【事件の表示】
　特願２００６−５０１２３３「マルチ・アンテナ送信のための方法および装置」拒絶査定不服審判事件〔平成１６年　９月３０日国際公開、ＷＯ２００４／０８４４２０、平成１８年　９月２８日国内公表、特表２００６−５２２５０５〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
第１．手続の経緯
　本願は、２００４年３月１１日（パリ条約による優先権主張　外国庁受理２００３年３月１３日　米国）を国際出願日とする出願であって、平成２１年１０月３０日付けで拒絶査定がなされ、これに対し、平成２２年２月２４日に拒絶査定に対する審判請求がなされるとともに同日付けで手続補正がなされたものである。
　
　
第２．補正却下の決定
［補正却下の決定の結論］
　　平成２２年２月２４日付けの手続補正を却下する。
　
［理由］
１．本願発明と補正後の発明
　上記手続補正（以下、「本件補正」という。）は、補正前の平成２１年９月２８日付けの手続補正書の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　「【請求項１】
マルチ・アンテナ送信の方法であって、
　送信器から送信された複数の周波数副搬送波を受信器において受信すること、
　前記周波数副搬送波を複数の周波数副搬送波ブロックにグループ分けするステップであって、該周波数副搬送波ブロックのそれぞれは複数個であるＫ個の周波数副搬送波を備える、こと、
　マルチ・アンテナ信号の送信で使用するために、前記周波数副搬送波ブロックのそれぞれに対して、単一の重み行列Ｖ＾ｃを計算することであって、前記単一の重み行列Ｖ＾ｃは、前記送信器と前記受信器との間の、Ｖ＾ｃを計算するための前記周波数副搬送波ブロック上の行列チャネル周波数応答に基づき計算される、単一の重み行列Ｖ＾ｃを計算すること、
　前記周波数副搬送波ブロックに対する前記単一の重み行列Ｖ＾ｃを前記送信器に送信すること
を備える方法。」
という発明（以下、「本願発明」という。）を、補正後の特許請求の範囲の請求項１に記載された、
　「【請求項１】
マルチ・アンテナ送信の方法であって、
　第１の送信器から送信された複数の周波数副搬送波を受信器において受信すること、
　前記周波数副搬送波を複数の周波数副搬送波ブロックにグループ分けすることであって、該周波数副搬送波ブロックのそれぞれは複数個であるＫ個の周波数副搬送波を備える、グループ分けすること、
　マルチ・アンテナ信号の送信で使用するために、前記周波数副搬送波ブロックのそれぞれに対して、単一の重み行列Ｖ＾ｃを計算することであって、前記単一の重み行列Ｖ＾ｃは、前記送信器と前記受信器との間の、Ｖ＾ｃを計算するための前記周波数副搬送波ブロック上のダウンリンク行列チャネル周波数応答またはアップリンク行列チャネル周波数応答に基づき計算される、単一の重み行列Ｖ＾ｃを計算すること、
　第２の送信器が前記周波数副搬送波ブロックのそれぞれに対する前記単一の重み行列Ｖ＾ｃに基づいて生成されたマルチ・アンテナ信号を前記第１の送信器に送信すること
を備える方法。」
という発明（以下、「補正後の発明」という。）に補正することを含むものである。
　
２．新規事項の有無、補正の目的要件について
　本件補正は、願書に最初に添付した明細書、特許請求の範囲又は図面に記載した事項の範囲内において、
　補正前の特許請求の範囲の請求項１に記載された「送信器から送信された複数の周波数副搬送波を受信器において受信する」の構成を、「第１の送信器から送信された複数の周波数副搬送波」との構成に限定し、また、補正前の「行列チャネル周波数応答」の構成を「ダウンリンク行列チャネル周波数応答またはアップリンク行列チャネル周波数応答」との構成に限定し、また、補正前の「前記周波数副搬送波ブロックに対する前記単一の重み行列Ｖ＾ｃを前記送信器に送信すること」を「第２の送信器が前記周波数副搬送波ブロックのそれぞれに対する前記単一の重み行列Ｖ＾ｃに基づいて生成されたマルチ・アンテナ信号を前記第１の送信器に送信すること」との構成に限定することにより特許請求の範囲を減縮するものである。
　したがって、本件補正は、特許法第１７条の２第３項（新規事項）及び平成１８年法律第５５号改正附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第４項の規定（補正の目的）の規定に適合している。
　
３．独立特許要件について
　上記本件補正は特許請求の範囲の減縮を目的とするものであるから、上記補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができるものであるのかどうかについて以下に検討する。
　
（１）補正後の発明
　上記「１．本願発明と補正後の発明」の項で「補正後の発明」として認定したとおりである。
　
（２）引用発明
　Ａ．原審の拒絶理由に引用された国際公開第０３／１７６１号（以下、「引用例１」という。）には「METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING DATA IN A TIME DIVISION DUPLEX SYSTEM」（邦訳：「時分割デュプレックスシステムにおいてデータを送信するための方法および装置」）として図面とともに以下の事項が記載されている。
　
　イ．「[1021] As shown in FIG. 1, system 100 may be operated to employ a combination of antenna, frequency, and temporal diversity to increase spectral efficiency, improve performance, and enhance flexibility. In an aspect, base station 110 can be operated to estimate the characteristics of the communication link between the base station and terminal and to derive channel state information (CSI) indicative of the estimated link characteristics. Base station 110 can then be operated to adjust the processing (e.g., encoding, modulation, and preconditioning) of data prior to transmission to terminal 150 based on the CSI derived at the base station and/or the CSI provided to the base station (e.g., from the terminal). 
[1022] At base station 110, a data source 112 provides packet data (i.e., information bits) to a transmit (TX) data processor 114, which (1) encodes the packet data in accordance with a particular encoding scheme, (2) interleaves (i.e., reorders) the encoded data based on a particular interleaving scheme, (3) channelizes the interleaved data and pilot data on their respective code channels (if code division multiplexing is used), and (4) maps the channelized packet and pilot data into modulation symbols for one or more transmission channels used for data transmission. The encoding increases the reliability of the data transmission. The interleaving provides time diversity for the coded bits, permits the data to be transmitted based on an average signal-to-noise-plus-interference-ratio (SNR) for the transmission channels used for the data transmission, combats fading, and further removes correlation between the coded bits used to form each modulation symbol. The interleaving may further provide frequency diversity if the coded bits are transmitted over multiple frequency subchannels. The channelization allows the packet and pilot data to be separated at the terminal. 
[1023] In an aspect, the coding, interleaving, and symbol mapping (or any combination thereof) may be performed based on the CSI available to base station 110, as indicated in FIG. 1. The encoding, interleaving, and symbol mapping at base station 110 may be performed based on numerous schemes, some of which are described in further detail below. 
[1024] A TX channel processor 120 receives and demultiplexes the modulation symbols from TX data processor 114 and further preconditions the modulation symbols as described below. If MIMO employed, TX channel processor 120 provides a stream of preconditioned modulation symbols for each antenna used for data transmission. If OFDM is employed, TX channel processor 120 provides a stream of preconditioned modulation symbol vectors for each antenna used for data transmission, one vector for each time slot with each vector including one modulation symbol for each frequency subchannel. Each stream is then received and modulated by a respective modulator (MOD) 122 and transmitted via an associated antenna 124. 
[1025] At terminal 150, one or more antennas 152 receive the transmitted signals and each antenna provides a respective received signal to an associated demodulator (DEMOD) 154. Each demodulator 154 performs processing complementary to that performed at modulator 122. The received modulation symbols from all demodulators 154 are then provided to a receive (RX) channel processor 156, which performs receiver processing complementary to the processing performed by TX channel processor 120. RX channel processor 156 provides recovered modulation symbols to a RX data processor 158, which processes the symbols to recover the transmitted data streams. RX data processor 158 performs processing complementary to that performed by TX data processor 114. The decoded data is then provided to a data sink 160. The processing by base station 110 and terminal 150 is described in further detail below. 」
（５頁１６行−６頁３０行）
　
　（イ．邦訳）
　「［１０２１］図１に示すように、スペクトル効率を増加させ、性能を改良し、柔軟性を強化するために、システム１００は、アンテナ、周波数、および時間的ダイバーシティを採用するように動作してもよい。一形態において、基地局１１０は、基地局と端末との間の通信リンクの特性を推定し、推定されたリンク特性を示すチャネル状態情報（ＣＳＩ）を得るように動作することができる。従って、基地局１１０は、基地局において得られるＣＳＩおよび／または（例えば、端末から）基地局に供給されたＣＳＩに基づいて端末１５０に送信する前にデータの処理（例えば、符号化、変調、およびあらかじめ調整する）を調節するように動作することができる。
［１０２２］基地局１１０において、データソース１１２はパケットデータ（すなわち、情報ビット）を送信（ＴＸ）データプロセッサ１１４に供給する。送信データプロセッサ１１４は、（１）特定の符号化スキームに従ってパケットデータを符号化し、（２）特定のインターリービングスキーム(interleaving scheme)に基づいて符号化されたデータをインターリーブ（順序づける）し、（３）（符号分割多重化が使用されているなら）それぞれの符号チャネル上のインターリーブされたデータおよびパイロットデータをチャネル化し、および（４）データ送信のために使用される１つ以上の送信チャネルのために、チャネル化されたパケットデータおよびパイロットデータを変調記号にマッピングする。符号化は、データ送信の信頼性を増加させる。インターリービングは符号化されたビットのための時間ダイバーシティを供給し、データ送信のために使用される送信チャネルに対して、平均信号対雑音プラス干渉比（ＳＮＲ）に基づいてデータが送信されることを可能にし、フェージングに対処し、そしてさらに、各変調記号を形成するために使用される符号化されたビット間の相関を除去する。インターリービングはさらに、符号化されたビットが複数の周波数サブチャネルで送信されるなら、周波数ダイバーシティを供給する。チャネル化は、パケットデータとパイロットデータを端末において分離することを可能にする。
［１０２３］一形態において、符号化、インターリービング、および記号マッピング（またはそれらのいずれかの組合せ）は、図１に示す基地局１１０に利用可能なＣＳＩに基づいて実行してもよい。基地局における符号化、インターリービング、および記号マッピングは、多数のスキームに基づいて実行してもよい。それらのいくつかを以下にさらに詳細に記載する。
［１０２４］ＴＸチャネルプロセッサ１２０は、ＴＸデータプロセッサ１１４からの変調記号を受信し、逆多重化し、さらに以下に記載するように変調記号をあらかじめ調整する。ＭＩＭＯが採用されるなら、ＴＸチャネルプロセッサ１２０はデータ送信のために使用される各アンテナに対してあらかじめ調整された変調記号のストリームを供給する。ＯＦＤＭが採用されるなら、ＴＸチャネルプロセッサ１２０は、データ送信のために使用される各アンテナに対してあらかじめ調整された変調記号ベクトルのストリームを供給する。すなわち、各タイムスロットに対して１つのベクトルを供給し、各ベクトルは、各周波数サブチャネルに対して１つの変調記号を含む。次に各ストリームは、それぞれの変調器（ＭＯＤ）１２２により受信され、変調され、関連するアンテナ１２４を介して送信される。
［１０２５］端末１５０において、１つ以上のアンテナ１５２は送信された信号を受信し、各アンテナはそれぞれの受信された信号を関連する復調器（ＤＥＭＯＤ）１５４に供給する。各復調器１５４は、変調器１２２において実行された処理と相補的な処理を実行する。次に、すべての復調器１５４からの受信された変調記号は、受信（ＲＸ）チャネルプロセッサ１５６に供給される。受信チャネルプロセッサ１５６は、ＴＸチャネルプロセッサ１２０により実行された処理に対して相補的な受信器処理を実行する。ＲＸチャネルプロセッサ１５６は再生された変調記号をＲＸデータプロセッサ１５８に供給する。ＲＸデータプロセッサ１５８はその記号を処理し、送信されたデータストリームを再生する。ＲＸデータプロセッサ１５８は、ＴＸデータプロセッサ１１４により実行される処理と相補的な処理を実行する。次に、復号されたデータは、データシンク１６０に供給される。基地局１１０による処理および端末１５０を以下にさらに詳細に記載する。」
　
　ロ．「[1041] The forward transfer functions, hf(i,j,k), for all propagation paths may then be used to form one or more channel response matrices Ｈｆ(k). Typically, one channel response metric Ｈｆ(k) is formed for each frequency subchannel. Each channel response matrix Ｈｆ(k) comprises an NT × NR matrix of forward transfer functions hf(i,j,k) , where 1≦ i ≦ NR and 1 ≦ j ≦ NT , for the NT・NR transmit-receive antenna pairs for the ｋ-th frequency subchannel. （当審注：「≦」は原文では「＜」の下に「＿」である。以下同じ。）Each channel response matrix Ｈｆ(k) may then be used to derive weights, which are then used to precondition the modulation symbols for the k-th frequency subchannel, as described below. 
[1042] For each frequency subchannel, an eigenvector decomposition of a Hermitian matrix formed by the product of the channel response matrix Ｈｆ with its conjugate-transpose ＨHｆ can be expressed as: 
　ＨｆHＨｆ = ＥΛＥH   　　　　　　　　　Eq (4)
where Ｅ is an eigenvector matrix and Λ is a diagonal matrix of eigenvalues, both of dimension NT × NT , and the symbol Ｈ denotes the conjugate-transpose. The base station preconditions a vector of Nc modulation symbols, 
b
  
x
b
The preconditioning in equation (5) can be more fully expressed as:
where [b1,b2, ... bNc ] are the modulation symbols for spatial subchannels 1, 2, ... Nc, respectively, where Nc ≦ min {NT, NR } ; 
      eij are elements of the eigenvector matrix Ｅ, which is descriptive of the transmission characteristics from the base station antennas to the terminal antennas; and 
      [x1, x2, ... xNT ] are the preconditioned modulation symbols, which can be expressed as:
　xl = b1・e11 + b2・el2 + ... + bNc・e1Nc , 
　x2 = b1・e21 + b2・e22 + ... + bNc・e2Nc , and
  xNT = b1・eNT1 + b2・eNT2 + ... + bNc・eNTNc　
　Since ＨHＨ is Hermitian, the eigenvector matrix Ｅ is unitary. Thus, if the elements of the vector b have equal power, the elements of the vector x (i.e., the preconditioned modulation symbols) also have equal power. 
[1043] As shown in equations (5) and (6), for each frequency subchannel, the Nc modulation symbols at each time slot are preconditioned to generate NT preconditioned modulation symbols. The preconditioning orthogonalizes the modulation symbol streams transmitted on the Nc spatial subchannels, which may improve performance. 」
（１１頁１６行−１３頁２行）
　
　（ロ．邦訳）
　「［１０４１］次に、すべての伝搬経路のための順方向伝達関数ｈf（ｉ，ｊ，ｋ）を用いて１つ以上のチャネル応答マトリクスＨf（ｋ）を形成してもよい。一般的に、各周波数サブチャネルに対して１つのチャネル応答測定基準Ｈf（ｋ）が形成される。各チャネル応答マトリクスＨf（ｋ）は、順方向伝達関数ｈf（ｉ，ｊ，ｋ）のＮT×ＮRマトリクスから構成される。但し、ｋ番目の周波数サブチャネルのためのＮT・ＮR送受信アンテナ対に対して、１≦ｉ≦ＮRおよび１≦ｊ≦ＮTである。次に、各チャネル応答マトリクスＨf（ｋ）を用いて重みを得てもよい。次に、この重みは、以下に記載するように、ｋ番目の周波数サブチャネルのための変調記号をあらかじめ調整するために使用される。
［１０４２］各周波数サブチャネルに対して、チャネル応答マトリクスＨfと、その共役転置ＨfＨ と積により形成されるエルミート行列の固有ベクトル分解は以下のように表すことができる。
　ＨfＨＨf  ＝　ＥΛＥＨ     　　　　　　　　　　　式（４）
但し、Ｅは固有ベクトルマトリクスであり、Λは、両方の次元がＮT×ＮTである固有値の対角マトリクスであり、記号「Ｈ」は共役転置を示す。基地局は、以下のようにして、固有ベクトルマトリクスＥを用いて、各タイムスロットに対して、Ｎc変調記号
ｂ
　
ｘ
ｂ
式（５）におけるあらかじめの調整は、以下のようにより完全に表すことができる。
但し、［ｂ１，ｂ２，・・・ｂＮｃ］は、それぞれ空間サブチャネル１，２，．．．Ｎcのための変調記号であり、但し、Ｎc≦min{ＮT,ＮR}である。
ｅijは、固有ベクトルマトリクスＥのエレメントであり、基地局アンテナから端末アンテナへの送信特性を記述している。および［ｘ１，ｘ２，・・・ｘNT］は、あらかじめ調整する変調記号であり、以下のように表すことができる。
　ｘ１＝ｂ１・ｅ１１＋ｂ２・ｅ１２＋　・・・　＋ｂＮｃ・ｅ１Ｎｃ　ｘ２＝ｂ１・ｅ２１＋ｂ２・ｅ２２＋　・・・　＋ｂＮｃ・ｅ２Ｎｃ  ，ａｎｄ
　ｘＮＴ＝ｂ１・ｅＮＴ１＋ｂ２・ｅＮＴ２＋　・・・　＋ｂＮｃ・ｅＮＴＮｃ　
　ＨＨＨはエルミートなので、固有ベクトルマトリクスＥはユニタリである。従って、ベクトル
ｂ
ｘ
［１０４３］式（５）および（６）に示すように、各周波数サブチャネルに対して、各タイムスロットにおけるＮCの変調記号はあらかじめ調整され、ＮTのあらかじめ調整された変調記号を発生する。あらかじめの調整は、Ｎcの空間サブチャネル上に送信された変調記号ストリームを直交化し、性能を改良することができる」
　
　ハ．「
Transmitter Unit At the Base Station
[1071] FIGS. 3A and 3B show a block diagram of a specific design of a transmitter unit 110a at a base station, which utilizes MIMO and OFDM and is capable of processing data in accordance with an embodiment of the invention. Transmitter unit 110a includes a TX data processor 114a that receives and processes information bits to provide modulation symbols, a TX channel processor 120a that preconditions the modulation symbols, and a number of modulators 122 that process the preconditioned modulation symbols to generate a number of modulated signals suitable for transmission to the terminal. 
[1072] In the embodiment shown in FIG. 3A, TX data processor 114a includes a number of data stream processors 310a through 310n, one data stream processor 310 for each data stream to be independently coded and modulated. (One data stream may be transmitted on all transmission channels, on each group of transmission channels, or on each transmission channel.) Each data stream processor 310 includes an encoder 312, an interleaver 314, a channelizer 316, and a symbol mapping element 318. Encoder 312 receives the information bits for a particular data stream and encodes the received bits in accordance with a particular encoding scheme to provide coded bits. Channel interleaver 314 interleaves the coded bits based on a particular interleaving scheme to provide diversity. 
[1073] Pilot data (e.g., data of a known pattern) may also be multiplexed with the processed information bits. The pilot data may be transmitted using any one of the pilot transmission schemes described above. The pilot reference may be used at the terminal to characterize the forward link and to estimate the link quality, as described above. 」
（２１頁５行−２７行）
　
　（ハ．邦訳）
　「
基地局における送信器装置
［１０７１］図３Ａおよび図３ＢはＭＩＭＯおよびＯＦＤＭを利用し、この発明の実施形態に従ってデータを処理することができる、基地局における送信器装置１１０ａの特定の設計のブロック図を示す。送信器装置１１０ａは情報ビットを受信して処理し変調記号を供給するＴＸデータプロセッサ１１４ａ、変調記号をあらかじめ調整するＴＸチャネルプロセッサ１２０ａ、およびあらかじめ調整された変調記号を処理し、端末に送信するために適した多数の変調された信号を発生する多数の変調器１２２を含む。
［１０７２］図３Ａに示す実施形態において、ＴＸデータプロセッサ１１４ａは、独立して符号化され変調される各データストリームに対して１つのデータストリームプロセッサ３１０の割合で、多数のデータストリームプロセッサ３１０ａ乃至３１０ｎを含む。（１つのデータストリームはすべての送信チャネルに送信してもよいし、各グループの送信チャネル上に送信してもよいし、または各送信チャネル上に送信してもよい。）各データストリームプロセッサ３１０はエンコーダ３１２、インターリーバ３１４、チャネライザ３１６およびシンボルマッピングエレメント３１８を含む。エンコーダー３１２は、特定のデータストリームに対して情報ビットを受信し、特定の符号化スキームに従って受信されたビットを符号化し、符号化されたビットを供給する。チャネルインターリーバ３１４は、特定のインターリービングスキームに基づいて符号化されたビットをインターリーブし、ダイバーシティを供給する。
［１０７３］パイロットデータ（例えば、周知のパターンのデータ）もまた処理された情報ビットと多重化してもよい。パイロットデータは、上述したパイロット送信スキームのいずれか１つを用いて送信してもよい。パイロットリファレンスは、上述したように、順方向リンクを特徴づけ、リンク品質を推定するために端末において、使用してもよい。」
　
　ニ．「[1079] The modulation symbols from TX data processor 114a are provided to TX channel processor 120a, which is one embodiment of TX channel processor 120 in FIG. 1. Within TX channel processor 120a, a multiplexer/demultiplexer 322 receives and demultiplexes the modulation symbol from data stream processors 310a through 310n to the proper MIMO processors 324a through 3241. One MIMO processor 324 is provided to perform the preconditioning for each frequency subchannel. 
[1080] Each MIMO processor 324 receives a stream of modulation symbols for the spatial subchannels of a particular frequency subchannel assigned to the MIMO processor. Each MIMO processor 324 further receives an eigenvector matrix Ｅ(k) for the frequency subchannel, which is a matrix of weights derived from the channel response matrix Ｈf (k) . Each MIMO processor 324 then preconditions the modulation symbols with the eigenvector matrix Ｅ(k) , as shown in equations (5) and (6), to generate the preconditioned modulation symbols. 
[1081] The preconditioned modulation symbols from MIMO processors 324a through 3241 are provided to combiners 326a through 326t. One combiner 326 is provided for each antenna at the base station. Each combiner 326 receives and combines up to NF preconditioned modulation symbols for NF frequency subchannels for a particular antenna to form a modulation symbol vector Ｖ. 
[1082] TX channel processor 120a thus receives and processes the modulation symbols to provide up to NT modulation symbol vectors, Ｖ1 through ＶNT, one modulation symbol vector for each antenna for data transmission. Each modulation symbol vector Ｖ covers a single time slot, and each element of the modulation symbol vector Ｖ is associated with a specific frequency subchannel having a unique subcarrier on which the modulation symbol is conveyed. 」
（２３頁８行−３１行）
　
　（ニ．邦訳）
　「［１０７９］ＴＸデータプロセッサ１１４ａからの変調記号は、図１のＴＸチャネルプロセッサ１２０の一実施形態であるＴＸチャネルプロセッサ１２０ａに供給される。ＴＸチャネルプロセッサ１２０ａ内において、マルチプレクサ／デマルチプレクサ３３２は、データストリームプロセッサ３１０ａ乃至３１０ｎから適当なＭＩＭＯプロセッサ３２４ａ乃至３２４ｌへの変調記号を受信し、逆多重化する。１つのＭＩＭＯプロセッサ３２４は、各周波数サブチャネルに対してあらかじめの調整を実行するために設けられる。
［１０８０］各ＭＩＭＯプロセッサ３２４は、ＭＩＭＯプロセッサに割当てられた特定の周波数サブチャネルの空間サブチャネルのための変調記号のストリームを受信する。各ＭＩＭＯプロセッサ３２４はさらに周波数サブチャネルのための固有マトリクスＥ（ｋ）を受信する。この固有マトリクスは、チャネル応答マトリクスＨf（ｋ）から得られた重みのマトリクスである。次に、各ＭＩＭＯプロセッサ３２４は、式（５）および（６）に示すように、固有マトリクスＥ（ｋ）を用いて変調記号をあらかじめ調整し、あらかじめ調整された変調記号を発生する。
［１０８１］ＭＩＭＯプロセッサ３２４ａないし３２４ｌからのあらかじめ調整された変調記号は結合器３２６ａ乃至３２６ｔに供給される。基地局における各アンテナに対して１つの結合器３２６が設けられる。各結合器３２６は、特定のアンテナに対してＮFの周波数サブチャネルのためのＮFまでのあらかじめ調整された変調記号を受信しおよび結合し、変調記号ベクトルＶを形成する。
［１０８２］従って、ＴＸチャネルプロセッサ１２０ａは変調記号を受信し処理し、データ送信のために各アンテナに対して１つの変調記号ベクトルの割合で、ＮTまでの変調記号ベクトルＶ1乃至ＶNtを供給する。各変調記号ベクトルＶは単一のタイムスロットをカバーし、変調記号ベクトルＶの各エレメントは、変調記号が運ばれる固有のサブキャリアを有する特定の周波数サブチャネルに関連する。」
　
　ホ．「[1093] Referring back to FIG. 1, the CSI (e.g., Hf and/or SNR) determined by RX channel processor 156 is provided to TX data processor 162, which processes the CSI based on a particular processing scheme. TX data processor 162 further receives and process pilot data for transmission from one or more antennas and on one or more frequency subchannels. The processed CSI and pilot are then received and further processed by a TX channel processor 164 and then provided to one or more modulators 154. Modulators 154 further condition and transmit the CSI and pilot on the reverse link to the base station. 
[1094] At the base station, the CSI and pilot transmitted on the reverse link are received by antennas 124, demodulated by demodulators 122, and provided to a RX channel processor 132. RX channel processor 132 processes the received pilot to derive the channel response matrix Hr for the reverse link. RX channel processor 132 and a RX data processor 134 also process the received data in a complementary manner to that performed by TX channel processor 164 and TX data processor 162 to recover the CSI. 
[1095] A controller 136 uses the recovered CSI to perform a number of functions including (1) determining the coding and modulation scheme to be used for each data stream, (2) deriving the eigenvector matrix E to be used to precondition the modulation symbols, and (3) computing the calibration function a(ω) . Controller 136 then provides the coding and modulation control to TX data processor 114 and the preconditioning control to TX channel processor 120, as shown in FIG. 3 A. 
[1096] In the above description, the modulation symbols are preconditioned at the transmitter system based on the eigenvector matrix E derived from the channel response matrix Hf for the forward link. 」
（２６頁２５行−２７頁１６行）
　
　（ホ．邦訳）
　「［１０９３］図１に戻って、ＲＸチャネルプロセッサ１５６により決定されるＣＳＩ（例えば、Ｈfおよび／またはＳＮＲ）は、ＴＸデータプロセッサ１６２に供給される。ＴＸデータプロセッサ１６２は、特定の処理スキームに基づいてＣＳＩを処理する。ＴＸデータプロセッサ１６２は、１つ以上のアンテナおよび１つ以上の周波数サブチャネルから送信のためにパイロットデータを受信し処理する。処理されたＣＳＩおよびパイロットは、次に、ＴＸチャネルプロセッサ１６４に受信されてさらに処理され、１つ以上の変調器１５４に供給される。変調器１５４はさらに逆方向上のＣＳＩとパイロットを調整し、基地局に送信する。
［１０９４］基地局において、逆方向リンク上に送信されたＣＳＩおよびパイロットは、アンテナ１２４により受信され、復調器１２２により復調され、ＲＸチャネルプロセッサ１３２に供給される。ＲＸチャネルプロセッサ１３２は、受信されたパイロットを処理し、逆方向リンクのためのチャネル応答マトリクスＨrを得る。ＲＸチャネルプロセッサ１３２とＲＸデータプロセッサ１３４はまたは、ＴＸチャネルプロセッサ１６４およびＴＸデータプロセッサ１６２により実行される方法と相補的な方法で受信されたデータを処理し、ＣＳＩを再生する。
［１０９５］コントローラ１３６は、（１）各データストリームに対して使用される符号化および変調スキームを決定すること、（２）変調記号をあらかじめ調整するために使用される固有ベクトルマトリクスＥを得ること、および（３）較正関数ａ（ω）を計算することを含む多数の機能を実行するために再生されたＣＳＩを使用する。コントローラ１３６は次に、図３Ａに示すように、符号化および変調制御をＴＸデータプロセッサ１１４に供給し、あらかじめ調整する制御をＴＸチャネルプロセッサ１２０に供給する。
［１０９６］上記記載において、変調記号は、順方向リンクのためのチャネル応答マトリクスＨfから得られた固有ベクトルマトリクスＥに基づいて送信器システムにおいて、あらかじめ調整される。」
　
　上記イ．〜ホ．の記載及び関連する図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、
　引用例１には、上記イ．乃至上記ハ．に記載されるように、ＭＩＭＯ（複数入力−複数出力）およびＯＦＤＭ（直交周波数分割変調）を利用してデータを送信する方法についての記載があり、ＭＩＭＯが複数のアンテナを用いて送受信を行うシステムであること、及び、ＯＦＤＭが複数の周波数サブチャネルを用いて通信を行うシステムであることは技術常識である。
　上記イ．及び関連図面である【図１】には、基地局１１０の送信器装置から送信される送信データが端末１５０の受信器装置において受信される構成が記載されている。また、端末の送信器装置から基地局の送信器装置に送信する構成についても記載されている。
　上記ロ．及び上記ニ．には、ＭＩＭＯの１つ以上のアンテナからの送信に使用するため、ＯＦＤＭにおける周波数サブチャネルｋのそれぞれに対して、順方向リンクの行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）に基づき、重み行列Ｅ（ｋ）を計算することが記載されている。
　特に上記ホ．には、周波数サブチャネル上の順方向リンクの行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）を端末の送信器装置から基地局に送信することが記載されている。ここで、端末の送信器装置は、ＭＩＭＯの１つ以上のアンテナを用いて上記Ｈｆ（ｋ）を送信データとして送信することになる。
　
　したがって、上記引用例１には以下の発明（以下、「引用発明１」という。）が開示されている。
　
（引用発明１）
　「ＭＩＭＯを利用した送信の方法であって、
　基地局の送信器装置から送信された複数の周波数サブチャネルを端末の受信器装置において受信すること、
　ＭＩＭＯの１つ以上のアンテナからの送信で使用するために、前記周波数サブチャネルｋのそれぞれに対して、重み行列Ｅ（ｋ）を計算することであって、前記重み行列Ｅ（ｋ）は、前記送信器装置と受信器装置との間の、Ｅ（ｋ）を計算するための前記周波数サブチャネル上の順方向リンクの行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）に基づき計算される、重み行列Ｅ（ｋ）を計算すること、
　端末の送信器装置が、前記周波数サブチャネル上の順方向リンクの行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）に基づいて生成された１つ以上のアンテナからの送信データを前記基地局の送信器装置に送信すること
を備える方法。」
　
　Ｂ．同じく原審の拒絶の理由に引用された特開２００２−１９８８７８号公報（以下、「引用例２」という。）には「スマートアンテナを用いた受信装置、スマートアンテナを用いた受信方法及びビーム形成回路」として図面とともに以下の事項が記載されている。
　
　ヘ．「【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多重方式（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、ＯＦＤＭと記述）を用いた無線通信システムに係り、複数のアンテナを用いて指向性を変化させるスマートアンテナを用いた受信装置、スマートアンテナを用いた受信方法及び前記受信装置の一部を構成するビーム形成回路に関する。」
（３頁３欄２２行−２９行）
　
　ト．「【００１０】スマートアンテナは、基地局あるいは端末局のアンテナの指向性を可変にすることによって、システム容量の増大、または基地局のカバーするエリアの拡大、または通信品質の改善が図れる技術である。単に指向性を有するアンテナだけでなく、複数のアンテナ素子を配置したアレーアンテナを有し、図５に示すような構成により、各アンテナ素子毎に振幅および位相の重み付けを行うことによっても、所望の指向性パターンを形成することができる。このような電気的に指向性を可変できるアレーアンテナの場合、所望波方向にビームを向けるだけでなく、干渉波の方向にヌルを向けることもできる。特に、基地局において互いに直交する（互いの方向にヌルを向け合う）複数の指向性パターンを形成することにより、各ビーム毎に同一時間／周波数チャネルを割り当てるＳＤＭＡ（Space Division Multiple Access）を実現でき、周波数の有効利用が期待できる。」
（４頁５欄２９行−４４行）
　
　チ．「【００２７】ここで、各サブキャリア帯域が比較的広いと、すべてのサブキャリアに同じアンテナウェイトで重み付けした場合、離れたサブキャリア間の中心周波数偏差のために、各サブキャリア毎に得られる指向性パターンが異なり、所望波方向へのビーム利得が低下したり、干渉波方向へのヌルが形成されずに特性を劣化させる要因になることがある。しかし、すべてのサブキャリアに対してアンテナウェイトを求めると、その計算量が膨大となり現実的でない。そこで、サブキャリア間の周波数偏差による指向性パターン変化が致命的にならない程度に離れた中心周波数をもつサブキャリアをまとめてサブキャリア群とし、サブキャリア群を形成する各サブキャリアの信号には同じウェイトで重み付けする。
【００２８】例えば、本実施形態では、９個のサブキャリアのうち周波数の高いサブキャリアから順にＳ１、…、Ｓ９としたとき、Ｓ２、Ｓ５、Ｓ８に含まれる情報系列が既知であるパイロットサブキャリアが存在すると仮定すると、Ｓ１〜Ｓ３、Ｓ４〜Ｓ６、Ｓ７〜Ｓ９をそれぞれサブキャリア群とする。また、それぞれ重み付けするアンテナウェイトをＷ１、Ｗ２、Ｗ３とし、これらのウェイト群はパイロットサブキャリアＳ２、Ｓ５、Ｓ８によってウェイト群計算部１１２で計算される。」
（６頁９欄３３行−同頁１０欄４行）
　
　リ．「【００３０】上記のように本実施形態のスマートアンテナを用いた受信装置では、すべてのサブキャリアに対してアンテナウェイトを得る必要はなく、幾つかのサブキャリアを纏めてサブキャリア群とし、これらサブキャリア群の数だけウェイトを求めればよいので、ウェイト計算にかかる処理量を大幅に低減できる。これにより、回路規模を大きくすることなく、或いは超高速のＣＰＵなどを用いなくとも、信号をリアルタイム処理することができる。」
（６頁１０欄２７行−３５行）
　
　上記ヘ．〜リ．の記載及び関連する図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、
　引用例２には、ＯＦＤＭを利用した通信システムであって、ＯＦＤＭサブキャリア毎に重み（アンテナウェイト）付けを行うことにより、受信アンテナの指向性を可変にする方法において、幾つかのサブキャリアを纏めてサブキャリア群とし、サブキャリア群単位に重みを計算するようにすることで、すべてのサブキャリアに対して重みを計算するのに対して、計算の処理量の軽減を図ることが開示されている。
　ここで、「サブキャリア」は「周波数副搬送波」であり、「サブキャリア群」は「周波数副搬送波ブロック」をいえるので、上記引用例２には以下の発明（以下、「引用発明２」という。）が開示されている。
　
（引用発明２）
　「送信器から送信された複数の周波数副搬送波を受信器において受信するようにしたＯＦＤＭを利用した通信の方法であって、
　前記周波数副搬送波を複数の周波数副搬送波ブロックにグループ分けして、該周波数副搬送波ブロックのそれぞれが複数個の周波数副搬送波を備えるようにし、
　アンテナ信号の指向性を可変にする受信で使用するために、前記周波数副搬送波ブロックのそれぞれに対して単一の重み（アンテナウェイト）を計算することにより、全ての前記周波数副搬送波それぞれで重みを計算するのに対して処理量を軽減する方法。」
　
　Ｃ．同じく原審の拒絶の理由に引用された国際公開第０２／８２６８９号（以下、「引用例３」という。）には「METHOD AND SYSTEM IN A TRANSCEIVER FOR CONTROLLING A MULTIPLE-INPUT, MULTIPLE-OUTPUT COMMUNICATIONS CHANNEL」（邦訳：「送受信回路における多入力・多出力通信チャンネルを制御する方法およびシステム」）として図面とともに以下の事項が記載されている。
　
　ヌ．「1. A feedback method in a multiple- stream, multiple-antenna receiver, the method comprising the steps of: 
　measuring a composite channel between a multiple-antenna transmitter and a multiple-antenna receiver to produce a composite channel measurement;
　selecting a plurality of antenna array weight sets for use in the multiple-antenna transmitter in response to the composite channel measurement, wherein each antenna array weight set is associated with one of multiple data streams; and
　transmitting information describing the plurality of antenna array weight sets for use in the multiple-antenna transmitter.」
（３４頁３行−１３行）
　
　（ヌ．邦訳）
　「１．　多重ストリームかつ多重アンテナの受信機におけるフィードバック方法であって、
  多重アンテナ送信機と多重アンテナ受信機との間の複合チャネルを測定して、複合チャネルの測定値を生成するステップと、
  前記複合チャネルの測定値に応答して、前記多重アンテナ送信機において使用するための複数のアンテナアレイの重みセットを選択するステップであって、各アンテナアレイの重みセットは、複数のデータストリームのうちの１つに関連付けられるステップと、
  前記多重アンテナ送信機において使用するための前記多重アンテナアレイの重みセットについて記述した情報を送信するステップとを含む、フィードバック方法。」
　
　ル．「Field of the Invention
　The present invention is related in general to communication systems, and more particularly to a method and system for controlling the transmitting and receiving of multiple data streams in a multiple-input, multiple-output communications channel.」
（１頁７行−１２行）
　
　（ル．邦訳）
　「発明の分野
本発明は一般に通信システムに関し、特に多入力・多出力通信チャンネルにおいて複数のデータストリームの送信および受信を制御する方法およびシステムに関する。」
　
　ヲ．「User data x is processed by matrix Ｖ to produce adaptive array antenna signals z. Each column of matrix Ｖ is a vector containing an antenna array weight set used to transmit one of the data streams Xi. Signals z are transmitted from antenna elements of the antenna array, through the air, and received at the receiver antenna array as received antenna signals r. The air interface between antenna signals z and received antenna signals r includes matrix Ｈ, which describes the effects of the air interface on signals z. The air interface is also described by the addition of noise n to signals z. 」
（２頁２１行−２９行）
　
　（ヲ．邦訳）
　「ユーザデータｘは行列Ｖで処理されて、アダプティブアレイアンテナ信号ｚを生成する。行列Ｖの各列は、データストリームｘｉのうちの１つを送信するのに使用されるアンテナアレイの重みセットを含むベクトルである。信号ｚは、アンテナアレイのアンテナ素子から空中を通って送信され、受信アンテナ信号ｒとして受信機アンテナアレイで受信される。アンテナ信号ｚと受信アンテナ信号ｒとの間のエアインタフェースは、信号ｚに関するエアインタフェースの効果について記述する行列Ｈを含んでいる。エアインタフェースは、信号ｚにノイズｎを加算した形式でも記述される。」
　
　ワ．「With reference now to FIG. 6, there is depicted a high-level logic flowchart that illustrates a feedback method in a multiple-stream, multiple-antenna receiver in accordance with the method and system of the present invention. As illustrated, the process begins at block 300, and thereafter passes to block 302 wherein the composite channel between the multiple-antenna transmitter and the multiple-antenna receiver is measured. This measurement results in the formation of the Ｈ matrix that is made up of complex channel values, representing gains and phases, as discussed above in reference to FIG. 2. The composite channel measurement is made by analyzing received antenna signals r (See FIG. 1) that include received pilot signals transmitted by each antenna at the transmitter.
　Next, the process selects an antenna array weight set associated with each data stream in response to the composite channel measurement, as depicted at block 304. Note that each simultaneously transmitted data stream has an associated set of weights that are used for each array antenna at the transmitter. Each antenna array weight set is used to produce an antenna pattern for the associated data stream.
　In a preferred embodiment, selected antenna array weight sets are determined by calculating the right singular vectors of the SVD of composite channel matrix Ｈ. This process is more completely described with reference to FIG. 8. To reduce the amount of data needed to represent the antenna array weight sets, the desired weight sets are compared to weight sets in a codebook, and one or more codebook weight sets having the closest distance are selected. The codebook indicator may represent a single antenna array weight set, or a combination of antenna array weight sets.
　Note that if predefined combinations of antenna array weight sets are used, a first amount of information may be transmitted to describe a first antenna array weight set, and a second amount of information may be transmitted to describe a second antenna array weight set, wherein the second amount of information may be less than the first amount of information. Similarly, if a second antenna array weight set is restricted, or constrained, to a have a predefined relationship to a first antenna array weight set, the amount of information needed to describe the second set is less than that needed to describe the first.
　Once selected, the antenna array weight sets are transmitted to the transmitter, and the transmitter uses the weights to produce selected antenna patterns for each data stream, as illustrated at block 306. Because of the volume of data that may be needed to represent a complex weight for each antenna, for each data stream, it may be advantageous to use techniques that reduce the number of data bits transmitted from the receiver to the transmitter. As mentioned above, a codebook may be used to store several predefined antenna array weight sets. The number of antenna array weight sets available will determine the resolution of the quantizing process that takes an ideal set of weight sets and maps it to one of the available antenna array weight sets. Note that quantizing errors may become excessive if the number of available antenna array weight sets is too small.
　As mentioned above, another way to reduce the amount of feedback data is to constrain the transmitter to transmitting antenna patterns that have selected relationships with one another. For example, in a preferred embodiment, the antenna patterns at the transmitter may be constrained to be orthogonal to one another. Thus, by specifying a first antenna pattern, any remaining patterns at the base may be calculated, at least partially, according to the constraint relationships. Therefore, in a transmitter that transmits two data streams, if a first antenna pattern is specified, the antenna pattern for the second data stream may be derived, or calculated, so that the second pattern is constrained to be orthogonal to (or have low correlation with) the first.」
（１８頁６行−２０頁１０行）
　
　（ワ．邦訳）
　「図６を参照して、本発明による方法およびシステムによる多重ストリームかつ多重アンテナの受信機におけるフィードバック方法を示す上位の論理フローチャートを示す。フローチャートに示すように、その処理はブロック３００で開始され、その後、多重アンテナ送信機と多重アンテナ受信機との間の複合チャネルが測定されるブロック３０２へ進む。この測定は、図２を参照して上記に説明したように、利得および位相を表わす複素のチャネル値で構成されるＨ行列の形成をもたらす。複合チャネルの測定は、送信機で各アンテナが送信して、受信されたパイロット信号を含む受信アンテナ信号ｒ（図１参照）を解析することによって為される。
  次に、処理は、ブロック３０４で示されるように、複合チャネルの測定値に応答して各データストリームに関連づけられたアンテナアレイの重みセットを選択する。同時に送信された各データストリームは、送信機で各アレイアンテナに対して使用される、関連付けられた重みのセットを有することに注意されたい。アンテナアレイの重みセットは、関連付けられた各データストリームのアンテナパターンを生成するために使用される。
  好ましい実施形態において、選択されたアンテナアレイの重みセットは、複合チャネル行列ＨのＳＶＤの右側の特異ベクトルを計算して決定される。この処理を、図８を参照してより十分に説明する。アンテナアレイの重みセットを表わすのに必要なデータ量を減少させるために、所望の重みセットがコードブックの重みセットと比較され、最も近接した範囲にある１つまたは２つ以上のコードブック重みセットが選択される。コードブックの標識は単一のアンテナアレイの重みセット、またはアンテナアレイの重みセットの組み合わせを表わし得る。
  アンテナアレイの重みセットについて事前に定義された組み合わせが使用される場合には、第１のアンテナアレイの重みセットについて記述するために第１の情報量が送信され得、第２のアンテナアレイの重みセットについて記述するために第２の情報量が送信され得、その第２の情報量は、第１の情報量より少なくなり得ることに注意されたい。同様に、第２のアンテナアレイの重みセットが、第１のアンテナアレイの重みセットに対して事
前に定義された関係を有するように制限されるか、または拘束されている場合には、第２の設定について記述するのに必要とされる情報量は、第１の設定について記述するのに必要な情報量より少ない。
  一旦選択されると、ブロック３０６に示すように、アンテナアレイの重みセットは送信機に送信され、送信機は重みを利用して、各データストリームに対して選択されたアンテナパターンを生成する。各データストリームの各アンテナの合成の重みを表わすのに必要なデータの容量を考慮すると、受信機から送信機に送信されるデータビット数を減少させる技術を利用することが有利となり得る。上記に述べたように、いくつかの事前に定義されたアンテナアレイの重みセットを格納しておくためにコードブックを用いてもよい。使用可能なアンテナアレイの重みセットの数は、重みセットの１つの理想的な組み合わせを採用して、それを使用可能なアンテナアレイの重みセットの１つに対応付ける量子化処理の分解能を決定する。使用可能なアンテナアレイの重みセットの数が少なすぎる場合には、量子化による誤差が大きくなることに注意されたい。
  上述したように、フィードバックデータ量を減少させる別の方法は、互いに選択された関係を有するアンテナパターンを送信するように送信機を制約することである。例えば、好ましい実施形態において、送信機におけるアンテナパターンを互いに直交するように制約してもよい。このように、第１のアンテナパターンを指定することで、その制約関係に従って、基地の残りの任意のパターンを少なくとも部分的に計算することができる。したがって、２つのデータストリームを送信する送信機において、第１のアンテナパターンが指定されると、第２のデータストリームに対するアンテナパターンが導出または計算され得、よって第２のパターンは、第１のパターンに直交するように（または、それと低い相関を有するように）制約される。」
　
　上記ヌ．〜ワ．の記載及び関連する図面並びにこの分野における技術常識を考慮すると、
　引用例３には、多重アンテナ送信機と多重アンテナ受信機との間のデータ送信方法について記載があり、多重アンテナ送信機と多重アンテナ受信機との間の復号チャネルの測定に基づく行列Ｈから送信アンテナ行列の重みセットである行列Ｖを計算し、前記重みセットを送信機に送信することが記載されている。
　ここで、多重アンテナ送信機と多重アンテナ受信機との間では「マルチ・アンテナ信号」による送受信が行われているといえ、また、「復号チャネルの測定に基づく行列Ｈ」は「行列チャネル応答」というべきものであるから、上記引用例３には以下の発明（以下、「引用発明３」という。）が開示されている。
　
（引用発明３）
　「送信器から送信されたマルチ・アンテナ信号を受信器において受信すること、
　マルチ・アンテナ信号の送信で使用するため、行列チャネル周波数応答に基づいて重み行列Ｖを計算すること、
　受信器側の送信器が前記重み行列Ｖに基づいて生成されたマルチ・アンテナ信号を前記送信器に送信すること、を備える方法。」
　
（３）対比・判断
　補正後の発明と引用発明１とを対比すると、
　引用発明１の「ＭＩＭＯを利用した送信」は、ＭＩＭＯが複数の送信アンテナと複数の受信アンテナからなる送信システムであり、複数のアンテナでデータを送信しているから、補正後の発明の「マルチ・アンテナ送信」に相当する。また、引用発明１の「ＭＩＭＯの１つ以上のアンテナからの送信」は、複数のアンテナでデータすなわち信号を送信しているから、補正後の発明の「マルチ・アンテナ信号の送信」に相当する。
　引用発明１の「基地局の送信器装置」、「端末の受信器装置」、「端末の送信器装置」は、それぞれ補正後の発明の「第１の送信器」、「受信器」、「第２の送信器」に相当する。
　引用例１では、ＯＦＤＭを採用しており、引用発明１の「周波数サブチャネル」は、補正後の発明の「周波数副搬送波」に相当する。
　引用発明１の「重み行列Ｅ（ｋ）」が「周波数サブチャネルｋのそれぞれに対して」計算されたものであるのに対し、補正後の発明の「単一の重み行列Ｖ＾ｃ」が「周波数副搬送波ブロックのそれぞれに対して」計算されたものである点で相違するものの、両発明は、「所定の単位の周波数副搬送波のそれぞれに対して」計算された「所定の重み行列」である点一致する。
　引用発明１の「順方向リンク」が基地局から端末へのリンクであり補正後の発明の「ダウンリンク」に相当し、補正後の発明が「ダウンリンク行列チャネル周波数応答またはアップリンク行列チャネル周波数応答」という択一的構成であることから、引用発明１の「前記周波数サブチャネル上の順方向リンクの行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）」は、補正後の発明の「前記周波数副搬送波ブロック上のダウンリンク行列チャネル周波数応答またはアップリンク行列チャネル周波数応答」と、「前記所定の単位の周波数副搬送波上のダウンリンク行列チャネル周波数応答またはアップリンク行列チャネル周波数応答」である点で一致する。
  引用発明１の「マルチ・アンテナ信号」に相当する「１つ以上のアンテナからの送信データ」が「前記周波数サブチャネル上の順方向リンクの行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）に基づいて生成」されたものであるのに対し、補正後の発明の「マルチ・アンテナ信号」が「前記周波数搬送波ブロックのそれぞれに対する前記単一の重み行列Ｖ＾ｃに基づいて生成」されたものである点は相違するものの、両発明は、「特定のマルチ・アンテナ信号」である点で一致する。
　
　したがって、補正後の発明と引用発明１は、以下の点で一致ないし相違している。
　
（一致点）
　「マルチ・アンテナ送信の方法であって、
　第１の送信器から送信された複数の周波数副搬送波を受信器において受信すること、
　マルチ・アンテナ信号の送信で使用するために、所定の単位の周波数副搬送波のそれぞれに対して、所定の重み行列を計算することであって、前記所定の重み行列は、前記送信器と前記受信器との間の、所定の重み行列を計算するための前記所定の単位の周波数副搬送波ブロック上のダウンリンク行列チャネル周波数応答またはアップリンク行列チャネル周波数応答に基づき計算される、所定の単位の重み行列を計算すること、
　第２の送信器が特定のマルチ・アンテナ信号を前記第１の送信器に送信すること
を備える方法。」
　
（相違点）
（ａ）補正後の発明では、「前記周波数副搬送波を複数の周波数副搬送波ブロックにグループ分けすることであって、該周波数副搬送波ブロックのそれぞれは複数個であるＫ個の周波数副搬送波を備える、グループ分けすること」を備えているのに対し、引用発明１では、そのようなグループ分けが行われていない点。
　
（ｂ）「所定の単位の周波数副搬送波のそれぞれに対して」計算される「所定の重み行列」に関し、補正後の発明では、「所定の単位」が「周波数副搬送波ブロック」であり、「所定の重み行列」が周波数副搬送波ブロックのそれぞれに対する「単一の重み行列Ｖ＾ｃ」であり、「前記周波数副搬送波ブロック上のダウンリンク行列チャネル周波数応答またはアップリンク行列チャネル周波数応答」に基づき計算されているのに対し、引用発明１では、「所定の単位」が「周波数サブチャネルｋのそれぞれ」であり、「所定の重み行列」が「重み行列Ｅ（ｋ）」であり、「前記周波数サブチャネル上の順方向リンクの行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）」に基づき計算されている点。
　
（ｃ）第２の送信器から第１の送信器に送信される「特定のマルチ・アンテナ信号」に関し、補正後の発明では、「前記周波数搬送波ブロックのそれぞれに対する前記単一の重み行列Ｖ＾ｃに基づいて生成」されたものであるのに対し、引用発明１では、「前記周波数サブチャネル上の順方向リンクの行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）に基づいて生成」されたものである点。
　
　そこで、上記相違点について検討する。
　まず、上記相違点（ａ）及び相違点（ｂ）について検討する。
　引用発明１は、ＭＩＭＯとＯＦＤＭを利用した送信にかかる発明であり、ＯＦＤＭにおける周波数副搬送波ｋそれぞれに対する重み行列Ｅ（ｋ）を計算することにより、各送信アンテナの指向性を決定してＭＩＭＯによる送信を行うものである。
　ここで、上記「（２）引用発明」のＢ．において記載したように引用発明２は、「送信器から送信された複数の周波数副搬送波を受信器において受信するようにしたＯＦＤＭを利用した通信の方法であって、前記周波数副搬送波を複数の周波数副搬送波ブロックにグループ分けして、該周波数副搬送波ブロックのそれぞれが複数個の周波数副搬送波を備えるようにし、アンテナ信号の指向性を可変にする受信で使用するために、前記周波数副搬送波ブロックのそれぞれに対して単一の重み（アンテナウェイト）を計算することにより、全ての前記周波数副搬送波それぞれで重みを計算するのに対して処理量を軽減する方法。」である。
　すなわち、引用発明２は、ＯＦＤＭにおける周波数副搬送波に応じたアンテナの指向性を決定するための重みを計算するにあたり、周波数副搬送波それぞれについて重みを計算することに代えて、前記周波数副搬送波を複数の周波数副搬送波ブロックにグループ分けし、周波数副搬送波ブロックのそれぞれに対して単一の重みを計算することで計算処理量を軽減する発明である。
　この引用発明２は、受信アンテナの指向性に係る技術ではあるものの、引用発明１及び引用発明２はいずれも、ＯＦＤＭを利用した通信において、アンテナの指向性を周波数副搬送波に係る重みにより決定するという共通の技術分野に属するものであり、また、計算処理量の軽減は情報通信分野における周知の課題であることから、当業者であれば、送信側のアンテナの指向性を決定する重みの計算に際して引用発明２を適用することを容易に想到するものである。
　したがって、引用発明１において、周波数副搬送波をそれぞれが複数個であるＫ個の周波数副搬送波を備える周波数副搬送波ブロックにグループ分けし、グループ分けされた周波数副搬送波ブロックを「所定の単位」としたダウンリンク行列チャネル周波数応答（補正後の発明の択一的構成である「ダウンリンク行列チャネル周波数応答またはアップリンク行列チャネル周波数応答」に含まれる。）に基づき、周波数副搬送波ブロックそれぞれに対して「単一の重み行列」を計算するようにすることは当業者に容易になし得ることである。
　
　次に、上記相違点（ｃ）について検討する。
　引用発明１では、端末において周波数サブチャネル上の順方向リンクの「行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）」を得て、その「行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）」を端末の送信器装置から基地局の送信器装置にマルチ・アンテナ信号により送信しているが、これは、引用発明１が、端末から送信された「行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）」に基づき基地局において重み行列Ｅ（ｋ）を計算するようにしているためである。
　ここで、上記「（２）引用発明」のＣ．に記載したように引用発明３には、「送信器から送信されたマルチ・アンテナ信号を受信器において受信すること、マルチ・アンテナ信号の送信で使用するため、行列チャネル周波数応答に基づいて重み行列Ｖを計算すること、受信器側の送信器が前記重み行列Ｖに基づいて生成されたマルチ・アンテナ信号を前記送信器に送信すること、を備える方法。」が開示されており、この引用発明３は、引用発明１と同様に、マルチ・アンテナ信号を送信する方法に係り、マルチ・アンテナ信号の送信で使用するため、行列チャネル周波数応答に基づいて重み行列を計算する技術である点で共通している。
　このように引用発明３は引用発明１と技術分野を同じくするものであり、その適用を妨げるものは存在しないから引用発明３を引用発明１に適用すると、受信側である端末において「行列チャネル周波数応答Ｈｆ（ｋ）」に基づき重み行列Ｅ（ｋ）を計算する構成となることから、その重み行列Ｅ（ｋ）に基づくマルチ・アンテナ信号を基地局の送信機装置に送信することになる。
　また、上記相違点（ａ）、（ｂ）において判断したように、引用発明１において、周波数副搬送波ブロックの行列チャネル周波数応答に基づき、周波数副搬送波ブロックそれぞれに対して単一の重み行列を計算するようにすることは当業者に容易になし得ることである。
　したがって、補正後の発明の「第２の送信器が前記周波数副搬送波ブロックのそれぞれに対する前記単一の重み行列Ｖ＾ｃに基づいて生成されたマルチ・アンテナ信号を前記第１の送信器に送信すること」という構成は当業者に容易になし得るものである。
　
　そして、補正後の発明に関する作用・効果も、引用発明１乃至引用発明３から当業者が予測できる範囲のものである。
　
　以上のとおりであるから、上記補正後の発明は上記引用発明１乃至引用発明３に基いて容易に発明することができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により、特許出願の際独立して特許を受けることができないものである。
　
４．結語
　以上のとおり、本件補正は、補正後の発明が特許出願の際独立して特許を受けることができないものであるから、平成１８年法律第５５号附則第３条第１項によりなお従前の例によるとされる同法による改正前の特許法第１７条の２第５項において準用する特許法第１２６条第５項の規定に適合していない。
　したがって、本件補正は、特許法第１５９条第１項において読み替えて準用する同法第５３条第１項の規定により却下すべきものである。
　
　
第３．本願発明について
１．本願発明
　本件補正は上記のとおり却下されたので、本願発明は、上記「第２．補正却下の決定」の「１．本願発明と補正後の発明」の項で「本願発明」として認定したとおりである。　
　
２．引用発明
　引用発明１乃至引用発明３は、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「（２）引用発明」及び「（３）対比・判断」の項で認定したとおりである。
　
３．対比・判断
　そこで、本願発明と引用発明１とを対比するに、本願発明は上記補正後の発明から、当該補正に係る構成を省いたものである。
　そうすると、本願発明の構成に当該補正に係る限定を付加した補正後の発明が、上記「第２．補正却下の決定」の項中の「３．独立特許要件について」の項で検討したとおり、引用発明１乃至引用発明３に基いて容易に発明することができたものであるから、上記補正後の発明から当該補正に係る限定を省いた本願発明も、同様の理由により、容易に発明できたものである。
　
４．むすび
　以上のとおり、本願発明は、上記引用発明１乃至引用発明３に基いて当業者が容易に発明をすることができたものであるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
　よって、結論のとおり審決する。