(57)【要約】【課題】電源投入時の突入電流抑制機能と、電源遮断時のコンデンサ電圧の放電機能を同時に機能させないようにした上で、安価な構成を備えた電力変換装置を得る。【解決手段】整流回路（１３）と、整流回路の出力を平滑化するコンデンサ（１４）と、整流回路の正側出力端子とコンデンサの正極端子との間に挿入された第１の通電路切換スイッチ（１７）と、第２の通電路切換スイッチ（２０）と抵抗（１９）との直列回路で構成される充電回路（２２）と、抵抗（１９）と第３の通電路切換スイッチ（２１）との直列回路で構成される放電回路（１８）とを備え、充電回路に含まれる第２の通電路切換スイッチ（２０）と、放電回路に含まれる第３の通電路切換スイッチ（２１）は、排他的に動作し、充電回路の電路と放電回路の電路が同時に形成されない回路構成を有する。【選択図】図１
2017005837.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
交流電源出力を整流する整流回路と、
前記整流回路の正側出力端子と負側出力端子との間に接続され、前記整流回路の出力を平滑化するコンデンサと、
前記整流回路の前記正側出力端子と前記コンデンサの正極端子との間、または、前記整流回路の前記負側出力端子と前記コンデンサの負極端子との間、のいずれかに挿入された第１の通電路切換スイッチと、
前記第１の通電路切換スイッチと並列に接続されて構成されるとともに、前記整流回路側に接続された第２の通電路切換スイッチと、前記コンデンサ側に接続された抵抗との直列回路で構成される充電回路と、
前記コンデンサと並列に接続されて構成されるとともに、前記抵抗と第３の通電路切換スイッチとの直列回路で構成される放電回路と
を備える電力変換装置であって、
前記充電回路に含まれる前記第２の通電路切換スイッチと、前記放電回路に含まれる前記第３の通電路切換スイッチは、排他的に動作し、前記充電回路の電路と前記放電回路の電路が同時に形成されない回路構成を有する
電力変換装置。
【請求項２】
前記整流回路と前記コンデンサとの間を繋ぐ一対の給電路に直列に挿入された第１のリアクトル
をさらに備える請求項１に記載の電力変換装置。
【請求項３】
前記整流回路の入力側の交流電力線の各々に直列に挿入された第２のリアクトル
をさらに備える請求項１に記載の電力変換装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、交流電源出力を整流する整流回路と、整流出力を平滑して負荷に与えるためのコンデンサとを備えた電力変換装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
この種の電力変換装置にあっては、電源投入時において、コンデンサに流れ込む突入電流を抑制する回路を設けることが望ましい。また、負荷がモータであった場合には、モータからの回生電流によりコンデンサの端子電圧が許容電圧以上に上昇するおそれがある。このため、このような回生電流を放電する回路を設けることも望まれる。また、このような放電回路は、電源遮断時において、コンデンサに蓄積された電荷を急速に抜き去る目的としても使用される。
【０００３】
上述した種々の要求を満たした従来の電力変換装置の一例を、図面を用いて説明する。図６は、従来の電力変換装置の回路構成を示す図である（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
図６に示した従来の電力変換装置１１１は、交流電源１１２の出力を受けるように設けられたダイオードブリッジ回路よりなる全波整流回路１１３と、整流回路１１３の出力を平滑するためのコンデンサ１１４とを含んで構成されている。そして、従来の電力変換装置１１１は、コンデンサ１１４の両端に接続された一対の出力端子１１１ａ、１１１ｂから、インバータ装置１１５を介して、負荷装置１１６に給電するように構成されている。
【０００５】
さらに、整流回路１１３の正側出力端子とコンデンサ１１４の正極端子との間には、例えば、電磁スイッチあるいはリレースイッチよりなる通電路切換スイッチ１１７が接続される。
【０００６】
また、コンデンサ１１４と通電路切換スイッチ１１７よりなる直列回路の両端（すなわち、整流回路１１３の正側および負側の各出力端子に相当）には、モータ１１６からの回生電流を流入させるための放電回路１１８が接続される。
【０００７】
この放電回路１１８は、抵抗１１９およびＩＧＢＴ１２０のコレクタ・エミッタ間の直列回路よりなるもので、抵抗１１９が通電路切換スイッチ１１７側に位置するように接続されている。
【０００８】
さらに、抵抗１１９およびＩＧＢＴ１２０の共通接続点（すなわち、ＩＧＢＴ１２０のコレクタに相当）とコンデンサ１１４の正極端子との間には、カソードがコンデンサ１１４の正極端子側となるようにして、ダイオード１２１が接続される。
【０００９】
これにより、通電路切換スイッチ１１７がオフされた状態においては、整流回路１１３からコンデンサ１１４への充電電流が、抵抗１１９およびダイオード１２１を介して流れるようになっている。
【００１０】
このように構成された従来の電力変換装置１１１は、常時においては、通電路切換スイッチ１１７がオンされ、かつ、ＩＧＢＴ１２０がオフされた状態に保持される。その一方で、従来の電力変換装置１１１は、電源投入時においては、通電路切換スイッチ１１７が、図示しない制御手段を通じてオフ状態に保持される。
【００１１】
このような構成により、電源投入時には、コンデンサ１１４に対する充電電流が抵抗１１９およびダイオード１２１を通じて流れるようになり、突入電流の抑制が図られる。
【００１２】
この後、コンデンサ１１４が所定のレベル（例えば、ほぼ充電完了したレベル）まで充電されたときに、通電路切換スイッチ１１７をオン状態に復帰させる。これにより、抵抗１１９の両端が短絡された状態となり、この状態では、抵抗１１９でのエネルギー損失を考慮する必要がなくなる。
【００１３】
一方、通電路切換スイッチ１１７がオンされた定常状態において、モータ１１６からの回生電流によりコンデンサ１１４の端子電圧が所定のしきい値以上となったときには、図示しない制御手段を通じてＩＧＢＴ１２０がオンされる。
【００１４】
そして、ＩＧＢＴ１２０がオンされることに応じて、コンデンサ１１４の充電電荷が抵抗１１９およびＩＧＢＴ１２０を通じて放電されるとともに、回生電流が抵抗１１９において消費されるようになる。この結果、コンデンサ１１４の端子電圧が許容電圧以上に上昇する事態が未然に防止されることになる。
【００１５】
このような目的でオンされたＩＧＢＴ１２０は、コンデンサ１１４の端子電圧が所定の電圧以下になった時点でオフされる。この結果、放電回路１１８の機能が停止された元の状態に戻されることになる。
【００１６】
さらに、交流電源１１２が遮断された際には、図示しない制御手段を通じてＩＧＢＴ１２０をオンし続けて、コンデンサ１１４の端子電圧を、所定の時間内に所定の電圧まで放電させる。なお、所定の時間および所定の電圧は、適用分野ごとに定められていることが多く、電力変換装置１１１を操作する者の感電等を防ぐことを目的とした安全面による基準に従うものである。
【００１７】
一方、従来では、上述した回路構成に加えて、電源高調波の低減や出力電圧の上昇を図るために、整流回路１１３の後段に、リアクトル、半導体スイッチング素子およびダイオードを組み合わせてなる周知構成の昇圧チョッパ回路を設けることも行われている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００１８】
【特許文献１】特開平８−１６８２５０号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００１９】
しかしながら、従来技術には、次のような課題がある。図６のように構成された従来の電力変換装置１１１は、交流電源１１２が遮断されてコンデンサ１１４の電荷を放電するために放電回路１１８が機能している状態、すなわちＩＧＢＴ１２０および通電路切換スイッチ１１７がともにオンしている状態から、交流電源１１２が復帰した際には、瞬間的に通電路切換スイッチ１１７を介してコンデンサ１１４に充電電流が流れる。このため、突入電流を抑制できずに、交流電源１１２が備えている過電流保護装置が動作してしまうおそれがあった。
【００２０】
また、放電回路１１８が機能している状態では、整流回路１１３の正側および負側の各出力端子を、抵抗１１９とＩＧＢＴ１２０の直列回路で短絡させた経路が形成される。このため、交流電源１１２が復帰した際に、何らかの問題にてＩＧＢＴ１２０がオフしなかった際には、抵抗１１９の損失が増大し、抵抗１１９の焼損や発火などの大事故につながる可能性があった。
【００２１】
すなわち、従来の電力変換装置１１１は、放電回路１１８を機能させるために、本来放電には無関係であるべき通電路切換スイッチ１１７もオンの状態にしなければいけない点が問題であった。
【００２２】
本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、電源投入時の突入電流抑制機能と、電源遮断時のコンデンサ電圧の放電機能を同時に機能させないようにした上で、安価な構成を備えた電力変換装置を得ることを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【００２３】
本発明に係る電力変換装置は、交流電源を整流する整流回路と、整流回路の正側出力端子と負側出力端子との間に接続され、整流回路の出力を平滑化するコンデンサと、整流回路の正側出力端子とコンデンサの正極端子との間、または、整流回路の負側出力端子とコンデンサの負極端子との間のいずれかに挿入された第１の通電路切換スイッチと、第１の通電路切換スイッチと並列に接続されて構成されるとともに、整流回路側に接続された第２の通電路切換スイッチと、コンデンサ側に接続された抵抗との直列回路で構成される充電回路と、コンデンサと並列に接続されて構成されるとともに、抵抗と第３の通電路切換スイッチとの直列回路で構成される放電回路とを備える電力変換装置であって、充電回路に含まれる第２の通電路切換スイッチと、放電回路に含まれる第３の通電路切換スイッチは、排他的に動作し、充電回路の電路と放電回路の電路が同時に形成されない回路構成を有するものである。
【発明の効果】
【００２４】
本発明によれば、充電回路の電路と放電回路の電路が同時に形成されない回路を、安価な回路構成部品である２つの通電路切換スイッチを含んで構成し、この２つの通電路切換スイッチを排他的に動作させることのできる構成を備えている。この結果、電源投入時の突入電流抑制機能と、電源遮断時のコンデンサ電圧の放電機能を同時に機能させないようにした上で、安価な構成を備えた電力変換装置を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【００２５】
【図１】本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図２】本発明の実施の形態２における電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図３】本発明の実施の形態３における電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図４】本発明の実施の形態４における電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図５】本発明の実施の形態５における電力変換装置の回路構成を示す図である。
【図６】従来の電力変換装置の回路構成を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００２６】
以下、本発明の電力変換装置の好適な実施の形態につき、図面を用いて説明する。
【００２７】
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の回路構成を示す図である。図１に示した本実施の形態１における電力変換装置１１は、交流電源１２の出力を受けるように設けられたダイオードブリッジ回路よりなる全波整流回路１３と、整流回路１３の出力を平滑するためのコンデンサ１４とを含んで構成されている。
【００２８】
そして、本実施の形態１における電力変換装置１１は、コンデンサ１４の両端に接続された一対の出力端子１１ａ、１１ｂから、インバータ装置１５を介して、負荷１６に給電するように構成されている。
【００２９】
さらに、整流回路１３とコンデンサ１４との間を繋ぐ一対の給電路のうち、例えば、整流回路１３の正側出力端子とコンデンサ１４の正極端子１１ａとの間には、電磁スイッチあるいはリレースイッチなどからなる通電路切換スイッチ１７が介在されている。
【００３０】
また、通電路切換スイッチ１７の両端には、充電回路２２が接続されている。この充電回路２２は、抵抗１９および通電路切換スイッチ２０の直列回路よりなるものであり、抵抗１９がコンデンサ１４の正極端子１１ａ側に位置するように接続されている。
【００３１】
また、抵抗１９と通電路切換スイッチ２０の共通接続点と、整流回路１３の負側出力端子との間には、抵抗１９と整流回路１３の負側出力端子と抵抗１９とを断続可能とするように、通電路切換スイッチ２１が介在されている。
【００３２】
この場合、抵抗１９および通電路切換スイッチ２１の直列回路よりなる回路が、放電回路１８となる。そして、通電路切換スイッチ２０と通電路切換スイッチ２１とは、互いに排他的な動作をする機能を設けた構成としたものである。
【００３３】
上記のように構成された本実施の形態１における電力変換装置１１は、常時においては、通電路切換スイッチ１７がオンされるとともに、通電路切換スイッチ２０もオンされた状態に保持される。
【００３４】
その一方で、本実施の形態１における電力変換装置１１は、電源投入時においては、通電路切換スイッチ１７が、図示しない制御手段を通じてオフ状態に切換えられる。これによって、電源投入時においては、直列接続された通電路切換スイッチ２０および抵抗１９による充電回路２２が電路として形成され、過大な充電電流を流すことなく、コンデンサ１４に充電が可能となる。
【００３５】
なお、このような電源投入時においては、放電回路１８に含まれる通電路切換スイッチ２１は、充電回路２２に含まれる通電路切換スイッチ２０とは排他的な動作をするため、オフとなっており、放電電路は形成されていない。この後、コンデンサ１４が所定のレベル（例えば、ほぼ充電完了したレベル）まで充電されたときに、通電路切換スイッチ１７をオン状態に復帰させる。
【００３６】
このため、定常状態では、整流回路１３の出力が、通電路切換スイッチ１７を通じてコンデンサ１４に与えられるとともに、そのコンデンサ１４での平滑出力が負荷１６に与えられるようになる。従って、定常状態においては、抵抗１９でのエネルギー損失を考慮する必要がなくなる。
【００３７】
一方、電源遮断時においては、図示しない制御手段を通じて、通電路切換スイッチ１７をオフさせた後に、通電路切換スイッチ２１をオン状態に切換える。このような動作により、電源遮断時におけるコンデンサ１４の電荷は、直列接続された抵抗１９および通電路切換スイッチ２１よりなる放電回路１８を介して放電される。
【００３８】
このとき、充電回路２２に含まれる通電路切換スイッチ２０は、放電回路１８に含まれる通電路切換スイッチ２１と排他的動作をする。このため、通電路切換スイッチ２０は、オフ状態になり、充電回路２２は電路を形成しない。
【００３９】
従って、この状態から交流電源１２が再投入された場合には、整流回路１３の正側出力端子に接続されている通電路切換スイッチ１７も通電路切換スイッチ２０も、ともにオフしている。このため、交流電源１２から突入電流が流れることもなく、かつ、交流電源１２から抵抗１９に電流が流れることもなく、抵抗１９に損失は発生しない。
【００４０】
以上のように、実施の形態１によれば、充電回路の電路と放電回路の電路が同時に形成されない回路を、安価な回路構成部品であり、排他的に動作する２つの通電路切換スイッチで構成したことに大きな特徴を有する。この結果、コンデンサの放電動作中に交流電源が再投入された際にも、突入電流を抑制する機能、および抵抗の焼損の可能性を排除する機能の両方を実現できる。
【００４１】
実施の形態２．
図２は、本発明の実施の形態２における電力変換装置の回路構成を示す図である。図２に示した本実施の形態２における電力変換装置１１は、先の図１に実施の形態１における電力変換装置と基本的には同等の回路部品を用いて構成されているが、放電回路１８および充電回路２２の接続関係が、整流回路１３の正側出力端子と負側出力端子との間で反転している点が異なっている。そこで、この相違点を中心に説明する。
【００４２】
先の実施の形態１では、整流回路１３とコンデンサ１４との間を繋ぐ一対の給電路のうち、整流回路１３の正側出力端子とコンデンサ１４の正極端子との間に、通電路切換スイッチ１７を介在させる構成とした。これに対して、本実施の形態２では、図２に示すように、整流回路１３の負側出力端子とコンデンサ１４の負極端子との間に、通電路切換スイッチ１７を介在させる構成としている。
【００４３】
さらに、通電路切換スイッチ１７の接続位置の違いに伴い、抵抗１９、通電路切換スイッチ２０、２１のそれぞれの接続関係も、整流回路１３の正側出力端子と負側出力端子との間で反転している。
【００４４】
このような構成によっても、先の実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
【００４５】
実施の形態３．
図３は、本発明の実施の形態３における電力変換装置の回路構成を示す図である。図３に示した本実施の形態３における電力変換装置１１は、先の図１に実施の形態１における電力変換装置と比較すると、リアクトル２３をさらに備えている点が異なっている。そこで、この相違点を中心に説明する。
【００４６】
本実施の形態３における電力変換装置１１は、図３に示すように、整流回路１３の正側出力端子と通電路切換スイッチ１７との間にリアクトル２３が挿入された構成に特徴を有する。なお、リアクトル２３は、整流回路１３の正側出力端子側の代わりに、負側出力端子側に挿入することも可能であり、双方に挿入することも可能である。すなわち、リアクトル２３は、整流回路１３とコンデンサ１４との間を繋ぐ一対の給電路内に設けられていればよい。
【００４７】
本実施の形態３における電力変換装置１１は、コンデンサ１４の充電が完了するまで、以下の動作を反復する構成となっている。
・電源投入に伴うコンデンサ１４の初期充電期間（通電路切換スイッチ１７のオフ期間）において、コンデンサ１４の充電電流が設定電流以下に減少した時点、つまり、コンデンサ１４の端子電圧が設定電圧以上に上昇した時点で、通電路切換スイッチ２０をオンさせる。
・その後、リアクトル２３を通じた入力電流が増加したときに、通電路切換スイッチ２０をオフさせる。
【００４８】
このような構成とした本実施の形態３における電力変換装置１１は、リアクトル２３の存在によって、電源投入時における突入電流のピークを抑えられるようになる。このため、コンデンサ１４の充電が完了する以前の段階で、通電路切換スイッチ１７をオン状態に復帰させることが可能となる。この結果、結果的に、初期充電期間を短くできて、抵抗１９での損失を極力抑制し得るようになる。
【００４９】
さらに、本実施の形態３における電力変換装置１１は、通電路切換スイッチ１７がオン状態に復帰した定常運転中においても、リアクトル２３の存在によって、入力電流のピークが抑制されて、その実効値が減少する。このため、整流回路１３の導通損失が低減するとともに、コンデンサ１４でのリップル電流が減少するようになる。この結果、コンデンサ１４の温度上昇の低減および小型化を実現できるという効果も得られる。
【００５０】
さらに、本実施の形態３のようにリアクトル２３が設けられた構成では、交流電源１２からの交流電力線に流れる高調波電流も減少するようになる。この結果、交流電源１２から受電している他の機器に対する高調波障害を軽減できる効果も得られる。
【００５１】
実施の形態４．
図４は、本発明の実施の形態４における電力変換装置の回路構成を示す図である。図４に示した本実施の形態４における電力変換装置１１は、先の図１に実施の形態１における電力変換装置と比較すると、リアクトル２４をさらに備えている点が異なっている。そこで、この相違点を中心に説明する。
【００５２】
本実施の形態４における電力変換装置１１は、図４に示すように、整流回路１３の入力側、つまり交流電源１２からの３本の交流電力線の各々に、リアクトル２４を挿入した構成に特徴を有する。
【００５３】
このような構成とした本実施の形態４における電力変換装置１１は、リアクトル２３を備えた先の実施の形態３と同様に、電源投入時における突入電流のピークを抑えることができる。この結果、初期充電期間を短くできるとともに、交流電力線電流波形を正弦波に近付け得るなどの効果を奏し得るようになる。従って、電力変換装置全体の力率の向上が得られる。
【００５４】
実施の形態５．
図５は、本発明の実施の形態５における電力変換装置の回路構成を示す図である。図５に示した本実施の形態５における電力変換装置１１は、先の図１に実施の形態１における電力変換装置と比較すると、通電路切換スイッチ２０、２１として、機械的なスイッチの代わりに、半導体スイッチング素子を用いている点が異なっている。そこで、この相違点を中心に説明する。
【００５５】
放電回路１８および充電回路２２に用いた通電路切換スイッチ２０、２１として、先の実施の形態１〜４では、排他的機能を持った電磁スイッチあるいはリレースイッチなどの機械的スイッチを利用する構成を示した。
【００５６】
これに対して、本実施の形態５では、通電路切換スイッチ２０、２１として、それぞれ、Ｐチャンネルスイッチング半導体とＮチャンネルスイッチング半導体を利用している。このような半導体スイッチング素子により排他的機能を持たせることによっても、機械的スイッチを利用した場合と同様の効果を得ることができる。
【００５７】
なお、本発明における電力変換装置は、上述した実施の形態１〜５に限定されるものではなく、それぞれの実施の形態の組合せによる変形また拡張が可能である。例えば、先の図２に示した実施の形態２のように、整流回路１３の負側出力端子とコンデンサ１４の負極端子との間に通電路切換スイッチ１７を介在させる構成を、先の図３、図４の各回路構成に適用することも可能である。
【符号の説明】
【００５８】
１１  電力変換装置、１１ａ  正極端子、１１ｂ  負極端子、１２  交流電源、１３  全波整流回路、１４  コンデンサ、１５  インバータ装置、１６  負荷（モータ）、１７  通電路切換スイッチ（第１の通電路切換スイッチ）、１８  放電回路、１９  抵抗、２０  通電路切換スイッチ（第２の通電路切換スイッチ）、２１  通電路切換スイッチ（第３の通電路切換スイッチ）、２２  充電回路、２３  リアクトル（第１のリアクトル）、２４  リアクトル（第２のリアクトル）。
【図１】
2017005837.tif 000003
【図２】
2017005837.tif 000004
【図３】
2017005837.tif 000005
【図４】
2017005837.tif 000006
【図５】
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【図６】
2017005837.tif 000008