(57)【要約】【課題】ロバスト性を向上できる回転機駆動装置の制御装置を提供する。【解決手段】コンバータはＮ相交流電圧を全波整流する。コンデンサは、Ｎ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍で脈動する直流電圧を支持する。インバータは直流電圧を交流電圧へと変換し、交流電圧を回転機へと出力する。指令補正部は、回転機を流れる交流電流についての指令値ｉｑ**を補正して補正後指令値ｉｑ*を生成する。制御信号生成部は補正後指令値ｉｑ*に基づいてインバータへの制御信号を生成する。指令補正部は回転機の回転に応じて回転する回転座標系の回転速度ωと、回転座標系における第２軸電流ｉｄと、Ｎ相交流電圧の電源位相θとに基づいて、交流電圧の大きさを直流電圧に一致させるための、回転座標系における第１軸電流の電流波形を求め、第１軸電流が電流波形と同じ周期かつ同じ位相で周期的に変動するように、電流波形に基づく補正を指令値ｉｑ**に対して行う。【選択図】図８
2017017918.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｎ（Ｎは自然数）相交流電圧を全波整流して、第１直流線(LH)と第２直流線(LL)との間に整流電圧を出力するコンバータ(2)と、
前記第１直流線と前記第２直流線との間に接続され、前記Ｎ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍で脈動する直流電圧(Vdc)を支持するコンデンサ(C1)と、
制御信号に基づいて前記直流電圧を交流電圧へと変換し、前記交流電圧を回転機(4)へと出力して前記回転機へと交流電流を流すインバータ(3)と
を備える回転機駆動装置を制御する装置(5)であって、
前記交流電流の指令値を生成する指令生成部(511)と、
前記指令値を補正して補正後指令値を生成する指令補正部(512)と、
前記補正後指令値に基づいて、前記制御信号を生成する制御信号生成部(52)と
を備え、
互いに異なる第１軸および第２軸を含み前記回転機の回転に応じて回転する回転座標系において、前記交流電流の、前記第１軸および前記第２軸の成分をそれぞれ第１軸電流(iq)および第２軸電流(id)と定義すると、
前記指令補正部は、
前記回転座標系の回転速度(ω)と前記第２軸電流と前記Ｎ相交流電圧の電源位相と前記回転機の機器定数に基づいて、前記交流電圧の大きさを前記直流電圧に一致させるための前記第１軸電流の電流波形を求め、
前記第１軸電流が前記電流波形と同じ周期かつ同じ位相で周期的に変動するように、前記電流波形に基づく補正を前記指令値に対して行う、回転機駆動装置の制御装置。
【請求項２】
前記指令補正部(512)は、前記交流電圧の大きさの平均値が前記直流電圧(Vdc)の最小値よりも大きいときに、前記補正を行う、請求項１に記載の回転機駆動装置の制御装置。
【請求項３】
前記指令生成部(511)は、前記第１軸電流についての第１軸電流指令値を前記指令値として生成し、
前記指令補正部(512)は、前記電流波形の最小値以上で、かつ前記電流波形の最大値以下の値で前記電流波形を正規化して得られる正規化波形(Ｗｑ)を、前記第１軸電流指令値に乗算して、前記補正を行う、請求項１または請求項２に記載の回転機駆動装置の制御装置。
【請求項４】
前記指令補正部は、前記電流波形の平均値で正規化して前記正規化波形を求める、請求項３に記載の回転機駆動装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、回転機駆動装置の制御装置に関し、特に、電源周波数に応じて脈動する直流電圧を、交流電圧に変換する技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、回転機制御装置が記載されている。この回転機制御装置は、単相のダイオードブリッジ整流回路と、静電容量が小さいコンデンサと、三相インバータとを備えている。ダイオードブリッジ整流回路は単相交流電源からの交流電圧を整流する。コンデンサはダイオードブリッジ整流回路の出力端子間に接続されている。このコンデンサの静電容量は小さいので、その平滑機能は小さい。よって、コンデンサが支持する直流電圧は電源周波数の２倍の周波数で脈動する。三相インバータはこの直流電圧を三相交流電圧へと変換し、当該三相交流電圧を回転機へと出力する。
【０００３】
三相インバータは制御マイコンによって制御される。制御マイコンは三相インバータを制御することで、回転機を流れる電流を制御する。特許文献１では、回転機の回転子に同期するｄ−ｑ軸回転座標系を導入して、次のように電流を制御する。即ち、当該電流のｄ軸成分（ｄ軸電流）を略一定に保持し、当該電流のｑ軸成分（ｑ軸電流）を、電源周波数の２倍の周波数で脈動させている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第４７１８０４１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
回転機の駆動において、外乱に対する制御の安定性（ロバスト性）を向上することが望まれていた。
【０００６】
そこで本願は、ロバスト性を向上できる回転機駆動装置の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
本発明にかかる回転機駆動装置の制御装置の第１の態様は、Ｎ（Ｎは自然数）相交流電圧を全波整流して、第１直流線(LH)と第２直流線(LL)との間に整流電圧を出力するコンバータ(2)と、前記第１直流線と前記第２直流線との間に接続され、前記Ｎ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍で脈動する直流電圧(Vdc)を支持するコンデンサ(C1)と、制御信号に基づいて前記直流電圧を交流電圧へと変換し、前記交流電圧を回転機(4)へと出力して前記回転機へと交流電流を流すインバータ(3)とを備える回転機駆動装置を制御する装置(5)であって、前記交流電流の指令値を生成する指令生成部(511)と、前記指令値を補正して補正後指令値を生成する指令補正部(512)と、前記補正後指令値に基づいて、前記制御信号を生成する制御信号生成部(52)とを備え、互いに異なる第１軸および第２軸を含み前記回転機の回転に応じて回転する回転座標系において、前記交流電流の、前記第１軸および前記第２軸の成分をそれぞれ第１軸電流(iq)および第２軸電流(id)と定義すると、前記指令補正部は、前記回転座標系の回転速度(ω)と前記第２軸電流と前記Ｎ相交流電圧の電源位相と前記回転機の機器定数に基づいて、前記交流電圧の大きさを前記直流電圧に一致させるための前記第１軸電流の電流波形を求め、前記第１軸電流が前記電流波形と同じ周期かつ同じ位相で周期的に変動するように、前記電流波形に基づく補正を前記指令値に対して行う。
【０００８】
本発明にかかる回転機駆動装置の制御装置の第２の態様は、第１の態様にかかる回転機駆動装置の制御装置であって、前記指令補正部(512)は、前記交流電圧の大きさの平均値が前記直流電圧(Vdc)の最小値よりも大きいときに、前記補正を行う。
【０００９】
本発明にかかる回転機駆動装置の制御装置の第３の態様は、第１または請求項第２の態様にかかる回転機駆動装置の制御装置であって、前記指令生成部(511)は、前記第１軸電流についての第１軸電流指令値を前記指令値として生成し、前記指令補正部(512)は、前記電流波形の最小値以上で、かつ前記電流波形の最大値以下の値で前記電流波形を正規化して得られる正規化波形(Ｗｑ)を、前記第１軸電流指令値に乗算して、前記補正を行う。
【００１０】
本発明にかかる回転機駆動装置の制御装置の第４の態様は、第３の態様にかかる回転機駆動装置の制御装置であって、前記指令補正部は、前記電流波形の平均値で正規化して前記正規化波形を求める。
【発明の効果】
【００１１】
本発明にかかる回転機駆動装置の制御装置の第１の態様によれば、外乱などによって、回転速度、第２軸電流および直流電圧のいずれかが変化しても、これに応じた脈動波形が算出されて、その脈動波形に基づいて指令値が補正される。よってロバスト性を向上することができる。
【００１２】
本発明にかかる回転機駆動装置の制御装置の第２の態様によれば、電圧利用率を向上することができる。
【００１３】
本発明にかかる回転機駆動装置の制御装置の第３の態様によれば、応答性を向上できる。
【００１４】
本発明にかかる回転機駆動装置の制御装置の第４の態様によれば、補正前指令値の平均値と、補正後指令値の平均値が等しくなる。よって応答性を最も向上できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】回転機駆動装置の構成の一例を概略的に示す図である。
【図２】直流電圧の一例を概略的に示す図である。
【図３】インバータの内部構成の一例を概略的に示す図である。
【図４】直流電圧および出力交流電圧の大きさの一例を概略的に示す図である。
【図５】ｑ軸電流の一例を概略的に示す図である。
【図６】正規化電流波形の一例を概略的に示す図である。
【図７】制御装置の内部構成の一例を概略的に示す図である。
【図８】ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の一例を概略的に示す図である。
【図９】電流指令値を生成する動作の一例を示すフローチャートである。
【図１０】指令補正部の内部構成の一例を概略的に示す図である。
【図１１】本制御による電気諸量の一例を概略的に示す図である。
【図１２】比較制御による電気諸量の一例を概略的に示す図である。
【図１３】出力交流電圧の大きさの最大値と回転速度との関係の一例を概略的に示す図である。
【図１４】出力交流電流の大きさの最大値と回転速度との関係の一例を概略的に示す図である。
【図１５】電力と回転速度との関係の一例を概略的に示す図である。
【図１６】入力電流の高調波成分の一例を示す図である。
【図１７】ｑ軸電流指令値の一例を概略的に示す図である。
【図１８】正規化電流波形の一例を概略的に示す図である。
【図１９】ｑ軸電流指令値の一例を概略的に示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１６】
＜電力変換装置の構成＞
図１は回転機駆動装置の構成の一例を概略的に示している。回転機駆動装置はコンバータ２とコンデンサＣ１とインバータ３とを備えている。
【００１７】
コンバータ２は、交流電源１から入力されるＮ（Ｎは自然数）相交流電圧を全波整流して整流電圧に変換し、この整流電圧を直流線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。コンバータ２は例えばダイオード整流回路である。なおコンバータ２は、ダイオード整流回路に限らず、交流電圧を直流電圧に変換する他のＡＣ−ＤＣコンバータであってもよい。例えばサイリスタブリッジ整流回路またはＰＷＭ（Pulse-Width-Modulation：パルス幅変調）方式のＡＣ−ＤＣコンバータを、コンバータ２として採用することができる。
【００１８】
また図１の例示では、コンバータ２には三相交流電圧が入力される。ただしコンバータ２に入力される交流電圧の相数、即ちコンバータ２の相数は三相に限らず適宜に設定されればよい。
【００１９】
コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの間に設けられている。コンデンサＣ１は例えばフィルムコンデンサである。このようなコンデンサＣ１は電解コンデンサに比べて安価である。一方で、このようなコンデンサＣ１の静電容量は電解コンデンサの静電容量に比べて小さく、コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃを十分に平滑しない。言い換えれば、コンデンサＣ１はコンバータ２が整流した整流電圧の脈動を許容する。例えば全波整流を用いれば、直流電圧ＶｄｃはＮ相交流電圧の周波数（以下、電源周波数とも呼ぶ）の２Ｎ倍の周波数で脈動する。図１の例示では、コンバータ２は三相交流電圧を全波整流するので、直流電圧Ｖｄｃは三相交流電圧の周波数の６倍の周波数で脈動することとなる。
【００２０】
図２は、直流電圧Ｖｄｃの一例を概略的に示す図である。図２の例示では、コンバータ２に入力されるＮ相交流電圧の電源位相θを横軸に採用し、直流電圧Ｖｄｃを縦軸に採用している。また図２の例示では、直流電圧Ｖｄｃを、その最大値で正規化して示している。図２に示すように、直流電圧Ｖｄｃは電源周波数の６倍の周波数で脈動している。
【００２１】
図１に例示するように、直流リンク（直流線ＬＨ，ＬＬ）にはリアクトルＬ１が設けられていてもよい。リアクトルＬ１はコンデンサＣ１と共にＬＣフィルタを形成する。例えばリアクトルＬ１はコンデンサＣ１よりもコンバータ２側において、直流線ＬＨまたは直流線ＬＬの上（図１の例示では直流線ＬＨの上）に設けられている。かかるＬＣフィルタは、例えばインバータ３のスイッチングに起因して生じる電流の高調波を低減する。
【００２２】
インバータ３には、直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃ（言い換えれば、コンデンサＣ１が支持する直流電圧）が入力される。インバータ３は、制御装置５からの制御信号Ｓに基づいて動作して、この直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。インバータ３は当該交流電圧を回転機（例えば電動機）４へと出力して、交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを回転機４へと流す。以下では、インバータ３が出力する交流電圧および交流電流を、それぞれ出力交流電圧および出力交流電流とも呼ぶ。なおここでは、電動機は回生動作においては発電機の挙動を示すことから、「回転機」の用語を採用した。回転機４は同期機であってもよく、誘導機であってもよい。
【００２３】
図３はインバータ３の内部構成の一例を概略的に示す図である。例えばインバータ３は直流線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続される一対のスイッチング部を、三相分有している。図３の例示では、一対のスイッチング部Ｓｕｐ，Ｓｕｎが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｖｐ，Ｓｖｎが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｗｐ，Ｓｗｎが互いに直列に接続される。そして各相の一対のスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（ｘはｕ，ｖ，ｗを代表する、以下同様）の間の接続点が出力線Ｐｘを介して回転機４に接続される。これらのスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎが適切な制御信号Ｓに基づいて導通／非導通することで、インバータ３は直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換してこれを回転機４へと出力する。
【００２４】
回転機４は三相の回転機が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、インバータ３は三相のインバータに限らない。
【００２５】
回転機４は界磁４１と電機子４２とを備えている。界磁４１は、電機子４２へと鎖交磁束を供給する。例えば界磁４１は永久磁石を有しており、この永久磁石によって鎖交磁束が供給される。電機子４２は電機子巻線を有しており、電機子巻線にはインバータ３からの交流電流が流れる。これにより電機子４２は界磁４１へと回転磁界を印加する。界磁４１はこの回転磁界に応じて、電機子４２に対して相対的に回転することとなる。
【００２６】
＜インバータの制御の概要＞
図３のインバータ３は直流電圧Ｖｄｃよりも大きな出力交流電圧を出力できない。つまり図２の直流電圧Ｖｄｃを超える出力交流電圧を出力することができない。したがって、従来のように、略一定の大きさ（振幅に相当）Ｖｍで出力交流電圧を出力する制御を採用する場合には、大きさＶｍの最大値は直流電圧Ｖｄｃの最小値となる。言い換えれば、大きさＶｍは直流電圧Ｖｄｃの最小値に制限される。図２の例示では、略一定の大きさＶｍも示されており、この大きさＶｍは直流電圧Ｖｄｃの最小値よりも小さい。
【００２７】
この点について電圧利用率（＝大きさＶｍ／直流電圧Ｖｄｃ）という観点で説明する。電圧利用率とは、直流電圧Ｖｄｃをどの程度まで利用しているかを示す値である。上述のように大きさＶｍを略一定に維持する制御では、大きさＶｍは最大でも直流電圧Ｖｄｃの最小値である。よってこの制御では、電圧利用率の最大値は１よりも小さい。
【００２８】
なお、この電圧利用率は常に高いことが要求される訳ではない。例えば回転機４が回転するときの電気角の角速度（以下「回転速度」と称す）ωが低いことにより、出力交流電圧の大きさＶｍが小さくてよい場合がある。この場合には、電圧利用率は低い。
【００２９】
しかるに、電圧利用率の最大値は高い方が好ましい。なぜなら、電圧利用率の最大値が高いということは、より高い出力交流電圧を出力できることを意味し、ひいてはより高い回転速度ωで回転機４を回転させることができるからである。
【００３０】
そこで、電圧利用率の最大値を高める制御、言い換えれば、直流電圧Ｖｄｃの最小値よりも大きい出力交流電圧を出力できる制御を採用する。この制御では、大きさＶｍを直流電圧Ｖｄｃの脈動に応じて脈動させることで、直流電圧Ｖｄｃの最小値よりも大きい出力交流電圧を出力する。図４は、直流電圧Ｖｄｃと略同じ周波数かつ略同じ位相で脈動する大きさＶｍの波形の一例が概略的に示されている。図４の例示では、大きさＶｍの最大値は直流電圧Ｖｄｃの最小値よりも高く、大きさＶｍの平均値は直流電圧Ｖｄｃの最小値よりも高い。よって、電圧利用率を向上することができる。
【００３１】
このように周期的に変動する大きさＶｍで出力交流電圧を出力すべく、まず、回転機４を流れる出力交流電流について考察する。本実施の形態では、後に述べるように、この出力交流電流を制御することで、上述の出力交流電圧を出力することを企図しているからである。
【００３２】
まず、回転座標系を導入する。回転座標系は、互いに異なる第１軸および第２軸を有しており、回転機４の回転に応じて回転する。例えば第１軸は、界磁４１による電機子４２への鎖交磁束と同相に設定されてもよい。この第１軸はｄ軸とも呼ばれる。ｄ軸が、界磁４１による鎖交磁束に沿うことから、この回転座標系は回転機４に同期して回転することとなる。なお第２軸としては、電気角において、第１軸に対して直交する軸を採用することができる。第１軸としてｄ軸を採用する場合には、第２軸はｑ軸とも呼ばれる。また、この回転座標系はｄ−ｑ軸回転座標系とも呼ばれる。
【００３３】
以下では、一例としてｄ−ｑ軸回転座標系を用いて説明を行う。また以下では、回転機４に出力される出力交流電圧のｄ軸成分およびｑ軸成分をそれぞれｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑと呼び、回転機４を流れる出力交流電流のｄ軸成分およびｑ軸成分をそれぞれｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑと呼ぶ。
【００３４】
電源位相θが−π／６よりも大きく、π／６よりも小さい範囲では、直流電圧Ｖｄｃは以下の式で表される（図２も参照）。
【００３５】
Ｖｄｃ＝√２・Ｖｓ・ｃｏｓθ      ・・・（１）。
【００３６】
ここで、Ｖｓは交流電源１が出力するＮ相交流電圧の振幅（線間電圧の振幅）の実効値である。振幅Ｖｓは例えば予め設定されて、記憶部等に記憶されていてもよく、あるいは検出されてもよい。電源位相θは電源位相検出部８（図１）によって検出される。電源位相検出部８は、例えばＮ相交流電圧のゼロクロスを検出し、その検出タイミングからの経過時間に基づいて電源位相θを算出する。
【００３７】
一方で、インバータ３が出力する出力交流電圧の大きさＶｍは以下の式で表される。
【００３８】
Ｖｍ＝√２・√（Ｖｄ＾２＋Ｖｑ＾２）      ・・・（２）。
【００３９】
ここで、Ｘ＾Ｙは、底をＸとし指数をＹとした累乗を示す。
【００４０】
回転機４の電圧方程式に鑑みると、定常状態においてはｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑは以下の式で表される。
【００４１】
Ｖｄ＝Ｒａ・ｉｑ＋ω・Ｌｄ・ｉｄ＋ω・φａ      ・・・（３）
Ｖｑ＝Ｒａ・ｉｄ−ω・Ｌｑ・ｉｑ      ・・・（４）。
【００４２】
ここで、Ｒａは電機子４２の電機子巻線の抵抗成分であり、Ｌｄ，Ｌｑはそれぞれ電機子巻線のｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスであり、φａは界磁４１による電機子４２への鎖交磁束である。これらの抵抗成分Ｒａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑおよび鎖交磁束φａは、回転機４の機器定数であり、例えば予め設定されて記憶部等に記憶されてもよく、あるいは検出されてもよい。
【００４３】
大きさＶｍが直流電圧Ｖｄｃと略同じ周波数かつ略同じ位相で脈動する状況の一例として、大きさＶｍと直流電圧Ｖｄｃとが一致する状況を考える。つまり、Ｖｄｃ＝Ｖｍが成立する状況を考える。このとき、｛式（１）の右辺＝式（２）の右辺｝が成立する。この式に式（３）および式（４）を代入してｑ軸電流ｉｑについて整理すると、以下の式が導かれる。
【００４４】
{Ra^2+(ω・Lq)^2}・iq^2+2・Ra・ω・(Ld・id+φa-id・Lq)・iq+(ω・Ld・id)^2＋(ω・φa)^2+2・ω^2・Ld・id・φa＋(Ra・id)^2-Vs^2・{cos(θ)}^2＝0      ・・・（５）。
【００４５】
ｑ軸電流ｉｑが正であることに注意して、式（５）に基づいてｑ軸電流ｉｑを求めると、以下の式が導かれる。
【００４６】
ｉｑ＝｛−ｂ+√（ｂ＾２−ａ・ｃ）｝／ａ      ・・・（６）。
【００４７】
ここで、ａ，ｂ，ｃはそれぞれ、式（５）のｑ軸電流ｉｑの２乗の係数、ｑ軸電流ｉｑの係数および定数項を示す。
【００４８】
このｑ軸電流ｉｑも図５で例示するように、Ｎ（ここでは３）相交流電圧の周波数の２Ｎ倍の周波数で脈動することとなる。
【００４９】
ｑ軸電流ｉｑが式（６）で示される電流波形を採るようにインバータ３を制御すれば、出力交流電圧の大きさＶｍは直流電圧Ｖｄｃに一致し、以て電圧利用率は最大値（＝１）を採ることとなる。つまり、式（６）で示される電流波形は、出力交流電圧の大きさＶｍを直流電圧Ｖｄｃに一致させるための波形である。
【００５０】
かかる制御は、回転機４を流れる出力交流電流についての指令値を導入することで実現できる。例えば、ｄ軸電流指令値ｉｄ*とｑ軸電流指令値ｉｑ*とを導入する。そして、ｑ軸電流指令値ｉｑ*として式（６）を採用すれば、ｑ軸電流ｉｑは式（６）で示される電流波形を採るように制御されることとなる。
【００５１】
しかしながら、既に述べたように、電圧利用率は常に１を採る必要はなく、要するに、直流電圧Ｖｄｃの最小値を超える大きさＶｍで出力交流電圧を出力できればよい。そのためには、大きさＶｍを直流電圧Ｖｄｃと一致させる必要はなく、図４に示すように、直流電圧Ｖｄｃと略同じ周波数かつ略同じ位相で脈動させればよいのである。
【００５２】
そして(i)従来では、定常状態においてｑ軸電流ｉｑを略一定に制御して、略一定の大きさＶｍの出力交流電圧を出力すること、(ii)上述のように、ｑ軸電流ｉｑが式（６）を採用すれば、大きさＶｍが直流電圧Ｖｄｃに一致すること、に鑑みると、ｑ軸電流ｉｑを式（６）の電流波形と略同じ周波数かつ略同じ位相で脈動させれば、大きさＶｍも直流電圧Ｖｄｃと略同じ周波数かつ略同じ位相で脈動させることができる。
【００５３】
そこで、本実施の形態では、ｑ軸電流ｉｑが式（６）の電流波形と略同じ周波数かつ略同じ位相で脈動するように、当該電流波形に基づく補正を、補正前のｑ軸電流指令値ｉｑ**に対して行うのである。補正前のｑ軸電流指令値ｉｑ**は、回転機４の負荷に応じて決定される指令値であって、定常状態において理想的には略一定となる。このｑ軸電流指令値ｉｑ**については後に詳述する。
【００５４】
まず、式（６）の電流波形を正規化した正規化波形を求める。ここでは一例として、ｑ軸電流ｉｑの最大値Ｉｑ＿ｐで電流波形を正規化する。式（６）に鑑みて、（ａ・ｃ）で示される値が最小となるときに、ｑ軸電流ｉｑは最大値Ｉｑ＿ｐを採る。つまり、電源位相θが０度のときに、ｑ軸電流ｉｑは最大値Ｉｑ＿ｐを採る。よって、この最大値ｉｑ＿ｐは以下の式で示される。
【００５５】
ｉｑ＿ｐ＝｛−ｂ+√（ｂ＾２−ａ・ｃ’）｝／ａ      ・・・（７）。
【００５６】
ここで、ｃ’は電源位相θが０度であるときのｃであり、具体的には以下の式で表される。
【００５７】
c’＝(ω・Ld・id)^2＋(ω・φa)^2+2・ω^2・Ld・id・φa＋(Ra・id)^2-Vs^2・・・（８）。
【００５８】
正規化波形Ｗｑは以下の式で表される。
【００５９】
Ｗｑ＝ｉｑ／ｉｑ＿ｐ
＝｛-ｂ+√(ｂ^２-ａ・ｃ)｝／｛-ｂ+√(ｂ^２-ａ・ｃ’）｝    ・・・（９）。
【００６０】
図６は正規化波形Ｗｑの一例を概略的に示す図である。この例では、正規化波形Ｗｑの最大値は１である。そして、この正規化波形Ｗｑを、補正前のｑ軸電流指令値ｉｑ**に乗算して、補正後のｑ軸電流指令値ｉｑ*を生成する。ｑ軸電流指令値ｉｑ*は以下の式で表される。
【００６１】
ｉｑ*=Ｗｑ・ｉｑ**    ・・・（１０）。
【００６２】
このｑ軸電流指令値ｉｑ*の採用により、ｑ軸電流ｉｑを電流波形（図５）と略同じ周波数かつ略同じ位相で脈動させることができる。ひいては、大きさＶｍを直流電圧Ｖｄｃと略同じ周波数かつ略同じ位相で脈動させることができる（図４）。よって、電圧利用率の最大値を向上することができる。
【００６３】
しかも、正規化波形Ｗｑには、電源位相θ、回転機４の回転速度ω、および、ｄ軸電流ｉｄが変数として含まれる。よって、これらを変動させる外乱等が生じたとしても、その外乱に応じた正規化波形Ｗｑが生成される。よって外乱に対するロバスト性を向上することができるのである。
【００６４】
なお実際の制御では、ｑ軸電流指令値ｉｑ*のみならず、ｄ軸電流指令値ｉｄ*も算出され、これらのｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*に基づいてインバータ３を制御する。以下では、かかる制御を行う制御装置５の具体例について説明する。
【００６５】
＜制御装置の詳細＞
図１を参照して、制御装置５はインバータ３へと制御信号Ｓを出力する。図７は制御装置５の内部構成の一例を概略的に示す図である。
【００６６】
制御装置５は電流指令生成部５１と制御信号生成部５２と電流位相指令生成部５３とを備えている。
【００６７】
またここでは、制御装置５はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。
【００６８】
なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御装置５はこれに限らず、制御装置５によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００６９】
電流指令生成部５１は、回転機４を流れる出力交流電流の電流指令値を生成する。ここでは、ｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*を生成し、これらを制御信号生成部５２へと出力する。
【００７０】
電流指令生成部５１は補正前指令生成部５１１と指令補正部５１２とを備えている。補正前指令生成部５１１は、回転機４を流れる出力交流電流の補正前の電流指令値を生成する。例えばｑ軸電流ｉｑについてのｑ軸電流指令値ｉｑ**を生成する。図７の例示では、補正前指令生成部５１１は速度指令生成部５１ａと、偏差算出部５１ｂと比例積分制御部５１ｃとを備えている。
【００７１】
速度指令生成部５１ａは、回転機４の回転速度ωについての回転速度指令値ω*を生成する。例えば速度指令生成部５１ａは、補正前の回転速度指令値ω**と、電流位相指令値β*と、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの少なくとも一方とを受け取る。電流位相指令値β*は電流位相βについての指令値であり、電流位相βは出力交流電流のｄ−ｑ軸回転座標系における位相（例えばｑ軸に対する位相）である。
【００７２】
速度指令生成部５１ａは、電流位相指令値β*と、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの少なくともいずれか一方とを用いた補正を回転速度指令値ω**に対して行って、回転速度指令値ω*を生成する。回転速度指令値ω**は例えば外部のＣＰＵなどから与えられ、電流位相指令値β*は電流位相指令生成部５３から与えられる。
【００７３】
ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑは、三相／二相座標変換部５４２から出力される。この三相／二相座標変換部５４２は例えば制御装置５に備わっている。三相／二相変換部５４２には、回転機４を流れる出力交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、回転機４の回転速度ωとが入力される。三相／二相座標変換部５は、回転速度ωに基づいて、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに対して座標変換を行って、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する。
【００７４】
出力交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、例えば、直流電流Ｉｄｃに基づいて検出される。図１の例示では、電流検出部６は、コンデンサＣ１よりもインバータ３側において、直流リンクを流れる直流電流Ｉｄｃを検出する。例えば電流検出部６はコンデンサＣ１よりもインバータ３側において直流線ＬＬに設けられている。直流電流Ｉｄｃおよびインバータ３への制御信号Ｓが三相検出部５４１へと入力される。三相検出部５４１は例えば制御装置５に備わっている。この三相検出部５４１は、インバータ３のスイッチングパターンに基づいて、この直流電流Ｉｄｃを、回転機４を流れる出力交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの一つに対応させる。つまり、直流電流Ｉｄｃを交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの当該一つとして検出する。スイッチングパターンは時間と共に変化するので、直流電流Ｉｄｃに基づいて交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出することができる。なお、交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの和が理想的に零であることに鑑みて、二相の交流電流から残りの一相の交流電流を算出してもよい。このような電流検出は１シャント方式の電流検出とも呼ばれる。
【００７５】
偏差算出部５１ｂには、回転速度指令値ω*と回転速度ωとが入力される。回転機４の回転速度ωは例えば回転速度検出部（不図示）によって検出される。なお、回転速度ωは交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて公知の手法により算出しても構わない。この場合、回転速度ωは制御装置５へと入力されない。偏差算出部５１ｂは回転速度指令値ω*から回転速度ωを減算して偏差Δωを生成し、これを比例積分制御部５１ｃへと出力する。
【００７６】
比例積分制御部５１ｃは偏差Δωに対して比例積分制御を行って、補正前のｑ軸電流指令値ｉｑ**を生成する。なお比例積分制御部５１ｃは、比例制御および積分制御の少なくともいずれか一方のゲインを、ｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*の少なくともいずれか一方に基づいて決定してもよい。
【００７７】
なお図７の例示では、回転速度ωの偏差Δωに対して比例積分制御を行うので、比例積分制御部５１ｃの出力はトルク指令値とみなすこともできる。
【００７８】
指令補正部５１２は、大きさＶｍと直流電圧Ｖｄｃとを互いに一致させるためのｑ軸電流ｉｑの電流波形を、例えば回転速度ω、ｄ軸電流ｉｄおよび電源位相θに基づいて算出する。そして、この電流波形に基づいて補正前の電流指令値（ここではｑ軸電流指令値ｉｑ**）に対して補正を行って、補正後の指令値（ここではｑ軸電流指令値ｉｑ*）を生成する。具体的には、ｑ軸電流指令値ｉｑ**に対して正規化波形Ｗｑを乗算して、ｑ軸電流指令値ｉｑ*を生成する。図７の例示では、生成したｑ軸電流指令値ｉｑ*はリミッタ５１４へと入力される。
【００７９】
図７の例示では、電流指令生成部５１には、ｄ軸電流指令生成部５１３も設けられている。例えば、ｄ軸電流指令生成部５１３には、ｑ軸電流指令値ｉｑ*の最大値ｉｑ*＿ｐが指令補正部５１２から入力される。なお、式（９）で示される正規化波形Ｗｑは、図６にも示すように、その最大値で１を採るので、ｑ軸電流指令値ｉｑ*の最大値ｉｑ*＿ｐは補正前のｑ軸電流指令値ｉｑ**に一致する。よって、この例では、指令補正部５１２はｑ軸電流指令値ｉｑ**を最大値ｉｑ*＿ｐとして出力すればよい。
【００８０】
このｄ軸電流指令生成部５１３には、電流位相指令生成部５３から電流位相指令値β*も入力される。ｄ軸電流指令生成部５１３は例えば以下の式を用いて、ｄ軸電流指令値ｉｄ*を生成する。
【００８１】
ｉｄ*＝−ｉｑ*＿ｐ・ｔａｎβ*  ・・・（１１）。
【００８２】
図８はｄ軸電流指令値ｉｄ*とｑ軸電流指令値ｉｑ*の一例を示す図である。ｑ軸電流指令値ｉｑ*は電流波形（図５）と略同じ周波数かつ略同じ位相で周期的に変動する。ｄ軸電流指令値ｉｄ*は定常状態では略一定値を採る。なお、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*の算出において、必ずしも最大値ｉｑ*＿ｐを採用しなくてもよい。例えば式（１１）において、最大値ｉｑ*＿ｐの替わりに、ｑ軸電流指令値ｉｑ*の平均値、または、最小値などを採用してもよい。
【００８３】
図７の例示では、電流指令生成部５１には、リミッタ５１４も設けられている。リミッタ５１４には、ｄ軸電流指令生成部５１３からｄ軸電流指令値ｉｄ*が入力され、また指令補正部５１２からｑ軸電流指令値ｉｑ*が入力される。リミッタ５１４は、ｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*がそれぞれ上限値よりも大きいときに、それぞれを上限値に制限して、制御信号生成部５２へと出力する。なおリミッタ５１４は設けられていなくても構わない。
【００８４】
図９は電流指令生成部５１の動作の一例を示すフローチャートである。図９の例示では、ステップＳＴ１にて、指令補正部５１２には、電源位相θと、電流位相指令値β*と、回転速度ω（あるいは回転速度指令値ω*）と、補正前のｑ軸電流指令値ｉｑ**と、回転機４の機器定数（抵抗成分Ｒａ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑおよび鎖交磁束φａ）とが入力される。
【００８５】
なお式（１１）の例では、ｄ軸電流指令値ｉｄ*は（−ｉｑ**・ｔａｎβ*）で表すことができる。よって、正規化波形Ｗｑの算出に用いられるｄ軸電流ｉｄを、（−ｉｑ**・ｔａｎβ*）で代用することができる。したがって、ｑ軸電流指令値ｉｑ*を、上述のパラメータに基づいて式（１０）を用いて算出することができる。ステップＳＴ２にて、指令補正部５１２は、式（１０）を用いてｑ軸電流指令値ｉｑ*を生成する。
【００８６】
次に、ステップＳＴ３にて、ｄ軸電流指令生成部５１３は式（１１）を用いてｄ軸電流指令値ｉｄ*を生成する。
【００８７】
制御信号生成部５２はｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*に基づいて、制御信号Ｓを生成する。より具体的には、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑがそれぞれｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*に近づくように、制御信号Ｓを生成する。
【００８８】
例えば制御信号生成部５２は、電圧指令生成部５２１と、大きさ位相演算部５２２と、変調率演算部５２３と、スイッチング変調部５２４とを備えている。
【００８９】
電圧指令生成部５２１は、ｄ軸電流指令値ｉｄ*およびｑ軸電流指令値ｉｑ*に基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*を生成する。ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*はそれぞれｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑについての指令値である。
【００９０】
電圧指令生成部５２１は、例えば偏差生成部５２ａ，５２ｂと、比例積分制御部５２ｃ，５２ｄと、演算部５２ｅ〜５２ｈと、リミッタ５２ｉとを備えている。リミッタ５２ｉには、検出されたｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとが入力される。リミッタ５２ｉは、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑがそれぞれ上限値を超えているときに、その値を上限値に制限して出力する。
【００９１】
偏差生成部５２ａには、ｄ軸電流指令値ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄとが入力される。偏差生成部５２ａはｄ軸電流指令値ｉｄ*からｄ軸電流ｉｄを減算し、その偏差Δｉｄを比例積分制御部５２ｃへと出力する。
【００９２】
偏差生成部５２ｂには、ｑ軸電流指令値ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとが入力される。偏差生成部５２ｂはｑ軸電流指令値ｉｑ*からｑ軸電流ｉｑを減算し、その偏差Δｉｑを比例積分制御部５２ｄへと出力する。
【００９３】
比例積分制御部５２ｃは偏差Δｉｄに対して比例積分制御を行って、その結果を演算部５２ｇへと出力する。
【００９４】
比例積分制御部５２ｄは偏差Δｉｑに対して比例積分制御を行って、その結果を演算部５２ｈへと出力する。
【００９５】
演算部５２ｅには、ｑ軸電流ｉｑと回転機４の回転速度指令値ω*とｑ軸インダクタンスＬｑとが入力される。演算部５２ｅは、回転速度指令値ω*とｑ軸インダクタンスＬｑとｑ軸電流ｉｑとの積（ω*・Ｌｑ・ｉｑ）を、演算部５２ｇへと出力する。
【００９６】
演算部５２ｇは、比例積分制御部５２ｃの出力から演算部５２ｅの出力を減算し、その結果をｄ軸電圧指令値Ｖｄ*として大きさ位相演算部５２２へと出力する。
【００９７】
演算部５２ｆには、ｄ軸電流ｉｄと回転速度指令値ω*とｄ軸インダクタンスＬｄと鎖交磁束φａとが入力される。演算部５２ｆは、回転速度指令値ω*とｄ軸インダクタンスＬｄとｄ軸電流ｉｄとの積、および、鎖交磁束φａと回転速度指令値ω*との積を加算して、その結果（ω*・Ｌｄ・ｉｄ＋φａ・ω*）を、演算部５２ｈへと出力する。
【００９８】
演算部５２ｈは、比例積分制御部５２ｄの出力と、演算部５２ｆの出力とを加算して、その結果をｑ軸電圧指令値Ｖｑ*として大きさ位相演算部５２２へと出力する。
【００９９】
大きさ位相演算部５２２はｄ軸電圧指令値Ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ*に基づいて、出力交流電圧の大きさＶｍと、ｄ−ｑ軸回転座標系における電圧位相とを算出する。大きさＶｍは式（２）に基づいて算出される。電圧位相は、例えば、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*をｑ軸電圧指令値Ｖｑ*で除算した値の逆正接値として算出される。大きさＶｍは変調率演算部５２３へと出力され、電圧位相はスイッチング変調部５２４へと出力される。
【０１００】
変調率演算部５２３には、コンデンサＣ１が支持する直流電圧Ｖｄｃも入力される。この直流電圧Ｖｄｃは、図１を参照して、電圧検出部７によって検出される。変調率演算部５２３は大きさＶｍから直流電圧Ｖｄｃを除算して振幅変調率ｋを算出し、この振幅変調率ｋをスイッチング変調部５２４へと出力する。なお振幅変調率ｋと電圧利用率とは、その数式において同じである。
【０１０１】
スイッチング変調部５２４は、振幅変調率ｋと電圧位相とに基づいて、インバータ３を制御する制御信号Ｓを生成し、この制御信号Ｓをインバータ３へと出力する。例えば振幅変調率ｋと電圧位相とに基づいて三相の電圧指令値を生成し、この三相の電圧指令値と三角波との比較に基づいて、制御信号Ｓを生成する。インバータ３は、制御信号Ｓに基づいて直流電圧Ｖｄｃを所望の交流電圧に変換し、これを回転機４へと出力する。
【０１０２】
電流位相指令生成部５３には、直流電圧Ｖｄｃと大きさＶｍとが入力される。電流位相指令生成部５３は、直流電圧Ｖｄｃと大きさＶｍとに基づいて、電流位相指令値β*を生成する。例えば電流位相指令生成部５３は、ピーク抽出部５３１と、除算部５３２と、減算部５３４と、比例制限部５３５と、比例積分制御部５３６と、比例制限部５３７とを備えている。
【０１０３】
ピーク抽出部５３１は直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｐを検出し、これを除算部５３２へと出力する。
【０１０４】
除算部５３２は大きさＶｍから直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｐを除算し、その結果（Ｖｍ／Ｖｄｃ＿ｐ）を減算部５３４へと出力する。
【０１０５】
減算部５３４は、除算部５３２の出力から１を減算し、その結果（Ｖｍ／Ｖｄｃ＿ｐ−１）を比例制限部５３５へと出力する。
【０１０６】
比例制限部５３５は、減算部５３４の出力に対してゲインを乗算する。そして、その結果が上限値を超えているときには、上限値に制限して出力し、その結果が下限値を下回っているときには、下限値に制限して出力する。なお比例制限部５３５はゲインを乗算せずに、上限値および下限値についての制限を行ってもよい。
【０１０７】
比例積分制御部５３６は、比例制限部５３５の出力に対して比例積分制御を実行し、その結果を出力する。
【０１０８】
比例制限部５３７は、比例積分制御部５３６の出力に対してゲインを乗算する。そして、その結果が上限値を超えているときには、上限値に制限して出力し、その結果が下限値を下回っているときには、下限値に制限して出力する。比例制限部５３７はその結果を電流位相指令値β*として出力する。なお比例制限部５３７はゲインを乗算せずに、上限値および下限値についての制限を行ってもよい。
【０１０９】
ところで、電流位相指令生成部５３は、大きさＶｍが上限値（直流電圧Ｖｄｃ）に近い状態において、弱め磁束制御を行うべく、電流位相指令値β*を増大させてもよい。これにより、電流位相βを進めて、ｄ軸電流ｉｄを増大させることができる。よって総磁束（φａ−Ｌｄ・ｉｄ）を低減させることができ、この総磁束の低減により誘起電圧の上昇を抑えることができる。したがって、さらに回転速度ωを高めることができるのである。つまり、回転速度ωの増大に伴って大きさＶｍを増大させるところ、大きさＶｍが上限値に近い状態では、大きさＶｍの増大ではなく、電流位相βを進めることで回転速度ωを高めるのである。
【０１１０】
例えば図７では、比例制限部５３５は、減算部５３４の出力が下限値よりも小さいときには、下限値に制限している。つまり大きさＶｍが小さいときには、下限値が出力され、この下限値に応じた値が電流位相指令値β*として出力される。他方、大きさＶｍが大きくなって、減算部５３４の出力が下限値よりも大きくなると、この出力に応じた値が電流位相指令値β*として出力され、より大きな電流位相指令値β*が採用されることとなる。これにより、弱め磁束制御が実行される。
【０１１１】
なお図７の例示では、ピーク抽出部５３１が設けられているものの、必ずしも直流電圧Ｖｄｃの最大値Ｖｄｃ＿ｐを用いる必要はない。例えば直流電圧Ｖｄｃの平均値または最小値を抽出し、これを除算部５３２に出力してもよい。また直流電圧Ｖｄｃそのものを除算部５３２に出力しても構わない。
【０１１２】
このような制御装置５によって、式（６）の電流波形と略同じ周波数かつ略同じ位相でｑ軸電流指令値ｉｑ*を脈動させることができ、ひいては、大きさＶｍを直流電圧Ｖｄｃと同じ周波数かつ同じ位相で脈動させることができる。
【０１１３】
＜電流指令値を補正する条件＞
ところで、大きさＶｍが直流電圧Ｖｄｃの最小値よりも小さいときには、大きさＶｍは略一定であってもよい（図２も参照）。
【０１１４】
そこで、大きさＶｍが直流電圧Ｖｄｃの最小値よりも小さいときには、指令補正部５１２はｑ軸電流指令値ｉｑ**をそのままｑ軸電流指令値ｉｑ*として出力してもよい。その一方で、指令補正部５１２は、大きさＶｍが直流電圧Ｖｄｃの最小値よりも大きいときには、上述のように、電流波形に基づく補正をｑ軸電流指令値ｉｑ**に対して行って、ｑ軸電流指令値ｉｑ*を生成するとよい。
【０１１５】
図１０は、かかる指令補正部５１２の内部構成の一例を概略的に示す図である。指令補正部５１２は例えば比較部５１２１と補正部５１２２と選択部５１２３とを備えている。補正部５１２２は、上述の電流波形に基づく補正をｑ軸電流指令値ｉｑ**に対して行い、その結果(Ｗｑ・ｉｑ**)を選択部５１２３に出力する。選択部５１２３には、補正部５１２２を経由せずに直接にｑ軸電流指令値iｑ**も入力される。選択部５１２３は比較部５１２１によって制御されて、入力された一方を選択する。そして、選択した一方をｑ軸電流指令値ｉｑ*として出力する。つまり選択部５１２３は、ｑ軸電流指令値ｉｑ**および結果（Ｗｑ・ｉｑ**）の一方を、比較部５１２１の比較結果に応じて選択し、これをｑ軸電流指令値ｉｑ*として出力するのである。
【０１１６】
比較部５１２１は大きさＶｍと直流電圧Ｖｄｃの最小値Ｖｄｃ＿ｂとの大小を比較する。この最小値Ｖｄｃ＿ｂは、検出された直流電圧Ｖｄｃに基づいて抽出される。比較部５１２１は、大きさＶｍが直流電圧Ｖｄｃの最小値Ｖｄｃ＿ｂよりも小さいときには、選択部５１２３に、ｑ軸電流指令値ｉｑ**を選択させ、大きさＶｍが直流電圧Ｖｄｃの最小値Ｖｄｃ＿ｂよりも大きいときには、選択部５１２３に、結果(Ｗｑ・ｉｑ**)を選択させる。なお大きさＶｍが周期的に変動するときには、大きさＶｍの平均値（脈動周期における平均値）が比較部５１２１に入力されるとよい。つまり、大きさＶｍの平均値と直流電圧Ｖｄｃの最小値Ｖｄｃ＿ｃとの大小が比較されればよい。
【０１１７】
＜結果＞
図１１は本制御を用いた場合の電気諸量の一例を示している。図１１の例示では、交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、入力電流Ｉｉｎと、直流電圧Ｖｄｃとを示している。入力電流Ｉｉｎはコンバータ２に入力する交流電流である。比較のために、図１２は、略一定の大きさＶｍで出力交流電圧を出力する制御（以下、比較制御と呼ぶ）を用いた場合の電気諸量の一例を示している。図１２でも、図１１と同じ電気諸量が示されている。
【０１１８】
図１３〜図１５は、本制御を用いた場合に回転機４に出力される電気諸量と、比較制御を用いた場合の当該電気諸量の一例を概略的に示している。図１３は出力交流電圧の大きさＶｍの最大値と回転速度ωとの関係を示し、図１４は回転機４に出力する交流電流の大きさの最大値と回転速度ωとの関係を示し、図１５は回転機４に供給する電力と回転速度ωとの関係を示している。
【０１１９】
図１５から理解できるように、本制御における電力と、比較制御における電力とはほぼ等しい。一方で、図１３から理解できるように、本制御における大きさＶｍの最大値は、特に回転速度ωが高い領域において、比較制御における大きさＶｍの最大値よりも高い。また図１４から理解できるように、本制御における出力交流電流の最大値は、特に回転速度ωが高い領域において、比較例における出力交流電流の最大値よりも小さい。
【０１２０】
図１１および図１２は、回転速度ωが高い領域での電気諸量を示している。本制御にかかる交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅は、回転速度ωが高いときに、比較制御にかかる交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅よりも小さいことが分かる。
【０１２１】
これは次の理由によると考察される。即ち、図１３に示すように、回転速度ωが低い領域では、回転速度ωが高まるにつれて、大きさＶｍの最大値は増大する。そして大きさＶｍが直流電圧Ｖｄｃの最小値まで増大すると、比較制御では弱め磁束制御を行って、回転速度ωを高める。この弱め磁束制御によって、図１４に示すように、出力交流電流の最大値は回転速度ωの増大に応じて急峻に増大する。
【０１２２】
一方で、本制御では、直流電圧Ｖｄｃと略同じ周波数かつ略同じ位相で大きさＶｍを脈動させることにより、より高い大きさＶｍで出力交流電圧を出力することができる。これにより、比較制御では弱め磁束制御を実行する回転速度ωであっても、本制御によれば弱め磁束制御を実行することなく、回転機４を制御することができる。あるいは、弱め磁束制御を実行したとしても、電流位相βの進み量を低減できる。ひいては出力交流電流の最大値を低減できる。
【０１２３】
以上のように、本制御によれば、電機子巻線に流れる出力交流電流の最大値を低減することができる。したがって、回転機４の電機子巻線として、電流容量の小さい巻線を採用することができる。これは、回転機４の小型化または低コスト化に資する。
【０１２４】
また上述したように、正規化波形Ｗｑには、電源位相θ、回転機４の回転速度ω、および、ｄ軸電流ｉｄ（＝−ｉｑ*・ｔａｎβ*）が変数に含まれる。よって、これらを変動させる外乱等が生じたとしても、その外乱に応じた正規化波形Ｗｑが生成される。よって外乱に対するロバスト性を向上することができるのである。
【０１２５】
図１６は、入力電流Ｉｉｎに含まれる高調波成分の一例を示している。図１６では、入力電流Ｉｉｎの実効値に対する各高調波の大きさの比を示している。図１６の例示では、白抜きの棒グラフが比較制御における高調波成分を示し、黒塗りの棒グラフが比較制御における高調波成分を示している。ここでは、回転速度ωとして１１０［ｒｐｓ］を採用し、交流電源１として、振幅２００［Ｖ］、周波数５０Ｈｚの三相交流電源を採用した。回転機４の負荷としては圧縮機を採用し、その高圧は２．５［ＭＰａ］であり、低圧は０．６［ＭＰａ］である。
【０１２６】
図１６では、ＩＥＣ６１００−３−１２での規定ラインも示しており、本制御を採用しても、この規定ラインを満足していることが分かる。例えば本制御によれば、比較制御を採用した場合よりも７次成分を低減することができる。その一方で、５次成分は増大している。しかしながら、５次成分と７次成分とにおいて、許容値までのマージンの小さい方の値は、比較制御よりも本制御の方が大きく取れる。具体的には比較制御による７次成分の許容値までのマージンに比べて、本制御による５次成分の境地までのマージンの方が大きい。つまり比較制御と本制御との間には、５次成分と７次成分とについてトレードオフの関係があるものの、本制御ではそれらのマージンの最小値を改善することができる。
【０１２７】
比較制御では、基準電流Ｉｒｅｆに対する総高調波電流ＴＨＣの比ＴＣＨ／Ｉｒｅｆは、２８．８［％］であり、基準電流Ｉｒｅｆに対する部分加重高調波ひずみＰＷＨＤの比ＰＷＨＤ／Ｉｒｅｆは５９．２［％］であった。本制御にかかる比ＴＨＣ／Ｉｒｅｆは３０．０［％］であり、部分加重高調波ひずみＰＷＨＤは５１．７［％］であった。よって本制御によれば、比ＴＨＣ／Ｉｒｅｃを顕著に増大させることなく、比ＰＷＨＤ／Ｉｒｅｃを７．５［％］低減することができる。
【０１２８】
＜ｑ軸電流指令値＞
上述の例では、正規化波形Ｗｑは、電流波形をその最大値で正規化して算出されるものの、例えば最小値以上かつ最大値以下の値で電流波形を正規化してもよい。応答性という観点では、電流波形の平均値に近い値で正規化を行うことが望ましい。以下に詳述する。
【０１２９】
図８には、ｑ軸電流指令値ｉｑ*，ｉｑ**の一例が概略的に示されている。ここでは一例として、正規化波形Ｗｑの最大値は１に設定されているので、ｑ軸電流指令値ｉｑ*はｑ軸電流指令値ｉｑ**よりも小さくなる。よって、電流波形に基づく補正を行わない状態から当該補正を行うと、回転速度ωは過渡的には回転速度指令値ω*から遠ざかり得る。
【０１３０】
しかしながら、回転速度指令値ω*と回転速度ωとの偏差Δωが大きくなると、次のループの比例積分制御部５１ｃによって算出される補正前のｑ軸電流指令値ｉｑ**は増大する。これに伴って、ｑ軸電流指令値ｉｑ*も増大する。結果として、回転速度ωが回転速度指令値ω*に近づくようなｑ軸電流指令値ｉｑ*が生成されることになる。
【０１３１】
図１７は、上述のｑ軸電流指令値ｉｑ**，ｉｑ*の過渡的な変化の一例を概略的に示す図である。例えば時点ｔ１の前では、ｑ軸電流指令値ｉｑ*として略一定値が採用されている。つまり時点ｔ１よりも前では、電流波形に基づく補正が行われず、ｑ軸電流指令値ｉｑ*はｑ軸電流指令値ｉｑ**と一致している。時点ｔ１にて、ｑ軸電流指令値ｉｑ**に対する補正が開始される。なお簡単のために、時点ｔ１の前後において回転速度指令値ω*はほぼ等しいと仮定する。
【０１３２】
この補正により、時点ｔ１以後において、脈動するｑ軸電流指令値ｉｑ*が採用されている。また時点ｔ１の直後のｑ軸電流指令値ｉｑ**は、時点ｔ１よりも前のｑ軸電流指令値ｉｑ**と等しい。補正後のｑ軸電流指令値ｉｑ*はｑ軸電流指令値ｉｑ**よりも小さくなるので、時点ｔ１の直後では、回転速度ωは過渡的には回転速度指令値ω*から遠ざかり得る。しかるに、上述のように偏差Δωが増大すると、ｑ軸電流指令値ｉｑ**が増大する。よって時点ｔ２におけるｑ軸電流指令値ｉｑ**は時点ｔ１におけるｑ軸電流指令値ｉｑ**よりも高くなっている。これに伴って、ｑ軸電流指令値ｉｑ*も増大する。
【０１３３】
図１７では例えば時点ｔ２以降において回転速度ωが定常するものとする。また、ここでは時点ｔ１の前後において回転速度ωはほぼ等しいと仮定しているので、定常状態では、ｑ軸電流指令値ｉｑ*の平均値（脈動周期における平均値）が、時点ｔ１よりも前（つまり補正前）のｑ軸電流指令値ｉｑ*とほぼ等しくなっている。
【０１３４】
なお図１７の例示では、概略的に時点ｔ１の直後のｑ軸電流指令値ｉｑ**を一定値で示しているものの、実際には時間の経過と共に徐々に、或いは変動を伴って、増大する。
【０１３５】
上述の観点に鑑みると、過渡期間を短縮して応答性を高めるためには、ｑ軸電流指令値ｉｑ*を予め大きく算出するとよい。つまり、予め時点ｔ２におけるｑ軸電流指令値ｉｑ*に近いｑ軸電流指令値ｉｑ*を、時点ｔ１の直後から算出すればよいのである。
【０１３６】
そこで、式（５）の電流波形の最大値と最小値との間の値で電流波形を正規化して、正規化波形Ｗｑを算出してもよい。これにより、正規化波形Ｗｑの最大値は１よりも大きくなる。これにより、ｑ軸電流指令値ｉｑ*を、より大きく算出することができる。つまり、時点ｔ２以降のｑ軸電流指令値ｉｑ*により近いｑ軸電流指令値ｉｑ*を、時点ｔ１の直後から算出することができる。例えば図１８は、式（５）の電流波形の平均値で、電流波形を正規化したときの正規化波形Ｗｑの一例を概略的に示し、図１９は、図１８の正規化波形Ｗｑを採用したときの、ｑ軸電流指令値ｉｑ**，ｉｑ*の一例を概略的に示している。
【０１３７】
図１８の正規化波形Ｗｑを採用すれば、時点ｔ１の直後において、その平均値がｑ軸電流指令値ｉｑ**と等しいｑ軸電流指令値ｉｑ*を算出することができる。言い換えれば、時点ｔ１の直後において、時点ｔ２以降のｑ軸電流指令値ｉｑ*を算出できる。よって、過渡期間を最も短くできる。言い換えれば、応答性を最も向上することができる。
【０１３８】
＜補正対象＞
上述の例では、ｑ軸電流指令値ｉｑ**に対して補正を実行しているものの、ｄ軸電流指令値ｉｄ*に対して補正を実行してもよい。即ち、式（５）からｄ軸電流ｉｄを求め、その波形を電流波形として把握する。そして、この電流波形に基づく補正を、ｄ軸電流指令値ｉｄ*に対して行って、補正後のｄ軸電流指令値を生成してもよい。この場合、ｑ軸電流指令値ｉｑ*としては略一定値を採用してもよい。
【０１３９】
しかしながら、ｄ軸電流ｉｄは負の値を有する（図８参照）ことから、補正後のｄ軸電流指令値は、そのピークにおいて尖った波形を有することとなる。簡単に説明すれば、このｄ軸電流指令値は、図８のｑ軸電流指令値ｉｑ*の上下を反転させて得られる波形と相似な波形を有することとなる。かかる波形は、入力電流Ｉｉｎの高調波成分の増大を招く。よってこの観点では、ｑ軸電流指令値を補正することが望ましい。
【０１４０】
また上述の例では、ｄ−ｑ軸回転座標系における電流指令値を補正したが、必ずしもこれに限らない。例えば出力交流電圧のベクトルと同相の軸を有する回転座標系を採用してもよく、或いは、回転機４の総磁束と同相の軸を有する回転座標系を採用してもよい。
【０１４１】
また上述の例では回転座標系における電流指令値を補正したが、必ずしもこれに限らない。三相の交流電流についての電流指令値を導入し、回転座標系の第１軸成分（第１軸電流）が、出力交流電圧の大きさＶｍを直流電圧Ｖｄｃに一致させるための第１軸電流の電流波形と同じ周期かつ同じ位相で周期的に変動するように、当該電流波形に基づく補正を当該電流指令値に対して行えばよい。
【０１４２】
また、本回転機駆動装置および制御装置５では、その発明の範囲内において、相互に矛盾しない限り、上記の種々の実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
【符号の説明】
【０１４３】
２  コンバータ
３  インバータ
４  回転機
５  制御装置
５２  制御信号生成部
５１１  指令生成部
５１２  指令補正部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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