【事件の表示】
　特願２００６−５４７２６６「マルチキャリア・ワイヤレス通信チャネルにおいて空間−周波数インターリーブ処理を行なう装置および関連する方法」拒絶査定不服審判事件〔平成１７年　７月２１日国際公開、ＷＯ２００５／０６７１９２、平成１９年　６月２８日国内公表、特表２００７−５１７４７１〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯・本願発明
　本願は、２００４年１２月２０日（パリ条約による優先権主張外国庁受理　２００３年１２月３１日、米国）を国際出願日とする出願であって、平成２２年３月９日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、同年７月１４日に拒絶査定に対する審判請求がなされたものである。
　その請求項１９に係る発明は、平成２１年５月１１日付け手続補正書により補正された特許請求の範囲、明細書及び図面の記載からみて、特許請求の範囲の請求項１９に記載されたとおりの次のものと認める（以下、「本願発明」という。）。
「送信機に結合され、ホスト装置からの内容を受け取り、かつ２またはそれ以上のアンテナの少なくとも１つのサブセットに前記受け取った内容の要素を多重化し、前記２またはそれ以上のアンテナから送信するための信号を生成するために前記多重化された要素をマルチキャリア・ワイヤレス通信チャネルの複数のトーンに亘ってインターリーブ処理をするダイバーシティ・エージェント、を含み
　前記ダイバーシティ・エージェントは、前記受け取った内容の隣接またはほぼ隣接した被符号化ビットを前記マルチキャリア・ワイヤレス通信チャネルの非隣接サブキャリアにマップするためのトーン・インターリーバを含み、隣接した被符号化ビット間の分離は、前記チャネルのコヒーレンス帯域幅の関数により定まる、
　ことを特徴とする装置。」
 
２．引用発明
　原査定の拒絶の理由に引用された米国特許出願公開第２００３／０１０３５８４号明細書（以下、「引用例１」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。
（１）「[0021]　 The iterative detection and decoding techniques described herein may be used for various wireless communication systems. For clarity, various aspects and embodiments of the invention are described specifically for multiple-input multiple output communication system that implements orthogonal frequency division multiplexing (i.e., a MIMO-OFDM system). 
 [0022]　 As noted above, a MIMO system employs N T  transmit antennas and N R  receive antennas for data transmission, where N R ≧N T . A MIMO channel formed by the N T   transmit antennas and N R  receive antennas may be decomposed into N S  spatial subchannels, where N S ≦min ｛N T , N R ｝. An OFDM system effectively partitions the system bandwidth into N F  frequency subchannels. Each frequency subchannel may be defined to be sufficiently narrow so that its frequency response is considered flat or frequency non-selective. A MIMO-OFDM system may thus transmit data via a number of (N C ) transmission channels　(where N C =N S ・N F ), with each such transmission channel corresponding to a frequency subchannel of a spatial subchannel. 
 [0023]　  FIG. 1  is a block diagram of an embodiment of a transmitter system  110  and a receiver system  150  in a MIMO-OFDM system  100 . Transmitter system  110  and receiver system  150  are capable of implementing various aspects and embodiments of the invention, as described below. 
 [0024]　 At transmitter system  110 , traffic data is provided at a particular data rate from a data source  112  to a transmit (TX) data processor  114 , which codes and interleaves the traffic data based on one or more coding schemes to provide coded data. The coding may be performed based on a single coding scheme for all transmit antennas, one coding scheme for each transmit antenna or each subset of transmit antennas, or one coding scheme for each transmission channel or each group of transmission channels. The data rate and the coding may be determined by a data rate control and a coding control, respectively, provided by a controller  130 . 
 [0025]　 The coded data is then provided to a modulator  116 , which may also receive pilot data (e.g., data of a known pattern and processed in a known manner). The pilot data may be multiplexed with the coded traffic data (e.g., using time division multiplexing (TDM) or code division multiplexing (CDM)) in all or a subset of the frequency subchannels and in all or a subset of the spatial subchannels used to transmit the traffic data. The pilot may be used by the receiver system to perform a number of functions such as acquisition, frequency and timing synchronization, channel estimation, coherent data demodulation, and so on. 
 [0026]　 In a specific embodiment, the processing by modulator  116  includes (1) modulating the received data with one or more modulation schemes (e.g., M-PSK, M-QAM, and so on) to provide modulation symbols, (2) transforming the modulation symbols to form OFDM symbols, and (3) appending a cyclic prefix to each OFDM symbol to form a corresponding transmission symbol. Similarly, the modulation may be performed based on a single modulation scheme for all transmit antennas, one modulation scheme for each transmit antenna or each subset of transmit antennas, or one modulation scheme for each transmission channel or each group of transmission channels. The modulation is performed based on a modulation control provided by controller  130 . The modulated data (i.e., the transmission symbols) is then provided to transmitters (TMTR)  122 a  through  122 t  associated with the N T  transmit antennas to be used for data transmission. 
 [0027]　 Each transmitter  122  converts the received modulated data into one or more analog signals and further conditions (e.g., amplifies, filters, and quadrature modulates) the analog signals to generate a modulated signal suitable for transmission over the communication channel. The modulated signals from transmitters  122 a  through  122 t  are then Transmitted via antennas  124 a  through  124 t , respectively, to the receiver system. 」（２頁左欄〜同頁右欄） 
（当審仮訳）
「[0021]　ここに説明した反復検出及びデコーディング技術は、種々のワイアレス通信システムに対して使用される可能性がある。明らかにするために、本発明の種々の態様及び実施形態が、直交周波数分割マルチプレキシングを実行する多元入力多元出力通信システム（すなわち、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム）に関して具体的に説明される。
[0022]　上記のように、ＭＩＭＯシステムは、データ送信に対してＮＴの送信アンテナ及びＮＲの受信アンテナを採用する。ここで、ＮＲ≧ＮＴである、ＮＴの送信アンテナ及びＮＲの受信アンテナによって形成されたＭＩＭＯチャネルは、ＮＳの空間サブチャネルに分解される可能性がある。ここで、ＮＳ≦ｍｉｎ｛ＮＴ，ＮＲ｝である。ＯＦＤＭシステムは、システムバンド幅をＮＦの周波数サブチャネルに効果的に分割する。各周波数サブチャネルは、十分に狭くなるように規定される可能性があり、その結果、その周波数応答は、平坦若しくは周波数に選択的でないと考えられる。ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムは、それゆえ、空間サブチャネルの周波数サブチャネルに対応する各々のそのような送信チャネルを使用して、複数の（ＮＣの）“送信チャネル”（ここでＮＣ＝ＮＳ・ＮＦ）を介してデータを送信する可能性がある。
[0023]　図１は、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム１００中の送信機システム１１０及び受信機システム１５０の実施形態のブロック図である。送信機システム１１０及び受信機システム１５０は、以下に述べるように、本発明の種々の態様及び実施形態を実行する能力がある。
[0024]　送信機システム１１０において、トラフィックデータは、データソース１１２から送信（ＴＸ）データプロセッサ１１４へ特定のデータレートで与えられる。ＴＸデータプロセッサ１１４は、１若しくはそれ以上のコーディングスキームに基づいてトラフィックデータをコード化し、インターリーブして、コード化されたデータを与える。コーディングは、全ての送信アンテナに対して単一のコーディングスキーム、各送信アンテナあるいは送信アンテナの各サブセットに対して１のコーディングスキーム、若しくは各送信チャネルあるいは送信チャネルの各グループに対して１のコーディングスキームに基づいて実施される可能性がある。データレート及びコーディングは、コントローラ１３０によって与えられた、それぞれデータレート制御及びコーディング制御によって決定される可能性がある。
[0025]　コード化されたデータは、その後、モジュレータ１１６へ与えられる。モジュレータ１１６は、パイロットデータ（例えば、既知のパターンのデータ及び既知の方法で処理されたデータ）も受信する可能性がある。パイロットデータは、周波数サブチャネルの全て若しくはサブセット中の、若しくはトラフィックデータを送信するために使用される空間サブチャネルの全て若しくはサブセット中のコード化されたトラフィックデータで（例えば、時間分割マルチプレキシング（ＴＤＭ）若しくはコード分割マルチプレキシング（ＣＤＭ）を使用して）マルチプレックスされる可能性がある。パイロットは、受信機システムによって使用される可能性があり、捕捉、周波数及びタイミング同期、チャネル推定、コヒーレントなデータ復調、などのような複数の機能を実施する。
[0026]　特定の実施形態では、モジュレータ１１６によるプロセシングは、（１）変調シンボルを与えるために１若しくはそれ以上の変調スキーム（例えば、Ｍ−ＰＳＫ，Ｍ−ＱＡＭ、など）で受信したデータを変調すること、（２）ＯＦＤＭシンボルを生成するために変調シンボルを変換すること、及び（３）対応する送信シンボルを生成するために各ＯＦＤＭシンボルに周期的なプリフィックスを添付することを含む。同様に、変調は、全ての送信アンテナに対して単一の変調スキーム、各送信アンテナあるいは送信アンテナの各サブセットに対して１の変調スキーム、若しくは各送信チャネルあるいは送信チャネルの各グループに対して1の変調スキームに基づいて実施される可能性がある。変調は、コントローラ１３０によって与えられた変調制御に基づいて実施される。変調されたデータ（すなわち、送信シンボル）は、その後、ＮＴの送信アンテナに関連する送信機（ＴＭＴＲ）１２２ａから１２２ｔに与えられ、その後、データ送信に使用される。
[0027]　各送信機１２２は、受信した変調されたデータを１若しくはそれ以上のアナログ信号に変換し、通信チャネルを介しての送信に適した変調された信号を発生するためにアナログ信号をさらに調整する（例えば、増幅し、フィルタし、及び直交変調する）。送信機１２２ａから１２２ｔからの変調された信号は、その後、受信機システムへ、それぞれアンテナ１２２ａから１２４ｔを介して送信される。」
　
（２）「 Transmitter System  
 [0031]　  FIG. 2A  is a block diagram of a transmitter unit  200 a , which is an embodiment of the transmitter portion of transmitter system  110  in  FIG. 1 . In this embodiment, a single coding scheme is used for all N T  transmit antennas and a single modulation scheme is used for all N F  frequency subchannels of all transmit antennas. Transmitter unit  200 a  includes (1) a TX data processor  114 a  that receives and codes traffic data in accordance with a specific coding scheme to provide coded data and (2) a modulator  116 a  that modulates the coded data in accordance with a specific modulation scheme to provide modulated data. TX data processor  114 a  and modulator  116 a  are thus one embodiment of TX data processor  114  and modulator  116 , respectively, in  FIG. 1 . 
 [0032]　 In the specific embodiment shown in  FIG. 2 A, TX data processor  114 a  includes an encoder  212 , a channel interleaver  214 , and a demultiplexer (Demux)  216 . Encoder  212  receives and codes the traffic data (i.e., the information bits) in accordance with the selected coding scheme to provide coded bits. The coding increases the reliability of the data transmission. The selected coding scheme may include any combination of cyclic redundancy check (CRC) coding, convolutional coding, Turbo coding, block coding, and so on. Several designs for encoder  212  are described below. 
 [0033]　 Channel interleaver  214  then interleaves the coded bits based on a particular interleaving scheme and provides interleaved coded bits. The interleaving provides time diversity for the coded bits, permits the data to be transmitted based on an average signal-to-noise-and-interference ratio (SNR) for the frequency and/or spatial subchannels used for the data transmission, combats fading, and further removes correlation between coded bits used to form each modulation symbol. The interleaving may further provide frequency diversity if the coded bits are transmitted over multiple frequency subchannels. The coding and channel interleaving are described in further detail below. 
 [0034]　 Demultiplexer  216  then demultiplexes the interleaved and coded data into N T  coded data streams for the N T  transmit antennas to be used for the data transmission. The N T  coded data streams are then provided to modulator  116 a.  
 [0035]　 In the specific embodiment shown in  FIG. 2 A, modulator  116 a  includes N T  OFDM modulators, with each OFDM modulator assigned to process a respective coded data stream for one transmit antenna. Each OFDM modulator includes a symbol mapping element  222 , an inverse fast Fourier transformer (IFFI)  224 , and a cyclic prefix generator  226 . In this embodiment, all N T  symbol mapping elements  222 a  through  222 t  implement the same modulation scheme. 
 [0036]　 Within each OFDM modulator, symbol mapping element  222  maps the received coded bits to modulation symbols for the (up to) N F  frequency subchannels to be used for data transmission on The transmit antenna associated with the OFDM modulator. The particular modulation scheme to be implemented by symbol mapping element  222  is determined by the modulation control provided by controller  130 . For OFDM, the modulation may be achieved by grouping sets of q coded bits to form non-binary symbols and mapping each non-binary symbol to a specific point in a signal constellation corresponding to the selected modulation scheme (e.g., QPSK, M-PSK, M-QAM, or some other scheme). Each mapped signal point corresponds to an M-ary modulation symbol, where M=2 q . Symbol mapping element  222  then provides a vector of (up to) N F  modulation symbols for each transmission symbol period, with the number of modulation symbols in each vector corresponding to the number of frequency subchannels to be used for data transmission for that transmission symbol period.
（中略）
 [0039]　 IFFT  224  then converts each modulation symbol vector into its time-domain representation (which is referred to as an OFDM symbol) using the inverse fast Fourier transform. IFFT  224  may be designed to perform the inverse transform on any number of frequency subchannels (e.g., 8, 16, 32, . . . , N F , . . . ). In an embodiment, for each OFDM symbol, cyclic prefix generator  226  repeats a portion of the OFDM symbol to form a corresponding transmission symbol. The cyclic prefix ensures that the transmission symbol retains its orthogonal properties in the presence of multipath delay spread, thereby improving performance against deleterious path effects such as channel dispersion caused by frequency selective fading. The transmission symbols from cyclic prefix generator  226  are then provided to an associated transmitter  122  and processed to generate a modulated signal, which is then Transmitted from the associated antenna  124 . 
 [0040]　  FIG. 2B  is a block diagram of a transmitter unit  200 b , which is another embodiment of the transmitter portion of transmitter system  110  in  FIG. 1 . In this embodiment, a particular coding scheme is used for each of the N T  transmit antennas and a particular modulation scheme is used for all N F  frequency subchannels of each transmit antenna (i.e., separate coding and modulation on a per-antenna basis). The specific coding and modulation schemes to be used for each transmit antenna may be selected based on The expected channel conditions (e.g., by the receiver system and sent back to the transmitter system). 
 [0041]　 Transmitter unit  200 b  includes (1) a TX data processor  114 b  that receives and codes traffic data in accordance with separate coding schemes to provide coded data and (2) a modulator  116 b  that modulates the coded data in accordance with separate modulation schemes to provide modulated data. TX data processor  114 b  and modulator  116 b  are another embodiment of TX data processor  114  and modulator  116 , respectively, in  FIG. 1 . 
 [0042]　 In the specific embodiment shown in  FIG. 2 B, TX data processor  114 b  includes a demultiplexer  210 , N T  encoders  212 a  through  212 t , and N T  channel interleavers  214 a  through  214 t  (i.e., one set of encoder and channel interleaver for each transmit antenna). Demultiplexer  210  demultiplexes the traffic data (i.e., the information bits) into N T  data streams for the N T  transmit antennas to be used for the data transmission. Each data stream is then provided to a respective encoder  212 . 
 [0043]　 Each encoder  212  receives and codes a respective data stream based on the specific coding scheme selected for the corresponding transmit antenna to provide coded bits. The coded bits from each encoder  212  are then provided to a respective channel interleaver  214 , which interleaves the coded bits based on a particular interleaving scheme to provide diversity. Channel interleavers  214 a  through  214 t  then provide to modulator  116 b  N T  interleaved and coded data streams for the N T  transmit antennas. 
 [0044]　 In the specific embodiment shown in  FIG. 2 B, modulator  116 b  includes N T  OFDM modulators, with each OFDM modulator including symbol mapping element  222 , IFFT  224 , and cyclic prefix generator  226 . In this embodiment, the N T  symbol mapping elements  222 a  through  222 t  may implement different modulation schemes. Within each OFDM modulator, symbol mapping element  222  maps groups of qn coded bits to form M n -ary modulation symbols, where M n  corresponds to the specific modulation scheme selected for the n-th transmit antenna (as determined by the modulation control provided by controller  130 ) and M n=2 qn . The subsequent processing by IFFT  224  and cyclic prefix generator  226  is as described above. 」（３頁左欄〜４頁左欄）
（当審仮訳）
「送信機システム
[0031]　図２Ａは、送信機ユニット２００ａのブロック図である。送信機ユニット２００ａは、図１の送信機システム１１０の送信機部分の１実施形態である。この実施形態では、単一のコーディングスキームが、全てのＮＴの送信アンテナに対して使用され、そして、単一の変調スキームが、全ての送信アンテナの全てのＮＦの周波数サブチャネルに対して使用される。送信機ユニット２００ａは、（１）コード化されたデータを与えるために特定のコーディングスキームにしたがってトラフィックデータを受信し、そしてコード化するＴＸデータプロセッサ１１４ａ、及び（２）変調されたデータを与えるために特定の変調スキームにしたがってコード化されたデータを変調するモジュレータ１１６ａを含む。ＴＸデータプロセッサ１１４ａ及びモジュレータ１１６ａは、それゆえ、図１のそれぞれのＴＸデータプロセッサ１１４及びモジュレータ１１６の１実施形態である。
[0032]　図２Ａに示された特定の実施形態では、ＴＸデータプロセッサ１１４ａは、エンコーダ２１２，チャネルインターリーバ２１４、及びデマルチプレクサ（Ｄｅｍｕｘ）２１６を含む。エンコーダ２１２は、コード化されたデータを与えるために選択されたコーディングスキームにしたがってトラフィックデータ（すなわち、情報ビット）を受信し、コード化する。コーディングは、データ送信の信頼性を高める。選択されたコーディングスキームは、周期的な冗長性チェック（ＣＲＣ）コーディング、コンボルーショナルコーディング、ターボコーディング、ブロックコーディング、などのいずれかの組み合わせを含む可能性がある。エンコーダ２１２に対するいくつかの設計が、以下に述べられる。
[0033]　チャネルインターリーバ２１４は、その後、固有のインターリービングスキームに基づいてコード化されたビットをインターリーブし、そしてインターリーブされたコード化されたビットを与える。インターリービングは、コード化されたビットに対する時間ダイバーシティを与え、データ送信に対して使用される周波数及び／若しくは空間サブチャネルに関する信号対ノイズ及び干渉比（ＳＮＲ）の平均に基づいてデータが送信されることを可能にし、フェーディングを克服し、そして各変調シンボルを形成するために使用されるコード化されたビット間の相関をさらに削除する。コード化されたビットが複数の周波数サブチャネルを介して送信されるならば、インターリービングは、周波数ダイバーシティをさらに与える可能性がある。コーディング及びチャネルインターリービングは、以下にさらに詳細に述べられる。
[0034]　デマルチプレクサ２１６は、その後、ＮＴの送信アンテナに対するＮＴのコード化されたデータストリームにインターリーブされ、そしてコード化されたデータをデマルチプレックスして、その後、データ送信に使用される。ＮＴのコード化されたデータストリームは、その後、モジュレータ１１６ａに与えられる。
[0035]　図２Ａに示された、特定の実施形態では、モジュレータ１１６ａは、ＮＴのＯＦＤＭモジュレータを含み、各ＯＦＤＭモジュレータは、１の送信アンテナに対するそれぞれのコード化されたデータストリームを処理するために割り当てられる。各ＯＦＤＭモジュレータは、シンボルマッピングエレメント２２２、逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）２２４、及び周期的プリフィックス発生器２２６を含む。この実施形態では、全てのＮＴのシンボルマッピングエレメント２２２ａから２２２ｔは、同一の変調スキームを実行する。
[0036]　各ＯＦＤＭモジュレータの中で、シンボルマッピングエレメント２２２は、ＮＦ（まで）の周波数サブチャネルに対する変調シンボルに受信したコード化されたビットをマップして、ＯＦＤＭモジュレータに関連する送信アンテナ上でデータ送信にその後使用される。シンボルマッピングエレメント２２２によって実施される固有の変調スキームは、コントローラ１３０によって与えられる変調制御により決定される。ＯＦＤＭに関して、変調は、ノンバイナリシンボルを形成するためにｑのコード化されたビットのセットをグループ化することにより、そして、選択された変調スキーム（例えば、ＱＰＳＫ，Ｍ−ＰＳＫ，Ｍ−ＱＡＭ、若しくはいくつかの他のスキーム）に対応する信号配列中の特定のポイントへ各ノンバイナリシンボルをマッピングすることによって達成される可能性がある。各マップされた信号ポイントは、Ｍアレイの変調シンボルに対応する。ここで、Ｍ＝２ｑである。シンボルマッピングエレメント２２２は、その後、各送信シンボル期間に対するＮＦ（まで）の変調シンボルのベクトルを与える。送信シンボル期間は、その送信シンボル期間に対するデータ送信に使用するために、複数の周波数サブチャネルに対応する各ベクトル中に複数の変調シンボルを有する。
(中略)
[0039]　ＩＦＦＴ２２４は、その後、逆高速フーリエ変換を使用して時間−ドメイン表示（これは、ＯＦＤＭシンボルとして呼ばれる）に各変調シンボルベクトルを変換する。ＩＦＦＴ２２４は、任意の数の周波数サブチャネル（例えば、８，１６，３２，．．．，ＮＦ，．．．）上で、逆変換を実施するために設計される可能性がある。ある実施形態では、各ＯＦＤＭシンボルに対して、周期的プリフィックス発生器２２６は、ＯＦＤＭシンボルの一部分を繰り返して、対応する送信シンボルを生成する。周期的なプリフィックスは、送信シンボルがマルチパス遅延拡散の存在において直交する性質を保持することを確認する、それによって、周波数選択的フェーディングによって生じるチャネル分散のような有害な経路効果に対する性能を改善する。周期的プリフィックス発生器２２６からの送信シンボルは、その後、関連する送信機１２２へ供給されて、変調された信号を発生するために処理される。変調された信号は、その後、関連するアンテナ１２４から送信される。
[0040]　図２Ｂは、送信機ユニット２００ｂのブロック図であり、図１の送信機システム１１０の送信機部分の他の１実施形態である。この実施形態では、固有のコーディングスキームが、ＮＴの送信アンテナのそれぞれに対して使用され、固有の変調スキームが、各送信アンテナの全てのＮＦの周波数サブチャネルに対して使用される（すなわち、アンテナ単位のベースで別々のコーディング及び変調）。各送信アンテナによって使用されるはずの特定のコーディング及び変調スキームは、予想されたチャネル状態（例えば、受信機システムによって、そして受信機システムへ送り返される）に基づいて選択される可能性がある。
[0041]　送信機ユニット２００ｂは、（１）コード化されたデータを与えるために別々のコーディングスキームにしたがってトラフィックデータを受信しコード化するＴＸデータプロセッサ１１４ｂ、及び（２）変調されたデータを与えるために別々の変調スキームにしたがってコード化されたデータを変調するモジュレータ１１６ｂを含む。ＴＸデータプロセッサ１１４ｂ及びモジュレータ１１６ｂは、図１の、それぞれＴＸデータプロセッサ１１４及びモジュレータ１１６の他の１実施形態である。
[0042]　図２Ｂに示された特定の実施形態では、ＴＸデータプロセッサ１１４ｂは、デマルチプレクサ２１０、ＮＴのエンコーダ２１２ａから２１２ｔ、及びＮＴのチャネルインターリーバ２１４ａから２１４ｔ（すなわち、各送信アンテナに対して１組のエンコーダ及びチャネルインターリーバ）を含む。デマルチプレクサ２１０は、ＮＴの送信アンテナに対するＮＴのデータストリームにトラフィックデータ（すなわち、情報ビット）をデマルチプレクスして、その後データ送信に使用される。各データストリームは、その後、それぞれのエンコーダ２１２へ与えられる。
[0043]　各エンコーダ２１２は、対応する送信アンテナに対して選択された特定のコーディングスキームに基づいてそれぞれのデータストリームを受信し、コード化して、コード化されたビットを与える。各エンコーダ２１２からのコード化されたビットは、その後、それぞれのチャネルインターリーバ２１４に与えられる。チャネルインターリーバ２１４は、固有のインターリーブスキームに基づいてコード化されたビットをインターリーブして、ダイバーシティを与える。チャネルインターリーバ２１４ａから２１４ｔは、その後、ＮＴの送信アンテナに対してＮＴのインターリーブされたそしてコード化されたデータストリームをモジュレータ１１６ｂへ与える。
[0044]　図２Ｂに示された特定の実施形態では、モジュレータ１１６ｂは、ＮＴのＯＦＤＭモジュレータを含む。各ＯＦＤＭモジュレータは、シンボルマッピングエレメント２２２，ＩＦＦＴ２２４、及び周期的プリフィックス発生器２２６を含む。この実施形態では、ＮＴのシンボルマッピングエレメント２２２ａから２２２ｔは、異なる変調スキームを実行できる。各ＯＦＤＭモジュレータ内で、シンボルマッピングエレメント２２２は、ｑｎのコード化されたビットのグループをマップし、Ｍｎ−アレイ変調シンボルを生成する。ここで、Ｍｎは、（コントローラ１３０によって与えられた変調制御によって決定されるように）ｎ番目の送信アンテナに対して選択された特定の変調スキームに対応し、そしてＭｎ＝２ｑｎである。ＩＦＦＴ２２４及び周期的プリフィックス発生器２２６による後続のプロセシングは、上記のようである。」
　
（３）「 Channel Interleaving  
 [0066]　 Referring back to  FIGS. 2A and 2B , the coded bits from each encoder  212  are interleaved by a respective channel interleaver  214  to provide temporal, frequency, and/or spatial diversity against deleterious path effects (e.g., fading and multipath). Moreover, since the coded bits are subsequently grouped together to form non-binary symbols that are then mapped to M-ary modulation symbols, the interleaving may be used to ensure that the coded bits that form each modulation symbol are not located close to each other temporally (i.e., the channel interleaving distributes the coded bits that are temporally close together in a pseudo-random manner among modulation symbols that may be transmitted over different frequency subchannels, spatial subchannels, and/or transmission symbol periods). The combination of encoding, channel interleaving and symbol mapping (especially anti-Gray mapping) may be viewed as a serial concatenated code, where the symbol mapper takes on The role of the inner code. The channel interleaver provides interleaving gain in much the same way as in an SCCC, as described earlier. This potential for performance gain is unlocked by the iterative receiver structure described below. The channel interleaving can provide improved performance for various coding and modulation schemes, such as a single common coding and modulation scheme for all transmit antennas or separate coding and modulation scheme per antenna. 
（中略）
 [0069]　 The interleaving interval may be selected to provide the desired temporal, frequency, and/or spatial diversity, or any combination thereof. For example, the coded bits for a particular time period (e.g., 10 msec, 20 msec, and so on) and for a particular combination of transmission channels may be interleaved. The channel interleaving may be performed for each transmit antenna, or across each group of transmit antennas or across all transmit antennas to provide spatial diversity. The channel interleaving may also be performed for each frequency subchannel, or across each group of frequency subchannels or across all frequency subchannels to provide frequency diversity. The channel interleaving may also be performed across each group of one or more frequency subchannels of each group of one or more transmit antennas such that the coded bits from one data stream may be distributed over one or more frequency subchannels of one or more transmit antennas to provide a combination of temporal, frequency, and spatial diversity. The channel interleaving may also be performed across all frequency subchannels of all transmit antennas. 」（５頁右欄〜６頁左欄）
（当審仮訳）
「チャネルインターリービング
[0066]　図２Ａ及び図２Ｂに戻って参照して、各エンコーダ２１２からのコード化されたビットは、それぞれのチャネルインターリーバ２１４によりインターリーブされて、有害な経路効果（例えば、フェーディング及びマルチパス）に対する時間的な、周波数、及び／若しくは空間ダイバーシティを与える。さらに、コード化されたビットは、引き続き一緒にグループ化されて、ノンバイナリシンボルを生成する。ノンバイナリシンボルは、その後、Ｍ−アレイの変調シンボルにマップされる。インターリービングは、各変調シンボルを形成するコード化されたビットが時間的に互いに近くに位置しないことを確かめるために使用できる（すなわち、チャネルインターリービングが、変調シンボルの間で擬似ランダム様式で一緒に時間的に近いコード化されたビットを分配する。変調シンボルは、異なる周波数サブチャネル、空間サブチャネル、及び／若しくは送信シンボル期間にわたり送信される可能性がある）。エンコーディング、チャネルインターリービング及びシンボルマッピング（特に、反−グレーマッピング）の組み合わせは、直列鎖状コードとして見られることができる、ここで、シンボルマッパは、内部コードの役割をする。チャネルインターリーバは、前に述べたように、ＳＣＣＣ中のようなほとんど同じ方法でインターリービング利得を与える。性能利得に関するこのポテンシャルは、以下に述べる反復受信機構造によって解明される。チャネルインターリービングは、全ての送信アンテナに対して単一の共通コーディング若しくはアンテナ当り別々のコーディング及びの変調スキームのような、種々のコーディング及び変調スキームに対する改善された性能を与えることができる。
(中略)
[0069]　インターリービング間隔は、所望の時間的、周波数、及び／若しくは空間ダイバーシティ、若しくはこれらの任意の組み合わせを与えるために選択される可能性がある。例えば、特定のタイムピリオド（例えば、１０ｍｓｅｃ，２０ｍｓｅｃ等）に対する及び送信チャネルの特定の組み合わせに対するコード化されたビットが、インターリーブされる可能性がある。チャネルインターリービングは、各送信アンテナに対して、若しくは送信アンテナの各グループを横断的にあるいは全ての送信アンテナを横断的に実施される可能性があり、空間ダイバーシティを与える。チャネルインターリービングも、各周波数サブチャネルに対して、若しくは周波数サブチャネルの各グループを横断的にあるいは全ての周波数サブチャネルを横断的に実施される可能性があり、周波数ダイバーシティを与える。チャネルインターリービングは、１若しくはそれ以上の送信アンテナの各グループの１若しくはそれ以上の周波数サブチャネルの各グループに横断的に実行される可能性があり、その結果、１つのデータストリームからのコード化されたビットは、１若しくはそれ以上の送信アンテナの１若しくはそれ以上の周波数サブチャネルにわたって分配される可能性があり、時間的な、周波数、及び空間ダイバーシティの組み合わせを与える。チャネルインターリービングは、全ての送信アンテナの全ての周波数サブチャネルに横断的に実施されることも可能性がある。」
　
ア．上記（１）の[0021]、[0022]の記載によれば、引用例１に記載されている装置は、「直交周波数分割マルチプレキシングを実行する多元入力多元出力通信システム（すなわち、「ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステム」。）に関する装置」であって、FIG.1 及び[0027]に示されるように「２またはそれ以上のアンテナから」「信号」を「送信する」ものである。
イ．上記（１）の[0024]、[0027]、上記（２）の[0040]〜[0044]、FIG.2Bの記載から見て、引用例１には、「データソースからトラフィックデータが与えられ、デマルチプレクサによりデマルチプレックスされ、エンコーダによりコード化され」、チャネルインターリーバでコード化されたビットがインターリーブされ、「ＯＦＤＭに係るモジュレータ」を介して「送信機」に供給されることが記載されている。
ウ．上記（３）の［0066］、［0069］には、チャネルインターリーバによる「チャネルインターリービング」は、「１若しくはそれ以上の送信アンテナの各グループの１若しくはそれ以上の周波数サブチャネルの各グループに横断的に実行することにより、１つのデータストリームからのコード化されたビットは、１若しくはそれ以上の送信アンテナの１若しくはそれ以上の周波数サブチャネルにわたって分配され、時間的な、周波数、及び空間ダイバーシティの組み合わせを与える」ことが記載されている。
　
　したがって、引用例１には以下の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されているものと認められる。
「データソースからトラフィックデータが与えられ、デマルチプレクサによりデマルチプレックスされ、エンコーダによりコード化され、チャネルインターリービングを１若しくはそれ以上の送信アンテナの各グループの１若しくはそれ以上の周波数サブチャネルの各グループに横断的に実行することにより、１つのデータストリームからのコード化されたビットは、１若しくはそれ以上の送信アンテナの１若しくはそれ以上の周波数サブチャネルにわたって分配され、時間的な、周波数、及び空間ダイバーシティの組み合わせを与えるチャネルインターリーバ、ＯＦＤＭに係るモジュレータ及び送信機を備える、２またはそれ以上のアンテナから信号を送信するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに関する装置。」
  
　同じく原査定の拒絶の理由に引用された特開２００３−２４４０９２号公報（以下、「引用例２」という。）には、図面とともに以下の事項が記載されている。
 （４）「【００８０】すなわち、マルチキャリア変調方式におけるインタリーブパラメータが、
（インタリーブブロックサイズ）＝Ｎsubcarrier  ×  Ｎbits/symbol（インタリーブセグメント長）  ＝Ｎsubcarrier／Ａ
（インタリーブ深さ）          ＝Ｎbits/symbol  ×  Ａ
（中略）
  Ｎsubcarrier  ：全マルチキャリア信号サブキャリア数
  Ｎbits/symbol：１変調シンボルあたり情報ビット数
（中略）
  Ａ ：Ｎsubcarrierの適当な約数（適正値はフェージングの状態により決まる）
であり、これらの情報がインタリーブ手段及びデインタリーブ手段への制御入力となる。」（９頁１５〜１６欄）
　
 （５）「【００８５】しかも、従来の従来のマルチキャリア−ＣＤＭＡ変調方式送信装置はインタリーブ回路を持たないために、先に例で示したように、拡散率ＮSF、符号多重数Ｎcode、フェージングの状態により決まる定数Ａ等の値に基づいて柔軟かつ適応的にインタリーブパラメータ変化させるのと同等の特性改善効果を得るのは困難である。」（１０頁１７欄）
　
エ．上記（４）、（５）及び図８、図１２の記載によれば、引用例２には、インターリーブ処理として隣接またはほぼ隣接したビットをマルチキャリア通信の非隣接サブキャリアにマップすることが記載されていると認められる。
オ．上記（４）、（５）の記載によれば、マルチキャリア変調方式におけるインターリーブはサブキャリアのインターリーブを意味し、インターリーブセグメント長がフェージングの状態により決まる「サブキャリア数の適当な約数」により規定されることが記載されていると言える。
　
　したがって、引用例２には、「インターリーブ処理として隣接またはほぼ隣接したビットをマルチキャリア通信の非隣接サブキャリアにマップすること」、「マルチキャリア変調方式におけるサブキャリアのインターリーブのインターリーブセグメント長及びインターリーブ深さが、フェージングの状態により決まる「サブキャリア数の適当な約数」により規定される。」という技術事項が記載されているものと認められる。
　
３．対比・判断
（１）引用発明の「データソース」、「トラフィックデータ」は、それぞれ本願発明の「ホスト装置」、「内容」に相当する。したがって、「ホストから内容を受け取」ると言える。
（２）本願発明の「多重化」（multiplex,multiplexing）の意味は、明細書全体の記載からみて、本願明細書の【００３９】、【００４９】、【図５】のとおり、複数のアンテナに信号を割り当てるために同じ情報（各ビット）を繰り返すことであると認められる。そして、引用発明は「２またはそれ以上のアンテナから信号を送信するＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに関する装置」であるから、その「デマルチプレクサによりデマルチプレックスされ」なる処理と本願発明の「２またはそれ以上のアンテナの少なくとも１つのサブセットに前記受け取った内容の要素を多重化し」なる処理とは、「２またはそれ以上のアンテナに前記受け取った内容の要素を割り当て」る点で一致している。
（３）引用発明の「チャネルインターリーバ」の「チャネルインターリービングを１若しくはそれ以上の送信アンテナの各グループの１若しくはそれ以上の周波数サブチャネルの各グループに横断的に実行することにより、１つのデータストリームからのコード化されたビットは、１若しくはそれ以上の送信アンテナの１若しくはそれ以上の周波数サブチャネルにわたって分配され、時間的な、周波数、及び空間ダイバーシティの組み合わせを与える」処理と、本願発明の「トーン・インターリーバ」の「前記２またはそれ以上のアンテナから送信するための信号を生成するために前記多重化された要素をマルチキャリア・ワイヤレス通信チャネルの複数のトーンに亘ってインターリーブ処理をする」処理とは、「インターリーバ」が「２またはそれ以上のアンテナから送信するための信号を生成するために割り当てられた要素を周波数ダイバシティーを与えるインターリーブ処理をする」点で一致している。
（４）上記「２またはそれ以上のアンテナの少なくとも１つのサブセットに前記受け取った内容の要素を割り当て」る手段や「２またはそれ以上のアンテナから送信するための信号を生成するために割り当てられた要素をインターリーブ処理をする」「インターリーバ」を含むものを「ダイバーシティ・エージェント」と呼ぶのは任意である。
（５）引用発明のデマルチプレクサやチャネルインターリーバは、ＯＦＤＭに係るモジュレータ、送信機と相まってＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムに関する装置を構成するものであるから、「送信機に結合され」（coupled with a transmitter）ていると言える。
（６）引用発明はデータソースから与えられたトラフィックデータがエンコーダによりコード化され、コード化されたビットが周波数サブチャネルに分配されるものであるから、本願発明の「前記ダイバーシティ・エージェントは、前記受け取った内容の隣接またはほぼ隣接した被符号化ビットを前記マルチキャリア・ワイヤレス通信チャネルの非隣接サブキャリアにマップするためのトーン・インターリーバを含み、隣接した被符号化ビット間の分離は、前記チャネルのコヒーレンス帯域幅の関数により定まる」構成とは、「被符号化データがインターリーブ処理される」点で一致している。
　
　したがって、本願発明と引用発明とを対比すると、両者は、以下の点で一致し、また、相違している。
　
（一致点）
「送信機に結合され、ホスト装置からの内容を受け取り、かつ２またはそれ以上のアンテナに前記受け取った内容の要素を割り当て、前記２またはそれ以上のアンテナから送信するための信号を生成するために前記割り当てられた要素を周波数ダイバシティーを与えるインターリーブ処理をするダイバーシティ・エージェント、を含み
　前記ダイバーシティ・エージェントはインターリーバを含み、被符号化データがインターリーブ処理される、
　ことを特徴とする装置。」
　
（相違点１）
　２またはそれ以上のアンテナに受け取った内容の要素を割り当てる際に、本願発明は「受け取った内容の要素を多重化」する（すなわち、同じ情報（各ビット）を繰り返す。）のに対し、引用発明は「デマルチプレックス」する点。
　
（相違点２）
　２またはそれ以上のアンテナに受け取った内容の要素を割り当てる際に、本願発明は「２またはそれ以上のアンテナの少なくとも１つのサブセットに」受け取った内容の要素を多重化するのに対し、引用発明はデマルチプレックスに関してサブセットについて明らかにしていない点。
　
（相違点３）
　ダイバーシティ・エージェントによる周波数ダイバシティーを与えるインターリーブ処理が、本願発明は「多重化された要素をマルチキャリア・ワイヤレス通信チャネルの複数のトーンに亘ってインターリーブ処理をする」ものであるのに対し、引用発明は「１若しくはそれ以上の送信アンテナの各グループの１若しくはそれ以上の周波数サブチャネルの各グループに横断的に実行することにより、１つのデータストリームからのコード化されたビットは、１若しくはそれ以上の送信アンテナの１若しくはそれ以上の周波数サブチャネルにわたって分配され、時間的な、周波数、及び空間ダイバーシティの組み合わせを与える」「チャネルインターリービング」である点。 
　
（相違点４）
　上記（相違点３）に関連して、ダイバーシティ・エージェントに含まれるインターリーバによる被符号化データのインターリーブ処理に関して、本願発明は「トーン・インターリーバ」が「受け取った内容の隣接またはほぼ隣接した被符号化ビットをマルチキャリア・ワイヤレス通信チャネルの非隣接サブキャリアにマップ」し、「隣接した被符号化ビット間の分離は、前記チャネルのコヒーレンス帯域幅の関数により定まる」のに対し、引用発明は「チャネルインターリーバ」が「１つのデータストリームからのコード化されたビットは、１若しくはそれ以上の送信アンテナの１若しくはそれ以上の周波数サブチャネルにわたって分配され、時間的な、周波数、及び空間ダイバーシティの組み合わせを与える」ことが記載されているに留まり、隣接した被符号化ビット間の分離に関して明らかにされていない点。 
　
　以下、上記相違点について検討する。
（相違点１についての検討）
　ダイバーシティの観点から同じ情報をアンテナの数だけ繰り返すことは普通に行われていることに過ぎないから、送信すべきデータを２またはそれ以上のアンテナに割り当てる際に、信頼性をさらに優先して、引用発明のデマルチプレックスを「多重化」（すなわち、同じ情報（各ビット）を繰り返すこと。）とすることは当業者にとって容易である。
　
（相違点２についての検討）
　「少なくとも１つのサブセット」は全サブセットを含む概念であり、「サブセット」を構成するアンテナの数も任意であることに鑑みれば、相違点２に実質的な相違は認められない。
　また、引用発明はチャネルインターリービングに関して「１若しくはそれ以上の送信アンテナの各グループ」というようにサブセットの概念を有するものであり、また、上記「２．」の項の「（１）」の項中の[0024]には、コーディングについても送信アンテナの各サブセットに対して１のコーディングスキームに基づいて実施される可能性があることが示されているから、受け取った内容の要素を割り当てる処理にもサブセットの概念を導入することは当業者が適宜なし得ることである。
　
（相違点３についての検討）
　マルチキャリア通信における周波数ダイバシティーを与えるインターリーブ処理として、マルチキャリア・ワイヤレス通信チャネルの複数のサブキャリア（トーン）に亘ってインターリーブ処理することは、例えば引用例２にも示されるように普通に行われることであるから、相違点３は、同じ情報（各ビット）をアンテナの数だけ繰り返すことにより各アンテナに同じ情報を与えること（上記「（相違点１についての検討）」参照。)に伴い、自ずと導出されることに過ぎない。
　
（相違点４についての検討）
　まず、上記「（相違点３についての検討）のとおりであるから、「トーン・インターリーバ」と「チャネルインタリーバ」との相違は、同じ情報（各ビット）をアンテナの数だけ繰り返すことにより各アンテナに同じ情報を与えること（上記「（相違点１についての検討）」参照。)に伴い、自ずと導出されることに過ぎない。
　次に、引用例２には隣接またはほぼ隣接したビットをマルチキャリア通信の非隣接サブキャリアにマップすることも示されている。ここで、引用例２の図８、図１２の記載によれば、連続するビットであるａａ，ａｂ，ａｃ，・・・がインターリーブ処理により、ａａ，ｂａ，ｃａ，・・・，ａｂ，ｂｂ，・・・，ａｃというように、サブキャリアの約数に相当する分、分離されるものであり、これは本願の【００４３】の連続するビット１，２がトーン１，５にそれぞれマップされることに対応するものである。更に、引用例２には、『マルチキャリア変調方式におけるサブキャリアのインターリーブのインターリーブセグメント長及びインターリーブ深さが、フェージングの状態により決まる「サブキャリア数の適当な約数」により規定される。』という技術事項も示されている。
　そして、フェージングとチャネルのコヒーレンス帯域幅との間に所定の関係があることは通信分野における技術常識であること（例えば、拒絶査定の際に周知文献としてあげられた特開平８−２６５２９３号公報の段落【０００７】、原査定の拒絶の理由に引用された米国特許出願公開第２００３／０２３５１４７号明細書の[0076]、[0079]、[0083]を参照。）に鑑みれば、引用例２には特に明記されていないが上記「フェージングの状態により決まる「サブキャリア数の適当な約数」」がチャネルのコヒーレンス帯域幅の関数により定まると解するのが自然であり、また、そのようにすることは当業者にとって容易である。したがって、上記相違点４は格別なものではない。
　
　この点につき、出願人は平成２２年８月２２日付けの手続補正書（方式）の「３．本願発明が特許されるべき理由」の「（２）本願発明と引用発明との対比」において、「すなわち、引用文献５は、インターリーブ処理の深さが全サブキャリア数Ｎsubcarrierにフェージングの状態により決まる値を乗じたサブキャリア数に等しいことを開示しています。引用文献５における上記定義に基づいて、フェージングの状態は、隣接した被符号化ビットを分離するトーンの数と等価であると解釈することはできません。」と主張している。しかし、上記「２．」の項中の「（４）」に記載のとおり、「（インタリーブ深さ）＝Ｎbits/symbol ×Ａ」、「Ａ：Ｎsubcarrierの適当な約数（適正値はフェージングの状態により決まる）」であるから、「インターリーブ処理の深さが全サブキャリア数Ｎsubcarrierにフェージングの状態により決まる値を乗じたサブキャリア数に等しいことを開示しています。」なる主張は「Ａ：Ｎsubcarrierの適当な約数」と整合するものではなく、失当である。すなわち、例えば１シンボル当たり１ビットの場合、インターリーブ深さは全マルチキャリア信号サブキャリア数Ｎsubcarrierの適当な約数であり、Ｎsubcarrierが例えば４８の場合には、その約数である３や４や１２や１６等はインターリーブ深さになり得ることは明らかである。
　
　そして、本願発明の作用効果も、引用発明及び周知技術に基づいて当業者が予測し得る範囲のものであり、格別なものではない。
　
４．むすび
　以上のとおり、本願発明は、引用発明及び周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができたものと認められるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。