(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
信号線及び接地導体を有す伝送線路を有す無線信号の受信回路において、
前記無線信号を帯域通過するフィルタと、
前記伝送線路の所定長さに基づき負荷の抵抗成分が小さくなるように前記負荷のインピーダンスを変換し、前記伝送線路の所定長さを調整することにより、該変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償するインピーダンス変換・補償回路と、を備え、
前記フィルタは、前記インピーダンス変換・補償回路を介して前記負荷と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路及び前記負荷とともに誘電体基板上に形成されて、前記変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、
前記インピーダンス変換・補償回路は、前記負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が正の場合に前記伝送線路の所定長さを長く、前記負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が負の場合に前記伝送線路の所定長さを短く調整することにより、前記変換された負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償してなる、
ことを特徴とする無線信号の受信回路。
【請求項２】
信号線及び接地導体を有す伝送線路を有す無線信号の送信回路において、
前記無線信号を帯域通過するフィルタと、
前記伝送線路の所定長さに基づき負荷の抵抗成分が小さくなるように前記負荷のインピーダンスを変換し、前記伝送線路の所定長さを調整することにより、該変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償するインピーダンス変換・補償回路と、を備え、
前記フィルタは、前記インピーダンス変換・補償回路を介して前記負荷と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路及び前記負荷とともに誘電体基板上に形成されて、前記変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、
前記インピーダンス変換・補償回路は、前記負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が正の場合に前記伝送線路の所定長さを長く、前記負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が負の場合に前記伝送線路の所定長さを短く調整することにより、前記変換された負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償してなる、
ことを特徴とする無線信号の送信回路。
【請求項３】
信号線及び接地導体を有す伝送線路を備えた無線信号の受信回路にあって、
前記無線信号を帯域通過するフィルタ、及び
前記伝送線路の所定長さに基づき負荷の抵抗成分が小さくなるように前記負荷のインピーダンスを変換し、前記伝送線路の所定長さを調整することにより、該変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償するインピーダンス変換・補償回路、を有し、
前記フィルタは、前記インピーダンス変換・補償回路を介して前記負荷と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路及び前記負荷とともに誘電体基板上に形成されて、前記変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、かつ、
前記インピーダンス変換・補償回路は、前記負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が正の場合に前記伝送線路の所定長さを長く、前記負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が負の場合に前記伝送線路の所定長さを短く調整することにより、前記変換された負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償してなる無線信号の受信回路と、
信号線及び接地導体を有す伝送線路を備えた無線信号の送信回路にあって、
前記無線信号を帯域通過するフィルタ、及び
前記伝送線路の所定長さに基づき負荷の抵抗成分が小さくなるように前記負荷のインピーダンスを変換し、前記伝送線路の所定長さを調整することにより、該変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償するインピーダンス変換・補償回路、を有し、
前記フィルタは、前記インピーダンス変換・補償回路を介して前記負荷と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路及び前記負荷とともに誘電体基板上に形成されて、前記変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、かつ、
前記インピーダンス変換・補償回路は、前記負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が正の場合に前記伝送線路の所定長さを長く、前記負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が負の場合に前記伝送線路の所定長さを短く調整することにより、前記変換された負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償してなる無線信号の送信回路と、を備えてなる、
ことを特徴とする無線信号の送受信回路。
【請求項４】
前記伝送線路は、前記誘電体基板の同一面上に形成してなる、
請求項１ないし３いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路。
【請求項５】
前記伝送線路は、超伝導体からなる、
請求項１ないし４いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路。
【請求項６】
前記負荷は、アンプであり、
前記送信及び／又は受信回路は、前記アンプを実装する、
請求項１ないし５いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路。
【請求項７】
前記フィルタは、チェビシェフ特性を有する、
請求項１ないし６いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路。
【請求項８】
前記無線信号は、マイクロ波又はミリ波である、
請求項１ないし７いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路。
【請求項９】
前記伝送線路は、蛇行形状に構成してなる、
請求項１ないし８いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路。
【請求項１０】
前記フィルタは、２段以上の段数を有する、
請求項１ないし９いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路。
【請求項１１】
請求項１ないし９いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路と、
アンテナと、を備え、
前記フィルタは、３段以上の段数を有し、前記アンテナのインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づきインピーダンス整合及び帯域調整してなる、
ことを特徴とする無線信号の送信及び／又は受信装置。
【請求項１２】
請求項４ないし９いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路を備え、
前記アンテナは、超伝導体からなり、前記誘電体基板の同一面上に形成してなる、
請求項１１記載の無線信号の送信及び／又は受信装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信、衛星通信などの基地局に用いられる無線信号の送信・受信回路、並びに送信・受信装置に係り、特に高い周波数選択度を実現してマイクロ波又はミリ波を送信・受信する無線信号の送信・受信回路、並びに送信・受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話などの移動体通信の急速な普及と共に、通信の高速大容量化に伴い、より高い周波数資源において多チャネルを確保する必要、つまり高い周波数選択度の実現の必要がある。これに対し、急峻なカット特性（通過帯域外における急峻な帯域外減衰特性）のためにフィルタの段数を多段化しても、挿入損失などの損失を低く維持することができる高温超伝導体（ＨＴＳ：Ｈｉｇｈ  Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  Ｓｕｐｅｒｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）を用いたフィルタが提案されている。該フィルタは、無線信号を受信する場合は、減衰した微弱な電波を増幅させる低雑音アンプ（ＬＮＡ：Ｌｏｗ  Ｎｉｏｓｅ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）を、また無線信号を送信する場合は、送信に必要な出力に増幅するパワーアンプを組み合わすより、基地局送受信システムにおいて高い周波数選択度の実現が期待されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した低雑音アンプ、パワーアンプなどのアンプは、通常１つの周波数応じた共振器しか設けられていないため、その帯域は狭小なものとなり、所望の高い周波数選択度を実現するためには、各周波数に応じるようにアンプの素子数（つまり共振器）を増やす必要があり、このため送信・受信回路の大型化を招き、送信・受信回路のコスト増大の原因となっていた。そして、上述した高温超伝導体を用いたフィルタに必要な冷却機などと相俟って、さらに基地局送受信システムの大型化を招く問題があった。また、上記アンプの素子数を増やさずにインピーダンス整合、及び帯域調整する場合にあっては、アンテナなどの負荷と異なり、アンプは比較的大きなリアクタンス成分を有するため、スタブ回路などの補償回路をさらに追加する必要があり、上記と同様に送信・受信回路の大型化、またコスト増大の原因となっていた。
【０００４】
そこで本発明は、送信・受信回路、並びに該送信・受信回路を備えた送信・受信装置の小型化を図りながら、比較的大きなリアクタンス成分を有す負荷であっても、インピーダンス整合及び帯域調整を可能とし、コストを増大させることなく高い周波数選択度を実現することができる無線信号の送信・受信回路、並びに送信・受信装置を提供することを目的とするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、信号線（１３ａ）及び接地導体（１３ｂ）を有す伝送線路（１３）を有す無線信号の受信回路（２）において、
前記無線信号を帯域通過するフィルタ（５）と、
前記伝送線路の所定長さ（ｌ）に基づき負荷（６）の抵抗成分が小さくなるように前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）を変換し、前記伝送線路の所定長さ（ｌ）を調整することにより、該変換されたインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）を補償するインピーダンス変換・補償回路（３）と、を備え、
前記フィルタ（５）は、前記インピーダンス変換・補償回路（３）を介して前記負荷（６）と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路（３）及び前記負荷（６）とともに誘電体基板（１２）上に形成されて、前記変換されたインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、
前記インピーダンス変換・補償回路（３）は、前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）におけるリアクタンス成分（ＸＬ）が正の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を長く、前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）におけるリアクタンス成分（ＸＬ）が負の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を短く調整することにより、前記変換された負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）を補償してなる、
ことを特徴とする無線信号の受信回路（２）にある。
【０００６】
請求項２に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、信号線（１３ａ）及び接地導体（１３ｂ）を有す伝送線路（１３）を有す無線信号の送信回路（２）において、
前記無線信号を帯域通過するフィルタ（５）と、
前記伝送線路の所定長さ（ｌ）に基づき負荷（６）の抵抗成分が小さくなるように前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）を変換し、前記伝送線路の所定長さ（ｌ）を調整することにより、該変換されたインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）を補償するインピーダンス変換・補償回路（３）と、を備え、
前記フィルタ（５）は、前記インピーダンス変換・補償回路（３）を介して前記負荷（６）と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路（３）及び前記負荷（６）とともに誘電体基板（１２）上に形成されて、前記変換されたインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、
前記インピーダンス変換・補償回路（３）は、前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）におけるリアクタンス成分（ＸＬ）が正の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を長く、前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）におけるリアクタンス成分（ＸＬ）が負の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を短く調整することにより、前記変換された負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）を補償してなる、
ことを特徴とする無線信号の送信回路（２）にある。
【０００７】
請求項３に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、信号線（１３ａ）及び接地導体（１３ｂ）を有す伝送線路（１３）を備えた無線信号の受信回路（２）にあって、
前記無線信号を帯域通過するフィルタ（５）、及び
前記伝送線路の所定長さ（ｌ）に基づき負荷（６）の抵抗成分が小さくなるように前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）を変換し、前記伝送線路の所定長さ（ｌ）を調整することにより、該変換されたインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）を補償するインピーダンス変換・補償回路（３）、を有し、
前記フィルタ（５）は、前記インピーダンス変換・補償回路（３）を介して前記負荷（６）と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路（３）及び前記負荷（６）とともに誘電体基板（１２）上に形成されて、前記変換されたインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、かつ、
前記インピーダンス変換・補償回路（３）は、前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）におけるリアクタンス成分（ＸＬ）が正の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を長く、前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）におけるリアクタンス成分（ＸＬ）が負の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を短く調整することにより、前記変換された負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）を補償してなる無線信号の受信回路（２）と、
信号線（１３ａ）及び接地導体（１３ｂ）を有す伝送線路（１３）を備えた無線信号の送信回路（２）にあって、
前記無線信号を帯域通過するフィルタ（５）、及び
前記伝送線路の所定長さ（ｌ）に基づき負荷（６）の抵抗成分が小さくなるように前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）を変換し、前記伝送線路の所定長さ（ｌ）を調整することにより、該変換されたインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）を補償するインピーダンス変換・補償回路（３）、を有し、
前記フィルタ（５）は、前記インピーダンス変換・補償回路（３）を介して前記負荷（６）と接続され、インバータ回路に一体的に組み込まれ且つ特性インピーダンスが可変な形で前記インピーダンス変換・補償回路（３）及び前記負荷（６）とともに誘電体基板（１２）上に形成されて、前記変換されたインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）に基づきインピーダンス整合及び帯域調整し、かつ、
前記インピーダンス変換・補償回路（３）は、前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）におけるリアクタンス成分（ＸＬ）が正の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を長く、前記負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ）におけるリアクタンス成分（ＸＬ）が負の場合に前記伝送線路（１３）の所定長さ（ｌ）を短く調整することにより、前記変換された負荷（６）のインピーダンス（ＺＬ’）におけるリアクタンス成分（ＸＬ’）を補償してなる無線信号の送信回路（２）と、を備えてなる、
ことを特徴とする無線信号の送受信回路（２）にある。
【０００９】
請求項４に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記伝送線路（１３）は、前記誘電体基板（１２）の同一面上に形成してなる、
請求項１ないし３いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１０】
請求項５に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記伝送線路（１３）は、超伝導体からなる、
請求項１ないし４いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１１】
請求項６に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記負荷（６）は、アンプ（６ａ）であり、
前記送信及び／又は受信回路（２）は、前記アンプ（６ａ）を実装する、
請求項１ないし５いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１２】
請求項７に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記フィルタ（５）は、チェビシェフ特性を有する、
請求項１ないし６いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１３】
請求項８に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記無線信号は、マイクロ波又はミリ波である、
請求項１ないし７いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１４】
請求項９に係る本発明は（例えば図１ないし図１５参照）、前記伝送線路（１３）は、蛇行形状に構成してなる、
請求項１ないし８いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１５】
請求項１０に係る本発明は（例えば図１ないし図１６参照）、前記フィルタ（５）は、２段以上の段数を有する、
請求項１ないし９いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）にある。
【００１６】
請求項１１に係る本発明は（例えば図１ないし図１６参照）、請求項１ないし９いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路（２）と、
アンテナ（１１）と、を備え、
前記フィルタ（５）は、３段以上の段数を有し、前記アンテナ（１１）のインピーダンスにおけるリアクタンス成分（Xａ）に基づきインピーダンス整合及び帯域調整してなる、
ことを特徴とする無線信号の送信及び／又は受信装置（１）にある。
【００１７】
請求項１２に係る本発明は（例えば図１ないし図１６参照）、請求項４ないし９いずれか記載の無線信号の送信及び／又は受信回路を備え、
前記アンテナ（１１）は、超伝導体からなり、前記誘電体基板（１２）の同一面上に形成してなる、
請求項１１記載の無線信号の送信及び／又は受信装置（１）にある。
【００１８】
なお、上記カッコ内の符号は、図面と対照するためのものであるが、本願特許請求の範囲の構成に何等影響を与えるものではない。
【００１９】
【発明の効果】
請求項１の発明に係る本発明によると、無線信号は、インピーダンス変換・補償回路により変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づき、フィルタがインピーダンス整合及び帯域調整する受信回路を伝送するので、負荷が比較的大きなリアクタンス成分を有す場合であっても、スタブ回路などの補償回路を追加することなくインピーダンス整合及び帯域調整することができ、これにより受信回路の小型化を図りながら、受信回路のコストを増大させることなく高い周波数選択度を実現することができる。更に、インピーダンス変換・補償回路は、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が正の場合、伝送線路の所定長さを長く、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が負の場合、伝送線路の所定長さを短く調整することにより、変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償するので、負荷のリアクタンス成分の正負に関係なく、つまりリアクタンス成分が誘導性、又は容量性であっても、これに応じたスタブ回路などの補償回路を追加することなく、負荷のリアクタンス成分を補償することができる。
【００２０】
請求項２の発明に係る本発明によると、無線信号は、インピーダンス変換・補償回路により変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づき、フィルタがインピーダンス整合及び帯域調整する送信回路を伝送するので、負荷が比較的大きなリアクタンス成分を有す場合であっても、スタブ回路などの補償回路を追加することなくインピーダンス整合及び帯域調整することができ、これにより送信回路の小型化を図りながら、送信回路のコストを増大させることなく高い周波数選択度を実現することができる。更に、インピーダンス変換・補償回路は、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が正の場合、伝送線路の所定長さを長く、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が負の場合、伝送線路の所定長さを短く調整することにより、変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償するので、負荷のリアクタンス成分の正負に関係なく、つまりリアクタンス成分が誘導性、又は容量性であっても、これに応じたスタブ回路などの補償回路を追加することなく、負荷のリアクタンス成分を補償することができる。
【００２１】
請求項３の発明に係る本発明によると、無線信号は、インピーダンス変換・補償回路により変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づき、フィルタがインピーダンス整合及び帯域調整する送受信回路を伝送するので、負荷が比較的大きなリアクタンス成分を有す場合であっても、スタブ回路などの補償回路を追加することなくインピーダンス整合及び帯域調整することができ、これにより送受信回路の小型化を図りながら、送受信回路のコストを増大させることなく高い周波数選択度を実現することができる。更に、インピーダンス変換・補償回路は、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が正の場合、伝送線路の所定長さを長く、負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分が負の場合、伝送線路の所定長さを短く調整することにより、変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分を補償するので、負荷のリアクタンス成分の正負に関係なく、つまりリアクタンス成分が誘導性、又は容量性であっても、これに応じたスタブ回路などの補償回路を追加することなく、負荷のリアクタンス成分を補償することができる。
【００２３】
請求項４の発明に係る本発明によると、伝送線路は、誘電体基板の同一面上に形成されるので、つまりコプレーナ配線による伝送線路が形成されるので、信号線と接地導体が各々誘電体基板の表裏に形成されるマイクロストリップ型と異なり、基板厚の高精度のための研磨や、接地のためのヴィアホールなどが不要となり、送信及び／又は受信回路を容易に製造することができ、また接地が容易であることから、伝送線路に例えばアクティブデバイス（能動素子）などを送信・受信回路に容易に追加することができる。これにより送信及び／又は受信回路のコストの増大をさらに防止することができる。
【００２４】
請求項５の発明に係る本発明によると、無線信号は、超伝導体からなる伝送線路を略減衰することなく伝送するので、挿入損失、反射損失などの送信及び／又は受信回路の損失を低減することができる。これにより、さらに高い周波数選択度を実現することができる。
【００２５】
請求項６の発明に係る本発明によると、無線信号は、周波数に応じた共振回路などを追加することなくアンプにより増幅されて伝送するので、これにより送信及び／又は受信回路の小型化を図りながら、送信及び／又は受信回路のコストの増大をさらに防止することができ、また、挿入損失、反射損失などの送信及び／又は受信回路の損失をさらに低減することができ、これにより高い周波数選択度を実現することができる。さらに、アンプが送信及び／又は受信回路に実装されて、超伝導体からなる伝送線路と共に冷却される場合にあっては、上記送信及び／又は受信回路の損失をさらに確実に低減することができる。
【００２６】
請求項７の発明に係る本発明によると、無線信号は、チェビシェフ特性を有すフィルタを帯域通過するので、つまり通過帯域にリップル（振幅特性のうねり）を持って帯域通過するので、通過帯域外における急峻な帯域外減衰特性（カット特性を向上することができ、これにより、さらに高い周波数選択度を実現することができる。
【００２７】
請求項８の発明に係る本発明によると、マイクロ波又はミリ波の無線信号は、上記変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分に基づき、フィルタがインピーダンス整合及び帯域調整する送信及び／又は受信回路を伝送するので、マイクロ波又はミリ波の高周波であっても、高い周波数選択度を実現することができる。
【００２８】
請求項９の発明に係る本発明によると、伝送線路は蛇行（メアンダ）形状を構成するので、さらに送信及び／又は受信回路の小型化を図りながら、上記カット特性を向上することができる。
【００２９】
請求項１０の発明に係る本発明によると、無線信号は、２段以上の段数を有すフィルタを帯域通過するので、上記カット特性をさらに向上することができる。これによりさらに高い周波数選択度を実現することができる。また、上記伝送線路が蛇行（メアンダ）形状を構成する場合にあっては、さらに送信及び／又は受信回路の小型を図ることができる。
【００３０】
請求項１１の発明に係る本発明によると、アンテナにより受信された無線信号は、上記補償された負荷のリアクタンス成分に基づき、フィルタがインピーダンス整合及び帯域調整する送信及び／又は受信回路を伝送するので、例えば基地局などに用いられる送信及び／又は受信装置全体として高い周波数選択度を実現することができる。これにより、限られた周波数資源において無線通信の高速大容量化を実現することができる。
【００３１】
請求項１２に係る本発明によると、無線信号は、超伝導体からなるアンテナにより略減衰することなく送受信されると共に、該アンテナの放射抵抗が小さいため受信された無線信号の帯域が狭い場合であっても、インピーダンス整合及び帯域調整されるので、挿入損失、反射損失などの受信装置の損失を低減することができ、これにより送信及び／又は受信装置全体としてさらに高い周波数選択度を実現することができる。またアンテナは、誘電体基板上に形成されるので、さらに送信及び／又は受信装置の小型化を図ることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係る受信回路２、及び該受信回路２を備えた受信装置１の構成について、図１ないし図１４に沿って説明する。
【００３３】
図１は、本発明に係る受信回路を備えた受信装置を示す図で、（ａ）は該受信装置を示す斜視図、（ｂ）は該受信装置の一部省略上面図である。受信装置１は、受信回路２と、アンテナ１１とからなり、図１に示すように、超伝導体からなる信号線１３ａと接地導体１３ｂを有す伝送線路１３が、誘電体基板１２上の同一面上に形成された形で構成されている。つまり受信装置１は、いわゆるコプレーナ配線（ＣＰＷ：ＣｏＰｌａｎａｒ  Ｗａｖｅｇｕｉｄｅ）による伝送線路１３のコプレーナ導波路が形成されている。
【００３４】
上記超伝導体は、イットリウム系であるＹＢａＣｕＯであり、超伝導体であればいずれにものも本発明を適用することができるが、窒素が液化する絶対温度７７［Ｋ］以下において超伝導特性（少なくとも完全導電性、かつ完全反磁性）を有す、いわゆる高温超伝導体（ＨＴＳ：Ｈｉｇｈ  Ｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ  Ｓｕｐｅｒｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）が望ましく、上記イットリウム系に限らず、例えばＢｉＳｒＣａＣｕＯなどのビスマス系の高温超伝導体であってもよい。また、送信回路２並びに送信装置１にあっては、無線通信の送信に必要な所望の電力依存性、つまり無線通信に必要な電力において超伝導特性を維持することができる高温超伝導体であれば、いずれのものであってもよい。
【００３５】
受信回路２は、図１に示すように、フィルタ５と、インピーダンス変換・補償回路３とからなり、上記受信装置１と同様に、上述した伝送線路１３により構成されており、伝送線路１３のコプレーナ導波路が形成されている。図１（ｂ）に示すように、フィルタ５の入出力端Ｐ１にはアンテナ１１が接続され、フィルタ５の入出力端Ｐ２には、インピーダンス変換・補償回路３を介して、負荷６としてアンプ（増幅器）６ａが接続されている。つまり、アンテナ１１、フィルタ５、インピーダンス変換・補償回路３、及びアンプ６ａは、アンテナ１１により受信した無線信号を、入出力端Ｐ３に接続される例えば不図示のダウンコンバータなどに（図１（ａ）に示す矢印方向に）出力自在に接続されており、またアンプ６ａに入力された無線信号を、アンテナ１１に出力自在に接続されている。
【００３６】
アンテナ１１は、スロットアンテナであり、図１（ｂ）に示すように、超伝導体からなる伝送線路１３により誘電体基板上１２の同一面上に形成されており、さらにスロット１１ａと、半波長伝送線路１１ｂとからなる。スロット１１ａは、アンテナ中央部１１ｃから長手方向に長さｌａ、短手方向に幅ｌｂの矩形であって、接地導体１３ｂの平面上にスロット（溝）状に形成されている。なお上記長さｌａ及び幅ｌｂは、入出力端Ｐ１から見たアンテナ１１のインピーダンスの虚部が０になるように決定される。また半波長伝送線路１１ｂは、無線信号の波長λの半分である半波長の長さを有しており、スロット１１ａとアンテナ中央部１１ｃで接続されている。そして上述したように、アンテナ１１により受信した無線信号が、スロット１１ａ、及び半波長伝送線路１１ｂを介して伝送され、フィルタ５の入出力端Ｐ１に入出力自在となるようにフィルタ５に接続されている。
【００３７】
なお、アンテナ１１の一例として上記スロットアンテナを示したが、これに限らず、無線信号を送受信できるのものであればいずれのものであってもよいが、無線信号の送受信に必要な指向性、電力利得などの諸特性を有すアンテナ、例えばホーンアンテナ、パラボラアンテナ、ヘリカルアンテナ、レンズなどが好ましい。また、誘電体基板１２上に形成したスロットアンテナに代えて、パッチアンテナ（マイクロストリップアンテナ）、あるいはアレー化したアンテナなどを形成しても本発明に適用することができる。さらに誘電体基板１２上に形成することなく、フィード線などによってフィルタ５と接続されたアンテナであってもよい。
【００３８】
アンプ６ａは、無線信号の送信にあっては、送信すべき無線信号を所望の電力に増幅し得るパワーアンプであり、無線信号の受信にあっては、雑音の発生が少なく減衰した無線信号を増幅し得る低雑音アンプ（ＬＮＡ：Ｌｏｗ  ＮｉｏｓｅＡｍｐｌｉｆｉｅｒ）である。これらのアンプ６ａは、例えばフリップチップボンディング接合により、誘電体基板１２上に（受信回路２上に）実装されている。上記アンプ６ａは、送受信のいずれも電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ：Ｆｉｅｌｄ  Ｅｆｆｅｃｔ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であるが、送信する場合にあっては、送信すべき無線信号を所望の電力に増幅し得るものであればいずれのものであってもよく、また受信する場合にあっては、減衰した無線信号を増幅し得るアンプであればいずれのものであってもよい。例えば、相補型金属皮膜酸化膜半導体ＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ  Ｍｅｔａｌ  Ｏｘｉｄｅ  Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）、バイポーラトランジスタ、また衛星通信のように高周波の低雑音増幅が要求される場合に用いられるガリウムヒ素・高電子移動度トランジスタ（ＧａＡｓ  ＨＥＭＴ：ＧａＡｓ  Ｈｉｇｈ  Ｅｌｅｃｔｒｏｎ  Ｍｏｂｉｌｉｔｙ  Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などを用いたアンプでもよい。
【００３９】
フィルタ５は、信号線１３ａ及び接地導体１３ｂを有す伝送線路１３と、誘電体基板１２とからなり、伝送線路１３は、図１に示すように蛇行（メアンダ）形状に構成されている。接地導体１３ｂの平面上にメアンダ形状のスリットが形成されており、信号線１３ａが、図１（ｂ）に示すように、該スリットの略中央をメアンダ形状に沿って配設された形で、フィルタ５は、伝送線路１３のコプレーナ導波路が形成されている。
【００４０】
ここで、上記フィルタ５の構成について図２ないし図７に沿って具体的に説明する。
【００４１】
図２は、コプレーナ導波路からなる受信回路を示す一部省略斜視図である。受信回路２は、図２に示すように誘電体基板１２の同一面上に、信号線１３ａ及び接地導体１３ｂが配設されており、接地導体１３ｂには、上述したようにスリットＳＬが形成されている。信号線１３ａは、該信号線１３ａに隣合う両接地導体１３ｂが信号線１３ａに対し対称になるように、上記スリットＳＬの略中央に配設されている。また信号線１３ａは、所定のギャップＧＡＰが設けられており、該ギャップＧＡＰを介して信号線１３ａ間に所定容量となるキャパシタＣｂが構成される。
【００４２】
なお、受信回路２の一例として、伝送線路１３を誘電体基板１２の同一面上に形成したコプレーナ配線を示したが、これに限らず、機械的強度及び対電力性向上のために誘電体基板１２の裏面にも接地導体１３ｂを配設したコプレーナ配線でもよく、また、信号線１３ａと接地導体１３ｂが各々誘電体基板１２の表裏に配設されるマイクロストリップ型でもあっても、本発明を適用することができる。さらに、上記誘電体基板１２は単結晶からなる酸化マグネシウムＭｇＯ（比誘電率εｒ＝９．６）であり、所定の比誘電率εｒを有す誘電体であればいずれにものも本発明を適用することができるが、上記酸化マグネシウムＭｇＯのように誘電損失が比較的小さい誘電体が好ましく、例えばランタンアルミネイドＬａＡｌＯ３などでもよい。
【００４３】
次いで、上記ギャップＧＡＰについて図３に沿って説明する。図３は、信号線間のギャップを示す上面拡大図で、（ａ）はシングルギャップを示す図、（ｂ）はインターディジタルギャップを示す図である。信号線１３ａには、図３（ａ）に示すようにフラットな形状の対向面Ｓが形成されており、該対向面Ｓが互いに略平行に距離Ｇを介して（つまり距離Ｇの誘電体基板１２を介し）、シングルギャップＧＡＰｓが形成されている。つまり、シングルギャップＧＡＰｓを介して、上述したキャパシタＣｂが構成されている。
【００４４】
さらに、図３（ｂ）に示す信号線１３ａには、櫛型状の対向面Ｓ’が形成されており、該対向面Ｓ’が互いに所定の間隙ｘ及び距離Ｇ’を介して嵌合するように、インターディジタルギャップＧＡＰｉが形成されている。つまり、インターディジタルギャップＧＡＰｉを介してキャパシタＣｂが構成されている。インターディジタルギャップＧＡＰｉは、対向面Ｓ’の面積を増加させて（つまり強い結合をさせて）、上記シングルギャップＧＡＰｓの距離Ｇを小さくしても得られないような、より大きい容量のキャパシタＣｂを構成している。従って、所望の容量に応じて上記対向面Ｓ、Ｓ’の形状、距離Ｇ、Ｇ’、及び間隔ｘが決定される。
【００４５】
次に、上記ギャップＧＡＰから構成されるＪインバータについて、図４に沿って説明する。図４は、Ｊインバータの説明図で、（ａ）はコプレーナ導波路を示す図、（ｂ）は分布定数回路図、（ｃ）はＪインバータを示す図である。信号線１３ａは、図４（ａ）に示すようにギャップＧＡＰを介しキャパシタＣｂが構成されており、所定の間隔ｄを介して接地導体１３ｂに対し配設されている。隣り合う信号線１３ａと接地導体１３ｂとにより、間隔ｄを介してキャパシタＣａ／２が構成されている。また信号線１３ａは、ギャップＧＡＰを中心に対称となるように電気長φ／２βの長さを有している。なお、βはコプレーナ導波路内を伝わる無線信号の位相定数である。
【００４６】
フィルタ５全体において上記間隔ｄ、及び信号線１３ａの線路幅を一定に構成することにより、フィルタ５の特性インピーダンスＺ０が決定される。なお、上記特性インピーダンスＺ０は５０［Ω］になるように、所定の間隔ｄ及び信号線１３ａの線路幅の伝送線路１３が形成されるが、特性インピーダンスＺ０は５０［Ω］に限られず、所定の特性インピーダンスＺ０（例えば受信装置１の小型化のためにＺ０を５０［Ω］以下としたＺ０）に応じた間隔ｄ及び信号線１３ａの線路幅であっても、本発明を適用することができるのは勿論である。なお、上記誘電体基板１２の板厚は、特性インピーダンスＺ０のを決定するにあたって、該板厚を計算上無視できるように、信号線１３ａの線路幅の５倍以上であることが好ましい。本実施例において信号線１３ａの線路幅は、例えば７０［μｍ］であるのに対し、誘電体基板１２の板厚は、例えば０．５［ｍｍ］である（約７倍である）。
【００４７】
図４（ａ）に示す上述したコプレーナ導波路は、同図（ｂ）に示す分布定数回路に表される。分布定数回路は、上述したキャパシタンスＣａ、ＣｂによるサセプタンスＢａ、Ｂｂのπ型回路２０と、電気長φ／２βの長さを有す伝送線路２１とからなり、該伝送線路２１は、上記π型回路２０の両端に接続された形で構成されている。従って、上記サセプタンスＢａ、Ｂｂは、Ｂａ＝ωＣａ、及びＢｂ＝ωＣｂで表され、上記キャパタンスＣａ、Ｃｂにより決定される。つまり、上述した対向面Ｓ、Ｓ’、距離Ｇ、Ｇ’、及び間隔ｘなどの信号線１３ａの形状により決定される。
【００４８】
そして、π型回路２０の両端に電気長φ／２βの長さを有す伝送線路２１を接続することにより、図４（ｂ）に示す分布定数回路は、Ｊインバータ７が実現され、同図（ｃ）に示すようなＪインバータ７で表される。つまりＪインバータ７は、ギャップＧＡＰと、電気長φ／２βの長さを有す伝送線路２１とから構成される。なお、Ｊインバータ７について詳細は後述する。
【００４９】
次いで、上記Ｊインバータ７に接続される半波長共振器について、図５に沿って説明する。図５は、半波長共振器の説明図で、（ａ）はコプレーナ導波路を示す図、（ｂ）は分布定数回路図、（ｃ）は等価回路図である。図５（ａ）に示すコプレーナ導波路は、２つのギャップＧＡＰが伝送線路１３の長さＬｄを介して配設されており、該長さＬｄは、電気長φ／２βと、半波長π（λ／２）と、電気長φ／２βとの和である。つまり同図（ａ）に示すコプレーナ導波路は、上述した２つのインバータ７と、半波長π（λ／２）の長さの伝送線路１３からなり、図４の説明と同様に、図５（ｂ）に示す分布定数回路に表される。
【００５０】
そして、半波長線路２２は、分布定数回路により伝送線路１３間に構成されるＬＣ並列共振回路（半波長共振器）と等価であることから、図５（ｂ）に示す分布定数回路は、同図（ｃ）に示す等価回路図に表される。従って上記分布定数回路は、同図（ｃ）に示すように、Ｊインバータ７と、サセプタンスＢ１のＬＣ並列共振回路（半波長共振器）９とからなり、該ＬＣ並列共振回路９は、キャパシタ９ａと、インダクタンス９ａとが並列に接続されて構成される。
【００５１】
次に、Ｊインバータ７とＬＣ並列共振回路（半波長共振器）９により構成されたフィルタについて、図６に沿って説明する。図６は、Ｊインバータと半波長共振器により構成されたフィルタを示す一部省略上面図である。フィルタ５は、図６に示すように、に蛇行した形で（メアンダ形状で）構成されており、上述したように、伝送線路１３（例えば長さＬｄ＝φ／２β＋π＋φ／２β）と、ギャップＧＡＰとが、交互に接続された形で構成されており、つまり、図５で説明したようにＪインバータ７と、ＬＣ並列共振回路（半波長共振器）９とが交互に接続されて構成されている。図７は、５段のチェビシェフ帯域通過フィルタで、（ａ）はＪインバータと半波長共振器により構成されたフィルタを示す回路図、（ｂ）は等価回路図である。フィルタ５は、図７（ａ）に示すように、Ｊインバータ７と、ＬＣ並列共振回路（半波長共振器）９とが交互に接続されて構成されている。図７（ａ）の破線内に示すＬＣ共振回路９が２つのＪインバータ７に挟まれた形で構成した回路５１、５２、５３は、Ｊインバータにより、同図（ｂ）の破線内に示すＬＣ直列共振回路５１、５２、５３に相当し、図７（ａ）の回路図は、同図（ｂ）の等価回路図に表される。
【００５２】
ここで、Ｊインバータについて図８に沿って説明する。図８は、インバータの説明図で、（ａ）はＫインバータを説明する模式図、（ｂ）はＪインバータを説明する模式図である。インバータは、Ｊインバータ（インピーダンスインバータ）とＫインバータ（アドミタンスインバータ）があり、いずれも図８に示すように、入力端Ｐｉと出力端Ｐｏとで影像位相量が±π／２（λ／４）、又はその奇数倍ずれる働きをする。図８（ａ）において出力端ＰｏがインピーダンスＺで終端されているとき、また同様に同図（ｂ）において出力端ＰｏがアドミンスＹで終端されているとき、入力インピーダンスＺｉｎ、入力アドミンスＹｉｎは、以下の式１及び式２で定義される。
【００５３】
【数１】
式１
0004114001.tif 000002
【００５４】
【数２】
式２
0004114001.tif 000003
式１及び式２は等価であることにより、式３が成立する。
【００５５】
【数３】
式３
0004114001.tif 000004
【００５６】
また、影像位相が±９０°ずれることより、インバータの縦続行行列は式４と表され、式４中のＪ、ＫがそれぞれＪパラメータ、Ｋパラメータと呼ばれる。
【００５７】
【数４】
式４
0004114001.tif 000005
【００５８】
つまり式４より、入力端Ｐｉから見ると、あたかも負荷のインピーダンスＺ、あるいはアドミタンスＹが反転して見え、例えば、負荷に接続したインダクタンスＬがキャパシタンスＣに、キャパシタンスＣがインダクタンスＬに見える。
【００５９】
こうして、ＬＣ直列共振回路にＪインバータ７を適用すると、式５、式６となり、インダクタンスＬ’、及びキャパシタンスＣ’のＬＣ並列共振回路に変換することができる（逆も変換することができる）。
【００６０】
【数５】
式５
0004114001.tif 000006
【００６１】
【数６】
式６
0004114001.tif 000007
【００６２】
つまり、図７（ａ）の破線内に示すように、インダクタンス９ａとキャパシタンス９ｂとからなるＬＣ並列共振回路９を、２つのＪインバータ７で挟む形に構成した回路５１、５３、５５は、同図（ｂ）の破線内に示すＬＣ直列共振回路５１、５３、５５に変換されるので、第１共振回路５１は、インダクタンスＬ１及びキャパシタＣ１からなるＬＣ直列共振回路に相当し、第２共振回路５２は、インダクタンスＬ２及びキャパシタＣ２からなるＬＣ並列共振回路に相当し、第３共振回路５３、第４共振回路５４、及び第５共振回路５５についても以下同様に、各ＬＣ並列・直列共振回路に相当することとなる。
【００６３】
このようにフィルタ５は、Ｊインバータ７と、ＬＣ並列共振回路（半波長共振器）９とが交互に接続されることより、ＬＣ並列共振回路と、ＬＣ直列共振回路とが交互に接続されて構成され、図７（ａ）に一例として示したフィルタ５は、第１共振回路５１、第２共振回路５２、第３共振回路５３、第４共振回路５４、及び第５共振回路５５からなり、５つの共振器が接続されることにより段数が５段に構成されている。
【００６４】
なお、上記フィルタ５は、無線信号を帯域通過するフィルタ（ＢＰＦ：Ｂａｎｄ  Ｐａｓｓ  Ｆｉｌｔｅｒ）であり、高周波において通過帯域外における急峻な帯域外減衰特性（カット特性）が得られるチェビシェフ特性（通過帯域においてリップル、つまり振幅特性のうねりがある特性）を有すが、高周波の無線信号を帯域通過できる所定のカット特性を有すものであればいずれのものであってもよく、例えば、バターワース特性（最大平坦特性）、阻止域にリップルのある逆チェビシェフ特性を有すものなどでもよい。
【００６５】
次いで、本発明に係る受信回路２を備えた受信装置１の構成について図９に沿って具体的に説明する。
【００６６】
図９は、本発明に係る受信回路を備えた受信装置の等価回路図である。図９に示す受信装置１は、図１で説明したように、受信回路２と、アンテナ１１とからなり、さらに受信回路２は、フィルタ５と、インピーダンス変換・補償回路３とからなる。フィルタ５は、第１共振回路５１、第２共振回路５２、及び第３共振回路５３からなり、段数が３段に構成されている。第１共振回路５１は、図７の説明と同様に、第１Ｊインバータ７１と、第１ＬＣ並列共振回路９１と、第２Ｊインバータ７２とからなり、また第２共振回路５２は、第２ＬＣ並列共振回路９２であり、さらに第３共振回路５３は、第３Ｊインバータ７３と、第３ＬＣ並列共振回路９３と、第４Ｊインバータ７４からなる。
【００６７】
アンテナ１１は、抵抗Ｒａ及びリアクタンスＸａからなり、フィルタ５の入出力端Ｐ１には、インピーダンス整合及び帯域調整（所望の帯域を維持して利得を向上させる調整）するように、第１Ｊインバータ７１及び第２Ｊインバータ７２が接続されている。
【００６８】
ここで、上記インピーダンス整合及び帯域調整するためのフィルタ理論について、図１０に沿って説明する。図１０は、インピーダンス整合及び帯域調整を説明する回路図で、（ａ）はｎ段帯域通過フィルタの等価回路、（ｂ）は変形した最終段の回路図である。図１０（ａ）に示すフィルタ５は、第１Ｊインバータ７１、第１ＬＣ直列共振回路９１、…、第ｎＬＣ直列共振回路９１、第ｎＪインバータ７ｎが接続された、段数がｎ段の帯域通過フィルタであり、入力側（図中左側）にインピーダンスＺ０の負荷及び電源ＶＳが接続され、また出力側（図中右側）にインピーダンスＺの負荷６が接続されている。ここで、中心周波数ω０、遮断周波数ω１、ω２、比帯域ｗ、規格化素子値ｇｉ、及びサセプタンススロープパラメータｂｉとして式７ないし式９より、Ｊインバータパラメータ、及びＬＣ並列共振回路９のサセプタンスＢｉは、式１０ないし式１２のように表される。
【００６９】
【数７】
式７
0004114001.tif 000008
【００７０】
【数８】
式８
0004114001.tif 000009
【００７１】
【数９】
式９
0004114001.tif 000010
【００７２】
【数１０】
式１０
0004114001.tif 000011
【００７３】
【数１１】
式１１
0004114001.tif 000012
【００７４】
【数１２】
式１２
0004114001.tif 000013
【００７５】
従って、図１０（ａ）に示すフィルタ５の最終段（第ｎ−１Ｊインバータ７ｎ−１の出力側）は、同図（ｂ）に示すように、ＬＣ並列共振回路９０とコンダクタンスＧが負荷された形になる。このとき、第ｎ＋１段の規格化素子値ｇｎ+１＝１より、上記コンダクタンスＧは式１３のように表される。
【００７６】
【数１３】
式１３
0004114001.tif 000014
【００７７】
次いでアンテナ１１に対し、上述したフィルタ理論を適用したインピーダンス整合及び帯域調整について、図１１に沿って説明する。図１１は、アンテナに対するインピーダンス整合及び帯域調整の説明図で、（ａ）はアンテナをフィルタの入出力端に接続した回路図、（ｂ）は（ａ）の回路図を変形した回路図である。アンテナ１１は、図１１に示すように、放射抵抗Ｒａと、アンテナリアクタンスＸａとの直列回路からなり、フィルタ５の入出力端Ｐ１（Ａ、Ａ’）に接続されている。なお、アンテナ１１は受信の際、共振するため、共振周波数ω０において見かけ上リアクタンス成分Ｘａが略０となる。つまり図１１に示すアンテナ１１の直列回路は、略共振周波数ω０外の（つまり阻止域の）周波数における回路図を示している。
【００７８】
図１１（ａ）に示す回路図は、上述したフィルタ理論を適用することより、同図（ａ）の破線内に示すアンテナ１１と、第１Ｊインバータ７１とが接続された回路１７が、同図（ｂ）の破線内に示す第１インバータ変形回路１８に変形される。つまり、放射抵抗Ｒａと、アンテナリアクタンスＸａによりインピーダンスで表示された回路１７が、コンダクタンスＧ（Ｊ’２０、１Ｒａ）と、ＬＣ並列共振回路（ｊＪ’２０、２Ｘａ）によりアドミタンスで表示された回路１８に変形される。この際、同図（ｂ）の一点破線内に示す回路のサセプタンスをＢ１’とおくと、式１４が成り立つ。
【００７９】
【数１４】
式１４
0004114001.tif 000015
【００８０】
サセプタンスＢ１、Ｂ１’のサセプタンススロープパラメータをｂ１、ｂ１’アンテナリアクタンスＸａのリアクタンススロープパラメータをｘａとおくと、上記式１４は式１５に表される。
【００８１】
【数１５】
式１５
0004114001.tif 000016
【００８２】
なお、リアクタンススロープパラメータｘａは、サセプタンススロープパラメータをｂ１を定義した式９のサセプタンスＢｉを、リアクタンスＸｉに代えて同式により定義される。
【００８３】
そして、式１３より、
【数１６】
式１６
0004114001.tif 000017
とすると、上述したフィルタ理論が適用され、Ｊインバータパラメータは式１７及び式１８のように表される。
【００８４】
【数１７】
式１７
0004114001.tif 000018
【００８５】
【数１８】
式１８
0004114001.tif 000019
【００８６】
また、式１５及び式１６よりサセプタンススロープパラメータｂ１’は、式１９のように表される。
【００８７】
【数１９】
式１９
0004114001.tif 000020
【００８８】
このように、第１Ｊインバータ７１により放射抵抗Ｒａをフィルタ理論が適用できる値に変換すると共に、第２Ｊインバータ７２にアンテナ１１のリアクタンスＸａを取り込むことにより、フィルタ理論を適用できるようにサセプタンスＪ’２0、１Ｘａを構成し（ＬＣ並列共振回路を構成し）、インピーダンス整合及び帯域調整を行なう。これにより、式１８において、第１Ｊインバータ７２により放射抵抗Ｒａをインピーダンス整合し、式１７において、第２Ｊインバータ７２により帯域調整される。したがってアンテナ１１は、上述したようにインピーダンス整合及び帯域調整される形で、上記第１Ｊインバータ７１及び第２Ｊインバータ７２が接続されている。なお、上記フィルタ理論によるインピーダンス整合・帯域調整は、上述したように少なくともフィルタ５の段数が２段あれば足りる。
【００８９】
ただし、式１９に示すサセプタンススロープパラメータｂ１’は正より、比帯域ｗについて式２０の条件を満たさなければならない。
【００９０】
【数２０】
式２０
0004114001.tif 000021
【００９１】
即ち、インピーダンス整合しながら帯域調整が可能な帯域の上限は、式２０に示すように、放射抵抗Ｒａ、サセプタンススロープパラメータｘａ、規格化素子値ｇ１によって決定される。
【００９２】
上述したアンテナ１１は受信の際、共振するため、共振周波数ω０において見かけ上リアクタンス成分Ｘａが略０となるが、負荷６として接続される比較的大きなリアクタンス成分ＸＬを有すアンプ６ａは、受信において無線信号を増幅する際、アンテナ１１のように共振しないため、該リアクタンス成分ＸＬが略０とならず、例えば上記リアクタンス成分ＸＬを補償するスタブ回路などを追加しなければ、上述したフィルタ理論を適用してインピーダンス整合することができないと共に、帯域調整をもすることができない。そこで本発明は、インピーダンス変換・補償回路３により、アンプ６ａなどのリアクタンス成分ＸＬが比較的大きい場合であっても、上記スタブ回路などを追加することなく、インピーダンス整合、及び帯域調整をすることができるように上記フィルタ理論を適用するものであり、以下に本発明の要旨である比較的大きなリアクタンス成分ＸＬ有す負荷６に対するインピーダンス整合、及び帯域調整について説明する。
【００９３】
まず、負荷６のインピーダンスＺLにおけるリアクタンス成分ＸＬの変換、及び変換されたインピーダンスＺL’におけるリアクタンス成分ＸＬ’の補償について、図１２に沿って説明する。図１２は、インピーダンス変換の説明図で、（ａ）は比較的大きいリアクタンス成分ＸＬを有す負荷が接続された回路図、（ｂ）はインピーダンス変換後の回路図、（ｃ）はリアクタンス成分を補償する回路図である。インピーダンス変換・補償回路３は、図１２（ａ）に示すように、インピーダンスＺL（負荷６は容量性として負のＸＬ）を有す負荷６が接続されており、インピーダンス変換・補償回路３の伝送線路の所定長さはｌである。同図（ａ）に示す回路図において、伝送線路の所定長さｌによるインピーダンス変換は、式２１に表される。
【００９４】
【数２１】
式２１
0004114001.tif 000022
【００９５】
但し、所定値γ、θは式２２に表される。
【００９６】
【数２２】
式２２
0004114001.tif 000023
【００９７】
ここで、伝送線路の所定長さｌを、式２３に示すようにλ／４とすると、式２４が成り立つ。なお、λ／４×ｎ（ｎ＝１、３、…、２×ｎ−１［ｎは整数］）であっても同様に式２４が成り立つ。
【００９８】
【数２３】
式２３
0004114001.tif 000024
【００９９】
【数２４】
式２４
0004114001.tif 000025
【０１００】
さらに、式２５に示すように負荷６のインピーダンスＺＬが比較的大きい場合、例えばアンプ６ａなどのように入力インピーダンスＺＬが比較的大きい場合、式２６が成り立つ。
【０１０１】
【数２５】
式２５
0004114001.tif 000026
【０１０２】
【数２６】
式２６
0004114001.tif 000027
【０１０３】
式２６より、式２１の分母の特性インピーダンスＺ０を無視することができ、式２１は式２７のように表される。
【０１０４】
【数２７】
式２７
0004114001.tif 000028
【０１０５】
従って式２７より、図１２（ａ）の回路図は、同図（ｂ）の回路図に変換される。つまり、負荷６が例えば低雑音アンプ、パワーアンプなどのアンプ６ａのように入力インピーダンスＺＬが比較的大きい場合、上述したように伝送線路の所定長さｌを、例えばλ／４とすることより、負荷６の抵抗成分が小さくなるように（Ｚ０２／ＺＬになるように）インピーダンスＺＬが変換される。即ち、インピーダンス変換・補償回路３は、図１２（ｂ）に示すようにリアクタンスＸのＬＣ直列共振回路であるインピーダンス変換回路１５を備え、インピーダンス変換回路１５（インピーダンス変換・補償回路３）は、伝送線路の所定長さｌに基づき（例えばλ／４の長さに基づき）負荷６の抵抗成分が小さくなるように負荷６のインピーダンスＺＬをＺＬ’に変換する。
【０１０６】
なお、上記リアクタンスＸは式２８で表され、またリアクタンススロープパラーメータｘは、式２９で表され一定となる。
【０１０７】
【数２８】
式２８
0004114001.tif 000029
【０１０８】
【数２９】
式２９
0004114001.tif 000030
【０１０９】
また、式３０より共振周波数ω０は式３１で表され、また特性インピーダンスＺ０は式３２で表される。
【０１１０】
【数３０】
式３０
0004114001.tif 000031
【０１１１】
【数３１】
式３１
0004114001.tif 000032
【０１１２】
【数３２】
式３２
0004114001.tif 000033
【０１１３】
次に、インピーダンス変換・補償回路３による変換されたインピーダンスＺＬ’におけるリアクタンス成分ＸＬ’の補償について、図１２に沿って説明する。図１２（ｂ）に示すインピーダンス変換後の回路では、式３３が成り立つ。
【０１１４】
【数３３】
式３３
0004114001.tif 000034
【０１１５】
従って、所定長さｌがλ／４である伝送線路１３は、終端を短絡した線路と等価である。即ち、所定長さｌをλ／４より調整量Δｌだけ長くすると、式３４が成り立ち、
【数３４】
式３４
0004114001.tif 000035
伝送線路１３の単位長さあたりのインダクタンスをＬ［Ｈ／ｍ］とすると、インダクタンスの装荷ΔＬは式３５となる。なお、式３４及び式３５に示すＬは、上述のように単位長さあたりのインダクタンスである。
【０１１６】
【数３５】
式３５
0004114001.tif 000036
【０１１７】
式３５は、伝送線路の所定長さｌをλ／４から調整量Δｌだけ長くすると、図１２（ｂ）に示す直列共振回路（インピーダンス変換回路）１５のリアクタンスＸは調整量Δｌに応じて増加し、逆に調整量Δｌだけ短くすると、上記リアクタンスＸは同様に調整量Δｌに応じて減少する。
【０１１８】
図１３は、リアクタンス成分補償の説明図で、（ａ）はインピーダンス整合回路、（ｂ）は雑音整合回路である。図１３（ａ）に示すインピーダンス整合回路３０は、上記フィルタ５と、インピーダンス変換・補償回路３とからなり、入力端Ａ、Ａ’に電源ＶＳ及びアンテナ１１などの受動素子（Ｒａ+ｊＸａ）が接続され、出力端Ｃ、Ｃ’に負荷６として半導体増幅器などのＦＥＴ、つまり上述した低雑音アンプやパワーアンプなどのアンプ６ａが接続されている。上記インピーダンス整合回路３０により、出力端Ｃ、Ｃ’から上記ＦＥＴを見たインピーダンスＺＬ（ＲＬ＋ｊＸＬ）と、同様に出力端Ｃ、Ｃ’からインピーダンス整合回路３０を見たインピーダンスＺｓ（Ｒｓ＋ｊＸｓ）とが式３６を満たし、つまり共役整合している。
【０１１９】
【数３６】
式３６
0004114001.tif 000037
【０１２０】
また、図１３（ａ）のインピーダンス整合回路３０におけるフィルタ５の最終段は、図１２（ｂ）に示す等価回路で表され、同図（ｂ）において変換されたインピーダンスＺＬ’は、負荷抵抗ＲＬ’により式３７のように定義される。
【０１２１】
【数３７】
式３７
0004114001.tif 000038
【０１２２】
従って、図１２（ｂ）において、変換されたインピーダンスＺＬ’におけるリアクタンスＸＬ’を補償するための調整量Δｌは、式３７から式３８となる。なお、式３８に示すＬは単位長さあたりのインダクタンスである。
【０１２３】
【数３８】
式３８
0004114001.tif 000039
【０１２４】
また、負荷６が上記ＦＥＴより、入力インピーダンスＺＬにおけるリアクタンス成分ＸＬは、ゲート・ソース間の容量Ｃｇｓが正であることから、式３９となり、
【数３９】
式３９
0004114001.tif 000040
式３８及び式３９より、調整量Δｌは式４０に示すように負となる。つまり、アンプ６ａ（ＦＥＴ）のような負荷６についてインピーダンス整合するためには、伝送線路の所定長さｌをλ／４から、補償された上記リアクタンス成分ＸＬ’に応じた調整量Δｌだけ短くする必要がある。
【０１２５】
【数４０】
式４０
0004114001.tif 000041
【０１２６】
従って、インピーダンス変換・補償回路３は、図１２（ｃ）に示すようにインピーダンス変換回路１５と、リアクタンス補償回路１６からなるが、リアクタンス補償回路１６において調整量｜Δｌ｜（絶対値）だけ短くすることにより、伝送線路１３にリアクタンス（−ＸＬ’）が付加された形となり、入力端から見たインピーダンスＺｉｎが負荷６の抵抗成分ＲＬ’のみとなるように負荷６のリアクタンスＸＬ’を補償（相殺）される。即ち、インピーダンス変換・補償回路３は、伝送線路の所定長さｌを調整することにより、変換されたインピーダンスＺＬ’におけるリアクタンス成分ＸＬ’を補償し、例えば、負荷６のインピーダンスＺＬにおけるリアクタンス成分ＸＬが正の場合、つまり誘導性である場合、ＸＬ’＜０であるので（式４１よりＸＬに対し符合が負に反転するので）、伝送線路の所定長さｌ（λ／４）を長く、負荷６のインピーダンスＺＬにおけるリアクタンス成分ＸＬが負の場合、つまり容量性である場合、ＸＬ’＞０であるので（式４１よりＸＬに対し符号が正に反転するので）、伝送線路の所定長さｌ（λ／４）を短く調整することにより、変換されたインピーダンスＺＬ’におけるリアクタンス成分ＸＬ’を補償する。なお、上記伝送線路の所定長さｌは、上述したようにλ／４に限られず、λ／４×ｎ（ｎ＝１、３、…、２×ｎ−１［ｎは整数］）でもよい。
【０１２７】
そして、インピーダンス変換・補償回路３は、上述したようにアンプ６ａなどの比較的大きな負荷６のインピーダンスＺＬにおけるリアクタンスＸＬ成分を変換することにより、該変換されたインピーダンスＺＬ’におけるリアクタンス成分ＸＬ’に基づき、上述したフィルタ理論を適用してインピーダンス整合、及び帯域調整される。
なお、負荷６の抵抗成分ＲＬ’は式３７より式４１で表される。
【０１２８】
【数４１】
式４１
0004114001.tif 000042
【０１２９】
式４１に示す抵抗成分ＲＬ’はインピーダンス変換回路１５により変換された抵抗値で、上記ＦＥＴでは式４２が成り立つので、抵抗成分ＲＬ’は入力インピーダンスＺ０に対し式４３の関係となる。
【０１３０】
【数４２】
式４２
0004114001.tif 000043
【０１３１】
【数４３】
式４３
0004114001.tif 000044
【０１３２】
このように、インピーダンス変換・補償回路３により変換されたインピーダンスＺＬ’におけるリアクタンス成分ＸＬ’が補償されると、上述したフィルタ理論に適用することができ、上記式１７ないし式１９、及び式３７より、図９に示す第３Ｊインバータ（Ｊ’２、３）のＪパラメータＪ’２、３は式４４、第４Ｊインバータ（Ｊ’３、４）のＪパラメータＪ’３、４は式４５、第３ＬＣ並列共振回路９３のサセプタンススロープパラメータｂ３’は式４６、さらに変換されたインピーダンスＺＬ’は式４７のように表される。
【０１３３】
【数４４】
式４４
0004114001.tif 000045
【０１３４】
【数４５】
式４５
0004114001.tif 000046
【０１３５】
【数４６】
式４６
0004114001.tif 000047
【０１３６】
【数４７】
式４７
0004114001.tif 000048
【０１３７】
つまり、変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分ＸＬ’は、インピーダンス変換・補償回路３に吸収された形で、リアクタンス補償回路１６により補償されるので、式５０のリアクタンススロープパラメータｘは、式２３のリアクタンススロープパラメータｘａ（アンテナ１１のリアクタンス成分Ｘａのパラメータ）と異なり、式３３で示したように一定値となる。これによりフィルタ５は、アンテナ１１と同様に、アンプ６ａのようにリアクタンス成分ＸＬが比較的大きい負荷６に対し、変換されたインピーダンスＺＬ’におけるリアクタンス成分ＸＬ’に基づき、インピーダンス整合、及び帯域調整する。
【０１３８】
また、図１３（ｂ）に示す雑音整合回路３１も、同図（ａ）のインピーダンス整合回路３０同様、フィルタ５により雑音整合するものであり、雑音整合回路３１は、出力端Ｃ、Ｃ’から雑音整合回路３１を見たインピーダンスＺｓが式４８を満たす。なお、ＺｏｐｔはＦＥＴの雑音指数を最小とするインピーダンスである。
【０１３９】
【数４８】
式４８
0004114001.tif 000049
【０１４０】
上述したインピーダンス整合回路３０において負荷６のインピーダンスがＺＬの場合、Ｚｓ＝ＺＬ＊となるので、雑音整合回路３１は、式４９における負荷６に対しインピーダンス整合回路と等価となる。なお、ＺＬ＊はインピーダンスＺＬの複素共役の関係にある。
【０１４１】
【数４９】
式４９
0004114001.tif 000050
【０１４２】
従って、図１３（ｃ）に示すフィルタ５の最終段の等価回路を用い、負荷６のインピーダンスＺＬ’は式５０のように定義され（式３７と同様に定義され）、
【数５０】
式５０
0004114001.tif 000051
リアクタンスＸＬ’を補償するための調整量Δｌは、式５１のように表される。なお、式５１に示すＬは単位長さあたりのインダクタンスである。
【０１４３】
【数５１】
式５１
0004114001.tif 000052
【０１４４】
ここで、
【数５２】
式５２
0004114001.tif 000053
では、
【数５３】
式５３
0004114001.tif 000054
となり、リアクタンス補償の調整量Δｌは負となる。つまり、リアクタンス成分ＸＬが存在する負荷６についてのインピーダンス整合は、上述したインピーダンス整合のみならず、雑音整合を含めたインピーダンス整合が可能となり、従って、上述したインピーダンス整合回路３０は（つまりフィルタ５とインピーダンス変換・補償回路３とは）、雑音整合を含めたインピーダンス整合を行なう。なお、抵抗成分ＲＬ’は式５４のように表される。
【０１４５】
【数５４】
式５４
0004114001.tif 000055
【０１４６】
このように、低雑音アンプ６ａに対し、インピーダンス変換・補償回路３が上記インピーダンス整合（雑音整合も含む）、及び帯域調整ができるように、調整量Δｌが所定値に調整される。図１４は、低雑音アンプに対するインピーダンス整合及び帯域調整の説明図で、（ａ）は分布定数回路図、（ｂ）はコプレーナ導波路を示す図である。例えば低雑音アンプ６ａが、上述したように第１Ｊインバータ７１と、インピーダンス変換・補償回路３を介して接続されており、インピーダンス変換・補償回路３は、図１４（ａ）に示すように、リアクタンス成分ＸＬが負なので、所定長さｌをλ／４から調整量Δｌだけ短くした伝送線路１３からなる。そして同図（ｂ）に示すように、インピーダンス変換・補償回路３とギャップＧＡＰとの伝送線路１３の長さが、伝送線路１３の長さλ／４−Δｌと、電気長φ／２βとの和である、コプレーナ導波路で構成される。
【０１４７】
ついで、本発明に係る受信回路２及び受信装置１の作用について図１及び図９に沿って説明する。
【０１４８】
無線信号がアンテナ１１に受信され、アンテナ１１のスロットに所定の電界分布が生じる。信号線１３ａは、図１（ｂ）に示すようにアンテナ中央部１１ｃから接地導体１３ｂに接続されており（短絡されており）、この際、長さｌａが半波長λ／２となる（電界分布を呈して）無線信号を受信する。なお、信号線１３ａが接地導体１３ｂに接続されない（開放されている）場合、ダイポールアンテナのように長さ２ｌａを半波長λ／２となる無線信号を受信する。
【０１４９】
また、アンテナ１１は超伝導体からなるので、放射抵抗Ｒｓがアンテナなどに通常用いられる金属に比較して小く、無線信号は、周波数分布が狭帯域化した形で図１（ｂ）に示すフィルタ５の入出力端Ｐ１に入力される。
【０１５０】
フィルタ５に入力された無線信号は、図９に示すフィルタ５を構成する第１Ｊインバータ７１、第１ＬＣ並列共振回路９１、…、第３Ｊインバータを順次伝送し、所定帯域の無線信号のみがフィルタ５を通過すると共に、上記狭帯域化した周波数分布を所望の帯域を維持して利得を向上するように（帯域調整されるように）フィルタ５の各共振回路を通過する。
【０１５１】
フィルタ５を通過した無線信号は、低雑音アンプ６ａなどの負荷６に入力される前に、フィルタ５の入出力端Ｐ２に接続されたインピーダンス整合・補償回路３を通過し、低雑音アンプ６ａのリアクタンス成分ＸＬ’が補償されていることより、インピーダンス整合（雑音整合）及び帯域調整された形で、低雑音アンプ６ａに入力される。そして入力された無線信号は、低雑音アンプ６ａにより所定値に増幅されて、図１に示す入出力端Ｐ３から出力される。
【０１５２】
図１５は、本発明に係る受信回路を適用した場合の反射損失を示す図である。図１５に示すＳパラメータは、インピーダンスＺＬが３０００−ｉ３３００［Ω］の低雑音アンプ６ａを受信回路２に接続した際の反射損失Ｓ１１（入力した信号が反射して戻ってくる割合）の絶対値（以下、単にＳ１１とする）を示している。実線は、低雑音アンプ６ａがインピーダンス変換・補償回路３を介し段数が３段（ｎ＝３）のフィルタ５に接続された反射損失Ｓ１１（つまり上述した図９に示す受信装置１における反射損失）、また一点破線は、インピーダンス変換・補償回路３を介し段数が１段（ｎ＝１）のフィルタ５に接続された反射損失Ｓ１１、さらに破線は、インピーダンス変換・補償回路３を介さず直接フィルタ５に接続された反射損失Ｓ１１である。
【０１５３】
インピーダンス変換・補償回路３を介し３段フィルタ５の反射損失Ｓ１１が、図１５に示すように、通過帯域にリップルを有すチェビシェフ特性を示し（３つの極を示し）、中心周波数ω０の２ＧＨｚにおいて急峻なカット特性を有す。段数を１つにすると、極が１つとなり、一点破線に示すように狭帯域化しカット特性が低下する。そして、インピーダンス変換・補償回路３を介さず直接フィルタ５に接続すると、破線に示すようにインピーダンス変換・補償回路３を介してフィルタ５に接続されたもの（実線、一点破線）に比較して、急激に反射損失Ｓ１１が低下する。
【０１５４】
なお、上述した実施の形態において、受信回路２及び該受信回路２を備えた受信装置１について説明したが、これに限らず、本発明は送信回路２及び該受信回路２を備えた受信装置１として、無線信号を送信することができ、また送受信回路２及び該送受信回路２を備えた送受信装置１としても、無線信号を送受信することができることは勿論である。
【０１５５】
以上のように無線信号は、インピーダンス変換・補償回路３により変換されたインピーダンスＺＬ’におけるリアクタンス成分ＸＬ’に基づき、フィルタ５がインピーダンス整合及び帯域調整する受信回路２を、伝送するので、負荷６が、例えば低雑音アンプ、パワーアンプなどのアンプ６ａのように比較的大きなリアクタンス成分を有す場合であっても、スタブ回路などの補償回路を追加することなく、インピーダンス整合及び帯域調整することができ、これにより送信・受信回路２の小型化を図りながら、送信・受信回路２のコストを増大させることなく、高い周波数選択度を実現することができる。また負荷６が、誘導性（インダクタンス）、又は容量性（キャパシタ）であっても、該変換されたインピーダンスＺＬ’におけるリアクタンス成分ＸＬ’を補償することができる。
【０１５６】
さらに無線信号は、周波数に応じた共振回路などを追加することなくアンプ６ａにより増幅されて伝送するので、これにより送信・受信回路２の小型化を図りながら、送信・受信回路２のコストの増大をさらに防止することができ、また、挿入損失、反射損失などの受信回路２の損失をさらに低減することができ、これにより高い周波数選択度を実現することができる。そしてアンプ６ａなどの負荷６が、送信・受信回路２に実装されて超伝導体からなる伝送線路１３と共に冷却される場合にあっては、上記送信・受信回路２の損失をさらに確実に低減することができる。
【０１５７】
また、本発明に係る送信・受信装置１にあっては、例えば基地局などに用いられる送信・受信装置１全体として高い周波数選択度を実現することができ、これにより、限られた周波数資源において無線通信の高速大容量化を実現することができる。さらに、超伝導体からなるアンテナ１１を備えることにより、送信・受信装置１の損失をさらに低減することができ、送信・受信装置１全体としてさらに高い周波数選択度を実現することができると共に、アンテナ１１が誘電体基板１２上に形成される場合にあっては、さらに送信・受信装置１の小型化を図ることができる。
【０１５８】
また、上述の送信・受信装置２の構成は、段数が３段であるフィルタ５について述べたが、これに限らず、図１６に示すｎ段（３段以上）であるフィルタ５についても本発明を適用することができるのは勿論である。図１６においては、図９で説明した部分と同一の部分に同一の符号を付して、図１６に関する説明は省略する。
【０１５９】
さらに、上述した実施の形態において、負荷６としてＦＥＴを用いたアンプ６ａを例を示したが、これに限らず、リアクタンス成分ＸＬの比較的大きい負荷はいずれのものも本発明を適用することができ、例えばバイポーラトランジスタなどを用いたアンプでもよい。また、容量性の負荷に限らず、誘導性の負荷であっても適用することができることは、上述した実施の形態で述べたとおりである。さらに上記アンプ６ａに限らず、例えば位相器、ミキサ（ダウンコンバータ又はアップコンバータ）、電圧制御発信器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ  Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ  Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）などであっても本発明を適用できるのは勿論である。
【０１６０】
また、上述した実施の形態において、高周波である無線信号の一例を示したが、分布定数回路として回路が構成できるものであればいずれのものであってもよく、マイクロ波（３ＧＨｚ〜３０ＧＨｚ）、ミリ波（３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ）の無線信号について本発明を適用することができるのは勿論であり、従って、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標、２．４ＧＨｚ）、自動料金収受システム（ＥＴＣ：Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ  Ｔｏｌｌ  Ｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ、５．８ＧＨｚ）などの高度道路情報システムＩＴＳ（Ｉｎｔｅｌｌｇｅｎｔ  Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ  Ｓｙｓｔｅｍｓ）、アンテナ双方向衛星通信（１０ＧＨｚ）などについても本発明を適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る受信回路を備えた受信装置を示す図で、（ａ）は該受信装置を示す斜視図、（ｂ）は該受信装置の一部省略上面図。
【図２】コプレーナ導波路からなる受信回路を示す一部省略斜視図。
【図３】信号線間のギャップを示す上面拡大図（ａ）はシングルギャップを示す図、（ｂ）はインターディジタルギャップを示す図。
【図４】Ｊインバータの説明図で、（ａ）はコプレーナ導波路を示す図、（ｂ）は分布定数回路図、（ｃ）はＪインバータのシンボルを示す図。
【図５】半波長共振器の説明図で（ａ）はコプレーナ導波路を示す図、（ｂ）は分布定数回路図、（ｃ）は等価回路図。
【図６】Ｊインバータと半波長共振器により構成されたフィルタを示す一部省略上面図。
【図７】５段のチェビシェフ帯域通過フィルタで、（ａ）はＪインバータと半波長共振器により構成されたフィルタを示す回路図、（ｂ）は等価回路図。
【図８】インバータの説明図で、（ａ）はＫインバータを説明する模式図、（ｂ）はＪインバータを説明する模式図。
【図９】本発明に係る受信回路を備えた受信装置の等価回路図。
【図１０】インピーダンス整合及び帯域調整を説明する回路図で、（ａ）はｎ段帯域通過フィルタの等価回路、（ｂ）は変形した最終段の回路図。
【図１１】アンテナに対するインピーダンス整合及び帯域調整の説明図で、（ａ）はアンテナをフィルタの入出力端に接続した回路図、（ｂ）は（ａ）の回路図を変形した回路図。
【図１２】インピーダンス変換の説明図で、（ａ）は比較的大きいリアクタンス成分有す負荷が接続された回路図、（ｂ）はインピーダンス変換後の回路図、（ｃ）はリアクタンス成分を補償する回路図。
【図１３】リアクタンス成分補償の説明図で、（ａ）はインピーダンス整合回路、（ｂ）は雑音整合回路。
【図１４】低雑音アンプに対するインピーダンス整合及び帯域調整の説明図で、（ａ）は分布定数回路図、（ｂ）はコプレーナ導波路を示す図。
【図１５】本発明に係る受信回路を適用した場合の反射損失を示す図。
【図１６】本発明に係る受信回路を備え、ｎ段のフィルタである受信装置の等価回路図。
【符号の説明】
１  無線信号の送信装置、無線信号の受信装置、無線信号の送受信装置
２  無線信号の送信回路、無線信号の受信回路、無線信号の送受信回路
３  インピーダンス整合・補償回路
５  フィルタ
６  負荷
６ａ  アンプ
１１  アンテナ
１２  誘電体基板
１３  伝送線路
１３ａ  信号線
１３ｂ  接地導体
ｌ  伝送線路の所定長さ
Ｘａ  アンテナのインピーダンスにおけるリアクタンス成分
ＸＬ  負荷のインピーダンスにおけるリアクタンス成分
ＸＬ’   変換されたインピーダンスにおけるリアクタンス成分
ＺＬ  負荷のインピーダンス
ＺＬ’  変換されたインピーダンス
【図１】
0004114001.tif 000056
【図２】
0004114001.tif 000057
【図３】
0004114001.tif 000058
【図４】
0004114001.tif 000059
【図５】
0004114001.tif 000060
【図６】
0004114001.tif 000061
【図７】
0004114001.tif 000062
【図８】
0004114001.tif 000063
【図９】
0004114001.tif 000064
【図１０】
0004114001.tif 000065
【図１１】
0004114001.tif 000066
【図１２】
0004114001.tif 000067
【図１３】
0004114001.tif 000068
【図１４】
0004114001.tif 000069
【図１５】
0004114001.tif 000070
【図１６】
0004114001.tif 000071