(57)【要約】【課題】突極性を大きくすることを目的としている。【解決手段】外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネット及び回転軸を有する回転子と、前記ロータマグネットと対向配置され、周方向に沿って所定間隔で前記回転軸の軸線方向に延びた複数の隣接する極歯片同士が互いに噛み合うように近接し、対向した前記各極歯片の基端側はそれぞれリング状に連結された第一、第二の各リング状極歯部と、を備え、前記第一のリング状極歯部における前記第二のリング状極歯部との第一の接合面に第一の溝部が形成され、前記第二のリング状極歯部における前記第一のリング状極歯部との第二の接合面に第二の溝部が形成されている。【選択図】図６
2017099081.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネット及び回転軸を有する回転子と、
前記ロータマグネットと対向配置され、周方向に沿って所定間隔で前記回転軸の軸線方向に延びた複数の隣接する極歯片同士が互いに噛み合うように近接し、対向した前記各極歯片の基端側はそれぞれリング状に連結された第一、第二の各リング状極歯部と、を備え、
前記第一のリング状極歯部における前記第二のリング状極歯部との第一の接合面に第一の溝部が形成され、
前記第二のリング状極歯部における前記第一のリング状極歯部との第二の接合面に第二の溝部が形成されている永久磁石型モータ。
【請求項２】
前記第一の溝部は、
前記第一の接合面において、前記第一のリング状極歯部の周方向に連続して形成された円形状であり、
前記第二の溝部は、
前記第二の接合面において、前記第二のリング状極歯部の周方向に連続して形成された円形状である請求項１記載の永久磁石型モータ。
【請求項３】
前記第一の溝部は、
前記第一の接合面において、前記第一のリング状極歯部の周方向に連続して形成された二重の円形状であり、
前記第二の溝部は、
前記第二の接合面において、前記第二のリング状極歯部の周方向に連続して形成された二重の円形状である請求項１記載の永久磁石型モータ。
【請求項４】
前記第一の溝部と前記第二の溝部は、前記第一の接合面と前記第二の接合面とが接合されたとき、少なくとも一部が対向する位置に形成される請求項１乃至３の何れか一項に記載の永久磁石型モータ。
【請求項５】
前記第一の接合面及び前記第二の接合面に、
複数の第一の開口部及び第二の開口部を形成し、
各開口部の間に複数の磁路狭窄部を形成し、
複数の前記第一の開口部及び前記第二の開口部と、複数の前記磁路狭窄部と、は、
前記磁路狭窄部の周方向の幅が、少なくとも複数の前記第一の開口部及び前記第二の開口部の何れか１つの周方向の幅以下となるように形成される請求項１乃至４の何れか一項に記載の永久磁石型モータ。
【請求項６】
複数の前記第一及び第二の開口部は、前記第一、第二の各リング状極歯部の周方向に沿って形成されており、
前記第一及び第二の溝部は、前記第一、第二の各リング状極歯部において、前記第一及び第二の開口部の間に、前記第一及び第二の開口部が形成された周方向に沿った円弧状に形成されている請求項５記載の永久磁石型モータ。
【請求項７】
請求項１ないし６の何れか一項に記載の永久磁石型モータと、
前記永久磁石型モータの電機子巻線へ供給される高調波信号を生成する高調波生成部と、
前記高調波信号の応答である高調波電流成分を検出する電流検出部と、
前記高調波信号及び前記高調波電流成分に基づき、前記永久磁石型モータの有する前記回転子の位置を推定する位置推定部と、を有する位置推定装置。
【請求項８】
請求項７記載の位置推定装置を有するモータ駆動制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、永久磁石型モータ、位置推定装置及びモータ駆動制御装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、界磁に電力を消費しない永久磁石型モータが高効率モータとして広く利用されている（特許文献１）。永久磁石型モータにおいて、特に永久磁石を回転子の内部に埋め込んだ埋込磁石型（ＩＰＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ  Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ  Ｍａｇｎｅｔ）モータは、コイルインダクタンスが回転子角度に応じて変化する、突極性と呼ばれる特性を有する。このため、ＩＰＭモータは、永久磁石の磁束によるマグネットトルクだけでなく、突極性によるリラクタンストルクも利用でき、高効率かつ広い使用速度域をもつため、近年、利用範囲を拡大している。
【０００３】
さらに、ＩＰＭモータは、突極性を利用して回転センサを用いずに回転子角度を推定するセンサレス角度推定にも利用されている。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
従来のＩＰＭモータの突極性を利用したセンサレス角度推定では、推定の精度がＩＰＭモータの突極性の大きさに依存する場合がある。
【０００５】
開示の技術は、上記事情に鑑みてこれを解決すべく成されたものであり、突極性を大きくすることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
開示の技術は、外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネット及び回転軸を有する回転子と、前記ロータマグネットと対向配置され、周方向に沿って所定間隔で前記回転軸の軸線方向に延びた複数の隣接する極歯片同士が互いに噛み合うように近接し、対向した前記各極歯片の基端側はそれぞれリング状に連結された第一、第二の各リング状極歯部と、を備え、前記第一のリング状極歯部における前記第二のリング状極歯部との第一の接合面に第一の溝部が形成され、前記第二のリング状極歯部における前記第一のリング状極歯部との第二の接合面に第二の溝部が形成されている永久磁石型モータである。
【発明の効果】
【０００７】
突極性を大きくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】モータ駆動制御装置を説明する図である。
【図２】ステッピングモータの構造の一例を示す図である。
【図３】ステッピングモータの断面の一例を示す図である。
【図４】モータのコイルインダクタンスと回転子の位相の関係の一例を示す図である。
【図５】ステッピングモータの導体を説明する図である。
【図６】第一の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図７】第一の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図８】比較例の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。
【図９】第一の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。
【図１０】位置フィードバック制御部を説明する図である。
【図１１】ｄ軸電流制御部を説明する図である。
【図１２】ｑ軸電流制御部を説明する図である。
【図１３】ベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。
【図１４】ベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。
【図１５】他のベクトル回転部の動作概念を示す図である。
【図１６】位置推定部を説明する図である。
【図１７】ｑ軸電流ベクトルと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの信号波形の一例を示す図である。
【図１８】位置フィードバック制御部の他の例を説明する図である。
【図１９】第二の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２０】第三の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２１】第三の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図２２】第三の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。
【図２３】第四の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２４】第四の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
（第一の実施形態）
図面を参照して以下に第一の実施形態について説明する。図１は、モータ駆動制御装置を説明する図である。
【００１０】
図１に示すモータ駆動制御装置１００は、ステッピングモータ１０の駆動を制御する。本実施形態のステッピングモータ（ＳＴＭ）１０は、例えば２相の励磁コイルＡ相とＢ相に略９０度位相の異なる交流電流を流すことで、永久磁石からなる回転子が回転する。また、本実施形態のステッピングモータ１０（以下、単にモータ１０と呼ぶ）は、突極性を有するものとした。突極性とは、回転子の位置に応じてモータコイルのインダクタンスが変化する特性である。
【００１１】
本実施形態において、モータ１０は、Ａ相コイルとＢ相コイルの自己インダクタンスが回転子角度の関数で正弦波的に変化する特性を利用している。
【００１２】
さらに、本件の発明者は、Ａ相コイルとＢ相コイル間の相互インダクタンスの突極性を、Ａ相及びＢ相コイルの自己インダクタンスの突極性と同程度に大きくすると、回転子の位置推定を行うための推定位置誤差が安定して発生することに着目した。
【００１３】
すなわち、本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイルとＢ相コイル間の相互インダクタンスの突極性を、Ａ相及びＢ相コイルの自己インダクタンスの突極性と同程度に大きくするように構成した。本実施形態のモータ１０の詳細は後述する。
【００１４】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置フィードバック制御部１０１、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３、位置推定部１０４、加算器１０５、ベクトル回転部１０６及び１０７、高周波発生部１０８、増幅部１０９及び１１０、電流センサ１１１及び１１２を有する。尚、電流センサ１１１及び１１２は、モータ駆動制御装置１００の外部に設けられていても良い。
【００１５】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、モータ１０に対し、モータ１０を駆動させる駆動電流に、高周波発生部１０８において発生させた高周波成分を重畳した電流を供給する。そして、モータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。
【００１６】
したがって、本実施形態では、例えばモータ１０に供給される駆動電流が微少なものであった場合にも、高周波成分の応答信号を検出し、この応答信号に基づき回転子の位置を推定することができる。
【００１７】
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても、エンコーダ等の回転子の位置を検出するためのセンサを使用せずに、閉ループ制御で回転子の位置を推定できる。
【００１８】
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと現在の回転子の推定位置を示す位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとを比較し、比較結果に応じて駆動電流の振幅目標値ｉｄｔ及びｉｑｔを出力する。本実施形態では、この制御により、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとが一致するように駆動電流の振幅が制御され、回転子の位置が制御される。
【００１９】
本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが単位時間に一定量増加あるいは減少する場合、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも単位時間に一定量増加あるいは減少するように制御される。したがって、本実施形態のモータ１０の回転子は、一定速度の回転を維持する。また、本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが固定値で静止している場合は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも静止、すなわち現在位置を維持するように制御される。
【００２０】
本実施形態のｄ軸電流制御部１０２は、ベクトル回転部１０７が検出したｄ軸電流ベクトルｉｄが、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔに一致するように、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄを出力する。本実施形態のｑ軸電流制御部１０３は、ベクトル回転部１０７が検出したｑ軸電流ベクトルｉｑが、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔに一致するように、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑを出力する。本実施形態のｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３は、例えば比例積分制御を行う比例積分制御器であることが好ましい。
【００２１】
本実施形態の位置推定部１０４は、ｑ軸電流に重畳された高周波成分からモータ１０の回転子の位置（電気角）と速度を推定し、回転子の推定位置を示す位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔと、回転子の推定回転速度を示す速度情報ｗ＿ｅｓｔと、を出力する。位置推定部１０４の詳細は後述する。
【００２２】
本実施形態の加算器１０５は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄと、高周波信号Ｖｈとを加算する。本実施形態の高周波信号Ｖｈの周波数は、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとする。高周波信号Ｖｈの周波数の詳細は後述する。
【００２３】
本実施形態のベクトル回転部１０６は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ及びｑ軸の駆動電圧Ｖｑを位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａと、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂとを出力する。以下の式１は、ベクトル回転部１０６による演算式である。
【００２４】
【数１】
2017099081.tif 000003
駆動電圧Ｖｄ，Ｖｑは、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３の出力駆動電圧で、直流に近い信号である。本実施形態では、これを回転子の角度相当である角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるため、駆動電圧ベクトルＶａ，Ｖｂは交流信号になる。
【００２５】
本実施形態のベクトル回転部１０７は、Ａ相で検出された検出電流ベクトルｉａと、Ｂ相で検出された検出電流ベクトルｉｂとを角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、ｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑを出力する。以下の式２は、ベクトル回転部１０７による演算式である。
【００２６】
【数２】
2017099081.tif 000004
ベクトル回転部１０６及び１０７は、ベクトル回転の方向が逆である。検出電流ベクトルｉａ，ｉｂは、コイル電流相当で、回転子の回転数×磁極ペア数の周波数を持つ交流信号である。本実施形態では、この検出電流ベクトルｉａ，ｉｂを、回転子の角度相当である角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるため、ｄ軸電流ベクトルｉｄ及びｑ軸電流ベクトルｉｑは直流に近い信号になる。
【００２７】
本実施形態の高周波発生部１０８は、駆動電圧に重畳する高周波信号Ｖｈを生成し、出力する。高周波信号Ｖｈは、固定周波数であり、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとした。
【００２８】
本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、位置推定部１０４における駆動信号（駆動電流）と高周波成分の応答信号との分離がしやすくなり、回転子の位置の推定精度を向上させることができる。また、本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、モータ１０の機械的な応答を抑制できるため、回転子の位置や速度の制御への影響を抑えられる。
【００２９】
さらに、本実施形態では、高周波信号Ｖｈの周波数を、人間の可聴域より高い周波数とすれば、不快な聴感ノイズを抑えることができる。本実施形態の高周波信号Ｖｈの波形は、正弦波又は矩形波であっても良いし、その他の周期的な信号であれば良い。
【００３０】
本実施形態の増幅部１０９は、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ａ＋、電圧Ａ−）に変換する。また、増幅部１１０は、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−）に変換する。電圧Ａ＋、電圧Ａ−及び電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−は、逆相の信号である。本実施形態の増幅部１０９、１１０は、具体的には、例えばリニアな電力増幅器や、公知のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ回路等により実現されても良い。
【００３１】
本実施形態の電流センサ１１１は、Ａ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉａを出力する。また、本実施形態の電流センサ１１２は、Ｂ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉｂを出力する。本実施形態の電流センサ１１１、１１２は、例えばコイル駆動線や増幅部１０９、１１０の各母線に直列に低抵抗を挿入して両端を差動増幅する構成や、ホール素子等の磁気的なセンサ等により実現されても良い。
【００３２】
次に、本実施形態のモータ１０について説明する。図２は、ステッピングモータの構造の一例を示す図である。
【００３３】
本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイル（電機子コイル）１１と、Ｂ相コイル（電機子コイル）１２と、回転子２０と、を有する。本実施形態のモータ１０において、Ａ相コイル１１はＡ相コイル端子１３として、Ａ＋端子とＡ−端子とを有する。Ｂ相コイル１２は、Ｂ相コイル端子１４として、Ｂ＋端子とＢ−端子とを有する。本実施形態において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２とは、互いに接続されておらず、独立して設けられている。本実施形態の回転子２０は、円周上に永久磁石が配置あるいは着磁されている。
【００３４】
モータ１０において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２は、回転子２０の永久磁石により発生する磁束方向に対し、９０度の関係になるように配置されている。モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に、９０度位相のずれた交流電流を供給することで、回転子２０が回転する。また、モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に供給される交流電流の位相を所定の位相に固定すると、回転子２０が磁気的につりあう位置に維持される。
【００３５】
図３は、本実施形態のステッピングモータの断面の一例を示す図である。図３に示す例では、回転子２０は、多極着磁されている。
【００３６】
本実施形態の回転子２０は、円筒状の形をしており、円筒表面に周期的に永久磁石が着磁されたロータマグネット２０Ａと、回転軸２０Ｂとを有する。Ａ相コイル１１は、回転子２０の円周の外側に円環状に巻かれている。Ａ相コイル端子１３が引き出されている。
【００３７】
Ａ相コイル１１は、導体（リング状極歯部）２１により囲まれている。導体２１は、Ａ相コイル１１を囲むように配置され、内径（回転子の面側）に片方向（図では上方向）から爪状に導体部材が伸びており、これを誘電子（クローポール；極歯片）２３と呼ぶ。クローポール２３のピッチは回転子の着磁極ペアと等しいピッチにしてあり、コイル電流方向により全てのクローポール２３がＮ極あるいはＳ極コアを形成する。
【００３８】
Ａ相コイル１１の反対方向（図では下方向）からも同様のクローポール２４が伸びており、上側のクローポール２３とは反対極性のコアを形成する。尚、図３では、クローポール２３、２４は、Ｂ相コイル１２側に形成されたものとして示したが、Ａ相コイル１１側においても同様に形成されている。以下の説明では、Ａ相コイル１１側のクローポールを２３Ａ、２４Ａとし、Ｂ相コイル１２側のクローポールを２３Ｂ、２４Ｂとする。
【００３９】
Ｂ相コイル１２と、Ｂ相コイル端子１４は、Ａ相と同様である。Ｂ相コイル１２は、導体２２により囲まれている。導体２２は、導体２１と同様に、上側のクローポール２３Ｂと、下側のクローポール２４Ｂが形成されている。
【００４０】
本実施形態では、Ａ相におけるクローポール２３Ａ、２４Ａと、Ｂ相におけるクローポール２３Ｂ、２４Ｂは、回転子２０の磁極ペアの１周期を３６０度（いわゆる電気角）としたとき、９０度ずらして配置される。この配置により、図３に示すモータ１０は、図２に示すＡ相コイル１１及びＢ相コイル１２と等価な２相コイルと多極着磁ロータからなる構造となる。
【００４１】
図４は、モータのコイルインダクタンスと回転子の位相の関係の一例を示す図である。図４において、横軸は回転子２０の位相であり、電気角で表示している。ここでは、単位は、［ｄｅｇｒｅｅ］である。電気角と回転子２０の機械角の関係は、以下の式３で示される。
【００４２】
電気角＝回転子の機械角×着磁極ペア数      式３
図４において、縦軸はコイルインダクタンスであり、単位は［ｍＨ（ミリ・ヘンリー）］である。波線Ｌａは、Ａ相コイル１１のコイルインダクタンスを示し、一点鎖線Ｌｂは、Ｂ相コイル１２のコイルインダクタンスを示す。
【００４３】
図３に示すクローポール型のＰＭ（Permanent Magnet）ステッピングモータは、回転子の着磁位相とクローポール位相の関係により、磁気的な特性が変化するため、回転子の位相（電気角）に対して周期的にコイルインダクタンスが変化することがわかっている。このようなステッピングモータの特性を、突極性と呼ぶ。
【００４４】
ここでは、コイルインダクタンスは、電気角３６０度（回転子の磁極ペアの１ピッチ）につき２周期の正弦波に変化するものとする。尚、コイルインダクタンスの変化の周期や変化量及び変化形状は、これに限ったものではない。
【００４５】
また、図４に示すインダクタンス変化をもたらすモータ構造は、クローポール型に限ったものではない。例えば、回転子の磁石を円筒表面でなく、円筒状導体の内部に埋め込んだ構造によっても、回転子の位相に応じたインダクタンス変化が生じることがわかっている。クローポール型のＰＭステッピングモータは、コイルの巻き方やその他部材を簡素かでき、工業的に安価に生産できる。
【００４６】
以下に、図５を参照して、ステッピングモータの導体２１、２２についてさらに説明する。図５は、ステッピングモータの導体を説明する図である。図５では、本実施形態のステッピングモータの導体との比較例となる一般的なステッピングモータの導体を示している。
【００４７】
図５のステッピングモータにおいて、Ａ相コイル１１を囲む導体（リング状極歯部）２１は、外ヨーク２１−１と内ヨーク２１−２とから形成される。また、Ｂ相コイル１２を囲む導体２２も同様に、外ヨーク２２−１と内ヨーク２２−２とから形成される。
【００４８】
また、図５の例では、内ヨーク２１−２、２２−２のそれぞれに、位置決め用の開口部４０が形成されているものとした。位置決め用の開口部４０は、内ヨーク２１−２、２２−２のそれぞれに設けられていても良いし、設けられていなくても良い。また、位置決め用の開口部４０が形成される位置は、図５に示す位置に限定されない。
【００４９】
本実施形態では、導体２１の内ヨーク２１−２における導体２２との接合面２６Ａと、導体２２の内ヨーク２２−２における導体２１との接合面２６Ｂと、にそれぞれ溝を形成することで、磁路狭窄部を設けたものである。以下に、図６を参照して本実施形態の導体２１Ａ、２２Ａについて説明する。
【００５０】
図６は、第一の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図６（Ａ）は、本実施形態の導体の斜視図である。図６（Ａ）では、溝部の説明のために、Ａ相側の導体２１Ａの外ヨークを省略している。図６（Ｂ）は、導体２１Ａの内ヨーク２１−２Ａの平面図であり、図６（Ｃ）は、図６（Ｂ）を矢印Ｙ方向から見た断面図である。
【００５１】
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ａ、２２−２Ａにおいて、それぞれが接合する面に溝部３３−１、３３−２を形成した。本実施形態の溝部３３−１、３３−２のそれぞれは、内ヨーク２１−２Ａ、２２−２Ａのそれぞれにおいて、周方向に連続的に形成された円形状のものとした。
【００５２】
本実施形態では、溝部３３−１を形成することで、導体２１Ａの内ヨーク２１−２Ａにおける導体２２Ａとの接合面２７Ａにおいて、溝部３３−１が形成された部分の厚さが、他の部分よりも薄くなり、磁路が狭められた磁路狭窄部３２−１が形成される。また、本実施形態では、溝部３３−２を形成することで、導体２２Ａの内ヨーク２２−２Ａにおける導体２１Ａとの接合面２７Ｂにおいて、溝部３３−２が形成された部分の厚さが、他の部分よりも薄くなり、磁路が狭められた磁路狭窄部３２−２が形成される。
【００５３】
本実施形態では、溝部３３−１の幅Ｗ３１は、例えば開口部４０における内ヨーク２１−２Ａの周方向と直交する方向（径方向）の幅Ｗ４１よりも狭くなるようにした。具体的には、本実施形態の幅Ｗ３１は、１［ｍｍ］とした。
【００５４】
また、本実施形態の溝部３３−１と、溝部３３−２とは、図６（Ｃ）に示すように、導体２１Ａと導体２２Ａが重ねられたとき、それぞれが対向するように形成される。
【００５５】
したがって、内ヨーク２１−１Ａに形成された磁路狭窄部３２−１と、内ヨーク２２−２Ａに形成された磁路狭窄部３２−２のそれぞれも、導体２１Ａと導体２２Ａが重ねられたときに対向する。
【００５６】
本実施形態では、導体２１Ａ、２２Ａを図６に示す形状とすることで、従来例に比べて、相互インダクタンスの変化の幅を大きくすることができる。
【００５７】
尚、本実施形態では、ロータマグネット２０Ａの材質をフェライト、導体２１Ａ、２２Ａの材質をＳＥＣＣ鋼板としても良い。
【００５８】
また、図６の例では、溝部３３−１、３３−２は、内ヨーク２１−２Ａ、２２−２Ａの周方向に連続した円形状としたが、これに限定されない。溝部３３−１、３３−２は、連続していなくても良い。溝部３３−１、３３−２は、例えば円弧状の溝であっても良いし、複数の円弧状の溝を含んでいても良い。
【００５９】
また、本実施形態では、導体２１Ａと導体２２Ａが重ねられとき、溝部３３−１と、溝部３３−２とが対向するものとしたが、これに限定されない。本実施形態の溝部３３−１と溝部３３−２は、それぞれの一部が対向するように形成されても良いし、対向しない位置に形成されても良い。本実施形態では、内ヨーク２１−２Ａ、２２−２Ａに溝部３３−１、３３−２を形成することで、接合面２７Ａ及び接合面２７Ｂにおいて、他の部分よりも厚さが薄くなる部分を形成できれば良い。
【００６０】
図７は、第一の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。図７（Ａ）は、本実施形態のモータにおける自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図であり、図７（Ｂ）は、比較例のモータにおける自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図である。
【００６１】
比較例のモータの相互インダクタンスは、自己インダクタンスと比較して回転子角度の変化に対する振幅の変化が非常に小さいことがわかる（図７（Ｂ）参照）。
【００６２】
これに対し、本実施形態のモータの相互インダクタンスは、比較例のモータの相互インダクタンスと比べて振幅の変化が大きいことがわかる。したがって、本実施形態のモータでは、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。
【００６３】
本実施形態では、モータ１０の自己インダクタンス及び相互インダクタンスが小さい回転子角度Ｔ１における比透磁率分布と、自己インダクタンス及び相互インダクタンスが大きい回転子角度Ｔ２における比透磁率分布と、から、相互インダクタンスを考える。
【００６４】
図８は、比較例のステッピングモータにおける比透磁率分布を示す図である。図８（Ａ）は、回転子角度Ｔ１における内ヨーク２１−２の比透磁率分布を示しており、図８（Ｂ）は、回転子角度Ｔ２における内ヨーク２１−２の比透磁率分布を示している。
【００６５】
図９は、第一の実施形態のステッピングモータにおける比透磁率分布を示す図である。図９（Ａ）は、回転子角度Ｔ１における内ヨーク２１−２Ａの比透磁率分布を示しており、図９（Ｂ）は、回転子角度Ｔ２における内ヨーク２１−２Ａの比透磁率分布を示している。
【００６６】
図８から、比較例のステッピングモータの内ヨーク２１−２では、回転子角度Ｔ１と、回転子角度Ｔ２との間で比透磁率分布の大きな変化は見られない。
【００６７】
これに対し、図９の例では、回転子角度Ｔ１のとき、溝部３３−１において、磁束の集中による比透磁率の低下が見られ、これが、相互インダクタンスの突極性を向上させていることがわかる。
【００６８】
本実施形態では、溝部３３−１をより深くする、つまり、内ヨーク２１−２の厚さ方向に、より狭い磁路を形成することで、磁束をより集中させて比透磁率を低下させ、突極性をより向上させることができる。
【００６９】
次に、本実施形態のモータ駆動制御装置１００の有する各部の詳細を説明する。図１０は、位置フィードバック制御部を説明する図である。
【００７０】
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、減算器５０１、５０３、ゲイン要素５０２、５０４、５０５、積分器５０６、加算器５０７、固定値発生部５０８を有する。
【００７１】
本実施形態の減算器５０１は、位置フィードバック制御部１０１に入力される目標位置指令値ｔｈ＿ｔから、位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔを減算する。すなわち、減算器５０１は、回転子２０の目標位置と現在の推定位置とを比較し、位置誤差を算出する。
【００７２】
ゲイン要素５０２は、減算器５０１の出力（位置誤差）を所定値Ｇ７倍に増幅し、後段の減算器５０３へ供給する。本実施形態では、ゲイン要素５０２の出力は、回転子の目標速度となる。
【００７３】
減算器５０３は、ゲイン要素５０２の出力から、速度情報ｗ＿ｅｓｔを減算する。速度情報ｗ＿ｅｓｔは、回転子２０の回転速度の速度情報である。すなわち、減算器５０３は、回転子の回転の目標速度と現在速度を比較し、速度誤差を算出する。
【００７４】
ゲイン要素５０４は、減算器５０３の出力（速度誤差）を所定値Ｇ８倍に増幅する。ゲイン要素５０４で増幅された速度誤差は、ゲイン要素５０５と加算器５０７へ供給される。
【００７５】
ゲイン要素５０５は、ゲイン要素５０４の出力を所定値Ｇ９倍に増幅し、積分器５０６へ供給する。積分器５０６（ｓがラプラス演算子）の出力は、加算器５０７へ供給される。
【００７６】
加算器５０７は、ゲイン要素５０４の出力と、積分器５０６の出力とを加算し、速度誤差に対して以下の演算（伝達関数を表現している）を行って、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを出力する。
【００７７】
以下に、演算について説明する。
【００７８】
回転子２０の現在の推定位置と目標位置との位置誤差＝ｔｈ＿ｔ−ｔｈ＿ｅｓｔ
回転子２０の現在の回転速度と目標速度＝位置誤差×Ｇ７
回転子２０の目標速度と現在速度との速度誤差＝目標速度−速度情報ｗ＿ｅｓｔ
駆動電流の振幅目標値ｉｑｔ＝速度誤差×Ｇ８×（１＋Ｇ９×（１／ｓ）)
本実施形態では、以上のように構成することで、位置フィードバック制御部１０１の内側ループにおいて、回転子２０の回転速度をフィードバック制御することができる。したがって、本実施形態では、回転子２０の位置の制御を容易に安定化させることができる。
【００７９】
また、本実施形態における回転速度のフィードバック制御は、比例・積分制御であるため、定常速度誤差が生じず精密な速度制御ができる。さらに、本実施形態では、回転子２０の位置が目標位置に到達し、モータ１０が静止している際には、目標速度が０となり、定常速度誤差が生じないため、目標位置に対する偏差も生じない。
【００８０】
尚、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔは、位置誤差の増幅のみを用いて算出してもよい。この場合、速度誤差を用いた演算は必須でない。位置誤差の増幅のみを用いて振幅目標値ｉｑｔを算出する場合、たとえば位置誤差に対して、公知のＰＩＤ（比例・積分・微分）演算により求めた駆動電流の振幅目標値ｉｑｔとしてもよい。
【００８１】
本実施形態において、目標振幅値ｉｄｔ及びｉｑｔは、ベクトル制御において、ｄ軸の駆動電流及びｑ軸の駆動電流に相当する。そして、ｑ軸の駆動電流がトルクを示すため、簡単な制御法では、ｑ軸の駆動電流のみを制御し、ｄ軸の駆動電流を０に固定する方法が知られている。本実施形態では、上記の手法を用い、固定値発生部５０８によりｄ軸の駆動電流の目標振幅値ｉｄｔを０に固定している。
【００８２】
次に、図１１及び図１２を参照し、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３について説明する。図１１は、ｄ軸電流制御部を説明する図である。図１２は、ｑ軸電流制御部を説明する図である。
【００８３】
図１１に示すｄ軸電流制御部１０２は、減算器２０１、ゲイン要素２０２、２０３、積分器２０４、加算器２０５を有する。
【００８４】
図１２に示すｑ軸電流制御部１０３は、減算器３０１、ゲイン要素３０２、３０３、積分器３０４、加算器３０５を有する。
【００８５】
図１１、図１２に示す各部の動作は、図１０において対応する各部の動作と同様であるため、説明を省略する。
【００８６】
尚、図１１及び図１２における伝達関数表現による演算は、下記のようになり、比例・積分制御が実現される。
【００８７】
ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ＝（目標振幅値ｉｄｔ−ｄ軸電流ベクトルｉｄ）×Ｇ１
×（１＋Ｇ２×（１／ｓ））
ｑ軸の駆動電圧Ｖｑ＝（目標振幅値ｉｑｔ−ｑ軸電流ベクトルｉｑ）×Ｇ３
×（１＋Ｇ４×（１／ｓ））
次に、図１３乃至図１４を参照し、本実施形態のベクトル回転部１０６について説明する。
【００８８】
図１３は、ベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。図１３は、ベクトル回転部１０６の動作概念を示しており、図１３において、縦軸は電圧の振幅を示し、横軸は回転子２０の位相（電気角）ｔｈとした。尚、本実施形態において、実際に用いられる位相は、回転子２０の位相そのものではなく、位置推定部１０４により推定した位置情報ｔｈ＿ｅｓｔであるが、位置推定部１０４は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈとなるように推定するので、実質同じと考えてよい。
【００８９】
図１３において、破線はｄ軸の駆動電圧Ｖｄを示す。図１３に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。
【００９０】
図１３において、駆動電圧Ｖｄ＝０、駆動電圧Ｖｑ＝１の直流とすると、図１３に示すように、
Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａ＝−ｓｉｎ（ｔｈ）
Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂ＝ｃｏｓ（ｔｈ）
となる。
【００９１】
これはＡ相がＢ相に対して９０度進み、回転子の基準位相（電気角）０度に対して０度が対応する位相関係である。また駆動電圧Ｖｄ＝０の場合、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑのレベルで決定される。
【００９２】
図１４は、ベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。図１４の例では、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした例である。尚、図１４に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。
【００９３】
図１４の例では、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は１のままであり、Ａ相が回転子の基準位相に対して、位相が２０度進んでいることがわかる。
【００９４】
本実施形態では、駆動電圧Ｖｄと駆動電圧Ｖｑの関係は、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３におけるｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑの関係に基づき制御される。したがって、例えばモータ１０の回転数が上がり、検出電流ｉａ、ｉｂの位相遅れが大きくなると、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａとＢ相の駆動電圧ベクトルＶｂの位相が進むように駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑが制御される。このため、本実施形態では、モータ１０の回転数による効率の低下を抑制できる。尚、本実施形態の効率とは、モータ１０に供給された入力電力に対する機械出力の比を示す。
【００９５】
図１５は、他のベクトル回転部の動作概念を示す図である。図１５は、ベクトル回転部１０７の動作概念を示しており、条件は図１４と同様に、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした。
【００９６】
図１５では、Ａ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相が、回転子の基準位相に対して３０度（電気角）遅れている場合を示している。このとき、ｄ軸電流ベクトルｉｄ及びｑ軸電流ベクトルｉｑは、ｉｄ＝０．５、ｉｑ＝０．８６６の直流となる。
【００９７】
また、相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂが、回転子２０の基準位相に対して０度の遅れであれば、ｉｄ＝０、ｉｑ＝１となる。
【００９８】
すなわち、本実施形態では、ｉｄ＝０（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔ＝０）となるように電流を制御すれば、回転子２０の基準位相に対するＡ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相の遅れを０度に制御できる。
【００９９】
さらに、本実施形態では、ｄ軸電流ベクトルｉｄの値（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔの値）を０以外の値とすることで、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことができる。したがって、本実施形態では、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことで、リラクタンストルクを利用することができ、電力効率を向上させることが可能となる。尚、リラクタンストルクとは、コイル電磁石と回転子の導体が引き合うときのトルクである。
【０１００】
以上のように、本実施形態では、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３及びベクトル回転部１０６、ベクトル回転部１０７により、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対して所定の関係となるように制御できる。
【０１０１】
また、本実施形態では、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを、直流（低周波）のｄｑ軸電流に変換して制御することで、電流制御帯域を低域に抑えることができる。例えば、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを目標信号に追従させるように制御する場合等には、交流電流ｉａ、ｉｂの周波数よりも十分高い帯域で電流を制御しなければならない。この場合、コストが高くなる。これに対し、本実施形態では、上述したように、電流を制御する帯域を低くすることができ、コストを削減できる。
【０１０２】
次に、図１６、図１７を参照して本実施形態の位置推定部１０４について説明する。図１６は、位置推定部を説明する図である。
【０１０３】
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００、乗算器４０１、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４、４０６、加算器４０５を有する。
【０１０４】
本実施形態において、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄに重畳された高周波信号Ｖｈは、ｑ軸電流ベクトルｉｑを観察すると以下の式４のようになる。
【０１０５】
ｉｑ＝Ｋ×Ｖｈ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））＋駆動信号成分      式４
ここで、Ｋはモータ特性や回路定数等から決まる定数であり、Ｖｈは駆動電圧Ｖｄに重畳される高周波信号であり、ｔｈは回転子２０の現在位置を示す電気角であり、ｔｈ＿ｅｓｔは回転子２０の推定位置を示す位置情報（電気角）である。
【０１０６】
式４において、第１項は、高周波成分が推定誤差でＡＭ（Amplitude Modulation）変調された成分である。推定誤差は、回転子２０の現在位置から回転子２０の推定位置を減算したものであり、ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））で示される。
【０１０７】
また、第２項は、モータ１０の駆動を制御するモータ駆動信号成分である。したがって、第１項から、推定誤差を抽出（復調）すれば、回転子２０の推定位置を示す位置情報を取得できる。
【０１０８】
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００により、ベクトル回転部１０７から供給されるｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分のみを通過させる。本実施形態では、これにより、式４の第２項におけるモータ駆動信号成分が除去され、第１項だけが残る。
【０１０９】
位置推定部１０４は、乗算器４０１により、ｑ軸駆動電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波発生部１０８から供給される高周波信号Ｖｈを乗算し、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを出力する。
【０１１０】
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が含まれているが、その低域成分には推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。したがって、本実施形態では、位置推定部１０４において、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの低域成分を抽出すれば良い。
【０１１１】
位置推定部１０４は、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４及び加算器４０５により、比例積分制御を実行する。そして、位置推定部１０４は、加算器４０５の出力を推定速度ｗ＿ｅｓｔとして出力する。
【０１１２】
また、加算器４０５の出力は、積分器４０６に供給される。積分器４０６は、推定速度ｗ＿ｅｓｔを積分し、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとして出力する。この位置情報ｔｈ＿ｅｓｔは、現在の回転子２０の推定位置を示す電気角である。
【０１１３】
上述した角演算を伝達関数で示すと、以下のようになる。
【０１１４】
ｗ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｒｒ×Ｇ５×（１＋Ｇ６×（１／ｓ））      式４
ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ×（１／ｓ）      式５
位置推定部１０４では、ｔｈ＿ｅｓｔがベクトル回転部１０６に供給されるため、式４の第１項にフィードバックされる。したがって、位置推定部１０４において、ゲイン要素４０２から積分器４０６までは、位置推定の演算に関するフィードバック制御を行う制御部の機能を果たす。本実施形態では、この制御部自体が、低域通過フィルタの機能を果たすため、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒに含まれる高周波成分は除去される。
【０１１５】
図１７は、ｑ軸電流ベクトルと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの信号波形の一例を示す図である。
【０１１６】
図１７において、横軸は誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）（電気角）である。図１７では、ｑ軸電流ベクトルｉｑの駆動信号成分（式４の第２項）は、既に除去されているものとする。
【０１１７】
図１７において、破線はｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分（応答信号）を示し、高周波信号Ｖｈが推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））でＡＭ変調されている。
【０１１８】
図１７において、点線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを示し、ｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波信号Ｖｈを乗算した結果である。
【０１１９】
図１７から、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が残っているが、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が正の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも正の値となり、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が負の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも負の値となることがわかる。尚。誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）は、現在の回転子の位置から位置推定部１０４により推定された回転子の位置を減算したものであり、位置推定部１０４により推定された推定位置と、実際の回転子２０の位置との誤差を示す。
【０１２０】
したがって、図１７では、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）と推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒと一致した時点で、回転子２０の推定位置が、現在の回転子２０の位置と一致したことを示す。
【０１２１】
以上のように、本実施形態では、位置推定部１０４において推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを後段のフィードバック制御に用いることで、位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置との誤差すなわち推定位置誤差が０になる。したがって、本実施形態の位置推定部１０４は、両者（位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置）が一致する位置に回転子２０の位置情報ｔｈ＿ｅｓｔを収束させることができる。
【０１２２】
図１７の実線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを仮に低域通過フィルタにかけた場合を示す。実線では、高周波成分は残っているが、ほぼ推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））の形に近いものとなっていることがわかる。本実施形態では、位置推定部１０４のゲイン要素４０２から積分器４０６により構成されるフィードバック制御が、低域通過フィルタの機能を果たすため、実線に示すように高周波成分が除去される。
【０１２３】
尚、本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有する構成としたが、これに限定されない。位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有していなくても良い。
【０１２４】
位置推定部１０４が高域通過フィルタ４００を有していない場合、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒは、以下の式５で示される。
【０１２５】
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×Ｖｈ２×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
＋Ｖｈ×駆動信号成分
となる。
【０１２６】
式５において、第１項は、高域通過フィルタ４００を有していた場合と同様であり、第１項における低域成分に推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。式５における第２項は、高周波信号Ｖｈが乗じられて高周波成分になるため、上述した位置推定部１０４の有する低域通過フィルタの機能により除去される。
【０１２７】
以上のように、本実施形態では、高域通過フィルタ４００は必須ではないが、以下の観点で高域通過フィルタ４００を有している方が好ましい。
【０１２８】
本実施形態において、高域通過フィルタ４００を有していない場合、位置推定部１０４の有する高域通過フィルタ４００以外の部品で、高域から低域までの広帯域の信号の制御を行う必要がある。この場合、例えば位置推定部１０４におけるフィードバック制御において、ゲイン要素等の設計において、各種の制限が生じる可能性がある。
【０１２９】
これに対し、高域通過フィルタ４００を有していれば、予め駆動信号成分を低減できるため、フィードバック制御における設計の自由度が広がり、全体として回転子２０の位置の推定の精度を向上できる。
【０１３０】
また、本実施形態の高周波信号Ｖｈが矩形波の場合、ｑ軸電流ベクトルｉｑを高周波信号Ｖｈの両エッジでサンプリングすることで、ｑ軸電流ベクトルｉｑを矩形波状とすることができる。したがって、この場合にはフィルタを用いずに推定誤差が抽出できる。ここで、振幅１の矩形波の高周波信号Ｖｈは、以下のように示される。
【０１３１】
Ｖｈ＝（−１）ｎ
ここで、ｎはサンプル番号（０，１，２，３，・・・）とすることができる。したがって、サンプリングしたｑ軸電流ベクトルｉｑの第１項は、以下のように示される。
【０１３２】
ｉｑ＝Ｋ×（−１）ｎ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
これに、高周波信号Ｖｈ（矩形波）を乗算すると、
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
となり、低域通過フィルタ等を通さなくても推定位置誤差を抽出できる。また、このような矩形波は発生も簡単であり、乗算も符号のロジックだけで簡単になり、低コストで高速な処理が可能になる。
【０１３３】
次に、図１８を参照して、本実施形態の位置フィードバック制御部１０１の変形例について説明する。図１８は、位置フィードバック制御部の他の例を説明する図である。
【０１３４】
位置フィードバック制御部１０１Ａは、位置フィードバック制御部１０１の有する、固定値発生部５０８を除く各部に加え、ｑ軸目標電流算出部５０９、ｄ軸目標電流算出部５１０を有する。
【０１３５】
ｑ軸目標電流算出部５０９は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを算出する。ｑ軸目標電流算出部５０９における演算は、下記のように示される。
【０１３６】
振幅目標値ｉｑｔ＝ｉｔ×ｔａｎ（ｐｈ）／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
ｄ軸目標電流算出部５１０は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔを算出する。ｄ軸目標電流算出部５１０における演算は、下記のように示される。
【０１３７】
振幅目標値ｉｄｔ＝ｉｔ／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
尚、図１８における目標位相ｐｈとは、Ａ相の検出電流ベクトルｉａ、Ｂ相の検出電流ベクトルｉｂの基準位相と、回転子２０の基準位相の位相差（進角）である。
【０１３８】
上述の演算において、右辺のｉｔより右側は、目標位相ｐｈを決めれば、予め演算しておけるので、容易に実装できる。本実施形態では、以上のように、目標位相ｐｈをずらすことで、リラクタンストルクが利用可能なモータ等ではさらに高効率で運転することができる。
【０１３９】
以上のように、本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。この応答信号は、モータ１０を駆動するために供給される駆動信号に重畳された高周波信号Ｖｈをキャリアとする応答信号である。
【０１４０】
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０に供給される電流センサ１１１及び１１２で検出することが困難な微弱な信号であっても、高周波成分である応答信号を検出し、回転子２０を推定することができる。
【０１４１】
以上のことから、本実施形態によれば、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても閉ループ制御を維持でき、開ループ制御を行うことにより消費される電力を削減することができる。
【０１４２】
また、本実施形態では、モータ１０がステッピングモータであっても、駆動電流を全速度域で負荷に応じた電流に制御できるため、脱調の発生を抑制し、且つ効率良くモータを駆動させることができる。
【０１４３】
（第二の実施形態）
以下に、図面を参照して第二の実施形態について説明する。第二の実施形態は、溝部を二重に形成した点が、第一の実施形態と相違する。よって、以下の第二の実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点について説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
【０１４４】
図１９は、第二の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図１９（Ａ）は、導体２１Ｂの内ヨーク２１−２Ｂの平面図であり、図１９（Ｂ）は、図１９（Ａ）を矢印Ｙ方向から見た断面図である。
【０１４５】
本実施形態では、導体２１Ｂの内ヨーク２１−２Ｂに、溝部３３Ａ−１と溝部３３Ｂ−１を形成した。
【０１４６】
図１９の例では、溝部３３Ａ−１の外側に、溝部３３Ｂ−１を形成した。本実施形態では、溝部３３Ａ−１の幅Ｗ３１Ａと、溝部３３Ｂ−１の幅３１Ｂとが一致するように溝部３３Ａ−１と溝部３３Ｂ−１が形成されても良い。
【０１４７】
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ｂにおいて、溝部３３Ａ−１は、磁路狭窄部３２Ａ−１を形成し、溝部３３Ｂ−１は、磁路狭窄部３２Ｂ−１を形成する。また、本実施形態では、内ヨーク２２−２Ｂにおいて、溝部３３Ａ−２は、磁路狭窄部３２Ａ−２を形成し、溝部３３Ｂ−２は、磁路狭窄部３２Ｂ−２を形成する。
【０１４８】
また、本実施形態の導体２１Ｂ、２２Ｂが有する各溝部は、内ヨーク２１−２Ｂと内ヨーク２２−２Ｂとが重ねられたとき、磁路狭窄部３２Ａ−１、３２Ｂ−１のそれぞれが、磁路狭窄部３２Ａ−２、３２Ｂ−２と対向するように、形成される。
【０１４９】
本実施形態によれば、溝部を径方向に二重に設けたため、磁束の集中が径方向において２箇所に発生し、内ヨークの径方向の比透磁率をより低下させることができる。したがって、第一の実施形態と比較して、突極性を向上させることができる。
【０１５０】
つまり、内ヨークの径に余裕があれば、溝部を複数個所設けた方が、より突極性を向上させることができる。
【０１５１】
（第三の実施形態）
以下に図面を参照して第三の実施形態について説明する。第三の実施形態は、内ヨークに溝部に加えて開口部を形成した点が第一の実施形態と相違する。よって、以下の第三の実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点について説明し、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
【０１５２】
図２０は、第三の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２０（Ａ）は、本実施形態の導体の斜視図であり、図２０（Ｂ）は、導体２１の内ヨーク２１−２Ｃの平面図である。
【０１５３】
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ｃに、開口部３１が形成されている外周円上に沿った円形状の溝部３３−１を形成した。溝部３３−１の幅Ｗ３１は、開口部３１の幅Ｗ１１と直交する方向（径方向）の幅Ｗ３２よりも狭く、幅Ｗ３２＞幅Ｗ３１となるものとした。尚、溝部３３−１の幅Ｗ３１は、周方向と直交する方向（径方向）における幅である。
【０１５４】
本実施形態では、例えば幅Ｗ３１を１［ｍｍ］とし、幅Ｗ３２を１．５［ｍｍ］としても良い。
【０１５５】
尚、本実施形態では、内ヨーク２２−２Ｃにも同様に、開口部３１が形成されている外周円上に沿った円形状の溝部３３−２を形成している。内ヨーク２２−２Ｃ、内ヨーク２２−２Ｃのそれぞれに形成された開口部３１は、内ヨーク２１−２Ｃと内ヨーク２２−２Ｃとが重ねられたときに、導体２１Ｃと導体２２Ｃを貫通する貫通孔を形成する位置に形成される。
【０１５６】
本実施形態では、このように、開口部３１を設けることで、導体２１Ｃ、２２Ｃの厚さ方向の磁路狭窄部３２−１、３２−２に加え、開口部３１と溝部３３−１による磁路狭窄部３２Ａが形成される。
【０１５７】
図２１は、第三の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０１５８】
図２１では、比較例（図７（Ｂ）参照）のモータの相互インダクタンスと比べて振幅が大幅に変化していることがわかる。したがって、本実施形態のモータでは、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。
【０１５９】
図２２は、第三の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。図２２（Ａ）は、回転子角度Ｔ１における内ヨーク２１−２Ｃの比透磁率分布を示しており、図２２（Ｂ）は、回転子角度Ｔ２における内ヨーク２１−２２Ｃの比透磁率分布を示している。
【０１６０】
本実施形態では、回転子角度Ｔ１のとき、磁路狭窄部３２Ａにおいて、磁束の集中による比透磁率の低下が見られ、回転子角度Ｔ２のとき、内ヨーク２１−２Ｃにおいて磁束の集中は見られず、比透磁率の低下は見られない。
【０１６１】
本実施形態では、磁路狭窄部３２Ａによる比透磁率の低下により、相互インダクタンスの突極性を向上させている。
【０１６２】
（第四の実施形態）
以下に図面を参照して第四の実施形態について説明する。第四の実施形態は、開口部と共に形成した溝の幅を、開口部の径方向の幅より広くした点が第三の実施形態と異なる。以下の第四の実施形態の説明では、第三の実施形態との相違点についてのみ説明し、第三の実施形態と同様の機能を有するものは第三の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０１６３】
図２３は、第四の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２３は、Ａ相側の内ヨーク２１−２Ｄの平面図である。
【０１６４】
本実施形態では、溝部３３Ｃ−１の径方向の幅Ｗ３３を、開口部３１Ａの径方向の幅Ｗ３２以上（幅Ｗ３２≦幅Ｗ３３）となるように形成した。
【０１６５】
したがって、開口部３１Ａと溝部３３Ｃ−１により形成される磁路狭窄部３２Ｂは、第三の実施形態の磁路狭窄部３２Ａよりも径方向に広い範囲で溝部３３Ｃ−１の深さの分だけ薄くなる。
【０１６６】
図２４は、第四の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０１６７】
本実施形態における相互インダクタンスの振幅の変化の幅は、第三の実施形態とほぼ同等であるが、相互インダクタンスの平均値が低下している。したがって、本実施形態では、第三の実施形態と同等の突極性を維持しつつ、コギングトルクを低減できることがわかる。
【０１６８】
以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。
【符号の説明】
【０１６９】
１０  ステッピングモータ
２０  回転子
２３Ａ、２３Ｂ、２４Ａ、２４Ｂ  クローポール
３１、３１Ａ  開口部
３２、３２Ａ、３２Ｂ  磁路狭窄部
３３、３３Ａ〜３３Ｃ  溝部
１００  モータ駆動制御装置
１０１  位置フィードバック制御部
１０２  ｄ軸電流制御部
１０３  ｑ軸電流制御部
１０４、１１３  位置推定部
１０５  加算器
１０６、１０７  ベクトル回転部
１０８  高周波発生部
１０９、１１０  増幅部
１１１、１１２  電流センサ
１１４  セレクタ
１１５  カウンタ
【先行技術文献】
【特許文献】
【０１７０】
【特許文献１】特開２０１４−９９９９６号公報
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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