(57)【要約】【課題】Ａ／Ｄ変換器を用いた制御において応答遅延の影響を軽減し、噴射精度の悪化を防止できるピエゾインジェクタの駆動装置を提供する。【解決手段】ピエゾインジェクタ１に流れる電流Ｉｄを電流検出抵抗６により検出し、その端子電圧をＡ／Ｄ変換器１２でＡ／Ｄ変換する。充電電荷演算器２６はＡ／Ｄ変換されたデータより得られる電流データＩｄに基づきピエゾインジェクタ１に充電された電荷量Ｑｃを演算し、充電制御部２２は充電電荷演算器２６による演算結果に基づきＦＥＴ３及び７のスイッチングを制御する。充電電荷演算器２６はピエゾインジェクタ１の充電期間に電流データＩｄを積分する実電荷演算器２８とＡ／Ｄ変換器１２の応答遅延時間ｔｄ内にピエゾインジェクタ１に充電される電荷を予測する予測電荷演算器２９とを備える。充電電荷演算器２６は実電荷演算器２９の積分結果Ｑａと予測電荷演算器２９の予測結果Ｑｄとを加算してピエゾインジェクタ１に充電された電荷量Ｑｃを得る。【選択図】図１
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【特許請求の範囲】
【請求項１】
コイル（４）を介して駆動電圧を印加することで、ピエゾインジェクタ（１）を充電する充電スイッチ（３）と、
前記ピエゾインジェクタに充電された電荷を、前記コイルを介してグランドに放電する放電スイッチ（７）と、
前記ピエゾインジェクタに流れる電流を検出する電流検出抵抗（６）と、
この電流検出抵抗の端子電圧をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器（１２）と、
このＡ／Ｄ変換器により変換されたデータより得られる電流データに基づいて、前記ピエゾインジェクタに充電された電荷量を演算する電荷演算器（２６）と、
この電荷演算器による演算結果に基づいて、前記充電スイッチ及び前記放電スイッチのスイッチングを制御する充電制御部（２２）と、
を備え、
前記電荷演算器は、前記充電期間において前記電流データを積分する実電荷演算器（２８）と、
前記Ａ／Ｄ変換器の応答遅延時間内に、前記ピエゾインジェクタに充電される電荷を予測する予測電荷演算器（２９）と、を有し、
前記実電荷演算器の積分結果と前記予測電荷演算器の予測結果とを加算して、前記ピエゾインジェクタに充電された電荷量を得るピエゾインジェクタの駆動装置。
【請求項２】
前記ピエゾインジェクタに流れる電流が増加及び減少に転じたことを検出する電流増減変化検出部（１３）を備え、
前記予測電荷演算器は、前記充電スイッチがＯＮされて前記ピエゾインジェクタへの充電が開始された時点から、前記充電スイッチのＯＮ期間の途中までの第１期間における充電電荷量を予測する第１予測演算部（４８）と、
前記第１期間及び後述する第３期間に続いて、前記ピエゾインジェクタに通電される電流が増加から減少に転じた後、前記充電スイッチのスイッチングに伴い再度増加に転じるまでの第２期間における充電電荷量を予測する第２予測演算部（４９）と、
前記第２期間に続いて、前記電流データ値が減少から増加に転じた後、一定時間が経過するまでの第３期間における充電電荷量を予測する第３予測演算部（５０）と、
を備える請求項１記載のピエゾインジェクタの駆動装置。
【請求項３】
前記電荷演算器は、複数の電流データより電流変化の傾きを演算する電流傾き演算部（５１）を備え、
前記第１予測演算部は、前記第１期間を、前記電流傾き演算部が演算に用いる複数の電流データを取得するために要する時間とし、前回の充電期間に得られた電流変化の傾きを用い、前記傾きに前記第１期間の経過時間を乗じて充電電荷量を予測し、
前記第２予測演算部は、今回の充電期間に得られた電流変化の傾きを用い、前記電流データに、前記傾きと前記応答遅延時間との積を加算して充電電荷量を予測し、
前記第３予測演算部は、前記第３期間を成す一定時間を前記第１期間に等しい時間とし、前記第２予測演算部による前回の予測結果に、前記予測に用いた傾きと前記第３期間の経過時間との積を加算して充電電荷量を予測し、
前記予測電荷演算器は、前記第１〜第３予測演算部による予測結果を、前記第１〜第３期間に応じて切替えて積分する請求項２記載のピエゾインジェクタの駆動装置。
【請求項４】
前記予測電荷演算器は、前記電流データの極大値を検出する極大値検出器（７３）を備え、
前記第２予測演算部は、前記極大値が検出された際に得られた電流変化の傾きを予測に用いる請求項３記載のピエゾインジェクタの駆動装置。
【請求項５】
前記電荷演算器は、前記ピエゾインジェクタに流れる電流の変曲点から、それに続いて現れる前記電流データの変曲点までの時間を計測するタイマ（８３）を備え、
前記タイマにより計測された時間を前記応答遅延時間として用いる請求項１から４の何れか一項に記載のピエゾインジェクタの駆動装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【０００１】
本発明は、ピエゾインジェクタを充放電して駆動する装置に関する。
【背景技術】
【０００２】
従来、ピエゾインジェクタの駆動装置において、アナログ回路，デジタル回路混載の制御ＩＣを採用している構成が開示されているものとして、例えば特許文献１がある。特許文献１に開示されている制御ＩＣでは、充電制御に用いるアナログ回路の積分器とコンパレータとを備え、積分器で算出した電荷量と予め設定されている閾値とを比較している。そして、前記比較結果に応じて充電用ＭＯＳＦＥＴをスイッチングすることで、ピエゾインジェクタに所望のエネルギーを蓄えさせて駆動している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【０００３】
【特許文献１】特開２０１３−９９１６９号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【０００４】
特許文献１のようにアナログ回路とデジタル回路とが混載している制御ＩＣは、一般的にＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）で構成されることが多い。ＡＳＩＣは設計，製造，評価に応じたリードタイムが長くなるため、短期間での開発や少量多種生産への対応が困難であるという課題がある。
【０００５】
上記課題の解決手段として、制御ＩＣをＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）とＡ／Ｄ変換器とを用いて構成することが想定される。この場合、充電制御では、ピエゾインジェクタに流れる電流をＡ／Ｄ変換し、変換したデータをクロック毎に累積して充電電荷を算出し、デジタルコンパレータで閾値と比較する、という処理を行うことになる。
【０００６】
このときＦＰＧＡでは、Ａ／Ｄ変換器の応答遅延分だけ位相が遅れた電流を検出することになる。そのため、高速なスイッチング制御が要求されるピエゾインジェクタ駆動では、前記位相の遅れが電荷の演算精度に大きく影響を与えてしまい、噴射精度の悪化に繋がるという問題が生じる。
【０００７】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、Ａ／Ｄ変換器を用いた制御において応答遅延の影響を軽減し、噴射精度の悪化を防止できるピエゾインジェクタの駆動装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【０００８】
請求項１記載のピエゾインジェクタの駆動装置によれば、ピエゾインジェクタに流れる電流を電流検出抵抗により検出し、その端子電圧をＡ／Ｄ変換器によりＡ／Ｄ変換する。電荷演算器は、Ａ／Ｄ変換されたデータより得られる電流データに基づいてピエゾインジェクタに充電された電荷量を演算し、充電制御部は、電荷演算器による演算結果に基づいて充電及び放電スイッチのスイッチングを制御する。
【０００９】
電荷演算器は、ピエゾインジェクタの充電期間に前記電流データを積分する実電荷演算器と、Ａ／Ｄ変換器の応答遅延時間内にピエゾインジェクタに充電される電荷を予測する予測電荷演算器とを備える。そして電荷演算器は、実電荷演算器の積分結果と予測電荷演算器の予測結果とを加算してピエゾインジェクタに充電された電荷量を得る。
【００１０】
このように構成すれば、ピエゾインジェクタの充電電荷量を、Ａ／Ｄ変換器の応答遅延時間内に充電される電荷の予測値も含めて求めることができるので、応答遅延の影響を軽減して噴射精度の悪化を防止できる。
【００１１】
請求項２記載のピエゾインジェクタの駆動装置によれば、電流増減変化検出部は、ピエゾインジェクタに流れる電流が増加及び減少に転じたことを検出する。そして、第１予測演算部は、充電スイッチがＯＮされてピエゾインジェクタへの充電が開始された時点から、充電スイッチのＯＮ期間の途中までの第１期間における充電電荷量を予測する。第２予測演算部は、前記第１期間及び後述する第３期間に続いてピエゾインジェクタに通電される電流が増加から減少に転じた後、充電スイッチのスイッチングに伴い再度増加に転じるまでの第２期間における充電電荷量を予測する。第３予測演算部は、第２期間に続いて電流データ値が減少から増加に転じた後、一定時間が経過するまでの第３期間における充電電荷量を予測する。
【００１２】
このように構成すれば、予測電荷演算器は、ピエゾインジェクタの充電期間における電流の増減状態が変化する第１〜第３の各期間に対応して、充電電荷量を適切に予測することができる。
【図面の簡単な説明】
【００１３】
【図１】第１実施形態であり、ピエゾインジェクタの駆動装置の構成を示す機能ブロック図
【図２】充電電荷演算器の構成を示す機能ブロック図
【図３】充電予測制御処理を示すフローチャート
【図４】電流予測演算処理を示すフローチャート
【図５】ピエゾインジェクタの充電期間及び放電期間における各命令及び電流波形を示すタイミングチャート
【図６】図５に示す充電期間の電流波形を拡大して示すタイミングチャート
【図７】第２実施形態であり、充電電荷演算器の構成を示す機能ブロック図
【図８】電流予測演算処理を示すフローチャート
【図９】第３実施形態であり、充電電荷演算器の構成を示す機能ブロック図
【図１０】電流予測演算処理を示すフローチャート
【発明を実施するための形態】
【００１４】
（第１実施形態）
図１に示すように、ピエゾインジェクタ１の駆動電源は図示しないＤＣＤＣコンバータにより生成されており、上記駆動電源とグランドとの間には、平滑コンデンサ２が接続されている。また、上記駆動電源とグランドとの間には、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ３，充放電用コイル４，ピエゾインジェクタ１，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ５及び電流検出抵抗６の直列回路が接続されている。ＦＥＴ３は充電用スイッチに相当し、ＦＥＴ５は気筒選択用スイッチに相当する。
【００１５】
ＦＥＴ３のドレインとグランドとの間には、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ７及び抵抗８の直列回路が接続されている。充放電用コイル４及びピエゾインジェクタ１の共通接続点とグランドとの間には、フリーホイールダイオード９が接続されている。ＦＥＴ７は放電用スイッチに相当する。
【００１６】
本実施形態の駆動装置１０は、ＦＰＧＡ１１及びＡ／Ｄ変換器１２を中心に構成されている。電流検出抵抗６の端子電圧はＡ／Ｄ変換器１２によりＡ／Ｄ変換され、変換されたデータはＦＰＧＡ１１に入力されている。また、ＦＥＴ５のドレインは、電流経路切替え検出部１３の入力端子に接続されている。電流経路切替え検出部１３は、微分回路１４及びレベルシフタ１５で構成されており、その出力信号flagはＦＰＧＡ１１に入力されている。電流経路切替え検出部１３は、電流増減変化検出部に相当する。
【００１７】
ＦＰＧＡ１１の気筒選択制御部２１には、上位の制御装置であるマイクロコンピュータ１６より噴射命令信号が入力される。以下、マイクロコンピュータ１６をマイコン１６と称する。気筒選択制御部２１は、充電制御部２２に充電命令信号を出力し、放電ＭＯＳ制御部２３に放電命令信号を出力する。Ａ／Ｄ変換器１２によりＡ／Ｄ変換されたデータは、Ｖ−Ｉ変換部２４により電流データＩｄに変換されて充電制御部２２及び放電ＭＯＳ制御部２３に入力される。
【００１８】
充電制御部２２は、充電ＭＯＳ制御部２５，充電電荷演算器２６及び比較器２７を備えており、充電電荷演算器２６は、実電荷演算器２８，予測電荷演算器２９及び加算器３０で構成されている。電流データＩｄは、実電荷演算器２８，予測電荷演算器２９の双方に入力されており、電流経路切替え検出部１３の出力信号flagは、予測電荷演算器２９に入力されている。実電荷演算器２８，予測電荷演算器２９の出力データは加算器３０で加算されて比較器２７に入力される。比較器２７は、加算器３０の加算結果を電荷閾値と比較し、比較結果を充電ＭＯＳ制御部２５に出力する。
【００１９】
充電ＭＯＳ制御部２５は、ドライバＩＣ３１を介してＦＥＴ３のゲートに充電ＭＯＳ制御命令信号を出力する。放電ＭＯＳ制御部２３は、ドライバＩＣ３２を介してＦＥＴ７のゲートに放電ＭＯＳ制御命令信号を出力する。また、気筒選択制御部２１は、ＦＥＴ５のゲートにドライバＩＣ３３を介して気筒選択制御命令信号を出力する。
【００２０】
充電電荷演算器２６では、実電荷演算器２８により電流データＩｄからピエゾインジェクタ１に充電される実電荷Ｑａを算出し、予測電荷演算器２９によりＡ／Ｄ変換器１２の応答遅延時間ｔｄが経過する間に充電される電荷を予測電荷Ｑｄとして算出する。そして、実電荷と予測電荷とを加算器３０で加算して充電電荷Ｑｃを算出している。
【００２１】
図２に示すように、充電電荷演算器２６の実電荷演算器２８は、乗算器４０により電流データＩｄにシステムクロック周期ｔsysを乗算し、１クロック当たりの電荷量に変換した後、積分器４１で電荷量を積分する。この際、不要な範囲の電流データＩｄを積分しないように、タイマ４２によって、電荷演算が開始されるＦＥＴ３のＯＮタイミングから上述した遅延時間ｔｄを計時する。そして、比較器４３により比較器時間ｔｄが経過すると積分器４１の積分演算を開始するように制御している。
【００２２】
一方、予測電荷演算器２９は、電流予測演算器４４，乗算器４５，シフトレジスタ４６及び累算器４７を備えている。電流予測演算器４４は、第１〜第３予測演算部４８〜５０による３つの予測演算（１）〜（３）から、ピエゾインジェクタ１の通電期間に応じて適切なものを選択し、予測電流Ｉｐとして出力する。予測電流Ｉｐは、乗算器４５により上述した周期ｔsysが乗算されて電荷量に変換された後、シフトレジスタ４６に格納される。シフトレジスタ４６は、（ｔｄ／ｔsys）個のデータを格納できる容量を持つものとし、累算器４７により電荷量データの総和をとることで、Ａ／Ｄ変換器１３の応答遅延時間ｔｄ分の電荷Ｑｄを算出する。
【００２３】
電流データＩｄは、第２予測演算部４９のｎサンプル電流傾き演算部５１及び加算器５２に入力される。ｎサンプル電流傾き演算部５１は、ｎサンプルの電流データＩｄより電流傾きα１を演算し、演算結果を乗算器５３に出力する。乗算器５３は、電流傾きα１に応答遅延時間ｔｄを乗じた結果を次段の加算器５２に出力する。加算器５２は、前記乗算結果に電流データＩｄを加算した結果である予測演算（２）を、マルチプレクサ５４及び第３予測演算部５０のＤフリップフロップ５５の入力端子Ｄに出力する。
【００２４】
第３予測演算部５０は、加えてＤフリップフロップ５６を備えており、その入力端子Ｄには電流傾きα１が入力されている。Ｄフリップフロップ５５及び５６のクロック端子には信号flagが入力されている。Ｄフリップフロップ５５は、演算パラメータＩoffsetを加算器５７に出力し、Ｄフリップフロップ５６は電流傾きα２を乗算器５８に出力する。乗算器５８は、電流傾きα２にタイマ５９により計時された時間ｔ２を乗じて次段の加算器５７に出力する。加算器５７は、（α２×ｔ２）に、パラメータＩoffsetを加算した結果である予測演算（３）をマルチプレクサ５４に出力する。
【００２５】
第１予測演算部４８は、Ｄフリップフロップ６０を備えており、その入力端子Ｄには電流傾きα１が入力されている。充電ＭＯＳ＿ＯＮ回数カウンタ６１は、充電期間におけるＦＥＴ３のＯＮ回数をカウントし、カウント値Ｘを比較器６２に出力する。比較器６２
は、カウント値Ｘを充電が１回目であることを示す「０」と比較し、比較結果をＡＮＤゲート６３の入力端子の一方に出力する。
【００２６】
タイマ５９は、信号flagの立上りの時点から計時を開始し、計時時間ｔ２を比較器６４に出力する。比較器６４は、時間ｔ２を時間（ｔｄ＋ｎ×ｔsys）と比較し、その結果をＡＮＤゲート６３の入力端子の他方とデコーダ６５とに出力する。ＡＮＤゲート６３の出力端子は、Ｄフリップフロップ６０のクロック端子に接続されている。Ｄフリップフロップ６０は、電流傾きα０を乗算器６６に出力し、乗算器６６は電流傾きα０にタイマ５９の計時時間ｔ２を乗じた結果である予測演算（１）をマルチプレクサ５４に出力する。
【００２７】
マルチプレクサ５４に入力選択信号を出力するデコーダ６５には、信号flagが入力されている。すなわち、上記選択信号は、入力される信号flag，比較器６２及び６４の比較結果をデコードして生成される。
【００２８】
次に、本実施形態の作用について説明する。図３に示すように、充電制御部２２は、マイコン４からの噴射命令がＯＮになると（Ｓ１）、ＯＮ回数カウンタ６１のカウント値Ｘを初期化して（Ｓ２）１回目の充電ＭＯＳ制御命令をＯＮにする（Ｓ３）。充電ＭＯＳ制御命令がＯＮになる毎に、充電電荷演算に用いる各パラメータＱｃ，Ｑａ，Ｑｄ，ｔ１，ｔ２を初期化してから（Ｓ４）電荷演算を開始する。
【００２９】
タイマ４２の計時時間ｔ１が遅延時間Ｔｄ以下であれば（Ｓ５でＹＥＳ）、実電荷演算器２８は、実電荷Ｑａを、乗算結果（Ｉｄ×ｔsys）を累積して算出する（Ｓ６）。続いて、予測電荷演算器２９による電流予測演算を行うが（Ｓ７）、これについては後で詳述する。
【００３０】
予測電流Ｉｐが得られると、乗算器４５の乗算結果である電荷（Ｉｐ×ｔsys）をシフトレジスタ４６に格納し（Ｓ８，Ｓ９）、累算器４７で格納されたデータの総和をとって予測電荷Ｑｄを算出する（Ｓ１０）。尚、図３に示すフローチャートでは、実電荷Ｑａの演算と予測電荷Ｑｄの演算とがシリーズで実行されるように示されているが、これらはＦＰＧＡ１１のロジックで実行されるため、実際には並列的に処理される。
【００３１】
それから、実電荷Ｑａと予測電荷Ｑｄとは、充電電荷演算器２６の加算器３０で加算され（Ｓ１１）、加算結果Ｑｃは、比較器２７により電荷閾値Ｑthと比較される（Ｓ１２）。Ｑｃ＜Ｑthであれば（ＮＯ）周期ｔsys毎に電荷演算処理を繰り返し（Ｓ１６→Ｓ５）、Ｑｃ≧Ｑthになったタイミングで（ＹＥＳ）ＦＥＴ３をＯＦＦし（Ｓ１３）、カウンタ６１のカウント値Ｘをインクリメントする（Ｓ１４）。そして、充電期間が終了するまでは（Ｓ１５でＮＯ）ステップＳ３に戻り、ＦＥＴ３のＯＮ／ＯＦＦ繰り返す。尚、電荷演算の過程において、予測電荷Ｑｄと実電流Ｉｄの積分結果との差分が大き過ぎる場合は、予測電荷Ｑｄに対し差分を修正するような補正を加えても良い。
【００３２】
ステップＳ７における電流予測演算は、図４に示すように、先ずｎサンプルの電流データＩｄから電流傾きα１を算出する（Ｓ２１）。次に、電流経路切替え算出部１３の出力信号flagの立上りであるエッジ１−２を検出すると（Ｓ２２でＹＥＳ）、第２予測演算部４９の演算結果（Ｉｄ＋α１×ｔｄ）をＤフリップフロップ５５、つまりパラメータＩoffsetに格納する（Ｓ２３）。また、ステップＳ１２で得られた電流傾きα１をＤフリップフロップ５６、つまり傾きα２として格納する（Ｓ２４）。これらは第３予測演算部５０において学習値として使用される。
【００３３】
また、充電が１回目であってＸ＝０である際に計時時間ｔ２が時間（ｔｄ＋ｎ×ｔsys）に等しくなり、ＡＮＤゲート６３の出力信号の立上りであるエッジ３を検出すると（Ｓ２５でＹＥＳ）、傾きα１をＤフリップフロップ６０、つまり傾きα０として格納する（Ｓ２６）。傾きα０は、第１予測演算部部４８において学習値として使用される。
【００３４】
ここまでが演算パラメータα１，α２及びＩoffsetの学習処理であり、以降のステップＳ２７〜Ｓ３４は、デコーダ６５におけるデコード処理に対応する。ここで、デコーダ６５がマルチプレクサ５４を制御することで、第１〜第３予測演算部４８〜５０の予測結果を採用する期間を、それぞれ第１〜第３期間とする。
【００３５】
信号flagの立ち上がりが検出された際に（Ｓ２７でＹＥＳ）、タイマ５９の計時時間ｔ２が、遅延時間ｔｄにｎ個の電流データをサンプルする時間を加えたものに達しておらず（Ｓ２８でＮＯ）、且つ充電が１回目であれば（Ｓ３２でＹＥＳ）第１期間であり、マルチプレクサ５４により第１予測演算部４８の演算結果（α０×ｔ２）を予測電流Ｉｐとして選択する（Ｓ３３）。また、充電が２回目以降であれば（Ｓ３２でＮＯ）第３期間であり、マルチプレクサ５４により第３予測演算部５０の演算結果（α２×ｔ２＋Ｉoffset）を予測電流Ｉｐとして選択する（Ｓ３４）。
【００３６】
また、ステップＳ２８において計時時間ｔ２が（ｔｄ＋ｎ×ｔsys）に達すると（ＹＥＳ）第２期間であり、マルチプレクサ５４により第２予測演算部４９の演算結果（Ｉｄ＋α１×ｔｄ）を予測電流Ｉｐとして選択する（Ｓ２９）。
【００３７】
一方、ステップＳ２７において信号flagの立ち上がりが検出されず（ＮＯ）、且つ充電が１回目であれば（Ｓ３０でＹＥＳ）未だ充電が開始されておらず、予測電流Ｉｐをゼロとする（Ｓ３１）。また、充電が２回目以降であれば（Ｓ３０でＮＯ）第２期間であり、ステップＳ２９に移行する。
【００３８】
図５において実線で示すＡ／Ｄ変換された電流データＩｄは、破線で示す変換前のアナログ電流Ｉａよりも時間ｔｄだけ位相が遅れている。この遅れは、Ａ／Ｄ変換器１２の動作原理上、アナログ電圧をデジタルデータに変換する際に、１クロックで単位ｂｉｔずつしかレベルを確定できず、変換がＬＳＢ（Least Significant Bit）まで完了するのに数クロック分の時間を要するために生じている。
【００３９】
図６に示すように、マイコン１６より噴射命令が入力されて１回目の充電ＭＯＳ制御命令がＯＮとなった後、電流経路切替り検出部１３により電流Ｉａが流れ始めたことを検出すると、前回の噴射命令時に学習した傾きα０を用いて予測演算（１）を行う。駆動装置１０の電源投入直後に噴射命令が与えられた時点では電流傾きの学習値が存在しないので、予め固定の初期値を用意しておき、初回は初期値を用いる。その後は、ｔ２≧（ｔｄ＋ｎ×ｔsys）になると予測演算（２）に切り替える。
【００４０】
２回目の充電ＭＯＳ制御命令ＯＮ時の動作は、電流Ｉａの傾きが負の期間は予測演算（２）より電流を算出する。その後、電流Ｉａの傾きが負から正に切り替わるのを検出すると、予測演算（３）に切り替える。その後、ｔ２≧（ｔｄ＋ｎ×ｔsys）になると再び予測演算（２）に切り替えるという処理を行う。３回目以降の充電ＭＯＳ制御命令ＯＮ時の動作は、２回目と同様の処理となる。
【００４１】
ここで、図６に示す第１〜第３期間は、以下のように定義される。
＜第１期間＞
１回目の充電により電流Ｉａが流れ始めてから、傾きを求めるためｎ個の電流データＩｄがサンプリングされるまでの期間。尚、電流データＩｄのサンプリングが開始されてからｎ個のサンプリングが完了するまでの時間（ｎ×ｔsys）が一定時間に相当する。
【００４２】
＜第２期間＞
第１期間に続いて、電流Ｉａが上昇から下降に転じた後、再度上昇に転じるまでの期間。また、２回目以降の充電では、第３期間に続く期間も第２期間となる。
【００４３】
＜第３期間＞
第２期間に続いて２回目以降の充電が開始され、電流Ｉｄ  が再度上昇に転じるまでの期間に、第１期間で述べた一定時間を加えた期間。つまり、２回目以降の充電では、第３期間と第２期間とが交互に切り替わるようになる。
【００４４】
以上のように本実施形態によれば、ピエゾインジェクタ１に流れる電流Ｉｄを電流検出抵抗６により検出し、その端子電圧をＡ／Ｄ変換器１２によりＡ／Ｄ変換する。充電電荷演算器２６は、Ａ／Ｄ変換されたデータより得られる電流データＩｄに基づいてピエゾインジェクタ１に充電された電荷量Ｑｃを演算し、充電制御部２２は、充電電荷演算器２６による演算結果に基づいてＦＥＴ３及び７のスイッチングを制御する。
【００４５】
充電電荷演算器２６は、ピエゾインジェクタ１の充電期間に電流データＩｄを積分する実電荷演算器２８と、Ａ／Ｄ変換器１２の応答遅延時間ｔｄ内にピエゾインジェクタ１に充電される電荷を予測する予測電荷演算器２９とを備える。そして充電電荷演算器２６は、実電荷演算器２９の積分結果Ｑａと予測電荷演算器２９の予測結果Ｑｄとを加算してピエゾインジェクタ１に充電された電荷量Ｑｃを得る。
このように構成すれば、ピエゾインジェクタ１の充電電荷量を、Ａ／Ｄ変換器１２の応答遅延時間ｔｄ内に充電される電荷の予測値も含めて求めることができるので、応答遅延の影響を軽減して噴射精度の悪化を防止できる。
【００４６】
そして、電流経路切替え検出部１３は、ピエゾインジェクタ１に流れる電流が増加及び減少に転じたことを検出し、第１予測演算部４８は、ＦＥＴ３がＯＮされてピエゾインジェクタ１への充電が開始された時点から、ＦＥＴ３のＯＮ期間の途中までの第１期間における充電電荷量（α０×ｔ２）を予測する。第２予測演算部４９は、第１期間及び第３期間に続いてピエゾインジェクタ１に通電される電流が増加から減少に転じた後、ＦＥＴ３のスイッチングに伴い再度増加に転じるまでの第２期間における充電電荷量（Ｉｄ＋α１×ｔｄ）を予測する。第３予測演算部５０は、第２期間に続いて電流データＩｄが減少から増加に転じた後、一定時間（ｎ×ｔsys）が経過するまでの第３期間における充電電荷量（α２×ｔ２＋Ｉoffset）を予測する。
【００４７】
このように構成すれば、予測電荷演算器２９は、ピエゾインジェクタ１の充電期間における電流Ｉａの増減状態が変化する第１〜第３の各期間に応じて、充電電荷量を連続的に予測することができる。また、実電荷Ｑａに予測電荷Ｑｄを加算して充電電荷Ｑｃを算出することで、演算結果には必要最小限の予測値しか反映されないので、電荷演算精度を殆ど損なうことなくＡ／Ｄ変換器１２の応答遅延の影響を軽減することが可能となる。
【００４８】
（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図７に示すように、第２実施形態の充電電荷演算器７１は、電流予測演算部７２に、電流データＩｄの極大値を検出する極大値検出器７３を備えている。そして、Ｄフリップフロップ５６のクロック端子には、極大値検出器７３の検出信号であるエッジ２が入力されている。それに伴い、Ｄフリップフロップ５５のクロック端子に入力される信号flagは「エッジ１」となっている。
【００４９】
次に、第２実施形態の作用について説明する。図８に示すように、第２実施形態の電流予測演算では、ステップＳ２２がステップＳ３５に置き換わっている。ステップＳ３５において「エッジ１」が検出されると（ＹＥＳ）ステップＳ２３に移行し、「エッジ１」が検出されなければ（Ｓ３５でＮＯ）「エッジ２」が検出されたか否かを判断する（Ｓ３６）。ここで「エッジ２」が検出されると（ＹＥＳ）ステップＳ２４に移行し、「エッジ２」が検出されなければ（ＮＯ）ステップＳ２５に移行する。
以上のように第２実施形態によれば、電流Ｉａの極性が正から負に切替る直前の傾きを学習できるので、予測演算（３）の演算精度を向上させることができる。
【００５０】
（第３実施形態）
図９に示す第３実施形態の充電電荷演算器８１は、応答遅延時間演算器８２を備えている。応答遅延時間演算器８２は、タイマ８３，極小値検出器８４及びＤフリップフロップ８５を備えている。タイマ８３には信号flagが入力されており、極小値検出器８４には電流データＩｄが入力されている。タイマ８３の計時時間ｔ３は、Ｄフリップフロップ８５の入力端子Ｄに入力されており、極小値検出器８４の出力信号は、Ｄフリップフロップ８５のクロック端子に入力されている。
【００５１】
Ｄフリップフロップ８５の出力端子Ｑは、後述のように応答遅延時間ｔｄの学習値を与えるもので、実電荷演算器２８の比較器４３の入力端子に接続されている。また、前記出力端子Ｑは、電流予測演算器４４の乗算器５３の入力端子の一方と、比較器６４の前段に配置されている加算器８６の入力端子の一方にも接続されている。加算器８６は、応答遅延時間ｔｄの学習値に時間（ｎ×ｔｓｙｓ）を加算して比較器６４に出力する。
【００５２】
次に、第３実施形態の作用について説明する。Ａ／Ｄ変換器１２の応答遅延時間ｔｄは、図６に示したように電流Ｉａが変曲点に達した後、対応する電流データＩｄが変曲点に達するまでの時間である。そこで、図１０に示すように、電流経路切替え算出部１３の出力信号flagのエッジ１−２を検出すると（Ｓ２２でＹＥＳ）、ステップＳ２４の実行後にタイマ８３のカウントをリセットスタートさせる（Ｓ３７）。
【００５３】
そして、ステップＳ２６の実行後に、電流データＩｄの極小値を検出したタイミングで（Ｓ３８でＹＥＳ）、タイマ８３の計時時間ｔ３をＤフリップフロップ８５に格納して応答遅延時間ｔｄとする（Ｓ３９）。応答遅延時間ｔｄは、Ａ／Ｄ変換器１２周辺の環境変化により変動するため、第３実施形態のように応答遅延時間ｔｄの学習機能を設けることで、予測演算の精度を向上させることができる。
【００５４】
本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
第２実施形態と第３実施形態とを組み合わせて実施しても良い。
【符号の説明】
【００５５】
１  ピエゾインジェクタ、３  ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ、４  充放電用コイル、６  電流検出抵抗、７  ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ、  １０  駆動装置、１１  ＦＰＧＡ、１２  Ａ／Ｄ変換器、１３  電流経路切替え検出部、２２  充電制御部、２６  充電電荷演算器、２８  実電荷演算器、２９  予測電荷演算器、４８〜５０  第１〜第３予測演算部。
【図１】
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【図２】
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【図３】
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【図４】
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【図５】
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【図６】
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【図７】
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【図８】
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【図９】
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【図１０】
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