(57)【要約】【課題】  同相ノイズの除去に効果的な電源回路を提供する。【解決手段】  電源回路１０は、正極端子２１及び負極端子２２を有する定電圧源２０と、正電源ＶPと定電圧源２０の正極端子２１との間に接続された定電流源３０と、負電源ＶNと定電圧源２０の負極端子２２との間に接続された定電流源４０とを備えている。定電圧源２０の正極端子２１は、フローティング電位ＶCCを供給し、定電圧源２０の負極端子２２は、フローティング電位ＶEEを供給する。フローティング電位ＶCCとフローティング電位ＶEEとの間の電位差は、定電圧源２０によって一定に維持されているため、周囲の環境などから電源回路１０に混入する同相ノイズは、定電流源３０，４０によって吸収され、同相信号除去比を改善できる。【選択図】      図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
正極端子及び負極端子を有する定電圧源と、
正電源と前記正極端子との間に接続された第一の定電流源と、
負電源と前記負極端子との間に接続された第二の定電流源と、
を備える電源回路。
【請求項２】
請求項１に記載の電源回路であって、
前記正極端子は、オペアンプの正電源端子に接続可能であり、
前記負極端子は、前記オペアンプの負電源端子に接続可能である、電源回路。
【請求項３】
請求項１に記載の電源回路であって、
前記正極端子は、不平衡増幅器の電源ラインに接続可能であり、
前記負極端子は、前記不平衡増幅器のグランドラインに接続可能である、電源回路。
【請求項４】
第１の正極端子及び第１の負極端子を有する第１の定電圧源と、
正電源と前記第１の正極端子との間に接続された第一の定電流源と、
第２の正極端子及び第２の負極端子を有する第２の定電圧源と、
負電源と前記第２の負極端子との間に接続された第二の定電流源と、を備え、
前記第１の負極端子と前記第２の正極端子とが共通端子として接続されている、電源回路。
【請求項５】
請求項４に記載の電源回路であって、
前記第１の正極端子は、完全差動アンプの正電源端子に接続可能であり、
前記第２の負極端子は、前記完全差動アンプの負電源端子に接続可能であり、
前記共通端子は、前記完全差動アンプの同相電位基準端子に接続可能である、電源回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は電源回路に関する。
【背景技術】
【０００２】
生体信号（神経電位、筋電位）は、細胞外計測や表面電位計測においては、１ｍＶ未満の微弱な電気信号であるため、このような微弱な電気信号を検出するには、ノイズの影響をできるだけ低減して増幅することが要求される。このような微弱な電気信号を増幅する用途に用いられる増幅器として、例えば、不平衡増幅器や差動増幅器などが知られている。米国特許６３００６６９号の図６（ａ）には、不平衡増幅器の一例が記載されており、この不平衡増幅器は、２段のエミッタ接地増幅器にエミッタフォロワによるバッファを設けたものである。また、特開平２０１１−１８８４０５号の図８には、差動増幅器の一例が記載されており、この差動増幅器は、フィードバック抵抗を備えたオペアンプから構成されている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】米国特許６３００６６９号
【特許文献２】特開平２０１１−１８８４０５号
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
ところで、生体信号の検出では、筋の緊張などに起因する細胞電位の変動が同相ノイズとして増幅器に混入することがあるが、従来の不平衡増幅器には、同相ノイズを除去する仕組みはなく、生体信号を増幅する際にこの同相ノイズがノーマルモードノイズに変換されてしまい、生体信号を精度よく検出することができなかった。一方、差動増幅器によれば、同相ノイズを除去することができるが、その同相信号除去比は、フィードバック抵抗の整合誤差に依存して大幅に低下してしまうという欠点を有する。
【０００５】
そこで、本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、同相ノイズの除去に効果的な電源回路を提供することを課題とする。
【課題を解決するための手段】
【０００６】
上述の課題を解決するため、本発明に係る電源回路は、正極端子及び負極端子を有する定電圧源と、正電源と定電圧源の正極端子との間に接続された第一の定電流源と、負電源と定電圧源の負極端子との間に接続された第二の定電流源とを備える。
【発明の効果】
【０００７】
本発明に係る電源回路によれば、同相ノイズを効果的に除去できる。
【図面の簡単な説明】
【０００８】
【図１】実施形態１に係る電源回路の回路図である。
【図２】実施形態１に係る電源回路の応用例を示す回路図である。
【図３】実施形態１に係る電源回路の回路図である。
【図４】実施形態１に係る電源回路の応用例を示す回路図である。
【図５】実施形態１に係る電源回路を構成する定電流源の代替例を示す回路図である。
【図６】実施形態１に係る電源回路を構成する定電流源の代替例を示す回路図である。
【図７】実施形態１に係る電源回路の応用例を示す回路図である。
【図８】実施形態１に係る電源回路の応用例を示す回路図である。
【図９】図８に示す増幅器の同相信号除去比のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１０】従来の増幅器の同相信号除去比のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１１】実施形態１に係る電源回路の応用例を示す回路図である。
【図１２】図１１に示す増幅器の同相信号除去比のシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１３】実施形態２に係る電源回路の回路図である。
【図１４】実施形態２に係る電源回路の応用例を示す回路図である。
【図１５】実施形態２に係る電源回路の回路図である。
【図１６】実施形態２に係る電源回路の応用例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【０００９】
以下、各図を参照しながら本発明の実施形態について説明する。ここで、同一符号は同一の要素を示すものとし、重複する説明は省略する。
図１は、本発明の実施形態１に係る電源回路１０の回路図を示す。電源回路１０は、正極端子２１及び負極端子２２を有する定電圧源２０と、正電源ＶPと定電圧源２０の正極端子２１との間に接続された定電流源３０と、負電源ＶNと定電圧源２０の負極端子２２との間に接続された定電流源４０とを備えている。定電圧源２０の正極端子２１は、フローティング電位ＶCCを供給し、定電圧源２０の負極端子２２は、フローティング電位ＶEEを供給する。フローティング電位ＶCCとフローティング電位ＶEEとの間の電位差は、定電圧源２０によって一定に維持されているため、周囲の環境などから電源回路１０に混入する同相ノイズ（特に、直流或いは数１００ｋＨｚ以下程度の低周波の同相ノイズ）は、定電流源３０，４０によって吸収される。これにより、バイパスコンデンサ等を用いなくても、同相信号除去比を改善できる。なお、正電源ＶP及び負電源ＶNは、単一の電源から供給されるものでもよく、或いは別々の電源から供給されるものでもよい。
【００１０】
図２は、オペアンプＡＭＰ１に電源を供給する電源回路１０の応用例を示す回路図であり、増幅器５０は、オペアンプＡＭＰ１と、電源回路１０とを備えている。オペアンプＡＭＰ１は、一対の差動入力端子ＶIN+，ＶIN-と、出力端子ＶOUTと、正電源端子ＶCと、負電源端子ＶEとを備えている。定電圧源２０の正極端子２１は、オペアンプＡＭＰ１の正電源端子ＶCに接続して正電源端子ＶCにフローティング電位ＶCCを供給する。定電圧源２０の負極端子２２は、オペアンプＡＭＰ１の負電源端子ＶEに接続して負電源端子ＶEにフローティング電位ＶEEを供給する。斯かる構成によれば、オペアンプＡＭＰ１は、同相ノイズの影響を受けにくい電源回路１０から電源供給を受けるため、増幅器５０の同相信号除去比を改善できる。また、生体信号の検出や量子物理効果を利用したデバイスからの微小信号の検出などの用途において、ノイズの少ない高品質のフロントエンド増幅器としての増幅器５０を提供することが可能となり、これまでの水準を超える高精度計測技術に貢献するものである。
【００１１】
なお、図３及び図４に示すように、定電圧源２０として、並列接続されたＮ個のツェナーダイオードＤ1，Ｄ2，…，ＤNを用いることができる。ここで、Ｎは２以上の整数であり、必要に応じてＮの値を調整することにより、定電圧源２０の出力インピーダンスを低下させ、理想的な定電圧源に近づけることができる。定電圧源２０としては、ツェナーダイオードの他に、例えば、負帰還型のシャントレギュレータを用いてもよい。また、図５に示すように、定電流源３０，４０として、二端子電流源１３０を用いてもよく、或いは図６に示すように、定電流源３０，４０として、出力端子とグランド端子との間を、抵抗Ｒを介して接続した三端子レギュレータ１４０を用いてもよい。
【００１２】
図７は、不平衡増幅器ＡＭＰ２に電源を供給する電源回路１０の応用例を示す回路図であり、増幅器６０は、不平衡増幅器ＡＭＰ２と、電源回路１０とを備えている。不平衡増幅器ＡＭＰ２は、２段のエミッタ接地増幅回路を構成するトランジスタＱ１、Ｑ２と、エミッタフォロワとして機能するトランジスタＱ３とを備えている。トランジスタＱ１のエミッタ端子は、抵抗ＲE1を介してグランドライン６２に接続し、そのコレクタ端子は、定電流源ＣＣ１を介して電源ライン６１に接続し、そのベース端子は、キャパシタＣINを介して入力端子６３に接続している。抵抗ＲE1の値は、トランジスタＱ１が最適なバイアスポイントで動作できるように、定電流源ＣＣ１からトランジスタＱ１に供給されるバイアス電流を加味して調整されている。入力端子６３とグランドとの間には、入力信号のソース抵抗に応じて設定される抵抗ＲINが接続されている。トランジスタＱ２のベース端子は、トランジスタＱ１のコレクタ端子に接続し、トランジスタＱ３のベース端子は、トランジスタＱ２のコレクタ端子に接続し、トランジスタＱ２のコレクタ端子は、定電流源ＣＣ２を介して電源ライン６１に接続し、トランジスタＱ３のコレクタ端子は、電源ライン６１に接続し、トランジスタＱ２のエミッタ端子は、抵抗ＲE2を介してグランドライン６２に接続するとともに、抵抗ＲBを介してトランジスタＱ１のベース端子に接続し、トランジスタＱ３のエミッタ端子は、抵抗ＲNFを介してトランジスタＱ１のエミッタ端子に接続するとともに、抵抗Ｒ0及びキャパシタＣOUTを介して出力端子６４に接続している。抵抗ＲE2の値は、トランジスタＱ２が最適なバイアスポイントで動作できるように、定電流源ＣＣ２からトランジスタＱ２に供給されるバイアス電流を加味して調整されている。
【００１３】
入力端子６３から入力された入力信号の交流成分は、キャパシタＣINを通過し、トランジスタＱ１に供給される。トランジスタＱ１のベース端子には、トランジスタＱ２のエミッタ端子から抵抗ＲBを介して電流が帰還することにより、トランジスタＱ１のベースバイアス電流が制御される。また、トランジスタＱ３のエミッタ端子からの出力電圧が抵抗ＲNFを介してトランジスタＱ１のエミッタ端子に帰還することにより、クローズドループゲインが調整される。このように、不平衡増幅器ＡＭＰ２は、トランジスタＱ１，Ｑ２間でベースバイアス電流を制御するためのループと、トランジスタＱ１，Ｑ３間でクローズドループゲインを調整するためのループとを併有しており、後者のフィードバックゲインが前者のフィードバックゲインより数桁小さくなるように、例えば、抵抗ＲE1の値と抵抗ＲNFの値との比率を１：１０００に設定することにより、不平衡増幅器ＡＭＰ２の動作を安定させることができる。トランジスタＱ３の出力信号の交流成分は、キャパシタＣOUTを通過し、出力端子６３から出力される。なお、出力端子６３に接続するＲLOADは負荷抵抗であり、キャパシタＣOUTとともにハイパスフィルタとして機能する。
【００１４】
電源回路１０を構成する定電圧源２０の正極端子２１は、不平衡増幅器ＡＭＰ２の電源ライン６１に接続して電源ライン６１にフローティング電位ＶCCを供給する。定電圧源２０の負極端子２２は、不平衡増幅器ＡＭＰ２のグランドライン６２に接続してグランドライン６２にフローティング電位ＶEEを供給する。斯かる構成によれば、不平衡増幅器ＡＭＰ２は、同相ノイズの影響を受けにくい電源回路１０から電源供給を受けるため、増幅器６０の同相信号除去比を改善できる。
【００１５】
図８は、不平衡増幅器ＡＭＰ２に電源を供給する電源回路１０を構成する定電流源３０，４０として、出力端子とグランド端子との間を、抵抗Ｒを介して接続した三端子レギュレータ１４０を使用し、電圧源７１の正極端子を定電流源３０に接続し、電圧源７１の負極端子を定電流源４０に接続する例を示している。増幅器６０のその余の構成は図７に示す構成と同様である。図９は、図８に示す増幅器６０の同相信号除去比のシミュレーション結果を示すグラフである。このグラフにおいて、符号Ｇ１は、ゲインを示し、符号Ｐ１は位相を示している。このシミュレーション結果から、直流に近い低周波における同相信号除去比が改善されていることがわかる。一方、図１０は、図７に示す増幅器６０において電源回路１０を従来の単一電源に置き換えたものと同一の回路構成を有する従来の増幅器の同相信号除去比のシミュレーション結果を示すグラフである。このグラフにおいて、符号Ｇ２は、ゲインを示し、符号Ｐ２は位相を示している。このシミュレーション結果から数ｋＨｚ未満では、同相ノイズがゲイン１倍で出力に現れることがわかる。
【００１６】
図１１は、不平衡増幅器ＡＭＰ２の出力にインスツルメンテーションアンプ８０を接続し、不平衡増幅器ＡＭＰ２に電源を供給する電源回路１０を構成する定電流源３０，４０として、出力端子とグランド端子との間を、抵抗Ｒを介して接続した三端子レギュレータ１４０を使用する例を示している。インスツルメンテーションアンプ８０の非反転入力端子は、不平衡増幅器ＡＭＰ２の出力端子に接続し、インスツルメンテーションアンプ８０の反転入力端子は、グランドライン６２に接続している。また、電源７１の正極端子は、定電流源３０に接続し、電源７２の負極端子は、定電流源４０に接続し、電源７１の負極端子と電源７２の正極端子は、共通端子として接続され、その共通端子は、インスツルメンテーションアンプ８０のリファレンス端子ＶREFに接続している。図１２は、図１１に示す増幅器６０の同相信号除去比のシミュレーション結果を示すグラフである。このグラフにおいて、符号Ｇ３は、ゲインを示し、符号Ｐ３は位相を示している。このシミュレーション結果から、数１００Ｈｚ〜数ｋＨｚ付近における同相信号除去比が改善されていることがわかる。
【００１７】
図１３は、本発明の実施形態２に係る電源回路８０の回路図を示す。電源回路８０は、正極端子９１及び負極端子９２を有する定電圧源９０と、正電源ＶPと定電圧源９０の正極端子９１との間に接続された定電流源１１０と、正極端子１０１及び負極端子１０２を有する定電圧源１００と、負電源ＶNと定電圧源１００の負極端子１０２との間に接続された定電流源１２０とを備えている。また、定電圧源９０の負極端子９２と定電圧源１００の正極端子１０１とが共通端子として接続されている。定電圧源９０の正極端子９１は、フローティング電位ＶCCを供給し、定電圧源１００の負極端子１０２は、フローティング電位ＶEEを供給し、定電圧源９０，１００の共通端子は、フローティンググランド電位を供給する。フローティング電位ＶCCとフローティンググランド電位との間の電位差は、定電圧源９０によって一定に維持されており、また、フローティング電位ＶEEとフローティンググランド電位との間の電位差は、定電圧源１００によって一定に維持されているため、周囲の環境などから電源回路８０に混入する同相ノイズ（特に、直流或いは数１００ｋＨｚ以下程度の低周波の同相ノイズ）は、定電流源１１０，１２０によって吸収され、同相信号除去比を改善できる。なお、正電源ＶP及び負電源ＶNは、単一の電源から供給されるものでもよく、或いは別々の電源から供給されるものでもよい。
【００１８】
図１４は、完全差動アンプＡＭＰ３に電源を供給する電源回路８０の応用例を示す回路図であり、増幅器１３０は、完全差動アンプＡＭＰ３と、電源回路８０とを備えている。完全差動アンプＡＭＰ３は、一対の差動入力端子ＶIN+，ＶIN-と、一対の差動出力端子ＶOUT+，ＶOUT-と、正電源端子ＶCと、負電源端子ＶEと、同相電位基準端子ＶCOMとを備えている。定電圧源９０の正極端子９１は、完全差動アンプＡＭＰ３の正電源端子ＶCに接続して正電源ＶC端子にフローティング電位ＶCCを供給する。定電圧源１００の負極端子１０２は、完全差動アンプＡＭＰ３の負電源端子ＶEに接続して負電源端子ＶEにフローティング電位ＶEEを供給する。定電圧源９０，１００の共通端子は、完全差動アンプＡＭＰ３の同相電位基準端子ＶCOMに接続して同相電位基準端子ＶCOMにフローティンググランド電位を供給する。斯かる構成によれば、完全差動アンプＡＭＰ３は、同相ノイズの影響を受けにくい電源回路８０から電源供給を受けるため、増幅器１３０の同相信号除去比を改善できる。
【００１９】
なお、図１５及び図１６に示すように、定電圧源９０，１００として、並列接続されたＮ個のツェナーダイオードＤ1，Ｄ2，…，ＤNを用いることができる。ここで、Ｎは２以上の整数であり、必要に応じてＮの値を調整することにより、定電圧源９０，１００の出力インピーダンスを低下させ、理想的な定電圧源に近づけることができる。定電圧源９０，１００としては、ツェナーダイオードの他に、例えば、負帰還型のシャントレギュレータを用いてもよい。また、図５に示すように、定電流源１１０，１２０として、二端子電流源１３０を用いてもよく、或いは図６に示すように、定電流源１１０，１２０として、出力端子とグランド端子との間を、抵抗Ｒを介して接続した三端子レギュレータ１４０を用いてもよい。
【００２０】
なお、以上説明した各実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明はその趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。即ち、各実施形態に当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。
【符号の説明】
【００２１】
１０，８０…電源回路
２０，９０，１００…定電圧源
２１，９１，１０１…正極端子
２２，９２，１０２…負極端子
３０，４０，１１０，１２０…定電流源
５０，６０…増幅器
１３０…二端子電流源
１４０…三端子レギュレータ
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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【図１１】
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【図１２】
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【図１３】
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【図１４】
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【図１５】
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【図１６】
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