(57)【要約】【課題】  スイッチング素子に電流が流れ始めるときのゲート電位のばらつきの影響をほとんど受けることなく、短絡時に好適にスイッチング素子を保護する。【解決手段】  スイッチング回路であって、第１、第２スイッチング素子と、第１、第２ｐｎダイオードと、ゲート充電回路と、電位判定回路と、電流判定回路を有している。電位判定回路は、第１スイッチング素子に電流が流れ始める電流開始タイミングから第１期間内にゲート電極の電位の変化率が負になるか否かを判定する。電流判定回路は、第１期間の経過時以後に前記第１スイッチング素子に流れる電流が基準値より高いか否かを判定し、高い場合に第１スイッチング素子をオフさせる電流判定を実施する。前記変化率が負にならなかった場合には、前記変化率が負になった場合よりも前に電流判定が実施される。【選択図】図１
2017118790.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
スイッチング回路であって、
高電位配線と、
前記高電位配線よりも低い電位が印加される低電位配線と、
前記高電位配線と前記低電位配線の間に直列に接続されている第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、
カソードが高電位配線側を向く向きで前記第１スイッチング素子に対して並列に接続されている第１ｐｎダイオードと、
カソードが高電位配線側を向く向きで前記第２スイッチング素子に対して並列に接続されている第２ｐｎダイオードと、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の間に接続されている中間配線と、
前記第１スイッチング素子のゲート電極を充電するゲート充電回路と、
前記ゲート電極が充電されることで前記第１スイッチング素子に電流が流れ始める電流開始タイミングから第１期間内に前記ゲート電極の電位の変化率が負になるか否かを判定する電位判定を実施する電位判定回路と、
前記第１期間の経過時以後に前記第１スイッチング素子に流れる電流が基準値より高いか否かを判定し、前記第１スイッチング素子に流れる電流が前記基準値よりも高い場合に前記第１スイッチング素子をオフさせる電流判定を実施する電流判定回路、
を有しており、
前記電位判定において前記変化率が負にならなかった場合には、前記電流開始タイミングから第２期間の経過時に前記電流判定が実施され、
前記電位判定において前記変化率が負になった場合には、前記電流開始タイミングから前記第２期間よりも長い第３期間の経過時に前記電流判定が実施される、
スイッチング回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本明細書が開示する技術は、スイッチング回路に関する。
【０００２】
特許文献１に、インバータ回路が開示されている。インバータ回路は、高電位配線と中間配線の間に接続されているスイッチング素子（以下、上アームのスイッチング素子という）と、中間配線と低電位配線の間に接続されているスイッチング素子（以下、下アームのスイッチング素子という）を備えている。上アームのスイッチング素子に対して並列に、カソードが高電位配線側を向く向きでｐｎダイオード（以下、上アームのｐｎダイオードという）が接続されている。下アームのスイッチング素子に対して並列に、カソードが高電位配線側を向く向きでｐｎダイオード（以下、下アームのｐｎダイオードという）が接続されている。
【０００３】
インバータ回路では、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子が同時にオン状態となることが無いように、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子が制御される。しかしながら、何等かの理由によって、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子が同時にオン状態となる場合がある。上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子が同時にオン状態となると、高電位配線と低電位配線が短絡状態となり、上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子に大電流が流れる。この場合、各スイッチング素子に高い負荷が加わるため、短絡状態が生じてから各スイッチング素子をなるべく早くオフさせる必要がある。
【０００４】
また、ｐｎダイオードのリカバリ動作時にも、スイッチング素子に大電流が流れる。例えば、上アームのｐｎダイオードのリカバリ動作は、以下のようにして行われる。上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子が共にオフしており、中間配線の電位が高い場合には、上アームのｐｎダイオードに順方向（アノードからカソードに向かう向き）に電流が流れる。その状態で、下アームのスイッチング素子がオンすると、中間配線の電位が低電位配線の電位まで急激に低下する。すると、上アームのｐｎダイオードに印加される電圧が、順方向電圧から逆方向電圧に急激に変化する。このため、上アームのｐｎダイオードがリカバリ動作を実行し、上アームのｐｎダイオードに瞬間的に高い逆方向電流（リカバリ電流）が流れる。リカバリ電流は、下アームのスイッチング素子を通って流れる。このため、下アームのスイッチング素子に瞬間的に大電流が流れる。また、下アームのｐｎダイオードのリカバリ動作は、以下のようにして行われる。上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子が共にオフしており、中間配線の電位が低い場合には、下アームのｐｎダイオードに順方向に電流が流れる。その状態で、上アームのスイッチング素子がオンすると、中間配線の電位が高電位配線の電位まで急激に上昇する。すると、下アームのｐｎダイオードに印加される電圧が、順方向電圧から逆方向電圧に急激に変化する。このため、下アームのｐｎダイオードがリカバリ動作を実行し、下アームのｐｎダイオードに瞬間的に高い逆方向電流（リカバリ電流）が流れる。リカバリ電流は、上アームのスイッチング素子を通って流れる。このため、上アームのスイッチング素子に瞬間的に大電流が流れる。
【０００５】
リカバリ電流は、短時間で減衰するため、スイッチング素子にそれほど高い負荷を与えない。リカバリ電流は、正常動作において流れる電流である。
【０００６】
以上のように、ｐｎダイオードのリカバリ動作によって大電流が流れる場合と、短絡によって大電流が流れる場合がある。リカバリ動作によって大電流が流れる場合にはスイッチング素子をオフさせずに、短絡によって大電流が流れる場合にスイッチング素子をオフさせる必要がある。
【０００７】
特許文献１には、ゲート電位Ｖｇ（＝Ｖｏｕｔ−ΔＶ）が基準値ＶＢ（＝Ｖｏｕｔ−Ｂ）より大きく、かつ、スイッチング素子の電流Ｉｃが基準値ＩＡより大きい場合に、短絡と判定してスイッチング素子をオフする技術が開示されている。この技術では、図６、７に示すようにスイッチング素子が制御される。
【０００８】
図６は、短絡によってスイッチング素子に大電流が流れる場合を示している。この場合、ゲート電位Ｖｇは、基準値ＶＢまで連続的に上昇する。図６の電流Ｉｃのグラフにおいて実線で示すように、電流Ｉｃは、ゲート電位Ｖｇが電位Ｖｓ（Ｖｓ１）に達した段階で流れ始める。電流Ｉｃは、ゲート電位Ｖｇが上昇するのに従って増加する。このため、ゲート電位Ｖｇが基準値ＶＢに達した段階で、電流Ｉｃが基準値ＩＡよりも大きくなっている。つまり、図６のタイミングｔｘで、電流Ｉｃが基準値ＩＡよりも大きくなっているとともに、ゲート電位Ｖｇが基準値ＶＢに達している。したがって、タイミングｔｘでスイッチング素子のゲートが放電される。このため、タイミングｔｘの後に電流Ｉｃが低下する。これによって、短絡時にスイッチング素子に高い負荷が加わることを抑制することができる。
【０００９】
図７は、リカバリ動作によってスイッチング素子に大電流が流れる場合を示している。この場合には、ゲート電位Ｖｇは、特定の電位Ｖｍ（ミラー電位と呼ばれる）まで上昇した後に、ミラー電位Ｖｍにおいて略一定で推移する。その後、ゲート電位Ｖｇは、基準値ＶＢよりも高い電位まで上昇する。電流Ｉｃは、ゲート電位Ｖｇがミラー電位Ｖｍよりも低い電位Ｖｓまで上昇した段階で流れ始める。スイッチング素子にリカバリ電流が流れることで、電流Ｉｃは一旦ピークを形成する。その後、ゲート電位Ｖｇがミラー電位Ｖｍで推移している間に、電流Ｉｃは基準値ＩＡよりも小さい値まで減衰する。ゲート電位Ｖｇは、電流Ｉｃが基準値ＩＡよりも小さい値まで減衰した後で、基準値ＶＢよりも高い値に上昇する。この場合、ゲート電位Ｖｇが基準値ＶＢよりも高い状態では、電流Ｉｃが基準値ＩＡよりも低い。したがって、スイッチング素子はオフされない。このように、リカバリ動作によってスイッチング素子に大電流が流れる場合には、スイッチング素子はオフされない。
【００１０】
以上に説明したように、特許文献１の技術によれば、リカバリ動作によって大電流が流れる場合にはスイッチング素子をオフさせずに、短絡によって大電流が流れる場合にスイッチング素子をオフさせることができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１１】
【特許文献１】特開２０１３−１２３３２９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１２】
スイッチング素子に電流Ｉｃが流れ始めるときのゲート電位Ｖｇ（すなわち、電位Ｖｓ）は、スイッチング素子毎にばらつきが大きい。図６の電位Ｖｓ１、Ｖｓ２に示すように、電位Ｖｓがばらつく。電位Ｖｓがより低い電位Ｖｓ２である場合、スイッチング素子に電流Ｉｃが流れ始めてからゲート電位Ｖｇが基準値ＶＢに達するまでの時間ＴＸが長いため、図６の電流Ｉｃのグラフにおいて破線で示すように、時間ＴＸの間に電流Ｉｃが極めて高い値まで増加する。したがって、スイッチング素子に高い負荷が加わるという問題がある。
【００１３】
したがって、本明細書では、スイッチング素子に電流が流れ始めるときのゲート電位Ｖｇ（すなわち、電位Ｖｓ）のばらつきの影響をほとんど受けることなく、短絡時に好適にスイッチング素子を保護することができる技術を提供する。
【課題を解決するための手段】
【００１４】
本明細書が開示するスイッチング回路は、高電位配線、低電位配線、第１スイッチング素子、第２スイッチング素子、第１ｐｎダイオード、第２ｐｎダイオード、中間配線、ゲート充電回路、電位判定回路及び電流判定回路を有している。前記低電位配線には、前記高電位配線よりも低い電位が印加される。前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子は、前記高電位配線と前記低電位配線の間に直列に接続されている。前記第１ｐｎダイオードは、カソードが高電位配線側を向く向きで前記第１スイッチング素子に対して並列に接続されている。前記第２ｐｎダイオードは、カソードが高電位配線側を向く向きで前記第２スイッチング素子に対して並列に接続されている。前記中間配線は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の間に接続されている。前記ゲート充電回路は、前記第１スイッチング素子のゲート電極を充電する。前記電位判定回路は、前記ゲート電極が充電されることで前記第１スイッチング素子に電流が流れ始める電流開始タイミングから第１期間内に前記ゲート電極の電位の変化率が負になるか否かを判定する電位判定を実施する。前記電流判定回路は、前記第１期間の経過時以後に前記第１スイッチング素子に流れる電流が基準値より高いか否かを判定し、前記第１スイッチング素子に流れる電流が前記基準値よりも高い場合に前記第１スイッチング素子をオフさせる電流判定を実施する。前記電位判定において前記変化率が負にならなかった場合には、前記電流開始タイミングから第２期間の経過時に前記電流判定が実施される。前記電位判定において前記変化率が負になった場合には、前記電流開始タイミングから前記第２期間よりも長い第３期間の経過時に前記電流判定が実施される。
【００１５】
なお、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のいずれか一方が上アームのスイッチング素子（すなわち、高電位配線と中間配線の間に接続されたスイッチング素子）であり、他方が下アームのスイッチング素子（すなわち、中間配線と低電位配線の間に接続されたスイッチング素子）である。第１スイッチング素子と第２スイッチング素子のいずれが上アームのスイッチング素子であってもよい。
【００１６】
また、第２期間は、第１期間と同じ長さであってもよいし、第１期間より長くてもよい。
【００１７】
図８〜１０は、上述したスイッチング回路を具体化した一例における第１スイッチング素子のゲート電位Ｖｇ、ゲート電位Ｖｇの変化率ｄＶｇ／ｄｔ、及び、第１スイッチング素子に流れる電流Ｉｃを示している。
【００１８】
図８、９は、短絡が生じた場合を示している。なお、図８、９では、期間Ｔ２が期間Ｔ１よりも長いが、期間Ｔ２が期間Ｔ１と同じ長さであってもよい。図８の場合、ゲート電位Ｖｇが高電位まで連続的に上昇する。ゲート電位Ｖｇが電位Ｖｓ（Ｖｓ１）に達した段階で、電流Ｉｃが流れ始める。すると、電位判定回路が、第１スイッチング素子に電流が流れ始める電流開始タイミングｔ１から期間Ｔ１の間にゲート電極の電位Ｖｇの変化率ｄＶｇ／ｄｔが負になるか否かを判定する電位判定を実施する。期間Ｔ１の間はゲート電位Ｖｇが連続的に上昇しているので、ここでは変化率ｄＶｇ／ｄｔが負にならない。すると、電流開始タイミングｔ１から期間Ｔ２が経過した時（すなわち、タイミングｔ２）において、電流判定回路が電流判定を実施する。タイミングｔ２では電流Ｉｃが基準値ＩＢよりも高いので、タイミングｔ２において第１スイッチング素子がオフされる。このため、タイミングｔ２をピークにして電流Ｉｃが減少する。このように、短絡により大電流が流れる場合には、第１スイッチング素子がオフすることで第１スイッチング素子が保護される。
【００１９】
また、図９は、電位Ｖｓが、図８の電位Ｖｓ１よりも低い電位Ｖｓ２である場合を示している。この場合でも、図８の場合と同様にして電位判定及び電流判定が行われ、第１スイッチング素子がオフされる。図９でも、図８と同様に、電流開始タイミングｔ１から期間Ｔ２が経過したタイミングｔ２に第１スイッチング素子がオフされる。電流Ｉｃは、電流開始タイミングｔ１からの経過時間に略比例して増加する。図８でも図９でも、電流開始タイミングｔ１から期間Ｔ２が経過したタイミングｔ２に第１スイッチング素子がオフされるので、電流Ｉｃのピーク値が図８と図９とで略等しい。このように、このスイッチング回路によれば、短絡時に第１スイッチング素子に流れる電流Ｉｃが、電位Ｖｓのばらつきの影響をほとんど受けない。したがって、このスイッチング回路によれば、より確実に第１スイッチング素子を保護することができる。
【００２０】
図１０は、リカバリ電流が流れる場合を示している。本願発明者らは、図１０に示すように、スイッチング素子にリカバリ電流が流れるときに、ゲート電位Ｖｇが瞬間的にミラー電位Ｖｍよりも僅かに高い電位Ｖｇｐになることを発見した。これは、スイッチング素子にリカバリ電流が流れることで、スイッチング素子に流れる電流が飽和状態となり、飽和状態の間はスイッチング素子の高電位側の電極の電位が高電位に維持されるためと考えられる。なお、特許文献１及び図７には、リカバリ電流が流れるときにゲート電位Ｖｇがミラー電位Ｖｍよりも高い電位Ｖｇｐまで上昇することは記載されていないが、これらの場合にも実際にはゲート電位Ｖｇが電位Ｖｇｐまで上昇すると考えられる。
【００２１】
図１０のように、リカバリ電流が流れる場合には、ゲート電位Ｖｇが、ミラー電位Ｖｍよりも高い電位Ｖｇｐまで上昇した後にミラー電位Ｖｍに低下し、その後、ゲート電位Ｖｇがミラー電位Ｖｍに維持される。さらにその後に、ゲート電位Ｖｇが高電位まで上昇する。したがって、ゲート電位Ｖｇが電位Ｖｇｐからミラー電位Ｖｍまで低下するときに、ゲート電位Ｖｇの変化率ｄＶｇ／ｄｔが負になる。電位判定回路は、電流開始タイミングｔ１から期間Ｔ１内にゲート電極の電位Ｖｇの変化率ｄＶｇ／ｄｔが負になるか否かを判定する電位判定を実施する。図１０では期間Ｔ１の後半において変化率ｄＶｇ／ｄｔが負になる。すると、電流開始タイミングｔ１から期間Ｔ２（図８、９参照）よりも長い期間Ｔ３が経過した時（すなわち、タイミングｔ３）において、電流判定回路が電流判定を実施する。つまり、この場合は、電位判定が完了してから比較的長い時間待機してから電流判定が実施される。期間Ｔ３の間にリカバリ電流（すなわち、電流Ｉｃ）が減少するので、タイミングｔ３では電流Ｉｃとして低い電流が検出される。したがって、第１スイッチング素子はオフされない。このように、リカバリ電流によって第１スイッチング素子に大電流が流れる場合には、第１スイッチング素子はオフされない。
【００２２】
以上に説明したように、このスイッチング回路によれば、リカバリ動作によって大電流が流れる場合には第１スイッチング素子をオフさせずに、短絡によって大電流が流れる場合に第１スイッチング素子をオフさせることができる。さらに、このスイッチング回路によれば、電流Ｉｃが流れ始めるときのゲート電位Ｖｇ（すなわち、電位Ｖｓ）のばらつきの影響をほとんど受けずに、第１スイッチング素子を保護することができる。
【００２３】
なお、図８〜１０は本明細書が開示する技術の一例として示されたものである。本明細書に開示の技術は、図８〜１０の構成に限定されるものではない。
【図面の簡単な説明】
【００２４】
【図１】インバータ回路１０の回路図。
【図２】スイッチング回路２０の動作を示すフローチャート。
【図３】スイッチング回路２０の短絡時の動作を示すグラフ。
【図４】スイッチング回路２０の短絡時の動作を示すグラフ。
【図５】スイッチング回路２０のリカバリ電流が流れる時の動作を示すグラフ。
【図６】特許文献１のインバータ回路の短絡時の動作を示すグラフ。
【図７】特許文献１のインバータ回路のリカバリ電流が流れる時の動作を示すグラフ。
【図８】本明細書が開示する一例のスイッチング回路の短絡時の動作を示すグラフ。
【図９】本明細書が開示する一例のスイッチング回路の短絡時の動作を示すグラフ。
【図１０】本明細書が開示する一例のスイッチング回路のリカバリ電流が流れる時の動作を示すグラフ。
【発明を実施するための形態】
【実施例】
【００２５】
図１に示すインバータ回路１０は、直流電源１２から供給される直流電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータ１４に供給する。インバータ回路１０は、高電位配線１６と低電位配線１８を有している。高電位配線１６と低電位配線１８の間に、直流電源１２が接続されている。高電位配線１６が低電位配線１８に対して高電位となるように、高電位配線１６と低電位配線１８の間に直流電圧が印加される。また、直流電源１２に対して並列に、平滑化コンデンサ１３が接続されている。
【００２６】
高電位配線１６と低電位配線１８の間に、３つのスイッチング回路２０ａ〜２０ｃが接続されている。スイッチング回路２０ａ〜２０ｃのそれぞれは、高電位配線１６と低電位配線１８の間に直列に接続された２つのＩＧＢＴ２２ａ、２２ｂを有している。ＩＧＢＴ２２ａのコレクタが高電位配線１６に接続されており、ＩＧＢＴ２２ａのエミッタがＩＧＢＴ２２ｂのコレクタに接続されており、ＩＧＢＴ２２ｂのエミッタが低電位配線１８に接続されている。つまり、ＩＧＢＴ２２ａが上アームのＩＧＢＴであり、ＩＧＢＴ２２ｂが下アームのＩＧＢＴである。
【００２７】
スイッチング回路２０ａ〜２０ｃのそれぞれは、２つのｐｎダイオード２４ａ、２４ｂを有している。ｐｎダイオード２４ａは、ＩＧＢＴ２２ａに対して並列に接続されている。ｐｎダイオード２４ａのカソードがＩＧＢＴ２２ａのコレクタに接続されており、ｐｎダイオード２４ａのアノードがＩＧＢＴ２２ａのエミッタに接続されている。つまり、ｐｎダイオード２４ａは、カソードが高電位配線１６側を向く向きで接続されている。ｐｎダイオード２４ｂは、ＩＧＢＴ２２ｂに対して並列に接続されている。ｐｎダイオード２４ｂのカソードがＩＧＢＴ２２ｂのコレクタに接続されており、ｐｎダイオード２４ｂのアノードがＩＧＢＴ２２ｂのエミッタに接続されている。つまり、ｐｎダイオード２４ｂは、カソードが高電位配線１６側を向く向きで接続されている。ｐｎダイオード２４ａが上アームのｐｎダイオードであり、ｐｎダイオード２４ｂが下アームのｐｎダイオードである。
【００２８】
インバータ回路１０は、３つの中間配線１９（すなわち、１９ａ〜１９ｃ）を有している。スイッチング回路２０ａ〜２０ｃのそれぞれにおいて、ＩＧＢＴ２２ａとＩＧＢＴ２２ｂの間の配線に、対応する１つの中間配線１９が接続されている。各中間配線１９は、ＩＧＢＴ２２ａのエミッタ、ＩＧＢＴ２２ｂのコレクタ、ｐｎダイオード２４ａのアノード及びｐｎダイオード２４ｂのカソードに接続されている。各中間配線１９は、モータ１４に接続されている。
【００２９】
インバータ回路１０は、ゲート制御回路２６を有している。ＩＧＢＴ２２ａ、２２ｂ毎に、１つのゲート制御回路２６が設けられている。各ゲート制御回路２６は、対応するＩＧＢＴのゲートに接続されている。なお、図１では、スイッチング回路２０ａのＩＧＢＴ２２ｂのゲートに接続されているゲート制御回路２６の内部回路が図示されており、他のゲート制御回路２６の内部回路の図示が省略されているが、各ゲート制御回路２６は互いに同じ構成を有している。各ゲート制御回路２６は、ＩＧＢＴ２２ａ、２２ｂのゲートの電位を制御する。これによって、ＩＧＢＴ２２ａ、２２ｂがスイッチングする。その結果、高電位配線１６と低電位配線１８の間に印加されている直流電圧が三相交流電圧に変換され、変換された三相交流電圧が３つの中間配線１９の間に出力される。三相交流電圧は、３つの中間配線１９を介してモータ１４に供給される。
【００３０】
次に、ゲート制御回路２６の構造を説明する。なお、上述したように、各ゲート制御回路２６の構造は互いに等しい。したがって、ここでは、スイッチング回路２０ａのＩＧＢＴ２２ｂのゲートに接続されているゲート制御回路２６の構造を代表として説明する。また、以下では、スイッチング回路２０ａのＩＧＢＴ２２ｂのゲートを、ゲートＧ１と呼ぶ。
【００３１】
ゲート制御回路２６は、ゲート充電回路３０、保護回路３２、抵抗Ｒ１〜Ｒ４及びコンデンサＣ１を有している。
【００３２】
ゲート充電回路３０は、抵抗Ｒ１を介してゲートＧ１に接続されている。ゲート充電回路３０は、その内部のスイッチング素子をスイッチングさせることで、ゲートＧ１を充電することができる。ゲート充電回路３０から抵抗Ｒ１を介してゲートＧ１に電荷が供給されると、ゲートＧ１が充電され、ゲートＧ１の電位（以下、ゲート電位Ｖｇという）が上昇する。
【００３３】
保護回路３２は、抵抗Ｒ２を介してゲートＧ１に接続されている。保護回路３２は、その内部のスイッチング素子をスイッチングさせることで、ゲートＧ１を放電することができる。ゲートＧ１から抵抗Ｒ２を介して保護回路３２に電荷が排出されると、ゲートＧ１が放電され、ゲート電位Ｖｇが低下する。
【００３４】
ゲートＧ１と低電位配線１８の間に、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ３が直列に接続されている。コンデンサＣ１の一方の端子がゲートＧ１に接続されており、コンデンサＣ１の他方の端子が抵抗Ｒ３の一方の端子に接続されており、抵抗Ｒ３の他方の端子が低電位配線１８に接続されている。コンデンサＣ１と抵抗Ｒ３によって、微分回路が構成されている。コンデンサＣ１と抵抗Ｒ３の間の配線には、ゲート電位Ｖｇを微分した値（すなわち、ゲート電位Ｖｇの変化率ｄＶｇ／ｄｔ）に相当する電位が現れる。コンデンサＣ１と抵抗Ｒ３の間の配線は、保護回路３２に接続されている。保護回路３２は、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ３の間の配線の電位を検出することによって、変化率ｄＶｇ／ｄｔを検出する。
【００３５】
ＩＧＢＴ２２ｂは、電流検出用のセンスエミッタＳＥを備えている。なお、ＩＧＢＴ２２ａ、２２ｂのそれぞれがセンスエミッタを備えているが、図１では、スイッチング回路２０ａのＩＧＢＴ２２ｂのセンスエミッタＳＥを図示し、その他のＩＧＢＴのセンスエミッタの図示を省略している。センスエミッタＳＥには、ＩＧＢＴ２２ｂのエミッタ（メインエミッタＭＥ）よりも小さい電流が流れる。センスエミッタＳＥに流れる電流とメインエミッタＭＥに流れる電流の比率は略一定である。したがって、センスエミッタＳＥに流れる電流を検出することで、ＩＧＢＴ２２ｂ全体に流れる電流Ｉｃを検出することができる。センスエミッタＳＥは、抵抗Ｒ４を介して低電位配線１８に接続されている。センスエミッタＳＥから抵抗Ｒ４を介して低電位配線１８へ電流が流れる。したがって、センスエミッタＳＥと抵抗Ｒ４の間の配線の電位は、抵抗Ｒ４に流れる電流（つまり、センスエミッタＳＥに流れる電流）に比例する。つまり、センスエミッタＳＥと抵抗Ｒ４の間の配線の電位は、ＩＧＢＴ２２ｂ全体に流れる電流Ｉｃに比例する。センスエミッタＳＥと抵抗Ｒ４の間の配線は、保護回路３２に接続されている。保護回路３２は、センスエミッタＳＥと抵抗Ｒ４の間の配線の電位を検出することによって、電流Ｉｃを検出する。
【００３６】
次に、スイッチング回路２０ａの動作について説明する。スイッチング回路２０ａでは、ＩＧＢＴ２２ａとＩＧＢＴ２２ｂが同時にオン状態となることが無いように制御される。しかしながら、何等かの理由によって、ＩＧＢＴ２２ａとＩＧＢＴ２２ｂが同時にオン状態となる場合がある。ＩＧＢＴ２２ａとＩＧＢＴ２２ｂが同時にオン状態となると、高電位配線１６と低電位配線１８が短絡状態となり、ＩＧＢＴ２２ａとＩＧＢＴ２２ｂに大電流が流れる。短絡状態が生じると、保護回路３２が、ＩＧＢＴ２２ｂをターンオフすることで、ＩＧＢＴ２２ｂに過大な負荷が加わることを防止する。まず、短絡時のスイッチング回路２０ａの動作について説明する。
【００３７】
図２は、スイッチング回路２０ａの動作を説明するフローチャートである。また、図３は、短絡時の各値の変化を示している。図３のタイミングｔａにおいて、ＩＧＢＴ２２ｂのゲート電位Ｖｇは略０Ｖであり、ＩＧＢＴ２２ｂはオフしている。また、タイミングｔａにおいて、上アームのＩＧＢＴ２２ａは既にオンしている。
【００３８】
図３のタイミングｔｂにおいて、上アームのＩＧＢＴ２２ａがオンしている状態で、ＩＧＢＴ２２ｂをターンオンさせる信号がゲート充電回路３０に入力される。したがって、ゲート充電回路３０は、図２のステップＳ２に示すように、タイミングｔｂに、ゲートＧ１の充電を開始する。したがって、タイミングｔｂ以後に、ゲート電位Ｖｇが上昇する。
【００３９】
タイミングｔｃにおいて、ゲート電位Ｖｇが、ＩＧＢＴ２２ｂに電流Ｉｃを流すのに最小限必要な電位Ｖｓに達する。このため、タイミングｔｃ以後に、電流Ｉｃが増加する。タイミングｔｃで電流Ｉｃが増加し始めると、保護回路３２が電流Ｉｃの増加を検知する。保護回路３２は、電流Ｉｃが増加を開始したタイミングｔｃを記憶する。そして、保護回路３２は、図２のステップＳ６に示すように、タイミングｔｃから期間ＴＡの間にゲート電位Ｖｇの変化率ｄＶｇ／ｄｔが負になるか否かを判定する。
【００４０】
上アームのＩＧＢＴ２２ａが既にオンしているので、タイミングｔｃでＩＧＢＴ２２ｂがオンし始めると、ＩＧＢＴ２２ａ、２２ｂを介して、高電位配線１６から低電位配線１８へ電流が流れる。つまり、高電位配線１６から低電位配線１８へ、モータ１４を介さずに電流が流れる。すなわち、高電位配線１６と低電位配線１８が短絡した状態となる。したがって、図３に示すように、タイミングｔｃ以後に、ＩＧＢＴ２６ｂに流れる電流Ｉｃが急激に増加する。このときの電流ＩｃはＩＧＢＴ２６ｂの飽和電流に近いので、電流Ｉｃが流れている期間においてＩＧＢＴ２６ｂのコレクタの電位は略一定の電位に固定される。このため、ゲートＧ１が充電されるときに、ＩＧＢＴ２６ｂのゲートＧ１とコレクタの間の容量があまり充電されず、ゲートＧ１とエミッタの間の容量が連続的に充電される。このため、電流Ｉｃが流れ始めた以降もゲート電位Ｖｇが連続的に上昇する。つまり、短絡時には、ゲート電位Ｖｇがミラー電位で一定で推移するという現象が発生しない。このように、ゲート電位Ｖｇが連続的に上昇するため、期間ＴＡの間にゲート電位Ｖｇの変化率ｄＶｇ／ｄｔは負にならない。したがって、保護回路３２は、図２のステップＳ６でＮＯと判定する。
【００４１】
ステップＳ６でＮＯと判定すると、その判定と略同時（すなわち、期間ＴＡの最後のタイミングｔｄ）に、保護回路３２が電流Ｉｃを検出する（ステップＳ８）。保護回路３２は、ステップＳ８において、検出された電流Ｉｃ（タイミングｔｄにおける電流Ｉｃ）が基準値ＩＢよりも高いか否かを判定する。図３に示すように、短絡状態の場合には、期間ＴＡの間に電流Ｉｃが高い値まで上昇する。したがって、タイミングｔｄにおける電流Ｉｃは基準値ＩＢよりも高い。このため、保護回路３２は、図２のステップＳ８でＹＥＳと判定する。
【００４２】
ステップＳ８でＹＥＳと判定すると、ステップＳ１０で、ゲート充電回路３０がゲートＧ１の充電を停止するとともに、保護回路３２がゲートＧ１の放電を開始する。このため、タイミングｔｄ以降に、ゲート電位Ｖｇが低下し、電流Ｉｃが低下する。タイミングｔｅにおいてゲート電位Ｖｇが電位Ｖｓまで低下すると、電流Ｉｃが略ゼロとなる。
【００４３】
このように、ＩＧＢＴ２６ｂをオンさせるときに短絡状態が生じた場合には、保護回路３２によってゲートＧ１が放電され、ＩＧＢＴ２６ｂが短時間でターンオフされる。このため、ＩＧＢＴ２６ｂに過大な負荷が加わることが防止される。このように、短絡状態においては、保護回路３２によってＩＧＢＴ２６ｂが保護される。
【００４４】
また、図４は、電位Ｖｓ（すなわち、ＩＧＢＴ２６ｂに電流Ｉｃが流れ始めるときのゲート電位Ｖｇ）が図３よりも低い場合であって、短絡が生じた場合の各値の変化を示している。図４でも、図３と同様にして、電流Ｉｃが流れ始めたタイミングｔｃから期間ＴＡが経過したタイミングｔｄにおいて、ゲート充電回路３０がゲートＧ１の充電を停止するとともに保護回路３２がゲートＧ１の放電を開始する。図３でも図４でも、電流Ｉｃが流れ始めたタイミングｔｃからゲートＧ１の放電が開始されるタイミングｔｄの間の期間ＴＡの長さが略同じである。このため、短絡時にＩＧＢＴ２６に流れる電流Ｉｃのピーク値Ｉｃｐが、図３と図４とで略等しい。したがって、図４の場合でも、図３の場合と同様に、ＩＧＢＴ２６に加わる負荷が抑制される。このように、スイッチング回路２０ａによれば、電位Ｖｓのばらつきの影響をほとんど受けることなく、短絡時にＩＧＢＴ２６ｂを保護することができる。
【００４５】
次に、リカバリ電流が流れる場合のスイッチング回路２０ａの動作について説明する。図５は、リカバリ電流が流れる場合の各値の変化を示している。図５のタイミングｔａにおいては、ＩＧＢＴ２２ｂのゲート電位Ｖｇは略０Ｖであり、ＩＧＢＴ２２ｂはオフしている。また、タイミングｔａにおいて、上アームのＩＧＢＴ２２ａはオフしている。また、図５では、タイミングｔａにおいて、中間配線１９ａの電位が高電位配線１６の電位よりも高くなっており、上アームのｐｎダイオード２４ａを介して中間配線１９ａから高電位配線１６に電流が流れている。
【００４６】
図５のタイミングｔｂにおいて、上アームのＩＧＢＴ２２ａがオフしている状態で、ＩＧＢＴ２２ｂをターンオンさせる信号がゲート充電回路３０に入力される。したがって、ゲート充電回路３０は、タイミングｔｂに、ゲートＧ１の充電を開始する（図２のステップＳ２）。したがって、図５に示すように、タイミングｔｂ以後にゲート電位Ｖｇが上昇する。
【００４７】
タイミングｔｃにおいて、ゲート電位Ｖｇが、電位Ｖｓに達する。このため、タイミングｔｃに、ＩＧＢＴ２２ｂがオンし始める。ＩＧＢＴ２２ｂがオンし始めると、中間配線１９ａの電位が高い電位から低電位配線１８と略同電位まで急激に低下する。すると、上アームのｐｎダイオード２４ａに印加されている電圧が順方向電圧から逆方向電圧に切り換えられ、ｐｎダイオード２４ａがリカバリ動作をする。すなわち、ｐｎダイオード２４ａに瞬間的に逆電流（リカバリ電流）が流れる。リカバリ電流は、ＩＧＢＴ２２ｂを通って低電位配線１８へ流れる。このため、タイミングｔｃ以後に、電流Ｉｃが急激に増加する。タイミングｔｃで電流Ｉｃが増加し始めると、保護回路３２が電流Ｉｃの増加を検知する。保護回路３２は、電流Ｉｃが増加を開始したタイミングｔｃを記憶する。そして、保護回路３２は、図２のステップＳ６に示すように、タイミングｔｃから期間ＴＡの間にゲート電位Ｖｇの変化率ｄＶｇ／ｄｔが負になるか否かを判定する。
【００４８】
リカバリ電流が流れている間は、短絡時と同様にＩＧＢＴ２２ｂのコレクタ電位が略一定の電位に固定される。このため、短絡時と同様に、リカバリ電流が増加している間はゲート電位Ｖｇが連続的に上昇する。しかしながら、上アームのｐｎダイオード２４ａからの電荷の排出が終了すると、リカバリ電流は急速に減少する。このため、電流Ｉｃが、ピーク値Ｉｃｐとなった後に自然に減少する。したがって、ゲート電位Ｖｇは、ピーク電位Ｖｇｐとなった後に自然に低下する。このため、期間ＴＡの間に、ゲート電位Ｖｇの変化率ｄＶｇ／ｄｔが負になる。このため、保護回路３２は、図２のステップＳ６でＹＥＳと判定する。ステップＳ６でＹＥＳと判定すると、保護回路３２が、期間ＴＡの最後のタイミングｔｄから期間ＴＢの間待機する（図２のステップＳ７）。つまり、保護回路３２は、タイミングｔｃから期間ＴＣ（期間ＴＡに期間ＴＢを足した期間）の間待機する。
【００４９】
期間ＴＢの間に、ゲート電位Ｖｇがミラー電位Ｖｍまで低下する。すると、ゲートＧ１の充電に伴ってＩＧＢＴ２２ｂのコレクタ電位が低下するようになる。このため、ゲートＧ１の充電に伴ってゲートＧ１とコレクタの間の容量が充電され、ゲートＧ１とエミッタの間の容量がほとんど充電されなくなる。このため、しばらくの間は、ゲート電位Ｖｇがミラー電位Ｖｍと略等しい一定の値で推移する。ゲート電位Ｖｇがミラー電位Ｖｍで推移している間に、電流Ｉｃが基準値ＩＢ未満に低下する。
【００５０】
タイミングｔｄから期間ＴＢが経過したタイミングｔｆにおいて、保護回路３２は、図２のステップＳ８を実行する。つまり、保護回路３２は、タイミングｔｆで、電流Ｉｃを検出し、検出した電流Ｉｃが基準値ＩＢよりも小さいか否かを判定する。期間ＴＢの間に電流Ｉｃが基準値ＩＢよりも小さい値まで減少するので、保護回路３２はステップＳ８でＮＯと判定する。
【００５１】
ステップＳ８でＮＯと判定すると、ゲート充電回路３０がゲートＧ１の充電を継続する。このため、ゲートＧ１とコレクタの間の容量が十分に充電され、ゲート電位Ｖｇが再度上昇し始める。ゲート充電回路３０は、ゲート電位Ｖｇをミラー電位Ｖｍよりも高い所定の電位Ｖｈまで上昇させる。これによって、ＩＧＢＴ２６ｂが正常にオンし、ＩＧＢＴ２６ｂに電流Ｉｃが流れ続ける。このように、リカバリ電流が流れる場合には、ＩＧＢＴ２６ｂが正常にオンする。
【００５２】
以上に説明したように、スイッチング回路２０ａは、短絡が生じる場合には、電位Ｖｓ（ＩＧＢＴ２６ｂに電流Ｉｃが流れ始めるときのゲート電位Ｖｇ）のばらつきの影響をほとんど受けることなく、ＩＧＢＴ２６ｂを保護することができる。また、リカバリ電流が流れる場合には、ＩＧＢＴ２６ｂを正常にオンさせることができる。
【００５３】
なお、上記の説明では、ＩＧＢＴ２６ｂをオンさせる場合の動作について説明した。しかしながら、ＩＧＢＴ２６ａをオンさせる場合には、ＩＧＢＴ２６ａのゲートに接続されているゲート制御回路２６が、図３〜６と同様に動作する。したがって、短絡時には、上アームのＩＧＢＴ２６ａが好適に保護される。また、下アームのｐｎダイオード２４ｂがリカバリ動作を実行するときには、ＩＧＢＴ２６ａを好適にオンさせることができる。
【００５４】
なお、上述した実施例では、短絡が生じた場合に、期間ＴＡの最後のタイミングｔｄでゲートＧ１の放電を開始した。しかしながら、タイミングｔｄよりも少し遅れたタイミングでゲートＧ１の放電を開始してもよい。
【００５５】
以上、実施形態について詳細に説明したが、これらは例示にすぎず、特許請求の範囲を限定するものではない。特許請求の範囲に記載の技術には、以上に例示した具体例をさまざまに変形、変更したものが含まれる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独あるいは各種の組み合わせによって技術有用性を発揮するものであり、出願時請求項記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数目的を同時に達成するものであり、そのうちの１つの目的を達成すること自体で技術有用性を持つものである。
【符号の説明】
【００５６】
１０    ：インバータ回路
１２    ：直流電源
１３    ：平滑化コンデンサ
１４    ：モータ
１６    ：高電位配線
１８    ：低電位配線
１９    ：中間配線
２０    ：スイッチング回路
２４ａ、２４ｂ  ：ｐｎダイオード
２６    ：ゲート制御回路
３０    ：ゲート充電回路
３２    ：保護回路
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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