(57)【要約】【課題】コストの低減が実現可能な電力変換システム、パワーモジュールおよび半導体装置を提供する。【解決手段】電力変換システムは、コントローラＣＴＬＵとハイサイド回路ＨＳＵとの間の配線を含む第１の結合回路（ＨＣＣ１，ＨＣＣ２）と、コントローラＣＴＬＵとロウサイド回路ＬＳＵとの間の配線を含む第２の結合回路（ＬＣＣ）とを有する。第１の結合回路（ＨＣＣ１，ＨＣＣ２）は、コントローラＣＴＬＵからの配線にアノードが結合され、ハイサイド回路ＨＳＵからの配線にカソードが結合されるダイオードＤＤ１，ＤＤ２を備える。【選択図】図１
2017118807.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
ハイサイド回路およびロウサイド回路と、
前記ハイサイド回路および前記ロウサイド回路と通信するコントローラと、
前記コントローラと前記ハイサイド回路との間の配線を含む第１の結合回路と、
前記コントローラと前記ロウサイド回路との間の配線を含む第２の結合回路と、
を有する電力変換システムであって、
前記ハイサイド回路は、
基準電源電圧を基準として第１の電源電圧が供給される第１の電源端子と負荷駆動端子との間に結合され、前記負荷駆動端子を介して負荷に電力を供給するハイサイドスイッチと、
前記ハイサイドスイッチを駆動するハイサイドドライバと、
を備え、
前記ロウサイド回路は、
前記基準電源電圧が供給される基準電源端子と前記負荷駆動端子との間に結合され、前記負荷駆動端子を介して前記負荷に電力を供給するロウサイドスイッチと、
前記ロウサイドスイッチを駆動するロウサイドドライバと、
を備え、
前記第１の結合回路は、前記コントローラからの前記配線にアノードが結合され、前記ハイサイド回路からの前記配線にカソードが結合されるダイオードを備える、
電力変換システム。
【請求項２】
請求項１記載の電力変換システムにおいて、
前記ハイサイド回路は、前記ハイサイドスイッチと同一の半導体チップに形成され、前記ハイサイドスイッチの温度を検出し、カソードが前記負荷駆動端子に結合される第１の温度検出ダイオードを備え、
前記第１の結合回路は、
前記第１の温度検出ダイオードのアノードにカソードが結合される第１のダイオードと、
前記第１の温度検出ダイオードのカソードにカソードが結合される第２のダイオードと、
前記第１の電源電圧よりも低い第２の電源電圧が供給され、前記第１のダイオードを介して前記第１の温度検出ダイオードに順方向の電流を流す第１の電流源と、
前記第２の電源電圧が供給され、前記第２のダイオードに順方向の電流を流す第２の電流源と、
前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのアノードとの差電圧を検出し、当該検出結果を前記コントローラへ送信する第１の差動増幅回路と、
を有する、
電力変換システム。
【請求項３】
請求項２記載の電力変換システムにおいて、
前記第１の差動増幅回路は、前記ハイサイドスイッチがオフ、前記ロウサイドスイッチがオンの期間で、前記第１のダイオードおよび前記第２のダイオードを介して前記第１の温度検出ダイオードの順方向電圧を検出する、
電力変換システム。
【請求項４】
請求項３記載の電力変換システムにおいて、
前記ロウサイド回路は、前記ロウサイドスイッチと同一の半導体チップに形成され、前記ロウサイドスイッチの温度を検出し、カソードが前記基準電源端子に結合される第２の温度検出ダイオードを備え、
前記第２の結合回路は、
前記第２の温度検出ダイオードに順方向の電流を流す第３の電流源と、
前記第２の温度検出ダイオードのアノードとカソードの差電圧を検出し、当該検出結果を前記コントローラへ送信する第２の差動増幅回路と、
を有する、
電力変換システム。
【請求項５】
請求項１記載の電力変換システムにおいて、
前記ダイオードは、前記ハイサイドスイッチがオフ、前記ロウサイドスイッチがオンの期間で、前記コントローラからの信号を前記ハイサイド回路へ伝送する、
電力変換システム。
【請求項６】
請求項５記載の電力変換システムにおいて、
前記第１の結合回路は、前記ダイオードのカソードと前記負荷駆動端子との間に結合されるプルダウンスイッチを備える、
電力変換システム。
【請求項７】
請求項５記載の電力変換システムにおいて、
前記電力変換システムは、さらに、前記コントローラの出力信号の電圧レベルを前記ハイサイド回路の入力信号の電圧レベルに変換する絶縁素子を有し、
前記絶縁素子は、前記コントローラから送信された前記ハイサイドスイッチのオン・オフ信号を前記ハイサイド回路へ伝送する、
電力変換システム。
【請求項８】
請求項１記載の電力変換システムにおいて、
前記ダイオードは、前記ハイサイドスイッチがオフ、前記ロウサイドスイッチがオンの期間で、前記ハイサイド回路からの信号を前記コントローラへ伝送する、
電力変換システム。
【請求項９】
請求項８記載の電力変換システムにおいて、
前記第１の結合回路は、前記第１の電源電圧よりも低い第２の電源電圧が供給され、前記ダイオードに順方向の電流を流す電流源を備える、
電力変換システム。
【請求項１０】
基準電源電圧を基準として第１の電源電圧が供給される第１の電源端子と、
前記基準電源電圧が供給される基準電源端子と、
負荷駆動端子と、
ハイサイド回路およびロウサイド回路と、
前記ハイサイド回路との間で信号を送信または受信する第１の端子と、
前記ロウサイド回路との間で信号を送信または受信する第２の端子と、
前記第１の端子と前記ハイサイド回路との間の配線を含む第１の結合回路と、
前記第２の端子と前記ロウサイド回路との間の配線を含む第２の結合回路と、
を有し、１個のパッケージで構成されるパワーモジュールであって、
前記ハイサイド回路は、
前記第１の電源端子と前記負荷駆動端子との間に結合され、前記負荷駆動端子を介して負荷に電力を供給するハイサイドトランジスタと、
前記ハイサイドトランジスタを駆動するハイサイドドライバと、
を備え、
前記ロウサイド回路は、
前記基準電源端子と前記負荷駆動端子との間に結合され、前記負荷駆動端子を介して前記負荷に電力を供給するロウサイドトランジスタと、
前記ロウサイドトランジスタを駆動するロウサイドドライバと、
を備え、
前記第１の結合回路は、前記第１の端子からの前記配線にアノードが結合され、前記ハイサイド回路からの前記配線にカソードが結合されるダイオードを備える、
パワーモジュール。
【請求項１１】
請求項１０記載のパワーモジュールにおいて、
前記ハイサイドトランジスタは、第１の半導体チップに形成され、
前記ロウサイドトランジスタは、第２の半導体チップに形成され、
前記ハイサイドドライバ、前記ロウサイドドライバおよび前記ダイオードは、第３の半導体チップに形成される、
パワーモジュール。
【請求項１２】
請求項１１記載のパワーモジュールにおいて、
前記第１の半導体チップには、前記ハイサイドトランジスタの温度を検出し、カソードが前記負荷駆動端子に結合される第１の温度検出ダイオードが形成され、
前記第３の半導体チップには、
前記第１の温度検出ダイオードのアノードにカソードが結合される第１のダイオードと、
前記第１の温度検出ダイオードのカソードにカソードが結合される第２のダイオードと、
前記第１のダイオードを介して前記第１の温度検出ダイオードに順方向の電流を流す第１の電流源と、
前記第２のダイオードに順方向の電流を流す第２の電流源と、
前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのアノードとの差電圧を検出し、当該検出結果を前記第１の端子へ送信する第１の差動増幅回路と、
が形成される、
パワーモジュール。
【請求項１３】
請求項１２記載のパワーモジュールにおいて、
前記第２の半導体チップには、前記ロウサイドトランジスタの温度を検出し、カソードが前記基準電源端子に結合される第２の温度検出ダイオードが形成され、
前記第３の半導体チップには、
前記第２の温度検出ダイオードに順方向の電流を流す第３の電流源と、
前記第２の温度検出ダイオードのアノードとカソードの差電圧を検出し、当該検出結果を前記第２の端子へ送信する第２の差動増幅回路と、
が形成される、
パワーモジュール。
【請求項１４】
請求項１１記載のパワーモジュールにおいて、
前記ダイオードは、前記第１の端子で受信した信号を、前記ハイサイドトランジスタがオフ、前記ロウサイドトランジスタがオンの期間で前記ハイサイド回路へ伝送する、
パワーモジュール。
【請求項１５】
請求項１４記載のパワーモジュールにおいて、
前記第３の半導体チップには、前記ダイオードのカソードと前記負荷駆動端子との間に結合されるプルダウントランジスタが形成される、
パワーモジュール。
【請求項１６】
１個の半導体チップで構成される半導体装置であって、
フローティング電圧に結合される負荷駆動端子と、
基準電源電圧が供給される基準電源端子と、
前記半導体装置の外部に設けられる第１の温度検出ダイオードに結合される第１の温度検出端子と、
リング状の形状を持つターミネーション領域と、
前記ターミネーション領域の内側に設けられ、前記フローティング電圧を基準として第１の電源電圧で動作する回路が形成される第１の領域と、
前記ターミネーション領域の外側に設けられ、前記基準電源電圧を基準として第２の電源電圧で動作する回路が形成される第２の領域と、
前記第１の領域に形成され、前記半導体装置の外部に設けられるハイサイドトランジスタを駆動するハイサイドドライバと、
前記第２の領域に形成され、前記半導体装置の外部に設けられるロウサイドトランジスタを駆動するロウサイドドライバと、
前記ターミネーション領域に形成され、カソードが前記第１の温度検出端子に結合される第１のダイオードと、
前記第２の領域に形成され、前記第１のダイオードのアノードに結合される第１の電流源と、
を有する、
半導体装置。
【請求項１７】
請求項１６記載の半導体装置において、さらに、
前記ターミネーション領域に形成され、カソードが前記負荷駆動端子に結合される第２のダイオードと、
前記第２の領域に形成され、前記第２のダイオードのアノードに結合される第２の電流源と、
前記第２の領域に形成され、前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのアノードとの差電圧を検出する第１の差動増幅回路と、
を有する、
半導体装置。
【請求項１８】
請求項１７記載の半導体装置において、さらに、
前記半導体装置の外部に設けられる第２の温度検出ダイオードに結合される第２の温度検出端子と、
前記第２の領域に形成され、前記第２の温度検出端子に結合される第２の電流源と、
前記第２の温度検出端子と前記基準電源端子の差電圧を検出する第２の差動増幅回路と、
を有する、
半導体装置。
【請求項１９】
請求項１６記載の半導体装置において、さらに、
前記ターミネーション領域に形成されるトランジスタを含み、前記基準電源電圧を基準とする信号を、前記フローティング電圧を基準とする信号に変換して前記ハイサイドドライバへ出力するレベルシフト回路を有する、
半導体装置。
【請求項２０】
請求項１９記載の半導体装置において、
前記第１のダイオードは、トランジスタの寄生ダイオードで構成される、
半導体装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、電力変換システム、パワーモジュールおよび半導体装置に関し、例えば、インバータ等におけるハイサイド回路の通信技術に関する。
【背景技術】
【０００２】
特許文献１には、パワーモジュール内の異なる２箇所にそれぞれダイオードを設け、各ダイオードの温度特性に基づき２箇所の温度勾配を検出することで、パワー半導体素子の寿命を推定する方式が示される。特許文献２には、ＩＧＢＴチップのゲート電極と、当該チップを含むＩＧＢＴモジュールのゲート端子との間に内部ゲート抵抗を接続し、当該内部ゲート抵抗の温度特性を利用してＩＧＢＴモジュールの温度を検出する方式が示される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２００６−１１４５７５号公報
【特許文献２】特開２０００−１２４７８１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
例えば、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ等では、ハイサイドトランジスタとロウサイドトランジスタの接続端子から負荷に電力が供給される。ハイサイドトランジスタを含むハイサイド回路は、当該接続端子の電圧を基準として動作するが、当該接続端子の電圧は、ハイサイドトランジスタとロウサイドトランジスタのオン・オフに応じて変動する。このため、例えば、固定電圧を基準に動作するコントローラと、変動電圧を基準に動作するハイサイド回路との間の通信は、通常、フォトカプラやデジタルアイソレータ等の絶縁素子を介して行われる。しかし、このような絶縁素子は高価であるため、コストの増大を招く恐れがある。
【０００５】
後述する実施の形態は、このようなことを鑑みてなされたものであり、その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
一実施の形態による電力変換システムは、ハイサイド回路およびロウサイド回路と通信するコントローラと、コントローラとハイサイド回路との間の配線を含む第１の結合回路と、コントローラとロウサイド回路との間の配線を含む第２の結合回路とを有する。ハイサイド回路は、第１の電源端子と負荷駆動端子との間に結合され、負荷駆動端子を介して負荷に電力を供給するハイサイドスイッチと、ハイサイドスイッチを駆動するハイサイドドライバとを備える。ロウサイド回路は、基準電源端子と負荷駆動端子との間に結合され、負荷駆動端子を介して負荷に電力を供給するロウサイドスイッチと、ロウサイドスイッチを駆動するロウサイドドライバとを備える。第１の結合回路は、コントローラからの配線にアノードが結合され、ハイサイド回路からの配線にカソードが結合されるダイオードを備える。
【発明の効果】
【０００７】
前記一実施の形態によれば、電力変換システムにおいて、コストの低減が実現可能になる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】本発明の実施の形態１による電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。
【図２】図１の電力変換システムにおいて、主要部の概略的な動作例を示す波形図である。
【図３】（ａ）および（ｂ）は、図２の補足図であり、（ａ）は、コントローラからハイサイド制御回路への通信経路を抽出した回路図であり、（ｂ）は、ハイサイド制御回路からコントローラへの通信経路を抽出した回路図である。
【図４】本発明の実施の形態２による電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。
【図５】図４におけるハイサイドスイッチおよびロウサイドスイッチのそれぞれの概略的な配置構成例を示す平面図である。
【図６】図４の電力変換システムにおいて、主要部の概略的な動作例を示す波形図である。
【図７】（ａ）は、図４における温度検出回路内のダイオードの構造例を示す断面図および平面図であり、（ｂ）は、（ａ）のダイオードにおける耐圧特性の一例を示す図である。
【図８】本発明の実施の形態３による半導体装置において、その概略構成例を示す回路ブロック図である。
【図９】図８の半導体装置における概略的なレイアウト構成例を示す平面図である。
【図１０】図９を拡張したレイアウト構成例を示す平面図である。
【図１１】本発明の実施の形態３によるパワーモジュールにおいて、概略的なパッケージ構成例を示す平面図である。
【図１２】図１１のパワーモジュールの実装形態の一例を示す概略図である。
【図１３】本発明の実施の形態４による電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。
【図１４】図１３の電力変換システムにおいて、主要部の概略的な動作例を示す波形図である。
【図１５】本発明の比較例となる電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。
【図１６】本発明の比較例となる電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。
【図１７】本発明の比較例となる電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。
【図１８】（ａ）および（ｂ）は、本発明の実施の形態４による電力変換システムにおいて、前提となる結合回路の問題点の一例を示す波形図である。
【図１９】本発明の実施の形態５による電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。
【図２０】図１９の温度検出回路の動作タイミングの一例を示す概略図である。
【図２１】図１９のスイッチ制御回路の構成例を示す概略図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。
【００１０】
さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。
【００１１】
また、実施の形態では、ＭＩＳＦＥＴ（Metal Insulator Semiconductor Field Effect Transistor）の一例としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）（ＭＯＳトランジスタと略す）を用いるが、ゲート絶縁膜として非酸化膜を除外するものではない。
【００１２】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
【００１３】
（実施の形態１）
《電力変換システムの概略構成》
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。図１に示す電力変換システムは、コントローラＣＴＬＵと、ハイサイド回路ＨＳＵと、ロウサイド回路ＬＳＵと、結合回路ＨＣＣ１，ＨＣＣ２，ＬＣＣとを有する。結合回路ＨＣＣ１，ＨＣＣ２は、コントローラＣＴＬＵとハイサイド回路ＨＳＵとの間の配線を含み、結合回路ＬＣＣは、コントローラＣＴＬＵとロウサイド回路ＬＳＵとの間の配線を含む。
【００１４】
ハイサイド回路ＨＳＵは、ハイサイドスイッチＨＳＷと、ハイサイド制御回路ＨＣＴとを備える。ハイサイドスイッチＨＳＷは、基準電源電圧ＧＮＤを基準として入力電源電圧ＶＩＮが供給される入力電源端子ＰＮ＿ＶＩＮと、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴとの間に結合され、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴを介して負荷ＬＤに電力を供給する。
【００１５】
ハイサイドスイッチＨＳＷは、詳細には、ハイサイドトランジスタＴＲｈと、ハイサイドトランジスタＴＲｈに並列接続される還流ダイオードＦＤｈとを備える。ハイサイドトランジスタＴＲｈは、特に限定はされないが、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等である。ハイサイド制御回路ＨＣＴは、ハイサイドスイッチ信号ＨＯを介してハイサイドスイッチＨＳＷ（具体的にはハイサイドトランジスタＴＲｈ）をオン状態またはオフ状態に駆動するハイサイドドライバＨＤＶを備え、ハイサイドドライバＨＤＶを介してハイサイドスイッチＨＳＷの制御や保護等を行う。
【００１６】
ロウサイド回路ＬＳＵは、ロウサイドスイッチＬＳＷと、ロウサイド制御回路ＬＣＴとを備える。ロウサイドスイッチＬＳＷは、基準電源電圧ＧＮＤが供給される基準電源端子ＰＮ＿ＧＮＤと、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴとの間に結合され、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴを介して負荷ＬＤに電力を供給する。ロウサイドスイッチＬＳＷは、詳細には、ロウサイドトランジスタＴＲｌと、ロウサイドトランジスタＴＲｌに並列接続される還流ダイオードＦＤｌとを備える。ロウサイドトランジスタＴＲｌは、特に限定はされないが、ＩＧＢＴ等である。
【００１７】
ロウサイド制御回路ＬＣＴは、ロウサイドスイッチ信号ＬＯを介してロウサイドスイッチＬＳＷ（具体的にはロウサイドトランジスタＴＲｌ）をオン状態またはオフ状態に駆動するロウサイドドライバＬＤＶを備え、ロウサイドドライバＬＤＶを介してロウサイドスイッチＬＳＷの制御や保護等を行う。ここで、図１に示すように、場合によっては、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴと、ロウサイド制御回路ＬＣＴとの間にダイオードＤｄｅｓが設けられる場合がある。ロウサイド制御回路ＬＣＴは、ロウサイドトランジスタＴＲｌのエミッタ−コレクタ間電圧を当該ダイオードＤｄｅｓを介して監視し、その監視結果に基づき負荷ＬＤの短絡等を検出した場合、ロウサイドスイッチＬＳＷのターンオフ等を行う。
【００１８】
コントローラＣＴＬＵは、結合回路ＨＣＣ１，ＨＣＣ２を介してハイサイド回路ＨＳＵと通信することで、ハイサイド回路ＨＳＵを制御する。図１の例では、結合回路ＨＣＣ１は、ハイサイド制御回路ＨＣＴの送信回路ＴＸｈからの信号ＤＯｈをコントローラＣＴＬＵの受信回路ＲＸｃへ伝送する。その反対に、結合回路ＨＣＣ２は、コントローラＣＴＬＵの送信回路ＴＸｃらの信号ＤＯｃをハイサイド制御回路ＨＣＴの受信回路ＲＸｈへ伝送する。また、コントローラＣＴＬＵは、結合回路ＬＣＣを介してロウサイド回路ＬＳＵと通信することで、ロウサイド回路ＬＳＵを制御する。
【００１９】
このような構成において、ロウサイド回路ＬＳＵは、基準電源電圧ＧＮＤを基準として電源電圧（例えば１５Ｖ等）ＶＣＣで動作する。また、この例では、コントローラＣＴＬＵも、基準電源電圧ＧＮＤを基準として電源電圧ＶＣＣで動作する。一方、ハイサイド回路ＨＳＵは、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴに結合されるフローティング電圧ＶＳを基準としてブート電源電圧ＶＢで動作する。ブート電源電圧ＶＢは、例えば、電源電圧ＶＣＣから負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴに向けて順に接続されるブートストラップダイオードＤｂと、ブートストラップコンデンサＣｂとによって生成される。
【００２０】
例えば、ハイサイドスイッチＨＳＷがオフ、ロウサイドスイッチＬＳＷがオンとなる期間［１］では、フローティング電圧ＶＳは基準電源電圧ＧＮＤとなり、ブートストラップダイオードＤｂは順バイアスとなる。その結果、ブートストラップコンデンサＣｂは電源電圧ＶＣＣで充電され、ブート電源電圧ＶＢは電源電圧ＶＣＣに等しくなる。なお、厳密には、ダイオードの順方向の電圧降下が生じるが、本明細書では、特に明示する場合を除いてこのような電圧降下は無視する。また、各トランジスタのオン抵抗に伴う電圧降下に関しても無視する。
【００２１】
一方、ハイサイドスイッチＨＳＷがオン、ロウサイドスイッチＬＳＷがオフとなる期間［２］では、フローティング電圧ＶＳは入力電源電圧ＶＩＮ（例えば１２００Ｖ等）となり、ブート電源電圧ＶＢは、期間［１］におけるブートストラップコンデンサＣｂの充電電圧により“ＶＩＮ＋ＶＣＣ”となり、ブートストラップダイオードＤｂは逆バイアスとなる。ハイサイド回路ＨＳＵは、期間［１］では、ブートストラップダイオードＤｂを介して供給される電源電圧ＶＣＣで動作し、期間［２］では、ブートストラップコンデンサＣｂの充電電圧（すなわち電源電圧ＶＣＣ）で動作する。
【００２２】
《比較例の通信方式》
図１５は、本発明の比較例となる電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。前述したように、コントローラＣＴＬＵは、基準電源電圧ＧＮＤを基準として電源電圧ＶＣＣで動作するのに対して、ハイサイド回路ＨＳＵは、期間［２］において、入力電源電圧ＶＩＮを基準として“ＶＩＮ＋ＶＣＣ”で動作する。このため、コントローラＣＴＬＵとハイサイド回路ＨＳＵとで間で通信を行う場合、信号レベルの整合や素子破壊の防止等のため、例えば、図１５に示すような絶縁素子が必要となる。
【００２３】
図１５に示す電力変換システムは、絶縁素子として、例えば、フォトダイオードを発光させ、フォトトランジスタに電流を流すことで信号を伝送するフォトカプラＣＰＬ１’，ＣＰＬ２’を備える。フォトカプラＣＰＬ１’は、ハイサイド制御回路ＨＣＴの送信回路ＴＸｈ’から送信される、ブート電源電圧ＶＢとフローティング電圧ＶＳとの間で推移する信号を、電源電圧ＶＣＣと基準電源電圧ＧＮＤとの間で推移する信号に変換してコントローラＣＴＬＵの受信回路ＲＸｃ’へ伝送する。その反対に、フォトカプラＣＰＬ２’は、コントローラＣＴＬＵの送信回路ＴＸｃ’から送信される、電源電圧ＶＣＣと基準電源電圧ＧＮＤとの間で推移する信号を、ブート電源電圧ＶＢとフローティング電圧ＶＳとの間で推移する信号に変換してハイサイド制御回路ＨＣＴの受信回路ＲＸｈ’へ伝送する。
【００２４】
この例では、絶縁素子として、フォトカプラを用いたが、２個のコイルの磁気結合によって信号を伝送するデジタルアイソレータ等を用いてもよい。しかし、フォトカプラやデジタルアイソレータといった絶縁素子は、通常、高価であるため、電力変換システムのコストの増大を招く恐れがある。また、このように高価な部品が必要になると、例えば、コントローラＣＴＬＵとハイサイド回路ＨＳＵとの間の通信経路を増加させることが困難となり得る。
【００２５】
《本実施の形態１の通信方式》
そこで、本実施の形態１の電力変換システムでは、図１に示すように、結合回路ＨＣＣ１，ＨＣＣ２は、それぞれ、コントローラＣＴＬＵからの配線にアノードが結合され、ハイサイド回路ＨＳＵからの配線にカソードが結合されるダイオードＤＤ１，ＤＤ２を備える。ダイオードＤＤ１，ＤＤ２のそれぞれは、例えば、入力電源電圧ＶＩＮ（例えば１２００Ｖ等）に応じた耐圧を備える高耐圧ダイオードである。
【００２６】
さらに、図１の例では、結合回路ＨＣＣ１は、ダイオードＤＤ１に加えて、電源電圧ＶＣＣとダイオードＤＤ１のアノードとの間に結合される電流源ＩＳ１を備える。電流源ＩＳ１は、ダイオードＤＤ１に順方向の微小な電流を流す。なお、電流源ＩＳ１は、高抵抗の抵抗素子等に置き換えてもよい。また、結合回路ＨＣＣ２は、ダイオードＤＤ２に加えて、ダイオードＤＤ２のカソードと負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴとの間に結合されるプルダウンスイッチＤＳを備える。プルダウンスイッチＤＳは、例えば、ハイサイド制御回路ＨＣＴのドライバＳＤＶからのスイッチ信号Ｓｄｓによってオン・オフが制御される。
【００２７】
図２は、図１の電力変換システムにおいて、主要部の概略的な動作例を示す波形図である。図３（ａ）および図３（ｂ）は、図２の補足図であり、図３（ａ）は、コントローラからハイサイド制御回路への通信経路を抽出した回路図であり、図３（ｂ）は、ハイサイド制御回路からコントローラへの通信経路を抽出した回路図である。
【００２８】
図２において、ハイサイドスイッチ信号ＨＯおよびロウサイドスイッチ信号ＬＯは、‘Ｈ’レベルと‘Ｌ’レベルが相補的に推移する信号となっている。ハイサイドスイッチ信号ＨＯの‘Ｌ’レベルの電圧は、フローティング電圧ＶＳであり、‘Ｈ’レベルの電圧は、フローティング電圧ＶＳに電源電圧ＶＣＣを加えた電圧“ＶＳ＋ＶＣＣ”である。ロウサイドスイッチ信号ＬＯの‘Ｌ’レベルの電圧は、基準電源電圧ＧＮＤであり、‘Ｈ’レベルの電圧は、電源電圧ＶＣＣである。また、ハイサイドスイッチ信号ＨＯおよびロウサイドスイッチ信号ＬＯには、共にオンとなる期間が生じないように、デッドタイム期間が設けられる。
【００２９】
時刻ｔ１では、ハイサイドスイッチ信号ＨＯの‘Ｌ’レベル（ハイサイドトランジスタＴＲｈのオフ）への遷移に伴い、フローティング電圧ＶＳは低下する。フローティング電圧ＶＳが基準電源電圧ＧＮＤよりも低下すると、モータ等の負荷ＬＤの電流経路がロウサイドスイッチＬＳＷの還流ダイオードＦＤｌに切り替わる。その後、デッドタイム期間を経て、時刻ｔ２において、ロウサイドスイッチ信号ＬＯが‘Ｈ’レベル（ロウサイドトランジスタＴＲｌがオン）に遷移すると、フローティング電圧ＶＳは、基準電源電圧ＧＮＤとなる。
【００３０】
その後、時刻ｔ３では、ロウサイドスイッチ信号ＬＯの‘Ｌ’レベル（ロウサイドトランジスタＴＲｌのオフ）への遷移に伴い、フローティング電圧ＶＳは上昇する。フローティング電圧ＶＳが入力電源電圧ＶＩＮよりも上昇すると、負荷ＬＤの電流経路がハイサイドスイッチＨＳＷの還流ダイオードＦＤｈに切り替わる。その後、デッドタイム期間を経て、時刻ｔ４において、ハイサイドスイッチ信号ＨＯが‘Ｈ’レベル（ハイサイドトランジスタＴＲｈがオン）に遷移すると、フローティング電圧ＶＳは、入力電源電圧ＶＩＮとなる。以降、時刻ｔ５〜ｔ８では、時刻ｔ１〜ｔ４と同様の動作が行われる。
【００３１】
このようなフローティング電圧ＶＳの遷移に伴い、図３（ａ）および図３（ｂ）に示すように、ハイサイド制御回路ＨＣＴの受信回路ＲＸｈおよび送信回路ＴＸｈでは、基準電源電圧ＧＮＤを基準として動作する期間（図２の時刻ｔ２〜ｔ３）と、入力電源電圧ＶＩＮを基準として動作する期間（図２の時刻ｔ４〜ｔ５）とが交互に発生する。本明細書では、前者の期間（時刻ｔ２〜ｔ３）をロウサイド期間と呼び、後者の期間（時刻ｔ４〜ｔ５）をハイサイド期間と呼ぶ。ここで、コントローラＣＴＬＵの送信回路ＴＸｃからハイサイド制御回路ＨＣＴの受信回路ＲＸｈへ信号伝送を行う場合を想定する。
【００３２】
まず、ロウサイド期間（時刻ｔ２〜ｔ３）の初期状態として、受信回路ＲＸｈの受信ノードＮｉｈの電圧は、フローティング電圧ＶＳ（ここでは基準電源電圧ＧＮＤ）に等しいものとする。この場合、コントローラＣＴＬＵの送信回路ＴＸｃからの‘Ｈ’レベル（電源電圧ＶＣＣのレベル）の信号ＤＯｃは、順バイアスのダイオードＤＤ２を介して伝送され、受信回路ＲＸｈで‘Ｈ’レベル（電源電圧ＶＣＣのレベル）の信号ＤＩｈとして受信される。一方、送信回路ＴＸｃからの‘Ｌ’レベル（基準電源電圧ＧＮＤのレベル）の信号ＤＯｃも、受信回路ＲＸｈで‘Ｌ’レベル（基準電源電圧ＧＮＤのレベル）の信号ＤＩｈとして受信される。
【００３３】
その後、ハイサイド期間（時刻ｔ４〜ｔ５）に遷移すると、受信回路ＲＸｈの受信ノードＮｉｈの電圧は、フローティング電圧ＶＳとの間の寄生容量Ｃｐ等に伴い、フローティング電圧ＶＳの推移に追従して推移する。この際に、受信ノードＮｉｈの電圧が、送信回路ＴＸｃの送信ノードＮｏｃの電圧を越えると、ダイオードＤＤ２は逆バイアスとなり、受信ノードＮｉｈと送信ノードＮｏｃは絶縁される。送信ノードＮｏｃの電圧は、電源電圧ＶＣＣを超えないため、送信回路ＴＸｃにおける素子破壊は生じない。
【００３４】
このように、本実施の形態１では、送信回路ＴＸｃから受信回路ＲＸｈへのダイオードＤＤ２を介する信号伝送は、ロウサイド期間（時刻ｔ２〜ｔ３）で行われ、ハイサイド期間（時刻ｔ４〜ｔ５）では行われない。その後、再びロウサイド期間（時刻ｔ６〜ｔ７）に遷移する。ここで、仮に、その一つ前のロウサイド期間（時刻ｔ２〜ｔ３）で受信ノードＮｉｈの信号ＤＩｈが‘Ｈ’レベル（電源電圧ＶＣＣのレベル）であった場合、当該ロウサイド期間（時刻ｔ６〜ｔ７）で、受信ノードＮｉｈは、依然として‘Ｈ’レベルを維持するような事態が生じ得る。この場合、ダイオードＤＤ２は、逆バイアスとなるため、送信回路ＴＸｃからの‘Ｌ’レベル（基準電源電圧ＧＮＤのレベル）の信号ＤＯｃを伝送できない。
【００３５】
そこで、図２に示すように、ロウサイド期間（時刻ｔ２〜ｔ３，ｔ６〜ｔ７）で送信回路ＴＸｃから受信回路ＲＸｈへ信号伝送を行う際の前処理として、スイッチ信号Ｓｄｓを用いてプルダウンスイッチＤＳがオンに制御される。図２の例では、ハイサイド制御回路ＨＣＴは、時刻ｔ１〜ｔ２の期間と時刻ｔ５〜ｔ６の期間とでプルダウンスイッチＤＳをオンに制御する。その結果、前述したように、ロウサイド期間（時刻ｔ２〜ｔ３，ｔ６〜ｔ７）の初期状態として、受信回路ＲＸｈの受信ノードＮｉｈの電圧をフローティング電圧ＶＳ（基準電源電圧ＧＮＤ）に等しくすることができ、信号伝送を問題無く行うことが可能になる。なお、プルダウンスイッチＤＳをオンに制御する期間は、特に、図２の例に限定されるものではなく、例えば、時刻ｔ３〜ｔ６の中の任意の期間であってもよく、または、時刻ｔ６からの短い期間を含んでもよい。
【００３６】
次に、ハイサイド制御回路ＨＣＴの送信回路ＴＸｈからコントローラＣＴＬＵの受信回路ＲＸｃへ信号伝送を行う場合を想定する。図３（ｂ）において、送信回路ＴＸｈは、ロウサイド期間（時刻ｔ２〜ｔ３）で、‘Ｈ’レベル（電源電圧ＶＣＣのレベル）または‘Ｌ’レベル（基準電源電圧ＧＮＤのレベル）の信号ＤＯｈを送信する。この際に、仮に、受信回路ＲＸｃの受信ノードＮｉｃの電圧が基準電源電圧ＧＮＤであり、かつ信号ＤＯｈが‘Ｈ’レベルの場合、ダイオードＤＤ１は、逆バイアスとなるため信号ＤＯｈを伝送することができない。
【００３７】
そこで、図３（ｂ）では、受信ノードＮｉｃは、微小な電流を流す電流源ＩＳ１を介して電源電圧ＶＣＣに結合される。電流源ＩＳ１は、送信回路ＴＸｈの出力抵抗よりも十分に高い抵抗値を持つ。その結果、受信回路ＲＸｃは、信号ＤＯｈが‘Ｈ’レベルの場合、それを‘Ｈ’レベルの信号ＤＩｃとして受信することができる。また、‘Ｌ’レベルの信号ＤＯｈは、順バイアスのダイオードＤＤ１を介して受信ノードＮｉｃに伝送され、受信回路ＲＸｃは、当該信号を‘Ｌ’レベルの信号ＤＩｃとして受信することができる。なお、前述したように、電流源ＩＳ１は、高抵抗の抵抗素子等であってもよい。
【００３８】
その後、ハイサイド期間（時刻ｔ４〜ｔ５）に遷移する。これに伴い、送信ノードＮｏｈの電圧は、図３（ａ）の場合と同様の寄生容量Ｃｐ、または出力動作中の送信回路ＴＸｈによって、フローティング電圧ＶＳの推移に追従して推移する。この際に、送信ノードＮｏｈの電圧が受信ノードＮｉｃの電圧（電源電圧ＶＣＣ）を越えると、ダイオードＤＤ１は逆バイアスとなり、送信ノードＮｏｈと受信ノードＮｉｃは絶縁される。受信ノードＮｉｃの電圧は、電源電圧ＶＣＣに定められるため、受信回路ＲＸｃにおける素子破壊は生じない。
【００３９】
その後、再びロウサイド期間（時刻ｔ６〜ｔ７）に遷移し、ロウサイド期間（時刻ｔ２〜ｔ３）と同様の動作が行われる。このように、本実施の形態１では、送信回路ＴＸｈから受信回路ＲＸｃへのダイオードＤＤ１を介する信号伝送も、ロウサイド期間で行われ、ハイサイド期間では行われない。
【００４０】
以上のように、本実施の形態１の電力変換システムでは、ダイオードＤＤ１，ＤＤ２を用いてコントローラＣＴＬＵとハイサイド回路ＨＳＵとの間の通信を行う。このため、図１５に示したような高価な絶縁素子を用いずに当該ハイサイド回路ＨＳＵの通信を行うことが可能になり、代表的には、コストの低減等が実現可能になる。また、その結果、コントローラＣＴＬＵとハイサイド回路ＨＳＵとの間の通信経路を容易に増加させることも可能になる。
【００４１】
なお、ここでは、説明の簡素化のため、‘Ｈ’レベルと‘Ｌ’レベルの間で遷移するディジタル信号の通信を例とした。ただし、実施の形態１の通信方式は、前述した構成および動作から明らかなように、‘Ｈ’レベルと‘Ｌ’レベルの間の任意の値を持つアナログ信号の通信に対しても同様に適用することが可能である。アナログ信号の通信に関する具体例については、実施の形態２等で後述する。
【００４２】
（実施の形態２）
《電力変換システムの概略構成（応用例［１］）》
図４は、本発明の実施の形態２による電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。図４に示す電力変換システムは、三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）のハイサイドスイッチＨＳＷｕ，ＨＳＷｖ，ＨＳＷｗおよびロウサイドスイッチＬＳＷｕ，ＬＳＷｖ，ＬＳＷｗを含むインバータＩＶＵと、当該インバータＩＶＵに対する各種制御回路とを備える。インバータＩＶＵは、基準電源電圧ＧＮＤを基準として入力電源電圧ＶＩＮ（例えば６００Ｖ等）が供給される。インバータＩＶＵは、例えばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって、３相の負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴｕ，ＰＮ＿ＯＵＴｖ，ＰＮ＿ＯＵＴｗに三相の交流電圧（フローティング電圧）ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗを生成することでモータ等の負荷ＬＤに電力を供給する。
【００４３】
各種制御回路の中には、三相のハイサイドスイッチＨＳＷｕ，ＨＳＷｖ，ＨＳＷｗの制御・保護等を行うハイサイド制御回路ＨＣＴｕ，ＨＣＴｖ，ＨＣＴｗと、三相のロウサイドスイッチＬＳＷｕ，ＬＳＷｖ，ＬＳＷｗの制御・保護等を行うロウサイド制御回路ＬＣＴｕ，ＬＣＴｖ，ＬＣＴｗとが含まれる。さらに、各種制御回路の中には、コントローラＣＴＬＵと、絶縁素子となるフォトカプラＣＰＬ１０と、三相のハイサイドの温度検出回路ＴＣｈｕ，ＴＣｈｖ，ＴＣｈｗと、三相のロウサイドの温度検出回路ＴＣｌｕ，ＴＣｌｖ，ＴＣｌｗとが含まれる。
【００４４】
コントローラＣＴＬＵは、特に限定はされないが、マイクロコントローラ（ＭＣＵ：Micro Control Unit）等で構成される。コントローラＣＴＬＵは、電源電圧ＶＤＤ（例えば５Ｖ等）および基準電源電圧ＧＮＤが供給され、アナログディジタル変換器ＡＤＣ１，ＡＤＣ２と、プロセッサのプログラム処理等によって実装される保護回路ＰＲＣｃとを備える。コントローラＣＴＬＵは、ＩＯ端子ＩＯ１からハイサイドスイッチＨＳＷｕ（ハイサイドトランジスタＴＲｈｕ）のオン・オフ信号（例えばＰＷＭ信号）を送信し、ＩＯ端子ＩＯ２からロウサイドスイッチＬＳＷｕ（ロウサイドトランジスタＴＲｌｕ）のオン・オフ信号（例えばＰＷＭ信号）を送信する。
【００４５】
ロウサイド制御回路ＬＣＴｕは、コントローラＣＴＬＵからのロウサイドスイッチＬＳＷｕのオン・オフ信号に応じて、内部のロウサイドドライバ（図示せず）を介してロウサイドトランジスタＴＲｌｕを駆動する。ここで、ロウサイド制御回路ＬＣＴｕは、例えば、１５Ｖ等の電源電圧ＶＣＣで動作する。したがって、より詳細には、例えば、ロウサイド制御回路ＬＣＴｕは、電源電圧ＶＤＤ（例えば５Ｖ）の信号を電源電源ＶＣＣ（例えば１５Ｖ）の信号に変換するレベルシフト回路を備える。このような電圧レベルの変換は、例えば、電源電圧ＶＣＣに応じた耐圧を持つ素子で構成される、一般的なレベルシフト回路で実現できる。
【００４６】
一方、コントローラＣＴＬＵからハイサイド制御回路ＨＣＴｕへオン・オフ信号を伝送するためには、絶縁素子が必要となる。すなわち、実施の形態１で述べた通信方式を用いる場合、通信期間が限られるため、オン・オフ信号の伝送には不向きとなる。そこで、フォトカプラＣＰＬ１０は、コントローラＣＴＬＵの出力信号の電圧レベル（電源電圧ＶＤＤ−基準電源電圧ＧＮＤのレベル）を、ハイサイド制御回路ＨＣＴｕの入力信号の電圧レベル（ブート電源電圧ＶＢ−フローティング電圧ＶＳｕのレベル）に変換する。図示は省略するが、コントローラＣＴＬＵから、ｖ相の各制御回路（ＨＣＴｖ，ＬＣＴｖ）およびｗ相の各制御回路（ＨＣＴｗ，ＬＣＴｗ）へのオン・オフ信号の伝送に関しても、ｕ相の場合と同様して行われる。
【００４７】
ハイサイドスイッチＨＳＷｕは、ハイサイドスイッチＨＳＷｕ（具体的には例えばハイサイドトランジスタＴＲｈｕ）と同一の半導体チップに形成され、ハイサイドスイッチＨＳＷｕの温度を検出する温度検出ダイオードＴＤｈｕを備える。同様に、ハイサイドスイッチＨＳＷｖ，ＨＳＷｗも、それぞれ、温度検出ダイオードＴＤｈｖ，ＴＤｈｗを備える。また、ロウサイドスイッチＬＳＷｕは、ロウサイドスイッチＬＳＷｕ（具体的には例えばロウサイドトランジスタＴＲｌｕ）と同一の半導体チップに形成され、ロウサイドスイッチＬＳＷｕの温度を検出する温度検出ダイオードＴＤｌｕを備える。同様に、ロウサイドスイッチＬＳＷｖ，ＬＳＷｗも、それぞれ、温度検出ダイオードＴＤｌｖ，ＴＤｌｗを備える。
【００４８】
図５は、図４におけるハイサイドスイッチおよびロウサイドスイッチのそれぞれの概略的な配置構成例を示す平面図である。図５において、ハイサイドスイッチＨＳＷは、２個の半導体チップＣＨＰ１，ＣＨＰ２で構成される。半導体チップＣＨＰ１には、ハイサイドトランジスタＴＲｈと、温度検出ダイオードＴＤｈとが形成される。半導体チップＣＨＰ２には、例えば、ＦＲＤ（Fast Recovery Diode）等の還流ダイオードＦＤｈが形成される。
【００４９】
ハイサイドトランジスタＴＲｈは、図５の例では、ＩＧＢＴで構成され、半導体チップＣＨＰ１の主面に、エミッタ電極ＥＰとゲート電極ＧＰとが形成され、半導体チップＣＨＰ１の裏面（図示せず）にコレクタ電極ＣＰが形成される。温度検出ダイオードＴＤｈは、半導体チップＣＨＰ１の主面側のＩＧＢＴと近接する領域に、例えば、ｐｎ接合の拡散層等を形成すること等で構成される。半導体チップＣＨＰ１の主面には、当該ｐ型の拡散層に結合されるアノード電極ＡＰと、当該ｎ型の拡散層に結合されるカソード電極ＫＰとが形成される。ここでは、ハイサイドスイッチＨＳＷを例に説明を行ったが、ロウサイドスイッチＬＳＷに関しても同様である。
【００５０】
図４において、温度検出回路ＴＣｈｕは、図１の結合回路ＨＣＣ１に対応する回路である。温度検出回路ＴＣｈｕは、２個のダイオードＤＤ１ａ，ＤＤ１ｂと、２個の電流源ＩＳ１ａ，ＩＳ１ｂと、差動増幅回路ＡＭＰ１とを備える。ダイオードＤＤ１ａは、温度検出ダイオードＴＤｈｕのアノードにカソードが結合され、ダイオードＤＤ１ｂは、温度検出ダイオードＴＤｈｕのカソードにカソードが結合される。また、温度検出ダイオードＴＤｈｕのカソードは、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴｕ（フローティング電圧ＶＳｕ）にも結合される。
【００５１】
電流源ＩＳ１ａは、電源電圧ＶＤＤとダイオードＤＤ１ａのアノードとの間に結合され、ダイオードＤＤ１ａを介して温度検出ダイオードＴＤｈｕに順方向の電流を流す。電流源ＩＳ１ｂは、電源電圧ＶＤＤとダイオードＤＤ１ｂのアノードとの間に結合され、ダイオードＤＤ１ｂに順方向の電流を流す。差動増幅回路ＡＭＰ１は、ダイオードＤＤ１ａのアノードとダイオードＤＤ１ｂのアノードとの差電圧を検出し、当該検出結果をコントローラＣＴＬＵのアナログディジタル変換器ＡＤＣ１へ送信する。図示は省略するが、温度検出回路ＴＣｈｖ，ＴＣｈｗの詳細に関しては、温度検出回路ＴＣｈｕと同様である。
【００５２】
一方、温度検出回路ＴＣｌｕは、図１の結合回路ＬＣＣに対応する回路である。温度検出回路ＴＣｌｕは、電流源ＩＳ２と、差動増幅回路ＡＭＰ２とを備える。電流源ＩＳ２は、電源電圧ＶＤＤと温度検出ダイオードＴＤｌｕのアノードとの間に結合され、温度検出ダイオードＴＤｌｕに順方向の電流を流す。温度検出ダイオードＴＤｌｕのカソードは、基準電源端子ＰＮ＿ＧＮＤ（基準電源電圧ＧＮＤ）に結合される。差動回路ＡＭＰ２は、温度検出ダイオードＴＤｌｕのアノードとカソードの差電圧を検出し、当該検出結果をコントローラＣＴＬＵのアナログディジタル変換器ＡＤＣ２へ送信する。図示は省略するが、温度検出回路ＴＣｌｖ，ＴＣｌｗの詳細に関しては、温度検出回路ＴＣｌｕと同様である。
【００５３】
《電力変換システムの概略動作（応用例［１］）》
図６は、図４の電力変換システムにおいて、主要部の概略的な動作例を示す波形図である。ここでは、図４におけるｕ相の動作を例に説明するが、ｖ相およびｗ相に関しても同様である。図６の期間Ｔ１では、ロウサイドトランジスタＴＲｌｕのゲート入力となるロウサイドスイッチ信号ＬＯｕは、‘Ｈ’レベルであり、ハイサイドトランジスタＴＲｈｕのゲート入力となるハイサイドスイッチ信号ＨＯｕは、‘Ｌ’レベルである。この期間Ｔ１は、実施の形態１で述べたロウサイド期間となる。期間Ｔ１では、電流源ＩＳ１ａからの電流が順バイアスのダイオードＤＤ１ａを介して温度検出ダイオードＴＤｈｕに流れ、電流源ＩＳ１ｂからの電流が順バイアスのダイオードＤＤ１ｂを流れる。
【００５４】
この際に、温度検出ダイオードＴＤｈｕでは、温度に依存する（具体的には、負の温度特性を持つ）順方向電圧が生じ、温度検出ダイオードＴＤｈｕのアノードには、フローティング電圧ＶＳｕを基準として当該順方向電圧に応じた温度電圧信号ＴＯＨｕが生成される。電流源ＩＳ１ａ，ＩＳ１ｂからの電流値は、同じ値であり、特に限定はされないが、例えば、１ｍＡよりも小さい値である。差動増幅回路ＡＭＰ１は、当該ロウサイド期間で、ダイオードＤＤ１ａ，ＤＤ１ｂを介して温度検出ダイオードＴＤｈｕの順方向電圧を検出する。
【００５５】
具体的には、差動増幅回路ＡＭＰ１には、温度電圧信号ＴＯＨｕにダイオードＤＤ１ａの順方向電圧を加えた電圧値と、フローティング電圧ＶＳｕにダイオードＤＤ２ａの順方向電圧（ダイオードＤＤ１ａと同じ値）を加えた電圧値とが入力される。差動増幅回路ＡＭＰ１は、当該入力電圧を差動増幅し、増幅結果となる温度電圧信号ＴＩＨｕをコントローラＣＴＬＵに送信する。コントローラＣＴＬＵは、当該温度電圧信号ＴＩＨｕをアナログディジタル変換器ＡＤＣ１でディジタル値に変換し、保護回路ＰＲＣｃを用いて、予め定めた判定電圧Ｖｊｄｇと比較する。期間Ｔ１では、温度電圧信号ＴＩＨｕの電圧レベルは判定電圧Ｖｊｄｇよりも高いため、保護回路ＰＲＣｃは、正常温度と判断する。
【００５６】
期間Ｔ２では、ロウサイドスイッチ信号ＬＯｕは、‘Ｌ’レベルであり、ハイサイドスイッチ信号ＨＯｕは、‘Ｈ’レベルである。この期間Ｔ２は、実施の形態１で述べたハイサイド期間となる。期間Ｔ２では、ダイオードＤＤ１ａ，ＤＤ１ｂは逆バイアスとなるため、温度検出ダイオードＴＤｈｕによる温度検出は行われない。
【００５７】
次いで、期間Ｔ３では、再びロウサイド期間となる。図６の例では、期間Ｔ３において、温度検出ダイオードＴＤｈｕは、異常な高温状態となっており、これに伴い、温度電圧信号ＴＩＨｕの電圧レベルは判定電圧Ｖｊｄｇよりも低くなっている。その結果、保護回路ＰＲＣｃは、異常温度と判断し、期間Ｔ４において、例えば、ＩＯ端子ＩＯ１を介して、本来‘Ｈ’レベルとなるハイサイドスイッチ信号ＨＯｕを‘Ｌ’レベルに定める保護動作を実行する。
【００５８】
その結果、ハイサイドトランジスタＴＲｈｕには電流が流れなくなるため、温度検出ダイオードＴＤｈｕは正常温度に近づいていく。期間Ｔ５において、コントローラＣＴＬＵは、再びロウサイド期間の動作を実行し、温度検出ダイオードＴＤｈｕが正常温度に戻ったことを確認する。これを受けて、コントローラＣＴＬＵは、通常動作に復帰する。なお、特に限定はされないが、ロウサイドスイッチ信号ＬＯｕおよびハイサイドスイッチ信号ＨＯｕのスイッチング周波数ｆｓｗは、１０ｋＨｚ等である。
【００５９】
《高耐圧ダイオードの構造》
図７（ａ）は、図４における温度検出回路内のダイオードの構造例を示す断面図および平面図であり、図７（ｂ）は、図７（ａ）のダイオードにおける耐圧特性の一例を示す図である。図７（ａ）には、ダイオードの平面図と、当該平面図におけるＡ−Ａ’間の断面図が示される。図７（ａ）に示すダイオードＤＤは、ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードで構成される。
【００６０】
具体的には、図７（ａ）において、ｐ−型の半導体基板ＳＵＢ上には、ｎ−型のエピタキシャル層となるドリフト層ＬＤＲが形成される。当該ドリフト層ＬＤＲは、主面（言い換えれば素子形成面）側から半導体基板ＳＵＢに連結するように延伸するｐ型の拡散層ＤＦ２と、ｐ型の分離層ＩＤＦとによって分離される。ｐ型の拡散層ＤＦ２の主面側には、ｐ型よりも不純物濃度が高いｐ＋型の拡散層ＤＦ１が配置される。また、拡散層ＤＦ２の主面側で、拡散層ＤＦ１とドリフト層ＬＤＲの間の領域には、ｎ−型よりも不純物濃度が高いｎ＋型のソース拡散層ＳＯが配置される。拡散層ＤＦ１およびソース拡散層ＳＯは、コンタクト層やメタル層からなるアノード電極ＡＥに結合される。
【００６１】
ソース拡散層ＳＯとドリフト層ＬＤＲの間で、拡散層ＤＦ２の上には、ゲート絶縁膜ＧＯＸを介して、ポリシリコン等で構成されるゲート層ＧＴが配置される。当該ソース拡散層ＳＯとドリフト層ＬＤＲの間におけるゲート絶縁膜ＧＯＸの直下の領域は、チャネル領域となる。ゲート層ＧＴは、コンタクト層やメタル層からなるゲート電極ＧＥに結合される。また、ゲート電極ＧＥは、アノード電極ＡＥに結合される。
【００６２】
ドリフト層ＬＤＲの主面側で、分離層ＩＤＦに近い側には、ｎ＋型のドレイン拡散層ＤＲが配置される。ドレイン拡散層ＤＲは、コンタクト層やメタル層からなるカソード電極ＫＥに結合される。ドリフト層ＬＤＲの上には、絶縁膜ＩＳＬが形成され、絶縁膜ＩＳＬの上には、ポリシリコン等で構成されるフィールドプレートＦＰが配置される。半導体基板ＳＵＢ上で、ドレイン拡散層ＤＲの下に位置する部分には、ｎ＋型の埋め込み層ＢＤＦ１が配置され、分離層ＩＤＦを挟んで埋め込み層ＢＤＦ１と対向する側にも、ｎ＋型の埋め込み層ＢＤＦ２が配置される。
【００６３】
このように、図７（ａ）には、ソース拡散層ＳＯをソースとし、ドリフト層ＬＤＲおよびドレイン拡散層ＤＲをドレインとするＭＯＳトランジスタにおいて、ゲート−ソース間を短絡したような構造が示される。その結果、当該ＭＯＳトランジスタは、常にオフ状態となり、ｐ＋型の拡散層ＤＦ１およびｐ型の拡散層ＤＦ２をアノードとし、ｎ−型のドリフト層ＬＤＲおよびｎ＋型のドレイン拡散層ＤＲをカソードとする寄生ダイオード（またはボディーダイオード）として機能する。
【００６４】
また、当該ＭＯＳトランジスタ（寄生ダイオード）は、ドリフト層ＬＤＲを備えることで、高耐圧を有する。フィールドプレートＦＰは、図示は省略されているが、アノード電極ＡＥに近い側の一端がアノード電極ＡＥに結合され、カソード電極ＫＥに近い側の一端がカソード電極ＫＥに結合され、当該カソード電極ＫＥとアノード電極ＡＥの間を折り返しながら繋ぐ１本のラインとなっている。その結果、フィールドプレートＦＰの電圧は、カソード電極ＫＥに近い側からアノード電極ＡＥに近い側に向けて段階的に低下する。このような電圧勾配を持たせることによって、ドリフト層ＬＤＲに形成される空乏層の広がりを均一化すること等が可能になる。
【００６５】
図７（ａ）に示したダイオードＤＤは、図７（ｂ）に示されるように、インバータＩＶＵの動作保証電圧（例えば、６００Ｖ等の入力電源電圧ＶＩＮ）を超えるブレイクダウン電圧を有する。ダイオードＤＤは、図７（ｂ）のように、インバータＩＶＵの動作保証電圧を超えるブレイクダウン電圧を有する構造であれば、特に、図７（ａ）に示したような構造例に限定されるものではなく、汎用的なディスクリート部品等を用いることも可能である。
【００６６】
《本実施の形態２の主要な効果》
図１６および図１７は、本発明の比較例となる電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。図１６に示す電力変換システムは、図４の構成例と比較して、ハイサイドの温度検出回路ＴＣｈｕ’，ＴＣｈｖ’，ＴＣｈｗ’の回路方式が異なっている。例えば、温度検出回路ＴＣｈｕ’は、フォトカプラＣＰＬ１’を備え、温度検出ダイオードＴＤｈｕからの温度電圧信号ＴＯＨｕをフォトカプラＣＰＬ１’を介してコントローラＣＴＬＵに送信する。このような方式を用いる場合、温度検出回路ＴＣｈｕ’，ＴＣｈｖ’，ＴＣｈｗ’のそれぞれにフォトカプラ等の高価な絶縁素子を設ける必要があるため、実施の形態１で述べたように、コストの増大を招く恐れがある。
【００６７】
一方、図１７に示す電力変換システムは、図４の構成例と比較して、ハイサイドスイッチＨＳＷｕ’，ＨＳＷｖ’，ＨＳＷｗ’およびロウサイドスイッチＬＳＷｕ’，ＬＳＷｖ’，ＬＳＷｗ’と、温度検出回路ＴＣｈｕ”，ＴＣｈｖ”，ＴＣｈｗ”，ＴＣｌｕ”，ＴＣｌｖ”，ＴＣｌｗ”の構成が異なっている。各ハイサイドスイッチおよび各ロウサイドスイッチの温度検出回路は、温度検出ダイオードを備えず、その代わりに、各温度検出回路は、サーミスタを備える。
【００６８】
例えば、ｕ相のハイサイドの温度検出回路ＴＣｈｕ”は、サーミスタＴＨｈｕを備え、サーミスタＴＨｈｕによる温度検出信号をコントローラＣＴＬＵに送信する。同様に、ｕ相のロウサイドの温度検出回路ＴＣｌｕ”は、サーミスタＴＨｌｕを備え、サーミスタＴＨｌｕによる温度検出信号をコントローラＣＴＬＵに送信する。サーミスタＴＨｈｕは、ハイサイドトランジスタＴＲｈｕの半導体チップ（図５のＣＨＰ１）とは異なる部品で構成され、例えば、当該半導体チップに近接して配置される。同様に、サーミスタＴＨｌｕは、ロウサイドトランジスタＴＲｌｕの半導体チップとは異なる部品で構成され、例えば、当該半導体チップに近接して配置される。
【００６９】
このような方式を用いる場合、サーミスタＴＨｈｕは、ハイサイドトランジスタＴＲｈｕの外部に設けられるため、ハイサイドトランジスタＴＲｈｕとは異なる電源電圧（例えば、電源電圧ＶＤＤおよび基準電源電圧ＧＮＤ）で動作することが可能となる。その結果、図１６の場合のような絶縁素子が不要となり、コストの低減が図れる。しかし、サーミスタＴＨｈｕとハイサイドトランジスタＴＲｈは別の部品であるため、サーミスタＴＨｈｕによる温度検出結果は、ハイサイドトランジスタＴＲｈの実際の温度とは差があり、また過渡的な温度変化に対する応答性も低くなる。このような場合、例えば、放熱設計等に過剰なマージンを確保する必要がある。
【００７０】
そこで、本実施の形態２の方式を用いると、図１６および図１７で述べた問題を解消でき、温度検出を、低コストかつ十分な精度で実現することが可能になる。具体的には、低コスト化は、例えば、高価な絶縁素子の代わりに安価なダイオードを介して温度検出結果を伝送できることや、放熱設計等における過剰なマージンを排除できることなどから得られる。
【００７１】
（実施の形態３）
《ドライバＩＣ（Integrated Circuit）の概略構成および概略動作》
図８は、本発明の実施の形態３による半導体装置において、その概略構成例を示す回路ブロック図である。図８に示すドライバＩＣ（半導体装置）ＤＶＩＣ１は、例えば、図４における一相分（例えばｕ相）のハイサイド制御回路（ＨＣＴｕ）、ロウサイド制御回路（ＬＣＴｕ）および温度検出回路（ＴＣｈｕ，ＴＣｌｕ）を、１個の半導体チップに搭載したような構成となっている。
【００７２】
当該ドライバＩＣ（ＤＶＩＣ１）は、１個の半導体チップで構成され、複数のパッド（端子）ＰＤと、信号処理回路ＬＧＣと、ブートストラップ回路ＢＳＣと、レベルシフト回路ＬＳＣと、ハイサイド制御回路ＨＣＴと、ロウサイド制御回路ＬＣＴと、温度検出回路ＴＣｈ，ＴＣｌとを備える。また、ここでは、ドライバＩＣ（ＤＶＩＣ１）に加え、その外部に設けられるハイサイドスイッチＨＳＷ、ロウサイドスイッチＬＳＷ、ブートストラップコンデンサＣｂおよび負荷ＬＤを含めた構成例が示される。
【００７３】
ハイサイドスイッチＨＳＷは、入力電源端子ＰＮ＿ＶＩＮと負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴの間に結合され、ロウサイドスイッチＬＳＷは、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴと基準電源端子ＰＮ＿ＧＮＤの間に結合される。入力電源端子ＰＮ＿ＶＩＮには、基準電源端子ＰＮ＿ＧＮＤの基準電源電圧ＧＮＤを基準（０Ｖ）として、例えば、６００Ｖ等の入力電源電圧ＶＩＮが供給される。また、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴは、フローティング電圧ＶＳに結合され、フローティング電圧ＶＳは、前述したように、基準電源電圧ＧＮＤと入力電源電圧ＶＩＮの間で推移する。
【００７４】
ドライバＩＣ（ＤＶＩＣ１）において、パッドＰＤ（ＶＣＣ）は、電源電圧ＶＣＣが供給される電源端子である。電源電圧ＶＣＣは、基準電源電圧ＧＮＤを基準として、例えば、１５Ｖ等である。パッドＰＤ（ＨＩＮ）は、図示しないコントローラＣＴＬＵからのハイサイドのオン・オフ信号ＨＩＮを受信する端子である。パッドＰＤ（ＴＩＨ）は、温度検出回路ＴＣｈからの温度電圧信号ＴＩＨをコントローラＣＴＬＵへ送信する端子である。パッドＰＤ（ＬＩＮ）は、コントローラＣＴＬＵからのロウサイドのオン・オフ信号ＬＩＮを受信する端子である。パッドＰＤ（ＴＩＬ）は、温度検出回路ＴＣｌからの温度電圧信号ＴＩＬをコントローラＣＴＬＵへ送信する端子である。
【００７５】
パッドＰＤ（ＶＢ）は、ブート電源電圧ＶＢが供給される電源端子である。ブート電源電圧ＶＢは、図１で述べたように、フローティング電圧ＶＳに電源電圧ＶＣＣを加えた電圧となる。パッドＰＤ（ＨＯ）は、ハイサイドスイッチＨＳＷへハイサイドスイッチ信号ＨＯを送信する端子である。パッドＰＤ（ＶＳ）は、フローティング電圧ＶＳに結合される負荷駆動端子である。ブートストラップコンデンサＣＢは、パッドＰＤ（ＶＢ）とパッドＰＤ（ＶＳ）の間に結合される。
【００７６】
パッドＰＤ（ＴＯＨ）は、ハイサイドスイッチＨＳＷの温度検出ダイオードＴＤｈからの温度電圧信号ＴＯＨを受信する端子である。パッドＰＤ（ＬＯ）は、ロウサイドスイッチＬＳＷへロウサイドスイッチ信号ＬＯを送信する端子である。パッドＰＤ（ＧＮＤ）は、基準電源電圧ＧＮＤが供給される基準電源端子である。パッドＰＤ（ＴＯＬ）は、ロウサイドスイッチＬＳＷの温度検出ダイオードＴＤｌからの温度電圧信号ＴＯＬを受信する端子である。
【００７７】
信号処理回路ＬＧＣは、ハイサイド入力バッファＩＢＦｈと、ロウサイド入力バッファＩＢＦｌと、パルス発生回路ＰＧＥＮと、遅延回路ＤＬＹとを備える。ハイサイド入力バッファＩＢＦｈは、パッドＰＤ（ＨＩＮ）で受信したハイサイドのオン・オフ信号ＨＩＮを電源電圧ＶＣＣレベルの信号に変換し、パルス発生回路ＰＧＥＮに出力する。ロウサイド入力バッファＩＢＦｌは、パッドＰＤ（ＬＩＮ）で受信したロウサイドのオン・オフ信号ＬＩＮを電源電圧ＶＣＣレベルの信号に変換し、遅延回路ＤＬＹに出力する。入力バッファＩＢＦｈ，ＩＢＦｌのそれぞれは、例えば、入力ノイズを除去するためシュミットトリガ回路等で構成される。
【００７８】
パルス発生回路ＰＧＥＮおよび遅延回路ＤＬＹは、基準電源電圧ＧＮＤを基準として電源電圧ＶＣＣで動作する。パルス発生回路ＰＧＥＮは、ハイサイド入力バッファＩＢＦｈの出力信号を受け、その立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジの一方でセット信号ＳＴを生成し、他方でリセット信号ＲＴを生成する。セット信号ＳＴおよびリセット信号ＲＴのそれぞれは、例えばワンショットパルス信号である。遅延回路ＤＬＹは、ロウサイド入力バッファＩＢＦｌの出力信号に対し、デッドタイム期間となる遅延を加え、遅延後のロウサイドのオン・オフ信号ＬＩＮｄを出力する。
【００７９】
ハイサイド制御回路ＨＣＴは、ハイサイドドライバＨＤＶと、ＳＲラッチ回路ＳＲＬＴと、ハイサイド低電圧検出回路ＵＶＬＯｈとを備え、これらは、フローティング電圧ＶＳを基準としてブート電源電圧ＶＢで動作する。ハイサイドドライバＨＤＶは、ＳＲラッチ回路ＳＲＬＴの出力信号（Ｑ）を入力とするＣＭＯＳインバータ等で構成され、パッドＰＤ（ＨＯ）にハイサイドスイッチ信号ＨＯを送信することで、ハイサイドトランジスタＴＲｈを駆動する。
【００８０】
ＳＲラッチ回路ＳＲＬＴは、セット入力（Ｓ）およびリセット入力（Ｒ）に応じて、ハイサイドドライバＨＤＶを介してハイサイドスイッチ信号ＨＯを制御する。具体的には、ＳＲラッチ回路ＳＲＬＴは、セット入力（Ｓ）に応じてハイサイドスイッチ信号ＨＯをブート電源電圧ＶＢレベルに制御し、リセット入力（Ｒ）に応じてハイサイドスイッチ信号ＨＯをフローティング電圧ＶＳレベルに制御する。ハイサイド低電圧検出回路ＵＶＬＯｈは、フローティング電圧ＶＳを基準としたブート電源電圧ＶＢの値が所定の電圧値に達しない場合に、ＳＲラッチ回路ＳＲＬＴにリセット入力（Ｒ）を行う。その結果、ハイサイドトランジスタＴＲｈは、ブート電源電圧ＶＢの値が所定の電圧値に達するまでオフに固定される。
【００８１】
レベルシフト回路ＬＳＣは、２個のＮＭＯＳトランジスタ（レベルシフトＭＯＳと呼ぶ）ＭＮ１，ＭＮ２と、２個の抵抗Ｒ１，Ｒ２を備える。レベルシフトＭＯＳ（ＭＮ１，ＭＮ２）は、ソースが共に基準電源電圧ＧＮＤに結合され、ドレインがそれぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してブート電源電圧ＶＢに結合される。このように、レベルシフトＭＯＳ（ＭＮ１，ＭＮ２）のソース・ドレイン間には、基準電源電圧ＧＮＤを基準としてブート電源電圧ＶＢが印加されるため、レベルシフトＭＯＳ（ＭＮ１，ＭＮ２）は、高耐圧素子である必要がある。
【００８２】
レベルシフトＭＯＳ（ＭＮ２）は、セット信号ＳＴに応じて抵抗Ｒ２に所定のパルス電流を流すことで、セット信号ＳＴの電圧レベルを、ＳＲラッチ回路ＳＲＬＴのセット入力（Ｓ）に適合する電圧レベルに変換する。同様に、レベルシフトＭＯＳ（ＭＮ１）は、リセット信号ＲＴに応じて抵抗Ｒ１に所定のパルス電流を流すことで、リセット信号ＲＴの電圧レベルを、ＳＲラッチ回路ＳＲＬＴのリセット入力（Ｒ）に適合する電圧レベルに変換する。このように、レベルシフト回路ＬＳＣは、図４で述べた絶縁素子（図４の例ではフォトカプラＣＰＬ１０）と同様の機能を担う回路であり、基準電源電圧ＧＮＤを基準とする信号を、フローティング電圧ＶＳを基準とする信号に変換する。
【００８３】
ロウサイド制御回路ＬＣＴは、ロウサイドドライバＬＤＶと、ロウサイド低電圧検出回路ＵＶＬＯｌを含む保護回路ＰＲＣｄとを備え、これらは、基準電源電圧ＧＮＤを基準として電源電圧ＶＣＣで動作する。ロウサイドドライバＬＤＶは、保護回路ＰＲＣｄの出力信号を入力とするＣＭＯＳインバータ等で構成され、パッドＰＤ（ＬＯ）にロウサイドスイッチ信号ＬＯを送信することで、ロウサイドトランジスタＴＲｌを駆動する。
【００８４】
ロウサイド低電圧検出回路ＵＶＬＯｌは、電源電圧ＶＣＣの値が所定の電圧値に達しない場合に、ロウサイドドライバＬＤＶを介してロウサイドスイッチ信号ＬＯを基準電源電圧ＧＮＤレベルに制御する。その結果、ロウサイドトランジスタＴＲｌは、電源電圧ＶＣＣの値が所定の電圧値に達するまでオフに固定される。また、ロウサイド低電圧検出回路ＵＶＬＯｌは、電源電圧ＶＣＣの値が所定の電圧値に達しない場合に、パルス発生回路ＰＧＥＮに向けて通知を行う。パルス発生回路ＰＧＥＮは、当該通知を受けて少なくともセット信号ＳＴの生成を停止し、その結果、ハイサイドトランジスタＴＲｈも、電源電圧ＶＣＣの値が所定の電圧値に達するまでオフに固定される。
【００８５】
なお、保護回路ＰＲＣｄは、このようなロウサイド低電圧検出回路ＵＶＬＯｌによる保護や、図１で述べたようなダイオードＤｄｅｓを介して検出した負荷短絡時の保護等を代表に、ロウサイドトランジスタＴＲｌの各種保護を行う。保護回路ＰＲＣｄは、このような異常に伴う保護が不要な期間で、遅延回路ＤＬＹの出力信号を、ロウサイドドライバＬＤＶに向けて出力する。
【００８６】
ブートストラップ回路ＢＳＣは、図１で述べたブートストラップダイオードＤｂと等価な構成を備え、ブートストラップコンデンサＣｂの充電電圧が電源電圧ＶＣＣを維持できるように、ブートストラップコンデンサＣｂに対して適宜充電を行う。温度検出回路ＴＣｌは、図４の場合と同様に、電流源ＩＳ２および差動増幅回路ＡＭＰ２を備える。電流源ＩＳ２および差動増幅回路ＡＭＰ２には、電源電圧ＶＣＣが供給される。差動増幅回路ＡＭＰ２の入力ノードは、パッドＰＤ（ＴＯＬ）とパッドＰＤ（ＧＮＤ）にそれぞれ結合され、出力ノードは、パッドＰＤ（ＴＩＬ）に結合される。
【００８７】
温度検出回路ＴＣｈも、図４の場合と同様に、ダイオードＤＤ１ａ，ＤＤ１ｂ、電流源ＩＳ１ａ，ＩＳ１ｂおよび差動増幅回路ＡＭＰ１を備える。電流源ＩＳ１ａ，ＩＳ１ｂおよび差動増幅回路ＡＭＰ１には、電源電圧ＶＣＣが供給される。ダイオードＤＤ１ａのカソードはパッドＰＤ（ＴＯＨ）に結合され、ダイオードＤＤ１ｂのカソードはパッドＰＤ（ＶＳ）に結合される。また、差動増幅回路ＡＭＰ１の出力ノードは、パッドＰＤ（ＴＩＨ）に結合される。なお、図示は省略されているが、例えば、パッドＰＤ（ＴＩＨ）およびパッドＰＤ（ＴＩＬ）の前段に、電源電圧ＶＣＣ（例えば１５Ｖ）レベルの信号を電源電圧ＶＤＤ（例えば５Ｖ）レベルの信号に変換するレベルシフト回路を設けてもよい。
【００８８】
《ドライバＩＣ（半導体装置）の概略レイアウト構成》
図９は、図８の半導体装置における概略的なレイアウト構成例を示す平面図である。図８に示す半導体装置（ドライバＩＣ）ＤＶＩＣ１は、１個の半導体チップで構成され、当該半導体チップには、ターミネーション領域ＡＲ＿ＴＲＭＢＫと、低電圧領域ＡＲ＿ＬＶＢＫと、高電圧領域ＡＲ＿ＨＶＢＫとが形成される。ターミネーション領域ＡＲ＿ＴＲＭＢＫは、リング状の形状を持ち、電源電圧ＶＣＣで動作する回路と、ブート電源電圧ＶＢで動作する回路と、を分離および結合する領域である。
【００８９】
ターミネーション領域ＡＲ＿ＴＲＭＢＫには、図８のターミネーション部ＴＲＭＢＫに示す各回路が形成される。具体的には、ターミネーション領域ＡＲ＿ＴＲＭＢＫには、レベルシフトＭＯＳ（ＭＮ１）の領域ＡＲ＿ＭＮ１と、レベルシフトＭＯＳ（ＭＮ２）の領域ＡＲ＿ＭＮ２と、ダイオードＤＤ１ａの領域ＡＲ＿ＤＤ１ａと、ダイオードＤＤ１ｂの領域ＡＲ＿ＤＤ１ｂとが設けられる。ターミネーション領域ＡＲ＿ＴＲＭＢＫには、例えば、ソース・ドレイン間（またはアノード・カソード間）が３００Ｖ以上の耐圧を持ち、望ましくは、６００Ｖ以上の耐圧を持つトランジスタ（またはダイオード）が形成される。
【００９０】
低電圧領域ＡＲ＿ＬＶＢＫは、ターミネーション領域ＡＲ＿ＴＲＭＢＫの外側に設けられ、基準電源電圧ＧＮＤを基準として電源電圧ＶＣＣで動作する回路が形成される。具体的には、低電圧領域ＡＲ＿ＬＶＢＫには、図８の信号処理回路ＬＧＣ、ロウサイド制御回路ＬＣＴ、ロウサイドの温度検出回路ＴＣｌ、およびハイサイドの温度検出回路ＴＣｈ内の電流源ＩＳ１ａ，ＩＳ１ｂおよび差動増幅回路ＡＭＰ１が形成される。高電圧領域ＡＲ＿ＨＶＢＫは、ターミネーション領域ＡＲ＿ＴＲＭＢＫの内側に設けられ、フローティング電圧ＶＳを基準としてブート電源電圧ＶＢで動作する回路が形成される。具体的には、高電圧領域ＡＲ＿ＨＶＢＫには、図１の高電圧回路部ＨＶＢＫに示すように、ハイサイド制御回路ＨＣＴと、レベルシフト回路ＬＳＣ内の抵抗Ｒ１，Ｒ２とが形成される。
【００９１】
領域ＡＲ＿ＤＤ１ａ，ＡＲ＿ＤＤ１ｂにそれぞれ形成されるダイオードＤＤ１ａ，ＤＤ１ｂは、例えば、前述した図７（ａ）の構造を用いることができる。この場合、例えば図９の領域ＡＲ＿ＤＤ１ａの平面構造およびＡ−Ａ’間の断面構造は、図７（ａ）に示したような構造となる。図７（ａ）の平面図に示したｐ型の分離層ＩＤＦは、図９の領域ＡＲ＿ＤＤ１ａの境界部分となる。また、図７（ａ）に示したｎ＋型の埋め込み層ＢＤＦ２は、図９の高電圧領域ＡＲ＿ＨＶＢＫの全面に延伸し、ブート電源電圧ＶＢが供給される層となる。
【００９２】
領域ＡＲ＿ＭＮ１，ＡＲ＿ＭＮ２にそれぞれ形成されるレベルシフトＭＯＳ（ＭＮ１，ＭＮ２）も、図７（ａ）の場合とほぼ同様の構造を用いることができる。すなわち、図７（ａ）のダイオードＤＤでは、前述したように、ＭＯＳトランジスタのゲート・ソース間を短絡することで当該ＭＯＳトランジスタの寄生ダイオードを使用したが、レベルシフトＭＯＳ（ＭＮ１，ＭＮ２）では、当該ＭＯＳトランジスタをＭＯＳトランジスタとして使用すればよい。
【００９３】
図１０は、図９を拡張したレイアウト構成例を示す平面図である。図９に示したドライバＩＣ（ＤＶＩＣ１）は、図４における一相分（例えばｕ相）の各回路を１個の半導体チップに搭載した構成であったが、図１０に示すように、同様にして残りの二相分（ｖ相およびｗ相）の各回路も、同一の半導体チップに搭載することも可能である。図１０に示す半導体装置（ドライバＩＣ）ＤＶＩＣ２は、１個の半導体チップで構成され、当該半導体チップには、三相分のターミネーション領域ＡＲ＿ＴＲＭＢＫ（ｕ，ｖ，ｗ）、低電圧領域ＡＲ＿ＬＶＢＫ（ｕ，ｖ，ｗ）、および高電圧領域ＡＲ＿ＨＶＢＫ（ｕ，ｖ，ｗ）が形成される。
【００９４】
《パワーモジュールの構成》
図１１は、本発明の実施の形態３によるパワーモジュールにおいて、概略的なパッケージ構成例を示す平面図である。図１１に示すパワーモジュールＰＭＤは、１個のパッケージで構成され、例えば、ガラスエポキシ基板等の配線基板ＰＣＢと、リードフレームＬＦ１〜ＬＦ４と、外部端子となる複数の外部リードＬＦとがエポキシ樹脂等の封止材ＰＫＧによって封止された構成となっている。
【００９５】
配線基板ＰＣＢには、図１０に示したようなドライバＩＣ（半導体装置）ＤＶＩＣ２が搭載される。複数の外部リードＬＦの中には、入力電源端子ＰＮ＿ＶＩＮと、三相の負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴ（ｕ，ｖ，ｗ）と、基準電源端子ＰＮ＿ＧＮＤとが含まれる。これに加えて、複数の外部リードＬＦの中には、電源端子ＰＮ＿ＶＣＣと、三相のハイサイド信号端子ＰＮ＿ＨＩＮ（ｕ，ｖ，ｗ）およびロウサイド信号端子ＰＮ＿ＬＩＮ（ｕ，ｖ，ｗ）と、三相のハイサイド温度端子ＰＮ＿ＴＩＨ（ｕ，ｖ，ｗ）およびロウサイド温度端子ＰＮ＿ＴＩＬ（ｕ，ｖ，ｗ）とが含まれる。
【００９６】
電源端子ＰＮ＿ＶＣＣは、図８のパッドＰＤ（ＶＣＣ）に結合される。ハイサイド信号端子ＰＮ＿ＨＩＮ（ｕ，ｖ，ｗ）は、図８のパッドＰＤ（ＨＩＮ）を三相分設けた際のそれぞれのパッドに結合され、ロウサイド信号端子ＰＮ＿ＬＩＮ（ｕ，ｖ，ｗ）は、パッドＰＤ（ＬＩＮ）を三相分設けた際のそれぞれのパッドに結合される。ハイサイド温度端子ＰＮ＿ＴＩＨ（ｕ，ｖ，ｗ）は、図８のパッドＰＤ（ＴＩＨ）を三相分設けた際のそれぞれのパッドに結合され、温度検出回路（結合回路）ＴＣｈを介してハイサイドスイッチＨＳＷとの間で通信を行う端子となる。同様に、ロウサイド温度端子ＰＮ＿ＴＩＬ（ｕ，ｖ，ｗ）は、パッドＰＤ（ＴＩＬ）を三相分設けた際のそれぞれのパッドに結合され、温度検出回路（結合回路）ＴＣｌを介してロウサイドスイッチＬＳＷとの間で通信を行う端子となる。
【００９７】
リードフレームＬＦ１は、入力電源端子ＰＮ＿ＶＩＮと一体化され、３個のハイサイドトランジスタＴＲｈｕ，ＴＲｈｖ，ＴＲｈｗと、３個の還流ダイオードＦＤｈｕ，ＦＤｈｖ，ＦＤｈｗとを搭載する。リードフレームＬＦ２は、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴｕと一体化され、ロウサイドトランジスタＴＲｌｕと、還流ダイオードＦＤｌｕとを搭載する。リードフレームＬＦ３は、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴｖと一体化され、ロウサイドトランジスタＴＲｌｖと、還流ダイオードＦＤｌｖとを搭載する。リードフレームＬＦ４は、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴｗと一体化され、ロウサイドトランジスタＴＲｌｗと、還流ダイオードＦＤｌｗとを搭載する。
【００９８】
３個のハイサイドトランジスタＴＲｈｕ，ＴＲｈｖ，ＴＲｈｗおよび３個のロウサイドトランジスタＴＲｌｕ，ＴＲｌｖ，ＴＲｌｗのそれぞれは、図５に示したように、リードフレームへの搭載面（すなわち裏面）をコレクタ電極ＣＰとし、表面にエミッタ電極ＥＰおよびゲート電極ＧＰが配置された縦型のデバイス構造を持つ。さらに、当該表面には、温度検出ダイオードＴＤのアノード電極ＡＰおよびカソード電極ＫＰも配置される。また、６個の還流ダイオードＦＤｈｕ，ＦＤｈｖ，ＦＤｈｗ，ＦＤｌｕ，ＦＤｌｖ，ＦＤｌｗのそれぞれは、リードフレームへの搭載面（すなわち裏面）をカソード電極とし、表面にアノード電極が配置された縦型のデバイス構造を持つ。
【００９９】
ハイサイドトランジスタＴＲｈｕに配置されるエミッタ電極ＥＰおよびカソード電極ＫＰと、還流ダイオードＦＤｈｕのアノード電極は、ボンディングワイヤＢＷを介して負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴｕに結合される。同様に、ハイサイドトランジスタＴＲｈｖに配置される各電極（ＥＰ，ＫＰ）と、還流ダイオードＦＤｈｖのアノード電極は、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴｖに結合され、ハイサイドトランジスタＴＲｈｗに配置される各電極（ＥＰ，ＫＰ）と、還流ダイオードＦＤｈｗのアノード電極は、負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴｗに結合される。
【０１００】
ロウサイドトランジスタＴＲｌｕに配置されるエミッタ電極ＥＰおよびカソード電極ＫＰと、還流ダイオードＦＤｌｕのアノード電極は、ボンディングワイヤＢＷを介して基準電源端子ＰＮ＿ＧＮＤに結合される。同様に、ロウサイドトランジスタＴＲｌｖに形成される各電極（ＥＰ，ＫＰ）と、還流ダイオードＦＤｌｖのアノード電極は、基準電源端子ＰＮ＿ＧＮＤに結合され、ロウサイドトランジスタＴＲｌｗに形成される各電極（ＥＰ，ＫＰ）と、還流ダイオードＦＤｌｗのアノード電極は、基準電源端子ＰＮ＿ＧＮＤに結合される。
【０１０１】
負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴｕ，ＰＮ＿ＯＵＴｖ，ＰＮ＿ＯＵＴｗにそれぞれ結合される３本のボンディングワイヤＢＷは、配線基板ＰＣＢに結合され、配線基板ＰＣＢ上の３本の配線ＬＮを介してドライバＩＣ（ＤＶＩＣ２）にそれぞれ結合される。当該３本の配線ＬＮは、それぞれ、フローティング電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗを伝送する配線となる。基準電源端子ＰＮ＿ＧＮＤに結合されるボンディングワイヤＢＷは、配線基板ＰＣＢに結合され、配線基板ＰＣＢ上の配線ＬＮを介してドライバＩＣ（ＤＶＩＣ２）に結合される。当該配線ＬＮは、基準電圧ＧＮＤを伝送する配線となる。
【０１０２】
ハイサイドトランジスタＴＲｈｕ，ＴＲｈｖ，ＴＲｈｗにそれぞれ配置される３個のゲート電極ＧＰは、３本のボンディングワイヤＢＷを介して配線基板ＰＣＢに結合され、配線基板ＰＣＢ上の３本の配線ＬＮを介してドライバＩＣ（ＤＶＩＣ２）にそれぞれ結合される。当該３本の配線ＬＮは、それぞれ、ハイサイドスイッチ信号ＨＯｕ，ＨＯｖ，ＨＯｗを伝送する配線となる。ロウサイドトランジスタＴＲｌｕ，ＴＲｌｖ，ＴＲｌｗにそれぞれ配置される３個のゲート電極ＧＰは、３本のボンディングワイヤＢＷを介して配線基板ＰＣＢに結合され、配線基板ＰＣＢ上の３本の配線ＬＮを介してドライバＩＣ（ＤＶＩＣ２）にそれぞれ結合される。当該３本の配線ＬＮは、それぞれ、ロウサイドスイッチ信号ＬＯｕ，ＬＯｖ，ＬＯｗを伝送する配線となる。
【０１０３】
ハイサイドトランジスタＴＲｈｕ，ＴＲｈｖ，ＴＲｈｗにそれぞれ配置される３個のアノード電極ＡＰは、３本のボンディングワイヤＢＷを介して配線基板ＰＣＢに結合され、配線基板ＰＣＢ上の３本の配線ＬＮを介してドライバＩＣ（ＤＶＩＣ２）にそれぞれ結合される。当該３本の配線ＬＮは、それぞれ、温度電圧信号ＴＯＨｕ，ＴＯＨｖ，ＴＯＨｗを伝送する配線となる。ロウサイドトランジスタＴＲｌｕ，ＴＲｌｖ，ＴＲｌｗにそれぞれ配置される３個のアノード電極ＡＰは、３本のボンディングワイヤＢＷを介して配線基板ＰＣＢに結合され、配線基板ＰＣＢ上の３本の配線ＬＮを介してドライバＩＣ（ＤＶＩＣ２）にそれぞれ結合される。当該３本の配線ＬＮは、それぞれ、温度電圧信号ＴＯＬｕ，ＴＯＬｖ，ＴＯＬｗを伝送する配線となる。
【０１０４】
《本実施の形態３の主要な効果》
図１２は、図１１のパワーモジュールの実装形態の一例を示す概略図である。図１２に示すように、パワーモジュールＰＭＤは、例えば、電力変換システムの構成部品となる配線基板ＢＤに実装される。当該基板実装面と対向する面には、樹脂ペーストＲＰを介してヒートシンクＨＳＫ等の放熱部品が装着される。このような実装は、例えば、セットメーカ等によって行われる。
【０１０５】
この際に、例えば、図１６に示したような方式を用いた場合、フォトカプラＣＰＬ１’等の絶縁素子をパワーモジュールＰＭＤに実装するのは困難であるため、セットメーカは、このような絶縁素子を含んだ温度検出回路ＴＣｈｕ’，ＴＣｈｖ’，ＴＣｈｗ’を配線基板ＢＤに別途実装する必要がある。また、図１７に示したような方式を用いた場合、前述したように、温度検出回路（ＴＣｈｕ”，ＴＣｈｖ”，ＴＣｈｗ”）の精度は低くなる。そうすると、セットメーカは、放熱設計に際し、この精度の低さを補うために過剰なマージン（ディレーティング）を確保する必要がある。具体的には、例えば、図１２のヒートシンクＨＳＫ等の特性を過剰に設計する必要がある。
【０１０６】
一方、本実施の形態３の方式を用いると、図１１等に示したように、インバータおよびその各制御回路を１個のパワーモジュールＰＭＤに搭載することで、各トランジスタや回路等を個別の部品として配線基板ＢＤに実装する場合と比べて、配線基板ＢＤの実装部品数を削減できる。特に、配線基板ＢＤの実装部品から、図１６のような絶縁素子を含む温度検出回路ＴＣｈｕ’，ＴＣｈｖ’，ＴＣｈｗ’を削除でき、加えて、図８のレベルシフト回路ＬＳＣによってフォトカプラＣＰＬ１０に該当する絶縁素子も削除できる。その結果、コストの低減や、電力変換システムの小型化等が実現可能になる。さらに、ヒートシンクＨＳＫ等の特性を適正化でき、この点からも、コストの低減や電力変換システムの小型化等が可能になる。
【０１０７】
（実施の形態４）
《電力変換システムの概略構成（応用例［２］）》
図１３は、本発明の実施の形態４による電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。図１３に示す電力変換システムは、図４の構成例に対して、さらに、結合回路ＨＣＣ２ｕ，ＨＣＣ２ｖ，ＨＣＣ２ｗが加わった構成となっている。結合回路ＨＣＣ２ｕ，ＨＣＣ２ｖ，ＨＣＣ２ｗは、図１に示した結合回路ＨＣＣ２に対応するものである。
【０１０８】
例えば、結合回路ＨＣＣ２ｕは、図１の場合と同様のダイオードＤＤ２およびプルダウンスイッチＤＳに加えて、コンデンサＣ２およびバッファ回路ＢＦを備える。プルダウンスイッチＤＳは、例えば、ＮＭＯＳトランジスタ等で構成され、図示は省略されているが、図１の場合と同様にハイサイド制御回路ＨＣＴｕによってオン・オフが制御される。コンデンサＣ２は、ダイオードＤＤ２のカソードと負荷駆動端子ＰＮ＿ＯＵＴｕ（フローティング電圧ＶＳｕ）との間で、プルダウンスイッチＤＳと並列に結合される。バッファ回路ＢＦは、例えば、ブート電源電圧ＶＢおよびフローティング電圧ＶＳｕで動作するボルテージフォロワ回路等であり、入力がダイオードＤＤ２のカソードに結合され、出力がハイサイド制御回路ＨＣＴｕに結合される。
【０１０９】
コントローラＣＴＬＵは、例えば、ディジタルアナログ変換器ＤＡＣを備え、ディジタルアナログ変換器ＤＡＣからの信号ＶＤＡＣをダイオードＤＤ２のアノードに送信する。結合回路ＨＣＣ２ｖ，ＨＣＣ２ｗは、結合回路ＨＣＣ２ｕと同様の構成を備える。なお、実施の形態３で述べたようなドライバＩＣを用いる場合、ダイオードＤＤ２は、図９のターミネーション領域ＡＲ＿ＴＲＭＢＫに形成され、プルダウンスイッチＤＳ、コンデンサＣ２およびバッファ回路ＢＦは、図９の高電圧領域ＡＲ＿ＨＶＢＫに形成される。
【０１１０】
例えば、ハイサイド制御回路ＨＣＴｕは、ハイサイドスイッチ信号ＨＯｕの‘Ｈ’レベルの電圧を可変制御する回路を備える場合がある。当該回路を用いると、例えば、ハイサイドスイッチＴＲｈｕのスルーレートを調整することで、ノイズの低減等が図れる。あるいは、温度異常を検出した場合の保護動作として、図６のようにハイサイドスイッチＴＲｈｕをオフにする（言うなれば、システムを止める）のではなく、駆動能力を下げた状態での動作をハイサイドスイッチＴＲｈｕに行わせることで、温度を安全領域に戻すこと等が可能になる。結合回路ＨＣＣ２ｕは、例えば、このような回路に向けたコントローラＣＴＬＵからの任意の電圧信号を伝送する。
【０１１１】
《電力変換システムの概略動作（応用例［２］）》
図１４は、図１３の電力変換システムにおいて、主要部の概略的な動作例を示す波形図である。ここでは、図１３におけるｕ相の動作を例に説明するが、ｖ相およびｗ相に関しても同様である。図１４において、期間Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５は、前述したロウサイド期間であり、期間Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６は、前述したハイサイド期間である。期間Ｔ１，Ｔ２のＰＷＭサイクルでは、ハイサイドスイッチ信号ＨＯｕの‘Ｈ’レベルの電圧はブート電源電圧ＶＢである。
【０１１２】
期間Ｔ３の時刻ｔ３ａにおいて、コントローラＣＴＬＵは、所定の電圧レベルを持つ信号ＶＤＡＣを送信する。一方、ハイサイド制御回路ＨＣＴｕは、時刻ｔ３ａ〜ｔ３ｂの期間で、プルダウンスイッチＤＳをオンに制御する。これに伴い、バッファ回路ＢＦの入力電圧（および出力電圧）は、フローティング電圧ＶＳｕとなる。時刻ｔ３ｂでプルダウンスイッチＤＳがターンオフすると、コンデンサＣ２は、信号ＶＤＡＣの電圧で充電され、バッファ回路ＢＦの入力電圧（および出力電圧）も信号ＶＤＡＣの電圧となる。
【０１１３】
期間Ｔ３から期間Ｔ４に遷移すると、バッファ回路ＢＦの入力電圧（および出力電圧）は、フローティング電圧ＶＳｕ（すなわち入力電源電圧ＶＩＮ）に信号ＶＤＡＣの電圧を加えた電圧となり、ダイオードＤＤ２は逆バイアスとなる。期間Ｔ４では、コントローラＣＴＬＵからの信号ＶＤＡＣはバッファ回路ＢＦに伝送されないが、信号ＶＤＡＣの電圧は、コンデンサＣ２によって維持され、バッファ回路ＢＦから出力される。ハイサイド制御回路ＨＣＴｕは、当該バッファ回路ＢＦの出力電圧に基づいて、ハイサイドスイッチ信号ＨＯｕの‘Ｈ’レベルの電圧を、フローティング電圧ＶＳｕとブート電源電圧ＶＢの間で可変制御する。
【０１１４】
次いで、期間Ｔ４から期間Ｔ５に遷移する。時刻ｔ３ａ〜ｔ３ｂの期間と同様に、ハイサイド制御回路ＨＣＴｕは、期間Ｔ５の時刻ｔ５ａ〜ｔ５ｂの期間で、プルダウンスイッチＤＳをオンに制御する。これに伴い、コンデンサＣ２は放電され、バッファ回路ＢＦの入力電圧（および出力電圧）は、フローティング電圧ＶＳｕとなる。時刻ｔ５ｂでプルダウンスイッチＤＳがターンオフすると、コンデンサＣ２は、信号ＶＤＡＣの電圧で充電され、以降、同様の動作が繰り返される。
【０１１５】
《本実施の形態４の主要な効果》
以上、本実施の形態４の電力変換システムを用いると、実施の形態１の場合と同様に、コントローラＣＴＬＵとハイサイド制御回路ＨＣＴｕ，ＨＣＴｖ，ＨＣＴｗとの通信を低コストで行うことができる。その結果、電力変換システムの高機能化を容易に図ることが可能となる。具体的には、前述したハイサイドスイッチ信号の電圧レベルの調整を代表に、コントローラＣＴＬＵからハイサイドに向けたきめ細かな制御が可能となる。この際には、主に、コントローラＣＴＬＵのソフトウェアによって各種制御を行うことも可能であるため、低コストで柔軟な制御が実現できる。
【０１１６】
（実施の形態５）
《結合回路の問題点》
図１８（ａ）および図１８（ｂ）は、本発明の実施の形態４による電力変換システムにおいて、前提となる結合回路の問題点の一例を示す波形図である。図１８（ａ）には、図１の結合回路ＨＣＣ１に図４の温度検出回路ＴＣｈｕを適用した場合を例として、当該温度検出回路ＴＣｈｕの実際の動作波形が示される。図１８（ｂ）には、図１の結合回路ＬＣＣに図４の温度検出回路ＴＣｌｕを適用した場合を例として、当該温度検出回路ＴＣｌｕの実際の動作波形が示される。
【０１１７】
図４で述べたように、温度検出回路ＴＣｈｕは、ロウサイド期間（ロウサイドスイッチ信号ＬＯｕの‘Ｈ’レベル期間）で、温度検出ダイオードＴＤｈｕの順方向電圧に応じた温度電圧信号ＴＯＨｕとフローティング電圧ＶＳｕの差電圧を検出し、それを増幅することで温度電圧信号ＴＩＨｕを出力する。しかし、実際の動作では、図１８（ａ）に示されように、温度電圧信号ＴＩＨｕに歪みが生じる場合がある。この歪みは、ハイサイドスイッチＨＳＷおよびロウサイドスイッチＬＳＷのスイッチングに伴うノイズ（すなわちスイッチングノイズ）によって、温度検出ダイオードＴＤｈｕの順方向電圧が揺らされることが要因となっている。
【０１１８】
図１８（ａ）の例では、ロウサイドスイッチ信号ＬＯｕの立ち上がり／立ち下がり箇所に、他の２箇所を加えた４箇所で歪みが生じている。このように、検出対象の相（ここではｕ相）の歪みは、検出対象の相（ｕ相）に対応する各スイッチ（ＨＳＷｕ，ＬＳＷｕ）のスイッチングノイズに限らず、他の相（ｖ相およびｗ相）に対応する各スイッチ（ＨＳＷｖ，ＬＳＷｖ，ＨＳＷｗ，ＬＳＷｗ）のスイッチングノイズにも起因する。また、図１８（ｂ）に示されるように、ロウサイドの温度電圧信号ＴＩＬｕに関しても同様に、歪みが生じる場合がある。
【０１１９】
図１８（ａ）のような歪みが生じると、コントローラＣＴＬＵは、高精度に温度を検出することが困難となる恐れがある。また、温度を検出できる期間が大きく制限され、場合によっては、その期間が十分に得られなくなる恐れもある。すなわち、前述したように、ハイサイドの温度を検出できる期間は、ロウサイド期間に制限されるが、このロウサイド期間の中で、正しく温度を検出できる期間が歪みによって更に制限されるため、ＰＷＭ信号のデューティによってはその期間自体が十分に得られなくなる恐れがある。
【０１２０】
《電力変換システムの概略構成（応用例［３］）》
図１９は、本発明の実施の形態５による電力変換システムにおいて、主要部の概略構成例を示す回路図である。図１９に示す電力変換システムは、図４に示した電力変換システムと比較して、ハイサイドの温度検出回路ＴＣｈｕ２の構成と、コントローラＣＴＬＵ２の構成とが異なっている。図１９では、便宜上、インバータＩＶＵには、ｕ相のみの構成が示されるが、実際には、図４の場合と同様に、ｖ相およびｗ相の各構成も備えている。また、図１９には、ｕ相のハイサイドの温度検出回路ＴＣｈｕ２が示されるが、図４の場合と同様に、当該温度検出回路と同様の構成の温度検出回路がｖ相およびｗ相のハイサイドにも設けられる。
【０１２１】
温度検出回路ＴＣｈｕ２は、図４の温度検出回路ＴＣｈｕに対して、スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂおよびロウパスフィルタＬＰＦ１ａ，ＬＰＦ１ｂが追加された構成となっている。スイッチＳＷ１ａおよびロウパスフィルタＬＰＦ１ａは、ダイオードＤＤ１ａと差動増幅回路ＡＭＰ１との間の配線に、ダイオードＤＤ１ａ側から順に直列に挿入される。スイッチＳＷ１ｂおよびロウパスフィルタＬＰＦ１ｂは、ダイオードＤＤ１ｂと差動増幅回路ＡＭＰ１との間の配線に、ダイオードＤＤ１ｂ側から順に直列に挿入される。
【０１２２】
コントローラＣＴＬＵ２は、図４の場合と同様に、ＩＯ端子ＩＯ１ｕからハイサイドスイッチＨＳＷｕのオン・オフ信号となるハイサイドスイッチ制御信号ＨＩＮｕを送信し、ＩＯ端子ＩＯ２ｕからロウサイドスイッチＬＳＷｕのオン・オフ信号となるロウサイドスイッチ制御信号ＬＩＮｕを送信する。また、図１９では便宜上省略されているが、コントローラＣＴＬＵ２は、ｖ相およびｗ相に対しても同様に、ＩＯ端子ＩＯ１ｖ，ＩＯ１ｗからハイサイドスイッチ制御信号ＨＩＮｖ，ＨＩＮｗを送信し、ＩＯ端子ＩＯ２ｖ，ＩＯ２ｗからロウサイドスイッチ制御信号ＬＩＮｖ，ＬＩＮｗを送信する。
【０１２３】
さらに、コントローラＣＴＬＵ２は、図４の場合と異なり、スイッチ制御回路ＳＷＣＴＬを備える。スイッチ制御回路ＳＷＣＴＬは、各スイッチ制御信号（ＨＩＮｕ，ＨＩＮｖ，ＨＩＮｗ，ＬＩＮｕ，ＬＩＮｖ，ＬＩＮｗ）に基づいてスイッチ制御信号Ｓｓｗを生成し、それをＩＯ端子ＩＯ３からスイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂへ送信する。スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂは、当該スイッチ制御信号Ｓｓｗに応じてオン・オフが制御される。
【０１２４】
スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂは、ハイサイドスイッチＨＳＷｕ，ＨＳＷｖ，ＨＳＷｗおよびロウサイドスイッチＬＳＷｕ，ＬＳＷｖ，ＬＳＷｗのオン・オフが切り替わるタイミングを包含する所定の期間（例えば、数μｓ等）でオフに制御され、当該所定の期間を除く期間でオンに制御される。すなわち、スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂは、図１８に示したような、スイッチングノイズに起因する歪みが生じ得る期間でオフに制御される。スイッチ制御回路ＳＷＣＴＬは、この期間の開始タイミングを、各スイッチ制御信号（ＨＩＮｕ，ＨＩＮｖ，ＨＩＮｗ，ＬＩＮｕ，ＬＩＮｖ，ＬＩＮｗ）に基づき得ることができる。
【０１２５】
ここで、スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂがオフに制御されると、差動増幅回路ＡＭＰ１の入力がオープンとなるため、その入力が不定となることが懸念される。そこで、ここでは、スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂと差動増幅回路ＡＭＰ１との間の配線にロウパスフィルタＬＰＦ１ａ，ＬＰＦ１ｂが挿入される。ロウパスフィルタＬＰＦ１ａ，ＬＰＦ１ｂは、当該配線と基準電源電圧ＧＮＤの間に結合されるコンデンサを備えるため、スイッチがオフとなる直前の電位（言い換えれば温度）をある程度の期間保持できる。また、数μｓという短い期間での温度の変化は、極僅か（例えば０．１℃以下）のため、この期間後の温度とホールド時の温度との差は無視できる。
【０１２６】
なお、ロウパスフィルタＬＰＦ１ａ，ＬＰＦ１ｂは、このようにスイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂのオフ期間で温度情報を保持する役割に加えて、スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂのオン期間で温度電圧信号ＴＯＨｕに生じるノイズを低減する役割や、スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂのオン・オフに伴うノイズを低減する役割も担う。また、図１９の方式は、勿論、温度検出回路ＴＣｈｕ２に限らず、図１の結合回路ＨＣＣ１に適用することができる。この場合、同様にして、ダイオードＤＤ１とコントローラＣＴＬＵとの間の配線にスイッチ（ＳＷ１とする）を挿入することが有益となる。さらに、スイッチ（ＳＷ１）とコントローラＣＴＬＵとの間の配線にロウパスフィルタ（ＬＰＦ１とする）を挿入することも有益となる。
【０１２７】
《温度検出回路の動作（応用例［３］）》
図２０は、図１９の温度検出回路の動作タイミングの一例を示す概略図である。ここでは一例として、ｕ相およびｖ相のロウサイドスイッチ制御信号ＬＩＮｕ，ＬＩＮｖが示されるが、他のスイッチ制御信号（ＬＩＮｗ，ＨＩＮｕ，ＨＩＮｖ，ＨＩＮｗ）に対しても同様の動作が行われる。図２０の例では、ロウサイドスイッチ制御信号ＬＩＮｕ，ＬＩＮｖの立ち上がり／立ち下がりエッジが計４回発生し、これに応じて、スイッチ制御信号Ｓｓｗの‘Ｌ’期間も４回発生している。この４回の期間は、スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂのオフ期間Ｔｏｆｆ１〜Ｔｏｆｆ４となる。
【０１２８】
このオフ期間Ｔｏｆｆ１〜Ｔｏｆｆ４で、ロウサイドスイッチＬＳＷｕ，ＬＳＷｖのスイッチングが行われ、ｕ相およびｖ相のフローティング電圧ＶＳｕ，ＶＳｖが遷移する。この遷移に応じて、温度電圧信号ＴＯＨｕにスイッチングノイズが重畳するが、スイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂは、オフであるため、温度電圧信号ＴＩＨｕは影響されない。なお、オフ期間Ｔｏｆｆ１〜Ｔｏｆｆ４は、ｕ相、ｖ相、ｗ相のフローティング電圧ＶＳｕ，ＶＳｖ，ＶＳｗが遷移する期間を包含する長さであればよく、通常は、同じ長さ（例えば３μｓ等）に定めることができる。
【０１２９】
《スイッチ制御回路の構成》
図２１は、図１９のスイッチ制御回路の構成例を示す概略図である。例えば、コントローラＣＴＬＵ２がマイクロコントローラ（ＭＣＵ）等の場合、ＣＰＵ（Central Processing Unit）によるプログラム処理によって例えば図２１と等価なスイッチ制御回路ＳＷＣＴＬが構築される。図２１のスイッチ制御回路ＳＷＣＴＬは、６対（ここでは、その内の３対のみを例示）の立ち上がり検出回路ＲＤＥＴおよび立ち下がり検出回路ＦＤＥＴと、オア演算回路ＯＲと、タイマ回路ＴＭＲと、ＳＲラッチ回路ＳＲＬＴ２とを備える。
【０１３０】
立ち上がり検出回路ＲＤＥＴおよび立ち下がり検出回路ＦＤＥＴは、ｕ相、ｖ相、ｗ相の各スイッチ制御信号（ＬＩＮｕ，ＨＩＮｕ，ＬＩＮｖ，ＨＩＮｖ，ＬＩＮｗ，ＨＩＮｗ）のそれぞれに対して設けられる。例えば、ロウサイドスイッチ制御信号ＬＩＮｕに対応する立ち上がり検出回路ＲＤＥＴは、ロウサイドスイッチ制御信号ＬＩＮｕの‘Ｈ’遷移が生じた時点で立ち上がり検出信号ＲＤｌｕを生成する。また、ロウサイドスイッチ制御信号ＬＩＮｕに対応する立ち下がり検出回路ＦＤＥＴは、ロウサイドスイッチ制御信号ＬＩＮｕの‘Ｌ’遷移が生じた時点で立ち下がり検出信号ＦＤｌｕを生成する。
【０１３１】
同様に、その他のスイッチ制御信号（ＨＩＮｕ，ＬＩＮｖ，ＨＩＮｖ，ＬＩＮｗ，ＨＩＮｗ）に対応する立ち上がり検出回路ＲＤＥＴは、それぞれ、対応するスイッチ制御信号の‘Ｈ’遷移に応じて立ち上がり検出信号ＲＤｈｕ，ＲＤｌｖ，ＲＤｈｖ，ＲＤｌｗ，ＲＤｈｗを生成する。その他のスイッチ制御信号（ＨＩＮｕ，ＬＩＮｖ，ＨＩＮｖ，ＬＩＮｗ，ＨＩＮｗ）に対応する立ち下がり検出回路ＦＤＥＴは、それぞれ、対応するスイッチ制御信号の‘Ｌ’遷移に応じて立ち下がり検出信号ＦＤｈｕ，ＦＤｌｖ，ＦＤｈｖ，ＦＤｌｗ，ＦＤｈｗを生成する。
【０１３２】
オア演算回路ＯＲは、各検出信号（ＲＤｌｕ，ＦＤｌｕ，ＲＤｈｕ，ＦＤｈｕ，…，ＲＤｈｗ，ＦＤｈｗ）のオア演算結果によって、タイマスタート信号ＴＳＴを出力する。タイマ回路ＴＭＲは、タイマスタート信号ＴＳＴに応じて図２０の各オフ期間Ｔｏｆｆ１〜Ｔｏｆｆ４に対応する所定の期間（例えば数μｓ）のカウントを開始し、カウントが満了した時点でタイムアップ信号ＴＵＰを出力する。この際に、タイマ回路ＴＭＲは、カウント中にタイマスタート信号ＴＳＴを受けた場合には、再度、カウントを開始する。ＳＲラッチ回路ＳＲＬＴ２は、スイッチ制御信号Ｓｓｗを、タイマスタート信号ＴＳＴに応じて ‘Ｌ’レベルへ遷移させ、タイムアップ信号ＴＵＰに応じて‘Ｈ’レベルへ遷移させる。
【０１３３】
以上、本実施の形態５の電力変換システムを用いることで、実施の形態２で述べた各種効果に加えて、さらに、少ない回路オーバヘッドで効果的にスイッチングノイズの影響を排除することができる。その結果、温度検出の高精度化が実現可能になる。また、ロウパスフィルタのコンデンサによって、温度検出を行える期間を十分に確保することが可能になる。
【０１３４】
なお、前述したスイッチＳＷ１ａ，ＳＷ１ｂおよびロウパスフィルタＬＰＦ１ａ，ＬＰＦ１ｂの構成は、ロウサイドの通信に対しても有効である。ロウサイドは、フローティングではないため高耐圧ダイオードによる絶縁は不要だが、図１８（ｂ）に示したように、ノイズの観点ではハイサイドと同様にスイッチング素子に起因するノイズが重畳される。したがって、図１９に示すように、ロウサイドにも、スイッチおよびロウパスフィルタを含むノイズフィルタＮＦＬＴを設けることで、効果的にスイッチングノイズの影響を排除することができる。
【０１３５】
以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
【０１３６】
例えば、実施の形態２や実施の形態４では、図１の方式の適用例として、ハイサイドの温度検出や、ハイサイドスイッチ信号の電圧レベルの調整を行ったが、勿論、これらに限定されるものではなく、同様にして、例えば、ハイサイドの過電圧検出や過電流検出、ならびにそれに応じたハイサイドの各種制御等を行うことも可能である。また、実施の形態２や実施の形態４では、三相ブリッジ構成のインバータを例としたが、勿論、フルブリッジやハーフブリッジ構成のインバータに対しても同様に適用可能である。ただし、スイッチの数が多いほど、より有益な効果が得られる。
【符号の説明】
【０１３７】
ＡＭＰ１，ＡＭＰ２  差動増幅回路
ＡＲ＿ＨＶＢＫ  高電圧領域
ＡＲ＿ＬＶＢＫ  低電圧領域
ＡＲ＿ＴＲＭＢＫ  ターミネーション領域
ＢＷ  ボンディングワイヤ
ＣＰＬ１０  フォトカプラ
ＣＴＬＵ  コントローラ
ＤＤ１，ＤＤ１ａ，ＤＤ１ｂ，ＤＤ２  ダイオード
ＤＳ  プルダウンスイッチ
ＤＶＩＣ１，ＤＶＩＣ２  ドライバＩＣ（半導体装置）
ＨＣＣ１，ＨＣＣ２，ＬＣＣ  結合回路
ＨＣＴ  ハイサイド制御回路
ＨＤＶ  ハイサイドドライバ
ＨＳＵ  ハイサイド回路
ＨＳＷ  ハイサイドスイッチ
ＩＳ１，ＩＳ１ａ，ＩＳ１ｂ，ＩＳ２  電流源
ＬＣＴ  ロウサイド制御回路
ＬＤ  負荷
ＬＤＶ  ロウサイドドライバ
ＬＦ  リード（外部端子）
ＬＳＣ  レベルシフト回路
ＬＳＵ  ロウサイド回路
ＬＳＷ  ロウサイドスイッチ
ＰＣＢ  配線基板
ＰＤ  パッド（端子）
ＰＫＧ  封止材
ＰＭＤ  パワーモジュール
ＰＮ＿ＧＮＤ  基準電源端子
ＰＮ＿ＯＵＴ  負荷駆動端子
ＰＮ＿ＶＩＮ  入力電源端子
ＴＣｈｕ，ＴＣｈｖ，ＴＣｈｗ，ＴＣｌｕ，ＴＣｌｖ，ＴＣｌｗ  温度検出回路
ＴＤｈｕ，ＴＤｈｖ，ＴＤｈｗ，ＴＤｌｕ，ＴＤｌｖ，ＴＤｌｗ  温度検出ダイオード
ＴＲｈ  ハイサイドトランジスタ
ＴＲｌ  ロウサイドトランジスタ
ＶＢ  ブート電源電圧
ＶＣＣ  電源電圧
ＶＩＮ  入力電源電圧
ＶＳ  フローティング電圧
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２０】
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【図２１】
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