(57)【要約】【課題】スイッチング損失を増加することなくコンデンサ等の平滑回路を小型化または削除することが可能なスイッチング電源回路を提供すること。【解決手段】トランス１６と、当該トランス１６の１次側の巻線に方向の異なる電流を交互に流すスイッチング回路７と、前記トランス１６の２次側に設けられ、前記トランス１６から出力される電圧を直流に変換して整流するブリッジ回路と、を備える電源回路部３をｎ個（ｎは、２以上の整数）有し、所望の電力をｎ個のトランス１６に分割して、トランス１６ごとにスイッチングを行い、ｎ個の前記ブリッジ回路の出力端を直列に接続し、前記スイッチング回路７におけるスイッチングの周波数の位相を前記電源回路部３毎に１８０／ｎ度ずつずらして前記スイッチング回路７のスイッチングを制御するようにする。【選択図】図１
2017158305.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
トランスと、
当該トランスの１次側に設けられ、直流電源をスイッチングして前記トランスの１次側の巻線に方向の異なる電流を交互に流すスイッチング回路と、
前記トランスの２次側に設けられ、前記トランスの２次側の巻線から出力される電圧を直流に変換して整流するブリッジ回路と、
を備える電源回路部をｎ個（ｎは、２以上の整数）有し、
ｎ個の前記電源回路部のスイッチング回路の入力を前記直流電源と並列に接続し、ｎ個の前記ブリッジ回路の出力端を直列に接続し、
前記スイッチング回路におけるスイッチングの周波数は、ｎ個の異なる位相を有し、前記電源回路部毎にスイッチングのタイミングが異なるように、前記スイッチング回路のスイッチングを制御するようにしたことを特徴とするスイッチング電源回路。
【請求項２】
前記スイッチング回路におけるスイッチングの周波数の位相を前記電源回路部毎に１８０／ｎ度ずつずらして前記スイッチング回路のスイッチングを制御し、
前記電源回路部の前記トランスは、前記スイッチング回路により他の前記スイッチング回路と１８０／ｎ度ずつずらしてスイッチングされ、前記トランス毎にスイッチングのタイミングを異なるようにしたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項３】
前記ブリッジ回路は、ダイオードからなるダイオードブリッジであることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項４】
前記スイッチング電源回路は、各電源回路部のスイッチング回路のスイッチングの周波数の位相を制御するスイッチング位相制御部を有し、前記スイッチング位相制御部は、スイッチングの周波数の周期の半分をｎ分割して、ｎ分割した期間を基に、スイッチングの周波数の位相を前記電源回路部毎に１８０／ｎ度ずつずらした信号を生成するようにしたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項５】
ｎ個の前記ブリッジ回路の出力端を直列の接続に代えて、並列に接続することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項６】
前記電源回路部は、前記スイッチング回路、前記トランス及び前記ブリッジ回路とがモジュール化されており、モジュール化された前記電源回路部をｎ個使用して構成されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
【請求項７】
前記スイッチング電源回路は、モジュール化されたｎ個の前記電源回路部で構成され、ｎを増加又は減少することができるようにしたことを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータ等を有するスイッチング電源回路に関し、特に、電力損失を低減し、小型化が可能なスイッチング電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、直流電源からＤＣ／ＤＣコンバータによって交流電源に変換し、変換した交流電源を整流回路によって整流して、直流電力に変換するスイッチング電源回路が知られている。
【０００３】
図５（ａ）は、従来のスイッチング電源回路の構成を示すブロック図、図５（ｂ）は、従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【０００４】
図５（ａ）に示すように、スイッチング電源回路５０は、直流電源４０をスイッチングしてトランス６０の一次巻線に電流を出力するスイッチング回路５２と、一次巻線と二次巻線を有し、磁気的結合により電力変換を行うトランス６０と、トランス６０の二次巻線からの交流を直流に整流するダイオードブリッジ６５とを有している。
【０００５】
図５（ｂ）に示すように、スイッチング電源回路５０のスイッチング回路５２は、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子から成り、直列に接続された２個のスイッチング素子が直流電源４０の出力端に２組接続されている。
【０００６】
直列に接続された２個のスイッチング素子５３、５４の接続点はトランス６０の一次巻線６１の一端と接続され、他の直列に接続された２個のスイッチング素子５５、５６の接続点はトランス６０の一次巻線６１の他端と接続されている。トランス６０の一次巻線６１に入力された電流は、交流電力に変換されて、トランス６０の二次巻線６２から出力される。
【０００７】
制御回路７５は、スイッチング回路５２のスイッチングを制御し、スイッチング素子５３、５６とスイッチング素子５４、５５とを交互にＯＮするようにする。これにより、トランス６０の一次巻線６１には、方向の異なる電流が交互に流れる。
【０００８】
図６（ａ）は、制御回路によるスイッチング回路のスイッチング動作を示すタイミング図である。図６（ａ）に示すＳａは、制御回路によるスイッチング素子５３、５６のＯＮ、ＯＦＦタイミングであり、図６（ａ）に示すＳｂは、スイッチング素子５４、５５のＯＮ、ＯＦＦタイミングを示す。図６（ａ）に示すように、このときのスイッチングの周期はＴであり、スイッチングの周波数はｆである。
【０００９】
図５（ｂ）に示すように、トランス６０の二次巻線６２は、ダイオード６６、６７、６８、６９で構成されたダイオードブリッジ６５の入力端と接続されており、ダイオードブリッジ６５により整流されて出力端から負荷４８等に電流が出力される。また、ダイオードブリッジ６５の出力端には、リプル電流を抑制する平滑回路８０としての電解コンデンサ等が接続されている。また、平滑回路８０には必要によりインダクタも接続する。
【００１０】
図６（ｂ）は、ダイオードブリッジから出力される電流の変化を示す図である。図６（ｂ）に示すように、ダイオードブリッジ６５から出力される電流波形は、スイッチング回路５２のスイッチングの周波数と同期した周期Ｔの脈流を含んでいる。
【００１１】
また、スイッチング回路によってトランスに流す電流を変化させた場合、トランスのリアクタンスの影響により、出力側にサージ電圧が発生することがある。
【００１２】
特許文献１には、整流回路の出力側に発生するサージ電圧を抑え、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を高めることが可能な低損失コンバータが開示されている。
【００１３】
特許文献１によれば直流電源とトランスとの間に半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を配設し、トランスと負荷との間に整流回路と出力平滑回路とを設ける。整流回路と出力平滑回路との間にサージ電圧を吸収するＲＣＤスナバ回路を設けられている。
【００１４】
整流回路の出力側電圧に含まれるサージ電圧をスナバダイオードを介してスナバコンデンサにより吸収し、スナバコンデンサの電荷をスナバ抵抗を介して放電し、負荷に電力として供給するようにしたものである。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１５】
【特許文献１】特開２００８−７９４０３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１６】
ＤＣ／ＤＣコンバータ等を有し、所望の電力を扱うスイッチング電源回路では、一次側から二次側に電力変換を行うトランスが用いられている。スイッチング電源回路では、通常１個のトランスを使用して、電力変換が行われる。
【００１７】
トランスから出力される交流電力は、ダイオードブリッジで整流されるが、整流された電流にはスイッチング回路のスイッチング周波数に同期した脈流が発生する。負荷に電流を供給したときには、電流の脈流による電圧変動が発生する。
【００１８】
このため、トランスの一次巻線に交流電力を供給するスイッチング回路のスイッチング周波数を高くして、出力電流の変動を抑えることが行われている。しかしながら、スイッチング周波数を高くすることにより、スイッチング回路のスイッチング素子に発生する損失が増加してしまう。
【００１９】
また、スイッチング電源回路において、トランスを１個のみ使用した場合には、その電力に応じた電流がトランスのコイルに流れる。コイルに流れる電流Ｉ（Ａ）とコイルが持つ抵抗Ｒ［Ω］によりトランスに損失Ｐ（Ｗ）が生じる。このため、損失による発熱対策やトランス容量の大きなものを選択する必要がある。
【００２０】
また、トランスから出力された交流を直流に変換するダイオードブリッジと負荷との間には、平滑回路である電解コンデンサが設けられている。平滑回路の電解コンデンサには、直流電源をスイッチングしてトランスを介して発生する電圧変動によるリプル電流が流れる。
【００２１】
リプル電流値は、スイッチングする直流電力の大きさとそのスイッチング周波数とに応じて変化する。また、電解コンデンサに規格外のリプル電流を流すことは、電解コンデンサの寿命に影響を与える。
【００２２】
このため、スイッチング電源の所用の電力が大きく、スイッチング周波数が低い場合には、（定格）許容されるリプル電流値が大きい電解コンデンサを使用することが求められる。しかしながらリプル電流値が大きい電解コンデンサは、形状が大きくなり、装置の小型化が困難となることがある。
【００２３】
また、トランスを１個のみ使用したスイッチング電源では、スイッチング期間のＯＮからＯＦＦに変化する時に、トランスに接続されたスイッチング素子（トランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等）に、逆起電圧が発生する。この逆起電圧は、スイッチング期間のオン時に流れていた電流の大きさに比例する。
【００２４】
これにより、逆起電圧（サージ電圧）に応じて、絶対最大定格電圧が大きいスイッチング素子を使用する必要がある。
【００２５】
サージ電圧を減らすために、特許文献１に開示されたスナバ回路等を出力側に設けることも可能である。しかしながら、スナバ回路等を設けることにより、部品数が増大し、また、小型化が難しくなることもある。
【００２６】
このため、スイッチング電源回路においては、出力電流に発生する脈流の変動値の減少、平滑回路に使用する電解コンデンサ等の小型化、トランスの小型化が求められている。特に、携帯機器に使用するスイッチング電源回路では、小型化、軽量化が要求されるが、薄型にすることも求められている。
【００２７】
本発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、スイッチング損失を増加することなくコンデンサ等の整流デバイスを小型化または削除することが可能なスイッチング電源回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２８】
上記目標達成のため、本発明のスイッチング電源回路は、トランスと、当該トランスの１次側に設けられ、直流電源をスイッチングして前記トランスの１次側の巻線に方向の異なる電流を交互に流すスイッチング回路と、前記トランスの２次側に設けられ、前記トランスの２次側の巻線から出力される電圧を直流に変換して整流するブリッジ回路と、を備える電源回路部をｎ個（ｎは、２以上の整数）有し、ｎ個の前記電源回路部のスイッチング回路の入力を前記直流電源と並列に接続し、ｎ個の前記ブリッジ回路の出力端を直列に接続し、前記スイッチング回路におけるスイッチングの周波数は、ｎ個の異なる位相を有し、前記電源回路部毎にスイッチングのタイミングが異なるように、前記スイッチング回路のスイッチングを制御するようにしたことを特徴とする。
【００２９】
また、本発明のスイッチング電源回路は、前記スイッチング回路におけるスイッチングの周波数の位相を前記電源回路部毎に１８０／ｎ度ずつずらして前記スイッチング回路のスイッチングを制御し、前記電源回路部の前記トランスは、前記スイッチング回路により他の前記スイッチング回路と１８０／ｎ度ずつずらしてスイッチングされ、前記トランス毎にスイッチングのタイミングを異なるようにしたことを特徴とする。
【００３０】
また、本発明のスイッチング電源回路における前記ブリッジ回路は、ダイオードからなるダイオードブリッジであることを特徴とする。
【００３１】
また、本発明のスイッチング電源回路は、各電源回路部のスイッチング回路のスイッチングの周波数の位相を制御するスイッチング位相制御部を有し、前記スイッチング位相制御部は、スイッチングの周波数の周期の半分をｎ分割して、ｎ分割した期間を基に、スイッチングの周波数の位相を前記電源回路部毎に１８０／ｎ度ずつずらした信号を生成するようにしたことを特徴とする。
【００３２】
また、本発明のスイッチング電源回路は、ｎ個の前記ブリッジ回路の出力端を直列の接続に代えて、並列に接続することを特徴とする。
【００３３】
また、本発明のスイッチング電源回路における前記電源回路部は、前記スイッチング回路、前記トランス及び前記ブリッジ回路とがモジュール化されており、モジュール化された前記電源回路部をｎ個使用して構成されていることを特徴とする。
【００３４】
また、本発明の前記スイッチング電源回路は、モジュール化されたｎ個の前記電源回路部で構成され、ｎを増加又は減少することができるようにしたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００３５】
従来は、スイッチング電源に１個のトランスを使用しており、使用するトランスの形状は、扱う電力に比例して大きくなる。本発明は、所望の電力をｎ個のトランスに分割して、トランスごとにスイッチングを行うようにする。このため、トランス１個当たりの扱う電力が１／ｎとなる。これにより、小型のトランスを使用することができるため、装置の小型化が可能となる。また、トランスが小型化することにより、小型化・軽量化が可能であり、更に、装置を薄くすることもできる。
【００３６】
また、本発明のスイッチング電源回路は、従来１個のトランスで行っていた電力変換をｎ個のトランスに配分して、トランス毎にスイッチングを行うように制御する。その際、各スイッチング素子のスイッチングを行う周波数の位相を１８０／ｎ度毎ずらすようにして、トランス毎に異なるタイミングでスイッチングを行うように制御する。これにより、各スイッチング素子の周波数を上げることなく、出力電力に含まれる周波数をｎ倍にすることが可能となる。これにより、リプル電流の周波数が高くなり、また、リプル電流の変動幅を小さくすることができる。
【００３７】
また、所望の電力をｎ個のトランスに分割することにより、１個当たりのトランスに流れる電流が１／ｎとなる。これにより、スイッチング素子にかかる逆起電圧は、電流の減少に伴って低下する。このため、トランスに接続されるスイッチング素子（トランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等）は、絶対最大定格電圧値が大きいスイッチング素子を使用する必要がないため、市場で流通している最適な（汎用性がある）スイッチング素子を選択することが可能となる。
【００３８】
また、所望の電力をｎ個のトランスに並列に分割することにより、トランス個々に流れる電流Ｉは１／ｎとなり、個々のトランスのコイルで損失する電力は、（Ｉ／ｎ＊＊２）×Ｒ（＊＊は２乗を表す）に低減する。全体でトランスをｎ個使用するので、全体のコイルによる抵抗損失Ｐ’は（１／ｎ）×Ｒに低減する。
【００３９】
また、本発明によれば、スイッチング素子の電解コンデンサに流れるリプル電流を低減できる。電源とスイッチング素子の間にある入力電解コンデンサには、スイッチングする直流電源の電力とそのスイッチング周波数に応じたリプル電流に流れる。このリプル電流は、電解コンデンサの寿命に影響を与える。定格リプル電流が大きい電解コンデンサは、形状が大きくなり、市場流通が少なくコスト高で納期にも時間がかかる。所望の電力をｎ個のトランスに分割して、トランス毎に異なるタイミングでスイッチングを行うように制御することにより、リプル電流の周波数がｎ倍となる。これにより、電解コンデンサは、周波数が高いほどリプル電流が低下するため周波数がｎ倍となることでリプル電流も軽減される。このため、小型の電解コンデンサも使用できるため、選択の自由度が高まる。
【００４０】
また、本発明によれば、平滑回路の削除または平滑回路における平滑化素子を小型化が可能となる。トランスにて、電圧変換されたスイッチング波形は、整流素子で整流され，脈流成分が平滑回路にて平滑化されるが、所望の電力をｎ個のトランスに分割して、トランス毎に異なるタイミングでスイッチングを行うように制御することにより、リプル電圧が小さくなり、リプル電流値が減少する。このため、平滑化素子（チョークコイル、電解コンデンサ等）の選択の自由度が高まり、これにより小型化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００４１】
【図１】本発明によるスイッチング電源回路の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明によるスイッチング電源回路における電源回路部の回路構成を示す図である。
【図３】ｎ個のスイッチング回路に入力される制御信号のタイミングを示す図である。（ｂ）は、（ａ）で制御されたスイッチング電源回路の出力電流の変化を示す図である。
【図４】ｎ個の電源回路からなるスイッチング電源回路で、ダイオードブリッジの出力端を並列接続した構成を示すブロック図である。
【図５】（ａ）は、従来のスイッチング電源回路の構成を示すブロック図、（ｂ）は、従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。
【図６】（ａ）は、制御回路によるスイッチング回路のスイッチング動作を示すタイミング図、（ｂ）は、ダイオードブリッジから出力される電流の変化を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００４２】
以下、図面を参照して、本発明によるスイッチング電源回路を実施するための形態について説明する。尚、本発明は、従来１個のトランスで行っていた電力変換をｎ個のトランスにして配分して、トランス毎にスイッチングを行う。その際、スイッチング素子の位相を１８０／ｎ度毎ずらすようにして、トランス毎に位相の異なる周波数でスイッチングを行うように制御するものである。
【００４３】
これにより、各スイッチング素子の周波数を上げることなく出力周波数をｎ倍にすることができるため、スイッチング素子の損失を増加することなく、スイッチング電源回路の電力損失を低減し、整流デバイスを小型化または削除することが可能となる。また、スイッチング電源回路は、モジュール化されたｎ個の電源回路部で構成することができるため、小型化を図ることも可能である。
【００４４】
図１は、本発明によるスイッチング電源装置のスイッチング電源回路の構成を示すブロック図、図２は、本発明によるスイッチング電源回路における電源回路部の回路構成を示す図である。
【００４５】
図１に示すように、スイッチング電源回路１は、直流電源４０からの入力される直流電力をスイッチングして、所定の電圧を有する直流電力に変換して負荷４８等に供給するｎ（ｎは、２以上の整数）個からなる電源回路部３と各電源回路部３を制御する位相制御回路３０とを有している。
【００４６】
図１に示すように、スイッチング電源回路１の電源回路部３は、直流電源４０からの入力される直流電力をスイッチングして、交流電力に変換するスイッチング回路７と、スイッチング回路７からの交流電力を一次巻線１７に入力し、磁気結合により二次巻線１８に電力を伝達するトランス１６と、トランス１６からの交流電力を直流電力に変換する整流回路（ダイオードブリッジ）２０と、を有している。
【００４７】
図１に示すように、スイッチング電源回路１はｎ個の電源回路部３を有しており、それぞれの電源回路部３のトランス１６に対応して接続されたスイッチング回路７及び整流回路２０とを有している。また、電源回路部３の出力部であるｎ個の整流回路２０は、直列に接続されている。整流回路２０が直列に接続された出力の両端から、負荷４８等に電力が供給される。
【００４８】
図２は、スイッチング電源回路における電源回路部の回路構成を示す図である。図２に示すように、スイッチング回路７は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子１１、１２、１３、１４を有しており、直流電源４０に対しスイッチング素子１１とスイッチング素子１２とが直列に接続され、スイッチング素子１３とスイッチング素子１４とが直列に接続されている。尚、ＭＯＳＦＥＴに接続されているダイオードは、寄生ダイオードを示す。
【００４９】
スイッチング素子１１とスイッチング素子１２との接続点がトランス１６の一次巻線１７の一方の端に接続され、スイッチング素子１３とスイッチング素子１４との接続点がトランス１６の一次巻線１７の他方の端に接続されている。
【００５０】
これにより、スイッチング素子１１とスイッチング素子１４とをＯＮし、スイッチング素子１３とスイッチング素子１２とがＯＦＦすることにより、トランス１６にｉａで示す方向に電流が流れ、スイッチング素子１３とスイッチング素子１２とがＯＮし、スイッチング素子１１とスイッチング素子１４とをＯＦＦすることにより、トランス１６にｉｂで示す方向に電流が流れる。
【００５１】
尚、スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴに限らず、制御信号で回路電流をＯＮ、ＯＦＦすることができる電子部品であればよく、例えば、トランジスタ、ＩＧＢＴであってもよい。
【００５２】
以後の説明で、電源回路部３の個数ｎを３としたときに、３個のスイッチング回路を第１のスイッチング回路、第２のスイッチング回路、第３のスイッチング回路と記す。
【００５３】
図１及び図２に示す位相制御回路３０は、スイッチング素子の入力、例えば、ＭＯＳＦＥＴのゲートに制御信号（電圧）を印加して、スイッチング素子のＯＮ（導通）、ＯＦＦ（非導通）を制御する。図２に示す位相制御回路３０は、スイッチング素子１１とスイッチング素子１４とをＯＮし、このときスイッチング素子１３とスイッチング素子１２とがＯＦＦとなるように制御する、一方、スイッチング素子１３とスイッチング素子１２とをＯＮしたときには、スイッチング素子１１とスイッチング素子１４とがＯＦＦとなるように制御する。
【００５４】
このときの、制御信号のＯＮの開始からＯＦＦの終了までの時間を周期Ｔとする。また、スイッチング周波数ｆは、１／Ｔとなる。
【００５５】
位相制御回路３０は、スイッチング回路７毎に周期Ｔを有するスイッチング周波数の制御信号を入力し、スイッチング回路７は、制御信号によってスイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦを繰り返す。
【００５６】
また、位相制御回路３０は、ｎ（ｎは、２以上の整数である）個のスイッチング回路７に対して、１８０／ｎ度の位相差で、スイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦを制御する。
【００５７】
図３（ａ）は、ｎ個のスイッチング回路に入力される制御信号のタイミングを示す図、図３（ｂ）は、図３（ａ）で制御されたスイッチング電源回路の出力電流の変化を示す図である。
【００５８】
スイッチング回路７に入力される制御信号は、位相制御回路３０により生成される。図３（ａ）に示すように、第１のスイッチング回路７に入力される制御信号は、スイッチングの周期がＴであり、スイッチング周波数はｆである。同様に、第２のスイッチング回路に入力される制御信号は、スイッチングの周期がＴであり、スイッチング周波数はｆである。
【００５９】
このとき、第２のスイッチング回路７に入力されるスイッチング周波数の位相は、第１のスイッチング回路７に対して１８０／ｎ度ずれている。また、第ｎのスイッチング回路７に入力される制御信号は、スイッチングの周期がＴであり、スイッチング周波数はｆである。
【００６０】
このとき、第ｎのスイッチング回路７に入力されるスイッチング周波数の位相は、第１のスイッチング回路７に対して（ｎ−１）×１８０／ｎ度ずれている。
【００６１】
このように、位相制御回路３０は、第１のスイッチング回路７と第２のスイッチング回路７との制御信号の位相差が、１８０／ｎ度となるように生成する。同様に、第（ｎ−１）のスイッチング回路７と第ｎのスイッチング回路７との制御信号の位相差が、１８０／ｎ度となるようにスイッチング周波数を生成する。
【００６２】
位相制御回路３０によるスイッチング周波数の位相生成は、スイッチング周波数の周期の半分の期間をｎ分割して、分割した期間に対応させて各スイッチング回路７のスイッチング周波数を制御するようにする。
【００６３】
また、スイッチング回路７の総数をｎとすると、位相制御回路３０は、スイッチング周波数ｆのｎ倍の周波数を基に、分周回路によりｎ分周にして、分周した信号により、位相が１８０／ｎ度異なる、スイッチング周波数ｆの制御信号をスイッチング回路７毎に生成して、出力するようにしてもよい。
【００６４】
位相制御回路３０により生成される制御信号は、周期Ｔのスイッチング周波数がｆであり、各スイッチング回路には位相が１８０／ｎ度ずれた周波数が入力される。これにより、各トランス１６は、同時にスイッチングすることがなく、図３（ｂ）に示すように、スイッチング周波数ｆのｎ倍の周波数を有するリップルを含む電流が出力される。また、従来、１個のトランスのみを使用した場合と比較して、電流の変動は１／ｎに軽減される。
【００６５】
以上述べたように、ｎ個のスイッチング回路７は、位相制御回路３０によって、同一のスイッチング周波数で制御される。更に、位相制御回路３０は、各スイッチング回路７のスイッチング周波数の位相が異なるようにして、同時のタイミングでＯＮ、ＯＦＦするスイッチング回路７がないようにしている。これにより、各トランス１６は位相の異なる周波数でスイッチングが行われる。
【００６６】
例えば、スイッチング周波数ｆを、１００ｋＨｚとすると、周期は、１０マイクロ秒（以下μｓと記す）で有り、位相１８０度に相当する時間は５μｓとなる。例えば、スイッチング回路７の総数ｎを３とすると、位相は６０度となり、位相差６０度に相当する時間は、５／３μｓとなる。
【００６７】
このように、図１及び図２に示す位相制御回路３０は、１００ｋＨｚの周波数を有する制御信号を、第１のスイッチング回路７に出力し、位相６０度に相当する５／３μｓ後に１００ＫＨｚの制御信号を、第２のスイッチング回路７に出力する。また、スイッチング回路７２をＯＮした後、５／３μｓ後に１００ｋＨｚの制御信号を、第３のスイッチング回路７に出力する。
【００６８】
尚、スイッチング周波数の位相に関して、スイッチング回路７の総数ｎを３とすると、位相は、１８０／ｎ度から６０度となる。本発明は、１８０／ｎ度のみの１つの数値に限定するものではなく、例えば、１８０／ｎ度が６０度のときには、６０度を中心として、例えば、５５度から６５度の範囲であってもよく、スイッチング周波数の位相に、許容範囲を設定してもよい。
【００６９】
スイッチング回路７は、位相制御回路３０からの制御信号によって直流電源をスイッチングして、交流電力に変換して、変換された交流電力をトランス１６の一次巻線１７に入力する。トランス１６は、磁気結合により二次巻線１８に交流電力を伝達する。トランス１６の二次巻線１８から出力される交流電力は、交流電力を直流電力に変換する整流回路（ダイオードブリッジ）２０に入力される。
【００７０】
整流回路２０は、ダイオードブリッジから成り、ダイオードブリッジの出力端から直流電圧が出力される。
【００７１】
図２に示すように、整流回路２０としてのダイオードブリッジは、ダイオード２１、２２、２３、２４を有しており、トランス１６の二次巻線１８の出力端からダイオードブリッジの入力端ｇ、ｈに電力が供給されて、ダイオードブリッジの出力端ｊ、ｋから整流された直流電圧が出力される。ダイオードブリッジから出力される直流電圧は、スイッチング周波数ｆに同期したリプルを含んでいる。通常、ダイオードブリッジの出力端から直流電力は、負荷等に供給される。
【００７２】
図２に示すスイッチング電源回路１における電源回路部３は、スイッチング回路７、トランス１６及びダイオードブリッジ２０がモジュール化されており、例えば、基板上に、スイッチング回路７、トランス１６及びダイオードブリッジ２０とが組み込まれている。また、モジュール化した電源回路部３には、直流電源４０を入力する電源入力端ａ、ｂ、整流（平滑化）した直流電力を出力する出力端ｅ、ｆ及び位相制御部３０からの制御信号を入力する入力端ｃ、ｄとを有している。
【００７３】
モジュール化した電源回路部３は、同一回路、同一部品、同一サイズの基板で構成されている。このため、モジュール化した電源回路部３を複数使用して、スイッチング電源装置１を構成することができる。尚、各電源回路部３は位相制御部３０により制御される。
【００７４】
スイッチング電源回路１は、整流回路であるダイオードブリッジ２０の出力端をｎ個を有しており、出力端を直列接続、又は並列接続にして負荷等に直流電力を供給することができる。
【００７５】
例えば、モジュール化した電源回路部３をｎ個使用して、ダイオードブリッジ２０の出力端ｅ、ｆを直列接続した場合における１台の電源回路部３の出力電圧は、トランス１６が１個からなる同容量のスイッチング電源回路１の１／ｎとなる。
【００７６】
このため、トランス１６の容量が少なくて済み、トランス１６、モジュール基板を小型化することができる。また、スイッチング回路、ダイオードブリッジに使用するＭＯＳＦＥＴ、パワー用ダイオード等の半導体素子の定格電圧、電流を低くすることができるため、入手が容易となる。
【００７７】
尚、スイッチング電源回路１は、複数のモジュール化した基板を用いた形態を述べたが、例えば、複数の回路を実装可能な基板等でスイッチング電源回路１を構成するようにしてもよい。
【００７８】
また、スイッチング電源回路１は、モジュール化されたｎ個の電源回路部３で構成されるが、ｎを増加又は減少することが可能であるため、スイッチング電源回路１の電力容量、サイズ等に合わせて、ｎを決めることができる。
【００７９】
図１は、ｎ個の電源回路からなるスイッチング電源回路１で、ダイオードブリッジの出力端を直列接続した構成を示すブロック図である。図１に示すように、スイッチング電源回路１は、ダイオードブリッジの出力端をｎ個有しており、出力端を直列に接続にして負荷等に直流電力を供給する。このときの各ダイオードブリッジの出力端の電圧に対し、直列に接続することによりｎ倍の電圧が出力として得られる。
【００８０】
図４は、ｎ個の電源回路部からなるスイッチング電源回路で、ダイオードブリッジの出力端を並列接続した構成を示すブロック図である。
【００８１】
図４に示すように、ダイオードブリッジの出力端をｎ個有しており、出力端を並列に接続にして負荷等に直流電力を供給する。スイッチング電源回路１の出力端を並列接続にして負荷等に直流電力を供給した場合には、１個のモジュールの電源回路部のダイオードブリッジの出力電流は、トランス１個からなる同容量のスイッチング電源回路５０（図５に示す）の１／ｎとなる。
【００８２】
また、出力電圧は、各電源回路部のスイッチング周波数のｎ倍のスイッチング周波数となり、リプル電圧、リプル電流も軽減される。このため、平滑用のコンデンサのリプル電流による発熱を押さえることができるため、コンデンサの小型化が可能となる。
【００８３】
以上述べたように、本発明のスイッチング電源回路は、スイッチング回路と、トランスと、ダイオードブリッジとを備える電源回路部３をｎ個（ｎは、２以上の整数）有し、スイッチング回路におけるスイッチングの周波数の位相を前記電源回路毎に１８０／ｎ度ずつずらしスイッチング回路のスイッチングを制御して、ｎ個のトランスをそれぞれ異なる位相でスイッチングするものである。
【００８４】
このため、従来のスイッチング電源回路のように、トランスを１個使用して直流電源をスイッチングする場合と比較して、以下に記す特徴を有している。
【００８５】
第１に、トランスの小型化が可能となる。従来は、スイッチング電源に１個のトランスを使用しており、使用するトランスの形状は、扱う電力に比例して大きくなる。本発明は、所望の電力をｎ個のトランスに分割して、トランスごとにスイッチングを行うようにする。
【００８６】
このため、トランス１個当たりの扱う電力が１／ｎとなる。これにより、小型のトランスを使用することができるため、装置の小型化が可能となる。また、トランスが小型化することにより、小型化・軽量化が可能であり、更に、装置を薄くすることもできる。
【００８７】
第２に、電解コンデンサに流れるリプル電流を軽減できる。従来のスイッチング電源回路のように、トランスを１個使用して直流電源をスイッチングする場合には、スイッチングにより直流電源に急激な電圧変動が発生することがある。
【００８８】
このため、直流電源とスイッチング素子の間に電源安定化用の電解コンデンサを接続して安定化を図っている。これにより、スイッチングする電源の電力とそのスイッチング周波数に応じて電解コンデンサにリプル電流に流れる。
【００８９】
このリプル電流は、電解コンデンサの寿命に影響を与える。定格リプル電流が大きい電解コンデンサは、形状が大きくなり、市場流通が少なくコスト高で納期も時間がかかるため、電解コンデンサに流れるリプル電流を小さくすることが求められる。
【００９０】
本発明は、従来１個のトランスで行っていた電力変換をｎ個のトランスに分割して、トランスをスイッチングする位相をずらすことにより、リプル電流の周波数がｎ倍となる。電解コンデンサの許容リプル電流値はリプルの周波数が高いほど大きくなる傾向にあり、加えてスイッチング周波数がｎ倍となることでリプル電流値が減少するため、電解コンデンサを選択する自由度を高めることができる。
【００９１】
第３に、平滑回路における平滑化素子の削除又は小型化ができる。スイッチング電源回路は、トランスで電圧変換された出力側のスイッチング波形が、整流回路で整流され、脈流成分が電解コンデンサ等からなる平滑回路にて低減される。
【００９２】
本発明は、従来１個のトランスで行っていた電力変換をｎ個のトランスに分割して、トランスをスイッチングする位相をずらすことにより、リプル電流の周波数がｎ倍となり、リプル電流値が減少する。
【００９３】
これにより、平滑回路の削除または平滑回路における平滑化素子（電解コンデンサ、チョークコイル等）の小型化、選択の自由度を高めることができる。また、使用するトランス数であるｎを大きくすることにより、平滑回路を設けないようにすることも可能となる。
【００９４】
第４に、市場で流通している最適な汎用性があるスイッチング素子の選択することができる。スイッチング電源を構成するトランスに接続されるＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子には、スイッチング期間で、電流のオフ時にトランスのリアクタンスにより逆起電圧が発生する。
【００９５】
逆起電圧は、スイッチング期間のオン時に流れていた電流に比例する。また、逆起電圧は、高速スイッチングによる急激な電流変化によっても発生する。逆起電圧は、スイッチング素子の絶対最大定格電圧に大きな影響を与える。このため、絶対最大定格電圧の大きいスイッチング素子を使用したり、トランスに流す電流を少なくする必要がある。
【００９６】
本発明は、従来１個のトランスで行っていた電力変換をｎ個のトランスに分割することにより、１個当たりのトランスに流れる電流が１／ｎとなる。これにより、スイッチング素子にかかる逆起電圧は、電流の減少に比例して低下する。一般にスイッチング素子の絶対最大定格電圧が高くなるにつれ、市場流通が少なくコスト高で納期も時間がかかるため、所望の電力をｎ個のトランスに分割することにより、市場で流通している最適な汎用性があるスイッチング素子の選択が可能となる。
【００９７】
第５に、スイッチング素子のスイッチング損失を低減することができる。スイッチング電源回路におけるスイッチング素子は、入力されるＯＮ、ＯＦＦの制御信号に対してターンオン動作、ターンオフ動作に遅延が生じてスイッチングするのに時間を要するため、スイッチング時に損失を生じる。
【００９８】
一般的にオフ時の電圧Ｖ（Ｖ）、オン時の電流Ｉ（Ａ）、ターンオン時間Ｔｏｎ（ｓ）、ターンオフ時間Ｔｏｆｆ（ｓ）、スイッチング周波数ｆ（Ｈｚ）とすると、スイッチング損失Ｐｓｗ（Ｗ）は以下の式で求められる。
Ｐｓｗ＝（１／６）×Ｖ×Ｉ×（Ｔｏｎ+Ｔｏｆｆ）×ｆ  ・・・  （１）
【００９９】
従来のスイッチング電源回路のように出力のリプルを小さくするため、例えば、スイッチング周波数ｆをｍ倍にすると、（１）式に示すように、スイッチング損失Ｐｓｗもｍ倍となる。
【０１００】
本発明によるスイッチング電源回路は、各モジュールの電流は１／ｎであり、スイッチング素子の個数は、従来のトランス１個のｎ倍であるため、損失Ｐｓｗ’は以下の式となる。
Ｐｓｗ’＝（１／６）×Ｖ×（Ｉ／ｎ）×（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）×ｆ×ｎ＝（１／６）×Ｖ×Ｉ×（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）×ｆ＝Ｐｓｗ  ・・・  （２）
（２）式に示すように、スイッチング損失を増加することなく、出力側のリプル周波数をｎ倍にすることができる。
【０１０１】
例えばＶ＝２０（Ｖ）、Ｉ＝２０（Ａ）、Ｔｏｎ＝Ｔｏｆｆ＝１００（ｎｓ）、ｆ＝５０（ｋＨｚ）とすると、Ｐｓｗ＝０．７（Ｗ）となる。従来方式では周波数を１０倍の５００（ｋＨｚ）にするとＰｓｗは７（Ｗ）となる。本発明によるスイッチング回路ではｎ＝１０とすることで、出力電力に含まれる周波数は１０倍となるため、Ｐｓｗ’は０．７（Ｗ）のままである。
【０１０２】
このため、スイッチング周波数の高周波化による損失を減らすことができ、電力の損失による発熱を押さえることができる。
【０１０３】
また、トランスの容量が少なくて済み、トランス、モジュール基板を小型化することができる。また、スイッチング回路７、ダイオードブリッジに使用するＭＯＳＦＥＴ、パワー用ダイオードの半導体素子の定格電圧、電流を低くすることができるため、半導体素子の入手が容易となる。
【０１０４】
以下に、出願人による先行技術調査において発見された先行技術文献と本発明との対比を説明する。特許文献１（特開２００８−７９４０３号公報）は、整流回路の出力側に発生するサージ電圧を抑え、ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を高めることが可能な低損失コンバータが開示されている。
【０１０５】
特許文献１によれば直流電源とトランスとの間に半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を配設し、トランスと負荷との間に整流回路と出力平滑回路とを設ける。整流回路と出力平滑回路との間にサージ電圧を吸収するＲＣＤスナバ回路が設けられている。整流回路の出力側電圧に含まれるサージ電圧をスナバダイオードを介してスナバコンデンサにより吸収し、スナバコンデンサの電荷をスナバ抵抗を介して放電し、負荷に電力として供給するようにしたものである。
【０１０６】
本発明は、従来１個のトランスで行っていた電力変換をｎ個のトランスに分割することにより、１個当たりのトランスに流れる電流が１／ｎとなる。これにより、スイッチング素子にかかる逆起電圧は、電流の減少に比例して低下する。一般にスイッチング素子の絶対最大定格電圧が高くなるにつれ、市場流通が少なくコスト高で納期も時間がかかるため、所望の電力をｎ個のトランスに分割することにより、市場で流通している最適な汎用性があるスイッチング素子の選択が可能となる。
【０１０７】
また、本発明は、従来１個のトランスで行っていた電力変換をｎ個のトランスに分割して、トランスをスイッチングする位相をずらすことにより、リプル電流の周波数がｎ倍となり、リプル電流値が減少する。これにより、平滑回路の削除または平滑回路における平滑化素子（電解コンデンサ、チョークコイル等）の小型化、選択の自由度を高めることができる。また、使用するトランス数であるｎを大きくすることにより、平滑回路を設けないようにすることも可能となる。
【０１０８】
このように、本願発明は、サージ電圧を吸収するＲＣＤスナバ回路を設ける必要はなく、先行技術文献にはない特徴を有している。
【０１０９】
この発明は、その本質的特性から逸脱することなく数多くの形式のものとして具体化することができる。よって、上述した実施形態は専ら説明上のものであり、本発明を制限するものではないことは言うまでもない。
【符号の説明】
【０１１０】
１、５０      スイッチング電源回路
３            電源回路部
７、５２      スイッチング回路
１１、１２、１３、１４、５３，５４、５５、５６  スイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）
１６、６０      トランス
１７、６１      一次巻線
１８、６２      二次巻線
２０、６５      整流回路（ダイオードブリッジ）
２１、２２、２３、２４、６６、６７、６８、６９      ダイオード
３０      位相制御回路
４０      直流電源
４８      負荷
８０      平滑回路（平滑化コンデンサ）
【図１】
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【図２】
2017158305.tif 000004
【図３】
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【図４】
2017158305.tif 000006
【図５】
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【図６】
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