(57)【要約】【課題】入力電圧と出力電圧との差が大きくなった場合であっても高い効率を維持することができる電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置２は、トランス２２が入力電圧と出力電圧との和によって励磁される場合に、励磁開始タイミングにおけるトランス２２に流れる電流の絶対値と、励磁終了タイミングにおけるトランス２２に流れる電流の絶対値とが揃うように、入力側ブリッジ回路２３及び出力側ブリッジ回路２４を構成するアーム間の位相差を調整する。【選択図】図１
2017204932.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力変換装置であって、
フルブリッジ接続された複数のスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）により、直流電圧及び直流電流を交流電圧及び交流電流に変換して出力する入力側ブリッジ回路（２３）と、
前記入力側ブリッジ回路が出力する交流電圧及び交流電流が入力電圧及び入力電流として１次側に入力されると、２次側に出力電圧及び出力電流として交流電圧及び交流電流を出力するトランス（２２）と、
フルブリッジ接続された複数のスイッチング素子（Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８）により、前記トランスが出力する交流電圧及び交流電流を直流電圧及び直流電流に変換して出力する出力側ブリッジ回路（２４）と、
前記入力側ブリッジ回路及び前記出力側ブリッジ回路を駆動するパルス信号を出力するパルス生成部（１５３，１５４）及び前記パルス生成部が前記パルス信号を出力するタイミングを司令する演算部（１５１，１５１Ａ，１５１Ｂ，１５１Ｃ，１５２Ａ，１５２Ｂ，１５２Ｃａ，１５２Ｃｂ，１５５Ｂ）を有する制御装置（１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ）と、を備え、
前記演算部は、前記トランスが前記入力電圧と前記出力電圧との和によって励磁される場合に、励磁開始タイミングにおける前記トランスに流れる電流の絶対値と、励磁終了タイミングにおける前記トランスに流れる電流の絶対値とが揃うように、前記入力側ブリッジ回路及び前記出力側ブリッジ回路を構成するアーム間の位相差を調整する、電力変換装置。
【請求項２】
前記演算部は、
入力電力と出力電力との比が閾値比以上の場合の高負荷制御と、入力電力と出力電力との比が前記閾値比未満の場合の低負荷制御と、を実行するものであって、
前記高負荷制御では、前記トランスが励磁される区間を調整することで電力制御を実行し、
前記低負荷制御では、前記トランスが励磁される区間を固定し、前記トランスが励磁されない区間において電力制御を実行する、請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記演算部は、
前記高負荷制御では、前記入力側ブリッジ回路又は前記出力側ブリッジ回路におけるアーム間位相差がスイッチング周波数の半周期となるように駆動し、前記入力側ブリッジ回路と前記出力側ブリッジ回路との間の位相差及び前記出力側ブリッジ回路におけるアーム間位相差を調整することで前記出力電圧を調整し、
前記低負荷制御では、前記トランスが励磁される区間において、前記入力側ブリッジ回路と前記出力側ブリッジ回路との間の位相差が固定されるように駆動し、前記入力側ブリッジ回路におけるアーム間位相差及び前記出力側ブリッジ回路におけるアーム間位相差を調整することで前記出力電圧を調整する、請求項２記載の電力変換装置。
【請求項４】
更に、前記入力電圧を検出する入力電圧検出部（１６）と、前記入力電流を検出する入力電流検出部（１８）と、前記出力電圧を検出する出力電圧検出部（１７）と、前記出力電流を検出する出力電流検出部（１９）と、を備え、
前記演算部は、前記入力電圧検出部及び前記入力電流検出部の検出結果に基づいて前記入力電力を算出し、前記出力電圧検出部及び前記出力電流検出部の検出結果に基づいて前記出力電力を算出し、これらの算出結果に基づいて前記高負荷制御と前記低負荷制御とを切り替える、請求項３記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記高負荷制御と前記低負荷制御とを切り替える前後において、前記演算部は、前記高負荷制御で出力可能な電力を、前記低負荷制御で出力可能な電力よりも小さく設定する、請求項４記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記高負荷制御と前記低負荷制御とを切り替える前後において、前記演算部は、前記トランスが前記入力電圧と前記出力電圧との和によって励磁される期間が等しくなるように設定する、請求項４記載の電力変換装置。
【請求項７】
前記演算部は、前記出力電圧及び前記出力電流の少なくとも一方の制御出力と閾値とを比較し、前記高負荷制御及び前記低負荷制御の実行内容を決定する、請求項４記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ用の回路として、デュアルアクティブブリッジ回路が知られている。デュアルアクティブブリッジ回路は、１次側及び２次側の平滑コンデンサと、それぞれ４つのスイッチング素子から構成される１次側及び２次側のフルブリッジ回路と、トランスとを備える。１次側のフルブリッジ回路は、対角に配置されたスイッチング素子の組を交互に切り替えることによりトランスに交流電圧を出力する。２次側のフルブリッジ回路は、対角に配置されたスイッチング素子の組を交互に切り替えることにより、トランスから出力された交流電圧を直流に変換する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１４−１２１１９４号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
上記従来のデュアルアクティブブリッジ回路では、入力電圧と出力電圧との差が大きくなった場合に、高い効率を維持することができない。これは、デュアルアクティブブリッジ回路の入力電圧と出力電圧との比がトランス巻線比から乖離した条件となる場合に、通常の電流電圧制御では貫通電流が発生し、ソフトスイッチング状態を維持できないことに起因する。このような課題の解決に対して、外部にトランスを介してブリッジを付加し、バッファとして利用するものも考えられるが、体格及びコストの増大という新たな課題を招くことになる。
【０００５】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、入力電圧と出力電圧との差が大きくなった場合であっても高い効率を維持することができる電力変換装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上記課題を解決するために、本発明に係る電力変換装置は、フルブリッジ接続された複数のスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）により、直流電圧及び直流電流を交流電圧及び交流電流に変換して出力する入力側ブリッジ回路（２３）と、前記入力側ブリッジ回路が出力する交流電圧及び交流電流が入力電圧及び入力電流として１次側に入力されると、２次側に出力電圧及び出力電流として交流電圧及び交流電流を出力するトランス（２２）と、フルブリッジ接続された複数のスイッチング素子（Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８）により、前記トランスが出力する交流電圧及び交流電流を直流電圧及び直流電流に変換して出力する出力側ブリッジ回路（２４）と、前記入力側ブリッジ回路及び前記出力側ブリッジ回路を駆動するパルス信号を出力するパルス生成部（１５３，１５４）及び前記パルス生成部が前記パルス信号を出力するタイミングを司令する演算部（１５１，１５１Ａ，１５１Ｂ，１５１Ｃ，１５２Ａ，１５２Ｂ，１５２Ｃａ，１５２Ｃｂ，１５５Ｂ）を有する制御装置（１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ）と、を備える。演算部は、前記トランスが前記入力電圧と前記出力電圧との和によって励磁される場合に、励磁開始タイミングにおける前記トランスに流れる電流の絶対値と、励磁終了タイミングにおける前記トランスに流れる電流の絶対値とが揃うように、前記入力側ブリッジ回路及び前記出力側ブリッジ回路を構成するアーム間の位相差を調整する。
【０００７】
このように、入力電圧と出力電圧との和でトランスを励磁する際の、励磁開始点と励磁終了点においてトランスに流れる電流の絶対値を揃えることで、各スイッチング素子のスイッチングタイミングにおいて電流極性を所望の向きに固定しつつ、トランスに流れる電流のピーク値を抑制することができる。従って、入力側ブリッジ回路及び出力側ブリッジ回路の駆動タイミングを調整するという手法によってソフトスイッチングを実現することができ、体格の増大を抑制することができる。
【０００８】
尚、「課題を解決するための手段」及び「特許請求の範囲」に記載した括弧内の符号は、後述する「発明を実施するための形態」との対応関係を示すものであって、「課題を解決するための手段」及び「特許請求の範囲」に記載の発明が、後述する「発明を実施するための形態」に限定されることを示すものではない。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、入力電圧と出力電圧との差が大きくなった場合であっても高い効率を維持することができる電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図２】図２は、第１実施形態の電力変換装置において、入力電圧と出力電圧との関係を説明するための図である。
【図３】図３は、第１実施形態の電力変換装置における、励磁モードを説明するための図である。
【図４】図４は、低負荷時のスイッチングパターンを説明するための図である。
【図５】図５は、高負荷時のスイッチングパターンを説明するための図である。
【図６】図６は、低負荷時及び高負荷時において、ソフトスイッチングが成立する場合を説明するための図である。
【図７】図７は、低負荷時のスイッチングパターンの第２例を説明するための図である。
【図８】図８は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図９】図９は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図１０】図１０は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の構成を示す図である。
【図１１】図１１は、高負荷時のスイッチングパターンと低負荷時のスイッチングパターンとの切り替えの一例を示す図である。
【図１２】図１２は、各アームの位相差制御を説明するための図である。
【図１３】図１３は、各アームの位相差制御を説明するための図である。
【図１４】図１４は、高負荷時のスイッチングパターンと低負荷時のスイッチングパターンとを切り替える場合の位相差設定を説明するための図である。
【図１５】図１５は、高負荷時のスイッチングパターンと低負荷時のスイッチングパターンとを切り替える場合の位相差設定を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、添付図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。説明の理解を容易にするため、各図面において同一の構成要素に対しては可能な限り同一の符号を付して、重複する説明は省略する。
【００１２】
図１に示されるように、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置２は、一対の入力側端子に接続された直流入力端１１と、一対の出力側端子に接続された直流出力端１２と、入力側コンデンサ１３及び出力側コンデンサ１４と、制御装置１５と、入力電圧検出部１６及び出力電圧検出部１７と、入力電流検出部１８及び出力電流検出部１９と、ゲートドライブ回路２０，２１と、トランス２２と、入力側ブリッジ回路２３及び出力側ブリッジ回路２４と、を備えている。
【００１３】
入力側コンデンサ１３は、平滑コンデンサであって、直流入力端１１が接続されている一対の入力側端子に繋がれている。出力側コンデンサ１４は、平滑コンデンサであって、直流出力端１２が接続されている一対の出力側端子に繋がれている。
【００１４】
入力電圧検出部１６は、電圧センサであって、直流入力端１１が接続されている一対の入力側端子間の入力電圧を検出する。入力電圧検出部１６は、検出した入力電圧を示すデータを制御装置１５の指令値演算部１５２に出力する。
【００１５】
出力電圧検出部１７は、電圧センサであって、直流出力端１２が接続されている一対の出力側端子間の出力電圧を検出する。出力電圧検出部１７は、検出した出力電圧を示すデータを制御装置１５のフィードバック演算部１５１に出力する。
【００１６】
入力電流検出部１８は、電流センサであって、入力側の回路を流れる入力電流を検出する。入力電流検出部１８は、検出した入力電流を示すデータを制御装置の指令値演算部１５２に出力する。
【００１７】
入力側ブリッジ回路２３は、４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４から構成されるフルブリッジ回路である。一対の入力側端子の間において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが直列接続され、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とが直列接続されている。入力側ブリッジ回路２３は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４により、直流電圧を交流電圧に変換してトランス２２に出力する。
【００１８】
トランス２２は、１次側コイルと、１次側コイルとコアを介して磁気的に結合する２次側コイルと、を有する。トランス２２の１次側コイルは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の間の接点と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の間の接点との間に接続される。トランス２２は、入力側ブリッジ回路２３が出力する交流電圧を１次側コイルから入力し、１次側及び２次側コイルの巻線比に応じて、２次側コイルに伝達して、出力側ブリッジ回路２４に出力する。トランス２２は、１次側と２次側とが直流的に絶縁されている。
【００１９】
出力側ブリッジ回路２４は、４つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８から構成されるフルブリッジ回路である。一対の出力側端子の間において、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とが直列接続され、スイッチング素子Ｑ７とスイッチング素子Ｑ８とが直列接続されている。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の間の接点と、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の間の接点と間に、トランス２２の２次側コイルが接続される。出力側ブリッジ回路２３は、フルブリッジ接続された４つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８により、トランス２２から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。
【００２０】
ゲートドライブ回路２０は、制御装置１５のパルス生成部１５３から出力される指示パルスに基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４にドライブ信号を出力する回路である。ゲートドライブ回路２１は、制御装置１５のパルス生成部１５４から出力される指示パルスに基づいて、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８にドライブ信号を出力する回路である。
【００２１】
制御装置１５は、フィードバック演算部１５１と、指令値演算部１５２と、パルス生成部１５３と、パルス生成部１５４と、を備えている。フィードバック演算部１５１及び指令値演算部１５２は、本発明の演算部に相当する。
【００２２】
フィードバック演算部１５１は、出力電圧及び出力電流と基準電圧Ｖｒｅｆとに基づいてフィードバック演算を実行し、その演算結果を指令値演算部１５２に出力する。指令値演算部１５２は、入力電圧及び入力電流とフィードバック演算結果とに基づいて、指令信号を生成し、パルス生成部１５３及びパルス生成部１５４に出力する。パルス生成部１５３は、指令信号に基づいて、ゲートドライブ回路２０に指示パルスを出力する。パルス生成部１５４は、指令信号に基づいて、ゲートドライブ回路２１に指示パルスを出力する。
【００２３】
続いて、図２及び図３を参照しながら、電力変換装置２におけるモード遷移について説明する。図２において、入力電流Ｉ１、入力電圧Ｖｉｎ、出力電流Ｉ２、出力電圧Ｖｏ、トランス電流ＩＬ、トランス１次側電圧ＶＴｒ１、トランス２次側電圧ＶＴｒ２である。
【００２４】
図３に示されるように、電力変換装置２においては、Ａ：励磁モード、Ｂ：伝達モード、Ｃ：還流モード、Ｄ：励磁モードの順に遷移する。励磁モードは、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏとの和の電圧でトランス２２を励磁するモードである。伝達モードは、入力側から出力側へ電力を伝えるモードである。還流モードは、入力側か出力側をトランス２２を介して短絡するモードである。電力変換装置２は、励磁モード・伝達モード・還流モードを繰り返すことで、入力側から出力側へ電力を伝達している。
【００２５】
一般にデュアルアクティブブリッジコンバータは、入力電圧と出力電圧との比がトランス巻線比と乖離する条件で駆動する際に、ソフトスイッチング条件をみたすことができな。ソフトスイッチング条件とは、電流がドレインからソース向きに流れている時にスイッチがＯＦＦされ、電流がソースからドレイン向きに流れている時にスイッチがＯＮされるものである。本実施形態では、続いて説明するように、各アームの位相差を制御し、無効電流を利用することによって、全ての入出力電圧条件、全ての負荷条件において、全てのスイッチング素子がソフトスイッチング条件を満足するように電流の方向を整形している。
【００２６】
図４は、低負荷時のスイッチング動作である低負荷制御を示し、図５は、高負荷時のスイッチング動作である高負荷制御を示している。図６は、図４及び図５の場合のソフトスイッチングをするための条件を示している。図４及び図５に示されるように、本実施形態では全てのブリッジ回路が相補動作し、１次側である入力側ブリッジ回路２３と２次側である出力側ブリッジ回路２４との位相差によって、双方向に電力伝達するものである。図６に示されるように、ソフトスイッチング条件を満足するためには、トランス電流ＩＬの極性と絶対値を制御すればよい。図６には、トランス電流ＩＬの極性のみを示しているが、使用するスイッチング素子によってはトランス電流ＩＬの極性のみならず、絶対値も重要なパラメータとなる。
【００２７】
このような前提条件の元、入力電圧と出力電圧との和でトランス２２を励磁する際の、励磁開始点と励磁終了点におけるトランス電流ＩＬの絶対値を揃えることで、トランス電流ＩＬのピーク値を抑制することができる（図４のＢ、図５のＢ）。尚、この制御アルゴリズムでは、入力側ブリッジ回路２３の左アーム（Ｑ１，Ｑ２）を固定相とすると、可動相が３本あることになり、制御変数３の制御になる。しかしながら、上記した拘束条件「入力電圧と出力電圧との和でトランス２２を励磁する際の、励磁開始点と励磁終了点におけるトランス電流ＩＬの絶対値を揃える」を設定することで、制御変数を抑えることが可能になり、演算の簡略化と制御実装の単純化が可能となる。
【００２８】
図４に一例として示されるように、低負荷時においては、励磁開始点、あるいは励磁終了点、あるいは励磁開始点及び励磁終了点の双方において、トランス電流ＩＬの値を０Ａ以上の任意の値に固定することが好ましい。このように固定することで、全素子のソフトスイッチングを保証することができる。励磁期間は、上記の固定されたＩＬ値によって決定され、電力制御は他の２本の可動相である入力側ブリッジ回路２３の右アーム（Ｑ３，Ｑ４）と出力側ブリッジ回路２４の左アーム（Ｑ５，Ｑ６）との位相差によって行うことができる。
【００２９】
図５に一例として示されるように、高負荷時においては、励磁を行っている入力側ブリッジ回路２３の左アーム（Ｑ１，Ｑ２）と出力側ブリッジ回路２４の右アーム（Ｑ７，Ｑ８）との制御タイミングを調整することで、励磁区間調整し、電力制御を行うことが好ましい。特に、入力側ブリッジ回路２３又は出力側ブリッジ回路２４のアーム間位相がスイッチング周波数の半周期ずれるように駆動し、励磁開始点、あるいは励磁終了点、あるいは励磁開始点及び励磁終了点の双方におけるトランス電流値で出力電力を制御することが好ましい。
【００３０】
尚、低負荷時においては、図７に示されるようなスイッチングパターンとすることもできる。図４において説明したのと同様に、入力電圧と出力電圧との和でトランス２２を励磁する際の、励磁開始点と励磁終了点におけるトランス電流ＩＬの絶対値を揃えているので、トランス電流ＩＬのピーク値を抑制することができる。
【００３１】
上記したように本実施形態に係る電力変換装置２は、フルブリッジ接続された複数のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４により、直流電圧及び直流電流を交流電圧及び交流電流に変換して出力する入力側ブリッジ回路２３と、入力側ブリッジ回路２３が出力する交流電圧及び交流電流が入力電圧及び入力電流として１次側に入力されると、２次側に出力電圧及び出力電流として交流電圧及び交流電流を出力するトランス２２と、フルブリッジ接続された複数のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８により、トランス２２が出力する交流電圧及び交流電流を直流電圧及び直流電流に変換して出力する出力側ブリッジ回路２４と、入力側ブリッジ回路２３及び出力側ブリッジ回路２４を駆動するパルス信号を出力するパルス生成部１５３，１５４及びパルス生成部１５３，１５４がパルス信号を出力するタイミングを司令する演算部であるフィードバック演算部１５１及び指令値演算部１５２を有する制御装置１５と、を備えている。フィードバック演算部１５１及び指令値演算部１５２は、トランス２２が入力電圧と出力電圧との和によって励磁される場合に、励磁開始タイミングにおけるトランス２２に流れる電流の絶対値と、励磁終了タイミングにおけるトランス２２に流れる電流の絶対値とが揃うように、入力側ブリッジ回路２３及び出力側ブリッジ回路２４を構成するアーム間の位相差を調整する。
【００３２】
このように、入力電圧と出力電圧との和でトランス２２を励磁する際の、励磁開始点と励磁終了点におけるトランス電流ＩＬの絶対値を揃えることで、トランス電流ＩＬのピーク値を抑制することができる。従って、入力側ブリッジ回路２３及び出力側ブリッジ回路２４の駆動タイミングを調整するという手法によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の導通損失とトランス２２の銅損を抑制しつつソフトスイッチングを実現することができ、体格の増大を抑制することができる。
【００３３】
また本実施形態においては、フィードバック演算部１５１及び指令値演算部１５２は、入力電力と出力電力との比が閾値比以上の場合の高負荷制御（図５参照）と、入力電力と出力電力との比が閾値比未満の場合の低負荷制御（図４参照）と、を実行するものである。図５に示される高負荷制御では、トランス２２が励磁される区間を調整することで電力制御を実行している。図４に示される低負荷制御では、トランス２２が励磁される区間を固定し、トランスが励磁されない区間において電力制御を実行する。
【００３４】
より具体的には、図１１に一例として示されるように、トランス巻き数比を１：１とし、入力電圧＜出力電圧である時の高負荷制御では、入力側ブリッジ回路２３又は出力側ブリッジ回路２４におけるアーム間位相差がスイッチング周波数の半周期となるように駆動し、入力側ブリッジ回路２３と出力側ブリッジ回路２４との間の位相差及び出力側ブリッジ回路２４におけるアーム間位相差を調整することで出力電圧を調整する。また、低負荷制御では、トランス２２が励磁される区間において、入力側ブリッジ回路２３と出力側ブリッジ回路２４との間の位相差が固定されるように駆動し、入力側ブリッジ回路２３におけるアーム間位相差及び出力側ブリッジ回路２４におけるアーム間位相差を調整することで前記出力電圧を調整する。
【００３５】
図１２及び図１３を参照しながら位相差の設定について例を示す。図１２の（Ａ）は、スイッチング素子の配置を示し、図１２の（Ｂ）は、位相差を設定するためのロジックを示している。図１３は、算出された位相差について示す図である。固定相（Ｑ１，Ｑ２）と可動相３（Ｑ７，Ｑ８）との位相差Ｄ１は、トランス励磁期間に流れる電流値Ｉ１を用いて、
Ｄ１＝（２×Ｌ×Ｉ１）／（Ｖｉｎ＋Ｖｏ）×１／Ｔ・・・（式１）
によって算出される。なお、電流値Ｉ１は、出力電圧又は出力電力のＰＩ制御によって導出される値を用いる。
【００３６】
固定相（Ｑ１，Ｑ２）と可動相１（Ｑ３，Ｑ４）との位相差Ｄ２、固定相（Ｑ１，Ｑ２）と可動相２（Ｑ５，Ｑ６）との位相差Ｄ３は、電流値Ｉ１と閾値Ｉｌｉｍとの差分値である、Ｉ２（＝Ｉｌｉｍ−Ｉ１）を用いて、
（Ｉ２≦０且つＶｉｎ＞Ｖｏの場合）
Ｄ２＝０．５×Ｖｉｎ／Ｖｏ・・・（式２−１）
Ｄ３＝Ｄ１・・・（式２−２）
（Ｉ２≦０且つＶｉｎ≦Ｖｏの場合）
Ｄ２＝０．５・・・（式３−１）
Ｄ３＝Ｄ１＋０．５−Ｖｉｎ／２Ｖｏ・・・（式３−２）
（Ｉ２＞０の場合）
Ｄ２＝ＦＦ−Ｉ２／５０・・・（式４−１）
Ｄ３＝０．５−Ｖｉｎ／Ｖｏ×（Ｄ２−Ｄ１）・・・（式４−２）
によって算出される。式２−１，２−２、式３−１，３−２、式４−１，４−２による演算は、図１２に示されるＣａｌｃｕｌａｔｉｏｎ  Ｂｏｘにおいて実行される。
【００３７】
このようなフィードバック制御・フィードフォワード制御を実行するために、図８に示されるような、第２実施形態に係る電力変換装置２Ａを用いることもできる。電力変換装置２Ａでは、制御装置１５に代えて制御装置１５Ａを設けている。制御装置１５Ａは、フィードバック演算部１５１Ａと、指令値演算部１５２Ａと、パルス生成部１５３と、パルス生成部１５４と、を有している。フィードバック演算部１５１Ａには、出力電圧を示す検出信号と、基準電圧Ｖｒｅｆとが入力される。フィードバック演算部１５１Ａは、出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとに基づいてフィードバック演算を実行し、その演算結果を指令値演算部１５２Ａに出力する。
【００３８】
指令値演算部１５２Ａには、出力電圧及び出力電流を示す検出信号と、入力電圧及び入力電流を示す検出信号と、フィードバック演算結果とが入力される。指令値演算部１５２Ａには、比較回路部が設けられている。指令値演算部１５２Ａは、これらに基づいて指令信号を生成し、パルス生成部１５３及びパルス生成部１５４に出力する。
【００３９】
また、図９に示されるような、第３実施形態に係る電力変換装置２Ｂを用いることもできる。電力変換装置２Ｂにおける制御装置１５Ｂは、フィードバック演算部１５１Ｂと、指令値演算部１５２Ｂと、比較回路部１５５Ｂと、パルス生成部１５３，１５４と、を有している。フィードバック演算部１５１Ｂには、出力電圧を示す検出信号と、基準電圧Ｖｒｅｆとが入力される。フィードバック演算部１５１Ａは、出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとに基づいてフィードバック演算を実行し、その演算結果を指令値演算部１５２Ｂに出力する。
【００４０】
指令値演算部１５２Ｂには、入力電圧及び入力電流を示す検出信号と、フィードバック演算結果とが入力される。指令値演算部１５２Ｂは、これらに基づいて指令信号を生成し、パルス生成部１５３に出力する。指令値演算部１５２Ｂは、比較回路部１５５Ｂに比較のための信号を出力する。比較回路部１５５Ｂは、出力電流と指令値演算部１５２Ｂからの信号とに基づいて比較演算を実行し、パルス生成部１５４に指令信号を出力する。
【００４１】
また、図１０に示される制御装置１５Ｃのように、パルス生成部１５３に指令信号を出力するための指令値演算部１５２Ｃｂと、パルス生成部１５４に指令信号を出力するための指令値演算部１５２Ｃａと、を独立して設けることもできる。指令値演算部１５２Ｃａと指令値演算部１５２Ｃｂとは、相互に通信を実行できるように構成されている。フィードバック演算部１５１Ｃのフィードバック演算結果は、指令値演算部１５２Ｃａにのみ出力され、指令値演算部１５２Ｃｂには通信を介して送信される。
【００４２】
ところで、図１４に示されるように、高負荷時においては、ブリッジ間位相差が所定の位相差ｄｘを下回ると、ハードスイッチング領域に突入し、効率悪化のみならず素子の破壊も懸念される。一方、低負荷時においては原理的に全領域でソフトスイッチングが可能であるものの、無効電流が多く効率は必ずしも高いものではない。そこで、負荷に閾値を導入し、制御装置１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃが、入力電圧検出部１６及び入力電流検出部１８の検出結果に基づいて入力電力を算出し、出力電圧検出部１７及び出力電流検出部１９の検出結果に基づいて出力電力を算出し、これらの算出結果に基づいて高負荷制御と低負荷制御とを切り替えることが好ましい。
【００４３】
この切り替えにあたっては、高負荷制御から低負荷制御に切り替わる際の出力電力、低負荷制御から高負荷制御に切り替わる際の出力電力のいずれも近い値にすることで、円滑な切り替えをすることができる。特に、切り替えの前後において、高負荷制御で出力可能な電力が低負荷制御で出力可能な電力以下になるようにすることが好ましい。このように、高負荷制御と低負荷制御とを切り替える前後において、制御装置１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃは、高負荷制御で出力可能な電力を、低負荷制御で出力可能な電力よりも小さく設定する。これにより、高負荷制御から低負荷制御に移行する場合も、低負荷制御から高負荷制御に移行する場合も、移行後において移行前に戻る動作が抑制されるので、ＰＩ制御のバタつきを抑制することができる。具体的には、図１２を参照しながら説明した位相差Ｄ３をフィードフォワード的に与えることで実現することができる。このフィードフォワード項の一例を図１５に示す。図１５に示した例では、５％程度の電力オーバーラップを設定し、高負荷側のスイッチングパターンでソフトスイッチング可能な最低電力よりも、低負荷側のスイッチングパターンで出力可能な電力が上回るようにしている。
【００４４】
また本実施形態では、高負荷制御と低負荷制御とを切り替える前後において制御装置１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃは、トランス２２が入力電圧と出力電圧との和によって励磁される期間が等しくなるように設定している。このようにすることで、電磁波形が歪むことなくシームレスに切り替えることができる。
【００４５】
また本実施形態では、制御装置１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃは、出力電圧及び出力電流の少なくとも一方の制御出力と閾値とを比較し、高負荷制御及び低負荷制御の実行内容を決定している。図１２を参照しながら説明したように、出力電圧制御あるいは出力電流制御の制御出力の閾値に対する大小関係によって位相差計算アルゴリズムを変更することで、制御変数を３から１に減らすことができ、演算の簡略化と制御実装の単純化が可能となる。
【００４６】
以上、具体例を参照しつつ本発明の実施の形態について説明した。しかし、本発明はこれらの具体例に限定されるものではない。これら具体例に、当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。前述した各具体例が備える各要素およびその配置、条件、形状などは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。前述した各具体例が備える各要素は、技術的な矛盾が生じない限り、適宜組み合わせを変えることができる。
【符号の説明】
【００４７】
１５，１５Ａ，１５Ｂ，１５Ｃ：制御装置
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８：スイッチング素子
２２：トランス
２３：入力側ブリッジ回路
２４：出力側ブリッジ回路
１５３，１５４：パルス生成部
１５１，１５１Ａ，１５１Ｂ，１５１Ｃ：フィードバック演算部
１５２Ａ，１５２Ｂ，１５２Ｃａ，１５２Ｃｂ：指令値演算部
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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