(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
閉じた搬送波制御ループ（１）の信号の流れる方向に、受信された信号が供給される直角位相信号復調器（３）、レゾルバ（８）を含む符号認識装置（４）、位相偏差値および／または周波数偏差値を生成する検出器（９）、フィードバック装置（１０）、そして直角位相信号復調器に接続されている可変周波数発振器（１１）とを具備している、デジタル送信された信号の受信機用の搬送波制御ループ（１）であって、
しきい値検出器（２０，２１）を含む評価装置（１２）が、極座標に変換された搬送波制御ループ（１）の信号から、検出器（９）で測定されたそれぞれの位相偏差値（ｄ）および周波数偏差値（ｆｄ）に対する信頼度値（Ｚ）を決定し、
評価装置（１２）は、決定された信頼度値（Ｚ）にしたがって、搬送波制御ループ（１）を遮断する第１または第２の遮断装置（３０，３１）に対して追加の制御量として動作するその出力信号（ｇ１、ｇ２）を介して搬送波制御ループ（１）に作用し、信頼度値（Ｚ）がこのことを示す場合には位相偏差値（ｄ）または周波数偏差値（ｆｄ）はそれぞれ搬送波制御ループ（１）に影響しない搬送波制御ループ。
【請求項２】
評価装置（１２）は直角位相信号復調器（３）により生成された同位相成分（Ｉ）と直角位相成分（Ｑ）からレゾルバ（８）によって形成された位相値および／または絶対値（ｂ）を評価することを特徴とする請求項１記載の搬送波制御ループ（１）。
【請求項３】
評価装置（１２）は位相値または位相偏差値（ｄ）のための第１のしきい検出器（２１）および／または絶対値（ｂ）または絶対偏差値のための第２のしきい検出器（２０）を具備していることを特徴とする請求項２記載の搬送波制御ループ（１）。
【請求項４】
第１の遮断装置（３０）は第１のしきい検出器（２１）の出力にしたがって制御され、および／または第２の遮断装置（３１）は第２のしきい検出器（２０）の出力にしたがって制御されることを特徴とする請求項３記載の搬送波制御ループ（１）。
【請求項５】
第１の遮断装置（３０）により、位相偏差値（ｄ）のフィードバック装置（１０）への転送が遮断され、第２の遮断装置（３１）により、周波数偏差値（ｆｄ）のフィードバック装置（１０）への転送が遮断されることを特徴とする請求項４記載の搬送波制御ループ（１）。
【請求項６】
フィードバック装置（１０）はＰＩＤ制御装置に対応し、位相偏差値（ｄ）は比例セクション（Ｂ）および積分セクション（Ｉｒ）に供給され、周波数偏差値（ｆｄ）は微分セクション（Ｄ）に供給されることを特徴とする請求項１記載の搬送波制御ループ（１）。
【請求項７】
フィードバック装置（１０）は少なくとも１つの乗算器（２７、２８、２９）を具備し、係数（ｃ１、ｃ２、ｃ３）が乗算係数として乗算器へ与えられることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項記載の搬送波制御ループ（１）。
【請求項８】
同位相成分（Ｉ）と直角位相成分（Ｑ）とを供給されるレゾルバ（８）は変更されたＣＯＲＤＩＣ技術を使用し、それにおいて、第１、第２、第３または第４象限の位相値は第１象限にミラーされ、それらは、
第１象限Ｑ１＝０乃至／２まで：ｍ＝tan -1（Ｑ／Ｉ）
第２象限Ｑ２＝／２から：ｍ＝tan -1（｜Ｉ｜／Ｑ）
第３象限Ｑ３＝３／２まで：ｍ＝tan -1（｜Ｑ｜／｜Ｉ｜）
第４象限Ｑ４＝３／２乃至０まで：ｍ＝tan -1（Ｉ／｜Ｑ｜）
のようにミラーされた位相値（ｍ）を形成していることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項記載の搬送波制御ループ（１）。
【請求項９】
位相偏差値（ｄ）は変調依存性の位相補正値（ｃ）をミラーされた位相値（ｍ）から減算することにより形成されることを特徴とする請求項８記載の搬送波制御ループ（１）。
【請求項１０】
検出器（９）はモジュロ減算により位相偏差値（ｄ）または位相値から周波数偏差値（ｆｄ）を形成することを特徴とする請求項１乃至９のいずれか１項記載の搬送波制御ループ（１）。
【請求項１１】
フィードバック装置（１０）は少なくとも１つのＭＴＡフィルタを具備し、その制御クロックは十分な信頼度値（ｚ）でエネーブルされ、不十分な信頼度値（ｚ）で禁止されることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１項記載の搬送波制御ループ（１）。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、直角位相信号変調を使用して符号として送信されるデジタル送信信号の受信機のための搬送波制御ループに関する。
【０００２】
【従来の技術】
このような送信方法の例は次の略称、即ちＦＳＫ（＝Frequency Shift Keying：周波数シフトキーイング）、ＰＳＫ（Phase Shift Keying：位相シフトキーイング）、ＢＰＳＫ（＝Binary Phase Shift Keying ：２進位相シフトキーイング）、ＱＰＳＫ（＝Quaternary Phase Shift Keying ：４位相シフトキーイング）、ＱＡＭ（＝Quadrature Amplitude Modulation ：直角位相振幅変調）で知られている。これらの方法のための受信機回路は知られており通常設計上類似している。重要な構成要素はアナログまたはデジタル搬送波制御ループであり、これは直角位相信号復調器が正しい位相および周波数で動作することを確証する。直角位相信号復調器は直角位相信号変調信号を復調し、それによって所望のデータ流が最終的に再構成される個々の符号が符号認識装置により別々の直交信号成分を経て決定されることができる。これは搬送波制御ループの直角位相信号復調器が正確な位相および周波数で動作することを必要とし、それによって２つの直交位相信号成分は確実に分割されることができる。
【０００３】
デジタル送信信号の受信機では、全てデジタル回路の技術を使用するものが増加しており、安定性、再現、干渉に対する免疫（安定性）等に関するその基本的な利点が知られている。アナログ段は信号周波数がデジタル化するには非常に高い場合にのみ使用されている。デジタル化のためのそれぞれのインターフェイスが位置される場所は必要な特性と、関連する回路の複雑性との妥協に決定され、重要な量は必要なデジタル化周波数であり、これは通常受信機で使用されるシステムクロックにより決定され、使用されるそれぞれの回路技術により限定される。回路の構成では、搬送波制御ループ全体の信号処理は全てデジタルであるので、デジタル化がチューナまたは中間周波数段で搬送波制御ループの前で行われるならば有益である。
【０００４】
デジタル化された入力信号のデジタル直角位相信号復調は１対のデジタル変換信号を使用し、そのデジタル値の曲線は正弦および余弦の形状である。個々の正弦および余弦の値はオーバーフローアキュムレータと正弦および余弦テーブルを使用してデジタル発振器により形成される。デジタル発振器のオーバーフロー周波数は変換信号対の周波数と同一である。システムクロック周波数対変換周波数の比率が大きくなる程、オーバーフローアキュムレータの周波数の正確度は良好になり、分解能は累積される数字のビット数と、アキュムレータの対応するビット数によって基本的に決定される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
直角位相信号復調器の復調の混合プロセスが正確な位相および周波数で行われることを確実にするため、周波数可変発振器の位相および周波数はフィードバック装置により制御される。これを実現するため、エラー検出器が直角位相信号復調器および後続する段の出力から、位相および周波数偏差値を決定し、これは変換信号対の位相および周波数がどの程度ぞれぞれの所望値から偏移しているかを示している。最終的に、可変周波数発振器の制御信号が形成される。この位相ロック制御なしには、符号を予め定められた位相位置または位相範囲に次に割当てることは可能ではない。信号が帯域幅を限定され、インターフェイスまたは雑音信号がそこに重畳されるとき、本来の点状の位相位置は局部的な位相および振幅範囲へぼかされ、位相は不適切な状況下で相互にオーバーラップを制限される。このデジタルコード化の既知の利点は、もとのデータ流が受信機端で容易に復号できることであり、デジタルコード化は送信通路または受信機中の干渉に対して比較的鈍感であることである。この既知の従来技術から出発して、本発明の目的は受信機端において干渉に対する感度を低下させることである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この目的は、搬送波制御ループの信号、特に符号認識装置の信号から検出器で測定されたそれぞれの位相偏差値および／または周波数偏差値の信頼度値を決定する評価装置へ搬送波制御ループを結合し、決定された信頼度値にしたがって搬送波制御ループを制御することによって達成される。
【０００７】
本発明は、非常に妨害された信号の場合に、基本的な役目を行う符号認識不確定だけでなく不正確な認識に対する実質的な影響が搬送波制御ループ自体の制御動作により調整されるという認識に基づいている。非常に妨害された信号の場合、制御は非常に敏感に応答するか、雑音位相および／または周波数偏差値に不正確に応答し、常に位相を再調節しようとする。結果として、評価のための位相基準は非常に信頼性がなくなり、それぞれの符号の正確な認識は非常に劣化される。信頼度値の導入により、搬送波制御ループは測定された雑音または干渉レベルにしたがって適応して制御されることができる。これを実現するため、小さい信頼度値で、搬送波制御ループは全体的または非常に高い周波数のスプリアス成分に対する感度が少なくなり、またはその制御時間を一定に適合する。それぞれの偏差値の個々の処理は特に効果的であり、低い信頼性の値では、関連する位相または周波数偏差値は制御にほとんど貢献せず、または遮断されるが、十分な信頼度値では、これらは制御に対して通常のまたは高い貢献を行う。この加重または遮断は単一またはバースト状の妨害が特に現在の位相状態を妨害せず、制御勾配も制御速度も変化される必要がないので有効である。したがって、搬送波制御ループは信号が確実に認識されるならば、迅速な変化を容易に追跡することができる。信頼度値を決定するために、干渉により生じる特性信号の変化が評価される。前述したように、符号に対して規定された位置が干渉の増加と共に位相および振幅方向の両者で広くなる。相関されていない方法で２つの直交信号成分に重畳されたガウス分布を有する雑音が干渉モデルとして仮定されるならば、認識される符号が正しいか、または誤りであるかの確率を計算することが可能である。測定された位相および振幅偏差値はまた数学的に決定可能な確率分布にしたがって解釈され評価され、それによってこれらは信頼性の尺度を表している。偏差値が小さい程、信頼性は大きくなり、評価が誤った符号を与えるという不確定性が低くなる。搬送波制御ループにおける本発明の効果において、測定可能な偏差値と計算可能な信頼度値の関係が正確であるか否かは重要ではなく、これはそれぞれの干渉モデルに依存し、実際の状況に対する近似として考慮されるだけである。それ故、例えば測定された偏差値のしきい値を設定することによって、信頼度値を比較的大ざっぱに決定することにおいて十分に改良されている。
【０００８】
勿論、非常に複雑な回路により、または例えば復調された信号および復調されていない信号の雑音誘起変化を評価する等の別の方法で信頼度値を形成することも可能である。フィルタ回路により、変調と十分に無関係な周波数範囲に決定を限定することができる。
【０００９】
信頼性の評価の別の特徴は、制御ループにおける偏差値のそれぞれの効果である。偏差値が制御ループにその状態を変化させるかまたは現在の状態のままにさせるべきであるか？については、確率値を加重することにより、現在の状態または変化された状態は例えば強調されることができる。この加重は例えば確率値を、それぞれの所望な符号値からの測定された位相の距離により決定される索引力値で乗算することにより実現される。
【００１０】
偏差の決定が位相および振幅に関して別々に行われることができるならば、特に有効である。これを行うため、レゾルバは直交信号成分のデカルト座標を極座標に変換する。デジタルシステムでは、ＣＯＲＤＩＣ技術にしたがって相互作用レゾルバは特に適している。信頼度値は、制御に使用される個々の偏差値に新しい値を割当てる適切な特性または特性のファミリによって評価されることができる。特性または特性のファミリは表に記憶されてもよい。最も簡単なケースでは、これらは屈折特性、または１または２面の限定、或いは１または２面の信号抑制により構成される。このような特性はしきい値検出器で容易に実行されることができ、これは特に遮断装置が制御される必要があるだけで、ウィンドウ比較器として設計されることができる。
【００１１】
搬送波制御ループでは、フィードバック装置は測定された位相および周波数偏差値を発振器のための制御信号へ変換するループフィルタを具備している。良好な制御作用はＰＩＤ（＝proportional-integral-derivative）制御装置構造によって実現されることができ、ＰＩＤ制御装置構造は入力信号として位相偏差値および周波数偏差値を使用する。信頼度値により制御されるゲートまたは遮断装置により、これらの信号の処理は中断される。別々のフィルタ回路を使用するフィードバック装置における処理の前に偏差値を平滑にするかまたは信号偏移を除くことが可能である。クロック信号の中断はそれぞれの偏差値において抑止ゲートと同一の効果をもつので、この目的にはＭＴＡ（＝moving-time-avarager）フィルタが特に適している。ＭＴＡフィルタは同時にデータ速度減少が望まれる場合には特に適している。
【００１２】
座標変換では、直交信号成分が評価のために第１象限にミラーされる変更されたＣＯＲＤＩＣ技術を有効に使用する。これは符号の適切な反転および／または直交信号成分の交換により実現される。符号が異なった位相だけでなく異なった振幅により限定されるならば、信頼度値の決定はレゾルバの前段に振幅の標準化を必要とし、レゾルバは関連する符号の所望値と現在の直交信号成分との複素数乗算を行う。変調に依存する位相補正値をミラーされた位相値から減算することによって、関連する位相偏差値が形成される。例えばＱＰＳＫ変調では、位相補正値は／４である。時間において相互に続いている少なくとも２つの位相値から、周波数偏差値はモジュロ減算により形成される。モジュロ減算はオーバーフローと符号ビットを無視することにより２つの補数で行われる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
本発明および好ましい実施形態を添付図面を参照してより詳細に説明する。
図１のブロック図はデジタル送信信号の受信機における搬送波制御ループ１の機能装置を基本的に示している。入力はデジタル信号源２、例えばチューナ、変換器またはケーブル受信局により表されている。これは供給された信号をシステムクロックによりデジタル化し、このデジタル化された信号ｓ１を直角位相信号復調器３へ供給するアナログデジタル変換器を含んでいる。直角位相信号復調器３の出力は同位相成分ｉ１と直角位相成分ｑ１である。直交信号成分ｉ１とｑ１は符号認識装置４へ供給され、符号認識装置４は、サンプリング補間装置５と、ナイキスト受信機フィルタ６と、符号決定段７と、通常は符号認識装置４から同位相成分Ｉおよび直角位相成分Ｑを供給されるレゾルバ８とを含んでいる。前述したように複素数乗算を行う標準化段がレゾルバ６に先行している。
【００１４】
搬送波制御ループ１はさらに位相偏差値ｄと周波数偏差値ｆｄとを形成する検出器９を含んでいる。入力端で、検出器９にはレゾルバ８からの位相値が与えられている。検出器９の後にはフィードバック装置10が続いており、これは検出器９から位相および周波数偏差値を供給され、可変周波数発振器11のための制御信号ｓｔを与える。可変周波数発振器11は直角位相信号復調器３に供給される１対の変換信号ｃｏｓおよびｓｉｎを発生する。搬送波制御ループ１はこのようにして完結されている。
【００１５】
以上説明した搬送波制御ループ１は通常の回路に対応している。本発明にしたがった搬送波制御ループ１の改良された動作は、図１の実施形態ではその入力端でレゾルバ８に結合されている評価加重装置12により実現され、それはレゾルバの出力信号からの信頼度値を決定し、フィードバック装置10を制御するためこれらの信頼度値を使用する。評価装置12は検出装置９と類似の方法で位相偏差値ｄを発生しまたはこの値を与えられる。第１象限にミラーされているレゾルバ８の振幅値および／または絶対値ｂは直接、評価装置12へ伝送される。位相偏差値ｄはしたがって２つの対称的なしきい値１、２（図１２参照）を介して簡単な方法で評価されることができる。絶対値ｂで、しきい値ｂ１、ｂ２は値１（図１２参照）を有する所望の振幅に関して対称的ではない。より大きなしきい値ｂ２は絶対値ｂがほとんど超過することがないような大きさに選択されることができ、それ故、絶対値なしで済まされる。しきい値による評価は第１のゲート信号ｇ１と第２のゲート信号ｇ２を発生し、これはフィードバック装置10内の遮断装置30、31、例えばゲートを制御する。係数メモリ13はＰＩＤフィードバック装置10にフィルタ係数ｃ１、ｃ２、ｃ３を与える。
【００１６】
図１のブロック図では、符号認識装置４には、認識された符号を直列データ流ｄａｔへ変換する変換器14が後続している。サンプリング補間装置５は符号値が直交信号成分ｉ１、ｑ１から抽出されるべきである最適の瞬間を決定する。デジタル構成では、サンプリング補間装置は補間により純粋に数学的に隣接した所定値から正確なサンプリングの瞬間を形成する。その出力信号はナイキスト受信機フィルタ６へ供給される直交信号成分ｉ２、ｑ２であり、ナイキスト受信機フィルタ６は通常システムクロックから符号周波数へのサンプリング速度変換も行う。ＱＰＳＫ変調の場合、ナイキスト受信機フィルタ６の後の直交信号成分ｉ３、ｑ３は成分ｉ３、ｑ３の符号によって符号認識装置４で容易に復号化されることができる。符号認識装置４の出力における直交信号成分ｉ４、ｑ４は個々の符号を定める上位桁ビットのみを含んでいる。検出器９の偏差値ｄ、ｆｄの形成と、偏差評価装置12の関連する信頼度値の形成のために、１対の直交信号はできる限り多数の利用可能なビットを含むべきであり、その理由で低い符号周波数でも利用可能な直交信号成分ｉ３、ｑ３が評価に使用される。以下の説明において、基本的に信頼度値の形成に関し、直交信号成分により一般的な参照符号ＩとＱのみを使用する。
【００１７】
図２はフィードバック装置10と評価装置12の実施形態を概略ブロック図で示している。フィードバック装置10は比例セクションＰおよび積分セクションＩｒで位相偏差値ｄを処理し、微分セクションＤで周波数偏差値ｆｄを処理するＰＩＤ制御装置として設計されている。評価装置12は、絶対値ｂに対するしきい検出器20と、位相値または関連する偏差値ｄに対するしきい検出器21とを入力セクションに含んでいる。関連するしきい値はそれぞれ振幅しきい値ｂ１、ｂ２と位相しきい値１、２である。２つのしきい値を有するしきい検出器はまたウィンドウ比較装置と呼ばれる。図２の個々の機能装置を評価装置12またはフィードバック装置10へ割当てることはその相互動作には重要ではない。
【００１８】
位相偏差値ｄから、周波数偏差値ｆｄは遅延素子22と減算器23により形成される。例えば周波数偏差値が一定して増加するならば、これは直交信号成分Ｉ、Ｑにより規定されるベクトルが一定の周波数で回転することを意味する。減算器23の出力における差は一定のままであり、その値は周波数偏差の正確な尺度である。可変周波数発振器11が、丁度直交信号搬送波の周波数と正確に同一の１対の変換信号ｃｏｓおよびｓｉｎを発生するならば、結果は停止し、それによって周波数偏差値ｆｄは常にゼロである。しかしながら、適切な直角位相信号復調は結果が位相偏差値ｖｄを持たないことを必要とし、その理由はそうでなければ基準位相が正確にならないからである。位相の再調整は特に積分セクションＩｒによりフィードバック装置10において行われ、延長された位相偏差が正確にされる。積分セクションＩｒは加算器24と遅延素子25とを有する累算器ループからなる。積分セクションＩｒの制御勾配は、よく知られているように急峻であってはならず、その理由は、そうでなければ乱調が生じるからである。比較的短時間の位相偏差値ｄに対しては、より急峻な制御勾配が望ましく、これはＰＩＤ制御装置の比例セクションＰにより生じ、比例セクションＰの比較的大きなリセットまたは索引力はそれぞれの位相偏差値ｄに比例する。個々の制御成分は加算器24と加算器26により結合され、その合計値は可変周波数発振器11の制御信号ｓｔを形成する。ＰＩＮ制御装置の個々の成分の貢献力は３個の乗算器27、28、29により変更されることができ、それらの乗算器に対しては係数ｃ１、ｃ２、ｃ３が与えられる。
【００１９】
位相偏差値ｄと周波数偏差値ｆｄの信号路は、遮断装置30、31をそれぞれ含んでおり、これらはスイッチとして示されており、これらによってそれぞれの信号路が遮断される。信頼度値がそれぞれの偏差値ｄ、ｆｄに十分ではないことを評価装置12が決定する都度、遮断が行われる。例えば、２つのしきい検出器20、21のうちの一方が、与えられた値が予めセットしたしきい値外にあることを感知したならば、論理段32、例えばＯＲゲートが遮断段30を遮断する。位相偏差値ｆｄは位相差の形成によって少なくとも２つの位相偏差値ｄと結合される。これらのうち少なくとも１つの位相偏差値ｄが信頼性がないことが発見されたならば、論理段33は周波数偏差値ｆｄに対する遮断装置31を遮断する。この信頼度値はしきい検出器20により２つの一時的に対応する振幅値から得られる。一方または両方の値が予め定められたしきい値ｂ１、ｂ２にあるならば、またはこのしきい値外にあるならば、現在の周波数偏差値ｆｄは信頼性がなく、遮断装置31により遮断される。論理段33もＯＲゲートにより構成されてもよい。ゲート33の入力信号の時間補償は遅延段34により行われる。
【００２０】
図２の評価装置12は多数の変形のうちの１つのみを表していることに留意すべきである。これはただ２個のしきい検出器20、21と、２個の簡単な論理段32、33と、２個の遮断装置33、31を制御するための１個の遅延段34とを必要とするだけなので特に簡単であるが、信頼度値を決定するために絶対値ｂと位相値または位相偏差値ｄの両者を使用するので非常に有効であり、ＣＯＲＤＩＣ技術を使用するレゾルバ８により、位相値と絶対値ｂの両者はこの目的では有効である。評価装置12が信頼度値を形成するために２つの値ｄのうちの一方のみを使用するならば、従来の回路にまさる改良が行われるが、容易に実現可能な利点は放棄される。
【００２１】
図３は第１象限Ｑ１における現在の位相値の関数としての位相偏差値ｄの構成をベクトル図で示しており、これは第１象限のミラーされた位相値ｍと同一である。図４乃至６は３つの象限Ｑ２乃至Ｑ４を第１象限Ｑ１にミラーしていることを示したベクトル図である。ミラーまたは角度回転の表示を簡単にするために、４つの符号Ｓ１乃至Ｓ４によるＱＰＳＫ変調が仮定される。符号番号、即ちアルファベットが大きくなる程、基本的なミラー作用は変化しない。ミラーされる位相値は２つの直交信号成分Ｉ、Ｑにより定められる。位相値をミラーされた位相値ｍにミラーすることは絶対値の形成およびまたは２つの直交信号成分Ｉ、Ｑの適切な交換により実現される。この方法により、それぞれの象限Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４に割当てられた位相偏差値ｄは、関連する符号の象限の範囲内にあるならば、正確に同一の大きさおよび同一の符号で第１象限Ｑ１にミラーされる。ミラーされた位相値ｍとミラーされた符号Ｓ２' 、Ｓ３' またはＳ４' の間の角度関係が保持される。それぞれの位相偏差値ｄをミラーされた位相値ｍから得るため、それぞれの変調に依存し関連する符号のミラーされた位相偏差値に対応する前述の位相補正値ｃはミラーされた位相値ｍから減算される。ＱＰＳＫ変調を使用している例示では、位相補正値ｃは第１の符号Ｓ１およびミラーされた符号Ｓ２' 、Ｓ３' 、Ｓ４' に対してｃ＝／４値を有する。以下、４つの全ての象限に対するミラーされた位相値ｍの形成に関する法則を示す。
【００２２】
第１象限Ｑ１＝０乃至／２まで：ｍ＝tan -1（Ｑ／Ｉ）
第２象限Ｑ２＝／２から：ｍ＝tan -1（｜Ｉ｜／Ｑ）
第３象限Ｑ３＝３／２まで：ｍ＝tan -1（｜Ｑ｜／｜Ｉ｜）
第４象限Ｑ４＝３／２乃至０まで：ｍ＝tan -1（Ｉ／｜Ｑ｜）
【００２３】
図７は、補正されていない雑音が重畳されている場合のデカルト座標Ｉ−Ｑ平面における直交信号成分Ｉ、Ｑの確率分布を示しており、雑音はガウス分布を有する。ＩとＱ成分の間の直角位相関係のために、ベクトルの長さが正規化されるならば、結果的なベクトルの長さは常に値１を持たなければならない。図７は４５度の位相値で第１象限に位置する第１の符号Ｓ１が直交信号成分Ｉ、Ｑにより表される場合を示している。干渉がないならば、２つの成分Ｉ、Ｑに対する確率は符号Ｓ１の座標Ｉ＝０．７０１およびＱ＝０．７０１で値＝１であり、その他は全て値ゼロを持たなければならない。図７は、代わりにＩおよびＱ成分のガウス分布が存在し、その最大値が符号Ｓ１にあることを示している。信号対雑音比Ｓ／Ｎが増加したならば、符号Ｓ１における確率分布は高くなり狭くなり、信号対雑音比が減少したならば、符号Ｓ１の確率分布の最大値は減少し、ベル型曲線がそれに対応して広くなる。
【００２４】
図８は、位相偏差値ｄと絶対値ｂにより規定されたデカルト平面にそれ自身が存在するときの図７に対応する確率分布を示している。確率分布から形成されたベル型曲線は図７のように回転的に対称ではない。しかしながらこれは単なる絶対値ｂと位相偏差値ｄのスケールの問題であり、ｄは−１８０度から＋１８０度まで示されている。
【００２５】
図９は図７に類似した方法で、４つの等しい確率の符号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４によるＱＰＳＫ変調のＩ−Ｑ平面上の確率分布を示している。４つの符号値は直交信号成分Ｉ、Ｑの符号により決定される４つの象限に位置する。象限の限界Ｉ＝０およびＱ＝０に対して隣接する符号のうちの１つが存在する確率値が非常に大きいので、それぞれの象限を特定することによって４つの符号を確実に分離することはもはや可能ではない。これはまた図１０からも明白であり、図１０は第１象限に対応し、これは第１の符号値Ｓ１に加えて他の象限からの全てのミラーされた符号値Ｓｉ' を含んでいる。図１０の空間的表示では、確率分布が位相偏差値ｄと絶対値ｂを表すデカルト座標で示されている。図１０は拡散位相偏差スケールで全ての４つの符号が同一の確率で生じている点のみを除いて図８に対応している。
【００２６】
信頼性を決定するための確率分布の使用によって、使用される偏差値は図１０の最高の確率範囲に割当てられている値に限定される。それぞれの確率値が位相偏差値ｄからのそれぞれの牽引力またはリセット力と結合されるならば、測定された位相偏差値ｄの信頼性についてのより明白な情報が得られる。ミラーされた状態だけでなく各４つの符号Ｓ１乃至Ｓ４の実際の貢献を考慮しなければならない。これは図１０を参照してそれぞれの符号に割当てられた確率値を実際の位相偏差値ｄにより乗算し、これらの４つの積を加算することにより行われる。結果は使用可能な信頼度値ｚを形成し、これは位相偏差値ｄと絶対値ｂを表すデカルト座標上の空間表示で図１１に示されている。４つの全ての確率を実際の位相偏差値ｄで加重することによって、信頼度値ｚの“標準化”が得られ、これは正と負の値をもつことができる。正の信頼度値ｚは正の牽引力に対応し、負の信頼度値ｚは負の牽引力に対応する。図１１の信頼分布ｚでは、牽引力符号がそれぞれの位相偏差値ｄに類似している範囲を明白に弁別することができる。信頼度値ｚと牽引方向との間の正確な関係を有する範囲が図１１に鮮明に示されており、誤った牽引方向を有する範囲は影付きで示され、中性の牽引方向を有する範囲はグレーのトーンで示されている。適切な信頼度値ｚの決定は位相偏差値ｄのみが搬送波制御ループの制御に使用される事実からなり、搬送波制御ループの制御は正確な制御方向を生じさせ、したがって正確な符号を有する信頼範囲に対応する。反対に、少なくとも位相偏差値ｄのこれらの範囲はループの反転を生じさせる搬送波制御を除外されなければならず、これは図１１の信頼図から明白である。
【００２７】
図１２は図１１に対応する信頼図を上面図で示しており、グレーレベルの意味は図１１から交換されている。示されているラインは等しい信頼度ｚのラインであり、外形線の表示に対応している。図面は小さい絶対値ｂでは、信頼度は減少し、測定された位相偏差値ｄで制御は行われないことを示している。図１２では０．７のしきい値ｂ１はこれらの信頼性のない範囲を大きくカットオフする。大きい絶対値ｂは非臨界的であり、それ故、第２のスイッチングしきい値ｂ２はなしで済まされるか、例えばｂ２の３のように十分に高く選択される。隣接する符号の影響が少ないので、位相偏差値ｄに対して、信頼性ｚの最大値は論理符号値＋／−４５度ではなくこれらの値の下にある。これは図１２の図から容易に明白である。十分な信頼性の可能な限界は例えば位相偏差値１＝＋３５度と２＝−３５度である。
【００２８】
図１３乃至１５は異なった信号対雑音比Ｓ／Ｎにおける信頼度値ｚの平面図を示している。図１３はＳ／Ｎ＝９ｄＢの図を示し、図１４はＳ／Ｎ＝６ｄＢの図を示し、図１５はＳ／Ｎ＝３ｄＢの図を示している。利用可能な信頼度範囲は勿論Ｓ／Ｎ比の増加と共に増加する。信頼度値ｚの最大値と、したがって評価の信頼性はそれに対応して増加する。劣化したＳ／Ｎ比では、信頼性の最大値が大きなｂ値へシフトする異なったシフトが生じる。Ｓ／Ｎ＝３ｄＢである図１５の図は、信頼性のない範囲が実質上信頼性のある範囲よりも大きいことを示している。ここで搬送波制御ループによる適切な制御はもはや可能ではない。図１３乃至１５のグレーレベルは図１１のグレーレベルに対応しているが図１２のグレーレベルには対応していないことに留意すべきである。
【００２９】
個々の確率の加重された重畳から信頼度値ｚを決定することは図１６乃至１８から明白である。特に、不連続が見られ、これは確率値とそれぞれの牽引力との乗算から生じる。ここで使用されている用語“牽引力”は第１象限の位相偏差値だけでなく、実際の符号までの位相偏差値を意味するために使用される。各図１６、１７、１８では、３つの信号対雑音比Ｓ／Ｎ、即ちＳ／Ｎ＝９ｄＢ、Ｓ／Ｎ＝６ｄＢ、Ｓ／Ｎ＝３ｄＢについて信頼度値ｚが位相偏差値ｄに対して示されている。図１６は共通のパラメータとして絶対値ｂ＝１．５を有する。図１７の曲線の場合の共通のパラメータは絶対値ｂ＝１であり、図１８の曲線の場合の共通のパラメータは絶対値ｂ＝０．５である。図１６の信頼度特性ｚは弱い信号Ｓ／Ｎ＝３ｄＢでは０度の小さい不連続性を示し、絶対値ｂ＝１．５であり、これはパラメータとして作用する。図１７を参照して、小さい絶対値ｂ＝１では、０度のこの不連続性は若干増加する。同時に、３−ｄＢ曲線全体が信頼性のない範囲に位置し、このことは信頼度値ｚがそこで誤った符号を有することを意味している。図１８を参照して、さらに小さい値ｂ＝０．５では、Ｓ／Ｎ＝３ｄＢとＳ／Ｎ＝６ｄＢの曲線もまた信頼性のない範囲にあり、即ち誤った符号を有する。さらに、Ｓ／Ｎ＝６ｄＢの信頼度特性ｚも０度で不連続性を有する。Ｓ／Ｎ＝３ｄＢ曲線の不連続性は図１７と比較してさらに大きくなる。不連続性は信頼度値ｚを決定するための前述の加重された重畳モデルにしたがっている。実際に、十分に大きな信頼度の範囲にあるならば、モデルは現実に対して良好な近似をもたらす。
【００３０】
搬送波制御ループと、関連する方法における改良は異なった回路技術に容易に適合されることができることに留意すべきである。特に、ループはこのような受信機で使用されることができるモノリシック集積回路として構成されるのに適している。機能の一部または全ての動作シーケンスがプログラム可能なプロセッサに構成されるか否かは当業者の判断に任せられる。プロセッサを有する構成は、よく知られているように、プログラム可能なパラメータによって種々の目的に適合されるとき回路がよりフレキシブルになるという利点を有する。さらに、適切なプログラムにより、集積化した後でさえも処理の介入が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】デジタル送信信号の受信機のブロック図。
【図２】搬送波制御ループの部分的回路の概略図。
【図３】位相ミラーを示したベクトルの図。
【図４】位相ミラーを示したベクトルの図。
【図５】位相ミラーを示したベクトルの図。
【図６】位相ミラーを示したベクトルの図。
【図７】Ｉ−Ｑ図の確率分布図。
【図８】位相の大きさの図における確率分布図。
【図９】ＱＰＳＫ変調におけるＩ−Ｑ確率分布図。
【図１０】第１象限における関連する位相の大きさの図。
【図１１】牽引力力で加重された確率分布図。
【図１２】ｄ−ｂ座標における信頼度の図。
【図１３】異なったＳ／Ｎ値を有する信頼度の図。
【図１４】異なったＳ／Ｎ値を有する信頼度の図。
【図１５】異なったＳ／Ｎ値を有する信頼度の図。
【図１６】臨界的な範囲の信頼決定の図。
【図１７】臨界的な範囲の信頼決定の図。
【図１８】臨界的な範囲の信頼決定の図。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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