(57)【特許請求の範囲】
【請求項１】
２進データ列を伝送チャンネルを介して受信または貯蔵機器に書き込まれたデータを再生した入力信号ｒ（ｔ）より、元のデータａｋを検出する非線形信号受信機において、
サンプリングタイミング位相に応じて前記入力信号をサンプリングし、デジタル信号ｒｋに変換するアナログ−デジタル変換部と、
２Ｎ＋１個のフィルタータップＰｎ（ｎ＝−Ｎ，…，０，…，Ｎ）を具備し、各フィルタータップは未来ν個及び過去τ個のデータトランジッション絶対値の各パターンｂｋ−ｎ＋ν：ｋ−ｎ＋１、ｂｋ−ｎ−１：ｋ−ｎ−τに応じて（２の（τ＋ν）乗）個の内のいずれか一つのタップ値を選択し、前記選択されたタップ値とデータトランジッション値ｘｋ−ｎより前記サンプリング信号に対するチャンネル特性を推定するモデリング部と、
前記ｘｋ−ｎ＝（ａｋ−ｎ−ａｋ−ｎ−１）／２∈｛−１，０，１｝で、ｂｋ−ｎ＝｜ｘｋ−ｎ｜∈｛０，１｝であり、前記ｂｋ−ｎ−１：ｋ−ｎ−τ＝（ｂｋ−ｎ−１  ｂｋ−ｎ−２…ｂｋ−ｎ−τ）、前記ｂｋ−ｎ＋ν：ｋ−ｎ＋１＝（ｂｋ−ｎ＋ν  ｂｋ−ｎ＋ν−１…ｂｋ−ｎ＋１）で、ｎ＝−Ｎ，…，０，…，Ｎであり、前記モデリング部のフィルタータップの内Ｐ０を中心に互いに対称的な位置にあるフィルタータップＰ１、Ｐ−１のタップ値の差分を位相傾斜とするとき、該位相傾斜は、ｐ１（０）−ｐ−１（０）の式で表され、前記位相傾斜より前記アナログ−デジタル変換部のサンプリングタイミング位相を調節するタイミング復旧部と、
前記アナログ−デジタル変換部の出力値の劣化された特性を補償する等化部と、
前記等化部の出力をデジタル値に変換して元の信号を検出する検出部とを備え、
前記モデリング部は、それぞれのサンプルｎにおいて、未来νビットのトランジッションｂｋ−ｎ＋ν：ｋ−ｎ＋１と過去τビットのトランジッションｂｋ−ｎ−１：ｋ−ｎ−τの状態に応じて（２の（τ＋ν）乗）個のパルスｐｎ（ｂｋ−ｎ＋ν：ｋ−ｎ＋１、ｂｋ−ｎ−１：ｋ−ｎ−τ）の内から選択された値と前記データトランジッション値とを乗じて出力する２Ｎ＋１個のフィルタータップと、前記各フィルタータップの出力値を全て加算する加算器とを含み、
前記パルスｐｎ（ｂｋ−ｎ＋ν：ｋ−ｎ＋１、ｂｋ−ｎ−１：ｋ−ｎ−τ）は、前記ｒｋと前記加算器の出力値との差分を誤差とするとき、前記誤差の二乗平均を最小化するように更新されることを特徴とする非線形信号受信機。
【請求項２】
前記フィルタータップは、未来ν個及び過去τ個の他に下記の式（１）の現データｃｋを考慮して、各フィルタータップが（２の（τ＋ν＋１）乗）個の内のいずれか一つの値を選択することを特徴とする請求項１に記載の非線形信号受信機。
【数１】
0004100814.tif 000018
【請求項３】
前記タイミング復旧部は、α、βがステップサイズで、ｋ番目の位相傾斜がｚｋであるとき、前記ｒ（ｔ）と前記ｒ（ｔ）のサンプリングのための局部タイミングソース間のｋ＋１番目の周波数差分Δｋ＋１、及びｋ＋１番目のタイミング位相ζｋ＋１は下記の式（２）で求めることを特徴とする請求項１に記載の非線形信号受信機。
【数２】
0004100814.tif 000019
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、非線形信号受信機に関し、特に、データ貯蔵機器の再生信号をサンプリングする際に、信号の非線形的な歪みを考慮してサンプリング時間を安定的に復旧する非線形信号受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、ハードディスクドライバー（以下ＨＤＤと略する）などのデジタル磁気記録媒体は、記録密度が高くなるにつれ非線形的な特性が深刻に生じてくる。この非線形的な特性は、隣接したトランジッション間の相互作用によって生じる。以前に書き込まれたトランジッション減磁界（Ｄｅｍｉｇｎｅｔｉｚａｔｉｏｎ  Ｆｉｅｌｄ）は、次に書き込まれるトランジッションの位置を移動させ、幅を取り、広める働きをする。また、隣接したトランジッションは、互いに打ち消そうとし、結果的に再生信号の大きさが縮まってくる。この現象をそれぞれ非線形トランジッション移動（ｎｏｎｌｉｎｅａｒ  ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ  ｓｈｉｆｔ：ＮＬＴＳ）、トランジッション拡張（ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ  ｂｒｏａｄｅｎｉｎｇ）及び部分的削除（ｐａｒｔｉａｌ  ｅｒａｓｕｒｅ）と呼ぶ。この非線形的な歪みは、再生信号よりデータを検出する一連の過程に悪影響を及ぼし、特に、信号の的確な位相を見出すのに困難となる。この非線形的な歪曲特性を考慮しない場合、サンプリング位相はタイミングジッタ（ｔｉｍｉｎｇ  ｊｉｔｔｅｒ）とバイアスが深刻となる。
【０００３】
従来、以上の問題点を解決するために、部分応答信号のサンプリング位相を補正する方法がある。この方法は、米国特許第４，８９０，２９９号に開示されたものであって、信号のサンプリング位相を補正する過程が度々一定期間止まってしまう現象、すなわちハングアップ（ｈａｎｇ−ｕｐ）を発生せずに位相を補正する。しかし、もっぱらこの方法は線形信号でのみ動作するので、非線形的な歪みの存在する信号においては性能の劣化が著しく、使い難い。さらに、位相を補償する従来の別の方法も信号が線形的であるといった仮定下で研究開発されたものであり、このため、非線形的な歪みが著しい場合には使い難い。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
したがって、本発明が果たそうとする技術的課題は、過去、現在そして未来ビットデータを考慮してサンプリングされた信号をモデリングし、サンプリングされた信号間位相傾斜よりサンプリングタイミング位相を補正する非線形信号受信機を提供することである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
前記技術的課題を解決するために、本発明の非線形信号受信機は、２進データ列を伝送チャンネルを介して受信または貯蔵機器に書き込まれたデータを再生した入力信号ｒ（ｔ）より、元のデータａｋを検出する非線形信号受信機において、サンプリングタイミング位相に応じて前記入力信号をサンプリングし、デジタル信号ｒｋに変換するアナログ−デジタル変換部と、２Ｎ＋１個のフィルタータップＰｎ（ｎ＝−Ｎ，…，０，…，Ｎ）を具備し、各フィルタータップは未来ν個及び過去τ個のデータトランジッション絶対値の各パターンｂｋ−ｎ＋ν：ｋ−ｎ＋１、ｂｋ−ｎ−１：ｋ−ｎ−τに応じて（２の（τ＋ν）乗）個の内のいずれか一つのタップ値を選択し、前記選択されたタップ値とデータトランジッション値ｘｋ−ｎより前記サンプリング信号に対するチャンネル特性を推定するモデリング部と、前記ｘｋ−ｎ＝（ａｋ−ｎ−ａｋ−ｎ−１）／２∈｛−１，０，１｝で、ｂｋ−ｎ＝｜ｘｋ−ｎ｜∈｛０，１｝であり、前記ｂｋ−ｎ−１：ｋ−ｎ−τ＝（ｂｋ−ｎ−１  ｂｋ−ｎ−２…ｂｋ−ｎ−τ）、前記ｂｋ−ｎ＋ν：ｋ−ｎ＋１＝（ｂｋ−ｎ＋ν  ｂｋ−ｎ＋ν−１…ｂｋ−ｎ＋１）で、ｎ＝−Ｎ，…，０，…，Ｎであり、前記モデリング部のフィルタータップの内Ｐ０を中心に互いに対称的な位置にあるフィルタータップＰ１、Ｐ−１のタップ値の差分を位相傾斜とするとき、該位相傾斜は、ｐ１（０）−ｐ−１（０）の式で表され、前記位相傾斜より前記アナログ−デジタル変換部のサンプリングタイミング位相を調節するタイミング復旧部と、前記アナログ−デジタル変換部の出力値の劣化された特性を補償する等化部と、前記等化部の出力をデジタル値に変換して元の信号を検出する検出部とを備え、前記モデリング部は、それぞれのサンプルｎにおいて、未来νビットのトランジッションｂｋ−ｎ＋ν：ｋ−ｎ＋１と過去τビットのトランジッションｂｋ−ｎ−１：ｋ−ｎ−τの状態に応じて（２の（τ＋ν）乗）個のパルスｐｎ（ｂｋ−ｎ＋ν：ｋ−ｎ＋１、ｂｋ−ｎ−１：ｋ−ｎ−τ）の内から選択された値と前記データトランジッション値とを乗じて出力する２Ｎ＋１個のフィルタータップと、前記各フィルタータップの出力値を全て加算する加算器とを含み、前記パルスｐｎ（ｂｋ−ｎ＋ν：ｋ−ｎ＋１、ｂｋ−ｎ−１：ｋ−ｎ−τ）は、前記ｒｋと前記加算器の出力値との差分を誤差とするとき、前記誤差の二乗平均を最小化するように更新されることを特徴とする。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下、添付された図面を参照して本発明に係る非線形信号受信機の実施の形態を詳細に説明する。
【０００７】
図１は、本発明に係る非線形信号受信機のブロック図である。図１に示すように、非線形信号受信機は、アナログ−デジタル変換部１００、等化部１０２、検出部１０４、モデリング部１０６及びタイミング復旧部１０８から構成される。
【０００８】
アナログ−デジタル変換部１００は、伝送チャンネルを介して受信されたり、データ貯蔵機器より再生され受信されるアナログ信号ｒ（ｔ）をサンプリングして、デジタル信号ｒkに変換する。等化部１０２は、入力されるｒk信号の劣化された特性を補償する。検出部１０４は、等化部１０２の出力値を所定の値と比較して、デジタル値として出力する。モデリング部１０６は、検出部１０４の出力値と既知のデータよりチャンネルをモデリングする。タイミング復旧部１０８は、モデリング部１０６の各種タップ値中の二つのタップ値よりタイミング位相傾斜（ｔｉｍｉｎｇ  ｐｈａｓｅ  ｇｒａｄｉｅｎｔ）を求め、該求めた傾斜値を以ってサンプリングタイミング位相を補正する。
【０００９】
図２は、図１のモデリング部１０６及びタイミング復旧部１０８の詳細なブロック図である。モデリング部１０６は、非線形フィルター２１０及び加算器２２０を備える。非線形フィルター２１０は、符号２１２乃至２１７で示す複数のフィルタータップＰ−Ｎ、…、Ｐ−１、Ｐ０、Ｐ１、…、ＰＮ及び第１加算器２１１を備える。タイミング復旧部１０８は、第２加算器２４１、第１乗算器２４２、第３加算器２４３、第１遅延器２４４、第２乗算器２４５、第４加算器２４６及び第２遅延器２４７を備える。
【００１０】
モデリング部１０６の動作は次の通りである。２進データ列ａｋ（ａｋは＋１または−１）をデータ貯蔵機器に書き込んだ後に再生または伝送チャンネルを介して受信してサンプルした信号ｒｋは、非線形フィルター２１０の複数のフィルタータップを介して次のようにデータパターンに応じて可変するパルスｐｎ（・）にモデリングされる。モデリングされた信号ｐｎ（・）と予め定まったデータｘｋ−ｎとの積と入力信号ｒｋの差ｅｋは、加算器２２０を介して数３に示す式（３）のように求められる。
【００１１】
【数３】
0004100814.tif 000002
【００１２】
ｂk-1:k-τは、τ個のデータセットｂk-1、ｂk-2、…ｂk-τを示す。
パルスｐn（ｂk-n+ν:k-n+1、ｂk-n-1:k-n-τ）はそれぞれのサンプルｎにおいて、未来νビットのトランジッションｂk-n+ν:k-n+1と過去τビットのトランジッションｂk-n-1:k-n-τの状態に応じて可変する値を有する。
【００１３】
非線形フィルター２１０に入力されるデータａk、ｂkは、等化部１０２がトレーニングされる期間中には知られたデータを使用し、データの検出期間中には既に検出されたデータを使用する。
【００１４】
式（３）において、ｐn（・）はパターン状態値ｓkを使用して数４に示す式（４）のように表すことができる。
【００１５】
【数４】
0004100814.tif 000003
【００１６】
ここで、δ（ｍ−ｓk-n）はδ関数であって、ｍ＝ｓk-nの時に１の値を有し、ｍ≠ｓk-nの時は０の値を有する。ｔは前置（Ｔｒａｎｓｐｏｓｅ）を示す。Ｍはパルスｐn（・）の個数であって、２の（τ＋ν）乗であり、ｓk-n、ｉk-n及びｐnはそれぞれ数５に示す通りである。
【００１７】
【数５】
0004100814.tif 000004
【００１８】
式（４）は、パルスｐn（ｂk-n+ν:k-n+1、ｂk-n-1:k-n-τ）を大きさが各々Ｍである２つのベクトルの積で示したものである。式（４）を用いて式（３）のｅkを数６に示す式（６）で表すことができる。
【００１９】
【数６】
0004100814.tif 000005
【００２０】
【数７】
0004100814.tif 000006
【００２１】
ｓk-n＝０の状態は、現データａk-nを中心に未来νビットと過去τビットにおいてトランジッションが立ち上がらない場合を表す。すると、モデリング誤差の二乗平均を最小化する最適のパルスは、数８に示す式（８）によって求められる。
【００２２】
【数８】
0004100814.tif 000007
【００２３】
この最適パルスを適応的に求める過程は、数９に示す式（９）である。
【００２４】
【数９】
0004100814.tif 000008
【００２５】
これをより詳細に書くと、数１０に示す式（１０）である。
【００２６】
【数１０】
0004100814.tif 000009
【００２７】
したがって、パルスｐn（・）は、ｘk-nが０でなく、かつｓk-n＝ｉの場合に限って更新され、その他の場合には以前の値をそのまま保つ。
【００２８】
このパルスは、サンプリングされた信号のチャンネル特性をモデリングする。ＨＤＤによる多くの伝送チャンネルは、チャンネル応答模様が対称に近い。しかし、もっぱら同じアナログ信号であっても、サンプリングする際に位相が正確でなければ、パルスの模様が非対称に近い。図３は、この位相によるパルスのサンプル模様を示すものであって、図３（ａ）は、サンプリング時に位相が正確で、ｐ1とｐ-1の差が出ない場合であり、図３（ｂ）は位相が正確でないため位相遅れが生じ、このためｐ1とｐ-1の差が生じた場合である。
【００２９】
したがって、図３（ｂ）のように位相が正確でない場合、これを補正しなければならない。位相補正はタイミング復旧部１０８を介してなされる。タイミング復旧部１０８は、非線形的な影響を最小に受けるデータパターンの非対称パルスの模様からサンプリングの位置を知らせるタイミング位相情報を得て補正する。補正は次のようになされる。先ず、非線形フィルター２１０のフィルタータップＰ１とＰ−１から第２加算器２４１を介して位相傾斜ｚｋが数１１に示す式（１１）によって求められる。
【００３０】
【数１１】
0004100814.tif 000010
【００３１】
ｚkから第１乗算器２４２、第３加算器２４３及び第１遅延器２４４を介して入力信号と局部タイミングソース（ｌｏｃａｌ  ｔｉｍｉｎｇ  ｓｏｕｒｃｅ）間の周波数の差分Δk+1が求められ、第２乗算器２４５、第４加算器２４６及び第２遅延器２４７を介してタイミング位相ζk+1が数１２に示す式（１２）のように求められる。
【００３２】
【数１２】
0004100814.tif 000011
【００３３】
位相傾斜ｚkは、パルスが対称の場合０となる。
【００３４】
データ貯蔵機器に保存されたデータを磁気抵抗ヘッド（Ｍａｇｎｅｔｏ−Ｒｅｓｉｓｔｉｖｅ  ｈｅａｄ）で再生する場合、再生された信号の正または負の方向に従って再生された信号の特性が異なってくる。例えば、いままで考慮されたパルスパターンに現在再生された信号の状態を追加するとしよう。すると、次のように、現在再生された信号の正または負の方向によって信号の特性を考慮することができる。すなわち、現データａkが追加されることによって、パルスはｐn（ｂk-n+ν:k-n+1、ｃk、ｂk-n-1:k-n-τ）に再度定義され、変数ｃk、Ｍ、ｓkは数１３に示す式（１３）のように再度定義される。
【００３５】
【数１３】
0004100814.tif 000012
【００３６】
なお、その他の数式は、以前と同様である。
【００３７】
図４は、図２の第ｎ番目のフィルタータップＰnの構成例（ｎ＝−Ｎ，…，０，…，Ｎ）である。図４によれば、データのパターンに応じて別のタップ値を有する第ｎ番目のフィルタータップＰn（ｎ＝−Ｎ〜Ｎ）の１実施例の構成は次の通りである。第ｎ番目のフィルタータップＰnは、値Ｗk-nＰnを出力する。
【００３８】
バッファｐn（ｉ）（ここで、ｉ＝０，１，…，２の（τ＋ν）乗−１）は、各パターンに対するタップ値を保存する。この値は、動作の初期に”ＬＯＡＤ”という制御信号がオン（ＯＮ）されながら、初期値ｐn0（ｉ）（ここで、ｉ＝０，１，…，２の（τ＋ν）乗−１）として指定される。符号４００は０番目のバッファを、符号４０５は（２の（τ＋ν）乗−１）番目のバッファを表す。
【００３９】
タップ値マルチプレクサ４１０は、過去τビットトランジッション絶対値のパターンｂk-n-1:k-n-τと未来νビットトランジッション絶対値のパターンｂk-n+ν:k-n+1を入力として、（２の（τ＋ν）乗）個のバッファ値ｐn（ｉ）（ｉ＝０，１，…，２の（τ＋ν）乗−１）の内のいずれか一つを出力する。この結果は、式（４）の演算ｉtk-nｐnに該当する。
【００４０】
符号選択器４２５及び現トランジッション有無選択器４３０は、タップ値マルチプレクサ４１０の出力ｉtk-nｐnにｘk-nを乗じることと同一の結果を得る。符号選択器４２５は、ａk-nが１の時はタップ値マルチプレクサ４１０の出力値を、ａk-nが０の時はタップ値マルチプレクサ４１０の出力値に−１を乗じた値を選択する。以上の過程は、ｂk-nを１と仮定した時、ｘk-nをタップ値マルチプレクサ４１０の出力値に乗じることと同様である。次に、現トランジッション有無選択器４３０は、ｂk-nに応じて符号選択器４２５の出力値と０の内のいずれか一方を選択して出力する。
【００４１】
結局、現トランジッション有無選択器４３０の出力値は、ｗk-nｐn＝ｘk-nｉtnｐnであって、第ｎ番目のフィルタータップＰnの出力値となる。
【００４２】
前記した過程と同時に、第ｎ番目のフィルタータップＰnは、式（１０）により図２の誤差ｅkを用いてタップ値を更新する。
【００４３】
更新タップ値マルチプレクサ４３５は、未来νビットトランジッションｂk-n+ν:k-n+1及び過去τビットトランジッションｂk-n-1:k-n-τの入力値に応じてバッファｐn（ｉ）（ここで、ｉ＝０，１，…，２の（τ＋ν）乗−１）の出力値の内のいずれか一つを選択する。次に、増減値算出手段４４０は、ａk-n、μ及び誤差ｅkを入力してμａk-nｅkを求める。更新タップ値算出器４４５は、一種の加算器であって、更新タップ値マルチプレクサ４３５の出力値にμａk-nｅkを加算する。
【００４４】
更新タップデマルチプレクサ４５０は、ｂk-n+ν:k-n+1及びｂk-n-1:k-n-τを入力として（２の（τ＋ν）乗）個の値を出力するが、一方の出力端子のみ１の値を有し、残りの（２の（τ＋ν）乗−１）個は０の値を有する。すなわち、更新タップデマルチプレクサ４５０は、ｂk-n+ν:k-n+1及びｂk-n-1:k-n-τに応じて、（２の（τ＋ν）乗）個のバッファｐn（ｉ）（ここで、ｉ＝０，１，…，２の（τ＋ν）乗−１）の内のいずれか一つを選択する働きをする。制御信号”ＵＰＤＡＴＥ”がハイで、ｂk-n値が１のとき、更新タップ値算出器４４５の出力値を選択されたバッファの入力値とし、”ＵＰＤＡＴＥ”がロー、若しくはｂk-n値が０であれば、元のタップ値を続けて保持する。
【００４５】
図５は、本発明を適用した位相補正過程の模擬実験結果である。模擬実験に使用した非線形信号は、次の通りである。先ず、ランダム２進データ列をＲＬＬ（０，４／４）で符号化して得た２進データａk（＝＋１，−１）、ｘk（＝ａk−ａk-1）／２に対するチャンネル信号ｒkは、数１４に示す式（１４）のように、利得ｇkとパルスｈ（ｔ）の位相εkの影響を受けるデータに白色のガウシアン雑音ｎkが加えられた形である。
【００４６】
【数１４】
0004100814.tif 000013
【００４７】
【数１５】
0004100814.tif 000014
【００４８】
なお、ｐｗ50は２．５×（９／８）の値を指定した。そして、雑音の大きさは、数１６に示す式１６のように定義して加算した。
【００４９】
【数１６】
0004100814.tif 000015
【００５０】
データのトランジッション有無による利得変化とパルス位相の変化は、次の表１及び表２に各々示す。
【００５１】
【表１】
0004100814.tif 000016
【００５２】
【表２】
0004100814.tif 000017
【００５３】
図５によれば、上述した非線形信号に対する最初の位相誤差は５０％であり、時間が経つにつれて位相誤差が減少される。符号５００は未来ビット数であるν＝０、過去ビット数であるτ＝０、タップ大きさであるＮ＝１の線形的なパルスを使用した場合であり、符号５０２はν＝０、τ＝０、Ｎ＝６である線形的なパルスを使用した場合である。線形パルスを使用した場合はタイミング位相にバイアスが存在し、タイミングジッタもかなり大きい。符号５０４はν＝１、τ＝１、Ｎ＝１であるパターンに従属するパルスを使用した場合であって、タイミング位相のバイアスがなく、ジッタも相対的に小さいことが分かる。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、高密度デジタル磁気貯蔵機器の非線形的なチャンネルを未来νビットと過去τビットに応じて選択されるトランジッションパルスで示すモデルを用い、正確なタイミング位相を見出すことにより、タイミングジッタとバイアスを減らすことができる。さらに、パルスモデルのτ、ν及びＮを選択してタイミング位相の補正性能と複雑度を適宜トレードオフ（ｔｒａｄｅ  ｏｆｆ）可能であることから、柔軟である。しかも、信号のサンプリング位相を補正する過程が一定期間止ってしまうハングアップ現象が生じない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る非線形信号受信機のブロック図である。
【図２】図１のモデリング部及びタイミング復旧部の詳細なブロック図である。
【図３】タイミング位相によるパルスサンプル模様を示す図である。
（ａ）はｐ1とｐ-1の差が出ない場合である。
（ｂ）はｐ1とｐ-1の差が生じた場合である。
【図４】図２の第ｎ番目のフィルタータップＰn（ｎ＝−Ｎ、…、０、…、Ｎ）の構成例である。
【図５】本発明を適用した位相補正過程の模擬実験結果を示すグラフである。
【符号の説明】
１００  アナログ−デジタル変換部
１０２  等化部
１０４  検出部
１０６  モデリング部
１０８  タイミング復旧部
【図１】
0004100814.tif 000020
【図２】
0004100814.tif 000021
【図３】
0004100814.tif 000022
【図４】
0004100814.tif 000023
【図５】
0004100814.tif 000024