(57)【要約】【課題】第１及び第２主スイッチング素子のターンオフ時の損失とサージ電流を低減できる電力変換装置を提供する。【解決手段】昇圧動作時にスイッチング素子Ｓ１がターンオフした際にスイッチＳａ３をオンし、リアクトルＬ１の電流を、スイッチＳａ３，コンデンサＣａ１，ダイオードＤａ１を介してスイッチング電源装置４の出力端子側に流し、充電電荷を放電させる。コンデンサＣａ１の放電が終了するとスイッチＳａ３をオフし、スイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオンにして、スイッチング素子Ｓ２の寄生ダイオードを介して出力端子側に流れる電流の一部をリアクトルＬａ１にも流す。次に、スイッチング素子Ｓ１をターンオンさせると同時又はその後にスイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオフにし、スイッチＳａ３をオンしてリアクトルＬａ１の電流によりコンデンサＣａ１を充電する。この間にスイッチＳａ４はオフ状態に維持する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１及び第２主スイッチング素子（Ｓ１，Ｓ２）からなり、高電位側端子と低電位側端子との間に接続される第１直列回路と、
一端が直流電源の正側端子に接続され、他端が前記第１直列回路の共通接続点に接続される主インダクタ（Ｌ１）と、
前記第１直列回路に並列に接続される、第１ダイオード（Ｄａ１），第１コンデンサ（Ｃａ１），第１及び第２スイッチ（Ｓａ３，Ｓａ４），第２コンデンサ（Ｃａ２）並びに第２ダイオード（Ｄａ２）からなる第２直列回路と、
この第２直列回路における前記第１ダイオードから前記第２コンデンサまでの直列部に並列に接続される第１補助スイッチング素子（Ｓａ１）及び第３ダイオード（Ｄａ３）で構成される第３直列回路と、
前記第２直列回路における前記第１コンデンサから前記第２ダイオードまでの直列部に並列に接続される第４ダイオード（Ｄａ４）及び第３補助スイッチング素子（Ｓａ２）で構成される第４直列回路と、
前記第３直列回路の共通接続点と、前記第４直列回路の共通接続点との間に接続される補助インダクタ（Ｌａ１）とを備え、
前記第１ダイオードのカソードは、前記第２主スイッチング素子の一端と共通に接続され、
前記第２ダイオードのアノードは、前記第１主スイッチング素子の一端と共通に接続され、
前記第３ダイオードのアノードは、前記第２ダイオードのカソードと共通に接続され、
前記第４ダイオードのカソードは、前記第１ダイオードのアノードと共通に接続されていることを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記直流電源の電圧を昇圧する際に、
前記第２スイッチを常時オフ状態にして、
前記第１スイッチを、少なくとも、前記第１及び第２補助スイッチング素子をオンして前記補助インダクタに通電させた後、前記第１主スイッチング素子をターンオンさせた際にオン状態にしておき、前記補助リアクトルに蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流で前記第１コンデンサ（Ｃａ１）を充電するように制御し、
また、前記第１スイッチを、前記第１主スイッチング素子をターンオフさせた際にオンして、前記主インダクタを介して流れる電流を、前記第１スイッチ，前記第１コンデンサ及び前記第１ダイオードに転流させるように制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記直流電源の電圧を降圧する際に、
前記第１スイッチを常時オフ状態にして、
前記第２スイッチを、少なくとも、前記第１及び第２補助スイッチング素子をオンして前記補助インダクタに通電させた後、前記第２主スイッチング素子をターンオンさせた際にオン状態にしておき、前記補助リアクトルに蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流で前記第２コンデンサを充電するように制御し、
また、前記第２スイッチを、前記第２主スイッチング素子をターンオフさせた際にオンして、前記主インダクタを介して流れる電流を前記第２ダイオード，前記第２コンデンサ及び前記第２スイッチに転流させるように制御することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記第１及び第２スイッチは、何れも半導体スイッチング素子を用いて、双方向に導通可能なスイッチとして構成されていることを特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、共通接続点に主インダクタが接続される第１及び第２主スイッチング素子からなる直列回路を備え、これらをスイッチング動作させて入力される電力を変換して出力する電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
例えば電気自動車やハイブリッド自動車の主機に使用される多くの駆動システムは、電池とモータの駆動回路であるインバータ回路との間に、電力変換装置である双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを備えている。一般に、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、平滑コンデンサやリアクトル等の多くの受動素子で構成されるため、回路サイズが大きくなり車両内の配置スペースを圧迫している。回路サイズが大型することを回避するため、スイッチング周波数を高く設定することが考えられるが、その場合スイッチング損失が増加して効率が低下するという問題がある。
【０００３】
例えば特許文献１には、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにスナバコンデンサを含む補助回路を追加して、主回路を構成するスイッチング素子のターンオフ時にソフトスイッチングを行う技術が開示されている。このソフトスイッチングにより、主回路のターンオフ損失を低減して効率の向上を図っている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特開２０１５−８６２２号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、特許文献１の構成では、スイッチング素子のターンオン時において、スナバコンデンサの充電電荷が前記スイッチング素子を介して放電されるため、サージ電流が発生するという問題がある。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、第１及び第２主スイッチング素子のターンオフ損失の低減効果を抑制することなく、サージ電流を抑制できる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００７】
請求項１記載の電力変換装置によれば、第１直列回路は、高電位側端子と低電位側端子との間に接続される第１及び第２主スイッチング素子からなる。主インダクタの一端は、直流電源の正側端子に接続され、他端は第１直列回路の共通接続点に接続される。これに並列接続される第２直列回路は、第１ダイオード，第１コンデンサ，第１及び第２スイッチ，第２コンデンサ並びに第２ダイオードからなる。
【０００８】
第３直列回路は、第２直列回路における第１ダイオードから第２コンデンサまでの直列部に並列に接続される第１補助スイッチング素子及び第３ダイオードで構成される。第４直列回路は、第２直列回路における第１コンデンサから第２ダイオードまでの直列部に並列に接続される第４ダイオード及び第２補助スイッチング素子で構成される。
【０００９】
補助インダクタは、第３直列回路の共通接続点と第４直列回路の共通接続点との間に接続され、第１ダイオードのカソードは第２主スイッチング素子の一端と共通に接続され、第２ダイオードのアノードは第１主スイッチング素子の一端と共通に接続される。また、第３ダイオードのアノードは第２ダイオードのカソードと共通に接続され、第４ダイオードのカソードは第１ダイオードのアノードと共通に接続される。
【００１０】
このように構成すれば、電力変換装置が直流電源電圧の昇圧動作又は降圧動作を行う場合において、主スイッチング素子のターンオン時に第１又は第２スイッチの一方をオフにすることで、第１又は第２コンデンサに充電されていた電荷が放電されることを防止できる。これにより、主スイッチング素子のターンオン時におけるサージ電流の発生を抑制して、効率の低下を抑止できる。
【００１１】
請求項２記載の電力変換装置によれば、直流電源の電圧を昇圧する際に、第２スイッチを常時オフ状態にして、第１スイッチは、少なくとも、第１及び第２補助スイッチング素子をオンして補助インダクタに通電させた後、第１主スイッチング素子をターンオンさせた際にオン状態にしておく。これにより、補助リアクトルに蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流で第１コンデンサを充電する。
【００１２】
また、第１スイッチを、第２主スイッチング素子をターンオフさせた際にオンして、主インダクタを介して流れる電流を、第１スイッチ，第１コンデンサ及び第１ダイオードに転流させる。したがって、特許文献１と同様に、第１主スイッチング素子をターンオフさせた際の損失も低減できる。
【００１３】
請求項３記載の電力変換装置によれば、直流電源の電圧を降圧する際に、第１スイッチを常時オフ状態にして、第２スイッチは、少なくとも、第１及び第２補助スイッチング素子をオンして前記補助インダクタに通電させた後、第２主スイッチング素子をターンオンさせた際にオン状態にしておく。これにより、補助リアクトルに蓄積された磁気エネルギーにより流れる電流で第２コンデンサを充電する。
【００１４】
また、第２スイッチを、第２主スイッチング素子をターンオフさせた際にオンして、主インダクタを介して流れる電流を第２ダイオード，第２コンデンサ及び第２スイッチに転流させる。したがって、特許文献１と同様に、第２主スイッチング素子をターンオフさせた際の損失も低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００１５】
【図１】第１実施形態であり、スイッチング電源装置の回路構成を示す図
【図２】昇圧動作のタイミングチャート
【図３】図２のタイミングチャートにおける期間Ｍ４に流れる回路電流を示す図
【図４】同期間Ｍ５に流れる回路電流を示す図
【図５】降圧動作のタイミングチャート
【図６】図５のタイミングチャートにおける期間Ｍ４に流れる回路電流を示す図
【図７】同期間Ｍ５に流れる回路電流を示す図
【図８】第２実施形態であり、スイッチング電源装置を、電気自動車の走行駆動用モータを駆動するインバータ回路の駆動用電源に適用した場合を示す図
【発明を実施するための形態】
【００１６】
（第１実施形態）
図１に示すように、直流電源１の両端には、入力側のコンデンサＣ１が接続されている。例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴである第１及び第２主スイッチング素子Ｓ１及びＳ２は直列に接続されており、これらは第１直列回路を構成している。スイッチング素子Ｓ２のドレインが高電位側端子に相当し、スイッチング素子Ｓ１のソースが低電位側端子に相当する。直流電源１の正側端子とスイッチング素子Ｓ２のソースとの間には、リアクトルＬ１が接続されている。リアクトルＬ１は、主インダクタに相当する。
【００１７】
第１直列回路には、逆方向の第１ダイオードＤａ１，第１コンデンサＣａ１，第１及び第２スイッチＳａ３及びＳａ４，及び第２コンデンサＣａ２，逆方向の第２ダイオードＤａ２からなる第２直列回路が並列に接続されている。コンデンサＣａ１及びＣａ２は何れもスナバコンデンサである。そして、スイッチＳａ３及びＳａ４の共通接続点は、スイッチング素子Ｓ２のソースに接続されている。これらのスイッチＳａ３及びＳａ４は、例えば半導体スイッチング素子を組み合わせてなるアナログスイッチであり、双方向に導通可能なスイッチ回路として構成されている。
【００１８】
ダイオードＤａ１のカソードとダイオードＤａ２のカソードとの間には、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１補助スイッチング素子Ｓａ１及び逆方向の第３ダイオードＤａ３の第３直列回路が接続されている。また、ダイオードＤａ１のアノードとグランドとの間には、逆方向の第４ダイオードＤａ４及び例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２補助スイッチング素子Ｓａ２の第４直列回路が接続されている。そして、スイッチング素子Ｓａ１のソースと、スイッチング素子Ｓａ２のドレインとの間には、リアクトルＬａ１が接続されている。リアクトルＬａ１は補助インダクタに相当する。また、第１直列回路に対しては、出力側のコンデンサＣ２が並列に接続されている。
【００１９】
以上において、スイッチング素子Ｓ１及びＳ２並びにリアクトルＬ１が双方向チョッパ２を構成しており、残りのコンデンサＣ１，Ｃ２を除く回路素子群が損失低減回路３を構成している。そして、電力変換装置に相当するスイッチング電源装置４は、これらを含んで構成されている。
【００２０】
次に、本実施形態の作用について説明する。図２に示すように、スイッチング電源装置４が昇圧動作を行う際の動作期間をＭ１〜Ｍ６の６つに区分し、以下各期間について説明する。
＜昇圧動作；期間Ｍ１＞
スイッチング素子Ｓ１側がオンする期間であり、スイッチＳａ１〜Ｓａ４は何れもオフである。これにより、リアクトルＬ１に通電が行われて磁気エネルギーが蓄積される。
【００２１】
＜期間Ｍ２＞
スイッチング素子Ｓ１がターンオフして、スイッチＳａ３がターンオンする。すると、リアクトルＬ１の電流がスイッチＳａ３，コンデンサＣａ１及びダイオードＤａ１を介してスイッチング電源装置４の出力端子側に流れる。この時、コンデンサＣａ１に充電されている電荷が放電されて、スイッチング素子Ｓ１のドレイン−ソース間電圧の変化を緩やかにする（図２（ｂ）参照）。これにより、ターンオフ時のスイッチング損失が低減される。
【００２２】
＜期間Ｍ３＞
スイッチＳａ３がターンオフする。コンデンサＣａ１の放電が終了すると、リアクトルＬ１の電流は、スイッチング素子Ｓ２の寄生ダイオードを介して出力端子側に流れる。
＜期間Ｍ４＞
図３に示すように、スイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオンにして、上記寄生ダイオードを介して流れる電流の一部を、リアクトルＬａ１にも流す。
【００２３】
＜期間Ｍ６＞
図４に示すように、スイッチング素子Ｓ１をターンオンさせた（Ｍ５）以降に、スイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオフにし、第１スイッチＳａ３をオンにする。この場合、スイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオンさせる期間は、例えば予め定めた一定期間とする。すると、リアクトルＬａ１の電流がダイオードＤａ２及びＤａ３→リアクトルＬａ１→ダイオードＤａ４→コンデンサＣａ１→スイッチＳａ３の経路で流れ、コンデンサＣａ１を、その端子電圧がスイッチング電源装置４の出力電圧Ｖ２（図２に示す）になるまで充電する。充電が終了した時点でリアクトルＬａ１に磁気エネルギーが残存していれば、電流はダイオードＤａ１を介して出力端子側に流れる。その後、期間Ｍ１に戻る。
【００２４】
ここで、Ｍ５においてスイッチング素子Ｓ１をターンオンさせた時点でスイッチＳａ４はオフしているので、ダイオードＤａ２を介してコンデンサＣａ２に電流は流れない。したがって、スイッチング素子Ｓ１をターンオンさせた際にサージ電流が流れることは抑止される。
【００２５】
次に、図５に示すように、スイッチング電源装置４が降圧動作を行う際の動作を、上記と同様に説明する。
＜降圧動作；期間Ｍ１＞
スイッチング素子Ｓ２側がオンする期間であり、スイッチＳａ１〜Ｓａ４は何れもオフである。これにより、出力端子側よりリアクトルＬ１に逆極性で通電が行われて磁気エネルギーが蓄積される。
【００２６】
＜期間Ｍ２＞
スイッチング素子Ｓ２がターンオフして、スイッチＳａ４がターンオンする。すると、リアクトルＬ１の電流が、グランド→ダイオードＤａ２→コンデンサＣａ２→スイッチＳａ４→リアクトルＬ１の経路で直流電源１側に流れる。この時、コンデンサＣａ２に充電されている電荷が放電されて、スイッチング素子Ｓ２のドレイン−ソース間電圧の変化を緩やかにする。これにより、ターンオフ時のスイッチング損失が低減される。
【００２７】
＜期間Ｍ３＞
スイッチＳａ４がターンオフする。コンデンサＣａ２の放電が終了すると、リアクトルＬ１の電流は、スイッチング素子Ｓ１の寄生ダイオードを介して直流電源１側に流れる。
＜期間Ｍ４＞
図６に示すように、スイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオンにして、リアクトルＬａ１に通電する。
【００２８】
＜期間Ｍ６＞
図７に示すように、スイッチング素子Ｓ２をターンオンさせた（Ｍ５）以降に、スイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオフにし、スイッチＳａ４をオンする。この場合も、スイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオンさせる期間は、例えば予め定めた一定期間とする。すると、リアクトルＬａ１の電流がダイオードＤａ４及びＤａ１→スイッチング素子Ｓ２→スイッチＳａ４→コンデンサＣａ２→ダイオードＤａ３の経路で流れ、コンデンサＣａ２を、その端子電圧がスイッチング電源装置４の出力電圧Ｖ２（図５に示す）になるまで充電する。充電が終了した時点でリアクトルＬａ１に磁気エネルギーが残存していれば、電流はリアクトルＬ１を介して入力端子側に流れる。その後、期間Ｍ１に戻る。
【００２９】
ここで、Ｍ５においてスイッチング素子Ｓ２をターンオンさせた時点でスイッチＳａ３はオフしているので、ダイオードＤａ１を介してコンデンサＣａ１に電流は流れない。したがって、スイッチング素子Ｓ２をターンオンさせた際にサージ電流が流れることは抑止される。
【００３０】
以上のように本実施形態によれば、昇圧動作においてスイッチング素子Ｓ１がターンオフした際にスイッチＳａ３をオンし、リアクトルＬ１の電流を、スイッチＳａ３，コンデンサＣａ１及びダイオードＤａ１を介してスイッチング電源装置４の出力端子側に流し、コンデンサＣａ１の充電電荷を放電させる。これにより、スイッチング素子Ｓ１のドレイン−ソース間電圧の変化が緩やかになり、ターンオフ時のスイッチング損失を低減できる。
【００３１】
そして、コンデンサＣａ１の放電が終了するとスイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオンにしてスイッチＳａ３をオフし、スイッチング素子Ｓ２の寄生ダイオードを介して出力端子側に流れる電流の一部をリアクトルＬａ１にも流す。それから、スイッチング素子Ｓ１をターンオンさせると同時、又はその後にスイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオフにし、スイッチＳａ３をオンにすることで、リアクトルＬａ１の電流によりコンデンサＣａ１を充電する。
【００３２】
また、降圧動作においてスイッチＳａ４をオンし、スイッチング素子Ｓ２がターンオフした際に、リアクトルＬ１の電流を、ダイオードＤａ２，コンデンサＣａ２及びスイッチＳａ４を介して直流電源１側に流し、コンデンサＣａ２の充電電荷を放電させる。これにより、スイッチング素子Ｓ２のドレイン−ソース間電圧の変化が緩やかになり、ターンオフ時のスイッチング損失が低減される。
【００３３】
そして、コンデンサＣａ２の放電が終了した後にスイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオンにしてスイッチＳａ４をオフし、リアクトルＬａ１に通電する。それから、スイッチング素子Ｓ２をターンオンさせると同時、又はその後に、スイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２をオフにし、スイッチＳａ４をオンにすることで、リアクトルＬａ１の電流によりコンデンサＣａ２を充電する。
したがって、コンデンサＣａ１及びＣａ２からなる浮遊電源（定常的に基準電位点に接続されない状態の電源）を１つのみ使用する簡単な回路構成により、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の両方に対して、ターンオフする際の損失を低減できる。
【００３４】
また、コンデンサＣａ１,Ｃａ２の充電は常にリアクトルＬａ１に流れる電流によって行われるため、スイッチＳａ１,Ｓａ２の通電に伴う損失やダイオードＤａ１−Ｄａ４の損失を無視すると充電動作は無損失であり、これによってスイッチ電源装置４の効率を一層向上させることができる。また、コンデンサＣａ１,Ｃａ２を充電するに足る最小限の電流をＬａ１に蓄積させるようスイッチング素子Ｓａ１，Ｓａ２をオンにする期間を最小限に制御すれば、スイッチング素子Ｓａ１及びＳａ２を介して流れる電流により発生する損失も極力低減できる。
【００３５】
加えて、昇圧動作時には、Ｍ５でスイッチング素子Ｓ１をターンオンさせた以降に、スイッチＳａ３のみをオンし、スイッチＳａ４をオフに維持することでサージ電流の発生を阻止できる。したがって、スイッチング素子Ｓ１のターンオン損失も低減できる。また、降圧動作時には、Ｍ５でスイッチング素子Ｓ２をターンオンさせた以降に、スイッチＳａ４のみをオンし、スイッチＳａ３をオフに維持することでサージ電流の発生を阻止できる。したがってこの場合も、スイッチング素子Ｓ２のターンオン損失を低減できる。
【００３６】
尚、昇圧動作時において、スイッチＳａ３は常時オンさせても良いが、上述のように必要な期間のみオンさせることで、スイッチＳａ３を駆動する駆動回路の損失を低減できる。同様に、降圧動作時においても、スイッチＳａ４は常時オンさせても良いが、必要な期間のみオンさせることで、スイッチＳａ４を駆動する駆動回路の損失を低減できる。
【００３７】
（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分についてのみ説明する。図８に示すように、第２実施形態は、第１実施形態のスイッチング電源装置４を、インバータ回路１１に駆動用電源を供給するために適用した場合を示す。インバータ回路１１は、６個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１〜Ｑ６を３相ブリッジ接続して構成されており、各ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のコレクタ，エミッタ間には、それぞれフリーホイールダイオードが接続されている。インバータ回路１１の各相出力端子は、モータ１２の各相固定子巻線の一端に接続されている。モータ１２は、例えば電気自動車の走行駆動用モータである。
【００３８】
そして、スイッチング電源装置４の出力端子に、インバータ回路１１の高電位側端子１３（＋）及び低電位側端子１３（−）が接続されている。スイッチング電源装置４の昇圧動作及び降圧動作については第１実施形態と同様であり、スイッチング電源装置４は、必要に応じて直流電源１の電圧を昇圧してインバータ回路１１に供給する。また、回生動作時にモータ１２の発電電圧をインバータ１１を介して直流に変換し、必要に応じてその直流電圧を降圧して、直流電源１を充電する。
【００３９】
本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
スイッチング素子Ｓ１及びＳ２にフリーホイールダイオードを備えたＩＧＢＴを用いても良い。
第２実施形態において、インバータ回路１１が駆動対象とするモータは、電気自動車の走行駆動用モータに限ることはない。
【符号の説明】
【００４０】
１  直流電源、２  双方向チョッパ、３  損失低減回路、４  スイッチング電源装置、Ｓ１  第１主スイッチング素子、Ｓ２  第２主スイッチング素子、Ｌ１及びＬａ１  リアクトル、Ｄａ１及びＤａ２  第１及び第２ダイオード、Ｃａ１及びＣａ２  第１及び第２コンデンサ、Ｓａ１及びＳａ２  第１及び第２補助スイッチ、Ｓａ３及びＳａ４  第１及び第２スイッチ。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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