(57)【要約】【課題】直流電圧変換器の電圧変換比を広範囲に制御できる直流電圧変換器。【解決手段】直流電源Ｖinの一端に一端が接続された一次巻線Ｌ１と一次巻線に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線Ｌ２とを有し、一次巻線と二次巻線とが和動接続されたトランスＴ１と、一次巻線の他端と二次巻線の一端とにドレインが接続されソースが直流電源の他端に接続されたスイッチ素子Ｑ１と、二次巻線の他端にアノードが接続されたダイオードＤ１と、ダイオードのカソードに一端が接続され、直流電源の他端に他端が接続された出力平滑コンデンサＣｏｕｔと、出力平滑コンデンサの出力電圧に基づいてスイッチ素子をオンオフさせる制御回路１２を備える。【選択図】図１
2017028955.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
直流電源の一端に一端が接続された一次巻線と一次巻線に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線とを有し、前記一次巻線と前記二次巻線とが和動接続されたトランスと、
前記一次巻線の他端と前記二次巻線の一端とに第１主電極が接続され、第２主電極が前記直流電源の他端に接続されたスイッチ素子と、
前記二次巻線の他端にアノードが接続されたダイオードと、
前記ダイオードのカソードに一端が接続され、前記直流電源の他端に他端が接続された出力平滑コンデンサと、
前記出力平滑コンデンサの出力電圧に基づいて前記スイッチ素子をオンオフさせる制御回路と、
を備えることを特徴とする直流電圧変換器。
【請求項２】
直流電源の一端に一端が接続された一次巻線と一次巻線に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線とを有し、前記一次巻線と前記二次巻線とが差動接続されたトランスと、
前記二次巻線の一端に第１主電極が接続され、第２主電極が前記直流電源の他端に接続されたスイッチ素子と、
前記トランスの一次巻線の他端と前記二次巻線の他端にアノードが接続されたダイオードと、
前記ダイオードのカソードに一端が接続され、前記直流電源の他端に他端が接続された出力平滑コンデンサと、
前記出力平滑コンデンサの出力電圧に基づいて前記スイッチ素子をオンオフさせる制御回路と、
を備えることを特徴とする直流電圧変換器。
【請求項３】
直流電源の一端に第１主電極が接続されたスイッチ素子と、
前記スイッチ素子の第２主電極に一端が接続された一次巻線と一次巻線に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線とを有し、前記一次巻線と前記二次巻線とが和動接続されたトランスと、
前記トランスの一次巻線の他端と前記二次巻線の一端にカソードが接続されたダイオードと、
前記二次巻線の他端に一端が接続され、前記直流電源の他端に他端が接続された出力平滑コンデンサと、
前記出力平滑コンデンサの出力電圧に基づいて前記スイッチ素子をオンオフさせる制御回路と、
を備えることを特徴とする直流電圧変換器。
【請求項４】
直流電源の一端に第１主電極が接続されたスイッチ素子と、
一次巻線と一次巻線に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線とを有し、前記一次巻線と前記二次巻線とが差動接続され、前記一次巻線の一端と前記二次巻線の一端とが前記スイッチ素子の第２主電極に接続されたトランスと、
前記一次巻線の他端にカソードが接続され、アノードが前記直流電源の他端に接続されたダイオードと、
前記二次巻線の他端に一端が接続され、前記直流電源の他端に他端が接続された出力平滑コンデンサと、
前記出力平滑コンデンサの出力電圧に基づいて前記スイッチ素子をオンオフさせる制御回路と、
を備えることを特徴とする直流電圧変換器。
【請求項５】
直流電源の一端に第１主電極が接続されたスイッチ素子と、
一次巻線と一次巻線に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線とを有し、前記一次巻線と前記二次巻線とが和動接続され、前記一次巻線の一端が前記スイッチ素子の第２主電極に接続され、前記二次巻線の一端が前記直流電源の他端に接続されたトランスと、
前記一次巻線の他端と前記二次巻線の他端とにカソードが接続されたダイオードと、
前記ダイオードのアノードに一端が接続され、前記直流電源の他端に他端が接続された出力平滑コンデンサと、
前記出力平滑コンデンサの出力電圧に基づいて前記スイッチ素子をオンオフさせる制御回路と、
を備えることを特徴とする直流電圧変換器。
【請求項６】
直流電源の一端に第１主電極が接続されたスイッチ素子と、
一次巻線と一次巻線に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線とを有し、前記一次巻線と前記二次巻線とが差動接続され、前記一次巻線の一端が前記スイッチ素子の第２主電極に接続され、前記二次巻線の一端が前記直流電源の他端に接続されたトランスと、
前記一次巻線の他端と前記二次巻線の他端とにカソードが接続されたダイオードと、
前記ダイオードのアノードに一端が接続され、前記直流電源の他端に他端が接続された出力平滑コンデンサと、
前記出力平滑コンデンサの出力電圧に基づいて前記スイッチ素子をオンオフさせる制御回路と、
を備えることを特徴とする直流電圧変換器。
【請求項７】
直流電源の一端に第１主電極が接続されたスイッチ素子と、
一次巻線と一次巻線に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線とを有し、前記一次巻線と前記二次巻線とが差動接続され、前記一次巻線の一端と前記二次巻線の一端とが前記スイッチ素子の第２主電極に接続され、前記二次巻線の他端が前記直流電源の他端に接続されたトランスと、
前記一次巻線の他端にカソードが接続されたダイオードと、
前記ダイオードのアノードに一端が接続され、前記直流電源の他端に他端が接続された出力平滑コンデンサと、
前記出力平滑コンデンサの出力電圧に基づいて前記スイッチ素子をオンオフさせる制御回路と、
を備えることを特徴とする直流電圧変換器。
【請求項８】
直流電源の一端に第１主電極が接続されたスイッチ素子と、
一次巻線と一次巻線に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線とを有し、前記一次巻線と前記二次巻線とが和動接続され、前記一次巻線の一端と前記二次巻線の一端とが前記スイッチ素子の第２主電極に接続され、前記二次巻線の他端が前記直流電源の他端に接続されたトランスと、
前記一次巻線の他端にカソードが接続されたダイオードと、
前記ダイオードのアノードに一端が接続され、前記直流電源の他端に他端が接続された出力平滑コンデンサと、
前記出力平滑コンデンサの出力電圧に基づいて前記スイッチ素子をオンオフさせる制御回路と、
を備えることを特徴とする直流電圧変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、直流電圧を別の直流電圧に変換する直流電圧変換器に関し、直流電圧変換器を用いて電池や充電池、直流安定化電源等の電圧を変換して電子機器等を動作させる技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
直流電圧を別の直流電圧に変換する電力損失の小さい高効率な直流電圧変換器（ＤＣ−ＤＣコンバータ）が知られている（非特許文献１）。この直流電圧変換器は、図１１に示すように例えば昇圧コンバータからなり、昇圧コイルＬ１とスイッチ素子Ｑ１とダイオードＤ１と出力平滑コンデンサＣｏｕｔから構成される。直流電圧変換器は、昇圧コイルＬ１に流す電流により蓄えられた電磁エネルギーを連続的に制御することにより、直流電源Ｖｉｎの電圧を昇圧変換する時に変換器に生じる消費電力を低減して高い電力効率を実現している。
【０００３】
直流電圧変換器は、電池や充電池、直流安定化電源等の直流電源Ｖｉｎの電圧を昇圧変換して昇圧された電圧により電子機器等を動作させている。例えば電子機器として、携帯機器を最大限に長時間使用するためには、電池或いは充電池の電力エネルギーを使い切る必要がある。このためには、電池が消耗して低い電圧になるまで昇圧して一定の電圧を出力できる高い昇圧比の直流電圧変換器が望まれている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】長谷川彰著「改訂  スイッチング・レギュレータ設計ノウハウ」１９９３年発行
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
しかしながら、直流電圧変換器の昇圧比又は降圧比の電圧変換比の最大値、最小値は、スイッチ素子の動作速度によって制限されている。例えば、図１１に示した直流電圧変換器の昇圧比の最大値は、周期Ｔ／オフ時間ＴOFFの最大値によって制限されている。スイッチ素子の動作速度は、回路の消費電力と使用素子の性能、価格条件により制約されている。
【０００６】
即ち、電圧変換比の最大値、最小値がスイッチ素子の動作速度によって制限されているため、例えば電池を低い電圧になるまで十分に使い切らないうちに電子機器の動作が途絶えてしまう。また、電子機器の使用時間が制約されていた。
【０００７】
本発明の課題は、直流電圧変換器の電圧変換比を広範囲に制御することができる直流電圧変換器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記の課題を解決するために、本発明は、直流電源の一端に一端が接続された一次巻線と一次巻線に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線とを有し、前記一次巻線と前記二次巻線とが和動接続されたトランスと、前記一次巻線の他端と前記二次巻線の一端とに第１主電極が接続され、第２主電極が前記直流電源の他端に接続されたスイッチ素子と、前記二次巻線の他端にアノードが接続されたダイオードと、前記ダイオードのカソードに一端が接続され、前記直流電源の他端に他端が接続された出力平滑コンデンサと、前記出力平滑コンデンサの出力電圧に基づいて前記スイッチ素子をオンオフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。
【発明の効果】
【０００９】
本発明によれば、一次巻線と前記二次巻線とが和動接続されたトランスを用いたので、直流電圧変換器の電圧変換比を広範囲に制御することができる。これにより、例えば電池を低い電圧になるまで昇圧して電子機器を動作させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
【図１】本発明の実施例１に係る直流電圧変換器の回路構成図である。
【図２】本発明の実施例１に係る直流電圧変換器の臨界モード時のトランス電流波形を示す図である。
【図３】本発明の実施例１に係る直流電圧変換器と従来の回路との入出力電圧特性と電力効率特性を示す図である。
【図４】本発明の実施例２に係る直流電圧変換器の回路構成図である。
【図５】本発明の実施例３に係る直流電圧変換器の回路構成図である。
【図６】本発明の実施例４に係る直流電圧変換器の回路構成図である。
【図７】本発明の実施例５に係る直流電圧変換器の回路構成図である。
【図８】本発明の実施例６に係る直流電圧変換器の回路構成図である。
【図９】本発明の実施例７に係る直流電圧変換器の回路構成図である。
【図１０】本発明の実施例８に係る直流電圧変換器の回路構成図である。
【図１１】従来の直流電圧変換器の回路構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００１１】
以下、本発明の実施の形態の直流電圧変換器を図面を参照しながら詳細に説明する。
【実施例１】
【００１２】
図１は、本発明の実施例１に係る直流電圧変換器の回路構成図である。図１に示す直流電圧変換器は、昇圧回路であり、直流電源Ｖｉｎに並列に接続された入力平滑コンデンサＣｉｎ、トランスＴ１、スイッチ素子Ｑ１、ダイオードＤ１、出力平滑コンデンサＣｏｕｔ、出力電圧検出回路１１、ＰＷＭ回路１２を備える。
【００１３】
トランスＴ１は、直流電源Ｖｉｎの一端（正極）に一端が接続された一次巻線Ｌ１と一次巻線Ｌ１に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線Ｌ２とを有し、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とが和動接続されている。ここで、和動接続とは、互いに磁束が加わるように接続されていることである。
【００１４】
スイッチ素子Ｑ１は、ＭＯＳＦＥＴからなり、一次巻線Ｌ１の他端と二次巻線Ｌ２の一端とにドレイン（第１主電極）が接続され、ソース（第２主電極）が直流電源Ｖｉｎの他端（負極）に接続されている。
【００１５】
ダイオードＤ１は、二次巻線Ｌ２の他端にアノードが接続されている。出力平滑コンデンサＣｏｕｔは、ダイオードＤ１のカソードに一端が接続され、直流電源Ｖｉｎの他端に他端が接続されている。出力平滑コンデンサＣｏｕｔの両端には、負荷ＲＬが接続されている。
【００１６】
出力電圧検出回路１１は、出力平滑コンデンサＣｏｕｔの出力電圧Ｖｏｕｔを検出する。ＰＷＭ回路１２は、本発明の制御回路に対応し、出力電圧検出回路１１を介して検出された出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧になるようにスイッチ素子Ｑ１のオンオフを制御する。
【００１７】
次に、実施例１の直流電圧変換器の電圧変換比制御の原理を説明する。図１１に示す従来の回路において、スイッチ素子Ｑ１のオン時の昇圧コイルＬのインダクタンス値をＬONとし、スイッチ素子Ｑ１のオフ時のインダクタンス値をＬOFFとすると、臨界モードにおける昇圧比は、式（１）で表される。
【００１８】
【数１】
2017028955.tif 000003
式（１）よりＬOFF／ＬONを大きくすることにより、同じＴON／ＴOFFの最大値の条件において、昇圧比を高めることができる。
【００１９】
実施例１では、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２との接続を、スイッチ素子Ｑ１のオン期間ＴONとオフ期間ＴOFFにより切り替える。具体的には、実施例１では、スイッチ素子Ｑ１のオン時にはダイオードＤ１に逆方向電圧が加わるので、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１にのみ電磁エネルギーが充電される。スイッチ素子Ｑ１のオフ時には、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２との両方に分散したエネルギーを、和動接続によって増加したインダクタンス値に基づいて放電する。
【００２０】
このため、期間ＴONのトランスＴ１のインダクタンス値ＬONは、Ｌ１である。一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とが和動接続であるので、期間ＴOFFのトランスＴ１のインダクタンス値ＬOFFは、Ｌ１＋Ｌ２＋２ｋ√（Ｌ１×Ｌ２）である。但し、ｋはトランスＴ１の一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２との結合係数である。即ち、トランスＴ１を和動接続にすることにより、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２との合成インダクタンスを、増加することができる。
【００２１】
従って、実施例１では、ＬOFF／ＬONを１よりも大きくすることができるので、昇圧比を高めることができる。
【００２２】
次に、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の電流波形から臨界モードにおける昇圧比を求める。
【００２３】
図２に示す臨界モードにおけるトランス電流波形より、スイッチ素子Ｑ１のオン時のトランスＴ１の一次巻線Ｌ１に流れるトランス入力電流Ｉinは、式（２）で表される。
【００２４】
【数２】
2017028955.tif 000004
但し、式中のＩpはスイッチ素子Ｑ１のオン時の最大電流である。両辺を時間ｔで割ると、式（３）となる。
【００２５】
【数３】
2017028955.tif 000005
スイッチ素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１の一次巻線Ｌ１に蓄えられたエネルギー（充電時の電源供給エネルギー）ＷONCRは、式（４）で表される。
【００２６】
【数４】
2017028955.tif 000006
スイッチ素子Ｑ１のオフ時に和動接続されたトランスＴ１の一次巻線Ｌ１及び二次巻線Ｌ２に共通に流れる電流Ｉinは、式（５）で表される。
【００２７】
【数５】
2017028955.tif 000007
両辺を（ｔ−ＴON）で割ると、式（６）となる。
【００２８】
【数６】
2017028955.tif 000008
また、スイッチ素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１から放出されるエネルギーＷOFFCRは、式（７）で表される。
【００２９】
【数７】
2017028955.tif 000009
ここで、ｋはトランスＴ１の結合係数、ＩBはスイッチ素子Ｑ１のオフ時の最大電流である。スイッチ素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１に蓄えられたエネルギーがオフ時に全て放出されることにより、式（８）が成立する。
【００３０】
【数８】
2017028955.tif 000010
式（３）と式（６）とを式（８）に代入すると、式（９）が得られる。
【００３１】
【数９】
2017028955.tif 000011
従って、臨界モードの昇圧比は、式（１０）で表される。
【００３２】
【数１０】
2017028955.tif 000012
【００３３】
なお、連続モードにおいても臨界モードと同様に、昇圧比は、式（１０）で表される。図３は、実施例１に係る直流電圧変換器と従来の回路との入出力電圧特性と電力効率特性を示す図である。この実験では、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とのインダクタンス値を同じにした。その理由は、同じインダクタンスにすることでトランスの一次側と二次側の巻数が同じになり、一次側と二次側間の結合係数ｋを最も高くして１に近づけて昇圧比較を高くすることができるからである。
【００３４】
図３より、従来回路は入力電圧が０．８１８Ｖ以上において負帰還が掛かり、１２．０Ｖが出力されており、最大昇圧比は、１４．６であった。
【００３５】
これに対して、実施例１の回路は、入力電圧が０．５２７Ｖ以上で、１２．０Ｖが出力されており、最大昇圧比は、２２．２であった。従って、実施例１の回路の最大昇圧比は、従来回路のそれに対して１．５２倍向上していることがわかる。
【００３６】
なお、上記実験では昇圧回路のＬ１とＬ２とは同じ値のインダクタンスを用いているが、式（１０）に示すように、Ｌ２がＬ１よりも大きい方が昇圧比はさらに高くなる。このため、Ｌ１とＬ２とは異なるインダクタンス値でも良い。Ｌ１とＬ２のインダクタンス値の関係については、以下に説明する昇圧回路、降圧回路、極性反転回路にも同様に適用することができる。
【００３７】
このように実施例１の直流電圧変換器によれば、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とが和動接続されたトランスＴ１を用いたので、直流電圧変換器の電圧変換比を広範囲に制御することができる。これにより、電池を低い電圧になるまで電子機器を動作させることもできる。
【実施例２】
【００３８】
図４は、本発明の実施例２に係る直流電圧変換器の回路構成図である。図４に示す実施例２に係る直流電圧変換器は、昇圧回路であり、図１に示す実施例１に係る直流電圧変換器に対して、トランスＴ２のみの構成が異なるので、このトランスＴ２及びその周辺回路のみを説明する。
【００３９】
トランスＴ２は、直流電源Ｖinの一端に一端が接続された一次巻線Ｌ１と一次巻線Ｌ１に直列接続され且つ電磁結合された二次巻線Ｌ２ａとを有し、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２ａとが差動接続されている。ここで、差動接続とは、互いに磁束が打消し合うように接続されていることである。
【００４０】
スイッチ素子Ｑ１は、二次巻線Ｌ２ａの一端にドレインが接続され、ソースが直流電源Ｖinの負極に接続されている。ダイオードＤは、トランスＴ２の一次巻線Ｌ１の他端と二次巻線Ｌ２ａの他端にアノードが接続されている。
【００４１】
以上の構成によれば、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とが差動接続であるので、期間ＴONのトランスＴ１のインダクタンス値ＬONは、Ｌ１＋Ｌ２−２ｋ√（Ｌ１×Ｌ２）である。Ｌ１=Ｌ２とし、ｋを１により近い値にすると、インダクタンス値ＬONは、ゼロに近い値となる。
【００４２】
一方、スイッチ素子Ｑ１がオフ時には、二次巻線Ｌ２ａのエネルギーが一次巻線Ｌ１に移動するので、インダクタンス値ＬOFFは、Ｌ１＋Ｌ２となる。このため、ＬOFF／ＬONが非常に大きくなるので、昇圧比を非常に高くすることができる。
【００４３】
なお、スイッチ素子Ｑのドレインに、直列にダイオードＤQを接続しても良い。ダイオードＤQは、Ｌ１やＬ２による誘導電圧が大きくなった場合に、スイッチ素子Ｑ１がオフ時にスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間に有する寄生ダイオードが導通しないように作用する。従って、誘起電圧が小さい場合や導通方向に誘起電圧が印加されない場合には、ダイオードＤQを直列に挿入する必要はない。
【実施例３】
【００４４】
図５は、本発明の実施例３に係る直流電圧変換器の回路構成図である。図５に示す直流電圧変換器は、降圧回路である。図５において、スイッチ素子Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴからなり、直流電源Ｖinの正極にドレインが接続されている。トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の一端は、スイッチ素子Ｑ２のソースに接続され、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とが和動接続されている。
【００４５】
ダイオードＤ２のカソードは、トランスＴ１の一次巻線Ｌ１の他端と二次巻線Ｌ２の一端に接続され、アノードが直流電源Ｖinの負極に接続されている。二次巻線Ｌ２の他端は、出力平滑コンデンサＣｏｕｔの一端に接続されている。出力電圧検出回路１１、制御回路１２の構成は、図１に示すそれらと同一であるので、それらの説明は、省略する。
【００４６】
ここで、降圧回路の電圧比は、
ＶOut／Ｖin＝１／｛（ＴOFF×ＬON）／（ＴON×ＬOFF）＋１｝
で表される。
【００４７】
従って、電圧比ＶOut／Ｖinをできるだけ小さくするためには、ＬONをＬOFFよりもできるだけ大きくする必要がある。
【００４８】
図５に示す降圧回路によれば、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とが和動接続であるので、期間ＴONのトランスＴ１のインダクタンス値ＬONは、Ｌ１＋Ｌ２＋２ｋ√（Ｌ１×Ｌ２）である。
【００４９】
スイッチ素子Ｑ２のオフ時にはインダクタンス値ＬOFFは、Ｌ２である。このため、ＬONをＬOFFよりも大きくすることができるので、電圧比ＶOut／Ｖin、即ち降圧比をできるだけ小さくすることができる。
【実施例４】
【００５０】
図６は、本発明の実施例４に係る直流電圧変換器の回路構成図である。図６に示す直流電圧変換器は、降圧回路であり、図５に示す直流電圧変換器に対して、トランスＴ３とスイッチ素子ＳLの構成のみが異なるので、それらの構成のみを説明する。
【００５１】
スイッチ素子ＳLは、スイッチ素子Ｑ２と同じであり、例えばＭＯＳＦＥＴからなる。スイッチ素子ＳLの一端は、直流電源Ｖｉｎの正極に接続されている。トランスＴ３は、一次巻線Ｌ１ａと二次巻線Ｌ２ｂとが差動接続され、一次巻線Ｌ１ａの一端と二次巻線Ｌ２ｂの一端とがスイッチ素子のＳLの他端に接続されている。一次巻線Ｌ１ａの他端には、ダイオードＤ２のカソードが接続され、ダイオードＤ２のアノードは、直流電源Ｖinの他端に接続されている。
【００５２】
図６に示す降圧回路によれば、期間ＴONのトランスＴ１のインダクタンス値ＬONは、Ｌ２ｂである。期間ＴOFFには、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とが差動接続であるので、期間ＴOFFのトランスＴ１のインダクタンス値ＬOFFは、Ｌ１＋Ｌ２−２ｋ√（Ｌ１×Ｌ２）であり、非常に小さくなる。このため、ＬONをＬOFFよりも大きくすることができるので、電圧比ＶOut／Ｖin、即ち降圧比をできるだけ小さくすることができる。
【実施例５】
【００５３】
図７は、本発明の実施例５に係る直流電圧変換器の回路構成図である。図７に示す実施例５に係る直流電圧変換器は、極性反転回路であり、出力電圧の絶対値が入力電圧の絶対値よりも小さくなる降圧回路である。スイッチ素子ＳLの一端は、直流電源Ｖinの正極に接続されている。
【００５４】
トランスＴ４は、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２ｃとが和動接続され、一次巻線Ｌ１の一端がスイッチ素子ＳLの他端に接続され、二次巻線Ｌ２ｃの一端が直流電源Ｖinの負極に接続されている。
【００５５】
ダイオードＤ３のカソードは、一次巻線Ｌ１の他端と二次巻線Ｌ２ｃの他端とに接続されている。ダイオードＤ３のアノードには、出力平滑コンデンサＣｏｕｔの一端が接続されている。
【００５６】
ここで、極性反転回路の電圧比は、
−Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ＝（ＴON×ＬOFF）／（ＴOFF×ＬON）
で表される。
【００５７】
従って、｜−Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ｜をできるだけ小さくするためには、ＬONをＬOFFよりも大きくすることである。
【００５８】
図７に示す極性反転回路によれば、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とが和動接続であるので、期間ＴONのトランスＴ１のインダクタンス値ＬONは、Ｌ１＋Ｌ２＋２ｋ√（Ｌ１×Ｌ２）である。
【００５９】
スイッチ素子ＳLのオフ時にはインダクタンス値ＬOFFは、Ｌ２である。このため、ＬONをＬOFFよりも大きくすることができるので、電圧比−ＶOut／Ｖin、即ち降圧比をできるだけ小さくすることができる。
【実施例６】
【００６０】
図８は、本発明の実施例６に係る直流電圧変換器の回路構成図である。図８に示す実施例６に係る直流電圧変換器は、極性反転回路であり、出力電圧の絶対値が入力電圧の絶対値よりも小さくなる降圧回路である。この直流電圧変換器は、図７に示す実施例５に係る直流電圧変換器に対して、トランスＴ５のみが異なるので、この部分のみを説明する。
【００６１】
トランスＴ５は、一次巻線Ｌ１ａと二次巻線Ｌ２ｃとが差動接続され、一次巻線Ｌ１ａの一端と二次巻線Ｌ２ｃの一端とがスイッチ素子ＳLの一端に接続され、二次巻線Ｌ２ｃの他端が直流電源Ｖinの負極に接続されている。一次巻線Ｌ１ａの他端にはダイオードＤ３のカソードが接続されている。
【００６２】
図８に示す極性反転回路によれば、期間ＴONのトランスＴ１のインダクタンス値ＬONは、Ｌ２である。スイッチ素子ＳLのオフ時には、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とが差動接続であるので、インダクタンス値ＬOFFは、Ｌ１＋Ｌ２−２ｋ√（Ｌ１×Ｌ２）であり、非常に小さい値となる。このため、ＬONをＬOFFよりも大きくすることができるので、電圧比−ＶOut／Ｖin、即ち降圧比をできるだけ小さくすることができる。
【実施例７】
【００６３】
図９は、本発明の実施例７に係る直流電圧変換器の回路構成図である。図９に示す実施例７に係る直流電圧変換器は、極性反転回路であり、出力電圧の絶対値が入力電圧の絶対値よりも大きくなる昇圧回路である。この直流電圧変換器は、図７に示す実施例５に係る直流電圧変換器に対して、トランスＴ６のみの構成が異なるので、この部分のみを説明する。
【００６４】
トランスＴ６は、一次巻線Ｌ１ｂと二次巻線Ｌ２ｃとが差動接続され、一次巻線Ｌ１ｂの一端がスイッチ素子ＳLの他端に接続され、二次巻線Ｌ２ｃの一端が直流電源Ｖinの他端に接続されている。一次巻線Ｌ１ｂの他端と二次巻線Ｌ２ｃの他端とは、ダイオードＤ３のカソードに接続されている。
【００６５】
極性反転回路の電圧比は、前述した式で表され、昇圧回路の場合には、｜−Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ｜をできるだけ大きくするためには、ＬOFFをＬONよりも大きくすることである。
【００６６】
図９に示す極性反転回路によれば、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とが差動接続であるので、期間ＴONのトランスＴ１のインダクタンス値ＬONは、Ｌ１＋Ｌ２−２ｋ√（Ｌ１×Ｌ２）であり、非常に小さくなる。
【００６７】
スイッチ素子ＳLのオフ時にはインダクタンス値ＬOFFは、Ｌ２である。このため、ＬOFFをＬONよりも大きくすることができるので、電圧比−ＶOut／Ｖin、即ち昇圧比をできるだけ大きくすることができる。
【実施例８】
【００６８】
図１０は、本発明の実施例８に係る直流電圧変換器の回路構成図である。図１０に示す実施例８に係る直流電圧変換器は、極性反転回路であり、出力電圧の絶対値が入力電圧の絶対値よりも大きくなる昇圧回路である。この直流電圧変換器は、図８に示す実施例６に係る直流電圧変換器に対して、トランスＴ７のみの構成が異なるので、この部分のみを説明する。
【００６９】
トランスＴ７は、一次巻線Ｌ１ｂと二次巻線Ｌ２ｃとが和動接続され、一次巻線Ｌ１ｂの一端と二次巻線Ｌ２ｃの一端とがスイッチ素子ＳLの他端に接続され、二次巻線Ｌ２ｃの他端が直流電源Ｖinの負極に接続されている。一次巻線Ｌ１ｂの他端にはダイオードＤ３のカソードが接続されている。
【００７０】
図１０に示す極性反転回路によれば、期間ＴONのトランスＴ７のインダクタンス値ＬONは、Ｌ２である。スイッチ素子ＳLのオフ時には、一次巻線Ｌ１と二次巻線Ｌ２とが和動接続であるので、インダクタンス値ＬOFFは、Ｌ１＋Ｌ２＋２ｋ√（Ｌ１×Ｌ２）である。このため、ＬOFFをＬONよりも大きくすることができるので、電圧比−ＶOut／Ｖin、即ち昇圧比をできるだけ大きくすることができる。
【符号の説明】
【００７１】
Ｖｉｎ  直流電源
Ｃｉｎ  入力平滑コンデンサ
Ｔ１〜Ｔ７  トランス
Ｌ１  一次巻線
Ｌ２  二次巻線
Ｑ１，Ｑ２，ＳL  スイッチ素子
Ｄ１〜Ｄ３  ダイオード
Ｃｏｕｔ  出力平滑コンデンサ
ＲL  負荷 
１１  出力電圧検出回路
１２  ＰＷＭ回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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