(57)【要約】      （修正有）【課題】送信信号のスロープ制御を行う電力増幅モジュールにおいて、回路規模の増大を抑制した電力増幅モジュールを提供する。【解決手段】電力増幅モジュール１２０Ａは、コレクタに一定の電源電圧Ｖｃｃが供給され、ベースにバイアス電流Ｉｂｉａｓ１、２、３が供給され、ベースに入力される入力信号を増幅してコレクタから増幅信号を出力する増幅用トランジスタ４００、４０１、４０２と、増幅信号の信号レベルを制御するための第１の電流Ｉ１を出力する第１の電流源４５０と、第１の電流がコレクタに供給され、バイアス制御電圧Ｖ１がベースに接続され、エミッタからレベル制御電圧Ｖｃｎｔに応じたバイアス電流を出力するバイアス用トランジスタ４３０、４３１、４３２とを備える。【選択図】図４
2017022685.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
コレクタに一定の電源電圧が供給され、ベースにバイアス電流が供給され、ベースに入力される入力信号を増幅してコレクタから増幅信号を出力する増幅用トランジスタと、
前記増幅信号の信号レベルを制御するためのレベル制御電圧に応じた第１の電流を出力する第１の電流源と、
前記第１の電流がコレクタに供給され、バイアス制御電圧がベースに接続され、エミッタから前記バイアス電流を出力するバイアス用トランジスタと、
を備える電力増幅モジュール。
【請求項２】
請求項１に記載の電力増幅モジュールであって、
前記レベル制御電圧が第１のレベルの場合における前記第１の電流の変化率より、前記レベル制御電圧が前記第１のレベルより高い第２のレベルの場合における前記第１の電流の変化率が大きい、
電力増幅モジュール。
【請求項３】
請求項１又は２に記載の電力増幅モジュールであって、
一定の第１の電圧を前記バイアス用トランジスタのコレクタに供給する第１の電圧源をさらに備える、
電力増幅モジュール。
【請求項４】
請求項１〜３の何れか一項に記載の電力増幅モジュールであって、
第１のスイッチ回路をさらに備え、
前記第１のスイッチ回路は、
前記レベル制御電圧に応じて前記バイアス電流を制御する第１の動作モードの場合、前記第１の電流を前記バイアス用トランジスタのコレクタに供給し、
前記レベル制御電圧に応じて前記バイアス電流を制御しない第２の動作モードの場合、前記電源電圧を前記バイアス用トランジスタのコレクタに供給する、
電力増幅モジュール。
【請求項５】
請求項１又は２に記載の電力増幅モジュールであって、
一定の第２の電圧を生成する第２の電圧源と、
前記レベル制御電圧が所定レベルより小さい場合は前記第２の電圧を前記バイアス用トランジスタのコレクタに供給し、前記レベル制御電圧が所定レベルより大きい場合は前記第１の電流を前記バイアス用トランジスタのコレクタに供給する第２のスイッチ回路と、
をさらに備える電力増幅モジュール。
【請求項６】
請求項５に記載の電力増幅モジュールであって、
前記レベル制御電圧に応じて前記バイアス電流を制御する第１の動作モードの場合、
前記第２のスイッチ回路は、前記レベル制御電圧が所定レベルより小さい場合は、前記第２の電圧を前記バイアス用トランジスタのコレクタに供給し、前記レベル制御電圧が所定レベルより大きい場合は、前記第１の電流を前記バイアス用トランジスタのコレクタに供給し、
前記レベル制御電圧に応じて前記バイアス電流を制御しない第２の動作モードの場合、
前記第２の電圧源は、前記第２の電圧より高い一定の第３の電圧を生成し、
前記第２のスイッチ回路は、前記第３の電圧を前記バイアス用トランジスタのコレクタに供給する、
電力増幅モジュール。
【請求項７】
コレクタに一定の電源電圧が供給され、ベースにバイアス電流が供給され、ベースに入力される入力信号を増幅して増幅信号を出力する増幅用トランジスタと、
前記増幅信号の信号レベルを制御するためのレベル制御電圧に応じた第４の電圧を出力する第３の電圧源と、
前記第４の電圧がコレクタに供給され、バイアス制御電圧がベースに接続され、エミッタから前記バイアス電流を出力するバイアス用トランジスタと、
を備える電力増幅モジュール。
【請求項８】
請求項７に記載の電力増幅モジュールであって、
前記レベル制御電圧が第１のレベルの場合における前記第４の電圧の変化率より、前記レベル制御電圧が前記第１のレベルより高い第２のレベルの場合における前記第４の電圧の変化率が大きい、
電力増幅モジュール。
【請求項９】
請求項１〜８の何れか一項に記載の電力増幅モジュールであって、
前記増幅信号の前記信号レベルに応じた検出電圧を出力するレベル検出回路と、
基準電圧と前記検出電圧とに基づいて、前記レベル制御電圧を制御する電圧制御回路と、
をさらに備える電力増幅モジュール。
【請求項１０】
請求項９に記載の電力増幅モジュールであって、
前記電圧制御回路は、前記基準電圧と前記検出電圧とに基づいて、前記増幅信号の前記信号レベルが前記基準電圧に応じた値となるよう、前記レベル制御電圧を制御する、
電力増幅モジュール。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力増幅モジュールに関する。
【背景技術】
【０００２】
携帯電話等の移動体通信機においては、基地局へ送信する無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ  Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号の電力を増幅するために電力増幅モジュール（Ｐｏｗｅｒ  Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ  Ｍｏｄｕｌｅ）が用いられる。例えば、ＧＳＭ（登録商標）（Ｇｌｏｂａｌ  Ｓｙｓｔｅｍ  ｆｏｒ  Ｍｏｂｉｌｅ  Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）では、移動体通信機から基地局への送信信号のスロープ制御（ランプアップ及びランプダウン）を実現するために、電力増幅モジュールのゲインの制御が行われる。
【０００３】
特許文献１には、電力増幅モジュールにおける３段構成の増幅器の各段のコレクタ端に、低損失（ＬＤＯ：Ｌｏｗ  Ｄｒｏｐ  Ｏｕｔ）レギュレータから出力される電圧Ｖｌｄｏを供給する構成が開示されている。この構成では、レベル制御電圧Ｖｒａｍｐに基づいて電圧Ｖｌｄｏのレベルを調整することにより、電力増幅モジュールのゲインが制御される。
【０００４】
また、特許文献２には、３段構成の増幅器を含む電力増幅モジュールにおいて、１段目及び２段目にはＬＤＯレギュレータから出力される電圧Ｖｒｅｇが供給され、３段目には一定の電源電圧が供給される構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２００９−１００１９７号公報
【特許文献２】米国特許第７６０５６５１号明細書
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
上述のように、特許文献１や特許文献２に開示されている構成では、電力増幅モジュールのゲインを制御するために、ＬＤＯレギュレータが用いられる。一般的に、ＬＤＯレギュレータは、大電流を流すために、回路規模が大きくなってしまう。
【０００７】
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、送信信号のスロープ制御を行う電力増幅モジュールにおいて、回路の増大を抑制することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明の一側面に係る電力増幅モジュールは、コレクタに一定の電源電圧が供給され、ベースにバイアス電流が供給され、ベースに入力される入力信号を増幅してコレクタから増幅信号を出力する増幅用トランジスタと、増幅信号の信号レベルを制御するためのレベル制御電圧に応じた第１の電流を出力する第１の電流源と、第１の電流がコレクタに供給され、バイアス制御電圧がベースに接続され、エミッタからバイアス電流を出力するバイアス用トランジスタと、を備える。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、送信信号のスロープ制御を行う電力増幅モジュールにおいて、回路規模の増大を抑制することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の一実施形態である電力増幅モジュールを含む送信ユニットの構成例を示す図である。
【図２】送信信号のスロープ制御の一例を示す図である。
【図３】電力増幅モジュール１２０に入力される電圧Ｖｒａｍｐの一例を示す図である。
【図４】電力増幅モジュール１２０の一例である電力増幅モジュール１２０Ａの構成を示す図である。
【図５】増幅器４００の構成の一例を示す図である。
【図６】バイアス回路４３０の構成の一例を示す図である。
【図７】トランジスタにおける、ベース電流Ｉｂとコレクタ電流Ｉｃとの関係の一例を示す図である。
【図８】電圧Ｖｒａｍｐに対して略２乗の関係で変化するバイアス電流Ｉｂｉａｓの一例を示す図である。
【図９】電流源４５０の構成の一例を示す図である。
【図１０】電圧Ｖｒａｍｐと電流Ｉｏｕｔの比例関係の一例を示す図である。
【図１１】２乗回路９１０における電流Ｉｄ１及びＩｄ２の関係の一例を示す図である。
【図１２】ＭＯＳＦＥＴにおけるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとドレイン電流Ｉｄとの関係の一例を示す図である。
【図１３】２乗回路９１０から出力される電流Ｉｏｕｔの特性の一例を示す図である。
【図１４】電力増幅モジュール１２０の一例である電力増幅モジュール１２０Ｂの構成を示す図である。
【図１５】電圧源１４００の構成の一例を示す図である。
【図１６】電力増幅モジュール１２０の一例である電力増幅モジュール１２０Ｃの構成を示す図である。
【図１７】電力増幅モジュール１２０の一例である電力増幅モジュール１２０Ｄの構成を示す図である。
【図１８】電力増幅モジュール１２０の一例である電力増幅モジュール１２０Ｅの構成を示す図である。
【図１９】電圧源１８００の構成の一例を示す図である。
【図２０】電力増幅モジュール１２０の一例である電力増幅モジュール１２０Ｆの構成を示す図である。
【図２１】レベル検出回路２０００Ａの変形例であるレベル検出回路２０００Ｂの構成を示す図である。
【図２２】レベル検出回路２０００Ａの変形例であるレベル検出回路２０００Ｃの構成を示す図である。
【図２３】レベル検出回路２０００Ａの変形例であるレベル検出回路２０００Ｄの構成を示す図である。
【図２４】レベル検出回路２０００Ａの変形例であるレベル検出回路２０００Ｅの構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、図面を参照して本発明の一実施形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態である電力増幅モジュールを含む送信ユニットの構成例を示す図である。送信ユニット１００は、例えば、携帯電話等の移動体通信機において、音声やデータなどの各種信号を基地局へ送信するために用いられる。なお、移動体通信機は基地局から信号を受信するための受信ユニットも備えるが、ここでは説明を省略する。
【００１２】
図１に示すように、送信ユニット１００は、変調部１１０、電力増幅モジュール１２０、フロントエンド部１３０、及びアンテナ１４０を含む。
【００１３】
変調部１１０は、ＧＳＭやＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ  Ｄａｔａ  Ｒａｔｅｓ  ｆｏｒ  ＧＳＭ  Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）の変調方式に基づいて入力信号を変調し、無線送信を行うための無線周波数信号を生成する。ＲＦ信号は、例えば、数百ＭＨｚから数ＧＨｚ程度である。
【００１４】
電力増幅モジュール１２０は、ＲＦ信号（ＲＦｉｎ）の電力を、基地局に送信するために必要なレベルまで増幅し、増幅信号（ＲＦｏｕｔ）を出力する。また、電力増幅モジュール１２０は、信号レベルを制御するための電圧Ｖｒａｍｐ（レベル制御電圧）に基づいてゲインを制御することにより、増幅信号（送信信号）のスロープ制御を行う。
【００１５】
図２は、送信信号のスロープ制御の一例を示す図である。図２に示すように、スロープ制御では、下限ＤＬ及び上限ＵＬの範囲に収まるように、送信信号の信号レベルを制御する必要がある。なお、図２においてＡで示す箇所（立ち上がりの領域）においては、送信信号の信号レベルが上限ＵＬを超えず、かつ下限ＤＬを下回らないように所定の変化率（傾き）を保つように信号レベルを制御する必要がある。また、図２においてＢで示す箇所（立ち下がりの領域）においては、送信信号の信号レベルが上限ＵＬを超えず、かつ下限
ＤＬを下回らないように所定の変化率を保つように信号レベルを制御する必要がある。
【００１６】
図３は、電力増幅モジュール１２０に入力される電圧Ｖｒａｍｐの一例を示す図である。電力増幅モジュール１２０では、図３に示すように変化する電圧Ｖｒａｍｐに基づいてゲインを制御することにより、図２に示すように送信信号の信号レベルを制御する。
【００１７】
図１に戻り、フロントエンド部１３０は、増幅信号に対するフィルタリングや、基地局から受信する受信信号とのスイッチングなどを行う。フロントエンド部１３０から出力される増幅信号は、アンテナ１４０を介して基地局に送信される。
【００１８】
図４は、電力増幅モジュール１２０の一例である電力増幅モジュール１２０Ａの構成を示す図である。電力増幅モジュール１２０Ａは、増幅器４００，４０１，４０２、インダクタ４１０，４１１，４１２、整合回路（ＭＮ：Ｍａｔｃｈｉｎｇ  Ｎｅｔｗｏｒｋ）４２０，４２１，４２２，４２３、バイアス回路４３０，４３１，４３２、バイアス制御回路４４０、及び電流源４５０を含む。
【００１９】
増幅器４００〜４０２は、３段の増幅器を構成する。増幅器４００は、入力されるＲＦ信号を増幅して増幅信号を出力する。増幅器４０１は、増幅器４００から出力される増幅信号（ＲＦ信号）を増幅して増幅信号を出力する。増幅器４０２は、増幅器４０１から出力される増幅信号（ＲＦ信号）を増幅して増幅信号を出力する。増幅器４００には、一定の電源電圧Ｖｃｃが供給される。また、増幅器４００には、バイアス回路４３０からバイアス電流Ｉｂｉａｓ１が供給される。同様に、増幅器４０１には、電源電圧Ｖｃｃ及びバイアス電流Ｉｂｉａｓ２が供給される。増幅器４０２には、電源電圧Ｖｃｃ及びバイアス電流Ｉｂｉａｓ３が供給される。なお、増幅器の段数は３段に限られず、２段以下であってもよいし、４段以上であってもよい。
【００２０】
図５は、増幅器４００の構成の一例を示す図である。図５に示すように、増幅器４００は、トランジスタ５００（増幅用トランジスタ）を備える。トランジスタ５００は、例えば、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）である。トランジスタ５００のコレクタには、インダクタ４１０を介して、電源電圧Ｖｃｃが供給される。トランジスタ５００のベースには、ＲＦ信号（ＲＦｉｎ）が入力される。また、トランジスタ５００のベースには、バイアス電流Ｉｂｉａｓ１が供給される。トランジスタ５００のエミッタは接地される。そして、トランジスタ５００のコレクタから、増幅信号（ＲＦｏｕｔ１）が出力される。増幅器４０１，４０２も同様の構成である。
【００２１】
図５に示したように、増幅器４００では、バイアス電流Ｉｂｉａｓ１により、ゲインが制御される。バイアス電流の代わりに、バイアス電圧によってゲインを制御する構成も考えられるが、バイアス電流の方が制御性がよい。この点について説明する。コレクタ電流をＩｃ、ベース電圧をＶｂ、ベース電流をＩｂ、電流増幅率をｈＦＥ、飽和電流をＩｓ、ボルツマン係数をｋ、絶対温度をＴ、電子の素電荷をｑ、熱電圧をＶｔ＝ｋ×Ｔ／ｑとする。ベース電圧による制御の場合、ΔＩｃ≒Ｉｓ×ｅｘｐ（ΔＶｂ／Ｖｔ）となる。従って、ベース電圧Ｖｂが閾値電圧を超えると、コレクタ電流Ｉｃが急激に上昇するため制御性が悪い。他方、ベース電流による制御の場合、ΔＩｃ＝ΔＩｂ×ｈＦＥとなる。従って、ベース電流Ｉｂに対するコレクタ電流Ｉｃの変化率が一定であるため制御性がよい。
【００２２】
図４に戻り、整合回路４２０〜４２３は、増幅器４００〜４０２の前後に設けられている。整合回路４２０〜４２３は、回路間のインピーダンスを整合させる回路である。整合回路４２０〜４２３は、例えば、キャパシタやインダクタを用いて構成される。
【００２３】
バイアス回路４３０〜４３２は、増幅器４００〜４０２にバイアス電流Ｉｂｉａｓ１〜Ｉｂｉａｓ３を供給する。バイアス電流Ｉｂｉａｓ１〜Ｉｂｉａｓ３は、バイアス制御回路４４０から出力されるバイアス制御電圧Ｖ１、及び、電流源４５０から出力される電流Ｉ１に基づいて調整される。
【００２４】
図６は、バイアス回路４３０の構成の一例を示す図である。バイアス回路４３０は、トランジスタ６００、及びダイオード６１０，６１１を備える。トランジスタ６００（バイアス用トランジスタ）は、例えば、ＨＢＴである。ダイオード６１０，６１１は、直列接続され、ダイオード６１０のアノードがトランジスタ６００のベースに接続され、ダイオード６１１のカソードが接地される。トランジスタ６００のベースには、バイアス制御電圧Ｖ１が供給される。また、トランジスタ６００のコレクタには、電流Ｉ１が供給される。そして、トランジスタ６００のエミッタから、バイアス電流Ｉｂｉａｓ１が出力される。バイアス回路４３１，４３２も同様の構成である。なお、ダイオード６１０，６１１の代わりに、コレクタとベースが接続された（ダイオード接続された）トランジスタを用いてもよい。
【００２５】
図４に戻り、バイアス制御回路４４０は、制御電圧Ｖｃｎｔに基づいて、バイアス制御電圧Ｖ１を出力する。なお、送信信号のスロープ制御を行っている間、バイアス制御電圧Ｖ１は一定である。
【００２６】
電流源４５０（第１の電流源）は、電圧Ｖｒａｍｐに基づいて、電流Ｉ１（第１の電流）を出力する。電力増幅モジュール１２０Ａにおいては、電圧Ｖｒａｍｐに応じて電流Ｉ１が制御されることにより、増幅器４００〜４０２のゲインが制御される。そして、増幅器４００〜４０２のゲインが制御されることにより、送信信号のスロープ制御が行われる。
【００２７】
図２に示したように、スロープ制御では、立ち下がり（即ち、信号レベルが大きい領域）で、信号レベルの変化が緩やかすぎないようにする必要がある。図７は、トランジスタにおける、ベース電流Ｉｂとコレクタ電流Ｉｃとの関係の一例を示す図である。図７に示すように、トランジスタの飽和領域においては、コレクタ電流Ｉｃの変化は緩やかになる。図７に示す特性は、増幅器４００〜４０２を構成するトランジスタにおいても同様である。従って、増幅器４００〜４０２において、信号レベルが大きい領域で信号レベルの変化が緩やかすぎないようにするためには、図８に例示するように、電圧Ｖｒａｍｐが大きい領域において、バイアス電流Ｉｂｉａｓの変化率を大きくする（傾きを急峻にする）必要がある。電流源４５０は、このようにバイアス電流Ｉｂｉａｓが変化するように、電流Ｉ１を制御する。
【００２８】
図９は、電流源４５０の構成の一例を示す図である。電流源４５０は、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３，ＭＰ４，ＭＰ５，ＭＰ６，ＭＰ７，ＭＰ８，ＭＰ９，ＭＰ１０）、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ１，ＭＮ２）、電流源Ｉｓ１，Ｉｓ２、及び抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を備える。
【００２９】
オペアンプＯＰ１、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１，ＭＰ２）、及び抵抗器Ｒ１は、電圧Ｖｒａｍｐを電流Ｉｉｎに変換する電圧電流変換回路９００を構成する。
【００３０】
オペアンプＯＰ１は、非反転入力端子に電圧Ｖｒａｍｐが供給され、反転入力端子がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１）のドレインに接続され、出力端子がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１）のゲートに接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１）は、ソースに電源電圧Ｖｄが供給され、ドレインが抵抗器Ｒ１の第１の端子に接続される。抵抗器Ｒ１の第２の端子は接地される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ２）は、ソースに電源電圧Ｖｄｄが供給され、ゲートがＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１）のゲートと接続され、ドレインがＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ１）のドレインと接続される。
【００３１】
オペアンプＯＰ１の非反転入力端子と反転入力端子のイマジナリショートにより、抵抗器Ｒ１の第１の端子の電圧はＶｒａｍｐとなる。抵抗器Ｒ１の抵抗値をＲ１とすると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１）に流れる電流Ｉａ１は、Ｖｒａｍｐ／Ｒ１となる。そして、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１，ＭＰ２）は電流ミラー接続されているため、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ２）から出力される電流Ｉｉｎは、電圧Ｖｒａｍｐに応じたものとなる。
【００３２】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ１，ＭＮ２）、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ３〜ＭＰ８）、及び電流源Ｉｓ１は、電流Ｉｉｎに対して略２乗の関係で変化する電流Ｉｏｕｔを出力する２乗回路９１０を構成する。
【００３３】
ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ１）は、ドレインがＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ２）のドレインと接続され、ゲートがドレインと接続され、ソースが接地される。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ２）は、ドレインがＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ３）のドレインと接続され、ゲートがＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ１）のゲートと接続され、ソースが接地される。
【００３４】
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ５）は、ソースに電源電圧Ｖｄｄが供給され、ゲートがドレインと接続され、ドレインがＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ３）のソースと接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ３）は、ゲートがドレインと接続され、ドレインがＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ２）のドレインと接続される。
【００３５】
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ６）は、ソースに電源電圧Ｖｄｄが供給され、ゲートがドレインと接続され、ドレインが電流源Ｉｓ１に接続される。電流源Ｉｓ１は、定電流Ｉｓｅｔを出力する。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ７）は、ソースに電源電圧Ｖｄｄが供給され、ゲートがＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ６）のゲートと接続され、ドレインがＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ４）のソースと接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ４）は、ゲートがＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ３）と接続され、ドレインが接地される。
【００３６】
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ８）は、ソースに電源電圧Ｖｄｄが供給され、ゲートがＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ４）のソースと接続され、ドレインが抵抗器Ｒ２の第１の端子と接続される。
【００３７】
２乗回路９１０は、電流Ｉｉｎに対して略２乗の関係で変化する電流ＩｏｕｔをＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ８）のドレインから出力する。２乗回路９１０の動作の詳細については後述する。
【００３８】
出力ドライバ回路９２０は、オペアンプＯＰ２、電流源Ｉｓ２、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ９，ＭＰ１０）、及び抵抗器Ｒ２，Ｒ３によって構成される。出力ドライバ回路９２０は、電流Ｉｏｕｔを、バイアス回路４３０〜４３２に供給する電流Ｉ１として必要なレベルに増幅する。なお、電流Ｉｏｕｔをそのまま電流Ｉ１として用いることができる場合は、出力ドライバ回路９２０は設けなくてもよい。
【００３９】
電流源Ｉｓ２は、定電流Ｉｏｆｆ（オフセット電流）を、抵抗器Ｒ２の第１の端子に出力する。オペアンプＯＰ２は、非反転入力端子が抵抗器Ｒ２の第１の端子と接続され、反転入力端子が抵抗器Ｒ３の第１の端子と接続され、出力端子がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ９）のゲートと接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ９）は、ソースに電源電圧Ｖｄｄが供給され、ドレインが抵抗器Ｒ３の第１の端子と接続される。抵抗器Ｒ３の第２の端子は接地される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１０）は、ソースに電源電圧Ｖｄｄが供給され、ゲートがＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ９）のゲートと接続される。
【００４０】
抵抗器Ｒ２の抵抗値をＲ２、電流源Ｉｓ２から出力される電流をＩｏｆｆとすると、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子に供給される電圧Ｖａ１は、（Ｉｏｕｔ＋Ｉｏｆｆ）×Ｒ２となる。オペアンプＯＰ２の非反転入力端子と反転入力端子のイマジナリショートにより、抵抗器Ｒ３の第１の端子の電圧はＶａ１となる。抵抗器Ｒ３の抵抗値をＲ３とすると、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ９）に流れる電流Ｉａ２は、Ｖａ１／Ｒ３となる。そして、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ９，ＭＰ１０）は電流ミラー接続されているため、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１０）から出力される電流Ｉｏｕｔは、電流Ｉｏｕｔを増幅したものとなる。
【００４１】
２乗回路９１０の動作の詳細について説明する。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ３，ＭＰ４）のサイズが等しく、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ５，ＭＰ８）のサイズが等しいとする。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＮ２）を流れる電流をＩｄ１、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ４）を流れる電流をＩｄ２とする。また、電流源Ｉｓ１から出力される電流をＩｓｅｔとする。Ｉｓｅｔは一定であるが、説明のため、Ｉｓｅｔ∝Ｉｉｎと仮定する。また、Ｉｄ１＝Ｉｄ２であると仮定する。これらの条件によれば、Ｖｒａｍｐ∝Ｉｉｎ、Ｉｉｎ∝Ｉｄ１、Ｉｓｅｔ∝Ｉｄ２が成立する。
【００４２】
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ５）のドレインの電圧をＶａ、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ７）のドレインの電圧をＶｂ、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ４）のゲートの電圧をＶｃとする。また、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ３，ＭＰ４，ＭＰ５，ＭＰ８）のゲート・ソース間電圧を、それぞれ、Ｖｇｓ３、Ｖｇｓ４、Ｖｇｓ５、Ｖｇｓ８とする。
【００４３】
Ｖａ＝Ｖｄｄ−Ｖｇｓ５である。また、Ｖｃ＝Ｖａ−Ｖｇｓ３であり、Ｖｂ＝Ｖｃ＋Ｖｇｓ４である。従って、Ｖｂ＝Ｖｄｄ−Ｖｇｓ５−Ｖｇｓ３＋Ｖｇｓ４である。また、Ｖｂ＝Ｖｄｄ−Ｖｇｓ８であるから、Ｖｄｄ−Ｖｇｓ８＝Ｖｄｄ−Ｖｇｓ５−Ｖｇｓ３＋Ｖｇｓ４である。
【００４４】
Ｉｄ１＝Ｉｄ２の場合、Ｖｇｓ３＝Ｖｇｓ４となるから、Ｖｇｓ５＝Ｖｇｓ８が成立する。従って、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ５，ＭＰ８）は、擬似的なカレントミラー回路となる。従って、図１０に示すように、Ｖｒａｍｐ∝Ｉｏｕｔの比例関係が成立する。
【００４５】
しかしながら、実際には、図１１に示すように、２乗回路９１０では、Ｉｄ１はＶｒａｍｐに比例する電流である一方、Ｉｄ２は、Ｉsetに比例する電流（定電流）である。従って、２乗回路９１０では、Ｉｄ１＝Ｉｄ２ではない。２乗回路９１０では、電流Ｉｄ１と電流Ｉｄ２のミスマッチを利用して、電流Ｉｏｕｔを変化させている。この点について、以下に説明する。
【００４６】
まず、Ｉｄ１＜Ｉｄ２の場合について説明する。上述したＶａ及びＶｂの関係より、Ｖｄｄ−Ｖｇｓ８＝Ｖｄｄ−Ｖｇｓ５−Ｖｇｓ３＋Ｖｇｓ４となる。従って、Ｖｇｓ８＝Ｖｇｓ５＋Ｖｇｓ３−Ｖｇｓ４となる。Ｉｄ１＜Ｉｄ２の場合、Ｖｇｓ３＜Ｖｇｓ４であるため、Ｖｇｓ８＜Ｖｇｓ５となる。これにより、Ｉｏｕｔは、図１０に示した比例関係を下回るものとなる。そして、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ８）では、Ｖｇｓ６＜閾値電圧Ｖｔｈとなる領域が含まれるため、図１２に示すように、Ｉｏｕｔには、不感帯と非線形領域の曲線特性が現れる。
【００４７】
次に、Ｉｄ１＞Ｉｄ２の場合について説明する。上述したように、Ｖｇｓ８＝Ｖｇｓ５＋Ｖｇｓ３−Ｖｇｓ４となる。Ｉｄ１＞Ｉｄ２の場合、Ｖｇｓ３＞Ｖｇｓ４であるため、Ｖｇｓ８＞Ｖｇｓ５となる。これにより、Ｉｏｕｔは、図１０に示した比例関係を上回るものとなる。
【００４８】
Ｉｄ１＜Ｉｄ２の場合、及び、Ｉｄ１＞Ｉｄ２の場合を合わせると、Ｉｏｕｔの特性は、図１３に示すようになる。このように、２乗回路９１０から出力される電流Ｉｏｕｔは、電圧Ｖｒａｍｐに対して略２乗の関係で変化する電流となる。そして、電流源４５０から出力される電流Ｉ１は、電流Ｉｏｕｔを増幅したものであるから、電流Ｉ１も、電圧Ｖｒａｍｐに対して略２乗の関係で変化する電流となる。即ち、電圧Ｖｒａｍｐが比較的低いレベル（第１のレベル）の場合における電流Ｉ１の変化率より、電圧Ｖｒａｍｐが比較的高いレベル（第２のレベル）の場合における電流Ｉ１の変化率が大きくなる。従って、図８に示すように、増幅器４００〜４０２に供給されるバイアス電流Ｉｂｉａｓ１〜Ｉｂｉａｓ３の変化率を、電圧Ｖｒａｍｐが大きい領域において大きくすることができる。これにより、図２に示したように送信信号のスロープ制御を行うことが容易となる。
【００４９】
図１４は、電力増幅モジュール１２０の一例である電力増幅モジュール１２０Ｂの構成を示す図である。なお、図４に示した電力増幅モジュール１２０Ａと同一の要素には、同一の符号を付して説明を省略する。
【００５０】
電力増幅モジュール１２０Ｂは、電力増幅モジュール１２０Ａが備える要素に加えて、電圧源１４００を備える。
【００５１】
電圧源１４００（第１の電圧源）は、一定の電圧Ｖ２（第１の電圧）（例えば１．０Ｖ程度）を出力する。電圧源１４００から出力される電圧Ｖ２は、バイアス回路４３０〜４３２を構成するトランジスタのコレクタに供給される。電圧Ｖ２は、増幅器４００〜４０２が動作しない程度のレベルである。
【００５２】
図１５は、電圧源１４００の構成の一例を示す図である。図１５に示すように、電圧源１４００は、オペアンプＯＰ３及びＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１１）を備える。
【００５３】
オペアンプＯＰ３は、非反転入力端子に一定の電圧Ｖａｄｄ（例えば１．０Ｖ程度）が供給され、反転入力端子がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１１）のドレインに接続され、出力端子がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１１）のゲートに接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１１）のドレインから電圧Ｖ２が出力される。電圧源１４００では、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子と反転入力端子のイマジナリショートにより、電圧Ｖ２は、電圧Ｖａｄｄに制御される。
【００５４】
上述のように、電力増幅モジュール１２０Ｂでは、電圧源１４００から出力される電圧Ｖ２（例えば１．０Ｖ程度）が、バイアス回路４３０〜４３２に供給される。この電圧Ｖ２により、寄生容量やバイパスコンデンサを充電することができる。従って、送信信号のスロープ制御の開始後における、電圧Ｖｒａｍｐに対する応答時間を短くすることが可能となる。なお、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１１）は、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴに置き換えてもよい。
【００５５】
図１６は、電力増幅モジュール１２０の構成の一例である電力増幅モジュール１２０Ｃの構成を示す図である。なお、図１４に示した電力増幅モジュール１２０Ｂと同一の要素には、同一の符号を付して説明を省略する。
【００５６】
電力増幅モジュール１２０Ｃは、電力増幅モジュール１２０Ｂが備える要素に加えて、スイッチ回路１６００を備える。スイッチ回路１６００（第１のスイッチ回路）は、モード信号ＭＯＤＥに基づいて、電流源４５０からの電流Ｉ１又は電源電圧Ｖｃｃをバイアス回路４３０〜４３２に出力する。
【００５７】
モード信号ＭＯＤＥは、電圧Ｖｒａｍｐに応じてバイアス電流Ｉｂｉａｓ１〜Ｉｂｉａｓ３が制御されるＧＳＭ動作モード（第１の動作モード）であるか、電圧Ｖｒａｍｐに応じてバイアス電流Ｉｂｉａｓ１〜Ｉｂｉａｓ３が制御されないＥＤＧＥ動作モード（第２の動作モード）であるかを示す。
【００５８】
ＧＳＭ動作モードの場合、スイッチ回路１６００は、電流源４５０からの電流Ｉ１を出力する。ＥＤＧＥ動作モードの場合、スイッチ回路１６００は、電源電圧Ｖｃｃを出力する。これにより、電力増幅モジュール１２０Ｂは、ＥＤＧＥモードに対応することができる。なお、電力増幅モジュール１２０Ｃは、電圧源１４００を備えなくてもよい。
【００５９】
図１７は、電力増幅モジュール１２０の一例である電力増幅モジュール１２０Ｄの構成を示す図である。なお、図４に示した電力増幅モジュール１２０Ａと同一の要素には、同一の符号を付して説明を省略する。
【００６０】
電力増幅モジュール１２０Ｄは、電力増幅モジュール１２０Ａが備える要素に加えて、電圧源１７００、スイッチ回路１７１０、及びスイッチ制御回路１７２０を備える。
【００６１】
電圧源１７００（第２の電圧源）は、電圧Ｖ３を出力する。電圧源１７００から出力される電圧Ｖ３は、モード信号ＭＯＤＥに応じて変化する。ＧＳＭモードの場合、電圧源１７００は、一定の電圧Ｖ３（第２の電圧）（例えば１．０Ｖ程度）を出力する。ＥＤＧＥモードの場合、電圧源１７００は、ＧＳＭモードの場合より高い一定の電圧Ｖ３（第３の電圧）（例えば電源電圧Ｖｃｃ）を出力する。
【００６２】
スイッチ回路１７１０（第２のスイッチ回路）は、スイッチ制御回路１７２０の制御に基づいて、電流源４５０から出力される電流Ｉ１、又は、電圧源１７００から出力される電圧Ｖ３を、バイアス回路４３０〜４３２に供給する。
【００６３】
スイッチ制御回路１７２０は、モード信号ＭＯＤＥ及び電圧Ｖｒａｍｐに基づいて、スイッチ回路１７１０を制御する。
【００６４】
ＥＤＧＥモードの場合、スイッチ制御回路１７２０は、電圧源１７００から出力される電圧Ｖ３（例えば、電源電圧Ｖｃｃ）がバイアス回路４３０〜４３２に供給されるようにスイッチ回路１７１０を制御する。これにより、電力増幅モジュール１２０Ｄは、ＥＤＧＥモードに対応することができる。
【００６５】
ＧＳＭモードの場合、スイッチ制御回路１７２０は、電圧Ｖｒａｍｐに応じてスイッチ回路１７１０を制御する。具体的には、スイッチ制御回路１７２０は、電圧Ｖｒａｍｐが所定レベル（例えば０．２Ｖ）より小さい場合は、電圧源１７００から出力される電圧Ｖ３（例えば１．０Ｖ程度）がバイアス回路４３０〜４３２に供給されるようにスイッチ回路１７１０を制御する。また、スイッチ制御回路１７２０は、電圧Ｖｒａｍｐが所定レベルより大きい場合は、電流源４５０から出力される電流Ｉ１がバイアス回路４３０〜４３２に供給されるようにスイッチ回路１７１０を制御する。
【００６６】
上述のように、ＧＳＭモードの場合、電圧Ｖｒａｍｐが所定レベルより小さい場合は、電圧源１７００から出力される電圧Ｖ３（例えば１．０Ｖ程度）が、バイアス回路４３０〜４３２に供給される。この電圧Ｖ３により、送信信号のスロープ制御の開始前に、寄生容量やバイパスコンデンサを充電することができる。従って、送信信号のスロープ制御の開始後における、電圧Ｖｒａｍｐに対する応答時間を短くすることが可能となる。なお、この時の電圧Ｖ３は、増幅器４００〜４０２が動作しない程度のレベルである。
【００６７】
図１８は、電力増幅モジュール１２０の一例である電力増幅モジュール１２０Ｅの構成を示す図である。なお、図４に示した電力増幅モジュール１２０Ａと同一の要素には、同一の符号を付して説明を省略する。
【００６８】
電力増幅モジュール１２０Ｅは、電力増幅モジュール１２０Ａの電流源４５０の代わりに、電圧源１８００を備える。電圧源１８００（第３の電圧源）は、電圧Ｖｒａｍｐに基づいて、電圧Ｖ４（第４の電圧）を出力する。電圧Ｖ４は、バイアス回路４３０を構成するトランジスタ６００のコレクタに供給される。同様に、電圧Ｖ４は、バイアス回路４３１，４３２に供給される。電力増幅モジュール１２０Ｅにおいては、電圧Ｖｒａｍｐに応じて電圧Ｖ４が制御されることにより、増幅器４００〜４０２のゲインが制御される。そして、増幅器４００〜４０２のゲインが制御されることにより、送信信号のスロープ制御が行われる。
【００６９】
図１９は、電圧源１８００の構成の一例を示す図である。なお、図９に示した電流源４５０と同一の要素には、同一の符号を付して説明を省略する。
【００７０】
電圧源１８００は、電流源４５０における出力ドライバ回路９２０の代わりに、出力ドライバ回路１９００を備える。出力ドライバ回路１９００は、出力ドライバ回路９２０のＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１０）及び抵抗器Ｒ３を備えない点を除き、出力ドライバ回路９２０と同一の構成である。
【００７１】
電流源４５０の説明において述べたように、オペアンプＯＰ２の非反転入力端子に供給される電圧Ｖａ１は、（Ｉｏｕｔ＋Ｉｏｆｆ）×Ｒ２である。また、電流Ｉｏｕｔは、電圧Ｖｒａｍｐに応じた電流である。従って、オペアンプＯＰ２の反転出力端子の電圧Ｖ４（＝Ｖａ１）は、電圧Ｖｒａｍｐに応じた電圧である。そして、電流Ｉｏｕｔは、電圧Ｖｒａｍｐに対して略２乗の関係で変化する電流であるから、電圧Ｖ４も、電圧Ｖｒａｍｐに対して略２乗の関係で変化する電圧となる。
【００７２】
図２０は、電力増幅モジュール１２０の構成の一例である電力増幅モジュール１２０Ｆの構成を示す図である。なお、図４に示した電力増幅モジュール１２０Ａと同一の要素には、同一の符号を付して説明を省略する。
【００７３】
電力増幅モジュール１２０Ｆは、電力増幅モジュール１２０Ａが備える要素に加えて、レベル検出回路２０００Ａ及び電圧制御回路２０１０を備える。
【００７４】
レベル検出回路２０００Ａは、増幅信号ＲＦｏｕｔに応じた検出電圧Ｖｄｅｔを出力する回路である。図２０の構成では、レベル検出回路２０００Ａは、カプラ２０２０及び検波器２０３０を備える。
【００７５】
カプラ２０２０は、増幅器４０２から出力される増幅信号ＲＦｏｕｔの一部を取り出して出力する。
【００７６】
検波器２０３０は、カプラ２０２０によって取り出された信号を検波し、電圧に変換して電圧制御回路２０１０に入力する。検波器２０３０から出力される検出電圧Ｖｄｅｔは、増幅信号ＲＦｏｕｔに応じたレベルとなる。
【００７７】
電圧制御回路２０１０は、電圧Ｖｒａｍｐ（基準電圧）と検出電圧Ｖｄｅｔとに基づいて、電圧Ｖａｐｃ（レベル制御電圧）を制御する回路である。図２０の構成では、電圧制御回路２０１０は、差動アンプ２０４０、及び誤差アンプ２０５０を備える。
【００７８】
差動アンプ２０４０は、非反転入力端子に入力される検出電圧Ｖｄｅｔと、反転入力端子に入力されるオフセット電圧Ｖｏｆｆとの差を増幅し、電圧Ｖｆｂを出力する。非反転入力端子に入力される検出電圧Ｖｄｅｔは、増幅信号ＲＦｏｕｔに応じたレベルであるから、電圧Ｖｆｂも増幅信号ＲＦｏｕｔのレベルに応じたものとなる。
【００７９】
誤差アンプ２０５０は、非反転入力端子に入力される電圧Ｖｒａｍｐと、反転入力端子に入力される電圧Ｖｆｂとの差（誤差）を増幅した電圧Ｖａｐｃ（レベル制御電圧）を出力する。電流源４５０は、電圧Ｖａｐｃに応じた電流Ｉ１を出力する。
【００８０】
電力増幅モジュール１２０Ｆにおいて、レベル検出回路２０００Ａ及び電圧制御回路２０１０は、増幅信号ＲＦｏｕｔが電圧Ｖｒａｍｐ（基準電圧）に応じたレベルとなるように電圧Ｖａｐｃ（レベル制御電圧）を制御するフィードバック回路を構成する。このように、フィードバック回路を用いることにより、電源電圧や温度、出力負荷等の変化によるゲインの変動を抑制することが可能となる。電力増幅モジュール１２０Ｂ〜１２０Ｅにおいても、同様に、フィードバック回路を追加してもよい。
【００８１】
なお、図２０に示した電力増幅モジュール１２０Ｆにおいては、増幅器が３段の場合の構成を示しているが、増幅器を他の段数とする構成においては、最終段の増幅器の出力について図２０と同等の構成とすることが好ましい。なお、以下に述べる他のレベル検出回路２０００Ｂ〜２０００Ｅにおいても同様である。
【００８２】
図２１は、レベル検出回路２０００Ａの変形例であるレベル検出回路２０００Ｂの構成を示す図である。なお、図２０に示した電力増幅モジュール１２０Ｆと同一の要素には、同一の符号を付して説明を省略する。また、増幅器４０２に入力されるＲＦ信号は、ＲＦｉｎ´で示されている。
【００８３】
図２１に示すように、レベル検出回路２０００Ｂは、キャパシタＣ１，Ｃ２及びローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１００を備える。
【００８４】
キャパシタＣ１は、一端が整合回路４２３の一端に接続され、他端がキャパシタＣ２の一端に接続される。そして、キャパシタＣ２の他端が接地される。キャパシタＣ１の一端には、増幅信号ＲＦｏｕｔが供給される。これにより、キャパシタＣ１，Ｃ２の接続点の電圧は、増幅信号ＲＦｏｕｔの信号レベルに応じたレベルとなる。
【００８５】
ローパスフィルタ２１００は、一端がキャパシタＣ１，Ｃ２の接続点に接続され、他端から検出電圧Ｖｄｅｔを出力する。ローパスフィルタ２１００は、キャパシタＣ１，Ｃ２の接続点に生じる電圧を平滑化して出力する。例えば、ローパスフィルタ２１００は、抵抗器及びキャパシタ等を用いて構成することができる。
【００８６】
レベル検出回路２０００Ｂでは、キャパシタＣ１，Ｃ２の接続点の電圧を検出することにより、増幅信号ＲＦｏｕｔの信号レベルに応じた検出電圧Ｖｄｅｔを出力する。従って、このような構成においても、増幅信号ＲＦｏｕｔが電圧Ｖｒａｍｐ（基準電圧）に応じたレベルとなるように電圧Ｖａｐｃ（レベル制御電圧）を制御するフィードバック回路を構成することができる。
【００８７】
図２２は、レベル検出回路２０００Ａの他の変形例であるレベル検出回路２０００Ｃの構成を示す図である。なお、図２０に示した電力増幅モジュール１２０Ｆと同一の要素には、同一の符号を付して説明を省略する。
【００８８】
図２２に示すように、レベル検出回路２０００Ｃは、ｎ個のダイオード２２００，２２０１，・・・，２２０ｎ、及びローパスフィルタ２１００を備える。
【００８９】
ダイオード２２００，２２０１，・・・，２２０ｎは、直列接続される。ダイオード２２００のアノードに、増幅信号ＲＦｏｕｔが供給され、ダイオード２２０ｎのカソードが接地される。なお、ダイオード２２００，２２０１，・・・，２２０ｎは、例えば、コレクタとベースが接続された（ダイオード接続された）トランジスタでもよい。
【００９０】
ローパスフィルタ２１００は、一端がダイオード２２００，２２０１，・・・，２２０ｎのいずれかの間に接続され、他端から検出電圧Ｖｄｅｔを出力する。なお、図２２に示す例では、ローパスフィルタ２１００の一端は、最も接地側のダイオード２２０ｎのアノードに接続されているが、ローパスフィルタ２１００の一端が接続される位置はこれに限られない。
【００９１】
レベル検出回路２０００Ｃでは、いずれかのダイオードの間の電圧を検出することにより、増幅信号ＲＦｏｕｔの信号レベルに応じた検出電圧Ｖｄｅｔを出力する。従って、このような構成においても、増幅信号ＲＦｏｕｔが電圧Ｖｒａｍｐ（基準電圧）に応じたレベルとなるように電圧Ｖａｐｃ（レベル制御電圧）を制御するフィードバック回路を構成することができる。なお、ダイオードの数（ｎ）は、増幅信号ＲＦｏｕｔの信号レベルの範囲に応じて適宜設計することができる。
【００９２】
図２３は、レベル検出回路２０００Ａの他の変形例であるレベル検出回路２０００Ｄの構成を示す図である。なお、図２０に示した電力増幅モジュール１２０Ｆと同一の要素には、同一の符号を付して説明を省略する。
【００９３】
図２３に示すように、レベル検出回路２０００Ｄは、トランジスタ５０３、抵抗器Ｒ４、及びローパスフィルタ２１００を備える。
【００９４】
増幅器４０２は、図５に示した増幅器４００と同様に、トランジスタ５０２を備える。トランジスタ５０２のベースには、キャパシタＣ３を介してＲＦ信号ＲＦｉｎ´が入力される。また、トランジスタ５０２のベースには、抵抗器Ｒ５を介してバイアス電流Ｉｂｉａｓ３が供給される。トランジスタ５０３は、トランジスタ５０２のコレクタに流れる増幅信号ＲＦｏｕｔの信号レベルを検出するために設けられたレプリカ回路である。トランジスタ５０３は、コレクタが、トランジスタ５０２のコレクタと接続され、エミッタが抵抗器Ｒ４を介して接地される。そして、トランジスタ５０３のベースには、キャパシタＣ４を介してＲＦ信号ＲＦｉｎ´が入力される。また、トランジスタ５０３のベースには、抵抗器Ｒ６を介してバイアス電流Ｉｂｉａｓ３が供給される。なお、トランジスタ５０３は、トランジスタ５０２よりも小さいサイズとすることができる。例えば、複数の単位トランジスタ（フィンガー）を用いてトランジスタを構成する場合、トランジスタ５０２のフィンガー数をＮ（＞１）とし、トランジスタ５０３のフィンガー数を１とすることができる。
【００９５】
ここで、ＲＦ信号ＲＦｉｎ´は、キャパシタＣ３，Ｃ４の容量比により、トランジスタ５０２，５０３に分配される。また、抵抗器Ｒ５，Ｒ６は、バイアス電流Ｉｂｉａｓ３に基づいて、トランジスタ５０２，５０３のベースに供給するバイアス電流を調整する。なお、抵抗器Ｒ５，Ｒ６の抵抗値は、トランジスタ５０２，５０３の電流密度が同一となるように設定することができる。これにより、トランジスタ５０２，５０３には、各々のサイズ比に応じた電流量の電流を流すことができる。即ち、トランジスタ５０３を流れる電流は、増幅信号ＲＦｏｕｔの信号レベルに応じた電流量となる。
【００９６】
抵抗器Ｒ４は、トランジスタ５０３に流れる電流を検出するために設けられた抵抗（検出抵抗）であり、トランジスタ５０３のエミッタと接地との間に設けられている。なお、抵抗器Ｒ４の抵抗値は、例えば、数オーム程度とすることができる。
【００９７】
ローパスフィルタ２１００は、一端がトランジスタ５０３のエミッタに接続され、他端から検出電圧Ｖｄｅｔを出力する。
【００９８】
レベル検出回路２０００Ｄは、上述の通り、トランジスタ５０２を流れる電流に応じた電流をトランジスタ５０３に流すことができる。そして、トランジスタ５０３のエミッタから出力される電流を抵抗器Ｒ４で電圧に変化することにより、増幅信号ＲＦｏｕｔの信号レベルに応じた電圧を検出することができる。また、レプリカ回路を構成するトランジスタ５０３をトランジスタ５０２より小さいサイズとすることにより、トランジスタ５０２に流れる電流を直接測定する構成に比べて、電力損失を抑制することができる。このような構成においても、増幅信号ＲＦｏｕｔが電圧Ｖｒａｍｐ（基準電圧）に応じたレベルとなるように電圧Ｖａｐｃ（レベル制御電圧）を制御するフィードバック回路を構成することができる。
【００９９】
図２４は、レベル検出回路２０００Ａの他の変形例であるレベル検出回路２０００Ｅの構成を示す図である。なお、図２０に示した電力増幅モジュール１２０Ｆと同一の要素には、同一の符号を付して説明を省略する。
【０１００】
図２４に示すように、レベル検出回路２０００Ｅは、トランジスタ５０３、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１２，ＭＰ１３）、抵抗器Ｒ７、及びローパスフィルタ２１００を備える。
【０１０１】
トランジスタ５０３は、上述のレベル検出回路２０００Ｄと同様に、トランジスタ５０２のレプリカ回路を構成する。トランジスタ５０３は、コレクタが、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１２）のドレインと接続される。エミッタは接地される。トランジスタ５０３のベースについては、レベル検出回路２０００Ｄと同様であるため、詳細な説明は省略する。
【０１０２】
ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１２，ＭＰ１３）は電流ミラー接続されている。具体的には、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１２）は、ソースに電源電圧Ｖｃｃが供給され、ゲートがドレインと接続され、ドレインがトランジスタ５０３のコレクタに接続される。ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１３）は、ソースに電源電圧Ｖｃｃが供給され、ゲートがＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１２）のゲートと接続され、ドレインが抵抗器Ｒ７と接続される。
【０１０３】
抵抗器Ｒ７は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１３）に流れる電流を検出するために設けられた抵抗（検出抵抗）であり、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１３）のドレインと接地との間に設けられている。
【０１０４】
ローパスフィルタ２１００は、一端がＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１３）のドレインに接続され、他端から検出電圧Ｖｄｅｔを出力する。
【０１０５】
レベル検出回路２０００Ｅでは、レベル検出回路２０００Ｄと同様に、トランジスタ５０２を流れる電流に応じた電流がトランジスタ５０３に流れる。また、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１２，ＭＰ１３）の電流ミラー接続により、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１３）を流れる電流は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１２）を流れる電流に応じた電流量となる。従って、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＰ１３）を流れる電流は、トランジスタ５０２を流れる電流に応じた電流量となる。これにより、増幅信号ＲＦｏｕｔの信号レベルに応じた検出電圧Ｖｄｅｔが出力される。従って、このような構成においても、増幅信号ＲＦｏｕｔが電圧Ｖｒａｍｐ（基準電圧）に応じたレベルとなるように電圧Ｖａｐｃ（レベル制御電圧）を制御するフィードバック回路を構成することができる。
【０１０６】
以上、本発明の例示的な実施形態について説明した。電力増幅モジュール１２０Ａ，１２０Ｂでは、バイアス回路４３０〜４３２を構成するトランジスタのコレクタに、電流源４５０から出力される電流Ｉ１が供給される。そして、電流Ｉ１が、電圧Ｖｒａｍｐに応じて制御されることにより、送信信号のスロープ制御が行われる。このように、電力増幅モジュール１２０Ａ，１２０Ｂによれば、ＬＤＯレギュレータを用いることなく、送信信号のスロープ制御を行うことができる。従って、ＬＤＯレギュレータを用いる場合と比較して、回路規模の増大を抑制することができる。
【０１０７】
また、電力増幅モジュール１２０Ａ〜１２０Ｄでは、電流Ｉ１が、電圧Ｖｒａｍｐに対して略２乗の関係で変化する電流となる。これにより、バイアス電流Ｉｂｉａｓ１〜Ｉｂｉａｓ３を図８に示したように変化させることができる。従って、図２に示したように、送信信号の立ち上がりの領域においては、変化が急峻すぎないように送信信号のレベルを制御し、送信信号の立ち下がりの領域においては、変化が緩やかすぎないように送信信号のレベルを制御することが容易となる。
【０１０８】
なお、電力増幅モジュール１２０Ａ〜１２０Ｂでは、電流Ｉ１が、電圧Ｖｒａｍｐに対して略２乗の関係で変化することとしたが、電流Ｉ１の変化は、電圧Ｖｒａｍｐに応じたものであればこれに限られない。例えば、電流Ｉ１は、電圧Ｖｒａｍｐに対して略３乗以上の関係で変化してもよい。また例えば、電流Ｉ１は、電圧Ｖｒａｍｐに略比例する関係で変化してもよい。
【０１０９】
また、電力増幅モジュール１２０Ｂでは、一定の電圧Ｖ２（例えば１．０Ｖ程度）が、バイアス回路４３０〜４３２に供給される。この電圧Ｖ２により、寄生容量やバイパスコンデンサを充電することができる。従って、送信信号のスロープ制御の開始後における、電圧Ｖｒａｍｐに対する応答時間を短くすることが可能となる。
【０１１０】
また、電力増幅モジュール１２０Ｃでは、スイッチ回路１６００は、ＧＳＭ動作モードの場合、電流源４５０からの電流Ｉ１を出力し、ＥＤＧＥ動作モードの場合、電源電圧Ｖｃｃを出力する。これにより、電力増幅モジュール１２０Ｃは、ＥＤＧＥモードに対応することができる。
【０１１１】
また、電力増幅モジュール１２０Ｄでは、電圧Ｖｒａｍｐが所定レベル（例えば０．２Ｖ）より小さい場合は、電圧Ｖ３（例えば１．０Ｖ程度）がバイアス回路４３０〜４３２に供給され、電圧Ｖｒａｍｐが所定レベル（例えば０．２Ｖ）より大きい場合は、電圧Ｖｒａｍｐに応じた電流Ｉ１がバイアス回路４３０〜４３２に供給される。これにより、送信信号のスロープ制御の開始前に、寄生容量やバイパスコンデンサを充電することができる。従って、送信信号のスロープ制御の開始後における、電圧Ｖｒａｍｐに対する応答時間を短くすることが可能となる。
【０１１２】
また、電力増幅モジュール１２０Ｄでは、ＥＤＧＥモードの場合、電圧源１７００から出力される電圧Ｖ３（例えば、電源電圧Ｖｃｃ）が、バイアス回路４３０〜４３２に供給される。これによりＥＤＧＥモードに対応することができる。
【０１１３】
また、電力増幅モジュール１２０Ｅでは、バイアス回路４３０〜４３２を構成するトランジスタのコレクタに、電圧源１８００から出力される電圧Ｖ４が供給される。そして、電圧Ｖ４が、電圧Ｖｒａｍｐに応じて制御されることにより、送信信号のスロープ制御が行われる。このように、電力増幅モジュール１２０Ｅによれば、ＬＤＯレギュレータを用いることなく、送信信号のスロープ制御を行うことができる。従って、ＬＤＯレギュレータを用いる場合と比較して、回路規模の増大を抑制することができる。
【０１１４】
また、電力増幅モジュール１２０Ｅでは、電圧Ｖ４が、電圧Ｖｒａｍｐに対して略２乗の関係で変化する電流となる。これにより、バイアス電流Ｉｂｉａｓ１〜Ｉｂｉａｓ３を図８に示したように変化させることができる。従って、図２に示したように、送信信号の立ち上がりの領域においては、変化が急峻すぎないように送信信号のレベルを制御し、送信信号の立ち下がりの領域においては、変化が緩やかすぎないように送信信号のレベルを制御することが容易となる。
【０１１５】
なお、電力増幅モジュール１２０Ｅでは、電圧Ｖ４が、電圧Ｖｒａｍｐに対して略２乗の関係で変化することとしたが、電圧Ｖ４の変化は、電圧Ｖｒａｍｐに応じたものであればこれに限られない。例えば、電圧Ｖ４は、電圧Ｖｒａｍｐに対して略３乗以上の関係で変化してもよい。また例えば、電圧Ｖ３は、電圧Ｖｒａｍｐに略比例する関係で変化してもよい。
【０１１６】
また、電力増幅モジュール１２０Ｆでは、レベル検出回路２０００において増幅信号ＲＦｏｕｔの信号レベルに応じた検出電圧Ｖｄｅｔを出力し、電圧制御回路２０１０において検出電圧Ｖｄｅｔに応じた電圧Ｖａｐｃを出力する。これにより、電流源４５０に入力されるＶａｐｃが増幅信号ＲＦｏｕｔに応じた電圧となるよう、フィードバック制御が行われる。このように、電力増幅モジュール１２０Ｆによれば、電源電圧や温度、出力負荷等の変化によるゲインの変動を抑制することが可能となる。
【０１１７】
以上説明した各実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。即ち、各実施形態に当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、各実施形態が備える各要素およびその配置、材料、条件、形状、サイズなどは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、各実施形態が備える各要素は、技術的に可能な限りにおいて組み合わせることができ、これらを組み合わせたものも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。
【符号の説明】
【０１１８】
１００  送信ユニット
１１０  変調部
１２０  電力増幅モジュール
１３０  フロントエンド部
１４０  アンテナ
４００，４０１，４０２  増幅器
４１０，４１１，４１２  インダクタ
４２０，４２１，４２２，４２３  整合回路
４３０，４３１，４３２  バイアス回路
４４０  バイアス制御回路
４５０，Ｉｓ１，Ｉs２  電流源
５００，５０２，５０３，６００  トランジスタ
６１０，６１１，２２００，２２０１，２２０ｎ  ダイオード
ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３  オペアンプ
ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３，ＭＰ４，ＭＰ５，ＭＰ６，ＭＰ７，ＭＰ８，ＭＰ９，ＭＰ１
０，ＭＰ１１，ＭＰ１２，ＭＰ１３  ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ
ＭＮ１，ＭＮ２  ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７  抵抗器
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４  キャパシタ
９００  電圧電流変換回路
９１０  ２乗回路
９２０，１９００  出力ドライバ回路
１４００，１７００，１８００  電圧源
１７１０  スイッチ回路
１７２０  スイッチ制御回路
２０００  レベル検出回路
２０１０  電圧制御回路
２０２０  カプラ
２０３０  検波器
２０４０  差動アンプ
２０５０  誤差アンプ
２１００  ローパスフィルタ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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