(57)【要約】【課題】高調波成分の低減と小型化や低コスト化を図る。【解決手段】高圧インバータ群と中圧インバータ群と３相フルブリッジインバータで主回路を構成し、前記高圧インバータ群の出力電圧ベクトルである高圧電圧ベクトルと前記中圧インバータ群の出力電圧ベクトルである中圧電圧ベクトルと前記３相フルブリッジインバータの出力電圧ベクトルである低圧電圧ベクトルとの所定期間の平均合成電圧ベクトルが指令電圧ベクトルとなるように、前記高圧インバータ群と前記中圧インバータ群と前記３相フルブリッジインバータの制御信号を生成する制御器を備える。【選択図】図１
2017022882.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
Ｕ相高圧直流電圧源でＵ相出力端子を持つＵ相高圧単相フルブリッジインバータとＶ相高圧直流電圧源でＶ相出力端子を持つＶ相高圧単相フルブリッジインバータとＷ相高圧直流電圧源でＷ相出力端子を持つＷ相高圧単相フルブリッジインバータから成る高圧インバータ群と、Ｕ相中圧直流電圧源でＵ相出力端子を持つＵ相中圧単相フルブリッジインバータとＶ相中圧直流電圧源でＶ相出力端子を持つＶ相中圧単相フルブリッジインバータとＷ相中圧直流電圧源でＷ相出力端子を持つＷ相中圧単相フルブリッジインバータから成る中圧インバータ群と、低圧直流電圧源の３相フルブリッジインバータとで構成され、該３相フルブリッジインバータのＵ相端子と前記中圧インバータ群のＵ相出力端子と前記高圧インバータ群のＵ相出力端子が直列に接続され、前記３相フルブリッジインバータのＶ相端子と前記中圧インバータ群のＶ相出力端子と前記高圧インバータ群のＶ相出力端子が直列に接続され、前記３相フルブリッジインバータのＷ相端子と前記中圧インバータ群のＷ相出力端子と前記高圧インバータ群のＷ相出力端子が直列に接続されている電力変換装置。
【請求項２】
前記高圧インバータ群の出力電圧ベクトルである高圧電圧ベクトルと前記中圧インバータ群の出力電圧ベクトルである中圧電圧ベクトルと前記３相フルブリッジインバータの出力電圧ベクトルである低圧電圧ベクトルとの所定期間の平均合成電圧ベクトルが指令電圧ベクトルとなるように、前記高圧インバータ群と前記中圧インバータ群と前記３相フルブリッジインバータの制御信号を生成する制御器を備えた請求項１記載の電力変換装置。
【請求項３】
Ｕ相高圧直流電圧源でＵ相出力端子を持つＵ相高圧単相フルブリッジインバータとＶ相高圧直流電圧源でＶ相出力端子を持つＶ相高圧単相フルブリッジインバータとＷ相高圧直流電圧源でＷ相出力端子を持つＷ相高圧単相フルブリッジインバータから成る高圧インバータ群と、
Ｕ相中圧直流電圧源でＵ相出力端子を持つＵ相中圧単相フルブリッジインバータとＶ相中圧直流電圧源でＶ相出力端子を持つＶ相中圧単相フルブリッジインバータとＷ相中圧直流電圧源でＷ相出力端子を持つＷ相中圧単相フルブリッジインバータから成る中圧インバータ群と、
Ｕ相低圧直流電圧源でＵ相出力端子を持つＵ相低圧単相フルブリッジインバータとＶ相低圧直流電圧源でＶ相出力端子を持つＶ相低圧単相フルブリッジインバータとＷ相低圧直流電圧源でＷ相出力端子を持つＷ相低圧単相フルブリッジインバータから成る低圧インバータ群とで構成され、前記低圧インバータ群のＵ相出力端子と前記中圧インバータ群のＵ相出力端子と前記高圧インバータ群のＵ相出力端子が直列に接続され、前記低圧インバータ群のＶ相出力端子と前記中圧インバータ群のＶ相出力端子と前記高圧インバータ群のＶ相出力端子が直列に接続され、前記低圧インバータ群のＷ相出力端子と前記中圧インバータ群のＷ相出力端子と前記高圧インバータ群のＷ相出力端子が直列に接続され、前記低圧インバータ群または高圧インバータ群の他方のＵ相出力端子と他方のＶ相出力端子と他方のＷ相出力端子が短絡されている電力変換装置において、
前記高圧インバータ群の出力電圧ベクトルである高圧電圧ベクトルと前記中圧インバータ群の出力電圧ベクトルである中圧電圧ベクトルと前記低圧インバータ群の出力電圧ベクトルである低圧電圧ベクトルとの所定期間の平均合成電圧ベクトルが指令電圧ベクトルとなるように、前記高圧インバータ群と前記中圧インバータ群と前記低圧インバータ群の制御信号を生成する制御器を備えた電力変換装置。
【請求項４】
前記Ｕ相高圧直流電圧源と前記Ｖ相高圧直流電圧源と前記Ｗ相高圧直流電圧源の電圧を共通のＶＨとし、前記Ｕ相中圧直流電圧源と前記Ｖ相中圧直流電圧源と前記Ｗ相中圧直流電圧源の電圧を共通のＶＭとし、前記低圧直流電圧源の電圧をＶＬとした場合、
ＶＭ≦１．５・ＶＬ
ＶＨ≦３・ＶＭ＋１．５・ＶＬ
とすることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
【請求項５】
前記Ｕ相高圧直流電圧源と前記Ｖ相高圧直流電圧源と前記Ｗ相高圧直流電圧源の電圧を共通のＶＨとし、前記Ｕ相中圧直流電圧源と前記Ｖ相中圧直流電圧源と前記Ｗ相中圧直流電圧源の電圧を共通のＶＭとし、前記Ｕ相低圧直流電圧源と前記Ｖ相低圧直流電圧源と前記Ｗ相低圧直流電圧源の電圧を共通のＶＬとした場合、
ＶＭ＝ＶＬ
ＶＨ≦６・ＶＬ
とすることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項６】
前記Ｕ相高圧直流電圧源と前記Ｖ相高圧直流電圧源と前記Ｗ相高圧直流電圧源の電圧を共通のＶＨとし、前記Ｕ相中圧直流電圧源と前記Ｖ相中圧直流電圧源と前記Ｗ相中圧直流電圧源の電圧を共通のＶＭとし、前記Ｕ相低圧直流電圧源と前記Ｖ相低圧直流電圧源と前記Ｗ相低圧直流電圧源の電圧を共通のＶＬとした場合、
ＶＭ≦３・ＶＬ
ＶＨ≦３・（ＶＭ＋ＶＬ）
とすることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
【請求項７】
請求項２記載の前記制御器において、１９種類の高圧電圧ベクトルの中から前記指令電圧ベクトルに最も近いものを選択してそれをＶＨＳとして前記高圧インバータ群が前記ＶＨＳを出力するようにし、前記ＶＨＳと前記指令電圧ベクトルとの差である中電圧差ベクトルを求め、１９種類の中圧電圧ベクトルの中から前記中電圧差ベクトルに最も近いものを選択してそれをＶＭＳとして前記中圧インバータ群が前記ＶＭＳを出力するようにし、前記ＶＭＳと前記中電圧差ベクトルとの差である低電圧差ベクトルを求め、前記３相フルブリッジインバータ出力の所定期間内の平均電圧ベクトルが前記低電圧差ベクトルとなるようにすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項８】
請求項５かつ請求項３記載の前記制御器において、１９種類の高圧電圧ベクトルの中から前記指令電圧ベクトルに最も近いものを選択してそれをＶＨＳとして前記高圧インバータ群が前記ＶＨＳを出力するようにし、前記ＶＨＳと前記指令電圧ベクトルとの差である中電圧差ベクトルを求め、前記中圧インバータ群出力の所定期間内の平均電圧ベクトルや前記低圧インバータ群出力の所定期間内の平均電圧ベクトルが前記中電圧差ベクトルの半分となるようにすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項９】
請求項６かつ請求項３記載の前記制御器において、１９種類の高圧電圧ベクトルの中から前記指令電圧ベクトルに最も近いものを選択してそれをＶＨＳとして前記高圧インバータ群が前記ＶＨＳを出力するようにし、前記ＶＨＳと前記指令電圧ベクトルとの差である中電圧差ベクトルを求め、１９種類の中圧電圧ベクトルの中から前記中電圧差ベクトルに最も近いものを選択してそれをＶＭＳとして前記中圧インバータ群が前記ＶＭＳを出力するようにし、前記ＶＭＳと前記中電圧差ベクトルとの差である低電圧差ベクトルを求め、前記低圧インバータ群出力の所定期間内の平均電圧ベクトルが前記低電圧差ベクトルとなるようにすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項１０】
３相交流の電力系統に連系される自励式の無効電力補償装置に適用される際に、前記各相高圧直流電圧源や前記各相中圧直流電圧源や前記各相低圧直流電圧源または前記低圧直流電圧源がそれぞれコンデンサで構成されることを特徴とする請求項１から９記載の電力変換装置。
【請求項１１】
請求項１０の前記制御器において、電流指令から求めたＵ相電流の単位正弦波ＧＵとＶ相電流の単位正弦波ＧＶとＷ相電流の単位正弦波ＧＷを求め、前記Ｕ相高圧直流電圧源の電圧と高圧電圧指令との差と前記ＧＵとの積からＵ相高圧誤差補正電圧を求め、前記Ｖ相高圧直流電圧源の電圧と前記高圧電圧指令との差と前記ＧＶとの積からＶ相高圧誤差補正電圧を求め、前記Ｗ相高圧直流電圧源の電圧と前記高圧電圧指令との差と前記ＧＷとの積からＷ相高圧誤差補正電圧を求め、前記Ｕ相高圧誤差補正電圧と前記Ｖ相高圧誤差補正電圧と前記Ｗ相高圧誤差補正電圧から所定ゲイン倍した高圧誤差補正電圧ベクトルを求め、１９種類の高圧電圧ベクトルの中から前記高圧インバータ群が選択出力する際に前記指令電圧ベクトルの代わりに前記指令電圧ベクトルと前記高圧誤差補正電圧ベクトルとの和のベクトルを用い、
請求項１０で請求項７または９記載の前記制御器において、
前記Ｕ相中圧直流電圧源の電圧と中圧電圧指令との差と前記ＧＵとの積からＵ相中圧誤差補正電圧を求め、前記Ｖ相中圧直流電圧源の電圧と前記中圧電圧指令との差と前記ＧＶとの積からＶ相中圧誤差補正電圧を求め、前記Ｗ相中圧直流電圧源の電圧と前記中圧電圧指令との差と前記ＧＷとの積からＷ相中圧誤差補正電圧を求め、前記Ｕ相中圧誤差補正電圧と前記Ｖ相中圧誤差補正電圧と前記Ｗ相中圧誤差補正電圧から所定ゲイン倍した中圧誤差補正電圧ベクトルを求め、１９種類の中圧電圧ベクトルの中から前記中圧インバータ群が選択出力する際に前記中電圧差ベクトルの代わりに前記中電圧差ベクトルと前記中圧誤差補正電圧ベクトルとの和のベクトルを用いることを特徴とする電力変換器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、高圧の電力変換装置であって、その中でも無効電力補償装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来の無効電力補償装置としては、特許文献１に記載されているものがあり、その主回路は図２に示された構成をしている。それは、Ｕ相高圧直流電圧源１３でＵ相出力端子を持つＵ相高圧単相フルブリッジインバータ１０とＶ相高圧直流電圧源１４でＶ相出力端子を持つＶ相高圧単相フルブリッジインバータ１１とＷ相高圧直流電圧源１５でＷ相出力端子を持つＷ相高圧単相フルブリッジインバータ１２から成る高圧インバータ群１９と、Ｕ相中圧直流電圧源２３でＵ相出力端子を持つＵ相中圧単相フルブリッジインバータ２０とＶ相中圧直流電圧源２４でＶ相出力端子を持つＶ相中圧単相フルブリッジインバータ２１とＷ相中圧直流電圧源２５でＷ相出力端子を持つＷ相中圧単相フルブリッジインバータ２２から成る中圧インバータ群２９と、Ｕ相低圧直流電圧源３３でＵ相出力端子を持つＵ相低圧単相フルブリッジインバータ３０とＶ相低圧直流電圧源３４でＶ相出力端子を持つＶ相低圧単相フルブリッジインバータ３１とＷ相低圧直流電圧源３５でＷ相出力端子を持つＷ相低圧単相フルブリッジインバータ３２から成る低圧インバータ群３９とで構成されており、各電圧源１３〜１５、２３〜２５、３３〜３５はコンデンサである。各相のフルブリッジインバータ（Ｕ相は１０、２０、３０、 Ｖ相は１１、２１、３１、Ｗ相は１２、２２、３２）の出力はそれぞれ直列に接続され、その一方は各相どうしが短絡され、他方はリアクトル４０〜４２を介して系統に接続されている。
【０００３】
Ｕ相高圧直流電圧源１３とＶ相高圧直流電圧源１４とＷ相高圧直流電圧源１５の電圧を共通のＶＨとし、Ｕ相中圧直流電圧源２３とＶ相中圧直流電圧源２４とＷ相中圧直流電圧源２５の電圧を共通のＶＭとし、Ｕ相低圧直流電圧源３３とＶ相低圧直流電圧源３４とＷ相低圧直流電圧源３５の電圧を共通のＶＬとすると、特許文献１においては
【０００４】
ＶＭ≦２・ＶＬ              式１
ＶＨ≦３・ＶＭ              式２
【０００５】
の関係とすることで、出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを正弦波状の指令に追従させることができるとしている。例えば、系統電圧実効値が変動分を考慮して６．６ｋＶの１．１倍の７．２６ｋＶの場合では、相電圧の最大値が系統電圧実効値の２／３の平方根倍の５．９２８ｋＶとなるので、式１と式２を満たす最小電圧を求めると、ＶＬ＝０．６５９ｋＶ、ＶＭ＝１．３１８ｋＶ、ＶＨ＝３．９５２ｋＶとなる。
【０００６】
このようにすることで、各相の出力電圧の階段状波形の１ステップの電圧幅を低電圧のＶＬとすることができ、高圧インバータ群１９や中圧インバータ群２９のスイッチング周波数を最低限に低くした状態で低圧インバータ群３９のスイッチング周波数を上げるだけでリアクトルに印加される電圧の高調波成分の波高値を低く周波数を高くできるので、リアクトルに流れる電流の高調波成分を小さくすることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１２−１７５８４８号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００８】
変換器の出力最大電圧が決まれば、式１と式２の条件で自動的に各直流電圧源の電圧が決まるので、低圧直流電圧源の電圧を低くできない。よって、リアクトル４０〜４２に流れる電流の高調波成分を小さくするには、スイッチング周波数を上げるかリアクトル値を上げる必要があり、効率低下やコストアップや体積・重量アップとなる。
【０００９】
同様な理由で、各直流電圧源の電圧が決まるので、適用するスイッチング素子の耐圧が一義的に決定されるため、スイッチング素子の選択による装置の小型化や低コスト化ができなくなる。
【００１０】
１つの相当たり６つのスイッチング素子に電流が流れるので、効率が悪い。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明は、上記問題点を解決するために、請求項１に係る発明では、図２の構成の低圧インバータ群３９の代わりに低圧直流電圧源の３相フルブリッジインバータを接続した構成としている。
【００１２】
また請求項２に係る発明では、前記高圧インバータ群の出力電圧ベクトルである高圧電圧ベクトルと前記中圧インバータ群の出力電圧ベクトルである中圧電圧ベクトルと前記３相フルブリッジインバータの出力電圧ベクトルである低圧電圧ベクトルとの所定期間の平均合成電圧ベクトルが指令電圧ベクトルとなるように、前記高圧インバータ群と前記中圧インバータ群と前記３相フルブリッジインバータの制御信号を生成する制御器を備えている。
【００１３】
また請求項３に係る発明では、図２と同じ構成において、前記高圧インバータ群の出力電圧ベクトルである高圧電圧ベクトルと前記中圧インバータ群の出力電圧ベクトルである中圧電圧ベクトルと前記低圧インバータ群の出力電圧ベクトルである低圧電圧ベクトルとの所定期間の平均合成電圧ベクトルが指令電圧ベクトルとなるように、前記高圧インバータ群と前記中圧インバータ群と前記低圧インバータ群の制御信号を生成する制御器を備えている。
【００１４】
また請求項４に係る発明では、請求項1や２の電力変換装置において、前記Ｕ相高圧直流電圧源と前記Ｖ相高圧直流電圧源と前記Ｗ相高圧直流電圧源の電圧を共通のＶＨとし、前記Ｕ相中圧直流電圧源と前記Ｖ相中圧直流電圧源と前記Ｗ相中圧直流電圧源の電圧を共通のＶＭとし、前記低圧直流電圧源の電圧をＶＬとした場合に、
【００１５】
ＶＭ≦１．５・ＶＬ                        式３
ＶＨ≦３・ＶＭ＋１．５・ＶＬ              式４
【００１６】
とすることを特徴とする。
【００１７】
また請求項５に係る発明では、請求項３の電力変換装置において、前記Ｕ相高圧直流電圧源と前記Ｖ相高圧直流電圧源と前記Ｗ相高圧直流電圧源の電圧を共通のＶＨとし、前記Ｕ相中圧直流電圧源と前記Ｖ相中圧直流電圧源と前記Ｗ相中圧直流電圧源の電圧を共通のＶＭとし、前記Ｕ相低圧直流電圧源と前記Ｖ相低圧直流電圧源と前記Ｗ相低圧直流電圧源の電圧を共通のＶＬとした場合に、
【００１８】
ＶＭ＝ＶＬ                              式５
ＶＨ≦６・ＶＬ                          式６
【００１９】
とすることを特徴とする。
【００２０】
また請求項６に係る発明では、請求項３の電力変換装置において、前記Ｕ相高圧直流電圧源と前記Ｖ相高圧直流電圧源と前記Ｗ相高圧直流電圧源の電圧を共通のＶＨとし、前記Ｕ相中圧直流電圧源と前記Ｖ相中圧直流電圧源と前記Ｗ相中圧直流電圧源の電圧を共通のＶＭとし、前記Ｕ相低圧直流電圧源と前記Ｖ相低圧直流電圧源と前記Ｗ相低圧直流電圧源の電圧を共通のＶＬとした場合に、
【００２１】
ＶＭ≦３・ＶＬ                          式７
ＶＨ≦３・（ＶＭ＋ＶＬ）                式８
【００２２】
とすることを特徴とする。
【００２３】
また請求項７に係る発明では、請求項２の電力変換装置の制御器において、１９種類の高圧電圧ベクトルの中から前記指令電圧ベクトルに最も近いものを選択してそれをＶＨＳとして前記高圧インバータ群が前記ＶＨＳを出力するようにし、前記ＶＨＳと前記指令電圧ベクトルとの差である中電圧差ベクトルを求め、１９種類の中圧電圧ベクトルの中から前記中電圧差ベクトルに最も近いものを選択してそれをＶＭＳとして前記中圧インバータ群が前記ＶＭＳを出力するようにし、前記ＶＭＳと前記中電圧差ベクトルとの差である低電圧差ベクトルを求め、前記３相フルブリッジインバータ出力の所定期間内の平均電圧ベクトルが前記低電圧差ベクトルとなるようにすることを特徴とする。
【００２４】
また請求項８に係る発明では、請求項５の条件の請求項３の電力変換装置の制御器において、１９種類の高圧電圧ベクトルの中から前記指令電圧ベクトルに最も近いものを選択してそれをＶＨＳとして前記高圧インバータ群が前記ＶＨＳを出力するようにし、前記ＶＨＳと前記指令電圧ベクトルとの差である中電圧差ベクトルを求め、前記中圧インバータ群出力の所定期間内の平均電圧ベクトルや前記低圧インバータ群出力の所定期間内の平均電圧ベクトルが前記中電圧差ベクトルの半分となるようにすることを特徴とする。
【００２５】
また請求項９に係る発明では、請求項６の条件の請求項３の電力変換装置の制御器において、１９種類の高圧電圧ベクトルの中から前記指令電圧ベクトルに最も近いものを選択してそれをＶＨＳとして前記高圧インバータ群が前記ＶＨＳを出力するようにし、前記ＶＨＳと前記指令電圧ベクトルとの差である中電圧差ベクトルを求め、１９種類の中圧電圧ベクトルの中から前記中電圧差ベクトルに最も近いものを選択してそれをＶＭＳとして前記中圧インバータ群が前記ＶＭＳを出力するようにし、前記ＶＭＳと前記中電圧差ベクトルとの差である低電圧差ベクトルを求め、前記低圧インバータ群出力の所定期間内の平均電圧ベクトルが前記低電圧差ベクトルとなるようにすることを特徴とする。
【００２６】
また請求項１０に係る発明では、請求項１から９の電力変換装置において、３相交流の電力系統に連系される自励式の無効電力補償装置に適用される際に、前記各相高圧直流電圧源や前記各相中圧直流電圧源や前記各相低圧直流電圧源または前記低圧直流電圧源がそれぞれコンデンサで構成されることを特徴とする。
【００２７】
また請求項１１に係る発明では、請求項１０の電力変換器の制御器において、電流指令から求めたＵ相電流の単位正弦波ＧＵとＶ相電流の単位正弦波ＧＶとＷ相電流の単位正弦波ＧＷを求め、前記Ｕ相高圧直流電圧源の電圧と高圧電圧指令との差と前記ＧＵとの積からＵ相高圧誤差補正電圧を求め、前記Ｖ相高圧直流電圧源の電圧と前記高圧電圧指令との差と前記ＧＶとの積からＶ相高圧誤差補正電圧を求め、前記Ｗ相高圧直流電圧源の電圧と前記高圧電圧指令との差と前記ＧＷとの積からＷ相高圧誤差補正電圧を求め、前記Ｕ相高圧誤差補正電圧と前記Ｖ相高圧誤差補正電圧と前記Ｗ相高圧誤差補正電圧から高圧誤差補正電圧ベクトルを求め、１９種類の高圧電圧ベクトルの中から前記高圧インバータ群が選択出力する際に前記指令電圧ベクトルの代わりに前記指令電圧ベクトルと前記高圧誤差補正電圧ベクトルの所定ゲイン倍との和のベクトルを用い、また請求項１０で請求項７または９の電力変換器の制御器において、前記Ｕ相中圧直流電圧源の電圧と中圧電圧指令との差と前記ＧＵとの積からＵ相中圧誤差補正電圧を求め、前記Ｖ相中圧直流電圧源の電圧と前記中圧電圧指令との差と前記ＧＶとの積からＶ相中圧誤差補正電圧を求め、前記Ｗ相中圧直流電圧源の電圧と前記中圧電圧指令との差と前記ＧＷとの積からＷ相中圧誤差補正電圧を求め、前記Ｕ相中圧誤差補正電圧と前記Ｖ相中圧誤差補正電圧と前記Ｗ相中圧誤差補正電圧から中圧誤差補正電圧ベクトルを求め、１９種類の中圧電圧ベクトルの中から前記中圧インバータ群が選択出力する際に前記中電圧差ベクトルの代わりに前記中電圧差ベクトルと前記中圧誤差補正電圧ベクトルの所定ゲイン倍との和のベクトルを用いることを特徴とする。
【発明の効果】
【００２８】
請求項1の発明により、１つの相当たりのスイッチング素子数が５つに減るので効率改善となる。また６個のスイッチング素子入りのモジュールが使用できるので装置の小型化や低コスト化となる。
【００２９】
請求項２や３の発明で電圧ベクトル処理をすることで、電力変換装置が出力できる電圧範囲が明確となり、それによって請求項４から６に示されるように素子の耐圧に見合った電圧源の電圧を選択できることが分かる。その結果として請求項５では、中圧インバータ群と低圧インバータ群の電圧が同じで低電圧であるため、６個のスイッチング素子入りのモジュールを使うことができ、装置の小型化や低コスト化となる。また請求項６では、低圧インバータ群の電圧をより低くできることから、スイッチング周波数やリアクトル値を上げることなくリアクトル電流の高調波成分を小さくすることができる。
【００３０】
請求項７から９の発明により、請求項４から６の構成や電圧において、従来と同様に高圧インバータ群や中圧インバータ群のスイッチング周波数を最低限にすることができるので、それによる効率の低下は発生しない。
【００３１】
請求項１０と請求項１１の発明により、従来と同様に各相直流電圧源をコンデンサにすることができ、そのコンデンサの電圧を所定値に維持できるので、補助電源のような直流電源を接続する必要はない。
【図面の簡単な説明】
【００３２】
【図１】請求項１、２、４、７の電力変換装置を無効電力補償装置に適用した場合の一例の主回路構成図である。
【図２】請求項３、５、６、８、９の電力変換装置を無効電力補償装置に適用した場合の一例の、または従来技術の無効電力補償装置の主回路構成図である。
【図３】高圧インバータ群や中圧インバータ群や低圧インバータ群の出力電圧ベクトルである。
【図４】高圧電圧ベクトルと中圧電圧ベクトルと低圧電圧ベクトルと合成電圧ベクトルとの関係図例その１である。
【図５】高圧電圧ベクトルと中圧電圧ベクトルと低圧電圧ベクトルと合成電圧ベクトルとの関係図例その２である。
【図６】高圧電圧ベクトルと中圧電圧ベクトルと低圧電圧ベクトルと合成電圧ベクトルとの関係図例その３である。
【図７】高圧電圧ベクトルと中圧電圧ベクトルと低圧電圧ベクトルと合成電圧ベクトルとの関係図例その４である。
【図８】高圧電圧ベクトルと中圧電圧ベクトルと低圧電圧ベクトルと合成電圧ベクトルとの関係図例その５である。
【図９】電力変換装置を無効電力補償装置に適用した場合の制御ブロック図の一例である。
【図１０】請求項７と９の制御器を表すブロック図である。
【図１１】請求項８の制御器を表すブロック図である。
【図１２】高圧誤差補正電圧ベクトルと中圧誤差補正電圧ベクトルを求めるブロック図である。
【図１３】直流電圧源をコンデンサとした請求項７と９での制御器を表すブロック図である。
【図１４】直流電圧源をコンデンサとした請求項８での制御器を表すブロック図である。
【発明を実施するための形態】
【００３３】
以下において、実施の形態の一例に基づいて詳細に説明する。
【００３４】
請求項１の電力変換装置を無効電力補償装置に適用した場合の主回路構成を図１に示す。Ｕ相高圧直流電圧源１３でＵ相出力端子を持つＵ相高圧単相フルブリッジインバータ１０とＶ相高圧直流電圧源１４でＶ相出力端子を持つＶ相高圧単相フルブリッジインバータ１１とＷ相高圧直流電圧源１５でＷ相出力端子を持つＷ相高圧単相フルブリッジインバータ１２から成る高圧インバータ群１９と、Ｕ相中圧直流電圧源２３でＵ相出力端子を持つＵ相中圧単相フルブリッジインバータ２０とＶ相中圧直流電圧源２４でＶ相出力端子を持つＶ相中圧単相フルブリッジインバータ２１とＷ相中圧直流電圧源２５でＷ相出力端子を持つＷ相中圧単相フルブリッジインバータ２２から成る中圧インバータ群２９と、低圧直流電圧源３７の３相フルブリッジインバータ３６とで構成され、３相フルブリッジインバータ３６のＵ相端子と中圧インバータ群２９のＵ相出力端子と高圧インバータ群１９のＵ相出力端子が直列に接続され、３相フルブリッジインバータ３６のＶ相端子と中圧インバータ群２９のＶ相出力端子と高圧インバータ群１９のＶ相出力端子が直列に接続され、３相フルブリッジインバータ３６のＷ相端子と中圧インバータ群２９のＷ相出力端子と高圧インバータ群１９のＷ相出力端子が直列に接続されている。
【００３５】
高圧インバータ群１９の各相出力電圧をそれぞれＶｕＨ、ＶｖＨ、ＶｗＨとし、中圧インバータ群２９の各相出力電圧をそれぞれＶｕＭ、ＶｖＭ、ＶｗＭとし、３相フルブリッジインバータ３６の各相出力電圧をそれぞれＶｕＬ、ＶｖＬ、ＶｗＬとすると電力変換装置全体の各相出力電圧は、
【００３６】
Ｖｕ＝ＶｕＨ＋ＶｕＭ＋ＶｕＬ          式９
Ｖｖ＝ＶｖＨ＋ＶｖＭ＋ＶｖＬ          式１０
Ｖｗ＝ＶｗＨ＋ＶｗＭ＋ＶｗＬ          式１１
【００３７】
となる。Ｕ相と一致する軸をα軸とし、それと直交する軸をβ軸として、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをαβ座標軸の電圧ベクトルに変換すると、各成分は
【００３８】
【数１】
2017022882.tif 000003
【００３９】
と表せる。ここで
【００４０】
【数２】
2017022882.tif 000004
【００４１】
なので、ＶαＨとＶβＨは高圧インバータ群１９の出力電圧ベクトルである高圧電圧ベクトルの成分であり、ＶαＭとＶβＭは中圧インバータ群２９の出力電圧ベクトルである中圧電圧ベクトルの成分であり、ＶαＬとＶβＬは３相フルブリッジインバータ３６の出力電圧ベクトルである低圧電圧ベクトルの成分であることは明白である。以上より、電力変換装置全体の出力電圧ベクトルは、高圧電圧ベクトルと中圧電圧ベクトルと低圧電圧ベクトルとの合成で表すことができることがわかる。
【００４２】
高圧インバータ群１９や中圧インバータ群２９の各相出力電圧は、直流電源電圧に−1、０、１のどれかを乗じた値となるので、高圧電圧ベクトルや中圧電圧ベクトルの頂点は、図３に示される１９個の黒丸で表される。図示されている（）内の数値は、左からＵ、Ｖ、Ｗ相の順に各相の出力電圧の極性を表している。
【００４３】
図４〜８は、電力変換装置全体の出力電圧ベクトル空間の一部を表したものである。白丸が高圧電圧ベクトルの頂点を表し、破線の６角形の黒点はその中心からの中圧電圧ベクトルの頂点を表し、実線の６角形はその中心からの低圧電圧ベクトルの範囲を表している。３相フルブリッジインバータ３６は、ＰＷＭ制御によって所定時間内の平均値として実線の６角形内の全ての電圧ベクトルを出力可能である。図のように、白丸を中心に中圧電圧ベクトルを描き、その黒点を中心に低圧電圧ベクトルを描くことで、高圧電圧ベクトルと中圧電圧ベクトルと低圧電圧ベクトルとを合成した（加算した）合成電圧ベクトルを表すことができ、それが電力変換装置全体の出力電圧ベクトルとなる。
【００４４】
図４〜８の一点鎖線で示された範囲内である高圧電圧ベクトルの空間内を隙間無く合成電圧ベクトルが占めることができるようにする条件は、高圧電圧ベクトルと中圧電圧ベクトルと低圧電圧ベクトルのそれぞれの最大長をＶＨｘ、ＶＭｘ、ＶＬｘとすると、以下となる。
【００４５】
ＶＭｘ≦３・ＶＬｘ                          式１５
ＶＨｘ≦３・（ＶＭｘ＋ＶＬｘ）                式１６
【００４６】
次に図４〜８において、電力変換装置が全ての電圧位相で出力可能な最大電圧Ｖｍａｘを求める。それは、合成電圧ベクトルの出力可能エリア内の内接円の半径となり、図４〜８において、原点からの星印までの距離で表される。ＶＨｘ＞３ＶＭｘかつＶＨｘ−３・ＶＭｘ−２・ＶＬｘ≧０の場合は図４で表され、Ｖｍａｘは式１７となる。ＶＨｘ＞３ＶＭｘかつＶＨｘ−３・ＶＭｘ−２・ＶＬｘ＜０かつＶＭｘ＋６・ＶＬｘ−ＶＨｘ≧０の場合は図５で表されＶｍａｘは式１７と式１８の小さい方となる。ＶＨｘ＞３ＶＭｘかつＶＨｘ−３・ＶＭｘ−２・ＶＬｘ＜０かつＶＭｘ＋６・ＶＬｘ−ＶＨｘ＜０の場合は図６で表されＶｍａｘは式１９となる。ＶＨｘ≦３ＶＭｘかつＶＭｘ＜２・ＶＬｘの場合は図７で表されＶｍａｘは式１７となり、ＶＨｘ≦３ＶＭｘかつＶＭｘ≧２・ＶＬｘの場合は図８で表されＶｍａｘは式２０となる。
【００４７】
【数３】
2017022882.tif 000005
【００４８】
また図１の主回路構成において、高圧インバータ群１９の各相の直流電圧源の電圧を共通のＶＨとし、中圧インバータ群２９の各相の直流電圧源の電圧を共通のＶＭとし、３相フルブリッジインバータ３６の直流電圧源３７の電圧をＶＬとすると、ＶＨｘ、ＶＭｘ、ＶＬｘとの関係は式２１と式２２で表される。式１５と式１６に式２１と式２２を代入すると、式３と式４が得られる。
【００４９】
式１５や式１６が等号で表される場合のベクトル関係図は図４となり、Ｖｍａｘは式１７で得られる。そのＶｍａｘを例えば、系統電圧実効値が変動分を考慮して６．６ｋＶの１．１倍の７．２６ｋＶとすると、等号の式１５と式１６と式１７よりＶＨｘ、ＶＭｘ、ＶＬｘが求められ、式２１と式２２よりＶＨ＝４．２７１ｋＶ、ＶＭ＝１．０６８ｋＶ、ＶＬ＝０．７１２ｋＶとなる。よって３相フルブリッジインバータ３６として広く市場に出回っている耐圧１２００Ｖの６つ素子入りのモジュールを使うことが可能となり、電力変換装置の小型化と低コスト化を図ることができる。また図２に示される従来の構成と比較すると相当りのスイッチング素子数が６個から５個に減ることから素子の導通損失を減らすことができ効率向上にもなる。
【００５０】
図１０は、図1の電力変換装置において、指令電圧ベクトル（Ｖαｒ，Ｖβｒ）相当の出力電圧を得るための制御器について示している。高圧インバータ群１９の直流電源電圧指令ＶＨｒでの１９種類の電圧ベクトルの中から指令電圧ベクトル（Ｖαｒ，Ｖβｒ）に最も近い電圧ベクトルを高圧ベクトル選択器７０で選択してそれをＶＨＳとして出力する。つまり、選択された電圧ベクトル相当のスイッチング信号を出力することなる。次に、ＶＨＳと指令電圧ベクトルとの差である中電圧差ベクトル（ＶαＭｒ，ＶβＭｒ）を求め、中圧インバータ群２９の直流電源電圧指令ＶＭｒでの１９種類の電圧ベクトルの中から中電圧差ベクトル（ＶαＭｒ，ＶβＭｒ）に最も近いものを中圧ベクトル選択器７１で選択してそれをＶＭＳとして出力する。つまり、選択された電圧ベクトル相当のスイッチング信号を出力することなる。最後に、ＶＭＳと中電圧差ベクトル（ＶαＭｒ，ＶβＭｒ）との差である低電圧差ベクトル（ＶαＬｒ，ＶβＬｒ）を求め、３相フルブリッジインバータ３６をＰＷＭ制御することにより所定期間内の平均出力電圧ベクトルが低電圧差ベクトル（ＶαＬｒ，ＶβＬｒ）となるようなスイッチング信号を低圧３相ブリッジＰＷＭ生成器７３より出力する。具体的な手段例としては、低電圧差ベクトル（ＶαＬｒ，ＶβＬｒ）を３相成分に展開して三角波キャリアと比較することでスイッチング信号を得ることができる。
【００５１】
図1のように電力変換装置を無効電力補償装置に適用する場合は、装置から定常的に有効電力を出力する必要がないことから、図1の全ての直流電源をコンデンサで構成することができる。また無効電力補償装置の制御ブロック図の一例を図９に示す。系統電圧検出器５８で検出されたαβ座標軸の系統電圧（Ｖｓα，Ｖｓβ）は座標変換器５９により有効電圧Ｖｓｄと無効電圧Ｖｓｑに変換される。ＰＬＬ６０は無効電圧が０となるように電圧位相θを求める。無効電力指生成器５１出力の無効電力指令Ｑｒを有効電圧Ｖｓｄで除することにより無効電流指令Ｉｑｒが得られる。有効電流指令ＩｄｒはＶｄｃ制御器６１において、例えば３相フルブリッジインバータ３６の直流電圧源の電圧の指令ＶＬｒとの誤差を増幅して得られる。電流検出器５６で検出されたαβ座標軸のリアクトル４０〜４２に流れる電流（Ｉα，Ｉβ）は、θで５７により座標変換されて有効電流Ｉｄと無効電流Ｉｑとなる。それらはそれらの指令に追従するように電流制御器５３により電圧指令ＶｄｒとＶｑｒが得られる。それらの電圧指令は、座標変換器５４でαβ座標軸の電圧指令Ｖαｒ、Ｖβｒに変換される。制御器５５は、前述したように所定期間内の電力変換装置の出力電圧が電圧指令Ｖαｒ、Ｖβｒ通りとなるような電力変換装置のスイッチング信号を出力する。
【００５２】
図1の全ての直流電源をコンデンサで構成した場合は、各コンデンサの電圧が所定値に維持できるように制御しなければならない。図１０で示した制御器ではそれができないので、図１３の制御器を用いる。高圧インバータ群１９の直流電源電圧指令ＶＨｒでの１９種類の電圧ベクトルの中から指令電圧ベクトル（Ｖαｒ，Ｖβｒ）と高圧誤差補正電圧ベクトル（ΔＶＨα，ΔＶＨβ）との和に最も近い電圧ベクトルを高圧ベクトル選択器７０で選択してそれをＶＨＳとして出力する。つまり、選択された電圧ベクトル相当のスイッチング信号を出力することなる。この高圧誤差補正電圧ベクトル（ΔＶＨα，ΔＶＨβ）は、図１２のブロック図で求めることができる。有効電流指令Ｉｄｒと無効電流指令Ｉｑｒと電圧位相θとからリアクトル４０〜４２を流れる相電流を表す波高値１の各相の単位正弦波であるＧＵ、ＧＶ、ＧＷを単位正弦波発生器８０で求める。これは電流指令からではなく検出した電流から求めても良い。Ｕ相高圧直流電圧源１３の電圧と高圧電圧指令ＶＨｒとの差と前記ＧＵとの積からＵ相高圧誤差補正電圧を求め、Ｖ相高圧直流電圧源１４の電圧とＶＨｒとの差と前記ＧＶとの積からＶ相高圧誤差補正電圧を求め、Ｗ相高圧直流電圧源１５の電圧とＶＨｒとの差と前記ＧＷとの積からＷ相高圧誤差補正電圧を求め、前記Ｕ相高圧誤差補正電圧と前記Ｖ相高圧誤差補正電圧と前記Ｗ相高圧誤差補正電圧から３相２相変換器８１でαβ軸の成分にし、８３で所定ゲインのＫＨ倍することで高圧誤差補正電圧ベクトル（ΔＶＨα，ΔＶＨβ）を得ることができる。この高圧誤差補正電圧ベクトルによる補正を加えることで、高圧インバータ群のスイッチングのタイミングをずらして高圧インバータ群の各相の直流電圧源のコンデンサ電圧を高圧電圧指令ＶＨｒに近づけることができる。例えば、Ｕ相のコンデンサ電圧が不足している場合にＵ相単相フルブリッジインバータの出力はＵ相電流が正のときは正の方向に、電流が負のときは負の方向に増加させれば不足電圧を小さくすることができる。しかし、電流が０付近ではほとんど不足電圧を小さくすることはできないのでＵ相単相フルブリッジインバータの出力を補正しても意味が無い。よってＵ相高圧誤差補正電圧は、Ｕ相のコンデンサ電圧の指令電圧との偏差を補正するためのＵ相単相フルブリッジインバータの出力補正量を表していることになる。Ｖ相やＷ相も同様であり、各相の高圧誤差補正電圧を３相２相変換された高圧誤差補正電圧ベクトル（ΔＶＨα，ΔＶＨβ）で指令電圧ベクトルを補正することで、各相のコンデンサ電圧を高圧電圧指令ＶＨｒに近づけることができる。
【００５３】
同様に図１３において、中圧インバータ群２９の直流電源電圧指令ＶＭｒでの１９種類の電圧ベクトルの中から中電圧差ベクトル（ＶαＭｒ，ＶβＭｒ）と中圧誤差補正電圧ベクトル（ΔＶＭα，ΔＶＭβ）との和に最も近い電圧ベクトルを中圧ベクトル選択器７１で選択してそれをＶＭＳとして出力する。つまり、選択された電圧ベクトル相当のスイッチング信号を出力することなる。この中圧誤差補正電圧ベクトル（ΔＶＭα，ΔＶＭβ）は、高圧誤差補正電圧ベクトルと同様に図１２のブロック図で求めることができる。Ｕ相中圧直流電圧源２３の電圧と中圧電圧指令ＶＭｒとの差と前記ＧＵとの積からＵ相中圧誤差補正電圧を求め、Ｖ相中圧直流電圧源２４の電圧とＶＭｒとの差と前記ＧＶとの積からＶ相中圧誤差補正電圧を求め、Ｗ相中圧直流電圧源２５の電圧とＶＭｒとの差と前記ＧＷとの積からＷ相中圧誤差補正電圧を求め、前記Ｕ相中圧誤差補正電圧と前記Ｖ相中圧誤差補正電圧と前記Ｗ相中圧誤差補正電圧から３相２相変換器８２でαβ軸の成分にし、８４で所定ゲインのＫＭ倍することで中圧誤差補正電圧ベクトル（ΔＶＭα，ΔＶＭβ）を得ることができる。この中圧誤差補正電圧ベクトルによる補正を加えることで、中圧インバータ群のスイッチングのタイミングをずらして中圧インバータ群の各相の直流電圧源の電圧を中圧電圧指令ＶＭｒに近づけることができる。
【００５４】
請求項５の電力変換装置を無効電力補償装置に適用した場合の主回路構成を図２に示す。これは従来技術と同じ図なので説明を省略する。高圧インバータ群１９の各相の直流電圧源の電圧を共通のＶＨとし、中圧インバータ群２９の各相の直流電圧源の電圧を共通のＶＭとし、低圧インバータ群３９の各相の直流電圧源の電圧を共通のＶＬとすると、ＶＨｘ、ＶＭｘ、ＶＬｘとの関係は式２１と式２３で表される。よってＶＨとＶＭとＶＬの関係を式５と式６としても式１５と式１６を満たすことができるので、高圧インバータ群１９の出力電圧ベクトルである高圧電圧ベクトルと中圧インバータ群２９の出力電圧ベクトルである中圧電圧ベクトルと低圧インバータ群３９の出力電圧ベクトルである低圧電圧ベクトルとの所定期間の平均合成電圧ベクトルは、図４〜８の一点鎖線で示された範囲内である高圧電圧ベクトルの空間内を隙間無く占めることができる。
【００５５】
【数４】
2017022882.tif 000006
【００５６】
式５や式６で表される場合のベクトル関係図も図４となり、Ｖｍａｘは式１７で得られる。そのＶｍａｘを例えば、７．２６ｋＶとすると、ＶＨ＝４．２７１ｋＶ、ＶＭ＝０．７１２ｋＶ、ＶＬ＝０．７１２ｋＶとなる。よって中圧インバータ群２９や低圧インバータ群３９のスイッチング素子として広く市場に出回っている耐圧１２００Ｖの６つ素子入りのモジュールを使うことが可能となり、電力変換装置の小型化と低コスト化を図ることができる。なおその際にモジュール内の２つのスイッチング素子は使わないことになる。
【００５７】
図１１は、式５と式６を満たした図２の電力変換装置において、指令電圧ベクトル（Ｖαｒ，Ｖβｒ）相当の出力電圧を得るための制御器について示している。高圧インバータ群１９の直流電源電圧指令ＶＨｒでの１９種類の電圧ベクトルの中から指令電圧ベクトル（Ｖαｒ，Ｖβｒ）に最も近い電圧ベクトルを高圧ベクトル選択器７０で選択してそれをＶＨＳとして出力する。つまり、選択された電圧ベクトル相当のスイッチング信号を出力することなる。次に、ＶＨＳと指令電圧ベクトルとの差の半分を中電圧差ベクトル（ＶαＭｒ，ＶβＭｒ）や低電圧差ベクトル（ＶαＬｒ，ＶβＬｒ）とする。中圧インバータ群２９や低圧インバータ群３９をＰＷＭ制御することにより、各インバータ群の所定期間内の平均出力電圧ベクトルがそれぞれの指令である（ＶαＭｒ，ＶβＭｒ）や（ＶαＬｒ，ＶβＬｒ）に一致するようなスイッチング信号をそれぞれのＰＷＭ制御器７４と７５より出力する。
【００５８】
式５と式６を満たした図２の全ての直流電源をコンデンサで構成した場合は、各コンデンサの電圧が所定値に維持できるように制御しなければならない。図１１で示した制御器ではそれができないので、図１４の制御器を用いる。高圧インバータ群１９の直流電源電圧指令ＶＨｒでの１９種類の電圧ベクトルの中から指令電圧ベクトル（Ｖαｒ，Ｖβｒ）と高圧誤差補正電圧ベクトル（ΔＶＨα，ΔＶＨβ）との和に最も近い電圧ベクトルを高圧ベクトル選択器７０で選択してそれをＶＨＳとして出力する。つまり、選択された電圧ベクトル相当のスイッチング信号を出力することなる。この高圧誤差補正電圧ベクトル（ΔＶＨα，ΔＶＨβ）は、図１２のブロック図で求めることができる。この高圧誤差補正電圧ベクトルによる補正を加えることで、高圧インバータ群のスイッチングのタイミングをずらして高圧インバータ群の各相の直流電圧源の電圧を高圧電圧指令ＶＨｒに近づけることができる。次に、ＶＨＳと指令電圧ベクトルとの差の半分を中電圧差ベクトル（ＶαＭｒ，ＶβＭｒ）や低電圧差ベクトル（ＶαＬｒ，ＶβＬｒ）とする。中圧インバータ群２９や低圧インバータ群３９をＰＷＭ制御することにより、各インバータ群の所定期間内の平均出力電圧ベクトルがそれぞれの指令である（ＶαＭｒ，ＶβＭｒ）や（ＶαＬｒ，ＶβＬｒ）に一致するようなスイッチング信号をそれぞれのＰＷＭ制御器７４と７５より出力する。その際に、中圧インバータ群２９や低圧インバータ群３９の直流電圧源であるコンデンサの電圧を制御するための工夫は必要である。例えば、中電圧差ベクトル（ＶαＭｒ，ＶβＭｒ）を３相のキャリア比較値に変換して三角波キャリアとの比較でＰＷＭ制御のスイッチング信号を得るならば、前記の３相のキャリア比較値変換の際に必要な零相電位を、各相コンデンサの誤差電圧と図１２で得られた電流に依存した単位正弦波との各相同士の積の総和としてもよい。
【００５９】
請求項６の電力変換装置を無効電力補償装置に適用した場合の主回路構成を図２に示す。これは従来技術と同じ図なので説明を省略する。高圧インバータ群１９の各相の直流電圧源の電圧を共通のＶＨとし、中圧インバータ群２９の各相の直流電圧源の電圧を共通のＶＭとし、低圧インバータ群３９の各相の直流電圧源の電圧を共通のＶＬとすると、ＶＨｘ、ＶＭｘ、ＶＬｘとの関係は式２１と式２３で表される。よってＶＨとＶＭとＶＬの関係を式７と式８としても式１５と式１６を満たすことができるので、高圧インバータ群１９の出力電圧ベクトルである高圧電圧ベクトルと中圧インバータ群２９の出力電圧ベクトルである中圧電圧ベクトルと低圧インバータ群３９の出力電圧ベクトルである低圧電圧ベクトルとの所定期間の平均合成電圧ベクトルは、図４〜８の一点鎖線で示された範囲内である高圧電圧ベクトルの空間内を隙間無く占めることができる。
【００６０】
式７や式８が等号で表される場合のベクトル関係図も図４となり、Ｖｍａｘは式１７で得られる。そのＶｍａｘを例えば、７．２６ｋＶとすると、ＶＨ＝４．２７１ｋＶ、ＶＭ＝１．０６８ｋＶ、ＶＬ＝０．３５６ｋＶとなる。よって低圧インバータ群３９のスイッチング素子として広く市場に出回っている耐圧６００Ｖの６つ素子入りのモジュールを使うことが可能となり、電力変換装置の小型化と低コスト化を図ることができる。また、低圧インバータ群の電圧を従来技術の場合の約半分にできることから、スイッチング周波数やリアクトル値を上げることなくリアクトル電流の高調波成分を小さくすることができる。
【００６１】
式７と式８を満たした図２の電力変換装置において、指令電圧ベクトル（Ｖαｒ，Ｖβｒ）相当の出力電圧を得るための制御器は、図１０と同じである。また式７と式８を満たした図２の全ての直流電源をコンデンサで構成した場合においては図１０の代わりに図１３となる。どちらの図も既に説明しているのでここでの説明は省略する。
【産業上の利用可能性】
【００６２】
高電圧の電力系統に直接接続する無効電力補償装置に本発明の電力変換装置を適用することで、高効率・小型・低コストとすることができる。また、補償電流の高調波成分を低減できる効果がある。
【符号の説明】
【００６３】
４０〜４２    リアクトル
１９    高圧インバータ群
２９    中圧インバータ群
３９    低圧インバータ群
３６    ３相フルブリッジインバータ
【図１】
2017022882.tif 000007
【図２】
2017022882.tif 000008
【図３】
2017022882.tif 000009
【図４】
2017022882.tif 000010
【図５】
2017022882.tif 000011
【図６】
2017022882.tif 000012
【図７】
2017022882.tif 000013
【図８】
2017022882.tif 000014
【図９】
2017022882.tif 000015
【図１０】
2017022882.tif 000016
【図１１】
2017022882.tif 000017
【図１２】
2017022882.tif 000018
【図１３】
2017022882.tif 000019
【図１４】
2017022882.tif 000020