(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
データストリームからチャネルを抽出する方法であって、当該方法は改良高速重畳アルゴリズムからなり、該改良高速重畳アルゴリズムは全チャネルに共通なチャネル共通部分とそれに続くチャネルに固有な部分とからなり、
前記チャネル共通部分は、該データストリームに対してη％重複ブロック発生器による処理を行うステップと、次に該データストリームを多重化して複素信号を作成するステップと、さらに前記データストリームの重複ブロックに対してＮＦＦＴ−点の高速フーリエ変換を行うステップとを含み、
前記チャネルに固有な部分は、チャネルの中央周波数の周りに幅ｎの離散フーリエ変換区域を選択して抽出する第１のステップと、該区域に周波数応答を掛ける第２のステップと、このｎ個のデータ点に対して、ＮＩＤＦＴ−点の離散逆フーリエ変換を行う第３のステップと、η％重複ブロック組み合わせ器によって該デジタルデータストリームを処理する第４のステップとを含むことを特徴とする方法。
【請求項２】
さらに、前記周波数応答の幅が制限されていることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記η％重複ブロック発生器はさらに、前記データストリームを重複しない長さＮＦＦＴ＊（１−η）の部分に分割してＮＦＦＴ＊η個のゼロを追加して単一のブロックとする重複／追加プロセスによって前記のブロックを作成することを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項４】
前記η％重複ブロック発生器はさらに、前記データストリームを分割して、連続した各ブロックが前のブロックとＮＦＦＴ＊η個の重複を有する、それぞれの長さがＮＦＦＴであるブロックを作成する重複／排除処理によって前記ブロックを作成することを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項５】
前記η％重複ブロック組み合わせ器はさらに、前のブロックとＮＩＤＦＴ＊ηだけ重複させ、ブロックの重複部分を前のブロックの対応部分に加算して出力データストリームを作成する重複／追加処理を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項６】
前記η％重複ブロック組み合わせ器はさらに、前のブロックとＮＩＤＦＴ＊ηだけ重複させ、ブロックの重複部分を捨ててブロックの重複しない部分から出力データストリームを作成する重複／排除処理を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項７】
前記多重化ステップはさらに、連続した２つのブロックｘ（ｔ）とｙ（ｔ）からなる、Ｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｊ＊ｙ（ｔ）で表される複素信号を作成することを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
【請求項８】
前記ＮＦＦＴ−点のＦＦＴは２の累乗のパイプライン構造であり、前記区域抽出処理では高速フーリエ変換出力の順序を並べ替え、必要な区域だけを選択することを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項９】
データにチャネルを挿入する方法であって、当該方法は改良高速重畳アルゴリズムを含み、該改良高速重畳アルゴリズムは、チャネルに固有の部分とそれに続く全チャネルに共通のチャネル共通部分を有し、
前記チャネルに固有の部分は、前記デジタルデータストリームをη％重複ブロック発生器で処理する第１のステップと、前記ストリームにＮＤＦＴ−点の離散フーリエ変換を行う第２のステップと、該離散フーリエ変換の結果にフィルタ周波数係数を掛ける第３のステップと、チャネルの中央周波数の周りにｎの高速フーリエ変換区域を挿入する第４のステップとを有し、
前記チャネル共通部分は、前記データストリームの重複ブロックに対してＮＩＦＦＴ−点の高速逆フーリエ変換を行うステップと、次に該ＮＩＦＦＴ−点の高速フーリエ逆変換の出力をデマルチプレックスして実信号を作成するステップと、さらに該デジタルデータストリームをη％重複ブロック組み合わせ器によって処理するステップとを有することを特徴とする方法。
【請求項１０】
前記周波数応答の範囲が制限されていることを特徴とする請求項９に記載の方法。
【請求項１１】
前記η％重複ブロック発生器はさらに、前記ブロックを、前記データストリームを重複しない、長さＮＦＦＴ＊（１−η）の部分に分割してＮＦＦＴ＊η個のゼロを追加して単一のブロックを作成する、重複／追加プロセスによって作成することを特徴とする請求項９または１０に記載の方法。
【請求項１２】
前記η％重複ブロック発生器はさらに、前記データストリームを分割して、連続した各ブロックが前のブロックとＮＦＦＴ＊η個の重複を有する、それぞれの長さがＮＦＦＴであるブロックを作成する重複／排除処理によって前記ブロックを作成することを特徴とする請求項９または１０に記載の方法。
【請求項１３】
前記η％重複ブロック組み合わせ器はさらに、前のブロックとＮＩＤＦＴ＊ηだけ重複させ、ブロックの重複部分を前のブロックの対応部分に加算して出力データストリームを作成する重複／追加処理を行うことを特徴とする請求項９または１０に記載の方法。
【請求項１４】
前記η％重複ブロック組み合わせ器はさらに、前のブロックとＮＩＤＦＴ＊ηだけ重複させ、ブロックの重複部分を捨ててブロックの重複しない部分から出力データストリームを作成する重複／排除処理を行うことを特徴とする請求項９または１０に記載の方法。
【請求項１５】
さらに、前記区域は高速逆フーリエ変換に、Ｚ（ｋｓｔａｒｔ＋ｋ）＝Ｘ（ｋ）、かつ、Ｚ（ＮＩＦＦＴ−ｋｓｔａｒｔ−ｋ）＝Ｘ’（ｋ）の関係を有する対称形で挿入される方法であって、ＫＳＴＡＲＴはチャネルの最初の区域が挿入されるべき位置、Ｋは０からＮ−１の範囲の整数、特定のチャネルの区域はＸ（０）→Ｘ（Ｎ−１）で与えられ、Ｘ’（ｋ）はＸ（ｋ）の共役複素数で前記高速フーリエ逆変換にＸ（０）→Ｘ（Ｎ−１）の順序で挿入されることを特徴とする請求項９または１０に記載の方法。
【請求項１６】
さらに、前記区域は高速逆フーリエ変換に、Ｚ（ｋｓｔａｒｔ＋ｋ）＝Ｘ（ｋ）＋ｊＹ（ｋ）、かつ、Ｚ（ＮＩＦＦＴ−ｋｓｔａｒｔ−ｋ）＝Ｘ’（ｋ）＋ｊＹ’（ｋ）の関係を有する対称形で挿入される方法であって、ＫＳＴＡＲＴはチャネルの最初の区域が挿入されるべき位置、Ｋは０からＮ−１の範囲の整数、特定のチャネルの区域はＸ（０）→Ｘ（Ｎ−１）で与えられ、Ｘ’（ｋ）はＸ（ｋ）の共役複素数で前記高速フーリエ逆変換にＸ（０）→Ｘ（Ｎ−１）の順序で挿入されることを特徴とする請求項９または１０に記載の方法。
【請求項１７】
前記信号処理ブロックは、数値制御発信機、時間領域再標本化、周波数領域再標本化、マッチドチャネルフィルタ、デジタルフィルタ手段、標準高速重畳アルゴリズム及び改良重畳アルゴリズムの内の少なくとも１つを組み合わせてなることを特徴とする請求項１ないし１６のいずれかに記載の方法。
【請求項１８】
データストリームからチャネルを抽出する装置であって、該装置は改良高速重畳アルゴリズム手段を含み、該改良高速重畳アルゴリズム手段は全てのチャネルに共通のチャネル共通部分とチャネルごとに固有の部分とを有し、該チャネル共通部分は、η％重複ブロック発生器と、多重化手段と、ＮＦＦＴ−点の高速フーリエ変換を行う手段とからなり、該チャネルごとに固有の部分は、チャネルの中心周波数の周囲の区域を選択して抽出する手段と、該区域に周波数応答を掛ける手段と、ｎデータ点に対してＮＩＦＦＴ−点の高速逆フーリエ変換をおこなう手段と、η％重複ブロック組み合わせ手段を有する装置。
【請求項１９】
データストリームにチャネルを挿入する装置であって、該装置は改良高速重畳アルゴリズム部分を含み、該改良高速重畳アルゴリズムの部分は全チャネルに共通なチャネル共通部分とチャネルごとに固有の部分からなり、該チャネルごとに固有の部分は、η％重複ブロック発生器と、離散フーリエ変換を行う手段と離散フーリエ変換の結果にフィルタ周波数係数を掛ける手段とチャネルの中心周波数に区域を挿入する手段とからなり、該チャネル共通部分は、該区域にＮＩＦＦＴ−点の高速逆フーリエ変換を行う手段と、該高速逆フーリエ変換の出力をデマルチプレックスする手段η％重複ブロック組み合わせ手段を有する装置。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は一般的には、フィルタ処理、デシメーション又は補間処理およびデジタル信号の周波数変換に関し、より具体的にはこれらのワイドバンド多チャネル受信機、チャネル分離器、送信機、チャネル統合器構造に関するものである。
【０００２】
【関連技術】
セルラー、地上移動無線（ＬＭＲ）、サテライト、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）やその他の通信システムの無線基地局では、複数の受信および送信チャネルを同時に取り扱っている。将来は、端末機つまり移動電話機についても同じ状況が出現すると思われる。これらの無線システムの受信機と送信機では、それぞれチャネル分離とチャネル統合構造が使用されている。チャネル分離とチャネル統合は、送信又は受信された信号の、フィルタ処理、デシメーション／補間処理および周波数変換と定義することができる。
【０００３】
図１に示す従来の受信装置は、アンテナによって無線周波数（ＲＦ）信号を受信し、これをＲＦフロントエンドにおいて中間周波数（ＩＦ）に変換するものである。ＲＦフロントエンドは、低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）、フィルタとミキサによって構成される。所望のチャネルは次に受信チャネル分離器によって抽出される。チャネル分離器もＬＮＡ、ミキサとフィルタから構成される。
【０００４】
所望のチャネルは次に、ベースバンドで、ＲＸベースバンド処理ユニットによって処理されて、受信デジタルデータストリームが作成される。現在、ベースバンドにおける処理は通常、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）、デジタルフィルタ処理、デシメーション、等価処理、復調処理、チャネル復号化、デ−インターリーブ処理、データ符号化、タイミング抽出等の処理からなる。
【０００５】
図１に示した従来の送信装置は受信装置と対称的な構造を有する。送信されたデータに対しては、まず、ＴＸベースバンド処理ユニットによって、データ符号化、インターリーブ処理、チャネル符号化、変調、補間フィルタ処理、デジタル／アナログ変換（ＤＡＣ）等からなる処理が行われる。次にベースバンドチャネルが、送信チャネル統合器によってＩＦ周波数に変換される。送信チャネル統合器は、フィルタ、ミキサと低出力アンプで構成される。ＩＦ信号は次に、ミキサ、フィルタと高出力アンプからなるＲＦフロントエンドによってＲＦに変換されて増幅される。
【０００６】
図１は、従来の単一チャネル用受信機と送信機における、端末機（移動電話機）の構成を正確に示すものである。基地局の場合には、同様な方法で多チャネル処理を行う。受信側では、処理すべき各チャネルの伝送路は何れかの段階で分岐してマルチパスとなっている。送信機の側では、チャネルは個別に処理されて何れかの段階で組み合わせられて多チャネル信号を形成する。どの段階で分岐と組み合わせが行われるかは、基地局受信機および送信機の構成によって種々に異なる。さらに重要なことに、従来のアナログ／デジタルインターフェースが、チャネル分離器とベースバンド処理ブロックの間のどこかに設けられている。
【０００７】
アナログチャネル分離器／チャネル統合器の設計と製造は複雑でかつ高いコストがかかる。したがって、より安価でかつ製造が容易なチャネル分離器／チャネル統合器を提供するために、将来のアナログ／デジタルインターフェースは、ＲＦフロントエンドとチャネル分離器ブロックの間のどこかに設けられることになるであろう。この種の将来型無線受信機と送信機は、マルチスタンダード無線、ワイドバンドデジタルチューナ、ワイドバンド無線、または、ソフトウエア無線と呼ばれ、いずれもデジタルチャネル分離器／チャネル統合器を必要とする
【０００８】
フィルタ処理、デシメーション／補間処理および周波数変換からなる、効率のよいデジタルチャネル分離器／チャネル統合器の処理は、電力消費とチャネルごとのダイエリアにとって非常に重要である。単一の集積回路（ＩＣ）に可能な限り多くのチャネルを集積するということを目的にして、デジタルチャネル分離／チャネル統合を実現する方法がいくつか知られている。
【０００９】
最もよく知られた方法を図２に示した。この受信装置は従来のアナログチャネル分離器の機能を模倣して、チャネル毎に、正弦／余弦発生装置を使用してインフェーズと直角位相（ＩＱ）周波数変換と、デシメーションとフィルタ処理を行うものである。大量のデシメーションフィルタ処理は演算量の少ないＣＩＣフィルタによって行うことができる。この構成を有する集積回路は複数の製造者から購入することができる。送信機は、この構成と対称な構成で実現することができる。
【００１０】
ＩＱチャネル分離器は、複数の標準を同時に取り扱うことができ任意のチャネルを扱うことができる柔軟性を有する。この装置の主な欠点は、高い入力標本周波数でＩＱ周波数変換を行い、チャネル毎にデシメーションを行わなければならないことである。これは、チャネルごとのダイエリアと電力消費が比較的大きいことを意味する。
【００１１】
チャネル分離器を実現する別の方法は、図３に示すように、受信機にデシメーションを行うフィルタバンクを設ける方法である。この方法では、多くのあるいは全てのチャネルの間に共通の多位相フィルタを有する。多くのチャネルに分割されておりフィルタ特性がよいので、この構成のハードウエアコストは低い。フィルタバンクは、チャネルの補間と追加をすることができるので、送信機のチャネル統合器として使用することができる。この例が出願番号ＷＯ９５２８０４５「ワイドバンドＦＦＴチャネル分離器」に記載されている。衛星応答機の多くはこの思想に基づいている。これらのフィルタバンクは異なる標準のために設計変更が可能ではあるが、同時に多チャネルスペーシングを取り込むことは困難である。
【００１２】
デシメートされたフィルタバンクは、チャネルの全て又は大部分が使用されたときに限ってはチャネル当りのコストが非常に低い。この構成では、チャネルが固定された周波数グリッド上になければならず、１種類のチャネルスペーシングしか採ることができないので非常に柔軟性が低い。フィルタバンク技術によれば、複数の標準に対応するためには複数の標本レートが必要となり、同時に多数の標準に対応するためにはＡＤＣとチャネル分離器を含む部分が複数必要になる。
【００１３】
サブ標本フィルタバンクと称するデシメートされたフィルタバンクの改良例によれば、柔軟性を犠牲にして演算の負荷を小さくすることができる。例えば、適応的チャネル割り当て、不均一チャネル配置および周波数ホッピングが要件であれば、全チャネル同時利用が可能でなければならないので、サブ標本フィルタバンクは除外される。
【００１４】
第３のチャネル分離技術は、重複加算（ＯＬＡ）または重複除外（ＯＬＳ）型の高速重畳技術に基づくものである。これは、ＷＯ９５２８０４５で「重複加算」および「重複除外」という用語で参照されているものとは別のものである。前記特許においては、短時間フーリエ変換から得られるフィルタバンクを重複加算フィルタバンクと称しており、高速重畳演算と同じではない。フィルタバンクと高速重畳演算は、いずれもＦＦＴを使用してはいるが別の技術である。重複加算フィルタバンクはＦＦＴとＩＦＦＴの両方を使用することはなく、ＦＦＴかＩＦＦＴの何れか一方を使用するだけである。高速重畳演算は、線形重畳演算、つまり有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタリング、を正確に行うために周期的重畳演算を行うことを意味する。この手法の利点は、従来の線形重畳演算を行うことに比較して演算負荷が低いことである。しかし、略算によって線形重畳演算を行うことと引き換えに、基本となる高速重畳アルゴリズムを、同時にデシメート／補間と周波数変換を行えるように変更することは可能である。この変更によって演算の複雑さも減少する。「柔軟性を有するオンボードデマルチプレクサ／復調機」、第１２回ＡＩＡＡ国際通信用衛星システムコンファレンス、２９９−３０３ページ、１９８８年に記載された独立型の改良高速重畳演算アルゴリズムは、そこでは衛星通信システムに限定された議論しか行われていないが、キャリアバンド幅が複数存在するシステムにおいては、非常に演算効率の高い手法であるといわれている。
【００１５】
従来技術の独立型改良高速重畳演算アルゴリズムは、フィルタ処理のみを、他の信号処理を一切行わずに行うものである。前段で述べた「柔軟性のあるオンボードデマルチプレクサ／復調機」は、フィルタ処理の労力を分散することなく、全てのフィルタ処理を周波数領域で行う。この方法では種々の遅延を生じる。しかし、衛星への通信と衛星からの通信に起因して遅延が生じるので、遅延は衛星通信システムの本質的特徴である。したがって、無線セルラーシステムに独立型改良高速重畳演算アルゴリズムを使用しても、フィルタ手段によって生じる遅延は相対的には大きくはない。ほとんどの無線通信システムの場合には、遅延は可能な限り小さくしなければならない、はるかに重大な要素である。
【００１６】
受信装置のチャネル分離器に適用された、独立型の改良高速重畳演算アルゴリズムは、入来のデータ信号を、重複の比率と離散値フーリエ変換の長さ（ＤＦＴ）によってサイズが決まる受信データ信号ブロックに分割する。次にＤＦＴを実施する。フィルタ係数の数（Ｎｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ）がＤＦＴの長さ（ＮＤＦＴ）よりも少ない切り詰めたフィルタ応答を、周波数領域で直接使用する。これはフィルタ係数にＤＦＴの選択された区域の出力をかけることで行う。その出力を、次に、切り詰めたフィルタと同じ長さの離散フーリエ逆変換（ＩＤＦＴ）によって処理して所望のチャネルの時間領域の標本を取り出す。これは、フィルタ係数にＤＦＴの選択された出力区画を掛けることで行われる。結果に対して、所望のチャネルの時間領域の標本を取り出す手段として、切り出したフィルタと同じ長さの離散逆フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を行う。次に、ブロックを、重複％に依存する量だけ部分的に重ね合わせて、組み合わせる。この処理は、重複する部分を加算する処理、つまり重複と加算、または重複部分を捨てる処理、つまり重複と除外処理である。重複／加算と重複／除外処理は、２つの両極端であって、当該技術分野においては、両者の中間的な処理が知られていることに留意する必要がある。
【００１７】
独立型の変更高速重畳アルゴリズムによって周波数応答を切り詰める点が標準的な高速重畳手段との相違点である。これによって周期的重畳アルゴリズムが線形重畳演算で近似され、係数を注意深く選択すれば誤差を縮小することができる。周波数応答の切り詰めは、係数が（Ｎｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ／ＮＤＦＴ）のデシメーションを行うことになるので、切り詰めたフィルタ係数を所望のチャネルの中央に合わせれば周波数変換が完成する。
【００１８】
周波数応答の切り詰めは同時に、ＤＦＴ以外の全ての部分である、アルゴリズムのチャネルに固有の部分の演算の複雑さを劇的に軽減する。周波数フィルタを行うための乗算の数とＩＤＦＴの大きさは、概略（Ｎｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓ／ＮＤＦＴ）の比率で減少する。独立型の変更高速重畳アルゴリズムは、同様に送信機のチャネル統合器に適用されて同様な作用を行う。
【００１９】
標準的な高速重畳演算に適用することができるその他の単純化を、独立型の変更高速重畳アルゴリズムに適用することもできる。例えば、ＤＦＴは操作においてきわめて重要なブロックである。効率の点に鑑みて、これは通常は高速フーリエ変換（ＦＦＴ）の形で実行される。さらに、１つの複素ＤＦＴプロセッサによって２つの実データブロックが同時に処理される。この場合にはポストプロセスのために追加の加算機とメモリが必要である。この手法は専用の実数用ＤＦＴを２つ使用するよりも効率がよい。
【００２０】
ＤＦＴ出力の一部のみを算出すればよいので、切り捨てを行うことでＤＦＴについても演算を節約することができる。切捨てとは、ＤＦＴにおいて出力に影響を与えない枝の部分を削除することを意味する。不必要な出力点の演算は行わない。
【００２１】
所望のチャネルの時間領域の標本を得るためにＩＤＦＴ出力ブロックデータを組み合わせる前に、フィルタの周波数応答の複素数の掛け算を、実数の積算とそれに続くＩＤＦＴ出力データブロックの円シフトで置き換えることによっても演算を軽減することができる。円シフトの量は、重複％とＩＤＦＴの長さにのみ依存する。
【００２２】
上述のシステムにおいてもなお、特に多くのチャネルを同時に送受信する未来のシステムに関しては問題がある。上述の説明からも明らかなように、２から３のチャネルから多くのチャネルに使用するデジタルチャネル分離器の選択は、対象とする無線通信システムに依存する。無線システムからの要請に基づく演算の重さと柔軟性との間のトレードオフによって、最終的にどのワイドバンドチャネル分離器アルゴリズムを選択すべきかを決定することになる。チャネル数が多いシステムの演算を軽減して柔軟性を実現するために、チャネル分離器／チャネル統合器を改善する余地がある。
【００２３】
【発明の要旨】
本発明は一般に、デジタル信号のフィルタ処理、デシメーション又は補間処理、と周波数変換に関し、より具体的には前述の課題に関するものである。本発明に基づいてこれらの課題を解決する手段は以下のように要約することができる。
【００２４】
すでに述べたように、デジタルチャネル分離／チャネル統合、特に多チャネルを同時に取り扱うシステム（セルラー、地上移動無線、衛星、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ））に関しては、現在のシステムには問題がある。上述の方法は全て（ＩＱ周波数変換、フィルタバンク、高速重畳、独立改良高速重畳処理）は、演算の大きさおよび／または柔軟性に関して、それぞれ固有の欠点がある。
【００２５】
したがって、本発明の目的は、フィルタ処理、デシメーション／補間処理、および周波数変換構造の柔軟性を向上させて演算を軽減することのできる方法を提供することである。本発明は、さらに改良した高速重畳アルゴリズムと付加的信号処理を組み合わせたものと表現することもできる。もとの改良高速重畳アルゴリズムをさらに改良することによって、２、３チャネル以上のチャネル数を有する無線通信システムにとって、演算の軽減と柔軟性がきわめて優れたチャネル分離器／チャネル統合器構造を実現することができる。
【００２６】
図４は、本発明にかかる構成４００を示すものである。受信機に使用されるチャネル分離器構造４１０と、改良高速重畳アルゴリズム４２０と、信号処理ブロック４３０が示されている。信号処理ブロック４３０は、数値制御された発信機（「ＮＣＯ」）、時間又は周波数領域の再標本化、マッチドチャネルフィルタ、ＣＩＣまたは半幅フィルタ、（標準又は改良独立）高速重畳アルゴリズム等を有する。
【００２７】
図４には、改良高速重畳アルゴリズム４２５の前に、信号処理ブロック４３５を有する送信機に使用されるチャネル統合器構造４１５が示されている。この信号処理ブロック４３５は、ＮＣＯ、時間又は周波数領域再標本化手段、マッチドチャネルフィルタ、ＣＩＣ又は半幅フィルタ、（標準又は改良独立）高速重畳アルゴリズム等を有する。
【００２８】
前述のように、従来技術に属する独立型の改良高速重畳アルゴリズムには遅延の問題がある。それらが対象としていた衛星通信システムにおいては大きな問題とはならないが、これをセルラー無線システムのような他の無線システムで使用するときには大きな問題になる。本発明はチャネル当りのフィルタ応答を短縮することができる。このことによって多チャネルＦＦＴ（またはＩＦＦＴ）のサイズを小さくし、多チャネルＦＦＴ（又はＩＦＦＴ）に起因する遅延時間を短くすることができる。さらに、演算の複雑さを軽減することができる。したがって、本発明は従来技術が有していた遅延と演算の複雑さの問題を解消するものである。
【００２９】
しかし、チャネル当りのフィルタの減少によって周波数変換とデシメーションにおける特定のチャネル分離が不十分になるので、ＦＦＴ後に（ＩＦＦＴの前に）チャネル分離のための追加のフィルタ処理が行われてもよい。したがって、フィルタ応答を、特定のチャネル分離には不十分にしておき、ＦＦＴ後（ＩＦＦＴ前）に必要なフィルタ処理を行うことで特に良好な結果を得ることができる。
【００３０】
本発明の特徴は、フィルタ処理を改良高速重畳アルゴリズムと追加の信号処理ブロックに意図的に分離することと理解することもできる。このように分離することは、他のチャネル分離／チャネル統合アルゴリズムと比較して演算量を軽減して大きな柔軟性を達成するために特徴的であると共に非常に重要である。改良高速重畳アルゴリズムと追加の信号処理の相乗効果によって、コストの低減、遅延の短縮およびＦＦＴのサイズ縮小を図ることができる。
【００３１】
本発明は以上のように要約されるが、本発明に基づく方法は添付の請求項１、１２、２３および２４によって定義される。多くの実施例はさらに請求項２から１１と１３から２２によって定義される。
【００３２】
本発明は特定のシステムとの関連において記述されているわけではない。本発明は特に多くの、セルラー、地上移動電話網（ＬＭＲ）、衛星、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）の無線基地局に適用することができる。しかし、本発明はこれらのシステムに限定されず、一般に、複数のチャネルを同時に扱い、遅延と入力ＦＦＴの大きさに厳しい制限のあるシステムに使用することができる。さらに、本発明は基地局に限らず、複数のチャネルを同時に扱うことができる将来の移動局にも使用することができる。
【００３３】
以下の段落では、例として示した好ましい実施例と添付の図面を参照しながら本発明についてより詳細に記述する。
【００３４】
本発明の全体像を図４に示す。本発明にかかる装置は２つのステージで構成される。第１のステージは、フィルタ処理、再標本とダウンコンバージョンを行う改良高速重畳アルゴリズム４２０，４２５である。受信機として使用されるチャネル構造４１０には、改良高速重畳アルゴリズム４２０が設けられている。送信機として使用されるチャネル統合器構造４１５には改良高速重畳アルゴリズム４２５が設けられている。
【００３５】
本発明の第２番目のステージは、ＮＣＯ，時間又は周波数領域の再標本、（マッチドチャネル、ＣＩＣ又は半幅）フィルタ、（標準又は独立）高速重畳アルゴリズムと複素フィルタ等を有する信号処理ブロック４３０，４３５が設けられている。受信機として使用されるチャネル分離器構造４１０には信号処理ブロック４３０が設けられている。送信機として使用されるチャネル統合器構造４１５には信号処理ブロック４３５が設けられている。
【００３６】
第２ステージ４３０，４３５の構成要素は、デジタル信号処理技術の分野ではよく知られたものである。第１ステージ４２０，４２５は従来技術の独立型高速重畳アルゴリズムに基づいているが、後に詳細に説明するように、本発明に基づいてさらに改良が行われている。その結果、後に詳細に記載するように、ＦＦＴのサイズが小さくなり、遅延が短縮されている。
【００３７】
図５は第１ステージの一般的な実施例を示す図であり、本発明に基づき、改良高速重畳アルゴリズムはさらに改良されて受信機に適用されている。受信信号５０５は、典型的にはＡＤＣである前段階の処理から受けるデータストリームであり、アルゴリズムのＤＦＴの部分は好ましい実施例ではＦＦＴの形で実現されている。
【００３８】
データストリーム５０５はまずη％重複ブロック作成器５１０で処理される。この処理は、一定パーセントの重複、つまり、以下の述べるように、ＦＦＴのサイズと重複の種類、すなわち重複／追加又は重複／排除の種類に基づいて定められるものである。重複／追加の場合には、データストリームは長さがＮＦＦＴ＊（１−η）の重複しない部分に分断され、ＮＦＦＴ＊η個のゼロを追加して１つのブロックとする。重複と排除の場合には、データは、前のブロックとＮＦＦＴ＊η個だけ重複した、長さがＮＦＦＴ個からなるブロックに切断される。
【００３９】
ブロックは実データのみで構成され、複素信号５２５としてＦＦＴアルゴリズムに入力するには種々の方法で多重５２０処理が行われる、つまり、ｚ（ｔ）＝ｘ（ｔ）＋ｊ＊ｙ（ｔ）であり、ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）は２つの連続したブロックである。２番目のシーケンスｙ（ｔ）はメモリを節約するために回転したものであってもよい。この段は必須ではないが、これによってＦＦＴアルゴリズムを効率的に使うことができる、これはバッファメモリと制御ロジックから成る。
【００４０】
次に、ＦＦＴアルゴリズムが終了する５３０。ここで使用されるＦＦＴは種々の形を取ることができる；例えば、この種の高速演算には２の累乗のパイプライン構造が使用され、つまりＦＦＴが実行される。ＦＦＴの出力５３５は従って正しい順序になっていない。したがって、区域選択抽出ブロック５４０は出力シーケンスを並べ替えて必要な区域だけを取り出すことでこの問題を解決しなければならない。必要な区域の数はフィルタ係数の数５６０に依存する。ＦＦＴ出力から区域を選択して２つの結果、Ｘ（ｋ）とＹ（ｋ）を抽出して、Ｚ（ｋ）＝Ａ（ｋ）＋ｊ＊Ｂ（ｋ）を構成する。
【００４１】
抽出のためのアルゴリズムは、ＦＦＴの前に使用した多重化技術に依存する。例えば、５０％の重複追加の場合には、メモリの節約のために第２のシーケンスｙ（ｎ）がＮＦＦＴ／２個分回転している。したがって、正しいＸ（ｋ）とＹ（ｋ）を抽出するために、以下に示す関係式を実現する必要がある：
【数１】
0004056700.tif 000002
２５％重複の場合には、第２のシーケンスｙ（ｎ）はＮＦＦＴ／４個分回転している。したがって、正しいＸ（ｋ）とＹ（ｋ）を抽出するために、以下に示す関係式を実現する必要がある：
【数２】
0004056700.tif 000003
【００４２】
ブロックＸとＹとを多重化したときと同じ順序に並べる。次に、ブロックにフィルタ周波数係数５６０を掛ける５５０。係数の数５６０はＦＦＴの長さよりも小さい。次に、この積算の結果に対して、離散逆フーリエ変換（逆ＤＦＴまたはＩＤＦＴ）５７０を行う。これは非常に大きな演算ではないので、ＩＤＦＴの大きさＮＩＤＦＴは２の累乗である必要はない。
【００４３】
ブロックは次にη％重複ブロック組み合わせ装置５８０に挿入される。ブロックは、以下に検討するように、その重複％と、重複／排除か重複／追加のいずれが使用されるかにしたがって組み合わせられる。重複排除と重複追加のいずれであっても、ブロックは前のブロックと、ＮＩＤＦＴ＊η個の部分だけが重なるように重ね合わせられる。重複と追加の場合には、ブロックの重複する部分は前のブロックの重複部分に加えられるが、重複と排除の場合には、ブロックの重複する部分は単に捨てられる。重複と追加および重複と排除のいずれの場合にも、ブロックの重複しない部分に対しては何の処理も行われない。
【００４４】
図５には、本発明を構成する部分にチャネル５９０に共通のものがあることが示されている。全てのチャネルに共通な、１つの共通データストリーム５０５が第１ステップで受け取られる。次に、η％重複ブロック作成器５１０、多重化ステップ５２０、ＦＦＴ５３０が全てのチャネルに対して実行される。次に、これらのチャネルから区域が抽出され５４０、それ以降のステップはチャネルに対して個別に５９５チャネル毎に実行される。したがって、積算５５０、ＩＤＦＴ５７０およびη％重複ブロック組み合わせ器５８０のステップはそれぞれチャネル毎に別個に実施される。
【００４５】
図６は、第１ステージの実施例全体を示す図であり、改良高速重畳アルゴリズムが本発明に基づいてさらに改良され送信機に適用されている。入力信号は典型的にはＡＤＣである前の処理から入来するデータストリーム６０５であり、アルゴリズムのＤＦＴの部分は受信装置の場合のようにＦＦＴ（２の累乗個）として実現されている必要は必ずしもない。図５の場合と違って、入力データストリームは、多くのチャネル全体に対するものではなく、個々のチャネルに固有のものである。
【００４６】
データストリーム６０５はまずη％重複ブロック発生器６１０によって処理される。この処理は重複のパーセント、ＤＦＴのサイズおよび重複の種類、つまり重複／追加か重複／排除かに大きく依存する。重複／追加の場合には、データストリームは長さがＮＦＦＴ＊（１−η）の重複しない部分に切断され、ＮＦＦＴ＊η個のゼロを追加して１つのブロックとされる。重複と排除の場合には、データは切断されて、前のブロックとＮＦＦＴ＊η個だけ重複した、長さがＮＦＦＴ個のブロックが作られる。
【００４７】
前の処理の結果に対して離散フーリエ変換（ＤＦＴ）６２０が次に行われる。これは大きな演算ではないので、ＤＦＴのサイズＮＤＦＴは、必ずしも２の累乗である必要はない。しかし、ＤＦＴ６２０はＦＦＴで実現してもよい。図５に示した受信機と比較して、ＤＦＴ構造６２０は小さく、ＩＦＦＴ６６０構造が大きい点が受信機とは異なる。
【００４８】
次に、ブロックにフィルタ周波数係数６４０を掛ける６３０。周波数フィルタ係数６４０はＦＦＴにおける周波数応答と等価である。
【００４９】
次のステップは区域挿入ブロック６５０である。逆高速フーリエ変換６６０に、以下に示す対象形で区域が挿入される：Ｚ（ｋｓｔａｒｔ＋ｋ）＝Ｘ（ｋ）であってＺ（ＮＩＦＦＴ−ｋｓｔａｒｔ−ｋ）＝Ｘ’（ｋ）。ここで、１つのチャネルに挿入されるべき区域はＸ（０）→Ｘ（Ｎ−１）で与えられる。これらは積算器６３０によって与えられる複素値である。Ｘ’（ｋ）はＸ（ｋ）の共役複素数である。これらが挿入されるＩＦＦＴは、挿入可能な複素区域をＮＩＦＦＴ個有し、Ｚ（０）→Ｚ（ＮＩＦＦＴ−１）と番号付けられる。ＫＳＴＡＲＴは当該チャネルの最初の区域が挿入されるべき位置であり、ｋは０→Ｎ−１の範囲の整数である。
【００５０】
ブロックを対称的に挿入した結果、ＩＦＦＴからの実数出力のみが所望の結果を含むようになる、つまり、虚数部の出力には優位な情報が含まれない。ＩＦＦＴの実部にのみ有用な情報が含まれるので、重複ブロック結合機６８０はきわめて単純な操作を行うだけである。重複結合機６８０は最も高い標本化周波数で動いており、さもなければパワーとサイズに大きな影響を与える点を考えるとこの点は重要である。
【００５１】
区域６５０を挿入する別の方法は、同じチャネルからの２つのブロックを多重化して、第１のブロックＸ（ｋ）にＩＦＦＴの実部を出力させ、第２のブロックＹ（ｋ）にＩＦＦＴの虚部を出力させるようにすることである。この操作は以下に示す関係式に基づいて行われる：すなわち、Ｚ（ｋｓｔａｒｔ＋ｋ）＝Ｘ（ｋ）＋ｊＹ（ｋ）であってかつ、Ｚ（ＮＩＦＦＴ−ｋｓｔａｒｔ−ｋ）＝Ｘ’（ｋ）＋ｊＹ’（ｋ）である。
【００５２】
全てのチャネルからの区域が、ＩＦＦＴ６６０に挿入されると、そこでＩＦＦＴアルゴリズムは終了する。ブロックは次にデマルチプレックスされて６７０、η％重複ブロック発生器６８０に入力される実数信号６７５が作成される。
【００５３】
ブロックは、以下に記載するように、その重複％と重複／排除または重複／追加のいずれが採用されるかにしたがって組み合わされる６８０。重複／排除と重複／追加のいずれであっても、ブロックは前のブロックと、ＮＩＤＦＴ＊η個の部分だけが重なるように重ね合わせられる。重複と追加の場合には、ブロックの重複する部分は前のブロックの重複部分に加えられるが、重複と排除の場合には、ブロックの重複する部分は単に捨てられる。重複と追加および重複と排除のいずれの場合にも、ブロックの重複しない部分に対しては何の処理も行われない。
【００５４】
図６には、本発明を構成する部分のあるものはチャネル６９０に共通であり、別の部分６９５はチャネルに固有であることが示されている。全てのチャネルに共通な、１つの共通データストリーム６０５が第１ステップで受け取られる。次に、η％重複ブロック発生器６１０、多重化ステップ６３０、ＦＦＴ６２０がこのチャネルに対して実行される。次に、区域がこのチャネルに挿入され、それ以降のステップはチャネルに対して共通に６９０実行される。したがって、ＩＦＦＴ６６０、デマルチプレックス６７０およびη％重複ブロック組み合わせ器６８０のステップは全チャネルに対して実施される。
【００５５】
図７は、η％重複ブロック発生器、図５の５１０、図６の６１０によって処理されるデータストリームの図を示すものである。この処理は、以下で検討するように、重複パーセントの量、ＦＦＴの大きさと重複の種類、つまり重複／排除または重複／追加のいずれであるかに依存する。重複／追加７２０の場合には、データストリーム７１０は長さがＮＦＦＴ＊（１−η）の重複しない部分７３１，７４１に分割されて、ＮＦＦＴ＊η個のゼロ７３２，７４２が挿入され、連続したブロック７３０，７４０が形成される。重複と排除７５０の場合には、データストリーム７１０は、長さがＮＦＦＴで前のブロックとの重複部分の長さがＮＦＦＴ＊ηのブロック７６０，７７０に分割される。
【００５６】
図８には、η％重複ブロック組み合わせ器、図５の５８０、図６の６８０を示す。重複と追加８２０であっても重複と排除８５０であっても、ブロック８３０，８４０，８６０，８７０は前のブロックとＮＩＤＥＦ＊ηだけ重複している。重複と追加８２０の場合は、ブロック８４０の重複部分８４１は前のブロック８３０の対応する重複部分８３１に加算８２５され、重複と排除８５０の場合には、ブロック８６０，８７０の重複部分８６１，８７１は単に削除する８５５。重複と加算８２０および重複排除８５０のいずれであっても、ブロック８６０，８７０の重複部分以外については何の処理も行われない。
【００５７】
改良高速重畳アルゴリズムにおける重複η％、ＦＦＴの長さ（ＮＦＦＴ）と周波数係数（ＮＤＦＴ）の選択は、本質的に柔軟性が高い。これらのパラメータを最適化するために、消費電力のような現実的な問題と無線通信システムからの要求とのトレードオフについて十分留意する必要がある。
【００５８】
図９は、本発明と従来技術による方法の結果を比較したものである。本発明を無線通信システムのチャネル分離器に適用した場合は、前述した現在の技術（ＩＱ周波数変換、フィルタバンク、ＯＬＡ／ＯＬＳ独立高速重畳演算手段）に比較して本発明の方が、演算が軽減されており柔軟性が高いことが示されている。発明がこれらのシステムに限定されるわけではないが、この比較においては、パラメータはＤＡＭＰＳセルラーシステムに対応するものを選択した。それぞれのチャネル分離アルゴリズムに必要なパラメータが多いので正確な比較は非常に困難である。その代わり、一秒当りの掛け算の数（ＭＰＳ）によって２つの技術の演算の複雑さを理解できるような、公正な比較を実施した。以下に示す設計例では標本化レートが異なるにもかかわらず、演算の複雑さに関する値は、１秒当り６０００万標本（６０ＭＳＰＳ）のＡＤＣ標本レートに換算されていることに留意する必要がある。
【００５９】
ＩＱチャネル分離器は入力標本化周波数が６０ＭＳＰＳで出力標本化周波数が１９４．４ｋＳＰＳ、８倍のビットレートでオーバー標本されているものと想定した。構造的には、ＮＣＯ、ＣＩＣフィルタと半幅シーケンスとチャネルフィルタを有するものとした。チャネル当りの演算量は１秒当り１億５０００万積算（１５０ＭＭＰＳ）で、図９に一定傾斜の線として示した。ＮＣＯは演算量の約６０％を占めていることに注意されたい。
【００６０】
フィルタバンクアルゴリズム９２０は入力標本化周波数が６１．４４ＭＳＰＳで出力標本化周波数が６０ｋＨｚ、つまり両者とも３０ｋＨｚでのチャネルセパレーションに対する値になっている。ビットレートの整数倍の再標本化は計算に入っていないが、必要であることに留意しなければならない。フィルタバンクの中のポリフェーズフィルタとＦＦＴの長さは、それぞれ８タップおよび２０４８点である。フィルタの演算量は標本当り１６積算であり、（４ラディックスのステージ５段と２ラディックスのステージ１段を前提として）ＦＦＴは標本当り１０．５積算である。結果は図９に水平な線で示されているように、１５９０ＭＭＰＳで一定な演算量になる。現実には、線は若干正の勾配を有することに留意されたい。
【００６１】
独立型の改良高速重畳アルゴリズム９３０は入力標本化周波数が４９．７６６ＭＳＰＳで出力標本化周波数が４８．６ｋＳＰＳであると仮定した。アルゴリズムは５０％重複、６５５３６点のＦＦＴで６４点の周波数フィルタと仮定した。大きなサイズのＦＦＴが必要なフィルタ操作のために必要である。構成的には、チャネルをＤＡＭＰＳシステムの周波数グリッドにあわせるためにＮＣＯが必要であり、チャネルセパレーションは３０ｋＨｚである。推定された演算量は１０４５ＭＭＰＳの固定演算量にチャネル当り０．８１ＭＭＰＳが加算される。大きなＦＦＴのために、このアルゴリズムの場合には２．２ｍｓの遅延を生じていることは注目に値する。
【００６２】
先行技術によれば、独立改良高速重畳アルゴリズムは、このアルゴリズムによる遅延がシステムの遅延に比較して許容される衛生通信システムに使用されていた。この遅延の大きさは、他の無線通信システムでは許容されない。さらに、６５５３５個の複素ワードに対するＦＦＴには、精度を２０ビットとすると、２．６ＭｂｉｔのＲＡＭが必要になる。トゥイドルファクタ（位相シフト）の値は、少なくとも６５５３６＊０．７５複素ワードであり、精度を２０ビットとすると、２ＭｂｉｔのＲＯＭが必要になる。チップ上にこのメモリを搭載することは非常に大きなエリアを必要とし、このメモリの読み出しと書き込みには大きな電力を消費する。チップ外にこのメモリを設けると、大きなＩ／Ｏバスを必要とすると共に、さらに大きな電力を消費することになる。
【００６３】
本発明９４０は入力標本化周波数が４９．７６６４ＭＳＰＳで出力標本化周波数が４８．６ｋＳＰＳを前提としている。アルゴリズムの改良高速重畳処理の部分は、２５％重複、４０９６点のＦＦＴと３２点の周波数フィルタを前提としている。従来技術においてはフィルタがしばしば一部カットされていたが、この実施例では点数が制限されているだけであって応答をカットするわけではない。改良高速重畳演算の次には、ＮＣＯと３つの半幅フィルタと１つのマッチドチャネル（ＲＲＣ）から構成される時間領域のフィルタチェーンが設けられている。推定される演算量は、４５０ＭＭＰＳで一定の部分とチャネルごとに６．２ＭＭＰＳの部分からなる。本発明は大きなＦＦＴ問題になり、遅延は約０．２ｍｓ、ＦＦＴのメモリ必要量は非常に小さいので実現が容易である。
【００６４】
図９は、４つのチャネル分離アルゴリズムを比較したものである。１又は２つのチャネルについて、ＩＱチャネル分離器９１０が最も良い結果を与えている。この例の場合には、独立改良高速重畳アルゴリズム９３０は、遅延とＦＦＴの大きさのせいで全く不適当であり、本発明９４０が約１８０チャネルに至るまで最も演算負担が小さい。しかし、フィルタ処理の要求が少ない別の無線システム、例えば衛星システムでは、独立改良高速重畳９３０アルゴリズムのほうが実際的であり、この場合には本発明９４０は１００チャネルまでに対して演算量が最も小さくなる。
【００６５】
演算量に関しては、本発明９４０は、数チャネルから１００チャネルを少し超える範囲に対して演算量が最も小さい。これは、チャネル数に関しては通常の無線通信システムの要求に合致しており、演算量については、最善のチャネル分離手法であることが分かる。チャネル数が２０程度の典型的なセルラーシステムでは、本発明９４０はこれらの方法の中で他に比べてはるかに演算量が少ないシステムである。
【００６６】
図１０は、セルラーシステムに典型的な１０から１００のチャネル数に対する、種々のチャネル分離アルゴリズムの、ＭＭＰＳで表した演算量と柔軟性を示したものである。ＩＱチャネル分離器１０１０は、チャネルバンド幅がチャネルビットレートと異なる場合には標本化周波数の選択について非常に柔軟性が高い。チャネルの算出が独立に行われるのでマルチプル標準に対応することができるが、これらはすべて大きな演算量と引き換えにもたらされるものである。
【００６７】
フィルタバンクアルゴリズム１０２０の演算量は小さいが、柔軟性が小さい。つまり、標本化周波数はチャネルバンド幅の整数倍でなければならず、最終的なチャネルビットレートを実現するために再標本化を行う必要がある。この構成は、一方のチャネル幅が他方の整数倍になっていない２つのチャネル幅を許容することができず、フィルタバンクはマルチ標準システムを許容しない。同時に２つ以上の異なるチャネル幅を使用することは、ＡＤＣまでかあるいはＡＤＣを含む部分のハードウエアを複数持たなければならないことを意味し、高い費用がかかることになる。異なる時刻において２つ以上の異なるチャネルバンド幅を有することは、再プログラム可能なポリフェーズフィルタとＦＦＴを必要とし、複雑になる。
【００６８】
独立改良高速重畳アルゴリズム１０３０はフィルタバンクアルゴリズム１０２０よりも柔軟性が高く、ＩＱチャネル分離器１０１０よりも演算量が少ないが、この例に示したような場合には遅延とメモリ必要量の点で実際には実用的でないことに留意する必要がある。ＦＦＴは最も狭いチャネルバンド幅に対して十分な長さを有するように（詳細な周波数分解能を得るために）設計する必要があり、したがって、十分な出力バンド幅を得るためにＩＤＦＴが長くなる。これは、バンド幅が広ければ固定コストとチャネルに依存するコストが高くなることを意味する。
【００６９】
柔軟性に関して、本発明１０４０は、同時に異なるチャネルバンド幅に対応できることやチャネルバンド幅とチャネルビットレートの関係が自由であることなど、改良高速重畳アルゴリズム１０３０が有する全ての利点を有している。マルチ標準システムに対して、ＦＦＴの長さを、多チャネルバンド幅と種々の無線システムの要請の両方の妥協点として設計することができるようになる。マルチ標準のために増加する部分はわずかである。図１０は、本発明が他の全ての技術よりも柔軟性に富むだけでなく、２ないし３から１００チャネルに対して演算不可が最も小さいことを示している。
【００７０】
ここでは、無線通信システムの一例としてＤＡＭＰＳのみを取り上げたが、他の無線通信システムでも結果は同じである。さらに、本発明はさらに、陸上移動無線（ＬＭＲ）、衛星システム、及び無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）等の無線システムに対して適用できるが、これらに限定されるわけではない。本発明は、複数のチャネル又は周波数レンジの分離や結合を行わなければならない一般的なフィルタ問題、つまり、サブバンド記述、符号化、圧縮技術に対して適用することができる。このような別のシステムや一般的なフィルタ問題に対して適用しても、本発明はコスト低減、ＦＦＴの縮小と遅延の短縮を実現する。
【００７１】
上述の実施例は説明のために記載したものであって発明をこれらに限定する趣旨ではない。本発明の技術思想の範囲内において前述の実施例とは異なる形を実現することが可能なことは当業者にとっては自明である。本発明は上述の実施例に限定されるべきでなく、添付の請求の範囲に記載された技術的範囲と同じ範囲を有すると理解されなければならない。
【図面の簡単な説明】
【図１】  図１は、従来の無線送受信機の構成を示す図である。
【図２】  図２は、現在のＩＱ−復調デジタル受信機を示す図である。
【図３】  図３は、現在のデシメートフィルタバンクを示す図である。
【図４】  図４は、本発明に基づくチャネル分離器とチャネル統合器の全体図である。
【図５】  図５は、一般の受信機に適用された本発明の第１段階を示す図である。
【図６】  図６は、一般の送信機に適用された本発明の第１段階を示す図である。
【図７】  図７は、η％重複ブロック発生器を示す図面である。
【図８】  図８は、η％重複ブロック組み合わせ装置を示す図面である。
【図９】  図９は、演算量とＤＡＭＰＳ無線通信システムのチャネル数との関係を示す図である。
【図１０】  図１０は、演算量とＤＡＭＰＳ無線通信システムの柔軟性との関係を示す図である。
【図１】
0004056700.tif 000004
【図２】
0004056700.tif 000005
【図３】
0004056700.tif 000006
【図４】
0004056700.tif 000007
【図５】
0004056700.tif 000008
【図６】
0004056700.tif 000009
【図７】
0004056700.tif 000010
【図８】
0004056700.tif 000011
【図９】
0004056700.tif 000012
【図１０】
0004056700.tif 000013