(57)【要約】【課題】送電装置から受電装置へ交流電力を伝送する非接触電力伝送装置において、負荷における消費電力が変動した場合、受電装置における電圧が回路素子の耐圧を超えて、受電装置が破損する問題があった。【解決手段】上記課題を解決するために、本発明の非接触電力伝送装置は、受電装置が受電した電力の値が所定の範囲外になると整流回路の出力を接地し、整流後の直流電力が一定の範囲になるように制御する。この結果、負荷における消費電力が減少した場合でも、整流後の電圧が異常に上昇することがなく、受電装置の回路素子の破損を防止できる。併せて、本発明の非接触電力伝送装置は、負荷における消費電力の変動に対応して送電する電力を変化させる。本発明の非接触電力伝送装置を用いれば、負荷における消費電力が変動しても安定に電力伝送を継続できる。【選択図】図１
2017169426.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送電装置から受電装置へ非接触で交流電力を伝送する非接触電力伝送装置において、
前記送電装置は、送電側通信手段と、駆動制御回路を備え、
前記受電装置は、受電側通信手段と、整流回路と、カットオフ回路を備え、
前記整流回路は、前記交流電力を整流して直流電力に変換して出力し、
前記カットオフ回路は、前記整流回路の後段に配置され、受電電圧の値が所定の範囲外のときに前記整流回路の出力を接地し、
前記受電側通信手段は、前記送電側通信手段へ前記受電電圧の情報を送信し、
前記駆動制御回路は、前記受電電圧の情報に基づいて前記交流電力の大きさを決定することを特徴とする非接触電力伝送装置。
【請求項２】
前記整流回路は、全波整流回路である請求項１に記載の非接触電力伝送装置。
【請求項３】
前記受電電圧は、前記直流電力に基づいて生成される請求項１又は２に記載の非接触電力伝送装置。
【請求項４】
前記カットオフ回路の後段に配置される電流逆流防止回路を備え、
前記電流逆流防止回路は、前記直流電力を再整流電力として出力するとともに、前記再整流電力の値が低下した場合に、前記再整流電力が前記カットオフ回路へ逆流することを防止する請求項１乃至３に記載の非接触電力伝送装置。
【請求項５】
前記受電電圧は、前記再整流電力に基づいて生成される請求項４に記載の非接触電力伝送装置。
【請求項６】
送電装置から受電装置へ非接触で交流電力を伝送する非接触電力伝送方法において、
整流回路が前記交流電力を整流して直流電力に変換する整流工程と、
受電電圧の値が所定の範囲外のときに前記整流回路の出力を接地するカットオフ工程と、
前記受電装置から前記送電装置に前記直流電圧の情報を送信する通信工程と、
前記直流電圧の情報に基づいて送電電力の大きさを決定する電力決定工程と、
を備える非接触電力伝送方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、非接触で電力を伝送する非接触電力伝送装置及び非接触電力伝送方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
非接触で電力を伝送する方法として、電磁誘導（数１００ｋＨｚ）による電磁誘導型、電界または磁界共鳴を介したＬＣ共振間伝送による電界・磁界共鳴型、電波（数ＧＨｚ）によるマイクロ波送電型、あるいは可視光領域の電磁波（光）によるレーザ送電型が知られている。この中で既に実用化されているのは、電磁誘導型である。これは簡易な回路（トランス方式）で実現可能であるなどの優位性はあるが、送電距離が短いという課題もある。
【０００３】
そこで、最近になって近距離伝送（〜２ｍ）が可能な電界・磁界共鳴型の電力の伝送が注目を浴びてきた。このうち、電界共鳴型の場合、伝送経路中に手などを入れると、人体が誘電体であるため、エネルギーを熱として吸収して誘電体損失を生じる。これに対して磁界共鳴型の場合、人体がエネルギーをほとんど吸収せず、誘電体損失を避けられる。この点から磁界共鳴型に対する注目度が上昇してきている。
【０００４】
一般的に、磁界共鳴型の非接触電力伝送装置は、送電装置と受電装置を備える。送電装置は少なくとも送電コイルと共振容量で構成される送電共振系と、送電共振系に電力を供給する送電部を有する。受電装置は少なくとも受電コイルと共振容量で構成される受電共振系を有する。磁界共鳴型の非接触電力伝送装置は、送電共振系と受電共振系が磁界的に共鳴することを利用して、送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する。
【０００５】
このような非接触電力伝送装置において、負荷インピーダンスが高い（軽負荷）状態で送電を開始すると、通常における電力の伝送の状態よりも大きな電圧が受電装置に発生してしまう。すなわち、負荷の変動によって軽負荷になると共振系のＱ値が高くなってしまうので、一定の駆動電圧と一定の駆動波形で送電装置を駆動していると、送電共振系における共振電圧が異常に上昇してしまう。
【０００６】
この異常に上昇した共振電圧が受電装置を構成する回路素子の絶対定格を超えると、回路素子が破壊されるので問題となる。そのため、大電圧にも耐えうる高価な回路素子を受電装置に用いなければならず、結果として非接触電力伝送装置のコストが高くなってしまうという課題があった。
【０００７】
このような課題に対して、従来から、高価な回路素子を用いることなく軽負荷時に発生する大電圧に対応する手法が考案されてきた。
【０００８】
特許文献１は、給電の停止が開始されて実際に給電が停止するまでに、受電装置の回路素子にかかる電圧が絶対定格まで達しないような抵抗値を用いる技術を開示している。
【０００９】
また、特許文献２は、受電装置のインピーダンスをあえて変化させることによって送電装置からの高周波電力を反射させ、受電装置が大きな電力を受電しないようにして整流後の電圧を安定化する技術を開示している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１０】
【特許文献１】特開２０１６−１５８６２号公報
【特許文献２】特許第５８４８４０６号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
特許文献１は、給電の停止が開始されて実際に給電が停止するまでに、受電装置の回路素子にかかる電圧が絶対定格まで達しないような抵抗値を用いる。しかし、特許文献１が開示するのは給電の停止時における受電装置の回路素子の保護技術であり、受電装置の電圧が回路素子の絶対定格まで達しないように電力の伝送を継続できる技術については何ら開示していない。
【００１２】
特許文献２は、整流後の電圧を検出して整流回路の前段に設けられた直列接続した抵抗とスイッチング素子をオンにすることにより整流後の電圧を安定化させて電力の伝送を継続する。しかし、一般的に用いられるダイオードブリッジ等の全波整流回路を整流回路に用いた場合、整流回路の前後でグランド（接地）電位が異なる。そのため、整流後の電圧に基づいてスイッチング素子を制御しても、整流回路より前段に位置するスイッチング素子を安定に動作させることは困難であった。
【００１３】
ここで、本発明者らの検討結果を詳しく説明すると下記のとおりである。特許文献２の整流回路に図１３のようなダイオードブリッジを適用した場合、（ａ）Ａ点−Ｂ点間、（ｂ）Ａ点−ＧＮＤ間、（ｃ）Ｂ点−ＧＮＤ間、（ｄ）Ｃ点−ＧＮＤ間の電圧波形は図１４に示したようになる。（ａ）に示したダイオードブリッジに入力される交流電圧は、全波整流されて（ｄ）に示したような常に正の電圧として出力される。
【００１４】
特許文献２の保護回路部に用いられるスイッチは、高周波特性に優れるトランジスタ等の半導体スイッチが用いられる。例えばスイッチをｎｃｈ−ＦＥＴとする場合、ｎｃｈ−ＦＥＴのゲートには（ｄ）に示した電圧に基づく常に０以上の正の電圧が加わることになる。したがって、Ｂ点の方がＡ点より電位が高くなる半周期では、ｎｃｈ−ＦＥＴは動作しない。一方、ｐｃｈ−ＦＥＴを用いる場合には、Ａ点の方がＢ点より電位の高くなる半周期では、ｐｃｈ−ＦＥＴは動作しない。このように、特許文献２においてダイオードブリッジ等の全波整流回路を整流回路として用いる場合は、スイッチング素子を安定に動作させて素子の破壊を回避することは困難である。
【００１５】
さらに、Ａ点とＢ点の電位差が大きい場合、ＦＥＴのゲート−ソース間電位が絶対定格を超える危険があり、Ａ点とＢ点の電位差が小さな場合しか適用できなかった。
【００１６】
そこで本発明は、ダイオードブリッジ等の全波整流回路を整流回路に用いた場合でも安定に負荷の変動に対応でき、受電装置の回路素子にかかる電圧が絶対定格まで達しないように電力を受電する非接触電力伝送装置を提供することを目的とする。さらに、負荷における消費電力の変動に対応して送電電力の大きさを変化させる非接触電力伝送装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１７】
上記課題を解決するために、本発明の非接触電力伝送装置は、送電装置から受電装置へ非接触で交流電力を伝送する非接触電力伝送装置において、前記送電装置は、送電側通信手段と、駆動制御回路を備え、前記受電装置は、受電側通信手段と、整流回路と、カットオフ回路を備え、前記整流回路は、前記交流電力を整流して直流電力に変換して出力し、前記カットオフ回路は、前記整流回路の後段に配置され、受電電圧の値が所定の範囲外のときに前記整流回路の出力を接地し、前記受電側通信手段は、前記送電側通信手段へ前記受電電圧の情報を送信し、前記駆動制御回路は、前記受電電圧の情報に基づいて前記交流電力の大きさを決定することを特徴とする。
【発明の効果】
【００１８】
本発明の非接触電力伝送装置は、受電電圧の値が所定の範囲外になると整流回路の出力を接地し、整流後の受電電圧が一定の範囲になるように制御する。この結果、負荷における消費電力が減少した場合でも、整流後の電圧が異常に上昇することがなく、受電装置の回路素子の破損を防止できる。
【００１９】
併せて、本発明の非接触電力伝送装置は、負荷における消費電力の変動に対応して、送電する電力を変化させる。本発明の非接触電力伝送装置を用いれば、負荷における消費電力が変動しても安定に電力伝送を継続できる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】実施の形態１における非接触電力伝送装置の構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態２における非接触電力伝送装置の構成を示すブロック図である。
【図３】実施の形態３における非接触電力伝送装置の構成を示すブロック図である。
【図４】実施の形態１における電圧監視に基づく電力制御の第１の回路図である。
【図５】実施の形態１における電圧監視に基づく電力制御の第２の回路図である。
【図６】実施の形態１における電圧監視に基づく電力制御の第３の回路図である。
【図７】実施の形態１における電圧監視に基づく電力制御の第４の回路図である。
【図８】実施の形態１における電圧監視に基づく電力制御の第５の回路図である。
【図９】第１の回路図において出力段にコンデンサＣ１を繋がない場合の受電装置の出力波形である。
【図１０】第２の回路図における電圧検出器の検出電位と出力電圧の関係を示す図である。
【図１１】実施の形態１における整流回路による整流後の電圧に対する送電電力ゲインの関係を示す図である。
【図１２】実施の形態１において整流回路の出力電圧の時間変化を測定した結果を示す図である。
【図１３】従来技術の問題点を説明するため第１の図である。
【図１４】従来技術の問題点を説明するため第２の図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
＜実施の形態１＞
（負荷の変動に基づく送電装置からの送電電力制御）
図１は、本発明における実施の形態１の非接触電力伝送装置１００の概略構成を示す。非接触電力伝送装置１００は、送電装置１０と受電装置２０で構成される。
【００２２】
送電装置１０は、非接触で高周波電力を伝送するための送電共振系５０と、指定された送電電力ゲインで送電共振系５０を駆動する駆動回路３０と、駆動回路３０の送電電力ゲインを制御する駆動制御回路４０と、受電装置２０が受電した電圧値を受け取る送電側通信手段８２を備える。
【００２３】
受電装置２０は、送電装置１０の送電共振系５０が送電する高周波電力を受電するための受電共振系６０と、受電共振系６０からの高周波電力を整流する整流回路７１と、整流後の電力を出力する出力部９０と、整流回路７１による整流後の電力をグランドに対して接地するか否かをオン／オフするカットオフ回路７２と、出力部９０への出力電圧を監視する受電側制御手段７３と、カットオフ回路７２で整流後の電力を接地する際に出力部９０から電流が逆流することを防止する電流逆流防止回路７４と、受電側制御手段７３が検出した整流回路７１の整流後の電圧値を送電装置１０に送信する受電側通信手段８１を備える。
【００２４】
本発明の非接触電力伝送装置１００は送電共振系５０と受電共振系６０が磁界的に共鳴することを利用して、送電装置１０から受電装置２０に非接触で電力を伝送する。
【００２５】
ところで、非接触電力伝送装置１００に接続された負荷で消費される電力は常に一定ではなく、時間と共に増加したり低下したりすることが多い。そこで、本発明における非接触電力伝送装置１００の送電装置１０は、負荷で消費される電力が増加すると送電する電力量を増やし、負荷で消費される電力が低下すると送電する電力量を減らす。
【００２６】
本発明の実施の形態１の非接触電力伝送装置１００では、受電状態検出器７３が整流回路７１から出力される整流後の電圧を監視し、検出された整流後の電圧値は、受電側通信手段８１と送電側通信手段８２により送電装置１０の駆動制御回路４０に伝えられ、駆動制御回路４０が受信した整流後の電圧値に基づいて駆動回路３０の送電電力ゲインを制御する。
【００２７】
図１１は受電装置２０における整流回路７１による整流後の電圧と送電装置１０における駆動回路３０の送電電力ゲインの関係を示す。図１１（ａ）は、整流後の電圧に対して送電電力ゲインを連続的に変化させる場合である。４０Ｖを基準として、それ以下では次第に送電電力ゲインを上昇させ、４０Ｖを超えると送電電力ゲインを減少させる。図１１（ａ）では、連続的に送電電力ゲインを変化させているが、図１１（ｂ）のように離散的に変化させてもよい。なお、送電電力ゲインの変更方法は、送電電圧の振幅を可変にしてもよいし、ＰＷＭを用いてもよい。
【００２８】
なお、送電装置１０の送電側通信手段８２、及び受電装置２０の受電側通信手段８１に備えられる具体的な通信手段としては、いわゆる負荷通信を用いればよい。すなわち、受電共振系６０に抵抗負荷を接続し、その抵抗負荷の電力消費を断続して行うことにより、送電共振系５０の共振電圧を可変して情報を伝達する。若しくは、２．４ＧＨｚなど送電周波数と別の周波数を使って送受信を行う近距離無線通信規格を利用した無線モジュールを用いてもよい。
【００２９】
このように、本発明では、負荷で消費される電力の変動に応じた共振電圧の変化を受電装置２０が検出し、受電装置２０が検出した共振電圧の大きさに基づいて送電装置１０から送電する電力を増減させる。
【００３０】
しかし、負荷が急激に電力を必要としなくなった場合、受電共振系６０における共振電圧が異常に上昇してしまうことがある。負荷で消費される電力が急激に低下すると、送電共振系５０と受電共振系６０から構成される送受電共振系から外部に出力される電力が急激に低下する。その結果、受電共振系６０の共振電圧が上昇する。
【００３１】
さらに、受電側通信手段８１から送電側通信手段８２への通信には所定の時間がかかるため、負荷の変動が生じてから実際に送電装置１０からの電力を減らすまでに時間遅延が生じる。受電共振系６０における共振電圧の異常な上昇は通信の時間遅延に比べて短時間で発生するので、送電装置１０からの電力を減らすまで、受電共振系６０の共振電圧が異常に高い状態で維持され、問題になる。
【００３２】
そこで、本発明では、前述した送電装置１０と受電装置２０の間の通信に基づく送電量の制御と平行して、受電装置２０にて受電共振系の電圧監視に基づく電力制御を行い、共振電圧の異常な上昇を抑制する。これにより、負荷で消費される電力が急激に低下した場合でも、受電装置２０の回路素子にかかる電圧が絶対定格まで達しないように制御できる。その結果、非接触電力伝送装置１００において安定に非接触の電力の伝送を継続することが可能となる。
【００３３】
以下では、本発明の特徴である受電共振系の電圧監視に基づく電力制御について詳細に説明する。
（受電共振系の電圧監視に基づく電力制御）
図１に示した、カットオフ回路７２、受電状態検出器７３、電流逆流防止回路７４は、受電共振系の電圧監視に基づく電力制御を実行する。受電状態検出器７３は、整流回路７１の整流後の電圧値を検出する機能と、カットオフ回路７２をオン／オフすることにより受電装置２０の共振電圧の異常な上昇を抑制する機能を併せ持つ。これら回路について以下に具体的な回路を示しながら動作について詳説する。
【００３４】
出力部９０に接続される負荷が軽くなると、受電共振系６０の負荷が減少するので、受電共振系６０の共振電圧が上昇し、整流回路７１の整流後の電圧が上昇する。
【００３５】
そこで、受電側制御手段７３は、整流回路７１の整流後の電圧を監視する。受電側制御手段７３は、整流回路７１の整流後の電圧が所定の値を超えたこと検知すると、カットオフ回路７２をオンにして整流回路７１の出力を接地する。その結果、整流回路７１の出力が出力部９０の電圧より低下するので、出力部９０の電圧の上昇を抑制できる。その際、電流逆流防止回路７４は、整流回路７１の整流後の電圧を再整流して出力部９０に供給するとともに、出力部９０から整流回路７１への電流の逆流を防止する。
【００３６】
電流逆流防止回路７４はダイオード、あるいはダイオードと等価な動作をする回路で構成される。すなわち、整流回路７１の出力電圧≧出力部９０の電圧（電流逆流防止回路７４を単独のダイオードで構成する場合、整流回路７１の出力電圧≧出力部９０の電圧＋ダイオードの順方向電圧）となる場合は、整流回路７１の電圧と出力部９０の電圧が等しくなるように電流が流れ、整流回路７１の出力電圧＜出力部９０の電圧となる場合は、電流が流れない。
【００３７】
受電側制御手段７３は、その後、整流回路７１の出力電圧が再び所定の値を下回ったことを検知すると、カットオフ回路７２をオフにして整流回路７１の整流後の電圧を出力部９０に供給する。
【００３８】
以上のようにカットオフ回路７２がオン／オフを繰り返すことによって、整流回路７１の整流後の電圧が一定の電圧範囲に維持される。
【００３９】
以下、本発明の特徴である、カットオフ回路７２、受電側制御手段７３、電流逆流防止回路７４について、図４乃至図８で具体的な回路を示しながら説明する。整流回路７１にはブリッジ型の全波整流回路７１１を用いた。また、出力部９０端には平滑化コンデンサＣ１を配置した。
【００４０】
図４は、カットオフ回路７２、受電側制御手段７３、電流逆流防止回路７４についての第１の回路図を示す。カットオフ回路７２には、抵抗Ｒ１およびスイッチＱ１で構成されたカットオフ回路７２１を用いた。Ｑ１にはｎｃｈ−ＦＥＴを用いた。Ｒ１はＱ１がオンになったときに流れる電流値を制限しているが、省略することもできる。
【００４１】
受電側制御手段７３には、コンパレータＵ１と抵抗Ｒ２〜Ｒ８で構成される受電側制御手段７３１を用いた。抵抗Ｒ２〜Ｒ６により、Ｕ１がＬｏｗからＨｉｇｈになるＱ１オン閾値と、Ｕ１がＨｉｇｈからＬｏｗになるＱ１オフ閾値を設定する。また、抵抗Ｒ６はＵ１の閾値にヒステリシスを持たせ、Ｑ１オン閾値がＱ１オフ閾値よりも高くなるように設定している。なお、Ｕ１の電源は、整流出力からＤＣＤＣコンバータ等で作成してもよいし、別途専用の電池を設けてもよい。
【００４２】
コンパレータＵ１の出力がＨｉｇｈになると、カットオフ回路７２１のＱ１がオンになって全波整流回路７１１の出力を接地する。また、Ｕ１の出力がＬｏｗになると、カットオフ回路７２１のＱ１がオフになって全波整流回路７１１による整流後の電力が出力部９０へ供給される。
【００４３】
電流逆流防止回路７４にはダイオード７４１を用いた。
【００４４】
図９は、図４に示した第１の回路図の出力部９０における電力波形である。但し、出力部９０端には電力波形に重畳したリップルを低減するための平滑化コンデンサＣ１を繋いでいない場合である。図９（ａ）は出力部９０における電力が過剰な場合、図９（ｂ）は出力部９０における電力が適正な場合、図９（ｃ）は出力部９０における電力が不足している場合である。図中点線はＱ１オン閾値で、破線はＱ１オフ閾値である。Ｑ１がオンになると、Ｒ１およびＱ１で全波整流回路７１１からの整流後の電力を消費するため電力波形が右肩下がりになる。
【００４５】
図９（ｂ）は出力部９０における電力が適正な場合であり、時間あたりにＱ１がオンになる回数が図９（ａ）に比べて減少する。逆に、出力部９０における電力が過剰な場合、図９（ａ）に示したように時間あたりにＱ１がオンになる回数が図９（ｂ）に比べて増加する。図９（ｃ）は出力部９０における電力が不足している場合で、出力部９０の電圧は下がり続ける。
【００４６】
図９（ａ）に示したように、出力部９０における電力が過剰な場合、本来、出力部９０に接続された負荷で消費されるべき電力が、カットオフ回路７２１の抵抗Ｒ１とスイッチＱ１で消費される。この場合、Ｒ１とＱ１が発熱し、また、実効的に電力の伝送効率が低下することになるので、送電装置１０から受電装置２０への電力の伝送量を低減させる必要がある。
【００４７】
そこで、受電側制御手段７３１は、全波整流回路７１１からの出力を抵抗Ｒ７とＲ８で分圧した値を、受電側通信手段８１と送電側通信手段８２を介して送電装置１０の駆動制御回路４０に送信し、駆動制御回路４０が送電電力ゲインを減少させる。
【００４８】
図１２は、このような電力制御を実際に実施して全波整流回路７１１の出力電圧を測定した結果を示す。
【００４９】
図１２（ａ）は送電装置１０からの送電電力と受電装置２０の出力部９０に接続した負荷の消費電力がバランスしている場合である。通信による電力低減の制御により、全波整流回路７１１の出力電圧が、ほぼ一定に保たれていることがわかる。
【００５０】
図１２（ｂ）は送電装置１０と受電装置２０の距離が近づいて電力の伝送効率が上がって送電電力が過剰になった場合や、負荷が小さくなった場合である。図１２（ａ）の場合と異なり、通信による電力低減の制御が追いつかず、カットオフ回路７２１がオン／オフを繰り返した。全波整流回路７１１の出力が４３Ｖを超えてカットオフ回路７２１がオンになると、全波整流回路７１１の出力が接地されて出力電圧が急速に低下する。全波整流回路７１１の出力が４３Ｖを下回ると速やかにカットオフ回路７２１はオフになるが、流れた電流により電圧は低下する。そして全波整流回路７１１の出力電圧が４０Ｖを下回ると、通信により送電の電力が増加され、再び全波整流回路７１１の出力を増加させる。
【００５１】
図５は、カットオフ回路７２、受電側制御手段７３、電流逆流防止回路７４についての第２の回路図を示す。第２の回路では、第１の回路と比較して、受電側制御手段７３の構成が異なる。第２の回路の受電側制御手段７３２は、図４に示したコンパレータＵ１の代わりに、図１０に示したような検出電位と出力電圧の関係を持った電圧検出器Ｕ２を用いた。図１０に示したように、全波整流回路７１１からの出力を抵抗Ｒ２とＲ３で分圧した検出電位が２．９Ｖを超えるとＵ２の出力電圧がカットオフ回路７２１のスイッチＱ１のＶＧＳよりも高くなり、Ｑ１がオンになる。一方、検出電位が２．７Ｖより小さくなるとＱ１がオフとなる。その他の動作については、図４に示した第１の回路と同様であるので省略する。
【００５２】
図６は、カットオフ回路７２、受電側制御手段７３、電流逆流防止回路７４についての第３の回路図を示す。第３の回路では、第１の回路や第２の回路と比較して、受電側制御手段７３の構成が異なる。第３の回路の受電側制御手段７３３は、第１の回路のコンパレータＵ１や第２の回路の電圧検出器Ｕ２を用いず、構成が簡略化され、ツェナーダイオードＺＤ１と抵抗Ｒ２で構成される。スイッチＱ１のゲート電位ＶＧＳは（全波整流回路７１１からの出力電位）−（ＺＤ１のツェナー電位ＶＺ）であるので、全波整流回路７１１からの出力電位がＶＧＳ＋ＶＺを超えると、カットオフ回路７２１のＱ１がオンになって全波整流回路７１１からの出力を低下させる。一方、全波整流回路７１１からの出力電位がＶＧＳ＋ＶＺ以下になると、Ｑ１がオフとなる。その他の動作については、図４に示した第１の回路と同様であるので省略する。
【００５３】
図７は、カットオフ回路７２、受電側制御手段７３、電流逆流防止回路７４についての第４の回路図を示す。第４の回路の受電側制御手段７３４は、第３の回路の受電側制御手段７３３と比較して受電側通信手段８１に出力する電圧が異なる。具体的には、図７に示したように、全波整流回路７１１からの整流後の電圧を抵抗Ｒ３とＲ４で分圧した電圧を受電側通信手段８１に出力する。
【００５４】
図６に示した第３の回路では、出力部９０に接続された負荷で消費される電力が大きくなると、全波整流回路７１１の出力の電位がツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電位ＶＺよりも下がり、受電側通信手段８１に出力する電圧値が０Ｖになってしまう。
【００５５】
一方、図７に示した第４の回路では、全波整流回路７１１からの出力電圧に比例する電圧を受電側通信手段８１に出力するので、第３の回路に比べて送電電力の制御範囲を拡大することができる。その他の動作については、図４に示した第１の回路と同様であるので省略する。
【００５６】
図８は、カットオフ回路７２、受電側制御手段７３、電流逆流防止回路７４についての第５の回路図を示す。第５の回路は、約１Ｗ以下の小電力の伝送が可能であって、かつ受電装置２０の小型化を実現できる回路例である。カットオフ回路７２には、制御したい電位のツェナー電位を持ったツェナーダイオードのみで構成されるカットオフ回路７２２を用いた。受電側制御手段７３５は、全波整流回路７１１からの整流後の電圧を抵抗Ｒ１とＲ２で分圧した電圧を受電側通信手段８１に出力する。
【００５７】
なお、カットオフ回路７２２はスイッチング動作を伴わないので、第５の回路では電流逆流防止回路７４は不要である。第５の回路を用いれば受電装置２０のさらなる小型化を実現できる。その他の動作については、図４に示した第１の回路と同様であるので省略する。
＜実施の形態２＞
図２は、本発明における実施の形態２の非接触電力伝送装置１０１の概略構成を示す。非接触電力伝送装置１０１は、送電装置１０と受電装置２１で構成される。
【００５８】
実施の形態１の非接触電力伝送装置１００では、受電状態検出器７３が整流回路７１から出力される整流後の電圧を監視し、その結果が、受電装置２０から送電装置１０に送信される。
【００５９】
一方、実施の形態２の非接触電力伝送装置１０１では、出力状態検出器７５が出力部９０から出力される出力電圧を監視し、その結果が、受電装置２１から送電装置１０に送信される。
【００６０】
出力部９０に接続される負荷が軽くなり、負荷にて電力を消費しなくなると、実施の形態１と同様に、受電側制御手段７３がカットオフ回路７２をオン／オフして整流回路７１の電圧を一定範囲に制限する。
【００６１】
逆に、出力部９０に接続される負荷が重くなり、負荷にて電力を消費すると、出力部９０から出力される出力電圧に基づき、駆動制御回路４０が送電電力ゲインを増加させる。＜実施の形態３＞
図３は、本発明における実施の形態３の非接触電力伝送装置１０２の概略構成を示す。非接触電力伝送装置１０２は、送電装置１０と受電装置２２で構成される。
【００６２】
実施の形態１の非接触電力伝送装置１００では、受電状態検出器７３が整流回路７１から出力される整流後の電圧を監視し、その結果に基づいてカットオフ回路７２をオン／オフする。また、整流回路７１から出力される整流後の電圧値が受電装置２０から送電装置１０に送信される。
【００６３】
一方、実施の形態３の非接触電力伝送装置１０２では、出力状態検出器７５が出力部９０から出力される出力電圧を監視し、その結果に基づいてカットオフ回路７２をオン／オフする。また、出力部９０から出力される電圧値が受電装置２２から送電装置１０に送信される。
【００６４】
出力部９０に接続される負荷が軽くなり、負荷にて電力を消費しなくなると、出力状態検出器７５がカットオフ回路７２をオン／オフして、整流回路７１の電圧を一定範囲に制限する。
【００６５】
逆に、出力部９０に接続される負荷が重くなり、負荷にて電力を消費すると、実施の形態２と同様に、出力部９０から出力される出力電圧に基づき、駆動制御回路４０が送電電力ゲインを増加させる。
【００６６】
以上、本発明を実施の形態に分けて具体的に説明した。
【００６７】
本発明では、特許文献２と異なりカットオフ回路は整流回路の後段に配置される。そのため、整流回路に全波整流回路を用いた場合でも、全波整流回路とカットオフ回路のグランド（接地）電位が一致する。そして、カットオフ回路には全波整流回路で整流された片極性の電圧が供給される。したがって、カットオフ回路のスイッチにＦＥＴやトランジスタを用いた場合でも、スイッチを安定に動作させることが可能となり、高周波で安定した電力の伝送を継続できる。
【００６８】
さらに、図１３に示した全波整流回路のＡ点とＢ点の電位差が大きい場合、すなわち、全波整流回路への入力電圧が大きい場合でも、全波整流回路の後段に配置されたＦＥＴのゲート−ソース間電位が絶対定格を超える危険はない。したがって、本発明は、全波整流回路への入力電圧が大きい場合でも適用できる。
【産業上の利用可能性】
【００６９】
本発明の利用分野は特に制限はなく、非接触で電力を伝送するための非接触電力伝送装置に好ましく利用することができる。
【符号の説明】
【００７０】
１０  送電装置
２０、２１、２２  受電装置
３０  駆動回路
４０  駆動制御回路
５０  送電共振系
６０  受電共振系
７１  整流回路
７２  カットオフ回路
７３  受電側制御手段
７４  電流逆流防止回路
７５  出力状態検出器
８１  受電側通信手段
８２  送電側通信手段
９０  出力部
１００、１０１、１０２  非接触電力伝送装置
７１１  全波整流回路
７２１、７２２  カットオフ回路
７３１〜７３５  受電側制御手段
７４１  ダイオード
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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