(57)【要約】【課題】互いに直列に接続された２つのスイッチング素子を有する２つのハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備えたＤＣ／ＡＣ変換部の、シフト側のスイッチング損失を小さくする。【解決手段】交流電源１２は、第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂ及び第２のハーフブリッジ回路１２ｂｃを含むフルブリッジ回路１２ｂａを備え、直流電力を交流電力に変換するＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂを備えている。送電側コントローラ１５は、両ハーフブリッジ回路のうち、一方を固定相側に、他方をシフト相側に設定し、各相の出力電圧は、シフト相側が固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトＰＷＭ制御を行う。シフト相側のハーフブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、互いに直列に接続され、それぞれコンデンサが並列に接続され、固定相側のハーフブリッジ回路のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、コンデンサが接続されることなく互いに直列に接続されている。【選択図】図２
2017005841.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
予め定められた周波数の交流電力を出力可能な交流電源と、
前記交流電力が入力される１次側コイルと、
を備え、
２次側コイルを有する受電機器の前記２次側コイルに非接触で前記交流電力を送電可能な送電機器において、
前記交流電源は、直流電力を前記交流電力に変換するＤＣ／ＡＣ変換部を備え、
前記ＤＣ／ＡＣ変換部は、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子を有する第１のハーフブリッジ回路及び第２のハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備え、
前記第１及び第２のハーフブリッジ回路の双方を動作させて、フェーズシフトＰＷＭ制御を行う制御部は、フェーズシフトＰＷＭ制御時に、前記第１及び第２のハーフブリッジ回路のうち、一方を固定相側に設定し、他方をシフト相側に設定し、各相の出力電圧は、前記シフト相側が前記固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトＰＷＭ制御を行い、
前記シフト相側のハーフブリッジ回路の２つのスイッチング素子は、互いに直列に接続され、かつ各スイッチング素子にそれぞれコンデンサが並列に接続され、
前記固定相側のハーフブリッジ回路における２つのスイッチング素子は、各スイッチング素子にそれぞれコンデンサが並列に接続されることなく互いに直列に接続されていることを特徴とする送電機器。
【請求項２】
前記固定相側のハーフブリッジ回路における２つのスイッチング素子には、ＭＯＳＦＥＴが使用され、各ＭＯＳＦＥＴのドレイン側に、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに比べて導通損失が小さな逆流防止用のダイオードが、前記逆流防止用のダイオードのカソードが前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン側となる状態で直列に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴと前記逆流防止用のダイオードとの直列回路に対して、リカバリ電流が寄生ダイオードに比べて小さい還流用のダイオードが、前記還流用のダイオードのアノードが前記ＭＯＳＦＥＴのソース側となり、前記還流用のダイオードのカソードが前記逆流防止用のダイオードのアノード側となる状態で接続されている請求項１に記載の送電機器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、送電機器に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来から、電源コードや送電ケーブルを用いない非接触電力伝送装置として、例えば、磁場共鳴を用いたものが知られている。非接触電力伝送装置は、交流電源と、交流電源から交流電力が入力される１次側コイルとを有する送電機器を備えている。また、非接触電力伝送装置は、１次側コイルと磁場共鳴可能な２次側コイルを有する受電機器を備えている。そして、１次側コイルと２次側コイルとが磁場共鳴することにより、送電機器から受電機器に交流電力が伝送される。
【０００３】
非接触電力伝送装置で、例えば、数ｋＷの電力を伝送する場合、１次側コイルと２次側コイルの位置関係の変動により、送電機器の電源の出力インピーダンスが数Ω〜数十Ωまで変動する。１次側コイルと２次側コイルの位置ズレにより、ＤＣ／ＡＣ変換部からの出力電圧と出力電流との位相状態が変化して電力損失が発生する。
【０００４】
特許文献１には、電力伝送を行っている状況において、周波数の変動に起因した交流電源の異常を回避することができる非接触電力伝送装置の送電機器が提案されている。特許文献１の送電機器は、交流電力を出力可能な交流電源と、前記交流電力が入力される１次側コイルと、を備えている。そして、交流電源は、２次側コイルを有する受電機器に対して非接触で交流電力を送電するため、交流電源が交流電力を出力している状況において、交流電力の周波数が予め定められた許容範囲から外れた場合に、交流電力の出力が停止されるか、又は交流電力の電力値が小さくなるように制御される。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００５】
【特許文献１】特開２０１４−１２１１７１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００６】
特許文献１では、交流電源が出力している交流電力の周波数が予め定められた許容範囲から外れたか否かを判断するために、交流電力の周波数を測定する周波数測定器が必要になる。また、交流電力の周波数が予め定められた許容範囲から外れた場合に、交流電力の出力を継続するためには、交流電力の電力値が小さくなるように制御を行う必要があり、電力値を測定する測定装置（電力計）が必要になる。
【０００７】
本発明は、前記の問題に鑑みてなされたものであって、その目的は、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子を有する２つのハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備えたＤＣ／ＡＣ変換部の、シフト相側のスイッチング損失を小さくすることができる送電機器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
上記課題を解決する送電機器は、予め定められた周波数の交流電力を出力可能な交流電源と、前記交流電力が入力される１次側コイルと、を備え、２次側コイルを有する受電機器の前記２次側コイルに非接触で前記交流電力を送電可能な送電機器である。そして、前記交流電源は、直流電力を前記交流電力に変換するＤＣ／ＡＣ変換部を備え、前記ＤＣ／ＡＣ変換部は、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子を有する第１のハーフブリッジ回路及び第２のハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備えている。前記第１及び第２のハーフブリッジ回路の双方を動作させて、フェーズシフトＰＷＭ制御を行う制御部は、フェーズシフトＰＷＭ制御時に、前記第１及び第２のハーフブリッジ回路のうち、一方を固定相側に設定し、他方をシフト相側に設定し、各相の出力電圧は、前記シフト相側が前記固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトＰＷＭ制御を行う。前記シフト相側のハーフブリッジ回路の２つのスイッチング素子は、互いに直列に接続され、かつ各スイッチング素子にそれぞれコンデンサが並列に接続されている。前記固定相側のハーフブリッジ回路における２つのスイッチング素子は、各スイッチング素子にそれぞれコンデンサが並列に接続されることなく互いに直列に接続されている。
【０００９】
シフト相側ではターンＯＦＦ損失が発生するが、シフト相側のハーフブリッジ回路を構成する各スイッチング素子に対してコンデンサがそれぞれ並列に接続されているため、コンデンサが接続されていない場合に比べて電圧の立ち上がりが緩やかになり、電圧と電流の積が小さくなる。したがって、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子を有する２つのハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備えたＤＣ／ＡＣ変換部の、シフト相側のスイッチング損失を小さくすることができる。
【００１０】
前記固定相側のハーフブリッジ回路における２つのスイッチング素子には、ＭＯＳＦＥＴが使用され、各ＭＯＳＦＥＴのドレイン側に、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに比べて導通損失が小さな逆流防止用のダイオードが、前記逆流防止用のダイオードのカソードが前記ＭＯＳＦＥＴのドレイン側となる状態で直列に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴと前記逆流防止用のダイオードとの直列回路に対して、リカバリ電流が寄生ダイオードに比べて小さい還流用のダイオードが、前記還流用のダイオードのアノードが前記ＭＯＳＦＥＴのソース側となり、前記還流用のダイオードのカソードが前記逆流防止用のダイオードのアノード側となる状態で接続されていることが好ましい。
【００１１】
固定相側におけるターンＯＮ損失は、スイッチング素子として使用されるＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードのリカバリ電流が大きな要因となっている。この発明によれば、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードにリカバリ電流が流れることが防止されるため、固定相側の位相が進んだときにターンＯＮ損失が大きく増加することはない。
【発明の効果】
【００１２】
本発明によれば、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子を有する２つのハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路を備えたＤＣ／ＡＣ変換部の、シフト相側のスイッチング損失を小さくすることができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】第１の実施形態の送電機器及び非接触電力伝送装置の電気的構成を示すブロック図。
【図２】ドライバ回路の構成を示すブロック図。
【図３】ＤＣ／ＲＦ変換器の出力インピーダンスが高い場合の位相状態と出力電圧及び出力電流の関係を示す波形図。
【図４】ＤＣ／ＲＦ変換器の出力インピーダンスが低い場合の位相状態と出力電圧及び出力電流の関係を示す波形図。
【図５】（ａ）はシフト相側のハーフブリッジ回路のスイッチング素子にコンデンサが並列に接続されていない場合の電流と電圧の関係を示す模式図、（ｂ）はコンデンサが並列に接続されている場合の電流と電圧の関係を示す模式図。
【図６】（ａ），（ｂ）は、作用を説明するための回路図。
【図７】第２の実施形態のＤＣ／ＲＦ変換器を示すブロック図。
【図８】別の実施形態のＤＣ／ＲＦ変換器の出力インピーダンスが低い場合の位相状態と出力電圧及び出力電流の関係を示す波形図。
【発明を実施するための形態】
【００１４】
（第１の実施形態）
以下、本発明を具体化した第１の実施形態を図１〜図６にしたがって説明する。
図１に示すように、非接触電力伝送装置１０は、非接触で電力伝送が可能な送電機器１１及び受電機器２１を備えている。送電機器１１は地上に設けられており、受電機器２１は車両に搭載されている。
【００１５】
送電機器１１は、交流電力を出力する交流電源１２を備えている。交流電源１２は、予め定められた周波数の交流電力を出力可能に構成されている。詳述すると、交流電源１２は、系統電源Ｅから入力される外部電力としての系統電力を予め定められた電圧値の直流電力に変換する外部電力変換部としてのＡＣ／ＤＣ変換器１２ａと、前記直流電力を予め定められた周波数の交流電力に変換するＤＣ／ＡＣ変換部としてのＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂとを備えている。すなわち、交流電源１２は、外部電力を予め定められた電圧値の直流電力に変換する外部電力変換部と、前記直流電力を予め定められた周波数の交流電力に変換するＤＣ／ＡＣ変換部とを有する。
【００１６】
交流電源１２から出力された交流電力は、非接触で受電機器２１に伝送され、受電機器２１に設けられた負荷としてのバッテリ２２の充電に用いられる。具体的には、非接触電力伝送装置１０は、送電機器１１及び受電機器２１間の電力伝送を行うものとして、送電機器１１に設けられた送電器１３と、受電機器２１に設けられた受電器２３とを備えている。送電機器１１は、送電機器１１に設けられた１次側インピーダンス変換器１４を介して、交流電源１２から出力された交流電力が送電器１３に入力されるように構成されている。受電機器２１は、受電器２３によって受電される交流電力を整流し、その整流された直流電力を出力する整流器２４を備えている。
【００１７】
送電器１３及び受電器２３は同一の構成となっており、両者は磁場共鳴可能に構成されている。詳細には、送電器１３は、互いに並列に接続された１次側コイル１３ａ及び１次側コンデンサ１３ｂを含む共振回路を有している。受電器２３は、互いに並列に接続された２次側コイル２３ａ及び２次側コンデンサ２３ｂを含む共振回路を有している。両共振回路の共振周波数は同一に設定されている。すなわち、送電機器１１は、１次側コイル１３ａから、２次側コイル２３ａ及び負荷（バッテリ２２）を有する受電機器２１の２次側コイル２３ａに対して非接触で交流電力を送電可能に構成されている。
【００１８】
交流電源１２から出力される交流電力の周波数は、送電器１３及び受電器２３間にて電力伝送が可能となるように、送電器１３及び受電器２３の共振周波数に対応させて設定されている。例えば、交流電力の周波数は、送電器１３及び受電器２３の共振周波数と同一に設定されている。なお、これに限られず、電力伝送が可能な範囲内で、交流電力の周波数と、送電器１３及び受電器２３の共振周波数とがずれていてもよい。
【００１９】
ＡＣ／ＤＣ変換器１２ａは、図示しないスイッチング素子を有し、当該スイッチング素子を周期的にＯＮ／ＯＦＦさせることにより直流電力を出力する。
ＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂは、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子を有する２つのハーフブリッジ回路を含むフルブリッジ回路１２ｂａを備えている。詳述すると、フルブリッジ回路１２ｂａは、互いに直列に接続された第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２を有する第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂと、互いに直列に接続された第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４を有する第２のハーフブリッジ回路１２ｂｃとを含む。第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂ及び第２のハーフブリッジ回路１２ｂｃは並列に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はｎ型のパワーＭＯＳＦＥＴで構成されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、それぞれ、寄生ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を有している。
【００２０】
第１のスイッチング素子Ｑ１のドレインは、ＡＣ／ＤＣ変換器１２ａの正（＋）の出力端に接続されており、第２のスイッチング素子Ｑ２のソースは、ＡＣ／ＤＣ変換器１２ａの負（−）の出力端に接続されている。第１のスイッチング素子Ｑ１のソースと第２のスイッチング素子Ｑ２のドレインとは、接続線Ｌ１を介して接続されている。
【００２１】
同様に、第３のスイッチング素子Ｑ３のドレインは、ＡＣ／ＤＣ変換器１２ａの正（＋）の出力端に接続されており、第４のスイッチング素子Ｑ４のソースは、ＡＣ／ＤＣ変換器１２ａの負（−）の出力端に接続されている。第３のスイッチング素子Ｑ３のソースと第４のスイッチング素子Ｑ４のドレインとは、接続線Ｌ２を介して接続されている。
【００２２】
送電器１３の一方の入力端（１次側コイル１３ａの一端）は、１次側インピーダンス変換器１４を介して接続線Ｌ１に接続されている。送電器１３の他方の入力端（１次側コイル１３ａの他端）は、１次側インピーダンス変換器１４を介して接続線Ｌ２に接続されている。
【００２３】
送電機器１１は、交流電源１２の出力電力値の可変制御を含む交流電源１２の制御を行う制御部としての送電側コントローラ１５を備えている。送電側コントローラ１５は、ＡＣ／ＤＣ変換器１２ａのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御（スイッチング制御）を行う。また、ＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂは、フルブリッジ回路１２ｂａ（詳細には両ハーフブリッジ回路１２ｂｂ，１２ｂｃ）を動作（駆動）させるドライバ回路４０を備えている。
【００２４】
送電側コントローラ１５は、ドライバ回路４０を介してフルブリッジ回路１２ｂａのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のＯＮ／ＯＦＦ制御（スイッチング制御）を行う。
詳述すると、図２に示すように、ドライバ回路４０は、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートに接続されており、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を個別に動作させるものである。送電側コントローラ１５は、送電器１３及び受電器２３の共振周波数と同一又は電力伝送が可能な程度に上記共振周波数に近い周波数の基準パルス信号ＰＧ０を出力する発振回路１５ａを備えている。
【００２５】
ドライバ回路４０は、第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂを動作させる第１駆動部４１と、第２のハーフブリッジ回路１２ｂｃを動作させる第２駆動部４２とを備えている。第１駆動部４１は、基準パルス信号ＰＧ０が入力されるものであって、当該基準パルス信号ＰＧ０を用いて、第１パルス信号ＰＧ１を生成して出力可能に構成されている。第１パルス信号ＰＧ１の周波数は基準パルス信号ＰＧ０と同一であり、第１パルス信号ＰＧ１と基準パルス信号ＰＧ０とは同位相である。
【００２６】
また、ドライバ回路４０は、第１パルス信号ＰＧ１が入力される第１バッファ回路４３及び第１ＮＯＴ回路４４を備えている。ドライバ回路４０は、第１バッファ回路４３の出力信号が第１のスイッチング素子Ｑ１のゲートに入力され、第１ＮＯＴ回路４４の出力信号が第２のスイッチング素子Ｑ２に入力されるように構成されている。
【００２７】
第２駆動部４２は、ドライバ回路４０に設けられたＮＯＴ回路４５を介して発振回路１５ａに接続されたものであって、基準パルス信号ＰＧ０の反転信号を用いて第２パルス信号ＰＧ２を生成して出力可能に構成されている。第２パルス信号ＰＧ２の周波数は基準パルス信号ＰＧ０と同一であり、第２パルス信号ＰＧ２と基準パルス信号ＰＧ０とは逆位相である。
【００２８】
また、ドライバ回路４０は、第２パルス信号ＰＧ２が入力される第２バッファ回路４６及び第２ＮＯＴ回路４７を備えている。ドライバ回路４０は、第２バッファ回路４６の出力信号が第３のスイッチング素子Ｑ３に入力され、第２ＮＯＴ回路４７の出力信号が第４のスイッチング素子Ｑ４に入力されるように構成されている。
【００２９】
送電側コントローラ１５は、２つのハーフブリッジ回路１２ｂｂ，１２ｂｃの双方を動作させて、フェーズシフトＰＷＭ制御を行う。送電側コントローラ１５は、フェーズシフトＰＷＭ制御時に、両ハーフブリッジ回路１２ｂｂ，１２ｂｃのうち、一方のハーフブリッジ回路を固定相に設定し、他方のハーフブリッジ回路をシフト相に設定し、各相の出力電圧は、シフト相側が固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトＰＷＭ制御を行う。この実施形態では、送電側コントローラ１５は、第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂを固定相に設定し、第２のハーフブリッジ回路１２ｂｃをシフト相に設定する。
【００３０】
シフト相側のハーフブリッジ回路である第２のハーフブリッジ回路１２ｂｃを構成する互いに直列に接続された２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４には、それぞれコンデンサＣが並列に接続されている。すなわち、コンデンサＣは、各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の寄生ダイオードＤ３，Ｄ４に並列に接続されている。一方、固定相側のハーフブリッジ回路である第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂを構成する互いに直列に接続された２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にそれぞれコンデンサが並列に接続されることなく互いに直列に接続されている。
【００３１】
なお、送電機器１１は、交流電源１２の出力電圧値Ｖｏｕｔ及び出力電流値Ｉｏｕｔ、すなわち、ＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂの出力電圧値Ｖｏｕｔ及び出力電流値Ｉｏｕｔを測定する１次側測定器５０を備えている。１次側測定器５０は、その測定結果を送電側コントローラ１５に送信する。送電側コントローラ１５は、これらの測定結果からＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂの出力電力値Ｐｏｕｔを把握する。
【００３２】
交流電源１２の出力端からバッテリ２２までを負荷３０とする。１次側インピーダンス変換器１４は、負荷３０のインピーダンスである電源負荷インピーダンスＺｐが予め定められた特定電源負荷インピーダンスＺｐｔに近づく（好ましくは一致する）ようにインピーダンス変換を行うものである。詳細には、１次側インピーダンス変換器１４の定数は、送電器１３と受電器２３との相対位置が予め定められた基準位置であり、且つ、負荷インピーダンスＺＬが予め定められた特定負荷インピーダンスである場合に、電源負荷インピーダンスＺｐが特定電源負荷インピーダンスＺｐｔとなるように設定されている。
【００３３】
受電機器２１は、送電側コントローラ１５と無線通信可能に構成された受電側コントローラ２５を備えている。非接触電力伝送装置１０は、送電側コントローラ１５及び受電側コントローラ２５間の情報の送受信を通じて、電力伝送の開始又は終了などを行う。
【００３４】
次に前記のように構成された非接触電力伝送装置１０及び送電機器１１の作用を説明する。
送電器１３及び受電器２３が共振状態で出力インピーダンスが高い場合の固定相、シフト相及びＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂ（インバータ）の出力の、電圧／電流波形の模式図は図３に示すようになる。この場合、固定相及びシフト相とも電流がゼロとなった状態でスイッチングが行われるゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）となるため、スイッチング損失が小さい。
【００３５】
一方、出力インピーダンスが低い場合は、ＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂの出力デューティを絞らなければならない。その結果、固定相、シフト相及びＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂの出力の、電圧／電流波形の模式図は図４に示すようになる。すなわち、固定相は電圧に対して電流が進み、シフト相は電圧に対して電流が遅れる。この場合、固定相はターンＯＮ損失が発生し、シフト相はターンＯＦＦ損失が発生し、出力インピーダンスが高い場合に比べてスイッチング損失が大きくなる。
【００３６】
固定相の電圧波形の見かけ上ターンＯＦＦに見える部分も、インバータ出力のＯＮ状態に対応するため、固定相の損失は、いずれもターンＯＮ損失になる。一方、シフト相の電圧波形の見かけ上ターンＯＮに見える部分も、インバータ出力のＯＦＦ状態に対応するため、シフト相の損失は、いずれもターンＯＦＦ損失になる。
【００３７】
シフト相におけるターンＯＦＦ損失は、ターンＯＦＦ時におけるスイッチング素子の電圧と電流との積により決まる。シフト相のターンＯＦＦの際のスイッチング素子の電圧の立ち上がりと、電流の立ち下がりとの関係は、各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と並列にコンデンサＣが接続された場合と、コンデンサＣが接続されていない場合とでは異なる。
【００３８】
図５（ａ）は、コンデンサＣが接続されていない場合の、スイッチング素子の電圧の立ち上がりと、電流の立ち下がりとの関係の模式的図であり、図５（ｂ）は、コンデンサＣが接続されている場合の、スイッチング素子の電圧の立ち上がりと、電流の立ち下がりとの関係の模式的図である。電流の立ち下がりは、コンデンサＣが接続されていない場合及びコンデンサＣが接続されている場合で同じである。しかし、電圧の立ち上がりは、コンデンサＣが接続されていない場合に比べて、コンデンサＣが接続されている場合の方が緩やかになる。スイッチング素子の電圧の立ち上がりを緩やかにすると、電圧と電流との積が小さくなり、損失が小さくなる。
【００３９】
図４のシフト相の最初のターンＯＦＦ損失のタイミングで、電流Ｉ２は負の電流になっている。そのため、電流Ｉ２は、図６（ａ）に示すように、負荷３０からスイッチング素子Ｑ４を通ってグランドに流れる。この状態から第４のスイッチング素子Ｑ４をＯＦＦにすると、スイッチング素子Ｑ４を流れていた電流Ｉ２は急に止まれないため、スイッチング素子Ｑ４にコンデンサＣが並列に接続されていない場合は、電流Ｉ２はスイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードＤ４にリカバリ電流として流れる。
【００４０】
一方、スイッチング素子Ｑ４にコンデンサＣが並列に接続されている場合は、電流Ｉ２が、負荷３０からスイッチング素子Ｑ４を通ってグランドに流れている状態から第４のスイッチング素子Ｑ４をＯＦＦにすると、スイッチング素子Ｑ４を流れていた電流Ｉ２はコンデンサＣをチャージするため、電流Ｉ２はスイッチング素子Ｑ４の寄生ダイオードＤ４にリカバリ電流として流れることはない。そのため、図５（ｂ）に示すように、電圧の立ち上がりが遅く（緩やかに）なる。その結果、シフト相のスイッチング時のオフ損失が小さくなる。
【００４１】
図６（ｂ）に示すように、シフト相側の第２のハーフブリッジ回路１２ｂｃの各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４だけでなく、固定相側の第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂの各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対してもコンデンサＣをそれぞれ並列に接続した場合は、次のような良くない状況がある。詳述すると、固定相側のスイッチング素子Ｑ２がＯＮの状態で、負荷３０に電流Ｉ１が流れている状態においては、グランドから電流を引っ張って来ている。この状態でスイッチング素子Ｑ２がＯＦＦになると、寄生ダイオードＤ２を通って電流が流れ続ける。そのため、コンデンサＣにはチャージされない。次にスイッチング素子Ｑ２をＯＦＦにすると、スイッチング素子Ｑ１がＯＮになり、コンデンサＣに対してコンデンサＣをチャージするように電流が流れる。その結果、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングにより、コンデンサＣに充電されたエネルギーは、負荷３０で全て消費されるようになる。その結果、固定相側ではコンデンサＣを設けることにより、コンデンサＣに溜まったエネルギーを消費する分だけ損失が増えることになる。そのため、固定相側の第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂの第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはコンデンサを接続しない方が良い。
【００４２】
この実施形態によれば、以下に示す効果を得ることができる。
（１）送電機器１１は、予め定められた周波数の交流電力を出力可能な交流電源１２と、交流電力が入力される１次側コイル１３ａと、を備え、２次側コイル２３ａを有する受電機器２１の２次側コイル２３ａに非接触で交流電力を送電可能な送電機器である。そして、交流電源１２は、直流電力を交流電力に変換するＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂ（ＤＣ／ＡＣ変換部）を備え、ＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂは、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４を有する第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂ及び第２のハーフブリッジ回路１２ｂｃを含むフルブリッジ回路１２ｂａを備えている。両ハーフブリッジ回路１２ｂｂ，１２ｂｃの双方を動作させて、フェーズシフトＰＷＭ制御を行う送電側コントローラ１５（制御部）は、フェーズシフトＰＷＭ制御時に、両ハーフブリッジ回路１２ｂｂ，１２ｂｃのうち、一方を固定相側に設定し、他方をシフト相側に設定し、各相の出力電圧は、シフト相側が固定相側に対して遅れるようにフェーズシフトＰＷＭ制御を行う。シフト相側のハーフブリッジ回路１２ｂｃの２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は、互いに直列に接続され、かつ各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４にそれぞれコンデンサＣが並列に接続されている。固定相側のハーフブリッジ回路１２ｂｂにおける２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にそれぞれコンデンサが並列に接続されることなく互いに直列に接続されている。
【００４３】
シフト相側ではターンＯＦＦ損失が発生するが、シフト相側のハーフブリッジ回路１２ｂｃを構成する各スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対してコンデンサＣがそれぞれ並列に接続されているため、電圧の立ち上がりがコンデンサＣが接続されていない場合に比べて緩やかになり、電圧と電流の積が小さくなる。したがって、互いに直列に接続された２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４を有する２つのハーフブリッジ回路１２ｂｂ，１２ｂｃを含むフルブリッジ回路１２ｂａを備えたＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂの、シフト相側のスイッチング損失を小さくすることができる。
【００４４】
（２）スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴが使用されている。ＭＯＳＦＥＴは寄生ダイオードを有しているため、寄生ダイオードを有していないトランジスタをスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４として使用する場合と異なり、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４にそれぞれダイオードを並列に接続する必要がない。
【００４５】
（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態を図７にしたがって説明する。この第２の実施形態は、シフト相側のスイッチング損失を小さくするための構成に加えて、固定相側のスイッチング素子を小さくするための構成を設けた点が第１の実施形態と異なっている。そして、フルブリッジ回路１２ｂａを構成する第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂの構成が第１の実施形態の構成と異なり、その他の構成は同じである。そのため、図７ではＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂのドライバ回路やドライバ回路と各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲートを接続する信号ライン等の図示を省略している。
【００４６】
図７に示すように、固定相側のハーフブリッジ回路である第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂにおける２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、ＭＯＳＦＥＴが使用されている。各ＭＯＳＦＥＴのドレイン側に、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードＤ１，Ｄ２に比べて導通損失が小さな逆流防止用のダイオードＤ５が、それぞれ逆流防止用のダイオードＤ５のカソードがＭＯＳＦＥＴのドレイン側となる状態で直列に接続されている。逆流防止用のダイオードＤ５には大きな電圧が掛からないので、耐圧性能は関係なく、導通損失が小さければよい。
【００４７】
各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と逆流防止用のダイオードＤ５との直列回路に対して、リカバリ電流が寄生ダイオードＤ１，Ｄ２のリカバリ電流に比べて小さい還流用のダイオードＤ６が、還流用のダイオードＤ６のアノードがＭＯＳＦＥＴのソース側となり、還流用のダイオードＤ６のカソードが逆流防止用のダイオードＤ５のアノード側となる状態でそれぞれ接続されている。
【００４８】
詳細には、スイッチング素子Ｑ１のソースに還流用のダイオードＤ６のアノードが接続され、スイッチング素子Ｑ１のドレインに接続された逆流防止用のダイオードＤ５のアノードに還流用のダイオードＤ６のカソードが接続される。同様に、スイッチング素子Ｑ２のソースに還流用のダイオードＤ６のアノードが接続され、スイッチング素子Ｑ２のドレインに接続された逆流防止用のダイオードＤ５のアノードに還流用のダイオードＤ６のカソードが接続される。リカバリ電流が小さなダイオードとして、例えば、ＳｉＣダイオードが挙げられる。
【００４９】
次に前記のように構成された第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂの作用を説明する。
固定相におけるターンＯＮ損失は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として使用されるＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードのリカバリ電流が大きな要因となっている。この実施形態の第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂは、第１の実施形態の第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂと異なり、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン側に逆流防止用のダイオードＤ５が直列に接続されている。また、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と逆流防止用のダイオードＤ５との直列回路には、還流用のダイオードＤ６が、還流用のダイオードＤ６のアノードがＭＯＳＦＥＴのソース側となり、還流用のダイオードＤ６のカソードが逆流防止用のダイオードＤ５のアノード側となる状態でそれぞれ接続されている。
【００５０】
そのため、寄生ダイオードＤ１，Ｄ２が導通状態から不導通状態に移行する際にリカバリ電流が寄生ダイオードＤ１，Ｄ２を流れようとしても、逆流防止用のダイオードＤ５が存在するために寄生ダイオードＤ１，Ｄ２にリカバリ電流が流れるのが防止される。逆流防止用のダイオードＤ５を設けただけでは、寄生ダイオードＤ１，Ｄ２が果たしていた還流ダイオードの役割を果たせなくなる。しかし、還流用のダイオードＤ６が設けられているため支障はない。したがって、この実施形態の構成では、シフト相側のスイッチング損失を小さくすることができるだけでなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２として使用されるＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードにリカバリ電流が流れることが防止されるため、固定相側の位相が進んだときにターンＯＮ損失が大きく増加することはない。
【００５１】
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
○  固定相側の位相が進んだときにおけるターンＯＮ損失を小さくする方法として、負荷の前にフィルタを入れて、電流の位相を遅らせるようにしてもよい。フィルタとしては、例えば、第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂの出力ラインと第２のハーフブリッジ回路１２ｂｃの出力ラインとの間に配置されたコンデンサと、第１のハーフブリッジ回路１２ｂｂの出力ラインに挿入されたコイルと、第２のハーフブリッジ回路１２ｂｃの出力ラインに挿入されたコイルとで構成されるＬＣフィルタが設けられる。ＬＣフィルタは、例えば、ＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂと１次側インピーダンス変換器１４との間あるいは１次側インピーダンス変換器１４と送電器１３との間に設けられる。そして、ＬＣフィルタの特性を遅れ位相となるように調整する。例えば、電力伝送を行う使用範囲で最も出力インピーダンスが小さくなるときに、ソフトスイッチングになるようにＬＣフィルタの定数を設定する。
【００５２】
この場合、ＤＣ／ＲＦ変換器１２ｂの出力インピーダンスが低い場合の電圧／電流波形の模式図は図８に示すようになる。すなわち、固定相はゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）となるため、第１の実施形態に比べてスイッチング損失が小さくなる。シフト相はターンＯＦＦ損失が大きくなるが、ＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）によりスイッチング損失を低減することができる。よって、全体としての損失量を低減できる。
【００５３】
○  シフト相側のハーフブリッジ回路の２つのスイッチング素子にそれぞれ並列に接続されるコンデンサとして可変コンデンサを使用してもよい。シフト相のターンＯＦＦの際のスイッチング素子の電圧の立ち上がりは、コンデンサが接続された場合の方が緩やかになるが、その程度は電流の大きさで変わる。コンデンサの容量が一定の場合、電流が大きければ立ち上がりが速くなり、小さければ緩やかになる。しかし、可変コンデンサを使用した場合、電流の大きさによって容量を変更することにより、電圧の立ち上がりを調整することができる。
【００５４】
○  外部電力は系統電源Ｅからの交流電力に限らず、予め定められた電力値の直流電力が入力されてもよい。この場合、ＡＣ／ＤＣ変換器１２ａに代えて、ＤＣ／ＤＣコンバータを設けてもよい。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータが外部電力変換部となる。
【００５５】
○  各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４はパワー型のＭＯＳＦＥＴであったが、これに限られず、ＩＧＢＴ等の寄生ダイオードを有さないスイッチング素子を用いて、スイッチング素子に並列にダイオードを接続してもよい。
【００５６】
○  送電器１３と受電器２３とは同一の構成であったが、これに限られず、異なる構成であってもよい。
○  １次側コンデンサ１３ｂ及び２次側コンデンサ２３ｂを省略してもよい。この場合、１次側コイル１３ａ及び２次側コイル２３ａの寄生容量を用いて磁場共鳴させる。
【００５７】
○  実施形態では、非接触の電力伝送を実現させるために磁場共鳴を用いたが、これに限られず、電磁誘導を用いてもよい。
○  実施形態では、受電器２３にて受電された交流電力は車両のバッテリ２２の充電に用いられたが、別の用途に用いてもよい。
【符号の説明】
【００５８】
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…寄生ダイオード、Ｄ５…逆流防止用のダイオード、Ｄ６…還流用のダイオード、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４…スイッチング素子、１１…送電機器、１２…交流電源、１２ｂａ…フルブリッジ回路、１２ｂｂ…第１のハーフブリッジ回路、１２ｂｂ，１２ｂｃ…ハーフブリッジ回路、１２ｂｃ…第２のハーフブリッジ回路、１３ａ…１次側コイル、２１…受電機器、２３ａ…２次側コイル。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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