(57)【要約】【課題】モータの制御の安定性を向上させる。【解決手段】モータ駆動システムであって、永久磁石型モータは、外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネットと対向配置され、周方向に沿って所定間隔で回転軸線方向に延びた複数の隣接する極歯片同士が互いに噛み合うように形成され、各極歯片の基端側はそれぞれリング状に連結された第一、第二の各リング状極歯部と、第一、第二の各リング状極歯部に形成される磁路狭窄部と、を有し、モータ駆動制御装置は、永久磁石型モータの電機子巻線へ供給される高周波信号を生成する高周波生成部と、高周波信号の高周波電流成分を検出する電流検出部と、高周波信号及び高周波電流成分に基づき、回転子の回転を制御する制御部と、を有する。【選択図】図１
2017135768.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
互いに独立した複数の電機子コイルに略直交する交流の駆動電流を印加し、着磁された
回転子を回転させるモータ駆動制御装置と、前記モータ駆動制御装置により駆動される永久磁石型モータと、を有するモータ駆動システムであって、
前記永久磁石型モータは、
外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネットと対向配置され、周方向に沿って所定間隔で回転軸線方向に延びた複数の隣接する極歯片同士が互いに噛み合うように形成され、前記各極歯片の基端側はそれぞれリング状に連結された第一、第二の各リング状極歯部と、
前記第一、第二の各リング状極歯部に形成される磁路狭窄部と、を有し、
前記モータ駆動制御装置は、
前記永久磁石型モータの電機子巻線へ供給される高周波信号を生成する高周波生成部と、
前記高周波信号の高周波電流成分を検出する電流検出部と、
前記高周波信号及び前記高周波電流成分に基づき、前記回転子の回転を制御する制御部と、を有するモータ駆動システム。
【請求項２】
前記制御部は、
前記高周波信号の応答信号に応じた前記回転子の位置情報を取得する位置推定部と、
前記位置情報に応じて前記駆動電流の振幅を制御する振幅制御部と、を有する請求項１記載のモータ駆動システム。
【請求項３】
前記高周波生成部は、
前記回転子の回転周波数と磁極ペア数の積よりも高い周波数の交流の高周波信号を生成し、
前記位置推定部は、
前記位置情報として、前記高周波信号に対する前記電機子コイルからの応答信号に基づき、前記回転子の角度を取得する、請求項２記載のモータ駆動システム。
【請求項４】
前記振幅制御部は、
前記回転子の目標位置を示す目標位置指令値を生成する目標指令値生成部と、
前記目標位置指令値と、前記位置情報との比較結果に応じて、前記駆動電流の目標振幅値を生成する位置フィードバック制御部と、を有する請求項２又は３に記載のモータ駆動システム。
【請求項５】
前記目標指令値生成部は、
外部装置からのパルス列の入力を受け付け、前記パルス列をカウントした値に応じて前記目標位置指令値を生成する請求項４記載のモータ駆動システム。
【請求項６】
前記位置情報に応じて、前記駆動電流の位相を前記回転子の位相に対して所定の関係に制御する位相制御部と、
前記駆動電流と前記応答信号とを含む検出電流を、前記位置情報に基づき回転演算して複数の直流の検出量に変換する第１の変換部と、
前記複数の直流の検出量と、前記目標振幅値の比較結果に応じて、複数の直流の駆動電圧量を算出する電流制御部と、
前記複数の直流の駆動電圧量を前記位置情報に基づいて回転演算し、複数の交流の駆動電圧量に変換する第２の変換部と、有する請求項４又は５記載のモータ駆動システム。
【請求項７】
前記磁路狭窄部は、
前記第一のリング状極歯部における前記第二のリング状極歯部との第一の接合面に形成された第一の開口部と、
前記第二のリング状極歯部における前記第一のリング状極歯部との第二の接合面に形成された第二の開口部と、により形成される請求項１乃至６の何れか一項に記載のモータ駆動システム。
【請求項８】
前記第一の開口部及び前記第二の開口部は、中心が、
前記第一のリング状極歯部の前記極歯片のうち、前記第一の接合面に向かって延びる極歯片の中心と、同一直線上になるように形成されていることを特徴とする請求項７記載のモータ駆動システム。
【請求項９】
複数の前記第一の開口部及び前記第二の開口部を形成し、
各開口部の間に複数の前記磁路狭窄部を形成し、
複数の前記第一の開口部及び前記第二の開口部と、複数の前記磁路狭窄部と、は、
前記磁路狭窄部の周方向の幅が、少なくとも複数の前記第一の開口部及び前記第二の開口部の何れか１つの周方向の幅以下となるように形成される請求項７又は８記載のモータ駆動システム。
【請求項１０】
請求項１乃至９の何れか一項に記載のモータ駆動システムを有する画像形成装置。
【請求項１１】
請求項１乃至９の何れか一項に記載のモータ駆動システムを有する搬送装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、モータ駆動システム、画像形成装置及び搬送装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来のステッピングモータは、２組（２相）の電機子コイルに９０度位相の異なる励磁電流を流し、この電流位相を次々に進めていくことにより、着磁された回転子に電磁トルクが生じて回転するものである。通常、ステッピングモータは、励磁電流の位相に追従して回転するため、エンコーダ等のセンサを用いずに、開ループ制御で回転数が制御される（特許文献１）。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
しかしながら、従来の技術では、負荷トルクや回転数によらず、電機子コイルに一定振幅の励磁電流を流すため、負荷や回転数が大きい場合等には、回転子が位相を追従することが困難となり、脱調する虞がある。
【０００４】
開示の技術は、モータの制御の安定性を向上させることを目的としている。
【課題を解決するための手段】
【０００５】
開示の記述は、互いに独立した複数の電機子コイルに略直交する交流の駆動電流を印加し、着磁された回転子を回転させるモータ駆動制御装置と、前記モータ駆動制御装置により駆動される永久磁石型モータと、を有するモータ駆動システムであって、前記永久磁石型モータは、外周にＮ極とＳ極が交互に複数着磁されたロータマグネットと対向配置され、周方向に沿って所定間隔で回転軸線方向に延びた複数の隣接する極歯片同士が互いに噛み合うように形成され、前記各極歯片の基端側はそれぞれリング状に連結された第一、第二の各リング状極歯部と、前記第一、第二の各リング状極歯部に形成される磁路狭窄部と、を有し、前記モータ駆動制御装置は、前記永久磁石型モータの電機子巻線へ供給される高周波信号を生成する高周波生成部と、前記高周波信号の高周波電流成分を検出する電流検出部と、前記高周波信号及び前記高周波電流成分に基づき、前記回転子の回転を制御する制御部と、を有する。
【発明の効果】
【０００６】
モータの制御の安定性を向上させる。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】第一の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。
【図２】ステッピングモータの構造の一例を示す図である。
【図３】ステッピングモータの断面の一例を示す図である。
【図４】モータのコイルインダクタンスと回転子の位相の関係の一例を示す図である。
【図５】位置フィードバック制御部を説明する図である。
【図６】ｄ軸電流制御部を説明する図である。
【図７】ｑ軸電流制御部を説明する図である。
【図８】ベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。
【図９】ベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。
【図１０】他のベクトル回転部の動作概念を示す図である。
【図１１】位置推定部を説明する図である。
【図１２】ｑ軸電流ベクトルと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの信号波形の一例を示す図である。
【図１３】位置フィードバック制御部の他の例を説明する図である。
【図１４】望ましいインダクタンス特性を説明する図である。
【図１５】ステッピングモータの導体を説明する図である。
【図１６】第一の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図１７】第一の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図１８】第一の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。
【図１９】第二の実施形態のステッピングモータの内ヨークと、自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図２０】第二の実施形態のステッピングモータの内ヨークを示す図である。
【図２１】第三の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２２】第三の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図２３】第三の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。
【図２４】第四の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２５】第四の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図２６】第五の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図２７】第五の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図２８】第五の実施形態のステッピングモータにおける比透磁率分布を示す図である。
【図２９】第六の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【図３０】第六の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【図３１】第七の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。
【図３２】第八の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。
【図３３】第九の実施形態の画像形成装置の概略構成を説明する図である。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下の各実施形態では、ステッピングモータにおいて、モータコイルインダクタンスが回転子角度に応じて変化する突極性を向上させ、駆動電流を全速度域において負荷に応じた電流に制御できるようにすることで、モータの制御の安定性を向上させる。
【０００９】
（第一の実施形態）
図面を参照して以下に第一の実施形態について説明する。図１は、第一の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。
【００１０】
図１に示すモータ駆動システム１０００は、モータ駆動制御装置１００と、ステッピングモータ１０と、を有する。
【００１１】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、ステッピングモータ１０を駆動させる駆動電流を供給し、ステッピングモータ１０の駆動を制御する。本実施形態のステッピングモータ（ＳＴＭ）１０は、例えば２相の励磁コイルＡ相とＢ相に略９０度位相の異なる交流電流を流すことで、永久磁石からなる回転子が回転する。また、本実施形態のステッピングモータ１０（以下、単にモータ１０と呼ぶ）は、突極性を有するものとした。突極性とは、回転子の位置に応じてモータコイルのインダクタンスが変化する特性である。本実施形態のモータ１０の詳細は後述する。
【００１２】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置フィードバック制御部１０１、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３、位置推定部１０４、加算器１０５、ベクトル回転部１０６及び１０７、高周波発生部１０８、増幅部１０９及び１１０、電流センサ１１１及び１１２を有する。
尚、電流センサ１１１及び１１２は、モータ駆動制御装置１００の外部に設けられていても良い。
【００１３】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、モータ１０に対し、モータ１０を駆動させる駆動電流に、高周波発生部１０８において発生させた高周波成分を重畳した電流を供給する。そして、モータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。
【００１４】
したがって、本実施形態では、例えばモータ１０に供給される駆動電流が微少なものであった場合にも、高周波成分の応答信号を検出し、この応答信号に基づき回転子の位置を推定することができる。
【００１５】
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても、エンコーダ等の回転子の位置を検出するためのセンサを使用せずに、閉ループ制御で回転子の位置を推定できる。
【００１６】
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと現在の回転子の推定位置を示す位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとを比較し、比較結果に応じて駆動電流の振幅目標値ｉｄｔ及びｉｑｔを出力する。本実施形態では、この制御により、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとが一致するように駆動電流の振幅が制御され、回転子の位置が制御される。
【００１７】
本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが単位時間に一定量増加あるいは減少する場合、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも単位時間に一定量増加あるいは減少するように制御される。したがって、本実施形態のモータ１０の回転子は、一定速度の回転を維持する。また、本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが固定値で静止している場合は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも静止、すなわち現在位置を維持するように制御される。
【００１８】
本実施形態のｄ軸電流制御部１０２は、ベクトル回転部１０７が検出したｄ軸電流ベクトルｉｄが、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔに一致するように、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄを出力する。本実施形態のｑ軸電流制御部１０３は、ベクトル回転部１０７が検出したｑ軸電流ベクトルｉｑが、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔに一致するように、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑを出力する。本実施形態のｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３は、例えば比例積分制御を行う比例積分制御器であることが好ましい。
【００１９】
本実施形態の位置推定部１０４は、ｑ軸電流に重畳された高周波成分からモータ１０の回転子の位置（電気角）と速度を推定し、回転子の推定位置を示す位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔと、回転子の推定回転速度を示す速度情報ｗ＿ｅｓｔと、を出力する。位置推定部１０４の詳細は後述する。
【００２０】
本実施形態の加算器１０５は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄと、高周波信号Ｖｈとを加算する。本実施形態の高周波信号Ｖｈの周波数は、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとする。高周波信号Ｖｈの周波数の詳細は後述する。
【００２１】
本実施形態のベクトル回転部１０６は、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ及びｑ軸の駆動電圧Ｖｑを位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａと、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂとを出力する。以下の式１は、ベクトル回転部１０６による演算式である。
【００２２】
【数１】
2017135768.tif 000003
駆動電圧Ｖｄ，Ｖｑは、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３の出力駆動電圧で、直流に近い信号である。本実施形態では、これを回転子の角度相当である角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるため、駆動電圧ベクトルＶａ，Ｖｂは交流信号になる。
【００２３】
本実施形態のベクトル回転部１０７は、Ａ相で検出された検出電流ベクトルｉａと、Ｂ相で検出された検出電流ベクトルｉｂとを角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、ｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑを出力する。以下の式２は、ベクトル回転部１０７による演算式である。
【００２４】
【数２】
2017135768.tif 000004
ベクトル回転部１０６及び１０７は、ベクトル回転の方向が逆である。検出電流ベクトルｉａ，ｉｂは、コイル電流相当で、回転子の回転数×磁極ペア数の周波数を持つ交流信号である。本実施形態では、この検出電流ベクトルｉａ，ｉｂを、回転子の角度相当である角度ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるため、ｄ軸電流ベクトルｉｄ及びｑ軸電流ベクトルｉｑは直流に近い信号になる。
【００２５】
本実施形態の高周波発生部１０８は、駆動電圧に重畳する高周波信号Ｖｈを生成し、出力する。高周波信号Ｖｈは、固定周波数であり、回転子の回転数と磁極ペア数の積（モータコイルの駆動周波数）よりも十分高いものとした。
【００２６】
本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、位置推定部１０４における駆動信号（駆動電流）と高周波成分の応答信号との分離がしやすくなり、回転子の位置の推定精度を向上させることができる。また、本実施形態では、以上のように高周波信号Ｖｈを生成することで、モータ１０の機械的な応答を抑制できるため、回転子の位置や速度の制御への影響を抑えられる。
【００２７】
さらに、本実施形態では、高周波信号Ｖｈの周波数を、人間の可聴域より高い周波数とすれば、不快な聴感ノイズを抑えることができる。本実施形態の高周波信号Ｖｈの波形は、正弦波又は矩形波であっても良いし、その他の周期的な信号であれば良い。
【００２８】
本実施形態の増幅部１０９は、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ａ＋、電圧Ａ−）に変換する。また、増幅部１１０は、Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂを実際にモータ１０の有するコイルに印加する電圧（図１の電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−）に変換する。電圧Ａ＋、電圧Ａ−及び電圧Ｂ＋、電圧Ｂ−は、逆相の信号である。本実施形態の増幅部１０９、１１０は、具体的には、例えばリニアな電力増幅器や、公知のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ回路等により実現されても良い。
【００２９】
本実施形態の電流センサ１１１は、Ａ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉａを出力する。また、本実施形態の電流センサ１１２は、Ｂ相コイル電流を検出し、検出電流ベクトルｉｂを出力する。本実施形態の電流センサ１１１、１１２は、例えばコイル駆動線や増幅部１０９、１１０の各母線に直列に低抵抗を挿入して両端を差動増幅する構成や、ホール素子等の磁気的なセンサ等により実現されても良い。
【００３０】
次に、図２乃至図４を参照し、本実施形態のモータ１０について説明する。図２は、ステッピングモータの構造の一例を示す図である。
【００３１】
本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイル（電機子コイル）１１と、Ｂ相コイル（電機子コイル）１２と、回転子２０と、を有する。本実施形態のモータ１０において、Ａ相コイル１１はＡ相コイル端子１３として、Ａ＋端子とＡ−端子とを有する。Ｂ相コイル１２は、Ｂ相コイル端子１４として、Ｂ＋端子とＢ−端子とを有する。本実施形態において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２とは、互いに接続されておらず、独立して設けられている。本実施形態の回転子２０は、円周上に永久磁石が配置あるいは着磁されている。
【００３２】
モータ１０において、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２は、回転子２０の永久磁石により発生する磁束方向に対し、９０度の関係になるように配置されている。モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に、９０度位相のずれた交流電流を供給することで、回転子２０が回転する。また、モータ１０では、Ａ相コイル１１とＢ相コイル１２に供給される交流電流の位相を所定の位相に固定すると、回転子２０が磁気的につりあう位置に維持される。
【００３３】
図３は、第一の実施形態のステッピングモータの断面の一例を示す図である。図３に示す例では、回転子２０は、多極着磁されている。
【００３４】
本実施形態の回転子２０は、円筒状の形をしており、円筒表面に周期的に永久磁石が着磁されたロータマグネット２０Ａと、回転軸２０Ｂとを有する。Ａ相コイル１１は、回転子２０の円周の外側に円環状に巻かれている。Ａ相コイル端子１３が引き出されている。
【００３５】
Ａ相コイル１１は、導体（リング状極歯部）２１により囲まれている。導体２１は、Ａ相コイル１１を囲むように配置され、内径（回転子の面側）に片方向（図では上方向）から爪状に導体部材が伸びており、これを誘電子（クローポール；極歯片）２３と呼ぶ。クローポール２３のピッチは回転子の着磁極ペアと等しいピッチにしてあり、コイル電流方向により全てのクローポール２３がＮ極あるいはＳ極コアを形成する。
【００３６】
Ａ相コイル１１の反対方向（図では下方向）からも同様のクローポール２４が伸びており、上側のクローポール２３とは反対極性のコアを形成する。尚、図３では、クローポール２３、２４は、Ｂ相コイル１２側に形成されたものとして示したが、Ａ相コイル１１側においても同様に形成されている。以下の説明では、Ａ相コイル１１側のクローポールを２３Ａ、２４Ａとし、Ｂ相コイル１２側のクローポールを２３Ｂ、２４Ｂとする。
【００３７】
Ｂ相コイル１２と、Ｂ相コイル端子１４は、Ａ相と同様である。Ｂ相コイル１２は、導体２２により囲まれている。導体２２は、導体２１と同様に、上側のクローポール２３Ｂと、下側のクローポール２４Ｂが形成されている。
【００３８】
本実施形態では、Ａ相におけるクローポール２３Ａ、２４Ａと、Ｂ相におけるクローポール２３Ｂ、２４Ｂは、回転子２０の磁極ペアの１周期を３６０度（いわゆる電気角）としたとき、９０度ずらして配置される。この配置により、図３に示すモータ１０は、図２に示すＡ相コイル１１及びＢ相コイル１２と等価な２相コイルと多極着磁ロータからなる構造となる。
【００３９】
本実施形態のモータ１０では、導体２１、２２を後述する形状とすることで、突極性を向上させている。導体２１、２２の詳細は後述する。
【００４０】
図４は、モータのコイルインダクタンスと回転子の位相の関係の一例を示す図である。図４において、横軸は回転子２０の位相であり、電気角で表示している。ここでは、単位は、［ｄｅｇｒｅｅ］である。電気角と回転子２０の機械角の関係は、以下の式３で示される。
【００４１】
電気角＝回転子の機械角×着磁極ペア数      （式３）
図４において、縦軸はコイルインダクタンスであり、単位は［ｍＨ（ミリ・ヘンリー）］である。波線Ｌａは、Ａ相コイル１１のコイルインダクタンスを示し、一点鎖線Ｌｂは、Ｂ相コイル１２のコイルインダクタンスを示す。
【００４２】
図３に示すクローポール型のＰＭ（Permanent Magnet）ステッピングモータは、回転子の着磁位相とクローポール位相の関係により、磁気的な特性が変化するため、回転子の位相（電気角）に対して周期的にコイルインダクタンスが変化することがわかっている。このようなステッピングモータの特性を、突極性と呼ぶ。
【００４３】
ここでは、コイルインダクタンスは、電気角３６０度（回転子の磁極ペアの１ピッチ）につき２周期の正弦波状に変化するものとする。尚、コイルインダクタンスの変化の周期や変化量及び変化形状は、これに限ったものではない。
【００４４】
また、図４に示すインダクタンス変化をもたらすモータ構造は、クローポール型に限ったものではない。例えば、回転子の磁石を円筒表面でなく、円筒状導体の内部に埋め込んだ構造によっても、回転子の位相に応じたインダクタンス変化が生じることがわかっている。クローポール型のＰＭステッピングモータは、コイルの巻き方やその他部材を簡素かでき、工業的に安価に生産できる。
【００４５】
次に、本実施形態のモータ駆動制御装置１００の有する各部の詳細を説明する。図５は、位置フィードバック制御部を説明する図である。
【００４６】
本実施形態の位置フィードバック制御部１０１は、減算器５０１、５０３、ゲイン要素５０２、５０４、５０５、積分器５０６、加算器５０７、固定値発生部５０８を有する。
【００４７】
本実施形態の減算器５０１は、位置フィードバック制御部１０１に入力される目標位置指令値ｔｈ＿ｔから、位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔを減算する。すなわち、減算器５０１は、回転子２０の目標位置と現在の推定位置とを比較し、位置誤差を算出する。
【００４８】
ゲイン要素５０２は、減算器５０１の出力（位置誤差）を所定値Ｇ７倍に増幅し、後段の減算器５０３へ供給する。本実施形態では、ゲイン要素５０２の出力は、回転子の目標速度となる。
【００４９】
減算器５０３は、ゲイン要素５０２の出力から、速度情報ｗ＿ｅｓｔを減算する。速度情報ｗ＿ｅｓｔは、回転子２０の回転速度の速度情報である。すなわち、減算器５０３は、回転子の回転の目標速度と現在速度を比較し、速度誤差を算出する。
【００５０】
ゲイン要素５０４は、減算器５０３の出力（速度誤差）を所定値Ｇ８倍に増幅する。ゲイン要素５０４で増幅された速度毎は、ゲイン要素５０５と加算器５０７へ供給される。
【００５１】
ゲイン要素５０５は、ゲイン要素５０４の出力を所定値Ｇ９倍に増幅し、積分器５０６へ供給する。積分器５０６（ｓがラプラス演算子）の出力は、加算器５０７へ供給される。
【００５２】
加算器５０７は、ゲイン要素５０４の出力と、積分器５０６の出力とを加算し、速度誤差に対して以下の演算（伝達関数を表現している）を行って、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを出力する。
【００５３】
以下に、演算について説明する。
【００５４】
回転子２０の現在の推定位置と目標位置との位置誤差＝ｔｈ＿ｔ−ｔｈ＿ｅｓｔ
回転子２０の現在の回転速度と目標速度＝位置誤差×Ｇ７
回転子２０の目標速度と現在速度との速度誤差＝目標速度−速度情報ｗ＿ｅｓｔ
駆動電流の振幅目標値ｉｑｔ＝速度誤差×Ｇ８×（１＋Ｇ９×（１／ｓ）)
本実施形態では、以上のように構成することで、位置フィードバック制御部１０１の内側ループにおいて、回転子２０の回転速度をフィードバック制御することができる。したがって、本実施形態では、回転子２０の位置の制御を容易に安定化させることができる。
【００５５】
また、本実施形態における回転速度のフィードバック制御は、比例・積分制御であるため、定常速度誤差が生じず精密な速度制御ができる。さらに、本実施形態では、回転子２０の位置が目標位置に到達し、モータ１０が静止している際には、目標速度が０となり、定常速度誤差が生じないため、目標位置に対する偏差も生じない。
【００５６】
尚、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔは、位置誤差の増幅のみを用いて算出してもよい。この場合、速度誤差ｗ＿ｅｓｔを用いた演算は必須でない。位置誤差の増幅のみを用いて振幅目標値ｉｑｔを算出する場合、例えば位置誤差に対して、公知のＰＩＤ（比例・積分・微分）演算により求めた駆動電流の振幅目標値ｉｑｔとしてもよい。
【００５７】
本実施形態において、目標振幅値ｉｄｔ及びｉｑｔは、ベクトル制御において、ｄ軸の駆動電流及びｑ軸の駆動電流に相当する。そして、ｑ軸の駆動電流がトルクを示すため、簡単な制御法では、ｑ軸の駆動電流のみを制御し、ｄ軸の駆動電流を０に固定する方法が知られている。本実施形態では、上記の手法を用い、固定値発生部５０８によりｄ軸の駆動電流の目標振幅値ｉｄｔを０に固定している。
【００５８】
次に、図６及び図７を参照し、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３について説明する。図６は、ｄ軸電流制御部を説明する図である。図７は、ｑ軸電流制御部を説明する図である。
【００５９】
図６に示すｄ軸電流制御部１０２は、減算器２０１、ゲイン要素２０２、２０３、積分器２０４、加算器２０５を有する。
【００６０】
図７に示すｑ軸電流制御部１０３は、減算器３０１、ゲイン要素３０２、３０３、積分器３０４、加算器３０５を有する。
【００６１】
図６、図７に示す各部の動作は、図５において対応する各部の動作と同様であるため、説明を省略する。
【００６２】
尚、図６及び図７における伝達関数表現による演算は、下記のようになり、比例・積分制御が実現される。
【００６３】
ｄ軸の駆動電圧Ｖｄ＝（目標振幅値ｉｄｔ−ｄ軸電流ベクトルｉｄ）×Ｇ１
×（１＋Ｇ２×（１／ｓ））
ｑ軸の駆動電圧Ｖｑ＝（目標振幅値ｉｑｔ−ｑ軸電流ベクトルｉｑ）×Ｇ３
×（１＋Ｇ４×（１／ｓ））
次に、図８乃至図１０を参照し、本実施形態のベクトル回転部１０６について説明する。
【００６４】
図８は、ベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。図８は、ベクトル回転部１０６の動作概念を示しており、図８において、縦軸は電圧の振幅を示し、横軸は回転子２０の位相（電気角）ｔｈとした。尚、本実施形態において、実際に用いられる位相は、回転子２０の位相そのものではなく、位置推定部１０４により推定した位置情報ｔｈ＿ｅｓｔであるが、位置推定部１０４は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈとなるように推定するので、実質同じと考えてよい。
【００６５】
図８において、波線はｄ軸の駆動電圧Ｖｄを示す。図８に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。
【００６６】
図８において、駆動電圧Ｖｄ＝０、駆動電圧Ｖｑ＝１の直流とすると、図８に示すように、
Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａ＝−ｓｉｎ（ｔｈ）
Ｂ相の駆動電圧ベクトルＶｂ＝−ｃｏｓ（ｔｈ）
となる。
【００６７】
これはＡ相がＢ相に対して９０度進み、回転子の基準位相（電気角）０度に対して０度が対応する位相関係である。また駆動電圧Ｖｄ＝０の場合、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑのレベルで決定される。
【００６８】
図９は、ベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。図９の例では、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした例である。尚、図９に示す駆動電圧Ｖｄは、高周波信号Ｖｈは加算されていない信号である。
【００６９】
図９の例では、駆動電圧ベクトルＶａ、Ｖｂの振幅は１のままであり、Ａ相が回転子の基準位相に対して、位相が２０度進んでいることがわかる。
【００７０】
本実施形態では、駆動電圧Ｖｄと駆動電圧Ｖｑの関係は、ｄ軸電流制御部１０２及びｑ軸電流制御部１０３におけるｄ軸電流ベクトルｉｄとｑ軸電流ベクトルｉｑの関係に基づき制御される。したがって、例えばモータ１０の回転数が上がり、検出電流ｉａ、ｉｂの位相遅れが大きくなると、Ａ相の駆動電圧ベクトルＶａとＢ相の駆動電圧ベクトルＶｂの位相が進むように駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑが制御される。このため、本実施形態では、モータ１０の回転数による効率の低下を抑制できる。尚、本実施形態の効率とは、モータ１０に供給された入力電力に対する機械出力の比を示す。
【００７１】
図１０は、他のベクトル回転部の動作概念を示す図である。図１０は、ベクトル回転部１０７の動作概念を示しており、条件は図９と同様に、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした。
【００７２】
図１０では、Ａ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相が、回転子の基準位相に対して３０度（電気角）遅れている場合を示している。このとき、ｄ軸電流ベクトルｉｄ及びｑ軸電流ベクトルｉｑは、ｉｄ＝０．５、ｉｑ＝０．８６６の直流となる。
【００７３】
また、相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂが、回転子２０の基準位相に対して０度の遅れであれば、ｉｄ＝０、ｉｑ＝１となる。
【００７４】
すなわち、本実施形態では、ｉｄ＝０（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔ＝０）となるように電流を制御すれば、回転子２０の基準位相に対するＡ相の検出電流ｉａとＢ相の検出電流ｉｂの位相の遅れを０度に制御できる。
【００７５】
さらに、本実施形態では、ｄ軸電流ベクトルｉｄの値（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔの値）を０以外の値とすることで、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことができる。したがって、本実施形態では、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対してずらすことで、リラクタンストルクを利用することができ、電力効率を向上させることが可能となる。尚、リラクタンストルクとは、コイル電磁石と回転子の導体が引き合うときのトルクである。
【００７６】
以上のように、本実施形態では、ｄ軸電流制御部１０２、ｑ軸電流制御部１０３及びベクトル回転部１０６、ベクトル回転部１０７により、検出電流ｉａ、ｉｂの位相を回転子２０の基準位相に対して所定の関係となるように制御できる。
【００７７】
また、本実施形態では、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを、直流（低周波）のｄｑ軸電流に変換して制御することで、電流制御帯域を低域に抑えることができる。例えば、交流である検出電流ｉａ、ｉｂを目標信号に追従させるように制御する場合等には、交流電流ｉａ、ｉｂの周波数よりも十分高い帯域で電流を制御しなければならない。この場合、コストが高くなる。これに対し、本実施形態では、上述したように、電流を制御する帯域を低くすることができ、コストを削減できる。
【００７８】
次に、図１１、図１２を参照して本実施形態の位置推定部１０４について説明する。図１１は、位置推定部を説明する図である。
【００７９】
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００、乗算器４０１、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４、４０６、加算器４０５を有する。
【００８０】
本実施形態において、ｄ軸の駆動電圧Ｖｄに重畳された高周波信号Ｖｈは、ｑ軸電流ベクトルｉｑを観察すると以下の式４のようになる。
【００８１】
ｉｑ＝Ｋ×Ｖｈ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））＋駆動信号成分    （式４）
ここで、Ｋはモータ特性や回路定数等から決まる定数であり、Ｖｈは駆動電圧Ｖｄに重畳される高周波信号であり、ｔｈは回転子２０の現在位置を示す電気角であり、ｔｈ＿ｅｓｔは回転子２０の推定位置を示す位置情報（電気角）である。
【００８２】
式４において、第１項は、高周波成分が推定誤差でＡＭ（Amplitude Modulation）変調された成分である。推定誤差は、回転子２０の現在位置から回転子２０の推定位置を減算したものであり、ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））で示される。
【００８３】
また、第２項は、モータ１０の駆動を制御するモータ駆動信号成分である。したがって、第１項から、推定誤差を抽出（復調）すれば、回転子２０の推定位置を示す位置情報を取得できる。
【００８４】
本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００により、ベクトル回転部１０７から供給されるｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分のみを通過させる。本実施形態では、これにより、式４の第２項におけるモータ駆動信号成分が除去され、第１項だけが残る。
【００８５】
位置推定部１０４は、乗算器４０１により、ｑ軸駆動電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波発生部１０８から供給される高周波信号Ｖｈを乗算し、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを出力する。
【００８６】
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が含まれているが、その低域成分には推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。したがって、本実施形態では、位置推定部１０４において、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの低域成分を抽出すれば良い。
【００８７】
位置推定部１０４は、ゲイン要素４０２、４０３、積分器４０４及び加算器４０５により、比例積分制御を実行する。そして、位置推定部１０４は、加算器４０４の出力を推定速度ｗ＿ｅｓｔとして出力する。
【００８８】
また、加算器４０５の出力は、積分器４０６に供給される。積分器４０６は、推定速度ｗ＿ｅｓｔを積分し、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとして出力する。この位置情報ｔｈ＿ｅｓｔは、現在の回転子２０の推定位置を示す電気角である。
【００８９】
上述した角演算を伝達関数で示すと、以下のようになる。
【００９０】
ｗ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｒｒ×Ｇ５×（１＋Ｇ６×（１／ｓ））      （式５）
ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ×（１／ｓ）      （式６）
位置推定部１０４では、ｔｈ＿ｅｓｔはベクトル回転部１０６に供給されるため、式４の第１項にフィードバックされる。したがって、位置推定部１０４において、ゲイン要素４０２から積分器４０６までは、位置推定の演算に関するフィードバック制御を行う制御部の機能を果たす。本実施形態では、この制御部自体が、低域通過フィルタの機能を果たすため、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒに含まれる高周波成分は除去される。
【００９１】
図１２は、ｑ軸電流ベクトルと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒの信号波形の一例を示す図である。
【００９２】
図１２において、横軸は誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）（電気角）である。図１２では、ｑ軸電流ベクトルｉｑの駆動信号成分（式４の第２項）は、既に除去されているものとする。
【００９３】
図１２において、波線はｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分（応答信号）を示し、高周波信号Ｖｈが推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））でＡＭ変調されている。
【００９４】
図１２において、点線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを示し、ｑ軸電流ベクトルｉｑの高周波成分に、高周波信号Ｖｈを乗算した結果である。
【００９５】
図１２から、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒには、高周波成分が残っているが、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が正の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも正の値となり、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）が負の値であれば、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒも負の値となることがわかる。尚。誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）は、現在の回転子の位置から位置推定部１０４により推定された回転子の位置を減算したものであり、位置推定部１０４により推定された推定位置と、実際の回転子２０の位置との誤差を示す。
【００９６】
したがって、図１２では、誤差（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ）と推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒと一致した時点で、回転子２０の推定位置が、現在の回転子２０の位置と一致したことを示す。
【００９７】
以上のように、本実施形態では、位置推定部１０４において推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを後段のフィードバック制御に用いることで、位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置との誤差すなわち推定位置誤差が０になる。したがって、本実施形態の位置推定部１０４は、両者（位置推定部１０４により推定された推定位置と回転子２０の実際位置）が一致する位置に回転子２０の位置情報ｔｈ＿ｅｓｔを収束させることができる。
【００９８】
図１２の実線は、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを仮に低域通過フィルタにかけた場合を示す。実線では、高周波成分は残っているが、ほぼ推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））の形に近いものとなっていることがわかる。本実施形態では、位置推定部１０４のゲイン要素４０２から積分器４０６により構成されるフィードバック制御が、低域通過フィルタの機能を果たすため、実線に示すように高周波成分が除去される。
【００９９】
尚、本実施形態の位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有する構成としたが、これに限定されない。位置推定部１０４は、高域通過フィルタ４００を有していなくても良い。
【０１００】
位置推定部１０４が高域通過フィルタ４００を有していない場合、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒは、以下の式７で示される。
【０１０１】
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×Ｖｈ２×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
＋Ｖｈ×駆動信号成分  （式７）
となる。
【０１０２】
式７において、第１項は、高域通過フィルタ４００を有していた場合と同様であり、第１項における低域成分に推定誤差ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））が含まれる。式７における第２項は、高周波信号Ｖｈが乗じられて高周波成分になるため、上述した位置推定部１０４の有する低域通過フィルタの機能により除去される。
【０１０３】
以上のように、本実施形態では、高域通過フィルタ４００は必須ではないが、以下の観点で高域通過フィルタ４００を有している方が好ましい。
【０１０４】
本実施形態において、高域通過フィルタ４００を有していない場合、位置推定部１０４の有する高域通過フィルタ４００以外の部品で、高域から低域までの広帯域の信号の制御を行う必要がある。この場合、例えば位置推定部１０４におけるフィードバック制御において、ゲイン要素等の設計において、各種の制限が生じる可能性がある。
【０１０５】
これに対し、高域通過フィルタ４００を有していれば、予め駆動信号成分を低減できるため、フィードバック制御における設計の自由度が広がり、全体として回転子２０の位置の推定の精度を向上できる。
【０１０６】
また、本実施形態の高周波信号Ｖｈが矩形波の場合、ｑ軸電流ベクトルｉｑを高周波信号Ｖｈの両エッジでサンプリングすることで、ｑ軸電流ベクトルｉｑを矩形波状とすることができる。したがって、この場合にはフィルタを用いずに推定誤差が抽出できる。ここで、振幅１の矩形波の高周波信号Ｖｈは、以下のように示される。
【０１０７】
Ｖｈ＝（−１）ｎ
ここで、ｎはサンプル番号（０，１，２，３，・・・）とすることができる。したがって、サンプリングしたｑ軸電流ベクトルｉｑの第１項は、以下のように示される。
【０１０８】
ｉｑ＝Ｋ×（−１）ｎ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
これに、高周波信号Ｖｈ（矩形波）を乗算すると、
推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒ＝Ｋ×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））
となり、低域通過フィルタ等を通さなくても推定位置誤差を抽出できる。また、このような矩形波は発生も簡単であり、乗算も符号のロジックだけで簡単になり、低コストで高速な処理が可能になる。
【０１０９】
ここで、ステッピングモータの回転子の角度ｔｈに応じた自己インダクタンスの変化量と、相互インダクタンスの変化量とが等しくない場合、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを示す式７中に登場する、Ｋ×Ｖｈ２×ｓｉｎ（２×（ｔｈ−ｔｈ＿ｅｓｔ））のＫが定数にならず、角度ｔｈの関数となる。特に、相互インダクタンス変化量が０の場合、特定の角度ｔｈでＫ＝０となるため、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒが０となる。このため、この特定の角度ｔｈの近傍では、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒが得られず、回転子の推定位置を示す位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔが得られないか、又は得られても不安定な値となる。
【０１１０】
したがって、ステッピングモータでは、相互インダクタンスの変化量が自己インダクタンスの変化量に近い方が好ましい。
【０１１１】
本実施形態では、この点に着目し、モータ１０を、相互インダクタンスの変化量と、自己インダクタンスの変化量とが近くなるような構成とした。
【０１１２】
具体的には、本実施形態では、相互インダクタンスの変化量が、自己インダクタンスの変化量の少なくとも５０％以上であることが好ましく、相互インダクタンスの変化量は、自己インダクタンスの変化量と近いほど好ましい。本実施形態における、相互インダクタンスと自己インダクタンスの変化量を近づけるためのモータ１０の構成の詳細は後述する。
【０１１３】
次に、図１３を参照して、本実施形態の位置フィードバック制御部１０１の変形例について説明する。図１３は、位置フィードバック制御部の他の例を説明する図である。
【０１１４】
位置フィードバック制御部１０１Ａは、位置フィードバック制御部１０１の有する、固定値発生部５０８を除く各部に加え、ｑ軸目標電流算出部５０９、ｄ軸目標電流算出部５１０を有する。
【０１１５】
ｑ軸目標電流算出部５０９は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを算出する。ｑ軸目標電流算出部５０９における演算は、下記のように示される。
【０１１６】
振幅目標値ｉｑｔ＝ｉｔ×ｔａｎ（ｐｈ）／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
ｄ軸目標電流算出部５１０は、加算器５０７の出力である目標電流振幅ｉｔと、目標位相ｐｈから、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔを算出する。ｄ軸目標電流算出部５１０における演算は、下記のように示される。
【０１１７】
振幅目標値ｉｄｔ＝ｉｔ／ｓｑｒｔ（１＋ｔａｎ（ｐｈ）２）
尚、図１３における目標位相ｐｈとは、Ａ相の検出電流ベクトルｉａ、Ｂ相の検出電流ベクトルｉｂの基準位相と、回転子２０の基準位相の位相差（進角）である。
【０１１８】
上述の演算において、右辺のｉｔより右側は、目標位相ｐｈを決めれば、予め演算しておけるので、用意に実装できる。本実施形態では、以上のように、目標位相ｐｈをずらすことで、リラクタンストルクが利用可能なモータ等ではさらに高効率で運転することができる。
【０１１９】
以上のように、本実施形態のモータ駆動制御装置１００は、位置推定部１０４により、電流センサ１１１及び１１２により検出された高周波成分の応答信号に応じて、モータ１０の回転子の位置を推定する。この応答信号は、モータ１０を駆動するために供給される駆動信号に重畳された高周波信号Ｖｈをキャリアとする応答信号である。
【０１２０】
このため、本実施形態のモータ駆動制御装置１００では、例えばモータ１０に供給される電流センサ１１１及び１１２で検出することが困難な微弱な信号であっても、高周波成分である応答信号を検出し、回転子２０を推定することができる。
【０１２１】
以上のことから、本実施形態によれば、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても閉ループ制御を維持でき、開ループ制御を行うことにより消費される電力を削減することができる。
【０１２２】
また、本実施形態では、モータ１０がステッピングモータであっても、駆動電流を全速度域で負荷に応じた電流に制御できるため、脱調の発生を抑制し、且つ効率良くモータを駆動させることができる。
【０１２３】
尚、本実施形態において、ステッピングモータ１０を２相として説明したが、これに限定されない。ステッピングモータ１０は、２相でなく、例えば３相であっても良い。
【０１２４】
次に、本実施形態のモータ１０について説明する。
【０１２５】
本実施形態のモータ１０は、Ａ相、Ｂ相のそれぞれのコイルの自己インダクタンスがロータ位相（回転子角度）に応じて変化する特性（突極性）を有するものとした。
【０１２６】
また、本実施形態では、回転子の位置推定を可能にするための推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを安定且つ高精度に、低ノイズで発生させるためには、相互インダクタンスも自己インダクタンスと同程度の変化量を有することが好ましい点に着目した。相互インダクタンスとは、Ａ相とＢ相コイル間の相互のインダクタンスである。
【０１２７】
図１４は、望ましいインダクタンス特性を説明する図である。図１４（Ａ）は、本実施形態のステッピングモータにおける望ましいインダクタンス特性の例を示す図であり、図１４（Ｂ）は、比較例のステッピングモータのインダクタンス特性の例を示す図である。図１４において、横軸は回転子角度であり、縦軸は任意単位（ａ．ｕ．）である。
【０１２８】
本実施形態のモータ１０は、一般的な１２極ペアを想定しており、回転子３０度が１極ペア周期にあたる。
【０１２９】
図１４（Ａ）に示すように、本実施形態のモータ１０では、Ａ相の自己インダクタンスＬａとＢ相の自己インダクタンスＬｂは、平均値をＬ０、振幅を±Ｌ１とし、１極ペア周期に２回の周期で正弦波状に変化することが好ましい。
【０１３０】
また、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスＭは、平均値は０近傍で、振幅が自己インダクタンスＬａ、Ｌｂと同程度の±Ｌ１で正弦波状に変化することが好ましい。これらをモデル的に数式で書くと以下のようになる。尚、ｐは極ペア数を示す。
【０１３１】
Ｌａ＝Ｌ１×ｃｏｓ（ｐ×ｔｈ）＋Ｌ０
Ｌｂ＝−Ｌ１×ｃｏｓ（ｐ×ｔｈ）＋Ｌ０
Ｍ＝Ｌ１×ｓｉｎ（ｐ×ｔｈ）
これに対し、図１４（Ｂ）に示す比較例のステッピングモータのインダクタンス特性（実測）では、Ａ相の自己インダクタンスＬａと、Ｂ相の自己インダクタンスＬｂは好ましい変化をしているが、相互インダクタンスＭの振幅の変化はほぼゼロであり、相互インダクタンスＭの変化量がほぼゼロであることがわかる。尚、比較例のステッピングモータは一般的なステッピングモータである。
【０１３２】
位置推定では、相互インダクタンス変化が小さいと、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒが不安定になったり、ノイズが増加したりするため、精度が低下する可能性がある。
【０１３３】
これに対し、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスＭの変化量が自己インダクタンスＬａ、Ｌｂの変化量と同程度であり、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを安定して低ノイズで発生させることができ、位置推定の精度の向上に貢献できる。
【０１３４】
図１５は、ステッピングモータの導体を説明する図である。図１５では、本実施形態のモータ１０の導体との比較例となる一般的なステッピングモータの導体を示している。
【０１３５】
図１５のステッピングモータにおいて、Ａ相コイル１１を囲む導体（リング状極歯部）２１′は、外ヨーク２１′−１と内ヨーク２１′−２とから形成される。また、Ｂ相コイル１２を囲む導体２２′も同様に、外ヨーク２２′−１と内ヨーク２２′−２とから形成される。
【０１３６】
また、図１５の例では、内ヨーク２１′−２、２２′−２のそれぞれに、位置決め用の開口部４０が形成されているものとした。位置決め用の開口部４０は、内ヨーク２１′−２、２２′−２のそれぞれに設けられていても良いし、設けられていなくても良い。また、位置決め用の開口部４０が形成される位置は、図１５に示す位置に限定されない。
【０１３７】
本実施形態では、導体２１′の内ヨーク２１′−２における導体２２との接合面２６Ａと、導体２２′の内ヨーク２２′−２における導体２１′との接合面２６Ｂと、にそれぞれ複数の開口部を設け、開口部の間に磁路狭窄部を設けたものである。本実施形態の磁路狭窄部とは、磁路を狭窄させるためのものである。以下に、図１６を参照して本実施形態の導体２１、２２について説明する。
【０１３８】
図１６は、第一の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図１６（Ａ）は、本実施形態の導体の斜視図であり、図１６（Ｂ）は、内ヨークの平面図である。
【０１３９】
図１６（Ａ）では、開口部の説明のために、Ａ相側の導体２１の外ヨーク２１−１を省略している。また、図１６（Ｂ）は、導体２１の内ヨーク２１−２Ａの平面図である。
【０１４０】
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ａの接合面２６Ａに、開口部３１Ａを形成することで、磁路狭窄部３２Ａを形成する。
【０１４１】
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ａの接合面２６Ａにおいて、開口部３１Ａと磁路狭窄部３２Ａのそれぞれが、少なくとも２つ以上形成されるものとした。
【０１４２】
また、本実施形態の開口部３１Ａの内ヨーク２１−２Ａにおける周方向の幅をＷ１１とし、磁路狭窄部３２Ａの内ヨーク２１−２Ａにおける周方向の幅をＷ２１としたとき、Ｗ１１＞Ｗ２１となるように、開口部３１Ａを形成した。尚、幅Ｗ１１と幅Ｗ２１は、内ヨーク２１−２Ａにおける同一の周における幅である。
【０１４３】
さらに、本実施形態では、複数の磁路狭窄部３２Ａの何れかの幅Ｗ２１は、位置決め用の開口部４０の内ヨーク２１−２Ａにおける周方向における幅以下となるように形成されることが好ましい。
【０１４４】
例えば図１６の例では、位置決め用の開口部４０の両隣に開口部３１Ａが設けられており、開口部４０とそれぞれの開口部３１Ａとの間に磁路狭窄部３２Ａが形成されている。
【０１４５】
この磁路狭窄部３２Ａの幅Ｗ２１は、開口部４０の周方向の幅以下となることが好ましい。
【０１４６】
また、図１６では、導体２１の内ヨーク２１−２Ａについて説明したが、導体２２の内ヨーク２２−２Ａにも、同様の開口部３１Ａと磁路狭窄部３２Ａとが形成される。本実施形態では、Ａ相側の内ヨーク２１−２ＡとＢ相側の内ヨーク２２−２Ａにおける開口部３１Ａと磁路狭窄部３２Ａは、同じ位置に同一形状で形成されることが好ましい。
【０１４７】
本実施形態では、導体２１、２２を図１６に示す形状とすることで、比較例に比べて、相互インダクタンスの変化の幅を大きくすることができる。
【０１４８】
尚、本実施形態では、ロータマグネット２０Ａの材質をフェライト、導体２１、２２の材質をＳＥＣＣ（電気亜鉛メッキ）鋼板としても良い。
【０１４９】
図１７は、第一の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。図１７（Ａ）は、第一の実施形態のモータ１０における自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図であり、図１７（Ｂ）は、比較例のモータにおける自己インダクタンス及び相互インダクタンスを示す図である。
【０１５０】
図１７から、本実施形態のモータ１０の相互インダクタンスは、比較例のモータの相互インダクタンスと比べて振幅の変化が大きいことがわかる。したがって、本実施形態のモータでは、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。
【０１５１】
また、図１７から、比較例では相互インダクタンスがほぼ変化していないのに対し、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスは、自己インダクタンスと同程度の変化量を有していることがわかる。
【０１５２】
したがって、本実施形態のモータ１０では、推定位置誤差ｔｈ＿ｅｒｒを安定して低ノイズで発生させることができ、位置推定の精度の向上に貢献できる。
【０１５３】
図１８は、第一の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。図１８（Ａ）は、回転子角度Ｔ１における内ヨーク２１−２Ａの比透磁率分布を示しており、図１８（Ｂ）は、回転子角度Ｔ２における内ヨーク２１−２Ａの比透磁率分布を示している。
【０１５４】
本実施形態では、回転子角度Ｔ１（図１７参照）のとき、磁路狭窄部３２Ａにおいて、磁束の集中による比透磁率の低下が見られ、回転子角度Ｔ２（図１７参照）のとき、内ヨーク２１−２Ａにおいて磁束の集中は見られず、比透磁率の低下は見られない。
【０１５５】
本実施形態では、磁路狭窄部３２Ａによる比透磁率の低下により、相互インダクタンスの突極性を向上させている。また、本実施形態では、磁路狭窄部３２Ａの幅Ｗ２１をより細くする、つまり、より狭い磁路とすることで、比透磁率をさらに低下させ、より突極性を向上させ、回転子の位置推定の精度の向上させることができる。
【０１５６】
本実施形態では、回転子の位置推定の精度を向上させることで、例えばモータの回転速度がほぼゼロに近い低速で回転している場合等でも、安定してモータを回転させることができ、脱調の発生を抑制できる。
【０１５７】
また、本実施形態では、例えばモータ１０の回転が停止している場合や、回転速度が低速である場合においても閉ループ制御を維持できる。
【０１５８】
したがって、本実施形態によれば、ステッピングモータの回転が低速となったり停止した場合に、ステッピングモータの制御を閉ループ制御から開ループ制御へ切り替えて電機子コイルへ常時電流を提供する従来の技術と比較して、開ループ制御を行うことにより消費される電力を削減することができる。
【０１５９】
（第二の実施形態）
以下に図面を参照して、第二の実施形態について説明する。第二の実施形態は、内ヨークの内縁に開口部を形成した点が第一の実施形態と異なる。以下の第二の実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能を有するものは第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０１６０】
図１９は、第二の実施形態のステッピングモータの内ヨークと、自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。図１９（Ａ）は、第二の実施形態の内ヨーク２１−２Ｂの平面図を示す図であり、図１９（Ｂ）は、第二の実施形態の自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０１６１】
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ｂの内縁部に複数の開口部３１Ｂを設け、開口部３１Ｂの間に磁路狭窄部３２Ｂを形成した。
【０１６２】
本実施形態の開口部３１Ｂは、クローポール２４Ａの間の内縁部に形成される。本実施形態では、このように開口部３１Ｂを形成することで、クローポール２４Ａと対応する位置に磁路狭窄部３２Ｂが形成されることになる。
【０１６３】
また、本実施形態の開口部３１Ｂの幅Ｗ１５は、磁路狭窄部３２Ｂの幅Ｗ２４が、クローポール２４Ａにおける最も広い幅Ｗｃ以下となるように、形成される。つまり、本実施形態の開口部３１Ｂの幅Ｗ１５は、クローポール２４Ａにおける最も広い幅Ｗｃよりも広くなるように形成される。
【０１６４】
より具体的には、開口部３１Ｂの幅Ｗ１５は、複数の磁路狭窄部３２Ｂの幅Ｗ２４が、クローポール２４Ａにおける最も広い幅Ｗｃの１／３となるように形成される。尚、本実施形態では、複数形成された磁路狭窄部３２Ｂにおいて、幅Ｗ２４が幅Ｗｃの１／３となる磁路狭窄部３２Ｂが少なくとも２つ形成されていれば良い。
【０１６５】
また、本実施形態では、内ヨーク２１−２Ｂの有するクローポール２４Ａの全てに対して、対応する磁路狭窄部３２Ｂが形成されていることが好ましい。
【０１６６】
本実施形態によれば、図１９（Ｂ）に示すように、相互インダクタンスの振幅の変化が図１７（Ｂ）に示す比較例と比べて大きくなっていることがわかる。また、本実施形態では、相互インダクタンスの変化量は、自己インダクタンスの変化量と同程度であることがわかる。
【０１６７】
図２０は、第二の実施形態のステッピングモータの内ヨークを示す図である。図２０（Ａ）は、Ａ相側の内ヨーク２１−２Ｂの平面図を示す図であり、図２０（Ｂ）は、Ｂ相側の内ヨーク２２−２Ｂの平面図を示す図である。
【０１６８】
本実施形態では、図２０（Ａ）、（Ｂ）に示すように、Ｂ相側の内ヨーク２２−２Ｂに形成されたクローポール２３Ｂの位置は、Ａ相側の内ヨーク２１−２Ｂに形成されたクローポール２４Ａの位置とずれている（図１５参照）。
【０１６９】
内ヨーク２２−２Ｂでは、開口部３１Ｂはクローポール２３Ｂの間の内縁部に形成され、磁路狭窄部３２Ｂは、内ヨーク２２−２Ｂの有するクローポール２３Ｂと対応する位置に形成される。
【０１７０】
以上のように、本実施形態によれば、本実施形態のステッピングモータの相互インダクタンスの変化量を、自己インダクタンスの変化量と同程度とすることができ、突極性を向上させることができる。したがって、本実施形態によれば、回転子の位置推定の精度を向上させることができ、ステッピングモータの制御の安定性の向上に貢献できる。
【０１７１】
（第三の実施形態）
以下に図面を参照して第三の実施形態について説明する。第三の実施形態は、各相のコイルを囲う導体に開口部に加えて溝を形成した点が第一の実施形態と異なる。以下の第三の実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能を有するものは第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０１７２】
図２１は、第三の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２１（Ａ）は、本実施形態の導体の斜視図であり、図２１（Ｂ）は、導体２１の内ヨーク２１−２Ｃの平面図である。
【０１７３】
本実施形態では、内ヨーク２１−２Ｃに、開口部３１Ａが形成されている外周円上に沿った円形状の溝３３を形成した。溝３３の幅Ｗ３１は、開口部３１Ａの幅Ｗ１１と直交する方向（径方向）の幅Ｗ３２よりも狭く、幅Ｗ３２＞幅Ｗ３１となるものとした。尚、溝３３の幅Ｗ３１は、周方向と直交する方向（径方向）における幅である。
【０１７４】
本実施形態では、例えば幅Ｗ３１を１［ｍｍ］とし、幅Ｗ３２を１．５［ｍｍ］としても良い。
【０１７５】
本実施形態では、このように、溝３３を設けることで、開口部３１Ａと溝３３により形成される磁路狭窄部３２Ｃの厚さは、溝３３の深さの分だけ薄くなる。すなわち、磁路狭窄部３２Ｃは第一の実施形態の磁路狭窄部３２Ａよりも細くなる。
【０１７６】
図２２は、第三の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０１７７】
図２２では、比較例（図１７（Ｂ）参照）のモータの相互インダクタンスと比べて振幅が大幅に変化しており、その変化量が、自己インダクタンスの変化量と同程度であることがわかる。したがって、本実施形態のモータでは、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。
【０１７８】
図２３は、第三の実施形態の内ヨークの比透磁率分布を示す図である。図２３（Ａ）は、回転子角度Ｔ１における内ヨーク２１−２Ｃの比透磁率分布を示しており、図２３（Ｂ）は、回転子角度Ｔ２における内ヨーク２１−２Ｃの比透磁率分布を示している。
【０１７９】
本実施形態では、回転子角度Ｔ１のとき、磁路狭窄部３２Ｃにおいて、磁束の集中による比透磁率の低下が見られ、回転子角度Ｔ２のとき、内ヨーク２１−２Ｃにおいて磁束の集中は見られず、比透磁率の低下は見られない。
【０１８０】
本実施形態では、磁路狭窄部３２Ｃによる比透磁率の低下により、相互インダクタンスの突極性を向上させている。したがって、本実施形態では、第一の実施形態と同様に、回転子の位置推定の精度を向上させ、モータ１０の制御の安定性を向上させることができる。
【０１８１】
（第四の実施形態）
以下に図面を参照して第四の実施形態について説明する。第四の実施形態は、開口部に加えて形成した溝の幅を、開口部の径方向の幅より広くした点が第三の実施形態と異なる。以下の第四の実施形態の説明では、第三の実施形態との相違点についてのみ説明し、第三の実施形態と同様の機能を有するものは第三の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０１８２】
図２４は、第四の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２４は、Ａ相側の内ヨーク２１−２Ｄの平面図である。
【０１８３】
本実施形態では、溝３３Ａの径方向の幅Ｗ３３を、開口部３１Ａの径方向の幅Ｗ３２以上（幅Ｗ３２≦幅Ｗ３３）となるように形成した。
【０１８４】
したがって、開口部３１Ａと溝３３Ａにより形成される磁路狭窄部３２Ｄは、第三の実施形態の磁路狭窄部３２Ｃよりも径方向に広い範囲で溝３３Ａの深さの分だけ薄くなる。
【０１８５】
図２５は、第四の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０１８６】
本実施形態における相互インダクタンスの振幅の変化の幅（変化量）は、第三の実施形態と同等に、自己インダクタンスの変化の幅（変化量）と同程度であることがわかる。したがって、本実施形態によれば、第一の実施形態と同様に、モータ１０の突極性を向上させ、モータ１０の回転の制御の安定性を向上させることができる。
【０１８７】
（第五の実施形態）
以下に図面を参照して第五の実施形態について説明する。第五の実施形態は、導体２１、２２のそれぞれが、一体的に形成されている点が、第一の実施形態と相違する。以下の第五の実施形態の説明では、第一の実施形態との相違点についてのみ説明し、第一の実施形態と同様の機能を有するものは第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０１８８】
図２６は、第五の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。図２６（Ａ）は、本実施形態のモータの断面を示しており、図２６（Ｂ）は、図２６（Ａ）において点線で囲った部分を拡大したもの示している。図２６（Ｃ）は、図２６（Ｂ）の比較例となるステッピングモータの導体を示している。
【０１８９】
図２６（Ｂ）に示すように、本実施形態のモータ１０は、Ａ相コイル１１を囲む導体２１において、導体２２と接合される接合面２６Ａ（第一の開口部）に形成された開口部２５Ａを有する。また、本実施形態のモータ１０は、Ｂ相コイル１２を囲む導体２２において、導体２１と接合される接合面２６Ｂに形成された開口部２５Ｂ（第二の開口部）を有する。
【０１９０】
本実施形態では、開口部２５Ａと開口部２５Ｂは、導体２１と導体２２とが接合されたときに重なるように、各導体の接合面２６Ａ、２６Ｂにおいて、同じ位置に同一形状で形成されている。したがって、本実施形態のモータ１０は、導体２１と導体２２とを接合した際に、開口部２５Ａと開口部２５Ｂとを介して導体２１と導体２２を貫通する貫通孔が形成される。
【０１９１】
尚、本実施形態では、回転子の着磁極ペアと等しいピッチの数と同数の開口部２５Ａ、２５Ｂが、導体２１と導体２２のそれぞれに形成されても良い。
【０１９２】
これに対し、図２６（Ｃ）に示すステッピングモータでは、Ａ相コイルを囲む導体２１′と、Ｂ相コイルを囲う導体２２′のそれぞれには、両者の接合面に開口部は設けられていない。したがって、導体２１′と導体２２′が接合された際に、両者を貫通する貫通孔は形成されない。
【０１９３】
尚、開口部２５Ａ、２５Ｂが形成される位置と形状は、自己インダクタンス及び相互インダクタンスの変化が正弦波に近づくのであれば、同じ位置、同一形状でなくとも良い。
【０１９４】
また、本実施形態のモータ１０は、各相のコイルと導体とからなるステータを２個（２相）積み重ねたものとしたが、ステータの個数はこれに限定されない。本実施形態では、例えば３個（３相）以上重ねて、各ステータ間に開口部を設けても良い。
【０１９５】
以下に、図２７を参照し、本実施形態のモータ１０の自己インダクタンス及び相互インダクタンスについて説明する。
【０１９６】
図２７は、第五の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０１９７】
図２７から、本実施形態のモータ１０では、比較例（図１７（Ｂ）参照）のモータと比べて、相互インダクタンスの変化幅が大きくなっていることがわかる。また、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスが自己インダクタンスと同程度の振幅の変化を有していることがわかる。したがって、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。また、本実施形態では、第一の実施形態と同様の効果を奏することができる。
【０１９８】
以下に、図２８を参照し、本実施形態のモータ１０の相互インダクタンスの振幅が大きくなる理由について説明する。
【０１９９】
本実施形態では、モータ１０の自己インダクタンス及び相互インダクタンスが小さい回転子角度Ｔ１における比透磁率分布と、自己インダクタンス及び相互インダクタンスが大きい回転子角度Ｔ２における比透磁率分布と、から、相互インダクタンスを考える。
【０２００】
図２８は、第五の実施形態のステッピングモータにおける比透磁率分布を示す図である。図２８（Ａ）は、図２８（Ｂ）、（Ｃ）の視線方向を説明する図であり、図２８（Ｂ）は、回転子角度Ｔ１における比透磁率分布を示しており、図２８（Ｃ）は、回転子角度Ｔ２における比透磁率分布を示している。
【０２０１】
図２８（Ｂ）、（Ｃ）で示す比透磁率分布は、図２８（Ａ）に示す矢印Ｙの方向からＡ相コイル１１と導体２１、Ｂ相コイル１２と導体２２とを見た場合の比透磁率分布である。
【０２０２】
図２８（Ｂ）に示す回転子角度Ｔ１では、図中左点線で囲った部分Ｋ１の比透磁率が著しく低くなっていることがわかる。これにより、Ａ相コイル１１に流れる電流に対して、Ａ相回り（矢印Ｙ１）の磁束が小さくなり、Ｂ相回り(矢印Ｙ２)の磁束は大きくなる。これらのことから、回転子角度Ｔ１では、モータ１０の自己インダクタンスが小さくなり、相互インダクタンスが大きくなる。尚、部分Ｋ１は、開口部２５Ａ、２５Ｂにより導体２１と導体２２とが貫通している部分である。
【０２０３】
また、回転子角度Ｔ２では、部分Ｋ１の比透磁率が高くなっていることがわかる。これにより、Ａ相コイル１１に流れる電流に対して、Ａ相回り(矢印Ｙ１)の磁束が大きくなり、Ｂ相回り(矢印Ｙ２)の磁束が小さくなる。これらのことから、回転子角度Ｔ２では、自己インダクタンスが大きくなり、相互インダクタンスが小さくなる。
【０２０４】
上述のように、本実施形態では、Ａ相側の導体２１とＢ相側の導体２２との接合面２６Ａ、２６Ｂに開口部２５Ａ、２５Ｂを設けることにより、磁路が狭窄される磁路狭窄部が形成され、回転子角度毎に比透磁率が変化する。
【０２０５】
したがって、本実施形態によれば、モータ１０の相互インダクタンスの変化幅を自己インダクタンスの変化幅と同程度とすることができ、突極性を発現させることができる。
【０２０６】
したがって、本実施形態によれば、駆動電流を全速度域において負荷に応じた電流に制御できるようにすることで、ステッピングモータの制御を安定させることができる。
【０２０７】
（第六の実施形態）
以下に図面を参照して第六の実施形態について説明する。第六の実施形態は、各相のコイルを囲う導体に形成される開口部の位置を第五の実施形態よりもさらに具体的にしたものである。以下の第六の実施形態の説明では、第五の実施形態と同様の構成を有するものは第五の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。
【０２０８】
図２９は、第六の実施形態のステッピングモータの導体を説明する図である。
【０２０９】
本実施形態では、導体２１に形成される開口部２５Ａの中心Ｏとクローポール２３Ａの中心Ｏとが同一直線上になるように、開口部２５Ａを形成した。尚、導体２２に形成される開口部２５Ｂも、その中心が、導体２１と導体２２とを接合した際に、クローポール２３Ａの中心Ｏと同一直線上に形成されても良い。
【０２１０】
図３０は、第六の実施形態における自己インダクタンスと相互インダクタンスを示す図である。
【０２１１】
本実施形態では、比較例（図１７（Ｂ）参照）のモータと比べて、相互インダクタンスの変化幅が大きくなっていることがわかる。また、本実施形態では、相互インダクタンスの波形が、図６に示す第一の実施形態と比較して、正弦波に近づいていることがわかる。
【０２１２】
これは、本実施形態において、開口部２５Ａを、その中心がクローポール２３Ａの中心と同一直線上にくるように形成することで、比透磁率分布がクローポール２３Ａの中心に対して対称となるためと考えられる。
【０２１３】
さらに、本実施形態では、相互インダクタンスが自己インダクタンスと同程度の振幅の変化を有していることがわかる。したがって、本実施形態のモータ１０では、相互インダクタンスの突極性を大きくすることができる。また、本実施形態では、第一の実施形態と同様の効果を奏することができる。
【０２１４】
（第七の実施形態）
以下に、図面を参照して第七の実施形態について説明する。以下の第七の実施形態は、モータの回転速度が所定値より遅くなった場合のみ、第一の実施形態を適用する点が、第一の実施形態と相違する。したがって、以下の第七の実施形態の説明では、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
【０２１５】
図３１は、第七の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ａは、第一の実施形態の有する各部に加え、位置推定部１１３、セレクタ１１４を有する。
【０２１６】
尚、図３１の説明では、位置推定部１０４から出力される位置情報をｔｈ＿ｅｓｔ１とし、速度情報をｗ＿ｅｓｔ１として示す。
【０２１７】
本実施形態の位置推定部１１３は、高周波信号Ｖｈを用いずに、ｄ軸とｑ軸の駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑと、ｄ軸電流ベクトルｉｄと、ｑ軸電流ベクトルｉｑと、から回転子２０の位置と速度を推定し、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ２と速度情報ｗ＿ｅｓｔ２を出力する。
【０２１８】
具体的には、本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ａは、駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑからモータ１０の数式モデルと、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ２と、速度情報ｗ＿ｅｓｔ２とに基づき、誘起電圧及びｄ軸電流ベクトルｉｄ、ｑ軸電流ベクトルｉｑを推定する。そして、モータ駆動制御装置１００Ａは、推定した電流ベクトルと、実際の電流ベクトルとが等しくなるように、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ２と速度情報ｗ＿ｅｓｔ２を随時修正する。
【０２１９】
この手法は、特開２００９−２１３２４４号公報や、「電流推定誤差に基づくセンサレスブラシレスDCモータ制御」（竹下他  電学論D,115巻4号,平成7年）等において、公知である。
【０２２０】
本実施形態のセレクタ１１４は、位置推定部１０４の出力か、位置推定部１１３の出力か、何れか一方を選択する。以下にセレクタ１１４における選択について説明する。
【０２２１】
本実施形態のセレクタ１１４は、速度情報ｗ＿ｅｓｔが所定値以下のとき、位置推定部１０４の出力を選択し、ｗ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ１、ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｓｔ１とする。また、速度情報ｗ＿ｅｓｔが所定値より大きいとき、セレクタ１１４は、位置推定部１１３の出力を選択し、ｗ＿ｅｓｔ＝ｗ＿ｅｓｔ２、ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈ＿ｅｓｔ２とする。所定値とは、例えば５Ｈｚ程度である。
【０２２２】
すなわち、本実施形態のセレクタ１１４は、モータ１０の回転速度が所定の速度よりも遅い場合に、位置推定部１０４の出力を選択する。
【０２２３】
本実施形態において、位置推定部１０４は、モータ１０の回転の静止時や起動時等の低速時も、回転子２０の位置推定ができるため、モータ１０の静止維持や、安定した素早い起動等が可能になる。
【０２２４】
また、本実施形態のセレクタ１１４は、モータ１０の回転の速度が所定の速度より速い場合に、位置推定部１１３の出力を選択する。本実施形態の位置推定部１１３は、高周波信号を使用しない誘起電圧推定に基づく技術により、回転子２０の位置を推定する。
【０２２５】
したがって、位置推定部１１３は、駆動信号成分と高周波信号成分とを分離する必要がなく、例えばモータ１０の回転数が高くなった場合にも、容易に回転子２０の位置を推定できる。
【０２２６】
以上のように、本実施形態では、モータ１０の回転速度に応じて、位置推定の方法を切り替えることで、例えばモータ１０の回転数が高い状態における不都合と、モータ１０の回転数が低い又は静止している状態における不都合の両者を解決できる。
【０２２７】
モータ１０の回転数が高い状態における不都合とは、位置推定部１０４において生じるものであり、駆動信号の周波数と高周波の周波数とが近くなることにより、これらの分離が困難となることである。モータ１０の回転数が低い又は静止している状態における不都合とは、位置推定部１１３で生じるものであり、駆動電流が微弱になるため、モータ１０に供給される電流の検出が困難となることである。
【０２２８】
本実施形態では、モータ１０の回転速度に応じて両者を切り替えることで、それぞれの利点を生かすことができ、全速度域で安定かつ精度のよい制御が可能になる。
【０２２９】
尚、本実施形態では、セレクタ１１４が位置推定部１１３の出力を選択したとき、高周波発生部１０８の動作を停止させても良い。
【０２３０】
（第八の実施形態）
以下に、図面を参照して第八の実施形態について説明する。以下の第八の実施形態は、位置フィードバック制御部１０１の前段にカウンタを設けた点が、第一の実施形態と相違する。したがって、以下の第八の実施形態の説明では、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号と同様の符号を付与し、その説明を省略する。
【０２３１】
図３２は、第八の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ｂは、第一の実施形態の有する各部に加え、カウンタ１１５を有する。
【０２３２】
本実施形態のカウンタ１１５は、外部装置から入力されるパルス列（ＣＬＫ）を計数し、目標位置指令値ｔｈ＿ｔを出力する。すなわち、本実施形態のカウンタ１１５は、目標位置指令値を生成する指令値生成部の機能を果たす。
【０２３３】
本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ｂにおけるその他の動作は、第一の実施形態と同様である。尚、外部装置とは、例えばモータ駆動制御装置１００Ｂの上位装置である。
【０２３４】
従来、開ループ方式によるステッピングモータ制御では、パルス列をカウントしてＡ相及びＢ相の励磁電流波形を直接生成している。また、この制御では、脱調がない場合には、パルス列の周波数に比例してモータの回転数が決定され、パルス数でモータの回転子の位置が制御される。
【０２３５】
本実施形態では、カウンタ１１５を設けることで、従来の開ループ方式によるステッピングモータ制御と同じ形式のパルス列でモータの回転数と回転子の位置が制御される。
【０２３６】
このため、本実施形態は、上位装置やシステムを変更することなく、既存のものに適用することができる。したがって本実施形態のモータ駆動制御装置１００Ｂは、汎用性が高く、導入コストや期間が短縮でき、短期間で広く製品展開が可能になる。
（第九の実施形態）
以下に図面を参照して第九の実施形態について説明する。第九の実施形態は、第一乃至第八の実施形態に記載したモータ駆動システムの何れかを有する画像形成装置である。
【０２３７】
図３３は、第九の実施形態の画像形成装置の概略構成を説明する図である。本実施形態の画像形成装置６００は、給紙部６０１、中間転写部６０２、感光体ユニット６０３、現像ユニット６０４、スキャナ部６０５、画像書き込みユニット６０６、定着部６０７、２次転写ローラ６０９、対向ローラ６１０、搬送部６１１、ベルト（中間転写ベルト６）１２、給紙ローラ６１３を備えている。
【０２３８】
スキャナ部６０５は、光源で原稿を照射しながら走査し、原稿からの反射光を、例えば３ラインＣＣＤ（Charge  Coupled  Device）センサにより画像データを読み取る。読み取った画像データは、従来と同様に、図示しない画像処理ユニットで、スキャナγ補正、色変換、画像分離、階調補正処理等の画像処理を行った後、画像書き込みユニット６０６へ送られる。
【０２３９】
画像書き込みユニット６０６は、画像データに応じてＬＤ（レーザーダイオード）の駆動信号を変調する。感光体ユニット６０３は、一様に帯電された回転する感光体ドラムに前記ＬＤからのレーザービームにより潜像を書き込む。感光体ドラム上に書き込まれた潜像は、現像ユニット６０４によりトナーが付着されて顕像化される。感光体ドラム上に形成されたトナー像は、中間転写部６０２のベルト６１２の表面に転写される。ベルト６１２上にはフルカラーコピーの場合、４色のトナーが順次重ねられる。
【０２４０】
フルカラー、つまりブラック（Ｂｋ）、シアン（Ｃ）、マゼンタ（Ｍ）、イエロー（Ｙ）の４色のコピーの場合には、Ｂｋ、Ｃ、Ｍ、Ｙの４色のトナー像の作像、転写工程が終了した時点で、ベルト６１２の駆動とタイミングを合わせて、給紙部６０１より給紙ローラ６１３を介して転写紙が給紙される。この転写紙に対し、紙転写部の２次転写ローラ６０９と対向ローラ６１０との間でベルト６１２から４色トナー像が同時に２次転写される。トナー像が転写された転写紙は搬送部６１１を経て定着部６０７に送られ、定着ローラと加圧ローラによって熱定着され排紙される。
【０２４１】
本実施形態のモータ駆動システム１０００は、例えば、画像形成装置６００の感光体ユニット６０３の有する感光体を駆動させるドラム駆動モータや、給紙ローラ６１３を駆動させるモータ等に適用される。言い換えれば、本実施形態のステッピングモータ１０は、例えば感光体を駆動させるドラム駆動モータや、給紙ローラ６１３を駆動させるモータ等である。
【０２４２】
また、本実施形態のモータ駆動システム１０００は、画像形成装置６００だけでなく、モータを用いる各種の装置に適用することができる。例えば、本実施形態のモータ駆動システム１０００は、自動車やロボット、アミューズメント機器等の分野に適用されても良い。
【０２４３】
その他、本発明のモータ駆動システム１０００は、プリプレグやプラスチックシート、紙幣等のシートを搬送する搬送装置において、搬送ローラを駆動するモータ等に用いるものであっても良い。
【０２４４】
以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。
【符号の説明】
【０２４５】
１０  ステッピングモータ
２０  回転子
２３Ａ、２３Ｂ、２４Ａ、２４Ｂ  クローポール
３１Ａ〜３１Ｄ  開口部
３２Ａ〜３２Ｄ  磁路狭窄部
１００  モータ駆動制御装置
１０１  位置フィードバック制御部
１０２  ｄ軸電流制御部
１０３  ｑ軸電流制御部
１０４、１１３  位置推定部
１０５  加算器
１０６、１０７  ベクトル回転部
１０８  高周波発生部
１０９、１１０  増幅部
１１１、１１２  電流センサ
１１４  セレクタ
１１５  カウンタ
６００  画像形成装置
１０００  モータ駆動システム
【先行技術文献】
【特許文献】
【０２４６】
【特許文献１】特開２００９−２１３２４４号公報
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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【図２８】
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【図２９】
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【図３０】
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【図３１】
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【図３２】
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【図３３】
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