【手続補正書】
【提出日】平成18年6月15日(2006.6.15)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
以下の段階を含む、ターゲットの距離測定方法：
ターゲットに少なくとも1つのコヒーレントバースト信号を送信する段階；
ターゲットから送信信号の一部分を受信する段階；
受信信号の少なくとも一部分をサンプリングする段階；ならびに
サンプル信号および送信信号とサンプル信号の間の位相差に基づいて、距離を決定する段階。
【請求項２】
送信用の信号を発生する段階をさらに含む、請求項1記載の方法。
【請求項３】
送信信号が、バイナリ信号である、請求項1記載の方法。
【請求項４】
送信信号が、電磁エネルギーである、請求項1記載の方法。
【請求項５】
送信信号が、約400nm〜約700nmの波長を有する、請求項4記載の方法。
【請求項６】
送信信号が、約1mW以下の平均出力を有する、請求項4記載の方法。
【請求項７】
ターゲットから送信信号の受信した部分を増幅およびフィルタリングする段階をさらに含む、請求項1記載の方法。
【請求項８】
サンプリング段階が、受信信号の複数の部分をサンプリングする段階をさらに含み、決定する段階が、送信信号および受信信号のサンプリングされた部分の間の位相差の平均に基づいて距離を決定する段階をさらに含む、請求項1記載の方法。
【請求項９】
サンプリング段階が、受信信号の等価時間サンプリングを含む、請求項1記載の方法。
【請求項１０】
サンプル信号をデジタル信号に変換する段階をさらに含む、請求項1記載の方法。
【請求項１１】
距離の粗い決定値を獲得する段階をさらに含む、請求項1記載の方法。
【請求項１２】
送信信号および受信信号の間の位相差を決定するために、離散フーリエ変換を用いる処理システムをさらに含む、請求項1記載の方法。
【請求項１３】
振幅調節サンプル信号をさらに含む、請求項1記載の方法。
【請求項１４】
以下の段階を含む、ターゲットの距離測定システム：
ターゲットに少なくとも1つのコヒーレントバースト信号を送信する段階；
ターゲットから送信信号の一部分を受信する段階；
受信信号の少なくとも一部分をサンプリングする段階；ならびに
サンプル信号および送信信号とサンプル信号の間の位相差に基づいて、距離を決定する段階。
【請求項１５】
送信用の信号を発生する段階をさらに含む、請求項14記載のシステム。
【請求項１６】
送信信号が、バイナリ信号である、請求項14記載のシステム。
【請求項１７】
送信信号が、電磁エネルギーである、請求項14記載のシステム。
【請求項１８】
送信信号が、約400nm〜約700nmの波長を有する、請求項17記載のシステム。
【請求項１９】
送信信号が、約1mW以下の平均出力を有する、請求項17記載のシステム。
【請求項２０】
ターゲットから送信信号の受信した部分を増幅およびフィルタリングする段階をさらに含む、請求項14記載のシステム。
【請求項２１】
サンプリング段階が、受信信号の複数の部分をサンプリングする段階をさらに含み、決定する段階が、送信信号および受信信号のサンプリングされた部分の間の位相差の平均に基づいて距離を決定する段階をさらに含む、請求項14記載のシステム。
【請求項２２】
サンプリング段階が、受信信号の等価時間サンプリングを含む、請求項14記載のシステム。
【請求項２３】
サンプル信号をデジタル信号に変換する段階をさらに含む、請求項14記載のシステム。
【請求項２４】
距離の粗い決定値を獲得する段階をさらに含む、請求項14記載のシステム。
【請求項２５】
送信信号および受信信号の間の位相差を決定するために、離散フーリエ変換を用いる処理システムをさらに含む、請求項14記載のシステム。
【請求項２６】
振幅調節サンプル信号をさらに含む、請求項14記載のシステム。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の詳細な説明】
【発明の名称】高精度の距離測定装置およびその方法
【技術分野】
【０００１】
本発明は、遠隔ターゲットまでの距離を測定する装置および方法に関する。
【０００２】
なお、本発明は、2002年11月26日に出願された米国仮特許出願第60/429,520号の恩典を主張し、同出願の内容全体は、参照として本明細書に組み入れられる。
【背景技術】
【０００３】
多くの業界、分野、産業において、高精度の非接触式距離測定システムが強く望まれている。例えば、建設業界は、ターゲットに照準を合わせたとき、1ミリメートルより高い精度で、1秒未満でデバイスからターゲットまでの距離を測定し、容易に利用可能で安価な電子コンポーネントで測定を行い、行政が定める目の安全の基準を全て満たす可視レーザビームを放射する携帯式デバイスから恩典を享受する。
【０００４】
能動的に距離を測定するための飛行時間方法には2つの主な方法、すなわち、パルス飛行時間（PTOF）方法および位相測定方法がある。PTOF方法では、一般にレーザから放射された光パルスがターゲットに伝送され、ターゲットから反射された光パルスの一部分がソース位置で収集される。光パルスの往復経過時間が測定され、距離計からターゲットまでの距離は、d＝ct/2であり、式中、dは距離であり、cは光の速度であり、tは往復経過時間であり、係数2は光パルスが2度横断する必要がある距離に相当する。
【０００５】
PTOF方法は、概念的に単純なものであるが、この方法は一般に複雑で費用がかかる。ミリメートル単位の精度で距離の推定値を得るために、パルスは、電子帯域幅が約1.0ギガヘルツ以上を有する非常に高速のものでなければならない。このような広帯域の電子コンポーネントは高価であり、システムのコストを高騰させてしまう。しかしながら、PTOFシステムは、典型的に、低負荷サイクル放射を有し、言い換えれば、目に安全な低平均出力を有するが、長距離を測定するのに必要な高ピーク出力を有し得る。
【０００６】
位相測定距離計において、周期信号で変調された光ビームが、ターゲットに伝送され、エコーが受信されて、電子的に増幅される。受信した信号の位相は、信号の往復通過時間により、伝送信号の位相と比較して遅延されることになる。2つの信号の位相差は、式d＝φλ/4πに従って、ターゲットまでの距離に正比例し、式中、dは距離計からターゲットまでの距離であり、λは周期信号の波長であり、φはラジアン単位の位相差である。距離のあいまいさが、距離のλ/2ごとに生じ、変調信号の位相は、Nλ/2メートルごとに同一であり、Nは整数である。これは、位相測定方法の主な欠点の1つである。
【０００７】
別の欠点は、変調が連続波状に生じるため、放射の平均出力は、長いターゲット距離に対して大きな受信信号を得ることができるようにするために高いものでなければならない。可視スペクトルの高平均放射出力は、目に安全なものではない。さらなる別の欠点は、位相変化も生じてしまうAGC（自動利得制御）回路の利得変化に関係し、これらの変化は、一般に用いられているオンボード参照方法を用いて、容易に較正され差し引きできない。これらの欠点の全てに対して、位相測定距離計は、PTOFのものより内在精度が高く、コストが安い。
【０００８】
コヒーレントなバースト技術が、位相測定およびPTOF測定方法より有効な1つの改良である。さらに詳しく言えば、コヒーレントなバースト変調波形により、目の安全性を妥協することなく最大距離を増大させることができ、変調が広帯域である必要がないため、結果的に得られる低コスト回路および測定精度は、位相測定方法のものに類似している。コヒーレントバースト技術は、位相測定およびPTOF方法の最良の点を組み合わせることによってこれを達成し、振幅変調された光の一連の短いバーストが、ターゲットに伝送される。図1は、コヒーレントバースト放射波形の包絡線を示し、図2は、コヒーレントバースト放射の拡大および短縮された図を示す。
【０００９】
また、振幅変調された光の短時間バーストであるコヒーレントバーストは、位相測定方法を含む電子機器が対応し、バースト持続時間内にあれば、位相測定方法と共に作用することになる。バーストの変調周波数が増大すると、測定精度を高めることができる。さらに、長距離を測定するために、高いバースト出力を使用することができ、目に安全な動作は、バーストの間隔を時間的に置くことによって実現可能である。
【発明の開示】
【００１０】
発明の概要
本発明の態様によるターゲットの距離測定方法が、ターゲットに少なくとも1つのコヒーレントバースト信号を送信することと、ターゲットから送信信号の一部分を受信することとを含む。受信信号の少なくとも一部分がサンプリングされる。距離は、送信信号とサンプル信号との間の位相差に基づいて決定される。
【００１１】
本発明の態様によるターゲットの距離測定システムが、ターゲットに少なくとも1つのコヒーレントバースト信号を送信することと、ターゲットから送信信号の一部分を受信することとを含む。受信信号の少なくとも一部分がサンプリングされる。距離は、送信信号とサンプル信号との間の位相差に基づいて決定される。
【００１２】
本発明は、高精度かつ経済的に距離を測定するために、コヒーレントバースト波形を利用する改良された方法および装置である。本発明は、先行技術で見られたアナログ信号処理のほとんどを、離散フーリエデジタル方法に置き換えることによってこれを実行し、アナログ・デジタル変換プロセスを経済的に行うために、既存の等価時間サンプリング技術を組み込む。さらに、電子AGC機能は、較正されていない位相変化に寄与するアナログ信号処理列の該当部分から、位相変化および誤差に寄与できない信号処理列の該当部分へ移される。
【００１３】
本発明において、中央タイミングまたはクロッキング機能が、コヒーレントバースト波形を発生し、この信号をレーザダイオードドライバに送信する。このドライバは、レーザダイオードが、振幅変調された電磁気キャリア上で電子コヒーレントバースト信号を再生するように適切に駆動可能であるように、適切な電圧オフセットおよび増幅を追加することによって、信号を再フォーマットする。次いで、この変調光は、レンズによって集束され、オペレータによってターゲットに向けられる。
本発明（１）は、以下の段階を含む、ターゲットの距離測定方法：ターゲットに少なくとも1つのコヒーレントバースト信号を送信する段階；ターゲットから送信信号の一部分を受信する段階；受信信号の少なくとも一部分をサンプリングする段階；ならびに、サンプル信号および送信信号とサンプル信号の間の位相差に基づいて、距離を決定する段階。
本発明（２）は、送信用の信号を発生する段階をさらに含む、本発明（１）記載の方法。
本発明（３）は、送信信号が、バイナリ信号である、本発明（１）記載の方法。
本発明（４）は、送信信号が、電磁エネルギーである、本発明（１）記載の方法。
本発明（５）は、送信信号が、約400nm〜約700nmの波長を有する、本発明（４）記載の方法。
本発明（６）は、送信信号が、約1mW以下の平均出力を有する、本発明（４）記載の方法。
本発明（７）は、ターゲットから送信信号の受信した部分を増幅およびフィルタリングする段階をさらに含む、本発明（１）記載の方法。
本発明（８）は、サンプリング段階が、受信信号の複数の部分をサンプリングする段階をさらに含み、決定する段階が、送信信号および受信信号のサンプリングされた部分の間の位相差の平均に基づいて距離を決定する段階をさらに含む、本発明（１）記載の方法。
本発明（９）は、サンプリング段階が、受信信号の等価時間サンプリングを含む、本発明（１）記載の方法。
本発明（１０）は、サンプル信号をデジタル信号に変換する段階をさらに含む、本発明（１）記載の方法。
本発明（１１）は、距離の粗い決定値を獲得する段階をさらに含む、本発明（１）記載の方法。
本発明（１２）は、送信信号および受信信号の間の位相差を決定するために、離散フーリエ変換を用いる処理システムをさらに含む、本発明（１）記載の方法。
本発明（１３）は、振幅調節サンプル信号をさらに含む、本発明（１）記載の方法。
本発明（１４）は、以下の段階を含む、ターゲットの距離測定システム：ターゲットに少なくとも1つのコヒーレントバースト信号を送信する段階；ターゲットから送信信号の一部分を受信する段階；受信信号の少なくとも一部分をサンプリングする段階；ならびに、サンプル信号および送信信号とサンプル信号の間の位相差に基づいて、距離を決定する段階。
本発明（１５）は、送信用の信号を発生する段階をさらに含む、本発明（１４）記載のシステム。
本発明（１６）は、送信信号が、バイナリ信号である、本発明（１４）記載のシステム。
本発明（１７）は、送信信号が、電磁エネルギーである、本発明（１４）請求項14記載のシステム。
本発明（１８）は、送信信号が、約400nm〜約700nmの波長を有する、本発明（１７）記載のシステム。
本発明（１９）は、送信信号が、約1mW以下の平均出力を有する、本発明（１９）記載のシステム。
本発明（２０）は、ターゲットから送信信号の受信した部分を増幅およびフィルタリングする段階をさらに含む、本発明（１４）記載のシステム。
本発明（２１）は、サンプリング段階が、受信信号の複数の部分をサンプリングする段階をさらに含み、決定する段階が、送信信号および受信信号のサンプリングされた部分の間の位相差の平均に基づいて距離を決定する段階をさらに含む、本発明（１４）記載のシステム。
本発明（２２）は、サンプリング段階が、受信信号の等価時間サンプリングを含む、本発明（１４）記載のシステム。
本発明（２３）は、サンプル信号をデジタル信号に変換する段階をさらに含む、本発明（１４）記載のシステム。
本発明（２４）は、距離の粗い決定値を獲得する段階をさらに含む、本発明（１４）記載のシステム。
本発明（２５）は、送信信号および受信信号の間の位相差を決定するために、離散フーリエ変換を用いる処理システムをさらに含む、本発明（１４）記載のシステム。
本発明（２６）は、振幅調節サンプル信号をさらに含む、本発明（１４）記載のシステム。
【００１４】
電磁エネルギーの一部分が、ターゲットによってデバイスに反射され、そこでレンズによって収集され、帯域通過フィルタを介して集束され、キャリアエネルギーだけを検出器へ通過させる。次いで、検出器は、送信後のある時点で受信したコヒーレントバースト変調された電磁エネルギーを電気信号に変換する。次いで、この電気信号は増幅およびフィルタリングされ、等価時間サンプラの入力に与えられる。このサンプラは、中央タイミング発生器で生じるタイミング信号を用いて、波形のバースト部分を定期的にサンプリングし、処理可能になるまで、サンプリングされた電圧を引き続き保持する。保持されたサンプル信号は、AGC機能に適用され、信号の平均振幅に応じて信号を増幅した後、A/D変換器に与えられる。
【００１５】
多数のバーストにわたっていくつかのサンプルをとった後、デジタルプロセッサは、離散フーリエ変換アルゴリズムを実行し、受信したコヒーレントバースト信号の位相情報を抽出する。位相の推定値がメモリに格納され、最終的な距離推定値の精度を高めるために、後続および先行バーストのサンプルから計算された他の推定値と共に平均化する。または、サンプルは、メモリに格納され、後続および先行バーストから収集された他の等価時間サンプルと平均化され、DFTアルゴリズムは、最終的な距離推定値の精度を高めるために、平均化されたサンプルデータで実行される。
【００１６】
このシステムは、既知の長さの内部較正経路と共に通常用いられ、その経路上で、コヒーレントバーストまたは他の周期的な波形が送信され、その位相が測定されて、ゼロ位相参照データを確立する。
【００１７】
この方法および装置は、背景技術において記載したコヒーレントバースト技術の恩典を全て備えるが、測定精度、デバイスのコスト性、デバイスが占める数量を改良するものである。
【００１８】
以上のことから、本発明により、1mm精度またはさらに高精度の小型で目に安全で低コストの距離測定システムが得られる。
【００１９】
詳細な説明
図3に、本発明の態様による測定システム100を示す。測定システム100は、デジタル処理システムまたはデジタルプロセッサ102と、バースト波形発生器104と、クロック回路106と、レーザドライバ108と、レーザダイオード110と、集束システム112と、フォトダイオード114と、同調増幅器116と、等価時間サンプルホールド回路118と、自動利得制御（AGC）回路120と、自動利得制御ドライバ122と、アナログ/デジタル（A/D）変換器124と、オペレータインタフェース126と、ディスプレイ128とを含むが、測定システム100は、他の構成において他の数量と種類のコンポーネントを含むことができる。
【００２０】
図3を参照すると、デジタルプロセッサ102は、バースト波形発生器104の入力と、AGCドライバ122の入力と、ディスプレイ128の入力とに連結された出力を有し、A/D変換器124からの出力と、オペレータインタフェース126からの出力へ連結された入力を有する。デジタルプロセッサ102は、処理ユニットおよびメモリを含むが、デジタルプロセッサ102は、他の構成において他の数量および種類のコンポーネントを有することができる。メモリは、図6を参照しながら記載した方法を含む、本願明細書に記載し示すような距離を測定するためのプログラムされた命令およびデータを格納する。バースト波形発生器104は、デジタルプロセッサ102の出力と、レーザドライバ108の入力と、クロック回路106の入力とに連結される。バースト波形発生器104は、クロック回路106からの80MHzクロック信号を4分割した後、1μsバーストに対して20MHz信号をオンにし、バースト間で24μsに対してオフにゲート制御することによって、バースト波形を発生するが、バースト波形発生器104は、他の方法で信号を発生してもよく、他のタイプの信号発生器を使用してもよい。バースト波形発生器104は、任意に、バイナリバースト波形を正弦波信号に変換した後、信号をレーザドライバ108に送信する低域通過フィルタを有する。
【００２１】
クロック回路106は、波形を発生するためにバースト波形発生器104によって使用されるクロック信号を発生する。この特定の態様において、クロック回路106は、80MHzクロック信号を発生するが、他のタイプのクロック信号を発生させ使用することができる。
【００２２】
レーザドライバ108は、レーザダイオード110が良好な忠実度でバースト波形を放射するように、レーザダイオード110を駆動するのに適したフォーマットに、バースト波形発生器104からの電気バースト信号を再フォーマットする。レーザダイオード110は、レーザドライバ108に連結され、レーザダイオード110に入力されたバースト波形に応じて振幅が変調される可視光にレーザドライバ108によって電気信号出力を変換するが、バースト波形発生器104からの信号は、他の方法でターゲットTへ送信するための信号に変換されてもよい。図4は、概略バイナリコヒーレントバースト放射信号を示す。レーザダイオード110は、レーザダイオード110から放射された光がターゲットTに向けられるように、オペレータによってターゲットTに向けられる。距離の測定時、デバイスから、レーザダイオード110から放射された光が当たるターゲットT上の位置までの距離が測定される。レーザダイオード110が示されているが、音響送信機や、マイクロ波またはミリメートル波送信機など、ターゲットTへ信号を放出する他のタイプの送信デバイスを使用することもできる。
【００２３】
ターゲットTは、送信エネルギーをフォトダイオード114または他の送信機に拡散反射または鏡面反射するように作用する任意の固体、液体、気体、またはそれらの混合物からなることができる。ターゲットTに取り込まれた光がなければ、最も非協力的な吸収性ターゲットでも、フレネル反射により送信光の4％を一般に反射するため、ターゲットTは、高度に反射性または吸収性であり、ターゲットTが、光を別の方向に全て反射する正反射特性をもたなければ、この光の一部分がフォトダイオード114に反射されることになる。
【００２４】
集束システム112は、ターゲットTからフォトダイオード114に反射される光を集束するために使用されるレンズである。特に、フレネル溝がレンズの表面内にある状態で配向されるとき、集束システム112としてフレネルレンズが特に適しており、そうすることで、フレネル溝に塵や埃が入りにくくなる。また、集束システム112は、フォトダイオード114の前に配置され、望ましくない光信号を阻止するフィルタを含み得る。
【００２５】
フォトダイオード114は、ターゲットTから反射された放出信号の少なくとも一部分を細くするように配置される。フォトダイオード114が示されているが、対象となる受信した電磁または音響エネルギーを電気信号に変換するのに適した放射検出要素など、反射された信号の少なくとも一部分を細くするための他のタイプのデバイスを使用することができる。光波長に関して、フォトダイオード114は、一般的な低コストのPNフォトダイオード、またはPINフォトダイオード、アバランシェフォトダイオード（APD）、または光電子増倍管（PMT）であり得る。RFおよびマイクロ波波長に関して、他のタイプの受信素子をフォトダイオード114に使用することができる。例えば、アンテナ構造、パラボラアンテナ、またはホーンアンテナを使用することができる。
【００２６】
共振フィルタ増幅器としても知られる同調増幅器116は、フォトダイオード114の出力および等価時間サンプルホールド回路118の入力に連結される。同調増幅器116は、フォトダイオード114が受信する信号を増幅およびフィルタリングするが、受信した信号は、他の方法で処理することもでき、例えば、フィルタリングが不要な場合もあり、または、無限インパルス応答（IIR）フィルタ、有限インパルス応答（FIR）フィルタ、または離散フーリエ変換などの周知のルーチンを用いて、デジタルプロセッサ102によって実行されてもよい。または、受動型であり増幅がないアナログ信号フィルタを使用することもできる。
【００２７】
同調増幅器116の出力が、等価時間サンプラ118の入力に向けられ、この機能は、クロック回路106の出力によって特定される時間で受信したコヒーレントバースト信号のサンプルを収集することである。等価時間サンプルホールド回路118の出力が、AGCドライバ122の出力に連結されたAGC回路120の入力に連結される。トラックホールド回路としても知られているサンプルホールド回路である等価時間サンプルホールド回路118は、アナログスイッチを介してホールドキャパシタに連結されたアナログ増幅器またはバッファを含むが、等価時間サンプルホールド回路118は、他の構成において他の数量および種類のコンポーネントを含むこともできる。等価時間サンプルホールド回路118におけるホールドキャパシタの出力は、ホールドモード中、ホールドキャパシタの電圧が乱れないように、高入力インピーダンスを有する自動利得制御回路120に向けられる。動作中、等価時間サンプルホールド回路118のアナログ増幅器は、アナログスイッチを介して、良好な忠実度でホールドキャパシタの入力信号を再生する。増幅器がホールドキャパシタを駆動している間、アナログスイッチはオン状態にあり、すなわち、アナログスイッチの抵抗が非常に低いということである。クロック回路106が、サンプルをとらなければならないことを決定すると、等価時間サンプルホールド回路118のアナログスイッチは、オフ状態にあり、すなわち、アナログスイッチの抵抗が非常に高いということである。アナログスイッチがオフに切り換えられると、ホールドキャパシタの電圧は、サンプリングされた電圧で公称的に一定に保持されることになる。
【００２８】
等価時間サンプリングは、一般的に、ナイキストサンプリングレートより著しく下回る低サンプリングレートでサンプルを収集する方法である。ナイキストサンプリングの基準は、サンプリングレートがサンプリングされる信号の最も高い周波数成分の少なくとも2倍の高さのものでなければならず、サンプリングされる信号が20MHz正弦波信号であれば、40MHzである。ナイキスト基準を上回る非等価時間サンプリングは、本発明と一致するが、より低い周波数等価時間サンプリング方法は、著しくコストを削減することができる。
【００２９】
サンプリング電圧が、等価時間サンプルホールド回路118のホールドキャパシタで保持されている間、AGC回路120は、A/D変換器124のフルスケール変換能力の少なくとも25％、100％未満（すなわち、非飽和）になるように、保持された信号を適切な量増幅する。
【００３０】
AGCドライバ122は、AGC120の利得を制御するために他のアナログ回路に連結されたデジタル・アナログ（D/A）変換器を含む。デジタルプロセッサ102は、サンプリングされたデータを処理しているとき、A/D変換器124によって出力された生データへのアクセスを有することになる。データサンプルの一つまたは複数が長すぎると（飽和）、デジタルプロセッサ102は、AGCドライバ122に対して、AGC回路120内により少ない量の利得を発生するように命令することになる。または、デジタルプロセッサ120が、サンプルの平均値が、A/D変換器124のフルスケール出力の25％未満であることを決定すれば、例えばデジタルプロセッサ102は、AGCドライバ122に対して、AGC回路120内により多くの量の利得を発生するように命令する。
【００３１】
A/D変換器124の入力が、AGC回路120の出力に連結され、A/D変換器124の出力は、デジタルプロセッサ102の入力に連結される。別々の等価時間サンプルホールド回路118およびA/D変換器124が示されているが、等価時間サンプルホールド回路118およびA/D変換器124を、内部トラックホールド機能を有する統合型A/D変換器と置き換えるなどの他の構成を使用することもできる。
【００３２】
オペレータインタフェース126の出力が、デジタルプロセッサ102の入力に連結され、オペレータは、リクエストおよび情報またはデータをデジタルプロセッサ102に入力することができる。オペレータインタフェース126は、オン・オフスイッチと同程度に単純なものを含むものであってもよく、または、キーパッドや遠隔コンピュータへの接続などのより複雑なものであってもよい。
【００３３】
ディスプレイ128は、デジタルプロセッサ102の出力に連結された入力を有し、オペレータは、例えば、ターゲットTの距離や速度、またはエラーメッセージおよび低バッテリーの表示などの測定動作に関する情報またはデータを見ることができる。液晶ディスプレイ（LCD）または発光ダイオード（LED）ベースのディスプレイなど、種々の異なるタイプのデバイスをディスプレイ128に使用することができる。
【００３４】
図3、図5、および図6を参照しながら、本発明の態様による測定システム100の動作について記載する。図6のステップ200において、オペレータインタフェース126を有するオペレータは、デジタルプロセッサ102に信号を出すことによって測定を開始する。ステップ202において、測定システム100は、ベースラインとなる参照オフセット位相を獲得するために、参照波形または信号から収集されたデータで位相計算を実行する。
【００３５】
図3、図5、および図6を再度参照すると、ステップ204において、デジタルプロセッサ102は、測定バースト波形の発生が可能なバースト波形発生器104に信号を発生する。このような測定バースト波形は、マスタ80MHzクロック回路106から発生し、80MHzクロックは、バースト波形発生器104において4分割された後、20MHz信号は、1μsバーストに対してオンに、バースト波形発生器104内においてバースト間で24μsに対してオフにゲート制御されるが、他のタイプの信号を発生することもできる。このような例示的なタイミングは、バースト中、平均出力が25mWであり、上述したように、バースト負荷時間率がわずか4％であれば、平均出力が目に安全な1mWである50mWピーク可視放出を想定している。結果的に得られる測定バースト波形は、レーザダイオード110を駆動するのに適した信号に測定バースト波形を再フォーマットするレーザドライバ108に送られる。
【００３６】
レーザダイオード110は、レーザダイオードドライバ108によって出力された電気信号を、電気信号に応じて増幅が変調された可視光に変換するが、音響、マイクロ波、またはミリメートル波信号など、他のタイプの信号をターゲットへ出力することもできる。可視光は、一般的に、400nm〜700nmの間の波長を有する電磁スペクトルの部分になるように受け取られる。放射された測定光は、オペレータによってターゲットTに向けられる。
【００３７】
レーザダイオード110から放射された測定光の一部分が反射され、またはデバイス100へターゲットTによって戻される。このように戻された測定光は、戻された測定光をフォトダイオード114に集束する集束システム112によって収集される。戻された測定光は、放射された測定光の波形を保持したままであるが、戻された測定光の増幅は、放射された測定光と比較して低減される。さらに、戻された測定光の波形は、放射された測定光が、ターゲットTに到達した後、フォトダイオード114に戻るのにかかる時間の非ゼロ長により、放射された測定光と比較すると時間的に遅延している。フォトダイオード114は、戻された測定光を、同調増幅器116に出力されたコヒーレントバースト電気測定信号に変換する。
【００３８】
同調増幅器116は、20MHz信号が通過できるが、全ての他の周波数を公称的にブロックし、実質的に信号対雑音比を高める狭帯域通過フィルタリング増幅器である。同調増幅器116は、受信したコヒーレントバースト信号を増幅およびフィルタリングし、等価時間サンプリング回路118にルーティングされる公称的に正弦波コヒーレントバースト電気測定信号である信号を出力する。また、等価時間サンプリング回路118への入力が、クロック回路106で生じるサンプルクロック信号であり、80MHzマスタクロック信号と同期し、等価時間サンプリング回路118によって使用されて、戻りコヒーレントバースト測定信号のサンプリングを制御する。
【００３９】
戻りコヒーレントバースト測定信号からサンプリングされた電圧は、デジタルプロセッサ102によって制御されるAGCドライバ122によって利得が制御されるAGC回路120に送信される。AGC回路120から出力された信号は、デジタル表示に変換され、デジタルプロセッサ102にルーティングされるA/D変換器124に送信される。このポストサンプリングAGC機能は、回路の利得が変更されると、戻りコヒーレントバースト測定信号の位相、振幅のみに影響しない。コヒーレントバースト測定信号のいくつかのサンプルが、A/D変換器124によってデジタル化され、デジタルプロセッサ102のメモリに格納された後、デジタルプロセッサ102は、サンプリングされたデータ上で離散フーリエ変換を実行し、受信した信号の位相推定値を計算する。
【００４０】
フーリエ変換は、周波数、およびより重要なことには、任意の周期信号の位相情報を抽出するための広く確立された数学的方法である。この例において、フーリエ変換を受ける信号は、図5に示すサンプル信号である。フーリエ変換は、以下のように定義される。
【数１】
2006521536.tif 000001
式中、xkはバースト信号のk番目のサンプルであり、
kは4点変換に対して0〜3のサンプルカウンタであり、
X（m）は周波数領域信号であり、複素数であり、
mは周波数カウンタであり、
Nは変換を計算する際に使用される信号サンプル数であり、Nは4点変換の4であり、
iはマイナス1の平方根である。
上述したように、X（m）は複素数であり、以下のように書き換えられる。
X（m）＝Re（m）＋iIm（m）、式中、Reは実部であり、Imは虚部である。
m番面の周波数成分の大きさは以下の通りである。
【数２】
2006521536.tif 000002
m番目の周波数の位相は以下の通りである。
【数３】
2006521536.tif 000003
距離推定値に対して、m＝1の場合、基本周波数、20MHzの位相のみが要求され、以下のようにX（m）の式を単純化する。
【数４】
2006521536.tif 000004
さらに、サンプルが等価時間において厳密に90°（すなわち、厳密にP/4）離れるように等価時間サンプリングハードウェアをすることによって単純化することができる。例えば、4点変換の場合、式中、N＝4、およびK＝0,1,2,3であり、X（1）は以下のようにさらに単純化される。
【数５】
2006521536.tif 000005
さらに以下のように単純化される。
【数６】
2006521536.tif 000006
【数７】
2006521536.tif 000007
ここで、
【数８】
2006521536.tif 000008
および
【数９】
2006521536.tif 000009
位相は以下の通りである。
【数１０】
2006521536.tif 000010
【００４１】
式（10）内の演算は、ローエンドマイクロコンピュータを用いて容易に計算できる。信号内の残留ノイズの影響を軽減させるために、いくつかの位相推定値をまとめて平均化してもよい。例えば、N個のサンプルが全て1つのバーストで収集されると仮定した場合、1秒あたりQ個のバーストがあり、1秒あたりQ個の計算された位相推定値があり、さらに、1秒以内に測定を完了させることが望ましければ、平均化の式は以下の通りである。
【数１１】
2006521536.tif 000011
【００４２】
再度言うが、この演算は、ローエンドマイクロコンピュータを用いて容易に実行することができる。さらに、平均化は、逆正接関数の引数x0、x1などで実行できる。これにより、位相推定値を計算および最適化する際のさらなる適応性が可能となる。他の全てが同じであれば、平均値の数を4倍すると、一般的に、位相推定値の精度が2倍になる。
【００４３】
位相測定は、完了すると、オペレータが使用する前に距離に変換されなければならない。較正オフセットおよび他の誤差を無視し、横断される媒体の屈折率は均一であると仮定すると、バースト変調の波長λが、距離Dの2倍より大きければ、距離は以下の式によって計算される。
【数１２】
2006521536.tif 000012
ΔΦは、送信機からターゲットTおよび同一場所に配置された受信機までの往復移動時間で発生したバースト変調の位相の変化である。
【００４４】
次に、ステップ206において、ステップ204で得た距離の複数の測定値の移動平均が、式（11）に従って周期的に更新される。次に、ステップ208において、粗距離データは、位相のあいまいさを解消できるように収集される。以下、ステップ208についてさらに詳細に記載する。ステップ210において、ステップ202において決定されたベースラインの参照オフセット位相は、ターゲットTの測定された距離に関連する位相シフトを得るために、ターゲット位相から差し引かれる。次に、ステップ212において、位相シフト推定値は、式（12）を使用することによって、距離に直接変換される。ステップ214において、警報器（図示せず）が、測定が完了したことをオペレータに音声指示するように電子音を発するが、ディスプレイ128上でのメッセージなど、他のタイプの信号伝達システムを使用することもできる。ステップ216において、測定された距離は、ディスプレイ128にデジタルプロセッサ102によって与えられる。
【００４５】
図5を参照すると、バースト内の種々のデジタルおよびアナログ信号間のタイミング関係を示すタイミング図が示されている。まず、クロック回路106の自励水晶発振器から、80MHzマスタクロック波形が発生する。80MHzの周波数は、4分の1周期サンプル信号、すなわち、P/4が得られるように、バースト変調周波数の4倍になるように選択された。次いで、80MHzマスタクロックは、バースト波形発生器104によって放射クロック波形を作るように、単純に4分割される。次いで、放射クロック波形は、バーストを作るように放射イネーブル信号によってゲート制御され、レーザドライバ108にルーティングされた後、上述したように光として放射され、図5に放射光波形として示される。また、放射光の一部分が、ターゲットTから反射され、集束システム112によってフォトダイオード114に収集され、同調増幅器116によってフィルタリングおよび増幅される。結果的に得られた信号である受信信号は、放射光波形に対して時間遅延される。遅延の量は、内部信号の伝播遅延および複数の半周期あいまいさを無視すると、ターゲットTまでの距離に比例する。この受信信号は、等価時間サンプルホールド回路118のアナログ入力に与えられる。また、等価時間サンプルホールド回路118には、図5のサンプリングクロック波形として示されるデジタル信号が与えられ、クロック回路106に生じ、NP＋P/4秒ごとにアサートされ、Nは整数であり、Pは受信信号の周期であり、この例において、50nsである。サンプリングクロックがアサートされると（この例において、高くなると）、受信信号はサンプリングされ、等価時間サンプルホールド回路118の出力に一定に与えられる。この信号は、図5の下部に示すようなサンプル信号波形であり、周期的であるが、受信信号より周波数がかなり低い。
【００４６】
従来の波形サンプリングシステムにおいて、波形は、波形にある最も高い周波数の2倍より高いレートでサンプリングされる。これは、ナイキスト条件であり、これにより、サンプリングされたアナログ信号をデジタル形式で完全に表示することができる。しかしながら、サンプリングされるバースト信号は、実質的に、単一の周波数であり、この例において、20MHzであり、A/D変換システムの速度要求を低減させ、コストを削減するために、等価時間でサンプリングすることができる。4つのサンプルが、20MHz信号のサイクルあたり、P/4秒ごとに獲得される必要があれば、ここで、Pは20MHz信号の周期、従来のサンプリングシステムのサンプリングレートは、80MHzになる。しかしながら、等価時間サンプリングにおいて、この要求は、各サンプルがNP＋P/4秒ずれていれば緩められ、ここで、Nは整数である。例えば、N＝5であって、全ての4つのサンプルが1つのバーストで収集され、P＝50nsであれば、約4MHzのサンプリング周波数に対して、5P＋P/4＝262.5nsである。しかしながら、受信信号がマスタクロックとコヒーレントであるため、1つのバーストにつき1つのサンプルのみをとることができる。バースト周期が25μsであれば、サンプリングレートは、約40kHzである必要があり、これは、非常に低いA/Dコストおよび高A/D変換へ適用できる。
【００４７】
図6のステップ202に示すように、ゼロまたは他のベースラインターゲット距離と関連する参照オフセット位相が測定され、ターゲットTの全位相測定から差し引かれる参照が施されるべきである。ゼロ距離位相が、温度ともに変化し得るため、参照機能は、ターゲット距離位相測定の直前、測定後、または測定中など、比較的頻繁に実行されるべきである。
【００４８】
参照オフセット位相を獲得する1つの方法は、ターゲットTに向けられた放射エネルギーを阻止し、既知の距離の閉鎖された光路にわたって、フォトダイオード114に直接その一部分を再度方向付けることである。受信した参照信号の位相は、ターゲットTまでの距離を決定するためのステップ204において上述したように、ターゲットTから受信した信号の位相と同様に測定することができる。参照オフセット位相の測定後、阻止および再方向付けデバイスは、送信経路から取り除かれる。ゼロ参照およびターゲット位相が決定されると、ステップ210において、ゼロ参照位相は、ターゲットの位相から差し引かれて、位相シフトおよびターゲットTまでの距離を計算する。
【００４９】
全ての位相測定距離測定デバイスに見られるあいまいさの問題を明らかにして修正するために、図6のステップ208に記載するように、粗距離測定が実行された後、この粗距離測定が使用されて、半波長距離の何倍が距離測定に追加される必要があるかを決定する。例えば、精度が半周期距離の約10％であり（20MHz変調に対して0.75メートルである）、バーストのエンベロープのパルス様特性を用いる従来のPTOF回路が使用されて、粗推定値を与えるが、異なる精度特徴を有する他の粗距離測定方法を使用することもできる。
【００５０】
精度を高めるための1つの方法は、バーストの変調周波数を高めることである。ほかのものが全て一定に保たれているのであれば、20MHzから100MHzへ、バースト周波数を5倍高めることにより、結果的に得られる位相推定値に関連する距離推定値の精度を5倍高めることもできる。しかしながら、変調周波数を高めると、必ずコストも上がることになり、粗距離推定値の精度も高めなければならない。
【００５１】
本発明の基本的な概念について記載してきたが、当業者であれば、上記に詳述した開示は、例示的目的で与えられることを意図しており、制限的なものではない。本願明細書に記載していないが、種々の変更、改良および修正が行われ、当業者に意図されている。これらの変更、改良、および修正は、本願明細書によって提示されることを意図され、本発明の範囲内のものである。さらに、処理要素やシーケンスの記載した順序、数の使用、文字、または他の指示は、特許請求の範囲に特定されている場合を除いて、任意の順序に請求されたプロセスを制限するように意図されていない。したがって、本発明は、以下の特許請求の範囲およびそれと同等のものによってのみ制限される。
【図面の簡単な説明】
【００５２】
【図１】コヒーレントバースト放射の先行技術のグラフである。
【図２】概略バースト中の先行技術の放射拡大図である。
【図３】本発明の態様による測定システムのブロック図である。
【図４】概略バースト中のバイナリ放射の拡大図である。
【図５】本発明による信号のタイミング図である。
【図６】本発明の態様によるターゲットまでの距離を決定する方法の動作の流れ図である。
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】全図
【補正方法】変更
【補正の内容】
【図１】
2006521536.tif 000013
【図２】
2006521536.tif 000014
【図３】
2006521536.tif 000015
【図４】
2006521536.tif 000016
【図５】
2006521536.tif 000017
【図６】
2006521536.tif 000018