(57)【要約】【課題】２次側から１次側に逆方向電力変換することができ、しかも逆方向電力変換時に２次側が過電流状態になるのを抑制することが可能な双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】絶縁変圧部Ｔ１と、電圧型の１次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部と、電流型の２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部と、制御回路１５と、電流検出部１６と、電流検出部１６の検出値が第１規定電流値以上のときに第１信号を出力する第１比較部１７とを備えた双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０Ａであって、制御回路１５は、逆方向電力変換時に、第１信号が入力されるとスイッチ回路１２を制御して２次側コイルＬＯＵＴのエネルギー蓄積時間を短縮させる第１制御動作を開始することを特徴とする。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
１次巻線および２次巻線を有する絶縁変圧部と、
前記絶縁変圧部の１次側に設けられた、フルブリッジ回路を含む電圧型の１次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
前記絶縁変圧部の２次側に設けられた、２次側コイルおよびスイッチ回路を含む電流型の２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
前記フルブリッジ回路に対して位相シフト制御を行う一方、前記スイッチ回路に対して同期整流制御を行い、１次側から２次側への順方向電力変換を行わせる制御回路と、
を備えた双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部の検出値と予め規定された第１規定電流値とを比較し、前記検出値が前記第１規定電流値以上のときに第１信号を出力する第１比較部と、
を備え、
前記制御回路は、
前記順方向電力変換時に、前記２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部の出力電圧が規定電圧値以上になると、前記フルブリッジ回路に対して前記位相シフト制御、前記スイッチ回路に対して前記同期整流制御を行ったまま２次側から１次側への逆方向電力変換を行わせるとともに、
前記逆方向電力変換時に、前記第１信号が入力されると前記スイッチ回路を制御して前記２次側コイルのエネルギー蓄積時間を短縮させる第１制御動作を開始する
ことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記電流検出部の検出値と前記第１規定電流値よりも大きい第２規定電流値とを比較し、前記検出値が前記第２規定電流値以上のときに第２信号を出力する第２比較部をさらに備え、
前記制御回路は、前記逆方向電力変換時に、前記第２信号が入力されると前記フルブリッジ回路および前記スイッチ回路を制御して前記逆方向電力変換を停止させる第２制御動作を開始する
ことを特徴とする請求項１に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記第１比較部は、前記第１信号の出力中に前記電流検出部の検出値が前記第１規定電流値を下回った場合、前記電流検出部の検出値が前記第１規定電流値よりも小さい第３規定電流値以下になるまで前記第１信号の出力を継続する
ことを特徴とする請求項１または２に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記第１比較部は、前記第１信号の出力中に前記電流検出部の検出値が前記第１規定電流値を下回った場合、予め規定された一定時間以上、前記第１信号の出力を継続する
ことを特徴とする請求項１または２に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項５】
前記第１比較部は、前記第１信号の出力中に前記電流検出部の検出値が前記第１規定電流値を下回った場合、前記フルブリッジ回路を構成するスイッチ素子がＯＮするタイミングで前記第１信号の出力を停止させる
ことを特徴とする請求項１または２に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項６】
前記電流検出部は、前記スイッチ回路を構成するスイッチ素子毎またはレグ毎に設けられ、かつ互いに直列接続された複数の交流電流センサーからなり、
前記電流検出部の検出値は、前記複数の交流電流センサーの検出値を加算した値になる
ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【０００２】
絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータとしては、例えば、非特許文献１に記載のものが知られている。図１０に示すように、非特許文献１に記載の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０Ｃは、トランスＴＲ１と、トランスＴＲ１の１次側に設けられた電圧型回路（１次側フルブリッジ回路１１およびコンデンサＣＩＮ）と、電流検出回路２０と、トランスＴＲ１の２次側に設けられた電流型回路（２次側プッシュプル回路１２および２次側ＬＣ回路１４）と、制御回路１５’とを備えている。
【０００３】
絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０Ｃは、電圧型回路側（１次側）から電流型回路側（２次側）に降圧電力変換（順方向電力変換）することを目的としている。このため、制御回路１５’は、１次側フルブリッジ回路１１に対してＰＷＭ信号による位相シフト制御を行う一方、２次側プッシュプル回路１２に対してＰＷＭ信号による同期整流制御を行うことで、１次側フルブリッジ回路１１のスイッチング損失を低減している。なお、電流検出回路２０は、１次側フルブリッジ回路１１の過電流を検出するために設けられているが、省略してもよい。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】“同期整流制御内蔵、グリーン・モード、位相シフト・フルブリッジ・コントローラ”、[online]、2011年、日本テキサス・インスツルメンツ株式会社、［平成27年9月3日検索］、インターネット<URL:http://www.tij.co.jp/product/jp/ucc28950>
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
ところで、上記従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０Ｃでは、制御回路１５’は、２次側の端子間電圧ＶＯＵＴが保持されるように位相シフト制御および同期整流制御を行っているが、端子間電圧ＶＯＵＴが外部電源等により予め規定された規定電圧よりも上昇した場合、上記の制御（１次側フルブリッジ回路１１に対して位相シフト制御、２次側プッシュプル回路１２に対して同期整流制御）を行ったまま、２次側から１次側に昇圧電力変換（逆方向電力変換）することが理論上可能である。
【０００６】
図１１に、逆方向電力変換時における第１〜第６スイッチ素子ＱＡ〜ＱＦのタイミングチャートの一例を示す。同図に示すように、制御回路１５’は、１次側フルブリッジ回路１１に対して第１〜第４スイッチ素子ＱＡ〜ＱＤのＰＷＭ信号の位相をシフトさせる位相シフト制御を行う。具体的には、制御回路１５’は、第１スイッチ素子ＱＡに対して第２スイッチ素子ＱＢの位相を反転させ、かつ第３スイッチ素子ＱＣに対して第４スイッチ素子ＱＤの位相を反転させるとともに、第１、第２スイッチ素子ＱＡ、ＱＢの位相に対して第３、第４スイッチ素子ＱＣ、ＱＤの位相をシフトさせる。ここで、制御回路１５’は、端子間電圧ＶＯＵＴを保持すべく、第１〜第４スイッチ素子ＱＡ〜ＱＤのＰＷＭ信号の位相シフト量を最小化して、順方向の電力変換量を最小にする。
【０００７】
制御回路１５’は、２次側プッシュプル回路１２に対して、第５、第６スイッチ素子ＱＥ、ＱＦのスイッチング動作を１次側フルブリッジ回路１１の第１〜第４スイッチ素子ＱＡ〜ＱＤのスイッチング動作に同期させる同期整流制御を行う。具体的には、制御回路１５’は、第１スイッチ素子ＱＡおよび第４スイッチ素子ＱＤがともにＯＮ状態のときに第５スイッチ素子ＱＥをＯＦＦ状態にし、第２スイッチ素子ＱＢおよび第３スイッチ素子ＱＣがともにＯＮ状態のときに第６スイッチ素子ＱＦをＯＦＦ状態にする。
【０００８】
上記のとおり、逆方向電力変換時の位相シフト量は最小化されるため、２次側から１次側への電力伝達時間が短くなる一方、２次側ＬＣ回路１４のチョークコイルＬＯＵＴへのエネルギー蓄積時間（第５スイッチ素子ＱＥと第６スイッチ素子ＱＦがともにＯＮ状態となる時間）は長くなる。チョークコイルＬＯＵＴへのエネルギー蓄積時間が長くなると２次側の電流型回路を流れる電流が増加するが、制御回路１５’は端子間電圧ＶＯＵＴを保持する制御しか行わないので、２次側の電流型回路が過電流状態になってしまう。
【０００９】
このため、従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０Ｃは、実際上、２次側から１次側に効率よく逆方向電力変換することができず、双方向電源として利用しにくいという問題があった。
【００１０】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、２次側から１次側に逆方向電力変換することができ、しかも逆方向電力変換時に２次側が過電流状態になるのを抑制することが可能な双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１１】
上記課題を解決するために、本発明に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、
１次巻線および２次巻線を有する絶縁変圧部と、
前記絶縁変圧部の１次側に設けられた、フルブリッジ回路を含む電圧型の１次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
前記絶縁変圧部の２次側に設けられた、２次側コイルおよびスイッチ回路を含む電流型の２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
前記フルブリッジ回路に対して位相シフト制御を行う一方、前記スイッチ回路に対して同期整流制御を行い、１次側から２次側への順方向電力変換を行わせる制御回路と、
を備えた双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部に流れる電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部の検出値と予め規定された第１規定電流値とを比較し、前記検出値が前記第１規定電流値以上のときに第１信号を出力する第１比較部と、
を備え、
前記制御回路は、
前記順方向電力変換時に、前記２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部の出力電圧が規定電圧値以上になると、前記フルブリッジ回路に対して前記位相シフト制御、前記スイッチ回路に対して前記同期整流制御を行ったまま２次側から１次側への逆方向電力変換を行わせるとともに、
前記逆方向電力変換時に、前記第１信号が入力されると前記スイッチ回路を制御して前記２次側コイルのエネルギー蓄積時間を短縮させる第１制御動作を開始する
ことを特徴とする。
【００１２】
この構成によれば、逆方向電力変換時にスイッチ回路を制御して２次側コイルのエネルギー蓄積時間を短縮させることができるので、２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部が過電流状態になるのを抑制することができる。その結果、従来では構成部品の電流制限から実施できなかった逆方向電力変換が可能となり、実用面では、単方向電源としてだけでなく、負荷や接続される電源の急な変動にも対応した双方向電源としての利用が可能となる。また、この構成によれば、第１規定電流値を適宜規定して所望の電流値で電流制御を行うことも可能となる。
【００１３】
上記双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、
前記電流検出部の検出値と前記第１規定電流値よりも大きい第２規定電流値とを比較し、前記検出値が前記第２規定電流値以上のときに第２信号を出力する第２比較部をさらに備え、
前記制御回路は、前記逆方向電力変換時に、前記第２信号が入力されると前記フルブリッジ回路および前記スイッチ回路を制御して前記逆方向電力変換を停止させる第２制御動作を開始する。
【００１４】
この構成によれば、逆方向電力変換を停止させることで、過電流状態による構成部品の劣化や破壊をより確実に低減することができる。
【００１５】
上記双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、
前記第１比較部は、前記第１信号の出力中に前記電流検出部の検出値が前記第１規定電流値を下回った場合、前記電流検出部の検出値が前記第１規定電流値よりも小さい第３規定電流値以下になるまで前記第１信号の出力を継続してもよい。
【００１６】
この構成によれば、第１制御動作の開始／終了が短時間に繰り返されるのを防止することができる。
【００１７】
上記双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、
前記第１比較部は、前記第１信号の出力中に前記電流検出部の検出値が前記第１規定電流値を下回った場合、予め規定された一定時間以上、前記第１信号の出力を継続してもよい。
【００１８】
この構成によれば、上記構成と同様に、第１制御動作の開始／終了が短時間に繰り返されるのを防止することができる。
【００１９】
前記第１比較部は、前記第１信号の出力中に前記電流検出部の検出値が前記第１規定電流値を下回った場合、前記フルブリッジ回路を構成するスイッチ素子がＯＮするタイミングで前記第１信号の出力を停止させてもよい。
【００２０】
この構成によれば、上記構成と同様に、第１制御動作の開始／終了が短時間に繰り返されるのを防止することができる。
【００２１】
上記双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、
前記電流検出部は、前記スイッチ回路を構成するスイッチ素子毎またはレグ毎に設けられ、かつ互いに直列接続された複数の交流電流センサーからなり、
前記電流検出部の検出値は、前記複数の交流電流センサーの検出値を加算した値になってもよい。
【００２２】
この構成によれば、電流検出部が直流電流センサーからなる場合と同様に、直流成分を含む脈流を検出することができる。
【発明の効果】
【００２３】
本発明によれば、２次側から１次側に逆方向電力変換することができ、しかも逆方向電力変換時に２次側が過電流状態になるのを抑制することが可能な双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】本発明の第１実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図２】第１実施形態における第１〜第６スイッチ素子のタイミングチャートである。
【図３】本発明の第２実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図４】本発明の第３実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図５】第３実施形態における第１〜第８スイッチ素子のタイミングチャートの一例である。
【図６】第３実施形態における第１〜第８スイッチ素子のタイミングチャートの変形例である。
【図７】本発明の第４実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図８】本発明の第５実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図９】本発明の第６実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図１０】従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。
【図１１】従来の第１〜第６スイッチ素子のタイミングチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００２５】
以下、添付図面を参照して、本発明に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について説明する。
【００２６】
［第１実施形態］
図１に、本発明の第１実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０Ａを示す。なお、図１に示されている各構成のうち、図１０と同一の符号を付した構成については従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０Ｃと同様なので、ここでは説明を一部省略する。
【００２７】
双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０Ａは、制御回路１５と、直流電流センサー１６と、第１比較部１７とを備える点において、従来の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０Ｃと異なっている。本実施形態では、トランスＴＲ１が本発明の「絶縁変圧部」に相当し、１次側フルブリッジ回路１１およびコンデンサＣＩＮが本発明の「１次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部」に相当し、２次側プッシュプル回路１２および２次側ＬＣ回路１４が本発明の「２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部」に相当し、２次側プッシュプル回路１２が本発明の「スイッチ回路」に相当し、２次側ＬＣ回路１４のチョークコイルＬＯＵＴが本発明の「２次側コイル」に相当し、直流電流センサー１６が本発明の「電流検出部」に相当する。
【００２８】
直流電流センサー１６は、トランスＴＲ１の２次巻線とチョークコイルＬＯＵＴの一端とを接続する配線に設けられている。直流電流センサー１６は、チョークコイルＬＯＵＴに流れる電流を検出するための回路であり、例えば、ホール素子またはシャント抵抗により構成される。直流電流センサー１６の検出値（電流値）は、第１比較部１７に出力される。
【００２９】
第１比較部１７は、例えば、コンパレータにより構成される。第１比較部１７は、直流電流センサー１６の検出値と予め規定された第１規定電流値Ｘ１とを比較し、比較結果に応じた信号を制御回路１５に出力する。具体的には、第１比較部１７は、検出値が第１規定電流値Ｘ１以上になると例えばＨｉｇｈレベルの第１信号を出力し、第１信号出力中に検出値が第１規定電流値Ｘ１を下回わり第１スイッチ素子ＱＡがＯＮするタイミングまたは第２スイッチ素子ＱＢがＯＮするタイミングでＬｏｗレベルの信号を出力する。本実施形態では、第１規定電流値Ｘ１を制御回路１５から適宜規定することにより、所望の電流値で電流制御を行うことが可能となる。
【００３０】
制御回路１５は、例えば、マイコンやＦＰＧＡ（フィールドプログラマブル・ゲートアレイ）等の制御用ＩＣ（集積回路）により構成される。順方向電力変換時における制御回路１５は、１次側フルブリッジ回路１１に対して第１〜第４スイッチ素子ＱＡ〜ＱＤのＰＷＭ信号の位相をシフトさせる位相シフト制御を行い、２次側プッシュプル回路１２に対して第５、第６スイッチ素子ＱＥ、ＱＦのスイッチング動作を第１〜第４スイッチ素子ＱＡ〜ＱＤのスイッチング動作に同期させる同期整流制御を行う。
【００３１】
制御回路１５は、２次側の端子間電圧ＶＯＵＴが保持されるように位相シフト制御および同期整流制御を行っているが、順方向電力変換時に端子間電圧ＶＯＵＴが外部電源等により予め規定された規定電圧よりも上昇した場合、上記の制御（１次側フルブリッジ回路１１に対して位相シフト制御、２次側プッシュプル回路１２に対して同期整流制御）を行ったまま、２次側から１次側に逆方向電力変換する。ここで、制御回路１５は、端子間電圧ＶＯＵＴを保持すべく、第１〜第４スイッチ素子ＱＡ〜ＱＤのＰＷＭ信号の位相シフト量を最小化して、順方向の電力変換量を最小にする。
【００３２】
図２に、上記逆方向電力変換時における第１〜第６スイッチ素子ＱＡ〜ＱＦのタイミングチャートの一例を示す。制御回路１５は、１次側フルブリッジ回路１１に対して位相シフト量すなわち第１スイッチ素子ＱＡと第４スイッチ素子ＱＤの重複期間（ｔ１〜ｔ２期間）および第２スイッチ素子ＱＢと第３スイッチ素子ＱＣの重複期間（ｔ４〜ｔ６期間）を最小にし、順方向電力変換量を最小にする。その結果、スイッチング周期が一定のため、第５スイッチ素子ＱＥと第６スイッチ素子ＱＦがともにＯＮ状態となる時間が長くなる。このため、チョークコイルＬＯＵＴのエネルギー蓄積時間が長くなり、２次側プッシュプル回路１２の第５、第６スイッチ素子ＱＥ、ＱＦに流れる電流が増加する。そこで、逆方向電力変換時の制御回路１５は、２次側プッシュプル回路１２の第５、第６スイッチ素子ＱＥ、ＱＦを制御してチョークコイルＬＯＵＴのエネルギー蓄積時間（第５スイッチ素子ＱＥと第６スイッチ素子ＱＦがともにＯＮ状態となる時間）を短縮させる第１制御動作を開始する。
【００３３】
具体的には、制御回路１５は、第１スイッチ素子ＱＡがＯＦＦ状態のときに第１比較部１７から例えばＨｉｇｈレベルの第１信号が入力されると（時間ｔ５〜時間ｔ７）、第５スイッチ素子ＱＥをＯＦＦ状態にする一方、第２スイッチ素子ＱＢがＯＦＦ状態のときに第１比較部１７から例えばＨｉｇｈレベルの第１信号が入力されると（時間ｔ３〜時間ｔ４）、第６スイッチ素子ＱＦをＯＦＦ状態にする。第５、第６スイッチ素子ＱＥ、ＱＦのどちらか一方がＯＦＦ状態のときには、チョークコイルＬＯＵＴへのエネルギーの蓄積が中断される。
【００３４】
このため、本実施形態では、チョークコイルＬＯＵＴのエネルギー蓄積時間が短縮され、２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部が過電流状態になるのを抑制することができる。その結果、従来では構成部品の電流制限から使用できなかった２次側から１次側への逆方向電力変換が可能となり、実用面では、単方向電源としてだけでなく、負荷や接続される電源の急な変動にも対応した双方向電源として利用の幅が広がる。
【００３５】
また、本実施形態では、第１制御動作を開始した制御回路１５が、少なくとも予め規定された一定時間（第１信号出力中の第１比較部１７の検出値が第１規定電流値Ｘ１を下回ってから第１スイッチ素子ＱＡまたは第２スイッチ素子ＱＢがＯＮするまで）継続して第１制御動作を行うので、第１制御動作の開始／終了が短時間に繰り返されるのを防止することができる。
【００３６】
［第２実施形態］
図３に、本発明の第２実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０Ｂを示す。双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０Ｂは、電流検出部が２次側プッシュプル回路１２のスイッチ素子毎に（第５スイッチ素子ＱＥと第６スイッチ素子ＱＦとに）設けられた交流電流センサー１６ａ、１６ｂからなる点において、第１実施形態と異なる。
【００３７】
交流電流センサー１６ａは、第６スイッチ素子ＱＦに、より詳しくは第６スイッチ素子ＱＦとトランスＴＲ１の２次巻線の他端とを接続する配線に設けられている。交流電流センサー１６ａは、第６スイッチ素子ＱＦに流れる電流の交流成分を検出し、当該交流成分の検出値（ピーク電流値）を交流電流センサー１６ｂに出力する。
【００３８】
交流電流センサー１６ｂは、第５スイッチ素子ＱＥに、より詳しくは第５スイッチ素子ＱＥとトランスＴＲ１の２次巻線の一端とを接続する配線に設けられており、交流電流センサー１６ａに直列接続されている。交流電流センサー１６ｂは、第５スイッチ素子ＱＥに流れる電流の交流成分を検出し、当該交流成分の検出値（ピーク電流値）を交流電流センサー１６ａの検出値に加算して、その合計（合成電流値）を第１比較部１７に出力する。
【００３９】
交流電流センサー１６ａと交流電流センサー１６ｂを直列接続することにより、各交流電流センサー１６ａ、１６ｂの検出値（ピーク電流値）が相互に補完され、交流電流センサー１６ａ、１６ｂの検出値の合計（合成電流値）が直流成分を持った脈流になるため、第１比較部１７で正確な閾値比較（合成電流値と第１規定電流値Ｘ２との比較）が可能になる。
【００４０】
第１比較部１７は、合成電流値が第１規定電流値Ｘ２以上になると例えばＨｉｇｈレベルの第１信号を出力し、第１信号出力中に検出値が第１規定電流値Ｘ２を下回わり第１スイッチ素子ＱＡがＯＮするタイミングまたは第２スイッチ素子ＱＢがＯＮするタイミングでＬｏｗレベルの信号を出力する。
【００４１】
本実施形態では、第１実施形態と同様に、制御回路１５がチョークコイルＬＯＵＴのエネルギー蓄積時間を短縮させる第１制御動作を行うので、２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部が過電流状態になるのを抑制することができる。また、本実施形態では、電流検出部を２次側プッシュプル回路１２のスイッチ素子毎に設けているので、２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部に流れる電流をより正確に検出することができる。
【００４２】
［第３実施形態］
図４に、本発明の第３実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａを示す。なお、図４に示されている各構成のうち、図１と同一の符号を付した構成については第１実施形態と同様なので、ここでは説明を一部省略する。
【００４３】
双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ａは、本発明の「絶縁変圧部」に相当するトランスＴＲ１と、トランスＴＲ１の１次側に設けられた電圧型の１次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部（１次側フルブリッジ回路１およびコンデンサＣ１）と、トランスＴＲ１の２次側に設けられた電流型の２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部（２次側ＬＣ回路４および本発明の「スイッチ回路」に相当する２次側フルブリッジ回路２）と、制御回路５と、本発明の「電流検出部」に相当する直流電流センサー１６と、第１比較部１９とを備えている。
【００４４】
１次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部のコンデンサＣ１は、一端が高電位側の入出力端Ｔ１に接続され、他端が低電位側の入出力端Ｔ１’に接続されている。
【００４５】
１次側フルブリッジ回路１は、第１レグの上アームを構成する第１スイッチ素子Ｑ１と、第１レグの下アームを構成する第２スイッチ素子Ｑ２と、第２レグの上アームを構成する第３スイッチ素子Ｑ３と、第２レグの下アームを構成する第４スイッチ素子Ｑ４とを含む。同様に、２次側フルブリッジ回路２は、第１レグの上アームを構成する第５スイッチ素子Ｑ５と、第１レグの下アームを構成する第６スイッチ素子Ｑ６と、第２レグの上アームを構成する第７スイッチ素子Ｑ７と、第２レグの下アームを構成する第８スイッチ素子Ｑ８とを含む。第１〜第８スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８としては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング動作を行うパワー素子を用いることができる。
【００４６】
第１〜第８スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８には、ダイオードＤ１〜Ｄ８が逆並列接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ８としては、第１〜第８スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８の各寄生ダイオードや、当該寄生ダイオードとは別のダイオード素子を用いることができる。さらに、第１〜第８スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８には、コンデンサが並列接続されている。コンデンサとしては、第１〜第８スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８の各寄生キャパシタや、当該寄生キャパシタとは別の外付け共振コンデンサを用いることができる。
【００４７】
第１スイッチ素子Ｑ１および第２スイッチ素子Ｑ２の接続点ａには、トランスＴＲ１の１次巻線の一端が接続されている。第３スイッチ素子Ｑ３および第４スイッチ素子Ｑ４の接続点ｂには、トランスＴＲ１の１次巻線の他端が接続されている。第５スイッチ素子Ｑ５および第６スイッチ素子Ｑ６の接続点ｃには、トランスＴＲ１の２次巻線の一端が接続されている。第７スイッチ素子Ｑ７および第８スイッチ素子Ｑ８の接続点ｄには、トランスＴＲ１の２次巻線の他端が接続されている。
【００４８】
２次側ＬＣ回路４は、コンデンサＣ２と、本発明の「２次側コイル」に相当するチョークコイルＬ２とを含む。コンデンサＣ２の一端は、２次側の高電位側の入出力端Ｔ２に接続され、コンデンサＣ２の他端は、２次側の低電位側の入出力端Ｔ２’に接続されている。チョークコイルＬ２の一端は、２次側フルブリッジ回路２の第５スイッチ素子Ｑ５および第７スイッチ素子Ｑ７に接続され、チョークコイルＬ２の他端は、コンデンサＣ２の一端に接続されている。
【００４９】
直流電流センサー１６は、２次側フルブリッジ回路２とチョークコイルＬ２の一端とを接続する配線に設けられ、チョークコイルＬ２に流れる電流を検出する。直流電流センサー１６の検出値（電流値）は、第１比較部１９に出力される。
【００５０】
第１比較部１９は、直流電流センサー１６の検出値と予め規定された第１規定電流値Ｘ３とを比較し、比較結果に応じた信号を制御回路５に出力する。具体的には、第１比較部１９は、検出値が第１規定電流値Ｘ３以上になると例えばＨｉｇｈレベルの第１信号を出力し、第１信号出力中に検出値が第１規定電流値Ｘ３を下回ると一定時間経過後にＬｏｗレベルの信号を出力する。本実施形態では、上記一定時間を、第１〜第４スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４に対するＰＷＭ信号の１パルス分よりも短い時間に設定している。また、本実施形態では、第１規定電流値Ｘ３を制御回路５からの指示で、適宜規定することにより、所望の電流値で電流制御を行うことが可能となる。
【００５１】
制御回路５は、例えば、マイコンやＦＰＧＡ（フィールドプログラマブル・ゲートアレイ）等の制御用ＩＣ（集積回路）により構成される。１次側から２次側への降圧電力変換（順方向電力変換）時における制御回路５は、１次側フルブリッジ回路１に対して第１〜第４スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のＰＷＭ信号の位相をシフトさせる位相シフト制御を行い、２次側フルブリッジ回路２に対して第５〜第８スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８のスイッチング動作を第１〜第４スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング動作に同期させる同期整流制御を行う。
【００５２】
具体的には、制御回路５は、第１、第２スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２がともにＯＦＦ状態になるデッドタイムを含むように、第１スイッチ素子Ｑ１に対して第２スイッチ素子Ｑ２の位相を反転させ、かつ第３、第４スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４がともにＯＦＦ状態になるデッドタイムを含むように、第３スイッチ素子Ｑ３に対して第４スイッチ素子Ｑ４の位相を反転させるとともに、第１、第２スイッチ素子Ｑ１、Ｑ２の位相に対して、第３、第４スイッチ素子Ｑ３、Ｑ４の位相をシフトさせる。さらに、制御回路５は、第１、第４スイッチ素子Ｑ１、Ｑ４がＯＮ状態のときに第６、第７スイッチ素子Ｑ６、Ｑ７をＯＦＦ状態にし、第２、第３スイッチ素子Ｑ２、Ｑ３がＯＮ状態のときに第５、第８スイッチ素子Ｑ５，Ｑ８をＯＦＦ状態にする。
【００５３】
制御回路５は、２次側の端子間電圧Ｅ２が保持されるように位相シフト制御および同期整流制御を行っているが、順方向電力変換時に端子間電圧Ｅ２が外部電源等により予め規定された規定電圧よりも上昇した場合、上記の制御（１次側フルブリッジ回路１に対して位相シフト制御、２次側フルブリッジ回路２に対して同期整流制御）を行ったまま、２次側から１次側に逆方向電力変換する。ここで、制御回路５は、端子間電圧Ｅ２を保持すべく、第１〜第４スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のＰＷＭ信号の位相シフト量を最小化して、順方向の電力変換量を最小にする。
【００５４】
図５に、逆方向電力変換時における第１〜第８スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８のタイミングチャートの一例を示す。逆方向電力変換時の制御回路５は、２次側フルブリッジ回路２の第５〜第８スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８を制御して２次側ＬＣ回路４のチョークコイルＬ２のエネルギー蓄積時間（第５〜第８スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８が全てＯＮ状態となる時間）を短縮させる第１制御動作を開始する。
【００５５】
具体的には、制御回路５は、第１スイッチ素子Ｑ１がＯＦＦ状態のときに第１比較部１９から例えばＨｉｇｈレベルの第１信号が入力されると（時間ｔ５〜時間ｔ６）、第６、第７スイッチ素子Ｑ６、Ｑ７をＯＦＦ状態にする一方、第２スイッチ素子Ｑ２がＯＦＦ状態のときに第１比較部１９から例えばＨｉｇｈレベルの第１信号が入力されると（時間ｔ１〜時間ｔ２）、第５、第８スイッチ素子Ｑ５、Ｑ８をＯＦＦ状態にする。第５〜第８スイッチ素子Ｑ５〜Ｑ８の少なくとも１つがＯＦＦ状態のときには、チョークコイルＬ２へのエネルギーの蓄積は中断される。
【００５６】
このため、本実施形態では、チョークコイルＬ２のエネルギー蓄積時間が短縮され、２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部が過電流状態になるのを抑制することができる。なお、本実施形態では、図５に示すように位相シフトを第１スイッチ素子Ｑ１のＰＷＭ信号の立ち上がりと第４スイッチ素子Ｑ４のＰＷＭ信号の立ち下がり間で行っているが、図６に示すように第４スイッチ素子Ｑ４のＰＷＭ信号の立ち上がりと第１スイッチ素子Ｑ１のＰＷＭ信号の立ち下がり間で位相シフトを行ってもよい。
【００５７】
［第４実施形態］
図７に、本発明の第４実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｂを示す。双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｂは、電流検出部が２次側フルブリッジ回路２のレグ毎に設けられた交流電流センサー１６ａ、１６ｂである点において、第３実施形態と異なる。
【００５８】
交流電流センサー１６ａは、２次側フルブリッジ回路２の第１レグに設けられており、第１レグに流れる電流の交流成分を検出し、当該交流成分の検出値（ピーク電流値）を交流電流センサー１６ｂに出力する。一方、交流電流センサー１６ｂは、２次側フルブリッジ回路２の第２レグに設けられており、交流電流センサー１６ａに直列接続されている。交流電流センサー１６ｂは、２次側フルブリッジ回路２の第２レグに流れる電流の交流成分を検出し、当該交流成分の検出値（ピーク電流値）を交流電流センサー１６ａの検出値に加算して、その合計（合成電流値）を第１比較部１９に出力する。
【００５９】
交流電流センサー１６ａと交流電流センサー１６ｂを直列接続することにより、交流電流センサー１６ａ、１６ｂの検出値の合計（合成電流値）が直流成分を持った脈流になるため、第１比較部１９で正確な閾値比較（合成電流値と第１規定電流値Ｘ４との比較）が可能になる。
【００６０】
第１比較部１９は、合成電流値が第１規定電流値Ｘ４以上になると例えばＨｉｇｈレベルの第１信号を出力し、第１信号出力中に検出値が第１規定電流値Ｘ４を下回ると一定時間経過後にＬｏｗレベルの信号を出力する。
【００６１】
本実施形態では、第３実施形態と同様に、制御回路５がチョークコイルＬ２のエネルギー蓄積時間を短縮させる第１制御動作を行うので、２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部が過電流状態になるのを抑制することができる。また、本実施形態では、２次側フルブリッジ回路２のレグ毎に電流検出部を設けているので、２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部に流れる電流をより正確に検出することができる。
【００６２】
［第５実施形態］
図８に、本発明の第５実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｃを示す。双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｃは、第２比較部１９’を備える点において、第４実施形態と異なる。
【００６３】
第２比較部１９’は、例えば、コンパレータにより構成される。第２比較部１９’は、交流電流センサー１６ａ、１６ｂの検出値の合計（合成電流値）と予め規定された第２規定電流値Ｙ１とを比較し、合成電流値が第２規定電流値Ｙ１以上になると例えばＨｉｇｈレベルの第２信号（過電流信号）を制御回路５に出力する。ここで、第２規定電流値Ｙ１は、第１規定電流値Ｘ４よりも大きな値に設定されている。
【００６４】
制御回路５は、逆方向電力変換時に、第２信号が入力されると第１〜第８スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８のスイッチング動作を制御して（第１〜第８スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８をＯＦＦ状態にして）逆方向電力変換を停止させる第２制御動作を開始する。第２制御動作は、第１制御動作よりも優先される。すなわち、制御回路５は、第１信号と第２信号とが入力された場合、逆方向電力変換を停止させる。その後制御回路５は、一定時間後または２次側の端子間電圧Ｅ２が規定値未満なら第１〜第８スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ８のスイッチング動作を再開する。このため、本実施形態では、過電流状態による構成部品の劣化や破壊をより確実に低減することができる。
【００６５】
［第６実施形態］
図９に、本発明の第６実施形態に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｄを示す。双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｄは、チョークコイルＬ１と、開閉手段Ｓ１、Ｓ２とを備える点において、第４実施形態と異なる。
【００６６】
チョークコイルＬ１は、コンデンサＣ１の一端と１次側フルブリッジ回路１とを接続する配線に介装されている。チョークコイルＬ１は、コンデンサＣ１とともに１次側ＬＣ回路３を構成する。
【００６７】
開閉手段Ｓ１は、１次側のチョークコイルＬ１に並列接続されており、開閉手段Ｓ２は、２次側のチョークコイルＬ２に並列接続されている。開閉手段Ｓ１、Ｓ２は、リレーや、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のパワー素子で構成され、制御回路５の制御下で導通状態と非導通状態とが切り替わる。
【００６８】
開閉手段Ｓ１が導通状態で開閉手段Ｓ２が非導通状態の場合、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｄは、１次側の回路トポロジが電圧型、２次側の回路トポロジが電流型となる。一方、開閉手段Ｓ１が非導通状態で開閉手段Ｓ２が導通状態の場合、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｄは、１次側の回路トポロジが電流型、２次側の回路トポロジが電圧型となる。
【００６９】
このため、双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１００Ｄでは、順方向電力変換時に開閉手段Ｓ１を導通状態、開閉手段Ｓ２を非導通状態にする一方、逆方向電力変換時に開閉手段Ｓ１を非導通状態、開閉手段Ｓ２を導通状態にすることで、順方向電力変換時と逆方向電力変換時とで同じ制御方式（電圧型は位相シフト制御、電圧型は同期整流制御）を採用して高効率な双方向電力変換を行うことができる。
【００７０】
しかしながら、開閉手段Ｓ１、Ｓ２の切り替えには短時間ではあるが時間を要するので、順方向電力変換から逆方向電力変換への瞬時の切り替えに対応するのは困難である。そこで、本実施形態では、開閉手段Ｓ１、Ｓ２の切り替えによる逆方向電力変換、または第４実施形態と同様の方法による逆方向電力変換を選択的に行うことができるよう構成されている。
【００７１】
第４実施形態と同様の方法による逆方向電力変換を行う場合、制御回路５は、１次側フルブリッジ回路１に対して位相シフト制御、２次側フルブリッジ回路２に対して同期整流制御を行ったまま、第１〜第４スイッチ素子Ｑ１〜Ｑ４のＰＷＭ信号の位相シフト量を最小化する。そして、逆方向電力変換時に、制御回路５がチョークコイルＬ２のエネルギー蓄積時間を短縮させる第１制御動作を行うことで、２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部が過電流状態になるのを抑制することができる。
【００７２】
なお図示は省略するが、本実施形態では、２次側と同様に、１次側フルブリッジ回路１の第１レグおよび第２レグにそれぞれ交流電流センサー１６ａ、１６ｂを設けるとともに、これらの交流電流センサー１６ａ、１６ｂの合成電流値と所定の第１規定電流値との比較を行う第１比較部１９を設けてもよい。この構成によれば、開閉手段Ｓ１が非導通状態で開閉手段Ｓ２が導通状態の場合において、制御回路５は、電流型回路から電圧型回路への逆方向電力変換時に第１制御動作を行うことが可能になる。これにより、チョークコイルＬ１のエネルギー蓄積時間を短縮されるので、１次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部が過電流状態になるのを抑制することができる。
【００７３】
以上、本発明に係る双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について説明したが、本発明は上記各実施形態に限定されるものではない。
【００７４】
上記各実施形態の構成は、適宜組み合わせることができる。例えば、第２比較部１９’を第５実施形態以外の実施形態に設けてもよい。
【００７５】
また、第１、第２の実施形態において、第３、第４の実施形態の第１比較部１９と同様に、検出値が第１規定電流値以上になると例えばＨｉｇｈレベルの第１信号を出力し、第１信号出力中に検出値が第１規定電流値を下回ると一定時間経過後にＬｏｗレベルの信号を出力するようにしてもよい。
【００７６】
また、第３、第４の実施形態において、第１、第２の実施形態の第１比較部１７と同様に、検出値が第１規定電流値以上になると例えばＨｉｇｈレベルの第１信号を出力し、第１信号出力中に検出値が第１規定電流値を下回わり第１スイッチ素子Ｑ１がＯＮするタイミングまたは第２スイッチ素子Ｑ２がＯＮするタイミングでＬｏｗレベルの信号を出力するようにしてもよい。
【００７７】
直流電流センサー１６、交流電流センサー１６ａ、１６ｂ、第１比較部１７、１９および第２比較部１９’は、デジタル回路で構成してもよい。例えば、第１実施形態において、直流電流センサー１６をＡ／Ｄコンバータで構成し、第１比較部１７を直流電流センサー１６の検出値と第１規定電流値Ｘ１との比較処理を行うマイコン等の集積回路で構成することができる。さらに、第１比較部１７を制御回路１５内に組み込むこともできる。
【００７８】
第２、第４〜第６の実施形態の交流電流センサー１６ａ、１６ｂは直流電流センサーでもよい。
【００７９】
第１比較部１７、１９は、第１信号の出力中に電流検出部の検出値が第１規定電流値を下回った場合、電流検出部の検出値が第１規定電流値よりも小さい第３規定電流値以下になるまで第１信号の出力を継続するよう構成できる。このように、第１比較部１７、１９にヒステリシスを持たせることで、制御回路５、１５による第１制御動作の開始／終了が短時間に繰り返されるのを防止することができる。
【００８０】
本発明の制御回路は、逆方向電力変換時に、２次側のスイッチ回路（上記実施形態では、２次側フルブリッジ回路２または２次側プッシュプル回路１２）を制御して２次側コイル（上記実施形態では、チョークコイルＬ２またはチョークコイルＬＯＵＴ）のエネルギー蓄積時間を短縮させる第１制御動作を行うのであれば、適宜構成を変更することができる。
【００８１】
本発明の１次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、回路トポロジが電圧型であり、フルブリッジ回路を備えているのであれば、適宜構成を変更することができる。
【００８２】
本発明の２次側ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、回路トポロジが電流型であり、２次側コイルおよびスイッチ回路を備えているのであれば、適宜構成を変更することができる。
【００８３】
本発明の絶縁変圧部は、例えば、複数のトランスで構成されていてもよい。
【符号の説明】
【００８４】
１、１１    １次側フルブリッジ回路
２    ２次側フルブリッジ回路
３    １次側ＬＣ回路
４、１４    ２次側ＬＣ回路
５、１５    制御回路
１２    ２次側プッシュプル回路
１６    直流電流センサー
１６ａ、１６ｂ    交流電流センサーまたは直流電流センサー
１７、１９    第１比較部
１９’    第２比較部
１００Ａ〜１００Ｄ、１１０Ａ、１１０Ｂ    双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
2017135951.tif 000011
【図１０】
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【図１１】
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