(57)【要約】【課題】スイッチング電源装置の小型化を図る。【解決手段】スイッチング素子（１）のスイッチング動作により、トランス（８）の一次側から二次側へ電力を供給するスイッチング電源装置（１００Ａ）である。スイッチング素子（１）に流れる電流がピーク電流検知レベル（１８）に達してから所定の時間経過後、発振器（６）の発振が開始する。発振器（６）の発振が開始すると、スイッチング素子（１）は、発振器（６）の周波数でスイッチング動作を行う。【選択図】図１
2017103870.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング素子のスイッチング動作により、トランスの一次側から二次側へ電力を供給するスイッチング電源装置であって、
スイッチング素子と、
上記スイッチング素子のスイッチング動作に用いられる所定の周波数の信号を発振する発振器と、
上記スイッチング素子に流れる電流が所定の電流検知レベルに達した時点から所定の時間経過後、上記発振器の発振を開始させる遅延回路と
を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項２】
上記発振器の発振が開始した時点から所定の時間経過後、上記発振器の発振を停止させるタイマーをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
【請求項３】
上記スイッチング電源装置の入力電圧の変動に対し、上記スイッチング素子を流れる電流のピーク値が一定となるように、上記発振器の周波数が最適化されていることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】
上記所定の電流検知レベルは、上記スイッチング素子に流れる電流の最大値である過電流保護レベルよりも低いことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、スイッチング電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
図７に、従来のスイッチング電源装置２００の概略構成を示す。スイッチング電源装置２００は、電流臨界モード（CRitical current mode、以下、「ＣＲＭモード」と呼ぶ。）で動作する。図８に、スイッチング電源装置２００の動作波形を示す。図８では、その横軸は時間であり、その縦軸は電圧値または電流値である。以下、図７及び図８を用いて、スイッチング電源装置２００の動作について説明する。
【０００３】
スイッチング電源装置２００は、スイッチング素子１の動作を制御するスイッチング制御回路５０を備える。スイッチング制御回路５０は、スイッチング素子１をスイッチング動作させる。スイッチング素子１のスイッチング動作により、スイッチング電源装置２００の入力側から入力された直流電圧が交流電圧に変換される。
【０００４】
スイッチング素子１がオンすると、スイッチング素子１を流れる電流は抵抗２４によって電流検出電圧Ｖｃｓに変換される。電流検出電圧Ｖｃｓは、スイッチング制御回路５０内のコンパレータ３に入力される。コンパレータ３は、電流検出電圧Ｖｃｓと、電圧制御信号ＶＦＢとを比較する。電圧制御信号ＶＦＢは、スイッチング電源装置２００の２次側からフィードバックされる。
【０００５】
電流検出電圧Ｖｃｓが電圧制御信号ＶＦＢの上限値である電圧Ｖｆｂに到達すると、コンパレータ３は、ＬＯＷレベルの信号をフリップフロップ１２に出力する。ＬＯＷレベルの信号の入力により、フリップフロップ１２はリセットされ、その結果、スイッチング素子１はオフする。
【０００６】
トランス８に蓄えられたエネルギーが一次側から二次側へ放出される間、補助コイル１１により電圧Ｖｚｃが発生する。二次側へ放出し終わると、電圧Ｖｚｃはゼロとなり、Ｖｚｃトリガが立ち上がる。Ｖｚｃトリガは、スイッチング制御回路５０のＺＣ端子に入力される。ＺＣ端子に入力されたＶｚｃトリガは、フリップフロップ１２に入力され、再び、フリップフロップ１２はセットされる。これにより、スイッチング素子１は再びオンする。
【０００７】
トランス８は、共通のコアに一次側コイル９、二次側コイル１０及び補助コイル１１が巻かれたものである。トランス８は、一次側の交流電圧を二次側に供給する。二次側に供給される交流電圧は、コンデンサ２１及び整流ダイオード２３からなる整流平滑回路により平滑される。平滑された直流電圧は、スイッチング電源装置２００から出力される。
【０００８】
コンパレータ３にはさらに、スイッチング素子１を流れる電流の最大値を決定する過電流保護レベル（Ｖｃｓｍａｘ）１６が入力される。電流検出電圧Ｖｃｓが過電流保護レベル１６に達すると、コンパレータ３は、ＬＯＷレベルの信号をフリップフロップ１２に出力する。このＬＯＷレベルの信号の入力により、フリップフロップ１２はリセットされ、その結果、スイッチング素子１はオフする。
【０００９】
スイッチング素子１がオフすると、電流検出電圧Ｖｃｓはゼロになる。スイッチング素子１がオンしている間にトランス８に蓄えられたエネルギーは、スイッチング素子１がオフしている間に一次側から二次側へ放出される。この放出が続く間、二次側に電流Ｉｔｚが流れることになる。
【００１０】
このように、スイッチング電源装置２００では、スイッチング素子１に流れる電流は三角波であり、それゆえ、電流の周波数が、スイッチング電源装置２００の入力電圧や、スイッチング電源装置２００に接続される負荷により、大きく変動する。すなわち、入力電圧が低く、負荷が大きい場合、電流の周波数は低下し、スイッチング素子１のドレインのピーク電流は著しく増加する。
【００１１】
ここで、同じトランス、同じ入出力条件における、ＣＲＭモード時の周波数ｆＣＲＭ、ＣＲＭモード時のスイッチング素子１のピーク電流Ｉｄ_ｐｅａｋ（ＣＲＭ）、電流連続モード（Continuous Conduction mode、以下、「ＣＣＭモード」と呼ぶ。）時の周波数ｆＣＣＭ、ＣＣＭモード時のスイッチング素子１のピーク電流Ｉｄ＿ｐｅａｋ（ＣＣＭ）について、実際に数値を与えて計算した結果を表１に示す。なお、設定条件は、次のとおりである。
・一次側インダクタンス：１５０ｕＨ
・トランス一次−二次巻数比：６
・デューティ：０．５（入力ＡＣ９０Ｖ時）
・出力電圧：１９Ｖ
・出力電流；６Ａ
・出力電力：１１４Ｗ
【００１２】
【表１】
2017103870.tif 000003
【００１３】
ＣＣＭモードについては、後述する。表１、並びに、表１を用いて入力電圧Ｖｉｎ−スイッチング素子１のピーク電流Ｉｄ＿ｐｅａｋの関係を示した表２及び図９より、出力電力１１４Ｗを取り出すのに、ＣＲＭモードでは入力電圧によって周波数ｆＣＲＭ、ピーク電流Ｉｄ＿ｐｅａｋ（ＣＲＭ）が大きく変動する。特に、入力電圧が低い場合は、図９に示すように、大きなピーク電流ピーク電流Ｉｄ＿ｐｅａｋ（ＣＲＭ）が流れ、スイッチング素子１にかかるストレスが増大することがわかる。
【００１４】
【表２】
2017103870.tif 000004
【００１５】
そこで、ピーク負荷時を検知し、その検知期間において、図８に示した過電流保護レベル（Ｖｃｓｍａｘ）１６を上昇させ、その上昇期間をタイマーで設定する方法、電圧Ｖｚｃを起点としてタイマーで検知してスイッチング素子１がオンするタイミングを決定する方法が提案されている（特許文献１、特許文献２を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１６】
【特許文献１】特開２００６−３４０４５号公報（２００６年２月２日公開）
【特許文献２】特許第４８４５９７３号公報（２０１１年１２月２８日発行）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１７】
しかしながら、上述のような従来技術では、スイッチング素子に加わるピーク電流を低減することができない。または、完全な周波数固定ではないため、ピーク電流がばらつき、短いピーク負荷時のために大容量の部品を使用することになる。そのため、スイッチング電源装置の小型化はできず、コストがかかるという問題がある。
【００１８】
モーター駆動用、ヒーター回路、及びノートパソコン等に使用される電源は、定格時において、２０Ｗ〜５０Ｗの負荷で動作するが、数１０ｍ秒〜数秒間、通常の負荷の数倍のピーク負荷を取る場合がある。このため、ピーク負荷が取り出せるように過電流保護レベルを大きくしたり、通常の負荷の数倍のピーク負荷に対応する定格の部品を選定するためにトランス、一次側のコンデンサ、スイッチング素子、整流ダイオードの形状を大型化したりしなければならない。その結果、スイッチング電源装置の小型化を阻み、コストも上昇する。
【００１９】
また、ＣＲＭモードでは、スイッチング素子に流れる電流は三角波でピーク値が大きく、入力電圧が下がるほど、また負荷が大きくなるほど、その周期が伸び、すなわち、周波数が下がるため、トランス、コンデンサの形状が周波数固定方式よりも大きいものが必要となり不利である。
【００２０】
本発明は、ピーク負荷検出時にＣＲＭモードからＣＣＭモードの周波数固定方式に変換することにより、スイッチング素子に流れるピーク電流の増加を抑え、周波数が著しく低下しないようにし、そうすることにより、トランス、並びに、一次側の、コンデンサ、スイッチング素子及び整流ダイオードに加わるストレスを低減し、スイッチング電源装置の小型化を図るものである。
【課題を解決するための手段】
【００２１】
上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子のスイッチング動作により、トランスの一次側から二次側へ電力を供給するスイッチング電源装置であって、スイッチング素子と、上記スイッチング素子のスイッチング動作に用いられる所定の周波数の信号を発振する発振器と、上記スイッチング素子に流れる電流が所定の電流検知レベルに達した時点から所定の時間経過後、上記発振器の発振を開始させる遅延回路とを備える。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、スイッチング素子の発振周波数の低下を防ぎ、スイッチング素子に流れるピーク電流を低減させることで、スイッチング素子、トランス、コンデンサ及び整流ダイオードの定格を軽減させて、スイッチング電源装置を小型化することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図２】本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置における動作波形を示す図である。
【図３】本発明の実施形態２に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図４】本発明の実施形態２に係るスイッチング電源装置における動作波形を示す図である。
【図５】本発明の実施形態３に係るスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図６】本発明の実施形態３に係る周波数とドレインのピーク電流の関係を示す図である。
【図７】従来のスイッチング電源装置の構成を示す図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置における動作波形を示す図である。
【図９】入力電圧と、ＣＲＭモード及びＣＣＭモードにおけるスイッチング素子のドレインのピーク電流の関係を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
本発明の実施形態について、図１〜図６に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
【００２５】
〔実施形態１〕
（スイッチング電源装置の構成）
図１は、本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置１００Ａの概略構成を示す回路図である。スイッチング電源装置１００Ａは、スイッチング素子１、スイッチング制御回路２、トランス８、シャントレギュレータ１３、発光ダイオード１４、フォトトランジスタ１５、コンデンサ１９、コンデンサ２０、コンデンサ２１、整流ダイオード２２、整流ダイオード２３、抵抗２４、抵抗２６、抵抗２７、及び抵抗２８を備える。発光ダイオード１４及びフォトトランジスタ１５はフォトカプラを構成する。トランス８は、共通のコアに一次側コイル９、二次側コイル１０及び補助コイル１１が巻かれたものである。
【００２６】
スイッチング制御回路２は、コンパレータ３、コンパレータ４、Ｄｅｌａｙ回路５（遅延回路）、発振器６、ＺＣ検出器７、フリップフロップ１２、過電流保護レベル（Ｖｃｓｍａｘ）１６、基準電源１７、ピーク電流検知レベル（Ｖｃｓｃｃｍ）１８、抵抗２５、及びＯＲ回路２９を有する。
【００２７】
スイッチング素子１は、交流電圧を整流平滑された直流電圧が入力される一次側の回路において、スイッチング制御回路２の制御により、スイッチング動作を行う。コンデンサ１９は、入力された直流電圧を平滑する。抵抗２４は、スイッチング素子１に流れる電流を電流検出電圧Ｖｃｓに変換する。電流検出電圧Ｖｃｓは、スイッチング制御回路２のＣＳ端子に入力される。
【００２８】
トランス８は、スイッチング素子１のスイッチング動作により一次側コイル９に蓄えられた電力を、一次側コイル９から二次側コイル１０を経て、二次側の回路に供給する。
【００２９】
コンデンサ２１及び整流ダイオード２３で構成された整流平滑回路は、二次側コイル１０から供給される電流を整流平滑する。抵抗２７及び抵抗２８は、二次側の出力電圧を分圧し、その分圧された電圧をシャントレギュレータ１３に入力する。シャントレギュレータ１３は、入力された電圧に応じて、発光ダイオード１４に流れる電流を制御する。発光ダイオード１４及びフォトトランジスタ１５は、二次側の出力を、スイッチング制御回路２のＦＢ端子にフィードバックする。
【００３０】
コンデンサ２０及び整流ダイオード２２は整流平滑回路を構成し、補助コイル１１から供給される電流を整流平滑する。スイッチング制御回路２のＶｃｃ端子には補助コイル１１から電圧が供給される。この供給される電圧を、スイッチング制御回路２は自身の電源電圧として利用する。
【００３１】
スイッチング制御回路２のＺＣ端子にはＶｚｃトリガが入力される。Ｖｚｃトリガは、スイッチング素子１がオンしている間にトランス８の一次側コイル９に蓄えられた電力が、二次側に放出し終わった際に発生する。
【００３２】
コンパレータ３の入力には、スイッチング制御回路２のＣＳ端子、過電流保護レベル１６、抵抗２５、基準電源１７及びスイッチング制御回路２のＦＢ端子が接続されている。コンパレータ３の出力は、フリップフロップ１２のリセット端子に接続されている。
【００３３】
コンパレータ３は、電流検出電圧Ｖｃｓと、２次側の出力からフィードバックされた電圧制御信号ＶＦＢとを比較する。コンパレータ３は、電流検出電圧Ｖｃｓが電圧制御信号ＶＦＢの上限値である電圧Ｖｆｂに到達すると、ＬＯＷレベルの信号をフリップフロップ１２に出力する。このＬＯＷレベルの信号の入力により、フリップフロップ１２はリセットされ、その結果、スイッチング素子１はオフする。
【００３４】
また、コンパレータ３は、スイッチング素子１を流れる電流の最大値を決定する過電流保護レベル１６が入力される。電流検出電圧Ｖｃｓが過電流保護レベル１６に達すると、コンパレータ３は、ＬＯＷレベルの信号をフリップフロップ１２に出力する。このＬＯＷレベルの信号の入力により、フリップフロップ１２はリセットされ、その結果、スイッチング素子１はオフする。
【００３５】
次に、過電流保護レベル（Ｖｃｓｍａｘ）１６の設定方法について説明する。モーター駆動用およびヒーター回路用では、既定のピーク電流を要求される。個々によって要求されるピーク値は異なるが、例えば、通常の定格４０Ｗの負荷では、１００Ｗ程度のピーク値を要求される。また、ノートパソコン用のＭＰＵでは、ターボブースト機能があり、例えば、定格６５Ｗの１．７倍程度の負荷が数１０ｍ秒程度要求される。よって、これらの要求される値以上の負荷で過電流保護レベル（Ｖｃｓｍａｘ）１６を設定する。
【００３６】
コンパレータ４の入力には、スイッチング制御回路２のＣＳ端子及びピーク電流検知レベル１８が接続されている。コンパレータ４の出力は、Ｄｅｌａｙ回路５の入力に接続されている。Ｄｅｌａｙ回路５の出力は、発振器６の入力と、ＺＣ検出器７の入力に接続されている。
【００３７】
コンパレータ４は、電流検出電圧Ｖｃｓと、ピーク電流検知レベル１８とを比較し、電流検出電圧Ｖｃｓがピーク電流検知レベル１８に達すると、Ｄｅｌａｙ回路５へ信号を出力する。
【００３８】
ピーク電流検知レベル（Ｖｃｓｃｃｍ）１８は、定常的な連続負荷に対しては、ＣＲＭモードになるように設定を行う。すなわち、連続負荷時の電流Ｉｄを計算し、この状態ではＣＣＭモードに移行しないように設定を行う。次にＩｄのピーク電流はトランス８の形状に依存する。使用するトランス形状で決まるＩｄのピーク電流値以下で、ＣＲＭモードからＣＣＭモードに移行するように決定する。トランス８によって決定するＩｄのピーク電流値を超えれば、トランス８は飽和しスイッチング電源装置１００Ａの故障につながるが、この値に到達しない間にＣＣＭモードに移行するように設定すれば、トランス８の小型化が可能になる。
【００３９】
ＯＲ回路２９の入力には、発振器６の出力及びＺＣ検出器７の出力が接続されており、ＯＲ回路２９の出力は、フリップフロップ１２のセット端子に接続されている。
【００４０】
ＯＲ回路２９は、発振器６からの出力信号、または、ＺＣ検出器７からの出力信号が入力されると、入力された信号をフリップフロップ１２のセット端子へ出力する。
【００４１】
ＺＣ検出器７の入力には、スイッチング制御回路２のＺＣ端子及びＤｅｌａｙ回路５の出力が接続されており、ＺＣ検出器７の出力は、ＯＲ回路２９の入力に接続されている。
【００４２】
ＺＣ検出器７は、Ｄｅｌａｙ回路５からコンパレータ４のＨＩＧＨレベルの信号を受け取ると無効となる。また、ＺＣ検出器７は、Ｄｅｌａｙ回路５からコンパレータ４のＬＯＷレベルの信号を受け取ると有効となり、ＶｚｃトリガのＬＯＷレベルの信号を受け取るとＯＲ回路２９を経て、フリップフロップ１２をセットする。
【００４３】
Ｄｅｌａｙ回路５は、電流検出電圧Ｖｃｓがピーク電流検知レベル１８に到達し、コンパレータ４から出力信号を受け取ると、受け取った時点から一定の時間経過後、発振器６及びＺＣ検出器７に信号を出力する。発振器６は、一定の周波数でＯＲ回路２９を経て、フリップフロップ１２に信号を出力する。
【００４４】
フリップフロップ１２の出力は、スイッチング制御回路２のＯＵＴ端子に接続されている。フリップフロップ１２は、コンパレータ３からのＬＯＷレベルの出力によりリセットされると、スイッチング制御回路２の出力ＯＵＴにＬＯＷレベルを出力する。また、フリップフロップ１２は、Ｖｚｃトリガによりセットされると、スイッチング制御回路２の出力ＯＵＴにＨＩＧＨレベルを出力する。
【００４５】
過電流保護レベル１６は、スイッチング素子１を流れる電流の最大値を決定するものである。ピーク電流検知レベル１８は、過電流保護レベル１６より低いレベルとして設けられるものである。
【００４６】
（スイッチング電源装置の動作）
スイッチング電源装置１００Ａは、ＣＲＭモードの周波数制御及びＣＣＭモードの周波数制御の切り替えを行うものである。さらに、スイッチング電源装置１００Ａは、ＲＣＣ（Ringing Choke Converter）方式で二次側に電力を解放した時点でスイッチング素子１の電圧が共振するのを利用し、その電圧のボトム状態でスイッチング素子１をオンするものである。以下、スイッチング電源装置１００Ａの動作について、詳細に説明する。
【００４７】
図１に示したとおり、スイッチング電源装置１００Ａにおいて、交流の入力電圧を整流平滑した直流の入力電圧が、コンデンサ１９で平滑される。この平滑された電圧印加により、一次側コイル９を経てスイッチング素子１のドレインに電流が流れる。スイッチング素子１のソースとグランドＧＮＤ間に抵抗２４を入れることで、スイッチング素子１に流れる電流Ｉｄを電流検出電圧Ｖｃｓに変換する。すなわち、抵抗２４の抵抗値をＲ１とすれば、Ｖｃｓ＝Ｒ１×Ｉｄである。
【００４８】
二次側コイル１０に誘起される電圧は、コンデンサ２１及び整流ダイオード２３で構成される整流平滑回路で整流平滑される。整流平滑された電圧は、抵抗２７及び抵抗２８で分圧される。分圧された電圧はシャントレギュレータ１３に入力される。シャントレギュレータ１３は、入力された電圧に応じて、発光ダイオード１４に流れる電流を制御することにより、フォトトランジスタ１５のインピーダンスを変化させる。つまり、二次側の出力電圧を検知して、スイッチング制御回路２のＦＢ端子に信号をフィードバックする。このフィードバックにより、二次側の出力電圧の値に応じて電圧制御信号の電圧Ｖｆｂを変化させる。基準電源１７の電圧Ｖｒｅｆは、抵抗２５とフォトトランジスタ１５のインピーダンスとで分圧される。電圧Ｖｆｂは、基準電源17の電圧Ｖｒｅｆが分圧されることにより生成される。
【００４９】
スイッチング素子１がオンすると、スイッチング素子１に電流Ｉｄが流れる。電流検出電圧Ｖｃｓと、電圧制御信号ＶＦＢとが、コンパレータ３で比較される。電流検出電圧Ｖｃｓが上昇し、電圧Ｖｆｂに到達すると、コンパレータ３はＬＯＷレベルをフリップフロップ１２のリセット端子へ出力する。
【００５０】
これにより、フリップフロップ１２は、リセットされ、スイッチング制御回路２の出力ＯＵＴにＬＯＷレベルを出力する。このＬＯＷレベルがスイッチング素子１に入力されることにより、スイッチング素子１はオフする。
【００５１】
このようにして、スイッチング制御回路２により、スイッチング素子１のスイッチング動作が行われる。このスイッチング動作により、一次側コイル９、二次側コイル１０及び補助コイル１１に電流が流れる。
【００５２】
また、スイッチング制御回路２には、スイッチング素子１を流れる電流の最大値を決定する過電流保護レベル１６が設けられる。電流検出電圧Ｖｃｓが上昇し、過電流保護レベル１６に到達すると、過電流保護動作となり、コンパレータ３がフリップフロップ１２のリセット端子に信号を出力する。このことにより、フリップフロップ１２はリセットされ、スイッチング素子１はオフする。過電流保護動作とは、上限である過電流保護レベル１６を設けておくことにより、電流検出電圧Ｖｃｓが過電流保護レベル１６を大きく超えた電流は流れないようにする動作のことである。なお、スイッチング素子１は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で示したが、これと同様の機能のバイポーラトランジスタでも実現可能である。
【００５３】
ＣＲＭモードでは、電流検出電圧Ｖｃｓはピーク電流検知レベル１８を下回るので、ＯＲ回路２９には、発振器６からは信号が入力されず、ＺＣ検出器７からのみ、信号を受け取る。ＯＲ回路２９はフリップフロップ１２のセット端子に信号を出力する。これにより、フリップフロップ１２はセットされ、スイッチング素子１は再びオンする。
【００５４】
以上により、スイッチング電源装置１００Ａでは、出力電圧が一定になるように制御している。
【００５５】
ここまでが、ＣＲＭモードの動作となる。ＣＲＭモードでは、コンパレータ４は信号を出力せず、Ｄｅｌａｙ回路５及び発振器６は動作しない。
【００５６】
スイッチング電源装置１００Ａでは、ＣＲＭモードとＣＣＭモードとの切り替えを行う。コンパレータ４を設け、ピーク電流検知レベル１８を、ＣＲＭモードとＣＣＭモードとの切り替えの基準とする。ＣＲＭモード時に負荷が上昇して電流検出電圧Ｖｃｓが上昇し、ピーク電流検知レベル１８に到達すると、コンパレータ４からＤｅｌａｙ回路５に信号が入力される。一定の遅れ時間の後、発振器６が一定の周波数で動作を開始する。ＣＣＭモードとは、この時の、発振器６が一定の周波数で動作しているモードである。
【００５７】
Ｄｅｌａｙ回路５は、コンパレータ４から出力されたＨＩＧＨレベルの信号を受け取ると、一定の時間経過後、発振器６を動作させると同時に、ＺＣ検出器７を無効にする。
【００５８】
次に負荷が軽くなり、コンパレータ４の出力がＬＯＷレベルの信号になった時、Ｄｅｌａｙ回路５を経て発振器６が停止し、ＺＣ検出器７が有効になり、ＣＲＭモードに戻る。
【００５９】
図２は、スイッチング電源装置１００Ａの動作波形を示したものである。Ｖｃｓｍａｘはスイッチング素子１を流れる電流の最大値を決定する過電流保護レベル１６、Ｖｃｓｃｃｍはピーク電流検知レベル１８、Ｖｆｂは電圧制御信号ＶＦＢの上限値、Ｖｃｓは電流検出電圧、電流Ｉｔｚは整流ダイオード２３を流れる電流、Ｖｚｃは補助コイル１１に発生する電圧、ＶｚｃトリガはＺＣ検出器７に信号を送るトリガ、発振器スタートトリガは、発振器６によってスイッチング素子１をオンするトリガ、ｄｅｌａｙはＤｅｌａｙ回路５によって生じる遅延である。
【００６０】
電流検出電圧Ｖｃｓが上昇し、電圧Ｖｆｂに到達すると、スイッチング素子１がオフし、電流検出電圧Ｖｃｓはゼロになる。スイッチング素子１がオフすることにより、スイッチング素子１がオンの時にトランス８に蓄えられた電力が二次側に放出され、電流Ｉｔｚが流れる。トランス８に蓄えられた電力が２次側に放出し終わると、Ｖｚｃトリガが立ち上がり、スイッチング制御回路２がスイッチング素子１をオンし、電流検出電圧Ｖｃｓが再び発生する。
【００６１】
電流検出電圧Ｖｃｓが上昇し、ピーク電流検知レベル１８を超えると、Ｄｅｌａｙ回路５により遅延が起こり、その遅延の後、ＣＲＭモードからＣＣＭモードに切り替わる。ＣＣＭモードでは、発振器６から出力される信号によって、スイッチング素子１がオンし、電流検出電圧Ｖｃｓが発生する。すなわち、スイッチング素子１は、発振器６の周波数に従って、オン、オフするようになる。負荷が軽くなり、コンパレータ４の出力がＬＯＷレベルの信号になった時、Ｄｅｌａｙ回路５を経て発振器６が停止し、ＺＣ検出器７が有効になり、ＣＲＭモードに戻る。
【００６２】
したがって、ＣＣＭモードでは、ＣＲＭモードよりも、スイッチング素子１のオン期間、オフ期間が短くなり、それにより、スイッチング素子１に流れる電流のピーク値が低減される。また、ＣＣＭモードでは、周波数が固定されているので、スイッチング素子１に流れる電流のピーク値のばらつきが少なくなる。
【００６３】
〔実施形態２〕
図３は、本発明の実施形態２に係るスイッチング電源装置１００Ｂの構成を示す図である。スイッチング電源装置１００Ｂがスイッチング電源装置１００Ａと異なる点は、スイッチング制御回路３０に、Ｄｅｌａｙ回路５と、発振器６及びＺＣ検出器７との間にタイマー３１が設けられている点である。タイマー３１の入力は、Ｄｅｌａｙ回路５の出力と接続されており、タイマー３１の出力は、発振器６の入力及びＺＣ検出器７の入力と接続されている。タイマー３１は、発振器６の動作と同時にセットされ、タイマー３１にあらかじめ設定された時間のみ、発振器６の動作を継続させる。
【００６４】
図３に示すように、電流検出電圧Ｖｃｓがピーク電流検知レベル１８を超えた時点で、発振器６の動作と同時にタイマー３１がセットされる。タイマー３１にあらかじめ設定された時間のみＣＣＭモードになる。
【００６５】
図４に示すように、タイマー３１が入った時間はＣＣＭモードとなり、その時間内に負荷が低下して、固定周波数のオフ期間内にトランス８の電力が全て放出され、電流検出電圧Ｖｃｓがピーク電流検知レベル１８を下回った場合はＣＲＭモードに戻る。一方、タイマー３１に設定されている時間を超えれば、電流検出電圧Ｖｃｓがピーク電流検知レベル１８を下回っていなくてもＣＲＭモードに戻る。電流検出電圧Ｖｃｓが上昇し、過電流保護レベル１６を超え、過電流保護動作になる。
【００６６】
すなわち、タイマー３１の設定時間を、あらかじめ分かっているピーク負荷の最大時間より短く設定することにより、ピーク負荷の最大時間より長くＣＣＭモードで大きな負荷を取りだせないようにし、スイッチング電源装置１００Ｂを加熱から保護している。
【００６７】
〔実施形態３〕
図５は、本発明の実施形態３に係るスイッチング電源装置１００Ｃの構成を示す図である。スイッチング電源装置１００Ｃがスイッチング電源装置１００Ａと異なる点は、スイッチング制御回路４０の発振器４１の周波数が１３０ｋＨｚに設定されている点である。
【００６８】
図６及び表３は、図１に示したスイッチング電源装置１００Ａにおいて、スイッチング素子１のピーク電流Ｉｄ＿ｐｅａｋを、実際に数値を与えて計算した結果であり、周波数とピーク電流Ｉｄ＿ｐｅａｋの関係を示したものである。図６及び表３では、入力電圧が９０Ｖの場合と、２７６Ｖの場合とを示している。表３を以下に示す。なお、設定条件は、次のとおりである。
・一次側インダクタンス：１５０ｕＨ
・トランス一次−二次巻数比：６
・デューティ：０．５（入力ＡＣ９０Ｖ時）
・出力電圧：１９Ｖ
・出力電流；６Ａ
・出力電力：１１４Ｗ
【００６９】
【表３】
2017103870.tif 000005
【００７０】
図６に示すように、ＣＣＭモードにした場合は、周波数を最適化すれば、入力電圧の値に関わらず、ほぼ一定のピーク電流Ｉｄ＿ｐｅａｋが得られる。この場合は約１３０ｋＨｚでピーク電流Ｉｄ＿ｐｅａｋが一致する。
【００７１】
したがって、図５に示すように、発振器の周波数を１３０ｋＨｚに設定することで入力電圧による過電流保護動作の掛かり始めのばらつきを最小限にすることができる。
【００７２】
〔まとめ〕
本発明の態様１に係るスイッチング電源装置は、スイッチング素子のスイッチング動作により、トランスの一次側から二次側へ電力を供給するスイッチング電源装置であって、スイッチング素子と、上記スイッチング素子のスイッチング動作に用いられる所定の周波数の信号を発振する発振器と、上記スイッチング素子に流れる電流が所定の電流検知レベルに達した時点から所定の時間経過後、上記発振器の発振を開始させる遅延回路とを備える。
【００７３】
上記構成によれば、スイッチング電源装置に接続された負荷の変動によりスイッチング素子に流れる電流の電流値が上昇し、予め定められた電流検知レベルに達すると、その達した時点から所定の時間経過後、発振器の発振が開始する。
【００７４】
このため、所定の電流検知レベルを超える電流がスイッチング素子に流れた場合には、スイッチング素子のスイッチング動作を所定の周波数で行うことができるので、スイッチング素子に流れる電流のピーク値を低減することができる。
【００７５】
それゆえ、スイッチング電源装置を構成する、トランス、並びに、一次側の、コンデンサ、スイッチング素子及び整流ダイオードに加わるストレスを低減することができるので、スイッチング電源装置の小型化を図ることができる。
【００７６】
このため、スイッチング素子に流れる電流が所定の電流検知レベルに達した時点から所定の時間経過後、スイッチング電源装置をＣＣＭモードで動作させ、スイッチング素子に流れる電流が所定の電流検知レベルを下回った後、スイッチング電源装置をＣＲＭモードで動作させることができる。
【００７７】
本発明の態様２に係るスイッチング電源装置は、上記態様１において、上記発振器の発振が開始した時点から所定の時間経過後、上記発振器の発振を停止させるタイマーをさらに備えてもよい。
【００７８】
本発明の態様３に係るスイッチング電源装置は、上記態様１または２において、上記スイッチング電源装置の入力電圧の変動に対し、上記スイッチング素子を流れる電流のピーク値が一定となるように、上記発振器の周波数が最適化されてもよい。
【００７９】
本発明の態様４に係るスイッチング電源装置は、上記態様１〜３のいずれかにおいて、上記所定の電流検知レベルは、上記スイッチング素子に流れる電流の最大値である過電流保護レベルよりも低くてもよい。
【００８０】
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成することができる。
【符号の説明】
【００８１】
１    スイッチング素子
２、３０、４０、５０    スイッチング制御回路
５    Ｄｅｌａｙ回路（遅延回路）
６、４１    発振器
７    ＺＣ検出器
１２    フリップフロップ
１６    過電流保護レベル
１８    ピーク電流検知レベル
３１    タイマー
１００Ａ、１００Ｂ、１００Ｃ、２００    スイッチング電源装置
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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