(57)【要約】      （修正有）【課題】負荷の等価抵抗の変動に対する負荷の両端電圧の変動を抑制したワイヤレス電力伝送システムを提供する。【解決手段】送電コイルＬ１と送電側コンデンサ部Ｃ１を有する送電側共振回路１３０と、送電側共振回路に駆動周波数にて交流電流を供給する駆動回路１２０と、受電コイルＬ２と受電側コンデンサ部Ｃ２を有する受電側共振回路２３０と、受電側共振回路から電力が供給される負荷と、を備え、駆動回路から送電側共振回路を見たときに、送電側共振回路と受電側共振回路で構成される四端子回路網のＦマトリックスの式を満たす。【選択図】図１
2017005790.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
送電装置から受電装置に対してワイヤレスにて交流電力を伝送するワイヤレス電力伝送システムであって、
前記送電装置は、送電コイルと送電側コンデンサ部を有する送電側共振回路と、前記送電側共振回路に駆動周波数にて交流電流を供給する駆動回路と、を備え、
前記受電装置は、受電コイルと受電側コンデンサ部を有する受電側共振回路と、前記受電側共振回路から電力が供給される負荷と、を備え、
前記駆動回路から前記送電側共振回路を見たときに、前記送電側共振回路と前記受電側共振回路で構成される四端子回路網のＦマトリックスを式（１）、前記四端子回路網のＦマトリックスのＡの実部をＲａ、虚部をＸａ、前記四端子回路網のＦマトリックスのＢの実部をＲｂ、虚部をＸｂ、前記負荷の等価抵抗をＲＬ０とすると、
前記ＦマトリックスのＡおよびＢは、以下の式（２）、（３）、（４）を満たすことを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。
【数１】
2017005790.tif 000026
（但し、ｊ２＝−１である。）
【数２】
2017005790.tif 000027
【数３】
2017005790.tif 000028
【数４】
2017005790.tif 000029
【請求項２】
前記駆動周波数をｆ、前記駆動周波数の変化分をδｆ、前記送電側共振回路と前記受電側共振回路と前記負荷で構成されるワイヤレス電力伝送網のインピーダンスの虚部をＸ、前記虚部の前記駆動周波数に対する変化分をδＸとすると、
前記駆動周波数ｆは、以下の式（５）および式（６）を満たすことを特徴とする請求項１に記載のワイヤレス電力伝送システム。
【数５】
2017005790.tif 000030
【数６】
2017005790.tif 000031
【請求項３】
前記送電装置は、前記駆動周波数を制御する制御回路をさらに備え、
前記受電装置は、前記負荷の両端電圧を検出する出力電圧検出回路をさらに備え、
前記負荷は、前記受電コイルが受電した交流電力を整流する整流回路と、前記整流回路の出力端子間に接続される可変負荷と、前記可変負荷に対して並列に接続されるスイッチ素子と前記スイッチ素子に直列に接続される抵抗素子で構成される疑似負荷と、を含み、
前記制御回路は、前記スイッチ素子がオン状態のときに前記出力電圧検出回路が検出した電圧値と前記スイッチ素子がオフ状態のときに前記出力電圧検出回路が検出した電圧値との差が最小となる周波数に前記駆動周波数を設定する周波数探索動作を行うことを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス電力伝送システム。
【請求項４】
前記送電装置は、前記駆動周波数を制御する制御回路をさらに備え、
前記受電装置は、前記負荷の両端電圧を検出する出力電圧検出回路をさらに備え、
前記負荷は、前記受電コイルが受電した交流電力を整流する整流回路と、前記整流回路の出力端子間に接続される可変負荷と、前記可変負荷に対して並列に接続されるスイッチ素子と前記スイッチ素子に直列に接続される抵抗素子で構成される疑似負荷と、を含み、
前記抵抗素子は、１０Ω以下であり、
前記制御回路は、前記スイッチ素子がオン状態で前記出力電圧検出回路が検出した電圧値が極大値となる周波数に前記駆動周波数を設定する周波数探索動作を行うことを特徴とする請求項１または２に記載のワイヤレス電力伝送システム。
【請求項５】
前記送電装置は、高電圧大電力電源と低電圧小電力電源をさらに備え、
前記駆動回路は、前記高電圧大電力電源あるいは前記低電圧小電力電源から供給された直流電圧を交流電圧に変換し、
前記高電圧大電力電源は、前記周波数探索動作中に前記駆動回路に直流電圧の供給を停止することを特徴とする請求項３または４に記載のワイヤレス電力伝送システム。
【請求項６】
前記送電コイルまたは前記受電コイルの位置を移動させる位置調整手段をさらに備え、
前記位置調整手段は、前記駆動周波数が最も高くなるように前記送電コイルまたは前記受電コイルの位置を移動させることを特徴とする請求項３〜５のいずれか一項に記載のワイヤレス電力伝送システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ワイヤレス電力伝送システムに関するものである。
【背景技術】
【０００２】
電源ケーブルを用いることなく、例えば電気自動車のバッテリーなどに、外部から大きな電力をワイヤレスで供給するワイヤレス給電技術が注目されている。
【０００３】
非特許文献１には、送電装置と受電装置を同じ共振周波数で電磁的に共振させる手法を用いて、ワイヤレスで電力を伝送するものが提案されている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【０００４】
【非特許文献１】Ｋａｒａｌｉｓ  Ａ．ｅｔ  ａｌ  （Ｗｉｒｅｌｅｓｓ  Ｐｏｗｅｒ  Ｔｒａｎｓｆｅｒ  ｖｉａ  Ｓｔｒｏｌｎｇｌｙ  Ｃｏｕｐｌｅｄ  Ｍａｇｎｅｔｉｃ  Ｒｅｓｏｎａｎｃｅｓ）  Ｓｉｅｎｃｅ，ｖｏｌ  ３１７，ｎｏ．５８３４，ｐｐ．８３−８６，２００７．
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００５】
非特許文献１では、送電側から受電側にワイヤレスで伝送される電力ＰＤＳはＰＤＳ≡−ｉωＭＩＳＩＤで示されている。ここで、負荷の両端電圧をＶｏ、負荷の等価抵抗をＲＬとし、送電側から受電側にワイヤレスで伝送される電力ＰＤＳがすべて負荷で消費されるとすると、電力ＰＤＳはＰＤＳ＝Ｖｏ２／ＲＬと表すことができる。これを非特許文献１で示されている式に代入して絶対値で表すと、負荷の両端電圧は、Ｖｏ２＝ω・Ｍ・Ｉｓ・ＩＤ・ＲＬとなる。つまり、送電装置の周波数ωや送電装置と受電装置の電磁的な結合状態を示す相互インダクタンスＭが固定されていたとしても、負荷の等価抵抗ＲＬの状態によって負荷の両端電圧Ｖｏが変動する場合がある。
【０００６】
しかしながら、非特許文献１に開示された技術では、負荷の等価抵抗ＲＬの変動に対して何ら考慮されておらず、負荷の等価抵抗ＲＬの状態によっては、負荷の両端電圧が大きく変動するという課題があった。
【０００７】
本発明は上記課題に鑑みてなされたものであり、負荷の等価抵抗の変動に対する負荷の両端電圧の変動を抑制したワイヤレス電力伝送システムを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
本発明に係るワイヤレス電力伝送システムは、送電装置から受電装置に対してワイヤレスにて交流電力を伝送するワイヤレス電力伝送システムであって、送電装置は、送電コイルと送電側コンデンサ部を有する送電側共振回路と、送電側共振回路に駆動周波数にて交流電流を供給する駆動回路と、を備え、受電装置は、受電コイルと受電側コンデンサ部を有する受電側共振回路と、受電側共振回路から電力が供給される負荷と、を備え、駆動回路から送電側共振回路を見たときに、送電側共振回路と受電側共振回路で構成される四端子回路網のＦマトリックスを式（１）、四端子回路網のＦマトリックスのＡの実部をＲａ、虚部をＸａ、四端子回路網のＦマトリックスのＢの実部をＲｂ、虚部をＸｂ、負荷の等価抵抗をＲＬ０とすると、ＦマトリックスのＡおよびＢは、以下の式（２）、（３）、（４）を満たすことを特徴とする。
【０００９】
【数１】
2017005790.tif 000003
（但し、ｊ２＝−１である。）
【００１０】
【数２】
2017005790.tif 000004
【００１１】
【数３】
2017005790.tif 000005
【００１２】
【数４】
2017005790.tif 000006
【００１３】
本発明によれば、ワイヤレス電力伝送システムの送電側共振回路と受電側共振回路で構成される四端子回路網のＦマトリックスのＡおよびＢが、式（２）、（３）、（４）を満たすように四端子回路網が構成されるので、負荷変動しても負荷の両端電圧の変化を±１０％以下に抑えることができる。具体的には、負荷がバッテリーチャージャーなどの電源回路の場合、電源回路の入力電圧許容範囲は通常±１０％に規定されており、その範囲を超える電圧の入力は、電源回路を構成する部品に対して高い負荷を与える、又は停止させる虞がある。本発明に係るワイヤレス電力伝送システムは、負荷である電源回路の等価抵抗が変動しても負荷である電源回路の入力電圧の変動を電源回路の入力電圧許容範囲である±１０％以下に抑制することができる。すなわち、負荷の等価抵抗の変動に対して負荷の両端電圧の変動を抑制できる。
【００１４】
好ましくは、駆動周波数をｆ、駆動周波数ｆの変化分をδｆ、送電側共振回路と受電側共振回路と負荷で構成されるワイヤレス電力伝送網のインピーダンスの虚部をＸ、虚部Ｘの駆動周波数ｆに対する変化分をδＸとすると、駆動周波数ｆは、以下の式（５）および式（６）を満たすとよい。
【００１５】
【数５】
2017005790.tif 000007
【００１６】
【数６】
2017005790.tif 000008
【００１７】
この場合、駆動周波数ｆが式（５）を満たすことにより、インピーダンスの位相が０でなく且つ誘導性であるので、駆動回路から送電コイル側に対して突入電流などの過度な電流の出力を抑制することができる。また、駆動周波数ｆが式（６）を満たすことにより、駆動回路から送電コイル側に供給される時間平均当たりの電力が正となり、駆動回路側への電力の戻りがないので、駆動回路を構成する部品への負荷を抑制できる。
【００１８】
好ましくは、送電装置は、駆動周波数を制御する制御回路をさらに備え、受電装置は、負荷の両端電圧を検出する出力電圧検出回路をさらに備え、負荷は、受電コイルが受電した交流電力を整流する整流回路と、整流回路の出力端子間に接続される可変負荷と、可変負荷に対して並列に接続されるスイッチ素子とスイッチ素子に直列に接続される抵抗素子で構成される疑似負荷と、を含み、制御回路は、スイッチ素子がオン状態のときに出力電圧検出回路が検出した電圧値とスイッチ素子がオフ状態のときに出力電圧検出回路が検出した電圧値との差が最小となる周波数に駆動周波数を設定する周波数探索動作を行ってもよい。この場合、スイッチ素子をオン状態とオフ状態に切り替えることによって負荷抵抗を変化させて、負荷の両端電圧の変化が最小になる周波数を探索する周波数探索動作により、送電装置と受電装置との距離や角度を所望の範囲内に収めることができない場合でも、スイッチ素子と抵抗素子という簡単で安価な手段で負荷変動に対して負荷の両端電圧の変動を最小に抑制することができる。
【００１９】
好ましくは、送電装置は、駆動周波数を制御する制御回路をさらに備え、受電装置は、負荷の両端電圧を検出する出力電圧検出回路をさらに備え、負荷は、受電コイルが受電した交流電力を整流する整流回路と、整流回路の出力端子間に接続される可変負荷と、可変負荷に対して並列に接続されるスイッチ素子とスイッチ素子に直列に接続される抵抗素子で構成される疑似負荷と、を含み、抵抗素子は、１０Ω以下であり、制御回路は、スイッチ素子がオン状態で出力電圧検出回路が検出した電圧値が極大値となる周波数に駆動周波数を設定する周波数探索動作を行ってもよい。この場合、擬似負荷のスイッチ素子をオン状態とすると、負荷が小さな場合（負荷の等価抵抗値が大きい場合）や送受電コイル間の離間距離が大きく磁気的結合が弱い場合でも、出力電圧検出回路は負荷の両端電圧の極大値を検出することができ、且つ、その極大値に対応する周波数は負荷変動に対して負荷の両端電圧の変化が最小となる周波数とほぼ同じとなる。そのため、当該極大値に対応する周波数を駆動回路の周波数に設定してスイッチ素子をオフ状態（遮断状態）に戻した後に電力伝送を行うと、負荷変動に対して負荷の両端電圧の変動を抑制することができる。
【００２０】
好ましくは、送電装置は、高電圧大電力電源と低電圧小電力電源をさらに備え、駆動回路は、高電圧大電力電源あるいは低電圧小電力電源から供給された直流電圧を交流電圧に変換し、高電圧大電力電源は、周波数探索動作中に駆動回路に直流電圧の供給を停止するとよい。この場合、高電圧大電力電源の出力を停止させた状態で低電圧小電力電源によって周波数探索動作を行うことによって、周波数探索動作中に送電装置から漏れる不要輻射を低く抑えることができる。
【００２１】
好ましくは、送電コイルまたは受電コイルの位置を移動させる位置調整手段をさらに備え、位置調整手段は、駆動周波数が最も高くなるように送電コイルまたは受電コイルの位置を移動させるとよい。この場合、送電コイルと受電コイルの相対的な位置ずれを小さくすることができるので、電力伝送効率を高く維持しつつ、不要輻射も低い状態で、負荷変動に対して負荷の両端電圧の変化を抑制した安定給電を実現できる。
【発明の効果】
【００２２】
本発明によれば、負荷の等価抵抗の変動に対する負荷の両端電圧の変動を抑制したワイヤレス電力伝送システムを実現できる。
【図面の簡単な説明】
【００２３】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムを示す構成図である。
【図２】送電コイルと受電コイルの相対的離間距離に対して、負荷の両端電圧の負荷変動に対する変化量が最も小さくなる周波数を示すグラフである。
【図３】本発明の第１実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムの駆動周波数に対する各種特性を示すグラフである。
【図４】本発明の第２実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムを示す構成図である。
【図５】本発明の第２実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムの周波数探索動作を示すフローチャートである。
【図６】本発明の第３の実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムを示す構成図である。
【図７】本発明の第３の実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムの周波数探索動作を示すフローチャートである。
【図８】負荷の等価抵抗値に対する負荷の両端電圧の周波数特性を示すグラフである。
【図９】負荷の等価抵抗値に対する送電側共振回路と受電側共振回路と負荷で構成されるワイヤレス電力伝送網のインピーダンスの虚部の周波数特性を示すグラフである。
【図１０】送受電コイル間の結合係数の変化に対する負荷の両端電圧が周波数域Ｐ近傍に極大点を持つ負荷の等価抵抗値の最大値を示すグラフである。
【図１１】本発明の第４の実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムを示す構成図である。
【発明を実施するための形態】
【００２４】
以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。
【００２５】
（第１実施形態）
まず、本発明の第１実施形態の構成について説明する。図１は、本発明の第１実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムを示す構成図である。
【００２６】
ワイヤレス電力伝送システムＳ１は、図１に示されるように、送電装置１００と、受電装置２００を有する。このワイヤレス電力伝送システムＳ１では、送電装置１００から受電装置２００に向けて、ワイヤレスにて電力が伝送されることとなる。ここでは、ワイヤレス電力伝送システムＳ１を電気自動車などの移動体への給電設備に適用した例を用いて説明する。
【００２７】
送電装置１００は、電源回路１１０、駆動回路１２０、送電側共振回路１３０を有する。受電装置２００は、受電側共振回路２３０、負荷２２０を有する。
【００２８】
電源回路１１０は、直流電力を駆動回路１２０に供給する。電源回路１１０としては、直流電力を出力するものであれば特に制限されず、例えば、力率改善を行うＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路や、スイッチングコンバータ等のスイッチング電源装置や、高電圧の蓄電池、電圧可変電源等が挙げられる。本実施形態では、電源回路１１０は、商用電源１８０に接続され、入力交流電力を所望の直流電力に変換するＡＣ−ＤＣ電源として機能する。
【００２９】
駆動回路１２０は、電源回路１１０から供給される直流電力を交流電力に変換する。駆動回路１２０としては、複数のスイッチング素子がブリッジ接続されたスイッチング回路から構成される。この駆動回路１２０は、後述する送電側共振回路１３０に駆動周波数にて交流電流を供給する。
【００３０】
送電側共振回路１３０は、送電コイルＬ１と、送電側コンデンサ部Ｃ１と、を有する。具体的には、送電側共振回路１３０は、送電コイルＬ１と送電側コンデンサ部Ｃ１により形成されるＬＣ共振回路を構成している。このＬＣ共振回路の共振周波数ｆＴＸを後述する受電側共振回路２３０の共振周波数ｆＲＸに近接して設定することで、磁界共鳴方式の電力伝送が実現される。なお、本実施形態に示すように送電側コンデンサ部Ｃ１にはリアクトルＬｓが直列に挿入されていても良い。この場合、送電側共振回路１３０と後述する受電側共振回路２３０と後述する負荷２２０で構成されるワイヤレス電力伝送網のインピーダンスの虚部が正となるように制御しやすくなる。また、リアクトルＬｓは、共振周波数ｆＴＸよりも十分高い周波数成分に対してハイインピーダンスとなり、高周波成分が除去された電力を送電コイルＬ１に供給するフィルターとしての役割を果たすこととなる。
【００３１】
送電コイルＬ１は、銅やアルミ等のリッツ線を巻き回して形成されている。その巻き数は、送電コイルＬ１と後述する受電コイルＬ２間の離間距離と所望の電力伝送効率に基づいて適宜設定される。この送電コイルＬ１には、駆動回路１２０の出力する駆動周波数の交流電圧により、駆動周波数にて交流電流が流れて交流磁界が発生する。つまり、この交流磁界により後述する受電コイルＬ２に向けて交流電力が伝送されることとなる。本実施形態のワイヤレス電力伝送システムＳ１を電気自動車などの車両への給電設備に用いた場合、送電コイルＬ１は地中または地面近傍に配設される。
【００３２】
送電側コンデンサ部Ｃ１は、送電コイルＬ１とともに送電側共振回路１３０を形成する。送電側コンデンサ部Ｃ１は、駆動周波数と負荷２２０の両端電圧を調整する機能を有する。本実施形態においては、送電側コンデンサ部Ｃ１は、送電コイルＬ１に直列に接続されたコンデンサＣ１１と並列に接続されたコンデンサＣ１２とで構成されているがこれに限らない。例えば、送電コイルＬ１に直列に接続されたコンデンサＣ１１のみであってもよい。
【００３３】
受電側共振回路２３０は、受電コイルＬ２と、受電側コンデンサ部Ｃ２と、を有する。具体的には、受電側共振回路２３０は、受電コイルＬ２と受電側コンデンサ部Ｃ２により形成されるＬＣ共振回路を構成している。このＬＣ共振回路の共振周波数ｆＲＸを送電側共振回路１３０の共振周波数ｆＴＸに近接して設定することで、磁界共鳴方式の電力伝送が実現される。なお、本実施形態に示すように受電側コンデンサ部Ｃ２にはリアクトルＬｒが直列に挿入されていても良い。このリアクトルＬｒは、共振周波数ｆＲＸよりも十分高い周波数成分に対してハイインピーダンスとなり、高周波成分が除去された電力を後述する負荷２２０に供給するフィルターとしての役割を果たすこととなる。
【００３４】
受電コイルＬ２は、送電コイルＬ１からの電力を受電可能に構成され、銅やアルミ等のリッツ線を巻き回して形成されている。その巻き数は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２間の離間距離と所望の電力伝送効率に基づいて適宜設定される。本実施形態のワイヤレス電力伝送システムＳ１を電気自動車などの車両への給電設備に用いた場合、受電コイルＬ２は車両下部またはその近傍に搭載される。
【００３５】
受電側コンデンサ部Ｃ２は、受電コイルＬ２とともに受電側共振回路２３０を形成する。受電側コンデンサ部Ｃ２は、駆動周波数と負荷２２０の両端電圧を調整する機能を有する。本実施形態においては、受電側コンデンサ部Ｃ２は、受電コイルＬ２に並列に接続されたコンデンサＣ２２と直列に接続されたコンデンサＣ２１とで構成されているがこれに限らない。例えば、受電コイルＬ２に直列に接続されたコンデンサＣ２１のみであってもよい。
【００３６】
ここで、本実施形態では、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の対向方向（図示Ｚ軸方向）に距離Ｇ（ｃｍ）だけ離れて配置されており、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の対向方向と直交する方向（図示Ｘ軸方向）には該各コイルの中心点間の距離が距離Ｌ（ｃｍ）だけ離れて配置されている。送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間には、ｋ＝Ｍ／√（送電コイルＬ１の自己インダクタンス×受電コイルＬ２の自己インダクタンス）の式で与えられる結合係数が存在する。Ｍは、駆動回路１２０から送電コイルＬ１に給電された高周波電流によって送電コイルＬ１から発生する磁束が受電コイルＬ２と鎖交する量で定義される相互インダクタンスである。すなわち、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間の結合係数ｋは、Ｚ軸方向の距離Ｇ（ｃｍ）とＸ軸方向の距離Ｌ（ｃｍ）とに相関があり、Ｚ軸方向の距離Ｇ（ｃｍ）が小さくて、Ｘ軸方向の距離Ｌ（ｃｍ）が０の場合に最も大きく、Ｚ軸方向の距離Ｇ（ｃｍ）が大きくて、Ｘ軸方向の距離Ｌ（ｃｍ）が大きい場合に最も小さくなる。なお、Ｘ軸方向と直角なＹ軸方向についてもＸ軸方向の場合と同じ性質を示すため、ここでは説明を省略する。
【００３７】
負荷２２０は、整流回路２１０と可変負荷Ｖｌｏａｄで構成される。負荷２２０は、受電側コイルＬ２が受電した交流電力を貯蔵または消費する。
【００３８】
整流回路２１０は、受電コイルＬ２が受電した交流電力を整流する機能を有する。具体的には、整流回路２１０は、受電コイルＬ２が受電した交流電力を直流電力に変換し、可変負荷Ｖｌｏａｄに供給する。整流回路２１０としては、１素子のスイッチング素子またはダイオードと平滑コンデンサから構成される半波整流回路やブリッジ接続された４素子のスイッチング素子またはダイオードと平滑コンデンサから構成される全波整流回路などが挙げられる。
【００３９】
可変負荷Ｖｌｏａｄは、整流回路２１０の出力端子間に接続され、整流回路２１０で交流電力から直流電力に変換された電力を貯蔵または消費する。可変負荷Ｖｌｏａｄとしては、抵抗器、電子負荷、電動モーターなどの電動機器、二次電池、二次電池に充電するバッテリーチャージャー等が挙げられる。可変負荷Ｖｌｏａｄは、電力の需要状態（貯蔵状態または消費状態）によって負荷の等価抵抗値が時間と共に変わる抵抗負荷と見なすことができる。なお、整流回路２１０での消費電力は可変負荷Ｖｌｏａｄでの消費電力に比べて十分小さいので、負荷２２０の等価抵抗値は、ほぼ可変負荷Ｖｌｏａｄの等価抵抗値とみなしてよい。
【００４０】
ここで、送電側共振回路１３０と受電側共振回路２３０とで構成される四端子回路網のＦマトリックスを式（１）、ＦマトリックスのＡの実部をＲａ、虚部をＸａ、ＦマトリックスのＢの実部をＲｂ、虚部をＸｂとし、駆動回路１２０の出力側から送電側共振回路を見たときの送電側共振回路１３０と受電側共振回路２３０と負荷２２０とで構成される二端子回路網のインピーダンスＺの虚部をＸ、駆動回路１２０の交流電力の周波数ｆに対するインピーダンスＺの虚部Ｘの変化分をδＸ、負荷２２０が任意の大きさの負荷の場合の等価抵抗をＲＬ０として、ＦマトリックスのＡおよびＢが、以下の式（２），（３），（４）を満たすように四端子回路網の回路定数を決定する。なお、ＦマトリックスのＡおよびＢは、四端子回路網を構成する回路部品の抵抗値、容量値、インダクタンス値および駆動周波数によって決まるものである。また、駆動周波数の上下限値は特に制限されないが、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の間の結合係数ｋが仕様で決められた最大となる場合、すなわち送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の中心点間の距離が仕様で決められた最小となる場合に選定された駆動回路１２０の駆動周波数を上限値とし、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の間の結合係数ｋが仕様で決められた最小となる場合、すなわち送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の中心点間の距離が仕様で決められた最大となる場合に選定された駆動回路１２０の駆動周波数を下限値とするとよい。
【００４１】
【数７】
2017005790.tif 000009
（但し、ｊ２＝−１である。）
【００４２】
【数８】
2017005790.tif 000010
【００４３】
【数９】
2017005790.tif 000011
【００４４】
【数１０】
2017005790.tif 000012
【００４５】
更に好ましくは、ＦマトリックスのＡおよびＢが、式（２），（３），（４）を満たし、加えて駆動周波数が以下の式（５），（６）を満たすように四端子回路網の回路定数を決定する。
【００４６】
【数１１】
2017005790.tif 000013
【００４７】
【数１２】
2017005790.tif 000014
【００４８】
ここで、ＦマトリックスのＡおよびＢが式（２），（３），（４）を満たすことにより、負荷の等価抵抗値が変わっても負荷の両端電圧の変化を±１０％以下にできる理由について詳細に説明する。
【００４９】
送電側共振回路１３０の入力電圧をＶｉ、入力電流をＩｉとし、負荷２２０の両端電圧（出力電圧）をＶｏ、負荷２２０へ流れ込む電流（出力電流）をＩｏとすると、四端子回路網のＦマトリックスの式（１）と入力電圧Ｖｉ、入力電流Ｉｉ、出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏとの関係は以下の式（７）〜（９）ようになる。
【００５０】
【数１３】
2017005790.tif 000015
【００５１】
【数１４】
2017005790.tif 000016
【００５２】
【数１５】
2017005790.tif 000017
【００５３】
ここで、負荷２２０は任意の大きさの負荷とし、その等価抵抗をＲＬ０で表すと、該負荷２２０は受電側共振回路２３０の出力端子間に接続されているので、出力電圧Ｖｏと出力電流Ｉｏと負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０の間には、以下の式（１０）の関係が成立する。
【００５４】
【数１６】
2017005790.tif 000018
【００５５】
この式（１０）を式（８），（９）に代入すると、以下の式（１１）が得られる。
【００５６】
【数１７】
2017005790.tif 000019
【００５７】
ここで、負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０の変化に対する出力電圧Ｖｏの変化が０になる条件は、以下の式（１２）となる。
【００５８】
【数１８】
2017005790.tif 000020
【００５９】
したがって、式（１２）が常に成り立つためにはＢ＝０でなければならない。一般にＢは、実部Ｒｂと虚部Ｘｂで表される複素数Ｂ＝Ｒｂ＋ｊＸｂであり、実部Ｒｂおよび虚部Ｘｂは、四端子回路網を構成する回路部品の抵抗値、容量値、インダクタンス値および駆動周波数によって決まるものである。しかしながら、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２のＱ値（後述する）が非常に高い場合には、Ｒｂ≒０となるので、実質的にＢの虚部Ｘｂ＝０を満たす四端子回路網の回路定数を求める問題に帰着させることができる。したがって、ワイヤレス電力伝送システムＳ１において、駆動周波数が、四端子回路網のＦマトリックスの式（１）のＢの虚部Ｘｂ＝０を満たすように四端子回路網の回路定数を設定すると、負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０の値が変わっても負荷２２０の両端電圧Ｖｏの変化を最小にできる。
【００６０】
負荷変動による負荷２２０の両端電圧Ｖｏの変化δＶｏはできるだけ小さい方が良いが、負荷２２０の構成要素である可変負荷Ｖｌｏａｄがバッテリーチャージャー等の電源回路である場合は、電源回路の入力電圧変動は一般的に±１０％の範囲まで許容されている。そこで、任意の負荷時の負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０を式（１１）に代入した場合の負荷２２０の両端電圧Ｖｏ（ＲＬ０）と、該等価抵抗ＲＬ０とは異なる負荷２２０の等価抵抗ＲＬを式（１１）に代入した場合の負荷２２０の両端電圧Ｖｏ（ＲＬ）との差を、負荷２２０の等価抵抗がＲＬ０からＲＬに変化した場合の負荷２２０の両端電圧Ｖｏの変化δＶｏとし、負荷２２０の等価抵抗がＲＬ０の場合の負荷２２０の両端電圧Ｖｏ（ＲＬ０）に対する負荷２２０の両端電圧Ｖｏの変化δＶｏの比δＶｏ／Ｖｏを計算すると、以下の式（１３）のようになる。
【００６１】
【数１９】
2017005790.tif 000021
【００６２】
ここで、式（１３）中のＲａとＸａは、Ｆマトリックス式（１）のＡの実部と虚部であり、ＲｂとＸｂは、Ｆマトリックス式（１）のＢの実部と虚部である。Ａの実部Ｒａと虚部ＸａおよびＢの実部Ｒｂと虚部Ｘｂは、四端子回路網を構成する回路部品の抵抗値、容量値、インダクタンス値および駆動周波数によって決まるものである。また、任意の負荷時の負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０を負荷の需要電力が最大となる場合の負荷とし、該等価抵抗ＲＬ０とは異なる負荷２２０の等価抵抗ＲＬを負荷の需要電力が最小の場合の負荷とすると、負荷の需要電力が最小の場合の等価抵抗ＲＬは無限大値であるので、該δＶｏ／Ｖｏは最大となり、以下の式（１４）のようになる。
【００６３】
【数２０】
2017005790.tif 000022
【００６４】
また、式（１３）においてＲＬ＞ＲＬ０の場合、負荷２２０の等価抵抗がＲＬ０の場合の負荷２２０の両端電圧Ｖｏ（ＲＬ０）に対する負荷２２０の両端電圧Ｖｏの変化δＶｏの比δＶｏ／Ｖｏが常に正であるので、該δＶｏ／Ｖｏが１０％以下となるＦマトリックス式（１）のＢの虚部Ｘｂの満たすべき条件は、式（１４）≦０．１であり、以下の式（１５）のようになる。また、式（１５）の左辺の判別式Ｄは、以下の式（１６）のようになる。
【００６５】
【数２１】
2017005790.tif 000023
【００６６】
【数２２】
2017005790.tif 000024
【００６７】
式（１５）より、負荷２２０の両端電圧の変化の比δＶｏ／Ｖｏが１０％以下となるＦマトリックス式（１）のＢの虚部Ｘｂの満たすべき条件は、式（１５）の左辺の値が常に０または負となる虚部Ｘｂの実数の範囲を求めることとなる。ここで、虚部Ｘｂを実数とするには、式（１６）の判別式Ｄは常に０または正であるべきである。また、送電側から受電側にワイヤレスで高効率に電力を伝送するワイヤレス電力伝送システムの四端子回路網の回路Ｑ値は非常に大きいので（送電側共振回路の送電コイルＬ１、送電側コンデンサ部Ｃ１、受電側共振回路の受電コイルＬ２および受電側コンデンサ部Ｃ２の等価直列抵抗ＥＳＲが十分に小さいので）、（Ｘａ／Ｒａ）２は、（Ｘａ／Ｒａ）２≒０である。そこで、式（１６）の判別式Ｄが０または正であるという条件と（Ｘａ／Ｒａ）２≒０である条件を式（１５）と式（１６）に適用すると、実動作時の駆動周波数において、任意の負荷時の負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０が式（２）の範囲であって、且つ、Ｆマトリックスの式（１）のＢの虚部Ｘｂが式（３）および式（４）を満たすように四端子回路網の回路定数を設定すると、負荷の値が変わっても負荷２２０の両端電圧Ｖｏの変化を１０％以下に抑えることができる。
【００６８】
なお、式（１３）において、任意の負荷時の負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０を負荷の需要電力が最小となる場合の負荷とし、該等価抵抗ＲＬ０とは異なる負荷２２０の等価抵抗ＲＬを負荷の需要電力が最大の場合の負荷とすると、負荷２２０の等価抵抗がＲＬ０の場合の負荷２２０の両端電圧Ｖｏ（ＲＬ０）に対する負荷２２０の両端電圧Ｖｏの変化δＶｏの比δＶｏ／Ｖｏは常に負となり、δＶｏ／Ｖｏ≧−０．１を満たす条件は、式（２）、（３）、（４）で示す範囲よりも広い範囲であった。したがって、任意の負荷で動作している時に負荷が急に重く（負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０が小さくなること）、または軽く（負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０が大きくなること）なった場合でも、Ｆマトリックス式（１）で示される四端子回路網の回路定数を式（２）、（３）、（４）を満たすように設定すると、負荷２２０の等価抵抗がＲＬ０の場合の負荷２２０の両端電圧Ｖｏ（ＲＬ０）に対する負荷２２０の両端電圧Ｖｏの変化δＶｏの比δＶｏ／Ｖｏを±１０％以内とすることができる。
【００６９】
以上のように、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ１は、ワイヤレス電力伝送システムＳ１の送電側共振回路１３０と受電側共振回路２３０とで構成される四端子回路網のＦマトリックスのＡおよびＢが、式（２）、（３）、（４）を満たすように四端子回路網が構成されるので、負荷変動しても負荷２２０の両端電圧の変化を±１０％以下に抑えることができる。具体的には、負荷２２０がバッテリーチャージャーなどの電源回路の場合、電源回路の入力電圧許容範囲は通常±１０％に規定されており、その範囲を超える電圧の入力は、電源回路を構成する部品に対して高い負荷を与える、又は停止させる虞がある。本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ１は、負荷２２０である電源回路の等価抵抗が変動しても負荷２２０である電源回路の入力電圧の変動を電源回路の入力電圧許容範囲である±１０％以下に抑制することができる。すなわち、負荷２２０の等価抵抗の変動に対して負荷２２０の両端電圧の変動を抑制できる。
【００７０】
また、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ１においては、駆動周波数をｆ、駆動周波数ｆの変化分をδｆ、送電側共振回路１３０と受電側共振回路２３０と負荷２２０で構成されるワイヤレス電力伝送網のインピーダンスＺの虚部をＸ、虚部Ｘの駆動周波数ｆに対する変化分をδＸとすると、駆動周波数ｆは、式（５）および式（６）を満たしている。そのため、駆動周波数ｆが式（５）を満たすことにより、インピーダンスＺの位相が０でなく且つ誘導性であるので、駆動回路から送電コイルＬ１側に対して突入電流などの過度な電流の出力を抑制することができる。また、駆動周波数ｆが式（６）を満たすことにより、駆動回路から送電コイルＬ１側に供給される時間平均当たりの電力が正となり、駆動回路側への電力の戻りがないので、駆動回路を構成する部品への負荷を抑制できる。
【００７１】
ここで、上述の実施形態によって負荷２２０の等価抵抗の変動に対して負荷２２０の両端電圧の変動が抑制できることについて、具体的な例を用いて説明する。
【００７２】
第１実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ１を以下のように構成した。まず、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２間の許容離間距離ならびに電力伝送効率の仕様に基づき、送電コイルＬ１のインダクタンス値を１２０（μＨ）、受電コイルＬ２のインダクタンス値を１２６（μＨ）、リアクトルＬｓのインダクタンス値を１０（μＨ）、リアクトルＬｒのインダクタンス値を１０（μＨ）とした。このとき、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との間の結合係数ｋは、Ｚ軸方向の距離Ｇ（ｃｍ）が最小で１０（ｃｍ）、Ｘ軸方向の距離Ｌ（ｃｍ）が０（ｃｍ）で０．３３であった。なお、送電コイルＬ１、受電コイルＬ２、リアクトルＬｓ、リアクトルＬｒの損失を示すＱ値は、各コイルまたは各リアクトルのインダクタンスをＬ、その直流抵抗成分をｒ、周波数をｆｑとすると、Ｑ＝ωＬ／ｒで表される。但し、ω＝２πｆｑのｆｑは駆動周波数の近傍値とする。本例においては、各Ｑ値は２００とした。また、コンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２の損失を示すＱ値は、送電コイルＬ１、受電コイルＬ２、リアクトルＬｓ、リアクトルＬｒのＱ値に比べて十分大きいため、コンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２の損失分は無視した。負荷２２０としては、整流回路２１０として全波整流回路を用い、可変負荷Ｖｌｏａｄとして電子負荷を用い、仕様に基づき、負荷２２０の両端電圧である電子負荷の入力電圧が２４５（Ｖ）で最大電力３．３（ｋＷ）が得られるように電子負荷の最小抵抗値を１８（Ω）とした。なお、整流回路２１０における消費電力は、可変負荷Ｖｌｏａｄにおける消費電力が十分に大きな場合は相対的に小さいと看做せるため無視した。すなわち、負荷２２０の等価抵抗は、負荷２２０の両端電圧が２４５（Ｖ）で負荷２２０の需要電力が最大電力３．３（ｋＷ）であるため、等価抵抗＝（負荷の両端電圧）２／負荷の需要電力の関係式に基づき、２４５２／３３００＝１８（Ω）となる。
【００７３】
ここで、図２を参照して、Ｚ軸方向の距離Ｇ（ｃｍ）が最小で１０（ｃｍ）、Ｘ軸方向の距離Ｌ（ｃｍ）が０（ｃｍ）の場合における駆動周波数を上限値とする理由について説明する。図２は、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の相対的離間距離に対して、負荷の両端電圧の負荷変動に対する変化量δＶｏが最も小さくなる周波数を示すグラフである。図２に示すグラフは、横軸に送電コイルＬ１と受電コイルＬ２のＸ軸方向またはＹ軸方向の相対的離間距離ＯＦＦＳＥＴ（ｃｍ）を表示し、縦軸に負荷２２０の両端電圧Ｖｏの負荷変動に対する変化量δＶｏが最も小さくなる周波数（ｋＨｚ）を表示している。図２に示す例においては、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２のＺ軸方向の相対的離間距離が８ｃｍ、１０ｃｍ、１３ｃｍ、１８ｃｍの場合を表示している。図２に示すように、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の相対的距離が最も小さい場合に、負荷２２０の両端電圧Ｖｏの負荷変動に対する変化量δＶｏが最も小さくなる周波数が高い値となることがわかる。すなわち、所定の仕様で決められた送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の相対的距離が最も小さい場合において負荷２２０の両端電圧Ｖｏの負荷変動に対する変化量δＶｏが最も小さくなる周波数を駆動周波数の上限値とすることによって、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の相対的距離が変化した場合であっても、上限値よりも低い周波数に負荷２２０の両端電圧Ｖｏの負荷変動に対する変化量δＶｏが小さくなる周波数を見出すことが可能となる。
【００７４】
続いて、駆動回路１２０の出力電圧が実効値で３９０（Ｖ）、負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０が１８Ω、駆動周波数が９０±０．１２５（ｋＨｚ）の範囲、負荷２２０の両端電圧ＶｏがＶｏ＝２４５±１（Ｖ）の範囲、Ｆマトリックスの式（１）のＢの虚部ＸｂがＸｂ≒０を満たすコンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２の組を求め、そのときの回路特性を求めた。結果を表１の試料Ｎｏ１〜Ｎｏ５に示す。表１中、δＶｏ／Ｖｏは、負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０が１８Ωの場合の負荷２２０の両端電圧Ｖｏに対して、負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０が１８Ωから１８Ω＋１ｋΩになった場合の負荷２２０の両端電圧の電圧差（変化量）δＶｏの割合を表し、η（％）は送電側共振回路１３０と受電側共振回路２３０間の電力伝送効率を表している。表１に示すように、試料Ｎｏ４と試料Ｎｏ５は、負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０が式（２）を満たさず、Ｆマトリックスの式（１）のＢの虚部Ｘｂ（実数値）が、虚数値を要求範囲としている式（３）、（４）を満たさないことから、負荷２２０の両端電圧Ｖｏの負荷変動に対する変化が１０（％）を超えてしまい、不適格である。一方、試料Ｎｏ１〜Ｎｏ３は、負荷２２０の等価抵抗ＲＬ０が式（２）を満たし、Ｆマトリックスの式（１）のＢの虚部Ｘｂが式（３），（４）を満たしている。そのため、電力伝送効率が高く、負荷の２２０の両端電圧Ｖｏの負荷変動に対する変化が１０％以下に抑制できている。以上のことから、四端子回路網の回路定数であるコンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２を試料Ｎｏ１〜Ｎｏ３の値に設定すると、負荷の２２０の両端電圧Ｖｏの変動を抑制できる。
【００７５】
【表１】
2017005790.tif 000025
【００７６】
続いて、駆動周波数に対する負荷２２０の両端電圧Ｖｏ（Ｖ）と、インピーダンスＺの虚部Ｘ（Ω）と、送電側共振回路１３０と受電側共振回路２３０間の電力伝送効率η（％）を求めた。結果を図３に示す。図３は、本発明の第１実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムの駆動周波数に対する各種特性を示すグラフである。図３に示すグラフは、横軸に駆動周波数（ｋＨｚ）を表示し、縦軸（図示左側）に負荷２２０の両端電圧Ｖｏ（Ｖ）を表示し、縦軸（図示右側）に送電側共振回路１３０と受電側共振回路２３０間の電力伝送効率η（％）とインピーダンスＺの虚部Ｘ（Ω）を表示している。また、本例においては、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２との結合係数ｋが０．３３で、負荷２２０の等価抵抗が１８Ωの場合の駆動周波数に対する各種特性を示している。図３に示すように、負荷２２０の両端電圧Ｖｏが極大値を示す駆動周波数は２つ存在するが、周波数の高い方の極大点近傍のＯ点を駆動回路１２０の駆動周波数として採用すると好ましい。負荷２２０の両端電圧Ｖｏが極大値を示す駆動周波数のうち、低い方の周波数は式（５）を満たさないが、高い方の周波数は式（５），（６）を満たすことから、インピーダンスＺの位相が０でなく且つ誘導性であるので、駆動回路１２０から送電コイルＬ１側に対して突入電流などの過度な電流の出力を抑制することができるとともに、駆動回路１２０から送電コイルＬ１側に供給される時間平均当たりの電力が正となり、駆動回路１２０側への電力の戻りがないので、駆動回路１２０を構成する部品への負荷を抑制できる。
【００７７】
（第２実施形態）
次に、図４を参照して、本発明の第２実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ２の構成について説明する。図４は、本発明の第２実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムを示す構成図である。
【００７８】
ワイヤレス電力伝送システムＳ２は、第１実施形態と同様に、送電装置１００と、受電装置２００を有する。このワイヤレス電力伝送システムＳ２では、送電装置１００から受電装置２００に向けて、ワイヤレスにて電力が伝送されることとなる。本実施形態では、送電装置１００は、電源回路１１１と、駆動回路１２０と、送電側共振回路１３０と、制御回路１４０を有する。受電装置２００は、受電側共振回路２３０と、負荷２２１と、出力電圧検出回路２５０と、受電側制御回路２６０と、を有する。駆動回路１２０、送電側共振回路１３０、受電側共振回路２３０の構成は、第１実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ１と同様である。すなわち、第２実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ２は、電源回路１１０、負荷２２０に代えて電源回路１１１、負荷２２１を備えている点、制御回路１４０、出力電圧検出回路２５０、受電側制御回路２６０を備えている点において、第１実施形態と相違する。以下、第１実施形態と異なる点を中心に説明する。
【００７９】
電源回路１１１は、商用電源１８０に接続され、入力交流電力を直流電力に変換して駆動回路１２０に供給する。本実施形態では、電源回路１１１は、高電圧大電力電源１５０と、低電圧小電力電源１６０を備えている。具体的には、高電圧大電力電源１５０は、３５０（Ｖ）〜４３０（Ｖ）程度の直流電圧を駆動回路１２０に供給し、低電圧小電力電源１６０は、５０（Ｖ）〜１５０（Ｖ）程度の直流電圧を駆動回路１２０に供給する。したがって、本実施形態では、駆動回路１２０は、高電圧大電力電源１５０あるいは低電圧小電力電源１６０から供給される直流電圧を交流電圧に変換することとなる。また、高電圧大電力電源１５０は、高圧出力端子Ｔ３が駆動回路１２０の高圧入力端子Ｔ５に接続され、ＧＮＤ端子Ｔ４が駆動回路１２０の低圧入力端子Ｔ６に接続されている。さらに、高電圧大電力電源１５０は、制御端子ＣＮＴ１を有し、後述する制御回路１４０により出力がオン状態とハイインピーダンス状態を切り換えられるように構成されている。このように構成される高電圧大電力電源１５０としては、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ  Ｆａｃｔｏｒ  Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路を搭載した電源（力率改善回路内蔵電源）が好ましい。更に好ましくは、ＰＦＣ回路を搭載し、効率低下が小さい範囲で出力電圧を可変できる電源がよい。一方、低電圧小電力電源１６０は、高圧出力端子Ｔ１がダイオードＤ１を介して駆動回路１２０の高圧入力端子Ｔ５に接続され、ＧＮＤ端子Ｔ２が駆動回路１２０の低圧入力端子Ｔ６に接続されている。具体的には、低電圧小電力電源１６０の高圧出力端子Ｔ１にダイオードＤ１のアノードが接続され、駆動回路１２０の高圧入力端子Ｔ５にダイオードＤ１のカソードが接続され、駆動回路１２０の高圧入力端子Ｔ５から低電圧小電力電源１６０の高圧出力端子Ｔ１への電流の流れ込みを防いでいる。また、低電圧小電力電源１６０は、制御端子ＣＮＴ２を有し、後述する制御回路１４０により出力がオン状態とハイインピーダンス状態を切り換えられるように構成されている。このように構成される低電圧小電力電源１６０としては、スイッチング電源が挙げられる。
【００８０】
制御回路１４０は、駆動回路１２０から送電側共振回路１３０に供給する交流電流の駆動周波数を制御する機能を有する。つまり、制御回路１４０は、駆動周波数の周波数探索動作を行うように構成されている。なお、具体的な周波数探索動作については後述する。また、制御回路１４０は、高電圧大電力電源１５０と低電圧小電力電源１６０の出力を切り換える機能も有している。本実施形態では、制御回路１４０は、駆動周波数の周波数探索動作中に、高電圧大電力電源１５０から駆動回路１２０への直流電圧の供給を停止するよう制御している。つまり、制御回路１４０は、駆動周波数の周波数探索動作中においては、高電圧大電力電源１５０の出力がハイインピーダンス状態となるよう制御端子ＣＮＴ１に信号を出力し、低電圧小電力電源１６０の出力がオン状態となるよう制御端子ＣＮＴ２に信号を出力している。これにより、高電圧大電力電源１５０の出力を停止させた状態で低電圧小電力電源１６０によって周波数探索動作を行うことによって、周波数探索動作中に送電装置１００から漏れる不要輻射を低く抑えることができる。さらに、制御回路１４０は、後述する負荷２２１のスイッチ素子ＳＷをオン状態あるいはオフ状態とする指示を後述する受電側制御回路２６０に通信手段（図示しない）を介して送信する。
【００８１】
負荷２２１は、整流回路２１０と、可変負荷Ｖｌｏａｄと、疑似負荷２４０を有する。整流回路２１０は、第１実施形態と同様、受電コイルＬ２が受電した交流電力を整流する機能を有する。可変負荷Ｖｌｏａｄは、第１実施形態と同様、整流回路２１０の出力端子間に接続され、整流回路２１０で交流電力から直流電力に変換された電力を貯蔵または消費する。疑似負荷２４０は、負荷２２１の等価抵抗値を可変する機能を有する。具体的には、疑似負荷２４０は、スイッチ素子ＳＷと抵抗素子Ｒｄで構成され、可変負荷Ｖｌｏａｄに対して並列接続されている。スイッチ素子ＳＷは、抵抗素子Ｒｄの可変負荷Ｖｌｏａｄへの接続／非接続を切り換える役割を果たす。抵抗素子Ｒｄは、スイッチ素子ＳＷに直列に接続されている。このように構成される疑似負荷２４０は、後述する受電側制御回路２６０によりスイッチ素子ＳＷのオン状態とオフ状態を切り換えて負荷２２１の等価抵抗値を可変させる。
【００８２】
出力電圧検出回路２５０は、負荷２２１の両端電圧を検出している。具体的には、出力電圧検出回路２５０は、整流回路２１０と可変負荷Ｖｌｏａｄの間に接続され、整流回路２１０の出力電圧値を検出している。つまり、整流回路２１０の出力電圧値は、負荷２２１の両端電圧値に相当する。このような出力電圧検出回路２５０としては、分圧回路や電圧検出トランスなどが挙げられる。この出力電圧検出回路２５０により検出された電圧値は、後述する受電側制御回路２６０に電圧検出信号として出力される。
【００８３】
受電側制御回路２６０は、制御回路１４０の指示に基づき、疑似負荷２４０のスイッチ素子ＳＷのオン状態とオフ状態を切り換える機能を有する。また、受電側制御回路２６０は、出力電圧検出回路２５０から受信した電圧値を制御回路１４０に通信手段（図示しない）を介して送信する機能も有する。
【００８４】
続いて、図５のフローチャートを参照して、本発明の第２実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ２の周波数探索動作について詳細に説明する。図５は、本発明の第２実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムの周波数探索動作を示すフローチャートである。
【００８５】
ここで、制御回路１４０が行う周波数探索動作とは、駆動回路１２０の駆動周波数を所定の周波数範囲内において変化させ、出力電圧検出回路２５０から出力される電圧検出信号をスイッチ素子ＳＷのオン状態とオフ状態の両方の状態で駆動回路１２０の駆動周波数に対する周波数特性データとしてメモリに格納し、スイッチ素子ＳＷがオン状態の場合の周波数特性データとスイッチ素子ＳＷがオフ状態の場合の周波数特性データとを比較して、両周波数特性データの電圧差が最小となる周波数を選定することである。以下、周波数探索動作について詳述する。
【００８６】
まず、制御回路１４０は、探索に係る全てのメモリをクリアし、駆動回路１２０の駆動周波数を探索する周波数範囲（所定の周波数範囲）における上限値の周波数に設定（初期周波数の設定）する。（ステップＳ１００）
【００８７】
続いて、制御回路１４０は、電源回路１１１を構成する２種類の電源のうち、高電圧大電力電源１５０をオフ状態とし、低電圧小電力電源１６０をオン状態とする。すなわち、制御回路１４０は、高電圧大電力電源１５０の出力がハイインピーダンス状態となるよう制御端子ＣＮＴ１に信号を出力し、低電圧小電力電源１６０の出力がオン状態となるよう制御端子ＣＮＴ２に信号を出力する。これにより、電源回路１１１から駆動回路１２０に対して低い初期電圧（５０Ｖ〜１５０Ｖ程度）が供給される。（ステップＳ１０１）
【００８８】
続いて、制御回路１４０は、通信手段を介して受電側制御回路２６０に疑似負荷２４０のスイッチ素子ＳＷをオン状態とする指示を送信する。受電側制御回路２６０は、制御回路１４０の指示に基づき、疑似負荷２４０のスイッチ素子ＳＷをオン状態とする。これにより、可変負荷Ｖｌｏａｄに抵抗素子Ｒｄが並列接続された状態となり、負荷２２１の等価抵抗値が一時的に低い状態となる。この状態で、駆動回路１２０を動作させて交流電流を送電側共振回路１３０に供給する。（ステップＳ１０２）
【００８９】
送電側共振回路１３０に駆動回路１２０から交流電流が供給されると、送電コイルＬ１が交流電流に基づく交流磁界を発生させ、この交流磁界を介して受電コイルＬ２が交流電力を受電する。そして、整流回路２１０が、受電コイルＬ２が受電した交流電力を直流電力に変換し、可変負荷Ｖｌｏａｄに供給する。このとき、出力電圧検出回路２５０により、整流回路２１０の出力電圧値が検出され、受電側制御回路２６０に電圧検出信号として出力される。受電側制御回路２６０は、出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値を、通信手段を介して制御回路１４０に送信する。（ステップＳ１０３）
【００９０】
続いて、制御回路１４０は、ステップＳ１０３で受電側制御回路２６０から送信された電圧値と初期周波数の組を配列データとして制御回路１４０内の第一の探索用メモリに格納する。（ステップＳ１０４）
【００９１】
続いて、制御回路１４０は、駆動回路１２０の駆動周波数を探索する周波数範囲において初期周波数から低い周波数に変更して、駆動回路１２０を駆動させる。（ステップＳ１０５）このときの整流回路２１０の出力電圧値が出力電圧検出回路２５０により検出され、受電側制御回路２６０に電圧検出信号として出力される。受電側制御回路２６０は、出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値を、通信手段を介して制御回路１４０に送信する。（ステップＳ１０６）そして、制御回路１４０は、ステップＳ１０６で受電側制御回路２６０から送信された電圧値と変更後の周波数の組を配列データとして制御回路１４０内の第一の探索用メモリに配列番号順に追加格納する。（ステップＳ１０７）
【００９２】
続いて、制御回路１４０の第一の探索用メモリに格納されている最後尾から二番目の配列番号の整流回路２１０の出力電圧値とステップＳ１０７で取得した整流回路２１０の出力電圧値を比較し（ステップＳ１０８）、ステップＳ１０７で取得した整流回路２１０の出力電圧値が第一の探索用メモリに格納されている最後尾から二番目の配列番号の整流回路２１０の出力電圧値以下になると処理動作を中止し、最後尾の配列番号を制御回路１４０内の記憶メモリに格納する（ステップＳ１０８Ｙ）。ステップＳ１０７で取得した整流回路２１０の出力電圧値が第一の探索用メモリに格納されている最後尾から二番目の配列番号の整流回路２１０の出力電圧値よりも大きい場合（ステップＳ１０８Ｎ）は、変更する周波数と探索する周波数範囲における下限値の周波数を比較し（ステップＳ１０９）、変更する周波数が探索する周波数範囲における下限値の周波数に至ると処理動作を中止し、最後尾の配列番号を制御回路１４０内の記憶メモリに格納する（ステップＳ１０９Ｙ）。一方、変更する周波数が探索する周波数範囲における下限値の周波数に至っていない場合（ステップＳ１０９Ｎ）、ステップＳ１０５からステップＳ１０９までの処理動作が繰り返し実行される。
【００９３】
続いて、ステップＳ１０８ＹあるいはステップＳ１０９Ｙとなった場合、制御回路１４０は、駆動回路１２０の駆動周波数を探索する周波数範囲（所定の周波数範囲）における上限値の周波数にリセット（初期周波数の再設定）する。（ステップＳ１１０）
【００９４】
続いて、制御回路１４０は、通信手段を介して受電側制御回路２６０に疑似負荷２４０のスイッチ素子ＳＷをオフ状態とする指示を送信する。受電側制御回路２６０は、制御回路１４０の指示に基づき、疑似負荷２４０のスイッチ素子ＳＷをオフ状態とする。これにより、抵抗素子Ｒｄが可変負荷Ｖｌｏａｄに対して非接続状態となり、負荷２２１の等価抵抗値が高い状態に戻る。この状態で、駆動回路１２０を動作させて交流電流を送電側共振回路１３０に供給する。（ステップＳ１１１）
【００９５】
続いて、送電側共振回路１３０に駆動回路１２０から交流電流が供給されると、送電コイルＬ１が交流電流に基づく交流磁界を発生させ、この交流磁界を介して受電コイルＬ２が交流電力を受電する。そして、整流回路２１０が、受電コイルＬ２が受電した交流電力を直流電力に変換し、可変負荷Ｖｌｏａｄに供給する。このとき、出力電圧検出回路２５０により、整流回路２１０の出力電圧値が検出され、受電側制御回路２６０に電圧検出信号として出力される。受電側制御回路２６０は、出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値を、通信手段を介して制御回路１４０に送信する。（ステップＳ１１２）
【００９６】
続いて、制御回路１４０は、ステップＳ１１２で受電側制御回路２６０から送信された電圧値と初期周波数の組を配列データとして制御回路１４０内の第二の探索用メモリに格納する。（ステップＳ１１３）
【００９７】
続いて、制御回路１４０は、駆動回路１２０の駆動周波数を探索する周波数範囲において初期周波数から低い周波数に変更して、駆動回路１２０を駆動させる。（ステップＳ１１４）このときの整流回路２１０の出力電圧値が出力電圧検出回路２５０により検出され、受電側制御回路２６０に電圧検出信号として出力される。受電側制御回路２６０は、出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値を、通信手段を介して制御回路１４０に送信する。（ステップＳ１１５）そして、制御回路１４０は、ステップＳ１１５で受電側制御回路２６０から送信された電圧値と変更後の周波数の組を配列データとして制御回路１４０内の第二の探索用メモリに配列番号順に追加格納する。（ステップＳ１１６）
【００９８】
続いて、第二の探索用メモリに格納される配列番号と、制御回路１４０の記憶メモリに格納された最後尾の配列番号を比較し（ステップＳ１１７）、第二の探索用メモリに格納される配列番号が、制御回路１４０の記憶メモリに格納された最後尾の配列番号と一致しない場合（ステップＳ１１７Ｎ）は、第二の探索用メモリに格納される配列番号が、制御回路１４０の記憶メモリに格納された最後尾の配列番号に至るまでステップＳ１１４からステップＳ１１７まで繰り返し実行される。一方、第二の探索用メモリに格納される配列番号が、制御回路１４０の記憶メモリに格納された最後尾の配列番号と一致した場合（ステップＳ１１７Ｙ）、制御回路１４０は、第一の探索用メモリに格納されている整流回路２１０の出力電圧値と周波数の配列データと第二の探索用メモリに格納されている整流回路２１０の出力電圧値と周波数の配列データを比較して、第一の探索用メモリに格納されている整流回路２１０の出力電圧値と第二の探索用メモリに格納されている整流回路２１０の出力電圧値の差が最も小さくなる周波数を探索する。（ステップＳ１１８）
【００９９】
続いて、制御回路１４０は、ステップＳ１１８で探索した整流回路２１０の出力電圧値の差が最も小さくなる周波数を制御回路１４０内の設定用メモリに格納する。（ステップＳ１１９）
【０１００】
そして、制御回路１４０は、設定用メモリに格納された周波数を駆動回路１２０の駆動周波数に設定する。このように、駆動回路１２０の駆動周波数が設定用メモリに格納された周波数に設定されると、周波数探索動作が終了する。（ステップＳ１２０）以上のように、制御回路１４０が行う周波数探索動作とは、スイッチ素子ＳＷがオン状態のときに出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値とスイッチ素子ＳＷがオフ状態のときに出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値の差が最小となる周波数に駆動周波数を設定することである。
【０１０１】
上記周波数探索動作が終了し、制御回路１４０が設定用メモリに格納された周波数を駆動回路１２０の駆動周波数に設定すると、制御回路１４０は、電源回路１１１を構成する２種類の電源のうち、高電圧大電力電源１５０をオン状態とし、低電圧小電力電源１６０をオフ状態とする。すなわち、制御回路１４０は、高電圧大電力電源１５０の出力がオン状態となるよう制御端子ＣＮＴ１に信号を出力し、低電圧小電力電源１６０の出力がハイインピーダンス状態となるよう制御端子ＣＮＴ２に信号を出力する。これにより、ワイヤレス電力伝送システムＳ２において、負荷２２１の両端電圧（整流回路２１０の出力電圧）を所望の電圧値に昇圧し、負荷変動に対して負荷２２１の両端電圧が変化しにくい状態で、大電力の電力伝送をすることが可能となる。
【０１０２】
以上のように、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ２は、送電装置１００が、駆動周波数を制御する制御回路１４０をさらに備え、受電装置２００が、負荷２２１の両端電圧を検出する出力電圧検出回路２５０をさらに備え、負荷２２１は、受電コイルＬ２が受電した交流電力を整流する整流回路２１０と、整流回路２１０の出力端子間に接続される可変負荷Ｖｌｏａｄと、可変負荷Ｖｌｏａｄに対して並列に接続されるスイッチ素子ＳＷとスイッチ素子ＳＷに直列に接続される抵抗素子Ｒｄで構成される疑似負荷２４０と、を含み、制御回路１４０は、スイッチ素子ＳＷがオン状態のときに出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値とスイッチ素子ＳＷがオフ状態のときに出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値との差が最小となる周波数に駆動周波数を設定する周波数探索動作を行っている。そのため、スイッチ素子ＳＷをオン状態とオフ状態に切り替えることによって負荷抵抗を変化させて、負荷２２１の両端電圧の変化が最小になる周波数を探索する周波数探索動作により、送電装置１００と受電装置２００との距離や角度を所望の範囲内に収めることができない場合でも、スイッチ素子ＳＷと抵抗素子Ｒｄという簡単で安価な手段で負荷変動に対して負荷２２１の両端電圧の変動を最小に抑制することができる。
【０１０３】
また、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ２においては、送電装置１００が、高電圧大電力電源１５０と低電圧小電力電源１６０をさらに備え、駆動回路１２０は、高電圧大電力電源１５０あるいは低電圧小電力電源１６０から供給された直流電圧を交流電圧に変換し、高電圧大電力電源１５０は、周波数探索動作中に駆動回路１２０に直流電圧の供給を停止している。そのため、高電圧大電力電源１５０の出力を停止させた状態で低電圧小電力電源１６０によって周波数探索動作を行うことによって、周波数探索動作中に送電装置１００から漏れる不要輻射を低く抑えることができる。
【０１０４】
（第３実施形態）
次に、図６を参照して、本発明の第３実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ３の構成について説明する。図６は、本発明の第３実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムを示す構成図である。
【０１０５】
ワイヤレス電力伝送システムＳ３は、第１実施形態と同様に、送電装置１００と、受電装置２００を有する。このワイヤレス電力伝送システムＳ３では、送電装置１００から受電装置２００に向けて、ワイヤレスにて電力が伝送されることとなる。本実施形態では、送電装置１００は、電源回路１１１と、駆動回路１２０と、送電側共振回路１３０と、制御回路１４１を有する。受電装置２００は、受電側共振回路２３０と、負荷２２２と、出力電圧検出回路２５０と、受電側制御回路２６０と、を有する。駆動回路１２０、送電側共振回路１３０、受電側共振回路２３０の構成は、第１実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ１と同様である。すなわち、第３実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ３は、電源回路１１０、負荷２２０に代えて電源回路１１１、負荷２２２を備えている点、制御回路１４１、出力電圧検出回路２５０、受電側制御回路２６０を備えている点において、第１実施形態と相違する。なお、電源回路１１１、出力電圧検出回路２５０、受電側制御回路２６０の構成は、第２実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ２と同様のため説明は省略する。以下、第１および第２実施形態と異なる点を中心に説明する。
【０１０６】
制御回路１４１は、駆動回路１２０から送電側共振回路１３０に供給する交流電流の駆動周波数を制御する機能を有する。つまり、制御回路１４１は、駆動周波数の周波数探索動作を行うように構成されている。なお、具体的な周波数探索動作については後述する。また、制御回路１４１は、電源回路１１１の高電圧大電力電源１５０と低電圧小電力電源１６０の出力を切り換える機能も有している。本実施形態では、制御回路１４１は、駆動周波数の周波数探索動作中に、高電圧大電力電源１５０から駆動回路１２０への直流電圧の供給を停止するよう制御している。つまり、制御回路１４１は、駆動周波数の周波数探索動作中においては、高電圧大電力電源１５０の出力がハイインピーダンス状態となるよう制御端子ＣＮＴ１に信号を出力し、低電圧小電力電源１６０の出力がオン状態となるよう制御端子ＣＮＴ２に信号を出力している。これにより、高電圧大電力電源１５０の出力を停止させた状態で低電圧小電力電源１６０によって周波数探索動作を行うことによって、周波数探索動作中に送電装置１００から漏れる不要輻射を低く抑えることができる。さらに、制御回路１４１は、後述する負荷２２２のスイッチ素子ＳＷをオン状態あるいはオフ状態とする指示を後述する受電側制御回路２６０に通信手段（図示しない）を介して送信する。
【０１０７】
負荷２２２は、整流回路２１０と、可変負荷Ｖｌｏａｄと、疑似負荷２４１を有する。整流回路２１０は、第１実施形態と同様、受電コイルＬ２が受電した交流電力を整流する機能を有する。可変負荷Ｖｌｏａｄは、第１実施形態と同様、整流回路２１０の出力端子間に接続され、整流回路２１０で交流電力から直流電力に変換された電力を貯蔵または消費する。疑似負荷２４１は、負荷２２２の等価抵抗値を１０Ω以下に可変する機能を有する。具体的には、疑似負荷２４１は、スイッチ素子ＳＷと抵抗素子Ｒｄ１で構成され、可変負荷Ｖｌｏａｄに対して並列接続されている。スイッチ素子ＳＷは、抵抗素子Ｒｄ１の可変負荷Ｖｌｏａｄへの接続／非接続を切り換える役割を果たす。抵抗素子Ｒｄ１は、スイッチ素子ＳＷに直列に接続されている。本実施形態においては、抵抗素子Ｒｄ１は、１０Ω以下に設定されている。このように構成される疑似負荷２４１は、後述する受電側制御回路２６０によりスイッチ素子ＳＷをオン状態に切り換えて負荷２２２の等価抵抗値を１０Ω以下に可変させる。
【０１０８】
ここで、図８〜図１０を参照して、擬似負荷２４１の抵抗素子Ｒｄ１を１０Ω以下とする理由について詳細に説明する。
【０１０９】
図８は、負荷の等価抵抗値に対する負荷の両端電圧の周波数特性を示すグラフである。図８に示すグラフは、Ｘ軸に駆動周波数（ｋＨｚ）を表示し、Ｙ軸に負荷の両端電圧Ｖｏ（Ｖ）を表示している。図８に示す例においては、送受電コイル間の結合係数ｋを固定値０．３に設定し、負荷の等価抵抗値を５Ω、１０Ω、２０Ω、１００Ω、１ｋΩに変化させた場合の負荷の両端電圧Ｖｏを示している。
【０１１０】
図８に示すように、負荷の等価抵抗値が１０Ω以下の場合、低周波数側と高周波数側の両方に負荷の両端電圧Ｖｏの極大点があり、特に高周波数側の極大点の周波数近傍には、負荷の等価抵抗値が５Ωから１ｋΩまで変化しても負荷の両端電圧Ｖｏの変化が小さい周波数域Ｐがあることが読み取れる。一方、負荷の等価抵抗値が２０Ω以上では、周波数域Ｐにおける負荷の両端電圧Ｖｏの極大点は消失する。
【０１１１】
図９は、負荷の等価抵抗値に対する送電側共振回路と受電側共振回路と負荷で構成されるワイヤレス電力伝送網のインピーダンスの虚部の周波数特性を示すグラフである。図９に示すグラフは、Ｘ軸に駆動周波数（ｋＨｚ）を表示し、Ｙ軸にインピーダンスＺの虚部Ｘ（Ω）を表示している。図９に示す例においては、送受電コイル間の結合係数ｋを固定値０．３に設定し、負荷の等価抵抗値を５Ω、１０Ω、２０Ω、１００Ω、１ｋΩに変化させた場合のインピーダンスＺの虚部Ｘを示している。
【０１１２】
図９に示すように、負荷の両端電圧の極大点が存在する周波数域Ｐ近傍における送電側共振回路と受電側共振回路と負荷で構成されるワイヤレス電力伝送網のインピーダンスＺの虚部Ｘが、式（５）および式（６）を満たすことが読み取れる。このことにより、負荷抵抗の等価抵抗値を１０Ω以下とすると、負荷の両端電圧Ｖｏは、周波数域Ｐ近傍において極大点を持ち、この極大点において、負荷の両端電圧Ｖｏの負荷変動による変化量は最小となる。また、付随的特性として、この極大点において、送電側共振回路と受電側共振回路と負荷で構成されるワイヤレス電力伝送網のインピーダンスＺの虚部Ｘは、式（５）および式（６）を満たしている。したがって、擬似負荷２４１の抵抗素子Ｒｄ１を１０Ω以下に設定し、負荷２２２の等価抵抗値を１０Ω以下に可変させるとともに、負荷２２２の両端電圧が極大を示す周波数を周波数探索動作により見出し、その周波数を駆動周波数に設定することで負荷変動に対して負荷２２２の両端電圧の変化が小さなワイヤレス電力伝送システムを得ることができる。
【０１１３】
続いて、図１０を参照して、送受電コイル間の結合係数ｋが変化した場合であっても負荷の等価抵抗値が１０Ω以下であることが好ましい理由について説明する。図１０は、送受電コイル間の結合係数の変化に対する負荷の両端電圧が周波数域Ｐ近傍に極大点を持つ負荷の等価抵抗値の最大値を示すグラフである。図１０に示すグラフは、Ｘ軸に結合係数ｋを表示し、Ｙ軸に負荷の両端電圧が周波数域Ｐ近傍に極大点を持つ負荷の等価抵抗値の最大値を表示している。ここで、本例においては、負荷の両端電圧が周波数域Ｐ近傍に極大点を持つように送電側共振回路１３０のコンデンサＣ１１，Ｃ１２と受電側共振回路２３０のコンデンサＣ２１，Ｃ２２を調整した。図１０に示す例においては、送電コイルＬ１のインダクタンス値Ｌ１０と受電コイルＬ２のインダクタンス値Ｌ２０が、Ｌ１０＝Ｌ２０＝５５μＨ、Ｌ１０＝Ｌ２０＝７４．７μＨ、Ｌ１０＝Ｌ２０＝９５．８μＨ、Ｌ１０＝Ｌ２０＝１４１．４μＨ、Ｌ１０＝１２８．３μＨおよびＬ２０＝９３．４μＨの組み合わせに変化させた場合の負荷の両端電圧が周波数域Ｐ近傍に極大点を持つ負荷の等価抵抗値の最大値を示している。なお、送受電コイル間の最小結合係数ｋは、送電コイルと受電コイルの対向方向の距離が２０ｃｍの場合とした。
【０１１４】
図１０に示すように、送受電コイル間の結合係数ｋが減少すると、負荷の両端電圧が周波数域Ｐ近傍に極大点を持つ負荷の等価抵抗値の最大値も減少する。送受電コイル間の結合係数ｋが最小の場合、図１０の領域Ｑで示すように、負荷の等価抵抗値はほぼ同じ値となる。具体的には、領域Ｑは、各送受電コイルの組み合わせの結合係数ｋが最小となる場合において、負荷の両端電圧が周波数域Ｐ近傍に極大点を持つ負荷の等価抵抗値の最大値を示しており、その値は約１０Ωである。したがって、負荷の等価抵抗値を１０Ω以下に設定すると、送受電コイル間の結合係数ｋが最小の場合であっても、負荷の両端電圧が周波数域Ｐ近傍に極大点を持つこととなり、この極大点を示す周波数を周波数探索動作により見出し、その周波数を駆動周波数に設定することで負荷変動に対して負荷の両端電圧の変化が小さなワイヤレス電力伝送システムを得ることができる。
【０１１５】
続いて、図７のフローチャートを参照して、本発明の第３実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ３の周波数探索動作について詳細に説明する。図７は、本発明の第３実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムの周波数探索動作を示すフローチャートである。
【０１１６】
ここで、制御回路１４１が行う周波数探索動作とは、駆動回路１２０の駆動周波数を所定の周波数範囲内において変化させ、出力電圧検出回路２５０から出力される電圧検出信号をスイッチ素子ＳＷのオン状態で駆動回路１２０の駆動周波数に対する周波数特性データとしてメモリに格納し、スイッチ素子ＳＷがオン状態の場合の出力電圧検出回路２５０から出力される電圧検出信号の極大値に相当する周波数を選定することである。以下、周波数探索動作について詳述する。
【０１１７】
まず、制御回路１４１は、探索に係る全てのメモリをクリアし、駆動回路１２０の駆動周波数を探索する周波数範囲（所定の周波数範囲）における上限値の周波数に設定（初期周波数の設定）する。（ステップＳ２００）
【０１１８】
続いて、制御回路１４１は、電源回路１１１を構成する２種類の電源のうち、高電圧大電力電源１５０をオフ状態とし、低電圧小電力電源１６０をオン状態とする。すなわち、制御回路１４０は、高電圧大電力電源１５０の出力がハイインピーダンス状態となるよう制御端子ＣＮＴ１に信号を出力し、低電圧小電力電源１６０の出力がオン状態となるよう制御端子ＣＮＴ２に信号を出力する。これにより、電源回路１１１から駆動回路１２０に対して低い初期電圧（５０Ｖ〜１５０Ｖ程度）が供給される。（ステップＳ２０１）
【０１１９】
続いて、制御回路１４１は、通信手段を介して受電側制御回路２６０に疑似負荷２４１のスイッチ素子ＳＷをオン状態とする指示を送信する。受電側制御回路２６０は、制御回路１４１の指示に基づき、疑似負荷２４１のスイッチ素子ＳＷをオン状態とする。これにより、可変負荷Ｖｌｏａｄに抵抗素子Ｒｄ１が並列接続された状態となり、負荷２２２の等価抵抗値が一時的に１０Ω以下となる。この状態で、駆動回路１２０を動作させて交流電流を送電側共振回路１３０に供給する。（ステップＳ２０２）
【０１２０】
送電側共振回路１３０に駆動回路１２０から交流電流が供給されると、送電コイルＬ１が交流電流に基づく交流磁界を発生させ、この交流磁界を介して受電コイルＬ２が交流電力を受電する。そして、整流回路２１０が、受電コイルＬ２が受電した交流電力を直流電力に変換し、可変負荷Ｖｌｏａｄに供給する。このとき、出力電圧検出回路２５０により、整流回路２１０の出力電圧値が検出され、受電側制御回路２６０に電圧検出信号として出力される。受電側制御回路２６０は、出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値を、通信手段を介して制御回路１４１に送信する。（ステップＳ２０３）
【０１２１】
続いて、制御回路１４１は、ステップＳ２０３で受電側制御回路２６０から送信された電圧値と初期周波数の組を配列データとして制御回路１４１内の探索用メモリに格納する。（ステップＳ２０４）
【０１２２】
続いて、制御回路１４１は、駆動回路１２０の駆動周波数を探索する周波数範囲において初期周波数から低い周波数に変更して、駆動回路１２０を駆動させる。（ステップＳ２０５）このときの整流回路２１０の出力電圧値が出力電圧検出回路２５０により検出され、受電側制御回路２６０に電圧検出信号として出力される。受電側制御回路２６０は、出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値を、通信手段を介して制御回路１４１に送信する。（ステップＳ２０６）そして、制御回路１４１は、ステップＳ２０６で受電側制御回路２６０から送信された電圧値と変更後の周波数の組を配列データとして制御回路１４１内の探索用メモリに配列番号順に追加格納する。（ステップＳ２０７）
【０１２３】
続いて、制御回路１４１の探索用メモリに格納されている最後尾から二番目の配列番号の整流回路２１０の出力電圧値とステップＳ２０７で取得した整流回路２１０の出力電圧値を比較し（ステップＳ２０８）、ステップＳ２０７で取得した整流回路２１０の出力電圧値が探索用メモリに格納されている最後尾から二番目の配列番号の整流回路２１０の出力電圧値以下になると処理動作を中止し、最後尾から二番目の配列番号の周波数を制御回路１４１内の設定用メモリに格納する（ステップＳ２０８Ｙ）。ステップＳ２０７で取得した整流回路２１０の出力電圧値が探索用メモリに格納されている最後尾から二番目の配列番号の整流回路２１０の出力電圧値よりも大きい場合（ステップＳ２０８Ｎ）は、変更する周波数と探索する周波数範囲における下限値の周波数を比較し（ステップＳ２０９）、変更する周波数が探索する周波数範囲における下限値の周波数に至ると処理動作を中止し、最後尾の配列番号の周波数を制御回路１４１内の設定用メモリに格納する（ステップＳ２０９Ｙ）。一方、変更する周波数が探索する周波数範囲における下限値の周波数に至っていない場合（ステップＳ２０９Ｎ）、ステップＳ２０５からステップＳ２０９までの処理動作が繰り返し実行される。
【０１２４】
そして、制御回路１４１は、設定用メモリに格納された周波数を駆動回路１２０の駆動周波数に設定する（ステップＳ２１０）。このように、駆動回路１２０の駆動周波数が設定用メモリに格納された周波数に設定されると、制御回路１４１は、通信手段を介して受電側制御回路２６０に擬似負荷２４１のスイッチ素子ＳＷをオフ状態とする指示を送信する。受電側制御回路２６０は、制御回路１４１の指示の基づき、擬似負荷２４１のスイッチ素子ＳＷをオフ状態とする。これにより、抵抗素子Ｒｄ１が可変負荷Ｖｌｏａｄに対して非接続状態となり、負荷２２２の等価抵抗値が元の高い状態に戻って、周波数探索動作が終了する（ステップＳ２１１）。以上のように、制御回路１４１が行う周波数探索動作とは、スイッチ素子ＳＷがオン状態のときに出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値の極大値に相当する周波数に駆動周波数を設定することである。
【０１２５】
上記周波数探索動作が終了し、制御回路１４１が設定用メモリに格納された周波数を駆動回路１２０の駆動周波数に設定すると、制御回路１４１は、電源回路１１１を構成する２種類の電源のうち、高電圧大電力電源１５０をオン状態とし、低電圧小電力電源１６０をオフ状態とする。すなわち、制御回路１４０は、高電圧大電力電源１５０の出力がオン状態となるよう制御端子ＣＮＴ１に信号を出力し、低電圧小電力電源１６０の出力がハイインピーダンス状態となるよう制御端子ＣＮＴ２に信号を出力する。これにより、ワイヤレス電力伝送システムＳ３において、負荷２２２の両端電圧（整流回路２１０の出力電圧）を所望の電圧値に昇圧し、負荷変動に対して負荷２２２の両端電圧が変化しにくい状態で、大電力の電力伝送をすることが可能となる。
【０１２６】
以上のように、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ３は、送電装置１００が、駆動周波数を制御する制御回路１４１をさらに備え、受電装置２００が、負荷２２２の両端電圧を検出する出力電圧検出回路２５０をさらに備え、負荷２２２は、受電コイルＬ２が受電した交流電力を整流する整流回路２１０と、整流回路２１０の出力端子間に接続される可変負荷Ｖｌｏａｄと、可変負荷Ｖｌｏａｄに対して並列に接続されるスイッチ素子ＳＷとスイッチ素子ＳＷに直列に接続される抵抗素子Ｒｄ１で構成される疑似負荷２４１と、を含み、抵抗素子Ｒｄ１は、１０Ω以下であり、制御回路１４１は、スイッチ素子ＳＷがオン状態で出力電圧検出回路２５０が検出した電圧値が極大値となる周波数に駆動周波数を設定する周波数探索動作を行っている。そのため、擬似負荷２４１のスイッチ素子ＳＷをオン状態とすると、負荷２２２が小さな場合（負荷２２２の等価抵抗値が大きい場合）や送受電コイル間の離間距離が大きく磁気的結合が弱い場合でも、出力電圧検出回路２５０は負荷２２２の両端電圧の極大値を検出することができ、且つ、その極大値に対応する周波数は負荷変動に対して負荷２２２の両端電圧の変化が最小となる周波数とほぼ同じとなる。そのため、当該極大値に対応する周波数を駆動回路１２０の周波数に設定してスイッチ素子ＳＷをオフ状態（遮断状態）に戻した後に電力伝送を行うと、負荷変動に対して負荷２２２の両端電圧の変動を抑制することができる。
【０１２７】
また、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ３においては、送電装置１００が、高電圧大電力電源１５０と低電圧小電力電源１６０をさらに備え、駆動回路１２０は、高電圧大電力電源１５０あるいは低電圧小電力電源１６０から供給された直流電圧を交流電圧に変換し、高電圧大電力電源１５０は、周波数探索動作中に駆動回路１２０に直流電圧の供給を停止している。そのため、高電圧大電力電源１５０の出力を停止させた状態で低電圧小電力電源１６０によって周波数探索動作を行うことによって、周波数探索動作中に送電装置１００から漏れる不要輻射を低く抑えることができる。
【０１２８】
（第４実施形態）
次に、図１１を参照して、本発明の第４実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ４の構成について説明する。図１１は、本発明の第４実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムを示す構成図である。
【０１２９】
ワイヤレス電力伝送システムＳ４は、第２実施形態と同様に、送電装置１００と、受電装置２００を有する。このワイヤレス電力伝送システムＳ４では、送電装置１００から受電装置２００に向けて、ワイヤレスにて電力が伝送されることとなる。本実施形態では、送電装置１００は、電源回路１１１と、駆動回路１２０と、送電側共振回路１３０と、制御回路１４２と、位置調整手段１７０を有する。受電装置２００は、受電側共振回路２３０と、負荷２２１と、出力電圧検出回路２５０と、受電側制御回路２６０と、を有する。電源回路１１１、駆動回路１２０、送電側共振回路１３０、受電側共振回路２３０、負荷２２１、出力電圧検出回路２５０、受電側制御回路２６０の構成は、第２実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ２と同様である。すなわち、第４実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ４は、制御回路１４０に代えて制御回路１４２を備えている点、位置調整手段１７０を備えている点において、第２実施形態と相違する。なお、第４実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ４は、第３実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ３における制御回路１４１に代えて制御回路１４２を備え、位置調整手段１７０を備えたものとしてもよい。以下、第２実施形態と異なる点を中心に説明する。
【０１３０】
制御回路１４２は、第２実施形態に係る制御回路１４０と同様、駆動回路１２０から送電側共振回路１３０に供給する交流電流の駆動周波数を制御する機能を有する。つまり、制御回路１４２は、駆動周波数の周波数探索動作を行うように構成されている。また、制御回路１４２は、高電圧大電力電源１５０と低電圧小電力電源１６０の出力を切り換える機能も有している。本実施形態では、制御回路１４２は、周波数探索動作によって得られた駆動周波数が最も高くなるように後述する位置調整手段１７０に送電コイルＬ１または受電コイルＬ２の位置を移動させるよう制御信号を出力する。ここでいう「駆動周波数が最も高くなる」とは、駆動周波数の最大値に加えて、最大値の±０．５ｋＨｚ程度の誤差範囲を含んでいることを意味する。具体的な位置調整動作については後述する。
【０１３１】
位置調整手段１７０は、送電コイルＬ１または受電コイルＬ２の位置を移動させる機能を有する。本実施形態では、位置調整手段１７０は、送電コイルＬ１の物理的位置を移動させる機能を有しているが、送電コイルＬ１が移動するのであれば特に制限されず、送電コイルＬ１を備える送電側共振回路１３０の物理的位置を移動させてもよく、送電装置１００全体の物理的位置を移動させてもよい。なお、位置調整手段１７０が受電コイルＬ２の位置を移動させる機能を有する場合も同様に、受電コイルＬ２が移動するのであれば特に制限されず、受電コイルＬ２の物理的位置を移動させてもよく、受電コイルＬ２を備える受電側共振回路２３０の物理的位置を移動させてもよく、受電装置２００全体の物理的位置を移動させてもよい。この位置調整手段１７０は、制御回路１４２からの制御信号に基づいて駆動するアクチュエータなどから構成され、送電コイルＬ１または受電コイルＬ２を面内方向（送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の対向方向と直交する方向）に移動させる。なお、位置調整手段１７０は、送電装置１００または受電装置２００内に配置されてもよく、送電装置１００または受電装置２００の外部に配置されていてもよい。
【０１３２】
ここで、本実施形態に係る位置調整動作について詳述する。本説明においては、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ４を電気自動車などの車両への給電設備に適用した場合を用いて説明する。まず、車両が給電エリアに駐車すると、制御回路１４２が周波数探索動作を行い駆動周波数が得られる。この駆動周波数を基準周波数とする。次に、制御回路１４２は、送電コイルＬ１の車両幅方向の位置を移動させるよう位置調整手段１７０に制御信号を出力する。位置調整手段１７０は、制御回路１４２の制御信号に基づき、送電コイルＬ１の位置を移動させる。次に、制御回路１４２は、再度周波数探索動作を行い、得られた駆動周波数と基準周波数を比較し、得られた駆動周波数が高ければ、送電コイルＬ１の車両幅方向の位置を移動させた方向に更に移動させる。一方、基準周波数が高ければ、送電コイルＬ１の車両幅方向の位置を移動させた方向とは反対方向に移動させる。制御回路１４２は、この動作を繰り返し、駆動周波数が最も高くなる車両幅方向の送電コイルＬ１の位置が特定されると車両幅方向の位置調整動作を終了する。次に、制御回路１４２は、車両幅方向の位置調整動作と同様の手法を用いて、駆動周波数が最も高くなる車両長さ方向の送電コイルＬ１の位置を特定し、位置が特定されると車両長さ方向の位置調整動作を終了する。これにより、駆動周波数が最も高くなる送電コイルＬ１の位置が特定される。言い換えれば、位置調整手段１７０により、駆動周波数が最も高くなるように送電コイルＬ１の位置を移動させることとなる。なお、本説明では、車両幅方向と車両長さ方向の２段階に分けて位置調整を行っているがこれに限られることなく、面内方向に送電コイルＬ１を自由に移動させて位置調整を行ってもよい。
【０１３３】
このように、位置調整手段１７０により駆動周波数が最も高くなる位置に送電コイルＬ１を移動させると、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の相対的離間距離が最も小さくなる。したがって、送電コイルＬ１が発生する磁束が受電コイルＬ２に効率的に鎖交し、送電コイルＬ１から漏洩する磁束も少なくなる。その結果、電力伝送効率を高く維持しつつ、不要輻射を低い状態とすることが可能となる。
【０１３４】
以上のように、本実施形態に係るワイヤレス電力伝送システムＳ４は、送電コイルＬ１または受電コイルＬ２の位置を移動させる位置調整手段１７０をさらに備え、位置調整手段１７０は、駆動周波数が最も高くなるように送電コイルＬ１または受電コイルＬ２の位置を移動させている。そのため、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２の相対的な位置ずれを小さくすることができるので、電力伝送効率を高く維持しつつ、不要輻射も低い状態で、負荷変動に対して負荷の両端電圧の変化を抑制した安定給電を実現できる。
【産業上の利用可能性】
【０１３５】
本発明に係るワイヤレス電力伝送システムによれば、負荷の等価抵抗の変動に対する負荷の両端電圧の変動を抑制したワイヤレス電力伝送システムを実現できる。
【符号の説明】
【０１３６】
１００…送電装置、１１０，１１１…電源回路、１２０…駆動回路、１３０…送電側共振回路、１４０，１４１，１４２…制御回路、１５０…高電圧大電力電源、１６０…低電圧小電力電源、１７０…位置調整手段、１８０…商用電源、Ｌ１…送電コイル、Ｃ１…送電側コンデンサ部、Ｃ１１，Ｃ１２…送電側コンデンサ部のコンデンサ、Ｔ１，Ｔ３…高圧出力端子、Ｔ２，Ｔ４…ＧＮＤ端子、Ｔ５…高圧入力端子、Ｔ６…低圧入力端子、ＣＮＴ１，ＣＮＴ２…制御端子、Ｄ１…ダイオード、２００…受電装置、２１０…整流回路、２２０，２２１，２２２…負荷、２３０…受電側共振回路、２４０，２４１…擬似負荷、２５０…出力電圧検出回路、２６０…受電側制御回路、Ｌ２…受電コイル、Ｃ２…受電側コンデンサ部、Ｃ２１，Ｃ２２…受電側コンデンサ部のコンデンサ、Ｖｌｏａｄ…可変負荷、ＳＷ…スイッチ素子、Ｒｄ，Ｒｄ１…抵抗素子、Ｓ１〜Ｓ４…ワイヤレス電力伝送システム。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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