(57)【要約】【課題】オープン巻線システムの制御装置において、電流制御の高応答性能と保ちながら、キャリア中間点のスイッチングノイズを抑制する。【解決手段】キャリア信号の頂点ではインバータの電流検出値ｉSαβ,kを検出し、この電流検出値ｉSαβ,kに基づいて電圧指令値ｖ*sαβ,k+1を更新し、キャリア信号の中間点では電流予測値ｉ＾sαβ,kに基づいて電圧指令値ｖ*sαβ,k+1を更新し、電圧指令値ｖ*sαβ,k+1をキャリア信号の１／４周期で更新する。【選択図】図６
2017060341.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直列接続された２つのスイッチングデバイスを三相有する第１インバータと、直列接続された２つのスイッチングデバイスを三相有する第２インバータと、を備え、第１インバータの各相の２つのスイッチングデバイスの中性点と第２インバータの各相の２つのスイッチングデバイスの中性点との間に各相の巻線を設けたオープン巻線システムの制御装置であって、
トルク指令値と磁束指令値に基づいて、電流指令値と滑り指令値を算出するＦＯＣ部と、
電流検出値と、角速度検出値と、電流指令値と、滑り指令値に基づいて電圧指令値を算出する電流制御部と、
電圧指令値に基づいて第１インバータの電圧指令値と第２インバータの電圧指令値を生成する指令値変換部と、
第１インバータの電圧指令値とキャリア信号とを比較して、第１インバータのゲート信号を生成する第１比較器と、
第２インバータの電圧指令値とキャリア信号とを比較して、第２インバータのゲート信号を生成する第２比較器と、を備え、
前記電流制御部は、
キャリア信号の頂点では電流検出値と負荷電圧推定値と電圧指令値とに基づいて電流予測値を演算し、キャリア信号の中間点では前回の電流予測値と負荷電圧推定値と電圧指令値とに基づいて電流予測値を演算する電流予測部と、
ロータ磁束推定値もしくは磁束指令値と、角速度検出値と、電流予測値とに基づいて負荷電圧推定値を演算する負荷電圧推定部と、
１サンプリング先の電流指令値と電流予測値と負荷電圧推定値とに基づいて電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、を有し、
電圧指令値をキャリア周波数の１／４周期で更新することを特徴とするオープン巻線システムの制御装置。
【請求項２】
前記電圧指令値演算部は、
（９）式に基づいて電圧指令値を演算することを特徴とする請求項１記載のオープン巻線システムの制御装置。
【数９】
2017060341.tif 000017
なお、ｖ*s,k+1は電圧指令値、ｉ*s,k+2は１サンプリング先の電流指令値、ｉs,k+1は電流検出値、ｖ＾l,k+1は負荷電圧推定値、Ｌは巻線負荷の漏れインダクタンス、Ｔｓは電流制御周期を示す。
【請求項３】
直列接続された２つのスイッチングデバイスを三相有する第１インバータと、直列接続された２つのスイッチングデバイスを三相有する第２インバータと、を備え、第１インバータの各相の２つのスイッチングデバイスの中性点と第２インバータの各相の２つのスイッチングデバイスの中性点との間に各相の巻線を設けたオープン巻線システムの制御装置であって、
トルク指令値と磁束指令値に基づいて、電流指令値と滑り指令値を算出するＦＯＣ部と、
電流検出値と、角速度検出値と、電流指令値と、滑り指令値に基づいて電圧指令値を算出する電流制御部と、
電圧指令値に基づいて第１インバータの電圧指令値と第２インバータの電圧指令値を生成する指令値変換部と、
第１インバータの電圧指令値とキャリア信号とを比較して、第１インバータのゲート信号を生成する第１比較器と、
第２インバータの電圧指令値とキャリア信号とを比較して、第２インバータのゲート信号を生成する第２比較器と、を備え、
前記電流制御部は、
キャリア信号の頂点では電流検出値と負荷電圧推定値と電圧指令値とに基づいて電流予測値を演算し、キャリア信号の中間点では前回の電流予測値と負荷電圧推定値と電圧指令値とに基づいて電流予測値を演算する電流予測部と、
ロータ磁束推定値もしくは磁束指令値と、角速度検出値と、電流予測値とに基づいて負荷電圧推定値を演算する負荷電圧推定部と、
１サンプリング期間先の電流指令値と電流予測値の差分をＰＩ制御することによって、電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、を有し、
電圧指令値をキャリア周波数の１／４周期で更新することを特徴とするオープン巻線システムの制御装置。
【請求項４】
前記電流予測部は、キャリア信号の頂点では（５）式に基づいて電流予測値を演算し、キャリア信号の中間点では（６）式に基づいて電流予測値を演算することを特徴とする請求項１〜３のうち何れか１項に記載のオープン巻線システムの制御装置。
【数５】
2017060341.tif 000018
【数６】
2017060341.tif 000019
なお、（５）式のｉ＾S,k+1は電流予測値、ｖ*s,kは電圧指令値、ｖ＾l,kは負荷電圧推定値、ｉs,kは電流検出値、（６）式のｉ＾S,kは電流予測値、ｖ*s,k-1は電圧指令値、ｖ＾l,k-1は負荷電圧推定値、ｉ＾s,k-1は前回の電流予測値を示す。Ｌは巻線負荷の漏れインダクタンス、Ｔｓは電流制御周期を示す。
【請求項５】
前記負荷電圧推定部は、（７）式に基づいて負荷電圧推定値を演算することを特徴とする請求項１〜４のうち何れかに１項に記載のオープン巻線システムの制御装置。
【数７】
2017060341.tif 000020
ここで、ｖ＾l,kは負荷電圧推定値、ｉ＾s,kは電流予測値、ωｒは角速度検出値、Ｒｓは巻線負荷のステータ巻線抵抗、Ｌｒは巻線負荷のロータインダクタンス、Ｌｍは巻線負荷の相互インダクタンス、φ＾ｒ,kはロータ磁束推定値である。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、 電動機を駆動するインバータの制御方法に係り、特にオープン巻線システムの制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
電動機などの負荷を駆動するインバータにおいて、高速高精度に駆動するためには電流制御の応答性能が高いことが望ましい。インバータの電流制御の応答性能を向上するためには電流制御の周期を短縮する必要がある。
【０００３】
電圧源インバータは、電流制御器で算出された電圧指令値と三角波状のキャリア信号とを比較するＰＷＭ制御によりインバータ内にあるスイッチングデバイスのスイッチング指令信号（ゲート信号）を生成し、電流を制御する。したがって、制御周期を短縮するためには、スイッチング指令信号（ゲート信号）のスイッチング周波数を上げる必要がある。
【０００４】
しかし、スイッチング周波数の増加はスイッチングデバイスの損失増加につながり、スイッチングデバイスの温度上昇、および、インバータの効率低下を招くため好ましくない。
【０００５】
インバータ構成には、Ｈブリッジ回路とハーフブリッジ回路がある。図１１（ａ）は巻線負荷を駆動するＨブリッジ回路の構成例、図１１（ｂ）は巻線負荷を駆動するハーフブリッジ回路の構成例である。図１１（ａ），（ｂ）では、スイッチングデバイスにＩＧＢＴを適用しているが他のスイッチングデバイスでも良い。
【０００６】
Ｈブリッジ回路は各相の電流をハーフブリッジ回路の２倍の数のスイッチングデバイスで制御する。従って、各スイッチングデバイスの損失を増加させることなく、各相のスイッチング周波数を２倍にすることが可能である。Ｈブリッジ回路とハーフブリッジ回路を同じキャリア信号で制御したとき、各スイッチングデバイスのスイッチング回数は両者とも同じだが、巻線負荷の電圧ｖｓのスイッチング回数（パルス状の電圧波形が変化する回数）は、Ｈブリッジ回路がハーフブリッジ回路の２倍となる。
【０００７】
また、ハーフブリッジ回路では電圧指令値がキャリア信号の半周期で更新されるのに対し、Ｈブリッジ回路では電圧指令値がキャリア信号の１／４周期で更新される。ハーフブリッジ回路ではキャリア信号の頂点の時点で電流がスイッチングリプルを含まない値になり、Ｈブリッジ回路ではキャリア信号の頂点と中間点の時点で電流がスイッチングリプルを含まない値になる。電流制御にフィードバックされる電流値はこれらのスイッチングリプルを含まない点でサンプルされる。
【０００８】
以上より、電流制御の周期は、ハーフブリッジ回路はキャリア信号の１／２周期であるのに対し、Ｈブリッジ回路はキャリア信号の１／４周期であり、Ｈブリッジ回路の制御周期はハーフブリッジ回路の１／２の長さに短縮される。
【０００９】
Ｈブリッジ回路を用いた単相の電流制御応答性向上の先行技術としては非特許文献１が知られている。図１に示すようにＨブリッジ回路を三相（ａ相、ｂ相、ｃ相）に設けた回路は、オープン巻線システムとも呼ばれる。オープン巻線システムの先行技術としては特許文献１，２が開示されており、オープン巻線システムを用いた電流制御応答性向上の先行技術としては非特許文献２が開示されている。
【００１０】
図１に三相Ｈブリッジ回路（オープン巻線システム）により誘導機ＩＭを駆動する構成を示す。Ｈブリッジ回路は三相の第１インバータＩｎｖ１，三相の第２インバータＩｎｖ２から成る。第１，第２インバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２は直列接続された２つのスイッチングデバイスを三相有する。第１インバータＩｎｖ１の各相２つのスイッチングデバイスの中性点と第２インバータＩｎｖ２の各相２つのスイッチングデバイスの中性点との間に誘導機（図３の「Ｏｐｅｎ−ｅｎｄ  ｗｉｎｄｉｎｇ」）ＩＭの各相の巻線が設けられる。誘導機ＩＭは、各相（ａ相、ｂ相、ｃ相）の巻線の両端に接続端子を持つ。各相の巻線にかかる電圧ｖｓ＝［ｖｓａ，ｖｓｂ，ｖｓｃ］は、第１インバータＩｎｖ１および第２インバータＩｎｖ２の各レグの出力電圧の差である。従って、第１インバータＩｎｖ１，第２インバータＩｎｖ２の出力電圧をｖｉ１＝［ｖｉ１ａ，ｖｉ１ｂ，ｖｉ１ｃ］，ｖｉ２＝［ｖｉ２ａ，ｖｉ２ｂ，ｖｉ２ｃ］とすると、巻線の電圧ｖｓは以下の（１）式となる。
【００１１】
【数１】
2017060341.tif 000003
【００１２】
各相のインバータ電流（誘導機電流）ｉS＝［ｉSa，ｉSb，ｉSc］と誘導機の角速度検出値ωｒが制御装置１にフィードバックされ、制御装置１から第１，第２インバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２へスイッチングデバイスをスイッチングするためのゲート信号が送られる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１３】
【特許文献１】特開２００８−５６８８号公報
【特許文献２】特開２０１３−５５８８６号公報
【特許文献３】特開平３−８９８８５号公報
【非特許文献】
【００１４】
【非特許文献１】Ｈ．Ｆｕｊｉｔａ，‘‘Ａ  ｓｉｎｇｌｅ−ｐｈａｓｅ  ａｃｔｉｖｅ  ｆｉｌｔｅｒ  ｕｓｉｎｇ  ａｎ  ｈ−ｂｒｉｄｇｅ  ｐｗｍ  ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ  ｗｉｔｈ  ａ  ｓａｍｐｌｉｎｇ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ  ｑｕａｄｒｕｐｌｅ  ｏｆ  ｔｈｅ  ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ  ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ’’ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ＩＥＥＥ  Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ  ｏｎ，ｖｏｌ．２４，ｎｏ．４，ｐｐ．９３４−９４１，Ａｐｒｉｌ  ２００９．
【非特許文献２】Ｈ．Ｋｕｂｏ，Ｙ．Ｙａｍａｔｏ，Ｋ．Ｋｏｎｄｏ，Ｋ．Ｒａｊａｓｈｅｋａｒａ，ａｎｄ  Ｂ．Ｚｈｕ，‘‘Ｈｉｇｈ  ｂａｎｄｗｉｄｔｈ  ｃｕｒｒｅｎｔ  ｃｏｎｔｒｏｌ  ｆｏｒ  ｏｐｅｎ−ｅｎｄ  ｗｉｎｄｉｎｇ  ｉｎｄｕｃｔｉｏｎ  ｍｏｔｏｒ，’’ｉｎ  ＩｎｄｕｓｔｒｉａｌＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ  Ｓｏｃｉｅｔｙ，ＩＥＣＯＮ  ２０１４−４０ｔｈ  ａｎｎｕａｌ  Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ  ｏｆ  ｔｈｅ  ＩＥＥＥ，Ｎｏｖ２０１４，ｐｐ．６０７−６１３．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１５】
Ｈブリッジ回路におけるキャリア信号の１／４周期の電流制御では、電流はキャリア信号の頂点と中間点でサンプルされる。しかし、電圧指令値がゼロクロスするときスイッチングデバイスはキャリア信号の中間点の時点でスイッチングするため、キャリア信号中間点の電流計測はスイッチングノイズの影響を受けてしまう。
【００１６】
図１２に、Ｈブリッジ回路の電圧を前述の電圧指令値と三角波状のキャリア信号とを比較する方法で制御したときの各部波形を示す。
【００１７】
巻線負荷を流れる電流ｉSは、キャリア信号の頂点と中間点のタイミング（図の＋のタイミング）でスイッチングリプルを含まない値を検出する。一方、電流を検出する電流センサの出力信号ｓｉｓには、図１２のようにスイッチングデバイスがスイッチングした直後にスイッチングノイズが乗る。電圧指令値ｖ*ｉ１，ｖ*ｉ２がゼロに近づくときスイッチングはキャリア中間点のサンプリング点の近くで起こるため（例：図１２のａ点、ｂ点）、制御装置１に入力する電流検出値（図１のｉs,abc）にもスイッチングノイズが乗ってしまう。
【００１８】
これにより制御装置１で行う制御が誤動作し、オープン巻線システムが正常に運転できない恐れがある。
【００１９】
以上示したように、オープン巻線システムの制御装置において、電流制御の高応答性能と保ちながら、キャリア中間点のスイッチングノイズを抑制することが課題となる。
【課題を解決するための手段】
【００２０】
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、直列接続された２つのスイッチングデバイスを三相有する第１インバータと、直列接続された２つのスイッチングデバイスを三相有する第２インバータと、を備え、第１インバータの各相の２つのスイッチングデバイスの中性点と第２インバータの各相の２つのスイッチングデバイスの中性点との間に各相の巻線を設けたオープン巻線システムの制御装置であって、トルク指令値と磁束指令値に基づいて、電流指令値と滑り指令値を算出するＦＯＣ部と、電流検出値と、角速度検出値と、電流指令値と、滑り指令値に基づいて電圧指令値を算出する電流制御部と、電圧指令値に基づいて第１インバータの電圧指令値と第２インバータの電圧指令値を生成する指令値変換部と、第１インバータの電圧指令値とキャリア信号とを比較して、第１インバータのゲート信号を生成する第１比較器と、第２インバータの電圧指令値とキャリア信号とを比較して、第２インバータのゲート信号を生成する第２比較器と、を備え、前記電流制御部は、キャリア信号の頂点では電流検出値と負荷電圧推定値と電圧指令値とに基づいて電流予測値を演算し、キャリア信号の中間点では前回の電流予測値と負荷電圧推定値と電圧指令値とに基づいて電流予測値を演算する電流予測部と、ロータ磁束推定値もしくは磁束指令値と、角速度検出値と、電流予測値とに基づいて負荷電圧推定値を演算する負荷電圧推定部と、１サンプリング先の電流指令値と電流予測値と負荷電圧推定値とに基づいて電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、を有し、電圧指令値をキャリア周波数の１／４周期で更新することを特徴とする。
【００２１】
また、その一態様として、前記電圧指令値演算部は、 （９）式に基づいて電圧指令値を演算することを特徴とする。
【００２２】
【数９】
2017060341.tif 000004
【００２３】
なお、ｖ*s,k+1は電圧指令値、ｉ*s,k+2は１サンプリング先の電流指令値、ｉs,k+1は電流検出値、ｖ＾l,k+1は負荷電圧推定値、Ｌは巻線負荷の漏れインダクタンス、Ｔｓは電流制御周期を示す。
【００２４】
また、他の態様として、直列接続された２つのスイッチングデバイスを三相有する第１インバータと、直列接続された２つのスイッチングデバイスを三相有する第２インバータと、を備え、第１インバータの各相の２つのスイッチングデバイスの中性点と第２インバータの各相の２つのスイッチングデバイスの中性点との間に各相の巻線を設けたオープン巻線システムの制御装置であって、トルク指令値と磁束指令値に基づいて、電流指令値と滑り指令値を算出するＦＯＣ部と、電流検出値と、角速度検出値と、電流指令値と、滑り指令値に基づいて電圧指令値を算出する電流制御部と、電圧指令値に基づいて第１インバータの電圧指令値と第２インバータの電圧指令値を生成する指令値変換部と、第１インバータの電圧指令値とキャリア信号とを比較して、第１インバータのゲート信号を生成する第１比較器と、第２インバータの電圧指令値とキャリア信号とを比較して、第２インバータのゲート信号を生成する第２比較器と、を備え、前記電流制御部は、キャリア信号の頂点では電流検出値と負荷電圧推定値と電圧指令値とに基づいて電流予測値を演算し、キャリア信号の中間点では前回の電流予測値と負荷電圧推定値と電圧指令値とに基づいて電流予測値を演算する電流予測部と、ロータ磁束推定値もしくは磁束指令値と、角速度検出値と、電流予測値とに基づいて負荷電圧推定値を演算する負荷電圧推定部と、１サンプリング期間先の電流指令値と電流予測値の差分をＰＩ制御することによって、電圧指令値を演算する電圧指令値演算部と、を有し、電圧指令値をキャリア周波数の１／４周期で更新することを特徴とする。
【００２５】
また、その一態様として、前記電流予測部は、キャリア信号の頂点では（５）式に基づいて電流予測値を演算し、キャリア信号の中間点では（６）式に基づいて電流予測値を演算することを特徴とする。
【００２６】
【数５】
2017060341.tif 000005
【００２７】
【数６】
2017060341.tif 000006
【００２８】
なお、（５）式のｉ＾S,k+1は電流予測値、ｖ*s,kは電圧指令値、ｖ＾l,kは負荷電圧推定値、ｉs,kは電流検出値、（６）式のｉ＾S,kは電流予測値、ｖ*s,k-1は電圧指令値、ｖ＾l,k-1は負荷電圧推定値、ｉ＾s,k-1は前回の電流予測値を示す。Ｌは巻線負荷の漏れインダクタンス、Ｔｓは電流制御周期を示す。
【００２９】
また、その一態様として、前記負荷電圧推定部は、（７）式に基づいて負荷電圧推定値を演算することを特徴とする。
【００３０】
【数７】
2017060341.tif 000007
【００３１】
ここで、ｖ＾l,kは負荷電圧推定値、ｉ＾s,kは電流予測値、ωｒは角速度検出値、Ｒｓは巻線負荷のステータ巻線抵抗、Ｌｒは巻線負荷のロータインダクタンス、Ｌｍは巻線負荷の相互インダクタンス、φ＾ｒ,kはロータ磁束推定値である。
【発明の効果】
【００３２】
本発明によれば、オープン巻線システムの制御装置において、電流制御の高応答性能と保ちながら、キャリア中間点のスイッチングノイズを抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００３３】
【図１】オープン巻線システムの一例を示す概略図。
【図２】実施形態１におけるオープン巻線システムの制御装置を示す図。
【図３】巻線電圧指令値からインバータ電圧指令値への変換を示す図。
【図４】電流制御部のタイミングチャート。
【図５】従来の電流制御部のタイミングチャート。
【図６】実施形態１の電流制御部を示すブロック図。
【図７】従来の電流制御部を示すブロック図。
【図８】実施形態１および従来の電流波形を示す図。
【図９】電流制御のボード線図。
【図１０】実施形態２の電流制御部を示すブロック図。
【図１１】Ｈブリッジ回路とハーフブリッジ回路を示す概略図。
【図１２】電圧指令値とキャリア信号の比較を示す図。
【発明を実施するための形態】
【００３４】
［実施形態１］
図１は、誘導機ＩＭを駆動する三相Ｈブリッジ回路（オープン巻線システム）の電力変換装置を示す図である。図２は、誘導機ＩＭを駆動する三相Ｈブリッジ（オープン巻線システム）の制御装置１を示すブロック図である。
【００３５】
この制御装置１は、誘導機ＩＭの回転速度を指令値に制御する速度制御モードと、誘導機ＩＭのトルクを指令値に制御するトルク制御モードの両方を備えている。
【００３６】
図２に示すように、速度制御モードの場合、速度制御部２は、誘導機ＩＭの角速度検出値ωｒと角速度指令値ωｒ*より、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御等を行ってトルク指令値Ｔ*eを生成する。
【００３７】
切替部３は、コントロールモード（速度制御モードかトルク制御モード）を入力し、速度制御モードの場合は速度制御部２で算出された値を、トルク制御モードの場合は外部から入力された値を、トルク指令値Ｔ*eとして出力する。
【００３８】
ＦＯＣ（Ｆｉｅｌｄ  ｏｒｉｅｎｔｅｄ  ｃｏｎｔｒｏｌ）部４は、トルク指令値Ｔ*eと磁束指令値φｒ*を電流指令値ｉ*s,dq0（ｉ*s,d0  ｉ*s,q0）とすべり指令ω*slに変換し、電流制御部６に出力する。その変換式は以下の（２）式となる。
【００３９】
【数２】
2017060341.tif 000008
【００４０】
なお、（２）式のφｒ*は磁束指令、ＬＭは誘導機ＩＭの励磁インダクタンス、ＰＯＬＥは誘導機ＩＭの極数、Ｒｒは誘導機ＩＭの二次抵抗である。
【００４１】
座標変換器５は、電流検出値ｉs,abcをαβ座標上の電流検出値ｉs,αβ0に変換し、電流制御部６に出力する。電流制御部６は、αβ座標上の電流検出値ｉs,αβ0と、角速度検出値ωｒと電流指令値ｉ*s,dq0と、滑り指令値ω*slに基づいて電圧指令値ｖ*s,abcを演算する。電流制御部６の構成の詳細は、後述する。
【００４２】
電流制御部６から出力された電圧指令値ｖ*s,abcは指令値変換器８で第１インバータＩｎｖ１の電圧指令値ｖ*i1,abcと第２インバータＩｎｖ２の電圧指令ｖ*i2,abcに変換される。
【００４３】
図３に巻線の電圧指令値ｖ*sから第１，第２インバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２の電圧指令値ｖ*i1,abc，ｖ*i2,abcへの変換を示す。変換は以下の（３）式で行われる。（３）式は（１）式の条件を満たす。
【００４４】
【数３】
2017060341.tif 000009
【００４５】
最後に、比較器９，１０により、第１，第２インバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２の電圧指令値ｖ*i1,abc，ｖ*i2,abcとキャリア信号生成部７が出力する三角波状のキャリア信号とを比較し、第１，第２インバータＩｎｖ１，Ｉｎｖ２のゲート信号が生成される。 
【００４６】
図４に電流制御部６のタイミングチャートを示す。電流制御の周期はキャリア信号の１／４周期であり、サンプリング点はキャリア信号の頂点と中間点である。添え字のｋはｋ番目のサンプリング時刻を意味する。サンプリング点間の平均電圧ｖ￣ｓ，ｋが電圧指令値ｖ*s,kに近似するように各インバータのゲート信号が制御される。
【００４７】
なお、図４のＡｖｅｒａｇｅ  ｖｏｌｔａｇｅの実線は平均電圧ｖ￣s,kを、点線は電圧指令値ｖ*s,kを示している。サンプリング点で計測される電流Ｓａｍｐｌｅｄ  ｃｕｒｒｅｎｔ（図４の＋位置の電流）はスイッチングによるリプルを含まない値となる。
【００４８】
また、キャリア頂点でサンプルされた電流値はスイッチングノイズの影響を受けない。一方、キャリア中間点でサンプルされた電流値はスイッチングノイズの影響を受ける場合があるので、制御には用いない。このときの制御は、以下の（４）式における電流制御周期Ｔｓで離散化されたプラントモデルに基づいて行われる。（４）より次のサンプル時刻の電流値が予測される。
【００４９】
【数４】
2017060341.tif 000010
【００５０】
ここで、Ｌは誘導機ＩＭ（すなわち巻線負荷）の漏れインダクタンス、ｖｌは逆起電力と巻線抵抗による電圧降下からなる負荷電圧で  ある。「Ｃｕｒｒｅｎｔ  Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ」、「Ｌｏａｄ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ」、「Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ  ｖｏｌｔａｇｅ  ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ」の四角は、それぞれ電流予測値ｉｓ、負荷電圧推定値ｖｌ、電圧指令値ｖ*s,kの計算プロセスを示し、矢印はそれらの計算プロセスの入出力を示す。
【００５１】
キャリア頂点で始まる区間（図４のｋ−２〜ｋ−１間、および、ｋ〜ｋ＋１間）では、電圧指令値ｖ*s,k、負荷電圧推定値ｖ＾l,k、電流検出値ｉs、kより、電流予測値ｉ＾s,k+1は以下の（５）式で予測される。
【００５２】
【数５】
2017060341.tif 000011
【００５３】
キャリア中間点で始まる区間（図４のｋ−１〜ｋ間、および、ｋ＋１〜ｋ＋２間）では、電圧指令値ｖ*s,k、負荷電圧推定値ｖ＾l,k、前回の電流予測値ｉ＾s,k+1より、電流予測値ｉ＾s,kは以下の（６）式で予測される。
【００５４】
【数６】
2017060341.tif 000012
【００５５】
また、負荷電圧推定値ｖ＾ｌ，ｋは、以下の（７）式より予測される．
【００５６】
【数７】
2017060341.tif 000013
【００５７】
なお、（４）〜（７）式の演算は、α軸成分とβ軸成分からなる静止座標系で行われる。したがって、（４）〜（７）式は、α軸成分とβ軸成分を持つベクトル式である。
【００５８】
（７）式をα軸成分とβ軸成分に分けて表すと、以下の（８）式になる。
【００５９】
【数８】
2017060341.tif 000014
【００６０】
ここで、Ｒｓはステータ巻線抵抗、Ｌｒはロータインダクタンス、Ｌｍは相互インダクタンス、φｒ＾はロータ磁束推定値である。なお、ロータ磁束推定値φｒ＾の推定方法は特許文献３に記載されている。
【００６１】
特許文献３の（１３）式，（１５）式，（１７）式，（１８）式には、誘導機ＩＭの電流と回転速度より磁束を推定演算する数式が示されている。特許文献３の方法を本実施形態１に用いてもよいし、他の方法を用いてもよい。また、（７）〜（８）式のφｒ＾は磁束指令値に置き換えてもよい。図６は、φｒ＾を磁束指令値φｒ*に置き換えた場合の制御ブロック図である。またこの場合には、図２の電流制御部６に磁束指令値φｒ*を入力する。
【００６２】
最後に電流指令値ｉ*s,k+2、電流予測値ｉ＾s,k+1と負荷電圧推定値ｖｌ＾，k+1より次の区間の電圧指令値ｖ*s,k+1が以下の（９）式によって計算される。
【００６３】
【数９】
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【００６４】
比較として、図５に従来手法のタイミングチャートを示す。従来手法では電流推定は常に電流検出値  より（５）式を用いて予想される。これに対し、本実施形態１はキャリア信号の頂点かキャリア信号の中間点かに応じて（５）式と（６）式を切り替えることに特徴がある。
【００６５】
図６に電流制御部６のブロック図を示す。また、同期座標系のｄ軸成分の磁束指令値φ*rdは変換器１４で同期座標系ｄ−ｑ座標から静止座標系α−β座標の値φ*rαβへ変換される。（ここで、同期座標系のｑ軸成分の磁束指令値φ*rq＝０であるため、図６には示していない。）
電気角算出部１２は、滑り指令値ωsl*と誘導機ＩＭのロータ回転速度検出値ωｒにより、変換器１１，１４での座標変換に必要な電気角θ＾ｅ，ｋ＋１、θ＾ｅ，ｋ＋２を計算する。電気角算出部１２は積算機能を持ち、その出力は以下の（１０）式で計算する。
【００６６】
【数１０】
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【００６７】
電流制御部６の計算は静止座標系α−β座標で行われる。電流指令値ｉ*sdq,k+2は変換器１１で同期座標系ｄ−ｑ座標から静止座標系α−β座標への値ｉ*sαβ,k+1に変換される。
【００６８】
切替器１３は、サンプリング点がキャリア信号の頂点のときは電流予測部１５への入力を電流検出値ｉsαβ,kとし、キャリア中間点のときは前回の電流予測値ｉ＾sαβ,kとする。
【００６９】
電流予測部１５は、切替器１３の出力と、負荷電圧推定値ｖ＾slαβ,kと、電圧指令値ｖ*sαβ,kと、に基づいて、（５）式，（６）式により電流予測値ｉ＾sαβ,k+1を算出する。バッファ１６は、電流予測値ｉ＾sαβ,k+1の１制御周期前の値ｉ＾sαβ,kを切替器１３に出力する。
【００７０】
負荷電圧推定値１７は、磁束指令値φ*rαβと、角速度検出値ωｒと、電流予測値ｉ＾sαβ,k+1と、に基づいて、（７）式により負荷電圧推定値ｖ＾αβ,k+1を算出する。バッファ１８は、負荷電圧推定値ｖ＾αβ,k+1の１制御周期前の値ｖ＾lαβ,kを、電流予測部１５に出力する。
【００７１】
電圧指令値演算部２０は、電流指令値ｉ*sαβ,k+2と、電流予測値ｉ＾sαβ,k+1と、負荷電圧推定値ｖ＾lαβ,k+1と、に基づいて、（９）式により電圧指令値ｖ*sαβ,k+1を演算する。バッファ１９は、電圧指令値ｖ*sαβ,k+1の１制御周期前の値ｖ*sαβ,kを電流予測部１５に出力する。
【００７２】
比較として、図７に従来手法の電流制御部を示す。従来手法はキャリア信号の頂点か中間地点かにかかわらず、電流予測部１５の演算に電流検出値ｉsαβ,kを用いるため、キャリア信号の頂点か否かで電流予測部１５ヘの入力を切り替える機能が無い。
【００７３】
なお、図６、図７には示していないが、電流制御部６には静止座標系の電圧指令値ｖ*sα，ｖ*sβを三相の電圧指令値ｖ*sa，ｖ*sb，ｖ*scに変換する二相三相変換器がある。図２に示す電流制御部６の出力は、二相三相変換器の出力のｖ*sa，ｖ*sb，ｖ*scである。
【００７４】
上記構成により、電流をキャリア信号の１／４の周期で制御しながら、キャリア中間点におけるスイッチングノイズの影響を避けることができる。
【００７５】
図８に、キャリア信号の１／２周期で電流を制御した場合「ｈｈ」、キャリア信号の１／４周期でサンプルした電流値を使いキャリア信号の１／４周期で電流を制御した場合「ｑｑ」、および、本実施形態１のキャリア頂点でサンプルした電流値と電流予測値を切り替えてキャリア信号の１／４周期で電流を制御した場合「ｑｈ」の電流波形を比較した結果を示す。これらの電流波形はオープン巻線システムの巻線負荷に流れる電流である。
【００７６】
「ｑｑ」はスイッチングノイズを含んだ電流検出値を電流制御に用いるため電流波形に乱れが生じている。本実施形態１の「ｑｈ」にはこの電流波形の乱れは生じない。
【００７７】
図９に、電流指令値に２００Ｈｚから３０００Ｈｚまでの高周波を入力して求めた「ｈｈ」，「ｑｑ」，「ｑｈ」の電流制御のボード線図を示す。Ｐｈａｓｅ（位相）のボード線図より、キャリア信号の１／４周期で電流を制御する本実施形態１の「ｑｈ」は、キャリア信号の１／２周期で電流を制御する「ｈｈ」に比べて位相遅れが少ないことがわかる。  
【００７８】
以上示したように、  本実施形態１によれば、 Ｈブリッジ回路の電流をキャリア信号の１／４周期で制御するときに、キャリア頂点では電流検出値、キャリア中間点では前回制御周期の電流予測値を用いることで、Ｈブリッジ回路のキャリア信号の１／４電流制御の高応答性能を保ちながら、キャリア中間点のスイッチングノイズの影響を避けることができる。
【００７９】
これによりコントローラで行う制御の誤動作を抑制し、オープン巻線システムの信頼性を向上することができる。
【００８０】
［実施形態２］ 
本実施形態２は、電圧指令値演算部２０で電圧指令値ｖ*s,k+1を（９）式で求める代わりに、電流指令値ｉ*s,k+2と電流予測値ｉ＾s,k+1との差分をＰＩ制御することによって求めるものである。
【００８１】
図１０に本実施形態２で電流をＰＩ制御する場合の電流制御部を示す。電流制御部６の計算は同期座標系ｄ−ｑ座標で行われる。
【００８２】
上記構成により、電流をキャリア信号の１／４の周期で制御しながら、キャリア中間点におけるスイッチングノイズの影響を避けることができる。
【００８３】
なお、実施形態１，２において、オープン巻線システムの負荷は、図１に示す誘導機ＩＭに限らなくともよい。
【符号の説明】
【００８４】
Ｉｎｖ１，Ｉｎｖ２…第１，第２インバータ
ｉs…電流検出値
ｉ*s…電流指令値
ｉ＾s…電流予測値
ｖ＾s…負荷電圧推定値
Ｔ*e…トルク指令値
φｒ*…磁束指令値
ω*sl…滑り指令値
ｖ*s…電圧指令値
５…座標変換器
６…電流制御部
７…キャリア信号生成部
８…指令値変換部
９，１０…比較器
【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１】
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【図２】
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