作に応じたタイミングで生成される、放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力し、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する」のに用いるものであるので、本件発明１１の「前記交流電源の前記交流電圧の位相を検出する位相検出部」に相当する。
(c)引用発明の「インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３」は、「放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力し、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する回路」である遮断タイミング生成回路２３の構成要素であるので、引用発明の「インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の電源電圧」は、本件発明１１の「所定の制御電源」に相当する。
　そして、引用発明の「ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２、抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ３」は、「２つの端子０，１間に電気的に接続され、商用交流電源ＡＣからの供給電力によりインバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の電源電圧を生成するもの」であり、「コンデンサＣ３」は容量性素子であるので、本件発明１１の「前記双方向スイッチと並列に接続され、前記交流電源を所定の制御電源に変換する変換動作を行い、前記制御電源を蓄積する容量性素子を有する電源部」に相当する。
（d）引用発明の「遮断タイミング生成回路２３」は、その構成要素であるインバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３が、「インバータ論理回路ＩＣ１，ＩＣ２，ＩＣ３の電源電圧」（本件発明１１の「制御電源」に相当）で動作するものであるので、本件発明１１の「前記電源部から前記容量性素子を通じて前記制御電源が供給され」に相当する構成を備えるものといえる。
　また、引用発明の「遮断タイミング生成回路２３」は、「ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４」（本件発明１１の「位相検出部」に相当）で作成された「スイッチング状態信号Ｓｉ」（本件発明１１の「位相検出部で検出された位相」に相当）に基づき、「商用交流電源ＡＣから出力される交流電力に同期し、操作に応じたタイミングで生成される、放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力」して「トランジスタＱ１がオフ状態」とする（本件発明１１の「交流電圧の毎半周期の期間を・・区分して・・双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断する」に相当）ものであるので、本件発明１１の「位相検出部で検出された位相に基づき、前記交流電圧の毎半周期の期間を・・区分して・・双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断する」に相当する構成を備えるものといえる。
　また、引用発明の「ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ１，Ｄ２、抵抗Ｒ１２およびコンデンサＣ３」は、「２つの端子０，１間に電気的に接続され」たものであり、「主電流Ｉの導通が停止」（本件発明１１の「双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断」に相当）のときにしか「電源電圧を生成」（本件発明１１の「変換動作を行わせ」に相当）できないものであることは自明である。
　そうすると、引用発明の「放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力し、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する回路」である「遮断タイミング生成回路２３」と、本件発明１１の「前記電源部から前記容量性素子を通じて前記制御電源が供給され、前記位相検出部で検出された位相に基づき、前記交流電圧の毎半周期の期間を第一の期間、第二の期間、第三の期間、及び第四の期間に区分して、
　前記第一の期間及び前記第四の期間では、前記双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断し、前記電源部に前記変換動作を行わせ、
　前記第二の期間では、前記双方向スイッチを導通制御して前記負荷に電力供給し、前記電源部に前記変換動作を停止させ、
　前記第三の期間では、前記双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断する
　制御部」とは、
「前記電源部から前記容量性素子を通じて前記制御電源が供給され、前記位相検出部で検出された位相に基づき、前記交流電圧の毎半周期の期間を複数の期間に区分して、
　特定の期間では、前記双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断し、前記電源部に前記変換動作を行わせ、
　別の特定の期間では、前記双方向スイッチを導通制御して前記負荷に電力供給し、前記電源部に前記変換動作を停止させる
　制御部」である点で共通する。
　そうすると、両者の一致点、相違点は次のとおりである。
〔一致点２〕
「交流電源に対して負荷と直列に接続され、前記負荷に供給する交流電圧を位相制御する双方向スイッチと、
　前記交流電源の前記交流電圧の位相を検出する位相検出部と、
　前記双方向スイッチと並列に接続され、前記交流電源を所定の制御電源に変換する変換動作を行い、前記制御電源を蓄積する容量性素子を有する電源部と、
　前記電源部から前記容量性素子を通じて前記制御電源が供給され、前記位相検出部で検出された位相に基づき、前記交流電圧の毎半周期の期間を複数の期間に区分して、
　特定の期間では、前記双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断し、前記電源部に前記変換動作を行わせ、
　別の特定の期間では、前記双方向スイッチを導通制御して前記負荷に電力供給し、前記電源部に前記変換動作を停止させる
　制御部と、
　を具備している調光装置。」
〔相違点４〕
　本件発明１１は、「制御部」が「前記位相検出部で検出された位相に基づき、前記交流電圧の毎半周期の期間を第一の期間、第二の期間、第三の期間、及び第四の期間に区分して、
　前記第一の期間及び前記第四の期間では、前記双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断し、前記電源部に前記変換動作を行わせ、
　前記第二の期間では、前記双方向スイッチを導通制御して前記負荷に電力供給し、前記電源部に前記変換動作を停止させ、
　前記第三の期間では、前記双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断する」ように制御するものであるのに対して、引用発明は、「商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が正位相期間に移ったタイミングｔ２では、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇは規定値電圧で充電されているため、トランジスタＱ１のドレイン−ソース間がオン状態となり、主電流Ｉが流れ、
　遮断タイミング生成回路２３における放電信号Ｓｄは、操作ツマミの操作に応じた遅延タイミングで、ローレベルから放電タイミングを示すハイレベルに遷移し、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇの電荷が、トランジスタＱ５を通じて放電され、トランジスタＱ１がオフ状態にな」るものであって、「第一の期間」で「双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断し、前記電源部に前記変換動作を行わせ」ものでなく、「第四の期間」も区分されていない点。
（イ）相違点４についの検討
(a)引用文献２には、「非線形負荷を調光する方法およびその方法を使用したユニバーサル調光器」に関して、「非線形負荷に供給される電力を効果的に変化させることができる調光器を提供するために・・調光器が交流周期内の任意の角度で負荷への電力をオン/オフする機能を持つことが重要である。」（「４．（２）イ．」）として、交流電圧の毎半周期の期間を半周期の始点からt1までの期間、t1からt2までの期間、及びt2から半周期の終点までの期間に区分して、半周期の始点からt1までの期間及びt2から半周期の終点までの期間では、スイッチング素子1を非導通制御して負荷6への電力供給を遮断し、t1からt2までの期間ではスイッチング素子1を導通制御して負荷6への電力供給を行う（「４．（２）ク．」）ものが記載されている。
　そして、引用文献２記載の「半周期の始点からt1までの期間」は、本件発明１１の「第一の期間」に相当し、以下同様に、「t1からt2までの期間」は「第二の期間」に、「t2から半周期の終点までの期間」は「第三の期間」及び「第四の期間」に、「スイッチング素子1を非導通制御して負荷6への電力供給を遮断」は「双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断」に、「スイッチング素子1を導通制御して負荷6への電力供給を行う」は「双方向スイッチを導通制御して前記負荷に電力供給」に、それぞれ相当するものである。
(b)そこで、引用発明に、引用文献２記載の「非線形負荷に供給される電力を効果的に変化させる」ための手段である「半周期の始点からt1までの期間及びt2から半周期の終点までの期間で・・スイッチング素子1を非導通制御して負荷6への電力供給を遮断し、t1からt2までの期間ではスイッチング素子1を導通制御して負荷6への電力供給を行う」制御を適用して、本件発明１１の相違点４に係る構成とすることが当業者が容易に想到し得ることであるか、否かについて検討する。
(c)引用発明の「遮断タイミング生成回路２３」（本件発明１１の「制御部」に相当）は、「放電信号Ｓｄを生成して放電回路２１に入力し、トランジスタＱ１，Ｑ２のゲート端子Ｇの放電タイミングを決定する回路」であるので、ゲート端子Ｇの電荷を放電することはできても、充電することができる回路ではない。
　引用発明のゲート端子Ｇの電荷の充電は、「充電回路２２」によりなされるものであるが、充電回路２２は、「タイミングｔ１で・・充電回路２２のダイオードＤ４を通じて、タイミングｔ１の負位相期間とは逆の正位相期間における電流を制御する正動作側のトランジスタＱ１のゲート端子Ｇを充電」するものであり、トランジスタＱ１のオン動作は「商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が正位相期間に移ったタイミングｔ２では、トランジスタＱ１のゲート端子Ｇは規定値電圧で充電されているため、トランジスタＱ１のドレイン−ソース間がオン状態とな」るものであって、商用交流電源ＡＣから供給される交流の状態が正位相期間に移ったタイミング以外で、トランジスタＱ１，Ｑ２をオンできるような構成とはなっていない。
　そうすると、引用発明の調光装置は、引用文献２記載の「半周期の始点からt1までの期間及びt2から半周期の終点までの期間で・・スイッチング素子1を非導通制御して負荷6への電力供給を遮断し、t1からt2までの期間ではスイッチング素子1を導通制御して負荷6への電力供給を行う」制御は適用できないものであり、引用発明に、引用文献２記載の制御を適用して、本件発明１１の相違点４に係る構成とすることが当業者が容易に想到し得るとはいえない。
(d)特許異議申立人は、特許異議申立書「３　（４）ウ　（オ）」において、「『e　充電回路２２』は『Ｍ　電源部』に相当し、・・『ｆ　放電回路２１』は・・『Ｆ　制御部』の一部と共通する。」と主張しているが、そのような対応関係としたところで、上記(c)で述べたとおり、引用発明に、引用文献２記載の制御を適用ができないことは変わらない。
(e)さらに、引用発明のトランジスタＱ１，Ｑ２を「前記第一の期間及び前記第四の期間では、前記双方向スイッチを非導通制御して前記負荷への電力供給を遮断し、前記電源部に前記変換動作を行わせ、
　前記第二の期間では、前記双方向スイッチを導通制御して前記負荷に電力供給し、前記電源部に前記変換動作を停止させ」るようにすることは、引用文献３、さらに、異議申立人が甲第３号証として提示した特開２０１３−２４３０８２号公報にも記載も示唆もされていない。
　そうすると、本件発明１１は、上記引用発明、引用文献２〜３、及び甲第３号証に記載された事項から、当業者が容易に想到し得るものではない。
６　むすび
　したがって、請求項１、３、５、９及び１１に係る特許は、取消理由通知に記載した取消理由及び特許異議申立書に記載された特許異議申立理由によっては、取り消すことができない。
　また、他に請求項１、３、５、９及び１１に係る特許を取り消すべき理由を発見しない。
　よって、結論のとおり決定する。
【異議決定日】
平成３０年１２月１３日（２０１８．１２．１３）