(57)【要約】      （修正有）【課題】主スイッチング素子のオン時間がアンバランスになるのを抑制し、トランスの偏磁をシンプルかつ安価に防止できるスイッチング電源装置及びその制御方法を提供する。【解決手段】出力電圧Voを目標値に近づける制御を行う主制御部２６を備える。主制御部２６は、第一の主スイッチング素子１２がターンオンした後、スイッチング周期の１／２が経過したタイミングで第二の主スイッチング素子１４をターンオンさせる。第一の主スイッチング素子１２のターンオフから基準時間が経過したタイミングをタイマ手段５８により検出する補助制御部５６を備える。保持制御部５６は、検出したタイミングで第二の主スイッチング素子１４がオンしている場合、第二の主スイッチング素子１４を強制的にターンオフさせる。基準時間は、スイッチング周期の１／２以上でスイッチング周期未満の長さに設定される。【選択図】図１
2017195674.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング制御部により駆動される一対のトランジスタ素子であって、互いに直列接続された両端に入力電圧が印加され、それぞれ一定かつ同じスイッチング周期で相補的にオンオフする第一及び第二の主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有したトランスと、第一又は第二の主スイッチング素子がオンした時、前記入力巻線の一端をバイアスすることによって、前記入力巻線に前記入力電圧のほぼ半分の電圧を発生させる入力側コンデンサと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路とを備えたハーフブリッジ型のスイッチング電源装置において、
前記スイッチング制御部には、前記出力電圧を目標値に近づける制御を行うブロックであって、前記第一の主スイッチング素子がターンオンした後、前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングで前記第二の主スイッチング素子をターンオンさせる主制御部と、前記第一の主スイッチング素子のターンオフから所定の基準時間が経過したタイミングをタイマ手段により検出し、このタイミングで前記第二の主スイッチング素子がオンしている場合、当該第二の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせる補助制御部とが設けられ、
前記基準時間は、前記スイッチング周期の１／２以上で前記スイッチング周期未満の長さに設定されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
前記スイッチング制御部には、前記第一の主スイッチング素子に流れるスイッチング電流を検出し、前記スイッチング電流を電圧変換したスイッチング電流信号を出力する電流検出部と、前記スイッチング電流信号のピーク値が所定の閾値を超えた時、このタイミングで前記第一の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせる過電流制御部とが設けられている請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
スイッチング制御部により駆動される一対のトランジスタ素子であって、互いに直列接続された両端に入力電圧が印加され、それぞれ一定かつ同じスイッチング周期で相補的にオンオフする第一及び第二の主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有したトランスと、第一又は第二の主スイッチング素子がオンした時、前記入力巻線の一端をバイアスすることによって、前記入力巻線に前記入力電圧のほぼ半分の電圧を発生させる入力側コンデンサと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路とを備えたハーフブリッジ型のスイッチング電源装置において、
前記スイッチング制御部には、前記出力電圧を目標値に近づける制御を行う制御手段であって、前記第一の主スイッチング素子がターンオンした後、前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングで前記第二の主スイッチング素子をターンオンさせる主制御部と、前記第一の主スイッチング素子に流れるスイッチング電流を検出し、前記スイッチング電流を電圧変換したスイッチング電流信号を出力する電流検出部と、前記スイッチング電流信号のピーク値が所定の閾値を超えた時、このタイミングで前記第一の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせ、さらに前記第一の主スイッチング素子のターンオフから前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングをタイマ手段により検出し、このタイミングで当該第二の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせる過電流制御部とが設けられていることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項４】
前記第一の主スイッチング素子は、ローサイド側に配置された方の主スイッチング素子であり、前記電流検出部は、前記第一の主スイッチング素子とグランドとの接続点に挿入された電流検出抵抗により構成されている請求項２又は３記載のスイッチング電源装置。
【請求項５】
互いに直列接続された両端に入力電圧が印加され、それぞれ一定かつ同じスイッチング周期で相補的にオンオフする第一及び第二の主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有したトランスと、第一又は第二の主スイッチング素子がオンした時、前記入力巻線の一端をバイアスすることによって、前記入力巻線に前記入力電圧のほぼ半分の電圧を発生させる入力側コンデンサと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路とを備えたハーフブリッジ型のスイッチング電源装置の制御方法において、
前記出力電圧を目標値に近づける制御を、前記第一の主スイッチング素子がターンオンした後、前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングで前記第二の主スイッチング素子をターンオンさせる制御により行うとともに、
あらかじめ前記スイッチング周期の１／２以上で前記スイッチング周期未満の長さの基準時間を設定しておき、前記第一の主スイッチング素子のターンオフから前記基準時間が経過したタイミングをタイマ手段により検出し、このタイミングで前記第二の主スイッチング素子がオンしている場合、当該第二の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせることを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
【請求項６】
前記第一の主スイッチング素子に流れるスイッチング電流を検出し、前記スイッチング電流のピーク値が所定の閾値を超えた時、このタイミングで前記第一の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせる請求項５記載のスイッチング電源装置の制御方法。
【請求項７】
互いに直列接続された両端に入力電圧が印加され、それぞれ一定かつ同じスイッチング周期で相補的にオンオフする第一及び第二の主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有したトランスと、第一又は第二の主スイッチング素子がオンした時、前記入力巻線の一端をバイアスすることによって、前記入力巻線に前記入力電圧のほぼ半分の電圧を発生させる入力側コンデンサと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路とを備えたハーフブリッジ型のスイッチング電源装置の制御方法において、
前記出力電圧を目標値に近づける制御を、前記第一の主スイッチング素子がターンオンした後、前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングで前記第二の主スイッチング素子をターンオンさせる制御により行うとともに、
前記第一の主スイッチング素子に流れるスイッチング電流を検出し、前記スイッチング電流のピーク値が所定の閾値を超えた時、このタイミングで前記第一の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせ、さらに前記第一の主スイッチング素子のターンオフから前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングをタイマ手段により検出し、このタイミングで前記第二の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせることを特徴とするスイッチング電源装置の制御方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、一定のスイッチング周期で動作する対称制御方式のハーフブリッジ型のスイッチング電源装置及びその制御方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
一定のスイッチング周期Tswで動作する対称制御方式のハーフブリッジ型の電源回路は、図９（ａ）に示すように、両端に入力電圧Viが印加される主スイッチング素子１，２の直列回路、その両端に並列に接続された入力側コンデンサ３，４の直列回路、入力巻線５ａ及び出力巻線５ｂを有するトランス５、出力巻線５ｂの発生電圧を整流平滑して一定の出力電圧Voを生成する出力整流平滑回路６、及び図示しないスイッチング制御部で構成され、入力巻線５ａが、２つの主スイッチング素子１，２の中点と入力側コンデンサ３，４の中点との間に接続されている。対称制御方式は、主スイッチング素子１がターンオンした後、スイッチング周期Tswの１／２が経過したタイミングで主スイッチング素子２をターンオンさせる動作を行い、主スイッチング素子１，２の各オン時間ton1，ton2をほぼ同じ長さとし、トランスのVT積がton1の期間とton2の期間で互いに等しくなるように制御する。これにより、入力側コンデンサ３，４の電圧V3，V4がそれぞれVi/2なり、入力巻線５ａの一端がVi/2にバイアスされ、入力巻線５ａに印加される電圧が、ton1の期間とton2の期間でほぼ等しくVi/2になる。
【０００３】
しかし、何らかの原因で、１つのスイッチング周期Tswの中のオン時間ton1，ton2の差が大きくなった場合、過渡的にトランス５が偏磁して飽和するおそれがある。また、大型のトランス５を使用して飽和を回避できたとしても、オン時間ton1，ton2の差が大きい状態が継続すると、トランスのVT積がton1の期間とton2の期間で等しくなるように電圧V3，V4のバランスが大きく崩れるので、主スイッチング素子１，２の一方に、通常の２倍に近い高電圧（入力電圧Viに近い電圧）が印加されてしまう。
【０００４】
ハーフブリッジ型の電源回路は、２つの入力側コンデンサ３，４に代えて、１つの入力側コンデンサ５を設ける場合もある。つまり、図９（ｂ）に示すように、入力側コンデンサ５を入力巻線５ａとの直列回路を主スイッチング素子１に並列に接続し、入力巻線５ａの一端を入力側コンデンサ７でバイアスする構成である。この構成の場合も動作原理は実質的に同じであり、図９（ａ）に示す電源回路と同様に、トランス５が過渡的に偏磁する等の問題が発生するおそれがある。
【０００５】
従来から、トランスの偏磁を防止するための技術が複数提案されている。例えば、特許文献１に開示されているように、一定のスイッチング周期で動作する対称制御方式のハーフブリッジ型のコンバータであって、所定の電流検出回路、順方向直列接続された第一及び第二ダイオード、及び補助変圧器を設け、２つの入力側コンデンサ（分圧キャパシタ）の電圧均衡状態が達成されるように促進するＤＣ−ＤＣコンバータがあった。
【０００６】
また、特許文献２の背景技術に、トランスの入力巻線と直列の位置にカレントトランスを挿入し、２つの主スイッチング素子のうちの片方のスイッチング電流だけを検出する過電流検出回路を備えたハーフブリッジ型のスイッチング電源が記載されている（特許文献２の図２）。この過電流検出回路は、トランスが一方向に偏磁したことは検出できるが、反対方向に偏磁したことは検出できないという問題点が指摘され、カレントトランスの出力を全波整流すれば、両方向の偏磁が検出できることが示唆されている。また、発明の回路として、両方向の偏磁を検出するため、特殊な構造のカレントトランスを用いてスイッチング電流を検出する過電流検出回路が記載されている（特許文献２の図３）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２００５−５１９９１号公報
【特許文献２】実開昭５９−５３６３９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
しかし、特許文献１のＤＣ−ＤＣコンバータは、構成が非常に複雑なので、小型、低コストタイプの電源装置には適用しにくいものである。また、特許文献２に記載されている過電流検出回路は、どれもカレントトランスを使用した構成であり、カレントトランスは、比較的高価な回路素子なので、低コストタイプの電源装置には使用しにくいという問題がある。
【０００９】
本発明は、上記背景技術に鑑みて成されたものであり、２つの主スイッチング素子のオン時間がアンバランスになるのを抑制し、トランスの偏磁をシンプルかつ安価に防止できるスイッチング電源装置及びその制御方法を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１０】
本発明は、スイッチング制御部により駆動される一対のトランジスタ素子であって、互いに直列接続された両端に入力電圧が印加され、それぞれ一定かつ同じスイッチング周期で相補的にオンオフする第一及び第二の主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有したトランスと、第一又は第二の主スイッチング素子がオンした時、前記入力巻線の一端をバイアスすることによって、前記入力巻線に前記入力電圧のほぼ半分の電圧を発生させる入力側コンデンサと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路とを備えたハーフブリッジ型のスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング制御部には、前記出力電圧を目標値に近づける制御を行うブロックであって、前記第一の主スイッチング素子がターンオンした後、前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングで前記第二の主スイッチング素子をターンオンさせる主制御部と、前記第一の主スイッチング素子のターンオフから所定の基準時間が経過したタイミングをタイマ手段により検出し、このタイミングで前記第二の主スイッチング素子がオンしている場合、当該第二の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせる補助制御部とが設けられ、前記基準時間は、前記スイッチング周期の１／２以上で前記スイッチング周期未満の長さに設定されているスイッチング電源装置である。
【００１１】
この場合、前記スイッチング制御部には、前記第一の主スイッチング素子に流れるスイッチング電流を検出し、前記スイッチング電流を電圧変換したスイッチング電流信号を出力する電流検出部と、前記スイッチング電流信号のピーク値が所定の閾値を超えた時、このタイミングで前記第一の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせる過電流制御部とが設けられている構成にすることが好ましい。
【００１２】
また、本発明は、スイッチング制御部により駆動される一対のトランジスタ素子であって、互いに直列接続された両端に入力電圧が印加され、それぞれ一定かつ同じスイッチング周期で相補的にオンオフする第一及び第二の主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有したトランスと、第一又は第二の主スイッチング素子がオンした時、前記入力巻線の一端をバイアスすることによって、前記入力巻線に前記入力電圧のほぼ半分の電圧を発生させる入力側コンデンサと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路とを備えたハーフブリッジ型のスイッチング電源装置であって、
前記スイッチング制御部には、前記出力電圧を目標値に近づける制御を行う制御手段であって、前記第一の主スイッチング素子がターンオンした後、前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングで前記第二の主スイッチング素子をターンオンさせる主制御部と、前記第一の主スイッチング素子に流れるスイッチング電流を検出し、前記スイッチング電流を電圧変換したスイッチング電流信号を出力する電流検出部と、前記スイッチング電流信号のピーク値が所定の閾値を超えた時、このタイミングで前記第一の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせ、さらに前記第一の主スイッチング素子のターンオフから前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングをタイマ手段により検出し、このタイミングで当該第二の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせる過電流制御部とが設けられているスイッチング電源装置である。
【００１３】
前記第一の主スイッチング素子は、ローサイド側に配置された方の主スイッチング素子であり、前記電流検出部は、前記第一の主スイッチング素子とグランドとの接続点に挿入された電流検出抵抗により構成されていることが好ましい。
【００１４】
また、本発明は、互いに直列接続された両端に入力電圧が印加され、それぞれ一定かつ同じスイッチング周期で相補的にオンオフする第一及び第二の主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有したトランスと、第一又は第二の主スイッチング素子がオンした時、前記入力巻線の一端をバイアスすることによって、前記入力巻線に前記入力電圧のほぼ半分の電圧を発生させる入力側コンデンサと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路とを備えたハーフブリッジ型のスイッチング電源装置の制御方法であって、
前記出力電圧を目標値に近づける制御を、前記第一の主スイッチング素子がターンオンした後、前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングで前記第二の主スイッチング素子をターンオンさせる制御により行うとともに、あらかじめ前記スイッチング周期の１／２以上で前記スイッチング周期未満の長さの基準時間を設定しておき、前記第一の主スイッチング素子のターンオフから前記基準時間が経過したタイミングをタイマ手段により検出し、このタイミングで前記第二の主スイッチング素子がオンしている場合、当該第二の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせるスイッチング電源装置の制御方法である。
【００１５】
この場合、前記第一の主スイッチング素子に流れるスイッチング電流を検出し、前記スイッチング電流のピーク値が所定の閾値を超えた時、このタイミングで前記第一の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせる構成にすることが好ましい。
【００１６】
さらに、本発明は、互いに直列接続された両端に入力電圧が印加され、それぞれ一定かつ同じスイッチング周期で相補的にオンオフする第一及び第二の主スイッチング素子と、入力巻線及び出力巻線を有したトランスと、第一又は第二の主スイッチング素子がオンした時、前記入力巻線の一端をバイアスすることによって、前記入力巻線に前記入力電圧のほぼ半分の電圧を発生させる入力側コンデンサと、前記出力巻線に発生する電圧を整流平滑して出力電圧を生成する出力整流平滑回路とを備えたハーフブリッジ型のスイッチング電源装置の制御方法であって、
前記出力電圧を目標値に近づける制御を、前記第一の主スイッチング素子がターンオンした後、前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングで前記第二の主スイッチング素子をターンオンさせる制御により行うとともに、前記第一の主スイッチング素子に流れるスイッチング電流を検出し、前記スイッチング電流のピーク値が所定の閾値を超えた時、このタイミングで前記第一の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせ、さらに前記第一の主スイッチング素子のターンオフから前記スイッチング周期の１／２が経過したタイミングをタイマ手段により検出し、このタイミングで前記第二の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせるスイッチング電源装置の制御方法である。
【発明の効果】
【００１７】
本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法によれば、通常動作中、何らか要因で第一の主スイッチング素子のオン時間ton1が突然短くなっても、次の第二の主スイッチング素子のオン時間ton2が、直前のオン時間ton1とほぼ同じ長さに制限され、１つのスイッチング周期Tswの中のオン期間ton1，ton2の差が大きくならない。したがって、過渡的にトランスが偏磁して飽和するのを確実に防止することができ、一方の主スイッチング素子に高い電圧が印加される状況にもならない。
【００１８】
また、上記の独特な制御は、タイマ手段を備えたシンプルな構成の補助制御部及び過電流制御部を用いて容易に実現することができる。また、電流検出部についても、少なくとも一方の主スイッチング素子（第一の主スイッチング素子）のスイッチング電流が検出できればよいので、シンプルかつ安価に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】本発明のスイッチング電源装置の第一の実施形態を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング制御部の内部構成を示す回路図である。
【図３】図１に示すスイッチング電源装置の動作波形である。
【図４】図１に示すスイッチング電源装置から補助制御部を削除した場合の動作波形（比較例）である。
【図５】本発明のスイッチング電源装置の第二の実施形態を示す回路図である。
【図６】図５のスイッチング制御部の内部構成を示す回路図である。
【図７】図６の過電流制御部の機能を説明するための動作波形である。
【図８】図５に示すスイッチング電源装置の動作波形である。
【図９】従来のハーフブリッジ型の電源回路の第一の構成例を示す回路図（ａ）、第二の構成例を示す回路図（ｂ）である
【発明を実施するための形態】
【００２０】
以下、本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法の第一の実施形態について、図１〜図４に基づいて説明する。この実施形態のスイッチング電源装置１０は、一定のスイッチング周期Tswで動作する対称制御方式のハーフブリッジ型の電源装置であり、図１に示すように、互いに直列接続された第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４を備えている。第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４の両端には入力電源Ｅｉが接続され、入力電圧Viが供給される。ローサイド側の第一の主スイッチング素子１２は、ＮチャネルのＭＯＳ型ＦＥＴであり、ゲートソース間に入力される第一駆動パルスVg1によって駆動され、第一駆動パルスVg1がハイレベルの期間にオンし、ローレベルの期間にオフする。ハイサイド側の第二の主スイッチング素子１４も、同一のＭＯＳ型ＦＥＴであり、ゲートソース間に入力される第二駆動パルスVg2によって駆動され、第二駆動パルスVg2がハイレベルの期間にオンし、ローレベルの期間にオフする。
【００２１】
第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４の両端には、第一及び第二の入力側コンデンサ１６，１８の直列回路が接続されている。ローサイド側の入力側コンデンサ１６とハイサイド側の第二の入力側コンデンサ１８は同一の部品であり、互いに接続された中点に、入力電圧Viのほぼ１／２の電圧が発生する。
【００２２】
トランス２０は、入力巻線２０ａと出力巻線２０ｂとを有し、入力巻線２０ａが、第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４の中点と第一及び第二の入力側コンデンサ１６，１８の中点との間に接続されている。入力巻線２０ａは、一端が第一及び第二の入力側コンデンサ１６，１８によりバイアスされ、第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４のどちらかがオンした時、両端に電圧Vi/2が印加される。
【００２３】
トランス２０の出力巻線２０ｂには、出力巻線２０ｂに発生する電圧を整流平滑して出力電圧Voを生成し、負荷Ｌｏに出力電圧Vo及び出力電流Ioを供給する出力整流平滑回路２２が接続されている。出力整流平滑回路２２は、例えば、２つのダイオードを用いたセンタタップ型の整流回路と、ＬＣフィルタで成る平滑回路とで構成されている。
【００２４】
第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４のオンオフを制御するスイッチング制御部２４は、図１、図２に示すように、主制御部２６、補助制御部５６、電流検出部６２及び過電流制御部６４で構成されている。図２では、第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４、補助制御部５６、電流検出部６２及び過電流制御部６４以外の部分が、すべて主制御部２６に該当する。
【００２５】
主制御部２６は、出力電圧Voを目標値Vorに近づける制御を行うブロックであって、第一の主スイッチング素子１２がターンオンした後、時間Tsw/2が経過したタイミングで第二の主スイッチング素子１４をターンオンさせ、いわゆる対称制御方式の動作を行う。以下、主制御部２６の内部構成を詳しく説明する。
【００２６】
主制御部２６は、パルス幅制御用の電圧制御信号Vfbを生成する電圧制御信号生成回路２８を備えている。電圧制御信号生成回路２８は、出力電圧Voと目標値Vorとの差を反転増幅回路２８ａで増幅し、フォトカプラ等の絶縁素子２８ｂを通じて電圧制御信号Vfbを出力する。電圧制御信号Vfbはほぼ直流の電圧信号である。例えば、何らかの原因で出力電圧Voが目標値Vorより高くなると、その差に応じて電圧制御信号Vfbが低下する。その結果、後述するＰＷＭ比較器３０等の働きで第一及び第二駆動パルスVg1，Vg2のハイレベルの時間（すなわち、主スイッチング素子１２，１４のオン時間ton1，ton2）が短くなり、出力電圧Voが目標値Vorに向かって低下する。反対に、出力電圧Voが目標値Vorより低くなると、上記と逆の動作が行われ、出力電圧Voが目標値Vorに向かって上昇する。
【００２７】
ここで、電圧制御信号Vfbが変化できる上限値はVfb(max)であり、上限値Vfb(max)は、第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４の最大オン時間ton(max)を規定するため、三角波電圧Voscのピーク値よりも僅かに低い値に設定されている。詳しくは後の動作説明の中で述べる。
【００２８】
ＰＷＭ比較器３０は、パルス幅変調を行うためのコンパレータ素子であり、非反転入力に電圧制御信号Vfbが入力され、反転入力には、三角波発生器３２が出力する三角波電圧Voscが入力される。三角波電圧Voscは、周期がTsw/2のノコギリ波である。ＰＷＭ比較器３０は、電圧制御信号Vfbが三角波電圧Voscよりも高い期間にハイレベル、それ以外の期間にローレベルとなる電圧Vpwmを出力する。
【００２９】
Ｔフリップフロップ３４は、三角波電圧Voscが入力され、一方の出力から電圧Va1、他方の出力から電圧Va2を出力する。電圧Va1は、三角波電圧Voscの各周期Tsw/2毎にハイレベルとローレベルのロジックが反転する周期Tswのパルスで、周期Tswの駆動パルスVg1を生成するために使用される。電圧Va2は、電圧Va1とロジックが反転した周期Tswのパルスで、周期Tswの駆動パルスVg2を生成するために使用される。
【００３０】
電圧Vpwmと電圧Va1はＡＮＤ３６に入力され、ＡＮＤ３６はこれらの論理積をとった電圧Vb1を生成し、立ち上がりエッジ検出部４０及び立ち下がりエッジ検出部４２に向けて出力する。また、電圧Vpwmと電圧Va2はＡＮＤ３８に入力され、ＡＮＤ３８はこれらの論理積をとった電圧Vb2を生成し、立ち上がりエッジ検出部４４及び立ち下がりエッジ検出部４６に向けて出力する。
【００３１】
立ち上がりエッジ検出部４０は、電圧Va1のハイレベルが開始した後、電圧Vb1が最初に立ち上がったタイミングで短時間ハイレベルになる電圧Vs1を出力するブロックで、電圧Va1がローレベルに反転する毎に検出動作がリセットされる。また、立ち下がりエッジ検出部４２は、電圧Va1のハイレベルが開始した後、電圧Vb1が最初に立ち下がったタイミングで短時間ハイレベルとなる電圧Vr1を出力するブロックで、立ち上がりエッジ検出部４０と同様に、電圧Va1のローレベルに反転する毎に検出動作がリセットされる。
【００３２】
立ち上がりエッジ検出部４４は、電圧Va2のハイレベルが開始した後、電圧Vb2が最初に立ち上がったタイミングで短時間ハイレベルとなる電圧Vs2を出力するブロックで、電圧Va2がローレベルに反転する毎に検出動作がリセットされる。また、立ち下がりエッジ検出部４６は、電圧Va2のハイレベルが開始した後、電圧Vb2（及び後述する補助制御パルスVtdのどちらか）が最初に立ち下がったタイミングで短時間ハイレベルとなる電圧Vr2を出力するブロックで、立ち上がりエッジ検出部４４と同様に、電圧Va2がローレベルに反転する毎に動作がリセットされる。
【００３３】
各エッジ検出部４０，４２，４４，４６は、例えば、ワンショット・マルチバイブレータと、２回目以降のエッジ検出がマスクされるようにする回路とを組み合わせことによって構成することができる。
【００３４】
電圧Vs1は、ＲＳフリップフロップ４８のＳ端子に入力され、電圧Vr1はＲＳフリップフロップ４８のＲ端子が入力される。そして、ＲＳフリップフロップ４８は、電圧Vs1がハイレベルになった時から電圧Vr1がハイレベルになるまでの期間がハイレベル、その他の期間がローレベルの電圧Vc1を出力する。また、電圧Vs2は、ＲＳフリップフロップ５０のＳ端子に入力され、電圧Vr2はＲＳフリップフロップ５０のＲ端子が入力される。そして、ＲＳフリップフロップ５０は、電圧Vs2がハイレベルになった時から電圧Vr2がハイレベルになるまでの期間がハイレベル、その他の期間がローレベルの電圧Vc2を出力する。
【００３５】
ドライバ５２は、電圧Vc1を電流増幅する非反転型のドライバであり、第一の主スイッチング素子１２のゲートソース間にハイパワーの電圧Vg1を出力する。したがって、第一の主スイッチング素子１２がオンする期間は、電圧Vc1がハイレベルの期間であり、第一の主スイッチング１２がターンオンするタイミングは、電圧Vs1がハイレベルになるタイミングで、ターンオフするタイミングは、電圧Vr1がハイレベルになるタイミングとなる。
【００３６】
ドライバ５４は、電圧Vc2を電流増幅する非反転型のハイサイドドライバであり、第二の主スイッチング素子１４のゲートソース間にハイパワーの電圧Vg2を出力する。したがって、第二の主スイッチング素子１４がオンする期間は、電圧Vc2がハイレベルの期間であり、第二の主スイッチング１４がターンオンするタイミングは、電圧Vs2がハイレベルになるタイミングで、ターンオフするタイミングは、電圧Vr2がハイレベルになるタイミングとなる。以上が主制御部２６の構成である。
【００３７】
次に、スイッチング制御部２４の主制御部２６以外のブロックである補助制御部５６、電流検出部６２及び過電流制御部６４について順番に説明する。
【００３８】
補助制御部５６は、タイマ手段５８と補助制御パルス生成回路６０とを備え、第一の主スイッチング素子１２のターンオフから所定の基準時間Tkが経過したタイミングをタイマ手段５８により検出し、このタイミングで第二の主スイッチング素子１４がオンしている場合、第二の主スイッチング素子１４を強制的にターンオフさせる働きをする。タイマ手段５８はデジタルカウンタ等で構成され、電圧Vr1がハイレベルになってから基準時間Tkが経過したタイミングを検出する。基準時間Tkについては後で詳しく説明するが、スイッチング周期Tswの１／２よりも僅かに長い時間に設定される。そして補助制御パルス生成回路６０は、電圧Vr1がハイレベルなった時から基準時間Tkが経過するまでの期間がハイレベル、その他の期間がローレベルの補助制御パルスVtdを生成し、立ち上がりエッジ検出部４６に向けて出力する。
【００３９】
上記のように、立ち下がりエッジ検出部４６は、電圧Va2のハイレベルが開始した後、電圧Vb2及び補助制御パルスVtdのどちらかが最初に立ち下がったタイミングでハイレベルの電圧Vr2を出力する。したがって、電圧Vb2が立ち下がるよりも先に補助制御パルス電圧Vtdが立ち下がった場合、立ち下がりエッジ検出部４６は、補助制御パルス電圧Vtdが立ち下がったタイミングでハイレベルの電圧Vr2を出力し、主制御部２６が生成した電圧Vb2の動きに関係なく、第二の主スイッチング素子１４を強制的にターンオフさせる。
【００４０】
電流検出部６２は、ローサイド側に配置された第一の主スイッチング素子１２のソースとグランドとの接続点に挿入された電流検出抵抗６２ａにより構成されている。電流検出抵抗６２ａは、第一の主スイッチング素子１２側の一端から、第一の主スイッチング素子１２に流れるスイッチング電流Id1を電圧変換したスイッチング電流信号Vidを出力する。
【００４１】
過電流制御部６４は、比較器６６とＮＰＮトランジスタ６８とで構成されている。比較器６６は、非反転入力にスイッチング電流信号Vidが入力され、反転入力が所定の閾値Vthに固定されている。比較器６６の出力は、スイッチング電流信号Vidのピーク値が閾値Vth未満の時はローレベル、閾値Vthに達するとハイレベルになる。ＮＰＮトランジスタ６８は、ベースが比較器６６の出力に接続され、コレクタがＰＷＭ比較器３０の非反転入力に接続され、エミッタがグランドに接続されている。したがって、スイッチング電流信号Vidのピーク値が閾値Vthに達すると、ＮＰＮトランジスタ６８がオンし、これによってＰＷＭ比較器３０の非反転入力が瞬時にローレベルに引き下げられ、主制御部２６が生成した電圧制御信号Vfbの動きに関係なく、第一の主スイッチング素子１２を強制的にターンオフさせる。
【００４２】
次に、スイッチング電源装置１０の動作を、図３に基づいて説明する。図３の時間軸の左側半分は、出力電流Ioが比較的小さいときの通常動作を示しており、右側半分は、出力電流Ioが大きくなったときの過電流動作を示している。まず、通常動作の期間（１）〜（４）を説明し、その後、過電流動作の期間（５）〜（８）を説明する。
【００４３】
期間（１）、（２）は、電圧Va1がハイレベルに保持され、電圧Va2がローレベルに保持されるので、第一の主スイッチング素子１２はオンオフできるが、第二の主スイッチング素子１４はオフに固定される。
【００４４】
期間（１）は、電圧Va1がハイレベルに反転し、電圧Vs1が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg1がハイレベル保持され、第一の主スイッチング素子１２がオン状態になる。そして、第一の主スイッチング素子１２にスイッチング電流Id1が流れ、スイッチング電流信号Vidが発生する。通常動作時は、スイッチング電流Id1が小さく、スイッチング電流信号Vidのピーク値が閾値Vthを超えないので、過電流制御部６４のＮＰＮトランジスタ６８はオンしない。したがって、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧は、主制御部２６が生成した電圧制御信号Vfbとなる。補助制御パルスVtdはローレベルに保持される。
【００４５】
期間（１）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａの両端に電圧Vi/2が印加されるので、トランス２０の励磁電流Imは右肩上がりに変化し、途中で流れる向きが負方向から正方向に切り替わる。期間（１）は、三角波電圧Voscが右肩上がりに上昇しては電圧制御信号Vfbを横切った時に終了する。
【００４６】
期間（２）は、電圧Vpwmがローレベルに反転し、電圧Vr1が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg1がローレベルに保持され、第一の主スイッチング素子１２がオフ状態になる。また、電圧Vr1がハイレベルになったタイミングで、補助制御パルスVtdがハイレベルに転じる。
【００４７】
期間（２）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａに電圧Vi/2が印加されないので、トランス２０の励磁電流Imは、期間（１）が終了した時の値に保持される。期間（２）は、電圧Va2がハイレベルに反転した時に終了する。
【００４８】
期間（３）、（４）は、電圧Va2がハイレベルに保持され、電圧Va1がローレベルに保持されるので、第二の主スイッチング素子１４はオンオフできるが、第一の主スイッチング素子１２はオフに固定される。
【００４９】
期間（３）は、電圧Va2がハイレベルに反転し、電圧Vs2が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg2がハイレベルに保持され、第二の主スイッチング素子１４がオン状態になる。そして、第二の主スイッチング素子１２にスイッチング電流Id2が流れる。しかし、電流検出部６２はスイッチング電流Id2を検出しないので、スイッチング電流信号Vidは発生せず、過電流制御部６４のＮＰＮトランジスタ６８はオンしない。したがって、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧は、主制御部２６が生成した電圧制御信号Vfbとなる。補助制御パルスVtdはハイレベルに保持される。
【００５０】
期間（３）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａの両端に期間（１）と逆向きの電圧Vi/2が印加されるので、トランス２０の励磁電流Imは右肩下がりに変化し、途中で流れる向きが正方向から負方向に切り替わる。期間（３）は、三角波電圧Voscが右肩上がりに上昇して電圧制御信号Vfbを横切った時に終了する。
【００５１】
期間（４）は、電圧Vpwmがローレベルに反転し、電圧Vr2が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg2がローレベルに保持され、第二の主スイッチング素子１４がオフ状態になる。その後、期間（４）の途中で補助制御パルスVtdがローレベルに転じるが、この電圧Vtd1の変化は立ち下がりエッジ検出部４６によりマスクされ、電圧Vr2がローレベルに保持されるので、第二の主スイッチング素子１４のオンオフには影響しない。
【００５２】
期間（４）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａに電圧Vi/2が印加されないので、トランス２０の励磁電流Imは、期間（３）が終了した時の値に保持される。期間（４）は、電圧Va1がハイレベルに反転することによって終了し、上述した期間（１）に戻る。
【００５３】
このように、通常動作時は、第一の主スイッチング素子１２のオン時間ton1（期間（１）の長さ）と第二の主スイッチング素子１４のオン時間ton2（期間（３）の長さ）は、どちらも出力電圧Voを目標値Vorに保持するための電圧制御信号Vfbによって決定され、ton1≒ton2となる。その結果、励磁電流Imは、ゼロアンペアを中心に正負方向にほぼ均等に振幅し、トランス２０の偏磁は発生しない。
【００５４】
次に、図３に示す過電流動作の期間（５）〜（８）について説明する。期間（５）、（６）は、期間（１）、（２）と同様に、電圧Va1がハイレベルに保持され、電圧Va2がローレベルに保持されるので、第一の主スイッチング素子１２はオンオフできるが、第二の主スイッチング素子１４はオフに固定される。
【００５５】
期間（５）は、電圧Va1がハイレベルに反転し、電圧Vs1が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg1がハイレベル保持され、第一の主スイッチング素子１２がオン状態になる。そして、第一の主スイッチング素子１２にスイッチング電流Id1が流れ、スイッチング電流信号Vidが発生する。過電流動作時は、スイッチング電流Id1が通常動作時よりも大きいが、期間（５）は、スイッチング電流信号Vidのピーク値が閾値Vthに達しない期間であり、過電流制御部６４のＮＰＮトランジスタ６８はオンしない。したがって、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧は、主制御部２６が生成した電圧制御信号Vfbとなる。補助制御パルスVtdはローレベルに保持される。
【００５６】
期間（５）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａの両端に電圧Vi/2が印加されるので、トランス２０の励磁電流Imは右肩上がりに変化し、途中で流れる向きが負方向から正方向に切り替わる。期間（５）は、スイッチング電流信号Vidのピーク値が上昇して閾値Vthに達して過電流制御部６４のＮＰＮトランジスタ６８がオンし、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧がローレベルに引き下げられた時に終了する。
【００５７】
ここで、期間（５）と期間（１）の長さを比較して分かるように、過電流動作時は、第一の主スイッチング素子１２のオン時間ton1が通常動作時より短くなる。したがって、期間（５）における励磁電流Imの変化幅は、期間（１）における変化幅よりも小さくなる。
【００５８】
期間（６）は、Vpwmがローレベルに反転し、電圧Vr1が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg1がローレベルに転じ、第一の主スイッチング素子１２がオフに転じる。第一の主スイッチング素子１２がオフするとスイッチング電流信号Vidが瞬時にゼロボルトまで低下するので、ＮＰＮトランジスタ６８がオフし、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧が電圧制御信号Vfbに向かって上昇する。
【００５９】
過電流動作時は第一の主スイッチング素子１２のオン時間ton1が短いので、出力電圧Voが目標値Vorから大きく低下し、電圧制御信号Vfbが上限値のVfb(max)になる。したがって、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧は、上限値Vfb(max)に向かって上昇する。
【００６０】
図３に示す動作例では、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧が上昇する過程で三角波電圧Voscを横切り、期間（６）の途中で電圧Vpwm及び電圧Vb1がハイレベルに転じている。しかし、この電圧Vb1の変化は、立ち上がりエッジ検出部４０によりマスクされ、電圧Vs1がローレベルに保持されるので、第一の主スイッチング素子１２のオンオフには影響しない。その後、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧が三角波電圧Voscを横切り、期間（６）の途中で電圧Vpwm及び電圧Vb1がローレルに転じている。しかし、この電圧Vb1の変化は、立ち下がりエッジ検出部４２によりマスクされ、電圧Vs1がローレベルに保持されるので、第一の主スイッチング素子１２のオンオフには影響しない。
【００６１】
期間（６）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａに電圧Vi/2が印加されないので、トランス２０の励磁電流Imは、期間（５）が終了した時の値に保持される。期間（６）は、電圧Va2がハイレベルに反転した時に終了する。
【００６２】
期間（７）、（８）は、期間（３）、（４）と同様に、電圧Va2がハイレベルに保持され、電圧Va1がローレベルに保持されるので、第二の主スイッチング素子１４はオンオフできるが、第一の主スイッチング素子１２はオフに固定される。
【００６３】
期間（７）は、電圧Va2がハイレベルに反転し、電圧Vs2が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg2がハイレベルに保持され、第二の主スイッチング素子１４がオン状態になる。第二の主スイッチング素子１２には、スイッチング電流Id2が流れるが、電流検出部６２はスイッチング電流Id2を検出しないので、スイッチング電流信号Vidは発生せず、過電流制御部６４のＮＰＮトランジスタ６８はオンしない。したがって、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧は、上限値Vfb(max)となる。補助制御パルスVtdはハイレベルに保持される。
【００６４】
期間（７）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａの両端に期間（１）と逆向きの電圧Vi/2が印加されるので、トランス２０の励磁電流Imは右肩下がりに変化し、途中で流れる向きが正方向から負方向に切り替わる。期間（７）は、補助制御パルスVtdがローレベルに反転した時に終了する。
【００６５】
ここで、補助制御パルスVtdがローレベルに反転するのは、期間（５）が終了してから基準時間Tk（Tsw/2より僅かに長い時間）が経過した時なので、期間（５）と期間（７）の長さを比較して分かるように、第一及び第二の主スイッチング素子１２のオン時間ton1，ton2は、ほぼ等しくなる。したがって、期間（７）における励磁電流Imの変化幅は、期間（５）における変化幅とほぼ同じになる。
【００６６】
期間（８）は、補助制御パルスVtdがローレベルに反転し、電圧Vr2が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg2がローレベルに保持され、第二の主スイッチング素子１４がオフ状態になる。
【００６７】
期間（８）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａに電圧Vi/2が印加されないので、トランス２０の励磁電流Imは、期間（７）が終了した時の値に保持される。期間（８）は、電圧Va1がハイレベルに反転することによって終了し、上述した期間（５）に戻る。
【００６８】
このように、過電流動作時は、通常動作時と異なり、第一の主スイッチング素子１２のオン時間ton1（期間（５）の長さ）は過電流制御部６４により決定され、第二の主スイッチング素子１４のオン時間ton2（期間（７）の長さ）は補助制御部５６により決定される。しかし、ton1≒ton2が維持される点は同じなので、励磁電流Imは、ゼロアンペア付近で正負方向にほぼ均等に振幅し、トランス２０が過渡的に大きく偏磁するという問題は発生しない。
【００６９】
ここで、基準時間Tkの設定方法について説明する。通常動作時は、図３に示すように、第一の主スイッチング素子１２のオン時間ton1（期間（１）の長さ）と第二の主スイッチング素子１４のオン時間ton2（期間（３）の長さ）は、どちらも出力電圧Voを目標値Vorに保持するための電圧制御信号Vfbによって決定されることが好ましい。つまり、通常動作時は、補助制御パルスVtdがローレベルに転じるタイミングは、常に電圧Vpwmがローレベルに転じるタイミング以降であることが好ましい。この前後関係が逆になると、出力電圧Voの制御が不安定になり、出力電圧Voに不要なリップルが発生する等の弊害が発生するからである。したがって、基準時間Tkは、原理的にはTsw/2にすることができるが、スイッチング制御部２４を構成する個々の部品の特性のばらつき等を考慮して、Tsw/2よりも僅かに長い時間（Tsw/2＜Tk＜Tsw）に設定するとよい。ただし、基準時間Tkを大きくし過ぎると、過電流動作時にオン時間ton1，ton2の差が大きくなり、トランス２０の偏磁が発生するので、できるだけTsw/2に近い時間に設定する点に留意する。
【００７０】
なお、本発明のスイッチング電源装置の制御方法の第一の実施形態は、「あらかじめスイッチング周期Tswの１／２以上でスイッチング周期Tsw未満の長さの基準時間Tkを設定しておき、第一の主スイッチング素子１２のターンオフから基準時間Tkが経過したタイミングをタイマ手段５８により検出し、このタイミングで第二の主スイッチング素子１４がオンしている場合、当該第二の主スイッチング素子１４を強制的にターンオフさせる。」という構成であり、上記の主制御部２６及び補助制御部５６により実行されている。さらに、「第一の主スイッチング素子１２に流れるスイッチング電流Id1を検出し、スイッチング電流Id1のピーク値が所定の閾値を超えた時、このタイミングで第一の主スイッチング素子１２を強制的にターンオフさせる。」という構成を備え、上記の主制御部２６、電流検出部６２及び過電流制御部６４により実行されている。
【００７１】
次に、比較例として、スイッチング電源装置１０から補助制御部５６が省略され、立ち上がりエッジ検出部４６に補助制御パルスVtdが入力されない場合の動作を、図４に基づいて説明する。図４から分かるように、通常動作の期間（１）〜（４）と過電流動作の期間（５）、（６）は、図３と同様であるが、過電流動作の期間（７）、（８）が異なってくる。
【００７２】
期間（７）、（８）は、電圧Va2がハイレベルに保持され、電圧Va1がローレベルに保持されるので、第二の主スイッチング素子１４はオンオフできるが、第一の主スイッチング素子１２はオフに固定される。
【００７３】
期間（７）は、電圧Va2がハイレベルに反転し、電圧Vs2が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg2がハイレベルに保持され、第二の主スイッチング素子１４がオン状態になる。第二の主スイッチング素子１２には、スイッチング電流Id2が流れるが、電流検出部６２はスイッチング電流Id2を検出しないので、スイッチング電流信号Vidは発生せず、過電流制御部６４のＮＰＮトランジスタ６８はオンしない。したがって、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧は、上限値Vfb(max)となる。
【００７４】
期間（７）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａの両端に期間（１）と逆向きに電圧Vi/2が印加されるので、トランス２０の励磁電流Imは右肩下がりに変化し、途中で流れる向きが正方向から負方向に切り替わる。
【００７５】
図３に示す動作と異なるのは、期間（７）が終了するタイミングである。図３に示す動作では、期間（７）は、補助制御パルスVtdがローレベルに反転した時に終了する。しかし、図４に示す比較例では、補助制御パルスVtdがないので、期間（７）は、三角波電圧Voscが右肩上がりに上昇しては上限値Vfb(max)を横切った時に終了する。したがって、期間（７）の長さは、第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４の最大オン時間ton(max)になる。
【００７６】
ここで、図４の期間（５）と期間（７）の長さを比較して分かるように、第二の主スイッチング素子１４のオン時間ton2は、第一の主スイッチング素子のオン時間ton1より格段に長くなる。したがって、期間（７）における励磁電流Imの変化幅は、期間（５）における変化幅と比較して、かなり大きくなる。
【００７７】
期間（８）は、電圧Vpwmがローレベルに反転し、電圧Vr2が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg2がローレベルに保持され、第二の主スイッチング素子１４がオフ状態になる。
【００７８】
期間（８）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａに電圧Vi/2が印加されないので、トランス２０の励磁電流Imは、期間（７）が終了した時の値に保持される。期間（８）は、電圧Va1がハイレベルに反転することによって終了し、期間（５）に戻る。
【００７９】
その後、期間（５）〜（８）の動作を複数回繰り返すうちに、励磁電流Imがどんどん負方向に大きくなり、トランス２０が大きく偏磁して飽和する。そして、主スイッチング素子１２，１４に大きいスイッチング電流Id1，Id2が流れ、主スイッチング素子１２，１４がて破損してしまう。
【００８０】
なお、上述したトランス２０の偏磁は過渡的な現象（一時的な現象）であり、トランス２０の飽和が回避できれば、その後、第一及び第二の入力側コンデンサ１６，１８の電圧のバランスが崩れ、励磁電流Imが徐々にゼロアンペア付近に収束し、自動的に偏磁が解消される。しかし、偏磁が一時的なものであっても、主スイッチング素子１２，１４が破損するのを確実に防止するためには、大型のトランス２０を使用しなければならない。また、第一及び第二の入力側コンデンサ１６，１８の電圧がアンバランスになると、２つの主スイッチング素子１２，１４の一方に、通常の２倍に近い高電圧が印加され続けるので、主スイッチング素子１２，１４が破損しないように高耐圧の素子を選択しなければならない。高耐圧のＭＯＳ型ＦＥＴを使用すると、スイッチング電流が流れたときの導通損失が大きくなるので、効率が低下してしまう。
【００８１】
このように、図４に示す比較例の動作では、過電流動作時にトランス２０が大きく偏磁して様々な問題が発生する。これに対して、図３に示すスイッチング電源装置１０の動作の場合は、過電流動作時においてもトランス２０の偏磁が確実に防止され、上記のような問題は発生しない。
【００８２】
以上説明したように、スイッチング電源装置１０は、過電流動作時、第一の主スイッチング素子１２のオン時間ton1を短くする制御が行われると、次の第二の主スイッチング素子１４のオン時間ton2が直前のオン時間ton1とほぼ同じ長さに制限され、１つのスイッチング周期Tswの中のオン期間ton1，ton2の差が大きくならない。したがって、過渡的にトランス２０が偏磁して飽和するのを確実に防止することができ、第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４の一方に高い電圧が印加される状況にもならない。
【００８３】
上記の独特な制御方法は、タイマ手段５８を備えたシンプルな構成の補助制御部５６及び過電流制御部６４を用いて容易に実現することできる。また、電流検出部６２についても、第一の主スイッチング素子１２のスイッチング電流Id1だけを検出すればよく、第二の主スイッチング素子１４のスイッチング電流Id2は検出しなくてもよいので、シンプルかつ安価に実現することができる。
【００８４】
なお、図３を用いて説明したスイッチング電源装置１０の動作は、通常動作中（出力制御信号Vfbに基づいて動作しているとき）に過電流保護が働き、突然オン時間ton1が短くなったというケースであるが、これ以外に、過電流保護と関係ないことが原因で、突然オン時間ton1が短くなるケースがあり得る。例えば、外来ノイズがＰＷＭ比較器３０等に侵入し、電圧Vpwmが早く反転してオン時間ton1が短くなるケースや、入力電圧Viや出力電流Ioが急変し、電圧制御信号Vfbが大きく変化してオン時間ton1が短くなるケース等である。スイッチング電源装置１０は、このようなケースにおいても、同様の動作により、トランス２０の偏磁が確実に防止される。したがって、スイッチング電源装置１０から電流検出部６２及び過電流制御部６４を省略したとしても、過電流保護と関係ないことが原因で突然オン時間ton1が短くなったとき、同様の作用効果を得ることができる。
【００８５】
次に、本発明のスイッチング電源装置及びその制御方法の第二の実施形態について、図５〜図８に基づいて説明する。ここで、上記スイッチング電源装置１０と同様の構成は、同一の符号を付して説明を省略する。
【００８６】
この実施形態のスイッチング電源装置７０は、スイッチング電源装置１０と同様に、一定のスイッチング周期Tswで動作する対称制御方式のハーフブリッジ型の電源装置である。スイッチング電源装置７０は、図５に示すように、上記スイッチング制御部２４に代えて、新規な構成のスイッチング制御部７２が設けられ、スイッチング制御部７２は、図６に示すように、上記と同様の主制御部２６及び電流検出部６２と、新規な構成の過電流制御部７４とで構成されている。以下、スイッチング電源装置７０の構成について、スイッチング電源装置１０と異なる部分を中心に説明する。
【００８７】
過電流制御部７４は、比較器６６、ＮＰＮトランジスタ６８、タイマ手段７６及び比較器７８で構成されている。比較器６６は、非反転入力にスイッチング電流信号Vidが入力され、反転入力が所定の閾値Vthに固定されている。比較器６６が出力する電圧Vxは、スイッチング電流信号Vidのピーク値が閾値Vth未満の時はローレベル、閾値Vthに達するとハイレベルになる。ＮＰＮトランジスタ６８は、ベースが比較器６６の出力に接続され、コレクタがＰＷＭ比較器３０の非反転入力に接続され、エミッタがグランドに接続されている。したがって、スイッチング電流信号Vidのピーク値が閾値Vthに達するとＮＰＮトランジスタ６８がオンし、これによってＰＷＭ比較器３０の非反転入力が瞬時にローレベルに引き下げられ、主制御部２６が生成した電圧制御信号Vfbの動きに関係なく、第一の主スイッチング素子１２を強制的にターンオフさせる。
【００８８】
タイマ手段７６は、比較器６６が出力する電圧Vxをピークホールドするためのダイオード７６ａ及びコンデンサ７６ｂと、コンデンサ７６ｂを放電するための抵抗７６ｃとで構成されている。比較器７８は、非反転入力にコンデンサ７６ｂの電圧Vyが入力され、反転入力が所定の閾値Vtimeに固定され、過電流制御パルスVtdを立ち下がりエッジ検出部４６に向けて出力する。
【００８９】
図７は、タイマ手段７６及び比較器７８の動作を示している。スイッチング電流信号Vidが閾値Vth未満の時は、電圧Vxがローレベルに保持されるので、電圧Vyもゼロボルトに保持され、過電流制御パルスVtdはローレベルになる。スイッチング電流信号Vidのピーク値が閾値Vthを超えると、電圧Vxがハイレベルに転じ、ダイオード７６ａを通じてコンデンサ７６ｂが瞬時に充電され、電圧Vyもハイレベル（＞Vtime）になり、過電流制御パルスVtdがハイレベルになる。また、電圧Vxがハイレベルに転じることによってＮＰＮトランジスタ６８がオンするので、第一の主スイッチング素子１２が瞬時にターンオフし、スイッチング電流信号Vidが瞬時に閾値Vth未満に低下する。したがって、電圧Vxは、ハイレベルになった直後に再びローレベルまで瞬時に低下する。すると、ダイオード７６ａが非導通になり、コンデンサ７６ｂの電圧Vyが指数関数的に低下し、基準時間Tkが経過したタイミングで閾値Vtime未満になり、過電流制御パルスVtdがローレベルになる。コンデンサ７６ｂ及び抵抗７６ｃの時定数は、基準時間Tkがほぼスイッチング周期Tswの１／２になるように設定されている。
【００９０】
立ち下がりエッジ検出部４６は、電圧Va2のハイレベルが開始した後、電圧Vb2及び過電流制御パルスVtdのどちらかが最初に立ち下がったタイミングでハイレベルの電圧Vr2を出力する。スイッチング電源装置７０の場合、過電流動作時、常に過電流制御パルス電圧Vtdが電圧Vb2よりも先に立ち下がるので、立ち下がりエッジ検出部４６は、過電流制御パルス電圧Vtdが立ち下がったタイミングでハイレベルの電圧Vr2を出力し、主制御部２６が生成した電圧Vb2の動きに関係なく、第二の主スイッチング素子１４を強制的にターンオフさせる。
【００９１】
次に、スイッチング電源装置７０の動作を、図８に基づいて説明する。通常動作の期間（１）〜（４）は、図３に示すスイッチング電源装置１０の動作とほぼ同様である。上記のスイッチング電源装置１０の場合は、通常動作中に補助制御信号Vtdがハイレベルになる期間があるが、第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４のオンオフに影響しない。スイッチング電源装置７０の場合は、通常動作中、過電流制御パルスVtdがローレベルに保持されるため、第一及び第二の主スイッチング素子１２，１４のオンオフに影響しない。
【００９２】
過電流動作の期間（５）、（６）は、電圧Va1がハイレベルに保持され、電圧Va2がローレベルに保持されるので、第一の主スイッチング素子１２はオンオフできるが、第二の主スイッチング素子１４はオフに固定される。
【００９３】
期間（５）は、電圧Va1がハイレベルに反転し、電圧Vs1が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg1がハイレベル保持され、第一の主スイッチング素子１２がオン状態になる。そして、第一の主スイッチング素子１２にスイッチング電流Id1が流れ、スイッチング電流信号Vidが発生する。過電流動作時は、スイッチング電流Id1が通常動作時よりも大きいが、期間（５）は、スイッチング電流信号Vidのピーク値が閾値Vthに達しない期間であり、過電流制御部７４のＮＰＮトランジスタ６８はオンしない。したがって、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧は、主制御部２６が生成した電圧制御信号Vfbとなる。過電流制御パルスVtdもローレベルに保持される。また、過電流制御部７４のタイマ手段７６及び比較器７８も動作せず、過電流制御パルスVtdもローレベルである。
【００９４】
期間（５）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａの両端に電圧Vi/2が印加されるので、トランス２０の励磁電流Imは右肩上がりに変化し、途中で流れる向きが負方向から正方向に切り替わる。期間（５）は、スイッチング電流信号Vidのピーク値が上昇して閾値Vthに達して過電流制御部７４のＮＰＮトランジスタ６８がオンし、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧がローレベルに引き下げられた時に終了する。
【００９５】
ここで、期間（５）と期間（１）の長さを比較して分かるように、過電流動作時は、第一の主スイッチング素子１２のオン時間ton1が通常動作時より短くなる。したがって、期間（５）における励磁電流Imの変化幅は、期間（１）における変化幅よりも小さくなる。
【００９６】
期間（６）は、Vpwmがローレベルに反転し、電圧Vr1が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg1がローレベルに転じ、第一の主スイッチング素子１２がオフに転じる。第一の主スイッチング素子１２がオフするとスイッチング電流信号Vidが瞬時にゼロボルトまで低下するので、ＮＰＮトランジスタ６８がオフし、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧は電圧制御信号Vfbに向かって上昇する。
【００９７】
過電流動作時は第一の主スイッチング素子１２のオン時間ton1が短いので、出力電圧Voが目標値Vorから大きく低下し、電圧制御信号Vfbが上限値のVfb(max)になる。したがって、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧が上限値Vfb(max)に向かって上昇する。
【００９８】
図３に示す動作例では、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧が上昇する過程で三角波電圧Voscを横切り、期間（６）の途中で電圧Vpwm及び電圧Vb1がハイレベルに転じている。しかし、この電圧Vb1の変化は、立ち上がりエッジ検出部４０によりマスクされ、電圧Vs1がローレベルに保持されるので、第一の主スイッチング素子１２のオンオフには影響しない。その後、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧が三角波電圧Voscを横切り、期間（６）の途中で電圧Vpwm及び電圧Vb1がローレベルに転じている。しかし、この電圧Vb1の変化は、立ち下がりエッジ検出部４２によりマスクされ、電圧Vs1がローレベルに保持されるので、第一の主スイッチング素子１２のオンオフには影響しない。
【００９９】
また、期間（６）の開始とともに、タイマ手段７６及び比較器７８が動作して過電流制御パルスVtdがハイレベルになる。タイマコンデンサ７６ｂの電圧Vyは指数関数的に低下するが、期間（６）は、電圧Vyが閾値Vtimeに達しない期間であり、過電流制御パルスVtdはハイレベルに保持される。
【０１００】
期間（６）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａに電圧Vi/2が印加されないので、トランス２０の励磁電流Imは、期間（５）が終了した時の値に保持される。期間（６）は、電圧Va2がハイレベルに反転した時に終了する。
【０１０１】
期間（７）、（８）は、電圧Va2がハイレベルに保持され、電圧Va1がローレベルに保持されるので、第二の主スイッチング素子１４はオンオフできるが、第一の主スイッチング素子１２はオフに固定される。
【０１０２】
期間（７）は、電圧Va2がハイレベルに反転し、電圧Vs2が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg2がハイレベルに保持され、第二の主スイッチング素子１４がオン状態になる。第二の主スイッチング素子１４には、スイッチング電流Id2が流れるが、電流検出部６２はスイッチング電流Id2を検出しないので、スイッチング電流信号Vidは発生せず、過電流制御部７４のＮＰＮトランジスタ６８はオンしない。したがって、ＰＷＭ比較器３０の非反転入力の電圧は、上限値Vfb(max)となる。また、期間（７）は、タイマコンデンサ７６ｂの電圧Vyが閾値Vtimeに達しない期間であり、過電流制御パルスVtdはハイレベルに保持される。
【０１０３】
期間（７）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａの両端に期間（１）と逆向きの電圧Vi/2が印加されるので、トランス２０の励磁電流Imは右肩下がりに変化し、途中で流れる向きが正方向から負方向に切り替わる。期間（７）は、コンデンサ７６ｂの電圧Vyが閾値Vtimeに達し、過電流制御パルスVtdがローレベルに反転した時に終了する。
【０１０４】
ここで、過電流制御パルスVtdがローレベルに反転するのは、期間（５）が終了してから基準時間Tk（≒Tsw/2）が経過した時なので、期間（５）と期間（７）の長さを比較して分かるように、第一及び第二の主スイッチング素子１２のオン時間ton1，ton2は、ほぼ等しくなる。したがって、期間（７）における励磁電流Imの変化幅は、期間（５）における変化幅とほぼ同じになる。
【０１０５】
期間（８）は、過電流制御パルスVtdがローレベルに反転し、電圧Vr2が短時間ハイレベルになることによって開始し、駆動パルスVg2がローレベルに保持され、第二の主スイッチング素子１４がオフ状態になる。
【０１０６】
期間（８）の間は、トランス２０の入力巻線２０ａに電圧Vi/2が印加されないので、トランス２０の励磁電流Imは、期間（７）が終了した時の値に保持される。期間（８）は、電圧Va1がハイレベルに反転することによって終了し、上述した期間（５）に戻る。
【０１０７】
このように、過電流動作時は、通常動作時と異なり、第一の主スイッチング素子１２のオン時間ton1（期間（５）の長さ）と第二の主スイッチング素子１４のオン時間ton2（期間（７）の長さ）が、ともに過電流制御部７４により決定され、ton1≒ton2が維持される。したがって、励磁電流Imは、ゼロアンペア付近で正負方向にほぼ均等に振幅し、トランス２０が過渡的に大きく偏磁するという問題は発生しない。
【０１０８】
ここで、基準時間Tkの設定方法について説明する。上記のスイッチング電源装置１０の場合は、過電流動作時だけでなく通常動作時にも補助制御パルスVtdが発生するので、通常動作時の制御が不安定になるのを防止するため、基準時間TkをTsw/2より僅かに長い時間に設定するのが好ましい。しかし、スイッチング電源装置７０の場合は、通常動作時に過電流制御パルスVtdが発生しないので、通常動作時の制御が不安定になる心配がない。したがって、過電流動作時に、２つの主スイッチング素子１２，１４のオン時間ton1，ton2が互いに等しくなるように、基準時間TkをTsw/2に設定するのが好ましい。
【０１０９】
なお、本発明のスイッチング電源装置の制御方法の第二の実施形態は、「出力電圧Voを目標値Vorに近づける制御を、第一の主スイッチング素子１２がターンオンした後、スイッチング周期Tswの１／２が経過したタイミングで第二の主スイッチング素子１４をターンオンさせる制御により行うとともに、第一の主スイッチング素子１２に流れるスイッチング電流Id1を検出し、スイッチング電流Id1のピーク値が所定の閾値を超えた時、このタイミングで第一の主スイッチング素子１２を強制的にターンオフさせ、さらに第一の主スイッチング素子１２のターンオフからスイッチング周期Tswの１／２が経過したタイミングをタイマ手段７６により検出し、このタイミングで第二の主スイッチング素子１４を強制的にターンオフさせる」という構成であり、上記の主制御部２６、電流検出部２０及び過電流制御部７４により実行されている。
【０１１０】
以上説明したように、スイッチング電源装置７０及びその制御方法によれば、上記のスイッチング電源装置１０と同様の作用効果を得ることができる。ただし、スイッチング電源装置７０は、過電流保護機能を設けることを前提とした構成なので、過電流保護機能が不要な電源装置には適用することはできない。
【０１１１】
なお、本発明のスイッチング電源装置は、上記実施形態に限定されるものではない。例えば、スイッチング電源装置１０，７０は、２つの主スイッチング素子について、ローサイド側を第一の主スイッチング素子としているが、ハイサイド側を第一の主スイッチング素子にしてもよい。この場合、シンプルで安価な構成の電流検出部６２とは異なる電流検出部が必要になるが、電流検出部は、第一の主スイッチング素子に流れるスイッチング電流だけ検出できればよいので、例えば、特許文献２の図２に記載された検出回路のように比較的シンプルな回路を使用することができる。
【０１１２】
また、スイッチング電源装置１０，７０の入力側コンデンサは、図９（ａ）に示す構成になっているが、図９（ｂ）に示す構成に変更してもよく、同様の作用効果を得ることができる。出力整流平滑回路２２についても、センタタップ型の全波整流方式、ブリッジ型の全波整流方式、電流ダブラ型の整流方式等に変更してもよい。
【０１１３】
主制御部は、出力電圧を目標値に近づける制御を行うブロックであって、第一の主スイッチング素子がターンオンした後、スイッチング周期の１／２が経過したタイミングで第二の主スイッチング素子をターンオンさせる制御を行うものであればよく、図２に示す主制御部２６の構成に限定されない。例えば、主制御部２６は、複数のエッジ検出部４０，４２，４４，４６とＲＳフリップフロップ４８，５０を使用することによって、期間（４）に第二の主スイッチング素子１４がオフ状態に保持される動作と、期間（６）に第一の主スイッチング素子１２がオフ状態に保持される動作を実現しているが、他の構成を用いて同様の動作を実現してもよい。また、主制御部２６は、Ｔフリップフロップ３４と電圧制御信号の上限値Vfb(max)により主スイッチング素子１２，１４の最大オン時間ton(max)を規定しているが、他の構成を用いて規定してもよい。さらに、主制御部２６は、出力電圧Voを電圧モードで制御する構成であるが、スイッチング電流信号Vidを利用して電流モードで制御する構成に変更することも可能である。
【０１１４】
タイマ手段を有する補助制御部は、第一の主スイッチング素子のターンオフから所定の基準時間が経過したタイミングをタイマ手段により検出し、このタイミングで第二の主スイッチング素子がオンしている場合、第二の主スイッチング素子１４を強制的にターンオフさせるものであればよく、図２に示す補助制御部５６の構成に限定されない。例えば、補助制御部５６は、デジタルカウンタ等のタイマ手段５８と補助制御パルス生成回路６０とを組み合わせた構成であるが、図７に示すアナログ式のタイマ手段７６と比較器７８とを組み合わせた構成に置き換えてもよい。また、主制御部が主制御部２６以外の構成に変更された場合、主制御部の構成に合わせ、適切な命令信号（第二の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせる信号）が出力できる構成に適宜変更することができる。
【０１１５】
タイマ手段を有する過電流制御部は、スイッチング電流信号のピーク値が所定の閾値を超えた時、このタイミングで第一の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせ、さらに第一の主スイッチング素子のターンオフからスイッチング周期の１／２が経過したタイミングをタイマ手段により検出し、このタイミングで第二の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせるものであればよく、図６に示す過電流制御部７４の構成に限定されない。例えば、アナログ式のタイマ手段７６及び比較器７８で過電流制御パルスVtdを生成する部分を、上記の補助制御部５６と同様の構成に置き換えてもよい。また、主制御部が主制御部２６以外の構成に変更された場合、主制御部の構成に合わせ、適切な命令信号（第一及び第二の主スイッチング素子を強制的にターンオフさせる信号）が出力できる構成に適宜変更することができる。
【０１１６】
また、本発明のスイッチング電源装置の制御方法は、上記実施形態に限定されるものではなく、この制御方法を実行するスイッチング制御部の構成は特に限定されず、上記のスイッチング制御部２４，７２とは別の構成のスイッチング制御部によって実行してもよい。
【符号の説明】
【０１１７】
１０，７０  スイッチング電源装置
１２  第一の主スイッチング素子
１４  第二の主スイッチング素子
１６，１８  入力側コンデンサ
２０  トランス
２０ａ  入力巻線
２０ｂ  出力巻線
２２  出力整流平滑回路
２４，７２  スイッチング制御部
２６  主制御部
５６  補助制御部
６２  電流検出部
６２ａ  電流検出抵抗
６４，７４  過電流制御部
Id1，Id2  スイッチング電流
Io  出力電流
Tk  基準時間
Tsw  スイッチング周期
Vi  入力電圧
Vid  スイッチング電流信号
Vth  閾値
【図１】
2017195674.tif 000003
【図２】
2017195674.tif 000004
【図３】
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【図４】
2017195674.tif 000006
【図５】
2017195674.tif 000007
【図６】
2017195674.tif 000008
【図７】
2017195674.tif 000009
【図８】
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【図９】
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