(57)【要約】      （修正有）【課題】変換器の残響を最小化することによって、不感区域が最小化された圧電変換器コントローラを提供する。【解決手段】専用変換器コントローラ３０２は圧電変換器ＰＺの残響を引き起こす送信器３０６と、残響の特性を測定し、残響特性に基づいて圧電変換器のシャント抵抗及びシャントリアクタンスのうち少なくとも一方を同調させる線形減衰モジュール３１１とを備える。専用変換器コントローラは、シャント抵抗と、シャントインダクタンスと、圧電変換器と並列にシャント抵抗及びシャントインダクタンスを連結する任意選択的なスイッチを有す。線形減衰モジュールは送信パルス後の圧電変換器の残響を減衰させるため、圧電変換器の残響の少なくとも１つの特性を測定し、シャント抵抗又はシャントインダクタンスを適応的に同調させる。【選択図】図３
2017122706.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
圧電変換器の残響を発生する送信器と、
前記残響の特性を測定し、当該残響特性に基づいて、圧電変換器に対する回路要素であるシャント抵抗及びシャントリアクタンスのうち少なくとも一方を同調させる線形減衰モジュールとを備える、圧電変換器コントローラ。
【請求項２】
前記線形減衰モジュールは、残響期間を測定し、前記シャント抵抗及び前記シャントリアクタンスを適応的に調節して、該残響期間を最小化する、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項３】
前記線形減衰モジュールは、減衰率αを測定して、前記圧電変換器の直列インダクタンスＬＳを推定する、請求項１に記載のコントローラ。
【請求項４】
圧電変換器と、
距離を測定するために送信パルスを送信し、エコーを受信する前記圧電変換器に連結された変換器コントローラであて、前記コントローラは、
前記送信パルスの後の前記圧電変換器の残響を減衰するための、前記圧電変換器に並列にそれぞれ連結されたシャント抵抗及びシャントインダクタンスを備える線形減衰モジュールを備える、変換器コントローラと、を備え、
前記コントローラは、前記残響の少なくとも１つの特性を測定し、前記シャント抵抗及び前記シャントインダクタンスのうち少なくとも一方を適応的に同調させる、超音波センサ。
【請求項５】
線形減衰モジュールにおいて、シャント抵抗値及びシャントリアクタンス値のうち少なくとも一方を調節することと、
圧電変換器を駆動して、超音波パルスを送信することと、
前記線形減衰モジュールを有効化して、送信されたそれぞれの超音波パルスの後の残響を減衰することと、
前記線形減衰モジュールが有効である場合に残響期間を測定することと、
前記残響期間におけるトレンドを前記値に対する調節と関連付けることと、
残響期間減少に関連した調節を繰り返し、残響期間増加に関連した調節を反転させることと、減衰が完了した後に前記線形減衰モジュールを無効化し、送信した超音波パルスのエコーを検出することとを含む、距離測定方法。
【請求項６】
前記圧電変換器の特性を明らかにし、前記駆動する動作、有効化する動作、測定する動作、関連付ける動作、及び繰り返す動作を行う前に、前記シャント抵抗及びシャントリアクタンスの粗同調を行うことを更に含む、請求項５に記載の方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
（関連出願の相互参照）
本出願は、Ｉ．Ｋｏｕｄａｒ、Ｊ．Ｌｅｄｖｉｎａ、Ｊ．Ｋｕｔｅｊ、及びＰ．Ｈｏｒｓｋｙを発明者とする、２０１５年１０月２１日出願の発明の名称「Ｍｅｔｈｏｄ  ｏｆ  ｆｏｒｍｉｎｇ  ａ  ｔｒａｎｓｄｕｃｅｒ  ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ  ａｎｄ  ｃｉｒｃｕｉｔ  ｔｈｅｒｅｆｏｒ」に係る米国特許仮出願第６２／２４４，３９４号の優先権を主張するものである。
【背景技術】
【０００２】
圧電変換器に変換器コントローラを組み合わせた超音波レーダーシステムによって、高精度で安価な距離測定が可能となる。通常、システムの複雑性及びコストを低減するために、この構成では、コントローラを、圧電変換器を音響パルスの送信器及び受信器として兼用することができる。しかしながら、送信器として動作した場合、圧電変換器は、共振器として働き、共振器は、それぞれの送信されたパルスの終了後も、しばらくは、自励振動（「残響」）を起こしやすい。送信位相中（及び残響位相の大部分）の振動の振幅は、受信エコーの通常の振幅よりも数桁大きく、コントローラの受信部分が飽和し、この時間に受信されたと考えられるエコーを一切検出できなくなる。このシステムは、残響振幅がエコー検出閾値を下回るまで低下するために必要な時間よりも長い往復走時を有するエコーの検出のみ可能である。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００３】
この最小往復走時に対応する距離は、「不感区域」と呼ばれている。原則として、不感区域は、超音波レーダーシステムが何も検出できない最小検出範囲の内側を表す。例えば、駐車支援システムは、かかる超音波レーダーシステムを駐車支援センサ（「ＰＡＳ」）として用い、車両と直近の障害物との間の距離を監視することができるが、駐車支援センサは、非常に近く、これらの不感区域内にある障害物を一切運転者に警告することができないと考えらえる。したがって、変換器の残響を最小化することによって、不感区域を最小化することが所望される。しかしながら、システムの複雑性又はコストを過度に増大させることよって、このシステム構成の従来の利点を損なうような最小化は望ましくないと思われる。
【課題を解決するための手段】
【０００４】
したがって、少なくとも一部が超音波レーダーシステムでの使用に好適であり得る、適応的に調節される線形減衰特性を有する様々な圧電変換器コントローラ及び制御方法を本書に開示する。例示的なコントローラの実施形態は、圧電変換器の残響を引き起こす送信器と、残響の特性を測定し、前記特性に基づいて圧電変換器のシャント抵抗及びシャントリアクタンスのうち一方又は両方を調節する、線形減衰モジュールと、を備える。例示的なセンサの実施形態は、圧電変換器と、距離測定用にパルスを送信し、エコーを受信するための圧電変換器に連結された変換器コントローラと、を備える。コントローラは、圧電変換器と並列にそれぞれ連結されたシャント抵抗及びシャントインダクタンスを有し、前記送信パルス後の圧電変換器の残響を減衰させる、線形減衰モジュールを備える。コントローラは、前記残響の少なくとも１つの特性を測定し、シャント抵抗及び／又はシャントインダクタンスを適応的に調節させる。
【０００５】
距離測定方法の例示的な実施形態は、線形減衰モジュールにおいて、シャント抵抗値及びシャントリアクタンス値のうち少なくとも一方を調節することと、圧電変換器を駆動して、超音波パルスを送信することと、線形減衰モジュールを有効化して、送信したそれぞれの超音波パルス後の残響を減衰することと、線形減衰モジュールが有効な場合に残響期間を測定することと、残響期間におけるトレンドを前記値の調節と関連付けることと、残響期間低減と関連付けられた調節を繰り返し、残響期間増加と関連付けられた調節を逆転させることと、を含む。
【０００６】
前述の実施形態のそれぞれは、以下の特徴のうち１つ又は２つ以上を任意の組み合わせで有してもよい。（１）シャントリアクタンスは、値ＬＰを有する同調可能なシャントインダクタンスである。（２）線形減衰モジュールは、残響期間を測定し、シャント抵抗及びシャントリアクタンスを適応的に調節して、残響期間を最小化する。（３）線形減衰モジュールは、減衰率αを測定して、圧電変換器の直列インダクタンスＬＳを推定する。（４）推定された直列インダクタンスＬＳは、
【０００７】
2017122706.tif 000003
として表わされ、ＲＳは、変換器の直列抵抗である。（５）線形減衰モジュールは、変換器のピーク駆動電圧の、変換器のピーク短絡回路電流に対する比としてのＲＳを推定する。（６）シャント抵抗は、
【０００８】
2017122706.tif 000004
として表わされる値に最初に同調され、ｆＳは、前記残響の測定周波数である。（７）測定された特性は、残響周波数ｆＳを含む。（８）線形減衰モジュールは、前記変換器の並列キャパシタンスＣＰを推定する。（９）シャントリアクタンスは、
【０００９】
2017122706.tif 000005
として表わされるインダクタンス値に最初に同調される。（１０）線形減衰モジュールは、一時的にシャントインダクタンスを上に拡大し、残響周波数ｆＰを測定することによって、ＣＰを推定する。（１１）線形減衰モジュールは、圧電変換器に電流を供給し、基準電圧に到達するまでの時間を測定することによって、ＣＰを推定する。（１２）線形減衰モジュールは、シャントリアクタンスにおける電流と圧電変換器の電圧との間の位相差における変化率を測定することによって、ＣＰを推定する。（１３）無効分は、負性キャパシタンスである。（１４）少なくとも１つの特性は、残響の長さを含み、コントローラは、シャント抵抗及びシャントインダクタンスを適応的に同調させて、前記長さを最小化する。（１５）本方法は、減衰が完了した後に線形減衰モジュールを反転させることと、送信超音波パルスのエコーを検出することと、を更に含む。（１６）前記調節は、線形減衰モジュールが有効化される前にシャント抵抗及びシャントリアクタンスのうち一方のみに対して実行される。（１７）本方法は、圧電変換器の特性を明らかにし、前記駆動する動作、有効化する動作、測定する動作、関連付ける動作、及び繰り返す動作を行う前に、シャント抵抗及びシャントリアクタンスの粗同調を行うことを更に含む。
【図面の簡単な説明】
【００１０】
図面において、
【図１】駐車支援センサを搭載した例示の車両の俯瞰図である。
【図２】例示の駐車支援システムのブロック図である。
【図３】例示の超音波センサの回路図である。
【図４Ａ】例示の線形減衰機構の簡略図である。
【図４Ｂ】追加の設定可能性を有する線形減衰モジュールである。
【図４Ｃ】代替的な設定可能性を有する線形減衰モジュールである。
【図４Ｄ】例示の可変抵抗器の実施態様である。
【図４Ｅ】第２の例示の可変抵抗器の実施態様である。
【図４Ｆ】例示の可変誘導子の実施態様の概略図である。
【図４Ｇ】例示の等価回路の概略図である。
【図５】多様な例示の粗同調の実施態様に関する線形減衰回路である。
【図６】多様な例示の粗同調の実施態様に関する線形減衰回路である。
【図７】多様な例示の粗同調の実施態様に関する線形減衰回路である。
【図８】例示の微同調の実施態様を有する線形減衰回路である。
【図９】例示の変換器制御法に関するフローチャートである。
【００１１】
図面及び対応する詳細な説明は、本開示を限定するものではなく、むしろ、添付の特許請求の範囲内にあるすべての変形例、均等物、及び代替例を理解するための根拠を提供するものであることを理解されたい。
【発明を実施するための形態】
【００１２】
図１は、一組の超音波駐車支援センサ１０４を搭載した例示の車両１０２を示す。センサ配列内のセンサの数及び構成は多様であり、通常、それぞれのバンパの上に６個のセンサを有し、死角検出器として機能する２個の付加的なセンサを両側に有すると考えられる。車両は、例えば、衝突の警告、自動駐車支援、死角の監視などの１つ又は２つ以上のサービスを提供する一環として、様々な検出区域にある障害物までの距離を検出し、測定するためにセンサ配列を用いることができる。
【００１３】
超音波センサは、送受信器であり、すなわち、それぞれのセンサは、超音波のパルスを送受信することができることを意味する。放出されたパルスは、対象物又は音響インピーダンス不整合の他の何らかの形態に遭遇し、そこから反射するまで、車両から外向きに伝搬する。反射したパルスは、放出されたパルスの「エコー」として車両に戻ってくる。パルスの放出からエコーの受信までの時間は、反射点までの距離を示している。センサの全てが、結果として生じるエコーを測定するように構成されてもよいが、一度に１つのセンサのみが送信を行なうことが好ましい。
【００１４】
図２は、星型トポロジーの中心として様々な超音波センサ２０４に連結されている電子制御ユニット（ＥＣＵ）２０２を示す。（星型トポロジーの使用は、例示的なものであり、バスアーキテクチャを含む他のシステムアーキテクチャが使用されてもよい。）例えば、自動駐車支援などのサービスを提供するために、ＥＣＵ  ２０２は、方向指示器作動装置２０６、操舵作動装置２０８、制動作動装置２１０、及びスロットル作動装置２１２などの一組の作動装置に更に接続してもよい。ＥＣＵ  ２０２は、ユーザインタラクティブインターフェース２１４と更に連結されて、ユーザの入力を受信し、様々な測定値及びシステム状態を表示することができる。インターフェース、センサ、及び作動装置を使用して、ＥＣＵ  ２０２は、自動駐車、支援型駐車、車線変更支援、障害物及び死角検出、並びに他の所望する機能を提供することができる。
【００１５】
図３は、専用変換器コントローラ３０２と連結された圧電変換器（ＰＺ）を有する例示的な超音波センサを示す。（変圧器がない設計がここに示されているが、本出願の原理はまた、昇圧変圧器を介して変換器ＰＺに連結されたコントローラの送信端子を有するシステムにも適用可能である。）現在のところ、それぞれの変換器に専用コントローラを備えることが好ましいが、本書に示した原理を用いる共用コントローラに連結された複数の変換器を有することもまた可能である。変換器コントローラ３０２は、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）であってもよいが、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）及び構造化ＡＳＩＣの実施態様もまた想到される。変換器コントローラ３０２は、２個の電源端子（ＶＢＡＴ及びＧＮＤ）を備え、少なくともいくつかの想到される実施形態では、ＥＣＵ  ２０２と通信するための単一の入力／出力（「Ｉ／Ｏ」又は「ＩＯ」）ラインを備える。好適な通信プロトコルは、任意の所与の時間にＩ／Ｏラインを制御する２個のコントローラ（ＥＣＵ  ２０２又はコントローラ３０２）のうち一方のみを有するように設計されると考えられる。
【００１６】
変換器コントローラ３０２は、Ｉ／Ｏインターフェース３０３を備え、Ｉ／Ｏインターフェース３０３は、受信モードにあるときには、ＥＣＵ  ２０２からの送信に対してＩ／Ｏラインを監視し、送信モードにあるときには、ＥＣＵにデータを送るためにＩ／Ｏラインの状態を駆動する。一部のシステムでは、ＥＣＵ  ２０２は、測定をトリガし、生じた測定データを受信するためにそれぞれのセンサを周期的にポーリングしてもよい。
【００１７】
変換器コントローラ３０２は、不揮発性メモリ３０５に保存されたファームウェア及びパラメータに従って動作するコアロジック３０４を備えて、ＥＣＵ  ２０２からのコマンドを解析し、超音波パルスの送信及び受信を含む適切な動作を実行する。超音波パルスを送信するために、コアロジック３０４は、センサコントローラ３０２上の一対の送信端子を駆動する送信器３０６を使用する。圧電変換器ＰＺは、送信端子に連結され、連結コンデンサＣ１及びＣ２を介して一対の受信端子に更に連結されている。連結コンデンサＣ１、Ｃ２は、直流絶縁をもたらし、受信端子上の内部電圧クランプを使用し易くし、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）３０８を送信期間中及び残響期間中の損傷から保護する。いくつかの実施形態では、圧電ＰＺの１個の端子は、アース端子ＧＮＤに接続されていてもよい。
【００１８】
受信されたエコー信号は、通常、ミリボルト又はマイクロボルトの範囲にあるため、コントローラ３０２は、ローノイズアンプ３０８を備えて、受信端子からの信号を増幅する。コントローラ３０２は、集積アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）を有するデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）３１０を更に備えてもよく、増幅受信信号をデジタル化し、加工する。ＤＳＰ  ３１０は、プログラム可能な方法を適用して、パルスの送信中に変換器の作動期間（残響又は「共鳴」期間）を測定し、任意の受信パルス又は「エコー」の長さを検出し、測定する。かかる方法は、閾値比較、最小間隔、ピーク検出、ゼロ交差検出及び計数、雑音レベルの測定、並びに信頼性及び精度を改善するために調節された他のカスタマイズ可能な手法を使用してもよい。ＤＳＰ  ３１０は、増幅した受信信号を更に処理して、共振周波数及び減衰率等の変換器の特性を解析することができ、（接続を外されるか、又は故障した変換器、抑制された振動等によるものであり得る）非常に短い作動期間、又は非常に長い作動期間（実装不良、不十分な減衰抵抗等）等のエラー状態を更に検出することができる。
【００１９】
例えば、ＬＩＮバスアーキテクチャを有するシステムに好適な実施形態などの少なくともいくつかの実施形態では、コアロジック３０４は、ＤＳＰ  ３１０を用いて、エコー走時及び／又は超音波パルスを反射する物体までの対応する距離を測定する。コアロジックは、これらの測定値をＥＣＵ  ２０２に伝達し、ＥＣＵ  ２０２は、複数のセンサからの測定値を組み合わせて、所望のサービス及び／又は情報を運転者へ提供する。例えば、星型トポロジーを有するシステムに好適な実施形態などの特定の代替的な実施形態では、時間測定及び対応する距離評価は、ＥＣＵによって行われる。かかる実施形態では、ＤＳＰは、時間を測定せず、閾値よりも大きな超音波エコーの存在を検知し、ＩＯラインを所定レベルに近づけることでリアルタイムにエコーの検出を表示する。
【００２０】
不感区域を最小化するために、コントローラ３０２は、送信器３０６、ＤＳＰ  ３１０、又はコアロジック３０４の制御下で動作し得る少なくとも１つの線形減衰モジュール３１１を備えて、残響期間を短縮する。コントローラ３０２は、単独で、又は、例えば、送信器３０６によるアクティブ減衰動作を含むマルチフェーズ減衰システムの一部として動作してもよい。アクティブ減衰動作が用いられる場合、送信器３０６は、文献の他の部分で概要が示される手法に従って、送信パルスの終端で逆位相（out-of-phase）信号を増幅して、残留振動を妨害する。通常、かかるアクティブ減衰は、別の残響を励振する顕著な可能性が存在する閾値未満に残響振幅が低下した時点で終了するはずである。したがって、アクティブ減衰が用いられる場合であっても、圧電変換器は、線形減衰モジュールを使用して有利に最小化することができる残留振動を残してもよい。
【００２１】
図４Ａは、同調可能なシャント抵抗（ＲＤ）、同調可能なシャントリアクタンス、及びスイッチを有する例示的な線形減衰モジュールの実施形態を示す。シャントリアクタンスは、同調可能なインダクタンス（ＬＰ）として示されているが、代替的な実施形態では、シャントリアクタンスは、アクティブ回路素子を使用して実施され得る同調可能な負性キャパシタンスであってもよい。一組の制御信号４０２が、送信器、ＤＳＰ、及び／又はコアロジックによって提供される。線形減衰モジュールが送信パルスを減衰することを防止するために、スイッチは、制御信号下で動作して、送信パルスの終了後のみアクティブ減衰フェーズを含む線形減衰を実施する。図４Ｂ及び図４Ｃは、抵抗器ＲＤを切断する一方でインダクタンスＬＰを接続したままとするか、又は両方を切断することが可能な付加的なスイッチを備える付加的な自由な構成を提供する線形モジュールの実施形態を示す。
【００２２】
線形減衰モジュール３１１は、シャント抵抗ＲＤ及びインダクタンスＬＰが適切に同調されている場合、最適な減衰をもたらす（すなわち、残響期間の長さを最小化する）。しかしながら、減衰性能は、これらの要素の同調に非常に敏感であり、そのためわずかな誤差であっても、性能の顕著な低下を引き起こす場合がある。更に、圧電変換器は、通常、極めて有意な温度係数を有し、表面に水及び屑からの負荷がかかる場合があるため、精度を維持しながらかかる同調を適応的にかつ適応的に実施させ対応させることが所望される。制御信号４０２は、かかる同調をシャント抵抗ＲＤ及びシャントインダクタンスＬＰにもたらす。
【００２３】
図４Ｄは、左側端子から電流を調達するか又は減少させる相互コンダクタンスアンプＧ１を有する同調可能なシャント抵抗ＲＤの１つの例示的な実施形態を示し、電流は、２個の端子間の差に比例している。制御信号ＴＵＮＥは、ＲＤの所望の抵抗に反比例してアンプＧ１のゲインを設定する。
【００２４】
図４Ｅは、ＲＤの左側端子と連結された反転入力を有するローノイズオペアンプ（ＬＮＡ）、及び、ＬＮＡ出力と連携し、通常、アースに連結し、ＲＤの右側端子と連結した非反転入力を使用して、より高い精度を提供する別の例示的な実施形態を示す。ＬＮＡは、端子間の電圧差を増幅し、端子間の電圧差に継続的に比例する出力信号を生成する。この出力信号は、公称抵抗値ＲＮ及び相互コンダクタンスアンプＧ１の入力に適用される。公称抵抗値及び相互コンダクタンスアンプはそれぞれ、出力信号に比例する左側端子からの電流を減少させるか、又は調達する。公称フィードバック抵抗値ＲＮは、ＬＮＡゲインの要因である場合には、初期抵抗値を設定する。公称フィードバック抵抗値ＲＮと同時に、相互コンダクタンスアンプＧ１が動作して、公称抵抗値を同調可能な形式に修正する。制御信号ＴＵＮＥが相互コンダクタンスアンプのゲインを調節するため、シャント抵抗ＲＤの実効抵抗が修正される。少なくともいくつかの実施形態では、ＴＵＮＥ信号は、デジタル−アナログ変換器を介して提供される。
【００２５】
図４Ｆは、同調可能なシャントインダクタンスＬＰの１つの例示的な実施形態を示す。ＬＰの左側端子は、相互コンダクタンスアンプＧｉｎｔの反転入力、コンデンサＣｉｎｔの一面、及び相互コンダクタンスアンプＧｏｕｔの非反転入力に連結される。相互コンダクタンスアンプＧｉｎｔの出力は、コンデンサＣｉｎｔの他の一面及びＧｏｕｔの逆側に連結される。相互コンダクタンスアンプＧｏｕｔの出力は、ＬＰの右側端子及びＧｉｎｔの非反転入力に連結される。
【００２６】
動作中、Ｇｉｎｔは、入力端子と出力端子と間の差に比例する電流を調達することによって、結果的にコンデンサＣｉｎｔを帯電させる。コンデンサの電圧は、この電流の積分であり、したがって、等価インダクタを通って流れると考えられる電流に相当する。相互コンダクタンスアンプＧｏｕｔは、このコンデンサ電圧を相当する電流に変換することによって、ＬＰは、ＬＰ＝Ｃｉｎｔ／（Ｇｉｎｔ＊Ｇｏｕｔ）のインダクタ値を有する合成インダクタとして振る舞う。相互コンダクタンスアンプＧｉｎｔのゲインは、制御信号ＴＵＮＥによって制御され、インダクタンスを同調可能にする。前述のとおり、ＴＵＮＥ信号は、デジタル−アナログ変換器を介して供給されてもよい。
【００２７】
最適な減衰用の好適な値を決定するために、圧電変換器ＰＺを等価回路に置き換えた図４Ｇを参照する。図示された等価回路は、本目的のためにほぼ好適である。かかる等価回路は、通常、製造業者から入手可能であるが、必要ならば、等価回路のパラメータ化応答を変換器から測定された周波数依存インピーダンスに適合させることで得ることができる。前述したとおり、等価回路パラメータは、大きな変動を有することが予測されるため、好適な同調値を周期的に生成するための迅速な推定手法及び最適化同調値を微調節し、追跡するための適応化手法を用いることが望ましい。
【００２８】
等価回路は、コンデンサ（ＣＳ）、インダクタ（ＬＳ）、及び抵抗器（ＲＳ）の直列の組み合わせと並列してコンデンサ（ＣＰ）を備える。変換器端子間の直列の組み合わせは、共振周波数（本書では直列共振周波数と呼ぶ）を有する回路インピーダンスを提供する。
【００２９】
2017122706.tif 000006
【００３０】
この共振周波数は、主要な共振ピークになることが予測され、その結果、音響パルスは、増大した信号強度並びに改善した効率及び感度に対してｆＳで送信されることとなることが予測される。コントローラ３０２は、パルス又は他の広帯域信号を送信器を有する変換器ＰＺに供給し、ＤＳＰを用いて残留振動の期間を測定することによって、ｆＳを測定することができる。あるいは、コントローラは、どの周波数が最も強い送信信号をもたらすかを識別するために周波数掃引を用いてもよい。コントローラは、直列共振周波数の初期値又は初期推定値で動作を更に開始してもよく、最適値を微調整し、追跡する周波数適応化手法を用いてもよい。
【００３１】
シャントインダクタンスＬＰ及びシャント抵抗ＲＤとのコンデンサＣＰの並列の組み合わせは、第２の共振周波数（本書において並列共振周波数と呼ぶ）を定義することとなる。
【００３２】
2017122706.tif 000007
【００３３】
（等価回路内の電流によって表される）変換器の振動の最適な減衰は、並列共振周波数が直列共振周波数に一致する場合（すなわち、ｆＰ＝ｆＳの場合）、かつシャント抵抗ＲＤが両方の回路のインダクタインピーダンスの幾何平均の半分に同調している場合に、達成することが示される。
【００３４】
2017122706.tif 000008
【００３５】
（並列である２つの共振回路があるため、係数２分の１が生じる。）これら必要条件は、ＬＰ及びＲＤの最適に同調された値に対する以下の式に変換できる。
【００３６】
2017122706.tif 000009
【００３７】
少なくともいくつかの実施形態では、線形減衰モジュールを同調するプロセスは、２つの段階で進行する。第１の段階では、ＣＰ及びＬＳの測定値が得られ、シャントインダクタンス及びシャント抵抗の粗同調を提供するために使用される。第２の段階では、適応最適化プロセスは、シャントインダクタンス及びシャント抵抗をその最適値に微調整し、その最適値を温度変動又は負荷に起因する変換器の特性の変化として追跡するために適用することができる。
【００３８】
第１の段階に関して、直列共振周波数ｆＳは、既知ではない場合に測定される。この測定の選択肢は、上記で論じられ、周波数掃引又は広帯域パルスを含み、それに続いて残留振動周波数が測定される。
【００３９】
次いで、コンデンサＣＰが測定される。この測定の第１の手法では、同調可能なインダクタンスＬＰは、上向きに顕著に拡大される。線形減衰モジュール３１１の設計段階（図４Ａ）では、ＬＰの公称値は、式（４）に従って、製造業者により提供されたＣＰ及びｆＳの通常値（ＣＳ及びＬＳは、任意選択的にｆＳの代わりに使用され得る）に従って選択されていたこととなる。好適な拡大値は、４倍大きいか、又は（式（２）による）並列共振周波数を通常のｆＳ値の約半分にするために十分であると考えられる。別の拡大倍率は、並列共振周波数ｆＰを低下させ、直列共振周波数ｆＳから分離することを目的に選択されてもよい。（変換器は、通常、より高い二次共振周波数を有するため、低下させることが望ましい。）次いで、変換器は、パルスを発生するか、又は並列共振周波数ｆＰの新たな値を識別するために周波数掃引される。次いで、この測定は、式（２）に従ってＣＰの値を決定するために拡大されたＬＰ値と共に使用され得る。
【００４０】
ＣＰを測定するための第２の手法では、線形減衰モジュール３１１は、電流源がＣＰを所与の電圧まで素早く帯電させるために必要な時間を測定する。図５は、この測定を達成するための同調可能なインダクタンスＬＰの構造を利用するモジュール３１１の例示的な実施を示す。減衰モジュール３１１は、閉スイッチＳ１を介して休止変換器ＰＺに連結され、スイッチＳ２の開放によって分離される同調可能な抵抗ＲＤを有する。スイッチＳ３は、相互コンダクタンスアンプの反転入力と非反転入力との間の基準電圧５１２と連結する代わりに、ＬＰの上部端子からＧｉｎｔの非反転入力への接続を開放するために使用される。アンプＧｉｎｔは、コンデンサＣｉｎｔへの対応する基準電流を供給し、一定速度でコンデンサを帯電させる。出力相互コンダクタンスアンプＧｏｕｔは、生成した電圧傾斜を電流傾斜に変換し、二次速度でＣＰを帯電させる。コンパレータ５１４は、ＣＰ電圧が基準電圧を超えた場合に表示する。基準電圧に到達するまでに必要な時間は、
【００４１】
2017122706.tif 000010
である。
【００４２】
並列及び直列共振周波数を一致させるために、理想的な帯電時間は、
【００４３】
2017122706.tif 000011
である。
【００４４】
シャントインダクタンスＬＰは、算出することができ、それに従って設定され得る。（しかしながら、理想に近い帯電速度では直列共振回路の励振が生じる場合があり、測定における誤差を誘導する場合があることに留意されたい。帯電速度は、この二次効果を防止するために、直列コンデンサＣＳに集められた電荷に起因して誤差が増加するという犠牲を払って、低下させてもよい。）所望のシャントインダクタンス値は、前述のシャントインダクタンス値に対して、以下のとおり表すことができる。
【００４５】
2017122706.tif 000012
【００４６】
かかるレシオメトｔリックな計算は、類似の実施態様に、より適し得る。所望の場合、測定は、理想時間と測定時間との比が１に近似するまで、新たなインダクタンス値を用いて繰返し反復してもよい。
【００４７】
ＣＰを測定するための第３の手法では、線形減衰モジュール３１１は、シャントインダクタ電流と圧電変換器上の電圧との間の位相シフトを測定する。図６は、この手法（又は前述の手法の変形例）を実施するために使用されてもよい線形減衰モジュール３１１の例示的な実施を示す。電流源５０２は、圧電変換器ＰＺを動作させる。本手法に関して、電流源は、直列共振周波数ｆＳにおける振動信号を提供する。電流計５０４は、インダクタＬＰを通る電流を測定し、その一方で、電圧計５０６は、圧電変換器ＰＺを横断する電流を測定する。アナログ−デジタル変換器５０８、５１０は、電流及び電圧の測定値を、電流と電圧との間の位相関係を監視する、例えば、ＤＳＰに提供する。位相シフトは、補正又はゼロ交差検出などの差分デジタル信号進行測定を使用して測定することができる。電流と電圧との間の位相シフトが約９０°で一定ならば、インダクタＬＰは、効果的な減衰のために十分に同調される。逆に、位相シフトが増加又は減少している場合、インダクタＬＰは、変化率に基づいて調節されるべきである。
【００４８】
図７は、同調可能なインダクタＬＰの構造を利用する別の例示的な実施を示す。インダクタＬＰを通る電流は、コンデンサＣｉｎｔ上の電圧に対応している。したがって、アナログ−デジタル変換器５０８、５１０は、図６の実施において得られた測定値と等価な、電流及び電圧のデジタル化測定値を提供するために機能する。
【００４９】
同調可能なインダクタＬＰが好適な値に設定された時点で、粗同調プロセスは、ＲＤの好適な値の決定を伴って継続する。ＲＤの粗同調用の値を決定するために、図６の線形減衰モジュール３１１の実施態様は、シャントインダクタＬＰをバイパスする短絡スイッチＳ４と共に使用されてもよい。最初に、線形減衰モジュール３１１は、スイッチＳ１の開放によって停止される。強力なローインピーダンス出力バッファを使用して、直列共振周波数ｆＳで圧電変換器を駆動させる。（コントローラ３０２は、この目的のために送信器３０６を用いてもよい。）変換器がこの方式で駆動される場合、変換器の直列分岐に流れる電流は、抵抗器ＲＳの抵抗値で除した駆動電圧と等しい。線形減衰モジュール３１１は、ピーク駆動電圧を測定し、任意選択的に、サンプルホールド回路を使用してピーク駆動電圧を保存する。その後、圧電変換器端子は、電流測定値を得るために共に短絡される。図６の線形減衰モジュールがインダクタをバイパスするために短絡スイッチＳ４を備えながら、電流測定が可能である場合、スイッチＳ１は、閉鎖され、Ｓ２は、開放され、Ｓ３は、開放され、短絡スイッチＳ４は、閉鎖される。
【００５０】
変換器端子が短絡された後の短い時間に、電流計５０４によって測定された電流は、直列共振器によって生じた電流とほぼ等しい。この電流は、端子が短絡された後に短時間（例えば、１振動期間）サンプリングされ、ピーク値が測定される。ピーク電圧とピーク電流との比は、ＲＳの抵抗値にほぼ等しい。
【００５１】
次に、コントローラ３０２は、短絡スイッチを開放し、残留振動の減衰率αを測定する。直列共振周波数の振幅は、以下のように表される。
【００５２】
2017122706.tif 000013
式中、αは、減衰率である。コンデンサＣＰの効果を最小化するために、残留振動は、ロー入力インピーダンスを有するアナログ−デジタル変換器を使用して測定されてもよい。ＤＳＰは、ＩＱ復調器を用いて、残留振動の振幅包絡（絶対値）を算出してもよい。次いで、減衰率は、包絡とそれ自体が遅延したものとの比を算出することによって測定することができる。減衰率αは、遅延で除したこの比の（負の）対数である。
【００５３】
直列共振周波数、直列抵抗値ＲＳ、及び減衰率αの前述の測定を用いて、コントローラ３０２は、直列インダクタＬＳ及び最適なシャント抵抗値ＲＤを決定できる。Ｑは、以下のように表されることに留意されたい。
【００５４】
2017122706.tif 000014
【００５５】
Ｑはまた、以下のように表される。
【００５６】
2017122706.tif 000015
【００５７】
式（１０）及び式（１１）を組み合わせて、以下が得られる。
【００５８】
2017122706.tif 000016
【００５９】
次いで、ＲＤの最適値は、式（３）に従って算出可能である。コントローラ３０２は、シャント抵抗をこの値に設定し、線形減衰の粗同調フェーズを完了する。
【００６０】
ＬＰ及びＲＤに対する最適同調値の前述の導出において行われた近似値のうちいくつかを考慮せずに、等価回路自体が近似値であり、更に、二次効果があり得ることが予測される。良好な減衰性能がこれら粗同調値の使用から得られることが予測されると同時に、第２の微同調位相の使用が有益であることが予測される。
【００６１】
図８は、コントローラ３０２のＤＳＰ又はコアロジック内に組み込まれてもよい微同調ユニットの１つの例示的な実施態様を示す。図示のとおり、圧電変換器電圧は、アンプ８０２によってバッファに格納され、アナログ−デジタル変換器８０４によってデジタル化される。包絡計算器８０６は、ＩＱ復調を実行し、直交ストリームを組み合わせて、信号の絶対強度を決定する。残響タイマ８０８は、絶対強度を２個のコンパレータに加え、コンパレータの出力は、複合されて、包絡が上側の閾値から下側の閾値まで横断するためにどれだけのかかるのかをカウンタが計時できるようにする。この計時は、残響期間の代表的長さとして出力される。
【００６２】
トレンドフィルタ８１０は、残響期間がＬＰ値又はＲＤ値の以前の適応に反応して増加又は減少したかを判定するために、残響期間信号をそれ自身が遅延したものと比較する。アロケータユニット８１２は、トレンドフィルタからトレンド信号を受信し、トレンドがＬＰ値の以前の適応に反応している場合は、トレンド信号を第１のラッチに保存し、トレンドがＲＤ値の以前の適応に反応している場合は、トレンド信号を第２のラッチに保存する。後続のこれらのパラメータの調節に対して、アロケータは、マルチプレクサを使用して、ラッチ間を選択し、適切なトレンドサイン（sign）を第２のマルチプレクサに印加して、対応するパラメータに対して正又は負の変化の間を選択し、必要に応じて残響期間を最小化する。この変化がＬＰ値に対する場合、第１のアップデータユニット８１４によって電流ＬＰ値に適用される。逆に、この変化がＲＤ値に対する場合、第２のアップデータユニット８１６によって電流ＲＤ値に適用される。一対のデジタル−アナログ変換器は、電流値を同調信号としてシャントインダクタＬＰ及びシャント抵抗器ＲＤに適用する。パラメータは、それぞれ次々に調節され、他の任意の適応が行われる前に後続の残響期間の測定が行われる。交互の調節が想到される一方で、適応は、任意の整数比、例えば、ＲＤの調節は、ＬＰよりも３倍多く、インターリーブされてもよい。
【００６３】
比例−積分−微分（ＰＩＤ）制御及び共同適応化手法を含む他の最適化手法が既知であり、ＬＰ及びＲＤを適応的に微同調するために適用され得る。開示された粗同調及び微同調原理により、線形減衰モジュールを正確に同調することが可能となり、それによって、超音波駐車支援センサにとって重要なパラメータである、より近い障害物の検出を可能にするために、残響の素早い減衰及び最小測定距離の低減を可能にする。圧電変換器パラメータは、温度依存性が強く、経年劣化効果又は膜上のほこりのような負荷の効果に由来する変化にさらされる。アクティブ同調により、これらの効果は、自動的に追跡される。
【００６４】
図９は、前述の説明に従って線形減衰モジュールの粗同調を実行して、あるいはＬＰ及びＲＤの既定値を適用して、ブロック９０２で開始する例示的な変換器の制御方法を示す。ブロック９０４では、変換器コントローラ３０２は、送信パルスを送信する。パルスの送信が終了すると、変換器コントローラ３０２は、任意選択的に、変換器をその残響に反して駆動することによってアクティブ減衰を開始する。かかるアクティブ減衰は、残留振動が所定の閾値未満に低下するまで行われてもよい。ブロック９０８では、コントローラは、残留振動の線形減衰を実行する。ブロック９１０では、コントローラは、減衰が完了したこと、すなわち、エコーを検出するための閾値未満であることを検証するために確認する。完了していない場合は、ブロック９０８及び９１０が繰り返される。ブロック９０８及び９１０を実行しながら、タイマを使用して、減衰した残響の長さを測定する。ブロック９１２では、残響の長さは、以前の１つ又は２つ以上の残響の長さと比較されて、トレンドを判定する。次いで、トレンドを使用して、ＬＰ及びＲＤパラメータのうち少なくとも一方を更新する。それと同時に、エコー検出がブロック９１４で行われる。ブロック９０４〜９１４は、センサから障害物までの距離を監視するために必要に応じて繰り返される。
【００６５】
本書に記載のコントローラのいずれも、またはその一部は、単一の半導体ダイ上の半導体素子として形成されてもよい。図９に図示及び記載した動作について、便宜上、逐次、説明したがが、実際には、本方法は、複数の集積回路部品を並列に動作させることにより、場合によっては、完了の見込みを含むような形で実施することができる。上記の逐次的な説明は、限定的であることを意味するものではない。更に、実施形態において、存在したとしても、回路の動作に有意に影響しないような寄生インピーダンス、電流制限抵抗器、レベルシフター、ラインクランプなどの複雑性要因については説明が省略される。更に、超音波センサについて説明したが、この原理は、残留振動を示す任意の変換器に適用可能である。
【００６６】
上述した開示が十分に理解されれば、これら及び他の多くの変形例、均等物、及び代替例が当業者には明らかとなるであろう。前述の線形減衰モジュールは、負性シャントキャパシタンスと組み合わせてＲＤを利用する代替的なシャント回路と置き換えるか、又は併せて使用してもよい。以下の特許請求の範囲は、該当する場合、すべてのかかる変形例、均等物、及び代替例を包含すると解釈されることが意図される。
【００６７】
回路動作に関して本書で使用する場合、during、while、whenの各語は、開始動作基づいて、動作が直ちに起こることを意味するものではなく、当業者には明らかなように、多少の合理的な遅延、例えば、初期動作により開始される応答間での種々の伝達遅延が存在する可能性がある。更に一方で、whileの用語は、特定の動作が開始動作の持続期間の少なくとも一部において起こり得ることを意味する。およそ（approximately）又は実質的（substantially）にという語の使用は、構成要素の値が、記載された値又は位置に近いと予測されるパラメータを有することを意味する。ただし、当該技術分野において周知であるように、通常、値又は位置を丁度の値に規定できない小さな分散が存在する。少なくとも１０パーセント（１０％）までの分散は、丁度の値で規定した理想的目標からの妥当な分散であることは、当該分野において確立している。特許請求の範囲又は／及び図面の詳細な説明において構成要素の名称の一部に使用される、第１の、第２の、第３のなどの用語は、類似する構成要素間で区別するために使用され、必ずしも、時間的、空間的、順序、又は任意の他の方法のいずれかで順番を説明するものではない。そのように使用される用語は、適切な状況下において互換性を有しており、本書に記載されている実施形態は、本書に記載又は例示されているものとは異なる他の順番で動作可能であると理解されたい。「一実施形態」又は「１つの実施形態」への言及は、その実施形態に関連して記載された特定の特徴、構造、又は特性が、本発明の少なくとも一実施形態に含まれることを意味する。したがって、「一実施形態では」又は「１つの実施形態では」という語句が本書を通して様々な場所に現れることは、必ずしも同一の実施形態について言及しているのではなく、場合によって同一の実施形態である場合がある。本記述の主題は、特定の好ましい実施形態及び実施例を用いて記載されているが、これらの前述の図面及び説明は、主題の典型的な限定されない実施例のみを示したものであり、したがって、その範囲に限定されるとは考えられず、多数の代替例及び変更例は、当業者には明らかであることが明白である。発明の態様は、前述の開示された単独の実施形態のすべての特徴より少ない特徴にある場合がある。更に、本書に記載のいくつかの実施形態は、他の実施形態に含まれる他の特徴をいくつか含むが、当業者には理解されるように、様々な実施形態の特徴の組み合わせは、本発明の範囲内であることを意味し、異なる実施形態を形成することを意味する。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４Ａ】
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【図４Ｂ】
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【図４Ｃ】
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【図４Ｄ】
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【図４Ｅ】
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【図４Ｆ】
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【図４Ｇ】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【外国語明細書】
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