(57)【要約】【課題】ＲＢベースのＭＣＭ送信機および受信機構造が開示される。【解決手段】送信機および受信機は、利用可能な不連続チャネルを他のユーザと共用することができる。ＲＢ−ＭＣＭは、連続または不連続な利用可能なスペクトルを複数のＲＢへと分割し、あるタイプのスペクトル漏れ低減技術を使用して各ＲＢに、ベースバンドＭＣＭもしくはシングルキャリア変調、またはコード化されたシングルキャリアもしくはマルチキャリア方式を適用し、かつ各ＲＢに対してＲＢ変調を適用して、信号をベースバンドからそのＲＢの周波数帯域へと変調する。受信機では、受信された信号がフィルタリングされ、またＲＢ復調が、各ＲＢ信号をベースバンドにするために適用され得またベースバンドマルチキャリアもしくはシングルキャリア、またはコード化されたシングルキャリアもしくはコード化されたマルチキャリア復調が、各ＲＢ信号に適用される。【選択図】図７
2017204873.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信デバイスにおいてマルチキャリア変調を実行する方法であって、
利用可能なスペクトルを複数のリソースブロック（ＲＢ）に分割するステップであって、前記複数のＲＢの各ＲＢは、複数のサブキャリアを備える、ステップと、
前記複数のＲＢの各々上での入力シンボルのブロックに対して変調方式を個別に適用するステップであって、前記変調方式は、前記複数のＲＢの少なくとも１つに対して異なる、ステップと、
前記複数のＲＢの各々上での入力シンボルの各変調されたブロックを個別にフィルタリングして、複数のＲＢ毎ベースバンドフィルタリング信号を生成するステップと、
前記複数のＲＢ毎ベースバンドフィルタリング信号の各々に対してＲＢ変調を個々に実行して、各ＲＢ毎ベースバンドフィルタリング信号を、各ＲＢの周波数帯域に変調して、ＲＢ毎マルチキャリア変調信号を生成するステップと、
送信のために前記ＲＢ毎マルチキャリア変調信号を合計するステップと、
前記合計されたＲＢ毎マルチキャリア変調信号を送信するステップと
を備えたことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記変調方式は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ），フィルタリング直交周波数分割多重（Ｆ−ＯＦＤＭ），シングルキャリア変調（ＳＣＭ），またはプリコーディング直交周波数分割多重（Ｐ−ＯＦＤＭ）のうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記利用可能なスペクトルは、連続または不連続であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
本出願は、２０１２年１１月２９日に出願された米国仮特許出願第６１／７３１，３５６号、２０１３年２月２１に出願された米国仮特許出願第６１／７６７，５５６号、および２０１３年３月７日に出願された米国仮特許出願第６１／７７４，４５２号の利益を主張するものであり、その内容が参照により本明細書に組み込まれる。
【０００３】
マルチキャリア変調（ＭＣＭ）技術は、複数の狭帯域サブキャリア上で、データのセットの送信を可能にする。進化型広帯域変調および符号化スキームで、ＭＣＭシステムは、シングルキャリア変調技術を使用するシステムと比較して、周波数選択チャネルでより高いスペクトル効率を達成することができる。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、無線通信システムで使用されるＭＣＭ技術の例である。ＯＦＤＭは、全体の帯域幅を、周波数で重複するいくつかの直交するサブバンドへと分割し、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって効率的に実施されることがある。実際の無線通信システムでは、サイクリックプレフィックス直交周波数分割多重（ＣＰ−ＯＦＤＭ）、（すなわち、ＣＰを有するＯＦＤＭ）がマルチパスチャネルに対処するために使用される。十分に長いサイクリックプレフィックス（ＣＰ）では、単純なワンタップ（one-tap）周波数領域等化器（ＦＤＥ）は、マルチパスチャネル障害を軽減するためには十分である。しかし、ＯＦＤＭにおける方形パルスの大きなサイドローブは、システムが完全に同期されておらず、かつ過度の帯域外放出（ＯＯＢＥ：out-of-band emission）が存在するとき、実際には、大きなキャリア間干渉を含む困難な問題が発生し、それは、動的なチャネルアクセス能力でのネットワークにおけるＯＦＤＭの有効性を制限する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
スペクトルアジャイルシステムに対するリソースブロックベースのマルチキャリア変調（ＲＢ−ＭＣＭ）送信機および受信機構造が開示される。送信機および受信機は、利用可能かつ不連続なチャネルを他のユーザと日和見的に共用することが可能である。ＲＢ−ＭＣＭは、利用可能な、連続するまたは不連続なスペクトルを複数のリソースブロック（ＲＢ）（同一または異なるサイズ）へと分割し、スペクトル漏れ低減（spectrum leakage reduction）型の技術で、各ＲＢに、ベースバンドＭＣＭもしくはシングルキャリア変調、または符号化シングルキャリアもしくはマルチキャリア方式を適用し、次いで、各ＲＢに対して周波数シフト（ＲＢ変調）を適用して、信号をベースバンドからそのＲＢの周波数帯域へと変調する。受信機では、受信された信号がフィルタリングされ、周波数シフト（ＲＢ復調）が、各ＲＢ信号をベースバンドにするために適用され、ベースバンドのマルチキャリアもしくはシングルキャリア、または符号化シングルキャリアもしくは符号化マルチキャリア復調が、各ＲＢ信号に適用されることがある。異なるＲＢは、異なる変調スキームを使用することがある。
【０００６】
ＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ：RB-based filtered-OFDM）、ＲＢに基づくシングルキャリア変調（ＳＣＭ）、およびＲＢに基づくプリコーディングＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ：RB-based precoded-OFDM）は、ＲＢ−ＭＣＭ送信機および受信機構造下での例である。
【０００７】
ＲＢ−ＭＣＭは、低帯域外放出（ＯＯＢＥ）、低帯域内歪み、低複雑性、低待ち時間、低ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）、周波数およびタイミングの非同期性に対するロバスト性、ならびにＰＡ非線形に対するロバスト性などを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
添付の図面と共に例として与えられた以下の記述から、より詳細な理解が得られよう。
【０００９】
【図１Ａ】１または複数の開示される実施形態を実施することができる例示的な通信システムのシステム図である。
【図１Ｂ】図１Ａで示された通信システム内で使用することができる例示的な無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）のシステム図である。
【図１Ｃ】図１Ａで示された通信システム内で使用することができる例示的な無線アクセスネットワークおよび例示的なコアネットワークのシステム図である。
【図２Ａ】同一のサイズのリソースブロックへと分割された不連続スペクトルの例を示す図である。
【図２Ｂ】異なるサイズのリソースブロックへと分割された不連続スペクトルの例を示す図である。
【図３】ＲＢに基づく波形に対する一実施形態に対するプロシージャを示すフローチャートである。
【図４】例示的なＲＢに基づくＭＣＭ送信機のブロック図である。
【図５】１つのＲＢ−ＭＣＭモジュールを再使用する例示的なＲＢに基づくＭＣＭ送信機のブロック図である。
【図６】一実施形態による例示的なＲＢに基づくＭＣＭ受信機のブロック図である。
【図７】選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）または部分送信シーケンス（ＰＴＳ）を使用する例示的なＲＢに基づくＭＣＭ送信機のブロック図である。
【図８Ａ】各ＲＢ内におけるマルチキャリア変調（ＭＣＭ）の例を示す図である。
【図８Ｂ】各ＲＢ内におけるシングルキャリア変調の例を示す図である。
【図８Ｃ】各ＲＢ内におけるＣＤＭＡでのシングルキャリア変調の例を示す図である。
【図８Ｄ】各ＲＢ内における符号化マルチキャリア変調の例を示す図である。
【図９】ＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ送信機（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ）を表す図である。
【図１０】各ＲＢに対して使用されるＦ−ＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ）を表す図である。
【図１１】ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信信号を形成するＲＢごとにフィルタリングされ、変調された信号のＰＳＤを示す図である。
【図１２】ＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ）を有するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機の例示的な構造の図である。
【図１３】ＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ信号成分の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）を示す図である。
【図１４】サイクリックプレフィックス（ＣＰ）−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機を有する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭシステムの図である。
【図１５】例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機を表す図である。
【図１６】例示的なＦ−ＯＦＤＭ受信モジュールを表す図である。
【図１７】例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。
【図１８】ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機およびＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機を使用する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭシステムのブロック図である。
【図１９】例示的なタイプＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュールのブロック図である。
【図２０】タイプＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信機におけるアップサンプリングされた信号、ＲＢ毎送信フィルタ、およびＲＢごとにフィルタリングされた信号のＰＳＤを示す図である。
【図２１】ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭにおける送信フィルタの通過帯域のＰＳＤを示す図である。
【図２２】例示的なタイプＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュールのブロック図である。
【図２３】例示的なタイプＩＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュールのブロック図である。
【図２４】順列（permutation）を介して循環シフトを使用する、図２３のタイプＩＩＲＢ毎ＯＦＤＭ送信モジュールの例示的な変更された構造のブロック図である。
【図２５】例示的なタイプＩＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−ＩＩ）のブロック図である。
【図２６】順列を介して循環シフトを使用する、図２５のタイプＩＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュールの例示的な変更された構造のブロック図である。
【図２７】ＰＡＰＲ低減技術を使用するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機のブロック図である。
【図２８】ＰＡＰＲ低減技術を使用するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機のブロック図である。
【図２９】合成フィルタバンク（ＳＦＢ）の多相実装を使用する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機を示す図である。
【図３０】図２９のＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機で使用されるＯＦＤＭ送信モジュールの例示的なブロック図である。
【図３１】解析フィルタバンク（ＡＦＢ）の多相実装を使用する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機の図である。
【図３２】図３１のＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機で使用されるＯＦＤＭ受信モジュールの例示的なブロック図である。
【図３３】ＡＦＢにおける時変フィルタ（time-varying filter）の例示的なブロック図である。
【図３４】例示的なリソースブロックシングルキャリア変調（ＲＢ−ＳＣＭ）送信モジュールの図である。
【図３５】例示的なリソースブロックシングルキャリア変調（ＲＢ−ＳＣＭ）受信モジュールの図である。
【図３６】一実施形態による、個々にプリコーディングされるＯＦＤＭ（Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭ）送受信機の例示的な構造のブロック図である。
【図３７】ＲＢ毎プリコーディング送信処理モジュールのブロック図である。
【図３８】ＲＢ毎プリコーディング受信処理モジュールのブロック図である。
【図３９】例示的な、均一な（uniform）リソースブロックベースのプリコーディングされるＯＦＤＭ（Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）構造のブロック図である。
【図４０】図７の送信機に対応する選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）、または部分送信シーケンス（ＰＴＳ）を使用する、例示的なＲＢに基づくＭＣＭ受信機のブロック図である。
【図４１】例示的なタイプＩＩＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュールのブロック図である。
【図４２】例示的なタイプＩＩＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュールのブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００１０】
図１Ａは、１または複数の開示された実施形態が実施されてもよい例示的な通信システム１００の図である。通信システム１００は、複数の無線ユーザに、音声、データ、ビデオ、メッセージング、ブロードキャストなどのコンテンツを提供する多元アクセスシステムとすることができる。通信システム１００は、複数の無線ユーザが、無線帯域幅を含むシステムリソースの共用を介してこのようなコンテンツにアクセスすることを可能にする。例えば、通信システム１００は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、直交ＦＤＭＡ（ＯＦＤＭＡ）、およびシングルキャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）などの１または複数のチャネルアクセス方法を使用することができる。
【００１１】
図１Ａで示すように、通信システム１００は、無線送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄ、無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）１０４、コアネットワーク１０６、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）１０８、インターネット１１０、および他のネットワーク１１２を含むことができるが、開示される実施形態は、任意の数のＷＴＲＵ、基地局、ネットワーク、および／またはネットワーク要素を意図していることが理解されよう。ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのそれぞれは、無線環境で動作し、かつ／または通信するように構成された任意のタイプのデバイスとすることができる。例として、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、無線信号を送信および／または受信するように構成されてもよく、かつユーザ機器（ＵＥ）、移動局、固定もしくは移動加入者ユニット、ページャ、セルラ電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、スマートフォン、ラップトップ、ネットブック、パーソナルコンピュータ、無線センサ、および家庭用電子機器などを含むことができる。
【００１２】
通信システム１００はまた、基地局１１４ａおよび基地局１１４ｂを含むことができる。基地局１１４ａ、１１４ｂのそれぞれは、コアネットワーク１０６、インターネット１１０、および／または他のネットワーク１１２など、１または複数の通信ネットワークへのアクセスを促進するために、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのうちの少なくとも１つと無線でインターフェースをとるように構成された任意のタイプのデバイスとすることができる。例として、基地局１１４ａ、１１４ｂは、送受信機基地局（ＢＴＳ）、ＮｏｄｅＢ、ｅＮｏｄｅＢ、ホームＮｏｄｅＢ、ホームｅＮｏｄｅＢ、サイトコントローラ、アクセスポイント（ＡＰ）、および無線ルータなどとすることができる。基地局１１４ａ、１１４ｂは、それぞれ単一の要素として示されているが、基地局１１４ａ、１１４ｂは、任意の数の相互接続された基地局および／またはネットワーク要素を含み得ることが理解されよう。
【００１３】
基地局１１４ａは、ＲＡＮ１０４の一部とすることができ、それはまた、他の基地局、および／または基地局コントローラ（ＢＳＣ）、無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）、中継ノードなどのネットワーク要素（図示せず）を含むことができる。基地局１１４ａおよび／または基地局１１４ｂは、セル（図示せず）と称されることがある特定の地理的領域内で無線信号を送信および／または受信するように構成されてもよい。セルは、セルセクタへとさらに分割されてもよい。例えば、基地局１１４ａに関連付けられるセルは、３つのセクタへと分割されてもよい。したがって、一実施形態では、基地局１１４ａは、３つの送受信機、すなわち、セルの各セクタに対して１つを含むことができる。他の実施形態では、基地局１１４ａは、多入力多出力（ＭＩＭＯ）技術を使用することができ、したがって、セルの各セクタに対して複数の送受信機を使用することができる。
【００１４】
基地局１１４ａ、１１４ｂは、任意の適切な無線通信リンク（例えば、無線周波数（ＲＦ）、マイクロ波、赤外線（ＩＲ）、紫外線（ＵＶ）、可視光など）とすることができる無線インターフェース１１６を介して、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの１または複数のものと通信することができる。無線インターフェース１１６は、任意の適切な無線アクセス技術（ＲＡＴ）を使用して確立されてもよい。
【００１５】
より具体的には、上記で述べたように、通信システム１００は、多元アクセスシステムとすることができ、またＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ、およびＳＣ−ＦＤＭＡなどの１または複数のチャネルアクセススキームを使用することができる。例えば、ＲＡＮ１０４における基地局１１４ａ、およびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、ユニバーサルモバイル電気通信システム（ＵＭＴＳ）地上無線アクセス（ＵＴＲＡ）などの無線技術を実装することができ、それは、広帯域ＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）を使用して無線インターフェース１１６を確立することができる。ＷＣＤＭＡは、高速パケットアクセス（ＨＳＰＡ）、および／または進化型ＨＳＰＡ（ＨＳＰＡ＋）などの通信プロトコルを含むことができる。ＨＳＰＡは、高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）および／または高速アップリンクパケットアクセス（ＨＳＵＰＡ）を含むことができる。
【００１６】
他の実施形態では、基地局１１４ａ、およびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、進化したＵＭＴＳ地上無線アクセス（Ｅ−ＵＴＲＡ）などの無線技術を実装することができ、それは、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）、および／またはＬＴＥアドバンスト（ＬＴＥ−Ａ）を使用して無線インターフェース１１６を確立することができる。
【００１７】
他の実施形態では、基地局１１４ａ、およびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、ＩＥＥＥ８０２．１６（すなわち、Ｗｏｒｌｄｗｉｄｅ  Ｉｎｔｅｒｏｐｅｒａｂｉｌｉｔｙ  ｆｏｒ  Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ  Ａｃｃｅｓｓ（ＷｉＭＡＸ））、ＣＤＭＡ２０００、ＣＤＭＡ２０００  １Ｘ、ＣＤＭＡ２０００  ＥＶ−ＤＯ、Ｉｎｔｅｒｉｍ  Ｓｔａｎｄａｒｄ  ２０００（ＩＳ−２０００）、Ｉｎｔｅｒｉｍ  Ｓｔａｎｄａｒｄ  ９５（ＩＳ−９５）、Ｉｎｔｅｒｉｍ  Ｓｔａｎｄａｒｄ  ８５６（ＩＳ−８５６）、Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ（ＧＳＭ（登録商標））、Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｄａｔａ  ｒａｔｅｓ  ｆｏｒ  ＧＳＭ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ（ＥＤＧＥ）、およびＧＳＭ  ＥＤＧＥ（ＧＥＲＡＮ）などの無線技術を実施することができる。
【００１８】
図１Ａの基地局１１４ｂは、例えば、無線ルータ、ホームＮｏｄｅＢ、ホームｅＮｏｄｅＢ、またはアクセスポイントとすることができ、また職場、家庭、車両、および構内などの局所化されたエリアにおいて、無線接続を促進するために任意の適切なＲＡＴを使用することができる。一実施形態では、基地局１１４ｂおよびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）を確立するために、ＩＥＥＥ８０２．１１などの無線技術を実施することができる。他の実施形態では、基地局１１４ｂ、およびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、無線パーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）を確立するために、ＩＥＥＥ８０２．１５などの無線技術を実装することができる。さらに他の実施形態では、基地局１１４ｂ、およびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、ピコセルまたはフェムトセルを確立するために、セルラベースのＲＡＴ（例えば、ＷＣＤＭＡ（登録商標）、ＣＤＭＡ２０００、ＧＳＭ、ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａなど）を利用することができる。図１Ａで示すように、基地局１１４ｂは、インターネット１１０への直接接続を有することができる。したがって、基地局１１４ｂは、コアネットワーク１０６を介してインターネット１１０にアクセスする必要がない。
【００１９】
ＲＡＮ１０４は、コアネットワーク１０６と通信することができ、それは、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの１または複数に対して、音声、データ、アプリケーション、および／またはボイスオーバインターネットプロトコル（ＶｏＩＰ）サービスを提供するように構成された任意タイプのネットワークとすることができる。例えば、コアネットワーク１０６は、呼制御、課金サービス、ロケーションベースサービス、プリペイドコーリング、インターネット接続、ビデオ配信などを提供し、および／またはユーザ認証などの高レベルのセキュリティ機能を実行することができる。図１Ａで示されていないが、ＲＡＮ１０４および／またはコアネットワーク１０６は、ＲＡＮ１０４と同一のＲＡＴを使用する、または異なるＲＡＴを使用する他のＲＡＮと直接または間接的に通信できることが理解されよう。例えば、Ｅ−ＵＴＲＡ無線技術を使用しているＲＡＮ１０４に接続されるのに加えて、コアネットワーク１０６はまた、ＧＳＭ無線技術を使用する他のＲＡＮ（図示せず）と通信することができる。
【００２０】
コアネットワーク１０６はまた、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄが、ＰＳＴＮ１０８、インターネット１１０、および／または他のネットワーク１１２にアクセスするためのゲートウェイとして機能することができる。ＰＳＴＮ１０８は、基本電話サービス（ＰＯＴＳ）を提供する回線交換電話網を含むことができる。インターネット１１０は、ＴＣＰ／ＩＰインターネットプロトコル群における伝送制御プロトコル（ＴＣＰ）、ユーザデータグラムプロトコル（ＵＤＰ）、およびインターネットプロトコル（ＩＰ）などの共通通信プロトコルを使用する相互接続されたコンピュータネットワークおよびデバイスのグローバルシステムを含むことができる。ネットワーク１１２は、他のサービスプロバイダにより所有および／または運用される有線もしくは無線通信ネットワークを含むことができる。例えば、ネットワーク１１２は、ＲＡＮ１０４と同一のＲＡＴを使用する、または異なるＲＡＴを使用することのできる、１または複数のＲＡＮに接続された他のコアネットワークを含むことができる。
【００２１】
通信システム１００におけるＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの一部またはすべては、マルチモード能力を含むことができる、すなわち、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、異なる無線リンクを介して異なる無線ネットワークと通信するための複数の送受信機を含むことができる。例えば、図１Ａで示されるＷＴＲＵ１０２ｃは、セルラベースの無線技術を使用できる基地局１１４ａと、かつＩＥＥＥ８０２無線技術を使用できる基地局１１４ｂと通信するように構成されてもよい。
【００２２】
図１Ｂは、例示的なＷＴＲＵ１０２のシステム図である。図１Ｂで示すように、ＷＴＲＵ１０２は、プロセッサ１１８、送受信機１２０、送受信要素１２２、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、ディスプレイ／タッチパッド１２８、着脱不能メモリ１３０、着脱可能メモリ１３２、電源１３４、全地球測位システム（ＧＰＳ）チップセット１３６、および他の周辺装置１３８を含むことができる。ＷＴＲＵ１０２は、実施形態との一貫性を維持しながら、前述の要素の任意の下位の組合せを含んでもよいことが理解されよう。
【００２３】
プロセッサ１１８は、汎用プロセッサ、専用プロセッサ、従来型プロセッサ、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアに関連付けられた１または複数のマイクロプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）回路、任意の他のタイプの集積回路（ＩＣ）、および状態マシンなどとすることができる。プロセッサ１１８は、信号符号化、データ処理、電力制御、入出力処理、および／またはＷＴＲＵ１０２が無線環境で動作することを可能にする任意の他の機能を実施することができる。プロセッサ１１８は、送受信要素１２２に結合することができる送受信機１２０に結合されてもよい。図１Ｂは、プロセッサ１１８および送受信機１２０を別々の構成要素として示しているが、プロセッサ１１８および送受信機１２０は、電子パッケージもしくはチップ内に共に統合されてもよいことが理解されよう。
【００２４】
送受信要素１２２は、無線インターフェース１１６を介して、基地局（例えば、基地局１１４ａ）に信号を送信し、またはそこから信号を受信するように構成されてもよい。例えば、一実施形態では、送受信要素１２２は、ＲＦ信号を送信および／または受信するように構成されたアンテナとすることができる。他の実施形態では、送受信要素１２２は、例えば、ＩＲ、ＵＶ、または可視光信号を送信し、かつ／または受信するように構成された放出器／検出器とすることができる。さらに他の実施形態では、送受信要素１２２は、ＲＦ信号と光信号を共に送信および受信するように構成されてもよい。送受信要素１２２は、無線信号の任意の組合せを送信し、かつ／または受信するように構成されてもよいことが理解されよう。
【００２５】
さらに送受信要素１２２は、図１Ｂで単一の要素として示されているが、ＷＴＲＵ１０２は、任意の数の送受信要素１２２を含むことができる。より具体的には、ＷＴＲＵ１０２は、ＭＩＭＯ技術を使用することができる。したがって、一実施形態では、ＷＴＲＵ１０２は、無線インターフェース１１６を介して無線信号を送信および受信するために、２つ以上の送受信要素１２２（例えば、複数のアンテナ）を含むことができる。
【００２６】
送受信機１２０は、送受信要素１２２により送信される信号を変調し、かつ送受信要素１２２により受信される信号を復調するように構成されてもよい。上記で述べたように、ＷＴＲＵ１０２は、マルチモード能力を有することができる。したがって、送受信機１２０は、例えば、ＵＴＲＡおよびＩＥＥＥ８０２．１１などの複数のＲＡＴにより、ＷＴＲＵ１０２が通信することを可能にする複数の送受信機を含むことができる。
【００２７】
ＷＴＲＵ１０２のプロセッサ１１８は、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、および／またはディスプレイ／タッチパッド１２８（例えば、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）ディスプレイユニット、または有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）ディスプレイユニット）に結合され、かつそこからユーザ入力データを受信することができる。プロセッサ１１８はまた、ユーザデータを、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、および／またはディスプレイ／タッチパッド１２８に出力することができる。さらに、プロセッサ１１８は、着脱不能メモリ１３０、および／または着脱可能メモリ１３２などの任意のタイプの適切なメモリに情報をアクセスし、かつそれらにデータを記憶することができる。着脱不能メモリ１３０は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、リードオンリメモリ（ＲＯＭ）、ハードディスク、または任意の他のタイプのメモリ記憶デバイスを含むことができる。着脱可能メモリ１３２は、加入者識別モジュール（ＳＩＭ）カード、メモリスティック、およびセキュアデジタル（ＳＤ）メモリカードなどを含むことができる。他の実施形態では、プロセッサ１１８は、サーバ上、またはホームコンピュータ（図示せず）上など、ＷＴＲＵ１０２上に物理的に位置していないメモリに情報をアクセスし、かつそれらにデータを記憶することができる。
【００２８】
プロセッサ１１８は、電源１３４から電力を受け取ることができ、またＷＴＲＵ１０２の他の構成要素に電力を分配および／または制御するように構成されてもよい。電源１３４は、ＷＴＲＵ１０２に電力を与えるための任意の適切なデバイスとすることができる。例えば、電源１３４は、１または複数の乾電池（例えば、ニッケルカドミウム（ＮｉＣｄ）、ニッケル亜鉛（ＮｉＺｎ）、ニッケル水素（ＮｉＭＨ）、リチウムイオン（Ｌｉ−ｉｏｎ）など）、太陽電池、燃料電池、および同様のものを含むことができる。
【００２９】
プロセッサ１１８はまた、ＷＴＲＵ１０２の現在位置に関する位置情報（例えば、経度および緯度）を提供するように構成することができるＧＰＳチップセット１３６に結合されてもよい。ＧＰＳチップセット１３６からの情報に加えて、またはそれに代えて、ＷＴＲＵ１０２は、基地局（例えば、基地局１１４ａ、１１４ｂ）から無線インターフェース１１６を介して位置情報を受信し、および／または２つ以上の近くの基地局から受信される信号のタイミングに基づいて、その位置を決定することができる。ＷＴＲＵ１０２は、実施形態との一貫性を維持しながら、任意の適切な位置決定法により、位置情報を取得できることが理解されよう。
【００３０】
プロセッサ１１８は、さらなる特徴、機能、および／または有線もしくは無線接続性を提供する１または複数のソフトウェアおよび／またはハードウェアモジュールを含むことのできる他の周辺装置１３８にさらに結合されてもよい。例えば、周辺装置１３８は、加速度計、電子コンパス、衛星送受信機、デジタルカメラ（写真またはビデオ用）、ユニバーサルシリアルバス（ＵＳＢ）ポート、振動デバイス、テレビジョン送受信機、手を使用しないヘッドセット、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）モジュール、周波数変調（ＦＭ）無線ユニット、デジタルミュージックプレイヤ、メディアプレイヤ、ビデオゲームプレイヤモジュール、およびインターネットブラウザなどを含むことができる。
【００３１】
図１Ｃは、実施形態による、ＲＡＮ１０４およびコアネットワーク１０６のシステム図である。上記で述べたように、ＲＡＮ１０４は、無線インターフェース１１６を介してＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと通信するためにＥ−ＵＴＲＡ無線技術を使用することができる。ＲＡＮ１０４はまた、コアネットワーク１０６と通信することができる。
【００３２】
ＲＡＮ１０４は、ｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃを含むことができるが、ＲＡＮ１０４は、実施形態との一貫性を維持しながら、任意の数のｅＮｏｄｅＢを含み得ることが理解されよう。ｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、それぞれ、無線インターフェース１１６を介してＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと通信するために、１または複数の送受信機を含むことができる。一実施形態では、ｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、ＭＩＭＯ技術を実施することができる。したがって、例えば、ｅＮｏｄｅＢ１４０ａは複数のアンテナを使用して、ＷＴＲＵ１０２ａに無線信号を送信し、かつそこから無線信号を受信することができる。
【００３３】
ｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃのそれぞれは、特定のセル（図示せず）に関連付けられ、無線リソース管理決定、ハンドオーバ決定、アップリンクおよび／またはダウンリンクにおけるユーザのスケジューリングなどを処理するように構成されてもよい。図１Ｃで示されるように、ｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、Ｘ２インターフェースを介して相互に通信することができる。
【００３４】
図１Ｃで示されるコアネットワーク１０６は、モビリティ管理エンティティゲートウェイ（ＭＭＥ）１４２、サービングゲートウェイ１４４、およびパケットデータネットワーク（ＰＤＮ）ゲートウェイ１４６を含むことができる。前述の要素のそれぞれは、コアネットワーク１０６の一部として示されているが、これらの要素のいずれか１つは、コアネットワークオペレータ以外のエンティティにより所有および／または動作されてもよいことが理解されよう。
【００３５】
ＭＭＥ１４２は、Ｓ１インターフェースを介してＲＡＮ１０４のｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃのそれぞれに接続され、かつ制御ノードとして機能することができる。例えば、ＭＭＥ１４２は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのユーザ認証、ベアラ活性化／非活性化、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃの初期アタッチの間での特定のサービングゲートウェイの選択などを扱うことができる。ＭＭＥ１４２はまた、ＲＡＮ１０４と、ＧＳＭもしくはＷＣＤＭＡなどの他の無線技術を使用する他のＲＡＮ（図示せず）との間を切り換えるための制御プレーン機能を提供することもできる。
【００３６】
サービングゲートウェイ１４４は、Ｓ１インターフェースを介してＲＡＮ１０４のｅＮｏｄｅＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃのそれぞれに接続されてもよい。サービングゲートウェイ１４４は、概して、ユーザデータパケットをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃとの間でルーティングおよび転送することができる。サービングゲートウェイ１４４はまた、ｅＮｏｄｅＢ間ハンドオーバの間にユーザプレーンをアンカリングすること、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにダウンリンクデータが利用可能であるとき、ページングをトリガすること、ならびにＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのコンテキストを管理および記憶すること、などの他の機能を実行することができる。
【００３７】
サービングゲートウェイ１４４はまた、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃとＩＰ対応デバイスとの間で通信を促進するために、インターネット１１０などのパケット交換ネットワークへのアクセスをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに提供することができるＰＤＮゲートウェイ１４６に接続されてもよい。
【００３８】
コアネットワーク１０６は、他のネットワークとの通信を促進することができる。例えば、コアネットワーク１０６は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと従来の陸線通信デバイスとの間の通信を促進するために、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに、ＰＳＴＮ１０８などの回線交換網へのアクセスを提供することができる。例えば、コアネットワーク１０６は、コアネットワーク１０６とＰＳＴＮ１０８との間のインターフェースとして機能するＩＰゲートウェイ（例えば、ＩＰマルチメディアサブシステム（ＩＭＳ）サーバ）を含むことができ、またはそれと通信することができる。さらに、コアネットワーク１０６は、他のサービスプロバイダにより所有および／または動作される他の有線もしくは無線ネットワークを含むことができるネットワーク１１２へのアクセスを、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに提供することができる。
【００３９】
フィルタリングＯＦＤＭ（Ｆ−ＯＦＤＭ）は、ＣＰ−ＯＦＤＭベースのシステムのＯＯＢＥに対処するために、ＯＦＤＭ変調器の後にデジタルベースバンドフィルタを使用する。整合フィルタが受信機側に追加されてもよい。概して、Ｆ−ＯＦＤＭは、固定されたスペクトル帯域幅を有する無線通信システムに対して、ＯＦＤＭ信号のＯＯＢＥを低減することができる。それは、サンプルレート送信フィルタリング（sample rate transmit filtering）が計算上の複雑さを増加させることになる事実に関わらず、このようなシステムで使用されてもよい。しかし、それが、コグニティブ無線（ＣＲ）システムでは典型的な状況である、周波数領域および時間領域の両方で複数のユーザにより共用される帯域では日和見的に利用可能な不連続チャネルである場合、フィルタリングＯＦＤＭは、有効な解決策ではないことがある。このようなシステムでは、このような周波数が送信フィルタの通過帯域にある場合、事前に定義された送信フィルタは、一定の利用不可能な周波数（スペクトル「ホール」）のエネルギー漏れを適切に低減させることができないことがある。したがって、Ｆ−ＯＦＤＭは、アジャイルスペクトルでの無線通信システム（すなわち、送信スペクトルが、様々なサイズの起こりえる動的に変化する周波数帯域を有する不連続なものである場合）に対して、適切ではないことがある。
【００４０】
Ｆ−ＯＦＤＭに加えて、不連続なＯＦＤＭ（ＮＣ−ＯＦＤＭ）（すなわち、スペクトルアジャイルシステムを目的とする不連続の、アクティブなサブキャリア割当てでのＯＦＤＭ）に対するいくつかの他のサイドローブ抑制技術が使用されてもよい。これらのサイドローブ抑制技術は、ガードサブキャリア（ＧＳ：guard subcarriers）、ウィンドウ化（windowing）、適応シンボル遷移（ＡＳＴ：adaptive symbol transition）、コンスタレーション拡張（ＣＥ：constellation expansion）、キャンセレーションキャリア（ＣＣ：cancellation carriers）、サブキャリア重み付け（ＳＷ：subcarriers weighting）、複数選択シーケンス（ＭＣＳ：multiple-choice sequences）、多項式キャンセレーションコーディング（ＰＣＣ：polynomial cancellation coding）、スペクトルプリコーディング（ＳＰ）、拡張されたアクティブ干渉キャンセレーション（ＥＡＩＣ：extended active interference cancellation）、部分応答シグナリング（ＰＲＳ：partial response signaling）、Ｎ連続ＯＦＤＭ（ＮＣ）、および電力割当てスキームを含む。これらの技術は、スペクトルアジャイルシステムに対してＯＯＢＥを低減させることができる。しかし、これらの技術は、増加したピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）、高い計算上の複雑さ、帯域内歪みに起因するスループットの減少などの欠点を有することがある。さらに、これらの技術は、高次の変調には適していないことがある。
【００４１】
フィルタバンクマルチキャリア（ＦＢＭＣ：filter bank multicarrier）変調技術が、連続スペクトルと不連続スペクトルとの両方で、大きなＯＯＢＥの欠点を克服するために使用されてもよい。フィルタバンクマルチキャリアは、各サブキャリア（またはトーン）に適用するプロトタイプフィルタが、シンボル間干渉（ＩＳＩ）、キャリア間干渉（ＩＣＩ）、および／またはストップバンドエネルギーを最小化するなど、一定の目標を達成するように設計されるＭＣＭ技術のファミリーである。ＯＦＤＭは、その時間領域プロトタイプフィルタが、単純な方形パルスであるＦＢＭＣのタイプであると見なされてもよい。他のＦＢＭＣ変調技術は、その期間が概してシンボル期間よりも大きい、送信および受信プロトタイプフィルタを使用する。したがって、ＦＢＭＣでは、連続するデータシンボルは時間領域で重複する。ＯＦＤＭで使用される方形パルス以外のプロトタイプフィルタを選択することにより、サイドローブのピークが低減されてもよい。その結果、ＦＢＭＣは、サブバンドの良好なスペクトル整形を提供することができる。ＦＢＭＣでは、時間および周波数における直交性が維持される。考慮されているＦＢＭＣの１つは、フィルタリングマルチトーン変調（ＦＭＴ：filtered multi-tone modulation）である。ＦＭＴは、サブキャリア間で直交性を維持するためにガードバンドを使用する。したがって、ＦＭＴは、スペクトル効率損失を代償としてＯＯＢＥを低減させる。
【００４２】
検討されてきた別のＦＭＢＣは、ＯＦＤＭオフセット直交振幅変調（ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭ）である。ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭでは、高いスペクトル効率を達成するために、信号のサブキャリアが互いに重複する。ＯＦＤＭとは異なり、直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルの実数部および虚数部は、２倍（２ｘ）のシンボルレートで別々に処理される。単純なワンタップＦＤＥは、マルチパスチャネルが短い遅延拡散を有するとき、ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭに対して十分であり得るが、ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭは、チャネルが長い遅延拡散を有するとき、大きなスループット劣化を受ける。長い遅延拡散を有するチャネルに関しては、より高度なマルチタップ等化器が必要とされ、複雑さの大きな増加をもたらすことがある。これにもかかわらず、ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭは、室内環境など、比較的短い遅延拡散を有するチャネルに対してコグニティブ無線およびスペクトルアジャイルシステムに使用されてもよい。しかし、ＯＦＤＭ−ＯＱＡＭは、他のＯＦＤＭベースのＭＣＭよりもはるかに高い待ち時間を有しており、それが、ＷｉＦｉなどいくつかの実用システムでのその使用を制限する。
【００４３】
時間および周波数における直交性は、波形の設計自由度を低下させることがある。非直交ＭＣＭが検討されてきた。非直交ＭＣＭの例は、非直交周波数分割多重（ＮＯＦＤＭ）、および不連続ＮＯＦＤＭ（ＮＣ−ＮＯＦＤＭ）、スペクトルアジャイルシステムに対するそのバージョンである。ＮＯＦＤＭでは、時間および周波数における信号の重複は、時間−周波数グリッド密度を高くする。送信機−受信機パルスのペアを適正に設計することにより、ＮＯＦＤＭで低ＯＯＢＥが達成されてもよい。さらに、周波数領域における信号の重複に起因して、スペクトルがより効率的に利用されてもよい。しかし、ＮＯＦＤＭにおけるパルス整形は、ＰＡＰＲを大幅に増加させる。さらにＮＯＦＤＭにおけるフィルタリングおよびＩＳＩ／ＩＣＩキャンセレーションは、ＯＦＤＭと比較して高い複雑さの増加を生じさせる。
【００４４】
非直交ＭＣＭの別の例は、汎用周波数分割多重（ＧＦＤＭ：generalized frequency division multiplexing）である。ＧＦＤＭは、デジタル領域で実現されるパラレルシングルキャリアＣＰシステムである。ＣＰはワンタップＦＤＥを有効にするために使用される。各サブキャリアは、送信フィルタと受信フィルタのペアを有する。サブキャリア間でＩＣＩが存在する。ＩＣＩキャンセレーションは高い複雑さを生じさせる。したがって、ＧＦＤＭは、サブキャリア間で、直交性を失うことに起因する帯域内性能損失を受けることになり得る。
【００４５】
良好なスペクトル抑制（containment）に対する前述のＭＣＭおよびサイドローブ抑制技術は、ＯＦＤＭの共通の欠点である低エネルギー効率を共有する。送信された信号のこれらのＭＣＭの大きなＰＡＰＲは、電力増幅器（ＰＡ）が大きな線形範囲を有することが必要になる。そうでなければ、非線形性は、大きな帯域外放射、および大きなビットエラーレート（ＢＥＲ）を生じさせることがある信号歪みを生じさせることがある。
【００４６】
この問題を解決するために、いくつかのＰＡＰＲ低減方法が検討されてきた。これらのＰＡＰＲ低減方法は、概して、２つのグループ、すなわち、信号スクランブル技術、および信号歪み技術に分類されることがある。信号スクランブル技術は、ＰＡＰＲを減少させるためにスクランブルを実行する技術のすべてのバリエーションを含む。これらの信号スクランブル技術は、コード化、インターリーブ、選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）、部分送信シーケンス（ＰＴＳ）、トーンリザベーション（tone reservation）、トーン注入（tone injection）などを含むことができる。信号スクランブル技術に対して、サイド情報（side information）が必要とされ、それにより、冗長性が導入されて、有効なスループットが低減される。信号歪み技術は、信号を直接歪ませることにより、高ピークを低減させることができる。これらの信号歪み技術は、クリッピングおよびフィルタリング、コンパンディング（companding）などを含む。しかし、ＯＯＢＥは、ＭＣＭ信号がＰＡ非線形性に影響を受けやすい場合、信号歪みに起因して増加することがある。
【００４７】
日和見的に利用可能な不連続スペクトルリソースを、他のユーザと共用することが可能なスペクトルアジャイルシステムに対する進化した波形が必要とされている。このような波形の特性は、低ＯＯＢＥ、低帯域内歪み、低い複雑性、低待ち時間、低ＰＡＰＲ、周波数およびタイミング非同期に対するロバスト性、ＰＡ非線形性に対するロバスト性などを含むはずである。ＬＴＥおよびＷｉＦｉ（８０２．１１ｘ）などの様々な実用システムに関して、進化した波形は、システム要件を満たすために、前述の基準間で異なるトレードオフとなるようにチューニングされてもよい（設計パラメータを変えることにより）。
【００４８】
本明細書で開示される実施形態は、ＬＴＥ、ＷｉＭＡＸ、８０２．１１ｘ、８０２．１５ｘなど、およびコグニティブ無線システムなど、マルチキャリア変調ベースのシステムに適用可能である。
【００４９】
フィルタバンクマルチキャリア（ＦＢＭＣ）変調では、サブキャリア外放出が、サブキャリアベースでフィルタリングすることにより低減される。マルチキャリア変調方式に基づく多重アクセスシステムでは、各周波数リソースは、いくつかのサブキャリアのいくつかのグループ、またはリソースブロック（ＲＢ）（例えば、ＬＴＥにおける１つのリソースブロックとして１２個のサブキャリア）へと分割されてもよい。ユーザに割り当てられるリソースの量は、これらのＲＢの数に基づいている。リソースの最小の粒度は、単一のサブキャリアではなく、サブキャリアのグループである。ＲＢの概念は、サブキャリアのグループとして一般化されることがあり、その場合、ＲＢサイズ（すなわち、サブキャリアの数）は、様々なＲＢに対して変化することがある。図２Ａで示されるように、不連続なスペクトルは、同一のサイズのＲＢ２０２ａ、２０２ｂ、２０２ｃ、・・・、２０２ｎ、２０２ｎ＋１へと分割されてもよい。あるいは、図２Ｂで示されるように、不連続なスペクトルは、異なるサイズのＲＢ２０４、２０６へと分割されてもよい。当業者であれば、任意の数のＲＢが使用されてもよいこと、ならびに図２Ａおよび図２Ｂで示されたＲＢは、読者の便宜のためのものであることを理解されることに留意されたい。言い換えると、図２Ａおよび図２Ｂで示されたものよりも少ない、または多いＲＢが使用されてもよい。マルチキャリア変調方式に基づく多重アクセスシステムにおいて、周波数リソースは複数のＲＢへと分割されているので、波形は、ＲＢ外放出を低減してＯＯＢＥを最小化するように設計されてもよい。
【００５０】
このようなＲＢに基づく波形の一実施形態では、図３のフローチャートで表されるように、利用可能なスペクトル（連続または不連続）は、複数のＲＢへと分割され（ブロック３０１）、ベースバンドＭＣＭ方式が、あるタイプのスペクトル漏れ低減技術で各ＲＢに適用され（ブロック３０２）、各ＲＢに対して周波数シフト（ＲＢ変調）が適用されて、信号を、ベースバンドからそのＲＢの周波数帯域に変調する（ブロック３０３）。各ＲＢに対する信号電力は、チャネルのフェーディングに対処するために、または隣接チャネルへの干渉を制御するために異なってもよい。
【００５１】
図４は、一実施形態による、例示的なＲＢに基づくＭＣＭ送信機４００の構成のブロック図である。図４を参照すると、入力シンボル４０５は、シリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器４１０においてＮリソースブロック４１５ａ、４１５ｂ、・・・、４１５ｋへと分割される。入力シンボル４０５はＱＡＭ変調されてもよい。ＲＢ−ＭＣＭユニット４２０ａ、４２０ｂ、・・・、４２０ｋにおいて、あるタイプのスペクトル漏れ低減技術で、ベースバンドマルチキャリア変調（ＭＣＭ）方式が、各リソースブロック４１５ａ、４１５ｂ、・・・、４１５ｋに適用されて、ＲＢ毎信号を生成させる。ＲＢ変調ユニット４２５ａ、４２５ｂ、・・・、４２５ｋにおいて、ＲＢ毎信号のそれぞれに対して周波数シフト（ＲＢ変調）が適用されて、ＲＢ毎信号をベースバンドから、各ＲＢの周波数帯域へと変調し、ＲＢごとに変調された信号を出力する。各ＲＢに対する信号電力は、チャネルのフェーディングに対処するために、または隣接チャネルへの干渉を制御するために、異なってもよい。その結果、各ＲＢの信号電力が、混合器４３０ａ、４３０ｂ、・・・、４３０ｋにおいて、電力係数（power factor）λkで乗算されて、ＲＢ毎各信号の電力を増減することができる。ｆRB、kは、ｋ番目のＲＢの中心周波数を表しており、またλkはｋ番目のＲＢの電力の平方根である。混合器４３０ａ、４３０ｂ、・・・、４３０ｋにおける電力係数λkによる乗算は、ＲＢ−ＭＣＭユニット４２０ａ、４２０ｂ、・・・、４２０ｋにおけるベースバンドマルチキャリア変調方式を適用する前に行うことができる、ＲＢ−ＭＣＭユニット４２０ａ、４２０ｂ、・・・、４２０ｋにおいてベースバンドマルチキャリア変調方式を適用した後に、ただし、ＲＢ変調ユニット４２５ａ、４２５ｂ、・・・、４２５ｋにおけるＲＢ変調の前に行うことができ、または図４で示すように、ＲＢ変調ユニット４２５ａ、４２５ｂ、・・・、４２５ｋにおいてＲＢ変調を行った後に実施することができることに留意されたい。ＲＢ毎変調信号は、次いで、合計（sum）ユニット４３５において合計されて、アンテナ４４５を介して送信するために、電力増幅器（ＰＡ）で増幅されてもよい送信信号を形成することができる。
【００５２】
図４のＲＢに基づくＭＣＭ送信機の実装形態では、単一のＲＢ−ＭＣＭモジュール５５０が使用されて、高レートですべてのＲＢに対するＲＢ毎変調信号を生成することができる。図５は、単一のＲＢ−ＭＣＭモジュール５５０を再使用するＲＢに基づくＭＣＭ送信機５００のブロック図である。ＲＢ−ＭＣＭモジュール５５０は、ＭＣＭおよびＲＢ変調演算を実行して、高レートですべてのＲＢに対するＲＢ毎変調信号を生成することができる。図５を参照すると、ＱＡＭ変調されてもよい入力シンボル５０５が、シリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器５１０においてＮ  ＲＢ５１５ａ・・・、５１５ｋへと分割され、かつＲＢ−ＭＣＭモジュール５５０への入力のために、マルチプレクサ（ＭＵＸ）５１７により選択される。ＲＢ−ＭＣＭモジュールは、あるタイプのスペクトル漏れ低減技術で、各選択されたリソースブロック５１５ａ、・・・、５１５ｋにベースバンドＭＣＭ方式を適用するＲＢ−ＭＣＭユニット５２０と、ＲＢ毎信号をベースバンドから各ＲＢの周波数帯域へと変調するＲＢ変調ユニット５２５と、各ＲＢの信号電力を電力係数λkで乗算してＲＢ毎各信号の電力を増減する混合器５３０とを備える。ｆRB、kは、ｋ番目のＲＢの中心周波数を表しており、またλkはｋ番目のＲＢの電力の平方根である。混合器５３０における電力係数λkによる乗算は、ＲＢ−ＭＣＭユニット５２０でベースバンドマルチキャリア変調方式を適用する前に行うことができ、ＲＢ−ＭＣＭユニット５２０でベースバンドマルチキャリア変調方式を適用した後に、ただし、ＲＢ変調ユニット５２５におけるＲＢ変調の前に行うことができる、または図５で示すように、ＲＢ変調ユニット５２５でＲＢ変調を行った後に実施することができる。デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）５３２は、ＲＢ毎各変調信号をそれぞれ出力する。処理は、Ｎ  ＲＢ５１５ａ、・・・、５１５ｋのそれぞれに対して反復される。ＤＭＵＸ５３２により出力されたＲＢ毎変調信号のそれぞれは、次いで、合計ユニット５３５において共に合計されて、アンテナ５４５を介して送信するためにＰＡ５４０で増幅されてもよい送信信号を形成する。
【００５３】
図６は、図４で示されたＲＢに基づくＭＣＭ送信機４００に対応する例示的なＲＢに基づくＭＣＭ受信機６００のブロック図である。図６を参照すると、信号は、広帯域無線周波数（ＲＦ）フロントエンドユニット６１０に接続されたアンテナ６０５により受信され、フロントエンドユニット６１０は、全部の受信されたベースバンド信号を、各ＲＢをそのＲＢの周波数帯域からベースバンド周波数へと復調するＲＢフィルタ６１５ａ、６１５ｂ、・・・、６１５ｋへと出力する。ＲＢフィルタＦRB、kは、ｆRB、kに中心があり、ＮRB、kサブキャリアに等しい帯域幅を有し、ｋ＝１、・・・、Ｋである。マルチキャリア復調（de-MCM）ユニット６２０ａ、６２０ｂ、・・・、６２０ｋにおいて、マルチキャリア復調処理が、フィルタリングされたＲＢ毎信号に適用されてもよい。すべてのＲＢが通るチャネルは、次いで、チャネル推定（ＣＨＥＳＴ）および等化器ユニット６２５ａ、６２５ｂ、・・・、６２５ｋにおいて、復調されたＲＢ毎信号を使用して推定され、かつ等化され、それは、Ｋ個のＲＢ６３０ａ、６３０ｂ、・・・、６３０ｋのすべてに対する推定されたシンボルを出力する。それらの推定されたシンボルは、復調および復号ユニット６３５において復調され、かつ復号されて、復調されたシンボルを出力する。復調ユニットは、信号が送信機側でＱＡＭを使用して変調された場合、ＱＡＭ復調ユニットとすることができる。また、高レート演算受信機構成が使用されてもよいことを理解されたい。このような高レート受信機では、単一のモジュールは、単一のＲＢフィルタ、単一のｄｅ−ＭＣＭユニット、ならびに単一のＣＨＥＳＴおよび等化器ユニットを含むことができる。デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）が、ＲＢ毎推定されたシンボルを出力するために追加されてもよい。
【００５４】
低帯域内歪み、低ＲＢ外スペクトル漏れ、低待ち時間、および低複雑さは、ＲＢ−ＭＣＭユニット４２０ａ、４２０ｂ、・・・、４２０ｋ、５２０、７２０ａ、７２０ｂ、・・・、７２０ｋに対する設計目標の一部である。低帯域内歪みを達成するために、マルチパスフェーディングに起因するＩＳＩは、ＣＰもしくはシンボル拡張を使用することにより軽減されてもよい。１つのＲＢ内のサブキャリアに対するＩＣＩは、周波数領域変調（例えば、サブキャリア間で直交性を有するＯＦＤＭまたは他のＭＣＭ）、および進化した等化技術により最小化されてもよい。各ＲＢに対して非直交ＭＣＭが使用される場合、１つのＲＢ内のサブキャリアに対するＩＣＩはまた、ＮＯＦＤＭおよびＧＦＤＭのように、非相関またはＩＣＩキャンセレーションにより最小化されてもよい。低ＲＢ外スペクトル漏れを達成するために、スペクトル漏れ低減技術がＲＢ毎信号に適用されてもよく、したがって、異なるＲＢにおけるサブキャリアに対するＩＣＩが最小化され、かつ全体の送信信号に対するＯＯＢＥが最小化される。例えば、このようなスペクトル漏れ低減技術は、時間領域フィルタリング（それはフィルタリングＯＦＤＭと同様のものである）、時間領域ウィンドウ化、スペクトルプリコーディング、またはＯＦＤＭ用の特定のパルス整形を含むことができる。
【００５５】
低い待ち時間および複雑さを達成するために、スペクトル漏れ低減技術により提供される送信信号は、時間および周波数の両方で局所化（localized）されてもよい。例えば、時間領域フィルタリングが使用される場合、フィルタは、シンボル期間と比較して短くてもよい。さらに、各ＲＢの帯域幅が、送信信号の占有された帯域幅と比較して小さいため、低レートのＲＢ毎信号を生成し、次いで、それを高レートにアップコンバートすることにより、全体の複雑さをさらに最小化することができる。
【００５６】
スペクトル漏れ低減でのＲＢ−ＭＣＭに対して、時間領域フィルタリングが使用されてもよい。ＲＢ毎複合データストリームは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）演算を通り、その後にＣＰ挿入および時間領域フィルタリングが行われて、ＲＢ毎信号を生成してもよい。
【００５７】
あるいは、時間領域ウィンドウ化が使用されてもよい。ＲＢ毎複合データストリームは、ＩＦＦＴ演算を通り、その後に時間領域ウィンドウ化およびＣＰ挿入が行われて、ＲＢ毎信号を生成してもよい。ウィンドウ化は、ＲＢに基づく構造に依存しない時間領域の演算ではあるが、ＲＢに基づく構造は、より低いＰＡＰＲを達成するために何らかの設計フレキシビリティを可能にする。
【００５８】
あるいは、スペクトルプリコーディングが使用されてもよい。ＲＢ毎複合データストリームは、ＩＦＦＴ演算およびＣＰ挿入を行う前に、スペクトルプリコーディングを行い、ＲＢ毎信号を生成してもよい。
【００５９】
あるいは、パルス整形が使用されてもよい。特定のパルス整形を行う前に、シンボル拡張がＲＢ毎複合データストリームに適用され、その後にサブキャリア変調を行ってもよい。パルス整形技術は各サブキャリアに基づいて適用され、かつＲＢベースに基づく構造依存しないが、ＲＢに基づく構造は、より低いＰＡＰＲを達成するために何らかの設計フレキシビリティを可能にする。
【００６０】
さらに送信信号が、ＲＢ毎信号の総和であるので、ＲＢに基づく構造は、ＰＡＰＲを低減させるためのさらなる自由度を提供する。比較的小さいＲＢサイズであるため、信号歪みを生ずることなく、コード化技術がＰＡＰＲ低減に使用されてもよい。コード化が、ＰＡＰＲ低減を達成するための有効な方法であることが示されてきているが、コード化設計は、概して、多数のサブキャリアに起因して高い複雑性問題の影響を受ける。ＳＬＭおよびＰＴＳなどの、いくつかのＰＡＰＲ低減技術は、大きなさらなる複雑さを生ずることなく、ＲＢに基づく構造と組み合わされてもよいが、それは、ＲＢ毎信号の数が、システムにおけるサブキャリアの数よりもはるかに少ないためである。
【００６１】
図７は、ＳＬＭまたはＰＴＳを使用するＲＢに基づくＭＣＭ送信機７００の一例のブロック図である。図７を参照すると、図４のＲＢに基づくＭＣＭ送信機４００構成が、位相シフトユニット７３１ａ、７３１ｂ、・・・、７３１ｋを備えるようにわずかに変更されている。図４のＲＢに基づくＭＣＭ送信機４００構成と同様に、ＳＬＭまたはＰＴＳを使用するＲＢに基づくＭＣＭ送信機は、シリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器７１０、ＲＢ−ＭＣＭユニット７２０ａ、７２０ｂ、・・・、７２０ｋ、ＲＢ変調ユニット７２５ａ、７２５ｂ、・・・、７２５ｋ、および混合器７３０ａ、７３０ｂ、・・・、７３０ｋを備えてもよい。ＳＬＭまたはＰＴＳは、位相シフトユニット７３１ａ、７３１ｂ、・・・、７３１ｋにおいて使用されてもよい。図７を参照すると、ＱＡＭ変調することができる入力シンボル７０５は、シリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器７１０において、ＮのＲＢ７１５ａ、７１５ｂ、・・・、７１５ｋへと分割され、各ＲＢ−ＭＣＭユニット７２０ａ、７２０ｂ、・・・、７２０ｋへと入力される。ベースバンドＭＣＭ方式が、ＲＢ毎信号を生成する、あるタイプのスペクトル漏れ低減技術で、各リソースブロック７１５ａ、７１５ｂ、・・・、７１５ｋに適用される。次いで、ＲＢ毎変調信号を出力するＲＢ変調ユニット７２５ａ、７２５ｂ、・・・、７２５ｋにおいて、ＲＢ毎信号それぞれに対して周波数シフト（ＲＢ変調）が適用され、ＲＢ毎信号を、ベースバンドから各ＲＢの周波数帯域へと変調する。各ＲＢに対する信号電力は、チャネルのフェーディングに対処し、または隣接チャネルへの干渉を制御するために異なることがある。その結果、各ＲＢの信号電力は、混合器７３０ａ、７３０ｂ、・・・、７３０ｋで、電力係数λkにより乗算されて、ＲＢ毎各変調信号の電力を増減させてもよい。ＰＡＰＲ低減技術ＳＬＭまたはＰＴＳは、次いで、位相シフトユニット７３１ａ、７３１ｂ、・・・、７３１ｋにおいて適用されてもよい。ｆRB、kは、ｋ番目のＲＢの中心周波数を表しており、またλkはｋ番目のＲＢの電力の平方根である。混合器７３０ａ、７３０ｂ、・・・、７３０ｋにおける電力係数λkによる乗算は、ＲＢ−ＭＣＭユニット７２０ａ、７２０ｂ、・・・、７２０ｋにおいてベースバンドマルチキャリア変調方式を適用する前に行ってもよく、ＲＢ−ＭＣＭユニット７２０ａ、７２０ｂ、・・・、７２０ｋにおいてベースバンドマルチキャリア変調方式を適用した後（ただし、ＲＢ変調ユニット７２５ａ、７２５ｂ、・・・、７２５ｋにおけるＲＢ変調の前に）に行ってもよく、または図７で示すように、ＲＢ変調ユニット７２５ａ、７２５ｂ、・・・、７２５ｋにおいてＲＢ変調を行った後に行ってもよいことに留意されたい。ＲＢ毎各変調信号は、各位相シフトユニット７３１ａ、７３１ｂ、・・・、７３１ｋにより出力される。次に、ＲＢ毎各変調信号は、合計ユニット７３５において共に合計されて、アンテナ７４５を介して送信するためにＰＡ７４０で増幅することができる、送信信号を形成する。信号歪みのないＰＡＰＲ低減技術に加えて、クリッピングおよびフィルタリング、ならびにコンパンディングなどのいくつかの信号歪みＰＡＰＲ低減技術が同様に使用されてもよい。
【００６２】
ＳＬＭまたはＰＴＳを使用する高レート演算送信機構成も使用されてもよいことを理解されたい。このような送信機では、高レートですべてのＲＢに対するＲＢ毎変調信号を生成するために、ＭＣＭおよびＲＢ変調演算を実行する図５のＲＢ−ＭＣＭモジュール５５０は、上記で述べた演算での単一の位相シフトユニットを含めるためにわずかに変更されてもよい。
【００６３】
先に図４０を参照すると、図４０は、図７で示されたＲＢに基づくＭＣＭ送信機７００に対応する、選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）または部分送信シーケンス（ＰＴＳ）を使用する例示的なＲＢに基づくＭＣＭ受信機４０００のブロック図である。図４０を参照すると、信号は、広帯域無線周波数（ＲＦ）フロントエンドユニット４０１０に接続されたアンテナ４００５により受信され、フロントエンドユニット４０１０は、受信されたベースバンド信号の全体を、各ＲＢをそのＲＢの周波数帯域からベースバンド周波数へと復調するＲＢフィルタ４０１５ａ、４０１５ｂ、・・・、４０１５ｋへと出力する。ＲＢフィルタＦRB、kは、ｆRB、k（ｋ＝１、・・・、Ｋ）に中心があり、ＮRB、kサブキャリアに等しい帯域幅を有する。非位相シフト（de-phase shift）処理は、非位相シフトユニット４０１７ａ、４０１７ｂ、・・・、４０１７ｋにおいて適用される。マルチキャリア復調処理は、ｄｅ−ＭＣＭユニット４０２０ａ、４０２０ｂ、・・・、４０２０ｋにおいて、フィルタリングされたＲＢ毎信号に適用されてもよい。各ＲＢが通る有効なチャネルは、次いで、すべてのＫのＲＢ４０３０ａ、４０３０ｂ、・・・、４０３０ｋに対して推定されたシンボルを出力するチャネル推定（ＣＨＥＳＴ）および等化器ユニット４０２５ａ、４０２５ｂ、・・・、４０２５ｋにおいて、復調されたＲＢ毎信号を使用して推定および等化される。それらの推定されたシンボルは、次いで、復調および復号ユニット４０３５において復調および復号されて、復調されたシンボルを出力する。復調ユニットは、信号が、送信機側でＱＡＭを使用して変調された場合に、ＱＡＭ復調ユニットとすることができる。高レート演算受信機構成がまた使用されてもよいことを理解されたい。このような高レート受信機では、単一のモジュールは、単一のＲＢフィルタ、単一の非位相シフトユニット、単一のｄｅ−ＭＣＭユニット、ならびに単一のＣＨＥＳＴおよび等化器ユニットを含むことができる。デマルチプレクサ（ＤＭＵＸ）は、ＲＢ毎推定されたシンボルを出力するために追加されてもよい。
【００６４】
各ＲＢに対してＭＣＭを使用することは、シングルキャリア変調、またはコード化されたシングルもしくはマルチキャリア変調、およびそれらの組合せに拡張されてもよい。再度、図８Ａ〜図８Ｄを参照すると、図８Ａ〜図８Ｄは、各ＲＢ内での例示的な変調方式を示している。異なるＲＢが、異なる変調方式を使用できることを理解されたい。図８Ａ〜図８Ｄでは、ＱＡＭシンボルは、各丸長方形により表される。図８Ａは、各ＲＢ内でのマルチキャリア変調（ＭＣＭ）の例を示す。図８Ｂは、各ＲＢ内でのシングルキャリア変調の例を示す。図８Ｃは、各ＲＢ内でのＣＤＭＡを使用するシングルキャリア変調の例を示す。図８Ｄは、各ＲＢ内でのコード化されたマルチキャリア変調の例を示す。
【００６５】
ＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ）、ＲＢに基づくシングルキャリア変調（ＲＣ−ＳＣＭ）、およびＲＢに基づくプリコーディングＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）を含むＲＢに基づくＭＣＭ波形の例が、本明細書で開示される。
【００６６】
ＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ）波形の一例では、各ＲＢのフィルタリングＯＦＤＭ（Ｆ−ＯＦＤＭ）信号が独立して生成され、それぞれが、良好なスペクトル抑制、および低待ち時間を有する。
【００６７】
ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭでは、各ＲＢの信号は個々に変調およびフィルタリングされ、次いで共に合計されて送信信号を形成する。各ＲＢはＭ1個のサブキャリアからなると考える。ＲＢは、０、１番目、２番目、・・・、ｋ番目、・・・、（Ｋ−１）番目のＲＢとラベル付けされ、Ｋは、利用可能なＲＢの最大数である。サブキャリアの最大数は、Ｍ＝ＫＭ1である。ｋ番目のＲＢの正規化された中心周波数は、
【００６８】
【数１】
2017204873.tif 000003
【００６９】
ｍkはｋ番目のＲＢの中心サブキャリアであり、必ずしも整数ではなく、Ｌは、シンボル期間あたりのサンプルの数である。ｎ番目のデータシンボルベクトル（Ｍ×１ベクトル）は、
Ｓ［ｎ］＝［Ｓ0［ｎ］Ｓ1［ｎ］・・・ＳK-1［ｎ］］T                  式（２）
として定義され、ｋ番目のＲＢに対するｎ番目のデータシンボルベクトルは、
【００７０】
【数２】
2017204873.tif 000004
【００７１】
として定義されたＭ1×１ベクトルである。ｋ番目のＲＢが送信に利用可能であり、かつロードされたデータを有するとき、Ｓk［ｎ］≠０である。ｋ番目のＲＢが送信に利用可能ではないとき、Ｓk［ｎ］＝０である。
【００７２】
図９は、ＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ送信機（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ）９００を表している。図９を参照すると、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ９００は、ＲＢごとに各シンボルベクトルＳ［ｎ］９０５を独立して変調して、送信信号ｘ９９０を形成し、当該送信信号は、サンプリング期間
【００７３】
【数３】
2017204873.tif 000005
【００７４】
の送信信号であり、Ｔはシンボル期間、Ｌは２のべき乗である。
【００７５】
図１０は、各ＲＢに適用されることになる、フィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ）１０００を表している。複数のＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ送信モジュールが、以下で、また図１２で述べられるように、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ９００内に含まれてもよい。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ１０００は、各ＲＢのそれぞれに対してＭＣＭおよびＲＢ変調演算を実行する。したがって、例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００では、Ｓk［ｎ］、ｋ＝０、１、・・・、Ｋ−１として表された各それぞれのシンボルベクトル９０５ｋは、ＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール１０００によって変調およびフィルタリングされて、ＲＢごとにフィルタリングされた変調信号ｘk９９０ｋを形成し、それは、共に合計されるときに、送信信号ｘ９９０を形成する。したがって、送信信号ｘ９９０は、
【００７６】
【数４】
2017204873.tif 000006
【００７７】
として与えられる。
【００７８】
図１１は、ＲＢ毎フィルタリング変調信号のＰＳＤを示しており、−８ＭＨｚから８ＭＨｚの周波数範囲にわたって、値が−１２０ｄＢから０ｄＢのＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信信号を形成する。
【００７９】
図１２は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ９００の例示的な構造のブロック図である。図１２を参照すると、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ９００は、各ＲＢに対して１つである、複数のフィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ）１０００ａ、１０００ｂ、・・・、１０００ｋを備えており、それは、各ＲＢの各シンボルベクトル９０５ａ、９０５ｂ、・・・、９０５ｋから、各ＲＢに対するＲＢ毎マルチキャリア変調信号Ｘk９９０ａ、９９０ｂ、・・・、９９０ｋを出力する。ＲＢ毎マルチキャリア変調信号９９０ａ、９９０ｂ、・・・、９９０ｋは、それらを共に合計することにより、送信信号ｘ９９０を形成する。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ９００は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００に含まれる、ＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール１０００ａ、１０００ｂ、・・・、１０００ｋが、それぞれ、１つのＲＢにおけるサブキャリアを単に変調し、したがって、低レートのＯＦＤＭ信号が生成され、次いで、高レートにアップコンバートされてもよいという点で、ＣＰ−ＯＦＤＭまたはフィルタリングＯＦＤＭ送信機とは異なっており、それが、以下で詳細に説明されよう。
【００８０】
ＲＢ毎各マルチキャリア変調信号ｘk９９０ａ、９９０ｂ、・・・、９９０ｋは単に、その隣接するＲＢと重複する信号を有しているが、その隣接するＲＢを超えるＲＢとは重複しない（すなわち、ｘkはｘk-1とｘk+1と重複する）。ＲＢ毎送信フィルタは、ＲＢ毎マルチキャリア変調信号のその隣接しないＲＢへの信号漏れを無視できる程度にすると考えられる。隣接するＲＢ間の信号重複は、異なるＲＢにおけるサブキャリア間の直交性に起因して、サブキャリア間干渉を生じさせないことがある。これは図１３で示されている。より具体的には、図１３は、−４ＭＨｚから−３ＭＨｚの周波数範囲にわたる値−８０ｄＢから０ｄＢまでのＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ信号成分の電力スペクトル密度（ＰＳＤ）を示す。
【００８１】
図１４は、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機を有する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭシステムのブロック図である。図１４を参照すると、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００は、フィルタリングにかかわらず、各シンボルベクトル９０５を、ＬポイントＩＦＦＴを使用してＣＰ−ＯＦＤＭで変調されたものと同一のサブキャリアへと変調する。したがって、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００が使用されて、送信信号９９０を復調することができる。送信信号ｘ９９０は、チャネルｈ１４０１を介して送信される。環境からのノイズが信号に加えられることがある。ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００は、信号ｙ１４０２を受信する。図１４で示されるように、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００は、シリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換器１４１０と、ＣＰ除去ユニット１４２０と、復調されたシンボルベクトル１４３５を出力するＬポイントＦＦＴユニット１４３０と、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭにおけるように、ＲＢに基づく送信フィルタおよびオーバジエア（over-the-air）マルチパスチャネルを含む復調されたシンボルの等価なチャネルを推定するための簡易のチャネル推定（ＣＨＥＳＴ）ユニット１４４０と、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭにおけるように、等価なチャネルを等化し、かつ元のシンボルの推定値
【００８２】
【数５】
2017204873.tif 000007
【００８３】
１４９０を得るＦＤＥユニット１４５０とを備えることができる。ＦＤＥユニット１４５０は、ワンタップＦＤＥユニットとすることができる。したがって、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機は、元のシンボルの推定値
【００８４】
【数６】
2017204873.tif 000008
【００８５】
１４９０を出力する。
【００８６】
あるいは、ＲＢ毎整合フィルタリングに基づくＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ特有の受信機が、ＳＩＮＲを改善するために使用されてもよい。図１５は、ＲＢ毎整合フィルタリングに基づくＲＢに基づくフィルタリングＯＦＤＭ受信機（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ）１５００を表している。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ１５００は、受信されたマルチキャリア変調信号ｙ１５０５を、復調されたＲＢ毎シンボルベクトル１５９０へと復調する。
【００８７】
図１６は、ＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ）１６００を表している。以下で述べられ、かつ図１７で示されるように、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ１５００内に、複数のＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュールが含まれてもよい。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ１６００は、各受信されたマルチキャリア変調信号ｙ１５０５に対してｄｅ−ＭＣＭおよびＲＢフィルタリング演算を実行し、ＲＢ毎復調されたシンボルベクトル１５９０ｋを生成する。
【００８８】
図１７は、例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機（ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ）１５００のブロック図である。図１７を参照すると、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００は、受信されたマルチキャリア変調信号ｙ１５０５から、各ＲＢに対して、ＲＢ毎復調されたシンボルベクトル１５９０ａ、１５９０ｂ、・・・、１５９０ｋを出力する、ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール１６００ａ、１６００ｂ、・・・、１６００ｋを備える。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００は、ＲＢ毎整合フィルタリングに基づき、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００とは異なり、それは、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００に含まれるＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール１６００ａ、１６００ｂ、・・・、１６００ｋが、それぞれ、単に１つのＲＢにおけるサブキャリアを復調し、したがって、信号は、低レートにダウンコンバートされ、次いで復調されてもよいからであり、それは、以下でより詳細に説明されよう。
【００８９】
図１８は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機１８０１およびＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１８２５を使用する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭシステムのブロック図である。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ１８０１は、図９で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ９００とすることができる。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１８２５は、図１５で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００とすることができる。図１８で示すように、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機の全体構造１８２０は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１８２５、ＦＤＥユニット１８５０、およびＣＨＥＳＴユニット１８４０を備える。ＦＤＥユニット１８５０は、ワンタップＦＤＥユニットとすることができる。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機１８０１は、ＲＢごとに各データシンボルベクトル１８０５を変調して、送信信号ｘ１８１０を出力する。送信信号ｘ１８１０は、チャネルｈ１８１１を上で送信される。環境からのノイズが、信号に加えられることがある。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１８２５は、信号ｙ１８１２を受信する。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１８２５は、復調されたシンボルベクトル
【００９０】
【数７】
2017204873.tif 000009
【００９１】
１８３０を出力する。ＣＨＥＳＴユニット１８４０は、等価チャネルを推定する。等価チャネルは、例えば、図１９で示されたＴｘフィルタ１９２５、および図２２で示されたＲｘフィルタ２２１５などのＴｘおよびＲｘフィルタと、復調されたシンボル
【００９２】
【数８】
2017204873.tif 000010
【００９３】
１８３０からの伝搬チャネルｈとを含むことができ、またＦＤＥユニット１８５０は、元のシンボルベクトルの推定値１８９０を得るために等価チャネルを等化する。したがって、ＦＤＥユニット１８５０は、ゼロフォーシング（ＺＦ：zero-forcing）、または最小２乗平均誤差（ＭＭＳＥ：minimum mean square error）基準を使用して導出されてもよい。全体のＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機構造１８２０は、元のシンボルベクトルの推定値
【００９４】
【数９】
2017204873.tif 000011
【００９５】
１８９０を出力する。
【００９６】
ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信および受信モジュールの３つのタイプ（タイプＩ、タイプＩＩ、およびタイプＩＩＩ）に対する実施形態が、以下で開示される。
【００９７】
図１９は、例示的なタイプＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−Ｉ）１９００のブロック図である。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−Ｉ  １９００は、図１２で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００におけるＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール１０００として使用されてもよい。図１９を参照すると、ｋ番目のＲＢ１９０１ｋのシンボルベクトルが、Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−Ｉ  １９００に入力される。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−Ｉ  １９００は、Ｌ1ポイントＩＦＦＴユニット１９０５、パラレルツーシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）１９１０、ＣＰ加算器ユニット１９１５、アップサンプリングユニット１９２０、ベースバンド送信フィルタｐ［ｎ］１９２５、およびＲＢ変調ユニット１９３０を備える。
【００９８】
ｋ番目のＲＢのシンボルベクトル、Ｓk［ｎ］１９０１ｋは、まず変調され、かつフィルタリングされて、ベースバンドフィルタリング信号ｑk１９４０を形成する。図１９を参照すると、ゼロパディングでのｋ番目のＲＢに対するｎ番目のデータのシンボルベクトルＳk［ｎ］１９０１ｋは、まずＬ1が２のべき乗であり、Ｌ1≦ＬであるＬ1ポイントＩＦＦＴユニット１９０５を通って、以下のようにＬ1×１ベクトルを形成する、すなわち、
【００９９】
【数１０】
2017204873.tif 000012
【０１００】
であり、全体的なＬに対するＬポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列が、
【０１０１】
【数１１】
2017204873.tif 000013
【０１０２】
として与えられ、また全体的なＬに対するＬポイント逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）行列が、
【０１０３】
【数１２】
2017204873.tif 000014
【０１０４】
として与えられ、ここで、
【０１０５】
【数１３】
2017204873.tif 000015
【０１０６】
である。
【０１０７】
このベクトルＳk［ｎ］１９０１ｋは、サンプリング期間
【０１０８】
【数１４】
2017204873.tif 000016
【０１０９】
を有する。パラレルツーシリアル（Ｐ／Ｓ）変換器１９１０におけるパラレルツーシリアルの変換の後、要素は、時間インデックスｎＬ1、ｎＬ1＋１、・・・、（ｎ＋１）Ｌ1−１を有する。送信信号は、サンプリング期間
【０１１０】
【数１５】
2017204873.tif 000017
【０１１１】
を有することができる。したがって、サンプリング期間
【０１１２】
【数１６】
2017204873.tif 000018
【０１１３】
の信号は、アップサンプリングユニット１９２０において、２のべき乗とすることのできる整数
【０１１４】
【数１７】
2017204873.tif 000019
【０１１５】
によりアップサンプリングされる必要がある。しかし、アップサンプリングの前に、ＣＰが、ＣＰ加算器ユニット１９１５において付加され、またＰ／Ｓ変換が、Ｐ／Ｓ変換器１９１０において実行される。アップサンプリングの後、信号はベースバンド送信フィルタｐ［ｎ］１９２５を通り、それは、ベースバンドフィルタリング信号ｑk１９４０を出力する。ベースバンドフィルタリング信号ｑk１９４０は、ＲＢ変調ユニット１９３０において、ｋ番目のＲＢの周波数帯域へと変調されて、それぞれのＲＢに対して、ＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘk１９９０ｋを形成する。これらの信号の総和は、図１０および図１２で示されるマルチキャリア変調送信信号ｘを形成する。ベースバンド送信フィルタｐ［ｎ］１９２５は、低域フィルタであるように選択されてもよく、通過帯域は、単一のＲＢにおけるＭ1サブキャリアの帯域幅であり（すなわち、
【０１１６】
【数１８】
2017204873.tif 000020
【０１１７】
）、それぞれの側の遷移帯域は、Ｌ1−Ｍ1サブキャリアの帯域幅未満の帯域幅（すなわち、
【０１１８】
【数１９】
2017204873.tif 000021
【０１１９】
）を有し、またストップバンドは、少なくとも５５ｄＢｍの減衰を有することができる。図２０は、−８ＭＨｚから８ＭＨｚの周波数範囲にわたり、値が−１２０ｄＢから０ｄＢのタイプＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘにおけるアップサンプリングされた信号、ＲＢ毎送信フィルタ、およびＲＢごとにフィルタリングされた信号のＰＳＤを示している。ＣＰ−ＯＦＤＭ信号に対するアップサンプリング演算は、図２０で示すように、ＣＰ−ＯＦＤＭ信号のスペクトル像を生成することができる。ベースバンド送信フィルタｐ［ｎ］１９２５は、そのストップバンドにおけるすべての生成された像を抑制（suppress）し、したがって、ＲＢ間干渉は無視できる。全体のＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ信号の通過帯域は、図２１におけるような周波数応答を有するＲＢ毎送信ベースバンドフィルタ１９２５を通ることができる。図２１は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭにおける送信フィルタの通過帯域のＰＳＤの図である。このフィルタリングは、受信機において等化されてもよい。
【０１２０】
図２２は、例示的なタイプＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−Ｉ）２２００のブロック図である。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−Ｉ  ２２００は、図１７で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００におけるＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ受信モジュール１６００として使用されてもよい。図２２で示されるＦ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−Ｉ  ２２００は、図１９で示されたＦ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−Ｉ  １９００の逆演算を有する。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−Ｉ  ２２００は、ＲＢ復調ユニット２２１０、ベースバンド受信フィルタｐ［ｎ］２２１５、ダウンサンプリングユニット２２２０、シリアルツーパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）２２２５、ＣＰ除去ユニット２２３０、およびＬ1ポイントＦＦＴユニット２２３５を備える。図２２を参照すると、ｋ番目のＲＢに対して、受信された信号ｙ２２０５は、ＲＢ復調ユニット２２１０において、ｋ番目のＲＢの周波数帯域からベースバンドへと復調されて、ＲＢ復調信号
【０１２１】
【数２０】
2017204873.tif 000022
【０１２２】
２２５０を形成する。ＲＢ復調信号
【０１２３】
【数２１】
2017204873.tif 000023
【０１２４】
２２５０は、次いで、ベースバンド受信フィルタｐ［ｎ］２２１５においてフィルタリングされ、それは、必ずしも必要ではないが、ベースバンド送信フィルタｐ［ｎ］１９２５と同一にすることもできる。フィルタリングされた信号は、ダウンサンプリング係数Ｑを有するダウンサンプリングユニット２２２０、Ｓ／Ｐ変換器２２２５、ＣＰ除去ユニット２２３０、およびＬ1ポイントＩＦＦＴユニット２２３５を通る。Ｌ1ポイントＦＦＴユニット２２３５からの第１のＭ1出力は、復調されたシンボルベクトル
【０１２５】
【数２２】
2017204873.tif 000024
【０１２６】
２２９０を形成する。復調されたシンボルベクトルは、このようにして図１７と同様に、ＲＢごとに取得される。図１８と同様に、ＣＨＥＳＴは、ＣＨＥＳＴユニットにおいて、復調されたシンボルベクトルから取得されてもよく、また復調されたシンボルベクトルは、ワンタップＦＤＥユニットなどのＦＤＥユニットを通り、復調されたシンボルベクトルの推定値
【０１２７】
【数２３】
2017204873.tif 000025
【０１２８】
２２９０を取得することができる。
【０１２９】
図２３は、例示的なタイプＩＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩ）２３００のブロック図である。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩ  ２３００は、図１２で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００におけるＲＢごとにフィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール１０００として使用されてもよい。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩ  ２３００は、Ｌ1ポイントＩＦＦＴユニット２３０５、ＲＢ変調ユニット２３３０、パラレルツーシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）２３１０、ＣＰ加算器ユニット２３１５、アップサンプリングユニット２３２０、およびＲＢ変調送信フィルタ２３５０を備える。
【０１３０】
Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩ  ２３００では、ｋ番目のＲＢのシンボルベクトル、Ｓk［ｎ］２３０１ｋは、サブキャリアの周波数へと変調され、次いで、フィルタリングされて、ＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘk２３９０ｋを形成することができる。ゼロパディングでのｋ番目のＲＢに対するｎ番目のデータシンボルベクトルＳk［ｎ］２３０１ｋは、まずＬ1が２のべき乗であり、Ｌ1≦ＬであるＬ1ポイントＩＦＦＴユニット２３０５を通って、以下のようにＬ1×１ベクトルを形成する、すなわち、
【０１３１】
【数２４】
2017204873.tif 000026
【０１３２】
であり、全体的なＬに対するＬポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）行列が、
【０１３３】
【数２５】
2017204873.tif 000027
【０１３４】
として与えられ、また全体的なＬに対するＬポイント逆ＤＦＴ（ＩＤＦＴ）行列が、
【０１３５】
【数２６】
2017204873.tif 000028
【０１３６】
として与えられ、ここで、
【０１３７】
【数２７】
2017204873.tif 000029
【０１３８】
である。
【０１３９】
このベクトルＳk［ｎ］は、サンプリング期間
【０１４０】
【数２８】
2017204873.tif 000030
【０１４１】
を有する。Ｐ／Ｓの変換の後の要素は、時間インデックスｎＬ1、ｎＬ1＋１、・・・、（ｎ＋１）Ｌ1−１を有する。送信信号は、サンプリング期間
【０１４２】
【数２９】
2017204873.tif 000031
【０１４３】
を有することができる。したがって、サンプリング期間
【０１４４】
【数３０】
2017204873.tif 000032
【０１４５】
の信号は、２のべき乗とすることのできる整数
【０１４６】
【数３１】
2017204873.tif 000033
【０１４７】
によりアップサンプリングされてもよいが、アップサンプリングの前に、ＲＢ変調、ＣＰの付加、およびＰ／Ｓ変換が実行される。Ｌ1×１ベクトルＳk［ｎ］は、ＲＢ変調ユニット２３３０を通り、
【０１４８】
【数３２】
2017204873.tif 000034
【０１４９】
のようにＲＢ変調信号ベクトルを形成し、ここで、ｎ番目のシンボルに対するＲＢ変調対角行列は、
【０１５０】
【数３３】
2017204873.tif 000035
【０１５１】
である。また整数Ｑは、アップサンプリングに起因している。式（１４）を式（１６）に代入すると、数学的操作の後、ＲＢ変調対角行列は、以下のようにｋ番目のＲＢに対して一定の行列になる、すなわち、
【０１５２】
【数３４】
2017204873.tif 000036
【０１５３】
であり、
ｄk＝ｍkｍｏｄＬ1                                              式（１８）
である。
【０１５４】
次いで、式（１３）は、
ａk［ｎ］＝ＪkＳk［ｎ］                                        式（１９）
となる。
【０１５５】
したがって、ＲＢ変調行列Ｊkは、Ｓk［ｎ］に対して、ｄkサブキャリアのサブキャリアシフトを実行する。式（１０）を式（１９）に代入すると、以下が得られる、すなわち、
【０１５６】
【数３５】
2017204873.tif 000037
【０１５７】
であり、
【０１５８】
【数３６】
2017204873.tif 000038
【０１５９】
である。
【０１６０】
式（２１）で２つの行列を乗算した後、Ｌkは、
【０１６１】
【数３７】
2017204873.tif 000039
【０１６２】
となり、
【０１６３】
【数３８】
2017204873.tif 000040
【０１６４】
は、循環シフトｄkサブキャリアを表す順列である。式（２２）を式（２０）に代入すると、以下が得られる、
【０１６５】
【数３９】
2017204873.tif 000041
【０１６６】
あるいは、Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩ  ２３００は、図２４で示すように、循環シフト（順列を介した）を使用するように変更されてもよい。図２４は、循環シフト（順列を介した）を使用する例示的なタイプＩＩ  ＲＢ毎ＯＦＤＭ送信モジュール２４００のブロック図である。ｋ番目のＲＢのシンボルベクトルであるＳk［ｎ］２４０１ｋは、循環シフト（順列を介した）を使用するタイプＩＩ  ＲＢ毎ＯＦＤＭ送信モジュール２４００に入力され、それは、図２３で示されたＲＢ変調ユニット２３３０に代わる順列ユニット２４３０を備える。循環シフト（順列を介した）を使用するタイプＩＩ  ＲＢ毎ＯＦＤＭ送信モジュール２４００はまた、Ｌ1ポイントＩＦＦＴユニット２４０５、パラレルツーシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）２４１０、ＣＰ加算器ユニット２４１５、アップサンプリングユニット２４２０、およびＲＢ変調送信フィルタ２４５０を備える。循環シフト（順列を介した）を使用するタイプＩＩ  ＲＢ毎ＯＦＤＭ送信モジュール２４００は、ＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘk２４９０ｋを出力する。順列ユニット２４３０は、複素乗算を介したＲＢ変調ユニット２３３０と比較したとき、複雑さを低減させる。
【０１６７】
再度図２３を参照すると、信号がＲＢ変調ユニット２３３０において変調された後、ＣＰ加算器ユニット２３１５において、ＣＰが、ＲＢ変調信号ベクトルａk［ｎ］に付加されて、
【０１６８】
【数４０】
2017204873.tif 000042
【０１６９】
となるように、（Ｌ1＋Ｌcp1）×１ベクトルを形成する。
【０１７０】
ＣＰが付加された後、Ｐ／Ｓ変換器２３１０において、ｂk［ｎ］にＰ／Ｓ変換が適用されて、１×（Ｌ1＋Ｌcp1）ベクトル（ｂk［ｎ］）Tを形成する。０番目、１番目、２番目、・・・、シンボルに対するベクトル（ｂk［ｎ］）Tは、シーケンス
【０１７１】
【数４１】
2017204873.tif 000043
【０１７２】
を形成し、
ｂk＝［（ｂk［０］）T（ｂk［１］）T・・・（ｂk［ｎ］）T・・・］T 
式（２６）
である。
【０１７３】
シーケンス
【０１７４】
【数４２】
2017204873.tif 000044
【０１７５】
は、Ｑによるアップサンプリングユニット２３２０を通って、アップサンプリングされたシーケンス
【０１７６】
【数４３】
2017204873.tif 000045
【０１７７】
を形成し、
ｃk＝［（ｃk［０］）T（ｃk［１］）T・・・（ｃk［ｎ］）T・・・］T 
式（２７）
であり、ｋ番目のＲＢにおけるｎ番目のシンボルに対する１×（（Ｌ1＋Ｌcp1）Ｑ）（ベクトル）シーケンスは、
【０１７８】
【数４４】
2017204873.tif 000046
【０１７９】
【数４５】
2017204873.tif 000047
【０１８０】
である。
【０１８１】
アップサンプリングされたシーケンス
【０１８２】
【数４６】
2017204873.tif 000048
【０１８３】
は、サンプリングレート
【０１８４】
【数４７】
2017204873.tif 000049
【０１８５】
のシーケンスである。したがって、ＣＰ期間は、サンプリングレート
【０１８６】
【数４８】
2017204873.tif 000050
【０１８７】
のＬcp1Ｑサンプルである。アップサンプリングされたシーケンスｃkは、次いで、以下のようにＲＢ変調送信フィルタ２３５０を通る。
【０１８８】
【数４９】
2017204873.tif 000051
【０１８９】
ｐ［ｎ］は、ベースバンドＲＢ毎送信フィルタであり、またｎは、サンプルインデックスである。便宜上、ＲＢ変調送信フィルタ２３５０は、ｐkとして列ベクトル形式で表されてもよい。ＲＢ変調送信フィルタ２３５０におけるＲＢ変調は、信号を、ＲＢのフィルタリングされていない信号と同一の周波数帯域へと変調する。得られた信号
【０１９０】
【数５０】
2017204873.tif 000052
【０１９１】
は、ｋ番目のＲＢに対するＲＢ毎変調信号ｘk２３９０ｋであり、＊は、１つのシーケンスを形成するための２つのシーケンスの畳み込み演算である。ＲＢ変調送信フィルタｐ［ｎ］２３５０は、低域フィルタであるように選択されてもよく、その通過帯域は、単一のＲＢにおけるＭ1サブキャリアの帯域幅、すなわち、
【０１９２】
【数５１】
2017204873.tif 000053
【０１９３】
であり、遷移帯域のそれぞれの側は、Ｌ1−Ｍ1サブキャリアの帯域幅よりも少ない帯域幅、すなわち、
【０１９４】
【数５２】
2017204873.tif 000054
【０１９５】
を有し、またストップバンドは、少なくとも５５ｄＢｍの減衰を有することができる。ＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘk２３９０ｋの総和は、図９および図１２で示されるように送信信号ｘ９９０を形成する。
【０１９６】
図２５は、例示的なタイプＩＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−ＩＩ）２５００のブロック図である。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−ＩＩ  ２５００は、図１７で示されるように、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００におけるＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ受信モジュール１６００として使用されてもよい。図２５で示されるＦ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−ＩＩ  ２５００は、図２３で示されるＦ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩ  ２３００の逆演算を有する。図２５を参照すると、Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−ＩＩ  ２５００は、ＲＢ変調Ｒｘフィルタ２５０５、ダウンサンプリングユニット２５１０、シリアルツーパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）２５１５、ＣＰ除去ユニット２５２０、ＲＢ復調ユニット２５２５、およびＬ1ポイントＦＦＴユニット２５３０を備える。
【０１９７】
Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−ＩＩ  ２５００では、ｋ番目のＲＢに対して、受信信号ｙ２５０１がまずフィルタリングされ、次いで、サブキャリアの周波数に従って復調されて、ｋ番目のＲＢの復調されたシンボルベクトル、
【０１９８】
【数５３】
2017204873.tif 000055
【０１９９】
２５９０ｋを得ることができる。復調されたシンボルベクトルは、このようにして、図１７のように、ＲＢごとに得られる。
【０２００】
図２５を参照すると、受信信号ｙ２５０１は、ＲＢ変調Ｒｘフィルタｐk［ｎ］２５０５を通り、それは、式（３０）で定義されたＲＢ変調Ｔｘフィルタ２３５０と同一であってもよい。次いで、フィルタリングされた信号は、係数Ｑのダウンサンプリングユニット２５１０、Ｓ／Ｐ変換器２５１５、ＣＰ除去ユニット２５２０、ＲＢ復調ユニット２５２５、Ｌ1ポイントＦＦＴユニット２５３０を通ることができる。Ｌ1ポイントＦＦＴユニット２５３０からの最初のＭ1出力は、復調されたシンボルベクトル
【０２０１】
【数５４】
2017204873.tif 000056
【０２０２】
２５９０ｋを形成する。あるいは、Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−ＩＩは、複雑さを低減させるために、循環シフト（順列を介した）を使用するように変更されてもよい。図２６は循環シフト（順列を介した）を使用する例示的なタイプＩＩ  ＲＢ毎ＯＦＤＭ  Ｒｘモジュール２６００のブロック図である。タイプＩＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘモジュール２４００と同様に、タイプＩＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ  ＲｘモジュールにおけるＲＢ復調がまた、複素乗算による図２５で示されたＲＢ復調ユニット２５２５に代えて、Ｌ1−ｄkサブキャリアの循環シフトを表す順列
【０２０３】
【数５５】
2017204873.tif 000057
【０２０４】
を使用する順列ユニット２６３５により達成されてもよい。循環シフトｘサブキャリアに対する順列行列Ｐπxは、式（２３）で定義される。図２６を参照すると、受信信号ｙ２６０１は、ＲＢ変調Ｒｘフィルタｐk［ｎ］２６０５を通り、それは、式（３０）で定義されるように、ＲＢ変調Ｔｘフィルタ２３５０と同一である。次いで、フィルタリングされた信号は、係数Ｑのダウンサンプリングユニット２６１０、Ｓ／Ｐ変換器２６１５、ＣＰ除去ユニット２６２０、Ｌ1ポイントＦＦＴユニット２６３０、および順列ユニット２６３５を通ることができる。順列ユニット２６３５の出力は、復調されたシンボルベクトル
【０２０５】
【数５６】
2017204873.tif 000058
【０２０６】
２６９０ｋを形成する。
【０２０７】
図１８と同様に、ＣＨＥＳＴは、復調されたシンボルベクトルから取得されてもよい。復調されたシンボルベクトルはまた、ワンタップＦＤＥユニットとすることができるＦＤＥユニットを通って、復調されたシンボルベクトルの推定値
【０２０８】
【数５７】
2017204873.tif 000059
【０２０９】
２６９０ｋを取得することができる。
【０２１０】
タイプＩおよびタイプＩＩ  ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信および受信モジュールは、位相変調次第では（up to）等価なものである。タイプＩ  ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール１９００では、ＣＰがＲＢ変調の前に付加されるが、タイプＩＩ  ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール２３００では、ＲＢ変調の後に付加されるために、この位相変調における差が生じる。ｋ番目のＲＢにおけるｎ番目のデータシンボルに対する位相変調は、
【０２１１】
【数５８】
2017204873.tif 000060
【０２１２】
である。
【０２１３】
位相変調が、タイプＩ  ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール１９００の前にデータシンボルに適用される場合、送信信号は、位相変調のないデータシンボルを使用するタイプＩＩ  ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール２３００により生成されるものと同一のである。次いで、送信信号は、図１４におけるＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００を使用して復調されてもよい。位相変調が、タイプＩ  ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール１９００において適用されない場合、位相変調の複素共役である位相変調が、ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００において出力シンボルに適用されてもよい。
【０２１４】
先に図４１を参照すると、図４１は、例示的なタイプＩＩＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩＩ）４１００のブロック図である。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩＩ  ４１００は、Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−Ｉと同様であるが、Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩＩでは、図１９で示されるアップサンプリングユニット１９２０、およびベースバンド送信フィルタ１９２５が、低サンプリングレートフィルタ（ｐ）４１２０、および補間器ユニットと組み合わされたカスケード積分コム（ＣＩＣ）４１２５で置き換えられている。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩＩ  ４１００は、図１２で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機９００におけるＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ送信モジュール１０００として使用されてもよい。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩＩ  ４１００は、Ｌ1ポイントＩＦＦＴユニット４１０５、パラレルツーシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）４１１０、ＣＰ加算器ユニット４１１５、低サンプリングレートフィルタｐ［ｎ］４１２０、補間器ユニットと組み合わされたカスケード積分コム（ＣＩＣ）４１２５、およびＲＢ変調ユニット４１３０を備える。フィルタの一部としてＣＩＣを使用することは、実装の複雑さを大幅に低減させることができる。図４１を参照すると、ｋ番目のＲＢに対するｎ番目のデータシンボルベクトルＳk［ｎ］４１０１ｋは、まずＬ1ポイントＩＦＦＴユニット４１０５を通る。ＣＰがＣＰ加算器ユニット４１１５において付加され、またＰ／Ｓ変換が、Ｐ／Ｓ変換器４１１０において実行される。信号は、低サンプリングレートフィルタｐ４１２０と、フィルタリングされた信号ｑk４１２７を出力する、補間器ユニット４１２５と組み合わされたカスケード積分コム（ＣＩＣ）とを通る。フィルタリングされた信号ｑk４１２７は、ＲＢ変調ユニット４１３０においてｋ番目のＲＢの周波数帯域へと変調されて、各ＲＢに対するＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘk４１９０ｋを形成する。
【０２１５】
図４２は、例示的なタイプＩＩＩ  ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール（Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−ＩＩＩ）４２００のブロック図である。タイプＩＩＩ  ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機モデルは、図２２で示されたタイプＩ  ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機モデル２２００と同様である。それは、ベースバンド受信フィルタ２２１５およびダウンサンプリングユニット２２２０を、デシメータと組み合わされたカスケード積分コム（ＣＩＣ）４２１５および低サンプリングレートフィルタｐ４２２０で置き換えている。フィルタの一部としてＣＩＣを使用することは、実装の複雑さを大幅に低減させることができる。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−ＩＩＩ  ４２００は、図１７で示されたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機１５００におけるＲＢ毎フィルタリングＯＦＤＭ受信モジュール１６００として使用されてもよい。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−ＩＩＩ  ４２００は、図４１で示されたＦ−ＯＦＤＭ  Ｔｘ−ＩＩＩ  ４１００の逆演算を有する。Ｆ−ＯＦＤＭ  Ｒｘ−ＩＩＩ  ４２００は、ＲＢ復調ユニット４２１０、デシメータと組み合わされたカスケード積分コム（ＣＩＣ）４２１５、低サンプリングレートフィルタｐ４２２０、シリアルツーパラレル変換器（Ｓ／Ｐ）４２２５、ＣＰ除去ユニット４２３０、およびＬ1ポイントＦＦＴユニット４２３５を備える。
【０２１６】
図４２を参照すると、ｋ番目のＲＢに対して、受信信号ｙ４２０５は、ＲＢ復調ユニット４２１０において、ｋ番目のＲＢの周波数帯域からベースバンドへと復調されて、ＲＢ復調信号
【０２１７】
【数５９】
2017204873.tif 000061
【０２１８】
４２５０を形成する。ＲＢ復調信号
【０２１９】
【数６０】
2017204873.tif 000062
【０２２０】
４２５０は、次いで、デシメータと組み合わされるカスケード積分コム（ＣＩＣ）４２１５、および低サンプリングレートフィルタｐ４２２０においてフィルタリングされる。フィルタリングされた信号は、Ｓ／Ｐ変換器４２２５、ＣＰ除去ユニットユニット４２３０、およびＬ1ポイントＩＦＦＴユニット４２３５を通る。Ｌ1ポイントＦＦＴユニット４２３５からの出力は、復調されたシンボルベクトル
【０２２１】
【数６１】
2017204873.tif 000063
【０２２２】
４２９０を形成する。復調されたシンボルベクトルは、このようにして、図１７と同様にＲＢごとに取得される。図１８と同様に、ＣＨＥＳＴが、ＣＨＥＳＴユニットにおいて、復調されたシンボルベクトルから取得されてもよく、復調されたシンボルベクトルは、ワンタップＦＤＥユニットなどのＦＤＥユニットを通り、復調されたシンボルベクトルの推定値
【０２２３】
【数６２】
2017204873.tif 000064
【０２２４】
４２９０を得ることができる。
【０２２５】
不連続なスペクトル割当てでの実用的なシステムでは、不連続なスペクトルを非均一のサイズのＲＢへと分割することが計算的により効率がよいことがある。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭは、このような非均一のサイズのＲＢに対して利用されてもよい。ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信／受信モジュールの例示的な一実装形態は、異なるＬ1値に対していくつかのＲＢ毎ＩＦＦＴ／ＦＦＴ成分を使用し、また異なるサイズのＲＢに対して、異なる事前定義された送信／受信フィルタを使用することである。別の例示的な実装形態は、普遍的な（universal）ＲＢ毎ＩＦＦＴ／ＦＦＴ成分（例えば、Ｌ1は固定される）を使用することであり、また異なるサイズのＲＢに対して異なる事前定義された送信／受信フィルタを有することである。
【０２２６】
ピークツー平均電力比（ＰＡＰＲ）低減技術が、以下で開示される。
【０２２７】
ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュールは、より少ない数のサブキャリアを扱い、また各ＲＢの信号は、独立して生成されるので、或るＰＡＰＲ低減技術は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機と共に使用されて、ＰＡＰＲを低減し、エネルギー効率を向上させることができる。
【０２２８】
一例では、ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ信号の各々におけるＰＡＰＲを低減するために、コード化が使用されてもよい。コード化は、ＭＣＭシステムにおける多数のサブキャリアに起因して、またいくつかのＭＣＭシステムにおけるシンボルの重複に起因して、非常に高い計算上の複雑さを有することがある。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭでは、コード化は１つのＲＢに対して設計され、かつすべてのＲＢに使用されてもよい。これは、オフライン設計の複雑さを大幅に低減させることができる。
【０２２９】
他の例では、ＰＡＰＲを低減するために、選択マッピング（ＳＬＭ）および部分送信シーケンス（ＰＴＳ）などの位相回転ベースの技術が、ＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ信号に適用されてもよい。図２７に戻って参照すると、図２７は、ＰＡＰＲ低減を備えたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機２７００のブロック図である。データシンボルベクトル２７０５ａ、２７０５ｂ、・・・、２７０５ｋが、ＰＡＰＲ低減を備えたＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機２７００に入力され、それは、選択マッピングユニット２７１０で、ＲＢに基づくＳＬＭまたはＰＴＳ位相ベクトル
【０２３０】
【数６３】
2017204873.tif 000065
【０２３１】
を使用する。簡略化するために、図２７は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール１０００が使用されると想定しているが、当業者であれば、任意の送信モジュールが使用されてもよいことを理解されよう。各送信モジュール１０００ａ、１０００ｂ、・・・、１０００ｋが、ＲＢ毎マルチキャリア変調信号２７０７ａ、２７０７ｂ、・・・、２７０７ｋを出力し、それは、ＳＬＭまたはＰＴＳが適用されてもよい選択マッピングユニット２７１０へと入力される。ＰＡＰＲ低減を備えるＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機２７００は、送信信号２７９０を出力する。
【０２３２】
図２８は、ＰＡＰＲ低減を備えるＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機２８００のブロック図である。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機における選択的デマッピングユニット２８１０の係数は、ＰＡＰＲ低減を可能にする、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機における選択マッピングユニット２７１０の係数の複素共役である。ＰＡＰＲ低減を備えるＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機２８００は、選択的デマッピングユニット２８１０で、ＲＢに基づくＳＬＭまたはＰＴＳ複素共役位相ベクトル
【０２３３】
【数６４】
2017204873.tif 000066
【０２３４】
を使用する。簡略化のために、図２８は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信モジュール１６００が使用されることを想定しているが、当業者であれば、任意の受信モジュールが使用されてもよいことを理解されよう。ＣＰ−ＯＦＤＭ／フィルタリングＯＦＤＭ受信機１４００が使用される場合、その構成は、ＣＰ−ＯＦＤＭにおけるＳＬＭ／ＰＴＳと同一のものである。実装においては、受信機における位相ベクトルは、ワンタップＦＤＥユニットとすることのできるＦＤＥユニットと組み合わされてもよい。図２８を参照すると、受信された信号ｙ２８０５は、ＰＡＰＲ低減を備えるＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機２８００で受信される。ＲＢに基づくＳＬＭまたはＰＴＳ複素共役位相ベクトルは、選択的デマッピングユニット２８１０で適用され、それは、ＲＢ毎信号をＦ−ＯＦＤＭ  Ｒｘモジュール１６００ａ、１６００ｂ、・・・、１６００ｋに出力し、それは、次いで、ＲＢ毎復調されたシンボルベクトル２８９０ａ、２８９０ｂ、・・・、２８９０ｋを出力する。ＲＢに基づくＳＬＭ／ＰＴＳが適用されるとき、出力信号は、
【０２３５】
【数６５】
2017204873.tif 000067
【０２３６】
になる。
【０２３７】
ＲＢに基づく位相回転技術が、各ＲＢで、サブキャリアベースの位相回転技術と組み合わされてもよい。固定された、またはランダムな位相回転もまた、使用されてもよい。
【０２３８】
ＰＡＰＲ低減のための上記の実施形態は、パラメータの副次情報に起因してスペクトル効率損失を生ずるおそれのある信号歪みを有しない。これらの技術に加えて、信号歪みを有するＰＡＰＲ低減技術はまた、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機と共に使用されてもよい。例えば、ＲＢ毎送信フィルタの前に、クリッピングがＲＢ毎信号に適用されてもよい。ＰＡＰＲは、この段階ではまだ評価されていないが、クリッピング閾値が判定されてもよい。他の例では、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ信号が形成された後、クリッピング、およびフィルタイング、またはコンパンディングが、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ信号に適用されてもよい。このようなクリッピングおよびフィルタリングは、送信機の計算の複雑さを増加させ、帯域内信号歪みを生ずるおそれがある。他方で、コンパンディングは、信号歪みによりＯＯＢＥを増加させ、かつＢＥＲ性能を劣化させるおそれもある。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭは、電力増幅器（ＰＡ）の非線形性に大きく影響を受けない可能性がある。したがって、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ信号に対して、コンパンディングが考慮されてもよい。
【０２３９】
ＳＬＭ／ＰＴＳでは、一般に位相ベクトルは、位相の所与のセットから生成されるが、位相ベクトルはランダムに生成されてもよい。ランダムに生成された位相ベクトルは、任意の位相値、または候補セットからの量子化された位相値を有する
【０２４０】
【数６６】
2017204873.tif 000068
【０２４１】
の要素を有することができる。
【０２４２】
ＳＬＭでは、いくつかの位相ベクトル
【０２４３】
【数６７】
2017204873.tif 000069
【０２４４】
は、ランダムに生成されてもよい。各位相ベクトルおよび一定の期間（例えば、１つのサブフレーム）に対する出力信号ｘは、式（３３）にあるように取得されてもよい。各位相ベクトルに対するサブフレームにおける最大ＰＡＰＲ値が計算されてもよい。期間（例えば、１つのサブフレーム）内で最も低い、最大のＰＡＰＲを生ずる位相ベクトルが選択され得、それに対応する出力信号が送信信号であり得る。副次情報として、選択された位相ベクトルは受信機に知られるようにする必要がある。一般性を失うことなく、
【０２４５】
【数６８】
2017204873.tif 000070
【０２４６】
とする。計算の複雑さは送信器に加えられる。量子化された位相値が使用される（例えば、位相回転が候補セット｛１、ｊ、−１、−ｊ｝から得られるなどの）場合、送信器におけるさらなる計算の複雑さは低減されてもよい。受信機で、選択された位相ベクトルの複素共役が、ワンタップＦＤＥユニットとすることのできるＦＤＥユニットと組み合わされ得、さらなる計算上の複雑さを受け得ない。副次情報により、スペクトル効率損失があり得る。データレートにおける損失は、選択された位相ベクトルにおける未知の位相回転の数に依存する。ＳＬＭが使用される場合、Ｋ−１の未知の位相回転が存在し得る。
【０２４７】
ＰＴＳでは、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭの場合にはＲＢ毎変調信号である、各エントリに対して異なる位相回転を使用するのではなく、ＲＢ毎変調信号は、グループへと分割され得、単一の位相回転が、１つのグループにおけるすべてのＲＢ毎変調信号に対して使用されてもよい。異なるグループに対する位相回転は、異なってもよい。Ｋ個のＲＢ毎変調信号は、多くてもｇ個のＲＢをそれぞれが有するグループへと分割されてもよい。それは、
【０２４８】
【数６９】
2017204873.tif 000071
【０２４９】
グループになる。
【０２５０】
【数７０】
2017204873.tif 000072
【０２５１】
個の未知の位相回転が存在するが、それは、ｇ＞１のとき、ＳＬＭの場合よりも少ない。より小さいグループサイズは、より大きいスペクトル効率損失を生ずる可能性があるが、より大きなグループサイズは、ＰＡＰＲ低減設計においてより小さな自由度を提供する可能性がある。一般性を失うことなく、ＳＬＭは、グループサイズｇ＝１であるＰＴＳの特別な場合として見なされてもよい。
【０２５２】
一例では、１つの選択された位相ベクトルが、各サブフレームに対して使用されてもよい。これは、送信器において、さらなる固有の待ち時間を生じさせることがある。１つの選択された位相ベクトルが、１つのＰＡＰＲ値を生ずる期間に対して使用される場合、送信器でさらなる固有の待ち時間が存在しないことがあるが、それは、送信器におけるＰ／Ｓ変換によってそれが調整されてもよいからである。これは、ＰＡＰＲ低減設計で大きな自由度を可能にする。しかし、スペクトル効率損失は、増加する可能性がある。
【０２５３】
各サブフレームに対する副次情報は、
【０２５４】
【数７１】
2017204873.tif 000073
【０２５５】
のＲＢグループに対する
【０２５６】
【数７２】
2017204873.tif 000074
【０２５７】
の位相回転値
【０２５８】
【数７３】
2017204873.tif 000075
【０２５９】
である。このような位相回転は、マルチパスチャネルの一部として見られ、またＲＢに基づく、パイロットに基づくＣＨＥＳＴに含まれ、かつ等化で回復されてもよい。この場合、位相回転は、ＲＢグループごとに異なっているので、信頼性のあるＣＨＥＳＴを有効にするために、各ＲＢに十分なパイロットシンボルが存在するはずであり、各ＲＢに対するＣＨＥＳＴは、個々に実行されてもよい。他方で、各ＲＢにおけるパイロット密度が十分に高くない場合、いくつかのサブキャリアのＣＨＥＳＴは、同一のＲＢにおけるサブキャリアならびに隣接するＲＢにおけるそれらの間での補間に依存することがある。このような場合、パイロットに基づく位相推定器が、各ＲＢに対して必要とされてもよい。いずれの場合においても、さらなるパイロットに起因するスペクトル効率損失があり得る。すべての場合において、実用システムでは、各サブキャリア上で基準信号（ＲＳ）があり得るので、各サブキャリアに対して専用の位相回転を使用するＳＬＭが、有効でないことがある。
【０２６０】
上記で述べたように、タイプＩおよびタイプＩＩ  ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭでは、計算の複雑さは、利用可能なＲＢの数によって増減するので高くなることがある。代替的に、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機は、フィルタリングされたマルチトーン（ＦＭＴ）変調の合成フィルタバンク（ＳＦＢ）を通るＲＢ毎ＣＰ−ＯＦＤＭ信号として表されてもよい。あるいは、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機は、受信された信号が、ＦＭＴ復調の解析フィルタバンク（ＡＦＢ）を通され、その後にＲＢ毎ＣＰ−ＯＦＤＭ受信モジュールが続くように表されてもよい。
【０２６１】
一実施形態では、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機および受信機は、例えば、利用可能なＲＢの数が多いとき、複雑さをさらに低減するための多相フィルタバンクを使用して実装されてもよい。一般性を失うことなく、ｍk＝ｋＭ1とし、ＲＢ毎サブキャリアの数Ｍ1が２のべき乗であるとすると、Ｑ1＝Ｌ／Ｍ1は２のべき乗であり、またＲＢ変調および復調の乗数は、
【０２６２】
【数７４】
2017204873.tif 000076
【０２６３】
となる。
【０２６４】
ＳＦＢおよびＡＦＢの効率的な多相実装が以下で述べられる。図２９は、合成フィルタバンク（ＳＦＢ）２９００の多相実装を使用するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機の例を示す。ＳＦＢ２９００の多相実装を使用するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信機は、ＯＦＤＭ送信モジュール２９１０ａ、２９１０ｂ、・・・、２９１０ｋおよびＳＦＢ２９２０を備えることができる。あるいは、ＣＰ−ＯＦＤＭ送信モジュールが使用されてもよい。図２９を参照すると、データシンボルベクトルＳ［ｎ］２９０１ａ、２９０１ｂ、・・・、２９０１ｋが、それぞれのＯＦＤＭ送信モジュール２９１０ａ、２９１０ｂ、・・・、２９１０ｋに入力される。例示的なＯＦＤＭ送信モジュール２９１０のブロック図が図３０で示される。図３０を参照すると、ＯＦＤＭ送信モジュール２９１０は、Ｌ1ポイントＩＦＦＴユニット３００５、ＣＰ加算器ユニット３０１０、およびＰ／Ｓ変換器３０１５を備えることができる。再度図２９を参照すると、ＯＦＤＭ送信モジュール２９１０ａ、２９１０ｂ、・・・、２９１０ｋは、ＳＦＢ２９２０へと入力される信号ｂ0［ｎ］、ｂ1［ｎ］、・・・、ｂK-1［ｎ］２９１５ａ、２９１５ｂ、・・・、２９１５ｋを出力する。ＳＦＢ２９２０は、Ｑ1ポイントＩＦＦＴユニット２９３０、多相フィルタ２９３５ａ、２９３５ｂ、・・・、２９３５ｋ、およびマルチプレクサ（ＭＵＸ）２９４０を備えることができる。ＳＦＢ２９２０は、ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信信号ｘ［ｎ］２９５０を出力する。ＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ送信信号ｘ［ｎ］２９５０は、
【０２６５】
【数７５】
2017204873.tif 000077
【０２６６】
として示され、それは、ＦＭＴ送信信号の式であり、Ｑ1≧Ｑ、Ｑ1≧Ｋ、かつｌｃｍ（Ｑ、Ｑ1）＝Ｑ1である。加重の順序を変更した後、以下が得られる、すなわち、
【０２６７】
【数７６】
2017204873.tif 000078
【０２６８】
である。
【０２６９】
ｎは、
【０２７０】
【数７７】
2017204873.tif 000079
【０２７１】
として表現されてもよい。
【０２７２】
式（３６）を（３５）に代入すると、以下が得られる、すなわち、
【０２７３】
【数７８】
2017204873.tif 000080
【０２７４】
であり、信号
【０２７５】
【数７９】
2017204873.tif 000081
【０２７６】
は、Ｑ1ポイントＩＦＦＴを通じて得ることができる。ｎは以下のように表現されてもよい、すなわち、
【０２７７】
【数８０】
2017204873.tif 000082
【０２７８】
である。
【０２７９】
フィルタｐ［ｎ］のｖ番目の多相成分（Ｑに対する）は、
【０２８０】
【数８１】
2017204873.tif 000083
【０２８１】
として定義されてもよく、ｐ［ｎ］のこのような多相フィルタのＱが取得されてもよい。したがって、式（３９）を（３７）に代入すると、以下の
【０２８２】
【数８２】
2017204873.tif 000084
【０２８３】
が得られ、それは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）出力シーケンス
【０２８４】
【数８３】
2017204873.tif 000085
【０２８５】
およびｐ［ｎ］のｖ番目の多相フィルタの畳み込みであり、またｖ1およびｖの値は、それぞれ、ｎに依存し、式（３６）および（３９）からのものである。ｌｃｍ（Ｑ、Ｑ1）＝Ｑ1であるので、以下が得られる。
【０２８６】
ｖ＝ｖ1ｍｏｄＱ、ｖ＝０、１、・・・、Ｑ−１                          式（４２）
【０２８７】
したがって、各ＩＦＦＴ出力シーケンス
【０２８８】
【数８４】
2017204873.tif 000086
【０２８９】
は、一意の多相フィルタｐv［ｎ］に対応する。対（ｖ1、ｖ）の値は、Ｑ1の期間で周期的に変化する。したがって、マルチプレクサ（ＭＵＸ）２９４０が使用されて、サンプルインデックスに基づき、多相フィルタリングシーケンスからサンプルを選択することができる。
【０２９０】
図３１は、ＡＦＢの多相実装を使用する例示的なＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機３１００を示している。ＡＦＢの多相実装を使用するＲＢ−Ｆ−ＯＦＤＭ受信機３１００は、解析フィルタバンク（ＡＦＢ）ユニット３１１０を備えることができ、それは、ベクトルａ0［ｎ］、・・・、ａk［ｎ］、・・・、およびａK-1［ｎ］３１１２ａ、３１１２ｂ、・・・、３１１２ｋ、をそれぞれ出力し、それは、ＯＦＤＭ  Ｒｘモジュール３１２０ａ、３１２０ｂ、・・・、３１２０ｋに入力され、さらにそれは、ＲＢ毎復調シンボルベクトル３１９０ａ、３１９０ｂ、３１９０ｋをそれぞれ出力する。あるいは、ＯＦＤＭ  Ｒｘモジュールは、ＣＰ−ＯＦＤＭ受信モジュールとすることができる。ＡＦＢユニット３１１０は、Ｓ／Ｐ変換器３１３０、周期的な時変フィルタ３１３５ａ、３１３５ｂ、・・・、３１３５ｋ、およびＱ1ポイントＦＦＴユニット３１４０を備えることができる。図３２は、ＯＦＤＭ  Ｒｘモジュール３１２０のブロック図である。ＯＦＤＭ  Ｒｘモジュール３１２０は、Ｓ／Ｐ変換器３２０５、ＣＰ除去ユニットユニット３２１０、およびＬ1ポイントＦＦＴユニット３２１５を備えることができる。ＯＦＤＭ受信モジュールは、ＲＢ毎復調シンボルベクトル３１９０ｋを出力する。図３３は、ＡＦＢにおける時変フィルタ３１３５のブロック図である。時変フィルタ３１３５は、マルチプレクサ（ＭＵＸ）ユニット３３０５を備えることができる。ＡＦＢの多相実装は、ＳＦＢと同様に導出されてもよい。ｍ番目のインスタンスにおけるＡＦＢからのＱ1×１出力ベクトルを、
【０２９１】
【数８５】
2017204873.tif 000087
【０２９２】
と定義し、ここで、ａk［ｍ］は、ＡＦＢユニット３１１０から出力された、ｋ番目のＲＢにおけるＯＦＤＭ受信モジュール３１２０ａ、３１２０ｂ、・・・、３１２０ｋへの入力である。最初のＫ個のシーケンスは、ＲＢ毎ＯＦＤＭ  Ｒｘ受信モジュールへの入力であり、また最後のＱ1−Ｋ個のシーケンスは、破棄されてもよい。受信された信号はｙ［ｎ］３１０１であるとする。ｋ番目のＲＢにおけるＯＦＤＭ受信モジュール３１２０への入力は、
【０２９３】
【数８６】
2017204873.tif 000088
【０２９４】
と表されてもよい。
【０２９５】
ｌは、
【０２９６】
【数８７】
2017204873.tif 000089
【０２９７】
としえ表現されてもよい。
【０２９８】
式（４５）を（４４）に代入すると以下が得られる、すなわち、
【０２９９】
【数８８】
2017204873.tif 000090
【０３００】
であり、それはｋ番目のサブキャリアにおけるＦＭＴ受信信号の式である。加重の順序を交換した後、以下が得られる、すなわち、
【０３０１】
【数８９】
2017204873.tif 000091
【０３０２】
であり、信号は、
【０３０３】
【数９０】
2017204873.tif 000092
【０３０４】
であり、Ｑ1ダウンサンプリング受信信号
【０３０５】
【数９１】
2017204873.tif 000093
【０３０６】
を備える。
【０３０７】
したがって、ＡＦＢからの出力ベクトルは、Ｑ1ポイントＦＦＴ３１４０を通じて取得されてもよく、各ＦＦＴ入力シーケンス
【０３０８】
【数９２】
2017204873.tif 000094
【０３０９】
は、可能な時変フィルタを使用して
【０３１０】
【数９３】
2017204873.tif 000095
【０３１１】
の畳み込みから得られる。Ｑ1ダウンサンプリング受信信号
【０３１２】
【数９４】
2017204873.tif 000096
【０３１３】
は、ｙ［ｎ］から、Ｓ／Ｐ変換器３１３０においてシリアルツーパラレル（Ｓ／Ｐ）変換を使用することにより取得されてもよい。
【０３１４】
【数９５】
2017204873.tif 000097
【０３１５】
とする。
【０３１６】
フィルタｐ［ｎ］のｖ番目の多相成分（Ｑ1に対する）は、
ｐv［ｎ］＝ｐ［ｎＱ1＋ｖ］、ｖ＝０、１、・・・、Ｑ1−１、ｎ＝０、１、・・・、
式（５１）
として定義され、ｐ［ｎ］のこのような多相フィルタのＱ1が得られる。したがって、式（５０）および（５１）を（４８）に代入し、いくつかの数学的操作を行った後、以下の
【０３１７】
【数９６】
2017204873.tif 000098
【０３１８】
が得られる、ρおよびｖの値はｍに依存し、式（５０）からのものである。したがって、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）入力シーケンス
【０３１９】
【数９７】
2017204873.tif 000099
【０３２０】
に対する多相フィルタｐv［ρ］は、ｑ＝Ｑ1／Ｑの期間で周期的に変化する時変フィルタである。表記を簡単にするために、ＦＦＴ入力シーケンス
【０３２１】
【数９８】
2017204873.tif 000100
【０３２２】
に対する周期的時変フィルタは、
【０３２３】
【数９９】
2017204873.tif 000101
【０３２４】
として定義される。
【０３２５】
ＣＰを使用するシングルキャリア変調（ＳＣＭ）は、各ＲＢにおけるＯＦＤＭに対する代替の波形として使用されてもよい。ＳＣＭの１つの利点は低いＰＡＰＲである。さらに、ＩＦＦＴは、ＳＣＭ波形の生成に必要とされないので、送信器の複雑さが低減される。
【０３２６】
ＲＢに基づくＳＣＭ（ＲＢ−ＳＣＭ）では、データシンボルは、ブロックで配置され、次いでＣＰが付加されてもよい。ＯＦＤＭとは反対に、ＩＦＦＴユニットは、必要とされなくてもよい。図３４は、例示的なＲＢ−ＳＣＭ送信モジュール３４００を示す。
【０３２７】
ＲＢ−ＳＣＭ送信モジュール３４００は、図１９で示されたＲＢ毎Ｆ−ＯＦＤＭ送信モジュール１９００とは２つの差異を有する。送信すべきシンボルがない限り、データブロックを形成するためにゼロは付加されず、データブロックは、ＩＦＦＴを通さなくてもよい。
【０３２８】
図３４を参照すると、ＲＢ毎シンボルベクトル３４０１ｋが、ＲＢ−ＳＣＭ送信モジュール３４００に入力され、それは、Ｐ／Ｓ変換器３４０５、ＣＰ加算器ユニット３４１０、アップサンプリングユニット３４１５、ベースバンド送信フィルタ３４２０、およびＲＢ変調ユニット３４２５を備えることができる。
【０３２９】
ＣＰ加算器ユニット３４１０でＣＰが付加された後、データブロックは、Ｐ／Ｓ変換器３４０５でＰ／Ｓ変換を通ることができ、Ｑ＝Ｌ／Ｍの比を有するアップサンプリングユニット３４１５でアップサンプリングされ、次いで、ベースバンド送信フィルタ３４２０においてフィルタリングされてもよい。ベースバンド送信フィルタ３４２０は、低域フィルタとすることができる。ＳＣＭで使用される低域フィルタは、ＯＦＤＭで使用されるフィルタよりも鮮明（sharp）であってもよい。ＲＢに基づくＯＦＤＭでは、アップサンプリング後に生成される像は、ＩＦＦＴで使用されるゼロパディングにより、互いにさらに離れる（away from each other）。ＩＦＦＴおよびゼロパディングはＳＣＭの場合に存在しないので、像は、互いに隣接することができ、それらを分離するためにより鮮明なフィルタが使用されてもよい。その結果、フィルタの長さは、より長くなり得る。フィルタリングの後、ベースバンド送信フィルタ３４２０により出力されたフィルタリングされた信号３４２２は、ＲＢ変調ユニット３４２５でＲＢ変調され、それはＲＢ毎マルチキャリア変調信号ｘk３４９０を出力する。
【０３３０】
図３５は、例示的なＲＢ  ＳＣＭ受信モジュール３５００を示す。ｋ番目のＲＢに対する受信モジュールが図３５で示される。図３５を参照すると、ＲＢ  ＳＣＭ受信モジュール３５００は、ＲＢ復調ユニット３５０５、ベースバンド受信フィルタ３５１０、ダウンサンプリングユニット３５１５、Ｓ／Ｐ変換器３５２０、ＣＰ除去ユニット３５２５、Ｍ１ポイントＦＦＴユニット３５３０、等化器３５３５、およびＭ１ポイントＩＦＦＴユニット３５４０を備えることができる。受信された信号ｙ３５０１は、ＲＢ復調ユニット３５０５において、ｋ番目のＲＢの周波数帯域からベースバンドへと復調されて、ＲＢ復調信号
【０３３１】
【数１００】
2017204873.tif 000102
【０３３２】
３５０２を形成する。次いで、ＲＢ復調信号
【０３３３】
【数１０１】
2017204873.tif 000103
【０３３４】
３５０２は、ベースバンド受信フィルタ３５１０においてフィルタリングされ、かつダウンサンプリングユニット３５１５においてダウンサンプリングされる。ＣＰは、ＣＰ除去ユニット３５２５で除去され、信号は、Ｓ／Ｐ変換器３５２０で分割される。データシンボルが、次いで、復調されてもよい。ＳＣＭを使用すると、周波数領域等化が実行されてもよい。これを達成するために、Ｍ１ポイントＦＦＴユニット３５３０で、信号のＦＦＴが行われる。次いで、ゼロフォーシング（zero-forcing）またはＭＭＳＥ等化などの技術を使用することにより、等化器３５３５において等化が実行される。最後に、Ｍ１ポイントＩＦＦＴユニット３５４０においてＩＦＦＴが実行されて、データシンボルを回復させる。ＲＢ−ＳＣＭ受信モジュールは、復調されたシンボル３５５０ａ、・・・、３５５０ｋを出力する。
【０３３５】
ＳＣＭの変形形態では、ＣＰは除外されてもよい。この場合、受信機で時間領域等化が使用されてもよい（すなわち、等化はＳ／Ｐ演算後の信号に対して行われる）。
【０３３６】
他の例では、ＲＢに基づくプリコーディングされるＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）が実行されてもよい。プリコーディング技術は、比較的小さなスペクトル効率損失で大幅なＯＯＢＥ抑制（suppression）を達成するために使用されてもよい。さらにプリコーディングは、シグナリングのオーバヘッドを必要とせず、ビットエラーレート（ＢＥＲ）性能の劣化を有することなく、かつ入力データに依存しない。しかし、従来のプリコーディング手法にはいくつかの欠点があり得る。まず、サブキャリアにマッピングされたシンボルは、プリコーディング後、もはや独立していないためＰＡＰＲが増加する。第２に、プリコーディング行列の設計は、割り当てられたサブキャリアに依存しており、割り当てられたサブキャリアが変わるごとに更新される必要がある。
【０３３７】
個々にプリコーディングされるＯＦＤＭ（Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭ）方式と、一様なリソースブロックベースのプリコーディングされるＯＦＤＭ（Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）、および非一様なリソースブロックベースのプリコーディングされるＯＦＤＭ（ＮＵ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）と名付けられた２つタイプのＲＢに基づくプリコーディングされるＯＦＤＭ（ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）方式とに対する例が以下で開示される。
【０３３８】
Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭでは、各周波数帯域（ＦＢ）は、個々にプリコーディングされる。ＲＢに基づくＯＦＤＭシステムでは、ＦＢは、ＲＢへと分割され（その場合、各ＲＢは、連続するスペクトルを形成するサブキャリアのグループである）、１つのＲＢは、最小の利用可能な送信帯域と見られる。Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭでは、各ＲＢの信号は、一様なプリコーディング行列により個々にプリコーディングされ、それぞれが、良好なスペクトル抑制を有する。それは、利用可能なＲＢの数により増減するので、複雑さが低くなるが、スペクトル効率損失は比較的大きい。ＮＵ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭでは、いくつかの連続するＲＢの信号は、事前に記憶されたプリコーディング行列により、共にプリコーディングされて、ＲＢの増分により生ずるスペクトル効率損失を低減する。他方で、プリコーディング行列のより大きいサイズが、より大きな複雑さを生ずる可能性がある。したがって、連続する周波数帯域におけるＲＢの数が、一定の値よりも大きい場合、信号は、いくつかのサブブロックへと分割され、各サブブロックは、記憶されたプリコーディング行列により、個々にプリコーディングされてもよい。このように、スペクトル効率損失と複雑さとの間のトレードオフが、システム要件に従って行われ得る。
【０３３９】
Ｑ個の連続する周波数帯域（ＦＢ）、例えば、０番目、１番目、２番目、・・・、（Ｑ−１）番目のＦＢからなる不連続な送信帯域が、ＯＦＤＭベースのコグニティブ無線（ＣＲ）ユーザにより利用される。各ＦＢは、Ｎi個の連続するサブキャリアを有する。したがって、ＣＲユーザにより使用されるサブキャリアの合計数は、
【０３４０】
【数１０２】
2017204873.tif 000104
【０３４１】
である。各ＯＦＤＭシンボルは、他のＯＦＤＭシンボルとは独立してプリコーディングされ、かつ復号されるので、簡略化のために、以下ではシンボルインデックスが無視される。時間領域ＯＦＤＭ送信シンボルφ（ｔ）は、
【０３４２】
【数１０３】
2017204873.tif 000105
【０３４３】
として表され、φi（ｔ）は、ｉ番目のＦＢにより変調されたＯＦＤＭ送信シンボルである。ｉ番目のＦＢにおけるｊ番目のサブキャリアに対して、ｄi、jはデータシンボルであり、またｐi、jは、次のように表されるウィンドウ化されたサブキャリア波形である、すなわち、
【０３４４】
【数１０４】
2017204873.tif 000106
【０３４５】
パルス形成関数は、
【０３４６】
【数１０５】
2017204873.tif 000107
【０３４７】
のようになる。
【０３４８】
式（５５）および（５６）では、Ｔsは、有効なシンボル期間であり、またＴCPは、サイクリックプレフィックス期間である。サブキャリアインデックスＮi、jは、
Ｎi、j＝Ｎi、0＋ｊ、ｉ＝０、１、・・・、Ｑ−１、ｊ＝０、１、・・・、Ｎi−１
式（５７）
である。
【０３４９】
ある周波数ｆにおける式（５４）の送信信号φ（ｔ）の周波数領域表現（representation）は、
【０３５０】
【数１０６】
2017204873.tif 000108
【０３５１】
で表され得、ここで、
【０３５２】
【数１０７】
2017204873.tif 000109
【０３５３】
であり、Ｔ＝ＴCP＋ＴSは、ＯＦＤＭシンボル期間であり、Ｘi（ｆ）は、φi（ｔ）の周波数応答である。ユーザに対するノッチ周波数（notched frequency）ｆk、ｋ＝０、１、・・・、Ｋ−１でＸ（ｆ）を抑制するために、プリコーディングプロセス｛Ｇij、mn｝がデータシンボルｄm、nに対して加えられ、それは、
【０３５４】
【数１０８】
2017204873.tif 000110
【０３５５】
と表され得、Ｍiは、ｉ番目のＦＢで送信されるデータストリームの数である。シンボルｓi、jが、データシンボルに代えて、サブキャリアにマップされる。したがって、式（５８）におけるＸ（ｆk）は、
【０３５６】
【数１０９】
2017204873.tif 000111
【０３５７】
のようになる。
【０３５８】
プリコーディングにより、Ｎi≧Ｍi、またデータストリームの合計数は、
【０３５９】
【数１１０】
2017204873.tif 000112
【０３６０】
である。行列表現を使用すると、式（６０）および（６１）は、
ｘ＝Ｐｓ、ｓ＝Ｇｄ                                                式（６２）
となり、ここで、
【０３６１】
【数１１１】
2017204873.tif 000113
【０３６２】
Ｐ＝［Ｐ0  Ｐ1  ・・・  ＰQ-1］                                式（６４）
【０３６３】
【数１１２】
2017204873.tif 000114
【０３６４】
である。
【０３６５】
プリコーディングは、送信信号のＯＯＢＥを抑制するために実行され、それは、ノッチ周波数ｆk、ｋ＝０、１、・・・、Ｋ−１で帯域外電力漏れを抑制することにより、すなわち、||ｘ||を最小化することにより実行することができる。プリコーディング行列Ｇが、受信機で、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）、または高速フーリエ変換（ＦＦＴ）、および周波数領域等化の後に、ＧHＧ＝ＩMのようなセミユニタリ行列として選択された場合、
【０３６６】
【数１１３】
2017204873.tif 000115
【０３６７】
で表される受信された、プリコーディングされたデータは、復号行列ＧHにより復号されてもよい。したがって、推定されるデータベクトルは、
【０３６８】
【数１１４】
2017204873.tif 000116
【０３６９】
のように表される。
【０３７０】
プリコーディングは、不連続なスペクトルに対して満足できるスペクトル抑制を提供することができる。しかし、プリコーディング行列の設計は、割り当てられたサブキャリア、および式（５９）により選択されたノッチ周波数に依存している。さらに、ＧはＮ×（Ｎ−Ｒ）行列であるので、式（６２）のプリコーディングプロセス、および式（６６）の復号プロセスの（実際の乗算数の点で評価された）複雑さは、Ｏ（Ｎ2）程度のものを有しており、Ｎが大きいときは許容できないことがある。
【０３７１】
一例では、Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭと呼ばれる変更された個々のプリコーディング方式は、各ＦＢを個々にプリコーディングすることにより、複雑さを低減するように実行されてもよい。式（５８）および（５９）で示されるように、Ｘ（ｆ）は、Ｐi、j（ｆ）の一次結合であるが、それは、周波数ｆでウィンドウ化されたサブキャリア波形の周波数応答であり、かつ周波数ｆとサブキャリア周波数
【０３７２】
【数１１５】
2017204873.tif 000117
【０３７３】
との間の相対的な間隔に依存する。ｉ番目のＦＢと（ｉ＋１）番目のＦＢとの間の選択されたノッチ周波数ｆに対して、ｉ番目のＦＢおよび（ｉ＋１）番目のＦＢの信号は、他のＦＢの信号が有するものよりもｆで大きいＯＯＢＥを有する、すなわち、
｜Ｘi（ｆ）｜2≧｜Ｘl（ｆ）｜2、｜Ｘi+1（ｆ）｜2≧｜Ｘl（ｆ）｜2、ｌ＝０、１、・・・、Ｑ−１、ｌ≠ｉ、ｉ＋１                                      式（６７）
【０３７４】
その結果、||ｘ||を最小化する問題は、両側のその２つの最も近接するＦＢにより搬送される各ノッチ周波数で、ＯＯＢＥを個々に最小化するように簡略化されてもよい、すなわち、
ｘ＝［Ｘ0（ｆ0）  Ｘ1（ｆ1）  、・・・、  ＸQ-1（ｆQ-1）］T＝［Ｐ0ｓ0  Ｐ1ｓ1  、・・・、ＰQ-1ｓQ-1］T、
ｓi＝Ｇiｄi、ｉ＝０、１、・・・、Ｑ−１                              式（６８）
ここで、
【０３７５】
【数１１６】
2017204873.tif 000118
【０３７６】
は、ｉ番目のＦＢに対して選択されたノッチ周波数であり、また
【０３７７】
【数１１７】
2017204873.tif 000119
【０３７８】
である。
【０３７９】
||ｘ||を最小化するために、各Ｐiに対して特異値分解（ＳＶＤ：singular value decomposition）が実行されてもよい、すなわち、
【０３８０】
【数１１８】
2017204873.tif 000120
【０３８１】
ｉ番目のＦＢに対するＮi×Ｍiプリコーディング行列は、次いで、
【０３８２】
【数１１９】
2017204873.tif 000121
【０３８３】
のように選択されてもよい。
【０３８４】
Ｍi≦Ｍなので、Ｍi≪Ｍである大部分の場合、複雑さは劇的に低減され、全体の符号化レートは以下のようになる、すなわち、
【０３８５】
【数１２０】
2017204873.tif 000122
【０３８６】
である。
【０３８７】
図３６は、例示的なＩ−Ｐ−ＯＦＤＭ送受信機構造３６００のブロック図である。図３６を参照すると、Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭ送受信機は、送信機ブロック３６０１および受信機ブロック３６０２を備えることができる。送信機ブロック３６０１は、プリコーディングユニット３６０５ａ、３６０５ｂ、・・・、３６０５ｋ、ＬポイントＩＤＦＴユニット３６１０、ＣＰ加算器ユニット３６１５、およびＰ／Ｓ変換器３６１８を備えることができる。受信機ブロック３６０２は、ＣＰ除去ユニットユニット３６２０、Ｓ／Ｐ変換器３６２５、ＬポイントＤＦＴユニット３６３０、およびデプリコーディングユニット３６３５ａ、３６３５ｂ、・・・、３６３５ｋを備えることができる。
【０３８８】
図３６を参照すると、各ＦＢのシンボルベクトル３６０４ａ、３６０４ｂ、・・・、３６０４ｋは、プリコーディングユニット３６０５ａ、３６０５ｂ、・・・、３６０５ｋにおいて個々にプリコーディングされ、プリコーディングされたシンボルベクトル３６０６ａ、３６０６ｂ、・・・、３６０６ｋを出力する。出力されるプリコーディングされたシンボルベクトル３６０６ａ、３６０６ｂ、・・・、３６０６ｋは、次いで、ＬポイントＩＤＦＴユニット３６１０で、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により共に変調される。いくつかのＦＢは、同一の数のサブキャリアを有することができるが、データストリームの数、コード化レート、ノッチ周波数の選択方法、およびプリコーディング行列は異なってもよい。この方式は、従来のプリコーディング方式と比較して、計算上の複雑さの低減を提供する。いくつかの場合では、ＦＢは、プリコーディング行列が大きな次元を有するように、多数のサブキャリアを有することができる。さらにプリコーディング行列の設計は、なお、割り当てられたサブキャリアおよび選択されたノッチ周波数に依存している。
【０３８９】
図３６の送信機ブロック３６０１は、あるいは、図４および図５と同様に表され得、その場合、ＲＢ毎送信処理モジュールは、図３７で示された送信モジュールである。図３７は、プリコーディングユニット３７０５、ＬポイントＩＤＦＴユニット３７１０、ＣＰ加算器ユニット３７１５、およびＰ／Ｓ変換器３７２０、ならびにＲＢ変調ユニット３７２５を備えるＲＢ毎送信処理モジュール３７００の一例を示す。
【０３９０】
図３６の受信機ブロック３６０２は、あるいは図６のように表され得、ＲＢ毎受信処理モジュールは図３８に示されている。図３８は、ＲＢ毎受信処理モジュール３８００の一例を示している。ＲＢ毎受信処理モジュール３８００は、ＲＢ復調ユニット３８０５、ＣＰ除去ユニット３８１０、Ｓ／Ｐ変換器３８１５、ＬポイントＤＦＴユニット３８２０、およびデプリコーディングユニット３８２５を備える。図３６の実装形態は、すべてのＦＢが、送信機で同一のＩＦＦＴ演算を、受信機で同一のＦＦＴ演算を共用するため、はるかに少ない複雑さを有する。
【０３９１】
ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭは、満足すべきスペクトル抑制を得るための、不連続なスペクトルに対して比較的小さいサイズを有し、割り当てられたサブキャリアおよびノッチ周波数に依存しない一様な、または固定されたプリコーディングおよび復号行列を提供することができる。ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭに対する一実施形態では、各ＦＢは、Ｂ個のＲＢへと分割され得（その場合、各ＲＢは、ＮB個の連続するサブキャリアのグループであり、最小の利用可能な送信帯域と見なされる）、また信号は、所定のプリコーディング行列によりプリコーディングされる。
【０３９２】
再度図３６を参照すると、信号がＩ−Ｐ−ＯＦＤＭ受信ブロック３６０２で受信されると、信号は、ＣＰ除去ユニット３６２０と、Ｓ／Ｐ変換器３６２５と、ＬポイントＤＦＴユニット３６３０と、推定されたデータベクトル３６４０ａ、３６４０ｂ、・・・、３６４０ｋを出力するデプリコーディングユニット３６３５ａ、３６３５ｂ、・・・、３６３５ｋとを通ることができる。
【０３９３】
Ｉ−Ｐ−ＯＦＤＭと同様に、ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ送信機の実装形態は、すべてのＲＢに対して１つのＩＦＦＴ演算を使用することができ、またＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ受信機の実装形態は、すべてのＲＢに対して１つのＦＦＴ演算を使用することができる。
【０３９４】
図３９は、例示的な一様なリソースブロックベースのプリコーディングされるＯＦＤＭ（Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ）構造３９００のブロック図である。図３９を参照すると、Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ構造は、Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ送信機ブロック３９０１、およびＵ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ受信機ブロック３９０２を含む。Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ送信機ブロック３９０１は、プリコーディングユニット３９１０ａ、３９１０ｂ、・・・、３９１０ｋ、ＬポイントＩＤＦＴユニット３９１５、ＣＰ加算器ユニット３９２０、およびＰ／Ｓ変換器３９２５を備える。Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ受信機ブロック３９０２は、ＣＰ除去ユニット３９３０、Ｓ／Ｐ変換器３９３５、ＬポイントＤＦＴユニット３９４０、およびデプリコーディングユニット３９４５ａ、３９４５ｂ、・・・、３９４５ｋを備える。Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ送信機ブロック３９０１では、各ＲＢ３９０５ａ、３９０５ｂ、・・・、３９０５ｋのシンボルベクトルは、一様なプリコーディング行列Ｇによりプリコーディングユニット３９１０ａ、３９１０ｂ、・・・、３９１０ｋで、個々にプリコーディングされてもよい。プリコーディングユニット３９１０ａ、３９１０ｂ、・・・、３９１０ｋは、プリコーディングされたシンボルベクトル３９０６ａ、３９０６ｂ、・・・、３９０６ｋを出力する。式（５９）に従って、ｉ番目のＲＢに対する行列Ｐiは、
【０３９５】
【数１２１】
2017204873.tif 000123
【０３９６】
に依存する。各ＲＢのサイズであるＮB、および各ＲＢの中心周波数とノッチ周波数ｆとの間の間隔が求められると、行列Ｐiが固定されてもよい。次いで、コード化冗長性ＲBを有する一意のプリコーディング行列Ｇが式（７１）により取得されてもよい。すべてのＲＢに対してプリコーディング行列を求めるために、各ＲＢの中心周波数と、対応する選択されたノッチ周波数との間の間隔が他のものと同一のであり得るように、連続する帯域においてＲＢごとに異なるノッチ周波数が選択されてもよい。すべてのｉに対して同一の
【０３９７】
【数１２２】
2017204873.tif 000124
【０３９８】
のこの一様な調整は、したがって、プリコーディング行列の設計に対して簡便さをもたらす。さらに、Ｇの次元がＮからＮBへと減少するので、プリコーディングおよび復号演算の計算上の複雑さも減少する。ＲBは、各ＲＢの冗長性の長さであるため、合計のコード化レートは、
【０３９９】
【数１２３】
2017204873.tif 000125
【０４００】
となり得る。
【０４０１】
式（７３）で示すように、ＲＢの数または符号化冗長性が増加するので、Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭシステムのスペクトル効率は減少する。スペクトル効率損失は、連続するＲＢの信号を共にプリコーディングすることにより低減され、したがって、冗長性は、ＲＢごとに反復してリザーブ（reserve）される必要はない。所定のプリコーディング行列をＧ’i、ｉ＝１、２、・・・、Ｗとする。連続するｉ個のＲＢの信号は、記憶されたプリコーディング行列Ｇ’iにより共にプリコーディングされてもよい。ここで、Ｇ’iは、ｉに依存する、ｉ個のＲＢを有するＦＢに対するプリコーディング行列である。この方法によれば、スペクトル効率損失は、劇的に低減されてもよいが、連続するＲＢの最大数Ｗが大き過ぎるとき、プリコーディング行列を記憶するために使用されるメモリが、大きくなり過ぎる。他方で、（ＷＮb）2に比例するプリコーディングプロセスの複雑さは、高くなり過ぎるおそれがある。この点を考慮すると、一実施形態では、このＦＢにおけるＲＢの数が一定の値ＷBを超える場合、ＦＢはいくつかのサブブロックへと分割され得、各サブブロックの信号は、個々にプリコーディングされてもよい。その結果、記憶される必要性のあるプリコーディング行列の複雑さと数が低減されてもよい。サブブロックは、非一様なサイズの仮想のＲＢと見なされてもよいので、このような方式は、ＮＵ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭと名付けられる。それは、システム要件に従ってＷBを選択することによるスペクトル効率損失と複雑さとの間のトレードオフを提供する。
【０４０２】
再度図３９を参照すると、各ＲＢ３９０５ａ、３９０５ｂ、・・・、３９０５ｋのシンボルベクトルが、プリコーディングユニット３９１０ａ、３９１０ｂ、・・・、３９１０ｋでプリコーディングされた後、信号は、ＬポイントＩＤＦＴユニット３９１５と、ＣＰ加算器ユニット３９２０と、送信信号を出力するＰ／Ｓ変換器３９２５とを通る。信号が、Ｕ−ＲＢ−Ｐ−ＯＦＤＭ受信機ブロック３９０２で受信されたとき、ＣＰは、ＣＰ除去ユニット３９２０で除去され、信号は、Ｓ／Ｐ変換器３９３５と、復調されたシンボルベクトル３９４２ａ、３９４２ｂ、・・・、３９４２ｋを出力するＬポイントＤＦＴユニット３９４０と、推定されたデータベクトル３９５０ａ、３９５０ｂ、・・・、３９５０ｋを出力するデプリコーディングユニット３９４５ａ、３９４５ｂ、・・・、３９４５ｋとを通る。
【０４０３】
実施形態
１．無線通信デバイスでマルチキャリア変調を実施するための方法であって、方法は、複数のリソースブロック（ＲＢ）のそれぞれにおける入力シンボルブロックに対して個々に、変調方式を適用するステップを含む。
【０４０４】
２．ＲＢ変調されたシンボルを送信のために合計するステップをさらに含む実施形態１に記載の方法。
【０４０５】
３．利用可能なスペクトルは、複数のＲＢへと分割される実施形態１または２に記載の方法。
【０４０６】
４．スペクトルは連続している実施形態３に記載の方法。
【０４０７】
５．スペクトルは不連続である実施形態３に記載の方法。
【０４０８】
６．各ＲＢのマルチキャリア変調された入力シンボルに、スペクトル漏れ低減方式を適用するステップをさらに含む実施形態１乃至５のいずれか一項に記載の方法。
【０４０９】
７．信号を、ベースバンドからＲＢの周波数帯域へと変調するために、各ＲＢに対してＲＢ変調を実施するステップをさらに含む実施形態１乃至６のいずれか一項に記載の方法。
【０４１０】
８．合計されたＲＢ変調シンボルを送信するステップをさらに含む実施形態１乃至７のいずれか一項に記載の方法。
【０４１１】
９．変調方式を適用し、かつ／またはＲＢ変調を実施して、高レートですべてのＲＢに対するＲＢ毎信号を生成するために単一のモジュールが使用される実施形態１乃至８のいずれか一項に記載の方法。
【０４１２】
１０．シンボル間干渉を軽減するために、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）またはシンボル拡張が付加される実施形態１乃至９のいずれか一項に記載の方法。
【０４１３】
１１．変調方式は、直交マルチキャリア変調である実施形態１乃至１０のいずれか一項に記載の方法。
【０４１４】
１２．直交マルチキャリア変調方式は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）である実施形態１１に記載の方法。
【０４１５】
１３．変調方式は、非直交マルチキャリア変調である実施形態１乃至１０のいずれか一項に記載の方法。
【０４１６】
１４．スペクトル漏れ低減技術は、時間領域フィルタリング、時間領域ウィンドウ化、スペクトルプリコーディング、またはＯＦＤＭに対する特定のパルス整形のうちの少なくとも１つである実施形態６乃至１３のいずれか一項に記載の方法。
【０４１７】
１５．スペクトル漏れ低減技術は、時間と周波数で共に局所化される実施形態６乃至１４のいずれか一項に記載の方法。
【０４１８】
１６．異なる位相回転技術を各ＲＢに適用するステップをさらに含む実施形態１乃至１５のいずれか一項に記載の方法。
【０４１９】
１７．位相回転技術は、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）低減のための選択的レベルマッピング（ＳＬＭ）、または部分送信シーケンス（ＰＴＳ）である実施形態１６に記載の方法である。
【０４２０】
１８．ＲＢは、一様なサイズである実施形態１乃至１７のいずれか一項に記載の方法。
【０４２１】
１９．ＲＢは異なるサイズである実施形態１乃至１７のいずれか一項に記載の方法。
【０４２２】
２０．入力シンボルのブロックに対してアップサンプリングを実施するステップをさらに含む実施形態８乃至１９のいずれか一項に記載の方法。
【０４２３】
２１．ＲＢ変調は、アップサンプリング後に実施される実施形態２０に記載の方法。
【０４２４】
２２．ＲＢ変調は、アップサンプリング前に実施される実施形態２０に記載の方法。
【０４２５】
２３．ＲＢ変調は、サブキャリアを循環的にシフトさせることにより実施される実施形態７乃至２２のいずれか一項に記載の方法。
【０４２６】
２４．シングルキャリア変調（ＳＣＭ）が、各ＲＢに対して使用される実施形態１乃至２３のいずれか一項に記載の方法。
【０４２７】
２５．無線通信デバイスでマルチキャリア変調を実施するための方法であって、方法は、マルチキャリア変調信号を受信するステップを含む。
【０４２８】
２６．受信されたマルチキャリア変調信号を、リソースブロック／リソースで、複数のＲＢ毎信号へとフォーマットするステップをさらに含む実施形態２５に記載の方法。
【０４２９】
２７．利用可能なスペクトルは、複数のＲＢへと分割される実施形態２６に記載の方法。
【０４３０】
２８．スペクトルは連続している実施形態２７に記載の方法。
【０４３１】
２９．スペクトルは不連続である実施形態２７に記載の方法。
【０４３２】
３０．各ＲＢに対してＲＢ復調を実施して、信号を、ＲＢの周波数帯域からベースバンドへと復調するステップをさらに含む実施形態２５乃至２９のいずれか一項に記載の方法。
【０４３３】
３１．高レートで、すべてのＲＢに対してマルチキャリア復調および／またはＲＢ復調を実施するために、単一のモジュールが使用される実施形態２５乃至３０のいずれか一項に記載の方法。
【０４３４】
３２．復調方式が適用される実施形態２５乃至３１のいずれか一項に記載の方法。
【０４３５】
３３．復調方式は、直交マルチキャリア復調である実施形態３２に記載の方法。
【０４３６】
３４．マルチキャリア直交復調は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）である実施形態３３に記載の方法。
【０４３７】
３５．非直交マルチキャリア変調が適用される実施形態２５乃至３４のいずれか一項に記載の方法。
【０４３８】
３６．ＲＢは一様なサイズである実施形態２５乃至３５のいずれか一項に記載の方法。
【０４３９】
３７．ＲＢは異なるサイズである実施形態２５乃至３６のいずれか一項に記載の方法。
【０４４０】
３８．受信された信号に対してダウンサンプリングを実施するステップをさらに含む実施形態３０乃至３７のいずれか一項に記載の方法。
【０４４１】
３９．ＲＢ復調は、ダウンサンプリング後に実施される実施形態３８に記載の方法。
【０４４２】
４０．ＲＢ復調は、ダウンサンプリング前に実施される実施形態３８に記載の方法。
【０４４３】
４１．ＲＢ復調は、サブキャリアを循環的にシフトさせることにより実施される実施形態３０乃至４０のいずれか一項に記載の方法。
【０４４４】
４２．シングルキャリア変調（ＳＣＭ）が各ＲＢに対して使用される実施形態２５乃至４１のいずれか一項に記載の方法。
【０４４５】
４３．マルチキャリア変調または復調が、少なくとも１つの多相フィルタバンクを使用して実施される実施形態１乃至４２のいずれか一項に記載の方法。
【０４４６】
４４．マルチキャリア変調は、フィルタリングされるマルチトーン（ＦＭＴ）変調の合成フィルタバンク（ＳＦＢ）を使用して実施される実施形態１乃至４１のいずれか一項に記載の方法。
【０４４７】
４５．復調は、フィルタリングされるマルチトーン（ＦＭＴ）復調の解析フィルタバンク（ＡＦＢ）を使用して実施される実施形態４３乃至４４のいずれか一項に記載の方法。
【０４４８】
４６．時変フィルタが復調で使用される実施形態４５に記載の方法。
【０４４９】
４７．各ＲＢにおけるサブキャリアの数は、２のべき乗である実施形態４３乃至４６のいずれか一項に記載の方法。
【０４５０】
４８．入力シンボルに対して、マルチキャリア変調を適用する前に、入力シンボルにプリコーディングを実施するステップをさらに含む実施形態１乃至４７のいずれか一項に記載の方法。
【０４５１】
４９．プリコーディングは、各周波数帯域に対して個々に実施される実施形態４８に記載の方法。
【０４５２】
５０．各周波数帯域は、複数のリソースブロックへと分割され、かつプリコーディングは、リソースブロックのそれぞれに対して個々に実施される実施形態４９に記載の方法。
【０４５３】
５１．プリコーディングは、プリコーディング行列を入力シンボルに乗算することにより実施される実施形態４８乃至５０のいずれか一項に記載の方法。
【０４５４】
５２．プリコーディング行列は、帯域外電力漏れを抑制するように決定される実施形態５１に記載の方法。
【０４５５】
５３．プリコーディング行列は、セミユニタリ行列としてのものである実施形態５１または５２のいずれか一項に記載の方法。
【０４５６】
５４．周波数帯域は、周波数帯域のリソースブロックの数が所定の値を超えているという条件で、複数のサブブロックへと分割される実施形態５０乃至５３のいずれか一項に記載の方法。
【０４５７】
特徴および要素が、特定の組合せにより上記で述べられているが、当業者であれば、各特徴または要素は、単独で、または、他の特徴および要素との任意の組合せで使用されてもよいことが理解されよう。さらに、本明細書で述べられた方法は、コンピュータまたはプロセッサで実行するためにコンピュータ可読媒体に組み込まれたコンピュータプログラム、ソフトウェア、またはファームウェアで実施されてもよい。コンピュータ可読媒体の例は、電子信号（有線または無線接続を介して送信されたもの）、およびコンピュータ可読記憶媒体を含む。コンピュータ可読記憶媒体の例は、これだけに限らないが、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、レジスタ、キャッシュメモリ、半導体メモリデバイス、内部のハードディスクおよび取外し可能なディスクなどの磁気媒体、磁気光学媒体、ならびにＣＤ−ＲＯＭディスクおよびデジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）などの光媒体を含む。ソフトウェアと関連付けられるプロセッサは、ＷＴＲＵ、ＵＥ、端末、基地局、ＲＮＣ、または任意のホストコンピュータで使用される無線周波数送受信機を実施するために使用されてもよい。
【図１Ａ】
2017204873.tif 000126
【図１Ｂ】
2017204873.tif 000127
【図１Ｃ】
2017204873.tif 000128
【図２Ａ】
2017204873.tif 000129
【図２Ｂ】
2017204873.tif 000130
【図３】
2017204873.tif 000131
【図４】
2017204873.tif 000132
【図５】
2017204873.tif 000133
【図６】
2017204873.tif 000134
【図７】
2017204873.tif 000135
【図８Ａ】
2017204873.tif 000136
【図８Ｂ】
2017204873.tif 000137
【図８Ｃ】
2017204873.tif 000138
【図８Ｄ】
2017204873.tif 000139
【図９】
2017204873.tif 000140
【図１０】
2017204873.tif 000141
【図１１】
2017204873.tif 000142
【図１２】
2017204873.tif 000143
【図１３】
2017204873.tif 000144
【図１４】
2017204873.tif 000145
【図１５】
2017204873.tif 000146
【図１６】
2017204873.tif 000147
【図１７】
2017204873.tif 000148
【図１８】
2017204873.tif 000149
【図１９】
2017204873.tif 000150
【図２０】
2017204873.tif 000151
【図２１】
2017204873.tif 000152
【図２２】
2017204873.tif 000153
【図２３】
2017204873.tif 000154
【図２４】
2017204873.tif 000155
【図２５】
2017204873.tif 000156
【図２６】
2017204873.tif 000157
【図２７】
2017204873.tif 000158
【図２８】
2017204873.tif 000159
【図２９】
2017204873.tif 000160
【図３０】
2017204873.tif 000161
【図３１】
2017204873.tif 000162
【図３２】
2017204873.tif 000163
【図３３】
2017204873.tif 000164
【図３４】
2017204873.tif 000165
【図３５】
2017204873.tif 000166
【図３６】
2017204873.tif 000167
【図３７】
2017204873.tif 000168
【図３８】
2017204873.tif 000169
【図３９】
2017204873.tif 000170
【図４０】
2017204873.tif 000171
【図４１】
2017204873.tif 000172
【図４２】
2017204873.tif 000173
【手続補正書】
【提出日】平成29年8月7日(2017.8.7)
【手続補正１】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項１】
無線通信デバイスにおいてマルチキャリア変調を実行する方法であって、
マルチキャリア変調された信号の複数のリソースブロック（ＲＢ）を受信するステップであって、前記ＲＢは、複数のサブキャリアを含む、ステップと、
前記マルチキャリア変調された信号の前記複数のＲＢを別個にフィルタリングするステップと、
１つまたは複数の変調スキームに従って、前記マルチキャリア変調された信号の前記複数のＲＢの各々に関して、ＲＢ復調を実行して、前記マルチキャリア変調された信号の各ＲＢを各ＲＢの周波数帯からベースバンドへ別個に復調するステップであって、前記復調は、前記複数のＲＢのうちの少なくとも２つに対して異なる、ステップと、
復調された信号の前記複数のＲＢの各々のチャネルを推定および等化して、前記復調された信号の前記複数のＲＢごとの推定されたシンボルを出力するステップと、
前記復調された信号の前記複数のＲＢごとの前記推定されたシンボルを復号するステップと
を備えたことを特徴とする方法。
【請求項２】
前記変調スキームは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、フィルタード直交周波数分割多重（Ｆ−ＯＦＤＭ）、シングルキャリア変調（ＳＣＭ）、またはプリコーデッド直交周波数分割多重（Ｐ−ＯＦＤＭ）のうちの１つであることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項３】
前記複数のＲＢのスペクトルは、連続的または非連続的であることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項４】
前記複数のＲＢのうちの少なくとも２つは、異なる数のサブキャリアを含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項５】
前記複数のＲＢごとのマルチキャリア変調された信号の各々の出力が異なることを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項６】
サイクリックプレフィックス（ＣＰ）またはシンボル拡張を前記複数のＲＢの各々上の入力シンボルの各変調されたブロックから除去するステップをさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の方法。
【請求項７】
マルチキャリア変調された信号を処理する無線送信／受信ユニットであって、
マルチキャリア変調された信号の複数のリソースブロック（ＲＢ）を受信するように構成された１つまたは複数の送受信機であって、前記ＲＢは、複数のサブキャリアを含む、１つまたは複数の送受信機と、
前記１つまたは複数の送受信機に動作可能に結合された１つまたは複数のプロセッサと
を備え、前記１つまたは複数のプロセッサは、
前記マルチキャリア変調された信号の前記複数のＲＢを別個にフィルタリングし、
１つまたは複数の変調スキームに従って、前記マルチキャリア変調された信号の前記複数のＲＢの各々に関して、ＲＢ復調を実行して、前記マルチキャリア変調された信号の各ＲＢを各ＲＢの周波数帯からベースバンドへ別個に復調し、前記復調は、前記複数のＲＢのうちの少なくとも２つに対して異なり、
復調された信号の前記複数のＲＢの各々のチャネルを推定および等化して、前記復調された信号の前記複数のＲＢごとの推定されたシンボルを出力し、ならびに
前記復調された信号の前記複数のＲＢごとの前記推定されたシンボルを復号する
ように構成されていることを特徴とするＷＴＲＵ。
【請求項８】
前記変調スキームは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）、フィルタード直交周波数分割多重（Ｆ−ＯＦＤＭ）、シングルキャリア変調（ＳＣＭ）、またはプリコーデッド直交周波数分割多重（Ｐ−ＯＦＤＭ）のうちの１つであることを特徴とする請求項７に記載のＷＴＲＵ。
【請求項９】
前記複数のＲＢのスペクトルは、連続的または非連続的であることを特徴とする請求項７に記載のＷＴＲＵ。
【請求項１０】
前記複数のＲＢのうちの少なくとも２つは、異なる数のサブキャリアを含むことを特徴とする請求項７に記載のＷＴＲＵ。
【請求項１１】
前記複数のＲＢごとのマルチキャリア変調された信号の各々の出力が異なることを特徴とする請求項７に記載のＷＴＲＵ。
【請求項１２】
前記１つまたは複数のプロセッサは、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）またはシンボル拡張を前記複数のＲＢの各々上の入力シンボルの各変調されたブロックから除去するようにさらに構成されていることを特徴とする請求項７に記載のＷＴＲＵ。