(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
電圧の印加に伴い被検出ガス中の酸素濃度に応じた電流信号を出力する酸素濃度センサに適用され、
酸素濃度検出のために前記センサに印加した電圧を、所定の時定数を持たせて同センサの素子抵抗検出のための電圧に切り換え、その時の電圧変化と当該電圧変化に伴う電流変化とから前記センサの素子抵抗を検出する酸素濃度センサの素子抵抗検出方法において、
前記所定の時定数を持たせて切り換えた電圧の印加時間を、電圧切り換え後にピーク電流が出る時間よりも長くしたことを特徴とする酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
【請求項２】
前記所定の時定数を持たせて切り換えた電圧の印加時間を、センサ特有のカットオフ周波数となる周波数の逆数で表される周期時間以下とする請求項１に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
【請求項３】
電圧の印加に伴い被検出ガス中の酸素濃度に応じた電流信号を出力する酸素濃度センサに適用され、
酸素濃度検出のために前記センサに印加した電圧を、所定の時定数を持たせて同センサの素子抵抗検出のための電圧に切り換え、その時の電圧変化と当該電圧変化に伴う電流変化とから前記センサの素子抵抗を検出する酸素濃度センサの素子抵抗検出方法において、
前記所定の時定数を持たせた電圧を印加してピーク電流が出た後、その電圧値を前記ピーク電流発生時の電圧値で一定に保つことを特徴とする酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
【請求項４】
前記ピーク電流発生時の電圧値で一定に保つ時間を、センサ特有のカットオフ周波数となる周波数の逆数で表される周期時間以下とする請求項３に記載の酸素濃度センサの素子抵抗検出方法。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば車載用エンジンの排ガス中の酸素濃度を検出するための酸素濃度センサに係るものであって、当該センサ特有の電圧電流の周波数特性を用いて素子抵抗を検出する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年の車載用エンジンの空燃比制御では、例えば制御精度を高めるといった要望やリーンバーン化への要望があり、これらの要望に対応すべく、エンジンに吸入される混合気の空燃比（排ガス中の酸素濃度）を広域に且つリニアに検出するリニア式空燃比センサ（酸素濃度センサ）が具体化されている。こうした空燃比センサにおいて、例えばその活性状態や劣化状態に知るには、センサ素子の内部抵抗（素子抵抗）を正確に検出することが必要となる。
【０００３】
本願発明者らはこれまでにも、特願平８−２０７４１０号（特開平９−２９２３６４号公報）にて素子抵抗検出法の一手法を提案している。これは、図１６に示すように、所定の時定数を持たせた電圧を単発的に空燃比センサに印加してｔ時間経過後のピーク電流ΔＩ（電流変化量）を検出し、その時の電圧変化量ΔＶとピーク電流ΔＩとから素子抵抗を検出するものであった（素子抵抗＝ΔＶ／ΔＩ）。つまり、素子抵抗の検出に際し、センサの印加電圧を所定の時定数を持った波形にて変化させることにより、過度なピーク電流の発生を抑制するようにしていた。その結果、センサ電流値が正確に計測できると共に、センサの素子抵抗が精度良く検出できるようになっていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来既存の技術では、検出時間ｔのバラツキや時定数のバラツキが生じると、ピーク電流ΔＩが正確に検出できないことがあり得る。例えば図１６のように、ΔＩを検出するタイミングが遅れその検出時間が「ｔ’」になると、ΔＩが実際値よりも小さい値で検出され、素子抵抗が大きめに誤検出されてしまう。この問題は、ΔＩを正確に検出できる期間が狭いために起きるものであった。
【０００５】
本発明は、上記問題に着目してなされたものであって、その目的とするところは、電圧変化に伴う電流変化量の検出タイミングや時定数などの各種要因のバラツキに関係なく、センサ素子抵抗を精度良く検出することができる酸素濃度センサの素子抵抗検出方法を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明ではその前提として、電圧の印加に伴い被検出ガス中の酸素濃度に応じた電流信号を出力する酸素濃度センサに適用され、酸素濃度検出のために前記センサに印加した電圧を、所定の時定数を持たせて同センサの素子抵抗検出のための電圧に切り換え、その時の電圧変化と当該電圧変化に伴う電流変化とから前記センサの素子抵抗を検出する。かかる手法によれば、素子抵抗の検出時に問題となる過度なピーク電流の発生が抑制される。
【０００７】
そして、請求項１に記載の発明では、前記所定の時定数を持たせて切り換えた電圧の印加時間を、電圧切り換え後にピーク電流が出る時間よりも長くしたことを特徴とする。本発明によれば、素子抵抗検出時において、電圧変化に伴ってピーク電流が出た後に電流変化が緩慢になる期間を設けることができる。つまり、電圧変化に伴う電流変化量を正確に検出するための期間が拡張される。その結果、電流変化量の検出タイミングや時定数などの各種要因にバラツキが生じたとしても、センサの素子抵抗が精度良く検出できるようになる。
【０００８】
請求項２に記載の発明では、前記所定の時定数を持たせて切り換えた電圧の印加時間を
、センサ特有のカットオフ周波数となる周波数の逆数で表される周期時間以下としている。これは電圧印加時間の長さを規定するものであって、ジルコニア等の固体電解質を用いた限界電流式酸素濃度センサなどにおいて、センサ特有のカットオフ周波数に基づき前記印加時間を規定すれば、電圧印加を必要以上に長引かせることもなく、電圧印加時間を好適に設定して素子抵抗が検出できる。例えばセンサ特有のカットオフ周波数を４０Ｈｚ程度とした場合、電圧の印加時間は、その時定数の１桁下のオーダーである２．５ｍｓ程度で規定されるとよい。
【０００９】
また、請求項３に記載の発明では、前記所定の時定数を持たせた電圧を印加してピーク電流が出た後、その電圧値を前記ピーク電流発生時の電圧値で一定に保つことを特徴とする。本発明によれば、前記請求項１の発明と同様に、素子抵抗検出時において、電圧変化に伴ってピーク電流が出た後に電流変化が緩慢になる期間を設けることができ、電圧変化に伴う電流変化量を正確に検出するための期間が拡張される。その結果、電流変化量の検出タイミングや時定数などの各種要因にバラツキが生じたとしても、センサの素子抵抗が精度良く検出できるようになる。
【００１０】
請求項４に記載の発明では、前記ピーク電流発生時の電圧値で一定に保つ時間を、センサ特有のカットオフ周波数となる周波数の逆数で表される周期時間以下としている。本発明によれば、前記請求項２の発明と同様に、素子抵抗検出時の電圧印加を必要以上に長引かせることもなく、適度な電圧印加時間が設定できる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、この発明を空燃比検出装置に具体化した一実施の形態を図面に従って説明する。本実施の形態における空燃比検出装置は、自動車に搭載される電子制御ガソリン噴射エンジンに適用されるものであって、同エンジンの空燃比制御システムにおいては空燃比検出装置による検出結果を基にエンジンへの燃料噴射量を所望の空燃比に制御する。以下の記載では、空燃比センサを用いた空燃比（Ａ／Ｆ）の検出手順、並びに同センサの周波数特性を用いた素子抵抗検出手順を詳細に説明する。
【００１２】
図１は、本実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図である。図１において、空燃比検出装置は酸素濃度センサとしての限界電流式空燃比センサ（以下、Ａ／Ｆセンサという）３０を備え、このＡ／Ｆセンサ３０は、エンジン１０のエンジン本体１１から延びる排気管１２に取り付けられている。Ａ／Ｆセンサ３０は、マイクロコンピュータ（以下、マイコンという）２０から指令される電圧の印加に伴い、排ガス中の酸素濃度に比例したリニアな空燃比検出信号を出力する。マイコン２０は、各種演算処理を実行するための周知のＣＰＵ，ＲＯＭ，ＲＡＭ等により構成され、所定の制御プログラムに従い後述するバイアス制御回路４０及びヒータ制御回路２５を制御する。
【００１３】
図２は、Ａ／Ｆセンサ３０の概略を示す断面図である。図２において、Ａ／Ｆセンサ３０は前記排気管１２の内部に向けて突設されており、同センサ３０は大別して、カバー３１、センサ本体３２及びヒータ３３から構成されている。カバー３１は断面コ字状をなし、その周壁にはカバー内外を連通する多数の小孔３１ａが形成されている。センサ本体３２は空燃比リーン領域における酸素濃度、若しくは空燃比リッチ領域における未燃ガス（ＣＯ，ＨＣ，Ｈ2 等）濃度に対応する限界電流を発生する。
【００１４】
センサ本体３２の構成について詳述する。センサ本体３２において、断面カップ状に形成された固体電解質層３４の外表面には、排ガス側電極層３６が固着され、内表面には大気側電極層３７が固着されている。また、排ガス側電極層３６の外側には、プラズマ溶射法等により拡散抵抗層３５が形成されている。固体電解質層３４は、ＺｒＯ2 、ＨｆＯ2 、ＴｈＯ2 、Ｂｉ2 Ｏ3 等にＣａＯ、ＭｇＯ、Ｙ2 Ｏ3 、Ｙｂ2 Ｏ3 等を安定剤として固溶させた酸素イオン伝導性酸化物焼結体からなり、拡散抵抗層３５は、アルミナ、マグネシャ、ケイ石質、スピネル、ムライト等の耐熱性無機物質からなる。排ガス側電極層３６及び大気側電極層３７は共に、白金等の触媒活性の高い貴金属からなりその表面には多孔質の化学メッキ等が施されている。なお、排ガス側電極層３６の面積及び厚さは、１０〜１００ｍｍ^2（平方ミリメートル）及び０．５〜２．０μｍ程度となっており、一方、大気側電極層３７の面積及び厚さは、１０ｍｍ^2（平方ミリメートル）以上及び０．５〜２．０μｍ程度となっている。
【００１５】
ヒータ３３は大気側電極層３７内に収容されており、その発熱エネルギによりセンサ本体３２（大気側電極層３７、固体電極質層３４、排ガス側電極層３６及び拡散抵抗層３５）を加熱する。ヒータ３３は、センサ本体３２を活性化するに十分な発熱容量を有している。
【００１６】
上記構成のＡ／Ｆセンサ３０において、センサ本体３２は理論空燃比点よりリーン領域では酸素濃度に応じた限界電流を発生する。この場合、酸素濃度に対応する限界電流は、排ガス側電極層３６の面積、拡散抵抗層３５の厚さ、気孔率及び平均孔径により決定される。また、センサ本体３２は酸素濃度を直線的特性にて検出し得るものであるが、このセンサ本体３２を活性化するのに約６００℃以上の高温が必要とされると共に、同センサ本体３２の活性温度範囲が狭いため、エンジン１０の排ガスのみによる加熱では活性領域を制御できない。そのため、本実施の形態では、ヒータ３３の加熱制御によりセンサ本体３２を活性温度域にまで加熱する。なお、理論空燃比よりもリッチ側の領域では、未燃ガスである一酸化炭素（ＣＯ）等の濃度が空燃比に対してほぼリニアに変化し、センサ本体３２はＣＯ等の濃度に応じた限界電流を発生する。
【００１７】
センサ本体３２の電圧−電流特性について図３を用いて説明する。図３によれば、Ａ／Ｆセンサ３０の検出Ａ／Ｆに比例するセンサ本体３２の固体電解質層３４への流入電流と、同固体電解質層３４への印加電圧とがリニアな特性を有することが分かる。かかる場合、電圧軸Ｖに平行な直線部分がセンサ本体３２の限界電流を特定するものであって、この限界電流（センサ電流）の増減はＡ／Ｆの増減（すなわち、リーン・リッチの程度）に対応している。つまり、Ａ／Ｆがリーン側になるほど限界電流は増大し、Ａ／Ｆがリッチ側になるほど限界電流は減少する。
【００１８】
また、この電圧−電流特性において電圧軸Ｖに平行な直線部分よりも小さい電圧域は抵抗支配域となっており、その抵抗支配域における一次直線部分の傾きは、センサ本体３２における固体電解質層３４の内部抵抗（これを素子抵抗という）により特定される。この素子抵抗は温度変化に伴い変化するため、センサ本体３２の温度が低下すると素子抵抗の増大により上記傾きが小さくなる。
【００１９】
一方、図１において、Ａ／Ｆセンサ３０に電圧を印加するためのバイアス指令信号（デジタル信号）Ｖｒはマイコン２０からＤ／Ａ変換器２１に入力され、同Ｄ／Ａ変換器２１にてアナログ信号Ｖｂに変換された後、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２２に入力される。そして、ＬＰＦ２２にてアナログ信号Ｖｂの高周波成分が除去された出力電圧Ｖｃは、Ａ／Ｆ検出用又は素子抵抗検出用の電圧をＡ／Ｆセンサ３０に印加するためのバイアス制御回路４０に入力される。Ａ／Ｆ検出時には、前記図３の特性線Ｌ１を用いてその時のＡ／Ｆに対応した印加電圧Ｖｐが設定されるのに対し、素子抵抗検出時には、所定周波数信号よりなる単発的で且つ所定の時定数を持った電圧が印加される。
【００２０】
バイアス制御回路４０内の電流検出回路５０は、Ａ／Ｆセンサ３０への電圧の印加に伴い流れる電流値を検出する。当該電流検出回路５０にて検出された電流値のアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換器２３を介してマイコン２０に入力される。バイアス制御回路４０の詳細な構成については後述する。Ａ／Ｆセンサ３０に付設されたヒータ３３は、ヒータ制御回路２５によりその作動が制御される。つまり、ヒータ制御回路２５は、Ａ／Ｆセンサ３０の素子温やヒータ温度に応じてバッテリ電源（図示しない）からヒータ３３に供給される電力をデューティ制御し、ヒータ３３の加熱制御を行う。
【００２１】
ここで、素子抵抗検出時にＡ／Ｆセンサ３０に印加される指令電圧の詳細を説明する。つまり、マイコン２０は、デジタル信号としてのバイアス指令信号Ｖｒを出力するが、このバイアス指令信号ＶｒはＤ／Ａ変換器２１及びＬＰＦ２２を通過する際において、単発的で且つ所定の時定数を持った電圧（アナログ信号）に変換される。図４は、素子抵抗検出時におけるＤ／Ａ変換器２１の出力電圧Ｖｂと、ＬＰＦ２２の出力電圧Ｖｃと、センサ電流Ｉｐとについてその信号波形の一例を示す。この場合、Ｄ／Ａ変換器２１の出力電圧Ｖｂは、時間ｔ１でその直前の印加電圧Ｖｐ（Ａ／Ｆ検出用電圧）に対して「ΔＶ」だけ高い電圧値に切り換えられ、時間ｔ２で元の印加電圧Ｖｐに戻される。
【００２２】
ＬＰＦ２２の出力電圧（Ｖｃ波形）中の範囲Ａの部分は、所定の時定数を持たせることにより高周波成分が除去されたなまし信号となっており、Ｖｃ波形中の範囲Ｂの部分は、ＬＰＦ２２によるなましの効果がなくなり一定電圧となっている。また、センサ電流Ｉｐは、ＬＰＦ２２の時定数で電圧Ｖｃが立ち上がる範囲Ａでは電圧Ｖｃと同じ時定数で立ち上がり、電圧Ｖｃがほぼ一定となる範囲Ｂでは範囲Ａの立ち上がり時定数より遅い時定数で立ち下がるようになっている。この範囲Ｂではその時定数が遅いことから、実際には電流Ｉｐがほとんど変化しない。つまり、範囲Ｂ内のどのタイミングでピーク電流ΔＩ（電流変化量）を検出しても、ΔＩの検出誤差はほとんどないことになる。なおその理由については後述する。
【００２３】
本実施の形態で言う所定の時定数を持たせた電圧とは単発的な周波数成分を含む信号であるが、以下のようにしてその周波数が決定される。
図５はＡ／Ｆセンサ３０の等価回路である。この等価回路において、Ｒｇは酸素イオンに対する固体電解質の粒子抵抗、ＲｉとＣｉはそれぞれ固体電解質の粒子の界面における粒子抵抗と粒界容量、ＲｆとＣｆはそれぞれ電極界面抵抗と電極界面容量である。
【００２４】
図６は、上記図５の如く表されるＡ／Ｆセンサ３０の複素インピーダンス特性を示す。同図において、横軸の「Ｚreal」は複素インピーダンスの実数部を、縦軸の「Ｚimaginary 」は虚数部を示しており、このとき、インピーダンスＺＡＣは、
ＺＡＣ＝Ｚreal＋ｊ・Ｚimaginary
として表される。図６のＡ点は周波数１ｋＨｚでのインピーダンス特性を示しており、それより低周波であるとＡ点よりも右の特性となり、高周波であるとＡ点よりも左の特性となる。すなわち、１ｋＨｚ付近ではＲｇとＲｉの合計値がインピーダンスとして検出されることとなる。
【００２５】
図７は、前記図６について横軸を周波数ｆに、縦軸をインピーダンスＺＡＣに変換したものである。同図７によれば、周波数１ｋＨｚ〜１０ＭＨｚではインピーダンスＺＡＣが所定値（Ｒｇ＋Ｒｉ）に収束する。また、１０ＭＨｚ付近よりもさらに高周波側ではインピーダンスＺＡＣは減少し、前記（Ｒｇ＋Ｒｉ）よりも小さい所定値（Ｒｇ）に収束する。このことから、インピーダンスＺＡＣを安定した状態で精度良く検出するためには、同インピーダンスＺＡＣを周波数ｆによらず一定値となる１ｋＨｚ〜１０ＭＨｚ付近とすると望ましいことが分かる。本実施の形態では、電圧切り換え時の交流周波数を１ｋＨｚとし、その波形の立ち上がり（前記図４のＶｃ波形中の範囲Ａ）を得るべく、ＬＰＦ２２により１５９μｓ程度の時定数を設定している。因みに、電圧変化時における時定数の下限（周波数の上限）は、Ｄ／Ａ変換器２１やＡ／Ｄ変換器２３の処理能力によって制限されるものであって、高速回路を使うことで時定数の下限を拡張させることも可能である。
【００２６】
こうした理由からＡ／Ｆセンサ３０への印加電圧の切り換えに時には、マイコン２０は１ｋＨｚ程度の周波数成分を含むデジタル信号を出力し、そのデジタル信号はＤ／Ａ変換器２１及びＬＰＦ２２の通過に伴い所定の時定数（１５９μｓ程度）を持った信号に変換される。なお、マイコン２０から出力される指令信号は矩形信号であるため、その信号生成は容易に実現できる。
【００２７】
ここで、前記図４の範囲Ｂでセンサ電流Ｉｐが立ち下がる時定数が範囲Ａの時定数よりも遅い理由を説明する。先ず説明を簡明にするため、センサの等価回路（前記図５）を図８（ａ）のように簡略化する。これは、Ａ／Ｆセンサ３０に実際に印加する電圧Ｖｃの立ち上がり時定数が数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚ程度であることから、前記図５において電流はほとんどＲｇ−Ｒｉ−Ｃｆの経路を通ることになるためである。よって、図８（ａ）の等価回路は、同図（ｂ）のような単純なＨＰＦのモデルで表現できる。
【００２８】
図９に、前記図８の等価回路の抵抗周波数特性を示す。図９の特性は、前記図７のＡ点付近の周波数特性にほぼ同じであることが分かる。図中の点Ｂは、前記図８のＨＰＦのカットオフ周波数に相当する。
【００２９】
図１０（ａ）は、前記図１のＤ／Ａ変換器２１の出力ＶｂからＡ／Ｆセンサ３０に流れる電流Ｉｐまでの伝達ブロックを示す。前段のＬＰＦは前記図１のＬＰＦ２２に相当し、後段のＨＰＦは前記図８のＨＰＦに相当する。このブロック図によれば、Ａ／Ｆセンサ３０にステップ電圧を印加するときの電圧波形Ｖｂと電流波形Ｉｐは図１０（ｂ），（ｃ）となり、センサ電流Ｉｐの時間関数の数式は、
【００３０】
【数１】
0004123580.tif 000002
となる。
上記（１）式において、「Ｔ１」はＨＰＦの時定数（図９の点Ｂに相当）であり、「Ｔ２」はＬＰＦの時定数（図９の点Ａに相当）である。ここで前述した通り、安定した抵抗周波数特性の領域を用いるには、点Ａを点Ｂよりも高周波数側にすることが必須要件となる。すなわち二つの時定数Ｔ１，Ｔ２の大小関係は必ず、
Ｔ１＞Ｔ２
となる。よって、前記（１）式から、前記図４の範囲Ａの立ち上がり時間よりも範囲Ｂの立ち下り時間が遅くなることが分かる。
【００３１】
以上の理由より、前記図４の出力電圧Ｖｂがほぼ一定となる範囲Ｂにおいて、センサ等価回路のＨＰＦの時定数の１桁下のオーダーである２．５ｍｓ程度の時間内ではセンサ電流Ｉｐがほとんど変化しなくなる。つまり、図４の範囲Ｂではどのタイミングでピーク電流ΔＩを検出してもほとんど同じ値が得られるようになる。
【００３２】
従って、図１１に示すように、正弦波形Ｌａ（図の二点鎖線の波形）の如くセンサ電流が変化する場合には検出タイミングが「ｔ」から「ｔ’」にずれることでΔＩが誤検出されるのに対し、本実施の形態では波形Ｌｂ（図の実線の波形）の如くセンサ電流が変化するため、「ｔ’」の検出タイミングでもΔＩが正確に検出できる。なお因みに、所定の時定数を持たせて切り換えた電圧の印加時間の合計「Ａ＋Ｂ」は、ピーク電流ΔＩが検出できる時間よりも長くすればよいから、数１０μｓ以上であればよい。
【００３３】
次に、バイアス制御回路４０の構成を図１２の電気回路図を用いて説明する。図１２において、バイアス制御回路４０は大別して、基準電圧回路４４と、第１の電圧供給回路４５と、第２の電圧供給回路４７と、電流検出回路５０とを有する。基準電圧回路４４は、定電圧Ｖｃｃを分圧抵抗４４ａ，４４ｂにより分圧して一定の基準電圧Ｖａを生成する。
【００３４】
第１の電圧供給回路４５は電圧フォロア回路にて構成され、基準電圧回路４４の基準電圧Ｖａと同じ電圧ＶａをＡ／Ｆセンサ３０の一方の端子（前記図２の大気側電極層３７に接続される端子）４２に供給する。より具体的には、第１の電圧供給回路４５は、正側入力端子が各分圧抵抗４４ａ，４４ｂの分圧点に接続されると共に負側入力端子がＡ／Ｆセンサ３０の一方の端子４２に接続された演算増幅器４５ａと、演算増幅器４５ａの出力端子に一端が接続された抵抗４５ｂと、この抵抗４５ｂの他端にそれぞれベースが接続されたＮＰＮトランジスタ４５ｃ及びＰＮＰトランジスタ４５ｄとを有する。ＮＰＮトランジスタ４５ｃのコレクタは定電圧Ｖｃｃに接続され、エミッタは電流検出回路５０を構成する電流検出抵抗５０ａを介してＡ／Ｆセンサ３０の一方の端子４２に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ４５ｄのエミッタはＮＰＮトランジスタ４５ｃのエミッタに接続され、コレクタはアースされている。
【００３５】
第２の電圧供給回路４７も同様に電圧フォロア回路にて構成され、前記ＬＰＦ２２の出力電圧Ｖｃと同じ電圧ＶｃをＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子（前記図２の排ガス側電極層３６に接続される端子）４１に供給する。より具体的には、第２の電圧供給回路４７は、正側入力端子が前記ＬＰＦ２２の出力に接続されると共に負側入力端子がＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子４１に接続された演算増幅器４７ａと、演算増幅器４７ａの出力端子に一端が接続された抵抗４７ｂと、この抵抗４７ｂの他端にそれぞれベースが接続されたＮＰＮトランジスタ４７ｃ及びＰＮＰトランジスタ４７ｄとを有する。ＮＰＮトランジスタ４７ｃのコレクタは定電圧Ｖｃｃに接続され、エミッタは抵抗４７ｅを介してＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子４１に接続されている。また、ＰＮＰトランジスタ４７ｄのエミッタはＮＰＮトランジスタ４７ｃのエミッタに接続され、コレクタはアースされている。
【００３６】
上記構成により、Ａ／Ｆセンサ３０の一方の端子４２には常時一定電圧Ｖａが供給される。そして、ＬＰＦ２２を経由してＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子４１に一定電圧Ｖａよりも低い電圧Ｖｃが供給されると、当該Ａ／Ｆセンサ３０が正バイアスされることになる。また、ＬＰＦ２２を経由してＡ／Ｆセンサ３０の他方の端子４１に一定電圧Ｖａよりも高い電圧Ｖｃが供給されると、当該Ａ／Ｆセンサ３０が負バイアスされることになる。
【００３７】
次に、上記の如く構成される空燃比検出装置の作用を説明する。
図１３は、本実施の形態における制御プログラムの概要を示すメインルーチンのフローチャートであり、そのルーチンはマイコン２０への電源投入に伴い起動される。
【００３８】
図１３において、マイコン２０は、先ずステップ１００で前回のＡ／Ｆ検出時から所定時間Ｔａが経過したか否かを判別する。ここで、所定時間Ｔａは、Ａ／Ｆの検出周期に相当する時間であって、例えば、Ｔａ＝２〜４ｍｓ程度に設定されるのが適当である。そして、前回のＡ／Ｆ検出時から所定時間Ｔａが経過していれば、マイコン２０はステップ１００を肯定判別してステップ１１０に進む。マイコン２０は、ステップ１１０で電流検出回路５０にて検出されたセンサ電流Ｉｐ（限界電流値）を読み込むと共に、予めマイコン２０内のＲＯＭに記憶されている特性マップを用いてその時のセンサ電流Ｉｐに対応するＡ／Ｆ値を検出する。Ａ／Ｆ値の検出後、マイコン２０は、図３の特性線Ｌ１を用いてその時々のＡ／Ｆ検出結果（Ｉｐ）に応じた印加電圧ＶｐをＡ／Ｆセンサ３０に印加しておく。
【００３９】
また、マイコン２０は、続くステップ１２０で前回の素子抵抗検出時から所定時間Ｔｂが経過したか否かを判別する。ここで、所定時間Ｔｂは、素子抵抗の検出周期に相当する時間であって、例えばエンジン運転状態に応じて選択的に設定される。本実施の形態では、Ａ／Ｆの変化が比較的小さい通常時（エンジンの定常運転時）にはＴｂ＝２ｓ（秒）に、Ａ／Ｆの急変時（エンジンの過渡運転時）にはＴｂ＝１２８ｍｓ（ミリ秒）に、というように所定時間Ｔｂが可変に設定されるようになっている。
【００４０】
ステップ１２０が否定判別されると、マイコン２０は、上記の如く所定時間Ｔａの経過毎にＡ／Ｆ値を検出する。また、ステップ１２０が肯定判別されると、マイコン２０は、ステップ１３０で素子抵抗検出の処理を実施する。以下、素子抵抗検出の処理を図１４のサブルーチンを用いて説明する。
【００４１】
図１４において、マイコン２０は、先ずステップ１３１でバイアス指令信号Ｖｒを操作し、それまでの印加電圧Ｖｐ（Ａ／Ｆ検出用電圧）に対して電圧を正側に変化させる。このとき、素子抵抗検出用電圧の印加時間（前記図４のｔ１〜ｔ２の時間）を、電圧切り換え後にピーク電流が出る時間よりも長くする。ここで、当該印加時間は先に規定した２．５ｍｓ以下であればよいが、次のＡ／Ｆを検出するまでの時間Ｔａ＝２〜４ｍｓ以内に電流が限界電流値に収束しなければならない。このため、素子電流検出用電圧の印加時間をＡ／Ｆ検出間隔よりも短くする。具体的には、電圧印加時間を数１０〜１００μｓ程度とする。
【００４２】
その後、マイコン２０は、ステップ１３２でその時の電圧変化量ΔＶと電流検出回路５０により検出されたセンサ電流の変化量ΔＩとを読み取る。かかる場合、前記図４の範囲Ｂ内でΔＩが検出されることになる。また、マイコン２０は、続くステップ１３３でΔＶ，ΔＩから素子抵抗Ｒを算出し（Ｒ＝ΔＶ／ΔＩ）、その後元のメインルーチンに戻る。
【００４３】
一方、上記の如く求められる素子抵抗Ｒは、素子温に対して図１５に示す関係を有する。すなわち、素子温が低くなるほど、素子抵抗Ｒが飛躍的に大きくなる。同図において、素子抵抗Ｒ＝９０ΩはＡ／Ｆセンサ３０の半活性温度（６００℃）に相応し、素子抵抗Ｒ＝３０ΩはＡ／Ｆセンサ３０の活性温度（７００℃）に相応する。そして、Ａ／Ｆセンサ３０のヒータ制御に際しては、前記算出した素子抵抗ＲとＡ／Ｆセンサ３０が十分に活性化していると思われる目標抵抗値（例えば３０Ω）との偏差をなくすべくヒータ３３に要求される通電量が求められ、その通電がデューティ制御される。すなわち、素子温フィードバック制御が実施され、これによりセンサ素子温が所定の活性温度に保持される。
【００４４】
以上詳述した本実施の形態によれば、以下に示す効果が得られる。
（ａ）本実施の形態では、Ａ／Ｆセンサ３０の印加電圧をステップ的に変化させてその時の電圧及び電流の変化量ΔＶ，ΔＩから素子抵抗Ｒを検出する際、所定の時定数を持たせて電圧値を切り換えると共に、前記所定の時定数を持たせて切り換えた電圧の印加時間を、電圧印加後にピーク電流が出る時間よりも長くした。この場合、電圧変化に伴ってピーク電流が出た後に電流変化が緩慢になる期間を設けることができる（前記図４の範囲Ｂ）。つまり、電圧変化に伴う電流変化量を正確に検出するための期間が拡張される。その結果、電流変化量の検出タイミングや時定数などの各種要因にバラツキが生じたとしても、センサの素子抵抗が精度良く検出できるようになる。
【００４５】
（ｂ）所定の時定数を持たせて切り換えた電圧の印加時間を、センサ特有のカットオフ周波数の逆数のオーダー以下とした。具体的には、センサ特有のカットオフ周波数を４０Ｈｚ程度とした場合、そのカットオフ周波数に対応する時定数の１桁下のオーダーである２．５ｍｓ程度で電圧印加時間を規定した。この場合、電圧印加を必要以上に長引かせることもなく、電圧印加時間を好適に設定して素子抵抗が検出できる。
【００４６】
（ｃ）上記のように素子抵抗を精度良く検出することが可能となれば、その検出結果を用いたＡ／Ｆセンサ３０の活性化制御（ヒータ３３の通電制御）が精度良く実現できる。また、素子抵抗の検出結果は、センサ３０の劣化判定にも有効に適用できることになる。
【００４７】
なお、本発明の実施の形態は、上記以外にも次のように具体化できる。
所定の時定数を持たせた電圧を印加してピーク電流が出た後、その電圧値を直前の値で一定に保つようにする。かかる実施の形態は、前記図１４のステップ１３１にて、素子抵抗検出用電圧の印加時間を制御することにより実現できる。この場合、所定の電圧値で一定に保つ時間を、センサ特有のカットオフ周波数の逆数のオーダー以下とするとよい。本構成でも、上述した実施の形態と同様に、電圧変化に伴ってピーク電流が出た後、電流変化が緩慢になる期間を設けることができ、電圧変化に伴う電流変化量を正確に検出するための期間が拡張される。その結果、電流変化量の検出タイミングや時定数などの各種要因にバラツキが生じたとしても、センサの素子抵抗が精度良く検出できるようになる。また、素子抵抗検出時の電圧印加を必要以上に長引かせることもなく、適度な電圧印加時間が設定できる。
【００４８】
素子抵抗検出電圧への切り換え後、当該電圧の印加時間を可変に設定するようにしてもよい。具体的には、
・過渡判定結果や排ガス温度などのエンジン運転状態、
・Ａ／Ｆセンサの活性度合、
・エンジン始動時からの経過時間、
などに応じて電圧印加時間を可変に設定する。この場合、電圧印加時間がより一層好ましく設定できる。
【００４９】
酸素濃度センサとして既述のコップ型限界電流式Ａ／Ｆセンサに代えて、積層型センサを用いて本発明を具体化してもよい。かかる場合にも、既述した通りの作用及び効果が得られる。
【００５０】
上記実施の形態では、車載エンジンの排ガス中の酸素濃度（Ａ／Ｆ）を検出するＡ／Ｆセンサとして本発明を適用したが、本発明の適用範囲は自動車用Ａ／Ｆセンサに限定されるものではなく、これ以外にも適用範囲を拡大することも可能である。例えば可燃性ガス（メタンガス、エタンガス等）中の酸素濃度を検出する酸素濃度センサとして具体化することも可能である。
【００５１】
上記実施の形態では、マイコン２０から出力される矩形状の信号に対してＬＰＦにて所定の時定数を持たせるようにしたが、マイコン２０にて所定の時定数を持たせた信号を生成し、その信号を用いて素子抵抗を検出することも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】発明の実施の形態における空燃比検出装置の概要を示す構成図。
【図２】Ａ／Ｆセンサの詳細な構成を示す断面図。
【図３】Ａ／Ｆセンサの電圧−電流特性を示すグラフ。
【図４】Ｄ／Ａ変換器の出力電圧Ｖｂ、ＬＰＦの出力電圧Ｖｃ及びセンサ電流Ｉｐを示す波形図。
【図５】Ａ／Ｆセンサの等価電気回路図。
【図６】Ａ／Ｆ検出用電圧をＡ／Ｆセンサに印加した状態で交流入力電圧の周波数に対するインピーダンスの軌跡を示すグラフ。
【図７】交流入力電圧の周波数と交流インピーダンスとの関係を示すグラフ。
【図８】Ａ／Ｆセンサの等価回路図と、その等価回路に対応するブロック図。
【図９】図８の等価回路の抵抗周波数特性を示すグラフ。
【図１０】Ｄ／Ａ変換器の出力Ｖｂからセンサ電流Ｉｐまでの伝達ブロックと、Ｖｂ，Ｉｐ波形とを示す図。
【図１１】電圧変化に伴う電流変化の様子を示す波形図。
【図１２】バイアス制御回路の構成を示す電気回路図。
【図１３】メインルーチンを示すフローチャート。
【図１４】素子抵抗検出サブルーチンを示すフローチャート。
【図１５】素子温と素子抵抗との関係を示すグラフ。
【図１６】従来技術において、素子抵抗検出の際の電圧変化と電流変化を示す波形図。
【符号の説明】
１０…エンジン、２０…マイコン（マイクロコンピュータ）、２２…ＬＰＦ（ローパスフィルタ）、３０…酸素濃度センサとしての限界電流式Ａ／Ｆセンサ、４０…バイアス制御回路。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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