(57)【要約】【課題】高効率で動作する電力変換装置を実現する。【解決手段】第１の電流（出力電流Ｉ1）を出力する第１の電力変換器（１０１）と、第１の電力変換器（１０１）に対して並列に接続され、第２の電流（出力電流Ｉ2）を出力する第２の電力変換器（１０２）と、第１の電流（Ｉ1）と第２の電流（Ｉ2）との配分を、負荷率（Ｑ）に応じて予め定めた配分に近づくように制御する制御部（１０７，電圧制御部１２２、電流制御部１２４、記憶部１２６）と、を設けた。【選択図】図１
2017208882.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
第１の電流を出力する第１の電力変換器と、
前記第１の電力変換器に対して並列に接続され、第２の電流を出力する第２の電力変換器と、
前記第１の電流と前記第２の電流との配分を、負荷率に応じて予め定めた配分に近づくように制御する制御部と、
を有することを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】
前記第１の電力変換器の第１の定格出力電力は、前記第２の電力変換器の第２の定格出力電力より高く、
前記制御部は、前記電力変換装置から出力される合計出力電力が前記第２の定格出力電力よりも低い場合に、前記第１の電力変換器と前記第２の電力変換器とを共に動作状態に設定する
ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記制御部は、前記合計出力電力が前記第２の定格出力電力よりも高い場合に、前記第２の電力変換器を動作状態に設定する
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
【請求項４】
前記制御部は、前記電力変換装置の出力電圧が所定の目標出力電圧に近づくように、前記第１の電力変換器を制御する電圧制御部
をさらに有することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記制御部は、前記第２の電流が、前記電力変換装置から出力される電力に対応する目標出力電流に近づくように、前記第２の電力変換器を制御する電流制御部
をさらに有することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記第１の電力変換器の定格出力電流は、前記電力変換装置の定格出力電流に等しい
ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記第２の電力変換器の定格出力電流は、前記電力変換装置の定格出力電流よりも小さい
ことを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
【請求項８】
前記制御部は、前記負荷率が第１の所定値以下になると、前記第２の電流が前記第１の電流よりも大きくなるように前記目標出力電流を設定する
ことを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
【請求項９】
前記制御部は、前記負荷率が前記第１の所定値よりも大きい第２の所定値を超えると、前記目標出力電流を０に設定する
ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【請求項１０】
前記制御部は、前記負荷率が前記第１の所定値を超えると、前記目標出力電流を、０よりも大きく前記第２の電力変換器の定格出力電流以下である値に設定する
ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電力変換装置には、複数のインバータ回路を備えたものが知られている。その一例として、下記特許文献１の段落００１８、００１９には、「このとき、モーター１０の回転数が低速の場合は、負荷が小さく、モーター１０に流れる電流も小さい。この運転状態のときは、ＩＧＢＴ６ａ〜６ｆよりも飽和電圧の小さいＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８ｆの方に多くの電流が流れ、スイッチング素子がＩＧＢＴのみで構成された場合よりも、スイッチング素子での発生損失が減少する。」、「一方、モーター１０の回転数が高速の場合は、負荷が大きく、モーター１０に流れる電流も大きい。この運転状態のときは、ＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８ｆよりも飽和電圧が小さいＩＧＢＴ６ａ〜６ｆの方に多くの電流が流れ、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴのみで構成された場合よりも、スイッチング素子での発生損失が減少する。」と記載されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１１−１２０３３０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１の技術において、ＩＧＢＴ６ａ〜６ｆとＭＯＳＦＥＴ８ａ〜８ｆとの電流配分は、両者の物理的特性である飽和電圧に依存する。同文献によれば、発生損失が減少するということであるが、物理的特性に依存する以上、発生損失の低減効果には限界があり、高効率で動作させることは困難であった。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、高効率で動作できる電力変換装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
上記課題を解決するため本発明の電力変換装置は、
第１の電流を出力する第１の電力変換器と、
前記第１の電力変換器に対して並列に接続され、第２の電流を出力する第２の電力変換器と、
前記第１の電流と前記第２の電流との配分を、負荷率に応じて予め定めた配分に近づくように制御する制御部と、
を有することを特徴とする。
【発明の効果】
【０００６】
本発明の電力変換装置によれば、高効率で動作できる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】本発明の一実施形態による電力変換装置のブロック図である。
【図２】電力変換器の回路図である。
【図３】他の電力変換器の回路図である。
【図４】各電力変換器の効率特性を示す図である。
【図５】負荷率に対する目標出力電流の特性図である。
【図６】変形例における目標出力電流の特性図である。
【図７】他の変形例における目標出力電流の特性図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
［実施形態の構成］
＜電力変換装置の電気的構成＞
次に、本発明の一実施形態による電力変換装置１００の構成を説明する。
図１は、本実施形態に係る電力変換装置１００のブロック図である。電力変換装置１００は、電力変換器１０１（第１の電力変換器）と、他の電力変換器１０２（第２の電力変換器）とを有する。電力変換器１０１は、入力端子１０９と出力端子１０８とを有し、電力変換器１０２は入力端子１１０と出力端子１０４とを有する。商用電力系統等の電源１１１は、入力端子１０５を介して、三相交流電力を電力変換装置１００に供給する。供給された交流電力は、電力変換器１０１と電力変換器１０２とによって、他の三相交流電力に変換され負荷装置１１２にて消費される。
【０００９】
両電力変換器１０１，１０２の出力端子１０８，１０４に接続されたケーブル（符号なし）は、接続点１１８において結合されている。すなわち、電力変換器１０１，１０２は並列に接続されている。電力変換器１０１の出力電流をＩ1（第１の電流）とし、電力変換器１０２の出力電流をＩ2（第２の電流）とし、両者の合計出力電流をＩout（＝Ｉ1＋Ｉ2）とする。合計出力電流Ｉoutは、出力端子１０３から出力される。また、出力端子１０３における電圧を出力電圧Ｖout、電力を合計出力電力Ｐoutとする。
【００１０】
電流センサ１５２は出力電流Ｉ2を測定し、電流センサ１５４は合計出力電流Ｉoutを測定する。また、電圧センサ１５６は、出力電圧Ｖoutを測定する。制御部１０７は、これらのパラメータＩ2，Ｉout，Ｖoutに基づいて、両電力変換器１０１，１０２に対して、動作指令信号Ｓ1，Ｓ2をそれぞれ供給する。制御部１０７は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）等、一般的なコンピュータとしてのハードウエアを備えており、ＲＯＭには、ＣＰＵによって実行される制御プログラムや、各種データ等が格納されている。図１において、制御部１０７の内部は、制御プログラム等によって実現される機能を、ブロックとして示している。
【００１１】
制御部１０７は、電圧制御部１２２と、電流制御部１２４と、記憶部１２６とを有している。電圧制御部１２２は、出力電圧Ｖoutが所定の目標出力電圧Ｖsに近づくように、動作指令信号Ｓ1によって電力変換器１０１をフィードバック制御する。記憶部１２６は、制御部１０７の動作に必要な各種データを記憶する。特に、記憶部１２６は、電力変換装置１００の負荷率Ｑに対する目標出力電流Ｉ2Sを規定するテーブルを記憶する。
【００１２】
ここで、負荷率Ｑとは、電力変換装置１００の定格出力電力Ｐoutmaxに対する実際の合計出力電力Ｐoutの比である。また、目標出力電流Ｉ2Sとは、負荷率Ｑの関数であって、当該負荷率Ｑにおける電力変換器１０２の出力電流Ｉ2の目標値である。電流制御部１２４は、電力変換器１０２の出力電流Ｉ2が目標出力電流Ｉ2Sに近づくように、動作指令信号Ｓ2によって、電力変換器１０２をフィードバック制御する。なお、「定格出力電力」、「定格出力電流」の語句は、電力または電流がその値を超えて出力されないように、制御部１０７が制御する値を指す。
【００１３】
＜電力変換器１０１＞
図２は、本実施形態における電力変換器１０１の回路図である。
図２において電力変換器１０１は、入力された交流電力を同期整流する６個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）２０１ＲＵ，２０１ＲＤ，２０１ＳＵ，２０１ＳＤ，２０１ＴＵ，２０１ＴＤ（以下、これらをＩＧＢＴ２０１と総称する）を有している。また、各ＩＧＢＴ２０１には、還流用のダイオード２０２ＲＵ，２０２ＲＤ，２０２ＳＵ，２０２ＳＤ，２０２ＴＵ，２０２ＴＤ（以下、これらをダイオード２０２と総称する）がそれぞれ並列に接続されている。ＩＧＢＴ２０１のオン／オフ状態は、制御部１０７（図１参照）から供給される動作指令信号Ｓ1によって制御される。これによって、入力端子１０９から入力された交流電力が直流電力に変換され、コンデンサ２０３に電荷が蓄積される。
【００１４】
また、電力変換器１０１は、変換された直流電力を再び交流電力に変換する６個のＩＧＢＴ２０４ＵＵ，２０４ＵＤ，２０４ＶＵ，２０４ＶＤ，２０４ＷＵ，２０４ＷＤ（以下、これらをＩＧＢＴ２０４と総称する）を有している。また、各ＩＧＢＴ２０４には、還流用のダイオード２０５ＵＵ，２０５ＵＤ，２０５ＶＵ，２０５ＶＤ，２０５ＷＵ，２０５ＷＤ（以下、これらをダイオード２０５と総称する）がそれぞれ並列に接続されている。ＩＧＢＴ２０４のオン／オフ状態は、動作指令信号Ｓ1によって制御される。これによって、コンデンサ２０３から供給された直流電力がＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって交流電力に変換され、出力端子１０８から出力される。
ここで、ＩＧＢＴ２０１，２０４は、Ｓｉ（シリコン）基盤上に形成されたものであり、Ｓｉ−ＩＧＢＴと呼ばれている。
【００１５】
＜電力変換器１０２＞
図３は、本実施形態における電力変換器１０２の回路図である。
図３において電力変換器１０２は、入力された交流電力を同期整流する６個のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）３０１ＲＵ，３０１ＲＤ，３０１ＳＵ，３０１ＳＤ，３０１ＴＵ，３０１ＴＤ（以下、これらをＭＯＳＦＥＴ３０１と総称する）を有している。また、各ＭＯＳＦＥＴ３０１には、還流用のダイオード３０２ＲＵ，３０２ＲＤ，３０２ＳＵ，３０２ＳＤ，３０２ＴＵ，３０２ＴＤ（以下、これらをダイオード３０２と総称する）がそれぞれ並列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ３０１のオン／オフ状態は、制御部１０７（図１参照）から供給される動作指令信号Ｓ2によって制御される。これによって、入力端子１１０から入力された交流電力が直流電力に変換され、コンデンサ３０３に電荷が蓄積される。
【００１６】
また、電力変換器１０２は、変換された直流電力を再び交流電力に変換する６個のＭＯＳＦＥＴ３０４ＵＵ，３０４ＵＤ，３０４ＶＵ，３０４ＶＤ，３０４ＷＵ，３０４ＷＤ（以下、これらをＭＯＳＦＥＴ３０４と総称する）を有している。また、各ＭＯＳＦＥＴ３０４には、還流用のダイオード３０５ＵＵ，３０５ＵＤ，３０５ＶＵ，３０５ＶＤ，３０５ＷＵ，３０５ＷＤ（以下、これらをダイオード３０５と総称する）がそれぞれ並列に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ３０４のオン／オフ状態は、動作指令信号Ｓ2によって制御される。これによって、コンデンサ３０３から供給された直流電力がＰＷＭ制御によって交流電力に変換され、出力端子１０４から出力される。
ここで、ＭＯＳＦＥＴ３０１，３０４は、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）基盤上に形成されたものであり、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴと呼ばれている。
【００１７】
＜電力変換器１０１，１０２の効率特性＞
次に、電力変換器１０１，１０２の効率特性を図４に示す。
図４において、横軸は、電力変換器１０１の出力電力Ｐ1（第１の出力電力）および電力変換器１０２の出力電力Ｐ2（第２の出力電力）であり、縦軸は電力変換効率Ｌである。Ｐ1max（第１の定格出力電力）は電力変換器１０１の定格出力電力であり、Ｐ2max（第２の定格出力電力）は電力変換器１０２の定格出力電力である。Ｐ2maxは、例えばＰ1maxの５％〜３０％程度にするとよい。また、Ｌ1は電力変換器１０１の出力電力に対する電力変換器１０１の効率特性であり、また、Ｌ2は電力変換器１０２の出力電力に対する電力変換器１０２の効率特性である。
【００１８】
Ｓｉ−ＩＧＢＴは、その物理的原理に基づき、電流が流れていない状態で生じる降下電圧が存在する。この降下電圧はビルトイン電圧と呼ばれる。このビルトイン電圧により、出力電力が小さい場合には内部抵抗が大きくなり、電力変換効率が低下する。一方、Ｓｉ−ＩＧＢＴは、通流電流が大きい場合には、電圧に対して指数関数的に通流電流が大きくなる特性を有し、内部抵抗が小さくなる。これにより、通流電流（または出力電力）が大きい場合に、電力変換効率は高くなる。従って、スイッチング素子として、Ｓｉ−ＩＧＢＴであるＩＧＢＴ２０１，２０４を用いた電力変換器１０１は、図４の効率特性Ｌ1に示すように、出力電力が小さい場合には電力変換効率が低くなり、出力電力が大きい場合には電力変換効率が高くなる。
【００１９】
一方、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、ビルトイン電圧を有さず、印加電圧に対して電流がほぼ線形になる特性を有する。この特性により、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、Ｓｉ−ＩＧＢＴと比較すると、通流電流が小さい場合にも内部抵抗が小さく、電力変換効率を高めやすい特徴がある。従って、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴであるＭＯＳＦＥＴ３０１，３０４を用いた電力変換器１０２は、図４の効率特性Ｌ2に示すように、出力電力が小さい段階から高い電力変換効率を実現できる。しかし、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは高価である。そこで、電力変換装置１００としてのコストを抑制するため、電力変換器１０２の定格出力電力Ｐ2maxは、電力変換器１０１の定格出力電力Ｐ1maxよりも低くしている。
【００２０】
［実施形態の動作］
次に、本実施形態の動作を説明する。
図１において、電流センサ１５２，１５４および電圧センサ１５６は、パラメータＩ2，Ｉout，Ｖoutを測定し、これらパラメータを制御部１０７に対して逐次供給する。
上述したように、制御部１０７内の電圧制御部１２２は、出力電圧Ｖoutが所定の目標出力電圧Ｖsに近づくように、電力変換器１０１をフィードバック制御する。より具体的には、出力電圧Ｖoutが目標出力電圧Ｖsよりも低ければ、電圧制御部１２２は、動作指令信号Ｓ1によってＩＧＢＴ２０４（図２参照）のデューティ比を増加し、出力電圧Ｖoutを上昇させる。一方、出力電圧Ｖoutが目標出力電圧Ｖsよりも高ければ、電圧制御部１２２は、動作指令信号Ｓ1によってＩＧＢＴ２０４のデューティ比を減少させ、出力電圧Ｖoutを下降させる。
【００２１】
また、上述したように、電流制御部１２４は、電力変換器１０２の出力電流Ｉ2が目標出力電流Ｉ2Sに近づくように、電力変換器１０２をフィードバック制御する。より具体的には、電流制御部１２４は、まず、現時点の合計出力電流Ｉoutと出力電圧Ｖoutとに基づいて、現時点の合計出力電力Ｐout（＝Ｉout×Ｖout）を算出し、定格出力電力Ｐoutmaxと合計出力電力Ｐoutとの比である負荷率Ｑを算出する。
【００２２】
次に、電流制御部１２４は、現時点の負荷率Ｑに対応する目標出力電流Ｉ2Sを算出する。そして、出力電流Ｉ2が目標出力電流Ｉ2Sよりも小さければ、電流制御部１２４は、動作指令信号Ｓ2によってＭＯＳＦＥＴ３０４（図３参照）のデューティ比を増加し、出力電流Ｉ2を増加させる。一方、出力電流Ｉ2が目標出力電流Ｉ2Sよりも大きければ、電流制御部１２４は、動作指令信号Ｓ2によってＭＯＳＦＥＴ３０４のデューティ比を減少させ、出力電流Ｉ2を減少させる。
【００２３】
上述したように、記憶部１２６は、電力変換装置１００の負荷率Ｑに対する目標出力電流Ｉ2Sを規定するテーブルを記憶している。このテーブルの内容、すなわち負荷率Ｑに対する目標出力電流Ｉ2Sの特性の一例を図５に示す。また、図５には、出力電流Ｉ1の目標値である目標出力電流Ｉ1Sの特性も示す。記憶部１２６は目標出力電流Ｉ1Sの特性自体は記憶していないが、電圧制御部１２２によって出力電圧Ｖoutを目標出力電圧Ｖsに近づけ、電流制御部１２４によって出力電流Ｉ2を目標出力電流Ｉ2Sに近づけると、電力変換器１０１の出力電流Ｉ1は、これに追従して図示の目標出力電流Ｉ1Sに近づく。従って、記憶部１２６は、負荷率Ｑに応じた目標出力電流Ｉ1S，Ｉ2Sの配分を定めていることになる。
【００２４】
図５に示す目標出力電流Ｉ1S，Ｉ2Sの特性は、電力変換装置１００の負荷率Ｑに対して、電力変換装置１００の効率が最も高くなる特性にしておくことが望ましい。図５に示す例において、負荷率Ｑが０〜Ｑ1［％］の範囲では、制御部１０７は、合計出力電流Ｉoutの全てを出力電流Ｉ2によって担うように電力変換器１０２を制御する。このため、出力電流Ｉ1は理想的には０になる。換言すると、制御部１０７は、負荷率がＱ1以下になると、出力電流Ｉ2が出力電流Ｉ1よりも大きくなるように目標出力電流Ｉ2Sを設定することになる。
【００２５】
すなわち、この範囲においては、電力変換効率の低い電力変換器１０１ではほとんど電力変換が行われず、電力変換効率の高い電力変換器１０２で大部分の電力変換が行われるため、電力変換器１０２の効率特性Ｌ2が電力変換装置１００全体の効率特性に反映され、負荷率が低い場合の効率を向上することができる。但し、この範囲内においても、制御部１０７によって電力変換器１０１は動作状態に設定されているため、電力変換器１０１と電力変換器１０２とが共に動作状態に設定されている。
【００２６】
また、負荷率ＱがＱ1〜Ｑ3の範囲では、制御部１０７は、負荷率Ｑが大きくなるほど合計出力電流Ｉoutに占める出力電流Ｉ2の割合が小さくなるように電力変換器１０２を制御する。この範囲では、出力電流Ｉ1，Ｉ2を共に０を超える値とし、両者によって合計出力電力Ｐoutを実現する合計出力電流Ｉoutを出力する。そして、出力電流Ｉ1，Ｉ2は、負荷率Ｑ2において一致している。Ｑ1〜Ｑ3の範囲では、負荷率Ｑが大きくなるほど目標出力電流Ｉ2Sが小さくされ、これに従って電力変換器１０２の出力電流Ｉ2も小さくなる。電圧制御部１２２は、出力電圧Ｖoutが目標出力電圧Ｖsに近づくような制御を行っているため、出力電流Ｉ2が小さくなると、電力変換器１０１の出力電流Ｉ1は、これに追従して大きくなる。
【００２７】
また、負荷率がＱ3〜１００［％］の範囲では、制御部１０７は、出力電流Ｉ2がＩ2S＝０に近づくように電力変換器１０２を制御する。従って、合計出力電流Ｉoutは、理想的には、全て出力電流Ｉ1によって担われることになる。すなわち、電力変換器１０１は、電圧制御部１２２によって、出力電圧Ｖoutが目標出力電圧Ｖsに近づくように制御されているため、負荷率Ｑに比例して電力変換器１０１の出力電流Ｉ1が増減する。なお、負荷率Ｑが１００［％］付近では、出力電流Ｉ2はほぼ０になるため、本実施形態における電力変換装置１００の定格出力電力Ｐoutmaxは、電力変換器１０１の定格出力電力Ｐ1maxに等しくなる。
【００２８】
換言すると、電力変換装置１００の定格出力電流Ｉoutmaxは、電力変換器１０１の定格出力電流Ｉ1maxに等しい。また、電力変換器１０２の定格出力電流Ｉ2maxは、電力変換装置１００の定格出力電流Ｉoutmaxよりも小さい。但し、出力電流Ｉ2がほぼ０にされたとしても、電力変換器１０２は動作状態に設定されている。すなわち、合計出力電力Ｐoutが電力変換器１０２の定格出力電力Ｐ2maxよりも高い場合においても、制御部１０７は、電力変換器１０２を動作状態に設定している。
【００２９】
［実施形態の効果］
以上のように、本実施形態の電力変換装置（１００）は、
第１の電流（Ｉ1）を出力する第１の電力変換器（１０１）と、
第１の電力変換器（１０１）に対して並列に接続され、第２の電流（Ｉ2）を出力する第２の電力変換器（１０２）と、
第１の電流（Ｉ1）と第２の電流（Ｉ2）との配分を、負荷率（Ｑ）に応じて予め定めた配分に近づくように制御する制御部（１０７）と、を有する。
これにより、負荷率（Ｑ）に応じて電流配分を制御することができ、高効率で電力変換装置（１００）を動作させることができる。
【００３０】
また、第１の電力変換器（１０１）の第１の定格出力電力（Ｐ1max）は、第２の電力変換器（１０２）の第２の定格出力電力（Ｐ2max）より高く、
制御部（１０７）は、電力変換装置（１００）から出力される合計出力電力（Ｐout）が第２の定格出力電力（Ｐ2max）よりも低い場合に、第１の電力変換器（１０１）と第２の電力変換器（１０２）とを共に動作状態に設定する。
これにより、負荷率（Ｑ）が急激に上昇した場合においても、電力変換装置（１００）は、瞬停を伴うことなく電力を供給し続けることができる。
【００３１】
また、制御部（１０７）は、合計出力電力（Ｐout）が第２の定格出力電力（Ｐ2max）よりも高い場合に、第２の電力変換器（１０２）を動作状態に設定する。
これにより、負荷率（Ｑ）が急激に下がった場合においても、電力変換装置（１００）は、高効率な動作を続行できる。
【００３２】
また、制御部（１０７）は、電力変換装置（１００）の出力電圧（Ｖout）が所定の目標出力電圧（Ｖs）に近づくように、第１の電力変換器（１０１）を制御する電圧制御部（１２２）をさらに有する。
これにより、出力電圧（Ｖout）を安定させることができる。
【００３３】
また、制御部（１０７）は、第２の電流（Ｉ2）が、電力変換装置（１００）から出力される電力（Ｐout）に対応する目標出力電流（Ｉ2S）に近づくように、第２の電力変換器（１０２）を制御する電流制御部（１２４）をさらに有する。
これにより、第２の電流（Ｉ2）を正確に制御することができる。
【００３４】
また、第１の電力変換器（１０１）の定格出力電流は、電力変換装置（１００）の定格出力電流に等しい。
これにより、第２の電力変換器（１０２）を随時オフ状態にすることができる。
【００３５】
また、第２の電力変換器（１０２）の定格出力電流は、電力変換装置の定格出力電流よりも小さい。
これにより、第２の電力変換器（１０２）を構成する素子が高価である場合にコストアップを抑制することができる。
【００３６】
また、制御部（１０７）は、負荷率（Ｑ）が第１の所定値（Ｑ1）以下になると、第２の電流（Ｉ2）が第１の電流（Ｉ1）よりも大きくなるように目標出力電流（Ｉ2S）を設定する。
これにより、低負荷時に第２の電力変換器（１０２）の効率特性がより反映されるようになる。
【００３７】
また、制御部（１０７）は、負荷率（Ｑ）が第１の所定値（Ｑ1）よりも大きい第２の所定値（Ｑ3）を超えると、目標出力電流（Ｉ2S）を０に設定する。
これにより、高負荷時に第１の電力変換器（１０１）の効率特性がより反映されるようになる。
【００３８】
［変形例］
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。上述した実施形態は本発明を理解しやすく説明するために例示したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について削除し、若しくは他の構成の追加・置換をすることが可能である。上記実施形態に対して可能な変形は、例えば以下のようなものである。
【００３９】
（電流制御の一時停止）
上記実施形態においては、電圧制御部１２２（図１参照）による電圧制御と、電流制御部１２４による電流制御とを同時に実行していた。しかし、電力変換装置１００の負荷率Ｑが大きく増減した場合（例えば、所定の閾値を超えて増減した場合）は、電流制御部１２４による電流制御を一時的に（例えば１μｓ〜１０秒程度の期間）停止してもよい。負荷率Ｑが大きく増減すると、電力変換の負担が電力変換器１０２から電力変換器１０１に、あるいは電力変換器１０１から電力変換器１０２に遷移することがある。その場合には、電圧制御のみによって出力電圧Ｖoutが安定的に出力できるようにし、その後に電流制御を再開することが望ましい場合もあるためである。
【００４０】
（入出力される電力の種類）
上記実施形態において、電力変換器１０１，１０２は、三相交流電力を入力し、三相交流電力を出力するものであった。しかし、入力される電力は単相交流電力であってもよく、直流電力であってもよい。同様に出力される電力も、単相交流電力であってもよく、直流電力であってもよい。
【００４１】
（制御部１０７）
上記実施形態において、制御部１０７は、ＣＰＵ等を用いたたソフトウエア的な処理によって電圧制御部１２２、電流制御部１２４、記憶部１２６等の機能を実現したが、これらの機能の一部または全部をＡＳＩＣ(Application Specific Integrated Circuit；特定用途向けＩＣ)、あるいはＦＰＧＡ(field-programmable gate array)等を用いたハードウエア的な処理に置き換えてもよい。また、デジタル回路を用いず、アナログ回路のみによって電圧制御部１２２、電流制御部１２４、記憶部１２６等の機能を実現してもよい。
【００４２】
（半導体素子の種類）
上記実施形態においては、半導体素子として、電力変換器１０１にはＳｉ−ＩＧＢＴを適用し、電力変換器１０２にはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを適用したが、適用する半導体素子の種類はこれらに限定されるものではなく、用途に応じて種々の半導体素子を適用してもよい。すなわち半導体素子の主材料はＳｉまたはＳｉＣ以外のものであってもよく、素子型はＩＧＢＴまたはＭＯＳＦＥＴ以外のものであってもよい。
【００４３】
しかし、電力変換器１０１に適用される半導体素子としては、安価で定格出力電流が大きく、電流が大きい場合の電力変換効率が高いものが望ましく、例えば、Ｓｉ−ＳＪＭＯＳＦＥＴ（Super Junction Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等が考えられる。また、電力変換器１０２に適用される半導体素子としては、電流が小さい場合の電力変換効率が高いものが望ましく、例えば、定格出力電流が小さい代わりに効率の高いＳｉ−ＩＧＢＴであってもよい。
【００４４】
（ダイオードの種類）
上記実施形態の電力変換器１０１，１０２で用いられる還流用のダイオード２０２，２０５，３０２，３０５は、その主原料や素子型として種々のものを用いることができるが、安価で高効率な素子であることが望ましい。例えば、Ｓｉ−ＰＮＤ（PN Diode）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴが備えるボディーダイオード、ＳｉＣ−ＳＢＤ（Schottky Barrier Diode）等を用いるとよい。
【００４５】
（フィルタ回路の追加）
上記実施形態の電力変換装置１００の入力端子１０５または出力端子１０３に、必要に応じて、リアクトルやコンデンサ等を用いたフィルタ回路を設けてもよい。フィルタ回路を設けることにより、ＩＧＢＴ２０１，２０４やＭＯＳＦＥＴ３０１，３０４等で生じるスイッチングノイズを除去でき、各部の絶縁軽減でき、過電流の発生も防止することができる。
【００４６】
（リアクトルの追加）
上記実施形態において、制御部１０７は、電力変換器１０１に対して電圧制御を行い、電力変換器１０２に対して電流制御を行っている。このため、電力変換器１０２から出力した出力電流Ｉ2の一部が電力変換器１０１に逆流することもある。逆流を防止するためには、電力変換器１０１，１０２の入力端子１０９，１１０の前段または出力端子１０８，１０４の後段に、必要に応じてリアクトルを挿入してもよい。
【００４７】
（電力変換器の数量）
上記実施形態においては、電力変換器１０１，１０２を各一台設けたが、所望の効率特性および定格出力電流に応じて、電力変換器１０１または１０２の数量を二以上にしてもよい。その場合に、電力変換器１０１の数量と電力変換器１０２の数量とが異なってもよい。
【００４８】
（目標出力電流特性の変形１）
上述したように、電力変換器１０１，１０２に適用される半導体素子は、Ｓｉ−ＩＧＢＴ、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ以外にも種々のものが考えられる。半導体素子を変更すると、負荷率Ｑに対して最も効率が高くなる出力電流Ｉ1，Ｉ2の配分も変わるため、図５に示した目標出力電流Ｉ1S，Ｉ2Sの特性も、適用される半導体素子に応じたものに変更することが望ましい。変更した目標出力電流特性の一例を図６に示す。
【００４９】
図６において、負荷率Ｑが０〜Ｑ1［％］の範囲では、図５の特性と同様に、合計出力電流Ｉoutの全てを出力電流Ｉ2が担うように目標出力電流Ｉ2Sが定められている。しかし、負荷率ＱがＱ1を超えると、目標出力電流Ｉ2Sは、電力変換器１０２の定格出力電流に維持される。これに追従して、目標出力電流Ｉ1Sは、負荷率ＱがＱ1以上の領域では、直線的に上昇する。換言すると、制御部１０７は、全ての出力域において、目標出力電流Ｉ2Sを、０よりも大きく電力変換器１０２の定格出力電流Ｉ2max以下である値に設定することになる。
【００５０】
全ての出力域において電力変換器１０１の効率よりも電力変換器１０２の効率が高い場合には、図６に示すような特性が最適になる場合もある。また、図６の例においては、上述した実施形態のもの（図５）と比較して、電力変換装置１００の定格電力を大きくすることができる。すなわち、定格出力電力Ｐoutmaxを、電力変換器１０１の定格出力電力Ｐ1maxと電力変換器１０２の定格出力電力Ｐ2maxとの合計に等しくすることができる。
【００５１】
（目標出力電流特性の変形２）
また、図５および図６に示した目標出力電流特性は、電力変換装置１００全体として高い効率が得られるように定めたものであったが、効率を多少犠牲にしても、電圧制御の安定性を確保するように目標出力電流特性を定めてもよい。その一例となる目標出力電流特性を図７に示す。
【００５２】
図７において、負荷率Ｑが０〜Ｑ20［％］の区間では、目標出力電流Ｉ1S，Ｉ2Sがほぼ同一の値になっている。また、負荷率がＱ20〜Ｑ21の範囲では、負荷率Ｑの増加とともに目標出力電流Ｉ2Sが減少し、それを補うように目標出力電流Ｉ1Sが急激に上昇している。そして、負荷率がＱ21を超える範囲では、目標出力電流Ｉ1Sが負荷率Ｑに比例して上昇している。すなわち、電力変換器１０１は、負荷率Ｑにかかわらず、０を超える出力電流Ｉ1を出力することになる。これにより、電力変換器１０１の出力電流Ｉ1を０にする場合と比較して、電圧制御部１２２による電圧制御の応答性を向上することができる。
【符号の説明】
【００５３】
１００  電力変換装置
１０１  電力変換器（第１の電力変換器）
１０２  電力変換器（第２の電力変換器）
１０７  制御部
１２２  電圧制御部
１２４  電流制御部
１２６  記憶部
Ｉ1S，Ｉ2S  目標出力電流
Ｉ1  出力電流（第１の電流）
Ｉ2  出力電流（第２の電流）
Ｉout  合計出力電流
Ｐ1  出力電力（第１の出力電力）
Ｐ2  出力電力（第２の出力電力）
Ｐ1max  定格出力電力（第１の定格出力電力）
Ｐ2max  定格出力電力（第２の定格出力電力）
Ｐoutmax  定格出力電力
Ｐout  合計出力電力
Ｑ1  第１の所定値
Ｑ3  第２の所定値
Ｑ  負荷率
Ｓ1，Ｓ2  動作指令信号
Ｖout  出力電圧
Ｖs  目標出力電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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