(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
OFDM（直交周波数分割多重化）システムのための、多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出方法において、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定するステップと、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定するステップと、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定するステップと、
２つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定するステップと、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定ステップを繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力するステップとを含み、
前記推定された伝送信号の検出を行うステップが、更に、
推定されたパルス応答に対しサイズLの高速フーリエ変換を行うサブステップと、
該高速フーリエ変換の出力を、受信信号及び推定チャンネル周波数応答で除算するサブステップと、
前記除算ステップで得られる商にハード判定を行って推定伝送信号を求めるステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を、伝送されるシンボルに前置されたパイロット信号から推定することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を先に推定したOFDMシンボルから推定することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
伝送信号の推定値を復号し、
伝送信号の復号された推定値で推定パルス応答を更新するステップを更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
多重パスフェージングチャンネルの特性が未知であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
全ての伝送されるシンボルではなく幾つかの伝送シンボルに隣接してパイロット信号を挿入することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
前記推定ステップが更に、
伝送信号をそれ自身及び対応の受信信号と相関するサブステップと、
前記相関された信号に対し伝送シンボルのサイズの高速逆フーリエ変換を行うサブステップとを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項８】
OFDM（直交周波数分割多重化）システムのための、多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出方法において、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定するステップと、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定するステップと、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定するステップと、
２つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定するステップと、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定ステップを繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力するステップとを含み、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を、伝送されるシンボルに前置されたパイロット信号から推定し、
更に、各パイロット信号をそれ自身及び対応の受信信号と相関するステップと、
前記相関された信号に前記パイロット信号のサイズの高速逆フーリエ変換を行うステップと、
最大チャンネル長よりも大きい指数を用いて前記高速逆フーリエ変換の出力を落として前記多重パスフェージングチャンネルにおけるノイズの作用を低減するステップと、
前記高速逆フーリエ変換の残余の出力に対し離散型フーリエ変換を行うステップと、
前記離散型フーリエ変換の出力の商を処理して前記多重パスフェージングチャンネルの推定パルス応答を得るステップとを更に含むことを特徴とする方法。
【請求項９】
前記指数が、伝送される信号に隣接するガード期間よりも大きいことを特徴とする請求項８に記載の方法。
【請求項１０】
OFDM（直交周波数分割多重化）システムのための、多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出方法において、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定するステップと、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定するステップと、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定するステップと、
２つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定するステップと、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定ステップを繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力するステップと、
前記パルス応答及び前記推定伝送信号の結合最大尤度関数を最大化するステップとを含み、
前記結合最大尤度関数を最大化するステップが更に、
前記伝送信号及び受信信号の検出された推定量の対応の組み合わせにサイズMの高速逆フーリエ変換を行うサブステップと、
前記高速逆フーリエ変換の出力にサイズLの離散型フーリエ変換を行うサブステップと、
前記離散型フーリエ変換の出力にサイズLの離散型逆フーリエ変換を行ってチャンネルのパルス応答の推定量を生成するサブステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項１１】
Lが相続く伝送シンボル間の１つのガード期間の長さであることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記伝送信号が一定のモジュラスの場合に、前記離散型フーリエ変換及び前記離散型逆フーリエ変換の代わりに定数による除算を用いることを特徴とする請求項１０に記載の方法。
【請求項１３】
OFDM（直交周波数分割多重化）システムのための、多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出方法において、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定するステップと、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定するステップと、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定するステップと、
２つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定するステップと、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定ステップを繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力するステップと、
前記パルス応答及び前記推定伝送信号の結合最大尤度関数を最大化するステップとを含み、
前記結合最大尤度関数が下式で表され、
【数１】
0004046515.tif 000047
上式中、Xは伝送信号を表し、hは多重パスフェージングチャンネルのパルス応答を表し、Yは受信信号を表し、σ2 はM個のサブチャンネルを有する多重パスフェージングチャンネルのノイズ分散を表し、
前記結合最大尤度関数は、下式で表される距離費用関数を最小化することにより求められ、
【数２】
0004046515.tif 000048
上式中、Lはチャンネルメモリの長さであることを特徴とする方法。
【請求項１４】
OFDM（直交周波数分割多重化）システムのための、多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出方法において、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定するステップと、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定するステップと、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定するステップと、
２つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定するステップと、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定ステップを繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力するステップと、
前記パルス応答及び前記推定伝送信号の結合最大尤度関数を最大化するステップとを含み、
前記結合最大尤度関数が下式で表され、
【数３】
0004046515.tif 000049
上式中、Xは伝送信号を表し、hは多重パスフェージングチャンネルのパルス応答を表し、Yは受信信号を表し、σ2 はM個のサブチャンネルを有する多重パスフェージングチャンネルのノイズ分散を表し、
前記受信信号が下式で表され、
y(k)＝Σ(l=0〜L-1){hl,kx(k-l)＋n(k)}
上式中、Lはチャンネルメモリの長さであり、k-lはシンボル時点klに印加されるパルスに起因するシンボル時点kでのチャンネル応答であり、n(k)は加算的白色ガウス型ノイズであることを特徴とする方法。
【請求項１５】
OFDM（直交周波数分割多重化）システムのための多重パスフェージングチャンネル及び伝送信号を連携的に推定する反復最大尤度チャンネル推定及び信号検出システムにおいて、
前記多重パスフェージングチャンネルの初期パルス応答を推定する手段と、
前記推定されたパルス応答を用いて伝送信号の推定量を算定する手段と、
前記推定された伝送信号を用いてパルス応答を再推定する手段と、
２つの相続いて推定されたチャンネルパルス応答間の差を測定する手段と、
前記差が予め定められた閾値より小さくなるまで前記算定、再推定及び測定を繰り返し、前記差が前記予め定められた閾値よりも小さくなった時点で最終的に推定された伝送シンボルを出力する手段とを含み、
前記推定手段が、
前記伝送信号及び受信信号の検出推定量の対応の組み合わせに結合されたサイズMの高速逆フーリエ変換と、
前記高速逆フーリエ変換の出力に結合されたサイズLの離散型フーリエ変換と、
前記離散型フーリエ変換の出力に結合されて前記チャンネルのパルス応答の推定量を発生するサイズLの離散型逆フーリエ変換とを含むことを特徴とするシステム。
【請求項１６】
前記伝送信号が一定のモジュラスの場合に、前記離散型フーリエ変換及び前記離散型逆フーリエ変換の代わりに定数による除算器を用いることを特徴とする請求項１５に記載のシステム。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般に、無線通信における直交周波数分割多重化（Orthogonal Frequency Division Multiplexing、以下、単にOFDMとも略称する）システムのための反復的最大尤度チャンネル推定及び信号検出システム及び方法に係わり、特にOFDMシステムにおいてチャンネルのパルス応答を推定すること並びに推定されたチャンネルにおいて信号を検出することに関する。
【０００２】
【従来の技術】
無線通信システムにおいて、無線信号は、周波数及び時間に依存し選別的なフェージングを受ける。この問題は、無線チャンネルにおける多重パス（通路）伝搬及びドップラー遷移により惹起されるものである。直交周波数分割多重化もしくはOFDMは、上記のような問題を最小限度に抑制しつつ高いビットレートで信号（シンボルとも称する）を伝送するための技術のひとつである。例えば、シミニ（Cimini）の "Analysis and simulation of a digital mobile channel using orthogonal frequency division multiplexing" IEEE Trans. on Comm., COM-33, pp.665-675, (July 1985)を参照されたい。
【０００３】
直交周波数分割多重化（OFDM）システムでは、直交性を達成するために最小周波数間隔で周波数多重化を用いて、並列の低ビットレートのサブチャンネルに亘りシンボルを分割する。直交周波数分割多重化（OFDM）は、本来的に、周波数に依存する選別的フェージングに対して堅牢である。その理由は、各狭帯域のサブチャンネルが、実用上、サブチャンネルの周波数応答が局所的に平坦である全スペクトルの極く小さな部分しか占めないからである。
【０００４】
また、多重パス（通路）干渉に対する堅牢性は、隣接するOFDMシンボルを分離するガード期間の存在にも依拠している。チャンネル遅延のひろがりがガード期間よりも小さい場合には、シンボル間干渉（ISI：intersymbol interference：符号間干渉とも称する）が、実際のOFDMシンボルに影響を与えることはない。受信装置において該ガード期間は除去もしくは廃棄することができる。
【０００５】
チャンネル推定は、システムの綜合的な性能に対し相当な影響を有する。チャンネル情報が存在しない場合には、コヒーレント検波と比較して信号対雑音比（SNR：signal to noise ratio）に３乃至４dBの損失を伴う微分検波が通常用いられている。例えば、リー（Li）外の "Robust channel estimation for OFDM systems with rapid dispersive fading channels" IEEE Trans. on Comm., Vol. 46, pp. 902-915, (July 1998) を参照されたい。
【０００６】
コヒーレントな検波を可能にするためには、効率的なチャンネル推定プロセスが必要である。OFDMシステムにおいてパイロット信号を挿入することにより、信頼性の高いチャンネル推定のための基礎が与えられる。或るクラスのパイロット補助推定プロセスにおいては、固定パラメータ線形補間が用いられる。これについては、セイド（Said）外の "Linear two dimensional pilot assisted channel estimation for OFDM systems" 6th IEE Conf. on Telecommunications, pp. 32-36,（1998）及びムーン（Moon）外の "Performance of channel estimation methods for OFDM systems in a multipath fading channels" IEEE Trans. on Consumer Electronics, Vol. 46, No. 1, pp. 161-170,（Feb. 2000）を参照されたい。これらの方法は、実現が非常に単純であるが、不整合が生じた場合に大きな推定誤差が避けられない。
【０００７】
最小平均自乗誤差（MMSE：minimum mean-squared error）という点で最適及び準最適な線形一次元（1-D）、二重1-D及び二次元（2-D）推定装置が、地上オーディオ／テレビジョン放送並びに固定及び移動無線通信におけるパイロット補助チャンネル推定と関連して提案されている。例えば、エドフォーズ（Edfors）外の "OFDM channel estimation by singular value decomposition" IEEE Trans. on Comm. vol. 46, pp. 931-939,（July 1998）及びホーハー（Hoeher）外の "Two-dimensional pilot-symbol-aided channel estimation by Wiener filtering" Proc. of IEEE Int. Conf. on Acoustics, Speech, and Signal Processing, ICASSP-97, vol. 3, pp.1845-1848, (1997) を参照されたい。
【０００８】
しかしながら、回線のフィルタリングもしくは濾過には、無線システムにおいては通常既知ではないチャンネルパルス応答の相関関数のようなチャンネルについての知識が要求される。チャンネル統計量が特定の事例に対し整合している堅牢なパイロット補助推定スキームが、エドフォーズ（Edfors）外の "OFDM Channel Estimation by Singular Value Decomposition" IEEE Trans. on Comm., vol.46, pp. 931-939, （July 1998）及びリー（Li）外の "Pilot-symbol-aided channel estimation for OFDM in wireless systems" IEEE TRans. on Veh. Technol., vol. 49, No. 4, pp. 1207-1215, (July 2000) に記述されている。しかしながら、この場合、堅牢性には性能、即ちパフォーマンス上の損失が伴う。
【０００９】
エイチ．ミニ（H'mimy）の米国特許第５,９１２,８７６号（発明の名称： Method and apparatus for channel estimation）には高速フェージングチャンネルに関しチャンネル応答を推定する方法が記述されている。主信号部分及びパイロット信号部分を含む符号化された直交周波数分割変調（OFDM：Orthogonal Frequency Division Modulated）信号が発生される。この符号化された信号は、フェージングするチャンネルを介して受信ユニットに送信され、該受信ユニットにおいて上記主信号が検出されて、該フェージングチャンネルの周波数応答推定が符号化されたパイロット信号を用いて行われる。検出された主信号及び推定されたチャンネル周波数応答を用いて当該主信号を推定する。この推定は、周波数応答のチャンネル反転或いは最大尤度サブシーケンス推定と組み合わせた新規なチャンネル推定に基づいて行うことができる。上記米国特許明細書に記述されている最大尤度サブシーケンス推定は、最大の尤度で伝送されるデータのシーケンスを選出するのに用いられる。
【００１０】
上記米国特許に記述されている方法によれば、送信器は、データ並びにパイロット信号双方を符号化することが要求される。また、この明細書に開示されている方法においては、パイロット信号が全て「１」であることが要求される。推定は、パイロット信号のみを用い、チャンネルの周波数応答に基づいて行われる。
【００１１】
従って、特に符号化されたパイロット信号に必ずしも依存する必要のないOFDMシステムに対しチャンネル推定及び信号検出を行うための改良された方法及びシステムに対する必要性もしくは需要が存在する。
【００１２】
【発明の概要】
本発明は、直交周波数分割多重化（OFDM）システムにおいて伝送される信号を検出し且つ多重パスフェージングチャンネルのパルス応答を推定するための反復的最大尤度（ML：maximum likelihood）推定方法及びシステムを提供することにある。本発明においては、チャンネルに関し予め知識を持つことは要求されない。また、本発明では、パイロット信号に対し特定の符号化は要求されない。更に、反復的推定手法では、性能、即ちパフォーマンスを改善する目的で、チャンネル推定中、パイロット信号及び主信号が共に用いられる。
【００１３】
本発明による方法のパフォーマンスは、真のチャンネルパラメータでのパフォーマンスに近似する。２つのパス或いは３つのパスの低速フェージングチャンネルの場合には、僅か１回の反復後に、本発明による方法のパフォーマンスは、10-1乃至10-2の範囲囲内の原ビットエラーレートを達成するのに要求される信号対雑音比（SNR）に換算して既知のチャンネル例の０.３dB内になる。
【００１４】
より詳細に述べると、本発明は、正しい主信号を推定する尤度を最大化するために結合チャンネルパルス応答及び伝送信号を反復的に見つけるシステム及び方法を提供するものである。 推定手順もしくは手法はパイロット信号を伴うOFDMシンボルで開始することができる。この場合、チャンネルのパルス応答の初期最大尤度推定量をパイロット信号から得る。このパルス応答の初期推定量に基づいて、主信号の初回の推定が行われる。この初期推定後にパイロット信号及び推定された主信号をチャンネル推定ステップにフィードバックしてチャンネルパルス応答の推定改善量を得る。次いで、再推定されたチャンネルのパルス応答を用いて、主信号の推定の更新を行う。この反復手法は、チャンネル推定量に関する改善が予め定められた閾値を下回った時に中止する。
【００１５】
パイロット信号を含んでいないOFDMシンボルの場合には、当該チャンネルのパルス応答の初期推定量を先行のOFDMシンボルの最終推定量に割り当てることによって反復を開始する。他の反復手順は先のパラグラフに述べたステップに従う。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下の記述においては、先ず、本発明による直交周波数分割多重化（OFDM）システムについて概略的に説明し、次いで、本発明による方法及びシステムに関し詳細に説明する。
【００１７】
直交周波数分割多重化（OFDM）システム
図１は、本発明による直交周波数分割多重化（OFDM）システム１００のベースバンドに等価なダイヤグラムである。このシステムは、無線多重パスフェージングチャンネル１０３のより受信器１０２に結合された送信器１０１を備えている。以下の説明においては、下に説明する理由から一度に１つのOFDMシンボルについて考察する。
【００１８】
入力データ１１１の各直列入力データシンボルは、M個の並列なデータストリーム１１２に変換される（１１０）。ここでMはOFDMシンボルの大きさもしくはサイズを表す。各データストリームは、QPSK（四相位相シフトキーイング）、16 QAM（直交振幅変調）或いは64QAMのような位相及び振幅変調スキームに従って変調される（１２０）。変調された複素数データシンボルX(0), ..., X(M-1)１２１は、高速逆フーリエ変換（IFFT：inverse fast Fourier transforms）によって変換され（１３０）、その並列出力x(0), ..., x(M-1)１３１は伝送のために直列データ（シンボル）１４１に変換し戻される（１４０）。シンボル間にはガード期間が挿入される（１５０）。このガード期間は、周期的な前置パイロット信号を含むことができる。
【００１９】
OFDMシンボルは、多重パスフェージングチャンネル１０３を介して受信器１０２に転送される。多重パスフェージングチャンネルの周波数応答（H）は、周波数領域もしくはドメインにおけるチャンネル特性を表し、他方、パルス応答（h）は、時間領域もしくはドメインにおけるチャンネル特性を表す。このチャンネルは、加算的白色ガウス型分布雑音（AWGN）１５５を受ける。
【００２０】
受信器１０２においては、ガード期間が取り外される（１６０）。この期間が、チャンネル遅延のひろがりよりも長い場合には、ガード期間の除去により、OFDMシンボル間のシンボル間干渉（ISI：intersymbol interference）が除去される。従って、本発明のシステムは、１個のOFDMシンボルだけに基づいて分析することができる。直列データ１７１をM個の並列データに変換（１７０）した後に、受信シンボルy(0), ..., y(M-1) １７２のスペクトル分解を高速フーリエ変換（FFT）１８０によって求め、復旧した複素数データシンボルY(0), ..., Y(M-1)１８１を復調し（１９０）且つ直列順序に復帰し（１９５）、斯くしてデータシンボル１９９が出力される。
【００２１】
チャンネルモデル
多重パスフェージングチャンネル１０３の出力、即ち、受信信号は次のように表すことができる。
【数４】
0004046515.tif 000002
【００２２】
上式中、Lはチャンネルメモリの長さ（チャンネル記憶容量）を表し、k-1は、シンボル時点k1に印加されるパルスに由るシンボル時点k におけるチャンネル応答を表し、そしてn(k) は加算的白色ガウス型分布雑音（AWGN）１５５を表す。
【００２３】
ここで、チャンネル１０３におけるフェージングは低速であると仮定する。即ち、チャンネルは１つのOFDMシンボル時間中実質的に一定であると仮定する。この仮定は、条件fd T≦0.01が満足される限りにおいて有効である。ここでfd は最大ドップラ周波数を表し、TはOFDMシンボル期間の長さを表す。
【００２４】
入力データレートがRビット／秒であり且つサブチャンネル数がMであるとすると、QPSK（四相位相シフトキーイング）変調で、T=2M/Rとなる。速度Vで移動している送信器或いは受信器に対して最大ドップラ周波数はfd = fc v/cであり、ここでfc は搬送周波数を表し、cは光速を表す。このような前提を基に、低速のフェージングという前提を満たすのに必要な関係は次式のように表わされる。
【数５】
0004046515.tif 000003
【００２５】
例えば、データレートRが2Mbpsであり、送信器が受信器に対して66mphで移動しおり、そして搬送周波数が1GHzであるとすると、サブチャンネルの数を１００よりも小さく選ぶ限りにおいて、１つのOFDMシンボル時間中チャンネルは一定であると言うことができる。この前提の基に、本発明によるチャンネルモデルは下記のように表すことができる。
【数６】
0004046515.tif 000004
【００２６】
最大尤度チャンネル推定
多重パスチャンネルにおいて搬送波間干渉を回避するために、ガード期間に対して周期的な前置パイロット信号を使用することができる。長さNの周期的前置パイロット信号を有するOFDMシンボルは、下記のように表すことができる。
【数７】
0004046515.tif 000005
但し、
【数８】
0004046515.tif 000006
ここで、０≦ｋ≦Ｍ−１，０≦１≦Ｌ−１およびＬ−１≦Ｎに対し次式、即ち
【数９】
0004046515.tif 000007
が成り立つので、
【数１０】
0004046515.tif 000008
となる。
【００２７】
式３及び４を
【数１１】
0004046515.tif 000009
に代入すると、下式が得られる。
【数１２】
0004046515.tif 000010
【００２８】
上式中、N(0),..., N(M-1) は、それぞれ独立しておって、無相関的に均質分布された（i.i.d：independent and identically distributed）ガウス型ランダム変数（無相関均質分布（i.i.d.）ガウス型ランダンム変数）であるn(0),..., n(M-1) のフーリエ変換を表す。
【００２９】
式（７）はまた、チャンネルのパルス応答に関して次のように表すことができる。
【数１３】
0004046515.tif 000011
【００３０】
ここで、式（４）は、周期的前置パイロット信号をガード期間で使用しない場合には成り立たない点に留意されたい。即ち、式（７）におけるY(m) はX(m) 及び他のX(i) に依存する。尚、(i≠m) である。
【００３１】
本発明の目的は、チャンネル１０３のパルス応答を推定することにある。チャンネル周波数パラメータH(0),..., H(M-1) は相関している。しかしながら、パルス応答パラメータh0 , ..., hL-1 は独立しており、時間ドメインにおけるパラメータの数は周波数ドメインにおけるパラメータの数よりも小さい。従って、時間ドメインにおいて、式（７）に最大尤度（ML）近似を適用する、即ちチャンネルのパルス応答のML推定量を求めるのが適切である。
【００３２】
本発明では、チャンネルパルス応答と推定伝送信号の結合最大尤度推定量を用いる。表記法を簡略化するために、推定伝送信号、チャンネルのパルス応答及び受信信号を表すのにそれぞれX、h及びYを用いることにする。X及びhが与えられれば、受信信号Yの結合尤度関数は下式で表される。
【数１４】
0004046515.tif 000012
【００３３】
上式中、σ2、はノイズ分散を表す。結合もしくは連携してf(Y│X，h)を最大にするh及びXを求める必要がある。即ち等価的に、下式で表される距離費用関数を最小化する必要がある。
【数１５】
0004046515.tif 000013
【００３４】
チャンネル推定
次に、図２を参照し、本発明による最大尤度（ML）チャンネル推定手順２００について説明する。手順２００によれば、検出信号X２０１及び受信信号Y２０２の組み合わせ２１５の対応の相関に対してサイズMの２回の高速逆フーリエ変換（IFFT）２１０−２１１が行われる。言い換えるならば、検出信号は、それ自身並びに受信信号と相関される。サイズLの２回の離散型フーリエ変換（DFT）２２０−２２１を高速逆フーリエ変換（IFFT）２１０−２２１の出力に対して行い、逆DFT（離散型逆フーリエ変換）２３０で、DFT２２０−２２１の商からチャンネル推定量h２０９を生成する。
【００３５】
チャンネルノイズ１５５の効果は、最大チャンネル長或いはOFDMシンボルに隣接するガード期間の長さよりも大きい指数でIFFT２１４、２１６の出力を落とすことにより低減される。ここで、線路２１４及び２１６に示す２１０及び２１１の最初のL個の出力だけがDFT２２０及び２２１に接続されている点に留意されたい。従って、DFT（離散型フーリエ変換）は、IFFT（高速逆フーリエ変換）２１０−２１１の残りの出力だけに対して行われることになる。
【００３６】
破線ブロック２４０に示したステップは、定モジュラス信号に対し定数Cの除算で置き換えることができる。
【００３７】
0≦l≦L-1に対しhl = al + jbl とする。伝送信号X２０１が既知となれば、h1に対する解を次式で求めることができる。
【数１６】
0004046515.tif 000014
上式から容易に下式が導き出される。
【数１７】
0004046515.tif 000015
及び
【数１８】
0004046515.tif 000016
或いは等価的に
【数１９】
0004046515.tif 000017
【００３８】
上式中、z(k)２１４及びs(k)２１６は、それぞれ下式、
【数２０】
0004046515.tif 000018
の逆フーリエ変換２１０−２１１として定義される。
【００３９】
ここで、記号 * は複素共役を表す。式（１５）の両辺においてサイズLの離散型フーリエ変換（DFT）２２０−２２１をとると、
【数２１】
0004046515.tif 000019
【００４０】
が得られる。上式中、上付き文字（L）は、全て同じサイズMである既述のFFT（高速フーリエ変換）及びIFFT（高速逆フーリエ変換）と区別するためにDFT（離散型フーリエ変換）のサイズを表す。従って、
【数２２】
0004046515.tif 000020
は0≦l≦L-1に対するZ(L)(l)/S(L)(l)  のサイズLの離散型逆フーリエ変換（IDFT）２３０として得ることができる。即ち、
【数２３】
0004046515.tif 000021
【００４１】
定モジュラス信号に対しては、全てのmに対し、│X(m)│2 = Cであり、Cは定数である。
従って、
【数２４】
0004046515.tif 000022
【００４２】
この場合、式（１５）から直接下式を得ることができる。
【数２５】
0004046515.tif 000023
【００４３】
故に、所与のXに対し、チャンネル
【数２６】
0004046515.tif 000024
のML推定量２０９は、式（１９）または（２１）により与えられる解である。
【００４４】
１つの問題点は、チャンネルメモリ長Lが未知であることである。しかしながら、システム要件からしてチャンネルメモリはガード期間の長さよりも短くなければならないので、長さLを１ガード期間の長さにとすることができる。即ち、L=Nとすることができる。
【００４５】
信号検出
図３を参照して、本発明による信号検出手法３００について説明する。高速フーリエ変換３１０から得られる所与のチャンネルパルス応答h３０１または周波数応答H３０２に対して、伝送信号のML推定量は、下式によって解くことができる。
【数２７】
0004046515.tif 000025
【００４６】
次いで、信号
【数２８】
0004046515.tif 000026
をハード判定ブロック３２０に通す。その結果推定信号
【数２９】
0004046515.tif 000027
が生成される。
【００４７】
システム全体の説明
図４に示すように、先に述べたチャンネル推定手法２００及び信号検出手法３００を反復的に用いて連携もしくは結合チャンネル推定／信号検出システム４００を形成することができる。図４に示してあるチャンネル推定ブロック及び信号検出ブロックは、それぞれ、図２及び図３に示したシステムを表す。
【００４８】
A. パイロット信号付きのシンボルのための初期推定
パイロット信号を用いて、距離費用関数（距離コスト関数とも称する）
【数３０】
0004046515.tif 000028
を最小にする多重パスフェージングチャンネルのパルス応答の初期推定量
【数３１】
0004046515.tif 000029
を得ることができる。即ち、
【数３２】
0004046515.tif 000030
上式中、距離費用関数
【数３３】
0004046515.tif 000031
は次式で定義される。
【数３４】
0004046515.tif 000032
【００４９】
この段階において、チャンネル推定部２００に対する入力信号は、受信信号、即ちY(0), Y(4), ..., Y(M-4)、並びにパイロット信号、即ち、
【数３５】
0004046515.tif 000033
の一部分であり、そしてIFFT２１０−２１１はＭ／４のサイズである。
【００５０】
図５は、パイロット信号付きのOFDM信号を示す。図５における各コラムは、OFDM信号を表し、ここで、“×”５０１はパイロット信号を、そして、“○”５０２はデータ信号を表す。
【００５１】
B. パイロット信号を伴わないシンボルに対する初期推定
【数３６】
0004046515.tif 000034
を、先行のOFDMシンボルから得られるチャンネルのパルス応答の最終推定量に設定する。
【００５２】
更新ステップ
i≧1 の場合について行う。
【００５３】
C. 信号検出
初期チャンネル推定量
【数３７】
0004046515.tif 000035
が与えられたならば、費用関数
【数３８】
0004046515.tif 000036
を最小にする伝送信号
【数３９】
0004046515.tif 000037
を推定する。即ち、
【数４０】
0004046515.tif 000038
ハード判定結果
【数４１】
0004046515.tif 000039
を出力する。
【００５４】
D. チャンネル再推定
検出信号
【数４２】
0004046515.tif 000040
の推定量が与えられたならば、パイロット信号に対応する部分について更新を行い、費用関数
【数４３】
0004046515.tif 000041
を最小にするチャンネルのパルス応答
【数４４】
0004046515.tif 000042
を再推定する。
【数４５】
0004046515.tif 000043
【００５５】
E. 計測、反復及び終了
２つの相続く推定量もしくは推定値間の差
【数４６】
0004046515.tif 000044
を測定する。この差が予め定められた閾値より小さい場合には終了となり、最終判定量として推定された伝送シンボル
【数４７】
0004046515.tif 000045
を出力し、そうでない場合には、iを増分してステップC乃至Eを繰り返す。
【００５６】
結果
本発明のシステムのパフォーマンスをシミュレーションにより求めた。このシミュレーションにおいて、各サブチャンネル毎にQPSK変調で６４個のサブチャンネルを用いた。図６の（a）及び（b）にはそれぞれ、２つのパスの低速レイリーフェージングチャンネル及び３つのパスの低速レイリーフェージングチャンネル下でのビット誤り率（BER：bit error rate）が示してあり、上記２パスチャンネル及び３パスチャンネルはそれぞれ下式で与えられる。
【数４８】
0004046515.tif 000046
【００５７】
上式中、値α0、α1及びα2はレイリー分布を有する無相関均質分布ランダム変数、即ちi.i.d. ランダム変数であり、θ0、θ1及びθ2、は、均一分布のi.i.d.ランダム変数である。ビット誤り率（BER）についてのパフォーマンスを理想のものと比較した。後者においては、受信部でチャンネルパラメータは正確に知られていた。図６の（a）及び（b）は、最初の反復後、本方法によるBERパフォーマンスは、実際のチャンネルパラメータが既知である理想の事例のBERパフォーマンスの０.３dB内にあることを示している。
【００５８】
別の実施の形態
本発明による上述の方法及びシステムは、反復手法を開始するのにパイロット信号を使用することができるが、パイロット信号の精度に完全に依存する必要はない。従来技術においては、不正確なパイロット信号が大きなエラーやより多くの反復を引き起こし得る。本発明によるチャンネル推定及び信号検出方法の最終結果は主に、繰り返しにおける先行の反復の検出信号に依存する。
【００５９】
パイロット信号の数が多ければ多いほどより正確な初期チャンネル推定を行える。しかしながら、パイロット信号の数に関する要件を緩和することも可能である。その場合には、より多くの伝送データ信号、従って改良されたスペクトル効率と引き替えに、ML技術を適用することができる。
【００６０】
本発明は、図７に示すように、チャンネル誤り補正コード（符号）と組み合わせることができる。信号検出ブロック３００の出力３０９は、誤り補正コードの復号ブロック７１０に対する入力として用いられ、復号出力７１１は、チャンネル推定量２００を更新するための入力信号として用いられる。誤り補正コードを利用するシステムに対しては、本発明によるシステムのパフォーマンスは、誤り補正コードを用いない事例よりも良好になる。その理由は、各反復もしくは繰り返し毎に、チャンネル推定を更新するのにより良好な基準信号が利用可能となるからである。
【００６１】
以上、本発明を特定の用語を用い且つ幾つかの例と関連して説明した。しかしながら、本発明の精神及び範囲内で種々な他の適応化及び変更が可能であることは容易に理解されるであろう。従って、請求の範囲内で、種々な変形及び変更が可能であることを付記する。
【図面の簡単な説明】
【図１】  本発明を適用することができるOFDMシステムのブロックダイヤグラムである。
【図２】  本発明によるチャンネル推定手法を図解するブロックダイヤグラムである。
【図３】  本発明による信号検出手法を図解するブロックダイヤグラムである。
【図４】  本発明による反復チャンネル推定及び信号検出手法を図解するブロックダイヤグラムである。
【図５】  伝送OFDMシンボルの例を示す表である。
【図６】  （a）および（b）は本発明のパフォーマンスを図解するグラフである。
【図７】  本発明による誤り補正コードを用いた反復チャンネル推定および信号検出手法を説明するためのブロックダイヤグラムである。
【図１】
0004046515.tif 000050
【図２】
0004046515.tif 000051
【図３】
0004046515.tif 000052
【図４】
0004046515.tif 000053
【図５】
0004046515.tif 000054
【図６】
0004046515.tif 000055
【図７】
0004046515.tif 000056