(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
マイクロホン（２２）およびスピーカ（２０）を含むオーディオ回路においてエコー信号をキャンセルする方法であって、前記マイクロホンが近端ユーザ（４）からの音声信号（Ｔ）を検出し、前記スピーカは遠端音声信号（Ｌ）を受けて対応するエコー信号（Ｌ’）を発生し、このエコー信号（Ｌ’）もまた前記マイクロホン（２２）により検出され、前記方法が、
前記オーディオ回路内の少なくとも１つの他のマイクロホン（３６、６８）であって、該少なくとも１つの他のマイクロホンもまた前記近端音声信号を検出する、該少なくとも１つの他のマイクロホン（３６、６８）を配設するステップと、
それぞれが複数の係数を有する複数の適応フィルタ（１４、４０、５０、５２、６０、７２）であって、該適応フィルタの少なくとも１つが前記遠端音声信号をその係数を調節するための基準信号として用いる、前記複数の適応フィルタ（１４、４０、５０、５２、６０、７２）における複数の音響伝達関数を推定するステップと、
１つまたはそれ以上の前記マイクロホン（２２、３６、６８）の出力を、１つまたはそれ以上の前記適応フィルタの係数を用いてフィルタするステップと、
前記近端音声信号（Ｔ）を実質的に保存しつつ前記エコー信号（Ｌ’）を実質的にキャンセルするように、前記フィルタされたマイクロホン出力および／またはフィルタされないマイクロホン出力を組合わせるステップと、
を含む、前記方法。
【請求項２】
前記フィルタするステップが、１つまたはそれ以上の前記適応フィルタからコピーされた係数を有する固定フィルタ（３２、４２、４８、７４）により少なくとも１つのマイクロホン出力をフィルタするステップを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記フィルタするステップが、前記遠端音声信号（Ｌ）を基準信号として用いて適応せしめられた係数を有する適応フィルタ（５０、５２）により少なくとも１つのマイクロホン出力をフィルタするステップを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記フィルタするステップが、もう１つの適応フィルタ（１４）の出力を基準信号として用いる適応フィルタ（６０）により少なくとも１つのマイクロホン出力をフィルタするステップを含む、請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記オーディオ回路が第１および第２マイクロホン（２２、３６）を含み、前記スピーカ（２０）から前記第１および第２マイクロホンへの前記エコー信号（Ｌ’）が、それぞれ音響伝達関数Ｈ1およびＨ2を有し、前記方法が、
第１適応フィルタ（１４）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第１適応フィルタにおいてＨ1を推定するステップと、
第２適応フィルタ（４０）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第２適応フィルタにおいてＨ2を推定するステップと、
前記第２適応フィルタ（４０）の係数を用いる第１固定フィルタ（４２）により前記第１マイクロホン（２２）の出力をフィルタするステップと、
前記第１適応フィルタ（１４）の係数を用いる第２固定フィルタ（３２）により前記第２マイクロホン（３６）の出力をフィルタするステップと、
前記第１固定フィルタ（４２）の出力から、前記第２固定フィルタ（３２）の出力を減算するステップと、
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項６】
前記第１および第２マイクロホン（２２、３６）を、前記近端ユーザ（４）および前記スピーカ（２０）に対し、前記第１マイクロホン（２２）が前記第２マイクロホン（３６）よりも実質的に高レベルの前記近端音声信号（Ｔ）を受け、かつ前記第２マイクロホンが前記第１マイクロホンよりも実質的に高レベルの前記エコー信号（Ｌ’）を受けるように、配置するステップをさらに含む、請求項５に記載の方法。
【請求項７】
前記第１および第２マイクロホン（２２、３６）を前記スピーカ（２０）から実質的に等距離に配置し、前記第１および第２マイクロホンにより実質的に等しく受け取られる環境雑音（８）をも抑制するステップをさらに含む、請求項５に記載の方法。
【請求項８】
前記オーディオ回路が第１および第２マイクロホン（２２、３６）を含み、前記スピーカ（２０）から前記第１および第２マイクロホンへの前記エコー信号（Ｌ’）が、それぞれ音響伝達関数Ｈ1およびＨ2を有し、前記方法が、
第１適応フィルタ（１４）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第１適応フィルタにおいてＨ1を推定するステップと、
第２適応フィルタ（４０）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第２適応フィルタにおいてＨ2を推定するステップと、
前記第１および第２適応フィルタ（１４、４０）の係数を用いＨ1／Ｈ2を推定する固定フィルタ（４８）により前記第２マイクロホン（３６）の出力をフィルタするステップと、
前記第１マイクロホン（２２）の出力から、前記固定フィルタ（４８）の出力を減算するステップと、
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項９】
前記第１および第２マイクロホン（２２、３６）を、前記近端ユーザ（４）および前記スピーカ（２０）に対し、前記第１マイクロホン（２２）が前記第２マイクロホン（３６）よりも実質的に高レベルの前記近端音声信号（Ｔ）を受け、かつ前記第２マイクロホンが前記第１マイクロホンよりも実質的に高レベルの前記エコー信号（Ｌ’）を受けるように、配置するステップをさらに含む、請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
前記第１および第２マイクロホン（２２、３６）を前記スピーカ（２０）から実質的に等距離に配置し、前記第１および第２マイクロホンにより実質的に等しく受け取られる環境雑音（８）をも抑制するステップをさらに含む、請求項８に記載の方法。
【請求項１１】
前記オーディオ回路が第１および第２マイクロホン（２２、３６）を含み、前記スピーカ（２０）から前記第１および第２マイクロホンへの前記エコー信号が、それぞれ音響伝達関数Ｈ1およびＨ2を有し、前記方法が、
第１適応フィルタ（５０）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第１適応フィルタにおいて１／Ｈ1を推定するステップと、
第２適応フィルタ（５２）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第２適応フィルタにおいて１／Ｈ2を推定するステップと、
前記第１適応フィルタ（５０）により前記第１マイクロホン（２２）の出力をフィルタするステップと、
前記第２適応フィルタ（５２）により前記第２マイクロホン（３６）の出力をフィルタするステップと、
前記第１適応フィルタ（５０）の出力から、前記第２適応フィルタ（５２）の出力を減算するステップと、
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１２】
前記第１および第２マイクロホン（２２、３６）を、前記近端ユーザ（４）および前記スピーカ（２０）に対し、前記第１マイクロホン（２２）が前記第２マイクロホン（３６）よりも実質的に高レベルの前記近端音声信号（Ｔ）を受け、かつ前記第２マイクロホンが前記第１マイクロホンよりも実質的に高レベルの前記エコー信号（Ｌ’）を受けるように、配置するステップをさらに含む、請求項１１に記載の方法。
【請求項１３】
前記第１および第２マイクロホン（２２、３６）を前記スピーカ（２０）から実質的に等距離に配置し、前記第１および第２マイクロホンにより実質的に等しく受け取られる環境雑音（８）をも抑制するステップをさらに含む、請求項１１に記載の方法。
【請求項１４】
前記オーディオ回路が第１および第２マイクロホン（２２、３６）を含み、前記スピーカ（２０）から前記第１および第２マイクロホンへの前記エコー信号（Ｌ’）が、それぞれ音響伝達関数Ｈ1およびＨ2を有し、前記方法が、
第１適応フィルタ（１４）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第１適応フィルタにおいてＨ1を推定するステップと、
第２適応フィルタ（５２）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第２適応フィルタにおいて１／Ｈ2を推定するステップと、
前記第２適応フィルタ（５２）により前記第２マイクロホン（３６）の出力をフィルタするステップと、
前記第１適応フィルタ（１４）の係数を用いる固定フィルタ（３２）により前記第２適応フィルタ（５２）の出力をフィルタするステップと、
前記第１マイクロホン（２２）の出力から、前記固定フィルタ（３２）の出力を減算するステップと、
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１５】
前記第１および第２マイクロホン（２２、３６）を、前記近端ユーザ（４）および前記スピーカ（２０）に対し、前記第１マイクロホン（２２）が前記第２マイクロホン（３６）よりも実質的に高レベルの前記近端音声信号（Ｔ）を受け、かつ前記第２マイクロホンが前記第１マイクロホンよりも実質的に高レベルの前記エコー信号（Ｌ’）を受けるように、配置するステップをさらに含む、請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】
前記第１および第２マイクロホン（２２、３６）を前記スピーカ（２０）から実質的に等距離に配置し、前記第１および第２マイクロホンにより実質的に等しく受け取られる環境雑音（８）をも抑制するステップをさらに含む、請求項１４に記載の方法。
【請求項１７】
前記オーディオ回路が第１および第２マイクロホン（２２、３６）を含み、前記スピーカから（２０）前記第１および第２マイクロホンへの前記エコー信号（Ｌ’）が、それぞれ音響伝達関数Ｈ1およびＨ2を有し、前記方法が、
第１適応フィルタ（１４）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第１適応フィルタにおいてＨ1を推定するステップと、
第２適応フィルタ（６０）の係数を適応させるための基準信号として前記第１適応フィルタ（１４）の出力を用い前記第２適応フィルタにおいてＨ1／Ｈ2を推定するステップと、
前記第２適応フィルタ（６０）により前記第２マイクロホン（３６）の出力をフィルタするステップと、
前記第１マイクロホン（２２）の出力から、前記第２適応フィルタ（６０）の出力を減算するステップと、
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項１８】
前記第１および第２マイクロホン（２２、３６）を、前記ユーザ（４）および前記スピーカ（２０）に対し、前記第１マイクロホン（２２）が前記第２マイクロホン（３６）よりも実質的に高レベルの前記近端音声信号（Ｔ）を受け、かつ前記第２マイクロホンが前記第１マイクロホンよりも実質的に高レベルの前記エコー信号（Ｌ’）を受けるように、配置するステップをさらに含む、請求項１７に記載の方法。
【請求項１９】
前記第１および第２マイクロホン（２２、３６）を前記スピーカ（２０）から実質的に等距離に配置し、前記第１および第２マイクロホンにより実質的に等しく受け取られる環境雑音（８）をも抑制するステップをさらに含む、請求項１７に記載の方法。
【請求項２０】
前記オーディオ回路が第１、第２、および第３マイクロホン（２２、３６、６８）を含み、前記スピーカ（２０）から前記第１、第２、および第３マイクロホンへの前記エコー信号（Ｌ’）が、それぞれ音響伝達関数Ｈ1、Ｈ2、およびＨ5を有し、前記方法が、
第１適応フィルタ（１４）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第１適応フィルタにおいてＨ1を推定するステップと、
第２適応フィルタ（４０）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第２適応フィルタにおいてＨ2を推定するステップと、
第３適応フィルタ（７２）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第３適応フィルタにおいてＨ5を推定するステップと、
前記第２および第３適応フィルタの係数を用いる第１対の固定フィルタ（４２、７４）により前記第１マイクロホン（２２）の出力をフィルタするステップと、
前記第１および第３適応フィルタの係数を用いる第２対の固定フィルタ（３２、７４）により前記第２マイクロホン（３６）の出力をフィルタするステップと、
前記第１および第２適応フィルタの係数を用いる第３対の固定フィルタ（３２、４２）により前記第３マイクロホン（６８）の出力をフィルタするステップと、
第１乗算器（７８）において、前記第１対の固定フィルタ（４２、７４）の出力に、０≦ｃ≦１である定数（ｃ）を乗算するステップと、
第２乗算器（８０）において、前記第２対の固定フィルタ（３２、７４）の出力に、定数（１−ｃ）を乗算するステップと、
前記第１および第２乗算器（７８、８０）の出力から、前記第３対の固定フィルタ（３２、４２）の出力を減算するステップと、
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項２１】
前記マイクロホンにより検出された雑音を最小化するように（ｃ）の値が調節される、請求項２０に記載の方法。
【請求項２２】
前記近端音声信号に対する前記マイクロホンの感度を変化させるように（ｃ）の値が調節される、請求項２０に記載の方法。
【請求項２３】
前記オーディオ回路が第１、第２、および第３マイクロホン（２２、３６、６８）を含み、前記スピーカ（２０）から前記第１、第２、および第３マイクロホンへの前記エコー信号（Ｌ’）が、それぞれ音響伝達関数Ｈ1、Ｈ2、およびＨ5を有し、前記方法が、
第１適応フィルタ（１４）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第１適応フィルタにおいてＨ1を推定するステップと、
第２適応フィルタ（４０）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第２適応フィルタにおいてＨ2を推定するステップと、
第３適応フィルタ（７２）の係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号（Ｌ）を用い前記第３適応フィルタにおいてＨ5を推定するステップと、
前記第２適応フィルタの係数を用いる第１固定フィルタ（４２）により前記第１マイクロホン（２２）の出力をフィルタするステップと、
前記第１適応フィルタの係数を用いる第２固定フィルタ（３２）により前記第２マイクロホン（３６）の出力をフィルタするステップと、
第１乗算器（７８）において、前記第１固定フィルタ（４２）の出力に、０≦ｃ≦１である定数（ｃ）を乗算するステップと、
第２乗算器（８０）において、前記第２固定フィルタ（３２）の出力に、定数（１−ｃ）を乗算するステップと、
加算器（８２）において、前記第１および第２固定フィルタの前記乗算された出力を加算するステップと、
前記第３適応フィルタの係数を用いる第３固定フィルタ（７４）により前記加算器（８２）の出力をフィルタするステップと、
前記第１および第２適応フィルタのそれぞれの係数を用いる１対の固定フィルタ（３２、４２）により前記第３マイクロホン（６８）の出力をフィルタするステップと、
前記第３固定フィルタ（７４）の出力から、前記１対の固定フィルタ（３２、４２）の出力を減算するステップと、
を含む、請求項１に記載の方法。
【請求項２４】
前記マイクロホンにより検出された雑音を最小化するように（ｃ）の値が調節される、請求項２３に記載の方法。
【請求項２５】
前記近端音声信号に対する前記マイクロホンの感度を変化させるように（ｃ）の値が調節される、請求項２３に記載の方法。
【請求項２６】
前記オーディオ回路が無線電話のためのハンドフリー部品の一部である、請求項１に記載の方法。
【請求項２７】
前記適応フィルタが、前記音響伝達関数を推定するために最急降下（Ｇｒａｄｉｅｎｔ  Ｄｅｓｃｅｎｔ）または最小二乗推定（ＬＳＥ）アルゴリズムを用いる、請求項１に記載の方法。
【請求項２８】
前記遠端音声信号（Ｌ）が、前記スピーカ（２０）において、かつ／または、前記スピーカに接続された増幅器（１８）またはディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）（１６）において、ひずみを受ける、請求項１に記載の方法。
【請求項２９】
前記適応フィルタが有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタである、請求項１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
発明の背景
発明の分野
本発明は、通信システムにおけるエコーキャンセレーションに関し、特に、例をあげると、ハンドフリー操作のために装備された移動局におけるエコーのキャンセレーションに関する。
関連技術
２人のユーザ間の、陸線電話システムおよび無線電話システムにおけるような通信リンクを経ての双方向（ツーウェイ）音声送信のために備えられた通信システムにおいては、ローカルユーザからの音声信号は、通常その通信リンクの近端のマイクロホンにより検出され、次にその通信リンクを経て遠端へ伝送され、そこでそれは遠隔ユーザへのプレゼンテーションのためにその遠端のスピーカにより再生される。逆に、遠隔ユーザからの音響信号は、通信リンクの遠端のマイクロホンにより検出され、次に通信リンクを経て近端へ送信され、それはローカルユーザへのプレゼンテーションのためにその近端のスピーカにより再生される。通信リンクのいずれの端においても、他端から送信され、こちらの端において再生された原音声信号は、周囲の物により反射され、または周囲の物を通って伝播し、こちらの端のマイクロホンにより検出されうる。従って、このスピーカの信号は、他端のユーザへ送り返され、原音声信号に対して時間的に遅延して到着する（この遅延の量は、原音声信号が「往復旅行」を行うのに要する時間に等しい）。この時間遅延した信号は、他端のユーザに聞こえる不愉快な「エコー」を発生する。
本技術分野において公知のように、例えば、通信リンクの近端から遠端へ帰ってきたエコー信号の知覚可能性（識別可能性）は、２つの因子の関数である。２つの因子とは、第１に、近端から遠端へ送信されたエコー信号の振幅（音量またはラウドネス）であり、第２に、近端において受信されたエコー信号の、遠端から近端へ送信された原音声信号に対する遅延の量である。一般に、受信されたエコー信号の振幅または遅延のいずれかの増加は、その知覚可能性を増大させる。遠端において受信されるエコー信号の振幅は、そのエコー信号を形成すスピーカ信号に対する近端のマイクロホンの感度に依存する。一方、エコー信号の遅延は通信媒体に依存する（例えば、有線または無線、アナログまたはディジタル、など）。エコー信号のこれら２つの特徴（振幅および遅延）を、さらに以下に説明する。
例えば、有線電話における従来の送受器においては、マイクロホンはユーザの口の近くに位置するように設計され、一方スピーカはユーザの耳により本質的に覆われるように設計されている。この配置においては、近端音声信号を十分にピックアップするためにマイクロホンの顕著な利得（増幅）を必要とはせず、従って、マイクロホンはローカルスピーカ信号に対しあまり感度が高くはない。一方、ポータブル電話機のサイズの引き続いての減少とスピーカホン（ｓｐｅａｋｅｒｐｈｏｎｅ）の使用の増加は、マイクロホンがますますユーザの口から遠ざかり、従って、近端音声信号の所望レベルを維持するためには比較的高利得を必要とすることを意味する。しかし、これはまた、マイクロホンがローカルスピーカ信号をピックアップするために、より感度が高いことを意味する。この状況は、車両電話機に用いられるハンドフリー部品においてはさらに顕著になり、その場合、マイクロホンはユーザの口からさらに離れ、従って、その利得はさらに高くなり、これはまたローカルスピーカ信号をピックアップするためにそれがさらに高感度になりうることを意味する。要するに、現代的な電話機から発生するエコー信号の音量は、知覚的にかなりのものとなりやすい。
エコー信号に関連する遅延もまた、知覚的にかなりのものとなりうる。与えられたエコー音量において、知覚可能性は、エコー遅延の５０ｍｓまでの増加に比例して増加する。一般に、５０ｍｓより大きいエコー遅延は、知覚的に耐えられないものと考えられている。有線ネットワーク内の本来のアナログ電話機から発生するエコー信号は、比較的短い（すなわち５０ｍｓ未満の）遅延を受けるので、知覚的に重要なものでないか、またはそれらが知覚的に重要である程度にそれらは直線ひずみのみを受け、従って、ネットワーク内において効果的にキャンセルされえた。しかし、ディジタルコードレス電話機およびセルラ電話機を含めた新しいディジタル電話機は、音声信号をボコーダにより処理し、ボコーダは顕著な（例えば２００ｍｓ程度の）遅延のみでなく、非直線ひずみをも導入し、これがネットワークにおけるエコー信号の効果的なキャンセレーションを妨げる。これらの現代的な電話機においては、エコー信号は源において、すなわち送信前に、キャンセルされなければならない。
望ましくないエコー信号の送信を避けるためには、マイクロホンへ入力される近端ユーザ信号を、スピーカから発生する遠端ユーザ信号から分離する必要があるが、これもまたマイクロホンにより検出されるので、遠端ユーザが遠端ユーザ自身の音声の遅延したものを聞かないためには、近端ユーザ信号のみを遠端ユーザへ送信することが必要である。これは、一般に、エコー抑制、またはエコーキャンセレーションのプロセスにより行われ、このプロセスは、マイクロホンの出力からエコー信号を除去し、送信のためのユーザ信号のみを残すように設計される（本明細書の目的上、「エコー抑制」および「エコーキャンセレーション」という用語は、エコー信号を消去または減少させる機能を呼ぶために、交換可能な用語として用いられる）。
エコーキャンセレーションの必要は、従来の陸線電話送受器を使用する電話システムを含む全ての電話システムに少なくともある程度存在するが、上述のように、それは特にハンドフリースピーカホンの応用において強く、車両に搭載された、または車両に支持された（すなわちポータブルの）ハンドフリー操作に適応した、無線電話機において殊に厳しい。閉鎖された車両環境は、ハンドフリー操作に用いられる高利得マイクロホン内へのスピーカ信号の多重反射を極めて起こしやすい。しかし、この環境におけるエコーキャンセレーションのタスクは、車両の動きにより、また窓の開閉に伴う、または運転中のユーザの頭の移動に伴う、ユーザ信号およびエコー信号の相対方向および強度の変化により、複雑化される。さらに、エコー信号へ非直線ひずみを導入する非線形部品（例えばボコーダ）を含む現代的なディジタル無線電話機は、簡単なエコーキャンセレーション技術による除去を、より困難にする。
エコーキャンセレーション一般における、また特に移動体無線電話機の環境における、従来の試みは、例えば、米国特許第４，４６８，６４１号、第４，５８４，４４１号、第４，７１２，２３５号、第５，０６２，１０２号、第５，０８４，８６５号、第５，３０５，３０９号、第５，３０７，４０５号、第５，１３１，０３２号、第５，１９３，１１２号、第５，２３７，５６２号、第５，２６３，０１９号、第５，２６３，０２０号、第５，２７４，７０５号、第５，２８０，５２５号、第５，３１５，５８５号、第５，３１９，５８５号、および第５，４７５，７３１号に見られる。しかし、ディジタル無線電話機の環境におけるエコーキャンセレーションの問題に対する通常の対策は、図１に示されている回路に見ることができる。このエコーキャンセレーション回路は、ディジタルセルラ電話（図示せず）のような電話システムに接続される。電話システムからの入来信号Ｌは、回路の線路１０上へ受信される。信号Ｌは、遠端トーカ（話者）（図示せず）から発信された音声信号のパルス符号変調（ＰＣＭ）表示または他のディジタル表示である。このディジタル信号は、ディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）１６と、増幅器１８と、スピーカ２０と、の直列結合へ印加され、そこでそれぞれ、ディジタルからアナログへ変換され、増幅され、さらに電気信号から音響（オーディオ）信号へ変換される。
図１のエコーキャンセレーション回路への参照を続けると、ＤＡＣ１６、増幅器１８、およびスピーカ２０のそれぞれは、少なくともいくらかの（非直線）ひずみを入来信号Ｌへ導入しうる。従って、スピーカ２０の出力は、入来信号Ｌの真の複製ではなく、むしろひずんだバージョンＬ’である。オーディオ信号Ｌ’は、周囲の領域を通って伝播し、１つまたはそれ以上の表面から反射して、方向、振幅、および／または位相を変化し、その後、実際には近端トーカ４からの発信信号Ｔを検出するように意図されているマイクロホン２２により検出される。本技術分野において公知のように、信号Ｌ’がスピーカ２０からマイクロホン２２まで進む際に信号Ｌ’が受ける、多重経路および周波数に依存する振幅および位相の変化および遅延は、単一の線形音響伝達関数により記述することができ、その伝達関数をここではＨ1で示す。同様にして、ここでＨ3で示すもう１つの音響伝達関数が、トーカ４からマイクロホン２２までの音声信号Ｔの結果的経路に対して定義されうる。
なお図１を参照すると、増幅器およびアナログディジタル変換器（簡単にするために、両者とも図１には示されていない）を含むか、またはこれらに接続されたマイクロホン２２は、音響エコーおよびトーカオーディオ信号をディジタル電気信号に変換する。マイクロホン２２の出力は、複合信号Ｍ1＝Ｌ’・Ｈ1＋Ｔ・Ｈ3である（ここで、記号「・」は、周波数領域または時間領域のそれぞれにおける、これらの信号の乗算または畳込みを示す）。信号Ｍ1は、加算器（または、同等なものとしての減算器）２４の入力へ供給される。加算器２４の他の入力は、適応ＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ１４の出力を受け、このフィルタは、例えば米国特許第５，４７５，７３１号に開示されているように、フィルタタップ係数の組により伝達関数Ｈ1をモデル化または推定するために用いられるものである。フィルタ１４への入力は、（ＤＡＣ１６におけるディジタルアナログ変換の前の）入来信号Ｌであり、従って、フィルタ１４の出力はＬ・Ｈ1となり、これは多分エコー信号Ｌ’・Ｈ1に近いものである。フィルタ１４は、ＤＡＣ１６と、増幅器１８と、スピーカ２０と、音響経路Ｈ1と、マイクロホン２２と、を経た信号Ｌの遅延を補償でき、またはこの遅延に整合でき、従ってフィルタ１４の出力は、信号Ｍ1と時間的にアラインするものと仮定される。このようにして、加算器２４において信号Ｍ1からフィルタ１４の出力を減算することにより、Ｍ1内の（音響）エコー信号Ｌ’・Ｈ1は、（電気的）エコー推定Ｌ・Ｈ1により効果的にキャンセルされ、所望のトーカ信号Ｔ・Ｈ3のみが残って線路１２を経て電話システムへ送信され、それは電話システムにおいてさらに処理され遠端トーカへ送られうる。
フィルタ１４により与えられる伝達関数は、Ｈ1の推定であって正確な複製ではなく、さらにＨ1は、車両環境の変化（例えば窓の開閉）により影響される動的関数である。もしそのような変化が、入来信号Ｌがアクティブである間に起これば、フィルタ１４の出力は、真のエコー推定から逸れ、従って、線路１２上には残留エコー信号Ｅ1が生じる。もちろん、もしトーカＴが話し中であれば、信号Ｅ1は音声信号Ｔ・Ｈ3をも含む。しかし、エコー信号と音声信号とは比較的に相関がないものと仮定されるので、信号Ｅ1は、信号Ｅ1を最小化するためにフィルタ１４の係数を適応するよう調節する誤差帰還信号として用いられうる。最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムは、この目的のために用いられる公知の技術である。ＬＭＳアルゴリズムが信号Ｅ1を最小化する速度は、ＥＰ−Ａ−７０９−９５８に開示されているように増大させることができる。
図１の従来技術のエコーキャンセレーション回路に固有なことは、スピーカ２０からの出力であるエコー信号Ｌ’が、フィルタ１４への入力である入来信号Ｌに実質的に等しいという仮定である。換言すれば、図１の回路によるエコーキャンセレーションは、ＤＡＣ１６と、増幅器１８と、スピーカ２０と、により導入されるひずみが、比較的に無視しうることを必要とする。もしこのことが真であれば、信号Ｌ’のための伝達関数Ｈ1がフィルタ１４において実質的に複製されうる限り、エコー信号Ｌ’・Ｈ1は、発信信号Ｍ1＝Ｌ’・Ｈ1＋Ｔ・Ｈ3からからフィルタ１４の出力Ｌ・Ｈ1を減算することにより、Ｍ1から効果的に除去されうる。従って、近端トーカが沈黙している時は、これらの理想的条件下における誤差信号Ｅ1はゼロになる。
しかし、図１の回路における信号ひずみの無視可能な効果（すなわち、Ｌ’・Ｈ1＝Ｌ・Ｈ1）に関して組み込まれた仮定は、多くの「実世界」での応用においては真とならない。実際には、１つまたはそれ以上の、ＤＡＣ１６と、増幅器１８と、スピーカ２０と、において、かなりのひずみが入来信号Ｌに加わりうる。そのような場合には、適応フィルタ１４の伝達特性は、加算器２４における減算形キャンセレーションを、ひずんでいない信号Ｌの成分のみに対してのものに限定するので、かなりの残留エコー信号Ｅ1＝Ｌ’・Ｈ1−Ｌ・Ｈ1が線路１２上に残り、これは遠端トーカに聞こえる。換言すれば、信号Ｌ’およびＬが線形的に関連していないために、信号Ｅ1は非直線ひずみを含み、これは遠端トーカへ送信される。
多くの実際的な応用において、かなりのひずみがスピーカ２０において加わる。例えば、セルラ電話機において用いられるハンドフリー部品の典型的なスピーカは、通過帯域における共振により約１０％の振幅ひずみを導入する。さらに、スピーカおよびマイクロホンによる信号の利得は、１２ｄＢ程の高さでありうる。これは図１の回路によるエコー抑制を、約２０−１２＝８ｄＢに制限し、これは、最低の産業上の要求４５ｄＢに遙かに及ばない。通過帯域共振が小さい、または無い、もっと高価な（高品質の）「線形」（ダイナミック）スピーカが用いられた場合でも、なお約１％のひずみは生じ、スピーカは単独でエコー抑制を約２８ｄＢに制限する。もちろん、他の部品（ＤＡＣおよび増幅器）もさらにひずみを加えるので、図１のエコー抑制回路の性能は、受け入れられている産業規格からさらに逸脱する。要するに、多くの実際的な応用において、図１の理想化された回路は、最低の産業規格またはユーザの要求を満たしえない。
図１のエコーキャンセレーション回路の限界を認識して、従来技術は、ダイナミックスピーカのような低ひずみ部品を用いることにより、または、センタクリッパ、適応減衰器、スペクトル減算器、音声検出器、ダブルトーク検出器、ダイバージェンス検出器、または雑音解析検出器のような、線路１２上の残留エコー信号を除去または阻止するための他の部品を追加することにより、それらの限界を克服することを試みた。しかし、低ひずみ部品は高価で、かつ上述のように、ひずみを完全には消去せず、すなわち全体的性能を著しくは改善しない。さらに、追加部品のあるものは、それら自身のひずみを実際上追加し、また他のものは回路の本来の動作を実際上妨害する。例えば音声検出器は、しばしば環境雑音にだまされ、その結果エコー信号の代わりに音声信号を不注意に除去する。他のタイプの検出器の使用によっても、類似した不利に遭遇する。
ハンドフリー電話システムにおけるエコーキャンセレーションの問題に関連して、音響雑音キャンセレーション、すなわち、送信されつつあるトーカ信号からの環境（背景）雑音の除去、の問題が存在する。移動体環境における雑音のキャンセレーションの１つの方法は、ＥＰ−Ａ−７２９−２８８に開示されており、その場合は、１対のマイクロホンが、運転手の音声および乗客の音声のそれぞれを検出するために用いられている。一方のマイクロホンが音声を検出するために用いられている時は、他方のマイクロホンは環境雑音を検出するために用いられる。すなわち、運転手のマイクロホンが音声を検出しつつある時は、乗客のマイクロホンは、運転手のマイクロホンが受ける音声信号内の雑音成分を推定するために第１適応フィルタにより用いられる雑音を検出しつつあり、従って、その雑音成分は音声信号から第１加算器において減算されうる。同様にして、乗客のマイクロホンが音声を検出しつつある時は、運転手のマイクロホンは、乗客のマイクロホンが受ける音声信号内の雑音成分を推定するために第２適応フィルタにより用いられる雑音を検出しつつあり、従って、その雑音成分は音声信号から第２加算器において減算されうる。しかし、この方法は、雑音キャンセレーション指向のものであり、エコーキャンセレーションをも指向しているわけではない。
雑音およびエコーの双方のキャンセレーションに関する１つの最近の方法は、１９９５年１０月２４ないし２６日の、信号処理の応用および技術に関する第６回国際会議（ＩＣＳＰＡＴ）の会報（Ｔｈｅ  Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ  ｏｆ  ｔｈｅ  ６ｔｈ  Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｎ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ  ａｎｄ  Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）、第４１ないし４５頁に所載の、クオ（Ｋｕｏ）他著「デスクトップ会議のための音響雑音およびエコーキャンセレーションマイクロホンシステム（Ａｃｏｕｓｔｉｃ  Ｎｏｉｓｅ  ａｎｄ  Ｅｃｈｏ  Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ  Ｍｉｃｒｏｐｈｏｎｅ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｄｅｓｋｔｏｐ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｉｎｇ）」に開示されている。図２に示されているように、この方法は、互いに接近して、しかし反対方向へ向けて配置された２つの方向性マイクロホン２２および２６を用いる。第１マイクロホン２２は、近端トーカ４へ向けられ、主マイクロホンとして用いられる。第２マイクロホン２６は、近端トーカ４から離れる方向へ向き、雑音源８からの環境雑音をキャンセルするための参照マイクロホンとして用いられる。マイクロホン２２および２６の間には、参照マイクロホン２６へのトーカ信号Ｔの漏れを減少させるための音響障壁（図示せず）が配置される。
図２の雑音およびエコーキャンセレーション回路への参照を続けると、この回路がアイドルモードにある間は、近端または遠端のトーカ信号は存在せず、主および参照マイクロホン２２および２６のそれぞれの出力ＭpおよびＭrは、雑音源８からの背景雑音Ｎのみを含む。主マイクロホン２２からの雑音信号Ｍpは、加算器２７へ供給される。参照マイクロホン２６からの雑音信号Ｍrは、伝達関数Ａ（ｚ）を有する適応フィルタ２８へ供給される。適応フィルタ２８の出力は、加算器２７において雑音信号Ｍpから減算される。アイドルモード中において、適応フィルタ２８は、加算器２７の出力における誤差信号Ｅaを最小化するために、ＬＭＳアルゴリズムを用いてその係数を調節し、それにより、主マイクロホン２２からの雑音信号Ｍpをキャンセルする。適応フィルタ２８は、最終的には残留雑音Ｅaを最小化する最適伝達関数Ａ*（ｚ）に収束する。
図２の回路が受信モードにある時は、雑音源８からの背景雑音Ｎに加えて、スピーカ２０からのエコー信号Ｌ’が存在する。前のアイドルモードから得られた係数を有する固定最適フィルタＡ*（ｚ）が、適応フィルタ２８の代わりに用いられ、主信号Ｍpの雑音成分をキャンセルする。信号Ｍpのエコー成分は、伝達関数Ｂ（ｚ）を有する適応フィルタ３０の出力を受ける加算器２９においてキャンセルされる。適応フィルタ３０は、ＬＭＳアルゴリズムを用いてその係数を調節し、音響エコーキャンセレーションを行い、加算器２９の出力における残留誤差信号Ｅbを最小化する。適応フィルタ３０は、最終的には残留雑音Ｅbを最小化する最適伝達関数Ｂ*（ｚ）に収束する。
図２の回路が送信モードにある時は、雑音源８からの背景雑音Ｎに加えて、近端トーカ４からの音声信号Ｔが存在する（しかし、多分エコー信号はない）。フィルタＢ*（ｚ）ではなく、固定最適フィルタＡ*（ｚ）が、再び主信号Ｍpの雑音成分をキャンセルするために用いられる。このモードにおいては、マイクロホン２２および２６の配置と、音響障壁によるそれらの分離とにより、参照マイクロホン２６への音声信号Ｔの漏れは少ない。従って、近端トーカ信号Ｔは、主マイクロホン２２により検出され、最小のひずみをもって遠端トーカへ送信されるものと仮定する。
図２の回路が「ダブルトーク」（送信および受信）モードにある時は、参照信号Ｍrは、雑音源８からの背景雑音Ｎと、スピーカ２０からのエコー信号Ｌ’と、トーカ４からの（多分最小の）音声信号Ｔと、を含む。このモードにおいては、前のアイドルモードおよび受信モードのそれぞれからの固定最適フィルタＡ*（ｚ）およびＢ*（ｚ）が、主信号Ｍp内の雑音成分およびエコー成分のそれぞれをキャンセルするために用いられる。
図２の回路は、残留およびエコーキャンセレーションのための２つの低次フィルタの使用を許容するように設計されている。主マイクロホン２２および参照マイクロホン２６は接近して配置されているので、それらの出力ＭpおよびＭrのそれぞれは、高度の相関のある音響雑音信号およびエコー信号を含み、これらは、２つの低次フィルタ２８および３０のそれぞれによりキャンセルされうる。しかし、この設計は、アイドル、受信、送信、およびダブルトークの諸モードにおける、音声と雑音とを区別する堅牢な音声検出器の使用を必要とする。車両電話機の環境のような雑音の多い環境においては、そのような検出器は、殊に移動体間の通話中においては、雑音により容易にだまされうる。さらに、図２の回路の設計は、フィルタ２８および３０が、さまざまなモードの動作中に起動および動作停止されることを必要とし、従って遠端ユーザに聞こえるうるさい遷移を起こす。
エコーおよび／または雑音のキャンセレーションの以上の方法の短所に鑑み、非直線ひずみが存在する場合にエコー信号を効果的に除去することができ、高価な部品または追加の検出器の使用を必要としない、新しいエコーキャンセレーション回路が必要とされている。また、この新しい回路は、雑音の多い、または変化しつつある環境においても、エコーを効果的にキャンセルしうることが所望される。さらに、この新しい回路は、背景雑音を効果的にキャンセルしうることが望ましい。これらの目的は、本発明により達成される。
発明の要約
本発明は、図１の回路内に必要とされるであろう線形スピーカのような高品質のオーディオ部品を用いる出費なしに、また、図２の回路内に必要とされるであろう音声検出器のような問題を伴う検出器回路を用いる必要なしに、所望レベルのエコー抑制を提供する。一般に、本発明によるエコー抑制は、（１）図１の１マイクロホン回路におけるひずんだ信号Ｅ1を、エコーキャンセレーション回路の出力としてではなく、所望の音響伝達関数を推定する適応フィルタのための誤差信号としてのみ用い、（２）少なくとも１つの適応フィルタの係数を調節するための基準信号として入来信号Ｌを用いることにより、音声検出器の使用をやはり回避しつつ、図２の２マイクロホン回路におけるように、少なくとも１つの他のマイクロホンと、もう１つの所望の音響伝達関数を推定する少なくとも１つの他の適応フィルタと、を用い、（３）１つまたはそれ以上の適応フィルタの係数を用いて、１つまたはそれ以上のマイクロホン（これら自体は実質的にはひずみを追加しない）のひずんだエコー信号をフィルタし、（４）これらのマイクロホンのフィルタされた出力および／またはフィルタされていない出力を線形的に組合わせて、非直線ひずみを受けたエコー信号を消去する、ことにより行われる。このようにして、１つのマイクロホンにより検出されたひずんだ音響エコー信号は、例えば図１の従来技術の回路での場合のように、ひずんでいないエコー信号に基づく電気的エコー推定により部分的にのみキャンセルされる代わりに、もう１つのマイクロホンにより検出されたひずんだ音響エコー信号により本質的にキャンセルされうる。
本発明の回路のさまざまな実施例においては、いずれのマイクロホン出力の所望のフィルタリングも、１つまたはそれ以上の適応フィルタからコピーされた係数を有する固定フィルタにおいて、入来信号Ｌに関連して調節される係数を有する適応フィルタにおいて、または、基準信号としてもう１つの適応フィルタの出力を用いる適応フィルタにおいて、行われうる。さらに、これらの実施例においては、環境雑音もまた、本発明のマイクロホンの適切な配置、または向きにより、エコー信号のキャンセレーションといっしょに自動的にキャンセルされうる。従来技術とは異なり、エコーおよび雑音のキャンセレーションのこの新しい線形方法は、何時でも近端トーカおよび遠端トーカのいずれが稼働しているかには無関係であり、さらにそれは雑音により「だまされ」えず、それ自身がいかなる非直線ひずみの結果をも挿入することがない。
本発明は、１つの特徴として、マイクロホンおよびスピーカを含むオーディオ回路におけるエコーキャンセレーションの方法を提供し、前記マイクロホンは近端ユーザからの音声信号を検出し、前記スピーカは遠端音声信号を受けて対応するエコー信号を発生し、このエコー信号もまた前記マイクロホンにより検出される。この方法は、前記エコー信号を検出するための、前記オーディオ回路内の少なくとも１つの他のマイクロホンであって、該少なくとも１つの他のマイクロホンもまた前記近端音声信号を検出する、該少なくとも１つの他のマイクロホンを配設するステップと、それぞれが複数の係数を有する複数の適応フィルタであって、該適応フィルタの少なくとも１つが前記遠端音声信号をその係数を適応させるための基準信号として用いる、前記複数の適応フィルタにおける複数の音響伝達関数を推定するステップと、１つまたはそれ以上の前記マイクロホンの出力を、１つまたはそれ以上の前記適応フィルタの係数を用いてフィルタするステップと、前記近端音声信号を実質的に保存しつつ前記エコー信号を実質的にキャンセルするように、前記フィルタされたマイクロホン出力および／またはフィルタされていないマイクロホン出力を組合わせるステップと、を含む。
この方法のいくつかの実施例が可能であり、該実施例においては、前記オーディオ回路は第１および第２マイクロホンを含み、前記スピーカから前記第１および第２マイクロホンへの前記エコー信号は、それぞれ音響伝達関数Ｈ1およびＨ2を特徴とする。同様にして、この方法のいくつかの実施例が可能であり、これらの実施例においては、前記オーディオ回路は第１、第２、および第３マイクロホンを含み、前記スピーカから前記第１、第２、および第３マイクロホンへの前記エコー信号は、それぞれ音響伝達関数Ｈ1、Ｈ2、およびＨ5を特徴とする。ここでは、２マイクロホン回路および３マイクロホン回路のそれぞれのための、いくつかの典型的な実施例を説明する。もちろん、本発明によれば、３つより多くのマイクロホン回路のためのものを含め、多くの他の実施例が考えられる。
本発明の方法の、２マイクロホン回路のための第１の典型的な実施例においては、該方法は、第１適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第１適応フィルタにおいてＨ1を推定するステップと、第２適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第２適応フィルタにおいてＨ2を推定するステップと、前記第２適応フィルタの係数を用いる第１固定フィルタにより前記第１マイクロホンの出力をフィルタするステップと、前記第１適応フィルタの係数を用いる第２固定フィルタにより前記第２マイクロホンの出力をフィルタするステップと、前記第１固定フィルタの出力から、前記第２固定フィルタの出力を減算するステップと、を含む。
２マイクロホン回路のための第２の典型的な実施例においては、該方法は、第１適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第１適応フィルタにおいてＨ1を推定するステップと、第２適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第２適応フィルタにおいてＨ2を推定するステップと、前記第１および第２適応フィルタの係数を用いＨ1／Ｈ2を推定する固定フィルタにより前記第２マイクロホンの出力をフィルタするステップと、前記第１マイクロホンの出力から、前記固定フィルタの出力を減算するステップと、を含む。
２マイクロホン回路のための第３の典型的な実施例においては、該方法は、第１適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第１適応フィルタにおいて１／Ｈ1を推定するステップと、第２適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第２適応フィルタにおいて１／Ｈ2を推定するステップと、前記第１適応フィルタにより前記第１マイクロホンの出力をフィルタするステップと、前記第２適応フィルタにより前記第２マイクロホンの出力をフィルタするステップと、前記第１適応フィルタの出力から、前記第２適応フィルタの出力を減算するステップと、を含む。
２マイクロホン回路のための第４の典型的な実施例においては、該方法は、第１適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第１適応フィルタにおいてＨ1を推定するステップと、第２適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第２適応フィルタにおいて１／Ｈ2を推定するステップと、前記第２適応フィルタにより前記第２マイクロホンの出力をフィルタするステップと、前記第１適応フィルタの係数を用いる固定フィルタにより前記第２適応フィルタの出力をフィルタするステップと、前記第１マイクロホンの出力から、前記固定フィルタの出力を減算するステップと、を含む。
２マイクロホン回路のための第５の典型的な実施例においては、該方法は、第１適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第１適応フィルタにおいてＨ1を推定するステップと、第２適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記第１適応フィルタの出力前記第２適応フィルタにおいてＨ1／Ｈ2を推定するステップと、前記第２適応フィルタにより前記第２マイクロホンの出力をフィルタするステップと、前記第１マイクロホンの出力から、前記第２適応フィルタの出力を減算するステップと、を含む。
２マイクロホン回路のための、これらの典型的な実施例のいずれにおいても、前記第１および第２マイクロホンは、前記ユーザおよび前記スピーカに対し、前記第１マイクロホンが前記第２マイクロホンよりも実質的に高レベルの前記近端音声信号を受け、かつ前記第２マイクロホンが前記第１マイクロホンよりも実質的に高レベルの前記エコー信号を受けるように、配置されうる。あるいは、前記第１および第２マイクロホンを前記スピーカから実質的に等距離に配置し、前記第１および第２マイクロホンにより実質的に等しく受け取られる環境雑音を抑制するようにもしうる。
３マイクロホン回路のための第１の典型的な実施例においては、該方法は、第１適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第１適応フィルタにおいてＨ1を推定するステップと、第２適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第２適応フィルタにおいてＨ2を推定するステップと、第３適応フィルタの係数を適応させるための基準信号として前記遠端音声信号を用い前記第３適応フィルタにおいてＨ5を推定するステップと、前記第２および第３適応フィルタのそれぞれの係数を用いる第１対の固定フィルタにより前記第１マイクロホンの出力をフィルタするステップと、前記第１および第３適応フィルタのそれぞれの係数を用いる第２対の固定フィルタにより前記第２マイクロホンの出力をフィルタするステップと、前記第１および第２適応フィルタのそれぞれの係数を用いる第３対の固定フィルタにより前記第３マイクロホンの出力をフィルタするステップと、第１乗算器において前記第１対の固定フィルタの出力に、０≦ｃ≦１である定数（ｃ）を乗算するステップと、第２乗算器において前記第２対の固定フィルタの出力に、定数（１−ｃ）を乗算するステップと、前記第１および第２乗算器の出力から、前記第３対の固定フィルタの出力を減算するステップと、を含む。
３マイクロホン回路のための第２の典型的な実施例においては、前記第１実施例における前記第３適応フィルタの係数を用いる前記２つの固定フィルタを、前記第１および第２対の固定フィルタ内の他の２つの固定フィルタの出力のそれぞれにおける前記第１および第２乗算器の再配置によって単一固定フィルタにより置き換え、かつ前記第１および第２乗算器の出力を組合わせた後に、この単一固定フィルタによりフィルタする。３マイクロホン回路のためのいずれの典型的な実施例においても、定数（ｃ）の値は、前記近端音声信号の方向を追跡するように、または雑音の影響を最小化するように調節されうる。
本発明の、これらの、およびその他の、特徴は、図面および添付の詳細な説明から容易に明らかとなろう。
【図面の簡単な説明】
本発明は、以下の図面を参照することにより、当業者にとって、より良く理解され、その多くの目的および利点が明らかとなろう。
図１は、通常の従来技術のエコーキャンセレーション回路のブロック図であり、
図２は、ある雑音およびエコーキャンセレーション回路のブロック図であり、
図３は、本発明により構成された２マイクロホンエコーキャンセレーション回路の１つの実施例のブロック図であり、
図４から図７までは、図３の２マイクロホンエコーキャンセレーション回路の、さまざまな別の実施例であり、
図８および図９は、図３から図７までのいずれかによる２つのマイクロホンの典型的な配置の、２つの異なる図であり、この配置は、従来の車両内に取付けられるセルラ電話のためのハンドフリー部品における雑音およびエコー双方のキャンセレーションのために用いられる。
図１０および図１１は、本発明により構成された３マイクロホンエコーキャンセレーション回路の別の実施例である。
詳細な説明
まず図３を参照すると、図１の従来のエコーキャンセレーション回路が、本発明の１つの実施例により改変されている。この実施例においては、マイクロホン２２に加えて、第２マイクロホン３６が、スピーカ２０からのエコー信号Ｌ’および近端トーカ４からのトーカ信号Ｔを検出するために用いられている。以下に示される図３の動作の概観の後に認識されるように、マイクロホン３６は、図２のマイクロホン２６とは異なった様式で用いられている。さらに、部品１６ないし２０により導入されるひずみは、フィルタ１４のエコー推定出力による、図１の加算器２４における音響エコーの完全なキャンセルを妨げるが、それにもかかわらず、フィルタ１４の係数は、そのようなひずみが存在しても同じ値に収束するので、フィルタ１４は、図３において音響伝達関数Ｈ1を推定するために用いられうる。
図３に示されているように、スピーカ２０とマイクロホン３６との間のオーディオ経路は、Ｈ2で表される音響伝達関数を特徴とする。同様にして、近端トーカ４とマイクロホン３６との間のオーディオ経路は、Ｈ4で表される音響伝達関数を特徴とする。マイクロホン３６の出力Ｍ2＝Ｌ’・Ｈ2＋Ｔ・Ｈ4は、加算器３８の１つの入力へ印加される。加算器３８の他の入力は、関数Ｈ2をモデル化した適応ＦＩＲフィルタ４０の出力を受ける。適応フィルタ４０への入力は、電話システムからの線路１０上の入来信号Ｌである。従って、適応フィルタ４０の出力は信号Ｌ・Ｈ2であり、これは加算器３８において信号Ｍ2から減算される。適応フィルタ４０は、ＬＭＳアルゴリズムを用い加算器３８の出力における誤差信号Ｅ2を最小化する。
図３への参照を続けると、第１マイクロホン２２の出力Ｍ1＝Ｌ’・Ｈ1＋Ｔ・Ｈ3は、フィルタ４０および４２の間の破線により示されているように、適応フィルタ４０のタップからコピーされた係数を有する固定ＦＩＲフィルタ４２へ供給される。従って、固定フィルタ４２の出力は、組合せＬ’・Ｈ1・Ｈ2＋Ｔ・Ｈ3・Ｈ2により表される複合エコーおよびトーカ信号となる。同様にして、第２マイクロホン３６の出力Ｍ2＝Ｌ’・Ｈ2＋Ｔ・Ｈ4は、フィルタ１４および３２の間の破線により示されているように、適応フィルタ１４のタップからコピーされた係数を有する固定ＦＩＲフィルタ３２へ供給される。従って、固定フィルタ３２の出力は、組合せＬ’・Ｈ2・Ｈ1＋Ｔ・Ｈ4・Ｈ1により表される複合エコーおよびトーカ信号となる。図３に示されているように、固定フィルタ３２の出力は、加算器４６において固定フィルタ４２の出力から減算される。定義により、Ｌ’・Ｈ1・Ｈ2＝Ｌ’・Ｈ2・Ｈ1であるから、固定フィルタ３２および４２の出力内のエコー成分は、加算器４６において互いに線形的にキャンセルされ、加算器４６の出力Ｆにはエコーのない複合トーカ信号Ｔ・Ｈ3・Ｈ2−Ｔ・Ｈ4・Ｈ1＝Ｔ（Ｈ3・Ｈ2−Ｈ4・Ｈ1）が残り、線路１２を経て電話システムへ送信される。
図３の回路は、２つのマイクロホン２２および３６、およびスピーカ２０の配置すなわち相対的位置決めにかかわらず、加算器４６において線形エコーキャンセレーションを実現する。しかし、理想的には、加算器４６の出力Ｆに反映される回路の周波数応答は、マイクロホン２２において検出されたトーカ信号Ｔに、できるだけ近いように対応していることが所望される。数学的にいうと、次の方程式が成立することが所望される。
Ｆ＝Ｔ（Ｈ3・Ｈ2−Ｈ4・Ｈ1）＝Ｔ・Ｈ3
容易に認識されるように、この方程式は、もしＨ2＝１かつＨ4・Ｈ1＝０であれば成立する。第１の条件は、もし第２マイクロホン３６がスピーカ２０の直前に接近して配置され、そのためにマイクロホン３６により検出される直接的Ｌ’信号対反射Ｌ’信号のエネルギーの比が極めて高く、Ｈ2が衝撃関数に極めて近ければ（すなわちＨ2＝１）満たされうる。第２の条件は、もし第２マイクロホン３６が、第１マイクロホン２２よりもスピーカ２０のずっと近くに（例えば１０倍近くに）配置され、そのためにＨ1≪Ｈ2であれば、かつ、もし第１マイクロホン２２がトーカ４の方へ向き、第２マイクロホン３６がトーカ４から離れる方へ且つスピーカの方へ向き、そのためにＨ4≪Ｈ3であれば、満たされる。従って、Ｈ4・Ｈ1≪Ｈ3・Ｈ2であり、かつＨ4・Ｈ1は０に近いものとして扱われうる。これらの条件のもとでは、組合せ（Ｈ3・Ｈ2−Ｈ4・Ｈ1）は効果的にＨ3まで減少し、出力信号Ｆは所望される入力信号Ｔ・Ｈ3に似たものとなる。
次に図４を参照すると、そこには、図３のエコーキャンセレーション回路の別の実施例が示されている。この実施例においては、マイクロホン２２の出力Ｍ1は、図３に示されている固定フィルタ４２のようなフィルタを通過することなく、直接加算器４６へ供給される。この構成は、フィルタ４２による近端トーカ信号Ｔの処理における遅延を、その遅延が遠端トーカにとって目立つものとなる場合に解消する。さらに、もしマイクロホン２２が近端トーカ４の近くに配置されれば、信号Ｔの経路Ｈ1を経ての遅延は最小化されうる。加算器４６においてエコーキャンセレーションを行うために、マイクロホン３６の出力Ｍ2は、有理音響伝達関数Ｈ1／Ｈ2（ここで、記号「／」は、周波数領域または時間領域のそれぞれにおける除算またはデコンボリューション（ｄｅｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）を表す）を実現する固定無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタ４８を通過せしめられる。この関数の分子Ｈ1は、破線３４によって示されているように、適応フィルタ１４の係数をコピーすることにより与えられる。分母Ｈ2は、破線４４によって示されているように、適応フィルタ４０の係数をコピーすることにより与えられる。
図４への参照を続けると、第１マイクロホン２２の出力Ｍ1は、組合せＬ’・Ｈ1＋Ｔ・Ｈ3により表される複合エコーおよびトーカ信号である。フィルタ４８の出力は、組合せＬ’・Ｈ1＋Ｔ・Ｈ4・Ｈ1／Ｈ2により表される複合エコーおよびトーカ信号である。フィルタ４８の出力は、加算器４６において信号Ｍ1から減算される。経路Ｈ2を経ての信号Ｌ’の遅延が、経路Ｈ1を経ての遅延より小さいか、またはこれに等しいと仮定すると（例えば、もしマイクロホン３６がマイクロホン２２よりもずっとスピーカ２０に近いか、または、もしマイクロホン３６およびスピーカ２０が同じアセンブリ内に含まれる場合はこうなる）、因果関係はフィルタ４８に対し維持される。信号Ｍ1内のエコー成分Ｌ’・Ｈ1は、固定フィルタ４８の出力からの等価成分により効果的にキャンセルされる。このようにして、電話システムへの出線１２上の信号Ｆは無エコーとなる。
次に図５を参照すると、そこには、図３のエコーキャンセレーション回路のもう１つの別の実施例が示されている。この実施例は、図４におけるフィルタ１４および４０のようなフィルタの、係数のコピーに関連した処理およびメモリの必要を回避しているので、図４に示されている実施例よりも効率的であると考えられうる。さらに、この実施例は、図４におけるフィルタ４８の分母のＨ2が、もしいずれかの周波数において０になったとすれば起こりうるような、ある周波数において不安定になりうるＩＩＲフィルタの使用に関連した危険、を回避している。図５においては、マイクロホン２２および３６の出力は、それぞれ適応ＦＩＲフィルタ５０および５２へ供給され、これらのフィルタはそれぞれ有理伝達関数１／Ｈ1および１／Ｈ2を推定し、また、これらのフィルタはそれぞれＬＭＳアルゴリズムを用いて、加算器２４および３８の出力における誤差信号Ｅ1およびＥ2を最小化する。当業者の認識するように、ＦＩＲフィルタは無条件に安定しているので、ＩＩＲ機能のＦＩＲ近似を表す適応フィルタ５０および５２は全ての周波数において安定している。
図５にはまた遅延素子５４および５６が示されており、これらはそれぞれ、フィルタ５０および５２の因果関係を保証するために、また加算器２４および３８のそれぞれへの入力信号のそれぞれの時間アラインメントのために用いられる。換言すれば、遅延素子５４および５６がないと、フィルタ５０および５２は、適用可能であるものとしての、部品１６ないし２０、音響経路Ｈ1またはＨ2、およびマイクロホン２２または３６から成るループの部分を経ての信号Ｌの正の遅延を補償するために、負の遅延を推定しなければならなくなるであろう。遅延素子５４および５６を含めると、フィルタ５０および５２はそれぞれ、素子５４および５６のそれぞれと、ループの残余の部分と、における遅延の量の間の差に等しい正の遅延へ収束しうるようになる。当業者の認識するように、遅延素子５４および５６は、信号Ｌ内へいかなるひずみをも導入しないように、線形に動作しうる。また、素子５４および５６による遅延の量は、加算器４６への入力を形成するフィルタ５０および５２の出力の時間アラインメントを保証するように、同じであるべきである。従って、遅延素子５４および５６を、入来信号Ｌが加算器２４および３８へ分岐する前に入来信号Ｌが通過する、単一遅延素子により置き換えることが可能である。
図５への参照を続けると、適応フィルタ５０の出力は、組合せＬ’＋Ｔ・Ｈ3／Ｈ1により表される複合エコーおよびトーカ話者信号である。同様にして、適応フィルタ５２の出力は、組合せＬ’＋Ｔ・Ｈ4／Ｈ2により表される複合エコーおよびトーカ信号である。フィルタ５２の出力は、加算器４６においてフィルタ５０の出力から減算され、それによってエコー成分Ｌ’がキャンセルされ、トーカ信号Ｔ（Ｈ3／Ｈ1−Ｈ4／Ｈ2）が残される。従って、電話システムへの出線１２上の信号Ｆは無エコーのものとなる。図５においては、マイクロホン２２および３６はスピーカ２０からある程度等距離に配置されているが、そのような配置は、加算器４６における効果的なエコーキャンセレーションのために必要ではなく、図示の目的のためのみのものである。図５の回路の適正な動作のために必要なことは、加算器４６におけるエコーキャンセレーションの後にトーカ信号Ｔが実質的に保存されるように、Ｈ3／Ｈ1≫Ｈ4／Ｈ2であることのみである。この要求は、例えば、もしマイクロホン２２が近端トーカ４の方へ且つスピーカ２０から離れる方へ向き、一方マイクロホン３６が近端トーカ４から離れる方へ且つスピーカ２０の方へ向いていて、それによりＨ3≫Ｈ4かつＨ1≪Ｈ2であれば満たされる。
次に図６を参照すると、そこには、図３のエコーキャンセレーション回路のさらにもう１つの別の実施例が示されている。この実施例は、図３と図５とに示されている回路のある程度のハイブリッドと考えられうる。そのわけは、それがこれら２つの回路のそれぞれからの、ある部品を用いているからである。図６の回路は、図４のフィルタ４８のような潜在的に不安定なＩＩＲフィルタの使用を避けているが、それにもかかわらず、図３において用いられたような安定なＦＩＲフィルタ３２への係数のあるコピーは必要である。図６の回路は、図５におけると同じ目的（すなわち、加算器３８への入力の時間アラインメント）のために遅延素子５６を用いているが、図５からの遅延素子５４の使用は必要としない。そのわけは、図６の適応フィルタ１４が、回路のその部分における信号Ｌの遅延の適正な（すなわち、加算器２４への入力の時間アラインメントの目的のための）責任をもつからである。しかし、図６の回路は、マイクロホン２２の出力Ｍ1が、ＦＩＲフィルタ５２の出力と時間的にアラインして加算器４６へ到着し、これら２つの出力内のエコー成分が加算器４６において互いに効果的にキャンセルすることを保証するために、もう１つの線形遅延素子５８の使用を必要とする。この目的のためには、素子５８による遅延は、素子５６による遅延と一致すべきであり、これはひいては音響経路Ｈ2およびフィルタ５２による遅延と同等であることが認識される。フィルタ３２が音響経路Ｈ1による遅延の推定を取り入れているので、マイクロホン３６から加算器４６へ中継される信号は、もし遅延素子５６および５８が一致する遅延を有すれば、マイクロホン２２から加算器４６へ中継される信号と同じ遅延を受ける。
図６からわかるように、マイクロホン２２の出力Ｍ1は、組合せＬ’・Ｈ1＋Ｔ・Ｈ3により表される複合エコーおよびトーカ信号である。フィルタ３２の出力は、組合せＬ’・Ｈ1＋Ｔ・Ｈ4・Ｈ1／Ｈ2により表される複合エコーおよびトーカ信号である。フィルタ３２の出力は、加算器４６においてマイクロホン２２の（遅延した）出力信号Ｍ1から減算され、それによりエコー成分Ｌ’・Ｈ1がキャンセルされて、トーカ信号Ｔ（Ｈ3−Ｈ4・Ｈ1／Ｈ2）が残される。従って、電話システムへの出線１２上の信号Ｆは無エコーのものとなる。図５におけると同様に、図６においてもマイクロホン２２および３６はスピーカ２０からある程度等距離に配置されているが、そのような配置は、加算器４６における効果的なエコーキャンセレーションのために必要ではなく、図示の目的のためのみのものである。図６の回路の適正な動作のために必要なことは、加算器４６におけるエコーキャンセレーションの後にトーカ信号Ｔが実質的に保存されるように、Ｈ3≫Ｈ4・Ｈ1／Ｈ2であることのみである。この要求は、例えばもし、マイクロホン２２が、マイクロホン３６よりも実質的に大きいエネルギーのトーカ信号Ｔを受けて、Ｈ3≫Ｈ4を意味するように、マイクロホン２２および３６が配置されれば満たされる。
次に図７を参照すると、そこには、図３のエコーキャンセレーション回路のさらなる別の実施例が示されている。この実施例は、前述の諸実施例に関連する潜在的欠点を避けつつ、それらの利点を組合わせている。特に、この実施例は、フィルタ係数のコピー、またはＩＩＲフィルタまたは遅延素子の使用、を避けつつ、加算器４６における所望のエコーキャンセレーションを行う。図７においては、マイクロホン２２の出力Ｍ1は、直接加算器４６へ供給される。これは、もしマイクロホン２２が近端トーカ４に接近して配置されていれば、マイクロホン２２により検出される信号Ｔには最小の遅延があることを意味する。適応ＦＩＲフィルタ６０は、適応フィルタ１４の出力と、マイクロホン３６の出力Ｍ2とに基づき、有理伝達関数Ｈ1／Ｈ2を推定する。前述のように、有理関数の具体化にかかわらずフィルタ６０は、それがＦＩＲフィルタであるために安定する。
図７への参照を続けると、マイクロホン２２の出力Ｍ1は、組合せＬ’・Ｈ1＋Ｔ・Ｈ3により表される複合エコーおよびトーカ信号である。フィルタ６０の出力は、組合せＬ’・Ｈ1＋Ｔ・Ｈ4・Ｈ1／Ｈ2により表される複合エコーおよびトーカ信号である。フィルタ６０の出力は、加算器４６において信号Ｍ1から減算され、それによりエコー成分Ｌ’・Ｈ1がキャンセルされて、トーカ信号Ｔ（Ｈ3−Ｈ4・Ｈ1／Ｈ2）が残される。従って、電話システムへの出線１２上の信号Ｆは無エコーのものとなる。さらにマイクロホン２２および３６が、トーカ４に対してＨ3≫Ｈ4であるように配置されている限り、回路の出力における信号Ｆは、回路の入力に現れる所望のトーカ信号Ｔ・Ｈ3に極めて近くなる。要するに、図７の回路は、トーカ信号Ｔの遅延またはひずみを最小にしつつ、エコーキャンセレーションを実現する。
図示の目的上図７は、スピーカ２０の直前にマイクロホン３６が置かれており、これは、Ｈ2が１に極めて近く、関数Ｈ1／Ｈ2がほぼＨ1に近いことを意味する。これらの状況下では、適応フィルタ６０は、本質的にスピーカ２０からマイクロホン２２までのエコー経路Ｈ1をモデル化する。しかし、図７の回路は、たとえもしマイクロホン２２および３６が、例えば、スピーカ２０から実質的に等距離に配置されていても、所望のエコーキャンセレーションを実現しうることに注意すべきである。トーカ４がマイクロホン３６よりもマイクロホン２２に近い限り、Ｈ3はＨ4よりも大きくなり、トーカ信号Ｔは、回路の出力において保存される。しかし、もしマイクロホン２２および３６が、音響経路Ｈ2による遅延が音響経路Ｈ1による遅延よりも長いように、配置されているならば、図７のフィルタ６０の因果関係を保証する（そうでなければ、フィルタ６０は負の遅延を推定しなければならない）ために、信号Ｍ1に（例えば、図６の遅延素子５８により示されているように）ある遅延を適用する必要がある。
図３から図７までに関連しては、図２に示されているような雑音源８からの背景雑音Ｎの効果は特に論じなかったが、環境雑音は加算器４６において、マイクロホン２２および３６のそれぞれにより検出される雑音信号の相対振幅、周波数、および位相に依存し、かつ加算器４６に到達する前のこれらの雑音信号に適用されるフィルタの伝達関数の性質に依存する程度まで、キャンセルされることを容易に認識できる。しかし、もしマイクロホン２２および３６のそれぞれまでの音響エコー経路Ｈ1およびＨ2における利得を、相互に、また対応する音響雑音経路における利得に、実質的に同じにすることができれば、加算器４６において受け取られる雑音成分は、エコー成分におけると同様に、かつエコー成分におけると同じフィルタを用いて、（マイクロホン２２および３６のそれぞれにおいて、同相かつ等振幅で検出されるべきである、少なくとも可聴低周波、例えば３００ないし８００Ｈｚの範囲内、における雑音成分において）キャンセルされうる。この雑音およびエコーの２重のキャンセレーションは、マイクロホン２２および３６を、Ｈ1＝Ｈ2になるように、スピーカ２０から等距離に配置することにより実現されうる。近端トーカ信号Ｔが、加算器４６において同様にキャンセルされることがないよう保証するためには、マイクロホン２２を、Ｈ3≫Ｈ4となるように、マイクロホン３６よりもずっとトーカ４に近づけて配置すればよい。そのような配置の例は、図８および図９に示してある。
次に図８および図９を参照すると、そこには、ハンドフリーセルラ電話への応用における図３ないし図７からの、マイクロホン２２および３６、およびスピーカ２０の典型的な配置の、２つの一般化された図が示されている。セルラ電話機（図示せず）は、ダッシュボード６４および前面ガラス６６を有する従来の車両内に取付けられている。マイクロホン２２および３６は、セルラ電話機と共に用いるハンドフリー部品装備の一部として備えられうる。スピーカ２０もまた、その部品装備の一部として備えられ、または車両６２上の本来の無線機器の一部でありうる。図８および図９に示されている例においては、スピーカ２０はダッシュボード６４の下の中央に取付けられ、マイクロホン２２および３６は前面ガラス６６の上部の反対側の隅に配置されている。マイクロホン２２は、この場合は車両６２の運転手である近端トーカ４の近くにあることがわかる。一方、マイクロホン３６は、この場合は車両６２の前部座席の乗客であるもう１人の近端トーカ６の近くにあることがわかる。この配置は、双方の近端トーカ４および６をハンドフリーの会話に参加しうるようにする。
図８および図９にはまた、図３ないし図７に、スピーカ２０からのエコー信号Ｌ’と、近端トーカ４からの信号Ｔと、のために示されているものに対応する音響伝達関数Ｈ1ないしＨ4も、適用可能として示されている。簡単にするために、近端トーカ６からの音声信号のための音響伝達関数は、図示しておらず、またここでは論じないが、近端トーカ６のための雑音およびエコーのキャンセレーションの解析は、図３ないし図９に関連して一般的に与えられている近端トーカ４のための解析を反映したものであることを理解すべきである。図８および図９に示されている例においては、スピーカ２０からマイクロホン２２および３６までのオーディオ経路のそれぞれは、等しい長さであるとして図示されており、従って関数Ｈ1およびＨ2における利得は実質的に等しいはずである
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一方、トーカ４からマイクロホン２２までのオーディオ経路は、トーカ４からマイクロホン３６までのオーディオ経路より実質的に短く、従って、関数Ｈ3における利得は、関数Ｈ4におけるよりも実質的に大きいはずである（すなわち、Ｈ3≫Ｈ4）。
雑音信号Ｎおよびエコー信号Ｌ’は、図８および図９におけるマイクロホン２２および３６のそれぞれにおいて高度に相関しているであろうから、それらは、図３ないし図７に示されている回路内の加算器４６におけると同様にキャンセルされる。さらに、マイクロホン２２は、マイクロホン３６よりもずっと大きいトーカ信号を受けるので、トーカ信号は、加算器４６における雑音およびエコーのキャンセレーションの後にも実質的に保存される。しかし、ある設置においては、電話システムへの線路１２上における適正な信号レベル（ＳＮ比）を保証するために、出力信号Ｆに対する自動利得制御（ＡＧＣ）を用いることが必要となりうる。このＡＧＣはまた、近端トーカが変化する雑音条件に反応して音声を調節する時、遠端トーカに対し、より一貫した受信音量レベルを提供する。さらに、このＡＧＣは、ディジタル電話システムにおけるコーデックの使用から生じる量子化雑音の影響を減少させるために必要とされうる。
図３から図９までは、２つのマイクロホンを用いる回路のみにおける本発明を図示しているが、エコー抑制を実現するために異なるマイクロホンの信号を線形的に組合わせる本発明の方法は、３つまたはそれ以上のマイクロホンによっても用いられうることを認識すべきである。図１０および図１１は、本発明による３つのマイクロホンを用いるエコーキャンセレーションの２つの例を示す。これら２つの例は、図３の基本回路を、２マイクロホンから３マイクロホンへ拡張している。しかし、図４ないし図９も同様に拡張することができ、さらに、当業者にとって容易に明らかになるように、本発明によって、３つより多くのマイクロホンを用いる多くの異なる回路を構成することができる。
ここで図１０を参照すると、適応フィルタ１４および４０は、スピーカ２０からマイクロホン２２および３６のそれぞれまでのエコー経路のための音響伝達関数Ｈ1およびＨ2をモデル化し、ＬＭＳアルゴリズムを用いて、図３に示されている回路に関連しての説明と同様にして、加算器２４および３８の出力における誤差信号Ｅ1およびＥ2を最小化する。しかし、図１０の回路は、第３マイクロホン６８と、加算器７０と、スピーカ２０からマイクロホン６８までのエコー経路のための音響伝達関数Ｈ5をモデル化し、やはりＬＭＳアルゴリズムを用いて加算器７０の出力における誤差信号Ｅ3を最小化する適応フィルタ７２と、を用いている。前と同様に、目的は、マイクロホン２２、３６、および６８の出力内のエコー成分を、それらが加算器４６において線形的に組合わされ且つキャンセルされるように操作することである。この目的のために、図１０の回路は、適応フィルタ１４から線３４を経てコピーされた係数を有する２つの固定フィルタ３２と、適応フィルタ４０から線４４を経てコピーされた係数を有する２つの固定フィルタ４２と、適応フィルタ７２から線７６を経てコピーされた係数を有する２つの固定フィルタ７４と、を用いている。換言すれば、固定フィルタ３２、４２、および７４はそれぞれ、図１０に示されているように、伝達関数Ｈ1、Ｈ2、およびＨ5を実現する。
図１０への参照を続けると、マイクロホン２２の出力Ｍ1は、２つの連続するフィルタ４２および７４のそれぞれの段を通過し、次に乗算器７８において定数（ｃ）（ただし、０≦ｃ≦１）を乗算される。乗算器７８の出力におけるエコー成分は、信号ｃ・Ｌ’・Ｈ1・Ｈ2・Ｈ5となり、これは加算器４６へ供給される。マイクロホン３６の出力Ｍ2は、２つの連続するフィルタ３２および７４のそれぞれの段を通過し、次に乗算器８０において定数（１−ｃ）を乗算される。乗算器８０の出力におけるエコー成分は、信号（１−ｃ）・Ｌ’・Ｈ2・Ｈ1・Ｈ5となり、これも加算器４６へ供給される。マイクロホン６８の出力Ｍ3は、２つの連続するフィルタ３２および４２のそれぞれの段を通過し、生じたエコー成分Ｌ’・Ｈ5・Ｈ1・Ｈ2は次に加算器４６へ直接供給され、加算器４６が受け取った他のエコー信号から減算される。加算器４６においては、受け取られたエコー成分は互いにキャンセルし、次の式により示されるように出力Ｆは無エコーとなる。
Ｆ（エコー）＝ｃ・Ｌ’・Ｈ1・Ｈ2・Ｈ5
＋（１−ｃ）・Ｌ’・Ｈ2・Ｈ1・Ｈ5
−Ｌ’・Ｈ5・Ｈ1・Ｈ2
＝０
図１１は、固定フィルタ３２、４２、および７４の数と、関連する係数のコピーの量と、を減少させることを目指した図１０の変種である。図１０と図１１との比較からわかるように、図１１の回路は、図１０内の２つの固定フィルタ７４を、１つの固定フィルタ７４と、乗算器７８および８０の出力を組合わせた後その組合せを単一固定フィルタ７４を通過させ加算器４６へ送る加算器８２と、により置き換えている。従って、図１１の固定フィルタ７４の出力は、図１０の乗算器７８および８０の出力の和と等価であり、エコーキャンセレーションは図１１の加算器４６において、図１０と等価であるように行われる。図１０および図１１はまた、加算器４６において減算されるべきエコー信号が、図１０に示されているように加算器４６の負の（反転）リードへ供給されるか、またはその代わりに、図１１に示されているように乗算器８４において（−１）を乗算された後に加算器４６へ供給されることを示している。
図１０および図１１を調査すると、任意の数の（すなわち３つより多い）マイクロホンを有する回路へ拡張されうる本発明の基本的教示が明らかになる。加算器４６におけるエコーキャンセレーションを実現するためには、「最小共通分母」に類似した方法が用いられ、その場合マイクロホンの出力のそれぞれは、これらの出力に対し共通の伝達関数の組を課す複数のフィルタ段によりフィルタされる。必要に応じて１つまたはそれ以上のマイクロホン出力に適切な定数を乗算し、それにより、それらが加算器４６において加算（または減算）された時、エコー信号が残らないようにしうる。しばらく図１０へ帰ると、マイクロホン２２までのエコー経路が伝達関数Ｈ1を有する該マイクロホン２２の出力Ｍ1は、他の２つのマイクロホン３６および６８のそれぞれまでのエコー経路に対応する伝達関数Ｈ2およびＨ5を実現するフィルタ４２および７４を通過する。同様にして、マイクロホン３６までのエコー経路が伝達関数Ｈ2を有する該マイクロホン３６の出力Ｍ2は、他の２つのマイクロホン２２および６８のそれぞれまでのエコー経路に対応する伝達関数Ｈ1およびＨ5を実現するフィルタ３２および７４を通過する。マイクロホン６８の出力Ｍ3も、同様のプロセスに従う。図１０における定数（ｃ）および（１−ｃ）の選択的乗算は、さまざまなエコー信号が適正な重みを与えられて、加算器４６において互いを完全にキャンセルしうることを保証する。
さらに、図１０および図１１における定数（ｃ）の値は、加算器４６におけるエコーキャンセレーションに影響を与えることなく、マイクロホン２２および３６を、近端トーカ４からの音声信号の方へ向かうように、または雑音源８からの雑音信号Ｎから離れる向きになるように、「操縦」するために、０と１との間で変化せしめられうることを認識すべきである。例えば、マイクロホン２２および３６は、図８および図９に一般的に示されているように前面ガラス６６上に配置することができ、一方マイクロホン６８は、車両６２内のスピーカ２０の近くに、かつスピーカ２０へ向けて配置されうる。もしｃ＝０ならば、図１０および図１１における乗算器７８の出力は０になり、マイクロホン３６の出力Ｍ2のみが加算器４６へ送られる。逆に、もしｃ＝１ならば、図１０および図１１における乗算器８０の出力は０になり、マイクロホン２２の出力Ｍ1のみが加算器４６へ送られる。これら両極端の間において、（ｃ）の値は、近端トーカ４の頭の移動を自動的に追跡するように、音声信号Ｔに対するマイクロホン２２および３６の一方の感度を増大させるために調節されうる。同様にして、（ｃ）の値は、雑音を最小化するように、雑音信号Ｎに対するマイクロホン２２および３６の一方の感度を減少させるために調節することができ、この場合例えば、このマイクロホンは雑音源８に近い方のマイクロホンである。任意の瞬間における（ｃ）の最適値は、例えば、本技術分野において公知の、ビーム形成技術およびマイクロホンアレイにより決定されうる。
図３ないし図１１および関連の説明から明らかなように、本発明の回路のそれぞれは、第１マイクロホンにより検出されたエコー信号の所望のキャンセレーションを、第１マイクロホンにより検出されたエコー信号が１つまたはそれ以上の他のマイクロホンにより検出されたエコー信号によりキャンセルされうる、回路内の適切なノードまでのエコー信号のためのもう１つの経路を確立する少なくとも１つの他のマイクロホンを用いて実現する。効果的には、エコーキャンセレーション回路内の与えられたノードにおいてエコー信号がゼロになるように、複数のマイクロホンの使用により、エコー信号のためのビームパターンが形成される。このノードにおいては、エコー信号の直線ひずみおよび非直線ひずみの双方と、環境雑音のかなりの部分と、がキャンセルされる。また、本発明が、極めてさまざまな配置の２つまたはそれ以上のマイクロホンによりエコーおよび雑音の抑制を実現すること、また、３つまたはそれ以上のマイクロホンを用いる時は、少なくともあるマイクロホンの感度が、回路によって行われるエコーキャンセレーションに影響を与えることなく、音声信号出力レベルを最大化し、雑音信号出力レベルを最小化するように、マイクロホン出力の適切な重み付けにより制御されうること、がわかる。
図示の目的上、図３ないし図１１の回路内の適応フィルタは、所望の関数を推定するために最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムを用いたことに注意すべきである。しかし、当業者は、他の多くの推定アルゴリズムもまた用いられうることを認識するであろう。特に、この目的のためには、２種類のアルゴリズムが適している。第１種のアルゴリズムは、最急降下（Ｇｒａｄｉｅｎｔ  Ｄｅｓｃｅｎｔ）アルゴリズムとして公知であり、ＬＭＳ、正規化ＬＭＳ（ＮＬＭＳ）、およびブロックＬＭＳ（ＢＬＭＳ）を含む。第２種のアルゴリズムは、最小２乗推定（ＬＳＥ）アルゴリズムとして公知であり、カルマンフィルタリング、逐次形最小２乗推定法（ＬＲＳ）、および高速トランスバーサルフィルタ（ＦＴＦ）を含む。
また、図３ないし図１１の回路内には、１つのスピーカのみが示されているが、本発明の教示は、複数のスピーカを取り入れたエコーキャンセレーション回路へ容易に拡張されうる。一般に、当業者は、本発明の精神および範囲から実質的に逸脱することなく、ここで開示された本発明の実施例に対して多くの改変および変形を行いうることを容易に認識するであろう。従って、ここに開示された本発明の形式は代表的なものであり、以下の請求の範囲に定められた本発明の範囲に対する制限として意図されたものではない。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図８】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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