(57)【要約】      （修正有）【課題】送信側にＤＡＣを用いた信号伝送システムにおいて、簡易な送信器構成で位相共役ダイバーシティ伝送を実現し、ＳＮＲを改善する。【解決手段】伝送路を介して信号を送信する送信器１１００と送信された信号を受信する受信器１２００とからなる信号伝送システムであって、送信器は実効的なサンプリング周波数ｆｓにおいて動作するデジタル−アナログ変換手段１１２１を備え、ｆｓ／２以下の領域に生じる主信号と共に、ｆｓ／２以上ｆｓ以下の領域に現れるイメージ信号を同時に伝送路へと送出する。受信器は受信信号をｆｓ／２以下の低周波数信号とｆｓ／２以上の高周波数信号とに分離する信号分離手段１２１１と、前記主信号を再生する主信号再生手段１２２１と、前記イメージ信号の位相共役信号を再生するイメージ信号再生手段１２２２と、主信号再生手段及びイメージ信号再生手段の出力信号を互いに所定の振幅比で加算する加算手段１２３１とを備えた。【選択図】図１
2017158028.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
伝送路を介して受信器に向けて信号を送信する送信器と、前記送信器から送信された信号を受信する前記受信器とからなる信号伝送システムであって、
前記送信器は、実効的なサンプリング周波数ｆsにおいて動作するデジタル−アナログ変換手段を備え、
前記デジタル−アナログ変換手段は、周波数ｆs／２以下の周波数領域に生じる主信号と共に、周波数ｆs／２以上ｆs以下の領域に現れるイメージ信号を同時に伝送路へと送出し、
前記受信器は、
受信信号を周波数ｆs／２以下の低周波数信号と周波数ｆs／２以上の高周波数信号とに分離する信号分離手段と、
前記低周波数信号より主信号を再生する主信号再生手段と、
前記高周波数信号よりイメージ信号の位相共役信号を再生するイメージ信号再生手段と、前記主信号再生手段及び前記イメージ信号再生手段の出力信号を所定の振幅比で互いに加算する加算手段とを備えた、
ことを特徴とする信号伝送システム。
【請求項２】
前記加算手段は、前記主信号の信号帯雑音比（ＳＮＲ）と前記イメージ信号のＳＮＲとの比の推定値を１：Ｒとしたとき、前記主信号再生手段の出力信号と前記イメージ信号再生手段の出力信号との振幅比が１：０より大きく１：２Ｒ／（１−Ｒ）より小さい値となるように振幅比を調整し加算処理を行う
ことを特徴とする請求項１に記載の信号伝送システム。
【請求項３】
前記加算手段は、前記主信号再生手段の出力信号と前記イメージ信号再生手段の出力信号との振幅比が１：Ｒとなるように振幅比を調整し加算処理を行う
ことを特徴とする請求項２に記載の信号伝送システム。
【請求項４】
前記加算手段は、前記主信号のＳＮＲと前記イメージ信号のＳＮＲとの比の推定値として、前記信号分離手段から出力される前記主信号と前記イメージ信号との強度比を用いることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項５】
前記主信号は、複数の周波数サブチャネルを用いたマルチキャリア信号であり、
前記加算手段は、前記周波数サブチャネル毎に振幅比を調整し加算処理を行うことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項６】
前記受信器において、
前記主信号再生手段は、
前記低周波数信号をサンプリング周波数ｆsでサンプリングしてデジタル信号へと変換する第１のアナログ−デジタル変換手段と、
前記第１のアナログ−デジタル変換手段からのデジタル信号を信号処理する第１の伝送路応答補償手段を有してなり、
前記イメージ信号再生手段は、
前記高周波数信号をサンプリング周波数ｆsでサンプリングしてデジタル信号へと変換する第２のアナログ−デジタル変換手段と、
前記第２のアナログ−デジタル変換手段からのデジタル信号を信号処理する第２の伝送路応答補償手段を有してなり、
前記受信器はさらに、前記加算手段の出力を判定してデジタルデータ列へと変換する判定手段を有する、
ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項７】
前記受信器は、
前記信号分離手段の前段に、受信信号をイメージ信号の周波数の２倍より十分大きなサンプリング周波数で、主信号とイメージ信号の信号情報を保存したまま一括でデジタル信号に変換して前記信号分離手段に送るアナログ−デジタル変換手段を備え、
前記主信号再生手段は、
前記信号分離手段から送られた主信号を含む低周波数信号をデジタル領域で信号処理する第１の伝送路応答補償手段を有してなり、
前記イメージ信号再生手段は、
前記信号分離手段から送られたイメージ信号を含む高周波数信号をデジタル領域で信号処理する第２の伝送路応答補償手段を有してなり、
前記受信器はさらに、前記加算手段の出力を判定してデジタルデータ列へと変換する判定手段を有する、
ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の信号伝送システム。
【請求項８】
前記送信器の前記デジタル−アナログ変換手段は、
第１および第２のサブデジタル−アナログ変換手段と、
入力デジタル信号を信号処理して、前記第１および第２のサブデジタル−アナログ変換手段へそれぞれ出力する前置デジタル信号処理手段と、
クロック周波数ｆcで動作し、前記第１および第２のサブデジタル−アナログ変換手段からの２つのアナログ信号出力を合成して伝送路へ出力する、アナログマルチプレクサを有してなり、
前記前置デジタル信号処理手段は、
入力デジタル信号を周波数ｆc／２を境に低周波数信号と高周波数信号に分割し、
分割された高周波数信号を強調した後、周波数ｆc／２で折り返し、分割された低周波数信号と相対位相ゼロで加算して前記第１のサブデジタル−アナログ変換手段へ出力し、
分割された高周波数信号を強調した後、周波数ｆc／２で折り返し、分割された低周波数信号と相対位相πで加算して前記第２のサブデジタル−アナログ変換手段へ出力する、
ことを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の信号伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、デジタル−アナログ変換器を用いた信号伝送システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の信号伝送システムにおいては、システムの大容量化・高機能化のため、送信側にデジタル信号処理回路（Ｄｉｇｉｔａｌ  Ｓｉｇｎａｌ  Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ，ＤＳＰ）を用いて、高度な多値変調や波形整形を行う検討が盛んに行われている。このような技術の導入にあたっては、ＤＳＰにより生成されるデジタル信号を伝送路に送出するために高速のアナログ信号に変換する、デジタル−アナログ変換器（Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ  Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＤＡＣ）が不可欠である。
【０００３】
良く知られている通り、ＤＡＣはその本質的な特徴として、出力信号中にベースバンドの主信号と同時に、ＤＡＣのサンプリングレート（サンプリング周波数）の周波数間隔でイメージ信号（折り返し信号、高調波信号）を含む。
【０００４】
下記非特許文献１に示される通り、従来は送信信号としては、このイメージ信号は不要信号として扱われ、これを除去するために送信側には、ＤＡＣのサンプリングレートの１／２（ナイキスト周波数）付近にカットオフ周波数を有するローパスフィルタ（イメージ除去フィルタ）を設置することが一般的であった。
【０００５】
伝送路をはさんだ受信側においては、同様な帯域制限フィルタを介してアナログ受信信号をアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）によりデジタル信号に変換して、受信信号処理することとなる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００６】
【非特許文献１】R. Plassche, “Integrated Analog-to-Digital and Digital-to-Analog Converters,” Kluwer Academic Publishers, 1994, pp. 27-33.
【非特許文献２】X. Liu et al., “Performance Improvement of Space-Division Multiplexed 128-Gb/s PDM-QPSK Signals by Constructive Superposition in a Single-Input-Multiple-Output Configuration,” in Proc. OFC/NFOEC2012, paper OTu1D.3.
【非特許文献３】T. Iida et al., “Optical diversity transmission and maximum-ratio combine in multi-core fiber to mitigate fiber non-linear distortion,” in Proc. OECC2012, paper 6B2-5.
【非特許文献４】X. Liu et al., “Fiber-Nonlinearity-Tolerant SuperchannelTransmission via Nonlinear Noise Squeezing and  Generalized Phase-Conjugated Twin Waves,” J. Lightw. Technol. vol. 32, pp. 766-775 (2014).
【非特許文献５】H. Yamazaki, “160-Gbps Nyquist PAM4 Transmitter Using aDigital-Preprocessed Analog-Multiplexed DAC,” in Proc. ECOC2015, paper PD2.2.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
さて、通信一般に共通する課題として、信号帯雑音比（Ｓｉｎｇａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ  Ｒａｔｉｏ，ＳＮＲ）の向上が挙げられる。また、光ファイバ通信においては、伝送路において生じる非線形位相雑音の補償も課題である。
【０００８】
これらの課題を解決する一つの方法として、ダイバーシティ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）伝送と呼ばれる技術が提案されている。ダイバーシティ伝送では、同一の情報を載せた変調信号を複数の伝送路を用いて伝送し、受信側で信号位相を揃えて加算する。
【０００９】
各伝送路で加えられる雑音が互いに無相関である場合、加算によって信号成分は互いに同位相で強め合うのに対し、雑音成分はランダムな相対位相で加算され信号成分に比べて相対的に減衰される。このため、伝送路当たりの入力信号強度が一定の条件下において、単独伝送路での伝送に比べＳＮＲを改善することができる。
【００１０】
上記非特許文献２では、マルチコアファイバの複数コアに同一変調信号を伝送させるダイバーシティ光伝送が報告されている。同文献では、異なるコアを介して伝送されたＱＰＳＫ信号間の信号位相を揃えるための位相オフセット検出・修正手段についても述べられている。
【００１１】
また、上記非特許文献３では、ダイバーシティ伝送における受信信号の加算比の最適値について解析しており、加算比を各伝送路のＳＮＲ比に等しくすることで加算後のＳＮＲを最大化できることが示されている。（ｍａｘｉｍｕｍ−ｒａｔｉｏ  ｃｏｍｂｉｎｅ、最大比合成）
さらに上記非特許文献４では、光ファイバ伝送路中の非線形位相歪みの補償を実現する手段として、位相共役信号対を用いたダイバーシティ伝送が提案されている。位相共役信号対とは、信号点間の位相回転方向が互いに逆方向となるような２つの信号よりなる信号対のことであり、複素表記においては互いに複素共役の関係となる。
【００１２】
例えば位相４５°、１３５°、２２５°、３１５°に対しデータ値０、１、２、３が関連付けられるような４値位相変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ，ＱＰＳＫ）の原信号に対しては、同じデータ値０、１、２、３に対応する位相として３１５°、２２５°、１３５°、４５°が関連付けられるようなＱＰＳＫ信号が位相共役信号に相当し、両者を併せて位相共役信号対と称する。
【００１３】
位相共役ダイバーシティ伝送では、原信号と位相共役信号をそれぞれ別の伝送路（複数伝送路）によって伝送した後、受信側で一方の受信信号の位相回転方向を反転させ（複素共役を取り）、他方の受信信号と加算する。互いに無相関な雑音信号と異なり、伝送路中で受ける非線形位相歪の位相回転方向は、位相共役信号対間で同一であるため、受信側で信号対の一方の複素共役をとることで、信号位相は同一で非線形位相歪による位相回転方向が逆方向となるような信号対を得ることができ、これらを互いに加算することで非線形位相歪による位相回転成分を相殺できる。
【００１４】
複数伝送路としては、必ずしも物理的に別個の伝送媒体を必要とするものではなく、１本の伝送路であっても例えば光ファイバ中の２直交偏波チャネルや、複数周波数チャネル、複数時間スロット等を用いることで複数の伝送路とすることが提案されている。
【００１５】
なお位相共役ダイバーシティにおいても、前述の位相共役でないダイバーシティと同等の原理により、互いに無相関な雑音信号についてはランダムな相対位相で加算され相対的に減衰されるため、伝送路当たりの入力信号強度が一定の条件下において、単独伝送路での伝送に比べＳＮＲを改善することができる。
【００１６】
しかしながら、上記非特許文献２及び３に示されるような従来の（位相共役ではない）ダイバーシティ伝送においては、送信器から送出される信号を分岐して複数伝送路へ入力するため、単独伝送路での伝送の場合に比べ、送信器としては伝送路数倍の信号強度を出力する高出力な送信器を用意する必要があるという問題があった。
【００１７】
また、上記非特許文献４に示されるような従来の位相共役ダイバーシティ伝送においては、位相共役信号対は個別の光変調器（或いは集積偏波多重変調器の個別の偏波チャネル）を用いて発生させる必要があり、単独伝送路での伝送に比べ変調器数（或いは変調器回路規模）、ドライバアンプ数、駆動電気回路の配線数等が２倍になり送信装置が複雑化してしまうという問題があった。
【００１８】
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信側にＤＡＣを用いた信号伝送システムにおいて、従来に比べ簡易な送信器構成で位相共役ダイバーシティ伝送を実現し、これによりＳＮＲを改善した信号伝送システムを提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００１９】
このような目的を達成するために、本発明においては、従来利用されていなかったイメージ信号を主信号に対する冗長信号として利用することで、従来に比べ簡易な送信器構成で位相共役ダイバーシティ伝送を実現する。
【００２０】
具体的には、本発明の構成は、以下のとおりである。
【００２１】
（発明の構成１）
伝送路を介して受信器に向けて信号を送信する送信器と、前記送信器から送信された信号を受信する前記受信器とからなる信号伝送システムであって、
前記送信器は、実効的なサンプリング周波数ｆsにおいて動作するデジタル−アナログ変換手段を備え、
前記デジタル−アナログ変換手段は、周波数ｆs／２以下の周波数領域に生じる主信号と共に、周波数ｆs／２以上ｆs以下の領域に現れるイメージ信号を同時に伝送路へと送出し、
前記受信器は、
受信信号を周波数ｆs／２以下の低周波数信号と周波数ｆs／２以上の高周波数信号とに分離する信号分離手段と、
前記低周波数信号より主信号を再生する主信号再生手段と、
前記高周波数信号よりイメージ信号の位相共役信号を再生するイメージ信号再生手段と、前記主信号再生手段及び前記イメージ信号再生手段の出力信号を所定の振幅比で互いに加算する加算手段とを備えた、
ことを特徴とする信号伝送システム。
【００２２】
（発明の構成２）
前記加算手段は、前記主信号の信号帯雑音比（ＳＮＲ）と前記イメージ信号のＳＮＲとの比の推定値を１：Ｒとしたとき、前記主信号再生手段の出力信号と前記イメージ信号再生手段の出力信号との振幅比が１：０より大きく１：２Ｒ／（１−Ｒ）より小さい値となるように振幅比を調整し加算処理を行う
ことを特徴とする発明の構成１に記載の信号伝送システム。
【００２３】
（発明の構成３）
前記加算手段は、前記主信号再生手段の出力信号と前記イメージ信号再生手段の出力信号との振幅比が１：Ｒとなるように振幅比を調整し加算処理を行う
ことを特徴とする発明の構成２に記載の信号伝送システム。
【００２４】
（発明の構成４）
前記加算手段は、前記主信号のＳＮＲと前記イメージ信号のＳＮＲとの比の推定値として、前記信号分離手段から出力される前記主信号と前記イメージ信号との強度比を用いることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の信号伝送システム。
【００２５】
（発明の構成５）
前記主信号は、複数の周波数サブチャネルを用いたマルチキャリア信号であり、
前記加算手段は、前記周波数サブチャネル毎に振幅比を調整し加算処理を行うことを特徴とする発明の構成１ないし４のいずれか１項に記載の信号伝送システム。
【００２６】
（発明の構成６）
前記受信器において、
前記主信号再生手段は、
前記低周波数信号をサンプリング周波数ｆsでサンプリングしてデジタル信号へと変換する第１のアナログ−デジタル変換手段と、
前記第１のアナログ−デジタル変換手段からのデジタル信号を信号処理する第１の伝送路応答補償手段を有してなり、
前記イメージ信号再生手段は、
前記高周波数信号をサンプリング周波数ｆsでサンプリングしてデジタル信号へと変換する第２のアナログ−デジタル変換手段と、
前記第２のアナログ−デジタル変換手段からのデジタル信号を信号処理する第２の伝送路応答補償手段を有してなり、
前記受信器はさらに、前記加算手段の出力を判定してデジタルデータ列へと変換する判定手段を有する、
ことを特徴とする発明の構成１ないし５のいずれか１項に記載の信号伝送システム。
【００２７】
（発明の構成７）
前記受信器は、
前記信号分離手段の前段に、受信信号をイメージ信号の周波数の２倍より十分大きなサンプリング周波数で、主信号とイメージ信号の信号情報を保存したまま一括でデジタル信号に変換して前記信号分離手段に送るアナログ−デジタル変換手段を備え、
前記主信号再生手段は、
前記信号分離手段から送られた主信号を含む低周波数信号をデジタル領域で信号処理する第１の伝送路応答補償手段を有してなり、
前記イメージ信号再生手段は、
前記信号分離手段から送られたイメージ信号を含む高周波数信号をデジタル領域で信号処理する第２の伝送路応答補償手段を有してなり、
前記受信器はさらに、前記加算手段の出力を判定してデジタルデータ列へと変換する判定手段を有する、
ことを特徴とする発明の構成１ないし５のいずれか１項に記載の信号伝送システム。
【００２８】
（発明の構成８）
前記送信器の前記デジタル−アナログ変換手段は、
第１および第２のサブデジタル−アナログ変換手段と、
入力デジタル信号を信号処理して、前記第１および第２のサブデジタル−アナログ変換手段へそれぞれ出力する前置デジタル信号処理手段と、
クロック周波数ｆcで動作し、前記第１および第２のサブデジタル−アナログ変換手段からの２つのアナログ信号出力を合成して伝送路へ出力する、アナログマルチプレクサを有してなり、
前記前置デジタル信号処理手段は、
入力デジタル信号を周波数ｆc／２を境に低周波数信号と高周波数信号に分割し、
分割された高周波数信号を強調した後、周波数ｆc／２で折り返し、分割された低周波数信号と相対位相ゼロで加算して前記第１のサブデジタル−アナログ変換手段へ出力し、
分割された高周波数信号を強調した後、周波数ｆc／２で折り返し、分割された低周波数信号と相対位相πで加算して前記第２のサブデジタル−アナログ変換手段へ出力する、
ことを特徴とする発明の構成１ないし７のいずれか１項に記載の信号伝送システム。
【発明の効果】
【００２９】
本発明によれば、送信側にＤＡＣを用いた信号伝送システムにおいて、従来に比べ簡易な送信器構成で位相共役ダイバーシティ伝送を実現する信号伝送システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００３０】
【図１】本発明の第一の実施形態に係る信号伝送システムの構成を示す図である。
【図２】本発明の第一の実施形態に係る信号伝送システムの各部の信号のスペクトルとコンスタレーションを示す図である。
【図３】本発明の第一の実施形態の受信器各部の信号のスペクトルとコンスタレーションを示す図である。
【図４】本発明の第二の実施形態に係る信号伝送システムの構成を示す図である。
【図５】本発明の第三の実施形態に係る信号伝送システムにおける送信信号のスペクトルとコンスタレーションを示す図である。
【図６】比較例としてシングルキャリア信号を主信号として用いた場合の各信号のスペクトルを示す図である。
【図７】本発明の第四の実施形態に係る信号伝送システムにおける送信器の構成を示す図である。
【図８】本発明の第四の実施形態に係る信号伝送システムにおける送信信号のスペクトルを示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００３１】
本発明を実施するための形態について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。
【００３２】
なお以下の説明における伝送路は、ベースバンド信号を搬送波に載せる変調手段、搬送波に載せて送られた信号をベースバンド信号に戻す復調手段、及び伝送路中や送受信端末に用いられる増幅器などを含むものとする。
【００３３】
具体的には、光ファイバ通信であればドライバアンプ、電気−光変換部（直接変調レーザ或いは光変調器）、光アンプ、光合分波器、光スイッチ、光−電気変換部（フォトダイオード或いはコヒーレントレシーバ）、トランスインピーダンスアンプ等を含む光ファイバ伝送路であり、無線通信であれば増幅器、変復調器、送受信アンテナとアンテナ間の空間からなる無線伝送路である。
【００３４】
本発明の基本的なアイディアは、ＤＡＣから出力される主信号とイメージ信号が互いに周波数シフトした位相共役信号対となることに着目し、これらを使って位相共役ダイバーシティ伝送を行うことで、送信側のイメージ除去フィルタの必要性を排しつつ、従来よりも簡易な送信器構成で位相共役ダイバーシティ伝送を実現するというものである。
【００３５】
（第一の実施形態）
図１に、本発明の第一の実施形態に係る信号伝送システム１０００の構成を模式的に示す。
【００３６】
図１の送信器１１００への入力信号１００１は、デジタル信号処理手段１１１１において変調信号に変換された後、サンプリングレートｆｓで動作するデジタル−アナログ変換手段１１２１においてアナログ信号へと変換され、主信号とイメージ信号がともに伝送路へと送出される。
【００３７】
伝送路において雑音が付加された送信信号は、受信器１２００へ受信信号として入力され、信号分離手段１２１１により、周波数ｆｓ／２以下の低周波数信号と、周波数ｆｓ／２以上の高周波数信号とに帯域分割された後、低周波数信号は主信号再生手段１２２１、高周波数信号はイメージ信号再生手段１２２２へと送られる。
【００３８】
本願発明の信号伝送システムにおいては、主信号が伝送される周波数ｆｓ／２以下の低周波数信号の帯域と、イメージ信号が伝送される周波数ｆｓ／２以上の高周波数信号の帯域が、２つの周波数チャネルとしてダイバーシティ伝送を実現している。
【００３９】
図１の受信器１２００の主信号再生手段１２２１は、サンプリングレートｆｓで動作するアナログ−デジタル変換手段１２２１ａと伝送路応答補償手段１２２１ｂからなる。
【００４０】
同様に、イメージ信号再生手段１２２２は、サンプリングレートｆｓで動作するアナログ−デジタル変換手段１２２２ａと伝送路応答補償手段１２２２ｂからなる。
【００４１】
主信号再生手段１２２１及びイメージ信号再生手段１２２２からの出力信号は、加算手段１２３１において所定の振幅比で互いに加算される。加算された信号は判定手段１２４１において判定され、出力信号１００２として出力される。
【００４２】
（システム各部の信号の周波数スペクトルとコンスタレーション）
図２は、本発明の第一の実施形態における、図１のシステム各部の信号の周波数スペクトルとコンスタレーション（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ、信号点配置）を模式的に表す図である。以下では図１及び図２を参照しながら本実施形態の動作について説明する。
【００４３】
まず、入力信号１００１（デジタルデータ列）は、送信器１１００のデジタル信号処理部１１１１により、伝送すべき変調信号に変換される。
【００４４】
図２（ａ）は、本実施形態における入力信号１００１の主信号のスペクトルおよびコンスタレーションを示している。この図は、デジタル信号処理部１１１１による演算処理の一過程として観念される信号のスペクトルを表す概念図であって、現実の電磁波としての信号のスペクトルを表す図ではない。本実施形態では、周波数ｆ1をサブキャリアとする４値位相変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ｐｈａｓｅ−Ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ，ＱＰＳＫ）信号を主信号として伝送する。ｆ1は、デジタル−アナログ変換部１１２１のサンプリングレートｆsに対し、ｆ1＜ｆs／２となるように設定する。
【００４５】
なお図２各図のコンスタレーションの各信号点に添えられた“０”〜“３”は、ＱＰＳＫ信号の信号点に関連付けられるデータ値を示しており、後に説明するイメージ信号と主信号との関係を理解しやすくするために記載したものである。ここでは主信号においてはデータ値“０”〜“３”の配置がコンスタレーション上で左回りとする。
【００４６】
なおこの信号点配置はあくまで一例であって、実際には任意の配置を用いることができる。たとえば左回りに“０”、“１”、“３”、“２”といった配置を用いてもよい。また、デジタル信号処理部１１１１においては、上記のような信号のマッピングに加え、必要に応じ誤り訂正符号化やパルス整形、チャネル予等化と言った処理も行う。
【００４７】
図２（ｂ）は、送信器１１００のデジタル信号処理手段１１１１において生成され、デジタル−アナログ変換手段１１２１へ入力されるデジタル信号のスペクトルおよびコンスタレーションを示している。この図の信号も、デジタル信号処理手段１１１１による演算処理の一過程として観念されるものであって、現実の電磁波としての信号スペクトルではない。
【００４８】
この信号は、主信号を仮想的にサンプリングレートｆsでサンプリングした離散信号であり、そのスペクトルには主信号（図２（ｂ）左）のイメージ信号（図２（ｂ）右）が現れる。ここでは簡単のため、周波数ｆs以下の領域に現れるイメージ信号のみを考慮する。このイメージ信号は、主信号を周波数ｆs／２で折り返した信号、すなわち、周波数ｆs−ｆ1をサブキャリアとするＱＰＳＫ信号となる。
【００４９】
さらに、イメージ信号のＱＰＳＫ変調成分は、主信号のＱＰＳＫ変調成分に対して位相共役の関係となっている。すなわち図２（ｂ）に示すように、コンスタレーション上において信号点に関連付けられるデータ値“０”〜“３”の配置が、主信号において左回りだとすると、イメージ信号においては右回りとなっている。
【００５０】
図２（ｃ）は、デジタル−アナログ変換手段１１２１から出力され、伝送路に送出される送信信号のスペクトルおよびコンスタレーションを示している。この送信信号は、図２（ｂ）に示した離散信号のスペクトルに対し、デジタル−アナログ変換手段１１２１のアナログ周波数応答特性を乗じた形となっている。
【００５１】
例えばデジタル−アナログ変換手段１１２１が理想的な０次ホールド特性を有すると仮定すると、その周波数応答特性はｆsの整数倍にＮｕｌｌ点を有するｓｉｎｃ関数（ｓｉｎ（ｘ）／ｘ）形状となるため、図２（ｃ）に示すように送信信号においてはイメージ信号は主信号よりも弱い電力で出力される。実際には理想的な０次ホールド特性（ｓｉｎｃ応答）よりさらに高周波数側が減衰するような周波数応答特性となることが一般的である。
【００５２】
さて、前述の通り、従来はイメージ信号はアナログローパスフィルタ等を用いて除去され、主信号のみが伝送されることが一般的であった。しかし本発明においては、デジタル−アナログ変換手段１１２１の出力信号はフィルタを通すことなく、送信器１１００よりそのまま伝送路へと送出される。これにより、送信信号を主信号とイメージ信号を周波数多重された位相共役信号対として送出し、位相共役ダイバーシティ伝送を実現することができる。
【００５３】
すなわち、上記非特許文献２〜４に示した従来のダイバーシティ伝送における送信器と異なり、本発明では従来捨てられていたイメージ信号を捨てずに活用することでダイバーシティ伝送を実現している。
【００５４】
このため、本発明では従来例と比べて送信器構成を簡易とすることが可能である。また、非特許文献１に示した従来のＤＡＣを用いた送信器に比べ、イメージ除去フィルタが不要となるため、部品点数および過剰損失を低減することもできる。
【００５５】
図２（ｄ）は、伝送路を介して受信器１２００へと到達する受信信号のスペクトルおよびコンスタレーションを示している。受信信号の主信号とイメージ信号には、伝送路の周波数応答特性に応じてそれぞれ異なる強度変化、位相回転、遅延等を与えられており、さらに雑音が付加されている。
【００５６】
なお、伝送路で加えられる雑音は多くの場合、周波数依存性のない白色雑音と見做せる。また、主信号に付加される雑音とイメージ信号に付加される雑音は互いに無相関である。
【００５７】
このため、受信器１２００において主信号とイメージ信号を分離し、個別に伝送路応答（強度変換、位相回転、遅延等）を補償してそれぞれのＱＰＳＫ変調成分を再生し、一方の位相共役を取ったうえで、互いに位相を揃えて加算することで、前記非特許文献２〜４に示されるダイバーシティ伝送の原理により、主信号のみを伝送する場合に比べＳＮＲを改善することができる。
【００５８】
また、伝送路（光ファイバ等）において非線形位相歪が生じる際には、前記非特許文献４に記載される位相共役ダイバーシティ伝送の原理により、非線形位相歪の補償効果も得られる。
【００５９】
但し前記の通り、一般にイメージ信号は主信号より弱い強度で送出されるため、伝送路によって加えられる雑音が白色雑音であれば、受信器１２００へ到達した信号に含まれるイメージ信号のＳＮＲは主信号のＳＮＲより小さい（悪い）値となる。
【００６０】
受信器１２００は、基本的には非特許文献４のＦｉｇ．６等に示されているような、周波数（波長）多重を用いた従来の位相共役ダイバーシティ伝送と同等の考え方で構成できる。すなわち、受信信号の主信号とイメージ信号とを周波数分離した後、個別に信号再生を行い、位相を揃えて加算すればよい。信号再生処理および加算処理はデジタル領域で行うことが望ましい。
【００６１】
具体的な受信器１２００の構成および処理手順としては様々な方法が考えられるが、以下では図１及び図３を参照しながらその一例を示す。
【００６２】
（受信器各部の信号のスペクトル及びコンスタレーション）
図３は本発明の第一の実施形態における、特に受信器１２００の各部における信号のスペクトル及びコンスタレーションを示す図である。
【００６３】
図３最上段の図３（ａ）は、受信器１２００が受信する受信信号のスペクトル及びコンスタレーションを示しており、これは図２（ｄ）に示したものと同等である。まず、受信された信号は、信号分離手段１２１１において、図３二段目左の図３（ｂ）に示すような周波数ｆs／２以下の低周波数信号と、図３二段目右の図３（ｅ）に示すような周波数ｆs／２以上の高周波数信号とに分離される。信号分離手段１２１１は、具体的には例えばカットオフ周波数ｆs／２程度のローパスフィルタとハイパスフィルタを使えば容易に実現できる。
【００６４】
図３（ｂ）及び（ｅ）に示す通り、低周波数信号は主信号と雑音を、高周波数信号はイメージ信号と雑音をそれぞれ含む。
【００６５】
次に、低周波数信号及び高周波数信号は、それぞれ受信器１２００の主信号再生手段１２２１及びイメージ信号再生手段１２２２へと送られる。
【００６６】
主信号再生手段１２２１においては、まず信号分離手段１２１１から送られた主信号を含む低周波数信号（図３（ｂ））が、アナログ−デジタル変換手段１２２１ａにおいてサンプリングレートｆsでサンプリングされデジタル信号へと変換された後、伝送路応答補償手段１２２１ｂへと送られデジタル領域で信号処理される。
【００６７】
図３（ｃ）は、前記主信号を含む低周波数信号をサンプリングレートｆsでサンプリングした離散信号の、スペクトル及びコンスタレーションを示している。周波数軸上でナイキスト周波数ｆs／２の周りに折り返された成分が現れるが、デジタル信号処理ではナイキスト周波数以下の領域で信号を取り扱うため、伝送路応答補償手段１２２１ｂへと送られるデジタル信号は前記低周波数信号の信号情報をそのまま保存していると考えることができる。
【００６８】
主信号再生手段１２２１の伝送路応答補償手段１２２１ｂでは、通常のＱＰＳＫ信号の復調において用いられるような一般的なアルゴリズムにより、主信号のＱＰＳＫ変調成分を再生する。具体的には例えば、まず主信号をベースバンド信号に変換した後、ローパスフィルタにより信号帯域外の雑音を除去し、Ｃｏｎｓｔａｎｔ  Ｍｏｄｕｌｕｓ  Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ（ＣＭＡ）等で駆動される適応等化フィルタによりシンボルタイミング再生と線形歪の補償を行い、さらに四乗法等を用いて位相回転を補償してＱＰＳＫ信号を再生する。
【００６９】
図３（ｄ）は、前記主信号再生手段１２２１の伝送路応答補償手段１２２１ｂからの出力信号を示している。但し直感的な理解を得やすくするため、信号スペクトルはサブキャリア周波数ｆ1の周りに描いているが、実際には上記の通り、ベースバンドでＱＰＳＫ信号再生を行うことが一般的である。
【００７０】
同様にイメージ信号再生手段１２２２においては、まず信号分離手段１２１１から送られたイメージ信号を含む高周波数信号（図３（ｅ））が、アナログ−デジタル変換手段１２２２ａにおいてサンプリングレートｆsでサンプリングされデジタル信号へと変換された後、イメージ信号再生手段１２２２の伝送路応答補償手段１２２２ｂへと送られデジタル領域で信号処理される。
【００７１】
通常デジタル−アナログ変換手段の前段には、高周波数成分がナイキスト周波数ｆs／２で折返して低周波数成分と干渉するエイリアシングを防ぐため、周波数ｆs／２以下にカットオフ周波数を持つアンチエイリアスフィルタと呼ばれるローパスフィルタを用いることが一般的だが、本例においてはアンチエイリアスフィルタを用いず、イメージ信号を含む高周波数信号をそのままアナログ−デジタル変換手段１２２２ａでデジタル信号に変換する。
【００７２】
但し、周波数ｆs以上の高周波雑音については、カットオフ周波数ｆs付近のローパスフィルタを用いて除去することが望ましい。（アナログ−デジタル変換手段１２２２ａのアナログ応答特性によりｆs以上の高周波数雑音が自然に除去される場合は、このローパスフィルタは不要である。）
図３（ｆ）は、前記イメージ信号を含む高周波数信号を、サンプリングレートｆsでサンプリングした離散信号のスペクトル及びコンスタレーションを示している。ナイキスト周波数ｆs／２以下の低周波数領域には、前記イメージ信号を含む高周波数信号をナイキスト周波数で折り返した信号が現れ、この折り返された高周波信号がデジタル領域で処理されることになる。
【００７３】
この折り返された高周波数信号に含まれるイメージ信号は、主信号と同じ周波数ｆ1をサブキャリアとするＱＰＳＫ信号であり、またそのＱＰＳＫ変調成分は受信されたイメージ信号の複素共役、すなわち主信号と同じ信号点配置（データ値“０”〜“３”の配置が左回り）のＱＰＳＫ信号となる。
【００７４】
イメージ信号再生手段１２２２の伝送路応答補償手段１２２２ｂでは、主信号側の伝送路応答補償手段１２２１ｂと同様、通常のＱＰＳＫ信号の復調において用いられるような一般的なアルゴリズムにより、受信したイメージ信号の位相共役となるＱＰＳＫ変調成分を再生する。伝送路応答補償手段１２２２ｂからは、図３（ｇ）に示す通り、図３（ｄ）に示した主信号側の伝送路応答補償手段１２２１ｂの出力と同じ位相回転方向のＱＰＳＫ変調成分を有する信号が出力される。
【００７５】
なお、図３（ｇ）においても、直感的な理解を得やすくするため、信号スペクトルはサブキャリア周波数ｆ1の周りに描いているが、実際にはベースバンドでＱＰＳＫ信号再生を行うことが一般的である。
【００７６】
また、一般には、伝送路応答補償手段１２２１ｂ及び１２２２ｂにおいて再生された２つの信号の位相には、それぞれ９０°の不確定性が存在する。すなわち、データ“０”に対応する信号点が４象限中どこに再生されるかは基本的に制御できない。
【００７７】
これを解決し、常に“０”点が一定の位置（例えば第一象限）に再生されるようにする手段としては、例えば受信器側にとって既知のトレーニング信号を一定の時間間隔でペイロード信号に挿入したり、伝送信号に対しパイロットトーンを周波数多重して伝送するといった対策が広く知られており、本例においてもこれらの方法をそのまま用いることができる。
【００７８】
また、差動符号を用いることで、９０°位相不確定性があっても正しくデータ復調できるようにする方法も広く用いられているが、本例においては伝送路応答補償手段１２２１ｂ及び１２２２ｂからの２つの出力信号の位相を揃える（“０”点が再生される象限を一致させる）必要があるため、差動符号を用いる場合には一般的なＱＰＳＫ復調法に対し追加の工夫が必要となる。
【００７９】
このような場合、例えば非特許文献２の数式（１）に示されるように、２信号間の位相差を一定時間に渡り平均化することで位相オフセットを検出し補償する方法を用いればよい。或いは、例えば伝送路応答補償手段１２２１ｂ及び１２２２ｂからの２つの出力信号のうち一方のコピーを計４個生成し、それぞれ０，９０，１８０，２７０°の位相回転を与えた後に他方と一定時間に渡る相互相関を取り、相互相関の最も大きかったものを加算ペアとして採用するといった方法も考えられる。
【００８０】
図３（ｄ）及び（ｇ）に示した主信号再生手段１２２１及びイメージ信号再生手段１２２２からの２つの出力信号は、加算手段１２３１により加算され、前記非特許文献２〜４に示されたダイバーシティ伝送の原理により、図３（ｈ）に示すように、ＳＮＲの改善されたＱＰＳＫ信号が得られる。また、伝送路（光ファイバ等）において非線形位相歪が生じる際には、非特許文献４に記載される位相共役ダイバーシティ伝送の原理により、非線形位相歪の補償効果も得られる。
【００８１】
なお図３（ｈ）においても、直感的な理解を得やすくするため、信号スペクトルはサブキャリア周波数ｆ1の周りに描いているが、実際にはベースバンドでＱＰＳＫ信号再生を行うことが一般的である。
【００８２】
最後に、図１の加算手段１２３１の出力（図３（ｈ））は、判定手段１２４１において判定され、デジタルデータ列へと変換される。ここで必要に応じて誤り訂正符号の復号化等も行われる。
【００８３】
（加算比率の設定）
図２（ｃ）で説明したように、主信号とイメージ信号では送信電力からして差があり、各伝送路における減衰なども相違するため、受信側における両信号の合成・加算に際してはその比率を考慮する必要がある（前記非特許文献３：最大比合成）。以下では、加算手段１２３１における加算比率の設定について説明する。
【００８４】
まず、図１の主信号再生手段１２２１、及びイメージ信号再生手段１２２２からの出力信号波形を、それぞれｖm（ｔ）及びｖi（ｔ）とすると、
【００８５】
【数１】
2017158028.tif 000003
【００８６】
と表すことができる。
【００８７】
但しｓ（ｔ）は、送信器１１００側のデジタル信号処理手段１１１１において生成される、主信号のＱＰＳＫ変調成分とする。また、ｎm（ｔ）及びｎi（ｔ）は、それぞれ主信号及びイメージ信号が伝送される周波数ｆ1付近及びｆs−ｆ1付近における、雑音を周波数軸上でベースバンドにシフトした雑音に相当し、互いに無相関である。
【００８８】
加算手段１２３１においては、ｖm（ｔ）及びｖi（ｔ）を振幅比１：αで加算するものとする。加算手段１２３１の出力信号をｙ（ｔ）とすると、
【００８９】
【数２】
2017158028.tif 000004
【００９０】
である。
【００９１】
ここで、ＳＮＲは信号成分と雑音の平均強度の比として定義されるので、主信号再生手段１２２１により再生された主信号及びイメージ信号再生手段１２２２により再生されたイメージ信号のＳＮＲをそれぞれＳＮＲm及びＳＮＲi、加算手段１２３１の出力信号のＳＮＲをＳＮＲsumとし、平均演算をＥ［  ］で表すと、
【００９２】
【数３】
2017158028.tif 000005
【００９３】
である。
【００９４】
但しＳＮＲsumの展開にあたっては、ｎm（ｔ）及びｎi（ｔ）が互いに無相関であることから、Ｅ［ｎm（ｔ）ｎi（ｔ）］＝０であることを用いた。一般に主信号の方がイメージ信号よりＳＮＲが大きい（良好である）ことから、以下ではＳＮＲi＜ＳＮＲmを前提として議論を進める。
【００９５】
再生されたイメージ信号と再生された主信号のＳＮＲの比、すなわちＳＮＲi／ＳＮＲmをＲとすると、上記前提条件よりＲ＜１であり、ＳＮＲsumは
【００９６】
【数４】
2017158028.tif 000006
【００９７】
と表すことができる。
【００９８】
ここで、加算手段１２３１の出力信号と主信号再生手段１２２１により再生された主信号とのＳＮＲの比をＳＮＲgainとすると、
【００９９】
【数５】
2017158028.tif 000007
【０１００】
となる。
【０１０１】
従って、α＝０またはα＝２Ｒ／（１−Ｒ）とすればＳＮＲgain＝１、すなわち加算手段１２３１からの出力と再生された主信号とのＳＮＲが等しくなるが、α＝ＲとすればＳＮＲgain＝１＋Ｒ＞１となるため、加算手段１２３１からの出力は再生された主信号よりＳＮＲが大きくなることがわかる。
【０１０２】
ＳＮＲgain＞１となるようなαの設定範囲を確認するため、ＳＮＲgainのαについての一次微分を取ると、
【０１０３】
【数６】
2017158028.tif 000008
【０１０４】
となるため、ＳＮＲgainは０＜α＜Ｒに置いて単調増加、Ｒ＜αにおいて単調減少し、α＝Ｒにおいて最大値１＋Ｒを取ることがわかる。
【０１０５】
従って、αの最適値はＲで、このときＳＮＲgain＝１＋Ｒが得られ、また０＜α＜２Ｒ／（１−Ｒ）とすればＳＮＲgain＞１が得られることがわかる。
【０１０６】
なお、上記ではＳＮＲi＜ＳＮＲmとして議論を進めたが、ＳＮＲi＞ＳＮＲmであるような場合、すなわちイメージ信号の方がＳＮＲが大きい場合は、ＳＮＲm／ＳＮＲiをＲとして定義し、ＳＮＲsum／ＳＮＲiをＳＮＲgainとして定義し、かつ加算手段１２３１における再生された主信号と再生されたイメージ信号との加算比をα：１とすれば、同様の議論からＳＮＲgain＞１となるようなαを設定できることが容易に導かれる。
【０１０７】
以上説明した原理により、加算手段１２３１において加算比率を適切に設定することで、加算手段１２３１からの出力信号は主信号或いはイメージ信号単体に比べＳＮＲが改善された信号となる。
【０１０８】
実際の信号伝送システムにおいて適切にαを設定するためには、Ｒの値を知る必要がある。デジタル−アナログ変換手段１１２１、伝送路、及び受信器１２００を構成する部品の周波数応答特性及び雑音特性が予め与えられている場合は、それらの値から主信号及びイメージ信号のＳＮＲを算出し、Ｒを得ることができる。
【０１０９】
また、伝送路特性等が完全に既知でない場合でも、雑音が白色すなわち雑音強度が周波数無依存と見做すことができ、かつＳＮＲが十分大きい（例えば１０ｄＢ以上）と推定される場合、Ｒは受信されるイメージ信号と主信号（ともに雑音を含む）の強度比とほぼ等しくなる。このため、単純に受信器１２００に含まれる主信号とイメージ信号との強度比をＲの近似値として用いることができる。
【０１１０】
より具体的には、例えば伝送路応答補償手段１２２１ｂ及び１２２２ｂにおいて、それぞれ主信号及び折り返したイメージ信号をベースバンドに落とし帯域外雑音を除去した後、各信号の平均強度を算出し、その比をＲの近似値として用いればよい。
【０１１１】
しかしながら、伝送路特性が事前に与えられず、かつ雑音強度が周波数依存性を持つ、あるいはＳＮＲが小さい（例えば１０ｄＢ未満）と推定される場合は、信号伝送システム１０００は主信号及びイメージ信号のＳＮＲの値を得る手段を持つ必要がある。これは例えば、受信器１２００にとって既知の信号をトレーニング信号として一定の間隔で送信器１１００から送出し、受信器１２００においてこれを解析することで実現できる。
【０１１２】
なお、本例では簡単のためＱＰＳＫ変調を用いた例を示したが、実際には任意の変調方式を用いることができる。例えばｍ値位相変調（ｍ−ｌｅｖｅｌ  Ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ  Ｋｅｙｉｎｇ，ｍＰＳＫ）やｍ値直交振幅変調（ｍ−ｌｅｖｅｌ  Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ  Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ  Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，ｍＱＡＭ）等の変調方式を用いても良く、また信号点に対するデータ値の配置ついても図３に示した配置に限らず、任意の配置を用いることができる。
【０１１３】
また、本例の説明においては、周波数ｆｓ以上の領域に現れるイメージ信号は無視した。しかし、デジタル−アナログ変換手段１１２１のアナログ周波数応答帯域が充分広く、周波数ｆｓ以上の領域に現れるイメージ信号の電力も無視できない場合には、送信器のデジタル−アナログ変換部１１２１の後段或いは受信器の信号分離手段１２１１の前段にローパスフィルタを用いて、周波数ｆｓ以上の領域に現れるイメージ信号をカットすることが望ましい。
【０１１４】
或いは、周波数ｆｓ以上の領域に現れるイメージ信号についても、主信号や他のイメージ信号と分離した後、主信号と重なるように折り返し、個別に信号再生手段を用いて再生した後に主信号と加算することでＳＮＲ改善に役立てることもできる。
【０１１５】
（第二の実施形態）
図４に、本発明の第二の実施形態に係る信号伝送システム４０００の構成を模式的に示す。
【０１１６】
本第二の実施形態の信号伝送システム４０００の構成と、図１に示した第一の実施形態の信号伝送システム１０００との相違点は、図４の受信器４２００において、アナログ−デジタル変換手段４２５１が主信号再生手段４２２１及びイメージ信号再生手段４２２２から分離され、信号分離手段４２１１の前段に１つにまとめられて設置されているという点であり、それ以外の構成については基本的に図１に示した信号伝送システム１０００と同等である。また、送信される信号についても図２に示した第一の実施形態における送信信号と同等である。
【０１１７】
本例においては、第一の実施形態に比べ高速なアナログ−デジタル変換手段４２５１を用いることで、主信号とイメージ信号を含む受信信号を一括でデジタル信号に変換した後、信号分離を含めた処理を全てデジタル領域で行う。
【０１１８】
具体的には、アナログ−デジタル変換手段４２５１のサンプリングレートｆs´を、イメージ信号のサブキャリア周波数ｆs−ｆ1の２倍より十分大きくし、ナイキスト周波数をｆs´／２＞ｆs−ｆ1としてやれば、図３（ａ）に示したような主信号とイメージ信号を含む受信信号を、信号情報を保存したまま一括でデジタル信号に変換することができる。
【０１１９】
但しこの時、余分な高周波雑音を除去するため、カットオフ周波数ｆs´／２以下程度のローパスフィルタをアンチエイリアスフィルタとしてサンプリングの前段で用いることが望ましい。このような条件を満たすアナログ−デジタル変換手段４２５１を用いれば、図３に示した受信側処理に相当する信号は全てデジタル領域で行うことができる。
【０１２０】
本例における受信側処理は、図３に示した第一の実施形態における処理の一部（信号分離手段とイメージ信号の位相共役処理）をアナログ領域からデジタル領域へ移行しただけであり、本例においても第一の実施形態と同等の効果が得られる。
【０１２１】
本例の構成では、信号分離手段４２１１がデジタル領域で実現されるため、例えば信号分離手段４２１１で用いるローパス及びハイパスフィルタのカットオフ周波数設定を可変にし、送信側デジタル−アナログ変換手段４１２１のサンプリングレートｆsの変更に対し、受信器側はソフトウェアの書き換えだけで対応できるようにするといった柔軟性を持たせることが可能である。
【０１２２】
但し、受信側アナログ−デジタル変換手段４２５１として、送信側デジタル−アナログ変換手段４１２１と比べ高速なサンプリングレートで動作するものを用意する必要があるという点で、技術的な難易度は高くなる。
【０１２３】
（第三の実施形態）
図５に、本発明の第三の実施形態に係る信号伝送システムにおける送信信号のスペクトルとコンスタレーションを模式的に示す。本例における信号伝送システムの構成としては、図１に示した信号伝送システム１０００或いは図４に示した信号伝送システム４０００のどちらの構成を用いても良い。
【０１２４】
本第三実施形態においては、図２に示した第一の実施形態における送信信号と異なり、主信号として図５（ａ）に示すようなサブキャリア周波数ｆ1〜ｆ4を用いたマルチキャリア信号を用いる。但しｆ1＜ｆ2＜ｆ3＜ｆ4＜ｆs／２とし、サブキャリア周波数ｆm（ｍは１以上４以下の整数）に対応するサブチャネルをサブチャネルｍとする。
【０１２５】
このとき、周波数ｆsでサンプリングされた信号に含まれるイメージ信号はやはり主信号を周波数ｆs／２で折り返した信号となるので、図５（ｂ）に示す通り、主信号に含まれるサブチャネルｍの信号に対し、サブキャリア周波数ｆs−ｆmの位相共役信号がイメージ信号中に含まれる。
【０１２６】
本例においては、図５（ｃ）に示す通り、デジタル−アナログ変換手段のアナログ周波数応答がｆｓ未満の周波数で大きく減衰するような特性を有し、サブチャネル１及び２に対応するイメージ信号が実質的にカットされるような場合を考える。
【０１２７】
本例は単に第一の実施形態をマルチキャリアに拡張したものであり、各サブキャリア信号に対して第一の実施形態と同様の受信処理を行えば、第一の実施形態と同等の原理・効果を得ることができる。但しサブチャネル１及び２に対応するイメージ信号はデジタル−アナログ変換手段で実質的にカットされてしまうため、ＳＮＲ改善および非線形位相歪補償の効果はサブチャネル３及び４についてのみ得られる。
【０１２８】
受信側では主信号とイメージ信号を分離した後、さらに各サブチャネル信号を分離し個別に伝送路応答補償を行う必要があるが、サブチャネル信号の分離には単にデジタル領域での周波数フィルタを用いればよい。
【０１２９】
またマルチキャリア信号として直交周波数多重（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｉｖｉｓｉｏｎ  Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＯＦＤＭ）信号や離散マルチトーン（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ，ＤＭＴ）信号を用いる場合は、良く知られている通り、離散フーリエ変換（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、ＤＦＴ）或いはその高速アルゴリズムである高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ  Ｆｏｕｒｉｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ、ＦＦＴ）を用いてサブキャリア分離を行うこともできる。なお、主信号及びイメージ信号のＳＮＲはサブチャネル毎に異なるため、加算手段における加算比率もサブチャネル毎に調整・設定する必要がある。
【０１３０】
本第三実施形態に示したようにマルチキャリア信号を用いることで、第一の実施形態に示したシングルキャリア信号を用いる場合に比べ、主信号の信号スペクトル帯域幅を広くした場合でも位相共役ダイバーシティ伝送の効果を部分的に得ることができ、大容量の信号伝送を行いやすくなるというメリットがある。このことを以下に説明する。
【０１３１】
一般にデジタル−アナログ変換手段の周波数応答は、図２（ｃ）や図５（ｃ）に示したように、周波数ｆｓ以下の周波数において強度がほぼゼロに落ちてしまうような特性を示す。このため、主信号のうち低周波数側成分（本例におけるサブチャネル１及び２）に対応するイメージ信号の高周波数側成分は、デジタル−アナログ変換手段から出力される時点で大きく減衰してしまい、受信側で復調できなくなってしまう。
【０１３２】
図５に示したように、マルチキャリア信号を用いれば、主信号のうち一部のサブチャネル（３，４）についてはイメージ信号を利用して位相共役ダイバーシティ伝送を行い、他のサブチャネル（１，２）については通常の伝送（主信号のみの伝送）を行うことができる。これにより上記の通り、一部のサブチャネル（３，４）については位相共役ダイバーシティ伝送によるＳＮＲ改善および非線形位相歪補償効果を得ることができる。
【０１３３】
しかしながら、比較例として図６（ａ）に示すようなシングルキャリア信号、すなわち図５のマルチキャリア信号（サブチャネル１〜４を含む）と同程度のスペクトル帯域幅を有するシングルキャリア信号を主信号として用いると、図６（ｃ）〜（ｄ）のようにイメージ信号の高周波数側（主信号の低周波数側に対応する成分）が大きく減衰してしまい、イメージ信号を受信側で再生することができなくなる。このため、イメージ信号を用いた位相共役ダイバーシティ伝送の効果は全く得られない。
【０１３４】
以上説明した通り、主信号の信号スペクトル帯域幅を広げ大容量化を図る場合、シングルキャリア信号ではある程度広帯域化するとイメージ信号の再生が困難になり位相共役ダイバーシティ伝送が成立しなくなるが、マルチキャリア信号では周波数分割されたサブキャリア毎に信号再生が行われるため、一部のサブキャリアについては位相共役ダイバーシティ伝送を行うことができ、ＳＮＲ改善および非線形位相歪補償効果を得ることができるというメリットがある。
【０１３５】
なお本例ではサブチャネル数を４としたが、実際にはサブチャネル数の選択は任意であり、一般的なＯＦＤＭで用いられるような多数のサブチャネル（４０９６チャネル等）を用いたマルチキャリア信号を用いることもできる。
【０１３６】
（第四の実施形態）
図７に、本発明の第四の実施形態に係る信号伝送システムにおける送信器７１００の構成を示す。
【０１３７】
本第四実施形態においては、デジタル−アナログ変換手段７１２１として、非特許文献５に示されるような、前置デジタル信号処理手段７１２１ａ、サブＤＡＣ７１２１ｂ及び７１２１ｃ、アナログマルチプレクサ７１２１ｄを用いた構成を採用している。なお受信器側の構成としては、図１に示した受信器１２００或いは図４に示した受信器４２００のいずれの構成を用いても良い。
【０１３８】
このデジタル−アナログ変換手段７１２１においては、アナログマルチプレクサの動作クロック周波数をｆcとすると、実効的なサンプリング周波数はｆs＝２ｆcとなる。
【０１３９】
非特許文献５に記されている通り、まず前置デジタル信号処理手段７１２１ａにおいて、入力デジタル信号（主信号）は周波数ｆc／２を境に低周波数信号と高周波数信号に分割される。
【０１４０】
前置デジタル信号処理手段７１２１ａにおいて、分割された高周波数信号は強調された後、周波数ｆc／２で折り返され、分割された低周波数信号と加算される。この時、相対位相ゼロで加算された信号が一方のサブＤＡＣ７１２１ｂへ、相対位相πで加算された信号が他方のサブＤＡＣ７１２１ｃへと送られ、それぞれアナログ信号へと変換される。
【０１４１】
各サブＤＡＣは、それぞれ帯域幅ｆc／２程度のアナログ信号を出力することになる。これら２つのアナログ信号が、クロック周波数ｆcで動作するアナログマルチプレクサ７１２１ｄにより合成されることで、元の入力デジタル信号（主信号）に対応するアナログ信号が周波数０〜ｆcの領域に出力される。
【０１４２】
これにより、アナログ−デジタル変換手段７１２１全体としては、各サブＤＡＣ７１２１ｂ及び７１２１ｃの出力アナログ帯域よりも広帯域な信号をデジタル−アナログ変換することができる。但しこの時、非特許文献５にも明記されている通り、元の入力デジタル信号のうち前記高周波数信号を周波数ｆc＝ｆs／２で折り返したイメージ信号が同時にアナログマルチプレクサ７１２１ｄから出力される。
【０１４３】
すなわち、本例におけるデジタル−アナログ変換手段７１２１は、実効的なサンプリング周波数ｆsにおいて動作し、主信号のうちｆs／４（＝ｆc／２）以上の高周波成分を周波数ｆs／２（＝ｆc）で折り返したイメージ信号を同時に出力する。
【０１４４】
非特許文献５では、このイメージ信号は不要成分として除去するべきとしているが、本例においてはこれまでに示した実施形態と同様、このイメージ信号を利用して位相共役ダイバーシティ伝送を行う。
【０１４５】
本例においては、主信号としてマルチキャリア信号を用いる。図８に、本例において用いる送信信号（デジタル−アナログ変換手段７１２１の出力信号）のスペクトルを模式的に示す。主信号としてサブチャネル数８のマルチキャリア信号を用いる。
【０１４６】
但し図８において、サブチャネル１〜４は周波数ｆc／２（＝ｆs／４）以下、サブチャネル５〜８は周波数ｆc／２（＝ｆs／４）以上ｆc（＝ｆs／２）以下の周波数領域に配置する。非特許文献５の手法を適用すれば、サブチャネル５〜８のイメージ信号のみが周波数ｆc（＝ｆs／２）以上３ｆc／２（＝３ｆs／４）以下の周波数領域に現れる。
【０１４７】
このため、サブチャネル５〜８についてのみ前記第三の実施形態と同等の方法で位相共役ダイバーシティ伝送を行い、ＳＮＲ改善および非線形位相歪補償の効果を得ることができる。サブチャネル１〜４については主信号のみを用いた通常伝送を行う。
【０１４８】
なお本例においても、サブチャネル数の選択は任意であり、一般的なＯＦＤＭで用いられるような多数のサブチャネルを用いたマルチキャリア信号を用いることもできる。また、本例では全サブチャネルの半数が周波数ｆc／２〜ｆcの領域に配置されたが、必ずしも半数とする必要は無く、周波数ｆc／２〜ｆcの領域に配置されるサブチャネル数は全サブチャネル数の半数より多くても少なくても良い。
【産業上の利用可能性】
【０１４９】
以上の様に本発明によれば、送信側にＤＡＣを用いた信号伝送システムにおいて、従来に比べ簡易な送信器構成で位相共役ダイバーシティ伝送を実現する信号伝送システムを提供することができる。
【符号の説明】
【０１５０】
１０００、４０００  信号伝送システム
１１００、４１００、７１００  送信器
１００１，４００１、７００１  入力信号
１１１１、４１１１、７１１１  デジタル信号処理手段
１１２１、４１２１、７１２１  デジタル−アナログ変換手段
７１２１ａ  前置デジタル信号処理手段
７１２１ｂ、７１２１ｃ  サブＤＡＣ
７１２１ｄ  アナログマルチプレクサ
１２００、４２００  受信器
１２１１、４２１１  信号分離手段
１２２１、４２２１  主信号再生手段
１２２２、４２２２  イメージ信号再生手段
１２２１ａ、１２２２ａ、４２５１  アナログ−デジタル変換手段
１２２１ｂ、１２２２ｂ、４２２１ｂ、４２２２ｂ  伝送路応答補償手段
１２３１、４２３１  加算手段
１２４１、４２４１  判定手段
１００２、４００２  出力信号
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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