(57)【要約】【課題】インダクタンス値が容易に可変であるマルチフェーズコンバータ用リアクトルを小形化するとともに、外部への磁束漏洩を抑えて電磁誘導ノイズを低減する。【解決手段】マルチフェーズコンバータを基本構成する二相コンバータ用リアクトル１０Ａにおいて、コイル１７、１８をそれぞれ巻装した主コア１１、１２を近接して並べ、主コア１１、１２とこれを挟む一対の平板状のヨークコア１３、１４によって第１の磁気閉ループを形成する。また、一対のヨークコア１３、１４間を繋ぐように、主コア１１、１２が並ぶ平面と略平行な面内で展延する平板状のバイパスコア１５を、二つに分割したギャップ材１６を介してヨークコア１３、１４に取り付け、第２の磁気閉ループを形成する。ギャップ材１６の厚みでインダクタンス値を調整できる。コア１１〜１５のサイズで決まる最大外形の内側にはコア、コイルが詰まっていて無駄な空間がないので小形化が可能であり、コイル１７、１８の周囲がコアで囲まれているので磁束漏れも軽減できる。【選択図】図１
2017195684.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
マルチフェーズ型ＤＣ−ＤＣコンバータに用いられる、複数のリアクトルを一体化したマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルであって、
a)それぞれコイルが巻装され、その中心が略同一平面上に載るように略平行に所定間隔を有して隣接して配置された略同一長さで直線状に延伸する形状の複数の主コアと、
b)前記複数の主コア全ての一方の端部同士と他方の端部同士とを別々に繋ぎ、該複数の主コアを挟んで対向して配置された、該主コアの延伸方向に略直交する平面内で展延する一対のヨークコアと、
c)前記一対のヨークコアに対しギャップを有し且つ該一対のヨークコアを繋ぐように前記主コアを取り囲む部分の少なくとも一部に配置されたバイパスコアと、
を備え、前記ギャップは前記複数の主コアが載る平面に略直交する方向に厚みを有し、前記バイパスコアは、該平面と平行に展延し且つ前記複数の主コアに巻装されたコイルの少なくとも一方の側面をカバーする平板状部を有することを特徴とするマルチフェーズ型コンバータ用リアクトル。
【請求項２】
マルチフェーズ型ＤＣ−ＤＣコンバータに用いられる、複数のリアクトルを一体化したマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルであって、
a)それぞれコイルが巻装され、その中心が略同一平面上に載るように略平行に所定間隔を有して隣接して配置された略同一長さで直線状に延伸する形状の複数の主コアと、
b)前記複数の主コア全ての一方の端部同士と他方の端部同士とを別々に繋ぎ、該複数の主コアを挟んで対向して配置された、該主コアの延伸方向に略直交する平面内で展延する一対のヨークコアと、
c)前記一対のヨークコアに対しギャップを有し且つ該一対のヨークコアを繋ぐように前記主コアを取り囲む部分の少なくとも一部に配置されたバイパスコアと、
を備え、前記ギャップは前記複数の主コアが載る平面に略平行な方向に厚みを有し、前記バイパスコアは、該平面と略直交する平面内で展延する平板状部を有することを特徴とするマルチフェーズ型コンバータ用リアクトル。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、マルチフェーズ型ＤＣ−ＤＣコンバータに用いられるリアクトルに関する。
【背景技術】
【０００２】
入力電圧を負荷に応じて降圧又は昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータは、小型・軽量でありながら高効率であるという特徴を有しており、近年、様々な電子機器や装置の電源として広く利用されている。例えばＤＣ−ＤＣコンバータの一方式であるマルチフェーズ型コンバータは、バック（Buck）型コンバータをｎ台の降圧チョッパで構成して出力容量を均等に分担させ、駆動パルスの位相を２π／ｎずつずらしてインターリーブ動作させるものであり、マイクロプロセッサの電源装置として現在広く利用されている。また、パワーエレクトロニクス分野においては、主として構成の容易さから、マルチフェーズ型コンバータの基本構成である二相コンバータが頻用されている。
【０００３】
こうした二相コンバータには、二相間を磁気結合したリアクトルを用いることができる。例えば非特許文献１には、いわゆるＥＩ構造である３脚のコアのうち両側の２脚を主コアとしてコイルを巻装し、残りの中央の１脚をバイパスコアとして一体化したリアクトルが記載されている。このリアクトルは、直流磁束が両側主コアにおいて逆方向、中央バイパスコアで同方向、交流磁束は反対に両側主コアにおいて同方向、中央バイパスコアで逆方向となるように各コアにおける磁束方向が定められている。なお、以下、こうしたリアクトルを「磁気反結合リアクトル」と称す。
【０００４】
また、二相コンバータは、電源回路と負荷との間の絶縁やインピーダンスマッチングのために高周波トランスが挿入される等、その応用回路も多岐に渡る。そのため、こうした回路に対応して、リアクトルと他の要素とを一体化したものも従来知られている。例えば特許文献１には、ＥＥコア構造である磁気反結合リアクトルと高周波トランスとを同一コアに磁気的に集積した二相コンバータが記載されている。
【０００５】
図１２は従来の一般的なＥＥコア構造である磁気反結合リアクトル（以下、単に「リアクトル」という）１００Ａの概略構成図であり、（ａ）は上面図、（ｂ）は正面図である。
このリアクトル１００Ａでは、上面視略Ｅ型形状である二つのコアを向かい合わせに突き合わせて一体化することでＥＥコアを形成している。そのＥＥコアのうちの両側の二脚を主コア１０１、１０２、中央の一脚をバイパスコア１０５、両側の主コア１０１、１０２及びバイパスコア１０５を繋ぐ部分をヨークコア１０３、１０４としている。主コア１０１の接合部Ｇ1及び主コア１０２の接合部Ｇ2では突き合わせられた二つのコアは密着しており、この主コア１０１、１０２にそれぞれコイル１０６、１０７が巻回されている。一方、バイパスコア１０５の接合部には、研磨、切断等の機械加工によりＹ軸方向に所定間隔（厚さ）ｄのギャップＧ3が形成され、ギャップＧ3には適宜のギャップ材１０８が設けられている。
【０００６】
このリアクトル１００Ａを磁気反結合リアクトルとして用いる場合、インダクタンス値はギャップＧ3の厚さｄに依存する。したがって、インダクタンス値を最適値に調整するにはギャップＧ3の厚さｄを調整する必要があるが、機械加工によってギャップＧ3の厚さｄを調整するのは手間が掛かりコストの増大に繋がる。即ち、従来のこうした構造のリアクトルはインダクタンス値に関して汎用性に乏しい。
【０００７】
また、このリアクトル１００Ａの最大幅Ｗ、最大高さＨ、最大奥行Ｄを三辺とする、該リアクトル１００Ａに外接する直方体の中で、図１２（ａ）中に符号Ｐで示した矩形を高さ方向（Ｚ軸方向）に最大高さＨだけ延ばした四隅の空間、及び、図１２（ｂ）中に符号Ｑで示した矩形を奥行方向（Ｙ軸方向）に最大奥行Ｄだけ延ばした両側の空間は、実質的にインダクタンスに寄与しない無効な空間である。即ち、従来のリアクトル１００Ａでは、Ｗ×Ｈ×Ｄの直方体の体積（以下、これを「包絡体積Ｖ」という）の中で一部に無効な空間が存在しており、その分だけ、実装効率が低くなっている。換言すれば、上記従来のリアクトルはさらなる小形化の余地を残しているということができる。
さらにまた、上記無効な空間の周りにはコア材が存在しないため、リアクトル１００Ａ外部への漏れ磁束による電磁誘導ノイズが発生し易いという問題もある。
【０００８】
特許文献２には、図１３に示す別の構成のリアクトル１００Ｂが開示されている。図１３は図１２と同様に（ａ）が上面図、（ｂ）が正面図であり、図１２で示した構成要素と同じ又は相当する構成要素には同じ符号を付している。
このリアクトル１００Ｂは、略Ｉ字型のバイパスコア１０５を挟んでその両側に、略コ字形状の主コア１０１、１０２が配置され、主コア１０１、１０２の端部が適宜のギャップ材１０８が設けられたギャップＧ3を介してバイパスコア１０５と突き合わされている。四つに分割されたギャップＧ3はいずれもＹ−Ｚ平面に平行に展延する平板状である。こうした構成では、機械加工によってコアを削ることなくギャップＧ3の厚さを容易に調整することができ、インダクタンス値に関する汎用性広い。しかしながら、図１２に示したリアクトル１００Ａと同様に、包絡体積Ｖの中で一部に無効な空間が存在しており、実装効率が低いという問題は解決されていない。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】米国特許第5,555,494号明細書
【特許文献２】特開2014-78577号公報（図1等）
【非特許文献】
【００１０】
【非特許文献１】Pit-Leong Wong、「Performance Improvements of Multi-Channel Interleaving Voltage Regulator Modules with Integrated Coupling Inductors」、［online］、［2016年3月4日検索］、Virginia Polytechnic Institute and State University、インターネット＜URL: https://theses.lib.vt.edu/theses/available/etd-04232001-140307/unrestricted/ETS_pwong.pdf＞
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１１】
本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、インダクタンス値の調整を容易に行うことができ、且つ、インダクタンスに寄与しない無駄な空間を減らして外形を小形化するととともに、リアクトル外部への漏れ磁束による電磁誘導ノイズを低減することができるマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するためになされた本発明の第１の態様は、マルチフェーズ型ＤＣ−ＤＣコンバータに用いられる、複数のリアクトルを一体化したマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルであって、
a)それぞれコイルが巻装され、その中心が略同一平面上に載るように略平行に所定間隔を有して隣接して配置された略同一長さで直線状に延伸する形状の複数の主コアと、
b)前記複数の主コア全ての一方の端部同士と他方の端部同士とを別々に繋ぎ、該複数の主コアを挟んで対向して配置された、該主コアの延伸方向に略直交する平面内で展延する一対のヨークコアと、
c)前記一対のヨークコアに対しギャップを有し且つ該一対のヨークコアを繋ぐように前記主コアを取り囲む部分の少なくとも一部に配置されたバイパスコアと、
を備え、前記ギャップは前記複数の主コアが載る平面に略直交する方向に厚みを有し、前記バイパスコアは、該平面と平行に展延し且つ前記複数の主コアに巻装されたコイルの少なくとも一方の側面をカバーする平板状部を有することを特徴としている。
【００１３】
また上記課題を解決するためになされた本発明の第２の態様は、マルチフェーズ型ＤＣ−ＤＣコンバータに用いられる、複数のリアクトルを一体化したマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルであって、
a)それぞれコイルが巻装され、その中心が略同一平面上に載るように略平行に所定間隔を有して隣接して配置された略同一長さで直線状に延伸する形状の複数の主コアと、
b)前記複数の主コア全ての一方の端部同士と他方の端部同士とを別々に繋ぎ、該複数の主コアを挟んで対向して配置された、該主コアの延伸方向に略直交する平面内で展延する一対のヨークコアと、
c)前記一対のヨークコアに対しギャップを有し且つ該一対のヨークコアを繋ぐように前記主コアを取り囲む部分の少なくとも一部に配置されたバイパスコアと、
を備え、前記ギャップは前記複数の主コアが載る平面に略平行な方向に厚みを有し、前記バイパスコアは、該平面と略直交する平面内で展延する平板状部を有することを特徴としている。
【００１４】
図１２及び図１３に示したように、従来の一般的なマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルでは、複数の主コアと一対のヨークコアとバイパスコアとが略同一平面上に配置されている。また、そのために、バイパスコアのギャップは、上記平面に直交する平面内で展延する形状である。これに対し本発明の第１の態様のマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルでは、隣接して配置される複数の主コアと一対のヨークコアとは略同一平面（以下、この平面を主平面という）上に位置しているが、バイパスコアは主平面に直交する方向に該主平面から離れた位置に配置されている。また、バイパスコアは該主平面と平行に展延する平板状部を有する形状であり、ヨークコアに対して主平面に略直交する方向の厚みのギャップを有する。一方、本発明の第２の態様のマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルでは、バイパスコアは主平面上に位置しているが、主コアに挟まれた位置ではなく複数の主コアの外側にある。また、バイパスコアは主平面と略直交する平面内で展延する平板状部を有する形状であり、ヨークコアに対して主平面に略平行な方向の厚みのギャップを有する。即ち、本発明に係るマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルでは、主コア、ヨークコア及びバイパスコアの形状は同じまま、ヨークコアとバイパスコアとの間に形成されるギャップの厚さを変えることでインダクタンス値を調整することができる。
【００１５】
例えば二相コンバータ用のリアクトルである場合、主コアは２個であり、２個の主コアにそれぞれ巻装されたコイルは隣り合うように配置される。この２個の主コアと一対のヨークコアとによっていわゆる内鉄型構造の第１の磁気閉ループが形成される。また、２個の主コア、一対のヨークコア及びバイパスコアによって第２の磁気閉ループが形成される。上記第１の磁気閉ループでは二相コイルによる直流磁束が逆方向、交流磁束が同方向、第２の磁気閉ループでは反対に二相コイルによる直流磁束が同方向、交流磁束が逆方向、になるようにコイルの巻方向と電流方向とが定められることで、本発明に係るリアクトルは磁気反結合リアクトルとして機能する。
【００１６】
本発明に係る第１の態様のマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルでは例えば、隣り合う二相コイルを主コアの延伸方向に沿って挟み込むように配置される一対のヨークコアの展延方向の大きさは、主コアに巻装された隣り合う二相コイルの断面によりなる外接最大平面と略同一寸法に定められるようにするとよい。また、一対のヨークコアの間を繋ぐように設けられるバイパスコアの幅はヨークコアの長さに合わせておくとよい。ヨークコア及びバイパスコアのサイズをこのように定めると、一対のヨークコアの間を繋ぐように平板状のバイパスコアを設けたときに、該バイパスコアとコイルとの間に形成される空隙は非常に小さくなる。また、主コアの両端部にごく近い位置までコイルを巻装することにより、ヨークコアとコイルとの間の空隙も非常に小さくなる。このようにして、包絡体積Ｖの中の無駄な空間を抑えることができる。また、複数のコイルの側面のほぼ全体をバイパスコアでカバーすることができるので、リアクトル外部への漏れ磁束による電磁誘導ノイズの低減にも有効である。
【００１７】
また本発明に係るマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルでは、従来のリアクトルと同様に、一対のヨークコアとバイパスコアとの間に形成される複数のギャップには、所定厚さの非磁性体であるギャップ材を設けるようにするとよい。
【００１８】
また本発明に係るマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルでは、バイパスコアは一つのみであってもよいが、一対のヨークコアの間をそれぞれ繋いで複数のコイルを挟み込むように、二つのバイパスコアを配置した構成としてもよい。この構成によれば、複数のコイルを取り囲むコアが増加することによって、リアクトル外部への漏れ磁束をより減らすことができる。
【００１９】
また本発明に係るマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルでは、複数の主コアと複数のヨークコアとはそれぞれ別部材であってもよいが、複数の主コアをその長さ方向に半分にしたものと一つのヨークコアとを一体化した部材を二つ用い、その二つの部材の主コアの端部同士を突き合わせて接合することで主コア及びヨークコアを形成してもよい。これにより、部品点数が低減するとともに形状が安定し組立時の作業性を向上させることができる。
【００２０】
また本発明に係るマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルでは、複数相のコイルのそれぞれに追加的にコイル（以下、この追加されたコイルを「１次コイル」という場合がある）を巻装し、該１次コイルに接続したインバータ回路等の外部回路から上記複数相のコイルに電力を伝達するようにしてもよい。この構成によれば、電源回路と負荷との間の絶縁やインピーダンスマッチング等のトランスの機能を組み込むことができる。
【００２１】
また本発明に係るマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルでは、コアが複数相のコイルの少なくとも一部を取り囲む構造であるから、このコアを外壁として、複数のコイル間の隙間や一つのコイルの巻線間の隙間に高熱伝導性の充填剤を充填することが容易である。これにより、コイルの発熱がリアクトルの表面から効率よく放熱されるので、コイルの電流密度を増加させ、同じ電流を確保するためのリアクトルのサイズを小形化することができる。また、充填剤を充填することで、耐環境性と堅牢性も向上する。
【発明の効果】
【００２２】
本発明に係るマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルによれば、コアを削る等の機械加工を行うことなく、簡便にギャップの厚みを変更してインダクタンス値を調整することができる。即ち、インダクタンス値に関し高い汎用性を実現することができる。また、本発明に係るマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルによれば、従来の一般的なリアクトルに比べて包絡体積内でインダクタンスに寄与しない無駄な空間が減少するので、同じ能力のリアクトルを小形のサイズで以て実現することができる。また、コイルの周囲の中でコア要素で囲まれる部分が多くなるので、リアクトル外部への漏れ磁束による電磁誘導ノイズを低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１実施例である二相コンバータ用リアクトルの構造を示す斜視組立図。
【図２】第１実施例の二相コンバータ用リアクトルであって、（ａ）はバイパスコアを取り除いた状態の上面図、（ｂ）はバイパスコアを取り付けた状態の正面図。
【図３】第２実施例の二相コンバータ用リアクトルの正面図。
【図４】第３実施例の二相コンバータ用リアクトルであって、（ａ）はバイパスコアを取り除いた状態の上面図、（ｂ）は主コア及びヨークコアの組立構成図。
【図５】（ａ）は第４実施例の二相コンバータ用リアクトルの正面図、（ｂ）は第５実施例の二相コンバータ用リアクトルの正面図。
【図６】第６実施例の二相コンバータ用リアクトルの正面図。
【図７】第７実施例の二相コンバータ用リアクトルの正面図。
【図８】第１実施例の二相コンバータ用リアクトルを用いたＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図。
【図９】第１実施例の二相コンバータ用リアクトルを用いた他のＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図。
【図１０】第１実施例と従来の二相コンバータ用リアクトルとの諸元の比較図。
【図１１】本発明の一実施例である三相コンバータ用リアクトルであって、（ａ）はバイパスコアを取り除いた状態の上面図、（ｂ）はバイパスコアを取り付けた状態の正面図。
【図１２】従来の二相コンバータ用リアクトルの上面図（ａ）及び正面図（ｂ）。
【図１３】図１２とは別の従来の二相コンバータ用リアクトルの上面図（ａ）及び正面図（ｂ）。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、本発明の実施例であるマルチフェーズ型コンバータ用リアクトルについて、添付図面を参照しつつ説明する。
【００２５】
［リアクトルの第１実施例］
図１は第１実施例の二相コンバータ用リアクトル１０Ａの構造を示す斜視組立図、図２は第１実施例の二相コンバータ用リアクトル１０Ａであって、（ａ）はバイパスコアを取り除いた状態の上面図、（ｂ）はバイパスコアを取り付けた状態の正面図である。
図１に示すように、本実施例のリアクトル１０Ａは、略四角柱状である２本の主コア１１、１２、平板状の二枚のヨークコア１３、１４、平板状の一枚のバイパスコア１５、を含んで構成される。二相コンバータに対応する二相コイルとして、主コア１１、１２にはそれぞれコイル１７、１８が巻装されている。図１の例では、コイル１７、１８が巻装された主コア１１、１２はＹ軸方向に延伸し、その両端部には主コア１１、１２をＹ軸方向に挟み込むようにヨークコア１３、１４が接合される。ヨークコア１３、１４はＸ−Ｚ面に平行な面内で展延している。さらに、一対のヨークコア１３、１４の間には、所定厚さの非磁性体であるギャップ材１６を介して平板状のバイパスコア１５が接合されている。そして、このギャップ材１６により一対のヨークコア１３、１４とバイパスコア１５との接合部分にギャップＧcが設けられる。なお、上記のようなコア同士の接合は例えば導電性の接着剤などを用いて行うことができる。
【００２６】
本実施例のリアクトル１０Ａでは、２本の主コア１１、１２の両端部をそれぞれ繋ぐ二つのヨークコア１３、１４により主コア１１及び主コア１２の磁束を合成する第１の磁気閉ループが形成される。また、二つのヨークコア１３、１４のＺ軸方向に向いた面同士を接続するバイパスコア１５により、主コア１１及び主コア１２の磁束をバイパスする第２の磁気閉ループが形成される。
【００２７】
図２（ｂ）に示すように、ヨークコア１３、１４のＸ−Ｚ面に平行に展延する矩形状のサイズは、主コア１１、１２にそれぞれ巻回された隣り合う二相のコイル１７、１８の断面によりなる外接最大平面と略同一寸法に定められている。このリアクトル１０Ａにおいて、外形の最大幅Ｗはヨークコア１３、１４の長さ（Ｘ軸方向のサイズ）であり、外形の最大高さＨはヨークコア１３、１４の幅（Ｚ軸方向のサイズ）バイパスコア１５の厚さ（Ｚ軸方向のサイズ）にギャップ材１６の厚みを加えたものであり、外形の最大奥行Ｄは主コア１１、１２の長さ（Ｙ軸方向のサイズ）にヨークコア１３、１４の厚さ（Ｙ軸方向のサイズ）を加えたものである。したがって、包絡体積Ｖは全て各コア１１、１２、１３、１４、１５のサイズによって決まる。
【００２８】
上述したようにヨークコア１３、１４のＸ−Ｚ面に平行に展延する矩形状のサイズは二相のコイル１７、１８の断面によりなる外接最大平面と略同一寸法であるため、バイパスコア１５内側面とコイル１７、１８との間の空隙は非常に小さい。また、コイル１７、１８の前端及び後端とヨークコア１３、１４との間の空隙も小さい。即ち、コア１１、１２、１３、１４、１５のサイズで決まる包絡体積Ｖ中はコア要素又はコイルが高い密度で詰まっており、無駄な空間は殆ど存在しない。そのため、同じ性能を実現しながらリアクトル１０Ａを小形化することができる。また、図１１、図１２に示した従来のリアクトルに比べてコイル１７、１８の周囲のうちコアで囲まれている面積の割合が大きいため、コイル１７、１８で発生する磁束のリアクトル１０外部への漏れを減少させることができる。
【００２９】
また、バイパスコア１５とヨークコア１３、１４との間に設けられるギャップ材１６の厚みを変化させると、磁気反結合するリアクトル１０Ａの出力に関連するインダクタンス値が変化する。したがって、ギャップ材１６の厚みを変化させることでインダクタンス値を容易に最適値に調整することができる。なお、主コア１１、１２とヨークコア１３、１４との接合部に所定の厚みの非磁性体であるギャップ材を設けることで、該ギャップ材の磁気抵抗により主コア１１、１２及びヨークコア１３、１４の磁気飽和を生じにくくすることもできる。
【００３０】
さらにまた、主コア１１、１２を磁束と直交する方向で任意の箇所及び数に分割し、図示しない分割した平面の接合部の隙間にギャップ材を設けるようにすることで、１箇所のギャップ材の厚さを薄くし、フリンジング効果を減少させ、巻装するコイル１７、１８がギャップの漏れ磁束によってなされる過熱を生じにくくすることもできる。
【００３１】
本実施例のリアクトル１０Ａは以下の各実施例のように種々に変形することができる。
［リアクトルの第２実施例］
図３は、第２実施例の二相コンバータ用リアクトルにおける、図２（ｂ）と同じ正面図である。
このリアクトル１０Ｂでは、上記第１実施例のリアクトル１０Ａにおけるバイパスコア１５及びギャップ材１６を高さ方向（Ｚ軸方向）で二つに分割し、バイパスコア１５ａ、１５ｂ、ギャップ材１６ａ、１６ｂとして二つのヨークコア１３、１４や主コア１１、１２を挟み込む二平面にそれぞれ分けて配置してある。この構成では、第１実施例に比べて二相のコイル１７、１８を取り囲むコア材料が増加するため、主としてコイル１７、１８より発生するリアクトル１０Ｂの外部への漏れ磁束をより一層減少させることができる。
【００３２】
［リアクトルの第３実施例］
図４は第３実施例の二相コンバータ用リアクトルであって、（ａ）はバイパスコアを取り除いた状態の上面図、（ｂ）は主コア及びヨークコアの組立構成図である。
コア材料が例えばフェライト等の焼結磁性材料であれば、複雑な形状のコアも比較的容易に作製することができる。そこで、この第３実施例のリアクトル１０Ｃでは、主コア１１、１２をそれぞれ長さ方向に１／２にした部分（図中の１１ａ、１１ｂ、１２ａ、１２ｂ）とヨークコア１３又は１４とを一体化した同形状のコア部材を二つ用い、主コア１１、１２の中央部で両コア部材を突き合わせて接合している。これにより、主コアとヨークコアをそれぞれ別々に作製して接続する場合に比べて、コアの形状が安定し組立の作業性を向上することができる。
【００３３】
この構成では、分割した主コア１１ａと１１ｂ、１２ａと１２ｂとの接合部に間隙を設け、非磁性体であって定められた厚さのギャップ材を挿入する構成とすることもできる。加えて、主コア１１、１２に設けた所定の厚みのギャップを上述のように分割して配置し、巻装するコイル１７、１８がギャップの漏れ磁束によりなされる過熱を生じにくくできる。
【００３４】
［リアクトルの第４、第５実施例］
図５（ａ）は第４実施例の二相コンバータ用リアクトル１０Ｄの正面図、図５（ｂ）は第５実施例の二相コンバータ用リアクトル１０Ｅの正面図である。
第４及び第５実施例では、コイル１７、１８のタップ口出し方向に応じ、第１の磁気閉ループ及び第２の閉ループの磁束の流れを妨げない位置及び範囲で図５（ａ）又は（ｂ）に示すタップ口出し部に合わせてヨークコア１３、１４を部分的に取り除いている。
【００３５】
また上記各実施例のリアクトル１０Ａ〜１０Ｅでは、包絡体積Ｖから主コア１１、１２、ヨークコア１３、１４及びバイパスコア１５によるコア部と、コイル１７、１８とを除いた間隙とそのコイル１７、１８の巻装材の間隙とに、高熱伝導性の充填剤例えば高熱伝導性エポキシ樹脂（商品名リコ・ジーマ・イナス等）を充填してもよい。こうした構成によれば、コイル１７、１８で発生した熱がリアクトル１０Ａ〜１０Ｅの表面から効率よく放散されるのでコイル１７、１８の許容コイル損を大きく確保することができ、電流密度の増加により巻装材通電断面積を減少させ、より小形化を図ることができる。また、こうした充填により、耐環境性と堅牢性が向上する。さらにまた、コア面又は充填されたコイル面等から水冷、空冷等放熱部材を用いて強制的に冷却することにより、上記許容コイル損に加えて許容コア損も大きく確保することができ、さらに一層小形化を図ることができる。
【００３６】
［リアクトルの第６実施例］
図６は第６実施例の二相コンバータ用リアクトル１０Ｆの正面図である。
このリアクトル１０Ｆでは、図５（ａ）に示した第４実施例のリアクトル１０Ｄに対し、最大幅Ｗ、最大奥行Ｄである底面と、最大奥行Ｄ、最大高さＨである両側面との外側に、所定の隙間を設けて断面コの字形状の銅板１９を取り付けている。この構成では、上述したように包絡体積Ｖから各コア１１〜１５及びコイル１７、１８を除いた間隙と該コイル１７、１８の巻装材の間隙に加えて、上記銅板１９と各コア１１〜１５やコイル１７、１８との間隙にも上述した充填剤を充填するとよい。
【００３７】
この構成によれば、コイル１７、１８の下面を広く覆う銅板１９の底面部から水冷、空冷等の放熱部材で強制的に冷却する場合、コイル１７、１８の両側面を覆う銅板１９の側面部へもコイル１７、１８の熱が積極的に伝導し、冷却がより促進される。これにより、上記許容コイル損や許容コア損を大きく確保することができ、許容電流密度及び許容磁束密度が増加してより小形化を図ることができる。特にリアクトルが大電流仕様である場合には銅板１９をコイル１７、１８の配線材として利用してもよい。その場合、コイル１７、１８の熱は充填剤の介在なく銅板１９に直接伝導されるので、小形化を一層図ることができる。また、コイル１７、１８は各コア１１〜１５と銅板１９とによって殆ど囲まれるので、該コイル１７、１８により発生するリアクトル外部への漏れ磁束を大幅に軽減することができる。
【００３８】
［リアクトルの第７実施例］
図７は第７実施例の二相コンバータ用リアクトル１０Ｇの正面図である。
上記第１〜第６実施例のリアクトル１０Ａ〜１０Ｆでは、バイパスコア１５（１５ａ、１５ｂ）は主コア１１、１２が載るＸ−Ｙ面に平行な面内に展延する形状である。それに対し、この第７実施例のリアクトル１０Ｇでは、２枚のバイパスコア１５ａ、１５ｂは主コア１１、１２が載るＸ−Ｙ面に直交するＹ−Ｚ面に平行な面内に展延する形状であり、ギャップ材１６ａ、１６ｂを介して主コア１１、１２及びヨークコア１３、１４をＹ軸に沿った方向に挟み込むように配置されている。この構成でも、第１実施例等と同様に、コア１１〜１５の形状を変更することなくギャップ材１６ａ、１６ｂの厚さを変更することができ、インダクタンス値を容易に調整可能である。また、コア１１、１２、１３、１４、１５ａ、１５ｂのサイズで決まる包絡体積Ｖ中はコア要素又はコイルが高い密度で詰まっており、無駄な空間が少ないので小形化に有利である。
【００３９】
なお、上記各実施例のリアクトル１０Ａ〜１０Ｇでは、主コア１１、１２の断面及びギャップ材１６の平面は矩形状としたが、これに限るものではなく、例えば主コア１１、１２はその断面が円形状である円柱状のコアとしてもよい。
【００４０】
［リアクトルを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ回路例］
続いて、上述した本発明に係るリアクトルを、溶接機、光源、表面処理用電源回路の主たるＤＣ−ＤＣコンバータ方式であるバックコンバータに適用した回路例について説明する。
図８は、上記リアクトル１０（１０Ａ〜１０Ｇ）を用いた二相降圧チョッパ回路の一例である。
【００４１】
二相降圧チョッパ回路２０は、直流電源２１による電圧Ｖiを負荷２２に対応した負荷電圧Ｖoに降圧するＤＣ−ＤＣコンバータである。二相降圧チョッパ回路２０において、スイッチング素子２３とダイオード２５との第１直列回路、及びスイッチング素子２４とダイオード２６との第２直列回路は共に、直流電源２１に並列に接続されている。スイッチング素子２３とダイオード２５との接続点Ａはリアクトル１０のコイル１７の一端に、スイッチング素子２４とダイオード２６との接続点Ｂはリアクトル１０の他のコイル１８の一端にそれぞれ接続されている。また、それらコイル１７、１８の他端は互いに接続されて負荷２２の一端に接続されている。負荷２２の他端は直流電源２１の負極とダイオード２５、２６との接続点に接続されており、負荷２２の両端に並列に接続されるコンデンサ２７はリップルを低減するためのものである。なお、スイッチング素子２３、２４としてはＭＯＳＦＥＴ等が使用され、図示しないものの、それぞれダイオードが逆並列に接続されている。なお、ダイオード２５、２６はＭＯＳＦＥＴの第３象限とその寄生ダイオード（逆並列ダイオード）を使用した同期整流に置き換えてもよい。
【００４２】
駆動制御部２８は駆動信号ＳＧ１、ＳＧ２を出力し、スイッチング素子２３、２４のオン・オフ動作を制御する。即ち、駆動制御部２８は出力制御のために、スイッチング周波数ｆの一周期Ｔに対するスイッチング素子２３、２４それぞれのオン期間の時比率Ｄonを０〜０．５の範囲で可変し、両駆動信号ＳＧ１、ＳＧ２間に１８０°の位相差を持たせてスイッチング素子２３、２４をインターリーブ動作させる。ダイオード２５、２６はそれぞれ、スイッチング素子２３、２４のオフ期間に発生するコイル１７、１８の逆誘起である放出電圧−Ｖoによって導通する。
【００４３】
リアクトル１０のコイル１７、１８は、図中に極性マーク（●印）を付して示すように互いに逆の極性に巻装され、それぞれ自己インダクタンスＬを有し、主コア１１、１２の磁束を合成する第１の磁気閉ループにより、相互インダクタンスＭで以て反結合する。これより、出力に寄与するインダクタンス（以下、「出力等価インダクタンス」という）はＬ−Ｍとなる。また、このときの反結合の係数αは１−（Ｌ−Ｍ）／Ｌ＝Ｍ／Ｌである。
【００４４】
上述したようにリアクトル１０には第２の磁気閉ループが設けられており、主コア１１、１２の磁束はバイパスコア１５で分流されるから、第１の磁気閉ループの相互インダクタンスＭは減少し、出力等価インダクタンスＬ−Ｍは増加する。したがって、上記バイパスコア１５の磁気抵抗をギャップ材１６の厚みを変えることで変化させると、出力等価インダクタンスＬ−Ｍの値を略連続的に変えることができる。
【００４５】
いま、コイル１７、１８の巻数をＮ、コイル１７、１８に流れる電流をＩLとすると、主コア１１、１２の直流磁束φdc1及びバイパスコア１５の直流磁束φdc2は次のようになる。
φdc1＝（Ｌ−Ｍ）・ＩL／Ｎ＝０．５・（Ｌ−Ｍ）・Ｉo／Ｎ [Wb]
φdc2＝２・（Ｌ−Ｍ）・ＩL／Ｎ＝（Ｌ−Ｍ)・Ｉo／Ｎ [Wb]
スイッチング素子２３、２４のオン期間Ｄon・Ｔにはコイル１７、１８に吸収電圧Ｖi−Ｖoが印加され、一方、スイッチング素子２３、２４のオフ期間（１−Ｄon）・Ｔにはコイル１７、１８には放出電圧−Ｖoが印加される。上述したインターリーブ動作によってコイル１７、１８の電圧吸収と電圧放出とはそれぞれ交互に行われ、オン期間中には、吸収電圧を放出電圧が打ち消した残りの差分であるＶi−２Ｖoによる交流磁束が、第２の磁気閉ループ中のバイパスコア１５を通過する。そのため、主コア１１、１２の交流磁束φac1及びバイパスコア１５の交流磁束φac2は次のようになる。
φac1＝（Ｖi−Ｖo）・Ｄon・Ｔ／Ｎ＝（１−Ｄon）・Ｖo・Ｔ／Ｎ [Wb]
φac2＝（Ｖi−２Ｖo）・Ｄon・Ｔ／Ｎ＝（１−２Ｄon）・Ｖo・Ｔ／Ｎ [Wb]
【００４６】
二相のコイル１７、１８において、第１の磁気閉ループ内の主コア１１、１２では反結合により直流磁束が逆方向で打ち消し合う。また、コイル１７、１８の放出電圧は極性を変えるので交流磁束は同方向となる。一方、第２の磁気閉ループ内のバイパスコア１５では反対に、二相のコイル１７、１８による直流磁束の方向は同じであって磁束密度は２倍となり、コイル１７、１８の吸収電圧と放出電圧とが逆方向になるため交流磁束は打ち消し合う。各主コア１１、１２の磁束は各部の直流磁束と交流磁束の合成となる。
【００４７】
なお、電源装置としては、図８では簡略化して表した直流電源２１を、商用交流電圧を受けトランスの１次巻線側と２次巻線側との間を絶縁したフロントエンドコンバータとし、二相降圧チョッパ回路２０をバックエンドコンバータとした構成も考えられる。こうした電源装置は、多数の独立した負荷２２の数に対応したチョッパ回路を設け、入力された直流電圧Ｖiをその複数のチョッパ回路に分岐してそれぞれの出力電圧Ｖoを制御しつつ負荷２２に供給するものである。
【００４８】
例えば１０台以上もの多数のバックエンドコンバータを一つのラックに搭載するような場合、二相降圧チョッパ回路２０の小形化の要求は非常に強い。そのためには、特に回路上で空間占有率の大きいリアクトルの小形化は必須であり、二相コンバータに反結合リアクトルを採用するのはこうした理由による。このような用途に対し、上述したように包絡体積を減少させた小形のリアクトルは非常に有用である。また、こうした電源装置を小形化しようとすると二相降圧チョッパ回路２０の高密度実装が必要となり、リアクトルの漏れ磁束が他の部品に影響を与え易くなる。これに対し、上記リアクトル１０Ａ〜１０Ｇでは二相コイル１７、１８の周囲の少なくとも一部にコアが配置されるので漏れ磁束の低減も図れ、高密度実装に好適である。また、多様な負荷２２に対応するにはリアクトル１０の諸元を変更する必要があるが、上記リアクトル１０Ａ〜１０Ｇではバイパスコア１５の磁気抵抗をギャップ材１６の厚みのみで可変することができ、出力等価インダクタンスＬ−Ｍをほぼ連続的に可変又は調整することができる。
【００４９】
一例として、上記二相降圧チョッパ回路２０において、直流電源２１の電圧Ｖiを１５０Ｖ、負荷電圧Ｖoを１００Ｖ、負荷２２を１０Ω、リアクトル１０の出力等価インダクタンスを５０μH、結合係数αを０．８、スイッチング周波数ｆを１００kHz、としたランプ用電源装置において、従来の典型的なリアクトルと第１実施例のリアクトル１０Ａの諸元を比較した結果を図１０に示す。
【００５０】
図１０に示した諸元比較の条件は、従来例と第１実施例との構成の差のほか、上述した充填材の充填の有無、及び冷却方法の差である。
従来例と第１実施例の構成のみが異なる場合では、電流密度と磁束密度とは同一であり、従来例に対し第１実施例における主コア１１、１２の断面積Ｓmと該コアの長さ、及び該コアに巻装されたコイル１７、１８のコイル巻幅と巻厚も同一とする。ここで、第１実施例において最大幅Ｗの比が０．６３に減少しているのは、バイパスコア１５が主コア１１、１２の間ではなくヨークコア１３、１４の側方に移動したことによる。一方、最大奥行Ｄの比が０．８０に減少したのは、ヨークコア１３、１４の幅が減少したことによる。また、最大高さＨの比が１．５２に増加したのは、ヨークコア１３、１４の側方に移動したバイパスコア１５の厚みとギャップ材１６の厚みが追加されたことによる。これより、この包絡体積Ｖの比は０．７７に減少し、従来より２０％以上小形化されることが分かる。コイル露出部面積の比が０．５６に減少したのは、ヨークコア１３、１４とバイパスコア１５でコイル１７、１８の巻厚方向の端面及び上面部が隠されたこによる。該露出部の減少でコイル１７、１８の漏れ磁束による電磁誘導ノイズの低減が期待できる。
【００５１】
また、包絡体積Ｖからコア１１、１２、１３、１４、１５とコイル１７、１８とを除いた空隙及びコイル巻装材の空隙に、高熱伝導性エポキシ樹脂を充填し、充填されたコイル１７、１８の底面側から水冷を行った場合では、コイル１７、１８の電流密度の比を２．０倍、主コア１１、１２、ヨークコア１３、１４の磁束密度Ｂmの比を１．１５倍、バイパスコア１５の磁束密度Ｂmの比を１．２倍として設計した。このとき、コイル１７、１８の巻幅は５５％に減少し、主コア１１、１２の断面積Ｓmとヨークコア１３、１４の断面積Ｓyは８７％、バイパスコア１５の断面積Ｓbは８３％に減少する。これにより、最大幅Ｗの比が０．５８、最大奥行Ｄの比が０．５４、最大高さＨの比が１．４６になるので包絡体積Ｖの比は従来のリアクトルの０．４６に減少し、非常に小形化できることが分かる。また、コイル１７、１８の露出部面積の比は０．２９に減少し、コイル１７、１８からの漏れ磁束の一層の減少が期待できる。
【００５２】
図９は上記リアクトル１０（１０Ａ〜１０Ｇ）を用いた絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の一例である。この例では、上述したように構成された二相コンバータ用のリアクトル１０のコイル１７、１８にそれぞれ重ねて第１、第２なる１次コイル４１、４２を巻装した二相コンバータ用のリアクトル４０を用いる。この絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０は、例えば商用電源を整流、平滑することで直流電圧を発生する直流電源２１による電圧Ｖiを、電気的に絶縁した状態で負荷２２に対応した負荷電圧Ｖoに降圧するＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００５３】
インバータ回路３１内のスイッチング素子３４、３５及びコンデンサ３２、３３の直列回路は、共に電源２１と並列に接続され、上記スイッチング素子３４と３５の直列接続点Ｃは第１の１次コイル４１の一端に、コンデンサ３２と３３の直列接続点Ｄは第２の１次コイル４２の一端にそれぞれ接続されている。また、二つの１次コイル４１、４２の他端は接続され、該二つの１次コイル４１、４２は直列接続となる。一方、コイル１７、１８の一端はダイオード３６、３７の一端にそれぞれ接続され、該コイル１７、１８の他端は互いに接続されて負荷２２の一端に接続されている。負荷２２の他端は上記２本のダイオード３６、３７の他端と共通に接続されている。図８に示した回路と同様に、スイッチング素子３４、３５としてはＭＯＳ−ＦＥＴ等が使用でき、ダイオード３６、３７はＭＯＳ−ＦＥＴによる同期整流としてもよい。
【００５４】
駆動制御部３９は上記二相降圧チョッパ回路２０における駆動制御部２８と同一動作である。また、インバータ回路３１はスイッチング素子３４、３５とコンデンサ３２、３３を用いたハーフブリッジ構成であるが、コンデンサ３２、３３をスイッチング素子に置き換えたフルブリッジ構成としてもよい。
【００５５】
図９において、スイッチング素子３４がオンすると、上記二相コンバータ用リアクトル４０の各コイルに示す極性に応じた方向に発生する電圧によってダイオード３６が導通する一方、ダイオード３７は阻止され、スイッチング素子３５がオンである場合には逆にダイオード３７が導通、ダイオード３６が阻止される。ダイオード３６が導通する場合、第２の１次コイル４２に励磁エネルギが蓄積されると共に第１の１次コイル４１に蓄積されていた励磁エネルギが放出され、ダイオード３７が導通する場合は第１の１次コイル４１にエネルギが蓄積され、第２の１次コイル４２から励磁エネルギが放出される。また、スイッチング素子３４、３５が共にオフの場合には、励磁エネルギは二つの１次コイル４１、４２の両方から放出され、ダイオード３６、３７は共に導通する。
【００５６】
即ち、二つの１次コイル４１、４２は相互にリアクトルとして動作するので、それら１次コイル４１、４２の励磁インダクタンスＬmはコイル１７、１８との巻数比の２乗で、それぞれ上記自己インダクタンスＬに置き換えられる。これより、二相コンバータ用リアクトル４０にはトランスの機能を持たせるために１次コイル４１、４２を設けたが、通常の二相コンバータ用リアクトル１０とリアクトルとしての動作は全く変わらない。
なお、１次コイル４１、４２及びコイル１７、１８は電力伝達するため高周波スイッチングトランスの要素も有し、該コイル間の漏れインダクタンスを低減させるため、上記コイルの配置はサンドイッチ巻構造とすることが望ましい。
上述したように構成された絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３０はフロントエンドコンバータが不要であり、構成が簡素化される。
【００５７】
［三相以上の複相コンバータ用リアクトルの実施例］
ここまで二相コンバータ用リアクトルの例を挙げたが、三相以上の複相コンバータ用でも同様のリアクトルを構成することができる。図１１は三相コンバータ用リアクトル１０Ｈの一実施例であって、図２と同様に、（ａ）はバイパスコアを取り除いた状態の上面図、（ｂ）はバイパスコアを取り付けた状態の正面図である。このリアクトル１０Ｈは第１実施例の構成に主コア５１を追加し該主コア５１にコイル５２を巻装して、これに合わせてヨークコア１３、１４とバイパスコア１５のサイズを変更したものである。
このリアクトル１０Ｈの特徴は、主コア１１、１２、５１からヨークコア１３、１４を介し、バイパスコア１５を通じてそれぞれ略均等な第２の磁気閉ループが構成できることである。この特徴は、相数がさらに増加し主コア及び巻装するコイルの数が増加しても何ら変わることはない。
【００５８】
なお、上記各実施例は本発明の一例にすぎず、本発明の趣旨の範囲で適宜変形、修正、追加を行っても本願特許請求の範囲に包含されることは当然である。
【符号の説明】
【００５９】
１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｄ、１０Ｅ、１０Ｆ、１０Ｇ…二相コンバータ用リアクトル
１０Ｈ…三相コンバータ用リアクトル
１１、１２、１１ａ、１１ｂ、１２ａ、１２ｂ、５１…主コア
１３、１４…ヨークコア
１５、１５ａ、１５ｂ…バイパスコア
１６、１６ａ、１６ｂ…ギャップ材
１７、１８、５２…コイル
１９…銅板
４１、４２…１次コイル
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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