(57)【要約】【課題】消費電流が少なく、かつ、出力電圧の過渡的な変化に短時間で追従することができるレギュレータ回路を提供する。【解決手段】本実施形態によるレギュレータ回路は、出力電圧を分圧した第１電圧と基準電圧との差に基づいた差分電圧を出力する比較部を備える。増幅部は、差分電圧を増幅する。供給部は、増幅部の出力に応じた電流を負荷に供給可能である。電流源は、増幅部と供給部との間に接続され、出力電圧に基づいて増幅部に流れる電流を増大させる。【選択図】図１
2017134743.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
出力電圧を分圧した第１電圧と、基準電圧との差に基づいた差分電圧を出力する比較部と、
前記差分電圧を増幅する増幅部と、
前記増幅部の出力に応じた電流を負荷に供給可能な供給部と、
前記増幅部と前記供給部との間に接続され、前記出力電圧に基づいて前記増幅部に流れる電流を増大させる電流源と、を備えたレギュレータ回路。
【請求項２】
前記増幅部は、第１電源線と第２電源線との間に直列に接続された第１および第２トランジスタを備え、
前記第１トランジスタのゲートは、前記比較部の出力に接続され、
前記第２トランジスタのゲートは、定電圧を受けており、
前記供給部は、前記第１電源線と前記第２電源線との間に接続された第３トランジスタを備え、
前記第３トランジスタのゲートは、前記第１トランジスタと前記第２トランジスタとの間の第１ノードに接続されている、請求項１に記載のレギュレータ回路。
【請求項３】
前記流源は、
前記第１ノードと前記第２電源線との間に直列に接続された第４トランジスタおよび第１抵抗素子と、
前記第４トランジスタと前記第１抵抗素子との間の第２ノードと前記供給部の出力との間に接続された第１キャパシタとを備えている、請求項２に記載のレギュレータ回路。
【請求項４】
前記第４トランジスタのゲートは、前記第３トランジスタのゲートと共通に前記定電圧を受ける、請求項３に記載のレギュレータ回路。
【請求項５】
前記電流源は、前記第１キャパシタと前記供給部の出力との間に設けられた第２抵抗素子をさらに備えている、請求項３または請求項４に記載のレギュレータ回路。
【請求項６】
前記第１抵抗素子は、ゲートが前記第４トランジスタのゲートと共通に前記定電圧を受ける第５トランジスタである、請求項３から請求項５のいずれか一項に記載のレギュレータ回路。
【請求項７】
出力ノードの電圧を分圧した第１電圧と基準電圧とを入力する比較部と、
ゲートが前記比較部の出力に接続され、ドレインが第１電源線に接続され、ソースが第１ノードに接続された第１トランジスタと、
ゲートが定電圧を受け、ドレインが前記第１ノードに接続され、ソースが第２電源線に接続された第２トランジスタと、
ゲートが前記第１ノードに接続され、ソースが前記第１電源線に接続され、ドレインが前記出力ノードに接続された第３トランジスタと、
ゲートが前記定電圧を入力し、ドレインが前記第１ノードに接続され、ソースが第２ノードに接続された第４トランジスタと、
前記第２ノードと前記第２電圧源との間に接続された第１抵抗素子と、
前記第２ノードと前記出力ノードとの間に接続された第１キャパシタとを備えたレギュレータ回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明による実施形態は、レギュレータ回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
近年の携帯電子機器の発達により、低損失（ＬＤＯ（Low Dropout））リニアレギュレータ回路の消費電流をさらに低減することが要求されている。しかし、リニアレギュレータ回路の消費電流を低減させると、負荷の動作状態が急激に変動したときに、負荷に充分な電流を供給することができなくなる。このため、消費電流を低減し過ぎると、リニアレギュレータ回路は、出力電圧の過渡的な変化に短時間で追従することができなくなってしまう。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１２−１５９２７号公報（米国特許第８６６５０２０号公報）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
消費電流が少なく、かつ、出力電圧の過渡的な変化に短時間で追従することができるレギュレータ回路を提供する。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
本実施形態によるレギュレータ回路は、出力電圧を分圧した第１電圧と基準電圧との差に基づいた差分電圧を出力する比較部を備える。増幅部は、差分電圧を増幅する。供給部は、増幅部の出力に応じた電流を負荷に供給可能である。電流源は、増幅部と供給部との間に接続され、出力電圧に基づいて増幅部に流れる電流を増大させる。
【図面の簡単な説明】
【０００６】
【図１】第１の実施形態によるレギュレータ回路１の構成の一例を示す図。
【図２】第２の実施形態によるレギュレータ回路１０の構成の一例を示す図。
【図３】第１の実施形態の変形例１によるレギュレータ回路１の構成の一例を示す図。
【図４】第２の実施形態の変形例２によるレギュレータ回路１０の構成の一例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【０００７】
以下、図面を参照して本発明に係る実施形態を説明する。本実施形態は、本発明を限定するものではない。
【０００８】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態によるリニアレギュレータ回路１（以下、レギュレータ回路１ともいう）の構成の一例を示す図である。レギュレータ回路１は、負荷２に接続可能な出力ノードＮｏｕｔを有し、出力ノードＮｏｕｔから負荷２へ出力電圧Ｖｏｕｔを印加する。出力ノードＮｏｕｔは、例えば、パッドや端子でよい。負荷２は、例えば、携帯電子機器やその一部であり、停止状態（オフ状態または待機状態）のときには小さな電力しか消費しないが、起動状態のときには比較的大きな電力を消費する。このような負荷２が停止状態から起動状態になったとき、大きな電力が急激に必要になる。例えば、スマートフォンのカメラ機能等は、可及的に短時間で起動することが望まれているので、レギュレータ回路１は、カメラ機能の起動時に出力ノードＮｏｕｔから供給電流を短時間で増大させることが必要となる。このような瞬間的な供給電流の増大は、出力電圧Ｖｏｕｔの過渡的な低下を引き起こす原因となる。従って、レギュレータ回路１は、負荷２の起動時に出力電圧Ｖｏｕｔの過渡的な低下を抑制するために、出力電圧Ｖｏｕｔの変化に対して素早く追従することが望まれる。尚、出力キャパシタＣｏが出力電圧Ｖｏｕｔの過渡的な低下時に負荷２に電流を供給するために出力ノードＮｏｕｔとグランドＧＮＤとの間に接続されている。しかし、出力キャパシタＣｏだけでは、大きな電力が急激に必要になったときに出力電圧Ｖｏｕｔの低下を充分に抑制することができない。そこで、負荷２に接続されたレギュレータ回路１は以下のような構成を有する。
【０００９】
レギュレータ回路１は、比較部ＣＭＰと、増幅部ＡＭＰと、供給部ＳＵＰと、補充電流源ＳＲＣと、分圧抵抗素子Ｒ３、Ｒ４とを備えている。
【００１０】
比較部ＣＭＰは、例えば、差動増幅回路（オペアンプ）でもよい。比較部ＣＭＰの非反転入力は、基準電圧Ｖｒｅｆを生成する電源４に接続されている。電源４は、電源パッド（図示せず）を介して基準電圧Ｖｒｅｆをレギュレータ回路１に供給する。あるいは、電源４は、レギュレータ回路１のチップ内に内蔵されていてもよい。比較部ＣＭＰの反転入力は、分圧抵抗素子Ｒ３とＲ４との間に接続されている。分圧抵抗素子Ｒ３、Ｒ４は、出力ノードＮｏｕｔと第２電源線Ｌｇｎｄとの間に直列に接続され、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧し、出力電圧Ｖｏｕｔにほぼ比例したモニタ電圧（第１電圧、帰還電圧）Ｖｍｏｎを生成する抵抗素子である。比較部ＣＭＰは、モニタ電圧Ｖｏｕｔおよび基準電圧Ｖｒｅｆを入力し、モニタ電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆとの差に基づいて差分電圧Ｖｄｆｆを出力する。比較部ＣＭＰは、モニタ電圧Ｖｏｕｔと基準電圧Ｖｒｅｆとの電圧差をそのまま差分電圧Ｖｄｆｆとして出力してもよく、あるいは、その電圧差を増幅して差分電圧Ｖｄｆｆとして出力してもよい。
【００１１】
増幅部ＡＭＰは、第１電源線Ｌｖｄｄと第２電源線Ｖｇｎｄとの間に直列に接続された第１トランジスタＭ１および第２トランジスタＭ２を含む。第１電源線Ｌｖｄｄは、例えば、高レベル電圧ＶＤＤを供給する電圧源に接続可能な配線である。第２電源線Ｌｇｎｄは、例えば、低レベル電圧ＧＮＤ（例えば、接地電圧）を供給する電圧源に接続可能な配線である。
【００１２】
第１トランジスタＭ１は、例えば、ｐ型ＭＩＳＦＥＴ（Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor）である。第１トランジスタＭ１のゲートは、比較部ＣＭＰの出力に接続されており、差分電圧Ｖｄｆｆを受ける。第１トランジスタＭ１のドレインは、第１電源線Ｌｖｄｄに接続され、第１トランジスタＭ１のソースは、第１ノードＮ１に接続されている。
【００１３】
第２トランジスタＭ２は、例えば、ｎ型ＭＩＳＦＥＴである。第２トランジスタＭ２のゲートは、定電圧Ｖｃｎｓｔを受ける。第２トランジスタＭ２のドレインは、第１ノードＮ１に接続されており、第１ノードＮ１を介して第１トランジスタＭ１のソースに接続されている。第２トランジスタＭ２のソースは、第２電源線Ｌｇｎｄに接続されている。
【００１４】
第１トランジスタＭ１は、差分電圧Ｖｄｆｆに基づいて、第１ノードＮ１と第１電源線Ｌｖｄｄとの間の電気的な抵抗を制御し、電流を変化させる。第２トランジスタＭ２は、定電圧Ｖｃｎｓｔを受けて第１トランジスタＭ１に定電流を流す。即ち、第２トランジスタＭ２は、定電流源として機能する。例えば、モニタ電圧Ｖｍｏｎが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い場合、差分電圧Ｖｄｆｆが正電圧となるので、第１トランジスタＭ１は非導通状態になろうとする。従って、第１電源線Ｌｖｄｄから第１ノードＮ１への電流が少なくなり、かつ、第２トランジスタＭ２が定電流を第１ノードＮ１から流す。これにより、第１ノードＮ１の電圧は低下する。このとき、補充電流源ＳＲＣも電流を流すが、補充電流源ＳＲＣの機能については後述する。一方、モニタ電圧Ｖｍｏｎが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い場合、差分電圧Ｖｄｆｆが負電圧となるので、第１トランジスタＭ１は導通状態になろうとする。従って、第１電源線Ｌｖｄｄから第１ノードＮ１への電流は、増大する。このとき、第２トランジスタＭ２は定電流を継続的に流しているものの、第１電源線Ｌｖｄｄからの電流は、第２トランジスタＭ２が流す定電流に比べて充分に大きいので、第１ノードＮ１の電圧は上昇する。これにより、差分電圧Ｖｄｆｆは、第１ノードＮ１において、高レベル電圧ＶＤＤと低レベル電圧ＧＮＤとの間で増幅されて供給部ＳＵＰへ出力される。
【００１５】
供給部ＳＵＰは、第３トランジスタＭ３を備えている。第３トランジスタＭ３は、例えば、ｐ型ＭＩＳＦＥＴである。第３トランジスタＭ３のゲートは、第１ノードＮ１に接続されており、増幅部ＡＭＰで増幅された電圧を受ける。第３トランジスタＭ３のソースは、第１電源線Ｌｖｄｄに接続されている。第３トランジスタＭ３のドレインは、出力ノードＮｏｕｔに接続されており、かつ、分圧抵抗素子Ｒ３、Ｒ４を介して第２電源線Ｌｇｎｄに接続されている。即ち、第３トランジスタＭ３のドレインからの電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとして負荷２に印加される。
【００１６】
第３トランジスタＭ３は、第１ノードＮ１の電圧に基づいて、出力ノードＮｏｕｔと第１電源線Ｌｖｄｄとの間の電気的な抵抗を制御し、電流を変化させる。これにより、第３トランジスタＭ３は、増幅部ＡＭＰの出力（即ち、第１ノードＮ１の電圧）に応じた電流を負荷２に供給する。例えば、モニタ電圧Ｖｍｏｎが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低く、第１ノードＮ１の電圧が低レベル電圧ＧＮＤに近い場合、第３トランジスタＭ３は導通状態になろうとする。従って、第１電源線Ｌｖｄｄから出力ノードＮｏｕｔへの電流は、増大する。これにより、負荷２に電力が供給される。一方、モニタ電圧Ｖｍｏｎが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高く、第１ノードＮ１の電圧が高レベル電圧ＶＤＤに近い場合、第３トランジスタＭ３は非導通状態になろうとする。従って、第１電圧源Ｌｖｄｄから出力ノードＮｏｕｔへの電流は、低減し、出力ノードＮｏｕｔの電圧は、分圧抵抗素子Ｒ３、Ｒ４を介して第２電源線Ｌｇｎｄの電圧に近付く。これにより、負荷２に供給される電力が低下する。このように、レギュレータ回路１は、出力電圧Ｖｏｕｔをモニタ電圧Ｖｍｏｎとしてフィードバックして、出力電圧Ｖｏｕｔが比較的低い場合に出力ノードＮｏｕｔに電流を供給し、出力電圧Ｖｏｕｔが比較的高い場合に出力ノードＮｏｕｔへの電流の供給を停止する。これにより、レギュレータ回路１は、出力電圧Ｖｏｕｔをほぼ定電圧に維持するように動作する。
【００１７】
補充電流源ＳＲＣは、第４トランジスタＭ４と、第１抵抗素子Ｒ１と、第１キャパシタＣ１と、第２抵抗素子Ｒ２とを備えている。第４トランジスタＭ４は、例えば、ｎ型ＭＩＳＦＥＴである。第４トランジスタＭ４のゲートは、第２トランジスタＭ２のゲートと共通に定電圧Ｖｃｎｓｔを受ける。第４トランジスタＭ４のドレインは、第１ノードＮ１に接続されており、第４トランジスタＭ４のソースは、第２ノードＮ２に接続されている。第１抵抗素子Ｒ１は、第２ノードＮ２と第２電源線Ｌｇｎｄとの間に接続されている。即ち、第４トランジスタＭ４および第１抵抗素子Ｒ１は、第１ノードＮ１と第２電源線Ｌｇｎｄとの間に直列に接続されている。第１キャパシタＣ１は、第２ノードＮ２と出力ノードＮｏｕｔとの間に電気的に接続されており、第２抵抗素子Ｒ２は、第１キャパシタＣ１と出力ノードＮｏｕｔとの間に電気的に接続されている。即ち、第１キャパシタＣ１および第２抵抗素子Ｒ２は、第２ノードＮ２と出力ノードＮｏｕｔとの間に直列に接続されている。第２抵抗素子Ｒ２は、第１キャパシタＣ１としてＭＯＳコンデンサ等の壊れやすい素子を用いている場合に有効である。尚、“接続”は、直接接続だけで無く、電気的な接続も含み、接続される素子間に他の素子や配線等が介在することを妨げない。
【００１８】
第４トランジスタＭ４のゲートは、第２トランジスタＭ２のゲートと同様に、定電圧Ｖｃｎｓｔを受けている。しかし、第４トランジスタＭ４のソースは、第１抵抗素子Ｒ１を介して第２電源線Ｌｇｎｄに接続されているので、出力電圧Ｖｏｕｔが第２ノードＮ２の電圧を降下させなければ、ソース電圧は第１抵抗素子Ｒ１によって低レベル電圧ＧＮＤよりも高い電圧になる。即ち、第４トランジスタＭ４のソース電圧は、第２トランジスタＭ２のソース電圧よりも高く設定され得る。これにより、第４トランジスタＭ４は第２トランジスタＭ２と共通に定電圧Ｖｃｎｓｔを受けて制御されるが、第２トランジスタＭ２はほぼ導通状態になり、第４トランジスタＭ４はほぼ非導通状態のままとなり得る。例えば、負荷２が定常的に起動されている状態（定常動作状態）である場合、レギュレータ回路１は、モニタ電圧Ｖｍｏｎのフィードバックを受けてモニタ電圧Ｖｍｏｎが基準電圧Ｖｒｅｆの近傍になるように、出力電圧Ｖｏｕｔを或る電圧に安定化させる。この場合、モニタ電圧Ｖｍｏｎと基準電圧Ｖｒｅｆとが等しい場合に差分電圧Ｖｄｆｆが定常値を出力するものとすると、差分電圧Ｖｄｆｆと定常値との差電圧は、ほぼゼロかあるいは絶対値として小さい値となる。第１ノードＮ１の電圧は、差分電圧Ｖｄｆｆおよび第２トランジスタＭ２を流れる定電流によって決まり、第１ノードＮ１の電圧によって第３トランジスタＭ３の導通状態が決まる。第３トランジスタＭ３の導通状態により、出力電圧Ｖｏｕｔが上記或る電圧に維持される。一方、負荷２が定常動作状態のときには、第４トランジスタＭ４のソース電圧は、第２トランジスタＭ２のソース電圧よりも高くなっているので、第４トランジスタＭ４はほぼ非導通状態を維持する。このように、負荷２が定常動作状態である場合には、第２トランジスタＭ２は第１ノードＮ１から電流を流すものの、第４トランジスタＭ４は第１ノードＮ１から電流をほとんど流さない。
【００１９】
一方、負荷２が停止状態から起動状態にターンオンした場合、出力電圧Ｖｏｕｔは、上述の通り、急激に大きく低下する場合がある。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔの過渡的な低下は、第２抵抗素子Ｒ２および第１キャパシタＣ１を介して第２ノードＮ２に伝達され、第４トランジスタＭ４のソース電圧を大きく低下させる。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔの急激な低下の直後、モニタ電圧Ｖｍｏｎのフィードバック制御にかかる時間よりも短時間で、第４トランジスタＭ４はほぼ導通状態となる。第４トランジスタＭ４は第２トランジスタＭ２とともに第１ノードＮ１から電流を流すので、増幅部ＡＭＰに流れる電流を増大させ、第１ノードＮ１の電圧（第３トランジスタＭ３のゲート電圧）を短時間で低下させることができる。
【００２０】
このように、補充電流源ＳＲＣは、増幅部ＡＭＰと供給部ＳＵＰとの間に接続されており、後述するように、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて増幅部ＡＭＰに流れる電流を増大させる。尚、第２抵抗素子Ｒ２は、必ずしも無くてもよい。
【００２１】
次に、レギュレータ回路１の動作を説明する。
【００２２】
（負荷２が定常動作状態である場合）
負荷２が起動状態を維持しており定常動作状態である場合、出力電圧Ｖｏｕｔは比較的安定しており、モニタ電圧Ｖｍｏｎは基準電圧Ｖｒｅｆの近傍で安定している。このとき、上述の通り、第４トランジスタＭ４はほぼ非導通状態となっており、補充電流源ＳＲＣは増幅部ＡＭＰの電流をあまり増大させない。一方、比較部ＣＭＰから出力される差分電圧Ｖｄｆｆは、或る定常値から絶対値として比較的小さい値となる。これにより、第１トランジスタＭ１は、モニタ電圧Ｖｍｏｎが基準電圧Ｖｒｅｆにほぼ等しくなるように、ほぼ導通状態とほぼ非導通状態とを繰り返すか、あるいは、導通状態と非導通状態との中間の導通状態（半導通状態）となる。第２トランジスタＭ２は、定電流を第１ノードＮ１から流そうとするため、第１ノードＮ１の電圧は、第１トランジスタＭ１の導電状態（ほぼ導通状態〜ほぼ非導通状態）に依存して決まる。第３トランジスタＭ３は、第１ノードＮ１の電圧に従った導電状態（ほぼ導通状態〜ほぼ非導通状態）となり、出力電圧Ｖｏｕｔを調節する。このように、負荷２が定常動作状態であるときには、レギュレータ回路１は、出力電圧Ｖｏｕｔのモニタ電圧Ｖｍｏｎを比較部ＣＭＰへフィードバックして、モニタ電圧Ｖｍｏｎが基準電圧Ｖｒｅｆに等しくなるように出力電圧Ｖｏｕｔを制御する。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔは急激にあるいは大きく変動しないので、補充電流源ＳＲＣはほとんど電流を流さない。
【００２３】
（負荷２が停止状態から起動状態になった場合）
負荷２が停止状態の場合には、負荷２の消費電流が非常に少ない。この場合であっても、レギュレータ回路１は、モニタ電圧Ｖｍｏｎと基準電圧Ｖｒｅｆとが等しくなるように出力電圧Ｖｏｕｔを調節している。このとき、補充電流源ＳＲＣは、定常動作状態と同様にほとんど電流を流さない。
【００２４】
負荷２が停止状態から起動状態になった場合、負荷２の消費電流が急激に増大する。この場合、出力電圧Ｖｏｕｔは、過渡的に大きく低下しようとする。出力電圧Ｖｏｕｔの低下は、第２抵抗素子Ｒ２および第１キャパシタＣ１を介して第２ノードＮ２に伝達され、第４トランジスタＭ４のソース電圧を大きく低下させる。これにより、上述の通り、出力電圧Ｖｏｕｔの急激な低下の直後に、第４トランジスタＭ４はほぼ導通状態となる。第４トランジスタＭ４のソースは、第２抵抗素子Ｒ２および第１キャパシタＣ１を介するものの出力ノードＮｏｕｔから出力電圧Ｖｏｕｔをほぼ直接受けるので、第４トランジスタＭ４は、レギュレータ回路１のフィードバック制御（比較部ＣＭＰおよび第１トランジスタＭ１）よりも速く動作する。従って、第４トランジスタＭ４は、第１ノードＮ１の電圧を素早く低下させて、第３トランジスタＭ３を出力電圧Ｖｏｕｔの過渡的な低下から短時間で動作させる。これにより、第３トランジスタＭ３は、出力電圧Ｖｏｕｔを素早く回復させることができる。
【００２５】
その後、負荷２が起動状態を維持し、出力電圧Ｖｏｕｔが比較的安定すると、モニタ電圧Ｖｍｏｎは基準電圧Ｖｒｅｆの近傍で安定する。これにより、負荷２の定常動作状態になる。
【００２６】
このように、本実施形態によれば、補充電流源ＳＲＣは、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、負荷２が停止状態から起動状態になったときに増幅部ＡＭＰに流れる電流を増大させる。これにより、レギュレータ回路１は、第２トランジスタＭ２の電流駆動能力を小さくしても、出力電圧Ｖｏｕｔの過渡的な低下に短時間で追従し、出力電圧Ｖｏｕｔを素早く回復させることができる。
【００２７】
一方、補充電流源ＳＲＣは、負荷２が定常動作状態であるときには増幅部ＡＭＰからの電流をほとんど流さない。従って、負荷２が停止状態から起動状態になった後、負荷２が定常動作状態となり、出力電圧Ｖｏｕｔが安定すると、レギュレータ回路１は、増幅部ＡＭＰの第２トランジスタＭ２から電流を流すが、第４トランジスタＭ４からは電流をほぼ流さない。これにより、第２トランジスタＭ２の電流駆動能力を充分に小さくすることが可能となり、レギュレータ回路１の全体的な消費電流を少なく（例えば、１μＡ以下に）維持することができる。
【００２８】
さらに、本実施形態によるレギュレータ回路１は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたモニタ電圧Ｖｍｏｎをフィードバックして、このモニタ電圧Ｖｍｏｎを基準電圧Ｖｒｅｆに等しくするように出力電圧Ｖｏｕｔを制御するフィードバック回路（比較部ＣＭＰ、増幅部ＡＭＰおよび供給部ＳＵＰ）を備えている。これにより、負荷２が定常動作状態であるときには、レギュレータ回路１は、モニタ電圧Ｖｍｏｎを基準電圧Ｖｒｅｆに等しくするように出力電圧Ｖｏｕｔを制御し安定させることができる。
【００２９】
もし、補充電流源ＳＲＣが設けられていない場合、比較部ＣＭＰおよび第１トランジスタＭ１を用いたフィードバック機能は有効に動作するが、負荷２の消費電流が急激に変動したときに、出力電圧Ｖｏｕｔの過渡応答特性が悪化する。この場合、レギュレータ回路に流す電流を増大させれば、出力電圧Ｖｏｕｔの過渡応答特性を改善させることは可能である。しかし、携帯電子機器等のように低消費電力が要求されるレギュレータ回路において、消費電流を増大させることは困難である。従って、このような携帯電子機器等に用いられるレギュレータ回路では、消費電流の低減と出力電圧Ｖｏｕｔの過渡応答特性の改善とを両立させることは困難であった。
【００３０】
これに対し、本実施形態によるレギュレータ回路１は、補充電流源ＳＲＣを設けることによって、負荷２が定常動作状態であるときには増幅部ＡＭＰに流れる電流をほとんど増大させず、負荷２が停止状態から起動状態にターンオンしときには増幅部ＡＭＰに流れる電流を増大させる。これにより、レギュレータ回路１は、消費電力を低く抑制しつつ、出力電圧Ｖｏｕｔの過渡応答特性を改善させることができる。
【００３１】
（第２の実施形態）
図２は、第２の実施形態によるレギュレータ回路１０の構成の一例を示す図である。第２の実施形態は、第１抵抗素子として機能する第５トランジスタＭ５を備えている点で第１の実施形態と異なる。第２の実施形態のその他の構成は、第１の実施形態の対応する構成と同様でよい。
【００３２】
第５トランジスタＭ５は、例えば、ｎ型ＭＩＳＦＥＴである。第５トランジスタＭ５のゲートは、第４トランジスタＭ４のゲートと共通に定電圧を受ける。第５トランジスタＭ５のドレインは、第２ノードＮ２に接続されており、第５トランジスタのソースは、第２電源線Ｌｇｎｄに接続されている。
【００３３】
負荷２の定常動作状態において、第５トランジスタＭ５はほぼ導通状態であってもよい。この場合、第５トランジスタＭ５のオン抵抗が第１の実施形態における第２抵抗素子Ｒ１と同程度となるように設計すれば、負荷２の定常動作状態において、第４トランジスタＭ４はほぼ非導通状態となる。一方、第４トランジスタＭ４のソースは、第１キャパシタＣ１および第２抵抗素子Ｒ２を介して出力ノードＮｏｕｔに接続されている。従って、第４トランジスタＭ４は、負荷２が停止状態から起動状態になったときに増幅部ＡＭＰに流れる電流を増大させる。従って、レギュレータ回路１０は、第１の実施形態によるレギュレータ回路１と同様に動作することができる。これにより、第２の実施形態は、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。
【００３４】
（変形例１）
図３は、第１の実施形態の変形例１によるレギュレータ回路１の構成の一例を示す図である。本変形例では、第１キャパシタＣ１が出力ノードＮｏｕｔと第２ノードＮ２との間ではなく、第３ノードＮ３と第２ノードＮ２との間に接続されている。第３ノードＮ３は、分圧抵抗素子Ｒ３と分圧抵抗素子Ｒ４との間の接続ノードである。尚、本変形例では、分圧抵抗素子Ｒ３が出力電圧Ｖｏｕｔの分圧機能と第２抵抗素子Ｒ２の機能とを兼ね備えていると言ってもよい。
【００３５】
これにより、補充電流源ＳＲＣは、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたモニタ電圧Ｖｍｏｎを用いて増幅部ＡＭＰに流れる電流を増大させる。モニタ電圧Ｖｍｏｎは、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧抵抗素子Ｒ３、Ｒ４によって抵抗分割した電圧であるので、出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電圧となる。従って、本変形例によるレギュレータ回路１も、負荷２が停止状態から起動状態になった場合に、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて増幅部ＡＭＰに流れる電流を増大させることができる。即ち、本変形例は第１の実施形態と同様に動作することができる。
【００３６】
（変形例２）
図４は、第２の実施形態の変形例２によるレギュレータ回路１０の構成の一例を示す図である。変形例２は、変形例１を第２の実施形態に適用した形態例である。変形例２でも、第１キャパシタＣ１が第３ノードＮ３と第２ノードＮ２との間に接続されている。これにより、補充電流源ＳＲＣは、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたモニタ電圧Ｖｍｏｎを用いて増幅部ＡＭＰに流れる電流を増大させる。従って、変形例２によるレギュレータ回路１０も、負荷２が停止状態から起動状態になった場合に、出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて増幅部ＡＭＰに流れる電流を増大させることができる。即ち、変形例２は第２の実施形態と同様に動作することができる。
【００３７】
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
【符号の説明】
【００３８】
１・・・レギュレータ回路、２・・・負荷、ＣＭＰ・・・比較部、ＡＭＰ・・・増幅部、ＳＵＰ・・・供給部、ＳＲＣ・・・補充電流源、Ｒ３、Ｒ４・・・分圧抵抗素子、Ｍ１・・・第１トランジスタ、Ｍ２・・・第２トランジスタ、Ｍ３・・・第３トランジスタ、Ｍ４・・・第４トランジスタ、Ｍ１・・・第１トランジスタ、Ｒ１・・・第１抵抗素子、Ｒ２・・・第２抵抗素子、Ｃ１・・・第１キャパシタ、Ｎ１・・・第１ノードＮ１、Ｎ２・・・第１ノードＮ２、Ｎ３・・・第１ノードＮ３
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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