(57)【要約】【課題】騒音を抑制しつつ高い効率でモータを駆動できる直接形電力変換装置の制御装置を提供する。【解決手段】直流リンク（直流電源線ＬＨ，ＬＬ）には、第１の変動幅を有する脈動電力を入力される。直流リンクと電力バッファ回路４との間でバッファ電力が授受されることで、直流リンクは、第１の変動幅よりも小さな第２の変動幅を有する直流電力を出力する。インバータ５は当該直流電力を入力し、交流電力をモータ６に出力する。電力制御部１１は、第２変動幅を設定する補償率ｋに基づいて、電力バッファ回路およびインバータを制御する。補償率設定部１２はモータ６の回転速度ωｍが複数の第１所定範囲のいずれかに属するときの補償率ｋを、回転速度ωｍが、複数の第１所定範囲以外の第２所定範囲に属するときの補償率ｋよりも高くする設定を行う。【選択図】図１
2017121120.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
電力バッファ回路（４）と、
第１変動幅を有する脈動電力（Ｐｉｎ）を入力し、前記電力バッファ回路（４）との間でバッファ電力（Ｐｂｕｆ）が授受されて、前記第１変動幅よりも小さな第２変動幅を有する直流電力（Ｐｏｕｔ）を出力する直流リンク（ＬＨ，ＬＬ）と、
前記直流電力を入力し、交流電力をモータ（６）に出力するインバータ（５）と
を備える電力変換装置において、前記電力バッファ回路および前記インバータを制御する装置であって、
前記第２変動幅を設定する補償率（ｋ）に基づいて、前記電力バッファ回路および前記インバータを制御する電力制御部（１１）と、
前記モータの回転速度が複数の第１所定範囲（Ａ１）のいずれかに属するときの前記補償率を、前記回転速度が、前記複数の第１所定範囲以外の第２所定範囲（Ａ２）に属するときの前記補償率よりも高くする設定を行う補償率設定部（１２）と
を備える、電力変換装置の制御装置。
【請求項２】
前記補償率設定部（１２）は、前記複数の第１所定範囲のうち第１範囲（Ａ１２）における前記補償率を、前記複数の第１所定範囲のうち、前記第１範囲よりも前記回転速度が低い第２範囲（Ａ１１）における前記補償率よりも低く設定する、請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項３】
前記補償率設定部（１２）は、前記回転速度が所定の閾値（ωｒｅｆ２）よりも低い前記第１所定範囲に属するときのみ、前記設定を行う、請求項１または請求項２に記載の電力変換装置の制御装置。
【請求項４】
前記補償率設定部（１２）は、前記回転速度が前記複数の第１所定範囲のいずれかに属するときに、前記第２変動幅がゼロになるように前記補償率を設定する、請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換装置の制御装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換装置を制御する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１〜３には、直接形電力変換装置が記載されている。この直接形電力変換装置はダイオード整流器とインバータと充放電回路とを備えている。
【０００３】
ダイオード整流器は単相交流電圧を全波整流して一対の直流電源線（直流リンク）に出力する。
【０００４】
充放電回路は直流リンクに設けられ、バッファ回路と昇圧回路とを備えている。バッファ回路は一対の直流電源線の間で互いに直列に接続されるスイッチおよびコンデンサを有する。スイッチの導通によってコンデンサが放電して直流リンクへと電力を授与する。
【０００５】
昇圧回路はダイオード整流器からの整流電圧を昇圧してコンデンサを充電する。これによって充放電回路は直流リンクから電力を受納する。インバータの入力電圧（直流リンクの直流電圧）は、上記スイッチが導通するときに、昇圧されたコンデンサの電圧と一致し、スイッチが非導通するときに全波整流の電圧と一致する。インバータは直流リンクの直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して出力する。
【０００６】
なお本発明に関連する技術として非特許文献１を掲示する。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００７】
【特許文献１】特開２０１５−０８４６３７号公報
【特許文献２】特開２０１５−０６５７３１号公報
【特許文献３】特開２０１５−０７６９２１号公報
【非特許文献】
【０００８】
【非特許文献１】福榮他、「単相インダイレクトマトリックスコンバータによる1ピストンロータリ圧縮機のセンサレスDCBL電動機駆動の開発」、電気学会産業応用部門大会講演論文集、2008年8月27日、1号、pp.469-470
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００９】
しかしながら、特許文献１〜３には、モータあるいはその負荷に生じる騒音についての考察はない。そして、このような騒音は小さいことが望ましい。また高い効率でモータを駆動することも望まれている。
【００１０】
そこで、本願では、騒音を抑制しつつ高い効率でモータを駆動できる直接形電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第１の態様は、電力バッファ回路（４）と、第１変動幅を有する脈動電力（Ｐｉｎ）を入力し、前記電力バッファ回路（４）との間でバッファ電力（Ｐｂｕｆ）が授受されて、前記第１変動幅よりも小さな第２変動幅を有する直流電力（Ｐｏｕｔ）を出力する直流リンク（ＬＨ，ＬＬ）と、前記直流電力を入力し、交流電力をモータ（６）に出力するインバータ（５）とを備える電力変換装置において、前記電力バッファ回路および前記インバータを制御する装置であって、前記第２変動幅を設定する補償率（ｋ）に基づいて、前記電力バッファ回路および前記インバータを制御する電力制御部（１１）と、前記モータの回転速度が複数の第１所定範囲（Ａ１）のいずれかに属するときの前記補償率を、前記回転速度が、前記複数の第１所定範囲以外の第２所定範囲（Ａ２）に属するときの前記補償率よりも高くする設定を行う補償率設定部（１２）とを備える。
【００１２】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記補償率設定部（１２）は、前記複数の第１所定範囲のうち第１範囲（Ａ１２）における前記補償率を、前記複数の第１所定範囲のうち、前記第１範囲よりも前記回転速度が低い第２範囲（Ａ１１）における前記補償率よりも低く設定する。
【００１３】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第３の態様は、第１または第２の態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記補償率設定部（１２）は、前記回転速度が所定の閾値（ωｒｅｆ２）よりも低い前記第１所定範囲に属するときのみ、前記設定を行う。
【００１４】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第４の態様は、第１から第３のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置の制御装置であって、前記補償率設定部（１２）は、前記回転速度が前記複数の第１所定範囲のいずれかに属するときに、前記第２変動幅がゼロになるように前記補償率を設定する。
【発明の効果】
【００１５】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第１の態様によれば、補償率が高い方がインバータに入力する直流電力の変動幅が小さいので、モータに生じる騒音は小さい。またこの騒音は回転速度の増大に対して周期的に増大する。複数の第１所定範囲において補償率を高くするので、この騒音が大きくなる範囲を複数の第１所定範囲に設定すれば、第１範囲における騒音を低減することができる。
【００１６】
また回転速度が第２所定範囲に属すときには、補償率が低く設定される。補償率を低く設定することで、電力バッファ回路での損失を低減できるので、効率を高めることができる。
【００１７】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第２の態様によれば、第２範囲よりも回転速度が高い第１範囲において補償率を低く設定している。回転速度が高いほど、電力変換装置に流れる電流は高まる傾向にある。よって同じ補償率であれば、回転速度が高いほど、電力バッファ回路に流れる電流も高まる。第２の態様では、第１範囲において補償率を低く設定しているので、回転速度が高いときに電力バッファ回路に流れる電流の増大を抑制することができる。これは効率の悪化を抑制し、また電力バッファ回路の小型化に資する。
【００１８】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第３の態様によれば、回転速度が閾値よりも高いときには、補償率を高める必要がないので、効率の悪化を抑制し、また、電力バッファ回路の小型化に資する。
【００１９】
本発明にかかる電力変換装置の制御装置の第４の態様によれば、騒音を最も低減できる。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】実施の形態で示される制御方法が適用される直接形電力変換装置の構成を示すブロック図である。
【図２】電力を例示する図である。
【図３】騒音の音レベルの一例を概略的に示す図である。
【図４】圧縮機の変位を例示する図である。
【図５】騒音の音レベルの一例を概略的に示す図である。
【図６】バッファ電力の振幅を概略的に例示する図である。
【図７】補償率の一例を概略的に示す図である。
【図８】補償率設定部の動作の一例を示すフローチャートである。
【図９】補償率の一例を概略的に示す図である。
【図１０】補償率の一例を概略的に示す図である。
【図１１】コンバータへの入力電流、昇圧回路のコンデンサの両端電圧、インバータが出力する交流電流、および、昇圧回路のリアクトルを流れる電流を例示する図である。
【図１２】等価回路の一例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
Ａ．直接形電力変換装置の構成：
図１は、本実施の形態で示される制御方法が適用される直接形電力変換装置の構成を示すブロック図である。当該直接形電力変換装置は、コンバータ３と、電力バッファ回路４と、インバータ５とを備えている。
【００２２】
コンバータ３は単相整流回路であって、例えばフィルタ２を介して単相交流電源１と接続されている。フィルタ２はリアクトルＬ２とコンデンサＣ２とを備えている。リアクトルＬ２は単相交流電源１の２つの出力端のうちの一つとコンバータ３との間に接続されている。コンデンサＣ２は単相交流電源１の２つの出力端の間において、リアクトルＬ２と直列に接続されている。フィルタ２は電流の高周波成分を除去する。フィルタ２は省略しても良い。簡単のため、以下ではフィルタ２の機能を無視して説明する。
【００２３】
コンバータ３は例えばダイオードブリッジを採用し、ダイオードＤ３１〜Ｄ３４を備えている。ダイオードＤ３１〜Ｄ３４はブリッジ回路を構成し、単相交流電源１から入力される入力電圧である単相交流電圧Ｖｉｎを単相全波整流して整流電圧Ｖｒｅｃに変換し、これを直流電源線ＬＨ，ＬＬ（これらはいわゆる直流リンクを形成する）の間に出力する。直流電源線ＬＨには直流電源線ＬＬよりも高い電位が印加される。コンバータ３には単相交流電源１から入力電流Ｉｉｎが流れ込む。
【００２４】
電力バッファ回路４は直流リンクと電力を授受する回路であり、昇圧回路４ａおよびバッファ回路４ｂを有する。バッファ回路４ｂはコンデンサＣ４を含んでいる。昇圧回路４ａは整流電圧Ｖｒｅｃを昇圧してコンデンサＣ４を充電する。
【００２５】
バッファ回路４ｂはダイオードＤ４２と逆並列接続されたトランジスタ（ここでは絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：以下「ＩＧＢＴ」と略記）Ｓｃを更に含んでいる。トランジスタＳｃはコンデンサＣ４に対して直流電源線ＬＨ側で、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で直列に接続されている。ここで逆並列接続とは、順方向が相互に逆となって並列に接続されていることを指す。具体的にはトランジスタＳｃの順方向は直流電源線ＬＬから直流電源線ＬＨへと向かう方向であり、ダイオードＤ４２の順方向は直流電源線ＬＨから直流電源線ＬＬへと向かう方向である。トランジスタＳｃとダイオードＤ４２とはまとめて一つのスイッチ素子（第１スイッチ）として把握することができる。
【００２６】
昇圧回路４ａは、例えばダイオードＤ４０と、リアクトルＬ４と、トランジスタ（ここではＩＧＢＴ）ＳＬとを含んでいる。ダイオードＤ４０は、カソードと、アノードとを備え、当該カソードは第１スイッチとコンデンサＣ４との間に接続される。
【００２７】
リアクトルＬ４は直流電源線ＬＨとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳＬは直流電源線ＬＬとダイオードＤ４０のアノードとの間に接続される。トランジスタＳＬにはダイオードＤ４１が逆並列接続されており、両者をまとめて一つのスイッチ素子（第２スイッチ）として把握することができる。かかる昇圧回路４ａはいわゆる昇圧チョッパとして知られている。
【００２８】
コンデンサＣ４は、昇圧回路４ａにより充電され、整流電圧Ｖｒｅｃよりも高い電圧Ｖｃが発生する。具体的には直流電源線ＬＨから第２スイッチを経由して直流電源線ＬＬへと電流を流すことによってリアクトルＬ４にエネルギーを蓄積し、その後に第２スイッチをオフすることによって当該エネルギーがダイオードＤ４０を経由してコンデンサＣ４に蓄積される。これにより、電力バッファ回路４は直流リンクから電力を受け取ることができる。
【００２９】
電圧Ｖｃは整流電圧Ｖｒｅｃより高いので、基本的にはダイオードＤ４２には電流が流れない。従って第１スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳｃのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳｃのみならず、これとダイオードＤ４２とをまとめた第１スイッチについて、スイッチＳｃと称することがある。スイッチＳｃが導通してコンデンサＣ４が放電することによって、電力バッファ回路４は直流リンクへと電力を与えることができる。
【００３０】
また、直流電源線ＬＨの方が直流電源線ＬＬよりも電位が高いので、基本的にはダイオードＤ４１には電流が流れない。従って第２スイッチの導通／非導通は専らトランジスタＳＬのそれに依存する。よって、以下、トランジスタＳＬのみならず、これとダイオードＤ４１とをまとめた第２スイッチについて、スイッチＳＬと称することがある。
【００３１】
インバータ５は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧を交流電圧に変換して出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに出力する。これを電力で説明すると、インバータ５は直流リンクから直流電力を入力し、交流電力をモータ６へと出力する。インバータ５は６つのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ５はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。
【００３２】
ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｓｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎと並列に接続される。
【００３３】
例えばスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，ＳｗｎにはＩＧＢＴが採用される。
【００３４】
モータ６にはインバータ５から交流電圧が印加される。モータ６はこの交流電圧に応じて回転する。モータ６は不図示の負荷（例えば圧縮機）を駆動する。負荷として圧縮機を採用する場合には、この圧縮機は例えば空気調和機に搭載されてもよい。
【００３５】
図１では、モータ６の等価回路が示されている。具体的な一例では、Ｕ相の巻線のインダクタンス成分Ｌｕと抵抗成分Ｒｕとが相互に直列に接続され、この直列体の一端が出力端Ｐｕに接続される。Ｖ相およびＷ相の巻線についても同様である。またこれらの直列体の他端同士が相互に接続される。
【００３６】
Ｂ．制御方法．
(b-1)電力脈動の低減の基本的な考え方．
コンバータ３に入力する入力電力Ｐｉｎは、入力力率を１として、次式で表される。但し、単相交流電圧Ｖｉｎの波高値Ｖｍ及び電源角速度ω、入力電流Ｉｉｎの波高値Ｉｍ、および、時間ｔを導入した。電源角速度ωと時間ｔとの積ωｔは単相交流電圧Ｖｉｎの位相角を表すことになる。また交流波形は、当該交流波形の位相角ωｔの正弦値と波高値との積として把握した。
【００３７】
【数１】
2017121120.tif 000003
【００３８】
式（１）の最右辺の第２項が電力脈動を示す。入力電力Ｐｉｎの変動幅は式（１）の最右辺の第２項の振幅であって、Ｖｍ・Ｉｍ／２で示される。なおコンバータ３が直流リンクに出力する電力は理想的にはコンバータ３に入力される入力電力Ｐｉｎと等しい。よって入力電力Ｐｉｎは直流リンクに入力される電力とも把握できる。つまり、直流リンクには、第１変動幅（Ｖｍ・Ｉｍ／２）を有する電力が入力される。またこの電力は脈動することから、以下では、この電力を脈動電力Ｐｉｎと呼ぶことがある。
【００３９】
直流リンクからインバータ５へと出力される直流電力Ｐｄｃの変動幅を低減するには、式（１）の最右辺の第２項の振幅が低減するように、電力バッファ回路４が直流リンクと電力を授受すればよい。以下では、電力バッファ回路４が授受する電力をバッファ電力Ｐｂｕｆと呼ぶ。例えば１以下の正の変数ｋを導入し、バッファ電力Ｐｂｕｆを次式で決定する。
【００４０】
【数２】
2017121120.tif 000004
【００４１】
つまり、バッファ電力Ｐｂｕｆは、単相交流電源１から（あるいは更にフィルタ２を経由して：以下同様）入力される入力電力Ｐｉｎの直流分（Ｖｍ・Ｉｍ／２）と、位相角ωｔの二倍の値（２ωｔ）に対する余弦値cos（２ωｔ）と、変数ｋとの積で表されることになる。
【００４２】
図２は電力の一例を示すグラフである。図２の例示では２つのグラフが示されており、各グラフにおいて入力電力Ｐｉｎ、バッファ電力Ｐｂｕｆおよび直流電力Ｐｄｃが示されている。両グラフにおいては、後述するように変数ｋが異なる。
【００４３】
図２からも理解できるように、バッファ電力Ｐｂｕｆは、単相交流電圧の位相角ωｔが０以上π／４以下、３π／４以上５π／４以下又は７π／４以上２π以下である第１期間Ｔ１において正の値を採り、これ以外の第２期間Ｔ２において負の値を採る。つまり、電力バッファ回路４は第１期間Ｔ１においてはバッファ電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流リンクに与え、第２期間Ｔ２においてはバッファ電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流リンクから受け取る。
【００４４】
単相交流電圧ＶｉｎはＶｍ・ｓｉｎ（ωｔ）で表されることから、上記範囲を換言して、単相交流電圧Ｖｉｎの絶対値がその波高値Ｖｍの１／√２倍の値よりも低いときには電力バッファ回路４は正の電力を出力し、波高値Ｖｍの１／√２倍の値よりも高いときには負の電力を出力する、とも説明できる。
【００４５】
なお、この第１期間Ｔ１において、電力バッファ回路４は直流リンクから電力を受け取ることがあっても構わない。第１期間Ｔ１における電力収支の結果として、電力バッファ回路４が図２のバッファ電力Ｐｂｕｆを直流リンクへと出力すればよい。同様に、第２期間Ｔ２において、電力バッファ回路４は直流リンクへと電力を出力することがあっても構わない。第２期間Ｔ２における電力収支の結果として、電力バッファ回路４が図２のバッファ電力Ｐｂｕｆの絶対値を直流リンクから受け取ればよい。
【００４６】
入力電力Ｐｉｎとバッファ電力Ｐｂｕｆを用いて、インバータ５に入力する直流電力Ｐｄｃは以下の式で表される。なおインバータ５に入力する直流電力Ｐｄｃとインバータ５が出力する出力電力Ｐｏｕｔとは、理想的には互いに等しい。
【００４７】
【数３】
2017121120.tif 000005
【００４８】
式（３）の最右辺の第２項に示すように、直流電力Ｐｄｃ（＝出力電力Ｐｏｕｔ）の脈動の変動幅は（１−ｋ）・Ｖｍ・Ｉｍ／２で示される。変数ｋは０よりも大きく１以下であるので、この変動幅は脈動電力Ｐｉｎの変動幅（式（１）の最右辺の第２項の振幅）よりも小さい。つまり、バッファ電力Ｐｂｕｆとして式（２）を採用することで、直流リンクは、脈動電力Ｐｉｎの変動幅よりも小さい変動幅を有する直流電力Ｐｄｃをインバータ５に出力することになる。
【００４９】
なお変数ｋは、脈動電力Ｐｉｎの変動幅と直流電力Ｐｄｃの変動幅との差の大きさに相当し、電力脈動を低減する程度を示すことになる。この変数ｋが大きいほど電力脈動は低減する。例えばｋ＝１のときには、式（３）の最右辺の第２項が零になるので、脈動を打ち消すことができることが分かる。以下では、変数ｋを補償率ｋとも呼ぶ。
【００５０】
上述の脈動低減を定性的に説明すると、脈動電力Ｐｉｎが大きいとき（第１期間Ｔ１）に電力バッファ回路４が直流リンクから電力を入力して、これを蓄え、脈動電力Ｐｉｎが小さいとき（第２期間Ｔ２）に、電力バッファ回路４が電力を直流リンクへと出力することで、インバータ５へと入力される直流電力Ｐｄｃ（＝出力電力Ｐｏｕｔ）の脈動を低減するのである。
【００５１】
図２の例示では、補償率ｋが１であるときの脈動電力Ｐｉｎ、バッファ電力Ｐｂｕｆおよび出力電力Ｐｏｕｔが上側のグラフで示され、補償率ｋが０．７５であるときの上記パラメータが下側のグラフで示されている。補償率ｋが１であるときには、出力電力Ｐｏｕｔは脈動せずに一定となる。つまり脈動が打ち消される。補償率ｋが０．７５であるときには、出力電力Ｐｏｕｔは脈動するものの、脈動電力Ｐｉｎの変動幅に比べて小さく脈動することになる。つまり脈動は低減される。
【００５２】
なお、脈動電力Ｐｉｎの変動幅は補償率ｋによって変更されるものではないので、補償率ｋは出力電圧Ｐｏｕｔの変動幅を設定するともいえる。補償率ｋが高いほど出力電圧Ｐｏｕｔの変動幅は小さい。
【００５３】
このようなバッファ電力Ｐｂｕｆを実現するための手法の一例については特許文献１〜３に詳述されている。本実施の形態では、特許文献１〜３に記載の手法のいずれを採用してもよい。この手法についての詳細な説明は省略するものの、要するに、補償率ｋに基づいて電力バッファ回路４（スイッチＳＬ，Ｓｃ）およびインバータ５（スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）を制御することで、電力バッファ回路４に式（２）のバッファ電力Ｐｂｕｆを授受させるのである。これにより、出力電力Ｐｏｕｔを式（３）で示される値にする。補償率ｋを用いた制御の一例については、参考のために後に概説する。
【００５４】
(b-2)騒音の低減．
モータ６が負荷（例えば圧縮機）を駆動すると、その機械的な振動に伴って騒音が生じる。なおこの騒音はその音の鳴動から、うなり音とも呼ばれることがある。本実施の形態では、この騒音を低減すべく、モータ６の回転速度ωｍに基づいて補償率ｋを変更する。図３は、補償率ｋとして一定値を採用したときの、モータ６の回転速度ωｍと当該騒音の音レベルとの関係の一例を模式的に示している。補償率ｋとしては１未満の値（例えば０．５）が採用される。図３に例示するように、この騒音の音レベルはモータ６の回転速度ωｍの増大に応じて周期的に増大する。つまり、音レベルは回転速度ωｍが増大するにつれて増大と低減とを繰り返す。回転速度ωｍと音レベルとの関係は、例えば予め実験またはシミュレーションなどによって予め設定することができる（例えば非特許文献１参照）。
【００５５】
なおモータ６に印加される交流電圧の周波数ｆｉｎｖは回転速度ωｍに対応しており、回転速度ωｍが大きいほど大きい。例えばモータ６が同期モータであるときには、周波数ｆｉｎｖは回転速度ωｍと等しい。したがって、上述の回転速度ωｍを周波数ｆｉｎｖに置き換えて説明することができる。つまり、音レベルは周波数ｆｉｎｖの増大に応じて周期的に増大する、とも説明できる。
【００５６】
ところで、この音レベルはインバータ５が出力する出力電力Ｐｏｕｔの変動幅にも依存する。この変動幅が大きいほど、音レベルは高くなる。つまり、同じ回転速度ωｍであれば、インバータ５が出力する出力電力Ｐｏｕｔの変動幅が大きいほど、音レベルは増大する。図４はモータ６が駆動する圧縮機の変位の時間変化を示している。図４の例示では３つのグラフが示されており、上側のグラフは補償率ｋが１．０であるときの変位を、次のグラフは補償率ｋが０．７５であるときの変位を、下側のグラフは補償率ｋが０．５０であるときの変位を、それぞれ示している。モータ６の回転速度ωｍは３つのグラフにおいて同じである。図４に示すように、補償率ｋが低いほど、つまり出力電力Ｐｏｕｔの変動幅が大きいほど、圧縮機の変位のピークは増大する。圧縮機の変位が大きいほど音レベルは高くなると考えられるので、補償率ｋが低いほど音レベルが高くなる。逆に言えば、補償率ｋを高く設定することで、音レベルを低減することができる。
【００５７】
図５は補償率ｋが１．０であるときの、モータ６の回転速度ωｍと当該騒音の音レベルとの関係の一例を模式的に示している。図３および図５を比較して、補償率ｋを向上することで、音レベルの各ピークが低減していることが分かる。
【００５８】
その一方で補償率ｋが高い場合には、式（２）から理解できるように、バッファ電力Ｐｂｕｆの振幅（ｋ・Ｖｍ・Ｉｍ／２）は大きくなる。図６はバッファ電力Ｐｂｕｆの振幅と回転速度ωｍとの関係の一例を模式的に示している。図６の例示では、補償率ｋがそれぞれ１．０および０．５であるときの関係が示されており、補償率ｋが高いほど、バッファ電力Ｐｂｕｆの振幅は大きい。
【００５９】
また電力バッファ回路４が授受するバッファ電力Ｐｂｕｆの振幅が大きいほど、電力バッファ回路４で生じる損失も増大する。よって補償率ｋが高いほど当該損失は増大し、ひいては効率を低下させる。
【００６０】
そこで本実施の形態では、回転速度ωｍが複数の所定範囲Ａ１に属するときの補償率ｋを、所定範囲Ａ１以外の所定範囲Ａ２に属するときの補償率ｋよりも高く設定する。そして、この所定範囲Ａ１の各々を、図３および図５に示すように、音レベルが増大する範囲に設定する。つまり、所定範囲Ａ１の各々が音レベルのピークを含むように、所定範囲Ａ１を設定する。このような所定範囲Ａ１は予め設定されて、例えば記憶部に記憶されている。
【００６１】
図７は補償率ｋの一例を模式的に示している。図７に例示するように、所定範囲Ａ１における補償率ｋは所定範囲Ａ２における補償率ｋよりも高い。これにより、所定範囲Ａ１における音レベルのピークを低減することができる。例えば所定範囲Ａ１における補償率ｋとして１を採用してもよい。つまり所定範囲Ａ１においては、直流電力Ｐｄｃ（＝出力電力Ｐｏｕｔ）の変動幅がゼロになるように（図２参照）、補償率ｋを設定してもよい。これにより、音レベルを最も低減することができる。
【００６２】
また所定範囲Ａ２における補償率ｋは所定範囲Ａ１における補償率ｋよりも低く設定される。よって、所定範囲Ａ２においてはバッファ電力Ｐｂｕｆの振幅を低減することができる。これにより、電力バッファ回路４で生じる損失を低減することができる。したがって、より高い効率でモータ６を駆動することができる。
【００６３】
次に上述の制御を実行する構成について説明する。図１の例示では、速度検出部９および制御装置１０が設けられている。速度検出部９はモータ６の回転速度ωｍを検出する。例えば速度検出部９には、モータ６を流れる交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが入力される。この交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは周知の電流検出部によって検出される。速度検出部９は交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて、モータ６の回転速度ωｍを算出し、これを制御装置１０へと出力する。
【００６４】
制御装置１０は電力制御部１１と補償率設定部１２とを備えている。またここでは、制御装置１０はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御装置１０はこれに限らず、制御装置１０によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。
【００６５】
補償率設定部１２には、速度検出部９によって検出された回転速度ωｍが入力される。補償率設定部１２はこの回転速度ωｍに基づいて上述のように補償率ｋを設定し、この補償率ｋを電力制御部１１へと出力する。
【００６６】
図８は補償率設定部１２の動作の一例を示すフローチャートである。ステップＳＴ１にて、補償率設定部１２は回転速度ωｍが所定範囲Ａ１に属しているか否かを判断する。所定範囲Ａ１は例えば記憶部に記憶されており、補償率設定部１２がこれを読み出して、回転速度ωｍが所定範囲Ａ１に属しているか否かを判断する。この判断は、所定範囲Ａ１を規定する両端の値と回転速度ωｍとの比較に基づいて行うことができる。当該比較は例えば比較器を用いて行うことができる。
【００６７】
回転速度ωｍが所定範囲Ａ１に属していると判断したときには、ステップＳＴ２にて補償率設定部１２は補償率ｋとして値ｋ’を採用する。回転速度ωｍが所定範囲Ａ１に属していない、つまり回転速度ωｍが所定範囲Ａ２に属すると判断したときには、ステップＳＴ３にて補償率設定部１２は補償率ｋとして値ｋ’’を採用する。値ｋ’’は値ｋ’よりも小さい。
【００６８】
電力制御部１１は補償率ｋに基づいて電力バッファ回路４およびインバータ５への制御信号を生成し、これを電力バッファ回路４およびインバータ５へと出力する。具体的には制御信号ＳＳｃ，ＳＳＬ，ＳＳｕｐ，ＳＳｖｐ，ＳＳｗｐ，ＳＳｕｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｖｎ，ＳＳｗｎを生成し、これらをそれぞれスイッチＳｃ，ＳＬおよびスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎへと出力する。なお電力制御部１１には補償率ｋの他、制御に必要な各種パラメータ（例えば波高値Ｖｍ，Ｉｍ、電源角速度ω、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑ）および各種指令値（例えば回転速度指令値ωｍ*）が入力され、これらに基づいて上記の制御信号を生成する。制御信号の生成方法としては、例えば特許文献１〜３の手法を採用できる。
【００６９】
以上のように本実施の形態では、回転速度ωｍが所定範囲Ａ１に属するときには、高い補償率ｋを採用することで、音レベルのピークを低減しつつ、回転速度ωｍが所定範囲Ａ２に属するときには、低い補償率ｋを採用することで、高い効率でモータ６を駆動する。
【００７０】
＜複数の所定範囲Ａ１の各々における補償率ｋ＞
図６に例示するように、バッファ電力Ｐｂｕｆの振幅は回転速度ωｍが高いほど増大する。これは次の理由による。まず式（２）に示すように、波高値Ｉｍが増大するとバッファ電力Ｐｂｕｆの振幅は増大する。そして、回転速度ωｍが高まるほど、モータ６に流れる交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅が増大し、結果として入力電流Ｉｉｎの波高値Ｉｍも増大する。よって、回転速度ωｍが高いほどバッファ電力Ｐｂｕｆの振幅は増大するのである。
【００７１】
上述のようにバッファ電力Ｐｂｕｆの振幅が増大するほど、電力バッファ回路４で発生する損失は増大する。よって補償率ｋが一定であれば、回転速度ωｍが増大するほど、効率は低下する。
【００７２】
そこで回転速度ωｍが高いほど低い補償率ｋを採用することによって、回転速度ωｍの増大に伴うバッファ電力Ｐｂｕｆの振幅の増大を抑制してもよい。例えば補償率ｋが波高値Ｉｍに反比例するように、回転速度ωｍに対して補償率ｋを設定することで、バッファ電力Ｐｂｕｆを回転速度ωｍによらず一定に維持することができる。
【００７３】
ただし本実施の形態では、上述のように所定範囲Ａ１における補償率ｋを所定範囲Ａ２における補償率ｋよりも高く設定する。つまり、バッファ電力Ｐｂｕｆの振幅の増大は所定範囲Ａ１において顕著になる。そこで、補償率設定部１２は複数の所定範囲Ａ１のうち、回転速度が高い所定範囲Ａ１における補償率ｋを、回転速度が低い所定範囲Ａ１における補償率ｋよりも低く設定してもよい。図９は補償率ｋと回転速度ωｍとの関係の他の一例を模式的に示している。図９の例示では、複数の所定範囲Ａ１を区別すべく、複数の所定範囲Ａ１として所定範囲Ａ１１〜Ａ１６が示されている。所定範囲Ａ１１〜Ａ１６はその符号の数字が大きいほど高い側に位置している。つまり所定範囲Ａ１６が最も高い側に位置し、所定範囲Ａ１１が最も低い側に位置する。
【００７４】
図９の例示では、所定範囲Ａ１１〜Ａ１６における補償率ｋを、回転速度が高い所定範囲ほど低く設定している。つまり所定範囲Ａ１６における補償率ｋを所定範囲Ａ１５における補償率ｋよりも低く設定し、所定範囲Ａ１５における補償率ｋを所定範囲Ａ１４における補償率ｋよりも低く設定している。以下、同様である。
【００７５】
これによれば、回転速度ωｍが増大しても、バッファ電力Ｐｂｕｆの振幅の増大を低減することができる。よって、回転速度ωｍの増大に伴う効率の低下を抑制することができる。
【００７６】
また電力バッファ回路４が授受するバッファ電力Ｐｂｕｆを低減できるので、電力バッファ回路４の電力容量も低減できる。ひいては、電力バッファ回路４のコストおよびサイズを低減することができる。
【００７７】
この電力バッファ回路４のコストおよびサイズの低減について、電力バッファ回路４に流れる電流も用いて説明する。バッファ電力Ｐｂｕｆを低減すると、電力バッファ回路４を流れる電流も低減する。図１０は各種のパラメータの一例を概略的に示す図である。図１１の例示では、電力バッファ回路４の電流を評価する典型的な電流として、リアクトルＬ４を流れる電流ｉＬが示されている。なお図１０では、電流ｉＬの他、電圧Ｖｃ，交流電流ｉｕおよび入力電流Ｉｉｎも参考のために示されている。また図１０では、補償率ｋがそれぞれ１．０、０．７５、０．５であるときの上記パラメータが示されている。図１０の各グラフにおいてモータ６の回転速度ωｍは同じである。
【００７８】
図１０に示すように、補償率ｋが小さいほど電流ｉＬは小さくなる。したがって、電流容量の小さいリアクトルＬ４を採用することができる。例えば線径の細いリアクトルＬ４を採用できる。これはリアクトルＬ４のコストおよびサイズの低減に資する。
【００７９】
＜低域側＞
図６に例示するように、回転速度ωｍが低いときにはバッファ電力Ｐｂｕｆの振幅は小さい。よって回転速度ωｍが小さいときには、高い補償率ｋを採用しても、バッファ電力Ｐｂｕｆは電力バッファ回路４の電力容量を超えにくい。よって、回転速度ωｍが閾値ωｒｅｆ１よりも低いときには、図１１に示すように、所定範囲Ａ１（Ａ１１，Ａ１２）において補償率ｋとして高い値、例えば最大値１．０を採用してもよい。
【００８０】
これにより、モータ６の回転速度ωｍが低いときに、騒音の音レベルのピークを最小にすることができる。例えばモータ６の駆動対象たる圧縮機が空気調和機に搭載される場合、室内の温度が目標温度に近いときには、圧縮機の駆動周波数（モータ６の回転速度ωｍに相当）は低くなることが多い。よって、回転速度ωｍが低いときに高い補償率ｋを採用すれば、室内の温度が目標温度に近いときの音レベルを最も小さくすることができる。通常、運転期間の初期において室内の温度と目標温度とが乖離しており、このときモータ６の回転速度ωｍが高まる。その一方で、運転期間のほとんどの期間においては室内の温度は目標温度に近く、回転速度ωｍは低い。これは特に長い期間に亘って空気調和機を連続運転する場合に顕著となる。このように長い期間に亘って回転速度ωｍが低いときには、その運転期間のほとんどにおいて音レベルを最小にできる。つまり、この制御は長い期間で駆動周波数が低くなる空気調和機にとって特に好適である。
【００８１】
＜高域側＞
電力バッファ回路４の電力容量を高めるには、上述のように電力バッファ回路４のコストおよびサイズを増大する必要がある。しかるに、このような増大は望ましくない。そこで、電力バッファ回路４の電力容量の低減を優先して考える場合には、次のように補償率ｋを設定してもよい。即ち、回転速度ωｍが所定の閾値ωｒｅｆ２（＞ωｒｅｆ１）よりも高いときには、図１０に示すように所定範囲Ａ１（Ａ１６）における補償率ｋを、上述の設定方法以外の方法で設定してもよい。言い換えれば、上記設定方法は回転速度ωｍが閾値ωｒｅｆ２よりも低いときのみ実行してもよい。
【００８２】
例えば回転速度ωｍが閾値ωｒｅｆ２よりも高いときには、所定範囲Ａ１における補償率ｋを所定範囲Ａ２における補償率ｋと等しくしてもよい。これにより、回転速度ωｍが閾値ωｒｅｆ２よりも高いときに、バッファ電力Ｐｂｕｆを更に低減することができる。よって電力バッファ回路４の電力容量として、より小さな値を採用できる。
【００８３】
モータ６の駆動対象たる圧縮機が空気調和機に搭載される場合、上述のように、回転速度ωｍが高くなる期間は短い。よって、本圧縮機が空気調和機に搭載される場合には、回転速度ωｍが高いときの騒音の低減よりも、電力バッファ回路４の電力容量の低減を優先することがある。このような場合に、本制御は好適である。
【００８４】
なお回転速度ωｍが閾値ωｒｅｆ２よりも高いときの騒音が問題になる場合には、他の手法によって騒音を低減してもよい。あるいは、回転速度ωｍが閾値ωｒｅｆ２よりも高い場合には、回転速度指令値ωｍ*として所定範囲Ａ１内の値を禁じてもよい。例えば電力制御部１１は回転速度指令値ωｍ*が所定範囲Ａ１に属すると判断した場合には、所定範囲Ａ２に属する値に回転速度指令値ωｍ*を変更する。変更後の値は変更前の値に近い方が望ましい。これによれば、回転速度ωｍが長い期間に亘って所定範囲Ａ１の値を採ることがなく、騒音の発生期間を短くすることができる。
【００８５】
＜制御信号の生成方法の一例＞
以下では、参考のために制御信号の生成方法の一例を述べる。ここでは特許文献１に記載された制御信号の生成方法について述べる。
【００８６】
バッファ電力Ｐｂｕｆは、直流リンクから電力バッファ回路４へと入力される電力ＰＬと、電力バッファ回路４から直流リンクへと出力される電力Ｐｃとの差（Ｐｃ−ＰＬ）で表される。直流リンクから電力バッファ回路４へと電力ＰＬが入力されるときには、昇圧回路４ａによってコンデンサＣ４は充電されるので、以下では電力ＰＬを充電電力ＰＬとも呼ぶ。一方で、電力バッファ回路４から直流リンクへと電力Ｐｃが出力されるときには、スイッチＳｃの導通によってコンデンサＣ４が放電するので、以下では、電力Ｐｃを放電電力Ｐｃとも呼ぶ。
【００８７】
上述の充電電力ＰＬ及び放電電力Ｐｃの一例として、これらをそれぞれ式（４）および式（５）で定める。
【００８８】
【数４】
2017121120.tif 000006
【数５】
2017121120.tif 000007
【００８９】
ここで、ｋ１は補償率ｋの２分の１である。式（４）に示すように、充電電力ＰＬは入力電力Ｐｉｎの（ｋ１）倍の電力であり、式（５）に示すように、放電電力Ｐｃは入力電力Ｐｉｎの交流成分の（−２・ｋ１）倍に充電電力ＰＬを加えた電力である。
【００９０】
式（４）、（５）と、Ｐｂｕｆ＝Ｐｃ−ＰＬであることから、式（２）が満足されることは明白である。
【００９１】
このような充電電力ＰＬ及び放電電力Ｐｃが電源位相において排他的な期間（例えば図２の第１期間Ｔ１および第２期間Ｔ２）でそれぞれ電力バッファ回路４と直流リンクとの間で授受される特許文献２，３とは異なり、ここでは電源位相において排他的な期間は設定されない。
【００９２】
ただし、Ｐｃ＞ＰＬ（すなわちＰｂｕｆ＞０）となる第１期間（以下「放電主体期間」とも称す）Ｔ１では充電よりも放電が主体であって、Ｐｃ＜ＰＬ（すなわちＰｂｕｆ＜０）となる第２期間（以下「充電主体期間」とも称す）Ｔ２では放電よりも充電が主体である。式（４），（５）から理解されるように、（ｎ＋１／４）π≦ωｔ≦（ｎ＋３／４）πの第２期間Ｔ２が充電主体期間であり、（ｎ＋３／４）π≦ωｔ≦（ｎ＋５／４）πの第１期間Ｔ１が放電主体期間である（ｎは整数：以下同様）。
【００９３】
次に、コンバータ３が出力する電流ｉｒｅｃのうち、コンバータ３からインバータ５へと流れる電流ｉｒｅｃ１を、値ｋ１（＝補償率ｋの２分の１）に依存して設定する技術を説明する。
【００９４】
さてコンバータ３の出力側には、式（６）で示される整流電圧Ｖｒｅｃが印加される。
【００９５】
【数６】
2017121120.tif 000008
【００９６】
また、コンバータ３から直接にインバータ５へと向かう電力Ｐｒｅｃは、入力電力Ｐｉｎから充電電力ＰＬを差し引いた分である。つまり、Ｐｒｅｃ＝Ｐｉｎ−ＰＬが成立するので、下式（７）が成立する。
【００９７】
【数７】
2017121120.tif 000009
【００９８】
よって電流ｉｒｅｃ１は下式（８）で表される。
【００９９】
【数８】
2017121120.tif 000010
【０１００】
式（１）においては、入力電流ＩｉｎがＩｍ・sin（ωｔ）で表される、即ち正弦波状の波形を呈することを前提としているので、電流ｉＬは下式（９）を満足する。図１から分かるように、コンバータ３が出力する電流ｉｒｅｃは、コンバータ３から直接にインバータ５へと流れる電流ｉｒｅｃ１と、電流ｉＬとの和（ｉｒｅｃ１＋ｉＬ）と等しく、電流ｉｒｅｃはＩｍ・｜ｓｉｎ（ωｔ）｜で表されるからである。
【０１０１】
【数９】
2017121120.tif 000011
【０１０２】
よって電流ｉＬのピーク値はｋ１・Ｉｍとなる。よって値ｋ１が小さいほど電流ｉＬのピーク値は小さい。この電流ｉＬはスイッチＳＬの導通／非導通に基づいて制御される。つまり、スイッチＳＬを適宜に制御することで、電流ｉＬを式（９）に示す値にすることができる。式（９）の電流ｉＬには値ｋ１（＝補償率ｋの２分の１）が含まれているので、スイッチＳＬが導通するデューティ（昇圧デューティとも呼ぶ）も補償率ｋに応じて決定されることになる。電流ｉＬを所望の値に近づけるためのスイッチＳＬの制御は昇圧チョッパ回路の制御として周知であるので、詳細な説明は省略する。
【０１０３】
コンデンサＣ４からインバータ５に流れる放電電流ｉｃを導入すると、電力バッファ回路４から出力される放電電力Ｐｃは積Ｖｃ・ｉｃで表される。よって放電電力Ｐｃが式（５）を満足するためには、放電電流ｉｃは下式（１０）を満足すればよい。
【０１０４】
【数１０】
2017121120.tif 000012
【０１０５】
図１に示された回路の等価回路として図１２を示す。当該等価回路は、例えば特許文献１で紹介されている。当該等価回路において電流ｉｒｅｃ１は、スイッチＳｒｅｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｒｅｃ１として等価的に表されている。同様に、放電電流ｉｃは、スイッチＳｃが導通するときにこれを経由する電流ｉｃとして等価的に表されている。また、インバータ５において出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗが直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれか一方に共通して接続されるときにインバータ５を介してモータ６に流れる電流も、スイッチＳｚが導通するときにこれを経由して流れる零相電流ｉｚとして等価的に表されている。また図１２では、昇圧回路４ａを構成するリアクトルＬ４とダイオードＤ４０とスイッチＳＬとが表され、リアクトルＬ４を流れる電流ｉＬが付記されている。
【０１０６】
このようにして得られた等価回路においては、スイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚが導通するそれぞれのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚとインバータ５に入力される直流電流Ｉｄｃとを導入して、次式が成立する。
【０１０７】
【数１１】
2017121120.tif 000013
【０１０８】
電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚはそれぞれ直流電流Ｉｄｃにデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを乗算したものであるので、これらはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚのスイッチング周期における平均値である。
【０１０９】
また直流電流ＩｄｃはスイッチＳｒｅｃ，Ｓｃ，Ｓｚをそれぞれ導通する電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚの総和であるので、次式が成立する。但し、０≦ｄｒｅｃ≦１，０≦ｄｃ≦１，０≦ｄｚ≦１である。
【０１１０】
【数１２】
2017121120.tif 000014
【０１１１】
よってデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚは、各電流ｉｒｅｃ１，ｉｃ，ｉｚに対する直流電流Ｉｄｃの電流分配率と見ることができる。またデューティｄｒｅｃはコンバータ３が直流リンクと接続されて電流をインバータ５に流し得る期間を設定するデューティであるので、これ以降では整流デューティｄｒｅｃと称することがある。またデューティｄｃは、コンデンサＣ４が放電するデューティであるので、これ以降では放電デューティｄｃと称することがある。またデューティｄｚはインバータ５においてその出力する電圧によらずに必ず零相電流ｉｚが流れるデューティであるので、これ以降では零デューティｄｚと称することがある。
【０１１２】
式（８），（１０），（１１）から、整流デューティｄｒｅｃ、放電デューティｄｃはそれぞれ次式（１３），（１４）で設定される。
【０１１３】
【数１３】
2017121120.tif 000015
【数１４】
2017121120.tif 000016
【０１１４】
つまり電力収支の要請から式（８），（１０），（１３），（１４）が採用され、更に入力電流Ｉｉｎを正弦波状にして、上記の諸式の前提となる式（１）を満足させる要請から式（９）が採用される。
【０１１５】
なお、コンバータ３がダイオードブリッジを採用する場合、コンバータ３が能動的に式（１３）で示される整流デューティｄｒｅｃでスイッチングすることはできない。よって式（１２），（１３），（１４）で決定される零デューティｄｚと、放電デューティｄｃとに従って、それぞれインバータ５と、スイッチＳｃがスイッチングすることによって、式（８）で示される電流ｉｒｅｃ１を得ることができる。
【０１１６】
インバータ５は零相電流ｉｚが流れる期間においては、直流リンクにおける直流電圧を利用することができない。よって、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧のうち、インバータ５が電力変換可能な期間における仮想的な直流電圧（以下「仮想直流電圧」と称す）Ｖｄｃを下記のように考えることができる。
【０１１７】
【数１５】
2017121120.tif 000017
【０１１８】
これはインバータ５が出力できる電圧の最大値の、スイッチＳｃ，ＳＬやインバータ５のスイッチングを制御する周期についての平均として、直流リンクに印加される電圧と把握することもできる。図１２では仮想直流電圧Ｖｄｃは、インバータ５及びその負荷を表す電流源Ｉｄｃ（これは直流電流Ｉｄｃを流す）の両端に生じる電圧として把握される。
【０１１９】
以下、波高値Ｖｍに対する仮想直流電圧Ｖｄｃの比Ｒ（＝Ｖｄｃ／Ｖｍ）を電圧利用率と称す。式（１１），（１２），（１４）から、零デューティｄｚを小さくするほどインバータ５が零相電流を流す期間を短くし、以て直流リンクに引加された電圧を利用する期間を長くできることが判る。これは電圧利用率Ｒを高めることにもなる。
【０１２０】
ところで、直流リンクからインバータ５に入力する直流電力Ｐｄｃは仮想直流電圧Ｖｄｃと直流電流Ｉｄｃとの積となる。そしてインバータ５は直流リンクから、脈動電力Ｐｉｎと放電電力Ｐｃとの和から充電電力ＰＬを引いた直流電力Ｐｄｃ（＝Ｐｉｎ＋Ｐｃ−ＰＬ）を得るのであるから、下式（１６）が成立する。
【０１２１】
【数１６】
2017121120.tif 000018
【０１２２】
但し、ここまでの設定では、仮想直流電圧Ｖｄｃ、直流電流Ｉｄｃのいずれについても制限していない。つまり値ｋ１（＝補償率ｋの２分の１）を定めてしまえば、仮想直流電圧Ｖｄｃ、直流電流Ｉｄｃをどのように設定しても、これらが式（１６）を満足する限り、デューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚを設定することができる。
【０１２３】
特許文献１では、更に電圧利用率（＝Ｖｄｃ／Ｖｍ）を最大とする条件を加えて、デューティｄｅｒｃ，ｄｃ，ｄｚを算出している。例えばデューティｄｚを零に設定する。式（１２）および式（１５）から理解できるように、零デューティｄｚが零であるときに、仮想直流電圧Ｖｄｃが最も大きくなるからである。
【０１２４】
零デューティｄｚが零であれば、式（１２），（１５），（１４）から、式（１７）が得られる。
【０１２５】
【数１７】
2017121120.tif 000019
【０１２６】
ここで電力バッファ回路４における充放電によっても電圧Ｖｃはほぼ一定と見ることができる（例えば電圧Ｖｃの変動は５％程度）。よって式（１７）から、値ｋ１（＝補償率ｋの２分の１）ごとに仮想直流電圧Ｖｄｃを最大とするときの直流電流Ｉｄｃが決定される。これにより、式（１２），（１３），（１４）から、値ｋ１ごとに仮想直流電圧Ｖｄｃを最大とするときのデューティｄｒｅｃ，ｄｃ，ｄｚが決定される。なお、このときの仮想直流電圧Ｖｄｃは式（１６），（１７）で決定される。
【０１２７】
零デューティｄｚは、インバータ５においてスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全て、または、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てをオンするデューティである。放電デューティｄｃはスイッチＳｃをオンするデューティであり、昇圧デューティｄＬはスイッチＳＬをオンするデューティである。例えば電力制御部１１は各デューティｄｚ，ｄｃ，ｄＬに基づいてインバータ５および電力バッファ回路４の制御信号を生成する。例えば各デューティとキャリアとの比較に基づいて各制御信号を生成する。電力制御部１１は、生成した制御信号をそれぞれ電力バッファ回路４およびインバータ５へと出力することで、これらを適切に制御し、以てバッファ電力Ｐｂｕｆを式（２）に近づけることができる。
【０１２８】
なお特許文献１では、次で説明するようにインバータ５の制御信号を生成している。まず回転速度ωｍと回転速度指令値ωｍ*との偏差を算出し、その偏差Δωに対して比例積分制御を施す。これと並行して、モータ６の交流電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗおよび交流電圧（指令値）に基づいて、出力電力Ｐｏｕｔを算出し、その脈動成分を抽出する。そしてその脈動成分と、目標脈動成分（即ち式（３）の最右辺の第２項）との偏差ΔＰを算出し、その偏差ΔＰに対して比例積分制御を施す。次に偏差Δωに対する比例積分制御の結果と、偏差ΔＰに対する比例積分制御の結果とを加算して、電流指令値を生成する。この電流指令値は、モータ６を流れる交流電流の振幅についての指令値である。そして、この電流指令値に基づいてインバータ５を制御する制御信号を生成する。かかる電流指令値に基づく制御信号の生成は周知であるので、詳細な説明を省略する。
【０１２９】
これによれば、出力電力Ｐｏｕｔが式（３）に近づくように、回転速度指令値ω*を補正することができる。つまりこの制御によって、例えば上述のデューティｄｚでインバータ５が制御されることになる。
【０１３０】
また相互に矛盾しない限り、上記の種々の実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。例えば回転速度ωｍに替えて、回転速度指令値ωｍ*に基づいて補償率ｋを設定してもよい。例えば回転速度指令値ωｍ*が所定範囲Ａ１に属するときの補償率ｋを、回転速度指令値ωｍ*が所定範囲Ａ２に属するときの補償率ｋよりも高く設定しても構わない。
【符号の説明】
【０１３１】
ＬＬ，ＬＨ  直流電源線
４  電力バッファ回路
５  インバータ
６  モータ
１１  電力制御部
１２  補償率設定部
【図１】
2017121120.tif 000020
【図２】
2017121120.tif 000021
【図３】
2017121120.tif 000022
【図４】
2017121120.tif 000023
【図５】
2017121120.tif 000024
【図６】
2017121120.tif 000025
【図７】
2017121120.tif 000026
【図８】
2017121120.tif 000027
【図９】
2017121120.tif 000028
【図１０】
2017121120.tif 000029
【図１１】
2017121120.tif 000030
【図１２】
2017121120.tif 000031
【手続補正書】
【提出日】平成28年11月7日(2016.11.7)
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５２
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００５２】
なお、脈動電力Ｐｉｎの変動幅は補償率ｋによって変更されるものではないので、補償率ｋは出力電力Ｐｏｕｔの変動幅を設定するともいえる。補償率ｋが高いほど出力電力Ｐｏｕｔの変動幅は小さい。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００８１
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００８１】
＜高域側＞
電力バッファ回路４の電力容量を高めるには、上述のように電力バッファ回路４のコストおよびサイズを増大する必要がある。しかるに、このような増大は望ましくない。そこで、電力バッファ回路４の電力容量の低減を優先して考える場合には、次のように補償率ｋを設定してもよい。即ち、回転速度ωｍが所定の閾値ωｒｅｆ２（＞ωｒｅｆ１）よりも高いときには、図１１に示すように所定範囲Ａ１（Ａ１６）における補償率ｋを、上述の設定方法以外の方法で設定してもよい。言い換えれば、上記設定方法は回転速度ωｍが閾値ωｒｅｆ２よりも低いときのみ実行してもよい。