(57)【要約】【課題】増幅器が備える抵抗器の抵抗値にばらつきがあったとしても高ＣＭＲＲが得られる信号増幅器を提供する。【解決手段】前置増幅器２５０と前置増幅器２５０の後段に設けた増幅器２９０とを備える信号増幅器２００であって、前置増幅器２５０は、２つの入力信号の差を求めてコモンモードノイズを除去し、コモンモードノイズが除去された入力信号を増幅して符号の異なる２つの出力電圧を生成するものであり、増幅器２９０は、前置増幅器２５０が生成した２つの出力電圧の差を求め増幅して出力するものである。【選択図】図３
2017017557.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
前置増幅器と前記前置増幅器の後段に設けた増幅器とを備える信号増幅器であって、
前記前置増幅器は、２つの入力信号の差を求めてコモンモードノイズを除去し、コモンモードノイズが除去された入力信号を増幅して符号の異なる２つの出力電圧を生成するものであり、
前記増幅器は、前記前置増幅器が生成した２つの出力電圧の差を求め増幅して出力するものである、ことを特徴とする信号増幅器。
【請求項２】
前記前置増幅器は、
入力側に第１入力端子から第４入力端子までの４つの入力端子を有し、出力側に第１出力端子と第２出力端子の２つの出力端子を有し、出力側のコモンモード電圧を常時適切な電圧に合わせるコモンモードフィードバック回路を備えた、４入力２出力の差動差分アンプと、
前記差動差分アンプの第１入力端子と第１出力端子とを接続する第１抵抗器と、
前記差動差分アンプの第４入力端子と第２出力端子とを接続する第２抵抗器と、
を有し、
前記２つの入力信号は、第２または第３入力端子から入力されることを特徴とする請求項１に記載の信号増幅器。
【請求項３】
前記増幅器は、
入力側に第１入力端子と第２入力端子の２つの入力端子を有し、出力側に１つの出力端子を有する、２入力１出力のオペアンプと、
前記差動差分アンプの第１出力端子と前記オペアンプの第１入力端子とを接続する第３抵抗器と、
前記差動差分アンプの第２出力端子と前記オペアンプの第２入力端子とを接続する第４抵抗器と、
前記オペアンプの第１入力端子と前記オペアンプの出力端子とを接続する第５抵抗器と、
を有することを特徴とする請求項２に記載の信号増幅器。
【請求項４】
前記差動差分アンプの第１入力端子と第４入力端子とは可変抵抗器を介して接続されることを特徴とする請求項２または３に記載の信号増幅器。
【請求項５】
前記オペアンプの第２入力端子は第６抵抗器を介して接地されていることを特徴とする請求項３に記載の信号増幅器。
【請求項６】
前記コモンモードフィードバック回路が合わせるコモンモード電圧は０Ｖであることを特徴とする請求項２から５のいずれかに記載の信号増幅器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、抵抗器の抵抗値にばらつきがあったとしても、高い同相除去比（ＣＭＲＲ）が得られる信号増幅器に関する。
【背景技術】
【０００２】
脳波や筋電位などの生体信号は、振幅が数μＶ〜数ｍＶ程度の極めて微弱な信号である。このため、センサーで検出した生体信号を増幅するときには、増幅器の前段に前置増幅器を設け、前置増幅器によって一旦その後段にある増幅器の入力として扱いやすいレベルにまで生体信号を増幅し、次に、増幅器によって計測機器を動かせるレベルにまで生体信号を増幅する。
【０００３】
しかし、前置増幅器や増幅器には、信号源のグラウンドから、または、前置増幅器や増幅器のグラウンドから、その設置環境に応じたコモンモードノイズ（同相雑音）が混入する。コモンモードノイズがそのまま増幅されると、生体信号のＳ／Ｎ比が悪化するので、精度の高い生体信号の観測ができなくなる。
【０００４】
このため、生体信号を増幅する前置増幅器は、高入力インピーダンス、高同相除去比（ＣＭＲＲ）、高差動利得であることが要求される。なお、これらの要求を満たすようにした回路として、利得低下をもたらすことなく歪みを低減する差動増幅回路、および、製造プロセスのバラツキの影響を受けないようにする可変利得増幅回路が、下記特許文献１、２に開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００１−８５９５８号公報
【特許文献２】特開２００１−２２３５５０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかし、従来の信号増幅器は、増幅器の内部に設けられている複数の抵抗器の比精度が悪化すると、ＣＭＲＲは著しく小さくなり、生体信号のＳ／Ｎ比が悪化して、生体信号の観測精度に悪影響を与える。
【０００７】
また、従来の信号増幅器は、前置増幅器の２つある入力端子の一方が接地されて他方のみから信号が入力されるように構成されている、シングルエンドタイプの場合、前置増幅器の差動信号がくずれてしまい、生体信号の観測精度が悪化する。
【０００８】
さらに、従来の信号増幅器は、後段の減算器によって、コモンモードノイズが増幅されないように、減算器の利得は０ｄＢとしているので、信号増幅器としての利得を大きくすることが困難である。
【０００９】
本発明は、このような従来の信号増幅器が抱える問題点を解消するために成されたものであり、増幅器が備える抵抗器の抵抗値にばらつきがあったとしても、高ＣＭＲＲが得られる信号増幅器の提供を目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
上記目的を達成するための、本発明にかかる信号増幅器は、前置増幅器と前記前置増幅器の後段に設けた増幅器とを備える信号増幅器であって、前記前置増幅器は、２つの入力信号の差を求めてコモンモードノイズを除去し、コモンモードノイズが除去された入力信号を増幅して符号の異なる２つの出力電圧を生成するものであり、前記増幅器は、前記前置増幅器が生成した２つの出力電圧の差を求め増幅して出力するものである、ことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１１】
本発明にかかる信号増幅器によれば、増幅器が備える抵抗器の精度にばらつきがあったとしても高ＣＭＲＲが得られるので、信号増幅器の製造歩留まりを向上させることができる。また、信号増幅器のＣＭＲＲが向上するばかりではなく、信号増幅器の高利得化も実現させることができ、結果として、信号が高精度で観測できるようになる。さらに、シングルエンドタイプの場合であっても、信号の観測精度が悪化することはない。
【図面の簡単な説明】
【００１２】
【図１】本実施形態に係る４入力２出力の差動差分アンプの構成図である。
【図２】本実施形態に係る負帰還をかけた４入力２出力の差動差分アンプの構成図である。
【図３】本実施形態に係る信号増幅器の構成図である。
【図４】従来の信号増幅器の構成図である。
【図５】従来の信号増幅器にコモンモードノイズを与え、かつシングルエンド入力の場合の構成図である。
【図６】本実施形態に係る信号増幅器にコモンモードノイズを与え、かつシングルエンド入力の場合の構成図である。
【図７】従来及び本実施形態に係る信号増幅器の前段（増幅器）の出力電圧を示す図である。
【図８】理想の信号増幅器の出力電圧波形と従来の信号増幅器の出力電圧波形の比較図である。
【図９】理想の信号増幅器の出力電圧波形と本実施形態に係る信号増幅器の出力電圧波形の比較図である。
【図１０】従来の信号増幅器と本実施形態に係る信号増幅器のゲインのＦＦＴ解析結果を示す図である。
【図１１】従来及び本実施形態に係る信号増幅器のＣＭＲＲの比較図である。
【発明を実施するための形態】
【００１３】
次に、本発明に係る信号増幅器の一実施形態を、添付図面を参照しながら説明する。
【００１４】
図１は、本実施形態に係る４入力２出力の差動差分アンプの構成図である。
【００１５】
図１に示すように、本実施形態に係る差動差分アンプ１１０は、入力側に、第１入力端子１２１から第４入力端子１２４までの４つの入力端子を有する。第１入力端子１２１は、差動差分アンプ１１０に入力信号Ｖｐｐを入力させる。第２入力端子１２２は、差動差分アンプ１１０に入力信号Ｖｐｎを入力させる。第３入力端子１２３は、差動差分アンプ１１０に入力信号Ｖｎｐを入力させる。第４入力端子１２４は、差動差分アンプ１１０に入力信号Ｖｎｎを入力させる。
【００１６】
また、差動差分アンプ１１０は、出力側に、第１出力端子１３１と第２出力端子１３２の２つの出力端子を有する。差動差分アンプ１１０は第１出力端子１３１に出力電圧Ｖｏｕｔｐを出力する。差動差分アンプ１１０は第２出力端子１３２に出力電圧Ｖｏｕｔｎを出力する。
【００１７】
さらに、差動差分アンプ１１０は、その内部に、出力側のコモンモード電圧ＶＣＭを常時適切な電圧に合わせるコモンモードフィードバック回路を有する。コモンモード参照電圧端子１４０はコモンモードフィードバック回路に接続され、コモンモード参照電圧端子１４０にコモンモード電圧ＶＣＭを与えることにより、コモンモードフィードバック回路が適切に動作する。
【００１８】
図２は、本実施形態に係る負帰還をかけた４入力２出力の差動差分アンプの構成図である。
【００１９】
図２に示す差動差分アンプ１１０の構成は図１と同一である。図２に示す差動差分アンプ１１０は、第１入力端子１２１と第１出力端子１３１との間でフィードバック回路１５１が接続線１５２によって接続され、また、第４入力端子１２４と第２出力端子１３２との間でフィードバック回路１５３が接続線１５４によって接続される。
【００２０】
第１入力端子１２１から第４入力端子１２４の入力信号をそれぞれＶｐｐ、Ｖｐｎ、Ｖｎｐ、Ｖｎｎとし、第１出力端子１３１および第２出力端子１３２の出力電圧をＶｏｕｔｎ、Ｖｏｕｔｐと定義し、オープンループゲインをＡとすると、差動差分アンプ１１０の入出力特性は次の式で表すことができる。
【００２１】
【数１】
2017017557.tif 000003
【００２２】
差動差分アンプ１１０は、非常に高いオープンループゲインを持ち、図２に示すように負帰還をかけると、一般的なオペアンプのバーチャルショートに類似の特性を持つ。図２に示すように、差動差分アンプ１１０にβ倍の負帰還をかけると、入力信号Ｖｐｐと出力電圧Ｖｏｕｔｎ、入力信号Ｖｎｎと出力電圧Ｖｏｕｔｐは次の式で表すことができる。
【００２３】
【数２】
2017017557.tif 000004
【００２４】
【数３】
2017017557.tif 000005
【００２５】
となる。数１の式に数２及び数３の式を代入して、出力電圧Ｖｏｕｔｐと出力電圧Ｖｏｕｔｎとの差を求めると、
【００２６】
【数４】
2017017557.tif 000006
【００２７】
と表すことができる。そして、オープンループゲインＡが１よりも十分に大きいときには、出力電圧Ｖｏｕｔｐと出力電圧Ｖｏｕｔｎとの差は次のように表される。
【００２８】
【数５】
2017017557.tif 000007
【００２９】
そして、数２および数３の式を数５に代入することで、
【００３０】
【数６】
2017017557.tif 000008
【００３１】
という式が得られる。この数６の式は、第１入力端子１２１と第２入力端子１２２との間の差動電圧と、第３入力端子１２３と第２入力端子１２４との間の差動電圧とは、正負逆の関係にあることを示している。
【００３２】
以上により、差動差分アンプ１１０が十分に高いオープンループゲインＡを有し、かつ、負帰還が構成されているときには、数６の式が成り立ち、２組の入力端子において、１組の入力端子対の差動電圧が、他方の入力端子対の差動電圧を反転させたものと等しいことがわかる。すなわち、差動差分アンプ１１０は、一般的なオペアンプのバーチャルショートに類似する特性を有することがわかる。
【００３３】
図３は、本実施形態に係る信号増幅器の構成図である。図に示す信号増幅器２００は、前段の差動差分回路と後段の減算回路とから構成してある。
【００３４】
差動差分回路は、前置増幅器２５０として機能する回路であって、差動差分アンプ２１０、第１抵抗器Ｒ１、第２抵抗器Ｒ２及び可変抵抗器ＲＧから構成される。
【００３５】
図に示す差動差分アンプ２１０は、入力側に、第１入力端子２２１、第２入力端子２２２、第３入力端子２２３、第４入力端子２２４の、４つの入力端子を有する。第２入力端子２２２は、差動差分アンプ２１０に入力信号Ｖ２を入力させる。第３入力端子２２３は、差動差分アンプ２１０に入力信号Ｖ１を入力させる。
【００３６】
第１入力端子２２１と第４入力端子２２４とは可変抵抗器ＲＧを介して接続される。
【００３７】
また、差動差分アンプ２１０は、出力側に、第１出力端子２３１と第２出力端子２３２の２つの出力端子を有する。差動差分アンプ２１０は第１出力端子２３１に出力電圧ＶＣを出力する。差動差分アンプ２１０は第２出力端子２３２に出力電圧ＶＤを出力する。
【００３８】
さらに、差動差分アンプ２１０は、その内部にコモンモード電圧ＶＣＭを常時適切な電圧に合わせるコモンモードフィードバック回路を有する。コモンモード参照電圧端子２４０はコモンモードフィードバック回路に接続され、コモンモード参照電圧端子２４０にコモンモード電圧ＶＣＭを与えることにより、コモンモードフィードバック回路が適切に動作する。
【００３９】
第１入力端子２２１と第１出力端子２３１との間には第１抵抗器Ｒ１が接続線２５２により接続されている。また、第４入力端子２２４と第２出力端子２３２との間には第２抵抗器Ｒ２が接続線２５４により接続されている。
【００４０】
減算回路は、減算機能を有する増幅器２９０として機能する回路であって、オペアンプ２６０、第３抵抗器Ｒ３、第４抵抗器Ｒ４、第５抵抗器Ｒ５及び第６抵抗器Ｒ６から構成される。
【００４１】
図に示すオペアンプ２６０は、入力側に、第１入力端子２７１と第２入力端子２７２の２つの入力端子を有する。第１入力端子２７１は、差動差分アンプ２１０の第１出力端子２３１からの出力電圧ＶＣを、第３抵抗器Ｒ３を介してオペアンプ２６０に入力させる。第２入力端子２７２は、差動差分アンプ２１０の第２出力端子２３２からの出力電圧ＶＤを、第４抵抗器Ｒ４を介してオペアンプ２６０に入力させる。
【００４２】
オペアンプ２６０の第１入力端子２７１と差動差分アンプ２１０の第１出力端子２３１とは第３抵抗器Ｒ３を介して接続される。また、オペアンプ２６０の第２入力端子２７２と差動差分アンプ２１０の第２出力端子２３２とは第４抵抗器Ｒ４を介して接続される。
【００４３】
オペアンプ２６０は出力側に出力端子２８１を有する。オペアンプ２６０は出力端子２８１に出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００４４】
第１入力端子２７１と出力端子２８１との間には第５抵抗器Ｒ５が接続線２９２により接続されている。また、第２入力端子２７２とアースＧとの間には第６抵抗器Ｒ６が接続線２９４により接続されている。
【００４５】
図３に示した信号増幅器２００は、高い入力インピーダンスを持ち、可変抵抗器ＲＧの抵抗値を変化させることでゲインの調整ができる。
【００４６】
ここで、第１抵抗器Ｒ１の値と第２抵抗器Ｒ２の値が等しく、かつ、第３抵抗器Ｒ３の値と第４抵抗器Ｒ４の値が等しく、さらに、第５抵抗器Ｒ５の値と第６抵抗器Ｒ６の値が等しいという理想的な場合、信号増幅器２００の出力電圧は、下記の式で表すことができる。
【００４７】
【数７】
2017017557.tif 000009
【００４８】
次に、前置増幅器２５０を構成する抵抗器Ｒ１、Ｒ２の抵抗値のばらつきを考慮した場合の入力信号と出力電圧との関係は、以下に示される。
【００４９】
すなわち、第２抵抗器Ｒ２の値を、第１抵抗器Ｒ１の値を基準としてばらつき誤差率（△２）を用いて次のように定義する。
【００５０】
Ｒ２＝Ｒ１（１＋△２）
このときキルヒホッフの法則より、下記の式が示される。
【００５１】
【数８】
2017017557.tif 000010
【００５２】
【数９】
2017017557.tif 000011
【００５３】
ここで、α１＝１＋△２である。
【００５４】
上記の数６の式より、入力端子間における条件式は次の式で表される。
【００５５】
【数１０】
2017017557.tif 000012
【００５６】
次に、数８の式に数１０の式を代入すると、第１入力端子２２１の信号ＶＡは下記の式で求めることができる。
【００５７】
【数１１】
2017017557.tif 000013
【００５８】
同様に、数９の式に数１０の式を代入すると、第４入力端子２２４の信号ＶＢは下記の式で求めることができる。
【００５９】
【数１２】
2017017557.tif 000014
【００６０】
次に、数１１と数１２の式を数１０の式に代入して、差動差分アンプ２１０の出力電圧の差ＶＤ−ＶＣを求める。ＶＤ−ＶＣは、下記の式で求めることができる。
【００６１】
【数１３】
2017017557.tif 000015
【００６２】
差動差分アンプ２１０が備えるコモンモードフィードバック回路を用いて出力電圧のコモンモード電圧ＶＣＭを０に設定すると、ＶＣとＶＤの関係は下記の式で表すことができる。
【００６３】
【数１４】
2017017557.tif 000016
【００６４】
数１４の式を数１３の式に代入すると、
【００６５】
【数１５】
2017017557.tif 000017
【００６６】
【数１６】
2017017557.tif 000018
【００６７】
ここで、入力信号Ｖ１及びＶ２を、増幅させる信号Ｖｉｎ及びコモンモードノイズＶｃｎｏｉｓｅを用いて、以下のように定義する。
【００６８】
Ｖ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃｎｏｉｓｅ
Ｖ２＝−Ｖｉｎ＋Ｖｃｎｏｉｓｅ
数１５と数１６の式にこれらを代入すると、ＶＣとＶＤのいずれもコモンモードノイズが相殺されていることが分かる。なおかつ、数１５と数１６の式を見比べると、ＶＣとＶＤは、Ｒ２の抵抗値にばらつきがあるにもかかわらず、平衡な信号となっていることがわかる。すなわち、本実施形態に係る信号増幅器２００は、後段の減算回路に信号が入力される前に、コモンモードノイズを相殺し、ＶＣとＶＤに平衡な信号を出力することが可能である。
【００６９】
次に、減算回路の入力信号と出力電圧の関係は、以下に示される。
【００７０】
すなわち、減算回路における第４抵抗器Ｒ４、第６抵抗器Ｒ６の値を、それぞれ第３抵抗器Ｒ３、第５抵抗器Ｒ５の値を基準としてばらつき誤差率（△４、△６）を用いて次のように定義する。
【００７１】
Ｒ４＝Ｒ３（１＋△４）
Ｒ６＝Ｒ５（１＋△６）
オペアンプ２６０のオープンループゲインが１よりも十分大きい場合、下記の式で表される。
【００７２】
【数１７】
2017017557.tif 000019
【００７３】
である。
【００７４】
数１７の式に数１５及び数１６の式を代入して、信号増幅器２００の出力電圧を求めると、下記式のように表される。
【００７５】
【数１８】
2017017557.tif 000020
【００７６】
数１８の式を見れば明らかなように、本実施形態に係る信号増幅器２００は、入力信号Ｖ１とＶ２との差を増幅する回路となっているので、抵抗値のばらつきの影響を受けずに、コモンモードノイズを除去できることがわかる。
【００７７】
差動差分アンプ２１０の第１入力端子２２１と第４入力端子２２４との間に接続されている可変抵抗器ＲＧは外付けの抵抗器であるので、各抵抗器のばらつきに関係なく、したがってコモンモードノイズの除去には影響しない。差動差分アンプ２１０の入力信号と出力信号の関係を用いて、電圧ＶＣとＶＤとの値を求めると、それらの値は、それぞれ数１５と数１６の式に示したように、完全に正負対称の値になる。
【００７８】
これらの式からわかることは、差動差分アンプ２１０においては、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との不一致が、電圧ＶＣまたはＶＤのどちらか一方にのみ加わるのではなく、電圧ＶＣとＶＤの両方に同じように加わるということである。さらに、差動差分アンプ２１０においては、入力信号Ｖ１とＶ２の減算もされている。
【００７９】
すなわち、差動差分アンプ２１０から電圧ＶＣとＶＤが出力されるときにはコモンモードノイズは除去され、しかも、電圧ＶＣとＶＤには歪がない。
【００８０】
このように、差動差分アンプ２１０を用いると、コモンモードノイズが除去され、歪のない電圧ＶＣとＶＤが得られるのは、差動差分アンプ２１０が持つ、数１に示されているような入出力特性に依り、入力信号の差の差を増幅するという機能が有効に働いているからに他ならない。
【００８１】
次に、本実施形態に係る信号増幅器２００の比較対象となる従来の信号増幅器の構成を図面に基づいて説明する。図４は、従来の信号増幅器の構成図である。前述のように、生体信号を増幅する信号増幅器は、高い入力インピーダンス、高いＣＭＲＲ及び高い差動ゲインが求められる。図４に示されている信号増幅器３００における、各抵抗器の抵抗値の理想的な条件は、Ｒ１＝Ｒ２、Ｒ３＝Ｒ４、Ｒ５＝Ｒ６である。また、信号増幅器３００のゲインは可変抵抗器ＲＧで変更できるため、様々なアプリケーションに利用されている。
【００８２】
従来の信号増幅器３００は、前段の増幅部と後段の減算部とで構成されている。
【００８３】
増幅部は、オペアンプ３１０、３１２、第１抵抗器Ｒ１、第２抵抗器Ｒ２及び可変抵抗器ＲＧによって構成される。
【００８４】
図に示すオペアンプ３１０は、入力側に、第１入力端子３２１と第２入力端子３２２を有し、出力側に、第１出力端子３３１を有する。第１入力端子３２１はオペアンプ３１０に入力信号Ｖ２を入力させる。第２入力端子３２２は、可変抵抗器ＲＧと第１抵抗器Ｒ１に接続される。
【００８５】
また、オペアンプ３１０は、出力側に、第１出力端子３３１を有する。オペアンプ３１０は第１出力端子３３１に出力電圧ＶＣを出力する。また、第２入力端子３２２と第１出力端子３３１とは第１抵抗器Ｒ１を介し接続線３５２によって接続されている。
【００８６】
オペアンプ３１２は、入力側に、第３入力端子３２３と第４入力端子３２４を有し、出力側に、第２出力端子３３２を有する。第３入力端子３２３は、可変抵抗器ＲＧと第２抵抗器Ｒ２に接続される。第４入力端子３２４はオペアンプ３１２に入力信号Ｖ１を入力させる。
【００８７】
また、オペアンプ３１２は第２出力端子３３２に出力電圧ＶＤを出力する。また、第３入力端子３２３と第２出力端子３３２とは第２抵抗器Ｒ２を介し接続線３５４によって接続されている。オペアンプ３１０の第２入力端子３２２とオペアンプ３１２の第３入力端子３２３とは可変抵抗器ＲＧを介して接続される。
【００８８】
減算部は、オペアンプ３１４、第３抵抗器Ｒ３、第４抵抗器Ｒ４、第５抵抗器Ｒ５及び第６抵抗器Ｒ６から構成される。
【００８９】
図に示すオペアンプ３１４は、入力側に、第１入力端子３２５と第２入力端子３２６の２つの入力端子を有する。第１入力端子３２５は、オペアンプ３１０の第１出力端子３３１からの出力電圧ＶＣをオペアンプ３１４に入力させる。オペアンプ３１４の第２入力端子３２６は、オペアンプ３１２の第２出力端子３３２からの出力電圧ＶＤをオペアンプ３１４に入力させる。
【００９０】
オペアンプ３１４の第１入力端子３２５とオペアンプ３１０の第１出力端子３３１とは第３抵抗器Ｒ３を介して接続される。また、オペアンプ３１４の第２入力端子３２６とオペアンプ３１２の第２出力端子３３２とは第４抵抗器Ｒ４を介して接続される。
【００９１】
オペアンプ３１４は出力側に出力端子３３３を有する。オペアンプ３１４は出力端子３３３に出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。
【００９２】
第１入力端子３２５と出力端子３３３とは第５抵抗器Ｒ５を介し接続線３５６によって接続されている。また、第２入力端子３２６とアースＧとは第６抵抗器Ｒ６を介し接続線３５８によって接続されている。
【００９３】
図４に示す従来の信号増幅器３００は、３個のオペアンプ３１０、３１２、３１４を用いた二段構成（増幅部および減算部）の増幅器である。信号増幅器３００の２つの入力端子（第１入力端子３２１及び第４入力端子）のインピーダンスはオペアンプの入力インピーダンスと同じで十分高い値（１０９Ω％程度）である。抵抗器の抵抗値の理想条件はＲ１＝Ｒ２、Ｒ３＝Ｒ４、Ｒ５＝Ｒ６である。ゲインは可変抵抗器ＲＧ１つで変更することができる。そのため，生体信号のような微弱な信号を計測するのには適した増幅器である。
【００９４】
まず、図４の信号増幅器３００の出力電圧は下記の式で表される。
【００９５】
【数１９】
2017017557.tif 000021
【００９６】
しかし、数１９の式は、抵抗値のマッチングが完全に取れた場合の理想的な式である。一般的に、ＣＭＯＳプロセスでは、ウェル拡散層や多結晶シリコン膜を用いて抵抗器を作るため、作成するたびに±１０％程度の誤差は避けられないことが知られている。そのため、抵抗値がばらついているときの出力電圧を求めてみる。
【００９７】
ここで、抵抗器Ｒ１、Ｒ３、Ｒ５に対する抵抗器Ｒ２、Ｒ４、Ｒ６のばらつき誤差率をそれぞれ
【００９８】
【数２０】
2017017557.tif 000022
【００９９】
と表すことができる。次に、図４において、増幅部の出力電圧となるＶＣとＶＤは、下記の式で表される。
【０１００】
【数２１】
2017017557.tif 000023
【０１０１】
【数２２】
2017017557.tif 000024
【０１０２】
ここで、α１＝（１＋Δ２）である。
【０１０３】
これらの出力電圧ＶＣとＶＤが減算部の入力となるので、減算部の出力電圧Ｖｏｕｔは、次の式で表される。
【０１０４】
【数２３】
2017017557.tif 000025
【０１０５】
ここで、α２は、
【０１０６】
【数２４】
2017017557.tif 000026
【０１０７】
とした。
【０１０８】
数２１の式と数２２の式を数２３の式に代入すると、抵抗値のばらつきを考慮した場合の信号増幅器３００の出力電圧Ｖｏｕｔを求めることができる。出力電圧Ｖｏｕｔは、
【０１０９】
【数２５】
2017017557.tif 000027
【０１１０】
数２５に、
Ｖ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃｎｏｉｓｅ
Ｖ２＝−Ｖｉｎ＋Ｖｃｎｏｉｓｅ
を代入すると、
【０１１１】
【数２６】
2017017557.tif 000028
【０１１２】
となる。
【０１１３】
上式を見ると、理論的にコモンモードノイズを相殺することができないことが分かる。すなわち、抵抗値にばらつきがあると、ＣＭＲＲが悪化する可能性がある。
【０１１４】
次に、生体信号の計測を考慮したシングルエンド信号に特化して説明する。生体信号を計測する際、片方の入力端子は基準電位をとるため、入力はシングルエンド入力となる。このときの入力信号をＶｉｎとする。また、生体信号を計測する際は商用電源や環境による外来雑音が混入する。外来雑音はコモンモードノイズとして加わるため、入力端子のコモンモードノイズをＶｃｎｏｉｓｅとすると、生体信号を計測する際の信号増幅器３００は図５のように表すことができる。
【０１１５】
図５は、従来の信号増幅器にコモンモードノイズを与えたシングルエンド入力の場合の構成図である。図５の信号増幅器３００の構成は図４の信号増幅器の構成と同一である。異なるのは、図４のオペアンプ３１０の第１入力端子３２１には入力信号Ｖ２が入力されているが、図５のオペアンプ３１０の第１入力端子３２１はコモンモードノイズ３０２が入力されていることである。また、図４のオペアンプ３１２の第４入力端子３２４には入力信号Ｖ１が入力されているが、図５のオペアンプ３１２の第４入力端子３２４には入力信号Ｖｉｎとコモンモードノイズ３０４が入力されていることである。
【０１１６】
数２１の式と数２２の式にＶ２＝Ｖｃｎｏｉｓｅ、Ｖ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃｎｏｉｓｅを代入すると、生体信号計測時の前段の増幅部の出力電圧ＶＣとＶＤは次の式で求めることができる。
【０１１７】
【数２７】
2017017557.tif 000029
【０１１８】
【数２８】
2017017557.tif 000030
【０１１９】
次に、数２３の式に数２７の式と数２８の式を代入すると、信号増幅器３００の出力電圧Ｖｏｕｔが下記の式によって求められる。
【０１２０】
【数２９】
2017017557.tif 000031
【０１２１】
数２７および数２８より、抵抗値のばらつきがない場合（すなわちα１＝１の場合）においても増幅部でのゲインに差異が見られることから、回路の平衡性が損なわれていることがわかる。さらに，数２９の式から、従来の信号増幅器３００では、抵抗値のばらつきがある場合には、信号増幅器３００の出力電圧ＶｏｕｔにコモンノイズＶｃｎｏｉｓｅの項が残っていることが確認できる。また、Ｖｃｎｏｉｓｅが後段の減算部のゲインＲ５／Ｒ３倍されることから、出力におけるコモンモードノイズは大きな値となる。このため、信号増幅器３００では、コモンモードノイズの影響を抑えるために、後段の減算部のゲインを１倍とする場合がほとんどである。このため，二段構成の増幅器であるにもかかわらず、前段の増幅部でしかゲインを持たせることができない。
【０１２２】
次に、従来の信号増幅器３００と同様に、生体信号を計測する際に抵抗値がばらついたときの、本実施形態に係る信号増幅器の出力電圧Ｖｏｕｔを求めてみる。
【０１２３】
図６は、本実施形態に係る信号増幅器にコモンモードノイズを与えたシングルエンド入力の場合の構成図である。
【０１２４】
図６の信号増幅器２００の構成は図３の信号増幅器２００の構成とほとんど同一である。異なるのは、図３の差動差分アンプ２１０の第２入力端子２２２には入力信号Ｖ２が入力されているが、図６の差動差分アンプ２１０の第２入力端子２２２はコモンモードノイズ２０２が入力されていることである。また、図３の差動差分アンプ２１０の第３入力端子２２３には入力信号Ｖ１が入力されているが、図６の差動差分アンプ２１０の第３入力端子２２３には入力信号Ｖｉｎとコモンモードノイズ２０４が入力されていることである。
【０１２５】
前述の、数１５の式と数１６の式にＶ２＝Ｖｃｎｏｉｓｅ、Ｖ１＝Ｖｉｎ＋Ｖｃｎｏｉｓｅを代入すると、生体信号計測時の前段の出力電圧ＶＣとＶＤは次の式で求めることができる。
【０１２６】
【数３０】
2017017557.tif 000032
【０１２７】
【数３１】
2017017557.tif 000033
【０１２８】
数３０の式と数３１の式を見ると、後段の増幅部に信号が入力される前に、第２入力端子２２２及び第３入力端子２２３のコモンモードノイズＶｃｎｏｉｓｅが除去されていることがわかる。上述の、数２３の式に数３０の式と数３１の式を代入すると、本実施形態に係る信号増幅回路２００の出力電圧Ｖｏｕｔは、
【０１２９】
【数３２】
2017017557.tif 000034
【０１３０】
となり、数３２の式から、後段の減算部の抵抗値のばらつきの影響を受けずにコモンモードノイズを除去できていることがわかる。
【０１３１】
次に、従来の信号増幅器と本実施形態に係る信号増幅器の性能（ＣＭＲＲ）を比較する。性能の比較には、汎用の０．６μｍＣＭＯＳプロセスのモデルパラメータを用い、ＨＳＰＩＣＥシミュレーション（過度解析、ＦＦＴ解析、モンテカルロ解析）により、詳細な評価を行った。また、生体信号を計測する際の環境を想定して、入力信号はシングルエンドの微弱な信号と仮定し、入力端子にコモンモードノイズを含めてシミュレーションを行った。電源電圧±２．５Ｖ、入力信号は振幅０．１ｍＶ、周波数２００Ｈｚの正弦波とし、コモンモードノイズは商用電源ノイズを想定して振幅３０ｍＶ、周波数６０Ｈｚの正弦波とした。そして、前段の利得を４０ｄＢ、後段の利得を２８ｄＢ、合計６８ｄＢとして設計した。
【０１３２】
従来の前段（増幅器）の出力電圧ＶＣとＶＤのシミュレーション結果を見ると、コモンモードノイズが支配的であり、両出力電圧の波形が大きく歪んでいることがわかる。これではＣＭＲＲの数値は大きくならない。
【０１３３】
一方、本実施形態の前段（増幅器）の出力電圧ＶＣとＶＤのシミュレーション結果を見ると、出力電圧ＶＣとＶＤの波形は相互に振幅が同一の逆相の正弦波となっているので、コモンモードノイズは除去されていることがわかる。
【０１３４】
図８は、理想の信号増幅器の出力電圧波形と従来の信号増幅器の出力電圧波形の比較図である。また、図９は、理想の信号増幅器の出力電圧波形と本実施形態に係る信号増幅器の出力電圧波形の比較図である。
【０１３５】
図８の理想の信号増幅器の出力電圧波形と従来の信号増幅器の出力電圧波形を比較すると、従来の信号増幅器の出力電圧波形は、コモンモードノイズの影響を受け、理想の信号増幅器の出力電圧波形とは異なり、波形のピーク値にばらつきが見られる。
【０１３６】
一方、図９の理想の信号増幅器の出力電圧波形と本実施形態に係る信号増幅器の出力電圧波形を比較すると、本実施形態に係る信号増幅器の出力電圧波形は理想の信号増幅器の出力電圧波形とほぼ一致していることがわかる。
【０１３７】
図１０は、従来の信号増幅器と本実施形態に係る信号増幅器のゲインのＦＦＴ解析結果を示す図である。
【０１３８】
図１０に示すように、コモンモードノイズの周波数である６０Ｈｚにおいて、本実施形態に係る信号増幅器の方が４９．２ｄＢ改善されていることがわかる。このことから、本実施形態に係る信号増幅器の方が従来の信号増幅器よりも、入力端子のコモンモードノイズによる影響が小さいと言える。
【０１３９】
図１１は、従来及び本実施形態に係る信号増幅器のＣＭＲＲの比較図である。
【０１４０】
評価の際には、モンテカルロ解析を用いて、信号増幅器を構成する全ての抵抗値を最大で３０％、３σのばらつきを与え、５００回の解析を行った。その結果を図１１に示す。同図の横軸はＣＭＲＲ、縦軸は度数としたヒストグラムである。ヒストグラムから計算すると、従来の信号増幅器の平均ＣＭＲＲは９３ｄＢであるが、本実施形態に係る信号増幅器の平均ＣＭＲＲは１３８ｄＢである。したがって、本実施形態に係る信号増幅器の方が従来の信号増幅器よりも、ＣＭＲＲが全体として高く、平均で４５ｄＢ改善していることがわかる。このため、本実施形態に係る信号増幅器は抵抗値のばらつきに対して、従来の信号増幅器よりも高いＣＭＲＲを持つことが確認できる。
【０１４１】
以上のように、従来の信号増幅器では、抵抗値にばらつきがあった場合、コモンモードノイズが出力電圧に影響を与える問題があった。この問題を解決するために、本実施形態では、前段に差動差分アンプを用いた信号増幅器を発明した。発明した信号増幅器では、後段に信号が伝わる前にコモンモードノイズを除去することで、増幅器が備える抵抗器の抵抗値がばらついた場合でも高いＣＭＲＲを実現できることが確認できた。
【０１４２】
本発明は、従来手法と比較して、コスト的な増分はほとんどなく（抵抗器の数は全く同じ）、さらに、既存の信号増幅器を、本発明の信号増幅器をそのまま置き換えることができる。また、これまで、ノイズが非常に大きく、センシングを諦めていた分野においても、本発明の信号増幅器によって信号のセンシングができる。
【符号の説明】
【０１４３】
１１０  差動差分アンプ、
１２１、２２１、２７１、３２１、３２５  第１入力端子、
１２２、２２２，２７２、３２２、３３６  第２入力端子、
１２３、２２３、３２３  第３入力端子、
１２４、２２４、３２４  第４入力端子、
１３１、２３１，３３１  第１出力端子、
１３２、２３２，３３２  第２出力端子、
１４０  コモンモード参照電圧端子、
１５１、１５３  フィードバック回路、
１５２、１５４、２５２、２５４、２９２、２９４  接続線、
３５２、３５４、３５６、３５８  接続線、
２００、３００  信号増幅器、
２５０  前置増幅器、
２６０、３１０、３１２、３１４  オペアンプ、
２８１、３３３  出力端子、
２９０  増幅器、
２０２、２０４、３０２、３０４  コモンモードノイズ、
Ｒ１  第１抵抗器、
Ｒ２  第２抵抗器、
Ｒ３  第３抵抗器、
Ｒ４  第４抵抗器、
Ｒ５  第５抵抗器、
Ｒ６  第６抵抗器、
ＲＧ  可変抵抗器、
Ｇ  グランド。
【図１】
2017017557.tif 000035
【図２】
2017017557.tif 000036
【図３】
2017017557.tif 000037
【図４】
2017017557.tif 000038
【図５】
2017017557.tif 000039
【図６】
2017017557.tif 000040
【図７】
2017017557.tif 000041
【図８】
2017017557.tif 000042
【図９】
2017017557.tif 000043
【図１０】
2017017557.tif 000044
【図１１】
2017017557.tif 000045