(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
励磁コイルの一端が第１の制御用スイッチング素子を介して直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの他端が寄生ダイオードを並列接続した第１の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続され、前記励磁コイルの他端が第２の制御用スイッチング素子を介して前記直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの一端が寄生ダイオードを並列接続した第２の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続されており、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁タイミングで切り替えると共に、前記励磁電流の値が一定となるように前記スイッチング素子の開閉を制御する電磁流量計において、
前記直流電源に直列に過電流阻止回路を挿入したことを特徴とする電磁流量計。
【請求項２】
前記過電流阻止回路は、インダクタンスとダイオードの並列回路で構成された請求項１記載の電磁流量計。
【請求項３】
前記直流電源の電圧をＶ、過大電流値をＩ、前記寄生ダイオードの逆回復電荷量をＱｃとするとき、前記インダクタンスの値Ｌを、Ｌ＝ＱｃＶ／Ｉ2に選定してなる請求項１または２記載の電磁流量計。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁流量計におけるスイッチング制御方式の励磁回路の改善に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図３乃至図５により従来の励磁回路構成、動作を説明する。図３は励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図、図４は各スイッチング素子に対する開閉タイミング信号発生回路の構成図、図５は正励磁期間及び負励磁期間における各スイッチング素子の制御モードの説明図である。
【０００３】
図３において、１は直流電源、２はこれに並列接続されたコンデンサ、３は励磁コイルである。Ｑ１乃至Ｑ４はＦＥＴよりなるスイッチング素子、Ｄ１乃至Ｄ４はこれらスイッチング素子に前記直流電源より流れる電流に対して逆方向に並列接続された寄生ダイオードである。このダイオードは、ＦＥＴの製造工程で本質的にパッケージ内に形成されるものであり、取り外すことは不可能である。
【０００４】
直流電源１の一端（正側）はスイッチング素子Ｑ１を介して励磁コイル３の一端３１に接続され、この一端３１はスイッチング素子Ｑ３を介して直流電源１の他端（負側）に接続されている。
【０００５】
励磁コイルの他端３２は接地されると共に、励磁電流の検出抵抗４の一端に接続されている。さらに、直流電源１の一端（正側）はスイッチング素子Ｑ２を介して抵抗４の他端４１に接続され、この他端４１はスイッチング素子Ｑ４を介して直流電源１の他端（負側）に接続されている。
【０００６】
Ｔ１乃至Ｔ４は、スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号であり、夫々フォトカプラなどのアイソレータＰ１乃至Ｐ４及び波形整形回路Ｂ１乃至Ｂ４を介して各スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４の制御電極（ＦＥＴのゲート）に供給されている。
【０００７】
励磁コイル３と直列接続された励磁電流検出抵抗４には、正励磁期間及び負励磁期間に励磁電流が交互に逆方向流れる。従って、接地された一端３２と他端４１間には正励磁期間及び負励磁期間に対応して励磁電流に比例した正及び負の電圧Ｖｒが発生する。
【０００８】
図４により、スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４を開閉制御するタイミング信号Ｔ１乃至Ｔ４の発生回路の構成、動作を説明する。５は、正励磁期間及び負励磁期間を規制する励磁タイミング発生回路であり、所定の励磁周期の矩形波を発生し、直接出力がタイミング信号Ｔ４として、インバータＧ３を介した反転出力がタイミング信号Ｔ３としてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に供給される。
【０００９】
６は、励磁制御回路であり、励磁電流に比例した正及び負の電圧Ｖｒが絶対値回路７を介して正極性電圧に変換され、ヒステリシスコンパレータ８の負側入力端子に導かれる。ヒステリシスコンパレータ８の出力はアンドゲートＧ１、Ｇ２に導かれると共に、正帰還抵抗９、１０の分圧回路を介してヒステリシスコンパレータ８の正側入力端子にフィードバックされる。１１は抵抗１０と接地間に挿入されたリファレンス直流電源（電圧Ｖｓ）である。
【００１０】
ヒステリシスコンパレータ８の動作は、入力電圧Ｖｒの絶対値が上昇してリファレンス電圧Ｖｓ以上となり、さらに正帰還抵抗９、１０で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以上に上昇すると出力が負から正に反転し、逆に、入力電圧Ｖｒの絶対値が低下し、ファレンス電圧Ｖｓを超えて低下し、さらに正帰還抵抗９、１０で決まるヒステリシス幅に相当する電圧以下となると出力が正から負に反転することを繰り返す。この繰り返しの周期は励磁コイルのインダクタンスを含む制御ループの時定数で決定されるが、励磁タイミング信号に比較して十分に短い周期に設計される。
【００１１】
アンドゲートＧ１は比較器１２の出力とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミング信号Ｔ１を発信する。同様にアンドゲートＧ２は比較器１２の出力とタイミング信号Ｔ４を入力し、両者の論理積でタイミング信号Ｔ２を発信する。
【００１２】
図５は、このような構成における正励磁期間及び負励磁期間の各スイッチング素子Ｑ１乃至Ｑ４の開閉状況とスイッチング制御モードを説明するものである。まず励磁タイミング信号Ｔ３、Ｔ４により正励磁期間ではＱ３がオフでＱ４がオンに規制され、負励磁期間ではＱ３がオンでＱ４がオフに規制される。
【００１３】
さらに、正励磁期間ではＱ２がオフでＱ１によりスイッチング制御が実行される。負励磁期間ではＱ１がオフでＱ２によりスイッチング制御が実行される。
このような各スイッチング素子の制御により、正励磁期間では、図３においてｉ１で示す電流がスイッチング素子Ｑ１、励磁コイル３、検出抵抗４、スイッチング素子Ｑ４を流れる。
【００１４】
図３においてｉ２で示す電流は、Ｑ１がオフのとき励磁コイル３の逆起電力により、素子Ｑ３に並列接続した寄生ダイオードＤ３を流れる電流を示す。
また負励磁期間では、ｉ１と同様な電流がスイッチング素子Ｑ２、検出抵抗４、励磁コイル３、スイッチング素子Ｑ３を流れ、定電流制御が実行される。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
スイッチングによる定電流制御の電流経路は前記のとおりであるが、問題はスイッチング制御時にＱ１若しくはＱ２がオンになったときに、オフとなっているＱ３またはＱ４に過渡的に大きな電流が流れてしまうことである。
【００１６】
例えば正励磁期間を考えると、スイッチング制御を行うＱ１がオフに時には前記のようにＱ３に並列接続した寄生ダイオードＤ３を流れる電流ｉ２による電圧降下で、素子Ｑ３のドレインソース間は負の電圧になるが、スイッチング制御がオンに遷移した瞬間に、Ｑ３のドレインソース間は正の電圧に回復する。
【００１７】
この瞬間非常に大きな電流ｉ３がＱ３を流れることになる。この電流の大きさ、流れる時間は、ＦＥＴに内臓される寄生ダイオード特性に依存する逆回復時間、逆回復電荷量で定義される。
【００１８】
例えば、４００Ｖ耐圧のＦＥＴの場合、１〜３Ａの電流が０. ５〜１μｓの時間流れる。この高速の過電流が流れることにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の発熱、放射ノイズの増大、放射ノイズによるゼロ点の安定性を損なうという問題点が発生する。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載発明の特徴は、励磁コイルの一端が第１の制御用スイッチング素子を介して直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの他端が寄生ダイオードを並列接続した第１の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続され、前記励磁コイルの他端が第２の制御用スイッチング素子を介して前記直流電源の一端に接続され、前記励磁コイルの一端が寄生ダイオードを並列接続した第２の励磁電流切り替用スイッチング素子を介して前記直流電源の他端に接続されており、前記励磁コイルに流れる励磁電流方向を所定の励磁タイミングで切り替えると共に、前記励磁電流の値が一定となるように前記スイッチング素子の開閉を制御する電磁流量計において、前記直流電源に直列に過電流阻止回路を挿入した点にある。
【００２０】
請求項２記載発明の特徴は、前記過電流阻止回路は、インダクタンスとダイオードの並列回路で構成された点にある。
【００２２】
請求項３記載発明の特徴は、前記直流電源の電圧をＶ、過大電流値をＩ、前記寄生ダイオードの逆回復電荷量をＱｃとするとき、前記インダクタンスの値Ｌを、Ｌ＝ＱｃＶ／Ｉ2に選定してなる点にある。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下本発明実施態様を、図面を用いて説明する。図１は本発明を適用した電磁流量計の励磁回路構成、図２は励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図であり、図２の構成は図４と同一である。図１の構成要素のうち、図３の従来回路で説明した要素については同一符号を付して説明を省略する。
【００２４】
本発明の構成上の特徴部は、直流電源１に直列逆方向極性で挿入されたダイオード１２と、これに並列接続されたインダクタンス１３よりなる過電流阻止回路にある。
【００２５】
インダクタンス１３の電流抑止作用により、Ｑ１又はＱ２がオフからオンに遷移したときにＱ３又はＱ４に流れる過大電流が抑制される。このインダクタンスの値Ｌの目安は、
Ｖ：励磁電圧（直流電源１の電圧）
Ｉ：過渡電流の値（実際に下げたい電流値）
Ｌ：インダクタンス１３の値
Ｑｃ：Ｑ３の寄生ダイオードＤ３の逆回復電荷量
とするとき、
ＬＩ2／２＝ＱｃＶ／２  から、
Ｌ＝ＱｃＶ／Ｉ2
となる。
【００２６】
これにより、少なくとも１／１０以上過電流を小さくすることが可能である。また、Ｑ１又はＱ２がオフからオンに遷移したとき、インダクタンス１３には高い逆起電力が発生するが、並列ダイオード１２により、インダクタンス１３の両端子間電圧は、ダイオードの順方向電圧１Ｖ程度に制限することができる。
【００２７】
なお、図１の実施例ではスイッチングによる定電流制御を実行するスイッチング素子のオンオフをヒステリシスコンバータ構成で示したが、絶対値回路出力とリファレンスとの誤差増幅信号と定周期の三角波発振器出力とのコンパレート出力によるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御構成とすることも可能である。
【００２８】
【発明の効果】
以上説明したことから明らかなように、本発明によればスイッチング制御による励磁回路を有する電磁流量計において、励磁回路内に流れる過渡的な電流を効果的に小さくできるので、スイッチング素子の消費電力の低減、放射ノイズの低減、放射ノイズによるゼロ点への悪影響を低減する効果を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の電磁流量計の励磁回路における励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図である。
【図２】図１における各スイッチング素子に対する開閉タイミング信号発生回路の構成図である。
【図３】従来の電磁流量計の励磁回路における励磁コイルのスイッチング制御回路の構成図である。
【図４】図３における各スイッチング素子に対する開閉タイミング信号発生回路の構成図である。
【図５】図３における正励磁期間及び負励磁期間における各スイッチング素子の制御モードの説明図である。
【符号の説明】
１  直流電源
２  コンデンサ
３  励磁コイル
４   励磁電流検出抵抗
Ｑ１〜Ｑ４  スイッチング素子（ＦＥＴ）
Ｄ１〜Ｄ４  寄生コンデンサ
Ｐ１〜Ｐ４  アイソレータ
Ｂ１〜Ｂ４  波形整形回路
Ｔ１〜Ｔ４  タイミング信号
１２  ダイオード
１３  インダクタンス
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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