(57)【要約】【課題】電力線等の測定対象の電圧を非接触で高精度に測定可能とした電圧測定装置を提供する。【解決手段】トランス３１３，３２及びスイッチング素子３１１，３１２を備えた検出部３と、復調部４ａと、参照電位を変化させて出力する電圧生成部４ｂと、被測定電圧と参照電位との電位差が所定値以下になったときの参照電位を被測定電圧として同定するデータ処理部４ｃとを備えた電圧測定装置において、検出部３は、電力線１と検出電極２との結合容量を介して流れる電流を、スイッチング素子３１１，３１２により高周波数に変調する変調回路３１と、その出力から検出信号を生成するトランス３２とを備え、データ処理部４ｃは、フィードバックループの利得を段階的に変化させて変化前後の各利得における検出信号の振幅の差分値が所定範囲内にある時に、各利得の何れか一方を上記利得として設定する。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
測定対象に印加された被測定電圧を、前記測定対象に非接触状態で装着される検出電極を介して測定する電圧測定装置であって、前記被測定電圧と参照電位との電位差に応じて振幅が変化する検出信号を出力する検出部と、前記検出信号から前記被測定電圧の周波数成分を抽出して出力する復調部と、前記検出信号の振幅が減少するように前記参照電位を変化させて出力する電圧生成部と、前記電位差が所定値以下になったときの前記参照電位を前記被測定電圧として同定するデータ処理部とを備えた電圧測定装置であって、
前記検出部は、
前記測定対象と前記検出電極との結合容量を介して流れる電流を、スイッチング素子のオン／オフにより前記被測定電圧の周波数よりも高い周波数に変調する変調回路と、前記変調回路の出力から前記検出信号を生成する電流検出回路と、を備え、
前記データ処理部は、
前記検出部、前記復調部及び前記電圧生成部を含むフィードバックループの利得を段階的に変化させて変化前後の各利得における前記検出信号の振幅または前記参照電位の何れかの差分値が所定範囲内にある時に、前記各利得の何れか一方を前記フィードバックループの利得として設定することを特徴とする電圧測定装置。
【請求項２】
請求項１に記載した電圧測定装置において、
前記データ処理部は、
前記各利得のうち値が大きい方を前記フィードバックループの利得として設定することを特徴とする電圧測定装置。
【請求項３】
請求項１または２に記載した電圧測定装置において、
前記スイッチング素子と前記電流検出回路とを直列に接続したことを特徴とする電圧測定装置。
【請求項４】
請求項１または２に記載した電圧測定装置において、
前記スイッチング素子と前記電流検出回路とを並列に接続したことを特徴とする電圧測定装置。
【請求項５】
請求項１〜４の何れか１項に記載した電圧測定装置において、
前記電流検出回路は、前記スイッチング素子に流れる電流により励磁される一次巻線と、前記復調部に接続される二次巻線とを備えたトランスであることを特徴とする電圧測定装置。
【請求項６】
請求項１〜５の何れか１項に記載した電圧測定装置において、
前記電圧生成部は、前記復調部から一次巻線に入力された信号電圧を昇圧し、昇圧後の電圧を前記参照電位として二次巻線から出力する昇圧トランスを備えたことを特徴とする電圧測定装置。
【請求項７】
請求項１〜６の何れか１項に記載した電圧測定装置において、
前記スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いたことを特徴とする電圧測定装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力線等の測定対象に印加された電圧を、測定対象に非接触状態で測定する電圧測定装置に関するものである。
【背景技術】
【０００２】
従来、電力線の芯線と検出プローブ内の電極との結合容量を利用して電力線への印加電圧を非接触にて測定する電圧測定装置が知られている。
この種の電圧測定装置では、電力線に対する検出プローブの位置関係や電力線の絶縁被覆の材質、温湿度等の周囲環境による誘電率の違いに起因して前記結合容量が変化し、これが測定誤差となるため、電力線の電圧を高精度に測定できない場合があった。
このため、上記の問題を解決する電圧測定装置として、特許文献１〜３に記載された従来技術が知られている。
【０００３】
特許文献１，２に記載された電圧測定装置は、検出電極、ダイオードやコンデンサ等の容量変化機能体及びその駆動回路からなる可変容量回路、電流検出器、増幅回路、同期検波回路、積分回路、電圧生成回路等を備えている。
これらの電圧測定装置では、容量変化機能体の容量を変化させ、測定対象、例えば電力線と検出電極との結合容量を介して流れる電流が容量変化機能体の動作周波数に応じて変化するように構成されている。上記の電流を、電流検出器を介して電圧に変換し、同期検波回路、増幅回路、積分回路等を介して電力線の電圧に応じた信号を生成すると共に、この信号を電圧生成回路により増幅する。
【０００４】
そして、検出電極、容量変化機能体、電流検出器、電圧生成回路を直列に接続することにより、電流検出器に流れる電流が減少してゼロになるように電圧生成回路の出力を電流検出器側にフィードバックし、電圧生成回路の出力電圧が電力線の電圧と等しくなるように制御している。
この従来技術によれば、電圧生成回路の出力電圧が被測定電圧と等しくなるようにフィードバック制御されるため、測定対象と検出電極との結合容量が変動した場合の影響を抑制することができる。
【０００５】
また、特許文献３には、特許文献１，２と同様の検出電極、容量変化機能体、電流検出器等を備えたプローブユニットから、測定対象の電圧と参照電位との電位差に応じて振幅が変化する検出信号を出力させると共に、プローブユニット及び電圧生成回路を含むフィードバックループの利得を少なくとも１段階増加させて増加前後の各利得における検出信号の振幅の差分値を演算し、その差分値が所定範囲内に収束した時の参照電位を有効な測定値とする電圧測定装置が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００６】
【特許文献１】特開２００７−１６３４１５号公報（段落［００３６］〜［００５４］、図１等）
【特許文献２】特開２００９−１６２６０８号公報（段落［００３７］〜［００５１］、図１等）
【特許文献３】特開２００８−２０２７０号公報（段落［００１９］〜［００５４］、図１等）
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００７】
特許文献１，２に係る電圧測定装置では、電流検出器側にフィードバックされる電圧生成回路の出力電圧を制御することにより、この電圧を電力線の電圧に一致させている。しかし、フィードバック制御には比例制御に基づく偏差が発生するという特性があるため、電圧生成回路の出力電圧を電力線の電圧に完全に一致させることができない。
また、上記偏差はフィードバックループの利得によって変化し、この利得が大きい時には小さくなり、利得が小さい時には大きくなるので、通常は、測定精度などを考慮して許容し得る偏差を決定し、決定した偏差に対応する利得となるようにフィードバックループの利得を設定している。
【０００８】
ところが、電力線の電圧を非接触で測定する電圧測定装置では、電力線に検出電極を確実に固定した場合でも温湿度等の環境条件の変化によって電力線と検出電極との結合容量が変化し、その結果、検出部の感度が変化してフィードバックループの利得も予め設定した値とは異なる値に変化すると共に、その利得を確認することもできない。
また、測定対象である電力線の電線径を含む環境変化にも対応できるように、フィードバックループの利得を予め十分大きな値に設定しておくことも考えられるが、この利得を大きくし過ぎると、フィードバックループの耐ノイズ安定性が損なわれてしまい、やはり、測定精度を確保することができない。
【０００９】
これに対し、特許文献３に係る電圧測定装置によれば、前述した検出信号の振幅の差分値に基づいて、検出信号や参照電位がほとんど変化せず、かつ、下限値または下限値に極めて近い値にフィードバックループの利得を設定した状態で、測定対象の電圧を高精度かつ安定的に測定することができる。
【００１０】
しかしながら、特許文献１〜３に係る電圧測定装置においては、検出信号を変調するためにインピーダンスを変化させる容量変化機能体が検出電極と電流検出器との間に直列に接続されるため、容量変化機能体の駆動信号（駆動電流）が電流検出器にノイズ成分として検出され、測定精度に影響を与える場合がある。その対策として、これらの電圧測定装置では、容量変化機能体をダイオード等からなるブリッジにより構成して駆動信号成分が電流検出器によって検出されないようにしているが、ブリッジの平衡状態を厳密に管理しなくてはならず、製造上または調整上のコストが増大するおそれがある。
【００１１】
そこで、本発明の解決課題は、電力線等の測定対象の電圧を低コストかつ高精度に測定可能とした電圧測定装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００１２】
上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、測定対象に印加された被測定電圧を、前記測定対象に非接触状態で装着される検出電極を介して測定する電圧測定装置であって、前記被測定電圧と参照電位との電位差に応じて振幅が変化する検出信号を出力する検出部と、前記検出信号から前記被測定電圧の周波数成分を抽出して出力する復調部と、前記検出信号の振幅が減少するように前記参照電位を変化させて出力する電圧生成部と、前記電位差が所定値以下になったときの前記参照電位を前記被測定電圧として同定するデータ処理部とを備えた電圧測定装置であって、
前記検出部は、
前記測定対象と前記検出電極との結合容量を介して流れる電流を、スイッチング素子のオン／オフにより前記被測定電圧の周波数よりも高い周波数に変調する変調回路と、前記変調回路の出力から前記検出信号を生成する電流検出回路と、を備え、
前記データ処理部は、
前記検出部、前記復調部及び前記電圧生成部を含むフィードバックループの利得を段階的に変化させて変化前後の各利得における前記検出信号の振幅または前記参照電位の何れかの差分値が所定範囲内にある時に、前記各利得の何れか一方を前記フィードバックループの利得として設定するものである。
【００１３】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載した電圧測定装置において、前記データ処理部は、前記各利得のうち値が大きい方を前記フィードバックループの利得として設定するものである。
【００１４】
請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した電圧測定装置において、前記スイッチング素子と前記電流検出回路とを直列に接続したものである。
【００１５】
請求項４に係る発明は、請求項１または２に記載した電圧測定装置において、前記スイッチング素子と前記電流検出回路とを並列に接続したものである。
【００１６】
請求項５に係る発明は、請求項１〜４の何れか１項に記載した電圧測定装置において、前記電流検出回路は、前記スイッチング素子に流れる電流により励磁される一次巻線と、前記復調部に接続される二次巻線とを備えたトランスであることを特徴とする。
【００１７】
請求項６に係る発明は、請求項１〜５の何れか１項に記載した電圧測定装置において、前記電圧生成部は、前記復調部から一次巻線に入力された信号電圧を昇圧し、昇圧後の電圧を前記参照電位として二次巻線から出力する昇圧トランスを備えたものである。
【００１８】
請求項７に係る発明は、請求項１〜６の何れか１項に記載した電圧測定装置において、前記スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを用いたことを特徴とする。
【発明の効果】
【００１９】
本発明によれば、フィードバック制御の際に発生する偏差に起因する計測誤差が発生しないため、電力線等の測定対象の電圧を高精度に計測することができる。
また、ブリッジ回路により構成された容量変化機能体に代えてスイッチング素子をオン／オフさせることにより検出信号を変調する構成であるため、ブリッジの平衡状態の厳密な管理を不要にして製造上または調整上のコストを低減することができる。
更に、電圧生成部における昇圧トランスの巻数比を変更するだけで参照電位を広範囲にわたって設定することができ、様々な大きさの被測定電圧を正確に測定することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【００２０】
【図１】本発明の第１実施形態に係る電圧測定装置の構成図である。
【図２】本発明の各実施形態における変調回路の具体的な構成図である。
【図３】本発明の第１実施形態における電力線の電圧ｖ１及び参照電位Ｖｒを示す波形図である。
【図４】図１のデータ処理部が実行する利得設定処理を示すフローチャートである。
【図５】本発明の第２実施形態における検出部の構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２１】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電圧測定装置の全体的な構成図である。
この電圧測定装置は、検出電極２及び測定装置本体５を備え、系統電源Ｇにより電力線１の芯線１ａに印加されている交流電圧ｖ１を非接触にて測定するものである。なお、Ｃ０は、電力線１に検出電極２を装着した際に芯線１ａと検出電極２との間に形成される結合容量を示す。ここで、検出電極２は、電力線１の外周面に密着して巻き付けられるように構成されている。
以下では、芯線１ａの電圧（被測定電圧）ｖ１を「電力線１の電圧」と同義なものとして説明する。
【００２２】
測定装置本体５は、検出電極２と共にセンサとして機能する検出部３と、検出部３の出力信号を処理する測定部４とを備え、検出部３は、検出電極２に接続された変調回路３１と、電流検出回路としての絶縁型のトランス３２とを有する。
変調回路３１は、検出電極２とトランス３２の一次巻線との間で互いに逆方向に直列接続された２個のスイッチング素子３１１，３１２と、これらのスイッチング素子３１１，３１２を駆動する駆動回路としてのトランス３１３と、を備えている。
【００２３】
図２は、変調回路３１の詳細な回路図である。この変調回路３１では、スイッチング素子３１１，３１２としてｎ型ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いている。なお、３１４はトランス３１３の二次巻線に並列に接続された抵抗を示す。
ｎ型ＭＯＳＦＥＴは、トランス３１３の一次巻線に加えられる駆動信号Ｓ１が「Ｈｉｇｈ」レベルの時にオンするが、電力線１の芯線１ａからの入力信号は正負両極性の信号であるため、２つのｎ型ＭＯＳＦＥＴはソース端子同士を接続し、逆バイアスされているＭＯＳＦＥＴ側は内蔵するボディダイオードを経由して電流が流れるようになっている。
【００２４】
図１に戻って、トランス３１３の一次側には、測定部４に設けられた復調部４ａ内の発振回路４０が接続されている。この発振回路４０は、例えば商用周波数（５０または６０[Ｈｚ]）の電圧ｖ１より充分に高い周波数（数百[ｋＨｚ]〜数[ＭＨｚ]）の矩形波状の駆動信号Ｓ１を出力し、トランス３１３を介してスイッチング素子３１１，３１２をオン／オフさせる。
【００２５】
このため、結合容量Ｃ０を介してスイッチング素子３１１，３１２に流れる電流は、駆動信号Ｓ１の周波数によって変調される。これにより、スイッチング素子３１１，３１２に流れる電流の大きさに比例し、かつ、高周波数の検出信号Ｓ２がトランス３２を介して測定部４に伝送され、この測定部４において、電力線１の電圧ｖ１の商用周波数成分が復調・増幅される。
なお、トランス３２の一次巻線の一端はスイッチング素子３１２に接続されていると共に、上記一次巻線の他端は、後述する電圧生成部４ｂ内の昇圧トランス４５の出力側に接続されている。
【００２６】
測定部４は、復調部４ａ、電圧生成部４ｂ、データ処理部４ｃ、及び極性判定回路４７からなり、復調部４ａは、前述した発振回路４０のほか、検波回路４１、増幅回路４２、及びフィルタ回路４３を備えている。
【００２７】
検波回路４１は、発振回路４０からの駆動信号（検波信号）Ｓ１に同期してトランス３２が励磁されるタイミングにて、トランス３２から出力される検出信号Ｓ２を例えば包絡線検波する。検波後のアナログ信号Ｓ３は、増幅回路４２により予め設定された適切な増幅率にて増幅され、検出信号Ｓ４として出力される。
【００２８】
フィルタ回路４３は、検出信号Ｓ４の周波数成分をフィルタリングすることにより、電圧ｖ１の商用周波数成分のみを通過させる。ここで、検出部３ではスイッチング素子３１１，３１２のオン／オフによって電圧ｖ１を検出しており、検出信号Ｓ４の位相は電圧ｖ１の位相より９０°進んでいる。このため、フィルタ回路４３の構成としては、例えば、二次のアクティブローパス（高周波数域除去）フィルタを通過させた後に一次のハイパス（低周波数域除去）フィルタを通過させることで、電圧ｖ１に位相を合わせたアナログ信号Ｓ５を生成する。
【００２９】
上記アナログ信号Ｓ５は、電圧生成部４ｂに入力されると共に、極性判定回路４７と、後述するデータ処理部４ｃ内のＣＰＵ４８にも入力されている。
極性判定回路４７には、発振回路４０からの駆動信号Ｓ１とアナログ信号Ｓ５とが入力されており、駆動信号Ｓ１に対するアナログ信号Ｓ５の位相を検出することにより、電力線１の電圧ｖ１と後述する参照電位Ｖｒとの電位差（ｖ１−Ｖｒ）の極性を示す極性判別信号Ｄ１を生成し、この極性判別信号Ｄ１を電圧生成部４ｂ内の電圧生成回路４４に出力している。
電圧生成部４ｂは、電圧生成回路４４、昇圧トランス４５、及び分圧回路４６を備えている。電圧生成回路４４は、アナログ信号Ｓ５及び極性判別信号Ｄ１に基づいて基準信号Ｓ６を生成する。
【００３０】
昇圧トランス４５は絶縁型のトランスであり、一次巻線の巻数ｎ１と二次巻線の巻数ｎ２との間には、ｎ２＞ｎ１という関係がある。この昇圧トランス４５の一次巻線及び二次巻線は、各一端が共通接続され、一次巻線の他端には、電圧生成回路４４から基準信号Ｓ６が印加されている。これにより、昇圧トランス４５は、一次巻線に印加された基準信号Ｓ６を昇圧し、正側のピーク値（最大電圧値）が＋Ｖａ [Ｖ]、負側のピーク値（最小電圧値）が−Ｖａ[Ｖ]である振幅２Ｖａの正弦波信号を参照電位信号Ｓ７（その電圧を、以下では参照電位Ｖｒともいう）として二次巻線の他端から出力する。この参照電位Ｖｒは、後段の分圧回路４６と、前記検出部３内のトランス３２の一次巻線の他端に印加されている。
分圧回路４６は、参照電位Ｖｒを予め設定された分圧比により分圧して電圧信号Ｓ８を出力する。
【００３１】
前述のフィルタ回路４３から出力されたアナログ信号Ｓ５と分圧回路４６から出力された電圧信号Ｓ８とは、データ処理部４ｃに入力されており、このデータ処理部４ｃにより、電力線１の電圧ｖ１を測定する処理、及び、下記の利得設定処理が実行される。
【００３２】
データ処理部４ｃは、例えばＣＰＵ４８及びメモリ４９を用いて、この電圧測定装置のフィードバックループの利得を設定する利得設定処理を行う。ここで、上記フィードバックループとは、トランス３２、検波回路４１、増幅回路４２、フィルタ回路４３、電圧生成回路４４及び昇圧トランス４５により構成される経路を言い、ＣＰＵ４８は、現在のフィードバックループ利得が適切な値であるか否かを判断する。なお、メモリ４９には、利得設定処理において使用される所定範囲（−Ｖｄｒ以上、＋Ｖｄｒ以下）と、復調部４ａの増幅回路４２における複数の増幅率Ｇｐ１，Ｇｐ２，Ｇｐ３，……（Ｇｐ１＜Ｇｐ２＜Ｇｐ３＜……）とが予め記憶されている。
【００３３】
以下では、データ処理部４ｃの動作と併せて、本実施形態の動作につき説明する。
まず、電圧ｖ１の測定に際し、検出電極２を電力線１の芯線１ａに非接触な状態で装着することにより、芯線１ａと検出電極２との間に結合容量Ｃ０が形成される。
【００３４】
結合容量Ｃ０の値は、検出電極２を電力線１に装着した場合、検出電極２の面積、電力線１の径（厳密には、電力線１の芯線１ａの径と電力線１の被覆の厚さ）、被覆の誘電率等によって決まる。ただし、この容量値は、温湿度などの環境条件や検出電極２の設置ストレスに起因した取付状態に変化がない場合には一定となる。
【００３５】
測定部４の起動状態において、電圧生成部４ｂでは、電圧生成回路４４が基準信号Ｓ６の生成を開始し、昇圧トランス４５が基準信号Ｓ６を昇圧して得た参照電位Ｖｒを検出部３内のトランス３２の一次巻線に印加する。また、電圧生成部４ｂでは、分圧回路４６が参照電位Ｖｒを分圧して得た電圧信号Ｓ８を、データ処理部４ｃのＣＰＵ４８に出力する。
【００３６】
一方、復調部４ａでは、発振回路４０が駆動信号Ｓ１を生成して変調回路３１のトランス３１３、検波回路４１及び極性判定回路４７に出力する。トランス３１３は、一次側に入力された駆動信号Ｓ１に基づいて二次側からオン／オフ信号（パルス信号）を出力し、スイッチング素子３１１，３１２をオン／オフさせる。
【００３７】
スイッチング素子３１１，３１２のオンによりトランス３２の一次巻線が励磁され、その二次巻線からは、電力線１の電圧ｖ１に対して９０°位相が進んだ検出信号Ｓ２が出力される。また、スイッチング素子３１１，３１２がオフの時には、トランス３２の一次巻線が非励磁状態となり、その結果、トランス３２は逆励磁されて電力線１の電圧ｖ１に対して９０°位相が進んだ反転信号Ｓ２が出力される。
【００３８】
このとき、トランス３２の一次巻線には、電力線１の電圧ｖ１と参照電位Ｖｒとの電位差（ｖ１−Ｖｒ）に応じた振幅の電流が流れる。この電流は、電位差（ｖ１−Ｖｒ）が大きい時にはその振幅が大きくなり、電位差（ｖ１−Ｖｒ）が小さい時にはその振幅が小さくなる。
従って、図３に示すように、電力線１の電圧ｖ１の極性が正のとき（時刻ｔ０）に、測定部４が測定を開始した場合、この時点で参照電位Ｖｒは０［Ｖ］であるため電位差（ｖ１−Ｖｒ）は正になり、トランス３２の一次巻線に流れる電流は、駆動信号Ｓ１による周期でその振幅が電位差（ｖ１−Ｖｒ）に応じて変化する交流信号となる。この電流によってトランス３２の二次巻線に誘起される電圧が検波回路４１に入力され、包絡線検波されたアナログ信号Ｓ３を増幅回路４２が増幅して検出信号Ｓ４を出力する。
【００３９】
検出信号Ｓ４には、トランス３２の漏れインダクタンスの影響により、スイッチング素子３１１，３１２のオン／オフに伴って発生する高周波ノイズが含まれている。
このため、前述したように、フィルタ回路４３を二次のアクティブローパスフィルタ及び一次のハイパスフィルタによって構成すれば、高周波ノイズを除去することができると共に、フィルタ回路４３の全体で商用周波数帯のみを通過させるバンドパスフィルタを構成することで、検出信号Ｓ２より位相が９０°遅れたアナログ信号（電力線１の電圧ｖ１と同相の信号）Ｓ５を得ることができる。このアナログ信号Ｓ５は、その振幅が電位差（ｖ１−Ｖｒ）に比例して変化する信号となる。
また、極性判定回路４７では、駆動信号Ｓ１に対するアナログ信号Ｓ５の位相を検出することにより、電位差（ｖ１−Ｖｒ）の極性を示す極性判別信号Ｄ１を生成し、電圧生成回路４４に出力する。
【００４０】
電圧生成回路４４では、極性判別信号Ｄ１が「正」を示す時に、アナログ信号Ｓ５の振幅に比例した量だけ電圧を増加させた基準信号Ｓ６を出力し、極性判別信号Ｄ１が「負」を示す時に、アナログ信号Ｓ５の振幅に比例した量だけ電圧を減少させた基準信号Ｓ６を出力する。
【００４１】
前述したように、電力線１の電圧ｖ１の極性が正である時に測定部４が測定動作を開始した場合には、基準信号Ｓ６は当初、０［Ｖ］であるため、電位差（ｖ１−Ｖｒ）は正となり、これによって極性判別信号Ｄ１も正となる。このため、電圧生成部回路４４では、入力されたアナログ信号Ｓ５の振幅に比例した量だけ電圧を増加させた基準信号Ｓ６を出力する。昇圧トランス４５は、引き続き基準信号Ｓ６を昇圧して参照電位Ｖｒを生成し、この参照電位Ｖｒをトランス３２の一次巻線の他端（変調回路３１側と反対側）に印加する。
この結果、トランス３２、検波回路４１、増幅回路４２、フィルタ回路４３、電圧生成回路４４及び昇圧トランス４５により構成されるフィードバックループ内で、電位差（ｖ１−Ｖｒ）が徐々に低下するように負のフィードバック制御が行われる。
【００４２】
これにより、トランス３２の一次巻線を流れる電流の振幅は徐々に減少していく。
一般的に、この種の電圧測定装置では、電圧ｖ１への参照電位Ｖｒの収束が短時間で完了するように、その過渡特性が設定されている。このため、参照電位Ｖｒは、図３に示すように、電圧ｖ１に対してオーバシュートしつつ、時刻ｔ０からΔｔを経過した時刻ｔ１において電圧ｖ１に収束する。このため、参照電位Ｖｒを測定することにより電力線１の電圧ｖ１を求めることができる。
【００４３】
なお、オーバシュートにより参照電位Ｖｒが電圧ｖ１を上回った時には、電位差（ｖ１−Ｖｒ）は負の電圧となり、これによって極性判定信号Ｄ１も負極性を示すようになる。このため、電圧生成回路４４は、入力されたアナログ信号Ｓ５の振幅に比例した量だけ電圧値を減少させた基準信号Ｓ６を出力する。
その後は、測定部４が前記フィードバック動作を継続することにより、商用周波数で変化する電力線１の電圧ｖ１に対して一定の偏差内に収まるように参照電位Ｖｒを変化させる。これにより、参照電位Ｖｒは、電圧ｖ１に同期して変化する商用周波数の交流信号となる。
【００４４】
一方、データ処理部４ｃのＣＰＵ４８では、測定開始（図３における時刻ｔ０）後の時刻ｔ１から、図４に示す利得設定処理を実行する。
この利得設定処理において、ＣＰＵ４８は、まず、増幅回路４２の増幅率がＧｐ０である時のアナログ信号Ｓ５の振幅Ｖｐ１を第１振幅として検出し（ステップＳＴ１）、この第１振幅をメモリ４９の第１振幅記憶領域に記憶する（ステップＳＴ２）。
【００４５】
次に、ＣＰＵ４８は、増幅回路４２の増幅率を１段階増加させる（ステップＳＴ３）。具体的には、ＣＰＵ４８が増幅率Ｇｐ０の次に大きい増幅率Ｇｐ１をメモリ４９から読み出し、この増幅率Ｇｐ１に対応する制御信号Ｄ２（例えば、増幅率Ｇｐ１に対応する電圧レベルの制御信号Ｄ２）を生成して増幅回路４２に出力する。更に、ＣＰＵ４８は、増幅回路４２の増幅率がＧｐ１であるときのアナログ信号Ｓ５の振幅Ｖｐ２を第２振幅として検出し（ステップＳＴ４）、この第２振幅Ｖｐ２をメモリ４９の第２振幅記憶領域に記憶する（ステップＳＴ５）。
このように、ＣＰＵ４８によって増幅回路４２の増幅率を逐次増加させることにより、電圧測定装置のフィードバックループの利得も増加するため、増幅率を増加させた後の電位差（ｖ１−Ｖｒ）は、増加前と比べて小さくなる。
【００４６】
次に、ＣＰＵ４８は、第１振幅記憶領域及び第２振幅記憶領域に記録されている各振幅Ｖｐ１，Ｖｐ２を読み出し、これらの差分値Ｖｄ（＝Ｖｐ１−Ｖｐ２）を算出する（ステップＳＴ６）。そして、この差分値Ｖｄを、所定範囲（−Ｖｄｒ以上、＋Ｖｄｒ以下。ここで、Ｖｄｒは正の値）と比較する(ステップＳＴ７)。
【００４７】
ステップＳＴ７における比較の結果、差分値Ｖｄが前記所定範囲外である場合（ステップＳＴ７ ＮＯ）、ＣＰＵ４８は、メモリ４９の第２振幅記憶領域に記憶されている第２振幅Ｖｐ２を第１振幅Ｖｐ１として第１振幅記憶領域に上書きして記憶する（ステップＳＴ８）。また、差分値Ｖｄが前記所定範囲内である場合には処理を終了する（ステップＳＴ７ ＹＥＳ）。
従って、ステップＳＴ６により算出される差分値Ｖｄ（＝Ｖｐ１−Ｖｐ２）は、常に１段階異なる二つの増幅率のもとでの振幅同士の差分値となり、ＣＰＵ４８は、ステップＳＴ７において差分値Ｖｄが所定範囲内になるまで、上述した一連の処理（ＳＴ１〜ＳＴ８）を繰り返し実行する。
上記の説明では、アナログ信号Ｓ５の振幅の差分値Ｖｄを所定範囲と比較しているが、増幅率の変化前後における参照電位Ｖｒの差分値を所定範囲と比較しても良い。
【００４８】
上記のように、増幅回路４２の増幅率を段階的に増加させることにより、電圧測定装置のフィードバックループの利得も徐々に増加していき、逆に電位差（ｖ１−Ｖｒ）は徐々に減少していく。
なお、ステップＳＴ７において、差分値Ｖｄが所定範囲内になった場合は、現在の増幅率におけるアナログ信号Ｓ５の振幅が、１段階前の増幅率におけるアナログ信号Ｓ５の振幅と比較して差分値Ｖｄの範囲内でしか大きくなっていないことを条件に、電圧測定装置が所定の精度で電圧ｖ１を測定していることとなる。従って、増幅回路４２の増幅率をこれ以上、増加させる必要がないため、ＣＰＵ４８が利得設定処理を終了する（ステップＳＴ７ ＹＥＳ）ものである。
このように、本実施形態によれば、前述した特許文献３と同様に、アナログ信号（検出信号）Ｓ５の振幅の差分値に基づいて、検出信号や参照電位がほとんど変化せず、かつ、下限値または下限値に極めて近い値にフィードバックループの利得を設定した状態で、電圧ｖ１を高精度かつ安定的に測定することができる。
【００４９】
ここで、本発明の電圧測定装置の機能、動作等は、上述した内容に何ら限定されるものではない。
例えば、既に説明した実施形態では、電圧測定装置が測定動作を開始する都度、その動作開始直後に増幅回路４２が初期増幅率Ｇｐ０にて検出信号Ｓ３を増幅し、ＣＰＵ４８から制御信号Ｄ２が入力された時には、この制御信号Ｄ２に基づいて増幅率を変更している。しかし、測定動作開始時に、ＣＰＵ４８が増幅回路４２の初期増幅率Ｇｐ０を設定してフィードバックループの初期利得を設定し、増幅回路４２が初期増幅率Ｇｐ０にて検出信号Ｓ３の増幅を開始するようにしても良い。
【００５０】
これにより、ＣＰＵ４８が既に実行した利得設定処理において最終的に増幅回路４２に設定した増幅率（差分値Ｖｄが前記所定範囲になったときの増幅率）を次の測定動作開始時の初期増幅率として設定することができる。よって、電力線１の電圧ｖ１を再度測定する場合や、同種の複数の電力線１の電圧ｖ１を、測定開始当初から適切な測定精度で連続的に測定することが可能となる。
【００５１】
具体的には、差分値Ｖｄが所定範囲（−Ｖｄｒ以上、＋Ｖｄｒ以下）内になったときの増幅回路４２の各増幅率のうち何れかを、ＣＰＵ４８が次の測定動作開始時において増幅回路４２に初期増幅率として設定することができる。この場合、差分値Ｖｄが上記所定範囲内となったときの二つの増幅率のうち大きい方を初期増幅率として設定すれば、耐ノイズ特性の低下を回避できる範囲内でフィードバックループの利得をより大きくし、測定精度を一層高めることが可能となる。
【００５２】
一方、増幅回路４２の最終の増幅率とその１段階前の増幅率との差分値Ｖｄが前記所定範囲内になっていることを考慮すれば、この１段階前の小さい方の増幅率でも十分に高精度で信頼度の高い測定を行うことができる。
特に、耐ノイズ特性を考えれば、フィードバックループの利得は所定の精度が確保できる範囲内ではより小さい方が望ましい。従って、ＣＰＵ４８が、増幅回路４２に対して、小さい方の増幅率、つまり、最終の増幅率の１段階前の増幅率を初期の増幅率として設定することが望ましい。
【００５３】
また、この実施形態では、差分値Ｖｄに基づいてフィードバックループの利得として設定すべき増幅率を決定しているが、分圧回路４６による参照電位Ｖｒの分圧値（電圧信号Ｓ８）を用い、フィードバックループの利得に対応する増幅率を１段階増加させたときの前後における上記分圧値の差分値に基づいて、フィードバックループの利得とすべき増幅率を決定しても良い。
更に、この実施形態では、増幅回路４２の増幅率を１段階ずつ増加させているが、逆に、１段階ずつ減少させることもできる。その場合、ＣＰＵ４８は、増幅回路４２の増幅率を１段階ずつ減少させたときの前後における各増幅率でのアナログ信号Ｓ５の各振幅の差分値Ｖｄが所定範囲（−Ｖｄｒ以上、Ｖｄｒ以下）外となる１段階前の各増幅率のうちの何れかを選定する。この場合、上記した理由により、大きい方の増幅率、つまり最終の増幅率の２段階前の増幅率を選定することが望ましい。
【００５４】
この電圧測定装置によれば、フィードバック制御によって発生する偏差に起因した測定誤差を低減することができ、その結果、電力線１の電圧ｖ１を高精度に測定することができる。
また、スイッチング素子３１１，３１２を備えた変調回路３１とトランス３２とによって検出部３を構成し、前述した特許文献１〜３のように、ブリッジ構成の容量変化機能体を用いないことにより、ブリッジの平衡状態の管理が不要であり、製造上または調整上のコストが増大する恐れもない。
【００５５】
更に、電圧生成回路４４によって生成される基準信号Ｓ６を昇圧トランス４５により昇圧して参照電位Ｖｒを得ているため、この昇圧トランス４５の巻数比を変更するだけで参照電位Ｖｒの出力範囲を変更することができる。従って、様々な被測定電圧に対して測定範囲を自由に設定することができ、結果として広範囲にわたる電圧を正確に測定することが可能になる。
【００５６】
次に、図５は、本発明の第２実施形態における検出部の構成図である。
本実施形態の検出部３Ａでは、電流検出回路としてのトランス３２の一次巻線と抵抗３１５との直列回路に対して並列に、スイッチング素子３１１，３１２の直列回路が接続されている。その他の構成は第１実施形態における検出部３と同一である。
本実施形態によれば、スイッチング素子３１１，３１２がオフである時にトランス３２が励磁されるため、検波回路４１では駆動信号Ｓ１を反転させた信号に基づいて検波タイミングを設定することで検出信号Ｓ２の検波が可能となる。
【００５７】
本発明の電圧測定装置は単体で使用しても良いし、この電圧測定装置と公知の電流測定装置とを組み合わせれば、電力測定装置を構成することもできる。
【符号の説明】
【００５８】
Ｇ：系統電源
１：電力線
１ａ：芯線
２：検出電極
３，３Ａ：検出部
３１：変調回路
３１１，３１２：スイッチング素子
３１３：トランス（駆動回路）
３１４，３１５：抵抗
３２：トランス（電流検出回路）
４：測定部
４ａ：復調部
４ｂ：電圧生成部
４ｃ：データ処理部
４０：発振回路
４１：検波回路
４２：増幅回路
４３：フィルタ回路
４４：電圧生成回路
４５：昇圧トランス
４６：分圧回路
４７：極性判定回路
４８：ＣＰＵ
４９：メモリ
５：測定装置本体
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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