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　特願２００２−５０７５０４「スイッチング・レギュレータの軽負荷時の効率を改善するための方法および装置」拒絶査定不服審判事件〔平成１４年　１月１０日国際公開、ＷＯ０２／０３５３７、平成１６年　１月２９日国内公表、特表２００４−５０３１９８〕について、次のとおり審決する。
【結　論】
　本件審判の請求は、成り立たない。
【理　由】
１．手続の経緯
　本願は、２００１年２月１５日（パリ条約による優先権主張外国庁受理２０００年６月３０日、米国）を国際出願日とする出願であって、平成２１年１２月１１日付けで拒絶査定がなされ、それに対して、平成２２年４月１４日に拒絶査定不服審判の請求がなされると共に手続補正書が提出され、平成２３年３月４日付けで当審の拒絶理由が通知され、それに対して、平成２３年９月７日付けで意見書と共に手続補正書が提出されたものである。　
　
２．本願発明
　本願の請求項１に係る発明（以下、「本願発明」という。）は、平成２３年９月７日付け手続補正書により補正された明細書、及び、図面によれば、特許請求の範囲の請求項１に記載された事項により特定される以下のとおりのものと認められる。
　
「電源のエネルギー伝達エレメントに結合される第１の端子と電源の供給レールに結合される第２の端子の間に結合された電力スイッチと、
　第３の端子および電力スイッチに結合された制御回路とを備えるスイッチング・レギュレータであって、第３の端子が電源の出力部に結合され、制御回路は、電源の出力に応じて帰還信号を生成するように結合され、制御回路は、帰還信号に応じて電力スイッチを切り換えるように結合されており、
　前記制御回路は、スイッチング周波数と電力スイッチの最大デューティ・サイクルの双方を制御し、前記最大デューティ・サイクルは、電力スイッチのスイッチング周期に対する電力スイッチのオン時間の最大比率であり、
　制御回路は、電源の出力が調整状態にあるとき、正規の負荷範囲内で動作する電源と関係する帰還信号の値の第１の範囲に対して、固定のスイッチング周波数で電力スイッチを切り換えるように結合され、
　制御回路は、電源の出力が調整状態にあるとき、ローである電源の出力に結合された負荷が必要とする電力と関係する帰還信号の値の第２の範囲の帰還信号に応じて、サイクルをスキップすることなく電力スイッチのスイッチング周波数を変化させるように結合されるスイッチング・レギュレータ。」
　
３．引用例
　当審の拒絶理由に引用した特開平１０−１４２１７号公報（以下、「引用例」という。）には、図面と共に以下の事項が記載されている。　
　
　・「(57)【要約】
【課題】  軽負荷時の効率を改善したスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】  負荷の大きさに連動するフィードバック電圧Ｖｆｂを、ＰＷＭ制御用の単安定マルチバイブレータ１４０と、ＰＦＭ制御用のＶＣＯ１３０に選択的に供給し、重負荷時にはＰＷＭ制御を、軽負荷時にはＰＦＭ制御を行う。
【効果】  軽負荷時にＰＦＭ制御を行うことにより、スイッチング周波数を低下させて、スイッチング損失を低減させ、スイッチング電源回路の効率を改善することができる。」
　
　・「【特許請求の範囲】
【請求項１】  スイッチング信号のパルス幅を変えるＰＷＭ制御回路によって、出力電圧を一定の値に保つように制御を行うスイッチング電源回路において、
負荷の大きさを検知する回路と、発振周波数を連続的に変えることのできる発振回路を有し、前記発振回路は前記ＰＷＭ制御回路に接続され、軽負荷時に負荷の大きさに応じて発振周波数を連続的に変化させるＰＦＭ制御機能を有することを特徴とする、スイッチング電源回路。」
　
　・「【０００２】
【従来の技術】スイッチング電源回路では、直流電圧をスイッチング素子を使って一定の周波数でスイッチングした後、そのまま平滑化したり、変圧器で電圧変換した後で整流・平滑化したりして負荷に供給する。この時、入力電圧や負荷の変動によって出力電圧が変化するのを補正するために、スイッチングのＯＮ時間とＯＦＦ時間の比率（以下、デューティー比と記す）を変えるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ  Ｗｉｄｔｈ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御が一般的である。」
　
　・「【００１２】
【発明の実施の形態】本発明のスイッチング電源回路の実施例を図１に示す。図１において、スイッチング電源回路１００は、負荷の大きさを検知するフィードバック回路１１０、電圧セレクタ１２０、スイッチング周波数を提供し、またＰＦＭ（ＰｕｌｓｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス周波数変調）制御を行うための発振回路としてのＶＣＯ１３０、ＰＷＭ制御を行う単安定マルチバイブレータ１４０で構成される。このうち電圧セレクタ１２０は、基準電圧設定用のツェナーダイオード１２１と直流電源１２２、及び３個のダイオードで構成される。
【００１３】フィードバック回路１１０はスイッチング電源回路１００の出力側に接続され、その出力は電圧セレクタ１２０に接続されている。電圧セレクタ１２０は２つの出力を備え、第１の出力はＶＣＯ１３０に、第２の出力は単安定マルチバイブレータ１４０に接続されている。ＶＣＯ１３０の出力は、単安定マルチバイブレータ１４０に接続されている。単安定マルチバイブレータ１４０の出力はスイッチング信号としてスイッチング素子に接続されている。
【００１４】次に回路の動作を説明する。フィードバック回路１１０は、負荷電流を監視し、負荷電流の大きさに対応するフィードバック電圧Ｖｆｂを電圧セレクタ１２０に入力する。
【００１５】電圧セレクタ１２０において、まず、フィードバック電圧Ｖｆｂがツェナーダイオード１２１の降伏電圧Ｖｏ以上の場合、第１の出力の電圧Ｖ１は、ツェナーダイオード１２１の働きによって固定の電圧Ｖｏとなり、第２の出力の電圧Ｖ２は、フィードバック電圧Ｖｆｂと同じになる。逆に、フィードバック電圧Ｖｆｂがツェナーダイオード１２１の降伏電圧Ｖｏ以下の場合、第１の出力の電圧Ｖ１はフィードバック電圧Ｖｆｂがそのまま出力され、第２の出力の電圧Ｖ２はツェナーダイオード１２１の降伏電圧Ｖｏと同じ値に設定した、固定の直流電源１２２の電圧Ｖｏとなる。フィードバック電圧Ｖｆｂと、電圧セレクタ１２０の２つの出力電圧Ｖ１およびＶ２との関係を図２（ａ）、（ｂ）に示す。
【００１６】ＶＣＯ１３０は、電圧セレクタ１２０からの出力の電圧Ｖ１の変化によって発振周波数を変化させる。電圧Ｖ１が上がると発振周波数も高くなるように設定されている。電圧Ｖ１は、図２（ａ）のようになるので、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときは固定発振を行い、Ｖｏ以下のときはフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数が変化する。
【００１７】単安定マルチバイブレータ１４０は、ＶＣＯ１３０の発振周波数に従ってスイッチング信号を出力する。また、電圧セレクタ１２０からの第２の出力の電圧Ｖ２に従って、スイッチング信号のデューティー比を変えるＰＷＭ制御を行う。電圧Ｖ２は図２（ｂ）のようになるので、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときはＰＷＭ制御が行われ、Ｖｏ以下のときはスイッチング信号のパルスのデューティー比は固定になる。そして、この時ＶＣＯ１２０の方はフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数が変化するので、スイッチング信号はＰＦＭ制御される。
【００１８】以上の構成において、負荷電流Ｉｏｕｔとスイッチング周波数ｆｓｗの関係を図３に示す。図３で分かるように、軽負荷でスイッチング周波数が連続的に低下し、軽負荷時のスイッチング損失を最小限にしている。」
　
　なお、【００１７】の「デューティー比は固定になる。」は、請求人が回答書（平成２３年２月１日付）において認めるとおり、「オン時間が一定になる。」の誤記であることは明らかである。また、【００１７】の「この時ＶＣＯ１２０の方は」における「ＶＣＯ１２０」は「ＶＣＯ１３０」の誤記であることも明らかである。
　
　・図１には、フィードバック回路１１０からＶｏｕｔに延びる導電路に接続されたフィードバック回路１１０およびフィードバック回路１１０からＶｏｕｔに延びる導電路が示されている。
　
　これらの記載事項及び図示内容を総合すると、上記引用例には、次の発明（以下、「引用発明」という。）が記載されているものと認められる。
　
「スイッチング素子と、
　負荷の大きさを検知し、スイッチング電源回路１００の出力側に接続され、その出力は電圧セレクタ１２０に接続されているとともに、フィードバック回路１１０からＶｏｕｔに延びる導電路に接続されたフィードバック回路１１０、電圧セレクタ１２０、ＰＷＭ制御を行い、出力がスイッチング信号としてスイッチング素子に接続されている単安定マルチバイブレータ１４０、スイッチング周波数を提供し、またＰＦＭ（ＰｕｌｓｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス周波数変調）制御を行うための発振回路としてのＶＣＯ１３０で構成されるスイッチング電源回路１００であって、フィードバック回路１１０からＶｏｕｔに延びる導電路がスイッチング電源回路１００の出力側に接続され、フィードバック回路１１０は、負荷電流を監視し、負荷電流の大きさに対応するフィードバック電圧Ｖｆｂを電圧セレクタ１２０に入力し、
　ＶＣＯ１３０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときは固定発振を行い、単安定マルチバイブレータ１４０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときはＰＷＭ制御が行われ、
　ＶＣＯ１３０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以下のときはフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数を変化させ、単安定マルチバイブレータ１４０はフィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以下のときは、ＶＣＯ１３０の方はフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数が変化するので、スイッチング信号はＰＦＭ制御され、軽負荷でスイッチング周波数が連続的に低下し、軽負荷時のスイッチング損失を最小限にしているスイッチング電源回路１００。」
　
３．対比
　そこで、本願発明と引用発明とを対比する。
　
　ア．後者の「スイッチング素子」が前者の「電力スイッチ」に相当する。
　
　イ．後者の「負荷の大きさを検知し、スイッチング電源回路１００の出力側に接続され、その出力は電圧セレクタ１２０に接続されているととともに、フィードバック回路１１０からＶｏｕｔに延びる導電路に接続されたフィードバック回路１１０、電圧セレクタ１２０、ＰＷＭ制御を行い、出力がスイッチング信号としてスイッチング素子に接続されている単安定マルチバイブレータ１４０、スイッチング周波数を提供し、またＰＦＭ（ＰｕｌｓｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス周波数変調）制御を行うための発振回路としてのＶＣＯ１３０」が前者の「制御回路」に相当するとともに、「制御回路」を構成する「フィードバック回路１１０」、「電圧セレクタ１２０」、「単安定マルチバイブレータ１４０」、「ＶＣＯ１３０」もそれぞれ「制御回路」に相当し、以下同様に、「フィードバック回路１１０からＶｏｕｔに延びる導電路」が「第３の端子」に、「接続され」る態様が「結合され」る態様に相当するので、後者の「フィードバック回路１１０からＶｏｕｔに延びる導電路に接続されたフィードバック回路１１０」が、前者の「第３の端子に結合された制御回路」であるといえる。
　
　また、後者の「単安定マルチバイブレータ１４０」は「スイッチング素子」に接続されているので、後者においても、「電力スイッチに結合された制御回路」であるといえ、さらに、後者の「構成される」態様が前者の「備える」態様に相当し、以下同様に、「スイッチング電源回路１００」が「スイッチング・レギュレータ」に相当するので、結局、後者の「負荷の大きさを検知し、スイッチング電源回路１００の出力側に接続され、その出力は電圧セレクタ１２０に接続されているとともに、フィードバック回路１１０からＶｏｕｔに延びる導電路に接続されたフィードバック回路１１０、電圧セレクタ１２０、ＰＷＭ制御を行い、出力がスイッチング信号としてスイッチング素子に接続されている単安定マルチバイブレータ１４０、スイッチング周波数を提供し、またＰＦＭ（ＰｕｌｓｅＦｒｅｑｕｅｎｃｙ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス周波数変調）制御を行うための発振回路としてのＶＣＯ１３０で構成されるスイッチング電源回路１００」が、前者の「第３の端子および電力スイッチに結合された制御回路とを備えるスイッチング・レギュレータ」に相当する。
　
　ウ．後者の「フィードバック回路１１０からＶｏｕｔに延びる導電路がスイッチング電源回路１００の出力側に接続され」る態様が、前者の「第３の端子が電源の出力部に結合され」る態様に相当し、以下同様に、「フィードバック電圧Ｖｆｂ」が「帰還信号」に相当するので、後者の「フィードバック回路１１０は、負荷電流を監視し、負荷電流の大きさに対応するフィードバック電圧Ｖｆｂを電圧セレクタ１２０に入力（し）」する態様が前者の「制御回路は、電源の出力に応じて帰還信号を生成するように結合され」る態様に相当する。
　そして、後者の「ＶＣＯ１３０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときは固定発振を行い、単安定マルチバイブレータ１４０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときはＰＷＭ制御が行われ、ＶＣＯ１３０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以下のときはフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数を変化させ、単安定マルチバイブレータ１４０はフィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以下のときは、ＶＣＯ１３０の方はフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数が変化するので、スイッチング信号はＰＦＭ制御され、軽負荷でスイッチング周波数が連続的に低下する」態様が、前者の「制御回路は、帰還信号に応じて電力スイッチを切り換えるように結合」されている態様に相当し、また、後者の「ＶＣＯ１３０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときは固定発振を行い、単安定マルチバイブレータ１４０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときはＰＷＭ制御が行われ、ＶＣＯ１３０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以下のときはフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数を変化させ、単安定マルチバイブレータ１４０はフィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以下のときは、ＶＣＯ１３０の方はフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数が変化するので、スイッチング信号はＰＦＭ制御され、軽負荷でスイッチング周波数が連続的に低下する」態様と前者の「制御回路は、スイッチング周波数と電力スイッチの最大デューティ・サイクルの双方を制御し、前記最大デューティ・サイクルは、電力スイッチのスイッチング周期に対する電力スイッチのオン時間の最大比率であ（り）」る態様とは、「制御回路は、スイッチング周波数を制御（し）」する概念で共通する。
　
　エ．前者における「正規の負荷範囲内」とは本願明細書の【００２３】の「一実施形態では、帰還信号がＳＡＷ４５１信号の『ピーク』より小さく、かつ、『谷』より大きいとき、電源１０１は、その正規の負荷範囲内で動作している。」なる記載より、ＰＷＭ制御が行われる範囲であるものと認められるので、後者の「ＶＣＯ１３０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときは固定発振を行い、単安定マルチバイブレータ１４０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときはＰＷＭ制御が行われ」るときは、「正規の負荷範囲内」であるとともに、「電源の出力が調整状態にある」ことは明らかであるので、後者の「フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上」が前者の「正規の負荷範囲内で動作する電源と関係する帰還信号の値の第１の範囲」に相当し、以下同様に、「固定発振」が「固定のスイッチング周波数」に相当するので、結局、後者の「ＶＣＯ１３０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときは固定発振を行い、単安定マルチバイブレータ１４０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以上のときはＰＷＭ制御が行われ」る態様が前者の「制御回路は、電源の出力が調整状態にあるとき、正規の負荷範囲内で動作する電源と関係する帰還信号の値の第１の範囲に対して、固定のスイッチング周波数で電力スイッチを切り換えるように結合され」る態様に相当する。
　
　オ．前者における「ローである電源の出力に結合された負荷が必要とする電力」について、請求人からのＦＡＸによる回答書（平成２４年３月７日付）の第１頁４９行〜第２頁１６行によると、「『ローである』は、イ）『ローである負荷が必要とする電力』を表す」とされていることから、その意味するところは、負荷が必要とする電力が小さいことである、つまり、「軽負荷」であると解することができる。
　なお、当該回答は、請求項５９についての回答であるが、請求項１における「ローである電源の出力に結合された負荷が必要とする電力」についても妥当するものと認められる。
　したがって、後者で「ＶＣＯ１３０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以下のときはフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数を変化させ、単安定マルチバイブレータ１４０はフィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以下のときは、ＶＣＯ１３０の方はフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数が変化するので、スイッチング信号はＰＦＭ制御され、軽負荷でスイッチング周波数が連続的に低下し、軽負荷時のスイッチング損失を最小限にしている」ときは、軽負荷であるから、後者の「フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以下」が前者の「ローである電源の出力に結合された負荷が必要とする電力と関係する帰還信号の値の第２の範囲」に相当し、このときは、電源の出力が調整状態にあることは明らかであるから、結局、後者の「ＶＣＯ１３０は、フィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以下のときはフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数を変化させ、単安定マルチバイブレータ１４０はフィードバック電圧ＶｆｂがＶｏ以下のときは、ＶＣＯ１３０の方はフィードバック電圧Ｖｆｂに従って発振周波数が変化するので、スイッチング信号はＰＦＭ制御され、軽負荷でスイッチング周波数が連続的に低下し、軽負荷時のスイッチング損失を最小限にしている」態様と、前者の「制御回路は、電源の出力が調整状態にあるとき、ローである電源の出力に結合された負荷が必要とする電力と関係する帰還信号の値の第２の範囲の帰還信号に応じて、サイクルをスキップすることなく電力スイッチのスイッチング周波数を変化させるように結合される」態様とは、「制御回路は、電源の出力が調整状態にあるとき、ローである電源の出力に結合された負荷が必要とする電力と関係する帰還信号の値の第２の範囲の帰還信号に応じて、電力スイッチのスイッチング周波数を変化させるように結合される」との概念で共通する。
　
　したがって、両者は、
「電力スイッチと、
　第３の端子および電力スイッチに結合された制御回路とを備えるスイッチング・レギュレータであって、第３の端子が電源の出力部に結合され、制御回路は、電源の出力に応じて帰還信号を生成するように結合され、制御回路は、帰還信号に応じて電力スイッチを切り換えるように結合されており、
　前記制御回路は、スイッチング周波数を制御し、
　制御回路は、電源の出力が調整状態にあるとき、正規の負荷範囲内で動作する電源と関係する帰還信号の値の第１の範囲に対して、固定のスイッチング周波数で電力スイッチを切り換えるように結合され、
　制御回路は、電源の出力が調整状態にあるとき、ローである電源の出力に結合された負荷が必要とする電力と関係する帰還信号の値の第２の範囲の帰還信号に応じて、電力スイッチのスイッチング周波数を変化させるように結合されるスイッチング・レギュレータ。」
の点で一致し、以下の点で相違している。
　
［相違点１］
　本願発明では、電力スイッチが「電源のエネルギー伝達エレメントに結合される第１の端子と電源の供給レールに結合される第２の端子の間に結合され」ているのに対し、引用発明においては、そのような構成を有しているか明らかでない点。
　
［相違点２］
　本願発明では、制御回路は、スイッチング周波数と「電力スイッチの最大デューティ・サイクルの双方を制御し、前記最大デューティ・サイクルは、電力スイッチのスイッチング周期に対する電力スイッチのオン時間の最大比率である」のに対し、引用発明においては、制御回路は、スイッチング周波数を制御しているものの、それ以上の構成が特定されていない点。
　
［相違点３］
　電力スイッチのスイッチング周波数を変化させる態様に関し、本願発明では、「サイクルをスキップすることなく」電力スイッチのスイッチング周波数を変化させているのに対し、引用発明においては、サイクルをスキップしているか否かが不明な点。
　
４．判断
　上記相違点について以下検討する。
・相違点１について
　例えば、実願平２−１０３９４６号（実開平４−６１４９０号）のマイクロフィルムの第１図に示されるように、電力スイッチ（スイッチング素子３）を電源のエネルギー伝達エレメント（トランス２）に結合される第１の端子と電源の供給レール（直流入力電圧源１のマイナス側に接続される導電路）に結合される第２の端子の間に結合することは常套手段（以下、常套手段１という。）である（その他、特開平８−３１７６４６号公報の図１におけるトランス１、スイッチング素子２、入力端子−Ｖｉ、特開昭６１−２４４２６９号公報の第６図のスイッチング素子１及び変圧器２、特開昭６２−４４０７０号公報の第４図などを参照）。
　そして、引用例の【０００２】に「【従来の技術】スイッチング電源回路では、直流電圧をスイッチング素子を使って一定の周波数でスイッチングした後、そのまま平滑化したり、変圧器で電圧変換した後で整流・平滑化したりして負荷に供給する。」と記載されているように、スイッチング電源回路は、直流電圧をスイッチング素子を使って一定の周波数でスイッチングした後、「そのまま平滑化」するか「変圧器で電圧変換した後で整流・平滑化」するものであるが、どちらを選択するかは、その使用目的や用途などにより任意に選択するものである。
　そうすると、引用発明において、その使用目的や用途などに応じて、上記常套手段１を適用し、相違点１に係る本願発明の構成とすることは、当業者が容易に想到し得たものというべきである。
　
・相違点２について
　まず、本願発明において、電力スイッチの最大デューティ・サイクルを制御することの意味するところは、本願明細書の【００１８】の「・・・一実施形態では、スタート・アップ時あるいは過負荷状態時の最大デューティ・サイクル状態に対応して、フリップ・フロップ４６３のリセットＲ入力がハイになるか、あるいは発振器４４９のＤＭＡＸ４５５がローになるかのいずれかの条件が成立すると、駆動信号２６１が電力スイッチ２４７をターン・オフさせるように結合されている。・・・」なる記載、【００２２】の「一実施形態では、抵抗２０６に十分な電流を流さず、帰還信号２４８の電圧降下が低下すると、帰還信号２４８がＳＡＷ４５１信号の『ピーク』より大きくなる。一実施形態では、負荷１３０による負荷が重い場合が、上述のケースに相当している。この状況においては、比較器４５７の正の端子は常に負の端子より小さく、したがって比較器４５７の出力は常にローであり、それによりフリップ・フロップ４６３のＲ入力はローに維持され、フリップ・フロップ４６３がリセットされることは絶対にない。このことは、ＣＬＯＣＫ４５３信号がフリップ・フロップ４６３をセットすることによって、すなわちフリップ・フロップ４６３のＱ出力をハイにすることによって電力スイッチ２４７をターン・オンさせ、ターン・オンした電力スイッチ２４７は、ＤＭＡＸ４５５信号がハイからローになるまで、または出力トランジスタをオン状態に維持し、デューティ・サイクルを最大にする電流制限に電力スイッチ２４７が達するまで、あるいは電力スイッチ２４７がその電流制限に達するまで、ターン・オフされないことを意味している。」なる記載や、当審からの拒絶理由通知に対する意見書（平成２３年９月７日付）の（４−１）に、「たとえば、明細書には、信号ＤＭＡＸ４５５がローになると、これが『最大デューティ・サイクル状態に対応する』と記載されています。本願の明細書の段落【００１８】をご参照ください。本願の図２を参照すると、信号ＤＭＡＸ４５５をＮＡＮＤゲート４６５に入力すると、フリップ・フロップ４６３のＱ信号出力の状態に関わらずＮＡＮＤゲート４６５の低出力を終わらせることによってスイッチング周期におけるオン時間の最大比率が実現されます。本願の図２をご参照ください。また、本願の明細書の段落【００１７】をご参照ください（ここでは、ＤＭＡＸ４５５とフリップ・フロップ４６３のＱ信号出力とがともにハイである場合にのみ、ＮＡＮＤゲート４６５の出力がローになり、電力スイッチ２４７を切り換えるように結合されたインバータ４６９の出力がハイになることが記載されている）。・・・当業者であれば、最大デューティ・サイクルが、たとえば、スタート・アップ時あるいは過負荷状態時に電源を保護するという技術的効果を有していることも認識しています。たとえば、本願の明細書の段落【００１８】をご参照ください。」なる記載、および、スイッチング・レギュレータの分野における技術常識から、例えば、過負荷状態になったときに、出力が最大デューティ・サイクルとなり、この最大デューティ・サイクルが、電源を保護するという観点から予め設定された許容される最大のデューティ・サイクルに制御されるので、電源が保護される効果を奏するものと解釈することができる。
　
　一方、例えば、上記実願平２−１０３９４６号（実開平４−６１４９０号）のマイクロフィルムに「［従来の技術］スイッチング電源装置には種々のものがあるが、一般的には・・・。出力電圧をこのようなパルス幅制御方式により可変する場合、パルス幅が必要以上に広がってスイッチング素子が破壊されることがないように帰還ループにデッドタイム制御端子を有する制御用ＩＣを用いてスイッチング素子を制御する。この制御用ＩＣは検出された出力電圧を基準電圧と比較増幅した電圧と、デッドタイム制御端子に印加される最大デューティ制限電圧とを比較して、いずれか一方の高い電圧に基づいてスイッチング素子へのパルス幅を定めており、デッドタイム制御端子に供給される最大デューティ制限電圧を素子が破壊されない許容最大デューティとなるように設定することで、通常は出力電圧を基準電圧と比較増幅した電圧が最大デューティ制限電圧より大きいため、制御用ＩＣはその電圧に基づくＰＷＭ制御を実行し、過負荷などによって出力電圧が極端に低下した場合においては、最大デューティ制限電圧が出力電圧を基準電圧と比較増幅した電圧より大きくなって制御用ＩＣは最大デューティ制限電圧に基づくパルス幅を有する制御を実行してスイッチング素子の破壊を防止している。」（明細書第３頁２行〜第４頁１５行）と記載されている（「過負荷などによって出力電圧が極端に低下した場合においては、制御用ＩＣは最大デューティ制限電圧に基づくパルス幅を有する制御を実行して」いるときに、スイッチング素子のスイッチング周期に対する電力スイッチのオン時間の最大比率となっていることはスイッチング・レギュレータの分野における技術常識より明らかであるから、「制御用ＩＣはその電圧に基づくＰＷＭ制御を実行し、制御用ＩＣは最大デューティ制限電圧に基づくパルス幅を有する制御を実行」との態様が、「制御回路は、電力スイッチの最大デューティ・サイクルを制御し、前記最大デューティ・サイクルは、電力スイッチのスイッチング周期に対する電力スイッチのオン時間の最大比率であり」との態様に相当する。）ことから、スイッチング電源装置は、一般的に、過負荷状態になったときに、出力が最大デューティ・サイクルとなり、この最大デューティ・サイクルが、電源を保護するという観点から予め設定された許容される最大のデューティ・サイクルに制御される（以下、常套手段２という）ものである（その他、上記特開平８−３１７６４６号公報の【０００２】の「【従来の技術】一般に、この種のスイッチング電源装置は、制御用ＩＣからの駆動信号によりスイッチング素子をスイッチングして、トランスの一次巻線に直流入力電圧を断続的に印加し、トランスの二次巻線から誘起された電圧を整流平滑して、所定の直流出力電圧を得るようにしている。この場合、制御用ＩＣは、スイッチング素子に出力される駆動信号のパルス導通幅を制御して、直流出力電圧の安定化を図っているが、駆動信号のデューティーすなわち一周期に対するオン時間の割合は、どのような状態であってもある絶対的な最大値を越えないように制限されている。」なる記載（「制御用ＩＣは、スイッチング素子に出力される駆動信号のパルス導通幅を制御して、直流出力電圧の安定化を図っているが、駆動信号のデューティーすなわち一周期に対するオン時間の割合は、どのような状態であってもある絶対的な最大値を越えないように制限されている」点が「制御回路は、電力スイッチの最大デューティ・サイクルを制御し、前記最大デューティ・サイクルは、電力スイッチのスイッチング周期に対する電力スイッチのオン時間の最大比率」に相当するものと認められる。）、特開平１１−２３５０２５号公報の【０００４】の「・・・。つまり基準電圧値Vref2を、発振回路１４の三角波Vosの、あるレベルに設定することで、ＳＷレギュレータの最大デューティー比（ＳＷレギュレータのスイッチング周期に対する、ＳＷレギュレータに用いられるスイッチ素子がONする時間の割合の最大値。以下最大DUTY比と記載する。）が決定される。一般に、ＳＷレギュレータの場合、ＳＷレギュレータに用いられるスイッチ素子をONにする時間が長い方が、負荷に電力を供給する能力が高くなる。例えば、負荷が重くなると、すなわち出力負荷電流値が大きくなると、ＳＷレギュレータの出力電圧が下がり、ブリーダ抵抗の分圧された電圧Vaが下がる。これによって、エラー・アンプ１３の出力電圧Verrは上がるので、結果として、PWMコンパレータ１５の出力Vpwmのパルス幅が広がり(DUTY比が大きくなり)、出力電圧Voutを一定に保つようにパルス幅が制御される。」なる記載（「最大デューティー比（ＳＷレギュレータのスイッチング周期に対する、ＳＷレギュレータに用いられるスイッチ素子がONする時間の割合の最大値。以下最大DUTY比と記載する。）が決定され、負荷が重くなると、PWMコンパレータ１５の出力Vpwmのパルス幅が広がり(DUTY比が大きくなり)、出力電圧Voutを一定に保つようにパルス幅が制御される」が、出力されるDUTY比の最大値（最大デューティ・サイクル、つまり、電力スイッチのスイッチング周期に対する電力スイッチのオン時間の最大比率）が、決定された最大デューティー比を超えないように制御されることはスイッチング・レギュレータの分野における技術常識より明らかであるから、「制御回路は、電力スイッチの最大デューティ・サイクルを制御し、前記最大デューティ・サイクルは、電力スイッチのスイッチング周期に対する電力スイッチのオン時間の最大比率」に相当するものと認められる。）を参照。）
　
　ここで、請求人が上記意見書で「当業者であれば、最大デューティ・サイクルが、たとえば、スタート・アップ時あるいは過負荷状態時に電源を保護するという技術的効果を有していることも認識しています。」と主張するように、本願明細書に、最大デューティ・サイクルが、スタート・アップ時あるいは過負荷状態時に「電源を保護するという技術的効果」を有する点について明記されていなくとも、「スタート・アップ時あるいは過負荷状態時の最大デューティ・サイクル状態に対応して」などの記載から（本願明細書では、【００１８】に「スタート・アップ時あるいは過負荷状態時の最大デューティ・サイクル状態に対応して」などの記載はあるが、最大デューティ・サイクルが「電源を保護するという技術的効果」を有する点までは明記されていない）、当業者であればそのような効果を理解できるくらい最大デューティ・サイクルを制御することはありふれたものであること、および、引用文献の【要約】に「【解決手段】・・・重負荷時にはＰＷＭ制御を・・・行う。」と記載されており、引用文献の図２（ａ）、（ｂ）では、フィードバック電圧Ｖｆｂが大きくなるにつれて負荷が増大するものであるので、引用発明においても過負荷となるときがあることから、引用発明においても電源の保護の観点から、制御装置により電力スイッチの最大デューティ・サイクルを制御しているものと解釈するのが自然であるため、相違点２は実質的なものではない。
　仮に、引用発明が、そのような構成を有していないとしても、上記のように引用発明においても過負荷となるときがあるので、電源の保護を図るために、上記常套手段２を採用して、相違点２に係る本願発明の構成とすることは、当業者が容易に想到し得たものというべきである。
　
　更に、本願明細書に実施例として開示はされていないと認められるが、仮に、電力スイッチの最大デューティ・サイクルを制御するということが、上記の解釈ではなく、許容される最大デューティ・サイクルを変更することを意味するものであったとしても、そのことは、例えば、上記特開平１１−２３５０２５号公報の【００１７】に「【発明の効果】本発明のＳＷレギュレータ制御回路は、最大ＤＵＴＹ比に電源電圧依存性をつけること（「電力スイッチの最大デューティ・サイクルを制御」するに相当）で、低電源電圧時の負荷へのエネルギー供給能力を高く、かつ、高い電源電圧時は必要以上のエネルギーの供給を抑えることで、負荷短絡等の異常から電源回路や、ＳＷレギュレータに用いられるスイッチ素子のダメージを抑えることができるという効果がある。」なる記載や、上記特開昭６２−４４０７０号公報に、「その間比較器１４が出力する最大デューティ比決定パルスＶｐの幅は、第６図に示す如く徐々に増加し、遂に定常値に達する。その結果ＤＣ−ＤＣコンバータの起動直後は、最大デューティ比は定常値より大幅に制限される（「電力スイッチの最大デューティ・サイクルを制御」するに相当）こととなり、過大電流による破損から防止する。」（第２頁左下欄１４行〜２０行）なる記載や、上記特開昭６１−２４４２６９号公報に「過電流検出回路１２２が過電流を検出すると、その検出信号は前記最大デューティ比設定回路１１に与えられる。これにより、最大デューティ比設定回路の分圧比、即ちデューティ比設定電圧Ｅ１１がパルス幅の狭くなる方向に制御され（「電力スイッチの最大デューティ・サイクルを制御」するに相当）、過電流保護作用が得られる」（第４頁左上欄最終行〜同頁右上欄５行）、「ところが、負荷短絡等によりスイッチング素子１に流れるパルス電流Ｉｃが過電流状態になると、・・・。」（第４頁右上欄１７行〜１８行）なる記載に示されるように周知技術であり、引用発明においても、起動直後や負荷短絡時の破損を防止、つまり、電源を保護する観点から上記周知技術を採用して、相違点２に係る本願発明の構成とすることは、当業者が容易に想到し得たものというべきである。
　
　なお、当審からのＦＡＸ（平成２４年１月３１日付）において、「電力スイッチの最大デューティ・サイクル」の「制御」の意味するところを問い合わせるとともに、「電力スイッチの最大デューティ・サイクル」を「制御」することは自明であるか、又は、過負荷時に電源が故障しないようにするために当業者が容易になすことができる事項と認められるので、意見があれば主張して欲しい旨を要請したが、これに対する請求人からのＦＡＸによる回答書（平成２４年３月７日付）の第２頁２６行では、請求項１などを削除する方向で考えていると回答されており、当審からの質問などに対して、具体的な説明ないし反論はされていない。
　
・相違点３について
　まず、本願発明においてサイクルをスキップすることの技術的意義は、本願明細書の【０００５】に「サイクル・スキッピング方式は、負荷が軽くなるとデューティ・サイクルを小さくし、デューティ・サイクルが所定の最小デューティ・サイクルまで小さくなると、交互に、一定時間の間切り換え、別の一定時間の間、負荷に応じてアイドル状態を維持する方式である。・・・断続的なパルス群によってスイッチングされるため、サイクル・スキッピング・モードは、理論的には軽負荷時におけるスイッチング損失を小さくしている。」と記載されていることから、負荷が軽くなった場合に、スイッチング損失を小さくするためであると解することができる。　
　一方、引用発明でもその認定に記載したように、「軽負荷でスイッチング周波数が連続的に低下し、軽負荷時のスイッチング損失を最小限にしている」ものであるから、すでに、サイクルスキップと同じ目的を達成しているといえるので、引用発明において、更に「サイクルをスキップする」必要性がないこと、そして、そもそも引用文献には、「サイクルをスキップする」旨の記載はされていないことから、引用発明では、「サイクルをスキップすることなく」電力スイッチのスイッチング周波数を変化させているものと解釈するのが相当である。
　したがって、相違点３は、実質的なものではない。
　
　そして、上記相違点１ないし３を併せ備えた本願発明の作用効果について検討してみても、引用発明および上記常套手段１、または、引用発明および上記常套手段１、２、または、引用発明、上記常套手段１および上記周知技術から当業者であれば予測できる程度のものであって、格別のものとは言えない。 
　
　したがって、本願発明は、引用発明および上記常套手段１、または、引用発明および上記常套手段１、２、または、引用発明、上記常套手段１および上記周知技術に基づいて、当業者が容易に発明をすることができたものと認められるから、特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　
５．むすび
　以上のとおりであるから、本願発明は特許法第２９条第２項の規定により特許を受けることができない。
　よって、結論のとおり審決する。