(57)【要約】【課題】交流電動機の制御システムにおいて、コスト上昇を抑制してレゾルバにおける電磁ノイズの影響を低下させる。【解決手段】複数のスイッチング素子を含むインバータによって出力を制御される交流電動機の回転角度位置が、レゾルバによって検出される。インバータでのパルス幅変調制御に用いられるキャリア信号の周波数は、インバータのスイッチング周波数をレゾルバの励磁信号の周波数と一致させるために、レゾルバの励磁信号周波数の設定値ｆｒｓｅｔに設定される。【選択図】図７
2017118689.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電動機の回転角度位置を検出するレゾルバと、
複数のスイッチング素子を含んで構成されて、前記交流電動機を駆動するための直流／交流電力変換を実行するインバータと、
前記レゾルバによって検出された前記回転角度位置を用いて、前記直流／交流電力変換を制御するための前記複数のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する制御装置とを備え、
前記レゾルバは、
交流電流の供給を受ける励磁コイルと、
前記励磁コイルへの前記交流電流の供給時に、前記交流電動機の前記回転角度位置の変化に応じて異なる位相で周期的に振幅が変化する交流電圧がそれぞれ誘起されるように配置された複数の検出コイルと、
前記複数の検出コイルのそれぞれに誘起された前記交流電圧から前記回転角度位置を算出するための演算装置とを含み、
前記制御装置は、前記交流電流の周波数と、前記複数のスイッチング素子のスイッチング周波数とが一致するように、前記オンオフ制御信号を生成する、交流電動機の制御システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
この発明は、交流電動機の制御システムに関し、より特定的には、レゾルバによって検出された回転角度位置を用いて交流電動機の出力を制御する制御システムに関する。
【背景技術】
【０００２】
電動機の回転角度位置を検出する装置としてレゾルバが用いられている。公知のように、レゾルバは、励磁コイルに供給された交流電流によって検出コイルに誘起される、固定子および回転子の相対角度に応じた交流電圧を測定することによって、回転子の回転角度位置を検出する。したがって、レゾルバの検出精度には、周囲からの電磁ノイズが影響を及ぼす。
【０００３】
特開２０１１−１４１２０７号公報（特許文献１）には、レゾルバからの正弦波出力を増幅してアナログ／デジタル変換した後、帯域通過フィルタを通過させることによって電磁ノイズの影響を除去する、レゾルバ信号変換装置が記載されている。
【０００４】
また、特開２０１５−１０９７２７号公報（特許文献２）および特開２０１３−２２１９１７号公報（特許文献３）にも、レゾルバの電磁ノイズ対策として、フィルタ回路のフィルタ係数を調整する構成、および、ソフトフェライトによる磁気シールドを具備する構成が開示されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１１−１４１２０７号公報
【特許文献２】特開２０１５−１０９７２７号公報
【特許文献３】特開２０１３−２２１９１７号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
しかしながら、特許文献１〜３の構成では、レゾルバに対してフィルタ回路や磁気シールドといった比較的複雑な構成を追加配置することが必要となるので、装置の大型化や高コスト化が危惧される。
【０００７】
この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、コスト上昇を抑制してレゾルバにおける電磁ノイズの影響を低下させる、交流電動機の制御システムの構成を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明のある局面によれば、交流電動機の制御システムは、交流電動機の回転角度位置を検出するためのレゾルバと、交流電動機を駆動するための直流／交流電力変換を実行するインバータと、制御装置とを備える。インバータは、複数のスイッチング素子を含んで構成される。制御装置は、レゾルバによって検出された回転角度位置を用いて、直流／交流電力変換を制御するための複数のスイッチング素子のオンオフ制御信号を生成する。レゾルバは、交流電流の供給を受ける励磁コイルと、複数の検出コイルと、演算装置とを含む。複数の検出コイルは、励磁コイルへの交流電流の供給時に、交流電動機の回転角度位置の変化に応じて異なる位相で振幅が周期的に変化する交流電圧がそれぞれ誘起されるように配置される。演算装置は、複数の検出コイルに誘起された交流電圧から回転角度位置を算出する。さらに、制御装置は、交流電流の周波数と複数のスイッチング素子のスイッチング周波数とが一致するように、オンオフ制御信号を生成する。
【０００９】
上記交流電動機の制御システムによれば、インバータのスイッチング周波数がレゾルバの励磁信号の周波数との差分が零になるので、レゾルバの出力信号に重畳されるインバータからのスイッチングノイズによる変動成分が抑制される。この結果、フィルタ回路や磁気シールド構造といった、追加の装置や制御を設けることなく、簡易にレゾルバ２５に対する電磁ノイズの影響を抑制することができる。
【発明の効果】
【００１０】
本発明によれば、交流電動機の制御システムにおいて、コスト上昇を抑制してレゾルバにおける電磁ノイズの影響を低下させることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１１】
【図１】本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。
【図２】図１に示されたレゾルバの概略構成図である。
【図３】図２に示された励磁コイルおよび検出コイルにおける交流波形図である。
【図４】インバータによる交流電動機の制御構成を説明する概略ブロック図である。
【図５】パルス幅変調部による制御処理を説明するための概念的な波形図である。
【図６】レゾルバからの出力信号に対するノイズの影響を説明するための概念的な波形図である。
【図７】本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおけるインバータ制御のための制御処理を説明するフローチャートである。
【図８】本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおけるインバータ制御の第１の変形例を説明するフローチャートである。
【図９】本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおけるインバータ制御の第２の変形例を説明するフローチャートである。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
（システム構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムの全体構成図である。
【００１３】
図１を参照して、交流電動機ＭＧの制御システム１００は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ０，Ｃ１と、昇圧コンバータ１２と、インバータ１４と、制御装置３０とを備える。
【００１４】
交流電動機ＭＧは、たとえば、電動車両の駆動輪に対してトルクを出力させるように構成された走行用電動機である。ここで、電動車両とは、ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生可能な自動車を包括的に表現するものとする。
【００１５】
あるいは、交流電動機ＭＧは、エンジンによって駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機ＭＧは、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。
【００１６】
直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。
【００１７】
システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子および電力線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。
【００１８】
昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７および電力線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からの制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。
【００１９】
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated  Gate  Bipolar  Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal  Oxide  Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線５の間に、直流電源Ｂと直列に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７および電力線５の間に接続される。
【００２０】
平滑コンデンサＣ０は、電力線７の直流電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、電力線７上の直流電圧ＶＨを検出する。以下では、インバータ１４の直流リンク電圧に相当する直流電圧ＶＨを「システム電圧ＶＨ」とも称する。一方、電力線６の直流電圧ＶＬは、電圧センサ１９によって検出される。電圧センサ１３，１９によって検出された直流電圧ＶＨ，ＶＬは、制御装置３０へ入力される。
【００２１】
インバータ１４は、電力線７および電力線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７および電力線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。具体的には、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からの制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。すなわち、インバータ１４は、制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８がオンオフされることによって、交流電動機ＭＧを駆動するための直流／交流電力変換を実行する。
【００２２】
交流電動機ＭＧは、代表的には、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３相のコイル巻線の一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイル巻線の他端は、各相上下アーム１５〜１７の接続ノードと電気的に接続されている。
【００２３】
昇圧コンバータ１２は、基本的には、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse  Width  Modulation）制御に用いられるキャリア信号（図示せず）の１周期に相当するスイッチング周期の各々において、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。
【００２４】
昇圧コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）を制御することによって、昇圧比（ＶＨ／ＶＬ）を制御することができる。したがって、直流電圧ＶＬ，ＶＨの検出値と電圧指令値ＶＨ＊とに従って演算されたデューティ比に従って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフが制御される。
【００２５】
インバータ１４は、交流電動機ＭＧのトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からの制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機ＭＧを駆動する。
【００２６】
また、インバータ１４は、交流電動機ＭＧのトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機ＭＧを駆動する。さらに、制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機ＭＧのトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機ＭＧが発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧ＶＨ）を、平滑コンデンサＣ０を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。
【００２７】
電流センサ２４は、交流電動機ＭＧに流れる電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置してもよい。
【００２８】
回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機ＭＧのロータの回転角度位置θ（以下、単に「回転角」とも称する）を検出し、検出結果を示す信号を制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、レゾルバ２５の出力信号に基づき、交流電動機ＭＧの回転速度および回転角速度についても算出できる。
【００２９】
制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central  Processing  Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、制御システム１００の動作を制御する。
【００３０】
代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１９によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、および電流センサ２４によって検出される交流電動機ＭＧの電流ｉｕ（ｉｕ＝−（ｉｖ＋ｉｗ）），ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、交流電動機ＭＧがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。
【００３１】
すなわち、制御装置３０は、直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って上記のように制御するために昇圧コンバータ１２の制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。また、制御装置３０は、交流電動機ＭＧの出力トルクをトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って制御するための制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。制御信号Ｓ１〜Ｓ８は、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ入力される。
【００３２】
このように、制御装置３０は、レゾルバ２５によって検出された回転角θを用いて、交流電動機ＭＧの出力を制御するためのインバータ１４の制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。
【００３３】
（レゾルバの構成）
図２は、図１に示されるレゾルバ２５の概略構成図である。
【００３４】
図２を参照して、レゾルバ２５は、ステータ２６と、ロータ２７と、レゾルバデジタルコンバータ（以下「Ｒ／Ｄコンバータ」とも称する）５０と、励磁コイル５５と、検出コイル５６，５７とを含む。Ｒ／Ｄコンバータ５０は、励磁電流を発生する信号生成回路５１と、信号演算を行なうためのマイクロコンピュータ５２とを含む。マイクロコンピュータ５２は、「演算装置」の一実施例によって構成される。
【００３５】
楕円形状を有するロータ２７は、交流電動機ＭＧのロータと一体的に回転するように、交流電動機ＭＧのロータに取り付けられる。すなわち、ロータ２７の回転角度位置によって、交流電動機ＭＧの回転角θを検出することができる。
【００３６】
励磁コイル５５および検出コイル５６，５７は、ステータ２６に内蔵される。検出コイル５６および５７は、電気角で９０度相当ずれた位置に配置されている。信号生成回路５１は、励磁信号Ｓｒを励磁コイル５５へ供給する。
【００３７】
図３は、励磁コイル５５および検出コイル５６，５７の交流波形図である。
図３を参照して、励磁信号Ｓｒは、一定振幅かつ一定周波数の交流電圧である。たとえば、信号生成回路５１に含まれる発振器によって、励磁信号Ｓｒは生成される。これにより、励磁コイル５５には、励磁信号Ｓｒと同一周波数の交流電流である励磁電流が生じる。
【００３８】
検出コイル５６および５７には、励磁コイル５５の励磁電流によって誘起される、励磁信号Ｓｒと同一周波数の交流電圧信号ＳａおよびＳｂが生じる。一方で、ロータ２７が楕円形状を有するため、ロータ２７の回転に従って、ステータ２６およびロータ２７間のギャップが変化する。交流電圧信号Ｓａ，Ｓｂの振幅は、当該ギャップに応じて変化する。この結果、交流電圧信号Ｓａ，Ｓｂは、交流電動機ＭＧの回転角θの変化に応じて、それぞれが異なる位相で周期的に振幅が変化する挙動を示す。
【００３９】
したがって、交流電圧信号Ｓａのピーク点をつなぐことによって得られる仮想波形Ｗａは、ステータ２６およびロータ２７間のギャップの変化に応じた交流波形となる。同様に、交流電圧信号Ｓｂのピーク点をつなぐことによって得られる仮想波形Ｗｂは、ステータ２６およびロータ２７間のギャップの変化に応じた交流波形となる。
【００４０】
ここで、ロータ２７の回転角度位置は、仮想波形ＷａおよびＷｂの値の差から求めることができる。また、仮想波形ＷａおよびＷｂの間には、電気角９０度相当の位相差が発生するが、ロータ２７の回転方向（正回転／負回転）は、仮想波形Ｗａ，Ｗｂの位相差の極性（仮想波形ＷａおよびＷｂのいずれの位相が進んでいるか）によって求めることができる。
【００４１】
再び図２を参照して、マイクロコンピュータ５２は、検出コイル５６および５７に出力された交流電圧信号Ｓａ，Ｓｂを入力される。そして、マイクロコンピュータ５２は、交流電圧信号Ｓａ，Ｓｂに対する信号処理によって、仮想波形Ｗａ，Ｗｂ（図３）を得る。さらに、得られた仮想波形Ｗａ，Ｗｂから、ロータ２７の回転角度位置、すなわち、交流電動機ＭＧの回転角θを示す信号Ｓθを生成して、制御装置３０へ出力する。なお、マイクロコンピュータ５２による信号処理は、制御装置３０によって実行されてもよい。
【００４２】
（インバータによる交流電動機制御）
図４は、インバータによる交流電動機の制御構成を説明する概略ブロック図である。図４に示した各機能ブロックについては、当該ブロックに相当機能を有する回路（ハードウェア）を制御装置３０に構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。
【００４３】
図４を参照して、電動機制御部３００は、電動機指令演算部３１０と、パルス幅変調部３２０と、キャリア周波数制御部３５０と、キャリア発生部３６０とを含む。
【００４４】
電動機指令演算部３１０は、交流電動機ＭＧのフィードバック制御により、インバータ１４の制御指令を演算する。ここで、制御指令は、インバータ１４によって制御される、交流電動機ＭＧへ供給される電圧または電流の指令値である。以下では、制御指令として、交流電動機ＭＧの各相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを例示する。たとえば、電動機指令演算部３１０は、交流電動機ＭＧの各相の電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのフィードバックにより出力トルクを制御する。具体的には、電動機指令演算部３１０は、交流電動機ＭＧのトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応した電流指令値を設定するとともに、当該電流指令値と実際の電流との偏差に応じて電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。この際に、交流電動機ＭＧの回転角θを用いた座標変換（代表的には、ｄｑ軸変換）を伴う制御演算を用いることが一般的である。
【００４５】
パルス幅変調部３２０は、キャリア発生部３６０からのキャリア信号ＣＷと、電動機指令演算部３１０からの電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとに基づいて、インバータ１４のスイッチング素子の制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。制御信号Ｓ３〜Ｓ８により、インバータ１４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上下アームを構成する６個のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフが制御される。
【００４６】
図５はパルス幅変調部３２０によるＰＷＭ制御を説明する波形図である。
図５を参照して、ＰＷＭ制御では、キャリア信号ＣＷと、電圧指令３７０との電圧比較に基づき、インバータの各相のスイッチング素子のオンオフが制御される。ここで、電圧指令３７０は、図４に示された電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを総称するものである。
【００４７】
具体的には、電圧指令３７０の方がキャリア信号ＣＷよりも高電圧の期間では、当該相において上アーム素子がオンされる一方で、下アーム素子がオフされる。反対に、電圧指令３７０の方がキャリア信号ＣＷよりも低電圧の期間では、当該相において下アーム素子がオンされる一方で、上アーム素子がオフされる。
【００４８】
この結果、キャリア信号（図示せず）の１周期に相当するスイッチング周期の各々において、上アーム素子および下アーム素子が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。このため、インバータ１４におけるスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング周波数は、キャリア信号ＣＷの周波数（以下、「キャリア周波数」とも称する）と等価である。
【００４９】
ＰＷＭ制御により、交流電動機ＭＧの各相コイル巻線には、疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧３８０が印加される。キャリア信号ＣＷ、周期的な三角波やのこぎり波によって構成することができる。
【００５０】
図６には、レゾルバからの出力信号に対するノイズの影響を説明するための概念的な波形図が示される。
【００５１】
図６を参照して、レゾルバ２５の出力信号Ｓθは、基本的には、電気角３６０度周期で変化する三角波状の信号１１０となる。しかしながら、インバータ１４のスイッチングによって電磁ノイズが生じると、出力信号Ｓθは、信号１１０（三角波）に対してノイズ成分が重畳された波形１１１となって、制御装置３０へ入力される。
【００５２】
インバータ１４のスイッチングノイズによる交流成分である波形１１１の周波数は、インバータ１４のスイッチング周波数をｆｉｎｖとし、励磁信号の周波数をｆｒとすると、｜ｆｉｎｖ−ｆｒ｜で示される。
【００５３】
このように、出力信号Ｓθに、周波数｜ｆｉｎｖ−ｆｒ｜を有する交流変動成分が重畳されると、交流電動機ＭＧの回転角検出値が当該周波数に従って変動することにより、交流電動機ＭＧの出力にも変動が生じることが懸念される。
【００５４】
したがって、本実施の形態に従う交流電動機の制御システムでは、レゾルバ２５の出力信号に対する電磁ノイズの影響を抑制するように、インバータ１４のスイッチング周波数を制御する。
【００５５】
図７は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおけるインバータ制御のための制御処理を説明するフローチャートである。図７に示す制御処理は、図１に示された制御装置３０によって繰返し実行される。
【００５６】
図７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、キャリア信号ＣＷのキャリア周波数ｆｃｗを、励磁信号Ｓｒの設定周波数ｆｒｓｅｔに設定する。周波数ｆｒｓｅｔは、たとえば信号生成回路５１における発振周波数の規格値に相当する。ステップＳ１００による処理は、図４のキャリア発生部３６０の機能に相当する。
【００５７】
制御装置３０は、ステップＳ２００により、ステップＳ１００で設定されたキャリア周波数ｆｃｗを有するキャリア信号ＣＷを生成する。ステップＳ２００による処理は、図４のキャリア周波数制御部３５０の機能に相当する。
【００５８】
さらに、制御装置３０は、ステップＳ３００により、電動機指令演算部３１０による電圧指令の演算処理とともに、キャリア信号ＣＷと当該電圧指令との比較処理によって、インバータ１４の制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。すなわち、ステップ３２００による処理は、図４の電動機指令演算部３１０およびパルス幅変調部３２０の機能に相当する。これにより、ステップＳ４００では、制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってインバータ１４でのスイッチング制御が実行されることにより、交流電動機ＭＧを駆動するための直流／交流電力変換が実行される。この際に、インバータ１４でのスイッチング周波数ｆｉｎｖ（キャリア周波数ｆｃｗ）が励磁信号Ｓｒの設定周波数ｆｒｓｅｔと同等であるため、周波数｜ｆｉｎｖ−ｆｒ｜をほぼ零とすることができる。この結果、図６での波形１１１による出力信号Ｓθの変動が抑制される。
【００５９】
このように、本実施の形態に従う電動機の制御システムでは、交流電動機ＭＧの出力制御のためのインバータ１４のスイッチング周波数は、レゾルバ２５での励磁信号Ｓｒの周波数と一致するように制御される。これにより、インバータ１４からの電磁ノイズがレゾルバ２５の出力信号Ｓθへ及ぼす影響を抑制できる。この結果、特許文献１〜３のようにフィルタ回路や磁気シールド構造といった、追加の装置や制御を設けることなく、レゾルバ２５に対する電磁ノイズの影響を簡易に抑制することが可能である。
【００６０】
（インバータ制御の変形例）
図８は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおけるインバータ制御の第１の変形例を示すフローチャートである。
【００６１】
図８を参照して、第１の変形例では、図７でのステップＳ１００に代えて、ステップＳ１１０〜Ｓ１３０が実行される。すなわち、ステップＳ１１０〜Ｓ１３０による処理は、図４のキャリア発生部３６０の機能に相当する。
【００６２】
制御装置３０は、ステップＳ１１０では、信号生成回路５１の基板温度Ｔｒを読み込む。たとえば、第１の変形例では、信号生成回路５１（図２）において、発振器が搭載された基板（図示せず）の温度を検出するための温度センサ５３が設けられる。
【００６３】
図２に示されるように、温度センサ５３によって検出された基板温度Ｔｒは、マイクロコンピュータ５２を経由して、制御装置３０へ入力することができる。これにより、制御装置３０では、ステップＳ１１０による基板温度Ｔｒの取得が可能となる。
【００６４】
図２に示された信号生成回路５１が、温度変化に応じて発振周波数が変化する温度依存性を有する発振器によって構成される場合には、励磁信号Ｓｒの周波数ｆｒが温度変化によって変化する。当該温度依存性は、発振器の構成要素の回路定数（キャパシタンス値等）の変化によって生じるので、信号生成回路５１の基板温度Ｔｒと、励磁信号の周波数ｆｒとの間には、一定の関係が生じる。このため、実機実験等により、信号生成回路５１の温度依存性に対応させて、基板温度Ｔｒと励磁信号の予測周波数ｆｒ＊とを対比させるマップを予め作成することできる。
【００６５】
制御装置３０は、ステップＳ１２０により、基板温度Ｔｒから励磁信号Ｓｒの予測周波数ｆｒ＊を求める。たとえば、ステップＳ１４０で読込まれた基板温度Ｔｒを用いて、上記のようなマップを参照することによって、予測周波数ｆｒ＊を求めることができる。
【００６６】
続いて、制御装置３０は、ステップＳ１３０により、ステップＳ１２０で求められた予測周波数ｆｒ＊を、キャリア周波数ｆｃｗに設定する（ｆｒ＝ｆｒ＊）。さらに、ステップＳ１３０で設定されたキャリア周波数ｆｃｗを用いて、図７と同様のステップＳ２００〜Ｓ４００が実行される。
【００６７】
これにより、インバータ制御の第１の変形例によれば、信号生成回路５１の温度依存性によってレゾルバ２５の励磁信号Ｓｒの周波数が変化しても、これに追従してインバータ１４のスイッチング周波数と励磁信号周波数との差を解消とすることができる。これにより、レゾルバ２５において温度依存性によって励磁信号の周波数が変化しても、図６で説明した制御と同様に、インバータ１４からのスイッチングノイズがレゾルバ２５の出力信号へ及ぼす影響を抑制できる。さらに、信号生成回路５１の温度依存性の許容度が低くなるため、この面からコストの上昇を抑制することができる。
【００６８】
図９は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御システムにおけるインバータ制御の第２の変形例を示すフローチャートである。
【００６９】
図９を参照して、第２の変形例では、図７でのステップＳ１００に代えて、ステップＳ１４０〜Ｓ１５０が実行される。すなわち、ステップＳ１４０，Ｓ１５０による処理は、図４のキャリア発生部３６０の機能に相当する。制御装置３０は、ステップＳ１４０では、励磁信号Ｓｒの実測周波数ｆｒｍを読込む。
【００７０】
再び図２を参照して、第２の変形例では、マイクロコンピュータ５２は、励磁信号Ｓｒの入力を受けて、信号処理によって励磁信号Ｓｒの実測周波数ｆｒｍを求める。そして、マイクロコンピュータ５２は、計測された実測周波数ｆｒｍを制御装置３０に対して出力する。これにより、制御装置３０は、ステップＳ１４０によって、励磁信号Ｓｒの実測周波数ｆｒｍを取得することができる。
【００７１】
続いて、制御装置３０は、ステップＳ１５０により、ステップＳ１４０で取得された実測周波数ｆｒｍを、キャリア周波数ｆｃｗに設定する（ｆｒ＝ｆｒｍ）。さらに、ステップＳ１３０で設定されたキャリア周波数ｆｃｗを用いて、図７と同様のステップＳ２００〜Ｓ４００が実行される。
【００７２】
これにより、インバータ制御の第２の変形例によれば、信号生成回路５１の温度依存性等によってレゾルバ２５の励磁信号Ｓｒの周波数が変化しても、これに追従してインバータ１４のスイッチング周波数と励磁信号周波数との差を解消とすることができる。これにより、励磁信号の周波数が規格値から変化しても、図６で説明した制御と同様に、インバータ１４からのスイッチングノイズがレゾルバ２５の出力信号へ及ぼす影響を抑制できる。
【００７３】
なお、本実施の形態では、インバータ１４のスイッチング周波数制御について、ＰＷＭ制御に用いられるキャリア周波数を制御する例を説明した。しかしながら、本発明の適用はこのような例に限定されるものではなく、インバータの任意の制御手法において、スイッチング素子を周期的にオンするときのスイッチング周波数を、レゾルバの励磁信号周波数と一致するように制御することにより、本発明の効果を奏することができる。
【００７４】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【００７５】
５，６，７  電力線、１０，１３，１９  電圧センサ、１１，２４  電流センサ、１２  昇圧コンバータ、１４  インバータ、１５〜１７  各相上下アーム（インバータ）、２５  回転角センサ（レゾルバ）、２６  ステータ、２７  ロータ、３０  制御装置、５０  Ｒ／Ｄコンバータ、５１  信号生成回路、５２  マイクロコンピュータ、５３  温度センサ、５５  励磁コイル、５６，５７  検出コイル、１００  制御システム、１１０  出力信号（レゾルバ）、１１１  波形、３００  電動機制御部、３１０  電動機指令演算部、３２０  パルス幅変調部、３５０  キャリア周波数制御部、３６０  キャリア発生部、３７０，Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ  電圧指令、３８０  パルス幅変調電圧、Ｂ  直流電源、Ｃ０，Ｃ１  平滑コンデンサ、ＣＷ  キャリア信号、Ｄ１〜Ｄ８  逆並列ダイオード、ｆｃｗ  キャリア周波数、Ｉｂ  直流電流、Ｌ１  リアクトル、ＭＧ  交流電動機、Ｑ１〜Ｑ８  電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８  制御信号（スイッチング素子）、ＳＲ１，ＳＲ２  システムリレー、Ｓａ，Ｓｂ  交流電圧信号（検出コイル）、Ｓｒ  励磁信号、Ｓθ  出力信号（レゾルバ）、Ｔｑｃｏｍ  トルク指令値、Ｔｒ  基板温度（信号発生回路）、ＶＨ  直流電圧（システム電圧）、ＶＬ  直流電圧、Ｗａ，Ｗｂ  仮想波形、ｆｉｎｖ  スイッチング周波数、ｆｒ  励磁信号周波数（レゾルバ）、ｆｒｍ  実測周波数（レゾルバ励磁信号）、ｆｒｓｅｔ  設定周波数（レゾルバ励磁信号）、ｆｒ＊  予測周波数（レゾルバ励磁信号）、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ  三相電流（モータ電流）。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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