(57)【要約】【課題】従来のＭＺ型光変調器でプリエンファシスを利用するためには、より耐圧の高い材料を用いたトランジスタを使った駆動回路が必要で、駆動回路のデバイス選択に制限が生じる。ディエンファシスを使用する場合には、電気変調信号の平均的な電圧振幅がディエンファシスを使用しない場合よりも小さくなる。その結果、光送信機で強度変調位相変調を用いる場合には消光比が小さくなり、位相変調位相変調を用いる場合には平均出力パワーが小さくなってしまう。光送信機から送信される光信号の品質が劣化してしまう。【解決手段】本発明の光送信機は、光変調器の進行波電極を複数のセグメントに分割し、セグメント間に少なくとも１つのエンファシス回路を備える。本発明では駆動回路における振幅の補償操作を行わず、進行波電極の途中で変調信号の広帯域化補償を行う。駆動回路におけるデバイスの耐圧条件を緩和し、電気変調信号および変調光の品質低下を抑える。エンファシス回路は、好ましくは同じ長さのセグメントのセグメント間に配置される。【選択図】図９
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
光導波路に電圧を印加して屈折率を変化させ、前記光導波路を伝播する光の位相を変調する光変調器であって、
前記光の伝播方向にｎ個（ｎ：２以上の自然数）のセグメントに分割され、前記光導波路に沿って配置され、前記ｎ個のセグメントの各々に直流バイアス電圧が重畳された電気変調信号が印加される進行波電極、および、
前記ｎ個のセグメントの内の隣接する２つのセグメント間を接続する少なくとも１つのエンファシス回路
を有する光変調器
を備えたことを特徴とする光送信機。
【請求項２】
前記のｎ個のセグメントの各々の長さは等しく、前記ｎ個のセグメントのすべての隣接する２つの間が、（ｎ−１）個の前記エンファシス回路を介して接続されていることを特徴とする請求項１に記載の光送信機。
【請求項３】
前記の分割されたセグメントの１つおよび前記エンファシス回路の入力の間、または、前記の分割されたセグメントの前記１つに隣接するセグメントおよび前記エンファシス回路の出力の間の少なくとも一方に、前記直流バイアス電圧を遮断し、前記電気変調信号を通過させる第１の接続路
をさらに備えたこと特徴とする請求項１または２に記載の光送信機。
【請求項４】
前記第１の接続路が接続された前記分割されたセグメントに一端が接続され、前記電気変調信号を遮断し、他端からの前記直流バイアス電圧を通過させる第２の接続路、または、
前記少なくとも１つのエンファシス回路と並列に、前記隣接する２つのセグメント間を接続し、前記電気変調信号を遮断し、前記直流バイアス電圧を通過させる第３の接続路
をさらに備えたことを特徴とする請求項３に記載の光送信機。
【請求項５】
前記第１の接続路は、キャパシタであることを特徴とする請求項３または４に記載の光送信機。
【請求項６】
前記第２の接続路または前記第３の接続路は、インダクタであることを特徴とする請求項４に記載の光送信機。
【請求項７】
前記エンファシス回路は、バンドパスフィルタ特性を持つことを特徴とする請求項１乃至６いずれかに記載の光送信機。
【請求項８】
前記電気変調信号を供給する駆動回路であって、エンファシスまたはディエンファシスの機能を持たない駆動回路
をさらに備えたことを特徴とする請求項１乃至７いずれかに記載の光送信機。
【発明の詳細な説明】
【背景技術】
【０００１】
本発明は、高速な光通信システムにおいて用いられる進行波電極を備えた光変調器、および光変調器を駆動する駆動回路に関する。より詳細には、電気変調信号の損失を補償する機能を備えた光送信機に関する。
【０００２】
光変調器は、光通信システムにおいて送信側のシステム性能を決定する最も重要な基幹部品の１つである。マッハツェンダ（ＭＺ：MachZehnder）型干渉計を用いた光変調器は、波長依存性が小さく、高速な光変調器として光ファイバ通信に広く用いられている。マッハツェンダ型干渉計を構成する光導波路としては、ＬｉＮｂＯ3や有機ポリマー等の誘電体、ＩｎＰ、ＧａＡｓ、Ｓｉ等の半導体が用いられている。これらの光導波路の屈折率変化部の近傍に配置された電極に、電気変調信号に直流のバイアス電圧を重畳して光導波路に電圧を印加することで、光導波路を伝搬する光の位相を変化させ、光信号に変調が加えられる。
【０００３】
光変調器に対しては、より高速で低電圧・低消費電力な動作が求められている。例えば１０Ｇｂａｕｄ以上の高速で、数ボルトの振幅電圧での光変調を行うためには、進行波電極が用いた光変調器が用いられる。進行波電極では、駆動回路から入力した電気変調信号と、位相変調器の中を伝播する光の速度を整合させ、伝搬させながら相互作用を行うよう動作する。例えば、非特許文献１には、Ｓｉによる光導波路および進行波電極を用いた例が開示されている。
【０００４】
図１は、進行波電極を用いたＭＺ型干渉計を用いた一般的な光変調器の構成を示す図である。図１の光変調器１０は、ＭＺ型干渉計を構成する一対の光導波路２ａ、２ｂ、および、光導波路の屈折率変化部の近傍に、電気変調信号に直流のバイアス電圧を重畳して光導波路に電圧を入力するための一対の進行波電極１ａ、１ｂを備えている。光導波路の一端の入力部から入力された入力光５は、２本の光導波路２ａ、２ｂに分岐されて変調を受けた後で合波され、光導波路の他端の出力部から変調光６が出力される。電気信号４ａ、４ｂは、差動入力形式またはシングルエンド入力形式で、進行波電極１ａ、１ｂの各入力部から入力される。電気信号の出力部は、その出力端における電気変調信号の反射を防ぐために、通常、進行波電極とインピーダンス整合した終端抵抗３ａ、３ｂを介して、直流バイアスまたはグランドに接続される。
【０００５】
図２は、一般的な光変調器の進行波電極の信号入力点から信号終端点までの周波数特性を示す図である。図１に示した進行波電極１ａの信号入力点Ａから信号終端点Ｂまでの周波数特性（通過特性）を示している。進行波電極１ａ、１ｂは、一般的な電気伝送線路と同様に、誘電損失および表皮効果による電気変調信号の損失を持つため、ローパスフィルタとして働く。したがって、入出力間（Ａ→Ｂ）の通過特性は、有限の帯域を持つ周波数特性を示す。図２の進行波電極の周波数特性は、一例として１６ＧＨｚの３ｄＢ帯域を持っている。したがって、例えば１６ＧＨｚの変調信号が、信号入力点Ａに入力されると、信号終端点Ｂでは、その振幅は概ね１／１．４１（−３ｄＢ）に減衰する。
【０００６】
光変調器から実際に変調光を送信するためには、変調信号の駆動回路および図１に示した光変調器を組み合わせて光送信機を構成する。この駆動回路も、進行波電極と同様に、有限の帯域を持つ周波数特性（ゲイン特性）を持つ。
【０００７】
図３は、光送信機における駆動回路の周波数特性（ゲイン特性）の一例を示す図である。図３に示した駆動回路の周波数特性では、駆動回路の直流ゲインは１５ｄＢであり、３ｄＢ帯域は３０ＧＨｚである。
【０００８】
図４は、光送信機全体を見たときの光変調器の変調周波数特性を示す図である。光送信機全体としては、駆動回路の周波数特性（ゲイン特性）と変調器電極の周波数特性（通過特性）を重ね合わせた周波数特性を持つことになる。図４の変調周波数特性は、図２に示した変調器の進行波電極の周波数特性と、図３に示した電気変調信号の駆動回路の周波数特性を組み合わせたものとなっている。図４の変調周波数特性では、３ｄＢ帯域は１３ＧＨｚであり、変調の多値化も考慮すれば、２０Ｇｂａｕｄ程度までの変調信号を送信するためには十分な帯域である。
【０００９】
しかしながら、さらに高速な変調（例えば３０Ｇｂａｕｄ以上）を行うためには、進行波電極の周波数特性の帯域不足が問題となってくる。進行波電極の周波数特性におけるこの帯域不足を補償するために、電気変調信号を進行波電極に入力する前に、デジタル回路またはアナログ回路を用いたディエンファシスやプリエンファシスを行って広帯域化する手法が一般に用いられている。例えば、非特許文献２では、Ｓｉおよび有機ポリマーの光導波路に進行波電極を用いた光変調器において、電気変調信号の損失を補償するためにデジタル回路的なプリエンファシスを行う例が開示されている。
【００１０】
上述のディエンファシスやプリエンファシスによる電気変調信号損失の補償によって、進行波電極の周波数特性（通過特性）と合わせて、光送信機全体で所望の変調速度を達成するのに十分な理想的な帯域を持つようにすることができる。例えば、プリエンファシスを用いる場合には、入力する電気変調信号の高周波側の成分のゲインを増加させ変調信号のレベルを持ち上げることで、進行波電極の周波数特性（通過特性）と合わせて、広帯域化した光送信機を構成することができる。
【００１１】
図５は、プリエンファシスの機能を持つ駆動回路の周波数特性（ゲイン特性）の例を示す図である。図５に示した周波数特性は、図３に示した駆動回路の周波数特性と同じ直流成分のゲインを持ち、プリエンファシスの機能有りの駆動回路の周波数特性（点線）を、比較のため、図３のプリエンファシス無しの駆動回路の周波数特性（実線）と共に示した。図５に示したようなプリエンファシスは、駆動回路内にインダクタ等を配置することで実現される。
【００１２】
図６は、プリエンファシスの機能を持つ駆動回路を含む光送信機全体の周波数特性を示す図である。図５のプリエンファシスの機能を持つ駆動回路と、図２で示した変調器電極の周波数特性を持つ光変調器とを組み合わせたときの光送信機全体の周波数特性を示している。プリエンファシスの機能無しの場合の光送信機の周波数特性（図４と同じ）も合わせて示した。図６に示した光送信機全体の周波数特性は、プリエンファシスの機能を組み合わせたことにより、２５ＧＨｚの３ｄＢ帯域を持っており、プリエンファシスが無い場合の１３ＧＨｚと比べて帯域幅は概ね２倍に拡大され、光送信機は高速化されている。光送信機全体で、電気変調信号の周波数特性の高域部分の減衰が補償され、高速化および高帯域化が実現される。
【００１３】
図７は、ディエンファシスの機能を持つ駆動回路の周波数特性（ゲイン特性）の例を示す図である。図７に示した周波数特性は、図３に示した駆動回路の周波数特性と同じ最大ゲインを持ち、ディエンファシスの機能を持たせた駆動回路の周波数特性を、比較のため、図３の駆動回路の周波数特性と合わせて示した。ディエンファシスを用いる場合には、駆動回路の低周波成分側のゲインを減らすことによって、上述のプリエンファシスと同様に、進行波電極の周波数特性（通過特性）と合わせて、変調特性を広帯域化した光送信機を構成することができる。このようなディエンファシスは、駆動回路内または、駆動回路の前段にデジタル信号処理回路を設けることで、デジタル的に実現されることが多い。
【００１４】
図８には、ディエンファシスの機能を持つ駆動回路を含む光送信機全体の周波数特性を示す図である。図７のディエンファシスの機能を持つ駆動回路と、図２で示した変調器電極の周波数特性を持つ光変調器とを組み合わせたときの光送信機全体の周波数特性を示している。ディエンファシスの機能無しの場合の光送信機の周波数特性（図４と同じ）も合わせて示した。図８に示した光送信機全体の周波数特性は、ディエンファシスの機能を組み合わせたことにより、２６ＧＨｚの３ｄＢ帯域を持っており、ディエンファシスが無い場合の１３ＧＨｚと比べて帯域幅は２倍に拡大され、光送信機は高速化されている。光送信機全体で、電気変調信号の周波数特性の低域部分が調整されて、変調特性の高速化および高帯域化が実現されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【００１５】
【非特許文献１】L. Zimmermann et al., “Monolithically integrated 10Gbit/sec Silicon Modulator with driver in 0.25μm SiGe:C BiCMOS,” 2013, IEEE European Conf. on Opt.Comm, pp. 1-3
【非特許文献２】D. Korn et al., “Silicon-organic hybrid (SOH) IQ modulator using the linear electro-optic effect for transmitting 16QAM at 112 Gbit/s,”,2013, Optics Express, Vol. 21, Issue 11, pp. 13219-13227
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
しかしながら、上述のような従来技術のプリエンファシス、ディエンファシスを含む駆動回路を光変調器と組み合わせた場合、駆動回路の信頼性や変調信号の品質の点で以下に述べるような問題があり、依然として満足できるものではなかった。図５に示したプリエンファシスの機能を持つ駆動回路の周波数特性のように、プリエンファシスによって高周波側の信号振幅を大きくすることは、駆動回路内のトランジスタに掛る電圧がより大きくなることを意味する。プリエンファシスを利用するためには、より耐圧の高い材料を用いたトランジスタを使った駆動回路を使用しなければならず、駆動回路のデバイスの選択に制限が生じる。また、光変調器の電極や屈折率変化部の長期信頼性の観点からも駆動回路において取り扱う出力電圧振幅をできるだけ抑えることは望ましい。
【００１７】
指標「Ｖπ・Ｌ」（単位は通常Ｖ・ｃｍ）は、ＭＺ変調器を作成する基板（光導波路）材料に対して、所定印加電圧に対して屈折率変化を生じさせる効率（能力）を示す値である。位相変調器においては、位相をπ変化させるのに要する電圧は、半波長電圧Ｖπと呼 ばれ、変調領域（進行波電極）の長さＬが大きくなるほど、半波長電圧Ｖπは小さくなる。Ｓｉ変調器の報告においては、変調領域（変調電極）の長さＬは１０ｍｍ以下のものが多く、最低でも２Ｖ以上の半波長電圧Ｖπを持つものがほとんどである。Ｓｉ変調器においては、位相変調を用いる場合は、半波長電圧Ｖπの２倍の電圧値よりも印加する交流電圧が少ないと光損失が起き、また強度変調を用いる場合には半波長電圧Ｖπの電圧値よりも、印加する交流電圧が少ないと消光比(信号品質)の劣化が起きることが知られている。
【００１８】
このことから、一般的に用いられているＳｉ変調器においては、位相変調を用いる場合最低でも４Ｖ（交流電圧ｐ−ｐ）、強度変調を用いる場合最低でも２Ｖ（交流電圧ｐ−ｐ）程度の振幅を持つ駆動回路が必要である。
【００１９】
図５のプリエンファシス特性において、例えば３ｄＢ程度のプリエンファシスを用いる際には、電圧比で１．４倍程度さらにピークの振幅が大きくなる。したがって、位相変調を用いる場合は５．６Ｖｐ−ｐ、強度変調を用いる場合は２．８Ｖｐ−ｐ程度の最大振幅が要求される。つまりプリエンファシスを使わない場合と比べて、０．８Ｖ−１．４Ｖ程度高い印加電圧の範囲で信頼性を確保する必要があり、実際には十分なプリエンファシス量を持ちつつ、十分な振幅を持った駆動回路を信頼性高く実現すること求められる。実際には、変調器長が長いと光損失が大きくなるために、半波長電圧Ｖπの値がより大きなものを必要とする光変調器も多く、また高速伝送のためにさらに広い帯域幅での補償が求められることも多い。このため、駆動回路において、より高い周波数でより大きな変調交流電圧振幅を信頼性高く進行波電極に供給する難しい条件が求められる。エンファシスを使用する場合の駆動回路の耐圧の問題に加えて、ディエンファシスを使用する場合には電気変調信号および変調後の光信号の品質の問題も生じる。
【００２０】
図７に示した周波数特性のディエンファシス機能を持つ駆動回路では、進行波電極に入力する電気変調信号の低周波側の振幅小さくすることで、進行波電極と合わせて広帯域化した光送信機を実現する。図７の例では、直流近辺の振幅は５ｄＢ以上小さくなっている。したがって、図８に示した送信機全体の周波数特性から明らかなように、ディエンファシスを使用する場合には電気変調信号の平均的な電圧振幅が、ディエンファシスを使用しない場合よりも小さくなる。これは、光変調器の進行波電極に掛かる平均的な電圧信号振幅が小さくなり、光の変調量が小さくなることを意味する。この結果、光送信機で強度変調位相変調を用いる場合では、消光比が小さくなり、位相変調位相変調を用いる場合では、平均光出力パワーが小さくなってしまう。つまり、光送信機から送信される光信号の品質が劣化してしまう。
【００２１】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、
プリエンファシスを用いた場合の駆動回路の信頼性低下や、ディエンファシスを用いた場合の変調信号の劣化なしに、高速な変調が可能な光送信機を実現することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２２】
このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、光導波路に電圧を印加して屈折率を変化させ、前記光導波路を伝播する光の位相を変調する光変調器であって、前記光の伝播方向にｎ個（ｎ：２以上の自然数）のセグメントに分割され、前記光導波路に沿って配置され、前記ｎ個のセグメントの各々に直流バイアス電圧が重畳された電気変調信号が印加される進行波電極、および、前記ｎ個のセグメントの内の隣接する２つのセグメント間を接続する少なくとも１つのエンファシス回路を有する光変調器を備えたことを特徴とする光送信機である。
【００２３】
請求項２に記載の発明は、請求項１の光送信機であって、前記のｎ個のセグメントの各々の長さは等しく、前記ｎ個のセグメントのすべての隣接する２つの間が、（ｎ−１）個の前記エンファシス回路を介して接続されていることを特徴とする。
【００２４】
請求項３に記載の発明は、請求項１または２の光送信機であって、前記分割されたセグメントの１つおよび前記エンファシス回路の入力の間、または、前記の分割されたセグメントの前記１つに隣接するセグメントおよび前記エンファシス回路の出力の間の少なくとも一方に、前記直流バイアス電圧を遮断し、前記電気変調信号を通過させる第１の接続路をさらに備えたこと特徴とする。
【００２５】
請求項４に記載の発明は、請求項３の光送信機であって、前記第１の接続路が接続された前記分割されたセグメントに一端が接続され、前記電気変調信号を遮断し、他端からの前記直流バイアス電圧を通過させる第２の接続路、または、前記少なくとも１つのエンファシス回路と並列に、前記隣接する２つのセグメント間を接続し、前記電気変調信号を遮断し、前記直流バイアス電圧を通過させる第３の接続路をさらに備えたことを特徴とする。
【００２６】
請求項５に記載の発明は、請求項３または４の光送信機であって、前記第１の接続路は、キャパシタであることを特徴とする。
【００２７】
請求項６に記載の発明は、請求項４の光送信機であって、前記第２の接続路または前記第３の接続路は、インダクタであることを特徴とする。
【００２８】
請求項７に記載の発明は、請求項１乃至６いずれかの光送信機であって、前記エンファシス回路は、バンドパスフィルタ特性を持つことを特徴とする。
【００２９】
請求項８に記載の発明は、請求項１乃至７いずれかの光送信機であって、前記電気変調信号を供給する駆動回路であって、エンファシスまたはディエンファシスの機能を持たない駆動回路をさらに備えたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３０】
本発明により、駆動回路におけるプリエンファシスやディエンファシスを行わずに、進行波電極上で減衰した電気変調信号成分のみを増幅し、電気変調信号の損失を補償することができる。送信する光信号品質の劣化や、駆動回路から入力する電気変調信号の振幅増加なしに、高速な変調を行える光変調器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３１】
【図１】図１は、進行波電極を用いたマッハツェンダ型干渉計を用いた一般的な光変調器の構成を示す図である。
【図２】図２は、一般的な光変調器の進行波電極の信号入力点から信号終端点までの周波数特性を示す図である。
【図３】図３は、光送信機における駆動回路の周波数特性（ゲイン特性）の一例を示す図である。
【図４】図４は、光送信機全体を見たときの光変調器の変調周波数特性を示す図である。
【図５】図５は、プリエンファシスの機能を持つ駆動回路の周波数特性（ゲイン特性）の例を示す図である。
【図６】図６は、プリエンファシスの機能を持つ駆動回路を含む光送信機全体の周波数特性を示す図である。
【図７】図７は、ディエンファシスの機能を持つ駆動回路の周波数特性（ゲイン特性）の例を示す図である。
【図８】図８は、ディエンファシスの機能を持つ駆動回路を含む光送信機全体の周波数特性を示す図である。
【図９】図９は、本発明の実施例１の光送信機における進行波電極の構成を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の実施例１の光送信機におけるエンファシス回路の周波数特性を示す図である。
【図１１】図１１は、本発明の実施例１の光送信機の光変調器において、進行波電極上の各位置における周波数特性を示す図である。
【図１２】図１２は、本発明の実施例２の光送信機における進行波電極の構成を示す図である。
【図１３】図１３は、本発明の実施例３の光送信機における進行波電極の構成を示す図である。
【図１４】図１４は、本発明の実施例４の光送信機における進行波電極の構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３２】
本発明の光送信機は、光変調器の進行波電極を複数のセグメントに分割し、セグメント間に少なくとも１つのエンファシス回路を備える。従来技術の光送信機では、進行波電極へ電気変調信号を入力する前の段階で、駆動回路内において電気変調信号の振幅を補償操作していたのに対し、本願発明では駆動回路における振幅の補償操作を行わずに、進行波電極の途中で変調信号の広帯域化補償を行う。駆動回路における使用デバイスの耐圧条件を緩和することができ、電気変調信号および変調光の品質低下を抑えることができる。エンファシス回路は、好ましくは同じ長さに分割されたセグメントのセグメント間に配置される。以下、図面とともにより本発明のより詳細な実施例について説明する。
【実施例１】
【００３３】
図９は、本発明の実施例１の光送信機における進行波電極の構成を示す図である。図９の光送信機では、ＭＺ型光変調器２０の一方の進行波電極のセグメント２１−１、２１−２のみを示している。したがって、図１に示した従来技術の光変調器１０における一方の進行波電極１ａに対応する部分のみを示している。屈折率変化部である光導波路に電圧を印加するための進行波電極のセグメント２１−１、２１−２のみ示しており、進行波電極に対応する光導波路は示していない。進行波電極のセグメント２１−１、２１−２は、光導波路における光の進行方向に沿って配置され、変調のための電気変調信号に直流のバイアス電圧を重畳した電圧がそれぞれ印加される。進行波電極２１−１、２１−２は、光の伝播方向に沿ってｎ個(ｎは２以上の整数)に分割され、分割されたそれぞれの進行波電極は、（ｎ−１）個エンファシス回路２２を介して接続されている。
【００３４】
（ｎ−１）個のエンファシス回路それぞれのフィルタ特性は、本発明の光送信機によって実現したい変調信号の周波数特性をＰTXideal（ｊω）、駆動回路の周波数特性をＰdrv（ｊω）、光変調器の進行波電極の周波数特性をＰmod（ｊω）とするときに、次式で表される。
【００３５】
2017219587.tif 000003
【００３６】
図９に示した実施例１の光送信機の構成では、進行波電極を２つのセグメント２１−１、２１−２に分割し、分割されたそれぞれのセグメント２１−１、２１−２の長さは等しく、２つのセグメントは１つのエンファシス回路２２を介して接続されている。従来技術の構成との比較をするため、駆動回路は、図３に示したエンファシス機能を持たない駆動回路の周波数特性を持ち、セグメントに分割される前の光変調器の進行波電極の周波数特性が図２に示した周波数特性を持つものとする。本発明によって実現する光送信機全体の周波数特性は、従来技術のプリエンファシスを用いた場合と同じ図６に示した２５ＧＨｚの３ｄＢ帯域に拡大された周波数特性を持つものを想定する。
【００３７】
図９の本発明の光送信機の構成において、上記の条件を満ためのエンファシス回路２２は、式（１）において図６の周波数特性をＰTXideal（ｊω）とし、図３の駆動回路の周波数特性をＰdrv（ｊω）とし、光変調器の進行波電極の周波数特性をＰmod（ｊω）とすれば良い。
【００３８】
図１０は、本発明の実施例１の光送信機におけるエンファシス回路の伝送周波数特性を示す図である。エンファシス回路２２の伝送周波数特性は、低周波側はゲインを持たず、ある高周波成分ピークとして増幅するバンドパスフィルタの特性を持つようにすれば良いことがわかる。ここで、本発明の光送信機における分割した進行波電極のセグメントおよびその間に配置されたエンファシス回路の各位置における動作についてさらに説明する。
【００３９】
図１１は、本発明の実施例１の光送信機の光変調器において、進行波電極上の各位置における周波数特性を示す図である。図９において、変調信号の入力のＯ点から、Ａ点、Ｂ点、Ｃ点の各点を見た周波数特性をそれぞれ図１１の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示した。また、Ｏ点に入力する変調信号の周波数特性は、従来構成との比較のため、前述のとおり図３に示したエンファシス機能を持たない駆動回路の周波数特性とする。
【００４０】
図１１の（ａ）では、比較のため、従来技術のエンファシス機能を持たない光送信機の進行波電極１ａの入力点―出力点間の周波数特性も同時に示している。図１１の（ａ）に示したＯ−Ａ点間の周波数特性は、図１に示した従来技術の進行波電極１ａと同様に、進行波電極１ａ上での電気変調信号の損失の影響を受け（振幅は減衰し）、ローパスフィルタの周波数特性（通過特性）を持つ。しかしながら、進行波電極セグメント２１−１は従来技術の進行波電極１ａと比べて半分の長さとなっているため、すべての周波数において、信号減衰量は１／２となっている。
【００４１】
図１１の（ｂ）に示したＯ−Ｂ点間の周波数特性は、エンファシス回路２２により、Ｏ点からＡ点までの高周波の電気変調信号の損失が補償されることで、図１１の（ａ）に示した周波数特性よりも帯域が拡大している。進行波電極セグメント２１−１および進行波電極セグメント２１−２は、全く同じ構造を持つ。したがって、図１１には示してはいないが、Ｂ−Ｃ点間の周波数特性は、Ｏ−Ａ点間の周波数特性と等しくなる。したがって、進行波電極全体のＯ−Ｃ点間の周波数特性は、図１１の（ａ）の周波数特性に、さらにもう一度、従来技術の進行波電極１ａと比べて半分の長さの進行波電極セグメント２１−２による減衰を受けた特性となる。しかしながら、本発明のように２つのセグメント間に図１０に示した周波数特性のエンファシス回路２２を用いることで、図６に示した従来技術の駆動回路にプリエンファシスを用いた場合と等しい周波数特性を実現できる。
【００４２】
本発明の構成においては、従来技術の進行波電極の前段であって駆動回路におけるプリエンファシスと比べて、振幅の補償を行う位置の違いから、エンファシス回路が取り扱う変調信号の交流振幅のレベルと、ゲインが異なる。高周波側における電気出力信号の振幅のゲインは、従来技術のプリエンファシスされた駆動回路から入力した低周波側の信号振幅以下のゲインで良い（図５と図１０を比較されたい）。さらに、本発明のエンファシス回路２２における入力交流電圧は、既に最初のセグメント２１−１において一定の減衰を受けた後であり、一旦電圧値のレベルダイヤが下がっていても直後のエンファシス回路で持ち上げられる。このために、駆動回路では従来技術の場合のような高周波側にピークを持つ大振幅を出力しなくても良いし、トランジスタの信頼性や変調器電極の信頼性を損なうこともない。また、エンファシス回路２２のピークゲイン（４．５ｄＢ）も、従来技術の駆動回路のゲイン（１８ｄＢ）と比べて小さいゲインで実現することができる。よって、従来技術のプリエンファシスや、ディエンファシスによるデメリット無しに、高周波の電気変調信号の損失（減衰）を補償することができる。
【００４３】
したがって本発明は、光導波路に電圧を印加して屈折率を変化させ、前記光導波路を伝播する光の位相を変調する光変調器であって、前記光の伝播方向にｎ個（ｎ：２以上の自然数）のセグメント２１−１、２１−２に分割され、前記光導波路に沿って配置され、前記ｎ個のセグメントの各々に直流バイアス電圧が重畳された電気変調信号が印加される進行波電極、および、前記ｎ個のセグメントの内の隣接する２つのセグメント間を接続する少なくとも１つのエンファシス回路２２を有する光変調器２０を備えたことを特徴とする光送信機として、実施できる。また、好ましくは前記電気変調信号を供給する駆動回路であって、エンファシスまたはディエンファシスの機能を持たない駆動回路をさらに備える。
【００４４】
実施例１では、進行波電極を２つのセグメントに分割した例を用いて説明したが、さらに多くの数のセグメントに分割し、分割した進行波電極のセグメントの間にエンファシス回路を配置することで、１つあたりのエンファシス回路のゲインを小さくして、本発明の効果を受けることができる。すなわち、１つのエンファシス回路のゲインが少なくて済み、かつ、各セグメントでの減衰を経てから各エンファシス回路に電気変調信号が入力されるので、レベルダイヤにおける最大値を下げることができる。従来技術の駆動回路が、一括してプリエンファシスを行い、非常に高い電圧レベルの電気変調信号を取り扱い、高いゲインを必要としていたのと比べて、本発明の光送信機では、プリエンファシスによって生じるトランジスタ等の信頼性低下のデメリットを回避できる。
【００４５】
図９に示した本発明の実施例１の光送信機の構成では、進行波電極を等しい長さのセグメント２１−１、２１−２に分割した例を用いて説明したが、分割された電極の長さがそれぞれ異なっていても良い。しかしながら、以下に説明するように、進行波電極を等しい長さのセグメントに分割した構成で、本発明の光送信機は最も効果的に動作する。これは、ＭＺ型光変調器の屈折率変化部が、進行波電極から与えられる印加電圧に比例する位相変調シフタとして動作しているところにある。
【００４６】
例えば、図９の進行波電極の構成において、進行波電極を分割してエンファシス回路２２を配置する位置をＣ点の直前とした場合を考える。すなわち、図９のセグメント２１−１を限りなく長くし、セグメント２１−２を限りなく短くした場合を考える。このとき、Ｏ−Ｃ点間の帯域通過特性は、電極を分割しないでエンファシス回路２２を配置した場合と等しい。しかしながら、エンファシス回路２２の入力側であるＯ−Ａ点間の距離は長くなっており、進行波電極を等しい長さのセグメントに分割した場合と比べて、Ａ点に至るまでの電気変調信号の電圧振幅はより小さくなる。すなわち、Ｏ―Ａ点間の高周波の電気変調信号の平均的な振幅は小さくなる。この電気変調信号の平均レベルの低下のため、電気変調信号の屈折率変化に対する寄与はより小さくなる。印加電圧に比例する位相変調シフタとして動作しているため、進行波電極の最終点（Ｃ点）までの変調信号の周波数特定が同じであっても、進行波電極に実質的に印加されている電気変調信号の平均的な振幅レベルが下がってしまえば、光変調器としての変調効率が著しく低下する。
【００４７】
逆に、図９の進行波電極の構成において、進行波電極を分割してエンファシス回路２２を配置する位置をＡ点の直後とした場合を考える。この場合でも、Ｏ−Ｃ点間の通過特性は、進行波電極を等しい長さのセグメントに分割した場合と同じである。しかしながら、Ｏ−Ｂ点間の距離は著しく短くなっており、進行波電極を等しい長さの２つのセグメントに分割した場合と比べて、Ｂ点における電気変調信号の電圧振幅はより大きなものとなる。従来技術のように駆動回路においてエンファシスを行うのと差がなくなってくる。すなわち、エンファシス回路２２への入力電気変調信号の振幅が大きければ、従来技術と同様のエンファシス回路２２におけるデバイスの耐圧の問題が生じる。進行波電極の長期信頼性の観点からも、本発明の効果が小さくなってしまう。
【００４８】
したがって、本発明の光送信機における光変調器が効果的に動作し、かつ、エンファシス回路におけるデバイスの耐圧などの問題を軽減するには、進行波電極を等しい長さのセグメントに分割するのが好ましい。
【００４９】
上述のように、本発明の光送信機の構成によって、少なくとも最初のセグメントを経由してきた電気変調信号は一定の減衰を受けている。このためエンファシス回路２２において取り扱う電気変調信号の振幅レベルが抑えられ、エンファシス回路において使用されるトランジスタなどの耐圧（上限値）に対して、動作ヘッドルームが生まれる。従来技術のように、ＭＺ光変調器の前段の駆動回路において、プリエンファシスまたはディエンファシスを行う場合よりも、電圧レベルおよびゲインの大きさにおいて、デバイスの耐圧、信頼性の問題を効果的に回避できる。さらに本発明では、進行波電極の途中の段階で、すなわち分割したセグメント毎に、エンファシス回路２２によって、電気変調信号のレベルが補償される。このため、進行波電極の全体を通して、進行波電極の最終点（Ｃ点）まで変調効率および電気変調信号の品質を維持できる。
【００５０】
図９に示した本発明の光送信機において、エンファシス回路２２は、集中定数回路で構成され、従来技術の駆動回路と同様の差動増幅アンプ回路などを使用することができる。また、ある特定の周波数成分を増幅するために、バンドパスフィルタも同時に使用することができる。本実施例のエンファシス回路の構成によっては、エンファシス回路の前後で、直流バイアスが遮断されてしまう場合もある。以降の実施例では、本発明の光送信機において、分割したセグメントに対して直流バイアスを印加する別の構成例を示す。
【実施例２】
【００５１】
図１２は、本発明の実施例２の光送信機における進行波電極の構成を示す図である。図１２の光送信機では、ＭＺ型光変調器３０の一方の進行波電極のセグメント３１−１、３１−２のみを示している。進行波電極およびエンファシス回路３２の構成は、図９と同じである。本実施例では、エンファシス回路３２に対して直列に２つのキャパシタ３５−１、３５−２を備えている点で、実施例１と相違している。
【００５２】
本実施例では、進行波電極の分割されたセグメント３１−１、３１−２のそれぞれと、エンファシス回路３２の入力との間に、バイアス電圧を遮断し、電気変調信号を通過させる、第１の接続路３５−１または３５−２を直列に備えた構成とする。第１の接続路３５−１、３５−２の簡単な例としては、キャパシタである。図１２に示したキャパシタは、エンファシス回路３２の動作電圧条件や、進行波電極への設定直流バイアス電圧に応じて、エンファシス回路３２のいずれか一方にあっても良いし、両方にあっても良い。
【００５３】
従って、本発明の光送信機は、分割されたセグメントの１つ（３１−１）および前記エンファシス回路３２の入力の間、または、前記の分割されたセグメントの前記１つに隣接するセグメント（３１−２）および前記エンファシス回路３２の出力の間の少なくとも一方に、前記直流バイアス電圧を遮断し、前記電気変調信号を通過させる第１の接続路３５−１、３５−２をさらに備えたものとして実施できる。
【００５４】
実施例２の構成をとることで、エンファシス回路３２の入力動作点または出力動作点の所要設定電圧が、進行波電極の各セグメントに印加する直流バイアス電圧と異なる場合であっても、エンファシス回路３２を動作させることが可能となる。実施例１で説明した、デバイスの耐圧および信頼性の問題を効果的に回避し、進行波電極３１−１、３１−２の全体を通して、進行波電極の最終Ｃ点まで変調効率および電気変調信号の品質を維持できる本発明の特徴は、本実施例でもそのまま維持される。
【実施例３】
【００５５】
図１３は、本発明の実施例３の光送信機における進行波電極の構成を示す図である。図１３の光送信機では、ＭＺ型光変調器４０の一方の進行波電極のセグメント４１−１、４１−２のみを示している。進行波電極およびエンファシス回路４２の構成は、図９および図１３と同じである。また、エンファシス回路４２の前後の直列キャパシタ４５−１、４５−２も実施例２の構成と同じである。本実施例では、進行波電極の第１のセグメント４１−１のキャパシタ４５−１の位置に、インダクタ４６を備えている点で実施例２と相違している。
【００５６】
すなわち本実施例では、進行波電極の分割されたセグメント４１−１、４１−２のそれぞれと、第１の接続路４５−１の間の位置に、電気変調信号を遮断し、バイアス電圧を通過させる第２の接続路４６を並列に備えた構成とする。第２の接続路４６の簡単な例は、インダクタ４６である。本実施例のような構成をとることで、進行波電極の分割されたセグメントのそれぞれの上において、電気変調信号に任意の直流バイアスを重畳して印加することができ。実施例１および実施例２と同様に、デバイスの耐圧および信頼性の問題を効果的に回避し、進行波電極４１−１、４１−２の全体を通して、進行波電極の最終点（Ｃ点）まで変調効率および電気変調信号の品質を維持できる。また、例えば、進行波電極を３つのセグメントに分割した場合に、中間のセグメントにも任意の直流バイアスを重畳することができる。
【００５７】
したがって、本発明の光送信機は、前記第１の接続路が接続された前記分割されたセグメント（４１−１）に一端が接続され、前記電気変調信号を遮断し、他端からの前記直流バイアス電圧を通過させる第２の接続路４６をさらに備えたものとしても実施できる。
【００５８】
変調器の進行波電極における電気信号通過特性は直流バイアス量に依存し、ＰＮ間の逆バイアスが起きければ大きくなるほど帯域特性が向上する傾向にある。これは、空乏層が大きくなり空乏層のキャパシタンスが小さくなることに起因する。また同時に、ＰＮ逆バイアスを大きくすることで、前述のパラメータ半波長電圧Ｖπは大きくなる傾向にある。
【００５９】
ここで、ＭＺ型干渉計を用いた変調器は図１に示したように、(図１の紙面)上下で1対の屈折率変化部をもつが、それぞれの屈折率変化部のＶπがプロセス誤差により、異なる場合がある。そのような場合、それぞれの屈折率変化部で印加した電気変調信号に対して、光の位相変化量が異なってしまい、意図した電界成分以外を持つ光変調信号が出力されてしまう。これに対し、ＭＺ型干渉計の上下の進行波電極において、屈折率変化部それぞれの直流バイアスを変化させることで、プロセス誤差によるＶπの不一致を補償することができる。それぞれの屈折率変化部の直流バイアスが異なると、進行波電極における電気信号通過特性が異なる(つまり帯域特性が異なる)ことから、結局それぞれの屈折率変化部は非対称な位相変化特性を持ってしまう。
【００６０】
ここで、本発明の実施例３の構成の光送信機を用いることで、光変調器の直流バイアスのより詳細な制御が行える。例えばＭＺ光変調器の上下の光導波路の屈折率変化部のＶπがプロセス誤差によって異なる場合であって、進行波電極を３つのセグメントに分割したときは、次のように直流バイアスを制御できる。すなわち、駆動回路側からみて２つ目のセグメントまでは同じ直流バイアスを印加し、３つ目のセグメントの直流バイアス点のみを上下の屈折率変化部でそれぞれ異なる値に設定することができる。このとき、２つ目のセグメントまでの進行波電極は同じ周波数帯域を持ち、上述の光導波路の非対称性のため、進行波電極と接続されたＰＮ接合屈折率変化部は位相変化量が異なっている。ここで、３つ目のセグメントの進行波電極だけで、第２の接続路４６で直流バイアスを変化させることで、ＭＺ光変調器の上下の進行波電極の帯域ばらつきを最小限に抑えた上で、２つ目のセグメントまでの屈折率変化部で生じていた非対称な位相変化量を補償できる。
【実施例４】
【００６１】
図１４は、本発明の実施例４の光送信機における進行波電極の構成を示す図である。図１４の光送信機では、ＭＺ型光変調器５０の一方の進行波電極のセグメント５１−１、５１−２のみを示している。進行波電極およびエンファシス回路５２の構成は、図１３と同じである。また、エンファシス回路５２の前後の直列キャパシタ５５−１、５５−２も実施例２の構成と同じである。
【００６２】
本実施例では、進行波電極の分割されたセグメント５１−１、５１−２の間に、エンファシス回路５２と並列に、電気変調信号を遮断し、バイアス電圧を通過させる第３の接続路５６接続する。第３の接続路５６は、例えばインダクタとすることができる。本実施例の構成をとることで、図１２の実施例２に示したように光変調器の進行波電極に対する直流バイアス電圧と、エンファシス回路５２の入力動作点、出力動作点の電圧との不一致を第１の接続路５５−１、５５−２によって解決しつつ、終端抵抗５３の１箇所からの直流バイアス電圧の供給のみで、進行波電極の分割されたセグメントのそれぞれに対して等しい直流バイアスを重畳して印加することができる。バイアス供給の配線・経路が少なくなり、実用上有利である。
【００６３】
したがって本発明の光送信機は、前記少なくとも１つのエンファシス回路５２と並列に、前記隣接する２つのセグメント（５１−１、５１−２）間を接続し、前記電気変調信号を遮断し、前記直流バイアス電圧を通過させる第３の接続路５６をさらに備えたものとしても実施できる。
【００６４】
さらに、第１の接続路５５−１、５５−２として用いるキャパシタと、第３の接続路５６として用いるインダクタの値を調節することで、キャパシタおよびインダクタのごく簡単な構成で、従来技術の光送信機における高周波領域の電気変調信号の減衰に効果的に対応できる。従来技術の課題でも説明したように、電気変調信号中で減衰が著しい高周波成分のみをエンファシス回路５２に入力し、電気変調信号中で減衰しにくい低周波成分は、インダクタ５６を経由して、従来技術と変わらず進行波電極の２つのセグメント５１−１、５１−２をそのまま伝搬させることができる。これによって、エンファシス回路５２にバンドパスフィルタ特性を持たせなくても、デバイスの耐圧および信頼性の問題を回避し、変調効率および電気変調信号の品質を維持する本発明の効果を得ることができる。本実施例の構成により、実施例１の光送信機の構成と比べて、エンファシス回路５２の回路規模をより小さくすることができる。
【００６５】
以上詳細に述べてきたように、本発明の光送信機によって、駆動回路においてプリエンファシスやディエンファシスを行わなくても、進行波電極上で減衰した電気変調信号成分のみを増幅し、電気変調信号の損失を補償できる。送信する光信号品質の劣化や、駆動回路から入力する信号振幅の増加なしに、高速な変調を行える光変調器を提供することができる。
【産業上の利用可能性】
【００６６】
本発明は、通信システムに利用することができる。特に、光通信システムの光送信機に利用できる。
【符号の説明】
【００６７】
１ａ、１ｂ、２１−１、２１−２、３１−１、３１−２、４１−１、４１−２、５１−１、５１−２  進行波電極
２ａ、２ｂ  光導波路
３ａ、３ｂ、２３、３３、４３、５３  終端抵抗
４ａ、４ｂ、２４  電気変調信号
１０、２０、３０、４０  ＭＺ光変調器
２２、３２、４２、５２  エンファシス回路
３５−１、３５−２、４５−１、４５−２、５５−１、５５−２  キャパシタ
４６、５６  インダクタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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