(57)【要約】【課題】回路構成の簡略化、並びに、より一層の周波数利用効率の向上を行うことができるインパルス送信機、インパルス受信機およびインパルス無線通信システムの提供を図る。【解決手段】位相を変化させて多重化したバイポーラ・インパルス信号を送信するインパルス送信機であって、通信クロックのタイムスロット単位のデータ信号を生成するベースバンド信号生成器１０１と、前記データ信号に基づいて、極性を反転させたバイポーラ短パルスを生成する短パルス発生器１０２と、前記バイポーラ短パルスを受け取り、所定の周波数帯域幅だけを通過させて前記バイポーラ・インパルス信号を生成するバンドパスフィルタ５０６と、を有し、前記短パルス発生器は、異なる遅延を与えて前記バイポーラ短パルスの位相を変化させ、前記多重化する多重度に基づく数の位相制御経路ＳＬｅ〜ＣＬｈを含む位置変調機能付きトリガーフリップフロップ９０２を有する。【選択図】図８
2017028656.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
位相を変化させて多重化したバイポーラ・インパルス信号を送信するインパルス送信機であって、
通信クロックのタイムスロット単位のデータ信号を生成するベースバンド信号生成器と、
前記データ信号に基づいて、極性を反転させたバイポーラ短パルスを生成する短パルス発生器と、
前記バイポーラ短パルスを受け取り、所定の周波数帯域幅だけを通過させて前記バイポーラ・インパルス信号を生成するバンドパスフィルタと、を有し、
前記短パルス発生器は、
異なる遅延を与えて前記バイポーラ短パルスの位相を変化させ、前記多重化する多重度に基づく数の位相制御経路を含む位置変調機能付きトリガーフリップフロップを有する、
ことを特徴とするインパルス送信機。
【請求項２】
前記位相制御経路の数は、前記多重度をＮとすると、２Nである、
ことを特徴とする請求項１に記載のインパルス送信機。
【請求項３】
前記短パルス発生器は、さらに、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップの出力を波形整形するエッジ整形回路を有する、
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のインパルス送信機。
【請求項４】
前記インパルス送信機からのバイポーラ・インパルス信号は、受信用の短パルス発生器として、極性が反転する受信短パルス信号を発生するバイポーラ短パルス発生器を有するインパルス受信機により受信されてデータの再生が行われる、
ことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のインパルス送信機。
【請求項５】
請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のインパルス送信機からのバイポーラ・インパルス信号を受信してデータの再生を行うインパルス受信機であって、
受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
極性が反転する受信短パルス信号を発生するバイポーラ短パルス発生器と、
前記短パルス発生器の出力を通過させて、ローカル信号を生成する受信バンドパスフィルタと、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、
ことを特徴とするインパルス受信機。
【請求項６】
請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載のインパルス送信機と、
請求項５に記載のインパルス受信機と、を含む、
ことを特徴とするインパルス無線通信システム。
【請求項７】
極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信するインパルス送信機であって、
通信クロックのタイムスロット単位のデータ信号を生成するベースバンド信号生成器と、
前記データ信号に基づいて、極性を反転させたバイポーラ短パルスを生成する短パルス発生器と、
前記バイポーラ短パルスを受け取り、所定の周波数帯域幅だけを通過させて前記バイポーラ・インパルス信号を生成するバンドパスフィルタと、を有し、
前記短パルス発生器は、
前記バイポーラ・インパルス信号の振幅を変化させて多重化する振幅制御回路を有する、
ことを特徴とするインパルス送信機。
【請求項８】
前記振幅制御回路は、インバータのバックゲート電圧を制御して、前記バイポーラ・インパルス信号の振幅を変化させる、
ことを特徴とする請求項７に記載のインパルス送信機。
【請求項９】
前記振幅制御回路は、正負ペアのバイポーラ・インパルス信号に基づいてインバータの電源電圧を制御し、前記バイポーラ・インパルス信号の振幅を変化させる、
ことを特徴とする請求項７に記載のインパルス送信機。
【請求項１０】
前記振幅制御回路により制御されるインバータは、
請求項３に記載の前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップの出力を波形整形するエッジ整形回路を形成するインバータ、或いは、前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップの各位相制御経路におけるバッファを形成するインバータである、
ことを特徴とする請求項７乃至請求項９のいずれか１項に記載のインパルス送信機。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書で言及する実施例は、インパルス送信機、インパルス受信機およびインパルス無線通信システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
近年、インターネット利用者の爆発的増加、或いは、高精細画像や映像および音声データ等のコンテンツの大容量化および多様化に伴って、無線通信においても伝送容量の増大が望まれている。
【０００３】
大容量無線通信方式としては、例えば、商用無線局が少なく、広い周波数帯域を確保しやすいミリ波帯の利用が適している。また、近年、ＲＦパルスを伝送媒体とするインパルス方式による無線通信方式が、広帯域無線通信システムへの適用として注目されている。
【０００４】
インパルス方式による無線インパルス送信機(インパルス送信機)は、低周波パルス信号から逓倍により高周波パルス信号を得るため、バンドパスフィルタの比帯域が従来方式と比較して大きくなる上、局部発振器やミキサが不要になる。
【０００５】
そのため、搬送波方式による狭帯域送信機と比較して、無線部の構成を簡素化および低コスト化することが可能で、例えば、毎秒１０ギガビット(１０Ｇｂｐｓ)を超える大容量無線通信の実現手段として、インパルス方式による無線通信システムが期待されている。
【０００６】
インパルス方式の無線通信システム(インパルス無線通信システム)では、データの「１」，「０」に対してミリ波パルスを送信するＯＮ／ＯＦＦ変調および包絡線検波を行ってデータを伝送する。ここで、毎秒伝送可能なデータ量(伝送速度)は、バンドパスフィルタの通過周波数帯域幅で決まる。
【０００７】
さらに、例えば、無線通信用途として数ギガヘルツ(ＧＨｚ)〜数十ＧＨｚと広い周波数帯域幅がいくつか割り当てられているミリ波帯(３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ)を用いて、数十ギガビット／秒(Ｇｂｐｓ)の大容量通信を簡易なシステムで実現するのに適している。
【０００８】
ところで、従来、インパルス方式を利用した無線通信システムおよび通信装置としては、様々な提案がなされている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００９】
【特許文献１】特開２０１３−１５７６６０号公報
【特許文献２】特開２００４−２０８１１０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１０】
上述したように、例えば、ミリ波帯を用いて大容量通信を行うインパルス無線通信システムが研究開発されている。また、近年のインパルス送信機の送信部では、輝線スペクトルによる伝送電力の制限を避けるため、例えば、直前の「１」の極性とは反対の極性をもつパルスを生成する、いわゆるバイポーラＲＺ(リターンゼロ)式短パルス発生器を用いるものが出現している。
【００１１】
しかしながら、バイポーラＲＺ式のものも含めて、インパルス無線通信システムの課題としては、使用する周波数帯域幅当たりの伝送ビット数が小さい、つまり、周波数利用効率が低いことが挙げられる。
【００１２】
すなわち、インパルス無線通信システムでは、ＯＮ／ＯＦＦ変調を行うため、例えば、１０ＧＨｚの周波数帯域幅を使用する場合、せいぜい１０Ｇｂｐｓ程度のデータ伝送しか行えない。
【００１３】
また、無線通信システムが近接して相互の干渉が問題になる場合や、同じ周波数帯を利用して伝送速度を上げることが求められる場合等において、周波数利用効率の高い通信システムが求められている。
【００１４】
ところで、インパルス無線通信システムで周波数利用効率を向上させようとすると、例えば、インパルス送信機の回路構成が複雑化し、或いは、増大する虞がある。すなわち、インパルス無線通信システムにおいて、回路構成を複雑化することなく、周波数利用効率の向上を図るのは困難になっている。
【課題を解決するための手段】
【００１５】
一実施形態によれば、位相を変化させて多重化したバイポーラ・インパルス信号を送信するインパルス送信機であって、ベースバンド信号生成器と、短パルス発生器と、バンドパスフィルタと、を有するインパルス送信機が提供される。
【００１６】
前記ベースバンド信号生成器は、通信クロックのタイムスロット単位のデータ信号を生成し、前記短パルス発生器は、前記データ信号に基づいて、極性を反転させたバイポーラ短パルスを生成する。前記バンドパスフィルタは、前記バイポーラ短パルスを受け取り、所定の周波数帯域幅だけを通過させて前記バイポーラ・インパルス信号を生成する。
【００１７】
前記短パルス発生器は、異なる遅延を与えて前記バイポーラ短パルスの位相を変化させ、前記多重化する多重度に基づく数の位相制御経路を含む位置変調機能付きトリガーフリップフロップを有する。
【発明の効果】
【００１８】
開示のインパルス送信機、インパルス受信機およびインパルス無線通信システムによれば、回路構成の簡略化、並びに、より一層の周波数利用効率の向上を行うことができるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【００１９】
【図１】図１は、インパルス無線通信システムの一例を説明するための図である。
【図２】図２は、インパルス無線通信システムにおけるインパルス送信機を説明するための図である。
【図３】図３は、バイポーラＲＺ型のインパルス送信機を説明するための図(その１)である。
【図４】図４は、バイポーラＲＺ型のインパルス送信機を説明するための図(その２)である。
【図５】図５は、バイポーラＲＺ型のインパルス送信機を説明するための図(その３)である。
【図６】図６は、関連技術としてのインパルス送信機における短パルス発生器の一例を示す図である。
【図７】図７は、図６に示すインパルス送信機からの信号を受信するインパルス受信機の一例を示すブロック図である。
【図８】図８は、インパルス送信機の第１実施例における短パルス発生器の一例を示す図である。
【図９】図９は、図８に示す短パルス発生器におけるセレクタの一例を示す回路図である。
【図１０】図１０は、図９に示すセレクタの動作を説明するための図である。
【図１１】図１１は、図８に示す短パルス発生器の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１２】図１２は、第１実施例のインパルス送信機の動作を説明するためのタイミング図である。
【図１３】図１３は、第１実施例のインパルス送信機からの信号を受信するインパルス受信機の一例を示すブロック図である。
【図１４】図１４は、図１３に示すインパルス受信機の各部における信号の例を示すタイミング図である。
【図１５】図１５は、インパルス送信機の第２実施例における短パルス発生器の一例を示す図である。
【図１６】図１６は、図１５に示すインパルス送信機に適用される振幅制御回路の一例を説明するための図である。
【図１７】図１７は、図１５に示すインパルス送信機に適用される振幅制御回路の他の例を説明するための図である。
【図１８】図１８は、第２実施例のインパルス送信機の変形例を説明するための図である。
【発明を実施するための形態】
【００２０】
まず、本実施例を詳述する前に、図１〜図７を参照して、インパルス無線通信システムの一例、関連技術としてのインパルス送信機およびインパルス受信機、並びに、その問題点を説明する。
【００２１】
図１は、インパルス無線通信システムの一例を説明するための図であり、図１(a)は、インパルス無線通信システムの一例を示すブロック図であり、図１(b)は、バンドパスフィルタの通過周波数帯域を説明するための図である。
【００２２】
図１(a)に示されるように、インパルス無線通信システム(インパルス方式の無線通信システム)は、インパルス送信機Ｔｘ、および、インパルス受信機Ｒｘを有する。インパルス送信機Ｔｘは、ベースバンド信号生成器１０１、短パルス発生器１０２、バンドパスフィルタ１０３、送信増幅器１０４、および、送信アンテナ１０５を有する。
【００２３】
ベースバンド信号生成器１０１は、通信クロックのタイムスロット単位のデータ信号を生成し、短パルス発生器１０２に出力する。ここで、データ信号は、例えば、「１」の値では高レベル『Ｈ』になり、「０」の値では低レベル『Ｌ』になる。
【００２４】
通信クロックは、例えば、５ＧＨｚとされ、この場合、データ信号の通信速度は、例えば、５ギガビット／秒(Ｇｂｐｓ)になる。短パルス発生器１０２は、例えば、データ信号がタイムスロットでハイレベルになると、短パルスを生成する。バンドパスフィルタ１０３は、短パルスに対して、所定の通過周波数帯域のみを通過させるフィルタリングを行って、例えば、ミリ波パルスを出力する。
【００２５】
図１(b)において、参照符号１３１は、短パルスの周波数特性(短パルス特性)を示し、１３２は、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域を示す。図１(b)に示されるように、バンドパスフィルタ１０３から出力されるミリ波パルスは、短パルス特性１３１のうちの通過周波数帯域１３２の部分のみの周波数成分を有する。
【００２６】
ところで、例えば、ＵＷＢ(Ultra Wide Band：超広帯域無線)等では、使用可能な周波数帯域が制限されており、その周波数帯域の制限を満たすように、バンドパスフィルタ１０３が用いられる。なお、通過周波数帯域１３２は、例えば、通過下限周波数ｆ１が８０ＧＨｚ、通過上限周波数ｆ２が９０ＧＨｚであり、通過周波数帯域幅がｆ２−ｆ１＝９０−８０＝１０ＧＨｚである。
【００２７】
図２は、インパルス無線通信システムにおけるインパルス送信機を説明するための図であり、図２(a)は、短パルス発生器(ユニポーラＲＺ(リターンゼロ)式短パルス発生器)１０２およびバンドパスフィルタ１０３において発生される信号を示す。
【００２８】
また、図２(b)は、バンドパスフィルタ１０３のフィルタ特性(通過周波数帯域)を示し、図２(c)は、ユニポーラＲＺ式短パルス発生器１０２を使用した場合の輝線スペクトルを示す。
【００２９】
ここで、図２(c)において、横軸は、周波数(ＧＨｚ)を示し、縦軸は、電力スペクトル密度(ｄＢｍ／Ｈｚ)を示す。また、図２(c)は、ｆｃが８３．５ＧＨｚで、Ｂｗ＝５ＧＨｚ(８１−８６ＧＨｚ)の場合を示す。なお、図２(a)〜図２(c)において、ｆｃは、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域における中心周波数を示し、Ｂｗは、例えば、パワーが３ｄＢ低下する通過帯域幅を示す。
【００３０】
図２(a)に示されるように、短パルス発生器(ユニポーラＲＺ式短パルス発生器)１０２は、例えば、正極性の幅の狭いパルスを生成する。この幅の狭いパルスは、高周波成分を含む広範囲の周波数成分を含んでおり、バンドパスフィルタ１０３を通過することにより、例えば、ミリ波パルスが生成される。すなわち、図２(b)に示されるように、バンドパスフィルタ１０３を通過したミリ波パルスは、概ね、周波数ｆｃで振動する幅Ｂｗ-1の振動信号(パルス信号)になる。
【００３１】
再び、図１(a)を参照すると、バンドパスフィルタ１０３の出力は、送信増幅器１０４に入力されて、例えば、ミリ波パルスが増幅され、送信アンテナ１０５を介して、送信信号が無線送信される。なお、送信信号は、ミリ波パルスの有無(ＯＮ／ＯＦＦ)により、「１」または「０」のデータが表される。このとき、図２(c)に示されるように、送信信号(電力スペクトル密度)には、例えば、輝線スペクトルＳｂが含まれることになる。
【００３２】
また、図１(a)に示されるように、インパルス受信機Ｒｘは、受信アンテナ１２１、受信増幅器１２２、検波器１２３、リミットアンプ１２４、および、ベースバンド信号再生器１２５を有する。
【００３３】
受信増幅器１２２は、受信アンテナ１２１を介して無線受信した受信信号を増幅し、検波器１２３に出力する。検波器１２３は、受信増幅器１２２により増幅された受信信号(ミリ波パルス)の包絡線を検波して、リミットアンプ１２４に出力する。
【００３４】
リミットアンプ１２４は、検波器１２３により検波された信号を増幅して、ベースバンド信号再生器１２５に出力する。そして、ベースバンド信号再生器１２５は、リミットアンプ１２４により増幅された信号を受け取り、例えば、５Ｇｂｐｓの受信データの再生を行う。
【００３５】
なお、インパルス無線通信システムは、上述したように、ミリ波帯域はもちろんであるが、例えば、マイクロ波帯、準ミリ波帯、ＵＷＢをはじめとする超広帯域無線通信に利用可能である。
【００３６】
このインパルス無線通信システムは、狭帯域通信方式の無線通信システムと比較して、発振器やミキサが不要でＲＦ部の構成が簡素で低コストなため、例えば、広帯域を利用できるミリ波帯では、１０Ｇｂｐｓを超える広帯域無線通信の実現が期待されている。
【００３７】
ここで、インパルス無線通信システムに割り当てられた周波数帯域幅をＢｍａｘとすると、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域幅ＢｂｐｆがＢｍａｘと等しいとき、最大通信速度Ｂｍａｘを得ることができる。
【００３８】
例えば、周波数帯域幅Ｂｍａｘが１０ＧＨｚの場合、図１(b)に示されるように、バンドパスフィルタ１０３の通過周波数帯域幅Ｂｂｐｆは、ｆ２−ｆ１＝９０−８０＝１０ＧＨｚになり、データ信号の通信速度は、１０Ｇｂｐｓになる。
【００３９】
ところで、多くの無線通信システムは、例えば、周波数１ＭＨｚ当たりの信号強度０ｄＢｍ(＝１ｍＷ／ＭＨｚ)というように、法令や規格等により、単位周波数当りの信号強度(電力スペクトル密度)が規定されている。
【００４０】
そのため、図２(c)に示されるように、例えば、送信信号(電力スペクトル密度)には、輝線スペクトルＳｂが含まれる。そして、この輝線スペクトルＳｂの信号強度が電力スペクトル密度の制限にかかると、全周波数帯域での平均電力を上げられないという事態が生じる。
【００４１】
具体的に、例えば、割り当てられた周波数帯域Ｂｍａｘが１０ＧＨｚ(＝１００００ＭＨｚ)のとき、送信スペクトル強度が周波数帯域内で一定であれば、１(ｍＷ／ＭＨｚ)×１００００(ＭＨｚ)＝１０Ｗの出力が可能になる。
【００４２】
しかしながら、送信信号に１ｍＷ／ＭＨｚの輝線スペクトルＳｂが含まれると、この輝線スペクトルＳｂも、例えば、電波法に基づく信号強度の制限を受けるため、小さな電力しか許容されないことになってしまう。
【００４３】
一般的に、信号を誤りなく長距離伝送するためには、全周波数帯域のスペクトル電力を最大限大きくして、雑音等に対する信号強度マージン(Ｓ／Ｎ比)を確保するのが好ましい。しかしながら、送信電力が輝線スペクトルＳｂで制限されると、Ｓ／Ｎ比を十分確保するのが困難になる。
【００４４】
このように、輝線スペクトルＳｂにより送信電力が制限されると、長距離で高品質の無線通信が不利になるため、輝線スペクトルＳｂの生じないインパルス無線通信システムの実現が求められていた。そこで、送信信号に輝線スペクトルＳｂを含まず、長距離で高品質の無線通信に適したバイポーラ・リターンゼロ(ＲＺ)型インパルス無線通信システムが提案されている。
【００４５】
図３〜図５は、バイポーラＲＺ型のインパルス送信機を説明するための図である。ここで、図３(a)は、バイポーラＲＺ型のインパルス送信機(Ｂ−ＲＺインパルス送信機)で使用する短パルス発生器１０２の一例を示すブロック図であり、短パルス発生器１０２を、パルス発生フィルタ５０６およびパルス(広帯域)増幅器５０７と共に示す。
【００４６】
パルス発生フィルタ５０６は、バンドパスフィルタ１０３に対応し、パルス増幅器５０７は、送信増幅器１０４に対応する。また、図３(b)は、図３(a)に示すトリガーフリップフロップ(Ｔ−ＦＦ)５０４の一例の回路図を示す。
【００４７】
また、図４(a)は、短パルス発生器１０２で発生される正極性のパルス、および、パルス発生フィルタ５０６(バンドパスフィルタ１０３)を介して生成される正極性のミリ波パルス(インパルス信号)の例を示す。さらに、図４(b)は、短パルス発生器１０２で発生される負極性のパルス、および、パルス発生フィルタ５０６を介して生成される負極性のミリ波パルスの例を示す。
【００４８】
そして、図５(a)は、図３(a)に示す短パルス発生器１０２およびパルス発生フィルタ５０６の動作を説明するためのタイムチャートであり、図５(b)は、バイポーラＲＺ式短パルス発生器１０２を使用した場合の輝線スペクトル(ノッチ)を示す図である。
【００４９】
なお、図５(b)において、横軸は、周波数(ＧＨｚ)を示し、縦軸は、電力スペクトル密度(ｄＢｍ／Ｈｚ)を示す。また、図５(b)は、ｆｃが８３．５ＧＨｚで、Ｂｗ＝５ＧＨｚ(８１−８６ＧＨｚ)の場合を示す。
【００５０】
図３(a)に示されるように、バイポーラＲＺ式短パルス発生器１０２は、入力バッファ５０１および５０２と、ＮＲＺ−ＲＺ変換部５０３と、トリガーフリップフロップ(Ｔ−ＦＦ)５０４と、エッジ整形(シェーピング)回路５０５と、を有する。
【００５１】
エッジシェーピング回路５０５は、例えば、直列接続された偶数段のインバータを含み、エッジシェーピング回路５０５によりエッジ成形された出力信号は、パルス発生フィルタ５０６(１０３)に入力される。
【００５２】
データ信号Ａは、ノンリターンゼロ信号であり、入力バッファ５０１は、ノンリターンゼロ信号Ａをバッファリングし、クロックバッファ５０２は、クロック信号Ｃｌｏｃｋをバッファリングする。
【００５３】
ＮＲＺ(Non-Return to Zero：ノンリターンゼロ)−ＲＺ(Return to Zero：リターンゼロ)変換部５０３は、ノンリターンゼロ信号Ａをリターンゼロ信号Ｂに変換する。具体的に、ＮＲＺ−ＲＺ変換部５０３は、例えば、論理積(ＡＮＤ)回路であり、ノンリターンゼロ信号Ａおよびクロック信号ＣＬＫの論理積をとり、その論理積信号をリターンゼロ信号Ｂとして出力する。
【００５４】
Ｔ−ＦＦ５０４は、例えば、図３(b)に示すような、リターンゼロ信号Ｂをトランスファーゲート信号とするマスタースレーブ型のフリップフロップ回路で実現される。すなわち、Ｔ−ＦＦ５０４は、入出力を交差接続したインバータ６０２，６０３によるマスターラッチと、インバータ６０５，６０６によるスレーブラッチと、スレーブラッチの出力のフィードバック経路に設けられたインバータ６０７と、を含む。
【００５５】
Ｔ−ＦＦ５０４は、さらに、トランジスタで形成されるトランスファーゲート６０１および６０４を含む。トランスファーゲート６０１は、スレーブラッチの出力を、インバータ６０７を介してマスターラッチにフィードバックする経路に設けられ、ゲート６０４は、マスターラッチの出力とスレーブラッチの入力の間に設けられている。
【００５６】
トランスファーゲート６０１は、リターンゼロ信号Ｂにより導通状態が制御され、トランスファーゲート６０４は、リターンゼロ信号Ｂの反転信号／Ｂにより導通状態が制御される。これにより、Ｔ−ＦＦ５０４は、リターンゼロ信号Ｂが１周期変化する毎に出力信号Ｃを反転させる、リターンゼロ信号Ｂの分周回路として機能する。
【００５７】
例えば、リターンゼロ信号Ｂが『Ｈ』→『Ｌ』→『Ｈ』のように１周期変化する毎に、出力信号Ｃの論理レベルが反転する。すなわち、図５(a)に示されるように、出力信号Ｃは、リターンゼロ信号Ｂの立ち上がりエッジに同期して論理反転する。
【００５８】
エッジシェーピング回路５０５は、Ｔ−ＦＦ５０４の出力信号Ｃの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを急峻にした信号を生成して、パルス発生フィルタ５０６に出力する。ここで、出力信号Ｃを急峻にした信号は、立ち上がり時間および立ち下がり時間の短い信号になり、より高い周波数までのスペクトルを含む信号になる。
【００５９】
前述したように、エッジシェーピング回路５０５は、例えば、直列に接続した偶数段のインバータにより実現することができる。また、エッジシェーピング回路５０５は、さらに、ピーキングを与えるインダクタを設け、より急峻なエッジが得られるようにしてもよい。
【００６０】
インバータは、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタとｎチャネル型ＭＯＳトランジスタを電源間に直列に接続し、２個のトランジスタのゲートに入力信号を印加し、ｐＭＯＳトランジスタとｎＭＯＳトランジスタの接続ノードから反転信号を得ることで実現される。なお、他の部分で使用するインバータに関しても同様である。
【００６１】
パルス発生フィルタ５０６は、ハイパスフィルタまたはバンドパスフィルタである。パルス発生フィルタ５０６は、エッジシェーピング回路５０５の出力信号の低周波数成分を除去することにより、データ信号Ａの値(データ「１」の値)に応じたパルスの有無であって、正極性パルスおよび負極性パルスを交互に生成した信号Ｄを出力する。ここで、パルス発生フィルタ５０６としては、例えば、直列接続されたキャパシタ素子を適用することができる。
【００６２】
パルス増幅器５０７(１０４)は、広帯域増幅器または分布型増幅器であり、パルス発生フィルタ５０６の出力信号Ｄを増幅し、その増幅した信号を図１(a)の送信アンテナ１０５に出力する。なお、信号Ｃのエッジが十分に急峻である場合には、エッジシェーピング回路５０５を削除してもよい。また、信号Ｄの大きさが十分であれば、パルス増幅器５０７を削除することもできる。
【００６３】
短パルス発生器１０２からバンドパスフィルタ１０３(パルス発生フィルタ５０６)に出力されるバイポーラ短パルスは、データ信号の値に応じたパルスの有無であって、正極性パルスおよび負極性パルスを交互に生成されるパルスである。
【００６４】
バイポーラ短パルスは、例えば、データ信号の値が「１」のときに正極性パルスまたは負極性パルスが発生され、データ信号の値が「０」のときに基準電圧になる。正極性パルスは、基準電圧に対して正電圧のパルスであり、負極性パルスは、基準電圧に対して負電圧のパルスである。すなわち、バイポーラ短パルスは、直前のパルスに対して逆極性のパルスになる。
【００６５】
ここで、図５(b)と前述した図２(c)の比較から明らかなように、図２(c)におけるユニポーラＲＺ式短パルスを使用した場合の輝線スペクトルＳｂは、図５(b)のように、バイポーラＲＺ式短パルスを使用することでノッチＳｎになる。これにより、輝線スペクトルＳｂの信号強度が電力スペクトル密度(送信信号)の制限にかかることがなく、全周波数帯域での平均電力を上げることが可能になる。
【００６６】
このように、バイポーラ短パルスを利用すると、通信速度(１０Ｇｂｐｓ)の整数倍に等しい周波数でノッチ(凹部)が生じ、電力スペクトル密度が小さくなる。そのため、ユニポーラ短パルスを利用する場合に比べて、単位周波数当たりの信号強度の最大値を小さくでき、送信電力の確保が容易になり、長距離・高品質通信を行うのに有利になる。
【００６７】
ところで、ユニポーラＲＺ方式およびバイポーラＲＺ式を含め、インパルス無線通信システムは、使用する周波数帯域幅あたりの伝送ビット数が小さい、つまり周波数利用効率が低いという問題がある。
【００６８】
すなわち、インパルス無線通信では、ＯＮ／ＯＦＦ変調を行うため、１０ＧＨｚの周波数帯域幅を使用する場合、せいぜい１０Ｇｂｐｓのデータ伝送しか行えない。また、例えば、無線通信システムが近接し、相互の干渉が問題になると共に、同じ周波数帯を利用して伝送速度を上げる要望が出た場合に、周波数利用効率の高い通信システムが求められる。
【００６９】
例えば、無線通信装置の周波数利用効率を向上するためには、１シンボルに対して、複数ビットの情報をのせる方法、いわゆる多値化が有効であると考えられている。そこで、パルス伝送の場合は、パルスの出現位置を変えることにより情報を伝送するパルス位置変調(ＰＰＭ)が研究・開発されている。
【００７０】
すなわち、インパルス無線通信システムにおいてパルス位置変調を行う場合、例えば、１周期内に１個のパルス(インパルス)を配置し、送信データに応じてパルスを配置する位置(位相)を変えることが考えられる。
【００７１】
図６は、関連技術としてのインパルス送信機における短パルス発生器の一例を示す図であり、１周期内にパルスを配置する位相を変化(−π，−π／２，基準(0)，＋π／２，＋π)させて、２ビットのデータを伝送する例(多重度が『２』の例)を示す。なお、π／２の位相(配置)に対して、例えば、１周期(例えば、１２ｐｓ)における１／４周期(例えば、３ｐｓ)を対応させるのが好ましい。
【００７２】
ここで、図６(a)は、Ｂ−ＲＺインパルス送信機で使用する短パルス発生器１０２の一例を示すブロック図であり、短パルス発生器１０２を、パルス発生フィルタ５０６(１０３)およびパルス(広帯域)増幅器５０７(１０４)と共に示す。また、図６(b)は、図６(a)に示すＴ−ＦＦ(位置変調機能付きトリガーフリップフロップ)５０４の一例の回路図を示す。
【００７３】
図６(a)と、前述した図３(a)の比較から明らかなように、関連技術の短パルス発生器１０２は、セレクタ７０１と、クロックバッファ５０２と、Ｔ−ＦＦ７０２と、エッジ整形(シェーピング)回路５０５と、を有する。
【００７４】
クロックバッファ５０２、エッジ整形回路５０５、パルス発生フィルタ５０６およびパルス増幅器５０７は、図３(a)を参照して説明したのと同様のものであり、その説明は省略する。
【００７５】
セレクタ７０１は、シリアルの送信データＤａｔａの２ビット毎のデータパターンおよび通信クロックＣｌｏｃｋの２分周信号Ｍに基づいて、５つの選択信号ｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔを生成する。
【００７６】
すなわち、多重度が『２』のとき、位相が−π，−π／２，基準(0)，＋π／２，＋πとなる信号を生成するために５つの位相制御経路(信号経路)ＳＬｐ〜ＳＬｔを設け、そのうちの１つを５つの選択信号ｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔにより選択可能とする。
【００７７】
なお、関連技術のインパルス送信機(短パルス発生器１０２のＴ−ＦＦ７０２の可変遅延部７２０)における位相制御経路(選択信号)の数は、多重度をＮとしたとき、２Nよりも多く(２N＋１以上に)なる。
【００７８】
このように、選択信号ｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔは、その１つが選択的にオン(高レベル『Ｈ』)にされ、残りがオフ(低レベル『Ｌ』)にされる信号である。なお、分周信号Ｍは、例えば、図６(b)に示すＴ−ＦＦ７０２のインバータ７１２の出力として生成された信号を使用することができる。
【００７９】
Ｔ−ＦＦ７０２は、例えば、図６(b)に示すような回路構成を有し、通信クロックｃｌｏｃｋを２分周した分周信号を出力する。分周信号の変化エッジは、選択信号ｐ，ｑ，ｒ，ｓ，ｔに応じて位相がπ／２(例えば、３ｐｓ)ずつ変化する。
【００８０】
Ｔ−ＦＦ７０２は、入出力が交差接続されたインバータ７１２および７１３によるマスターラッチと、インバータ７１５および７１６を含むスレーブラッチと、スレーブラッチの出力のフィードバック経路に設けられたインバータ７１７と、を有する。
【００８１】
Ｔ−ＦＦ７０２は、さらに，トランスファーゲート７１１および７１４を有する。トランスファーゲート７１１は、スレーブラッチの出力を、インバータ７１７を介してマスターラッチにフィードバックする経路に、トランスファーゲート７１４は、マスターラッチの出力とスレーブラッチの入力の間に、それぞれ設けられている。
【００８２】
トランスファーゲート７１１は、クロック信号Ｃｌｏｃｋにより、トランスファーゲート７１４は、クロック信号Ｃｌｏｃｋの反転信号／Ｃｌｏｃｋにより、それぞれ導通状態が制御される。
【００８３】
Ｔ−ＦＦ７０２は、さらに、スレーブラッチにおいて、インバータ７１５の出力とインバータ７１６の入力(位置変調機能付きＴ−ＦＦ７０２の出力ノード)との間に接続された可変遅延部７２０を有する。
【００８４】
可変遅延部７２０は、インバータ７１５の出力とインバータ７１６の入力の間に、並列に接続された第１〜第５の５つの位相制御経路ＳＬｐ〜ＳＬｔを有する。ここで、第１位相制御経路ＳＬｐは、トランスファーゲート７２１のみを有し、トランスファーゲート９２１のゲートには、選択信号ｐが入力される。
【００８５】
第２位相制御経路ＳＬｑは、直列に接続されたトランスファーゲート７２２，７２４およびバッファ７２３を有し、トランスファーゲート７２２，７２４のゲートには選択信号ｑが入力される。第３位相制御経路ＳＬｒは、直列に接続されたトランスファーゲート７２５，７２７、および、２個のバッファを接続したバッファ列７２６を有し、トランスファーゲート７２５，７２７のゲートには選択信号ｑが入力される。
【００８６】
第４位相制御経路ＳＬｓは、直列に接続されトランスファーゲート７２８，７３０、および、３個のバッファを接続したバッファ列７２９を有し、トランスファーゲート７２８，７３０のゲートには選択信号ｓが入力される。
【００８７】
第５位相制御経路ＳＬｔは、直列に接続されトランスファーゲート７３１，７３３、および、４個のバッファを接続したバッファ列７３２を有し、トランスファーゲート７３１，７３３のゲートには選択信号ｔが入力される。ここで、バッファ７２３，バッファ列７２６，７２９，７３２は、接続されるバッファの数が異なり、このバッファ数に従って遅延量が増加するようになっている。
【００８８】
これにより、例えば、第３位相制御経路ＳＬｒの出力を基準(０)にしたとき、第１位相制御経路ＳＬｐの出力における位相を−πに設定し、第２位相制御経路ＳＬｑの出力における位相を−π／２に設定することができる。
【００８９】
さらに、例えば、第３位相制御経路ＳＬｒの出力を基準(０)にしたとき、第４位相制御経路ＳＬｓの出力における位相を＋π／２に設定し、第５位相制御経路ＳＬｔの出力における位相を＋πに設定することができる。
【００９０】
このように、図６に示す関連技術のインパルス送信機では、例えば、位置変調機能付きＴ−ＦＦ７０２における可変遅延部７２０が第１〜第５の５つの位相制御経路ＳＬｐ〜ＳＬｔを有する。
【００９１】
また、この５つの位相制御経路ＳＬｐ〜ＳＬｔにおけるバッファを制御するために、セレクタ７０１も５つの選択信号ｐ〜ｔを生成する。このため、回路構成が増大すると共に、複雑化することになってしまう。
【００９２】
図７は、図６に示すインパルス送信機からの信号を受信するインパルス受信機の一例を示すブロック図である。図６を参照して説明した関連技術のインパルス送信機から出力された、位相を変化させて多重化したバイポーラ・インパルス信号を受信するインパルス受信機は、例えば、図７に示す構成を有する。
【００９３】
図７に示されるように、インパルス受信機は、受信アンテナ１２１と、受信増幅器１２２と、検波器１２３と、リミットアンプ１２４と、ベースバンド信号再生器１２５と、を有する。
【００９４】
検波器１２３は、ユニポーラ短パルス発生器８０１と、バンドパスフィルタ８０２と、第１ミキサ(ミキサ)８０３Ａと、第２ミキサ(ミキサ)８０３Ｂと、π／２移相器８０４と、を有する。ユニポーラ短パルス発生器８０１は、通信クロックＣｌｏｃｋを多重度(ここでは、『２』)で除した周波数信号(２分周信号)の半周期毎に短パルスを発生する。
【００９５】
すなわち、ユニポーラ短パルス発生器８０１は、例えば、インパルス送信機のバンドパスフィルタ１０３の通過帯域の中心周波数(例えば、８３．５ＧＨｚ)のローカル発振信号の短パルスを発生する。
【００９６】
バンドパスフィルタ８０２は、送信機のバンドパスフィルタ１０３と同様の通過特性を有し、バイポーラ短パルス発生器８０５の出力信号を受け取って、振動信号と同じ周波数の発振信号で、その包絡線が短パルス信号に対応するパルス信号を生成する。
【００９７】
第１ミキサ８０３Ａは、受信増幅器１２２の出力信号に、バンドパスフィルタ８０２が出力するパルス信号をミキシングして検波を行う。第２ミキサ８０３Ｂは、受信増幅器１２２の出力信号に、バンドパスフィルタ８０２が出力するパルス信号の位相をπ／２移相器８０４によりπ／２だけ位相シフトし、その位相シフトされた信号をミキシングして検波を行う。これにより中間周波数(ＩＦ)信号が得られる。
【００９８】
リミットアンプ１２４は、第１ミキサ８０３Ａの出力を増幅する第１アンプ１２４Ａと、第２ミキサ８０３Ｂの出力を増幅する第２アンプ１２４Ｂと、を有する。ここで、第１ミキサ８０３Ａと第２ミキサ８０３Ｂでミキシングするローカル発振信号は、π／２(例えば、３ｐｓ)だけ位相がずれており、第１アンプ１２４ＡからＩＦ信号(Ｑ信号)が出力され、第２アンプ１２４ＢからＩＦ信号(Ｉ信号)が出力される。
【００９９】
ベースバンド信号再生器１２５は、アナログ・デジタル変換器(ＡＤＣ：Analog to Digital Converter)８５１と、位相検出部８５２と、データ再生部８５３と、を有する。ＡＤＣ８５１は、ＩＦ信号(Ｑ)およびＩＦ信号(Ｉ)をデジタルデータに変換する。
【０１００】
位相検出部８５２は、ＩＦ信号(Ｑ)およびＩＦ信号(Ｉ)のデジタルデータから、受信したインパルス信号の位相を検出する。データ再生部８５３は、検出した位相および受信したクロックの位相からデータを再生する。
【０１０１】
このように、図６を参照して説明した関連技術のインパルス送信機は、インパルス受信機として、図７に示すようなユニポーラ短パルス発生器８０１を適用したものにより、送信データを再生することができるが、回路規模が大きく複雑になる。
【０１０２】
すなわち、図６および図７によるインパルス無線通信システムは、１周期内にパルスを配置する位相を変化させて送信データの多重化を行うことができるが、インパルス送信機の回路規模が増大して複雑化するという問題がある。
【０１０３】
以下、インパルス送信機、インパルス受信機およびインパルス無線通信システムの実施例を、添付図面を参照して詳述する。図８は、インパルス送信機の第１実施例における短パルス発生器の一例を示す図であり、１周期内にパルスを配置する位相を変化(−π／２，基準(0)，＋π／２，＋π)させて、２ビットのデータを伝送する例(多重度が『２』の例)を示す。なお、π／２の位相(配置)に対して、例えば、１周期(例えば、１２ｐｓ)における１／４周期(例えば、３ｐｓ)を対応させるのが好ましい。
【０１０４】
ここで、図８(a)は、Ｂ−ＲＺインパルス送信機で使用する短パルス発生器１０２の一例を示すブロック図であり、短パルス発生器１０２を、パルス発生フィルタ５０６(１０３)およびパルス増幅器５０７(送信増幅器１０４)と共に示す。また、図８(b)は、図８(a)に示すＴ−ＦＦ(位置変調機能付きトリガーフリップフロップ)５０４の一例の回路図を示す。
【０１０５】
図８(a)に示されるように、第１実施例の短パルス発生器１０２は、セレクタ９０１と、クロックバッファ５０２と、Ｔ−ＦＦ９０２と、エッジ整形(シェーピング)回路５０５と、を有する。
【０１０６】
ここで、エッジシェーピング回路５０５は、例えば、直列接続された偶数段のインバータを含み、エッジシェーピング回路５０５によりエッジ成形された出力信号は、パルス発生フィルタ５０６(１０３)に入力される。なお、クロックバッファ５０２、パルス発生フィルタ５０６およびパルス(広帯域)増幅器５０７は、例えば、図３を参照して説明したのと同様のものであり、その説明は省略する。
【０１０７】
セレクタ９０１は、シリアル送信データＤａｔａの２ビットの毎のデータパターンに応じて、４つの選択信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈを生成する。ここで、４つの選択信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈは、その１つが選択的にオン(高レベル『Ｈ』)にされ、残りの３つがオフ(低レベル『Ｌ』)にされる。
【０１０８】
なお、図８(a)と、前述した図６(a)の比較から明らかなように、本第１実施例のセレクタ９０１は、通信クロックＣｌｏｃｋの２分周信号Ｍを使用することなく、送信データＤａｔａから選択信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈを生成する。なお、セレクタ９０１の一例は、図９を参照して後に詳述される。
【０１０９】
Ｔ−ＦＦ９０２は、例えば、図８(b)に示すような回路構成を有し、通信クロックｃｌｏｃｋを２分周した分周信号を(Ｃ)出力する。分周信号の変化エッジは、選択信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈに応じて位相がπ／２(例えば、３ｐｓ)ずつ変化する。
【０１１０】
Ｔ−ＦＦ９０２は、入出力を交差接続したインバータ９１２，９１３によるマスターラッチ、インバータ９１５，９１６によるスレーブラッチ、および、スレーブラッチの出力のフィードバック経路に設けられたインバータ９１７を有する。
【０１１１】
Ｔ−ＦＦ９０２は、さらに，トランスファーゲート９１１および９１４を有する。トランスファーゲート９１１は、スレーブラッチの出力を、インバータ９１７を介してマスターラッチにフィードバックする経路に挿入されている。また、トランスファーゲート９１４は、マスターラッチの出力とスレーブラッチの入力の間に挿入されている。
【０１１２】
ここで、トランスファーゲート９１１は、クロック信号Ｃｌｏｃｋにより導通状態が制御され、トランスファーゲート９１４は、クロック信号Ｃｌｏｃｋの反転信号／Ｃｌｏｃｋにより導通状態が制御される。
【０１１３】
Ｔ−ＦＦ９０２は、さらに、スレーブラッチにおいて、インバータ９１５の出力とインバータ９１６の入力(位置変調機能付きＴ−ＦＦ９０２の出力ノード)の間に設けられた可変遅延部９２０を有する。
【０１１４】
可変遅延部９２０は、インバータ９１５の出力とインバータ９１６の入力の間に、並列に接続された第１〜第４の４つの位相制御経路ＳＬｅ〜ＳＬｈを有する。第１位相制御経路ＳＬｅは、トランスファーゲート９２１のみを有し、トランスファーゲート９２１のゲートには、選択信号ｅが入力される。
【０１１５】
第２位相制御経路ＳＬｆは、直列に接続されたトランスファーゲート９２２およびバッファ９２３を有し、トランスファーゲート９２２のゲートには選択信号ｆが入力される。第３位相制御経路ＳＬｇは、直列に接続されたトランスファーゲート９２４、および、２個のバッファを接続したバッファ列９２５を有し、トランスファーゲート９２４のゲートには選択信号ｇが入力される。
【０１１６】
第４位相制御経路ＳＬｇは、直列に接続されトランスファーゲート９２６、および、３個のバッファを接続したバッファ列９２７を有し、トランスファーゲート９２６のゲートには選択信号ｈが入力される。ここで、バッファ９２３，バッファ列９２５，９２７は、接続されるバッファの数が異なり、このバッファ数に従って遅延量が増加するようになっている。
【０１１７】
これにより、例えば、第２位相制御経路ＳＬｆの出力を基準(０)にしたとき、第１位相制御経路ＳＬｅの出力位相を−π／２、第３位相制御経路ＳＬｇの出力位相を＋π／２、そして、第４位相制御経路ＳＬｈの出力位相を＋πに設定することができる。
【０１１８】
ここで、例えば、パルス発生フィルタ５０６(バンドパスフィルタ１０３)の通過周波数帯域の中心周波数をｆｃとし、その周期ＴをＴ＝１／ｆｃとしたとき、隣接する位相制御経路の位相差『π／２』(遅延時間の差)は、Ｔ／４(例えば、３ｐｓ程度)に設定される。
【０１１９】
例えば、第２位相制御経路ＳＬｆの出力を基準としたとき、第１位相制御経路ＳＬｅの出力は、−３ｐｓ(−Ｔ／４：−π／２)に設定され、第３位相制御経路ＳＬｇの出力は、＋３ｐｓ(＋Ｔ／４：＋π／２)に設定される。
【０１２０】
可変遅延部９２０では、セレクタ９０１の選択信号ｅに対して第１位相制御経路ＳＬｅの出力が選択され、ｆに対して第２位相制御経路ＳＬｆの出力が選択される。さらに、選択信号ｇに対して第３位相制御経路ＳＬｇの出力が選択され、ｈに対して第４位相制御経路ＳＬｇの出力が選択される。
【０１２１】
図８(a)と、前述した図６(a)の比較から明らかなように、第１実施例の短パルス発生器１０２は、図６を参照して説明した関連技術の短パルス発生器に比べて、可変遅延部９２０における位相制御経路を５本から４本に低減することが可能になる。
【０１２２】
すなわち、多重度が『２』のとき、位相が−π／２，基準(0)，＋π／２，＋πとなる信号を生成するために４つの位相制御経路ＳＬｅ〜ＳＬｈを設け、そのうちの１つを４つの選択信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈにより選択可能とする。
【０１２３】
これを一般化すると、第１実施例のインパルス送信機(短パルス発生器１０２のＴ−ＦＦ９０２の可変遅延部９２０)における位相制御経路(選択信号)の数は、多重度をＮとしたとき、２Nになる。
【０１２４】
図９は、図８に示す短パルス発生器におけるセレクタの一例を示す回路図である。図９に示されるようにセレクタ９０１は、１：２のシリアル・パラレル変換回路９４０、および、４個のＡＮＤゲート９５１〜９５４を有する。ここで、ＡＮＤゲート９５１は、一方の入力が反転入力とされ、ＡＮＤゲート９５２は、両方の入力が反転入力とされ、ＡＮＤゲート９５３は、他方の入力が反転入力とされている。
【０１２５】
シリアル・パラレル変換回路９４０は、例えば、シリアル信号である送信データＤａｔａの２ビット分をパラレルデータに変換する。シリアル・パラレル変換回路９４０の出力は、それぞれＡＮＤゲート９５１〜９５４に入力され、これにより、送信データＤａｔａの２ビット分に対応して、いずれか１つが『Ｈ』で、残りが『Ｌ』になる４つの選択信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈが生成される。
【０１２６】
なお、第１実施例の短パルス発生器１０２におけるセレクタ９０１に関しても、図６を参照して説明した関連技術の短パルス発生器のセレクタ７０１に比べて、選択信号が５から４へ削減することができるため、回路構成も簡略化されたものになっている。
【０１２７】
図１０は、図９に示すセレクタの動作を説明するための図であり、図１０(a)は、送信データＤａｔａの２ビット分のデータ(２ビットデータ)応じた選択信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈ、並びに、パルス発生フィルタ５０６(１０３)により生成されるインパルス信号を示す。また、図１０(b)は、２ビットデータの各値に対する位相関係を示す。
【０１２８】
ここで、選択信号ｅ(すなわち、ｅのみが『Ｈ』で、ｆ，ｇ，ｈが『Ｌ』)に対してＥ(０，１)を割り当て、選択信号ｆに対してＦ(０，０)を割り当て、選択信号ｇに対してＧ(１，０)を割り当て、そして、選択信号ｈに対してＨ(１，１)を割り当てている。
【０１２９】
図１０(a)および図１０(b)に示されるように、例えば、送信データＤａｔａの２ビットデータが(０，０)の時は、選択信号ｆが『Ｈ』で基準になる。また、２ビットデータが(０，１)の時は、選択信号ｅが『Ｈ』になり、遅延は、−Ｔｃ／４(−π／２)、すなわち、π／２の進みになる。
【０１３０】
さらに、２ビットデータが(１，０)の時は、選択信号ｇが『Ｈ』になり、遅延は、＋Ｔｃ／４(＋π／２)、すなわち、π／２の遅れになり、また、(１，１)の時は、選択信号ｈが『Ｈ』になり、遅延は、＋Ｔｃ／２(＋π)、すなわち、πの遅れになる。なお、図１０(a)において、右上(第１象限)に基準の場合のインパルス信号の波形を示し、他の３つ(第２〜第４象限)では、基準のインパルス信号の波形を破線で示している。
【０１３１】
図１０(b)に示されるように、本実施例のインパルス送信機(短パルス発生器)から出力される送信信号は、例えば、４位相偏移変調(ＱＰＳＫ:Quadrature Phase Shift Keying)と類似の関係を示すことになる。従って、例えば、知られているＱＰＳＫの復調技術を適用したコヒーレント検波による直交復調が可能で、受信感度を高くすることができる。
【０１３２】
ただし、本実施例のインパルス送信機による送信信号を受信して送信データの再生を行うインパルス受信機としては、例えば、後に、図１３を参照して説明するように、受信用の短パルス発生器としてバイポーラ短パルス発生器を適用したものを使用する。
【０１３３】
以上において、図１０(a)および図１０(b)に示す割り当ては単なる例であり、これに限定されないのはもちろんである。また、１周期内にパルス(インパルス)を配置する位相(位置)は、π／２毎ずらした４つに限定されず、それに従って、シリアル・パラレル変換回路９４０等の構成も様々に変化するのはいうまでもない。
【０１３４】
図１１は、図８に示す短パルス発生器の動作を説明するためのタイミング図である。図１１に示されるように、Ｔ−ＦＦ９０２の出力信号Ｃは、例えば、クロック信号Ｃｌｏｃｋの１周期毎に変化する。
【０１３５】
ここで、クロック信号Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジから出力信号Ｃの変化エッジまでの時間が、送信データＤａｔａの２ビットデータの値に応じて異なる。なお、参照符号Ｍは、クロックＣｌｏｃｋを２分周した分周信号を示す。
【０１３６】
すなわち、２ビットデータが(０，０)の時、選択信号ｆが『Ｈ』で、第２位相制御経路ＳＬｆが選択され、遅延は基準(０)になり、出力信号ＣはＣｌｏｃｋの立ち下りエッジで変化する。
【０１３７】
なお、実際には、Ｃｌｏｃｋの立ち下りエッジから第２位相制御経路ＳＬｆの遅延以上の時間経過後に、出力信号Ｃが変化するが、図１１では、理解を容易にするために、基準(０)の時に、出力信号ＣがＣｌｏｃｋの立ち下りエッジで変化するように描いている。
【０１３８】
また、２ビットデータが(１，０)の時、選択信号ｇが『Ｈ』で、第３位相制御経路ＳＬｇが選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ／２遅れた(＋π／２の)位相で変化する。さらに、２ビットデータが(１，１)の時、選択信号ｈが『Ｈ』で、第４位相制御経路ＳＬｈが選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ遅れた(＋πの)位相で変化する。そして、２ビットデータが(０，１)の時、選択信号ｅが『Ｈ』で、第１位相制御経路ＳＬｅが選択され、出力信号Ｃは基準に比べてπ／２進んだ(−π／２の)位相で変化する。
【０１３９】
図１２は、第１実施例のインパルス送信機の動作を説明するためのタイミング図である。ここで、図１２は、通信クロックＣｌｏｃｋ、送信データＤａｔａ、選択信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈ、Ｔ−ＦＦ９０２の出力信号Ｃ、パルス発生フィルタ５０６の出力信号Ｄ、および、インパルス信号(ミリ波パルス)の変化の様子を示す。
【０１４０】
図１２に示されるように、例えば、送信データＤａｔａが『００１０１１０１０１００…』と変化する場合、２ビットデータ(２ビットのデータパターン)の値に基づいて、選択信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈのいずれか１つが『Ｈ』になり、他の３つは『Ｌ』になる。この選択信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈに基づく可変遅延部９２０の遅延量(位相)の制御により、出力信号Ｃの遷移タイミングが調整され、信号Ｃの変化エッジがシフトする。
【０１４１】
そして、シフトした信号Ｃの変化エッジで、Ｃの変化方向に応じて正極性または負極性のインパルスが発生する。すなわち、図１２に示されるようなミリ波パルスが生成され、例えば、図１を参照して説明した送信増幅器１０４で増幅され、送信アンテナ１０５を介して、送信信号が無線送信される。
【０１４２】
図１３は、第１実施例のインパルス送信機からの信号を受信するインパルス受信機の一例を示すブロック図であり、第１実施例のインパルス送信機から出力された、位相を変化させて多重化したバイポーラ・インパルス信号を受信する受信機の一例を示す。
【０１４３】
ここで、インパルス受信機は、図１を参照して説明したように、受信アンテナ１２１と、受信増幅器１２２と、検波器１２３と、リミットアンプ１２４と、ベースバンド信号再生器１２５と、を有する。受信増幅器１２２は、例えば、低雑音アンプで実現される。
【０１４４】
検波器１２３は、バイポーラ短パルス発生器８０５と、バンドパスフィルタ８０２と、第１ミキサ８０３Ａと、第２ミキサ８０３Ｂと、π／２移相器８０４と、を有する。バイポーラ短パルス発生器８０５は、通信クロックＣｌｏｃｋを多重度(ここでは、『２』)で除した周波数信号(２分周信号)の半周期毎に極性が変化する短パルスを発生する。
【０１４５】
すなわち、バイポーラ短パルス発生器８０５は、例えば、インパルス送信機のバンドパスフィルタ１０３の通過帯域の中心周波数(例えば、８３．５ＧＨｚ)のローカル発振信号で、正極性と負極性が交互に変化するバイポーラ短パルスを発生する。
【０１４６】
このように、図１３に示すインパルス受信機は、図７を参照して説明したインパルス受信機とは、検波器１２３におけるユニポーラ短パルス発生器８０１の代わりに、バイポーラ短パルス発生器８０５を使用する点が異なっている。
【０１４７】
バンドパスフィルタ８０２は、送信機のバンドパスフィルタ１０３と同様の通過特性を有し、バイポーラ短パルス発生器８０５の出力信号を受け取って、振動信号と同じ周波数の発振信号で、その包絡線が短パルス信号に対応するパルス信号を生成する。
【０１４８】
第１ミキサ８０３Ａは、受信増幅器１２２の出力信号に、バンドパスフィルタ８０２が出力するパルス信号をミキシングして検波を行う。第２ミキサ８０３Ｂは、受信増幅器１２２の出力信号に、バンドパスフィルタ８０２が出力するパルス信号の位相をπ／２移相器８０４によりπ／２だけ位相シフトし、その位相シフトされた信号をミキシングして検波を行う。これにより中間周波数(ＩＦ)信号が得られる。
【０１４９】
リミットアンプ１２４は、第１ミキサ８０３Ａの出力を増幅する第１アンプ１２４Ａと、第２ミキサ８０３Ｂの出力を増幅する第２アンプ１２４Ｂと、を有する。ここで、第１ミキサ８０３Ａと第２ミキサ８０３Ｂでミキシングするローカル発振信号は、π／２(例えば、３ｐｓ)だけ位相がずれており、第１アンプ１２４ＡからＩＦ信号(Ｑ信号)が出力され、第２アンプ１２４ＢからＩＦ信号(Ｉ信号)が出力される。
【０１５０】
ここで、バイポーラ短パルス発生器８０５は、正極性と負極性が交互に変化するバイポーラ短パルスを発生するため、バンドパスフィルタ８０２の出力も正極性と負極性が交互に変化する。
【０１５１】
また、図８〜図１２を参照して説明したように、第１実施例のインパルス送信機から出力されるインパルス信号は、受信増幅器１２２を介して第１ミキサ８０３Ａおよび第２ミキサ８０３Ｂに入力され、バンドパスフィルタ８０２の出力により検波される。
【０１５２】
すなわち、第１ミキサ８０３Ａおよび第２ミキサ８０３Ｂは、極性が交互に変化するバイポーラ信号(バンドパスフィルタ８０２の出力信号と、その出力信号とπ／２だけずれた信号で、極性が交互に変化する信号)で検波される。
【０１５３】
これにより、４つの選択信号ｅ〜ｈにより選択された、４つの位相制御経路ＳＬｅ〜ＳＬｈのいずれかの出力信号(Ｃ)による位相変調による信号を誤りなく検波して、ＩＦ信号(ＱおよびＩ信号)を得ることが可能になる。
【０１５４】
ベースバンド信号再生器１２５は、アナログ・デジタル変換器(ＡＤＣ：Analog to Digital Converter)８５１と、位相検出部８５２と、データ再生部８５３と、を有する。ＡＤＣ８５１は、ＩＦ信号(Ｑ)およびＩＦ信号(Ｉ)をデジタルデータに変換する。
【０１５５】
位相検出部８５２は、ＩＦ信号(Ｑ)およびＩＦ信号(Ｉ)のデジタルデータから、受信したインパルス信号の位相を検出する。データ再生部８５３は、検出した位相および受信したクロックの位相からデータを再生する。
【０１５６】
図１４は、図１３に示すインパルス受信機の各部における信号の例を示すタイミング図である。図１４に示されるように、通信クロックＣｌｏｃｋの１周期ごとに２ビットのデータが受信され、Ｃｌｏｃｋを２分周した分周クロックの位相(０〜π、または、π〜２π(０))および２ビットデータに応じて、インパルス信号(ミリ波パルス)の位相が異なる。
【０１５７】
これにπ／２位相が異なるローカル(ＬＯ)信号(Ｑ)およびローカル(ＬＯ)信号(Ｑ)をミキシングすると、ＩＦ信号(Ｑ)およびＩＦ信号(Ｉ)が得られる。ＩＦ信号(Ｑ)およびＩＦ信号(Ｉ)の正負の組み合わせに応じて受信データを決定することができる。
【０１５８】
このように、図１３に示すような検波器１２３にバイポーラ短パルス発生器８０５を適用したインパルス受信機により、図８に示すようなインパルス送信機から出力されるインパルス信号を正しく再生することができる。
【０１５９】
これにより、例えば、バイポーラ・インパルス信号のメリットである線スペクトル抑制を維持しつつ、周波数利用効率のさらなる向上を図ることができ、しかも、送信機の位置変調機能付きＴ−ＦＦ９０２(可変遅延部９２０)の構成を簡略化することが可能になる。
【０１６０】
図１５は、インパルス送信機の第２実施例における短パルス発生器の一例を示す図であり、パルスの振幅を制御して多値化を図るものである。すなわち、第２実施例は、インパルス無線通信システムにおける周波数利用効率を向上させるために、上述した第１実施例のインパルス信号の出現位置(位相)を制御するのではなく、インパルス信号の振幅(強度)を制御して多値化を図るものである。
【０１６１】
図１５と、前述した図８(a)の比較から明らかなように、本第２実施例において、セレクタ９０１は、選択信号ｅ，ｆ，ｇ，ｈと共に、パルスの振幅を制御するための振幅制御信号ＳＳを生成してエッジ整形回路５０５に設けられた振幅制御回路３００に出力する。ここで、エッジシェーピング回路５０５は、例えば、直列接続された偶数段のインバータを含む。
【０１６２】
図１６は、図１５に示すインパルス送信機に適用される振幅制御回路の一例を説明するための図であり、エッジシェーピング回路５０５に含まれるインバータのバックゲートを制御して２つの振幅レベルを得る振幅制御回路３００を示す。ここで、図１６(a)は、振幅制御回路３００の回路構成を示し、図１６(b)は、振幅制御回路３００による動作波形の一例を示す。
【０１６３】
図１６(a)に示されるように、振幅制御回路３００は、デジタル／アナログ変換器(ＤＡＣ)３０２を含み、例えば、エッジシェーピング回路５０５に含まれる１つのインバータ３０１のバックゲートを制御して異なる２つの振幅レベルを得るようになっている。
【０１６４】
振幅制御回路３００は、セレクタ９０１からの振幅制御信号ＳＳを受け取り、立ち上がり遷移制御信号(制御電圧)Ｔｒｃおよび立ち下がり遷移制御信号Ｔｒｆを生成してインバータ(ＣＭＯＳインバータ)３０１を制御する。
【０１６５】
すなわち、インバータ３０１におけるｐＭＯＳトランジスタ３１１のバックゲート電圧は、立ち上がり遷移制御信号Ｔｒｃにより制御され、ｎＭＯＳトランジスタ３１２のバックゲート電圧は、立ち下がり遷移制御信号Ｔｒｆにより制御される。
【０１６６】
具体的に、図１６(b)に示されるように、ＳＳが『０(低レベル)』のとき、Ｔｒｃ＝１．２Ｖ，Ｔｒｆ＝０．２Ｖとされ、これにより、エッジシェーピング回路５０５の出力信号Ｃ０の遷移は急峻になる(遷移時間が短くなる)。その結果、パルス発生フィルタ(バンドパスフィルタ)５０６の出力信号Ｄの振幅(強度)は大きくなる。
【０１６７】
一方、ＳＳが『１(高レベル)』のとき、Ｔｒｃ＝１Ｖ，Ｔｒｆ＝０Ｖとされ、これにより、エッジシェーピング回路５０５の出力信号Ｃ０の遷移は緩やかになる(遷移時間が長くなる)。その結果、パルス発生フィルタ５０６の出力信号Ｄの振幅は小さくなる。
【０１６８】
これにより、送信機から出力されるインパルスの振幅を大小の２つのレベルにより制御することができる。ここで、振幅制御回路３００のインバータ３０１としては、回路の安定性を考慮して、最終段以外のインバータを適用するのが好ましい。
【０１６９】
図１７は、図１５に示すインパルス送信機に適用される振幅制御回路の他の例を説明するための図であり、エッジシェーピング回路５０５に含まれるインバータ３０１の電源電圧Ｖdc(Ｖdd)を制御して２つの振幅レベルを得る振幅制御回路３００'を示す。ここで、図１７(a)は、振幅制御回路３００'の回路構成を示し、図１７(b)は、振幅制御回路３００'による動作波形の一例を示す。
【０１７０】
図１６を参照して説明した振幅制御回路３００は、電源電圧Ｖddを固定(例えば、１．２Ｖ)し、インバータ３０１のバックゲート電圧を制御して異なる振幅のパルスを得るものであるが、本例の振幅制御回路３００'は、直接電源電圧Ｖdd(Ｖdc)を制御する。
【０１７１】
なお、図１７に示す振幅制御回路３００'は、正負パルスの一対(ペア)で情報を伝達することになるため、例えば、パルスの振幅を大小の２つのレベルで制御する場合、振幅制御による多重化の効果は、０．５ビット分になる。
【０１７２】
振幅制御回路３００'は、インバータ３０１、ＤＡＣ３０２およびラッチ３０３を含む。ラッチ３０３は、Ｔ−ＦＦ９０２の出力Ｃが『１』のときは電源電圧Ｖdc(Ｖdd)を変化させず、出力Ｃが『０』のときに電源電圧Ｖdcを変化させる信号Ｋを出力する。
【０１７３】
すなわち、振幅制御回路３００'は、正負ペアのバイポーラ・インパルス信号に基づいて、インバータ３０１の電源電圧Ｖdcを制御するようになっている。なお、低電位側の電源電圧(Ｖss)は、例えば、０Ｖに固定されている。
【０１７４】
具体的に、図１７(b)に示されるように、例えば、ラッチ３０３の出力信号Ｋが『０』のとき、Ｖdc＝１．２Ｖとされ、これにより、エッジシェーピング回路５０５の出力信号Ｃ０の振幅は大きくなり、パルス発生フィルタ５０６の出力信号Ｄの振幅(強度)も大きくなる。
【０１７５】
一方、Ｋが『１』のとき、Ｖdc＝０．６Ｖとされ、これにより、エッジシェーピング回路５０５の出力信号Ｃ０の振幅は小さくなり、パルス発生フィルタ５０６の出力信号Ｄの振幅も小さくなる。
【０１７６】
これにより、送信機から出力されるインパルスの振幅を、正負１対のパルスで大小の２つのレベルにより制御することができる。なお、振幅制御回路３００'のインバータ３０１としては、振幅制御回路３００と同様に、最終段以外のインバータを適用するのが好ましい。
【０１７７】
このように、第２実施例によれば、送信機から出力されるインパルス(バイポーラ・インパルス)の振幅を制御して多値化を図ることができる。ここで、第２実施例によるパルスの振幅変調に対して、上述した第１実施例によるパルスの位置(位相)変調を組み合わせることができるのはいうまでもない。
【０１７８】
なお、本第２実施例は、例えば、図８に示すインパルス送信機(短パルス発生器)だけでなく、例えば、図６に示すインパルス送信機に対しても適用することができる。さらに、インパルスの振幅による多値化は、使用する周波数や環境のノイズ等により、大小の２つのレベルに限定されず、さらなる多値化を図ることも可能である。
【０１７９】
図１８は、第２実施例のインパルス送信機の変形例を説明するための図であり、図８に示す第１実施例のインパルス送信機において、振幅制御回路３００(３００')を短パルス発生器１０２のＴ−ＦＦ９０２(可変遅延部９２０)に適応可能としたものである。
【０１８０】
図１８と、前述した図８(b)の比較から明らかなように、本変形例の可変遅延部９２０'では、各位相制御経路ＳＬｅ〜ＳＬｈに対して、同じ遅延を与える１つのバッファがそれぞれ追加されている。
【０１８１】
すなわち、第１位相制御経路ＳＬｅは、１つのバッファ(単位となるバッファ)９２８を含み、このバッファによる遅延が−π／２の位相に対応し、第２位相制御経路ＳＬｆは、２つのバッファ列９２３'を含み、このバッファ列による遅延が基準(０)に対応する。
【０１８２】
さらに、第３位相制御経路ＳＬｇは、３つのバッファ列９２５'を含み、このバッファ列による遅延が＋π／２の位相に対応し、第４位相制御経路ＳＬｈは、４つのバッファ列９２７'を含み、このバッファ列による遅延が基準＋πの位相に対応する。
【０１８３】
このように、各位相制御経路ＳＬｅ〜ＳＬｈに対して、それぞれ同じ遅延を与えるバッファを追加しても、相対的な位相関係は変化しない。なお、図１８において、１つのバッファは、例えば、偶数個のインバータを直列接続して形成することができる。
【０１８４】
図１５〜図１７を参照して説明した第２実施例では、振幅制御回路３００(３００')のインバータ３０１として、エッジシェーピング回路５０５におけるインバータを適用する例を示したが、各位相制御経路ＳＬｅ〜ＳＬｈにおけるインバータを適用してもよい。
【０１８５】
この場合、各位相制御経路ＳＬｅ〜ＳＬｈのバッファ９２８またはバッファ列９２３'，９２５'，９２７'における１つのインバータを、それぞれ振幅制御回路３００(３００')のインバータ３０１として使用することになる。
【０１８６】
なお、この場合、インバータ３０１として使用するインバータは、回路の安定性を考慮して、各位相制御経路ＳＬｅ〜ＳＬｈにおける最終段以外のインバータを適用するのが好ましい。
【０１８７】
以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものであり、特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではない。また、明細書のそのような記載は、発明の利点および欠点を示すものでもない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。
【０１８８】
以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに、以下の付記を開示する。
（付記１）
位相を変化させて多重化したバイポーラ・インパルス信号を送信するインパルス送信機であって、
通信クロックのタイムスロット単位のデータ信号を生成するベースバンド信号生成器と、
前記データ信号に基づいて、極性を反転させたバイポーラ短パルスを生成する短パルス発生器と、
前記バイポーラ短パルスを受け取り、所定の周波数帯域幅だけを通過させて前記バイポーラ・インパルス信号を生成するバンドパスフィルタと、を有し、
前記短パルス発生器は、
異なる遅延を与えて前記バイポーラ短パルスの位相を変化させ、前記多重化する多重度に基づく数の位相制御経路を含む位置変調機能付きトリガーフリップフロップを有する、
ことを特徴とするインパルス送信機。
【０１８９】
（付記２）
前記位相制御経路の数は、前記多重度をＮとすると、２Nである、
ことを特徴とする付記１に記載のインパルス送信機。
【０１９０】
（付記３）
前記多重度は、２であり、
前記位相制御経路は、それぞれ位相「−π／２」，「０」，「＋π／２」および「＋π」を与える、
ことを特徴とする付記２に記載のインパルス送信機。
【０１９１】
（付記４）
前記短パルス発生器は、さらに、
送信データから前記多重度に応じた選択信号を生成するセレクタを含み、前記位相制御経路におけるいずれか１つの位相制御経路を選択する、
ことを特徴とする付記１乃至付記３のいずれか１項に記載のインパルス送信機。
【０１９２】
（付記５）
前記短パルス発生器は、さらに、
前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップの出力を波形整形するエッジ整形回路を有する、
ことを特徴とする付記１乃至付記４のいずれか１項に記載のインパルス送信機。
【０１９３】
（付記６）
さらに、
前記バンドパスフィルタを通過した前記バイポーラ・インパルス信号を増幅してアンテナから出力する送信増幅器を有する、
ことを特徴とする付記１乃至付記５のいずれか１項に記載のインパルス送信機。
【０１９４】
（付記７）
前記インパルス送信機からのバイポーラ・インパルス信号は、受信用の短パルス発生器として、極性が反転する受信短パルス信号を発生するバイポーラ短パルス発生器を有するインパルス受信機により受信されてデータの再生が行われる、
ことを特徴とする付記１乃至付記６のいずれか１項に記載のインパルス送信機。
【０１９５】
（付記８）
付記１乃至付記６のいずれか１項に記載のインパルス送信機からのバイポーラ・インパルス信号を受信してデータの再生を行うインパルス受信機であって、
受信アンテナの受信信号を増幅する受信増幅器と、
前記受信増幅器の出力を検波する検波器と、を有し、
前記検波器は、
極性が反転する受信短パルス信号を発生するバイポーラ短パルス発生器と、
前記短パルス発生器の出力を通過させて、ローカル信号を生成する受信バンドパスフィルタと、
前記ローカル信号に応じて前記受信増幅器の出力を検波するミキサと、を有する、
ことを特徴とするインパルス受信機。
【０１９６】
（付記９）
付記１乃至付記６のいずれか１項に記載のインパルス送信機と、
付記８に記載のインパルス受信機と、を含む、
ことを特徴とするインパルス無線通信システム。
【０１９７】
（付記１０）
極性に応じて逆相の振動信号からなるバイポーラ・インパルス信号を送信するインパルス送信機であって、
通信クロックのタイムスロット単位のデータ信号を生成するベースバンド信号生成器と、
前記データ信号に基づいて、極性を反転させたバイポーラ短パルスを生成する短パルス発生器と、
前記バイポーラ短パルスを受け取り、所定の周波数帯域幅だけを通過させて前記バイポーラ・インパルス信号を生成するバンドパスフィルタと、を有し、
前記短パルス発生器は、
前記バイポーラ・インパルス信号の振幅を変化させて多重化する振幅制御回路を有する、
ことを特徴とするインパルス送信機。
【０１９８】
（付記１１）
前記振幅制御回路は、インバータのバックゲート電圧を制御して、前記バイポーラ・インパルス信号の振幅を変化させる、
ことを特徴とする付記１０に記載のインパルス送信機。
【０１９９】
（付記１２）
前記振幅制御回路は、正負ペアのバイポーラ・インパルス信号に基づいてインバータの電源電圧を制御し、前記バイポーラ・インパルス信号の振幅を変化させる、
ことを特徴とする付記１０に記載のインパルス送信機。
【０２００】
（付記１３）
前記短パルス発生器は、さらに、
波形を整形して出力するエッジ整形回路を有し、
前記振幅制御回路により制御されるインバータは、前記エッジ整形回路を形成するインバータである、
ことを特徴とする付記１０乃至付記１２のいずれか１項に記載のインパルス送信機。
【０２０１】
（付記１４）
前記振幅制御回路により制御されるインバータは、
付記５に記載の前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップの出力を波形整形するエッジ整形回路を形成するインバータ、或いは、前記位置変調機能付きトリガーフリップフロップの各位相制御経路におけるバッファを形成するインバータである、
ことを特徴とする付記１０乃至付記１３のいずれか１項に記載のインパルス送信機。
【０２０２】
（付記１５）
前記振幅制御回路により制御されるインバータは、
最終段以外のインバータである、
ことを特徴とする付記１４に記載のインパルス送信機。
【符号の説明】
【０２０３】
１０１    ベースバンド信号生成部
１０２    短パルス発生器
１０３    バンドパスフィルタ
１０４    送信増幅器
１０５    送信アンテナ
１２１    受信アンテナ
１２２    受信増幅器
１２３    検波器
１２４    リミットアンプ
１２５    ベースバンド信号再生器
３００，３００'    振幅制御回路
５０５    エッジ整形(シェイピング)回路
５０６    パルス発生フィルタ(バンドパスフィルタ)
５０７    パルス増幅器(送信増幅器)
７０１，９０１    セレクタ
７０２，９０２    位置変調機能付きトリガーフリップフロップ(Ｔ−ＦＦ：短パルス発生器)
７２０，９２０，９２０'    可変遅延部
８０１    ユニポーラ短パルス発生器
８０２    バンドパスフィルタ
８０３Ａ    ミキサ(第１ミキサ)
８０３Ｂ    ミキサ(第２ミキサ)
８０４    π／２移相器
８０５    バイポーラ短パルス発生器
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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