(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の基本周波数バンド（５１、８１）を有する無線周波数信号（Ｓ１、Ｓ３）、及び第１の基本周波数バンド（５１、８１）より高い第２の基本周波数バンド（６１、９１）を有する無線周波数信号（Ｓ２、Ｓ４）における高調波を抑制するためのフィルタデバイス（３）であって、
第１及び第２の基本周波数バンド（５１、８１；６１、９１）をカバーするパスバンドを有し、第２の基本周波数バンド（６１、９１）に対応する第１次以上の高調波、及び第１の基本周波数バンド（５１、８１）に対応する第２次以上の高調波を抑制するように設定された第１フィルタ（３ｂ）と、
第１フィルタ（３ｂ）に直列に配置された第２フィルタ（３ａ）とを備え、
第２フィルタ（３ａ）がスイッチング可能であり、第１及び第２ターミナルを備えた少なくとも１つの共振回路デバイス（２２、２４）を含み、
第１ターミナルは、第２フィルタ（３ａ）の出力端（Ｏ３ａ）に接続される導体（２５）に接続されており、
第２ターミナルは、基準電圧（ＶＲＥＦ）に接続されており、
共振回路デバイス（２２、２４）は、第１ターミナルと第２ターミナルの間に、
第１のインダクタンス素子（Ｌ２２、Ｌ２４）と少なくとも１つの反転可能なＰＩＮダイオード（Ｄ２２）との第１並列接続回路と、
第１並列接続回路に直列に配置された、容量素子（Ｃ２１、Ｃ２３）と第２のインダクタンス素子（Ｌ２１、Ｌ２３）との第２並列接続回路とを備え、
容量素子（Ｃ２１、Ｃ２３）と第２のインダクタンス素子（Ｌ２１、Ｌ２３）は、第１の基本周波数バンドに対応する共振周波数を有する第１の並列共振回路を形成するように配置され、
ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）は、
ａ）ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）の特性が実質的に伝導性となる低抵抗状態において、容量素子（Ｃ２１、Ｃ２３）と直列共振回路を形成し、
ｂ）ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）の特性が実質的に容量性となる高抵抗状態において、第１のインダクタンス素子（Ｌ２２、Ｌ２４）と第２の並列共振回路を形成し、
更に、ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）は、
第１の基本周波数バンド（５１、８１）を有する無線周波数信号が供給される第１モードにおいて低抵抗状態となり、前記直列共振回路は、第１の基本周波数バンド（５１、８１）の第１高調波（５２、８２）に対応する共振周波数を有し、
第２の基本周波数バンド（６１、９１）を有する無線周波数信号が供給される第２モードにおいて高抵抗状態となり、前記第２の並列共振回路は、第２の基本周波数バンド（６１、９１）に対応する共振周波数を有する、フィルタデバイス。
【請求項２】
フィルタデバイス（３）が２つの共振回路デバイス（２２、２４）を含むことを特徴とする、請求項１記載のフィルタデバイス。
【請求項３】
導体（２５）は、第２の基本周波数バンド（６１、９１）の中心周波数（ｆ２、ｆ４）の４分の１波長に実質的に対応する長さを有する伝送導体素子であり、該導体（２５）によって、前記２つの共振回路デバイス（２２、２４）が分離されていることを特徴とする請求項２記載のフィルタデバイス。
【請求項４】
第１の基本周波数バンド（５１、８１）を有する無線周波数信号（Ｓ１、Ｓ３）、及び第１の基本周波数バンド（５１、８１）より高い第２の基本周波数バンド（６１、９１）を有する無線周波数信号（Ｓ２、Ｓ４）における高調波を抑制するためのフィルタデバイス（３）であって、
第１及び第２の基本周波数バンド（５１、８１；６１、９１）をカバーするパスバンドを有し、第２の基本周波数バンド（６１、９１）に対応する第１次以上の高調波、及び第１の基本周波数バンド（５１、８１）に対応する第２次以上の高調波を抑制するように設定された第１フィルタ（３ｂ）と、
第１フィルタ（３ｂ）に直列に配置された第２フィルタ（９０）とを備え、
第２フィルタ（９０）がスイッチング可能であり、第１及び第２ターミナルを備えた共振回路デバイス（９４）を含み、
第１ターミナルは、
第２の基本周波数バンド（６１、９１）の中心周波数（ｆ２、ｆ４）の４分の１波長に実質的に対応する長さを有し、第２フィルタ（９０）の出力端（Ｏ９ａ）に接続される第１の伝送導体素子（９６）と、
第２の基本周波数バンド（６１、９１）の中心周波数（ｆ２、ｆ４）の４分の１波長に実質的に対応する長さを有し、基準電圧（ＶＲＥＦ）に接続される第２の伝送導体素子（９７）と、に接続されており、
第２ターミナルは、基準電圧（ＶＲＥＦ）に接続されており、
共振回路デバイス（９４）は、第１ターミナルと第２ターミナルの間に、
第１のインダクタンス素子（Ｌ９４）と少なくとも１つの反転可能なＰＩＮダイオード（Ｄ２２）との第１並列接続回路と、
第１並列接続回路に直列に配置された、容量素子（Ｃ９３）と第２のインダクタンス素子（Ｌ９３）との第２並列接続回路とを備え、
容量素子（Ｃ９３）と第２のインダクタンス素子（Ｌ９３）は、第１の基本周波数バンド（５１、８１）に対応する共振周波数を有する第１の並列共振回路を形成するように配置され、
ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）は、
ａ）ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）の特性が実質的に伝導性となる低抵抗状態において、容量素子（Ｃ９３）と直列共振回路を形成し、
ｂ）ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）の特性が実質的に容量性となる高抵抗状態において、第１のインダクタンス素子（Ｌ９４）と第２の並列共振回路を形成し、
更に、ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）は、
第１の基本周波数バンド（５１、８１）を有する無線周波数信号が供給される第１モードにおいて高抵抗状態となり、前記第２の並列共振回路は、第１の基本周波数バンド（５１、８１）の第１高調波（５２、８２）の周波数に対応する共振周波数を有し、
第２の基本周波数バンド（６１、９１）を有する無線周波数信号が供給される第２モードにおいて低抵抗状態となり、前記直列共振回路は、第２の基本周波数バンド（６１、９１）に対応する共振周波数を有する、フィルタデバイス。
【請求項５】
請求項１乃至３のいずれか１項に記載のフィルタデバイス（３）を用いて、無線周波数信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）内の高調波を抑制する方法であって、
ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）を、前記ダイオードと容量素子とを備える直列共振回路を形成するための低抵抗状態と、前記ダイオードと第１のインダクタンス素子とを備える並列共振回路を形成するための高抵抗状態との、どちらか１つの状態に交互に設定することを特徴とする方法。
【請求項６】
更に、ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）が低抵抗状態に設定されると、第１の低い方の基本周波数バンド（５１、８１）の無線周波数信号（Ｓ１、Ｓ３）を送信することと、
ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）が高抵抗状態に設定されると、第２の高い方の基本周波数バンド（６１、９１）の無線周波数信号（Ｓ２、Ｓ４）を送信することと、を備えることを特徴とする請求項５記載の方法。
【請求項７】
請求項４記載のフィルタデバイス（３）を用いて、無線周波数信号（Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４）内の高調波を抑制する方法であって、
ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）を、前記ダイオードと容量素子とを備える直列共振回路を形成するための低抵抗状態と、前記ダイオードと第１のインダクタンス素子とを備える並列共振回路を形成するための高抵抗状態との、どちらか１つの状態に交互に設定することを特徴とする方法。
【請求項８】
更に、ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）が高抵抗状態に設定されると、第１の低い方の基本周波数バンド（５１、８１）の無線周波数信号（Ｓ１、Ｓ３）を送信することと、
ＰＩＮダイオード（Ｄ２２）が低抵抗状態に設定されると、第２の高い方の基本周波数バンド（６１、９１）の無線周波数信号（Ｓ２、Ｓ４）を送信することと、を備えることを特徴とする請求項７記載の方法。
【請求項９】
電力増幅器（１）と、
電力増幅器（１）の出力端に配置されたインピーダンスマッチング回路（２）と、
インピーダンスマッチング回路（２）の出力端に接続された、高調波を抑制するためのフィルタデバイス（３）と、を備えた無線周波数信号用電力増幅デバイス（１０）であって、
フィルタデバイス（３）が、固定された特性を有する第１フィルタ（３ｂ）と、第１フィルタ（３ｂ）に直列に配置された第２フィルタ（３ａ、９０、１１０）との組み合わせによって機能し、
フィルタデバイス（３）が、請求項１乃至４のいずれか１項に記載のフィルタデバイスであることを特徴とする、無線周波数信号用電力増幅デバイス。
【請求項１０】
インピーダンスマッチング回路（２）は、
インピーダンスマッチング回路（２）の入力端と出力端とに接続される伝送導体（２６）と、
伝送導体（２６）と、基準電圧とに接続された第１のコンデンサ（Ｃ２７）と、
伝送導体（２６）と、スイッチング手段（Ｓ２９）を介して基準電圧とに接続された第２のコンデンサとを含み、
スイッチング手段は、電力増幅デバイス（１の特性を少なくとも１つの基本周波数バンド（５１、６１）に適応させるように、前記第２のコンデンサを接続及び切り離しするように配置されることを特徴とする、請求項９記載の無線周波数信号用電力増幅デバイス。
【請求項１１】
スイッチング手段（Ｓ２９）がＰＩＮダイオードであることを特徴とする請求項１０記載の無線周波数信号用電力増幅デバイス。
【請求項１２】
少なくとも２つの交互の別個の無線周波数バンドを通し、少なくとも１つの基地局と通信する、セルラー通信ネットワークにおける移動局（１００）であって、
電力増幅器（１）と、
電力増幅器（１）の出力端に配置されたインピーダンスマッチング回路（２）と、
インピーダンスマッチング回路（２）の出力端に接続された、高調波を抑制するためのフィルタデバイス（３）とを備え、
フィルタデバイス（３）が、固定された特性を有する第１フィルタ（３ｂ）と、第１フィルタ（３ｂ）に直列に配置された第２フィルタ（３ａ、９０、１１０）との組み合わせによって機能し、
フィルタデバイス（３）が、請求項１乃至４のいずれか１項に記載のフィルタデバイスであることを特徴とする、移動局。
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドを有する無線周波数信号において、これら基本周波数バンドに対応する高調波を抑制するためのデバイスおよび方法に関する。本発明は、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドのためのスイッチング可能な無線信号用電力増幅デバイスにも関する。
関連技術
効率の高い無線送信機用のほとんどの電力増幅器は、飽和状態に近い状態で作動するので、希望する無線信号周波数の他に、この周波数の高調波を、多くないとは言えない量の電力で発生する。固定周波数バンド専用の電力増幅器では、これら高調波は電力増幅器の出力端とアンテナとの間に設置されたローパスフィルタの助けによりフィルタリングすることによって除去される。
発生される高調波のうちで、一般に基本周波数よりもそれぞれ２倍または３倍の周波数に対応する第２高調波および第３高調波が圧倒的に多い。低周波バンドからの高調波が、より高い周波数バンドにある場合、２つの別個の周波数バンド用の送信機構造では特別な問題が生じる。すなわち例えば移動電話用の移動局がＧＳＭバンドとＤＣＳバンドの双方を取り扱うケースを考える。ＧＳＭシステム（移動通信用全地球システム）は多数の周波数バンド内で作動でき、９００ＭＨｚの元のＧＳＭ周波数（ＧＳＭ−９００）の他に、１９００ＭＨｚのＧＳＭシステムもある。更に、１８００ＭＨｚで作動するＤＣＳシステムを、ＧＳＭシステムと見なすこともできる。しかしながら下記の説明では、ＧＳＭなる用語をＧＳＭ９００のような狭い定義で用いることとする。ＧＳＭ用移動局における電力増幅器は約９００ＭＨｚの中心周波数および３Ｗの出力電力を有するが、ＤＣＳ（デジタルセルラーシステム）用の電力増幅器は約１８００ＭＨｚおよび１．５Ｗで作動する。
ＤＣＳバンドは主にＧＳＭ周波数バンドの２倍の周波数にあるので、双方の周波数バンド用に共通電力増幅器を使用した場合、高調波をフィルタで除去するうえで問題が生じる。この場合のフィルタリングは１つの共通する固定ローパスフィルタでは処理できない。
現在の所望する周波数バンドを選択するのに２つの別個の並列に配置された送信回路列とこれら回路列の出力端に結合された無線周波数スイッチ回路とを使用することがこれまで知られている。欧州特許第５００４３４号は、２つの別個の無線周波数バンドに用いるための移動電話用電力増幅モジュールを示している。このモジュールは増幅回路およびバンドパスフィルタを備えた２つの並列回路列を含む。これら回路列からの信号はＰＩＮダイオードを含むカップリングおよびデカップリング回路を介し、アンテナの出力端に送られるようになっている。このスイッチング回路は現在使用されている増幅回路が他の回路列の増幅回路用出力端から接続を切るように構成されている。
ＰＩＮダイオードは無線信号をスイッチングするために一般に使用される部品である。このダイオードは無線周波数信号に対しては、導通状態では直列抵抗が小さく、非導通状態では直列抵抗が大きい。更に、ＰＩＮダイオードは導通状態では制御電流が比較的小さくてすむ。
しかしながらＰＩＮダイオードは、浮遊インダクタンスと浮遊容量とを有する。このことは、導通状態のＰＩＮはほぼ誘導特性を有するが、非導通状態ではほぼ容量性特性を有することを意味する。スェーデン特許（ＳＵ）第１５３２９８２号はＰＩＮダイオードをスイッチング手段として使用した導波体用のミリ波スイッチを示している。第１位置において、外部容量と組み合わされたＰＩＮダイオードは、この信号周波数でブロックをする並列共振回路を形成することにより、特別な信号周波数に対してこのＰＩＮダイオードの内部リアクタンス性特性が、補償されている。別の位置ではＰＩＮダイオードは外部インダクタンスと組合わさって、同じ信号周波数に対する直列共振回路を形成する。
２つの並列電力増幅器回路列による上記公知の解決案は、１つの周波数バンド用の電力デバイスと比較して、かなりの数の部品を必要とする。この結果、移動電話用の電力増幅器は高価な部品となり、余分なスペースを必要とするので、材料に対するコストがより高くなる。移動局におけるスペースは重要な制限要因であるので、このことは、特に移動電話では重大な欠点となる。
発明の概要
従って、少なくとも２つの別個の基本周波数の高調波を抑制するようになっているフィルタデバイスを備えた無線周波数信号用の電力増幅器デバイスを提供できることが望ましい。特に、周波数レンジが他の基本周波数バンドの周波数レンジに重なっている高調波を抑制できることが望ましい。本発明は上記問題を解決しようとするものである。
この問題は、第１の固定フィルタとスイッチング可能な手段として好ましくはＰＩＮダイオードを含むスイッチング可能な第２フィルタとの組み合わせに機能が対応する、フィルタデバイスを着想することにより解決される。スイッチング可能な第２フィルタは第１モードにおいて少なくとも１つの第１の基本周波数バンドに対応する少なくとも１つの次数の高調波を抑制し、第２モードでは、少なくとも１つの第２の、より高い基本周波数バンドを良好に通過し、固定された特性を有する第１のフィルタは、高次の高調波を減衰する。
スイッチング可能なフィルタは少なくとも１つのシャント結合された共振回路デバイスを含むことが好ましく、この共振回路デバイスは次に第１リアクタンス性部品とＰＩＮダイオードとの並列結合を含む。この並列結合は第２リアクタンス性部品と直列に結合されている。前記第１モードまたは第２モードのいずれかにおいて、ダイオードが低抵抗状態となるように、他方、前記第１モードまたは第２モードの他方のモードでＰＩＮダイオードが高抵抗状態に維持されるよう、ダイオードに直流電流を注入することにより、前記第１モードまたは第２モードの一方に対応する第１位置において、前記第２のリアクタンス性部品と組み合わされたＰＩＮダイオードが当該周波数バンドに適合した第１共振周波数を有する直列共振回路を形成するように、ダイオードの内部リアクタンス性特性を変える。対応する第２位置では、ＰＩＮダイオードは前記第１リアクタンス性部品と共に当該周波数バンドに適合された第２共振周波数を有する並列共振回路を形成する。この第２の共振周波数は第１の共振周波数と同じ値を有することができる。
前記共振周波数は前記第１モードのスイッチング可能なフィルタが第１共振周波数バンドに対応する少なくとも１つの次数の高調波を減衰し、他方、前記第２モードのスイッチング可能なフィルタが少なくとも１つの第２の、より高い基本周波数バンドを良好に通過させるようになっている。
本発明の好ましい実施例によれば、上記タイプの複数のシャント結合された共振回路デバイスを組み合わせ、好ましくは適当な長さの伝送導体によって分離できる。
本発明の目的は、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドを有する無線周波数信号において、これら基本周波数バンドに対応する高調波を抑制するためのデバイスおよび方法を提供することにある。
本発明の別の目的は、高調波を有効に抑制した無線周波数信号のための、２つの別個の基本周波数バンドに対しスイッチング可能な電力増幅デバイスを提供することにある。
本発明の重要な利点は、高調波を前記基本周波数バンドのうちの少なくとも１つの周波数レンジに重ねることができる、少なくとも２つの別個の基本周波数バンドを有する無線周波数信号において、これら基本周波数バンドに対応する高調波を抑制するためのデバイスおよび方法を提供できることである。
本発明の別の利点は、電力増幅デバイスが厳格なコスト条件、電力消費量条件および空間条件を満たす、高調波を有効に抑制した無線周波数信号のための、２つの別個の基本周波数バンドに対してスイッチング可能な電力増幅デバイスを提供できることである。
以下、添付図面を参照し、例によって本発明についてより詳細に説明する。
図面のリスト
図１は、本発明における無線信号およびそれらの相互の周波数の関係の一例を示す信号／周波数の図である。
図２は、本発明に係わる電力増幅器デバイスの複合ブロック図である。
図３ａは、導通状態にあるＰＩＮダイオードの等価図を示す。
図３ｂは、非導通状態にあるＰＩＮダイオードの等価図を示す。
図４は、本発明によって製造されたインピーダンスマッチング回路を示す配線図を示す。
図５は、本発明に従って製造されたスイッチング可能なフィルタを示す配線図を示す。
図６ａは、図５における配線図と比較して簡略化された配線図であり、この例のための第１モードにおけるより低い周波数バンドにおける等化図を示す。
図６ｂは、図５に示された配線図と比較して簡略化された配線図であり、本例のための第１モードにおける第１の、より低い基本周波数バンドに対応する一次の高調波の等価図を示す。
図７は、図５に示された配線図と比較して簡略化された配線図であり、本例のための第２モードにおける第２の、より低い基本周波数バンドにおける等価図を示す。
図８は、本発明に係わる共振回路デバイスの配線図である。
図９は、スイッチング可能なフィルタ用の、図５における回路と別の実施例である。
図１０は、スイッチング可能なフィルタの、更に別の実施例の簡略化された配線図を示す。
図１１は、本発明における無線信号およびそれらの相互の周波数の関係の別の例を示す信号／周波数図である。
図１２は、移動局の簡略化されたブロック図を示す。
好ましい実施例
アルファベットｆが周波数を示し、アルファベットＳが信号強度を示す図１は、電力増幅器からの２つの無線周波数信号Ｓ１およびＳ２の周波数スペクトルを示す。この電力増幅器は増幅された信号内に高調波を生じさせる所定の非線形性を有する。信号Ｓ１における主な電力は、基本周波数バンド５１内にあり、この基本周波数バンド５１はｆ１の中心周波数を有する。この図ではこの周波数バンドのバンド幅はすべての周波数バンド幅と同じように、図示されている周波数スケールに対して、誇張されている。更に、信号Ｓ１は高調波に対応する多数の周波数バンドも含み、図にはそのうちの第１高調波５２、第２高調波５３および第３高調波５４が示されている。これら高調波は基本周波数バンドの中心周波数ｆ１の倍数である周波数２ｆ１、３ｆ１，４ｆ１のそれぞれの中心周波数を有する。同様に、信号Ｓ２に対する中心周波数ｆ２を有する基本周波数バンド６２および中心周波数２ｆ２を有する高調波６２が示されている。
固定された周波数バンド内で信号を送信するようになっている無線送信機では、発生される高調波は固定ローパスフィルタの助けにより、通常フィルタによって除かれる。図には、かかるフィルタの伝達関数Ｈ３ｂが示されており、このフィルタを信号Ｓ２に対して使用すると、より高次の高調波と共に周波数バンド６２がフィルタにより除かれ、所望する基本周波数バンド６１が残される。しかしながら、信号Ｓ１およびＳ２を単一の無線送信機によって送信し、双方の周波数バンド５１、６１用の共通電力増幅デバイスにより増幅すると、問題が生じる。図から判るように、周波数２ｆ１が実質的に周波数ｆ２に一致している場合、周波数バンド５２は基本周波数バンド６１に一部が重なることとなる。従って、信号Ｓ１およびＳ２における高調波のすべてを有効に抑制するために、固定された共通フィルタを設けることはできない。このような状況は、ＧＳＭ周波数バンドが９００ＭＨｚの近くにあり、ＤＣＳ周波数バンドが１８００ＭＨｚの近くにある移動電話システムＧＳＭおよびＤＣＳのためのダブルバンド移動局の構造における状況とほぼ対応する。本発明のこの例の以下の説明では、信号Ｓ１に対してＧＳＭ信号なる用語を使用し、信号Ｓ２に対してＤＣＳ信号なる用語を使用することとする。
図２には、本発明の一実施例に係わる無線信号の電力増幅送信用デバイスのための略ブロック図が示されている。本例では、移動電話システムＧＳＭおよびＤＣＳ用の移動電話の送信部分に含まれるようになっている電力増幅デバイス１０は送信機のアンテナ４に接続されており、この電力増幅デバイス１０は第１モードではＧＳＭ信号を取り扱い、第２モードではＤＣＳ信号を取り扱うようにスイッチング可能である。
電力増幅デバイス１０は入力端ＩＮおよび出力端Ｏ１を有する電力増幅デバイス１を含む。更に電力増幅デバイス１０は、電力増幅デバイス１に対する負荷インピーダンスを適合させるインピーダンスマッチング回路２と、インピーダンスマッチング回路の出力端Ｏ２に接続されたフィルタデバイス３を含む。送信アンテナ４はフィルタデバイス３の出力端Ｏ３に接続されている。当該移局は本例では別個の受信アンテナを含むが、当然ながら受信アンテナと送信アンテナとを一体化することもできる。本例では、移動局の受信機部分を移動局の送信機部分からの送信信号から実質的に絶縁状態に維持するために、フィルタデバイス３とアンテナ４との間にアンテナスイッチング回路が適当に設けられる。
出力端では有効性が妥当なすべての電力増幅器のインピーダンスマッチングを行わなければならない。このことは、電力増幅器１自身が当該周波数バンドで負荷インピーダンスマッチングを行わなければならないことを意味している。この負荷インピーダンスは通常、アンテナのインピーダンスよりも小さく、電力増幅デバイス１０はこの目的のためにスイッチング可能なインピーダンスマッチング回路２を含み、このインピーダンスマッチング回路２は、各モードに対し、電力増幅器１の出力端への負荷を個々に最適にするようになっている。
図２から更に判るように、フィルタデバイス３は第１の固定フィルタ３ｂと、第２のスイッチング可能なフィルタ３ａとを含み、これら２つのフィルタは直列に配置されている。第１フィルタ３ｂは伝達関数Ｈ３ｂに対する図１内の直線が示すようなローパス特性を有する。図１から判るように、このフィルタ３ｂはＧＳＭ信号Ｓ１の基本周波数バンド５２とＤＣＳ信号Ｓ２の基本周波数バンド６１の双方をカバーするパスバンドを有し、更に（３  ９００＝２７００ＭＨｚにほぼ対応する）ＧＳＭバンド信号のうちの、図１に番号５３で示される第２高調波が満足できる程度に減衰されるようなカットオフ周波数ｆｇも有する。従って、同様にこれよりも高い次数の高調波もこの第１フィルタ３ｂによって抑制される。
この図２では、第２フィルタ３ａの後に第１フィルタ３ｂが設置されているが、第１フィルタ３ｂが第２フィルタ３ａの前に位置するように、これらフィルタの順序を変えることも可能である。
スイッチング可能なフィルタ３ａは第１モードではＧＳＭ信号の基本周波数バンド５１にて信号を通過でき、同時に、ほぼ８００ＭＨｚにある、図１に番号５２で表示されたこれら信号の第１高調波を抑制できる。図１にはこの第１モードにおけるスイッチング可能なフィルタ３ａの伝達関数Ｈ３ａが示されている。図から判るように、このモードのフィルタはバンド除去特性を有するが、フィルタ３ａのこの特性は単に一例と見なすべきである。このフィルタで重要なことは、このモードでは周波数バンド５２内のクリチカルな高調波を抑制し、同時に大きく損失することなく、基本周波数バンド５１を伝達することである。周波数スペクトルの他の部分でもフィルタの特性はあまり重要ではない。
第２モードでは、スイッチングフィルタ３ａはわずかな限界的減衰（ｍａｒｇｉｎａｌ  ａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ）だけでＤＣＳ信号の基本周波数バンド６１を通過できる。この第２モードでは、ＧＳＭバンドで利用できる入力信号はないので、このモードではほぼ９００ＭＨｚでの伝達はあまり重要ではない。
図１には、この第２モードでのスイッチング可能なフィルタ３ａに対する伝達関数Ｈ３ａが示されている。この図から判るように、このモードのフィルタは振幅に関し、ほぼ全通過特性を有する。同様に、第２モードでもフィルタ３ａの説明した特性は単なる例と見なすべきである。重要なことはこの第２モードにおけるフィルタはわずかな限界的減衰だけで基本周波数バンドを通過することである。周波数スペクトルでのフィルタ特性はあまり重要ではない。
図３ａは、ＰＩＮダイオードの抵抗を小さくするように、ＰＩＮダイオードに直流を注入した場合の、ＰＩＮダイオードの等価回路図を示す。この場合、無線周波数信号は図中でＤＯＮと表示されたダイオードを抵抗ＲＯＮと直列なインダクタンスＬＯＮとして実質的に見なす。約１０ｍＡの回路の制御電流に対する抵抗ＲＯＮの妥当な値は１オームである。
図３ｂは、ダイオードを高抵抗状態とするように、ＰＩＮダイオードを通過する直流を無視できる際のＰＩＮダイオードの対応する等価回路図を示す。次に、無線周波数信号は、ＤＯＦＦと表示されたダイオードを抵抗ＲＯＦＦと容量ＣＯＦＦの並列回路と直列なインダクタンスＬＯＦＦと見なす。この場合の抵抗ＲＯＦＦの妥当な値は１０キロオームの大きさである。インダクタンスＬＯＦＦの値はダイオードが導通状態にある場合のインダクタンスＬＯＮの値にほぼ一致する。
図２を参照して説明したインピーダンスマッチング回路２は図４により詳細に示されている。この図４から判るように、インピーダンスマッチング回路２はマイクロストリップ素子２６状をした伝送導体と、シャント配線された第１容量Ｃ２７とを含む。マイクロストリップ素子の一端は電力増幅器１の出力端Ｏ１に接続されたこのインピーダンスマッチング回路２への入力端を構成し、マイクロストリップ素子の他端は、インピーダンスマッチング回路の出力端Ｏ２であり、第１容量Ｃ２７の一方のターミナルは、マイクロストリップ素子２６上の１点に接続されており、他方のターミナルは固定された基準電圧ＶＲＥＦに接続されている。更にインピーダンスマッチング回路２は、第２容量Ｃ２８も含み、この第２容量（コンデンサ）の一方のターミナルは第１容量Ｃ２７が接続されているマイクロストリップ素子上の点よりも出力端Ｏ２により近いマイクロストリップ素子２６上の点に接続されている。第２容量Ｃ２８の第２ターミナルはスイッチング手段Ｓ２９を介し、基準電圧ＶＲＥＦに接続されている。
一般的なインピーダンスマッチング方法は、マイクロストリップ導体に沿って設けられたシャント配線された容量を使用する方法である。より高い周波数へ適応する結果、周波数がより低い場合よりも、通常マイクロストリップ導波体はより短くなり、容量の値は小さくなる。従って、ＤＣＳに対するインピーダンスマッチング回路はＧＳＭ用のマッチング回路の一部として構成できる。
従って、ここで使用されるインピーダンスマッチング回路２はマイクロストリツプ素子２６の一部によって分離された前記２つの容量Ｃ２７とＣ２８とを含む。内側の第１容量Ｃ２７はＤＣＳ信号に対するマッチングしか望まない場合得られる容量であり、外側の第２容量Ｃ２８はＧＳＭバンドの信号を送信する場合に接続され、ＤＣＳバンドを使用する場合には接続が切られる。このようなスイッチングはＰＩＮダイオードのバイアス電圧を変える、それ自体公知の技術によって実行される。
従って、インピーダンスマッチング回路では、ＰＩＮダイオードはスイッチング手段Ｓ２９に対して使用され、容量Ｃ２８は負荷インピーダンスを変えるようにオンオフ状態ににスイッチングできる。電力増幅デバイスが第１モードにあり、ＧＳＭ信号を送信する場合、ＤＣ接続ネットワーク（図には示されず）を通し、それ自身公知の技術に従い、ＰＩＮダイオードに直流を注入する。従って、ＰＩＮダイオードの抵抗は小さくなる。よって、容量Ｃ２８は接続され、インピーダンスマッチング回路２は電力増幅器１に対する負荷インピーダンスの値を第１の値とする。この第１の値の負荷インピーダンスは電力増幅器が９００ＭＨｚで良好にマッチングするように保証する。ＤＣＳ信号を増幅し、送信するようになっている他のモードでは、ＰＩＮダイオードがブロック状態となるようにＰＩＮダイオードを通過する直流をオフにする。この場合、インピーダンスマッチング回路２は電力増幅器が１８００ＭＨｚでインピーダンスマッチングされるように、第２の値の負荷インピーダンスを有する。
従って、このマッチング方法の重要な利点は、インピーダンスマッチング回路２によってＧＳＭ信号の第１高調波の所定の量の減衰が得られることである。この理由は、ＧＳＭ信号を送信すべき場合、１８００ＭＨｚではマッチングが完全ではないからである。１８００ＭＨｚにおける長さがほぼ４分の１波長に対応する伝送導体素子により、第１モードのマッチング回路２ａが次のスイッチング可能なフィルタ３ａから分離されている場合、このマッチング回路のフィルタリング機能は強化される。
このタイプの回路で得られるよりも損失の少ない固定マッチング回路を設計することも困難であるように見える。構成の簡潔性およびロバストネスの点で、本発明に係わるスイッチング可能なインピーダンスマッチング回路は固定マッチング回路よりも優れている。
図５は、多少簡略化されているが、図２を参照して説明したスイッチング可能なフィルタ３ａをより詳細に示す。インピーダンスマッチング回路２の出力端Ｏ２に接続されたスイッチング可能なフィルタデバイス３ａへの入力端は、伝送導体素子２５の一端に接続されており、この伝送導体素子２５の他端はこのスイッチング可能なフィルタデバイス３ａの出力端Ｏ３ａに接続されており、この出力端でフィルタを通過した信号が得られる。スイッチング可能なフィルタデバイス３ａの入力端には、第１共振回路デバイス２２に属する総計２つのターミナルのうちの第１ターミナルも接続されている。この第１共振回路デバイス２２は、ＰＩＮダイオードの周りに構成された第１インダクタンスＬ２２と第１スイッチング手段Ｓ２２の第１並列接続回路と、第２インダクタンスＬ２１と第１容量Ｃ２１との第２並列接続回路とを含み、この第２並列接続回路と第１並列接続回路とは直列に配置されている。第１共振回路デバイス２２に属す２つのターミナルのうちの第２ターミナルは、前記固定された基準電圧ＶＲＥＦに接続されている。
伝送導体素子２５は１８００ＭＨｚでほぼ４分の１波長に対応する長さを有する出力端Ｏ３ａに接続されたこの伝送導体素子２５の端部には、第２の共振回路デバイス２４接続されている。この第２共振回路デバイス２３では、第２インダクタンスＬ２９と、第２容量Ｃ２３と、第４インダクタンスＬ２３と、第２スイッチング手段Ｓ２９とを含み、このデバイスは本例では第１共振回路デバイス２２と同一の構造を有し、基準電圧ＶＲＥＦに接続されたターミナルも有する。
共振回路デバイス２２では、第２並列接続回路における第２インダクタンスＬ２１と第１容量Ｃ２１はＧＳＭ信号の基本周波数バンドにほぼ対応する共振周波数を有する並列共振回路を形成するようになっている。このことは、共振回路デバイス２２は基準電圧ＶＲＥＦに対するインピーダンスが高いことを意味する。従って、ＧＳＭ信号の基本周波数バンドは共振回路デバイスによって大きく影響されず、従ってこの周波数レンジ内の良好な信号の送信が得られる。
スイッチング可能なフィルタ３ａが第１モードにある時、ＰＩＮダイオードは導通状態にある。この場合、ＰＩＮダイオードは実質的に誘導特性を有する。従って、ＰＩＮダイオードは前記第１容量Ｃ２１と共に直列共振回路を形成する。この回路は、ＧＳＭ信号の第１高調波をカバーするブロックバンドを発生するようになっている共振周波数を有する。従って、この直列共振回路はこの高調波の信号電力を満足できるように減衰できる。
スイッチング可能なフィルタ３ａが第２モードにある場合、ＰＩＮダイオードは高抵抗状態にあり、この場合、ほぼ容量性特性を有する。従って、ＰＩＮダイオードはこのダイオードを並列に配置された前記第１インダクタンスＬ２２と共に並列共振回路を形成し、この並列共振回路は図１で番号６１で表示されたＤＣＳ信号の基本周波数バンドにほぼ対応する共振周波数を有する。この並列共振回路は、第２モードにおけるこの周波数バンドで信号を良好に伝達する。
フィルタが機能する上で第２インダクタンスＬ２１と第４インダクタンスＬ２３とは必ずしも必要でない。これら２つのインダクタンスがなくても、９００ＭＨｚの信号は共振回路デバイス２２と共振回路デバイス２２をシャント接続された誘導性インピーダンスとみなす。９００ＭＨｚの当該周波数レンジに対し、８分の１波長に対応するマイクロストリップ素子２５の長さに対するインダタンスＬ２１とＬ２３との値を適当に配分することにより、これら誘導性インピーダンスを互いに相殺することができる。このように９００ＭＨｚに対しては良好なインピーダンスマッチングが保証されるので、このような変形例でもＧＳＭ信号の基本周波数バンドをわずかな限界的損失で送信することができる。
図８は、図５の共振回路デバイス２２の多少より詳細な接続図を示すが、ＰＩＮダイオードへの直流の供給も示す。この共振回路デバイスはインピーダンスマッチングデバイスの出力端Ｏ２に接続されたスイッチング可能なフィルタの入力端と、固定基準電圧ＶＲＥＦとの間に接続されている。この共振回路デバイスは第１並列接続回路を含む。この第１並列接続回路の第１分岐回路は図内でＤ２２と表示されたＰＩＮダイオードである。この第１並列接続回路の第２分岐回路は、第１インダクタンスＬ２２とブロック容量（コンデンサ）ＣＳの直列接続回路からほぼ成る。抵抗ＲＳを介し、第１インダクタンスＬ２２とブロッキング容量ＣＳとの間の点に駆動電圧ＶＤが接続されている。第２インダクタンスＬ２１と第１容量（コンデンサ）Ｃ２１との間の第２並列接続回路は、この第１並列接続回路に直列に接続されている。
ブロッキング容量ＣＳは駆動電圧接続点と基準電圧ＶＲＥＦとの間で直流が直接流れるのを防止するようになっている。しかしながらこのブロッキング容量（コンデンサ）は当該信号周波数に対し短絡回路を見なすことができるような高い容量値を有する。従って、信号はＰＩＮダイオードＤ２２と前記第１インダクタンスＬ２２との並列接続回路に進む。ダイオードには駆動電圧接続回路を介し、制御電流を注入できる。抵抗ＲＳはこの制御電流に対し適当な値が得られるよう、駆動電圧ＶＤに対して適合されている。従って、このような構造により駆動電圧ＶＤを制御することにより、低抵抗状態と高抵抗状態との間でＰＩＮダイオードを切り替えることができる。
図６ａおよび６ｂは、ＧＳＭ信号をフィルタによって除去するようにフィルタが最適にされた、第１モードにあるスイッチ可能なフィルタ３ａの関数を示す簡略接続図を示す。図６ａは、フィルタ３ａが約９００ＭＨｚの信号、例えばＧＳＭ信号の基本周波数バンドを見た場合のフィルタを示す。第１インダクタンスＬ２１と第１容量（コンデンサ）Ｃ２１とは、９００ＭＨｚの共振周波数を有する並列共振回路を形成するので、複合インピーダンスはこれら周波数で大きくなる。第１共振回路デバイス２２内のこの図６ａに示された他の部品は無視できる。本例では共振回路デバイス２２と２４とは同一であるので、第２共振回路デバイス２４にも同じ条件が当てはまる。従って、この周波数レンジ内の信号はわずかな損失でフィルタ３ａの入力端から、その出力端Ｏ３ａへ伝達される。
図６ｂは、約１８００ＭＨｚの信号、例えばＧＳＭ信号の一次高調波に対するフィルタとしてのフィルタ３ａを示す。このフィルタが第１モードとなっている場合、ＰＩＮダイオードは低抵抗状態となっている。図８から判るようなＰＩＮダイオードＤ２２となっているスイッチング手段Ｓ２２は、ここではダイオード抵抗Ｒ２２ｏｎと直列なダイオードのインダクタンスＬ２２ｏｎとして示されている。共振回路デバイス２２は、１８００ＭＨｚの当該周波数レンジでダイオードインダクタンスＬ２２ｏｎと前記第１容量Ｃ２１によって形成される直列共振回路によって制限される。この第１容量Ｃ２１はＧＳＭ信号の一次高調波５２に対し、図１で２ｆ１と表示された中心周波数にほぼ対応する共振周波数を有する。このことは、１８００ＭＨｚの当該周波数レンジ内では、共振回路デバイス２２の総インピーダンスの値が小さくくなることを意味している。従って、共振回路デバイス２２はＧＳＭ信号の一次高調波を減衰する。２つの共振回路デバイス２２と２４とは同一であるので、これらデバイスの各々は当該高調波を減衰する。これら共振回路デバイス２２と２４とは１８００ＭＨｚに対する長さが４分の１波長に対応するマイクロストリップ素子によって分離されているので、総減衰量が各共振回路デバイスの個々の減衰量の、多少簡略化されているが２倍の大きさ（デシベルで計算）となるように、共振回路デバイス２２と２４とは互いに協働する。
スイッチング可能なフィルタ３ａは、より広い周波数レンジに対しては、いわゆるノッチフィルタと称されるバンド除去フィルタとして機能する。図１におけるオーバー関数Ｈ３ａ’はこの状況を示す。
図７は、ＤＣＳ信号を送信するようになっている、第２モードのスイッチング可能なフィルタ３ａの機能を示す略接続図である。この図７では、フィルタ３ａはこのフィルタをＤＣＳ信号の基本周波数バンドのような約１８００ＭＨｚの信号から見た場合の状態で示されている。共振回路デバイス２２および２４におけるスイッチ手段Ｓ２２およびＳ２４は開放状態となっている。このことは、この第２モードにあるスイッチング手段に含まれるＰＩＮダイオードは高抵抗状態となっていることを意味する。多少簡略すれば、これらＰＩＮはダイオード容量Ｃ２２ｏｆｆに並列なダイオード抵抗Ｒ２２ｏｆｆ、かつダイオード容量Ｃ２４ｏｆｆに並列なダイオード抵抗Ｒ２４ｏｆｆとしてそれぞれ働く。当該１８００ＭＨｚにおける周波数レンジに対しては、共振回路デバイス２２はダイオード容量Ｃ２２ｏｆｆおよび前記第１インダクタンスＬ２２によって形成される並列共振回路によって支配される。この第１インダクタンスＬ２２は並列共振回路がＤＣＳ信号の基本周波数バンド６１に対し、図１にｆ２と表示された中心周波数にほぼ対応する共振周波数を有するようになっている。このことは、約１８００ＭＨｚの当該周波数レンジ内では、共振回路デバイス２２の総インピーダンスの値が高くなることを意味する。従って、共振回路デバイス２２はわずかな限界的減衰でＤＣＳ信号の基本周波数バンドを伝達する。並列共振回路２２と２４とは同一であるので、同じことは第２並列共振回路２４についても当てはまる。従って、当該周波数レンジ内の信号はわずかな低い損失でフィルタ３ａの入力端から出口端Ｏ３ａへ伝達される。
図９は、スイッチング可能なフィルタ３ａの別の実施例を示す。図９において番号９０で表示されたフィルタは、フィルタの出力端Ｏ９０とその入力端Ｉ９０とを接続する第１マイクロストリップ素子９５を含む。このフィルタは更に第２マイクロストリップ素子９６と第３マイクロストリップ素子９７とに直列に分割された、シャント接続されたマイクロストリップ導体を含む。これらの各々は１８００ＭＨｚでほぼ４分の１波長に対応し、更に９００ＭＨｚで８分の１波長にも対応する長さを有する。第２マイクロストリップ素子９６の第１端部はスイッチング可能なフィルタ９０の出力端Ｏ９０に接続されており、この第２マイクロストリップ素子９６の第２端部は第３マイクロストリップ素子９７の第１端部に点Ｐ１で接続されている。これに対応し、第３マイクロストリップ素子９７の第２端部は基準電圧ＶＲＥＦに接続されているので、この点で短絡されている。
第１マイクロストリップ素子９６の前記第２端部には、結合容量ＣＣ９４を介し、共振回路デバイス９４の第１ターミナルも接続されている。この共振回路デバイス９４の第２ターミナルは基準電圧ＶＲＥＦに接続されている。共振回路デバイス９４は、本例では無線周波数に関し、図５、６ａ、６ｂおよび７を参照して説明した共振回路デバイス２２および２４としての全等価的構造を有する。この共振回路デバイス９４はＰＩＮダイオードの周りに構成された第１インダクタンスＬ９４とスイッチング手段Ｓ９４との第１並列接続回路を含む。この第１並列接続部と直列に、第２インダクタンスＬ９３と第１容量Ｃ９３の第２並列接続部が配置されている。
第１容量（コンデンサ）Ｃ９３と第２インダクタンスＬ９３とは、約９００ＭＨｚの共振周波数を有する並列共振回路を形成する。よって、この共振回路デバイス９４はＧＳＭ信号の基本周波数バンドから見たインピーダンスに影響しないことが理想的である。９００ＭＨｚでマイクロストリップ素子９６および９７の総長さが４分の１波長に対応するとき、共振回路デバイス９４と別個にマイクロストリップ素子９７の前記第２端部における短絡回路は点Ｐ２で極めて高いインピーダンスに変換される。従って、第１マイクロストリップ素子９０を介して伝達されるＧＳＭ信号はシャント接続されたマイクロストリップ導波体を信号に影響しない破断点と見なす。よってわずかな限界的減衰でＧＳＭ信号の基本周波数バンドがフィルタを通って伝達されることが保証される。
前記第２マイクロストリップ素子９７の長さは１８００ＭＨｚに対する４分の１波長に対応するので、マイクロストリップ素子９７の前記第２端部における短絡回路は大ざっぱに表現して、この周波数レンジ内の信号に対し点Ｐ１にて無限のインピーダンスに変換される。従って、これら信号に対しては共振周波数デバイス９４によってインピーダンスしか生じない。フィルタ９０が第１モードとなっている場合、スイッチング手段Ｓ９４内のＰＩＮダイオードは高抵抗状態にある。従って，第１インダクタンスＬ９４と、スイッチング手段Ｓ９４内のＰＩＮダイオードがこの状態で示す容量とから、並列共振回路が形成される。この並列共振回路に対する共振周波数は約１８００ＭＨｚに適合されており、このことは、共振回路デバイス９４は全体としてこの周波数レンジに対して高いインピーダンスを示すことを意味する。従って、１８００ＭＨｚにおける信号に対する点Ｐ１のこのような高インピーダンスは、点Ｐ２では低インピーダンスに変換される。このことは、約１８００ＭＨｚの信号は実際にはシャント接続されたマイクロストリップ導波体によって短絡されることを意味する。従って、フィルタ９０はこの第１モードでは１８００ＭＨｚの前後で信号を良好に減衰する。
フィルタ９０が第２モードとなっている場合、スイッチング手段Ｓ９４内のＰＩＮダイオードは低抵抗状態にある。第１容量Ｃ９３とＰＩＮダイオードがここで示すインダクタンスから直列共振回路が形成される。この直列共振回路に対する共振周波数は約１８００ＭＨｚに適合されており、このことは共振回路デバイス９４は全体としてこの周波数に対し極めて小さいインピーダンスを示す。約１８００ＭＨｚの信号に対する点Ｐ１でのこのような低インピーダンスは、点Ｐ２における高インピーダンスに変換される。このことは、約１８００ＭＨｚの信号はわずかに小さい減衰しか受けないでフィルタを通過することを意味する。
要するに、フィルタ９０はオン／オフできるバンド除去フィルタとして働く。第１モードで更に減衰が必要な場合、すなわちバンド除去機能がオンされると、減衰を希望する周波数で４分の１波長に対応する長さを有する伝送導体の部品により、いくつかの同じフィルタデバイスを直列に結合したり、適宜分離したりできる。このような方法は、個々のフィルタデバイスの減衰と比較し、デシベルで計算した場合、減衰量を約２倍にする。それ自体公知の技術に従い、この４分の１波長伝送導体素子を、いわゆるパイ（π）形ネットワークまたはＴ形ネットワーク（好ましくはディスクリート部品から構成される）に交換しても同じ効果が得られる。
更に同じように、図５〜８を参照して示した例における共振回路デバイス２２および２３のうちの１つとして配置された共振回路デバイスとフィルタ９とを組み合わせることも可能である。
図１０は、スイッチング可能なフィルタ３ａの別の実施例を示す。この図１０において、番号１１０で表示されたフィルタは、フィルタの出力端Ｏ１１０をその入力端Ｉ１１０に接続するマイクロストリップ素子１２５を含む。このマイクロストリップ素子１２５は１８００ＭＨｚにおいて４分の１波長にほぼ対応する長さを有する。出力端Ｏ１１０には第１共振回路デバイス１２４の第１ターミナルが接続されており、この第１共振回路デバイス１２４の第２ターミナルは基準電圧ＶＲＥＦに接続されている。前記第１共振回路デバイス１２４は、第１インダクタンスＬ１２４とＰＩＮダイオードの周りに構成された第１スイッチング手段Ｓ１２４との直列接続回路と第１容量Ｃ１２４との第１並列接続回路を含む。この第１並列接続回路に直列に第２インダクタンスＬ１２３が配置されており、入力端Ｉ１１０には第２共振回路デバイス１２２の第１ターミナルが接続されている。この第２共振回路デバイス１２２は、好ましくは前記第１共振回路デバイス１２４と同じ構造を有し、第２容量Ｃ１２２と、第２スイッチング手段Ｓ１２２と、第３インダクタンスＬ１２２と、第４インダクタンスＬ１２１とを含む。
スイッチング可能なフィルタ１１０が第１モードとなっている場合、スイッチング手段Ｓ１２２およびＳ１２４内のＰＩＮダイオードは高抵抗状態にある。この状態では、ＰＩＮダイオードはほぼ容量性特性を有する。しかしながら、ＰＩＮダイオードの容量の値は、第１近似したこれら容量をダイオードに並列接続された容量Ｃ１２２およびＣ１２４に対し、無視できるような値となっている。第１共振回路デバイス１２４では、前記第１容量Ｃ１２４と前記第２インダクタンスＬ１２３とからほぼ直列共振回路が形成される。この直列共振回路は、この回路がＧＳＭ信号の第１高調波をカバーするようなブロックバンドを生じさせるように適合された共振周波数を有する。同様に、共振回路デバイス１２２内でも、ほぼ同じ特性を有する直列共振回路が形成される。よって共振回路デバイス１２２と１２４とは、この高調波の意図する減衰量が得られるように相互に協働する。
共振回路デバイス１２２および１２４は、９００ＭＨｚのＧＳＭ信号の基本周波数バンドに対してシャント接続された容量素子として働き、これら容量性素子の値は基本的には容量Ｃ１２２およびインダクタンスＬ１２２ならびに容量Ｃ１２４とインダクタンスＬ１２４によって形成される上記直列共振回路によって決定される。しかしながら、容量Ｃ１２４とインダクタンスＬ１２４との間の関係は、９００ＭＨｚのＧＳＭ信号の基本周波数バンドが共振回路デバイス１２４を適正な値を有する容量性素子と見て、よってこれら周波数における長さが８分の１波長に対応するマイクロストリップ素子１２５が、この容量を第１共振回路デバイス１２２で必要な誘導値に変換し、その容量性効果を補償するようになっている。このように、９００ＭＨｚに対しては良好なインピーダンスマッチングが保証されるので、ＧＳＭ信号の基本周波数バンドはわずかな限界的損失でフィルタ１１０を通過できる。
スイッチング可能なフィルタ１１０が第２モードとなっていると、ＰＩＮダイオードは低抵抗状態にある。この状態ではこれらＰＩＮダイオードはほぼ誘導性特性を有する。よって共振回路デバイス１２４ではスイッチング手段Ｓ１２４内のＰＩＮダイオードの内部インダクタンスと第１インダクタンスＬ１２４とは、前記第１容量Ｃ１２４と共に並列共振回路を形成する。この並列共振回路は図１で番号６１で表示されたＤＣＳ信号の基本周波数バンドにほぼ対応する基本周波数を有する。従って、この並列共振回路は共振回路デバイス１２４が１８００ＭＨｚの信号に対して共振回路デバイスのインピーダンスが高くなる。このように、ＤＣＳ信号の基本周波数バンドは、このシャント接続された第１共振回路デバイス１２４によって大きく影響されることはない。共振回路デバイス１２２と１２４とは同一であるので、第２共振回路デバイス１２２もＤＣＳ信号の基本周波数バンドに大きく影響することはない。これにより、第２モードでは約１８００ＭＨｚの周波数に対する損失が少なくなっている。
第１共振回路デバイス１２４内の第１インダクタンスＬ１２４および第２共振回路デバイス１２２内の第３インダクタンスＬ１２２は、フィルタが機能する上で必ずしも必要ではない。これらインダクタンスの目的は、前記直列共振回路の共振周波数に影響を与えることである。リアクタンス性素子の大きさの値は消耗する共振周波数が得られるように、相互に、かつＰＩＮダイオードの内部リアクタンスに関連して決定しなければならないので、本例に対してより適当な値が得られるように、インダクタンスＬ１２４およびＬ１２２は共振回路デバイス１２４および１２２内の他のリアクタンス性素子の値の決定に影響する。共振回路デバイス１２４および１２２内のりアクタンス性素子の値の決定に影響する別の可能性として、並列接続および／または直列接続による２つ以上のＰＩＮダイオードを組み合わせる方法が挙げられる。
これまで説明したいずれの例もＧＳＭ兼ＤＣＳ用移動電話システム用のデュアルバンド移動局における電力増幅デバイス用のものである。当然ながら本発明はこれら用途に限定されるものではない。例えば本発明は、ＧＳＭ兼ＰＣＳバンド用移動局でも利用できる。図１は、このケースにおける信号間の関係を示す。この図では、Ｓは信号強度を示し、ｆは周波数を示す。電力増幅器からのＧＳＭ信号Ｓ３は、約９００ＭＨｚの中心周波数ｆ３を有する基本周波数バンド８１を含む。更にＧＳＭ信号は、少なくとも３つの周波数バンド８２、８３および８４に偶数および奇数の高調波を含む。これら周波数バンド８２、８３および８４の中心は、ほぼ周波数２ｆ３、３ｆ３および４ｆ３であり、これら周波数は周波数ｆ３の倍数となっている。同じ電力増幅器からのＰＣＳ信号Ｓ４は、約１８００ＭＨｚの中心周波数ｆ４を有する基本周波数バンド９１を含む。更に、ＰＣＳ信号は多数の周波数バンド（そのうちの１つのバンド９２が図に示されている）における高調波を含む。図から判るように、ＧＳＭ信号Ｓ３からの周波数バンド８２は、ＰＣＳ信号Ｓ４からの基本周波数バンド９１に重ならないが、極めて接近する。単一の固定されたフィルタデバイスにより、高調波のすべてを抑制すると共に、同時に基本周波数バンド８１および９１の有効な送信を保証することは、このように考えついたフィルタデバイスが示す急峻性により、極めて困難であり、実際にはほとんど問題にならない。本発明に係わるスイッチング可能なフィルタデバイスは、この問題に対する解決案を提供するものである。
送信すべき２つの基本周波数バンドの関係が、互いに妥当な距離で周波数バンドが終了するような関係となっている場合にも本発明は適す。例えば、図５の例に従って構成されたフィルタデバイスでは、共振回路の共振周波数は互いに独立した関係で選択できる。このことは、回路の機能にはこれら基本周波数バンドの相互の関係は重要ではないことを意味している。
更に、本発明では３つの別の周波数バンド、例えばＧＳＭ、ＤＳＣおよびＰＣＳ用の共通電力増幅デバイスを得ることも可能である。このケースでは、ＤＣＳとＰＣＳ信号に対する増幅器およびフィルタの機能は共通モードで適当に得られるが、ＧＳＭ信号は別のモードで増幅し、フィルタリングする。３つ以上の別個の周波数バンド用の無線送信機で使用するように、適当に別々にスイッチング可能な２つ以上のフィルタデバイスを直列に接続することも可能である。ここでは、各フィルタデバイスはオン／オフに切り替えできるノッチフィルタの特性を有することが好ましい。
本発明を使用する分野の具体的な別の例としては、日本の移動電話システムＰＤＣ（パーソナルデジタルセルラー）用のデュアルバンド移動局があり、この電話システムは、８００ＭＨｚおよび１５００ＭＨｚで使用される。更に、当然ながら本発明は、移動電話以外の他の分野および他の無線周波数の分野で使用される無線送信機用にも使用できる。
図１２には移動電話用のデュアルバンド移動局１００の略ブロック図が示されている。この移動局は２つの別個の周波数バンド（一度に１つのバンドを使用する）を通し、音声およびデータ送信をするようになっている。移動局は、音響−電気（Ａ／Ｅ）コンバータ１６０を含み、このコンバータはこのコンバータからの音声情報をデジタル化する音声符号化器１６１に結合されている。この音声符号化器１６１は第１スイッチング手段１６２を介し、チャンネル符号化器１６３に結合されており、チャンネル符号化器は無線送信機１６４に接続されている。この無線送信機は図２で番号１０で表示されたスイッチング可能な電力増幅デバイスを含み、アンテナ１６５に接続されている。
アンテナ１６５と同じアンテナとすることができるアンテナ１７５には、無線受信機１７４が結合されており、この無線受信機がチャンネル復号化器１７３に結合されている。チャンネル復号化器１７３は第２スイッチング手段１７２を介し、音声復号化器１７１に接続されており、この音声復号化器１７１は電気−音響（Ｅ／Ａコンバータ）１７０に接続されており、デジタル情報をアナログサウンド情報に復号化するようになっている。
制御ユニット１６７はデータ供給入力手段１６８に結合された第１データ入力端と、第１スイッチング手段１６２に接続された第１データ出力端を有する。更に制御ユニット１６７は第２スイッチング手段１７２に結合された第２データ出力端およびデータ供給出力手段１６９に結合された第３データ出力端を有する。更にこの制御ユニットは、図には示されていない別の制御用出力端を有する。
制御ユニット１６７は、その制御用出力端を介し、無線送信機１６４および無線受信機１７４を制御し、電力増幅デバイスのモードを設定し、無線トラヒックチャンネルおよびタイムスロットを選択することができる。更にこの制御ユニットは、その制御出力端を介し、出力端が音声情報または別のタイプのデータを提供したり、受信するように、スイッチング手段に影響することができる。
例えば移動局から基地局に音声を送信する際、送信に先立ち、音声符号化器１６１内で音声がデジタル化される。音声を示すデジタル信号は第１スイッチング手段１６２を介し、チャンネル符号化器１６３へ送られ、チャンネル符号化器で移動局に割り当てられた３つ以上の連続するタイムスロット上に広がる誤り訂正符号と共に、無線トラヒックチャンネル上で送信するようにデジタル信号が符号化される。送信機はデジタル信号を変調し、かつ電力増幅し、制御ユニットからの制御信号の制御によりタイムスロットの間で高速でデジタル信号を送る。
移動局から基地局へデータを送信する際、データはデータ供給手段１６８により制御ユニット１６７へ送られる。制御ユニットからは供給入力データを示すデジタル信号が第１スイッチング手段１６２を介し、チャンネル符号化器１６３へ送られる。チャンネル符号化器１６３では音声符号化器１６１からのデジタル信号と同様に、制御ユニットからのデジタル信号が符号化される。制御ユニットからのデジタル信号は、その後、音声と同様に無線送信機を介して送信される。
無線トラヒックチャンネル上で基地局から移動局１００へ音声を送信する際、制御ユニット１６７からの信号の制御により、タイムスロット中に高速で無線受信機１７４内にデジタル信号が受信される。これらデジタル信号は復調され、無線受信機１７４からチャンネル復号化器１７３へ送られる。チャンネル復号化器１７３では誤り訂正復号化が行われる。この復号化は基本的にはチャンネル符号化器１６３で行われる符号化の逆である。チャンネル復号化器１７３からのデジタル信号は第２スイッチング手段１７２を介し、音声復号化器１７１へ送られる。音声復号化器では、スイッチング手段からのデジタル情報がアナログサウンド情報に復号化される。
【図１】
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【図２】
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【図３ａ】
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【図３ｂ】
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【図４】
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【図５】
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【図８】
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【図９】
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【図６ａ】
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【図６ｂ】
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【図７】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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