(57)【要約】【課題】他システムの空き周波数帯を利用するＯＦＤＭ伝送において、受信復調品質の確保しつつ、サイドローブ抑圧して周波数帯域を有効利用することが可能な無線通信装置を提供する。【解決手段】移動局装置２０００は、既存システムの空き周波数領域の１つにおいて、離散的にサブキャリアを配置し、空き周波数帯を複数のセグメント分割し、セグメントごとに窓関数処理を行って伝送する離散直交周波数分割多重伝送により通信する。軟判定値調整部３３０は、基地局装置からの窓関数の区間長の情報に従い、セグメントに適用された窓関数の区間長に応じて、自システムのサブキャリアの軟判定値を、より低い確からしさに相当する値に調整する。【選択図】図４
2017005316.tif 000002
【特許請求の範囲】
【請求項１】
既存の無線システムで使用していない空き周波数帯域に離散的にサブキャリアを配置し、前記空き周波数帯を複数のセグメント分割し、前記セグメントごとに窓関数処理を行って伝送する離散直交周波数分割多重伝送により通信する無線通信システムにおける無線通信装置であって、
自システムの使用する周波数帯において、前記直交周波数分割多重伝送によるサブキャリア信号を受信するための受信部と、
前記受信部からの信号に対して、ガードインターバルの除去およびフーリエ変換を実行するフーリエ変換部と、
前記フーリエ変換部の出力に対して復調処理を実行し、前記サブキャリアごとの軟判定値を生成する復調部と、
前記セグメントに適用された窓関数の区間長に応じて、前記自システムのサブキャリアの軟判定値を、より低い確からしさに相当する値に調整する軟判定値調整部と、
前記軟判定値調整部により調整された軟判定値に基づいて、復調された信号に対して誤り訂正復号を実行する復号処理部とを備える、無線通信装置。
【請求項２】
受信信号の遅延波の先行波に対する最大遅延時間を推定するためのチャネル推定部をさらに備え、
前記軟判定値調整部は、ガードインターバル長から前記最大遅延時間を引いた値をしきい値とするとき、各前記セグメントの窓区間長が前記しきい値を超える度合いに応じて、前記軟判定値を、より低い確からしさに相当する値に調整する、請求項１記載の無線通信装置。
【請求項３】
前記サブキャリアごとの受信信号品質を計測する信号品質計測部をさらに備え、
前記軟判定値調整部は、前記受信信号品質が所定のレベルを超える場合に、前記軟判定値の調整を実行する、請求項２記載の無線通信装置。
【請求項４】
前記軟判定値調整部は、調整前の軟判定値が所定の値を超える場合に、選択的に前記軟判定値の調整を実行する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の無線通信装置。
【請求項５】
既存の無線システムで使用していない空き周波数帯域に離散的にサブキャリアを配置し、前記空き周波数帯を複数のセグメント分割し、前記セグメントごとに窓関数処理を行って伝送する離散直交周波数分割多重伝送により通信する無線通信方法であって、
自システムの使用する周波数帯において、前記直交周波数分割多重伝送によるサブキャリア信号を受信するステップと、
前記受信された信号に対して、ガードインターバルの除去およびフーリエ変換を実行するステップと、
前記フーリエ変換後の出力に対して復調処理を実行し、前記サブキャリアごとの軟判定値を生成するステップと、
前記セグメントに適用された窓関数の区間長に応じて、前記自システムのサブキャリアについて、より低い確からしさに相当する値に軟判定値を調整するステップと、
前記調整された軟判定値に基づいて、復調された信号に対して誤り訂正復号を実行するステップとを備える、無線通信方法。
【請求項６】
受信信号の遅延波の先行波に対する最大遅延時間を推定するステップをさらに備え、
前記軟判定値を調整するステップは、ガードインターバル長から前記最大遅延時間を引いた値をしきい値とするとき、各前記セグメントの窓区間長が前記しきい値を超える度合いに応じて、前記軟判定値を、より低い確からしさに相当する値に調整するステップを含む、請求項５記載の無線通信方法。
【請求項７】
前記サブキャリアごとの受信信号品質を計測するステップをさらに備え、
前記軟判定値を調整するステップは、前記受信信号品質が所定のレベルを超える場合に、前記軟判定値の調整を実行するステップを含む、請求項６記載の無線通信方法。
【請求項８】
前記軟判定値を調整するステップは、調整前の軟判定値が所定の値を超える場合に、選択的に前記軟判定値の調整を実行するステップを含む、請求項５〜７のいずれか１項に記載の無線通信方法。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、無線通信装置および無線通信方法に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来の無線通信方式、たとえば、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）で標準化が行なわれた無線通信システムであるＬＴＥ（Long Term Evolution）リリース８（Ｒｅｌ−８）は、最大２０ＭＨｚの帯域を利用して通信を行うことが可能である。
【０００３】
また、ＬＴＥの発展版であるＬＴＥ−Ａ（Long Term Evolution-Advanced）では、ＬＴＥとの後方互換性を確保しつつ、更なる高速伝送を実現するため、ＬＴＥでサポートされる帯域幅を基本単位としたコンポーネントキャリア(CC：Component Carrier）を複数束ねて同時に用いるキャリアアグリゲーション（ＣＡ：Career Aggregation）技術が採用され、最大で５ＣＣ（100MHz幅）を用いて１００ＭＨｚ幅の広帯域伝送が実現可能である。
【０００４】
このようなＬＴＥやＬＴＥ−Ａのみならず、地上波デジタル放送などでも使用されるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重）通信方式を用いる通信システムでは、畳み込み符号化やターボ符号化等の誤り訂正符号化を行い、周波数ダイバーシティ利得により信頼性を確保している。ここで、独立した２つのＯＦＤＭ無線通信システムが存在する場合に、相互のチャネル間干渉を回避するために隣接チャネルの間にガードバンドを設ける技術についての報告がある（特許文献１を参照）。
【０００５】
ところで、近年、 スマートフォン等の高機能な携帯端末の普及に伴って、移動通信トラフィックの需要が急激に増大している。このような移動通信トラフィックの需要増に対応するためには、 新たな無線通信方式による周波数利用効率の改善に加え、今まで使用されていなかった新たな周波数帯域の開拓が必要となる。 
例えば、周波数利用効率の向上手段の１つとして、空間的・時間的に空いている周波数帯の有効利用が挙げられる。
【０００６】
一般に移動通信に適した比較的低い周波数帯（例えば３ＧＨｚ以下）では、新たに高速無線伝送を収容可能な連続した帯域幅を確保するのが非常に困難である。
【０００７】
一方、既存の各通信システムの帯域間に、狭帯域ではあるが空き周波数帯域が離散的に存在している。時間的・地理的に利用状況が変動はするものの、これらの多くの小さな空き周波数帯域を柔軟に束ねて使用すれば、高速無線伝送を実現しうる帯域幅を確保できる可能性がある。
【０００８】
そのためには既存通信システムとは異なり、伝送帯域の分割および複数の周波数帯域での伝送に柔軟に対応可能な通信技術が必要である。このような通信技術の１つとして、非特許文献１には、広帯域離散ＯＦＤＭ通信方式についての開示がある。
【０００９】
広帯域離散ＯＦＤＭ通信方式は、互いに直交する複数の比較的狭帯域なキャリア(サブキャリア) に情報を多重し伝送するＯＦＤＭをベースとしており、送受信機において、ＩＦＦＴ(Inverse Fast Fourier Transform:高速フーリエ逆変換)/ＦＦＴ(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)を用いてディジタル信号処理で伝送帯域の分割を行い，上記のように離散的に存在する空き周波数帯域にサブキャリアを配置し、それらのサブキャリアを束ねて伝送することで、上記の複数の離散的な空き周波数帯を用いた信号伝送を比較的容易に行うことができる特徴を有する。
【００１０】
図１９は、このような離散ＯＦＤＭ（non-continuous OFDM:以下、ＮＣ−ＯＦＤＭ）の基本概念を示す図である。
【００１１】
離散ＯＦＤＭでは、他の既存通信システムの信号と干渉しないようにサブキャリアを配置することによって、既存システムに影響を与えずに通信を行うことが可能となる。その結果、特定の周波数帯にまとまった帯域幅が確保できない状況下でも、離散的な空き周波数を束ねて使用することで所要伝送帯域幅の広い無線通信システムを収容することができる。
【００１２】
図２０は、非特許文献１に開示された無線通信システム１００００の構成の例を示す機能ブロック図である。
【００１３】
図２０を参照して、無線通信システム１００００においては、送受信の対象とする周波数帯域が極めて広いため、送信側も受信側も、それぞれの周波数に対応して高周波ユニットを配置する。図１においては、例として、４系統を配置した構成を示している。ただし，対応する周波数帯域を一括してカバーする広帯域高周波デバイスを用いる構成であっても良い。
【００１４】
無線通信システム１００００の送信側では、通信路の品質に応じた伝送により周波数利用効率を高めるために、チャネルエンコーダ１０１１０が設けられている。チャネルエンコーダ１０１１０は、それぞれ、Turbo符号等の伝送路誤り訂正符号化、およびインターリーブ等の処理を実行する。このチャネルエンコーダは、対象とする空き周波数帯の通信品質に応じた適応変調等の処理を実施する。
【００１５】
チャネルエンコーダ１０１１０の処理後の信号は、変調部１０１１２に与えられる。変調部１０１１２は、サブキャリアマッパ１０１２０と変調器１１１２４とを含む。
【００１６】
無線通信システム１００００においては、直交するサブキャリアへの信号マッピングおよびデマッピングを行うために、ＩＦＦＴ／ＦＦＴ処理を利用する。所定の帯域をカバーする高周波ユニットひとつにＩＦＦＴ／ＦＦＴポイント数を割り当てることで、ＩＦＦＴ／ＦＦＴポイントそれぞれが所定の帯域幅のサブキャリアに相当する。なお，複数のRFユニットに跨るサブキャリアの分割を一括したＩＦＦＴ／ＦＦＴ処理を用いて行う構成であっても良い。
【００１７】
サブキャリアマッパ１０１２０は、送信側（たとえば、基地局装置）で、高周波ユニットのサブキャリアのうち送信するサブキャリアに対応するＩＦＦＴポイントに変調データを配置する。
【００１８】
変調器１１１２４は、サブキャリアマッパ１２０によりサブキャリアマッピングされた送信信号に対して、所定のディジタル変調処理を実行する。たとえば、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどを使用することが可能である。
【００１９】
その後、高周波ユニットごとに、ＩＦＦＴ部１０１３０−１〜１０１３０−４が、ＩＦＦＴ処理を実行し、Ｄ／Ａ変換器１０１３２‐１〜１０１３２−４で、それぞれ、ディジタル信号からアナログ信号に変換される。
【００２０】
Ｄ／Ａ変換器１０１３２‐１〜１０１３２−４の出力は、ＩＦ発振器１０１３３からのＩＦ信号とミキサ１０１３４−１〜１０１３４−４と混合され、さらに、各周波数帯に対応する局部発振器１０１４０−１〜１０１４０−４の出力と、ミキサ１０１３６−１〜１０１３６−４によって周波数変換される。
【００２１】
機能ブロック１０１４２は、ＦＤＤを実装する場合は、ＦＤＤデュープレクサとしての機能を実行し、ＴＤＤを実装する場合は、ＴＤＤスイッチとしての機能を実行する機能ブロックである。
【００２２】
ブロック１０１４２からの信号は、アンテナ１０１５０から送出される。
【００２３】
一方、受信側では、アンテナ１０２００で受信した信号は、機能ブロック１０２０２により、ＦＤＤデュープレクサまたはＴＤＤスイッチとしての機能が実行された後、各周波数帯に対応する局部発振器１０２０４−１〜１０２０４−４の出力と、ミキサ１０２１０−１〜１０２１０−４によって周波数変換される。
【００２４】
さらに、ミキサ１０２１０−１〜１０２１０−４の出力は、ＩＦ発振器１０２１１からのＩＦ信号とミキサ１０２１２−１〜１０２１２−４によって周波数変換され、Ａ／Ｄ変換器１０２１４−１〜１０２１４−４でアナログデジタル変換（Ａ／Ｄ変換）されて、ＦＦＴ部１０２２０−１〜１０２２０−４において、ＩＦＦＴ処理の逆処理であるＦＦＴ処理が実行される。
【００２５】
ＦＦＴ部１０２２０−１〜１０２２０−４からのサブキャリアごとに分離された信号は、復調部１０２４０に与えられる。
【００２６】
復調部１０２４０は、復調器１２４０２とサブキャリアデマッパ１０２３０とを含む。
【００２７】
復調器１２４０２は、変調器１１１２４の処理の逆処理である復調処理を実行する。
【００２８】
復調器１２４０２からの信号に対して、サブキャリアデマッパ１０２３０は、サブキャリアマッパ１０１２０の逆処理により、対応するＦＦＴポイントのデータを抜き出す。さらに、チャネルデコーダ１０２５０は、デインターリーブ処理や誤り訂正復号処理を実行する。
【００２９】
アップリンク側の構成も、基本的には、ダウンリンク側の構成と同様であるが、図２０では、図示を簡略化している。
【００３０】
フィードバックチャネル変調エンコーダ１０２８０は、適応変調などの制御を行うために、受信側（たとえば、移動局装置）の受信状況を基地局側にフィードバックする制御信号を変調し、フィードバックチャネル復調デコーダ１０１８０は、このようなフィードバック制御信号を復調する。
【００３１】
図２１は、離散ＯＦＤＭ通信システムにおいて、自システムと他システムの周波数の占有状態を説明するための図である。
【００３２】
図２１（ａ）に示すように、自システムの信号は、有効帯域幅内に存在するメインローブ信号に加え、有効帯域幅の外側に漏洩するサイドローブ信号も存在する。
【００３３】
周波数軸上に自システムの信号を配置するとき、他システムへ干渉を及ぼすことは許されない。他システムの許容干渉量を順守する必要があり、その許容干渉量以下にサイドローブの電力を抑圧する必要がある。サイドローブ電力を許容干渉量以下に落とすことができない周波数帯域幅が残る場合、その帯域幅に相当する余裕帯域（ガードバンド）を設け、その分だけメインローブの帯域幅を削減することが必須となる。これにより、有効帯域幅が減少し周波数帯域の利用効率が低下する。
【００３４】
これを防ぐためには、図２１（ｂ）に示すように、自システムのサイドローブ電力を抑圧し、必要ガードバンド幅を削減することが必要となる。
【００３５】
サイドローブ電力抑圧のためには、従来より、時間軸上での窓関数(Time Windowing)が使用されている。
【００３６】
図２２は、ＯＦＤＭ信号における時間軸上での窓関数の原理を示す図である。
【００３７】
ＯＦＤＭ信号の時間波形は、ＯＦＤＭシンボル周期でひと区切りとなり、ひとつのＯＦＤＭシンボルは、シンボル信号本体およびガードインターバルに相当するサイクリックプレフィックス（ＣＰ：Cyclic Prefix）より構成される。
【００３８】
窓関数を適用しない場合、シンボル境界においては信号波形が急峻に不連続になり、このままでは周波数軸上でサイドローブの広い信号となってしまう。
【００３９】
そこで、シンボル境界付近において、信号の変化を滑らかにする変換を行う。具体的には、シンボル境界付近における前後のシンボルの信号に滑らかな形状の窓関数を乗算した後、合成して結合する。このような窓関数の乗算により、サイドローブを抑圧することが可能となる。
【００４０】
なお、窓関数としては、たとえば、ブラックマン・ハリス窓関数、ハニング窓関数などを、用いることができる。
【００４１】
図２３は、ＯＦＤＭ信号における窓関数の使用例を示す図である。
【００４２】
図２３（ａ）に示すように、ＯＦＤＭ信号の時間波形は、ＯＦＤＭシンボル周期でひと区切りとなり、ひとつのＯＦＤＭシンボルは、シンボル信号本体およびＣＰ期間より構成される。窓関数を乗算する時間範囲をここでは窓区間と称し、窓区間は自由な長さで設定することが可能である。
【００４３】
図２３（ｂ）のようにＣＰ区間内に限定して窓区間を設定することも、また、図２３（ｃ）のようにＣＰ区間およびシンボル信号区間内にわたって窓区間を設定することも可能である。
【００４４】
図２４は、ＯＦＤＭ信号における窓関数使用時の信号劣化の概念を示す図である。
【００４５】
図２４（ａ）に示すように、窓関数を使用しない場合には、ＯＦＤＭ伝送におけるサブキャリアの直交性により、隣接シンボルの混入はない。
【００４６】
これに対して、図２４（ｂ）のようにＣＰ区間内に限定して窓区間を設定した場合や、図２４（ｃ）のように、ＣＰ区間およびシンボル信号区間内にわたって窓区間を設定した場合は、窓区間内は、隣接シンボル成分が混入しているため、復調処理に対しては、信号品質は劣化していることになる。
【００４７】
図２５および図２６は、受信側でのマルチパス遅延による信号品質の劣化を示す概念図である。
【００４８】
図２５（ａ）のように、窓関数処理が無い場合は、遅延がＣＰ長以下である限り、先行波（第１波）と遅延波において、隣接シンボル区間がＦＦＴ区間に入らないので、遅延波による干渉は生じない。
【００４９】
図２５（ｂ）のように、窓関数処理がされている場合でも、窓区間がＦＦＴ区間に入っていないときは、遅延波による干渉は生じない。
【００５０】
これに対して、図２６のように、窓関数処理を行っている場合に、遅延波の遅延時間がＣＰ長以下であるときでも、窓区間がＦＦＴ区間に入ると、隣接シンボル成分による干渉により、信号品質劣化が発生する。したがって、窓区間としては、図２５（ｂ）のように、窓区間長がＣＰ区間内に収まるように設定することが望ましい。
【００５１】
図２７は、ＯＦＤＭ信号に窓関数を適用したときのサイドローブ抑圧効果の例を示す図である。
【００５２】
図２７においては、窓区間の長さを変化させており、窓区間長は、受信ＡＤ変換器のサンプル周期を１ポイント（point）としてポイント数で表している。窓区間長を、１２８ポイントから４０９６ポイントへと長くするほどサイドローブ抑圧効果が高まる。
【００５３】
この結果、自システムのＯＦＤＭ信号を、隣接システム信号と近接する両端部分(以下、Ｈｆ／Ｌｆ部)および隣接システム信号から遠い中央部分(以下、Ｍｆ部)とに分割し、Ｈｆ／Ｌｆ部の窓幅(Ｗout)は大きく設定して帯域外漏洩電力の抑圧を強め、Ｍｆ部の窓幅(Ｗin)は小さくすることで受信品質の劣化を抑制する構成も提案されている（非特許文献２）。これにより、窓関数による帯域外電力抑圧および受信品質の劣化抑制の効果の両立を図ることが可能となる。
【００５４】
このように、ＯＦＤＭサブキャリアを、中央と両端の３つのセグメントに分割し、それぞれ所望のサイドローブ抑圧量となる窓区間長の窓関数処理を掛け、また、独立したコードワードを割り当てて、受信信号品質に併せたＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）を設定することにより、周波数有効利用と通信品質の確保を両立することができる。
【先行技術文献】
【特許文献】
【００５５】
【特許文献１】特開２０１２−１６９６９９号明細書
【非特許文献】
【００５６】
【非特許文献１】高草木 恵二、長谷川晃朗、柴田達雄著、「広帯域離散ＯＦＤＭ技術の研究」、信学技報, vol. 113, no. 57, SR2013-16, pp. 83-89, 2013年5月
【非特許文献２】高草木 恵二、門田 康佐、管野 一生、岩井 誠人、新保 宏之、電子情報通信学会  ２０１４年ソサイエティ大会講演論文集、B-17-5
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【００５７】
しかしながら、セグメントごとに独立したコードワードを割り当てる場合、符号器、復号器の数が増えるため、回路規模が増大する問題があった。また、伝搬状況に応じて、セグメント分割位置を変えようとした場合、制御が複雑になるという問題があった。
【００５８】
あるいは、複数のセグメントをまとめて単一のコードワードを割り当てる場合、窓区間長の長いセグメントの信号品質劣化によって、全体の復号精度が劣化する、もしくは、最適なＭＣＳを選択できないという課題があった。
【００５９】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、他システムの空き周波数帯を利用するＯＦＤＭ伝送において、受信復調品質を確保しつつ、サイドローブ抑圧して周波数帯域を有効利用することが可能な無線通信装置を提供することである。
【課題を解決するための手段】
【００６０】
この発明の１つの局面に従うと、既存の無線システムで使用していない空き周波数帯域に離散的にサブキャリアを配置し、空き周波数帯を複数のセグメント分割し、セグメントごとに窓関数処理を行って伝送する離散直交周波数分割多重伝送により通信する無線通信システムにおける無線通信装置であって、自システムの使用する周波数帯において、直交周波数分割多重伝送によるサブキャリア信号を受信するための受信部と、受信部からの信号に対して、ガードインターバルの除去およびフーリエ変換を実行するフーリエ変換部と、フーリエ変換部の出力に対して復調処理を実行し、サブキャリアごとの軟判定値を生成する復調部と、セグメントに適用された窓関数の区間長に応じて、自システムのサブキャリアの軟判定値を、より低い確からしさに相当する値に調整する軟判定値調整部と、軟判定値調整部により調整された軟判定値に基づいて、復調された信号に対して誤り訂正復号を実行する復号処理部とを備える。
【００６１】
好ましくは、受信信号の遅延波の先行波に対する最大遅延時間を推定するためのチャネル推定部をさらに備え、軟判定値調整部は、ガードインターバル長から最大遅延時間を引いた値をしきい値とするとき、各セグメントの窓区間長がしきい値を超える度合いに応じて、軟判定値を、より低い確からしさに相当する値に調整する。
【００６２】
好ましくは、サブキャリアごとの受信信号品質を計測する信号品質計測部をさらに備え、軟判定値調整部は、受信信号品質が所定のレベルを超える場合に、軟判定値の調整を実行する。
【００６３】
好ましくは、軟判定値調整部は、調整前の軟判定値が所定の値を超える場合に、選択的に軟判定値の調整を実行する。
【００６４】
この発明の他の局面に従うと、既存の無線システムで使用していない空き周波数帯域に離散的にサブキャリアを配置し、空き周波数帯を複数のセグメント分割し、セグメントごとに窓関数処理を行って伝送する離散直交周波数分割多重伝送により通信する無線通信方法であって、自システムの使用する周波数帯において、直交周波数分割多重伝送によるサブキャリア信号を受信するステップと、受信された信号に対して、ガードインターバルの除去およびフーリエ変換を実行するステップと、フーリエ変換後の出力に対して復調処理を実行し、サブキャリアごとの軟判定値を生成するステップと、セグメントに適用された窓関数の区間長に応じて、自システムのサブキャリアについて、より低い確からしさに相当する値に軟判定値を調整するステップと、調整された軟判定値に基づいて、復調された信号に対して誤り訂正復号を実行するステップとを備える。
【００６５】
好ましくは、受信信号の遅延波の先行波に対する最大遅延時間を推定するステップをさらに備え、軟判定値を調整するステップは、ガードインターバル長から最大遅延時間を引いた値をしきい値とするとき、各セグメントの窓区間長がしきい値を超える度合いに応じて、軟判定値を、より低い確からしさに相当する値に調整するステップを含む。
【００６６】
好ましくは、サブキャリアごとの受信信号品質を計測するステップをさらに備え、軟判定値を調整するステップは、受信信号品質が所定のレベルを超える場合に、軟判定値の調整を実行するステップを含む。
【００６７】
好ましくは、軟判定値を調整するステップは、調整前の軟判定値が所定の値を超える場合に、選択的に軟判定値の調整を実行するステップを含む。
【発明の効果】
【００６８】
この発明によれば、他システムの空き周波数帯を利用するＯＦＤＭ伝送において、受信復調品質の確保しつつ、サイドローブ抑圧して周波数帯域を有効利用することができる。
【００６９】
また、複数のセグメントをまとめて単一のコードワードを割り当てる場合に、セグメントごとに変調パラメータを選択し、窓区間長の長いセグメントの信号品質劣化があっても、全体の復号精度の劣化を抑制できる。
【図面の簡単な説明】
【００７０】
【図１】自システムのＯＦＤＭ送信信号の占有帯域幅を削減できる効果が発生する概念を説明するための図である。
【図２】自システムのＯＦＤＭ送信信号の占有帯域幅を削減できる効果が発生する概念を説明するための図である。
【図３】実施の形態１の無線通信システムを説明する機能ブロック図である。
【図４】実施の形態１の移動局装置３０００の構成を説明するための機能ブロック図である。
【図５】移動局装置３０００の効果を説明するための概念図である。
【図６】実施の形態１の変形例の移動局装置３０００´の構成を説明するための機能ブロック図である。
【図７】軟判定値調整係数決定部３４０の行う処理を説明するためのフローチャートである。
【図８】ステップＳ１０８で使用するテーブルの例を示す図である。
【図９】サブキャリア毎の軟判定値調整の例を示す概念図である。
【図１０】マルチパスによる遅延波の最大遅延時間τdelayMaxを算出する手続きを示す概念図である。
【図１１】マルチパスによる遅延波の最大遅延時間τdelayMaxを算出する他の手続きを示す概念図である。
【図１２】軟判定値調整係数決定部３４０の行う他の処理を説明するためのフローチャートである。
【図１３】ステップＳ１０８´で使用するテーブルの例を示す図である。
【図１４】実施の形態２の移動局装置３０００´の構成を説明するための機能ブロック図である。
【図１５】軟判定値調整係数決定部３４０の行う処理を説明するためのフローチャートである。
【図１６】軟判定値調整係数決定部３４０の行う他の処理を説明するためのフローチャートである。
【図１７】実施の形態３の軟判定値調整部３３０および軟判定値調整係数決定部３４０の構成を説明するための図である。
【図１８】軟判定値調整器３３０．ｍの処理を示すフローチャートである。
【図１９】離散ＯＦＤＭ（non-continuous OFDM:以下、ＮＣ−ＯＦＤＭ）の基本概念を示す図である。
【図２０】無線通信システム１００００の構成の例を示す機能ブロック図である。
【図２１】ＯＦＤＭ通信システムにおいて、自システムと他システムの周波数の占有状態を説明するための図である。
【図２２】ＯＦＤＭ信号における時間軸上での窓関数の原理を示す図である。
【図２３】ＯＦＤＭ信号における窓関数の使用例を示す図である。
【図２４】ＯＦＤＭ信号における窓関数使用時の信号劣化の概念を示す図である。
【図２５】受信側でのマルチパス遅延による信号品質の劣化を示す概念図である。
【図２６】受信側でのマルチパス遅延による信号品質の劣化を示す概念図である。
【図２７】ＯＦＤＭ信号に窓関数を適用したときのサイドローブ抑圧効果の例を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【００７１】
以下、本発明の実施の形態の無線通信システムおよび無線通信装置の構成を説明する。なお、以下の実施の形態において、同じ符号を付した構成要素および処理工程は、同一または相当するものであり、必要でない場合は、その説明は繰り返さない。
【００７２】
また、本発明は、一般には、他システムの使用しない空き周波数帯域に、他システムの使用周波数帯に近接するようにサブキャリアを配置して、ＯＦＤＭ伝送を行う無線通信システムに適用することが可能である。
【００７３】
ただし、以下では、一例として、図２０で説明した無線通信システム１００００のように、広帯域ＮＣ−ＯＦＤＭ伝送のためのシステムに、本発明を適用する場合を例として説明する。
【００７４】
そこで、以下に説明するように、本発明の実施の形態の送受信システムの構成は、図２０で説明した無線通信システム１００００の構成と基本部分では共通し、窓関数を乗算する処理の構成および窓関数の乗算に関連する構成、ならびに軟判定値の調整の構成において異なる。
【００７５】
また、以下では、自システムのＯＦＤＭ信号を、既存システムの使用周波数帯に挟まれた空き周波数領域の１つにおいて伝送する場合を例として説明する。ただし、図１９において説明したとおり、広帯域離散ＯＦＤＭ伝送においては、既存システムの互いに分離した複数の空き周波数領域で、自システムのＯＦＤＭ信号を伝送するものである。その場合は、以下で説明するような構成と処理を、各空き周波数領域において実行すればよい。
[実施の形態１]
（本実施の形態のサブキャリア配置の概要）
図１は、自システムのＯＦＤＭ送信信号の占有帯域幅を削減できる効果が発生する概念を説明するための図である。
【００７６】
本実施の形態においては、既存システムの空き周波数領域の１つにおいて、ある帯域幅を自システムのＯＦＤＭ信号で占有するとき、複数のセグメントに分割し、図１（ａ）に示すように、他システム信号と近接する両端部分のセグメント内の所定数のサブキャリアについては、窓区間長を中央部分のセグメントに比べて長い値Ｌｅに設定することにより、サイドローブを抑圧する。以下では、両端部分のサブキャリアは、高周波数域Ｈｆおよび低周波数域Ｌｆを含む。
【００７７】
一方、両端部分の所定数のサブキャリアを除く中央部分のサブキャリアよりなる中央周波数域Ｍｆでは、他システム信号から遠いため、窓区間長Ｌｍを両端の窓区間長Ｌｅよりも短くすることで、受信品質劣化を抑制する。
【００７８】
この結果、図１（ｃ）のように、高周波数域Ｈｆおよび低周波数域Ｌｆ、中央周波数域Ｍｆを合成した複数のサブキャリアからなる信号では、窓関数によるサイドローブ抑圧と、受信復調品質の確保の両立を図ることが可能となる。
【００７９】
図２は、自システムのＯＦＤＭ送信信号の占有帯域幅を削減できる効果が発生する概念を説明するための図である。
【００８０】
以下では、高周波数域Ｈｆおよび低周波数域Ｌｆにおいて、窓区間を中央周波数域Ｍｆよりも長く設定するサブキャリアについて、ＭＣＳ（Modulation and Coding Scheme）を、中央周波数域Ｍｆに対して、高周波数域Ｈｆおよび低周波数域Ｌｆで独立に設定できる構成について説明する。
【００８１】
なお、高周波数域Ｈｆおよび低周波数域Ｌｆにおいて、窓区間を中央周波数域Ｍｆよりも長く設定するサブキャリアの個数は、独立に設定できる構成であるものとする。
【００８２】
既存システムの空き周波数領域の１つにおいて、ある帯域幅を自システムのＯＦＤＭ信号で占有するとき、図２（ａ）に示すように、他システム信号と近接する低周波数域Ｌｆの所定数のサブキャリアについては、窓区間長を中央部分に比べて長い値Ｌｅに設定するとともに、ＭＣＳを低い値に設定する。さらに、高周波数域Ｈｆの所定数のサブキャリアについても、窓区間長を中央部分に比べて長い値Ｌｅに設定するするとともに、ＭＣＳを低い値に設定することにより、サイドローブを抑圧するとともに、復調時の誤り耐性が強くなるように設定する。
【００８３】
ここで、ＭＣＳの尺度としては、例えば、変調時の多値数（サブキャリア変調で使用される、BPSK、QPSK、16QAM、64QAM等）や誤り訂正の方式の誤り訂正の強度（符号化率）を用いることができる。
【００８４】
一方、図２（ｂ）に示すように、両端部分の所定数のサブキャリアを除く中央部分のサブキャリアよりなる中央周波数域Ｍｆでは、他システム信号から遠いため、窓区間長Ｌｍを両端の窓区間長Ｌｅよりも短くするとともに、ＭＣＳを高い値に設定することで、受信品質劣化を抑制しつつ、スループットを高く得られるように維持する。
【００８５】
すなわち、他システム信号と近接する両端部分のサブキャリアのみ、窓区間長を長くし、かつ、ＭＣＳを低く設定し、他システム信号から遠い中央部分のサブキャリアは窓区間長を短くし、かつＭＣＳを高く設定する。
【００８６】
この結果、図２（ｃ）のように、高周波数域Ｈｆおよび低周波数域Ｌｆ、中央周波数域Ｍｆを合成した複数のサブキャリアからなる信号では、複数のセグメントをまとめて単一のコードワードを割り当てる場合でも、窓関数によるサイドローブ抑圧と、受信復調品質の確保の両立を図ることが可能となる。
（無線通信システムの構成）
図３は、実施の形態１の無線通信システムを説明する機能ブロック図である。
【００８７】
図３に示すように、実施の形態１の無線通信システムは、中央局１０００と、中央局から、有線または無線通信により伝送される送信トラフィックデータを、送信するための送信装置（以下、基地局装置）２０００と、基地局装置２０００からの信号を受信する受信装置（以下、移動局装置）３０００とを含む。
【００８８】
中央局１０００は、送信トラフィックデータを送信するための送信トラフィックデータ送出部１００２を備える。
【００８９】
基地局装置２０００は、中央局１０００からの送信トラフィックデータを受信してバッファリングする送信トラフィックデータバッファ１００と、符号化部１０２とを含む。
【００９０】
符号化部１０２は、送信トラフィックデータの符号化処理を行うブロックとして、高周波数域Ｈｆ、中央周波数域Ｍｆ、低周波数域Ｌｆについて独立したブロックを含む。
【００９１】
すなわち、チャネル符号化部１１０．１は、高周波数域Ｈｆの送信信号について、チャネル符号化（ＣＲＣ符号化、伝送路誤り訂正符号化、インターリーブ処理）を実行し、チャネル符号化部１１０．１の出力に対してシンボル変調器１２４．１がシンボル変調した信号を、直並列変換部１２５．１がパラレル信号に変換して、マッピングスイッチ１２７に与える。
【００９２】
同様に、チャネル符号化部１１０．２および１１０．３は、それぞれ、中央周波数域Ｍｆおよび低周波数域Ｌｆの送信信号について、チャネル符号化（ＣＲＣ符号化、伝送路誤り訂正符号化、インターリーブ処理）を実行し、チャネル符号化部１１０．２および１１０．３の出力に対して、それぞれ、シンボル変調器１２４．２および１２４．３がシンボル変調した信号を、直並列変換部１２５．２および１２５．３がそれぞれパラレル信号に変換して、マッピングスイッチ１２７に与える。
【００９３】
近接他システム信号許容干渉量取得部１４００は、近接他システムの周波数の使用状況および近接他システム信号の許容干渉量の情報を取得する。
【００９４】
近接他システムの周波数の使用状況および近接他システム信号の許容干渉量の情報を取得する方法としては、中央局から情報が提供されてもよいし、基地局自身が近接他システムの信号を受信して解析してもよいし、あるいは、移動局から情報が提供されてもよい。
【００９５】
ＭＣＳ設定部１４０６は、近接他システム信号許容干渉量取得部１４００からの情報に基づき、近接他システムの許容干渉量に応じて、高周波数域Ｈｆ、中央周波数域Ｍｆ、低周波数域Ｌｆに適用するＭＣＳのレベルを設定する。ＭＣＳ設定部１４０６は、設定されたＭＣＳに基づいて、チャネル符号化部１１０．１〜１１０．３およびシンボル変調器１２４．１〜１２４．３の誤り訂正符号化方式や変調方式を設定する。
【００９６】
上述のとおり、近接他システムの許容干渉量が小さく、窓区間長を長く設定する場合は、スループットよりも復調時の誤り耐性を優先した設定とする。このような近接他システムの許容干渉量と、窓区間長や窓区間長を変更するサブキャリア数、ＭＣＳの設定などとの関係は、たとえば、予めテーブルとして格納されており、これ参照する構成とすることが可能である。
【００９７】
すなわち、基地局装置において、符号化部(チャネル符号化とシンボル変調から構成)を、低周波数域Ｌｆ用、中央周波数域Ｍｆ用、高周波数域Ｈｆ用にそれぞれ設け、それぞれのＭＣＳを個別に設定することができるようにするとともに、低周波数域Ｌｆ、中央周波数域Ｍｆ、高周波数域Ｈｆの各々のＭＣＳは、近接他システム信号許容干渉量取得部より与えられる近接他システム信号許容干渉量に基づき、ＭＣＳ設定部１４０６により決定する。
【００９８】
直列並列変換部１２５．１〜１２５．３からのパラレル出力は、マッピングスイッチ１２７により、設定された個数ずつ、高周波数域変調部（以下、Ｈｆ変調部）１３０．１、中央周波数域変調部（以下、Ｍｆ変調部）１３０．２および低周波数域変調部（以下、Ｌｆ変調部）１３０．３に振り分けられる。
【００９９】
サブキャリアマッピング設定部１４０４は、マッピングスイッチ１２７により、パラレル化された信号について、高周波数域Ｈｆ、中央周波数域Ｍｆおよび低周波数域Ｌｆに振り分ける個数を設定する。サブキャリアマッピング設定部１４０４は、近接他システム信号許容干渉量取得部１４００において取得された近接他システムの周波数の使用状況および近接他システム信号の許容干渉量の情報に基づいて、これらの情報に応じた制御を行う。ここで、高周波数域Ｈｆおよび低周波数域Ｌｆの両端部に含まれる「サブキャリアの所定数」については、固定の数に設定してもよいし、あるいは、全体のサブキャリア数の一定割合の数に設定することとしてもよい。
【０１００】
Ｈｆ変調部１３０．１は、高周波数域のサブキャリアに対して、逆フーリエ変換およびガードインターバルの付加を行うＩＦＦＴ・ＣＰ付加処理部１３０２．１と、ガードインターバル付加後の信号に窓関数を乗算する窓関数乗算部１３０６．１とを含み、Ｌｆ変調部１３０．３は、低周波数域のサブキャリアに対して、逆フーリエ変換およびガードインターバルの付加を行うＩＦＦＴ・ＣＰ付加処理部１３０２．３と、ガードインターバル付加後の信号に窓関数を乗算する窓関数乗算部１３０６．３とを含む。同様に、Ｍｆ変調部１３０．２は、中央周波数域のサブキャリアに対して、逆フーリエ変換およびガードインターバルの付加を行うＩＦＦＴ・ＣＰ付加処理部１３０２．２と、ガードインターバル付加後の信号に窓関数を乗算する窓関数乗算部１３０６．２とを含む。
【０１０１】
Ｈｆ変調部１３０．１の出力、Ｍｆ変調部１３０．２の出力およびＬｆ変調部１３０．３の出力は、合成部１３１で合成され、Ｄ／Ａ変換部１３２に与えられる。
【０１０２】
なお、窓関数パラメータ設定部１４０２は、高周波数域Ｈｆ、中央周波数域Ｍｆおよび低周波数域Ｌｆの各々に対して、独立に「窓関数のパラメータ」を設定し、Ｈｆ変調部１３０．１、Ｍｆ変調部１３０．２およびＬｆ変調部１３０．３の窓関数乗算部１３０６．１〜１３０６．３にそれぞれ出力する。
【０１０３】
「窓関数のパラメータ」としては、たとえば、ここでは、両端部分で中央部分とで設定される窓区間長に関する情報などである。これらの情報は、特に限定されてないが、たとえば、近接他システム信号の許容干渉量に対するテーブルとして格納されており、これを参照する構成とできる。ここで、他システム信号と近接する高周波数域または低周波数域の所定数のサブキャリアについては、上述のとおり、中央部分の窓区間長Ｌｍに比べて、窓区間長をそれぞれ、より長い値Ｌｅ（低周波数域および高周波数域）に設定することにより、サイドローブを抑圧する。
【０１０４】
合成部１３１からの信号に対して、Ｄ／Ａ変換器１３２は、ディジタル信号からアナログ信号への変換を実行し、周波数変換部（ＲＦ部）１３５は、Ｄ／Ａ変換器１３２の出力を高周波信号へ変換して、送信信号がアンテナ１５０から移動局３０００に向けて送出される。
【０１０５】
以上のような構成により、帯域外漏洩電力を抑圧でき、受信品質が劣化する両端部分のサブキャリアは、ＭＣＳを低く設定することにより誤り耐性を強化できる。これにより、中央部分のサブキャリアの受信品質の劣化は小さいため、 ＭＣＳを高く設定することにより高スループットを期待する。すなわち、信号帯域全体にわたって伝送ロスを最小化することができる。
（移動局装置３０００の構成）
図４は、実施の形態１の移動局装置３０００の構成を説明するための機能ブロック図である。
【０１０６】
図４を参照して、移動局装置３０００は、受信アンテナ３００と、受信アンテナからの信号を周波数変換する周波数変換部（ＲＦ部）３０２と、周波数変換された信号をアナログデジタル変換するためのアナログデジタル変換部（Ａ／Ｄ変換部）３０４と、Ａ／Ｄ変換部３０４からの出力に対して、ＣＰ除去処理およびサブキャリアごとの高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理により、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するＣＰ除去およびＦＦＴ部（以下、ＣＰ除去・ＦＦＴ部）３１０とを含む。
【０１０７】
ここで、ＣＰ除去・ＦＦＴ部３１０では、基地局装置２０００において、高周波数域Ｈｆ、中央周波数域Ｍｆおよび低周波数域Ｌｆにより、ＩＦＦＴ・ＣＰ付加処理部１３０２．１〜１３０２．３による処理が実行されていることに対応して、ＣＰ除去・ＦＦＴ部３１０でも、各周波数域に対応して、高周波数域処理部３１０．１、中央周波数域処理部３１０．２および低周波数域処理部３１０．３において処理が実行されるものとする。
【０１０８】
ＣＰ除去・ＦＦＴ部３１０においてＦＦＴ処理を行って、時間領域の信号が周波数領域の信号に変換されると、チャネル推定部３１２は、ＦＦＴ後の受信信号およびパイロット信号に基づいて、チャネル推定を行う。
【０１０９】
デマッピング部３２０中の各デマッパは、サブキャリアごとに設けられ、対応するサブキャリア信号についてデマッピングを行い、ビット軟判定値を生成する。デマッパは、チャネル推定部３１２の推定結果に基づき、各サブキャリアのビットの軟判定値を出力する。
【０１１０】
デマッピング部３２０からの信号に対して、軟判定値調整部３３０は、サブキャリアごとに軟判定値の調整を行う。具体的には、軟判定値調整部３３０は、ＮＣ-ＯＦＤＭ伝送に用いる自システムサブキャリアのうち、窓区間長が長く設定され信号品質の低いサブキャリアの軟判定値を、より確からしさが低いことに相当するように、絶対値が小さい値に調整する。たとえば、軟判定値調整部２４０８は、軟判定値を、０または絶対値が事前に設定されるしきい値よりも小さい所定の値に調節する。
【０１１１】
軟判定値調整係数決定部３４０は、軟判定値調整部３３０が軟判定値を調整する際の係数を決定する。このような軟判定値調整係数決定部３４０が行う決定処理は、基地局装置２０００から制御チャネルなどで送信されてくる多重窓関数の設定情報に従って、行われる構成とすることができる。たとえば、「多重窓関数の設定情報」には、（異なる窓関数処理を行う単位となる）サブキャリアのセグメント分割情報や、各セグメントの窓区間長情報が含まれる。そして、窓区間長と調整係数とのテーブルを予め用意しておき、窓区間長の増加に伴い、軟判定値が調整後に、より絶対値の小さな値となるようにする。
【０１１２】
軟判定値調整部３３０の出力は、並列直列変換部３５０によりシリアル信号に変換される。
【０１１３】
デインターリーバ３５２は、並列直列変換部３５０から出力されるビット信号に対してインターリーブの逆処理であるデインターリーブ処理を行い、誤り訂正復号器３５４は、デインターリーブ後の信号と軟判定値とを入力として受け、誤り訂正処理を行い硬判定復号ビットを出力する。ＣＲＣ復号器３５６は、ＣＲＣ（cyclic redundancy check）符号についての復号を行い誤り検出を行う。
【０１１４】
図５は、移動局装置３０００の効果を説明するための概念図である。
【０１１５】
図５に示すように、デマッピング部３２０からの出力においては、一例として、各サブキャリアについて、軟判定値の振幅が均一であるとする。軟判定値調整部３３０では、窓区間幅の長短などによる受信信号品質の違いに合わせて、各サブキャリアの復調信号の軟判定値を調整した信号を出力する。ここでは、窓区間長の長い方が、軟判定値が小さくなるように調整している。このように信号品質に合わせて軟判定値の絶対値を調整することにより、コードワード全体として誤り訂正復号の精度を向上させることができる。
【０１１６】
したがって、図４に示すような構成は、異なる窓区間長で窓関数処理をしたサブキャリアをまとめ、一つのコードワードを割り当てたＯＦＤＭ信号に対して、効果を発揮する。
[実施の形態１の変形例１]
図６は、実施の形態１の変形例の移動局装置３０００´の構成を説明するための機能ブロック図である。
【０１１７】
図４に示した実施の形態１の移動局装置３０００では、軟判定値調整係数決定部３４０は、基地局装置３０００から制御チャネルなどで送信されてくる多重窓関数の設定情報に従って、行われる構成としたのに対し、移動局装置３０００´では、基地局装置２０００から制御チャネルなどで送信されてくる多重窓関数の設定情報に加えて、移動局装置３０００においてチャネル推定部３１２により算出される遅延波の最大遅延時間の情報に基づいて、軟判定値を調整する際の係数を決定する。
【０１１８】
したがって、図６においては、軟判定値調整係数決定部３４０は、ＣＲＣ復号器３５６からの信号とともに、チャネル推定部３１２からの情報も入力として受ける。それ以外の構成は、図４に示した構成と同様であるので、同一部分には、同一符号を付して、説明は繰り返さない。
【０１１９】
軟判定値調整係数決定部３４０は、窓区間長の長いサブキャリアには、軟判定値調整部３３０にて調整係数を掛け、軟判定値の絶対値を小さくする。これにより、窓区間長が短く、受信品質の良い中央付近のサブキャリアから復調した軟判定値の信頼性がさらに高くなり、誤り訂正復号の精度が向上する。
【０１２０】
図７は、軟判定値調整係数決定部３４０の行う処理を説明するためのフローチャートである。
【０１２１】
図７を参照して、軟判定値調整係数決定部３４０は、まず、ＣＲＣ復号器３５６からの信号により、基地局２０００での多重窓関数設定情報を取得する（Ｓ１００）。
【０１２２】
続いて、軟判定値調整係数決定部３４０は、以下のようにして、軟判定値の調整を行うか否かを判断する際の窓区間長の基準となるしきい値τthを算出する（Ｓ１０２）。
【０１２３】
ここで、ガード区間のＣＰ長τcpはシステムに既知の値であり、チャネル推定部３１２では、マルチパスによる遅延波の最大遅延時間τdelayMaxを算出するものとすると、しきい値τthは、以下の式で表される。
【０１２４】
【数１】
2017005316.tif 000003
すなわち、しきい値τthとは、ＣＰ区間長から最大遅延時間を引いた長さを示し、図２５（ｂ）および図２６において説明したとおり、このしきい値τthよりも窓区間長が小さければ、窓区間がＦＦＴ区間に入ることがないため、隣接シンボル成分による干渉によって、信号品質が劣化することがない。
【０１２５】
次に、セグメントの個数分（ここでは、高周波域、中央周波数域、低周波数域の３つ）処理が終了していなければ（Ｓ１０４）、軟判定値調整係数決定部３４０は、各セグメントの窓区間長τwとしきい値τthを比較して、窓区間長の方が大きい場合（τw−τth＞０）に（Ｓ１０６でＹｅｓ）、軟判定値調整を行う。
【０１２６】
すなわち、（τw−τth）の値を基に、事前に用意されているテーブルを参照して軟判定値調整係数δを求める（Ｓ１０８）。調整係数は、０≦δ≦１の範囲内とする。なお、軟判定値調整係数δの算出は、事前に設定された数式により行ってもよい。
【０１２７】
軟判定値調整係数決定部３４０は、求めた係数を、セグメントに所属するサブキャリアの軟判定値調整部に入力し、軟判定値の絶対値の調整を行う（Ｓ１１０）。
【０１２８】
ステップＳ１０６〜Ｓ１１０までの処理を、セグメントの個数分繰り返す。
【０１２９】
図８は、ステップＳ１０８で使用するテーブルの例を示す図である。
【０１３０】
図８に示すように、（τw−τth）が１０未満であれば、軟判定値調整係数δを１．００とし、以後、（τw−τth）が増加して１つランクが上がるごとに、軟判定値調整係数δを順次減少させる。
【０１３１】
図９は、サブキャリア毎の軟判定値調整の例を示す概念図である。
【０１３２】
図９に示すように、軟判定値調整係数決定部３４０は、求めた係数を、セグメントに所属するサブキャリアの軟判定値調整部３３０に入力し、軟判定値の絶対値の調整を行う。たとえば、中央周波数域では、軟判定値調整係数δは１であり、高周波域および周波数域では、軟判定値調整係数δは０．３となるように設定する。
【０１３３】
図１０は、マルチパスによる遅延波の最大遅延時間τdelayMaxを算出する手続きを示す概念図である。
【０１３４】
マルチパス伝搬環境下では、受信機内で、チャネル推定結果を基に、受信信号の「電力レベルと遅延時間（τ）」を複数プロットすることで遅延特性を表す「遅延プロファイル」を算出できる。遅延プロファイルは、横軸は先行波の到着時刻を基準とし、縦軸は先行波(第１波)との電力比として表現される。
【０１３５】
数多くある遅延波の中で、実際に信号品質に影響があるのは、その遅延波の受信電力(正確には、先行波とその遅延波との電力比)が一定以上の波に限られる。そこで、チャネル推定部３１２は、最大遅延時間τdelayMax決定用の電力比しきい値を予め決めておき、それ以上のレベルを持つ遅延波のうち、最も大きい遅延時間を、最大遅延時間τdelayMaxとする。電力比しきい値は、予め設定されているものとする。
【０１３６】
図１１は、マルチパスによる遅延波の最大遅延時間τdelayMaxを算出する他の手続きを示す概念図である。
【０１３７】
最大遅延時間τdelayMaxを算出する別の方法として、先行波〜τdelayMaxまでの全受信波の合計電力「Ｐ１」とし、τdelayMax以降の全受信波の合計電力「Ｐ２」とするとき、Ｐ１とＰ２が一定の比(例えば、１０：１)となるように、最大遅延時間τdelayMaxを求めることも可能である。
[実施の形態１の変形例２]
図１２は、軟判定値調整係数決定部３４０の行う他の処理を説明するためのフローチャートである。
【０１３８】
また、図１３は、図１２のステップＳ１０８´で使用するテーブルの例を示す図である。
【０１３９】
図１２は、図７と対比され、図１３は、図８と対比される。
【０１４０】
図１２が、図７と異なる点は、図７においては、（τw−τth）の値が０よりも大きいか否か（Ｓ１０６）に応じて、ステップＳ１０８の処理が行われたのに対して、図１２では、（τw／τth）の値が１よりも大きいか否か（Ｓ１０６´）に応じて、ステップＳ１０８´の処理が行われる構成となっている点である。
【０１４１】
ステップＳ１０８´の処理では、τw／τthの値を基に、事前に用意されているテーブル参照により、軟判定値調整係数決定部３４０は、軟判定値調整係数δを求める（０≦δ≦１の範囲内）。
【０１４２】
また、図１３のテーブルも、（τw／τth）の値のランクに応じて、（τw／τth）の値が大きくなるにしたがって（窓区間長が大きくなるにしたがって）、軟判定値調整係数δが順次減少する。
【０１４３】
その他の点は、図７および図８の構成と同様であるので、説明は繰り返さない。
【０１４４】
以上のような構成とすることで、帯域外漏洩電力を抑圧でき、信号帯域全体にわたって伝送ロスを最小化することができる。すなわち、複数のセグメントをまとめて単一のコードワードを割り当てる場合に、セグメントごとに最適なＭＣＳを選択し、窓区間長の長いセグメントの信号品質劣化があっても、全体の復号精度の劣化を抑制できる。
【０１４５】
以上説明したように、各実施の形態の無線通信装置によれば、離散ＯＦＤＭにおいて、受信復調品質の確保しつつ、サイドローブ抑圧して周波数帯域を有効利用することができる。
[実施の形態２]
図１４は、実施の形態２の移動局装置３０００´の構成を説明するための機能ブロック図である。
【０１４６】
実施の形態２の移動局装置３０００´の構成が、実施の形態１の移動局装置３０００の構成と異なる点は、以下のとおりである。
【０１４７】
第１に、移動局装置３０００´には、サブキャリア信号品質測定部３１４が設けられ、サブキャリア信号品質測定部３１４は、サブキャリアごとの受信信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ:Signal to Interference and Noise power Ratio）を測定し、信号品質に関する情報を軟判定値調整係数決定部３４０に与える構成となっていることである。
【０１４８】
第２には、軟判定値調整係数決定部３４０は、基地局装置２０００から制御チャネルなどで送信されてくる多重窓関数の設定情報およびチャネル推定部３１２により推定される最大遅延時間だけでなく、サブキャリア信号品質測定部３１４からの信号品質に関する情報に基づいて、軟判定値調整部３３０が軟判定値を調整するか否かを制御する構成となっていることである。
【０１４９】
その他の点は、図４に示した実施の形態１の移動局装置３０００の構成と同様であるので、同一部分には、同一符号を付して、その説明は繰り返さない。
【０１５０】
図１５は、軟判定値調整係数決定部３４０の行う処理を説明するためのフローチャートである。
【０１５１】
図１５を参照して、軟判定値調整係数決定部３４０は、まず、ＣＲＣ復号器３５６からの信号により、基地局２０００での多重窓関数設定情報を取得する。さらに、軟判定値調整係数決定部３４０は、サブキャリア信号品質測定部３１４からサブキャリア（サフィックスｍで区別して表す）毎のＳＩＮＲ測定値 (ＳＩＮＲm)を取得する（Ｓ２００）。
【０１５２】
なお、軟判定値調整を実施するか否かを判断するＳＩＮＲしきい値ＳＩＮＲthは、通信システムで予め定めておくものとする。
【０１５３】
続いて、軟判定値調整係数決定部３４０は、以下のようにして、軟判定値の調整を行うか否かを判断する際の窓区間長の基準となるしきい値τthを算出する（Ｓ２０２）。
【０１５４】
ここで、ＣＰ長τcpをシステムに既知の値とし、チャネル推定部３１２は、実施の形態１と同様にして、マルチパスによる遅延波の最大遅延時間τdelayMaxを算出するものとすると、しきい値τthは、以下の式で表される。
【０１５５】
【数２】
2017005316.tif 000004
次に、セグメントの個数分（ここでは、高周波域、中央周波数域、低周波数域の３つ）処理が終了していなければ（Ｓ２０４）、軟判定値調整係数決定部３４０は、各セグメントの窓区間長τwとしきい値τthを比較して、窓区間長の方が大きい場合（τw−τth＞０）に（Ｓ２０６でＹｅｓ）、軟判定値調整係数δの決定を行う。
【０１５６】
すなわち、（τw−τth）の値を基に、事前に用意されているテーブルを参照して軟判定値調整係数δを求める（Ｓ２０８）。テーブルとしては、たとえば、図８に示したテーブルを使用することができる。調整係数は、０≦δ≦１の範囲内とする。なお、軟判定値調整係数δの算出は、事前に設定された数式により行ってもよい。
【０１５７】
軟判定値調整係数決定部３４０は、続いて、以下の手続きにより、求めた係数を使用して軟判定値の調整を実行するかどうかを、サブキャリア毎に、ＳＩＮＲ測定値とＳＩＮＲしきい値の関係を基に判断する。
【０１５８】
すなわち、軟判定値調整係数決定部３４０は、処理対象となっているセグメントのサブキャリアの個数分の処理が終了していなければ（Ｓ２１０）、ＳＩＮＲ測定値ＳＩＮＲmが、ＳＩＮＲしきい値ＳＩＮＲthよりも大きい場合（ＳＩＮＲm＞ＳＩＮＲth、Ｓ２１２でＹｅｓ）は、求めた軟判定値調整係数を、セグメントに所属するサブキャリアの軟判定値調整部３３０に入力し、軟判定値の絶対値の調整を行う（Ｓ２１４）。一方、ステップＳ２１２でＮｏの場合は、処理は、ステップＳ２１０に復帰する。
【０１５９】
処理対象となっているセグメントのサブキャリアの個数分、ステップＳ２１２〜Ｓ２１４の処理が終了すると（Ｓ２１０でＹｅｓ）、処理は、ステップＳ２０４に移行して、次のセグメントについて処理を行う。
【０１６０】
ステップＳ１０６〜Ｓ２１４までの処理を、セグメントの個数分繰り返す。
【０１６１】
なお、以上の説明では、サブキャリア信号品質測定部３１４は、サブキャリアごとの受信信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）を測定するものとして説明したが、ＳＩＮＲを測定するのは、リソースブロック（ＲＢ）ごとであってもよい。この場合、図１５のステップＳ２１０やＳ２１２において、サブキャリアごとに行っている判断も、リソースブロックごとの判断となる。
【０１６２】
なお、リソースブロック（ＲＢ）とは、周波数スケジューリングを行う無線リソースの最小単位のことであり、より具体的には、たとえば、ＯＦＤＭで分けた周波数方向のサブキャリアに対してユーザ割り当てを行い、それを時間方向に分割してダイナミックに変化させていく場合、（周波数方向の単位）×（時間軸方向の単位）に相当する。
【０１６３】
以上のような構成により、サブキャリアごと（またはＲＢごと）に、軟判定値を調整する構成としたので、現在の通信路の状況に柔軟に対応して、軟判定値を調整することができる。
【０１６４】
さらに、ＳＩＮＲ測定結果が低い場合は、既に尤度が低いと考え、軟判定値を(低く)調整するのを中止することになるので、処理量を抑制することができる。
[実施の形態２の変形例１]
図１６は、軟判定値調整係数決定部３４０の行う他の処理を説明するためのフローチャートである。
【０１６５】
図１６は、図１５と対比される。
【０１６６】
図１６が、図１５と異なる点は、図１５においては、（τw−τth）の値が０よりも大きいか否か（Ｓ２０６）に応じて、ステップＳ２０８の処理が行われたのに対して、図１６では、（τw／τth）の値が１よりも大きいか否か（Ｓ２０６´）に応じて、ステップＳ２０８´の処理が行われる構成となっている点である。
【０１６７】
ステップＳ２０８´の処理では、τw／τthの値を基に、事前に用意されているテーブル参照により、軟判定値調整係数決定部３４０は、軟判定値調整係数δを求める（０≦δ≦１の範囲内）。
【０１６８】
なお、使用するテーブルは、実施の形態１の図１３に示したものと同様のものを使用できる。
【０１６９】
その他の点は、図１５の構成と同様であるので、説明は繰り返さない。
【０１７０】
なお、ここでも、サブキャリア信号品質測定部３１４は、サブキャリアごとの受信信号対干渉雑音電力比（ＳＩＮＲ）を測定するものとして説明したが、ＳＩＮＲを測定するのは、リソースブロック（ＲＢ）ごとであってもよい。この場合、図１６のステップＳ２１０やＳ２１２において、サブキャリアごとに行っている判断も、リソースブロックごとの判断となる。
【０１７１】
以上のような実施の形態２の構成とすることで、帯域外漏洩電力を抑圧でき、信号帯域全体にわたって伝送ロスを最小化することができる。すなわち、複数のセグメントをまとめて単一のコードワードを割り当てる場合に、セグメントごとに最適なＭＣＳを選択し、窓区間長の長いセグメントの信号品質劣化があっても、全体の復号精度の劣化を抑制できる。
【０１７２】
以上説明したように、各実施の形態の無線通信装置によれば、離散ＯＦＤＭにおいて、受信復調品質の確保しつつ、サイドローブ抑圧して周波数帯域を有効利用することができる。
[実施の形態３]
実施の形態１または実施の形態２では、各サブキャリア単位で、決定した軟判定値調整係数に従って、一律に軟判定値調整を行っていた。
【０１７３】
実施の形態３では、実施の形態１または実施の形態２で説明した構成において、各軟判定値の大きさを確認して、一定以上の軟判定値を持つ場合に調整を行う構成とする。
【０１７４】
図１７は、実施の形態３の軟判定値調整部３３０および軟判定値調整係数決定部３４０の構成を説明するための図である。
【０１７５】
軟判定値調整部３３０および軟判定値調整係数決定部３４０以外の構成は、実施の形態１または実施の形態２の構成と同様であるので、説明は繰り返さない。
【０１７６】
図１７（ａ）に示すように、軟判定値調整部３３０は、サブキャリアごとに軟判定値調整器３３０．ｍ（ｍはサブキャリアを指定するサフィックス）を含んでいる。
【０１７７】
図１７（ｂ）は、軟判定値調整器３３０．ｍを示す。
【０１７８】
また、図１８は、軟判定値調整器３３０．ｍの処理を示すフローチャートである。
【０１７９】
図１７（ｂ）および図１８に示すように、軟判定値調整器３３０．ｍは、調整前軟判定値ｂRがデマッパから入力され、軟判定値調整係数δおよび軟判定値調整しきい値ｂRthがテーブルから入力される（Ｓ４００）。ここで、テーブルは、図８または図１３のテーブルにおいて、軟判定値調整係数δと関連付けて、それぞれ対応する軟判定値調整しきい値ｂRthも格納されているものとする。
【０１８０】
軟判定値調整器３３０．ｍは、調整前軟判定値ｂRと軟判定値調整しきい値ｂRthとを比較し、調整前軟判定値ｂRが、軟判定値調整しきい値ｂRthよりも大きい場合は（Ｓ４０２でＹｅｓ）、軟判定値調整係数δと調整前軟判定値ｂRが乗算されて、調整後軟判定値ｂR´が生成される（Ｓ４０４）。一方、調整前軟判定値ｂRが、軟判定値調整しきい値ｂRth以下の場合は（Ｓ４０２でＮｏ）、調整前軟判定値ｂRが、そのまま、調整後軟判定値ｂR´として出力される。
【０１８１】
これにより、長区間の窓関数処理によって信号品質が劣化しているにも関わらず、尤度の高い(軟判定値の大きさが大きい)場合にのみ軟判定調整が行なわれる。
【０１８２】
尤度が低い(軟判定値の大きさが小さい)場合は、窓関数処理による信号品質劣化及びそれ以上の伝搬による劣化は、軟判定値に十分表れているとして、余計な調整を行わない。
【０１８３】
以上のような構成とすることで、帯域外漏洩電力を抑圧でき、信号帯域全体にわたって伝送ロスを最小化することができる。すなわち、複数のセグメントをまとめて単一のコードワードを割り当てる場合に、セグメントごとに最適なＭＣＳを選択し、窓区間長の長いセグメントの信号品質劣化があっても、全体の復号精度の劣化を抑制できる。
【０１８４】
以上説明したように、各実施の形態の無線通信装置によれば、離散ＯＦＤＭにおいて、受信復調品質の確保しつつ、サイドローブ抑圧して周波数帯域を有効利用することができる。
【０１８５】
今回開示された実施の形態は、本発明を具体的に実施するための構成の例示であって、本発明の技術的範囲を制限するものではない。本発明の技術的範囲は、実施の形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の文言上の範囲および均等の意味の範囲内での変更が含まれることが意図される。
【符号の説明】
【０１８６】
１００  送信トラフィックデータバッファ、１０２  符号化部、１１０．１〜１１０．３  チャネル符号化部、１２４．１〜１２４．３  シンボル変調器、１２５．１〜１２５．３  直列並列変換部、１２７  マッピングスイッチ、１３０．１〜１３０．５  変調部、１３１  合成部、１３２  Ｄ／Ａ変換器、１３５  周波数変換部、１５０  アンテナ、３００  アンテナ、３０２  周波数変換部、３０４  Ａ／Ｄ変換器、３１０  ＣＰ除去・ＦＦＴ部、３１２  チャネル推定部、３２０  デマッパ部、３３０  軟判定値調整部、３４０  軟判定値調整係数決定部、３５０  並列直列変換部、３５２  デインターリーバ、３５４  誤り訂正復号器、３５６  ＣＲＣ復号器、１０００  中央局、１３０２．１〜１３０２．５  ＩＦＦＴ・ＣＰ付加部、１３０６．１〜１３０６．５  窓関数乗算部、１４００  近接他システム信号許容干渉量取得部、１４０２  窓関数パラメータ設定部、１４０４  サブキャリアマッピング設定部、１４０６  ＭＣＳ設定部、３０００  移動局装置。
【図２０】
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【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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【図１７】
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【図１８】
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【図１９】
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【図２１】
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【図２２】
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【図２３】
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【図２４】
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【図２５】
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【図２６】
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【図２７】
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