(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
変圧器（Ｔ２）およびスイッチングレギュレータ（１）を有する負荷（２）における電圧変動を補償するための回路において、変圧器（Ｔ２）の一次巻線が電源電圧（Ｌ１〜、Ｎ〜）に接続され、変圧器（Ｔ２）の二次巻線がスイッチングレギュレータ（１）に接続され、スイッチングレギュレータ（１）の１つの出力端（ｄ）が電源電圧（Ｌ１〜、Ｎ〜）の１つの極（Ｌ１〜）に接続され、負荷（２）がスイッチングレギュレータ（１）の他方の出力端（ｃ）および電源電圧の他方の極（Ｎ〜）に接続され、スイッチングレギュレータ（１）は、制御線（３）により負荷（２）からスイッチング信号を受信し、受信したスイッチング信号に相応して、前記両出力端（ｃ、ｄ）を短絡するか、または変圧器（Ｔ２）の二次巻線を負荷に対して直列に接続することを特徴とする電圧変動補償回路。
【請求項２】
スイッチングレギュレータ（１）が変圧器（Ｔ２）の二次巻線から与えられる電圧を整流するための整流器回路（Ｄ５…Ｄ６）と、整流器回路（Ｄ５…Ｄ８）により整流された電圧をスイッチオンするためのスイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路とを有し、スイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路の入力端が整流器回路（Ｄ５…Ｄ８）の出力端に接続され、スイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路の出力端がスイッチングレギュレータ（１）の両出力端（ｃ、ｄ）に接続されていることを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項３】
整流器回路（Ｄ５…Ｄ８）が充電コンデンサ（Ｃ１）を有することを特徴とする請求項２記載の回路。
【請求項４】
スイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路の出力端にフィルタ（Ｌ１、Ｃ３）が接続されていることを特徴とする請求項２または３記載の回路。
【請求項５】
スイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路が負荷（Ｒ１）における電圧降下に相応してパルス幅変調されることを特徴とする請求項２ないし４のいずれか１つに記載の回路。
【請求項６】
スイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路が、負荷（Ｒ１）における電圧降下に相応してパルス幅変調されるリアクトル変換器（Ｓ５、Ｄ９、Ｌ２）を介して整流器回路（Ｄ５…Ｄ６）に接続されていることを特徴とする請求項２ないし５のいずれか１つに記載の回路。
【請求項７】
変圧器（Ｔ２）の二次巻線の１つの端子が電源電圧（Ｌ１〜、Ｎ〜）の一方の極（Ｌ１〜）に接続され、スイッチングレギュレータ（１）が電圧変動に応じて負荷（２）を電源電圧（Ｌ１〜、Ｎ〜）の一方の極（Ｌ１〜）と、または変圧器（Ｔ２）の二次巻線の他方の端子と接続することを特徴とする請求項１記載の回路。
【請求項８】
変圧器（Ｔ２）およびスイッチングレギュレータ（１）を有する負荷（２）における電圧変動を補償するための回路において、変圧器（Ｔ１）の１つの二次巻線に負荷（２）が接続され、変圧器（Ｔ１）の他方の二次巻線にスイッチングレギュレータ（１）が接続され、変圧器（Ｔ１）の一次巻線の１つの端子がスイッチングレギュレータ（１）の１つの出力端（ｃ）に接続され、変圧器（Ｔ１）の一次巻線の他方の端子が電源電圧（Ｌ１〜、Ｎ〜）の１つの極（Ｎ〜）に接続され、スイッチングレギュレータ（１）の他方の出力端（ｄ）が電源電圧の他方の極（Ｌ１〜）に接続され、スイッチングレギュレータ（１）は、制御線（３）により負荷（２）からスイッチング信号を受信し、受信したスイッチング信号に相応して、前記両出力端（ｃ、ｄ）を短絡するか、または変圧器（Ｔ２）の二次巻線を一次巻線に対して直列に接続することを特徴とする電圧変動補償回路。
【請求項９】
スイッチングレギュレータ（１）が変圧器（Ｔ２）の二次巻線から与えられる電圧を整流するための整流器回路（Ｄ５…Ｄ６）と、整流器回路（Ｄ５…Ｄ８）により整流された電圧をスイッチオンするためのスイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路とを有し、その際にスイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路の入力端が整流器回路（Ｄ５…Ｄ８）の出力端に接続され、スイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路の出力端がスイッチングレギュレータ（１）の両出力端（ｃ、ｄ）に接続されていることを特徴とする請求項８記載の回路。
【請求項１０】
整流器回路（Ｄ５…Ｄ８）が充電コンデンサ（Ｃ１）を有することを特徴とする請求項９記載の回路。
【請求項１１】
スイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路の出力端にフィルタ（Ｌ１、Ｃ３）が接続されていることを特徴とする請求項９または１０記載の回路。
【請求項１２】
スイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路が負荷（Ｒ１）における電圧降下に相応してパルス幅変調されることを特徴とする請求項９ないし１１のいずれか１つに記載の回路。
【請求項１３】
スイッチング要素（Ｓ１〜Ｓ４）から成るブリッジ回路が、負荷（Ｒ１）における電圧降下に相応してパルス幅変調されるリアクトル変換器（Ｓ５、Ｄ９、Ｌ２）を介して整流器回路（Ｄ５…Ｄ６）に接続されていることを特徴とする請求項９ないし１１のいずれか１つに記載の回路。
【請求項１４】
変圧器（Ｔ２）の他方の二次巻線の１つの端子が電源電圧（Ｌ１〜、Ｎ〜）の一方の極（Ｌ１〜）に接続され、スイッチングレギュレータ（１）が電圧変動に応じて変圧器（Ｔ１）の一次巻線の一方の端子を電源電圧（Ｌ１〜、Ｎ〜）の一方の極（Ｌ１〜）と、または変圧器（Ｔ２）の他方の二次巻線の他方の端子と接続することを特徴とする請求項８記載の回路。
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は電源変動および負荷電圧変動および特に想定すべき定義可能な負荷電圧変動を有する負荷に対する電圧変動を補償するための回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電子装置はたいてい電源の電圧変動に対して非常に敏感である。医療技術における勾配増幅器では、たとえば電圧変動は増幅器から発せられる電流パルスを歪ませ、従って測定結果を誤らせる。
【０００３】
電圧変動は一部は装置自体の負荷変動により生じる。こうして勾配増幅器はその電流供給に対して測定シーケンスに応じて電圧変動を生じ得る非常に異なる負荷を形成する。
【０００４】
電源の変動は前段に接続されている無停電の電流供給（ＵＳＶ）により、または電源装置の変圧器巻線の切換により対処することができる。勾配増幅器において生ずるような負荷電圧変動は、たとえば電子的な電源装置により、または安定化すべき負荷の余裕をもった定格の変圧器回路により緩和される。安定化すべき負荷の変圧器の二次電圧の負荷による落ち込みは通常補償されない。
【０００５】
伝送線に対する電力潮流調節器として、並列変圧器および直列変圧器を介して伝送路と接続され、また並列変圧器から給電される整流器回路と、整流器回路から給電され直列変圧器を介して制御可能な振幅および伝送路電圧の位相に対する位相角を有する交流電圧を注入するインバータ（交流変換器）とを有するものが提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００６】
【特許文献１】
米国特許第 5,610,501号明細書
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、電源変動および（または）負荷電圧変動をほぼ無段階的に補償し得る簡単な回路を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するため、本発明によれば、変圧器およびスイッチングレギュレータを有する負荷における電圧変動を補償するための回路において、変圧器の一次巻線が電源電圧に接続され、変圧器の二次巻線がスイッチングレギュレータに接続され、スイッチングレギュレータの１つの出力端が電源電圧の１つの極に接続され、負荷がスイッチングレギュレータの他方の出力端および電源電圧の他方の極（Ｎ〜）に接続され、スイッチングレギュレータ（１）は、制御線（３）により負荷（２）からスイッチング信号を受信し、受信したスイッチング信号に相応して、前記両出力端（ｃ、ｄ）を短絡するか、または変圧器（Ｔ２）の二次巻線を負荷に対して直列に接続する。負荷における電圧は、負荷された場合または電源電圧変動の場合にスイッチングレギュレータが付加の電圧を出力し、この電圧が負荷において電源電圧に加わることによって安定化され得る。
【０００９】
変圧器とスイッチングレギュレータとの間の接続は、変圧器の二次巻線がスイッチングレギュレータに既に電源電圧の等しい方向の電圧を供給するように行うことができる。このことは、負荷の場合に変圧器の二次巻線のみが負荷に直列に接続するスイッチングレギュレータの簡単な構成を可能にする。
【００１０】
スイッチングレギュレータが変圧器の１つの二次巻線に、負荷が変圧器の他の二次巻線に接続されていることも同じく可能であり、スイッチングレギュレータの１つの出力端は電源電圧の１つの極に、スイッチングレギュレータの他方の出力端は変圧器の一次巻線の１つの端子に、変圧器の一次巻線の他方の端子は電源電圧の他方の極に接続されている。この場合には変圧器の一次巻線における電圧は、電源電圧と、変圧器の１つの二次巻線から給電されるスイッチングレギュレータから出力される電圧とから成っている。この回路は、安定化すべき装置が既に複数の二次巻線を有する変圧器を有するときに有利である。なぜならば、この場合には第２の変圧器が省略され得るからである。
【００１１】
スイッチングレギュレータは、変圧器の二次巻線から与えられる電圧を整流するための整流器回路と、整流器回路により整流された電圧をスイッチオンするためのスイッチング要素から成るブリッジ回路とを有することができ、スイッチング要素から成るブリッジ回路の入力端が整流器回路の出力端に、またスイッチング要素から成るブリッジ回路の出力端がスイッチングレギュレータの両出力端に接続されている。
【００１２】
整流器回路から出力される電圧を平滑化するため、充電コンデンサを使用することができる。電源部分の出力端に接続されているフィルタにより電圧のノイズ成分を除去することができる。
【００１３】
スイッチング要素から成るブリッジ回路は、負荷における電圧降下に相応してパルス幅変調することができる。
【００１４】
パルス幅変調のためには、整流器回路とスイッチング要素から成るブリッジ回路との間に配置されるリアクトル変換器を使用することもできる。
【００１５】
本発明による回路は特に有利にたとえば核スピントモグラフ、Ｘ線トモグラフおよびコンピュータトモグラフのような医療診断装置に応用可能である。従って本発明は本発明による回路を有する医療診断装置にも関する。
【００１６】
本発明の構成は請求項２以下に記載したとおりである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
次に本発明を図面に示す実施例について更に詳細に説明する。
【００１８】
図１は安定化回路の第１の実施例の原理的な構成を示す。安定化すべき負荷２は一方の端子でスイッチングレギュレータ１の出力端ｃと、他方の端子で電源の中性線Ｎ〜と直接接続されている。スイッチングレギュレータ１は入力側で変圧器Ｔ２の二次巻線と接続されている。
【００１９】
一次側で電源Ｌ１〜、Ｎ〜に接続されている変圧器Ｔ２は、二次巻線が電源電圧と等しい方向の電圧を発生するように構成され、またスイッチングレギュレータ１に接続されている。
【００２０】
正規作動中は出力端ｃおよびｄはスイッチングレギュレータ１において短絡されているので、負荷２には電源電圧Ｌ１〜、Ｎ〜が加わる。負荷２における電圧が電源変動および（または）負荷電圧変動の結果としてたとえば特定の値以下に低下すると、スイッチングレギュレータ１が両方の端子ｃおよびｄを、負荷２を通る付加の電流をドライブし、電圧の落ち込みを補償する変圧器Ｔ２の二次巻線の両端子と接続する。確かに変圧器Ｔ２の一次巻線における電圧は変圧器Ｔ１の付加接続された二次巻線と存在している電源内部抵抗とによる負荷の結果としてさらに低下するが、この電圧低下はスイッチングレギュレータ１から出力される電圧に比較して小さく、変圧器Ｔ２はこれに対して相応に適合されているので、それは容易に本発明による回路により一緒に補償され得る。変圧器Ｔ２は、想定すべき電圧落ち込みが変圧器Ｔ２の二次巻線から出力される電圧により補償され得るように構成することができる。
【００２１】
図１に示されている実施例では負荷２は、作動状態に応じて電源を相異なって負荷する勾配増幅器であり、勾配増幅器のスイッチングの際に生ずる負荷は予測可能または計算可能である。変圧器Ｔ２はいま、負荷の場合に、スイッチングレギュレータ１が両出力端ｃおよびｄを変圧器Ｔ２の二次巻線の両端子と接続するとき、変圧器Ｔ２の二次巻線が、勾配増幅器のスイッチングによりまた変圧器Ｔ１の付加接続された二次巻線による負荷の結果として電圧落ち込みを補償する付加の電圧を注入するように構成されている。スイッチングレギュレータ１が本発明による回路のこの例では、変圧器Ｔ１の二次巻線の簡単な付加接続に基づいて非常に簡単に構成され得ることは容易に認識され得る。特に、複雑な整流回路およびインバータ回路を省略することができる。スイッチングレギュレータ１におけるスイッチの駆動は、図１中に示されているように、負荷からの制御導線３を介して、またはたとえば負荷１への電流の流れの検出（図示せず）により行われる。
【００２２】
図２は特にスイッチングレギュレータ１の別の実施例の詳細な変形例を示す。安定化すべき負荷２はこの例では変圧器Ｔ１（たとえば勾配増幅器の電源部分）であり、変圧器Ｔ１の２つの二次巻線の１つに抵抗Ｒ１（切換わる負荷）が接続されている。変圧器Ｔ１の一次巻線の一方の端子はスイッチングレギュレータ１の一方の端子ｃと、変圧器Ｔ１の一次巻線の他方の端子は電源電圧の中性線Ｎ〜と接続されている。
【００２３】
スイッチングレギュレータ１は変圧器Ｔ２の二次巻線により給電される。変圧器Ｔ２の二次巻線から出力される電圧は整流器回路Ｄ５ないしＤ８により整流され、その結果充電コンデンサＣ１の端子ａにおける電圧は端子ｂに対し正である。この電圧は、それぞれダイオードＤ１ないしＤ４を並列に接続されているスイッチング要素Ｓ１ないしＳ４から成るブリッジ回路の供給電圧である。制御可能な電子的なスイッチに対するシンボルとして、ここではＮＰＮトランジスタの回路シンボルが選ばれている。コイルＬ１はコンデンサＣ３と一緒に、ブリッジ回路により生じるスイッチングノイズを電源変圧器Ｔ１および電源から除去するフィルタを形成する。コンデンサＣ２は変圧器Ｔ１の一次巻線に並列に接続されている。
【００２４】
スイッチＳ２およびＳ４が連続的にスイッチオンされており、またスイッチＳ１およびＳ３が連続的にスイッチオフされていると仮定する。この場合には、外線Ｌ１〜からスイッチＳ２、ダイオードＤ４、コイルＬ１を経て変圧器Ｔ１への電流の流れと、逆向きに中性線Ｎ〜から変圧器Ｔ１、コイルＬ１、スイッチＳ４およびダイオードＤ２を経て外線Ｌ１〜への電流の流れが可能であり、また変圧器Ｔ１は、損失の無視のもとに、直接に電源電圧と接続されている。整流器回路Ｄ５ないしＤ８から変圧器Ｔ１を経ての電流の流れは、スイッチＳ１およびＳ３がスイッチオフされているので生じない。
【００２５】
スイッチＳ１およびＳ３またはスイッチＳ２およびＳ４のパルス幅変調により、コンデンサＣ１が非常に大きいという仮定のもとに、短時間だけ変圧器Ｔ１における電源電圧よりも低い電圧が設定されることができ、その際に過電圧に反応することが可能になる。
【００２６】
抵抗Ｒ１における電圧の低下の際に、Ｌ１がＮに対して正であれば（正の電源半波）であれば、高い周波数（たとえば２０ｋＨｚ）で交互にスイッチＳ４がスイッチオフされ、スイッチオフＳ３がスイッチオンされ、その際にスイッチＳ２はスイッチオンされた状態に、スイッチＳ１はスイッチオフされた状態にとどまる。その際に端子ｃにおける電圧は、スイッチＳ３がスイッチＳ４に比較して長くスイッチオンされているほど、端子ｄにおける電圧よりも高くなる。
【００２７】
電源電圧の負の半波の際には等しい仕方でスイッチＳ２およびＳ１が交互にパルス幅変調され、スイッチＳ４はスイッチオンされた状態に、スイッチＳ３はスイッチオフされた状態にとどまる。
【００２８】
スイッチＳ３およびＳ４がたとえば等長にスイッチオンされているパルス幅変調の際には、コンデンサＣ３におけるフィルタされた電圧の高さはコンデンサＣ１における電圧の約５０％に相当する。スイッチＳ３およびＳ４の変調の際（スイッチＳ２オンおよびスイッチＳ１オフ）にはコンデンサＣ３において端子ｃが端子ｄに対し正になる。（出力状態、Ｓ２、Ｓ４連続オンの際の）スイッチＳ３およびＳ４の変調は、Ｌ１がＮに対し正である（正の半波）ときにしか行われないので、正の電源半波の際の変圧器Ｔ１の一次電圧はより大きくなる。
【００２９】
等しい仕方で負の半波（Ｌ１がＮに対し負）の際の変圧器Ｔ１における一次電圧の大きさは、スイッチＳ１およびＳ２がパルス幅変調されるときに上昇する。なぜならば、コンデンサＣ３の端子ｃが端子ｄに対し負であるからである。
【００３０】
このことは、変圧器Ｔ１の一次巻線における電圧がこのパルス幅変調により電源電圧の大きさから、変圧器Ｔ２の二次巻線から出力される電圧の大きさだけ高められ得ることを意味する。
【００３１】
等しい効果が、スイッチングレギュレータ１の出力電圧零の際にスイッチＳ１およびＳ３がスイッチオンされており、スイッチＳ２およびＳ４が連続的にスイッチオフされている場合に得られる。
【００３２】
変圧器Ｔ１における電圧を高めるためには、ここで正の電源半波の際にスイッチＳ１およびＳ２が変調され、その際スイッチＳ３がスイッチオンされた状態に、スイッチＳ４がスイッチオフされた状態にとどまり、負の電源半波の際にスイッチＳ３およびＳ４が変調され、スイッチＳ１がスイッチオンされた状態に、スイッチＳ２がスイッチオフされた状態にとどまる。
【００３３】
スイッチングレギュレータ１を用いて多数の別の変調方法が実施可能である。たとえば、スイッチＳ１およびＳ４またはスイッチＳ２およびＳ３が同時にスイッチオンされている変調が可能である。スイッチＳ１およびＳ４またはスイッチＳ２およびＳ３のスイッチオン継続時間が等長に選ばれると、平均してスイッチング周期にわたって電圧が出力されない。それに対してスイッチＳ２およびＳ３のスイッチオン継続時間がスイッチＳ１およびＳ４のスイッチオン継続時間よりも長いならば、平均してスイッチング周期にわたって端子ｃが端子ｄに対し正になる。
【００３４】
図３は本発明による安定化回路の別の変形例として、スイッチング要素Ｓ１ないしＳ４から成るブリッジ回路がパルス幅変調を引き受けずに、インバータとして機能する安定化回路を示す。
【００３５】
この例では整流器回路Ｄ５ないしＤ８はコンデンサＣ４を充電する。スイッチＳ５、ダイオードＤ９およびコイルＬ２は、パルス幅変調により制御されて、変調された電圧をコンデンサＣを経てスイッチング要素Ｓ１ないしＳ４から成るブリッジ回路に出力するリアクトル変換器を形成する。
【００３６】
スイッチング要素Ｓ１ないしＳ４は電源周波数によりスイッチングされる。Ｌ１が正であれば、スイッチＳ２およびＳ３がスイッチオンされており、Ｌ１が負であれば、スイッチＳ１およびＳ４がスイッチオンされている。この回路の利点は、スイッチＳ５のみがパルス幅変調され、その電圧が正および負の電源半波の際に等しい仕方で使用されるので、パルス幅変調の非対称性が避けられ得ることである。
【００３７】
図４は、図２に示されている回路と等しく、スイッチング要素Ｓ１ないしＳ４から成るブリッジ回路がスイッチングレギュレータにおいてパルス幅変調を引き受ける回路を示す。しかしこの例ではスイッチングレギュレータ１は変圧器Ｔ１の１つの二次巻線により給電される。この回路は、安定化すべき装置が既に複数の二次巻線を有する電源変圧器を有するときに特に有利である。なぜならば、この場合には第２の変圧器Ｔ２が省略され得るからである。
【００３８】
変圧器Ｔ１の出力電圧Ｕ３を有する二次巻線は負荷されておらず、出力電圧Ｕ４を有する二次巻線は抵抗Ｒ１により負荷されている。もちろん別の二次巻線および負荷も存在していてよい。入力電圧Ｕ１が変化すると、同じく出力電圧Ｕ３およびＵ４も変化する。負荷が抵抗Ｒ１により時間的に変動すると、電圧Ｕ４も同じく相応に変動する。負荷の変化は、変圧器の損失の一部分が（Ｕ３およびＵ４に共通の）一次巻線に落ちるので、わずかな度合いではあるが、電圧Ｕ３に作用する。負荷の変化は、電源が零ではない電源内部抵抗を有するので、一層わずかな度合いではあっても、一次電圧Ｕ１に作用する。
【００３９】
変圧器電圧Ｕ４の落ち込みが補償されるべきであれば、いま特定のパルス幅変調が図２で説明された例に類似して行われれば十分であるが、その際に二次巻線の付加接続により変圧器Ｔ２におけるより高い電圧落ち込みを考慮に入れる必要がある。しかし一次電圧Ｕ１の相応の上昇により二次電圧Ｕ４が容易に再びその元の値に高められ得る。その際に二次電圧Ｕ２およびＵ３も再び上昇する。そのための電力は出力電圧Ｕ２を有する二次巻線から取り出される。
【００４０】
図５は図４の例の別の変形例として、スイッチングレギュレータ１が図４のように変圧器Ｔ１の二次巻線から給電され、その際に図３に示されているようにスイッチング要素から成るブリッジ回路がインバータとして機能し、スイッチＳ５、ダイオードＤ９およびコイルＬ２がパルス幅変調により制御されるリアクトル変換器を形成する例を示す。
【００４１】
図２ないし５の例ではスイッチング要素Ｓ１ないしＳ４から成るブリッジが電源線Ｌ１〜に挿入されているが、それは中性線Ｎ〜に挿入されていてもよい。
【００４２】
図２による回路においてスイッチング要素のスイッチング時間が不等に、たとえば等しい駆動にもかかわらず一方の側がたとえば５１％に、また他方の側が４９％に変調されると、と仮定すると、一方の電源半波は常に他方の電源半波よりも強く高められる。その結果として変圧器Ｔ１の直流電流が生ずるので、変圧器Ｔ１が飽和状態に入り得る。
【００４３】
いつでもパルス幅変調を変更し得る迅速に反応する調節器と接続して、変圧器Ｔ１を直流電流により磁化することが可能である。それに対して、パルス幅変調が正弦振動（周期）全体に対して一定に保たれると、このような磁化が阻止され得る。調節器はたとえば負の正弦半波から正の正弦半波への切換わりの際に常に、またはたとえば正の回路網振幅の到達の際に常に、パルス幅変調を変更することができ、その際にその後はパルス幅変調は調節器により周期の間はもはや変更されない。
【００４４】
さらに二次電圧Ｕ２は、電源過電圧、電源不足電圧および負荷による電圧落ち込みが補償され得るように選ばれるべきである。すべてのこれらの場合に反応し得るように、パルス幅変調が既に正常作動中に行われなければならない。
【００４５】
（たとえばＲ１による）負荷なしには変圧器は大きいインダクタンスのように振る舞う。すなわち電流および電圧が９０度位相シフトされており、電流は電圧よりも遅れている。図２中のＲ１による負荷が非常に小さく、または全く存在しないと仮定すると、スイッチング要素Ｓ１ないしＳ４は、出力電圧が零の際にスイッチＳ２およびＳ４が連続的にスイッチオンされているように変調される。電源電圧Ｌ１がまさに正であると仮定すると、零に急ぐ。すなわちスイッチＳ３およびＳ４がパルス幅変調され、その際スイッチＳ２は連続的にスイッチオンされている。いまスイッチＳ４がスイッチオンされ、またスイッチＳ３がスイッチオフされている場合には、電流はスイッチＳ２およびダイオードＤ４を経て流れ、またスイッチＳ４がスイッチオフされ、スイッチＳ３がスイッチオンされている場合には、電流はスイッチＳ２を経て、またスイッチＳ３を経て流れる。その際にＤ５ないしＤ８およびコンデンサＣ１から成る整流器回路からエネルギーが取り出される。
【００４６】
Ｌ１〜における電圧が零であれば、電流はその最大値にある。Ｌ１〜が負になると、パルス幅変調が切換わり、スイッチＳ４は連続的にオンであり，スイッチＳ１およびＳ２がパルス幅変調されるが、その際電流は常にＬ１〜から変圧器Ｔ１へ向かって流れる。スイッチＳ２がスイッチオンされていると、電流は再びスイッチＳ２およびダイオードＤ４を通ってコイルＬ１を経て変圧器Ｔ１へ流れ得る。それに対してスイッチＳ２がスイッチオフされていると、電流はダイオードＤ１を経てコンデンサＣ１の端子ａへ流れ、端子ｂから電流はさらにダイオードＤ４およびコイルＬ１を経て変圧器Ｔ１へ流れ、その際にコンデンサＣ１が充電される。
【００４７】
コンデンサＣ１は少なくとも、それが変圧器の誘導電流により充電される電圧が回路を損傷させないような大きさでなければならない。コンデンサＣ２により誘導電流の補償が試みられ得るが、これは決して完全には達成されない。従ってコンデンサＣ２は省略され得ようが、それに対してコンデンサＣ１は省略され得ない。
【００４８】
コンデンサＣ１が非常に大きく選ばれると、抵抗Ｒ１により負荷されている変圧器Ｔ１の際にもコンデンサＣ１における電圧が整流された正弦電圧よりも早く直流電圧になる。従って一定のパルス幅変調（たとえば５０％）の際には正弦電圧にＬ１から電源位相に応じて正または負の直流電圧が加算される。一次電圧Ｕ１はその場合にたとえば下記のように経過し得る。
【００４９】
たとえばプラス２０ボルトにおける開始、それに続く正の正弦半波、プラス２０ボルトにおける終了、マイナス２０ボルトへの跳躍、負の正弦半波、マイナス２０ボルトからプラス２０ボルトへの跳躍など。
【００５０】
多くの場合にはこのことは不利にならない。Ｒ１の代わりに整流器回路および大きい充電コンデンサ（大きいＣ１を有するＤ５ないしＤ８のような）が二次巻線に接続されている場合には、このことは有利でさえある。なぜならば、正弦半波プラス直流電圧の曲線経過が等しい振幅を有する純粋な正弦経過の際よりも平らにされているからである。
【００５１】
純粋な正弦電圧と比較して、充電コンデンサを有する整流器回路のなかの電流の流れがより長い時間にわたって行われ、充電電流ピークはもはやそれほど高くならない。この望ましい状態は電源の正弦振幅の間の目的に合致した変調の取り止めにより付加的に要求され得る。
【００５２】
電源周波数に対して設計されている変圧器Ｔ１が不必要にスイッチング周波数により磁化されないように、また高い周波数の電源ノイズが回避されるように、コイルＬ１およびコンデンサＣ３の共振がパルス幅変調の周波数の下にあることは有意義である。
【００５３】
変圧器Ｔ１が負荷Ｒ１の接続されているただ二次巻線を有するならば、二次巻線の電圧（振幅、実効値）が要求される規範を満足するように調節される。変化する負荷が接続されている複数の二次巻線が変圧器Ｔ１に存在しており、また変圧器Ｔ１の二次巻線の電圧のみが調節されるならば、瞬間的に弱く負荷される二次巻線が過電圧を有し得るであろう。
【００５４】
このことを回避するため、変圧器Ｔ１の一次巻線の電圧損失のみを検出して調節し得る負荷されない測定巻線（たとえば図２中のｕ２を有する巻線）が調節器に対して設けられ得る。
【００５５】
作動中のスイッチング要素Ｓ１ないしＳ４の電圧負荷はコンデンサＣ１における電圧の高さにとどまる。従ってスイッチング要素Ｓ１ないしＳ４は電源電圧に耐える必要はない。その結果、スイッチング損失も相応に低い。回路が電源電圧と接続されると、出発状態（たとえばスイッチＳ１およびＳ３がスイッチオン、またスイッチＳ２およびＳ４がスイッチオフされている）が存在し、または既にパルス幅変調が行われるべきであろう。なぜならば、スイッチＳ１ないしＳ４が開かれている際にはスイッチングレギュレータ１が、たとえばブリッジ回路の出力端を橋絡するＤＩＡＣの形態の保護回路が組み込まれる場合を除いて、全電源電圧に耐えなければならないからである。
【００５６】
図６は三角結線での三相変圧器Ｔ１に対して適合する本発明による回路を示す。この回路は図４に相応する３つの回路から得られる。スイッチングレギュレータ１ａ、１ｂ、１ｃの出力端Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３に、相応の外線Ｌ１、Ｌ２およびＬ３が接続されており、中性線Ｎは省略されている。
【００５７】
三相変圧器Ｔ１の３つの脚は磁気的に結合されている。３つの別々の調節回路は容易に互いに影響し得る。このことは、たとえば二次電圧Ｕ３ａ、Ｕ３ｂ、Ｕ３ｃの最大値または平均値を調節し、３つのブリッジ回路１ａ、１ｂ、１ｃに対するパルス幅変調を設定するただ１つの調節器が存在している場合には回避することができる。
【００５８】
星形接続の三相変圧器Ｔ１に対する回路は図２、３、４または５に相応する３つの回路から得られる。
【００５９】
本発明は説明された例に制限されていない。たとえば図４または５で説明された回路に図１で説明されたスイッチングレギュレータ１を組み込むことも可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】安定化回路の第１の実施例の原理的構成図である。
【図２】第２の実施例のスイッチングレギュレータの詳細構成図である。
【図３】第２の実施例のスイッチングレギュレータの別の詳細構成図である。
【図４】第３の実施例のスイッチングレギュレータの詳細構成図である。
【図５】第３の実施例のスイッチングレギュレータの別の詳細構成図である。
【図６】第３の実施例のさらに異なる詳細構成図である。
【符号の説明】
１  スイッチングレギュレータ
２  負荷
３  制御線
Ｔ１、Ｔ２  変圧器
Ｒ１  抵抗
Ｌ１、Ｌ２  コイル
Ｃ１  充電コンデンサ
Ｃ３  コンデンサ
Ｓ１〜Ｓ４  スイッチ
Ｄ１〜Ｄ９  ダイオード
Ｌ１〜  外線
Ｎ〜  中性線
ｃ、ｄ  出力端
【図１】
0004102154.tif 000002
【図２】
0004102154.tif 000003
【図３】
0004102154.tif 000004
【図４】
0004102154.tif 000005
【図５】
0004102154.tif 000006
【図６】
0004102154.tif 000007