(57)【要約】【課題】消費電力を抑えることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】本発明の実施形態としてのＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧が入力される入力端子と、出力電圧を出力する出力端子と、複数の半導体スイッチを有し、前記複数の半導体スイッチのうちの１つまたは複数の前記半導体スイッチのオンオフ動作により、前記入力電圧から前記出力電圧に変換する変換回路と、前記入力電圧と予め定められたルックアップテーブルに基づき、前記複数の半導体スイッチから、前記オンオフ動作を行う前記半導体スイッチを１つまたは複数選択し、前記半導体スイッチの前記オンオフ動作を制御するスイッチ制御回路と、を備える。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
入力電圧が入力される入力端子と、
出力電圧を出力する出力端子と、
複数の半導体スイッチを有し、前記複数の半導体スイッチのうちの１つまたは複数の前記半導体スイッチのオンオフ動作により、前記入力電圧から前記出力電圧に変換する変換回路と、
前記入力電圧と予め定められたルックアップテーブルに基づき、前記複数の半導体スイッチから、前記オンオフ動作を行う前記半導体スイッチを１つまたは複数選択し、前記半導体スイッチの前記オンオフ動作を制御するスイッチ制御回路と
を備えるＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】
前記ルックアップテーブルは、
前記入力端子に接続された電源の開放電圧および内部インピーダンスと、前記入力電圧とに基づき予測される前記半導体スイッチに入力される入力電流における、前記複数の半導体スイッチそれぞれまたは組み合わせの消費電力から、消費電力が最小となるように、オンにする前記半導体スイッチを１つまたは複数選択したものである
請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項３】
前記スイッチ制御回路は、
前記出力電圧に基づく制御信号を発生させる制御回路と
前記入力電圧に基づくデジタル信号を発生させる変換器と、
前記制御信号と、前記デジタル信号と、前記ルックアップテーブルとに基づき、前記複数の半導体スイッチそれぞれをオンまたはオフにするゲート駆動回路
を備える
請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項４】
前記制御回路は、前記入力電圧と、前記入力電圧に対応する予め定められた周波数に基づき、前記オンオフ信号の周波数を変更し、
前記スイッチ制御回路は、前記オンオフ信号の周波数に応じて、前記複数の半導体スイッチに対する前記設定を行う
請求項１ないし３のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項５】
外的要因により起電力が生じる発電素子と、
前記発電素子により出力される電圧を、前記入力電圧とする請求項１ないし４のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータと
を備える電源装置。
【請求項６】
前記電源素子は、太陽光発電素子、熱電発電素子、もしくは振動発電素子またはそれらの組み合わせである
請求項５に記載の電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明の実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータおよび電源装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
ＤＣ−ＤＣコンバータの消費電力を削減するために、電力ロスの原因となる、ＤＣ−ＤＣコンバータが備える半導体スイッチを切り替える手法が知られている。半導体スイッチにおける電力ロスは、スイッチングロス（ＰＳＷ）、コンダクションロス（ＰＣＯＮ）、およびドライビングロス（ＰＤＲＩ）から成る。ＰＳＷは、スイッチサイズと入力電流におおよそ比例する。ＰＣＯＮは、スイッチサイズにおおよそ反比例し、入力電流におおよそ比例する。ＰＤＲＩは、スイッチサイズにおおよそ比例する。このように、半導体スイッチにおける消費電力は、入力電流とスイッチサイズに依存する。ゆえに、従来のＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチサイズの異なる複数の半導体スイッチを備え、スイッチに入力される電流に応じて、消費電力の少ない半導体スイッチに切り替えることで、消費電力を抑えている。
【０００３】
上記手法では、スイッチに入力される電流を算出する必要がある。一般的には、ＤＣ−ＤＣコンバータと負荷の間に抵抗を直列に接続し、抵抗の両端の電圧を測定することにより、電流を求める。しかし、この方法では、消費電力を抑えるための測定により、抵抗による消費電力が発生してしまうという問題が生ずる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００４】
【特許文献１】特許第３８２９７５３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
消費電力を抑えることができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
本発明の実施形態としてのＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧が入力される入力端子と、出力電圧を出力する出力端子と、複数の半導体スイッチを有し、前記複数の半導体スイッチのうちの１つまたは複数の前記半導体スイッチのオンオフ動作により、前記入力電圧から前記出力電圧に変換する変換回路と、前記入力電圧と予め定められたルックアップテーブルに基づき、前記複数の半導体スイッチから、前記オンオフ動作を行う前記半導体スイッチを１つまたは複数選択し、前記半導体スイッチの前記オンオフ動作を制御するスイッチ制御回路と、を備える。
【図面の簡単な説明】
【０００７】
【図１】第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成の一例を示す図。
【図２】入力電力（アナログ値）とＡＤ変換のデジタル値と使用されるスイッチを示す図。
【図３】半導体スイッチの消費電力について説明する図。
【図４】熱電発電素子の等価回路を示す図。
【図５】電源装置の回路構成の一例を示す図
【図６】第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成の一例を示す図。
【発明を実施するための形態】
【０００８】
以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
【０００９】
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成の一例を示す図である。第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、入力端子１と、出力端子２と、変換回路３と、スイッチ制御回路４を備える。変換回路３は、インダクタＬと、ダイオードＤと、スイッチＭ１１およびＭ１２と、コンデンサＣとを備える。スイッチ制御回路４は、制御回路４１と、Ａ／Ｄ変換機４２と、ゲート駆動回路４３とを備える。なお、この図で表した回路構成は一例であり、異なる構成であっても、図示しない構成要素を含んでもよい。例えば、スイッチは、Ｍ１１とＭ１２だけでなく、３つ以上あってもよい。また、変換回路３は、昇圧回路でも、降圧回路でもよい。
【００１０】
以下、各構成要素について説明する。
【００１１】
入力端子１は、直流電源（図示せず）に接続され、入力電圧が入力される。出力端子２は、負荷（図示せず）に接続され、出力電圧を出力（供給）する。第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、この入力電圧を所定の出力電圧に変換するものである。
【００１２】
変換回路３のインダクタＬは、一端が前記入力端子１に接続され、他端がダイオードＤ、スイッチＭ１１およびＭ１２に接続されている。ダイオードＤは、ダイオードＤのアノードがインダクタＬの他端に接続され、カソードが出力端子２およびコンデンサＣの一端に接続されており、インダクタＬから出力端子２およびコンデンサＣに電流を流すことができる。スイッチＭ１１およびＭ１２は、並列に接続されており、一端がグラウンドに接続され、他端がインダクタＬの他端に接続されている。スイッチの詳細については後述する。コンデンサＣは、一端がダイオードＤのカソードおよび出力端子に接続され、他端がグラウンドに接続されており、平滑コンデンサとして動作する。これらインダクタＬ、ダイオードＤ、コンデンサＣ、スイッチＭ１１およびＭ１２から構成される変換回路３は、スイッチＭ１１およびＭ１２のオンオフにより、入力端子１からの入力電圧を変換することができる。
【００１３】
スイッチ制御回路４の制御回路４１は、出力電力が入力され、出力電圧が所定の電圧になるように、変換回路３のスイッチＭ１１とＭ１２のオンオフを制御する。両スイッチのオンオフは、ゲート駆動回路４３が行うが、制御回路４１は、ゲート駆動回路４３に対し、スイッチのオンオフ制御信号を出力することにより、スイッチのオンオフを制御する。
【００１４】
Ａ／Ｄ変換機４２は、その一端が入力端子１に接続されており、入力された入力電圧をデジタル信号に変換する。デジタル信号は、使用されるスイッチの決定に用いられる。図２は、入力電力（アナログ値）とＡＤ変換のデジタル値と使用されるスイッチを示す図である。ここでは、２ｂｉｔのＡ／Ｄ変換器を用いた場合を示す。アナログ値は、入力端子１の電圧値であり、Ａ／Ｄ変換機４２は、当該アナログ値を、対応する００から１１までの２ｂｉｔのデジタル値に変換し、出力する。
【００１５】
なお、ここでは使用されるスイッチのパターンは３つであるため、「００」は使用しないとする。また、Ａ／Ｄ変換機４２の変換ｂｉｔ数は、ＤＣ−ＤＣコンバータが備えるスイッチの数に応じて決定される。
【００１６】
ゲート駆動回路４３は、図２に示したような、デジタル値と使用されるスイッチとの対応表（ルックアップテーブル）を予め搭載する。そして、ゲート駆動回路４３は、Ａ／Ｄ変換機４２からのデジタル信号とルックアップテーブルに基づき、オンオフするスイッチを、Ｍ１１、Ｍ１２、またはＭ１１とＭ１２の両方から選択する。選択されたスイッチは、制御回路４１のオンオフ制御信号に基づき、制御される。選択されなかったスイッチは、オフに保たれる。
【００１７】
以上のように、スイッチ制御回路４は、入力端子１の入力電力に基づき、使用されるスイッチを切り替える。
【００１８】
次に、スイッチと消費電力について説明する。スイッチＭ１１およびＭ１２は、ともにｎＭＯＳＦＥＴのスイッチであるが、スイッチサイズが異なるものと想定する。Ｍ１１のゲート幅をＷＭ１１、Ｍ１２のゲート幅をＷＭ１２とし、Ｍ１１とＭ１２のゲート長は、ともにＬで同じとする。また、ＷＭ１１はＷＭ１２よりも小さいものとする。ゆえに、Ｍ１１よりもＭ１２のほうが、スイッチサイズが大きい。そして、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、使用するスイッチを、Ｍ１１、Ｍ１２または両方と切り替えることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータにおけるスイッチサイズを適切に変更し、消費電力を抑える。
【００１９】
図３は、半導体スイッチの消費電力について説明する図である。横軸がスイッチサイズ、縦軸が消費電力を示す。半導体スイッチの消費電力は、スイッチングロス（ＰＳＷ）、コンダクションロス（ＰＣＯＮ）、およびドライビングロス（ＰＤＲＩ）から成る。ＰＳＷは、スイッチサイズ（容量）と入力電流におおよそ比例する。ＰＣＯＮは、スイッチサイズにおおよそ反比例し、入力電流におおよそ比例する。ＰＤＲＩは、スイッチサイズにおおよそ比例し、入力電流には依存しない。図３（Ａ）は、ＰＣＯＮとＰＤＲＩを考慮した場合の図であり、図３（Ｂ）は、さらにＰＳＷも考慮した場合の図である。
【００２０】
図３（Ａ）のグラフに示されたＰＣＯＮ１とＰＣＯＮ２のグラフは、スイッチに流れ込む入力電流が異なり、ＰＣＯＮ２の方が、入力電流が大きいものとする。ＰＣＯＮは、入力電流におおよそ比例するため、入力電流が大きい場合のＰＣＯＮ２の方が、ＰＣＯＮ１よりも消費電力が大きくなる。またＰＣＯＮは、スイッチサイズにおおよそ反比例するため、スイッチサイズが大きくなるにつれ、消費電力は減少している。
【００２１】
ＰＤＲＩは、入力電流には依存しないため、ＰＤＲＩのグラフは、ＰＣＯＮのグラフと異なり、１つ示されている。また、ＰＤＲＩはスイッチサイズにおおよそ比例するため、スイッチサイズが大きくなるにつれ、消費電力が増加している。ゆえに、ＰＣＯＮとＰＤＲＩを考慮した場合の消費電力は、破線で示された、入力電流が小さい場合のＰＣＯＮ１＋ＰＤＲＩと、入力電流が大きい場合のＰＣＯＮ２＋ＰＤＲＩの２つのグラフとなる。
【００２２】
これらの２つのグラフを見ると、入力電流が小さい場合におけるＭ１１の消費電力Ｐａは、Ｍ１２の消費電力Ｐｂよりも小さいため、入力電流が小さい場合では、Ｍ１１を使用したほうが、効率がよいことが分る。逆に、入力電流が大きい場合におけるＭ１１の消費電力Ｐｃは、Ｍ１２の消費電力Ｐｄよりも大きいため、入力電流が大きい場合では、Ｍ１２を使用したほうが、効率がよいことが分る。したがって、入力電流が小さい時から大きい時へ変化した場合、使用するスイッチをＭ１１からＭ１２に切り替えることで、スイッチによる消費電力を削減できる。
【００２３】
さらにＰＳＷも考慮した場合について説明する。図３（Ｂ）では、図３（Ａ）で示したＰＤＲＩのグラフの代わりに、入力電流が小さい場合のＰＳＷ１を加算したグラフＰＳＷ１＋ＰＤＲＩと、入力電流が大きい場合のＰＳＷ２を加算したグラフＰＳＷ２＋ＰＤＲＩの２つのグラフがさらに示されている。ＰＳＷは、ＰＤＲＩと同じく、スイッチサイズにおおよそ比例するため、ＰＳＷ１＋ＰＤＲＩと、ＰＳＷ２＋ＰＤＲＩの２つのグラフも、スイッチサイズが大きくなるにつれ、消費電力が増加している。また、ＰＳＷは、入力電流におおよそ比例するため、ＰＳＷ２＋ＰＤＲＩのほうが、ＰＳＷ１＋ＰＤＲＩよりも大きくなる。
【００２４】
ＰＳＷ、ＰＣＯＮおよびＰＤＲＩを考慮した場合の消費電力は、破線で示された、入力電流が小さい場合のＰＣＯＮ１＋ＰＳＷ１＋ＰＤＲＩと、入力電流大きい場合のＰＣＯＮ２＋ＰＳＷ２＋ＰＤＲＩの２つのグラフとなる。これらの２つのグラフを見ると、入力電流が小さい場合におけるＭ１１の消費電力Ｐｅは、Ｍ１２の消費電力Ｐｆよりも小さいため、入力電流が小さい場合では、Ｍ１１を使用したほうが、効率がよいことが分る。逆に、入力電流が大きい場合におけるＭ１１の消費電力Ｐｇは、Ｍ１２の消費電力Ｐｈよりも大きいため、入力電流が大きい場合では、Ｍ１２を使用したほうが、効率がよいことが分る。したがって、ＰＳＷも考慮した場合も、入力電流が小さい時から大きい時へ変化したときは、使用するスイッチをＭ１１からＭ１２に切り替えることで、スイッチによる消費電力を削減できる。
【００２５】
以上のことから、入力電流に基づき、使用するスイッチを適切なスイッチに切り替えることができれば、消費電力を抑えることができることが分かる。
【００２６】
しかし、入力電流は、スイッチまたは負荷に直列に抵抗を接続し、その両端の電圧と抵抗値から算出することはできるが、電力を消費してしまうという問題がある。そこで、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧に基づき、使用するスイッチを適切なスイッチに切り替える。
【００２７】
入力電圧に基づき、使用するスイッチを適切なスイッチに切り替えることができる理由について説明する。前提として、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子に接続される電源は、電源の開放電圧と内部インピーダンスが予め判明しているものを用いるとする。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータは、最大電力供給定理に基づき、最大の電力を得るために、電源からの入力電圧を調整するものとする。最大電力供給定理とは、内部インピーダンスと外部インピーダンス（負荷インピーダンス）が等しいとき、外部インピーダンスに対し、最大電力を供給できるというものである。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電力を電源の開放電圧の半分にし、最大電力を供給する。
【００２８】
例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータに接続される電源が、熱電発電素子である場合を想定する。熱電発電素子は、素子の表面と裏面の温度差がある場合に、電力を取り出すことができる素子である。図４は、熱電発電素子の等価回路を示す図である。熱電発電素子の開放電圧をＶＴＥＧａ、熱電発電素子の内部抵抗をＲＴＥＧとする。このときの出力電圧をＶＴＥＧｂと示す。テブナンの定理から、電源の等価回路は、電圧源とインピーダンスの直列接続で表されるが、特に熱電発電素子の場合は、インダクタンスやキャパシタンスを含まずに、インピーダンスを抵抗として表すことができる。
【００２９】
熱電発電素子の内部抵抗ＲＴＥＧは、使用される素子により決定されるものであり、既知である。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータは、ＶＴＥＧｂをＶＴＥＧａの半分になるように、スイッチをオンオフするスイッチング周波数またはスイッチのオンオフ比を調整することで、ＶＴＥＧｂを調整しているものとする。スイッチのオンオフ比とは、１周期当たりのオン時間とオフ時間の比である。
【００３０】
入力電力を電源の開放電圧の半分にした場合、ＤＣ−ＤＣコンバータに入力される電流は、Ｉ＝（ＶＴＥＧａ−ＶＴＥＧｂ）／ＲＴＥＧ＝（２ＶＴＥＧｂ−ＶＴＥＧｂ）／ＲＴＥＧ＝ＶＴＥＧｂ／ＲＴＥＧとなり、ＶＴＥＧｂとＲＴＥＧから求めることができる。したがって、ＶＴＥＧを測定すれば、入力電流を求めることができる。これにより、入力電流ではなく、入力電圧に基づいて、使用するスイッチを適切なスイッチに切り替えることができる。
【００３１】
なお、ここでは、熱電発電素子を例としたが、使用する素子は、内部インピーダンスを内部抵抗として表すことができる素子であればよい。熱電発電素子のほかにも、外的要因により起電力が生じる発電素子、例えば、太陽光発電素子、振動発電素子などは、電源として用いることができる。
【００３２】
図５は、電源装置の回路構成の一例を示す図である。図４で示した開放電圧と内部抵抗を有する熱電発電素子６が、第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータに接続されている。このように、第１の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、発電素子と接続され、電源装置として用いてもよい。
【００３３】
以上のように、第１の実施形態では、熱電発電素子など、電源の開放電圧と内部抵抗が判明している場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧を測定することにより、入力電圧に基づき、半導体スイッチの消費電力を減少させるスイッチサイズに変更する。入力電流を計測する必要がないために、電流経路に抵抗を接続する必要がなく、消費電力を削減でき、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を向上させることができる。
【００３４】
（第２の実施形態）
図６は、第２の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成の一例を示す図である。本実施形態では、Ａ／Ｄ変換機４２から出力されるデジタル値が、ゲート駆動回路４３だけでなく、制御回路４１にも入力される点が、第１の実施形態と異なる。第１の実施形態と同様な点は、説明を省略する。
【００３５】
第２の実施形態に係る制御回路４１は、Ａ／Ｄ変換機４２からの入力電圧のデジタル値も取得し、出力するオンオフ制御信号の周波数を調整する。オンオフ制御信号を取得したゲート駆動回路４３は、オンオフ制御信号の周波数に従い、Ｍ１１とＭ１２のスイッチのオンオフを行う。つまり、入力電圧に応じて、スイッチング周波数を調整する。そして、スイッチング周波数を抑えることにより、ドライビングロス（ＰＤＲＩ）を削減することができる。
【００３６】
図３にて説明した通り、入力電流の増加に伴い、コンダクションロス（ＰＣＯＮ）とスイッチングロス（ＰＳＷ）は増加するが、ドライビングロス（ＰＤＲＩ）は入力電流に依存しない。そのため、入力電流が増加すると、ＰＣＯＮとＰＳＷが、ＰＤＲＩよりも大きくなる場合がある。その場合、スイッチング周波数を下げることで、ＰＤＲＩを削減でき、スイッチの消費電力を削減することができる。ただし、スイッチング周波数を下げると、ＰＣＯＮは増加するので、ＰＤＲＩとＰＣＯＮはトレードオフとなる。回路シミュレーションなどにより、スイッチの各ロスを算出し、対応するルックアップテーブルを予め用意しておき、スイッチング周波数を調整する。
【００３７】
以上のように、第２の実施形態では、入力電圧に応じて、スイッチのオンオフ時間を調整し、所定の出力電圧を得ながら、スイッチング周波数を下げ、消費電力を抑えることができる。
【００３８】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。
【符号の説明】
【００３９】
１  入力端子
２  出力端子
３  変換回路
Ｌ  インダクタ
Ｄ  ダイオード
Ｃ  平滑コンデンサ
Ｍ１１  半導体スイッチ
Ｍ１２  半導体スイッチ
４  スイッチ制御回路
４１  制御回路
４２  Ａ／Ｄ変換機
４３  ゲート駆動回路
６  熱発電素子
ＶＴＥＧａ  開放電圧
ＲＴＥＧ  内部抵抗
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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