(57)【要約】【課題】電力増幅モジュールにおいて、高調波成分を減衰させるとともに、基本波成分の損失を抑制する。【解決手段】電力増幅モジュールは、入力信号を増幅して増幅信号を出力する増幅器と、増幅器の出力端子と後段の回路との間に設けられる整合回路と、一端に電源電圧が印加され、他端から増幅器の出力端子を通じて増幅器に電源を供給するチョークインダクタと、増幅器の出力端子とチョークインダクタの他端との間に設けられた第１減衰回路であって、増幅信号の高調波成分を減衰させる第１減衰回路と、を備える。【選択図】図１
2017208729.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力信号を増幅して増幅信号を出力する増幅器と、
前記増幅器の出力端子と後段の回路との間に設けられる整合回路と、
一端に電源電圧が印加され、他端から前記増幅器の出力端子を通じて前記増幅器に電源を供給するチョークインダクタと、
前記増幅器の出力端子と前記チョークインダクタの前記他端との間に設けられた第１減衰回路であって、前記増幅信号の高調波成分を減衰させる第１減衰回路と、
を備える電力増幅モジュール。
【請求項２】
請求項１に記載の電力増幅モジュールであって、
前記第１減衰回路は、
一端が前記増幅器の前記出力端子と接続され、他端が前記チョークインダクタの前記他端と接続される第１インダクタと、
一端が前記第１インダクタの前記他端と接続され、他端が接地される第１キャパシタと、
を備える電力増幅モジュール。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の電力増幅モジュールであって、
前記整合回路は、前記増幅信号の高調波成分を減衰させる第２減衰回路を含む、
電力増幅モジュール。
【請求項４】
請求項３に記載の電力増幅モジュールであって、
前記第１減衰回路は、前記第２減衰回路とは異なる周波数の高調波成分を減衰させる、
電力増幅モジュール。
【請求項５】
請求項４に記載の電力増幅モジュールであって、
前記第１減衰回路は、前記増幅信号の三倍波を減衰させ、
前記第２減衰回路は、前記増幅信号の二倍波を減衰させる、
電力増幅モジュール。
【請求項６】
請求項３〜５の何れか一項に記載の電力増幅モジュールであって、
前記整合回路は、前記増幅信号の基本周波数より低い遮断周波数を有する高域通過フィルタをさらに含む、
電力増幅モジュール。
【請求項７】
請求項６に記載の電力増幅モジュールであって、
前記第２減衰回路は、
一端が前記増幅器の前記出力端子と接続された第２インダクタと、
一端が前記第２インダクタの他端と接続され、他端が接地される第２キャパシタと、
を含み、
前記高域通過フィルタは、
一端が前記第２インダクタの前記他端と接続された第３キャパシタと、
一端が前記第３キャパシタの他端と接続され、他端が接地される第３インダクタと、
を含む、
電力増幅モジュール。
【請求項８】
請求項１〜７の何れか一項に記載の電力増幅モジュールであって、
前記増幅器は第１チップに形成され、
前記整合回路、前記チョークインダクタ、及び前記第１減衰回路が、前記第１チップの外部に設けられた、
電力増幅モジュール。
【請求項９】
請求項８に記載の電力増幅モジュールであって、
前記増幅信号の二倍波を減衰させる第３減衰回路をさらに備え、
前記第３減衰回路は、前記第１チップの内部に設けられた、
電力増幅モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅モジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話の通信網を用いる携帯端末においては、基地局へ送信する無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）信号の電力を増幅するための電力増幅モジュールが用いられる。電力増幅モジュールでは、増幅器から出力される増幅信号の高調波成分（増幅信号の基本周波数の整数倍の周波数を有する信号）を減衰させるために、共振回路が用いられる。例えば、特許文献１には、増幅器の出力端子と高周波増幅回路の出力端子との間に高調波終端回路（共振回路）を設ける構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開平１０−１４５１４７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、増幅器の出力端子と電力増幅モジュールの出力端子との間には、増幅器とその後段の回路との間でインピーダンスを整合させるために、整合回路が設けられることが一般的である。このような構成において、特許文献１に開示されているような高調波終端回路を整合回路内に設けると、高調波終端回路の周波数特性の影響によって、整合回路における信号損失が増大することがある。
【０００５】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、電力増幅モジュールにおいて、高調波成分を減衰させるとともに、基本波成分の損失を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の一側面に係る電力増幅モジュールは、入力信号を増幅して増幅信号を出力する増幅器と、増幅器の出力端子と後段の回路との間に設けられる整合回路と、一端に電源電圧が印加され、他端から増幅器の出力端子を通じて増幅器に電源を供給するチョークインダクタと、増幅器の出力端子とチョークインダクタの他端との間に設けられた第１減衰回路であって、増幅信号の高調波成分を減衰させる第１減衰回路と、を備える。
【発明の効果】
【０００７】
本発明によれば、高調波成分を減衰させるとともに、電力増幅モジュールにおいて、基本波成分の損失を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の一実施形態である電力増幅モジュール１００の構成を示す図である。
【図２】第１比較例２００の構成を示す図である。
【図３】電力増幅モジュール１００の整合回路１２０におけるインピーダンスの軌跡を示す図である。
【図４Ａ】電力増幅モジュール１００における信号損失のシミュレーション結果を示す図である。
【図４Ｂ】図４Ａに示すシミュレーション結果のキャリア帯域を拡大した図である。
【図５】第２比較例５００の構成を示す図である。
【図６Ａ】第２比較例５００における信号損失のシミュレーション結果を示す図である。
【図６Ｂ】図６Ａに示すシミュレーション結果のキャリア帯域を拡大した図である。
【図７】第３比較例７００の構成を示す図である。
【図８Ａ】第３比較例７００における信号損失のシミュレーション結果を示す図である。
【図８Ｂ】図８Ａに示すシミュレーション結果のキャリア帯域を拡大した図である。
【図９】第４比較例９００の構成を示す図である。
【図１０Ａ】第４比較例９００における信号損失のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０Ｂ】図１０Ａに示すシミュレーション結果のキャリア帯域を拡大した図である。
【図１１】第５比較例１１００の構成を示す図である。
【図１２】減衰回路１３０及び高調波終端回路１１２０におけるインピーダンスの軌跡を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態である電力増幅モジュール１００の構成を示す図である。電力増幅モジュール１００は、無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）信号（ＲＦｉｎ）を増幅して増幅信号（ＲＦｏｕｔ２）を出力するモジュールである。電力増幅モジュール１００は、例えば、ＨＢＴ（ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）チップ１１０、整合回路１２０、チョークインダクタＬｖ、キャパシタＣｖ、及び減衰回路１３０を備える。なお、電力増幅モジュール１００は、図１に示す構成に限られず、他の構成を備えてもよい。
【００１０】
ＨＢＴチップ１１０（第１チップ）は、ＨＢＴを含む素子が集積化されたチップである。以下、ＨＢＴのことを単にトランジスタと記載することもある。ＨＢＴ１１０は、トランジスタＴＲ及び高調波終端回路１４０を備える。
【００１１】
トランジスタＴＲ（増幅器）は、エミッタが接地され、コレクタ（出力端子）が端子Ｔ１に接続され、ベースにＲＦ信号ＲＦｉｎが入力される。そして、トランジスタＴＲは、ＲＦ信号ＲＦｉｎ（入力信号）を増幅した増幅信号ＲＦｏｕｔ１をコレクタから出力する。高調波終端回路１４０（第３減衰回路）は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる高調波成分（例えば、二倍波）を減衰させる。高調波終端回路１４０は、例えば、直列に接続されたキャパシタＣｔ及びインダクタＬｔを備える。図１に示すように、高調波終端回路１４０は、一端がトランジスタＴＲのコレクタと接続され、他端が接地される。
【００１２】
なお、ＨＢＴチップ１１０は、図１に示す構成に限られず、他の構成を備えてもよい。例えば、ＨＢＴチップ１１０は、複数段の増幅器を備えてもよい。また、ＨＢＴチップ１１０は、トランジスタにバイアス電流又はバイアス電圧を供給するバイアス回路を備えてもよい。また、高調波終端回路１４０が減衰する高調波成分は二倍波に限られず、三倍以上の高調波成分であってもよい。また、ＨＢＴチップ１１０は、高調波終端回路１４０を備えなくてもよい。ただし、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる高調波成分としては、特に二倍波のエネルギーが高い。そのため、トランジスタＴＲのコレクタ（出力端子）に近い位置で、高調波終端回路１４０によって二倍波を減衰させることが効果的である。また、本実施形態では、増幅器を構成するトランジスタをＨＢＴとしたが、トランジスタはバイポーラトランジスタに限られず、電解効果トランジスタ（ＦＥＴ）であってもよい。
【００１３】
整合回路１２０は、トランジスタＴＲと後段の回路（例えば、スイッチ回路）との間に設けられ、トランジスタＴＲの出力インピーダンスと後段の回路の入力インピーダンスとを整合させる。整合回路１２０は、減衰回路１５０及び高域通過フィルタ（ＨＰＦ）１６０を備える。ＨＢＴチップ１１０から出力される増幅信号ＲＦｏｕｔ１は、整合回路１２０を通じて増幅信号ＲＦｏｕｔ２として出力される。
【００１４】
減衰回路１５０（第２減衰回路）は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる高調波成分（例えば、二倍波）を減衰させる。減衰回路１５０は、例えば、インダクタＬ２（第２インダクタ）及びキャパシタＣ２（第２キャパシタ）を備える。インダクタＬ２は、一端がＨＢＴチップ１１０の端子Ｔ１に接続される。キャパシタＣ２は、一端がインダクタＬ２の他端に接続され、他端が接地される。なお、減衰回路１５０が減衰する高調波成分は二倍波に限られず、三倍以上の高調波成分であってもよい。
【００１５】
ＨＰＦ１６０は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる、所定の遮断周波数より低い周波数の成分を減衰させる。遮断周波数は、例えば、増幅信号ＲＦｏｕｔ１の三倍波の周波数より低い。ＨＰＦ１６０は、例えば、キャパシタＣ３（第３キャパシタ）及びインダクタＬ３（第３インダクタ）を備える。キャパシタＣ３は、一端がインダクタＬ２の他端に接続される。インダクタＬ３は、一端がキャパシタＣ３の他端に接続され、他端が接地される。キャパシタＣ３の他端からは、増幅信号ＲＦｏｕｔ２が出力される。キャパシタＣ３は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１の直流（ＤＣ）成分を除去するＤＣカットキャパシタとしても機能する。
【００１６】
チョークインダクタＬｖは、一端に電源電圧Ｖｃｃが印加され、他端からトランジスタＴＲのコレクタを通じてトランジスタＴＲに電源を供給する。キャパシタＣｖは、一端がインダクタＬｖの一端に接続され、他端が接地される。
【００１７】
減衰回路１３０（第１減衰回路）は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる高調波成分（例えば、三倍波）を減衰させる。減衰回路１３０は、インダクタＬｖの他端とトランジスタＴＲのコレクタとの間に設けられている。減衰回路１３０は、例えば、インダクタＬ１（第１インダクタ）及びキャパシタＣ１（第１キャパシタ）を備える。インダクタＬ１は、一端が端子Ｔ１を通じてトランジスタＴＲのコレクタと接続され、他端がチョークインダクタＬｖの他端と接続される。キャパシタＣ１は、一端がインダクタＬ１の他端と接続され、他端が接地される。ここで、チョークインダクタＬｖのインダクタンスは、インダクタＬ１のインダクタンスと比較してかなり大きい。そのため、インダクタＬ１の他端から見た、チョークインダクタＬｖの入力インピーダンスは、特定の周波数領域において、オープンであるとみなすことができる。これにより、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる高調波成分（例えば、三倍波）を減衰させるための直列共振回路を構成する。なお、減衰回路１３０が減衰する高調波成分は三倍波に限られず、二倍波であってもよいし、四倍以上の高調波成分であってもよい。
【００１８】
電力増幅モジュール１００は、高調波成分（例えば、三倍波）を減衰させる減衰回路１３０を備えている。これにより、電力増幅モジュール１００では、増幅信号ＲＦｏｕｔ１の高調波成分を減衰させることができる。また、電力増幅モジュール１００では、減衰回路１３０は、整合回路１２０内ではなく、ＨＢＴチップ１１０の端子Ｔ１とチョークインダクタＬｖとの間に設けられている。これにより、また、電力増幅モジュール１００では、高調波成分（例えば、三倍波）を減衰させる高調波終端回路を整合回路１２０内に設ける場合と比較して、基本波成分の損失を抑制することができる。
【００１９】
図２は、電力増幅モジュール１００と比較するための第１比較例２００の構成を示す図である。なお、電力増幅モジュール１００と同等の構成には同等の符号を付して説明を省略する。第１比較例２００は、電力増幅モジュール１００の減衰回路１３０を備えない。また、第１比較例２００は、電力増幅モジュール１００の整合回路１２０の代わりに整合回路２１０を備える。整合回路２１０は、電力増幅モジュール１００の整合回路１２０におけるＨＰＦ１６０の代わりに減衰回路２２０を備える。また、整合回路２１０は、キャパシタＣ５を備える。
【００２０】
減衰回路２２０は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる高調波成分（例えば、三倍波）を減衰させる。減衰回路２２０は、例えば、インダクタＬ４及びキャパシタＣ３を備える。インダクタＬ４は、一端がインダクタＬ２の他端に接続され、他端がキャパシタＣ５の一端に接続される。キャパシタＣ３は、一端がインダクタＬ４の一端に接続され、他端が接地される。キャパシタＣ５の他端からは、直流（ＤＣ）成分が除去された増幅信号ＲＦｏｕｔ２が出力される。
【００２１】
図２に示す第１比較例２００では、電力増幅モジュール１００の減衰回路１３０の代わりに、整合回路２１０内に減衰回路２２０を設けることにより、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる高調波成分（例えば、三倍波）を減衰させることができる。しかしながら、第１比較例２００の構成よりも、電力増幅モジュール１００の構成を採用することにより、電力増幅モジュール１００をより広帯域に対応させることができる。この点について説明する。
【００２２】
減衰回路１５０，２２０は、信号路に直列に接続されたインダクタと、信号路にシャント接続されたキャパシタを備えており、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）型の回路である。他方、ＨＰＦ１６０は、信号路に直列に接続されたキャパシタと、信号路にシャント接続されたインダクタを備えており、ＨＰＦ型の回路である。
【００２３】
図３は、電力増幅モジュール１００の整合回路１２０におけるスミスチャートにおける、インピーダンスの軌跡を示す図である。図３には、スミスチャートの中心（５０Ω）から、インダクタＬ３、キャパシタＣ３、キャパシタＣ２、インダクタＬ２によるインダクタンスの軌跡（低周波数側及び高周波数側）が示されている。図３に示すように、ＨＰＦ型であるＨＰＦ１６０（キャパシタＣ３及びインダクタＬ３）においては、キャパシタＣ３及びインダクタＬ３を接続することにより、高周波数側のインピーダンスより低周波数側のインピーダンスの動き（変化）が大きい。他方、ＬＰＦ型である減衰回路１５０（インダクタＬ２及びキャパシタＣ２）においては、インダクタＬ２及びキャパシタＣ２を接続することにより、低周波数側のインピーダンスより高周波数側のインピーダンスの動き（変化）が大きい。このように、整合回路１２０では、高周波数側の動き（変化）が大きい回路（減衰回路１５０）と、低周波数側の動き（変化）が大きいＨＰＦ型の回路（ＨＰＦ１６０）とを組み合わせるにより、ＨＰＦ側のインピーダンスの変化とＬＰＦ側のインピーダンスの変化が正反対であることから、インピーダンスの動きを相殺させることができる。従って、低周波数側のインピーダンスと高周波数側のインピーダンスを特定のインピーダンスに集めることができる。これに対して、第１比較例２００の整合回路２１０では、減衰回路１５０，２２０がいずれもＬＰＦ型であるため、高周波数側のインピーダンスの変化が大きいため、電力増幅モジュール１００の整合回路１２０と比較すると、低周波数側のインピーダンスと高周波数側のインピーダンスは、周波数特性を持つようなり、特定のインピーダンスに集めることができない。従って、整合回路１２０をＬＰＦ型の回路（減衰回路１５０）及びＨＰＦ型の回路（ＨＰＦ１６０）によって構成することにより、電力増幅モジュール１００をより広帯域にインピーダンス整合を実現することができる。
【００２４】
図４Ａは、電力増幅モジュール１００における信号損失のシミュレーション結果を示す図である。図４Ａにおいて、横軸はＲＦ信号ＲＦｉｎの周波数（ＧＨｚ）、縦軸は電力増幅モジュール１００における信号損失（ｄＢ）である。なお、本シミュレーションでは、キャリア帯域（搬送波の基本周波数の帯域）を２．３〜２．７ＧＨｚとしている。図４Ａには、比較のために、電力増幅モジュール１００から減衰回路１３０を除いた構成における信号損失も示されている。図４Ａに示すように、電力増幅モジュール１００では、減衰回路１３０を備えることにより、二倍波に加えて三倍波も減衰されていることがわかる。
【００２５】
図４Ｂは、図４Ａに示すシミュレーション結果のキャリア帯域（２．３〜２．７ＧＨｚ）を拡大した図である。図４Ｂに示すように、電力増幅モジュール１００では、減衰回路１３０を備えない構成と比較して、キャリア帯域における信号損失がほぼ同等であることがわかる。
【００２６】
図４Ａ及び図４Ｂに示すシミュレーション結果からも、電力増幅モジュール１００では、高調波成分を減衰させるとともに、基本波成分の損失を抑制することが可能であることがわかる。
【００２７】
図５は、電力増幅モジュール１００と比較するための第２比較例５００の構成を示す図である。なお、電力増幅モジュール１００と同等の構成には同等の符号を付して説明を省略する。第２比較例５００は、電力増幅モジュール１００の減衰回路１３０を備えない。また、第２比較例５００は、電力増幅モジュール１００の整合回路１２０の代わりに整合回路５１０を備える。整合回路５１０は、電力増幅モジュール１００の整合回路１２０における減衰回路１５０及びＨＰＦ１６０に加えて、キャパシタＣ６を備える。
【００２８】
キャパシタＣ６は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる高調波成分（例えば、三倍波）を減衰させる。キャパシタＣ６は、一端がＨＢＴチップ１１０の端子Ｔ１に接続され、他端が接地される。
【００２９】
図６Ａは、第２比較例５００における信号損失のシミュレーション結果を示す図である。図６Ａにおいて、横軸はＲＦ信号ＲＦｉｎの周波数（ＧＨｚ）、縦軸は第２比較例５００における信号損失（ｄＢ）である。なお、本シミュレーションでは、キャリア帯域（搬送波の基本周波数の帯域）を２．３〜２．７ＧＨｚとしている。図６Ａには、比較のために、電力増幅モジュール１００から減衰回路１３０を除いた構成における信号損失も示されている。図６Ａに示すように、第２比較例５００では、キャパシタＣ６を備えることにより、二倍波に加えて三倍波も減衰されていることがわかる。
【００３０】
図６Ｂは、図６Ａに示すシミュレーション結果のキャリア帯域（２．３〜２．７ＧＨｚ）を拡大した図である。図６Ｂに示すように、第２比較例５００では、減衰回路１３０を備えない構成と比較して、キャリア帯域における信号損失が大きいことがわかる。
【００３１】
図６Ａ及び図６Ｂに示すシミュレーション結果によれば、第２比較例５００では、二倍波に加えて三倍波を減衰させることが可能であるものの、基本波成分の損失が増大することがわかる。従って、このシミュレーション結果からも、第２比較例５００よりも、電力増幅モジュール１００の方が、高調波成分を減衰させるとともに、基本波成分の損失を抑制することが可能であることがわかる。
【００３２】
図７は、電力増幅モジュール１００と比較するための第３比較例７００の構成を示す図である。なお、電力増幅モジュール１００と同等の構成には同等の符号を付して説明を省略する。第３比較例７００は、電力増幅モジュール１００の減衰回路１３０を備えない。また、第３比較例７００は、電力増幅モジュール１００の整合回路１２０の代わりに整合回路７１０を備える。整合回路７１０は、電力増幅モジュール１００の整合回路１２０における減衰回路１５０及びＨＰＦ１６０に加えて、キャパシタＣ７を備える。
【００３３】
キャパシタＣ７は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる高調波成分（例えば、三倍波）を減衰させる。キャパシタＣ７は、一端がキャパシタＣ３の他端に接続され、他端が接地される。
【００３４】
図８Ａは、第３比較例７００における信号損失のシミュレーション結果を示す図である。図８Ａにおいて、横軸はＲＦ信号ＲＦｉｎの周波数（ＧＨｚ）、縦軸は第３比較例７００における信号損失（ｄＢ）である。なお、本シミュレーションでは、キャリア帯域（搬送波の基本周波数の帯域）を２．３〜２．７ＧＨｚとしている。図８Ａには、比較のために、電力増幅モジュール１００から減衰回路１３０を除いた構成における信号損失も示されている。図８Ａに示すように、第３比較例７００では、キャパシタＣ７を備えることにより、二倍波に加えて三倍波も減衰されていることがわかる。
【００３５】
図８Ｂは、図８Ａに示すシミュレーション結果のキャリア帯域（２．３〜２．７ＧＨｚ）を拡大した図である。図８Ｂに示すように、第３比較例７００では、減衰回路１３０を備えない構成と比較して、キャリア帯域における信号損失が大きいことがわかる。
【００３６】
図８Ａ及び図８Ｂに示すシミュレーション結果によれば、第３比較例７００では、二倍波に加えて三倍波を減衰させることが可能であるものの、基本波成分の損失が増大することがわかる。従って、このシミュレーション結果からも、第３比較例７００よりも、電力増幅モジュール１００の方が、高調波成分を減衰させるとともに、基本波成分の損失を抑制することが可能であることがわかる。
【００３７】
図９は、電力増幅モジュール１００と比較するための第４比較例９００の構成を示す図である。なお、電力増幅モジュール１００と同等の構成には同等の符号を付して説明を省略する。第４比較例９００は、電力増幅モジュール１００の減衰回路１３０を備えない。また、第４比較例９００は、電力増幅モジュール１００の整合回路１２０の代わりに整合回路９１０を備える。整合回路９１０は、電力増幅モジュール１００の整合回路１２０における減衰回路１５０及びＨＰＦ１６０に加えて、キャパシタＣ８及びインダクタＬ８を備える。
【００３８】
キャパシタＣ８及びインダクタＬ８は並列接続されたタンク回路を構成する。タンク回路は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる高調波成分（例えば、三倍波）を減衰させる。タンク回路は、一端がキャパシタＣ３の他端に接続され、他端から増幅信号ＲＦｏｕｔ２を出力する。
【００３９】
図１０Ａは、第４比較例９００における信号損失のシミュレーション結果を示す図である。図１０Ａにおいて、横軸はＲＦ信号ＲＦｉｎの周波数（ＧＨｚ）、縦軸は第４比較例９００における信号損失（ｄＢ）である。なお、本シミュレーションでは、キャリア帯域（搬送波の基本周波数の帯域）を２．３〜２．７ＧＨｚとしている。図１０Ａには、比較のために、電力増幅モジュール１００から減衰回路１３０を除いた構成における信号損失も示されている。図１０Ａに示すように、第４比較例９００では、キャパシタＣ８及びインダクタＬ８を備えることにより、二倍波に加えて三倍波も減衰されていることがわかる。
【００４０】
図１０Ｂは、図１０Ａに示すシミュレーション結果のキャリア帯域（２．３〜２．７ＧＨｚ）を拡大した図である。図１０Ｂに示すように、第４比較例９００では、減衰回路１３０を備えない構成と比較して、キャリア帯域における信号損失が大きいことがわかる。
【００４１】
図１０Ａ及び図１０Ｂに示すシミュレーション結果によれば、第４比較例９００では、二倍波に加えて三倍波を減衰させることが可能であるものの、基本波成分の損失が増大することがわかる。従って、このシミュレーション結果からも、第４比較例９００よりも、電力増幅モジュール１００の方が、高調波成分を減衰させるとともに、基本波成分の損失を抑制することが可能であることがわかる。
【００４２】
図１１は、電力増幅モジュール１００と比較するための第５比較例１１００の構成を示す図である。なお、電力増幅モジュール１００と同等の構成には同等の符号を付して説明を省略する。第５比較例１１００は、電力増幅モジュール１００の減衰回路１３０を備えない。また、第５比較例１１００は、電力増幅モジュール１００のＨＢＴチップ１１０の代わりにＨＢＴチップ１１１０を備える。ＨＢＴチップ１１１０は、電力増幅モジュール１００のＨＢＴチップ１１０におけるトランジスタＴＲ及び高調波終端回路１４０に加えて、高調波終端回路１１２０を備える。
【００４３】
高調波終端回路１１２０は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１に含まれる高調波成分（例えば、三倍波）を減衰させる。高調波終端回路１１２０は、例えば、直列に接続されたキャパシタＣ９及びインダクタＬ９を備える。図１１に示すように、高調波終端回路１１２０は一端がトランジスタＴＲのコレクタと接続され、他端が接地される。
【００４４】
図１２は、減衰回路１３０及び高調波終端回路１１２０における高調波（例えば、三倍波）のインピーダンスの軌跡を示す図である。電力増幅モジュール１００では、ＨＢＴチップ１１０の端子Ｔ１と減衰回路１３０のインダクタＬ１との間に、ＨＢＴチップ１１０の外部の配線が存在する。この配線は、ＨＢＴチップ１１０の内部の配線と比較して長く、寄生インダクタンスも比較的大きい。図１２に示すように、電力増幅モジュール１００の減衰回路１３０では、この寄生インダクタンスによって、高調波（例えば、三倍波）の周波数帯域に共振点を設定した場合における高調波（例えば、三倍波）のインピーダンスがオープン側に調整される。他方、第５比較例１１００では、高調波終端回路１１２０がＨＢＴチップ１１１０の内部に設けられているため、配線の寄生容量が非常に小さい。そのため、図１２に示すように、第５比較例１１００では、高調波（例えば、三倍波）のインピーダンスの軌跡が変わり、高調波（例えば、三倍波）のインピーダンスをオープン側に調整することが難しい。従って、電力増幅モジュール１００では、減衰回路１３０をＨＢＴチップ１１０とチョークインダクタＬｖとの間に設けることにより、高調波成分のインピーダンスをオープン側に設定することができる。
【００４５】
ここで、高調波終端回路１４０の減衰周波数（例えば、二倍波）のインピーダンスをショート側に設定し、減衰回路１３０の減衰周波数（例えば、三倍波）のインピーダンスをオープン側に設定すると、Ｆ級増幅器の動作を実現することができる。
【００４６】
以上、本発明の一実施形態について説明した。電力増幅モジュール１００では、トランジスタＴＲの出力端子とチョークインダクタＬｖとの間に減衰回路１３０が設けられている。これにより、電力増幅モジュール１００では、増幅信号ＲＦｏｕｔ１の高調波成分を減衰させることができる。また、電力増幅モジュール１００では、高調波成分（例えば、三倍波）を減衰させる高調波終端回路を整合回路１２０の内部に設ける場合と比較して、基本波成分の損失を抑制することができる。
【００４７】
また、電力増幅モジュール１００では、整合回路１２０は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１の二倍波を減衰させる減衰回路１５０を含む。これにより、電力増幅モジュール１００では、減衰回路１３０で三倍波を減衰させるとともに、減衰回路１５０で二倍波を減衰させることができる。
【００４８】
また、電力増幅モジュール１００では、整合回路１２０は、増幅信号ＲＦｏｕｔ１の基本周波数より低い遮断周波数を有するＨＰＦ１６０をさらに含むことができる。
【００４９】
また、電力増幅モジュール１００では、ＨＢＴチップ１１０の内部に、二倍波を減衰させる高調波終端回路１４０が設けられている。これにより、トランジスタＴＲのコレクタ（出力端子）に近い位置で、エネルギーの高い二倍波を効果的に減衰させることができる。
【００５０】
また、電力増幅モジュール１００では、トランジスタＴＲはＨＢＴチップ１１０に形成され、整合回路１２０、チョークインダクタＬｖ、及び減衰回路１３０が、ＨＢＴチップ１１０の外部に設けられている。従って、図１２に示したように、ＨＢＴチップ１１０の端子Ｔ１からインダクタＬ１までの配線の寄生インダクタンスの影響により、高調波（例えば、三倍波）の周波数帯域に共振点を設定した場合における高調波（例えば、三倍波）のインピーダンスをオープン側（Ｆ級）に調整することができる。これにより、電力増幅モジュール１００では、Ｆ級動作が可能となる。
【００５１】
以上説明した各実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。即ち、各実施形態に当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、各実施形態が備える各要素およびその配置、材料、条件、形状、サイズなどは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、各実施形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。
【符号の説明】
【００５２】
１００  電力増幅モジュール
１１０，１１１０  ＨＢＴチップ
１２０，５１０，７１０，９１０  整合回路
１３０，１５０  減衰回路
１４０，１１２０  高調波終端回路
１６０  ＨＰＦ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図５】
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【図６Ａ】
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【図６Ｂ】
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【図７】
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【図８Ａ】
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【図８Ｂ】
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【図９】
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【図１０Ａ】
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【図１０Ｂ】
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【図１１】
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【図１２】
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