(57)【要約】【課題】スピンダウンコンバータ及び周波数変換方法に関し、高周波から低周波へ簡便に周波数変換を行うことを可能にする。【解決手段】磁性体と逆スピンホール効果部材とを接合した逆スピンホール効果素子に外部磁場を印加するとともに、前記磁性体にマグノンの自励振動を発生する強度のエネルギーを有する第１の周波数の電気信号を前記逆スピンホール効果素子と作用させ、前記逆スピンホール効果素子から前記第１の周波数より低周波の第２の周波数の電気信号を出力する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
ストリップ導体を備えた平面伝送線路と、
前記ストリップ導体に対して磁性体にマグノンの自励振動を発生できる位置に近接配置された前記磁性体と逆スピンホール効果部材とを接合した逆スピンホール効果素子と、
前記逆スピンホール効果素子に外部磁場を印加する磁場印加手段と、
前記逆スピンホール効果部材に設けられた一対の引出電極と、
前記一対の引出電極の間に接続されたフィルタと
を備えたスピンダウンコンバータ。
【請求項２】
前記平面伝送線路が、マイクロストリップ線路或いはコプレーナ線路のいずれかである請求項１に記載のスピンダウンコンバータ。
【請求項３】
前記磁性体が、強磁性体である請求項１または請求項２に記載のスピンダウンコンバータ。
【請求項４】
前記磁性体が、フェリ磁性体或いは反強磁性体のいずれかである請求項１または請求項２に記載のスピンダウンコンバータ。
【請求項５】
前記フェリ磁性体が、Ｙ３Ｆｅ５−ｘＧａｘＯ１２（但し、０≦ｘ＜５）或いは置換型希土類鉄ガーネットのいずれかである請求項３に記載のスピンダウンコンバータ。
【請求項６】
前記逆スピンホール効果部材が、Ｐｔである請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のスピンダウンコンバータ。
【請求項７】
前記磁場印加手段が、前記ストリップ導体の延在方向に平行な方向に外部磁場を印加する磁場印加手段である請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載のスピンダウンコンバータ。
【請求項８】
前記磁場印加手段が、前記ストリップ導体の延在方向に直交する方向に外部磁場を印加する磁場印加手段である請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載のスピンダウンコンバータ。
【請求項９】
磁性体と逆スピンホール効果部材とを接合した逆スピンホール効果素子に外部磁場を印加するとともに、前記磁性体にマグノンの自励振動を発生する強度のエネルギーを有する第１の周波数の電気信号を前記逆スピンホール効果素子と作用させ、前記逆スピンホール効果素子から前記第１の周波数より低周波の第２の周波数の電気信号を出力する周波数変換方法。
【請求項１０】
前記第１の周波数が、ＧＨｚ帯であり、前記第２の周波数がＭＨｚ帯である請求項９に記載の周波数変換方法。
【請求項１１】
前記第１の周波数の電気信号を、平面伝送線路に設けたストリップ導体を介して前記逆スピンホール効果素子と作用させる請求項９または請求項１０に記載の周波数変換方法。
【請求項１２】
前記外部磁場を、前記ストリップ導体の延在方向に平行な方向に印加する請求項９乃至請求項１１のいずれか１項に記載の周波数変換方法。
【請求項１３】
前記外部磁場を、前記ストリップ導体の延在方向に直交する方向に印加する請求項９乃至請求項１１のいずれか１項に記載の周波数変換方法。
【請求項１４】
前記第２の周波数を、前記外部磁場の大きさにより規定する請求項９乃至請求項１３のいずれか１項に記載の周波数変換方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スピンダウンコンバータ及び周波数変換方法に関するものであり、例えば、スピンを利用したＭＨｚ〜ＧＨｚ帯の高周波帯で使用するスピンダウンコンバータ及び周波数変換方法に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
近年の高度情報化社会において、我々の生活を支える情報処理を担うデバイスは増加の一途をたどっている。これらのデバイスによる消費電力の増加は社会的課題と認知されており、その解決に向けて様々な取り組みがなされている。そのような取り組みのうちの一つとして、スピントロニクスがあげられる。
【０００３】
スピントロニクスは、従来のエレクトロニクスに代わる情報処理技術である。エレクトロニクスでは、電子のもつ電荷によってビットを表現し、電流によって情報を伝達している。これに対してスピントロニクスでは、電子の持つスピンによってビットを表現し、スピン流によって情報を伝達している。スピントロニクスはエレクトロニクスに比較して消費電力が少ない情報処理が実現できると期待されており、すでに記憶素子での実用化がなされている。
【０００４】
この様な背景の中、スピントロニクスに適した材料開発も大きく進展してきている。スピントロニクスに利用される材料は、磁性体である。磁性体は、その内部の電子スピンがある方向に固定されており、自発磁化を発現している。この自発磁化の運動は、磁性体中を波として伝搬することが知られており、一般にスピン波或いはマグノンと呼ばれる。
【０００５】
このスピン波は、前述のスピン流の一種であり、スピントロニクスにおいて情報の伝達を担うことができる。磁性絶縁体を素子材料として、電荷を一切利用せず、このスピン波だけによって情報処理及び伝達を実現する技術はマグノニクスと呼ばれ、さらに電力消費の小さなデバイスとして期待されている（例えば、特許文献１或いは特許文献２参照）。
【０００６】
スピントロニクスやマグノニクスにおける基本的素子構造は、磁性体と金属の接合である。この接合において、磁性体を強磁性共鳴によって励起して長波長のマグノンを励起すると、金属中にスピン流が流れ（スピンポンピング）、そのスピン流から逆スピンホール効果を通して直流電圧が生じる。そのため、磁性体と金属の接合はしばしば逆スピンホール効果素子と呼ばれる。
【０００７】
図１８は従来の逆スピンホール効果素子の説明図である。逆スピンホール効果素子では、ＹＩＧ等の強磁性体（ＦＭ）５１とＰｔ等の常磁性金属（ＮＭ）５２の接合が形成されている。強磁性体５１内の磁化Ｍｔは外部磁場（図示せず）によって、典型的には数ＧＨｚ〜数１０ＧＨｚで歳差運動を行っている。ここに外部から歳差運動と同じ周波数のマイクロ波を入力することによって強磁性共鳴を励起すると、角運動量保存則に基づいて、強磁性体５１から常磁性金属５２にスピン流ＪＳが注入される（スピンポンピング）。常磁性金属５２に注入されたスピン流ＪＳは、逆スピンホール効果によって電圧に変換される。この電圧は常磁性金属５２の端部をつなぐＡｕ等の電極から取り出すことができる。
【０００８】
また、マグノンの非線形現象として、３マグノン散乱及び４マグノン散乱が生じることが知られている。これらの散乱過程は、エネルギー保存則と運動量保存則を満足する場合、強磁性共鳴によって励起された長波長マグノンを分裂させて、有限の波数を持ったマグノンを生成する。例えば、波数０で周波数がωのマグノンが３マグノン散乱で分裂する場合には、波数が±ｋで周波数がω／２の２つのマグノンになる。これらの非線形現象については、マグノニクスの応用に向けた研究が行われている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００９】
こうしてマグノン系に入力されたエネルギーは、格子系への緩和によって失われる。ある閾値Ｐｃを超えて、この緩和過程を上回るレベルに磁性共鳴の入力エネルギーを供給すると、有限の波数を持ったマグノンの密度が増大するＳｕｈｌの不安定性が生じる。この閾値Ｐｃを超えて励起エネルギーをさらに増大させると、第２の閾値Ｐｏｓｃでマグノンの自励振動が生じる。このマグノンの自励振動によって、自発磁化のＧＨｚ帯の信号にｋＨｚ〜数ＭＨｚの変調がかかる（例えば、非特許文献２参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２００９−２９５８２４号公報
【特許文献２】米国特許第８２５４１６３号明細書
【非特許文献】
【００１１】
【非特許文献１】Ｔ.Ｔａｓｈｉｒｏ ｅｔ．ａｌ．，“Ｓｐｉｎ−ｃｕｒｒｅｎｔ ｅｍｉｓｓｉｏｎ ｇｏｖｅｒｎｅｄ ｂｙ ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｓｐｉｎ ｄｙｎａｍｉｃｓ” Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ Ｒｅｐｏｒｔ ｖｏｌ．５，ｐ．１５１５８，２０１５
【非特許文献２】Ｓ.Ｒｅｚｅｎｄｅ ｅｔ．ａｌ．，“Ｓｐｉｎ−ｗａｖｅ ｉｎｓｔａｂｉｌｉｔｉｅｓ，ａｕｔｏ−ｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎｓ, ａｎｄ ｃｈａｏｓ ｉｎ Ｙｔｔｒｉｕｍ−ｉｒｏｎ−ｇａｒｎｅｔ”, Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ，ｖｏｌ．７８，ｐ．８９３，１９９０
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
しかしながら、この自励振動領域における物理現象の応用はこれまで行われていなかった。マグノンの特徴的な周波数はＧＨｚ帯であり、現代の通信技術の要となる周波数帯の物理現象である。
【００１３】
一般的に、ＧＨｚ帯の信号を取り扱う高周波回路は価格が高く、受信回路などにおいてはミキサと内部発生器を利用してＭＨｚ帯へ変換して信号処理を行なっている。この様な複雑な回路設計を解消するための革新的な素子が求められてきた。
【００１４】
したがって、本発明は、通信の受信回路などの高周波回路において、高周波から低周波へ簡便に周波数変換を行うデバイス及び変換方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
一つの態様では、スピンダウンコンバータは、ストリップ導体を備えた平面伝送線路と、前記ストリップ導体に対して磁性体にマグノンの自励振動を発生できる位置に近接配置された前記磁性体と逆スピンホール効果部材とを接合した逆スピンホール効果素子と、前記逆スピンホール効果素子に外部磁場を印加する磁場印加手段と、前記逆スピンホール効果部材に設けられた一対の引出電極と、前記一対の引出電極の間に接続されたフィルタとを備えている。
【００１６】
他の態様では、周波数変換方法は、磁性体と逆スピンホール効果部材とを接合した逆スピンホール効果素子に外部磁場を印加するとともに、前記磁性体にマグノンの自励振動を発生する強度のエネルギーを有する第１の周波数の電気信号を前記逆スピンホール効果素子と作用させ、前記逆スピンホール効果素子から前記第１の周波数より低周波の第２の周波数の電気信号を出力する。
【発明の効果】
【００１７】
一つの側面として、通信の受信回路などの高周波回路において、高周波から低周波へ簡便に周波数変換を行うことが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００１８】
【図１】本発明の実施の形態のスピンダウンコンバータの構成説明図である。
【図２】本発明の実施の形態のスピンダウンコンバータの原理の説明図である。
【図３】マグノン系の非線形現象に関する説明図である。
【図４】マグノンの自励振動の概念図である。
【図５】本発明の実施例１のスピンダウンコンバータの概略的構成図である。
【図６】本発明の実施例１に用いる逆スピンホール効果素子における強磁性共鳴スペクトルである。
【図７】本発明の実施例１のスピンダウンコンバータの評価装置構成の説明図である。
【図８】本発明の実施例１のスピンダウンコンバータの電圧出力の評価結果の説明図である。
【図９】本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける強磁性共鳴スペクトルの入力マイクロ波のパワーに対する依存性の説明図である。
【図１０】本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける出力マイクロ波信号の時間領域波形の説明図である。
【図１１】本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける出力交流電圧の振動成分の入力マイクロ波のパワーに対する依存性の説明図である。
【図１２】比較例のスピンダウンコンバータにおける出力交流電圧の振動成分の入力マイクロ波のパワーに対する依存性の説明図である。
【図１３】本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける入力マイクロ波のパワーを一定とした場合の強磁性共鳴に対応した入力マイクロ波の周波数と出力交流電圧の周波数スペクトルの関係図である。
【図１４】本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける入力マイクロ波のパワーを一定とした場合の強磁性共鳴に対応した入力マイクロ波の周波数と出力交流電圧の周波数の関係図である。
【図１５】本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける入力マイクロ波の周波数を強磁性共鳴に一致させた状態における入力マイクロ波のパワーと出力交流電圧の周波数の関係図である。
【図１６】本発明の実施例１スピンダウンコンバータにおける出力交流電圧のスペクトル高さの入力マイクロ波のパワーに対する依存性の説明図である。
【図１７】本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける出力交流電圧のスペクトル半値半幅の入力マイクロ波のパワーに対する依存性の説明図である。
【図１８】従来の逆スピンホール効果素子の説明図である。
【発明を実施するための形態】
【００１９】
ここで、図１乃至図４を参照して、本発明の実施の形態のスピンダウンコンバータを説明する。本発明者らは、鋭意研究の結果、逆スピンホール効果素子において磁性体中の磁化をマグノンの自励振動領域において発振させると、金属中に交流電圧が生じることを発見した。本発明者らは、この発見に基づき、強磁性共鳴を行うためのマイクロ波を入力として、その入力を変調した交流電圧を取り出せるため、高周波回路におけるダウンコンバータとして機能することを見出した。
【００２０】
図１は本発明の実施の形態のスピンダウンコンバータの構成説明図である。本発明のスピンダウンコンバータは、ストリップ導体１２を備えた平面伝送線路１０と、ストリップ導体１２に対して磁性体２１にマグノンの自励振動を発生できる位置に近接配置された磁性体２１と逆スピンホール効果部材２２とを接合した逆スピンホール効果素子２０と、逆スピンホール効果素子２０に外部磁場Ｈを印加する磁場印加手段と、逆スピンホール効果部材２２に設けられた一対の引出電極２３，２４と、一対の引出電極２３，２４の間に接続されたフィルタ２５とを備えている。平面伝送線路１０としては、マイクロストリップ線路或いはコプレーナ線路のいずれかを用いれば良い。この場合、マイクロ波の反射を回避するために、ストリップ導体１２の出力端に終端抵抗を接続することが望ましい。なお、図における符号１１，１３は、絶縁基板及び接地導体である。なお、フィルタ２５としては、ＫＨｚ〜数ＭＨｚの周波数の信号を透過するバンドパスフィルタ或いはローパスフィルタを用いれば良い。
【００２１】
磁性体２１としては、強磁性体、フェリ磁性体或いは反強磁性体を用いれば良い。強磁性体としては、合金から絶縁体まで特に限定されないが、実用的には、入手が容易で且つスピン角運動量の散逸の小さいフェリ磁性体であるＹＩＧ（イットリウム鉄ガーネット）やイットリウムガリウム鉄ガーネット、即ち、一般式で表記するとＹ３Ｆｅ５−ｘＧａｘＯ１２（但し、ｘ＜５）を用いることが望ましい。これは、Ｙ３Ｆｅ５−ｘＧａｘＯ１２はバンドギャップが大きいので伝導電子が非常に少なく、したがって、伝導電子によるスピン角運動量の散逸が小さいためである。なお、他のフェリ磁性体としては、置換型希土類鉄ガーネット（Ｘ１−ｘＧｄｘ ）３Ｆｅ５Ｏ１２（Ｘは任意の希土類元素、希土類元素の組み合わせ、及び、希土類の一部を他の元素で置換したもの）やフェライトが挙げられ、反強磁性体としては、典型的には酸化ニッケルやＦｅＯが挙げられる。
【００２２】
逆スピンホール効果部材２２としては、Ｐｔ、Ａｕ、Ｐｄ、Ａｇ、Ｂｉ、或いは、ｆ軌道を有する元素のいずれかを含んだ物質を用いることが望ましく、特にＰｔが望ましい。これらの元素を含んだ物質はスピン軌道相互作用が大きいので、磁性体２１との界面において、スピン波から電流への交換を高効率で行うことができる。
【００２３】
磁場印加手段としては、ストリップ導体１２の延在方向に平行な方向に外部磁場Ｈを印加する磁場印加手段であっても、或いは、ストリップ導体１２の延在方向に直交する方向に外部磁場Ｈを印加する磁場印加手段であっても良い。また、結晶磁気異方性等の物質内部に発生する有効内部磁場でも構わない。これらの磁場を全て纏めて外部磁場と称する。
【００２４】
このようなスピンダウンコンバータを用いて周波数変換する場合には、逆スピンホール効果素子２０に外部磁場Ｈを印加するとともに、磁性体２１にマグノンの自励振動を発生する強度のエネルギーを有する第１の周波数の電気信号を逆スピンホール効果素子２０と作用させ、逆スピンホール効果素子２０から第１の周波数ω１より低周波の第２の周波数ω２の電気信号を出力すれば良い。
【００２５】
この場合の第１の周波数ω１は典型的にはＧＨｚのオーダーであり、第２の周波数ω２は典型的にはＭＨｚのオーダーである。第１の周波数ω１の電気信号を、平面伝送線路１０に設けたストリップ導体１２を介して逆スピンホール効果素子２０と作用させれば良い。この場合、フィルタ２４の透過周波数を設定することによって、所望の周波数を有する第２の周波数の信号を任意に取り出すことができる。また、外部磁場Ｈの大きさを調整することで、第２の周波数ω２を選択することができる。
【００２６】
図２は、本発明の実施の形態のスピンダウンコンバータの原理の説明図である。本発明のスピンダウンコンバータを構成する逆スピンホール効果素子２０は、磁性体２１と逆スピンホール効果部材２２の接合を有している。磁性体２１内の磁化Ｍｔは外部磁場（図示せず）によって、典型的には数ＧＨｚ〜数１０ＧＨｚで歳差運動を行っている。ここに外部から歳差運動と同じ周波数のマイクロ波を大きなパワーで入力すると、マグノンの自励振動が励起される。この自励振動の結果、磁性体２１から逆スピンホール効果部材２２へ注入されるスピン流Ｊｓに自励振動の周波数を持った交流成分が生じる。この交流成分を持ったスピン流Ｊｓによる逆スピンホール効果によって、逆スピンホール効果部材２２に自励振動の周波数成分を持った交流電圧が発生する。なお、マイクロ波の入力手段としては、マイクロ波キャビティを用いても良い。
【００２７】
図３はマグノンの非線形現象に関する説明図である。マグノンの状態は、強磁性共鳴における入力マイクロ波のパワーによって、線形領域と非線形領域に分けることができる。線形領域と非線形領域の違いは、主に磁化の外部磁場に平行な成分Ｍｚの大きさの変化と対比して理解することができる。線形領域は入力マイクロ波のパワーが小さい領域であり、この範囲において磁化のＭｚ成分は、飽和磁化Ｍｓとほとんど変わらない大きさを維持している。換言すると歳差運動の半径が小さい領域であり、強磁性共鳴の周波数に相当するエネルギーを持ったマグノンが少数励起されている状態である。
【００２８】
入力マイクロ波のパワーを上げていくと、閾値ＰｃでＳｕｈｌの不安定性が生じ非線形過程が生じることでＭｚ成分がＭｓの値から乖離し始める。この領域は強磁性共鳴によってマグノンに渡されたエネルギーが、非線形過程を通じて異なる周波数のマグノンへ受け渡されていることで生じる。歳差運動の半径が大きくなる領域であり、マグノンの数が線形領域に比べて大きくなっている。さらにマイクロ波のパワーを上げていくと、閾値Ｐｏｓｃで自励振動が生じる。
【００２９】
図４はマグノンの自励振動の概念図である。マグノンの自励振動は、強磁性共鳴に合致した周波数成分での磁化の歳差運動と、非線形過程によって生成された周波数成分での磁化の歳差運動との間で位相が揃うことによって、エネルギーが交換される現象と理解できる。即ち、ｚ軸周りの歳差運動周期と、ｚ成分の伸縮の周期が一致する成分が生まれ、その２つの振動の間でエネルギーのやり取りが発生する。この二つの歳差運動の間では磁化の外部磁場に平行な成分Ｍｚが異なり、この二つの磁化の振動の間をｋＨｚからＭＨｚの間の周波数で行ったり来たりする。これが、図２で生じる交流電圧の起源と考えられる。
【００３０】
本発明の実施の形態によれば、平面伝送線路と逆スピンホール効果素子を用いるだけであるので、複雑な回路設計を必要とせず、材料の物性によってＧＨｚオーダーの高周波信号をＭＨｚオーダーの低周波信号に変換することができる。
【実施例１】
【００３１】
次に、図５乃至図１７を参照して、本発明の実施例１のスピンダウンコンバータを説明する。図５は本発明の実施例１のスピンダウンコンバータの概略的構成図であり、図５(ａ)は概略的斜視図であり、図５(ｂ)は要部上面図である。絶縁基板３１の上面にストリップ導体３２とストリップ導体３２の両側に設けた接地導体３３とを有するコプレーナ線路３０を用意する。ストリップ導体３２の出力端側には終端抵抗３４を接続して入力マイクロ波の反射を防止する。このストリップ導体３２の端部近傍に、フェリ磁性体であるＹＩＧ（Ｙ３Ｆｅ５Ｏ１２）４１と逆スピンホール効果部材であるＰｔ４２との接合からなる逆スピンホール効果素子４０を両面テープを用いて配置しているので、Ｐｔ４２とストリップ導体３２或いは接地導体３３は短絡していない。Ｐｔ４２には一対のＡｕ引出電極４３，４４を設け、このＡｕ引出電極４３，４４の間にバンドパスフィルタ４５を接続する。
【００３２】
この実施例１においては、ＹＩＧ４１の厚さを１９μｍとし、Ｐｔ４２の厚さを６ｎｍにしている。なお、実際には、ＧＧＧ（Ｇｄ３Ｇａ５Ｏ１２）単結晶基板上にＹＩＧ４１を成長させている。また、図５においては、コプレーナ線路３０に対してＰｔ４２、ＹＩＧ４１の順序で積層しているが、逆でも良いが、ＧＧＧ単結晶基板を研磨して薄くする必要がある。
【００３３】
ＹＩＧ４１に強磁性共鳴を起こして、ＹＩＧ／Ｐｔ接合においてスピンポンピングを行うために、外部磁場Ｈと入力マイクロ波ＰｉｎがＹＩＧ／Ｐｔ接合に印加される。図５においては、ストリップ導体３２の延在方向をｙ方向とし、外部磁場Ｈをｙ軸方向に印加しており、マイクロ波磁場と外部磁場Ｈが直交する構成となっている。なお、外部磁場Ｈをｘ軸方向に印加するパラレルポンピングでも同様の結果が得られる。
【００３４】
図６は、本発明の実施例１に用いる逆スピンホール効果素子における強磁性共鳴スペクトルである。ここでは強磁性共鳴を入力マイクロ波に対する出力マイクロ波のＳ値（Ｓ１１）の大きさで確認している。図６では外部磁場Ｈが５４５Ｏｅ、入力マイクロ波５４１ｍＷとした場合のデータであり、強磁性共鳴の吸収ピークが３．２３ＧＨｚに観測されている。ここでは反射マイクロ波の強度を測定するために、終端抵抗を取り外している。
【００３５】
図７は、本発明の実施例１のスピンダウンコンバータの評価装置構成の説明図である。ここでは、装置構成を簡素化するために、図５に示した装置構成から終端抵抗を除きストリップ導体３２を接地導体３３に直接短絡させている。これは、接地導体３３と信号の境界に、電場０の境界条件が課されるために、その上にサンプルを置くことでサンプルに入る磁場強度が最大になるためであり、以下の出力マイクロ波とは、その反射波を測定した結果である。また、バンドパスフィルタの代わりに、プリアンプ４６を介してＰｔ４２で発生する交流電圧を測定するためのスペクトルアナライザ４７を設けた。この素子特性評価においては、外部磁場を５４５Ｏｅとし、強磁性共鳴周波数を３．２３ＧＨｚに固定して行った。
【００３６】
図８は、本発明の実施例１のスピンダウンコンバータの電圧出力の評価結果の説明図である。強磁性共鳴の周波数である３．２３ＧＨｚで電圧出力にピークが発生する。このピークは磁場の向きによって反転しており、逆スピンホール効果による電圧であることが分かる。なお、図８においては、電圧出力が磁場の向きに対して対称な形状になっていないが、これは実験条件等によるものであり、理想的には対称な形状が得られる。
【００３７】
図９は、本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける強磁性共鳴スペクトルの入力マイクロ波のパワーに対する依存性の説明図である。ここでも、外部磁場Ｈを５４５Ｏｅとし、強磁性共鳴周波数を３．２３ＧＨｚに固定して、入力マイクロ波のパワーを変えて出力マイクロ波の強度スペクトルを測定している。図９の一番上  の図に示すように、入力マイクロ波のパワーが２９６ｍＷのとき、単一の強磁性共鳴スペクトルが観測できる。入力マイクロ波のパワーが４２７ｍＷのとき、強磁性共鳴スペクトルを中心に対象な形で複数のピークδｆ２−，δｆ１−，δｆ１＋，δｆ２＋が確認できる。これらが非線形効果によって生じたマグノンの自励振動を反映したピークである。これらのピークは入力マイクロ波のパワーをさらに増加させるとより鋭く励起数が増えていくことが観察された。なお、図７の一番下の図、下から二番目の図における組み込み図は、出力マイクロ波の波形をオシロスコープで観察した図である。
【００３８】
図１０は、本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける出力マイクロ波信号の時間領域波形である。この典型的な波形は、強磁性共鳴の共鳴周波数を３．２３ＧＨｚ、入力マイクロ波パワーを５４１ｍＷとして取得している。図９における一番上の図のスペクトルにおける周波数δｆ１に相当する波形である。出力マイクロ波を３．２３ＧＨｚでダイオード検波し、重畳しているＭＨｚ成分だけを取り出して表示している。図１０に示す波形には、最も大きな振動周波数成分であるδｆ１＋に対応した振動が確認できる。即ち、図１０の振動波形のピークｔｏピークから振動の周期が分かり、それが、図７のピークのｘ軸に示されるδｆ１＋の周波数の逆数の振動成分の周期と一致している。
【００３９】
図１１は本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける出力交流電圧の振動成分の入力マイクロ波のパワーに対する依存性の説明図である。この信号は図９において観測された、強磁性共鳴下での逆スピンホール電圧のピークの時間変化を、周波数成分にしたスペクトルを示している。即ち、逆スピンホール電圧に重畳された交流成分のスペクトルである。入力マイクロ波のパワーが小さい領域（２９８ｍＷ）では特に周波数成分はないが、パワーを徐々に大きくしていくと、２．０ＭＨｚ〜３．５ＭＨｚのあたりにピークが現れる。このピークは入力マイクロ波のパワーが大きくなると低周波数側にシフトしていく振る舞いが観察されている。またこのピークの強度は、入力マイクロ波のパワーが５３１ｍＷから５４１ｍＷ付近のときに最大となることが見て取れる。この振動成分は、マグノンの自励振動によるものと考えられる。
【００４０】
この振る舞いから、本発明の実施例１では、強磁性共鳴に対応する３．２３ＧＨｚの入力マイクロ波が、逆スピンホール効果により常磁性金属層であるＰｔ４２において２．０ＭＨｚ〜３．５ＭＨｚの交流電圧に変換されていることが分かる。そのため、素子の出力電圧は強磁性共鳴によって生じた直流電圧に、自励振動による交流電圧が重畳された脈流となっている。
【００４１】
図１２は、比較例のスピンダウンコンバータにおける出力交流電圧の振動成分の入力マイクロ波のパワーに対する依存性の説明図である。この比較例は、図７に示した逆スピンホール効果素子のＹＩＧ４１とＰｔ４２との間に２０ｎｍの厚さのＳｉＯ２層を挿入したものである。
【００４２】
比較例では挿入したＳｉＯ２層によってスピン流ＪｓのＰｔ４２への注入が阻害され、スピンポンピングによるスピン流生成がＰｔ４２に生じることがない。そのため、ＭＨｚ帯の出力交流電圧は観測されない。
【００４３】
図１３は、本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける入力マイクロ波のパワーを一定とした場合の強磁性共鳴に対応した入力マイクロ波の周波数と出力交流電圧の周波数スペクトルの関係図である。ここでは、入力マイクロ波のパワーを５４１ｍＷに固定して測定を行っている。外部磁場Ｈと物質固有の磁気回転比で決まる強磁性共鳴の周波数を３．０５ＧＨｚから３．５５ＧＨｚへと変化させるにしたがって、素子出力として得られるＭＨｚの交流電圧のピーク位置と大きさが変化する様子が見て取れる。
【００４４】
図１４は本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける入力マイクロ波のパワーを一定とした場合の強磁性共鳴に対応した入力マイクロ波の周波数と、出力交流電圧の周波数の関係図である。入力マイクロ波の周波数を横軸に、図１３で得られた交流電圧のピーク位置を縦軸に、プロットしている。このとき入力マイクロ波の周波数に対して出力の交流電圧は２．４ＭＨｚから３ＭＨｚの間で振動する。
【００４５】
図１５は本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける入力マイクロ波の周波数を強磁性共鳴に一致させた状態における、入力マイクロ波のパワーと出力交流電圧の周波数の関係図である。ここでは、強磁性共鳴の周波数を３．２３ＧＨｚに固定して測定を行っている。このとき入力マイクロ波のパワーと、出力交流電圧はおよそ線形に変化することが確認された。このことから、出力信号と入力信号を一対一に対応付けることができる。即ち、入力マイクロ波が振幅変調されたＧＨｚ信号であるとき、本発明の素子の出力は、周波数変調されたＭＨｚ信号となることが分かる。
【００４６】
図１６は本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける出力交流電圧のスペクトル高さの入力マイクロ波のパワーに対する依存性の説明図である。ここでは、強磁性共鳴の周波数を３．２３ＧＨｚに固定して測定を行っている。スペクトル高さｈは、スペクトルをローレンツ関数でフィッティングして求めている。このとき、出力交流信号の大きさは、入力マイクロ波のパワーに対して特徴的なピークを持つことが分かる。
【００４７】
入力マイクロ波のパワーが５００ｍＷから５３０ｍＷ程度の範囲、あるいは５３０ｍＷから５８０ｍＷ程度の範囲であれば、入力と出力の間に単調なおよそ線形の関係性があるので、その関係から出力信号と入力信号を一対一に対応付けることができる。なお、図におけるｈＩＳＨＥは図１１の交流出力電圧のスペクトル高さを表し、ｈａｏは図１０のＦＭＲ信号のスペクトル高さを表している。
【００４８】
図１７は本発明の実施例１のスピンダウンコンバータにおける出力交流電圧のスペクトル半値半幅の入力マイクロ波のパワーに対する依存性の説明図である。ここでは強磁性共鳴の周波数を３．２３ＧＨｚに固定して測定を行っている。スペクトルの半値半幅は、スペクトルをローレンツ関数でフィッティングして求めている。このときスペクトルの半値半幅は、入力マイクロ波のパワーが５４０ｍＷ程度までは２００ｋＨｚ程度で一定であるが、５４０ｍＷ以上では線幅が拡大していくことが分かる。
【００４９】
スペクトルの幅は小さいほど好ましく、そのため入力マイクロ波は５４０ｍＷ以下であることが望ましい。以上のことから、入力マイクロ波が５４０ｍＷ以下であれば、入力マイクロ波のパワーに対して強度が線形に応答し、且つ、線幅が狭い出力交流信号が得られることが分かる。なお、図におけるΔＷＩＳＨＥは図１１の交流出力電圧のスペクトルの半値半幅を表し、ΔＷａｏは図１０のＦＭＲ信号のスペクトルの半値半幅を表している。
【００５０】
本発明の実施例１によれば、コプレーナ線路と逆スピンホール効果素子を用いるだけであるので、複雑な回路設計を必要とせず、材料の物性によってＧＨｚオーダーの高周波信号をＭＨｚオーダーの線幅の狭い低周波信号に変換することができる。
【符号の説明】
【００５１】
１０  平面伝送線路
１１  絶縁基板
１２  ストリップ導体
１３  接地導体
２０  逆スピンホール効果素子
２１  磁性体
２２  逆スピンホール効果部材
２３，２４  引出電極
２５  フィルタ
３０  コプレーナ線路
３１  絶縁基板
３２  ストリップ導体
３３  接地導体
３４  終端抵抗
４０  逆スピンホール効果素子
４１  ＹＩＧ
４２  Ｐｔ
４３，４４  Ａｕ引出電極
４５  バンドパスフィルタ
４６  プリアンプ
４７  スペクトルアナライザ
５１  強磁性体
５２  常磁性金属
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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