(57)【要約】【課題】本発明の実施形態は、スイッチング電源回路内に寄生抵抗がある場合において、スイッチング電源回路の出力電力の電力値を調整することを目的とする。【解決手段】本発明の実施形態としてのスイッチング電源回路は、入力電圧が入力される入力端子と、出力電圧を出力する出力端子と、一端が前記入力端子に接続されたインダクタと、一端が前記インダクタの他端に接続され、他端が前記出力端子に接続された第１スイッチと、一端がグラウンドに接続され、他端が前記インダクタの前記他端に接続された第２スイッチと、前記第１スイッチに電流が流れる時間に基づき、前記第２スイッチをオンオフする時間間隔を調整する制御回路と、を備える。【選択図】図４
2017060223.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧が入力される入力端子と、
出力電圧を出力する出力端子と、
一端が前記入力端子に接続されたインダクタと、
一端が前記インダクタの他端に接続され、他端が前記出力端子に接続された第１スイッチと、
一端がグラウンドに接続され、他端が前記インダクタの前記他端に接続された第２スイッチと、
前記第１スイッチに電流が流れる導通期間に基づき、前記第２スイッチをオンオフする時間間隔を制御する制御回路と、
を備えるスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記制御回路は、前記第１スイッチの前記一端に係る電圧に基づき、前記導通期間を算出する
請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記制御回路は、前記第１スイッチの前記一端および前記他端の電圧に基づき、前記導通期間を算出する
請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記制御回路は、
前記第１スイッチに電流が流れている期間、または前記第１スイッチの前記一端に係る電圧が予め定められた閾値を超えている期間、または前記第１スイッチの前記一端に係る電圧が前記第１スイッチの前記他端の電圧を超えている期間を前記導通期間とし、前記導通期間に係るデジタル信号を出力する変換器と、
前記導通期間に基づき、前記出力電圧の値を算出し、算出された前記出力電圧の値に基づき、前記第２スイッチをオンオフする時間間隔を決定する第１回路と、
前記デジタル回路により決定された前記第２スイッチをオンオフする時間間隔に基づき、前記第２スイッチのオンオフの制御を行う制御信号を出力する発信器と、
を備える
請求項１ないし３のいずれか一項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
前記制御回路は、
前記発信器が出力した前記制御信号から、前記第２スイッチのスイッチング周期を算出し、前記スイッチング周期に係る第２デジタル信号を、前記第１回路に出力する第２変換器
をさらに備え、
前記第１回路は、前記導通期間と前記スイッチング周期に基づき、前記第２スイッチをオンオフする時間間隔と前記スイッチング周期を変更する
請求項４に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記導通期間、または、記導通期間の２乗を前記スイッチング周期で除算することにより算出した指標値が最大となるように、前記第２スイッチをオンオフする時間間隔と前記スイッチング周期を変更する
請求項５に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記制御回路は、
前回の前記スイッチング周期において算出した前記導通期間または前記指標値と、今回の前記スイッチング周期において算出した前記導通期間または前記指標値との第１比較を行う微分器と、
前記第１比較の結果に基づき、前記第２スイッチをオンオフする時間間隔を変更するアップダウンカウンタと
をさらに備える
請求項６に記載のスイッチング電源回路。
【請求項８】
前記制御回路は、
予め定めた条件を満たす場合に、前記変換器または前記第１回路または両方を停止させる第２回路
をさらに備える
請求項７に記載のスイッチング電源回路。
【請求項９】
前記出力電圧と参照電圧との第２比較を行う比較器
をさらに備え、
前記制御回路は、前記第２比較により、前記出力電圧が前記参照電圧よりも高いと判明したときは、前記第２スイッチをオフにする
請求項１ないし８のいずれか一項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１０】
前記第１スイッチの代わりに、
アノードが前記インダクタの前記他端に接続され、カソードが前記コンデンサの前記一端に接続されたダイオードと
を備える
請求項１ないし９のいずれか一項に記載のスイッチング電源回路。
【請求項１１】
請求項１ないし１０のいずれか一項に記載のスイッチング電源回路と、
一端がグラウンドに接続され、他端が前記スイッチング電源回路に接続された熱電発電素子と
を備える電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明の実施形態は、スイッチング電源回路およびそれを用いた電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
発電素子とスイッチング電源回路を用いて出力される電力を最大化するために、発電素子の出力電圧を、発電素子の開放電圧の１／２とする方法が知られている。また、上記方法を利用して、発電素子の出力に基づき、最大の出力電圧を出力するスイッチング電源回路が知られている。しかしながら、上記従来技術では、スイッチング電源回路内に寄生抵抗がないと想定しているため、実際の寄生抵抗があるスイッチング電源回路では、出力電力が最大とならないという課題がある。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−２１７２５０号公報
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Ｊ．  Ｋｉｍ  ａｎｄ  Ｃ．  Ｋｉｍ，  “Ａ  ＤＣ−ＤＣ  Ｂｏｏｓｔ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  Ｗｉｔｈ  Ｖａｒｉａｔｉｏｎ−Ｔｏｌｅｒａｎｔ  ＭＰＰＴ  Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ  ａｎｄ  Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ  ＺＣＳ  Ｃｉｒｃｕｉｔ  ｆｏｒ  Ｔｈｅｒｍｏｅｌｅｃｔｒｉｃ  Ｅｎｅｒｇｙ  Ｈａｒｖｅｓｔｉｎｇ  Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ”，  ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ  Ｐｏｗｅｒ  ＥｌｅｃｔＲｏｎｉｃｓ，  ｖｏｌ．  ２８，  ｐｐ．  ３８２７−３８３３，  ２０１３．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
本発明の実施形態は、スイッチング電源回路内に寄生抵抗がある場合において、スイッチング電源回路の出力電力の電力値を調整することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の実施形態としてのスイッチング電源回路は、入力電圧が入力される入力端子と、出力電圧を出力する出力端子と、一端が前記入力端子に接続されたインダクタと、一端が前記インダクタの他端に接続され、他端が前記出力端子に接続された第１スイッチと、一端がグラウンドに接続され、他端が前記インダクタの前記他端に接続された第２スイッチと、前記第１スイッチに電流が流れる時間に基づき、前記第２スイッチをオンオフする時間間隔を調整する制御回路と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】一般的なスイッチング電源回路を説明する図。
【図２】制御信号Ｖｏｓｃと、インダクタ電流ＩＬの波形図。
【図３】入力電圧Ｖｉｎと出力電力Ｐｏｕｔの関係を示す図。
【図４】第１の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図。
【図５】制御信号Ｖｏｓｃと、インダクタ電流ＩＬとの関係を説明する図。
【図６】制御信号Ｖｏｓｃと、スイッチングノードの電圧ＶＬとの関係を説明する図。
【図７】第２の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図。
【図８】第３の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図。
【図９】第４の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図。
【図１０】第５の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図。
【図１１】第６の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【０００９】
（第１の実施形態）
まず、スイッチング電源回路内に寄生抵抗があるときの出力電力について説明する。全ての発電素子は、鳳テブナンの定理により、電源電圧源と内部インピーダンスで示すことが可能である。ここでは、熱電発電素子とスイッチング電源回路により、電力を出力する例を用いる。
【００１０】
図１は、一般的なスイッチング電源回路を説明する図である。当該スイッチング電源回路に接続された熱電発電素子は、起電力（開放電圧）Ｖｔｅｇ、出力抵抗（内部インピーダンス）Ｒｔｅｇでモデル化されている。Ｖｔｅｇは、熱電発電素子を構成する高温側部材と低温側部材との温度差に比例する。Ｖｔｅｇは、数℃程度の温度差の場合、数１０ｍＶ〜数１００ｍＶになる。また、Ｒｔｅｇは、温度に依存せず、ほぼ一定の値であり、数Ω〜数１００Ω程度の値である。熱電発電素子からの電圧Ｖｉｎは、スイッチング電源回路により、負荷電圧（出力電圧）Ｖｏｕｔに変換される。一般的に、通常の電子回路は１Ｖ以上の電源電圧で動作する。そのため、熱電発電素子と接続される場合は、ＶｉｎはＶｏｕｔよりも小さく、スイッチング電源回路はＶｉｎを大きくするための昇圧型が用いられる。
【００１１】
熱電発電素子からスイッチング電源回路に入力されたＶｉｎは、スイッチング電源回路の入力容量Ｃｉｎにより平滑化される。スイッチング電源回路は、インダクタ、スイッチ、およびダイオードの働きにより、Ｖｉｎをこれより高い電圧Ｖｏｕｔに変換する。Ｖｏｕｔは、出力容量Ｃｏｕｔにより平滑化され、負荷に供給される。Ｒｄｃｒ、Ｒｏｎはそれぞれ、インダクタとスイッチの寄生抵抗を表す。
【００１２】
この熱電発電素子とスイッチング電源回路による出力電力Ｐｏｕｔの最大値を、以下のように求める。図２は、制御信号Ｖｏｓｃと、インダクタ電流ＩＬの波形図である。制御信号Ｖｏｓｃは、スイッチを駆動させる。インダクタ電流ＩＬは、ゼロになる期間が１周期中に存在する電流不連続モード（ＤＣＭ：Ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ  Ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ  Ｍｏｄｅ）であり、スイッチング電源回路全体の入力抵抗は、Ｖｉｎ、Ｖｏｕｔにかかわらず一定であることから、熱電発電素子の出力抵抗Ｒｔｅｇとのマッチングを取ることが容易である。
【００１３】
制御信号Ｖｏｓｃ（ＯＳＣ出力）がハイの期間をＴｏｎ、ローの期間をＴｏｆｆとする。Ｔｏｎにおいてスイッチは導通（オン）であり、ＩＬは増加する。Ｔｏｆｆにおいてスイッチは非導通（オフ）であり、ＩＬは減少する。Ｖｏｓｃがロー（スイッチがオフ）になった時刻から、ＩＬ＝０となる時刻までの期間をＴｄとする。また、ＩＬ＝０となった時刻からＶｏｓｃが再びハイ（スイッチがオン）となる時刻までの期間をＴｏｆｆ２とする。前述の通り、熱電発電素子が接続された場合、Ｖｉｎ＜＜Ｖｏｕｔであるから、Ｔｏｎ＞＞Ｔｄである。また、寄生抵抗におけるコンダクションロス軽減のためには、ＩＬのリプル成分は小さい方がよく、Ｔｏｆｆをなるべく小さくすることが望まれる。これらの点から、Ｔｏｎ＞＞Ｔｏｆｆであると仮定する。
【００１４】
スイッチング電源回路の入力電流Ｉｉｎは入力容量Ｃｉｎにより平滑化されるため、インダクタ電流ＩＬの平均値と等しく、次式が成り立つ。
【数１】
2017060223.tif 000003
一方、インダクタ電流ＩＬの実効値ＩＬｒｍｓは、次式で求まる。
【数２】
2017060223.tif 000004
また、スイッチング電源回路の入力電圧Ｖｉｎは、次式となる。
【数３】
2017060223.tif 000005
したがって、数式（１）から（３）により、Ｉｉｎ、ＩＬｒｍｓ、Ｔｏｎは、以下のようになる。
【数４】
2017060223.tif 000006
【数５】
2017060223.tif 000007
【数６】
2017060223.tif 000008
【００１５】
スイッチング電源回路の出力電力Ｐｏｕｔは、熱電発電素子からスイッチング電源回路へ入力される電力Ｐｉｎと、ＲｄｃｒおよびＲｏｎで消費される電力Ｐｌｏｓｓとの差で表されるため、次式が成り立つ。
【数７】
2017060223.tif 000009
Ｐｏｕｔが最大となるときのＶｉｎをＶｉｎ＿ｏｐｔとする。Ｐｏｕｔの微分値が０となるときに、Ｐｏｕｔは最大となることから、Ｖｉｎ＿ｏｐｔは次式のようになる。
【数８】
2017060223.tif 000010
【数９】
2017060223.tif 000011
【００１６】
図３は、入力電圧Ｖｉｎと出力電力Ｐｏｕｔの関係を示す図である。図３では、Ｖｔｅｇ＝２０ｍＶ、Ｒｔｅｇ＝１．５Ω、Ｒｄｃｒ＝０．２Ω、Ｒｏｎ＝０．２Ωと仮定した。このとき、Ｖｉｎ＿ｏｐｔはおよそ１２．６ｍＶである。ＰｏｕｔはＶｉｎ＝Ｖｉｎ＿ｏｐｔのとき最大であるが、図３よりＶｉｎ＿ｏｐｔがＶｔｅｇの半分よりも大きい値であることがわかる。したがって、発電素子の出力電圧Ｖｉｎを熱電発電素子の開放電圧Ｖｔｅｇの半分にする方法では、最大電力を得ることができない。
【００１７】
次に、第１の実施形態について説明する。図４は、第１の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図である。電源装置は、熱電発電素子１と、スイッチング電源回路２を備える。熱電発電素子１は、起電力（開放電圧）Ｖｔｅｇと、出力抵抗（内部インピーダンス）Ｒｔｅｇで表される。スイッチング電源回路２は、入力端子２１と、第１コンデンサ（Ｃｉｎ）２２と、インダクタ２３と、スイッチ２４と、ダイオード２５と、第２コンデンサ（Ｃｏｕｔ）２６と、出力端子２７と、制御回路２８とを備える。制御回路２８は、時間−デジタル変換器であるＴＤＣ２８１と、出力電力を計算するデジタル回路（出力値計算回路）２８２と、発信器２８３とを備える。第１の実施形態は、スイッチング電源回路２からの出力電力をなるべく大きくする。
【００１８】
熱電発電素子１は、出力電圧Ｖｉｎを出力し、スイッチング電源回路２に入力する。ここでは、熱電発電素子としたが、電源電圧源と内部インピーダンスで示すことができる発電素子であればよく、熱電発電素子に限られるものではない。
【００１９】
スイッチング電源回路２は、入力端子２１を介して熱電発電素子１と接続されている。また、出力端子２７を介して、負荷３と接続されている。スイッチング電源回路２の第１コンデンサ２２は、入力端子２１に入力された電圧Ｖｉｎを平滑化する。
【００２０】
インダクタ２３、スイッチ２４、およびダイオード２５は、Ｖｉｎをこれより高い所定の電圧である出力電圧Ｖｏｕｔに変換する。具体的には、スイッチ２４がオンになると、インダクタ２３に入力電流が流れ込み、起電力が蓄えられる。そして、スイッチがオフされると、インダクタの起電力により、出力電流がダイオード２５を通り、出力端子２７から出力される。
【００２１】
インダクタ２３のインダクタンスはＬとし、寄生抵抗Ｒｄｃｒが存在する。スイッチ２４には、制御回路２８からの制御信号Ｖｏｓｃが入力され、スイッチがオンオフされるものとし、寄生抵抗Ｒｏｎが存在するものとする。ダイオード２５は、アノードがインダクタ２３に接続されており、カソードが第２コンデンサの一端に接続されており、インダクタ２３の方向からの電流のみを通す。変換されたＶｏｕｔは、第２コンデンサ（Ｃｏｕｔ）２６により平滑化され、負荷３に対し供給される。
【００２２】
なお、ここでは、スイッチング電源回路２にダイオード２５を用いるが、ダイオード２５ではなくスイッチを使用してもよい。但し、ダイオード２５を用いると、スイッチのオンオフ制御を行う必要がないため、スイッチング電源回路を簡素化することができる。
【００２３】
また、第２コンデンサ２６は、多くのエネルギーを蓄えるために、通常のコンデンサではなく、スーパーキャパシタまたは２次電池を用いてもよい。
【００２４】
図５は、制御信号Ｖｏｓｃと、インダクタ電流ＩＬとの関係を説明する図である。図５（Ａ）は、スイッチ２４を駆動する信号Ｖｏｓｃの波形図である。図５（Ｂ）はインダクタ２３を流れる電流ＩＬの波形図である。Ｖｏｓｃは、一定のスイッチング周期Ｔｓｗごとに、ハイとローを繰り返し、スイッチ２４をオンまたはオフにする。制御信号Ｖｏｓｃがハイの期間Ｔｏｎでは、スイッチ２４が導通し、電流ＩＬが増加する。制御信号Ｖｏｓｃがローの期間Ｔｏｆｆでは、スイッチ２４は非導通であり、ＩＬは減少する。
【００２５】
制御信号Ｖｏｓｃがローに切り替わった時刻から、ＩＬ＝０となる時刻までの期間を、Ｔｄとする。期間Ｔｄでは、ＩＬがダイオード２５を通り、第２コンデンサ２６へ供給される。供給された全電荷量をＱ１とする。Ｑ１は、図５（Ｂ）の斜線の三角形の面積で表される。インダクタ２３、スイッチ２４、およびダイオード２５が接続されているスイッチングノードの電圧をＶＬとする。制御信号Ｖｏｓｃがローに切り替わった時刻における電流ＩＬの値をＩＬ１とする。Ｑ１、ＩＬ１およびＶＬは、以下の式で表せる。Ｌは、インダクタ２３のインダクタンスであり、固定値である。
【数１０】
2017060223.tif 000012
【数１１】
2017060223.tif 000013
【数１２】
2017060223.tif 000014
【００２６】
熱電発電素子から電力を取り出す場合、前述の通り、入力電力Ｖｉｎ＜＜出力電力Ｖｏｕｔである。また、Ｔｄの期間では、前述のスイッチングノードから出力端子２７へ電流が流れるので、ＶＯＵＴ≦ＶＬである。よって、Ｖｉｎ＜＜ＶＬが成り立つ。また、ＶＯＵＴは１Ｖ以上、ＩＬは１００ｍＡ以下、Ｒｄｃｒは１００ｍΩ程度を想定すると、式（１２）のＩＬ×Ｒｄｃｒは、ＩＬ×Ｒｄｃｒ＜＜ＶＬとなる。以上のことから、式（１１）は次式のように近似することができる。
【数１３】
2017060223.tif 000015
【００２７】
１スイッチング周期に、スイッチング電源回路から出力される出力電力Ｐｏｕｔは、次式のようになる。
【数１４】
2017060223.tif 000016
したがって、式（１０）と式（１３）により、Ｐｏｕｔは以下の式で近似される。
【数１５】
2017060223.tif 000017
また、ＶＬは、ＶＯＵＴと、ダイオード２５の順方向電圧Ｖｄで決まる固定値であり、以下の式のように表すことができる。
【数１６】
2017060223.tif 000018
また、式１５から、次式のように係数Ｔｋを定めると、Ｐｏｕｔは係数Ｔｋに比例すると言える。そして、ＶＬとＬが固定の場合は、Ｔｋが最大のときに、Ｐｏｕｔは最大となる。
【数１７】
2017060223.tif 000019
以上のことから、Ｐｏｕｔを最大にするには、スイッチング周期ごとに、Ｔｄ、Ｔｓｗ、Ｖｏｕｔ、Ｖｄ、Ｌの値を判明させ、スイッチング周期ごとのＰｏｕｔを算出し、比較することにより、最適な値を算出すればよい。そして、Ｔｓｗ、Ｖｏｕｔ、Ｖｄ、およびＬがスイッチング電源回路により固定である場合は、Ｔｄのみを調整することで、Ｐｏｕｔを最大化することができる。Ｔｄは、Ｔｏｎの期間を増減させることで調整できる。また、Ｔｓｗ、Ｖｏｕｔ、Ｖｄが変化する場合は、それぞれの値を測定し、計算することで、出力電力Ｐｏｕｔを最大化することができる。
【００２８】
制御回路２８は、スイッチ２３のオンオフを制御するＶｏｓｃ信号を出力する。制御信号Ｖｏｓｃは、スイッチ２４のゲート電圧となる。
【００２９】
まず、制御回路２８のＴＤＣ２８１は、Ｐｏｕｔを調整するために、Ｔｄを把握する。現在のＴｄを把握するためには、図５で示した通り、インダクタ電流ＩＬを計測すればよい。しかし、電流を計測するために、電力が消費されてしまうという問題がある。そのため、ここでは、インダクタ電流ＩＬの代わりに、スイッチングノードの電圧ＶＬを制御回路２８への入力信号として用いる場合を説明する。
【００３０】
図６は、制御信号Ｖｏｓｃと、スイッチングノードの電圧ＶＬとの関係を説明する図である。図６（Ａ）は制御信号Ｖｏｓｃ、図６（Ｂ）はインダクタ電流ＩＬ、図６（Ｃ）はスイッチングノードの電圧ＶＬの波形図である。
【００３１】
図５に示した通り、制御信号Ｖｏｓｃがローの期間Ｔｏｆｆでは、スイッチ２４は非導通であり、ＩＬは減少する。また、期間Ｔｄにおいて、ＶＬの値は高くなり、予め定められた参照電圧Ｖｒｅｆを越える。ＴＤＣ２８１は、入力された電圧ＶＬと参照電圧Ｖｒｅｆを比較し、ＶＬ＞Ｖｒｅｆを満たす期間を期間Ｔｄとみなす。これにより、ＴＤＣ２８１は、ＩＬを計測しなくとも、期間Ｔｄを把握することができる。ＴＤＣ２８１は、把握した期間Ｔｄを、デジタル信号に変換させる。Ｔｄをデジタル変化することにより、離散時間で制御することができるため、回路が簡素化される。
【００３２】
なお、スイッチング電源回路の設計によっては、スイッチングノードの寄生容量が大きく、ＶＬが上昇する時間と、ＶＬが下降する時間が存在するため、ＶＬ＞Ｖｒｅｆを満たす期間とＴｄは完全に一致しないが、ほぼ同じとみなすことができる。
【００３３】
また、ＶＬ＞Ｖｒｅｆを満たす期間ではなく、ＶＬがピーク値Ｖｐｐである（ＶＬ＝Ｖｐｐ）期間を期間Ｔｄとみなしてもよい。ＶＬ＝Ｖｐｐである期間と期間Ｔｄは、ＶＬが０［Ｖ］付近からＶｐｐまで上昇する時間の分だけ異なるが、この時間は一瞬であるため無視してもよい。
【００３４】
参照電圧Ｖｒｅｆは、ＴＤＣ２８１の内部電圧を用いる。参照電圧Ｖｒｅｆの値は、任意でよい。例えば、出力すべきＶｏｕｔの値と同じにしてもよい。また、Ｖｐｐは、出力すべきＶｏｕｔの値と、ダイオード２５の電圧降下Ｖｄを加算したＶｏｕｔ＋Ｖｄ、または、さらにオフセット電圧を加算したＶｏｕｔ＋Ｖｄ＋Ｖｏｓで求めることができる。ダイオード２５の電圧降下Ｖｄは、ダイオードをＰＮダイオードにて構成する場合は、０．６［Ｖ］と予め設定することができ、Ｖｄは０．６［Ｖ］とすることができる。または、ダイオード２５の両端の電圧を測定した上で、その差分をＶｄとしてもよい。
【００３５】
デジタル回路２８２は、ＴＤＣ２８１からのデジタル信号と式（１７）に基づき、Ｐｏｕｔの算出を行う。ここでは、Ｔｄ以外のパラメータであるＬ、Ｔｓｗ、Ｖｏｕｔ、Ｖｒｅｆは、固定値とすればよい。デジタル計算により、Ｔｄの２乗、スイッチング周期の除算などを、処理することが可能であり、回路が簡素化される。デジタル回路２８２の算出結果は、発信器２８３に与えられる。発信器２８３はＰｏｕｔを増加させるため、スイッチ２４のオンオフ時間を調整するための制御信号Ｖｏｓｃを生成する。これにより、スイッチ２４のオンオフ時間が調整され、所定の出力電力Ｐｏｕｔを得ることができる。
【００３６】
以上のように、第１の実施形態では、寄生抵抗を有する回路でも、出力電流が流れた時間を把握することにより、スイッチ２４のオンオフ時間を調整し、所定の値以上の出力電力Ｐｏｕｔを出力することができる。また、出力電流ではなく、スイッチングノードの電圧ＶＬにより、出力電流が流れた時間を把握することができ、消費電力を抑えることができる。
【００３７】
（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図である。第２の実施形態に係る電源装置は、制御回路２８の内部に、さらに新たなＴＤＣ２８４を備える。その他の構成は、第１の実施形態と同様であり、説明は省略する。
【００３８】
新たなＴＤＣ２８４は、発信器２８３が出力した制御信号が入力されることにより、Ｔｓｗも測定可能となる。これにより、ＴｄとＴｓｗの両方が変動しても、出力電力Ｐｏｕｔを算出することが可能となる。Ｔｓｗを変動することができると、スイッチング周波数を可変に設定することができる。これにより、出力電力に応じて、スイッチング周波数を変動でき、消費電力を抑えることができる。一般的に、出力電力が大きいと、寄生抵抗ＲｏｎやＲｄｃｒによるコンダクションロスが増加する。ゆえに、スイッチング周波数を早くして、インダクタ電流リプルを減らすことにより、コンダクションロスを少なくすることができる。
【００３９】
以上のように、第２の実施形態では、発信器２８３が出力した制御信号を取得するＴＤＣ２８４により、スイッチング周波数を可変に設定することができる。これにより、スイッチング周波数を増加させ、インダクタ電流リプルを減らすことにより、出力電力が大きい場合でも、コンダクションロスを少なくすることができる。
【００４０】
（第３の実施形態）
図８は、第３の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図である。第３の実施形態に係る電源装置では、ダイオード２５の両端の電圧ＶＬとＶｏｕｔがＴＤＣ２８１に対する入力とされている点が異なる。その他の構成は、第１の実施形態と同様であり、説明は省略する。
【００４１】
Ｔｄの間は、電流が、ダイオード２５を通り、出力端子２に流れるため、ダイオード２５の両端の電圧は、ＶＬ＞Ｖｏｕｔが成り立つ。ＴＤＣ２８１は、そのＶＬ＞Ｖｏｕｔが成り立つ時間を測定する。これにより、Ｔｄを参照電圧Ｖｒｅｆなしで測定することができる。
【００４２】
以上のように、第３の実施形態では、ダイオード２５の両端の電圧を計測することにより、Ｔｄを算出するため、第１の実施形態で用いたＴＤＣ内部の参照電圧が不要となり、消費電力を抑えることができる。
【００４３】
（第４の実施形態）
図９は、第４の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図である。第４の実施形態に係る電源装置は、これまでの実施形態に係る制御回路２８の内部に、微分器２８５と、アップダウンカウンタ２８６をさらに備える。その他の構成は、これまでの実施形態と同様であり、説明は省略する。
【００４４】
Ｐｏｕｔをスイッチング周期ごとに計算し、デジタル回路２８２がデジタル信号を生成するところまでは、第１の実施形態と同様である。第１の実施形態では、デジタル信号がそのまま発信器２８３に入力されていたが、第４の実施形態では、発信器２８３に入力される前に、前回の周期におけるＰｏｕｔと、今回の周期におけるＰｏｕｔとを比較し、比較結果に基づき、制御信号を調整する。
【００４５】
微分器２８５により、前回の周期におけるＰｏｕｔに関するデジタル信号と、今回の周期におけるＰｏｕｔに関するデジタル信号が比較され、比較結果がアップダウンカウンタ２８６へ出力される。アップダウンカウンタ２８６は、比較結果に基づき、スイッチ２４のオンオフ時間を調整する。前回のＰｏｕｔよりも今回のＰｏｕｔのほうが大きい場合は、アップダウンカウンタを１つ増加させて、Ｔｏｎ時間を長くする。前回のＰｏｕｔよりも今回のＰｏｕｔのほうが小さい場合は、アップダウンカウンタを１つ減少させて、スイッチ２４のオン時間Ｔｏｎを短くする。この動作が繰り返されることにより、スイッチ２４のオンオフ時間が、Ｐｏｕｔが最大値となる時間に収束されていく。
【００４６】
以上のように、第４の実施形態では、スイッチング周期ごとに、Ｐｏｕｔの増減を確認し、この増減に基づき、スイッチ２４のオンオフ時間を調整する。これにより、Ｐｏｕｔを最大値に近づかせることができる。
【００４７】
（第５の実施形態）
図１０は、第５の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図である。第５の実施形態に係る電源装置は、第４の実施形態に係る制御回路２８の内部に、デジタル回路（停止判断回路）２８７をさらに備える。その他の構成は、第４の実施形態と同様であり、説明は省略する。
【００４８】
デジタル回路２８７は、アップダウンカウンタからの出力を受け付けて、ＴＤＣ２８１およびデジタル回路２８２を停止するかを判断し、停止すると判断したときは、ＴＤＣ２８１およびデジタル回路２８２に対し、停止信号を出力する。停止判断の基準は、Ｐｏｕｔが所定の値になった場合、または前回のＰｏｕｔと今回のＰｏｕｔとの比較結果の値の正負の逆転が連続した場合などの条件を、予め定めておけばよい。なお、条件は任意に定めてよく、Ｐｏｕｔの値に関するもの以外でもよい。例えば、処理が一定時間経過した場合に停止させるなどでもよい。
【００４９】
第４の実施形態で説明した通り、スイッチング周期ごとのＰｏｕｔの増減が確認され、スイッチ２４のオンオフ時間が調整されることにより、Ｐｏｕｔは次第に最大値に近づく。そして、スイッチ２４のオンオフ時間の調整が十分になされた以降は、スイッチ２４のオンオフ時間の確認および調整を行う必要がなくなる。したがって、停止判断に基づき、ＴＤＣ２８１およびデジタル回路２８２を停止させることにより、制御回路２８の消費電力が削減できる。
【００５０】
以上のように、第５の実施形態では、スイッチ２４のオンオフ時間の調整が済んだ後に、ＴＤＣ２８１およびデジタル回路２８２を停止させることにより、制御回路２８の消費電力を削減し、スイッチング電源回路２の効率を向上させることができる。
【００５１】
（第６の実施形態）
図１１は、第６の実施形態に係る電源装置と、出力電圧が供給される負荷との概略構成を示すブロック図である。第６の実施形態に係る電源装置は、比較器２９をさらに備える。その他の構成は、これまでの実施形態と同様であり、説明は省略する。
【００５２】
比較器２９には、出力電力Ｖｏｕｔが入力され、所定の参照電圧と比較される。Ｖｏｕｔが所定の参照電圧を超えた場合は、比較器２９から制御回路２８の発信器２８３に対し、停止信号が出力される。発信器２８３は停止信号を受け付けた場合は、停止する。これにより、Ｖｏｕｔを所定の電圧値に設定することができる。
【００５３】
以上のように、第６の実施形態では、出力電力Ｖｏｕｔと所定の参照電圧を比較する比較器をさらに備えることにより、出力電力Ｖｏｕｔを所定の電圧に設定することができる。
【００５４】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００５５】
１  熱電発電素子
２  スイッチング電源回路
２１  入力端子
２２  第１コンデンサ
２３  インダクタ
２４  スイッチ
２５  ダイオード
２６  第２コンデンサ
２７  出力端子
２８  制御回路
２８１  ＴＤＣ（時間−デジタルコンバータ）
２８２  デジタル回路（出力値計算回路）
２８３  発信器
２８４  ＴＤＣ
２８５  微分器
２８６  アップダウンカウンタ
２８７  デジタル回路（停止判断回路）
２９  比較器
３  負荷
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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